Промышленная электроника - Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.

Автор: Горбачев Г.Н. Чаплыгин Е.Е.
Теги: электротехника электрические машины и аппараты электронно-и аппаратостроение энергетика полупроводниковые приборы электромеханика учебник для вузов энергоатомиздат
ISBN: 5-283-00517-8
Год: 1988
Похожие
Введение в наносекундную импульсную энергетику и электронику
Силовая электроника. Примеры и расчеты
Трансформаторы тока
Силовая электроника. Теория и конструирование
Текст
                    БЕК 31.264.5
Г 67
УДК 621.382.2/.3 (075.8)'
Рецензенты: кафедра промышленной электроники
МИРЭА и проф. Г. В. Грабовецкнй
Горбачев Г. Н., Чаплыгин Е. Е.
Г 67 Промышленная электроника: Учебник для ву-
зов/Под ред. В. А. Лабунцова. — М.: Энергоатом-
издат, 1988. — 320 с.: ил.
ISBN 5-283-00517-8
Рассмотрены принцип действия, характеристики и пара-
метры полупроводниковых приборов, транзисторных усилите-
лей, импульсных, логических н цифровых устройств, основан-
ных на применении интегральных микросхем. Рассмотрены
принцип действия, расчет, характеристики и параметры зави-
симых вентильных преобразователей, их влияние на питаю-
щую сеть, способы построения систем управления. Дан об-
зор автономных вентильных преобразователей.
Для студентов энергетических и электромеханических спе-
циальностей вузов.
„ 2403000000-414
Г------;--------- 251-88
051(01)-88
ББК 31.264.5
Учебник
Горбачев Георгий Николаевич
Чаплыгин Евгений Евгеньевич
Промышленная электроника
Редактор издательства Н. Б. Фомичева
Художественный редактор В. А. Гозак-Хозак
Технический редактор Н. Н. Хотулева
Корректор М. Г. Гулика
ИБ № 1612
Сдано в набор 18.04.88. ПоДпфано в печать 20.10.88. Т-20519. Формат
84X108732. Бумага типографская № 2. Гарнитура литературная. Печать
ттсокйя. Усл.‘‘ПечС-л. Ю.вп-Усл. кр.-отт. 10,8. Уч.-изд. л.18,44. Тираж
85 000 экз. Заказ К» 73. Цена 95 к.
Энергоатомиздат. 113114, Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10
Владимирская типография Союзполиграфпрома прн Госкомиздате СССР
600000, г. Владимир, Октябрьский проспект, д. 7
ISBN 5-283-00517-8	© Энергоатомиздат( 1988
ПРЕДИСЛОВИЕ
Курс «Промышленная электроника» является важной
частью инженерной подготовки специалистов в области
электроэнергетики и электротехники. Технический прогресс
современной техники широко базируется на применении
электронных устройств. Вместе с тем курс относится к об-
щеинженерным дисциплинам и не ставит своей задачей
подготовку специалистов в области электронной схемотех-
ники. При изучении курса студенты должны понять прин-
ципы действия и возможности электронных устройств,
уметь грамотно эксплуатировать эти устройства и квали-
фицированно формулировать задания на их разработку.
Курс предусматривает серьезное знакомство студентов
с современным уровнем электронной техники, основанном
на последних достижениях микроэлектроники и энергети-
ческой электроники. Создавая учебник в соответствии
с программой, авторы не стремились ввести новый мате-
риал за счет увеличения объема учебника, напротив, объ-
ем информации, изложенной в нем, соответствует реаль-
ным возможностям студентов, изучающих данный курс.
Поэтому методика изложения традиционных разделов кур-
са, например глав и параграфов, посвященных полупровод-
никовым приборам и усилительным устройствам, подчине-
на задачам и требованиям, обусловленным качественно
новым состоянием электронной схемотехники.
Наряду с этим авторы не только увеличили разделы,
посвященные ведущим направлениям современной электро-
ники, вводя материал, ранее не излагаемый в общем кур-
се, но и посвятили ряд разделов вопросам энергетической
электроники, которые привлекают внимание и специалис-
тов в области электроэнергетики и электромеханики (на-
пример, вопросам создания преобразователей большой
мощности, влияния вентильных преобразователей на пи-
тающую сеть и др.). Учебник не может служить справоч-
ником по схемной электронике, и в нем изложены лишь наи-
более характерные решения, позволяющие проследить
основные способы построения и функционирования элект-
ронных устройств и их технико-экономические показатели.
Материал, излагаемый в учебнике, посвященный приборам
и устройствам информационной электроники и вентильным
преобразователям, связанным с мощной сетью переменного
тока, представляет в равной мере интерес для всех элек-
троэнергетических и электромеханических специальностей.
1*
3
Материал, посвященный автономным вентильным преоб-
разователям, имеет обзорный характер. Разнообразие ре-
шений в различных областях электромеханики не позво-
ляет изложить многие специфические вопросы в данной
книге и предполагает обращение к дополнительной лите-
ратуре, список которой содержится в библиографии.
Книга базируется на коллективном опыте преподавате-
лей кафедры «Промышленная электроника» Московского
ордена Ленина и Октябрьской Революции энергетического
института, на которой уделяется большое внимание воп-
росам постановки общих курсов, рассматриваемых как
важный инструмент пропаганды современных технических
решений. Работу по совершенствованию постановки общих
курсов возглавляет заведующий кафедрой доктор техни-
ческих наук, проф. В. А. Лабунцов, которым выполнено
общее редактирование этого учебника. В своей работе ав-
торы учитывали имеющийся на кафедре опыт создания
учебников по курсу, в частности, учебников проф. И. Л. Ка-
ганова и доц. Ю. С. Забродина. Большую помощь в опре-
делении направленности книги оказали авторам кафедры
и ученый совет электроэнергетического факультета МЭИ,
на котором авторы в течение многих лет читают данный
курс. Авторы выражают благодарность рецензентам кни-
ги — коллективу кафедры «Промышленная электроника»
Московского института радиотехники, электроники и авто-
матики, возглавляемой доц. Г. И. Изъюровой, и заведующе-
му кафедрой «Промышленная электроника» Новосибир-
ского электротехнического института проф. Г. В. Грабо-
вецкому, содержательные и заинтересованные отзывы
которых существленно поддержали авторов в их работе
и помогли четче выявить направленность книги.
Доцентом Г. Н. Горбачевым написаны § 1.1—1.5, 1.7,
1.8 и главы 5, 6 и 9. Доцентом Е. Е. Чаплыгиным написа-
ны § 1.6, 1.9, 1.10 и главы 2—4 (за исключением § 4.12), 7,
8, и доцентом С. Г. Обуховым написан § 4.12.
Авторы
ВВЕДЕНИЕ
Одной из характернейших особенностей развития нау-
ки и техники нашего века является развитие электроники.
Без электронных устройств ныне не может существовать
ни одна отрасль промышленности, транспорта, связи. Уси-
ленное развитие и применение электроники стимулируются
решениями съездов КПСС, постановлениями правительства
СССР. Проблемы электроники обсуждаются на представи-
тельных и авторитетных всесоюзных и международных на-
учных конференциях. Достижения электроники влияют не
только на экономическое развитие нашего общества, но
и на социальные процессы, распределение рабочей силы,
образование, электронные устройства, все шире применя-
ются в быту.
Что же такое электроника? Это отрасль науки и техни-
ки, занимающаяся изучением физических основ функцио-
нирования, исследованием, разработкой и применением
приборов, работа которых основана на протекании элект-
рического тока в твердом теле, вакууме и газе. Такими
приборами являются полупроводниковые (протекание тока
в твердом теле), электронные (протекание тока в вакууме)
и ионные (протекание тока в газе) приборы. Главное мес-
то среди них в настоящее время занимают полупроводни-
ковые приборы. Общим свойством всех названных прибо-
ров является то, что они являются существенно нелиней-
ными элементами, нелинейность их вольт-амперных
характеристик, как правило, является признаком, опреде-
ляющим важнейшие их свойства.
Промышленная электроника — это часть электроники,
занимающаяся применением полупроводниковых, электрон-
ных и ионных приборов в промышленности. Несмотря на
различие областей применения и многообразие режимов
работы промышленных электронных устройств, они стро-
ятся на основе общих принципов и состоят из ограниченно-
го числа функциональных узлов. Общие принципы постро-
ения этих функциональных узлов — электронных схем —
и рассматривает промышленная электроника.
Промышленная электроника делится на две обширные
области:
1. Информационная электроника, занимающаяся уст-
ройствами для передачи, обработки и отображения ин-
формации. Усилители сигналов, генераторы напряжений
различной формы, логические схемы, счетчики, индика-
5
торные устройства и дисплеи вычислительных машин —
все это устройства информационной электроники. Харак-
терными чертами современной информационной электро-
ники являются сложность и многообразие решаемых задач,
высокое быстродействие и надежность. Информационная
электроника в настоящее время неразрывно связана с при-
менением интегральных микросхем, развитие и совершен-
ствование которых в главной мере определяет уровень раз-
вития этой отрасли электронной техники.
2. Энергетическая электроника (преобразовательная
техника), занимающаяся преобразованием одного вида
электрической энергии в другой. Почти половина электро-
энергии, производимой в СССР, потребляется в виде по-
стоянного тока или тока нестандартной частоты. Большая
часть преобразований электрической энергии в настоящее
время выполняется полупроводниковыми преобразовате-
лями. Основными видами преобразователей являются вы-
прямители (преобразование переменного тока в постоян-
ный), инверторы (преобразование постоянного тока в пе-
ременный), преобразователи частоты, регулируемые
преобразователи постоянного и переменного напряжений.
Развитие электроэнергетики и электротехники тесно
связано с электроникой. Сложность процессов в энергоси-
стемах, высокая скорость их протекания потребовали ши-
рокого внедрения для расчета режимов и управления про-
цессами электронных вычислительных машин (ЭВМ), свя-
занных с системой сложными электронными устройствами
и снабженных развитыми устройствами для отображения
информации. Основные процессы производства автомати-
зируются на основе современных устройств информацион-
ной электроники, в которых в последние годы широко при-
меняются интегральные микросхемы и микропроцессоры.
Не менее тесно связана с энергетикой и электромеханикой
энергетическая электроника. Полупроводниковые преобра-
зователи электрической энергии являются одним из основ-
ных нагрузочных элементов сетей, их работа во многом
определяет режимы работы сетей. Вентильные преобразо-
ватели используются для питания электроприводов и элек-
тротехнологических установок, для возбуждения синхрон-
ных электрических машин и в схемах частотного пуска
гидрогенераторов. На основе полупроводниковых вентиль-
ных преобразователей созданы линии электропередач по-
стоянного тока большой мощности и вставки постоянного
тока.
6
Таким образом, электронные устройства являются важ-
ными и весьма сложными компонентами энергетических
и электромеханических установок и систем, и для их соз-
дания необходимо привлекать специалистов в области про-
мышленной электроники, автоматики и вычислительной
техники. Однако инженеры, специализирующиеся в обла-
сти электроэнергетики и электротехники, не могут устра-
ниться от решения вопросов, связанных с электроникой.
Во-первых, они должны уметь четко сформулировать зада-
чу для разработчика электронных схем и представлять те
трудности, с которыми может столкнуться разработчик.
Не полно заданные требования могут привести к созданию
неработоспособного устройства, а неоправданное завыше-
ние требований — к повышению стоимости и снижению
надежности электронного оборудования. Для того чтобы
говорить с разработчиком электронной аппаратуры на од-
ном языке, надо отчетливо представлять себе, что может
выполнить электроника и какой ценой и какими способа-
ми это достигается. Последнее необходимо также для ква-
лифицированного выбора оборудования, выпускаемого
промышленностью.
Во-вторых, возникает необходимость грамотной эк-
сплуатации электронных устройств. В-третьих, инженеры-
электрики принимают активное участие в работах по мон-
тажу и наладке оборудования, в том числе электроники.
В-четвертых, проектирование ряда энергетических устано-
вок, в том числе линий передач постоянного тока, требует
совместной работы специалистов по энергетике и преобра-
зовательной технике.
Все это требует больших знаний в области промышлен-
ной электроники. Основу этих знаний закладывает изуче-
ние курса «Промышленная электроника». В нем изложе-
ны сведения о современных схемах информационной и энер-
гетической электроники. Курс поможет принятию грамот-
ных решений в инженерной практике. Однако не следует
переоценивать результат проработки этого курса: в нем
даны только основные решения, наиболее типовые и рас-
пространенные варианты. Для сохранения и постоянного
повышения своей инженерной квалификации инженер дол-
жен регулярно следить за научной литературой. Особенно
это касается такой бурно изменяющейся области, как про-
мышленная электроника. Инженер должен сознавать огра-
ниченность своих знаний и не пытаться принимать реше-
ний в той области, где его компетенция ограничена. По-
7
этому одной из задач курса является подготовка к чтению
специальной литературы в области схемотехнической элек-
троники.
Многие важнейшие проблемы науки и техники возни-
кают на стыках наук. Электроника, электротехника и энер-
гетика ныне соприкасаются очень близко, требуют совмест-
ной работы ученых и инженеров, больших знаний в смеж-
ных областях. Для многих инженеров наш курс будет
только первым шагом в проблеме электроники.
Электронная техника непрерывно развивается, каждую
задачу можно решить на основе различных схемных вари-
антов: можно построить схему на дискретных компонен-
тах, можно выполнить ее на интегральных микросхемах,
применить микропроцессорный комплект, провести обра-
ботку информации в цифровом или аналоговом виде. Ка-
кое решение выбрать? В конечном счете все решает эконо-
мический анализ, и принятие неверного решения (скажем,
отказ от использования микросхем) может не помешать
решению локальной технической задачи, но в итоге ока-
жется убыточным для народного хозяйства: увеличится
стоимость оборудования, или возрастет стоимость его эк-
сплуатации, или уменьшится срок службы. Почти каждый
инженер на своем месте воздействует на техническую по-
литику в своей области и при разработке и отстаивании
технических решений должен выступать не только как спе-
циалист, но и как гражданин.
В общем курсе «Промышленная электроника» исполь-
зуется весьма простой математический аппарат. Его упро-
щение связано со стремлением четче выявить основные за-
кономерности, присущие электронным схемам. Но и этот
аппарат дает возможность квалифицированного определе-
ния основных параметров и характеристик электронных
узлов. Овладение расчетными приемами является обяза-
тельным при изучении курса, поэтому среди контрольных
вопросов к разделам учебника много расчетных задач, ре-
шение которых порой требует не только простой подста-
новки данных в формулы, но и размышлений над этими
формулами. Эти расчетные задачи — первый шаг в овла-
дении методами анализа и синтеза электронных схем, для
расчета которых современная наука разработала серьез-
ный математический аппарат, позволяющий создать систе-
мы автоматизированного проектирования (САПР) элект-
ронных узлов.
8
Глава первая
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ И МИКРОЭЛЕКТРОННЫЕ
ПРИБОРЫ
1.1. ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
В основе современной промышленной электроники ле-
жит применение полупроводниковых приборов, отчего ее
часто называют полупроводниковой электроникой.
Рассмотрим электрические свойства полупроводников.
Полупроводниками называются вещества, имеющие удель-
ное электрическое сопротивление в пределах 10~3—
104 Ом-см и занимающие по электропроводности проме-
жуточное положение между металлами и диэлектриками.
Указанное различие в электропроводности веществ об-
условлено различием в энергетических спектрах этих ма-
териалов, т. е. различием в разрешенных значениях уровней
энергии электронов, имеющихся у атомов, которые состав-
ляют структуру данного вещества.
При образовании кристалла энергетические уровни ато-
мов расщепляются, что приводит к образованию зон, со-
стоящих из близко расположенных друг к другу энергети-
ческих уровней. На энергетической диаграмме чистого по-
лупроводника (рис. 1.1, а) показаны В — валентная зона,
все уровни которой при температуре абсолютного нуля за-
полнены электронами, С — зона свободных электронов
(зона проводимости), на уровни которой могут переходить
электроны при возбуждении атомов, и 3 — запрещенная
зона, энергетические уровни в которой отсутствуют. Нали-
чие запрещенной зоны означает, что для перехода в зону
проводимости электрону необходимо сообщить энергию,
большую, чем Дй7.
У металлов запрещенная зона отсутствует и валентная
зона непосредственно соприкасается с зоной проводимости.
Поэтому в металлах число свободных электронов велико,
что и обеспечивает их высокую электро- и теплопровод-
ность. У изоляторов ширина запрещенной зоны велика
(ДЙ7>4 эВ) и при обычных условиях электроны проводи-
мости практически отсутствуют.
Ширина запрещенной зоны Дй7 у наиболее распростра-
9
ненных полупроводников — германия (Ge) и кремния
(Si)—составляет соответственно 0,72 и 1,12 эВ. Эти по-
лупроводники принадлежат к IV группе элементов табли-
цы Менделеева и имеют по четыре валентных электрона.
На рис. 1.1,а снизу показана также схема кристалличес-
© - электрон
©- дырка ©,©- ионы примесей
Рис. 1.1. Зонная диаграмма и схема образования носителей зарядов
в чистом полупроводнике (а) и полупроводниках n-типа (б) и р-ти-
па (в)
кой решетки этих полупроводников, где связи, образован-
ные валентными электронами, обозначены двойными ли-
ниями.
Из-за относительно узкой запрещенной зоны у Ge и Si
уже при температуре, близкой к комнатной (Г л 300 К),
некоторые электроны получают энергию, достаточную, что-
бы преодолеть запрещенную зону и перейти в зону прово-
димости. При уходе электрона в валентной зоне остается
незаполненный энергетический уровень — дырка. В крис-
таллической решетке при этом происходит разрыв одной
из валентных связей в кристалле полупроводника и появ-
10
ление свободного электрона, который может свободно пе-
ремещаться по кристаллу, и дырки — узла решетки, ли-
шенного одного из электронов связи. Оборванная связь
может быть восстановлена, если ее возобновит электрон
из соседней связи.
Процесс восстановления связей за счет перемещения
электронов от одного атома решетки к другому, т. е. в ва-
лентной зоне, удобно представить в виде противоположно
направленного движения дырок, которым приписывается
положительный заряд (т. е. заряд, противоположный заря-
ду перемещающихся электронов). Таким образом, в крис-
талле возможно перемещение как свободных электронов
'(отрицательных зарядов), так и дырок (положительных
зарядов).
Процесс образования в чистом полупроводнике пары
электрон в зоне проводимости — дырка в валентной зоне
получил название генерации собственных носителей заря-
дов.
Одновременно с процессом генерации носителей заря-
дов протекает процесс их рекомбинации — встречи элек-
тронов с дырками, сопровождающийся возвратом электро-
на из зоны проводимости в валентную зону и исчезновени-
ем свободных зарядов. Чаще всего рекомбинация
происходит на дефектах кристаллической решетки (нару-
шения кристаллической структуры, случайные примеси,
трещины, дефекты в поверхностных слоях); эти дефекты
служат центрами рекомбинации.
Среднее время между моментами генерации и рекомби-
нации называется временем жизни носителя заряда.
Благодаря рекомбинации количество носителей заряда
в полупроводнике не увеличивается и при постоянной тем-
пературе неизменно. Концентрации (количество носителей
в единице объема, 1/см3) дырок р, и электронов гц в чис-
том полупроводнике равны: pt=nt. В рабочем диапазоне
температур концентрация электронов и дырок в чистом
полупроводнике невелика, и по своим электрическим свой-
ствам чистый полупроводник близок к диэлектрикам.
Введение в чистый полупроводник небольших коли-
честв примесей (например, в пропорции один атом при-
меси на миллион атомов полупроводника) приводит к рез-
кому изменению характера электропроводности.
Введем в кремний или германий атомы примесей V
группы элементов таблицы Менделеева (мышьяк, фосфор
или сурьму), имеющие на внешней оболочке по пять ва-
11
лентных электронов. Такие примеси, обладающие допол-
нительным валентным электроном, называются донорными.
Один Из валентных электронов оказывается лишним, не
образует связи с соседними атомами полупроводника. На
энергетической диаграмме этому электрону соответствует
локальный энергетический уровень, расположенный в верх-
ней части запрещенной зоны (рис. 1.1,6) и заполненный
при температуре абсолютного нуля.
Близость локальных уровней к зоне проводимости при-
водит к тому, что уже при небольшом нагреве атомы при-
меси ионизируются, отдают дополнительный электрон, при
этом число свободных электронов увеличивается. Образо-
вание свободных электронов при ионизации донорной при-
меси сопровождается появлением в узлах кристаллической
решетки неподвижных положительных зарядов — ионов
примеси. Обмен электронами между атомами примеси не-
возможен, так как атомы примеси удалены друг от друга
и при комнатной температуре все ионизированы. Таким об-
разом, ионизация атомов примеси не приводит к увеличе-
нию концентрации дырок, которые образуются только при
разрыве связей между атомами полупроводника. Поэтому
при введении донорной примеси концентрация свободных
электронов оказывается значительно больше концентра-
ции дырок и электропроводность определяется в основном
электронами. В этом случае электроны называют основны-
ми носителями (их концентрация обозначается пп), дыр-
ки — неосновными (концентрация рп), а такой полупро-
водник называется полупроводником п-типа. Несмотря на
преобладание в примесном полупроводнике подвижных
носителей одного знака, полупроводник в целом электри-
чески нейтрален, так как избыточный заряд подвижных
носителей компенсируется зарядом неподвижных ионов
примесей. Для полупроводника n-типа справедливо следу-
ющее равенство концентрации отрицательных и положи-
тельных зарядов:
Рп "И ^д>
где Nn — концентрация донорной примеси.
Поскольку рп мала (ширина запрещенной зоны ДГГ ве-
лика и генерация собственных носителей полупроводника
затруднена, как установлено при рассмотрении электро-
проводности чистых полупроводников), то nnpaNR. Таким
образом, концентрация основных носителей практически
равна концентрации атомов примеси, поскольку в рабочем
12
диапазоне температур они полностью ионизированы.
В этом диапазоне температур концентрация основных но-
» сителей не зависит от температуры.
При введении в кремний или германий примесей III
группы (алюминия, бора или индия), называемых акцеп-
торными, в кристаллической решетке (рис. 1.1, в) в месте
расположения атома примеси появляется дополнительный
।	- энергетический уровень, расположенный вблизи валентной
зоны и незаполненный при температуре абсолютного нуля.
За счет прихода электрона от соседнего атома основного
вещества (например, при нагреве до комнатной температу-
ры) образуется отрицательный ион примеси, а на месте
оборванной связи положительный заряд — дырка. Локаль-
ные энергетические уровни примесей расположены теперь
около валентной зоны и легко берут на себя электроны из
1 этой зоны, приводя к образованию дырок. Основными но-
сителями при этом становятся дырки, неосновными — элек-
троны. Избыточный заряд дырок уравновешивается заря-
дом отрицательных ионов, при этом сохраняется электри-
ческая нейтральность полупроводника. Полупроводник
! с акцепторной примесью называется полупроводником
p-типа. Для р-полупроводника
Рр ~ Пр Na fst Na,
где Na — концентрация акцепторных примесей.
Поскольку в диапазоне комнатных температур все ато-
мы акцепторной примеси ионизированы (приняли дополни-
тельный электрон), концентрация основных носителей
в указанном рабочем диапазоне температур не зависит от
температуры.
Удельная электрическая проводимость полупроводни-
ков
f	o' = Wn Ч- qppp,
где q — заряд электрона, пир — концентрация электронов
и дырок, и |1Р — подвижность электронов и дырок, т. е.
средняя скорость направленного движения носителей за-
ряда, отнесенная к напряженности электрического поля.
В электронном полупроводнике пп^>Рп, поэтому
о,,= Мп-
1	В дырочном полупроводнике Рр^Пр, следовательно,
= ЯРр Рр-
При увеличении температуры увеличиваются тепловые
13
колебания кристаллической решетки, подвижность носите-
лей падает. Так как в рабочем диапазоне температур кон-
центрация основных носителей примесных полупроводни-
ков неизменна, их электропроводность уменьшается с рос-
том температуры из-за снижения подвижности
1.2. ПРОЦЕССЫ В ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНОМ ПЕРЕХОДЕ
В большинстве полупроводниковых приборов исполь-
зуются кристаллы полупроводника с двумя и более участ-
ками (слоями) с различным током проводимости (п и р).
При получении двухслойной структуры со слоями п-
и p-типа обычно концентрация примесей в слоях несим-
метрична:	либо Na^Na. Один из слоев имеет бо-
лее высокую концентрацию основных носителей и большую
электропроводность; например, на рис. 1.2, показана двух-
слойная структура, где Na^>NR, рр^пп.
Рис. 1.2. Электронно дырочный переход при отсутствии внешнего элект-
рического поля (а) и при приложении прямого (б) и обратного (в) на-
пряжений
Область полупроводника, расположенная вблизи ме-
таллургической границы между рил слоями, называется
электронно-дырочным переходом или р-п переходом..
1. Рассмотрим процессы в р-п переходе в отсутствие
внешнего электрического поля (рис. 1.2, а).
Из-за разности концентраций основных носителей в р-
и л-слоях происходит процесс диффузии через переход но-
14
сителей заряда из области с повышенной в область с по-
ниженной концентрацией носителей. При этом основные
носители в р-области — дырки — диффундируют в н-слой,
а основные носители п-слоя — электроны — диффундиру-
ют в p-слой. Диффузионный ток через переход /диф “
=/дифр+/дИф п«/диФр, так как в рассматриваемом приме-
ре Рд>/гп.
Перейдя под воздействием сил диффузии металлурги-
ческую границу, носители рекомбинируют с основными
носителями другого слоя. За счет ухода основных носите-
лей из одного слоя и их рекомбинации в другом вблизи
металлургической границы возникает область, обедненная
подвижными основными носителями заряда и обладающая
высоким сопротивлением (запирающий слой). В запираю-
щем слое нарушается баланс положительных и отрица-
тельных зарядов, так как при уменьшении концентрации
подвижных носителей оказывается нескомпенсированиым
объемный заряд неподвижных ионов примесей: в р-слое—
отрицательных, в п-слое — положительных ионов. Этот
двойной электрический слой (рис. 1.2, а) создает электри-
ческое поле с иапряжеиностью Ео и приводит к появлению
на кривой распределения потенциала <р в полупроводнике
потенциального барьера <ро.
.Электрическое поле, возникшее внутри запирающего
слоя, вызывает направленное движение носителей через
переход — дрейфовый ток, направленный навстречу диф-
фузионной составляющей тока через переход. Дрейфовый
ток через переход /др=/др Р-}-/ДР п.
Диффузия носителей приводит к росту электрического
поля и потенциального барьера, при этом растет дрейфо-
вый ток. Рост двойного электрического слоя прекращается
тогда, когда суммарный ток через переход равен нулю, т. е.
/Диф=—/др- Такой режим соответствует равновесному со-
стоянию р-п перехода при отсутствии внешнего электри-
ческого поля.
Результирующий ток через переход в этом случае
/а = /диф /др = /дифр 4~ /диФп /дРр /дрп = 0. (1-1)
Ширина запирающего слоя в р- и n-слоях зависит от
концентрации ионов примесей в слоях и тем меньше, чем
больше концентрация примесей. Поэтому при рассматри-
ваемом соотношении примесей	переход имеет
двойной электрический слой, ширина которого в слабо ле-
гированной n-области больше (см. рис. 1.2, а).
15
2.	Если двухслойный полупроводник включить в элек-
трическую цепь (рис. 1.2,6) и приложить прямое напря-
жение (плюс к p-слою, минус к n-слою), то это напря-
жение практически все оказывается приложенным
к запирающему слою, как к участку с наибольшим сопро-
тивлением. Из-за встречного направления внутреннего Ео
и внешнего Еа полей результирующая напряженность поля
в запирающем слое снижается и потенциальный барьер
равен <р—фо—U
В результате этого возрастает количество носителей,
обладающих энергией, достаточной для преодоления по-
тенциального барьера, и увеличивается диффузионная со-
ставляющая /ДИф тока через переход. Дрейфовая состав-
ляющая определяется только количеством неосновных но-
сителей, подошедших к запирающему слою в процессе
теплового движения, причем неосновные носители по-
прежнему втягиваются полем перехода. Поэтому дрейфо-
вый ток неосновных носителей от приложенного напряже-
ния не зависит. Таким образом, суммарный ток через
переход Л=/диф—/др>0. Это прямой ток р-п перехода.
Потенциальный барьер ф0 измеряется долями вольта, по-
этому для протекания прямого тока к р-п переходу доста-
точно приложить напряжение, измеряемое тоже долями
вольта. Уменьшение результирующего поля у р-п перехода
приводит к уменьшению объемного заряда и сужению за-
пирающего слоя.
3.	Обратное смещение перехода (рис. 1.2, в) приводит
к увеличению результирующего поля в запирающем слое
и росту потенциального барьера: <p=qpo+|i4|. Диффузия
носителей через переход становится практически невоз-
можной, поэтому ток 7а==/диФ—/др=—/др. В этом случае
поле р-п перехода втягивает все подошедшие к нему не-
основные носители независимо от потенциального барьера
и через переход протекает только ток неосновных носите-
лей: ток дырок из n-области в p-слой и электронов из р-
в n-слой. Однако ток неосновных носителей, или обратный
ток, значительно меньше прямого тока через р-п переход
в случае 2, так как число неосновных носителей в полу-
проводнике мало. Соотношение прямого и обратного токов
р-п перехода позволяет говорить об однонаправленной
проводимости р-п перехода, т. е. о его выпрямляющем дей-
ствии.
Обратный ток неосновных носителей через переход
/обр=/др. иногда называют тепловым током, так как он
16
сильно зависит от температуры: при нагреве полупровод-
ника увеличивается генерация неосновных носителей; при
этом тепловой ток удваивается при нагреве на 8° у гер-
маниевых приборов или на 10 °C у кремниевых приборов.
При обратном смещении р-п перехода суммарная на-
пряженность электрического поля перехода возрастает,
поэтому возрастает заряд двойного электрического слоя
и ширина запирающего слоя. Этот эффект используется
в некоторых типах полупроводниковых приборов (см.
§ 1-6).
4.	Зависимость тока через р-п переход от приложенно-
го напряжения Ia=f(Ua) называется вольт-амперной ха-
рактеристикой (ВАХ) электронно-дырочного перехода. На
рис. 1.3, а ВАХ изображена при одинаковом масштабе по
Рис. 1.3. Вольт-амперная характеристика р-п перехода при одинаковом
масштабе токов и напряжений для прямого и обратного направлений
(а) и различном масштабе (б, кривая /) и ВАХ полупроводникового
днода (б, кривая 2)
осям для положительных и отрицательных значений на-
пряжений и токов. При малом прямом напряжении Ua
протекает большой прямой ток, при больших обратных
напряжениях — малый тепловой ток. Характеристика рис.
1.3, а практически соответствует характеристике идеаль-
ного вентиля, у которого имеют место нулевое падение на-
пряжения при протекании прямого тока и нулевой ток при
приложении обратного напряжения. Следовательно, свой-
ства р-п перехода близки к свойствам идеального вен-
тиля.
При необходимости учесть отличия ВАХ р-п перехода
2—73
Гфмлсяая
та» ли» ? гч ми
Г. »«мель
17
от идеальной вентильной характеристики ее строят в раз-
ных масштабах для положительных и отрицательных зна-
чений токов и напряжений (рис. 1.3,6, кривая /).
1.3. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ диоды
Полупроводниковый диод представляет собой полупро-
водниковый кристалл с двумя слоями проводимости, за-
ключенный в корпус и снабженный двумя выводами для
присоединения во внешнюю цепь. В основе структуры дио-
да лежит р-п переход. ВАХ реального диода (рис. 1.3, б,
кривая 2) несколько отличается от характеристики идеаль-
ного р-п перехода. Прямое падение напряжения на диоде
больше напряжения на р-п переходе на значение падения
напряжения при прохождении тока через толщу слоев по-
лупроводника, главную роль при этом играет падение на-
пряжения в слаболегированном высокоомном слое (в при-
мере, рассмотренном в § 1.2, в л-слое).
Обратная ветвь ВАХ диода имеет три характерных
участка. На участке / отличие от характеристики р-п пере-
хода обусловлено наличием тока утечки по поверхности
кристалла. Участок II— это участок электрического про-
боя р-п перехода: при мало изменяющемся напряжении
наблюдается резкое увеличение тока. Для выпрямитель-
ных диодов характерен лавинный пробой, заключающийся
в том, что под действием сильного электрического поля
неосновные носители заряда, попавшие в переход, за вре-
мя пробега между столкновениями с узлами кристалли-
ческой решетки приобретают энергию, достаточную для
ударной ионизации атомов. При этом образуется пара сво-
бодных носителей заряда. В свою очередь эти носители,
ускоряясь в поле, также могут произвести ионизацию.
Процесс лавинного пробоя напоминает образование гор-
ной лавины. В результате ток через переход резко нарас-
тает. При снятии напряжения Ua ток через прибор пре-
кращается и диод пригоден к дальнейшему использова-
нию, т. е. лавинный пробой является обратимым.
Другой разновидностью обратимого электрического
пробоя на участке II может быть полевой пробой. В тон-
ких переходах напряженность электрического поля велика,
при этом энергия, необходимая для разрыва связи в крис-
таллической решетке, уменьшается, увеличивается генера-
ция неосновных носителей, резко возрастает обратный ток.
На участке III происходит тепловой пробой. При уве-
личении приложенного обратного напряжения растет ток
18
через диоды, а также мощность, выделяемая в р-п перехо-
де. Повышение температуры кристалла усиливает генера-
цию неосновных носителей, поэтому увеличивается обрат-
ный ток. При увеличении обратного тока в свою очередь
растет мощность, температура перехода еще более повы-
шается, что в конечном счете приводит к разрушению р-п
перехода и выходу прибора из строя. Этот вид пробоя,
приводящий к разрушению прибора, является наиболее
нежелательным.
Для использования полупроводниковых приборов
в электронных схемах разработана система числовых ве-
личин, параметров, которые приводятся в справочниках.
Система параметров позволяет правильно выбрать диод
для применения в конкретных устройствах. Основными
параметрами выпрямительных диодов являются:
максимально допустимый средний (за период) прямой
ток, величина которого определяется допустимым нагре-
вом прибора при приложении прямого напряжения;
повторяющееся импульсное обратное напряжение, ве-
личина которого составляет примерно 0,7 напряжения про-
боя и ограничивает величины допустимых обратных напря-
жений на диоде;
импульсное прямое напряжение, которое характеризует
неидеальность прямой ветви его вольт-амперной характе-
ристики, оно определяется при протекании максимально
допустимого среднего прямого тока;
максимальный обратный ток, который характеризует
неидеальность обратной ветви ВАХ диода.
Помимо этих основных параметров диода в справочни-
ке приводятся также параметры, необходимые при анали-
зе его работы при кратковременных перегрузках, например
в аварийных режимах.
Выпрямительные диоды подразделяются на германие-
вые и кремниевые; последние более распространены, так
как имеют более высокую предельную температуру (120 °C
против 55°C), обладают меньшими обратными токами
и большими допустимыми обратными напряжениями. Од-
нако кремниевые диоды имеют большее прямое падение
напряжения (порядка 1 В против 0,3 В у германиевых).
Эти отличия параметров кремниевых диодов обусловлены
большей шириной запрещенной зоны у кремния.
По мощности выпрямительные диоды подразделяются
на маломощные (прямой ток до 0,3 А), средней (ток от 0,3
до 10 А) и большой мощности (ток от 10 до 1000 А и вы-
2*
19
a)
Рнс, 1.4. Схем-
ные обозначе-
ния полупро-
водникового
диода (а) и
стабилитрона (б)
Я
ше). Максимальное обратное напряжение
кремниевых диодов достигает нескольких
тысяч вольт.
Среди мощных диодов большое распро-
странение получили лавинные диоды. Бла-
годаря особой технологии, обеспечиваю-
щей изготовление весьма однородного по
свойствам р-п перехода, и исключению утеч-
ки тока по краю полупроводниковой струк-
туры обратный ток в лавинных диодах те-
чет через всю поверхность перехода с рав-
ной плотностью. При этом перегрев кри-
сталла оказывается меньше и вероятность
теплового пробоя резко снижается. Это значительно по-
вышает надежность работы вентилей.
Особой разновидностью полупроводниковых диодов яв-
ляются высокочастотные и импульсные диоды, при созда-
нии которых достигнуты малые значения внутренних емко-
стей и малое время переключения из проводящего состоя-
ния в непроводящее и обратно.
При низких напряжениях электрического пробоя мощ-
ность, выделяющаяся в приборе на участке II обратной
ветви ВАХ (рис. 1.3), невелика, поэтому возможна дли-
тельная работа прибора. Этот режим работы используется
в стабилитронах — кремниевых диодах, специально пред-
назначенных для стабилизации напряжения. Рабочим
участком ВАХ стабилитрона является участок II, который
характеризуется напряжением стабилизации и ограничен
минимальным и максимальным значениями тока. Измене-
ние напряжения стабилизации AL7 при изменении тока че-
рез прибор А/ характеризуется динамическим сопротивле-
нием стабилитрона: гст=АП/Д/. В идеале гст=0.
За пределами участка II стабилитрон может рассмат-
риваться как обычный диод. Промышленность выпускает
стабилитроны на напряжения стабилизации в диапазоне
от 4 до 200 В, максимальный ток 0,01—10 А.
На рис. 1.4 показаны обозначения выпрямительного
диода и стабилитрона. Вывод (электрод), связанный
с p-слоем, называют анодом (А), а электрод, связанный со
слоем, п-катодом (К).
1.4. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Управление током и усиление сигналов в схемах полу-
проводниковой электроники осуществляют с помощью
20
Рис. 1.5. Схемные обо-
значения транзисторов:
а — p-n-p-тип; б — п-р-п-тип
Рис. 1.6. Распределение
токов (а) и потенциалов
(б) в транзисторе р-п-р-
типа
транзисторов. Биполярный транзистор представляет собой
кристалл полупроводника, состоящий из трех слоев с че-
редующейся проводимостью и снабженный тремя вывода-
ми (электродами) для подключения к внешней цепи. По-
скольку до настоящего времени биполярные транзисторы
являются наиболее распространенным видом транзисторов,
часто их называют просто транзисторами, опуская термин
«биполярный».
На рис. 1.5, а и б показано схемное обозначение двух
типов транзисторов p-n-p-типа со слоями р, п и р и п-р-п-
типа со слоями п, р и п. Крайние слои называют эмитте-
ром (Э) и коллектором (К), между ними находится база
(Б). В трехслойной структуре имеются два электронно-
дырочных перехода: эмиттерный переход между эмитте-
ром и базой и коллекторный переход между базой и кол-
лектором. В качестве исходного материала транзисторов
используют германий или кремний.
При изготовлении транзистора обязательно должны
быть выполнены два условия:
1) толщина базы (расстояние между эмиттерным и кол-
21
лекториым переходами) должна быть малой по сравнению
с длиной свободного пробега носителей заряда;
2) концентрация примесей (и основных носителей) за-
ряда в эмиттере должна быть значительно больше, чем
в базе	в р-п-р транзисторе).
Рассмотрим принцип действия р-п-р транзистора.
Транзистор включают последовательно с сопротивлени-
ем нагрузки /?к в цепь источника коллекторного напряже-
ния Ек. На вход транзистора подается управляющая ЭДС
ЕБ, как показано на рис. 1.6, а. Такое включение транзис-
тора, когда входная (ЕБ, Еб) и выходная (Ек, Ек) цепи
имеют общую точку — эмиттер, является наиболее рас-
пространенным и называется включением с общим эмит-
тером (ОЭ).
При отсутствии напряжений (Еб=0, Ец =0) эмиттер-
ный и коллекторный переход находятся в состоянии рав-
новесия, токи через них равны нулю в соответствии с вы-
ражением (1.1). Оба перехода имеют двойной электричес-
кий слой, состоящий из ионов примесей, и потенциальный
барьер <ро, различный на каждом из переходов. Распреде-
ление потенциалов в транзисторе при отсутствии напряже-
ний показано на рис. 1.6,6 штриховой линией.
Полярность внешних источников Еб и Ек выбирается
такой, чтобы на эмиттерном переходе было прямое напря-
жение (минус источника ЕБ подан на базу, плюс — на
эмиттер), а на коллекторном переходе — обратное напря-
жение (минус источника Ец — на коллектор, плюс — на
эмиттер), причем напряжение |Пкэ|>|^бэ| (напряже-
ние на коллекторном переходе £7кв = ^кэ—^бэ)- При та-
ком включении источников Еб и Ец распределение потен-
циалов в транзисторе имеет вид, показанный на рис. 1.6,6
сплошной линией. Потенциальный барьер эмиттерного пе-
рехода, смещенного в прямом направлении, снижается, на
коллекторном переходе потенциальный барьер увеличива-
ется.
В результате приложения к эмиттерному переходу пря-
мого напряжения начинается усиленная диффузия (инжек-
ция) дырок из эмиттера в базу. Электронной составляю-
щей диффузионного тока через эмиттерный переход можно
пренебречь, так как рр^пп, поскольку выше оговарива-
лось условие Na^NR. Таким образом, ток эмиттера /э~
«/э.дифр. Под воздействием сил диффузии в результате
перепада концентрации вдоль базы дырки продвигаются
от эмиттера к коллектору. Поскольку база в транзисторе
22
выполняется тонкой, основная часть дырок, инжектирован-
ных эмиттером, достигает коллекторного перехода, не по-
падая в центры рекомбинации. Эти дырки захватываются
полем коллекторного перехода, смещенного в обратном на-
правлении, так как это поле является ускоряющим для не-
основных носителей — дырок в базе п-типа. Ток дырок,
попавших из эмиттера в коллектор, замыкается через
внешнюю цепь, источник Ек. При увеличении тока эмитте-
ра на величину Д7Э ток коллектора возрастет на Д7д =
=аД7э. Вследствие малой вероятности рекомбинации
в тонкой базе коэффициент передачи тока эмиттера а=
==Д7К/Д7Э=О,9 4-0,99.
Небольшая часть дырок, инжектированных эмиттером,
попадает в центры рекомбинации и исчезает, рекомбини-
руя с электронами. Заряд этих дырок остается в базе,
и для восстановления зарядной нейтральности базы из
внешней цепи за счет источника Ев в базу поступают элек-
троны. Поэтому ток базы представляет собой ток реком-
бинации /рек = 7э(1—а).
Помимо указанных основных составляющих тока тран-
зистора надо учесть возможность перехода неосновных но-
сителей, возникающих в базе и коллекторе в результате
генерации носителей, через коллекторный переход, к кото-
рому приложено обратное напряжение. Этот малый ток
(переход дырок из базы в коллектор и электронов из кол-
лектора в базу) аналогичен обратному току р-п перехода,
он также называется обратным током коллекторного пере-
хода или тепловым током и обозначается /цбо (рис. 1.6, а).
Таким образом, полный коллекторный ток, определяе-
мый движением всех носителей через коллекторный пере-
ход,
/к = а/э + /КБ0-	0.2)
Из закона Кирхгофа для токов (7б — 7Э—hd и выраже-
ния (1.2) следует
7Б = (1-а)7э-/КБО.	(1.3)
Выражения '(1.2), (1.3) показывают, что токи в тран-
зисторе связаны линейными соотношениями.
Преобразуем (1.2) так, чтобы выявить зависимость
коллекторного тока от тока базы. Для этого из (1.3) по-
лучим
^э (Аэ ^КБо)/(1	а),
23
и подставим это значение 7Э в (1.2):
/ =-----— 1 -к а J I
К	1 — а	j_a ^КБО * *КБО*
Обозначим коэффициент передачи тока базы 0—Д7к/А^б =
=«/(1—а), а ток /кбо .(!+₽) обозначим /КЭо. Тогда
4 ~ 04 + (0 + О 4бо — 04 + 4эо- -4)
Если учесть, что /Кэо мал и Д7к/А7б ~ /к/7б, зависимость
тока коллектора от тока базы может быть записана
и в виде
4~41э4’	0-4а)
где Й21э~ ₽ — статический коэффициент передачи тока
транзистора, который приводится в справочниках*.
Транзистор является трехполюсником, поэтому источ-
ник входного сигнала и нагрузка могут быть подключены
к нему различным образом. В наиболее распространенном
включении по схеме с общим эмиттером (рис. 1.6) источ-
ником входного напряжения 7/бэ является Ев, входным
током базовый ток /б. Нагрузка включается в коллектор-
ную цепь. Эмиттер является общей точкой для входной
и выходной цепей. Изменяя малый ток базы (входной ток)
на значение Д/б, тем самым изменяем выходной ток 7 ц
в соответствии с выражением (1.4). При этом изменяется
ток и падение напряжения на нагрузке на значение А7к₽к,
изменяется мощность, выделяемая на резисторе 7?к- Та-
ким образом, при изменении малого тока /б в цепи источ-
ника малого напряжения Еб изменяется отдача мощности
источником Ецв резистор /?к, причем Д/к ^>Д7б, MrRk
Usa-
При включении транзистора по схеме с общей базой
(ОБ) входным током является ток эмиттера, через нагруз-
ку протекает ток коллектора, причем /к<Аь т. е- выход-
ной ток меньше входного. Изменяя малое напряжение на
эмиттерном переходе, можно изменить ток в цепи источни-
ка Ец и получить приращение напряжения на нагрузке
Д7к7?к 3>Д^эб, т. е. усилить сигнал по напряжению. От-
сутствие усиления по току является недостатком включе-
ния с ОБ, из-за которого эта схема применяется в устрой-
* Строго говоря, в транзисторе величина /г21э —отрицательная:
' ^21э —Р> но по традиции используется без дополнительных оговорок
модуль этой величины, который и обозначается h214.
24
ствах промышленной электроники весьма редко и в дан-
ном курсе не рассматривается.
Принцип действия транзистора n-p-n-типа аналогичен,
лишь направление токов, знаки носителей заряда и поляр-
ность приложенных напряжений противоположны тем, ко-
торые имеют место в рассмотренном р-п-р транзисторе.
1.5.	ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ БИПОЛЯРНЫХ
ТРАНЗИСТОРОВ
Для использования транзисторов необходимо представ-
ление сведений о них в виде характеристик и параметров,
которые позволяют правильно выбрать транзистор и опре-
делить режимы его работы.
Транзистор по схеме с ОЭ описывается семействами вы-
ходных и входных характеристик.
Выходной или коллекторной ВАХ транзистора называ-
ется зависимость коллекторного тока от напряжения меж-
ду коллектором и эмиттером 7К —f (t/кэ). снятая при неиз-
менном токе базы /б =const. Для снятия этой характерис-
тики можно воспользоваться схемой рис. 1.6 при
поддержании постоянства /б. Семейство выходных ВАХ
транзистора приведено на рис. 1.7, а. Зависимость /к (^4э).
как видно из рисунка, является нелинейной и. может быть
разбита на ряд участков.
На большей части характеристик при t/кэ^^кэ.н ток
коллектора почти не зависит от напряжения И^э (пологий
участок характеристик). На этом участке транзистор рабо-
25
тает в режиме, рассмотренном в § 1.4, когда на эмиттерном
переходе действует прямое напряжение, а на коллектор-
ном — обратное. Ток коллектора выражается зависимостью
,/1.4). На пологом участке выходных характеристик тран-
зистор может характеризоваться как прибор со свойствами
управляемого источника тока, т. е. источника тока 7к, зна-
чение которого можно изменять путем изменения тока /б.
Для изменения входного тока базы, например для его
увеличения, увеличивают напряжение источника Ев, при
этом растут прямое напряжение на эмиттерном переходе
и инжекция носителей из эмиттера в базу и ток эмиттера
1э увеличивается на значение Д7э- Увеличение тока базы
обусловлено увеличением рекомбинации части дырок в тон-
кой базе Д7б =Д7Рек=Д7э (1—а). Основная часть прира-
щения эмиттерного тока аД7э вызывает приращение тока
коллектора Д7к =аД7э =₽Д7б. Величина р в различных
типах транзисторов лежит в диапазоне от 10 до 100.
Небольшой наклон пологого участка выходной харак-
теристики обусловлен тем, что при увеличении напряжения
t/io увеличивается напряжение на коллекторном переходе
и расширяется двойной электрический слой коллекторного
перехода, что приводит к уменьшению толщины базы.
В более тонкой базе меньше вероятность рекомбинации, по-
этому значения коэффициентов передачи тока аир не-
сколько увеличиваются. Из (1.4) видно, что при увеличении
Р возрастает коллекторный ток.
Перейдем к рассмотрению крутого участка выходных
характеристик транзистора. При уменьшении (/кэ умень-
шается напряжение на коллекторном переходе Ukb, и при
t/кэ = ^кэ,н = Убэ напряжение U^b — ^кэ— Увэ изменя-
ет свой знак. При дальнейшем уменьшении t/jo до нуля
к коллекторному переходу приложено прямое напряжение.
Навстречу току дырок из эмиттера в коллектор начина-
ется противоположное движение основных носителей (ды-
рок) из коллектора в базу. В результате коллекторный ток
при таком уменьшении t/кэ резко падает. Крутой участок
выходных характеристик транзистора характеризуется по-
терей транзистором свойств усилительного элемента, эта
часть характеристик используется в импульсной технике
при реализации ключевого режима транзистора (см. §3.2).
Напряжение, отсекающее крутой участок на выходных ха-
рактеристиках транзистора,	=0,2-5-1 В.
Резкое увеличение тока 7к в транзисторах при значи-
тельных напряжениях t/кэ вызвано, как и в диодах, лавин-
26
ным размножением носителей в коллекторном переходе,
т. е. явлением электрического пробоя этого перехода. Для
предотвращения необратимого пробоя транзистора ограни-
чиваются напряжение на коллекторе и мощность, рассеи-
ваемая на коллекторном переходе (на рис. 1.7, а показаны
ограничения рабочего участка характеристик). Предельные
значения тока коллектора, при превышении которых умень-
шается коэффициент р, приводятся в справочниках.
Обратимся к рассмотрению входных характеристик
транзистора — зависимостей тока базы от напряжения меж-
ду базой и эмиттером: /Б =£({/БЭ) при постоянном напря-
жении 17кэ. При Uyb =0 оба перехода в транзисторе ра-
ботают при прямом напряжении, токи коллектора и эмит-
тера суммируют в базе. Входная характеристика в этом
режиме представляет собой ВАХ двух р-п переходов, вклю-
ченных параллельно (рис. 1.7,6).
При <7кэ>^кэ.н на коллекторном переходе появляется
обратное напряжение, на эмиттерном — сохраняется пря-
мое. Этот режим подробно рассмотрен в § 1.4. Ток базы
в этом режиме, обусловленный процессом рекомбинации
неосновных носителей в базе, равен разности эмиттерного
и коллекторного токов, он описывается выражением (1.3).
Входная характеристика транзистора рис. 1.7,6 в этом ре-
жиме строится по прямой ветви ВАХ эмиттерного перехода,
но' значения тока уменьшаются на коэффициент (1—а),
показывающий, что ток базы — это лишь рекомбинацион-
ная составляющая эмиттерного тока.
Токи в транзисторе сильно зависят от температуры окру-
жающей среды, что является общим недостатком полупро-
водниковых приборов. Рассмотрим зависимость тока кол-
лектора от температуры при постоянном входном токе
базы. В (1.4) входят члены, зависящие от температуры. Во-
первых, с ростом температуры растет ток /кбо {значение
его удваивается через каждые 8—10°C), так как увеличи-
вается концентрация неосновных носителей в слоях. Во-вто-
рых, коэффициент передачи тока базы р при увеличении
температуры также увеличивается. Это объясняется тем,
что при повышении температуры центры рекомбинации
(дефекты кристаллической решетки) постепенно заполня-
ются и вероятность рекомбинации носителей в базе падает,
при этом увеличиваются коэффициенты передачи токов
в транзисторе а и, следовательно, р=а/(1—а). При на-
греве на 20—30 °C /к может изменяться на десятки про-
центов.
27
Рис. 1.8. Зависимость мо-
дуля коэффициента переда-
чи |р| от частоты
Коэффициенты передачи токов
транзистора аир зависят от ча-
стоты. Это связано с инерционно-
стью процессов, происходящих
в транзисторе при прохождении
носителей заряда через базовый
слой, и изменением концентрации
носителей в базе при диффузии
неосновных носителей к коллек-
стору. За счет инерционности
этих процессов приращения вы-
ходного тока запаздывают по
фазе относительно приращений
входного тока. При высокой частоте следования импуль-
сов за время импульса ток коллектора не успевает дорасти
до максимального значения и с ростом частоты амплитуда
импульсов убывает. Для математического описания этих
явлений коэффициент р представляют в виде комплексной
величины, зависящей от частоты (рис. 1.8):
“ 1 + /W₽
(1.5)
где ро — значение коэффициента р в области низких и сред-
них частот;_/р—частота, на которой модуль коэффициента
,|р|=р0/]/2.
В справочниках приводится граничная частота коэффи-
циента передачи тока fTP, на которой ₽=1. Подставим f—
=/гР в (1.5) и найдем модуль 101,учитывая, что frp/f₽^>l.
Получим
/гр —РоАг	(1.6)
По величине fa можно приближенно судить о рабочей
области частот усилителя, выполненного на транзисторах.
В современных транзисторах fa составляет 106—107 Гц.
Если нужно усиливать сигналы при f>f₽, применяется
включение транзистора с обшей базой, усиление при этом
возможно до частоты frp-
1.6.	ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Биполярные транзисторы, рассмотренные в § 1.4, 1.5,
нашли чрезвычайно широкое применение в различных об-
ластях электронной техники. Однако в ряде случаев их ис-
пользование затруднено, так как эти приборы управляются
током, т. е. потребляют заметную мощность от входной це-
28
Рис. 1.9. Структура (а), схемные обозна-
чения (б — канал p-типа, в —канал п-ти-
па) и стоковые характеристики (г) полево-
го транзистора о р-п переходом
Рис. 1.10. Сужение канала полевого тран-
зистора при приложении напряжений

пи. Это препятствует их использованию при подключении
к маломощным источникам входного сигнала. Указанного
недостатка лишены полевые транзисторы — полупроводни-
ковые приборы, которые практически не потребляют ток из
входной цепи.
Полевые транзисторы подразделяются на два типа, от-
личающихся друг от друга принципом действия: а) с р-п
переходом; б) МДП-типа.
1.6.1.	Полевые транзисторы с р-п переходом имеют
структуру, разрез которой приведен на рис. 1.9, а. Слой
с проводимостью p-типа называется каналом, он имеет два
вывода во внешнюю цепь: С — сток и И — исток. Слои
с проводимостью типа п, окружающие канал, соединены
между собой и имеют вывод во внешнюю цепь, называемый
затвором 3. Подключение источников напряжения к прибо-
ру показано на рис. 1.9, а, на рис. 1.9,6 показано схемное
обозначение полевого транзистора с р-п переходом и кана-
лом p-типа. Существуют также полевые транзисторы с ка-
налом n-типа, их обозначение приведено на рис. 1.9, в, прин-
29
цип действия аналогичен, но направления токов и поляр-
ность приложенных напряжений противоположны.
Рассмотрим принцип действия полевого транзистора
с каналом p-типа. На рис. 1.9, г приведено семейство стоко-
вых (выходных) характеристик этого прибора 7c=f(t/cH)
при Г/Зи=const.
При управляющем напряжении t/зи =0 и подключении
источника напряжения между стоком и истоком Пел по ка-
налу течет ток, который зависит от сопротивления канала.
Напряжение t/си равномерно приложено по длине канала,
это напряжение вызывает обратное смещение р-п перехода
между каналом p-типа и n-слоем, причем наибольшее об-
ратное напряжение на р-п переходе существует в области,
прилегающей к стоку, а вблизи истока р-п переход нахо-
дится в равновесном состоянии. При увеличении напряже-
ния t/си область двойного электрического слоя р-п пере-
хода, обедненная подвижными носителями заряда, будет
расширяться, как показано на рис. 1.10, а. Особенно сильно
расширение перехода проявляется вблизи стока, где боль-
ше обратное напряжение на переходе. Расширение р-п пе-
рехода приводит к сужению проводящего ток канала тран-
зистора, и сопротивление канала возрастает. Из-за увели-
чения сопротивления канала при росте (7си стоковая
характеристика полевого транзистора имеет нелинейный ха-
рактер (рис. 1.9,г). При некотором напряжении t/си гра-
ницы р-п перехода смыкаются (пунктир на рис. 1.10, о),
и рост тока 1с при увеличении t/сч прекращается.
При приложении положительного напряжения к затво-
ру t/зи >0 р-п переход еще сильнее смещается в область
обратного напряжения, ширина перехода увеличивается,
как показано на рис. 1.10,6. В результате канал, проводя-
щий ток, сужается и ток 1с уменьшается. Таким образом,
увеличивая напряжение t/зи, можно уменьшить 1с> что
видно из рассмотрения рис. Г.9,г. При определенном t/зи»
называемом напряжением отсечки, ток стока практически
не протекает. Отношение изменения тока стока Д7с к вы-
звавшему его изменению напряжения между затвором и ис-
током Дt/зи при t/си =const называется крутизной’. 5 =
=Д7с/Д^зи при t/cH=const.
В отличие от биполярных транзисторов полевые транзи-
сторы управляются напряжением, и через цепь затвора
протекает только малый тепловой ток 7з р-п перехода, на-
ходящегося под действием обратного напряжения. Стоко-
вые характеристики, так же как и коллекторные характе-
30
ристики биполярного транзистора, имеют два участка: кру-
той и пологий; последний используется при работе транзис-
тора в усилительных устройствах, в то время как начальный
крутой участок характеристик — при их работе в переклю-
чательных устройствах.
Ток стока полевого транзистора сильно зависит от тем-
пературы. Во-первых, как указано в § 1.1, с ростом темпе-
ратуры электропроводность примесных полупроводников
в рабочем диапазоне температур уменьшается. Во-вторых,
при нагреве ширина р-п перехода уменьшается, а канал
расширяется. В результате воздействия этих двух факто-
ров при нагреве ток стока при t/зи =const может изме-
няться различным образом — как увеличиваться, так
и уменьшаться.
Предельные частоты, на которых могут работать поле-
вые транзисторы, весьма высоки. Основным ограничитель-
ным фактором здесь является емкость р-п перехода, пло-
щадь которого сравнительно велика. Выпускаемые про-
мышленностью полевые транзисторы с р-п переходом
способны работать в мегагерцевом диапазоне частот.
1.6.2.	Полевые транзисторы МДП-типа («металл—-ди-
электрик—полупроводник») называют также полевыми
транзисторами с изолированным затвором. На рис. 1.11, а
показан разрез МДП-транзистора. У поверхности кристал-
ла полупроводника—подложки с проводимостью р-типа
созданы две области с проводимостью «-типа и тонкая пе-
ремычка между ними, называемая каналом. Области п-ти-
па имеют выводы во внешнюю цепь: С — сток и И — исток.
Полупроводниковый кристалл покрыт окисной пленкой ди-
электрика, на которой расположен металлический затвор 3,
связанный с внешней цепью. Таким образом, затвор элек-
трически изолирован от цепи исток—сток. Подключение
источников t/си и t/зи показано на рис. 1.11, а. Подложка
соединяется с истоком; это соединение либо осуществляет-
ся внутри прибора, либо подложка имеет вывод во внеш-
нюю цепь (77) и это соединение осуществляется по внеш-
ней цепи.
Рассмотрим принцип действия прибора. Его стоковые
(выходные) характеристики /с =/(1/си) при t/зи =const
приведены на рис. 1.11,6. При отсутствии управляющего
напряжения t/зи =0 через канал между n-областями про-
текает ток /с. При увеличении напряжения источника t/си
р-п переход между подложкой и каналом смещается в об-
ратном направлении, причем наибольшее обратное напря-
31
Рис. 1.11. Структура (а) и стоковые характеристики (б —со встроен-
ным каналом, в—«с индуцированным каналом) МДП-траизисторов
жение на переходе получается вблизи стока. При обратном
смещении р-п перехода расширяется двойной электриче-
ский слой, обедненный подвижными носителями заряда,
и сужается канал, проводящий ток. По мере роста f/си уве-
личивается сопротивление канала, рост тока стока замед-
ляется, а при перекрытии переходом сечения канала при
увеличении Ucn ток 1с практически не изменяется. В этом
режиме процессы в МДП-транзисторе аналогичны процес-
сам в полевом транзисторе с р-п переходом.
При приложении положительного напряжения к затво-
ру электрическое поле притягивает электроны из подлож-
ки, они скапливаются в области канала, сопротивление ка-
нала уменьшается и ток стока растет (режим обогащения)
/см. характеристики на рис. 1.11,6 при ПСи>0)«
При отрицательном напряжении на затворе электриче-
ское поле выталкивает электроны из канала в подложку,
сопротивление канала увеличивается и ток 7с падает (ре-
жим обеднения).
32
Таким образом, при изменении управляющего напряже-
ния С/зи изменяется выходной ток прибора 7с, причем
связь приращений выходной и входной величин определя-
ется крутизной: 5= Д7с/Д £7зи при <7СИ =const.
Поскольку затвор изолирован от остальной цепи, чрез-
вычайно малый ток затвора 7з вызывается только утечкой
по изоляции. Мощность управляющей цепи МДП-транзис-
тора практически равна нулю.
Аналогично функционирует и другая разновидность
МДП-транзистора — с каналом p-типа. Такой полевой
транзистор имеет подложку n-типа, направление токов
и полярность напряжений противоположна показанным на
рис. 1.11, а. Обозначение МДП-транзисторов с каналами
n-типа и p-типа показано на рис. 1.12, с и б. Рассмотрен-
Рис. 1.12. Схемные обозначения МДП-транзисторов
ные МДП-транзисторы являются приборами со встроенным
каналом.
Помимо этого существуют МДП-транзисторы с индуци-
рованным каналом n-типа (рис. 1.12, в) и p-типа (рис.
1.12,г). При изготовлении этих приборов специальный ка-
нал между областями, связанными со стоком и истоком, не
создается и при напряжении Дзи —0 выходной ток отсут-
ствует, /с =0. Прибор может работать только в режиме
обогащения, когда поле затвора притягивает носители со-
ответствующего знака, создающие проводящий канал меж-
ду областями истока и стока. Семейство стоковых харак-
теристик МДП-транзисторов с индуцированным каналом
n-типа приведено на рис. 1.11, в. При напряжении на за-
творе меньшем напряжения отсечки, ток стока 1с практи-
чески отсутствует.
Наличие четырех типов МДП-транзисторов дает боль-
шие возможности разработчикам при реализации различ-
ных задач, в том числе путем комбинации полевых транзи-
сторов различных типов (см. § 4.2).
3—73
33
1.7.	ТИРИСТОРЫ
Тиристорами называют управляемые полупроводнико-
вые приборы на основе многослойных (четыре слоя или
более) р-п структур, способные под действием сигнала
управления переходить из закрытого (непроводящего) со-
стояния в открытое (проводящее).
Наиболее распространенная разновидность тиристора
основана на четырехслойной р-п-р-п структуре, ВАХ кото-
рой приведена на рис. 1.13, а. На рис. 1.13,6 показано
Рис. 1.13. Вольт-амперная характеристика (а), схемное обозначение (б)
и схема включения (в) однооперационного тиристора
схемное обозначение рассматриваемого тиристора, который
имеет три вывода во внешнюю цепь. Электроды прибора
называются: А — анод, К — катод, УЭ — управляющий
электрод.
Если включить тиристор в электрическую цепь (рис.
1.13, в), то при нулевом сигнале на управляющем электро-
де ток в цепи будет отсутствовать. Это связано с тем, что
при прямом закрытом состоянии (участок I на характерис-
тике рис. 1.13, а) сопротивление тиристора очень велико.
Если теперь на управляющий электрод подать отпирающий
импульс положительной полярности, то тиристор включа-
ется и через нагрузку 7?н начинает протекать ток. Ввиду
малого падения напряжения на включенном тиристоре
(точка 2 на участке II характеристики рис. 1.13, б) анод-
ный ток после включения определяется
/а = ВДн.	(1.7)
S4
Включение тиристора может произойти и без сигнала
управления, если увеличить ЭДС источника питания Ег до
значения, большего напряжения UBK„, показанного на рис;
1.13,о. В этом случае рабочая точка с участка 1 ВАХ пе-
реходит на участок 11 минуя падающий участок 111. На
практике такое включение «по аноду» для большинства
типов тиристоров нежелательно из-за возможного повреж-
дения прибора.
Важнейшей особенностью тиристора является то, что
после его включения открытое состояние сохраняется вне
зависимости от наличия сигнала на управляющем электро-
де. Выключить тиристор можно только в результате сни-
жения анодного напряжения до нуля или до отрицатель-
ного значения (77а^О) или прерывания анодного тока.
Управляющая цепь такого прибора выполняет только одну
операцию — включение тиристора. Такой тип тиристоров
является наиболее распространенным, эти тиристоры по-
лучили наименование однооперационных (или незапирае-
мых).'
Какие физические процессы обусловливают указанные
свойства тиристоров? Структура прибора приведена на
рис. 1.14, а. При приложении к тиристору прямого напря-
жения (плюс на анод А, минус на катод К) оно будет пря-
мым и отпирающим для р-п переходов /71 и П3 и обратным
для перехода П2.
Данную структуру можно представить состоящей из
двух транзисторов — Pinip2 и пгр2п2 (рис. 1.14,6). В обоих
35
транзисторах переход /72 является коллекторным, а пере-
ходы 77] и 77з—эмиттерными соответственно для р-п-р
и п-р-п транзисторов. На участке 1 ВАХ рис. 1.13, а эмит-
терный переход 77j смещен в прямом направлении, коллек-
торный П2— в обратном, поэтому р-п-р транзистор рабо-
тает в режиме, рассмотренном в § 1.4, распределение токов
описывается (1.2). Через прямой переход ГЦ из эмиттера
Р1Вбазу ni диффундируют дырки, часть которых (1—ар)1я
рекомбинирует в базе, а другая часть ар1я втягивается
полем перехода П2 и попадает в коллектор р2. Распре-
деление указанной дырочной составляющей тока пока-
зано на рис. 1.14,о. В аналогичном режиме работает и вто-
рой транзистор. Эмиттерный переход /73 п-р-п транзистора
также смещен в прямом направлении, а коллекторный
772 — в обратном. Через эмиттерный переход П2 проходит
суммарный ток 7а+/у (где 7У — ток управляющего элек-
трода). Часть электронов, обусловленных этим током, ре-
комбинирует в базе (слой р2) (1—ап) (7а+7у), остальные
электроны доходят до коллекторного перехода П2, захва-
тываются его полем и попадают в коллектор (слой ni).
Эта электронная составляющая тока показана в нижней
части структуры на рис. 1.14,0. Кроме этих транзисторных
составляющих тока коллекторного перехода П2, обуслов-
ленных токами эмиттерных переходов 771 и П2, через пере-
ход П2 протекает ток неосновных носителей, имеющихся
в слоях и р2, 7кво=7кор +/коп- Из рис. 1.14, о легко за-
ключить, что 1я—1к, где — полный ток через переход 772,
т. е. суммарный коллекторный ток обоих транзисторов
^к = “р 4 + “п (7у + 7а) + ^КОр + 7К0«>	О-8)
отсюда
7 _ 7 _ 7КБ9 + ап Ч
К а 1 — (а7, + и„)
Рассмотрим зависимость коэффициентов передачи по
току обоих транзисторов ар и ал от тока 1а. Эти коэффи-
циенты зависят от вероятности рекомбинации носителей
в базах П| и р2. С ростом тока 7а рекомбинация падает, так
как центры рекомбинации заполняются при каждом акте
рекомбинации, что ведет к увеличению коэффициентов ар
и ап. До тех пор, пока сумма иР+а„<1, переход П2 за-
крыт и тиристор остается в закрытом состоянии, т. е. об-
ладает высоким сопротивлением для тока /а (участок I
ВАХ на рис. 1.13, а).
(1.9)
36
При увеличении тока 7а за счет увеличения либо управ-
ляющего тока /у, либо напряжения Ua сумма рас-
тет и, когда ар + ап = 1, как следует из (1.9), /а->оо. Эго
означает, что происходит отпирание тиристора: сопротив-
ление его резко снижается и падение напряжения на ти-
ристоре Ua уменьшается. В реальной схеме рис. 1.13, в при
отпирании тиристора устанавливается ток, соответствую-
щий (1.7) (участок II характеристики рис. 1.13, а).
Процесс отпирания тиристора обусловлен наличием
внутренней положительной обратной связи и протекает ла-
винообразно (регенеративный процесс). Рассмотрим про-
цесс включения тиристора при подаче управляющего тока
7У. При этом увеличивается ток через переход П3 и его со-
ставляющая ап(7а+7у), которая для р-п-р транзистора яв-
ляется током базы, поэтому возрастает доля тока коллек-
тора ар1я. Общий ток /к возрастает, при этом в базу п-р-п
транзистора поступает из слоя щ больший ток, что вновь
вызывает увеличение коллекторного тока транзистора п-р-
n-типа. При увеличении тока 7а значения коэффициентов
передачи ар и ап растут и знаменатель в выражении (1.9)
обращается в нуль. За счет резкого нарастания тока /а
увеличивается падение напряжения на резисторе /?н (рис.
1.13, в), а падение напряжения на тиристоре уменьшается.
Если после отпирания тиристора уменьшить ток/у до ну-
ля, то в результате протекающего большого тока 7а будет
поддерживаться нулевое значение знаменателя в выраже-
нии (1.9) и прибор останется в открытом, проводящем со-
стоянии. Тиристор можно запереть только при приложении
обратного напряжения Ua либо при разрыве цепи проте-
кания тока источника Еа.
При приложении к тиристору обратного напряжения
прибор все время находится в закрытом состоянии, по-
скольку переходы 77, и П2 находятся под обратным напря-
жением. Обратная ветвь ВАХ тиристора (участок IV на
рис. 1.13, а) аналогична обратной ветви ВАХ полупровод-
никового диода.
*
1.8. ПАРАМЕТРЫ И РАЗНОВИДНОСТИ ТИРИСТОРОВ
Система параметров тиристора позволяет выбирать при-
боры при проектировании различных устройств. К числу
параметров тиристора относятся показанные на рис. 1.13, а
напряжение включения 7/ВКл и напряжение загиба (пробоя)
на обратной ветви ВАХ U3zr. Если амплитуда питающего
37
напряжения любой полярности нс превосходит названных
напряжений, то при /у—О тиристор будет всегда заперт.
Для надежного выполнения этого условия прямое, или об-
ратнее напряжение па тиристоре не должно превышать
повторяющееся импульсное напряжение, которое составля-
ет примерно 0,7 наименьшего из напряжений и сЛзаг
и приводится в справочниках, для разных типов тиристо-
ров она составляет от 100 до 4000 В.
В паспортных данных тиристора имеются следующие
параметры: максимально допустимый средний прямой ток,
импульсное прямое напряжение и максимальный обратный
ток, которые имеют тот же смысл, что и для диодов
(см. § 1.3). В современных мощных тиристорах допустимый
средний прямой ток достигает 1000—2000 А.
При уменьшении анодного тока до значения тока удер-
жания тиристор может самопроизвольно перейти в запер-
тое состояние. Ток удержания, приводимый в справочнике,
определяется при 1У—0.
Для расчета параметров сигнала, который необходимо
подать на управляющий электрод, пользуются параметра-
ми управляющий ток отпирания и управляющее напряжение
отпирания. При таких значениях тока и напряжения
в управляющей цепи обеспечивается надежное отпирание
тиристора даже при малых (5—10 В) напряжениях Ua
и при наинизшей рабочей температуре, когда отпирание
затруднено.
К важне.йшим динамическим параметрам тиристора от-
носится величина (di7d/)max— критическая скорость нара-
стания анодного тока при включении тиристора. При пре-
вышении допустимого значения (di/dt)max возможен пере-
грев отдельных участков полупроводниковой структуры
и тепловое проплавление перехода; обычно (di/dt) 1Г1ах=
= 104-100 А/мкс, но у специальных быстродействующих
или импульсных тиристоров (di/dt)max доходит до 500—
1000 А/мкс.
К параметрам тиристоров относится время выключе-
ния — временной интервал, спустя который после прекра-
щения протекания анодного тока к прибору можно прило-
жить прямое напряжение и при этом не произойдет его по-
вторного включения. Время выключения у низкочастотных
тиристоров 100—500 мкс, у быстродействующих 10—
100 мкс. Параметр (dUldt)max — допустимая скорость на-
растания прямого напряжения. Это ограничение по скоро-
сти анодного напряжения связано с наличием емкостей пе-
38
реходов, протекание тока через
которые при быстром нараста-
нии анодного напряжения мо-
жет привести к самопроизволь-
ному отпиранию тиристора:
(dt7/d/) таХ=204-100 В/мкс, у
быстродействующих до 200—
500 В/мкс.
Главная область примене-
ния однооперационных тири-
сторов — энергетическая элек-
троника, в области высоких
мощностей тиристор является
Рис. 1.15. • Вольт-амперная ха-
рактеристика симистора (а) и
встречно - параллельное вклю-
чение двух тиристоров (б)
основным силовым управляе-
мым прибором. Маломощные тиристоры используются и в
импульсных схемах информационной электроники.
Помимо рассмотренного основного типа тиристоров, ра-
бота которых описана выше, промышленность выпускает
ряд разновидностей тиристоров:
1.	Динистор — это тиристор без управляющего электро-
да. Он аналогичен обычному тиристору, у которого не
подается сигнал на управляющий электрод. Для включе-
ния динистора к нему необходимо приложить напряжение
U а^Г^вкл. При приложении обратного напряжения динис-
тор всегда заперт.
2.	Симистор — многослойный переключающий прибор
с симметричной ВАХ для прямого и обратного напряжений
(ВАХ приведена на рис. 1.15, а). Симистор может комму-
тировать ток любого направления и заменяет собой цепь
из двух обычных тиристоров, включенных встречно-парал-
лельно (рис. 1.15,6).
3.	Двухоперационные (запираемые) тиристоры появи-
лись в конце 60-х годов. В этих приборах при подаче отри-
цательного импульса на управляющий электрод возможно
осуществить запиранйе анодного тока. Требуемая мощ-
ность запирающего управляющего импульса значительно
выше мощности отпирающего импульса. При разработке
двухоперационных тиристоров встретились многочисленные
трудности, однако в последние годы наметился большой
прогресс в этой области и разработаны двухоперационные
тиристоры на токи до 200—500 А и напряжения до 1000—
2000 В. При этом их применение в энергетической электро-
нике в области малых и средних мощностей становится все
более широким.
39
1.9. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Интегральная микросхема (ИМС) — это изделие, вы-
полняющее определенную функцию преобразования и об-
работки сигнала и имеющее высокую плотность упаковки
электрически соединенных элементов, которые могут рас-
сматриваться как единое целое, выполнены в едином тех-
нологическом процессе и заключены в герметизированный
корпус.
Электронная аппаратура на ИМС обладает следующи-
ми большими преимуществами:
I.	Высокой надежностью и технологичностью, посколь-
ку ИМС изготовляют на специализированных предприяти-
ях на основе хорошо автоматизированной современной тех-
нологии. При создании аппаратуры на ИМС резко снижа-
ются затраты труда на сборку и монтаж аппаратуры,
уменьшается число паяных соединений, которые являются
одним из наименее надежных элементов электронных уз-
лов. Поэтому аппаратура на ИМС намного надежнее, чем
аппаратура на дискретных элементах, меньше вероятность
ошибок при монтаже. Только ИМС обеспечили высокую
надежность, необходимую для создания систем управления
космическими аппаратами и современных больших вычис-
лительных систем.
2.	Аппаратура на ИМС обладает малыми массой и га-
баритами.
3.	При создании аппаратуры из готовых ИМС резко со-
кращается время на разработку изделия, так как исполь-
зуются готовые узлы и блоки, упрощается внедрение в про-
изводство.
4.	Применение аппаратуры на ИМС массового выпуска
снижает стоимость изделия, так как уменьшаются расходы
на монтаж и наладку устройства, да и сами микросхемы
стоят дешевле заменяемых ими схем на дискретных компо-
нентах, так как выпускаются по наиболее совершенной
и производительной технологии.
5.	Создание аппаратуры на ИМС упрощает органи-
зацию производства за счет уменьшения числа опе-
раций и сокращения числа комплектующих изде-
лий.
В силу этих преимуществ практически все современные
устройства информационной электроники создаются с при-
менением ИМС. Можно отождествить современную инфор-
мационную электронику и микросхемотехнику. В послед-
40
ние годы наметилась тенденция внедрения достижений
микроэлектроники и в энергетическую электронику.
Интегральные микросхемы делятся на два сильно отли-
' чающихся друг от друга класса: 1) полупроводниковые
ИМС; 2) гибридные ИМС.
Полупроводниковая ИМС — полупроводнико-
вый кристалл, в толще которого выполняются все компо-
ненты схемы; полупроводниковые приборы и полупровод-
никовые резисторы. Поверхность полупроводника покры-
вается изолирующим слоем окисла, по которому в нужных
местах расположен слой металла, обеспечивающий со-
единения между элементами схемы. На рис. 1.16, а по-
Рис. 1.16. Фрагмент схемы и ее реализация в виде полупроводниковой
ИМС
казана часть схемы, состоящая из резистора, диода и тран-
зистора, а на рис. 1.16,6 — разрез полупроводникового
кристалла, в толще которого выполнены указанные схем-
ные элементы. Изоляция элементов друг от друга осуще-
ствляется с помощью р-п переходов, смещенных в обрат-
ном направлении. Для этого к подложке p-типа приклады-
вается наиболее отрицательный потенциал. После создания
слоя окисла, на поверхности и нанесения соединений кри-
сталлы полупроводника помещают в герметизированный
корпус, имеющий выводы во внешнюю цепь.
Полупроводниковые ИМС обладают следующими осо-
бенностями:
1.	В кристалле полупроводника могут быть выполнены
полупроводниковые приборы (диоды, транзисторы, поле-
вые транзисторы) и полупроводниковые резисторы. В каче-
стве конденсаторов с емкостью до 200—400 пФ используют
емкости полупроводниковых диодов, смещенных в обрат-
ном направлении. Наиболее предпочтительными элемента-
ми являются те, которые занимают наименьшую площадь
41
на кристалле, это, в первую очередь, полевые транзисторы
МДП-типа, затем другие полупроводниковые приборы.
Конденсаторы большей емкости и магнитные элементы
(дроссели, трансформаторы) в составе полупроводниковых
ЙМС невыполнимы.
2.	Точность воспроизведения параметров компонентов
полупроводниковой ИМС невелика, но одинаковые элемен-
ты на одном кристалле имеют практически идентичные па-
раметры.
3.	Технология ИМС очень сложна, и их выпуск может
быть налажен лишь на крупном специализированном пред-
приятии.
4.	Затраты на подготовку выпуска нового типа ИМС ве-
лики, поэтому экономически оправдан выпуск этих изделий
только очень крупными сериями (104 экземпляров и выше).
Чем выше тираж изделия, тем дешевле оно обходится из-
готовителю.
5.	Масса и габариты полупроводниковых ИМС очень
малы, на одном кристалле кремния (размером несколько
квадратных сантиметров) могут располагаться десятки
и сотни тысяч отдельных элементов схемы.
Гибридные ИМС. Основу гибридной ИМС состав-
ляет пленочная схема: пластина диэлектрика, на поверх-
ности которого нанесены в виде пленок толщиной порядка
1 мкм компоненты схемы и межсоединения. Этим способом
легко выполнимы пленочные проводниковые соединения,
резисторы, конденсаторы. Резисторы больших номиналов
выполняют в виде меандра (рис. 1.17, о), что обеспечивает
минимальную площадь, занимаемую элементом. Сопротив-
ление таких резисторов может достигать 105 Ом. Пленоч-
А^лентрин талл
х) ^Подложка
Рис. 1.17. Компоненты пленоч-
ных ИМС:
а — резистор; б — конденсатор;
в — индуктивность
42
ные конденсаторы имеют структуру, разрез которой пока-
зан на рис. 1.17,6. Конденсатор состоит из трех пленочных
слоев: металл — диэлектрик — металл. За счет малой тол-
щины диэлектрика емкость пленочных конденсаторов до-
стигает 10 000 пФ и более. Дроссели могут быть выполне-
ны в виде спирали (рис. 1.17, е); они имеют небольшую
индуктивность, не более 10 мкГн. Бескорпусные полупро-
водниковые приборы, конденсаторы больших номиналов
и магнитные элементы в гибридных ИМС выполняются на-
весными: эти элементы приклеиваются в определенных мес-
тах к плате, осуществляется их контактирование с элемен-
тами пленочной схемы, затем плата с пленочной схемой
и навесными элементами помещается в герметизированный
корпус, имеющий определенное количество выводов.
Гибридные ИМС обладают следующими основными
свойствами:
1.	Наиболее предпочтительными элементами являются
пассивные компоненты (резисторы и конденсаторы), число
навесных элементов в ИМС должно быть небольшим,
так как их установка и монтаж требуют больших затрат
труда.
2.	Точность воспроизведения параметров в гибридных
ИМС значительно выше, чем полупроводниковых. Возмож-
на подгонка номиналов резисторов и конденсаторов (на-
пример, путем соскабливания части пленки).
3.	Технология гибридных ИМС значительно проще тех-
нологии полупроводниковых. Гибридные ИМС делятся на
тонкопленочные, в которых пленки создаются методом тер-
мовакуумного напыления, и толстопленочные, в которых
пленки получают путем нанесения пасты через трафарет
с последующим спеканием в печи. Технология толстопле-
ночных ИМС сравнительно проста, и их выпуск может быть
налажен в стенах лаборатории или производственного
участка.
4.	Стоимость подготовки к выпуску нового типа гибрид-
ных ИМС меньше, чем полупроводниковых, поэтому эконо-
мически оправдан выпуск гибридных ИМС малыми серия-
ми (сотни и даже десятки экземпляров).
5.	Массогабаритные показатели гибридных ИМС хуже,
чем у полупроводниковых, и число компонентов в одной
схеме обычно не больше нескольких десятков.
Полупроводниковые ИМС в основном являются ИМС
общего применения, т. е. выпускаются в виде типовых эле-
ментов для различных областей использования, обладают
43
универсальными достоинствами, что обеспечивает их вы-
сокий тираж. Гибридная технология особенно предпочти-
тельна при разработке ИМС частного применения, т. е. для
решения какой-то определенной задачи. В этом случае ти-
раж ИМС обычно невысок, и экономически выгоднее вы-
пуск гибридных ИМС.
Число компонентов, заключенных в одном корпусе ИМС,
называют степенью интеграции N. На рис. 1.18 показаны
Рис. 1.18. Зависимость относи-
тельной стоимости C/N от сте-
пени интеграции N для ИМС
различных годов выпуска
Рис. 1.19. Воздействие дефек-
тов кристаллической решетки
на выпуск ИМС малой (а) и
большой (б) степени интегра-
ции
зависимости стоимости полупроводниковой ИМС С, отне-
сенной к степени интеграции N, от N. Эти зависимости при-
ведены для различных годов выпуска ИМС. Кривые пока-
зывают, что имеется область NOnt, при которой отношение
С/N имеет минимальное значение. При уменьшении W от
указанного значения стоимость увеличивается, так как
возрастают затраты на упаковку ИМС в корпус, пайку вы-
водов и т. п. При увеличении N стоимость также возрас-
тает по двум причинам. Во-первых, более сложные ИМС
выполняют более сложную, а значит, и более специализи-
рованную функцию, а это приводит к снижению тиража
ИМС и увеличению ее стоимости. Во-вторых, при большом
значении N ИМС занимают значительную площадь на пла-
стине полупроводника. При /V>103 ИМС называется боль-
шой интегральной схемой (БИС).
На рис. 1.19, а показана пластина полупроводника, на
которой изготавливаются девять ИМС малого или среднего
уровня интеграции. На рис. 1.19,6 показана такая же
пластина, на которой расположена только одна большая
ИМС (БИС). Если на пластине имеется локальный дефект
(показан на рис. 1.19, а и б крестиком), то в первом случае
придется забраковать 1/9 часть изготовленных ИМС,
а в случае БИС негодным окажется 100 % изделий. Поэто-
му оптимальное значение N зависит от уровня технологии
изготовления ИМС и по мере совершенствования техноло-
гических процессов повышается, в настоящее время для
выпускаемых БИС Лг~ 105.
Большим достижением современной электроники в по-
следние годы стало преодоление упомянутого препятствия
на пути увеличения N: найдены способы создания сложных
БИС, которые при этом не теряют своей универсальности.
Это программируемые ИМС. Потребитель может по-разно-
му использовать ИМС, запрограммировав ее функции. По-
добные ИМС будут рассмотрены в дальнейшем: это посто-
янные запоминающие устройства (§ 4.6) и микропроцессо-
ры (§4.12, 4.13). Современный этап развития электроники
характеризуется все усиливающимся применением БИС
вплоть до создания однокристальных ЭВМ. Эта тенденция
обусловлена повышением основных технико-экономических
показателей электронных устройств управления при ис-
пользовании БИС (см. гл. 4).
1.10.	ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ОПТОЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ
Оптоэлектроника — это раздел науки и техники, в котором изу-
чаются вопросы генерации, обработки, запоминания и хранения инфор-
мации на основе совместного использования электрических н оптических
ивлений. Оптоэлектронные приборы используют при своей работе элек-
тромагнитное излучение оптического диапазона.
Современная микроэлектроника не решила проблему всеобщей мик-
роминиатюризации электронной аппаратуры. Такие традиционные эле-
менты, как трансформаторы, разъемные контакты, конденсаторы боль-
шой емкости плохо совмещаются с интегральными компонентами из-за
больших габаритов. Особые трудности вызывает обеспечение электриче-
ской изоляции при связи двух систем: высоковольтной и низковольтной.
В частности, такая задача возникает при создании устройств управле-
ния высоковольтными установками большой электроэнергии. Здесь иа
помощь приходит оптоэлектроника. Применение оптического канала
связи позволяет обеспечить надежную электрическую изоляцию любых
систем, исключить громоздкие реактивные и контактные компоненты,
повысить надежность работы оборудования.
Элементная база оптоэлектроники включает в себя:
1)	оптоизлучатели — преобразователи электрической энергии в све-
товую;
45
2)	фотоэлектрические приемники излучения (фотоприемники) —
преобразователи световой энергии в электрическую;
3)	приборы для электрической изоляции при передаче энергии и ин-
формации по световому каналу — оптоэлектронные приборы (опто-
пары) ;
4)	световоды.
Ограничимся рассмотрением наиболее часто применяющихся в про-
мышленной электронике полупроводниковых оптопар, источников или
приемников некогерентного излучения.
Полупроводниковым излучателем света является светоизлучающий
диод. Известно, что при рекомбинации носителей, т. е. возвращении
электрона из зоны проводимости в валентную зону, излучается квант
энергии. Наиболее интенсивно рекомбинация происходит вблизи р-п пе-
рехода, когда основные носители преодолевают потенциальный барьер
и рекомбинируют. Для создания светоизлучающих диодов используют
сложные полупроводниковые материалы, у которых квант энергии
излучается в оптическом (или инфракрасном) диапазоне, например фос-
фид галлия, арсенид галлия или карбид кремния. Излучение происхо-
дит при пропускании через прибор тока в прямом направлении. Конст-
рукция прибора обеспечивает передачу света от р-п перехода без зна-
чительных потерь в толще полупроводника. ВАХ светоизлучающих
диодов аналогична характеристикам обычных кремниевых и германие-
вых диодов.
Светоизлучающие диоды выпускаются в виде отдельных элементов
или групп (матриц) для индикации информации в виде букв, цифр-
и различных символов. Они входят также в состав оптопар. Обозначе-
ние светоизлучающего диода на схемах приведено на рис. 1.20, а.
Рис. 1.20. Схемные обозначения светоизлучающего диода (а), фотодио-
да (б), фототранзистора (в), фототиристора (г) и диодного оптро-
на (д)
К числу фотоприемникое относятся фотодиоды, фототранзисторы,
фототиристоры и другие приборы. В § 1.1 было упомянуто явление тер-
могенерании, т. е. перехода электрона из валентной зоны в зону прово-
димости при нагреве. Аналогичный переход может произойти, если на
слои полупроводника воздействовать светом. В результате увеличения
числа неосновных носителей увеличивается проводимость вещества (по-
явление фотопроводимости). При облучении светом р-п перехода уве-
4G
личивается ток неосновных носителей, т. е. увеличивается обратный
ток этого перехода: /овр=/(Ф), где Ф — световой поток. На этом осно-
вана работа фотодиода, к которому подключается источник обратного
напряжения через сопротивление нагрузки Rw. При увеличении Ф уве-
личивается /обр и растет падение напряжения на нагрузке l^pRs. Обо-
значение фотодиода на схемах приведено на рис. 1.20,6.
Работа фототранзистора также основана на фотопроводимости,
В транзисторе без вывода базы во внешнюю цепь (т. е, при /Б =0) ток
в соответствии с (1.4) определяется
/« = (₽+ 1) /цбо-
При облучении базы или области коллекторного перехода изменя-
ется ток неосновных носителей If (Ф), пропорционально изменяет-
ся /к. В транзисторе с ОЭ ток /КБ0 усиливается в (Р+1) раз, поэтому
мощность сигнала может быть выше, чем в фотодиоде, при том же
уровне напряжений источника питания Е. Обозначение фототр’анзисто-
ра приведено на схеме рис. 1.20, е.
Принцип действия фототиристора (схемное обозначение приведено
на рис. 1.20,г) также основан на изменении тока /КБоПри воздействии
светового облучения. При отсутствии управляющего электрода (/у=0)
ток тиристора описывается выражением, получаемым из (1.9):
/а = Wl’-(%+%)]•
В фототиристоре 7КБ0=)(Ф). При увеличении светового потока рас-
тет /КБ0 и анодный ток /а. Как показано в § 1.7, при этом увеличивают-
ся коэффициенты ар и ал, а при достижении ар+а„=1 тиристор от-
крывается. Таким образом, рост тока при увеличении светового потока
стимулирует отпирание тиристора. Ток открытого тиристора может во
много раз превышать значение /КБ0.
Таким образом, управляемые полупроводниковые приборы (транзи-
стор и тиристор) в качестве сигнала управления могут использовать све-
товое излучение.
Оптопара состоит из излучателя (светодиод) и фотоприемника
(фотодиод, фототра'нзистор или фототиристор), между ними включен
оптический канал, передающий свет от излучателя к приемнику. Обо-
значение диодной оптопары, состоящей из светодиода и фотодиода, при-
ведено на рис. 1.20,6. В оптопарах полностью отсутствует электричес-
кая и магнитная связь между излучателем и приемником. Электричес-
кая прочность материалов, из которых изготавливают оптопары, позво-
ляет передавать сигналы при разности потенциалов между излучателем
и фотоприемником в несколько тысяч вольт. При этом полностью ис-
ключаются паразитные каналы передачи информации через собственные
емкости, магнитное поле рассеяния и т. п. Недостатком диодной опто-
пары является малый коэффициент передачи по току К1=Д/Вых/Д/вх.
47:
При использовании в качестве фотоприемннка фототранзистора может
быть получено усиление тока. Общим недостатком оптопар является
нелинейность зависимости выходного сигнала от входного, обусловлен-
ная нелинейностью характеристик оптопар.
Передача информации от излучателя к фотоприемнику может про-
изводиться с помощью световодов: гибких шлангов, состоящих из отра-
жающей оболочки и сердцевины из органического или неорганического
стекла. Передача информации по световодам обеспечивает полную за-
щищенность от электромагнитных помех.
Оптоэлектронные приборы находят все более широкое применение
в информационной и энергетической электронике, в различных устройст-
вах для передачи и отображения информации.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
1.1.	Перечислите подвижные и неподвижные заряды в примесных по-
лупроводниках, укажите их происхождение и зависимость кон-
центрации от температуры.
1.2,	Почему при анализе электропроводности металлов не учитывают
дырочную составляющую тока?
1.3,	Почему вне запирающего слоя р-п перехода слои полупроводника
нейтральны? Какими зарядами создается запирающий слой и вну-
треннее электрическое поле перехода?
1.4.	Объясните зависимость ширины запирающего слоя р-п перехода
от приложенного напряжения.
1.5,	Укажите напряжения, приложенные к р-п переходам транзистора
на пологом (£\э>ПКЭн) и крутом участках выходной характе-
ристики рис. 1.7, о.
1.6.	Объясните (без формул), почему при постоянном Пкэ>1^КЭ н уве-
личение тока базы транзистора вызывает увеличение тока коллек-
тора.
1.7.	Объясните процессы в транзисторе при /Б=0, ^дэ^^кэ.н-
1.8.	Как изменится эмиттерный ток транзистора при увеличении й/[<э
(^КЭ^^КЭ.н), если ток базы поддерживается постоянным?
1.9.	Укажите случаи, когда ток стока полевых транзисторов изменяет-
ся нз-за расширения р-п переходов.
1.10.	На основании стоковых характеристик рис. 1.9, г и рис. 1.11,6, в
постройте стокозатворные характеристики	при (7СИ =
=const.
1.11.	Объясните распределение токов в тиристоре. Какую роль в его ра-
боте играет зависимость коэффициентов передачи ар и а„ от то-
ка /а?
1.12.	Почему процесс отпирания тиристора при подаче тока управления
протекает лавинообразно?
48
1.13.	Почему в однооперационном тиристоре уменьшение управляющего
тока не приводит к запиранию прибора?
1.14.	Назовите преимущества ИМС. Объясните зависимость стоимости
ИМС от степени интеграции.
1.15.	Сформулируйте отличительные особенности полупроводниковых
н гибридных ИМС.
1.16.	Объясните принцип действия светоизлучающего диода, фотодиода,
фототранзистора и фототиристора. В чем преимущество оптронов
перед приборами с электрической связью?
Глава вторая
ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
2.1.	ПЕРЕДАТОЧНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА УСИЛИТЕЛЬНОГО
КАСКАДА
Усилителями называются устройства, в которых сравни-
тельно маломощный входной сигнал управляет передачей
значительно большей мощности из источника питания в на-
грузку. Наибольшее распространение получили усилители,
построенные на полупроводниковых усилительных элемен-
тах (биполярных и полевых транзисторах); в последние
годы усилители преимущественно используются в виде гото-
вых неделимых компонентов — усилительных ИМС. Про-
стейшая ячейка, позволяющая осуществить усиление, назы-
вается усилительным каскадом.
Электрические сигналы, подаваемые на вход усилителей,
могут быть чрезвычайно разнообразны; это могут быть не-
прерывно изменяющиеся величины, в частности гармониче-
ские колебания, однополярные или двухполярные импуль-
сы. Как правило, эти сигналы пропорциональны определен-
ным физическим величинам. В установившихся режимах
многие физические величины постоянны либо изменяются
весьма медленно (напряжение и частота сети, частота вра-
щения двигателя, напор воды на гидроэлектростанции).
В переходных и особенно аварийных режимах те же величи-
ны могут изменяться в течение малых промежутков време-
ни. Поэтому усилитель должен обладать способностью уси-
ливать как переменные, так и постоянные или медленно из-
меняющиеся величины. Такие усилители являются наиболее
универсальными и распространенными. По традиции их на-
зывают усилителями постоянного тока (УПТ), хотя такое
4—73
49
Рис. 2.1. Простейшая схе-
ма включения транзистора
с ОЭ
название и не вполне точно: УПТ
усиливают не только постоян-
ную, но и переменную составляю-
щую (приращения сигнала) и в
подавляющем большинстве случа-
ев они являются усилителями на-
пряжения, а не тока. В УПТ
нельзя связывать источник и при-
емник сигнала через трансформа-
торы и конденсаторы, которые не
пропускают постоянной состав-
ляющий сигнала. Это условие
вызывает некоторые трудности
при создании УПТ, с которыми мы познакомимся ниже,
но оно же обусловило еще большее распространение УПТ
с появлением микроэлектроники: УПТ не содержат элемен-
тов, выполнение которых в составе ИМС невозможно (тран-
сформаторы и конденсаторы большой емкости).
Для того чтобы рассмотреть принцип действия простей-
шего усилительного каскада, включенного по схеме с общим
эмиттером (ОЭ), вернемся к схеме рис. 1.6, а. Изобразим
эту схему с транзистором п-р-/г-типа в другом виде (см.
рис. 2.Г). Источник напряжения Ек 3>[/кэ,н, где t/K9,H
обозначено на выходной характеристике транзистора (рис.
1.7,с), связан с коллекторным электродом транзистора че-
рез сопротивление нагрузки Ек- Входной сигнал подается
на (/азу транзистора (напряжение «вэ и ток is). Построим
зависимость «кэ=/(мбэ). называемую передаточной харак-
теристикой каскада.
При увеличении напряжения «бэ растет ток i’e (см.
входную характеристику транзистора рис. 1.7,6 при «к
t/кэ.н), растет и ток коллектора: «к = (Р+Щкьо+
+Р*б [см. выражение (1.4)]. В результате увеличивается
падение напряжения на резисторе /?к, уменьшается напря-
жение «кэ = Ек—«к Е (рис. 2.2). При достижении напря-
жения «кэ = ^кэ.н дальнейшее увеличение «бэ не вызы-
вает изменений напряжения и«э и тока «к, протекающего
через резистор 7?к- В этом режиме к Ек приложено напря-
жение Ек—t/кэ.н» и поэтому ток коллектора iK=/KtH=(EK—
—Uk9.h)/Ek.
Рассмотрение передаточной характеристики каскада по-
казывает, что при изменении напряжения ыбэ или тока «б
в цепи маломощного источника сигнала можно изменить
ток iK и напряжение мдэ в цепи более мощного источника
50
Ек. Однако коллекторное напряжение можно изменять
лишь в пределах £/кэ,н -С «кэ Ек, а ток — в пределах
/Кбо < «к < (£к — Пкэ,н )/Як (участок 11 на передаточ-
ной характеристике). При отрицательных мбэ и на участ-
ке 1 через транзистор протекает только малый неуправляе-
мый ток коллекторного перехода, а на участке 111 икэ =
= Пкэ,н и транзистор, как было указано в § 1.5, теряет
свойства усилительного элемента. Еще один вывод, кото-
рый можно сделать из анализа передаточной характеристи-
ки рассмотренного усилительного каскада: при увеличении
«вэ (участок 11) икэ уменьшается. Усилитель, в котором
приращение выходного сигнала противоположно по знаку
приращению входного сигнала, называется инвертирующим.
Передаточная характеристика каскада позволяет нам
рассмотреть различные способы работы каскада, называе-
мые классами усиления.
На рис. 2.2 показаны произвольный двухполярный вход-
ной сигнал Ывх(^) и форма кривой напряжения на коллек-
торе «кэ (0 в различных режимах (классах усиления).
При работе в классе усиления В и^э — ^вх- Нелинейность
передаточной характеристики каскада приводит к тому, что
в классе В на выход передается сигнал только одной поляр-
ности: Пвх>0. Класс В в рассмотренном простейшем кас-
каде можно использовать только для передачи не столь ча-
сто встречающихся однополярных сигналов. При передаче
двухполярного напряжения форма его искажается, часть
информации безвозвратно теряется.
4*
51
При работе в классе усиления А на вход усилителя од-
новременно со входным сигналом uBX(t) подается также по-
стоянное напряжение смещения, так что иВэ =«bx+^cm
(см. временные диаграммы сигналов на рис. 2.2). Благода-
ря смещению в кривой напряжения ujo (0 входной сигнал
воспроизводится полностью, практически без искажений
формы, так как значения иБэ постоянно соответствуют
участку II передаточной характеристики. Режим работы
усилителя, когда включены источники питания и подано
смещение, но ивх=0, называется режимом покоя. В этом
режиме иБэ = ^вэ.п и iB — /б.п, а иКэ={/кэ,п. При приложе-
нии отрицательного (или положительного) напряжения пвх
уменьшатся (или соответственно увеличатся) токи i'e и iK
и падение напряжения на /?к, в результате увеличится
(уменьшится) напряжение икэ: «кэ — ^кэ.п +Л^кэ> где
Л£4э=«вых— полезный эффект усиления.
При работе в ключевом режиме (режим большого сиг-
нала) изменение входного напряжения захватывает участ-
ки I—III передаточной характеристики (см. временные ди-
аграммы на рис. 2.2). Форма передаваемого сигнала иска-
жается (ограничивается его амплитуда). Подобный режим
работы каскада находит широкое применение в импульсной
технике при передаче импульсов прямоугольной формы (см.
§ 3.2), где ограничение амплитуды импульсов несущест-
венно.
Выбор класса усиления и выбор режима покоя опреде-
ляет не только форму передаваемого сигнала, но и мощ-
ность потерь, вызывающую нагрев транзистора:
т
^к ~ у J ыкэ 1к
о
На диаграммах рис. 2.2 пунктиром изображена зависи-
мость мощности Рц в режиме покоя от напряжения смеще-
ния (Убэ.п. Эта зависимость показывает, что выбор
в середине участка II передаточной характеристики каска-
да соответствует максимальным потерям мощности в тран-
зисторе. Более подробно этот вопрос рассматривается
в § 2.17 в связи с построением каскадов усиления мощности.
2.2.	РЕЖИМ ПОКОЯ В КАСКАДЕ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Выделение режима покоя при анализе электронных
схем является одним из типовых приемов схемотехнической
электроники. Продолжим рассмотрение каскада с ОЭ в на-
52
Рис. 2.3. Каскад с ОЭ
и1ых11
Рис. 2.4. Временные диаграм-
мы токов и напряжений в кас-
каде с ОЭ
иболее распространенном классе усиления — классе А. Схе-
ма каскада приведена на рис. 2.3; вначале будем рассмат-
ривать упрощенный вариант каскада при /?э =0. Схема
содержит знакомые нам компоненты: усилительный эле-
мент— транзистор, источник питания £к, сопротивление
коллекторной нагрузки /?к. На схеме появилось сопротив-
ление коллекторной нагрузки R„, к которому приложено
напряжение «вых, а входная цепь условно представлена
в виде последовательного включения двух источников на-
пряжения «вх и 1/см. (В § 2.5 мы уточним способы связи
каскада с источником сигнала и с нагрузкой, пока отметим
лишь, что в классе усиления А на вход каскада помимо
входного сигнала подается постоянное напряжение смеще-
ния {7см.)
На рис. 2.4 представлены временные диаграммы напря-
жений и токов в каскаде с ОЭ. При ивх = 0 в режи-
ме покоя через транзистор протекают постоянные токи
/в.п, 1к,п> 4>,п и к базе и коллектору транзистора приложены
S3
постоянные напряжения 7/Бэ,п и 17кэ,п =#0. Для того что-
бы в режиме покоя	=0, в цепь нагрузки Rn необходи-
мо ввести источник постоянного компенсирующего напряже-
ния UV0Mn — UKS,n. При приложении входного напряжения
токи и напряжения в транзисторе получают приращения
Д^БЭ =«вх, д/в, Д/к, а/э. Д^КЭ = t/вых, которые^ пока-
заны на рис. 2.4 для входного сигнала произвольной фор-
мы. Мгновенные значения токов и напряжений в транзисто-
ре могут быть найдены с помощью графического метода, ко-
торый является одним из эффективных средств анализа
нелинейных цепей.
В схеме рис. 2.3 имеется лишь один нелинейный эле-
мент— транзистор; связь токов и напряжений в транзисто-
ре представлена его ВАХ (см. рис. 1.7), в частности его вы-
ходными характеристиками
iK = f (икэ) при /Б = const.	(2.1)
При графическом анализе линейная часть схемы описыва-
ется уравнением в тех же координатах (iK, «цэ)-
Рассмотрим режим покоя. Допустим, что в цепь на-
грузки включен источник компенсирующего напряжения
ПКомп=^кэ,п. Тогда в режиме покоя ток в нагрузочную
цепь (/?н, t/комп) не ответвляется и уравнение линейной час-
ти схемы записывается в виде
^“(^К ЫКЭ,п)/^К’	^-2)
Решаем систему уравнений (2.1), (2.2) графически, для
этого через семейство выходных характеристик транзистора
(рис. 2.5) проводим линию нагрузки по постоянному току,
описываемую (2.2). Из (2.2) находим, что при iK =0
цкэ = Ек и при икэ = 0 й< = EkJRr. Через две найден-
ные точки проводим прямую линию. Зададим ток базы
в режиме покоя 7б,п, тогда пересечение линии нагрузки по
постоянному току с выходной характеристикой транзистора
при (б = 7б.п будет соответствовать решению системы урав-
нений (2.1), (2.2)—точке покоя 0 (t/K3,n, /к,п)*.
* В общем случае условие £Аомп=Ркэ1П не выполняется и ток кол-
лектора ответвляется в цепь 7?н. Заменим в этом случае линейную часть
схемы (£к, 7?к, L/комп, 7?н) эквивалентными сопротивлениями и ЭДС
7?экв и Едкв, найденными согласно теореме об эквивалентном генераторе.
Читатель может убедиться, что ДЭкв=ЯкЯв/(Як+Дв), a £SK0=[£KX
Х7?н/(/?к+£н)](б,комп/Ди+£к/Лк). Эти значения 7?экв и Eam подста-
вим вместо 7?к и £к в (2.2) и построим по этому уравнению линию
нагрузки по постоянному току.
54
Рис. 2.5. Графический расчет каскада с ОЭ:
-----------выходная характеристика при /б=/б1П и нагреве
Графический анализ каскада при наличии входного сиг-
нала производится аналогично. Рассмотрим контур прохож-
дения тока Д7к через линейную часть схемы. Этот ток мо-
жет пройти через Дк и Ек, а также через (/КОМп и /?н. По-
скольку сопротивление источников постоянного напряжения
для приращений тока (т. е. их сопротивление для перемен-
ной составляющей тока) равно нулю, уравнение линейной
части схемы имеет вид
=	(*К ^н)/(^к *н) = Д^кэ/(^к II (2.3)
где «к11/?н — обозначение параллельного соединения резис-
торов. Решаем совместно (2.1) и (2.3). Для этого через се-
мейство выходных характеристик транзистора (рис. 2.5)
проводим через точку покоя линию нагрузки по переменно-
му току АОВ в соответствии с выражением (2.3). Посколь-
ку Як>(Ш), прямая АОВ идет круче линии нагруз-
ки по постоянному току.
При увеличении /б рабочая точка каскада (икэ, 1к)
перемещается вверх по прямой ОА, ток iK растет, икЭ па-
дает. При уменьшении тока базы рабочая точка перемеща-
ется по прямой ОВ, ток i'k падает, икэ растет. Прямая
АОВ — это траектория рабочей точки каскада.
55
Графический анализ позволяет учесть нелинейность ха-
рактеристик транзистора, дает возможность рассматривать
действие любых сигналов в любом классе усиления. Недо-
статком его являются громоздкость и невозможность
выбора параметров элементов каскада по заданным требо-
ваниям. Главное достоинство графического анализа — на-
глядное представление о работе каскада как о схеме с не-
линейным элементом.
В § 1.5 мы отметили сильную зависимость тока 7к,п от
температуры. При нагреве растет 7к.п, выходная характери-
стика при сохранении равенства 7б = 7в.п смещается вверх,
как показано штрихпунктирной линией на рис. 2.5. Точка
покоя перемещается вверх по линии нагрузки по постоян-
ному току из 0 в О', в результате чего приращения сигна-
лов могут выйти за участок 11 передаточной характеристи-
ки (см. рис. 2.2) и форма кривой сигнала будет искажена
(кривая нВых при нагреве на рис. 2.5). Поэтому в транзис-
торных усилителях необходима стабилизация точки покоя
и каскады без стабилизации практически не применяются.
Стабилизация режима покоя позволяет не только исклю-
чить искажения формы сигнала при нагреве, но и стабили-
зировать режим при замене транзистора, поскольку пара-
метры транзисторов имеют от экземпляра к экземпляру
большой разброс, указанный в паспортных данных прибора.
2.3.	ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ. СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА ПОКОЯ
Для стабилизации режима покоя в каскад вводят об-
ратную связь (ОС). Обратной связью называется передача
информации (или энергии) с выхода устройства или систе-
мы на его вход.
М»ы упомянули термин, который будет сопровождать нас
до конца этой книги. С помощью ОС добиваются новых ка-
честв устройств и создают новые схемы. Теория ОС лежит
в основе «Теории автоматического регулирования». Обрат-
ные связи применяют не только в технике, но и в управле-
нии отраслями народного хозяйства, в управлении социаль-
ными процессами.
Обратимся к электронной технике. Сигнал ОС зависит
от одного из выходных параметров устройства: напряжения,
тока, частоты вращения двигателя, температуры объекта
и т. п. В соответствии с этим ОС разделяются на ОС по на-
пряжению, току, скорости, температуре и т. д.
На входе устройства происходит сложение входного сиг-
56
нала и сигнала ОС. Если упомянутые сигналы суммируют-
ся так, что алгебраически складываются их напряжения, то
ОС называется последовательной. При алгебраическом сум-
мировании токов речь идет о параллельной ОС.
Если на входе складываются сигналы разных знаков, то
ОС является отрицательной (ООС). В этом случае на вхо-
де схемы действует разностный сигнал, который меньше
входного. Выходной сигнал при этом уменьшается. Однако
при применении ООС увеличивается стабильность выходной
величины: ООС по напряжению стабилизирует напряжение,
ООС по скорости стабилизирует скорость и т. д. В этой осо-
бенности ООС мы убедимся в этом параграфе, а также
в § 2.6—2.8, 2.10—2.12.
При положительной ОС (ПОС) на вход устройства по-
дается сумма входного сигнала и сигнала ОС. Выходной
сигнал увеличивается, но стабильность выходного парамет-
ра падает. ПОС используются для ускорения переходных
процессов, они находят применение в схемах генераторов
(см. § 2.15) и в импульсных устройствах (гл. 3).
Итак, перед нами стоит задача стабилизации точки по-
коя каскада с общим эмиттером. Для этого вводим в кас-
кад рис. 2.3 резистор Rg. Падение напряжения на нем
Пэ = 1э/?э~ ixRa прикладывается ко входу транзистора:
"вэ^^х + ^см —«э-	(2.4)
Напряжение пэ является сигналом ОС, он пропорцио-
нален выходному току транзистора ig « iK, т. е. в данном
случае речь идет об ОС по току. На входе происходит вы-
читание напряжений, поэтому ОС является последователь-
ной и отрицательной.
В § 1.5 указывалось,, что при нагреве увеличиваются р,
/К1П, поэтому растет постоянная составляющая напряжения
ОС Ug.n — h.nRg ^K.nRs- В соответствии с (2.4) t/вэ.п =
==Е?см—Оэ.п уменьшается, снижается прямое напряжение
на эмиттерном переходе, в результате чего уменьшаются
токи транзистора 7в.п, /к,п и 7Э1П. Следовательно, ОС под-
держивает токи транзистора в режиме покоя более ста-
бильными. Стабильность режима покоя возрастает при уве-
личении Rg, так как при этом растет сигнал ОС.
Такая стабилизация точки покоя дается дорогой ценой.
При подаче на вход каскада положительного (или отрица-
тельного) входного сигнала ивх увеличиваются (или соот-
ветственно уменьшаются) токи <э и /к, а также падение
напряжения на Rg (сигнал. ОС). Из (2.4) определим при-
57
ращение напряжения между базой и эмиттером: А(/бэ =
= нВх—Д^э. Транзистор управляется напряжением
|Д/7бэ | < 1ывх|, поэтому Д/Б, Д/к, Д^кэ теперь меньше,
снижаются 1/вых и коэффициент усиления каскада.
Для уменьшения вредного воздействия ОС на усиление
каскада ограничивают напряжение Ua.n (не более 0,1 Ед),
но и при этом вредное воздействие ОС достаточно велико.
Противоречие между требованиями к стабильности точки
покоя и к высокому усилению преодолены в дифференци-
альном каскаде (см. § 2.6).
При выборе точки покоя в классе А необходимо исключить искаже-
ния сигнала (для чего траектория рабочей точки должна быть ограни-
чена отрезком АОВ) (рис. 2.5), при этом мощность, рассеиваемая на
транзисторе, должна быть минимальной. Для выполнения этих условий
достаточно выбрать
^КЭ.п = ^КЭ.н + Д^к.п + Пихтах!	<2-5)
/К.п = (₽+») Л<Б0 + Umax/(RK I' «и).	<2-6)
где — напряжение, отсекающее крутой участок выходных харак-
теристик транзистора (см. рис. 1.7, а); ДПк>п — запас на перемещение
точки покоя 0 при нагреве; ивытах — максимальная амплитуда выход-
ного сигнала.
Предлагаем читателю с помощью диаграмм рис. 2.5 убедиться, что
при выполнении соотношений (2.5), (2.6) траектория рабочей точки
каскада не покидает области «к>^КЭ.н’ 'к>1кбо(Р+')> соответствую-
щей участку П передаточной характеристики рис. 2.2, как при мини-
мальной, так и при максимальной температуре.
При =
^К.п ~ (£К ^КЭ.п ~ ^Э.пУ^К •
Решив это уравнение совместно с (2.6), после преобразований най-
дем сопротивление в цепи коллектора:
о =	~ £/кэ-п ~ Ь'э-П ~ Пихтах
К 7Кбо (P+D4- ивыхтах№н
2.4.	СХЕМА ЗАМЕЩЕНИЯ И ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ КАСКАДА
С ОЭ
Для расчета усилительных параметров каскадов поль-
зуются другим методом расчета нелинейных цепей, осно-
ванном на линеаризации нелинейных вольт-амперных ха-
рактеристик транзистора (см.рис. 1.7). Линеаризация нели-
нейных характеристик неизбежно связана с потерей инфор-
58
мации о реальном элементе и ограничениях, обусловленных
его нелинейностью. Так, при анализе усилителей мы можем
рассчитывать только переменные составляющие (прираще-
ния) токов и напряжений каскада в классе усиления А.
При расчете переменных составляющих усилительный
элемент заменяется линейной схемой замещения. На поло-
гом участке выходных характеристик рис. 1.7, а транзис-
тор функционирует как источник тока щ, приращения ко-
торого могут быть записаны в виде
А7К = рД/Б +	,
где гк*=Д^кэ/Д/к при /в =const — динамическое выход-
ное сопротивление транзистора с ОЭ, обусловленное на-
клоном пологого участка выходных характеристик. Сопро-
тивление гк* велико (104 Ом и выше).
Таким образом, выходная (коллекторная) цепь транзи-
стора представляет собой управляемый источник тока
с внутренним сопротивлением гк*.
Входная (базовая) цепь транзистора описывается урав-
нением
Д/г = Д1/г„/г
Б БЭ' вх,э’
где Гвх,э — динамическое входное сопротивление транзисто-
ра с ОЭ, определяемое наклоном входной характеристики
транзистора (рис. 1.7,6) при (7кэ>^кэ,н. Сопротивление
Гвх,э для маломощных транзисторов порядка 103 Ом, для
более мощных транзисторов оно снижается.
Схема замещения транзистора для переменных состав-
ляющих представлена на рис. 2.6.
Б
ЛГК
ДО
оя
Рис. 2.6. Схема замещения
транзистора с ОЭ по перемен-
ной составляющей


Д^БЭ
 эо
ГВХ,Э
К*
ОЭ
Транзистор, как и любой многополюсник, может быть представлен
в виде различных схем замещения (см., например, рис. 2.7, о и б). Схе-
ма рис. 2.6 имеет ряд преимуществ, обусловивших ее выбор: 1) ее па-
раметры легко определяются из ВАХ транзистора и имеют определен-
ный физический смысл; 2) обозначение элементов на схеме замещения
59
Рис. 2.7. Схемы замещения транзистора с ОЭ по переменной составля-
ющей:
а — в ft-параметрах; б — в физических параметрах
соответствует размерности величин; 3) расчетные выражения при ис-
пользовании данной схемы замещения наиболее просты.
В табл. 2.1 представлен перевод параметров схем замещения рис.
2.7 в параметры схемы замещения рис. 2.6.
Таблица 2.1. Связь параметров схем замещения транзистора при
включении с общим эмиттером
Параметр схемы рис. 2.6	Значение параметра через параметры других схем замещения	
	Схема замещения в ft-парамет- рах (рис. 2.74 а)	Схема замещения в физических параметрах (рис. 2.7, б)
гвх.э	^Иэ	гб + гЭ (0"Н)
₽	1 ’г21э 1	₽
	1/^22Э	
Порядок расчета переменных составляющих токов и на-
пряжений каскада следующий: 1) заменяем транзистор схе-
мой замещения рис. 2.6; 2) заменяем линейную часть схемы
каскада эквивалентными сопротивлениями для пере-
менного тока, при этом учитываем, что источники постоян-
ных напряжений (Ек, Ucm, ЕКОмп) для переменной состав-
ляющей тока обладают нулевым сопротивлением (§ 2.2)
и потому замыкаются накоротко; 3) по полученной схеме
замещения каскада рассчитываются электрические пара-
метры линейной цепи методами, известными из курса элек-
тротехники.
На рис. 2.8,а приведена схема замещения каскада сОЭ
по рис. 2.3. К коллектору транзистора подключены парал-
60
Рис. 2.8. Схема замещения каскада с общим эмиттером по переменной
составляющей (а) и обобщенная схема замещения усилителя (б)
лельно резисторы (источник Ек, т. е. точки 1 и 2 на
рис. 2.3 закорачиваем) и /?н (закорачиваем {/комп), к эмит-
теру— резистор /?э. а между базой и общим проводом (точ-
ки /, 2) включен источник входного сигнала.
Пользуясь схемой замещения каскада рис. 2.8, а, най-
дем параметры, которые характеризуют его усилительные
свойства. При расчете не учитываем гк*. поскольку оно ве-
лико.
1.	Входное сопротивление /?вх=ПвхЛ'вх- Обойдем вход-
ную цепь каскада: иВх=Д7в гВх,э+Д7э7?э = Д7б [Гвх,э+(Р+
+ 1)/?э]> поскольку Д/э=Д/б+Д7к= (Р+ОДАэ. Итак,
Явх = Л,х., + (Р + !) *э-	(2-7)
При /?э =0 (каскад без стабилизации точки покоя) /?Вх=
=гвхэ. Величина /?вх в каскадах с ОЭ малой мощности по-
рядка 103 Ом.
2.	Коэффициент усиления по напряжению в режиме хо-
лостого хода: /Сихх=Цвых/ивх при Rn—oo. Пользуясь зако-
ном Ома, выразим напряжение через токи:
UXX Д'Б*вх
Р^К
вх.э + (₽+*) Вэ
(2.8)
При /?э=0 /Сихх=р/?к/Гвх.э- Значение Ки™ при
достигает в каскадах 102. Зависимость (2.8) показы-
вает очень сильное уменьшение Ки** при увеличении /?э
i(T. е. при повышении стабильности точки покоя).
3.	Выходное сопротивление /?ВЫх находят по теореме об
эквивалентном генераторе: это сопротивление между выход-
ными выводами усилителя при отключении всех источников
сигнала (источники напряжения обрывают, источники тока
закорачивают). Положим иБх=0, тогда |ЗД7б =0. Сопро-
61
тивление между выходными выводами
Явых = Як.	(2-9) t
В маломощных усилителях /?Вых~103 Ом.
Любой усилитель можно заменить обобщенной схемой
рис. 2.8, б, которая включает усилительные параметры
Кихх, Rbx и 7?вых. На протяжении этой части курса можно
проследить тенденцию заменять приборы, каскады и более
крупные электронные узлы четырехполюсниками с опре-
деленной системой обобщенных параметров. Разумное обо-
бщение сведений об элементах электронных устройств по-
зволяет рассматривать все более сложные системы, осво-
бождая анализ от ранее изученных подробностей.
С помощью обобщенной схемы замещения рис. 2.8, б
найдем другие параметры усилительного каскада с ОЭ,
которые являются производными от Кихх, К™, и /?вых. По-
лагаем, что источник сигнала Ег имеет внутреннее сопро-
тивление Rr. Найдем коэффициент усиления каскада по
напряжению при /?н^=оо;

(;вых
Ег
Евх_________
Uxx Rb-x + Ег 7?н + У?вых
— К,, Т ? ,(2.10)
'Uxx »вх ’вых’' '
где увх и уВЬ1х — коэффициенты, показывающие потерю
сигнала во входной цепи (на сопротивлении Rr) и в выход-
ной цепи (на /?Вых). Всегда /(иСКихх.
Коэффициент усиления каскада по току
К, = ^х7(Вх = ^Uxx Rbx/(RH + ^вых)’ (2-1 0
Так как в каскаде с ОЭ К(/хх>1, то К/>1 достижим.
Коэффициент усиления по мощности
^ = ^х/р.х = ^^>1-	(2.12)
Как правило, маломощные усилители создаются для
усиления напряжения. Для получения максимального уси-
ления по напряжению, как следует из (2.10), надо обеспе-
чить	и ₽вых«С/?н. В каскаде с ОЭ эти условия
обеспечиваются плохо. Покажем это на примере. Пусть
Р = 50, Гвх,э=/?н=1 кОм, /?к=/?г=2 кОм, /?э=100 Ом.
Из (2.7) Двх=6 кОм. Из (2.8) К(7хх=16, а из (2.10) Ки=
=4. Неудачное соотношение RB-JRr и RJRBKx уменьшает
коэффициент усиления в 4 раза! В § 2.7, 2.8 рассмотрены
способы преодоления этого недостатка, присущего тран-
зисторным усилителям.
62
2.5. ВИДЫ СВЯЗЕЙ И ДРЕЙФ НУЛЯ В УСИЛИТЕЛЯХ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
При построении усилительных каскадов, работающих
в классе А, на вход каскада (рис. 2.3) подается входное
напряжение и напряжение смещения. На коллекторе тран-
зистора — выходное напряжение и постоянная составляю-
щая (/ц, п, для компенсации которой может быть введено
компенсирующее напряжение. Схема рис. 2.3 может быть
реализована при выполнении источников (7СМ и (7комп в виде
независимых гальванических элементов. Однако такое ре-
шение сильно усложняет источник питания усилителя и при-
меняется весьма редко. На схеме рис. 2.9, а напряжения
Рис. 2.9. Различные способы построения схем УПТ
UCM и (/комп формируются резистивными делителями RiR2
и R3R4, подключенными к источнику питания ЕКь Недо-
статком схемного решения рис. 2.9, а является отсутствие
общей точки у источника ивх и нагрузки RH, что нередко
затрудняет использование такого усилителя.
Этот недостаток может быть преодолен в усилителях
с двумя разнополярными источниками питания, которые
в настоящее время получили широкое распространение.
Схема подключения источника сигнала к такому усилите-
лю приведена на рис. 2.9, б. Для получения напряжения
смещения используется источник —Ек2, к которому под-
ключена эмиттерная цепь каскада, содержащая резистор
R3. Источник сигнала включен непосредственно между
базой и общим (заземленным) проводом. Для этой схемы
справедливо выражение (2.4).
Общим недостатком рассмотренных способов подклю-
чения источника сигнала к УПТ (схемы рис. 2.3, рис. 2.9,
а, б) является то, что через источник сигнала протекает
ез
ток базы по^оя. Если источник сигнала не допускает этого,
каскад следует выполнять на полевом транзисторе (см.
§2.8).
Подключение нагрузки в схемах с двумя источниками
питания может быть осуществлено, как показано на рис.
2.9, б. Напряжение l/к.п компенсируется напряжением на
резисторе Ri делителя напряжения RiR2. В режиме покоя
напряжение на выходе
Ывых = ^к.п (^к,п”Ь | ^кг|) ^1/(^1 + Я2)-
Поскольку в режиме покоя стремятся обеспечить
Ивых=0, то после несложных преобразований можно полу-
чить, что для этого необходимо
^к,п/1 ^ю>| = ^1/^2-
При передаче полезного сигнала ивх часть его теряется
на делителе, состоящем из резистора Ri и сопротивления
Коэффициент передачи этого делителя у=
=R2\\RH/(Ri+R2\\Ril).
Таким образом, в усилителях постоянного тока задача
связи усилителя с источником сигнала и нагрузкой пред-
ставляет известные трудности, решение нередко носит ком-
промиссный характер. Наиболее удачные схемные решения
получают широкое распространение и выпускаются в виде
(или в составе) ИМС, рассматриваемых ниже.
Характерной чертой У ПТ является также дрейф нуля —
самопроизвольное изменение выходного сигнала при
А£7вх=0. Причинами возникновения дрейфа могут быть
нестабильность источников питания усилителей и в особен-
ности изменение параметров полупроводниковых приборов
и других элементов схемы в результате изменения темпера-
туры или старения элементов. Например, в схеме рис. 2.9, а
при увеличении ЭДС источника питания Екд это изменение
ДЕ через делитель RiR2 будет передано на базу транзисто-
ра, вызовет увеличение базового тока и снижение потенци-
ала коллектора. Поскольку в схеме с ОЭ Ес/^>1, это изме-
нение ДЕд может быть значительно больше, чем ДЕ. На
нагрузке появится отрицательное приращение выходного
напряжения — сигнал дрейфа.
Рассмотрим другой случай. При увеличении температу-
ры возрастают ток /дво и коэффициент р транзистора, в ре-
зультате увеличивается ток коллектора (см. § 1.5) и сни-
жается потенциал коллектора. На нагрузке возникает от-
рицательное приращение напряжения — сигнал дрейфа.
64
Максимальное напряжение на выходе усилителя, вы-
званное дрейфом, обозначим (7ДР,выхм. Величина <7ДР—
= ^др,выхм/ли, где Ки — коэффициент усиления усилителя,
называется сигналом дрейфа, приведенным ко входу. Сиг-
нал дрейфа является медленно изменяющейся величиной.
При работе усилителя необходимо обеспечить иЪхЭ>илР,
иначе дрейф на выходе невозможно отличить от полезного
сигнала. Для создания качественных УПТ необходимо сни-
жать, а по возможности полностью исключать дрейф нуля.
Стабилизация источников питания, рабочих режимов, тем-
пературы оказывается для этого неэффективной, так как
малейшие отклонения усиливаются УПТ. Эффективным
средством борьбы с дрейфом стало применение каскадов,
построенных по принципу уравновешенных мостов. Наибо-
лее распространенным из них является дифференциальный
каскад.
2.6. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КАСКАД
При рассмотрении каскада с ОЭ обнаружен ряд трудно-
стей, возникающих при создании усилителей. Во-первых,
при стабилизации режима покоя с помощью сопротивления
Ra происходит значительное снижение коэффициента уси-
ления каскада в результате действия ООС. Во-вторых, при
связи каскадов друг с другом коэффициент усиления умень-
шается за счет потерь на резистивных элементах (см. рис.
2.9, б), для исключения этого снижения Ки необходимо при-
менять схемы со сложным источником питания. В-третьих,
в усилителях имеется дрейф нуля. Эти серьезные недо-
статки частично или полностью исключены в дифференци-
альном каскаде, который поэтому находит чрезвычайно ши-
рокое примененйе.
Простейшая схема дифференциального каскада приведе-
на на рис. 2.10. Транзисторы VI, V2 и резисторы и Rk
образуют мост, в одну диагональ которого включаются ис-
точники питания -f-Eki и —Ек2, а в другую — нагрузка.
Дифференциальный каскад нередко называют также парал-
лельно-балансным каскадом. Высокие показатели каскада
могут быть достигнуты только при высокой симметрии (ба -
лансировке) моста. В симметричном каскаде Rki =Rt^ —
—Rk, транзисторы должны быть идентичны по своим па-
раметрам. Последнее достижимо только при изготовлении
транзисторов на одном кристалле по одной технологии, по-
этому дифференциальные каскады используют в настоящее
время только в виде (или в составе) ИМС.
5—73
65
Рассмотрим режим покоя в каскаде рис. 2.10, когда
ивх1 = 0 и Пвх2—0. Напряжения смещения на обоих транзис-
торах одинаковы: {7бэ,ш =^бэ,п2==—где, как следует из
рис. 2.10, Дэ.п = —• Ею + (/э.п1+/э.п2)Рэ<0., За счет одина-
кового положительного смещения на базах через транзисто-
ры протекают равные токи: 7б,п1 = 7Б,п2, 7K,ni = /к.пг,
/э.ш — 1э,п2. Коллекторные токи создают падение напря-
жения на резисторах 7?Ki и /?кг, поэтому Дкэ.пх = б/кэ.п2 =
= Ею — /к.ш Рю—^э,п — Ею — /к,п2 Rkz — Дэ.п- На выходе
каскада иБЬ1Х = Е'кэг—=0.
В таком каскаде осуществляется стабилизация режима
покоя. Если при нагреве возрастут /к.ш и 7к.п2» увеличит-
ся ток /э.п! 4-7э,п2, протекающий через 7?э, и напряжение
Ug.n возрастет: Д67э.п >0. Напряжение Uea.m = ^бэ,п2 ~
=—U3_a уменьшится, эмиттерные переходы транзисторов
станут пропускать меньший ток, в результате токи коллек-
тора /к,п1 и /к.пг будут стабилизированы. Напряжение
Д(7Э,П — это сигнал ОС, стабилизирующей суммарный ток
(7э,п1 + /э.п). В дифференциальном каскаде /?э велико
и стабилизация точки покоя весьма точная, поэтому можно
считать, что 1э.т + 7э,п2 = const, т. е. через резистор Rs
на схему каскада подается стабильный ток. Работа каска-
да не изменится, если заменить Rs источником постоянного
ТОКа (7э.п1+^Э.п2) •
Рассмотрим проблему дрейфа нуля. Предположим, что
источник питания Ею нестабилен и ЭДС Ею увеличилась.
Увеличиваются напряжение на коллекторах на значение
Д{7кэ1 — Af/кэг- При этом ДС7Вых = 0, т. е. дрейф отсутству-
ет. Другой вариант нестабильности: при нагреве увеличива-
Рис. 2.10. Симметричный
дифференциальный каскад
ется коллекторный ток Д/К1 =
=Д/к2, так как транзисторы
идентичны. При этом Д£7КЭ1 =
=Дб^кэ2» Д£/вых=0 и дрейф
снова отсутствует. Любые сим-
метричные изменения в схе-
ме не вызывают дрейфа нуля.
В реальных каскадах симмет-
рия элементов неполная, но
дрейф по сравнению с каска-
дами, рассмотренными в § 2.1—
2.5, снижается на несколько
порядков, что позволяет пода-
вать на вход каскадов весьма
малые напряжения, которые
все же будут существенно больше значений сигнала дрей-
фа, приведенного ко входу.
Рассмотрим усилительные свойства каскада. Преж*
де всего надо отметить, что каскад позволяет подклю-
чать источники входного сигнала различным обра-
зом:
1.	Источник сигнала включается между базами тран-
зисторов, как показано пунктиром на рис. 2.10. Ко входу
VI приложено 1/Вх1=е/2. Пусть е>0, тогда под воздейст-
вием положительного напряжения на базе появляется поло-
жительное приращение Д/Б1 и Д/К1 =(₽4-1)Д/Б1; увеличе-
ние тока /кь протекающего через /?кь снижает напряже-
ние «кэ1: Д^кэ1 <0. Ко входу V2 приложено ивх2=—е/2,
вызывающее уменьшение тока базы — Д/Б2 и уменьшение
тока коллектора V2 на значение Д/К2 =—(р+1) Д/Б2. На-
пряжение «к.эд увеличивается: ДГ/КЭ >0. На нагрузке
«вых=ДС/кэ2—Д{7кэ1=2ДС7кэ2. Обращает на себя вни-
мание, ЧТО при «ВХ1 =—«вх2, Д7э1 =—Д/э2, ПОЭТОМУ 1Э1 +
Ч-1’э2 =const, т. е. сигнал ОС Д£/э =0 и падение напряже-
ния на /?э не оказывает влияния на коэффициент усиления.
Итак, в каскаде преодолено противоречие между необходи-
мостью стабилизации режима покоя и снижением коэффи-
циента усиления за счет ОС.
2.	Источник входного сигнала подключается только ко
входу VI: ивх1=е, вход второго транзистора закорачива-
ется: wBx2=0. Под воздействием входного сигнала изменя-
ется ток базы, его приращение Д/Б1 >0 при е>0, растет
увеличивается падение напряжения на на коллек-
торе Д77кэ1 <0- При увеличении iBi увеличивается i3i. Как
указано выше, ООС по сумме токов (i3i + i92) стабилизи-
рует указанный ток, протекающий через /?э, т. е. igi + 1'32 =
—const, поэтому Д/Э2 =—Д7э1-	Отсюда Д/Б2 ——Д/Бь
Л7К2 =—Д/К1,	ДТ/кэ2 ——Д/7Кэь На нагрузке ивых=
=Д77кэ2—Д^кэ1 >0. Таким образом, подача входного
сигнала на один из входов вызывает изменение токов и на-
пряжений в обоих транзисторах благодаря стабилизации
тока igi + Аналогично можно рассмотреть подачу сиг-
нала на вход V2: ивх2=е, г/вх1=0. При е>0 ДС7КЭ1 >0,
Д^кэг <0, на нагрузке «вЫх=Л/7Кэ2 — Д^кэ1 <0. При по-
даче сигнала на вход VI полярность выходного сигнала сов-
падает с полярностью входного (вход VI называем прямым
входом), при подаче на вход V2 полярности «вых и е проти-
воположны (вход V2 — инвертирующий). При этом отмеча-
ем, что схема дифференциального каскада симметрична
5*
67
и знак пвых зависит только от того, какое направление иВЫх
принято положительным.
3.	На оба входа дифференциального каскада можно под-
ключить независимые источники сигналов wBX1 и пВХ2, в ре-
жиме линейного усиления (класс А) выходное напряжение
может быть найдено методом суперпозиции от воздействия
каждого из сигналов.
Перейдем к количественной оценке усилительных пара-
метров дифференциального каскада. Построим схему
замещения каскада для переменных составляющих (прира-
щений) по методике, изложенной в § 2.4. Для этого заме-
ним транзисторы схемами замещения рис. 2.6 (пренебрега-
ем /-к*~оо), закорачиваем источники постоянных напряже-
ний +£ki и —Ец? и разрываем цепь постоянного тока
Ли + Тэг), т. е. резистор Т?э заменяем разрывом цепи, так
как через Лэ протекает ток, в котором отсутствуют прира-
щения: для них его сопротивление равно бесконечности.
Схема замещения дифференциального каскада приведена
на рве. 2.11. Поскольку i3i + i32=const, то tBi + i’b2= fei +
+1’э2)/(Р+1) =const, следовательно, Д/в2=—Д/ы. Прира-
щения входного тока источника иВХ1 протекают через Vi,
Рис. 2.11. Схема замещении симметричного дифференциального каскада
по переменной составляющей
через эмиттерную цепь втекают в Vi и замыкаются через
источник сигнала wBX2, связанный с источником иВХ1 общим
проводом (см. рис. 2.10). На схеме замещения этот контур
тока показан пунктиром. Закон Ома для этого контура да-
ет соотношение
^Б1 (Мвх1 Ивх2)/2/'ВХ1Э = Д^Б2 •	(2.13)
68
Отсюда
= РА/В1 = Р (Мвх1 ивх2 )/2Гвх,Э ~ А^К2 • (2.14)
При/?н=°° Д£/кэ1 =—^К1Л^кь	А^кэг =—^?кгД^К2 =
=—АС7КЭ1, отсюда
_ «вых _ At7K32 — At7K31 _.
^ХХ «ВХ1---«ВХ2	«В XI «ВХ2
=  2^(“вх1~Цвх2) = ₽7?к/Гвхэ.	(2.15)
2лв х,э («вх1 «вхг)
Мы вновь убеждаемся, что эмиттерная цепь, служащая
для стабилизации режима покоя, в дифференциальном кас-
каде не влияет на коэффициент усиления: ОС по перемен-
ной составляющей токов в каскаде нет. Сравним формулу
(2.15) с (2.8): они совпадают, если в последней приравнять
Яэ =0.
Найдем другие параметры, характеризующие усиление
дифференциального каскада. Из (2.13)
1?ВХ = (^13X1 WBX2)^^BX = 2/"вХ,Э>	(2.16)
где А/вх=А/б1.
Сравнение с (2.7) показывает увеличение 7?Вх в 2 раза,
что обусловлено протеканием тока источников сигнала че-
рез оба транзистора. Найдем ЯвыХ, для этого приравняем
UBXl = 0 и 17вх2 = 0. При нулевых входных сигналах pA/Bi=
=0 и рА/в2 —0 и сопротивление каскада со стороны вы-
хода
/?Е„,х = 2/?к.	(2.17)
По сравнению с Явых в (2.9) здесь оно возросло вдвое. По-
лученные значения Kvxx, Явх и Явых можно использовать для
построения обобщенной схемы замещения дифференциаль-
ного каскада (см. рис. 2.8, б), ко входу которой приложена
разность Ивх1—«вх2. Для расчета других усилительных па-
раметров каскада воспользуемся выражениями (2.10) —
(2.12).
Дифференциальный каскад усиливает разность сигналов,
поэтому при подаче на оба входа дифференциального каска-
да одинаковых сигналов wBxi = Mbx2 uBblx = Ku(UBxl—t7Bx2) =
=0. При этом усилитель работает в режиме синфазных
сигналов. За счет неполной симметрии каскада в реальных
усилителях в режиме синфазных сигналов на выходе по-
лучается ненулевой сигнал: uBBlx—kcuBX, где kc—коэффи-
69
циент передачи для синфазного сигнала. Качество ослаб-
ления синфазного сигнала характеризует коэффициент
Кос,сф = 20 log (kdKv). В силу высокой симметрии каска-
дов, выполненных в виде ИМС, Лос.сф составляет —804-,
4—100 дБ, т. е. Kulkc= 104—10s.
На рис. 2.12, а приведена схема дифференциального кас-
када при его выполнении в виде полупроводниковой ИМС.
Рис. 2.12. Практические схемы симметричного (а) и несимметричного
(б) дифференциальных каскадов	»
Нежелательный при изготовлении ИМС элемент — высоко-
омный резистор Rg —заменен источником тока (i3i + 1’32),
собранном на транзисторе V3. Для стабилизации тока 1Я
транзистора V3 в его эмиттерную цепь введено относитель-
но небольшое сопротивление К'э, обеспечивающее подачу
на эмиттерный переход сигнала ООС: при нагреве увели-
чивается напряжение и'э = 1'ЭВЭ, под воздействием которо-
го ток через эмиттерный переход V3 уменьшается. Диод Vo
также служит для стабилизации тока: при увеличении тем-
пературы напряжение на нем и, следовательно, на базе V3
падает, уменьшается ток через эмиттерный переход V3.
Недостатком дифференциального каскада является1 от-
сутствие общей точки между источниками сигнала и на-
грузкой. Этого недостатка лишен несимметричный диффе-
ренциальный каскад на рис. 2.12, б, у которого сигнал сни-
мается с коллектора V2. Схема также обладает стабилиза-
цией точки покоя, поскольку 1*Э1 + 1'э2—const, при этом
70
в ней нет ОС по переменной составляющей тока, так как
и эмиттерная цепь не влияет на коэффициент усиления,
В многокаскадных усилителях первые (первый) каскады
выполняются в виде симметричного дифференциального
каскада и обеспечивают предварительное усиление сигнала
практически без дрейфа, дополнительное усиление может
быть осуществлено в несимметричном дифференциальном
каскаде.
2.7.	КАСКАД С ОБЩИМ КОЛЛЕКТОРОМ
В § 2.4, 2.6 было указано, что соотношения между RDX
и /?вых, характерные для усилительных каскадов с ОЭ, не
обеспечивают условия получения максимального усиления
по напряжению, для выполнения которого необходимо, что-
бы	/?вых->0. Из-за малости RBX усилители потреб-
ляют от источника сигнала заметную мощность. Большое
значение /?Вых не позволяет осуществлять работу каскада
на низкоомную нагрузку из-за потерь сигнала на RBKX.
В каскаде с общим коллектором (ОК) достигаются вы-
сокие значения RBX при низких /?Вых. Но за это преимуще-
ство в жертву приносится другой параметр: в схеме с ОК
Ки< 1. Каскад с ОК не усиливает сигнала по напряжению,
а используется лишь как вспомогательный каскад, связыва-
ющий схему с ОЭ с маломощным источником сигнала (7?г
велико), либо с низкоомной нагрузкой (7?„ мало). Несмот-
ря на вспомогательную роль, выполняемую схемой с ОК
в усилителях, применяется этот каскад достаточно часто.
Схема каскада с ОК приведена на рис. 2.13, о. Коллек-
тор транзистора, подключен к источнику питания Ек,
В эмиттерную цепь введен резистор /?э, создающий ООС,
Рис. 2.13. Каскад с общим коллектором (а) и его схема замещения по
переменной составляющей (б)
71
стабилизирующую точку покоя. Нагрузка подключается
к эмиттерной цепи. В классе усиления А на вход подаются
входное напряжение цвх и напряжение смещения UCM (ре-
альные схемы выполнения входной цепи рассмотрены
в § 2.5).
Источник сигнала ивх присоединен между базой и общим
проводом, нагрузка — между эмиттером и общим проводом.
Общий провод через источник питания Бк. который имеет
нулевое сопротивление для переменных составляющих, свя-
зан с коллектором. Поэтому схема и получила название—
каскад с ОК, другое ее название эмиттерный повторитель.
В режиме покоя цвх=0. Напряжение UCM вызывает ток
базы /б,п.в эмиттерной цепи пойдет ток/Э1Г1, создающий па-
дение напряжения на /?э. Для того чтобы в режиме покоя
Мвых—0, необходимо в цепь нагрузки ввести источник ком-
пенсирующего напряжения С7комп = С/э.п (реальные схемы
выполнения выходной цепи рассмотрены в § 2.5). В режиме
покоя к эмиттерному переходу транзистора приложено на-
пряжение 17бэ.п=1/см—t/э.п.
При подаче входного сигнала токи и напряжения тран-
зистора получат приращения. При положительном (или от-
рицательном) входном сигнале ивх токи базы и эмиттера
увеличатся (или соответственно уменьшатся), возрастет
(уменьшится) падение напряжения на R3. Приращение
напряжения на нем соответствует выходному сигналу, ко-
торый будет положительным (отрицательным). Полярность
входного и выходного сигналов в схеме с ОК совпадают,
каскад является неинвертирующим усилителем. К эмиттер-
ному переходу транзистора приложено управляющее на-
пряжение ЛБбэ = Мвх—«вых. Сигнал «вых подается на вход
как сигнал ООС: KUoc=uBbtx. Так как при работе транзис-
тора «бэ всегда положительно, то цВых<«вХ, т. е. Ки —
= Мвых/Ивх 1.
Для расчета усилительных параметров каскада построим схему за-
мещения в соответствии с правилами, изложенными в § 2.4. Схема за-
мещения каскада с ОК приведена на рис. 2.13, б. Находим основные
усилительные параметры:
1.	Входное сопротивление RBX=uBX/KlBx. Обойдем входную цепь
каскада ивХ—^1^гех.яГ	II Дн)~Л^б[ГвХ,э4"(Р4"1) (RqIIДн)].
Итак:
^вх = гвх.э+(₽+1)(Бэ II Дц).	(2.18)
При большом /?э||Ян RBX достигает величин порядка Ю4 Ом.
2.	Коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хо-
72
да	По закону Ома выразим напряжении через токи
Кихх = Л/БЯВХ(ХХ) = Д/Б[^вх,Э+(₽+1)Лэ]
(Р + 1) Rg
гвх.э + (₽+ 1) ^Э
(2.19)
но так как обычно rBx.a<S (Р+ 1)Лд, то Ксхх» 1-
3.	Выходное сопротивление находим по теореме об эквивалентном
генераторе, для этого положим ег=0 (т. е. закоротим источник ег). Со*
противление между выходными выводами при приложении напряжения
Дб^вЫХ
тогда из схемы замещения Д(7Еых = Д1Б (гвх.э-1-7?г) = [Л/Э/(Р +1)] X
X (Гвх,э+/?г). В результате получим
" -ТТГ1-	(2-20)
В каскадах с ОК Явых=Ю-г- 102 Ом.
Остальные усилительные параметры могут быть найдены по
(2.10).—(2.12). В каскаде с ОК достижимы значения Kf>l и /<Р>1.
Поскольку управляющий сигнал в схеме с ОК ЛПБЭ —
= Ubx—иВых мал, искажения формы передаваемого сигнала
наблюдаются лишь при достаточно больших входных напря-
жениях, когда амплитуда сигнала составляет (0,2—0,4)£к.
Название эмиттерный повторитель закрепилось за каскадом
с ОК именно потому, что он передает сигнал с коэффици-
ентом Ки близким к 1 и не искажает его формы. Как будет
показано ниже, качества, присущие каскаду с ОК, харак-
терны для усилителей с цепью ООС по напряжению.
2.8.	КАСКАД С ОБЩИМ ИСТОКОМ
Наибольшие значения входного сопротивления позволя-
ют получить каскады на полевых транзисторах. Как указа-
но в § 1.6, полевые транзисторы управляются напряжени-
ем и практически не потребляют тока из входной цепи. По-
этому их можно использовать вместе с маломощными источ-
никами сигнала, причем через источник сигнала постоянная
составляющая тока не протекает. Ограничимся рассмотре-
нием каскада с общим истоком (ОН) на полевом транзис-
73
Рнс. 2.14. Каскад с общим исто-
ком
торе МДП-типа со встроен-
ным каналом (рис. 2.14).
Усилительный элемент —
полевой транзистор с кана-
лом n-типа подключен к ис-
точнику питания через на-
грузочный резистор Rc . Соб-
ственно нагрузка RH подклю-
чена между стоком и об-
щим (заземленным) прово-
дом. Исток транзистора свя-
зан с общим проводом через
резистор Ru, введенным
для создания ООС, стабили-
зирующей точку покоя. Ис-
точник входного сигнала подключен непосредственно к за-
твору относительно общей шины.
Рассмотрим режим покоя. Через канал транзистора
протекает ток 7с.п=/и.п, вызывающий падение напряжения
на Rh 17и,п = /и.пРи. Напряжение /7зи =—[7и.п, т. е. по-
левой транзистор работает в режиме обеднения при неболь-
шом отрицательном напряжении на затворе. В режиме по-
коя на стоке имеется напряжение Uc,п,поэтому для обеспе-
чения цБых=0 в схему вводится источник компенсирующего
напряжения С7Комп=^с,п (схемные варианты создания
t/комп рассмотрены в § 2.5).
При подаче сигнала все токи и напряжения транзистора
приобретают приращения. При положительном (или отри-
цательном) пЕХ напряжение на затворе увеличивается (или
соответственно уменьшается), токи i’c и щ увеличиваются
(уменьшаются), растет (уменьшается) падение напряже-
ния на резисторе Rc уменьшается (увеличивается) напря-
жение «си. приращение которого является выходным на-
пряжением каскада Л/7 си = «Вых. Каскад с ОИ является
инвертирующим усилителем, при рассмотрении его структу-
ры и принципа действия можно найти много аналогий с кас-
кадом с ОЭ.
Расчет каскада по переменной составляющей проводится теми же
способами, что и для усилителей на биполярных транзисторах. На рис.
2.15, а приведена схема замещения полевого транзистора. Выходные
характеристики полевых транзисторов (рис. 1.9, г и 1.11,6, в) показыва-
ют, что транзистор является управляемым источником тока с высоким
внутренним сопротивлением Rc
Д/с = ЗД1?зИ + Л1/си/^й
74
где $=Д7С/Д77ЗИ при 17си =const — крутизна — параметр, характери-
зующий воздействие входного напряжения на выходной ток (S бывает
порядка единиц мА/B) (см. § 1.6); Rt=KUm/^Ic при U3li =con st —
динамическое выходное сопротивление транзистора, обусловленное на-
клоном пологого участка выходных характеристик транзистора. Входная
цепь полевого транзистора между затвором и истоком не пропускает
тока и на схеме замещения представлена высокоомным (порядка
Рис. 2.15. Схемы замещения по переменной составляющей:
а — полевого транзистора; б — каскада с общим истоком
10е Ом) резистором гвх. Сравним схемы замещения полевого и биполяр-
ного транзисторов (рис. 2.6 и 2.15, а), они отличаются тем, что во вто-
рой из них источник выходного тока управляется напряжением, а не
током, как в первой схеме, а также тем, что гвя^>Гвх.э.
Воспользуемся правилами, изложенными в § 2.4, и построим схему
замещения каскада с ОИ, представленную на рис. 2.15, б. Найдем ос-
новные усилительные параметры:
1. Входное сопротивление Кех—иш/1Вх в каскадах иа полевых тран-
зисторах чрезвычайно велико (10е Ом и выше).
2,- Коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода
Кп1х=Пвых/Ивх. Запишем напряжения «вых и через ток Д7С, тогда
_______А/с^с______________________________g 2
и™ А77зи4-Д/И7?н А{/зиSAU3H 7?и	l-}-S7?H
При RK =0 Auxx=S7?c, но стабилизация точки покоя отсутствует.
В каскаде с ОИ можно получить Аии»1 при обеспечении SRq^>\
и Rc^Ry[-
3.	Выходное сопротивление RBux находим, положив «вх=0. Сопро-
тивление между выходными выводами в этом случае 7?Вых=7?с-
Выходное сопротивление каскада с ОИ весьма велико (порядка
10s Ом).
При построении каскадов на полевых транзисторах других типов
(полевые транзисторы с р-п переходом или с индуцированным каналом)
во входную цепь вводится напряжение смещения. Возможно построение
75
дифференциальных каскадов на полевых транзисторах и каскада с об-
щим стоком (истокового повторителя) — аналога эмиттерного повтори-
теля. Применяются усилители, выполненные на основе сочетания поле-
вых и биполярных транзисторов.
2.9.	ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Развитие микросхемотехники изменяет подход к проек-
тированию полупроводниковых усилительных устройств.
Раньше при создании усилителей на дискретных компонен-
тах разработчики стремились найти наиболее простое ре-
шение устройств, в первую очередь стремились уменьшить
число активных компонентов схемы (диодов, транзисторов) ;
такой подход обеспечивал снижение стоимости аппаратуры
и ее высокую надежность. Ныне при разработке аппарату-
ры на ИМС разработчик стремится использовать готовые
ИМС массового выпуска; именно такие ИМС обладают наи-
меньшей стоимостью, их схемные решения тщательно про-
работаны и обеспечивают высокие показатели работы ап-
паратуры. Поэтому предприятия, выпускающие ИМС, стре-
мятся к выпуску наиболее универсальных узлов, которые
применялись бы в самых разнообразных устройствах, это
обеспечивает увеличение выпуска данного типа ИМС и сни-
жение их стоимости. Поэтому ИМС создаются не на основе
наиболее простого решения, а наиболее совершенного, об-
ладающего универсальными достоинствами. Применение
таких ИМС оправдано и в тех случаях, если ряд их парамет-
ров в конкретном устройстве будет недоиспользован.
Наиболее распространенной усилительной ИМС явля-
ется операционный усилитель (ОУ), в котором сосредото-
чены основные достоинства усилительных схем. Идеальный
операционный усилитель имеет чрезвычайно высокий ко-
эффициент усиления по напряжению /Сг==
большое входное сопротивление /?Вх->оо, малое выходное
сопротивление /?Вых-»-0. ОУ является усилителем постоян-
ного тока, т. е. усиливает широкий спектр частот вплоть до
постоянной составляющей. При этом дрейф нуля ОУ очень
мал. ОУ имеет дифференциальный вход «вых = К.и(ивх\—
—иЪх2)'- при подаче сигнала на прямой вход выходное на-
пряжение иЪЪ!У = КииЪх1, при подаче ивх2 на инвертирующий
ВХОД Пвых” KuUBx2-
На рис. 2.16, а приведено обозначение ОУ на схемах.
На рис. 2.16,6 показана структурная схема ОУ. Первый
каскад выполняется по схеме симметричного дифференци-
ального каскада (ДК) (например, по схеме рис. 2.12, а),
76
в которой максимально компенсируется дрейф нуля. В ка-
честве второго каскада часто используется ДК с несиммет-
ричным выходом (например, схема рис. 2.12,6). Третий
выходной каскад выполняется по схеме эмиттерного повто-
рителя (каскад с ОК), что обеспечивает малое выходное
сопротивление ОУ. Современные ОУ используют схемы кас-
кадов, которые гораздо сложнее рассмотренных, дополни-
Рис. 2.16. Схемное обозначение (й) и упрощенная структурная схема
ОУ (б)
тельные элементы обеспечивают повышение входного со-
противления, дополнительную стабилизацию режима покоя,
повышение коэффициента усиления и т. д. Схемы ОУ мо-
гут насчитывать несколько десятков транзисторов.
Свойства реальных ОУ в большей или меньшей степени
приближаются к свойствам идеального ОУ. Система пара-
метров, приводимая в справочниках, позволяет оценить эти
свойства и определить режимы, в которых может исполь-
зоваться ИМС. В табл. 2.2 приведены параметры некото-
рых ОУ.
Таблица 2.2. Параметры операционных усилителей
Параметр	140УД2	140УД6	140УД7	153УД1
£пит' в	±12,6	±12,6	±15	±15
/плт, мА, не более	8,0	8,0	2,8	6,0
Ки	35 000—150 000	35000	50 000	20 000—80 000
/вх> мкА, не более	0,7	0,35	0,2	0,6
С/см, мВ' не ®оле®	±5	±5	±4	±5
кос.сф’ дБ- не	-80	-80	—70	-65
В. не менее	±10	±10	±11,5	±10
Двх> кОм, не менее	300	300	400	100
ДЕых" °м> не более	—	—	—•	200
Дн, кОм, не менее	—	—	2	2
77
ЭДС питания Епят и потребляемый от источника пита-
ния ток 7пот позволяют выбрать источник двухполярного
питания по напряжению и по мощности. Параметры Ки, Евх
и 7?вых характеризуют усилительные свойства ИМС. Пара-
метр 1ВХ (входной ток или ток утечки) характеризует ток
покоя входного электрода ИМС. Приводится коэффициент
ослабления синфазного сигнала КОс,сФ (см- § 2-6)- Нередко
приведены предельные напряжения на входах и между вхо-
дами, при отсутствии этих параметров в паспортных дан-
ных их принимают равными ±ЕП. В реальных ОУ режиму
иЕЫХ=0 соответствует ненулевое напряжение wBxi—Ubx? =
= ЁСЫ, называемое напряжением смещения нуля (см. пе-
редаточную характеристику ОУ, рис. 2.17). Предельное на-
пряжение на выходе ОУ достигается при | ыБых| = (0,9-5-
--У0,95)£п. Это напряжение обозначим UBblxmax. В справоч-
нике приводится минимально возможное предельное напря-
жение ивых, его значение заметно меньше напряжения
Пвыхтах в большинстве образцов ИМС данного типа.
Обобщенная схема замещения ОУ по переменной состав-
ляющей соответствует рис. 2.8, б при подаче на вход на-
пряжения UbxI—«вх2-
Рис. 2.17. Передаточнаи харак-
теристика ОУ
Рис. 2.18. Неинвертирующий
ОУ с ООС (а) и его переда-
точная характеристика (б)
78
Изображение источников питания Еп и 1—Еп, к которым
подключают соответствующие выводы ЙМС, на схемах не-
редко опускают.
2.10.	НЕИНВЕРТИРУЮЩИЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Несмотря на то что ОУ концентрирует в себе лучшие
свойства усилительных устройств, непосредственно в каче-
стве усилителя ОУ не применяется. Это связано с двумя
причинами: во-первых, линейный участок АОВ на переда-
точной характеристике (см. рис. 2.17) ограничен весьма ма-
лыми напряжениями иъахтах1Ки. При увеличении входного
напряжения за эти границы выходное напряжение не
изменяется, т. е. наблюдаются нелинейные искажения сиг-
нала. Во-вторых, коэффициент усиления ОУ Ки меняется
от экземпляра к экземпляру в очень широких пределах
и очень сильно зависит от режима работы, в первую оче-
редь от температуры, что обусловлено сильной зависимос-
тью от температуры р транзисторов, входящих в состав
ИМС. Эта нестабильность Ки затрудняет создание усили-
тельных устройств.
Для улучшения параметров усилительных устройств
применяют ОУ с ОС. На рис. 2.18, а приведена схема не-
инвертирующего усилителя на базе ОУ. Входной сигнал пр- '
дается на прямой вход ИМС. С выхода ОУ напряжение ОС 
«ос подают на инвертирующий вход ОУ. Таким образом,'
на входах ОУ действует входное напряжение цвх и напря- ,
жение иос, т. е. речь идет об ОС со сложением напряже-
ний, называемой также последовательной ОС. Выходное
напряжение ОУ определяется разностью (ивх—Uqc), та-
кая ОС называется отрицательной (ООС) (см. § 2.3).
Найдем коэффициент усиления схемы рис. 2.18, а. При
этом полагаем, что /?н>Явых, ЯмМ,	(эти усло-
вия в реальных ОУ легко выполняются). Напряжение ОС
«ос ~ «вых D ? г, = «вых V,	(2.22)
где у=/?1/(/?1+^2).
Выходное напряжение определяется разностью напря-
жений на входах ОУ:
«вых =	(«вх“ «ос) =	(«вх“ Т«выя).
Отсюда формула для расчета ОУ с ООС имеет вид
^£7ос ~ «вых/«вх = "Ь v) < &V'	(2.23)
79
ООС уменьшает коэффициент усиления, так как на
входе усилителя действует не напряжение ивх, а меньшее
значение пвх—«ос. Поскольку в ОУ Ки очень велико, то
из (2.23) при Ки-+оо получаем
К£/ос=1/? = (^ + да,	(2-24)
т. е. Киос определяется лишь отношением сопротивлений
(/?i+/?2)/^?i и не зависит от Kv-
Таким образом, введение ООС позволяет стабилизиро-
вать коэффициент усиления ИМС. Действительно, если
Ки ИМС уменьшится, уменьшатся значения ивых и иос, воз-
растет разность (ивх—«ос), что приведет к возрастанию
«Вых, компенсирующему первоначальное уменьшение выход-
ного напряжения.
Формула (2.24) может быть получена другим путем, что
позволит нам познакомиться с характерным расчетным при-
емом, применяемым при анализе схем на ОУ. Выходное на-
пряжение ОУ цвых^ Овыхтах, а коэффициент усиления ИМС
Ки-+оо, следовательно, ивХ—иос=ивых/Ки=0, т. е. «вх«
«Нос- Отсюда с учетом (2.22) следует (2.24). В ре-
жиме линейного усиления напряжение между входами ОУ
очень мало, — это свойство проявляется в любых схемах
включения ОУ и широко используется при ана-
лизе.
Хотя коэффициент усиления схемы зависит лишь от со-
отношения сопротивлений R\ и Rz, это не означает, что
они могут быть выбраны совершенно произвольно. Мини-
мальное сопротивление резисторов в схемах ОУ ограничено
нагрузочной способностью ИМС. Максимальное сопротив-
ление резистора ограничено, потому что протекающие через
высокоомные резисторы малые токи будут соизмеримы со
входными токами ОУ и это усилит воздействие неидеально-
сти ОУ на работу схемы (см. подробнее об этом в § 2.13).
В практических схемах сопротивление находится в преде-
лах 103—10® Ом.
Стабилизация коэффициента усиления ОУ за счет вве-
дения ОС приближает свойства усилителя к источнику
ЭДС, т. е. выходное сопротивление схемы рис. 2.18, а мень-
ше, чем выходное сопротивление самого ОУ: 7?ВЫХ10С RBB1X.
Это еще одно достоинство, достигнутое за счет ОС. Вход-
ное сопротивление схемы рис. 2.18, а определяется RBX,0C =
— uBX/iBX, где iBX— ток между входами ОУ: iBX= (ивх—
—uoc)/RBX, где RBX — входное сопротивление собственно ОУ.
Поскольку (нЕХ—«ос) «0, то iBX»0, а входное сопротивле-
80

Рнс. 2.19. Форма сигналов
на входе и выходе усилите-
ля рис. 2.18 при различных
коэффициентах усиления
Киос
ние резко увеличивается: Явх.ос^
|-	что является достоинст-
вом усилителя с ОС*.
Выходное напряжение ОУ ог-
раничено пределами ±,иВЫхтах.
В схеме рис. 2.18, а режим линей-
ного усиления соответствует вход-
г ным напряжениям, ограниченным
значением ±UBWXmax/Kuoe- По-
скольку Киос^Ки, передаточная
характеристика ОУ с ОС имеет
достаточно большую область ли-
нейного усиления (рис. 2.18,6).
Наклон передаточной характери-
стики на линейном участке АОВ
определяется коэффициентом уси-
s ления Киос: линия 1 приведена
I для 7<roc=4, линия 2 для/(иос = 10. Таким образом, введе-
[ ние ОС позволяет расширить линейную область передаточ-
ной характеристики и уменьшить нелинейные искажения.
F На рис. 2.19 приведено входное напряжение ивх, подавае-
мое на схему (рис. 2.18, а) и выходное напряжение схемы
( «вых при различных коэффициентах усиления Кгос'. Кио<л<
</Ci7oc2<;/Ci7oc3- Расширение области линейного усиления
достигается за счет снижения коэффициента усиления.
С этим эффектом мы уже сталкивались при рассмотрении
! усилительных каскадов, например схемы с ОК (см. § 2.7),
в которой также действует последовательная ООС по вы-
ходному напряжению.
2.11.	ИНВЕРТИРУЮЩИЙ ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Операционный усилитель при подаче сигнала на инвер-
тирующий вход при усилении изменяет полярность сигнала
на противоположную. При передаче синусоидального на-
пряжения осуществляется сдвиг фазы усиливаемого сигна-
ла на 180°. В усилительных устройствах широко применя-
ется схема инвертирующего ОУ с ООС (рис. 2.20). Вход-
ной сигнал и сигнал ООС подают на инвертирующий вход
ОУ, при этом происходит сложение токов iBX и toc, т. е. речь
* Путем несложных расчетов можно вывести:
= /?вх(1 +Киу), прн Кц->оо Явх,ос-»-оо;
/?ВЫХ,ОС ~/*ЕЫх/(1 4" Киу), При	/?вых,ос-Н).
6—73
81
идет об ООС со сложением токов, называемой также па-
раллельной ООС. Для осуществления сложения токов не-
обходимо исключить подключение непосредственно ко вхо-
ду ОУ источников ЭДС, т. е. необходимо обеспечить
Найдем усилительные параметры ОУ с ООС. При ана-
лизе полагаем:	ЯвыхСЯг; эти условия
в реальных схемах легко выполняются. Поскольку у ИМС
ТО 1вх==—1*ос = й
Рис. 2.20. Инвертирующий ОУ с ООС fa) и его передаточная характе-
ристика (б)
В § 2.10 было отмечено, что на линейном участке пере-
даточной характеристики ОУ напряжение между его вхо-
дами [7*=0. Тогда
tzBX = iBX Ri — iRr,	(2.26)
^ВЫХ = гос ~	'^2-	(2.26)
Отсюда легко получить коэффициент усиления схемы
рис. 2.20, а;
KUoc = ^Jubx=-R2/Rv	(2.27)
Знак минус указывает, что полярности входного и вы-
ходного напряжений противоположны. Коэффициент усиле-
ния | Ruoa | Ки, но при этом Киос зависит только от соот-
ношения сопротивлений R2/R1, поэтому его стабильность
очень высока.
Найдем входное сопротивление £)У с ООС:
^вх.ос ^вх/'вх‘
Так как iBx=T, из (2.25) следует
^вх ос =
82
Конечное значение входного сопротивления отличает
рассматриваемый ОУ от схемы рис. 2.18, а. При стабили-
зации коэффициента усиления схема приближается по сво-
им свойствам к источнику ЭД С, т. е. выходное сопротивле-
ние снижается. Можно заключить, что ^вых,ос<7?вых, что
является преимуществом, достигаемым за счет ООС*.
Передаточная характеристика инвертирующего усилите-
ля приведена на рис. 2.20, б. Она отличается от характери-
стики рис. 2.18,6 тем, что расположена во втором и четвер-
том квадрантах, что характерно для схем, инвертирующих
полярность сигнала. Линейный участок характеристи-
ки ограничен напряжениями ±ивыхтах1Киос- Поскольку
| Ktzoc | <^ Кщ линейный участок передаточной характеристи-
ки расширяется за счет введения ООС и сигналы большей
амплитуды передаются без искажений.
Таким образом, введение ООС в схему инвертирующего
ОУ позволяет улучшить его параметры: повысить стабиль-
ность коэффициента усиления, уменьшить выходное сопро-
тивление, расширить линейную область передаточной харак-
теристики и снизить искажения при передаче сигналов
большой амплитуды. Такие же результаты достигаются
и при введении ООС в неинвертирующий ОУ, отличается
только значение входных сопротивлений (см. § 2.10). Та-
ким образом, с помощью ООС за счет ухудшения одного из
параметров (снижение коэффициента усиления Киое) мо-
жно улучшить остальные параметры. Снижение Ки во мно-
гих схемах несущественно, так как ОУ обладают очень вы-
соким Ки- При необходимости большого усиления сигналов
применяют многокаскадные схемы, в которых каждый кас-
кад выполнен на ОУ и охвачен цепью ООС.
2.12.	ОПЕРАЦИОННЫЕ СХЕМЫ
На ОУ создаются схемы, предназначенные для выпол-
нения математических операций над входными сигналами
(сложение, вычитание, интегрирование, выделение модуля
функции и т.п.). Такие схемы находят широкое примене-
ние в устройствах автоматического управления, они состав-
ляют основу аналоговых ЭВМ. Наиболее распространенны-
ми являются суммирующие и интегрирующие схемы на ОУ,
а также ряд схем, в которых ОУ используется в нелиней-
ном режиме (эти схемы рассмотрены в гл. 3).
* Более детальный анализ показывает, что /?вых,ос=/?вых/(1Ч-\
+	ГДе Y« = /?!/(/?l + /?2). При /CtZ-Х» Явых,Ос = 0.
6*	83
На рис. 2.21, а приведена схема инвертирующего сумма-
тора. Она собрана на базе ОУ с инвертирующим входом
и цепью параллельной ООС (см. § 2.11). Поскольку /?ВХОУ
велико,
4 4* h 4~ 4 —— 4с-	(2.28)
Как и в схеме рис. 2.20, а, i0C==HBbIX/7?0C. Входные токи
определяются с учетом того, что между входами ИМС ОУ
Рис. 2.21. Инвертирующий сумматор на ОУ (а) и временные диаграм-
мы сигналов на его входах и выходе (б)
напряжение равно нулю: i\ = uBmlR-, iz=u3x3.IR\ iz—u^lR.
Тогда из (2.28) следует
(«ВХ1 4" ЙВХ2 4-	= ^вых^ос»
отсюда
Ывых (^вх! 4" «Вх2 4" ^вхз) Roc^R'	(2.29)
Знак минус показывает, что наряду с суммированием
происходит инвертирование полярности сигналов. На рис.
2.21,6 приведены временные диаграммы, иллюстрирующие
работу инвертирующего сумматора.
На рис. 2.22, а приведена схема неинвертирующего сумматора. В ос-
нове этой схемы лежит иеинвертирующий ОУ с ОС (см. рис. 2.18, а).
Выделим названную схему и заменим ее схемой замещения, содержа»
щей /?вх,ос=оо и источник напряжения Киос«сум (выходное сопротивле-
ние равно нулю) (рис. 2.22,6). Так как /?м.Ос = оо, то й+(2+<8=0 или
по закону Ома
ывх1 — цсум . цвха — ысум , Рвхз цсум __„
R + R	R ~ '
Отсюда
ИвХ1 4* ЫВХ2 4* ывхз
~	— «СУМ!
84
Рис. 2.22. Неинвертирующий сумматор на ОУ (а), его схема замещения
(б) и схема вычитателя (в)
где п —число входов сумматора (в рассматриваемой схеме и=3),
Напряжение на выходе ОУ найдем с учетом (2.24):
_ ь"	__	+ ^2 ывх1 + ЦВХ2 4~ ПВХЗ
“вых — ^1/ос “сум	п
Таким образом, выходное напряжение пропорционально сумме
входных сигналов. Но коэффициент передачи по напряжению схемы
рис. 2.22, а зависит от числа входов п. Нетрудно видеть, что «ВЫх одно-
(п	\
2j UBXi \ln-
i~ 1	/
На рис, 2.22, в представлена схема вычитателя на ОУ. Рассмотрим
его работу методом суперпозиции. Вначале положим иВХ2=0, т. е. зако-
ротим источник Нвх?. Тогда схема сводится к неинвертирующему ОУ
(рис. 2.18,а), на входе которого включен делитель напряжения с коэф-
фициентом передачи уВх = ^?4/(/?з + Л>). С учетом (2.24) нЕЬ1Х=нВХ1Х
X [/?4/(/?з+/?4)] [(/?1+#2)/Я1]. Теперь положим uBxi=0 (закоротим ис-
точник Ниц). Схема сводится к инвертирующему ОУ (рис. 2.20,а), по-
скольку подключение к прямому входу резисторов R3 и не изменяет
потенциал на прямом входе идеального ОУ, у которого входной ток
мал. Тогда в соответствии с (2.27) «ЕЫХ=—UnRa/Ri.
В результате воздействия двух сигналов выходное напряжение ОУ
ивых=пвых + tzBbiX = ubxi [Rtf(Rs + /?4)] [(/?i + Rz)/Ri] —UbxsRsIRi- При
Ri—Rs, Ra=Rt получим
~ —
65
Источник напряжения, управляемый током, получим из схемы рис.
2.20, а при /?1=0. При этом /?Вх=0 и источник сигнала иа работает
в режиме источника тока ira. Выходное напряжение при учете п*=0
определяется
"вЫх = 'ос ^2 ~— 'вх #2-
Источник тока, управляемый напряжением, получим также из схе-
мы рис. 2.20, а, если включим нагрузку в качестве резистора Ri. Тогда
'вых — 'ос =— 'вх =	"вх/^1‘
Интегратор на ОУ также создается на базе инвертиру-
ющего ОУ (рис. 2.23,а). В цепь ОС включен конденсатор
С. Как известно из курса ТОЭ,
«с = тфс(0<»-	(2-30)
Рис. 2.23. Интегратор на ОУ (а) и времеинйе диаграммы сигналов иа
его входе и выходе (б)
Поскольку Rbx=O°, то
(2.31)
Напряжение между входами ИМС ОУ равно нулю, по-
этому цВых=«с. Учитывая (2.30) и (2.31), получаем
«вых —у J	® dt‘ <2’32)
Схема выполняет математическую операцию интегриро-
вания. Перейдем от неопределенных интегралов к опреде-
ленным, тогда (2.32) запишется в виде
t
«вых ~ «вых (0) У «вх (0
О
Выходное напряжение «вых зависит от начальных усло-
вий, т. е. от начального напряжения на конденсаторе в мо-
86
мент / = 0 НвыХ(О). На рис. 2.23,6 представлены времен-
ные диаграммы, иллюстрирующие работу интегратора. При
подаче на вход постоянных напряжений на выходе получа-
ем линейно изменяющиеся напряжения.
2.13.	КОМПЕНСАЦИЯ ВХОДНЫХ ТОКОВ И НАПРЯЖЕНИЯ
СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ
Анализ схем на ОУ в § 2.10—2.12 проведен в несколько
упрощенном виде при идеализации свойств ОУ. При прак-
тическом использовании рассмотренных схем их приходит-
ся снабжать дополнительными элементами.
При построении входных каскадов ОУ на биполярных
транзисторах (см. схему рис. 2.12, а) базовые токи входных
транзисторов протекают через входную цепь. На рис. 2.24
приведена схема инвертирующего ОУ с ОС, на которой по-
казаны входные токи /вх- Падение напряжения при проте-
кании входных токов найдем в режиме покоя: wBx—0. Ток
7вх инвертирующего входа может протекать по резисторам
/?1 и /?2, что создает на этом входе падение напряжения
Поскольку Ки ОУ очень велик, то весьма малое значе-
ние Uy может вызвать существенные значения UBw;=KuUy.
Ненулевое t/вых при нВх=0 затрудняет использование ОУ.
Для исключения вредного влияния входных токов к прямо-
му входу ОУ подключают резистор R=RiR2/(Ri+Rz).
Входной ток прямого входа создает на нем падение напря-
жения, входной сигнал определяется разностью напряже-
ний на прямом и инверсном входах и при равенстве вход-
ных токов обоих входов цВых=0. Схема рис. 2.24 с рези-
стором R является практической схемой инвертирующего
ОУ. Аналогичные дополнения вносятся в схемы интегратора
и инвертирующего сумматора. В схеме рис. 2.18, а также
стремятся выбрать резисторы в цепи ОС таким образом,
чтобы сопротивление для входных токов прямого и инвер-
сного входов было одинаковым. При этом учитывается, что
ток прямого входа протекает через внутреннее сопротивле-
ние источника «вх (на схеме рис. 2.18,о не показан).
В § 2.9 указывалось, что передаточная характеристика
ОУ в реальных образцах несимметрична относительно ну-
ля (см. рис. 2.17). Эта несимметрия характеризуется на-
пряжением смещения нуля UCM, которое различно в каждом
87
Рис. 2.24. Инвертирующий
ОУ с компенсацией воздей-
ствия входных токов
Рис. 2.25. Примеры схем
компенсации напряжения
смещения нуля
экземпляре ИМС, но ограничено предельной величиной,
приводимой в паспортных данных ОУ (см. табл. 2.2). На*
пряжение смещения нуля 1/См приводит к тому, что при ну-
левом входном сигнале иВых=#0. Для компенсации вредно-
го влияния напряжения смещения нуля многие схемы на ОУ
снабжают специальными цепями, позволяющими путем ре-
гулировки устранить воздействие UCK. На рис. 2.25 приве-
дены примеры схем инвертирующего и неинвертирующего
ОУ с ОС, дополненные цепями для компенсации напряже-
ния смещения нуля. Схемы содержат потенциометры, уста-
новка которых производится в период отладки устрой-
ства.
Необходимость компенсации вредного влияния входных
токов и напряжения смещения нуля следует учитывать при
создании всех устройств, рассмотренных в § 2.10—2.12.
Введение корректирующих цепей не меняет принципы, по-
ложенные в основу работы этих устройств. Можно пока-
зать, что основные соотношения, приведенные в § 2.10—2.12,
остаются справедливыми.
2.14.	ЧАСТОТНЫЕ СВОЙСТВА И САМОВОЗБУЖДЕНИЕ
УСИЛИТЕЛЕЙ
В идеальном ОУ мы не вводим ограничений по частот-
ным свойствам, считая, что ОУ способен усиливать сигналы
любой частоты, начиная от постоянной составляющей и кон-
чая высокочастотными колебаниями, при этом Ки не зави-
сит от частоты, а фазовый сдвиг между входным и выход-
ным сигналами равен нулю при подаче сигнала на прямой
вход и равен л при подаче сигнала на инверсный вход.
В реальном ОУ, как и в любом другом транзисторном уси-
лителе, способность усиливать высокочастотные сигналы ог-
раничена инерционностью усилительного элемента — тран-
зистора.
При рассмотрении транзистора (§ 1.5) было установле-
но, что с ростом частоты модуль коэффициента передачи
|р| уменьшается и появляется запаздывающий фазовый
сдвиг. Указанное явление обусловливает зависимость Kv
ОУ от частоты: с ростом частоты Kv также уменьшается,
появляется запаздывающий фазовый сдвиг, т. е. Kv приоб-
ретает комплексный характер. На рис. 2.26 показана форма
Рис. 2.26. Форма сигналов на вхо-
де и выходе ОУ
Рис. 2.27. Частотные характерис-
тики ОУ
Ивх(0 и «вых (О ОУ при подаче на вход сигналов прямо-
угольной формы. Инерционность транзисторов приводит
к тому что форма импульсов искажается, импульсы «Вых
имеют трапецеидальную, а при высокой частоте следования
импульсов — треугольную форму. На высоких частотах ам-
плитуда импульсов падает, так как за время импульса на-
89
пряжение не успевает дорасти до предельного значения. Ин-
тенсивность снижения коэффициента усиления зависит от
числа каскадов усилителя. В области высоких частот на ча-
стоте f коэффициент усиления t-ro каскада Кщ падает
в раз и появляется запаздывающий фазовый сдвиг ф».
В многокаскадном усилителе модуль коэффициента усиле-
ния
К = К К К =	(2,33)
где Kuoi, Ким, Киоз — модули коэффициентов усиления кас-
кадов в области низких и средних частот. Таким образом,
Ки падает в Мв раз, где Мв = Л4в1хМв2ХМе3. Фазовый сдвиг
накапливается от каскада к каскаду, и в многокаскадном
усилителе он равен ф=ф1+ф2+фз+-— Зависимость Ku(f)
называется амплитудно-частотной характеристикой усили-
теля, а зависимость ф(^)—фазо-частотной характеристи-
кой. На рис. 2.27 приведены типичные характеристики ОУ,
На частотных характеристиках можно выделить две об-
ласти: в первой из них Ки максимален и фазовый сдвиг от-
сутствует, эта область называется полосой пропускания
усилителя; во второй области, области высоких частот, Ки
падает и с ростом частоты нарастает фазовый сдвиг ф.
Для разграничения областей вводится количественный кри-
терий. Чаще всего области разграничиваются частотой fB,
на которой Kv=Kvo/ V%, т. е. Мв= V2. При необходимо-
сти большей стабильности Ки в пределах полосы пропуска-
ния она ограничивается на уровне Ль-=0,9 и даже 0,99 Кио-
Современная промышленность обеспечивает производст-
во весьма совершенных схем ОУ, в которых полоса про-
пускания достаточна для их практического использования
в большинстве схем промышленной электроники.
Однако неидеальность частотных свойств ОУ необходи-
мо учитывать при использовании схем с ОС, применение
которой, как было показано ранее, является обязательным
в любом усилительном устройстве. Обратимся к схеме рис.
2.18, а. Коэффициент усиления этой схемы определяется по
формуле (2.23). Однако в области высших частот f^fB ко-
эффициент усиления ОУ следует считать комплексной вели-
чиной Ки, так как между выходным и входным напряжени-
ем ИМС появляется фазовый сдвиг ф. Тогда комплексный
характер приобретает и коэффициент усиления схемы рис.
2.18, а:
51/ос = М1+^4	(2.34)
90
На частоте ft, показанной на рис. 2.27, фазовый сдвиг
Ф=180°. Коэффициент усиления Kv на этой частоте явля-
ется действительной, но отрицательной величиной: Ки=
=—К*. Подставим это значение в (2.34) :
<2-35>
На частоте /* | Кио? | > | Ки |, т. е. за счет фазового сдвига
(ф=л) ООС превратилась в ПОС, увеличивающую Ки. При
К*у = 1 из (2.35) получаем Kvoc = со. Это означает, что
при wBX=0 на выходе существует ненулевое выходное на-
пряжение. Это явление называется самовозбуждением уси-
лителя и совершенно недопустимо при его работе. Объяс-
няется это явление тем, что при ПОС поступающий на вход
выходной сигнал поддерживает выходное напряжение, ко-
торое по цепи ОС вновь возбуждает ОУ. При	вы-
ходное напряжение будет увеличиваться до тех пор, пока
искажения формы сигнала не приведут к снижению К*,
так что установится К*у= I.
Сформулируем условия самовозбуждения-.
1)	фус + фос = 2л, где фУс + фос — суммарный фазовый
сдвиг, вносимый при передаче сигнала ОУ и ОС. Выполне-
ние этого условия означает существование ПОС.
2)
Для исключения возможности самовозбуждения в уси-
лительных устройствах принимаются разнообразные меры:
во-первых, число каскадов, охваченных ОС, должно быть
ограничено, так как каждый новый каскад увеличивает фа-
зовый сдвиг на высоких частотах. Поэтому в ОУ применя-
ют трехкаскадные схемы, а в последние годы — и двух-
каскадные ОУ. Возможности получения очень высоких зна-
чений Ки в одной ИМС при этом ограничиваются.
Во-вторых, применяют корректирующие RC-цепочки, ко-
торые подключаются к определенным выводам ОУ и сни-
жают Ки на частоте f» до минимума, при котором условия
самовозбуждения не выполняются, т. е. К*у<1 при <р=л.
Амплитудно-частотная характеристика ОУ при этом изме-
няется, как показано на рис. 2.27, а пунктиром.
Типовые схемы корректирующих цепей широко приво-
дятся в справочной литературе. Расчет корректирующих
цепей проводится методами, используемыми в теории ав-
томатического регулирования для анализа и синтеза ли-
нейных непрерывных автоматических систем. В ряде ОУ
корректирующие цепочки выполнены в составе самой ИМС.
91
Устранение опасности самовозбуждения при применении
корректирующих цепей сужает полосу пропускания усили-
тельных устройств. Это является своеобразной платой за
те преимущества, которые дает нам использование ООС.
Надо заметить, что сами по себе цепи ООС стабилизируют
коэффициент усиления Ки и расширяют полосу пропуска-
ния, но это не искупает снижения /в при введении коррек-
тирующих цепей.
Опасность самовозбуждения часто подстерегает разра-
ботчиков электронных устройств даже при правильно вы-
бранных цепях коррекции. Самовозбуждение может воз-
никнуть за счет паразитных ОС, т. е. таких, которые не
предусматриваются разработчиком. Эти связи могут воз-
никнуть из-за наличия паразитных реактивных элементов
в схеме, за счет применения недостаточно стабилизирован-
ного источника питания и т. п. Только создание систем ав-
томатизированного проектирования (САПР) электронных
устройств позволяет учесть множество основных и пара-
зитных параметров элементов электронных узлов и надеж-
но обеспечить при проектировании исключение самовоз-
буждения. В § 2.15 и в гл. 3 мы познакомимся с устройст-
вами с ПОС, в которых самовозбуждение не является
нежелательным, а, напротив, используется при создании
многих важных электронных узлов.
2.15.	ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ
СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
Избирательным усилителем называется схема, имеющая
максимальный коэффициент передачи в узкой полосе ча-
стот вблизи [о. За пределами этой узкой полосы пропуска-
ния коэффициент усиления резко спадает к нулю. Выделе-
ние одной гармоники из сигнала сложного гармонического
состава бывает необходимым при исследовании физичес-
ких процессов, при управлении многими объектами. Широ-
ко применяются избирательные усилители в связи, напри-
мер в радиосвязи: с помощью настройки избирательного
усилителя на несущую частоту передатчика осуществляется
частотная селекция полезного сигнала. Избирательные
усилители позволяют выбирать нужные сигналы при пе-
редаче нескольких сообщений по одному каналу связи.
Широкое распространение получили избирательные уси-
лители, построенные на основе ОУ. Как показано в §2.10,
2.11, коэффициент усиления ОУ с ООС определяется толь-
92
Рис. 2.28. Избирательный усилитель
(а) и временные диаграммы сигна-
лов на входе и выходе (б)
Рис. 2.29. Частотные характеристики
моста Вина (а) и избирательного
усилителя (б)
ко параметрами цепи ОС. Если в цепи ОС использовать
ЯС-цепь, коэффициент передачи и фазовый сдвиг которой
зависят от частоты, можно обеспечить требуемую зависи-
мость коэффициента передачи избирательного усилителя от
частоты.
В качестве частотозависимых цепей применяют различ-
ные /?С-цепочки, например схему моста Вина. На рис.
2.28, а показана схема избирательного усилителя с мостом
Вина (схема моста выделена пунктиром). При подаче на
вход усилителя несинусоидального напряжения wEX(0
частоты /о на выходе получаем синусоидальный сигнал
(рис. 2.28,6).
93
Рассмотрим частотные характеристики моста Вина
(рис. 2.29,а). Мост состоит из последовательного (C'R')
и параллельного (C"R") звеньев (см. рис. 2.28, а). При
прохождении через мост сигнал низкой частоты теряется
па конденсаторе С', а сигнал высокой частоты гасится на
делителе напряжения, состоящем из последовательного
и параллельного звеньев, так как с ростом частоты сопро-
тивление конденсатора С" падает. Поэтому наибольший
коэффициент передачи мост имеет на некоторой частоте
fo- Фазовый сдвиг, вносимый мостом, на частоте f0 равен
нулю. При оптимальных соотношениях С'=С"—С, R' —
=R"=R частота f0 = l/(2nRC); при f=fo коэффициент
передачи моста уы = 1[3.
Вернемся к рассмотрению избирательного усилителя
в целом. На частотах, отличных от f0, коэффициент пере-
дачи моста Вина мал и можно считать, что сигнал на пря-
мом входе ОУ «пос=0. Схема идентична инвертирующему
ОУ (рис. 2.20, а) и имеет коэффициент усиления, опреде-
ляемый по (2.27), К'=— R2/Ru
На частоте f0 коэффициент передачи моста Вина мак-
симален. Через мост Вина на вход ОУ подается сигнал
ПОС, который резко увеличивает коэффициент усиления
схемы Кт по сравнению со значением К'. Частотная ха-
рактеристика избирательного усилителя приведена на рис.
2.29, б. Чем выше коэффициент усиления К'=—R2/R1, тем
уже усиливаемая область частот (полоса пропускания),
выше отношение Кт!К'.
Однако при значении /?2/7?1=2 выполняется условие
самовозбуждения (см. § 2.14) и коэффициент усиления
схемы Кт на частоте fo становится равным бесконечности.
Это означает, что на выходе схемы будут существовать си-
нусоидальные колебания частоты f0 и при нулевом входном
сигнале. В таком виде схема рис. 2.28, а становится гене-
ратором синусоидального напряжения, цепь источника
входного напряжения может быть исключена (источник
Пвх закорочен).
Рассмотренная схема не является единственным приме-
ром схем избирательных усилителей и генераторов сину-
соидальных сигналов. Существуют многочисленные вари-
анты этих устройств, построенные на базе других частото-
зависимых /?С-цепей.
94
2.16.	УСИЛИТЕЛИ С ЕМКОСТНОЙ связью
Наряду с применением основного типа усилителей —
УПТ — в ряде случаев оказывается целесообразным ис-
пользование усилителей с емкостной связью. На рис. 2.30
в качестве примера показан усилитель с емкостной связью,
выполненный на базе ОУ. Применение емкостной связи
Рис. 2.30. Усилитель с емкостной связью и его схема замещения
между каскадами усилителей в настоящее время вышло
из употребления, так как конденсаторы с большой емко-
стью невыполнимы в виде элементов ИМС.
Достоинством усилителей с емкостной связью является
отсутствие дрейфа нуля: конденсаторы не пропускают по-
стоянной составляющей, в том числе напряжения дрейфа.
При подаче сигнала без постоянной составляющей, по-
казанного на рис. 2.31, а, выходной сигнал практически
повторяет форму входного, но при передаче сигнала, име-
ющего постоянную составляющую (рис. 2.31, б) она через
конденсаторы связи Ci и С2 не передается и форма сигна-
ла на выходе уже не соответствует входному. По выход-
ному напряжению усилителя с емкостной связью нельзя за-
ключить, какова форма входного сигнала — как на рис.
2.3Г, а или б. Ограниченность частотного диапазона усили-
телей с емкостной связью является их главным недостат-
ком, из-за которого по мере совершенствования УПТ об-
ласть их применения заметно сократилась.
Рассмотрим. частотные свойства усилителей с емкост-
ной связью. Вся область частот разбивается на три части:
рабочая область средних частот (полоса пропускания) ха-
рактеризуется тем, что сопротивление конденсаторов
l/«Ci и 1/соС2 мало и переменный сигнал без потерь про-
ходит через конденсаторы. Усиление в этой области частот
постоянно н не зависит от частоты. В области высоких ча*
95
^8х
t
Рис. 2.31. Временные диа-
граммы сигналов на входе и
выходе усилителя с емкостной
связью (а, б) и его частотные
характеристики (в)
стот проявляется инерционность транзисторов. Как и в УПТ
(см.§2.14), с ростом частоты снижается коэффициент уси-
ления и появляется запаздывающий фазовый сдвиг между
входным и выходным сигналами усилителя. В области низ-
ких частот сопротивление конденсаторов С] и С2 растет,
часть сигнала прикладывается к конденсаторам и теряется
на них, коэффициент усиления с уменьшением частоты па-
дает. На рис. 2.31, в приведены амплитудно-частотные и фа-
зо-частотные характеристики усилителя с емкостной
связью. Полоса пропускания ограничена частотами fH и fB,
на которых |Кс/| —2.
Для анализа усилителя по схеме рис. 2.30, а заменим собственно
усилитель обобщенной схемой замещения, состоящей из входного сопро-
тивления /?вх, источника напряжения KuklUbi и выходного сопротивле-
ния й„щ (рис. 2.30,6). Полученная схема замещения усилителя с кон-
денсаторами связи С] и Сг описывается выражением в комплексной
96
форме:
*и = </выЛвх = твх KUxx твых,	(2.36)
где увх — коэффициент передачи входной цепи:
у = -^2- =---------—-------;	(2.37)
~гх £вх	^г+’//“С1+^вх
Увых — коэффициент передачи выходной цепи:
1ВЫХ «l/xx^x ^вЫх+1//0>С2 + /?н •	'•	’
Проанализируем зависимость увх от частоты. Для этого поделим числи-
тель и знаменатель (2.37) на (/?Вх+#г):
= RbxARbx + Rr) __ Тихо	<2 gg.
-вх l + l/yteCi^x + Kr) 1 + I/7COT, ’	?
где увхо=/?вх/(^вх+^?г)—коэффициент передачи входной цепи при
1//(оС1=0, т. е. в области средних и высших частот; Ti=Ci (/?г+ЯВх)—
постоянная времени цепи заряда конденсатора Сь
Модуль коэффициента передачи увх обозначим |ую| =увхо/ЖН1, где
Жв] показывает, во сколько раз уменьшается коэффициент переда-
чи на частоте со. Из (2.39) получим
Жш = К1 +(1/<оТ1).	(2.40)
При уменьшении частоты оз MHi растет, а увх падает, так как уве-
личивается сопротивление конденсатора Ci и на нем теряется часть сиг-
нала источника £Вх. При этом по цепочке RcCiRBX протекает емкостный
опережающий ток, создающий на RBB падение напряжения £7Ях, опере-
жающее Евх. Из (2.39) получаем
<р, = arctg (1 /coThi) •	(2.41)
Аналогичный анализ можно проделать и для цепи /?оыхС2/?в. Для это-
го в (2.40)—(2.41) вместо Т] подставим т2=С2(/?вых+/?«), где т2 — по-
стоянная цепи заряда конденсатора С2. При этом получим выражение
для Жв2 н <р2, аналогичные по структуре (2.40) и (2.41).
Коэффициент усиления схемы с емкостными связями в соответствии
с (2.36)
хг _ Тихо , - У’выхо ____Тихо КУХХ Увыхо
Л(У ~ Ж	Лихх Ж	Ж	’
‘whi	2Нна	'ин
где Жв=Мн1Мн2 — параметр, показывающий, во сколько раз уменьша-
ется коэффициент усиления усилителя (по сравнению с максимальным
значением Ко) на частоте a=2nft
7—73
97
Фазовые искажения, вносимые конденсаторами, складываются:
= <Р1 + «Ра-
на характеристиках рис. 2.31, в показано падение мо-
дуля коэффициента усиления на низких частотах и появле-
ние фазового опережающего сдвига <р. Для расширения по-
лосы пропускания в область низких частот необходимо
увеличивать емкости конденсаторов Ci и С2> что приводит
к ухудшению массогабаритных показателей усилителей.
Спад амплитудно-частотной характеристики в области
низших частот приводит к появлению искажений формы
передаваемых сигналов. На рис. 2.31 показано, что при пе-
редаче прямоугольных импульсов напряжение на выходе
усилителя имеет спад на вершине. Это падение напряжения
обусловлено неспособностью усилителя передавать сигна-
лы с малой частотой или медленно изменяющиеся сигналы.
Искажения формы импульсов тем больше, чем длительнее
импульсы.
2.17.	КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
Рассмотренные усилители (§ 2.1—2.16)" усиливают раз-
личные параметры сигнала: мощность, напряжение и ток.
Однако мощность, которую усилители способны передать
в нагрузку, очень мала. Так, ИМС ОУ 140УД7 имеет на
выходе напряжение до 11,5 В, минимальное сопротивление
нагрузки 2 кОм. При этом максимальная мощность, пере-
даваемая в нагрузку, Рп=Д^х maxIRn = 0,0024 Вт. На
уровне столь малых мощностей энергетические показатели
усилителей (например, КПД) не играют большой роли,
и при проектировании в центре внимания находятся только
проблемы передачи информации: усиление сигнала по на-
пряжению, стабильность коэффициента усиления, отсут-
ствие искажений формы сигнала, полная передача полез-
ной части спектра и т. д. По-иному обстоит дело при созда-
нии усилителей, на выходе которых имеется нагрузка,
потребляющая от усилителя заметную мощность (мало-
мощные двигатели, различные исполнительные механизмы
и др.). В этом случае при проектировании выходного кас-
када усилителя энергетические вопросы являются перво-
степенными. Только при высоком значении КПД могут быть
снижены потери энергии источника питания, уменьшен на-
грев полупроводниковых приборов и снижена их мощность.
Каскады усиления мощности отличаются от рассмотренных
98
нами схем не только своей структурой, но и особенностями
расчета. Можно считать, что в известной степени каскады
усиления мощности относятся к схемам энергетической
электроники, при создании которых в первую очередь не-
обходимо обеспечить благоприятные энергетические соот-
ношения.
Рассмотрим наиболее характерные способы построения
каскадов усиления мощности. Они различаются классами
усиления (см.§ 2.1).
2.17.1.	Каскад усиления мощности класса А приведен
иа рис. 2.32,а. Для создания усилителя мощности класса
Рис. 2.32. Однотактный усилитель мощности класса А:
а —схема; б — построение линий нагрузки; б — временные диаграммы токов и
напряжений
А необходимо применение трансформаторной связи с на-
грузкой. Трансформатор не передает постоянную составля-
ющую сигнала, поэтому частотная характеристика такого
каскада аналогична частотной характеристике каскадов
с емкостной связью (см. рис. 2.31, в). В режиме покоя
(ывх=О) за счет напряжения смещения UCM, подаваемого
на базу, протекают токи /Б.п и /к,п=^б.п+ (Р-Н)Лда-
Будем считать трансформатор идеальным (т. е. пренебрегаем поте-
рями в нем, считаем индуктивность намагничивания очень большой,
а индуктивности рассеяния малыми). Тогда сопротивление первичной
обмотки трансформатора постоянному току равно нулю и в режиме по-
коя 17к п=Ек.На выходных характеристиках транзистора построим ли-
нию нагрузки по постоянному току, она представляет собой вертикаль-
ную прямую (рис. 2.32,6). Точка покоя О имеет координаты С^1П,
^К.п-
При подаче входного сигнала ивх появятся приращения токов базы
Д/Б и коллектора Д/к =рд/Б. Нагрузкой для транзистора является
7*
99
сопротивление RH ==	где wi и и/2—числа витков в первичной
и нагрузочной обмотках трансформатора. Построим линию нагрузки по
переменному току. Для этого, как и в § 2.2, проведем через точку по*
коя О прямую линию под углом, определяемым 7?н. При положитель-
ном входном сигнале ток коллектора растет, увеличивается падение
напряжения на первичной обмотке трансформатора, снижается напря-
жение на коллекторе (отрезок ОА, рис. 2.32,6). При уменьшении ивх
снижается iK, напряжение на коллекторе увеличивается (отрезок О В}
и к транзистору прикладывается не только ЭДС источника питания
но и противо-ЭДС трансформатора. При большом «вх величина
в пределе достигает 2£к, что необходимо учитывать при выборе тран-
зисторов. На рис. 2.32, в показаны кривые напряжений ивх, ик, ивых
и коллекторного тока iK при передаче двухполярного прямоугольного
сигнала.
Определим КПД каскада т]=Ри/Р(), где Рв — мощность нагрузки;
Ро — мощность, потребляемая от источника питания £к. При идеальном
трансформаторе и при сигнале ивх, показанном на рис. 2.32, в,
Ри = СЛН =	= (^к)Ж’	<2’42)
где £=Д1/К/£К; ^ВЬ1хт— амплитуда иВых, в данном случае ивыхт рав-
но действующему значению.
В классе А всегда
Л>=£к'к.п.	(2.43)
Для получения максимальной амплитуды UBKxm (при >1), как
следует из рис. 2.32,6, следует выбирать п ~ ^к^н» тогда (2-43)
запишется в виде
^о=Ж-	<2-44>
Из (2.42) и (2.44) получим
П = £2-	(2.45)
На рис. 2.33 приведены зависимости т], Ро и РК=РО—Ра
от g. Из рассмотрения этих графиков делаем следующие
выводы:
1)	максимальный КПД достигается при больших зна-
чениях |=Д17К/£'К, т. е. при усилении больших сигналов;
2)	мощность, потребляемая от источника, Ро не зависит
от передаваемого сигнала;
3)	максимальная мощность потерь РК=РО—Рп имеет
место в режиме покоя, когда пвх=0. Мощность потерь —
это мощность, затрачиваемая на нагрев транзистора, сле-
довательно, для транзистора наиболее тяжелым является
100

Рнс. 2.33. Зависимости т]=
=/(§) и PK=f(g) для уси-
лителя мощности класса А
Рис. 2.34. Однотактный усилитель мощ-
ности класса В:
а — схема; б — временные диаграммы токов и
напряжений
режим покоя, и по этому режиму надо выбирать транзи-
стор ПО МОЩНОСТИ: РКтах^Ра = 1к,пЕк.
При передаче сигналов произвольной формы значение
КПД будет определяться средним значением коэффициен-
та g и будет значительно ниже значений, достигаемых при
Например, при синусоидальном ивх формы ДС7К и пВых
синусоидальны, g в течение полупериода изменяется по си-
нусоидальному закону от 0 до imax, а в пределе от 0 до 1.
Учет реальных свойств трансформатора дает еще меньшие
значения КПД каскада усиления мощности. Таким обра-
зом, усилитель по схеме рис. 2.32, а, как и все каскады,
работающие в классе А, дает возможность передачи двух-
полярного сигнала без искажений, однако обладает рядом
недостатков: имеет низкий КПД, особенно при малых зна-
чениях ивх; мощность Ро не зависит от входного сигнала
и при малых сигналах затрачивается впустую; каскад дол-
жен иметь трансформаторную связь с нагрузкой, что опре-
деляет неблагоприятный характер его частотной характе-
ристики и невозможность передачи однополярных сигналов.
2.17.2.	Однотактный каскад класса В приведен на рис.
2.34, а. Нагрузка включается непосредственно в коллек-
торную цепь транзистора. В режиме покоя, когда «BA=0,
смещение на базу транзистора не подается и /к,п=7кэо~О,
Рк~0, т. е. нагрева транзистора в режиме покоя практи-
чески не происходит. При подаче на базу транзистора по-
ложительного входного сигнала ток коллектора увеличи-
вается, появляется падение напряжения на нагрузке
101
L
Рис. 2.35. Зависимости ц (g)
и Ре(1), Л(Ё) для усилите-
ля мощности класса В
«вых = IkRh- При отрицательном
напряжении на входе транзистор
заперт, Нвых=0. Такой усилитель
в классе В может усиливать толь-
ко однополярные сигналы, это ис-
ключает применение трансформа-
тора на выходе для связи с на-
грузкой. На рис. 2.34,6 приведе-
ны кривые входного и выходного
напряжения каскада при переда-
че однополярного сигнала.
Определим КПД каскада для
случая указанного сигнала. Мощ-
ность, отдаваемую в нагрузку,
определим с учетом того, что в
данном случае действующее зна-
чение U ЕЫХ — UВЫ™:
^ = ^ь.хт/^=(^К)7^
(2.46)
Мощность, потребляемая от источника, зависит от сред-
него тока, протекающего через нагрузку:
Ро = £к 7К = Ек	(2.47)
Из (2.46) и (2.47) получим КПД
П = g-	(2.48)
На рис. 2.35 представлены зависимости ц, Ро и Р.< от
g, рассмотрение которых позволяет сделать следующие вы-
воды:
1)	КПД каскада класса В выше, чем в схеме рис. 2.32,
а, особенно для малых и средних сигналов ивх',
2)	мощность, потребляемая от источника £к, мини-
мальна в режиме покоя и увеличивается при росте ивк;
3)	мощность потерь максимальна при средних значени-
ях g, но намного меньше, чем максимальная мощность по-
терь в схеме рис. 2.32, а. При малых g Рк мала, так как
малы токи через транзистор, при больших g мощность Рк
также мала, поскольку падение напряжения на нагрузке
велико, а падение напряжения на транзисторе нк = Ёк—
*“^вых мало.
Все сказанное позволяет сделать вывод о преимущест-
вах каскадов усиления мощности класса В по сравнению
с каскадом класса А. Невозможность усиления двухполяр-
102
ных сигналов преодолена в двухтактных усилителях мощ-
ности,
2.17.3.	Двухтактный каскад усиления мощности класса В
с непосредственным включением нагрузки приведен на рис.
2.36, а. В режиме покоя оба транзистора заперты. При по-
даче положительного ивх увеличивается ток tKi п-р-п тран-
зистора VI, полярность напряжения на нагрузке показана
на рис. 2.36, а. Схема работает так же, как каскад рис. 2.34, а.
Транзистор V2 заперт.
Рис. 2.36. Двухтактные усилители мощности класса В
При напряжении на входе ивх<0 VI заперт, ток tK2
р-п-р транзистора V2, протекающий через нагрузку, уве-
личивается (полярность напряжения на нагрузке противо-
положна показанной на рис. 2.36, а). Таким образом, тран-
зисторы вступают в работу поочередно в зависимости от
полярности усиливаемого сигнала. К запертому транзистору
прикладывается напряжение нк=£к+ывых, которое в пре-
деле при больших g стремится к 2£к, что необходимо учесть
при выборе транзистора. Для двухтактной схемы справед-
ливы соотношения (2.48) и графики рис. 2.35.
103
Двухтактные усилители мощности класса В могут выполняться
и на транзисторах одного типа проводимости. На рис. 2.36, б представ-
лена схема с бестрансформаторным подключением нагрузки. При «вх>0
открывается транзистор VI. Транзистор V2 заперт обратным напряже-
нием на входе —kUex. Коллекторный ток VI iKl проходит через нагруз-
ку RB и замыкается через источник питания £К1. Схема функциониру-
ет так же, как и каскад 2.34, а. При ывх<0 транзистор VI запирается,
положительное напряжение — kuBx на базе V2 отпирает его. Эмнттер-
нын ток V21э2 протекает через нагрузку RK и замыкается через источ-
ник питания ЕК2- Транзистор V2 работает по схеме с ОК, при этом
также справедливы соотношения (2.48) и графики рис. 2.35. Для ра-
венства коэффициента передачи положительного и отрицательного сиг-
нала ит в нагрузку необходимо выполнять условие Киоз=йКиок, где
Кшэ — коэффициент усиления по напряжению базы с ОЭ на транзисто-
ре VI, а К(/ок — коэффициент усиления по напряжению схемы с ОК на
транзисторе V2. Для выполнения этого условия входной сигнал подает-
ся на V2 через инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления й.
Схемы рис. 2.36, а, б при необходимости гальванической развязки
с нагрузкой и изменения уровня выходного напряжения по отношению
к могут быть снабжены трансформатором в нагрузочной цепи.
Схема рис. 2.36, в имеет один источник питания, но наличие транс-
форматора в ней обязательно. Оба транзистора работают по схеме
с ОЭ, на их базы подаются сигналы ивх и —пвх, что обеспечивает при
ивх>0 отпирание VI, а при пвх<0, т. е. при —«вх>0, отпирание V2. Соот-
ношения (2.48) и графики рис. 2.35 применимы и к схеме рис. 2.36, в.
Усилители мощности, работающие по двухтактной схе-
ме в классе В, в настоящее время выпускаются в виде
ИМС, допускающих непосредственное подключение нагруз-
ки или ее присоединение через трансформатор.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
2.1.	Как изменится передаточная характеристика каскада с ОЭ (рис.
2.2)	, если увеличить R^, Р, £к? Как изменяется передаточная
характеристика при нагреве транзистора?
2.2.	С помощью графического метода расчета определить, как зависит
коэффициент усиления каскада с ОЭ от выбора £к, /?к, RB.
2.3.	В схеме с ОЭ по рис. 2.3 Ек=15 В, U3 П=1 В, /?н = 2 кОм, р=50,
/КБ0 =0,01 мА, ^кэ,н = 1 В, Д57к=1 В. Найти RK, t/Kn, R3 при
В; 4 В.
2.4.	Построить схему замещения по переменной составляющей для
каскада с ОЭ (рис. 2.9,а). Можно ли по схеме замещения найти
/к п и UK п, если известны все элементы, входящие в схему заме-
щения?
104
2.5.	В режиме холостого хода иа выходе усилителя (7Вых=2 В, а при
подключении нагрузки £в=2 кОм 1/вых=1 В. Найти ЛВЫх усили-
теля.
2.6.	Объяснить, почему в схемах рис. 2.9 увеличение стабильности ре-
жима покоя приводит к снижению коэффициента усиления, а в схе-
ме рис. 2.10 коэффициент усиления при этом не изменяется.
2.7.	Чем заменены на схеме замещения рнс. 2.11 Е^, —Е*?, R3f
2.8.	Построить схему замещения и найтн усилительные параметры не-
симметричного дифференциального каскада рис. 2.12.
2.9.	Какое напряжение смещения следует приложить к затвору поле-
вого транзистора в схеме рис. 2.14, выполненной на полевом тран-
зисторе с р-я-переходом? На МДП-транзисторе с индуцированным
каналом?
2.10.	Перечислите свойства идеального ОУ. Чем обусловлена необходи-
мость обеспечения каждого из этих свойств?
2.11,	Почему в усилительных схемах ОУ не используются без цепей
ООС? Почему воздействие ООС на коэффициент усиления в схе-
ме рис. 2.3 нами оценивалось как неблагоприятное, а в случае
схем рис. 2.18, с н 2.20, а такое заключение не сделано?
2.12.	Чему равно напряжение между входами ИМС ОУ в схемах рис.
2.21, а и 2.23,«? Как использовано это значение при анализе этих
усилителей?
2.13.	Постройте выходное напряжение интегратора, если в момент вре-
мени к его входу приложено синусоидальное напряжение,
а 5/Вых (/о) — 0.
2.14.	Возможно ли самовозбуждение в схемах рис. 2.20, о, 2.21,0,
2.23, б?
2.15.	Входные напряжения рис. 2.31, а и б поданы на входы схем рис.
2.18,0, 2.20,а, 2.30,о. Построить форму выходного напряжения.
2.16.	Как изменится форма выходного напряжения в усилителе рис.
2.30,в при подаче входного сигнала рнс, 2.31, а и б, если увели-
чить сопротивление £н?
2.17.	Составить схему сумматора, реализующего уравнение
(^вых ='— (5£j + 7Ег + 4£3).
Источники сигналов Еь Еъ Е3 имеют внутреннее сопротивление
/?г=2кОм. Сопротивление в цепи ОС £Ос=Юк0м.
2.18.	Построить для схемы нз вопроса 2.17 зависимость (/Вых=/(£<),
если £2=£з=0,5 В, а ОУ имеет (/выхтм=10 В.
2.19.	Доказать, что самовобужденне в схеме рис. 2.28 наступает на час-
тоте /о при R2/R,=2.
105
Глава третья	]
ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА	’
3.1. ПРЕИМУЩЕСТВА ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ
В ВИДЕ ИМПУЛЬСОВ
Современная электроника характеризуется широким
применением импульсных устройств. Напряжения и токи
в таких устройствах имеют импульсный характер, нередко <
импульсы отделены друг от друга весьма длительным ин- |
тервалом паузы. Можно назвать основные причины, спо- |
собствовавшие развитию импульсной техники.	|
Во-первых, многие производственные процессы имеют |
импульсный характер: пуск и остановка агрегатов, измене- Ч
ние скорости и торможение, сброс нагрузки, срабатывание I
защиты и т. д. Большинство технологических процессов  
разбивается на ряд операций («тактов»), и их чередование (
также обуславливает импульсный характер работы уст- |
ройств. Для управления работой агрегатов с импульсным |
характером функционирования требуется создание специ- |
фических импульсных электронных узлов.	*
Во-вторых, передача информации в виде импульсов, раз- |
деленных паузами, позволяет уменьшить мощность, по- 1
требляемую от источника питания, при сохранении доста- |
точной мощности импульса. Это особенно важно при ис- |
пользовании источников питания ограниченной мощности |
(батареи, аккумуляторы), например, на подвижных (в том |
числе космических) объектах. Но и в стационарной аппа- |
ратуре повышение КПД значительно улучшает технике- 1
экономические показатели электронных устройств. Подроб- |
нее мы остановимся на этом преимуществе импульсных |
устройств в § 3.2.	I
В-третьих, передача информации в виде импульсов по- 1
зволяет значительно разгрузить каналы связи. Так, напри-
мер, нет необходимости передавать информацию о напоре
ГЭС в виде непрерывного сигнала, так как напор меняется
весьма медленно. Передача информации в виде отдельных
отсчетов позволит использовать этот же канал связи для
одновременной передачи информации о других физических
величинах.
В-четвертых, передача информации в импульсной форме
позволяет значительно повысить помехоустойчивость, точ- !
ность и надежность электронных устройств. При передаче 1
непрерывного сигнала точность снижается из-за существо- I
106
вания дрейфа нуля усилителей (см. §2.5), влияния напря-
жения смещения нуля и входных токов (см. § 2.13) и pasj-
личиых помех.
Существует множество способов передачи непрерывного
сигнала (рис. 3.1, а) в виде прямоугольных импульсов
(рис. 3.1,6—а). При осуществлении амплитудно-импульс-
Рис. 3.1. Различные спосо-
бы передачи информации с
помощью импульсов
Рис. 3.2. Основные параметры прямо-
угольных импульсов
ной модуляции (АИМ) амплитуда импульсов пропорцио-
нальна входному сигналу (рис. 3.1, б). При таком способе
передачи информации вредное влияние дрейфа нуля уси-
лителей и других перечисленных факторов на точность
сохраняется. При использовании широтно-импульсной мо-
дуляции (ШИМ) амплитуда и частота повторения импуль-
сов постоянны, но ширина импульсов t„ пропорциональна
текущему значению входного сигнала (рис. 3.1,в). При
частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) (рис. 3.1, а) вход-
ной сигнал определяет частоту следования импульсов, ко-
торые имеют постоянную длительность и амплитуду. При
ШИМ и ЧИМ дрейф нуля усилителей не влияет на точность
передачи входного сигнала, которая в данном случае за-
висит только от точности фиксации временного положения
импульсов. Наибольшую точность и помехоустойчивость
обеспечивают число-импульсные методы: информация пе-
редается в виде числа, которому соответствует определен-
ный набор импульсов (код), при этом существенно только
наличие или отсутствие импульса.
Импульсы прямоугольной формы наиболее часто при-
меняются в электронной технике. На рис. 3.2, а приведена
периодическая последовательность прямоугольных импуль-
107
Рнс. 3.3. Формы импульсных
сигналов
сов, а на рис. 3.2,6 показана
система параметров, которая
позволяет описать импульсы.
Импульс характеризуется сле-
дующими параметрами:
Um — амплитуда импулйса;
tK — длительность импуль-
са;
tn — длительность паузы
между импульсами;
7п=tK + /п — период повто-
рения импульсов;
f—l/Tn— частота повторения импульсов;
Си = Tn/tK — скважность импульсов.
В реальных устройствах прямоугольные импульсы име-
ют (рис. 3.2, б) определенную длительность фронта и
среза tc. Как правило, фронт и срез импульса определяют-
ся в течение нарастания (или спада) напряжения от 0,1 Um
до 0,9 Um. Для нормального функционирования импульс-
ных устройств необходимо, чтобы и tc<^tn, в против-
ном случае временное положение импульса не будет за-
фиксировано с требуемой точностью. Современные элект-
ронные устройства позволяют получить /ф и tc заметно
меньше 1 мкс, и часто поэтому можно в первом приближе-
нии считать, что и /с->0.
Наряду с прямоугольными импульсами в электронной
технике широко применяются импульсы пилообразной (рис.
3.3, а), экспоненциальной (рис. 3.3, б) и колоколообразной
(рис. 3.3, в) формы.
3.2. КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ ТРАНЗИСТОРА
Отличительной особенностью импульсных схем является
широкое применение электронных ключей. Через идеаль-
ный разомкнутый ключ ток не протекает. Напряжение на
идеальном замкнутом ключе равно нулю.
Наиболее широкое применение в качестве электронных
ключевых элементов находят транзисторные каскады,
в первую очередь каскад с общим эмиттером (ОЭ). Рас-
смотрим работу такого каскада (рис. 3.4, а) в ключевом
режиме. При рассмотрении воспользуемся графическим ме-
тодом расчета транзисторных цепей (см. § 2.2). На рис.
3.4, б приведена выходная характеристика транзистора, на
108
которой нанесена нагрузочная линия, пересекающая оси
координат в точках (мк=£к, <к=0) и (мк==0, щ—Ek/Rk).
В ключевом режиме транзистор может находиться в
двух основных состояниях:
1. Состояние (режим) отсечки («ключ разомкнут»).
При этом через транзистор протекает минимальный ток.
Рнс. 3.4. Транзисторный ключ:
а — простейшая схема; б — траектория рабочей точки
Рис. 3.5. Схемы замещения
транзистора в режимах отсеч-
ки (а) и насыщения (б)
Это состояние соответствует точке А на диаграмме рис.
3.4, iK = /кбо «О, напряжение на транзисторе ык л£к-
Транзистор в режиме отсечки может быть представлен схе-
мой замещения рис. 3.5, а, содержащей только один источ-
ник тока 7КБо, включенный между базой и коллектором.
Для того чтобы транзисторный ключ находился в ра-
зомкнутом состоянии, необходимо выполнить условие отсеч-
ки; сместить в обратном направлении эмиттерный переход
транзистора или для п-р-п транзистора выполнить условие
< 0.
а
(3.1)
Мощность, теряемая в режиме отсечки на транзистор,
ном ключе, Рк=мк1'к мала, так как мал ток.
2. Состояние (режим) насыщения («ключ замкнут»).
Минимальное напряжение на транзисторе «== t/кэ.н ~ 0
соответствует точке В на диаграмме рис. 3.4, б. Ток через
109
транзистор ограничен резистором RK и определяется
(3.2)
Физические процессы в транзисторе при малых и% рас- j
смотрены в § 1.5. В режиме насыщения оба перехода тран- j
зистора смещены в прямом направлении, поэтому напря- <
жения между электродами транзистора малы. Транзистор
в режиме насыщения представлен схемой замещения рис. г
3.5, б, которая соответствует короткому замыканию между 1
всеми электродами транзистора (говорят, что «транзистор 1
стянут в точку»),	5
Режим насыщения достигается уже при 1б *= /б,н = j
/^21э- Дальнейшее увеличение тока базы iB> /б,н не изме- |
няет тока в коллекторной цепи. Таким образом, условие <
насыщения транзистора записывается в виде
1Б ~ А(,и/^21Э’	(3-3)	|
где IK^^EK/R„.
Для надежного насыщения транзистора необходимо,
чтобы условие (3.3) выполнялось при Ниэ — hnamin. Ве-
личина SH =	называется коэффициентом насыще- |
ния транзистора.	|
Как и в режиме отсечки, в режиме насыщения мощность, |
теряемая на транзисторном ключе, — мала, так |
как мало напряжение. Напряжение t/кэ.н приводится I
в справочниках, для создания электронных ключей следу- |
ет выбирать транзисторы с малым икэ,в^.Ек.
При работе транзисторного ключа переключение из от-
крытого состояния в разомкнутое и обратно происходит |
скачком, потери мощности при этом, как правило, незна- |
чительны. Таким образом, работа транзистора в ключевом 1
режиме характеризуется малыми потерями мощности
и высоким КПД, что является важным преимуществом по
сравнению с полупроводниковыми устройствами, рассмот-
ренными в гл. 2.
Часто применяется схема транзисторного ключа, показанная на рис.
3.6, а. При подаче положительного напряжения ига транзистор входит
в режим насыщения. При отсутствии входного напряжения пвх=0 ис-
точник напряжения — Еск, связанный с базой транзистора через рези-
стор Rs, обеспечивает режим отсечки.	?
* ^21э статический коэффициент усиления тока, определен i
в § 1.4.	I
ПО
Рассмотрим пример расчета ключа рис. 3.6, а.
Дано: Транзистор с параметрами h213 =20<60; /КБ0«Ю мкА;
£к=10 В; £см=—2 В. В качестве нагрузки используется резистор
=0,1 кОм. Транзистор должен быть насыщен при С/вх>7 В. При
Uw=0 транзистор в режиме отсечкн.
Рис. 3.6. Транзисторный ключ с двухполярным питанием (с) и его схе*
мы замещения в режимах отсечки (б) и насыщения (в)
Найт и: Ri и Я2.
1. Начнем расчет с режима отсечки. Транзистор заменим схемой
рнс. З.Б, а. Тогда базовая день ключа может быть заменена схемой иа
рис. 3.6, б. Напряжение и Б создается двумя источниками: источником
напряжения Ес№ и источником тока /^Б0.Воспользуемся методом су-
перпозиции и найдем
_ , Ri R2 р	________^2	(	Есы \	..
«Б-'КБО д1 + /?2 ~£см ^ + /?2 -	^КБО- R2 ] (3.4)
Условие отсечкн (3.1) можно записать в виде
7keo~ Ecm^R2<-°-
Наихудшим с точки зрения запирания транзистора является слу-
чай, когда /КБ0=/квотах =10 мкА- Найдем
А2< ^см^КБОтах^ 200 кОм-
Примем с запасом для более надежного запирания /?2= 100 кОм.
2. Перейдем к режиму насыщения. Транзистор заменим схемой за-
мещения рис. 3.5, б, тогда базовая цепь схемы ключа сводится к схеме
рис. 3.6, в. Ток базы создают источники напряжения и Есм. Снова
воспользуемся методом суперпозиции
*Б UbxJR1 ECM^R2-
Условие насыщения (3.3) выполняется при
UB*/Ri~ Ecm^Rz^ £к/(^Кй21э).
Ill
Наихудшим случаем для обеспечения насыщения является —
= h2iSm[n =20; ивх=7 В. Определяем Rp	J
/ е	р \	ч
Rt < «вх/|------------+	= 1.39 кОм.
\ ^K^213mtn	/
Примем Ri = 1,3 кОм.
Рассчитывая транзисторный ключ, мы встречаемся с характерной	;
особенностью импульсных схем: несмотря на нестабильность входного	г
сигнала (заданы зоны, в которых осуществляются режимы насыщения
и отсечки при любых параметрах схемы), осуществляется надежное
функционирование ключа. Схема обладает повышенной устойчивостью
к воздействию помех на входе.
Широкое применение находят ключи на полевых транзисторах. На
рнс. 3.7 приведена схема на МДП-транзисторе с встроенным каналом
Рис. 3.7. Ключ на МДП-транзисторе:
а — простейшая схема; б — траектория рабочей точки
n-типа и линия нагрузки, построенная на выходных (стоковых) характе- |
ристиках полевого транзистора аналогично построениям на рис. 3.4, б.	I
Ключи на полевых транзисторах других типов строятся аналогично.	|
В открытом состоянии ключа напряжение на транзисторе мало «
(77н«О), а ток 7q>h = (£q—U^/Rq^EqJRq.
Этот же ток можно записать в виде	|
Лз.и — 5 (Чз,н — ^ЗИ.отс).	I
где S н <7ЗИ отс —крутизна и напряжение отсечки полевого транзнсто- I
ра (см. § 1.6). Открытое состояние ключа поддерживается при выпол-	|
нении условия	5
ЕС
и3 ^З.н =	+ ^зи.отс-
Для запертого состояния ключа, при котором ic=0, а ис=£’с. не- |
обходимо подать на затвор транзистора напряжение п3 < 17зи ото ,	|
112
3.3.	НЕЛИНЕЙНЫЙ РЕЖИМ РАБОТЫ ОПЕРАЦИОННОГО
УСИЛИТЕЛЯ. КОМПАРАТОРЫ
Мы рассмотрели работу транзисторного ключа и убе-
дились, что схема с ОЭ в ключевом режиме обладает ха-
рактерными особенностями. Мы выявим аналогичные осо-
бенности ОУ, если рассмотрим его работу в нелинейном
режиме (рис. 3.8, а).
Рнс. 3.8. ОУ как компаратор:
а — схема; б — передаточная характеристика
В
max
^8x1 ^х2
Ив
Цых'В
На рис. 3.8, б приведена передаточная характеристика
ОУ. В гл. 2 мы ограничились рассмотрением только ли-
нейного участка АОВ, когда |«Bxi—ывх2| =Д£7вх<Дгр.
При |нвх;—пВх2|>^гр выходное напряжение ОУ ограниче-
но значением ±(/ВЬ1Х тах. Это ограничение напряжения
вызвано тем, что при больших сигналах транзисторы вы-
ходных каскадов ОУ работают в ключевом режиме, при
этом предельно достижимое выходное напряжение Uвых max
немного меньше ЭДС источника питания Еп (см. рис.
3.8, а). Таким образом, передаточная характеристика ОУ
содержит участок положительного насыщения (ДПВХ>
>Пгр, «вых=WBbIx max) И ОТрИЦЭТеЛЬНОГО НЭСЫЩеНИЯ
/ДПВХ<^— t/rp, UbuX = f^ebixmax)-
Поскольку Ки ОУ очень велик, то напряжение UTP—
= ивых max/Kv ВеСЬМЭ МЭЛО. В ИДеЭЛЬНОМ ОУ Ки==ОО
и {/Гр=0. В реальных ИМС Urp не более нескольких мил-
ливольт (в § 2.9 мы уже сделали важный вывод, что на
линейном участке wBXi—нвх2«0). Таким образом, можно
считать, что при nBXi—ывх2>0 (т. е. wBX]>wBX2)nBbIX =
= ^выхтах, Э При UBxi ^вХ2<^0 (т. е. НВХ]<^Пвх2)Пвых —’
=—0выхтах. Значит, выходное напряжение ОУ при |пвхГ—
—Нвхг|>ПГр зависит от того, какое из входных напряже-.
ний больше, и ОУ является схемой сравнения напряже-
ний (компаратором). Компараторы являются одним из ос-
8—73
ИЗ
новных элементов импульсных схем, мы будем неодно-
кратно с ними встречаться в дальнейшем*.
На рис. 3.9 показаны входные напряжения компарато-
ра, причем принято, что пвх1 — синусоидальное напряже-
ние, а пВх2 — постоянное. Компаратор переключается в мо-
менты равенства Wbxi = Wbx2, и выходное напряжение име-
Рис. 3.9. Напряжения на входе н вы-
ходе компаратора
Рис. 3.10. Схема компаратора с поло-
жительной обратной связью. Переда-
точная характеристика компаратора
с положительной обратной связью
ет форму прямоугольных импульсов (рис. 3.9). Ширина
этих импульсов при заданной амплитуде синусоиды зави-
сит от величины иВХ2. Таким образом, мы убедились, что
простейший компаратор может служить преобразователем
синусоидального напряжения в прямоугольное. В этой же
схеме осуществляется преобразование напряжения нВХ2
в длительность импульса tw.
Наряду с простейшей схемой компаратора (см. рис.
* Промышленность выпускает компараторы в виде специальных
ИМС. Они отличаются от схем ОУ в нелинейном режиме меньшим вре-
менем фронта и среза выходных импульсов, выходное напряжение у них
стабилизировано. Возможно использование ИМС компараторов при од-
ной полярности источника питания, «вых в этом случае также однопо-
лярное. Схемы применения ИМС компараторов практически не отлича-
ются от рассмотренных ниже схем импульсных устройств иа ОУ.
114
3.8, а) находит широкое применение схема компаратора
с ПОС (рис. 3.10, а), называемая также пороговым эле-
ментом или триггером Шмитта. Начертание этой схемы на-
поминает схему рис. 2.18, а, но здесь применена ПОС че-
рез цепочку а входной сигнал подается на инверти-
рующий вход ОУ.
На рис. 3.10,6 построена передаточная характеристика
этого компаратора. Объясним ее ход. При значительном
отрицательном напряжении на инвентирующем входе ОУ
^вых== t/Bux max. Напряжение пПр на прямом входе ОУ вы-
звано воздействием пвых и Uo. Найдем его методом супер-
позиции, учитывая, что для обоих напряжений цепочка
выполняет’роль делителя:
«пр=	+ U№Imax .	(3.5)
Т #2	ЧТ ^2
Компаратор будет в режиме насыщения (ивых — Uвых max)
при wBX<t/*i. При uBX~U*t произойдет переключение ком-
паратора. Остановимся на этом процессе подробнее.
При wBX«t/*j выходное напряжение ОУ начнет умень-
шаться. Отрицательное приращение At/Bux по цепочке ПОС
RiRz поступит на прямой вход ОУ, и появится отрицатель-
ное At/nP. ОУ усилит это приращение, и на выходе появит-
ся | А t/вых | > | At/вых |, которое вновь вызовет изменение
напряжения на прямом входе ОУ At/^p. Процесс будет
развиваться лавинообразно и завершится, когда t/Bbix до-
стигает значения —t/вых max. Таким образом, ПОС ускоря-
ет процесс переключения компаратора. Такой ускоренный
ход переключения какого-либо устройства под действием
ПОС носит название регенеративного процесса.
При Цвых3^3 — t/вых max
ыпр — ^*2 — U0 г, ’ р ^выхтох п f п '	^-6)
'Ч -f- «2	Щ "Т ‘<2
Отрицательное насыщение ОУ будет сохраняться при
Нвх>^*2. При уменьшении ивт до значения t/*2 произойдет
новое переключение компаратора, процесс опять будет
развиваться регенеративно и выходное напряжение мгно-
венно достигнет значения t/BHXmax. Таким образом, переда-
точная характеристика компаратора рис. 3.10, а имеет ги-
стерезисный характер и переключение компаратора при
увеличении и уменьшении ивх происходит при разных на-
пряжениях t/*i и t/*2. Ширина петли гистерезиса (t/*i—Ut2)
увеличивается с увеличением отношения R2/R1.
8*
115
Мы установили, что введение ПОС в ключевые схемы
позволяет значительно ускорить процессы переключения
устройств. Однако регенеративные схемы обладают и ха-
рактерным недостатком: вблизи порога срабатывания их
помехоустойчивость мала. Весьма малая помеха может
вызвать приращение АС7Вых, которое приведет к возникно- -
вению регенеративного процесса переключения. Повышение
помехоустойчивости импульсных устройств, содержащих
регенеративные узлы, нередко представляет собой трудную
техническую задачу.
3.4.	ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
С ПОМОЩЬЮ ЯС-ЦЕПЕЙ
При создании импульсных устройств, генерирующих
или преобразующих различные импульсные сигналы, не-
обходимо формирование временных интервалов, определя-
ющих длительности импульсов, пауз между ними, частоту
повторения импульсов и т. п. Эта задача решается с помо-
щью времязадающих цепей, содержащих линейные реак-
тивные элементы (L, С), а нередко и нелинейные реактив-
ные элементы (например, нелинейные индуктивности).
В таких цепях ток или напряжение при переходном про-
цессе изменяются с определенной скоростью. Мы знаем
'(§ 1.9), что магнитные элементы в составе ИМС невыпол-
нимы, поэтому в качестве времязадающих цепей исполь-
зуют главным образом более простые и надежные цепи
с резисторами и конденсаторами, т. е. /?С-цепи.
Рассмотрим два характерных способа включения /?С-
цепей.
3.4.1.	Дифференцирующие (или укорачивающие) цепи.
Схема дифференцирующей цепи приведена на рис. 3.11, а.
На вход схемы подключен источник прямоугольных им-
пульсов Нвх- В качестве примера рассмотрим работу цепи
от источника двухполярных импульсов. Временные диа-
граммы токов и напряжений в схеме приведены на рис.
3.11,6. В момент ti напряжение ивк меняется скачком на
величину 2Um- Напряжение на конденсаторе скачком из-
мениться не может, поэтому в нагрузку передается скачок
напряжения &UBbIX=2Um. Затем начинается заряд кон-
денсатора напряжением uBX=Um через резистор R и на-
пряжение на С изменяется по экспоненте. Напряжение
uBKX\t) =uBX(t)~uc(t). По мере заряда конденсатора цВЫх
экспоненциально спадает к нулю.
116
Рнс. 3.11. Дифференцирую-
щая цепь (а) н временные
диаграммы токов и напря-
жений в дифференцирую-
щей цепи (б)
В момент /2 напряжение ивх изменяется скачком. Ска-
чок входного напряжения передается на выход цепи
А^вых==—2Um. Затем начинается разряд конденсатора С
до напряжения —Um через резистор R. Начальное напря-
жение на конденсаторе Uc(t2) = Um. Таким образом, на
резисторе R формируются разнополярные экспоненциаль-
но спадающие импульсы, фронт которых соответствует
фронту и срезу импульсов ивх. Длительность этих импуль-
сов зависит от постоянной времени t=RC и может быть
оценена £и=(2-*-3)т. При малой постоянной времени т->0
напряжение ивъ1Х соответствует значению производной ивх.
Часто на выходе используют только один из импульсов
напряжения ивых. Для этого схема рис. 3.11 дополняется
диодом, показанным пунктиром, а напряжение ивых для
этого случая приведено на рис. 3.11, б.
Дифференцирующие цепи находят широкое применение
в импульсных устройствах при необходимости фиксации
моментов фронта и среза, а также для укорочения им-
пульсов.
3.4.2.	Интегрирующие цепи. Знакомая нам /?С-цепь мо-
жет быть включена иным образом, показанным на рис.
3.12,о, при этом «вых==«с. Рассмотрим процессы в RC-
цепи при замыкании в момент t=0 ключа, присоединяю-
117
щего к ней источник постоянного напряжения Е. Процесс
заряда конденсатора описывается дифференциальным урав-
нением, хорошо известным из курса ТОЭ:
«Ст+“с=£-	<ЗД
Его решение имеет вид
“вых = “с (0 = Е - [Е - ис (0)] ехр (- //т),	(3.8)
где (7с (0) — напряжение на конденсаторе в момент (=0?
т=7?С — постоянная времени цепи. Напряжение на кон-
денсаторе экспоненциально растет, соответствуя накопле-
нию заряда (интегрированию тока) (рис. 3.12,6).
°)
Рис. 3.12. Схема использования интегрирующей цепи в формирователях
временных интервалов («), временные диаграммы напряжений (6)
В импульсных устройствах цепь рис. 3.12, а часто снаб-
жается компаратором К, на второй вход которого подано
напряжение Е0<.Е. В момент ti иъъп—ис=Ес и компара-
тор срабатывает. Импульсный узел рис. 3.12 формирует
временной интервал между моментом замыкания ключа
(момент (=0) и моментом срабатывания компаратора
ti=tn. Интервал зависит от значений Е, Uc(0), Ео и т.
В момент Л уравнение (3.8) записывается в виде
Е-[Е-(/с(О)]ехр(-</т) = Ео.
Логарифмирование этого выражения позволяет найти
длительность интервала
Е-ис(0)
ta~ Т П Е — Ео
Процесс формирования интервала tK с помощью RC-
(3.9)
118
цели и компаратора лежит в основе многочисленных им-
пульсных устройств (мультивибраторов, одновибраторов
и др.)- Существует множество вариантов решений одних
и тех же импульсных функциональных узлов на транзис-
торах, полевых транзисторах, разнообразных ИМС и т. д.
Ниже остановимся на нескольких решениях этих узлов,
выполненных на ИМС. Несмотря на разнообразие других
схемных решений, процессы в них могут быть сведены
к рассмотренным выше переходным процессам в интегри-
рующих 7?С-цепях (см. рис. 3.12). Широко применяются
в импульсной технике и интеграторы (см. § 2.12 и 3.7).
3.5.	МУЛЬТИВИБРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ
Мультивибратором называется генератор периодически
повторяющихся импульсов прямоугольной формы. Муль-
тивибратор является автогенератором и работает без по-
дачи входного сигнала.
Схема мультивибратора на ОУ представлена на рис.
3.13. Сопоставим ее со схемой рис. 3.12, а. Конденсатор С
и резисторы 7?ь Т?2 образуют интегрирующую 7?С-цепь:
при заряде конденсатора открыт диод VI, ток проходит
через Ri, при разряде — открыт V2, ток идет через R?.
Источником напряжения Е является выходная цепь ОУ.
Рис. 3.13. Мультивибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряже-
ний в схеме мультивибратора (6)
119
Компаратор выполнен на ОУ с ПОС через цепь R3R4 (ср.
рис. 3.10). При переключениях компаратора на его выходе
происходит коммутация цепей заряда и разряда конденса-
тора С, т. е. ОУ выполняет сразу несколько функций: ис-
точника напряжений заряда и разряда конденсатора, ком-
паратора и ключа.
Рассмотрим работу мультивибратора. Временные диа-
граммы приведены на рис. 3.13,6. Пусть при t<.ti источ-
ники питания ОУ отключены: Еп=0, —Ел=0. Конденса-
тор С разряжен и ис=0. В момент ti подключим Еп и —£п<
При их включении выходное напряжение ОУ цвых откло-
нится либо в положительном, либо в отрицательном на-
правлении (случайный процесс). Для определенности до-
пустим, что произошло положительное приращение Д£Вых.
Через цепь R3R4 это приращение подается на прямой вход
ОУ, усиливается и в свою очередь вызывает приращение
Д£/'ых. Процесс развивается лавинообразно, в результате
в момент Л скачком устанавливается ивых=ивых тах.
Начиная с момента Л, конденсатор С заряжается на-
пряжением и=ивых тах через резистор Ru так как к ано-
ду диода VI приложено положительное напряжение, пос-
тоянная времени т=7?1С. Нарастающее по экспоненте на-
пряжение «с подается на инвертирующий вход ОУ. На
прямой вход ОУ через цепочку ПОС R3R4 подается напря-
жение
^ос ^выхтож RAR3 + R4) = U0-
В момент t—t2 напряжение на конденсаторе ис дости-
гает значения С/о и происходит срабатывание компарато-
ра. Его переключение протекает лавинообразно (регенера-
тивный процесс) и завершается при «ВыХ=—С/Вых тах- На-
пряжение на конденсаторе не может измениться скачком
и, начиная с момента t2, происходит перезаряд конденса-
тора через резистор R2 напряжением U=—UBUxmax с по-
стоянной времени t=R2C (на диоде V2 прямое напряже-
ние— минус на катоде). Мы отмечаем, что, воздействуя
на диод VI и V2, компаратор осуществляет переключение
цепей заряда (VI, Rt) и разряда (V2, Т?2) конденсатора
С. При t2<t<t3 напряжение на прямом входе ОУ
,,	 6выхп1аж/?4 ___ j,
°С £8 + £4
Конденсатор С не успевает разрядиться до напряже-
ния —ивыхтах, так как в момент /3 напряжение на нем
достигает значения —Uo и снова происходит регенератив-
но
ное переключение компаратора, при этом устанавливается
^вых = ^вых max* Uoc=U0. Вновь начинается этап заряда
конденсатора С через резистор Rt. При напряжении на
конденсаторе щДМ —происходит очередное срабаты-
вание компаратора.
Установившийся процесс начинается при t.—t2 и ха-
рактеризуется изменением напряжения на конденсаторе от
Uo к —Uo и обратно. Интервал t3—14 определяет длитель-
ность импульса /п, длительность паузы <п=^з—t2.
Найдем /и и tn. Для этого воспользуемся анализом схе-
мы заряда конденсатора С, выполненным в § 3.4 [выра-
жения (3.8) и (3.9)].
Для нахождения ta рассмотрим заряд конденсатора С
от источника E—UBblx тах с постоянной времени x—RiC.
Процесс начинается при 1/с(0)=—Uo (см. рис. 3.13, мо-
мент t3) и завершается при Uc(tB) — Uo. В соответствии
с (3.9)
ie = С 1П ^выхтах+^о.	(3 j 0)
ЫИПОХ Uо
Учитывая зависимость Uo ОТ t/Bblx max, получим
tn = R4C ln(l +2адз).
Интервал паузы /п найдем при рассмотрении переза-
ряда конденсатора С от источника Е=—иВЫхтах с посто-
янной времени т=7?2С'; Uc(O) = Uo; Uc(tn)=—U0. В со-
ответствии с (3.9)
tn~R2C In + у» = С In (1 + 2Ri/R3). (3.11)
^выхтая
Период повторения
Тп = ta + ta = (/?! + R2) С In (1 + 2RJRJ. (3.12)
Скважность
Q = TaltB = (R, + 7?2)//?v	(3.13)
Отметим, что значения ta, tn, Тп и Q не зависят от па-
раметров ОУ. Это обусловливает высокую стабильность
частоты и скважности Q мультивибратора. В реальных
мультивибраторах процессы развиваются несколько слож-
нее, так как «вых ОУ при прямом и обратном насыщении
не вполне одинаковы по величине, имеется напряжение
смещения нуля (см. § 2.12), срабатывание компаратора
происходит при ненулевом напряжении «с—«ос- Эти фак-
торы несколько снижают стабильность работы схемы.
121
Рассмотрим способы регулировки частоты и скважности мульти-
вибратора.
1.	При регулировке частоты f скважность Q не должна изменяться.
Можно предложить следующие способы регулировки частоты:
а)	изменением емкости конденсатора С. Этот способ применяется
редко, так как связан с громоздкими решениями;
б)	изменением отношения R3/R1. путем изменения одного из этих
сопротивлений. При этом изменяется Uo. Например, при увеличении
Rt увеличивается Uo, конденсатор С за время должен заряжаться до
большего напряжения Uo, но его постоянная времени неизменна, поэто-
му /и растет. Так же изменяется и ta, следовательно, частота f умень-
шается.
2.	При регулировке скважности необходимо поддерживать посто-
янным значение f, т. е. при увеличении длительности импульса иа то
же значение необходимо уменьшить длительность паузы. Для этого Ri
в R2 в схеме рис. 3.16 выполняются в виде потенциометра, средняя точ-
ка которого присоединена к инвертирующему входу ОУ, а крайние
точки — соответственно к катоду диода VI и аноду диода V2, При ре-
гулировке сдвигается средняя точка потенциометра, но сумма сопротив-
лений Ri+Rz остается неизменной [см. выражения (3.12) и (3.13)].
3.6.	ОДНОВИБРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ
Одновибратор является формирователем одиночного
импульса прямоугольной формы и фиксированной дли-
тельности, возникающего на выходе при поступлении на
вход запускающего короткого импульса. Одновибратор
применяется либо в качестве формирователя прямоуголь-
ных импульсов, либо в качестве узла задержки импульсов
на заданное время.
Схема одновибратора на ОУ приведена на рис. 3.14.
Сравним эту схему со структурной схемой рис. 3.12. Одно-
вибратор содержит конденсатор Сь связанный с выходом
компаратора на ОУ через резистор R. В качестве компа-
ратора использована хорошо нам знакомая схема с ПОС
через цепочку R3R4 (сравните с рис. 3.10, а). Микросхема
ОУ выполняет в одновибраторе несколько функций: ком-
паратора, источника напряжения для заряда конденсато-
ра и ключа, так как коммутация цепей заряда и разряда
конденсатора осуществляется при переключении компара-
тора. Диод VI служит для фиксации начального напряже-
ния на конденсаторе Uc (0). Элементы С2, Т?4, /?Б, V2 со-
ставляют цепь запуска, через них на схему поступает ко-
роткий запускающий импульс ивх. Цепочка C2R5 я^яется
дифференцирующей (см. § 3.4).
122
Временные диаграммы напряжений в схеме одновиб-
ратора приведены на рис. 3.14,6. Рассмотрение работы
одновибратора нужно проводить по этапам в соответствии
с порядком его работы.
1	этап (исходное состояние, «ждущий» этап), «вх=0.
Будем считать, что компаратор ранее был приведен в со-
стояние иВых=—t/вых max. Конденсатор С] разряжен, так
Рис. 3.14. Одновибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряже-
ний в схеме одновибратора (б)
как диод VI препятствует его заряду выходным напряже-
нием ОУ через резистор R. Нетрудно убедиться, что рас-
сматриваемое состояние устойчиво, т. е. может длиться
сколь угодно долго: иос<.ис, следовательно, компаратор
действительно находится в состоянии отрицательного на-
сыщения
иос — ^вахтах'	~ Ц)1-	(3.14)
аз Т А4 II As
2	этап (формирование импульса). При щ>х>0 к пря-
мому входу ОУ прикладывается входное напряжение,
которое действует сильнее, чем сигнал с выхода ОУ че-
рез /?3. Напряжение на прямом входе становится поло-
123
жительным. Поскольку на инвертирующем входе сохраня-
ется «с(6)=0, то компаратор регенеративно переключа-
ется и напряжение на его выходе скачком достигает
«вых=Иных max. На этапе формирования импульса надоб-
ность в поддержании напряжения на входе после переклю-
чения компаратора отпадает, так как положительное на-
сыщение ОУ поддерживается положительным напряжени-
ем, подаваемым с его выхода на прямой вход по цепи RsRa-
Поэтому входной импульс одновибратора может быть
весьма коротким. При t>t\ конденсатор С\ заряжается
напряжением Иных max через резистор R, причем t=RCl.
Этап формирования импульса завершается в момент t2,
когда напряжение на конденсаторе достигает значения на-
пряжения ПОС на прямом входе:
= (315)
В этот момент компаратор регенеративно переключается.
3	этап (стадия восстановления исходного состояния).
Итак, в момент /2 скачком устанавливается «Вых=
=—^вых max- Конденсатор Cj начинает разряжаться через
резистор R от источника напряжения —t/BbIX max, притом
T=RCt. В момент напряжение на конденсаторе дости-
гает «с(^з)=0, открывается диод VI, который препятству-
ет дальнейшему уменьшению напряжения на конденсато-
ре. В момент Ь стадия восстановления завершается, од-
новибратор готов к приходу нового импульса на входе.
Рассмотрение принципа действия одновибратора поз-
воляет нам вновь убедиться в том, что в этой схеме, как
и в схеме мультивибратора, используются принципы, зало-
женные в схеме рис. 3.12, а. Для расчета основных стадий
работы одновибратора воспользуемся выражением Ц3.9).
Рассчитаем длительность импульса. Начало его форми-
рования происходит в момент Е (см. рис. 3.19), [/с(0) =
=0, Е—ивых max, постоянная времени x=RCt. В момент
срабатывания компаратора Нс(£г) = U02. При подстановке
этих величин в (3.9), учитывая связь 1/02 и ПВЬ1Х max, по-
лучаем
t* = RCt 1П —Чвыхтах	_ hl (1 + RJRJ. (3.16)
U в ьжтах V 02
Аналогично рассчитываем длительность стадии восста-
новления tB=ts—t2. Для этого подставим в (3.9) Ucf®) —
== t/o2> Е =—t/вых max, t=RCi, Цс(^з)==0.
124
Получим
t = RC. In ~^ыхтОх-^02 = RC ln ,^.8 + gg4	(3 17)
-UBb^max	^з + Ri
Регулировка длительности импульса одновибратора ta
может осуществляться следующими способами:
а)	изменением R или Cj (последнее обычно не приме-
няют, так как конденсатор с переменной емкостью облада-
ет большими габаритами и массой), при этом изменяется
скорость заряда конденсатора Cj;
б)	изменением соотношения Rs/Rt- При этом изменя-
ется напряжение срабатывания компаратора U02, а с ним
и время, в течение которого напряжение на конденсаторе
нарастает до величины U02.
При использовании одновибратора не следует забы-
вать, что схемы с ПОС имеют низкую помехоустойчивость.
В исходном состоянии напряжение на прямом входе ОУ
Uoc = Uot должно быть много больше уровня помех. Естест-
венно, что и амплитуда входного сигнала при этом долж-
на быть большой, чтобы обеспечить переключение компа-
ратора в начале стадии формирования импульса.
3.7.	ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩИХСЯ НАПРЯЖЕНИЙ
Генераторы линейно изменяющихся напряжений (ГЛИН%
формируют напряжения пилообразной формы (см. рис.
3.3,а). Для создания линейной зависимости напряжения
Рис. 3.15. Простейшая схема для формирования линейно изменяющего-
ся напряжения
от времени чаще всего используют заряд (или разряд)
конденсатора постоянным током. Простейшая схема ГЛИН
приведена на рис. 3.15, а, временные диаграммы напряже-
ний в схеме — на рис. 3.15,6. При разомкнутом ключе Кл
конденсатор С заряжается от источника тока I и напряже-
125
ние на нем нарастает:
t
uc~~^ldt-\- и с (0) = 1UC + Uс (0),	(3.18)
С? г)
о
где t—0 — момент начала заряда.
В момент t—t\ замыкается ключ Кл и конденсатор
экспоненциально разряжается через ключ и резистор /?,
который введен в схему для ограничения разрядного тока.
После разряда конденсатора до напряжения Пс(0)=0
ключ Кл может быть разомкнут, тогда начнется вновь
процесс формирования линейно нарастающего напряже-
ния.
Известны многочисленные варианты схемы рис. 3.15, а,
отличающиеся способами построения источника тока I
и ключевого элемента. Большими технико-экономическими
преимуществами обладают схемы ГЛИН, построенные на
ИМС. Среди них широкое распространение получили схе-
мы на ОУ.
В схеме интегратора, рассмотренной в § 2.12, конден-
сатор заряжается постоянным током, если на вход инте-
гратора подано постоянное напряжение (см. рис. 2.23,6).
При подаче на вход С/вх*>0 напряжение на выходе умень-
шается по линейному закону:
t
ивых =	J777 f ^вх* dt + ^ВЫХ (0) =	~~ t + ПвЫХ (0).
J	КС
о
(3.19)
При Нвх=—Ивх* выходное напряжение нарастает так-
же по линейному закону:
t
«вых =	dt + Пвых (0) =	1 + Пвых (0). (3.20)
КС j	кс
о
На рис. 3.16, а приведена схема ГЛИН с внешним уп-
равлением '(«у — управляющее напряжение) и временные
диаграммы напряжений. Схема состоит из компаратора
и интегратора. Длительность tK входного положительного
импульса иу определяет длительность стадии спада выход-
ного напряжения иГЛин (рис. 3.16,6), длительность стадии
нарастания «глин равна паузе между импульсами ыу.
При поступлении входного напряжения, амплитуда ко-
торого Uym>E0, компаратор переходит в состояние поло-
126
Рис. 3.16. Схема ГЛИН с внешним запуском (а) и временные ди аграм-
мы сигналов (б)
жительного насыщения u'=UBMmax. Открывается диод VI,
и напряжение «глин убывает по линейному закону; в (3.19)
подставим R = Ri. Крутизна напряжения «глин на интерва-
ле спада t\—t2:
Sc = dUTI№aldt —	C- (3.21)
При прекращении импульса «у компаратор под воздей-
ствием напряжения Ео на инвертирующем входе переходит
в состояние страдательного насыщения и'——UBbmax.
Открывается диод V2 и интегратор формирует линейно на-
растающее напряжение, в (3.20) подставим = Кру-
тизна нарастания «глии на интервале t2—t2
SH = dUrnmldt — U B№xmaxIR2 С.	(3.22)
ГЛИН с внешним управлением имеет важную принци-
пиальную особенность. Установившийся режим достигает-
ся только в том случае, если равны Д£7ГЛИп на этапах нара-
стания или спада, в противном случае среднее значение
выходного напряжения начинает нарастать (или убывать),
что в конечном счете приводит к насыщению ОУ интегра-
тора. Условие устойчивой работы ГЛИН сводится к тре-
бованию
— 4А = tn SH.	(3.23)
Учитывая возможную нестабильность крутизны и дли-
тельностей t„ и /п, ориентироваться на выполнение условия
(3.23) в схеме рис. 3.16, а нереально. В практических схе-
мах максимальное и минимальное значения напряжения
«глин ограничиваются. В схеме рис. 3.21’, а для ограничения
«глии введены стабилитроны УЗ и V4. Как показано в § 2.12,
напряжение между входами ОУ интегратора ы~0. При
0<Urnnn<U+ на стабилитроне V4 действует прямое напря-
127
жение t/av4«0, стабилитрон V3 смещен в обратном на-
правлении и через цепочку стабилитронов протекает малый
ток /о«О. Таким образом, стабилитроны в этом слу-
чае практически не влияют на процесс разряда конденса-
торов. При достижении нГЛин=Й+= | Псту3| (где UCtvs—
напряжение стабилизации V3) V3 работает в режиме
электрического пробоя, разряд конденсатора С прекраща-
ется и ток i0C—u'/Ri переходит с конденсатора на цепоч-
ку стабилитронов. Таким образом, напряжение иГлвн сверху
ограничено значением U+. Аналогично снизу напряжение
«глин ограничено значением U_—— | (7Ctv4|, где UCtV4 — на-
пряжение стабилизации V4.
На рис. 3.16,6 справа показана работа стабилитрон-
ного ограничителя в момент /5. Интервал паузы t4—1& за-
дан достаточно большим, поэтому в момент напряжение
ГЛИН достигает значения U+. С приходом очередного им-
пульса Uy начинается процесс формирования спада иГЛип>
процесс описывается (3.19) при иВых(0) —urjma(t5) = U+.
Рис. 3.17. Схема ГЛИН в автогене-
раторном режиме (а) и временные
диаграммы напряжений (б)
Помимо ГЛИН с внешним управлением часто приме-
няются ГЛИН, работающие в автогенераторном ре-
жиме, т.е. без управляющего сигнала. Широкое распро-
странение получила схема ГЛИН на ОУ (рис. 3.17). Эта
схема отличается от рассмотренного ГЛИН наличием цепи
ОС RsRt, которая связывает прямой вход компаратора
с выходами компаратора и интегратора.
128
Найдем напряжение иос методом суперпозиции: «ос =
= Ui+«2. Напряжение Ui находим при щЛ1Ш=0, а напряже-
ние м2 при и'—О. Получим
«ос (О = «'	•	(3’24)
Ад “Г" ад	Ад -f- А4
Временные диаграммы напряжений в схеме рис. 3.17, а
приведены на рис. 3.17,6. Начнем рассмотрение в момент
£1, когда компаратор переходит в состояние отрицатель-
ного насыщения и'= —иъыхтах. При этом открывается ди-
од V2, и на интеграторе начинается процесс формирования
нарастающего напряжения нглин. Напряжение иос на интер-
вале ii—tz также линейно нарастает в соответствии с вы-
ражением (3.24). Для момента /2 из (3.24) получим
(3.25)
В этот момент t2 компаратор переключается, напряже-
ние на его выходе скачком изменяется до значения и'=
— (JBaxmax. В соответствии с (3.24) скачком изменяется и
напряжение иос. Процесс переключения компаратора раз-
вивается регенеративно за счет ПОС через резистор R4.
На интервале t2—t$ открыт диод VI. Р1нтегратор фор-
мирует линейно убывающее напряжение «глин- Напряжение
«ос также линейно убывает и при t=t$ выражение (3.24)
сводится к виду
«ос (4) =	= Е°- (3'26)
Ад т AJ	Аз 4“ А4
Компаратор вновь регенеративно переключается, начина-
ется формирование линейно нарастающего участка нГЛив
и т. д.
При расчете схемы ГЛИН в автогенераторном режиме
выражения (3.25) и (3.26) позволяют связать значения U+
и U- со значениями R5/R4 и До- Крутизна спада Sc и на-
растание SH, а также длительность участков нарастания
и спада могут быть определены из (3.19) при подстановке
^вых(О) = 17+, R = Ri и (3.20) при подстановке £/вых (0) = U-,
R=Rz. Нетрудно убедиться, что при Ео=0 U+=—U_.
Схема рис. 3.17 может быть использована также
и в качестве мультивибратора, в этом случае выходное на-
пряжение снимается с выхода компаратора (см. рис.
3.17, 6).
ГЛИН находят очень широкое применение в технике.
На их основе строятся системы развертки электронно-луче-
9-73
129
вых трубок, устройства для испытания различных объек-
тов на электрическую прочность. Очень большую роль
в современной технике играют преобразователи различных
физических величин в электрические сигналы, например
преобразователи напряжения во временной интервал,
в число импульсов, в фазовый сдвиг. В качестве-примера
подобных устройств рассмотрим импульсное устройство,
структурная схема которого приведена на рис. 3.18, о; вре-
Рис. 3.18. Структурная схема преобразователя напряжения в ширину
импульсов и число импульсов (а) и временные диаграммы сигналов (б)
менные диаграммы напряжений приведены на рис. 3.18,6.
Устройство состоит из ГЛИН, связанного с компаратором
К, на второй вход которого подается входной (преобра-
зуемый) сигнал «вх. Компаратор через диод связан с пер-
вым выходом схемы 7?Hi и с управляющей цепью ключа Кл,
который подключает мультивибратор МВ ко второму вы-
ходу Т?н2.
Компаратор К фиксирует равенство uTJinn(t)=u^(t).
В момент /2 иГлин = 8н(/2—h), где /2—tt = tK. Отсюда <и =
= Wbx/8н.
При переключениях компаратора на его выходе форми-
руются прямоугольные импульсы, длительность которых
прямо пропорциональна текущему значению (сравните
с рис. 3.1, в). При ыВых1>0 замыкается ключ Кл и в на-
грузку /?112 поступает пачка импульсов с выхода мульти-
вибратора, число которых прямо пропорционально интер-
валу tn и напряжению «вх- Таким образом, устройство яв-
ляется преобразователем напряжения в число импульсов.
3.8.	МАГНИТНО-ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Широкое применение ИМС в импульсной технике, стремление
к снижению массогабаритных показателей и повышению надежности
привели к резкому снижению использования в импульсных устройствах
магнитных элементов. Вместе с тем в ряде случаев оправдано примене-
ние магнитно-транзисторных схем, особенно в выходных каскадах им-
пульсных устройств, рассчитанных на передачу в нагрузку определенной
мощности. Трансформаторная связь с нагрузкой позволяет обеспечить
гальваническую развязку цепей, осуществить трансформацию напряже-
ния до нужного уровня. Регенеративные магнитно-транзисторные фор-
мирователи прямоугольных напряжений с ПОС через трансформатор
называются блокинг-генераторами.
На рис. 3.19, а представлена схема блокииг-генератора, работаю-
щего в «ждущем режиме», т. е. выполняющего функцию одновибрато-
Рис. 3.19. Схема блокииг-генератора (а) и его схема замещения (6)
и временные диаграммы напряжений и токов в схеме блокинг-генерато-
ра (в—ж)
ра. При поступлении короткого запускающего импульса блокинг-ге-
нератор формирует прямоугольный импульс «вых длительностью /я.
Схема представляет собой транзисторный ключ, в коллекторную цепь
которого включена первичная обмотка и»! трансформатора. Нагрузка
подключена к обмотке wH, а ПОС осуществляется через обмотку woc
и резистор Ri. В исходном состоянии режим отсечки транзистора обес-
печивается источником —£См, связанным с базой транзистора через ре-
9*
131
зистор /?2. Входное напряжение для запуска подается через раздели-
тельный конденсатор Ср. Как и в одновибраторе, функционирование
ждущего блокинг-генератора можно разбить на трн этапа. Временные
диаграммы токов и напряжений приведены на рис. 3.19, в—ж.
1	этап (исходное состояние). Благодаря источнику—£гм транзи-
стор находится в режиме отсечки. Напряжение на базе транзистора
иБ —	—£см<0. Напряжение на коллекторе транзистора
на всех обмотках трансформатора нулевое напряжение,
Ивых = 0.
2	этап (формирование импульса). При поступлении в момент
положительного импульса ивк транзистор начинает открываться. Ток
«к протекает по обмотке wt и создает падение напряжения Д(7к, кото-
рое трансформируется в обмотку ОС woc. Напряжение на обмотке woc
создает отпирающий базовый ток. Процесс является регенеративным
и развивается лавинообразно, в результате транзистор насыщается.
На насыщенном транзисторе ик ~0. К обмотке w, приложено на-
пряжение £к, которое трансформируется в нагрузочную обмотку и об-
мотку woc. Напряжение на обмотке woc мос создает базовый ток, на-
сыщающий транзистор:
'ос = ыос/7?1 = £К шос/(£1 wi)-	<3-27)
После насыщения транзистора входной импульс может быть снят,
но транзистор останется открытым.
Ток коллектора состоит нз трех составляющих (см. схему замеще-
ния рис. 3.19,6): 1к = »вых+'ос+,’ц. где 'вых^выхЮн/Ю] — ток нагруз-
ки, пересчитанный в первичную обмотку; ioc =	—ток ioc, пе-
ресчитанный в первичную обмотку;	— ток намаг-
ничивания трансформатора; — индуктивность намагничивания транс-
форматора.
Ток по мере перемагничивания магнитопровода трансформатора
нарастает, растет и ток коллектора iK, а ток базы tB«iOc остается неиз-
менным. В результате в момент /2 условие насыщения транзистора (3.3)
перестает выполняться и транзистор начинает запираться.
Прн этом напряжение увеличивается, это изменение через об-
мотку Woc подается на базу тразистора и усиливает запирание ключа.
Процесс снова имеет регенеративный характер и завершается перево-
дом транзистора в режим отсечкн.
3	этап (стадия восстановления исходного состояния). Ток через
магнитные элементы не может измениться скачком, поэтому при запи-
рании транзистора в момент /2 на первичной обмотке трансформатора
возникает противо-ЭДС (см. рис. 3.19,6). Нарастание напряжения на
коллекторе транзистора может привести к его пробою, поэтому блокннг-
генератор снабжен цепочкой RoVe: при «к>£к отпирается диод Уо
и энергия из магнитной цепи трансформатора рассеивается на резисто-
132
pe Ro- Кроме того, часть накопленной энергии рассеивается в нагрузке.
Напряжение на коллекторе экспоненциально падает до £к- Постоянная
времени спада Тв=£р,(£о+Ян)/(£о₽н ), где /?и = Ruw!Jw^ — сопротивле-
ние нагрузки, пересчитанное к обмотке Wi.
Изменяя Есм, можно перевести блокинг-генератор в автогенератор-
ный режим, при котором после завершения стадии восстановления на-
чнется формирование следующего импульса без внешнего запуска, -т. е.
при Ивх=0. При увеличении £см в сторону положительных значений ус-
ловие отсечки транзистора в исходном состоянии не будет выполняться,
что означает переход в автогенераторный режим. Функционально бло-
кинг-геператор в автогенераторном режиме является мультивибратором.
Существуют многочисленные разновидности магнитно-транзистор-
ных генераторов, в которых используются нелинейность кривых на-
магничивания магнитопроводов, а также магнитно-тиристорные схемы.
Возможность получения на выходе достаточно мощных импульсов по-
зволяет использовать магнитно-транзисторные и магнитно-тиристорные
формирователи без подключения к их выходу дополнительных каскадов
усиления мощности.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
3.1.	В схеме транзисторного ключа рнс. 3.6, а исключены элементы
Ri и —Есы. запирание ключа осуществляется при пвх=0. К каким
недостаткам приведет такое упрощение схемы ключа?
3.2.	Как изменяется коэффициент насыщения транзисторного ключа
при нагреве транзистора?
3.3.	Составьте схему компаратора с ПОС с {Л=0 и +2 В, если
Uвыхтах~ Ю В.
3.4.	Как изменятся временные диаграммы рис. 3.13,6, если на схеме
мультивибратора рис. 3.13, а увеличить /?4? Как при этом изменится
(уменьшится или увеличится) частота повторения, длительность
импульсов, скважность (отвечайте, не заглядывая в формулы)?
3.5.	Мультивибратор (рис. 3.13, а) сохраняет работоспособность, если
исключить диод V2 (диод закорачиваем). Найдите выражения
для расчета /и, tn, Q в такой схеме. Как в такой схеме можно ре-
гулировать скважность при неизменной частоте повторения?
3.6.	Какое влияние окажет несимметрия источников питания на рабо-
ту мультивибратора?
3.7.	Составить схему мультивибратора с )п=1 кГц, Q = 4, UWxmax—
—10 В, амплитуда напряжения на конденсаторе 3 В. (Задача
с неполными условиями, рядом величии при расчете задаемся, на-
пример, Ri=7?з=30 кОм).
3.8.	Как изменится tB одновибратора при увеличении R; R-s, Rs (отве-
чайте, не заглядывая в формулы)?
133
3.9,	Составить схему ГЛИН в автогенераторном режиме при U+=
= 4-8В, V— = 0, ^вараст~Ю0 МС, /спад= 10 МС, Unuxmax— 10 В. Зз*
дайтесь С=1 мкФ, Е0=2 В, /?3=100 кОм.
3.10.	Как изменятся параметры выходного напряжения ГЛИН (рис,
3.17), если увеличить Re, Re Ео?
Глава четвертая
ЛОГИЧЕСКИЕ И ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА
4.1.	ОСНОВНЫЕ- ЛОГИЧЕСКИЕ ОПЕРАЦИИ И ИХ РЕАЛИЗАЦИЯ
Логическими сообщениями называются такие сообще-
ния, истинность или ложность которых может быть оце-
нена однозначно. Например: «Генератор включен»; «По
цепи протекает ток короткого замыкания»; «Напряжение
на входе меньше порога срабатывания». Каждое логиче-
ское сообщение может быть заменено математическим эк-
вивалентом, логической функцией. Логическая функция
/4 = 1, если логическое сообщение истинно (например, «Ге-
нератор включен», если он действительно включен) иЛ = 0,
если это сообщение ложное (генератор на самом деле вы-
ключен). Таким образом, логические функции в отличие от
обычных функций принимают только два значения: 0 и 1.
При описании работы устройств автоматического управ-
ления,- порядка проведения вычислительных работ, взаимо-
связи физических явлений мы широко пользуемся логиче-
скими сообщениями. Но нам важны не только логические
сообщения, но и связи между ними. Например, мы говорим:
«Генератор включен, если включен тумблер на пульте опе-
ратора и включена блокировка защиты». Для математиче-
ского описания связей между логическими сообщениями
и функциями вводят логические операции. Рассмотрим три
основные логические операции.
1.	Операция НЕ (логическое отрицание или инверсия).
Логическое отрицание от функции А обозначается А (го-
ворится «не А») и определяется таблицей истинности (табл.
4.1), которая отражает связь между А и А.
Прим_ер. Функция А: «Включен первый генератор».
Функция А: «Первый генератор не включен».
Логические операции могут быть реализованы в виде
электрических схем, называемых логическими элементами.
На рис. 4.1, а приведено обозначение логического элемента
134
Таблица 4.1. Таблица Т а б л и ц а 4.2. Таблица
истинности операций НЕ истинности операции ИЛИ
А	А	А	в	г=л+в
0 1	1	0 0	0 1 1	0 1 0 1	0 1 1 1
НЕ; временные диаграммы сигналов и пример реализации
элементов НЕ изображены на рис. 4.1,6, в. Операция НЕ
может быть реализована схемой транзисторного ключа
(см. § 3.2). Потенциал Е принимается за единичное значе-
ние логической функции, а потенциал 0 — за нулевое зна-
чение логической функции, как это изображено на рис.
4.1,6. При /1 = 1 входная ЭДС ключа равна Е, транзистор
насыщен, цВых~0, т. е. А = 0. При А = 0 входное напряжение
ключа равно 0, транзистор заперт, пВЫх~Д, А = 1.
2.	Операция ИЛИ (логическое сложение или дизъюнк-
ция) обозначается в случае двух независимых аргументов
F=A\/B либо F=AJrB (читается «А или В») и определя-
ется таблицей истинности (табл. 4.2). Операцию ИЛИ
можно выполнить для трех и более независимых аргумен-
тов. Функция F— 1, если хотя бы одна из независимых пе-
ременных равна единице.
Логическая операция ИЛИ имеет тот же смысл, что
и в обыденной речи. Например: «Двигатель можно вклю-
чить ключом на пульте оператора или по команде с ЭВМ».
На рис. 4.2 приведено обозначение логического элемента
ИЛИ (рис. 4.2,а), временные диаграммы сигналов на вхо-
135
де и выходе элемента (рис. 4.2,6), реализация элемента
на ключах (рис. 4.2, в) и на диодах (рис. 4.2, г). Потенци-
ал Е принимаем за логическую 1, потенциал 0 — за логи-
ческий 0 (см. рис. 4.2,6). В схеме рис. 4.2, в потенциал Е
поступает на нагрузку, если замкнут первый ключ (/4=1)
или замкнут второй ключ (Д=1), или замкнуты оба клю-
ча (Л = В = 1). Простейшая реализация логического эле-
мента ИЛИ — диодная схема (рис. 4.2, г). Напряжение на
выходе элемента будет равно Е (F=l), если хотя бы на
один из входов будет подан единичный сигнал (потенциал
Е): положительный потенциал откроет диод, и входное
напряжение будет приложено к нагрузке (иаых^Е).
3.	Операция И (логическое умножение или конъюнкция)
обозначается F=AB либо F=A/\B (читается «А и В»)
и определяется таблицей истинности (табл. 4.3). Операцию
логического умножения можно распространить на три и
более независимых аргументов. Функция F=1 только тог-
да, когда все независимые переменные единичны.
Логическая операция И имеет тот же смысл, что и в обы-
денной речи. Например: «Двигатель включен, если вклю-
чен выключатель на пульте и включена система охлажде-
ния двигателя», «На экзамене студент должен решить за-
дачу и ответить на теоретический вопрос». На рис. 4.3
приведено обозначение элемента И (рнс. 4.3,а), временные
диаграммы сигналов на входе и выходе элемента (рис.
4.3,6), реализация элемента
на ключах (рис. 4.3, в) и на
диодной схеме (рис. 4.3,г).
Потенциал Е принят за 1
потенциал 0 — за логический
0. В схеме рис. 4.3, в потен-
циал Е передается в нагруз-
чу, только если замкнуты
ключ А (/4 = 1) и ключ В
Таблица 4.3. Таблица
истинности операции И
А	в	F—AB
0 0 1 1	0 1 0 1	0 0 0 1
136
Рис. 4.3. Логическая операция И
Простейшая реализация элемента И приведена на рис.
4.3, г. Напряжение на выходе иъь^~Е (F=l) только в том
случае, если все диоды будут заперты, т. е. на всех входах
будет потенциал Е (логическая 1). В противном случае
открывшийся диод шунтирует нагрузку и на ней будет по-
тенциал открытого диода Щшх—О (логический 0). Если
один из входов элемента И не связан с источником вход-
ного сигнала, то данный диод всегда заперт и можно счи-
тать, что на этом входе поддерживается 1. Однако для
лучшей защиты от помех рекомендуется незадействован-
ные входы элементов И подключать к источнику питания
с потенциалом Е.
Схемы рис. 4.1,в, 4.2, а и 4.3, а являются лишь одним из
вариантов реализации логических элементов НЕ, ИЛИ, И.
Они могут быть построены на различных полупроводнико-
вых приборах и ИМС, а также на гидравлических или
пневматических элементах. Технико-экономические преиму-
щества ИМС обусловили то, что в настоящее время для
реализации логических операций используются почти
исключительно устройства, выполненные на ИМС. Логи-
ческие ИМС базируются на нескольких схемных решениях,
т. е. на нескольких типах логики. Познакомимся с основ-
ными типами логических ИМС.
4.2.	ТИПЫ ЛОГИЧЕСКИХ МИКРОСХЕМ
Логические ИМС выпускаются промышленностью в ви-
де серий (наборов) элементов, которые обеспечивают вы-
полнение множества логических функций, при этом обеспе-
чивают хорошие условия согласования выхода логической
ИМС со входом другой логической ИМС той же серии.'
В основу каждой серии кладется схемное решение основ-
ного логического элемента, на основе которого создаются
более сложные схемы. В качестве основных чаще всего
137
выбираются элементы ИЛИ—НЕ и в особенности И—НЕ.
Обозначения этих элементов приведены на рис. 4.4, а (эле-
мент ИЛИ—НЕ) и б (элемент И—НЕ). Таблицы истин-
ности элементов ИЛИ—НЕ, И—НЕ представлены в табл.
4.4 и 4.5.
о)	S)
Рис. 4.4. Логические элементы
ИЛИ—НЕ (а). И—НЕ (б)
Рис. 4.5. Логический элемент И—•
НЕ ТТЛ-логики
Таблица 4.5. Таблица
истинности элемента И—НЕ
Таблица 4.4. Таблица
истинности элемента ИЛИ—НЕ
Л=л+в
О
О
1
1
О
1
о
1
1
о
о
о
О
О
1
1
о
1
о
1
1
1
1
о
Сравним табл. 4.2 и 4.4, а также 4.3 и 4.5. Мы убеж-
даемся, что значения функции F в этих таблицах инверсны,
т. е. выходная функция элемента подвергнута операции НЕ.
Как показано в § 4.4, на одном только виде логических
элементов И—НЕ (либо ИЛИ—НЕ) можно построить лю-
бое логическое и цифровое устройство.
Элементы И—НЕ (либо ИЛИ—НЕ) можно выполнить
в виде различных схем. Рассмотрим основные типы логики.
1.	Транзисторно-транзисторная логика (логика ТТЛ-ти-
па). Схема трехвходового элемента И—НЕ приведена на
рис. 4.5. В нем использован на входе полупроводниковый
прибор — многоэмиттерный транзистор VI. Транзисторы
VI и V2 образуют схему И—НЕ, на транзисторах V3 и V4
собран неинвертирующий выходной каскад, служащий для
усиления мощности выходного сигнала.
При 1 на всех входах (А=В=С = 1) все эмиттерные
138
переходы транзистора VI смещены в обратном направле-
нии и не пропускают ток. Через резистор R\ и коллектор-
ный переход транзистора VI, смещенный в прямом направ-
лении, в базу транзистора V2 поступает ток, достаточный
для насыщения V2. Напряжение на коллекторе V2 близко
к нулю (сигнал 0). При подаче хотя бы на один вход тран-
зистора VI нулевого потенциала (сигнал 0) соответствую-
щий эмиттерный переход VI сместится в прямом направ-
лении. Ток от резистора R1 устремится во входную цепь,
обладающую меньшим сопротивлением, чем входное сопро-
тивление транзистора V2. В результате ток базы V2 спа-
дает к нулю, транзистор запирается, на его коллекторе
устанавливается высокий потенциал, близкий 4-£п (сиг-
нал 1) (сравните с табл. 4.4).
При сигнале 0 на коллекторе транзистора V2, который
находится в открытом состоянии, часть эмиттерного тока
V2 поступает в базу транзистора V4 и насыщает его. Низ-
кое напряжение на коллекторе V2 поддерживает запертое
состояние транзистора V3. Таким образом, на выходе ло-
гического элемента имеется сигнал 0 (малое падение на-
пряжения на открытом транзисторе V4).
При сигнале 1 на коллекторе транзистора V2 этот тран-
зистор заперт, при этом прекращается ток базы транзис-
тора V4, который также запирается. Высокое напряжение
на коллекторе V2 вызывает насыщение транзистора V4.
В результате на выходе логического элемента появляется
сигнал 1.
Наряду со схемой 4.5 выпускается схема рис. 4.6 с от-
крытым коллекторным выходом. В коллекторную цепь
транзистора V4 может быть включен индикаторный эле-
Рис. 4.6. Логический элемент
И—НЕ ТТЛ-логики с откры-
тым коллекторным выходом
Рис. 4.7. Логический элемент
ИЛИ—НЕ МДП-логикн
139
мент, реле или другая внешняя нагрузка, второй вывод ко-
торой соединяется с положительным полюсом источника
питания. Пунктиром на рис. 4.6 показано подключение
к элементу резистора R, связанного с другим источником
питания, что позволяет осуществлять связь различных час-
тей схемы, работающих от различных источников питания
при разных уровнях напряжения.
Элементы ТТЛ-логики в настоящее время получили наи-
большее распространение благодаря низкой стоимости^
сравнительно хорошим быстродействием, нагрузочной спо-
собности и помехоустойчивости.
2.	МДП-логика. В основе этого типа логических схем
лежит использование полевых транзисторов МДП-типа
с индуцированным каналом. Высокое входное сопротивле-
ние полевых транзисторов позволяет уменьшить потребле-
ние мощности от источника логического сигнала. Стоимость
МДП-схем низка, логический элемент занимает на поверх-
ности кремния малую площадь, что позволяет использовать
его в ИМС с высоким коэффициентом интеграции. По бы-
стродействию МДП-логика уступает схемам ТТЛ-типа.
Использование полевых транзисторов с разными типа-
ми проводимости (каналы р- и n-типов) позволяет до пре-
дела снизить мощность, потребляемую от источника пита-
ния, что особенно привлекательно в переносной аппарату-
ре, питающейся от маломощных батарей.
Схема трехвходового элемента ИЛИ—НЕ на комплек-
те полевых транзисторов разного типа проводимости при-
ведена на рис. 4.7. При сигналах 0 на входе транзисторы
VI—V3 закрыты, а транзисторы V4—V6 открыты, за счет
этого ЭДС на выходе близка +ЕП (сигнал 1). Ток от ис-
точника питания практически не потребляется, так как за-
перты транзисторы VI—V3.
При подаче 1 на один из входов (например, на затворы
VI и V4) транзистор VI открывается, а транзистор V4 за-
пирается, в результате на выходе имеется низкое напряже-
ние открытого транзистора VI (сигнал 0). Ток от источни-
ка питания практически не потребляется, так как заперт
один из транзисторов V4—V6.
Наряду с элементами ТТЛ- и МДП-типа получили рас-
пространение элементы с повышенным быстродействием,
это элементы на транзисторах с диодами Шоттки (ТТЛШ-
логика) и схемы эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ). Не-
достатками этих элементов являются большая стоимость,
большая потребляемая мощность и нагрев элементов при
140
их работе; в схемах ЭСЛ-ло-
гики меньшая помехоустойчи-
вость.
Названными элементами не
исчерпываются типы логичес-
ких схем, появляются новые
приборы, совершенствуются
известные схемные решения.
Однако этот процесс не меняет
подхода к проектированию Рис. 4.8. К определению пара-
цифровых и логических узлов. метров и t1'0 ИМС
Разработчик аппаратуры на
ИМС не занимается анали-
зом физических процессов в схеме. В подавляющем
большинстве случаев достаточно грамотно использовать па-
раметры ИМС, приводимые в справочной литературе, при
этом внутреннее устройство логического элемента может
не рассматриваться.
Рассмотрим основные параметры логических ИМС:
Рпот — мощность, потребляемая ИМС от источника пи-
тания;
/вх — предельный входной ток при сигнале 0 на входе;
/*х — предельный входной ток при сигнале 1 на входе;
^вых — минимальное выходное напряжение при логиче-
ской 1 на выходе;
^вых—максимальное выходное напряжение при сигна-
ле 0 на выходе;
Края — коэффициент разветвления, показывает, сколько
ИМС той же серии можно подключить к выходу элемента;
Коб — коэффициент объединения входов, показывает
количество входов (например, элемент 2И—НЕ имеет два
входа, Коб = 2, а элемент 8И—НЕ восемь, т. е. Коб=8);
Un,ст — максимальное допустимое напряжение поме-
хи, которое не вызывает ложных срабатываний эле-
мента;
/2д и — параметры, характеризующие задержку при
переключении элемента из состояния 0 в 1 и наоборот'(их
значение пояснено на рис. 4.8, где показаны входное и вы-
ходное напряжения элемента И—НЕ, на остальных входах
которого поддерживается сигнал 1).
Логические схемы являются разновидностью импульс-
ных устройств. Их особенностью является то, что они функ-
ционируют только при прямоугольных импульсах, ампли-
141
туда которых поддерживается выше UBba. В паузах между
импульсами потенциал не должен превышать С^ых.
В отличие от схем, рассмотренных в гл. 3, в цифровых
и логических устройствах нас интересуют не физические
параметры электрических импульсов, а лишь их логическое
значение, т. е. наличие потенциала (А = 1) или его отсут-
ствие (А=0). Эта особенность обусловливает специфику
методов анализа и синтеза логических и цифровых
устройств, основанных на логической алгебре. Поэтому при
изучения цифровых и логических устройств мы не столько
продолжаем знакомство с импульсной техникой, сколько
входим в мир новых понятий, которые порой весьма далеко
отстоят от электротехнических. Не будем все же забывать,
что речь идет об электрических цепях с полупроводниковы-
ми элементами и основные положения, рассмотренные на-
ми в гл. 2 и 3, сохраняют свою силу и при работе цифро-
вых и логических устройств.
4.3.	АЛГЕБРА ЛОГИКИ
, Алгебра логики является аналогом обычной алгебры.
Ее особенность заключается в том, что аргументы и функ-
ции принимают только два значения: 0 и 1. Алгебра логи-
ки -выполняет следующие функции:
1)	позволяет математически записывать логические со-
общения и связи между ними, что необходимо для опреде-
ления порядка и принципа работы устройства;
2)	позволяет реализовать логические уравнения в виде
логических схем, т. е. переходить от аналитического опи-
сания процесса к его схемной реализации в виде логиче-
ского автомата;
3)	позволяет проводить реализацию логических автома-
тов в оптимальном виде (минимальное число элементов, их
однородность, надежность функционирования и т. д.|.)
Логические операции могут быть интерпретированы гра-
фически с помощью диаграмм Венна (рис. 4.9). Все поле
диаграммы Венна соответствует логической единице
,(«всегда»), нулевая площадь — логическому нулю («никог-
да»). Логические функции изображаются в виде кругов
[(рис. 4.9, а).
Диаграммы Венна позволяют наглядно изобразить ло-
гические операции. На рис. 4.9, а заштрихована суммар-
ная площадь переменных А, В. Их суммарная площадь
соответствует А-)-В, т. е. является интерпретацией опера-
142
а)	б)	6)	г)	б)
Рис. 4.9. Диаграммы Вейна
ции ИЛИ. На диаграмме рис. 4.9,6 заштрихована пло-
щадь А, т. е. графически изображена операция НЕ. Общая
площадь фигур А и В заштрихована на рис. 4.9, в и соот-
ветствует логическому произведению АВ (операция И).
[Порядок действий в алгебре логики следующий: снача-
ла выполняется операция НЕ, затем И и наконец ИЛИ.
Как и в обычной алгебре, для изменения порядка дейст-
вий используются скобки. Не следует забывать, что опера-
ций вычитания и деления в алгебре логики нет. Справедли-
вы переместительный и сочетательный законы:
Л + В + С = А + С-|-В = В + Л + С
ЛВС= АСВ^ВЛС .	_ ,
А + В4-С=Л + (В-|-С)=(Л + В) + С
ЛВС = А (ВС) = (АВ) С.
Для осуществления операций над логическими выраже-
ниями пользуютс:	я рядом тождеств:		
(1)	А + А = А;	(5)	ЛА = А;
(2)	А + А= 1;	(6)	АА = 0;
(3)	Л+ 0= А;	(7)	Д.0=0;
(4)	А + 1 = 1;	(8)	А>1 = А;
(9)	Л== Л;
(10)	А + АВ + АС = А;
(11)	А + ~АВ = А + В.
Следующие тождества называются формулами де Мор-
гана:	__________
(12)	А + В + С = АВС; (13) А-В-С= А + В -[-С.
Все тождества могут быть легко доказаны с помощью
диаграмм Венна. Например, на диаграмме рис. 4.9, а за-
143
штрихована площадь, соответствующая левой и правой
частям тождества (11), на рис. 4.9, г заштрихована пло-
щадь, соответствующая левой и правой частям формулы
де Моргана (12), а рис. 4.9, д интерпретирует формулу
де Моргана (13).
Тождества алгебры логики полезно запомнить. Исполь-
зуя тождества, можно упростить логические уравнения, при
этом сводится к минимуму число логических элементов,
необходимых для реализации логической функции.
4.4.	КОМБИНАЦИОННЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ УСТРОЙСТВА
Логические устройства, выходные функции которых од-
нозначно определяются входными логическими функциями
в тот же момент времени, называются комбинационными.
Рассмотрим порядок построения комбинационного логиче-
ского устройства на примере.
Требуется создать логическое устройство для подключе-
ния напряжения к агрегату. Агрегат может быть включен
непосредственно (А = 1) или по команде с диспетчерского
пункта (В = 1). Агрегат работает только тогда, когда на-
пряжение питания U^Umin (логическая функция С=1).
Разобьем решение задачи на несколько этапов.
1	этап — составление таблицы истинности. В соответ-
ствии с условиями задачи заполняем таблицу истинности,
в которой записываем значение выходной функции F в за-
висимости от входных функций А, В, С для всех возможных
вариантов их сочетаний. При трех входных функциях чис-
ло сочетаний А=23 — 8. Таблица истинности приведена
в табл. 4.6.
Таблица 4.6. Таблица истинности логического
устройства
А	в	с	F
0 0 0 0 1 1 1 1	0 0 1 1 0 0 1 1	0 1 0 1 0 1 0 1	0 0 0 1 0 1 0 1
144
2	этап. Составление логического уравнения. Сведения,
представленные в таблице истинности, необходимо записать
в виде уравнения. Прежде всего выделим строки табл. 4.6,
в которых Е=1. Это строки 4-я, 6-я и 8-я. Функция F ис-
тинна, если входные переменные имеют значения, соответ-
ствующие любой из этих строк. Сформулируем это слове-
стно; «Функция F истинна (равна 1), когда истинны не А
и В и С (4-я строка) или А и не В и С (6-я строка) или А
и В и С (8-я строка)». А теперь заменим слово не на знак
операции НЕ, слово или на знак операции ИЛИ, а слово и
на знак операции И. Получим
F = ~АВС + АВС + АВС.	(4.1)
3	этап. Минимизация функции (4.1). Можно создать
логическое устройство, которое непосредственно реализует
(4.1). Тогда для выполнения двух инверсий будет необходи-
мо два элемента НЕ; трижды выполняется операция И, бе-
рем три трехвходовых элемента И; затем выполняем опе-
рацию ИЛИ на одном трехвходовом элементе ИЛИ. Всего
используем шесть элементов.
Но выражение (4.1) можно упростить. Для этого вос-
пользуемся тождеством (1) и вынесем за скобки общие
члены:
F = АВС + АВС + АВС + АВС = ВС (А + А) + АС (В + В)-
Для выражений в скобках применим тождество (2), по-
лучим
F = BC + АС = С(А + В).	(4.2)
4	этап. Составление логической схемы. Функция (4.2)
содержит две операции: ИЛИ и И. В соответствии с этим
схема логического устройства, приведенная на рис. 4.10, а,
выполнена на двух элементах. Мы имели возможность убе-
диться, какие возможности дает алгебра логики для упро-
Рис. 4.10. Варианты схемы комбинационного устройства
10—73
145
щения схемных решений логических устройств. Порядок
решения задачи, разбиваемой на четыре этапа, сохраняет-
ся, если разрабатываются и более сложные комбинацион-
ные устройства.
При проектировании логических элементов стремятся
использовать ограниченную номенклатуру логических эле-
ментов. В частности, любое устройство может быть реали-
зовано исключительно на элементах И—НЕ. Так, операция
НЕ может быть осуществлена на схеме И—НЕ, в котором
на каждом из входов переменная А. Тогда F=AA=A. Схе-
ма представлена на рис. 4.11, а. Операция И выполняется
Рис. 4.11. Реализация логических операций НЕ, И, ИЛИ на элемен-
тах И—НЕ
схемой рис. 4.11,6. Действительно, согласно тождеству
(9) F ~АВ=АВ. Операция ИЛИ выполняется схемой рис.
4.11,в. Воспользуемся тождеством (9) и формулой де Мор-
гана (12):
А + В =Й + АЪ.
Реализуем логическое устройство по уравнению (4.2) на
элементах И—НЕ. Схема представлена на рис. 4.10,6.
Любое устройство может быть воплощено и на элемен-
тах ИЛИ—НЕ. Операция НЕ выполняется по схеме рис.
4.12, a: F=A-j-A—A. Операция ИЛИ реализуется схемой
рис. 4.12,6: /14-В=Л4-В. Операция И выполняется схемой
рис. 4.12,в. Воспользуемся тождеством (9) и формулой
Рис. 4.12. Реализация логических операций НЕ, ИЛИ, И на элемен-
тах ИЛИ—НЕ
146
де Моргана (13):
АВ = Л 5 = А + В.
Логическое устройство по
уравнению (4.2) на элемен-
тах ИЛИ — НЕ представле-
но на рис. 4.10, в.
4.5.	МИНИМИЗАЦИЯ
ЛОГИЧЕСКИХ ФУНКЦИЯ
Упрощение логических выра-
жений с помощью тождеств осно-
вывается на интуитивных решени-
ях и представляет большие труд-
ности, особенно при большом чис-
ле переменных. При этом бывает
трудно оценить, является ли полученное выражение простейшим или
возможны дальнейшие упрощения.
Минимизацию логических функций можно провести, используя
диаграммы Вейча (или аналогичный метод карт Карио). Диаграмма
Вейча для функции F четырех переменных А, В, С, D представлена на
рис. 4.13. Каждая из переменных принимает два значения, т. е. воз-
можны 24= 16 комбинаций входных функций. Диаграмма Вейча содер-
жит 16 клеток, каждая из которых соответствует одной из 16 возмож-
ных комбинаций входных переменных. На полях диаграммы обозначе-
ны значения каждой переменной. Диаграмма состоит из четырех строк
и четырех столбцов.
Рассмотрим минимизацию логической функции на примере.
Дано: Упростить функцию F=ABCD+AB(C+D)+ABCD+BCD +
+ABCD+ABD+ABCD.
Решение разбиваем на четыре операции.
1.	Преобразование исходного выражения. При преобразовании не-
обходимо раскрыть скобки и исключить знаки инверсии над комбинаци-
ей переменных. Последнее осуществляется с помощью формул де Мор-
гана. Получим
F = АВС + А В С D + А В CD + BCD + ABC D -j- A В D -f- А В C D.
2.	Заполнение диаграммы Вейча проводим при наличии в получен-
ном выражении соответствующих комбинаций входных переменных, эти
клетки обозначаются знаком 1 (рис. 4.14,а). Если слагаемое не содер-
жит одного или нескольких переменных, то должны заполняться клет-
ки, соответствующие и прямому, и инверсному значениям отсутствую-
10’
147
Рис. 4.14. К минимизации схемы логического комбинационного уст-
ройства:
а — диаграмма Вейча; б — схема на элементах И—НЕ
*
щей переменной. Например: BCD=BCD(A+A)—ABCD+ABCD. За-
полняются клетки ABCD и A BCD.
3.	Производится «склейка» клеток. Можно склеить (т. е. объеди-
нить, как показано на рис. 4.14, а) целую заполненную строку, целый
столбец, подстроки или полстолбца. Можно склеить соседние строки,
столбцы, полустрокн и полустолбцы. Склейки можно располагать через
границы диаграммы Вейча, т. е. объединяя нижний и верхний, правый
и левый края. Одна склейка может накладываться на другую. Склейки
содержат 2, 4, 8 клеток.
Для успешной минимизации нужно расположить на таблице мини-
мальное количество склеек, каждая из которых содержит наибольшее
количество клеток.
Склейки для логической функции F показаны на рис. 4.14, а.
4.	Расшифровка склеек. Каждая склейка представлена в виде
конъюнкции переменных. Второй столбец на диаграмме рис. 4.14, а рас-
шифровывается как АС, так как он охватывает и прямые, и инверсные
значения переменных В и D, т. е. от В до D не зависит. Склейка в пра-
вой верхней части таблицы расшифровывается как АВ, а склейка из двух
клеток в четвертом столбце соответствует ACD. Результат минимиза-
ции:	F = АС + АВ +ACD.
На рис. 4.14,6 приведена схема на элементах И—НЕ, реализующая
функцию F. При построении схемы использованы стандартные решения,
приведенные па рис. 4.11.
Процедура минимизации функций с помощью диаграмм Вейча
очень проста, и ее использование заменяет путь сложных преобразова-
ний с помощью тождеств. С помощью диаграмм Вейча можно миними-
зировать и функции трех переменных, при этом D=l, т. е. из диаграммы
148
исключают первую и четвертую строки,
диаграмма содержит только восемь кле-
ток. Правила склеек не изменяются.
Диаграмма Вейча функции двух пере-
менных содержит четыре клетки.
4.6.	КОМБИНАЦИОННЫЕ
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ
Наряду с построением комби-
национных логических устройств
на основе логических элементов
типов И—НЕ (либо ИЛИ—НЕ)
в настоящее время широко ис-
пользуются готовые комбинацион-
ные узлы, выполненные в виде
ИМС среднего и высокого уров-
ня интеграции. Промышленность
изготавливает наиболее часто
встречающиеся комбинационные схемы. Применение гото-
вых узлов не только упрощает разработку схем, но и сни-
жает стоимость оборудования, так как готовый узел на од-
ной ИМС заменяет устройство, собираемое из множества
логических элементов, размещенных в нескольких корпу-
сах. Стоимость логических устройств на ИМС приближен-
но может быть оценена числом использованных корпусов
вне зависимости от их типов.
Применение комбинационных ИМС позволяет строить
более сложные цифровые и логические устройства при
меньших аппаратурных затратах. Поэтому разработчик
электронной аппаратуры должен стремиться по возможно-
сти использовать имеющуюся номенклатуру комбинацион-
ных ИМС для построения устройств. Кратко охарактери-
зуем наиболее распространенные комбинационные ИМС.
4.6.1.	Дешифраторы. Дешифратором (рис. 4.15) называ-
ется комбинационное устройство, в котором при каждой
комбинации входных переменных формируется единичный
сигнал только на одном выходе. Таблица истинности де-
шифратора с четырьмя входами А, В, С, D приведена
в табл. 4.7. Дешифратор содержит число выходов, равное
числу комбинаций входных переменных 24=16. Применя-
ются дешифраторы с меньшим число выходов (10 или 12
выходов при четырех переменных на входе, тогда ряд ком-
бинаций входных переменных не используется). Дешифра-
149
Таблица 4.7. Таблица истинности дешифратора
А	в	с	D	F„	Ft	f2	Fs	Ft	F6	F.j	F,	FB	F,	F,„	F„	Fl,	F„	F14	Fn
0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0
0	0	0	1	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0
0	0	1	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0
0	0	1	1	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0
0	1	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0
0	1	0	1	0	0	0,	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0
0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0
0	1	1	1	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0
1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0
1	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0
1	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0
1	0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0
1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0
1	1	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0
1	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1
тор реализует логические функции: F0=ABCD-, F[=ABCD-,
F2=ABCD-, ...; Fi5=ABCD.
Если входные переменные представить как двоичную
запись чисел, то логическая единица формируется на том
выходе, номер которого соответствует десятичной записи
того же числа. Например, А= 1, B = Q, С=0, D=l, число
1001 в двоичном коде. В десятичном коде это число соот-
ветствует 9, т. е. при данной комбинации входных перемен-
ных 779= 1. Дешифраторы широко используются в качестве
преобразователей двоичного кода в десятичный, а также во
многих устройствах (см. §4.9 и п. 4.6.6).
4.6.2.	Мультиплексоры. Мультиплексором называется комбинацион-
ное устройство, в котором выход соединяется с одним из входов (А,
А
В
С
Х=О,ц=1
———О
Х=1,у=О
--------О
Рис. 4.16. Мультиплексор:
а — упрощенная схема, б — обозначение
160
В, С и т. д.) в соответствии с кодом адреса. Эквивалеитиая схема муль-
типлексора иа четыре входа приведена иа рис. 4.16, а. В положении
ключа 00 (код адреса Х=0, У=0) F=A; в положении 01 (Х=0, У=1)
F=B\ в положении 10 (Х = 1, У=0) в положении 11 (Х = 1, У=1)
F=D. Работу мультиплексора описывает логическое уравнение
F = AXY+ В ХУ + CXY + D XY.
Обозначение схемы мультиплексора приведено на рис. 4.16,6. На
входы X, У подаютси сигналы, определяющие, какой из входных сигна-
лов будет передан иа выход устройства. Мультиплексоры находят ши-
рокое применение в устройствах отображения информации (см. § 4.13),
в различных микроэлектронных и микропроцессорных устройствах уп-
равления и в ЭВМ.
4.6.3.	Сумматоры. Сумматор является простейшим ци-
фровым устройством. Он предназначен для сложения двух
чисел, заданных в двоичном коде. Сравним суммирование
десятичных и двоичных чисел:
*	*	*
,18	,	10	0	10
^23	^10	111
41	10 1	0	0 1
Правила сложения двоичных и десятичных чисел одина-
ковы:
1)	сложение производится поразрядно — от младшего
разряда к старшему;
2)	в младшем разряде вычисляется сумма младших раз-
рядов слагаемых А1 и В[. Эта сумма в данной системе счис-
ления может быть записана однозначным числом либо
двухзначным числом PiSt. Функция Р называется перено-
сом;
3)	во всех последующих разрядах находится сумма дан-
ных разрядов слагаемых At и причем при Pf-i = l к этой
сумме добавляется единица (в числовых примерах, приве-
денных выше, этот случай помечен звездочкой), результат
сложения в i-м разряде записывается в виде однозначного
или двухзначного числа.
Таким образом, в каждом разряде необходимо найти
сумму A,, Bi и Pj-i (если Pi-i = l), т.е. определить S,-
и Pi. Одноразрядный двоичный сумматор характеризуется
таблицей истинности (табл. 4.8).
Одноразрядный сумматор состоит из двух комбинацион-
ных схем: одна для формирования S,, вторая для опреде-
ления Pi. Многоразрядный сумматор строится на основе
151
Таблица 4.8. Таблица истинности одноразрядного сумматора
А1	В1	• pi-i		pi
0 0 0 0 1 1 1 1	0 0 1 1 0 0 1 1	0 1 0 1 0 1 0 1	0 1 1 0 1 0 0 1	0 0 0 1 0 1 1 1
Рис. 4.17. Сумматор (а, б) и полусумматор (б)
одноразрядных в соответствии с правилами сложения по
схеме рис. 4.17, а. Многоразрядные сумматоры выпускают-
ся промышленностью в виде ИМС, обозначение которой
приведено на рис. 4.17,6.
4.6.4.	Полусумматоры. Полусумматором называется комбинацион-
ное устройство, отличающееся от одноразрядного сумматора отсутстви-
ем сигнала Таблица истинности полусумматора приведена в
табл. 4.9. Полусумматоры выпускаются в виде ИМС (рис. 4.17, в).
4.6.5.	Цифровые схемы сравнения формируют на выхо-
де F — 1 при равенстве подаваемых на вход двух дво-
ичных многоразрядных чисел А (поразрядно записываем
А1А2А3А4...) и В (BxB2Bs В4...). Другими словами, F=l,
если At=Bu и А2=В2, и А3==В3 и т. д. Цифровая схема
сравнения часто реализуется на схеме с применением мно-
152
Таблица 4.10. Таблица
истинности ПЗУ
Т а б л и ц а 4.9. Таблица
1 истинности полусумматора
А. i	в. 1	S. г	р. 1
0 0 1 1	0 1 0 1	0 1 1 0	0 0 0 1
А	в	X	У	Z
0 0 1 1	0 1 0 1	1 0 1 1	0 1 1 0	1 0 1 0
горазрядного сумматора (рис. 4.18). Действительно, если
Л1=ВЬ то сумма At и Вх Si = l, сигнал переноса Pi==0.
Аналогично во втором разряде при А2—В2 сумма А2 и В2
S2=l, Р2=0. Точно так же ив остальных разрядах Sj=l,
Pi—0. Таким образом, при поразрядном равенстве кодов
Рис. 4.18. Цифровая схема
сравнения на базе схемы
Рис. 4.19. Реализация ком-
бинационных устройств на
ПЗУ
сумматора
А1А2А3А4 и BxB2BzBi на выходе сумматора Si = S2 = S3 =
=S4=1. Последнее фиксируется элементом И, на вход ко-
торого поданы Sb S2, S3 и S4.
Схема рис. 4.18 может фиксировать неравенство чисел
А и В. Легко убедиться, что при (AiA2A3A4) > (ВхВ2В&В^)
сигнал на выходе сумматора Р=1.
Цифровая схема сравнения — это цифровой аналог ком-
паратора, являющегося одним из важнейших устройств им-
пульсной техники. Цифровая схема сравнения также нахо-
дит широкое применение.
153
4.6.8.	Постоянное запоминающее устройство (ПЗУ)
представляет собой большую интегральную схему (БИС),
имеющую pi входов и р2 выходов. Упрощенная структур-
ная схема ПЗУ при pi=2, Pz—З приведена на рис. 4.19,а.
На входе ПЗУ установлен дешифратор. При каждой ком-
бинации входных сигналов появляется сигнал 1 на одном
из выходов дешифратора (k, I, т, п). Между шинами де-
шифратора k, I, т, п и выходными шинами ПЗУ X, Y, Z
включены цепочки из двух диодов, одна из которых приве-
дена на рис. 4.19,6. Цепочки не проводят ток, и связи меж-
ду шинами k, I, т, п и X, У, Z в исходном состоянии ПЗУ
отсутствуют.
Потребитель создает нужные связи между шинами, по-
давая пробивные напряжения между определенными выхо-
дами, при этом соответствующие диоды пробиваются и в
дальнейшем могут рассматриваться как короткозамкнутые.
Созданные постоянные связи показаны на рис. 4.19, а круж-
ками. При подаче сигнала 1 на шину k на шинах X и Z те-
перь также будут единичные потенциалы. Таким образом,
потребитель может реализовать на ПЗУ нужную ему таб-
лицу истинности комбинационного устройства. В схеме рис.
4.19, а, например, реализована табл. 4.10.
Процесс записи таблицы в ПЗУ можно уподобить про-
цессу записи текста в чистой тетради. Одна схема ПЗУ мо-
жет заменить большое число логических микросхем малого
и среднего уровня интеграции, поэтому ПЗУ могут эффек-
тивно использоваться для создания сложных комбинацион-
ных устройств. Кроме того, ПЗУ находят широкое приме-
нение как элементы постоянной памяти, в которые зано-
сятся сведения, постоянно используемые при работе
управляющих и вычислительных устройств, в том числе
микропроцессоров.
4.7.	АСИНХРОННЫЙ flS-ТРИГГЕР
Рассмотренные нами комбинационные устройства, в ко-
торых имеется однозначная связь между входными и выход-
ными сигналами, не исчерпывают возможности логических
устройств. Часто бывает необходимо задать последователь-
ность работы устройств управления, т.е. очередность вы-
полнения операций. Такая задача возникает, в частности,
при счете импульсов; при счете устройство должно не толь-
ко реагировать на поступление входного сигнала, но и учи-
тывать предшествующее состояние. Такого рода последо-
154
Таблица 4.11. Таблица
истинности 1?5-триггера
S	н	^п+1
0	0	Qn
0	1	0
1	0	1
1	1	Неопреде-
		ленность
одного устойчивого
вательные логические уст-
ройства создаются на основе
использования триггеров.
Триггером называется
устройство, имеющее два ус-
тойчивых состояния. При
отсутствии внешних воздей-
ствий триггер может сколь
угодно долго находиться
в одном из устойчивых со-
стояний. Входной сигнал
может перевести триггер из
в другое. Триггеры могут выполнять функции реле, пере-
ключателей, а также элементов памяти. На их основе стро-
ятся счетчики, распределители и другие устройства.
Простейшим триггером является асинхронный RS-триг-
гер. Его работа определяется таблицей истинности (табл.
4.11), в которой обозначены R и S-сигналы на входах триг-
гера, Qn — выходной логический сигнал триггера до поступ-
ления входных сигналов, Qn+1 — выходной сигнал триггера
после воздействия входных сигналов.
Триггер называется асинхронным, потому что он пере-
ходит в новое состояние немедленно после поступления
входного сигнала.
Рассмотрим табл. 4.11. При подаче сигнала 1 на S-вход
S=1 (команда «включить») триггер переходит в состоя-
ние Qn+i = l. При поступлении сигнала 1 на 7?-вход (коман-
да «выключить», /?=1) устанавливается Qn+i=0. Следова-
тельно, триггер является аналогом реле. Наряду с этим он
служит элементом памяти, так как сохраняет информацию
о последней из поступивших' команд и при отсутствии но-
вых команд на входах, т. е. при /?=S=0, состояние триг-
гера не изменяется. Естественно, что команда «включить —
выключить» (S=7?=l) является недопустимой: при таком
сочетании входных переменных в /?5-триггере возникает
неопределенность и это сочетание не используется.
На рис. 4.20, а приведено обозначение T^S-триггера, а на
рис. 4.20, б временные диаграммы, иллюстрирующие его
работу. В момент, когда устанавливается S — 1 триггер пе-
реходит в состояние Q=l. При отсутствии входных сигна-
лов состояние триггера не изменяется, а в момент установ-
ления 7?=1 триггер переключается в состояние Q = 0, в ко-
тором пребывает до поступления нового единичного сигна-
ла на S-вход.
состояния -
155
Рис. 4.20. Асинхронный RS-триггер
/?5-триггер может быть построен на различных логиче-
ских элементах. На рис. 4.20, в показана реализация /?S-
триггера на логических элементах И—НЕ. Отметим прежде
всего, что в схеме имеются обратные связи (ОС) с выхо-
дов триггера на вход логических элементов. Именно нали-
чие ОС отличает триггеры от ранее рассмотренных комби-
национных устройств: сигнал ОС позволяет в триггере учи-
тывать его предшествующее состояние.
Проверим соответствие работы схемы рис. 4.20, в и табл. 4.11.
Пусть R=0, 5=0, тогда сигналы /?=5=1. Предположим, что ис-
ходное состояние триггера Qn= 1. Тогда на элементе II на обоих входах
сигналы 1 и в соответствии с таблицей истинности элемента И—НЕ (см.
табл. 4.5)	=0. На входе элемента 1 сигналы 5=1 и Q„+i = 0, а
на выходе в соответствии с табл. 4.5 Qn+i=l. Значит, Qn+i = Qn> что
соответствует первой строке табл. 4.11, Q'—Q.
А теперь предположим, что Qn=0. Тогда на входе элемента 11 R —
=1 и Qn=0, а на выходе его Q„+1=l. На входе элемента 1 в этом слу-
чае 5=1 и Qn_p=l, на его выходе Qn+i=0. Таким образом, Qn+i = Qn,
ч:о подтверждает соответствие работы схемы первой строке табл. 4.11,
<?'=ё
Перейдем ко второй строке табл. 4.11: 5=0, R—1. На входе эле-
мента Il R—0, значит на его выходе Q„^|=1. Тогда иа входе элемента
1 сигналы 5=1 и Q„_|_1=l, а на выходе Qn+i=0, что соответствует таб-
лице истинности, Q'=Q.
В силу симметрии схемы легко показать соответствие работы схемы
третьей строке табл. 4.11: 5=1, R=0. При этом Q«+i = 1, Q'—Q.
156
Обратимся теперь к запрещенной комбинации S=l, R—1, соответ»
ствующей четвертой строке табл. 4.11. На входе элемента / сигнал 5=
=0, тогда Q„+i=l. На входе элемента II R=0, тогда Qn+1=l. Эта ком-
бинация является неприемлемой по двум причинам:
1)	не выполняется условие Q'=Q, т. е. условие взаимной ипверсно-
сти выходов триггера;
2)	состояние Q-Hi = Qn_p= 1 является неустойчивым. После снятия
входных сигналов /?—-0 и S->0 триггер ие сохранит свое состояние,
а равновероятно перейдет в состояние Q„+i = Q,1+1=0 либо Qn+i=
= Qn_|_1=l. Таким образом, противоречивая команда 7?=S=1 не за-
поминается триггерной ячейкой. Поэтому 4-я строка табл. 4.11 при
работе /(S-триггера не используется.
В ряде серий ИМС имеются готовые схемы /(S-триггеров.
4.8.	СИНХРОННЫЕ ТРИГГЕРЫ
Асинхронный триггер мгновенно переключается при по-
ступлении входного сигнала. Во многих устройствах необ-
ходимо синхронизировать во времени переключение триг-
геров: неодновременное переключение может привести к по-
явлению непредусмотренных состояний устройства и к срыву
его работы. Синхронные триггеры имеют дополнитель-
ный тактовый вход, на который подаются положительные
тактовые импульсы. Такой триггер воспринимает информа-
цию на входах только при наличии тактового импульса
и переходит в новое устойчивое состояние в момент среза
тактового импульса. В течение тактового импульса на вы-
ходе триггера сохраняется предшествующее состояние Qn,
и эта информация на выходе триггера в виде сигнала ОС
может быть использована при определении направления его
переключения. Поэтому синхронные триггеры обладают
большими логическими возможностями, чем асинхронные
триггеры.
Наиболее универсальным
среди синхронных триггеров
является //(-триггер. Его ра-
бота описывается табл. 4.12.
Как и /^S-триггер, он со-
храняет свое состояние при
сигналах 0 на входах. Сиг-
нал на входе J включает
триггер: при /=1 устанав-
ливается Qn+i = 1. Сигнал на
Таблица 4.12. Таблица
истинности //(-триггера
J	к	Оп+1
0	0	Q.n
1	0	1
0	1	0
1	I	Qn
157
входе К выключает триггер: при /С=1 устанавливается
Qn+1=0. При входном сигнале 1=К—\ начальное состоя-
ние триггера меняется на противоположное, что отличает
его от /?5-триггера, где аналогичная комбинация сигналов
запрещена.
Обозначение синхронного триггера показано на рис.
4.21, где тактовый вход обозначен С. Там же приведены
Рис. 4.21. Синхронный //(-триггер
временные диаграммы, поясняющие работу триггера. Во
время действия тактового импульса С=1 (интервал Л—
t-i), /=1, в момент среза импульса С триггер переходит
в состояние Q=l. На интервале t2—1& триггер не восприни-
мает информацию на входах. На интервале второго такто-
вого импульса 4—t4 К=1, /=0, в момент t4 триггер пере-
ключается: Q—0. В момент действия третьего импульса С
на входе триггера нулевые сигналы / и К и он не меняет
своего состояния.
Схемная реализация J/C-триггеров достаточно сложна,
их схемы содержат два или три элементарных асинхрон-
ных триггера, связанных между собой. Однако, применяя
ИМС, мы не часто вынуждены обращаться к их внутрен-
нему устройству, обычно достаточно знакомства с их пара-
метрами. Промышленность выпускает готовые //(-триггеры
в виде ИМС, которые дополнительно снабжены установоч-
ными входами R и 5. Эти входы — асинхронные: при R=
=0, 5=1 на триггере мгновенно устанавливается Qn+1 =
= 1, при R — 1, 5=0 состояние триггера Qn+I=0.
На основе универсального //(-триггера может быть по-
строено ряд других триггеров.
1. Синхронный RS-триггер. Отожествим /=5 и K=R.
При запрете поступления комбинации /=1 и К=1 табл.
4.12 сводится к таблице истинности /?5-триггера (табл.
4.11), но в синхронном триггере имеется тактовый импульс
С, при наличии которого воспринимается информация на
входах триггера. В момент среза импульса С синхронный
/(5-триггер переключается. Напомним, что /?5-триггер яв-
ляется аналогом реле.
2. Счетный Т-триггер. В нем используется только 4-я
строка табл. 4.12. Для этого входы J и К присоединяются
к потенциалу, соответствующему логической единице: /=
= к=1. В момент среза тактового импульса триггер пере-
ключается на противоположное состояние Qn+i~Qn- Та-
ким образом, счетный триггер имеет единственный такто-
вый вход, который обозначается Т. Обозначение Т-триггера
приведено на рис. 4.22, а. На рис. 4.22, б приведены вре-
Q
Q
Рис. 4.22. Счетный триггер
lD_O__LUX
।	। iiif
менные диаграммы, поясняющие работу счетного тригге-
ра. Из диаграмм видно, что частота повторения сигнала Q
вдвое меньше, чем частота повторения импульсов Т, т. е.
/-триггер делит частоту импульсов на 2. Счетные триггеры
широко применяются в счетчиках, распределителях и де-
лителях частоты, а также в различных переключателях.
Для реализации счетного триггера обычно пользуются
ИМС /К-триггера, входы J и К соединяют с источником пи-
тания.
3. D-триггер. В D-триггере J=K=D, т. е. помимо такто-
вого входа имеется только один вход D. Из табл. 4.12 (2-я
и 3-я строки) нетрудно видеть, что в D-триггере Qn+i =
— D, т. е. триггер запоминает сигнал на входе D в момент
тактового импульса и хранит его до следующего тактового
импульса. Поэтому D-триггер является элементом памяти,
он находит широкое применение, в том числе в регист-
рах.
D-триггер может быть выполнен на основе //(-триггера,
при включении на входе элемента НЕ, обеспечивающего
условие J=K—D. Однако выгоднее применять специаль-
158
159
ные ИМС D-триггеров: в каждой ИМС располагается два
или четыре D-триггера. Микросхемы D-триггеров имеют осо-
бенность, которая отличает их от рассмотренных синхрон-
ных триггеров: переключение D-триггера происходит при
изменении импульсов С от 0 к 1, т. е. на фронте тактового
импульса. Схема и временные диаграммы D-триггера при-
ведены на рис. 4.23. ИМС D-триггеров нередко также снаб-
жена установочными входами R и S.
Рис. 4.23. Синхронный D-триггер
4.9. СЧЕТЧИКИ И РАСПРЕДЕЛИТЕЛИ ИМПУЛЬСОВ
Счетчики импульсов позволяют подсчитать количество
поступающих на вход импульсов. Результат счета в них за-
писывается в двоичном коде. Максимальное число N, кото-
рое может быть записано в счетчике, равно (2П—1), где
п — число разрядов счетчика. Каждый разряд счетчика
включает в себя триггер. Наиболее проста схема счетчика
на синхронных Т-триггерах. На рис. 4.24, а показана схема
трехразрядного счетчика на сложение. Он осуществляет
счет импульсов от 0 до 7. Число N может быть увеличено
ЮАЖШШЕОЖ
т
Qi
02
ОJ
<9 t
Рис. 4.24. Бинарные счетчи-
ки на сложение (а, б) и
вычитание (в)
160
при подключении к выходу счетчика дополнительных разря-
дов. Первый триггер счетчика образует младший разряд,
сигнал Q] поступает на вход второго разряда, выходное на-
пряжение которого подается на вход третьего разряда ит. д.
Рассмотрим функционирование счетчика по диаграм-
мам рис. 4.24, б. Пусть в схеме подачей сигналов на устано-
вочные входы всех триггеров установлено исходное состоя-
ние Q1 = Q2=Q3=0. Срезом входных импульсов Т пере-
ключается триггер младшего разряда счетчика (диграмма
Qi). Срезом напряжения Q] переключается триггер второго
разряда счетчика (диаграмма Q2). Срез сигнала Q2 вызы-
вает переключение триггера третьего разряда (диаграмма
Q3). Работа счетчика отражена в табл. 4.13.
Нетрудно видеть, что состояние разрядов представляет
собой запись числа поступивших импульсов в двоичном ко-
де. После записи максимального числа N счетчик автома-
тически обнуляется, т. е. устанавливается Qi=Q2 = Q3=0.
При поступлении дальнейших импульсов начинается новый
цикл счета. Частота повторения выходного сигнала в i-м
разряде в 2’ раза меньше частоты повторения импульсов Т.
Аналогично суммирующему счетчику строится счетчик,
на вычитание, схема которого приведена на рис. 4.24, в. На
вход триггера i-ro разряда подается сигнал с инверсного
выхода предыдущего разряда, т. е. Qi-ь Счетный триггер
переключается при срезе импульса на входе, это означает
что переключение триггера i-ro разряда будет происходить
при срезе импульса Qi-i, т. е. при фронте Qt—i (момент на-
растания Qt-i от 0 к 1). Работа счетчика на вычитание пред-
11—73
161
ставлена в табл. 4.14. В начале работы подачей сигналов
на установочные входы установлено состояние Qi = Q2=
= Q3=1.
Состояния разрядов счетчика представляют собой дво-
ичную запись линейно убывающих чисел.
Часто возникает необходимость в счетчиках, которые
поочередно осуществляли бы сложение и вычитание посту-
пивших импульсов. Такие счетчики называются реверсив-
ными. Реверсивные счетчики имеют два счетных входа: при
подаче импульса на вход «4-1» код, записанный в счетчи-
ке, увеличивается на единицу, а при поступлении импульса
на вход «—1» код, записанный в счетчике, уменьшается на
единицу. Реверсивные счетчики имеют также установочные
входы (рис. 4.25).
В ряде случаев возникает необходимость вернуть счет-
чик в состояние Qi = Q2= —=0 после записи на счетчике
числа М#=2П—1. Для создания такого счетчика необходи-
мо ввести в него цепь ОС. При достижении числа N +1 по
цепи ОС подается команда на установочные входы R всех
разрядов, и счетчик переходит в состояние Qi = Q2=...=0.
Счетчики называются двоичными (или бинарными) при
N=2n—1, а при Л'#=2П—1 речь идет о счетчиках с произ-
вольным коэффициентом счета.
Промышленность выпускает многочисленные счетчики
в виде ИМС, среди них многоразрядные бинарные счетчи-
ки на сложение и реверсивные счетчики. На рис. 4.25 по-
казана ИМС четырехразрядного реверсивного счетчика
с установочными входами R и S для всех разрядов. Выпус-
каются и счетчики с произвольным коэффициентом счета,
в первую очередь речь идет о счетчиках на десять положе-
ний (счет от 0 до 9), находящих широкое применение в циф-
ровых устройствах, и счетчиках на 12 положений (счет от
Рис. 4.25. Интегральный
реверсивный счетчик
0 до 11), широко применяющихся
в электроэнергетике, поскольку чис-
ло 12 кратно числу фаз сети. В не-
которых случаях ИМС счетчиков ис-
пользовать не удается, тогда счетчи-
ки создаются на основе отдельных
триггеров.
Счетчики находят широкое при-
менение в вычислительных и управ-
ляющих устройствах. Отметим, что
счетчик является цифровым анало-
гом генератора линейно изменяю-
162
щихся напряжений, так как на его выходе может быть
сформирован линейно изменяющийся код.
На основе счетчиков строятся распределители импуль-
сов, которые поочередно формируют импульсы на М выхо-
дах. Л4-канальный распределитель импульсов состоит из
счетчика на М положений и комбинационного устройства.
В качестве последнего при ширине выходных импульсов
/П==2л/Л1 используют дешифратор. Истинность распредели-
теля на шесть каналов приведена в табл. 4.15.
Таблица 4.15. Таблица истинности распределителя
№ тактового импульса	Q.	%	Qi	Со		F,		Pi	с„
1	0	0	0	1	0	0	0	0	0
2	0	0	1	0	1	0	0	0	0
3	0	1	0	0	0	1	0	0	0
4	0	1	1	0	0	0	1	0	0
5	1	0	0	0	0	0	0	1	0
6	1	0	1	0	0	0	0	0	1
Рис. 4.26. Шестиканальный распределитель импульсов (а) и временные
диаграммы в распределителе (б)
Схема шестиканального распределителя приведена на
рис. 4.26,а. Временные диаграммы представлены на рис.
4.10.	РЕГИСТРЫ
Регистрами называют функциональные узлы, предназна-
ченные для хранения информации. Информация поступает
и хранится в регистре в виде п-разрядных двоичных чисел.
11*
163
Основными видами регистров являются
параллельный и последовательный.
4.	10.1. Параллельный регистр. Схе-
ма трехразрядного параллельного ре-
гистра на синхронных £)-триггерах
приведена на рис. 4.27. Информация
поступает в виде параллельного кода,
т. е. все разряды одновременно по п
проводам. Пусть «=3, входы обозна-
чим X, У, Z. На тактовые входы всех
триггеров одновременно подается логи-
ческий сигнал С (команда «запом-
нить»), Во время фронта импульса С
срабатывают все триггеры; Q(n+i)i = X,
Q(n+t)2=y, Q(n+i)3 = 2; здесь X, У, Z —
значения входных переменных (раз-
рядов записываемого в память числа) в момент поступле-
ния импульса С. Информация хранится в параллельном ре-
гистре в виде параллельного кода и может быть считана
с выходов триггеров: Qb Q2, $з-
4.	10.2. Последовательный регистр (сдвигающий ре-
гистр). Схема трехразрядного последовательного регистра
и временные диаграммы, иллюстрирующие его работу, при-
ведены на рис. 4.28. Записываемое число поступает по од-
Рнс. 4.28. Последовательный регистр
ному входу X в виде последовательного кода, т. е. значе-
ния разрядов передаются последовательно, подобно тому
как мы прочитываем многоразрядное число, например:
«тысяча двести сорок один»—1241. Последовательный ре-
гистр также выполнен на синхронных D-триггерах. При по-
ступлении первого импульса С в момент его фронта в каж-
дом триггере записывается значение логического сигнала
на его входе: Q(n+i)i=Z (его значение равно 1), Q(n+i>2=
==Q„i (его значение в момент прихода первого импульса
С равнялось 0), Q(n+i)3=Qn2 (в тот же момент времени
Оп2=0). Эта информация хранится до поступления второ-
го импульса С, когда процесс записи сигнала на входе осу-
ществляется в каждом триггере: Q(„+1)1=X==0, Q(n+I)2=
= Qnl = l, Q(n+l)3 = Qn2 = 0. Третий импульс С производит
запись значений сигналов на входе триггеров в момент по-
ступления импульса: Q(«+i)i = X = 1, Q(n+1)2 = Qni = 0,
Q(n+t)3 — Qn2 — 1-
Рассмотрим временные диаграммы рис. 4.28,6. Легко
заметить следующее:
1)	поступившее на вход X регистра число 101 после
третьего импульса С оказывается записанным в разрядах
триггера: Q3=l, Q2=0, Qi = l (перечисляем от старшего
разряда к младшему). В общем виде: «-разрядный регистр
запоминает «-разрядное число за « тактовых импульсов;
2)	поступивший на вход X последовательный код преоб-
разуется в регистре в параллельный код: число может быть
считано с выходов триггеров: Q3, Q2, Qf,
3)	с поступлением каждого тактового импульса С запи-
санная информация сдвигается в регистре (движение от
входа к выходу), поэтому последовательный регистр назы-
вают сдвигающим регистром. Сдвиг информации на один
разряд равнозначен умножению кода на 2. Например, за-
писано число 101 (в десятичном коде 5), сдвигаем его на
один разряд влево и получаем 1010 (в десятичном коде
Ю);
4)	информация, записанная в последовательном регист-
ре, может быть считана с выхода его старшего разряда
в виде последовательного кода: если после записи в регистр
числа вновь подать тактовые импульсы, число поразрядно
будет прочитываться на выходе старшего разряда и отту-
да может быть передано к другим считывающим цепям.
Таким образом, последовательный регистр осуществляет
не только запись и хранение информации, но и преобразо-
вание формы ее представления. Способность регистра
к сдвигу сигналов широко используется в устройствах уп-
равления.
4.11.	ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ И АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Широкое распространение в настоящее время получила
обработка информации в цифровой форме, на которой ос-
165
164
Рис. 4.29. Цифро-аналоговый
преобразователь
нованы цифровые управляю-
щие машины, цифровые изме-
рительные приборы и т. д. При
их использовании возникает
необходимость преобразования
аналоговой величины (напря-
жение, ток, частота, температу-
ра, давление и т. п.) в цифро-
вой код, подаваемый на вход
цифрового устройства. Часто
возникает обратная задача:
цифровой код с выхода цифро-
вого устройства нужно преоб-
разовать в аналоговый сигнал
(напряжение, ток и т.п.). Для
выполнения этих стандартных
задач используют аналого-цифровые и цифро-аналоговые
преобразователи, которые выполняются и в виде ИМС.
Рассмотрим основные способы построения таких преобра-
зователей.
4.11.1.	Цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) пре-
образует цифровой двоичный код Q4Q3Q2Q1 в аналоговую
величину, обычно напряжение иВых- Каждый разряд двоич-
ного кода имеет определенный «вес»; вес i-ro разряда вдвое
больше, чем вес (i—1)-го. Работу ЦАП можно описать сле-
дующей формулой:
«вых = е (Qx • 1 + Q,-2 + Q3.4 + Qt -8 + „.),	(4.3)
где е — напряжение, соответствующее весу младшего раз-
ряда; Qi — значение i-ro разряда двоичного кода (0 или 1).
Например, числу 1001 соответствует иВых=е(1 • 14-0-2ф-,
ф-0-4-1-1 -8) —9е, а числу 1100 ивых=е(0-1ф-0-2-|-1-4+’
+ Ь8) = 12е.
Упрощенная схема реализации ЦАП представлена на
рис. 4.29. В схеме i-й ключ замкнут при Qi=l, при Qi—
= 0 — разомкнут. Резисторы подобраны таким образом, что
R>RB.
Эквивалентное сопротивление обведенного пунктиром
двухполюсника RaK и сопротивление нагрузки Ra образуют
делитель напряжения, тогда
«Вых = ^тТ-~£ад8«-	(4.4)
^ЭК "Т*
Проводимость двухполюсника 1//?ви равна сумме прово-
димостей ветвей (при Qi=l i-ветвь включена, при Q —
(4.5)
=0 — отключена):
1   Qi I Qa । Оз I Qi
RBK	8R 47? 2R -Г R ’
Подставив (4.5) в (4.4), получим выражение, идентичное
.(4-3):
«вых = 8Е-^- (Q, -1 + Q2 -2 + Q8.4 + Q4-8).
t\
Очевидно, что e=^ERn/R. Выбором е можно установить
требуемый масштаб аналоговой величины.
4.11.2.	Аналого-цифровой преобразователь (АЦП). Су-
ществует несколько способов создания АЦП. Рассмотрим
в упрощенном виде наиболее распространенный способ по-
строения. Структурная схема представлена на рис. 4.30, а.
Рис. 4.30. Аналого-цифровой преобразователь
АПЦ состоит из мультивибратора, генерирующего тактовые
импульсы С (рис. 4.30,6), реверсивного счетчика, подсчи-
тывающего тактовые импульсы, ЦАП и компаратора К.
Реверсивный счетчик работает на сложение при подаче сиг-
нала 1 на вход «+» и на вычитание при сигнале 0 на наз-
ванном входе.
На первый вход компаратора подан входной аналоговый
сигнал — напряжение нвх. В момент t\ схема включена в ра-
боту, исходное состояние счетчика Q1 = Q2=Q3=Q4=0.
На выходе ЦАП «с=0—аналоговый эквивалент кода, за-
писанного в счетчике, т. е. нулевой сигнал. При «вх—«с>0
сигнал компаратора положительный, этот сигнал подается
на вход «ф-» счетчика, который работает на сложение.
С каждым импульсом С код счетчика начинает увеличи-
ваться, пока сигнал ЦАП не превысит ивх. Компара-
тор переключается, на вход «-(-» подается нулевой сигнал
166
167
и счетчик переходит в режим работы на вычитание. Оче-
редной импульс С уменьшает код счетчика, уменьшается
сигнал на выходе ЦАП, компаратор снова переключается
в первоначальное положение и так далее. При этом напря-
жение на выходе ЦАП колеблется около значения «вх. На-
пряжение ис на выходе ЦАП однозначно связано с кодом
счетчика, поэтому код счетчика соответствует значению «ЕХ.
Выходной сигнал АЦП снимается с разрядов реверсивного
счетчика.
Временные диаграммы рис. 4.30,6 показывают, что при
включении устройства и при изменении входного сигнала
существует время запаздывания установки кода на счетчи-
ке. Для уменьшения этого интервала частота мультивиб-
ратора МВ должна быть увеличена.
4.12.	МИКРОПРОЦЕССОРЫ
Современная технология изготовления ИМС позволяет
выполнить весьма сложные электронные устройства в виде
одной или нескольких ИМС. Такое техническое решение бу-
дет экономически выгодным, если данное устройство будет
производиться массовыми сериями (см. § 1.9), но, как пра-
вило, сложные специализированные устройства не требует-
ся производить в большом числе экземпляров. Это проти-
воречие между возможностями технологии и узкой специа-
лизированностью сложных электронных устройств сни-
мается при создании программируемых цифровых и ло-
гических устройств, которые рассматриваются в этом раз-
деле.
Подобные устройства основаны на работе арифметико-
логического устройства (АЛУ), которое выполняется в ви-
де самостоятельной БИС либо входит в состав других
более сложных ИМС. АЛУ (рис. 4.31, а) позволяет произво-
дить арифметические и логические операции над «-разряд-
ными входными кодами (« обычно 4, 8 или 16); входные ко-
ды обозначены А (А1А2А3А4) и В (BiB2B3B4). Сигналы, по-
даваемые на управляющие входы М, So, Sb S2, S3, опреде-
ляют, какая именно операция может быть выполнена над
входными величинами. Как и в многоразрядном сумматоре,
рассмотренном в § 4.6, при выполнении арифметических
операций на АЛУ может быть подан сигнал переноса из
внешней цепи (Ро—1), который добавляется в младший
разряд АЛУ, на выходе АЛУ формируется сигнал Р4, пере-
носа из старшего разряда (сигнал переполнения). Сигнал
168
переноса Ро=1 увеличивает результат (число F) на едини-
цу. АЛУ представляет собой логическую схему, имеющую
определенное количество входов (Аь В,-, М, S; и Ро) и вы-
ходов (Fi, Рп), где Fi — результаты операций в каждом
разряде, Рп — сигнал переноса из старшего разряда. Сово-
купность сигналов на всех входах однозначно определяет
ALU
---А
---
---А
—	а4
— в,
--- В2
---Вз
---£»
— м
— So
---£
---
Рис. 4.31. Арифметико-логическое устройство (а) и мик-
ропроцессор (б) — упрощенная структурная схема
совокупность выходных сигналов, поэтому АЛУ является
комбинационным устройством, принципы построения кото-
рых рассмотрены в § 4.4.
При управляющем сигнале М=0 АЛУ выполняет ариф-
метические операции над «-разрядными входными двоичны-
ми числами А и В: сложение А и В, сложение А и В с до-
бавлением единицы в младший разряд из внешней цепи
(сигнал Ро=1), вычитание В из А, вычитание В из А с уче-
том заема единицы из младшего разряда, увеличение или
уменьшение числа А на единицу, пересылка чисел А и В
с входа АЛУ на выход, сдвиг чисел на один разряд влево
(это эквивалентно умножению на два) или вправо (экви-
валентно делению на два) и др. Комбинация сигналов
SC...S3 определяет, какая именно математическая операция
производится АЛУ. При АЛУ выполняет логические
операции над функциями А и В (во всех разрядах выпол-
няется одна и та же логическая операция). В табл. 4.16 пе-
речислены 16 логических операций, выполняемых АЛУ в за-
висимости от управляющих сигналов S0...S3.
169
Таблица 4.16. Логические операции, выполняемые арифметико-
логическим устройством (АЛУ)
№	Сигналы управления				Логическая операция
	5,	S,	S.	^0	
1	0	0	0	0	F = А
2	0	0	0	1	F = А+В
3	0	0	1	0	F = АВ
4	0	0	1	1	F = 0
5	0	1	0	0	F = A+B
6	0	1	0	1	F = B
7	0	1	1	0	F = AB-\-AB
8	0	1	1	1	F ~ AB
9	1	0	0	0	f=a+b
10	1	0	0	1	F = AB-\-AB
11	1	0	1	0	F = B
12	1	0	1	1	F — AB
13	1	1	0	0	F = 1
14	1	1	0	1	F = A-\-B
15	1	1	1	0	F = A-\-B
16	1	1	1	1	F—A
Несмотря на разнообразие операций, выполняемых
АЛУ, нельзя не заметить ограниченности его функций: уст-
ройство выполняет только операции над двумя переменны-
ми, отсутствуют арифметические операции умножения и де-
ления и т. п. Преодоление этой ограниченности достигнуто
в микропроцессорах, структура обрабатывающей части ко-
торых приведена на рис. 4.31,6.
Микропроцессор (МП) —это информационное устройст-
во, выполненное с использованием технологии БИС (часто
на одном кристалле) и обладающее способностью выпол-
нять по определенной программе, задаваемой управляющи-
ми сигналами, обработку информации, включая ввод и вы-
вод информации, принятие решений, арифметические и ло-
гические операции. Работа микропроцессора основана на
последовательном выполнении в арифметико-логическом
устройстве ряда операций в соответствии с программой.
Упрощенная схема МП (рис. 4.31,6) состоит из АЛУ,
предназначенного для выполнения арифметических и логи-
ческих операций, и параллельных регистров общего назна-
чения РОН, выполняющих роль сверхоперативного запоми-
нающего устройства и предназначенных для хранения m
170
«-разрядных двоичных чисел, используемых в процессе вы-
числений, В состав микропроцессора входят также два па-
раллельных буферных регистра БР А и БР В, предназна-
ченных для кратковременного хранения чисел А и В во
время выполнения операции АЛУ,и устройство управления
УУ, которое задает режимы работы всех элементов МП.
РОИ связаны с АЛУ через две внутренние магистрали—•
«-проводные линии, по которым передаются «-разрядные
двоичные числа.
При работе МП числа А и В, над которыми выполняет-
ся операция, передаются по магистрали последовательно
из РОН на буферные регистры БР А и БР В. Затем по
команде АЛУ производит указанную операцию, а резуль-
тат ее по внутренней магистрали передается в РОН. Обыч-
но результат заносится в специальный регистр для хране-
ния результатов — аккумулятор, при этом ранее записан-
ное в аккумуляторе число стирается.
Рассмотрим в упрощенном виде примеры последователь-
ного выполнения операций в МП:
1)	сложение трех чисел. Сначала выполняется сложение
первых двух чисел, результат сложения записывается
в РОН. Затем результат сложения и третье слагаемое по-
ступают в АЛУ и там вычисляется окончательный резуль-
тат;
2)	умножение двоичных чисел. Пусть перемножаются
числа 1011 и 101. Правила умножения двоичных чисел не
отличаются от правил для десятичных чисел:
х1011
Х 101
, ЮН
~Ч011
110111
(в десятичном счислении 11X5=55). Операция умножения
сводится к сдвигу числа и сложению, эти операции после-
довательно выполняет АЛУ;
3)	вычисление^сложных логических функций. Например,
А=(АЛ-|-А) (АС+АС). Сначала АЛУ вычисляет h —
=АВ-\-А, затем f2=^C-{-AC и в заключение F—fifi.
Последовательное выполнение операций уменьшает бы-
стродействие устройства, но оно практически неограничен-
но увеличивает его функциональные возможности. Однако
для практического использования МП должен быть сиаб-
171
жен дополнительными устройствами, позволяющими обме-
ниваться информацией с внешними цепями, а также хра-
нить используемую в процессе работы информацию.
На основе МП выполняются микроЭВМ — устройства,
содержащие МП, запоминающие устройства (ЗУ), органы
управления и средства связи с периферийными устройства-
ми (интерфейс). Если микроЭВМ предназначена для
управления некоторым объектом или процессом, то она дол-
жна быть снабжена средствами сопряжения с этим объек-
том (процессом): датчиками, АЦП и ЦАП (см. § 4.11), ис-
полнительными устройствами. Совокупность микроЭВМ
и средств сопряжения называют микропроцессорной систе-
мой. В случае построения МП и микроЭВМ на нескольких
БИС они должны быть совместимы, т. е. предназначены для
совместного применения с общим источником питания,
иметь единую систему логических сигналов и одинаковую
разрядность.
Структурная схема микроЭВМ приведена на рис. 4.32.
Она содержит устройства ввода УВв и вывода У Выв, пор-
Рис. 4.32. Упрощенная структурная схема микроЭВМ
ты ввода и вывода, центральный микропроцессор МП
с АЛУ, устройством управления и регистрами общего на-
значения, а также запоминающее устройство ЗУ. В каче-
стве УВв могут быть использованы следующие устройства:
считыватель с гибких магнитных дисков или магнитных
кассет; фотосчитыватель с перфоленты; телетайп; аналого-
цифровой преобразователь и т. п. В качестве У Выв могут
использоваться следующие устройства; дисплей (устройст-
во для визуального отображения информации); печатающее
устройство; перфоратор; ЦАП (для управления объектом)
и т. д. Порты ввода и вывода предназначены для кратко-
172
временного хранения информации в процессе ввода и вы-
вода и переключения каналов. Запоминающие устройства
подразделяются на постоянные запоминающие устройства
(ПЗУ) (см. § 4.6) и оперативные запоминающие устройства
(ОЗУ), последние выполняются на параллельных регист-
рах (см. § 4.10).
Вся информация, с которой оперирует микроЭВМ, пред-
ставляет собой многоразрядные двоичные числа (коды).
Часто используется длина слова 8 разрядов (1 байт) либо
слова кратной длины. Входная информация делится на дан-
ные, т. е. числа, над которыми должны выполняться некото-
рые действия, и программу, т. е. последовательность команд,
описывающих выполняемые действия. Программа тоже
представляет собой запись в виде многоразрядных двоич-
ных слов.
Данные с УВв поступают в Порт ввода. Сигналы управ-
ления выбирают необходимый порт, обеспечивают запись
данных и временное хранение в порте, а затем обеспечива-
ют их передачу в магистраль данных (совокупность п про-
водящих линий, обеспечивающих передачу «-разрядного
кодового слова). Поскольку технологические трудности не
позволяют осуществить связь всех узлов микроЭВМ друг
с другом по принципу «каждый с каждым», так как для это-
го потребовалось бы огромное количество линий и выводов,
применяют магистральную организацию связей, при которой
все элементы микроЭВМ подключаются к единой магистра-
ли. Для передачи информации между элементами исполь-
зуются МА — магистраль адресов; МД — магистраль дан-
ных; МУ—магистраль сигналов управления. В восьмираз-
рядной системе МД выполняется 8-разрядной, МА—16-
разрядной. Для того чтобы все элементы могли подклю-
читься к магистрали, используют специальные буферные
усилители, которые могут находиться в одном из трех со-
стояний: 1) передача данных в магистраль; 2) прием дан-
ных из магистрали; 3) отключение от магистрали. Сигна-
лами управления можно отдельные элементы поставить
в режим передачи сигналов в магистраль, другие — в ре-
жим приема информации, оставшиеся элементы — отклю-
чить.
Разрядность МД может оказаться недостаточной для
обеспечения требуемой точности, поэтому используют числа
двойной длины, передаваемые поочередно по п разрядов.
МП обрабатывает эту информацию последовательно во
времени, быстродействие снижается.
173
Типовой МП выполняется в виде БИС примерно с 40 вы-
водами. Увеличение числа выводов сложно технологически,
поэтому проблема организации большого числа связей при
ограниченном числе выводов стоит достаточно остро. В вось-
миразрядном МП 16 выводов используются для подключе-
ния адресной магистрали (Ло—Л15), 8 выводов — для под-
ключения магистрали данных (Do—Dj), 5—7 выводов за-
нимают источники питания и сигналы синхронизации.
Остальные выводы (около 10) служат для передачи сигна-
лов управления через магистраль управления.
Для того чтобы работа МП была независимой от быст-
родействия УВв, в процессе выполнения программы данные
и программа записываются в основную память микроЭВМ.
Кроме того, в ОЗУ хранятся промежуточные и окончатель-
ные результаты работы МП до их вывода. Объем ОЗУ для
разных микроЭВМ составляет единицы и десятки килобайт
(1 Кбайт=210, байт, т. е. 1024 восьмиразрядных кодовых
слов). Кроме того, может использоваться внешняя память
.’(ЗУ), в которой долговременно могут храниться программа,
данные, результаты вычислений. Обычно внешняя память
выполняется в виде устройств с гибкими магнитными дис-
ками (на одном диске может храниться 3 млн. бит инфор-
мации) или со стандартными магнитофонными кассетами.
Последовательность операций, выполняемых МП, вклю-
чает:
1)	считывание команды из памяти. Номер ячейки памя-
ти, где хранится первая команда, заносится в специальный
счетчик команд, после выполнения команды код, записан-
ный в счетчике, автоматически увеличивается на 1, что обе-
спечивает последовательное выполнение команд программы;
2)	при каждом положении счетчика команд происходит
считывание из памяти следующей информации (1, 2 или
3 байта): код операции, которая выполняется в соответствии
сданной командой, и число, над которым выполняется дан-
ная команда (или адреса ячеек памяти, в которых записа-
но число);
3)	выполнение команды.
После выполнения команды считывается команда из сле-
дующей ячейки памяти и цикл повторяется.
Устройство управления (УУ), которое входит в состав
МП, с помощью генератора тактовых сигналов ГТС обес-
печивает требуемую последовательность выполнения опера-
ций. Частота ГТС ограничена быстродействием логических
элементов и лежит в пределах 0,5—40 МГц. Для управле-
174
ния передачей информации и обеспечения необходимого по-
рядка работы микроЭВМ используются обычно не одна,
а две (или больше) последовательности импульсов, соот-
ветствующим образом сфазированных между собой. Выпол-
нение одной команды происходит за несколько машинных
циклов, каждый машинный цикл содержит несколько перио-
дов повторения импульсов ГТС. Цикл команды содержит
две фазы: выборка и исполнение.
МП, как и всякая другая логическая схема, оперирует
с двоичными числами, поэтому команда записывается в ви-
де многоразрядных двоичных слов. Например, команда:
«Послать в РОН содержимое ячейки памяти с номером
15 488» записывается в виде кода с форматом 3 байта:
ООП 1010 ООП 1100 1000 0000.
Первый байт (восемь разрядов) это код операции, ос-
тальное— код ячейки памяти (15 488 в двоичном коде). Не-
достатки такого способа составления программы очевидны:
трудно запомнить коды операций, написанная программа
плохо воспринимается, при составлении и вводе программы
возможны ошибки. Некоторое упрощение написания про-
грамм дает использование шестнадцатеричной системы счи-
сления. Она содержит 16 символов, каждому из которых со-
ответствует четырехразрядное число в двоичном коде. Таб-
лица 4.17 связывает запись числа в десятичном, двоичном
Таблица 4.17, Запись чисел в десятичном, двоичном
и шестнадцатеричном кодах
Десятич- ная запись	Двоичная запись	Шестнадцате- ричная запись	Десятичная запись	Двоичная запись	Шестнадцате- ричная запись
0	0000	0	8	1000	8
1	0001	1	9	1001	9
2	0010	2	10	1010	А
3	ООП	3	11	1011	В
4	0100	4	12	1100	С
5	0101	5	13	1101	D
6	оно	6	14	1110	Е
7	0111	7	15	1111	F
и шестнадцатеричном кодах. При применении шестнадца-
теричной записи код команды запишется короче:
ЗА ЗС80.
Здесь ЗА—код операции, ЗС80 — номер ячейки памяти
в шестнадцатеричном коде, составляющий 15 488 в десятич-
175
ном счислении. Такие команды можно ввести в микроЭВМ
с помощью шестнадцатеричной клавиатуры. После ввода
в машину эти команды с помощью комбинационных уст-
ройств переводятся в двоичный код, понятный машине.
Еще удобнее запись программы на языке Ассемблера,
который допускает запись команд в форме, отражающей их
содержательный смысл. Например, команда ADD — сложе-
ние, SLJB — вычитание, MOV— передача данных и т.п.
Программа на языке Ассемблера может быть введена в ма-
шину с клавиатуры или с перфоленты. Перевод языка Ас-
семблера па язык машинных двоичных кодов производится
с помощью специальной программы, которая может быть
размещена в ПЗУ микроЭВМ (объем такой программы 8—
16 Кбайт). При записи программ в виде двоичных или ше-
стнадцатеричных кодов или на языке Ассемблера количест-
во операций и количество команд одинаково, команды
соответствуют операциям, выполняемым МП. Например,
программа выделения и запоминания наибольшего из
двух чисел, хранящихся в ячейках памяти, составляет
около семи команд. Процесс составления программ ука-
занными выше способами все-таки очень трудоемок и
сложен.
Для облегчения программирования при использовании
микроЭВМ можно воспользоваться языками более высокого
уровня. Например, упомянутая программа выделения наи-
большего из двух чисел будет записана так: «Если X>Y,
то Х-^А, иначе У-М». Перевод программы высокого уровня
в понятную машине программу в двоичных кодах осуществ-
ляется с помощью программы, которая размещается в па-
мяти самой микроЭВМ. Однако эта программа занимает
значительный объем в памяти машины, ее выполнение тре-
бует значительного времени, при выполнении операций не-
экономно используется память. Поэтому программирование
на языках высокого уровня, являющееся сейчас неотъемле-
мой частью компьютерной грамотности, возможно в тех слу-
чаях, когда пользователь ЭВМ имеет избыточные аппара-
турные средства (объем памяти) и не лимитирован жестко
по времени вычислений. Для создания управляющих микро-
ЭВМ, особенно встроенных в различные устройства, такие
способы программирования непригодны, так как работа
микроЭВМ должна происходить в реальном масштабе вре-
мени, т. е. с той скоростью, с которой развиваются процес-
сы, для управления которыми используется МП. Кроме
того, затраты на реализацию устройства должны быть мини-
176
мальны, поэтому увеличение объема памяти нецелесооб-
разно.
Специалисты, занимающиеся разработкой и применени-
ем микропроцессорных устройств управления, должны вла-
деть программированием на языках низкого уровня, напри-
мер на Ассемблере. Для этого необходимо более деталь-
ное знакомство с системой команд микропроцессора.
4.13. СИСТЕМА КОМАНД МИКРОПРОЦЕССОРА
Для рассмотрения системы команд необходимо более детально
познакомиться со структурой МП. Среди многообразных решений со-
временных МП выбираем широко применяемую схему восьмиразрядно-
го однокристального МП серии К580, структура которой приведена на
рис. 4.33. Сравним ее с ранее рассмотренной структурой рис. 4.31,6,
Xi
Рис. 4.33. Структурная схема микропроцессора К580
Обе структуры содержат арифметико-логическое устройство АЛУ с бу-
ферными регистрами БР А и БР В на его входе, систему регистров
общего назначения РОН и устройство управления УУ. Схема содержит
восемь РОН (В, С, D, Е, Н, L, U7 и Z) и упомянутые выше элементы:
Аккумулятор, т. е. регистр, предназначенный для хранения результатов,
и Счетчик команд (СК), положение которого указывает номер ячейки
памяти, в которой хранится выполняемая команда. После ее выполне-
ния число, записанное в СК, увеличивается на 1. МП связан с маги-
стралями микро-ЭВМ через упомянутые выше буферные усилители
(БУ): для связи с магистралью данных (МД) — через БУ данных БД,
а для связи с магистралью адресов (МА) —через БУ адресов БА. Вот-
12—73
177
личие от схемы рис 4.31, а рассматриваемый МП содержит только одну
внутреннюю МД. Назначение остальных элементов будет рассмотрено
ниже.
Функции, устройства управления МП очень обширны: оно должно
обрабатывать команды, обеспечивающие выбор нужного регистра нз
РОН (для этого введена Схема выбора регистра), передачу информа-
ции из РОН в АЛУ, задание кода выполняемой операции в АЛУ, запись
результата в Аккумулятор или РОН, переход к следующему шагу про-
граммы, обмен информацией с ЗУ и устройствами ввода и вывода. Для
управления внутренними элементами МП используются выходные
команды устройства управления (УУ) у., а для связи с управляющими
входами внешних цепей команды х4. Число выходов УУ весьма велико,
но ряд сочетаний выходных сигналов никогда не используется, поэтому
на вход УУ подают не команду, состоящую из перечня выходных сиг-
налов у, и х,, а лишь условный код выполняемой команды.
Рассмотрим этап исполнения МП одной команды: СЛОЖИТЬ СО-
ДЕРЖИМОЕ АККУМУЛЯТОРА и РЕГИСТРА В. Для выполнения
этой команды необходимо два такта:
1	такт. Одновременно подаем команду на схему выборки реги-
стра (выбрать регистр В), производим чтение данных из регистра В, их
передачу по внутренней магистрали данных в буферный регистр БР В,
а также запись числа, записанного в аккумуляторе, в буферный регистр
БР А.
2	такт. Выдача команды на сложение в АЛУ, передача резуль-
тата по внутренней МД данных из АЛУ в аккумулятор.
Помимо этих двух тактов, затраченных на исполнение команды, не-
сколько тактов тратится на выборку команды и перенос ее в МП. При
установке счетчика команд в новое положение через БА на МА посту-
пает 16-разрядный адрес ячейки памяти, где хранится очередная
команда. Команда из ЗУ поступает на МД и через БД проходит в ре-
гистр команд РК, который хранит ее до полного выполнения. С выхода
РК код команды поступает на УУ, которое вырабатывает команды yi
и Xi, управляющие исполнением команды. Как указано в § 4.12, коман-
ды в восьмиразрядном процессоре имеют длину до 3 байтов. Для их
передачи по МД при этом требуется три такта. Таким образом, УУ
осуществляет последовательный (многотактный) принцип работы МП,
чередующий этапы выборки команды и ее исполнения. Во-вторых, уста-
новлено, что быстродействие МП уменьшается при увеличении формата
команды, так как при этом растет время на передачу команды из ЗУ
в МП.
С целью уменьшения формата команд число возможных команд
ограничено. Так при выполнении логических или арифметических опера-
ций над числами X и Y результат заносится по месту нахождения од-
ного из чисел (как правило, аккумулятор), резко ограничено число
178
команд, при выполнении которых извлекаются данные из ЗУ или запи-
сываются в ЗУ (ведь запись адреса в ЗУ занимает два байта команды).
В двух- и трехбайтовых командах второй и третий байты — это адрес
данных, хранящихся в ЗУ, либо сами данные. При поступлении коман-
ды в МП второй и третий байты команды хранятся в РОН W и Z.
Рассмотрим основные команды МП. Они делятся на три типа:
1.	Команды обработки данных.
СЛОЖИТЬ содержимое аккумулятора и регистра;
СЛОЖИТЬ содержимое аккумулятора и число, записанное во вто-
ром байте команды;
ВЫЧЕСТЬ из содержимого аккумулятора содержимое регистра
(либо число, записанное во втором байте команды);
ЛОГИЧЕСКИ СЛОЖИТЬ содержимое аккумулятора и регистра
(либо число, записанное во втором байте команды);
ЛОГИЧЕСКИ УМНОЖИТЬ содержимое аккумулятора и регистра
(либо число, записанное во втором байте команды);
УВЕЛИЧИТЬ (или УМЕНЬШИТЬ) содержимое регистра на еди-
ницу;
СДВИНУТЬ содержимое аккумулятора на один разряд влево (или
вправо);
ЛОГИЧЕСКИ ИНВЕРТИРОВАТЬ содержимое аккумулятора (по-
разрядно).
2.	Команды передачи данных.
ЗАГРУЗИТЬ данные из указанной ячейки памяти в аккумулятор
(или регистр);
ЗАПОМНИТЬ число, записанное в аккумуляторе (или регистре),
в указанной ячейке памяти ЗУ;
ПЕРЕСЛАТЬ данные из одного регистра в другой РОН;
ВВОД — передача данных с устройства ввода в аккумулятор;
ВЫВОД — передача данных из аккумулятора на устройство вы-
вода;
ЗАГРУЗИТЬ НЕПОСРЕДСТВЕННО регистр числом, указанным во
втором байте команды.
3.	Команды управления.
БЕЗУСЛОВНЫЙ ПЕРЕХОД К КОМАНДЕ (указывается номер
ячейки памяти, где хранится данная команда) позволяет нарушить
естественный порядок выполнения программы, осуществляемый в
порядке возрастания номеров, в том числе повторить часть про-
граммы;
БЕЗУСЛОВНЫЙ ПЕРЕХОД К ПОДПРОГРАММЕ (указывается
номер ячейки памяти, где хранится начало подпрограммы). По
окончании подпрограммы происходит возврат к прерванному этапу
основной программы, для чего в конце подпрограммы указывается
команда;
12*
179
ВОЗВРАТ ИЗ ПОДПРОГРАММЫ.	•
Существуют команды условных переходов, позволяющие МП при- <
нимать решение в зависимости от получаемых результатов:
УСЛОВНЫЙ ПЕРЕХОД К КОМАНДЕ; УСЛОВНЫЙ ПЕРЕХОД
К ПОДПРОГРАММЕ: УСЛОВНЫЙ ВОЗВРАТ ИЗ ПОДПРО-
ГРАММЫ. Эти команды выполняются или не выполняются в зави-
симости от результата выполнения предыдущей команды програм- |
мы. Возможны следующие варианты, получаемые при анализе ре-
зультата:
нулевое (или ненулевое) значение результата;	i
положительное (или отрицательное) значение результата;	:
наличие (или отсутствие) сигнала переноса (или заема при вычи- 1
танин) на выходе АЛУ.
Для анализа результата на выходе АЛУ и хранения результата <
анализа во время выполнения следующей команды МП снабжен Реги-
стром признаков (РП), подключенным к АЛУ. В зависимости от сигна-
ла на нем МП выполняет операцию условного перехода или пропускает
ее. Например, при нулевом результате на выходе АЛУ при выполнении
предыдущей команды будет выполнена команда УСЛОВНЫЙ ПЕРЕ-
ХОД К ПОДПРОГРАММЕ ПО НУЛЕВОМУ ЗНАЧЕНИЮ РЕЗУЛЬ-
ТАТА, а при отличном от пуля результате эта команда будет пропуще-
на н счетчик команд перейдет к следующей по номеру команде.	*
Рассмотрим простой пример создания управляющей программы. МП
управляет работой силового ключа, подключающего нагреватель к сети.
На вход МП через АЦП поступают данные о температуре t. При />
>Ттах силовой ключ размыкается, а при снижении температуры /<
<Ттгп силовой ключ должен быть замкнут. Такой способ управления
называется двухпозиционным слежением.
Программа, выполняемая МП, может быть реализована в следую-
щем виде:
НАЧАЛО.
1.	ВЫВОД: команда на включение силового ключа.	>
2.	ВВОД: запись температуры t в аккумуляторе.
3.	ВЫЧЕСТЬ из содержимого аккумулятора число Ттах, записанное
во втором байте команды.
4	УСЛОВНЫЙ ПЕРЕХОД ПО ОТРИЦАТЕЛЬНОМУ РЕЗУЛЬ-
ТАТУ к п. 2.
5.	ВЫВОД: команда на отключение силового ключа.
6.	ВВОД: запись t в аккумуляторе.
7.	ВЫЧЕСТЬ из содержимого аккумулятора число Тт;п, записанное
во втором байте команды.
8.	УСЛОВНЫЙ ПЕРЕХОД ПО ПОЛОЖИТЕЛЬНОМУ РЕЗУЛЬ-
ТАТУ к п. 6.	i
180
9.	БЕЗУСЛОВНЫЙ ПЕРЕХОД к п. 1.
Интервалы, через которые контролируется' температура, при реали-
зации данной программы порядка 10 мкс. Необходимости в столь ча-
стом контроле температуры нет, поэтому МП наряду с выполнением
этой программы может решать и другие задачи в режиме разделения
времени.
Для сокращения времени для обращения к ЗУ в микро-ЭВМ наря-
ду с организацией памяти по адресному принципу, когда указывается
адрес ячейки, где хранится информация, используется магазинная па-
мять или стек. При запоминании чисел Хь Х2 и Х3 они будут записаны
в ячейки памяти а, а+1 и а+2. При извлечении этих чисел из памяти
они будут прочитаны в обратном порядке: Хз, Х2, Xi, т. е. последнее из
записанных чисел будет прочитано первым. Для организации стека
в микропроцессоре содержится Указатель стека (УС). Предваритель-
но в УС, представляющий собой реверсивный счетчик, записывается
номер первой ячейки ЗУ, выделенной под магазинную память. При
записи первого числа в память эта ячейка заполняется и число в УС
автоматически увеличивается на единицу; так продолжается при запи-
си последующих чисел. При чтении чисел из стека после каждого обра-
щения к памяти число, записанное в УС, автоматически уменьшается
на единицу.
Для работы со стеком система команд МП дополнена командами
пересылки данных: ЗАГРУЗКА СТЕКА содержимым регистра или ак-
кумулятора или числами, записанными во втором и третьем байтах
команды, ЗАГРУЗКА АККУМУЛЯТОРА или регистра данными, запи-
санными в стеке. Дополняются команды управления: ЗАПИСЬ В УКА-
ЗАТЕЛЬ СТЕКА числа, записанного в регистре, УВЕЛИЧЕНИЕ
(или УМЕНЬШЕНИЕ) НА ЕДИНИЦУ числа, записанного в ука-
зателе стека. Число, записанное в УС, передается через буферный
усилитель БА на МА и обеспечивает чтение данных из ячейки па-
мяти ЗУ.
При работе микроЭВМ часто осуществляется циклический повтор
отдельных частей программы, причем при каждом повторении исполь-
зуется следующая величина из массива чисел, записанного в памяти.
Такое последовательное прочитывание массива легко осуществимо при
использовании стековой памяти. Возможно это и при адресной органи-
зации памяти. Ранее мы рассматривали прямую адресацию, при кото-
рой в команде указывалась ячейка памяти, в которой расположено
необходимое число. При косвенной адресации в коде команды указан
лишь регистр, в котором записан адрес ячейки памяти. Система команд
МП позволяет изменять содержимое регистров, в том числе увеличивать
на единицу. Нетрудно организовать программу, в которой при очеред-
ном шаге адрес, записанный в регистре, увеличивался бы на единицу,
при этом на МП поступало бы из ЗУ очередное число из массива дан-
181
ных. Система команд МП содержит команды с прямой и косвенной
адресациями.
Устройство управления МП организует работу всех элементов мик-
роЭВМ, ЗУ, устройств и портов ввода и вывода. Для этого УУ снабже-
но выводами во внешнюю цепь х,- (сигналы ЧТ, ГОТ, ОЖД и др.), ко-
торые подключаются к магистрали управления (МУ) микроЭВМ. Рас-
смотрим основные сигналы управления, которыми обмениваются МП
с другими элементами системы.
При наличии сигнала ЧТ=1 МП принимает информацию с МД,
а при сигнале ЗП=1 МП выдает информацию на МД. Эти команды со-
ответствуют различным состояниям буферного усилителя БД МП.
Сигнал ГОТ=1 МП получает от ЗУ или портов ввода или вывода.
Этот сигнал означает, что какой-либо из этих элементов готов к пере-
даче информации на МД. В силу ограниченного быстродействия некото-
рых видов памяти или устройств ввода-вывода готовность к обмену
информацией может наступить не сразу. Тогда МП переходит в режим
ожидания и выдает сигнал ОЖД= 1 на соответствующем выходе.
В ряде микроЭВМ при передаче обширной информации со входа
в память можно организовать режим прямого доступа в память, при
котором МП не участвует в передаче информации и отключается от МД
и МА. Для осуществления этого режима на специальный вход МП пе-
редают сигнал захвата магистралей ЗХВ=1, а МП, приняв эту коман-
ду, сигнализирует о своем вхождении в указанный режим командой на
выходе ПРЗХВ=1. Осуществление режима прямого доступа в память
требует использования весьма сложных портов ввода.
Микропроцессорные устройства управления, как правило, являют-
ся адаптивными, т. е. их функции изменяются при изменении внешних
условий, так как они способны реализовывать различные режимы: пуска,
отключения, различные переходные режимы и т. д. Каждая из реализу-
емых функций задается в виде программы. По сигналам из внешней
цепи, называемым сигналами прерывания, МП откладывает выполнение
основной программы, переносит промежуточные данные, находящиеся
в нем в момент прерывания, в стековую память и переходит к выполне-
нию другой программы, адрес которой указывается при подаче сигнала
иа прерывание. Для перевода МП в режим прерывания по магистрали
управления МУ на специальный вход подается сигнал ЗАПР=1. При
готовности к выполнению прерывающей программы на специальном вы-
ходе МП формируется сигнал разрешения прерывания РПР=1.
Процесс создания микропроцессорного устройства управления
включает следующие этапы подготовки:
1.	Описание и анализ задачи.
2.	Составление алгоритма решения задачи.
3.	Составление детальной блок-схемы решения.
4.	Размещение команд по адресам ячеек памяти.
182
5.	Выделение ячеек памяти для хранения данных и результатов
промежуточных вычислений и РОН для хранения переменных
в процессе вычисления.
6.	Составление программы на языке Ассемблера.
7.	Превращение программы в последовательность двоичных машин-
ных команд, а также отладка программы.
8.	Запись отлаженной программы в ПЗУ.
9.	Разработка аппаратурных средств микроЭВМ и интерфейса, т. е.
устройств для сопряжения внешних источников с микроЭВМ,
а также связи микроЭВМ с органами управления и исполнитель-
ными узлами.
Микропроцессорная техника переживает период бурного развития,
появляются новые комплекты микропроцессорных схем, развивается
аппаратурное и программное обеспечение, разрабатываются устройства
для отладки микропроцессорных устройств управления. Устройства уп-
равления, созданные на основе МП, все шире применяются в промыш-
ленности, на транспорте, в энергетике. Однако не следует думать, что
развитие микропроцессорных систем исключает необходимость в при-
менении непрограммируемых электронных устройств, напротив, микро-
процессорные устройства работают, как правило, в сочетании с подоб-
ными блоками, нуждаются в них (развитая система интерфейса), что
в совокупности позволяет получить ранее недостижимые результаты
(применение более совершенных законов управления, повышение точ-
ности, адаптация к изменяющимся условиям работы установок и т. п.),
И, наконец, МП является мощным устройством для обработки инфор-
мации и его возможности очень велики, ио не все задачи, которые могут
быть реализованы на основе микроЭВМ, нуждаются н таком реше-
нии: современная микроэлектроника располагает чрезвычайно разнооб-
разным набором ИМС, в том числе высокого уровня интеграции, кото-
рые позволяют решать весьма сложные задачи. Поэтому выбор решения
устройства управления на базе программируемого автомата или автома-
та с жесткой логикой должен проводиться иа основе технико-экономи-
ческого сопоставления вариантов.
4.1	4. ИНДИКАТОРНЫЕ ПРИБОРЫ И УЗЛЫ ЦИФРОВЫХ
УСТРОЙСТВ
Большую часть информации человек получает по зри-
тельному каналу. При контакте человека с машиной зри-
тельное восприятие человека является важнейшим компо-
нентом. Поэтому средства отображения зрительной инфор-
мации являются важной принадлежностью большинства
устройств управления, обработки и передачи информации.
К промышленным системам отображения информации от-
183
носятся установки промышленного телевидения, универ-
сальные дисплейные терминалы, встроенные индикаторы
и экраны коллективного пользования. Универсальные дис-
плейные терминалы — это сложные устройства, присоеди-
ненные к ЭВМ и предназначенные для выдачи зрительной
информации и обратного ввода ее в вычислительную маши-
ну (диалоговый режим). Подобные устройства в настоящее
время выполняются на базе электронно-лучевых трубок
(ЭЛТ) и способны отображать наибольший объем информа-
ции. Промышленность выпускает многочисленные универ-
сальные и специализированные дисплейные устройства,
и их рассмотрение, как и рассмотрение систем промышлен-
ности телевидения, выходит за возможности нашего курса.
Встроенные индикаторы широко применяются в устройствах
микроэлектроники, имеют малые габариты и потребляют
чрезвычайно малую мощность. Они являются принадлеж-
ностью многих цифровых и логических устройств. Экраны
коллективного пользования — это большие информацион-
ные табло, работающие на свету и в темноте, используются
для передачи информации большой группе людей.
В данном разделе рассмотрим встроенные индикаторы,
с которыми чаще всего встречаются специалисты, работа-
ющие в области автоматизации и управления процессами
производства.
Перечислим основные типы индикаторных приборов:
1.	Светоизлучающие диоды, принцип действия которых
описан в § 1.10. Светоизлучающие диоды используются для
создания малогабаритных индикаторов, обычно их объеди-
няют в группы, которые конструктивно выполняются в ви-
де единого прибора. Цвет излучения преимущественно кра-
сный. Основные параметры светоизлучающих диодов при-
ведены в табл. 4.18.
Таблица 4.18. Основные параметры индикаторных приборов
Тип прибора	Рабочее на- пряжение, В	Потребляе- мый ток, мА	Яркость, КД/м2	Срок службы, ч
Светоизлучающий диод	3-6	5—20	10?—103	105
Газоразрядные ин- дикаторы	60 и выше	1—10 на знак	10?	10*
Жидкокристал- лические инди- каторы	5—10 и выше	10 мкА/см2		10*
184
2.	Газоразрядные индикаторы представляют собой при-
боры, в которых прохождение тока основано на тлеющем
разряде в газе. Электропроводность газа обусловлена удар-
ной ионизацией атомов за счет разгона носителей электри-
ческим полем. Ионы газа группируются около катода и соз-
дают характерное свечение. Придание катоду (катодам)
определенной формы позволяет получить различные знако-
вые изображения (цифры, буквы, символы). Основные па-
раметры газоразрядных индикаторов приведены в табл.
4.18.
3.	Индикаторы на жидких кристаллах используют веще-
ства, оптические свойства (прозрачность) которых зависят
от напряженности приложенного электрического поля. Жид-
кий кристалл помещается в плоском миниатюрном прозрач-
ном сосуде с системой электродов определенной формы.
При отсутствии поля благодаря упорядоченности структу-
ры вещества жидкий кристалл прозрачен. При подаче на-
пряжения на электроды начинается переориентация моле-
кул под действием электрического поля и прозрачность
исчезает вблизи электродов. Основные параметры жидко-
кристаллических индикаторов приведены в табл. 4.18. Отме-
тим, что эти приборы наиболее экономичные, что позволяет
использовать их в устройствах с очень маломощным пита-
нием (например, в наручных часах). Однако жидкокристал-
лический индикатор не является излучателем света и для
получения изображения необходима подсветка: либо источ-
ник света располагается за индикатором и его свет прони-
кает через прозрачные части кристалла и стенки сосуда, ли-
бо на одной из стенок выполняется зеркальный слой, отра-
жающий свет, проникающий со стороны наблюдателя.
Рассмотренные три типа индикаторных приборов согла-
суются по уровню напряжений и потребляемой мощности
с полупроводниковыми приборами и ИМС. Наиболее часто
необходимо отображение знаковой информации (буквы,
цифры, символы). Возможна реализация трех способов ото-
бражения знаковой информации:
1.	Высвечивание готовых символов. Этот способ инди-
кации наиболее просто осуществляется в газоразрядных
индикаторах, катоды которых могут быть изготовлены лю-
бой формы (буквы, цифры, слова, числа, математические
обозначения, простейшие рисунки) (рис. 4.34,а). Однако
общее количество таких символов не может быть большим,
так как число катодов в приборе ограничено.
2.	Матричный способ (рис. 4.34,6) основан на работе
185
отдельных элементов матрицы, которые могут высвечи-
ваться независимо друг от друга. Матрица светоизлучаю-
щих диодов 5X7 содержит 35 точечных приборов, имеющих
35 катодных выводов и один общий вывод от всех анодов.
Такая матрица позволяет изобразить цифры, буквы латин-
ского и русского алфавитов, основные математические сим-
волы.
«ООО»
• ООО»
• ООО»
«•••о
• ООО»
• ООО»
• ООО»
в)
Рис. 4.34. Способы представления цифро-
вой и буквенной информации
3.	Сегментный способ (рис. 4.34, в) осуществим в любом
названном типе индикаторов. Восемь независимых элемен-
тов индикатора позволяют записать любые цифры с деся-
тичной точкой, а также изобразить знак «минус» и некото-'
рые буквы. Такие индикаторы нашли широкое применение
для передачи цифровой информации.
Для связи устройств обработки цифровой информации
с матричными и сегментными индикаторами разработаны
специальные ИМС. В частности, специализированный де-
шифратор преобразует четырехразрядный двоичный код на
Таблица 4.19. Таблица истинности дешифратора для управления
сегментным индикатором
Десятичное число	Двоичный код	fs	Л,	F.	Fe	F„	f7	Fa
0	0000	1	1	1	1	1	0	1
1	0001	1	1	0	0	0	0	0
2	0010	0	1	. 1	1	0	1	1
3	ООН	1	1	1	0	0	1	1
4	0100	1	1	0	0	1	1	0
5	0101	1	0	1	0	1	1	1
6	оно	1	0	1	1	1	1	1
7	0111	1	1	1	0	0	0	0
8	1000	1	1	1	1	1	1	1
9	1001	1	1	1	0	1	1	1
186
Рис. 4.35. Счетчик со светодиодным индикатором
входе в семь выходных сигналов, подача которых на одно-
именные сегменты индикатора обеспечивает высвечивание
соответствующей десятичной цифры. В табл. 4.19 дана таб-
лица истинности этой ИМС. Разработаны дешифраторы для
преобразования двоичного кода в символы, соответствую-
щие буквам русского и латинского алфавитов, воспроизво-
димые на матричном индикаторе. На рис. 4.35 приведена
схема цифрового счетчика с индикацией на светоизлучаю-
щих диодах (сегментный индикатор). Двоичный код на
счетчике СТ преобразуется в дешифраторе DC в сигналы,
подаваемые на соответствующие сегменты сегментного ин-
дикатора (без десятичной точки).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
4.1.	Составьте таблицы истинности и нарисуйте схемное обозначение
трехвходовых логических элементов И, ИЛИ, И—НЕ, ИЛИ—НЕ.
4.2.	На входы элемента 2И—НЕ поданы сигналы А и В, показан-
ные на рис. 4.2, б. Нарисовать временную диаграмму выходного сигнала
F. Ту же задачу выполнить для элемента 2ИЛИ—НЕ.
187
4.3,	Минимизировать следующие выражения с помощью тождеств:
Г=Л4-5 + С + Л;
F = А + ВС АС.
4.4.	По таблице истинности (табл. 4.8) составить уравнения для
логических функций S,- и Pi, составить схему одноразрядного суммато-
ра, реализующую эти уравнения. Ту же схему реализовать на элемен-
тах И—НЕ.
4.5.	Реализовать схему одноразрядного сумматора (табл. 4.8) на
ПЗУ (показать связь выходов дешифратора с выходами ПЗУ).
4.6.	Минимизировать с помощью диаграмм Вейча выражение
F= в(Б + ас)+ а(вс+ bcd) + bcd + c(abd + abd).
Полученное выражение реализовать в виде схемы на элементах И—НЕ.
4.7.	Проанализировать работу асинхронного RS-триггера при пода-
че на оба его входа единичных сигналов. Почему этот режим приводят
к неопределенности в работе триггера?
4.8.	Составить схему S-триггера (асинхронного), таблица истинно-
сти которого приведена ниже:
При создании схемы можно воспользоваться схемой RS-триггера и на-
бором элементов НЕ, И, ИЛИ.
4.9.	Нарисовать схемы синхронных Т и D-триггеров, реализованных
на базе универсального JR-триггера.
4.10.	В схему рис. 4.24, а внесено изменение: Т'-вхоД второго разряда
подключен не к прямому, а к инверсному выходу первого разряда (Qi).
Составить таблицу истинности такого счетчика. Выходами разрядов
счетчика являются Qi, Qs. Qa-
4.1.	Как изменится работа распределителя на рис. 4.26, если счет-
чик выполнить вычитающим? Нарисовать временные диаграммы выход-
ных импульсов.
4.12.	Объяснить принцип действия и нарисовать временные диаг-
раммы работы трехразрядного последовательного регистра при записи
числа 110. Каким образом в регистре последовательный код преобразу-
ется в параллельный и обратно?
4.13.	Объясните назначение входов и выходов АЛУ, Пользуясь
188
табл. 4.16 составьте план вычисления логической функции F— (Л+ЛВ) X
Х(В + С)+С.
4.14.	Объясните назначение всех элементов в структурной схеме
микроЭВМ (рис. 4.32), преимущества магистральной связи элементоз
и назначение буферных усилителей.
4.15.	Перечислите типы команд микропроцессора. Составьте про-
грамму выделения наибольшего из двух чисел, записанных в памяти
(оно должно оказаться в аккумуляторе в конце программы).
4.16.	Объясните адресный и стековый принципы организации памя-
ти, прямую и косвенную адресацию. Зачем нужны различные принципы
организации памяти и адресации?
Глава пятая
МАЛОМОЩНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
5.1.	СТРУКТУРА ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ
Для питания постоянным током электронных управля-
ющих, измерительных и вычислительных устройств приме-
няют источники питания малой мощности (единицы, десят-
ки и сотни ватт), которые обычно получают энергию от од-
нофазной цепи переменного тока. Такие источники питания
в настоящее время строятся как по традиционной схеме
с выпрямителем, подключенным к сети через трансформа-
тор, так и по схеме с бестрансформаторным входом, работа
которой основана на многократном преобразовании элект-
рической энергии. Рассмотрим вначале традиционное ре-
шение.
Источник питания в общем случае может содержать
следующие узлы (рис. 5.1, а):
Т — трансформатор, повышающий или понижающий
напряжение в зависимости от соотношения напряжения на
выходе источника питания и напряжения сети;
В К — вентильный комплект, служащий для преобразо-
вания переменного тока в ток одного направления;
Ф — фильтр для сглаживания пульсаций выпрямленно-
го напряжения;
СИ — стабилизатор постоянного напряжения, обеспе-
чивающий постоянство выходного напряжения при измене-
нии нагрузки, напряжения питающей сети и т. п.
На рис, 5.1,6 приведены кривые напряжения на раз-
189
личных участках схемы источника питания при двух зна-
чениях сетевого напряжения.
Основным узлом источника питания является вентиль-
ный комплект, содержащий группу вентилей, т. е. приборов
с нелинейной вольт-амперной характеристикой, обладаю-
Рис. 5.1. Структурная схема источника постоянного напряжения малой
мощности (а) и временные диаграммы напряжений в источнике (б)
щих однонаправленной проводимостью.. В качестве венти-
лей в источниках питания небольшой мощности использу-
ются обычно кремниевые, реже германиевые диоды (см.
§ 1.3). Остальные узлы, перечисленные выше, могут в от-
дельных случаях отсутствовать. Поэтому приступим в пер-
вую очередь к рассмотрению принципа действия основных
выпрямительных схем, различающихся способами соедине-
ния вентилей между собой и с обмотками трансформатора.
5.2.	ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ С АКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ
Познакомимся с основными понятиями преобразова-
тельной техники на примере работы однофазной схемы
выпрямления с выводом нулевой точки трансформатора
(однофазной нулевой) при активной нагрузке (рис. 5.2,а).
При полярности переменного напряжения, указанной
на рис. 5.2, а, к вентилю VI прикладывается прямое напря-
жение (плюс на анод, минус на катод). Вентиль VI прово-
дит ток ia, который замыкается через нагрузку и верх-
нюю полуобмотку трансформатора. Будем считать венти-
ли идеальными, т. е. имеющими нулевое падение напряже-
ния при протекании прямого тока и нулевой обратный ток
при приложенном к ним обратном напряжении. Поэтому
при протекании прямого тока анод с катодом вентиля счи-
таем короткозамкнутыми, а при обратном напряжении на
190
a)
Рис. 5.2. Схема однофазного нулевого выпрямителя с активной нагруз-
кой (а) и временные диаграммы токов и напряжений выпрямителя (б)
вентиле считаем цепь с вентилем разорванной. В связи
с принятым допущением напряжение на нагрузке иа на
полупериоде 0—л (рис. 5.2, б) принимаем равным напря-
жению верхней полуобмотки трансформатора иа (/) =
=е2(0- Вентиль V2 в это время находится под обратным
напряжением и ток не пропускает.
Во второй полупериод (от л до 2л) из-за изменения
полярности переменного напряжения на вторичных обмот-
ках трансформатора отпирается вентиль V2 и к нагрузке
прикладывается напряжение нижней полуобмотки. Затем
снова работает вентиль VI и т. д. Напряжение нагрузки
при поочередном отпирании вентилей представляет собой
следующие друг за другом положительные полусинусоиды
(рис. 5.2,6). Ток в нагрузке ia протекает в течение всего
периода в одном направлении.
Напряжение на нагрузке иа постоянно по направлению,
но не постоянно по величине. Пульсация напряжения, т. е.
изменение напряжения, говорит о наличии переменной со-
ставляющей в кривой выпрямленного напряжения и сви-
детельствует о некачественном (неполном) выпрямлении.
Выходное напряжение иа представляет собой периодичес-
кую функцию, а поэтому может быть разложено в ряд
Фурье, т. е. представлено в виде
М0 = Ц,+ МО, '
т
гДе f/d = 4- f“d(O^
О
191
— постоянная (полезная) составляющая или, иначе, сред-
нее значение напряжения за период повторяемости кривой
и&-, un(t) — напряжение пульсации, т. е. переменная со-
ставляющая, равная сумме всех гармонических составля-
ющих.
На рис. 5.3 показано графическое разложение кривой
напряжения иа(1) на две составляющие. Можно считать,
<Jd = Vd + цп,
Рис. 5.3. Графическое разложение выпрямленного напряжения на по-
стоянную составляющую и напряжение пульсации
что на нагрузке действует постоянное по величине и форме
напряжение Ud, искаженное переменной составляющей —
напряжением пульсации иП. Основной характеристикой вы-
прямленного напряжения является его среднее значение.
Среднее значение напряжения (или тока) за период повто-
ряемости равно высоте прямоугольника, площадь которого
равна площади, ограниченной кривой напряжения (или
тока).
В рассматриваемой схеме период повторяемости выход-
ного напряжения (не путать с периодом напряжения сети)
равен л, поэтому
Л
£/d = -(4msin0df),
л J
о
где 6=cut.
Учтем, что амплитудное значение напряжения на на-
грузке Uam равно амплитуде ЭДС Е2т— V2Е2, где £2—
действующее значение ЭДС вторичной обмотки трансфор-
матора. Тогда
зт	-» / —
{/. = — [ У 2 £2 sin Ode =	= 0,9£2.	(5.1)
JT J	JX
о
192
Наибольшую величину в кривой выпрямленного напря-
жения имеет 1-я гармоника, частота которой ып в 2 раза
выше частоты питающей сети. Эту гармонику наиболее
трудно подавить фильтрами, поэтому по ее величине судят
об искажении выпрямленного напряжения. На рис. 5.3
штриховой линией показана первая гармоника пульсации
Um и ее амплитуда UMm. Пульсация выпрямленного напря-
жения характеризуется коэффициентом пульсации q, рав-
ным отношению амплитуды 1-й гармоники напряжения
пульсации к среднему значению:
7=^П>Л-	(5-2)
Из разложения в ряд Фурье кривой выпрямленного на-
пряжения получаем в общем виде формулу
где m — кратность частоты переменной составляющей вы-
прямленного напряжения к частоте сети, зависящая от
схемы выпрямления и называемая числом фаз выпрямления
или пульсностью выпрямителя. Для рассматриваемых одно-
фазных выпрямителей (например, рис. 5.2, а) т—2, тогда
<7—0,67. Для выбора вентилей в схеме рис. 5.2, а опреде-
лим среднее значение тока через вентиль. По временным
диаграммам рис. 5.2, б видно, что
7a = /y2=t/rf/(2/?H).	(5.4)
К закрытому вентилю VI прикладывается напряжение
двух вторичных обмоток: одна из них подключена к аноду
вентиля, вторая связана с катодом через проводящий ток
вентиль V2. Поэтому максимальное обратное напряжение
на вентиле с учетом (5.1)
t/обр.вул = 2£2т = 21^2 £2 — nUd.	(5.5)
На основании вычисленных значений /а и (Дор выбира-
ются вентили.
Активная мощность, отдаваемая в нагрузку в схеме
рис. 5.2, а, определяется действующим значением Udz—E2:
p = eIirk.
Активная мощность, передаваемая в виде постоянной со-
ставляющей тока и напряжения, определяется средним
значением (7d=0,9£2:
Р = Ul/Ru = 0,81P.
13—73
193
Следовательно, в схеме рис. 5.2, б значительная часть ак-
тивной мощности передается в нагрузку в виде переменной
(невыпрямленной) составляющей, что говорит о некачест-
венном выпрямлении. Поэтому для создания источников
питания вентильный комплект снабжается фильтром. При
работе на активно-индуктивную нагрузку используют филь-
трующие свойства индуктивности нагрузки.
5.3.	ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
С АКТИВНО-ИНДУКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ
Выясним влияние индуктивности нагрузки либо фильт-
ра на примере работы однофазной мостовой схемы выпрям-
ления (рис. 5.4, а).
Рис. 5.4. Схема однофазного
мостового выпрямителя (а) и
временные диаграммы токов и
напряжений выпрямителя (б—г)
При положительной полуволне ЭДС е2 (интервал 0—л)
и указанной на рис. 5.4, а полярности выпрямленный ток
будет протекать через диод VI, нагрузку RnLK и диод V4.
Диоды V2 и V3 находятся под обратным напряжением
и тока не проводят (минус прикладывается у них к аноду,
а плюс к катоду).
При изменении полярности переменного напряжения
(интервал л—2л) открываются диоды V2 и V3, однако ток
в нагрузке сохраняет прежнее направление.
194
Если нагрузка активная (£н=0), то ток id повторяет
форму напряжения на нагрузке, а токи первичной и вто-
ричной обмоток t2 имеют синусоидальную форму (штрихо-
вые кривые на рис. 5.4,6, в). Если в цепи нагрузки имеется
индуктивность (£н=#0), то она препятствует изменению то-
ка и ток в нагрузке не будет успевать следовать за напря-
жением Ud, так что ток id будет сглаживаться (сплошная
кривая id на рис. 5.4, в). При значительной индуктивности
в цепи нагрузки (Xz.=(onEH>lO /?н) ток в нагрузке из-за
малой пульсации можно считать постоянным (идеально
сглаженным), при этом передача активной мощности в на-
грузку переменными составляющими тока отсутствует.
В таком режиме ток диодов 1а, вторичный 12 и первичный
h токи трансформатора принимают форму прямоугольных
импульсов.
При активно-_индуктивной нагрузке длительность про-
водящего состояние вентилей X, как и при активной нагруз-
ке, остается равной л, поэтому в любой момент времени
напряжение на нагрузке повторяет вторичное напряжение
е-> (рис. 5.4, в), а его значение определяется выражением
(5-1).
Проведем расчет мостовой схемы выпрямления, позво-
ляющий по известным параметрам нагрузки выбрать тип
вентилей и определить параметры трансформатора. Пре-
небрежем потерями в сглаживающем дросселе Ен, венти-
лях и трансформаторе и положим ток нагрузки идеально
сглаженным: id(t)—Id.
Среднее значение выходного напряжения нулевого и мо-
стового выпрямителей определяется при индуктивной на-
грузке так же, как и при активной, и равно в соответствии
с (5.1)
Л
L7d=J_(\a0 = 0,9£2.
Л J
о
Отсюда действующее значение ЭДС Е2=1,11 Ud.
Поскольку мы приняли, что дроссель LH не имеет по-
терь, среднее значение тока нагрузки
Вентили проводят ток нагрузки в течение половины пе-
риода как в нулевой, так и в мостовой схемах, поэтому
справедливо (5.4)
/a = Zd/2 = £d/(2/?B).
13*
195
Максимальное значение тока вентилей при идеальном
сглаживании
^ат Аг
В мостовой схеме амплитудное значение обратного на-
пряжения на вентилях равно амплитуде ЭДС е2, так как
закрытый вентиль (через проводящий ток вентиль) под-
ключается параллельно обмотке трансформатора, следова-
тельно
i/обр,мост = Eim =/2 Е2 = EL ud.	(5.5а)
Из сравнения (5.5) и (5.5а) видно, что в мостовой схе-
ме выпрямления обратное напряжение на вентиле при оди-
наковом Ud вдвое меньше, чем в нулевой.
По значениям Ia и Uocp выбирают вентили.
При применении трансформатора (в нулевой схеме на-
личие трансформатора является обязательным, в мостовой
возможно бестрансформаторное включение вентильного
комплекта к сети) необходимо знать расчетную мощность
его обмоток.
В мостовой схеме действующее значение тока во вто-
ричной обмотке Лмост находим, учитывая id(t)=Id- По оп-
ределению
—т------	;
1 f	.2	'
I	i‘2 dt. •	|
°	!
Поскольку ток /2(0=±Л1, при подстановке получаем
________________________________________________________	1
2л	J
/2мос1=1/	=	<5-6)
Г о	
Расчетная мощность вторичной обмотки в мостовой .
схеме	-
е ______ Р т _iiip
°2МОСТ	х-2/2МОСТ 1,1 lx j,	.;
где Ра — мощность нагрузки, равная UJd-
В мостовой схеме токи и напряжения в первичной и вто- !
ричной обмотках имеют одинаковую форму, поэтому рас-
четная мощность первичной обмотки S)MOCt—S2m0Ct. Рас- ;
четная мощность трансформатора в мостовой схеме при ;
активно-индуктивной нагрузке
__ S1M0CT + ^2МОСТ   1111)	IC. у\ 1
Т.МОСТ 	~	- 1,11/ d.	1р./)
1
196	,
Аналогично можно рассмотреть работу на #£-нагрузку
и нулевой схемы. Основные процессы в этих двух схемах
протекают аналогично, различие заключается лишь в том,
что в нулевой схеме обратное напряжение на вентиле в 2
раза выше, чем в мостовой (см. § 5.2), а ток вторичной об-
мотки трансформатора повторяет форму тока вентиля ta
и его действующее значение
ЛнуЛ
Zrf rfO = Zrf/K2.
(5.6а)
Результаты расчета основных параметров нулевой и мо-
стовой схем выпрямления при работе на и /?£-нагрузки
приведены в табл. 5.1.
Таблица 5.1. Основные показатели однофазных выпрямителей
Схема выпрямления	Тип нагруз- ки	"а	za ld	"обр vd	Д 'd	It ktp ld	ST pd
Нулевая	R RL	0,9 0,9	0,5 0,5	3,14 3,14	0,79 0,7	1,11 1	1,48 1,34
Мостовая	R RL	0,9 0,9	0,5 0,5	1,57 1,57	1,11 1	1,11 1	1,23 1,11
Коэффициент трансформации в обеих схемах krv=E->l
!Ei=\A\ Ua/Et.
Сопоставление обеих схем позволяет сделать следую-
щие выводы об области их применения. При сравнительно
низких выходных напряжениях, когда важен КПД схемы
(например, при С/д^бОч-100 В), а обратное напряжение,
прикладываемое к вентилям, несущественно, целесообразно
использовать нулевую схему, в которой ток нагрузки про-
текает через один вентиль и потери оказываются в 2 раза
меньше. Во всех остальных случаях предпочтение отдается
мостовой схеме, в которой при наличии трансформатора
последний проще и имеет меньшую расчетную мощность.
Последнее обусловливается тем, что в мостовой схеме ток
через вторичную обмотку протекает в течение всего перио-
да, а в нулевой схеме — лишь полпериода. В некоторых
197
случаях можно подключить мостовую схему без трансфор-
матора, например, если требуется £7^=200 В и имеется
питающая сеть с напряжением 220 В.
5.4.	ФИЛЬТРЫ МАЛОМОЩНЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Как указывалось в § 5.1, на выходе вентильного комп-
ослабить пере-
лекта включают фильтр, который должен
менную составляющую напряжения ип — напряжение
пульсации. При этом полезная постоянная составляющая
Ud должна быть передана в нагрузку по возможности без
потерь. Наиболее распространены сглаживающие фильтры
типов L, LC, С и RC (рис. 5.5, а—а), при последовательном
Рис. 5.5. Схемы сглаживающих фильтров (а—г) и схемы замещения
фильтров для постоянной (д) и переменной (е) составляющих
комплекта
г/н):
(5.8)
соединении фильтров создают многозвенные фильтры
LCLC, CRC, LCRC и т. п.
Для характеристики фильтра пользуются коэффициен-
том сглаживания, равным отношению коэффициентов пуль-
сации на входе и выходе фильтра (входное напряжение
фильтра — выходное напряжение вентильного
Va, напряжение на выходе фильтра обозначаем
__ *71 _
?2	^н,п1т/^н
где г/„,п1т и г/н — амплитуда 1-й гармоники
и среднее значение напряжения на выходе фильтра.
Определим коэффициенты сглаживания L- и LC-фильт-
ров.
пульсации

198
Рассмотрим, как передаются через фильтры по отдель-
ности постоянная Ud и переменная Uni составляющие на-
пряжения Ud. На рис. 5.5, д приведена схема замещения
для постоянной составляющей простого L- и LC-фильтров,
в которой г — активное сопротивление обмотки дросселя
фильтра. Выходное постоянное напряжение фильтра рав-
но напряжению на нижнем плече делителя, составленного
из сопротивлений г и RH:
На рис. 5.5, е приведена схема замещения для перемен-
ной составляющей (1-й гармоники частоты (оп=2соСети):
ZnOc — комплексное сопротивление последовательного эле-
мента фильтра; Znap — комплексное сопротивление парал-
лельного элемента фильтра, включая и сопротивление на-
грузки.
Амплитуда 1-й гармоники переменной составляющей
напряжения на нагрузке равна падению напряжения
на Znap от протекания тока пульсации 1п1т. Ток пульсации
Inim зависит от переменного напряжения на входе фильтра
Unlm и величин Znoc и Znap. Чем больше Znoc и меньше Znap,
тем меньше переменная составляющая на выходе и больше
коэффициент сглаживания.
Для фильтра L
I ^-пар I = Rut I ^-пос I ~
поэтому
- ЦЛ-»*, МЛ(“..Ц! + ^.
Отсюда получаем коэффициент сглаживания
S = Unim и» =	(юп£)2+Ян Rh
&	Ud	RH	Rh + r
На практике часто справедливы следующие соотноше-
ния между параметрами: RH^>r и й)пА»/?н, тогда
S^a„LIR. |/| Zw|.
Видно, что в сильноточных схемах (когда RH мало) эф-
фективность фильтрации повышается.
В фильтре LC конденсатор шунтирует нагрузку по пе-
ременной составляющей: Хс= 1/<опС<О,1 7?н,
| ^пар | ~ 1/ОпС И
С ~ I Znoc I ~ Мд R ____,.2 г р
LC~ |Znap| ~ 1/сопС п •
поэтому
199
Отсюда по известному Slc находим произведение LC.
Коэффициент сглаживания многозвенного фильтра на-
ходится как произведение коэффициентов сглаживания со-
ставляющих звеньев.
Пример расчета. Рассчитать однофазный нулевой выпрями-
тель с LC-фильтром, если (7Н=25 В, 7н=0,5 А, </2=0,05. Потерями
в дросселе и вентилях пренебречь. Определить напряжение и ток вто-
ричных обмоток трансформатора 772 и /2, его расчетную мощность ST,
параметры вентилей /а, 7am, Побр и фильтра L и С.
Среднее значение выходного напряжения выпрямителя
{yd = (7H = 25 В.
Действующее значение напряжения на полуобмотке трансформато-
ра находим по (5.1)
U2 = l,UUd = 1,11-25 = 27,5 В.
Среднее значение выходного тока выпрямителя
7с! = 7н = 0,5А.
Действующее значение тока вторичной обмотки находим по (5.6а)
72 = 7d/l<2 = 0,5/K2 = 0,35 А.
Расчетная мощность трансформатора по табл. 5.1
ST = l,34(7d/d= 1,34-25-0,5 = 16,75 В-А.
Амплитудное значение тока вентиля
7am“7d===0,5 А.
Среднее значение тока вентиля определяем по (5.4)
/a = /d/2 = 0,5/2 = 0,25 А.
Амплитуда обратного напряжения на вентилях в соответствии
с (5.5)
{7o6p = ni/d = 3,14-25 = 78 В.
Коэффициент пульсаций на выходе выпрямителя из (5.3)
<7, = 2/(2? —1) = 0,67.
Требуемый коэффициент сглаживания
5 = ^/92 = 0,67/0,05= 13.
Положим Ас=0,1 /?н=0,1 U>Jlu—0,1 -25/0,5=5 Ом. Тогда
С = 1/(а>пХс) = 1/(2-2л-50-5) = 300 мкФ.
Индуктивность дросселя
1 = 5/ы‘С= 13/[(2-2л-50)2-300-Ю~6] = 0,1 Гн.
200
5.5.	ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ И РАСЧЕТА ВЫПРЯМИТЕЛЯ
С ЕМКОСТНЫМ ФИЛЬТРОМ
При работе на нагрузку, потребляющую небольшие
токи от выпрямителя, часто используют фильтры, начи-
нающиеся с конденсатора; в наиболее простом виде — это
С-фильтры. Такие фильтры для выпрямителя представля-
ют ёмкостную нагрузку, которая заметно изменяет харак-
тер процессов в вентильном комплекте.
При включении выпрямителя рис. 5.6, а напряжение на
конденсаторе и нагрузке иа от периода к периоду будет
Рис. 5.6. Однофазный нулевой выпрямитель с емкостным фильтром (а)
и временные диаграммы напряжений и токов выпрямителя (б, в)
увеличиваться (рис. 5.6,6). На интервалах, когда e2>Ud,
например при 0<6<01, вентиль VI отпирается и конден-
сатор заряжается импульсом тока ial (рис.5.6, в). При этом
разность напряжений е2—иа прикладывается к сопротивле-
нию г, равному сумме сопротивления вентиля и приведен-
ного суммарного сопротивления обмоток трансформатора.
Когда е2<иа при 0i<0<02, вентиль запирается и конден-
сатор частично разряжается на нагрузку.
По мере увеличения напряжения Ud длительность им-
пульса тока заряда конденсатора уменьшается, а время
разряда конденсатора увеличивается, поэтому спустя не-
которое время напряжение Ud начнет изменяться около
своего среднего установившегося уровня Ud-
Амплитудное значение тока вентиля Iam из-за малого
времени проводимости в установившемся режиме может
в 5—7 раз превосходить его среднее значение /а (рис.
5.6, в). При включении схемы это превышение еще больше
и для ограничения начального броска зарядного тока кон-
денсатора иногда вводят дополнительное ограничивающее
201
сопротивление г, которое вместе с конденсатором образует
Г-образный /?С-фильтр (см. рис. 5.5,г).
Чем больше сопротивление нагрузки RH, тем больше
постоянная времени цепи разряда конденсатора r=CRH
и выше Ud, которое при холостом ходе (7?н=о°) равно
Udxx—^2m=V2Ez. С увеличением т уменьшается пульса-
ция выходного напряжения.
Таким образом, при емкостной нагрузке выпрямитель
отличают по сравнению с выпрямителем с активной на-
грузкой:
малая длительность и большая амплитуда анодного
тока;
увеличенное выходное напряжение;
малые пульсации выходного напряжения;
сильная зависимость среднего значения выходного на-
пряжения от сопротивления нагрузки.
Расчет выпрямителя с С-фильтром производят методом Терентье-
ва, при котором пренебрегают пульсациями выходного напряжения,
считая, что выпрямитель работает на неизменную противо-ЭДС U,i
{рис, 5.7,а). Прн таком допущении импульс анодного тока снмметри-
Рис. 5.7, Диаграммы напряжений и токов при работе выпрямителя на
противо-ЭДС (а) и зависимости расчетных коэффициентов от парамет-
ра А (б)
чен. Обозначим его длительность 2 0, где угол 0 назовем углом отсеч-
ки анодного тока. Мгновенное значение анодного тока может быть оп-
ределено по падению напряжения е2—Ud на резисторе г, через который
протекает этот ток:
»а = (е2 —«d)/r.	(5.9)
Здесь напряжение на вторичной обмотке трансформатора а —
202
= J/r2£2 cos 0, а напряжение на нагрузке может быть выражено через
угол отсечки (рис. 5.7, о). Подставим t7d= j/2£2cos 0 в (5.9);
cos 0
1^2 £,	Ud
!a =-------- (cos 6 — cos 0) = ---
— 1 .
cos 0
cos 6
— 1
cos 0
(5.10)
лг
Среднее значение тока нагрузки
е	в
-6	-в
где А — расчетный коэффициент, зависящий от угла 0.
Из (5.10)
A = nrIdl(2Ud) = nz/(2/?n).
Порядок расчета выпрямителя следующий: 1) по известным RB
и г определяют А; 2) находят 0; 3) определяют все токи и напряжения
в выпрямителе. Для удобства расчета используют вспомогательные ко-
эффициенты В, F и D, являющиеся функциями коэффициента А. Рас-
четные соотношения для однофазных выпрямителей имеют следующий
вид;
Нулевая схема
Еа = виа;
Еобр — 2 P^2 £2;
7a = 7d/2;
7am ~ El at
1й = D]a;
~ E2/Ер,
h^Vzip,
ST = 1,7Pd-
Мостовая схема
Ей = Вий-,
£7обр=И2£2;
/a = Id№\
lam “ I71at
I2 = /2 Dla-,
hi ~ EJEp,
Il — 72.
ST = l,4Pd.
Коэффициент пульсации выходного напряжения определяется через
коэффициент Н, q=H/Сг, где С — в микрофарадах.
На рис. 5.7, б приведены зависимости В, D, F, Н от коэффициен-
та А.
Пример расчета. Рассчитать однофазный выпрямитель с
С-фильтром, если £|=220В, I7„=100B, Z„=0,1 А, ^2=0,05, r=0,l R„,
Схема вентильного комплекта — мостовая. Определить параметры вен-
тилей /а, lam, UoCp, трансформатора /2, Ц, Е2, kT, Si и емкость фильт-
ра С.
лг	л*0,1/?и
А =-------=-------1—- = 0,157.
2/?н	2/?н
203
Из графиков для А =0,157 находим <5=0,9. D = 2,3; Г = 7; // = 250.
Тогда
£2 = BU,, = BUU = С,9- 1G0 = 90 В;
1/оБр =	/2 -90 = 127 В;
/а = /j/2 = /н/2 = 0,1/2= 0,03 А;
lam = Fla = 7-0,05 = 0,35 А;
/2 = )/2Р7а = ]/’2.2,3-0,05 = 0,16 А;
= Е2/Е± = 90/220 = 0,4;
7, = tT/2 = 0,4-0,16 = 0,064 А;
ST= l,4Pd = 1,4//н/д= 1,4-100.0,1 = 14 Вт;
С = Hl(q2r) = 250/(0,05-0,1-100/0,1) = 50 мкФ.
Выпрямители с емкостным фильтром выгодно использовать при
высокоомной нагрузке, когда большая постоянная времени t=RKC до-
стигается при сравнительно небольших С, при этом обеспечивается хо-
роший гармонический состав выходного напряжения выпрямителя.
Особой разновидностью выпрямителей с С-фильтром
являются схемы выпрямления с умножением напряжения,
используемые при работе на высокоомную нагрузку. Эти
устройства позволяют получить на нагрузке напряжения
в несколько раз большие, чем напряжения, которые обес-
печивают выпрямители, рассмотренные выше. На рис. 5.8
приведена схема с удвоением напряжения. При положи-
тельной полуволне сетевого напряжения на аноде VI по-
Рис. 5.8. Схема удвоителя
напряжения
Рис. 5.9. Внешние характерис-
тики маломощных выпрямите-
лей
204
ложительное напряжение, вентиль VI открыт и через него
заряжается конденсатор Ci до напряжения, близкого ам-
плитудному напряжению сети рл2Ес. Разряд конденсатора
Ct через нагрузочную цепь происходит очень медленно,
г к. нагрузочная цепь — высокоомная. При отрицательной
полуволне сетевого напряжения открыт диод V2 и конден-
сатор С2 заряжается так же до напряжения, близкого
амплитуде сетевого напряжения У2Ес. Таким образом,
напряжение на нагрузке достигает ип=2У2Ес. При под-
ключении устройства к сети 220 В С7Н = 622 В.
Умножители напряжения, содержащие дополнительные
диодно-конденсаторные цепочки, позволяют получать еще
большие напряжения на нагрузке.
5.6.	ВНЕШНИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МАЛОМОЩНЫХ
ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
При изменении сопротивления нагрузки изменяется ток
нагрузки /н, что приводит к изменению выходного напря-
жения UB. Внешней или нагрузочной характеристикой вы-
прямителя называется зависимость среднего значения вы-
прямленного напряжения от среднего значения тока нагруз-
ки	(рис. 5.9). Идеальный источник питания явля-
ется источником ЭДС, и его внешняя характеристика
представляет собой горизонтальную прямую UH=const
(кривая /).
В выпрямителях без фильтра и с фильтром L внешние
характеристики близки к линейным и имеют малый на-
клон. Уравнение внешней характеристики в этом случае
имеет вид
Un=En-NMJa~InRm,	(5.11)
где Ен=^н,хх=0,9 Ег — внутренняя ЭДС выпрямителя,
равная среднему значению выходного напряжения идеаль-
ного источника питания; N — число вентилей, одновремен-
но обтекаемых током; At/a— среднее значение падения на-
пряжения на одном вентиле, проводящем ток; RBB — внут-
реннее активное сопротивление выпрямителя, равное сумме
приведенного ко вторичной стороне трансформатора актив-
ного сопротивления обмоток и (при наличии фильтра) со-
противления потерь сглаживающего дросселя.
В рассматриваемых режимах вентили выпрямителя про-
водят ток в течение углового интервала А=л, поэтому на
выходе вентильного комплекта формируется напряжение
205
«d(0, показанное па рис. 5.2,6. Снижение среднего значе- 1
ния напряжения на нагрузке при росте тока обусловлено I
потерями в трансформаторе, в вентилях и в сглаживающем
дросселе (кривая 2 на рис. 5.9).
Иной, крутопадающий характер имеет внешняя харак- <
теристика выпрямителя при работе на С-фильтр. Выход- j
ное напряжение при холостом ходе равно 6/и,хх=К2£,2. .1
При снижении происходит интенсивный разряд конден- ’
сатора в паузах между импульсами тока и уменьшения '
напряжения UB. Этот режим характерен тем, что длитель- j
ность протекания тока через вентили А<л и зависит от j
нагрузки (см. § 5.5).	1
При работе на LC-фильтр при /н<7н,кр входной ток 1
фильтра имеет прерывистый характер, угол ХСл и в режи- |
ме холостого хода Пн,хх= У2Е2, как и при работе на 1
С-фильтр. При практическом использовании источников 1
питания этот крутопадающий участок внешней характери- ]
стики является нежелательным (кривая 3 на рис. 5.9).
При /и>/н,кр внешняя характеристика выпрямителя |
с СС-фильтром имеет небольшой наклон и описывается
формулой (5.11), входной ток фильтра в этом случае не- J
прерывный, Х,=л, на вход фильтра поступает напряжение, I
форма которого показана на рис. 5.2, б.	
5.7.	СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Стабильность напряжения питания является необходи- j
мым условием правильной работы многих электронных I
устройств. Для стабилизации постоянного напряжения на j
нагрузке при колебаниях сетевого напряжения и измене- J
нии потребляемого нагрузкой тока между выпрямителем
с фильтром и нагрузкой (потребителем) ставят стабилиза- j
торы постоянного напряжения.	j
Выходное напряжение стабилизатора зависит как от 1
входного напряжения стабилизатора, так и от тока нагруз- 1
ки (выходного тока):	’
UВЫ! = f (^ВХ> ^ВЫх)‘	'!
Найдем полный дифференциал Uвых> т. е. изменение на-
пряжения Иных при изменении и 1Вых:
Шъых = д-^ dUm + dZBblx.
Е Й7Вх БХ С)7вых
Разделим правую и левую части на СВых> а также ум-
206
ножим и разделим первое слагаемое в правой части на
а второе слагаемое на /вых. Получим
/t'Bblx  ^вЫх б'вх dUBx | РЬ;вы; /ВЫХ ^/ВЫХ
Ц]Ы1	t7BBIX t7BX ^вых ^вых /вых
Вводя обозначения и переходя к конечным приращени-
ям, имеем
t/вых __ 1 At7BX д Двых А/ вых	(g |2)
t/вых	/Qt t/BX /?н /вых
Здесь
К, .т= - А^вх///Вх	— коэффициент стабилизации,
А//вых///вых /Вых = СОП8‘
равный отношению приращений входного и выходного на-
пряжений в относительных единицах;
₽ВЬ1Х =	— внутреннее (выходное) сопро-
Д/вых Свх =const
тивление стабилизатора.
Стабилизаторы подразделяются на параметрические
и компенсационные.
Параметрический стабилизатор основан на использова-
нии элемента с нелинейной характеристикой, например по-
лупроводникового стабилитрона (см. § 1.3). Напряжение
на стабилитроне на участке обратимого электрического про-
боя почти постоянно при значительном изменении обрат-
ного тока через прибор.
Схема параметрического стабилизатора приведена на
рис. 5.10, а. Входное напряжение стабилизатора должно
Рис. 5.10. Параметрический стабилизатор (а), его схема замещения для
приращений (б) н внешняя характеристика выпрямителя со стабилиза-
тором (кривая 2) и без стабилизатора (кривая /) (е)
207
быть больше напряжения стабилизации стабилитрона £7СТ.
Для ограничения тока через стабилитрон устанавливается
балластный резистор Re. Выходное напряжение снимается
со стабилитрона. Часть входного напряжения UBX теряется
на резисторе 7?д, оставшаяся часть приложена к нагрузке:
1/вх = </С. + Ш R(i + t/пых.	(5.13)
Учитываем, что 7вых=^вых/7?н, получаем
t/ex = (/ст + t/вых''^н) Rc + t7BMX = 7cr /?б +
+ t/BbI X(R6/R„ + 1);
f ___	б'ВВ;х (Яд/Я„ 4~ 1)
Наибольший ток через стабилитрон 1тах протекает при
/7вх=//вхтах И Ra — °°:
^тах ~ №вхтах t7BbIX)//?6-	(5-14)
Наименьший ток через стабилитрон /ПцП протекает при
t/Bx=t/Bxm/n И Ra = Ramin'.
I ____ ffBxmin Упых (7?б/7?н m/n4~l)	/г ] г,
'min	о		(О.1О)
«б
При обеспечении условии Itnax^IcTmax, 1min> 7стггйп, Где
вахтах И Icvmln токи стабилитрона, ограничивающие уча-
сток стабилизации, напряжение на нагрузке стабильно
И раВНО Uст- Из (5.15) Re — (Uвхт<п /7ст)/(/сттйг~Ь77ст/
/Ramin ) 
При увеличении 77вх растет ток /ст, увеличивается па-
дение напряжения на Re, t7BbIX = LicT. При увеличении со-
противления нагрузки Rn уменьшается ток нагрузки, ра-
стет на то же значение ток через стабилитрон, падения
напряжения на Re и на нагрузке остаются неизменными.
Для нахождения 7(ст и /?вых построим схему замещения
стабилизатора рис. 5.10, а для приращений. Нелинейный
элемент работает на участке стабилизации, где его сопро-
тивление переменному току гст = А6/ст/А/Ст является пара-
метром прибора. Схема замещения стабилизатора приве-
дена на рис. 5.10,6. Из схемы замещения получаем
Дбвых _ -?ст || 7?н
Абвх Яр 'ст 1|Я„
Учитывая, что в стабилизаторе rCT^.RH', rCj<^Re, имеем
А'сг = -^-^.	(5.16)
гст I'bx
208
Рнс. 5.11. Простейшая схема ком-
пенсационного стабилизатора с
ОУ
полупроводникового стабили-
Для нахождения /?ВЫх.
так же как и при расчете
параметров усилителей (см.
§ 2.3), воспользуемся теоре-
мой об эквивалентном гене-
раторе и положим Д7/вк=0,
тогда сопротивление на вы-
ходе стабилизатора
^вых = rcT II гст- (5.17)
Выражения (5.16), (5.17)
показывают, что параметры
стабилизатора определяются
параметрами используемого
трона (или другого прибора). Обычно для параметричес-
ких стабилизаторов лст не более 20—40, а /?ВЫх лежит в
пределах от нескольких ом до нескольких сот ом.
В ряде случаев такие показатели оказываются недоста-
точными, тогда применяют компенсационные стабилизато-
ры. На рис. 5.11 приведена одна из простейших схем ком-
пенсационных стабилизаторов, в котором нагрузка подклю-
чена к источнику входного напряжения через регулирую-
щий нелинейный элемент, транзистор V. На базу транзи-
стора через ОУ подается сигнал ОС. На вход ОУ посту-
пают напряжения с высокоомного резистивного делителя
UwaRzt(Ri+^г) = £Аыху и эталонное (опорное) напряже-
ние По.
Рассмотрим работу стабилизатора. Предположим, что
увеличилось напряжение 1/вх, вслед за ним возрастает
и {/вых. При этом на инвертирующий вход ОУ подается
положительное приращение напряжения ДТ/выхУ, а на вы-
ходе ОУ возникает отрицательное приращение напряжения
Д[/в. К управляющему эмпттерному переходу транзистора
V приложена разность базового и эмиттерного напряжений
{/в —Пвых. В рассматриваемом нами режиме ДПвэ =
=ДПв—ДПвых<0, ток транзистора V уменьшается и на-
пряжение t/вых снижается почти до первоначального зна-
чения. Аналогично будет отработано изменение t/nIJX при
увеличении или уменьшении RH: изменится t/BbIX, возникнет
Д(/вэ соответствующего знака, изменится ток транзисто-
ра I вых-
В § 2.9 было отмечено, что напряжение между входами
ОУ практически равно нулю. В стабилизаторе работа кон-
тура ОС поддерживает равенство нулю разности t/0—
14—73
209
—?£Лых, поэтому {7Вых = ^о/у. Чем выше коэффициент уси-
ления ОУ, тем точнее выполняется это равенство, тем выше
коэффициент стабилизации /<Ст (он может достигать 103
и выше) и тем ниже 7?Вых стабилизатора (/?Вых= 10-2—
4-10-3 Ом).
В качестве источника опорного напряжения в компен-
сационном стабилизаторе используют схему параметриче-
ского стабилизатора на полупроводниковом стабилитроне
(см. рис. 5.11). Стабильность Uo очень высока, так как
в процессе работы режим работы стабилитрона практиче-
ски не изменяется и ток через него стабилен.
Компенсационные стабилизаторы напряжения выпуска-
ются в виде ИМС, которые включают в себя регулирующий
нелинейный элемент, транзистор V, ОУ и цепи, связываю-
щие нагрузку с его входом.
На рис. 5.10, в показана внешняя характеристика источ-
ника питания со стабилизатором, ее рабочий участок огра-
ничен значениями тока Л</вых</2-
5.8.	ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ С МНОГОКРАТНЫМ
ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЭНЕРГИИ
Миниатюризация электронной аппаратуры потребовала
создания малогабаритных источников питания. Большие
габариты и масса рассмотренных выше источников пита-
ния обусловлены в основном трансформатором и дроссе-
лями фильтров, которые рассчитаны на работу при низкой
.частоте.
В схеме источника питания с бестрансформаторным
входом (рис. 5.12) вентильный комплект ВК1 подключен
непосредственно к сети, для сглаживания пульсаций ис-
пользуется С-фильтр. Низкоомный резистор г может быть
включен для ограничения амплитуды тока в диодах BKJ.
ВК1
Рис. 5.12. Источник питания с многократным преобразованием энергии
(упрощенная схема)
210
Полученное выпрямленное напряжение Un поступает
на преобразователь напряжения (коммутатор полярности),
собранный на транзисторах VI—V4. В течение полуперио-
да высокой частоты подаются управляющие токи на базы
VI и V4 (устройство управления для формирования базо-
вых токов VI—V4 на рис. 5.12 не показано), транзисторы
насыщаются и к первичной обмотке высокочастотного
трансформатора wt прикладывается напряжение с по-
лярностью, указанной на рисунке без скобок. В течение
второго полупериода подают базовый ток и насыщают
транзисторы V2 и V3, к обмотке Wi приложено напряже-
ние Un с полярностью, показанной на рисунке в скобках.
Частота переключения транзисторного коммутатора поляр-
ности выбирается порядка (1—2) • 104 Гц и выше. Прямо-
угольное напряжение на первичной обмотке трансфор-
мируется во вторичную цепь, выпрямляется вентильным
комплектом ВК2 и сглаживается фильтром LCz. Масса
и габариты трансформатора и фильтра LCz малы, так как
в данном случае они рассчитаны на работу на высокой ча-
стоте.
Недостатками рассмотренной схемы являются сниже-
ние КПД из-за увеличения потерь при многократном пре-
образовании электрической энергии и повышение стоимо-
сти, обусловленное применением в коммутаторе полярности
высоковольтных транзисторов, которые должны выдержи-
вать напряжение Un. Несмотря на это, большой выигрыш
в массе и габаритах делает рассмотренную схему особен-
но привлекательной в миниатюрной автономной и перенос-
ной аппаратуре.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
5.1.	По каким соотношениям рассчитываются действующие и сред-
ние значения несинусоидальных токов и напряжений?
5.2.	Нарисовать временные диаграммы и вычислить интегралы, свя-
зывающие напряжения Ud и Е2, токи 1ат и Id, Л и Id в нулевой н мосто-
вой схемах с активной нагрузкой.
5.3.	Как н почему изменяется форма токов в схемах выпрямления
прн подключении С, L и LC-фильтров?
5.4.	Выразить напряжение на выходе выпрямителя в режиме холо-
стого хода при работе на активную нагрузку с С-, LC н L-фильтрами
через напряжение Е2.
5.5.	Объяснить наклон внешней характеристики маломощного вы-
прямителя прн работе на активную нагрузку и с фильтрами С, LC и L.
14*
211
5.6.	Почему при работе на С-фильтр необходимо производить ана-
лиз процессов в вентильном комплекте и фильтре совместно, а при ра-
боте на L и LC-фильтры процессы в этих цепях рассматриваются раз-
дельно?
5.7.	Изменятся ли и во сколько раз величины Ud, Id, Is, tA>o₽ и E3
в мостовом выпрямителе с активной нагрузкой при включении сглажи-
вающего дросселя без потерь?
5.8.	Определить /сттах стабилитрона в параметрическом стабилиза-
торе при <7ВХ = 15-э-20 В, Сст=10 В, /?к=30-г-50 Ом, /Сттм=5 мА.
5.9.	При подключении к однофазному мостовому выпрямителю ак-
тивной нагрузки /?н=100 Ом напряжение Сн=0,9 СП1Х. Как изменится
UB при подключении сглаживающего дросселя, если гдг = 10 Ом? При-
нять ДСа=0.
5.10.	На какое напряжение и ток выбрать диоды в мостовой схеме
выпрямления с L-фильтром, если Г7н=200В, /н=1 А?
Глава шестая
ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
СРЕДНЕЙ И БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
6.1.	ПРИМЕНЕНИЕ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
В ЭНЕРГЕТИКЕ И ЭЛЕКТРОТЕХНИКЕ
Проблемы энергетической электроники (преобразова-
тельной техники) тесно связаны с проблемами электротех-
ники конца XX в. Энергетическая электроника давно уже
стала предметом совместных исследований и разработок
специалистов в области промышленной электроники, элект-
ротехники, электромеханики и электроэнергетики. Дости-
жения преобразовательной техники во многом определяют
прогресс в названных областях техники. Однако внедрение
силовых вентильных преобразователей в различные отрас-
ли, в том числе в энергетику и электротехнику, порождает
ряд сложных проблем и в области электроэнергетики
и электротехники, и в области электронной схемотехники.
Перечислим основные области применения силовых вен-
тильных преобразователей.
Вентильные преобразователи широко применяются для
преобразования электрической энергии, вырабатываемой
и передаваемой в виде переменного напряжения стандарт-
ной частоты /с = 50 Гц в электрическую энергию другого
вида — в постоянный ток или переменный ток с нестанда-
212
ртной (f<fc или f>fc) или изменяемой частотой. Почти
половина энергии в нашей стране потребляется в преобра-
зованном виде, прежде всего в виде постоянного тока.
Электропривод постоянного тока, в том числе тяговый
электропривод, мощные электротермические и электротех-
нологические установки — это наиболее энергоемкие потре-
бители постоянного тока. Для их питания ток промышлен-
ной частоты преобразуется в постоянный ток с помощью
выпрямителей.
Растет группа потребителей электроэнергии, которые
нуждаются в переменном токе повышенной или пониженной
частоты, а нередко требуют использования регулируе-
мой частоты (установки часточно-регулируемого электро-
привода переменного тока, индукционные установки, мно-
гие электротермические и электротехнологические потреби-
тели). Для питания таких потребителей применяют различ-
ные тиристорные преобразователи частоты. Преобразовате-
ли частоты делятся на непосредственные, в которых
происходит однократное преобразование электрической
энергии (как правило, на выходе формируется напряжение
пониженной частоты f<50 Гц), и преобразователи со зве-
ном постоянного тока, которые состоят из выпрямителя,
преобразующего переменный ток в постоянный, и автоном-
ного инвертора, преобразующего постоянный ток в пере-
менный ток повышенной, пониженной или изменяющейся
частоты.
Таким образом-, значительное число потребителей элект-
роэнергии большой мощности подключается к промышлен-
ной сети через вентильные преобразователи различных ти-
пов. Вентильные преобразователи являются в настоящее
время одним из самых распространенных потребителей
электрической энергии в сетях, причем их суммарная мощ-
ность соизмерима с мощностью сети. Вентильные преобра-
зователи являются нелинейной нагрузкой сети, и их работа
сильно влияет на режимы сети и качество электрической
энергии.
Обратимся к электроэнергетике. Важной областью при-
менения вентильных преобразователей являются линии
электропередачи в электрических сетях и системах. В пер-
вую очередь речь идет о линиях передач постоянного тока,
которые экономически эффективны для передачи энергии
на большие расстояния. Такая линия передач на входе со-
держит мощный тиристорный выпрямитель, преобразую-
щий энергию тока частоты 50 Гц в постоянный ток. На вы-
213
ходе линии устанавливается мощный тиристорный инвер-
тор, преобразующий постоянный ток в переменный. Обычно
линии передач постоянного тока отдают энергию в системы,
которые содержат другие мощные источники переменного
тока. Инвертор, работающий на сеть, в которой имеются
мощные источники переменного тока, называется ведомым,
сетью (или зависимым) инвертором. Для повышения ка-
чества регулирования параметров электрической энергии
и запаса устойчивости энергосистем в последние годы ста-
ли использовать так называемые вставки постоянного тока.
Так же, как и описанная выше система передачи энергии
постоянным током, такие устройства содержат выпрями-
тель и ведомый сетью инвертор, однако эти агрегаты рас-
полагаются рядом и линия постоянного тока между ними
имеет очень небольшую длину.
Второй областью применения вентильных преобразова-
телей в электроэнергетике являются тиристорные источники
реактивной мощности, позволяющие вырабатывать и регу-
лировать реактивную мощность для компенсации ее де-
фицита в энергосистеме.
Третьей областью применения вентильных преобразова-
телей в электроэнергетике является использование преобра-
зователей для обеспечения работы основного оборудования
электростанций, в частности для возбуждения синхронных
гидро- или турбогенераторов и компенсаторов (схемы ти-
ристорного возбуждения), для частотного пуска мощных
генераторов (например, гидрогенераторов).
И, наконец, в последние годы интенсивно разрабатыва-
ются новые способы получения электрической энергии.
И здесь находят широкое применение вентильные преоб-
разователи. Так МГД-электростанция нуждается в инвер-
торах для преобразования постоянного тока, вырабатывае-
мого МГД-генератором, в ток промышленной частоты.
В работах по управляемому термоядерному синтезу, кото-
рые широко ведутся в настоящее время, также использу-
ются вентильные преобразователи. Преобразователи нужны
и для таких нетрадиционных источников электроэнергии,
как солнечные батареи, термохимические генераторы, ге-
нераторы, использующие энергию ветра, и т. п.
Здесь перечислены только основные области примене-
ния вентильных преобразователей в электроэнергетике
и электротехнике, но и по этому перечню можно заключить,
что специалист в этих областях постоянно сталкивается
с вентильными преобразованиями, причем их работа суще-
214
ственно влияет на функционирование энергетического обо-
рудования.
6.2.	ОДНОФАЗНЫЙ УПРАВЛЯЕМЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
Выпрямители в мощных энергетических установках
имеют ряд характерных особенностей:
1.	Нагрузка имеет активно-индуктивный характер: та-
кой тип нагрузки характерен для многих потребителей
средней и большой мощности, при больших токах сопро-
тивление индуктивности короткой сети, связывающей пре-
образователь с нагрузкой, становится соизмеримым с со-
противлением нагрузки.
2.	Необходимо при анализе принимать во внимание ин-
дуктивности рассеяния обмоток трансформатора.
3.	Выпрямители большой мощности, как правило, вы-
полняются трехфазными, поскольку технические' параметры
трехфазных выпрямителей выше (см. § 6.4—6.5) и они
обеспечивают равномерную загрузку трехфазной сети.
4.	Весьма часто необходимо регулировать или стабили-
зировать напряжение на выходе выпрямителей или пере-
даваемую в нагрузку мощность, что требует применения
управляемых выпрямителей.
Рассмотрение выпрямителей с учетом всех этих особен-
ностей представляет сложности, поэтому сначала обратим-
ся к рассмотрению однофазных выпрямителей, на примере
которых выявим характерные черты выпрямителей средней
и большой мощности, а затем распространим , результаты
анализа на трехфазные схемы.
Для изменения напряжения на выходе выпрямителей
используют управляемые выпрямители, построенные на
управляемых вентилях, наиболее часто на однооперацион-
ных тиристорах. Запирание тиристоров в таких выпрямите-
лях происходит за счет изменения полярности напряжения
в сети переменного тока. В этом случае процесс переклю-
чения вентилей называется естественной коммутацией.
На рис. 6.1,а приведена схема однофазного уп-
равляемого выпрямителя с выводом нулевой точ-
ки трансформатора (нулевая схема). От рассмотренного
ранее неуправляемого выпрямителя (см. рис. 5.2, а) дан-
ный выпрямитель отличается тем, что неуправляемые вен-
тили (диоды) заменены управляемыми (тиристорами).
Рассмотрим работу схемы при разном характере нагруз-
ки, полагая трансформатор и вентили идеальными.
215
6.2.1. Работа на активную нагрузку (£н=0). При ука-
занной на рис. 6.1, а полярности напряжения сети может
пропускать ток тиристор VI при условии, что на его уп-
равляющий электрод поступит сигнал управления tyl. Сиг-
Рнс. 6.1. Однофазный нулевой управляемый выпрямитель (а) н токи
н напряжения в цепи постоянного тока прн работе в качестве потреби-
теля энергии (б) н источника (в)
Рис. 6.2. Временные диаграммы токов н напряжений в однофазном ну-
левом управляемом выпрямителе прн работе на активную (а) к актнв-
но-индуктнвную (б, в) нагрузки: б — режим прерывистого тока; в —
режим непрерывного тока
нал управления подается на управляющий электрод тири-
стора со сдвигом по фазе по отношению к моменту есте-
ственного отпирания на угол а, называемый углом управ-
ления (рис. 6.2, а). Моментом естественного отпирания
216
называем момент появления положительного напряжения
между анодом и катодом тиристора (на рис. 6.2 это мо-
мент 0 = 0 для тиристора VI).
До включения тиристора VI (т. е. при 0<а) напряже-
ние на нагрузке Ud~0. При включении тиристора в момент
0 = а напряжение Ud возрастает скачком до значения «а=
= е2, поскольку на открытом тиристоре на~0. Ток протека-
ет через верхнюю полуобмотку трансформатора, тиристор
VI и нагрузку: 4(0 =1‘а(0 =1<г(0- При активной нагрузке
ток повторяет форму напряжения (рис. 6.2, а). При проте-
кании тока через нагрузку в нагрузке рассеивается актив-
ная мощность.
При 0 = л ток вентиля и ток нагрузки становятся рав-
ными нулю, тиристор VI запирается. До отпирания тири-
стора V2 в нагрузке появляется бестоксвая пауза, энергия
в нагрузку на интервале л—(л+а) не передается. В мо-
мент 0=л4-а подается управляющий импульс на тиристор
V2, тиристор открывается, на этом интервале v.d ——е%,
т. е. к нагрузке приложено напряжение нижней полуобмот-
ки трансформатора. Ток протекает через нижнюю полуоб-
мотку, тиристор V2 и нагрузку, сохраняя прежнее направ-
ление. В момент 0 = 2л происходит запирание тиристора
V2.
Завершая рассмотрение временных диаграмм рис. 6.2, а,
отметим, что ток первичной обмотки трансформатора 1\
на каждой половине периода повторяет форму вторичного
тока проводящей полуобмотки. Напряжение на закрытом
вентиле на = фа—фк, где потенциалы анода и катода фа
и <рк определяются относительно вывода средней точки
трансформатора; очевидно, что фК“Игь а фа равно ЭДС на
соответствующей полуобмотке трансформатора, т. е. е2- Та-
ким образом, во время бестоковой паузы Ud=0 и па = в2. На
интервале работы одного из вентилей на открытом вентиле
фа=фк> т. е. на=0, на закрытом тиристоре па—Фа—фк=2е2.
Найдем среднее значение ЭДС выпрямителя, равное
при холостом ходе среднему значению выходного напря-
жения:
Л
Ed = -1 | /2_Д2 sin 6М = ^-~2 (— cos 0) £ =
а
.	(6.1)
217
где Edo==0,9£2 — среднее значение ЭДС на выходе неуп-
равляемого выпрямителя [сравните с (5.1)]. Уменьшение
Ud при увеличении угла управления иллюстрируется вре-
менными диаграммами рис. 6.3. С увеличением а растет
Рис. 6.3. Форма выходного напряжения однофазного выпрямителя с ак-
тивной нагрузкой при различных углах управления
Рис. 6.4. Регулировочные характеристики однофазного выпрямителя
(а) и внешние характеристики выпрямителя средней и большой мощно-
сти (б)
интервал бестоковой паузы, на котором мощность от сети
в нагрузку не передается. Зависимость Ud=f(a) называ-
ется регулировочной характеристикой, для активной на-
грузки она представлена на рис. 6.4, а.
6.2.2. Режим прерывистого тока при работе на активно-
индуктивную нагрузку. Индуктивность £н препятствует на-
растанию тока id (временные диаграммы рис. 6.2,6). По-
сле включения тиристора VI в момент 6=а мощность пе-
редается из сети в нагрузку, направления напряжения
и тока в нагрузке совпадают (рис. 6.1,6). Энергия запаса-'
ется в индуктивности нагрузки. В момент 0=л напряжение
ud(Q)=e2(Q) меняет знак, но индуктивность £н стремится
аадержать спад тока id—ia. и VI продолжает проводить ток.
>48
Теперь направления напряжения и тока в нагрузке проти-
воположны (рис. 6.1, в), — это означает, что нагрузка яв-
ляется источником энергии, т. е. возвращает энергию, на-
копленную в индуктивности, в питающую сеть. Часть этой
энергии при этом теряется в активном сопротивлении RB.
Б момент G = a+A запасенная в индуктивности энергия рав-
на нулю, ток id=ia спадает к нулю и VI запирается. После
бестоковой паузы в момент 6=л+а подается управляю-
щий импульс на вентиль V2, и процессы повторяются. Та-
кой режим, когда между интервалами проводимости венти-
лей имеются бестоковые паузы, называется режимом пре-
рывистого тока.
Появление отрицательных площадок в кривой Ud во вре-
мя возврата энергии из нагрузки в сеть приводит к тому,
что среднее значение выходной ЭДС
а+Х
/2£2sinede
л J
а
оказывается меньше, чем значение, определяемое из (6,1).
Выходная ЭДС зависит не только от угла управления,
но и от характера нагрузки (т. е. от сопТц//?н), поскольку
длительность этапа возврата энергии, запасенной в индук-
тивности, зависит от соотношения индуктивности и актив-
ного сопротивления нагрузки.
При увеличении индуктивности или уменьшении /?н Дли-
тельность бестоковой паузы уменьшается, при достижении
2.=л выпрямитель переходит в режим непрерывного тока.
6.2.3. Режим непрерывного тока при работе на активно-
индуктивную нагрузку. Этот режим является наиболее ха-
рактерным для мощных выпрямителей, в которых обычно
ыпЬв^Кн. При указанном соотношении параметров ток на-
грузки непрерывен и хорошо сглажен, его мгновенное зна-
чение равно среднему id—Id (рис. 6.2, в). На временных ин-
тервалах а—л и (а+л)—2л направления тока и напряже-
ния в нагрузке совпадают, энергия передается от сети
к нагрузке, часть ее запасается в индуктивности. На интер-
валах 0—а и л—(л4-а) энергия, накопленная в индуктив-
ности, возвращается в питающую сеть, но в момент вклю-
чения очередного вентиля энергия, накопленная в индук-
тивности, еще не равна нулю. В режиме непрерывного тока
длительность протекания тока через вентиль Х=л, т. е.
в любой момент времени нагрузка подключена к одной из
полуобмоток трансформатора. Среднее значение ЭДС вы-
219
прямителя в режиме непрерывного тока
л+«
j j/2 £г sin 0d9,
а
отсюда
£d=Fd0cosa.	(6.2)
Регулировочная характеристика выпрямителя в режиме
непрерывного тока приведена на рис. 6.4, а, она представ-
ляет собой косинусоиду. При значениях угла управления
а>акр энергия, запасенная в индуктивности, оказывается
недостаточной для поддержания непрерывного тока нагруз-
ки и выпрямитель переходит в режим прерывистого тока,
при этом уменьшается отрицательный участок кривой гм(/)
и растет Ud (регулировочные характеристики показаны на
рис. 6.4,а). При работе на чисто индуктивную нагрузку
акр=л/2, т. е. длительности этапа накопления энергии в ин-
дуктивности (а—л) и этапа возврата из нагрузки в сеть
равны.
Выбор вентилей и расчет трансформатора в управляе-
мых выпрямителях производят по тем же зависимостям, что
и в неуправляемых (см. § 5.2), поскольку наибольшие токи
и напряжения на элементах схемы отмечаются в режиме
а=0.
6.2.4. Коммутация тока в однофазных выпрямителях.
Рассмотрим особенности работы выпрямителя в режиме не-
прерывного тока с реальными трансформаторами. В транс-
форматорах средней и большой мощности индуктивные со-
противления обмоток Х«1 и Xs2. обусловленные потоками
рассеяния, значительно выше их активных сопротивлений.
Вынесем индуктивные сопротивления рассеяния вторичной
и первичной обмотками трансформатора в анодные цепи
вентилей: Xa=(DLa=Xs2+A’si, где Xsi—приведенное ко
вторичной обмотке индуктивное сопротивление рассеяния
первичной обмотки. Индуктивности А'а показаны пунктиром
на рис. 6.1, а.
Выше (в п. 6.2.3) при Аа=0 мы полагали, что ток тири-
сторов имеет прямоугольную форму. Если Аа#=0, то индук-
тивность Ха будет препятствовать быстрому нарастанию
и спаду тока вентилей: при подаче управляющего импульса
на тиристор V2 ток тиристора VI будет спадать в течение
времени, соответствующего углу коммутации у (рис. 6.5, а).
В течение того же интервала будет нарастать ток тиристора
220
V2. На интервале коммутации одновременно проводят ток
два вентиля, и трансформатор оказывается подключенным
к нагрузке, как это показано на схеме замещения рис. 6.5, б.
Из этой схемы следует: Ud=e2—Xadia\/dQ и одновремен-
но Ud——е2—Xadia2/dQ. Если ток нагрузки идеально сгла-
жен, то rfiai/d6=—dia2/dQ. Тогда получаем, что на интервале
коммутации напряжение на нагрузке равно полусумме ЭДС
Рис. 6.5. Токи и напряжения в однофазном выпрямителе при учете
коммутационных процессов (а) и схема приложения напряжения к на-
грузке на интервале коммутации (б)
на проводящих ток обмотках. В однофазном выпрямителе
(см. рис. 6.5, а)
==	+ (— 1/2 = 0.
Поскольку на интервале коммутации мгновенное значе-
ние выходного напряжения уменьшается на величину их, его
среднее значение также уменьшается:
f /2£2sin0d6 = Ed — Ux,
a+v
где Еа определяется по (6.2), a
«+v
= uxde.
а
Учтем, что ux=Ladia/dt, dQ=dat—&dt, a o>La=Xa. Пе-
рейдем к новым пределам интегрирования, поскольку при
6 = а ia = 0, а при 6 = 01+7 ia = Ia- Тогда
'd
О
221
Следовательно, из-за наличия индуктивностей рассеяния
трансформатора среднее значение напряжения на нагрузке
уменьшается с ростом тока Id, поскольку при этом растет
длительность коммутационного интервала у. Таким обра-
зом, в однофазном выпрямителе
Ud —Ed —XaIdln.	(6.3)
На рис. 6.4, б приведены внешние характеристики управ-
ляемого однофазного выпрямителя, построенные по (6,3).
В отличие от маломощных выпрямителей (см. § 5.5) наклон
внешних характеристик выпрямителей большой и средней
мощности обусловлен коммутационными процессами в ре-
жиме непрерывного тока нагрузки. На рис. 6.4, б показано,
что при a=60° при увеличении 7?н (и уменьшении Id) вы-
прямитель переходит в режим прерывистого тока и напря-
жение Ud увеличивается в соответствии с ходом регулиро-
вочных характеристик (рис. 6.4, с).
Недостатком управляемых выпрямителей по сравнению
с неуправляемыми является рост пульсаций выходного на-
пряжения при увеличении угла управления, которое обнару-
живается при сравнении временных диаграмм рис. 5.3 и 6.2.
Разложение в ряд Фурье кривой выходного напряжения Ud
позволяет найти 1-ю гармонику пульсации. В режиме непре-
рывного тока при пренебрежении коммутационными процес-
сами отношение амплитуды 1-й гармоники пульсации
к среднему значению Ed, определяемому по (6.2), дает ко-
эффициент пульсации ______________
Q («) = % К1 + m2 tg2a,
где qo — коэффициент пульсации при а=0, рассчитываемый
по выражению (5.3). Приведенное выражение для расчета
q(a) справедливо и для рассматриваемых ниже схем вы-
прямителей с т>2.
Однофазный управляемый выпрямитель может быть вы-
полнен по мостовой схеме (см. рис. 5.4, а), при этом все
вентили заменяются на управляемые (тиристоры). Основ-
ные процессы в нулевых и мостовых однофазных выпрями-
телях аналогичны.
6.3.	ОДНОФАЗНЫЙ ВЕДОМЫЙ СЕТЬЮ ИНВЕРТОР
Инвертор, ведомый сетью (зависимый инвертор), пере-
дает энергию из сети постоянного тока в сеть переменного
тока, напряжение и частота в которой заданы другими, бо-
лее мощными источниками переменного тока. Однофазная
222
нулевая схема зависимого
инвертора представлена на
рис. 6.6. Сравнение ее со схе-
мой управляемого выпрями-
теля рис. 6.1,а показывает
полную идентичность их
элементов; различие заклю-
чается только в том, что
"а
Рис. 6.6. Однофазный ведомый
сетью инвертор
вместо нагрузочного рези-
стора /?н в инверторе вклю-
чен источник энергии посто-
янного тока Е„, полярность
которого противоположна полярности выходного напряже-
ния выпрямителя. Поэтому одна и та же вентильная схема
может использоваться и в выпрямительном, и в инвертор'
ном режиме, и речь идет не столько о различных преобра-
зователях, сколько о выпрямительно-инверторном преобра-
зователе, способном функционировать в двух названных
режимах, отличающихся направлением потока энергии:
в выпрямителе энергия из сети переменного тока поступает
в цепь постоянного тока (иа, id), в инверторе — из сети по-
стоянного тока (иа, la) в сеть переменного тока. Напряже-
ние иа и ток ia в инверторе называются входными.
Вернемся к временным диаграммам рис. 6.2, в. На ин-
тервале а—п полярность Ud(t) и направление id(t) совпа-
дают (схема рис. 6.1,6), следовательно, мощность переда-
ется из цепи переменного тока в нагрузку. На интервале
О—а ток течет в прежнем направлении, а напряжение Ud
меняет знак, следовательно, цепь постоянного тока возвра-
щает энергию в сеть переменного тока (рис. 6.1,в). Очевид-
но, что в инверторном режиме второй интервал, при кото-
ром энергия передается в сеть переменного тока, должен
быть длиннее первого, т. е. (а—0) > (л—а) или
а л/2.
(6.4)
Выражение (6.4) — это первое условие осуществления ин-
верторного режима. Второе условие — это работа цепи по-
стоянного тока в режиме источника энергии, для этого по-
лярность напряжения Ud и направление тока Id должны
быть противоположны.
Подключение источника Еи минусом к катодам тиристо-
ров приводит к возрастанию длительности протекания тока
через тиристоры инвертора А, и при Л=л осуществляется
режим непрерывного тока.
223
На рис. 6.7, а представлены временные диаграммы при
работе зависимого инвертора без учета процессов коммута- ;
ции (полагаем Ха=0, у=0). Сравнение диаграмм рис. 6.7, а |
и 6.2, в показывает, что в этих диаграммах различны только '
значения угла управления: а<л/2 в выпрямителе и а>л/2 :
в инверторе.
Рис. 6.7. Временные диаграммы токов и напряжений в однофазном ве-
домом сетью инверторе при Ха=0 (а) и Ха¥=0 (б)
В момент fi=a подается управляющий импульс на тири-
стор VI, при открывании тиристора Ud=e2, ток протекает
через верхнюю полуобмотку трансформатора, тиристор VI
и цепь постоянного тока LdEa. При этом напряжение
и ток id имеют одно направление и энергия передается из
цепи переменного тока в цепь постоянного тока. В момент
6=л изменяется полярность	начинается передача
энергии из цепи постоянного тока в цепь переменного тока.
Протекание тока через VI при отрицательном напряжении
на аноде обеспечивается приложением к катоду отрицатель-
224
ного потенциала источника Еи. В момент 6=л+а управля-
ющий импульс подается на V2, и процесс повторяется.
На рис. 6.8, а показана полная регулировочная характе-
ристика вентильного преобразователя в режиме непрерыв-
ного тока. При а<л/2 Ud>0 и преобразователь является
выпрямителем, при а>л/2 Ud<0— осуществляется инвер-
торный режим.
Рис. 6.8. Регулировочная характеристика выпрямительио-ииверторного
преобразователя в режиме непрерывного тока (а), регулировочная (б),
входная и ограничительная (в) характеристики ведомого сетью инвер-
тора
При рассмотрении инверторов используются обозначе-
ния: 0=л—а (показан на рис. 6.7, а)—угол опережения
и Edf, =—Ed — противо-ЭДС инвертора. Подставив в урав-
нение регулировочной характеристики (6.2) а=л—0, по-
лучим Ed=Ed0 cos (л—0)——£docos0=—Ed$. Зависи-
мость Е<$ =Еао cos 0 называется регулировочной характе-
ристикой ведомого сетью инвертора (рис. 6.8, б); она
представляет собой симметричное отображение части харак-
теристики рис. 6.8, а.
При отсутствии потерь в дросселе Ld среднее значение
напряжения	=—Ud должно быть равно напряжению
источника Еа. При увеличении Ea>Ed$ возрастает ток Id.
Учтем влияние анодных индуктивностей (см. § 6.2.4) на ком-
мутационные процессы. Временные диаграммы представле-
ны на рис. 6.7, б. Индуктивности трансформатора Ха пре-
пятствуют нарастанию и спаду анодных токов, поэтому на
протяжении угла коммутации у VI и V2 открыты одновре-
менно, при этом ud(t)—O. Как и в управляемом выпрями-
теле, коммутационное падение напряжения их уменьшает
положительную часть ud, среднее значение Ud с ростом Id
и у уменьшается, а и<$ ——Ud увеличивается.
Среднее значение напряжения Ud рассчитаем по (6.3),
15—73
225
поскольку данное выражение справедливо в режиме непре-
рывного тока при любом а. Подставив в (6.3) а=л—р, по-
лучим
Ud = Ed0 C0S (л — Р) — Xa Id/n =
==-(£docoSp + X Z/л) =-{/,,
или	Udti = Ed0 cos p + Xa I'/n.	(6.5)
Зависимость Ud$—f(Id) (рис. 6.8, в) называется входной
характеристикой инвертора (ток Id— входной ток, напря-
жение Ud— входное напряжение). Выражение (6.5) позво-
ляет связать напряжение источника £„ со средним значе-
нием Udf,:
Edp — Edocos P Xa IJ я — En.
При увеличении Еп при p=const увеличивается Id и уве-
личивается мощность, передаваемая в сеть переменного то-
ка. Если при увеличении Е„ необходимо поддерживать
/d—const, надо увеличить а, т. е. уменьшить р; при этом
также возрастает мощность, передаваемая со входа инвер-
тора в сеть переменного тока. Максимальное значение ин-
вертируемой мощности достигается при а=л (р=0). Од-
нако этот режим в реальных инверторах на однооперацион-
ных тиристорах, как показывается ниже, неосуществим
и углы управления ограничены значениями атах=я—pmm.
Рассмотрим кривую анодного напряжения на тиристоре
VI на временных диаграммах рис. 6.7, б. Для осуществления
надежного запирания тиристора после того, как через него
проходил ток, необходимо, чтобы в течение интервала, дли-
тельность которого не менее tB, к тиристору было приложе-
но обратное напряжение. Время выключения tB является
паспортным параметром тиристора (см. § 1.8). По диаграм-
мам рис. 6.7, б видно, что отрицательное анодное напряже-
ние поддерживается на тиристоре на интервале длительно-
стью (р—у). Следовательно, надежное запирание тиристо-
ров выполняется при условии (р—у)	ограничивающем
угол рт/эт=ю#в4-у. При невыполнении этого условия ти-
ристор при появлении на аноде положительного напряжения
вновь включится в работу без управляющего сигнала. Од-
новременная проводимость двух тиристоров инвертора при-
ведет к короткому замыканию трансформатора и источника
постоянного тока, дальнейшая коммутация тиристоров ока-
жется невозможной и возникнет аварийный режим, назы-
ваемый опрокидыванием инвертора.
Как видно из рассмотренного описания работы инверто-
226
ра, коммутация вентилей, т. е. выключение одного из них
при отпирании другого и переход на него тока id, осущест-
вляется, как и в выпрямителе, за счет переменного напря-
жения сети. Если это напряжение почему-либо исчезнет, на-
пример при коротком замыкании в сети, коммутация окаг
жется невозможной и произойдет опрокидывание инвертора.
Эта зависимость работы инвертора от напряжения сети от-
ражена в его названии: инвертор, ведомый сетью, или зави-
симый инвертор.
В режиме /d=0 угол коммутации у = 0, ртгп=ю/в, мак-
симальное значение Ed, при котором возможна коммутация,
EdM=Edo cos atB. Прн увеличении тока Id растет угол ком-
мутации у, увеличивается Рт1п==ю/в+у и уменьшается
^р,м = ^р (₽min). Зависимость ndp,M=/(7d) называется
ограничительной характеристикой ведомого инвертора, она
показана на семействе входных характеристик рис. 6.8, в.
Устойчивая работа инвертора без опасности опрокидывания
возможна только при выборе таких значений тока 7d и угла
0, которые соответствуют значениям Ud, лежащим ниже
ограничительной характеристики OX: Udt,<.Ud$,K.
Ведомые сетью инверторы широко используются в пре-
образовательной технике. Наряду с инверторами, которые
работают постоянно (например, на приемном конце '"линии
передачи постоянного тока), существуют преобразователи,
которые попеременно работают в выпрямительном и инвер-
торном режиме. Например, перевод преобразователя для
электропривода с двигателем постоянного тока в инвертор-
ный режим позволяет осуществить ускоренное торможение
этого двигателя.
6.4.	ТРЕХФАЗНЫЙ НУЛЕВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
Применение многофазных выпрямителей позволяет:
1)	создать равномерную нагрузку на все три фазы сети;
2)	уменьшить пульсацию выпрямленного напряжения;
3)	уменьшить расчетную мощность трансформатора;
4)	повысить коэффициент мощности (см. гл. 7).
На рис. 6.9, а приведена трехфазная нулевая схема вы-
прямления. При ее выполнении на тиристорах получается
управляемый выпрямитель, при замене тиристоров на дио-
ды— неуправляемый. Нагрузка включается между нулем
звезды, образованной вторичными обмотками трансформа-
тора и катодами вентилей. Будем рассматривать наиболее
характерный для мощных преобразователей режим работы
15*
227
на активно-индуктивную нагрузку, при этом предположим,
что индуктивность £н велика (сопЕн> 10 /?н).
На рис. 6.9,6 приведена трехфазная система вторичных
напряжений е2А, е2в, е2с. Кривые вторичных напряжений
определяют изменение потенциалов анодов вентилей, под-
ключенных к этим фазам, относительно нулевой точки звез-
ды <ра. На временных диаграммах представлен режим ра-
боты выпрямителя при а=0 (или работа неуправляемого
Рис. 6.9. Трехфазиый нулевой
выпрямитель (а) и временные
диаграммы токов и напряже-
ний при а=0 (б)
выпрямителя). Трансформатор и тиристор полагаем идеаль-
ными.
Моменты 61, е2, 6з, соответствующие точкам пересечения
двух синусоид вторичных напряжений, являются моментами
естественного отпирания. Пусть в момент 61 подан положи-
тельный управляющий импульс на тиристор VI, при его
отпирании пойдет ток i2(t) =	и на нагрузке уста-
новится напряжение «й=е2А. Если выпрямитель выполнен
на диодах, диод VI, подключенный к фазе е2А, откроется
в момент 0 автоматически, так как в этот момент потенциал
его анода станет выше, чем потенциалы анодов V2 и V3.
Потенциал катода проводящего тиристора VI (и всех дру-
гих вентилей) относительно нулевой точки звезды <рк=е2А.
Следовательно, к катодам всех тиристоров приложено наи-
более положительное напряжение е2А и тиристоры V2 и V3
на интервале 01—02 заперты.
228
В момент 02 наиболее положительным становится вто-
ричное напряжение е2В и отпирается диод V2 или, если
V2 — тиристор, то на него в момент 02 подается управляю-
щий импульс. При отпирании V2 ud—e2B и фк=е2в, этим
потенциалом на катоде надежно запираются VI и V3. В мо-
мент 03 появляется возможность отпереть V3 и на нагрузке
устанавливается Ud=^2c- Таким образом, в каждый мо-
мент проводит тиристор, потенциал анода которого наибо-
лее положителен, в точках естественного отпирания проис-
ходит переход тока с одного вентиля на другой. Напряжение
lid представляет собой кривую, образованную из отрезков
синусоид фазных напряжений, имеющих на данном интер-
вале наиболее положительный потенциал. Кривая ud пуль-
сирует с периодом в 3 раза меньшим, чем период частоты
сети, частота пульсации con= Зюсети. Коэффициент пульсации
напряжения q может быть найден по формуле (5.3) при
подстановке т=3; получаем </=0,25. Пульсация выходно-
го напряжения в трехфазных выпрямителях меньше, чем
в однофазных, а частота пульсации выше, что позволяет
сгладить пульсацию фильтром с меньшей мощностью реак-
тивных элементов.
Определим полезный эффект выпрямления — среднее
значение выходной ЭДС Ed за период пульсации. В пока-
занной на рис. 6.9 системе координат период пульсации за-
ключен в пределах (—л/3) — (л/3). Амплитуда Edm=
1=Е2т—У2Е2, тогда
п
3
Е. ±=—*— С ]/2E2cosOd0 = 1,17Е2.	(6.6)
2л/3 J
я
3
При большой индуктивности в цепи нагрузки ток нагруз-
ки хорошо сглажен id=Id, а токи вентилей и вторичных
обмоток ia=i2 имеют вид прямоугольных импульсов с ам-
плитудой 1а и длительностью Х=2л/3—120°. Для выбора
тиристора по току находим среднее значение тока за период:
1а = V3.	(6.7)
Для выбора тиристора по напряжению найдем обратное
напряжение. На неработающем тиристоре (например, на
V2 при открытом VI) потенциал анода фа=в2в, потенциал
катода qK^=ud, напряжение на вентиле па=фа—ц>к—е2В—
—ud=e2B—е2А. Таким образом, к неработающему вентилю
приложено линейное напряжение и его максимальное зна-
229
чение равно [с учетом (6.6)]
^обр = £2Лт = /з /2 £2 = 2,09£d.	(6.8)
Ток вторичной обмотки трансформатора i2=ia имеет по-
стоянную составляющую, определяемую (6.7). Постоянная
составляющая не трансформируется в первичную обмотку,
поэтому ток первичной обмотки й (рис. 6.9, б) определя-
ется
h — (l'a — I d/3) kT,
где kt —	— коэффициент трансформации.
Наличие постоянной составляющей во вторичных токах
трансформатора приводит к подмагничиванию его магнито-
провода, из-за чего увеличивается намагничивающий ток.
Это препятствует применению трехфазных нулевых выпря-
мителей в мощных установках, однако они находят широкое
применение как составная часть более сложных выпрямите-
лей (см. § 6.5, 6.6).
Как уже отмечалось, рассмотренный режим работы, ил-
люстрируемый диаграммами на рис. 6.9, б, в случае выпря-
мителя на тиристорах соответствует нулевому значению уг-
ла управления а—0.
При подаче управляющих импульсов на тиристоры схе-
мы рис. 6.9, а с задержкой относительно моментов естествен-
ного отпирания па угол а появляется возможность регули-
ровать среднее значение выходного напряжения Ud. Как
и раньше, при работе VI иа—е^л, при включении V2 иа=
— е2в, при работе V3 Чл=е2С. В режиме непрерывного тока
нагрузки Х=120° и напряжение на нагрузке в каждый мо-
мент времени соответствует ЭДС одной из фаз трансформа-
тора е2А, е2в, е2с (времен-
ные диаграммы Ud при раз-
личных углах управления
приведены на рис. 6.10).
Среднее значение выходно-
го напряжения при а#=0
в режиме непрерывного тока
Рис. 6.10. Временные диаграммы
напряжения «d в трехфазнсм нуле-
вом управляемом выпрямителе и
зависимом инверторе (режим не-
прерывного тока)
230
4^
——	С К 2 Е-2 cos 0d0 = Ed0 cos a,
2л/3	J
-Т-+»
где Ed0— 1,17 E2 — выпрямленное напряжение при a=0. ’’
Последнее выражение идентично (6.2): в режиме непре-
рывного тока регулировочная характеристика выпрямителя
имеет косинусоидальный характер независимо от числа фаз
выпрямителя.
Рассмотрение диаграмм рис. 6.9 позволяет заключить:
1)	отрицательные участки в кривой ud появляются при
a5s30°, поэтому при а<30° режим прерывистого тока не-
возможен при любой (в том числе активной) нагрузке;
2)	при а>90°, как и в однофазном выпрямителе, возмо-
жен инверторный режим, если в цепь постоянного тока бу-
дет введен источник энергии, полярность которого противо-
положна полярности напряжения Ud рассмотренного выше
выпрямителя.
6.5.	ТРЕХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
Трехфазная мостовая схема выпрямления является наи-
более распространенной в области средних и больших
мощностей. На рис. 6.11, а представлена схема мостового
Рис. 6.11. Трехфазный мостовой выпрямитель (а) и временные диа-
граммы токов и напряжений при а=0 (б)
231
управляемого выпрямителя на тиристорах. При замене
тиристоров на диоды получим схему трехфазного мостово-
го неуправляемого выпрямителя. Вентили схемы образуют
две группы: VI, V3, V5 — катодную (у них объединены
катоды), и V2, V4, V6 — анодную. Приняв потенциал об-
щей точки звезды вторичной обмотки трансформатора за
нуль, можно считать, что напряжение на нагрузке есть
сумма выходных напряжений двух трехфазных нулевых
схем выпрямления (§ 6.4), собранных на вентилях катод-
ной и анодной групп. Напряжение на нагрузке
=Фкк—фа а, где фкк — потенциал катодов вентилей катод-
ной группы, а фаа — потенциал анодов вентилей анодной
группы.
6.5.1.	Работа выпрямителя при а=0 (или работа не-
управляемого выпрямителя). На рис. 6.11,6 представле-
ны временные диаграммы токов и напряжений в этом ре-
жиме. Как и в трехфазном нулевом выпрямителе, в каж-
дый момент времени ток проводит один тиристор катодной
группы, у которого напряжение на аноде наиболее поло-
жительно, и один анодной группы, у которого напряже-
ние на катоде наиболее отрицательно. Моментами естест-
венного отпирания тиристоров катодной группы являются
точки пересечения синусоид е2 при положительных напря-
жениях, для тиристоров анодной группы — точки пересе-
чения тех же синусоид при отрицательных напряжениях.
От моментов естественного отпирания отсчитывают углы
управления а. В момент 61, например, проводят ток VI
и V2, а ток замыкается по контуру обмотка е2А—VI—на-
грузка — V2 — обмотка е2с-
Через два проводящих тиристора нагрузка подключа-
ется на линейное напряжение, например, при работе VI
и V2 — на напряжение иАс- После прекращения работы
VI и отпирания V3 к нагрузке приложено линейное напря-
жение иВс и т. д. Таким образом, выходное напряжение
имеет амплитуду, равную амплитуде линейного напряже-
ния на вторичной обмотке трансформатора: Udm=V3]^2Е2,
гае Е2 — действующее значение фазного напряжения. На
рис. 6.11,6 построена кривая выходного напряжения uri —
=Фкк—Фаа, где потенциалы фкк и фаа, представляющие со-
бой верхнюю и нижнюю огибающие синусоид е2, выде-
лены. Период повторения напряжения Ud при выбран-
ном на рисунке начале координат заключен между
—л/6 и л/6, а среднее значение выходной ЭДС выпря-
мителя
232
Ed - —
d 2л/6
л
6
j” /3 /2 Е2 cos Qde = 2,34£2.	(6.9)
Л
6
По сравнению с (6.6) Еа возросло вдвое, что и следова-
ло ожидать, учитывая что на нагрузке в мостовой схеме
суммируются напряжения двух нулевых выпрямителей.
Частоты пульсации соп=6сосети, а коэффициент пульса-
ции найдем по (5.3), подставив число пульсаций за пери-
од сети /п=6, получим 7=0,06. Снижение пульсации вы-
ходного напряжения и повышение частоты пульсации озна-
чают улучшение качества выходного напряжения мостового
трехфазного выпрямителя по сравнению с нулевым.
На той же временной диаграмме показан ток
В типичном для мощных преобразователей режиме <оп£н/
/£н>10 ток нагрузки постоянен: id—ta; на диаграмме
указаны номера тиристоров, через которые проходит ток
нагрузки. Амплитуда анодного тока 1ат=1а, а длитель-
ность его протекания Х=2л/3 = 120°. Как и в нулевой
схеме, Iz =	[сравните с (6.7)].
Для выбора тиристоров помимо 7а необходимо знать
(7Обр. Напряжение на неработающем тиристоре катодной
(анодной) группы определяется ма=фа—фк, где потенци-
ал анода (катода) относительно общей точки звезды опре-
деляется напряжением вторичной обмотки трансформато-
ра, связанной с данным тиристором, а потенциал катода
(анода) всех тиристоров данной группы равен потенциалу
фкк(фаа), т. е. наиболее положительному (наиболее отри-
цательному) из е2. Таким образом, на неработающего ти-
ристора определяется линейным напряжением. На рис.
6.11,6 заштриховано напряжение иа. Амплитуда обратно-
го напряжения на тиристоре равна амплитуде линейного
напряжения, тогда с учетом (6.9)
f/обр = ^2Лт = Кз /2 Е2 = l,05£d.	(6.10
Сравнивая (6.10) с (6.8), видим, что при том же Ed
в мостовом выпрямителе £7ОбР вдвое меньше, но и тиристо-
ров в 2 раза больше, чем в нулевом.
Ток вторичной обмотки фазы А складывается из тока
тиристоров VI и V4 и имеет форму, показанную на рис.
6.11,6. Ток не имеет постоянной составляющей, поэтому
подмагничивания трансформатора не происходит: форма
233
тока первичной обмотки такая же, как и во вторичной:
ii—kTi2, где kt — коэффициент трансформации.
Для расчета трансформатора найдем действующее зна-.
чение тока 12, учитывая, что этот ток имеет форму разно-
полярных прямоугольных импульсов с амплитудой h
и длительностью на полупериоде 120 °:
В данной схеме форма токов ib i2 и напряжений еь е2
первичной и вторичной,обмоток одинаковы, поэтому рав-
ны и расчетные мощности этих обмоток. Расчетная мощ-
ность трансформатора с учетом (6.9)
sT = sx = s2 = si2e2 = 3/d	= 1’05Pd- <6J0
К достоинствам мостовой схемы по сравнению с нуле-
вой схемой можно отнести малую величину и большую
частоту пульсации, малую расчетную мощность и отсутст-
вие подмагничивания трансформатора, а также вдвое
меньшее по сравнению с нулевой схемой отношение иобр/
/Еа, что позволяет получать достаточно высокие напряже-
ния Ed при использовании тиристоров того же класса.
6.5.2.	Работа при сс^О. При подаче импульсов управле-
ния на тиристоры выпрямителя (рис. 6.11, а) с задержкой
относительно моментов естественного отпирания на угол
управления а в режиме непрерывного тока кривая выход-
ного напряжения состоит из отрезков линейного напряже-
ния на вторичной обмотке трансформатора. Временные
диаграммы иа при различных углах управления приведе-
ны на рис. 6.12. Среднее значение выходной ЭДС выпря-
мителя находим, интегрируя эти кривые:
/2 Кзе2 cos 6d0 — Ed0 cos a,
где Edo=2,34£2.
По-прежнему в режиме непрерывного тока регулиро-
вочная характеристика выпрямителя Ea=f(a) описывает-
ся выражением (6.2) и имеет косинусоидальный характер.
При углах управления а<60° отрицательный участок
234
Рис. 6.12. Временные диаграммы напряжения иа в трехфазном мосто-
вом управляемом выпрямителе и зависимом инверторе
Рис. 6.13. Токи и напряжения в трех-
фазном мостовом выпрямителе при
учете коммутационных процессов
в кривой Ud(t) отсутствует и выпрямитель при любой на-
грузке работает в режиме непрерывного тока. При а>90°
возможна работа преобразователя в инверторном режиме,
для этого в цепи постоянного тока включается источник
энергии, полярность которого противоположна выходной
ЭДС выпрямителя
6.5.3.	Коммутационные процессы и внешние характерис-
тики трехфазного мостового выпрямителя. В реальных
трансформаторах большой мощности необходимо учиты-
вать индуктивности рассеяния обмоток. Как и в однофаз-
ном выпрямителе (§ 6.2.4), вынесем индуктивность рассея-
ния первичной и вторичной обмоток во вторичную цепь:
Xa = XS2+X'si. Индуктивность обмотки трансформатора пре-
пятствует скачкообразным изменениям токов i2 и ia, по-
этому эти токи имеют не прямоугольную, как упрощенно
предполагалось ранее, а трапецеидальную форму (времен-
ные диаграммы напряжений и токов в мостовом выпрями-
теле при учете Ха приведены на рис. 6.13).
В результате влияния анодных индуктивностей ток
с вентиля на вентиль переходит не мгновенно и на интер-
вале, определяемом углом коммутации у, ток проводят
одновременно два тиристора одной группы (анодной или
катодной). В момент 0Ь показанный на рис. 6.13, ток в V3
нарастает, а в VI падает, при их одновременной работе
потенциал <ркк={е2л+/2в)/2.
235
На интервале коммутации у выходное напряжение пре-
образователя уменьшается на величину их, это напряже-
ние их приложено к анодной индуктивности. На интерва-
лах между коммутациями ток проводит только один
тиристор и форма выходного напряжения остается неиз-
менной.
Среднее значение выходного напряжения за счет ком-
мутационных процессов снижается:
f/d = £d0cosa — Ux.
Значение Ux может быть найдено как среднее значение
их на интервале повторяемости, который равен 2л/6, так
как в мостовом трехфазном выпрямителе за период сети
происходит шесть коммутаций: три в анодной группе,
три — в катодной группе вентилей. Следовательно,
о-4-v
их =—— f u.dQ.
а
Учитываем, что ux=LzdIa]dt, dQ=d(^t)=adt и wLa =
—Ха. Заменим пределы интегрирования, поскольку при
0 = а ток ta = 0, а при 6 = а+у 1&=1а- Получим
‘d
Ux = —— С Ха dld = ЗХа Id/2n.
о
Следовательно,
Ud = Ed0 cos а — ЗХа Id/2n.	(6.12)
Внешняя характеристика Ud=f(Ia) трехфазного вы-
прямителя имеет такой же вид, как внешняя характерис-
тика однофазного выпрямителя (см. рис. 6.4,6), количест-
венные отличия заключаются только в значении напряже-
ния холостого хода Ем и в наклоне кривых, который
зависит от пульсностп выходного напряжения т.
На рис. 6.13 показана форма тока и, потребляемого
выпрямителем из сети. В этой кривой есть две важные
особенности. Во-первых, ток, потребляемый выпрямителем
из сети, несинусоидален, и это характерно и для других
типов выпрямителей (см. рис. 5.4,6, 6.2, а—в, 6.9,6), ко-
торые поэтому могут быть охарактеризованы как нелиней-
ная нагрузка для питающей сети. Вторая особенность — ,
это фазовый сдвиг первичного тока относительно напря-
жения сети, который характерен для всех управляемых
236
выпрямителей (см. также рис. 6.2, о—в). Обе эти особен-
ности играют важную роль в преобразовательной технике
и в энергетике, ими обусловлено влияние вентильных пре-
образователей на питающую сеть, рассмотрению которого
посвящена гл. 7.
Мощные выпрямительно-инверторные агрегаты приме-
няются, в частности, для питания обмоток возбуждения
синхронных гидро- и турбогенераторов (схемы тиристор-
ного возбуждения). Обмотка возбуждения представляет
собой индуктивную нагрузку с малыми потерями, необхо-
димая для возбуждения мощность составляет 0,3—3 % от
мощности синхронной машины. Установленный на валу
синхронной машины синхронный возбудитель связан с об-
моткой возбуждения через выпрямитель, ток 1а которого
регулируется при изменении углов управления тиристоров
в зависимости от величины и характера нагрузки генера-
тора. При индуктивном характере сети и при возрастании
нагрузки ток возбуждения увеличивается. В зависимости
от тока возбуждения может изменяться реактивная мощ-
ность генератора. Режим, при котором реактивная мощ-
ность соответствует нулю, называется режимом полного
или нормального возбуждения. При увеличении тока воз-
буждения (режим перевозбуждения) синхронная машина
генерирует реактивную мощность для сети с активно-ин-
дуктивной реакцией. В режиме холостого хода такой гене-
ратор для сети эквивалентен емкости и называется син-
хронным компенсатором.
Для быстрого прекращения тока возбуждения преоб-
разовательный агрегат переводится в инверторный режим
(а>л/2), при этом накопленная в обмотке возбуждения
энергия возвращается в питающую сеть. Таким образом,
управление тиристорным преобразователем схемы возбуж-
дения позволяет реализовать основные режимы работы
синхронного генератора.
6.6.	СОСТАВНЫЕ МНОГОФАЗНЫЕ СХЕМЫ ВЫПРЯМЛЕНИЯ
При построении трехфазного мостового выпрямителя
па шести вентилях в нагрузке можно получить наиболь-
ший ток 1а=31а, выпрямленное напряжение t7d=0,96Z7O6p.
При использовании наиболее мощных вентилей, выпускае-
мых промышленностью, можно получить в нагрузке мощ-
ность порядка мегаватта. Однако в электротехнике и энер-
гетике требуются выпрямители и зависимые инверторы,
мощность которых на несколько порядков выше назван-
237
ной величины, достаточно вспомнить вентильные преобра-
зователи для линий передач постоянного тока. В преобра-
зователях, рассчитанных на большие токи Ц (на практи-
ке—единицы килоампер и выше), применяют
параллельное соединение вентилей, а в преобразователях
на большие напряжения Ud (единицы киловольт и выше) —
последовательное соединение вентилей.
При параллельном соединении вентилей к ним прикла-
дывается одинаковое прямое напряжение. Сопротивления
вентилей при прохождении прямого тока имеют значитель-
ный разброс, поэтому прямой ток в параллельных ветвях
может распределяться неравномерно, что приведет к пере-
грузке по току и выходу из строя тиристора, имеющего
наименьшее сопротивление. Для выравнивания токов в ста-
тических и динамических режимах используют индуктив-
ные делители тока, показанные на рис. 6.14, а.
Рис. 6.14. Схемы параллельного (а) и последовательного (б) включения
мощных полупроводниковых вентилей
При последовательном соединении тиристоров через
все тиристоры протекает один и тот же обратный ток. Со-
противления вентилей в обратном направлении также име-
ют разброс, поэтому обратное напряжение распределится
на них неравномерно. Вентиль, имеющий наибольшее соп-
ротивление, примет на себя большую часть напряжения
и может быть пробит. Для выравнивания напряжений
в статических и динамических режимах используют дели-
тели напряжений. Один из вариантов показан на рис. 6.14, б.
Делители тока и напряжения снижают КПД преобра-
зователя за счет потерь в активных элементах. Они не
обеспечивают полного выравнивания напряжений и токов,
поэтому параметры тиристоров в преобразователе выби-
раются с большим запасом, что приводит к увеличению
числа используемых тиристоров и повышению стоимости
преобразователя.
238
В области больших мощностей широко применяют па-
раллельное и последовательное подключение к нагрузке
нескольких однотипных вентильных комплектов, что поз-
воляет не только получить требуемые напряжение и ток
(UH, /н) нагрузки, но и добиться ряда преимуществ.
Рассмотрим основные варианты составных преобразо-
вателей. Ограничим рассмотрение работой преобразовате-
лей при а=0 (или работой неуправляемых выпрямите-
лей). Анализ управляемых выпрямителей повторяет ре-
зультаты, полученные в § 6.2—6.5.
На рис. 6.15, а показан двойной трехфазный выпрями-
тель с уравнительным реактором, который состоит из двух
а)
Рис. 6.15. Двойной трехфазный выпрямитель с уравнительным реакто-
ром (а) и временные диаграммы токов и напряжений в выпрямите-
ле (б)
трехфазных нулевых выпрямителей, работающих на об-
щую нагрузку.
Подключение вторичных обмоток трансформатора по
схеме двойной звезды обеспечивает фазовый сдвиг напря-
жений е2<1) первого нулевого выпрямителя (VI, V2, КЗ)
относительно напряжения е(2>2 второго нулевого выпрями-
теля (V4, V5, V6) на 60°. При работе первого нулевого
выпрямителя формируется выходное напряжение и ток
irfi, форма которых показана на верхней диаграмме на рис.
239
6.15,6. На второй сверху диаграмме показана форма на-
пряжения иаг и тока id2 второго нулевого выпрямителя.
При построении токов полагали, что <опЛн1>^н. Токи обо-
их выпрямителей равны: idi — iaz, через нагрузку протека-
ет Суммарный ТОК /d = /di+/d2 = 6ja.
Форма напряжений ud\ и ud2 и их среднее значение Еа
также одинаковы, однако эти напряжения сдвинуты отно-
сительно друг друга на 60 ° и их мгновенные значения раз-
личны. Разницу мгновенных значений ип—иа\—ud2 при-
нимает на себя реактор Ly, напряжение на котором иУР
показано на рис. 6.15,6. Мгновенное значение напряжения
на нагрузке
.,  ^di ^d2
о	>
а его средняя величина
= Edl — Ed2 — 1 > 17Е2.
Форма приведена на рнс. 6.15,6. Частота пульсации
этого напряжения равна <оп=6(Осети- Коэффициент пульса-
ции q, получаемый при постановке в (5.3) т=6, равен
0,06, т. е. качество выходного напряжения такое же, как
и в мостовом трехфазном выпрямителе.
В первичной обмотке трансформатора происходит сло-
жение токов, индуцированных из вторичных обмоток, в ре-
зультате ток t’i (рис. 6.15,6) симметричен относительно оси
6, постоянного подмагничивания трансформатора в схеме
нет.
Двойной трехфазный выпрямитель с уравнительным ре-
актором во многом напоминает мостовой трехфазный вы-
прямитель, только в нем нулевые вентильные комплекты
подключаются к нагрузке не последовательно, а парал-
лельно. Поэтому такой выпрямитель находит широкое
применение при работе на нагрузку, потребляющую боль-
шие токи при сравнительно невысоких напряжениях. Наи-
более энергоемкие нагрузки этого типа встречаются в элек-
тротехнологии.
Составные 12-пульсные (т = 12) выпрямители можно
создать при параллельном или последовательном соедине-
нии двух мостовых трехфазных выпрямителей (рис.
6.16,й, 6). В выпрямителе по рис. 6.16, о вентильные ком-
плекты подключены к нагрузке последовательно, поэтому
напряжение на нагрузке равно сумме напряжений двух
мостов: !7н = 6Ли-|-(7<!2. Выходной ток первого моста проте-
кает через нагрузку, а затем замыкается через второй вы-
240
прямительный мост, поэтому мгновенные значения токов
iH=idl=id2( также и средние значения токов связаны со-
отношением In = Idi=Id2 = 3h.
В выпрямителях рис. 6.16 применяют схемы подключе-
ния комплектов через трансформатор с двумя вторичными
обмотками, одна из которых соединена в треугольник,
а другая в звезду. Равенство средних значений выходных
Рис. 6.16. Двенадцатипульсные составные выпрямители с последова-
тельным (а) н параллельным (б) включением мостов
напряжений Udi = Ud2 обеспечивается выбором числа вит-
ков вторичных обмоток, соединенных в звезду и треуголь-
ник по соотношению W2JW2X — КЗ.
Система вторичных напряжений а, Ъ, с сдвинута отно-
сительно системы вторичных напряжений («', Ь', (?) на
угол 30°. Поэтому и выходные напряжения вентильных
комплектов «л и Ud2 сдвинуты на 30 °, временные диаграм-
мы этих напряжений приведены на рис. 6.17. При сумми-
ровании этих напряжений на нагрузке в схеме рис. 6.16, а
получаем напряжение ип, показанное на рис. 6.17 и имею-
щее пульсации с частотой <вп= 12<осетИ- Коэффициент пуль-
сации в соответствии с (5.3) при т—12 равен </=0,014,
следовательно, качество выходного напряжения лучше,
чем у мостовой схемы, рассмотренной в § 6.5. Обратное
напряжение на вентилях равно амплитуде линейного на-
пряжения на вторичных обмотках трансформатора, при
учете (6.10) С/Обр= 1,05(7^1,2=0,525С/Н. Схема рис. 6.16, а
широко применяется в выпрямителях с высокими значе-
ниями выходного напряжения.
При больших значениях выходного тока применяется
16—73	241
схема рис. 6.16,6, в которой вентильные мосты подключе-
ны к нагрузке параллельно. Через нагрузку протекает сум-
ма токов двух мостов: iH=iai+id2- Та же зависимость свя-
зывает и средние значения токов: ZH=Zrfl-f-/rf2=6/a.
За счет фазового сдвига на 30° мгновенные значения
напряжений ndI и Наг не равны (см. рис. 6.17), разница
между ними wyp=Hdi—tid2 приложена к реактору Lv. Мгно-
венное значение напряжения на нагрузке показано на
рис. 6.17:
Среднее значение напряжения на нагрузке {7н=(Лп =
— Ud2—2,34E2, где Е2 — действующее значение фазового
напряжения на вторичных обмотках трансформатора. Как
и в трехфазном мостовом выпрямителе, в схеме рис. 6.16, б
£Л>бр= 1,051/н. Качество выходного напряжения в схемах
с параллельным и последовательным соединением мостов
(рис. 6.16) идентично.
На рис. 6.17 показаны
также токи вторичных
обмоток обоих комплектов
(они имеют одинаковую
форму в каждой из схем
рис. 6.16). При соедине-
нии вторичных обмоток в
звезду ток i(2)i соответст-
вует рис. 6.11,6. Ток в об-
мотках, соединенных в
треугольник, имеет пря-
моугольную форму, пока-
занную на рис. 6.17 (ток
12(2)). В первичную обмот-
ку трансформируется сум-
ма токов обеих вторичных
обмоток. Временная ди-
аграмма тока t‘i приведе-
на на рис. 6.17; она пред-
ставляет собой ступенча-
тую фигуру, больше при-
ближающуюся к синусо-
Рис. 6.17. Временные диаграм-
мы напряжений и токов в две-
надцатипульсных выпрямите-
лях
242
иде, чем первичные токи ранее рассмотренных преобразова-
телей. Поэтому 12-пульсные преобразователи по отноше-
нию к сети являются нагрузкой, свойства которой близки
к линейной. Преимущества такой формы первичного тока
показаны в гл. 7.
Таким образом, в составных 12-пульсных преобразова-
телях рис. 6.16 достигается не только увеличение мощно-
сти, отдаваемой в нагрузку по сравнению с мощностью од-
ного комплекта, но и улучшается гармонический состав
выходного напряжения и тока, потребляемого из сети. Эти
преимущества обусловили весьма широкое применение со-
ставных 12-импульсных преобразователей в области боль-
ших мощностей.
В табл. 6.1 обобщены сведения о вентильных преобра-
зователях различных типов.
Таблица 6.1. Основные показатели выпрямителей
(/?£-нагрузка, а=0)_______________________________
№ рисунков	Тип выпрямителя	Пульс- ность т	Число* венти- лей	<к	а"	ГобР	, и
							
6.1, а	Однофазный нуле- вой	2	2	0,67	0,50	3,14	1,34
5.4, а	Однофазвый мо- стовой	2	4	0,67	0,50	1,57	1,Н
6.9, а	Трехфазиый нуле- вой	3	3	0,25	0,33	2,09	1,34
6.11, а	Трехфазный мо- стовой	6	6	0,06	0,33	1,05	1,05
6.15, а	Двойной трехфаз- ный с уравнитель- ным реактором	6	6	0,06 0,014	0,17 0,33	2,09 0,52	1,26
6.16, а	12-пульсный	12	12				1,05
6.16, б		12	12	0,014	0,17	1,05	1,05
» Указано минимальное число		вентилей (без последовательного и параллель-					
лого соединения).
6.7. РЕВЕРСИВНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ И НЕПОСРЕДСТВЕННЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Реверсивными называются преобразователи, позволя-
ющие изменять полярность постоянного напряжения и то-
ка в нагрузке. Реверсивные преобразователи используют-
ся, главным образом, в электроприводе для изменения на-
правления вращения двигателей постоянного тока.
16*
243
Структурная схема реверсивного выпрямителя при-
ведена на рис. 6.18, а. Преобразователь состоит из двух
вентильных комплектов ВК1 и ВК2, подключенных к на-
грузке встречно-параллельно. Каждый из комплектов мо-
жет быть построен на основе любой рассмотренной схемы
управляемых выпрямителей (см. § 6.1—6.6). При работе
Рис. 6.18. Реверсивный преобразователь (а) и диаграммы токов и на-
пряжения в нагрузке и углов управления комплектов при реверсе (б)
ВК1' ток в нагрузке протекает в положительном направле-
нии. При работе ВК2 полярность тока изменяется на про-
тивоположную.
В зависимости от способа управления вентильными ком-
плектами реверсивные преобразователи бывают двух ви-
дов:
1. Реверсивные преобразователи с раздельным управле-
нием, при котором управляющие импульсы приходят толь-
ко на один из комплектов, проводящих ток. Импульсы уп-
равления на второй комплект в это время не подаются,
и его вентили заперты. Реактор Ly в схеме может отсут-
ствовать.
2. Реверсивные преобразователи с согласованным уп-
равлением, при котором импульсы управления поступают
одновременно на вентили обоих вентильных комплектов
с определенным согласованным углом управления: cti =
= 180°—аг, где cti и сс2 — углы управления BKJ и ВК2 со-
ответственно. В схеме рис. 6.18 имеется реактор Ly.
Рассмотрим работу реверсивного преобразователя при
раздельном управлении, предположив, что нагрузкой вмес-
то R является двигатель постоянного тока М с независимым
244
возбуждением (рис. 6.18, а). При отпирании ВК1 (он<90°)
полярность напряжения и направление тока соответствуют
указанным на рис. 6.18, а. Для реверсирования тока в
момент t\ (рис. 6.17,6) снимаем импульсы управления
с ВК1. При этом ток 1н спадает до нуля со скоростью, опре-
деляемой индуктивностью сглаживающего дросселя LH.
Спустя время паузы, достаточное для прекращения тока /н,
при t=tz подаем отпирающие импульсы на ВК2 с углом уп-
равления И2>90°. В силу инерции двигателя с нагрузкой
частота вращения п и напряжение на якоре Е за время па-
узы практически не изменяются. Так как при а2>90° ВК2
работает в инверторном режиме, двигатель Переходит в ге-
нераторный режим, т. е. выступает в роли источника энер-
гии. Ток Id2 ВК2 создает в машине тормозной момент, что
приводит к быстрому снижению скорости п и ЭДС в цепи
якоря Е. Торможение двигателя с возвратом в питающую
сеть энергии, запасенной во вращающихся массах, назы-
вается рекуперативным. Скорость убывания угла управле-
ния аг при торможении часто выбирают такой, чтобы ин-
вертирование в условиях снижающегося Е проходило при
номинальном токе /<i2.
При t—tz угол управления «2=90°, скорость п=0,
£=0, т. е. двигатель останавливается. Продолжая умень-
шать а2, разгоняем двигатель до номинальной скорости
в противоположном направлении (момент Ц). При этом
ВК2 работает в выпрямительном режиме и полярность вы-
ходного напряжения изменяется на обратную.
Для торможения двигателя теперь надо снять импульсы
управления с ВК.2 и, выждав паузу, включить ВК1 в инвер-
торном режиме при ai>90°. На интервалах 0—ti (рис.
6.18,5) ВК1 работает в выпрямительном режиме, на ин-
тервале /2—13 ВК2—в инверторном режиме, а на интерва-
ле /3—ВК2 работает выпрямителем и т. д.
При раздельном управлении между интервалами рабо-
ты ВК1 и ВК2 необходима бестоковая пауза, в течение ко-
торой восстанавливаются запирающие свойства тиристоров.
При отсутствии паузы возможно образование короткозамк-
нутого контура из-за одновременного включения ВК1
и ВЕ2. Необходимыми элементами систем управления ре-
версивными преобразователями с раздельным управлением
являются датчики тока нагрузки, которые позволяют точно
зафиксировать момент спада тока к нулю и исключить воз-
можность короткого замыкания вентилей преобразователя.
При согласованном управлении управляющие импульсы
245
подаются одновременно на ВК1 и ВК2, причем для углов
управления комплектов выполняется равенство сс|+«2=
= 180°. Один из комплектов работает в выпрямительном
режиме, другой в это же время — в инверторном режиме.
Выходные ЭДС комплектов равны, но противоложны по
знаку при учете показанных на рис. 6.18, а стрелок, ука-
зывающих принятую за положительную полярность Edl и Ed2:
£di == Edo cos = Ed0 cos (n— a2) =— Ed0 cos a2 =— Ed2.
Поскольку ЭДС BK1 и BK2 направлены навстречу
и равны, постоянный ток в контуре, включающем оба ком-
плекта, отсутствует при любом значении напряжений. Од-
нако мгновенные значения и<ц и ud2 отличаются друг от
друга за счет разницы углов управления оц и а2. Разность
мгновенных значений напряжений прикладывается к урав-
нительному реактору Ly, выполняющему примерно ту же
функцию, что и в схемах рис. 6.15, а, 6.16, б.
Допустим, что из-за увеличения момента на валу дви-
гателя он начинает тормозиться, скорость п и ЭДС Е умень-
шаются. Тогда Есц>Е и в цепи якоря увеличивается ток
ВК1. Этот ток будет создавать дополнительный вращаю-
щий момент, и двигатель ускорится. В результате двигатель
будет работать в установившемся режиме, когда его вра-
щающийся момент равен моменту сопротивления на валу.
При этом ВК1 работает в выпрямительном режиме, ВК2
закрыт, поскольку |£d2|>£.
При уменьшении угла управления ctj возрастет ЭДС ВК1
Ed\, следовательно, растут ток, вращающий момент двига-.
теля, его скорость и ЭДС £. При резком увеличении угла
а( противо-ЭДС якоря £ окажется больше, чем Ed\, и будет
препятствовать прохождению тока через тиристоры ВК1,
ток Id\ спадет к нулю. Затем в работу вступит ВК.2, у кото-
рого при соответствующем уменьшении а2 = л—си выход-
ная ЭДС |£,721 уменьшилась. При этом комплект В К. 2 ра-
ботает инвертором и ток /й2, протекая через машину в ука-
занном на рис. 6.18,а направлении, создает тормозной мо-
мент, скорость снижается и уменьшается значение £. При
согласованном управлении нагрузка оказывается как бы
зажатой между двух источников напряжения £<д и Ed2,
ведущих нагрузку.
Если значение £ увеличивается сверх заданного значе-
ния, E>Ed (например, при уменьшении момента сопротив-
ления на валу), машина будет отдавать энергию через один
из вентильных комплектов (в зависимости от направления
246
вращения), работающий как инвертор, если же Е снижает-
ся, то двигатель получает энергию от другого вентильного
комплекта, работающего как выпрямитель. Таким образом,
в реверсивном преобразователе с согласованным управле-
нием напряжение на нагрузке следует за средним значе-
нием внутренней ЭДС вентильных комплектов.
Рассматриваемая схема рис. 6.18, а может работать в циклическом
режиме, при котором внутренняя ЭДС преобразователя будет изменять-
ся по синусоидальному закону. В таком случае получаем непосредствен-
ный преобразователь частоты (НПЧ). Рассмотрим работу НПЧ с раз-
дельным управлением вентильными комплектами. Внутренняя ЭДС обо-
их комплектов в соответствии с (6.2)
Ен = frfocosaj (для ВК1)‘, Ен=— Еаосо$а2 (для В1(2).
Для того чтобы выходная ЭДС преобразователя изменялась по си-
нусоидальному закону £'n=v£dosin й)ВЫх<, необходимо изменять углы
управления вентильных комплектов по закону.
ах = arccos (v sin <овых I) для ВК.1-,
а2 = arccos (— v sin совЫХ t) для BI(2,
где коэффициент v задает значение выходного напряжения.
На рис. 6.19 показаны кривые выходной ЭДС, выходного тока
1И НПЧ и изменения углов управления ВК1 и ВК2.
Рис. 6.19. Временные диаграммы токов, напряжений и углов управле-
ния в непосредственном преобразователе частоты с раздельным уп-
равлением (/вых= 16,67 Гц)
24?
Из-за индуктивного характера нагрузки ток нагрузки отстает от на-
пряжения Е„ на угол ф. Поэтому ВК1 работает в выпрямительном ре-
жиме ВР от момента вступления его в работу до момента ft, после чего
угол управления «|>90о и внутренняя ЭДС ВК/ изменяет знак. ВК1
начинает работать в инверторном режиме ИР, а энергия, запасенная
в реактивных элементах цепи нагрузки, возвращается в питающую
сеть. При t=tz ток нагрузки спадает к нулю, вступает в работу ВК2
в выпрямительном режиме и ток начинает нарастать, но уже в проти-
воположном направлении. Энергия запасается в реактивных элементах
нагрузки. В момент ts направление внутренней ЭДС ВК2 изменяется
(а2>90°), но ток продолжает течь в прежнем направлении и ВК2 ра-
ботает в инверторном режиме.
На рис. 6.19 видно, что мгновенные значения внутренних ЭДС ВК1
и ВК2 имеют пульсации, которые увеличиваются при снижении отноше-
ИИЯ /сети/faux. При питании НПЧ от сети промышленной частоты диа-
пазон выходных частот простирается от 0 до 20—25 Гц. Выше этих ча-
стот качество выходного напряжения ухудшается, а при /вых>50 Гц
работа НПЧ становится невозможной: при таких частотах вентили
должны выключаться несколько раз за период выходной частоты, а при
естественной коммутации однооперационных тиристоров это неосущест-
вимо. НПЧ с трехфазным выходом создается иа основе трех НПЧ с од-
нофазным выходом (рис. 6.18,а), взаимный сдвиг выходных напряже-
ний обеспечивается системой управления.
НПЧ находят применение в электроприводах на основе асинхронных
и синхронных машин, а также для питания ряда мощных электротер-
мических и электротехнологических установок.
Мощность реверсивных преобразователей и НПЧ в настоящее вре-
мя достигает нескольких десятков мегаватт и выше.
6.8. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
Изменение мощности, подводимой к потребителям пе-
ременного тока промышленной частоты, осуществляют с по-
мощью регулируемых преобразователей переменного на-
пряжения (рис. 6.20, о). Преобразователь состоит из двух
встречно-параллельно включенных тиристоров.
В зависимости от способа управления преобразователем
(закона формирования управляющих импульсов для отпи-
рания тиристоров) возможны два способа регулирования:
широтно-импульсный и фазовый.
При широтно-импульсном регулировании на понижен-
ной частоте оба тиристора находятся во включенном и вы-
ключенном состоянии в течение интервалов, больших, чем
248
Рис. 6.20. Регулируемый преобразователь переменного напряжения:
а — схема; б — временные диаграммы при широтно-импульсном и е—д — при фа-
зовом регулировании
период частоты питающего напряжения, т. е. преобразова-
тель работает в режиме «включено — выключено» (рис.
6.20,6). При подаче управляющих импульсов на тиристо-
ры они пропускают обе полуволны напряжения в нагрузку
и выполняют роль ключа, проводящего ток в двух направ-
лениях. При снятии управляющих импульсов с тиристоров
они не включаются: ключ разомкнут, напряжение и ток в на-
грузке равны нулю. При редком включении и отключении
нагрузки преобразователь выполняет функцию бесконтакт-
ного пускателя для подключения различных потребителей:
двигателей, электротермических установок и т. д. При пе-
риодическом включении и отключении ключа появляется
возможность регулирования мощности в нагрузке за счет
изменения длительности включенного состояния тиристоров
?вкл относительно периода повторения циклов Т: y=tSwlT.
Средняя за период Т мощность в нагрузке
Л. ~ Рптах Т.
где РПтах — мощность в нагрузке при отсутствии регули-
рования.
Подобное регулирование мощности осуществляется, на-
пример, в электрических печах, имеющих большую тепло-
вую постоянную времени.
249
При фазовом регулировании изменяют фазу импульсо!
управления относительно момента естественного отпиранй!
вентилей, при этом также регулируется длительность под
ключения нагрузки к питающей сети (рис. 6.20, в—д), н<
эта длительность не превышает половину периода частоть
сети. Этот способ позволяет получить более плавную и бы
стродействующую регулировку мощности и используется
в сварочных аппаратах, для регулирования освещения, уп
равления асинхронными двигателями, регулирования на
пряжения на первичной стороне трансформатора в высоко-
вольтных выпрямителях, выполненных на диодах.
Рассмотрим работу преобразователя переменного на4
пряжения с фазовым управлением при активной нагрузке
(Zh=Rh). При положительной полуволне напряжения сети
ес вентиль V2 оказывается под обратным напряжением,
и пропускать ток не может. Тиристор VI находится под
прямым напряжением и отпирается в момент 0=а (рис.
6.20, в), при этом нагрузка подключается к сети и пн=ес.
Напряжение ин возрастает скачком, ток повторяет форму
напряжения. В момент 0=л полярность напряжения сети
меняется, ток спадает к нулю и тиристор VI запирается.
До отпирания V2 в момент 0==л+а напряжение и ток в на-
грузке отсутствуют. При подаче в момент 0=л + а управля-
ющего импульса на V2, он отпирается, напряжение на на-
грузке Un вновь становится равным напряжению сети иа=
=ес. В момент 0=2л происходит запирание V2. При ра-
боте VI, V2 мощность передается из сети в нагрузку. При
запертых тиристорах мощность от сети не потребляется.
Мощность в активной нагрузке можно рассчитать через .
действующее значение напряжения на нагрузке Un:	j
Рп = U2„/R„,
/Л
— С (j/2EcsinO)M0 =
вЗТ J
г	а
г? -« /	1 ос । sin 2сс	/л «
= £cV 1----------+—-------- .	(6.13)
|	л 2л
При увеличении угла управления интервал передачи
мощности от сети к нагрузке и—л уменьшается, мощность
в нагрузке падает. Регулировочная характеристика преоб-
разователя переменного напряжения С7ц=/(а) приведена
для активной нагрузки на рис. 6.21,
250
Если нагрузка активно-
индуктивная (Z„ —	+
4/(i)Lh), то индуктивность
нагрузки препятствует рез-
ким изменениям тока и за-
тягивает длительность про-
текания тока через тиристор
Х>л—а. На рнс. 6.20, г при-
ведены временные диаграм-
мы напряжений и токов в
преобразователе при а><р,
где <p=arctgcoLl(/RH.
В момент 0=а управля-
ющий импульс подается на
Рис. 6.21. Регулировочные харак-
теристики преобразователя пере-
менного напряжения
V/, он открывается, на нагрузке устанавливается напряже-
ние пн=ес и начинает нарастать ток нагрузки iH=ia=ic.
На интервале а—л мощность передается из сети в нагрузку
и частично запасается в индуктивности. В момент 0=л на-
пряжение сети изменяет свой знак, но индуктивность LH
задерживает уменьшение тока и VI остается открытым. На-
чиная с момента 0=л направления напряжения и тока
в нагрузке противоположны (см. рис. 6.1, в), т. е. индуктив-
ность цепи нагрузки отдает накопленную энергию. В мо-
мент 0=а-|-Х энергия в индуктивности исчерпана, ток
/н=0. До включения V2 следует бестоковая пауза (режим
прерывистого тока). В момент 0=л-|-а управляющий им-
пульс подается на вентиль V2, на интервале (л-|-а)—2л
энергия снова передается из питающей сети в нагрузку.
При увеличении угла управления о интервал, на кото-
ром энергия передается в нагрузку, будет уменьшаться
и действующее значение напряжения на нагрузке будет
снижаться.
При уменьшении угла управления интервал, на котором
в нагрузку передается энергия из сети, возрастает, при
а=(р напряжение на нагрузке в течение всего периода
и„=ес и бестоковая пауза в нагрузке исчезает. Ток на-
грузки имеет синусоидальную форму и сдвинут относитель-
но напряжения на угол <р, тиристоры открыты поочередно
в течение X—л и нагрузка накоротко подключена к сети.
Таким образом, в режиме непрерывного тока управляющее
действие преобразователя теряется.
При дальнейшем уменьшении а<<р изменить величину
и форму тока невозможно, так как в любой момент вре-
мени нагрузка связана с сетью. Ток через VI начинает про-
251
текать в момент 0=<р, а через V2 — в момент 0=n+q>.. Дл<
нормальной работы преобразователя необходимо, чтоб’,
в эти моменты на указанных вентилях были управляющие
импульсы, которые, следовательно, должны иметь достаточ
ную длительность. В противном случае вентиль не откроет
ся и работа преобразователя нарушится. В процессе работ;,
характер нагрузки изменяется, меняется и угол <р, поэтому
для предотвращения срыва работы преобразователя пр г
подаче импульсов управления в моменты а<<р система уп
равления формирует длинные импульсы (см. рис. 6.20, д)
Тиристоры в этом режиме включаются не в моменты по-
дачи импульса, а в моменты перехода тока через нуль. По-
этому область углов а<<р не может быть использована для
регулирования напряжения в нагрузке. Регулировочные ха
рактеристики преобразователя переменного напряжение
при работе на активно-индуктивную нагрузку приведены не
рис. 6.21. При работе на индуктивную нагрузку <р=л/2 и об-
ласть регулирования напряжения на нагрузке охватывает
углы управления а=л/2—л. В этом случае импульсы уп-
равления должны иметь длительности не менее л/2.
Действующее значение напряжения на нагрузке при ра-
боте на активно-индуктивную нагрузку
-1- j (V2 Ес sin б)2 de .
а
Это напряжение зависит не только от напряжения сети
и угла управления, но и от характера нагрузки: чем боль-
ше угол <р, тем больше затягивается интервал прохождения
тока через тиристор X, тем большее время напряжение на
нагрузке повторяет напряжение сети и тем больше Ua. За-
висимость выходного напряжения от характера нагрузки
характерна для работы преобразователей в режиме преры-
вистого тока (см. § 6.2.2).
Для расчета параметров тиристоров, необходимых для
их выбора, следует знать параметры нагрузки: наибольшие
ток и напряжение. Средний ток через тиристор рассчитыва-
ем по режиму наибольшего тока через нагрузку в режиме
а=(р и считаем, что iH имеет синусоидальную форму, тогда
га = — [V2 /н sin ede = 0,457н = °’45Сс .
2л J	|гн|тгп
252
Максимальное напряжение на тиристоре равно ампли-
туде ЭДС сети:
Uo5p = Г2£С.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
6.1.	По каким соотношениям рассчитывают действующие и средние
значения несинусоидальных напряжений и токов?
6.2.	Нарисовать временные диаграммы, написать и вычислить ин-
тегралы, связывающие Ed и Е2, 12 и Id в однофазном управляемом вы-
прямителе при а=45° и активной нагрузке, при активно-индуктивной
нагрузке в режиме непрерывного тока.
6.3.	Нарисовать временные диаграммы Ud, id, uz, iz в однофазном
управляемом выпрямителе (активно-индуктивная нагрузка) при а=120°
и зависимом инверторе при а=120°. Объяснить различие в этих диа-
граммах.
6.4.	Вывести уравнение регулировочной характеристики однофазно-
го преобразователя при активной нагрузке и при активно-индуктивной
нагрузке (режим непрерывного тока), объяснить различие в величинах
Еа при одинаковом угле управления.
6.5.	Объяснить процессы коммутации в однофазном управляемом
выпрямителе и ведомом инверторе, вывести уравнение внешней харак-
теристики выпрямителя и входной характеристики инвертора. Почему
первая из них при увеличении Id имеет падающий характер, а вторая—
возрастающий (объяснить с помощью временных диаграмм ud)f
6.6.	Как можно регулировать мощность, передаваемую через инвер-
тор? Почему ограничивается максимальное значение угла а (минималь-
ное значение угла 0) ?
6.7.	Построить кривую анодного напряжения вентиля в однофаз-
ном выпрямителе при а=60° в режиме непрерывного тока и в режиме
прерывистого тока нагрузки (R и /?£-нагрузка), объяснить скачки
в кривой.
6.8.	Какой ток 1а и напряжение Ud в нагрузке можно получить
в трехфазном нулевом выпрямителе, собранном на трех вентилях 10-го
класса, рассчитанных на средний ток 1000 А каждый?
6.9.	Нарисовать временные диаграммы, написать и вычислить инте-
гралы, связывающие напряжения Ed и Е2, токи /а и Id, Ii и 1а в трех-
фазном нулевом и мостовом выпрямителях с /?£-нагрузкой.
6.10.	Объяснить влияние индуктивности рассеяния на процессы
в трехфазных выпрямителях. Вывести формулу внешней характеристики
трехфазного нулевого выпрямителя.
6.11.	Объяснить форму кривой первичного тока трехфазного нуле-
вого н мостового выпрямителей. Какое влияние на форму первичиогб
тока оказывает угол управления и коммутационные процессы?
253
6.12.	Построить временные диаграммы иа, й, «а, it трехфазного ну]
левого выпрямителя при а=60° (режим непрерывного тока нагрузкиМ
6.13.	Объяснить принцип действия выпрямителя по схеме ри^
6.15,0 и кривые выходного напряжения, напряжения на уравнительной
реакторе н первичного тока.
6.14.	Объяснить, как получены цифровые данные в трех нижии(
строках табл. 6.1.
6.15.	Нарисовать временные диаграммы, написать и вычислить шч
тегралы, связывающие в преобразователе переменного напряжения дей<
ствующие значения UE и Ес, среднее значение анодного тока /а и дейи
ствующее значение тока в нагрузке 1И при а=^0 и активной нагрузку
Как изменятся эти выражения при активно-индуктивной нагрузке?
6.16.	Объяснить регулировочную характеристику преобразователе
переменного напряжения при активной, активно-индуктивиой и чнстс
индуктивной нагрузках. Почему в преобразователях данного типа им.
пульсы управления должны быть широкими?
Глава седьмая
ВЛИЯНИЕ ВЕНТИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
НА ПИТАЮЩУЮ СЕТЬ
7.1. КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ ВЕНТИЛЬНЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Во многих электрических сетях и системах вентильный
преобразователи являются одним из основных видов на)
грузки. Преобразователь является для сети нелинейной на^
грузкой, и его работа оказывает влияние на режимы раб<*
ты сети, особенно если мощности преобразователя и сета
соизмеримы. Поэтому при проектировании как электричеа
ких сетей, так и вентильных преобразователей необходим^
учитывать влияние преобразователей на питающую сеты
Только в этом случае создаются установки с высокими тем
нико-экономическими показателями. Данный вопрос при
влекает большое внимание как специалистов в обласи
электроэнергетики и электротехники, так и разработчики!
преобразовательных устройств и требует их совместной pJ
боты.	J
В общем виде вентильный преобразователь как нагру!
ка сети может быть охарактеризован коэффициентом лгсчЛ
цости:	,1
X = P/S,	(7.1
254
где Р—активная мощность, потребляемая преобразовате-
лем из сети; S — UiK— кажущаяся или полная мощность,
потребляемая из сети; Ui и Л — действующие значения на-
пряжения сети и потребляемого тока.
Активная мощность Р=Рн+Рп, где Рк — активная мощ-
ность нагрузки, характеризующая полезный эффект пре-
образования энергии; Рп — мощность потерь в преобразо-
вателе. Иначе можно записать Р=Рп/т\, где т] — КПД пре-
образователя. Поскольку КПД преобразователя обычно
высок, Р^РН.
Кажущаяся мощность S определяется действующими
значениями напряжения и тока в питающей сети. Высокие
значения S требуют увеличения установленной мощности
сети, в том числе трансформаторного оборудования, увели-
чения сечения проводов, повышения прочности изоляции.
Поэтому при создании вентильных преобразователей ста-
вится задача повышения их коэффициента мощности в пре-
деле до значения %—1.
Все сказанное выше относится не только к вентильным
преобразователям, но и к любым другим нагрузочным эле-
ментам электрических сетей. Для выявления особенностей
вентильных преобразователей как нелинейной нагрузки се-
ти сопоставим процессы энергообмена нагрузки и сети для
линейных нагрузок и вентильных преобразователей.
При работе на активную линейную нагрузку
(рис. 7.1,0) ток А и напряжение щ синфазны, их поляр-
ность совпадает в любой момент времени и энергия посто-
янно передается из сети в нагрузку (рис. 7.1,6). Кривая
мгновенной мощности р=щц (рис. 7.1, в) однополярна.
Рис. 7.1. Схема и кривые тока, напряжения и мгновенной
мощности при работе источника (сети) переменного напря-
жения на активную нагрузку
255
из Kypc|g
(7-d
i
Активная мощность по определению, известному
тоэ,
т
Р = f «1 '1
Z j
о
где Т — период повторения, следовательно,
Л
Р = -i- J /2 Ui sin е J/21i sin 6d0 = t/j 4,
0
таким «образом, P=S, а коэффициент мощности ft=l. -
При работе на активно-индуктивную нагрузку (рис«
7.2, а) в кривых напряжения щ и тока п (рис. 7.2, б) можн<з
выделить интервалы /2—ts и Ц—ts, когда полярность на^
пряжения и тока совпадают, энергия передается из сетйй
в нагрузку, значения мгновенной мощности p—Uih (рис;
7.2, в) на этих интервалах положительны. На интервала^
ti—t2 и /з—/4 полярности напряжения тока противополож
ны, нагрузка возвращает энергию в сеть, значения мгно,
венной мощности на этих интервалах отрицательны (риг®
7.2, в). Активную мощность можно определить по вырдВ
жению (7.2) при подстановке in = "|/2J7isin 6 и й=]/2/1)Я
Xsin(6—<р), где угол <p = arctg(wA/^).	Ж
Для уяснения физических процессов рассмотрим эт®
операцию подробнее, для этого представим ток н в виде сумЖ
мы двух составляющих: тока До, синфазного напряжении®
Ut, и тока, отстающего от напряжения щ на угол л/2 п.л/®
(рис. 7.2,г):
Ч = h.o + А.л/2 —	cos <р sin 0 4-	л
4-]/2/г sin <p sin (6 — л/2).	Я
Кривая мгновенной мощности p—uiii также может был®
представлена в виде суммы	j
Р = Ро + РЯ/2 = М1,о + «1 Ч.л/2-	(7-Я
Кривые ро(6) и рл/2 (6) приведены на рис. 7.2, д и 3®
Найдем активную мощность по (7.2) с учетом (7.3): ®К
л	я
Р = — f щ tj d6 = — f V2 Ui sin 6 У2/j cos <p sin OdO +
3T -I	JT	I
°	°	 s®
л	«(J
— C V2 иг sin 6]/2/j sin о sin (0-— j d6.
л ,)	‘	\	2 /	1
0
256
Рис. 7.2. Схема и кривые тока,
напряжения и мгновенной
мощности при работе источни-
ка (сети) переменного напря-
жения иа активно-индуктивиую
нагрузку
Рис. 7.3. Схема и кривые тока,
напряжения и мгновенной
мощности при работе источни-
ка (сети) переменного напря-
жения на неуправляемый вы-
прямитель
Результат интегрирования второго слагаемого равен ну-
лю, так как кривая рп/2 не имеет постоянной составляющей
и характеризует бесполезный обмен энергией между сетью
и нагрузкой. Таким образом,
п
Р — — С u. i 0 d0 = t7j Zj cos ср,
л J
о
т. е. передача в нагрузку активной мощности обусловлена
17—73
257
только синфазной составляющей тока it 0. В соответствий
с (7.1)
X = t/i 71 cos «p/C/i 7Х = cos <р.	(7.4)
Нагрузка потребляет от сети не только активную, но
и реактивную мощность;
q^Vs^—p2 :
Рассмотрим теперь работу сети на нелинейную нагрузку.
На рис. 7.3, а показано подключение к сети неуправляе-
мого однофазного выпрямителя с /?£-нагрузкой. Полагаем,
что индуктивность в цепи нагрузки выпрямителя велика,
пренебрегаем коммутационными процессами в вентильном
комплекте. На рис. 7.3, б показаны кривые напряжения се-
ти щ и потребляемого выпрямителем тока it, имеющего фор-
му разнополярных прямоугольных импульсов. Для нахож-
дения активной мощности в этой схеме достаточно восполь-
зоваться выражением (7.2), однако для рассмотрения
физических процессов энергообмена между сетью и нагруз-
кой представим ток Ч в виде разложения в ряд Фурье:
оо
Ч = Чл + Ч.., + 4.5 + ... = 2 V2/fcsin Я (7.5)
fc=1.3,5
где У],* — действующее значений k-R гармоники тока Ц.
На рис. 7.3, в показана 1-я гармоника тока, потребляе-
мого выпрямителем из сети, iltl, а на рис. 7.3, г — сумма
высших гармонических составляющих того же тока Ч,в==
co
— 2	Ч,*. Кривая мгновенной мощности также может
fe=3,5.7...
быть разделена на два слагаемых:
Р = «1 Ч = «! 4.1 + «! Ч.в = Р1 + Рв.
Указанные составляющие кривой мгновенной мощности
представлены на рис. 7.3, д и е.
Найдем активную мощность по (7.2), учитывая (7.5)}
п	л
р = -2 J «1 ч «70 =	J К27/1 sin 0)^271,1 sin 0<70 4-
о	о
Л	/ ОО	\
+ -L |’/2T/1sinel 7lftsinfc0|dO.
Результат интегрирования второго слагаемого равен
258
нулю, так как кривая рв не имеет постоянной составляющей
и также характеризует бесполезный обмен энергией между
сетью и нагрузкой. Таким образом,
51
P = -LJU( iU]dO =	z,,
о
где v=7J,i/71 —отношение действующего значения 1-й гар-
моники тока /и к действующему значению тока Д назы-
вается коэффициентом искажения тока ц.
Коэффициент мощности неуправляемого выпрямителя
в соответствии с (7.1)
x = vZ/1/1/t/1Z1==v.	(7.6)
Таким образом, передача в нагрузку активной мощности
обусловлена только 1-й гармоникой тока Zi.i, высшие гар-
монические составляющие вызывают лишь бесполезный об-
мен энергией между сетью и нагрузкой. Кажущаяся мощ-
ность при работе сети на неуправляемый выпрямитель мо-
жет быть представлена в виде
S = ]/P2 + T2,
где Т = U	1—v2 — мощность искажения.
Так же как и реактивная мощность, мощность искаже-
ния вызывает снижение %, нежелательные результаты это-
го снижения были перечислены выше. Кроме того, при
работе преобразователя от сети соизмеримой мощности воз-
никают дополнительные отрицательные эффекты, вызван-
ные искажением тока, потребляемого вентильными преоб-
разователями. Несинусоидальные токи преобразователей
создают на внутреннем сопротивлении сети ограниченной
мощности несинусоидальное падение напряжения, вызы-
вая искажение кривой питающего напряжения.
Несинусоидальиость напряжения сети оказывает небла-
гоприятное влияние на работу многих потребителей энер-
гии: увеличиваются потери в электрических машинах, тран-
сформаторах и сетях, повышается нагрев токоведущих
частей и износ изоляции, снижается надежность работы уст-
ройств автоматики и релейной защиты, ухудшается работа
связи. Поэтому ГОСТ 13109-67 ограничивает возможную
весинусоидальность кривой напряжения сети. Способы сни-
жения вредного влияния вентильных преобразователей на
качество электрической энергии рассмотрены в § 7.3.
Продолжая рассмотрение коэффициента мощности вен-
17*
259
тильных преобразователей, обратимся к наиболее общему
случаю и рассмотрим работу управляемого вентильного
преобразователя с /?й-нагрузкой (по-прежнему полагаем,
что индуктивность в цепи нагрузки выпрямителя велика).
Схема приведена на рис, 7.4, а, а на рис. 7.4, б представле-
ны кривые напряжения щ и тока й, потребляемого одно-
фазным выпрямителем из сети. Ток й имеет несинусоидаль-
Рис. 7.4. Схема и кривые тока и напряжения при работе источника пе-
ременного напряжения на управляемый выпрямитель
ную форму, его 1-я гармоника (рис. 7.4, в) сдвинута отно-
сительно напряжения щ на угол ф=а+у/2, где а — угол
управления выпрямителя; у — угол коммутации. Для на-
хождения активной мощности, потребляемой преобразова-
телем, воспользуемся (7.2). Ранее мы установили, что ак-
тивная мощность передается в нагрузку только синфазной
составляющей 1-й гармоники потребляемого тока:
я
Р =----- I й dd = V’t/j II cos ф.
Л J
0
Следовательно, коэффициент мощности управляемого
выпрямителя
vl7t cos q>
% — ——-------— = V COS ф,
Uih
(7.7)
где первый сомножитель характеризует несинусоидальность
потребляемого тока, а второй — фазовый сдвиг 1-й гармо-
ники тока й. Кажущаяся мощность
S = ]/Р2 + Q2 + Г2,
т. е. вентильные преобразователи потребляют из сети на-
ряду с активной мощностью реактивную мощность по 1-й
гармонике и мощность искажения.
рис. 7.5. Зависимость cos<p=/(£d/£do)
для выпрямителя без нулевого венти-
ля (1), однофазного выпрямителя с
нулевым вентилем и несимметрично-
го двухмостового (2) и четырехмос-
тового (3) выпрямителей
Коэффициент мощности вентильного преобразователя
зависит от его схемы, характера нагрузки и режима работы.
В наиболее типичном для выпрямителя режиме работы на
/?й-нагрузку при непрерывности выходного тока и при лю-
бом числе фаз выпрямителя m выходное напряжение опре-
деляется выражением (6.2)
£d = £docosa,
при выводе которого не учитывались коммутационные про-
цессы (у=0). При этом
cos <р — cos а = EJEd{i.
Зависимость cos q>=f (Ed/Edo) приведена на рис. 7.5
(кривая/). Эта зависимость показывает,что при регулиро-
вании выходного напряжения выпрямителя Ed коэффициент
мощности выпрямителя сильно снижается, что обусловлено
ростом угла управления и реактивной мощности, потреб-
ляемой преобразователем. Низкое значение коэффициента
мощности и его зависимость от режима работы являются
серьезными недостатками выпрямителей с фазовым управ-
лением; возможности устранения этих недостатков рас-
смотрены в § 7.2, 7.3.
Значение коэффициента мощности преобразователя за-
висит также от коэффициента несинусоидальности тока
V. В режиме непрерывного тока нагрузки кривые потребля-
емого тока для различных выпрямительных схем имеют
форму, показанную на рис. 6.2, в; 6.9, б; 6.11,6; 6.15, б и 6.17.
Разложение в ряд Фурье первичного тока выпрямителей
с различным числом фаз m позволяет найти значения v для
этих выпрямителей. Результаты расчетов, выполненных
без учета процессов коммутации, приведены в табл. 7.1.
261
260
Таблица 7.1. Коэффициент искажений v первичного тока
выпрямителей с различным числом т
Схема выпрямителя	№ рисунков	Пульсность т	Коэффициент несинусоидаль- НОСТИ V	(
Однофазная нулевая	6.1, а	2	0,9
Однофазная мостовая	5.4, а	2	0,9
Трехфазная нулевая	6.9, а	3	0,83
Трехфазиая мостовая	6.11, а	6	0,955
Двойная трехфазная с уравнительным реак- тором	6.15, а	6	0,955
Двенадцатипульсная	6.16, а	12	0,9886
»	6.16, 6	12	0,9886
При увеличении числа пульсаций на периоде частоты се*
ти в кривой выходного напряжения выпрямителей, равно-
го числу т, улучшается гармонический состав потребляе-
мого от сети тока и растет v. Это является преимуществом
многофазных преобразователей.
Коэффициент мощности ведомых сетью инверторов мо-
жет быть найден по (7.7). Поскольку в инверторном режиме
а>л/2, то расчет по (7.7) при подстановке <р=а дает от-
рицательное значение %. Это объясняется тем, что активная
мощность не потребляется, а отдается вентильным преобра-
зователем в сеть; обычно знак «—» в (7.7) для инверторов
не учитывается.
Коэффициент мощности ВП других типов определяется
по той же методике, что и для выпрямителей. Для расчета
необходимо проанализировать гармонический состав кри-
вой тока, потребляемого от сети, и рассчитать действующее
значение его первой гармоники. Это позволяет найти коэф-
фициент искажений v. Фазовый сдвиг 1-й гармоники тока
относительно напряжения сети позволяет найти cos <р.
Определим коэффициент мощности регулируемых преобразователей:
перемеииого напряжения, рассмотренных в §6.8. Анализ ограничим слу-
чаем активной нагрузки преобразователя. При широтио-импульсиом
регулировании напряжения (7Вых активная мощность нагрузки
7’н=^ьЛ=^ых/1,	(7-8)
где li — действующее значение тока, потребляемого от сети и протека-
ющего через цепь нагрузки.
Пренебрегаем активными потерями в преобразователе, тогда
Р=Рп и
X = P/S = Дцых 71/6^1 /1 ~ UwrxJUt'	(7.9)
На рис. 6.20,6 представлена форма ыВЫх, форма тока it повторяет
напряжение. Вследствие активного характера нагрузки фазовый сдвиг
тока относительно напряжения сети отсутствует, coscp=l, реактивную
мощность преобразователь не потребляет. Потребляемый от сети ток й
несинусоидалеи, его кривая содержит гармонические составляющие
с частотой ниже частоты сети, низшая из этих гармоник имеет частоту
[=1/Т, где Т — период повторения кривой иВЫх (см. рис. 6.20,6). Таким
образом, мощность искажения при широтном импульсном регулирова-
нии обусловлена наличием низкочастотных составляющих в спектре то-
ка й. Эти искажения кривой тока вызывают снижение коэффициента
мощности v=%.
При фазовом управлении преобразователем переменного напряже-
ния активная мощность нагрузки определяется формулой (7.8), а ко-
эффициент мощности при тех же допущениях находится по (7.9). Одна-
ко составляющие коэффициента мощности теперь иные. Кривая й(0
(см. рис. 6.20, в) сдвинута относительно напряжения на некоторый
угол, зависящий от угла управления а, поэтому coscp=/=l и преобразова-
тель потребляет из сети реактивную мощность. Несинусоидальность то-
ка 1'1 вызывает потребление мощности искажения, v=#l.
Нахождение коэффициента мощности регулируемых преобразовате-
лен при работе иа активио-индуктивную нагрузку требует проведения
более сложных расчетов по методике, изложенной выше.
7.2. ВЕНТИЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПОВЫШЕННЫМ
КОЭФФИЦИЕНТОМ МОЩНОСТИ
В § 7.1 установлено, что управляемые вентильные пре-
образователи известных нам типов обладают весьма низ-
кими значениями коэффициента мощности, особенно при
глубоком регулировании выходного напряжения. Стремле-
ние к устранению этого недостатка привело к разработке
большого числа преобразователей с повышенным коэффи-
циентом мощности. Для того чтобы достичь предельного
значения х=Ь необходимо создать вентильный преобра-
зователь, потребляющий от сети ток синусоидальной формы,
синфазный с напряжением сети. В полном виде такая зада-
ча до настоящего времени неразрешима, однако ряд совре-
менных разработок обеспечивает получение весьма высоких
значений коэффициента мощности. Существующие преобра-
зователи с повышенным коэффициентом мощности можно
разделить на два класса:
1) с естественной коммутацией вентилей;
2) на полностью управляемых вентилях или с искусст-
венной коммутацией однооперационных тиристоров.
263
262
Из числа преобразователей с естественной коммутацией
вентилей рассмотрим выпрямитель с нулевым вентилем.
Однофазная мостовая схема выпрямителя с нулевым (шун-
тирующим) вентилем приведена на рис. 7.6, а, на рис. 7.6,6,
в приведены временные диаграммы напряжений и токов
выпрямителя (полагаем Ья большой). В момент 0=а по-
даются управляющие импульсы на тиристоры VI и V2, ток
Рис. 7.6. Однофазный выпрямитель с нулевым вентилем:
а — схема; б, в — временные диаграммы напряжений и токов
протекает через нагрузку, и к нагрузке приложено напря-
жение Ud(t) =щ (/), при этом полярность иа и направление
id совпадают, следовательно, энергия передается от сети
в нагрузку. Диод Vo заперт приложенным к нему напряже-
нием Ud. На этом этапе процессы в схеме развиваются, как
и в обычном выпрямителе.
В момент 0=л полярность напряжения Ud(t) =Ui(t)
изменяется и открывается шунтирующий диод Vo. Ток на-
грузки замыкается через диод Vo, =io(t) и энергия,
накопленная в индуктивности, рассеивается на сопротивле-
нии RH. При включении диода Vo ток через тиристоры VI
и V2 прекращается и	В момент 0=л+а включа-
ются тиристоры V3 и V4 и процессы в схеме повторяются.
Таким образом, первичный ток ii прерывается при пере-
мене знака напряжения щ. Фазовый сдвиг 1-й гармоники
тока (показана на рис. 7.6, б пунктиром) относительно на-
пряжения сети Ui равен <р = а/2, т. е. меньше значе-
ния <р в обычном выпрямителе при том же угле управ-
ления.
Кривая выходного напряжения выпрямителя Ud имеет
такой же вид, как при работе выпрямителя на активную
нагрузку, и не содержит участков с отрицательным напря-
жением. Среднее значение
264
Ed = -L J1/2 E2 sin ede = Ed0  1 +^os--,
0
что соответствует (6.1). Зависимость cos <p = f(Еа1Еа<>)
для однофазного выпрямителя с нулевым вентилем приве-
дена на рис. 7.5 (кривая 2). Уменьшение длительности про-
текания тока ii уменьшает угол сдвига <р, при этом cos<p
и х повышаются*.
В многофазных схемах выпрямления повышение х дос-
тигается в многомостовых несимметричных схемах. На рис.
7.7, а представлена схема двухмостового выпрямителя.
Рис. 7.7. Двухмостовой несимметричный выпрямитель:
в— схема; б—г — временийе диаграммы токов, потребляемых из сети
Первый из вентильных комплектов ВК1 собран на тиристо-
рах, второй ВК.2 — на диодах. Выходное напряжение вы-
прямителя является суммой выходных ЭДС ВК1 и ВК2-,
его среднее значение с учетом (6.2) равно
“ ^d,BKl "Ь ^d,BK2 = ^ДО.вк C0S а + ^Двк = ^dO	>
где jE'do.BK=-E'do/2 находится по (6 9).
Потребляемый из сети ток й является суммой двух то-
ков: тока iiBKi, потребляемого управляемым комплектом
ВК1, 1-я гармоника которого сдвинута относительно напря-
жения Ui на угол <pi=a (рис. 7.7,6) и тока неуправляемого
* Предлагаем читателю самостоятельно убедиться, что аналогич-
ные результаты можно получить в схеме рис, 5.4, а, в которой VI и
V3 — тиристоры, a V2 и V4 — диоды.
265
комплекта ВК2 Цвкг, 1-я гармоника которого синфазна на-
пряжению щ (рис. 7.7, в) (длительность коммутационных
процессов считаем равной нулю). Результирующий ток, по-
требляемый двухмостовым выпрямителем из сети, показан
на рис. 7.7, г, фазовый сдвиг его 1-й гармоники относительно
напряжения <р=а/2. Зависимость cos ^=f(EdIEdo) для
схемы рис. 7.7, а приведена на рис. 7.5 (кривая 2) и пока-
зывает, что в схеме достигается такое же повышение коэф-
фициента мощности, как и в однофазной схеме с нулевым
вентилем рис. 7.6, а.
На рис. 7.8 приведена схема четырехмостового несимметричного
выпрямителя, выходное напряжение которого равно сумме выходных
напряжений четырех вентильных комплектов: управляемых ВК1 и В КЗ
266
и неуправляемых ВК2 и ВК4. На ВК1 подают управляющие импульсы
с углом управления он, а иа ВКЗ— с углом управления аз. Среднее
значение выходной ЭДС четырехмостового выпрямителя равно с учетом
(6.2)
~	+ £</ВК2 + £f/BK3 + £dBK4
„ 2 + cos at + cos a3
= Eao I
где Ем—4£doBK-
Ток, потребляемый преобразователем из сети, состоит из суммы то-
ков, потребляемых четырьмя вентильными комплектами, при этом то-
ки, потребляемые ВК2 и ВК4, ие имеют фазового сдвига относительно
напряжения, а токи ВК1 и ВКЗ сдвинуты иа углы q>t=ai игрз=а3 соот-
ветственно.
При £d>£do/2 выходное напряжение регулируется путем измене-
ния угла управления ВК1 <хь а угол управления ВКЗ а3=0. Фазовый
сдвиг основной гармоники тока, потребляемого четырехмостовым вы-
прямителем из сети, вызван фазовым сдвигом тока ВК1 на угол q>i=ai.
Путем несложных вычислений можно получить
sin а.
<р = arctg —------.
3 4- cos a*
При Ed<E,-.ol2 выходное напряжение выпрямителя регулируется с по-
мощью изменения угла управления ВКЗ а3, угол управления ВК1 ai—
(при пренебрежении коммутационными процессами и рассмотре-
нии идеальных вентилей aimax=n). Фазовый сдвиг основной гармоники
тока, потребляемого четырехмостовым преобразователем из сети, равен
в этом режиме <р=аз/'2.
На рис. 7.5 (кривая 3) представлена зависимость cos <р = f (Еа/Ело)
для четырехмостовой схемы выпрямителя рис. 7.8, которая показывает,
что этот выпрямитель обладает повышенными значениями коэффициен-
та мощности.
Повышение коэффициента мощности с помощью много-
мостовых несимметричных выпрямителей широко применя-
ется при использовании преобразователей большой мощно-
сти, где оправдано использование составных схем выпрям-
ления (см. § 6.6). Разработано большое число подобных
преобразователей и режимов управления ими. Достоинст-
вом подобных способов повышения коэффициента мощности
является то, что силовые схемы преобразователей при этом
не содержат дополнительных элементов и капитальные за-
траты на создание таких преобразователей не увеличива-
ются по сравнению с симметричными преобразователями
той же мощности.
267
Однако в вентильных преобразователях с естественной
коммутацией вентилей недостижима полная синфазность
основной гармоники потребляемого из сети тока и питаю-
щего напряжения, поэтому значения cos <р= 1 не могут быть
получены. Сохраняется всегда и несинусоидальность тока,
потребляемого из сети, хотя при применении многих много-
мостовых преобразователей значения v весьма близки к 1.
Возможность получения cos<p=l при симметрии формы тока ц от-
носительно напряжения щ существует в выпрямителях иа полностью
управляемых вентилях или в выпрямителях с искусственной коммута-
цией. Мощность полностью управляемых вентилей (транзисторов, двух-
операциониых тиристоров) до настоящего времени ограничена, в то же
время преобразователи с высоким значением коэффициента мощности
нас интересуют главным образом в области больших мощностей, поэто-
му иа практике речь может идти о тиристорных преобразователях с це-
пями искусственной коммутации. Упрощенная схема трехфазного нуле-
вого выпрямителя с искусственной коммутацией представлена иа рис.
7.9, а, временные диаграммы показаны на рис. 7.9, б, в. При подаче
Рис. 7.9. Выпрямитель с искусственной коммутацией вентилей:
а — упрощенная схема; б, в — временное диаграммы токов и напряжений
в момент 01, отстающий иа угол а от момента естественной коммутации,
управляющего импульса на тиристор VI он отпирается и напряжение
на выходе выпрямителя Ud(t)=u2A. В момент 02 VI запирается с по-
мощью специального узла искусствеииой коммутации УИК*, Для чего
в этот момент к тиристору прикладывается обратное напряжение пред-
варительно заряженного конденсатора, входящего в состав УИК. Нар
интервале 02—03 за счет энергии, накопленной в индуктивности цепи а
* Построение узлов искусственной коммутации рассмотрено в §9.2.
268
нагрузки, ток протекает через диод Vo, и эта энергия рассеивается в со-
противлении R„. В момент 0з включается тиристор V2, который запира-
ется при воздействии УИК в момент 04, и снова включается диод Vo.
На интервале 05—06 работает V3. Моменты запирания тиристоров Oj,
04> 0е и т. д. находятся на угол а левее соответствующих точек естест-
венной коммутации, так что кривые токов вентилей, и, следовательно,
первичных токов, потребляемых от сети, симметричны относительно си-
нусоиды напряжения ис. Вследствие этого cos ф= 1 и реактивная мощ-
ность по 1-й гармонике вентильным преобразователем ие потребляется
при любом значении а. Поэтому коэффициент мощности, определяемый
лишь иесииусоидальностью тока ц, высок.
Выходное напряжение выпрямителя рис. 7.9, а
1 п/с~а	sin Hr “ а)
= "о /о I Udm cos 0 d0 = £do -------------
2я/3 J	sjn ji/з
—я/3+<х
Таким образом, выпрямители с искусственной коммутацией позво-
ляют повышать коэффициент мощности до высоких значений за счет
полного исключения потребления преобразователем реактивной мощно-
сти по 1-й гармонике. Это является большим достоинством таких преоб-
разователей, вызвавших к ним повышенный интерес. Большую роль
в развитии подобных устройств сыграли работы советских ученых,
в том числе работы проф. И. Л. Каганова и И. М. Чиженко. Однако
вентильным преобразователям с искусствеииой коммутацией присущи
серьезные недостатки: введение дополнительных элементов значительно
увеличивает стоимость и массогабаритные показатели. Создание надеж-
ных схем искусственной коммутации иа уровне больших мощностей
представляет большие трудности. Кроме того, схемы с искусственной
коммутацией ие обеспечивают синусоидальности потребляемого тока,
в связи с чем нельзя достигнуть предельных значений Х=1 и сохраняет-
ся зависимость X от режима работы. Поэтому вентильные преобразова-
тели с повышенным коэффициентом мощности и искусственной комму-
тацией не нашли до настоящего времени широкого применения, хотя
продолжающиеся работы демонстрируют заметный прогресс в этом на-
правлении.
7.3. ИСТОЧНИКИ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ
В § 7.2 были отмечены трудности, возникающие при
создании вентильных преобразователей с высоким коэф-
фициентом мощности. Другим способом повышения коэф-
фициента мощности является применение источников ре-
активной мощности и фильтрокомпенсирующих устройств,
подключение которых ко входу преобразователя позволяет
269
повысить коэффициент мощности схемы. Источники реака
тивной мощности позволяют повысить коэффициент мощ-1
ности любых цепей, однако их использование вместе с вен-|
тильными преобразователями имеет свою специфику,]
обусловленную нелинейным характером входного conpo-j
тивления и несинусоидальностью входного тока преобрач
зователя, потребляемого из сети.	1
Источники реактивной мощности могут выполняться]
различными способами, наибольшее распространение в пре- j
образовательной технике получили конденсаторные (не-а
управляемые) и тиристорно-конденсаторные (управляе-J
мне) источники реактивной мощности.
Рассмотрим возможность повышения коэффициента]
мощности с помощью источника реактивной мощности, со-1
стоящего из так называемых косинусных конденсаторов а
/рис. 7.10, а). Набор конденсаторов включен параллельно!
Рис. 7.10. Подключение к вентильному преобразователю компенсирую- 1
щих конденсаторов (а) и векторная диаграмма токов и напряжений (б) 1
входу преобразователя, поэтому ток i, потребляемый из
сети, равен сумме тока преобразователя it и компенсирую-
щего тока tK. На рис. 7.10,6 представлена векторная диа-
грамма токов, где вектор /щ соответствует первой (основ-,
ной) гармонике тока й. Разложим ток 11л на его состав-,
ляющие 71,1,0 и /1,1,я/2 (см. § 7.1). Если ток конденсаторов!
/K=/i,isinq>, ток i синфазен питающему напряжениях
и установка рис. 7.10, а не потребляет из сети реактивную]
мощность. Реактивная мощность, потребляемая преобразо-(
270
вателем в этом случае, компенсируется за счет реактив-
ной мощности, вырабатываемой конденсаторами.
Ток через каждый конденсатор в схеме /с=/к/КЗ. На-
пряжение на конденсаторе Uc = Ui„=Vs Ux. Таким обра-
зом,
С = IJatUf. —lJ3ti>Uv
При полной компенсации реактивной мощности преоб-
разователя по 1-й гармонике
С = v/1sin cp/fSwt/j).
Для защиты конденсаторов от перегрева за счет выс-
ших гармоник тока, генерируемых преобразователем, в схе-
му введены небольшие индуктивности (показаны на рис.
7.10, а пунктиром).
Выше указывалось, что вентильный преобразователь
потребляет от сети реактивную мощность, которая зависит
от угла управления а, величины и характера нагрузки. По-
скольку реактивная мощность преобразователя изменяется
в процессе работы, полная компенсация реактивной мощ-
ности в схеме возможна лишь в одном из режимов. В дру-
гих режимах возможна неполная компенсация реактивной
мощности либо генерация в сеть избыточной реактивной
мощности. Выбор емкости конденсаторов при этом опреде-
ляется режимами работы преобразователя и сети, а также
экономическими соображениями, поскольку увеличение ем-
кости конденсатора повышает стоимость установки.
С целью снижения уровня высших гармонических со-
ставляющих в сети при работе вентильных преобразовате-
лей к сети подключают фильтрокомпенсирующие устройст-
ва. На рис. 7.11 представлена схема такого устройства,
содержащего систему многофазных колебательных L С-кон-
туров с резонансом напряжений. Частота резонанса в каж-
дом из этих контуров соответствует частотам наиболее
интенсивных высших гармонических составляющих напря-
жения сети, обусловленных работой преобразователя (или
другой нелинейной нагрузки). В трехфазных системах гар-
моники, кратные трем, обычно в силу симметрии отсутст-
вуют, и гармоническими составляющими напряжения в се-
ти бывают 5, 7, 11, 13-я и т. д. гармоники. Низшие из иих
наиболее интенсивны.
Резонансная частота контура L5C5 йР5=5(о, для этого
контура выполняется соотношение
1/ЗС515= 1/(5<о).
271
подключения фнльтрокомпеиси-
Рис. 7.11. Схема г
рующего устройства
В контуре L7C7 резонанс наступает на частоте сор7=7(о,
поэтому
потребление
поэтому это
реактивной
/3C7L, = 1/(7со).
При резонансе входное сопротивление каждого из кон-
туров равно нулю (если пренебречь потерями в L и С) и че-
рез них замыкаются гармонические составляющие токов,
генерируемые преобразователем, минуя питающую сеть.
В результате искажения кривой сетевого напряжения рез-
ко снижаются.
На частоте сети со сопротивление контуров L5C5 и L7C7
имеет емкостный характер и конденсаторы С$ и С7 компен-
сируют реактивную мощность, потребляемую преобразова-
телем, подобно конденсаторам схемы рис. 7.10, а. За счет
этого рассматриваемое фильтрокомпенсирующее устройст-
во не только позволяет снизить искажения формы питаю-
щего напряжения в сети, но и уменьшить
реактивной мощности по основной гармонике,
устройство можно считать также источником
мощности.
Поддержание коэффициента мощности на
ном уровне при изменении реактивной мощности, потреб-
ляемой преобразователями, возможно при использовании
управляемых конденсаторно-тиристорных источников реак-
тивной мощности. Схема такого однофазного устройства
приведена на рис. 7.12, а, в трехфазных схемах использу-
ются три аналогичные схемы.
Управляемый источник реактивной мощности состоит
из знакомых по схеме рис. 7.11 контуров, настроенных на
272





максималь-



Рис. 7.12. Регулируемый источ-
ник реактивной мощности (а),
временные диаграммы токов и
напряжений в регулируемом
преобразователе переменного
напряжения с индуктивной
нагрузкой (б, в, г) и зависи-
мость реактивной мощности от
угла управления (д)
частоты наиболее интен-
сивных паразитных гар-
монических составляю-
щих и регулируемого пре-
образователя переменно-
го напряжения на двух
тиристорах VI и V2 (см.
рис. 6.20,о), имеющего
нагрузку в виде индуктив-
ности L и часто называе-
мого индуктивно-тирис-
торным регулятором. Ес-
ли тиристоры VI и V2 не
отпираются управляющи-
ми импульсами, устрой-
ство подавляет гармони-
ческие искажения напря-
жения сети на 5-й и 7-й
гармониках, а конденса-
торы С5 и Су генерируют
реактивную мощность Qc.
Рассмотрим работу тиристорного преобразователя пе-
ременного напряжения на чисто индуктивную нагрузку.
При аСл/2 и широких управляющих импульсах преоб-
разователь работает в режиме непрерывного тока, когда
'К—л и поочередно открыт то один, то другой тиристор. Че-
рез индуктивность протекает синусоидальный ток, равный
принужденной составляющей (рис. 7.12,6)
. Г 2 </,	. /о л \	,	. /л л \
I. —-----------— sin 0-----------= sin 10----------------|.
L c>L \	2 / т \	2 /
При увеличении а (рис. 7.12, в, г) энергия, накапливае-
мая на интервале а—л в индуктивности, уменьшается, при
этом уменьшается и интервал, на котором индуктивность
отдает энергию в сеть. Кривая тока в индуктивности оста-
18—73
273
ется симметричной относительно показанной на рисунке
оси, а угол, в течение которого тиристоры проводят ток,
Х=л—2а. Между импульсами тока возникают разрывы
(рис. 7.12,6 и г). Первая гармоника тока индуктивности
сдвинута относительно напряжения ut на угол л/2 при лю-
бом угле управления со л/2.
Ток в индуктивности равен сумме принужденной и сво-
бодной составляющих процесса:
i = l msin (б — —) + А).
д т i 2 / и
Учитывая, что при включении тиристора 0=а, a ib=0,
получим
i, = I [sin (б —) — sin [а----—
2 ,
л
= Im (cos а — cos 6).
т
2
При разложении этого тока в ряд Фурье найдем 1-ю
гармонику:
i,1 = L
L1 т
1
2 (а — л/2)	sin (2а — л) ]
Л	л	J
sin (О— -у). (7.10)
потребляемая цепью из двух
Реактивная мощность,
встречно-параллельных тиристоров и индуктивности,
Ql ~ Li
уменьшается с ростом угла управления а (зависимость
приведена на рис. 7.12, 5). Таким образом, рассматривае-
мая цепь при изменении угла управления а выполняет роль
управляемой индуктивности
£экв = L[ 1 - 2(и~я/2) - -^-п-(2я-л) ].	(7.11)
L л	л J
Результирующая реактивная мощность схемы на рис.
7.12, a Q = Qc—Ql- Если выбрать Qimax—Qc, реактивная
мощность Q всегда будет иметь емкостный характер. Зави-
симость Q от угла управления а приведена на рис. 7.12,5.
Таким образом, рассмотренный источник реактивной
мощности генерирует реактивную мощность и осуществля-
ет ее регулирование, подавляя при этом гармонические
искажения в сети. Поэтому такие источники реактивной
мощности находят все более широкое применение для по-
вышения коэффициента мощности вентильных преобразо-
вателей и других установок.
274
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
7.1.	Что такое коэффициент мощности? К каким издержкам приво-
дит работа с низким коэффициентом мощности?
7.2.	Какой вид имеют временные диаграммы мгновенной мощности
при потреблении активной мощности, реактивной мощности, мощности
искажения?
7.3.	Трехфазиый мостовой управляемый выпрямитель работает при
а=const иа /.-нагрузку в режиме непрерывного тока. Как изменится
costp и реактивная мощность, потребляемая преобразователем, если по-
следовательно нагрузке включить сглаживающий дроссель?
7.4.	В каких режимах и какие вентильные преобразователи потреб-
ляют от сети только активную мощность? Какие вентильные преобразо-
ватели не потребляют реактивную мощность; мощность искажения?
7.5.	Как зависит реактивная мощность и мощность искажения иа
входе выпрямителя от характера нагрузки, угла управления, фазиости
вентильного преобразователя?
7.6.	Объяснить работу однофазного выпрямителя с нулевым венти-
лем. Почему введение нулевого вентиля повышает коэффициент мощ-
ности?
7.7.	Построить зависимость coscp=/(a) для однофазного выпрями-
теля без нулевого вентиля и с нулевым вентилем (7?Л-нагрузка, индук-
тивность L велнка).
7.8.	Объяснить причины отрицательного влияния вентильных пре-
образователей на качество электрической энергии в сетях соизмеримой
мощности, перечислить экономические издержки при ухудшении каче-
ства электрической энергии.
7.9.	Объяснить принцип действия сетевых фильтрокомпенсирующих
устройств и источников реактивной мощности.
Глава восьмая
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ВЕНТИЛЬНЫМИ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ
8.1. ФУНКЦИИ И СТРУКТУРА СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЙ
Вентильные преобразователи состоят из силовой части
(СЧ), работа которой была рассмотрена в гл. 6, и системы
управления (СУ). Силовая часть управляемого преобразо-
вателя, выполненная на управляемых вентилях (тиристо-
рах, силовых транзисторах), может работать только при
подаче на управляющие электроды в определенные момен-
ты времени импульсов, обеспечивающих включение данных
18*
275
вентилей. В вентильных преобразователях с естественной
коммутацией вентилей выключение тиристоров происходит
за счет изменения полярности напряжения питающей сети
и спада тока через вентиль к нулю. В преобразователях
с искусственной коммутацией СУ обеспечивает также вы-
ключение вентилей в определенные моменты времени.
В этой главе рассмотрены способы построения СУ вен-
тильных преобразователей с естественной коммутацией.
Системы управления представляют собой нередко весь-
ма сложные устройства для обработки информации и отли-
чаются большим разнообразием в зависимости от типа пре-
образователя и области его применения. Однако функции
СУ могут быть сведены к обобщенному перечню, а именно
к выполнению двух основных задач:
1) определение моментов времени, в которые должны
быть включены те или иные конкретные вентили. Эти мо-
менты времени задаются некоторым управляющим сигна-
лом, который подается на вход СУ и определяет ее работу,
а в конечном счете задает значение выходных параметров
преобразователя (например, среднее значение тока или на-
пряжения на выходе выпрямителя);
2) формирование управляющих импульсов, т. е. созда-
ние управляющих сигналов, передаваемых в нужные мо-
менты времени на управляющие электроды тиристоров
и имеющих достаточные амплитуды, мощность, длитель-
ность, а в некоторых случаях определенную форму кри-
ой.
Помимо этого СУ может выполнять и другие функции:
осуществление пуска и остановки агрегата, осуществление
защиты от аварийных режимов и т. д. Однако реализация
этих дополнительных функций также сводится к определе-
нию моментов подачи управляющих импульсов на тири-
сторы преобразователя либо к запрету формирования уп-
равляющих импульсов (остановка агрегата, срабатывание,
эащиты).
Первая задача, выполняемая СУ, является типичной за-
гачей информационной электроники: преобразование уп-
равляющего сигнала (напряжение, ток или код) во вре-
леннбй интервал. В ВП с естественной коммутацией мо-
мент включения вентилей отсчитывается относительно
момента естественной коммутации. Такая информацион-*
1ая задача сводится к определению угла управления а,'
'. е. фазового сдвига управляющего импульса относитель-
ю момента естественной коммутации. Узел системы
576
управления, выполняющий задачу преобразования управ-
ляющего сигнала в угловой интервал а, называется фазо-
смещающим устройством (ФСУ).
Вторая задача, выполняемая СУ, сводится к формиро-
ванию управляющего импульса по форме, длительности,
амплитуде. Эту задачу выполняют узлы системы управле-
ния, называемые выходными формирователями (ВФ).
Наиболее часто формируются управляющие импульсы
прямоугольной формы. Длительность, амплитуда и мощ-
ность этих импульсов определяются в соответствии с пара-
метрами силовых тиристоров и режимами работы вентиль-
ного преобразователя. Формирование прямоугольных им-
пульсов осуществляется устройствами типа одновибратора
(см. § 3.6), а усиление импульсов по мощности — каскада-
ми, рассмотренными в § 2.16. При создании выходных фор-
мирователей важно достичь высокой помехоустойчивости
их работы, поскольку в силовой части преобразователя
имеют место скачки напряжений большой амплитуды, ко-
торые могут через паразитные емкости проникнуть в СУ.
Поэтому в последнее время часто применяется связь СУ
с управляющими электродами тиристоров через оптиче-
ский канал (оптопары и т.п.) (см. § 1.10).
Обобщенная структурная схема вентильного преобразо-
вателя как объекта управления приведена на рис. 8.1, а.
Она состоит из силовой части СЧ и системы управления
СУ. Последняя включает ФСУ, на вход которого подается
управляющий сигнал иу, и ВФ, с выходов которого сни-
маются управляющие импульсы ИУ.
СУ может включать контур отрицательной обратной
связи ОС, на вход которого поступает какой-либо выход-
ной параметр преобразователя или объекта, получающего
от преобразователя питание (напряжение, ток, частота
вращения исполнительного механизма, температура печи
ит. п.). На выходе блока ОС формируется напряжение иос,
которое вновь поступает на вход СУ в виде сигнала ООС,
что позволяет стабилизировать выходные параметры преоб-
разователя и откорректировать погрешности, возникаю-
щие при его работе. В этом случае на вход ФСУ поступает
сигнал и=иу—Uoc- Вентильные преобразователи, имеющие
контур ОС, охватывающий силовую часть преобразовате-
ля, называются преобразователями с замкнутым контуром
управления.
Более сложную структуру имеет СУ реверсивного вен-
тильного преобразователя или непосредственного преобра-
277
Рис. 8.1. Структурная схема системы управления нереверсивного (а) а
реверсивного вентильного преобразователя (б)
зователя частоты (НПЧ) (см. §6.7). Каждый из вентиль-
ных комплектов этих преобразователей имеет основные
блоки управления ФСУ и ВФ, которые независимо друг от
друга осуществляют управление комплектами в соответст-
вии с общим для обоих комплектов управляющим сигналом
иу. При раздельном управлении комплектами осуществля-
ется их поочередная работа в зависимости от направления
ТОКЗ В ЦСПИ НЗГруЗКИ £вых» Структурная схема СУ реверч
сивного преобразователя с раздельным управлением при
ведена на рис. 8.1,6.
Первый вентильный комплект
второй комплект управляется ФСУ2
связан с ФСУ1 и ВФ1
и ВФ2.
На
входе
обои:
выходных формирователей установлены логические эле
менты И, связанные с устройством раздельного управление
У РУ. Если логический сигнал на выходе УРУ Ri=l, т
ВФ1 подает управляющие импульсы на вентили перво!
вентильного комплекта, создающего выходной ток прео<
разователя положительной полярности. При выходном си
нале УРУ /?2= 1 вступает в работу ВФ2, управляющие им
пульсы поступают на вентили второго комплекта, форм
рующего отрицательную полярность выходного ток:
278
Одновременное включение комплектов исключается введе-
нием логического запрета RiRz —to-
УРУ представляет собой логическое устройство, на
вход которого поступает информация о полярности выход-
ного тока преобразователя йых- При реверсе направления
тока с положительного на отрицательное УРУ при дости-
жении нулевого значения тока устанавливает Rt = to и вклю-
чение вентилей первого комплекта запрещается. Через
время выдержки, достаточное для восстановления венти-
лями первого комплекта управляющих свойств, на выходе
УРУ формируется R2=l и включаются вентили второго
комплекта.
8.2. ФАЗОСМЕЩАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА (ФСУ]
Фазосмещающее устройство (ФСУ) является преобра-
зователем управляющего сигнала иу в угол управления а,
отсчитываемый от момента естественного отпирания. Наи-
более распространены ФСУ, в которые вводится информа-
ция о текущем значении фазы напряжения сети. Работа та-
ких ФСУ непосредственно синхронизируется питающей
сетью, и они называются синхронными. Синхронные ФСУ
могут применяться как в разомкнутых СУ, так и в преобра-
зователях с замкнутым контуром управления. В этом слу-
чае на вход ФСУ подается сигнал н=нУ+пос.
Существует ряд способов построения синхронных ФСУ.
Наибольшее распространение получили ФСУ с развертыва-
ющим сигналом, часто называемые ФСУ вертикального
типа. Эти ФСУ превосходят другие устройства по наиболее
важным характеристикам. ФСУ вертикального типа состоит
из генератора развертывающего (опорного) напряжения
ГОН, работа которого синхронизирована напряжением пи-
тающей сети, и компаратора К, на входы которого поступа-
ют управляющее иу и опорное п0П напряжения. Структурная
схема такого ФСУ приведена на рис. 8.2, а. Компаратор
фиксирует равенство иу и ^оп> в момент их равенства компа-
ратор переключается, при этом выходной формирователь
СУ вырабатывает управляющий импульс, передаваемый на
управляющий электрод тиристора.
В ФСУ вертикального типа используют две формы опор-
ного напряжения.
При косинусоидальной форме (рис. 8.2,6)
//t,n(°)== ^mcos8,	(8.1)
где 8=0 — момент естественной коммутации i-ro вентиля.
279
Рис. 8.2. Схема ФСУ верти-
кального типа (а) и времен-
ные диаграммы напряжений
при косинусоидальной (б) и
линейной (в) форме опорного
сигнала
Рис. 8.3. Фазовые характерис-
тики ФСУ
В момент 0=а опорное и управляющее напряжения равны:
t/mcosa = Uy.	(8.2)
Из (8.2) получим
а = arccos (Uy/Um).	(8.3)
Зависимость (8.3) называется фазовой характеристикой
ФСУ и приведена на рис. 8.3 (кривая 1). Такая форма фа-
зовой характеристики называется арккосинусоидальной.
Вентильный преобразователь с любым числом фаз, рабо-
тающий от симметричной питающей сети, при отсутствии
коммутационных искажений выходного напряжения в режи-
ме непрерывного тока нагрузки характеризуется косинусо-
идальной регулировочной характеристикой (6.2). При под-
становке (8.3) в (6.2) получим
^d ~ ^dO	(8.4)
Зависимость Ed/Eao—f(Uy/Um) является регулировоч-
ной характеристикой СЧ и СУ вместе. При арккосинусои-1
дальней фазовой характеристике регулировочная характе-;
ристика '(8.4) линейна (рис. 8.4, кривая 7), что является4
большим достоинством преобразователя, обеспечивающий
оптимальное построение устройства автоматического управ-
ления процессами в выходной цепи.
280
Опорное напряжение косину-
соидальной формы (8.1) может
быть сформировано из сетевого.
Для этого сетевое напряжение
преобразуется фильтром, подав-
ляющим высшие гармонические
составляющие в питающем напря-
жении и осуществляющим требуе-
мый сдвиг по фазе. При заметной
несинусоидальности питающей
сети фильтрация гармонических
искажений сетевого напряжения
бывает некачественной, а фазовый
сдвиг, вносимый фильтром, неста-
Рис. 8.4. Регулировочные
характеристики вентильного
преобразователя
бильным. Это приводит к боль-
шим погрешностям при работе ФСУ.
В этом случае целесообразно применять ФСУ с линей-
ной формой опорного напряжения (рис. 8.2, в):
«оп(0) = ^т(1-20/л).
(8.5)
ГОН выполняется в виде генератора линейно изменяющего-
ся напряжения (см. § 3.7), работа которого синхронизиро-
вана питающей сетью, т. е. начало развертки осуществляет-
ся в момент естественной коммутации i-ro вентиля.
В момент 0=а управляющее и опорное напряжения на
входе компаратора равны, отсюда фазовая характеристика
ФСУ с линейным опорным напряжением
л л Uy
2~	'
(8.6)
Фазовая характеристика a—f(Uy/Um) приведена на
рис. 8.3 (кривая 2), такая характеристика называется ли-
нейной. При подстановке (8.6) в (6.2) получим регулировоч-
ную характеристику преобразователя совместно с СУ
Ed __ f ( Uy \
Edo \ Um)
приведенную на рис. 8.4 (кривая 2). Нетрудно видеть, что
регулировочная характеристика нелинейна, однако она име-
ет близкий к линейному характер. Поэтому свойства преоб-
разователей с арккосинусоидальной и линейной фазовыми
характеристиками близки.
Достоинством вертикального способа является макси-
мальное быстродействие СУ, поскольку управляющий сиг-
281
нал подается на компаратор без усреднения и запаздыва
ния.
Рассмотрим простой пример
схемной
реализации
ФСУ
вертикального типа на базе ИМС (рис. 8.5).
Для формирования косинусоидального опорного напря-
жения ключ Кл устанавливается в положении 1. Компара-
Рис. 8.5. Схема ФСУ вертикального типа

тор на ОУ At фиксирует полярность напряжения сети (рис.
8.6,а), при положительной полуволне сетевого напряжения
на выходе компаратора отрицательное напряжение и'
и ключ на полевом транзисторе V заперт. Напряжение се-
ти интегрируется интегратором на операционном усилителе
А2 и при выборе RtC— 1/©:
е
«И (0 = f Um sin ОйЮ =- Um (1 - cos6),	(8.7)
co/<i c j
о
где Um—амплитуда напряжения uD (рис. 8.6,6).
На выходе интегратора напряжение иа суммируется на
резисторах Т?2 с постоянным напряжением Um, в результате
получаем опорное напряжение косинусоидальной формы
«оп (°) = Um + «и (°) = Um COS О,
что соответствует (8.1) (рис. 8.6,в).
На компараторе, выполненном на ОУ Д3, происходит
сравнение опорного поп и управляющего иу напряжений,
при их равенстве компаратор переключается (рис. 8.6,г).
При переключении компаратора запускается выходной фор-
мирователь (на рис.8.5 не показан), вырабатывающий им--,
пульс на управляющий электрод силового тиристора. На
рис. 8.6,6 показано выходное напряжение однофазного вы->
282
Рис. 8.6. Временные диаграммы напряжений в схеме рис. 8.5
прямителя, работающего на 7?£-нагрузку в режиме непре-
рывного тока.
На второй половине периода на выходе компаратора
Ai — положительное напряжение, которое отпирает ключ на
полевом транзисторе V. Полевой транзистор V закорачива-
ет конденсатор С, при этом пи(0=0. При отрицательном
напряжении сети импульс управления на тиристор не фор-
мируется, срабатывания компаратора А3 не происходит
(рис. 8.6, в, г). В выпрямителе в это время включаются дру-
гие тиристоры (рис. 8.6,д), для включения которых исполь-
зуются другие каналы управления, построенные по схеме
рис. 8.5.
В . схеме рис. 8.5 в рассмотренном режиме ГОН выпол-
нен на интеграторе Аг, который осуществляет в процессе
интегрирования сдвиг сетевого напряжения на л/2 и филь-
трует сетевое напряжение при наличии искажений.
При переключении ключа Кл в положение 2 та же схе-
ма формирует линейное опорное напряжение (рис. 8.2, в),
соответствующее выражению (8.5). При этом на выходе ин-
тегратора Аг формируется линейно падающее напряжение
t
f Л =“ VF* ’	(8'8)
С J	ix j С»
0
Амплитуда этого напряжения должна быть равна 2Um,
для этого необходимо выполнить равенство, получаемое из
(8.8) при подстановке «и=—t=Tf2, где 7’=l/fc, a fc—
частота сети. Тогда напряжение источника Uo с учетом
2
К1С=1/(о выбираем равным Uo= —Um.
л
283
На выходе интегратора Аг формируется опорное напря-
жение «оп=«и4-^т, которое сравнивается с управляющим
напряжением на компараторе А3. На второй половине пе-
риода схема функционирует так же, как и при формирова-
нии косинусоидального опорного напряжения.
В рассмотренном режиме ГОН представляет собой гене-
ратор линейно изменяющегося напряжения, основу которо-
го составляет также интегратор А2.
В последние годы большой интерес вызывает разработка цифровых
систем управления вентильными преобразователями. Это связано с ря-
дом обстоятельств: во-первых, с широким распространением цифровых
и логических устройств, которые выполняются на основе ИМС широко-
го применения, отличаются высокой надежностью, не требуют наладки,
в таких системах отсутствуют погрешности, вызванные дрейфом н не-
стабильностью элементов; во-вторых, вентильные преобразователи часто
включаются в комплексы промышленных установок, управление кото-
рыми осуществляют цифровыми ЭВМ. Сопряжение с ЭВМ цифровой
СУ осуществляется лучше, чем СУ, построенных на аналоговых элемен-
тах.
Рассмотрим построение цифрового ФСУ. Наиболее совершенные
СУ, как указано выше, строятся на основе вертикального принципа уп-
равления. Этот же способ положен в основу наиболее современных
цифровых ФСУ. В цифровых СУ происходит обработка сигналов, задан-
ных не в виде напряжений или токов, а в виде кодов. Управляющий
сигнал в виде «-разрядного кода, может принимать 2" значений.
На рис. 8.7, а приведена схема цифрового ФСУ при я=4. Управ-
ляющий код при этом принимает 16 значений от 0000 до 1111 и пода-
ется поразрядно на цифровую схему сравнения ЦСС (см. § 4.6.5) в виде
параллельного кода Ку. Опорный сигнал также представляется в виде
кода. В цифровых СУ обычно используется линейная форма опорного
сигнала. Ей соответствует изменение опорного кода КОп(/) от значения
1111 до значения 0000. Опорный код принимает также 2я значений..
Линейно падающий опорный код Коп и код управления Ку приведены'
иа рис. 8.7, в в виде весового эквивалента кода (т. е. числа, записанно-
го двоичным кодом) и собственно двоичного кода, обозначенного внизу
диаграммы. Опорный код формируется вычитающим счетчиком СТ, ко]
входу «—1» которого подключен мультивибратор МВ. Прямоугольный
импульсы, формируемые МВ (рис. 8.7,6), вызывают уменьшение код<1
счетчика на единицу. Как видно из рис. 8.2, в, изменение опорного кода!
от максимального до минимального значения (всего 2я значений) проис-j
ходит за половину периода частоты сети fc. Поэтому частоту импулМ
сов МВ необходимо выбрать так, чтобы за половину периода проходил^
2я импульсов, т. е.
^мв = 2.2'’/с = 2'‘+Чс-	(8-9К
Рис. 8.7. Схема и временные диаграммы цифрового ФСУ вертикального
типа
Начало формирования опорного кода соответствует моменту есте-
ственной коммутации вентиля силовой части преобразователя. Этот мо-
мент фиксируется узлом синхронизации, на вход которого подают сете-
вое напряжение. Прн смене знака питающего напряжения узел синхро-
низации Синхр выдает на установочный вход счетчика СТ единичный
сигнал, и в счетчике мгновенно записывается максимальный опорный
код (1111).
Далее сравним диаграммы рис. 8.2, в и 8.7, в. В обеих выделен мо-
мент равенства опорного и управляющего кодов, этот момент соответ-
ствует углу управления а. ЦСС фиксирует поразрядное равенство уп-
равляющего и опорного кодов. При этом на выходе ЦСС формируется
единичный логический сигнал Q. Этот сигнал поступает на выходной
формирователь СУ и после усиления подается на управляющий элект-
род тиристора.
Сравнение ФСУ иа рис. 8.2, а и 8.7, а показывает, что в цифровом
ФСУ реализованы те же функциональные блоки: аналоговый компара-
тор К заменен ЦСС, а ГОН выполнен в виде счетчика СТ. Однако, не-
смотря на большую общность решений, цифровые СУ отличаются суще-
ственными особенностями:
1) угол управления а может принимать только 2Л значений, напри-
мер, при л=4 имеем 16 значений угла управления. При плавном изме-
нении управляющего сигнала угол управления будет изменяться сразу
скачком на 11,25°= 180°/16. Дли уменьшения дискретизации угла уп-
равления необходимо увеличить л, что может привести к росту аппара-
турных затрат на реализацию цифровой СУ;
2) хотя цифровые узлы не вносят нестабильности и формирование
углов управления, их работа зависит от точности задания и стабильно-
285
сти частоты мультивибратора МВ. При неточном выполнении равенств!
(8.9) формируемые углы управления будут заданы неточно. Надо от
метить, что создание источников импульсов, частота которых в цело
число раз больше частоты сети, представляет известные трудности, осо
бенно при учете того, что частота промышленных сетей изменяется в не-
которых пределах.
Названные особенности необходимо принимать во внимание npt
выборе типа СУ вентильного преобразователя с учетом режимов егс
работы, способов регулирования и стабилизации выходных параметро!
преобразователя, условий эксплуатации. Аппаратурные затраты на реа-
лизацию цифровых и аналоговых СУ в настоящее время соизмеримы
Наряду с синхронными ФСУ получили распространение
асинхронные ФСУ, в которых непосредственная синхрониза-
ция работы ФСУ с сетью отсутствует, что позволяет избе-
жать трудностей при формировании опорных сигналов
Асинхронные ФСУ могут функционировать только при на
личии замкнутого контура управления, обеспечивая посто-
янство выходных параметров (напряжения или тока) прг
изменении режима работы преобразователя и наличии ис-
кажений (коммутационные процессы, несинусоидальность
напряжения сети и т.п.).
Простейшая схема асинхронного ФСУ приведена на рис,
8.8, а. Для создания линейной регулировочной характера
Рис. 8.8. Структурная схема асинхронного ФСУ и временные диаграм-
мы его работы
стики преобразователя нужно обеспечить зависимости
Ua—kUy, где k — коэффициент пропорциональности [срав-
ните с (8.4)]. Последнее выражение можно заменить
—\kUydt,
l2.-*1 J	*2 -11 J	•<
ft	fi	’
286
что эквивалентно
^lud(t)-kUy]dt = O,
tl
где Л и /2—моменты ьй и (г+1)-й коммутаций вентилей
в преобразователе.
Это выражение является математической записью функ-
ционирования асинхронного ФСУ. Напряжения «ДО и—kUy
поступают на сумматор, а затем интегрируются интегра-
тором (временные диаграммы приведены на рис. 8.8,6).
Когда выходное напряжение интегратора достигнет нулево-
го значения, срабатывает компаратор К. В этот момент
формируется управляющий импульс на очередной тиристор
преобразователя (момент /2)- Линейность регулировочной
характеристики не нарушится при искажениях формы вы-
ходного напряжения Ud преобразователя.
Достоинства, присущие асинхронной СУ, связаны с ее
недостатками. Как и во всякой замкнутой системе регули-
рования, в асинхронной системе могут возникать колебания
вырабатываемых ею углов управления относительно неко-
торого среднего значения. При незатухающем характере
этих колебаний работа СУ неустойчива, использование та-
кой СУ невозможно. Так, СУ рис. 8.8, а неустойчива при
а^л/2, т. е. в инверторном режиме. Обеспечение устойчи-
вой работы СУ требует введения дополнительных элемен-
тов и усложнения СУ, а в ряде случаев достигается ценой
ухудшения ряда показателей подобных систем. Аналогич-
ные трудности возникают и при создании синхронных СУ
с замкнутым контуром управления. Разрешение этих труд-
ностей основывается на детальном анализе таких систем,
являющихся нелинейными импульсными системами автома-
тического регулирования.
8.3. МНОГОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ
Предельный диапазон изменения углов управления вен-
тильных преобразователей а=0-=-180°. Длительность ин-
тервала между коммутациями в преобразователях равна
Чп/т. На рис. 8.9, а показано выходное напряжение трех-
фазного мостового выпрямителя (см. рис. 6.11,а). На рис.
8.9,6 представлено управляющее напряжение иу и система
опорных напряжений косинусоидальной формы Uoni- На
рис. 8.9, в представлены управляющие импульсы каждого
287
тиристора выпрямителя. Для обеспечения работы каждого
тиристора формируется свое опорное напряжение, начало
которого соответствует моменту естественной коммутации
данного вентиля. Момент пересечения i-го опорного напря-
жения с управляющим сигналом иу соответствует моменту
Рис. 8.9. Временные диаграммы напряжений в многоканальной системе
управления трехфазным мостовым выпрямителем
выработки управляющего импульса на i-й тиристор. На
рис. 8.9,6 нетрудно видеть, что в каждый момент времени
формируются три опорных напряжения (на диаграмме вы-
делен произвольный момент времени/0). Такой принцип ра-
боты реализуется в многоканальной СУ, которая состоит из
нескольких независимо работающих каналов, каждый из
которых включает ФСУ и выходной формирователь (ВФ).
288
Рис. 8.10. Структурная схема
многоканальной системы уп-
равления трехфазиым мосто-
вым выпрямителем
Структурная схема многока-
нальной СУ мостовым трехфаз-
ным преобразователем приве-
дена на рис. 8.10. Каждый из
ФСУ реализует вертикальный
принцип управления и строит-
ся по схеме 8.2, а, работа кото-
рой рассмотрена в § 8.2.
При работе мостовой схемы
выпрямления ток одновременно
проводят два вентиля — один
анодной, другой катодной груп-
пы (см. временные диаграммы
рис. 6.11,6). В режиме непре-
рывного тока для нормальной
работы выпрямителя достаточ-
но однократно включить тирис-
тор, который будет проводить
ток в течение угла 2л/3 (ком-
мутационные процессы не учи-
тываем). Управляющие импульсы при таком режиме уп-
равления приведены на рис. 8.9, в (заштрихованные им-
пульсы) .
В режиме прерывистого тока нагрузки существуют бес-
токовые паузы, когда ни один из вентилей не проводит ток.
Так, i-й вентиль, проработав в паре с (i—1)-м тиристором,
запрется. Если он останется в запертом состоянии, то в мо-
мент подачи управляющего импульса на (i-f-l)-ft тиристор
тот остается закрытым, проводящей пары тиристоров не об-
разуется и работа выпрямителя нарушается. Для предот-
вращения срыва работы выпрямителя в режиме прерывис-
того тока одновременно с подачей импульса управления на
(i-f-1) -й тиристор подается повторный импульс на управля-
ющий электрод i-ro тиристора. Повторные импульсы пока-
заны на рис. 8.9, в пунктиром. Таким образом, для надеж-
ной работы мостового трехфазного выпрямителя во всех
режимах необходима подача сдвоенных управляющих им-
пульсов. Для этого в схеме рис. 8.10 ФСУ (i+l)-ro канала
связывают с выходными формирователями i-ro и (i+l)-ro
каналов.
Достоинством многоканальных систем управления явля-
ется максимальная простота схемы ФСУ и выходного фор-
мирователя каждого канала. При использовании вертикаль-
ного принципа управления достигается максимальное бы-
19—73
289
стродействие, так как каналы вырабатывают управляют)
импульсы поочередно, непрерывно отслеживая изменен)
управляющего сигнала.
Однако многоканальные СУ имеют серьезные недостат
ки. Любая несимметия в работе каналов управления приво
дит к несимметрии управляющих импульсов, подаваемы]
на силовые тиристоры. При этом резко ухудшается форм)
выпрямленного напряжения, растут пульсации. Главным
источником несимметрии являются генераторы опорных на-
пряжений. При формировании опорных напряжений из се-
тевого напряжения при фильтрации вносится фазовый сдвиг,
который может значительно различаться в каналах управ-
ления. Чем выше несинусоидальность сети, тем выше тре--
бования к подавлению гармоник, тем выше фазовая по-
грешность. Это объясняется тем, что в фильтрах с сильным
подавлением высших гармоник зависимость фазового сдви-
га от частоты очень сильная. В этом случае необходимо
использовать линейную форму опорных сигналов. Однако
технически весьма трудно обеспечить формирование иден-
тичных по форме и амплитуде опорных напряжений в т ка-
налах СУ, поскольку ГЛИН каждого канала обладает ог-
раниченной точностью и стабильностью характеристик.
Многоканальные СУ вентильными преобразователями
в настоящее время получили преимущественное распростра-
нение, что обусловлено не только присущими им достоин-
ствами, но в ряде случаев объясняется традицией. Приме-
нение современных одноканальных СУ позволяет в ряде
случаев создать более совершенную систему управления
вентильным преобразователем, которая не только обладает
повышенной точностью, но нередко и более компактна.
8.4. ОДНОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ
В одноканальной СУ моменты включения всех силовых
вентилей определяются единым ФСУ. Структурная схема
одноканальной ОУ приведена на рис. 8.11. Импульсы с вы-
хода ФСУ поступают на распределитель импульсов РИ, ко-
торый осуществляет распределение импульсов по канала)!
управления в циклическом порядке. К выходам РИ под
ключены выходные формирователи каналов ВФ. Работ?
распределителя в некоторых одноканальных СУ синхрони
зирована напряжением питающей сети.
В современных одноканальных СУ реализуется верти
кальный принцип управления (см. § 8.2); При этом ФС1
290
содержит ГОН — генератор
опорного напряжения едино-
го для всех тиристоров пре-
образователя, и компаратор
К. Работа ГОН синхронизи-
руется напряжением питаю-
щей сети. Для уяснения
принципа построения одно-
канальной СУ вертикального
типа для управления выпря-
мителем (см. рис. 6.11, а)
вернемся к рассмотрению
рис. 8.9,6. В момент t0 ра-
ботает V2 и готовится вклю-
Рис. 8.11. Обобщенная структур-
ная схема однокаиальной системы
управления вертикального типа
чение тиристора УЗ. Для этого определяется момент равен-
ства опорного напряжения ц(>пз и управляющего напряже-
ния иу. После выработки импульса управления ИУ3 наблю-
дение за опорным напряжением иОпз нецелесообразно: с мо-
мента срабатывания i-ro тиристора информация об i-м
опорном напряжении является избыточной, ненужной. Те-
перь мы переключаем свое внимание на опорное напряже-
ние цОП4, при пересечении «от и иу будет сформирован
ИУ^. Таким образом, полезную информацию кривая i-ro
опорного напряжения только от момента включения (i—
—1)-го тиристора до пересечения иот и иу, т. е. включения
i-ro тиристора. Поэтому может быть сформировано единое
опорное напряжение, состоящее из отрезков косинусоид ме-
жду срабатыванием (i—1)-го и i-ro тиристоров.
Указанный принцип положен в основу ряда одноканаль-
ных СУ. Одна из простейших приведена на рис. 8.12, а.
Трехфазное питающее напряжение поступает на фильтры
Ф, которые осуществляют сдвиг по фазе и подавляют выс-
шие гармонические составляющие. На вторичных об-
мотках трансформатора TV формируется шестифазная
система опорных напряжений woni—«опб- Эти напряже-
ния через ключи Клх—Кл5 подаются на вход компарато-
ра на ОУ А. На второй вход компаратора подано управ-
ляющее напряжение иу. Выходное напряжение компарато-
ра подается на РИ на 6 каналов. Способы построения рас-
пределителей изложены в § 4.9. Выходы РИ связаны с вы-
ходными формирователями СУ (ВФ) и с управляющими
цепями ключей Кл^—Клъ.
Временные диаграммы сигналов в схеме рис. 8.12, а при-
ведены на рис. 8.12,6—в. На диаграмме рис. 8-12,6 приве-
19*
291
дены напряжения на йторичных обмотках трансформатор^
TV «от—«опв и выделено единое опорное напряжение иопе-
состоящее из отрезков цоп/. Там же показано управляющее
напряжение иу. Пусть в начале рассмотрения (момент /0)
распределитель выдает единичный логический сигнал на
Рнс. 8.12. Одноканальная система управления вертикального типа
с косинусоидальным опорным напряжением (а) и временные диаграм-
мы сигналов в схеме (б—г)
первом выходе. При этом замыкается ключ Кл2 (номера
ключей, на которые подаются импульсы с выходов распре-
делителя, указаны на рис. 8.12, в, на котором показаны ло-
гические сигналы на шести выходах распределителя —
We). При замыкании Кл2 на компаратор Д подается won2.
В момент «оп2 = «у компаратор переключается, положи-
тельный импульс с его выхода переключает распределитель,
единичный сигнал теперь существует на втором выходе рас-
пределителя (1^2=1). Этот сигнал подается на выходной
формирователь второго вентиля выпрямителя и одновремен-
но на управляющую цепь ключа Кл2, ключ Кл2 выключает-
ся. При этом на компаратор А подается цопз и компаратор
возвращается в прежнее состояние (рис. 8.12,г) (пк=0).
На компараторе происходит сравнение иот и «у, в момент
«опз=Ну положительный импульс на выходе компаратора
292
переводит распределитель в состояние W3 = 1. При этом
подается управляющий импульс на третий тиристор выпря-
мителя и замыкается ключ Таким образом, при каж-
дом переключении распределителя включается очередной
выходной формирователь вступающего в работу тиристора
выпрямителя. Одновременно переключаются ключи Кл,
этим обеспечивается выбор нужного отрезка uom- для фор-
мирования единого опорного напряжения иопе.
Схема рис. 8.12, а обладает всеми достоинствами много-
канальных СУ, реализующих вертикальный принцип управ-
ления, и при этом содержит единый сравнивающий эле-
мент— компаратор. Аппаратурная реализация устройства
очень проста.
Как уже указывалось выше, при работе преобразовате-
ля от сети с большим уровнем гармонических искажений
формирование опорного напряжения из питающего напря-
жения приводит к заметным погрешностям при работе СУ.
Это свойственно как многоканальным, так и одноканальным
СУ. В таких режимах лучшие результаты дает применение
одноканальных СУ вертикального типа с линейной формой
опорного сигнала. В разработку подобных устройств боль-
шой вклад внесли советские ученые, создавшие ряд новых
и технически совершенных решений. СУ такого типа выпол-
няются как на аналоговых элементах, так и в виде цифро-
вых СУ. Надо отметить, что именно в цифровых СУ одно-
канальное построение дает наибольшие преимущества.
Рассмотрим цифровую одноканальную СУ трехфазным мостовым
выпрямителем, схема которой приведена иа рис. 8.13, а.
В устройстве использованы принципы, положенные в основу рабо-
ты цифрового ФСУ (см. рис. 8.7, а). Опорный сигнал формируется в ви-
де уменьшающегося кода счетчиком С1\, вход «—1» которого связан
с мультивибратором МВ. Максимальное число, записываемое в счетчи-
ке СТЬ Km=3-2n. За период питающей сети мультивибратор генериру-
ет также 6-2" импульсов, т. е. частота МВ выбирается равной )Мв=
=6-2я/с. Таким образом, счетчик СТХ содержит (2+я) разрядов.
К выходу старшего разряда СТХ подключен Т-триггер.
Выходы п младших разрядов счетчика связаны с первой цифровой
схемой сравнения ЦСС\, на вторые входы которой поданы младшие
разряды управляющего кода А’у. Следующие два разряда счетчика
связаны со второй цифровой схемой сравнения ЦСС2, на вторые входы
которой подаются старшие разряды управляющего кода Ку. Управля-
ющий код принимает, таким образом, 3-2" значений. Выход ЦССХ под-
ключен к входу «+1» распределителя на шесть каналов, состоящего из
счетчика СТ2 и дешифратора (см. рис. 4.26).
293
Рис. 8.13. Цифровая одиоканальная система управления вертикального
типа (а) и временные диаграммы сигналов в системе (б—г)
Схема работает следующим образом. В момент естественной ком»
мутации первого тиристора (например VI на рис. 6.11, а) срабатывав!
узел синхронизации Синхр, при этом на установочный вход счетчика
CTt подается импульс, записывающий максимальное число Кт в счет-
чик. Синхр устанавливает триггер в состояние Y «= 1. Затем каждый
импульс мультивибратора уменьшает код Коп, записанный в счетчике
CTt, на единицу (рис. 8.13,6). Через половину периода сети код (рис.
8.12,6) снижается до нулевого значения. Во вторую половину периода
опорный код повторяет те же значения (от Кт до 0), но меняется со*
стояние Т-триггера (рис. 8.13, в) с 1 на 0.	i
Опорный код Коп и код управления Ку поразрядно подаются m
ЦССх и ЦССу. В момент 6 срабатывают одновременно обе ЦСС, тай
как отмечается равенство Коп и Ку. При этом У=1 и единичные снгиа*
294
лы с выходов ЦСС1 и ЦССу, поступающие на вход элемента И, вызы-
вают появление иа его выходе логической единицы, которая подаетси
на установочный вход счетчика CTit входящего в состав распределите-
ля. Распределитель при этом устанавливается в положение, при кото-
ром появляется единичный импульс на первом выходе, за счет чего
выходной формирователь ВФ\ выдает управляющий импульс иа первый
тиристор выпрямителя (см. рис. в. 13, г).
Затем опорный код будет продолжать уменьшаться. За 1/6 перио-
да сети мультивибратор выдаст 2" импульсов, в результате в момент
ti в младших разрядах счетчика СТ, вновь будет записано то же зна-
чение, что и в момент <|. Это значение совпадает со значением младших
разрядов управляющего кода, что фиксируется ЦСС,. При срабатыва-
нии ЦСС, поступает положительный импульс иа вход «+1> распреде-
лителя и он переключается в состояние, при котором управляющий
импульс формируется ВФг для включения второго тиристора выпрями-
теля. При неизмеииом Ку следующее переключение распределителя при
срабатывании ЦСС, произойдет еще через 1/6 периода сети. Таким
образом будут сформированы последовательно импульсы управления
иа все шесть тиристоров силовой схемы выпрямителя.
Схема рис. 8.13, а обладает максимальным быстродействием. Так,
при увеличении управляющего кода Ку увеличится значение его млад-
ших разрядов, и ЦСС, зафиксирует равенство раньше, т. е. угол управ-
ления а очередного тиристора уменьшится. Расчеты показывают, что
схема рис. 8.13, о проявляет свои преимущества при работе от несим-
метричной сети, что обусловлено тем, что опорный код синхронизи-
руется только от одной фазы сети. Аппаратурные затраты иа со-
здание одноканальных СУ практически ие изменяются при увели-
чении числа фаз преобразователя, что делает использование одно-
канальных СУ особенно выгодным при управлении многофазными пре-
образователями.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
8.1.	При каких условиях зависимость Ea/Ed0=f(Uy/Um) имеет ли-
нейный характер?
8.2.	Построить зависимость EdIEd0=f(Uy/Vm) однофазного мосто-
вого управляемого выпрямителя с активной нагрузкой, если фазовая
характеристика системы управления представлена иа рис. 8.3 (кри-
вая /).
8.3.	В каких режимах работы выпрямителей имеет преимущества
система управления с линейной формой опорного сигнала?
8.4.	Как изменятся зависимости a=f(t/y/t/m) и 5d/£do=f(t/y/t/m)
выпрямителя в режиме непрерывного тока нагрузки, если в схеме рис.
8.5 увеличить емкость конденсатора С?
295
8.5.	Объяснить назначение управляющих импульсов, показанных и
рис. 8.9, в пунктиром.
8.6.	Как изменятся зависимости a—f(Us/Um) и Еа/Ем=1(1ЦЦ}т
если в схеме рис. 8.7, а немного уменьшить частоту импульсов мулы-j
вибратора?
8.7.	Перечислить преимущества однокаиальпых систем управление
объяснить принцип действия схем рис. 8.12, а и 8.13,0.
Глава девятая
АВТОНОМНЫЕ ВЕНТИЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
9.1.	СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Автономные вентильные преобразователи не связан!
с мощной электрической сетью переменного тока: в каче
стве источника энергии автономные преобразователи ис
пользуют источники постоянного тока. Таким источнике»
может быть выпрямитель, преобразующий энергию сети пе
ременного тока, аккумуляторы или другие источники посто
янного тока. Автономные преобразователи работают на ав
тономную, отделенную от других источников энергии на
грузку постоянного или переменного тока.
Основными типами автономных преобразователей явля
ются импульсные преобразователи постоянного напряже
ния, у которых на входе и выходе постоянное напряжение^
и инверторы — преобразователи постоянного тока в пере'
менный.
При питании от источников постоянного напряжения для
регулирования мощности постоянного тока в нагрузке с вы-
соким КПД используются импульсные преобразователи (ре
гуляторы) постоянного напряжения с ключевым режиме»
работы.
На рис. 9.1, а приведена схема такого преобразователе
на идеальном ключе, включенном последовательно с на
грузкой (активная нагрузка). При периодическом замыка
нии и размыкании ключа Кл напряжение на нагрузке при
нимает вид прямоугольных импульсов с амплитудой, равно!
ЭДС питания Е.
Отношение периода следования импульсов Т к длитель
ности импульса /и называется скважностью (см. § 3.1)
Ои=7’//И>1. Величина, обратная скважности, называете
коэффициентом заполнения y=l/Qa=t„/T.
296
Рис. 9.1. Схема и временные диаграммы импульсного преобразователя
постоянного напряжения при работе на активную (а) и активно-индук-
тивную (б) нагрузки
Изменением длительности включенного и выключенного
состояния ключа К можно воздействовать на среднее и дей-
ствующее значения напряжения на нагрузке.
Среднее напряжение на нагрузке
г
<4.сР » V$uBdt = A JEdt = Е± = уЕ. (9.1)
о	о
Примером активной нагрузки могут служить электриче-
ские лампы накаливания и электрические печи сопротивле-
ния. Для тех и других существенно действующее значение
напряжения. Для нагрузки типа двигателя постоянного то-
297
ка, аккумуляторной батареи и нагрузки, работающей со
сглаживающими фильтрами, важно среднее значение напря-
жения.
Если нагрузка носит индуктивный характер (например,
содержит дроссель для сглаживания выпрямленного напря-
жения или для ограничения пульсаций тока якоря двигате-
ля постоянного тока), то для того, чтобы при разрыве цепи
не было опасных перенапряжений, она шунтируется диодом
Vo (рис. 9.1,6). При этом ток в нагрузке становится непре-
рывным, протекая то через источник Е, когда ключ замкнут
(на интервале tH энергия запасается в нагрузке), то через
шунтирующий диод, когда ключ разомкнут (на интервале
Т—tK часть энергии, запасенной в нагрузке, рассеивается).
При идеальном ключе напряжение на нагрузке ии имеет
форму прямоугольных импульсов, а ток in пульсирует, изме-
няясь по экспоненциальной зависимости с постоянной вре-
мени тв=Ен/7?н. При этом среднее и действующее значения
напряжения определяются теми же формулами, что и при
активной нагрузке.
При активной и активно-индуктивной нагрузках среднее
значение тока в нагрузке находится по среднему значению
напряжения на нагрузке:
^н.ср ^н.ср/^н"
Возможны два способа
жения:
мы напряжения и тока в схе-
ме рнс. 9.1,6 при различных
способах регулирования напря-
жения
регулирования выходного напря-
широтно-импульсное регу-
лирование (ШИР), когда для
изменения среднего значения
тока и напряжения нагрузки
изменяют длительность замк-
нутого состояния ключа /п=
=var при постоянном периоде
повторения Т=const (рис.
9.2, а, 6);
частотно-импульсное регу-
лирование (ЧИР), когда изме-
няют частоту повторения при
постоянной длительности им-
пульса (iH=const, T=var,
рис. 9.2,а, в).
В обоих случаях воздейст-
вуют на y—tu/T, что приводит
к изменению среднего и дейст-
298
вующего значения напряжения в нагрузке в соответствии
с (9.1), (9.2).
В качестве ключей импульсных преобразователей посто-
янного напряжения можно использовать транзисторы, запи-
раемые (двухоперационные) тиристоры и обычные одноопе-
рационные тиристоры, снабженные узлами принудительной
коммутации, т. е. дополнительными схемными элементами,
обеспечивающими выключение тиристоров в заданные мо-
менты времени.
9.2.	УЗЛЫ КОММУТАЦИИ ОДНООПЕРАЦИОННЫХ ТИРИСТОРОВ
Различают узлы параллельной и последовательной коммутации.
В обоих случаях для выключения тиристора к нему прикладывают об-
ратное напряжение, под действием которого прекращается анодный ток
тиристора и восстанавливаются его запирающие свойства. Источником
коммутирующего напряжения обычно является конденсатор, предвари-
тельно заряженный с нужной полярностью.
При параллельной коммутации конденсатор через замыкающий
ключ подключается либо параллельно силовому тиристору (рис. 9.3, а),
либо параллельно нагрузке (рис. 9.3,6). При подключении конденсатора
Рис. 9.3. Основные способы подключения коммутирующего конденсато-
ра к тиристору
параллельно тиристору напряжение на тиристоре во время коммутации
Ua.oop=uc, а напряжение иа нагрузке ив=Е+ис. При подключении кон-
денсатора параллельно нагрузке анодное напряжение тиристора иа,обр=
=«с—Е, а напряжение на нагрузке ив=ис. В обоих случаях напряже-
ние на нагрузке зависит от напряжения на конденсаторе, которое будет
изменяться в зависимости от тока нагрузки.
При последовательной коммутации напряжение коммутирующего
конденсатора вводится в цепь последовательно с тиристором, например,
если конденсатор включается параллельно дросселю (рис. 9.3, в). Тири-
стор на интервале коммутации оказывается под обратным напряжени-
ем иа,обр=ис—Е, а напряжение на нагрузке ин=0. Контур перезаряда
конденсатора не включает нагрузку, поэтому напряжение на нагрузке
299
5.7. Стабилизаторы напряжения..........................
5.8. Источники питания с многократным преобразованием
энергии ..............................................
Контрольные вопросы и задачи...........................
Глава шестая Ведомые сетью преобразователи средней и
большой мощности...............................................212
6.1. Применение вентильных преобразователей в энергетике
и электротехнике ................................... 212
6.2,	Однофазный управляемый выпрямитель.................215
6.3.	Однофазный ведомый сетью инвертор .	.	.	222
6.4.	Трехфазный нулевой выпрямитель....................'22F
6.5.	Трехфазный мостовой выпрямитель................
6.6.	Составные многофазные схемы выпрямления
6.7.	Реверсивные выпрямители н непосредственные преобра
зователи частоты....................................  243
6.8.	Регулируемые преобразователи переменного напряжения 248
Контрольные вопросы и задачи.............................253
Глава седьмая. Влияние вентильных преобразователей на
питающую сеть.........................................254
7.1.	Коэффициент мощности вентильных преобразователей 254
7.2.	Вентильные преобразователи с повышенным коэффици-
ентом мощности..........................................263
7.3.	Источники реактивной мощности......................269
Контрольные вопросы и задачи.............................275
Глава восьмая. Системы управлевия вентильными преобра-
зователями ...........................................275
8.1.	Функции и структура систем управления ....	275
8.2.	Фазосмещающие устройства (ФСУ)......................279
8.3.	Многоканальные системы управлении...................287
8.4.	Одноканальные системы управления..................  290
Контрольные вопросы и задачи.............................295
Глава девятая. Автономные вентильные преобразователи 296
9.1.	Способы регулирования постоянного напряжения	.	.	296
9.2.	Узлы коммутации однооперационных тиристоров	.	.	299
9.3.	Инверторы напряжения.............................<30Э\
9.4.	Инверторы тока...................................' 306J
9.5.	Резонансные инверторы..............................311
Контрольные вопросы и задачи............................313
Список литературы.........................................314
Предметный указатель  ....................................315
при последовательной коммутации не зависит от процессов на интерва-
ле коммутации, т. е. от условий перезаряда конденсатора.
На рис. 9.4, а приведена схема простейшего тиристорного импульс-
ного преобразователи постоянного напряжения с узлом параллельной
коммутации, в котором коммутирующий конденсатор Св подключается
Рис. 9.4. Схема н временные диаграммы токов и напряжений узла при-
нудительной коммутации тиристора при линейном перезаряде конден-
сатора
параллельно нагрузке. В коммутирующий узел силового тиристора Vo
входит конденсатор Ск, коммутирующий тиристор 14 и цепь для коле-
бательного заряда конденсатора, состоящая из дросселя Lv и диода V.
Нужные для коммутации вентиля Vc полярность и величина напряже-
ния на конденсаторе С получаются после включения при t—t\ тиристо-
ра Vc, когда по контуру Vc-V-LK-CK происходит заряд конденсатора
Ск до напряжения Vm>E (рис. 9.4,6). При этом к нагрузке приклады-
вается напряжение ив=Е. Кроме тока нагрузки i„, через тиристор Ус
при его включении протекает ток заряда конденсатора ic (рис. 9.4, а),
по форме близкий к полуволне синусоиды (заряд конденсатора имеет
колебательный характер): fa=iH+ic. Для выключении тиристора Vc по-
даем в момент t—tj импульс управлении на тиристор VK. При его
включении напряжение на нагрузке становится равным напряжению
заряженного конденсатора Ск uB=Uco, а к тиристору Vc прикладыва-
ется обратное напряжение, равное на=Псо—Е. Ток через тиристор Уо
прекращается, и ток нагрузки замыкается по цепи RB-LB-CK-VK. Кон-
денсатор перезаряжается током нагрузки, а так как этот тек из-за
большой индуктивности LB хорошо сглажен, то наприжение на конден-
300
саторс ис и тиристоре иа изменяется по линейному закону. Тиристор Ve
за время существования обратного напряжения восстанавливает свои
запирающие свойства.
После окончания разряда конденсатора при t*=t3 ток ic становится
равным нулю, а ток нагрузки замыкается через шунтирующий диод Vo.
Схема готова к формированию следующего импульса напряжения на
нагрузке. В момент ft поступает импульс управления иа тиристор Vc,
опять отпирается Ve н процессы в схеме повторяются.
За длительность импульса иа нагрузке принимают время между
управляющими импульсами, подаваемыми на силовой тиристор (6)
и коммутирующий тиристор (t2) (рис. 9.4,6). Этот интервал соответст-
вует длительности открытого состояния ключа, т. е. тиристора Vc. Об-
ратное напряжение иа тиристоре Ve поддерживается в течение интер-
вала tB, когда конденсатор С разряжается током нагрузки от Uco до Е.
Имеем
/и = Ск = Ск (Uco - E)/tB
или
/в=Сн(^-£)//В,
где 1/со=(1»5-*-1,8)£ в зависимости от потерь в зарядном контуре
Vc-V-LK-CK. За это время t„ тиристор Vc должен воосстановить свои
управляющие свойства.
На рис. 9.5, а првведена более совершенная практическая схема
импульсного преобразователя постоянного напряжения, в которой при
коммутации конденсатор подключается параллельно силовому тиристо-
ру Vc. В узел коммутации входят коммутирующей конденсатор Ск,
коммутирующий тиристор V„ и цепь для колебательного перезаряда
конденсатора LK, VI.
При подаче ЭДС Е конденсатор Ск через VI, LK и нагрузочную цепь
L„R„ заряжается до напряжения ис=Е с указанной без скобок поляр-
ностью. При t=t| иа управляющий электрод тиристора Ve поступает
импульс управления iy,e. Тиристор Vc отпирается, и напряжение иа на-
грузке (верхняя диаграмма рис. 9.5,6) ив=Е.
Для запирания Vc на управляющий электрод VK в момент ti пода-
ется импульс управления ty.K. Тиристор VB отпирается, и конденсатор по
контуру Ск-Vc-Лк-VK перезаряжается до напряжения, близкого по вели-
чине Е, но с обратной полярностью (знаки в скобках). Процесс носит
колебательный характер, а ток конденсатора ic имеет форму полувол-
ны синусоиды с длительностью полупериода	L„CK.
После перезаряда конденсатора Vc при t=t3 оказывается под об-
ратным напряжением, в результате чего прямой ток й через него пре-
кращается. Конденсатор перезаряжается постоянным током нагрузки,
и напряжение на нем линейно убывает. При t—ta конденсатор разри-
дилси до нуля. Интервал <3=Z4 равен времени приложения к силовому
301
Рис. 9.5. Схема и временные диаграммы токов и напряжений узла при-
нудительной коммутации тиристора с колебательным перезарядом кон-
денсатора
тиристору обратного напряжения, т. е. это время выключения, предо-
ставляемое тиристору Vc для восстановления управляющих свойств.
При f=/s конденсатор вновь заряжается до исходного напряжении, рав-
ного Е, а напряжение иа нагрузке и„ становится равным нулю.
На интервале f6— te ток нагрузки протекает через диод Vo, а выход-
ное напряжение ин=0. Изменяя время задержки импульса управления
на коммутирующий тиристор	можно изменять скважность вы-
ходного напряжения и его среднее и действующее значения.
Найдем схемное время выключения /в. Обозначаем начальное напря-
жение на конденсаторе через k3E, где k3 — коэффициент заряда конден-
сатора (йа=0,8->0,9), и считаем ток нагрузки, которым перезаряжается
конденсатор, постоянным:
1а — Си Д1//Д/ или Д/ = CKEU/Ia,
откуда
/н = Ск ka Е/1а.
При изменении тока нагрузки /я изменяется скорость перезаряда
конденсатора и поэтому изменяется форма и среднее значение выходно-
го напряжения ив.
Для уменьшения влияния тока нагрузки на выходное напряжение,
т. е. для стабилизации внешней характеристики ик=[(1в) и времени,
302
предоставляемого для запирания тиристоров, силовой тиристор Vc шун-
тируют диодом V2. При этом перезаряд конденсатора иа интервале
/з—h носит колебательный характер. Ток ic предстаилиет половину си-
нусоиды той же частоты, что и при заряде конденсатора, и протекает
по контуру Cv—VI—Тк—V2. Теперь время запирания примерно равно
полупериоду собственной частоты контура 4«/0=л|/ LKCK, а форма
выходного напряжения преобразователя приближается к прямоуголь-
ной.
9.3.	ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Инверторами напряжения называются автономные пре-
образователи, в которых переменное напряжение на нагруз-
ке образуется в результате ее периодического подключения
с помощью ключей к источнику постоянного напряжения,
причем с помощью ключей обеспечивается чередующаяся
полярность импульсов напряжения на нагрузке. Инверторы
напряжения выполняются на полностью управляемых при-
борах (транзисторах, двухоперационных тиристорах, одно-
операционных тиристорах, снабженных цепями коммута-
ции).
На рис. 9.6, а приведена схема однофазного мостового
инвертора напряжения на полностью управляемых венти-
лях (обратить внимание на изображение запираемого ти-
ристора).
При включенных тиристорах VI и V4 и выключенных
V2 и V3 нагрузка подключается левым концом к положи-
тельной шине питания, а правым — к отрицательной и ток
iH течет, как показано на рисунке. Если VI и V4 выключить,
a V2 и V3 включить, то напряжение и ток нагрузки изменят
направление. При активной нагрузке (£„=0) ток нагрузки
iH повторяет по форме напряжение на нагрузке ин. На рис.
9.6, б штриховой линией показаны кривая тока нагрузки
iH и входного тока инвертора i при £н=0. Ток iH и напря-
жение и„ имеют прямоугольную форму.
При активно-индуктивной нагрузке (LH=/=0) ток нагруз-
ки i’ изменяется по экспоненциальному закону с постоян-
ной времени ?=£„//?„. При запирании VI и V4 в момент
/2, несмотря на поступление отпирающих импульсов на
V2 и V3, ток нагрузки i' из-за присутствия индуктивности
L„ будет стремиться сохранить свое направление. Для того
чтобы после запирания VI и V4 открыть путь току нагруз-
ки, тиристоры шунтируют диодами V10—V40. Поэтому ток
нагрузки in при t3<t<t3 протекает через V20 и V30 и воз-
303
Рис. 9.6. Схема и временные диаграммы однофазного мостового инвер-
тора напряжения
вращает часть энергии, запасенной в индуктивности, обрат-
но в источник Е.
При t—t3 ток нагрузки iH становится равным нулю,
а при />/3 ток начинает протекать в противоположном на-
правлении через V2 и V3, на управляющих электродах ко-
торых продолжают присутствовать отпирающие сигналы.
Аналогично на интервале	т. е. после запирания
V2 и V5, ток нагрузки протекает через V10 и V40.
Выходное напряжение инвертора напряжения из-за ма-
лой длительности процесса коммутации (запирание венти-
лей, даже с учетом процессов в коммутационных узлах, ес-
ли инвертор выполнен на однооперационных тиристорах,
длится не более 200 мкс) по форме близко к прямоугольно-
му и не зависит от тока нагрузки. В связи с этим внешняя
(нагрузочная) характеристика инвертора напряжения t7H —
=f(/H) представляет собой прямую линию с очень малым
наклоном.
Входной ток инвертора i' (рис. 9.6,6) при L„¥=0 стано-
вится знакопеременным, что говорит о периодическом энер-
гообмене между цепью нагрузки и источником питания: за-
пасание энергии в индуктивности нагрузки при работе ти-
ристоров и возвращение энергии в источник на интервале
работы обратных диодов. Если источник питания Е пред-
ставляет собой выпрямитель, то для создания в нем обрат-
ной проводимости, позволяющей принять энергию из инвер-
тора, его шунтируют конденсатором С большой емкости, как
показано на рис. 9.6, а.
Найдем выражение для тока нагрузки. Контур тока iH
включает в себя Е, RH и LH. Считая, что ток нагрузки состо-
304
ит из принужденной и свободной составляющих, имеем
= *в.пр + »н.св = 'о + А ехР (- 'Ч).	(9-3)
где тн=£н/#н — постоянная времени цепи нагрузки; /о=
—E/Rb — ток нагрузки при /=оо или при LH=0.
Так как напряжение на нагрузке периодически повторя-
ется, то
*н(0) ==—fe(772),	(9.4)
что позволяет определить постоянную А.
После подстановки (9.3) в (9.4) и преобразований по-
лучаем
.	/ Г1 _	2 ехр (— //тн)
н °[	1 + ехр(-7'/2тн)
Максимальное значение тока нагрузки находим из (9.5)
при 1 = 712-.
.	_ . 1 — ехр (—7/2тн)
нт 0 14-ехр(-772тн) ‘
Для регулирования выходного напряжения инверторов
напряжения либо изменяют ЭДС питающего напряжения
Е, либо используют так называемые внутренние средства,
а именно изменяют форму выходного напряжения. С этой
целью в схеме рис. 9.6, а сдвигают управляющие импульсы
на V3 и V4 относительно управляющих импульсов на VI
и V2 на угол управления а (на временных диаграммах рис.
9.7 представлены интервалы проводимости всех тиристоров
и форма тока и напряжения на нагрузке).
На интервале t0<t<ti открыты VI и V4, на нагрузке
ин=Е. В момент i\ VI запирается и подается управляющий
импульс на V2, в результате чего ток iH замыкается в кон-
туре V4-V20-R» L„, а напряжение на нагрузке, закорочен-
ной тиристорами V4 и V20, ик=0. В момент 1г поступает
отпирающий импульс на V3, V4 прекращает работать и на-
грузка подключается к источнику питания: ип=—Е. Из-за
индуктивности нагрузки первое время на интервале t2—13
ток tH протекает в прежнем направлении по контуру /?ИЬВ-
V30-E-V20, затем после спада тока к нулю при t=t3 ток
изменяет свое направление и течет в контуре E-V3-RaLa-V2.
Таким образом, в кривой u»(t) появляется регулируемая
пауза. Порядок подачи сигналов управления на вентили
инвертора получил название алгоритма управления. Ал-
горитм управления и характер нагрузки в инверторе напря-
жения определяют характер и продолжительность работы
вентилей — алгоритм переключения.
20—73
305
+ b
a)
].Fc
—I UAB
7^
Рис. 9.8. Трехфазный мостовой ин-
вертор напряжения (а) и времен*
иые диаграммы напряжений в ин*
верторе (б)
Рис. 9.7. Временные диаграммы
тока, напряжения и интервала
проводящего состояния вентилей
в схеме рис. 9.6 при регулировании
выходного напряжения

схема трехфазного инвертора
На рис. 9.8, а приведена схема трехфазного инвертора |
напряжения. Рассмотрим простейший режим, когда каждые |
два тиристора одной фазы открываются попеременно. Если 3
положить потенциал отрицательного полюса источника пи- |
тания Е равным нулю, то потенциалы точек А, В, С будут |
принимать значения либо Е, либо 0. На рис. 9.8, б показа- 4
ны кривые изменения потенциалов <рл, и <рс, как обычно |
в трехфазных системах, они сдвинуты относительно друг |
друга на 120°. К нагрузке приложено линейное напряжение |
«дв=Фл—Фв, форма которого также приведена на рис. ,1
9.8, б. Выходное напряжение (линейное) трехфазного ин- |
вертора представляет собой в рассматриваемом режиме |
знакопеременные прямоугольные импульсы длительностью Я
120°.	I
9.4.	ИНВЕРТОРЫ ТОКА	Ж
Инверторами тока называются автономные инверторы, Ж
которые связаны с источником питания через сглаживаю-#
щий дроссель, так что вентили инвертора переключают ток. S
В качестве вентилей в инверторах тока используют одно- Ж
операционные тиристоры. Для коммутации тиристоров па- Ц-
306
Рис. 9.9. Схема (а) и временные диаграммы (б) однофазного параллель-
ного мостового инвертора тока
раллельно нагрузке обычно подключается коммутирующий
конденсатор. По способу подключения конденсатора к на-
грузке такие инверторы называются также параллельными.
На рис. 9.9, а приведена схема однофазного мостового
параллельного инвертора тока. Из-за большой индуктивно-
сти сглаживающего дросселя La входной ток инвертора id
(ток источника Е) будем считать идеально сглаженным.
При включении VI и V4 с помощью импульсов от системы
управления, не показанной на рисунке, образуется контур
протекания тока Ed-Ld-Vl-RH-V4—Ed. Направление тока
в диагонали моста t показано на рисунке. При включении
V2 и V3 ток изменяет свое направление. Входной ток ин-
вертора 1а благодаря периодическому переключению, осу-
ществляемому тиристорами, превращается в диагонали
моста в переменный ток прямоугольной формы (рис. 9.9,6).
При активной нагрузке RH напряжение на конденсаторе
Uc=u„ в силу постоянства тока i—Id изменяется по экспо-
ненте с постоянной времени x=RnC и к концу интервала,
когда открыты тиристоры VI и V4, имеет полярность, ука-
занную на рис. 9.9, а. В момент t2 сигнал управления пода-
ется на управляющие электроды V2 и V3. При их отпира-
нии коммутирующий конденсатор С оказывается подклю-
ченным параллельно к обоим ранее проводившим ток ти-
ристорам VI и V4. Полярность напряжения на конденсато-
ре такова, что напряжение на вентилях при этом оказывает-
ся обратным, ток через VI и V4 прекращается и тиристоры
восстанавливают свои запирающие свойства. При t>t3 на-
пряжение между анодом и катодом вентилей иа из-за пере-
заряда конденсатора снова становится положительным.
20*
307
При t=tt снова происходит включение VI и V4 и вы-
ключение V2 и V3. В данной схеме имеет место одноступен-
чатая коммутация тока, когда ток с одного силового тирис-
тора сразу переводится на другой.
Форма и величина выходного напряжения инвертора
и время запирания тиристоров зависят от режима инверто-
ра, определяемого постоянной времени т. Чем больше т,
тем медленнее изменяется напряжение на нагрузке, закон
его изменения приближается к линейному, а форма напря-
жения ип приближается к треугольной. Напряжение на ди-
агонали моста иа в любой момент времени равно напря-
жению на закрытом вентиле. При работе вентиля V2 иа—
= «ai, т. е. напряжению на вентиле VI, а при открытом
тиристоре V4 ud=ua3.
Среднее значение Ud при пренебрежении потерями в дрос-
селе равно Е. Учитывая, что Ud=ua, имеем
Ed ==—
Л J
о
(9.6)
При увеличении т (например, при росте /?н) происходит
увеличение отрицательной площадки кривой иа (штрихо-
вая линия на рис. 9.9,6) и, в силу того, что £'d=const, на-
блюдается рост положительной площадки и увеличение на-
пряжения на нагрузке иа. Поэтому внешняя характеристика
инвертора тока является крутопадающей (рис.
9.10, а).
Выведем формулу для расче-
та внешней характеристики при-
ближенным методом основной
гармоники, т. е. считая выходное
напряжение инвертора синусои-
дальным.
Рис. 9.10. Внешняя характе-
ристика (а), схемы замещения
(б, г) и векторные диаграммы
(в, д) инверторов тока
308
Выразим мощность в нагрузке через мощность, отдаваемую источником
Е с учетом КПД инвертора tj:
Un Л1>cos ₽ = Ч/л £,	(9.7)
где 7(1;—действующее значение 1-й гармоники прямоугольного тока
I (см. рис. 9.9,6); р — угол сдвига между током I н напряжением ив.
Из разложения тока i в ряд Фурье получаем 7(|>“0,91а. Подстав-
ляем это значение в (9.7), в результате получаем
U„ = 1,1 t]£d/cos р.	(9.8)
Угол р может быть найден из схемы замещения рис. 9.10,6, кото-
рая показывает цепь, по которой протекает ток /((). Векторная диа-
грамма для схемы замещения приведена на рис. 9.10, в.
Введем коэффициент нагрузки В, равный отношению тока нагрузки
/в к току конденсатора 1с'-
д_ 7Н _	1	_ 1
1с U*C c>RHC сот
(9.9)
Из векторной диаграммы рис. 9.10, в имеем
cos Р=--	=  __1 _Г-
//2H+4	+
(9.Ю)
Подставим (9.10) в (9.8), получаем уравнение внешней характеристики
рис. 9.10, а:
l/H=l,lr!£dKl + l/6?.	(9.11)
По заданной величине В можно найти относительное выходное напря-
жение Ub)E и определить время, предоставляемое для выключения ти-
ристоров, /в=Р/со.
Тем же способом можно построить внешнюю характеристику ин-
вертора тока для активно-индуктивной нагрузки, дли этого строится
схема замещения, находится угол Р и значение cos Р подставляется
в (9.8). Крутопадающий характер внешней характеристики сохраняетси.
Сильная зависимость напряжения на нагрузке от на-
грузки является недостатком инверторов тока. Для стаби-
лизации напряжения на нагрузке используют различные
схемные решения, среди которых наиболее распространен-
ным является схема инвертора тока с так называемым ин-
дуктивно-тиристорным регулятором (рис. 9.11).
В схему однофазного мостового параллельного инвер-
тора тока дополнительно введен регулируемый преобразо-
ватель переменного напряжения с индуктивной нагрузкой
(элементы V5, V6, L). В § 7.3 мы рассматривали работу
такого преобразователя переменного напряжения и уста-
новили, что потребляемый им ток имеет 1-ю гармонику,
309
Рис. 9.11. Инвертор тока с ин-
дуктивно-тиристорным регуля-
тором
Рис. 9.12. Трехфазный моего- . Ч
вой инвертор тока	<<

фазовый сдвиг которой относительно напряжения всегда
равен л/2. Амплитуда 1-й гармоники тока в соответствии
с (7.10) зависит от угла управления а, который равен фа- £
зовому сдвигу управляющих импульсов на V5 (или V6)
относительно момента смены полярности напряжения ии. |
Поэтому данная схема преобразователя переменного на- .i
пряжения рассматривается как управляемая индуктив-М
ность, которая определяется выражением (7.11).	Д
На рис. 9.10, г приведена схема замещения, а на рис. %
9.10, д — векторная диаграмма инвертора по рис. 9.11. На f
векторной диаграмме появилась дополнительная состав- й
ляющая тока II. Регулируя II изменением угла а с .no-W
мощью системы управления, устанавливаем такой ток 7i,»B
при котором угол сдвига между током i и напряжением ияЖ
р остается неизменным, тогда в соответствии с выражени-Ж
ем (9.8) напряжение на нагрузке будет постоянным при
изменении тока нагрузки. Сравним векторные диаграммы g
рис. 9.10, в и д. На второй из них ток нагрузки уменьшился
(/?и возросло), но благодаря току IL угол р остался неиз-ж
менным и UB=const, что показано пунктирной линией на?Ц
рис. 9.10, а. При уменьшении тока нагрузки угол управлечЖ
ния а растет, £экв снижается.	Я
В инверторе рис. 9.11 можно стабилизировать угол р на.Ц
другом уровне, например увеличив его по сравнению саЖ
значением, показанным на диаграммах рис. 9.10, в и д, прйЦ
этом выходное напряжение инвертора при том же напря*;®
жении Е будет больше, но его стабильность при изменений
параметров нагрузки будет сохраняться.	Ф
Инверторы тока часто используют для работы на трех«ф
фазную нагрузку. На рис. 9.12 показана схема параллель^
'i*.
310	<
ного трехфазного мостового инвертора тока. Вентили ин-
вертора работают попарно, в том же порядке, как и в мо-
стовом трехфазном выпрямителе.
Инверторы тока с индуктивно-тиристорным регулято-
ром широко используются в промышленности, например,
в агрегатах бесперебойного питания, мощность их достига-
ет сотен киловатт. Форма выходного напряжения близка
к синусоидальной, что иногда позволяет использовать их
без фильтров на стороне переменного тока. При создании
инверторов тока с переменной выходной частотой возника-
ют трудности при работе на низких частотах, так как с по-
нижением частоты необходимо увеличивать емкость ком-
мутирующих конденсаторов. Для преодоления этих труд-
ностей разработаны модифицированные схемы инверторов
тока, в которых коммутация тока одного тиристора на
другой происходит в два этапа, для чего в схему введены
вспомогательные вентили. Однако более простые решения
в этих случаях обеспечивают инверторы напряжения.
9.5.	РЕЗОНАНСНЫЕ ИНВЕРТОРЫ
Для формирования переменного напряжения повышен-
ной частоты (от 0,5 до 10 кГц) используются резонансные
инверторы. Наиболее распространенной областью их ис-
пользования является электротермия, где они применяются
для питания установок индукционного нагрева. Резонанс-
ные инверторы обычно работают на однофазную нагрузку.
Схема мостового однофазного резонансного инвертора при-
ведена на рис. 9.13. В цепь нагрузки RHLH последовательно
подключен конденсатор С, поэтому такой инвертор назы-
вается последовательным. Цепь RHLnC представляет собой
последовательный колебательный контур с высокой доб-
ротностью (для чего Rh должно быть мало) и резонансной
частотой f0= —±—УЛ/(ЬнС). Запирание однооперацпонных
2л
тиристоров в таком инверторе происходит при спаде тока
к нулю в колебательном контуре.
В момент ti (рис. 9.14, а) подают управляющие импуль-
сы на Vt и V4, направление тока в колебательном контуре
i'h показано на рисунке. Конденсатор С заряжается до на-
пряжения Um, полярность которого показана на рис. 9.13.
В момент ti ток iH контура, который изменялся по синусои-
дальному закону, спадает до нуля, при этом Vt и V4 запи-
раются. Затем направление тока tH изменяется на противо-
положное, этот ток начинает протекать по контуру —Е—
311

— ^40—RhL„C—Vio+E, напряжение на конденсаторе умень-
шается. На интервале t2— t3 к Vj и У4 приложено не-
большое обратное напряжение, равное падению напряже-
ния на проводящих ток диодах Ую и V40- На этом интер- •
вале происходит восстановление запирающих свойств ти-
ристоров Vi и У4. Длительность интервала t2—t3 выбира-'
ется не менее времени выключения тиристоров (см. § 1.8).
Затем в момент t3 подают управляющие импульсы на У2 -
и Уз и ток переходит с диодов на эти тиристоры. На интер-
вале t3—ti ток 1н протекает по контуру +Е—У3—RuL„C—
—у2------напряжение на конденсаторе изменяет свой
знак и достигает максимума в момент Ц, когда ток iH
уменьшается до нуля. На интервале /4—ts (длительностью.;*
не меньше /в) ток iH протекает через У2о и У30, далее про-
цесс повторяется.	’
Наибольшая мощность выделяется в нагрузке при часто-
те управления инвертора f, максимально близкой к резо-
нансной частоте контура fo, однако всегда должно соблю-
даться неравенство fo>f, так как если длительность интер-
валов t2—t3 и Ц—/5 будет меньше минимальной, схемное
время, предоставляемое для выключения вентилей, будет*,
недостаточным для надежного запирания тиристоров. При *
уменьшении частоты, с которой подаются управляющие
импульсы на тиристоры, мощность, отдаваемая в нагрузку,
снижается, при дальнейшем уменьшении частоты f интер-
валы протекания тока через контур чередуются с бестоко-
выми паузами (режим прерывистого тока). Временные диа*
граммы в этом режиме представлены на рис. 9.14,6. На
интервале Л—12 работают тиристоры VI—V4, направление
тока iH указано стрелкой на рис. 9.13, мощность из источ-
ника питания передается в нагрузку. В момент t2 ток
312
Рис. 9.14. Временные диаграммы токов и напряжения в резонансном ин-
верторе в режиме непрерывного (а) и прерывистого (б) токов
в контуре изменяет свой знак, ток протекает через обрат-
ные диоды по контуру — Е—У40—RHLHC—Ую \-Е. При
этом нагрузка возвращает часть энергии, накопленной в ре-
активных элементах, в источник питания. Напряжение на
конденсаторе ис уменьшается, однако из-за потерь в кон-
туре оно не достигает нулевого значения.
В момент t'2 ток через диоды спадает к нулю. Бестоко-
вая пауза продолжается до тех пор, пока в момент /з не
будут поданы управляющие импульсы на силовые тиристо-
ры У2 и Уз. Во время бестоковой паузы напряжение на
конденсаторе неизменно. В момент t3 начинается форми-
рование второй половины периода выходной частоты ин-
вертора. При таком режиме прерывистого тока мощность
в нагрузке меньше, а кривые тока и напряжения на нагруз-
ке сильнее отличаются от синусоиды, чем в режиме непре-
рывного тока. Поэтому режим прерывистого тока применя-
ется редко. Для того чтобы приблизить кривую напряжения
на нагрузке к синусоидальной, часто параллельно нагруз-
ке включают конденсатор (последовательно-параллельный
инвертор).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
9.1.	Объясните назначение днода в схеме рис. 9.1,6. Постройте вре-
менные диаграммы напряжения на дноде и тока через диод.
9.2.	Объясните влияние тока нагрузки на процессы в контурах ком-
мутации рис, 9.4, а и 9.5, а.
313
9,3.	Как изменится форма напряжения иа нагрузке и процессы
в контуре коммутации в схеме рис. 9.5, а при включении в схему диода
V2?
9,4.	Импульсный преобразователь постоянного напряжения рис.
9.1,6 работает с у =0,5. Как изменится среднее значение тока через
ключ и его амплитудное значение, если последовательно с активной на-
грузкой 7?н=10 Ом включить сглаживающий дроссель? Xl~&Rb-
9.5.	Чему равно среднее значение тока через диод V в схеме нз во-
проса 9.4, если £=100 В?
9.6.	Как влияет величина нагрузки и соотношение между RB и LB
в инверторе напряжения на форму выходного напряжения и тока?
9.7.	Построить временные диаграммы напряжения и тока через ди-
од V10 в схеме рис. 9.6, о при работе на активно-иидуктивную на-
грузку.
9.8.	Как изменится выходное напряжение инвертора тока при уве-
личении емкости конденсатора С; при увеличении частоты?
9.9.	Найти напряжение на нагрузке инвертора тока (схема рис,
6.9, п), если Еа=300 В, С=0,1 мкФ, /=300 Гц, /?н=20 Ом. Принять
4=0,9.
9.10.	Как зависит мощность в нагрузке резонансного инвертора от
частоты? Чем ограничена максимальная рабочая частота?
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. М.: Советское ра-
дио, 1977.
2.	Алексенко А. Г., Шатурин И. И. Микросхемотехника: Учебное
пособие для вузов. М.: Радио и снизь, 1982.
3.	Балашов Е. П., Пузанков Д. В. Микропроцессоры и микропро-
цессорные системы: Учебное пособие для вузов. М.: Радио и связь, 1981,
4.	Бизиков В. А., Обухов С. Г., Чаплыгин Е. Е. Управление непо-
средственными преобразователями частоты. М.; Энергоатомиздат, 1985.
5.	Забродин Ю. С. Промышленная электроника: Учебник для вузов.
М.: Высшая школа, 1982.
6.	Маевский О. А. Энергетические показатели вентильных преобра-
зователен. М.: Энергия, 1978.
7.	Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры/Под ред.
Б. Ф. Высоцкого. М.: Советское радио, 1978.
8.	Пасынков В. В., Чиркни Л. К., Шинков А. Д. Полупроводнико-
вые приборы: Учебник дли вузов. М.: Высшая школа, 1981,
9.	Писарев А. Л., Деткин Л. П. Управление тиристорными преобра-
зователями. М.: Энергия, 1975.
10.	Полупроводниковые выпрямители/Под ред. Ф. И. Ковалева н
Г. П. Мостковой. М.: Энергия, 1981.
11.	Праигишвилн И. В. Микропроцессоры и микро-ЭВМ. М.: Энер-
гия, 1979.
12.	Руденко В. С., Сенько В. И., Трифонюк В. В. Основы промыш-
314
леииой электроники: Учебник для вузов УССР. Киев. Вища школа.
1985.
13.	Руденко В. С., Сенько В. И., Чиженко И. М. Основы преобразо-
вательной техники: Учебник для вузов. М.: Высшая школа, 1980.
14.	Рутковски Д. Интегральные операционные усилители- Пер. с
аигл. М.: Мир, 1978.
15.	Системы управления тиристорными преобразователями частоты/
В. А. Бнзиков, В. Н. Миронов, С. Г. Обухов, Р. Н. Шамгунов. М.: Энер-
гоатомиздат, 1981.
16.	Справочник по преобразовательной технике/Под ред. И. М. Чи-
женко. Киев: Техника. 1978.
17.	Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. М.: Энергия, 1977.
18.	Степаненко И. П. Основы микроэлектроники: Учебное пособие
для вузов. М.: Советское радио, 1980.
19.	Толстов Ю. Г. Автономные инверторы тока. М.: Энергия, 1978.
20.	Хилбурн Д., Джулич П. Микро-ЭВМ н микропроцессоры: Пер.
с аигл. М.: Мир, 1979.
21.	Чебовскнй О. Г., Моисеев Л. Г., Недошивин Р. П. Силовые по-
лупроводниковые приборы: Справочник. 2-е изд., перераб. и доп. Мл
Энергоатомиздат, 1985.
22.	Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М.: Советское радио,
1979.
23.	Энергетическая электроника: Справочное пособие: Пер. с нем./
Под ред. В. А. Лабунцова. М.: Энергоатомиздат, 1987.
24.	Яблонский Ф. М., Троицкий Ю. В. Средства для отображения
информации: Учебник для вузов. М.: Высшая школа, 1985.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Автогенератор 94, 119, 128, 133
Алгебра логики 142—144
Байт 174
Блокинг-генератор 131
Вентиль:
идеальный 17
лавнииый 20
полупроводниковый 17
Вход усилителя:
инвертирующий 67, 76
прямой 67, 76
Выпрямитель:
двенадцатипульсный 241
двойной трехфазный с уравни-
тельным реактором 239
однофазный мостовой 194
— нулевой 190
реверсивный 244
с нулевым вентилем 264
с умножением напряжений 204
трехфазный мостовой 231
— нулевой 227
управляемый 215, 230, 234
Вычитатель 85
Генератор:
линейно изменяющегося напря-
жения 125
синусоидального напряжения 94
Генерация носителей заряда 11
Дешифратор 149
Диаграммы:
Вейча 147
Венна 142
Дизъюнкция 135
Динистор 39
Диод:
высокочастотный 20
импульсный 20
лавинный 20
полупроводниковый 18
светоизлучающий (светодиод) 46
Дрейф нуля 64, 66
315
Зоны энергетические 9
Инверсия логическая 134
Инвертор:
ведомый сетью 222
зависимый 222
логический 134
напряжения 303
параллельный 307
последовательный 311
тока 307
— с индуктивно-тиристорным ре-
гулятором 309
резонансный 311
Индикатор:
газоразрядный 185
жидкокристаллический 185
Интегратор 86
Интерфейс 172
Источник реактивной мощности
269
Канал (в полевом транзисторе):
встроенный 31
индуцированный 33
Каскад:
дифференциальный 65
— несимметричный 70
параллельно-балансный 65
с общим истоком 73
---- коллектором 71
----эмиттером 50—82
усилении мощности 98
Классы усиления 51, 99—104
Ключ транзисторный 108
Коммутация вентилей:
естественная 215
принудительная 299—303
Компаратор 113—115
Компенсация:
входных токов 87
напряжения смещения нуля 88
Конъюнкция 136
Коэффициент:
искажений 259, 262
мощности 254—255
передачи тока 23, 24
пульсаций 193, 222
усиления 61—62
Крутизна 30
Линия нагрузки 54, 55
Логика:
транзисторно-транзисторная
(ТТЛ) 138
МДП 140
Магистраль:
адресов 173
данных 173
управления 173
Метод расчета усилительного кас-
када графический 54
Микропроцессор 170
Микросхема интегральная:
большая (БИС) 44
гибридная 42
пленочная 42
МикроЭВМ 172
Минимизация логических схем 145,
147—149
Момент естественного отпирания
216, 228, 232
Мост Вина 93
Мощность:
искажения 259
реактивная 258
Мультивибратор 119
Мультиплексор 150
Одновибратор 122
Операции логические 134—137
Опрокидывание инвертора 227
Оптрон 47
Память стековая 181
Пара оптоэлектронная 47
Переход электронно-дырочный 14
Повторитель эмиттерный 71
Полоса пропускания 90, 94, 96
Полупроводник:
п-типа 12
р-типа 13
Полусумматор 152
Преобразователь:
автономный 296
аналого-цифровой 167
ведомый сетью 189
переменного напряжения 248
постоянного напряжения 296
реверсивный 243
цифро-аналоговый 166
частоты непосредственный 247
Примесь:
акцепторная 13
донорная 12
Пробой:
лавинный 18
полевой 18
тепловой 18
Проводимость полупроводников:
дырочнаи 11
электронная 11
Процесс регенеративный 37, 115
Распределитель импульсов 163
Регистр:
аккумулятор 171, 177
общего назначения (РОН) 170
параллельный 164
последовательный 164—165
Регулирование широтно-импульс-
ное 248, 298
Регулятор индуктивно-тиристор-
ный 273, 311
Режим:
насыщения 109
непрерывного тока 219
обеднения 32
обогащения 32
отсечки 109
покоя 52
прерывистого тока 218
Рекомбинация носителей заряда 11
Самовозбуждение 91
Связь обратная:
отрицательная 57
положительная 57
Симистор 39
Сигнал синфазный 69
Система управления:
асинхроннаи 286
вентильным преобразователем
275—277
многоканальная 287
одноканальная 290
синхронная 279
цифровая 284, 293
Скважность импульсов 108
Слой запирающий р-л перехода 15
Стабилизатор:
компенсационный 209
параметрический 207
Стабилизация точки покоя 57
Стабилитрон кремниевый 20
Степень интеграции 44
Сумматор:
арифметический (цифровой) 151
инвертирующий 84
неннвертирующий 84
Схема замещения:
биполярного транзистора 59
усилительного каскада 60, 68,
71, 75
полевого транзистора 75
усилителя (обобщенная) 61
Схема сравнения цифровая 152
Счетчик:
вычитающий 161
двоичный 162
реверсивный 162
суммирующий 160
Тиристор:
двухоперациоиный 39
однооперационный 34
Ток:
обратный коллекторного перехо-
да 23
тепловой 15, 23
удержания 38
Траектория рабочей точки 55
Транзистор:
биполярный 20
полевой
—МДП-типа 31
— с р-п переходом 29
Триггер:
асинхронный RS 154
D 159
JK 157
синхронный RS 159
счетный Т 159
Шмитта 115
Угол:
коммутации 220
опережения 225
управления 216
Узел коммутации тиристора 299
Управление реверсивным выпря-
мителем:
раздельное 244
согласованное 245
Усилитель:
буферный 173
двухтактный класса В 103
дифференциальный 65
избирательный 93
инвертирующий 51, 81
неинвертирующий 79
операционный (ОУ) 76
постоянного тока (УПТ) 49, 63
с емкостной связью 95
Условие инвертирования 223
— самовозбуждения 91
Устройство:
арифметико-логическое 168
запоминающее:
— оперативное (ОЗУ) 173
— постоянное (ПЗУ) 154, 173
316
317
логическое 144
— комбинационное 144—154
раздельного управления 278
Фильтры сглаживающие 198
Формулы де Моргана 143
Фотодиод 47
Фототнристор 47
Фототранзистор 47
Функции логические 137
Характеристика:
внешняя инвертора напряжения
304
---- тока 310
— маломощного выпрямителя
205
— мощного выпрямители 222,
236
входная ведомого сетью инвер-
тора 225
— транзистора 27
выходная транзистора 25
ограничительная 227
передаточная усилителя 50, 78,
81, 83
регулировочная ведомого сетью
инвертора 225
— выпрямителя 218, 220
— преобразователя переменного
напряжения 250
— стековые 30—33
— частотная
— усилителя постоянного тока
90
----с емкостной связью 96
Центр рекомбинации 11
Частота граничнаи транзистора 28
Электропроводность полупровод-
ников 9—14
Элемент пороговый 114
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ..........................................
Введение ...................................................
Глава первая. Полупроводниковые и микроэлектронные
приборы ....................................................
1.1.	Электропроводность полупроводников................
1.2.	Процессы в электроиио-дырочном переходе
1.3.	Полупроводниковые диоды .	....................
1.4.	Биполярные транзисторы ...........................
1.5.	Характеристики и параметры биполярных транзисторов
1.6.	Полевые транзисторы...............................
1.7.	Тиристоры.................................... .	.
1.8.	Параметры и разновидности тиристоров
1.9.	Интегральные микросхемы...........................
1.10.	Полупроводниковые оптоэлектронные приборы
Контрольные вопросы и задачи ..........................
Глава вторая. Транзисторные усилители	. ' .
2.1.	Передаточная характеристика усилительного каскада
2.2.	Режим покоя в каскаде с общим эмиттером
2.3.	Обратные связи. Стабилизация режима покоя
2.4.	Схема замещения и основные показатели каскада с ОЭ
2.5.	Виды связей и дрейф пуля в усилителях постоянного
тока ..................................................
2.6.	Дифференциальный каскад...........................
2.7.	Каскад с общим коллектором........................
3
5
49
52
56
58
71
318
2.8.	Каскад с общим истоком..............................73
2.9.	Операционный усилитель..............................76
2.10.	Неинвертирующий операционный усилитель с обратной
связью..................................................79
2.11.	Инвертирующий операционный усилитель с обратной
связью .	.	.	,...............................81
2.12.	Операционные схемы.................................8?
2.13.	Компенсация входных токов и напряжения смещения
нуля........................................’•	87
2	14. Частотные свойства и самовозбуждение усилителей 89
2.15.	Избирательные усилители и генераторы синусоидальных
колебаний...................................- -	92
2.16.	Усилители с емкостной сиязью...................95
2.17.	Каскады усиления мощности......................98
Контрольные вопросы и задачи...........................,104
Глава третья. Импульсные устройства....................106
3.1.	Преимущества передачи информации а виде импульсов 106
3.2.	Ключевой режим транзистора	....;..	108
3.3.	Нелинейный режим работы операционного усилителя.
Компараторы............................................113
3.4.	Преобразование импульсных сигналов с помощью
/?С-цепей..............................................116
3.5.	Мультивибратор на операционном усилителе	.	,	119
3.6.	Одновибратор на операционном усилителе	.	.	122
3.7.	Генераторы линейно изменяющихся напряжений .	,	125
3.8.	Магиитио-траизисторные генераторы .....	131
Контрольные вопросы и задачи............................133
Глава четвертая. Логические и цифровые устройства
4.1.	Основные логические операции и их реализация . ,
4.2.	Типы логических микросхем........................
4.3.	Алгебра логики.........................,	.	. .
4.4.	Комбинационные логические устройства .	.	.
4.5.	Минимизация логических функций...................
4.6.	Комбинационные интегральные микросхемы
4.7.	Асинхронный 7?5-триггер..........................
4.8.	Синхронные триггеры..............................
4.9.	Счетчики и распределители импульсов..............
4.10.	Регистры........................................
4.11.	Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи
4.12.	Микропроцессоры.................................
4.13.	Система команд микропроцессора....................
4.14.	Индикаторные приборы и узлы цифровых устройств ,
Контрольные вопросы и задачи ...................... <
Глава пятая. Маломощные выпрямители однофазного тока
134
134’
137
142
144
147
149
154
157
160
‘163
165
168
177
183
187
189
5.1.	Структура источника питания..........................189
5.2.	Однофазные выпрямители с активной нагрузкой .	.	190
5.3.	Однофазные выпрямители с активно-индуктивной на-
грузкой	 .....................................194
5.4.	Фильтры	маломощных выпрямителей......................198
5.5.	Особенности работы и расчета выпрямителя с емкостным
фильтром..................................................201
5.6.	Внешние характеристики маломощных выпрямителей ,	205
319