Измерения в знергетической электронике - Фишер Ф.А., Лаппе Р.

Автор: Фишер Ф.А. Лаппе Р.
Теги: электротехника электрические машины и аппараты электронно-и аппаратостроение электроника полупроводниковые приборы электрические измерения
Год: 1986
Похожие
Промышленная электроника
Основы силовой электроники
Импульсивная энергетика и электроника
Основы силовой электроники
Текст
                    Р. Лаппе, Ф.Фишер
ИЗМЕРЕНИЯ
о
в энергетической

ЭЛЕКТРОНИКЕ
Энергоатомиздат

Р. Лаппе, Ф.Фишер
ИЗМЕРЕНИЯ
в энергетической
ЭЛЕКТРОНИКЕ
Перевод с немецкого
под редакцией доктора технических наук
В. А. ЛАБУНЦОВА
Is
МОСКВА
ЭНЕРГОАТОМ ИЗДАТ
1986
ББК 31.264.5
Л24
УДК 621.314:621.317.1
Рецензент доктор техн.наук В. А. Лабунцов
Leistungselektronik - Mefitechnik
Prof, (em.) Dr.-Ing. habil. Rudolf Lappe,
Dr.-Ing. Friedrich Fischer
Лаппе P., Фишер Ф.
Л24 Измерения в энергетической электронике: Пер. с нем. —
М.: Энергоатомиздат, 1986. — 232 с.: ил.
Дано описание электрических измерений в преобразовательной тех-
нике. Рассмотрены способы и схемы измерений параметров и характе-
ристик силовых полупроводниковых приборов — диодов, тиристоров,
силовых транзисторов и др., в том числе измерение мощности потерь,
динамических параметров, оценка качества и надежности, а также по-
казателей преобразователей и степени их влияния на питающую сеть.
Для инженерно-технических работников в области преобразователь-
ной техники и электроники.
2302030000-457
051(01)-86
150-86
ББК 31.264.5
© VEB Verlag Technik, Berlin, 1982
© Перевод на русский язык, 1986
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА ПЕРЕВОДА
Проблема измерений относится к числу одной из важнейших в энерге-
тической (силовой) электронике. Во-первых, измерения необходимы во
всякой научной или технической дисциплине. Во-вторых, быстрое раз-
витие энергетической электроники, которая объединяет технику силовых
полупроводниковых приборов (изучение физических процессов, разра-
ботка, конструирование и изготовление приборов) и собственно преобра-
зовательную технику, связанную с применением таких приборов в устрой-
ствах для преобразования электрической энергии, выдвигает все новые
требования к используемым методам и средствам измерений. В-третьих,
в энергетической электронике измеряются самые разнообразные и подчас
трудно поддающиеся измерениям величины: несинусоидальные и импуль-
сные токи и напряжения в диапазонах от 1СГ6 до 10s А и от 1СГ3 до 106 В
с временами изменения иногда до 1СГ7 с, температура внутренних облас-
тей полупроводниковых элементов (что возможно только косвенными
методами), мощность потерь в приборах и преобразователях, активная
и реактивная мощности и КПД установок при несинусоидальных токах
и напряжениях и т. д.; при этом погрешности измерений иногда не долж-
ны превышать долей процента. В ряде случаев измерения должны прово-
диться на больших партиях изделий с последующей статистической обра-
боткой результатов, что требует той или иной автоматизации измерений.
В силу указанных обстоятельств известные в настоящее время методы
и средства измерительной техники не всегда позволяют провести нужные
в том или ином конкретном случае измерения параметров приборов
или преобразователей и поэтому исследовательская работа и инженерная
деятельность в этих направлениях интенсивно развиваются.
Вышесказанное подчеркивает актуальность книги ’’Измерения в энер-
гетической электронике”, перевод которой предлагается вниманию совет-
ского читателя. Авторы — весьма известные специалисты ГДР1 — поста-
вили перед собой трудную задачу — собрать и обобщить имеющиеся в ли-
тературе, а также в различных стандартах и каталогах сведения по воп-
росам измерений в энергетической электронике. Хотя книга имеет ха-
рактер систематизированного обзора, в ней в определенной степени отра-
жен и личный опыт авторов в этой области, а также результаты деятель-
Профессор доктор Р Лаппе долгое время руководил кафедрой энергетической
электроники в Дрезденском техническом университете, автор ряда монографий
и учебных пособий, доктор Ф. Фишер, выпускник аспирантуры ЛЭТИ, в течение ря-
да лет работал на той же кафедре, сейчас перешел на работу в промышленности.
3
ности сотрудников кафедры энергетической электроники Дрезденского
технического университета.
Следует отметить, что отмеченное выше многообразие задач, связанных
с измерениями в энергетической электронике, и быстрое развитие этой
области, а также стремление ограничить объем книги заставили авторов
делать упор на описание методов, основных идей и типовых схем, лежа-
щих в основе тех или иных измерений; для более подробного изучения
различных конкретных вопросов приводится обширный список библио-
графии (который был дополнен при переводе рядом недавно изданных
стандартов СССР и СЭВ).
При переводе книги была почти целиком сохранена система буквенных
обозначений и индексов, принятая в оригинале, и почти целиком (для
приборов — полностью) основанная на соответствующих рекомендациях
Международной электротехнической комиссии и Комитета по стандарти-
зации СЭВ. Лишь в небольшом числе случаев, когда в оригинале исполь-
зованы непривычные для советского читателя обозначения, произведена
в индексах замена на русские буквы. Полный список обозначений приве-
ден в приложении.
Несколько слов следует сказать о термине "энергетическая электрони-
ка”, использованном при переводе названия книги. По мнению редакции,
этот термин точнее, чем относительно распространенный в отечественной
литературе термин "силовая электроника”, передает все многообразие
вкладываемых в него понятий, а также ближе соответствует по смыслу
немецкому термину ’’Leistungselektronik” и английскому "power electro-
nik”.
Доктор технических наук, профессор В. А. Лабунцов
ПРЕДИСЛОВИЕ
Энергетическая электроника находит все более широкое
распространение, так как она дает возможность повысить
эффективность использования трудовых ресурсов, материа-
лов и энергии. С целью полного использования этих возмож-
ностей необходимо постоянно улучшать свойства преобразо-
вателей и мощных полупроводниковых приборов. Для этого
приходится па всех этапах проектирования, изготовления и
эксплуатации приборов и преобразователей производить раз-
личные измерения. При этом необходимо применять специ-
альные измерительные методы и устройства, учитывать различ-
ные нормативные материалы.
Целью данной монографии является определение современ-
ного состояния в области измерений и выработка рекоменда-
ций для решения специальных измерительных задач. При этом
предполагается, что основы Энергетической полупроводнико-
вой электроники и измерительной техники читателю известны.
Мы надеемся, что предлагаемая книга будет полезной широ-
кому кругу разработчиков силовых полупроводниковых при-
боров и преобразователей на их основе.
Авторы
Глава первая
ВВЕДЕНИЕ
1.1.	ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
Основные требования, предъявляемые к приборам и устройствам
энергетической (силовой) электроники, — надежность работы и высокий
КПД. Эти свойства должны достигаться при минимальных трудовых и
материальных затратах. Для этой цели должны быть достаточно точно
установлены нагрузочная способность и реальные нагрузки в рабочих
условиях приборов, преобразователей и преобразовательных установок.
Это позволяет, с одной стороны, выявить слабые места приборов и пре-
образователей, с другой — предотвратить излишние запасы, связанные
с недогрузкой элементов. Кроме того, для достижения указанной цели
должны быть известны характер и степень отрицательного воздействия
преобразователей на питающую сеть.
Для решения этих задач требуются специальные методы измерения и
специальная измерительная аппаратура. Дать обзор современного состоя-
ния в этой области — главная цель предлагаемой книги. При этом книга
должна помочь читателю именно в решении специфичных для силовой
электроники измерительных задач, так как в ней даны описания основных
методов таких измерений и приведены практические рекомендации.
Для дальнейшего изучения конкретных вопросов приводятся ссылки
на литературу.
Устройство и принцип действия полупроводниковых приборов и пре-
образователей здесь не рассматриваются. Этим вопросам посвящена со-
ответствующая литература. В книге также отсутствуют сведения по
общим вопросам измерительной техники [1.1 — 1,12] и электрических
измерений [1:13-1.20].
1.2.	СТАНДАРТИЗАЦИЯ
Стандартизация имеет особое значение при решении следующих задач,
связанных с измерениями в силовой электронике: создание единой тер-
минологии как основной предпосылки стандартизации методов измере-
ния и оценки результатов измерения (с этой целью в приложении приве-
ден трехъязычный словарь терминов, основанный на международных
и национальных стандартах): определение единых условий измерения
на основе выбора способов и схем измерения и выявления основных
влияющих факторов; определение единой системы параметров и формы
их представления, что необходимо для полноценного описания соответ-
6
ствующих классов полупроводниковых приборов и преобразовательных
устройств на их основе.
В результате решения указанных выше задач стандартизации будет
обеспечено взаимопонимание между изготовителями приборов и разра-
ботчиками преобразователей, что крайне важно для повышения эффек-
тивности применения приборов и преобразователей.
При написании книги учитывались следующие международные и на-
циональные нормы: публикации Международной электротехнической
комиссии (МЭК); предписания комиссий стандартов СЭВ; TGL, стан-
дарты ГДР; ГОСТ, стандарты СССР; DIN, стандарты ФРГ; CESS, реко-
мендации Европейского комитета нормирования в электротехнике
(CENELEC), являющиеся системой проверки качества элементов
электроники.
С целью сравнения основных норм, используемых для стандартиза-
ции в силовой электронике, приведена табл. 1.1. Более детальное пред-
ставление о стандартах в этой области дают [ 1.27 — 1.89].
Следует особо подчеркнуть, что в книге поясняются только основные
идеи методов измерения и обращение к действующим стандартам во
многих случаях необходимо.
Конечно, требования стандартов не всегда полностью соответствуют
физическим явлениям или техническим потребностям. В качестве при-
мера можно упомянуть методы измерения времени включения или
Таблица 1.1. Стандарты, имеющие отношение к измерениям
в силовой электронике [1.27 — 1.89]
Предмет стандартизации	МЭК	СЭВ, ГОСТ	TGL (ГДР)	DIN (ФРГ)
	1. Полупроводниковые приборы			
Определения	147-0	1125-78	200-8160	41781,41786
		19095-73*	200-8161	41852,41854
		(2771-80) 20003-74* 20859-75 15133-77 (2770-80)	-	41858,41862
Обозначения	148	1125-78	200-8200	41785
Параметры	147-1	17466-72*	—	41787,41791, 44470
Электрические методы	147-2	1656-79	200-8295	41784,41792
измерений	147-3	18604 -74*	200-8317	44470
		20398-74* 1135-78	200-8363	
Климатические испытания	68	—	9200-9211	40040,40046
Механические испытания	147-5	—		
Надежность, контроль	147-4,	13377-75*	14449	40080,40081
качества	271,319 409,410	16504 -81*	14450 26907	41794
7
Продолжение табл. 1.1
Предмет стандартизации	МЭК	СЭВ, ГОСТ	TGL (ГДР)	DIN (ФРГ)
2. Преобразователи		и преобразовательные установки		
Определения	-	19880-74 23414-79	-	4 <750
Преобразователи Автономные преобразо- ватели Регуляторы постоянного напряжения	146 146-2 146 3	24376-80	200-0608	41755,41761,57558 57558-2 57558
Регуляторы переменного напряжения	—	24374-80	—	57558-3
Преобразователи для электрифицированного транспорта	411	—	—	—
Стабилизированные ис- точники питания	478	—	—	41745,41747
Преобразовательные трансформаторы	—	22182-76 16772-77 1102-78	200-1772	—
Воздействие иа питаю- щую сеть	—	—	—	50006
Радиопомехи	478-3	—	20885	57875
выключения тиристоров, заимствованные из информационной техники1.
Такие и другие аналогичные, в основном исторически обусловленные
несоответствия должны быть понятны. Так, биполярные и полевые мощ-
ные транзисторы до настоящего времени описываются в основном как
элементы информационной техники, хотя уже сейчас с их помощью пере-
ключают мощность более 100 кВт.
1.3.	ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ИЗМЕРЕНИЙ
ДЛЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
Мощные полупроводниковые приборы начали изготавливаться с конца 50-х го-
дов и завоевали сегодня широчайшую область применения. В этом развитии значи-
тельную роль играл технический паспорт прибора, как носитель информации меж
ду изготовителем прибора и разработчиком аппаратуры. Среди факторов, влияю-
щих на качество технического паспорта, важное место занимают возможности из-
мерительной техники (рис. 1.1). В следующих разделах это будет рассмотрено под-
робнее (§ 1.3.1 и 1.3.4). Понятия предельных и характеризующих параметров по-
ясняет § 1.3.3. Некоторое представление о развитии измерительной техники для
силовых полупроводниковых приборов дает заключительный § 1.3.5.
1 Авторы имеют в виду, что эти времена определяются как интервалы между
моментами, когда ток или напряжение прибора достигают 0,1 и 0,9 своего уста-
новившегося значения, т. е. аналогично определению времени фронта импульса в
импульсной технике. (Прим. ред. перевода)
8
Рис. 1-1- Место измерительной техники в системе факторов, влияющих на качество
паспортизации силовых полупроводниковых приборов
1.3.1.	Методы измерения, применяемые изготовителями
приборов и разработчиками преобразователей
Начальный период развития мошных диодов и тиристоров характеризовался
отставанием как объема измеряемых параметров, так и значений самих параметров
от потребностей применения. В связи с этим появились многочисленные публика-
ции, которые должны были помочь разработчику аппаратуры в создании собствен-
ной измерительной техники для полупроводниковых приборов (как, например,
[1.22, 1.25]).
В последующие годы свойства полупроводниковых приборов значительно улуч-
шились. Новые виды технологии уменьшили разброс параметров готовых прибо-
ров. Расширились также и измерительные возможности изготовителя. Добавился
долгий опыт применения. В результате выявилась тенденция переноса измерений
параметров мощных полупроводниковых приборов в основном на стадию изго-
товления (за исключением простейших функциональных испытаний). Это предопре-
деляет взаимоотношения доверия между разработчиком и изготовителем прибо-
ров, основанные на высокой содержательности справочных данных и высокой на-
дежности приборов, а также на развитой системе взаимной информации.
Одной из задач данной книги является содействие развитию этой системы ин-
формации Значение методов измерения, применяемых изготовителями приборов,
расширяет представление разработчика аппаратуры о границах применимости и
сравнимости справочных данных. Книга также должна дать представление о тех
немалых технических затратах, которые необходимы при определенных измере-
ниях. Эти затраты растут по мере улучшения качества приборов, в силу чего неце-
лесообразность большого объема измерений при применении приборов стано-
вится вдвойне очевидной
Стремление многих предприятий организовать у себя входной контроль пара-
метров приборов побудило позднее некоторые фирмы-изготовители приборов на-
чать производство (обычно небольшими сериями) измерительной и контрольной
аппаратуры, которую по желанию разработчик преобразователей может иметь в
своем распоряжении. Следует отметить, что принятая в справочниках система па-
раметров приборов соответствует требованиям большинства областей примене-
ния. Однако некоторые специальные применения требуют дополнительных данных.
В качестве примера можно упомянуть преобразователи частоты 162/зГцдля
железнодорожного транспорта1 илн высокочастотные преобразователи. Часто до-
На большинстве электрифицированных железных дорог ГДР и ФРГ принята
система однофазного переменного тока с частотой 16 2/3 Гц. (Прим ред перевода.)
9
1.З.2.З.	Защита испытуемого прибора и измерительной установки
Схема и условия измерения должны выбираться таким образом, чтобы не пре-
вышалась максимально допустимая мощность потерь испытуемого прибора, а также
оугих элементов схемы. Особо нужно принимать во внимание обеспечение тепловой
стабильности испытуемого прибора. Если это требование при применении метопов
лстоянного тока не обеспечивается, то необходимо применять импульсные методы
измерений [1.46, 1.58].
1.З.2.4.	Измерительные приборы
Класс точности измерительных приборов нужно выбирать так, чтобы обеспечи-
валась общая заданная точность измерений. При измерениях тока нужно обращать
внимание на внутреннее сопротивление средств измерения. При измерениях напря-
жения нужно следить за тем, чтобы падения напряжения на переходных сопротивле-
ниях не влияли на результат измерений. Силовой ток должен протекать через отдель-
ные выводы; подсоединение измерительных выводов при измерении напряжения
должно быть возможно более близким к испытуемому прибору.
Измерительные приборы во многих случаях желательно заменять на пороговые
указатели типа ”да-нст”, если при этом точность измерений остается в заданных
пределах. При прочих равных условиях вместо измерителей мгновенного и ампли-
тудного значений желательно применение осциллографов [1.42].
Измерительные устройства необходимо защищать от перегрузки, возможной
особенно в тех случаях, когда испытуемый прибор является дефектным.
1.3.2.5.	Специальные вопросы измерительной техники
При измерениях, которые должны происходить при нестационарных режимах
работы испытуемого прибора или установки, необходимо, чтобы эти режимы
действительно были обеспечены. Электрические и тепловые переходные процессы
должны оцениваться отдельно.
Не должно быть ошибок при измерении (см. также гл. 6) :
очень малых токов или напряжений;
в высокоомных цепях;
быстроменяющихся токов.
Для борьбы с помехами и наводками любого вида вводится экранирование и
соответствующим образом выбирается заземление. Измерительные шунты при из-
мерении быстроменяющихся токов должны быть безындуктивными.
1.З.2.6. Точность измерения
Как правило, общая погрешность устройств для измерения параметров мощ-
ных полупроводниковых приборов составляет 10%. Сложные методы, например
метод измерения (см. § 2.3.3), имеют, вообще говоря, меньшую точ-
ность. При определении прямого напряжения Up (или 1/у.), как и напряжения
пробоя	диодов и тиристоров, необходимо, чтобы погрешность измерения
нс превышала 5% [1-42].
1.3.3. Предельные и характеризующие параметры
Предельные параметры характеризуют нагрузочную способность при-
бора. Они определяют, например, какое напряжение прибор может запи-
рать или какой ток он может проводить без разрушения. Некоторые ди-
намические величины также описываются предельными параметрами,
например критическая скорость нарастания тока при включении у тирис-
торов (di/df)crit.
волнительные данные для подобных специальных применений необходимо вы
яснять совместно с изготовителем приборов. В некоторых случаях разработчики пре
образователен самостоятельно создают испытательную аппаратуру, с помощью ко
торой можно нагружать приборы в условиях, близких к условиям их предполагав
мой эксплуатации (см. § 3.5).
Транзисторы еще несколько лет назад рассматривались почти исключительн ,
как элементы информационной техники. В рамках такого применения возникла
весьма развитая техника измерения параметров транзисторов [1.21 - 1.23], коте-
рая частично может использоваться и в силовой электронике. В настоящее время
изготовители мощных биполярных и полевых транзисторов разработали специаль-
ные методы измерений для этих приборов. Однако стандартизация большинства
методов измерений для этих приборов до сих пор отсутствует. Поэтому в настоя
щее время при применении мощных транзисторов могут потребоваться измерения
некоторых их параметров. Так, например, измерения необходимы для подбора
транзисторов по напряжению насыщения	и времени спада t* при и-
параллельном соединении (см. § 5.1).
1.3.2.	Общие вопросы измерений
Измерительные устройства должны, естественно, соответствовать общим пра
вилам электрических измерений. Некоторые общие требования к измерениям, как
правило, указываются в стандартых на условия измерения полупроводниковых
приборов [1.28, 1.30, 1.31, 1.42, 1.46 - 1.48]. При этом обычно оговаривается, что
измерения должны проводиться при нормальных климатических условиях. Другие
особенности измерений полупроводниковых приборов, силовой электроники приве-
дены в гл. 6.
1.З.2.1.	Температура
Если измеряемая величина зависит от температуры, то температура окружающей
среды или корпуса прибора, при которой проводятся измерения, должна быть задана
и в течение измерений поддерживаться постоянной так, чтобы ошибка измерений
из-за изменений температуры оставалась в заданных пределах границ [1.4б]. Пс
этой причине длительность измерения должна быть ограничена, например, за сче-
перехода к импульсным методам. В [1-42] допускается изменение температуры
р-п перехода при измерении не более чем на ± 5К. Кроме того, необходимо, чтобы
измерительная схема обеспечивала термическую стабильность испытуемого прибора.
1.З.2.2.	Источники питания
Выходные параметры источников тока и напряжения в условиях эксплуатации
измерительных установок должны гарантировать требуемую общую точность из-
мерений.
При измерениях на постоянном токе считаются максимально допустимыми сле-
дующие значения коэффициента пульсаций Лп (см. § 1.4.1) :
для прямого тока	1%	[1.46]
10% [1.30, 1.47, 1.58]
для запирающего напря-	1%	[1.30,	1.46, 1.58]
жения	5%	[1.47]
При измерениях на переменном токе схема строится таким образом, чтобы на
усилители осциллографа не подавалось напряжение большой амплитуды, что осу-
ществляется обычно путем применения отсекающих диодов [1.47] (см. также
§2.1).
Кроме того, все источники питания должны удовлетворять требованию, чтобы
при их включении и выключении не превышались предельные значения параметров
приборов [1.58].
10
11
Первоначально для приборов задавались номинальные или рабочие
параметры, которые отчасти учитывали некоторые коэффициенты запа-
са. Изготовитель таким образом уже учитывал определенные соотноше-
ния, лежащие в основе расчетов разработчика. Оказалось, однако, целе-
сообразнее, чтобы выбор нагрузочной способности полупроводникового
прибора целиком производился разработчиком аппаратуры.
Поэтому теперь изготовители мощных полупроводниковых приборов
перешли почти исключительно к системе абсолютных предельных пара-
метров. Предельные параметры в этом смысле не должны превышаться
даже кратковременно, так как вследствие этого превышения может
произойти повреждение или разрушение прибора. Вследствие этого разра-
ботчик не должен измерять предельные параметры, например повторяю-
щееся импульсное обратное напряжение или ударный ток диодов и тирис-
торов. Он может только проверить, выдерживает ли данный прибор ука-
занное в паспорте предельное значение параметра, не ухудшающее свойств
прибора.
Изготовитель устанавливает предельные параметры на основе испыта-
ний, измерений и расчетов, а также с учетом технологического разброса.
Характеристики (характеризующие параметры), напротив, опреде-
ляются величинами, которые можно измерить, как, например, время
включения тиристоров или коэффициент передачи по току транзисторов.
Эти параметры имеют технологический разброс. По имеющейся у изгото-
вителя приборов функции распределения характеризующего параметра
определяются минимальное, максимальное или типичное значения либо
их зависимости, указываемые в паспорте.
1.3.4. Паспортные данные с точки зрения измерений
В основе указанных в паспорте данных лежат свойства прибора, опре-
деленные конкретными методами измерения при конкретных условиях.
НиЖе обращается особое внимание на взаимосвязь условий измерения
и паспортных данных.
Основополагающие связи между свойствами и паспортными даннымг
диодов и тиристоров анализируются в ряде публикаций [1.90 - 1.95]
В рекомендациях и стандартах для измерений параметров мощных
полупроводниковых приборов для каждого метода указаны существен-
ные влияющие факторы и для некоторых из этих факторов приведены
также их значения. Остальные условия измерения устанавливает изгото-
витель приборов, благодаря чему он получает возможность оказывать
влияние на форму представления паспортных данных, ориентированнук
на условия применения прибора.
Было бы, например, неэкономично, если бы значение каждого влияю-
щего фактора задавалось для ’’наихудшего случая”. Скорее условия из
мерения должны выбираться, исходя из значений этих факторов, которые
соответствуют типовым условиям эксплуатации. Для того чтобы прибор
можно было использовать при различных условиях применения, изгото-
вители задают определенные предельные и характеризующие параметры
для комбинаций влияющих параметров. Чем точнее соответствуют усло-
12
вия применения указанным в паспортных данных условиям измерения,
тем эффективнее может использоваться прибор и тем меньше потребу-
ется дополнительных измерений (см. § 1.3.1).
Так например, критическую скорость нарастания напряжения
(du/dt)Crit (см. § 3.4,4) целесообразно задавать не только для UD =
_ UDRM, но и еще для практически распространенного случая
и часто для случая 11з^окм- Тогда можно, например, тиристор типа
BstL35 использовать не только при 200, но и при 1000 и соответственно
ЗОООВ/мкс [1.96].
Задание условий измерения в соответствии с условиями эксплуатации
тесно связано с особенностями метода измерения и техническими возмож-
ностями измерительной установки. Поэтому понятным, например, стано-
вится требование задавать отдельные влияющие факторы в широких пре-
делах и независимо друг от друга. Такая задача, как известно, не всегда
просто решается (см., например, § 3.4.3.2). При этом также возрастает
длительность процесса измерений как вследствие расширения задавае-
мых условий измерения, так и за счет увеличения объема выборки ис-
пытаний (см. также § 2.4). Эти противоречия разработчики приборов
устраняют за счет рационализации процесса измерений. Следующий раздел
дает представление о прогрессе в области измерений мощных полупро-
водниковых приборов.
1.3.5. О развитии техники измерительных устройств
Техническое развитие испытательных и измерительных устройств для мощных
полупроводниковых приборов есть отражение прогресса в ряде других областей.
Существенное влияние имеет постоянное улучшение свойств испытуемых при-
боров. Это улучшение иллюстрирует рис. 1.2 на примере двух предельных пара-
метров тиристоров. Максимальное повторяющееся импульсное запираемое напряже-
ние современных тиристоров достигло значений более 4 кВ. Допустимые ударные
токи достигают теперь значений более 30 кА, а в отдельных случаях доходят
до 66 кА [1.97].
Рост параметров приборов приводит к повышению требований к испытательным
установкам. При этом необходимым становится создание высоковольтных источ-
ников с электронным ограничением тока. Все более важным становится вопрос
о мощности испытательной установки. Уже при испытаниях диодов, рассчитанных
на ток 200 А, при прямом полусинусоидальном токе частотой 50 Гц потребляется
мощность около 10 кВт [2.2]. Поэтому во многих методах перешли от испытаний
с периодическими импульсами к режиму с отдельными импульсами. Это имеет
особое значение при испытании лавинных приборов, когда некоторые рабочие точ-
ки требуют мощностей вплоть до 100 кВт (см. § 3.1.4).
Кроме того, общий рост технического уровня расширил возможности в данной
области. Для построения испытательных цепей, которые зачастую приходится рас-
считывать на большую мощность, чем сам испытуемый прибор, теперь имеются
в распоряжении подходящие приборы. Получение и обработка результатов измере-
ний становятся эффективнее с прогрессом информационной техники.
Другие тенденции, повлиявшие на развитие испытательной и измерительной тех-
ники, определяются организацией массового серийного производства приборов.
® связи с постоянно расширяющимся выпуском полупроводниковых приборов,
а также со все повышающимися требованиями к объему и качеству паспортных
Данных (см. § 1.3.4) возникла необходимость в автоматизации испытаний. Воп-
рос автоматизации стал весомым критерием выбора метода измерения. Усовершен-
13
Рис. 1.2. Увеличение важнейших предельных параметров тиристоров:
а - повторяющиеся импульсные напряжения Урцм и	б - ударный toi
fTSM
14. Прибор для измерения времени
выключения и критической скорости на-
астания прямого напряжения тиристоров
Развитие техники электрических измере-
ний также способствовало прогрессу тех-
ники измерений и испытаний в силовой
электронике. Сначала основным измери-
тельным прибором был электронный ос-
циллограф благодаря своему высокоомно-
му входу, а также возможности наглядно
• О
вольт-амперные характеристики. Для полу-
чения неподвижного изображения на экра-
не испытания проводились с частотой сети.
В методах постоянного тока работали
практически только со стрелочными при-
борами. Там, где собственное потребление
измерительного прибора приводило к иска-
жению результатов, необходимо было вво-
дить компенсационные схемы.
Теперь в нашем распоряжении имеются
ничтожным собственным потреблением. Измерители с запоминанием (см. § 6.2)
фиксируют мгновенные и максимальные значения временных процессов Эти до-
стижения дали возможность перейти к однократным импульсным испытаниям и
способствовали автоматизации процесса измерений.
В заключение приведем два примера, характеризующих уровень развития из-
мерительных устройств для мощных полупроводниковых приборов. На рис. 1.3
показаны приборы для полуавтоматических испытаний диодов и тиристоров,
которые используются как для контроля технологического процесса, так и при
выходном контроле. Все приборы работают в режиме однократных импульсов
с запоминанием измеряемого значения. Условия измерения предварительно могут
быть выбраны на панели программы испытаний. Подсоединение печатающего и
перфорирующего устройств дает возможность дальнейшей обработки результа-
тов вручную или с помощью ЭВМ.
На рис. 1.4 изображен прибор для измерения времени выключения тиристоров.
Рабочая частота может быть выбрана равной 1, 5 или 10 Гц. Все условия измерения
(см. § 3.4.3.2) независимо друг от друга предварительно устанавливаются в циф-
ровой форме, в частности амплитуда прямого тока до 1000 А, а повторное прикла-
дываемое прямое напряжение до 2000 В. Результат выводится на цифровой инди-
катор. При предварительном задании граничного значения возможны массовые ис-
Рис. 1.3. Серия приборов для полуавтоматических измерений у диодов и тиристоров пытания по принципу ’’годен-негоден”. Прибор позволяет, кроме того, изме-
а - напряжения переключения и напряжений пробоя (тип К13); б - прямот Р*™ критическую скорость нарастания прямого напряжения в диапазоне 20 -
падения напряжения (тип Р22); в - тока и напряжения включения (тип U13) 1 ООВ/мкс.
г — обратного тока и тока утечки (тип К14)
а)

электронные цифровые вольтметры с
в)
г)
1-4- ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ИЗМЕРЕНИЙ В ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКЕ
Общие рекомендации по проверке преобразователей приводятся, на-
.„---------г---.	пРимер, в [1.79, 1.73], однако требования, содержащиеся в соответствую-
Автоматизация не ограничивается только собственно Процессом получения зна ЩИХ указаниях и рекомендациях, не всегда согласуются друг С другом.
ствованные методы ускоренных испытаний часто существенно отличаются о
стандартных; однако изготовители гарантируют соблюдение нормировании
предельных и характеризующих параметров.
кТ,£ИТ^ОГ° ’ираметра’ НО " РаспР°стРа"яется также на их сбор и обработПоэтому зде"сГ можно дать лишь некоторые основные указания,'в то
14	15
время как в каждом конкретном случае необходимо принимать во вни
мание действующие стандарты.
1.4.1. Условия электрических испытаний
Измерения и испытания преобразователей проводятся не только при
их номинальных токах и напряжениях. Необходимо подчеркнуть, что
гарантируемые технические параметры должны выдерживаться такж
при наиболее неблагоприятных условиях, которые допускаются действуй
щими стандартами, например при максимально допустимой амплитуд
или искажении кривой напряжения питания и наихудших допустимых ус
ловиях охлаждения. В табл. 1.2 и последующих разделах § 1.4.1 привс
Таблица 1.2. Требования к источникам питания, используемым для измерений в силовой электронике			
Область npi менения	Параметр	Максимально допустимое откло- нение от номинального значения	Стандарт
	1. Источники переменного напряжения		
ПУ	Действующее значение	-7,5 до +5%	[1.79]
	напряжения	-15% для времени до 0,5 с	[1.79]
		±5% для больших времен	[1.73]
		±10% для времени до 1 с	[1.73]
сип		-10%	[1.78]
ПУ	Частота	±1%	[1.79]
ПУ и сип	То же	±2%	[1.73, 1.79i
ПЭТ	м »	От 15 до 17,5 Гц при 16 2/3 Гц	[1.77]
		и от48 до 51 Гц при 50 Гц	
ПУ	Отклонение кривой напряжения от сину- соиды	§ 1.4.1.1 и рис. 1.5	
	Содержание высших	§ 1.4.1.1 и рис. 1.6	
	гармоник Переходные перена- пряжения	§ 1.4.1.1	
	Внутреннее сопротив-	§ 1.4.1.1	
	ление		
	2. Источники постоянного напряжения кроме аккумуляторов		
АИ, РПТ	Среднее значение на- пряжения	-7,5 до +5%	[1.74, 1.75 [1.78]
сип	То же	±15%	
РПТ толь-	W п	—30 до +20%	[1.75]
ко для транспорта АИ, РПТ	Коэффициент ампли- туды пульсаций	15%	[1.74, 1.75
			
сип	То же	20%	[1.78]
16			
Продолжение табл. 1.2			
Область при менения	Параметр	Максимально допустимое откло- нение от номинального значения	Стандарт
АИ. РПТ	Энергия перенапря-	4 Дж при напряжении питания .жений	до 260 В Амплитуда перена-	§ 1.4.1.2 и рис, 1.7 пряжений 3. Аккумуляторы как источники постоянного напряжения		[1.74,1.75]
ПУ, АИ, РПТ	Напряжение	± 15% + добавочное повышение из-за газовыделения	[1.73 - 1.75]
ПУ	Коэффициент ампли- туды пульсаций	При f < 300 Гц 5% При />300 Гц 10%	
ПУ	Переходные перена- пряжения	Табл. 1.4	[1.79]
4. Информационная часть
ПУ	Напряжение:		
	при питании от сети при батарейном пи-	—15 до +10% ±15%	[1.79]
тании
Примечание. ПУ - приборы и установки [1.73, 1.79, 1.88]; АП - автоном-
ные инверторы [1.74]; РПТ - регуляторы постоянного тока [1.75]; СИП - стаби-
лизированные источники питания [1.78]; ПЭТ - мощные преобразователи для
электротранспорта [1.77].
дены в качестве примера допустимые изменения (максимально допусти-
мые отклонения от номинального значения) действующего значения пе-
ременного напряжения или среднего значения постоянного напряжения
источников, обеспечивающих питание цепи измерения; по этим данным
можно судить об искажениях переменного напряжения и периодических
отклонениях постоянного напряжения.
1.4.1.1. Источники переменного напряжения
Действующее значение напряжения. Для максимально допустимых
отклонений дополнительно к данным, приведенным в табл. 1.2, имеется
еще другой критерий оценки: желательно, чтобы одновременно измеря-
лись по возможности все влияющие факторы, например изменение на-
пряжения выпрямителя ДЕ/ и вызвавшее его изменение тока нагрузки
 При этом изменение напряжения питания (а также всех прочих
влияющих факторов) должно быть таким, чтобы оно вызывало изме-
нение выходного напряжения не более чем на 10% ожидаемого измене-
ния ДЕ/, обусловленного изменением тока нагрузки на Д/.
Форма кривых. Несинусоидальность кривой может описываться мгно-
венным отклонением от синусоидальной формы или содержанием выс-
ших гармоник.
2-5201	17
Рис. 1.5. Отклонение кривой
переменного напряжения i
от основной гармоники щ
а-а допустимый диапа
зон по уравнению (1.3)
При первом способе описания (рис. 1.5) ограничивается отклонени
(U2 — t/3) мгновенного значения U2 напряжения от соответствующег)
мгновенного значения U3 основной гармоники (7,, которая имеет амют
туду Ulmax. Обычно при проверке преобразователя напряжение питали
можно считать синусоидальным, если
U2 — U3 0,05Uimax
(11)
В 12-фазных преобразователях к форме кривой должны предъявлять
ся более высокие требования (поскольку теоретически в этом случае со-
держание высших гармоник должно быть ниже)
U2 - U3 < 0,025£7lw«.	(1.2)
При таком критерии оценки допускается на протяжении всего период i
постоянное по величине отклонение [1.79] (измерение по этому спосо
бу - см. § 10.1.2).
При более строгом критерии оценки формы кривой требуется, чтобы
кривая напряжения всегда проходила внутри области, ограниченной
линиями а на рис. 1.5, которые описываются соотношением
у = А (1 ± 0)sim?,	(1.3)
где, например, (3 = 0,05.
Таким образом, при малых мгновенных значениях переменного на
пряжения допускаются также только малые отклонения. Преимуществом
этого критерия является то, что он исключает возможность многократны:,
переходов кривой напряжения через нуль, при которых может нарушать-
ся синхронизация схемы управления.
При втором способе искажение переменного напряжения можно опт
сать также с помощью основной и высших гармоник v-ro порядка (дей-
ствующие значения и (/,) и их общего действующего значения U (см
§ 7.1). Обычно используют следующие критерии:
коэффициент содержания основной гармоники кх, задаваемый отноше-
нием действующего значения Ux к действующему значению U:
к\ — U\/U	(1-4)
рис. 1-6. Предельно допустимое значение коэф-
фициента содержания гармоник kv переменного
напряжения сети в зависимости от номера гар-
моники V [1.79]
коэффициент содержания гармоники ку,
задаваемый отношением действующего зна-
чения Uv отдельной высшей гармоники к U:
kv = UJU.	(1.5)
На рис. 1.6 показана зависимость допустимого коэффициента содер-
жания гармоник от номера гармоники для напряжения промышленной
сети.
Общий коэффициент содержания гармоник или коэффициент несину-
соидальности (клирфактор) также можно использовать для оценки ис-
кажения переменного напряжения. Этот коэффициент равен отношению
действующего значения Ur всех высших гармоник к U:
кг = Ur/U	(1.6)
или
kr = (1 - ^),/2,
где
U? =
(1-7)
(1-8)
V = 2,3...
Например, коэффициент несинусоидальности кг = 10% соответствует
по выражению (1.7) коэффициенту содержания основной гармоники
kt =99,5%.
Максимально допустимые перенапряжения в переходном режиме мо-
гут быть заданы зависимостью амплитудного значения от длительности.
Ниже приведен пример.
Допустимые переходные перенапряжения в сети для преобразовате-
лей с переменным номинальным напряжением питания до 1000 В и для
сетей, питающихся от аккумуляторов [ 1.79]
Напряжение на выводах	Переходные перенапряжения	
стороны переменного	(амплитудное значение), кВ,	
тока преобразователя, и	в диапазоне	
В	миллисе-	микросе-
	кундном	кундном
30	0,25	0,10
65	0,50	0,10
250	1,00	0,50
440	1,50	1,0
600	1,75	1,25
800	2,00	1,75
1200	3,00	2,25
18
19
Внутреннее сопротивление источника переменного напряжения умень
шает ударный ток преобразователя, который может превышать номиналь
ный ток во много раз. Поэтому снижение напряжения источника при ис
пытаниях на ударный ток должно быть не более 10% номинального пи
тающего напряжения.
14.1.2. Источники постоянного напряжения
Дополнительно к требованиям, указанным в табл. 1.2, должно зада
ваться изменение наибольшего ожидаемого перенапряжения в функцш
от его длительности, показанное на рис. 1.7.
Повторяющееся отклонение постоянного напряжения от своего сред
него значения можно описать следующими величинами (рис. 1.8):
коэффициентом, равным отношению действующего значения перемет
ной составляющей £/п к среднему значению напряжения Ucp,
kn=Un/Ucpi	(1.9
коэффициентом действующего значения пульсаций, равным отношеню
действующего значения переменной составляющей Un к действующем
значению напряжения U,
kR,n =	(1-Ю'
коэффициентом амплитуды пульсаций ка>п (коэффициент пульсацш
”от пика до пика”)
коэффициентом формы кф, равным отношению действующего значс
ния напряжения к его среднему значению,
кф = U/Ucp-	(1.12)
ИЛИ
кф = (1 + ^п) ,/2-	П-13)
В табл. 1-2 приведены в качестве примера максимально допустимые
значения коэффициента кап.
1.4.2. Выбор класса точности измерительных приборов
При выборе класса точности измерений [1.79, 1.84] следуют правилу: измерения
не должны быть как можно точнее, а должны быть точны, как это необходимо!
Поэтому для выбора класса точности мерой служит отклонение измеряемой вели-
чины. Отклонение может быть задано стандартом либо устанавливаться по догово-
ренности между изготовителем и исследователем приборов или установок сило-
вой электроники. Можно установить, что измерительный прибор должен иметь класс
точности, равный, например, относительному отклонению измеряемой величины,
умноженному на 0,2 или на 0,5, или если отклонение не задано, Vo максимальная
погрешность измерения должна составлять ие более 2,5%. В табл. 1.3 приведены
некоторые примеры.
Таблица 1.3. Примеры допустимых отклонений параметров
и требуемый класс точности соответствующих измерительных средств
Отклонение
Параметр
Класс точ-
ности
+ 5%	2,5
0,5%	0,25
Не более 0,1 (1 — р), минимум 0,005
Не более 0,2 (1 — cos^i)
Постоянное напряжение:
при номинальном токе
при стабилизации напряжения
КПД rj
Коэффициент сдвига costpx
Примечание. Для других параметров, не указанных в таблице, необходи-
мы измерительные приборы с классом точности 2,5.
Можно дать также следующую рекомендацию: измеритефщая аппаратура долж-
на допускать возможность измерять действие возмущающего фактора (например,
влияющего на выходное напряжение сетевого преобразователя со стабилизирован-
ным выходным напряжением) с погрешностью не более 10% допустимого воздей-
ствия.
Рис. 1.7. Наибольшее ожидаемое пер
напряжение At/ в зависимости от вре-
мени Г:
' номинальное выпрямление
напряжение [1.73]
Рис. 1.8. Постоянная Vcp
и переменная нп составляю-
щие выпрямленного напря-
жения =
20
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ
СИЛОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
Глава вторая
ОБЩИЕ ВОПРОСЫ ИЗМЕРЕНИЙ И ИСПЫТАНИЙ СИЛОВЫХ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
Общность некоторых свойств и характеристик силовых полупровод-
никовых приборов определяет общие черты их измерений и испытаний.
Ниже рассматриваются методы, которые применимы для всех полупро-
водниковых приборов. Речь идет об определении ВАХ, потерь мощности
21
при переключении, а также о тепловых измерениях. В заключение обсуж-
даются вопросы контроля качества и надежности.
ч
2.1.	ВОЛЬТ-АМПЕРНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Обычно интерес представляют ВАХ прибора для закрытого и открытого состоя-
ний. Для управляемых приборов необходимо при этом выполнение определенного
режима в цепи управления. Выбор схем управления возможен, если известна ВАХ
управляющего перехода.
Для измерения характеристик необходимо подать на испытуемый прибор сиг-
налы возбуждения и получить графическое изображение его ВАХ. Для этого суще
ствует ряд возможностей (табл. 2.1). С практической точки зрения наиболее целе
сообразны определенные комбинации сигналов для возбуждения прибора и полу-
чения его ВАХ.
2.1.1.	Возбуждение
Возбуждение на постоянном токе позволяет снять ВАХ по точкам с помощью
аналоговых или цифровых измерителей тока и напряжения (см. § 2.1.2.1). Недо-
статком являются значительные потери мощности, которые могут привести к разо-
греву испытуемого прибора и искажению результата измерений.
Импульсные методы вызывают меньшие потери мощности в испытуемом при-
боре и дают возможность исследовать участки характеристик, не доступные при
измерениях на постоянном токе.
2.1.1.1.	Постоянный ток
Выбор внутреннего сопротивления источника питания определяется крутиз-
ной наклона предполагаемой ВАХ. Так, обратные ветви ВАХ исследуются, как
правило, с помощью источника напряжения, а прямые ветви — источника тока.
Автоматизированные устройства работают с переключением режима источник
[2.1]. Для защиты испытуемого прибора при Исследовании обратных характерис-
тик ток можно ограничивать электронными методами, при напряжениях до не-
скольких сотен вольт для этого применимы транзисторные регуляторы. Для
ограничения тока при напряжениях до нескольких киловольт иногда используют
электронные лампы.
Таблица 2.1. Комбинации способов возбуждения прибора
и получения его характеристики
Получение характеристик с помощью
Сигнал возбуждения----------------------------------------------
	стрелочно- го прибора (§ 2.1.2.1)	осцилло- графа (§ 2.1.2.2)	координатно- го построителя (§ 2.1.2.3)	устройства с запоминанием (§2.1.2.4)
Постоянный (§ 2.1.1.1)	X		X	X
Полусииусоидальный (§ 2.1.1.2)	х (с ограни- чениями)	X	-	X
Линейно-изменяющий- ся (§2.1.1.3)	—	X	х (время на- растания 2 с)	X
Прямоугольный им- пульс (§ 2.1.1.4)	—	X	—	X
2.1.1.2.	Полусииусоидальный сигнал
мирОвание импульса с помощью питающей сети. Методы, основанные на
овании сетевого напряжения, получили большое распространение. Относи-
исполь остое формирование импульса путем выпрямления и получение устой-
тельно жения ВАХ на обычном осциллографе - вот основные достоинства
чивого в крОМе того, испытания при частоте 50 Гц во многих случаях близки
этих м м ЭКСПЛуатации. Особенно это относится к так называемым измерениям
К ” иной динамикой”, которые предусматривают одновременное исследование
С ямой и обратной ветвей ВАХ (см. § 3.5.1).
П Что касается требований к характеристикам источника питания, то об этом
поминалось выше в связи с измерениями на постоянном токе. На рис. 2.1, о
УЖвбоажена схема источника тока для измерения прямой ВАХ. Диод VD уменьшает
ИЗстояиное подмагничивание сетевого трансформатора. Путем увеличения сопро-
тивления Дн достигается желаемое уменьшение отклонения полуволны тока от
нусоидальной формы. Этим обеспечивается возможность определения ампли-
тудного значения тока Im по измеренному среднему значению 1а согласно соот-
ношению= 7Г/а (см. § 2.1.2.1). Конечно, эти преимущества достигаются ценой
высоких потерь мощности в установке (например, для испытания приборов на
ток 200 А требуется уже около 10 кВт) [2.2J. На рис. 2.1, г показана схема для
формирования полусинусоидального напряжения из напряжения сети, импульзуе-
мая при исследовании обратных ветвей ВАХ.
Формирование с помощью колебательного контура. За счет уменьшения рабочей
частоты вплоть до нулевой, когда прибор работает в однократном режиме, можно
Рис- 2.1. Получение полусинусоидальных импульсов из напряжения сети при изме-
рении ВАХ:
а — источник импульсов тока для исследования прямой ветви ВАХ в открытом
состоянии испытуемого прибора (ИП); б - то же, для измерения прямого напря-
жения используется прибор среднего значения; в — искажение формы кривой пря-
мого напряжения; г — источник импульсов напряжения для исследования обратной
ветви ВАХ; д — искажение формы кривой обратного тока: I — ’’жесткая”; 2 —
мягкая” обратная ветвь
22
23
Рис. 2.2. Получение полусинусоидальных импульсов испытательного тока с помощьк
последовательного колебательного контура:
а - схема; б — измерение тока и напряжения в момент максимума тока; в -
построение прямой ВАХ с помощью импульсов нарастающей амплитуды
Рис. 2.3. Зависимости:
а - полупериода колебаний Т/2; б — амплитуды 1т полусинусоидального им-
пульса тока от индуктивности L контура в схеме по рис. 2.2, а (при пренебрежени <
затуханием)
существенно снизить потребляемую мощность. Очевидно, что при этом для измерс
ния необходимы измерительные приборы с запоминанием (см. § 2.1.2.4).
Распространенным является метод формирования импульсов тока полусин}
соидальной формы с помощью последовательного колебательного контур-1
(рис. 2.2, а). Конденсатор С, заряженный во время паузы между импульсами дс
напряжения Uq, при включении испытуемого тиристора VS перезаряжается черс
индуктивность L. Через испытуемый прибор и шунт RM протекает импульс полу
синусоидального тока (рис. 2.2, б), для которого справедливо:
с
«(О =	. е orsinu>t,	(2.1)
где 5 = Я/2Т; СО = \/ 1/LC - б2.
24
Пренебрегая затуханием
рассчитать амплитуду тока
Im =
Т/2 = -n\fLC-
(если сопротивление контура R близко нулю), можно
1т и длительность полупериода колебания Т/2:
(2.2)
(2.3)
На рис. 2.3, а и б приведены рассчитанные по уравнениям (2.2) и (2.3) кривые.
Из этих рисунков видно, что можно формировать импульсы тока в области несколь-
их килоампер. Требуемая при этом мощность, например, для рабочей частоты
О 2 Гц менее 100 Вт. Габаритные размеры резистора R (рис. 2.2, а) соответственно
' еньшаются. Дальнейшее уменьшение потребляемой мощности возможно, если
У помоиаю диода, включенного встречно-параллельно испытуемому Прибору, до-
полнить кривую тока до полной синусоиды (см. § 3.5.2.1).
Генератор управляющих импульсов (ГУИ) должен так синхронизироваться
сетью, чтобы формирование импульса испытательного тока приходилось на фазу
закрытого состояния диода VD. В результате цепь разряда будет полностью отделе-
на от питающей сети, что может иметь преимущества с точки зрения повышения
точности измерений (см. также §6.3).
2.1.1.3.	Лииейно-изменяющийся сигнал
Для осциллографического отображения линейная или треугольная функция под-
ходит лучше, чем синусоидальная. Из-за неизбежных потерь линейно-нарастающне
импульсы применяются только при малых мощностях. Преодолеть эти трудности
можно благодаря переходу к прямоугольным импульсам (см. § 2.1.1.4).
При использовании линейно-изменяющегося сигнала необходимо обеспечить
нарастание напряжения в течение нескольких секунд. Такой способ возбуждения
особенно необходим при получении ВАХ с помощью механических координатных
графопостроителей (см. § 2.1.2.3) и при модуляции последовательности импуль-
сов (см. § 2.1.2.4).
С этой целью можно применить источник постоянного напряжения, подклю-
ченный к сети через регулируемый трансформатор с электроприводом.
2.1.1.4.	Прямоугольные импульсы
Для формирования прямоугольных импульсов используют электронные клю-
чевые элементы (транзисторы, тиристоры). Это позволяет при малых потерях
мощности получить значительные мощности возбуждения. При этом появляется
необходимость в применении устройств с запоминанием измеряемого значения
(см. § 2.1.2.4). Минимальная длительность импульса определяется суммой вре-
мени включенного состояния испытуемого прибора и времени срабатывания запо-
минающего устройства. Так как импульсом заданной амплитуды описывается
только одна точка характеристики, целесообразна модуляция амплитуды с по-
мощью линейно-изменяющегося напряжения (§2.1 1.3)
2.1.2.	Отображение результатов измерения
Способ отображения результата измерения зависит от типа возбуждения, а также
от желаемой формы оценки и дальнейшей обработки измеренного параметра.
2.1.2.1.	Стрелочные приборы
ки ^ЗМеРительнЬ1е приборы с поворотной рамкой позволяют снимать характеристи-
по точкам, преимущественно при возбуждении на постоянном токе (см. § 2.1.1.1).
Ри одновременном использовании двух измерительных приборов необходимо
Учитывать возможнее погрешности, обусловленные взаимным влиянием приборов
счет собственного потребления [1.14,1.19-1.21].
25
X

ип
Рис. 2.4. Подключение осциллографа для получения на экране волът-
амерйой характеристики:
ИП — испытуемый прибор; измерительный шунт

При возбуждении полусинусоидальными импульсами с частотой
50 Гц (см. § 2.1.1.2) приборы с подвижной катушкой имеют огра-
ниченное применение. Так. в случае питания от источника то-
ка при снятии прямой ветви ВАХ в открытом состоянии при-
бора (см. рис. 2.1, а) необходимо избегать ошибки, обусловленной
прямым падением напряжения на диоде VD1 (см. рис. 2.1, 6). Кроме того, нужнс
иметь в виду, что импульс напряжения на диоде из-за нелинейности его
характеристик имеет несинусоидальную форму (рис. 2.1, в). Аналогичные сообра
жения справедливы и для источника напряжения при измерении обратных характе
ристик (см. рис. 2.1, г). Получаемые импульсы обратного тока в зависимости от
"жесткости” характеристики будут иметь более или менее' заметные отклонения от
синусоидальной формы (см, рис. 2.1, д), что ставит под сомнение целесообраз-
ность применения этого метода, основанного на измерении среднего значения (см
§ 7.2). Для искаженных величин более целесообразным является использовали
электронных измерителей амплитудного значения (см. § 6.2) .
нием, то крутизна нарастания напряжения должна быть согласована со скоростью
записи построителя. В результате требуется относительно большая длительность
импульса, что приводит к нежелательному разогреву полупроводникового прибора
Поэтому этот метод применяется преимущественно для контроля при малой выде-
ляющейся мощности, например при регистрации характеристик управления ВАХ
для запертого состояния. В последнем случае предварительно выбранное электрон-
ное ограничение тока обеспечивает защиту испытуемого прибора и графопострои-
теля.
2.1.2.4. Устройства с запоминанием
Зачастую периодическое возбуждение при преобразовании больших мощностей
применяется единственно ради получения устойчивого изображения на экране ос-
циллографа. Очевидно, что если предусмотреть запоминание изображения, то это
приведет к существенному упрощению системы возбуждения. Кроме того, разогрев
испытуемого прибора значительно уменьшится.
Запоминающие осциллографы. Осциллографы с запоминающей трубкой обес-
печивают получение изображения характеристики при подаче одного импульса воз-
буждения. Яркость луча должна быть тщательно согласована с формой и длитель-
ностью импульса. Нулевая точка из изображения исключается, так что луч дает све-
чение на экране только в течение длительности импульса. Осциллограф с цифровым
запоминанием описывается в § 2.2.2.2.
Запоминание мгновенного значения. С помощью устройств, осуществляющих
выборку и запоминание мгновенных значений (см. § 6.2), возможно построение
ВАХ по точкам.
Метод поясняется на примере исследования прямой ВАХ тиристора при возбуж-
дении однократными полуволнами тока (см. рис. 2.2, б; § 2.1.1.2). С точки зре-
ния малого потребления мощности установкой желательно значение 772 брать как
можно меньше. Однако необходимо, чтобы к моменту измерения в испытуемом при-
боре установилось статическое распределение носителей зарядов. Для тиристоров
с большой площадью перехода для этого требуется время около 1 мс (см. § 3.4.2).
С задержкой на время 774 по отношению к импульсу отпирания открывается двух-
канальный измеритель с памятью, который запоминает амплитудное значение тока
1т и соответствующее значение напряжения U. Для неискаженной оценки относи-
тельно низких прямых напряжений в открытом состоянии необходимо принимать
особые меры (см. § 3.4.2.3).
Для обработки записанных в памяти двух мгновенных значений могут подсоеди-
няться цифро-печатающее, перфорирующее, с цифровой памятью или вычислитель-
ное устройства. Для получения остальных точек характеристики амплитуда тока
непрерывно увеличивается, например, с помощью регулируемого трансформатора с
электроприводом (рис. 2.2, а) .
Метод, очевидно, подходит и для других форм импульса. Больше того, он годит-
ся и при возбуждении на постоянном токе, если значения, соответствующие опре-
2.1.2.2.	Осциллографы
Напряжение, пропорциональное току, снимается с безындуктивного измеритель-
ного шунта (см. § 6.1.1.1) и подается на У-вход осциллографа (рис. 2.4). На
пряжение с испытуемого прибора подается на Х-вход. Метод получения осей харак
теристик приводится в [2.3].
При осциллографическом получении характеристик наиболее широко применя
ется возбуждение от питающей сети. Полуволны синусоиды (см. рис. 2.1), получае-
мые из напряжения сети, обусловливают, однако, неравномерную яркость изобра
жения, особенно сверхбольшую яркость в точке нуля. Линейно-изменяюшееся на
пряжение с этих позиций лучше (см. § 2.1.1.3).
При возбуждении линейно-нарастающей последовательностью прямоугольных
импульсов (см. § 2.1.1.4) яркость осциллографа модулируется так, чтобы на экра
не высвечивалась последняя треть импульса. На экране появляется характеристика
в виде последовательности точек (см. рис. 2.2, в) .плотность которых может задавать
ся крутизной нарастания линейно-изменяющегося модулирующего напряжения
Последняя, в свою очередь, должна быть согласована с частотой повторения импуль
сов. Для оценки однократных импульсов необходим осциллограф с запоминанием
(см. § 2.1.2.4).
Точность осциллографического построения характеристик ограничивается в пер
вую очередь искажениями изображения и шириной луча. Для улучшения точности .	.	— ------------------ 	знаются
считывания изображения применяют специальные приборы отображения с большим Деленным точкам характеристики, автоматически запоминаются и запис в я
экраном. На результат измерения оказывает также влияние сам полупроводниковы! (см- § 6.4).
прибор. Например, при снятии показания с помощью шлейфовых осциллографов
и медленных самописцев может сказываться разогрев испытуемого прибора. Полу
проводниковые приборы с большой площадью могут иметь "скачки" в прямой
ВАХ, что приписывают возникновению и исчезновению в таблете "островков” с вы
сокой плотностью тока [2.4]. Ширина наблюдаемой на экране петли, а также воз
можное "дрожание” обратной характеристики позволяют испытателю делать выво ____^^лчиение ооеспечивает
ды о погрешности при изготовлении, например о загрязнении поверхности кристал 300 мкс. При формировании
ла (см. также §3.1.4).	хапякт»--™.. —р
2.1.3. Промышленные характериографы
Промышленные приборы для построения характеристик маломощных транзис-
можно применить для нужд энергетической электроники при использова-
Во ?миР°вателя мощных импульсов тока (2.5 - 2.7].
г>	°®еспечивается прямоугольными импульсами длительностью около
хаоакт ’	’ *-	------1 импульсов тока до 200 А можно проводить измерения
Отобо еРИСТИк плодов, тиристоров и транзисторов средней или большой мощности.
2.1.2.З. Координатные графопостроители	высве^ван™ °12'ЩествЛяется на экране трубки, причем путем модуляции яркости
л	грпш,. производится в последнюю треть импульса (после затухания колеба-
Построение характеристики с помощью электромеханического графопострои	Про,1сссов) •
теля в прямоугольной системе координат облегчает описание и оценку результатов эазогпе^ частота с°ставляет 50 Гц, так что время измерения относительно мало и
измерения. Если возбуждение осуществляется линейно-изменяющимся напряже-	испытуемого прибора отсутствует. Специальный генератор формирует сту-
26	27
Рис. 2.5. Промышленный графопостроитель для получения ВАХ с приставкой силт
ного тока типа TR-4806/B
пенчато-нарастающий ток базы или управляющего электрода до 20 А. С помощь™
фотоаппарата при заданной предварительно выдержке можно сфотографиров:
семейство характеристик. На рис. 2.5 показан общий вид такого прибора [2.5].
2.2.	МОЩНОСТЬ ПОТЕРЬ
2.2.1.	Основные положения
Силовые полупроводниковые приборы при работе находятся либо в
открытом, либо в закрытом состоянии. При этом или ток I, или напря-
жение U малы и выделяющиеся в приборе потери мощности относительнс
невелики.
Во время переходного процесса ток i и напряжение и достигают боль-
ших значений. В результате при переключении выделяется высокая мгн<
венная мощность потерь
р(Г) =w(r)i(r).	(2.4)
На рис. 2.6 для иллюстрации приведены осциллограммы переходнь J
процессов включения и выключения различных полупроводниковь'
приборов.
Потери мощности при переключении, называемые коммутационными
могут достигать значительной амплитуды и концентрироваться на мало»
площади таблеты. Кроме того, следует принимать во внимание, что дол»
коммутационных потерь в общих потерях мощности увеличивается •
возрастанием частоты. При переключениях возникает также опасноеrf
’’шнурования” тока. Описанные процессы существенно влияют на так’»1
28
Рис 2.6. Типичные осциллограммы тока i (Г), напряжения u(t) и мощности р(Г)
при переключении мощных полупроводниковых приборов:
а - процесс включения (тиристор и транзистор); б - процесс выключения (за-
пираемый тиристор); в - процесс выключения (тиристор)
свойства приборов, как стойкость к величине di/dt (см. § 3.4.2.4),
нагрузочная способность при высоких частотах (см. § 3.5.2) тиристоров
или возможность выключения запираемых тиристоров (см. § 4.4) и мощ-
ных транзисторов. Потери мощности при включении и выключении зави-
сят от типа прибора, а также в значительной мере от условий его эксплуа-
тации.
2.2.2.	Методы измерения
На рис. 2.7 показана классификация некоторых методов измерения
мощности потерь при переключении силовых приборов.
2.2.2.1.	Тепловые (термические) методы
Все тепловые методы позволяют определить только суммарную (ин-
тегральную) мощность потерь в силовом полупроводниковом приборе:
выделение в отдельности мощности потерь при включении, выключении
Рис. 2.7. Методы измерения потерь мощности при переключении силовых полупро-
водниковых приборов
29
Рис 2 9 Структурная схема устройства для измерения потерь при переключении с
’’трансформацией” времени:
а - аналоговый метод; б — цифровой; 1 - блок стробирования (выборки);
2 - аналоговый умножитель; 3 - интегратор; 4 - графопостроитель; 5 - микро-
или мини-ЭВМ; 6 - печать; 7 - графопостроитель; 8 - дисплей
Рис. 2.8. Измерение потерь в тиристоре при включении методом с накопление,
энергии [2.9]:
а — схема; б — диаграммы тока тиристора 1д, напряжения на тиристоре н. ц
напряжения на конденсаторе
и в проводящем состоянии практически невозможно. Этот недостаток ц<
играет роли, если, например, необходимо сравнить какой-либо режик
работы прибора с точки зрения полных потерь с другим режимом, потер;
при котором известны (см. § 3.5.2). При этом предполагается длите; ц
ная работа испытуемого прибора в стационарном режиме.
При методе с проточным калориметром испытуемый прибор теплой о
лирован, так что тепловой поток может проходить только через тепло;
ситель (как правило, вода). Измеряется температура входящего 1
выходящего i?2 теплоносителя и его масса т за время t при известно;
теплоемкости с. Мощность потерь Р определяется тогда выражением
Р = -^с(&2 -1?,).	(2.5)
Аналогичные условия имеем для метода с калориметром с накоплени
ем потерь. Испытуемый прибор в этом случае теплоизолирован со вс
сторон и нагревает неподвижную среду массой т. По начальной и ко
нечной -&2 температурам рассчитывается выделяющееся в течение р:с
смотренного интервала времени количество энергии W:
W = тс($2 - #,).	(2.6)
Метод с измерительным тепловым сопротивлением основан на электро
тепловой аналогии. При этом тепловой поток испытуемого прибора пр'
ходит только через известное тепловое сопротивление RT. Это ’’теплое»
измерительное сопротивление” может представлять собой, например
медный цилиндр [2.8], в котором вдоль направления теплового пото
на определенном расстоянии друг от друга делаются два отверстия, в ке
торых устанавливаются термодатчики. По измеренным температур-'
i?i и $2 определяется мощность:
Р = G>i - 1?2)/Ят.	(2?'
2.2.2.2.	Электрические методы
Метод с накоплением энергии основан на колебательном перезаря 1‘
конденсатора [2.9] (рис. 2.8) .Пусть (7^ начальное значение напряжения,J
UC2 напряжение на конденсаторе в конце процесса. Далее определяет-1
30
количество выделяющейся энергии, которая в испытуемом приборе
преобразуется в тепло (при этом предполагается, что потерями в осталь-
ных элементах электрической цепи можно пренебречь):
ГТ 2 _ г г 2
W = С—---------— 	(2.8)
Вид кривой р(/) определить при этом невозможно. Кроме того, упо-
мянутое допущение ограничивает область применения метода.
Более универсальны методы, которые в соответствии с уравнением
(2.4) позволяют определять произведение тока на напряжение, т. е. р(г).
Интегрирование этой зависимости за определенный временной интервал
позволяет найти потери энергии. При этом предполагают, что зависимости
i (Г) и н(Г) известны (см. § 6.3). В простейшем случае эти зависимости
можно получить на экране осциллографа и получить р (Г), перемножив
значения в каждой точке.
Автоматическая обработка электрических сигналов по причине высо-
кой скорости их изменения связана с рядом трудностей. В зависимости
от типа исследуемого прибора и интересующего отрезка кривой необхо-
димо, чтобы полоса частот измерительного устройства достигала 5 —
10 МГц. Специальные исследования требуют еще более высоких гранич-
ных частот. Для установки нулевой линии желательна подача постоянно-
го сигнала [2.10].
Измерения упрощаются, если предусматривается трансформация вре-
мени исследуемых процессов за счет применения стробоскопического
метода. При этом годятся обычные серийно выпускаемые стробоскопи-
ческие осциллографы, которые предназначены для аналогового пред-
ставления трансформированных сигналов, например типа С-1-53 (СССР).
Сигнал, перенесенный из диапазона гигагерц или мегагерц в диапазон
килогерц или герц, можно затем обрабатывать традиционными в схемо-
технике аналоговым [2.10] или цифровым [2.11 — 2.13] методами.
Необходимые функциональные узлы (рис. 2.9), такие как умножитель
аналоговых сигналов, интегратор и аналого-цифровые преобразователи,
изготавливаются в виде интегральных твердотельных или гибридных
Микросхем (см. § 6.2). Большая стоимость цифрового метода окупа-
31
ется его высокой точностью. Кроме того, при этом методе можно далц	Пример неравномерного распределе-
обрабатывать сигналы, например, благодаря подключению измерител, Рис. ^мпературы в структуре мощного тран-
ного устройства к цифровой ЭВМ, осуществляющей обработку даннь ™"ТОра [2.18]
(см. § 6.4).
Недостаток стробоскопического метода заключается в том, что кр<
вые п(г) и i (г) должны быть периодическими функциями. Поэтому из.
мерение коммутационных потерь от однократного импульса возможна Для определения температурного про-
только в реальном масштабе времени.	филя применяют только методы излуче-
Умножитель аналоговых сигналов в реальном масштабе времени опщия (§ 2.3.2.1) и контактные (§ 2.3.2.2).
сан в [2.14] и применялся только до частоты 10 МГц. В настоящее врек?обший недостаток в обоих методах тот,
этот диапазон частот может быть обеспечен с помощью интегральнь хчто измерения необходимо проводить на
умножителей. Применяя более сложные схемы, можно достичь больпп ^открытом элементе (бескорпусном прибо-
граничных частот, например 200 МГц согласно [2.15].	ре). Электрические измерения (§ 2.3.2.3)
Прогресс информационной электроники обеспечил возможность прои i используют температурную зависимость определенных параметров и мо-
водить также и цифровую обработку сигналов в реальном масштабгуТ проводиться на выводах готового прибора. Конечно, многочислен-
времени. Так, согласно [2.16] цифровой микроскоп с памятью на МД 1ность этих вспомогательных параметров позволяет определить усреднен-
элементах отображает временные функции с разрешением 512 точек ГАНуЮ температуру с определенной погрешностью, соответствующую истин-
горизонтали и 1024 точки по вертикали. Полоса частот при этом cociaiHog температуре р-п перехода Для электрических измерений мак-
ляет 175 МГц. Граничной частотой 1 ГГц-обладает установка, котоР:исимальной температуры &.. существуют специальные методы. Конт-
записывает сигнал с помощью электронного луча в диодную матрицу и измерений, выполненных* электрическими методами, можно прово-
(512 X 515) точек [2.16]. Здесь также возможны разлитые вариант с ^щью метода излучения,
представления данных и подключение к централизованной системе дтя
их обработки.
2.3.2.1. Измерение методом излучения
2.3.	ТЕМПЕРАТУРА и ТЕПЛОВОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ	Регистрация излучения, исходящего от полупроводниковой таблеты,
„	_	дает возможность судить о поверхностном распределении источников теп-
Измерения температуры силовых полупроводниковых приборов им: „	J	г	г г
„ г	J	ла.Длязтогоиспользуют.главнымобразом.тепловоеирекомбинацион-
ют чрезвычайно важное значение для их надежной и эффективной эксплуа	J
r	J ное излучения. Такого типа измерения необходимы изготовителям для
тации. В основном при этом осуществляется:	J	г
, ,,	с установления предельных параметров (см. § 3.1.3, 3.1.4, 3.4.2.4, 4.4.2,
1. Контроль температуры во время или сразу после нагрузки приборг< , , ч .. r
с	5.1.1). Конечно, полупроводниковый вентиль при этом нужно использо-
для проверки правильности выбора его режима непосредственно в Усл' вать ge3 к
виях эксплуатации или для определения допустимых граничных знача „ ез коРпУса-	,,
, с - □ , п □	Основная часть теплового излучения лежит между 300 и 2000 К в
нии параметров (см. § 2.3.1 и 2.3.2).	„	«-
о А	ик-области, при длинах волн между 0,8 и 30 мкм. Для измерения абсо-
2. Определение теплового сопротивления между двумя точками ко	}
( к о о о\	лютных значении температуры должен быть известен температурный
струкции ( м. §2. . ).	коэффициент излучателя (см. [2.19,2.22,2.80]).
2.3.1. Температура внешних точек корпуса прибора	Рекомбинационное излучение обусловлено не температурой, а повы-
шенной плотностью носителей [2.23, 2.24], что, однако, также дает воз-
Для измерения температуры внешних точек корпуса или охладитег>можность определить распределение температуры. Длины волн рекомби-
пользуются промышленными электронными приборами с измерител Рационного излучения составляют для кремния около 1,1 мкм, т. е.
ной головкой типа PU391 (ЧССР) и др. [2.17, 2.18]. Приборы новейше лежат также ИК-области; основные применения методов излучения —
исполнения работают с цифровой индикацией температуры.	исследования распространения области начального включения в тиристо-
рах, а также изучение поверхностного распределения тока в других при-
2.3.2. Температура структуры	борах [2.25 — 2.30].
Контроль температуры кремниевой таблеты связан с рядом трудно. Служш^Н~Я составная часть измерительной установки — преобразователь,
тей: прежде всего с невозможностью непосредственного подхода к таб^л™ ®ля пРИема и обработки излучения. На выходе ИК-детектора
те, а также, как правило, с неравномерным распределением температур^ени р ется зависящий от интенсивности электрический сигнал излу-
по ее поверхности (рис. 2.10).	мен ’Л помощью осциллографа можно таким образом исследовать вре-
32	Ои температурный процесс в одной точке таблеты [2.19, 2.26].
3-5201	33
Рис. 2.11. Исследование путем регистрации инфракрасного излучения процесса р;
пространения области включения тиристора [2.30]:
а - измерительное устройство; б - диаграммы тока нагрузки /у, и чувствитель-
ности преобразователя изображения (Дг - временное окно); в - снимки инфр
красного излучения при включении высокочастотного тиристора:
Синхр. — синхронизация; А — анод; К — катод; G — управляющий электро ,
1 - держатель испытуемого прибора; 2 - фильтр дневного света; 3 — стробиру
мый преобразователь изображения (ПИ); 4 — трехкаскадный усилитель изоб; г
жения; 5 - кинокамера; б — формирователь импульсов; 7 — блок импульсно о
питания; 8 — блок управления; 9 — источник высоковольтных импульс в
регулируемой длительности и фазы; 10 - блок питания
Постоянная времени некоторых детекторов лежит ниже 1 мкс. При и -
пользовании микроскопа достижимо разрешение вплоть до 10 мю
При построчном считывании (например, посредством двух вращающи •
ся призм) обеспечивается передача стационарного изображения.
Электровакуумные преобразователи ИК-излучения превращают ка '
тину излучения некоторой области таблеты в видимое изображение. По
34
межуточного усиления изображение может фотографироваться
Ле т? 2 29] Другие системы предусматривают после преобразования
бо’ажёния применение телекамеры и монитора [2.28].
ИЗ<Особый интерес представляют моментальные снимки при изучении
песса распространения области включения в тиристоре. Возможность
ПР° олучения основана на пропускании через испытуемый прибор им-
"сов тока различной длительности [2.25]. Недостаток этого метода
^"зан с тем, что в течение импульса тока нагрузки происходит инте-
СВипование интенсивности излучения. Новейшие методы используют им-
пульсные преобразователи изображения, что позволяет наблюдать про-
J^cc в течение выбранного ’’временного окна” (рис. 2.11).
В течение нескольких лет выпускается ряд мощных промышленных
систем для наблюдения ИК-изображений. В перспективе должны полу-
чить развитие ИК-телекамеры на полупроводниковой основе [2.31].
2.3.2.2. Методы теплового контакта
Эти методы определения температуры не нашли широкого распро-
странения в полупроводниковой технике. К ним причисляют наносимые
на таблету микротермодатчики [2.19, 232], термочувствительные крас-
ки [2.20] и фосфоры [2.33].
2.3.2.3. Электрические измерения
Почти каждый параметр полупроводникового прибора зависит от
температуры. При измерении температуры р-п перехода электричес-
ким методом параметр Л'т должен обладать большим температурным
коэффициентом и линейной зависимостью от температуры^ =/(i5y)-
Для массовых измерений требуются, кроме того, малые разбросы этой
зависимости от одного прибора к другому. При выборе метода играют
роль также стоимость оборудования и точность измерений. С точки зре-
ния практической реализации важно также, измеряется ли термочувстви-
тельный параметр во время нагружения прибора или после прекращения
нагрузки. Таблица 2.2 содержит перечень некоторых термочувствитель-
ных параметров. На рис. 2.12 показаны типичные температурные зави-
симости.
Обратный ток. Обратный ток в запертом состоянии р-п перехода
удобен в качестве термочувствительного параметра, так как он в большой
степени зависит от температуры. Техническое применение этот принцип
нашел при использовании обратного коллекторного тока геР‘
маниевых транзисторов (рис. 2.12, а). Недостатком является нелиней-
ность, а также сильный разброс этой зависимости от прибора к прибору.
У кремниевых приборов измерение затруднего из-за малых абсолютных
значений остаточного тока. К этому добавляется нестабильность харак-
теристики вследствие влияния поверхностных токов утечки (см. §3.1.4).
Прямое напряжение. Использование в качестве термочувствительного
параметра прямого напряжения на р-п переходе дает хорошие результаты
пРи малых токах (1 — 2% номинального тока). Температурная зависи-
35
Таблица 2.2. Выбор термочувствительных параметров
для электрического измерения температуры р-п перехода
Обозна- чение	Параметр	Прибор	Температурный коэффициент	Рис. 2.12
^во	Обратный ток коллектор-база	Транзистор	5 - 10%/К	а
UF	Прямое напряжение	Диод		
ит	Напряжение в открытом со-	Тиристор		
	СТОЯНИИ			
UFG	Прямое управляющее напряжение	п	> 1,8-2,5 мВ/К	б 4
UBE	Напряжение база-эмиттер	Транзистор		
исв	Напряжение коллектор-база	W >		
еак	Наведенное напряжение анод — катод	Тиристор	0,5 - 2,0 мВ/К	в
RGK	Сопротивление цепи управления	н	0,01 - 0,2 CWK	г
U(BO)	Напряжение переключения	W	1 - 2%/К	
гЧ	Время выключения	W	Около 1%/К	
(du/dt) crjt Критическая скорость нараста-		•1		
	ния напряжения			
rGT	Ток включения	н	0,5 - 1%/К	д
UGT	Напряжение включения	п		
В	Коэффициент передачи по току	Транзистор	0,1 - 1%/К	е
мость в интересующей области линейна [2.36]. Это относится к прямому
падению напряжения на диоде Up и тиристоре UT, прямому управляюще-
му напряжению на тиристоре UFG, а также к напряжению база—эмиттер
1>ВЕ (Рис- 2.12» и коллектор-база UCB транзистора [2.20, 2.33, 2.37,
2.38].
Для диодов и тиристоров максимальный разброс температурного
коэффициента напряжения для приборов одного типа может составлять
около 5%. Таким образом, массовые измерения возможны путем Ьпре-
деления отклонений температуры от прибора к прибору без определения
температурной зависимости для каждого прибора. Этот метод является
основой многочисленных стандартов для определения внутреннего теп-
лового сопротивления (см. § 2.3.3).
Для тиристоров применение этого метода для измерения температуры
перехода встречает существенные ограничения. К ним относятся боль-
шой разброс температурного коэффициента от прибора к прибору, кото-
рый может превосходить 10%. Кроме того, при малых токах могут на-
блюдаться многократные ’’скачки” в характеристике, по которым можно
судить о возникновении и исчезновении областей с повышенной плот-
ностью тока [2.4, 2.39]. Наконец, для современных тиристоров с высо-
кой степенью шунтировки эмиттера характеристика UT = f ) прин-
ципиально нелинейна [2.40]. По этим причинам применение этого ме-
36
Рис. 2.12. Типичные температурные зависимости важнейших параметров:
а — обратный коллекторный (тепловой ток) германиевых транзисторов
= 7	11-23]; б - напряжение база - эмиттер I кремниевых транзисторов
(fE = 30 мА; =6 В) [1.21]; в — наведенное напряжение анод - катод ЕдЕ
тиристоров (1 — Iq~ 1000 мА; 2 - Iq =500 мА) ; г — сопротивление цепи управ-
ляющего электрода тиристоров [2.34]; д — отпирающий ток управления
симистора [2.35]; е - коэффициент передачи по току транзисторов В —
= 2 В; 1С= 10 мА) [1.21]
тода для тиристоров может дать большие погрешности измерения и,
как правило, градуировочная кривая должна сниматься для каждого
тиристора.
Прямое напряжение дает среднюю температуру структуры, посколь-
ку ток распределяется по площади равномерно. Таким образом, метод
не позволяет определить локальный пик температуры при однородной
плотности измерительного тока. При измерении прямого напряжения
под нагрузкой можно, однако, обнаружить нарушение пространственной
равномерности распределения тока (вплоть до шнурования) и соответ-
ствующее локальное повышение температуры. Этот метод особенно хо-
рошо реализуется для транзисторов, где можно через цепь эмиттер-
коллектор пропускать ток нагрузки и одновременно определять темпе-
ратуру по UBE при малом измерительном токе в цепи база—эмит-
тер. Если основная часть тока концентрируется в ’’горячей точке”, то
влиянием остальной площади таблеты можно пренебречь. При этом дей-
ствительна линейная зависимость между напряжением и локальной макси-
мальной температурой структуры (конечно, при изменившемся темпе-
ратурном коэффициенте [2.41]). Процессу шнурования тока соответ-
ствует, как правило, резкий скачок в градуировочной кривой. Этот факт
2*ет использоваться при массовом контроле ’’безопасной” области
Раьоты мощных транзисторов [2.33,2.42] (см. §5.1.1).
37
Наведенное напряжение между анодом и катодом. В тиристорах при
протекании тока в цепи управляющий электрод—катод возникает на-
пряжение Еак между разомкнутыми выводами анода и катода. При
соответствующих значениях тока управления кривая ЕАК ) в ин-
тересующем нас диапазоне линейна (рис. 2.12, в). Согласно [2.740] при
использовании этого метода могут быть устранены недостатки, возни-
кающие при измерении температуры по прямому падению напряжения
тиристоров.
Сопротивление цепи управления. Для наблюдения за температурой
р-п перехода тиристоров во время их эксплуатации в установке рассмот-
ренные выше методы являются малопригодными. В этих случаях для из-
мерений можно использовать температурную зависимость сопротивления
цепи управления [2.34]. С учетом имеющейся в тиристорах шунтировки
эмиттера положительный температурный коэффициент сопротивления
слоя кремния p-базы (рис. 2.12, б) преобладает над отрицательным тем-
пературным коэффициентом р-н перехода (рис. 2.12,6). Правда, резуль-
тирующая зависимость имеет сильный разброс от прибора к прибору,
так что необходимы предварительные градуировочные измерения. При
определении температуры по величине RGK при закрытом состоянии
тиристора пропускается короткий импульс измерительного тока в цепи
управляющий электрод—катод и измеряется соответствующее напря-
жение. В течение импульса нужно ограничить повышенный обратный ток
(см. § 3.1.3). Поэтому метод имеет ограничения.
Напряжение переключения. Напряжение переключения С/£0 обла-
дает в области температур свыше 100 °C отрицательным температурным
коэффициентом (см. § 3.1.2). При переключении тиристора ”по аноду’’
возникает опасность его повреждения, так что использование этого метода
пользователями (например, для определения теплового сопротивления
переход—корпус Rthjc) нежелательно. Изготовитель приборов может
измерять ^(£О)опри определении предельных значений параметров.
Так как условия включения выполняются, как правило, при макси-
мальной температуре, то можно параметр 0 использовать как инди-
катор локальной максимальной температуры перехода . Этим методом
можно предельную температуру таблеты оценивать непосредственно пос-
ле приложения нагрузки (см. § 3.1.3,3.2.2, 3.4.2.4,3.5.2).
Время выключения и критическая скорость нарастания напряжения.
Известно, что время выключения tq тиристоров при изменении темпера-
туры от 20 до 120 С увеличивается примерно в 2 раза. Некоторые ме
тоды измерения предельных значений параметров основаны на использо
вании этой зависимости (см. § 3.4.2.4, 3.5.2). По сравнению с методом
на основе измерений t/(£0,0 здесь отсутствует опасность разрушения
тиристора из-за включения ’по аноду”. Аналогично можно использовать
параметр (du/dt)crjt, который с ростом уменьшается (см., напри
мер, §3.1.3).	7
Отпирающий ток и отпирающее напряжение управляющего электрода.
На рис. 2.12, д показан ход температурной зависимости отпирающего
38
Рис 2 13 Контроль отпирающего тока 1СТ симистора для определения температуры
р.п перехода во время эксплуатации [2.35]:
_ схема измерений; б - осциллограммы напряжения между главными элект-
родами^, тока нагрузки и тока управления ?с:
j JU — квадранты ВАХ
тока IGT симистора [2.35]. На рис. 2.13 иллюстрируется способ изме-
рения температуры р-п перехода симистора при работе его на перемен-
ном токе. Ток управления определяется анодным напряжением прибо-
ра. Значения 1СТ определяются по осциллографу (рис. 2.13,б).
Подобным образом используется температурная зависимость отпираю-
щего управляющего напряжения UGT тиристоров [2.43]. Непосредствен-
ным индикатором здесь служит интервал времени до включения тирис-
тора при линейном нарастании управления.
Коэффициент передачи по току. Для измерения температуры перехода
транзисторов, кроме описанного выше метода измерения прямого на-
пряжения имеется большое число других методов [1.21, 1.23]. Для сило-
вой электроники особое значение имеет коэффициент передачи транзис-
тора по току В, который в широкой области применения примерно ли-
нейно растет с ростом температуры (рис. 2.12, е). Основанный на этой
зависимости метод дает возможность контролировать температуру не-
посредственно во время эксплуатации транзистора. Нежелательной явля-
ется зависимость коэффициента В от плотности тока и от коллекторного
напряжения. При шнуровании тока величина В уменьшается, несмотря
на дальнейшее увеличение локальной температуры. Это может использо-
ваться при неразрушающем определении ’’безопасной” области работы
[2.44] (см. §5.1.1).
2.33.	Тепловое сопротивление
Внутреннее тепловое сопротивление Rthjc между р-п переходом и
корпусом определяется с Помощью соотношения
лгй/с = (^. - £С)/Р,	(2-9)
где Р _ мощность потерь, дс - температура корпуса и — температура
Р~п перехода.
Его значение определяется конструкцией прибора, но часто подвержено
технологически обусловленным колебаниям. При определении общего
39
теплового сопротивления Rthja (между переходом и окружающей cj>s
дой) вместо 19с в соотношении (2.9) используют температуру охлаждаи
щего агента i9a. Динамические свойства системы охлаждения характер
зуются переходным тепловым сопротивлением между переходом и ок}
жающей средой Z^h)t/a-
2.3.3.1.	Внутреннее тепловое сопротивление, типовые методы измереиия
Определение Rfhjc требует согласно (2.9) знания значений трех велц
чин. В то время как измерения и Р возможны простыми методами
температура определяется по температурной зависимости темпе},
турно-чувствительных электрических параметров (см. § 2.3.2.3). Поэте
му для испытуемого прибора сначала снимают градуировочную кривук
выбранного температурно-чувствительного параметра. Это требует з;
чительных затрат времени, и применение таких измерений остается огр
ниченным [1.42, 1.48]. Более рационально использовать методы, ко.
торые не требуют предварительного определения градуировочной кри-
вой. Измерения в этих случаях проводятся в два этапа, для которт
справедливы соотношения:
этап I:
^'1 — R-thjcRi *" $cl>	(2.10)
Рис. 2.14. Схемы измерения теплового сопротивления:
а - диодов и тиристоров; б — транзисторов; в - осциллограммы прямого тока
i (для диодов) или ip (для тиристоров), прямого падения напряжения Up или
Up (соответственно) и температуры перехода (Ц - греющий ток; - изме-
рительный ток)
этап И:
&j2 ~ RthjcRl + $с2-	(2.11)
На обоих этапах либо температура , либо т?с должна поддерж
ваться постоянной.
Метод постоянной температуры корпуса. Температура корпуса по
держивается постоянной с помощью термостата, так что $ci =дС2 = $
Тогда из (2.10) и (2.11)
Rthjc =		(2.12)
г2 г I
Для обычно применяемых температурно-чувствительных параметр* в
функция Кр = f(&) описывается линейной зависимостью
Кт = m-д. + КТо.	(2.13)
Подставляя (2.13) в (2.12), имеем
KTl -Кр2
Теперь для измерения достаточно определить характеризующий кр
тизну градуировочной кривой коэффициент т, который при выборе о '
ответствующего параметра (см. § 2.3.2.3) для приборов одного тинз
постоянен. Поскольку $С1 = дс, можно путем однократной установи 1
начальной точки учесть значение параметра KpY - Кроме того, как прав
40
по, Г, = 0, а Р2 = const, вследствие чего значения параметра Кр2 мож-
но откалибровать непосредственно в единицах теплового сопротивления.
Метод постоянной температуры перехода. При д- j =	2 имеем из
(2.10) и (2.11):
Rthjc
т?с1 —
Р2 ~ Pl
(2.15)
Во время первого этапа измерений нужно задать с помощью термо-
стата высокую температуру корпуса дс j, для чего через испытуемый
прибор пропускается достаточно большая мощность Pj. Измеряется со-
ответствующая $ j. На втором этапе устанавливается более низкая тем-
пература корпуса дс2, но одновременно мощность Р2 увеличивается до
тех пор, пока температурно-зависимый параметр не примет предыдущего
значения, т. е. пока д^2 = i3y (. При этом в уравнении (2.15) все величи-
ны оказываются известными. Знания точного хода температурно-зави-
симого параметра не требуется. Недостатком метода является необхо-
димость дважды устанавливать тепловое равновесие прибора.
. Измерительная установка. Метод постоянной температуры р-п пере-
хода положен в основу некоторых стандартов [1.30 (А, С), 1.46, 1.47,
1-59]. В других использован метод постоянной температуры корпуса.
качестве температурно-чувствительного параметра почти всегда ис-
пользуется прямое напряжение на р-п переходе (см. § 2.3.2.3). По [1.59]
Вдя тиристоров можно использовать также наведенное напряжение ЕАК-
На рис. 2.14 показаны типичные схемы измерения. Принципиально тем-
пература перехода не может быть измерена электрическим методом во
41
время прохождения греющего тока, так как цепи греющего тока и изме
рительного тока к испытуемому прибору должны быть подключены по
следовательно.
В схеме для диодов и тиристоров (рис. 2.14, а) испытуемый прибо)
нагревается током Ц при включенном ключе S. Мощность Р получается
путем перемножения показаний приборов Ml и М2. На рис. 2.14, в показа
ны процессы в момент окончания импульса силового тока. После размы
кания ключа S через прибор протекает измерительный ток от источни
ка , составляющий несколько процентов греющего тока. Падение на
пряжения Up или Up измеряется высокоомным вольтметром М4. Ком
пенсирующее устройство К позволяет определить изменения температурь
(см. выше описание метода постоянной температуры корпуса). Охлажде
ние испытуемого прибора требует возможно быстрого измерения темпе
ратуры перехода, однако необходима пауза для окончания всех электри
ческих переходных процессов. Экстраполяция ’’назад” кривой темпе
ратурно-чувствительного параметра (см. нижнюю кривую на рис. 2.14, в)
позволяет определить температуру перехода в момент окончания им
пульса греющего тока.
Чтобы обеспечить возможность осциллографических измерений, при
меняются последовательности импульсов. Продолжительность интервал
измерения составляет в этом случае только часть интервала нагревг
В новейших методах используется запоминание измеренного значение
(см. § 6.2), благодаря чему возможны измерения с однократным им
пульсом греющего тока [2.32, 2.33, 2.45].
Схема на рис. 2.14, б иллюстрирует измерение теплового сопротивле
ния транзисторов. После замыкания электронных ключей S1 и S2 чере
испытуемый прибор ИП (источник Ur и амперметр Мб) протекает кол
лекторный ток, значение которого задается источником тока в цепь
эмиттера. Выделяющаяся в транзисторе мощность рассчитывается кат
сумма потерь мощности в эмиттере и коллекторе (приборы М5 и Мб
Ml и М4). При разомкнутых ключах по напряжению между базой и эмит
тером (измерительный ток /2, вольтметр М3 с компенсатором К) опре-
деляется температура перехода. В некоторых новых реализациях метод,
ключ в цепи базы отсутствует [2.2,2.33].
Интегральные силовые блоки, объединяющие несколько приборов
имеют, как правило, несколько р-n переходов, доступ к которым воз
можен через выводы блока. Измеряя температуру определенного p-i
перехода, можно найти частичное тепловое сопротивление [2.46].
2.3.3.2.	Переходное тепловое сопротивление
Переходное тепловое сопротивление Z ^h) tja характеризует возмож
ность отвода тепла от р-n перехода при кратковременной нагрузке
По определению
Z(th)tja = (О — бп)/Р,	(2.16)
т. е. количественно определяется изменением температуры переход,
во времени i%(z) при подаче импульса постоянной мощности Р в ус
42
, is Измерение переходного тепло-
^со^отивления:
7 _ графики прямого
прямого напряжения^
пы перехода U1
_ измерительный ток)
I,
1г
u-t.
ЛПП"~~1ППП_.
a)	t
ГТ'П'ППП1У
тока ip', б -
в - температу-
греюший ток,
овиях постоянной окружающей температуры ба . Этот импульс перио-
ски на короткое время прерывается, чтобы обеспечить возможность
измерения температуры перехода (рис. 2.14, в, 2.15). С помощью тем-
пературно-чувствительного параметра (см. § 2.3.2.3) предварительно
для каждого испытуемого прибора снимается градуировочная кривая.
Температура корпуса контролируется посредством термопары (см.
§ 2.3.1) и используется при расчете по выражению:
0,(0 - ^, Оо) “ [#с(0 -tfc('o) ]
z(fA)f(0 =—1-----------L-----р------------------
(2.17)
Для измерения теплового сопротивления в импульсном режиме
Z(fA)p = f(t) на испытуемый прибор воздействуют определенной по-
следовательностью импульсов греющего тока. Температура перехода
должна измеряться во время пауз между импульсами.
Перечисленные методы используют кривые нагрева полупроводнико-
вого прибора. В принципе для измерения переходного теплового сопро-
тивления удобны также кривые охлаждения. В этом случае аналогично
выражению (2.16):
*С -
Z (th) t ~
(2.18)
где т9у0 — температура перехода к началу процесса остывания.
Такой метод стал составной частью некоторых стандартов [ 1.30, 1.46,
1.59], и не последнюю роль сыграло то преимущество, что (t) можно
оценивать без прерывания. Этот метод не позволяет измерять Z (th)p-
Если получаются различные результаты определения Z(th)t методами
нагревания и остывания, то это указывает на неравномерное распреде-
ление температуры по вентильному элементу прибора [2.33].
2.3.3.3.	Внутреннее тепловое сопротивление, ускоренные методы измерения
Качество контакта кремниевой шайбы с корпусом служит мерилом
надежности работы прибора. Так, например, неполное смачивание при-
поем шайбы (рис. 2.16) приводит к увеличению внутреннего теплово-
го сопротивления. Поэтому для контроля этого параметра для каждого
прибора были разработаны высокопроизводительные методы измерения
43
Рис. 2.16. Фотография шлифа паяного соединения между кремниевой пластиной вается пригодным для серийных измерений. Так, например, для диодов
промежуточной шайбой мощного транзистора на 10 Вт, иллюстрирующая дефек
пайки
dt
Z«H)tJa//BT
о/-
°;2
V
0
7
пставляют собой сглаженное и задержанное изменение темпера-
мени пр да (рис 2.17, б). Мерой теплового сопротивления корпуса
туры пе^нтервал времени tM между концом импульса нагрузки и мо-
служит максимума температуры корпуса. Этот интервал можно опреде-
ментом &м дифференцирования кривой температуры корпуса
пить 2 17 в) и выделения прямоугольного импульса с помощью ком-
(рИС’ ’ с’рИС. 2.17, г). Для получения заметных изменений температуры
ПЭРам методом амплитуда импульса греющего тока должна быть пример-
ГаК авна ударному току. Метод позволяет обходиться без измерения
' ° пеоатуры перехода и осуществлять измерение за время менее 1 с.
Основные трудности связаны с обеспечением необходимой точности и
воспроизводимости измерений температуры корпуса.
Метод теплового сопротивления. Временная функция полного переход-
ного теплового сопротивления	(7) в некоторой точке Ц про-
ходит через значение внутреннего теплового сопротивления. Время t]
соответствует времени достижения статического состояния. Разброс зна-
чений 71 для приборов одного типа достаточно мал, так что метод оказы-
~ ।
'на ток 200 А необходимая длительность импульса лежит в пределах 10 с
(рис. 2.18), что дает возможность в течение часа испытывать примерно
200 приборов [ 1.22].
В [2.48] применяется аналогичный метод измерения для мощных тран-
зисторов. При этом время t, определяется не из условия Z	> tja (71) =
= Rtftjc, а на основе имеющейся корреляции обеих величин. С этой
точки зрения оказывается
возможным проводить из-
мерение для транзистора на
10 Вт с помощью импульса
длительностью tt =0,5 с.
Производительность такого
измерительного устройства
при проверке 500
приборов в час (рис. 2.19).
Рис. 2.17. Метод ответного
противления:
временные диаграммы:
а — прямого тока; б -
г - выходного сигнала компаратора (по [2.47])
импульса
для определения внутреннего теплового о
температуры корпуса в - производной <3&с/iг
P“c- 2-19- Установка для эксп-
ресс-контроля внутреннего
Рис. 2.18. Кривые переходного теплового сопротивления Z (th) с а диодов с рТеплов°го сопротивления мощ-
личным внутренним тепловым сопротивлением Rthjc (по [1.22]):	ных транзисторов:
-----------без охладителя;------— с охладителем	~ камера испытаний, обес-
печивающая постоянную темпе-
Kopnyca; 2 ~ блок
'	~""л и нагрузки; 3 - из-
ЧР тельный блок с цифровой
коэ<ЬА,ЦИе!' температурных
^ФФициентов; 4 - источник
Rthjc- При их проверке изготовитель должен опираться на типов .правления и нагрузки- 3-
методы (см. § 2.3.3.1).	.меп”~------
Метод ответного импульса. После однократного импульса тока 7----^
грузки (рис. 2.17, с) измеряется температура корпуса, не подвергаемс питания
Искусственному охлаждению; изменения температуры корпуса во в11
44
45
Рис. 2.20. Пассивный метод определения внутреннего тс
нового сопротивления:
"Гр? - нормальный тиристор; ИП - испытуемый тири .
тор; ОХЛ - охладитель с водяным охлаждением; TH
тепловая изоляция
Подобный принцип используется также в измерителе теплового сопр Л
тивления типа WM400 фирмы ’’Шустер—Электроник” (ФРГ).
2.3.3.4.	Внутреннее тепловое сопротивление, пассивные методы измерения
Измерение величины Rthjc тиристоров при серийном производств
сильно осложняется большим разбросом от прибора к прибору град и-
ровочной кривой UT - (см. § 23.2.3). Описываемый ниже метод,
испытаний приборов таблеточной конструкции следующим образ* м
решает эту проблему (рис. 2.20). Испытуемый прибор ИП закрепляет я
на пути теплового потока между нагреваемым нормальным тиристоре м
TN и охладителем ОХЛ с водяным охлаждением. Внутреннее тепловое’
сопротивление тиристора и внешние тепловые сопротивления всей
системы известны. Поэтому по температуре перехода нормального ги-
ристора (для которого градуировочная кривая снимается один раз)
можно определить сумму тепловых сопротивлений испытуемого прибо-1
ра со стороны анода и катода:
RR -RthicA +RthicK-
Между тепловым сопротивлением Rr и практически интересуют! м
параллельным соединением тепловых сопротивлений
= Rth]cARthjcK—	(2.20) |
RthjcA + RthjcK
имеется заметная корреляция. При использовании здесь метода тепло-
вого переходного сопротивления длительность измерения может быть :oj
кращена (см. § 2.3.3.3).
2.3.4.	Скорость охлаждающего воздуха
Измерения скорости охлаждающего воздуха дают возможность oi
делить зависимость предельно допустимого тока от условий охлажде И”
или необходимую мощность вентилятора. Чувствительный элемент ра< (
латается примерно в 20 мм от охлаждаемого прибора в продолже I*
межреберного промежутка охладителя [ 1.59].
Скорость воздуха можно также рассчитать, зная полное сечение в*3
душного канала и определив предварительно количество проходяш*п
46
воздух3 посредством измерителя потока (например, трубки Вентури)
[1.6]-
2.4. ГАРАНТИИ КАЧЕСТВА И НАДЕЖНОСТЬ
В § 1.1 указывалось, насколько важны в силовой электронике показа-
тели качества и надежности. Исследование и разработка связанных с зти-
ти понятиями задач провели к возникновению в последние десятилетия
самостоятельной специальной области. Здесь следует указать на соответ-
ствующую литературу [1.14, 1.15, 2.50 — 2.54]. Введение в проблему
надежности в силовой электронике дает [2.55]. Специальные аспекты
надежности силовых полупроводниковых приборов изложены в [2.56],
результаты отдельных исследований - в [2.57, 2.58]. Работа [2.59] по-
священа надежности конкретного типа силовых электронных установок.
В многочисленных стандартах почему-то отсутствуют рекомендации по
контролю качества и надежности (см. табл. 1.1).
В следующем разделе сделана попытка дать вводный обзор перечис-
ленных вопросов с точки зрения техники измерений силовых полупро-
водниковых приборов.
2.4.1.	Гарантии качества
Качество приборов определяется совокупностью их важнейших
свойств [1.14]. В понятие качества входит понятие надежности. Гаран-
тии качества — это совокупность мероприятий, благодаря которым обес-
печение и поддержание уровня качества происходит с наименьшими за-
тратами труда. Эти мероприятия важны уже на стадии проектирования
изделий и распространяются на этапы разработки, конструирования,
контроля используемых материалов и производства, вплоть до сбыта
продукции [2.60 - 2.64, 2.82].
Важным элементом системы контроля качества являются механичес-
кие, климатические и электрические испытания приборов у изготови-
теля.
2.4.2.	Надежность
2.4.2.1.	Основные положения
Показатели надежности всегда относятся к определенному интервалу
времени и к определенным климатическим, механическим и электричес-
ким условиям и обладают вероятностным характером.
По окончании интервала ранних отказов срок службы прибора харак-
теризуется обычно интенсивностью отказов X. При этом существует прос-
тая связь между величиной X, временем наблюдения t, общим числом
Работающих и и отказавших приборов г:
Х = r/nt.	(2.21)
Число наблюдаемых отказов гв в силовой электронике невелико
и Риск заказчика мал. Поэтому значение г увеличивают на Дг
г = гв + Д',	(2.22)
47

2.22. Зависимости Дг/г^ от для
РиС' „азличных значений вероятности риска
^зчика (по [1.49])
причем значение Аг зависит, от гв и от желаемой надежности указывае-
мой величины (рис. 2.22).
Определенная таким образом величина X представляет собой верхнюю
границу доверительного интервала. В качестве примера на рис. 2.23 при-
ведены результаты расчетов по (2.21) с учетом (2.22) для некоторых
г . Принятое предположение о постоянной интенсивности отказов при-
водит к тому, что число работающих приборов и время работы t одина-
ково влияют на число отказов. Поэтому последнее определяется произ'
ведением nt, имеющим размерность приборо-часы.
чисп <'вязь между интенсивностью отказов X группы приборов и произведением
а приборов в этой группе п и длительности наблюдений t& при различном числе
от	за время приборов (при допущении постоянства интенсивности
°в) для двух значений вероятности риска заказчика 60% и 90%
4~S20i	49
Рис. 2.25. Требуемый объем выборки п из общего числа приборов N в зависимости
отN для двух различных уровней проверки [1.38]
Рис. 2.24. Зависимость времени работы Г, в течение которого отказывает 1% прибо
ров, от температуры р-п перехода транзисторов [2.51]
По данным эксплуатации можно судить о значении Л. Возможна так»
и обратная задача; можно оценить, сколько приборов и за какое в per я
нужно проверить, чтобы получить значение интенсивности отказов с
определенной достоверностью (см. также § 2.4.4.4).
2.4.2.2.	Влияющие факторы
Наряду с воздействием окружающей среды и механических фактор в
электрический режим работы оказывает решающее влияние на наде к-1
ность приборов (для тиристоров, например, задается восемь типов! хЙ
режимов электрических испытаний, которые отличаются коэффициен а-
ми загрузки по току и по напряжению, графиками изменения нагруз :и
и видом динамических испытаний [2.56]).
Из числа факторов, характеризующих условия применения и связ н-
ных с электрическими параметрами режима работы, выделяется вели-1
чина, которая имеет особое влияние на надежность — это температур’ I
перехода -д-. С ростом температуры растет скорость химических реаю «11
и диффузионных процессов, которые существенно влияют на старе ие 
полупроводникового элемента. По закону Аррениуса связь между ин »
сивностью отказов X и температурой перехода i? имеет вид:
<2.У)|
где А и В — константы.
На рис. 2.24 иллюстрируется это положение для транзисторов. Мс к* I
видеть, как за счет снижения температуры перехода можно повы и” |
срок службы. Кроме того, по этому соотношению можно судить, наск
ко можно путем повышения температуры ускорить исследования нал0’1 I
ности при форсированных испытаниях (см. § 2.4.4.4).
2.4.3.	Техника испытаний на качество
,к
Испытания на качество (см. рис. 2.21) состоят из механических, ы I
матических и электрических испытаний.
50
Необходимый объем выборки п в зависимости от генеральной сово-
купности N нормируется для различных уровней испытаний (рис. 2.25).
По результатам испытаний выборки и с учетом имеющихся норм опре-
деляют приемку или отказ отданной партии [1.6, 1.38, 1.54, 2.65].
2.4.3.1.	Механические и климатические испытания
Такие испытания определяются стандартами [1.27, 1.33, 1.53, 2.66].
К механическим испытаниям относятся проверка прочности конструк-
ции приборов, в том числе выводов при ударах, колебаниях и ускоре-
ниях.
При климатических испытаниях приборы подвергаются: пассивному
воздействию температуры, воздействиям влажной среды при высокой
температуре, высокой температуры при хранении, испытанию на (по-
стоянно или циклически) герметичность, соленый туман. Возможны
комбинации различных воздействий, также во взаимодействии с электри-
ческими факторами.
Последовательность испытаний также имеет значение и обычно огова-
ривается. По окончании механических или климатических испытаний
необходимо контролировать электрические параметры прибора. При-
меры такого типа испытаний приводятся в [2.67, 2.68].
2.4.3.2.	Электрические испытания
В табл. 2.3 приведены условия электрических испытаний качества
диодов, транзисторов и тиристоров по [1.32], в табл. 2.4 — критерии
отказов.
При контроле параметров в закрытом состоянии обнаруживаются
поверхностные дефекты полупроводниковой таблеты (см. § 2.4.2.2 и
2.4.4.1). Примеры таких испытаний приведены в [2.67 — 2.70].
Испытания при переменной или импульсной нагрузке соответствуют
часто встречающимся на практике режимам эксплуатации, например,
в импульсных регуляторах, преобразователях для электропривода
или в преобразователях для индукционного нагрева. В этих устрой-
ствах часто корпус прибора находится при относительно низкой темпе-
ратуре, а таблета за счет периодических токовых ударов нагревается до
температуры, близкой к максимально допустимой. Во время пауз меж-
ДУ импульсами нагрузки таблета охлаждается до температуры, близ-
кой к температуре корпуса. При этом возникают термонапряжения, ко-
торые при длительной работе в таком режиме могут привести к усталост-
ным явлениям. Дополнительные сведения можно получить из [2.71 —
2.76].
Схемы испытаний на срок службы также обеспечивают типовые ре-
жимы работы (см. § 2.4.4.3).
2.4.4.	Методы контроля качества
Стоимость ИСПЬ1таний составляет значительную долю общих затрат
°товление силового полупроводникового прибора. Поэтому как
51
Таблица 2.3. Электрические методы контроля качества диодов, тиристоров и транзисторов (по [1.32])
Тип при- бора	Контролируемые параметры	Ток	Условия испытаний Напряжение	Температура	Схема
Диоды	Запирающие свойства при вы- сокой температуре Нагрузочная способность	См. сноску3	50 или 60 Гц Амплитуда URWM	о	. *v О	 дс = 25 °C	о		 О	*	ИП j	М	 1 С	’’ ИП 	-н	1 П*и
	Срок службы при активной нагрузке Срок службы при емкостной нагрузке	См. сноску2 JFAV	50 или 60 Гц Амплитуда URWM То же	См. сноску1	о	 о	 То же	°"	“1 О	I	ИП Е 0₽и ил ( и ю
Тиристоры Запирающие свойства в пря- -	50 или 60 Гц	1Э-. мом и обратном направле-	Амплитуда	7тах	ИЛ 1—*	1—1. ниях при высокой темпера-	Un„„r,	F	
туре				 к ~	3	
Нагрузочная способность	рм сноску3	В зависимости от	-		® /г и лн	и^гН=э~1	
	
Срок службы при активной См. сноску2	50 или 60 Гц	См. сноску1 нагрузке	Амплитуда UDWM' URWM	о		 о	Г	
	, ""Г0!
	J	N	Т :	П*и
Транзис-	Запирающие свойства при
торы	высокой температуре
UCB ~ UCBOmax &стах
Условия испытаний
Таблица 2.4. Критерии отказа при испытаниях иа надежность [1.32]
Тип прибора	Критерий отказа		Условия измерения
Диоды	fR <	2Z„ R max	URRM’ ^jmax' наибольший ток ZF,
	l/F >	> ^UFmax	при котором задается Up
Тиристоры	TR ?	22R max	VRRM’ max'' UDRM' $jmax'
	lD >	22D max	минимальное напряжение , для кото-
		> 2,21 GT max ™UTmax	рого задастся у.; максимальный ток 1р, для которого задается Up
	'GT' uT>		
Транзисторы	!CBO	>2JCBOmax	Максимальное напряжение U^, для
	Й21 -	> °’Sh2iEmin	которого задается Z^^. Ток 1р, для которого задается нижняя и верхняя границы Л21£
			
			
	UCE Sat < l'2UCESatmax		Максимальный ток , для которого
			задается UCESat
Приме	чаи	и e. Индексы max	- верхняя граница паспортного значения;
тт - нижняя.
периодичность, так и длительность испытаний прежде всего определяются
экономическими соображениями. Такие же соображения определяют:
должен ли контроль быть сплошным или может быть выборочным (см.
также § 2.4.3). Такая постановка вопроса привела к дифференцирован-
ной системе видов контроля качества (см. рис. 2.21).
2.4.4.1.	Отбраковочные испытания
Приборы с выраженными дефектами материала или изготовления
являются причиной относительно высокого уровня отказов на ранней
стадии. Отбор таких экземпляров еще до выпуска всей партии возмо-
жен, если приборы подвергаются 100%-ным отбраковочным испытаниям.
С одной стороны, вид, интенсивность и длительность воздействия долж-
ны выбираться так, чтобы бездефектные приборы оставались полностью
работоспособными. С другой стороны, испытание должно быть кратко-
временным, для этого применяют форсированные режимы. Поэтому
необходимо возможно точнее установить механизмы выхода из строя.
Распространено, например, воздействие на прибор запирающего напряже-
ния при высоких температурах [2.70].
2.4.4.2.	Приемо-сдаточные испытания
На основе этих испытаний принимается решение о приемке или отбра-
ковке партий приборов. Как правило, берется случайная выборка, ко-
торая разделяется на две группы. Испытания группы А являются нераз-
РУШающими, например внешний осмотр, измерение электрических пара-
метров. Испытания группы В не исключают разрушения или поврежде-
55
ния приборов (например, длительные испытания, хранение при высоко!
температуре). Подвергнутые испытаниям приборы не должны возвра
щаться в партию. Чтобы не затягивать принятие решения, длительност!
испытаний не должна превосходить нескольких дней.
2.4.4.3.	Типовые испытания
Типовые испытания проводятся периодически в течение большой
интервала времени (как правило, от 6 до 24 мес). Они служат доказа
тельством неизменности качества прибора и позволяют делать заклк
чение о стабильности процесса изготовления.
Испытуемые приборы определяются выборкой из различных парти
и подвергаются сплошным механико-климатическим и злектрическил
испытаниям, как правило, ускоренным (см. § 2.4.3).
2.4.4.4.	Исследования надежности
Значение экономических соображений при контроле качества приб<
ров уже подчеркивалось. Требования к экономичности испытаний eir
более возрастают при исследованиях надежности. Например, чтобы по
твердить интенсивность отказов X = КГ6 1/ч при 5 отказах со степень
достоверности 90%, нужно провести испытания 1000 приборов в теч
ние 10000 ч (см. рис. 2.23).
В силовой электронике такого рода испытания требуют болыгп
затрат на измерительную аппаратуру и большого расхода знергш
(см. § 3.5). Поэтому вряд ли следует проводить лабораторные испыт
ния для определения срока службы при всех возможных случаях пр <
менения и эксплуатации (см. § 2.4.2.2). Масштабы оценки изменяются
если выявляются не только количественные показатели надежное!
но исследуются механизмы старения и выхода приборов из строя, ка .
например, в [2.57, 2.58, 2.77 — 2.79].
Другая возможность получения данных о сроке службы приборов
основывается на анализе отказов при их применении. Так называем!ле
системы обработки данных по надежности служат для получения сбора,
анализа и распространения соответствующей информации [1.49]. Fa-
пример, в [2.73] приведены результаты опроса персонала, связан» о
с эксплуатацией силовых диодов и тиристоров. Как и в случае лабе а-
торных испытаний, так и здесь следует учитывать, что такого рода пе-
зультаты, получаемые через несколько лет, часто оказываются устар и
шими, так как параметры исследуемого типа приборов за счет мод Р‘
ниэации за это время, как правило, улучшаются.
Поэтому более целесообразными представляются ускоренные испы-
тания. В противоположность испытаниям на срок службы здесь уело |1Я
испытаний выбираются более жесткими, например при повышенной т М'
пературе, повышенном напряжении или большей мощности. Продол
тельность испытаний вплоть до отказа прибора, таким образом, су16'
ственно сокращается. Но полученные данные превращаются в данг ,е
об эксплуатационной надежности только тогда, когда между обои 1,1
56
формами испытаний существует и известен коэффициент корреляции.
Определение этого коэффициента с заданной степенью точности требует
снова длительных испытаний на срок службы. Точность метода тем
меньше, чем больше степень форсирования испытаний.
Для определенных типовых условий эксплуатации предпринимаются
оценки коэффициента корреляции. При этом исходят из анализа того
механизма отказа, который в данном случае является преобладающим.
Как иллюстрация к этому — закон Аррениуса, связывающий интенсив-
ность отказов с температурой перехода (см. рис. 2.24). При испытаниях
на стойкость при переменной нагрузке также имеется возможность опре-
деления корреляционных связей (см. § 2.4.3.2). Однако такой метод
вряд ли применим для выявления ошибок изготовления, приводящих
к внезапным отказам при превышении определенной критической
нагрузки.
Ускоренные испытания используются значительно чаще для сравнения
партий приборов, чем для определения абсолютного значения интенсив-
ности отказов X. В результате получают, например, быструю оценку эф-
фективности определенных технологических мероприятий.
При оценке гарантий качества наибольший эффект дает взаимодей-
ствие описанных испытаний с различными методами исследований.
Глава третья
ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ ТИРИСТОРОВ И ДИОДОВ
В настоящей главе способы измерения параметров тиристоров и дио-
дов, насколько это возможно, описываются совместно. Специальные
методы измерения параметров тиристоров, комбинированно выключае-
мых тиристоров и других модификаций тиристоров рассмотрены в
гл. 4. Способы измерений, пригодные для всех силовых полупроводни-
ковых приборов, были даны в гл. 2.
3.1.	ЗАКРЫТОЕ СОСТОЯНИЕ
Описываемые в настоящем параграфе измерения служат для выяв-
ления запирающих свойств диодов и тиристоров. Практически все зна-
чения параметров закрытого состояния задаются предельными значения-
Ми- В качестве определяющих условий измерения необходимо выделить
температуру р-п перехода, а для тиристоров также параметры цепи
Управления.
3.1.1.	Обратный ток и импульсное запирающее напряжение
Для измерения этих параметров в принципе подходят все описанные
^Пее методы получения ВАХ при закрытом состоянии прибора (см.
* *•!). Некоторые методы отличаются не только видом возбуждающих
Налов, но и последовательностью измерений.
57
3.1.1.1.	Обратный ток и ток в закрытом состоянии
Прибор, находящийся в обратном или прямом закрытом состоянии,
характеризуется определенным значением приложенного напряжения.
Соответственно обратный ток IR и ток прямого закрытого состояния
ID могут измеряться как характеризующие параметры.
На рис. 2.4 была показана схема установки для измерения методом
постоянного тока [1.30, 1.47, 1.59].
Для расширения возможностей измерительной установки с точки зре-
ния измерения импульсных и мгновенных значений применяют импульс-
ные методы (см. § 6.2). В схеме, показанной на рис. 3.1, к прибору при-
кладывается полусинусоидальное напряжение, получаемое из напряжения
питающей сети [1.30 (Е)]. Определение мгновенного значения тока про-
изводится в момент достижения напряжением амплитудного значения.
Если последнее устанавливается равным URRM или Udrm, то можно
периодически считывать амплитуду тока и сравнивать ее со значениями
rRRM 111111 'dRM'
При измерениях должны быть оговорены следующие параметры:
амплитудное значение приложенного напряжения;
частота источника переменного напряжения (как правило, частота
сети);
окружающая температура;
параметры цепи управления.
3.1.1.2.	Импульсное запирающее напряжение
Импульсные запирающие напряжения описываются граничными (пр,
дельными) значениями, определение которых может производиться толь
ко изготовителем. В [1.42] задается для этого следующий метод, осно
ванный на осциллографическом измерении ВАХ (см. § 2.1.2.2).
Возбуждающее напряжение полусинусоидальной формы, имеющс
частоту сети, увеличивается до тех пор, пока не будет достигнуто зада!
ное изготовителем амплитудное значение запираемого тока. Соотве
ствующее амплитудное значение напряжения представляет собой напря-
жение пробоя	По значению U(RR) • умноженному на козфф1
циент запаса Ft < 1, установленный изготовителем, задаются величин i
URRM или соответственно UDRM'.
Urrm ~ U(BR)F'-	(3
Окончательные значения повторяющегося импульсного обратно! ’
напряжения URRM или повторяющегося импульсного прямого напряи -
ния в закрытом состоянии FDRM задаются путем округления до ближг 1-
шего нижнего значения нормированного ряда напряжений. Вводя коэф'
фициент F2 >1, изготовитель определяет значения неповторяюш’'
гося импульсного обратного напряжения URSm или неповторяющего
импульсного прямого напряжения в закрытом состоянии UDSM:
URSM = URRMFi-
58
Рис. 3.1. Схема измерения обратного тока диодов и обратного тока и тока утечки
тиристоров:
1 - осциллограф или измеритель мгновенных значений
Рис. 3.2. Схема проверки неповторяющегося импульсного обратного напряжения
UrSM ДИОД0® (°) и тиристоров (б) и неповторяющегося импульсного прямого
напряжения	тиристоров (в)
Проверка URSM или может проводиться в такой последова-
тельности.
Амплитуда полуволн синусоидального напряжения, получаемых от
источника переменного напряжения (обычно от сети), устанавливается
равной URSM или UDSM (рис. 3.2). Контроль обеспечивается амплитуд-
ным вольтметром V (см. также § 6.2). Это напряжение на определенное
время с помощью механического или электронного ключа подается на
испытуемый прибор. После нагрузки проверяется, соответствуют ли за-
пираемый ток и прямое напряжение номинальным значениям. Вспомога-
тельная цепь с источником U2 контролирует возможное включение испы-
туемого тиристора по аноду.
При измерениях устанавливают следующие условия:
амплитудное значение прикладываемого напряжения;
ширина полусинусоидального импульса (как правило, 10 мс);
окружающая температура (как правило, i? ; Для лавинных при-
боров ^jmax, а также 25 °C);
.сопротивление резистора RG в цепи управления тиристора;
Частота повторения импульсов;
число импульсов;
критерии годности прибора по окончании измерений.
При очень больших амплитудах импульсного напряжения или при дли-
Льности полуволн, отличающейся от 10 мс, используется колебатель-
59

jji контур (см. рис. 2.2). Желаемое значение напряжения на приборе
м03кет быть задано с помощью трансформатора [ 1.59].
3.1.2.	Напряжение и ток переключения
Напряжение	и ток переключения характеризуют точку
перехода от участка прямого запертого состояния к участку отрицательно-
го сопротивления ВАХ тиристора. Дифференциальное сопротивление du/di
этой точке равно нулю. Возникающее после этой точки переключение
тиристора по аноду, как правило, не допускается изготовителем, в том
числе и переключение при пониженном вследствие предварительно подан-
ного тока управления напряжении, которое может быть меньше предель-
ного значения uDSM.
З.1.2.1.	Назначение измерений
Напряжение и ток переключения не используются в качестве характе-
ризующих параметров тиристора. Однако эти величины важны для лабо-
раторных исследований. Особое значение имеет при этом ярко выражен-
ная температурная зависимость напряжения переключения в области вы-
соких температур [1.3]. На рис. 3.3 приведены типичные температурные
зависимости.
Так как условие переключения прежде всего выполняется в той об-
ласти полупроводниковой таблеты, где температура наиболее высока,
напряжение переключения может служить индикатором локальной мак-
симальной температуры р-п перехода (см. также § 2.3.2). Этот способ
может употребляться при определении предельного значения температу-
ры, когда непосредственно после приложения нагрузки к прибору по
напряжению переключения определяется температура структуры (см.
§ 3.1.3, 3.2.2, 3.4.2.4,3.5.2.2).
Кроме того, измерения U 0 0 могут дать сведения об однородности
структуры прибора [3.1]. Для этого нужно определить напряжение пере-
ключения непосредственно по окончании импульса тока. Температура
Р-п перехода, которая устанавливается к этому моменту, может быть
рассчитана с помощью переходного теплового сопротивления по фор-
муле (2.16) (см. § 2.3.3). Амплитуда и длительность импульса тока
выбираются так, чтобы iJ.p устанавливалась в диапазоне 120—140 °C.
Второе измерение напряжения переключения ^5^)02 производится
в термостате при i? Отношение	~ отклонение
локальной максимальной температуры от статической температуры и
хзрактеризует поэтому степень однородности таблеты.
3.3.	Результаты измерения ВАХ при прямом закрытом состоянии двух ти-
РИСТОров;
а - с жесткой; б — с мягкой характеристикой при различных температурах
т<ЛПвУСа °С; в ~ и(ВО)0 =/^с); г - I(BO)0 =f(dc) для этих же тирнс-
61
Рис. 3.4. Схема измерения напряжения переключе-
ния тиристоров
Наконец, напряжение переключения, поскольку оно тесно связанс
с физическими свойствами тиристора, может использоваться для обнару
жения определенных необратимых изменений в структуре прибора.
Зависимость тока переключения 1(ВО)Ч от температуры может иметь
разный вид (рис. 3.3, в). Однако у тиристоров с жесткой ВАХ 1(ВО)о
в области низких температур или при исследовании начинающихся и?
менений в таблете часто является более термочувствительным парамет
ром, чем U(BO)o (см. зависимости для первого прибора на рис. 3.3, в и г)
З.1.2.2.	Измерения
Определение напряжения переключения можно производить с помощь
установок для снятия ВАХ (см. § 2.1). На рис. 3.4 показана схема авт.
матического измерения U(BO)o- Генератор Г вырабатывает линейно и
меняющееся напряжение. Блок защиты БЗ ограничивает ток тиристо] а
после переключения. Значение U(BO)0 определяется как максимальнс г
значение напряжения, фиксируемого измерительным прибором Р, кот,
рый должен обеспечить запоминание измеренной величины (см. § 2.1.2.4)
Чтобы не повредить ИП, через него обычно пропускают однократнь е
импульсы тока. Крутизна импульса напряжения ограничивается возмо
ностями измерительного прибора Р. Кроме того, нельзя превышать крити-
ческую скорость нарастания прямого напряжения на тиристор:
(du/dt) сгц.
Вследствие сильной температурной зависимости напряжения перекл! -
чения результаты измерения могут изменяться из-за собственного разогр -
ва прибора. Поэтому результаты, полученные при импульсах тока разлн 
ной крутизны, можно считать сравнимыми лишь условно. Следовательи
.важнейшим условием таких измерений является поддержание заданн ।
температуры корпуса прибора i?c.
Для определения температурной зависимости напряжения перекл
чения и^во^о = /($) испытуемый прибор медленно нагревают. Зна 
ния напряжения и соответствующей температуры среды фиксируются
через определенные интервалы Д19, и зависимость строится, например,
с помощью координатного графопостроителя.
Ток прибора при переключении сравнительно просто определяется по
прямой ВАХ. Автоматизированное измерение 1(ВО)о требует весы* а
сложной и дорогой электронной аппаратуры.
3.1.3.	Положительный импульс управления в обратном
закрытом состоянии
Появление положительного импульса управления во время обр
ного закрытого состояния тиристора приводит к росту его обратно'0
62
рис. 3.5. Семейство обратных характеристик тирнс-
^ора при различных положительных токах управ-
ления IpQ (по [3.2])
ик,Ъ 500 ЧОО 200 О
тока. Соответствующие зависимости, подоб-
ные семейству выходных характеристик
транзистора, показаны на рис. 3.5 [3.2, 3.3].
Такой режим работы, как правило, недо-
пустим из-за повышенных потерь мощности
в обратном направлении, которые к тому
же обычно сконцентрированы в малом объе-
ме полупроводниковой таблеты.
Однако для обоснованных требований к системам управления жела-
тельно знать влияние положительного импульса управления в обратном
закрытом состоянии на надежность работы тиристора [3.2, 3.4]. С этой
целью изготовители приборов обычно указывают предельное значение
тока управления в таком режиме. На рис. 3.6, а пояснен процесс изме-
рения: во время действия на испытуемом приборе полуволны обратного
напряжения подается импульс тока управления IRG длительностью t G-
При этом через прибор проходят увеличенные импульсы обратного тока
iR. Оценка температуры р-п перехода по окончании полуволны обрат-
ного напряжения позволяет проконтролировать допустимую мощность
потерь при такой нагрузке прибора. В качестве термочувствительного
параметра используется критическая скорость нарастания анодного на-
пряжения (du/dt)crit (см. § 3.4.4) [3.2] или напряжение переклю-
чения (см. § 3.1.2) [3.2, 3.4]. После подобных воздействий на прибор
^ис- 3.6. Влияние положительного тока управления в обратном закрытом состоя-
нии:
а - диаграммы напряжения на приборе, тока управления и обратного тока; б -
^личные зависимости максимально допустимого положительного тока управления
PGM’ подаваемого при обратном запертом состоянии тиристора, от длительности
ИмПульсов управления tG и частоты / повторения
63
дополнительно могут проводиться исследования его надежности (см.
§ 2.4). Результаты исследований представляются в виде графиков, по-
добных показанному на рис. 3.6,6.
3.1.4.	Лавинные свойства
Если напряжение на приборе в обратном направлении превосходит
значение	начинается ударная ионизация с лавинным умноже-
нием носителей заряда [1.2]. Для обычных диодов и тиристоров пробой
проходит чаще всего по наружной поверхности таблеты. ВАХ в области
пробоя нестабильна, и поэтому такие перегрузки по напряжению даже
с весьма малой энергией приводят к разрушению прибора (см. также
§ 2.1.2.2).
При специальной форме краевой зоны полупроводниковой таблеты
и благодаря другим мерам можно устранить поверхностный пробой и
добиться преобладания объемного пробоя. Напряжение такого пробоя
определяется удельным сопротивлением кремния. С целью увеличения
напряжения объемного пробоя предъявляются высокие требования к
чистоте исходного материала и отсутствию в нем дислокаций. Основная
цель состоит в распределении лавинного тока по всей поверхности таб-
леты. Такие приборы разрешается эксплуатировать в области обратного
пробоя. К ним относятся лавинные диоды и лавинные тиристоры, а также
специальные приборы, предназначенные для защиты от перенапряжений
[3.5 — 3.7]. Свойства таких приборов в области пробоя определяются
дополнительными номинальными и предельными значениями, измере
ние и контроль которых рассматриваются ниже.
3.1.4.1.	Измерительные установки
Основной целью измерений является получение ВАХ в области про
боя при импульсном воздействии на испытуемый прибор. Вследстви
малого дифференциального сопротивления этой ветви ВАХ требуется
чтобы источник питания работал в режиме источника тока (см. такж
§ 2.1.1). Согласно [1.30] напряжение на ИП может иметь вид треуголь
ных, синусоидальных или прямоугольных импульсов длительность!
от 10 до 100 мкс; согласно [1.42] рекомендуются только импульс!
синусоидальной формы.
На рис. 3.7, а показана схема получения импульсов синусоидально
формы [1.30], формируемых при колебательном разряде конденсате
pa С (см. § 2.1.1.2). Генератор Г, от которого импульсы управления по
даются на тиристор VS2, определяет рабочую частоту и число импульсо
напряжения, подаваемых на ИП через трансформатор Т. При больше й
индуктивности рассеяния трансформатора индуктивность L может отсу
ствовать. Источник U2 служит для подмагничивания магнитопрово 3
трансформатора Т с целью предотвратить его насыщение.
С помощью R2 устанавливается амплитуда импульса испытательное
тока. Длительность этого импульса тока t в (рис. 3.7, б) рассчитываете
по соотношению (2.3) и равна примерно половине периода собственно
частоты ГС-контура 772. Несимметричность получаемой кривой напр>
64
рис 3.7. Установка для исследования области
[1.30])
а — схема; б - диаграммы обратного тока i и
пробоя лавинных приборов
напряжения и
(по
Рис. 3.8. Зависимость амплитуды одиночного
импульса разрушающего тока / от длитель-
ности импульса t,, для лавинного ограничи-
теля напряжения с C =1500 В [3.61
жения (рис. 3.7, 6} обусловлена возрастанием напряжения пробоя
вследствие разогрева прибора. Источник Сг3 позволяет задавать на ИП
дополнительное постоянное напряжение.
Лавинные приборы в области пробоя могут выдерживать кратковре-
менно чрезвычайно высокие нагрузки (рис. 3.8), в связи с чем испыта-
тельная установка должна быть рассчитана на токи в несколько сотен
ампер и на напряжения порядка нескольких киловольт.
3.1.4.2.	Напряжение пробоя н дифференциальное сопротивление
Напряжение пробоя	и дифференциальное сопротивление rd
лавинного прибора являются характеризующими параметрами и должны
определяться по ВАХ в области пробоя (рис. 3.9, а). При этом Цд/?)
Равно лавинному напряжению UL при заданном значении лавинного тока
Г1- Дифференциальное сопротивление определяется по наклону ВАХ
^LI^L и зависит от тока (рис. 3.9, б). Установка для снятия таких
^Рактеристик описывается в § 3.1.4.1.
Положительный температурный коэффициент напряжения пробоя
рорядка 0,1%/К [1.2] приводит к эффекту ’’теплового убегания”.
Поэтому измерения обратного напряжения лавинных приборов прово-
5-5201	65
Рис. 3.9. Параметры области пробоя лавинного диода типа ВЛ-200-9 [3.5]:
а — ВАХ при двух значениях температуры; б - типичная зависимость диффе
рендиального сопротивления от лавинного тока
Рис. 3.10. Зависимости лавинного напряже
ния ограничителя напряжения от дли
тельности tR и амплитуды синусоидаль-
ного одиночного импульса лавинного ток;
[3.7]
дятся при 1?. и дополнительно еще при температуре 25 °C (см
также § 3.1.1.2).
3.1.4.3.	Потери мощности в закрытом состоннни
Для лавинных приборов потери мощности в закрытом состоянии прг
повторяющихся Prrm и неповторяющихся PRSm импульсах обратного
напряжения характеризуются предельными значениями.
Определение этих параметров производится изготовителем, как пр'
вило, на основе разрушающих испытаний довольно большого количеств
приборов. Новые методы позволяют контролировать распределение тем
пературы по поверхности таблеты во время действия напряжения (с
§ 2.3.2.1), благодаря чему становятся возможными неразрушающие и
пытания. Кроме того, при таких исследованиях можно получить ценнь
дополнительные сведения о качестве исходного материала и соблюдена i
требуемого процесса изготовления приборов. Для формирования испыт
тельных импульсов напряжения может быть использована схема, изобр
женная на рис. 3.7.
В [1.42] описаны методы определения и контроля PRSJ^, при этот’
в обоих случаях в качестве чувствительного параметра используется
обратный ток IR (см. § 3.1.1.1). При определении PRSM обратное н -
66
рис. 3.11. Максимально допустимая периоди-
ческая мощность обратных потерь
^1[У[ аля ПРЯМОУГОЛЬНЬ1Х импульсов то-
на амплитудой I, в зависимости от длитель-
ности tfj и частоты повторения импульсов f
[3.71
Пряжение увеличивается до тех пор, пока
измеряемый ток не превысит уста-
новленной величины. При выборе этой
величины предусматривается, чтобы пос-
ле нагрузки с заданным значением PRSM
обратный ток прибора не превысил опре-
деленного значения. При этом должны
быть оговорены следующие условия измерения: начальная температура
р-п перехода &jmax, форма импульса тока через прибор (обычно сину-
соидальная) , длительность импульса t в, например 100 мкс, частота по-
вторения импульсов или отдельные импульсы напряжения.
В [3.8] рекомендуется задавать скважность испытательных импуль-
сов равной 106, что при tB =100 мкс соответствует частоте / = 0,1 Гц.
С ростом частоты импульсов определяющим фактором становится
повторяющаяся мощность потерь в запертом состоянии, которая при
малых скважностях достигает значения потерь при постоянном токе
(рис. 3.11). Для таких режимов требуются испытательные установки,
в которых основной является не проблема получения импульсов боль-
шой мощности (как на рис. 3.7), а проблема коммутации постоянного
тока с достаточно высокой частотой.
3.2.	СВОЙСТВА ОТКРЫТОГО состояния
Свойства диодов и тиристоров в открытом состоянии описываются
характеризующим значением прямого напряжения и предельными зна-
чениями прямого тока.
3.2.1.	Прямое напряжение
При определении прямого напряжения Up или UT снимается ВАХ
в открытом состоянии и фиксируется нужная точка. Способы измерения
вах были описаны в § 2.1.
На рис. 3.12 изображены две стандартные измерительные схемы со-
ГЛасно [1.30(A), 1.46, 1.47, 1.59]. Известны и другие методы и схемы,
Например схема измерения напряжения компенсационным методом
Н-59] иди Схема определения среднего значения прямого напряжения
П-ЗО, 1.46].
Сопротивление шунта, с помощью которого измеряется прямой ток,
ЗДжно быть безындуктивным (см. § 6.1.1 Л). Испытуемый прибор и
Зрительный шунт не должны находиться далеко друг от друга, так
67
Рис. 3.12. Схемы измерения напряжения на диодах и тиристорах:
а - по методу постоянного тока; б - по методу переменного тока
как иначе может возникнуть погрешность в измерении прямого на
пряжения, обусловленная напряжением на элементе цепи, не соединен
ном непосредственно с общий точкой схемы (см. § 6.3.1.2). Для по
вышения точности измерений в [1.59] предлагается ввести в схем)
дифференциальный усилитель.
В последнее время приобретают распространение методы, которьн
основаны на использовании однократных импульсов [1.30(E), 1.42
4.9]. Стимулом для этого является рост номинальных токов, особен
но у приборов с большими диаметрами шайбы, а также прогресс в
области электронной измерительной аппаратуры с запоминанием измс
ряемого значения (см. § 6.2).
Изменение прямого напряжения тиристора во время распространение
проводящего состояния при включении измеряется методами, описывас
мымив § 3.4.2.3.
3.2.2.	Ударный ток и ток перегрузки
Ударный ток IpSAf или и защитный показатель J i2dt опре-
деляются при токовой нагрузке без последующего приложения обрг.
ного или прямого напряжения (рис. 3.13, а). При определении xapai -
теристик прибора при токе перегрузки I(OV) или	НУЖНО пг '
ле импульса тока задавать на прибор нагрузку по напряжен! о
(рис. 3.13, б-г). Кроме того, в качестве условий измерения устанавл -
ваются количество испытательных импульсов и температура корпу а
i9c. При испытаниях с перегрузкой по току важны также условия охла
дения прибора.
3.2.2.1.	Методы измерения
Для выбора метода измерения существенно, определяется ли или пр-»'
веряется предельное значение параметра.
Определение предельного параметра производится при разрушающе'1
испытании, когда нагрузка прибора по току увеличивается ступенями Д°
тех пор, пока прибор не выйдет из строя. Если имеет место чисто тою1'
вая перегрузка без приложения к прибору напряжения, разрушение i ’’
68
I
рис. 3.13. Варианты нагрузки при определении предельных значений прямого тока
диодов и тиристоров:
а — чисто токовая нагрузка; б - нагрузка прямым током с последующим при-
ложением обратного напряжения; в — нагрузка прямым током с последующим
приложением обратного и прямого запирающего напряжения; г, как и в, но с уве-
личенной длительностью протекания тока
Рис. 3.14. Диаграммы прямого тока i? н напряжения и? тиристора' при определе-
нии:
а — значения / i2dt для времени меньше 10 мс; б - предельного значения удар-
ного тока t-pSM ^ЛЗ]
ступает вследствие расплавления кремния, сопровождаемого подъемом
и затем спадом прямого напряжения (рис. 3.14). При других режимах
испытаний (рис. 3.13, б~г) тиристор разрушается за счет воздействия
обратного или прямого напряжения или эффекта du/dt.
Метод, изложенный в [1.42], также следует причислить к группе раз-
рушающих испытаний. В этом случае токовая нагрузка также увеличи-
вается ступенями и после каждой ступени измеряется обратный ток
(см. § 3.1.1). Предельное значение тока достигается, когда обратный
превосходит заранее заданное значение.
В методах неразрушающих испытаний после токовой нагрузки при-
ора контролируют температуру tf. р-п перехода и по ней делают заклю-
чение о близости предельного значения. Один из возможных методов оп-
ределения температуры перехода основан на измерении ИК-иэлучения,
Ч1°« однако, может осуществляться только на открытых (без корпуса)
Приборах (см. § 2.3.2.1). Наиболее распространены способы, основанные
69
на определении температуры тЭу с помощью термочувствительных пара-
метров (см. § 23.2.3). Особенно часто используются при измерениях
такого рода следующие параметры:
обратный ток Ir и ток в закрытом состоянии [3.10]; критичес-
кая скорость нарастания прямого напряжения (duldt)crit [3.10, 3.11] ;
ток включения IGT и напряжение включения UGT [3.10];
ток переключения 1(ВО)о [3.10];
прямое напряжение UF или UT [3.12].
При проверке предельного значения сначала измеряются выбранные
характеризующие параметры прибора (как правило, параметры откры
того и закрытого состояний) [ 1.59]. Затем прибор нагружается током
в соответствии с рис. 3.13, а или током и напряжением (рис. 3.13, б).
После этого необходимо еще раз измерить выбранные параметры [1.30,
1.42].
3.2.2.2.	Измерительные установки
В большинстве измерительных установок цепи тока и напряжения
разделены (см. также § 3.5). В качестве примера может служить схем:-
на рис. 3.15, а. Испытуемый прибор, а также тиристоры VS1-VS4 вклю-
чаются друг за другом в моменты перехода напряжения сети через нуль:
при включении указанных ниже тиристоров осуществляется:
VS1 и ИП - основная нагрузка перед определением предельной
значения;
VS2 и ИП — токовая перегрузка;
VS3 — нагрузка ИП обратным напряжением;
И54 — нагрузка ИП прямым запирающим напряжением.
Эти варианты осуществляются путем подачи соответствующих импуль
сов управления на тиристоры в соответствии с графиками нагрузки И1
Рис. 3.15. Схемы определения предельных значений прямого тока диодов и тири
торов:
а - с разделенными цепями, задающими нагрузку по току и по напряжена
[3.101; б - с объединенными цепями, задающими нагрузку по току и по напряи
нию [3.13]
70
v
(рис. 3.13, а—в). Такие установки позволяют получать амплитудные зна-
чения тока вплоть до 30 кА [3.10]. Установка, в которой цепи токовой
нагрузки и нагрузки по напряжению объединены, показана на рис. 3.15,6.
Энергия потребляется через мощный трансформатор непосредственно от
сети 25 кВ; в этой установке достижимы ударные токи с амплитудными
значениями до 100 кА [3.13]. Длительность протекания тока через ИП
в соответствии с режимом, показанным на рис. 3.13, г, может быть увели-
чена за счет введения в схему индуктивности L.
Измеряемый ток, проходящий через испытуемый прибор iT, опреде-
ляется по напряжению на безындуктивном резисторе (см. § 6.1.1.1).
Это напряжение, как и напряжение на ИП, подается на осциллограф с за-
поминанием. Возможно также применение измерительных приборов,
запоминающих мгновенное или амплитудное значение тока и напряжения
(см. § 6.2).
3.3.	ПАРАМЕТРЫ ЦЕПИ УПРАВЛЕНИЯ ТИРИСТОРОВ
В настоящем параграфе сначала описываются способы измерения от-
пирающего тока и отпирающего напряжения по управляющему электро-
ду. Необходимо подчеркнуть, что эти параметры отличаются от парамет-
ров, характеризующих неотпирающие ток и напряжение, хотя способы
их измерения одинаковы. Такие параметры, как ток удержания и ток
включения, не относятся непосредственно к параметрам цепи управления,
однако с ними тесно связаны. Поэтому они также рассматриваются в
этом параграфе. Сведения, о характере ВАХ управляющего перехода,
имеются в § 2.1. Исследования предельных параметров, служащих для
оценки нагрузочной способности управляющего электрода, описываются
в § 3.2.2.
3.3.1.	Отпирающие ток и напряжение
На рис. 3.16, а и б показаны две стандартные схемы измерения отпи-
рающих тока /Gj.h напряжения тиристора UGT [1.30(A), 1.42, 1.47].
При использовании метода постоянного тока испытуемый тиристор
через резистор R подсоединяется к источнику напряжения 14 (как пра-
вило, Ui = 12 В). С помощью регулируемого источника напряжения U2
значения управляющего тока и управляющего напряжения повышаются,
начиная с нуля. Скорость их увеличения должна соответствовать инер-
ционности измерительных приборов. Отпирание испытуемого тиристора
можно контролировать, фиксируя его анодное напряжение (прибор Р1).
Сопротивление R выбирается таким, чтобы анодный ток тиристора пос-
ле его отпирания был в несколько раз больше тока удержания. Значения
отпирающих тока и напряжения определяются по показаниям Р2 и РЗ
непосредственно перед отпиранием. С помощью ключа S можно разо-
рвать анодную цепь и повторить измерения.
Метод переменного тока (рис. 3.16, б) используется для формиро-
ваиия в анодной и управляющей цепях полуволн тока с частотой напря-
жения сети. Управляющие ток и напряжение подаются соответственно на
К осциллографу
измерения отпирающих тока
Рис. 3.16. Схемы
и напряжения управления тиристорами:
а - методом постоянного тока; б - методом пере-
менного тока; в — определение и методом
переменного тока по ВАХ управляющего электрода
входы X n У осциллографа (см. также § 2.1.2.2). Отпирающие ток и на
пряжение определяются в последней стабильной точке ВАХ управляюще
го перехода (рис. 3.16, в). С помощью вольтметра V контролируется за
данное условиями измерения анодное напряжение.
Метод, являющийся комбинацией обоих названных методов, omicai
в [1.59]. При этом управляющая цепь тиристора питается постоянны!1
напряжением, а в анодной цепи действуют импульсы в виде полувол-
синусоидального напряжения. Ключ S (рис. 3.16, а) можно теперь исклю-
чить, и момент отпирания определяется легче.
В [1.47] описан импульсный метод измерения, при котором анодна"
цепь тиристора питается от источника постоянного напряжения, а н
управляющий электрод подаются прямоугольные импульсы с постепенн
возрастающей амплитудой. Два измерительных прибора с запоминание?
регистрируют амплитудные значения управляющих тока и напряжени
(см. § 6.2). Специальное устройство фиксирует момент отпирания ис
пытуемого тиристора. Последние значения управляющих тока и напря
жения, которые были отмечены измерительными приборами, можно счи-
тать равными /^у-и Этот метод особенно подходит для автомати-
зированных измерительных комплексов (см. также рис. 1.3).
Важнейшим условиям измерения отпирающих тока и напряжен! я
управления является поддержание требуемой температуры корпуса и
пытуемого тиристора 15с. Как правило, измерения проводятся при г[
ничных значениях рабочего диапазона температур и при комнатной тем-
пературе.
3.3.2.	Неотпирающие ток и напряжение
Для каждого конкретного прибора характеризующие параметры
неотпирающие напряжение и ток принципиально не отличаются от сос
ветствующих отпирающих токаи напряжения (см. § 3.3.1). Соответствен-
но также одинаковы и схемы для измерения этих параметров.
72
рис. 3.17. Типовая зависимость неотпирающего тока управления Iqq (отнесенного
к /ррПри t^)=6 В) от анодного напряжения U& тиристора с = 1600 В
рис. 3.18. К определению параметров тока включения	и тока удержания 7^
Различие проявляется при выборе условий измерения, при которых,
в отличие от требований § 3.3.1, задаются более легкие условия для от-
пирания. Так, например, чаще всего температура перехода задается рав-
ной максимально допустимой &.-тах- Прямое анодное напряжение UD,
подаваемое на прибор перед его отпиранием, может быть задано более
высоким. На рис. 3.17 показано, насколько уменьшается неотпирающий
ток тиристора при увеличении UD. Выбор этих величин при измерениях
должен определяться не наихудшими, а реальными условиями примене-
ния тиристоров (см. также § 1.3.4).
Параметры отпирания и неотпирания различаются особенно наглядно,
если испытания проведены для партии приборов и по полученным зна-
чениям построены кривые, характеризующие границы изменения этих
параметров.
3.3.3.	Ток удержания и ток включения
Диаграммы на рис. 3.18 поясняют сущность двух параметров — тока
удержания 1Н и тока включения IL- Ток удержания характеризует
нижнюю стабильную точку ВАХ открытого состояния и является стати-
ческим параметром, а ток включения характеризует динамические свой-
ства тиристора.
3.3.3.1.	Ток удержания
Испытуемый тиристор отпирается с помощью ключа S (рис. 3.19, а).
Перед этим устанавливается R2 = 0, так что ток через ИП, задаваемый
Резистором R1, во много раз превышает ожидаемый ток удержания.
При увеличении сопротивления R2 анодный ток уменьшается. По ампер-
метру р можно определить значение тока удержания М непосред-
СтВенно перед запиранием испытуемого тиристора. Блок В служит для
обеспечения заданных условий в цепи управления, если в этой цепи тре-
Уется введение, например, определенного сопротивления между управ-
ЛяЮпщм электродом и катодом или задание определенного небольшого
Ка в цепи управляющего электрода.
73
Рис. 3.19. Схемы измерения:
а и б - тока удержания; в — тока
включения тиристоров
Схема измерения, описанная в [1.42] (рис. 3.19, 6), отличается от
рассмотренного варианта, который лежит в основе нормативов [1.30(A)
1.47, 1.58]. Во-первых, испытуемый тиристор отпирается управляющик
током, регулируемым резистором R2. Во-вторых, в этой схем(
предусмотрен источник тока Д, который задает через испытуемый ти
ристор импульс тока длительностью от 1 до 2 мс с амплитудой, равно!
номинальному току. Тем самым можно предотвратить ошибки, если npi
измерениях ток ИП проходит через локальную частично проводящую
область его таблеты. Возможность таких ошибок особенно велика дл>
тиристоров с большой площадью (см. также § 2.3.2.3).
3.3.3.2.	Ток включения
Импульс тока управления поступает на ИП от источника тока Д
(рис. 3.19, в). Форма, амплитуда, длительность и частота повторения
этих импульсов тока являются важными условиями измерения. Со пр
тивление резистора R2 нужно постепенно уменьшать до тех пор, поют
тиристор не останется в проводящем состоянии во время пауз меж." У
импульсами (см. рис. 3.18). Протекающий в этот момент анодный ток
равен току включения и определяется с помощью осциллограф
Измерительный резистор RM должен быть безындуктивным (см-
§ 6.1.1.1). Паразитная индуктивность анодной цепи L определяет воз-
можную скорость изменения анодного тока, который должен следова ь
за током управления. Поэтому часто оговаривается максимальное зна-
чение этой индуктивности. К условиям измерения относятся также па] а-
метры цепи управления ИП (например, сопротивление R3 и температу а
корпуса i?c). Измерение может быть повторено после того, как анодн я
цепь с помощью ключа S отключена и сопротивление R2 увеличено.
3.4.	ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА
Технико-экономические показатели преобразователей с принудитель-
ной коммутацией, особенно при высоких рабочих частотах, существенно
зависят от динамических параметров тиристоров и диодов.
Длительность переходных процессов включения и выключения прибо-
ров определяет их верхнюю рабочую частоту. Время выключения тирис-
торов сильно влияет на габариты узлов принудительной коммутации.
Критические скорости нарастания тока и напряжения при включении, а
также процесс обратного восстановления ограничивают верхнюю рабо-
чую частоту и определяют массу и габаритные размеры требуемых защит-
ных устройств. Кроме того, с ростом частоты увеличивается доля потерь
переключения в общих потерях, что приводит к необходимости снижения
прямого тока.
Как было сказано выше, при измерениях динамических параметров
количество влияющих факторов существенно увеличивается по сравнению
с измерениями статических параметров. Поэтому в этом случае проблема
выбора и обеспечения условий измерения имеет более важное значение
(см. § 1.3.3). Так, например, время выключения в различных условиях
может изменяться в 5 раз, а время включения более чем на порядок ве-
личины [3.14]. При повышении частоты наступает режим, когда процес-
сы включения, выключения и влияние скорости нарастания напряжения
не могут больше рассматриваться независимо друг от друга. При этих
условиях из-за сильного взаимодействия между этими процессами более
целесообразными оказываются комплексные испытания, приближенные
к условиям эксплуатации приборов (см. § 3.5.2). В этих случаях особен-
но необходим тесный контакт между изготовителями приборов и разра-
ботчиками аппаратуры.
3.4.1.	Переключение диода в открытое состояние
Если через диод, находящийся в запертом состоянии или вообще при
нулевом напряжении, пропустить быстро нарастающий ток определенной
величины, в кривой напряжения на диоде возникнет всплеск (рис. 3.20).
Возникающие при этом потери включения необходимо принимать во
внимание при повышенных частотах (см. § 2.2 и 3.5.2). Кроме того,
Ухудшаются защитные свойства диода, например, в транзисторных мо-
дулях, где диоды должны быстро перехватывать ток (см. Также [5.1]).
Наконец, вследствие разброса характеристик диодов возможно неравно-
мерное в процессе включения распределение тока при их параллельном
Уединении.
На рис. 3.21, а пояснено определение времени включения диода t^r,
Которое относится к характеризующим параметрам. Приведенные в
U.46] методы измерения этого параметра пригодны в первую очередь
?1Я Диодов на небольшие токи. Схема измерения этого параметра для
оЬ1стровключаемых мощных диодов приведена на рис. 3.21, б [3.16].
Кзкоомный источник импульсов управляет быстродействующим мощ-
транзистором VT. В коллекторную цепь транзистора включен тран-
75
Рис. 3.20. Осциллограммы тока и напряжения диод
наток! А (по [3.15]); масштабы:
по оси времени 1 мкс/дел., для тока 0,5 А/дел
для напряжения 1 В/дел
Рис. 3.21. Время включения диодов
а - определение; б - схема измерения
сформатор на ферритовом магнитопроводе, во вторичной обмотке кот<
рого последовательно с сопротивлением нагрузки R„ присоединен испь
туемый диод ИП. Измерительный резистор R,j должен обладать oco6ei
но малой индуктивностью (см. § 6.1.1.1). Цепочки Rl, С1 и R2, С_,
а также конденсаторы СЗ, С4 улучшают фронт испытательного импульс
Цепь с диодом VD1 и стабилитроном VD2 служит для быстрого размагн
чивания трансформатора, так что с помощью этой схемы возможно Tai -
же изучение процесса переключения диода в запертое состояние (см
§ 3.4.3.1).
В [3.16] указаны параметры полученных в такой схеме испытательнь
импульсов: скорость нарастания тока до 100 А/мкс, амплитуда тога
до 50 А и крутизна спада до 350 А/мкс. Измерительная установка с так -
ми техническими данными позволяет проводить испытания диоде в
Шоттки.
3.4.2.	Параметры процесса включения тиристоров
Основными параметрами, описывающими переходный процесс вклю-
чения тиристоров [3.17], являются время задержки tвремя нарастай я
тока (спада напряжения) tr , а также время включения tgt, равное td +
+ tr (рис. 3.22). При работе с короткими импульсами тока и при высоки4
частотах представляет также интерес процесс распространения проводят3'
го состояния по площади полупроводниковой таблеты. Этот процесс за-
канчивается, когда таблета проводит по всей площади и прямое напр'
76
яс. 3.22. Определение времени задержки tj, вре-
^ни спада tr и времени включения tgt по осцил-
ограммам тока управления ipQ и анодного на-
ряжения
зкение достигает своего статического значе-
ния. Время распространения ts отсчитыва-
ется от момента окончания спада до момен-
та достижения статического значения напря-
жения. Следует заметить, что зти общеприня-
тые параметры не совсем точно соответст-
вуют физическому описанию процесса.
При включении тиристора с малоиндуктивной нагрузкой необходимо
принимать во внимание критическую скорость нарастания тока
(dildt)crit. Обзор методов определения этого предельного параметра
приводится в § 3.4.2.4. Измерение мощности потерь при включении уже
обсуждалось в § 2.2. Применяемые для этого методы описаны в § 3.5.2.2.
З.4.2.1.	Измерительная установка
Все исследования переходного процесса переключения тиристоров
могут проводиться по одной и той же схеме (рис. 3.23, а), принцип дей-
ствия которой был описан в § 2.1.1.2. Амплитуда и длительность полу-
синусоидального импульса тока могут изменяться в широких пределах
посредством выбора Uc, С, R, L. При больших значениях R процесс раз-
ряда конденсатора С имеет апериодический характер. В этом'случае по-
стоянная времени CR должна быть во много раз больше времени нарас-
тания тиристора. Дополнительно при этом нужно позаботиться о том,
чтобы к началу следующего импульса заряда испытуемый тиристор был
заперт за счет спада анодного тока до значения тока удержания. С изме-
рительных резисторов RM j и RM2, которые должны иметь малую индук-
тивность, снимаются осциллограммы тока управления и анодного
тока ip. Принцип этой схемы лежит в основе рекомендаций измерения
параметров включения большинства стандартов [1.30(D), 1.42, 1.58].
Трапецеидальная форма импульса тока через тиристор получается, если
вместо конденсатора С применить многозвенную линию, состоящую
из нескольких конденсаторов и индуктивностей [3.18, 3.19]. Ряд дру-
Гих схем приводится в [3.14].
Принцип построения схемы блока управления показан на рис. 3.23, б.
Если в установке применяется осциллограф с запоминанием, рабочая
Частота импульсного генератора Г может быть ниже 1 Гц. Синхронизиро-
ванный сетью компаратор К совместно со схемой И обеспечивают подачу
’’’ипульса управления на интервале, когда заряд конденсатора С закончил-
с« (рис. 3.23, а). С выхода А усилителя импульс через разделительный
трансформатор поступает на формирователь импульсов управления.
77
Рис. 3.23. Схема исследования переходного процесса включения тиристоров:
а — силовая цепь; б — схема управления; в - формирователь импульсов управ
пения
Кроме того, формируется импульс синхронизации осциллографа (вы
ход Г).
Почти все номинальные и предельные параметры переходного процес
са включения существенно зависят от параметров импульса управления
Поэтому необходимо специально оговаривать фронт нарастания, ампли
туду и длительность импульса управления. На рис. 3.23, в приведена в
качестве примера относительно простая схема формирователя импульсо
управления; число вариантов таких схем весьма велико.
3.4.2.2.	Время задержки и время нарастания
В основе измерений лежит схема рис. 3.23, а. С помощью осциллогр
фа снимаются осциллограммы тока управления iG (/) и анодного н
пряжения тиристора Мд (г) . Времена td и tgt измеряются в соответстви
с рис. 3.22. При этом контролируются следующие параметры:
крутизна diG/dt, амплитуда 1С и длительность tG импульса уп-
равления;
напряжение холостого хода UCG управляющего генератора и други?
параметры в цепи управления тиристором;
напряжение на тиристоре перед включением UA;
78
’характер нагрузки, определяемый отношением L/R-,
амплитуда прямого тока 1ТМ\
температура р-п перехода сК .
3.4.2.3.	Процесс распространения проводящего состояния
Распространение включившейся области по всей таблете тиристора
происходит, "Как известно, с конечной скоростью. Для малых тиристоров,
а также для тиристоров с особой конструкцией управляющего электрода
jtot процесс может заканчиваться уже через 10 — 20 мкс. Некоторые
силовые тиристоры с таблетой большого диаметра имеют время распро-
странения более миллисекунды. На этом этапе переходного процесса
включения напряжение на тиристоре дг(г) еще во много раз больше
своего статического значения. Поэтому определение кривой u-At) осо-
бенно важно для измерения потерь мощности при отпирании (см. § 2.2
и 3.5.2).
Измерительная установка, изображенная на рис. 3.23, пригодна также
И для этих исследований. В отличие от измерения параметров td и tr
(см. § 3.4.2.2) здесь, однако, необходима большая длительность импуль-
са тока.
Осциллографирование процесса распространения связано с некоторы-
ми трудностями. Измеряется напряжение порядка единиц вольт, в то вре-
мя как перед включением к тиристору прикладывается напряжение в
несколько сот вольт. Если осциллограф не имеет специального вход-
ного усилителя [3.20], то возникают значительные измерительные по-
грешности. В последующих трех примерах описываются способы ограни-
чения измеряемого напряжения. При этом во всех случаях ухудшаются
динамические возможности измерений. Кроме того, следует принимать
во внимание, что подобные схемные мероприятия увеличивают влияние
помех на измерения (см. также § 6.3).
На рис. 3.24, а показана схема ограничения со стабилитроном. Посто-
янная времени цепи равна Т = R(CD + С), где Ср — емкость перехода
стабилитрона VD, а С — входная емкость осциллографа. Резистор R дол-
жен быть безындуктивным. Уменьшение его сопротивления вызывает
увеличение потерь в R и VD. При низких рабочих частотах измеритель-
ное устройство подключается к испытуемому тиристору ключом 5 толь-
ко на время переходного процесса включения.
В аналогичной схеме, описанной в [3.21], в качестве ограничивающего
элемента применен транзистор VT (рис. 3.24, б). Порог ограничения на-
пряжения можно задавать выбором отношения Rj R2.
Другая возможность ограничения напряжения обеспечивается с по-
^ощью диода и дополнительного источника напряжения (рис. 3.24, в).
°0 время измерения ключ S2 отключает дополнительный источник, что-
бы снизить уровень помех.
В [3.22] предлагаются методы определения свойств включения без
осциллографа (рис. 3.25, а). Испытуемый тйристор входит в разрядную
'1епь. элементы С1 и R которой, с учетом паразитной индуктивности,
должны быть подобраны так, чтобы длительность импульса тока без
79
Рис. 3.24. Схемы ограничения входного напряжения осциллографа при исследован ।
напряжения тиристора на этапе распространения проводящего состояния:
а - с помощью стабилитрона; б - с помощью транзистора; в - с помощью д >•
полнительного источника напряжения
тиристора составляла не более 10 мкс. Так как в этой временной облас и
динамическое сопротивление включающегося тиристора велико, осци i-
лограмма тока при измерениях в основном определяется динамик, й
включения испытуемого тиристора (рис. 3.25, бив). Амплитуда toi а|
фиксируется высокоомным вольты 
ром; его показания дают возможное ь
сравнивать различные тиристоры по пара-'
метрам включения.
Рис. 3.25. Сравнение параметров включения различных типов тиристоров без оси’?
лографа (по [3.22]):
а - цепи разряда и измерения (цепь заряда конденсатора, как на рис. 3.23; < i
= 10 мкФ; Я1 —50 мОм; С2 = 1 мкФ); б - осциллограммы напряжения Му,
осциллограммы тока (у для быстродействующего (/), промежуточного (2) и i
кочастотного (5) тиристоров
80
J3.4.2.4. Критическая скорость иарастания тока
эсобность тиристора выдерживать быстрое нарастание тока без
ЖДения характеризуется обычно критической скоростью нараста-
(di/dt) сгц. Информационные возможности этого предельного
параметра имеют определенные ограничения, как зто показано ниже при
пассмотрении различных условий измерения.
' Условия измерения. Так называемый di/dr-эффект лежит в основе
ряда механизмов разрушения тиристоров, которые и на сегодняшний
день еще являются предметом исследований. Считается, однако, доказан-
ным, что причины выхода приборов из строя за счет этого эффекта суще-
ственно определяются условиями измерения и эксплуатации, прежде
всего длительностью, рабочей частотой н числом импульсов тока [3.14].
При коротких импульсах тока с большой амплитудой, низкой частоте
повторения и малом числе импульсов в локальной области структуры при-
бора температура составляет 1000 — 1400 °C, когда величина di/dt до-
стигает критического значения. Разрушение прибора наступает в этом
случае, как правило, вследствие расплавления кремния.
Если длительность импульса тока больше 500 мкс, то у тиристоров
некоторых конструкций возможно расплавление припоя соединений,
происходящее при температуре порядка 500 °C [3.14]. В этих случаях
определение (di/dt) сгц связано с выбором предельного значения
ударного тока (см. § 3.2.2).
Если испытания проводятся при большом числе импульсов тока и низ-
кой рабочей частоте, вероятен выход тиристора из строя вследствие тер-
моциклирования. За счет градиента температуры в структуре могут воз-
никать периодические механические напряжения и затем растрескивание
кристалла и усталостные явления [3.14]. В этих случаях существует
взаимосвязь между di/dr-испытаниями и исследованиями долговечнос-
ти (см. § 2.4).
При переходе в область высоких частот (выше 500 — 1000 Гц) возрас-
тает роль накопления энергии от импульса к импульсу — эффект куму-
ляции энергии. В этом случае температура р-п перехода остается повы-
шенной и во время паузы между импульсами, где на работу прибора влия-
ет целый ряд других параметров. Выход тиристора из строя при этом мо-
жет наступить вследствие влияния таких величин, как ID, IR, U{BO)o
нли (du/dt) сгц, обусловленного их температурной зависимостью.
Процесс накопления энергии часто сопровождается эффектом шнурова-
ния тока и за счет этого эффекта усиливается. Чтобы характеризовать
нагрузочную способсность тиристора на высоких частотах, обычно зада-
йт Допустимые амплитуды анодного тока в функции частоты. В этих ре-
жимах предельное значение (di/dt) crjt является измеряемым пара-
дом (см. §3.5.2).
Измерительная установка. В стандартах [1.30(E), 1.42, 1.58] преду-
сматривается применение схемы рис. 3.26, а, которая от схемы рис. 3.23,а
Сличается введением диода VD3 и резистора R3. Ток в этой цепи возник-
Ti Когда напряжение на конденсаторе С1 пройдет через нуль. Затем сле-
VeT примерно апериодический спад тока (рис. 3.26, б). Аналогичный
6"520i	81
Рис. 3.26. Испытания тиристоров на критическую скорость нарастания тока
(dildt)cric.
а — схема; б — форма испытательного импульса тока
график положен в основу определения скорости нарастания тока, кот 
рая равна
di/dt = G,SlTM/ti.	(3.3)
Время t j должно быть не ниже 1 мкс. Другое отличие схемы на рис. 3.26 -
возможность подключения параллельно испытуемому тиристору RC-
цепочки. Получающийся при этом пик тока в начале импульса не учиты-
вается при определении крутизны тока в соответствии с выражение i
(3.3). Если такая цепочка используется, значения R и С вместе с амплит
дой тока разряда задаются как условия измерения.
Элементы схемы можно рассчитать с помощью выражений (2.1) -
(2.3). Для типовых режимов эксплуатации в стандартах рекомендуе •
ся выбирать R2	R2 ^0. Для получения высоких значений di/d,
часто оказывается достаточной паразитная индуктивность контура ра:-
ряда конденсатора. Зачастую даже необходимо уменьшать эту индуктш 
ность специальными мерами, например с помощью коаксиального
монтажа.
Если цепь VD3, R3 отсутствует и встречно-параллельно испытуемо" у
тиристору подключен диод, кривая тока нагрузки при малом затухав’ и
контура имеет форму полной синусоиды. В этом случае в конце перис а
колебаний напряжение на конденсаторе имеет прежнюю полярность и
цепь заряда через VD1, R1 необходима теперь лишь для компенсации
потерь (см. также § 3.4.3.2 и 3.5.2.1). Потребляемая испытательн и
установкой мощность благодаря этому существенно уменьшается, чи>
имеет особое значение при высоких рабочих частотах. Конечно, собствен-
ная частота контура влияет теперь не только на крутизну тока, но и на
время выключения испытуемого тиристора. Измерительные резисто ы
Ryi п RM2 должны иметь малую индуктивность.
Метод измерения. При определении критической скорости нара< 3
ния тока также необходимо различать методы определения и провер'г
этого, предельного параметра.
Классический метод определения предельного значения — ступенчат°е
увеличение крутизны тока до отказа тиристора. В качестве критерий
82
аза служат параметры открытого и закрытого состоянии, которые
жны проверяться на каждой ступени испытаний. Для испытаний берет-
 представительная выборка приборов, которая и подвергается разру-
Кющим испытаниям (см. § 2.4.3). Нижнее измеренное значение
(di/dt) crjt с некоторым коэффициентом запаса, выбранным разра-
ботчиком, указывается в паспортных данных.
I Проблема неразрушающего определения (di/dt) сгц исследуется
с различных позиций. Основная идея подобных методов была уже из-
ложена в § 2.3. Возможность контроля температуры перехода [напри-
мер, с помощью таких величин, как (du/dt)crit или 1/(ВО)о] имеет
в данном случае определенные ограничения, так как измерение возмож-
но при этом лишь после окончания импульса тока и выключения тирис-
тора. По сравнению с этим временным интервалом постоянная времени
охлаждения локальных областей таблеты, имеющих высокую темпе-
ратуру, мала. Поэтому делать заключение о максимальной температуре
структуры можно в лучшем случае лишь косвенно. Далее следует вы-
яснить, характеризует ли выбранный параметр локальную максималь-
ную температуру структуры либо ее среднее по объему значение (см.
также § 2.3.2.3). Наконец, нужно обеспечить, чтобы сам процесс электри-
ческого измерения температуры не вызвал разрушения испытуемого
прибора.
При проверке параметра тиристор подвергается воздействию импуль-
са тока определенной длительности и соответствующей крутизны. До
и после испытаний измеряются параметры проводящего и запертого
состояний. Если эти значения после проверки остались внутри заданных
границ, результаты испытаний считаются положительными, т. е. (di/dt) <
< (di/dt) сгц.
В любом случае важным является вопрос, после какого времени или
после какого числа испытательных импульсов можно считать, что прибор
выдержал испытания. В стандартах по этому поводу не содержится ни-
каких данных. В рекомендациях, имеющихся в литературе, при условии
из установления теплового равновесия задается длительность испыта-
ний около 2 мин. При этом, как уже было сказано, различные длитель-
ности испытаний могут дать различные значения (di/dt) сгц. Это же
справедливо и для различных рабочих частот.
В заключение укажем параметры, которые должны быть заданы при
испытаниях на di/dt:
крутизна dic/dt, амплитуда 1СМ и длительность tc управляющего
импульса;
прямое напряжение перед включением tfo;
, параметры испытательного импульса: форма, амплитуда 1Тм> час-
тота /;
 Длительность испытаний или число испытательных импульсов;
температура среды $с или перехода ;
критерии выхода тиристора из строя.
Конкретные значения должны соответствовать действующим нормам
**’Стандартам.
83
3.4.3.	Параметры процесса выключения тиристоров
Процесс переключения из открытого состояния в закрытое имеет для
диодов и тиристоров много общего. Поэтому измерение параметров пе-
реходного процесса выключения для обоих приборов можно рассматри-
вать с общих позиций. В конце раздела описывается определение времени
выключения тиристоров. Возможности оценки потерь мощности при вы-
ключении рассматривались в § 2.2.
З.4.З.1.	Переключение в закрытое состояние
На рис. 3.27, а приведена схема измерительной установки, на
рис. 3.27, б — диаграмма изменения тока нагрузки [1.30(E), 1.42, 1.47,
1.59]. При исследовании тиристоров можно исключить тиристор VS1,
так как его функции принимает на себя испытуемый тиристор. В мо-
мент времени t0 включается тиристор VS1. Через испытуемый прибор
протекает ток, нарастание которого ограничивается с помощью L1, а
амплитуда задается Ux и R1. Длительность этого прямого зека должна
быть выбрана достаточно малой из условия минимального выделения
тепла. Снизу длительность импульса тока ограничена временем, необ
ходимым для накопления в испытуемом приборе равновесной кон-
центрации носителей заряда. В момент t t включается VS2 и на испытуе-
мый прибор подается обратное напряжение. Ток через прибор падает со
скоростью U2IL2 и в момент t2 проходит через нуль.
Осциллограмма обратного тока снимается с помощью малоиндуктив-
ного измерительного резистора RM (см. § 6.1.1.1). Чтобы форма тока
не искажалась, необходимо, чтобы сопротивление цепи, задающей об-
ратное напряжение, было по возможности малым. Цепочка R3, СЗ также
не должна оказывать заметного влияния. Из осциллограмм обратного
тока (см., например, рис. 3.27, в) определяются параметры, характе-
ризующие восстановление обратной запирающей способности. Два спо-
соба определения этих параметров показаны на рис. 3.28, а и б [ 1,28 (Е) ].
Рис. 3.27. Измерение параметров процес-
са обратного восстановления диодов:
а — схема; б — временная диаграмма
испытательного тока ip (г); в - осцил-
лограммы обратного тока диода на 200 А
при различной скорости коммутации
-di/dt (по [3.25]); масштаб: 25 А/дел.;
2 мкс/дел.
84
Рис. 3.28. Определение параметров процесса обратного восстановления [1.28]:
ts — время нарастания обратного тока; Гу — время спада обратного тока; trr =
= ts + tу — время обратного восстановления; Qs — обратный заряд; Су - остаточ-
ный заряд; Qrr=Qs + Qj - заряд восстановления
Рис. 3.29. Проверка параметров процесса обратного восстановления диодов при
синусоидальном импульсе прямого тока:
с - схема; б - диаграмма тока ip(t)
Подобные рекомендации содержатся также в других стандартах; при
этом, как правило, считают’ а = 0,9 и Ь = с = 0,25.
При измерении должны быть оговорены следующие условия:
форма, амплитуда и длительность прямого тока;
скорость спада прямого тока —di/df,
приложенное обратное напряжение Ufi'
температура корпуса i?c или температура перехода б- .
Испытательная схема упрощается, если используется естественная
коммутация при колебательном перезаряде конденсатора (см. также
§ 2.1.1.2, рис. 3.29). Испытательный ток при этом имеет полусинусои-
Дальную форму [3.23, 3.24]. Конечно, в этом случае величины 1рМ,
di/dt и R& зависят друг от друга. Этим методом, например, проверялись
в [3.24] диоды на ток =2250 А при di/dt = НОА/мкс.
Схема исследования мощных диодов с особо малым временем обрат-
ного восстановления приведена на рис. 3.21, б.
* Кроме этого напряжения влияние оказывает и форма импульса напряжения,
а также скорость нарастания dup/dt. (Прим. ред. перевода.)
85
3.4.3.2.	Время выключения тиристоров
По определению время выключения tq — это интервал времени между
переходами через нуль прямого тока и повторного прямого напряжения
при котором тиристор еще не включается (рис. 3.30).
Измерение этого параметра требует, чтобы прибор последовательно
переходил из открытого состояния в обратное закрытое и затем в пря
мое закрытое состояние. При этом соответственно должен быть задан це
лый комплекс условий измерений:
форма, амплитуда и длительность импульса прямого тока;
крутизна спада тока —di/df,
форма и амплитуда импульса обратного напряжения; при этом дол»
но задаваться не только установившееся обратное напряжение, но и форм
и амплитуда индуктивного выброса обратного напряжения [3.25];
форма, крутизна du/dt и амплитуда повторно прикладываемого пря
мого напряжения UD;
параметры цепи управления;
температура корпуса i?c или температура перехода д-;
полное внутреннее сопротивление источника повторно прикладывав
мого прямого напряжения. Этот параметр, до сих пор не содержащиГ
ся в стандартах в качестве условия измерений, в значительной мере onpi
деляет процесс нарастания тока в прямом направлении (амплитуд
и потому влияет на условие повторного включения [3.25
3.26, 4.1].
Ниже рассматриваются три наиболее распространенные метода изм
рений, отличающиеся условиями нагрузки тиристора.
Метод трех источников. Для того, чтобы условия измерения можн
было регулировать в широких пределах и независимо друг от дру!
необходимо устройство с тремя независимыми источниками (рис. 3.31,а
В этом методе наиболее проблематичной является реализация электро
ного ключа S. Этот ключ должен разомкнуться до момента, когда к ис-
пытуемому тиристору будет приложено повторное прямое напряжена
Благодаря отключению при этом низкоомного источника прямого токи
обеспечивается подача на тиристор повторного прямого напряжения :
заданной скоростью нарастания. Ключ должен быть в состоянии проп' -
кать прямой ток и запирать повторное прямое напряжение. Время разм -
калия ключа должно составлять малую долю измеряемого времени вы-
ключения тиристора.
Весьма распространенное решение, которое также стало составной
частью стандартов [1.30(D), 1.42, 1.47, 1.59], приведено на рис. 3.31.'»•
Время обратного восстановления диода VD trrD должно быть больи £•
чем время trrf тиристора, чтобы заданное обратное напряжение прик. з-
дывалось к испытуемому тиристору. В то же время необходимо, чтоб14
процесс обратного восстановления диода закончился до приложении к
тиристору повторного прямого напряжения. Этот момент времени, ка*
известно, совпадает с окончанием процесса выключения тиристора.
86
3.30. Измерение времени вы-
чения tq и обозначение основ-
факторов, влияющих на про-
выключения тиристора
Рис. 3.31. Измерение времени выключения тиристоров с помощью трех независи-
мых источников:
а — структурная схема; б-г - реализация электронного ключа S' иа основе:
б - диода; в — диода и мощной импульсной лампы; г — запираемого тиристора;
1 — источник прямого тока; 2 — источник обратного напряжения; 3 - источник
повторно прикладываемого прямого напряжения
ким образом, необходимо выполнить требование
trrT < trrD < lqT-	(3-4)
Поэтому для того, чтобы можно было измерять время выключения
в широком диапазоне, необходимо иметь большое количество диодов
с различным временем обратного восстановления.
В варианте схемы по рис. 3,31, в диод обладает малым значением
{гг- Обратный ток тиристора протекает через параллельно подключенную
к Диоду мощную импульсную лампу [3.27, 3.28].
При наличии запираемых (двухоперационных) тиристоров (см. также
§ 4.4) представляет интерес вариант по рис. 3.31, г. Диод VD1 имеет очень
’«алый заряд обратного восстановления. Ток, обусловленный зарядом
обратного восстановления испытуемого тиристора, проходит через ти-
fcTop VS, который может открываться в желаемый момент времени.
•Чиод VD2, имеющий очень большое время служит лишь для защиты
87
Рис. 3.32. Схема простого устройства для измс е-1
ния времени выключения с коммутирующим коц.1
денсатором [3.32]:
., а — схема; б - временные диаграммы тока
и напряжения ид испытуемого тиристора; в - п и
Сниженная зависимость емкости коммутируют •>
конденсатора С от схемного времени восстанов &
ния frr для схемы с указанными в тексте па
п
метрами
тиристора VS в случае пробоя испытуемого тиристора в обратном а
правлении.
Подобные схемы и описания метода трех источников содержатся i
[1.30(D), 1.59, 2.29]. При больших прямых токах и напряжениях неги
туемых тиристоров число проблем, возникающих при реализации этегя
метода, значительно увеличивается и более удобными оказываю ся
следующие методы.
Метод коммутирующего конденсатора. Нагрузка тиристора обрати .пч
и повторным прямым напряжениями обеспечивается в этом случае оби IM
процессом перезаряда коммутирующего конденсатора. Требование рззч
вязки источников отпадает, однако некоторые важные условия изме ej
ний уже нельзя регулировать независимо друг от друга. В то же вр и
очевидно, что условия нагрузки тиристора по напряжению близки к
повым случаям применения и это несомненно способствовало широк< м)
распространению метода и его многочисленных схемных модифика в1'
[1.30(D), 1.58].
Поясним этот метод на примере простой испытательной ext >4
(рис. 3.32, а). При замыкании ключа S1 включается испытуемый тирм
тор ИП, начинает протекать ток нагрузки 1тМ = l\/R i и конденсате]
заряжается через резистор R2 до Uc = —Ui. При включении тирист РЧ
VS1 (ключ S2) напряжение Uc прикладывается к испытуемому ти и-|
тору в обратном направлении. Ток с ИП переключается на VS1 со I
ростью, задаваемой индуктивностью L. При этом С перезаряжается 4ti’jl
R1 по экспоненте до напряжения t/j, так что затем к испытуемому ти] >,с I
тору прикладывается повторное прямое напряжение. Изменяя значе И*1
С, можно регулировать время перезаряда. Осциллограммы тока ! i I
88
ic. 3.33. Кривая тока тиристора в схеме с
,умя последовательными колебательными
>нтурами
И напряжения иА (рис. 3.32, б) снимаются с помощью осциллографа с
запоминанием. Если двухлучевой осциллограф отсутствует, эти кривые
можно снять последовательно. Время выключения tq определяется сум-
мой времен ts nt2. Для случая, когда прямой ток 1ТМ =50 А, в [3.32]
указаны следующие данные схемы: - 50 В, Rt = 1 Ом, R2 = 2 кОм,
R3 = 47 кОм. Индуктивность L рассчитывается по необходимой скорости
спада тока —di/dt
L = -^-
di/dt ’
(3-5)
В эту величину входит паразитная индуктивность рассеяния цепи,
так что необходимо уточнение при эксперименте. Емкость конденса-
тора С можно найти с помощью диаграммы рис. 3.32, в.
Метод последовательного колебательного контура. Известно, что при
колебательном разряде конденсатора ток имеет синусоидальную форму
с переходом через нуль (см. § 2.1.1.2). Основанный на этой идее метод
предпочтителен при коммутации больших токов, однако здесь параметры,
определяющие измерения, взаимозависимы.
Длительность и амплитуду прямого тока можно сделать независимы-
ми друг от друга, если испытуемый прибор включить сначала в первый
колебательный контур (рис. 3.33). Подключаемый позже второй контур
задает 1ТМ и di/dt [3.25]. Функцию источника повторного напряжения
может в этом случае, выполнять традиционный (du/dt) -генератор (см,
§ 3.4.4).
В схеме, показанной на рис. 3.34, используются два последовательных
колебательных контура, первый из которых формирует прямой ток,
а второй обеспечивает подачу обратного и прямого повторного напряже-
ний [3.33]. Все конденсаторы заряжаются от устройства (на рис. 3.34
ие показано) с указанной на схеме полярностью. При включении испытуе-
мого тиристора ИП формируется полусинусоидальный ток с амплиту-
дой ITM = \jLi/((\ + С2) и длительностью	+ С2). Конденса-
торы С1 и С2 перезаряжаются и их напряжение прикладывается к испы-
туемому тиристору в обратном направлении. После выключения ИП
включается тиристор VS1 и вступает в действие второй колебательный
Контур. Значение СЗ и L2 должны выбираться так, чтобы конденсатор
быстро перезарядился до напряжения с первоначальной полярностью,
При этом к испытуемому тиристору прикладывается прямое повторное
Напряжение. Конденсатор С2 на этот процесс влияния не оказывает и,
таким образом, определяет только амплитуду прямого тока.
Другая схема, в которой используется только один колебательный
Контур и отсутствует дополнительный источник повторного напряжения,
89
Рис. 3.34. Метод измерения времени вы-
ключения [3.33]:
а — схема; б и в — осциллограммы
тока и напряжения Пд испытуемого
тиристора для случаев: б -	>tq-, в -
Гя < tq
К осциллографу а.)
Рис. 3.35. Измерение времени выключения тиристоров в схеме с встречно-пара
дельным диодом:
а - схема; б и в - диаграммы тока (д (Г) при: б - t	в -	< tq
показана на рис. 3.35. Ветре
но-параллельно к испытуемо-
му тиристору подключен ди-
од. Такая комбинация нах •
дит все более широкое ра •
пространение в схемах с по-
вышенной рабочей частот'i
(см. § 4.3). В качестве об-
ратного напряжения для ис-
пытуемого тиристора служ! т
прямое напряжение на диоде,
такой режим существенно от-
личается от обычно задав е-
мых в каталогах услови1
Время выключения тириск J
Рис. 3.36. Внешний вид устал в"
ки для измерения времени вЫ'
ключения типа LEM 4030
90
Жно в этой схеме длительности проводящего состояния диода, которое
-купируется частотой колебательного контура. Уже незначительная па-
д^зитная индуктивность в цепи между тиристором и диодом может
привести к заметному сокращению схемного времени выключения
(См. Рис-4-7) I3-34- 4.7] 
В заключение приведем пример промышленного устройства для изме-
рения времени выключения (рис. 3.36), которое содержит блок источни-
ка повторного напряжения, блок источника прямого тока трапецеидаль-
ной формы и блок управления. Ниже приведены технические данные
устройства.
Технические данные установки для измерения времени
выключения типа LEM 4030 (рис. 3.36)
форма прямого тока........................ Трапецеидальная
Амплитуда прямого тока , А................. 200 - 4000
Длительность прямого тока, мкс............. 100- 1000
Скорость спада прямого тока -di/dt, К/ мкс. 6 - 200
Амплитуда обратного тока/уэдр А............ 100
Обратное напряжение Ur, В.................. 10-100
Скорость нарастания прямого повторного напря-
жения, В/мкс............................... 20 — 1000
Амплитуда повторного напряжения Up, В..... 100 - 3000
Частота/, Гц.............................. 1,2,5и10
Диапазон измеряемой величины tq, мкс...... 5 - 1000
Отсчет времени выключения производится по цифровому индикато-
ру. Для заданных границ по времени выключения возможен отбор при-
боров по принципу ”да—нет”. Кроме того, предусмотрено измерение
параметров процесса восстановления обратной запирающей способности
(см. § 3.4.3.1).
Малогабаритный прибор для измерения времени выключения, а также
скорости нарастания прямого напряжения уже описывался в § 1.3.5.
3.4.4. Критическая скорость нарастания прямого напряжения
Превышение критического значения скорости нарастания прямого на-
пряжения приводит к включению тиристора. В зависимости от того, до-
пускается такое включение условиями эксплуатации или нет, пони-
жают критическую скорость нарастания напряжения или как характери-
зующий [1.30(D), 1.47, 1.58], или как предельный параметр [1.42].
З.4.4.1. Методы измерения
Стандарты предусматривают две возможные формы нарастания на-
пряжения.
При линейном нарастании напряжения скорость нарастания (рис. 3.37,а):
du/dt = (G,9Udm- 0,WDM)l(t2 - г,).	(3.6)
В интервале времени т, — г2 необходимо, чтобы как мгновенное зна-
ние напряжения, так и его крутизна отклонялись от линейной зависи-
91
Рис. 3.37. Определение скорости нарастания напряжения:
а - линейное нарастание; б - экспоненциальное нарастание
мости не более чем на ±10% для интервала между точками Л и В. По ц
шение амплитуды напряжения на 0,1 UDM допустимо. В интервале ме‘
0,05£/дд? и 0,1 крутизна напряжения должна составлять не ме е
75% значения, рассчитанного по выражению (3.6). Длительность имгг. ц
са должна быть больше Sf2 по [130] или 10f2 по [1.42].
При экспоненциальном нарастании (рис. 3.37,б)
du/dt = 0,632Udm/T.	(3 J
В обоих случаях рабочая частота выбирается таким образом, чтобь. с
удвоение не приводило к искажению результатов вследствие снижс
точности измерения. В случае включения за счет эффекта du/dt ток чс ,е.
испытуемый тиристор должен многократно превышать ток удержа, ня
Кроме того, к контролируемым относятся параметры цепи управле,
а также температура корпуса и температура перехода.
34.4.2. Измерительные установки
Все варианты схем (рис. 3.38) основаны на перезаряде конденсат ,р:
С, к выводам которого через ограничивающий резистор R1 подсоед, и»
ется испытуемый тиристор ИП. Емкость конденсатора С должна б га
не менее чем в 10 раз больше емкости коллекторного перехода испы у
мого тиристора (рис. 3.38, с), чтобы разброс собственной емкост, га
ристоров не сказывался на скорости нарастания напряжения. Исто и»
напряжения представляет собой, как правило, конденсатор, емк ся
которого много больше С и который заряжается от источника перс Н
ного напряжения через диод. Начало заряда С определяет электро, |!1
ключ S, процесс заряда определяется токозадающим элементом Е. Ам
туда напряжения ограничивается на уровне 1/2 с помощью отсекаю ‘1
диода VD. Конденсатор С разряжается через резистор R2 во время n I
между импульсами. Напряжение тиристора подается на вход осци.
графа.
Отдельные измерительные устройства отличаются в основном постт
нием токозадающего элемента Е. Известно, что при линейном нараст
напряжения конденсатор заряжается постоянным током. Вариан
рис. 3.38, б с активным сопротивлением R в цепи заряда обеспечи 3
92
ряс. 3.38. Схемы измерения критической скорости нарастания напряжения:
< — принцип построения; б—е - варианты управления током нагрузки; S, S1 -
электронные ключи
экспоненциальное изменение напряжения [1.30(D), 1.59, 3.35]. Нарас-
тзние, близкое к линейному (отклонение меньше 10%), можно реализо-
вать, если ограничение напряжения на уровне U3 вступает в действие уже
при значении 0,414 [1.59]. Это требует, очевидно, существенного увели-
чения напряжения источника 14.
Другая возможность улучшения линейности процесса заряда обеспе-
чивается частичной компенсацией экспоненциального спада тока через
резистор R с помощью катушки индуктивности L, подключенной парал-
лельно [3.32] (рнс. 3.38, в). Диод VDограничивает напряжение на кон-
денсаторе на уровне 14. Недостаток этой схемы заключается в том, что
для регулирования du/dt необходимо изменять как R, так и £.
| По мере того, как будет увеличиваться допустимое напряжение выклю-
чаемых по цепи управления приборов (т. е. транзисторов и запираемых
таристоров), будет повышаться интерес к схеме на рис. 3.38, г. При за-
зрении ключевого прибора Sj ток дросселя начинает протекать через
| К|денсатор С н остается при соответствующем выборе индуктивности
практически постоянным, так что нарастание напряжения происходит
1,0 линейному закону. Примерно такой же эффект, достигается с обычным
^фистором при введении в схему двух источников напряжения
(Рис. 3.38, д).
Иногда в качестве гокозадающего элемента используется тетрод или
пентод [3.36, 3.37]. Эти приборы одновременно выполняют функции
Руа (рис. 3.38, е).
LJB Рис. 3.39 показан внешний вид измерительной установки для опре-
З'ния критической скорости нарастания напряжения, разработанной
у йуеияемой на одном из предприятий — изготовителей тиристоров.
L?B0BKa работает с линейным нарастанием напряжения при соблюде-
L Рекомендаций [1.30(D), 1.42]. Амплитуда повторного напряжения
предварительно задаваться в диапазоне 300 — 2800 В. Рабочая час-
93
Рис. 3.39. Установка для определения критической скорости нарастания напряжо я
/ камера нагрева испытуемого прибора; 2 — источник прямого напряжен я;
3 — система управления с классификатором; 4 - регулятор температуры
то та 50 Гц. Крутизна нарастания напряжения регулируется ступен
в диапазоне 30 - 2000 В/мкс. Ступени соответствуют классификап 1
ным группам по техническим условиям. Переход с одной ступени на Т'
гую, более высокую происходит автоматически с интервалами
или 1 с. Последнее перед отпиранием тиристора значение du/dt фикс
ется на цифровом индикаторе как классификационный параметр.
3.5.	МЕТОДЫ ИСПЫТАНИЙ, ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ РЕЖИМУ ПРИМЕНЕНИЯ
Часто разработчик преобразовательных устройств стремится получГ'г
сведения о свойствах тиристоров и диодов в специфических условт-'
предполагаемого применения. Поэтому наряду с описанными выше
годами измерений характеризующих и предельных параметров, кот
предполагают и используют только один определенный внд нагруэк' '''
пытуемого прибора, широко применяются испытания с комплет '**
94
грузкой приборов. Особый практический интерес представляет ком-
бинированная нагрузка приборов по току и напряжению, а также их
нагрузка прн высоких рабочих частотах.
| При этом следует выделять задачи:
1.	Измерение характеризующих параметров. Требования комплексной
нагрузки при этом должны соответствовать принятым условиям из-
мерения.
2.	Определение предельных параметров. Измерения температуры при-
бора дают в этом случае сведения о допустимой комплексной нагрузке.
3.	Определение надежности. Заданная комплексная нагрузка поддер-
живается длительное время. Отказы приборов оцениваются с точки зре-
ния данных, указанных в § 2.4.
Проведение испытаний на реальных преобразовательных установках
в условиях потребителя является нецелесообразным по многим сообра-
жениям. Определенные комбинации условий эксплуатации приборов
интересуют обычно широкий круг разработчиков установок и связаны
с большим количеством испытуемых приборов, так что соответствующие
исследования лучше проводить непосредственно на заводе — изготовителе
приборов. Следует добавить, что, как правило, результаты испытаний при-
боров в условиях применения лежат в основе проектирования установок
и поэтому должны иметься до начала изготовления установки. Кроме
того, для изменения условий измерения реальные установки обычно
пришлось бы дополнять специальными устройствами. Важно также обра-
тить внимание на потребляемую испытательными установками мощ-
ность, стоимость которой, особенно при испытаниях на долговечность
(см. § 2.4), может оказаться значительной. Для достижения приемлемого
соотношения между мощностью реальной установки и мощностью уста-
новки для испытаний было разработано большое число схем. Некоторые
из них рассматриваются ниже.
3.5.1. Испытания при низких частотах
Для применения диодов и тиристоров в установках, работающих при
частоте промышленной сети, часто представляют интерес свойства при-
боров при определенной комбинации прямого тока и обратного напря-
жения. Для уменьшения мощности, потребляемой испытательной уста-
новкой, цепи тока и напряжения разделяются. Пример такого типа син-
тетической схемы испытаний показан на рис. 3.40, а. Можно также про-
нести измерения характеризующего параметра — обратного тока 1R
(см. § 3.1.1.1) при нагреве прибора с помощью прямого тока
11.30(A)]. Схема комплексных испытаний с прямым током и обрат-
КЬ1М и прямым запирающими напряжениями описывается в [3.38].
В определенных случаях необходимо в испытательную установку вво-
7"’* Дополнительно элементы, обеспечивающие динамические воздей-
Ия’ эквивалентные процессам при коммутации полупроводниковых
(Таборов. Схема на рис. 3.40, б дает пример таких испытаний [3.39].
““Чательный ток постоянно протекает от средней точки трансформа-
95
Рис. 3.40. Экономичные схемы комплексных испытаний тиристоров и диодов на
низких частотах:
о - по [3.38]; б- по [3.39]
тора через индуктивность L3 и попеременно через цепи I и II. Процес
коммутации тока проходит в несколько этапов, в результате чего воз
действия на испытуемые тиристоры ИП1 и ИП2 соответствуют заданны:
di/dt, du/dtvi обратному напряжению. Индуктивности L1 и L2 выби
раются так, чтобы запасенная в них на этапе проводимости энергия cooi
ветствовала потерям при коммутации.
В последнее время все шире проводятся также испытания тиристо
ров и диодов в преобразователях, в которых обеспечивается рекупераци
выходной мощности обратно в сеть или в промежуточное звено посте
янного тока (см., например, рис. 9.18).
3.5.2. Испытания при повышенных частотах
Если тиристоры эксплуатируют при повышенной рабочей частот
появляется ряд особенностей по сравнению с работой приборов на ча
тоте 50 Гц. Так, с ростом частоты повышаются потери при переключ
нии прибора, что требует снижения прямого тока. Кроме того, во мкоги
случаях условия эксплуатации уже не соответствуют условиям измереиг 1
при которых определялись паспортные данные характеризующих и пр
дельных параметров. Следует добавить, что с уменьшением длительное и
периода частоты повторения усиливается взаимодействие между оста
ными параметрами.
Эти наблюдения показывают, что в некоторых случаях испытания дол
ны проводиться в условиях, всесторонне приближенных к условиям
эксплуатации. Ниже рассматриваются схемы двух типичных форм то а
нагрузки прибора: трапецеидальной и синусоидальной. Применяем 1
при этом методы испытаний могут использоваться и в других схем
3.5.2.1. Схемы испытаний
В схеме на рис. 3.41, а формируется испытательный ток трапецеида '
ной формы [3.20, 3.40, 3.41]. Дроссель вместе с источником постоя '
ного напряжения U составляют источник тока 1ТМ, который поперем
96
Рис. 3.41. Схемы комплексных испытаний тиристоров на высоких частотах н гра-
фики тока н напряжения:
а-б — прн трапецеидальном импульсе тока; в при синусоидальном импульсе
тока
но протекает через тиристоры VS1 и VS2. Так как нагрузка этих прибо-
ров одинакова, возможно включение в оба плеча испытуемых тиристо-
ров. С помощью индуктивностей L3 и L4 задается крутизна тока прн
включении и выключении. Для получения высокого значения di/dt
часто достаточно уже индуктивности проводов схемы, так что в этом
случае следует обратить внимание на монтаж схемы (см. § 3.4.2.4).
Преимущество такого типа схем состоит в том, что для получения
Иапряжения, действующего на испытуемые приборы, не требуется от-
дельного источника — оно создается благодаря колебательному процес-
СУ в схеме. Максимальное напряжение на конденсаторе Исм, определяю-
щее воздействие на тиристоры, задается амплитудой тока 1ТМ, а также
Дементами схемы 1.1, L2 и С*:
Гг	/	' •‘Ъ
<3-8)
®Ремя tц, предоставляемое прибору для восстановления запирающих
'Щ'йстл, определяется выражением
’-sJOl	97
tH «= V(I1 + Lt)ck.	(3 ,
При испытаниях должны быть оговорены и обеспечены следуют *
условия измерений:
рабочая частота /;
крутизна нарастания di/dt, амплитуда 1ТМ и длительность t т прямо •
тока;
крутизна спада тока —di/dt-,
амплитуда обратного напряжения
время, предоставляемое схемой для запирания, t ц ;
скорость нарастания повторного прямого напряжения du/dt',
амплитуда повторного напряжения;
значения элементов шунтирующей цепи R и С;
фронт, амплитуда и длительность импульса управления, а также д| у.
гие параметры цепи управления;
температура корпуса или окружающей среды.
Другая схема с трапецеидальной кривой тока показана на рис. 3.41, 5.
Время выключения тиристоров VS1 VS4 может при этом в 2 раза пре-
вышать время выключения tg испытуемого прибора [3.42].
Схемы получения тока нагрузки синусоидальной формы, как, иап| ,ь
мер, показанная на рис. 3.41, в, используют колебательный перезаряд
конденсатора С (см. § 2.1.1.2). Если встречно-параллельно испытуемо iy
прибору подсоединить диод VD, будут созданы характерные для on; е-
деленного класса преобразователей условия: пренебрежимо малые поте и
при выключении, низкое обратное напряжение иа интервале восстанов. 
ния запирающей способности, высокое значение du/dt (см. § 3.4.3..1.
Преимуществом является и то, что потребляемая такой установкой м, и-
иость значительно снижена, так как к концу периода колебаний пол> •
иость напряжения на С вновь соответствует первоначальной и источи к
U только компенсирует потери в колебательном контуре.
Кроме приведенных, возможны и многие другие варианты, в котор IX
применительно к различным условиям испытаний могут использоват »
те или иные существующие схемы. Так, например, описанные в [3.43]
исследования проведены иа основе схемы импульсного регулятора по-
стоянного тока.
3.5.2.2. Методы испытаний
При работе иа повышенных частотах не меиее важным является в -
бор не только испытательной схемы, но и метода, позволяющего п
вести необходимые исследования.
Определение мощности потерь при переключении возможно с ik-
мощью осциллограмм тока и напряжения или тепловым методом [3.4’
3.45] (см. § 2.2). По этим данным можно сделать заключение о тре(
мом в данном случае снижении прямого тока. Весьма простой ме
состоит в том, что фиксируется температура корпуса испытуем'
прибора при заданных охладителе и номинальной токовой иагру 1ь‘
В последующей эксплуатации прибора при повышенных частотах г- *
98
налавливается таким, чтобы температура корпуса устанавливалась на
Жм же уровне. Метод, конечно, не дает возможности судить об отдель-
0jX составляющих мощности потерь. Таким образом нельзя также опре-
делит1' внутренний локальный перегрев структуры.
Действенный контроль испытуемого прибора можно гарантировать,
РСЛИ определять температуру перехода по температурной зависимости
кого-либо из электрических параметров (см. § 2.3.2.3). В качестве
дкого параметра целесообразно использовать время выключения, кото-
рое, как известно, с ростом температуры увеличивается [3.14, 3.46 —
j 49]. Работоспособность прибора в конкретной схеме при жестко, без
запаса, установленном времени выключения можно, как правило, счи-
тать первым признаком того, что изменения условий испытаний допус-
тимы. Насколько многообразна может быть взаимосвязь влияющих
условий, показывает, например, приведенная в [3.46] зависимость
времени выключения от амплитуды импульса управления при отпирании.
Можно также использовать для контроля температуры и другие вели-
чины, как, например, напряжение переключения U(BO)o [3.43]. Конеч-
но, при этом имеется опасность повреждения испытуемого прибора
(см. § 3.1.2 и 3.4.2.4).
3.6. ТЕСТЕРЫ ДЛЯ ТИРИСТОРОВ
Часто возникает необходимость быстро проверить различные свой-
ства тиристоров с помощью компактного прибора. За последние годы
появился ряд описаний универсальных тестеров для тиристоров, как
например, [3.50 — 3.52]. Эти публикации предназначены преимуще-
ственно для разработчиков тиристорных преобразователей.
Ниже описывается схема простого тестера для быстрого функцио-
нального контроля в основном маломощных тиристоров (рис. 3.42)
[3.53]. При подсоединении исправного тиристора к выводам A, G, К
гампочки Л1 и Л2 ие горят. Пробой в прямом направлении фиксиру-
ется лампочкой Л1, в обратном — лампочкой Л2. При замыкании клю-
ча S испытуемый прибор включается во время положительных полуволн
переменного напряжения и зажигается лампочка Л1. Если испытывается
-Имистор (см. § 4.1), ток при замкнутом ключе S протекает через обе
гампочки. Таким образом можно проверять и диоды.
Ряд заводов — изготовителей приборов производит также выпуск
тестеров. Комплект приборов такого рода уже был представлен в
$ 1-3.5 (см. рис. 1.3). Другой пример — тестер для тиристоров типа
'SP40 (рис. 3.43).
Универсальный прибор для измерения основных параметров тирис-
Т0Ров типа LEM 215 изображен .иа рис. 3.44. Он измеряет:
’“Ирающий ток и напряжение управления и UCT (§3.3.1);
’ОК удержания и ток включения I, (§ 3.3.1);
обратный ток 1R и гок утечки	(§3.1.1.1);
Орямое падение напряжения UT (§3.2.1);
гическую скорость нарастания напряжения (du/dt) сгц (§ 3.4.4).
99
Рис. 3.42. Схема тестера для про-
верки работоспособности диодов,
тиристоров н симнсторов [3.53J:
Я] =Я2 =57 Ом; R3 = 100 Ом;
Я, =50 Ом; С = 50 нФ; Л1 н Л2 -
9 В, 150 мА
Рис. 3.43. Переносной тестер для тиристоров типа YSP40
Рис. 3.44. Универсальный при р
для испытания тиристоров ти ta
LEM215
Все измерения основаны на
импульсных методах, рабо iaa
частота при испытаниях 5 1
Погрешность измерений по «•
ним завода-изготовителя со-
ставляет 3 — 5%.
Время выключения tq ти
торов можно измерять в ди |а'
зоне 3 — 300 мкс. Условия t>-
мерения могут изменятьс в
следующих пределах: ITM = I '
= 200 А; tT = 50 -и 500 мм"-
di/dt = 2 = 5ОА/мкс, UR = 2 = 100 В; du/dt =5 = 500 В/мкс; 7/дм=30
= 1500 В
Предварительное задание условий измерения, а также индикация РЧ
мени выключения обеспечивается цифровым способом Температура к
пуса испытуемого прибора задается с помощью термостата в диапа
30 - 130 °C. Высота прибора 720 мм, ширина 520 мм, глубина с термг
статом 700 мм, масса около 65 кг.
100
Глава четвертая
ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ РАЗНОВИДНОСТЕЙ ТИРИСТОРОВ
I К разновидностям тиристоров относятся симисторы (триаки), тирис-
]Оры с комбинированным выключением, запираемые (двухоперационные)
ристоры, тиристоры без обратной запирающей способности и фототирис-
]ОрЫ. Здесь описываются только те методы измерений, которые опреде-
дяются особенностями этих приборов. Измерения всех остальных пара-
цетров должны проводиться соответственно гл. 3.
4.1. СИМИСТОРЫ
Симисторы, называемые также триаками, имеют пятислойную струк-
туру (рис. 4.1, с). Эти приборы могут включаться и проводить ток в
обоих направлениях (рис. 4.1, б). Ток ^.втекающий в главный элект-
род Hi, считают положительным (рис. 4.1, в). Более подробно со строе-
нием, свойствами и принципом действия симисторов можно ознакомить-
ся в [4.1-4.3].
4.1.1. Статические параметры
Характеризующие и предельные параметры запертого и открытого
состояний симистора нужно определять как в прямом, так и в обратном
направлении. Это же справедливо для определения токов удержания и
включения.
Так как симистор, как правило, должен включаться импульсом управ-
ления обоих полярностей, имеются четыре пары параметров, отпирающий
ток и отпирающее напряжение управления, значения которых могут от-
личаться друг от друга в несколько раз.
4.1.2. Критическая скорость нарастания тока
I Симисторы характеризуются критической скоростью нарастания тока
в обоих направлениях. При определении или проверке этого предельного
параметра следует иметь в виду, что нагрузка прибора с определенной
di/dt в третьем квадранте ВАХ (рис. 4.1, 6) может привести к повреж-
лению прибора в I квадранте [4.4].
101
4.13. Динамические параметры
4.1.3Л. Критическая скорость нарастания напряжения
Критическая скорость нарастания напряжения, так же как и у тири
торов, должна измеряться на ненагруженном симисторе (см. § 3.4.4/
Для большого числа практических применений оказывается, однак
целесообразным использовать в качестве характеризующего или предел
ного параметра критическую скорость нарастания коммутирующего н
пряжения (см. § 4.1.3.3).
4.1.3.2. Время выключения
В принципе время выключения симисторов можно определять обь
ным для тиристоров методом.
Измерение проводится следующим образом (рис. 4.2): источник I
после включения испытуемого прибора формирует трапецеидалью
ток нагрузки. В отличие от тиристора для симистора нужно обеспечи
чтобы на интервале восстановления запирающих свойств отсутствовав [
и ток, и напряжение. По окончании этого интервала к симистору прикла-
дывается экспоненциально нарастающее напряжение (рис. 4.2, б) от
источника 2. Для каждого из двух возможных направлений протекай! я
тока прикладывается повторное напряжение двух полярностей, так ч j
измеряются четыре значения времени выключения.
Чаще всего при применении симисторов напряжение, которое приб( р
должен запирать, прикладывается в направлении, противоположном пр ь
текающему току. При этом возникает возможность появления обрати -
го тока из-за остаточного заряда и повторного отпирания прибора. На
этот процесс влияет ие только время выключения, ио и, равным образом,
скорость снижения тока -di/dt и скорость нарастания повторного а-
пряжения du/dt [4.5]. На этом основании коммутационные свойства си-
мисторов целесообразнее определять при условиях, соответствуют ях
условиям эксплуатации.
а)
Рис. 4.2. Измерение времени выключения симисторов [4.1]:
а — структурная схема измерительной установки; б — диаграммы работы (/
схемное время восстановления)
102
4.1.3.3. Критическая скорость нарастания коммутирующего напряжения
I На рис. 4.3, а показана стандартная схема измерения этого параметра
ддя симисторов малой мощности [ 1.30]. Испытуемый прибор находится
дрстоянно в проводящем состоянии, за исключением малого интервала
времени, на котором к нему прикладывается запирающее напряжение
Р Прямом или обратном направлении. По принципу работы схемы между
напряжением Ц и током в цепи необходим угол сдвига, примерно рав-
ный 90°, для чего необходимо, чтобы
^L/R> 10.	(4.1)
Для заданной амплитуды прямого тока 1ТМ спад тока при коммута-
ции -di/dt определяется схемой. С некоторым запасом можно считать
-di/df « 2-nfITM.	(4.2)
Время запирания равно в этой схеме нулю. При этом измеряется так
называемая критическая скорость напряжения коммутации
(du/dt) согп — наивысшая скорость нарастания запирающего напряже-
ния, при которой испытуемый прибор еще не включается. Для ее опре-
деления изменяются значения Rt и С\. Наибольшая крутизна напря-
жения обеспечивается при Ri = 0 и ~Cirnin> которые зависят от ин-
дуктивности L и амплитудного значения переменного напряжения
Umax- В зависимости от параметров /?С-цепи значения (du/dt)max
лежат в диапазоне:
Itynax . . , .,	- ^тах
И,"	> (du/dt) твх > -	.	(4.3)
\/LCmin	vLCmin
В предельном случае значение Cmin
определяется емкостью перехода
Рис. 4.3. Измерение критической
скорости нарастания коммутирую-
щего напряжения для симисторов
[1.30]:
а - схема; б — временные ди-
аграммы напряжения сети тока
управления i^, тока нагрузки
и запираемого напряжения
103
Рис. 4.4. Схема измерения крИ|
ческой скорости нарастания комм
тирующего напряжения для симг
торов с расширенным регулнроь
ннем условий измерения [4.6]
симистора. Индуктивность L определяется по выражению (4.1) в заяц,
симости от выбранной амплитуды прямого тока.
В этой схеме, таким образом, существует взаимосвязь между дос f.
жимым значением крутизны напряжения и амплитудой прямого тока
что может явиться ограничением в ее применении, особенно при мал
испытательных токах.
Указанный недостаток отсутствует в схеме по [4.6], в которой ток
нагрузки регулируется с помощью переменного резистора , включс к
но го между испытуемым прибором и диодом VD (рис. 4.4). Упомяну ?
выше связь между и (du/dt)tnax в этой схеме значительно с» ।
жеиа. Благодаря этому можно проверять симисторы малой мощное и
с высоким значением du/dt. Следует добавить, что емкость Ci здесь бо. ь-
ше, чем в предыдущей схеме, так что разброс симисторов по емкое и
перехода не сказывается иа значении крутизны напряжения.
В обеих описанных схемах должны быть оговорены следующие ус. »•
вия измерения:
рабочая частота (обычно рекомендуется частота промышленной сети :
амплитуда прямого тока 17М\
длительность прямого тока (обычно рекомендуется 90% полупери^ i
частоты сети);
крутизна спада тока —di/dt (см. [4.2]);
амплитуда повторного напряжения
длительность импульса повторного напряжения (обычно рекомеп •
ется ие менее 200 мкс);
параметры цепи управления;
температура корпуса -&с или температура окружающей среды 
4.2.	ТИРИСТОРЫ С КОМБИНИРОВАННЫМ ВЫКЛЮЧЕНИЕМ
Отрицательный импульс, поданный на электрод управления во в
мя процесса выключения тиристора, может уменьшить время вык
чения. Тиристоры с комбинированным выключением (или комбини
ванно выключаемые тиристоры — КВТ) специально используют это
свойство. С устройством, принципом действия и применениями таь
тиристоров можно познакомиться в [4.7].
Отличия в методах измерения по сравнению с обычными тиристора 111
проявляются прежде всего при определении параметров цепи управле^
и времени выключения.
104
рис. 4,5. Измерение времени выключения комбинированно выключаемых тирис-
торов'
а пример положения отрицательного импульса управления относительного
тока и напряжения тиристора прн выключении; б — типовая зависимость времени
выключения tq от амплитуды отрицательного импульса управления при Дг =0
4.2.1.	Вольт-ампериая характеристика управляющего перехода
Для проектирования системы управления может оказаться необходи-
мой ВАХ управляющего перехода (см. § 2.1 и 33.1). У тиристоров с
комбинированным выключением эта характеристика определяется при
подаче напряжения в прямом и обратном направлениях.
4.2.2.	Время выключения
Измерение можно производить с помощью устройства, показанного
на рис. 3.31. Непосредственно в момент времени fD, когда анодный ток
проходит через нуль, или с задержкой на Дг подается отрицательный
импульс управления (рис. 4.5, с). Измерения при ДГ = О'соответствуют
применяемому обычно на практике случаю1 (рис. 4.5, б). Зависимость
tq = f(Lt) снимают, если необходимо исследовать влияние отрицатель-
ного импульса управления на различных этапах переходного процесса
выключения.
4.3.	ТИРИСТОРЫ БЕЗ ОБРАТНОЙ ЗАПИРАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ
К группе тиристоров без обратной запирающей способности относят-
ся асимметричные тиристоры и тиристоры, проводящие в обратном на-
правлении. В обоих случаях за счет ликвидации запирающей способности
в обратном направлении, что достигается специальным профилем леги-
Этот случай на практике не очень удобен, так как требует специального
Устройства для определения момента пер входа тока через нуль. Удобнее задавать
омент подачи отрицательного импульса управления с помощью блока постоянной
/Д®РЖки, на вход которого подается импульс, синхронизированный с управляю-
импульсом отпирания другого прибора, начинающего процесс коммутации
Вызывающего спад тока данного тиристора (момент Го на рис. 4.5, а). Длн-
^ьность задержки правильнее все^го выбирать примерно равной (или немного
®®»Шей) интервалу от момента Го до момента, когда обратный ток тиристора
ЦОСгигает максимума. {Прим. ред. перевода.}
105
Рис. 4.6. Определение заряда Qd н времен!
прямого восстановления tdr обратиопроводя
щих тиристоров ~ амплитудное значе-
ние тока прямого восстановления
рования в структуре, можно получить новые свойства приборов. В р>,.
де практических применений, например регуляторах постоянного ток
инверторах напряжения, некоторых типах резонансных инверторе
и др., ие требуются тиристоры с обратной запирающей способность
Применение приборов этой группы позволяет повысить прямые ток
улучшить запирающую способность в прямом направлении или умен
шить время выключения.
Асимметричные тиристоры не рассчитаны иа пропускание значител
него тока в обратном направлении и применимы только со встречи
параллельным диодом, так как имеют допустимое обратное напряжен i
всего несколько вольт. Если структура этого диода вместе со структ
рой тиристора создана интегральными методами в одной полупрово
никовой таблете, говорят об обратно проводящем тиристоре (или прибо-
ре типа тиристор-диод). Подробнее с этими модификациями тиристоров
можно познакомиться в [4.7].
4.3.1.	Статические параметры обратнопроводящих
тиристоров (тиристоров-диодов)
У тиристоров-диодов различают характеризующие и предельные па-
раметры отдельно для тиристорной и диодной частей. Свойства прибо а
в непроводящем состоянии определяются совместно прямой запира
щей способностью тиристорной части и запирающей способностью дис -
ной части.
4.3.2.	Время восстановления прямой запирающей способности
Переход от проводящего состояния в обратном направлении в п] я-
мое запертое состояние сопровождается процессом запирания диодн и
части, который проявляется как процесс прямого восстановления и-
ристора-диода. Для определения характеристик прибора нужно из,,е'
рить заряд прямого восстановления Qdr и время прямого восстаноь с‘
ния tdr (рис. 4.6). Для этого применимы методы, описанные в § 3.4. !•
Другая возможность измерения этих величин основана иа использ*
нии схемы рис. 3.35.
4.33. Время выключения
Так как в приборах данного типа тиристор постоянно шунтирус
обратным диодом, для измерения времени выключения наиболее
ходит схема по рис. 3.35.
106
pgc. 4.7. Иллюстрация кажущегося увеличения времени выключения из-за паразит-
ной индуктивности контура при встречно-параллельном соединении диода н тирис-
тора
Особое внимание следует обратить иа возможное уменьшение времени
выключения вследствие влияния индуктивности рассеяния в цепи между
диодом и тиристором [3.34, 4.7]. У тиристоров-диодов эта индуктив-
ность минимальна. Поэтому время восстановления прямой запирающей
способности тиристорной части практически равно длительности прово-
дящего состояния диода. Если же асимметричный тиристор (или другие
типы тиристоров) дополняется отдельным встречно-параллельиым дио-
дом, то этот эффект может привести к кажущемуся увеличению времени
выключения. У приборов с гибким выводом этот эффект проявляется
сильнее, чем у таблеточных. Хотя и возможно установить действительное
время выключения, наблюдая за напряжением иа тиристоре, эти данные
имеют малую ценность с точки зрения применения.
Целесообразнее при измерениях определять время выключения как
Минимальную длительность проводящего состояния диода, при которой
еще ие возникает повторное включение тиристора (см. рис. 3.35, б).
Конструкция параллельного соединения тиристора и диода влияет иа
Результаты измерений, что наглядно показано иа рис. 4.7.
4.4.	ЗАПИРАЕМЫЕ ТИРИСТОРЫ
Запираемые тиристоры1 позволяют прерывать ток нагрузки с по-
мощью отрицательного импульса управления. Описание устройства, прин-
ципа действия и применения запираемых тиристоров имеются в [4.8,
4.9].
В отечественной литературе называемые также двухоперационнымн. (Прим,
перевода.)
107
4.4.1.	Вольт-амперная характеристика управляющего электрода
Как в случае тиристоров с комбинированным выключением, так ц
здесь ВАХ управляющего электрода запираемого тиристора долж 3
сниматься при подаче напряжения в обоих направлениях. Коэффицис|.т
усиления при выключении
в=1А11с
как правило, низкий, так что на управляющий электрод для запирав я
тока необходимо подавать ток в обратном направлении —IG с отп-ь
сительио большой амплитудой. Поэтому для измерения характеристи и
нужно применять импульсные методы (см. § 2.1).
4.4.2.	Параметры выключения
4.4.2.1.	Измерительная установка
На рис- 4.8, а показана схема исследования параметров выключения
запираемых тиристоров. Испытуемый тиристор включается и предва
тельио заряженный конденсатор С обеспечивает ток нагрузки тиристо
амплитуда которого определяется резистором (рис. 4.8, 6). Пос ш
того, как в тиристоре устанавливается стационарное распределение ио •-
телей заряда, производится выключение (рис. 4.8, в). Крутизна нарас а-
ния отрицательного импульса управления определяется индуктивиост ю
цепи управления. На первом этапе выключения ток тиристора i'A oci i
ется неизменным. После того, как катодный р-п переход запирает l
Рис. 4.8. Исследование переходного процесса выключения запираемых тирнстог ,в'
а — схема; б — диаграмма тока управления iG и нагрузки 1д\ в — проп
выключения: осциллограммы тока управления 1^, тока нагрузки и напря
ния на тиристоре ид	°
108
4.9.	Определение времени задержки вы-
1сния tg/, времени спада tgf и времени вы-
|ения tgq запираемых тиристоров
юк управления начинает уменьшаться.
Одновременно ток быстро спадает.
Цепочка VD1 - С1 определяет крутизну
Нарастания повторного напряжения на ти-
ристоре. Заметный пик напряжения
аозникает вследствие инерционности про-
цесса накопления зарядов в диоде VD1,
а также из-за паразитных индуктивнос-
тей этой цепи. Для того чтобы при включе-
нии ие было броска тока через тиристор, диод VD1 должен обладать ма-
лым зарядом восстановления.
4.4.2.2.	Время выключения
Время задержки выключения tcj и время спада тока при выключении
определяются из осциллограмм отрицательного тока управления
iKC и анодного тока (рис. 4.9). Сумма этих времен составляет вре-
мя выключения tgq.
На время выключения влияет ряд факторов, как, например, амплитуда
напряжения управления, индуктивность в цепи управления, а также ем-
кость шунтирующего конденсатора С1. В [4.9] эти вопросы рассматри-
ваются подробнее.
4.4.2.3.	Выключающая способность
С помощью устройств, приведенных на рис. 4.8, а, можно также иссле-
довать выключающую способность тиристора по управляющему электро-
ду. В первую очередь определяется выключаемый прямой ток Ij-qq-
Среди большого числа величин, влияющих иа ITCq, наряду с амплиту-
дой отрицательного тока управления ICRM следует выделить крутизну
Нарастания du/dt и амплитуду UnM восстанавливающегося прямого на-
пряжения
Возможно также для предварительно заданного тока 1Т определить
амплитуду управляющего тока, при которой выполняются условия вы-
ключения. Таким образом получают выключающий ICq или невыклю-
лдющий ток управления /„„.Относительно различия этих двух пара-
ьютров см. § 33.2.
Большое значение, особенно при работе на высоких частотах, имеют
1®Ири при выключении. Их определение требует устройств, подобных
'‘Писанным в § 2.2. На возникающие при выключении потери энергии
0|сазывает влияние ряд величин: амплитуда выключаемого тока 1ТМ
п^1ИтУда отрицательного тока управления а также крутизна иа-
9*ания du/dt и амплитуда UDM восстанавливающегося напряжения.
109
43. ФОТОТИРИСТОРЫ
Включение тиристоров с помощью световодов находит все больш е
распространение (прежде всего в высоковольтной технике). В кач
стве излучателей служат, как правило, лазеры или светоиэлучающ
диоды. В качестве фотоприемников применяются различные устро^.
ства.
Если эту функцию выполняет фототранзистор, необходимы допо).
нительное усиление и формирование импульса (рис. 4.10, с). Необходим
вспомогательное напряжение питания для этих устройств получают ц
анодного напряжения тиристора, который в таком устройстве управ я.
ется, как обычно, электрическим сигналом.
Если светодиод вместе со световодом объединить в корпусе тир! с
тора, получим тиристорный оптрои (тиристорную оптопару).
В фототиристорах используется воздействие излучения иепосред т.
венно на тиристорную структуру. На рис. 4.10, б фототиристор выпот а.
ет функцию вспомогательного тиристора, иа рис. 4.10, в — являе q
основным тиристором.
Теория и состояние развития тиристоров, управляемых излученл м,
рассмотрены в [4.10] —4.13].
Рис. 4.10 Принципы включения тиристоров
излучением с помощью:
а - фототранэистора и импульсного уси-
лителя; б — вспомогательного фототирнс-
тора; в — непосредственное включение глав-
ного фототирнстора
Рис. 4.11. Устройство Для исследования процесса включения фототирнсторов [4,' 3
3 — зеркало; Ф - фильтры; Л — линза для фокусировки света; ФЭ - 41
элемент
110
1 С точки зрения измерительной техники интересны прежде всего иссле-
гивания процесса включения, например измерения времени включения
(см- § 3.4.2.2) или критической скорости нарастания тока (см. § 3.4.2.4)
в зависимости от энергии импульса излучения; иа рис. 4.11 показана
*ема для соответствующих измерений [4.14]. Энергия излучения полу-
цается в данном случае с помощью рубинового лазера.
Глава пятая
ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ МОЩНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Быстрое увеличение нагрузочной способности транзисторов по току
н до напряжению обусловливает все более широкое применение этих
Приборов во многих областях энергетической электроники. Описание
устройств, принципов действия и применений мощных транзисторов
в энергетической электронике приводится в [5.1].
5.1.	БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Техника измерений параметров биполярных транзисторов малой
мощности разработана весьма детально; она описывается, например,
в [1.21, 1.23] и в многочисленных рекомендациях и стандартах [1.30 (С и
D), 1.31, 1.48, 1.63]. Многие из этих методов в принципе можно пере-
нести также на транзисторы большой мощности. Специфика применения
таких транзисторов в энергетической электронике заставляет, однако,
переходить к новым методам измерения.
Последующее рассмотрение относится к п-р-п транзисторам, вклю-
ченным по схеме с общим эмиттером. Если необходимо измерить пара-
метры р-п-р транзисторов, следует поменять полярность питающих
напряжений и измерительных приборов.
5.1.1.	Область безопасной работы
Область семейства характеристик I(-=f (Uqe) , в которой транзистор
может работать, ограничивается явлениями лавинного и теплового про-
боев, максимально допустимой мощностью потерь и максимально до-
пустимым коллекторным током (рис. 5.1, о). Внутри этих границ, опре-
деляемых предельными параметрами, располагается так называемая об-
ласть безопасной работы (рис. 5.1,6).
5.1.1.1.	Тепловой пробой
Дня неразрушающего определения границ теплового пробоя транзис-
г°Ров были разработаны различные методы. К ним относятся, иапри-
МеР. измерения излучения на открытом приборе (см. рис. 2.10). Кроме
’Ого. начинающееся шнурование тока можно определить, например, с
“Мощью температурной зависимости некоторых параметров [2.33,
* Ь 2.42, 2.44, 5.2] (см. § 2.3.2.3) или иа основе анализа шумовых
Р*КТеристик транзисторов [5.3]. Другие измерительные устройства
Рис. 5.1. Семейство выходных характеристик мощных транзисторов (fl) и o6nai н
безопасной работы (ОБР) (б):
1 — тепловой пробой прн импульсном режиме; 2 — тепловой пробой прн раб
на постоянном токе; 3 - лавинный пробой; I - ОБР прн импульсном режим и
различных длительностях импульса tp', II — ОБР прн работе на постоянном токе;
III — границы теплового пробоя
обеспечивают защиту испытуемого прибора благодаря тому, что по 
возникновения электрического пробоя нагрузка по возможности быс
отключается [5.4 — 5.8]. Разработчики устройств иа транзисторах оп>
ничиваются, как правило, контролем этих предельных параметров, оп -
деляющих тепловой пробой.
5.1.1.2.	Лавинный пробой
Пробой при отключенной базе, характеризуемый иапряжеш к
U(BR)CEOt имеет лавинный механизм и является обратимым, ее I?
предотвращается бросок тока через транзистор, а с ним и тепловой про-
бой. На рис. 5.2, а показана схема измерения этого параметра, в кото г >>
используется накопленная дросселем энергия для кратковременп
пробоя при запирании транзистора и получения характеристики проГ 1
(рис. 5.2,6).
При применении осциллографа с запоминанием достаточно однокра*’
иого размыкания ключа S'. При отсутствии такого осциллографа нс
ходимо, чтобы ключ S' размыкался периодически (например, с часто 11
50 Гц). Напряжение питания Uc нужно выбирать ие выше, чем иеобхо
мо для получения плоской вершины импульса иа осциллограмме
пряжения. С помощью резистора Rp устанавливается базовый ток, о( •
почивающий насыщение транзистора.
5.1.1.3.	Обратные напряжения и обратные токи
При определенных соотношениях параметров в цепи базы тран
тор может запирать напряжения, большие СЕО- В подобных об<
112
jpgc, 5.2. Измерение пробивного напряжения коллектор—эмиттер при отключенной
A VCEO
я — схема; б — временные диаграммы коллекторного тока 1^, напряжения кол-
Ж]р-эмиттер	и траектория рабочей точки
Ices ^СЕО
Рас. 5 3. Схема намерения обратно-
го Кллекторного тока транзисторов
(но [1.48])
пенях последняя буква в индексе характеризует состояние базовой
Дс О — отключенная база; S — короткое замыкание между базой и
ifcrrepoM; R — сопротивление между базой и эмиттером; V — отрица-
гепьное напряжение между базой и эмиттером; X — отрицательное напря-
жение и сопротивление между базой и эмиттером.
Показанные иа рис. 5.1 с этими индексами напряжения пробоя отно-
сятся к заданным значениям обратного тока. Разработчик транзисторных
геройств при определении максимально допустимых значений иапряже-
и» использует эти параметры, вводя некоторый коэффициент запаса
[жлример, UcEXm определяется по U(BR)CEx] и может в случае ие-
еЖодимости только повторно проверить эти предельные параметры
[С48].
^Соответствующие остаточные токи являются характеризующими
Фаметрами. На рис. 5.3 изображена схема измерения остаточных токов
Дщу коллектором и эмиттером по [1.31, 1.48, 1.63]. Защитное сопро-
ПИление R ограничивает ток при коротком замыкании на уровне, ие
Пуевышающем трехкратного значения остаточного тока.
Во всех случаях важным условием измерения наряду с параметрами
ЧеПи базы является температура корпуса или перехода.
5.1.2.	Параметры открытого состояния
рсема на рис. 5.4 позволяет определять параметры открытого состоя-
ранзисторов двумя способами. Сопротивления резисторов R1 и R2
I выбираться по возможности большими, чтобы получить режим
чника тока.
£101
113
Рис. 5.4. Схема измерен»
напряжения насыщен»
vCE(sat) и коэффициен
передачи по току В тра
знсторов
При одном способе можно измерить напряжение насыщения Uce (sal
после того, как были заданы токи в базовой и коллекторной цепь
Если эти условия измерения предварительно не известны, то Uqe
определяется следующим образом: ток базы /д при постенном колл>к-
торном токе увеличивается до тех пор, пока увеличение тока базы а
10% ие будет приводить к снижению U-E максимально иа 10% [1.31|.
При другом способе можно предварительно задать коллектори й
ток 1С и установить с помощью 7Д напряжение UCE- То. да коэфф .
циент передачи по постоянному току будет равен
В=1с/1в.	(5 1)
Если необходимо измерить параметры при больших коллектор»» »х
токах, которые в соответствии с областью безопасной работы мс у»
быть получены только в импульсном режиме, необходимо перейт к
импульсным методам. Примеры подобных схем содержатся в (1.3Q.
131].
5.13.	Времена переключения
Время включения ton получается как сумма времен задержки t , 
нарастания Г, (рис. 5.5, о). Время выключения toffотсчитывается <п
момента переключения базового тока с положительного IB ( иа отрищ
тельный 1В2- Это время равно сумме времен рассасывания tg »
спада Гу. На этих определениях построены нормированные методы
мерения [1.30(C), 1.63]. Другие схемы представлены в [1.48, 5.9 •
На рис. 5.5, б изображена схема измерения времен включения, 'л’
получения крутого фронта базового тока в качестве ключа S прим
ется геркон с ртутными контактами, как, например, в импульсном гене-
раторе TR-0458 фирмы EMG (Венгрия). Сначала с помощью рези тт
pa R1 устанавливается базовый ток, который равен пятикратному 1
насыщения испытуемого транзистора:
/В1=57с/В.	(<-»
Коллекторный ток 1С задается с помощью Uc иЯн. С безындук» 's-
ных измерительных резисторов RMl и RM1 (см. § 6.1.1.1) снима
осциллограммы базового и коллекторного токов.
При определении времени выключения испытуемый транзистор ”
пирают током Io2 = который получается при замыкании - '
ча 5 (рис. 5.5, в). Соответственно Я» =Я2 и =0,5£/». Все други ”
114
Рис. 5.5. Измерение временных параметров
переключения мощных транзисторов:
а — определение времени задержки
времени нарастания tr, времени включения
ton, времени рассасывания ts, времени спа-
да tf и времени выключения б — схе-
ма измерения времени включения; в — то
же выключения
;тры схемы соответствуют
очения.
задаваемым при измерении времени
В описанных методах предполагается, что нагрузка транзистора актив-
ни и фронты базового тока
близки к идеальным. Часто, од-
висо, целесообразно проводить
пмерения времен переключе-
HU в условиях, соответствую-
пих режиму применения, на-
пример при активио-индуктив-
нагрузке, наличии шунти-
РУЮщей RC цепочки с диодом
ч заданной крутизне тока базы
(ем. [5.1]). Эти факторы яв-
п®отся тогда составной частью
Условий измерения.
5.6.	Прибор для измерения
>*О-Х параметров переключе-
л. мощных транзисторов типа
115
При массовых измерениях желательна автоматизация определен!
времен переключения. Методы автоматизации приводятся в [5.10}.
На рис. 5.6 показан прибор для измерения временных параметр
переключения транзисторов. Для каждого параметра td, tr, ton. 4
tOff может быть установлено максимальное значение, так что в<_ 1
можны испытания по принципу ”да—иет”. Прибор имеет следуют е
технические данные
Коллекторное напряжение , В.......... 0 - 800
Коллекторный ток , А........—.....—	0—50
Базовый ток , А.................  —	0 — 10
Крутизна базового тока digfdt, А/мкс. Не более 30
Диапазон измерения времен, мкс....... 0 — 20, сту-
пени по 10 нс
5.2.	МОЩНЫЕ МДП ТРАНЗИСТОРЫ
В МДП-транэисторах в настоящее время попучеиы такие пределы, • ,е
значения токов и напряжений, что их можно использовать для управле-
ния большими мощностями. Ряд важных преимуществ МДП-транзи .
торов по сравнению с биполярными транзисторами позволяет ожид. ь
дальнейшего расширения их применения в энергетической злектрони е
[5.11 — 5.13]. В силу этого дополнительно к известным методам из’ с-
рения параметров маломощных полевых транзисторов [1.30(G), 1.6 |
развиваются специальные методы измерения для мощных приборов
[5.14-5.16].
5.2.1.	Параметры проводящего состояния
На рис. 5.7, а показана схема измерения тока стока ID в зависимо ni
от напряжения сток—исток UDS [1.30(G)]. При изменении иапряже ш
затвор—исток Ucs получается семейство характеристик, подобное ю-
казанному иа рис. 5.7, б.
Основные вопросы измерения ВАХ полупроводниковых прибо] )»
уже обсуждались в § 2.1. В данном случае для определенных зиаче! i.j
UDS и ^GS можно определить ток стока 4)(on)’ ДРУГИМ параметр м
Рис. 5.7. Исследование характеристик мощных МДП-транзисторов:
а — схема измерения; б — семейство выходных характеристик; в - определ *е
порогового напряжения затвор-нсток	по характеристике =f<VGS
116
5.8.	Схема измерения тока утечки между затво-
и истоком IGsg мощн°го МДП-траязистора
характеризующим открытое состояние, является сопротивление сток-
исток	=^DS^D' задаваемое при определенном значении Ucs-
В этом случае вольтметр V2 подсоединяется непосредственно к испытуе-
мому транзистору (переключатель в положении 2).
Такая схема позволяет определять пороговое напряжение затвор-
исток Ucs (рис. 5.7, в). При этом ток ID снимается в функции от
Дс5 при заданном напряжении сток-исток l!DS- Значение UGS(th)
определяется по этой характеристике для заданного значения тока стока
/р. С помощью указанной схемы можно также проверять предельное
значение постоянного тока стока ID-
5.2.2.	Параметры закрытого состояния
 Схема измерения тока утечки между затвором и истоком при корот-
ком замыкании между стоком и истоком 7CSS изображена иа рис. 5.8.
Измерительное сопротивление RM должно составлять ие более одного
процента сопротивления затвор—исток. Внутреннее сопротивление вольт-
метра V2 должно быть больше 1СЮ7т [1.30(G)]. Схема должна быть
снабжена электростатическим экраном.
Остаточный ток стока можно определить по схеме рис. 5.7, а. В этом
учае затвор и исток соединены накоротко и измерение проводится при
заданном напряжении сток—исток. Далее при заданном значении тока
35* 5.9. Определение временных параметров переключения мощных МДП^гранзис-
• -• схема измерения; б — определение временных параметров переключения
стока ID можно определить напряжение пробоя сток—исток U(BR)DSS
В обоих этих случаях схема также снабжается электростатическим экра
ном.
5.2.3. Времена переключения
Схемы измерения для полевых транзисторов малой мощности пред.
сматривают активно-емкостную нагрузку в цепи стока [1.30(G), 1.63
В противоположность этому в схемах для мощных МДП-транзисторс
используется чисто активная нагрузка [5.14 — 5.16[ (рис. 5.9, а). И
пытуемый транзистор управляется от импульсного генератора Г. Сопр
тивление равно внутреннему сопротивлению генератора (пример
10 — 20 Ом). Сопротивление нагрузки Ян задает ток стока. Времена п<
реключения можно определить по осциллограммам напряжений затвор
исток UGS н сток—исток UDS (рнс. 5.9,6).
Глава шестая
НЕКОТОРЫЕ СПЕЦИАЛЬНЫЕ ПРОБЛЕМЫ
ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКИ
Ниже кратко рассматриваются некоторые существенные проблемы, которые
могут возникнуть в связи с измерениями параметров силовых полупроводников ix
приборов. При этих измерениях необходимо регистрировать большие токи и : г
пряжения, а также быстрые изменения этих величин, причем результаты измерен) г
по возможности не должны искажаться от воздействия помех. Некоторые проблему
могут возникнуть при дальнейшей обработке измеренных величин. Рассматриваю ся
также автоматические измерительные и контролирующие системы для силовых
полупроводниковых приборов.
6.1. РЕГИСТРАЦИЯ ИЗМЕРЕННОГО ЗНАЧЕНИЯ
Ниже описываются методы регистрации процессов изменения тока и напряже *ч
во времени с целью их осциллографирования или дальнейшей обработки.
6.1.1. Ток
Максимальные значения ударных токов тиристоров превосходят в иастоя) -
время 30 кА (см. § 1.3.5), допустимая скорость нарастания прямого тока для -
которых типов приборов достигает 1000 А/мкс. Регистрация столь больших тон
а также измерение токов в несколько сотен ампер и крутизной изменения п< риг
ка 100 А/мкс и выше требуют специальных мер.
6.1.1.1. Измерительные шунты
Напряжение на выводах измерительного резистора, используемого в ка'П ’*1
шунта, складывается из активной и индуктивной компонент:
+	И
Пусть 1 мОм и индуктивность шунта L =0,001 мкГн. При токе, которьп
растает за 1 мкс до 100 А, амплитуда импульса напряжения, обусловле
индуктивностью, составит Ldifdt = 0,001  I0""6 Гн  100 А/1(ГЬ с =0,1 В. Это со-'
ветствует значению полезного сигнала шунта при токе 100 А.
118
Уис. 6.1. Безындуктивный измерительный шунт типа ’’беличья клетка” на действую-
щее значение тока до 400 А
 Измерительный резистор должен иметь малую собственную индуктивность и
поэтому обычно выполняется в виде коаксиальной конструкции. Распространены
щунты типа ’’беличья клетка” с использованием центрального проводника для за-
мыкания пути тока (рнс. 6.1) [1.25, с. 32 - 34; 3.27; 6.1]. Такая конструкция об-
яаДвв7 лучшими условиями для отвода тепла, чем коаксиальное трубчатое сопротив-
|мие [6.2], однако имеет относительно низкую прочность при динамических воз-
действиях. При больших действующих
дачениях измеряемого тока предусматри-
щгтся непосредственное водяное или мас-
ддно-водяное охлаждение шунта [2.10,
3.20]. Расчет шунтов приводится в [2.10,
6.1]. Экспериментальная оценка динами-
шких свойств шунта требует специаль-
методов [2.10, 6.3]. При этом иеоб-
ЯШимы импульсы тока с временами на-
КтхмЯ порядка 10 нс.
На рис. 6.2 в качестве примера изобра-
жена конструкция коаксиального шунта
дня малых и средних токов. Резистор
федставляет собой трубку в 8 мм из
1ромоникелевой стали. Требуемое сопро-
тивление подгоняется путем обточки труб-
ки на части длины. При активной длине
100 мм в зависимости от типа материа-
а и толщины стенок трубки достижимо
сопротивление 1 — 10 мОм.
чс. 6.2. Пример конструкции коакси-
Лного измерительного шунта:
/ - втулка (латунь); 2 - стержень
Чулки; 3 - припой; 4 - внешняя труб-
54 -5 - оправка; б - эпоксидная смола;
*	внутренняя трубка (хромоникелевая
Чаль); 8 - ребро охладителя; 9 - медная
^Лепка; 10 — тефлои; 11 — штифт
'Чоиятор); 12___— медное основание;
*	Изолирующая шайба; 14 - накид-
гайка (латунь); 75 - резьба М4;
Участок трубки уменьшенного сече-
;z


119
6.L1.2. Токоизмерительные клеши
Иногда бывает необходимо осциллографировать ток последовательно в разлт .
ных точках схемы. При этом разрыв цепей для введения измерительного шунт? е
большинстве случаев нежелателен. Если при этом необходимо осниллографиров.
одновременно две величины, следует обратить внимание на правильный выбор г з.
щей точки.
Эти задачи решаются с помощью токовых измерительных клешей, которые ох
тывают проводник с измеряемым током. Их принцип действия может быть основ щ
на различных физических явлениях. Основанная на методе Роговского измерите ,
ная катушка охватывает проводник и за счет взаимоиндуктивности в ней инду .
руется напряжение Mdifdt [3.20, 3.27, 6.4]. После интегратора получают пропс
ционалъное току измеряемое напряжение iM/T, где Т — постоянная времени ин
гратора. Верхняя граничная частота устройств такого типа в лучшем случае сост
ляет 1 МГц, что для осциллографирования процессов переключения силовых по
проводниковых приборов в большинстве случаев недостаточно [3.20].
Ряд промышленных клещей для измерения тока строится на принципе изме, .
тельного трансформатора (см. § 7.5). Отдельные исполнения различаются в о,
новном диапазоном измеряемых токов, допустимой ампер-секундной площал ю
и частотным диапазоном. Так, клещи типа Р-6302 [6.5] имеют верхнюю гранича ю
частоту 50 МГц. Возможное время нарастания тока, примерно равное 7 ис, со
ветствует коаксиальным шунтам (см. § 6.1.1.1). С помощью компенсациоин х
методов возможно также измерение тока с постоянной составляющей (см- § 7.5.3).
При этом можно измерять ток с амплитудой до 50 А при ампер-секундной площ_щ
100 А • мкс. Прибор типа СТ-5 позволяет измерять токи с амплитудой до 50 кА при
ампер-секундиой площади 0,1 А  с. Полоса частот лежит между 0,5 Гц и 20 М’ ц.
Максимально допустимая постоянная составляющая равна 300 А.
6.1.2. Напряжение
Напряжение силовых полупроводниковых приборов может изменяться весьма
быстро, до 1000 В/мкс и выше. Делители напряжения, составленные только из ре-
зисторов, для измерения такого типа процессов малопригодны. Из-за входной ем-
кости осциллографа Свх (рис. 6.3, а) получается ДС-цепь с определенной постоян-
ной времени, которая приводит к динамическим погрешностям измерения. Чн о
емкостный делитель напряжения не позволяет передавать постоянное напряжен с.
Поэтому, как правило, используют активно-емкостные делители (рис. 6.3, Э
(2.10, 6.5]. Элементы делителя выбираются в зависимости от входного сопротив
ния Лвх и входной емкости осциллографа. Для того чтобы делитель напряжы я
мог работать совместно с различными приборами, необходим промежуточн 1
преобразователь сопротивлений [2.10].
При исследованиях переходного процесса включения силовых приборов ча* го
нужно измерять низкие напряжения непосредственно после подачн иа вход оси т
лографа высоких напряжений. В этом случае требуется измерительная голове с
ограничением напряжения (см. §3.4.2.3).
Рис. 6.3. Подключение осциллографа к делителю напряжения:
а - активный делитель; б - активно-емкостный делитель
120
6.2.	ОБРАБОТКА РЕЗУЛЬТАТОВ ИЗМЕРЕНИЙ
 Получаемые при измерениях осциллограммы тока н напряжения обычно тре-
Ж>т дальнейшей обработки. Для автоматической обработки фиксируют мгновен-
Je значения этих величин в определенные моменты времени путем их запомина-
обычно в цифровой форме. Такие устройства находят в литературе широкое
Кешение (см., например, в [6.6, 6.7]).
Другая форма обработки связана с умножением двух измеряемых величин,
жу. например, при определении мощности (см. § 2.2.2.2) или при гармоническом
Хртизе (см. § 7.3 и 10.1.1). Эти задачи решают интегральные аналоговые умно-
К«пи [6 8. 10.3].
Для перехода к цифровой обработке измеряемых значений необходимы аналого-
Жьровые преобразователи (АЦП). Для обработки процессов переключения си-
Хых полупроводниковых приборов необходимы такие преобразователи с вы-
Хям быстродействием (см. § 2.2.2.2). Построение быстрых АЦП описывается в
йдг, 6.13].
Основы электронной обработки измеряемых величин содержатся в [6.12, 6.13].
6.3.	ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЙ ИЗ-ЗА ВОЗДЕЙСТВИЯ ПОМЕХ
Остановимся на некоторых специальных вопросах влияния помех, которые при
^Ьрении силовых полупроводниковых приборов могут привести к ошибкам.
5рпвы теории электромагнитного взаимодействия изложены в [6.14 - 6.17].
6.3.1.	Влияние помех
6.З.1.1.	Измерение напряжения
В открытых измерительных проводниках, присоединяемых к силовому полупро-
। «исковому прибору, вследствие быстрых изменений тока могут наводиться на-
фСвения помех. Поэтому при измерениях напряжения нужно сокращать до мини-
площадь петли присоединения (рис. 6.4, а) . Остаточное влияние для приборов,
Ладящихся в корпусе, неизбежно и устраняется только при непосредственном
фтжкте с таблетой открытого прибора (рис. 6.4, б). Некоторое улучшение полу-
чится при использовании компенсированного измерительного шлейфа (рис. 6.4, в) .
Р1?мер и положение этого шлейфа определяются экспериментально.
6.3.1.2.	Одновременное измерение тока и напряжения
tОдновременное осциллографированне тока и напряжения прибора производит-
сяс помощью экранированного коаксиального кабеля и осциллографа (рис. 6.5, а).
оба кабеля проложены строго параллельно и их экраны соединяются в несколь-
точках, удается существенно снизить влияние помех. Остаточная петля полупро-
^*•6.4. Петля присоединения при измерении напряжения:
. в ж минимально возможная площадь для прибора в корпусе (заштрихована);
Измерение непосредственно на полупроводниковой таблете (бескорпусный при-
в — то же, что и я, с компенсирующей петлей
121
ДН и (t)
Рис. 6.5. Возможные погрешности измерения при одновременном осциллографи
вании тока и напряжения:
а — петля присоединения через экраны обоих коаксальных кабелей; б ~ инл
тивность провода Lp между точками 1 и 2 подключения экранов кабелей для «у
мерения тока и напряжения (ДН — делитель напряжения)
водникового прибора может быть при этом существенно уменьшена благодаря > му,
что общая точка измерителя напряжения переносится вплотную к общей точке i ун'
та для измерения тока. Чтобы при этом описанное в § 6.3.1.1 влияние ие увеличи-
валось, измерительный шунт необходимо располагать как можно ближе к приб оу,
Добавим, что соединение между прибором и измерительным шунтом обл& ает
индуктивностью (рис. 6.5,6). При 6bicrpbiv изменениях тока на этой индук
ности может наводиться существенное напряжение помехи Up (см. § 6.1.1.1). В за-
висимости от выбора общей точки Up складывается или с сигналом тока и? и с
сигналом напряжения Up. Это напряжение Up можно исключить, если измеряв [ые
величины подаются иа усилитель с дифференциальным входом.
Эта проблема может быть решена также с помощью электрической изоля им
измерительной цепи, например, при измерении тока измерительными клеш ми
(см. § 6.1.1.2). Возможно также разделение цепей за счет оптической связи, одн iko
ее низкие динамические свойства ограничивают применение низкими частотами.
Подобное устройство использовалось, например, при наблюдении ударных тс <ов
иа частоте сети [6 18].
6.3.1.3.	Заземление
На рис. 6.6 на примере простой измерительной цепи показаны возможные ис оч-
ники погрешностей. Из-за индуктивности проводов L и емкостей связи источи ка
питания U и осциллографа относительно земли ток на нижнем выводе щунтз Рц
разветвляется. Ток помехи ip, который состоит прежде всего из высокочасто ой
части нагрузочного тока i, протекает обратно через экран кабеля и через емк я*
относительно земли осциллографа и источника. Падение напряжения от этого ’KS
на кабеле приводит к существенным измерительным погрешностям. Их мо~«о
уменьшить благодаря рациональному монтажу, за счет уменьшения еМкостей О’.не-
сительно земли с помощью разделительных трансформаторов со специалып
Рис. 6.6. Возможные погрешности из-'®*
рения из-за влияния индуктивности пр0*
водов L и емкостей относительно земл’1
С осциллографа и источника питания
122
V янированными обмотками, ограничения длины коаксиального кабеля и эаэем-
Екя измерительного шунта R^ со стороны нижнего (по схеме иа рис. 6.6) вывода.
6.3.2.	Влияние помех на обработку результатов измерений
В Процессы переключения силовых полупроводниковых приборов сопровожда-
ем быстрыми изменениями токов и напряжений, эквивалентные частоты которых
мдт в диапазоне вплоть до нескольких мегагерц. Высокочастотные помехи могут
проникать в устройство, в котором производится обработка результатов измерений
трем каналам: через электромагнитное поле, измерительный кабель и сеть.
П Действие электромагнитных полей уменьшают с помощью заземленных экра-
jpB, окружающих измерительные приборы и источники помех. Возможность
! иного разделения тех и других для ослабления помех ограничена
увеличением длины измерительных проводов (см. §6.3.1.3).
вание измерительного кабеля и его пространственное положение влия-
нь воспринимаемых помех. Наилучшие результаты здесь дает только
. Проводники измерительного кабеля нужно располагать симметрично
ручивать [6.20].
вления распространяемых по сети высокочастотных помех вводятся
входе испытуемой схемы и на входе защищаемого от помех прибора
да существует также возможность подавать энергию для питания изме-
рибора от другого источника (например, от осветительной сети или
6.4.	АВТОМАТИЗИРОВАННЫЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ
И ИСПЫТАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ
>ых полупроводниковых приборов затраты иа испытания составляют
долю общих затрат на изготовление. Поэтому все большее значение
автоматизация измерений и испытаний. Как правило, устройства энер-
1ектроники изготавливаются в небольших количествах по сравнению,
интегральными микросхемами, одиако увеличение числа типов ведет
(азнообразию параметров.
ьших размеров силовых приборов, высоких испытательных напря-
ших токов такие приборы требуют больших затрат времени для их
я к измерительным устройствам, установления температурного ре-
щортировки между измерительными местами. Поэтому разработаны
методы автоматизации процесса измерений [2.63, 6.21]. Изготови-
} стремится обычно к широкому объединению электрических испыта-
говок [6.21, 6.22]. На рис. 1.3 приведен пример такой серии приборов
исполнения. Вместо классических методов измерения часто использу-
е методы (см. § 1.3.4).
асть автоматизированных измерительных и испытательных систем со-
эойства для сбора и обработки результатов измерений [6.21, 6.23].
осылка для этого - запоминание и представление измеренных пара-
ровой форме (см. § 6.2). Отдельные испытательные стенды связывают
Зв®м с перфорирующими или записывающими на магнитную ленту устройствами
Непосредственно с центральной ЭВМ. Благодаря этому возможна быстрая ста-
^ПКческая обработка измеренных данных для контроля производства (см. § 2.4).
^Иравляющая ЭВМ может содержать также устройство для печати паспортов при-
gPOB» для обработки заказов и центрального управления процессом испытаний
ЧАСТЬ ВТОРАЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ, УСТАНОВКИ, СЕТИ
Глава седьмая
ИЗМЕРЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЙ И ТОКОВ, СОДЕРЖАЩИХ
ПОСТОЯННУЮ СОСТАВЛЯЮЩУЮ И ВЫСШИЕ ГАРМОНИКИ
В электротехнике измерения обычно проводятся в цепях, где деист
ют мало искаженные переменные или хорошо сглаженные постоям ,1е
напряжения и токи.
Однако напряжения и токи, которые действуют на входе, выходе и
внутри преобразователей, могут содержать значительные высшие гар ю.
ники (рис. 7.1, а, б) или состоять из постоянной и переменной компон цт
(рис. 7.1, в).
Предполагается, что читателю достаточно хорошо известны обыч> ](
измерительные приборы и методы, используемые в электротехни
Но не всегда очевидно, как эти приборы и методы позволяют правил ,
измерить высшие гармоники н постоянные составляющие. При измерс и-
ях сильно искаженных токов н напряжений следует исходить нз прег
сылок, что известны по крайней мере порядок и примерные значе< 1я
важнейших высших гармоник токов и напряжений.
В табл. 7.1 указаны типы измерительных приборов, которые могу?
применяться прн измерениях в силовой электронике.
7.1.	ПЕРЕМЕННЫЕ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКИ
С ВЫСШИМИ ГАРМОНИКАМИ
Известно, что периодическая функция изображается тригономе^ ж-
ческнм рядом Фурье. Возьмем в качестве примера периодическую ф) ж-
цию
g =f(Gjr) = /(<>),	(7,Ъ
где со — круговая частота; г — время; в последующем вместо соГ при ie-
\	Рис. 7.1. Примеры токов и напряжений с пос
\	ной составляющей и высшими гармониками:
а — ток сети ic в трехфазной мостовой сх
J	выпрямления; б - напряжение и или ток j per *J|
gj руемого преобразователя переменного напряж 1
при активной нагрузке; в — напряжение на выхо
трехфазной мостовой схемы выпрямления в режиме прерывистых токов; а - >г°|
управления (угол задержки включения)
124
Таблица 7.1. Приборы для измерения несииусондальных токов
и напряжений
Измеряемый параметр
Прибор	Параграф
менное напряжение или ток:
•йствующее значение
)сновная гармоника,
ллсшис гармоники
соэффициент гармоник
тоянное напряжение или ток:
вреднее значение
^л.сации
менныс или постоянные на-
«ния и токи:
«шитудиое значение
гйствующее или среднее
имение
Электродинамический
Т ермоэлектрический
Электронный
Электромагнитный
Магнитоэлектрический
Избирательный
п
Измеритель коэффициента
гармоник
§7.2
§7.3
М агнитоэ л екгричес кий
Преобразователи для измерения
больших токов
Измеритель пульсаций
§ 7.5.2
§74
ЛС-цепочка и вольтметр
Индуктивные преобразователи
Безындуктивные шунты
Делители напряжения
в /-Д.Х
§ 7.5.2
§611
§6 1.2
•лея угловая величина i?
И =	(7.2)
Если Gv — действующее значение гармоники г-го порядка, — фазо-
•ий угол этой гармоники и Go — постоянная составляющая, то можно
вписать
* = Go +	! VI'G^sinCi’i? + <рр).	(7.3)
Действующее значение функции, записанной уравнением (7.3), за пе-
"иод 2тг определяется как
I Г 1	1‘/2
Iе = J g2d$ ;	(7-4)
С = +GJ + (^ + ...]* */2.	(7.5)
В токе на стороне сети выпрямителя и зависимого инвертора при иде-
w условиях (полная симметрия углов управления, низкий уровень
ЧУЛьсации выпрямленного тока, пренебрежимо малые индуктивности
стороне переменного тока) при числе фаз преобразователя, равном
Содержатся гармоники порядка
Г = кр ± 1,	(7.6)
125
Рис. 7.2. Провалы в кривой напряжения сети пр
питании трехфаэного мостового преобразовать
к = 1,2,3 . .., действующие значения которых равны
I = IJv,	(7.7
где 71 — действующее значение основной гармоники тока.
Для широко распространенных мостовых преобразователей (см
§ 1.4.1.1):
коэффициент содержания основной гармоники тока по выражен ю
(1.4)
kt =0,96;	(7.8)
коэффициенты содержания высших гармоник тока по выражен к
(1.S)
ks =0,19; Л, = 0,14;	*„=0,087;	(7.)
общий коэффициент содержания высших гармоник по выражении
(1.6)
кт = 0,28.	(7.10)1
Высокое содержание высших гармоник может иметь место в том
регуляторов переменного напряжения. Например, при активной на! з-
ке и угле управления 120° имеем коэффициенты содержания выс ши
гармоник
к3 =0,55; fcs =0Д4;	*7 =0,17 и т.д.	(7.111
Прн нагрузке в виде ламп накаливания содержание высших гарм< их
тока еще более увеличивается вследствие нелинейности нагрузки.
Кривая напряжения сети искажается за счет тока, потребляемого пре-
образователями и другими потребителями с нелинейными характери »
ками (дуговые печи, лампы накаливания и т. п.). На рис. 7.2 приве й
кривая напряжения с "провалами”, вызываемыми током преобраз -з-
теля. Эти периодические провалы можно характеризовать с помо
высших гармоник. Для большинства преобразовательных установо
ношение мощности идеально выпрямленного тока преобразовать *
мощности короткого замыкания сети в точке подключения преоб33-’
вателя составляет не более нескольких процентов. Прн этом, естеств
подразумевается, что в сети отсутствуют резонансные явления н нс ч'
вышаются предельные значения коэффициентов содержания гарг н'
kv, определенные, например, на рис. 1.6.
Измерения показывают, что содержание высших гармоник в напр ’ 1
нии высоковольтных сетей мало. Например, согласно [7.1] измс J
в 15 точках для таких сетей дали коэффициенты содержания гарМ '“I
126
В»е 2%. В низковольтных сетях в большинстве случаев получаются при-
Ьрно такие же значения коэффициентов гармоник. Однако в некоторых
Жучаях содержание высших гармоник в напряжении сети может быть
Jpj:ee заметным. За счет тока, потребляемого одно- или двухполупериод-
л,1ми или трехфазными нулевыми выпрямителями, трехфазными полу-
}дравляемыми регуляторами переменного напряжения и другими пре-
образователями, возможно также появление четных гармоник [7.2].
7.2.	ДЕЙСТВУЮЩИЕ ЗНАЧЕНИЯ
I Для точных измерений действующего значения токов и напряжений
^зависимо от их формы пригодны электродинамические без магнито-
«ровода, термоэлектрические, электронные и некоторые другие типы
^мерительных приборов. Показания приборов с магнитопроводом
давктродинамического типа (ферродинамическне приборы) могут быть
тййяительно искажены за счет высших гармоник.
Приборы магнитоэлектрического типа с выпрямителем мало подходят
Д измерения действующего значения несинусоидальных токов и напря-
Дмй, так как их показания определяются средним арифметическим
звкчением, которое отличается от действующего, и зто отличие зависит
о» коэффициента формы.
Электродинамические приборы. У приборов электродинамического
щпа вращающий момент пропорционален квадрату действующего зна-
гения тока, определенного с учетом всех высших гармоник. Для прнбо-
этого типа с экранированной системой без магнитопровода можно
ть класс точности 0,2 в области частот от 30 до 500 Гц. На рнс. 7.3
1) показана частотная характеристика электродинамического
ра, из которой видно, что прн частоте 1 кГц погрешность составля-
лько —0,4% относительно значения, измеренного на частоте 50 Гц.
Образом, если имеется основная гармоника 14 н, например, 23-я
ника (т. е. Лэ = 1150 Гц для частоты сети 50 Гц) с относительным
ующим значением 1/23/1/, = 1/23, то результирующее действующее
е равно
UlVt = у/1 + (1/23)2 « 1 + Ц- (1/23)2.
для 23-й гармоники погрешность составляет —0,4%, то
V'IUX = х/1 + (0,996/23) 2’ = 1 + -L (0,996/23)2.
7.3.	Относительная погрешность измерения
^*пик частоты [7.4]:
цЛ " электродинамический амперметр; 2 - тер-
[^^ЭКтрический вольтметр; 3 — магнитоэлект-
Лий амперметр с подвижным сердечником
(7-12)
(7.13)
127
Таким образом погрешность невелика. Аналогичная точность полу.],
ется прн измерении токов, содержащих постоянную составляющую
У приборов электродинамического типа с магнитопроводом возмбж
значительные погрешности из-за насыщения сердечника и гистер
зиса при больших токах, а также нз-за вихревых токов на высок
частотах.
Электронные измерители тока и напряжения. Приборы этого п а
можно применять для измерений с высокой точностью действуюд а
значений сильно искаженных переменных напряжений, напряжений с по.
стоянной составляющей и соответствующих токов. Эти приборы в за> .
симости от конкретного использования работают в диапазоне частот
нескольких герц до нескольких килогерц илн мегагерц, так что онн Mr
гут учитывать без искажений высшие гармоники, возникающие в пит
мых от сети преобразователях. Такне приборы вполне пригодны д.,а
измерений в преобразователях, работающих при средних или поп
шенных частотах, где широкий диапазон частот особенно важен.
Чтобы таким прибором измерить действующее значение либо поле »
тельной, либо отрицательной полуволны, измеряемое напряжение до -
но прикладываться к прибору через диод. С помощью блокируют
конденсатора на входе измеряют в напряжении, содержащем постоянн ,
составляющую, только переменные составляющие; при этом постоянн то
составляющую определяют по среднему значению.
Прн несинусоидальной форме кривой тока и напряжения амплитуд е
значение может быть существенно выше действующего и измерительн >iii
прибор может быть перегружен слишком высоким напряжением. По о-
му изготовитель задает максимально допустимый коэффициент амп и-
туды
Gm„on = um/u.	U- 41
Чаще всего допускается коэффициенту амплитуды 5 — 15 для наиболь-
шего значения в выбранном для измерений диапазоне; лри малом oti то-
нении коэффициент амплитуды можно увеличить, не опасаясь повре» №
ния измерительного прибора. Как видно из рис. 7.4, для измерения и-
пример, токов вентилей трехфазной мостовой схемы при хорошо сг »
женном выпрямительном токе используют прибор с нижним допустиь Ik1
значением коэффициента амплитуды Gm =1,7 при к =3 [рис. 7.4, а], а я
измерения тока или напряжения в цепи регулятора переменного на ''
жения прн а=90° Gm = 2,1 [рис. 7.4, г].
С помощью измерительных преобразователей действующее зна'
напряжения превращается, например, в постоянный ток. На входе ь 1Я:
но использовать трансформатор, если отсутствует постоянная состав] 11
щая; в противном случае необходим трансформатор постоянного т*,ь*'
Термоэлектрические приборы. У этих приборов измеряемый ток Н-'
гревает термопару, а ее ЭДС измеряется магнитоэлектрическим пр* *"
ром, поэтому показания пропорциональны квадрату тока независ ь*
от формы кривой. Лишь при высоких частотах возможны погреши* **
из-за поверхностного эффекта (рис. 7.3, кривая 2).
128
ТА. Зависимости коэффициентов амплитуды и формы кф от относитель-
"^[тельности (для прямоугольных) и угла управления (для синусоидальных)
х>в тока и напряжения
Рис. 7.5. Погрешность измерения электродинамических приборов:
а — ток прямоугольной формы; б - относительная погрешность FOTH в Функ uj
граничной частоты f прибора при различных длительностях импульсов тока |
Электромагнитные приборы с подвижным сердечником [7.4, 7.5|
Для этих приборов отклонение также пропорционально квадрату т< к,
однако здесь уже при частотах порядка 100 Гц, особенно при болы и.
коэффициентах амплитуды возможны заметные погрешности из-за »
линейности характеристики сердечника, в котором индуцируются вих-
ревые токи (рис. 7.3, кривая 3).
Для оценки погрешности, которая возникает из-за снижения чувс ви
тельности измерительного прибора при высоких частотах, проще в :п
было бы предположить, что прибор дает правильные показания до рг
личной частоты f , а составляющие с бопее высокими частотами не як-
тываются. Однако такой подход может давать заметные ошибки.
В качестве примера рассмотрим прямоугольный разнополярный к
при длительности импульса 8 (рис. 7.5, а)
i = — lm Е (-i)^-')/*	sinri?.	(7 51
я P=I,3,5	V
Его действующее значение
I =	(7 6'
Если измерительный прибор правильно реагирует на колебания то-1*
ко до частоты / , которая при основной частоте ft соответствует н |'11'
ру гармоники vrp = fто прибор покажет действующее зна

Относительная погрешность измерения, следовательно, составит
1/2
I, ^ОТИ
- 1.	(7.18)
До этому соотношению построены зависимости на рис. 7.5, из которых
Видно, что при измерении, например, выходного тока трехфазного мосто-
|ого выпрямителя при 8 = 120° прибором с граничной частотой 1 кГц
Ьлучим относительную погрешность — 0,75%. Аналогичные соображения
доказывают, что для регулируемого преобразователя переменного на-
Вряжения прн угле управления 120° при граничной частоте прибора 1 кГц
Ьлучим погрешность —2%, так что в этом случае возможны только ори-
Ктировочные измерения. Необходимо также упомянуть, что согласно
К.2] при измерении прибором этого типа тока регулируемого преобра-
Квателя переменного напряжения при активной нагрузке н угле управ-
Дния 150° отмечались погрешности до —16%.
В Универсальные приборы магнитоэлектрического типа. Прн измерениях
Жстоянных величин эти приборы показывают непосредственно среднее
рчение. Действующее значение изменяющегося во времени напряжения,
держащего постоянную составляющую U, например, имеющего форму
Вямоугольных или полусинусоидальных импульсов (рис. 7.4, a-в верх-
ов графики), равно
Гд = *Ф«
(7.19)
	коэффициент формы кф для упомянутых примеров берется нз
L 7.4, а—в нижние графики соответственно.
При измерениях переменных величин в цепь прибора вводится выпря-
тель.
Действующее значение синусоидальных измеряемых величин можно
юделить непосредственно по показаниям прибора, так как на шкалах
сменного тока учитывается коэффициент формы, равный для таких
1ичин 1,1. Если при измерении несинусоидальных величин по шкале
йствующих” значений отмечается показание L/J,, то истинное дейст-
Ьщее значение равно
(7.20)
Для кривой на рис. 7.4, г с учетом действия выпрямителя кф определя-
Чся по нижнему графику рис. 7.4, в. Угол управления а можно оценить по
Лилллографу.
	7.3. ОСНОВНАЯ И ВЫСШИЕ ГАРМОНИКИ, КОЭФФИЦИЕНТ ГАРМОНИК
^одержание отдельных гармоник можно определить с помощью или
ЩОтно-избирательных приборов, или аналитических методов. В час-
Ш<о-избирательных приборах используется фильтр с узкой полосой
пускания. Показанный на рис. 7.6 график характеризует требования,
131
Рис. 7.6. Ослабление А в функции частоты
для измерителя высших гармоник:
1 — области задержки; 2 — полоса пропу,
кания
которые предъявляются к подобного рода измерителям гармони
К этой группе относятся избирательные вольтметры или анализатор
гармоник, которые состоят из избирательного узкополосного усилю
ля и вольтметра действующего значения. С помощью такого прибе а
можно установить непосредственно номер измеряемой гармоники, а
также автоматически корректировать отклонения частоты сети; одн >.
временно можно измерить основные гармоники и найти отношение вь -
шей и основной гармоник.
Аналитические методы основаны на следующих положениях. Анали .
руемое переменное напряжение с высшими гармониками описывает я
уравнением
и = X (\/2 U*.cos vO + \[2U"sinv&).	(7.2 )
v = i
Умножая на \[2 t/0cosri7 и затем интегрируя в пределах от 0 до я.
получаем:
 2п
/ uyJlV^vbdb = U0U’	(7.2 )
2я 0	v
Аналогичным образом определим
<Ю = U0U’’.	(7.23)
2Я 0	У
На этих соотношениях построена структурная схема измерителя i 'Р
моник (рис. 7.7). Фазорегулируемый генератор ФГ генерируем напря ~е
ние высшей гармоники Cocosni? с искомым номером v, находящ '•
в фазе с напряжением и. Анализируемое напряжение, из которого иск ю
чена основная гармоника, подавляемая фильтром верхних частот Ф Ч
подается вместе с напряжением t/ocosvi? сначала на входы умножи •’
М, а их произведение затем на интегратор И, на выходе которого п< У
чается действующее значение UOU'V. Повторное умножение на UBco '
дает мгновенное значение U^t/yCosvd. Аналогично получается также 11
чение C^t/”sinw?, для чего используется напряжение t/osinvi?, пол) э1"
мое с помощью фазосдвигающего устройства ФС, дающего сдаю н'
90°. На выходе сумматора А имеем в результате напряжение v-Й га) ,с
Рис. 7.7. Структурная схема измерителя высших гармоник [7.6]
гки, действующее значение которого можно вывести на показывающий
ибор.
Аналогичная схема позволяет осциллографировать мгновенные зна-
мя основной гармоники тока и ее активной и реактивной компонент
производить измерение их действующих значений [7.8].
Имеются также измерители гармоник, основанные на цифровом ме-
де, в которых мгновенное значение анализируемого напряжения много-
>атно измеряется в течение периода и полученные значения после пре-
разования запоминаются в цифровой форме. Затем с помощью вычис-
Ечого устройства определяются коэффициенты ряда Фурье. Резуль-
1ается в цифровой или аналоговой форме,
стую измерительную схему можно построить на основе ваттметра
, который показывает среднее значение произведения двух его
IX величин. При этом анализируемый ток можно пропустить, напри-
рез токовую катушку ваттметра, а на катушку напряжения подать
ую гармонику напряжения 14. Компонента /[, которая находит-
I в фазе с <4, отсчитывается по показаниям ваттметра Р i:
А=А7^-	(7-24)
Если затем повернуть фазу напряжения 14 на 90°, то получим мощ-
•Стъ Р" и определим
1'1 =Р;/и,.	(7.25)
Затем определяются действующие значения тока основной гармоники
А = (iC +	(7-26)
Г' Ков высших гармоник
4 = (/’ _ /2),/2.	(7.27)
С помощью измерителя коэффициента гармоник, содержащего автома-
•ески настраивающиеся мосты, можно непосредственно определить
133
u-llj III-и, I (u-uJ2 Uz-Uf=U/
Рис. 7.8. Структурная схема измерителя коэффициента гармоник (по [10.3])
коэффициенты содержания отдельных гармоник, в то время как дей-
ствующие значения отдельных высших гармоник определяют делением
общего действующего значения U.
Для определения общего коэффициента содержание гармоник непо
средственно измеряют или действующее значение напряжений всех выс
ших гармоник UTi например, с помощью моста (см. выше), или действую
щее значение Ц основной гармоники и находят величину к по соотношение
к = Gr/t/ = (t/2 - 1/2)’'2/1Л	(7.28)
На рис 7.8 приведена соответствующая структурная схема [10.3]
Основная гармоника 14 с помощью фильтра нижних частот ФНЧ выдан
ется из входного напряжения и и затем вычитается с помощью дифф
ренциального усилителя ДУ из и. После выпрямления (блок ИВ), возв
дения в квадрат Кв и интегрирования И получим квадрат действующе!
значения напряжения Чг - I/2 = V?. В блоке делителя Д зта величина д<
лится на квадрат действующего значения входного напряжения I/2, пол)
ченный обычным образом, так что после извлечения корня (ИК) имее
общий коэффициент гармоник.
7.4.	ПОСТОЯННЫЕ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКИ, СОДЕРЖАЩИЕ
ПЕРЕМЕННУЮ СОСТАВЛЯЮЩУЮ
Рассмотрим периодическую функцию g =f (i3), содержащую постоя!
ную и переменную составляющие.
Постоянная составляющая Ga определяется как
1
Ga=~ S gdB = Go
2tr в
(7.29
Таким образом, видно, что высшие гармоники не сказываются на п
стоянной составляющей.
Действующее значение G определяется соотношением (7.4).
Действующее значение переменной составляющей равно
„ Г 1 2я	т Чг
" =	G0)2di?J =(G2 - G2)1'2.	(7.3$
134
Ж. 7.9. Схема измерения переменных
Н т ляющих напряжения ип (волът-
гр V2) и тока /п (измерительный
иг R^ и вольтметр КЗ) (Z^ — на-
сг~гки1„ -тег
—(уз)—

Среднее значение напряжения или тока можно измерить магнитоэлект-
|еским прибором с вращающейся рамкой. Переменные составляющие
<а влияния иа среднее значение вращающего момента рамки не оказы-
от, но могут вызвать излишний нагрев измерительного прибора или
рта, если коэффициент формы велик (см. рис. 7.4).
Для электронных измерителей постоянного напряжения с входным
ротивлением 100 кОм/B и выше дополнительные потери от высших
1моник несущественны.
Пульсации напряжения можно измерить по схеме, показанной на
. 7.9. Постоянная составляющая отделяется конденсаторами, так что
йьтметры V2 и V3 показывают действующие значения переменных сс-
еляющих напряжения и тока 1/п и 7И. При этом сопротивление кон-
Всаторов для высших гармоник наинизшего порядка должно быть
Ж)го меньше входного сопротивления вольтметра, а сопротивление
жляции конденсаторов должно быть настолько велико, чтобы можно
фю пренебречь постоянными составляющими тока через приборы,
мерительный шунт RM должен быть безындуктивным (см. § 6.1.1.1)
[1.79, 1.86].
•Сглаживающее действие выходного фильтра выпрямителя сильно за-
Сит от частоты сети. Поэтому при измерении пульсаций отклонение
оты сети от номинального значения должно быть не более ±1% [1.73].
угол управления и тип нагрузки выпрямителя существенно влияют
Л действующее значение переменной составляющей напряжения и тока
It, /п. Поэтому в случае, если измерения должны проводиться на испы-
•ельном стенде, нагрузка, с которой работает выпрямитель, должна
быть выбрана так, чтобы значения щ, и (п соответствовали имеющим
Кто в реальных условиях.
К)аибольшие и наименьшие мгновенные значения Gnmax и Gnmj„,
Кеделяющие коэффициент пульсаций кп [по (1.11)], измеряются по
Киллографу.
^Измерительная установка, описанная в [7.11], позволит определить
Кьсации, коэффициент пульсаций и коэффициент формы.
7.5.	ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
иже рассматривается применение в основном преобразователей
Сформаторного типа для измерения напряжений и токов с высшими
юниками и постоянной составляющей.
135
7.5.1.	Применение трансформаторов для измерения искаженных
переменных напряжений и токов
Для правильного применения трансформаторов тока и напряжен „
[7.12 - 7.14] решающим является требование ненасыщаемости серцо|.
ника, так как в противном случае увеличившийся ток намагничива, ч
может вызвать значительные погрешности.
Трансформатор напряжения предназначен для измерения синусоида
кого номинального первичного напряжения UpN с номинальной круто >jj
частотой соЛ,.
Если такой трансформатор используется для измерения несинусоида ь.
кого напряжения с коэффициентом формы кф и круговой частотой w
то действующее значение, измеряемого напряжения не должно превыш t
напряжения
Upmax =0,90кф^и^.	(7.3!)
Трансформатор тока предназначен для измерения синусовдальн с
номинального вторичного тока Isn с номинальной круговой часто ij
gjn и при номинальном сопротивлении нагрузки RBN- При измерен д
в других условиях переменный ток на вторичной стороне с круто д
частотой со и коэффициентом формы кф при нагрузке RB не должен гае.
восходить действующего значения Ismax , равного
,	со
h max =0,90-=- ~ кф I,N .	(7.3 ')
КВ
7.5.2.	Измерительные преобразователи для токов
с постоянной составляющей
Магнитопровод трансформатора тока, применяемого для измере пя
тока, содержащего постоянную составляющую, должен иметь болы ой I
поток насыщения ф$ и малый остаточный поток Фр, возможно также
предотвратить насыщение магнитопровода с помощью воздушного за-
зора. Однополярный импульс тока ip, передаваемый трансформатор -1.1
характеризуется ампер-секундной площадью
S = fT ipdt.	(7.3)
о
Для прямоугольного импульса первичного тока с амплитудой ' •’ I
длительностью Т
S=IPT,	(7.34)1
для полусинусоидального импульса тока /р = 7pmex sin сот
S =2Ipmax/co.	(7.35 J
Чтобы не превысить поток насыщения, ампер-секундная плота.-"
136
>лжна быть больше чем
Smax = “^7 (Фх ~ ф^)’
(7.36)
це »i и и - числа витков первичной и вторичной обмоток; R — со-
ротивление нагрузки.
Трансформатор для осциллографирования импульсных токов изобра-
жен на рис. 7.10. Нагрузка вторичной обмотки расположена внутри изопя-
Ионного корпуса трансформатора, снимаемое с нагрузки напряжение,
Р шорциональное первичному току, подается на вход осциллографа.
|?зовем для примера данные такого трансформатора: выходное напря-
жение 0,1 В на 1 А первичного тока при ампер-секундной площади
,27 А/с. Прямоугольный импульс передается трансформатором с фрон-
г>м 10 нс и искажением вершины на 0,12% на каждую микросекунду.
I Для измерения токов вентилей в преобразователях или мощности
ьтерь в вентилях используются схемы, показанные на рис. 9.1 [1.73,
.79]. Когда первичный ток трансформатора тока ip (см. схему
ис. 9.1, б) обрывается, накопленная в сердечнике электромагнитная
аергия вызывает во вторичной обмотке протекание тока is, направлен-
pro противоположно i's (см. рис. 9.1, в) [9.6]. Чтобы ток f, не искажал
тмерение, последовательно с нагрузкой вводят диод VD'. Сопротивле-
ме Л, через которое замыкается i's', должно быть достаточно большим,
гобы за время протекания тока 1р ток z'J существенно не уменьшился
оно должно быть примерно равно или больше 1017^.//^, где Up — на-
ряжение на открытом диоде VD1 и 1т— ток намагничивания трансфор-
тора), либо последовательно с R нужно подключить дирд VD".
I Если предъявляются повышенные требования к точности и динами-
!ским свойствам трансформатора при измерениях пульсаций постоян-
»го тока или однополярных импульсов, необходимо компенсировать
.'стоянную составляющую первичного тока постоянным током, про-
Тскающим через третью дополнительную
обмотку, или накладывающимся на ток
•о вторичной обмотке в соответствую-
щем направлении [7.13, 7.14].
Г В преобразователях для измерения то-
ка с датчиками Холла (рис. 7.11) магнит-
ный поток в сердечнике снижается с по-
ощью компенсирующей обмотки. Маг-
1тная индукция
В =kAId^d - 4юк),	(7.37)
\ 7.10. Сильноточные импульсные трансфор-
меры системы Pearson
Рис. 7.11. Преобразователь для измерения постоянного выпрямленного тока с дат
чиком Холла:
1 - шины с измеряемым током; 2 — магнитопровод; 3, 3 - датчики Холла
4, 4 - компенсирующие обмотки; 5 — усилитель с двухтактным выходом;
измеряемый ток; 1К - компенсирующий ток; А - вспомогательный ток;
ЭДС Холла; В — магнитная индукция
где — число витков, обтекаемых измеряемым током — числ<
витков компенсирующей обмотки; кх — коэффициент пропорциональ
ности.
При вспомогательном токе Ц напряжение Холла равно
ин ~ к2ЦВ = ktk2It(Idwd - IKwK~).	(7.38
Компенсирующий ток 1К пропорционален напряжению Холла
= k-sUff .	(7.39
Отсюда следует, что если ktk2k3IiWK > 1, то
4 =	(7-40
Таким образом, компенсирующий ток пропорционален измеряемом
току. Таким способом можно, например, измерить постоянный то <
± 1000 А с погрешностью не более ±0,5%, а также точно передать фроп
нарастания тока со скоростью более 50 А/мкс (см. [7.15, 7.16]).
Трансформаторы тока с магниточувствительными резисторами ан
логичны трансформаторам с датчиками Холла. Электрическое сопротнв
пение такого резистора зависит от магнитного потока в сердечииь
трансформатора, выходной сигнал воздействует через усилитель на коь
пенсирующий ток [7.15]. На рис. 7.12 показан трансформатор тока такого
типа, в котором компенсирующая катушка и усилитель залиты изолг-
рующим компаундом.
138
7.12. Трансформатор тока с маг-
фезистором на номинальный ток
А. Питание вспомогательных це-
± (12 - 18) В
1В трансформаторах тока ком-
Гнсационного типа взаимно
Жтенсируются магнитные по-
измеряемого и компенса-
Хцшого токов. Для корректи-
фвки изменения коэффициента
Хпения и возможного дрей-
£ нуля служит дополнительная компенсационная обмотка, к которой
Жкладывается перемениое напряжение. Благодаря этому в выходной
Лотке вызывается ток, в котором при нарушении компенсации по-
>ов возникает постоянная составляющая, действующая на усилитель
з t таком направлении, что компенсация потоков восстанавливается
it61-
♦р заключение следует упомянуть известные трансформаторы постоян-
но тока, основанные на принципе подмагничивания, в которых пере-
дний рабочий ток iAw пропорционален измеряемому току
[рис 7.13). Для сглаживания рабочего тока после его выпрямления
!1впочают два подобных трансформатора последовательно1. Если при
г7.13. Измерительный преобразователь с двумя трансформаторами постоянного
* Для измерения тока и мощности (типа AEG TG 120)
Прн этом их питающие переменные напряжения щ и должны быть сдвинуты
О . (Прим. ред. перевода)
139
этом необходимо определять направление выпрямленного тока, нап| 1L
мер, в реверсивных преобразователях, используют два описанных п, е
образователя, выходы которых соединяют последовательно и встреч
[7.17]. Такие измерители постоянного тока имеют классы точное k
0,5, 1 и 3, но можно уменьшить погрешность в ограниченном диапазо ie
измеряемого тока до 0,1% путем подбора элементов. Постоянная в ,е.
мени составляет около 1 мс [7.18].
Глава восьмая
ИЗМЕРЕНИЯ МОЩНОСТИ, КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ
И ЭНЕРГИИ
В § 7.1 уже указывалось, что напряжения и токи преобразователей
гут содержать высшие гармоники и постоянные составляющие. Hi -.
описываются измерительные приборы и методы определения актив
и реактивной мощностей, коэффициента сдвига основной гармоники s.
ка, активной энергии и других показателей с учетом влияния bwci ц ,
гармоник [1.79]. В табл. 8.1 приведены величины, характеризую и-
составляющие мощности.
8.1. ОДНОФАЗНЫЙ ТОК
8.1.1. Мощность в цепях с иесинусоидальными напряжением и токо
Для синусоидальных токов и напряжений:
кажущаяся мощность	S	=	UI-,	( ,П
активная мощность	Р	=	UIcosip",	(2
реактивная мощность	Q	=	UI sin ч>.	( .3 
Эти три величины связаны соотношением
S1 = Р2 + Q2.	( .4
Для искаженных токов и напряжений к этим величинам добавля
мощность искажения Т. Рассмотрим зто подробнее.
Напряжения и токи с высшими гармониками и постоянными ко 'П"1
нентами записываются в виде:
и = Ud + y/2Utsini? + Z	yflU, sin(i>iy + f., )	( 5*
v-i,3... v	uv
и
i - Id + '/27iSin(i? + <pr ) + Z v/27„sin(pi? + y>, ).	( "т
1	ц = 2,з...	P
Активная мощность определяется средним значением
140
Т а б ли и а 8.1. Величины, характеризующие составляющие
мощности преобразователей
Жраметр	Обо- значе- ние	Напряжение		Описание измеритель- ного прибора
		синусои- дальное	с высшими гармониками	
				однофаз- трехфаз- ного	кого
*вд)яжение мгновенное Учение	и	x/lUisini^	\/2l7isin$ + + S y/lUMvd + У =2,3... + Ч’	См. табл. 7.1
ц. гвую- X? значе-	и	U1		
Астаую- ф значение фдоник	ит	0	(s t#1'2 V=2,3... Р	
Аювенное Лвение	i	х/2/ismh? * 2 X Д=2,3...	+ й) + /2/ sinful? + <р. )	
			СО	
действую- Ж значение	I		Д=2,3... *	
фствую- ф значение высших Д'моник	Л-		[ S ^],/2 Д=2,3... **	
 -ЮНОСТЬ				
			ц/tcos^ + со \=м=2,№^	См. § 8.1-2.1 См. §8.2.1
^Вминая *Д>Щность	р	Ц/i cos		
			U^Ii cos^j	См. §8.1.2.3 См. §8.2.1
Дрвная ^Вюсть увной	Pl	UXI\ cos^i		
rW*4OHMKH д1ивная узость	Рг	0	Z	U I cos 1/^д=2,3... м	
^№оник				

Продолжение табл 8.1
Параметр	Обо- значе- ние	Напряжение		Описание измерит ного прибора	
		синусои- дальное	с высшими гармониками		
				однофаз- ного	трехф ного
Реактивная мощность основной гармоники	<21	Uili simpi	<4/1 sin	См. § 8.1.3	См. § 8.2 j
Мощность искажений	т				
Кажущаяся мощность основной гармоники	А	ад	Utli	См. § 7.3	См. § 8 .2
Полная кажущаяся мощность		ц/	UI	См. §8.1.3; §8.1.4	См. § 8 2
Коэффици- ент мощ- ности	л	P/S	P/S		
Коэффици- ент сдвига	cos<£	Pi/St	Pl/Sl	См. §8.1.4	См. §. ,з
Р ~ Ud!d + Ui/iCOS'PI1			+ _ ? 1»=Д = 2, 3,4...	у		(8 8)
где у -	- у. . Здесь
v *и
мощность постоянного тока
pd = uJd;	(в )
активная мощность основной гармоники
Рх = f7iZ1cos^1;	(8.‘0)
активная мощность высших гармоник
Рг = S и I cos <р .	(8 1)
Р=Д = 2. 3...	М У
Следует подчеркнуть, что высшие гармоники напряжения и тока тол»’**
одинакового порядка, т. е. при v=ц, создают активную мощность.
Аналогично для реактивной мощности Q можно определить реак 10г
ную мощность основной гармоники
Qi ~ £4 Л sin	(8.1^
142
[ реактивную мощность высших гармоник
I cr = s	<813>
V = Д = 2, 3, 4... v м v
I Если рассчитать кажущуюся мощность с учетом всех высших гар-
|оник, то получим, что S2 > Р2 + С2, в связи с чем Необходимо ввес-
и мощность искажений Т
S2 = Р2 +Q2 +Т2.	(8.14)
I Мощность искажений повышает потери в питающей сети, не совершая
олезной работы.
Г В ’’жестких” сетях, в которых напряжение не содержит высших гар-
юник1, т. е. при [7= Ut, как активная Рг, так и реактивная Qr мощнос-
k высших гармоник отсутствуют. Но если сетевое напряжение содержит,
пример, 5-ю гармонику с амплитудой l/s/I7, =0,05, а преобразователь
1требляет ток 5-й гармоники с амплитудой I5/Ii = 1/5 с той же фа-
йй, то относительная активная мощность 5-й гармоники по уравнению
1.11) равна
Р5/Л = UJi/Uth = 0,01	(8.15)
пренебрегать ее значением не всегда возможно.
[Содержание высших гармоник в выходном напряжении регулируемо-
I преобразователя переменного напряжения (рис. 7.4, г) может быть
Ьдь велико, что их активную мощность безусловно необходимо учи-
Цвать.
I Мощность искажений в жестких сетях
7’=1/1[ Z Л2],/2.	(8.16)
Д = 2, 3... Д
I Ее значение можно определить по значениям S, Р и Q, методы изме-
нил которых описываются по соотношению, следующему из (8.14)
IT = -jS2 - Р2 - Q2.	(8.17)
8.1.2. Активная мощность
В настоящем разделе рассматривается измерение активной мощности электро-
намическими, электронными н тепловыми ваттметрами, а также методами трех
Шерметров или трех вольтметров. Описаны также способы определения актив-
й мощности основной гармоники при искаженном напряжении.
Следует отметить, что измерения с помощью ваттметров четырех типов, у ка-
знях в табл. 8.2, мощности на выходе регулятора переменного тока прн актив-
I нагрузке, частоте сети 50 и 500 Гц и угле управления до 150 показали, что в
данных условиях погрешность этих приборов соответствует их классу точ-
Лн. Измерения показали также, что погрешность этих типов ваттметров при
Это имеет место, если мощность короткого замыкания сети много больше
DOiocTM потребителей с нелинейными характеристиками. (Прим. ред. перевода.}
143
Таблица 8.2. Технические данные некоторых типов ваттметров по [8.1 ]
Параметр	Тип ваттметра			
	электроди- намический	с модуляцией (D4000)	универ- сальный	тепловой
Погрешность измерения в процентах от диапазона измерений	0,5	0,05 + 0,1% измеренного значения	1,0	0,5
Коэффициент амплитуды	—	3	14	.	8
Минимальная частота1, Гц	3	8	8	1 В зависим
Максимальная частота1, кГц	8	6	Более 20	| ти от типа
1 Минимальная н максимальная частоты определяют границы диапазона, в к<
ром погрешность измерения не превышает указанных значений.
синусоидальной форме измеряемых токов и напряжений остается в предс х
класса вплоть до указанных в табл. 8.2 граничных частот. Следует добавить, что
электродинамические ваттметры с классом точности 0,5% имеют погрешно ь
не более 1% при измерениях вплоть до 10 кГц [8.1].
8.1.2.1. Ваттметры
Электродинамические ваттметры. В этих широко известных приборах ток
протекает через две неподвижные катушки, расположенные параллельно. Они обра-
зуют магнитное поле, в котором находится вращающаяся рамка с током, прол р-
циональным напряжению и. Средний вращающий' момент равен
1 27Г
М = к------ f uid& = кР,	(8.1 )
27Г 0
где к — некоторая константа.
Таким образом, вращающий момент и, следовательно, показания прибора со-
гласно соотношению (8.7) пропорциональны активной мощности Р с учетом акт е-
ной мощности высших гармоник и постоянной составляющей.
Ваттметры, не имеющие ферромагнитного сердечника, пригодны вплоть до час-
тоты 10 кГц; приборы с сердечником из-за явлений насыщения н гистерезис
лишь до частоты 2 кГц. Для точных измерений, особенно если напряжение нскаж о
сильными коммутационными провалами, необходимо применять ваттметры ьеэ
сердечника. Точность таких ваттметров остается достаточно высокой н прн повьпп <-
ных частотах и сильно искаженных напряжениях н токах. Поэтому эти ваттмсг.' ы
могут использоваться для калибровки других типов ваттметров и измерите 1
энергии.
Тепловые ваттметры (см., например. [7.77]). Эти приборы показывают акти '
иую мощность основной н высших гармоник н правильно учитывают постоя!гн 10
компоненту. Их показания практически не зависят от частоты, и поэтому они h ’
гут применяться для калибровки других типов ваттметров. На высоких част< 4
появляется погрешность, связанная с влиянием поверхностного эффекта. Поэт^’У
важным является предельное значение коэффициента амплитуды напряжения и тс 3
(табл. 8.1). Следует учитывать, что нагреватель имеет малую перегрузочную с
собность. Поскольку напряжение термопары примерно 10 мВ, необходимо при ~
пять либо чувствительный прибор магнитоэлектрического типа, либо электр *'
ный усилитель.
144
Ъуектронные ваттметры. Ниже перечисляются известные устройства умножения
х сигналов, пропорциональных мгновенным значениям напряжения н тока в схе-
которые применяются для измерения мощности не только прн синусоидаль-
L но н прн искаженных кривых; умножители на принципе широтно-импульсной
рплитудно-импульсной модуляций [8.21; работающие на аналоговом принци-
электронные 4-квадратные умножители [8.3]; цифровой умножитель с выделе-
гм среднего значения сигнала; стохастически-эргодические измерительные умно-
жим (8.4, 8.5]. Приборы последнего типа (например, многофункциональный прн-
, типа D4000)xopomo подходят для измерений в силовой электронике; так, они
щчаются высокой точностью даже прн больших коэффициентах амплитуды нзме-
«1Ых величин (до 14) , широким частотным диапазоном (10 Гц 2 МГц), высо-
помехоустойчивостью н т. д.
Для изоляции от высокого потенциала ваттметры можно подключать через ка-
ртельные трансформаторы тока н напряжения, однако прн этом необходимо,
бы входные величины не содержали постоянной составляющей.
Для измерения величин с постоянной составляющей измерительные трансформа-
Ы малопригодны (см. § 7.5.2). В этих случаях можно постоянное напряжение
)бразоватъ в сигнал прямоугольной формы повышенной частоты, который через
Гительный трансформатор подвести затем к выпрямителю [8.6].
I электронных ваттметров необходимо также отметить следующее: мощ-
п постоянного тока измеряется только в случае, если на входе отсутствуют кон-
сагоры, отделяющие постоянные составляющие тока н напряжения; коэффи-
гты амплитуды (рис. 7.4) приложенных напряжения и тока не должны превос-
ПЧ задаваемых изготовителем предельных значений (см. табл. 8.2).
8.1.2.2. Метод трех вольтметров
Преимущество этого метода [8.7, 8.8] заключается в том, что необходвм толь-
один вольтметр, пригодный для измерения действующего значения искаженного
1яжения (рис. 8.1). Но поскольку мощность рассчитывается на основе трех
прений, метод является относительно трудоемким. Для большей точности нзме-
1Й ения напряжения на шунте .7? и на нагрузке Z должны нМеть одинаковый
ядок величин.
Ниже показано, что точность измерения активной мощности этим методом не за-
*1 от формы кривой.
1-Я гновенных значений
= UR + UZ'	(8-19)
°Жуда следует
w — Цр "1” i/g	Ur "I" ^Z	(8.20)
I	2tt	J	27Г	1	2?r _	w	2ir
-	f u2dd	=	-3_	f u2d$	+	-i—	f u2dd	+	—	f u7id$.
2ir	i	2Г	‘ К	i	z	M	i г
(8.21)
Ля действующих значений напряжений в соответствии с выражением (8.7)
'2 = ui + U7 +2ЯР
1 = (и2 - U2 -	(8.22)
8.1. Метод трех вольтметров для измерения
кости
N
>5201
145
По этому соотношению можно найти активную мощность с учетом основу
и высших гармоник.
Аналогично этот метод применим на основе измерений трех амперметров,
торые измеряют действующие значения искаженных токов. В методе трех вол т
метров может легко возникнуть существенная погрешность, если Ur значится 0
меньше, чем два других напряжения. Тогда рекомендуется применять моднфи
рованную схему, аналогичную показанной на рнс. 8.10.
8.1.2.3. Активная мощность основной гармоники
Активную мощность основной гармоники необходимо знать для оцсц.
ки мощности, потребляемой выпрямителем от питающей сети, а так^е
при расчете КПД выпрямления (§ 9.4.3.2); она также определяет по.. 3.
ную мощность переменного тока на выходе автономного инверто а
При синусоидальном напряжении активную мощность дает толь\0
основная гармоника, которая измеряется с помощью упомянутых в
§ 8.1.2.1 и 8.1.2.2 приборов и методов.
При измерении активной мощности основной гармоники в случае ис-
каженного напряжения высшие гармоники необходимо подавить. np.JC.
тейшим образом зто можно сделать, например, с помощью ЯС-фи ьь
ров. Если питание производится от трехфазной сети, удобна схема, m к*
занная иа рис. 8.2. Ослабление фильтром нижних частот напряже ня
высших гармоник равно
UCv _	1__________ (8 3
"у [(ш^С)2 ♦ПР-
ЕСЛИ фильтр рассчитан так, что при со, = 314 с"* RC = 5,51 мс, для ос-
новной гармоники из (8.23) имеем;
= 1/2,	(8 4)
а для 5-й
UCs/Us = 1/8,7	(8 <)
или
UCs/UC, = 0,23(14/14).	(8
Таким образом, если на входе фильтра действует напряжение 5-й 4’
моники с амплитудой 5% основной гармоники, то на выходе от нее оста-
нется около 1%, так что мощность высших гармоник на показания в
метра практически не будет влиять.
Поскольку фаза основной гармоники сдвигается фильтром при А
= 5,51 мс на 60°, используется трансформатор, соединенный по сх ме
треугольник—звезда (рис. 8.2). При коэффициенте трансформации А, '
на вторичной стороне получается трехфазиая система напряжений с ли *
ным значением, равным = 1,514, это напряжение подается на в 1
метр
Напряжение без высших гармоник можно также получить с помои ь
фазоуправляемого генератора.
146
с. 8.3. Измерение активной мощ-
,сти основной гармоники
Другая возможность измере-
ия активной мощности основ-
й гармоники показана на
с. 8.3 [8.1]. С делителя напря-
гши и измерительного шунта
«маются напряжения, которые
опорциональны напряжению и
току i сети; эти напряжения
рез разделительные трансфор-
ггоры Т и усилители У подаются на фильтры нижних частот ФНЧ. С по-
>щью перемножителя М образуется мгновенное значение мощности р.
я схема имеет то преимущество, что угол, на который сдвигается фаза
гиала фильтром, не влияет на результаты измерений, так как в обоих
налах применяются идентичные фильтры
8.1.3. Реактивная и кажущаяся мощности основной гармоники
Реактивная мощность основной гармоники, потребляемая преобразо-
гелем, определяет установленную мощность конденсаторов, которые
(бходимы для ее компенсации. Она также характеризует снижение
(ряжения сети, обусловленное реактивной составляющей тока.
Потребление преобразователем реактивной мощности основной гар-
гики возникает из-за задержки включения тиристоров, из-за наличия
Активности рассеяния трансформатора или индуктивностей схемы,
акже за счет тока намагничивания трансформатора преобразователя
При синусоидальном напряжении сети реактивную мощность основной
моники можно определить с помощью измерителя реактивной мощ-
147
Рис. 8.5. Фазосдвнгаю!
мост
Рис 8 4. Схема измерителя реактивной мощности
ности (рис. 8.4). Ток нагрузки протекает через неподвижные катуш (
АА, ток 7g в подвижной катушке В сдвинут относительно напряжен, ,
на 90°. Для этого необходимо, чтобы
coi£i = 1/(cojC) 2 = R,	(8.2 )
где coj — круговая частота напряжения сети; Я — сопротивление каг
ки В.
Так как синусоидальный ток в катушке напряжения при взанмол .
ствии с высшими гармониками в токе нагрузки не создает вращают •>
момента, такой прибор показывает реактивную мощность основной i
моники, определяемую выражением (8.12).
Для измерения реактивной мощности можно также применить об1 ,.
ный ваттметр активной мощности, если сдвинуть фазу напряжения на
90°, например, с помощью фазосдвигающего моста, показанного иа
рис. 8.5.
В случае, если содержание высших гармоник в напряжении вели
например на выходе преобразователя переменного напряжения, не о-
холимо, как и при измерении активной мощности основной гармони,- и,
применить фильтр нижних частот. В схеме, показанной на рис 8.2,напря-
жение «[ф сдвинуто на 90° относительно сетевого напряжения фазы I
так что ваттметр W, к которому зто напряжение подведено, показыв г
реактивную мощность основной гармоники фазы А
Для измерения реактивной мощности основной гармоники мож о
также применить схему, показанную на рис. 8.3, если либо в цепь сигн а
напряжения, либо в цепь сигнала тока ввести фазосдвигающий мост ; з-
пример, по схеме рис. 8.5, который сдвигает фазу на 90°.
Кажущуюся мощность, определяемую выражением (8.1), можно по-
лучить с помощью двух приборов, измеряющих действующее знача
напряжения и тока (см. § 7.2). Эта мощность нужна при расчете тр
сформатора преобразователя и нагрузки питающей сети
Кажущаяся мощность основной гармоники 5 t определяется действ) -
щими значениями напряжения Uj и тока только основной гармони
51=1/171-	(8-2: ।
Напряжение и ток основной гармоники измеряются методами, oi
санными в § 7.3.
148
8.14.	Коэффициент фазового сдвига и коэффициент мощности
Коэффициент фазового сдвига первой гармоники тока отпоситель-
। напряжения cos^i определяется отношением активной и кажущейся
>щностей основной гармоники [1.73, 1.79];
cospi = Я,/51.	(8.29)
При измерениях проще исходить из соотношения
tg,₽i = 01/Л.	(8.30)
к как значения Pt и Qi определяются непосредственно с помощью опи-
йных выше ваттметров активной и реактивной мощностей.
Если напряжение сети синусоидально, коэффициент фазового сдвига
,.жно определить фазометром; при этом ток может быть искаженным.
Ю можно показать следующим образом.
Ток нагрузки i протекает через токовую катушку I фазометра
«с. 8.6, а) и создает в зазоре магнитное попе, действующее на вращаю-
иеся рамки II и III, которые расположены под углом 90° друг к
угу и токи в которых определяются напряжением и Sind и
тветственно резистором Я и дросселем L. Катушка II обтекается
ком ijj =u]R, так что мгновенное значение ее вращающего момента
.j равно-
rrijj = Ksiny J,	(8.31)
е К — некоторая постоянная, и среднее значение вращающего момен-
М1Г
К	1	F
МИ = р Sln'>'7^ J uiM = p-sinytViCOSty .	(8.32)
“ t\	Z1T о	л	'I
При синусоидальном напряжении сети высшие гармоники в кривой
ка нагрузки не оказывают в среднем никакого воздействия.
с. 8.6, Электродинамический фазометр:
/ — неподвижные токовые катушки; П,
? однофазных цепей; б - для трехфазных
III вращающиеся рамки; а —
цепей
149
Рис. 8.7. Схема прибора для измерения U, /, Р, S, X (без фильтров нижних ча.
тот) Ht/i./i.Pi, S), cosip! с фильтрами [8.3, 8.9]:
ФНЧ - фильтры; М - умножитель; И — интегратор; ИК - извлечение корна
Д - делитель
Точно так же среднее значение вращающего момента Мщ рамк
III, обтекаемой током i-ц, определяется только основной гарм -
никой, которая на угол я/2 отстает от напряжения и;
Mjjj = (K/iJj1L)cosyUxllcas(.fI ~я/2).	(8.33)
Подвижная система будет в равновесии, когда вращающие момент
Mjj и M[tI равны и направлены навстречу друг другу; положив R
= получим
s in у cos рд = cosycos^ip^ — у-J ,
откуда угол отклонения стрелки
7=^,-	(8.341
Высшие гармоники в напряжении сети вызывают дополнительн
вращающие моменты и искажают показания такого фазометра.
В электродинамических фазометрах повышенной точности для сдвигт
фазы тока (рис. 8.6, а) используется специальная схема с конде
саторами и дросселями. Вследствие зтого, однако, диапазон частот пр
бора резко ограничивается; так, например, класс точности 0,5 гарант
руется только в диапазоне (50 ±0,3) Гц.
Электронные приборы для измерения коэффициента фазового сдви i
могут быть построены по структурной схеме, показанной на рис. 8
[8.3, 8.9, 8.10]. Если на входе используются фильтры нижних част<
ФНЧ, то на умножители М поступают только основные гармоники «т 11
it. После интегрирования в верхней ветви схемы получается активн
мощность основной гармоники Pt, а в обеих нижних ветвях после извл
чения корня (блок ИК) — действующие значения Ut и . По этим вел
чинам после дополнительного умножения получаем кажущуюся мощное
основной гармоники . На выходе делителя Д получим окончатель
150
8.8. Схема прибора для
гения коэффициента
ости в широком диа-
е частот по [8.9]
ФНЧ
фициент фазового сдвига cosipi. Погрешности делителя напряжения
реформатора тока, с помошью которых на вход прибора подаются
1ЛЫ напряжения и тока, равным образом влияют на получаемые зна-
I активной и кажущейся мощности, и таким образом, их влияние
конечный результат отсутствует.
ледует добавить, что коэффициент фазового сдвига можно опреде-
I проводя измерения в отдельных частях установки, а также с по-
ц>ю круговых диаграмм (см. § 9.4.4).
оэффициент мощности. В противоположность коэффициенту фазо-
। сдвига, который характеризуется отношением активной и кажущей-
аощностей только основной гармоники, при определении козффи-
гта мощности X учитываются также высшие гармоники. Этот коэф-
тент равен
= P/S	(8.35)
1 21Г
--- J nidi?
21Г j___________________________
Г1 21Г	11/2 f i 2Я , ] 1/2
f U- f /W
[2я 0	J	[ 2я о J
(8.36)
оффициент мощности характеризует общее обратное воздействие
бразователя на сеть, при этом, однако, реактивная мощность основ-
гармоники и мощность искажений не различаются.
ззффициент мощности можно измерить также с помощью схемы,
занной на рис. 8.7, однако без фильтров нижних частот (оба переклю-
1Я в нижнем положении). Ход вычислений аналогичен вышеописан-
|ектронные приборы, которые фиксируют время между моментами
сода через нуль кривых напряжения и тока, для измерения коэффи-
га мощности при искаженных напряжении и (или) токе не пригодны,
ели входные величины и и / изменяются в широком диапазоне час-
например, в преобразователях для регулирования частоты вращения
хронных двигателей, коэффициент мощности можно определить по
гтурной схеме, приведенной на рис. 8.8. Интегрирование с помощью
оговых интеграторов, как в схеме рис. 8.7, здесь не применяется,
как их время интегрирования должно соответствовать частоте изме-
151
J
ряемых сигналов. Поэтому здесь интегрирование производится с
мощью фильтров нижних частот ФНЧ, которые настроены так, что <
практически не пропускают самую низкую частоту, поступающую с
хода умножителя, где fmi — самая низкая частота на входе и и
бора. Если на входе прибора подключить фильтры нижних частот (по; §
но рис. 8.7) с регулируемой граничной частотой, то можно измерять
эффициент сдвига вплоть до наибольшей пропускаемой этими филь
ми частоты.
8.2.	ТРЕХФАЗНЫЙ ТОК
Как и для однофазного тока, при трехфазном токе также примет i0l
электродинамические, электронные и тепловые ваттметры (см. § 8.1 ])
В табл. 8.3 приводятся схемы для измерения активной и реактиг Oj
мощностей.
Таблица 8.3. Схемы измерения активной и реактивной мощностей
в трехфазных сетях
Нагрузка	Схема	Мощность
Для измерения активной мощности
одолжение табл. 8.3
псит' Нагрузка
раль
Схема
Мощность
Может
отсут-
ство-
вать
Для измерения реактивной мощности основной гармоники
при синусоидальных и симметричных напряжениях
Есть Несим-
метрич-
ная
Нет » "
По схеме 5 с
тремя ваттметрами
+<?1Л + С1С
VTfGj + сп)
8.2.1.	Активная мощность
При симметричной нагрузке для измерения активной мощности до-
аточно одного ваттметра, катушка напряжения которого подсоединя-
ся или к нулевой точке сети N (схема 1, табл. 8.3) или, при отсутствии
трали, к искусственной нулевой точке (схема 2). При синусоидальном
ряжении такими схемами может быть измерена активная мощность
новной гармоники Pt, а при искаженном напряжении может учитывать-
также активная мощность высшнх гармоник.
При несимметричной нагрузке и при наличии нейтрали применяют
«ваттметра (Р,а, Р\В иPfс),включенных аналогично схеме 1.
Если нейтраль отсутствует, необходимо использовать известную схему
Ух ваттметров [8.11]. С учетом показанных на схеме 4 обозначений
мма мгновенных мощностей при допущении, что в кривых напряжений
I пауз (как это, например, возможно в трехфазном преобразователе
Ременного напряжения), равна
Р1 +Р|1 =	- “в)‘а +<“с - ив~)‘с	(837)
153
или
Pj + рп = "л'л + ив‘в + udc>	<83!
так как
гА + fB + *С = О*	(8.31
Средняя активная мощность, равная сумме показании обоих при<
ров,
1	27Г
Р = Р1 + РН= ~ЦГ [ <-иА{А + ив‘в + ис‘с>^-	(8-4(
В соответствии с выражениями (8.7), (8.10) и (8.11) можно записа
Р = (PiA + PiB + /’tC) + (РГА + РгВ + РгС)	(841)
Таким образом, в схеме двух ваттметров измеряется сумма активн х
мощностей основной и высших гармоник; если напряжения синусоида. .
ны, последние равны нулю.
В схеме 4 можно применить два прибора, описанных в § 8.1.2.1. В при-
борах электродинамической системы вращающие моменты могут сумми-
роваться так, что обе измерительные рамки могут быть расположены на
общей оси.
Если измеренное значение активной мощности необходимо предс а-
внть в виде электрической величины, например, при передаче результа-
тов измерения на расстояние или в автоматических регуляторах, исполь-
зуют электронный ваттметр по схеме 4 (рис. 8.9). В соответствии с вы-
ражением (8.37) мгновенные значения мощностей pt и Рц получают
с помощью электронных умножителей и складываются. На выходе филт -
ра нижних частот ФНЧ создается постоянное напряжение, пропорциона -
ное сумме активных мощностей основной и высших гармоник. За счет
Рис. 8.9. Электронный измеритель мощности трехфазного тока
Рис. 8.10. Модифицированный метод трех вольтметров для измерения активн "
мощности в трехфазной цепи
154

I фильтра длительность измерений увеличивается на несколько пе-
□в сетевого напряжения.
[Я трехфазных установок также применим метод трех вольтметров
§ 8.1.2.2). На рис. 8.10 изображена модификация основной схемы,
напряжения между точками к, А и р равны соответственно и^д,
и Ukp и
| = *d/(*d +Я«).	(8.42)
для суммы Р активных мощностей основной и высших гармоник
в отдельных фаз Рд, Рв и Рс можно написать
[ = 'ЧА ~ UkP+UlB +^В '
+ UmC + ^гС ~ U2mr)K^-	(8-43)
При искаженном напряжении активную мощность основной гармони-
К1ждой фазы можно определить методами, описанными в § 8.1.2.3,
8.2.2.	Реактивная мощность основной гармоники,
кажущаяся мощность
описываемых ниже методах измерения реактивной мощности ос-
>й гармоники предполагается, что напряжения трехфазной сети сим-
[чны и не искажены. Токи могут содержать высшие гармоники, од-
влияние этих гармоник на активную и реактивную мощность ос-
?й гармоники при чисто синусоидальных напряжениях, как уже
сдалось, отсутствует. В табл. 8.3 приведены схемы для измерения
1ной мощности основной гармоники.
ри
симметричной
нагрузке достаточно одного
ваттметра
(схема 5).
в катушке напряжения сдвинут по отношению к напряжению ис на
Мгновенная мощность
(“а ~ ив)'с
iee значение этой мощности, измеряемое прибором,
= ~ f = x/Tf/ZjSiny!,.
277 «	1
(8.44)
(8.45)
«ма Qt реактивных мощностей основной гармоники всех трех фаз
= 31/7, sin ipi.	(8.46)
>ажения (8.45) и (8.46) дают
1 =х/3 2г	(8 47)
Ри несимметричной нагрузке при наличии нейтрали необходимо при-
нт. три ваттметра реактивной мощности, включенных по схеме 5.
155
Если показания отдельных приборов равны QiB и Q[C, сумг
ная реактивная мощность
<?. = «2М + Си + <21с)А/з.	(8.
При несимметричной нагрузке без нейтрали применяют схему д>
ваттметров, но с искусственной нулевой точкой, образованной рези
рами со сдвигом на 60° токов в катушках напряжения (схема 7).
Мгновенные мощности обоих приборов
9| = ~uclA	।
<7ц = uAiB.	(8.50)
Отсюда с учетом (8.39) и соотношения
ыЛ+иВ+иС=0	(851)
следует
+ 9ц = ~иС*А + “а‘с =
= [("£ - “с>'л + (“с - “л)'в + (“л - “в)'с/3-	<8 -)
Суммарное среднее значение мощности в соответствии с предь у.
шим выражением равно
1
°1 + СП “ ~2тГ [ (<?1 +	=
= (С/?1Л+ UIlBsin<PjB + f7/lCsin<p]C)/\/T.	(8 3)
Общая реактивная мощность
<?> = ч/ЗК?, + С,,).	(Я 4)
При искаженном напряжении можно определить реактивную мощи п.1
основной гармоники каждой фазы методами, описанными в § 8 3
Кажущаяся полная мощность S и кажущаяся мощность основной Ч>-
моники S1 при симметричной нагрузке и неискаженном напряж i«
(U = Ui, Р = Pt) составляют
S = 3UI-	(X ;5)
5, =3l/Z, = у/Р2 + Q2.	(8.5<>)
При несимметричной нагрузке соответствующие величины ра ы
S =V3t/V/j +/J + Р2;	(8.‘')
S. =y/3UyjiiA +1}в + г2с = у/р2 +<2j.	(ВЛ-Ч)
8.2.3.	Коэффициент фазового сдвига, коэффициент мощности
Предполагаем, что напряжение сети синусоидально. При отсутсп 11
нейтрали коэффициент фазового сдвига определяется по показан- |>|
156
и Гц приборов в схеме двух ваттметров (табл. 8.3, схема 4).
teeM
___	— ^*ii
tg* =	<8-59)
Ч + 41
Р] - наибольшее, а Рц — наименьшее измеренное значение; —
ювый угол в каждой фазе при симметричной нагрузке; при несим-
ричной нагрузке <f — среднее значение фазовых углов всех трех фаз.
При наличии нейтрали активную (см. § 8.2.1) и реактивную мощнос-
основной гармоники каждой фазы измеряют отдельно (см. § 8.2.2)
,:Я каждой фазы определяют
tgv, = Q,/P.	(8.60)
С помощью трехфазного фазометра (рис. 8.6, б) можно определить
ициент фазового сдвига, если трехфазные симметричные токи ие-
ны высшими гармониками, но напряжения сети чисто синусоидаль-
. В таком приборе ток подвижной катушки С отстает от тока катуш-
В на угол тт/З; соответственно обе катушки расположены под углом
рад по отношению друг к другу. Угол у, на который отклоняются
ающиеся катушки, равен углу между напряжением и основной
оникой тока в каждой фазе. Высшие гармоники токов при синусои-
ном напряжении сети средних вращающих моментов не образуют
ерения ими не искажаются
В противоположность фазометру однофазного тока фазометр трех-
го тока не содержит конденсаторов и дросселей, так что его точ-
ь слабо зависит от частоты (например, класс 0,5 при (50 ± 10) Гц).
оэффициент мощности в каждой фазе соответствует выражению
6) и может определяться измерением активной мощности (см.
|2.1) и кажущейся мощности (см. §8.2.2).
8.з. постоянный ток
гновенные значения напряжения и тока выпрямителя
. 8.11, а) можно представить в виде сумм двух составляющих:
(8.61)
(8.62)
(8.63)
Г Чр ^d~ ПОСТОЯННЬ1е составляющие тока и напряжения; «п, /п —
Веменные составляющие.
[Среднее значение мощности
ксь
pd = Vd'd
(8.64)
ицность постоянного тока и
157
Рис. 8.11. К измерению мощности выпрямленного тока:
а — временные диаграммы тока и напряжения; б — схема измерения мощи»
1 2тг
—	27Г о	(8.( S)
— активная мощность высших гармоник, которая определяется только
высшими гармониками напряжения ир и тока iv одного порядка р.
Поэтому можно записать
Рп = S	
Р= 1,2,3... VV V
где — фазовый угол между напряжениями и токами н-го поря кт
[см. (8.9) - (8.11)].
Активная мощность высших гармоник Р„ равна нулю, если напр> пе-
ние и (или) ток идеально сглажены. Полную мощность Р можно опре-
делить, например, с помощью электродинамического ваттметра. Прк пи-
тании электролитических ванн или машин постоянного тока, при заря ке
аккумуляторов полезную работу совершает только постоянная сосав-
ляющая тока в то время как высшие гармоники вызывают л> пь
дополнительные тепловые потери. В этих случаях представляет инт >ес
только мощность постоянного тока Pd, которая при непрерывном токе
легко определяется с помощью двух приборов, показывающих сре. не
значения. При работе выпрямителя на противо-ЭДС последняя дейсп ст
на вольтметр в течение безтоковых пауз в режиме прерывистых токов,
так что в этбм случае для измерения мощности необходимо приме! ль
ваттметр.
8.4. ЭНЕРГИЯ И ПОТРЕБЛЕНИЕ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ
Электрические счетчики для измерения энергии или потреблю 'И
реактивной мощности интегрируют мгновенные значения активной 11
реактивной мощности. Напряжение и ток в электромеханических С' г‘
чиках подводят к двум катушкам, а в электронных приборах к ум1 °'
жителю. Подключение таких приборов осуществляется в основном 1,0
схемам, описанным в § 8.1 д 8.2. При несимметричной нагрузке ис ь"
ходимо использовать несколько отдельных счетчиков или умножите: 11
В случае синусоидального напряжения и несинусоидального тока ,ь'
тивную или реактивную мощность основной гармоники можно инте 11
158
ic. 8.12. Структурная схема
ектронного счетчика энергии
1.2]
>вать по времени; при искаженном напряжении сети определяется сум-
а активных мощностей основной и высших гармоник; при использо-
гии фильтра, упомянутого в § 8.1.2.3, можно интегрировать также
гивную и реактивную мощности основной гармоники.
Очень широко используются для измерения энергии индукционные
тчики. При сильно искаженных токах, особенно в глубоко регулируе-
IX однофазных преобразователях или преобразователях переменного
гряжения, у этих счетчиков возможна погрешность измерения по
дующей причине: магнитный поток, создаваемый чисто синусоидаль-
м напряжением, из-за нелинейности магнитной характеристики сердеч-
<а содержит высшие гармоники, которые вместе с высшими тар-
никами тока создают вращающий момент, искажающий показа-
я прибора.
Кроме того, погрешность возникает, если напряжение и ток содержат
сшие гармоники, поскольку при высоких частотах вращающий момент
сото счетчика снижается.
Для счетчиков второго класса (используемых, например, в быту и
ммунальном хозяйстве) эти погрешности несущественны [8.12].
Для точных измерений (например, класса 0,5) в сетях высокого и
•днего напряжения в случае сильно искаженных токов пригодны при-
зы следующих типов:
электродинамические счетчики энергии. Эти счетчики имеют ротор
есколькими катушками, которые через щетки подключены на напря-
ди цепи нагрузки. Ротор вращается в магнитном поле двух неподвиж-
I катушек, через которые протекает ток нагрузки. Вращающий мо-
гг соответствует сумме активных мощностей основной и высших
Моник;
электронные счетчики. Принцип действия этих счетчиков так же, как
ктронных ваттметров, может быть основан на широтно-амплитудно-
тульсной модуляции. Как показывает их структурная схема (рис. 8.12),
вренная таким способом активная мощность Р, представленная в
;е сигнала постоянного напряжения, далее преобразуется в частоту
зульсов, которая после делителя частоты подсчитывается счетчиком
показания последнего, таким образом, определяются интегралом
цности за определенное время.
На рис. 8.13 для сравнения приведены дополнительные погрешности
' измерения, которые возникают в счетчиках разных типов при изме-
ли энергии, потребляемой преобразователем переменного напряже-
’ при активной нагрузке при различных значениях угла управления а.
При широтно-импульсиом регулировании на пониженной частоте, г. е.
методу ’’включено-выключено”, с помощью тиристорных прерыва-
1ей одно- или трехфазного тока при активной нагрузке счетчик может
>ать только обычные погрешности, обусловленные процессами пере-
159
Рис. 8.13. Дополнительная погрешность AF счетчиков энергии переменного тощ
различного типа при измерении на выходе преобразователя переменного напряжен (
при активной нагрузке [8.13]:
1 - границы области разброса; 2 - усредненная погрешность различных счет
ков класса 2; 3 - то же класса 0,5; 4 - электронный счетчик; а - угол задер гки
включения тиристоров; Р — мощность на выходе преобразователя
ключения. Однако в индукционных счетчиках необходимо приним ь
во внимание следующее.
Создаваемый током магнитный поток вызывает после включения це-
пи нагрузки дополнительный тормозящий момент. После выключен я
цепи этот тормозящий момент спадает, так что замедление до начала с -
дующего включения меньше, чем ускорение при включении. Поэте ty
при интервалах переключения меньше 1 с может возникнуть измеритель-
ная погрешность положительного знака. Это иллюстрирует рис. 8 14,
где через п обозначено число периодов сетевого напряжения за один щ л
переключения. Действующее значение тока нагрузки /н при относите :ь-
ной длительности включенного состояния 7 = 1 устанавливается с по-
мощью нагрузочного рс с-
тора равным 5 или 10 А а
затем /и уменьшается м
счет сокращения ддителы
ти включенного состояния
от n/f до yn/f (f — част ia
сети). При малом п
и одном н том же у чи ю
Вкл. Выхл.
Рис. 8.14. Дополнительная и '
грешность индуктивного счет-
чика при широтно-импульс м
регулировании на низкой част
и при активной нагрузке [8 !
а — напряжение на натр :Ч'е
ин; б - области разброса дсп* р
нительной погрешности Д/7 т1Я
счетчиков различной констр)
ции в функции действуют
значения тока нагрузки 7Н
160
реключений в секунду и дополнительная погрешность Д7’ растут. Если
Врез счетчик пропустить дополнительно непрерывный ток с амплитудой,
Ждамерно равной току прерывателя, обсуждаемая здесь дополнительная
грешность существенно уменьшится [8.15].
 Для измерений на стороне постоянного тока можно также использо-
Жр. описанные электродинамические или электронные счетчики энергии.
 .сильноточных установках, например в электролизерах на ток 50 кА,
Нетчик энергии необходимо подключать через измерительный преобразо-
Жтель (§ 7.5.2), например подобный показанному на рнс. 7.13. В таких
Ж'тановках счетчики энергии могут иметь погрешность измерения не
Кее 0,1 илн даже 0,05%.
Глава девятая
ИЗМЕРЕНИЯ В ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ
Для контроля работы преобразователя, поиска повреждений, выявле-
I элементов, которые могут быть причиной аварии и, наконец, для
(снования его дальнейшей модернизации необходимы измерения на-
ркений и токов, потерь, КПД, коэффициента мощности и т. п. Это не-
рдимо не только для контроля преобразовательной установки как
кого целого, но и для таких ее составных частей, как вентильный блок
 трансформатор. Может также оказаться необходимой проверка ра-
ти системы управления.
В соответствующих предписаниях содержатся указания для проведе-
I необходимых измерений, поэтому здесь рассмотрим только изме-
мя, специфичные для преобразователей. Здесь также не рассматрива-
:я схемы испытаний высоковольтных вентилей, например, для линий
ястропередачи постоянного тока [9.1 — 9.3].
9.1.	ВЕНТИЛЬНЫЕ БЛОКИ
Зентильный блок — это совокупность электрически и конструктив-
соединенных вентилей, необходимых для данного вида преобразова-
знергии, включая электрические соединения, охладители, элементы
Питы вентилей от бросков тока и перенапряжений, устройства для пе-
пачи импульсов управления, предохранители и т. д., однако без
ктронной системы управления.
9.1.1.	Мощность потерь
Мощность потерь в вентильных блоках имеет значительное влияние
КПД всего преобразователя. Для однофазных блоков или для трех-
Ных при относительно небольших мощностях (до 300 кВт) проще
Го измерить мощности на входе Рвх и на выходе Рвых при номиналь-
I режиме (см. § 8.1.2,8.2.1,8.3). Разность Рвх - Рвых равна мощности
[ерь. Постоянный ток должен быть хорошо сглажен (коэффициент
гьсации не выше 5%).
I-S2O1
161
Рис. 9.1. Измерение потерь от
прямого тока в многофазных вен-
тильных блоках:
а в случае мостовой схемы;
б — в случае схемы с выводом
нулевой точки; в — диаграмма
токов в схеме б
При применении этого метода, как показывает следующий пример,
предъявляются высокие требования к точности измерения мощности:
пусть входная мощность преобразовательного блока 100 кВт и измер на
с погрешностью +1%, т. е. показания прибора 101 кВт, выходная мощ-
ность 98 кВт и измерена с погрешностью —1%, т. е. 97 кВт. Тогда дейс ви-
тельная мощность потерь 100 — 98 = 2 кВт; измеренные потери 10
— 97 =4 кВт; следовательно, погрешность измерения составляет 100% (’)
Легко проверить, что даже прибором класса точности 0,2 невозмо» 0
измерить потери с погрешностью 10%.
Вентильные блоки многофазных преобразователей, особенно болыш,х
мощностей, могут потреблять в номинальном режиме очень болы с10
энергию; подготовка соответствующей нагрузки может быть затру
тельной. Поэтому часто удобнее измерять отдельно потери, обусловл 1
ные рабочим током, и потери холостого хода.
Первую составляющую потерь в вентильных блоках мощных преоб-
разователей можно определить в режиме короткого замыкания с п°'
мощью показанных на рис. 9.1 схем. Особенности применения трансф Р
маторов тока в цепях, содержащих постоянную составляющую то :1,
как на рис. 9.1, б, были описаны в §7.5.2 (см. также [9.4]).
Обозначим idN — номинальное значение выпрямленного тока и
~	/^-ф.иэмэ	(9 1)
;е и Лф.иэм — коэффициенты формы тока ветви в номинальном
жиме и в режиме измерений.
Сначала измеряется потребляемая на входе блока мощность Р2 при
ке kIdN> а затем потребляемая мощность Pi при /^.Определяются
_кже общие потери мощности для двухтактной (мостовой) схемы
как на рис 9.1, а) и потери мощности в одной ветви для однотактной
нулевой) схемы (рис. 9.1,6):
Р = Р2 - kPt.
*
(9-2)
Синхронно замыкающиеся ключи S на рис. 9.1, б нужны в случаях,
еда обратное напряжение на испытуемом вентиле превышает допусти-
е напряжение катушки ваттметра.
Задаваемое с помощью испытательного трансформатора напряжение
пжно выбираться таким, чтобы при измерениях ток вентилей имел
пусинусоидальную форму; ток может ограничиваться дросселями,
гда для мостовой схемы считают к = 1,1, для нулевой схемы при угле
г.водимости вентилей 120° также к = 1,1, а при угле 60° к = 1,56.
Можно также потери ’’пропускания” вентильного блока определить,
[мируя потери в вентилях (см. § 2.2), охладителе, защитных эле-
тах и т. д.
Тотери холостого хода измеряются при номинальном напряжении и
ом постоянном токе, который обеспечивает правильный режим ра-
ы преобразователя Из измеренной входной мощности вычитается
дносгь на выходе и мощность, которая теряется в вентилях, вспомога-
•ных и других элементах при протекании малого тока. Потери холос-
•о хода можно также рассчитывать путем суммирования потерь, кото-
ie выделяются при холостом ходе в вентилях, защитных цепочках
т. д. Потерями в запертом состоянии вентилей благодаря их малости
внебрегают, кроме лавинных диодов и лавинных тиристоров (см.
3.1.4.3).
В [1.73] указано, что допустимо отклонение измеренных потерь вен-
лого блока от гарантируемого значения на 10%.
9.1.2.	Изменение постоянного напряжения
зменение постоянного напряжения ДЦ}в 6 на выходе вентильного
са от холостого хода до номинальной нагрузки можно измерить не-
’едственио вольтметром.
начение 6 можно также рассчитать по потерям короткого за-
.ания Рк при номинальном постоянном токе I^N н потерям холосто-
хода Ро прн токе холостого хода /do:
(9 3)
163
Наконец, можно также считать
Д^в.6 =(«^в - W-	<9-<)
где п — число вентилей, через которые ток протекает последователь!
а Ь^в0 и £/dB — падения напряжения на вентиле при токе, cootbi
ствуюшем холостому ходу выпрямителя, и соответственно при номиналу
ном токе (см. § 3.2.1).
9.2.	ТРАНСФОРМАТОРЫ И ДРОССЕЛИ [1.73,1.79,1.88,9.55]
9.2.1.	Потери, обусловленные током нагрузки
Потери в трансформаторе преобразователя при номинальном г кс
Рп.тАГ определяются обычно в режиме короткого замыкания (табл. 9 1),
При этом, как указано в табл. 9.1, замыкаются накоротко выводы трап
форматора со стороны вентильной обмотки, устанавливается номинг ь
ный ток 7cjv со стороны сети и измеряются потери РА, Рв и Рс- Да ее
по формулам определяются потери P„1Tiv. Потери в обмотках, a Tai ле
потери холостого хода и потери в сердечниках дросселей насыщен! я,
сглаживающих реакторах, индуктивных делителях тока, фазных и вен-
тильных реакторах и др. можно определить по данным [1.73]. Для мае -
мощных преобразователей это проще всего сделать при номиналы  й
нагрузке, когда мощность потерь определяется с помощью измерен 1й
ваттметром мощности со стороны сети и с вентильной стороны транс-
форматора (см. § 9.1.1). Допустимые отклонения мощности потерь р в-
ны ±10% заданного значения.
9.2.2.	Изменение выпрямленного напряжения
Для определения изменения выпрямленного напряжения , ко-
торое определяется индуктивностями преобразовательного трансформа-
тора при номинальном токе, измеряют обычным образом'напряжс не
короткого замыкания £/кт. При этом выводы вентильной обмотки тр: ic-
форматора замыкаются накоротко (табл. 9.1), а ток в сетевой обметке
задается равным номинальному значению.
Затем
где параметр <7ЭТ/ иХ7 указан в табл. 9.1.
Для более точного определения напряжения КЗ трансформатора, оп-
ределяющего изменение выпрямленного напряжения, через вентильн
обмотку трансформатора пропускается однофазный переменный ток'
с частотой сети, а выводы сетевой обмотки замыкаются накоротко
[1.79].
К измерительным приборам никаких особых требований с точки зре-
ния точности не предъявляется; так, например, можно считать допус '
мой погрешность ±10% гарантируемого изменения выпрямленного 113'
пряжения, обусловленного трансформатором.
164

Рисунок к таблице 9.1.
166
Для определения изменения выпрямленного напряжения, обусловлен-
, го влиянием различных трансформаторов (понизительных, фазопово-
I тных и др.) и реакторов, установленных на стороне сети, а также реак-
I ров на вентильной стороне (делителей тока и др.), необходимо изме-
лть результирующую коммутационную индуктивность; необходимые
;чя расчета формулы приводятся, например, в [1.79]. Изменение выпрям-
|енного напряжения, обусловленное падением напряжения на активном
(опротивлении обмоток преобразовательного трансформатора, при но-
инальном токе равно
UdnN~ Pn,tNlldN'	<9’6)
Измерение потерь от тока нагрузки Т’п.тЛ' было описано в § 9.2.1.
Мощность потерь РП1Вдг в обмотках трансформаторов и дросселей,
ключе иных на стороне сети до преобразовательного трансформатора,
ак и в дросселях фильтров, равна сумме мощности потерь RJ2 в от-
|рьных обмотках; здесь R^ — сопротивление обмотки постоянному
ку, а I — действующее значение тока через обмотку, когда выпрям-
енный ток равен номинальному обусловленное этими сопро-
лениями изменение выпрямленного напряжения
UdrbN = P<"‘N^dN 	(9-7)
9.3.	ИЗМЕРЕНИЯ В СХЕМАХ УПРАВЛЕНИЯ ДЛЯ ВЕДОМЫХ
СЕТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Измерения в схеме управления не принадлежат к кругу задач, рассматривае-
*х в книге, так как типы используемых на практике схем отличаются друг от
>уга столь сильно, что только изготовитель может определить, в каких измери-
чьных точках необходимо проверять работоспособность схемы. Поэтому здесь
раничимся только измерениями параметров выходных импульсов системы
правлетая.
Сдвиг по фазе импульса управления относительно точки перехода через нуль
щряжения сети можно оценить с помощью двухлучевого ^осциллографа (макси-
«альная погрешность измерения должна быть не более 2 ), для этого иа один
•ход осциллографа надо подать импульсы, а на другой переменное напряжение
Г трехфазного фазовращающего трансформатора.
Для точных измерений удобен кварцевый генератор с частотой около 1 МГц,
• которому подключается счетчик. При переходе ведущего переменного напряже-
п*ч через нуль счетчик включается; нарастающий фронт управляющего импуль-
ш выключает его. Погрешность при таких измерениях может быть меньше 2 мкс
«га. 0,04°
К Фазовый сдвиг между несколькими импульсами управления можно контроли-
ровать, если все импульсы через разделительные диоды подать на одно общее со-
•отнвление, падение напряжения иа котором наблюдать с помощью осциллогра-
Если при этом для проверки р-фазиой схемы управления на горизонтально от-
Шоняющие пластины осциллографа подать напряжение с частотой, в р раз боль-
В’”1 частоты сети, то импульсы иа экране накладываются друг на друга и можно
тмить ’’разбежку” между ними.
 Всегда желательно, чтобы схема управления при ее проверке была подключена
 .преобразователю и работала в реальных условиях. Соответствующие методы
Мерения сдвига фаз импульсов управления описываются в § 9.4.5.
£ При неодновременном отпирании последовательно или параллельно соединен-
Wx тиристоров хорошие результаты может дать проверка передачи импульсов
Wes разделительные трансформаторы. Для этого на вход трансформатора пода-
167
Рис. 9.2. К проверке импульсного трансформатора:
а - схема; б — диаграммы входного щ и выходного и2 напряжений; f ф - врс ч
фронта; U2 амплитуда выходного импульса; Д14 спад вершины
Рис. 9.3. Сравнение испытуемого трансфс
маторэ ИТ с образцовым ОТ\ У — дифф
ренциальный усилитель в качестве к<
паратора
ется прямоугольный импульс с часто: i
сети и очень коротким временем нарастал я
(20 нс). Входной и выходной импульсы ср
ниваются друг с другом с помощью двухл
чевого осциллографа (рнс. 9.2).
При проверке большого числа вхош
трансформаторов их можно сравнивав
нормальным трансформатором (рис. 9
На первичную обмотку испытуем го
ИТ и образцового ОТ трансформаторов подается импульс напряжения, возник;
щие во вторичных обмотках трансформаторов токи протекают через измерит, ь-
ные резисторы. В случае, если эти токи отличаются друг от друга, на выходе диф-
ференциального усилителя У возникает сигнал. Йзмерительные резисторы /^и
должны иметь сопротивление, меньшее сопротивления промежутка управляю; 1й
электрод-катод тиристора.
9.4.	ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ, ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ
9.4.1.	Проверка работоспособности выпрямителей
При приемке в эксплуатацию новых или долго не работавших выпрямит. Й
может возникнуть необходимость в проверке некоторых их важных параметр
Приведем некоторые рекомендации.
На рис. 9.4, а и б показаны примеры подсоединения измерительных прибор •
Индексы ”д” и ”а” обозначают приборы для измерения действующего и средне ’
значений соответственно. Пределы измерения приборов можно определить п| »<
помощи хорошо известных соотношений по известным значениям тока и нал 1-
жения Urf (см., например, [1.10 - 1.12]). Для других схем выпрямления приб р 1
подключаются аналогично.
В случае, если невозможно измерить токи непосредственно или если необходима
потенциальная развязка измерительных приборов, можно применить трансфер '
торы тока; один из примеров их включения показан на рис. 9.4, в. Через резистор
/?в протекает выпрямленный ток а/ т), где mj- и - коэффициея bl
трансформации преобразовательного трансформатора и трансформатора toi>
При допущении, что токи во всех трех фазах одинаковы, можно по току через ^в
рассчитать ток сети 1С. Схема на рис. 9.4, г позволяет получить аналогичный р^
зультат с помощью двух измерительных трансформаторов.
168
й-9.4. Включение измерительных приборов для проверки выпрямителей:
£ а в случае однофазного однополупериодиого выпрямителя; б - в случае трех-
^ого мостового выпрямителя; в - измерение тока на входе выпрямителя с по-
да трех трансформаторов тока; г — то же с помощью двух трансформаторов
Два амперметра, включенные последовательно с вентилями, измеряют токи,
кюрые определяют выбор вентиля (/pg) и предохранителя (7РД). Подсоедине-
Ве этих амперметров через трансформатор тока показано на рис. 9.1, б. В случае,
гш в плечах выпрямителя включено по нескольку вентилей параллельно, равно-
грность распределения токов можно проверить с помощью токовых измерителъ-
я>. клещей. Хотя этот измерительный прибор не обеспечивает точных измерений
kJ а насыщения магнитопровода под влиянием постоянной составляющей тока
Пиля, это в данном случае не существенно, так как речь идет о сравнительных
ререниях. Распределения токов через вентили можно также проверить путем
Ьвиения падений напряжения на предохранителях, последовательно соединен-
йх с отдельными вентилями, или на токоподводящих шинах к отдельным вен-
Ьшм в сильноточных установках (см. [9.6]) .
В случае, если несколько преобразователей работают параллельно, необходимо
^•контролировать, чтобы распределение тока между ними было достаточно рав-
^мерным (см., например, [1.79]).
I Индуктивность сглаживающего дросселя, которая зависит от тока, можно опре-
LVn по схеме, показанной на рис. 9.5. Для этого сравнивают осциллограммы на-
169
К осциллографу
Рис. 9.5. Измерение индуктивности сглаживают.?
дросселя £имеющего магнитопровод с воэдушнь
зазором, путем осциллографирования напряжения и
дросселе £и без магнито провода
пряжения иа сглаживающем дросселе и на дросселе без магнито провода L
имеющем известную индуктивность, когда через оба дросселя протекает выпря
ленный ток, содержащий высшие гармоники; такое сравнение удобно производи
с помощью двухлучевого осциллографа.
Измерение степени влияния выпрямителя иа питающую сеть будет рассмотр
в § 10.1.
Измерение радиопомех, вызванных работой выпрямителей, рассматривает
в § 10.3.
9.4.2.	Внешняя характеристика
Идя оценки эксплуатационных свойств преобразователя большое значение им. ч
вид его внешней характеристики	(рис. 9.6). Наклон этой характерис
км определяет, насколько сильно снижается напряжение выпрямителя или част
вращения двигателя в приводе постоянного тока с ростом нагрузки; величина
го наклона имеет решающее значение при оценке целесообразности замены неупр ь-
ляемого выпрямителя на регулируемый тиристорный выпрямитель.
Ход внешней характеристики определяется напряжением холостого хода и в • т-
ренними н внешними факторами, вызывающими изменение выпрямленного на-
пряжения. Ниже описываются способы измерения этих величин иа примере оч^чь
распространенных однофазной и трехфазной мостовых схем. Для других сх м
измерения проводятся аналогично.
9.4.2.1.	Напряжение холостого хода выпрямителя
С уменьшением выпрямленного тока выходное напряжение выпрямится
для схем без уравнительного реактора постепенно увеличивается; для схем с урав-
нительным реактором оно при переходе через критический ток нарастает
пее круто (рис. 9.6) .
Условным напряжением холостого хода называют напряжение, которое sc-
лучается, если внешнюю характеристику ~ линейную до критически
тока /^ , продолжить до пересечения с осью ординат. В схемах без уравните
го реактора это реальное напряжение холостого хода С^о отличается от идеальн го
напряжения холостого хода на величину падения напряжения холостого х«-да
в вентилях.
Условное напряжение холостого хода (Ло измеряется вольметром среднего л”
чения при номинальном напряжении сети (допустимые искажения - см. § 1.4.1 "
и полном отсутствии фазового управления. Чтобы вентили надежно включал ь
иа выходе задается небольшой выпрямленный ток, например	Для схе'"
уравнительным реактором выпрямленный ток должен быть равен критиче-к
току.
Идеальное выпрямленное напряжение холостого хода при синусоидал м
напряжении сети, угле управления а = 0 и пренебрежении всеми падениями лап
жени я определяется теоретиче ким отношением выпрямленного напряжения к
пряжению вторичной обмотки трансформатора (которое, например, для 3-ф 1,0
мостовой схемы равно 1,35). В случае, если при измерении условного напряжс и *
холостого хода получено значение, значительно меньшее, чем	то мс <0,
170
рис. 9.6. Внешние характеристики выпря-
цн елей:
 ^dio идеальное напряжение холос-
хода; U^Q условное напряжение
foliocToro хода; n^jv0 — сумма порого-
Кьх напряжений п последовательно вклю-
чённых вентилей; A(/i и At-i — изменения
^прямленного напряжения за счет внут-
ренних и внешних причин соответственно;
- критический ток для выпрямите-
ля с уравнительным реактором
Рис. 9.7. К измерению напряжения холосто-
го хода испытуемого преобразователя П\
при искажении питающего напряжения,
обусловленном параллельно работающим
преобразователем 77г:
Т — регулируемый трансформатор; Хс,
Лт - индуктивные сопротивления сети и
трансформатора преобразователя /72
наблюдая осциллограмму выпрямленного напряжения или осциллограммы напряже-
ний на отдельных вентилях, определить, какой вентиль вышел из строя либо позд-
но включается и т. д. Если в каждом плече выпрямителя только одни вентиль, вольт-
метр переменного напряжения на невключившемся вентиле покажет гораздо боль-
шее напряжение, чем на вентилях других плеч.
 Необходимо отдельно рассмотреть, как влияют искажения сетевого напряже-
ния на выпрямленное напряжение холостого хода. Наиболее типичны искажения
напряжения, которые вызываются коммутацией одного из двух подключенных к
общей точке сети преобразователей (рис. 9.7). За счет этих искажений действующее
значение сетевого напряжения, а значит, и выпрямленное напряжение испытуемого
выпрямителя уменьшаются. Обозначим ширину коммутационных провалов иапря-
(150^2)
✓ II  1.1X1	_____ в)
gzd |уо 30120 \78О о- '
^с. 9.8. К измерению напряжения холосто-
го Хода трехфазного мостового выпрями-
теля:
о - схема; б — диаграммы фазовых на-
ряжений иА, U& ис; в - диаграммы линей- —Mg 50 /Ь ‘AJgp ft
""'° напряжения нл =иА - ид и выпрямлен-	^/2
напряжения при холостом ходе ис- *	*
^туемого выпрямителя и при наличии подключенного к той же сети второго лре-
^Ьазователя, работающего с углом управления а = 0
171
I
жения через р и глубину через Н (рис. 9.8, в). Тогда относительная глубина пр<
ла h, отнесенная к номинальному линейному напряжению сети UqN :
,Л =Н/(\/2“(7сЛг)	(9.8
Такие провалы, как показаны на рис. 9.8, б, возникают, когда у второго щ
образователя, работающего параллельно испытуемому, вентили включаются
точках естественного отпирания. Вследствие этих провалов действующее значащ,(
напряжения сети уменьшается. Но даже, если, например, с помощью автотрансфор
тора действующее значение напряжения вновь повысить до идеальное выпр
ленное напряжение испытуемого выпрямителя, которое при отсутствии искажен
составляло останется пониженным. Дня трехфазиой мостовой схемы это
нижеиное значение напряжения равно
^.1 “Чйоб +	(9‘
В некоторых случаях требуется, чтобы нестабильность выпрямленного напри с.
ння не превышала ± 2%. Такое отклонение обычно не сильно превышается
при глубине провалов больше 0,2. С помощью осциллографа, показывающего и.
вую сетевого напряжения, можно проверить, существенно ли нарушаются уело )Я
измерений из-за искажений напряжения сети.
9.4.2.2. Номинальное выпрямленное напряжение
Номинальное выпрямленное напряжение измеряется вольметром сред] его
значения при номинальных значениях выпрямленного тока, напряжения сети, час-
тоты и угла. Номинальный угол управления или определяется непосредств по
по данным изготовителя, или вычисляется по требуемому напряжению преобр <о-
в ат ел я при уменьшенном сетевом напряжении. Покажем это на примере.
Пусть тиристорный выпрямитель должен при напряжении сети, равном «
номинального, обеспечивать номинальное значение выпрямленного напряже чя.
Тогда при пониженном напряжении сети
VdN = 0-9SUdiON - иМ~ ЧМТ
где ~ идеальное выпрямленное напряжение холостого хода при номи зль-
ном напряжении сети.
При номинальном сетевом напряжении имеем
UdN = UdioNcosaN UdxN ~ UdrN	(9 11
Из (9.10) и (9.11) следует:
% = 18°.	(9.1-•
9.4.2.3. Изменение выпрямленного напряжения
Различают изменения выпрямленного напряжения (см. рис. 9.6) за счет вл г’
ренних и внешних причин. К внутренним причинам изменения выпрямлен! 10
напряжения относятся влияние индуктивности включенных в цепи вентилей Др
селей, индуктивности рассеяния трансформатора, омические сопротивления вг -г'
ренние сопротивления вентилей, обусловленные увеличением падения напряж я
на них с ростом выпрямленного тока и т. д.
Внешние причины изменения выпрямленного напряжения обусловлены в;'»|Я'
нием индуктивностей и сопротивлений питающей сети.
Изменение выпрямленного напряжения измеряется при номинальном выпГчМ'
ленном токе и при нулевом угле управления.
Изменение выпрямленного напряжения за счет внутренних причин. Это изМ1|
нне можно определить путем выделения его составляющих, обусловленные 1 I
172
ьными элементами преобразователя: вентильного блока (см. § 9.1), трансфор-
•оров и дросселей (см. § 9.2), соединительных шин и предохранителей, и затем
jpi составляющие суммировать.
В маломощных установках, в которых отношение мощностей	(где
f.tr ~ номинальная мощность испытуемого выпрямителя, SK мощность корот-
jeoro замыкания сети) меньше 0,01, падение напряжения в сети пренебрежимо ма-
до. Поэтому изменение выпрямленного напряжения за счет внутренних причин мож-
go определить вольтметром среднего значения как разность между выпрямленным
напряжением холостого хода (см. § 9.4.2.1) и выпрямленным напряжением
при номинальном токе .
₽®с- 9.9. Номограмма для определения изменения выпрямленного напряжения
34 счет внешних индуктивных сопротивлений, отиесеииого к идеальному иапря-
*®нию выпрямителя U(^ по [,1.79]:
I сплошные линии - для случая Ян/о>£и =0; штриховые - для случая Лн/сХн =
"0,2; P(J^SK - отношение номинальной мощности выпрямителя к мощности ко-
роткого замыкания сети; + ^dxp^ ^di ~ относительное суммарное изме-
8еНие выпрямленного напряжения за счет индуктивности рассеяния трансформа-
и реакторов выпрямителя; а3 - вынужденный угол задержки включения при
стии в коммутации трех и более вентилей.
173
Для мощных преобразователей или при относительно маломощной питающ
сети, т. е. при отношении мощностей Р^уу/^к больше 0,01, определение изменен
выпрямленного напряжения описанным выше образом может привести к ошиб
потому что при этом окажет влияние также и изменение выпрямленного иапря>
ния за счет внешних причин.
При выборе метода измерения и измерительных приборов можно исходил,
того, что изменение выпрямленного напряжения за счет внутренних причин
± 15% гарантированного изготовителем значения может считаться допустим
Изменение выпрямленного напряжения за счет внешних причин. В §9.4
уже указывалось на то, что работающий параллельно с испытуемым преобразо
тель искажает напряжение сети (см. рис. 9.8, б) и что поэтому среднее значение
прямленного напряжения испытуемого выпрямителя снижается, даже если действ
щее значение сетевого напряжения поддерживается постоянным.
Подобное же действие оказывает и потребляемый испытуемым выпрям
л ем от сети ток. Этот ток также искажает кривую напряжения сети и выпрямлен
напряжение уменьшается, даже если действующее значение сетевого напряжения
держивать постоянным. Величина такого изменения выпрямленного напряж
за счет внешних причин зависит, очевидно, от соотношения мощностей Ри
Если при этом измерять с помощью вольтметра, как описывалось в § 9.4.2.1,
ность напряжений холостого хода и при номинальном токе, то в дейс и.
дельности будет получена сумма изменений выпрямленного напряжения за п
внутренних и внешних причин Степень влияния выпрямленного напряжет за
счет внешних причин можно определить из рис. 9.9.
Для измерения изменения выпрямленного напряжения от внешних при 1Н
подключают параллельно испытуемому выпрямителю маломощный вспомогат tb
ный выпрямитель, который работает на холостом ходе. Он должен иметь один .о
вое с испытуемым выпрямителем число фаз и число коммутаций иа перио а
также сдвиг фаз высших гармонических его выпрямленного напряжения относи ib-
но напряжения сети должен соответствовать сдвигу фаз испытуемого выпрями-
Изменяя затем нагрузку испытуемого выпрямителя, определяют относитет зе
изменение его выпрямленного напряжения за счет внешних причин (отнесенн к
идеальному выпрямленному напряжению при холостом ходе), так как оно ра ю
относительному изменению выпрямленного напряжения вспомогательного вьн я-
мителя, которое измеряется по вольтметру; при этом действующее значени га-
пряжения сети в точке подключения выпрямителей поддерживается постоями м.
В заключение отмстим, что если выпрямленный ток увеличивается, то поь <а-
ння вольтметра на выходе преобразователя при работе его в выпрямите м
режиме уменьшаются, а при работе в инверторном режиме увеличиваются в
обоих случаях характеризуют сумму изменений выпрямленных иапряжеии за
счет внутренних и внешних причин.
9.4.3.	КПД и коэффициент выпрямления
9.4.3.1.	КПД преобразователей
Точное определение КПД преобразователя имеет большое значение, так как
параметр указывает на возможные резервы экономии электрической энергии.
КПД преобразователя определяют как отношение его выходной мощности Рр
к входной мощности Рвх:
“Ч ~ ^вых/^в.х-	(9.1
Выходная мощность выпрямителя равна сумме мощности постоянного т
нагрузки Pj [см. (8.64) ] и мощности Рт высших гармоник тока и напряж
Uv на стороне постоянного тока [см. (8.65) ].
Если переменное напряжение, как обычно, практически синусоидально 1 м
§ 1.4.1.1), то от сети потребляется только активная мощность основной гармон
174
с. 9.10. Измерение мощности потерь
ух одинаковых преобразователей
|рм. (8.10)] и
% + ^=?Ii2...Vpcos^
Я = ----77—7-----------------
(ZciZclCos^
(9.14)
Необходимые для измерения КПД
доходы и приборы уже описывались в
| 8.12 и 8.2.1.
 При хорошо сглаженном постоянном токе, когда коэффициент пульсаций ие
превышает 5%, погрешность, обусловленная пренебрежением активной мощностью
рысших гармоник, не превышает половины допустимой при измерении КПД по-
грешности, значения которой указаны ниже. Тогда выходную мощность можно оп-
ределить по средним значениям тока и напряжения.
• Методы измерения КПД. При прямом методе измерения входная и выходная
мощности определяются непосредственно ваттметрами и КПД рассчитывается по
(9.13). При этом на результат существенно влияют погрешности измерительных
Приборов [см. § 9.1.1]. Поэтому прямые методы, вообще говоря, рекомендуются
только для однофазных выпрямителей мощностью менее 100 кВт [9.7].
I Косвенный метод предпочтителен для многофазных преобразователей с номи-
нальной мощностью более 300 кВт или с номинальным током более 5 кА При
этом методе измеряются выходная мощность Рвых и мощности потерь в отдель-
ных частях установки. К таковым относятся потери в вентильном блоке (§ 9.1),
в преобразовательном трансформаторе и дросселях (§ 9.2), а также в системе
управления, устройствах защиты, коммутационной аппаратуре и измерительных
приборах. Обычно при этих измерениях остается неучтенной мощность, потребляе-
мая для охлаждения или нагрева, а также мощность, потребляемая редко вклю-
чаемым оборудованием, как, например, приводом переключателя трансформатора
 Др.
I Обозначая сумму всех потерь через Рп, имеем
^вых _	J’n
^вых + ^п	^вых + ^п
(9.15)
В том случае, если имеются в наличии два одинаковых полностью управляемых
Цреобразователя, потери можно измерить при встречном включении по постоянному
И>ку выпрямителя В (угол управления а) и инвертора И (угол управления Р =
180 — а) (рис. 9.10) . Из сети при этом потребляется только мощность потерь в
°*юих преобразователях, однако нужно учитывать, что в токе сети имеются также
Таблица 9.2. Погрешности определения КПД
р Погрешность Минимальная погрешность при измерении Источник
величины потерь	-0.2%	1.73	
Jболее 0,1 (1 - fl)	0,005	1.79	
т<>Же	0,002 при непрямом методе измерения	1.88]	
'°.2 (1 fl)	-0,002 при прямом методе измерения	1.88]	
175

потребляемая обоими преобразователями реактивная составляющая тока и то
высших гармоник. При мощности потерь ^пдр в сглаживающем дросселе иаход
мощность потерь в каждом отдельном преобразователе
рп = ^1*^11 Л, др)/2.	(9 1’
В табл. 9.2 приведены значения погрешности измерений при определении КПД
9.4.3.2.	Коэффициент выпрямления
В § 8.3 уже указывалось на то, что высшие гармоники выпрямленного тока об|
ио не совершают полезной работы (например, при электролизе или питании щ.
якоря машины постоянного тока независимого возбуждения). Поэтому наряд
КПД интерес представляет также коэффициент выпрямления fyj, который учить
ет только мощность постоянной составляющей на стороне постоянного тока
только активную мощность основной гармоники иа стороне переменного ток. в
том числе при искаженном напряжении сети, т. е.
&_____ rg ’
di (/cl/clcosi/’l
Определение коэффициента выпрямления производится с помощью ватты ра
на стороне переменного тока и вольтметра и амперметра, измеряющих ср< це
значения на стороне постоянного тока. Следует отметить, что в случае двиг я
постоянного тока с последовательным возбуждением высшие гармоники в кр ий
тока участвуют в создании вращающего момента. Несмотря иа это в [1.77] р
мендуется измерять коэффициент выпрямления питающего такой двигатель щ х
полупериодного тягового преобразователя, подключенного со стороны вхо. к
контактной однофазной сети переменного тока.
Коэффициент выпрямления обычно получается меньше, чем КПД. Для о ю-
фазных выпрямителей, которые имеют наибольшие пульсации выпрямлениог на-
пряжения, при чисто активной нагрузке
= 0.81	(9.1
При полностью сглаженном выпрямленном напряжении или токе КПД и »ф-
фициент выпрямления равны.
9.4.4.	Коэффициент фазового сдвига и коэффициент мощности
Определения этих показателей уже были даны в § 8.1.4 и 8.2.3. Они дол
измеряться при номинальном выпрямленном токе и практически синусоида; м
напряжении сети. Оба показателя зависят от угла управления, который долж
танавливаться таким, чтобы при номинальном напряжении сети получалось н< ми*
иальное выпрямленное напряжение (см. § 9.4_2.2) .
Коэффициент фазового сдвига ведомого сетью инвертора можно опреп т
при его работе в выпрямительном режиме при номинальных токе и напряж ,и
угол управления а устанавливается равным номинальному значению угла оп
жения для инверторного режима1.
Коэффициент фазового сдвига ведомого сетью преобразователя не должен
чаться от гарантированного или номинального значения cos^. более чсы на
Этот метод дает существенную погрешность, так как коэффициент о»
(у - угод перекр *я
для выпрямительного режима равен cos^j ^cos
токов вентилей), а для инверторного режима cosipi — cos|0 — —j . Coo1
ственно для этих двух режимов различаются и коэффициенты мощности. (
ред. перевода.)
176
(^2(1 ~ cos</^y) [1.73, 1.79, 1.88], максимальная погрешность измерений, следо-
^тельно, может достигать половины этого значения.
। Коэффициент фазового сдвига при синусоидальном сетевом напряжении мож-
R измерить фазометром (см. § 8.1.4 и 8.2.3); однако точные результаты получа-
одним из следующих методов.
При прямом методе измеряются для всего преобразователя активная, реактив-
и полная мощности основной гармоники сетевого тока при практически сину-
^идальном напряжении сети, как уже описывалось в § 8.1.4 для однофазного и
0 § 8.2.3 для трехфазного тока.
При искаженном сетевом напряжении активная мощность этим методом изме-
ряется правильно; это же можно сказать и об измерении активной мощности мето-
дом двух ваттметров на вентильной стороне преобразовательного трансформатора,
0ie при коммутации вентилей возможны значительные провалы и скачки напряже-
ния. При измерении реактивной мощности основной гармоники двумя ваттметрами
дя стороне переменного тока преобразовательного трансформатора погрешность,
вызванная искажениями напряжения сети при обычных соотношениях мощностей,
^gna по сравнению с вышеуказанной допустимой погрешностью коэффициента
сдвига. Если, однако, эти два ваттметра включить на стороне постоянного TgKa пре-
образовательного трансформатора, то при угле коммутации примерно 30 и при
^ffle управления, равном нулю, получим погрешность -10%; при угле управления
3(Г коммутация протекает заметно быстрее и погрешность в определении коэффи-
даента сдвига уменьшается до 6% [9.9].
Р Коэффициент фазового сдвига можно также определить с помощью круговых
диграмм и номограмм [1.73, 1.79, 1.88].
V Коэффициент мощности, который для преобразователей с числом фаз шесть
и более почти равен коэффициенту сдвига, определяется в соответствии с § 8,2.3
путем измерения суммарных активной и полной мощностей всех трех фаз.
9.4.5.	Углы управления, протекания тока и коммутации
I Измерение угла управления может потребоваться при контроле системы управ-
ления или при определении минимального угла опережения отпирания зависимого
инвертора.
I Угол протекания тока через вентили одного плеча зависит при прерывистом вы-
прямленном токе от угла управления и характера нагрузки; поэтому его измере-
ние может потребоваться при определении режима работы вентилей.
Угол коммутации характеризует индуктивность рассеяния трансформатора,
индуктивность включенных в цепях веитилей дросселей, а также индуктивность
пжтающей сети.
Эти три угла можно определить с помощью осциллограмм выпрямленного на-
пряжения^ и тока через один из вентилей (рис. 9.11,с, б) [9.1 о].
В [9.11] описана специальная схема измерения этих трех углов, работа которой
описывается ниже:
Статические измерения. Формирователи импульсов ФИ1-ФИ4 (рис. 9.11, г)
вырабатывают короткие импульсы Ц-Ц (рис. 9.11, е) в следующие моменты:
* когда линейное напряжение проходит через нуль; Zj, когда начинает протекать
Вентиля в одной из фаз; Z3, когда начинает протекать ток вентиля в сле-
дующей фазе, и Z4, когда ток вентиля в первой фазе проходит через нуль. Электрои-
ключ SI запирается импульсом Д и отпирается импульсом Zj; поэтому ии-
'^рвал времени, в течение которого ток протекает через измерительный прибор
А пропорционален углу управления тиристорами а Ток через прибор Р2 регули-
руется ключом S2, который включается импульсом I2 и выключается импульсом
Л* так что среднее значение этого тока пропорционально углу протекания тока 5.
л»*! SJ, определяющий ток через РЗ, включается Z3 и выключается Лз, и средний
°* этого прибора пропорционален углу коммутации у (см. также [9.12]) .
Динамические измерения. На рис. 9.12 показано, как можно исследовать измене-
Угла управления а. На рис. 9.12, б изображена диаграмма выпрямленного на-
'V-S2O1	177
и.
Рис. 9.11. Измерение угла управления а, угла протекания тока 6 и угла комм I
ции у:
а и б - диаграммы напряжений и токов; в - импульсы	г - схема из
мерения; ФИ1-ФИ4 - формирователи импульсов	соответственно,
S3 - электронные ключи
пряжения для трехфазного выпрямителя, изображенного на рис. 9.11
рис. 9.12, в показаны импульсы /ц, /21й т. д., формируемые в схеме, подо1*
рис. 9.11, г; интервал между импульсами, например, /и и /21 равен углу с.
пульсы /ц, /12» Лэ и т. д. запускают генератор линейно изменяющегося ian(
жения ГЛИН, напряжение на выходе которого нг в моменты отпирания ве'Г111
(т. е. в моменты формирования импульсов Z21 или/22) пропорционально уrj'У
или 02 (рис. 9.12, в). Напряжение ка, отсчитываемое в эти моменты, ynpJ”n.ц
Вертикальной разверткой луча осциллографа, в то время как скорость горизон *
ной развертки постоянна. Получаемые иа экране осциллографа вертикаль ie
резки (или токи) показывают закон изменения угла а (рис. 9.12, а).
178
9.4.6.	Контроль протекания тока через вентиль
Для контроля работы преобразователя и выявления сбоев может оказаться
полезной возможность быстрого определения состояния тиристора, проводит ли
он ток или заперт. Если нет возможности применить шунт из-за монтажных труд-
ностей или если падение напряжения на включенном последовательно с вентилем
предохранителе иа токоподводящей шине ие дает достаточно точной картины тока
^следствие их собственной индуктивности, можно использовать схему, показанную
яа рис. 9.13. Вторичный ток трансформатора тока ТТ, имеющего частотную полосу
Пропускания до 100 кГц, вызывает на резисторе R1 падение напряжения, которое
При обратном токе тиристора VS1 подается на осциллограф непосредственно,
а при прямом токе ip - уменьшенным в + Z?2) раз. Так как среднее зна-
чение прямого тока много больше, чем обратного, необходимо предотвращать на-
сыщение сердечника ТТ. Для этого от конденсатора С, периодически заряжаемого,
через дроссель Др, тиристор VS2 и вторичную обмотку ТТ пропускаются им-
пульсы тока в виде полусинусоиды с длительностью около 300 мкс. Разряд С имеет
колебательный характер, так что VS2 после обратного перемагничивания сердеч-
ника вновь запирается. Фаза этого процесса устанавливается с помощью фазовра-
щателя ФВ такой, чтобы не нарушалось измерение тока вентиля.
Для контроля работы преобразователя ток вентиля, передаваемый трансформа-
тором тока, можно продифференцировать (рис. 9.14, а и б). Формирователь им-
Кшсов вырабатывает разнополярные импульсы с крутым фронтом (рис. 9.14, в),
которые поступают иа триггер. С помощью такой схемы фиксируется начало и ко-
нец тока вентиля (рис. 9.14, г) с погрешностью около 10 мкс, одиако при малых
Ь’ 9.12. Определение закона изменения во времени угла управления а;
я - схема; б — диаграммы фазных напряжений и выпрямленного напряжения
В изменяющемся Ct, в и г - диаграммы импульсов Zj j,J21 и т. д. и изменяющегося
► амплитуде импульса ка осциллографа; ГЛИН - генератор линейно иэменяющего-
I напряжения; 5 - электронный ключ
179
Рис. 9.13. Осциллографирование прямого и обрат- ‘ |
кого тока тиристора [9.19]	~~
Рис. 9.14. Определение начала и конца импульса тока вентиля [9.13]
Рис. 9.15. Схема контроля проводящего состояния тиристора по напряжение
его управляющим электродом и катодом [9.13]
токах (например, ниже 1 А) погрешность заметно возрастает. Чувствитель сП
устройства увеличивать нельзя вследствие неизбежного влияния помех [9 i3 -
На рис. 9.15 приведена схема [9.13], в которой индикатором проводя ней
состояния тиристора VS служит напряжение между его управляющим электр
и катодом и погрешность в определении моментов переключения ие превь а г
5 мкс. Импульсы управления иу для VS передаются через диод-транзисторну
топару VD1- VT1; ток в цепи управляющего электрода VS вызывает открыв
транзистора VT3. Когда импульс иу заканчивается, VT1 запирается и транзи
VT2 принимает иа себя ток, замыкающийся через цепь базы VT3. Поскольку
протекании тока через тиристор напряжение между его управляющим электр111
и катодом всегда положительно, сигнал, соответствующий длительности этого т<’»А
через полевой транзистор VT4 и диод-транзисторную оптопару VD2- VT5 пода1J
иа выход для дальнейшей обработки. Отрицательное напряжение на управляю
промежутке тиристора VS может возникнуть только тогда, когда ток через
тиристор прерывается.
9.5.	СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
На рис. 9-16 приведена примерная схема измерения основных показателе ,
точников питания. Статические величины, например входные напряжение
180
gc. 9.16. Схема проверки стабилизированных источников питания [1.78, 1.84]:
 РИП - регулируемый источник питания; ИИП - испытуемый источник питания;
Г - задающий генератор, управляющий модулируемой нагрузкой mR\ ТК - тирис-
торный ключ
ток /вх, можно определить с помощью показывающих приборов V, А; контроль
случайных помех производится с помощью дифференциальных измерений. Динами-
чески изменяющиеся величины, например мгновенные значения выходных тока и
щапряжения /вых, ^вых и др., можно наблюдать непосредственно с помощью ес-
шлографа. Для контроля источников питания с выходом иа переменном налря-
ении или токе, у которых стабилизировано среднее значение выходной величины,
ожно также воспользоваться осциллографом. При этом иа осциллограф подается
апряженне с двух конденсаторов С, которые периодически заряжаются через ре-
jHcrop R от соответствующей полуволны выходных напряжения или тока, а затем
астро разряжаются через ключ с постоянной времени /?С> 1// [1.78, 1.79, 1.84].
Погрешности измерения вобранными методами и приборами должны быть до-
статочно малы, например ие больше чем 10% допустимого изменения измеряемой
еличины. Допускаемая нестабильность источников питания лежит обычно в диа-
зоне от ±0,5 до ±3%, для простых источников оиа может составлять ±10%.
При измерении отклонения выходной величины, вызванного каким-либо одним
возмущающим фактором, совместное воздействие всех остальных влияющих фак-
торов ие должно превышать 10% уровня измеряемого отклонения.
В При питании испытуемого прибора от источника переменного напряжения может
задаваться максимально допустимое значение коэффициента содержания гармоник
[см. (1.5) или (1.6)], например 3%.
| Влияние нестабильности входного переменного напряжения иа выходной пара-
метр U или I стабилизированного преобразователя можно определить с помощью
регулируемого трансформатора.
Влияние изменения нагрузки можно определить с помощью регулируемой на-
Ч»узки, для чего можно параллельно основному нагрузочному резистору/? подклю-
чить через тиристор VS с устройством принудительной коммутации дополнитель-
ный резистор (см. рис. 9 16, б или в); можно также использовать нагрузку с мо-
дулируемым резистором mR (рис. 9.16, г); в качестве такого сопротивления мо-
жет служить’’электронная” нагрузка (рис. 9.17) [9.14].
 Для осциллографирования ударного тока при включении на вход испытуемого
Источника питания переменного напряжения служит тиристорный ключ ТК (см.
«с. 9.16, fl), с помощью которого можно изменять ток в течение первых полупе-
юдов, регулируя угоп управления тиристоров. Такие испытания могут произ-
•ДИться также путем многократного включения обычного электромагнитного
Штактора и определения при этом с некоторой вероятностью наибольшего тока
КЛЮчения. Внутреннее сопротивление питающей сети вместе с сопротивлением
Тиборов, используемых для измерения тока, должно быть малым, чтобы,
Шример, снижение напряжения питания, вызываемое током включения, не превы-
4ло 10% номинального напряжения Цюм» либо чтобы снижение напряжения, ко-
*рое вызывается номинальным током, было ие больше 0,5% Ц<ом- Для измерения
МТного внутреннего сопротивления источников питания для токов высших гар-
181
Рис. 9.17 Электронная нагрузка:
VS - тиристор, моделирующий короткое замыкание; VT - управляющие трап
зисторы
моиик Рто порядка в [1 78] рекомендуется включать конденсаторы между вь
ходными выводами и корпусом прибора, а также между его входом и выходом
В § 9.8 рассматривается протрамма н соответствующий автомат для проверк
стабилизированных источников питания.
9.6.	АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ И РЕГУЛЯТОРЫ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
9.6.1.	Автономные инверторы
Автономные инверторы преобразуют постоянное напряжение в пер
менное, причем коммутация вентилей в них происходит за счет элемс i-
тов, которые входят в состав самого инвертора.
В качестве примера на рис. 9.18 показана схема испытания вентилы
го блока трехфазного мостового инвертора тока с отсекающими диска-
ми Выходное переменное напряжение инвертора АИ выпрямляется в
прямителем В2 и энергия возвращается снова на вход инвертора, так
что от сети потребляются только активная мощность, равная потеря 1,
реактивная мощность и токи высших гармоник.
Схема включения измерительных приборов приведена на рис. 9.19
[1.74, 1.88].
Прн измерении входных параметров источника постоянного нал; <-
жения, который используется для питания испытуемого инвертора, до" < 
ны быть заданы максимально допустимые изменения напряжения, пуль
сации, возможные перенапряжения, внутренняя индуктивность, a Tai же
должна быть оговорена способность пропускать ток в обратном напри
пении1. Для того чтобы проверить способность инвертора выдержив
перенапряжения U„ с энергией lVn, служит импульсный конденсатор С1
(рис. 9.19), который через ключ S заряжается от регулируемого источи
ка до напряжения 1/п н затем подключается ко входу инвертора па; ал-
лельно питающему напряжению Ud- Ключ SJ должен быть разомк-
нут, и индуктивность L предотвращает разряд С2 на С1. Если конденс
тор С2 при заданном перенапряжении U„ и номинальном напряжен»1
питания инвертора UdN должен обеспечивать энергию %, то он должен
1 Последнее необходимо при испытании автономных инверторов напряже я
и резонансных инверторов с обратными диодами. (.Прим. ред. перевода.)
182
PIC. 9Л8. Схема проверки вентильного блока автономного инвертора АИ:
В1 и В2 - основной и рекуперирующий выпрямители
Выход
Рис. 9Л9. Схема включения измерительных
приборов при проверке автономного инвер-
тора или преобразователя постоянного на-
пряжения.
ИП - испытуемый преобразователь; Ар, - избирательные амперметры и
вольтметры; Ч — частотомер (только для инвертора)
(9.19)
«Меть емкость:
С2 = 2^/(1/’ - Ud\).
Измерение выходных параметров. Для различных видов нагрузки
ЧВертора необходима проверка величины отклонений от требуемых
’Начений следующих выходных параметров: напряжение и ток на вы-
!<оде при заданном коэффициенте мощности нагрузки, частота, коэффи-
циент содержания гармоник, а также изменения напряжения при бросках
’Дна нагрузки. Иногда необходима также проверка инвертора на пере-
грузочную способность, стойкость к короткому замыканию на выходе
4 На надежность включения в работу при полной нагрузке.
183
Измерение КПД и коэффициента инвертирования. Полный КПД оцрй
деляется потерями мощности в инверторе
Ч = /’ВЫХ/^ВХ	(9-20)
Этот показатель представляет интерес, если высшие гармоники в ,
ходкого напряжения или тока инвертора также производят полезн
работу, например при питании нагревательных установок. Если же п
лезную работу производит только основная гармоника заданного то, а
инвертора, например при питании от него трехфазного двигателя, то Г,,
лее важно определить коэффициент инвертирования
~ /’bmxi/T’bxj	(9-21)
где /’вых! — выходная мощность основной гармоники.
При достаточном сглаживании входных напряжения и (или) тока мощ.
ность постоянного тока Рв х можно определить по показаниям ампер’' .
ра и вольтметра среднего значения. Об измерении основной гармони и
активной мощности Рвых! упоминалось в § 8.1.2.3.
9.6.2.	Регуляторы постоянного напряжения
Регулируемые преобразователи (или просто регуляторы) пост< эн-
ного напряжения (1.75, 1.88] связывают сети постоянного тока раэч,14-
ного напряжения без промежуточного звена переменного тока (рис 9.20).
Для их проверки обычно можно применять схемы включения измери 1ь-
ных приборов, аналогичные применяемым для автономных инвертор в
(см. рис. 9.19). В большинстве случаев здесь также справедливы уки-
ния, которые приводились в § 9.6.1 относительно свойств источи) ка
питания, проверки влияния перенапряжений на входе, проверки надеж-
ности пуска, измерения КПД [см. (9 20) ] и т. д.
При сильно зарегулированном преобразователе коэффициенты ампли-
туды входного тока и пульсации выходного напряжения могут сильно
возрастать. Этот факт необходимо учитывать при выборе измеритель и ix
приборов (см § 7.2).
Во многих случаях необходимо измерить содержание высших ар-
моник во входном токе, так как они могут вызывать помехи в сетях
связи; это, например, возможно в тяговом электроприводе с импульсным
Рис. 9.20. Импульсный преобразователь постоянного напряжения с цепью паралп
ной коммутации основного тиристора VS
184
регулятором постоянного тока, питаемым от контактной сети При таких
измерениях либо определяется в отдельности содержание каждой гармо-
ники с помощью избирательного амперметра Ар, либо измеряется пере-
менная составляющая тока путем осциллографирования напряжения на
Измерительном шунте RM (см. § 7.3). Содержание высших гармоник на
Ьыходе регулятора измеряется аналогичными методами. Этот показатель,
в частности, позволяет оценить дополнительный перегрев из-за высших
гармоник якоря двигателя, питающегося от преобразователя.
Если высшие гармоники выходного тока не производят полезной ра-
боты, представляет интерес коэффициент преобразования Он определя-
ется путем измерения средних значений напряжений ивхаи ивыха и
токов /вх0 и /вых0 на входе и на выходе преобразователя соответ-
ственно и вычисляется по соотношению
I Ч4 ^выхд^вых а / Ц>х а ^вх а •	(9.22)
I 9.7. ОДНО- И ТРЕХФАЗНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Однофазные (рис. 9.21) и трехфазные [9.15] регуляторы (регули-
руемые преобразователи) переменного напряжения могут иметь фазо-
вое или низкочастотное широтно-импульсное управление Измеритель-
ные задачи которые при этом приходится решать, существенно разли-
чаются
9.7.1.	Однофазные регуляторы переменного напряжения
9.7.1.1.	Фазовое управление
Входной ток, а также ток и напряжение на выходе регулятора при
юпьших углах управления сильно искажены и имеют высокие коэффи-
циенты амплитуды [см. рис 7.4, г для чисто активной нагрузки].
Поэтому при выборе измерительных приборов нужно принимать во
внимание указания § 7.2 и 8 1 2. Среднее /„ и действующее /(| значения
тока нужно определять для выбора вентилей и последовательно вклю-
чаемых с ними предохранителей соответственно. Длительность протека-
ния через вентили тока, которая зависит от угла управления а и характе-
ра нагрузки и определяет требования к вентилям по прямому току, из-
меряется по осциллограммам напряжения или тока нагрузки [9.15].
I Активная мощность на входе Рвх измеряется методами, которые
Обеспечивают правильный результат независимо от формы кривой (см.
§ 8.1.2) Однако реактивная мощность основной гармоники Свх (см.
$ 8.1.3) и коэффициент сдвига, измеряемый фазометром (см. § 8.1,4),
Измеряются без погрешностей только тогда, когда сетевое напряжение
4>x не имеет искажений.
Включенный на выходе регулятора ваттметр активной мощности без
Фильтра нижних частот измеряет сумму активных мощностей основной
и высших гармоник Двых. Следовательно, потери в регуляторе состав-
ляют (Рвх - Рвых). Активная и реактивная мощности основной гар-
моники ДВЫХ1 и Свых1 должны определяться приборами, которые со-
185
Рис. 9.21. Схема измерения параметров преобразователя переменного напряжения
ФНЧ — фильтры низких частот
держат фильтры нижних частот тока и (или) напряжения (см. § 8.1.2.3
н § 8.1.3). По этим величинам можно рассчитать коэффициент сдвиг,
на выходе (см. § 8.1.4), причем утоп сдвига основной гармоники ток
на выходе больше, чем на входе, кроме случая а = 0, когда они равнь
9.7.1.2.	Широтио-импульсиое управление иа низкой частоте
Напряжения, токи, мощности и другие параметры можно измерит
с помощью показанной на рис. 9.21 схемы во время включенного и вы
ключенного состояний обоих тиристоров, если длительность этих состо :
ний позволяет производить считывание показаний с приборов. В случа
необходимости можно на время измерений прекратить работу систем
управления, оставив тиристоры включенными, если только при этом н
произойдет изменения тока по сравнению с его величиной при кратковр
меиных включениях в процессе регулирования. При работе регулятор
с помощью осциллографа можно наблюдать кривые напряжения и ток
а также измерять длительность интервалов включения и выключени
Но если длительность интервалов колеблется, можно с помощью сч 
чика активной мощности и потребляемой реактивной энергии, прове
измерение в течение многих циклов переключения, определить средни
значения активной и реактивной мощностей.
9.7.1.3.	Бесконтактный ключ переменного тока
В таком устройстве два встречно-параллельных тиристора, как н.
рис. 9.21, включаются только в моменты перехода через нуль приложе
ного напряжения, т. е. при а = 0; измерению подлежит прежде всего на
грузочная способность по напряжению (при запертом состоянии тирис
торов) и по прямому току (при открытых тиристорах). Для того чтобь
существенно уменьшить большие потери в нагрузке, получающиеся при
испытаниях ключа с одним высоковольтным и сильноточным источнике
питания, можно применить ’’синтетическую” схему испытаний. В тако
схеме используются два источника: высоковольтный трансформато
который рассчитан на малые токи, соответствующие закрытому состо
нию ключа, и обеспечивает требуемое во время испытаний напряжени
и сильноточный трансформатор с низким вторичным напряжением, к<
торый обеспечивает нагрузку ключа по прямому току [9.16].
186
9.7.2.	Трехфазные регуляторы переменного напряжения
Напряжения и токи в отдельных фазах измеряются аналогично тому,
ак это делается в однофазном регуляторе (см. рис. 9.21). На рис. 9.22
доказано подключение измерительных приборов, а в табл. 9.3 приведены
Некоторые рекомендации для измерения активной и реактивной мощнос-
тей основной гармоники всех трех фаз.
Г Активную мощность на входе можно определить по схеме двух ватт-
Ветров, причем эта схема пригодна и при искаженном напряжении сети.
Ври синусоидальном напряжении эту схему можно применять также и
тогда, когда подключенная к нулевому проводу нагрузка симметрична,
так как протекающие в этом проводе токи гармоник 3-й, 9-й и т. д. не
влияют на активную мощность (а также и на реактивную мощность ос-
новной гармоники). При отсутствии нейтрали можно создать ’’искусст-
венную” нулевую точку с помощью трех сопротивлений R' (рис. 9.22,б),
так сумма трехфазных напряжений сети в любой момент времени рав-
на нулю [см. (8.51)]. Поэтому эти напряжения должны быть симмет-
ричны и не должны содержать гармоник 3-й, 9-й и т. д.
На выходе преобразователя метод двух ваттметров для измерения
ктивной и реактивной мощностей основной гармоники не применим,
htc. 9.22. Схемы измерения параметров трехфазного преобразователя переменного
я женил. Напряжение сети неискаженное и симметричное.
а - измерение активной мощности; б - измерение реактивной мощности основ-
ой гармоники
187
Таблица 9.3. Схемы измерения активной Р и реактивной Q мощностей
основной гармоники, потребляемых преобразователями по схеме рис. 9.22
Схема трехфазного преобразователя пе- ременного напряжения	Номера схем в табл. 8.3 Нагрузка		—			 Измерение цзмерение на выходе иа входе р 01 р	Qi	
На 6 тиристорах или на 3 тиристорах и 3 диодах без нуле- вого провода На 6 тиристорах с нулевым проводом	Симметричная	2	5	2 Несимметричная	4	7	2 Симметричная	15	2 Несимметричная	3	6	2	2 с конденсатором ’ иФНЧ (см. рис. 9.22.^
поскольку в кривой напряжения возможны паузы, когда мгновенн
напряжение равно нулю
9.7.3.	КПД регуляторов
Полный КПД
Л = Твых/Твх	(9.23
представляет интерес тогда, когда высшие гармоники выходного тока
также производят полезную работу, как, например, при питании наг
нательных установок. Этот показатель определяет также потери в прео
разователе.
КПД по основной гармонике
i?i _^вых1/^вх	(9.24
важен в тех случаях, когда полезную работу производит только ток ос-
новной гармоники, например, при регулировании вращения асинхрони
го двигателя.
При измерении КПД прямым методом выходная мощность Рв
или ?вых1 и входная мощность Рвх определяются непосредственно дв1
мя ваттметрами, при этом, как уже упоминалось в § 9.1.1, возможь
существенные погрешности в измерениях.
Косвенный метод годится только для определения полного КП
Этот метод точнее, и при его использовании требуется меньшая moi
ность (см. § 9.4.3). Потери в вентильном блоке от протекания раб
чего тока измеряются при коротком замыкании выходных выводо
трех цепочек со встречно-параллельно соединенными тиристорами и при
номинальном переменном токе [1.79]; потери холостого хода опред
пяют при пониженной нагрузке. Потери в вентильном блоке можно та
же рассчитать, суммируя потери открытого и закрытого состояний в от-
дельных тиристорах. При расчете необходимо также учесть потери в си
теме управления, устройствах защиты, в коммутационной аппаратур
188
измерительных приборах и в трансформаторе. Полный КПД составит
т? = 1 - Д/У/’вх.	(9.25)
где ДР — сумма всех потерь мощности.
9.8. ГАРАНТИИ РАБОТОСПОСОБНОСТИ И НАДЕЖНОСТЬ
Для некоторых специальных применений приборов и установок силовой элект-
роники важную роль играют гарантии качества и надежность.
Место, занимаемое испытаниями приборов и установок в системе контроля
качества агрегатов бесперебойного питания, показано на рис. 9 23.
При выборе методов испытаний приборов или установок, которые изготавли-
ваются в массовых количествах, особое значение приобретает экономичность» Важ-
Приемка
в эксплуатацию
Рис 9.23. Система контроля качества агрегатов бесперебойного питания [9 17]
189
Таблица 9.4. Программа испытаний источника питания
со стабилизированными выходным напряжением или током
(пример схемы — см. рис. 9.16)
Контролируе- мый параметр	Режим конт- роля	Вводимый узел	До по л нител ьные условия измере- ния	Результат контроля
Стабилизиро- ванное, на- пряжение или ток	1. Входное напряжение а) медленное изменение	Регулируемый трансформатор	Rumbi и &нтах	Отклонение от установившс ся значения
	б) скачок 2. Нагрузка Яи:	Трансформатор с переключени- ем отводов		
	а) медленное изменение б) скачок	Изменяемая на- грузка Резистор после; довательно с тиристором	^вх min и ^вх max	То же W V
	в) повто- ряющееся изменение	Изменяемая нагрузка		Исключени ранних отка зов
	3. Окружаю- щая темпе- ратура	Термостат	g § я Е ь\в Ё | J5 х Ь а;	Отклонение от заданного значения
	4. Измене- ние уставки	Изменение сиг- нала уставки или импульс	То же	То же
Ударный ток при включе- нии	5. Включение	Встречно-парал- лельные тирис- торы ТК	Изменение угла управления	Достижени предельного значения
кпд	6. Номиналь- ная нагрузка	Изменяемая нагрузка	Номинальное входное на- пряжение	Измеренное значение
Выходное сопротивле- ние	7. Изменение нагрузки	Г и mR	Различные час- тоты	То же
Емкость меж- ду входом и выходом	8. Перемен- ная частота на входе	Генератор звуко- вой частоты	—	То же
ными факторами при этом являются необходимые трудозатраты, расход и стс
мосте энергии, использование имеющихся в наличии установок (например, для
190
куперации энергии) и т. д. Поэтому необходимо проанализировать по возможности
максимальное число вариантов испытательных программ для выбора оптимальной.
В табл. 9.4 приведен пример испытательной программы для источника питания со
стабилизированным выходным напряжением (или током), которая предполагает
использование схемы, изображенной на рис. 9.16. Функции основных элементов та-
кой автоматизированной испытательной установки показаны на рис. 9.24. Такие
управляемые с помощью ЭВМ испытательные установки особенно удобны, если
Испытания требуют частых и глубоких изменений параметров нагрузки, например,
для выявления ранних отказов [9.20] Примеры схем испытаний с уменьшенным
потреблением энергии были приведены иа рис. 9.10 и 9.18.
Для выбора наиболее удовлетворительного варианта про1раммы испытаний
и испытательной установки может служить схема алгоритма (рис. 9.25).
Программа
испытаний
Рис. 9.24. Функции составных частей автоматизированного рабочего места для испы-
таний стабилизированных источников питания. Результаты измерений могут выда-
ваться процессором в виде:
I - распечатки протоколов испытаний; 2 - распределения испытуемых изделий
по классам качества; 3 - статистической обработки результатов
Старт
/ 1 Постановка задачи /
2 Определение числа испытуемых образцов N
и длительности единичного испытания 1исп
|з Выбор возможных методов испытаний!
г~
Рис. 9.25. Схема алгоритма для определения оптимального метода испытаний [9.18]
191
4 Экономическая оценка выбранного метода - мини-
мум стоимости энергии и потребляемой реактивной
мощности, использование имеющегося оборудования,
затраты времени и т.д.
рЗ Предварительный выбор метода |
Нет
Воз
Да
Да
Нет
аключен;
договор
8 Оправданы ли
затраты средств на пред-
приятии?
7 Будет ли
выдержан допустимый
COSQ?
Да
9 Согласуются
ли метод испытаний и испыта -
тельная установка’
10
МОЖИН ли
испытания на
другом
предпри-
ятии?
Реализуем
ли метод практи-
аппаратура, затраты
чески {.параметры ис-
точника питания, требуемая
труда и др.)?
12 Проведение испытаний
по выбранному методу
I —
13 Оценка и доказатель-
ство надежности
Стоп
Рис. 9.25 (окончание)
Глава деситаи
ИЗМЕРЕНИЯ В ПИТАЮЩЕЙ СЕТИ
10.1. ВЛИЯНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НА СЕТЬ
Потребляемый преобразователем от сети ток содержит высшие гар-
моники, оказывающие в широком частотном диапазоне нежелательное
воздействие, хотя их амплитуда с ростом частоты быстро снижается.
В диапазоне частот до 1 кГц основную роль играет ’’сильное” воздействие
Ьысших гармоник, так как онн вызывают падения напряжения на пол-
ном сопротивлении сети, которые искажают сетевое напряжение. Ниже
описываются способы определения этого влияния на сеть Может также
оказаться необходимым измерение колебаний напряжения сети, которые
возникают из-за быстрых изменений фазы потребляемого от сети тока
(например, регулируемыми преобразователями для электропривода)
или вследствие периодического включения и выключения тока при ши-
Ьтно-импульсном управлении на низкой частоте.
2 Методы определения влияния помех на слаботочные информационные
устройства, вызываемых высшими гармониками, и имеющих частотный
спектр до нескольких мегагерц, рассматриваются в §10 3.
10.1.1.	Высшие гармоники тока и напряжения сети
В Приборы для измерения токов высших гармоник рассмотрены в
§ 7.3. Измерительный шунт, с помощью которого измеряются токи выс-
ших гармоник, должен иметь постоянную времени не менее КГ5 с
(86111)
Напряжения высших гармоник Uv в сети также можно измерять упо-
мянутыми приборами. Но можно также их оценить путем измерения то-
ков высших гармоник lv и расчета по схеме замещения, в которой ре-
активные (при частоте 50 Гц) и активные сопротивления сети относи-
тельно выбранной точки подключения показаны для случая наихудшего
•асположения остальных потребителей (рис 10.1).
Например, при значениях параметров, указанных в подписи к рис. 10.1,
получаются следующие значения напряжений высших гармоник:
для однофазных установок, включенных между фазой и нейтралью,
Uv = [0,402 + (у O,25)2]'I2Iv	(10.1)
для трехфазных установок, подключенных без использования нейтрали,
Uv = [0,242 + (V - 0,15)2]I/2Zv ,	(10.2)
Где Uv - в вольтах, Iv — в амперах.
I Необходимая точность при таких измерениях и расчетах характеризу-
ется, например, следующими данными: для электросетей в бытовых по-
мещениях с погрешностью не более 5% содержание высших гармоник в
Кривой напряжения при холостом ходе и при номинальной мощности
Должно быть не более 0,9% для 3-й и не более 0,1% для гармоник с 11-й
По 40-ю [1.87].
13—5201
193
Рис. 10.1. Пример схемы замещения сети.
для низковольтной сети 380 В 50 Гц: R =0,24 Ом, ЛЛГ=0,160 Ом, X=0,15 Ом
A^ = 0,10 Ом; для сети 16 кВ, 50 Гц: воздушная линия Я =3 Ом; Х=5 Ом; кабеле
ная линия R = 0,8 Ом; X = 1,4 Ом
Рис. 10.2. Структурная схема прибора для измерения высших гармоник [10..;
Изображенная на рис. 10.1 схема замещения соответствует простейш
му случаю, когда имеется лишь один потребитель. В действительное t
необходимо рассматривать разветвленную сеть с большим числом пот
бител ей в нескольких местах подсоединения. Каждый из этих потреби
лей может содержать преобразовательные установки с фазовым упр-в-
лением, причем углы управления этих установок могут не иметь как, и-
либо закономерной связи друг с другом Это может привести к части
ному взаимному подавлению высших гармоник.
Оценку напряжений высших гармоник, которые можно ожидать в по-
добных случаях в низковольтной распределительной сети, можно по;,
чить с помощью модели, параметры которой определяются параметра
рассматриваемой сети. Для измерения параметров сети потребители под-
соединяются к различным точкам и возникающие в этих точках напряж
ния высших гармоник измеряются, например, с помощью показанного
на рис. 10.2 устройства. Фильтр Ф выделяет измеряемую высшую гармо-
нику напряжения. Действующее значение этого напряжения определяет я
цифровым вольтметром LIB, а его фаза относительно фазы напряжен i
сети — с помощью измерителя временных интервалов ИВИ. Вычислите"
ное устройство ВУ записывает оба измеренных значения на магнитн й
ленте и включает или отключает нагрузку в заданные моменты времс ы
[10.2].
В установках, потребляющих быстроизменяющийся ток, наприм
в преобразователях для реверсивного электропривода или контакт
сети электрифицированных железных дорог, можно записать токи по-
мех с помощью магнитофона; после этого основная и высшая гармоник 1
измеряются в отдельности.
10.1.2.	Отклонение от синусоидальной формы кривой
Сильное отличие мгновенного значения напряжения сети от синусе
дальной кривой, как уже упоминалось в § 1.4.1.1, показывает, что ве
мый сетью преобразователь вызывает недопустимо высокие или ШИГ '
194
кие ’’провалы” в напряжении сети. Измерение отклонения от синусоидаль-
ной формы возможно путем включения и выключения мощных конден-
саторов и (или) фильтров и наблюдения при этом за формой кривой
напряжения.
Осциллографические методы позволяют непосредственно определить
искажения формы кривой напряжения, однако получение изображения
за длительный период времени возможно только с помощью фотографи-
рования. На рис. 10.3,о показан один из возможных методов измерений:
на входы двухлучевого осциллографа подаются искаженное напряжение
сети ц. и его основная гармоника пс1, получаемая с помощью фильтра
нижних частот ФНЧ и фазосдвигающей цепи ФСЦ (для корректировки
фазы).
При электронном измерении (рис. 10.3, б) основную гармонику ис1
гак же получают с помощью фильтра нижних частот ФНЧ и фазосдвигаю-
щей цепи ФСЦ. Дифференциальный усилитель ДУ усиливает мгновенное
!начеиие отклонения (ис - пс1) и затем это отклонение и напряжение
первой гармоники выпрямляются. Пиковый вольтметр ПВ определяет
1мплитудное значение 1ц. - wcilmox- Затем с помощью делителя Л опре-
деляется относительное значение отклонения
д„ = к	(10.3)
х/2 41
10.1.3.	Измерение напряжения сети
I Если ведомый сетью преобразователь быстро переводится из режима
ыпрямления в режим инвертирования, сеть нагружается большим удар-
1Ым реактивным током. Этот случай имеет место, например, при пита-
ли от преобразователя цепи якоря машины постоянного тока, когда ма-
чина переходит от двигательного режима к режиму торможения сетью,
'еактивный ток вызывает падение напряжения на индуктивном сопро-
Ивлении сети, так что напряжение у остальных потребителей оказыва-
тся пониженным. Широтно-импульсное управление на пониженной час-
оте, которое часто применяется в бытовых электроприборах, при управ-
195
« тАк-жр вызывает колебания напг
Z	1'сетевого напряжения особенно неп{,
!ТсХвшо«я на работе осветительных установок с лампами н
наливания, где колебания напряжения с частотой ниже 25 Гц воспр,
нимаются как мерцание (фликер-эффект). В этом случае недопустим
колебания напряжения сети выше граничной кривой, которая определи
ет максимально допустимое относительное изменение напряжения в
функции частоты мерцания [10.4, 10.5]. При нерегулярных колебания
этот метод оценки неприменим и необходимо переходить к измерени
дозы мерцания с помощью специальных приборов
Колебания напряжения можно определить непосредственно воль
метром, к точности которого, очевидно, должны предъявляться повы-
шенные требования. Если, например, необходимо измерить ’’провал
напряжения, равный 1%, с максимальной погрешностью 5%, то нуж
иметь измерительный прибор с максимальной погрешностью 0,5 х
х 0,01 =0,05%.
Менее точно можно определить изменение амплитуды по осциллогр^ ,.
ме сетевого напряжения, полученной при низкой скорости развертк
такая осциллограмма показывает также частоту изменений.
Если нужно установить, превышают ли колебания напряжения ма -
симально допустимое значение, можно использовать один из двух спо-
собов:
а)	на основе измерения тока. В этом случае измеряются активна и
реактивная компоненты /1а и /,р основной гармоники тока сети
(см. § 7.3), а также напряжение U" в точке подключения потребит 1я
при наличии тока. В качестве максимально возможных задаются Z-cxef ы
замещения сети (например, типа показанной на рис. 10.1). Тогда отнс и-
тельное изменение напряжения сети (по отношению к напряжению хол -с-
того хода | U’ | не превышает значения
bU_ = j _ _ 1£"1__________________
l£'l	IZ(Tia + Д1р) * U"l
(10.4)
Для однофазного потребителя, включенного между фазой и нейтрал
— = R + RN + i + XN> •	(Ю 5
для симметричного трехфазного потребителя
Z = R + /X;	(Ю.6 >
б)	на основе измерения напряжения в эквивалентной схеме. Последы
вательно с испытуемым потребителем включается сопротивление, зкви
валентное сопротивлению сети, которое можно определить по схеме за
мещения. Падение напряжения на эквивалентном сопротивлении, изм<
ряемое при номинальном токе, равно максимально возможному сниже
нию сетевого напряжения. При чисто активной нагрузке достаточе
включить эквивалентное активное сопротивление, равное R или R + R \
Если частота изменений тока слишком высока для непосредственного
измерения, можно на короткое время отключить управление, чтобы п
196
требляемый ток установился, но это возможно только в случае, если
потребляемый ток при этом не изменится по сравнению с максимальным
гоком при нормальном режиме работы установки.
10.1.4.	Зависимость полного сопротивления сети от частоты
Поскольку сопротивление сети зависит от частоты [10.3, 10.6], воз-
можны резонанс при частотах одной или нескольких высших гармоник
fjt, как следствие, значительные перенапряжения (рис. 10.4). Для устране-
ния таких перенапряжений измеряют полное сопротивление сети в диапа-
зоне от 100 Гц до нескольких килогерц и затем в точке присоединения
потребителя подключают фильтры, настроенные на те высшие гармоники
потребляемого тока, которые могут вызвать резонанс.
Методы измерения сопротивления сети при частоте 50 Гц здесь не рас-
сматриваются, так как эти измерения не характерны для силовой элект-
роники [10.7, 10.8]. Зависимость полного сопротивления сети от час-
тоты можно определить с помощью генератора Г переменной частоты,
который подключен к сети через конденсатор С (рис. 10.5, а) При этом
смеряют напряжение Uv и с помощью шунта Rs ток Iv v-й гармоники.
Затем определяют
Zcl> = Uv/Ip.	(10.7)
Ниже в качестве примера приведены некоторые данные для этой схемы.
100 Гц	1 кГц
(2-я гармоника)	(20-я	гармоника)
Хс...................	16 кОм	1,6 кОм
Zcp........ 0,64 Ом	5,0 Ом
Гр........... 6,3	мА	63 мА
VR$........	63 мВ	0.63 В
Uv_________ 4,0 мВ	0,32 В
С помощью схемы, показанной на рис. 10.5, б, можно отдельно опреде-
лить активную RcV и индуктивную XcV компоненты полного сопротив-
ления сети [10.6]. Для определения сопротивления RcV на входы умножи-
теля М подаются напряжения которое пропорционально току Iv
и Uv\ фильтр высоких частот ФВЧ подавляет напряжение с частотой
50 Гц Обозначим произведение этих напряжений через Ua:
Ua = k1URSUvcoSifv,	(10.8)
ТДе <pv — фазовый угол между URS и Uv (см. рис. 10.5, в).
Поскольку
Urs=Rs1v	(10.9)
и
t/pcos<Pp = RCVIV ,	(10.10)
из (10.8) следует:
Ua = kxRsIlRcV.	(10.11)
197
Рис. 10.5. К измерению зависимости сопротивления сети от частоты:
а — измерение 2С|Л; б - измерение XcV и в - векторная диаграмма для с>
мы б‘ I - сторона сети; II - сторона измерений
Таким образом, если ток Iv поддерживается постоянным, то по I
можно определить RcV.
Для измерения Хс1, на входы умножителя подают Uv и URp и получают
Ua, = k2UvURpcos<p,	(10.1
где
V = <РС + 4>v	(10.13)
— фазовый угол между Uv и URp (рис. 10.5,в).
Если Uc > Uv и Uc > URS, то ч>с « 90° и
Ua, =	= ~kiURplvXcx.	(10.143
Таким образом, если действующие значения напряжения URp и тока
поддерживаются постоянными, то ХсГ пропорционально Uat
В качестве генератора Г может служить, например, регулируемый ге
нератор с усилителем мощности на частоты от 100 до 3000 Гц или вращаю
щийся генератор повышенной частоты, который при свободном выбеге
в процессе остановки вырабатывает напряжение понижающейся частоты
[Ю.9].
198
рис. 10.6. Преобразователь переменного тока на встречно-параллельно включенных
тиристорах с принудительной коммутацией для получения токов высших гармоник:
а - схема; R — ограничительное сопротивление; б - кривая напряжения ир с
провалами
В качестве генератора токов высших гармоник может служить также
регулятор переменного напряжения с принудительной коммутацией
I (рис. 10.6, а) [10.3] Такой регулятор потребляет из сети ток примерно
прямоугольной формы, который содержит основную и нечетные высшие
гармоники н вызывает соответственно почти прямоугольные провалы
в кривой напряжения шириной д и глубиной Н (рис. 10.6, б). Зависи-
мость полного сопротивления сети от частоты в этом случае также мож-
но измерить по схеме рис. 10.5, б. С помощью такого регулятора пере-
менного тока на мощных тиристорах можно получать гораздо большие
токи высших гармоник, чем, например, с помощью генератора и усили-
теля на транзисторах.
10.2.	ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЯ НА СТОРОНЕ СЕТИ
При выборе диодов н тиристоров для преобразовательных установок нужно
учитывать, что допустимое напряжение вентилей должно превышать задаваемые
установкой воздействия на известную величину.
Нагрузочная способность вентилей по напряжению, т. е. предельные значения
неповторяющегося импульсного обратного и прямого напряжений в закрытом
состоянии (см. § 3.1.1.2), критическая скорость нарастания прямого напряжения
(см. § 3.4.4), повторяющаяся и иеповторяющаяся максимально допустимые им-
пульсные перегрузки в области пробоя для лавинных вентилей (см. § 3.1.4) за-
даются изготовителями вентилей или могут быть проверены.
Воздействующие на вентили установки напряжения зависят от амплитуды, энер-
гии н скорости нарастания перенапряжений в точке подсоединения преобразователя
к сети, причем эти воздействия могут быть снижены с помощью различных защит-
ных мер, например введением /?С-цепочек. Ясно, что выбирать вентили, исходя
только из редких, особо высоких перенапряжений, не экономично. Поэтому важно
также знать распределение вероятности перенапряжений. Ниже рассматриваются
соответствующие методы измерения.
Для того чтобы установить, что защитное устройство, например ЛС-иепочка,
эффективно подавляет импульсы перенапряжения, можно провести описываемые
Ниже измерения с помощью импульсного генератора помех.
10.2.1.	Амплитуда
Приборы записывающего типа. Приборы этого типа регистрируют напряжение
сети путем записи иа вращающемся валике. Запись каждую секунду стирается, од-
иако в случае аварии или превышения заданного уровня напряжения запись оста-
ется и переносится на бумагу.
199
$5 Сч
Рис. 10.7. Пороговые устройства для измерения перенапряжений [10.13]:
а — демпфированный делитель переменного напряжения; б — активно-емко
ный делитель постоянного напряжения; в измерительная схема
Электронные регистраторы записывают напряжение сети в цифровой форм
регистр сдвига, и запись в соответствии с обстоятельствами либо каждую секун
стирается, либо выводится на экран осциллографа.
Приборы обоих типов позволяют сохранить запись процесса в течение кор
кого времени до начала аварии или перенапряжения.
Устройства для измерения уровня [10.13, 10.14], Если нужно установить, как
часто в течение заданного времени напряжение превышает определенный ypoi снь
может применяться схема рис. 10.7.
Для обеспечения работы прибора в сетях с различным напряжением служат
костные делители напряжения. Уровень напряжения задается потенциометр
Если появляется импульс перенапряжения, срабатывают все те переключатели 55
(например, триггеры Шмитта), пороговый уровень которых меньше, чем амп.
тудное значение воздействующего напряжения. Эти переключатели выдают сигнал
на входы сетчиков СЧ и по окончании перенапряжения возвращаются в исходи
состояние. На записывающем устройстве регистрируются величина и моменты по-
явления перенапряжений, так что можно выявить корреляцию перенапряжени
моментами коммутации, с ударами молнии и т. п.
Приборы для моделирования мешающих воздействий. С помощью этой труп
приборов можно моделировать кратковременные изменения, а также полны
пропуски напряжения сети длительностью от 1 мс и более.
Прн таких исследованиях импульсы, вырабатываемые специальным генер
тором, накладываются на напряжение сети. При этом можно определить, достато
но ли эффективно действуют устройства для подавления перенапряжений, как и'
пульсы помехи влияют иа устройства обработки информации и т. д. Параметр
импульсов в случае необходимости могут изменяться в широких пределах в зав
симости от решаемых задач.
10.2.2.	Энергия
На рис. 10.8 показана схема измерения энергии ударного воздействия, которо
может возникнуть, например, при размыкании индуктивной цепи (индуктивно
ти L) выключателем S. Вместо нагрузки Н к исследуемой цепи рис. 10.8, а под
ключается конденсатор С и импульсный вольтметр ИВ (рис. 10.8, б). Энергия И
ударного перенапряжения может быть найдена из соотношения
W = <»015
где Um - показания импульсного вольтметра; - номинальное выпрямлена
напряжение [1.74,1.75].
200
►ле. 10.8. Схемы измерения энергии при пере-
напряжении, получаемом в момент раэмыка-
пгч ключа
а)
5)
10.3.	МЕШАЮЩИЕ НАПРЯЖЕНИЯМ РАДИОПОМЕХИ
К Высшие гармоники тока, потребляемого преобразователем, могут вызывать
недопустимые помехи из-за гальванической, индуктивной или емкостной связи
в устройствах, которые подключены к той же сети или просто расположены ря-
[ом. Такие помехи могут нарушать работу радиоуправляемых устройств, установок
[альней связи, линий проводной связи, расположенных рядом с контактной сетью
юстоянного или переменного тока электрифицированных железных дорог и т. д.
Переходные процессы при включении и выключении тиристоров имеют длитель-
ность порядка нескольких миллисекунд. При этом возникают колебания с радио-
астотой, которые вызывают названные выше помехи. Однако при частотах выше
0 МГц помехи, вызываемые преобразователями, заметно снижаются.
Предельные значения напряжений помех приведены в соответствующих публи-
ициях [1.79, 10.15].
Приборы для измерения напряжений радиопомех работают в диапазоне частот
_Ьт 15 кГц до 10 МГц и выше. Они измеряют действующие значения синусоидальных
Ёамплитудное значение импульсных напряжений.
1итание таких приборов осуществляется от сети через сетевые фильтры, задер-
пощие помехи, которые могут проникнуть со стороны сети через цепь питания.
1етоды измерения помех, вызываемых преобразователем, незначительно отли-
ся от обычных методов измерения радиопомех н основаны также на использо-
и приборов, обычно используемых для измерения напряжения помех и напря-
[Я шумов. Поэтому здесь достаточно указаний на соответствующую литерату-
1.12, 1.81, 1.89, 10.15, 10.16]. Для стабилизированных источников питания раз-
работаны специальные методы измерения мешающих воздействий, которые корот-
ко описываются ниже 1.78].
Измерения рекомендуется проводить с помощью измерительного моста, пока-
занного на рис. 10.9. Когда переключатель находится в положении 1, измеряется
ас. 10.9. Схема измерения радиопомех (по [1-78]) :
Ф - сетевой фильтр; ИП — испытуемый преобразователь; Н - нагрузка; Р —
^мерительный прибор; С > 0,01 мкФ, К 1,5 кОм
201
Рис. 10.10. Сетевые фильтры [1.78]:
а - для тока до 25 А; б — для тока от 25 до 100 А (/мэм — измерительный
бор)
напряжение помех на входе испытуемого устройства, при положении 2 — на е >
выходе.
На рис. 10.10 изображены сетевые фильтры, сопротивление которых между каж-
дой фазой и землей со стороны выхода должно быть равно (150 - 20) Ом и фаз -
вый угол ие более 20 .
Интенсивность электромагнитного поля, излучаемого источником тока, измерять
обычно ие нужно, так как если помехи от этого источника из-за взаимной связи
проводам лежат ниже максимально допустимого значения, то это почти всегда укч
зывает иа достаточно слабое поле излучения.
ПРИЛОЖЕНИЯ
П1. Индексы в буквенных обозначениях
П1.1. Индексы для силовых полупроводниковых приборов
а	окружающая среда
А	анод
А V	среднее значение (для приборов)
В	база
{ВО}	переключение
{BR}	пробой
с	корпус
С	коллектор
crit	критический
D	1) закрытое прямое состояние
2) сток (для полевых приборов)
3) (на втором месте) невключающий
Е	эмиттер
f	спад
F	прямое направление	(для диодов)
G	управляющий электрод (для тиристоров),
затвор (для полевых приборов)
202
i
к
м
о
Q
к
RMS. (RMS;
s
1) удерживающий
2) (на втором месте) незапирающий
тр-перехоп
катод
(на втором или третьем месте) импульсное значение
разомкнутая цепь
выключение прибора
рост
1) обратное направление
2) (на втором илн третьем месте) периодическая величина
действующее значение (для характеристик и параметров приборов)
исток (для полевых приборов)
1) короткозамкнутая цепь
2) (на втором месте) непериодическая величина
тепловой
проводящее состояние (для тиристоров)
при определенном управляющем напряжении
при определенных условиях в цепи управления (для тиристоров)
П1.2. Индексы для преобразователей, установок, сетей
Латинские и греческие
среднее значение
критический
выпрямленный (или постоянный) ток или напряжение
идеальный
короткое замыкание
номинальное значение
1) постоянная составляющая
2) при холостом ходе
основная гармоника
гармоника и-го порядка
Русские
вентиль
вход
выход
высшие гармоники
линейное, т. е. междуфазное напряжение
нагрузка
1) переменная составляющая или пульсация
2) потери мощности
сеть
трансформатор
1) форма кривой
2) фазное напряжение
П2. Трехязычный словарь терминов и обозначения параметров
силовых полупроводниковых приборов
означение
kritische Stromsteilheit
(3.4.2.4.; 4 1.2.)
Немецкий
Английский
Русский
critical rate of rise of
on-state current
критическая скорость
иараСтания тока в от-
крытом состоянии
203
Продолжение П.2.
Обозначение	Немецкий	Английский	Русский
	kritische Spannungssteil-	critical rate of rise of	критическая скорое
\ d' / crit	heit (3.4.4 )	off-state voltage	нарастания напряже ния в закрытом со- стоянии
Л21Е	Gleichstromverstarkung (5.1.2.)	static forward current transfer ratio	статический коэффр циент передачи тока
	Basisstrom (5.1.)	(continuous) base- cunent	ток базы
' (во)	Klppstrom (3.1.2.)	continuous (direct) breakover current	ток переключения
	KoUektorstrom (5.1.)	(continuous) collec- tor current	ток коллектора
	К ollek tor-lm pulsstrom (5.1.1.)	peak collector cunent	импульсный ток коллектора
7сео	Kollektor-Emitter- Reststrom bei offener Basis (5.1.1.3.)	collector-cutoff cur- rent, base open	обратный ток ко ,- лектора при ра- зомкнутой цепи базы
ZCER	К ollektor-Emitter- Reststrom bei ohmschem Abschlufi zwischen Basis und Emitter (5.1.1.3.)	collector-cutoff cur- rent with specified resistance between base and emitter	обратный ток кол- лектора при задан- ном сопротивлени между базой и эмиттером
'cES	Kollektor-Emitter-Rest- strom bei Kurzschlufi zwischen Basis und Emitter (5.1.1.3.)	collector-cutoff cunent with base- emitter junction short-circuited	обратный ток кол лектора при корот козамкнутой цепи база-эмиттер
'cev	Kollcktor-Emitter-Rest- strom bei in Spcrrichtung angelegter Spannung zwischen Basi« und Emitter (5.1.1 3.)	collector-cutoff current with speci- fied voltage between base and emitter	обратный ток ко., лектора лри задан ном напряжении между базой и эмиттером
'СЕХ	Kollektor-Emitter-Rest- strom bei ohmschem Ab- schluiS und in Sperrich- tung angelegter Spannung zwischen Basis und Emitter (5.1.1.3.)	collector-cutoff current with speci- fied circuit between base and emitter	обратный ток кол лектора при задан ной цепи между базой и эмиттером
	Blockierglcichstrom Vorwartssperrstrom (3.1.1.1.)	continuous (direct) off-state cunent	ток в закрытом прямом состоянии
	Drain(gleich )strom (5.2.1.)	drain (d. c.) current	ток стока
ZDM	Impuls-Drainstrom (5.2 1.)	pulse drain current	импульсный ток стока
fDR	Blockiererholstrom (4.3.2.)	forward recovery current	ток прямого вос- становления
204
[родолжение П .2.
обозначение	Немецкий	Английский	Русский
rss	Drain-Reststrom bei KurzschluB zwischen Gate und Source (5.2.2.)	drain current with gate short-circuited to source	начальный ток стока
ZEBO	Emitter-Basis-Reststrom bei offenem Kollektor (5.1.1.3.)	emitter-cutoff current, collector open	обратный ток эмит- тера при разомкну- той цепи коллектора
rF ZFAV	Durchlafigleichstrom (3.2.) mittlerer DurchlaBstrom, Dauergrenzstrom (3.2.)	continuous (direct) forward current mean forward current	(постоянный) пря- мой ток средний прямой ток
fFG	Vorwarts-Steuerstrom (3.3.)	forward gate conti- nuous (direct) cur- rent	прямой ток управ- ляющего электрода
fFRM	periodischer Spitzen- durchlaBstrom (3.2.)	repetitive peak for- ward current	повторяющийся им- пульсный прямой ток
FRMS	DurchlaBstrom-Effek- tivwert (3.2.)	R. M. S. forward current	действующий пря- мой ток
FSM	Grenzstrom, Stofistrom (3.2.2.)	surge (non-repetitive) forward current	ударный непо- вторяющийся пря- мой ток
rCD	Nichtziindstrom (3.3.2.)	gate non-trigger con- tinuous (direct) current	неотпирающий ток (управляющего электрода)
ZGH	nicht abschaltender Steuerstrom (4.4.2.)	gate non-turn-off current	незапирающий ток (управляющего электрода)
fGQ	Abschaltstcuerstrom (4.4.2.)	gate turn-off conti- nuous (direct) cur- rent	запирающий ток (управляющего электрода)
fGi	Ziindstrom (3.3.1.)	gate trigger conti- nuous (direct) current	отпирающий ток (управляющего электрода)
	Haltestrom (3.3.3.)	continuous (direct) holding current	ток удержания
'l	Einraststrom (3.3.3.)	latching current	ток включения
’r	Spcrrgleichstrom (3.1.1.1.)	continuous (direct) reverse cunent	обратный ток
fcss	Gate-Source-Leckstrom bei Kurzschlufi zwischen Drain und Source (5.2.2.)	gate leakage current with drain short- circuited to source	ток утечки между затвором и стоком
Lv	Cberstrom (3.2.)	overload forward cunent	прямой ток пере- грузки
^RAV, ZR(AV)	DurchlaBstrom in Ruck- mean reverse current wartsrichtung (Mittelwcrt) (4.3.1.)		средний ток в об- ратном проводя- щем направлении
205
Продолжение П.2.
Обозначение	Немецкий	Английский	Русский
ZRG	Rii ckwarts-Steuerstrom, negativer Steuerstrom (4.2.1.; 4.4.1.)	reverse gate conti- nuous (direct) current	обратный ток уп- равляющего электрода
ZRM	Sperrerholstrom (Spitzenwert) (3.4.3.1.)	peak reverse recovery cunent	импульсный ток обратного восста- новления
7RRM	periodischer Spitzens- perrstrom (3.1.1.1.)	repetitive peak reverse current	повторяющийся импульсный об- ратный ток
ZRRM	periodischer Spitzenstrom .repetitive peak in Ruckwartsrichtung	reverse current (4.3.1.)		повторяющийся импульсный ток в обратном про- водящем состоя- нии
7rsm	Stofistrom in Riickwans- richtung (4.3.1.)	surge (non-repetitive) reverse current	ударный неповто- ряющийся ток в обратном прово- дящем состоянии
/т	Durchlafigleichstrom (3.2.)	continuous (direct) on-state current	постоянный ток в открытом со- стоянии
7T(AV)	DurchlaiSstrom-Mittel- wert (3.2.)	mean on-state cunent	средний ток в откры том состоянии
T4GQ	abschaltbarer Durchlafi- strom (4.4.2.3.)	on-state current gate- tum-off capability	запираемый ток в открытом состояг »и
ZT(OV)	Oberstrom (3.2.)	overload on-state current	ток перегрузки в открытом состоян
ZTRM	periodischer Spitzen- durchlafistrom (3.2.)	repetitive peak on- state current	повторяющийся им пульсный ТОК В OTKpi том состоянии
ZTRMS	DurchlafisTrom-Effektiv- wert (3.2.)	R. M. S. on-state cunent	действующий ток и открытом состоянии
7TSM	Grenzstrom, Stofistrom (3.2.2.)	surge (non repetitive) on-state cunent	ударный (неповто ряющийся) ток в открытом состоянии
I2 dr	Grenzstromintegral, Grenzlastintegral (3.2.2.)	I21 for fusing	защитный показател!
PD	Blockierverlustleistung (3.1.1.)	off-state power loss	мощность потерь э закрытом состоянии
PF	Durchlaflverlustlelstung (2.2., 3.2.)	forward power loss	мощность прямых потерь
PG	Steuerveriustleistung (3.3.)	gate power loss	мощность потерь на управляющем электроде
PR	Sperrverlustlelstung (З.1.4.З.)	reverse power dissi- pation	мощность обратны потерь
206
[родолжение П.2.
означение Немецкий
Английский
Русский
Durch labverlust lei stung
in Ruckwartsrichtung
(4.3.1.)
reverse power loss
Verlustleistung in Riick-
wartsrichtung (Mittel-
wert) (3.1.4.3.)
PRzav) Durchlafiverlustleistung
in Ruckwartsrichtung
(Mittelwcrt) (4.3.1.)
mean reverse power
dissipation
mean reverse power
loss
Prq- ₽dq
PRSM
Fl
Aot
г
A
rdr
г
rDS(on)’
[TDS
k
hja
Lijc
'd
'd
Ausschaltverlustleistung
(2.2.)
nichtperiodische Sperr-
verlustleistung, SroB-
Rii ck warts ver 1 ust -
leistung (3.1.4.3.)
Durchlafi verlustleistung
(2.2., 3.2.)
Gesamtverlustleistung
Einschaltverlustleistung
(2.2.)
Restladung (3.4.3.1.)
Block iererhoDadung
(4.3.2.)
Sperrerholladung, Sperr-
verzogerungsladung
(З.4.З.1.)
Nachaufiadung (3.4.3.1.)
Drain-So urce-Wider-
tum-off power loss
surge reverse power
dissipation
on-state power loss
total power loss
turn-on power loss
residual charge
off-state recovered
charge
recovery charge
lag charge
drain-source on-state
мощность потерь в
обратном проводя-
щем состоянии
средняя мощность
обратных потерь
средняя мощность
потерь в обратном
проводящем со-
стоянии
мощность потерь
при выключении
ударная мощность
обратных потерь
stand im eingeschalteten resistance
Zustand (5.2.1.)
Warmewiderstand (2.3.3.) thermal resistance
Gesamtwarmewiderstand
(2.3.3.)
innerer Warmewider-
stand (2.3.3.)
Ziindverzugszeit
(3.4.2.2.)
Verzogerungszeit
(5.1.3.)
thermal resistance,
junction to ambient
thermal resistance,
junction to case
gate controlled delay
time
delay time
мощность потерь в
открытом состоянии
суммарная мощ-
ность потерь
мощность потерь
при включении
остаточный заряд
заряд прямого
восстановления
заряд обратного
в осстано вл ения
заряд запаздыва-
ния
сопротивление
сто к-и сто к в от-
крытом состоянии
тепловое сопротив-
ление
тепловое сопротив-
ление переход среда
тепловое сопротив-
ление переход-
корпус
время задержки
(по управляющему
электроду)
время задержки
207
Продолжение П.2.
Обозначение	Немецкий	Английский	Русский
			
'd(off)	Ausschalt-Verzogerungs- zeit (5.2.3 )	turn-off delay time	время задержки выключения
zd(on)	Einschalt-Verzogerungs- zeit (5.2.3.)	turn-on delay time	время задержки включения
Zdr	Blockiererholzeit (4.3.2)	off-state recovery time	время прямого восстановления
	FaUzeit (5.1.З.;5.2.3.)	fall time	время спада
'f	Abfallzeit (З.4.З.1.)	reverse current fall time	время спада об- ратного тока
?fr	Durchla&erholzcit,	forward recovery	время прямого
	Durchlabverzogerungs- zeit (3.4.1.)	time	восстановления
	Ziindverzugszeit	gate controlled delay	время задержки
	(3.4.2.2.)	time	(по управляю! ис му электроду)
	Abschaltfallzeit	gate controlled turn-	время спада (по
	(4.4.2.2.)	off fall time	управляющему электроду)
	Abschaltverzug	gate controlled turn-	время залаздыпа
	(4.42.2.)	off delay time	ния (по управля щему электроду)
'gq	Abschaltzeit (4.4.2.2.)	gate controlled turn- off time	время запирали (по управляюще- му электроду)
'gr	Durchschaltzcit (3.4.2.2.)	gate controlled rise time	время нарастания (по управляюще- му электроду)
'g<	Ziindzeit (3.4.2.2.)	gate controlled turnon time	время включения (по управляющем электроду)
'off	Ausschaltzeit (5.1.З.; 5.2.3.)	turn-off-time	время выключени
zon	Einschaltzeit (5.1.З.; 5.2.3.)	turn-on time	время включении
'q	Freiwerdezeit (3.4.3.2.;	circuit commutated	время выключения
	4.1.3.2.; 4.3.3.)	turn-off time	(по основной цепи
tr	Durchschaltzcit	gate controlled rise	время нарастания
	(3.4.2.2.)	time	тока при вклю- чении
tr	Anstiegszeit (5.1.З.; 5.2.3.)	rise time	время нарастания
‘n	Spcrrcrholzcit (3.4.3.1.)	reverse recovery time	время обратного восстановления
»s	Spannungsnachlaufzeit	voltage reversal lag	время запаздыва
	(З.4.З.1.)	time	ния обратного нащ жения
208
—			 	 		
Продолжение П.2.			
1 обозначение	Немецкий	Английский	Русский
»s Г(ВО) P(BR'	Speicherzcit (5.1.3.) Kippspannung (3.1.2.) Durchbruchspannung (in Riickwartsrichtung) (3.1.1.)	storage time breakover continuous (direct) voltage (reverse) breakdown voltage	время задержки выключения напряжение пере- ключения (обратное) напря- жение пробоя
F(BR)CIO F'(BR)DSS	Kollektor-Emitter-Durch- bruchspannung bei offencr Basis (5.1.1.) Drain-So urcc- D urch- bruchspannung bei Kurz- schlufc zwischen Gate und Source (5.2.2.)	collector-to-emittcr breakdown voltage, base open drain-source break- down voltage with gate short-circuited to source	пробивное напряже- ние коллектор эмиттер при разомк- нутой цепи базы пробивное напряже- ние сток-исток при короткозамкнутой цепи затвор исток
Гсво	Kollektor-Basis-Span- nung bei offenem Emitter (5.1.1.)	collector-to-base voltage, emitter open	напряжение коллек- тор-база при разомк- нутой цепи эмиттера
FciO	Kollektor-Emitter-Span- nung bei offener Basis (5.1.1.)	collector-to-emitter voltage, base open	напряжение коллек- тор-эмиттер при разомкнутой цепи базы
^CEO(sus)	Kollektor-Emitter-Durch- collector-to-emittcr bruchspannung bei offencr sustaining voltage, Basis und angegebenem base open Kollcktorstrom (5.1.1.)		пробивное напряже- ние коллектор — эмиттер при разомк- нутой цепи базы и заданном токе кол- лектора
^CE(sat) FcF.R	Kollektor-Emittcr- Sattigungsspannung (5.1.2.) Kollektor-Emitter-Span- nung bei ohmschem Ab- schlufi zwischen Basis und Emitter (5.1.1.)	collector-to-emitter saturation voltage collector-to-emitter voltage with specified resistance between base and emitter	напряжение насыще- ния между коллекто- ром и эмиттером напряжение коллек- тор-эмиттер при за- данном сопротивле- нии между базой и эмиттером
UCES	Kollektor-Emittcr-S pan- nung bei Kurzschlufi zwischen Basis und Emitter (5.1.1.)	collector-to-emitter voltage with base- emitter junction short-circuited	напряжение кол- лектор эмиттер при короткозам кмутой цепи база эмиттер
Ш CEV	Kollektor-Emitter-Span nung bei in Sperrichtung angclegtcr Spannung zwischen Basis und Emitter (5.1.1.)	collect or-to-em itter voltage with specified voltage between base and emitter	напряжение коллек- тор-эмиттер при за- данном напряжении между базой и эмит- тером
I Fcfx 14-5201	Kollektor-Emitter-Span- nung bei spezicllen Schal tungsbedingungen zwischen Basis und Emitter (5.1.1.)	collector-to-emittcr voltage with specified circuit between base and emitter	напряжение коллек- тор-эмиттер при за- данной цепи между базой и эмиттером 209
Продолжение П-2.
Обозначение	Немецкий	Английский	Русский
UD	Vorwarts-(Gleich)-Spcrr- spannung, Blockier- gleichspannung (3.1.)	continuous (direct) off-state voltage	(постоянное) иапря жение в закрытом состоянии
UDG	Drain-Gate-Spannung (5.2.)	drain-gate (d. c.) voltage	напряжение сток затвор
UDRM	periodische Spitzenblok- kierspannung; periodische Vorwarts-S pitzensperr- spannung (3.1.1.2.)	repetitive peak off- state voltage	повторяющееся им пульсное напряже в закрытом состоя НИИ
,7t>S	Drain-Source-Spannung (5.2.)	drain-source (d. c.) voltage	напряжение сток исток
^DSM	nichtperiodische Spitzen- blockierspannung; Vor- warts-Stofispitzenspan- nung (3.1.1.2.)	non-repetitive peak off-state voltage	исповторяющееся импульсное напря жение в закрытом состоянии
^DS(on)	Drain-Source-Satti- gungsspannung (5.2.1.)	drain-source-satu- ration voltage	напряжение насы щения сток-исток
ГЕВО	Emitter-Basis-Span-	emitter-to-base	напряжение эмит
	nung bei offenem Kol- lektor (5.1.)	voltage collector open	тер-база при ра- зомкнутой цепи коллектора
	Durchlafigleich span nung (3.2.1.)	continuous (direct) forward voltage	прямое напряже- ние
^FG	Vorwarts-Steuer- spannung (3.3.)	forward gate conti- nuous (direct) voltage	прямое напряже- ние на управляй^ щем электроде
UGD	Nichtziindspannung (3.3.2.)	gate non-triggcr continuous (direct) voltage	неотпирающее на- пряжение (на уп- равляющем элект роде)
UGH	nicht abschaltende Stcuer- spannung (4.4.2.3.)	gate non-turn-off voltage	незапирающее на- пряжение (на уп- равляющем элект- роде
UCQ	Abschaltstcuerspannung (4.4.2.3.)	gate turn-off conti- nuous (direct) voltage	запирающее напря жение (на управ- ляющем электрод-
^GS	Gate-So urce-Span- nung (5.2.)	gate-source (d. c.) voltage	напряжение затвор исток
UGT	Ziindspannung (3.3.1.)	gate trigger conti- nuous (direct) voltage	отпирающее напря жение (на управляв щем электроде)
UR	S perrgleichspannung; Rijckwarts-S perrgleich- spannung (3.1.1.)	continuous (direct) reverse voltage	постоянное обрати* напряжение
vR	Durchlafispannung in Riickwartsrichtung (4.3.1.)	reverse voltage	напряжение в обра ном проводящем состоянии
210

продолжение П.2.
Обозначение	Немецкий	Английский	Русский
lRG	Riickwarts-Steuer-	reverse gate conti-	обратное напряже-
	spannung (4.2.;4.4.)	nuous (direct) voltage	ние на управляющем электроде
I^RRM	periodische Spitzcn- sperrspannung (3.1.1.2.)	repetitive peak reverse voltage	повторяющееся им- пульсное обратное напряжение
LRSM	nichtperiodische Spitzen-	non-repctitive peak	неповторяющееся
	sperrspannung (3.1.1.2.)	reverse voltage	импульсное обрат- ное напряжение
Г	Durchlabgleichspannung (3.2.1.)	continuous (direct) on-state voltage	напряжение в откры- том состоянии
"(TO)GS’ pGSfth)	Ga tc-S о urce-S chleusen- spannung (5.2.1.)	gate-source threshold voltage	пороговое напряже- ние затвор-исток
	Umgebungstempcratur (2.3.)	ambient temperature	температура окру- жающей среды
	Gehii usetemperatur (2.3.)	case temperature	температура кор- пуса
^cf	Kuhlmitteltemperatur (2.3.)	cooling fluid tempe- rature	температура охлаж- дающей среды
к>л	Ersatzsperrschichttempe-	virtual (equivalent)	эффективная экви-
	ratur (Sperrschicht- temperatur) (2.3.)	junction temperature	валентная темпера- тура перехода
Z(th)p	Warmeimpedanz bei Impulsbetrieb (2.3.3.2.)	thermal impedance under pulse condi- tions	тепловое сопротив- ление в импульсном режиме
7 Z(th)t	transiente Warmeimpe- danz (2.3.3.2.)	transient thermal impedance	переходное тепловое сопротивление
^(th)tja	gesamte transiente Warmeimpedanz (2.3.3.2.)	transient thermal impedance, juction to ambient	переходное тепло- вое сопротивление пер вход-среда
|Z(th)tjc	innere transiente Warme- impedanz (2.3.3.2.) Bczigspunkt (2.3.) Schaltverluste (2.2.) ’’sicherer” Arbeits-	transient thermal impedance, junction to case reference point switching losses safe operating area	переходное тепло- вое сопротивление переход- корпус контрольная точка мощность потерь при переключении область безопасной
	bereich (5.1.1.)	(SOAR)	работы

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
К I ЛЛВ1- I
[I -1] Cebovekij, О. О.; Moiseev. L. U.; Sacharov, Ju. Г.: Silovye poluprovodnikovye prihtIT
Moskva: Energija 1975.
[1.2]	Paul, E.’. Halbloiterdiodcn. Berlin: VEB Vrrlag Technik; Heidelberg: Dr. Alfr,.
Hutbig Verlag 1976.
[1.3]	Paul. E.: Transiatoren und Thyriatoren. Berlin: VEB Verlag Technik; Hridi-l|N.r
Dr. Alfred Hiltbig Verlsg 1977.
[1.4]	(Uuindi, Я. K.: Semiconductor power devices. Nuw York, Sydney, Toronto: J<,| ,
Wiley & Sone 1977.
[1.5]	Evseev. Ju. A.: Poluprovodiiikovye pribory dlja moMnyeh vyeokovoltnvcli prcntirs
zovatelnych uatrojatv- Moekva: Energija t978.
[1.61 Hrmprl, H.-Р.: Leiatungsliallileiter-Handbuch. Nurnberg: Semicron internet ion H
1978.
[1.7]	Gerlark, ll'.r Thyristoren. Reihe Halbleiterelektronik. Bd. t2. Berlin, Hvidelb<-|
New York: Springer-V'erlag t979.
[1.8J Einnri/, D.: The power thyristor and its applications. New York, London. Mc<>ra
Hill 1980
[1.9]	Beemfloesung in Netzen durch Eh tchiangen dec ^letungeelektronik. Informal >
tugnng SEV Zurich t974.
[1.10]	Csaki. F.; Ganszku. K.; Ipnits, I. Marti, S.; Power electronica. Budapest: Akadcn,,
Kiad6, t975.
[1.11]	VEM-Handbuvli Leiatiiiigaelcktronik. Berlin: VEB Verlag Technik 1979.
[1-12] Zach, F.: Leiatungeelektronik. Wien, New York: Springer-Vcrlag 1979
]1.13] Hart. II.: Einfiihrung in «lie M>dJte«-linik. 2. XuiL. Berlin: VEB Verlug T«. Ii<
Wiesbaden: Virwi-g & Kohn Vvrlagsg>*4. 1979.
[ I 14| Hofmann. I).. Hiwidlnirb Metltci linik und (Jnalitiitssii-hcrung. Berlin: VEB V-
Technik 1979.
[1.13]	Hofmann, l>., u. a.: McOvvcsen Priiftechnik QitalitatNsirherung. Begriflr und i>.-i
tioneii. Berlin: VEB Vrrlag Technik 19SII.
11.16]	Drrrlmbr. E.; Mcasimg elekt rwelier Energie. B>-rlin: VEB \‘erfag Technik 1973.
11.17]	Taachenburh Elektrotcchnik in hcc|is Biin«len. Bd. 1. Beilin VEB Verlag Tech
Miinclien; Carl Hauser Verlug 1976.
11.IS]	Fruhauf, C'.: Grondlageii <ler elektronisehcn Mi-Bierlnuk. Leipzig: Akndemisili» \
lagsgesellacliaft GerHt & I'ortig KG 1977.
[1.19]	Pflier. PM. Jula>, H.. .Irntsrh. Eiektrisi lie McBgcrate Ill at MeUvernd
4.	Auftage. Berlin. ЦеЫсНмтк. New York: Springer-Vrrlag 1978.
[1.20]	Drwlitu-I, It.: Gnmdlagen tier elektriaclieii M«-I.*tvehnik. 6. Auflugc, Berlin: VEB \
lug Technik 1979.
[1.21]	Paul. E.: Transistor-MeUteebnik. Beilin: VEB Verlng Tca-lmik 196(i.
11 22] Hardin. 1Г. M.. Momcer, L.G.; Suroran. Z. G.; C'lbinA’i). (t. G.: A|>j>arat<irH i un-i«
kontrolja paiHinetrov Kilovyrl) pohiprovodnikovyrh ventib-j. Moskva: Energija l‘>
11.23J Stnljarnlij, E.: Izinercnija parunintrov tniirzistiiriiv. M.. Sfivtskoje Radin l!l71i.
11.24] Autnrvnkollcktiv: Nfessimg eloktrunifli-hrr Parameter an ilidldcitcrlMuelriiw-iit*
Ijcipzig: VEB Ea< hl>iiehv<«rlug 1976.
11-251 JauHszrirnki. S.; Strmtek. If.: Mierriietwo tvn storowe. Wurachan: WNT 1976
11.26] ASMW - Mitglied dec IEC. Eb ktrie 34 (1980) И. S. 270 271-
11-27] IEC 68 Ваню ««nvironmental testing procedures.
11.28] IEC 147-0 ERHentiul ratings and < haracteristics of Hetnieoivtiietor i|evic«*H and gcm i
principliw of iiicHHuring methods. Part 0: General mid irrniinology (196li), Ergiinziu
grn: A (t969). В (1969). C (1973). E (1979).
[1.29] IEC 147-1 Part 1 : Essential ratings and characteristics (1972); Erganzungeii: B(19“
G (1975)
|l-30] IEC 147 2 Part 2. General principles of iih-iiHuring nu-tboils (1963); Erganzungen
(1969). C (1970). D (1972). E (1973), G (1975). H (1976).
[1-31] IEC 147-3 1’art 3: Reference nicthods of measureioent (1970); Erganzung: A (1973
[1.32] IEC t47-4 Part 4: Acceptance und reliability (1976).
]1.33] IEC 147-5 Part 5: Mechanical and climatic test iiintlnnls (1977).
11.34] IEC 148 letter aymboia for Reinii-onductor devii-es and integrated inicrorircini
Second edition (1969); Erganzung: A (1974).
212
 1-35] TEC 271 List af basic terms. definitions and related loathe mat» s for reliability (t974).
,1 j.36] IEC 319 Presentation of reliability <iata on eirrtrnnii- cnnijionents (or parts) (1970);
Erganzung: A (t972).
7] IEC 409 Guide for the inclusion of reliability clatiaes into specifications for compotiriits
(or parts) for electronic equipment (t972).
«j.JS] IEC 410 Sampling plans and procedures for inspection by attributes (1973).
t.39| •*1 RGW 1125-78 Silvovye paluprovodnikovye pribory. Tenniny, oprr<b
bukvennyc ohoznaft-nija.
n.4O] ST 1<G\V 1)35-78 Silovye poluprov<»lnik<»vy e pribory. Ohsfie terhnifeskie tnds>vu-
nija.
[1 И ] ST ROW 1655-79 Silovye jioluprovodnikovyr prilmry. Predel’uo dopustimx e znacuija
i rbarnkteristiki.
П.42] ST RGW 1656-79 Silovye poluprovodnikovy  pribory. Obsfie metody izmcnyiija.
K.43] TGL 200-8160 Halblriterbaui’h'inentc. Bcgriffe di-r Halhleitert rvlinik (3-1968).
11.44] TGL 200-8161 Halbleiterbauelementr. Begriffr.
>||.45] TGL 200 8200 Halbloiterbauelemi-ntr. Kurzzeii-hcn <ler Hal blotter technik (5.1972).
11.46] TGL 200-8295 MeOvorfahrcti fur Halbleitenlioden (9.1978).
[1.47]	TGL 200-8363 MeBverfahren fur Thyristoren (1.1976).
Ip.48] TGL 200-8317 MeBverfahren fur Trannistoren (11.1972).
Ui-49] TGL 26907 Eicktronische Baue.lumenle. DHlrnruckiiw>l<k-syMti>tu zur Bestiinmung d«T
lb-t rirlwziiverlasHigkeit.
nt-50) GOST 18604 74 Trnnzistory. Metody- izuieretiija nlektriteskirh parametrov.
[t.51]G()s'p 20’498-74 Tranzistory poh’vye. Metody izmen-nija ••lektrideskieh p>iraiu<-rr<»v
 1.52] GOST 13377-75 Nadeznoxt v teehnike. Tenniny i opre<lrt>-nija.
[1 53] DIN 40 046 Umweltpriif ungen fiir din Elektrotcchnik.
[1.54] DIN 40 080 (Vornorin) Verfahren und Tobe Hen fiir Attribut-Stnhproliciipninmc
(11.1973).
;|,55] DIN 40081 Trilli: Leilf&len zur ZuvrrUtaigkeit; Baueleiiienti- <ier Eleklnmik, !«<«-
wrisr und pcriodiscbe Priifungcn (lt.t976)
11.56 [DIN 40200 (Entwurf) Begriffe, Nominalwert, Grenzwert. Nun invert und Kenndaten
in der Elektroteeiinik (3.(978).
IL57] DIN 4t781 Gieivhrirhterdiodvn fiir «lie Lcistungselektronik; Begriffr.
[1.58] DIN 41782 Gleichrichterdiodeii; Riclitliuii-n fiir Dateublattangahcn (7.1978) (Ent-
wurf).
11.59] DIN 4t784 Tail t: Thyristoren; Mefl- und Prlifverfahrrti (8.1973).
[1.60]	DIN 41785 Halbleiturbuurleinrntr; Kurzzeichen zur Wruendung in Datrnhlattrm.
[1.61]	DiN 41786 Thyristoren; Begriffa (6.t976).
[1.62]	DIN 41787 Thyriatoren; Richttinicn fdr Datenblatf angaben-
[1.63]	DIN 4t792 Halbleitorbauelementc fur die Nachrii-htrntechnik; MvOv*rrfahrrii.
[t.64] DIN 4t794ZuvwriaasigkeitBangal>en fiir Eiiizel-Hulblcitvrbaueiemrnte him) integra-rtr
Schalt utigrn.
[1.65]	DIN 4t852 Halbleitertechnik; Begriffr (8.1978).
[1.66]	DIN 41854 (Entwurf). Bipolare Transistoren; Begriffa (11. 1976).
[1.67]	DIN 41858 Feldeffekttraneidtoren; Begriffr (t1.1973).
[I 68] DIN 4t862 Halbleiterbauelemente und integnert»* Mikroschaltungen; Mit dvr Т< »п[н--
ratur zuHammenhangende Begriffr.
[1.69]	DIN 41882 Teil 3: Kiihlkorper fiir Halbli'itrrbauelenirntr; MrDvrrfahreii fiir dvn
Wannewiderstand (Entwurf) (t1.1976).
[1.70]	DIN 44470 Halblt-iterl>aiielemente; Angals-n in Datrnbldttrrn und Me0vrrfahn*n.
Zweirichtungs-Thyrietordioden (Diacs) (11.1977).
[1.71]	ll'atiinffer, H-- Stromrichter-Gleii hstromantricbe: Messrn. Aufzeirhnrn. Storungs-
suche bei Inbetriehnahnie und ini Betriel». Heidelberg: Dr. Alfred Hiitliig Verlaa 1980.
[1.72]	IEC 16 C-I-S.P.K. epccification for radio interference in«4№uriug apparatus and niea-
surment methods (1977).
|1 73] IEC 146 Semiconductor convertors (1972).
[1 74] TEC t46-2 Semiconductor eelicomumtated convertors (1974)-
[1 15) IEC 146-3 Semiconductor «liriu-t <1- c. convertors (1977).
[1 76] TEC 411 Single-phaae traction power convert ora (1973)-
[1 77] IEC 411-1 Power convertore for electric traction. Part t: Single phase power i-onvrr-
tora using thyristors (1975).
[1.78] IEC 478 Stabilized power supplies, <1. c. output (1974 - 1976).
[1.79] TGL 200-0608 Stronirichteranlagen. gcrate und Stromrichter
213
t. SOJTOl. 200.1772 К„от.г1.1... г.г.,.Мог..ши,Г. „; oNg.-oWloe 1-. hoio. lv Fonl. ruog..,,
(1.81 ] TGI. 20886 Funkentstorung
(1.82)	ST-RGW 1658 Koinptette thyrirtorgespriste Weehselstromaiitriebv. AHgeinciiii* t.-of,
nische For<i«»rungrn.
11.83]	ST-RGW 1669 Komplette thyristorgesteuertc Gleirhetromaiit rirlie. Allgemi-iiu-
nische Forderungen.
11.84]	DIN 41747 Stabitisierte Stroinversorgungsgcrate, MeDverfaliren.
11.85]	DIN 41760 Teil 1 bis 7: Stroinricbter.
[1.86] DIN 417Б5 Teil I: Uberlagnnmgen attf ciner < lli’ichsfiunnitng; IVriodische Clierlagt..
rungen, Begriffe, MeD ver tali rm.
11.87] DIN 60006 Begrenzung von Rlir-kwirkungen tn StromversfirgungRtwitzen. die diin-h
Elektrogerftte fur den Hausgehraut'b und ahnlirhe Zwecko mi elcktroniscben Sn-ц,..
rungen veruraacht warden.
11.88] DIN 57558 Hidbteiter Stromrichter
[ 1.89]	VDK 0877 Loitsatze fiir das Messen von Funkstorungcn.
[1.90]	Ruetsch, Ch.'. Beziehungcn zwischen Kenndaten und Eligenscliaften von LeistungK
thyristoren. Elektronikvr 9 (1970) H. 5., S. 273 281; H- 6. S. 545 - 355.
11.91]	Kalenda. L.: Dynamirke vlastnoeti vykonovtfch tyristoru. Elektrotechnik (Frag
32 (1977) H-6. S. 178 18£.
[1.92]	Noble, P.G.: Zuin Datenblatt vnn Gleichrichterdioden. Elcktroniker 19 (1980) H j
S. EL 7 EL 13.
[1.93} Noble, P. G.: Zum Datenblatt voiiThyristoren undTriacs. Elektroniker 19 (1980) H [.
S.EL1-EL14.
[1.94]	Jahnke, H..‘ Vergleichende Datenbetrachtung von Gleichruhterdioden. Eloktron-k 2‘t
(1980) H. 13. S. 47 - 52.
[1.95]	Wetzel, P.: Das Thyristor-Datenblatt am Beispicl <les BBC-Thyristors CS8- В1И
Druckschrift Nr. DHS 50330, Lampertheim 1975.
[1.96]	Silizium-Thyristoron. Teil 2: Netzthyristoren 20 A. Siemens-Datenbuch 1977/74
S. 87.
[1.97]	Takeuchi, M.; Igarashi, V-; Komiyama. T.: The 3000 A, 4-kV-high power tlnrisiur
Toshiba Bev. 34 (1979) H. 6.» 8. 430 - 433.
К ГЛАВЕ 2
[2.1]	Hanel, R; WinJet, J.: Anlage ziir automatischvn Erfassung von Sperrkennliti
Messer Steuern Regeln 15 (1972) H- 7. S- 264 268.
[2.2]	Friedrich, E.: KennlinienmcBgerate fiir ETalbleitmlioden. Elektric 21 (1967) Il
S. 254 256.
[2.3]	Li, M. W.; Hoffman de Visme. G.: Voltage/current-characteristic tracer providiu
calibrated axes. Electronic engineering 39 (1967) H- 10, S. 644 - 646.
[2-4] 6’etnenov, G. M.; Vjalit, L. A.: Vlijanie gistereziea vol’t-ampernoj charakteriRtiki
p-n-p-n-struktury na pogrefinost izmerenija nekotoryrh parametrov tiriatorov. EHek
trotec-hnika (1973) H. 9, S. 24 - 25.
[2.5]	Kentdinienechreiber Churakteriscope-Z Typ t676/B. METRTMPEX-Drui-kschrift N
72496.
[2.6]	Ktxapton, J.: Puteed-collector high-current testing wth the 176. Tekscope 3 (1971
H 4. S. 7 - 10.
[2.7]	Curve tracers- Pulsetl high current fixture. Tektronix 1980, S. 23 - 31.
[2-8]	Smulerit О. M.: Opredelenie inoWnostie poter’ v poluprovodnikovyvh pnlxwa
Metrotogija (1979) H. 2, S. 66 59.
[29]	Gulden, F.B.: ’lYiyristoreclialtverluste und ihre Messy ng. Elektrie 26 (1972) if. 4.
S.107 -109.
[2.10]	Forster, E.: Analoge Mesatuig <ler Einsehaltverluste von Thyrtstorrn und iiin* Ab
hangigkeit von wichtigen EinfluOgroBen. Diss. TU Dresden t978.
[2-t 1] During, R.: Elin MvOverfahren zyr Ermittlung <|er Thyristorerhaltverluste. Diss-
ТГ Berlin (West) 1974.
[2.12]	Tant, T., u. a.: Measuring system for dynamic characteristics of semiconductor
switching elements and switching loss of thyristors. IEEE Trans. IA 11 (1975) II. 6.
S. 720 727.
[2.13]	В ojtalla, H.: Direktmeseung von Leistungslialbleitern niittebi rechnrrgcstrmTter
Anlage. Nachnchteneiektronik 30 (t976) H- 2.. S- 35 - 36.
214
[2.14] Schwarz, F. C.: Voulgarie, F. C.; A wide-l»and wattmeter for the measurement and
analysis of power dissipation in eemiconductor switching devices. IEEE Trans. EX 17
(1970) H. 9, 750 - 756.
(2-15] Giiberl, В. A.; A precise four-quadrat mulitplier with subnanosecond response. IEEE
J. SC-3 (t968) H 12, S. 365 - 373.
(2-16] Digital processing oseilloskdpe. Programmable digitizer. Tektronix 1980, S. 46 - 47.
; (2-17) Lotzer, w.: Elektnsche Temperaturinossung. Neue Technik 22 (t980) H. 6/7. S. 21 - 24.
(2.18] Baudier, J. C.; Rischmuller, K.: Dur sichere Arbeitsbereich von Leistungstransistoren.
Elektrotechnik 59 (1977) H- 19. S. 16 25.
(2-19] Hagen, P.: Untersiichung von radialen Temperaturdifferenzen nut Hilfe<k*r Infrarot.-
Strahlung. Diss. ТГ Dresden 1973.
I (2-20] H'emer. K.: Warmeableitung voin Krietali bei Kinzolhalbleitem und IC's. Funkterh-
nik 31 (t976) H. 18. S. 560 - 570.
|2.21 ] Gerber, D.: M«>giichkeiten und Grenzen dur beruhrungsloeen Temperaturtnessiing init
Infrarotstrahien. Naehrichtentechnik-Eiektronik 28 (1978) H< 4., S. t44 - 147.
[2.22]	Danieleson, В. E.: Initial turn-on area of gate-controlled thyristors. Solid-State-Elec-
tronics 22 (1979) H. 7, 8. 659 - 682.
(2.23]	Sze, S. M.: Physics of Semiconductor Devices. New York, London, Sydney, Toronto:
John Wiley & Sons 1969
[2.24]	Paul, R.: Halblciterphyaik. Berlin: VEB Verlag Technik 1974, Munchen: Dr. Alfred
Hilt big Verlag 1976.
[2.25]	Gerlach, B'.: Untereuchungen fiber <li«n Einschalivorgang des Leistungstlivristors.
Tetefuiiken-ZiMtung 39 (1966) H. 3/4, S. 301 - 314.
[2.26]	Bureev, E. F., u. a.: Issledovanie processa vkljuienija p-n-p-n-etruktury s poniosd’ju
registracii recombinacinnogo izlucenija. Fizika i tovbnika putuprovodnikov 3 (1969)
H. U.S. 1638 t645.
[2.27]	Fuse. F.: Infrarot-Beobach tungen dor Zundvorgange in Thyristoren. In: „Dynauiische
Problems der Thyristortochmk, V’DE-Tagung 1971 Aachen1*. Berlin: VDE-Vwiag
GmbH 1971,S.25t-262
[2.28] Sunshine, R. A.: Infrared observation of current distributions in largo ап-u power
transistors. IEEE/IAS t973 Conf, rec., S. 637 - 640.
[2.29]	Zlobin, V. A-, U- a.: fssledovanie raspredelenija t oka v strukt urach moMnych trenzis-
torov. In: ..Primenenie epitaksial’noj technologii v proizvodatve silovych pohipntvod-
nikovych priborov". Toil II, S. 203 208. Tallin t978-
[2.30]	Glvckner, K.; Fullmann, M.: Steuerstromvcrstarkung in Thyristoren init Qiu-rftdd-
emitter. ETZ-B 30 (1978) H. 12. S. 431 433-
[2.31]	Н’оШег, L.: Moderns MOglichkeiten der festkurperpbysikuliechen Infrarot - Bild-
gewinnung. Nai-hrichtentechnik Elektronik 28 (1978) H. 4. 147 150-
[2.32]	Siegel, B. S.: Measuring thermal resistance is the key to a cool semiconductor. Elec-
tronics 51 (1978)H- t. X.121 - 126.
[2.33]	Oettinger, F. E.; Blackburn, D. T,.; Rubin, Sh.: Thermal Characterization of Power
Transistors. IEEE Trans. ED 23 (1976) H. 8, S. 831 838.
[2.34]	Bun'ко. V. A., i dr.: Opredelenie tumperatury j>oluprovodnikovoj strukt ury tiri-
stora v rabotajuMem vvprjamiteie. Izv. v*ysB, uf«b. zav. Elrktromechanikn (1975)
H 4. 8. 401 404.
[2.35]	Teerng, H.Q.; Plumlee, H. R.: Temperature Measurements of ar operating triace
using a gate trigger current technique. IEEE Trans ED 17 (1970) H. 9, X. 761-765.
[2.36]	Simpson, J.H.: Theory of the Temperature coefficient of the forward voltage of a
p-n junction. SCPand Solid State Technology 7 (1964) H. 9, X. 22-25; H. 10. X. 36-47.
[2.37]	Tsemg, H. Q.; Plumlee, If. R.: The forward voltage technique to measure junction
temperatures of ac operating triaca. IEEE Trans. ED 17 (1970) H. 9, S. 753 - 5761.
[2.38]	Otten, H-; Schlegel, E.; IVcitzsch, F.: Zur Brstimmung der ..wahren** Xpcrrschn-lit-
teiuperatur von Tranaistoren. Valvo-Berichte 10 (1971) H. 5, S. 364 - 377-
[2.39]	Tracy. J. G.; Assatil, H. B.: Plasma spread in high voltage inverter grade thyristors.
IEEE/IAS 1976 Conf. rec... S. 45 50.
[2.40]	Dulgich, V. A.: SaFman, M.A., Gurevii, M.K.: Spoaub izmerrnija teiup.-iatiuy
fltrnktury tiristorov. Patent UdSSR Nr. 600483.
[2.41]	Fedotov, Ja. A., i dr.: О kozvennom izmereuii teiuperatury ..gorjalieli pjaten" v
tranzistornych strukturach. Radiotechnika iclrktronika 24(1979) II. 7. S. 1473 - 14 «4.
(2.42]	Kerner, F. S.; Rubacha, E. A.; Sinkevit
storov. Patent UdSSR Nr. 619877.
. I". F.: XjMMuih otbrakovkc mosenych tranzi-
[2.43]
Shunshiro, O.; Kunosuke. A.: Digitalization t>f junctions temperature of thyristor at
normal operating conditions by saw-tooth gute triggering voltage. Trans. Xue. Instr,
and Contr. Eng. 15 (1979) H- 3, S. 408 - 409.
215
[2.44J OetUn'jrr. F. F.; Rubin, Sh.: The use of current gain не an indicator for the forum, Jt
tiot HjH>t и flue to i-.urrent crowding in power transistors. IEEE 10th Ann. Proc. R,.i
Phyeire 1972. S. 12 18.
12.45] llrrnrr. K.; Wdrlher, J.: Autoiiiatieches WarmrwideretandsmcOgerat. Sietneus 7
(1971) H. 10. X. 690 6Я2.
[2.46]	Rubttt, Sh.: Thermal resistance nirusureiui-nts on tiionolittiir and hybrid darlingt
power transistors. IEEE/PEXC 1976, Conf. rec. X. 252 261.
[2.47]	Belzer, H .-J.; Kubitzki,(i.: Vurfahren zur Beetimniung und zur SchncUerkeiiniing
thermiechen Innenwiderstundes bei jeweila typengleichen Ilalbleiterbaueb-in, n,
BRI)-patent Nr. 2044225.
[2.48]	Hildebrandt, B.: Verfahren zur sehnellen Beurteihing den inneren Warmowiderstunc
von Halbleiterbauelemontcn. Patent DOR Nr. 102475.
[2-49] Ccnnokw, Ju. A.; Bredo, Ju. B.: Vskorennaja razbrakovka tablotoCnyx tiristorov
vontilej po UBtanovivAeinusja tvplovomusoprotivloniju- ElektrotechniCeskaja prone
lennost, Herija „Preohrazovatel'naja technika** (1977) H. 6, 2. 20 23.
[2-50] Preufl, H.r Zuverlassigkait elektronischer Einrichtungcn. Berlin : VEH Vrrlag Teclu
1976.
[2-51] Arktnann, И’.: Zuvertussigkoit e|ektronisclu>r Bauelelen lente. Hi’idvii>«rg: Dr. Alfr
Hilthig Verlag 1976.
[2-52] Prjanilcov, V.S.: Prognonirovanio mkazov pohiprovopikovycti priborov. Монку u
Energija 1978.
]2.53) Schaeffner, E.: Zuvertassigkeit. Verfiigbarkeit und Xicherhoit in dor Elektrun
Wurzburg: Vogel-Verlag 197Q.
[2.54] Beaterfield, D. H.: Quality control. A practival approach. Englewood Cliff»: Preniii
Hall 1979.
12.35] Lapp?, R.r Probleine der Zuvorlasaigkeit bei tier Leintungselektronik. Elektne
(1973) H. 12, S. 640 - 642.
[2.56] Burdin, F. M.: Nadeznost silovych poluprovodnikovych priborov. Moskva- Energi
1978.
|2.57] Schwickardi, G.: Langzait-Lebenndaiiervernuche an Leietung8-(p-n-/)-n)-Thyrist<»r»
zur Ert nit thing ihrcH ErhtzeitverhaltenH. Diss. Tvchn. Hochsch. Zdrit li 1971
[2-38] Dietze, IV.; Stein. H.-М.: Untcrsiichung «1ен Einflusses der Stronibeanapruehiiiu
Thyristoren auf das zeitlic.be Verhalten direr Eigenechaftm. J);hh. TV Dresden 197
|2..i9] Brenner, E.: Untersuchung tier ZiivertasRigkrit Htatisrhrr Vniricbter beim EiriHHtz i
Induktionserwaniningsaniagen. Diss. TV Dresden 1977.
[2.6i>] Pfuitcr, S.: HalbicitermeBtei-hnik. Berlin: VEH Verlag Technik 197G; Heidvlbr
Dr. Alfred Hiithig Vorlag 1977-
[2.i>l] Chirk, R. F.; Karataedt, И'. /1Reliability in tlic application» of high power rciiih-o
ductorH IEEE/IAX 1978 Conf. г«ч-. . S. 1050 1055.
[2.*i2{ SESCOS EM Quality. ThoniHOn»CSF 1978.
[2.6 1] (iarmainv, .4. V.; 11‘iter, A.X.; Savkin, A. I.; 7'txh-r. Ju. A.: Kontrol ka< • stv
silovych poluprovodnikovych priborov. Intcrelektro, Konferenz Warxchuu 1’1
Vortrag Nr. 8.
[2.64] Juntjhann, ll’.r Quid it at der Bauclenic.itv - Basis fiir zuvi-rlassigr (jivrate. Mrascn uni
Prtifen/Autoniatik 16 (1980) H. 6., S. 380 385.
[2.63] TGL 14450Statistim-hn QualitatHkontrolic; Stichprobcnplane fiir «lie Attrilnitprufuhi.
[2.GG] TGL 9200 bis 9211 Vmgebungseinfliisse; Grundlegende VingebungBpnifverfahrct
[2.67] Петра. H.-Р.: Qualitatssicherung bei Halblriter-Batudemciitvn der Lvistungselek
tronik ETZ-B 29 (1977) H. 9. S. 277 281
[ 2.681 lieryapi, X. J.; Stureeson, S. Qualitatakontrolie von Hoi-hleistungsthyrieton-n. ASEA
Z. 21 (1976) H. 2, X. 37 - 45.
[2.69] .\'a>jel,(i.; iVeinaheirner, Л.: QualitatBsichiTungdcrSpprrspaniuiiigsstabiljtatv’on HhII
leitern. BBC-Nachrirhten 57 (1975) H. 10. X. 532 - 536.
[2.7«)| Stein, H.: ,,Burn-in“ init TeitipfraturwiH-hsel oiler konstanter Tempcrutur? Eieklronik
27 (t978) H. 11, S. 70- 72.
[2.71 ] Alekurer, A. E.: (SirSukae. L. S.: Silceuk». L. S.: CharakteriHtiki rikknirttnjfivost
(Miluprovodiiikovyi-h vcntik-j v рггпЬгагог.ЛсГпусЬ ustanovkach. Elektn»t«-rhnika
44 (1974) H. 1. S*. 4 6.
|2-72[ iVujtalbt. P.: TeniperaturwreliNelverHuchv an gruOflaeliigen Th\riatorrn. Sicne-ns Z
48 (t974) H- 8. S. 575 577.
12.73) LiM-her. R. E.: Large diameter пч-tifier diodes and thyristors in service rrliahihtj
IEEE/IAX 1974 Conf п-c., S. 463 465.
21b
[2-74] -А'<гф7, (».; 1Г<twhrimer, li. I^aHtweciiHi-lprufong zuni Qitalitiitsnacbwfis an Halb
Iritrrn. BB(’Xa<hri<hti>n 57 (1975) II. 7. S. 42t 424.
f2-‘ »l ''amplr, X. В ; Xrliruir, /.*.. Xih-a, {.. E. Reliability testing of triaes. IEEE Trans.
IA 13 (1977) H. 3. S. 254 - 259.
 2-76] Каш/ Situ'/. K.. u. a. Tlu-rmal lutigue lailure of soft-sol<ler<-«l contacts to silicon power
transistors. ГЕНЕ Trans PHP 13 (1977) 11. 3. S. 3|8 321
,2-77] Xtrin. H.M.; Dirt:?. И Ein Beispi»-I fur «lie Rat lonalisiernng der l.alsirtrrlmik
El.-ktric 26 (1972) IE 7. S. 191) 192.
[2.78] Eduard*../. It : ffhatti. I A . Fuller. E. VMO.S reliability IEEE Ггапк. El) 26 (1979)
| H. 1.S.43 48
112-79J Felly. B. It.; MMafHatia*. H: .''null.. B- Reliability the key io IR's TO 220 .l> \ i
«•i*s. Inter national Rnrtith-г A ppi. Notes AX-932. El Segundo 1980.
К2-Я0| li'altlar, [,.;<;rrbrr. I) IiiframtimdJterhnik. Berlin: VEB V.-rlag T«-< bnik 19M.
12.81] Hiihurr. fl.: Moderne derate zur TcinperutuniiesHung. industri'- elektrik eb-kiru-
 nik 2(1 (1981) if 4. S 2fi 28.30.
[2.821 Кгипт, Ц.: ProzvUk'int mile zur Qniilitatssicherung in *lrr Thy ristorfvrtigiiiig. BB<
Xathrichtvii 63 (1981) Ц. I. S. 36 41.
К ГЛАВЕ 3
[3.1]	Ba'lattar, .1. /<_. t <dh>r. В | NernznisajnHfij нрояоЬ konlrolja sfepeiu ordnoid
noflti st ru kt nr silovyi li tiristomv . 1'iiti-nt L’dSSR Nr 642654.
I [3.2] Barchrrt. E.; Вч^тВпч, II VvHialt<<n von Thyristoreti Iwi positiv>T Einstriiening
wiitirend d<r tiegativeii Spcrrplnise. Х’всЬгн htenteclinik 10(1968) If. 3. S. 170 141
[3.3]	f?on«/.oc. Г. .1. Trunzistornv	v tinstorarh. Radiotreiinika j r-lekt rouikii 12
|1967] 119. S. 1687 (689.
13.4]	Z»x7/i.»r, V ..- Ai>Htv<i<Tiing win 'Г1 lyrist arm init positivein Sti-uerstcoin wahreiul >br
Sperrpliiisv. Eh-ktrie 30 (1976) 11. 11. S. 598 601.
[3.5]	V*‘iitiii serii VL Htyn-vy»- uh toki 10...500 A. Katulog Xr. 05.04.34. Ei«>tuiii<iikIi. \-
port.
[3.6]	hunilnrh, H.; Il’fiWswr. E . Ein Siliziuni SjiHniningsbi-greu/jT zur Bi-n hultaug vui
Leist ungst livristorcn. Brown Bov«-ri Mitt. 59 (1972) 11. 9. N. 476 482.
[3.7]	il'ctzif. f’ BBC B<ineli4n-life zuni Tlivristorsvlintz. ВВГ Pruc-kschriit Nr- Uli4
590 D.
[3.8]	Kurht’l. E.. Nnnikul'-tl: . 1.. Sbji'4-ir, I Metody IZiihTI’IHJH pill Hl I №t Го V hit Iiniv. li
Hios^nycli «Ikxlov. Matcrialy Konf»*r<*iM*jju INTEREI.EKTRt I. Warszawa 1'179. «Ink.
Xr. 9.
[3.9[ Bitrain. Г. ЛЕ. linriituitr. 1 /1.	H.i I’strojstvo «llja fix’nogo iznicn nij
prjainogo padcniju tiu|irjazi-nij<i silovych pobiprovodiiikovyeti vent;!«•] Iy.nn-rit<•1’1111)11
technika (1979) H. 5, S. 49 50.
[3.10]	Bnlcnnftt-h. J. D.i Ktir«l'trih. 11 If . An SCR surge suppress-un rating t«-»hiiii|Ue
IEEE/IAS 1976 Conf. rec.. S. 191 206.
[3.11]	Carl. /{.. '/.nr Priifiing diTstroinniHliigon Briastliurkoit von Thyriston-n. ATM (1965)
H-35O.S.K 25 R27.
[3.12]	(iriri гяк/j. E. A.;	Г f Principy postroenija ustanovki <llja iipred.-b-inj.i
рГ1м||‘Гпу<*|1 tokav silovych pulnprovcslniktivycli priborov- Eb*ktr<>t<y hni/c-skejii
proniya|i>nii<»st', flerija ..PrcolnuzovatohiHja tccliiiika** (1976) И- 1. S. 19 21-
[313]	Rntnbrrg, J.: StoOstroni uinl dnuizlastintegral vou laastiingshalblvitrni Baotvib-
Report 17 (1979) H. 4. S. 166 168.
|3-14] EilniKr'»; I . .1.; Tw/1»-. .V. .If. ]>inatiti<«-ski<- mzirny «•ksphiatacii naist'-nycli tir»**-
torov- Moskaii: Etlcrgija 1977-
[3.15]	Hurtm-h, Ch.: Dvnaniisctn* Prolileiin* l»t-i LviHtiingHlialblvit--rl»aUe|i iin nti-n. El«‘ktr<>
nikcr 13 (1974) H. 6. S. 26 - 29.
[3.16]	Rate nint sort switching <li<> b*s with а Ь|£)1-н|нмч1 test circuit. EDX J4 (1979) H. 9.
S. 109 111.
[3.17]	Efuhi. I .: Das EidhcIihIiwiiialteii vou Thyrist<»rrii. Per VEM-Elektro-Anlaui iiban .»
(I967| H- 4. S. 175 -179
[3.18]	Kiriih. It.: Eiiischaltverlialti-u von Thynstoren nut iintiTH<-tiic<llichen tlatcsiruk
tnren. EJektrotechnik 60 (1978) II 24. S. 14 18.
]3.19] Balenaviih. 7. D.; fiilint. 1). .1/. Matt-. ./. Il Thyristor high-tnspiriizy ra’ings by
concurrent testingan>I eoiupiitcrsDiMilarion. IEEE Trans. IA 9 (1973) II. 2. S. 227 - 23-i-
[3.20] Ifanibach. J.; Нейманн. E.: Mcsxiingen an sclnirllcn Thyriston-11 ini Frii|iixiizisTvirh
von 1 his 10 kHz Tn: ,.|lynaniischo ........................ <ler Thy ristort<-< hnik, \ llE-Tagutu
1971 .Aachrn‘. Berlin \ 1>I \ <ita2 CiiibH 1971. S. 221	246.
[5-5201
217
[3.21] Boil, D. R.: Measuring VCEsat in power transistors. Wireless World 83 (1977) j»
1БОЗ, S. 60.
[3-22] Marguard, F. W.; Sharing, J. R.: Testing of fast switching SCR’s for di/dt-rating
IEEE/IAS 1973 Conf, rec- S. 107-110.
[3.23] Cordingley, В. V.: Fsst-Diode losses tinder high-current pulse conditions. IEE Conf
Publ. Nr. 123, London 1974, S. 7 - 12.
[3.24] Aeealit, H. B-, Erikeeon, L. 0.; Wu, S. J.: High power controlled soft recovery design
and application. IEEE/IAS 1979 Conf, rec-, S. 1056 - 1060,
[3-25] BuAI, H. J. jun.; Shafer, P. 0.: Recent developments in the measurement of thyristor
turn-off time. IEEE/IAS 1974 Conf. Rec., S. 675 - 6fiS.
[3.28] Erikeeon, L. 0.; Carroll, E.: The maximum clearing current during commutation of
thyristor. IEEE/IAS 1979 Conf, rec., S. 1099 - 1103.
[3.27] Xikoloff, I.; Schiewer, M.; Blielicke, H.: Prtiftechnik fUr Anlsgen der Lsistungselek
tronik- LEW-Nac.hrichten,
[3-28] Slojanov, 1.1.; Stoilov.G. N.; Diambazov, K-B-: Ustroistovo za ismervane vremeto
vzstanovjavane na tinstori Patent VR Bulgarien Nr. 19542.
[2.39] Kogan, A. L.; Levickaja, N. V.; Olejnikav, Ju. M.: Ustanovka dlja izmerenija vreniv
vykljuCenija solivyeh tiristorov. Elektrotechnika 48 (1975) H- 6, S-43 - 47.
[3-30] Hiller, IP.; Meeeung tier Freiwerdezeit von Thyristoren jin U beret rombereich. Elekt
29 (1975) H. 11. S. 610 612.
[3.31]	Sellin, N.. MeDger&t zur Bestimmung tier Freiwerdezeit von Thyristoren. Elektric 24
(1970) H. 10. S. 369 371.
[3.32]	Hoffmann, A.; Starker, K.: Thyristor-Handbuch, 3. A ullage. Berlin, Erlang
Siemens AG 1968.
[3.33]	Rwnberg, J.. Meeeung der Freiwerdezeit von Thyristoren. Elektronik-Anzeigc
(1973) H. 4, S- 84 85.
[3.34]	Boelerling, W.; Frohlich, M.: Frequenzthyristoren im Schwingkreisbetrieb. ETZ 1
(1980) H. 9, S. 537 538.
[3.35]	Vdvardi-Lakoa.JSwk, R.: PrufgerU zur Bestiinmnng tier kritischen Sp&nnungtut
heit von Thyristoren, BBC-Nachr. 49 (1987) H. 1, S. 17-20.
[3.38] Biechojf, J.- Meeeung der kritiscben Spannungsanstiegsgeschwindigkeit von Thy
etoren. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 7 (1971) H. 4, S. 173 175.
[3-37] Gricerekij, E. A.; Smirnov, V.S.; Togatov, V. V.: Uetrojetvo dlja klassifikat и t
storov po velifiine du/dt. Elektrotechn. promyfilennoet’, serjja „Preobrazovatel’i a
terhnika" (1978) H. 3, S. 14 - 16.
[3.38] Lappe. R.: MeOverfahren fiir Halbleiterventile und -gerate tier Leistungselektroi
Ekktrie 25 (1971) H. 1,8. 31 -35.
[3-39] Abramovit, M. I.; Liber, V. E.; Snkovir, A. A.: Uetrojetvo dlja nagruzotnych ispyt«
poluprovodnikovych ventilej. UdSSR-Patent Nr. 597998.
[3.40] Gieflou', G.: Prdfecheltung fiir Thyristoren. BRD-l’ntent Nr. 1839310.
[3.41] Buri, H.; Leipold, Ph.: Anwendungebezogene Priifung Schneller Thyristoren BBC
Nachr. 61 0 (1979) H. 12, S. 459 484.
[3 42] Bierhoff. J.: Laetgelbechte Thyristorweihselrichter zur Erzeugung hfiherer Frrqu
Ten fiir «lie induktive Erwarmung. Dies. TV Dresden 1973,
[3.43]	K'ip/>el, IE: Thynstormefiplatz. ATM (1971| Blatt Z 737-5, S. 105 - 108.
[3-44] B'th'uorirh, J. D.; Gillolt D. M.; Motto, J. 1Г. jun.: Thyristor high-frequenzy rati'
hy concurrent testing and computer simulation. IEEE Trans. IA 9 (1973) H
S.227 - 235-
[3.45] Tam, T.; Horigome, T.: Tomtla, №.: Dynamic characteristics of thyristors. IEF
IAS 1972 Conf - rec., S. 455 - 461.
[3.46] Dyer, R. F.: Concurrent characterization of SCR switching parameters for iiw rt
applications.Semicond. Prod, and Solid state technology 8 (1965) H. 4, S- 15-20
[3-47] Schubert, G.; Verhelten von Leistungsthyristoren bei hbheren Frequenzen. Br
Boveri-Mitt 56 (1969) H- 9, S. 468 - 477.
[3.48]	Ruhl, J. H. jun.; Shafer, P. 0.: A new rating system for high current, high freqw't*
thyristors. IEEE/IAS 1972 Conf. rec.. S. 447 454.
[3.49]	Buri, II.; Lcipold, Ph.: Anwendungsbezogene Priifung fcchneller Thyristoren BB<
Nachrichten 61 (1979) H. 12, S. 459 464.
[3.50]	Gulberlct. H.: Thynstorpriifgerat. Elektronik 16 (1967) H. 8, S. 233 - 235,
[3.51]	(M’nutn M. F.,- Dubovickij, G. P.: Pribory dlja ispytanija poluprovodnikovych diodu*
i tiristorov. Elektrotechnika 43 (1973) H. 5. S. 45 47.
[3,52]	Lareut*, W.; Groner,'H. M.: Ein vielsaitiges Priifgerat fiir Thyristoren. industric
elektrik -r elektronik 21 (1976) H- 3, S. 33 - 36.
218
[3-B3J Ein Thyristor-Tester. Elektronik 14 (1965) H.3 S 92
[3.5<] Donlon, J. F.; Kundaedl. В'. H  Fain, V л  nJ. "i •	•
cpabilk, IEEE/IAS lSeo c„„f’ s. Убо_'7£*“"	ln,h“““ °" «K -UMt
к ГЛАВЕ 4
Ll]
L.2J
fu.31
[4.0
{4.5]
[46]
1‘fuhl, U.: Stalische und dynamic h«- Eigensrhaften v<>n Sviniunr-n vi ь.
(1968) H. 6, S. 230 236.	ymjstoren. Elektrie 22
IFerufel, (/.. Triac - Bauelement der Halblri tor technik. Radio Elektronik S(-ha.i 31
(1973) H- 5, S. 282 285, H 6, S. 364 366; H. 7. S. 413-415; Ц 8 R 458 400
BhcArr, Л- Thyristor physics. Berlin, Heidelberg. N,.w York: Springer-V.-rlag 1976
Tscrng, H.Q.; Blunder. H. R.: Performance degradation of bidin-.tional triode
thyristor® due to di/dt «trees. Solid-State Electronics 14 (1971) S. 111 113.
Baumann, K.; Kozerke, В’.: Zum KoinmuticrungHverlialten von Triacs Fla-ktric 26
(1972) H. 5. S. 123 126
.Secor, F. D.; Vlasenko, I. D.; Korneluk. A. I. l etojetvn dlja ispvtanija siuiiHturov.
Patent UdSSR Nr. 612190
[4.7] Fiacher, F.; Conrad, H.: Thyristorinodifikationen liir hohere Freqnenzen. Teil 3
AbschaltunteretUtzte und ruckw&rts nichtsperrende Thyristoren. Elektrie 35 (19811
H. 4, S-186 190.
[4.8] Okamura M.: Nagano, T.; Ogawa, T r The current н tat uh of the power gate turn-off
switch (GTO). IEEE/IAS 1977 Int. Semicond- Power Conv. Conf. rec.. . 39 49.
14.9] Fiacher, F.; Conrad, H-: Thyistormodifikation fiir hohere Frequnnzcn. Teil 2: Ah-
schaltbare Thyristoren. Elektrie 35 (1981) H. 3. S. 119-122
1(4-10] Polloraparlova, G.S.; L'dalov, N. P.: Fototiristory. Moskau: Enrrgiju 1971.
4.11] Temple, V. A. Kd Ferro, A. P. : High-power dual amplifying gate light triggered
thyristors. IEEE Trane. ED 23 (1976) H 8, S. 893 898.
[4.12] Silber, D.; Fullmann, , M-; Bukanz, И'.. Recent developments in light activated power
thy nature- IEE Conf. rec. Nr. 154, Lon.lon 1977, S. 14 17.
[4.13] Jaecklin, A. A. Light -activated, high-voltage thyristors. El'REL-IEEE-VDT/El I’O-
Г CON 1980. Coni, rec., S. 360 364
1.14]	Bydiowaky, J.; Hum, F..- Meroni zapmacich vlastnosti fototiristora. Kli-ktnitei-lin.
Obzor 60 (1971) H. 3, S. 124 126.
К ГЛАВЕ 5
(5.1]	Fischer, F.: Conrad, H.: Der Leistungstransistor а!н Bauelemrnt der Energieelektro-
nik. Elekfrie 33 (1979; H. 4. 186 191, H- 5. S. 240 244.
[5.2]	Blackburn, D.L.; Rubin, <S..- A nondestructive met ho-1 for the determination of
forward-biased safe-operating-area limits for power transistors. IEEE/PESC 19/7
Conf, roc., S. 17-22.
[5.3]	Shatter, S. B., 11. a.: The effect of hot spots on the noise characteristic of larg’-arra
bipolar transistors. Solid-State Electronics 21 (1978) H- 4, S. 599 602.
[5.4]	Moe, D. Л.: Priifverfahren zur zeratfirungsfreien I nteraurhung ties Second Break-
down bei LeiBtungstransistoren. Funk-Technik 27 (1972) H. I, S. 15 18.
[5-5] Jarl, R. B.: A test set for nondestructive safe-area measurements under high-voltage
high-current conditions. RCA-Application Note AN-6145-
[5-6] Colena, A.: An automatic analyser for the safe operating area of a power transistor.
Journ. of Physics, Ed. E, Sri. Instrum. 10 (1977) H- 6, S. 647 - 453-
[5 7] (ioruchov, Г. «S’, u. a.: Ustrojstvo dlja innogokratnych ispytanij poluprovodnikovych
priborov na vtoriCnyj proboj. Patent U<ISSRNr. 603924.
(5.8]	Baudier, J.; Fraire, C.: Mesure Bur les transistors de coiiunutation de forte puissance.
Neecosem Informations (1977) Nr. 5, S. 26 -30
[5.9]	Schrenk, D.: Dae dvnamisehe Verhalten von Leietungetransistoren. Der Elektroniker
12(1973) H. 2, S. EL8 EL12.
[5.10]	Schulze, P.: Vereinfachtee Verfahren zur Messung der Si haltzeitkonstanten von Tran-
sjstoren. Radio und Fernsehen 13 (1964) H 21, 651 654
'511] Strover, W.A.: Leistungs-MOSFETs werdenerwachsen. ETZ 101 (1980) H. 10,S.588-589.
•5.12] Pelly, B. R.: MOSFETe liir die Leietungselektronik. Elektrotechnik 61 (I979| H- 10,
S. 10-14.
(5.13] Fischer, F.; Conrad. H.: Leistungs-MOSFETs in der Energiselektronik- Elektrie Illi
(1982) H.3.S.116 120; H. 4, S. 184-187; H. 5, S. 240 244; H. 7. S. 366 - 370.
219
[5-141 VMOS Power FETb Design Catalog. Siliconix 1879.
[.5.15] Felly. B. Ji.: Applying International Rectifier's Power MOSFETs. IR-Appli ail
Motes Nr. AN-93O/A.
|5.16] SIPMOS-Leiatnngstransistoren. Sieniens-Datenbuch 1980/81.
К ГЛАВ!' 6
|6.1] (-'uhler M.: l)ie Xfi-ssung srlinellverimderlirhvr Stroma in Shunts (ts< he< h ) Eli-ktn
teehn. Obzor 67 (1978) H. 2. S. 87-93.
[6.2] Lingard, B. W.; CAyer. Ji. FA: Measurements anti observations in thyristor equipini.tl,
IEE Conf. pnbl. Nr. 123, S. 26 -31.
[6.3] 1&Лик, A. Z.: Opretlelrnie parametrov eil’noto(nv<-b izrneritvl’njch Buntov. Elektri
«eetvo 97 (1977) II. 10. S. 69 72.
[64] Ifeunumn, K.: Meesung mid oazillografimlu* Aiifzciclinung von hohen Wechsel
schnellveranderlirhen Iinpulsstrbmen. Teehn. Mitt. AEG-Telefiinken 60 (1970) II
S.444 448.
[6.5] Current probes, passive voltage probes. Tektronix 1980, S. 221 -229.
[6-6] Keitel, J.; t'rban, B.; Wrrnecke, IT." Einrshtiing zur Krfassung kurzzeitig auftret.-
• lor MeflgroBen. Elektrie 32 (1978) II. 1,8. 23 - 25.
[6.7]	lleutnik, H-: Mofhlatcnerfassung: Moduln. Elekironik 27 (1978) H. 2. S. 37 44.
[6.8]	Zippel, M.: Quadrierer, lladizierer. D-vidieri-r. Elekironik 27 (1978) H. 11, S. 75 h
[6.9]	Zimmer, Af.: Genaitr Analog/Digital-Vmsetzmig fiir <lio Hoclifrvqiiei.z-DnU-rirri i
sung. Elrktronik 28 (1979) ]{. 6, S. 41 45.
[6.10)	Nchulmmtn, Ji.; Kruten, Th.: A/D-Wainllor fiir liolu* Frequcnzen. Wins. Zeil ы hr
TV Dresden 30 (1981) H . 1. S. R7 92.
[6.| 1] Fruhavj, ('.: Grundlagen <ler elrkt ronischrn MeOtri hmk. Leipzig: Aka<l. Verla™<g«
Geest A 1’ortig 1977.
[6.12]	Fritz, It.: Eloktroniselie MeDwertveraris-itung. Sdialtungen und Systviiw. Hi-j-l
berg: Dr. Alfred Hiithig Verleg 1977.
[6.13]	Snhmr, ft.: Digitale MeUverfahrcn. Berlin: VEB Verlag Technik 1979.
[6.14J Hahiyer, E.: Elektrische StorbeeinflusHiing in auto unit isierten Systctm-n - rim- Flu-
si* ht. Elektrie 29 (1975) If. 7. S- 357 - 359.
[6.15] Utench, C.: Der EinfluD v<hi StiiTspunnungan in di-г elektrischen MuOtechnik und itu
Bvriuksiehtigung bei der Konzipierung vh-ktr:scher SfvBgerate. An-hiv techn. Messi
(1974) Bl. V 30 11. S. 61 66-
[6.16) Turban, К. A.: Das Wiclitigste uber Stiirungen am e|ektris<-hvn Arls-itsplatz Al
(MeUtiH-hniBehr Praxis) (1973) H. 445 S. R21 R27.
|6.17)>Sto/l. D.. ii. a.: EMC-ElektromagnutiBcIiiiVertragliclita'it. Berlin : El it era - Verbigl97
[6.18] Chenier, J. K.: A new technique for deriving is«l(-consistent oltH’trs al and thermal
models of thyristors «hiring surge loops from ex]s<rimi-ntul data. IKE Conf. rc< X
154, London 1977, S. 10 13.
[6.19] Bcek. H.-F.: Ojitoelektroniscln» MeOwortulsTt ragung bei Thyristor-Krihviischaltii
gen. Elektronik 27 (1978) H. Я. S. 77-82.
[ti.30] (i'tltu'ultl. A.: Zur Storspaiuiiingsunterdrui-kung dureh tinnetncrung dvr Mi-Oiib t
tragung.ATM 41 (1974| H. 12. S. 207 -210.
[ti. 21 ] M art у ног, Г. 1.; I'iajkin, 1.С.: Modui'noe agregatirovanie pri razrabotks ispytut>-l
logo oborudovanija illja praizvodstva silovych poluprovodriikovyrh prpls>rov EL L
tnltrehnifeakaju promvslennost, si-rija ..Prenhruzovatel’naja tiu-hnikn" (1977) II. 4
S. 12 14.
[6.22] Hennig, J.: McBgerati'system zur Pnifung von llalblriterbativlrmenten <ler Loistung^
elektronik- In: „Mvssimg vh-ktronisi-hiT Parameter an lfa|hleiterlMMii»|*4ii<*nt>*ii"
S. 177 194. Leipzig: VEB Fachbuehverlag 1976.
[6.23] Cooper, IJ. E.; Heron, C.J.; New, T. C.: A<-<|uistion anil processing of high |Ю«1-1
eeniiroiKlurtor test data. IEEE/IAS 1973 Conf, rec., S. 99 106.
]6.24] Nauni'inn. Mriliug, IV.; Stnchtrhiua, .1..- Standard-Interfaces der MeBtechnik
Berlin VEB V«-rlag Technik 1980.
К I ЛАВ1 7
[7.1] -injpL M.; Tsrhappit, F.: MeBergebnissv iiber «lie Kurve.nforni v«n N«tzs]>anniing und
Strom iiu p-hweizeriaelivn Hocluq»annungH-Vcrt>iiinln«’tz. Bull. SEV 58 (1967) 11- 4-
S. 385 -391.
22(j
(7.2)
)7.3)
Р-6)
)7.S)
(7 0)
Лнш.	J I'iS'r'"v"r‘!ll“nlH2"" I-.........Аиш 1,1,,U vo„
.........'-
«rOD-.n Ebktr,. M i18K())	"... ЕГГ. ktivw™,..,, „„,,
(nijoi, Al.; Der кlufhiQ ,|,.r у	__ **
klaeaiachen MeBgerate Vvkwim» гГь!8 ',‘.'r ^'*rv',nf'»rin a
sku^, я..	hX..r:,rak?* ,,s7R>»<.
ami current upon the tk-curacy of ind'i'-atinJ *** wav*’.f,,r"’1
electronika Konfvrenz Zagreb 197H. 3/П1. X. 227,М^>^Г,Пв “!
Schlunegger, H.: Wehrli, B.: Memungen vim (Ии-гж-йа».»,
men. Beeinfluaeung in Netzen dun-h Einrii-ht ungen <lw I ’
mationetagung SEV, Zurich 1974, X. 225-241.
lI'rArli, B-: OberschwingnngRanalvaator fiir diekn-tn Nvtzolx-i
66 (1976) H- 24, S. 1377 1380.
Klinger, G.: WocheeiHtromkoinponitntenHpalti-r. ETZ-H 26 (1974| If tl x 444 434
Bix. J.; Phillips, /’..- A system for rvcnrding thyristor ал.1 rectifier current »н» t r
IEE Trane. IGA (19G9) Nov./Dm ., S. 779 781.
'iiauigki-it ,|еГ
[7.10]	Sauer, H. G.; Korting, P.: Meeting von Grundm-hwiiigungen mit .Irin Leistiuius
пк-ваег. induatrie-rlvktrik 1 rlektronik 2:1 (1978) II. 24. X. 681 -865.
[7.11]	Schwarz, J.: WvlligkritHmeflgerat Wlffi. Fringi-ratetvelinik 27 (1978) 1|. 9, X. 420 21
[7.121 Emanuel, A. E.. u.a.: C'urront transformer accuracy on asymmetrically trigger.,!
thyristorized cirriiits. IEE Trane. FAX 99 (1980) 11 1. X. 92 98.
[7.13]	Sauer, /Г.-G..- Die iibertrug.-nc XpanniingszritfMchi- des St roniwuniIlers hei wrHcliie-
ilenen Kurvenlortm-n. mdiistrir-rlcktrik-1- rlektronik 20(1975] II |9. S. 361 ЗГД.
[7.14]	Sauer, H.-fl.: ClsTtragungsvi-rhaltrn dvs XtrninwandlrrH l»«i rrvlitrckigrr Kurvcn-
fonii. induHtrie-alnktrik 4- rlektronik, 19 (1974) If. 15/16, X. in49 m54.
[7.15]	Megeroviteh, E. A., u- a.: Ein MrBelrment nivdrigrr Zi-itkoimtantv fiir gr«B<- <>l<-:<-li-
strums. Elrktri&witvo 100 (1979) H- 1, S. 64 66.
[7.16]	Lieser, J.; Ribberink. E.: KnllfluB-Xtrouiwandlrr zur Mvsaung van Glen h- mid Wrrli-
svlstriimen. ETZ 100 (1979) H. 24. X. 1390 1394.
[7.17]	Licse, 5f,.- Gleichstromwandli-r in Zvwikernrvilienm-haltting mit ri< litiingsaldiiineic r
Xtronunnwung. ETZ-A 91 (1970) H. 9, X. 528 - 530.
[7.18]	Lapps, R., u. a.: Thyriator-Xtroinrichter fiir AntrirbsrsgrlungMi. Berlin: VEB Veriag
TiH-hnik 1972.
К ГЛАВЕ 8
[8.1] Holztnanu, F.C Pawr, G.: I.eiHttnigeiiH-esung Is-i cinpltaeigrti Xtroniricliterantrirlx-ti.
Opladen: Weetileutw-her Verlag GmbH 1978.
|8.2] Krause, H.: Elf'ktronieclw Enorgiemefwtung niit Mark-Space-Ainplilitilrn-Muhipli-
kator. Elektric 32 (1978) H. 3. S. 131 - 133.
[8.3] Krause, J.; SrAilliti^.G.; VollelrktroniHi-he Miouumg von EffcktivwTtcti uial Dostunge
grdfien. Elrktrir 34.(1980| H. 6. S. 316 u. 317.
|8.4j Н'еЛгтопн, E.; Barlak, W.ll Ein elrktroniwlu-H A’ivltarliiin-Bgrrat narli inmarti-
gem etochastincheni McBprinzip. ATM 40 (1973) X. R46.
|8.5] Kilrtrtr/i,/f..-D40005fulti-Funrti«>riietrr.Norii>a-Tv<-hn.Infurm. 14(1977) Ji. 27.X. 3-7.
18.6] Hirt, P.; Sehlegel, fElektroniaehr MrUinnforiiwr fiir Misrhgr«»Oi-i> <l«-r Xtarkstroni-
tnclinik. ETZ В 27 (1975) H. 17, X. 435 - 457
[8.7]	•/..• Einr Methode zur Mtwung von Paran intern vines DrehrtroiiHrt'strum l«->
stark deformivrten Xtriimrn und Xpaiininigen. ATM 45 (1978) If. 7/8. X. 277-243
(V 340-3].
|8.8] Marzctta. L. .4..- An vvaluutinn «rfthv three-voltmeter inetluxl fiir ar-powrr-nivitsmrr-
inentH. IEEE Train*. Instr, а. Мгш. (1972) H. 11, X. 353 357.
|8.9] SclA,utcr. II'..- McQgvrAt zur Bratimniung der Nrtzrni-kwirkungeit von Xtr<»inri«-litrm.
ETZ A 99 (197K| II. 1. S. 5 8
[8.10]	Koenig, P-: Eine Methode zur Meeeung dee Leietungefaktore in Bahnnetzen. Terhn.
Mitt. AEG-Telefunken 64 (1974) H. 7, S. 257 - 259.
[8.11]	Sauer, H- G.: Leietungameeaung und Zwei-Wattmeter-Schaltung heim dreipuleigen
Stromrichter. technics 24 (1975) 8. 1055 - 1060; 1117 - 1120.
[8.12]	Tschappu, F.: Einsatzmpglichkeiten und Grenzen der modemen Leiatungeregelung
mittele Thyrietoren im Hinblick auf di© Beeinflueeung der Energiememung. E 11. M 96
(1979) H. 5.S.226 231.
221
[8.13]	Goldberg, О.: Comport ement dee appareile troumis a I'influence d'harmoniques
tension et de courant, Siehe [1.9, S. 22 -24].
[8.14]	EmanueJ, A. E,; Hynde, В. M.; Levileky, F. J.: Watthour meter accuracy on illt,
gral-cycle -control led resistance loads. IEEE Trans. PAS 98 (1979) S. 1583 1690
[8.15]	Downing, W. C.: Watthour meter accuracy on SCR controlled resistance loaile. lEEp
Trans. PAS 93 (1974) H. 4, S. 1083 -1089.
[8.16]	Zublin, G.; Tschappu, F.: Dm Messer tier elektrischen Arbeit - eine (Jbersicht ATV
45 (1978) H. 11, S. 395 - 402.
[8.17]	Vonarburg, H.; de Vriee, J.H.: Elektroniecher ElektrizitAtsztthler hoher Praz<aion
Bull. SEV 62 (1971) H- 7, S. 371 378.
[8.18]	Matouka, M. F.: A wide-range, digital, power/energy meter for systems with non
sinusoidal waveforms. IAS Annual Meeting 1980, S. 838 - 849.
[8.19]	Kuimierek, Z.: Anwendung dee AnaJogrechners MEDA zur Leistungnincssung Mll
einem Netzmodell hei nichtBinusfftrmigem Strom- und Spannungpverlauf. Elektrik 36
(1981) H. Б, S. 258 260.
К ГЛАВЕ 9
[9.1 ] Винка, H.; Bowe, В. A.; Noble, В. G.: Testing thyristor valves for hvdc tratismimio
CIGRE Internal. Conf, on Large High Voltage Electric Systems 1978, Her. Nr. 14-
[9.2] В’ооЛЛоиле, M- L.; Bout, K.: The design and testing of an air-insulated air-cool,
thyristor-valve for use in high-voltage schemes. 2. Internet. Conf, on Power Elect
nice. Power Semiconductors and their Application. London 1977. IEE-Вег Nr. 1‘,4
[9.3] НсндаЪсгдег, < Both, K.; Thiele, G.: Testing of thyristor-valves.for bipole 2 01
Manitoba hvd* system. CIGRE Internet. Conf, on Largo High Voltage Elect г
Systems 1978, Her. Nr. 14-03.
[9 4] Frou», J.: Bostimmung dps WirkungsgriuleR von Halbleiter-Stromrichtern dim
Kurzschlufl-Messungen. Elektroteehn. Obzor 82 (1973) H. 10, S 610 613,
[9.5]	Crepaz, fi.: For an improved evaluation of conventional losses of transformers
converters. IEEE Trans. IA 11 (1975) H. 2, 8. 165 - 171.
[9.6]	Gehnan, M. IF.; Goldachiein, M. E.; Senigow, P. N.: Die Mcssung der Ventilstr
und ihrcr Vertsilung zwischen parallelon Ventilen von Ventil-Stromrichtern. Elektr«
technika 48 (1976) H. 3. S. 49 52.
[9.7]	Lindsay, J.: Measurement problems in determjnig the efficiency of thyristor-s i,
plied motor drives. IEEE Trans. IA-15 (1979) H. 1, S. 8 13.
]9.8] Siehe[8.11]
[9.9]	Sauer, FL G.: Einflufl der (Jherlappung auf die Leistungsmessung beiin dreipulsit
Stromrirhter. ETZ-A 94 (1973) H. 8. S. 472-478.
[9.10]	Sauer, H.G.: Bostimmung dee Stromfluflwinkele bei ohmsch-induktiver Belasr
Industrie-elektrik + elektronik 22 (1977) H. 20, S. 473 475-
[9.11]	Maevakij, O. A.: Energetifeskie pokazateli ventil’nych preobrazovetelej. Moskx
Energija 1978.
[9.12J Szuba, S.: Przyrzyd do pomiaru kqt6w charakteryatycznych, в.Л.у, wp6lpreze«
’kowych prostownjkach eterowanych. Poniiary Autom. Kontrola (VR Polen) 24 (19
H. 7, S. 218-219.
[9.13]	Arrillaga, .J.; Hiaha, H.: Fast ON/OFF detection of Silicon-controlled rectifiers an
its influence on convertor controllability. IEEE Trans. IECI 26 (1979) H. 1,8. 22 £
[9.14]	Suntan, H.: Electronic, sink simulates load for testing power supplies. Electronics
(1979) H. 14, S. 148
[9.15]	Sauer, H.G.: Leistungsmcasung und Zweiwattmeter-Schaltung heim Dre|u»tron>
Heller. technics 26 (1977) H. 13, S. 949-9Б7.
[9.16]	Beck, H.: Synthetischu Prufschaltung fiir Mittelspannungs Halhleiterschaltrr Miss
Bit. AEG-Telefuiiken 51 (1978) H. 1, S. 40 4fi.
[9.17]	Kubitzki, G.: Die Sichening der Qualitat von unterbrerhunesfreien Ntrotnvrisi
gungsanlagen. Techn. Mitt. AEG Ti-lefunken 67 (1977) H. 1.8. 7O-7.7.
[9.18]	Fuel, K.: Nachweis der Zuverl&roigkoit von Stromrichtern. Der Elektru-Praktiker 34
(1980) H. 2, S. 47 49.
[9.19]	Bice, B-; Phillips, P A system for recording thyristor and rectifier current «нх
forms. IEEE Trans IGA 5 (|969) H. 6, S. 779 784.
[9.20]	СтаиЛеу, PPower supply testing: lanual or automatict Electronic Engineering 4‘
(1977) 591, S Б9 -60.
[9.21]	alzinger,HStromrichter-Gleichatromantriebc.Messen Aufzeichnen-Stf»ruresv'*r
sue he bei Inbetriebnahine und im Betrieb. Heidelberg: Dr Alfred Huthig Verhuz
1980.
222
| [6.22] Holztnann, F.; Pauer (J  T 
Opladen: WeetdeuUnk "v Mtungsmefisung bei droiphasigen Stronirii-hterantriebeii.
| [6.23] Lindsay, J.: MmXnL”r‘7 GnlbH 10«O
motor drives. IEEE Tram Пi?'*"ter,,‘iniR *he efficiency of thvristor-supplied
[9-24] Нетяиг. A’..- Alugr, A .	i * H Л S‘ 8 «.
priifanlagen nut groBen АЬдаЬея«г«>?»>^? v? ,^er ®'ntw’vklung von Gleichspannungs-
Я neetromen. Elektrw 35 (1981) H 3. S. 127-iJo.
(10.2]
К ГЛАВЕ [О
ho.i] Rogenmoser, Ch.: Auswirkungen in elektnschen Vert I . .
Apparaten mit Leistungeelektronik. Siehe[l.fl S 0в-1О8|вК°П **”"* A'’e‘ ,luL) vo"
Glatzel, F.: Experiment©!!© Vntersuchung von Netznk-kwiA,.™» i v
symmetrischen Phasenanschnittsteuerung bei Elektrowarm 8 . dee	der
Huuehalt. D«. Kheini.eh-We.tUli.eh,, Te<^h
Birw,. D.: MeOverfnhren und Cerite tur Erraittlung dee H*untkenn«roOe„ .....
Mroinrichternetzruckwirkungen. Dies. TU Dresden. 1680.	‘	8
[10.4] Meynaud, P.: Fluctuations rapidee de tensions provoqufce dans les reeeaux ВТ par
dee appareile <5quip4s de sysUmes de r^glage a seini-conducteure d© puissance Sidi»
[1.8 8.162-171].	1
[10.5] Lemmenmeier, J.: Flicker-Amplitudenfinderungen der Netzspannung Siche [t fl S
126-161].
[10.3]
[10.6]	Muller, F: Mewung der Netzimpedanz im Niederapannungsiwiz. Siehe [1.9,
S. 242 -250].
[10.7]	Sch&r, F.: Die Messung <ler KurzschluSleistung im Hochspannungmictz ohne Kurz
schluB. Bull. SEV 60 (1968) S. 535 - 537-
[10.8]	Gretsch, R.: MeBgerft zur Bestimmung des komplexen Innenwlderetaiulcs in Nieder-
spannungsnetzen. ETZ-A fll (1070) H. fl, S. 525 u. 527.
[10.6]	Gretsch, R.; Krost, G.: Mtiglichkeiten zur Beetimmung der frequenzabhangigcn Netz-
impedanzen. ETZ-Archiv(1976) H. 2, S. 45 — 52.
[10.10]	Fowler, С. B7.-- Using a digital memory to record power-line transiente- Journ. IEE
Electronics & Power 14 (1974) H. 11, 8. 672.
[10.11]	Loach, IV.: NetzstOrungen nachweisen und wirkungsvoll beseitigen- industrie-elektrik
+ elektronik 24 (1676) H. 21, 8. 567-560.
[10.12]	Zollinger, J.: Meesen und analysieren von Netzstorungen. Bull. SEV/V’SE 70 (1878)
H. 1, S. 550 -554.
[10.13]	Girndt, K-: Erfassung von netzseitigen Uberepannungen in den Einsatzbereiclien der
Hsiblsiterelemente. Der Elektro-Praktiker 32 (1878) H. 7, S. 224—227.
[10.14]	KtiUner, H.: Ermittlung der Uherapannungsbeanspruchung in Niederspannungnan-
lagen. Der VEM-Elektro-Anlagenbau 13 (1977) H- 3, S- 100- 192.
[10.15]	DIN 57228 VDE-Beetimniung fur MaDnahmen bei Beeinflussung von Fernmelde-
anlagen durch Starkstromanlsgen (1975-1977).
[10.16]	V’EM-Handbuch Elektrisohe Starbeeinflussung in Automatisierungs und Datrnver-
arbeitungsanlagen. Berlin: VEB Verlag Technik 1673.
[10.17]	Schultz, W.; Seyffert. M.: Mesaung von Frequenzspektren in Energieveraorgungs
netzen beim Einaatz nichtlinearer Betriebsmiltel. ETZ-Archiv 2 (1080) H. 1,8. fl-13-
[10 18] Prendergast, E. J.; Jackson, R. D.: Microcomputer-based power-semic onductor-
circuit waveform analyder. IEE Proc. В 127 (1080) H. 6, 8. 363-367-
[lO.ifl] Haase. C.: ScheitelwertmeDplatz zur Erfassung und Auswertung innerer Ubcrapan-
nungen am Netzanalyeator. Elektrie 35 (1681) H. 3, S. 134-136-
ЛИТЕРАТУРА НА РУССКОМ ЯЗЫКЕ1
1.1.	Чебовскнй О. Г., Моисеев Л. Г., Недошивин Р. П. Силовые полупроводнике
вые приборы: Справочник. М.: Энергоатомиздат, 1985.
1.5.	Евсеев Ю. А. Полупроводниковые приборы для мощных высоковольтнь
преобразовательных устройств. М.: Энергия, 1978.
1.7.	Герлах В. Тиристоры: Пер. с нем. / Под ред. Ю. А. Евсеева. М.: Энергоатом
издат, 1985.
1.22.	Аппаратура и методы контроля параметров силовых полупроводниковых
вентилей / В. М. Бардин, А. Г. Моисеев, Ж. Г. Сурочан, О. Г. Чебовский. \!.. Эн
гия, 1971.
1.23.	Столярский Б. Измерения параметров транзисторов. М.: Советское ради
1976.
2.4.	Семенов Г. М., Вятнч Л. А. Влияние гистерезиса вольт-амперной характери
тики р-п-р-п структуры на погрешность измерения некоторых параметров тири
торов II Электротехника, 1973, № 9, с. 24 25.
2.8.	Шмулевич Г. М. Определение мощности потерь в полупроводниковых прибо
pax II Метрология, 1979, № 2, с. 56 - 59.
2.26.	Бурцев Е. Ф. и др. Исследование процесса включения р-п-р-п структур
с помощью регистрации рекомбинационного излучения // Физика и техника полу
проводников, 1969, № 11, с. 1638	1645
2.29.	Злобин В. А. н др. Исследование распределения тока в структурах мош
ных транзисторов. — В кн.: Применение эпитаксиальной технологии в произво
стве силовых полупроводниковых приборов, ч. И. Таллин, 1978, с. 203 — 208
2.34.	Бунько В. А. и др. Определение температуры полупроводниковой струк
туры тиристора в работающем выпрямителе II Изв. вузов, Электромеханика. 1975.
№4. с. 401 - 404.
2.40.	А. с. 600483 СССР. Способ измерения температуры структуры тиристоров
Долгих В. А., Сальман М. А., Гуревич М. К. II Открытия. Изобретения. 1978, № 12
2.41.	Федоров Л. А. и др. О косвенном измерении температуры "горячих пятен
в транзисторных структурах // Радиотехника и электроника, т. 24, 1979, N' 7
с. 1973 - 1974.
2.49.	Чесноков ТО. А., Бредо Ю. Б. Ускоренная разбраковка таблеточных тирнс
торов и вентилей по установившемуся тепловому сопротивлению Ц Электротсх
ническая промышленность. Сер. Преобразовательная техника. 1977, № 6, с. 20 23.
,2.52	. Пряинков В. С. Прогнозирование отказов полупроводниковых приборов
М.: Энергия, 1978.
2.56. Бардин В. М. Надежность силовых полупроводниковых приборов. М.
Энергия, 1978.
2.63. Контроль качества силовых полупроводниковых приборов / А. В. Гарма-
шов, А. Н. Ильичев, А. И. Савкин, Ю. А. Тислер. Материалы конференции Интер
электро, доклад № 8, Варшава, 1979.
2.71. Алексеев А. Е., Гиршуков Л. С., Ситченко Л. С. Характеристики цикло
устойчивости полупроводниковых вентилей в преобразовательных установках I
Электротехника, 1974, № 1, с. 4 6.
В данном списке литература на русском языке приводится под теми же номера
ми, под которыми она указана в основном списке библиографии.
224
3.1. А. с. 642654 СССР. Неразрушающий способ контроля степени однородности
। структур силовых тиристоров / Вартанов А. Б., Волков Б. В. // Открытая, изобре-
I тения. 1979, № 2.
3.3. Горохов В. А. Транзисторный эффект в тиристорах // Радиотехника и
электроника, № 12, 1967, №9, с. 1687	1689.
в 3.5. Вентили серии ВЛ на токи 10 - 500 А. Каталог № 05.04.34. Энергомаш-
ррепорт.
К 3-8. Кухта Е., Новаковский А., Степович В. Методы измерения параметров ла
винных мощных диодов. Материалы конференции Интерэлектро, докл. № 9, Варша-
ва, 1979.
3.9.	Бардии В. М., Бартанов А. Б., Волков Б. В. Устройство для точного измере-
ния прямого напряжения силовых полупроводниковых вентилей // Измерительная
техника, 1979, № 5, с. 49 50.
3.12.	Гриневский Е. А., Пал ей и к В. И. Принципы построения установки для опре-
деления предельных токов силовых полупроводниковых приборов // Электротех-
ническая промышленность. Сер. Преобразовательная техника, 1976, № 1, с. 19 - 21.
3.14.	Лабунцов В. А., Тугов Н. М. Динамические режимы эксплуатации мощных
тиристоров- М.: Энергия, 1977.
3.29.	Коган А. Л,, Левицкая Н. В., Олейников Ю. М. Установка для измерения
Времени выключения силовых тиристоров // Электротехника, 1975, № 6, с. 43 47-
3.37.	Грицевскин Б. А., Смирнов В. С., Тогатов В. В. Устройство для классифи-
кации тиристоров по величине du/dt // Электротехническая промышленность.
I Сер. Преобразовательная техника, 1976, N- 3, с. 14 16.
3.39.	А. с. 597998 СССР. Устройство для нагрузочных испытаний полупроводни-
I ковых вентилей // Открытия. Изобретения, 1978, № 10.
3.51.	Гельмаи М. В., Дубовицкий Г. П. Приборы для испытания полупроводни-
I ковых диодов и тиристоров // Электротехника, 1973, № 5, с. 45 - 47.
4.6. А. с. 612190 СССР. Устройство для испытания симисторов / Севов В. Д.,
I Власенко И. Д., Корнейчук А. И. // Открытая. Изобретения, 1978, № 23.
5.7. А. с. 603924 СССР. Устройство для многократных испытаний полупроводни-
 ковых приборов на вторичный пробой / Горохов В. А. и др. // Открытая. Изобре-
I тения, 1978, № 15.
6.3. Изотов А. 3. Определение параметров сильноточных шунтов // Электриче-
I ство, 1977, № 10, с. 69 - 72.
6.21. Мартынов В. И., Учайкии И. Г. Модульное агрегатирование при разработке
К испытательного оборудования для производства силовых полупроводниковых при-
I боров // Электротехническая промышленность. Сер. Преобразовательная техника,
’ 1977, №85, с. 12-14.
9.6. Гельман М. В., Гольдштейн М. Е., Сенигов П. Н. Измерение токов вентилей
и их распределение по параллельным вентилям в вентильных преобразователях //
| Электротехника, 1976, № 3, с. 49 — 52.
9.11. Маевский О. А. Энергетические показатели вентильных преобразователей.
М.; Энергия, 1978.
ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЙ СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
НА РУССКОМ ЯЗЫКЕ
1.	Исследование высоковольтных импульсных тиристоров / Д. В. Андреев,
Э. Ф. Бурцев, А. Н. Думаневич и др. // Электротехническая промышленность. Сер.
Преобразовательная техника, 1983, выл. 12, с. 1 - 4.
2.	Тиристорные преобразователи повышенной частоты для электротехнолсгичес-
ких установок / Е. И. Беркович, Г. В. Ивенский, Ю. С. Иоффе и др. Л.: Энс pro атом
иэдат, 1983.
3.	Блихер А. Физика тиристоров: Пер. с англ. / Под ред. И. В. Грехова. Л.: Энерго-
мздат, 1981.
4.	Веревкин В. В., Чесноков Ю. А.. Григорьева Г. В. Выбор критерия эквивалент-
ности режимов нагрузки тиристоров при включении с повышенными скоростями
нарастания анодного тока // Электротехническая промышленность. Сер. Преобрази
вательная техника, 1983, вып. 1, с. 1 -4.
5.	Волле В. М,, Воронков В. Б., Грехов И. В. Включение тиристора с дополнитель-
ным ’’плавающим" или дополнительным "закороченным" эмиттером // Электротех-
ническая промышленность. Сер. Преобразовательная техника, 1975, вып. 9, с. 5-7.
6.	Восстановление прямой блокирующей способности р-п-р-п структуры с оста-
точной плазмой в слаболегированной области / Горбатюк А. В., Павлынив Я. И.,
Паламарчук А. И., Попова М. В. // Радиотехника и электроника, 1984, № 10, с. 2014
2021.
7.	Расчет силовых полупроводниковых приборов / П. Г. Дерменжи, В. А. Кузь-
мин, Н. П. Крюкова и др. / Под ред. В. А. Кузьмина. М.: Энергия, 1980.
8.	Евсеев Ю. А., Дермеижи П, Г. Силовые полупроводниковые приборы. М.:
Энергоиздат, 1981.
9-	Евсеев Ю. А., Лопуненко В. Ф., Соболь В. В. Исследование электрических па-
раметров диффузионных высоковольтных кремниевых р-п-р-п структур большой
площади Ц Электротехническая промышленность. Сер. Преобразовательная техни
ка, 1975, вып. 6, с. 4 - 6.
10.	Зи С. Физика полупроводниковых приборов. В 2-х томах: Пер. с англ. / Под
ред. Р. А. Суриса. М.: Мнр, 1984.
11.	Рабинерсон А. А.. Ашкинази Г. А. Режимы нагрузки силовых полупроводни-
ковых приборов. М.: Энергия, 1976.
12.	Синегуб Г. А., Шпер В. П. Исследование di/dt стойкости силовых тиристо-
ров // Электротехническая промышленность. Сер. Преобразовательная техника,
1981, вып. 1, с. 12 16.
13.	Чебовский О. Г., Моисеев Л. Г. Испытания силовых полупроводниковых
приборов. М.: Энергоиздат, 1981.
14.	Челноков В. Е., Евсеев ТО. А. Физические основы работы силовых полупро-
водниковых приборов. М.: Энергия, 1973.
15.	ГОСТ 15133277. Полупроводниковые приборы. Термины и определения.
16.	ГОСТ 20003-74. Транзисторы биполярные. Термины, определения и буквен-
ные обозначения.
17.	ГОСТ 19095 -73, Транзисторы полевые. Термины, определения и буквенные
обозначения.
18.	ГОСТ 20332-84. Тиристоры. Термины, определения и буквенные обозначе-
ния параметров.
226
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие редактора перевода...................................... 3
Предисловие..................... ....... ................. .	5
Глава первая. Введение............................................   6
1.1.	Постановка задачи..........................................  6
1.2.	Стандартизация.............................................. б
1.3.	Общие вопросы измерений для полупроводниковых	приборов....	8
1.3.1.	Методы измерения, применяемые изготовителями приборов
и разработчиками преобразователей	..................	9
1.3.2.	Общие вопросы измерений ..............................  10
1.3.2.1.	Температура.................................... 10
1.3.2.2.	Источники питания .........................    10
1.3.2.3.	Защита испытуемого прибора и измерительной уста-
новки ...............................................  11
1,3.2.4.	Измерительные приборы........................  11
1.3,2.5.	Специальные вопросы измерительной техники..... 11
(.3.2.6.	Точность измерения. .........................  11
1.3.3.	Предельные и характеризующие параметры. .........  .	U
1.3.4.	Паспортные данные с точки зрения измерений ............	12
1.3.5.	О развитии техники измерительных устройств........... 13
1.4.	Общие вопросы измерений в преобразовательной технике....... 15
1.4,1.	Условия электрических испытаний . . ................  16
1.4.1.1.	Источники переменного напряжения.............. 17
1.4.1.2.	Источники постоянного напряжения ............	20
1.4.2.	Выбор класса точности измерительных приборов......... 21
ЧАСТЬ ПЕРВАЯ СИЛОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ	ПРИБОРЫ	21
Глава вторая. Общие вопросы измерений и испытаний силовых полу-
проводниковых приборов............................................. 21
2.1,	Вольт-амперные характеристики............................   22
2.1.1.	Возбуждение.........................................  22
2.1.1.1.	Постоянный ток. ......... .................... 22
2.1.1.2.	Полусииусоидальный сигнал ..................	23
2.1.1.3.	Линейно-изменяюшийся сигнал . ................ 25
2.1.1,4.	Прямоугольные импульсы...................-. . . 25
2.1.2.	Отображение результатов измерения.................... 25
2.1.2.1.	Стрелочные приборы............................ 25
2.1.2.2.	Осциллографы.......’........................   26
2.1.2.3.	Координатные графопостроители................. 26
2.1.2.4.	Устройства с запоминанием. ................... 27
2,1,3.	Промышленные характериографы......................... 27
2.2.	Мощность потерь............................................ 28
2.2.1.	Основные положения..................................  28
2.2.2.	Методы измерения.................................     29
2.2.2.1,	Тепловые (термические) методы ............  	29
2.2.2.2.	Электрические методы........................•	• 30
2.3.	Температура и тепловое сопротивление.....................   32
2.3.1,	Температура внешних точек корпуса прибора............ 32
227
2.3.2.	Температура структуры................................... 32
2.3.2.1.	Измерения методом излучения. .................... 33
2.3.2.2.	Методы теплового контакта......................   35
2.3.2.3.	Электрические измерения......................... 35
2.3.3.	Тепловое сопротивление................................. 39
2.3.3.1.	Внутреннее тепловое сопротивление, типовые методы
измерения................................................ 4 Г
2.3.3.2.	Переходное тепловое сопротивление............... 4
2.3.3.3.	Внутреннее тепловое сопротивление, ускоренные мето-
ды измерения............................................. 4
2.3.3.4.	Внутреннее тепловое сопротивление, пассивные методы
измерения................................................. 4(
2.3.4.	Скорость охлаждающего воздуха.........................   46
2.4.	Гарантии	качества и надежность................................ 47
2.4.1.	Гарантии качества......................................  47
2.4.2.	Надежность............................................   47
2.4.2.1.	Основные положения............................... 47
2.4.2.2.	Влияющие факторы. ............................... 50
2.4.3.	Техника испытаний на качество........................... 50
2.4.3.1.	Механические и климатические испытания........... 5J
2.4.3.2.	Электрические испытания......................... 5 [
2.4.4.	Методы контроля качества................................ 51
2.4.4.1.	Отбраковочные испытания.......................... 55
2,4.4.2.	Приемо-сдаточные испытания......................  55
2.4.4.3.	Типовые испытания................................ 56
2.4.4.4.	Исследования надежности.......................... 56
Глава третья. Измерения параметров тиристоров и диодов................ 57
3.1.	Закрытое состояние............................................ 57
3.1.1.	Обратный ток и импульсное запирающее напряжение.......... 57
3.1.1.1.	Обратный ток н ток в закрытом состоянии.......	-	58
3.1.1.2.	Импульсное запирающее напряжение................. 58
3.1.2.	Напряжение н ток переключения. ........ ................ 61
3.1.2.1.	Назначение измерений...........................   61
3.1.2.2.	Измерения........................................ 62
3.1.3.	Положительный импульс управления в обратном закрытом
состоянии.....................................................  62
3.1.4.	Лавинные свойства........................................ 64
3.1.4.1.	Измерительные установки.......................... 64
3.1.4.2.	Напряжение пробоя и дифференциальное сопротивление 65
3.1.4.3.	Потери мощности в закрытом состоянии............. 66
3.2.	Свойства открытого состояния.................................. 67
3.2.1.	Прямое напряжение.  ..................................... 67
3.2.2.	Ударный ток и ток перегрузки............................. 68
3.2.2.1.	Методы измерения ..............................   68
3.2.2.2.	Измерительные установки.......................... 70
3.3.	Параметры цепи управления тиристоров.......................... 71
3.3.1.	Отпирающие ток и напряжение.............................. 71
3.3.2.	Нсотпираюшие ток и напряжение........................... 72
3.3.3.	Ток удержания и ток включения............................ 73
3.3.3.1.	Ток удержания.................................... 73
3.3.3.2,	Ток включения .	.............................. 74
3.4.	Динамические свойства  ....................................... 75
3.4.1.	Переключение диода в открытое состояние.................. 75
3.4.2.	Параметры процесса включения тиристоров.................. 76
3.4.2.1.	Измерительная установка.......................... 77
3.4.2.2.	Время задержки и время нарастания ............... 78
3.4.2.3.	Процесс распространения проводящего состояния...	79
3.4.2.4.	Критическая скорость нарастания тока............. 81
228
3,4.3.	Параметры процесса выключения тиристоров...............
3.4.3.1.	Переключение в закрытое состояние............... 84
3.4.3.2.	Время выключения тиристоров . .................. 86
3.4.4.	Критическая скорость нарастания прямого напряжения.....	91
3.4.4.1.	Методы измерения................................ 91
3.4.4.2.	Измерительные установки.......................   92
3.5.	Методы испытаний, эквивалентные режиму применения . ......... 94
3.5.1.	Испытания при низких частотах.......................... 95
3.5.2.	Испытания при повышенных частотах...................... 9$
3.5.2.1.	Схемы испытаний................................. 96
3.5.2.2.	Методы испытаний................................ 98
3.6.	Тестеры для тиристоров....................................... 99
Глава четвертая. Измерения параметров разновидностей тиристоров jq j
4.1.	Симисторы................................................... 101
4.1.1.	Статические параметры.................................. Ю1
4,1.2.	Критическая скорость нарастания тока................... Ю1
4.1.3.	Динамические параметры................................. Ю2
4.1.3.1.	Критическая скорость нарастания напряжения..... 102
4.1.3.2.	Время выключения............................... 102
4.1.3.3.	Критическая скорость нарастания коммутирующего
напряжения.............................................   ЮЗ
4.2.	Тиристоры с комбинированным выключением..................... 104
4.2.1.	Вольт-амперная характеристика управляющего перехода... 105
4.2.2.	Время выключения.....................................  105
4.3.	Тиристоры без обратной запирающей способности............... 105
4,3.1.	Статические параметры обратиопроводящих тиристоров (ти-
ристоров-диодов)............................................. 106
4.3.2.	Время восстановления	прямой запирающей способности..... 106
4.3.3.	Время выключения....................................   106
4.4.	Запираемые тиристоры................................... ....	Ю7
4.4.1.	Вольт-амперная характеристика управляющего электрода. .... 108
4.4.2.	Параметры выключения................................   108
4.4,2.1.	Измерительная установка........................ 108
4.4.2.2.	Время выключения............................... 109
4.4.2.3.	Выключающая способность . ..................... 109
4.5.	Фототиристоры.............................................   110
Глава пятая. Измерение параметров мощных транзисторов................ 1 ] ]
5.1.	Биполярные транзисторы.................................. ...	Ш
5.1.1.	Область безопасной работы.............................. 111
5.1.1.1.	Тепловой пробой ...	........................... 111
5.1.1.2.	Лавииный пробой..............................   112
5.1.1.3.	Обратные напряжения и обратные токи...........’	112
5.1.2.	Параметры открытого состояния......................... 113
5.1.3.	Времена переключения.................................. 114
5.2.	Мощные МДП-транзисторы ...................................   116
5.2.1.	Параметры проводящего состояния....................... 116
5.2.2.	Параметры закрытого состояния . ...................... 117
5.2.3.	Времена переключения.................................. 118
Глава шестая. Некоторые специальные проблемы измерительной
техники............................................................. 118
6.1.	Регистрация измеренного значения............................ 118
6.1,1.	Ток.................................................   118
6.1.1.1.	Измерительные шунты............................ 118
6.1.1.2.	Токоизмерительные клещи........................ 120
6.1.2.	Напряжение............................................ 120
6.2.	Обработка результатов измерений............................. 121
229
6.3.	Погрешности измерений из-за воздействия помех .............. 121
6.3.1.	Влияние помех......................................    [21
6.3.1.1.	Измерение напряжения......... ...	........	121
6.3Л.2.	Одновременное измерение тока и напряжения ......	[21
6.3.1.3.	Заземление.................................... [22
6.3.2.	Влияние помех на обработку результатов измерений...... [23
6.4.	Автоматизированные измерительные и испытательные системы..	123
ЧАСТЬ ВТОРАЯ. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ, УСТАНОВКИ. СЕТИ....................	124
Глава седьмая. Измерен ня напряжений н токов, содержащих постоян-
ную составляющую и высшие гармоники ..............................  124
7.1.	Переменные напряжения и токи с высшими гармониками. ....... 124
7.2.	Действующие значения. ....................................  127
7.3.	Основная и высшие гармоники, коэффициент гармоник......... 131
7.4.	Постоянные напряжения и токи, содержащие переменную состав-
ляющую ......................................................... 134
7.5.	Измерительные преобразователи............................. 135
7.5.1.	Применение трансформаторов для измерения искаженных
переменных напряжений и токов............................... 136
7.5.2.	Измерительные преобразователи для токов с постоянной со-
ставляющей.................................................. 136
Глава восьмая. Измерения мощности, коэффициента мощности и
энергии .........................................................   140
8.1.	Однофазный ток............................................. 140
8.1.1.	Мощность в цепях	с	нссннусоидальнымн напряжением и током 140
8.1.2.	Активная мощность.......... .... ..................... 143
8.1.2.1.	Ваттметры..................................... 144
8.1.2.2.	Метод трех	вольтметров........................ 145
8.1.2.3.	Активная мощность основной гармоники.......  .	146
8.1.3.	Реактивная и кажущаяся мощности основной гармоники ..... 147
8.1.4.	Коэффициент фазового сдвига и коэффициент мощности... 149
8.2.	Трехфазный ток............................................. 152
8.2.1.	Активная мощность..................................   153
8.2.2.	Реактивная мощность основной гармоники, кажущаяся мощ-
ность ...................................................... 155
8.2,3.	Коэффициент фазового сдвига, коэффициент мощности . ....	156
8.3.	Постоянный ток............................................. 157
8.4.	Энергия и потребление реактивной мощности.................. 158
Глава девятая. Измерения	в	преобразователях.................. 161
9.1.	Вентильные блоки........................................... 161
9.1.1.	Мощность потерь...................................     161
9.1.2.	Изменение постоянного напряжения...................... 163
9.2.	Трансформаторы и дроссели [1.73,1 79,1.88,9.55].............164
9.2.1.	Потери, обусловленные током нагрузки.................. 164
9.2.2.	Изменение выпрямленного напряжения.................... 164
9.3.	Измерения в схемах управления для ведомых сетью преобразователей 167
9.4.	Преобразователи, ведомые сетью.............................. 168
9.4.1.	Проверка работоспособности выпрямителей............... 168
9.4.2.	Внешняя характеристика............................... 170
9.4.2.1.	Напряжение холостого хода выпрямителя.......... 170
9.4.2.2.	Номинальное выпрямленное напряжение . ......... 172
9.4.2.3.	Изменение выпрямленного напряжения ........... 172
9.4.3.	КПД и коэффициент выпрямления ... .................... 174
9.4.3.1.	КПД преобразователей.  ........................ 174
9.4.3.2.	Коэффициент выпрямления........................ 176
9.4.4.	Коэффициент фазового сдвига н коэффициент мощности ..... 176
230
9.4.5.	Углы управления, протекания тока и коммутации........... 177
9.4.6.	Контроль протекания тока через вентиль.................. 179
9.5.	Стабилизированные источники питания ......................... 180
9.6.	Автономные инверторы и регуляторы постоянного напряжения.....	182
9.6.1.	Автономные инверторы. . ................................ 182
9.6.2.	Регуляторы постоянного напряжения....................... 184
9.7.	Одно-и трехфазные регуляторы переменного напряжения. . ...... 185
9.7.1.	Однофазные регуляторы переменного напряжения............ 185
9.7.1.1.	Фазовое управление. ............................ 185
9.7.1.2.	Широтио-импульсное управление на низкой частоте 186
9.7.1.3.	Бесконтактный ключ переменного тока ............ 186
9.7.2.	Трехфазные регуляторы переменного напряжения ........... 187
9.7.3.	КПД регуляторов........................................  188
9.8.	Гарантии работоспособности и надежность ..................... 189
Глава десятая. Измерения в питающей сети............................. 193
10.1.	Влияние преобразователей на сеть............................ 193
10.1.1.	Высшие гармоники тока и напряжения сети  .............. 193
10.1.2.	Отклонение от синусоидальной формы кривой ............. 194
10.1.3.	Измерение напряжения сети.............................. 195
10.1.4.	Зависимость полного сопротивления сети от частоты ..... 197
10.2.	Перенапряжения на стороне сети ............................. 199
10.2.1.	Амплитуда ....... ...... ... .... .. . .	.......	.. 199
10.2.2.	Энергия .. .......................................  .....	200
10.3.	Мешающие напряжения и радиопомехи .......................... 201
Приложения .........  ................................................202
П1. Индексы в буквенных обозначениях.............................. 202
П1.1. Индексы для силовых полупроводниковых приборов ............. 202
П1.2. Индексы для преобразователей, установок, сетей ..............203
П2. Трехязычный словарь терминов и обозначения параметров силовых полу-
проводниковых приборов ..... ........ .... .....................203
Список литературы  .....................................................212
Литература на русском языке  .........................................224
Дополнительный список литературы на русском языке ....................226
ПРОИЗВОДСТВЕННОЕ ИЗДАНИЕ
Рудольф Лаппе, Фридрих фишер
ИЗМЕРЕНИЯ В ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ ЭЛЕКТРОНИКЕ
Переводчик Н. М. Тугое
Редактор издательства Н. Б. Фомичева
Художественные редакторы А. А. Белоус, В. А. Гозак-Хозак
Технический редактор Н. М. Брудкая
Корректор С. В. Малышева
Оператор О. В. Канатникова
ИБ № 1045
Набор выполнен в Энергоатомиздате иа Композере ИБМ-82. Подписано в печать
14.05.86. Формат 60 * 90 1/16. Бумага офсетная №2. Печать офсетная. Усл. печ. л.
14,5. Усл. кр.-отт. 14,88. Уч.-изд. л. 15,62. Тираж 10 000 экз. Заказ 5201. Цена 80 к.
Энергоатомиздат, 113114, Москва, М-114, Шлюзовая иаб., 10
Ордена Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени МПО
’’Первая Образцовая типография имени А.А. Жданова” Союзполиграфпрома при
Государственном комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной
торговли. 113054, Москва, Валовая, 28