átiuian ISTVÁN
ELEKTRONIKAI
ERŐSÍTŐK
I MŰSZAKI KÖNYVKIA
Terikének szeretetéért,
Pityunak és Huginak sok szeretettel
Dr. Házmán István
Elektronikai erősítők
Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1979
Lektorálta:
Dr. Telkes Béla
oki. villamosmérnök
© Dr. Házmán István, Budapest, 1979
ETO: 621.375
621.38
ISBN 963 10 2584 5
Felelős szerkesztő: Csabai Dániel műszaki tanár
Tártalom jegyzék
1.	Egyenáramú erősítők
1.1.	Elrendezés, követelmények 11
Be- és kimeneti szint. Nullapontstabilitás. Bemeneti hibajellemzők.
Bemeneti áram. Dinamikus viselkedés. Kapcsolási példák
1.2.	Elektrométer típusú erősítők 14
Eszközválasztás. A bemeneti áram kompenzálása
1.3.	A lebegő bemenetű mérőerősítő 16
Elvi felépítés. Kiviteli szempontok
1.4.	Nagy feszültségterhelésű erősítő 18
Alkalmazási terület. Differenciális soros fokozat. Kivezérelhetőség,
frekvenciamenet. Kompenzálás. Feszültségmegosztás
1.5.	Áramterhelésű erősítők 21
Kisjelű áramgenerátor. Áramkimenetű végerősítő
1.6.	Jelszaggatós erősítők 24
Elrendezés. A szaggató kivitele. Szaggatós kapcsolások.
Erősítés stabilizálása visszacsatolással. Kapacitív szaggató
1.7.	Kvázi-egyenáramű erősítők 29
Biológiai erősítők
2.	Hangfrekvenciás erősítők
2.1.	Átviteli követelmények 31
Frekvenciatartomány. Fázismenet, futási idő. Nem lineáris torzítás.
Teljesítményigény. Zajszint, dinamika
2.2.	Termikus zajok 35
A zaj fogalma. Ellenállászaj. Áramzaj. Árameloszlási zaj.
Átütési zaj. Villódzási zaj. Impulzuszaj. Zaj helyettesítő áramkörök.
Zajtényező, jellemzés zaj-négypólussal. Zaj-sávszélesség. Zajhatárolt dinamika.
Jel—zaj viszony
2.3.	Előerősítők, korrektorok 47
Az előerősítő szerepe. Mikrofonerősítők. Lemezjátszó előerősítők.
Fényhang előerősítő. Mágneshang előerősítő
5
2.4.	Hangkeverők 56
Passzív keverő. Keverés műveleti erősítővel. Elektronikai keverők
2.5.	Erősítésszabályozás 60
Szabályozás potenciométerrel. Elektronikai szabályozás.
Fiziológiai hangerőszabályozás
2.6.	Hangszínszabályozás 65
Magashangvágó. Zavarszűrők. Lepkeszabályozó. Elektronikai hangszínszabályozó.
Professzionális szabályozók. Jelenlétszűrők. Sávbontó szabályozók
2.7.	Dinamikamódosítók 78
Alapfogalmak. Erősítésszabályozók. Egyenirányítók. Zajvágó.
Zeneexpander. Limiter. Kompander. Sávbontó kompander
2.8.	Teljesítményerősítők 87
Integrált teljesítményerősítő. Integrált meghajtófokozat. Tranzisztoros teljesít-
ményerősítő
3.	Átviteltechnikai erősítők
3.1.	A vezeték tulajdonságai 95
Vezetéktípusok. Az átvitel alapegyenletei. Közelítő összefüggések.
Mérési eredmények
3.2.	Az erősítőkről általában 101
Frekvenciatartomány. Lezárások. Terhelés. Torzítás. Zajok, zavarok.
Erősítésszabályozás
3.3.	Kiegyenlítő erősítők 107
Passzív kiegyenlítők. Aktív kiegyenlítők
3.4.	Kétirányú erősítők 110
A 2/4 huzalos erősítő. Kétpólusú negatív ellenállás. Negatív ellenállás megvalósí-
tása. Negisztor
3.5.	Az erősítők felépítése 118
4.	Szélessávú erősítők
4.1.	Egyszerű kaszkádok 123
4.2.	Visszacsatolt erősítők 126
Emitterköri visszacsatolás. Párhuzamos visszacsatolás. Visszacsatolás
több fokozaton keresztül
4.3.	Kompenzált erősítők 133
Párhuzamos kompenzálás. Kompenzálás négypólussal
4.4.	Láncerősítők 136
5.	Szelektív erősítők
5.1.	Szelektív rendszerek 141
Definíciók. Hangolt erősítők. Integrált erősítők. Mechanikai szűrők.
Aktív RCáramkörök. Szelektív elektronikai rendszerek
6
5.2.	Hangolt erősítők 144
Erősítő fokozat LC-zárókörrel. Elérhető erősítés. Elérhető sávjóság.
Illesztés. Csatolási veszteség. Sávszűrős csatolóáramkör. Eredő átvitel
meghatározása. Stabilitásvizsgálat. A teljesítményerősítés optimalizálása.
A stabilitás mértékének beállítása. A maximális stabil erősítés. Negatív kimenő
vezetés hatása. Mechanikai szűrők. Integrált áramkörök hangolt erősítőkhöz
5.3.	Aktív RC-áramkörök 173
Alkalmazási terület. Átviteli tulajdonságok. Szűrők műveleti erősítővel.
Vezérelt generátoros szűrők. Negatív immittancia konverter és alkalmazása.
Girátoros realizálások. Negatív impedancia inverter. Frekvenciafüggés
5.4.	Szelektív elektronikai rendszerek 197
Digitális szűrő. Korrelációs szűrő. Frekvenciakövetö rendszer. Keverő rendszerek
6.	Stabilizált tápforrások
6.1.	Általános jellemzés 201
6.2.	Statikus üzemű stabilizátorok 203
Soros stabilizátor. Söntstabilizátor. Rerefenciaforrások. Stabilizátorok
méretezése. Fix feszültségű stabilizátorok. Általános felhasználású integrált
stabilizátor. Programozható tápegység
6.3.	Kapcsolóüzemű stabilizátorok 215
Alkalmazási terület. Működési elv. Vezérelt átalakító. Stabilizátor
723 típusú integrált áramkörrel
6.4.	Stabilizátorok feszültségellátása 219
Pufferkondenzátoros egyenirányító. Kapcsolóüzemű tápforrás
7.	Feszültségkomparátorok
7.1.	Túl vezérelt erősítők 227
7.2.	Visszacsatolt komparátorok 229
Komparátor műveleti erősítővel. A Schmitt-trigger
7.3.	Integrált komparátorok 233
Digitális jelvevő. Gyors komparátor. Nagypontosságú komparátor
8.	Jelformáló erősítők
8.1.	Nemlineáris átviteli karakterisztikájú erősítők 239
Vágókapcsolások. Töréspontos erősítők
8.2.	Állandó kimenőszintű erősítők 244
Szabályozott erősítők. Gyors limiter
8.3.	Logaritmikus erősítők 246
Logaritmikus vevő. Soros vezérlésű logaritmikus erősítő. Párhuzamos vezérlésű
típus. Átviteli karakterisztika
8.4.	Jelszinttartő erősítők 250
Kapcsolóeszközök. Erősítők. Elérhető pontosság. Hibakompenzáló áramkörök
7
9.	Analóg szabályozási rendszerek
9.1.	Az automatika elemei 255
Vezérlés és szabályozás. Átalakítók. Alapjelképzők. Különbségképzők. Erősítők.
Beavatkozó elemek
9.2.	Szabályozási rendszerek vizsgálata 258
Jellemzés. Gerjesztő jelek. Egyszerű rendszerek átviteli jellemzői.
Stabilitásvizsgálat. Pontosság. Kompenzálás
9.3.	Analóg számológépek 262
Felépítés. Összegző áramkör. Kivonó áramkör. Integráló áramkörök.
Differenciáló kapcsolás. Alkalmazások
Irodalomjegyzék 275
Tárgymutató 279
8
Előszó
Az elektronikai erősítők megjelenése tette lehetővé azt a tudományos és műszaki fejlő-
dést, amely mindennapi életünket ezernyi szállal szövi át. Ugyanúgy lépten-nyomon
erősítőkkel találkozunk lakásunkon és munkahelyünkön, mint ahogy az elektromos-
mechanikai energiaátalakítást végző elektromotorokkal, az egyszerű gépekkel és szer-
számokkal körülvesszük magunkat.
E könyv szerény keretei között megkíséreljük az erősítőt, mint rendszertechnikai
elemet bemutatni. Összevetjük az ismertebb alkalmazási területek igényeit és az elektro-
nika lehetőségeit, hogy az optimális megoldások megtalálásához utat biztosítsunk.
Feltételezzük, hogy az olvasó ismeri az elektronikai eszközöket és járatos az energia-
átalakító alapáramkörök méretezésében. A következő lépésben megkísérli tudását
egy-egy alkalmazási területen gyümölcsöztetni és többé-kevésbé önállóan valamely fel-
adatot megoldani. Ehhez kívánjuk az első lépéseket könnyebbé tenni azzal, hogy össze-
foglaljuk az alapvető tudnivalókat, szempontokat, amelyek kiindulást képeznek az
alkalmazott erősítő rendszer kialakításához. Bemutatjuk az ismertebb megoldásokat*
méretezési módszereket, valamint az egyre terebélyesedő integrált áramköri választé-
kot, amely könnyíti az áramkörtervezö munkáját.
Azoknak is segítséget akarunk nyújtani, akik különböző szakterületeken erősítőket
üzemeltetnek, felhasználnak. Útmutatást kapnak arra nézve, hogy mit várhatnak az
erősítőtől, hiba esetén mit vizsgáljanak stb. Ugyanakkor nem szabad elfelejteni, hogy
nem műszerkönyvet vagy katalógust vesz kézbe az olvasó. Legfeljebb arra szorítkoz-
hatunk, hogy segítünk ezek felhasználásában, abban, hogy mit vegyen figyelembe az ott
található adatokból, mit keressen és olvasson ki belőlük.
Az anyagot főiskolai, egyetemi és szakmérnöki előadásaim alapján állítottam
össze. Foglalkozom az egyenáramú, a hangfrekvenciás, az átviteltechnikai és az igen
széles sávú erősítőkkel. A szelektív rendszerek vizsgálata a hangolt erősítőkön és aktív
RC-áramkörökön túlmenően az újszerű elektronikai megoldásokra is kiterjed. A sta-
bilizált táp forr ásókkal és a feszültségkomparátorokkal foglalkozó fejezet a fejlődés
eredményeként egy-egy integrált áramköri család felhasználása köré csoportosul
Végül az értelmezés némi bővítésével ide soroltam azokat az áramköröket, amelyek
a be- és a kimenet közötti arányosságot kissé általánosabban értelmezik, de a jel vala-
mely jellemzőjét megtartva vagy feldolgozva, analóg kimenetet adnak. Külön fejezetbe
9
kerültek a nemlineáris jellegű áramkörök, valamint az analóg szabályozási rendszerek
lineáris és egyszerűsített elmélete.
Az anyag kialakításában munkatársaim, kollégáim közül sokan segítettek. Amellett,
hogy általánosságban valamennyiüknek meg szeretném köszönni mindazt, amivel a
könyv értékét emelték, külön is hálámat fejezem ki dr. Sárközy Gézának és dr. Lajtha
Györgynek inspiratív segítségükért, Farkas Vilmosnak és Pap Lászlónak a 3., ill.
a 9. fejezet kialkításához való hozzájárulásukért, dr. Telkes Bélának gondos lektori
tanácsaiért, valamint Süveges Piroskának a kézirat gondos gépeléséért.
Dr. Házmán István
10
• Egyenáramú erősítők
1.1. Elrendezés, követelmények
Be- és kimeneti szint. Az egyenáramú erősítő közvetlencsatolt elektronikai elrende-
zés, amely lehetővé teszi, hogy a bemenethez csatlakozó vezérlőgenerátor forráspara-
méterének tetszőlegesen lassú időbeni változása módosítva, de arányosan megjelenjen
a fogyasztón áram, ill. feszültség formájában. Ha a fogyasztó ohmos jellegű, ponto-
sabban szólva teljesítményt vesz fel, akkor általában feltételezhető az is, hogy a rend-
szer által leadott teljesítmény nagyobb a generátorból felvetthez viszonyítva (1.1. ábra).
Az elrendezés alapvető jellemzője a fogyasztó áramának, ill. feszültségének
viszonya a vezérlő forrásparaméterhez, azaz az erősítés. Vagy minimális értékét kell
megadni, vagy határértékek között foglal helyet. Az utóbbi esetben a pontosságon
túlmenően meg kell adni az erősítés stabilitását is, ti. változásának mértékét a rend-
szer hőmérsékletének vagy az idő (az üzemeltetés, raktározás- ideje) függvényében.
Nullapont-stabilitás. A be- és kimeneti jellemzők arányossága nulla bemeneti
jel esetén is követelmény: nulla bemenethez nulla kimeneti jelnek kell tartoznia.
A pontos arányosság méretezéssel soha nem biztosítható, szigorú követelmények
esetén egyedi beállítása, esetleg utánállítása szükséges. A kapcsolási elemek kézi vagy
gyártás közbeni beszabályozásával a nulla bemeneti jelhez tartozó kimeneti jel
eltüntethető, de a nulla érték ismét megváltozik akár a generátor passzív jellemzőinek,
akár belső jellemzőknek (tápfeszültségek, alkatrészek spontán vagy forszírozott, pl.
sugárzás hatására végbemenő öregedése, hőmérséklet) megváltozása hatására. A meg-
változás jellemzésére a nullapont-eltolódás, idegen szóval drift mértéke adható meg,
szokásos pl. a A Uk-JAT (mV/°C) vagy a A Uk-JAt {mN/nap, hó, év), esetleg a A Uk JA Ut
(mV/V) mérőszámának megadása. Az egyszerű jellemzés feltételezi a generátoroldal
állandó lezárását; a vezérlő jelforrás lekapcsolásakor jelentkező kimenetiszint-
eltolódást általában közvetlenül nem adják meg, az a bemeneti hibajellemzők és az
erősítés ismeretében számolható.
A generátor ellenállásától független jellemzés érdekében az egyenáramú erősítők
hibáját a bemeneti hibafeszültség és a hibaáram értékével adják meg (1.2. ábra).
Az adatok felhasználásakor ne felejtsük el, hogy a hibafeszültség előjele (néha az
hiba-helyettesitö hibamentes
áramkör	erősítő
1.2. ábra. Hibahelyettesítő áramkör
1.1. ábra. Egyenáramú erősítő
jelképi jelölése
11
áramé is, ha pl. bemeneti kompenzációt alkalmaztak!) definiálatlan és ismerni kell
a jellemzők hosszú idejű stabilitását, valamint a hőmérsékleti együtthatóikat is.
Az 1.2. ábrán megadott hibahelyettesítő áramkör paraméterei ismeretében szá-
molható az egyenáramú erősítő kimeneti hibája. Feltételezve, hogy a fogyasztó impe-
danciája elegendően nagy, célszerű a kimeneti hibafeszültséget megadni:
— (il^benl-^g4>e)^u-	(1-1)
A kimeneti hiba eltűntethető akár a bemeneten, akár az erősítő belsejében alkal-
mazott kompenzáló áramkörökkel. Kiegyenlíthető külön a feszültség-, külön a be-
meneti áramból adódó hiba, de egyszerűség kedvéért együttesen is kezelhető a két
hibaforrás. Végül használatosak fix jellegű kompenzálások, de az erősítő üzemi fel-
tételeiben egyes alapvető változások automatikus figyelembevétele is elképzelhető.
Létezik olyan automatikus kompenzáló áramkör is, amely az üzemidő rövid szaka-
szaiban az erősítőt a bemenettől függetlenítve nullázza a kimenetet, majd a nullázó
jelet állandó értéken tartva, visszakapcsol a vezérlőgenerátorra. Ha az erősítő nulla-
pont-vándorlása elegendően lassú, a periodikusan végrehajtott nullázás jól használ-
ható.
Bemeneti áram. Az egyenáramú erősítők bemeneti egyenárama mindig átfolyik
a vezérlőgenerátoron (1.2. ábra) és azt sok esetben működésében zavarja, meghami-
sítja. Különösen biológiai folyamatok vizsgálatánál fordul elő, hogy a generátornak
tekintendő jelforrás impedanciája definiálatlan és már igen kis áram jelentősen befo-
lyásolja a vizsgálandó folyamat menetét. Ebben az esetben a bemeneten áram-
kiegyenlítő áramkört kell alkalmazni, vagy — ami inkább célravezető — nagyon kis
bemeneti áramú eszközzel kell megépíteni az erősítő első fokozatát. Az ilyen elektro-
méter-típusú erősítők felépítése gyakran merőben eltér a közönségesen alkalmazott
rendszerekhez képest.
Dinamikus viselkedés. A nyugalmi állapotból — vezérlőjellel — kimozdított
erősítő bemeneti árama megváltozik, vagyis a bemeneti ellenállása véges. Ha ennek
értéke összemérhető a forrás belső ellenállásával, akkor a forrásfeszültség és a beme-
netifeszültség-változás között különbség van, amit figyelembe kell venni a kimeneti
feszültség meghatározásakor.
Hasonlóképpen, a fogyasztó kisebb-nagyobb mértékben terheli a kimenetet,
ami azt jelenti, hogy az erősítő kimeneti impedanciáját is számításba kell venni.
Gyakran fordul elő — különösen egyenáramú erősítőkben —, hogy a fogyasztó
helyes üzeme kifejezetten áramvezérlést kíván meg, ami elegendően nagy kimeneti
ellenállással valósítható meg.
Végül, soha nem hagyható figyelmen kívül a vezérlőjel változásának időfüggése,
sebessége, hiszen hasznos információt mindig csak jelváltozás jelent. Igaz ugyan,
hogy az egyenáramú erősítők alsó határfrekvenciája nulla, tehát sem csatoló, sem
hidegítő kondenzátorok nem alkalmazhatók, de a felső határfrekvencia mindig véges
és illeszkednie kell az alkalmazás követelményeihez. Ha még azokat az erősítőket,
amelyek az egyenáramú átvitel mellett igen nagyfrekvenciás jelek feldolgozását is
elvégzik, ki is rekesztjük a gondolatmenetből és a kifejezetten lassan változó jelek
vizsgálatát tekintjük feladatnak, akkor sem feledkezhetünk meg a rendszer időfüggé-
sének vizsgálatától, alakításától. Általánosságban mindkét szélső eset előfordulhat:
akár az, hogy az erősítő működése túlzottan gyors és a bejövő jel szükségtelen nagy-
frekvenciás összetevőit is átviszi, akár pedig az átvitt frekvenciatartomány szükséges
növelése kíván sajátos megoldásokat.
Az első esetben az átvitt sávot még akkor is leszűkítjük a megengedett mérték-
ben, ha a bejövő jel bizonyosan nem tartalmaz — akár hasznos, akár felesleges —
nagyfrekvenciás összetevőket, ekkor ugyanis a nemkívánatos zajok-zavarok hatásá-
12
tói igyekszünk megóvni a fogyasztót, sőt, esetleg magát az erősítőt, nehogy a zavaró
jelek hatására túlvezérlődjék, tönkremenjen.
A szükséges nagyfrekvenciás átvitel sem biztosítható esetleg az igen nagy belső
ellenállású jelforrásoknál, az igen kis bemeneti áramú erősítőknél. Itt már viszonylag
kis bemeneti (sönt) kondenzátor is zavaróan kis felső határfrekvenciát, a bemeneti
jel nemkívánatos integrálását eredményezi. A bemeneti kapacitás lecsökkentésére
szolgáló megoldással a következőkben részleteiben foglakozunk majd.
Kapcsolási példák. Kisfogyasztású feszültségmérőként alkalmazzák az 1.3. ábrán
látható egyszerű áramkört. Beépített csatornájú térvezérelt tranzisztorral (JFET)
építhető, ekkor a mérőkört terhelő áram 10‘ 7... 10 9 A-nál nem több, az alkalmazott
tranzisztor típusától függően. A bemeneti kapcsokra célszerűen a tranzisztort záró
irányban adjuk a mérendő feszültséget, ami a kimeneti körben erősitve és terhel-
hetően jelenik meg. Az elektromechanikai mérőműszer a kimenethez csatlakoztatjuk,
mégpedig úgy, hogy az R2, R2, R3 ellenállásokból és a tranzisztor kimeneti kapcsai-
ból alkotott híd átlójába kerüljön. Nulla bemeneti feszültségnél bármely ellenállás
szabályozásával kiegyenlítjük a hidat, amely ezután mérésre kész állapotban van.
A bemutatott áramkör számos előnytelen tulajdonsággal rendelkezik. Az, hogy
csak egyetlen fokozatban, viszonylag kis (100...500 mV) végkitérés mellet mér feszült-
séget, hátrány, de megfelelő bemeneti feszültségosztóval megszüntethető és még a kis
fogyasztás előnye is fenntartható. A hátrányok a pontatlan, instabil működésből
adódnak. Az egyszerű kapcsolás pl. nem alkalmas a végkitéréshez tartozó érzékenység
beállítására, sőt, az érzékenység a nullapont-kiegyenlítéstől, az alkalmazott tranzisz-
tor (rövidzárási) kimeneti áramától, meredekségétől is függ. Állíthatóvá lehet ugyan
tenni, akár a source körében, akár a műszerrel sorban beiktatott változtatható ellen-
állással, de a kalibrálás etalonfeszültséget igényel a bemeneten. A source-körben
elhelyezett ellenállás változtatása a híd kiegyenlítését is befolyásolja, így pontos együt-
tes érzékenységállítás és nullázás csak több lépésben közelíthető meg.
A nullázás és az érzékenység külső tényezőktől is függ, így elsősorban a telep
feszültségétől, továbbá az erősítő eszköz hőmérsékletétől.
Minden hibája ellenére még elvétve találkozunk ilyen egyszerű mérőáramkörrel,
mert a szükséges feszültségerősítés kicsi, és mindaddig, amíg a nullapont-vándorlás,
érzékenységváltozás és az itt nem is tárgyalt nemlinearitási hiba hatása nem össze-
mérhető a mérendő feszültséggel, korlátozott pontossági követelmény kielégíthető.
Egyszerű alkalmazási példánk kapcsán végigkövethető lenne az elektronikai
erősítők fejlődésének egész menete. A jellemzőnek kiválasztott lépések bizonyos
önkényességet mindig tartalmazó részletes tárgyalása helyett csak rövid gondolat-
menetben mutatjuk be, hogyan látható be ilyen egyszerű példa kapcsán is a további
diszkrét tranzisztorok helyett alkalmazható integrált áramkörű erősítő előnye, cél-
szerűsége.
Az áramkör nullapont-stabilitásának javítása céljából az R2—R3 hídágat cél-
szerű további tranzisztor felhasználásával kialakítani. Bővíthető az áramkör aszim-
metrizáló fokozatokkal, amelyek egysarkúlag földelt műszer (fogyasztó) alkalmazá-
sát teszik lehetővé. A további fokozatok feszültségerősítése az érzékenység stabilitását
Ut
1.3. ábra. Egyszerű kisfogyasztású
feszültségmérő áramkör
13
1.4. ábra. A feszültségmérő műveleti erősítős kivitele
és a linearitást javító negatív visszacsatolás alkalmazhatóságát eredményezi. A dif-
ferenciális bemenet előnyös a bemeneti hibák csökkenthetősége, ill. hibakiegyenlítő
áramkörök csatlakoztatása, valamint a visszacsatolás fogadása céljából. Igaz ugyan,
hogy ekkor a mérendő (vezérlő) jelet aszimmetrikusan, egysarkúlag földelve lehet
csak csatlakoztatni, de ez általában inkább előny, mint hátrány.
Végeredményben műveleti erősítőt alkalmazunk az egyetlen tranzisztor helyett
(1.4. ábra). Az R±—R2 visszacsatoló ellenállásokkal az érzékenység pontosan beállít-
ható, a kis értékű P potenciométerre kapcsolt kétirányú egyenfeszültség megfelelő
adagolásával a nullapont szabályozható be. A nagyon egyszerű kapcsolási elrendezés
két sajátosságára azonban külön fel kell hívni a figyelmet.
Az egyik: a kéttelepes táplálás. Minden, egysarkúlag földelt vezérlő és kimeneti
kört tartalmazó egyenáramú erősítő értelemszerűleg két, ellenkező polaritású táp-
forrást igényel. Ez természetszerű, ha mind pozitív, mind negatív kimeneti jelet kívá-
nunk a fogyasztón létrehozni, de ettől függetlenül, az elektronikai áramkör a vezérlő-
generátor potenciálszintjénél mind negatívabb, mind pozitívabb tápfeszültséget
igényel.
A másik sajátosság talán még fontosabb, bár más természetű. Soha nem szabad
megfeledkezni arról, hogy az egyszerű elrendezésbe beépített műveleti erősítő típu-
sának jellemzői határozzák meg valójában az áramkör jellemzőit, használhatóságát.
A fejlődés éppen abban nyilvánul meg, hogy a felhasználható erősítő paraméterei
fejlődnek, változnak, alakulnak a különböző alkalmazásokhoz az optimálist egyre
jobban megközelítve. Az 1.4. ábra feszültségmérő áramköre merőben másként visel-
kedik, ha pl. /be=10pA vagy Zbe~10-10 A bemeneti áramú erősítőt építünk be.
A további jellemzők összehasonlítgatása helyett helyesebb általánosságban kijelen-
teni, hogy a műveleti erősítő-típus belső felépítésének, valamennyi jellemzőjének
alapos ismerete nélkül nem, vagy csak megfelelő fenntartások mellett szabad még
egyszerű felhasználásáról is dönteni.
1.2. Elektrométer típusú erősítők
Eszközválasztás. Az elnevezésen az igen kis, Zbe=10-lo...10-12 A-nál kisebb be-
meneti áramú egyenfeszültségű erősítőket értjük, amelyek kialakítása a katódhoz ké-
pest negatív potenciálra kötött vezérlőrácsú elektroncsövekkel is nehézséget jelentett.
Az olcsó elektroncsövek vezérlőrácsának árama elérheti a 10~6 A-t is, s ez a válta-
kozóáramú alkalmazásoknál hátrányos tulajdonságok nélkül megengedhető. A rész-
letek tárgyalása nélkül emlékeztetünk, hogy a negatív rács árama a taszító potenciál-
gát ellenére a rácsra felfutó negatív töltésű elektronokból és a tökéletlen vákuumban
levő ionizált, pozitív töltésű gázmolekulákból tevődik össze, ha a konstrukciós ele-
meken való átvezetéstől eltekinthetünk. Az ionáramot különlegesen jó vákuum léte-
sítésével, az elektronáramot pedig a rács meneteinek a kátédtól való árnyékolásával
14
(pl. a vezérlőrács meneteihez illeszkedő első, pozitív potenciálra kötött rács beépíté-
sével) lehet csökkenteni és a cső munkapontjának megfelelő megválasztásával a külön-
böző előjelű áram kiegyenlítése közelében lehet működtetni az elektroncsövet. így
elérhető a 10~15 A bemeneti áram.
A p—n átmenettel rendelkező félvezető eszközök valamennyi elektródáján ennél
jóval nagyobb áram folyik. A szigetelt vezérlőelektródás térvezérelt tranzisztorok
(MOSFET) között nem különleges a 10-12 A bemeneti áramú típus, de elektrométer
célra az elektroncsöves áramszintet elérő típusok is előállíthatok. Egyéb, az egyen-
áramú alkalmazásoknál előnyös tulajdonságaik miatt az új fejlesztéseknél szinte kivé-
tel nélkül a félvezetős elrendezéseket alkalmazzák.
A bemeneti áram kompenzálása. Az erősítő első fokozatában alkalmazott eszköz
milyenségétől, típusától függetlenül a bemeneti áram — legalábbis egy hőmérsék-
leten, egy időpontban — nullára csökkenthető a bemenetre betáplált ellenkező elő-
jelű áram segítségével.
A betáplálás történhet viszonylag nagy ellenállásból alakított egyszerű áram-
generátorral, amelyet tápfeszültségre kötött potenciométer táplál. Az 1.5. ábra a
részlete pozitív, az erősítőbe befelé mutató áram kompenzálására alkalmas elrendezést
mutat. Az erősítő hibakiegyenlítésének teljes menete a következő: első lépésben,
rövidrezárt (földelt) bemenet mellett kiegyenlítjük a bemeneti hibafeszültség hatását.
Az erre alkalmas áramkört, akárcsak a fázist fordító bemenetre kötött visszacsatoló
elemeket, az ábrán nem tüntettük fel. Második lépésben a bemeneti rövidzárat eltá-
volítva, szabadon hagyott bemenet mellett az Rk ellenálláson keresztül éppen akkora
áramot táplálunk a bemenetre, ami helyreállítja az előző állapotot és nullázza a ki-
menetet. Ezek után mindaddig, amíg az erősítő bemeneti árama nem változik meg,
a bemenetre kötött tetszőleges generátor árammentes és változás esetén is csak a be-
meneti hibaáram terheli.
A kompenzáló áramkör előnytelenül csökkenti a bemeneti ellenállást, amit úgy
lehet megszüntetni, hogy az ellenállás helyett nagy differenciális ellenállású, elektro-
nikai áramgenerátort alkalmazunk kompenzáló áramkörként, ami viszont kis, 10~8 A
rendű, vagy annál kisebb áramra nem készíthető. Nagyobb bemeneti áram jó kom-
penzálására viszont előnyösen alkalmazható.
Az 1.5. ábra b részlete bipoláris tranzisztor bázisáramának kompenzálására mutat
előnyös elrendezést. Az ellenkező vezetési típusú tranzisztor bázisáramával való kom-
penzálás hőmérsékletfüggő kiegyenlítést is biztosít. Az erősítő első tranzisztora álta-
lában állandó emitteráramra van beállítva és így a bemeneti bázisáram hőmérséklet-
függése az áramerősítési tényező változásából adódik. Ha ezt az áramot szintén állan-
dó emitteráramú tranzisztor bázisárama kompenzálja, a hőmérséklet függvényében
jellegre azonosan változó kiegyenlítő áramot biztosíthatunk. Bár a hőmérsékleti
együttfutás soha nem tökéletes és az elemek termikus csatolása is csak részlegesen
1.5. ábra. Áramkompenzáló áramkörök
15
valósítható meg, a bemeneti áram mintegy két nagyságrenddel csökkentve terheli
csak a generátort a laboratóriumi körülmények által biztosítható hőmérséklet-
tartományban. Hasonló elrendezéssel lehet javítani a beépített csatornájú térvezérelt
tranzisztoros erősítők bemeneti áramát is; MOS tranzisztoroknál, éppen a legkisebb
bemeneti áramoknál, a megoldás nem mutat dinamikus kompenzáló hatást, itt az
előző ábrarészlet kapcsán ismertetett ellenállásos kompenzálás használatos.
1.3. A lebegő bemenetű mérőerősítő
Elvi felépítés. A műveleti erősítők alkalmasak nagy közösmódú jel jelenlétében
is a kis különbségi jel kiválasztására. A szétválasztásra jellemző közös jelelnyomási
tényező 80...100dB nagyságrendben van egyszerű integrált típusoknál, 120 dB is
könnyen megvalósítható, bár szélesebb frekvenciatartományban inkább csak diszkrét
eszközök felhasználásával (1.6. ábra).
Az egyszerű műveleti erősítők erősítése viszont pontatlan. Ha két jel pontosan
meghatározott tényezővel szorzott különbségét akarjuk előállítani, visszacsatolt el-
rendezést kell választani. Az 1.7. ábrán ezt mutatjuk be legismertebb, műveleti erősí-
tés változatában. Elegendően nagy KJE tényezőjű típust választva, a kivonás pontos-
ságát a passzív visszacsatoló elemek pontossága határozza meg, a bizonytalanság
nagyon lecsökkenthető. Hátrányos viszont, hogy a kapcsolás csak két feszültség
különbségét tudja képezni, a rendszer bemeneti ellenállása a két bemeneten külön-
böző és a visszacsatoló ellenállások által meghatározott viszonylag kis érték.
A vonatkozási földponttól független, nem terhelhető, ún. lebegő jelforrások
különbségi feszültségének pontos erősítésére egyik elrendezés sem alkalmas. Nagy
bemeneti ellenállású mérőerősítő alakítható viszont ki a kettő kombinációjaként
(1.8. ábra). Az 1 és 2 jelű visszacsatolt erősítők megvalósítják a nagy bemeneti ellen-
állást, a kimeneteiken megjelenő feszültségek különbsége pedig az 1.7. ábrán megis-
mert módon képezhető. Erre az ábrán a 3 jelű erősítő szolgál.
Az elrendezés egyetlen előnytelen tulajdonsága az, hogy nem tud jelentős közös
jelet feldolgozni. Az előerősítők kimenetein ui. az és U2 feszültségek külön-külön
erősített értékei jelennek meg, vagyis a közös jel is erősítve van. Az előerősítők
könnyen túlvezérlődnek, ami csak úgy szüntethető meg, ha már az első fokozatok
sem erősítik a közös jelet. Ebből a célból a bemeneti fokozatokat — látszólag mini-
mális átalakítással — az 1.9. ábrán láthatóan készítjük el. A 3 kivonó rendszerrel
kiegészítve a lebegő bemenetű mérőerősítőhöz (angol szóhasználattal: instrumenta-
tion amplifier) jutunk, amely az erősítők megengedett bemeneti feszültségtartományá-
ba eső tetszőleges nagyságú közösjel-elnyomására alkalmas az előbbi elrendezés elő-
nyös tulajdonságainak megtartása mellett. Az 1.9. ábrába beírtuk az előerősítő rend-
KJE — oo
1.6. ábra. Kivonás
műveleti erősítővel
1.7. ábra. Kivonás visszacsatolt
rendszerrel
16
1.8. ábra. Nagy bemeneti ellenállású kivonó rendszer
1.9. ábra. Lebegő bemenetű mérőerősítő
bemeneti fokozata
szer kimenetéin megjelenő jelek értékét. Az (t\ + U2)/2 nagyságú közös jel, láthatóan,
erősítés nélkül jelenik meg, amelynek, természetesen, nem szabad túlvezérlést okoznia
az (t/i — C/2)-vel arányos erősített különbségijei mellett. Ha a különbségi jel viszony-
lag nagy, akkor az előerősítő erősítését kicsire választják, hogy a közös jel és az erő-
sített különbségi jel torzítatlan erősítése biztosítható legyen. Ekkor a szükséges erő-
sítést a kivonó fokozatnak kell szolgáltatnia.
Kiviteli szempontok. A visszacsatoló ellenállások méretezése mellett a tápfeszült-
ségek és az erősítők megválasztásával a rendszer meghatározottá válik. Az utóbbi-
val kezdve: mind integrált, mind diszkrét elemekből épített erősítők használhatók.
A bemeneti erősítők közösjel-elnyomására ugyan szükség van, de hátrány nélkül
használható olyan típus is, amelynek két bemenete nem egyenrangú pl bemeneti
áram, vagy bemeneti ellenállás szempontjából, mégpedig a fázist fordító bemenet
lehet kisebb impedanciás is, mivel csak a kisohmos visszacsatoló elemek fogadására
kell alkalmasnak lennie. A jelbemenetekkel szemben viszont gyakran követelmény a
kis bemeneti áram. Kompenzálás ritkán használható, akkor is csak olyan, amely a
nagy közösmódú jel mellett is jól működik, azaz elegendően nagy a belső ellenállása.
Az elrendezés kevéssé érzékeny a bemeneti fokozatok hibafeszültségére, feltéve,
hogy a két erősítő hibája azonos jellegű. Ez magukra az értékekre ritkán teljesül,
de a hőmérsékleti együttfutásra sokkal inkább. így az egy hőmérsékleten kiegyenlí-
tett rendszer nullapont-eltolódása igen kicsi lehet.
Nagy közös jel feldolgozhatósága érdekében viszonylag nagy kivezérelhetőségű
és nagy megengedett bemeneti feszültségtartományú típusú erősítőt kell a bemeneten
2 Elektronikai erősítők
17
alkalmazni, és ügyelni kell a tápfeszültség nagyságára is, hiszen ezt a bemeneti jel
nem haladhatja meg. Tranzisztoros rendszerekben pl. 15 V-os tápfeszültségek mellett
±10 V-nál nagyobb bemeneti feszültségtartományban mV-rendű különbségi jel jól
kiemelhető és pontosan erősíthető.
A kivonó végfokozatba megfelelő terhelhetőségű típust választanak. A bemenet-
tel szemben támasztott követelmény nem szigorú, főleg akkor, ha az előfokozat erő-
sítése elegendően nagy. A hibafeszültség-kiegyenlítést rendszerint az egész rendszerre
együttesen végzik el, célszerűen a végfokozatban. A kimeneti nullapont a közösmódú
jel hatására eltolódhat, ezért a bemeneti feszültségtartomány közepe táján (pl. földelt
bemenet mellett) ajánlatos a nullázást elvégezni.
1.4. Nagy feszültségterhelésű erősítő
Alkalmazási terület. Jellegzetes igénnyel lépnek fel a kapacitív eltérítésű katód-
sugárcsövek: a félvezetőtechnikában viszonylag szokatlan, nagy váltakozó eltérítő
feszültséget kell előállítani, mégpedig rendszerint földszimmetrikusan. Transzformá-
torral való feszültségemelés szóba sem jöhet a nulla alsó határfrekvencia miatt.
A felső határfrekvencia is lehetőleg nagyra választandó, ami azt jelenti, hogy a terhelő
kapacitás nagy feszültséggel való kivezérlése nagyáramos fokozatokat kíván. Vagyis
mind a feszültség-, mind a termikus igénybevétel nagy, ami előnytelen a tranzisztorok
számára. Jellegzetes áramköri megoldások alakultak ki a feladat ellátására. A mére-
tezés során fellépő főbb kérdésekkel a következőkben foglalkozunk, elsősorban azok-
kal, amelyek nem az eddig megismert egyenáramú erősítőkre jellemzők.
Differenciális soros fokozat. Nagy feszültség-terhelhetőségű soros fokozatból ala-
kított, differenciális be- és kimenetű erősítőt az 1.10. ábrán rajzoltunk fel. A szim-
metrikus bemeneti pontok közül a jobb oldalira hibafeszültség-kiegyenlítő, ill. az
oszcilloszkópoknál használatos egyenszinteltolásra is használható, kétirányú feszült-
séggel táplált potenciométert csatlakoztattunk, míg a tényleges, váltakozó össze-
tevővel rendelkező vezérlőjel a bal oldali bemenetre adható. Ha az „áramgenerátor”
elegendően nagy ellenállású, azaz a közös jel elnyomási tényező nagy, az aszimmet-
rikus vezérlés semmi hátránnyal nem jár.
Úgy tekintjük, hogy a vezérlőjel egyenszintje közel megegyezik a vonatkozási
pont potenciáljával. Ekkor az emitterkör külön negatív tápfeszültségforrást igényel,
ami a kivezérlés során nem hasznosítható. Ha a fogyasztón szükséges — váltakozó —
feszültség csúcstól csúcsig vett értékét t/o-lal jelöljük, akkor a pozitív tápfeszültség,
Ut legalább t70/2-re választandó. A valóságban 10...50%-kai nagyobb érték szüksé-
ges, mivel a kivezérelhetőség nem teljes, valamint az sem bizonyos, hogy az C7t/2
1.10. ábra. Soros erősítő differenciális
elrendezésben
18
nyugalmi egyenszint optimális az eltérítőlemezeken az elektronsugár fókuszálásához.
A következőkben ezt az utóbbi szempontot figyelmen kívül hagyjuk.
A telepfeszültség teljes egészében felléphet az erősítő eszközökön. így, ha az
ábrától eltérően, oldalanként egyetlen tranzisztort alkalmaznánk, a megengedhető
kollektor—bázis feszültségnek Ut fölött kellene lenni. Soros fokozatnál ez, optimáli-
san, a soros elemek számával fordítottan csökken. Indokolt-e soros fokozatot alkal-
mazni? A korszerű tranzisztorok között találunk 200...300 V-os típusokat is, ennél
nagyobbra pedig alig van szükség. Az üzembiztonság növelése megkívánja, hogy
jelentősen túlméretezzünk, ami a nem elhanyagolható termikus igénybevétel miatt
még inkább kívánatos. Integrált áramkörökben nem lehet a letörési feszültséget
a diszkrét eszközökkel azonos tartományban megvalósítani, itt csak soros fokozatoké
kai növelhető meg jelentősen a kivezérelhetőség, az igénybevehetőség.
Kivezérelhetőség, frekvenciamenet. Tekintsünk el egyelőre az Rlf R2 elemeken
létrejött visszacsatolástól, ami megfelelő méretezés, azaz Rt, R2zs>Rc esetén a kive-
zérelhetőséget amúgy sem befolyásolja. Kis frekvencián az erősítő egy-egy oldalát
ekkor Rc terheli. Növekvő frekvenciás vezérlés esetén figyelembe veendő a 2CF
nagyságú terhelő kapacitás (+szórt elemek +az erősítő eszközök eredő kimeneti
kapacitásának) hatása is.
A nagy tápfeszültségről üzemelő tranzisztoros fokozatok relatív feszültség-
kivezérelhetősége jó, így néhány százalék hibával mondható, hogy optimális beállí-
tásban egy oldalra a csúcstól csúcsig vett kivehető feszültség CT,-vei egyenlő. Szinu-
szos vezérlőjelet feltételzve ez az érték az
coH = 1/KcCt	(1-2)
frekvencián csökken 3 dB-lel, ahol
CT = 2CF+Csz+Cki,	(1.3)
majd nagy frekvencián az fordított arányosság szerint változik.
Vagyis, ha úgy méretezünk, hogy a kis frekvencián nyerhető feszültség éppen
elegendő az eltérítéshez, az cuH határfrekvenciától kezdve nem tudjuk a teljes kép-
ernyőt szinuszjellel kitölteni. A véges nagyjelű határfrekvencia hatása csökkenthető,
ha kis frekvencián túlméretezünk, ezt azonban csak mértékkel lehet alkalmazni,
hiszen növekvő feszültségigénybevételt jelent a tranzisztorokra.
Némileg másként jelentkezik a terhelő kapacitás hatása ugrás-jelek, impulzusok
átvitelénél. Mint tudjuk, a jel 10 és 90%-os értéke között mérhető felfutási idő
mH-val szoros kapcsolatban van:
/h "h
Ez a kimeneti jel amplitúdójától függetlenül állandó, tehát az oszcilloszkóp ernyőjén
kis amplitúdójú impulzus ugyanolyan hosszú felfutással rajzolható fel, mint ami az
egész ernyőt betölti.
Kompenzálás. A felső határfrekvencia környezetébeni viselkedés módosítható
kompenzálással. Két módszer terjedt el: a terhelő impedancia módosítása és a nega-
tív visszacsatolás. Hatásaiban eltérnek, tehát nem mindegy, hogy melyiket alkal-
mazzuk.
Vizsgáljuk meg először, hogyan lehet úgy módosítani a terhelő impedanciát,
hogy szélesebb frekvenciasávban egyenletesebb átvitelt kapjunk. Erre akkor van
lehetőség, ha nem maga a tényleges impedancia a fogyasztó, hanem az erősítő foko-
zat lényegében feszültséget szolgáltat a kimenetén.
2*
19
1.11. ábra. Használatos
terhelőimpedancia-kialakítások
Egyszerű megoldásokat mutat az 1.11. ábra. Itt a vezérelt áramú erősítő eszközt
váltakozó áramot adó generátorként ábrázoltuk, amelynek árama az egyenáramú
hozzávezetést biztosító ágon és a terhelő kapacitáson folyik el, létrehozva az I7ki
feszültséget. Az egyenáramú ágban a már ismert egyszerű ellenállás (a) helyett vagy —
állandó forrásáramú — elektronikai áramgenerátort (b), ill. soros induktivitással
kibővített ellenállást (c) alkalmaztunk. Állandó amplitúdójú vezérlésre vonatkoz-
tatva az 1.12. ábra mutatja a három esetre érvényes átviteli karakterisztikát, ill. az
ezzel egybeeső, maximálisan nyerhető amplitúdójú kimeneti feszültséget. Vissza-
csatolatlan esetben ugyanis a kettő azonosnak tekinthető.
A kompenzálatlan esethez képest, az áramgenerátoros csatolásnál, amikor is
váltakozó áramú veszteség nincs, a 3 dB kivezérelhetőség-csökkenést a 3 dB-lel na-
gyobb frekvencián, azaz 1,41 mH-nál kapjuk. Az átvitel azonban frekvenciafüggő,
amit még negatív visszacsatolással kell kiegyenlíteni. Soros induktivitást alkalmazva,
az induktivitás növelésével fokozatosan szélesedik a jól átvihető sáv, egészen kb.
2coH-ig. L=0,4l Rq CT esetén az átvitelben még nincs közbenső kiemelés és a javulás
1,7-szeres. A passzív kompenzálást legfeljebb eddig érdemes fokozni, főleg, ha szi-
nuszos jel átvitelét kell optimalizálni.
Adott terhelőkapacitás mellett a teljes kivezérelhetőség felső határának növelése
csak a vezérlő áram, s ami ezzel együttjár: a tranzisztorok nyugalmi áramának növe-
lésével oldható meg. Ha van, akkor ezzel egyidejűleg 7?c arányosan csökken, ill.
a lezáró generátor forrásárama is nő.
Feszültségmegosztás. Az 1.10. ábrán Rt, /?2-vel jelölt (a soros fokozat tranzisz-
toraival egyező számú) ellenállásokon az áram egy részét elvezetve megoszthajtuk
a tranzisztorok feszültségesését. Mivel az áramerősítési tényező 100 körüli érték,
az osztó terhelése és terhelő hatása akkor a leginkább elhanyagolható, ha az
jR1+.R2 + ...= 10Kc	(1-5)
összefüggés szerint határozzuk meg az ellenállásokat. Azonos zárófeszültségű tran-
zisztorok esetén
R1 = R2=...	(1.6)
választandó, esetleg némileg növeljük a bemenethez közeli tagokat, hogy a véges
bázisáram hatását kiegyenlítsük. Tipikusnak választott számértékeink esetén eZ
R2 = M Rí választást kíván.
20
A jelfrekvencia növelésével nő a tranzisztorok bázisárartia, ezért az ellenállás-
osztó esetleges kompenzálásáról kell gondoskodni, ami — példánk esetében -— Rt
kis kapacitással való átkötésével oldható meg, így nagy frekvencián is egyenletes
feszültségosztást kapunk, amire gondosan ügyelni is kell. Mindig csak a szükséges
kapacitású kondenzátort szabad viszont használni, hiszen értéke beleszól CT-be
és így a nagyfrekvenciás kivezérelhetőséget esetleg szükségtelen mértékben csökkenti.
Végezetül foglalkozni kell az osztó által okozott negatív visszacsatolással.
Ellenállásterhelés esetén nincs szükség jelentős mértékű visszacsatolásra, legfeljebb
az erősítés pontos értékének beállítása lehet a cél. Áramgenerátoros, vagyis tiszta
kapacitív terhelés esetén éppen ellenkezőleg, negatív visszacsatolással kell beállítani
a kis frekvencián állandó erősítést. Hogyan befolyásolja az osztó a visszacsatolást?
Példánk esetében a visszacsatolási tényező beállítása igen egyszerű: mértéke R3
értékével szabályozható. Kis R3 választás kismértékű visszacsatolást eredményez,
R3 növelésével a visszacsatolási tényező nő, természetesen, feszültség generátoros,
kis forrásimpedanciáról történő vezérlés mellett.
1.5. Áramterhelésű erősítők
Kisjelű áramgenerátor. Integráló jellegű alkalmazásnál gyakran szükséges bemeneti
feszültséggel pontosan arányos áramot előállítani, lehetőleg nagy forrásimpedancián.
Ha találunk megfelelő kivezérelhetőségű integrált műveleti erősítőt, célnál is
vagyunk. Készítenek kifejezetten nagy kimeneti ellenállású rendszereket is, ha nem
is minden cég választékában szerepel ilyen meredekség-típusú erősítő, de ezeknél az
erősítés értéke általában bizonytalan, szórást mutat. így ezek inkább egyéb célú vissza-
csatolt rendszerek (aktív PC-szűrők, impedanciatranszformátorok stb.) aktív eleme-
ként: feszültségvezérelt áramgenerátorként alkalmazhatók.
Pontos forrásparaméterű áramgenerátor inkább feszültségerősítő típusú, közön-
séges műveleti erősítőből alakítható. Mint ismeretes, a kimeneti áramvisszacsatolás
megnöveli a kimeneti ellenállást. Az elemi módon felépített, negatív visszacsatolt
rendszer az 1.13. ábrán látható. Az R fogyasztó jellegű ellenállással sorbakötött
figyelőellenállás feszültségesésével arányos feszültséget a bemenetre visszavezetve,
az elrendezésre a következő átvitel számolható ki:
A
i = ub,---------------.	(1.7)
beP + Pfi(l +Ap)
Itt A az erősítő differenciálmódusú erősítése, fi pedig a visszacsatolási tényező:
A szokásos elhanyagolásokon kívül (végtelen közös jelelnyomást és bemeneti ellen-
állást tételeztünk fel) figyelembe vettük, hogy Rfi<s:(R1 +R2), azaz a visszacsatoló
hálózat nem terheli a figyelőellenállást. Az általánosság csorbítása nélkül — szemlé-
1.13. ábra. Egyszerű visszacsatolt áramgenerátor
21
letileg és ténylegesen is — egységnyi visszacsatolás vehető tekintetbe, azaz a figyelő-
ellenállás „meleg” vége a fázist fordító bemenetre köthető.
Az (1.7) összefüggés helyettesítő áramkörrel is megadható (1.14. ábra). Az áram-
körrel egyenértékű generátor forrásfeszültsége ^ubc, belső ellenállása pedig 7?fi(l + A fi)
értékű. A forrásellenállásnál sokkal kisebb ellenállású fogyasztóra az elrendezés
i=ubc/PRtl,	(1.9)
csak a visszacsatoló elemek által meghatározott áramot ad, ha egyébként a vissza-
csatolás „szoros”, azaz a hurokerősítés elegendően nagy.
A gyakorlatban inkább alkalmazható, egysarkúlag földelt fogyasztóra is a ve-
zérlőjellel arányos áramot adó kapcsolás az 1.7. ábrán megismert kivonó elrendezés-
ből alakítható ki. A kapcsolás az 1.15. ábrán látható. Itt, az általánosság némi csor-
bításával, úgy tekintjük, hogy mind a pozitív, mind a negatív visszacsatolás azonos
mértékű és — egyszerűség kedvéért — az egyik bemenetel leföldeltük. Az (1.7)-tel
azonos módon számolt átvitel most
l = «be---------
b'R+Kf(l+M)
(110)
formában adódik. A kapcsolásra jellemző átvitel kis R ellenállásra és nagy hurok-
erősítés esetén:
l-p 1 _ubeR2
P Rfi RhRi’
(1.11)
az (1.9)-cél nagymértékben analóg. A két kapcsolás az átvitel minőségét illetően
azonosnak tekinthető.
Áramkimenetű végerősítő. Induktív jellegű fogyasztók, mint pl. az elektromágneses
műszerek, íróművek stb. árammal való táplálásakor, különösen nagy sebességű mű-
ködéskor, nagy indukált feszültség-csúcsok lépnek fel, ami még kis átlagos fogyasztás
esetén is igen nagy teljesítményű végfokozat felépítését igényli. Egy ilyen, diszkrét
elemekből épített végfokozat szokásos kapcsolási rajzát az 1.16. ábra mutatja.
Az ellenütemű elrendezés szükséges a kétirányú áram szolgáltatásához, de mindkét
telepvégződés felé nagy kimeneti ellenállású tranzisztor csatlakozik. A kimenetről,
Rfi(UAP)	|Afl»1 esetén:
1.14. ábra. Az áramgenerátor helyettesítő áramköre
1.15. ábra. Áramgenerátor földelt fogyasztóhoz
22
pontosabban a fogyasztóról történő visszacsatolás nélkül is megfelelő az átvitel,
ha a végtranzisztorok erősítését elegendően nagy emitterköri ellenállások stabilizálják
és a meghajtás pontos. Az ábrán látható elrendezés ugyan az a áramerősítéssel ará-
nyosan hibát ad, de ez pl. Darlington-fokozatok beépítésével elhanyagolhatóvá válik.
A vezérlés kérdéseivel, a meghajtó fokozat kialakításával részleteiben nem
foglalkozunk, de az 1.17. ábrán bemutatunk egy ismert elemekből, differenciálerő-
sítőből és áramáttevőből kialakítható rendszert. A differenciálerősítő nyugalmi ki-
meneti áramai — az egyik közvetlenül, a másik az áttevőn keresztül, tehát fordított
polaritásban, de azonos nagyságban — az Rc ellenállásokon keresztül folyva hozzák
létre az 1.16. ábra végtranzisztorait vezérlő feszültségeket. A differenciálerősítőt vezé-
relve, az áramok szimmetriáját felborítjuk és az ellenállások ellentétes irányban vál-
tozó feszültségei ellenütemben vezérlik a végfokozatot, amelynek a beállítása jelen
esetben A-osztályú. A meghajtó áramkör kis módosításával az energia-hasznosítás
szempontjából kedvezőbb B-osztályú vezérlés is kialakítható.
A meghajtás részleteinek tárgyalása helyett fordítsuk figyelmünket a végfokozat
kialakítására. Kérdés, hogy adott kimeneti jelhez mekkora tápfeszültségekre van
szükség, mekkora a végtanzisztorok igénybevétele. Tegyük fel, hogy az R, L paraméte-
rekkel jellemzett fogyasztón legfeljebb / amplitúdójú áramot kell létrehozni, mégpedig
r idő alatt egyenletesen változva. Idealizáljuk a végfokozat működését, hanyagoljuk
el feszültségesését és a tranzisztorok maradékfeszültségét, valamint tételezzük fel,
hogy az átviteli karakterisztika a teljes áramtartományban lineáris.
Az A-osztályú végtranzisztorokon Z/2 nyugalmi kollektoráramot állítunk, így
mindig az ellentétes oldal leázárása és a „működő” oldal áramának Z-re való felvezér-
lése adja a szélső állapotot. A fogyasztón fellépő teljes feszültség:
di	(	L\
U = IR+L— = /!«+- ,	(1.12)
dt	V	r)
amit biztosítani kell mindkét irányban, tehát legalább ekkora tápfeszültségek válasz-
tandók. U=U^ = Uí esetén egy-egy végtranzisztor nyugalmi disszipációja:
PD = UI/2 = I2
R+L/t
2
(113)
(Itt érdemes röviden megjegyezni, hogy szinuszosan, ct> körfrekvenciával vál-
tozó I amplitúdójú áramra méretezve az R+L/t kifejezés helyébe (R2 +co2 L2)112
írandó.)
1.16. ábra. Nagy kimeneti
ellenállású végfokozat
1.17. ábra. Meghajtó az 1.16. ábra
végfokozatához
23
Az érdekes, megvizsgálandó esetet az jelenti, amikor ez jelentősen eltér I2 R/2-
től, vagyis az induktív feszültségesés dominál. Ekkor ugyanis az 7 értékre felnöve-
kedett áramot állandónak tartva a fogyasztó feszültségesése lecsökken
Uo = IR	(1.14)
értékre. A bekapcsolt állapotú tranzisztor igénybevétele pedig:
PDM = I(U-U0) = I2-,	(1.15)
T
ami nagyobb a nyugalminál, esetleg annak többszöröse. Ezért nincs különösebb
jelentősége itt a B-osztályú beállításnak, mert az (1.15)-tel adott maximális disszipáció
ekkor is fellép, csak a nyugalmi érték csökken le.
Ha a méretezéskor maximálisnak tekintett áramot hirtelen, ugrásszerűen kap-
csolnánk be, gyorsabb áramváltozást az előzőnél akkor sem kapnánk, mivel az indu-
kált feszültség nem haladhatja meg a tápfeszültséget, mert a végtranzisztor telítésbe
megy. Ha az ekkor fellépő nagy bázisáram veszélyeztetné a meghajtó fokozatot, cél-
szerű a tranzisztorok kollektorát a sajátoldali tápfeszültséghez kötni normálisan záró-
irányba polarizált diódával. E nélkül sem jelentősen, de ekkor bizonyosan nem lépi
túl a lezárt tranzisztorok feszültsége az t/CEmax=t/,+ + |ÍA~ I értéket.
Bár a számítás során sok elhanyagolást tettünk, egyszerű összefüggéseink jó
alapot adnak a paraméterek értékeinek megadásához, a pontos számítás pedig ezek
után részleteiben elvégezhető.
1.6. Jelszaggatós erősítők
Elrendezés. Amíg a kis rácsáramú eletroncsövek ritkaságnak számítottak, valamint
kis és stabil hibafeszültségű erősítőt nem tudtak építeni, előszeretettel használják
a szaggatós egyenáramú erősítőket, amelyek a mérendő-erősítendő egyenfeszűltséggel
arányos váltakozó jelet állítottak elő, azt váltakozó áramú erősítővel erősítették, majd
egyenirányítás után a felerősített mérendő jel a rendelkezésre állt. Egy ilyen rendszer
tehát (1.18. ábra) a jelforrásból, a periodikusan működtetett, modulátor jellegű
szaggatóból, szokásosan angol elnevezését használják: chopper, váltakozó áramú
erősítőből és egyenirányító demodulátorból épül fel. Hozzá tartozik a modulátort
és demodulátort vezérlő jelforrás.
A rendszer leginkább ismert eleme az erősítő, rendszerint feszültségerősítő
jellegű kivitelben alkalmazták, törekedtek a nagy be-, és a kis kimeneti ellenállás,
valamint stabil erősítés megvalósítására. Egyenáramú nullapont-eltolódása tetszőle-
gesen nagy lehet, csak ne zavarja a lineáris működést, ne okozza az erősített váltakozó
jel „vágását”, torzítását. Frekvenciamenete különbözőképpen alakítható. Közönsége-
sen szélessávú erősítőt használnak, ami torzítás nélkül átviszi a szaggatóról nyert —
közel négyszög alakú — váltójelet. Igen kis jelszintről dolgozó erősítőnél viszont
1.18.	ábra. Szaggatós egyenáramú erősítő
elrendezése
24
a nagy sávszélesség nagy kimeneti zajt eredményez és ez elfedheti a hasznos jelet.
Ekkor szelektívre alakítják ki az erősítőt. A szelektív rendszer kimenetén a jel közel
szinuszos és fázisban eltolódhat a bejövő négyszögjel alapharmonikusához képest.
Ez bonyolítja a jó hatásfokú demodulációt. Ilyenkor gondosan hangolt, stabil szelek-
tív rendszert kell kialakítani.
A szaggató kivitele. A legegyszerűbb szaggató az egyetlen érintkezőpárral rendelkező
jelfogó, amelynek tekercsét periodikusan gerjesztve az érintkezés periodikusan jön
létre. Szaggató céljára kis tömegű, szapora önfrekvenciájú érintkezőt alakítanak ki,
amely mechanikai rezonanciája közelébe eső frekvenciával gerjesztve viszonylag kis
teljesítménnyel rezgésbe hozható. A rezgési frekvencia soha nem nagyobb néhány
száz Hz-nél, gyakori a hálózai frekvenciával — vagy annak többszörösével — való
rezgetés. A mechanikai kivitelnek nagyon stabilnak, robusztusnak kell lennie, hiszen
hosszú ideig, tartósan kell a szaggatónak működnie. Gyakran két érintkezőpárt
építenek közös rendszerbe, ez moduláció és szinkron demoduláció egyidejű elvég-
zését biztosítja. Gondosan ügyelni kell a jó árnyékolásra: mind egymástól, mind
a külvilágtól függetleníteni kell a működést és nem szabad, hogy a gerjesztőjel az
erősítőre jusson. Kis feszültség szaggatása esetén zavaró hibajelet adhat a mechanikai
szaggató, ha nem gondoskodnak az egyenletes hőelosztásról: a különböző fémekből
alkotott vezetőhurokban a kontaktpotenciálok hőmérsékletfüggése termofeszültséget
eredményez, ha a fémérintkezések hőmérséklete különböző. Értéke elérheti a 10...
...100pV/°C értéket, ami hozzáadódik a mérendő jelhez és hibát okoz.
A félvezetőeszközök megjelenésével elterjedt a tranzisztornak szaggatóként való
használata. Itt több hiba jelentkezett. Bipoláris tranzisztoroknál a lezárt kollektor—
emitter átmenet — feszültség és hőmérsékletfüggő — maradékárama, a bekapcsolt
állapotban mérhető maradékfeszültség, végül az elektróda, különösen a bázis—kollek-
tor között mérhető kapacitás, ami a kapcsolójel távoltartását nehezíti meg. Térvezérelt
tranzisztoroknál ezen hibák közül a maradékfeszültség elhanyagolható, a többi meg-
marad. Kis feszültségnél ugyanis ezek a tranzisztorok nagy pontossággal ellenállás-
ként viselkednek, vagyis a maradékfeszültség az áram csökkentésével tetszőlegesen
csökkenthető, ill. az eszköz ellenállása a kör elemeibe beszámítható. Az elektronikai
szaggatók előnyei: kis méret, gyors működés, nagy élettartam: ezek indokolják
alkalmazásukat még akkor is, ha kapcsolási trükkökkel kell a zavaró jelenségek hatá-
sát távoltartani.
1.19.	ábra. Szaggatás modulátor
Szaggatós kapcsolások. Az 1.19. ábrán igen egyszerű egyen—váltó átalakító kapcso-
lása látható. Az t/g forrásfeszültségű generátor belső ellenállása jRg, erre kapcsolódik
R ellenállás periodikusan, a szaggató segítségével. A kimeneti váltakozó jel a C kon-
denzátoron jelenik meg. Vizsgáljuk meg az áramkör működését! A kondenzátoron
megjelenő statikus feszültségszintek:
a szaggató nyitott:
a szaggató zárt:
Uki = Ut,
R
Uki ~ UeR + R~e
(1.16)
A két állapot közötti átmenet a szaggató nyitása és zárása időpontjában kezdődik,
25
1.20.	ábra. Ideális szaggató esetén
mérhető kimeneti jelek
véges sebességgel, mivel a kondenzátort át kell tölteni. Az időállandók különbözők,
ezért a kimenetijei nem pontosan szimmetrikus:
a szaggató nyitott: t = RSC,
a szaggató zárt: T = (kgxk)C.
Az 1.20. ábrán felrajzoltuk a kimeneti jelalakot. A valóságban ennél sokkal
jobban megközelítheti az ideális négyszögjelet, ha az áttöltési időállandók kicsik
a szaggatás periódusidejéhez képest. A generátorjellel arányos amplitúdójú váltakozó
jelet — csatoló kondenzátorral leválasztva — váltakozó áramú erősítőre vezetjük,
amelynek bemeneti ellenállása lehetőleg nagy P-hez, ill. Ag-hez képest.
Jól beállított, pergésmentes mechanikai szaggató működése jól megközelíti az
ideálist. PL bipoláris tranzisztorral helyettesítve jelentkezik a kimenetijeiben a mara-
dékáram, a maradékfeszültség és az elektródakapacitás hatása. Vizsgáljuk meg ezt
kissé részletesebben! A helyettesítő áramkörök az 1.21. ábrán láthatók. Az a) részlet
az elrendezést mutatja. A szaggatót a tranzisztor kollektor—emitter köze képviseli.
Zárásáról, ill. nyitásáról a bázis és emitter közé kapcsolt négyszögfeszültség gondos-
kodik. Az ábra b) részlete a lezárt kapcsolón folyó — közel feszültségfüggetlen —
áram hatásának figyelembevételére alkalmas. Egyszerűen számolható, hogy az állan-
dósult kimeneti feszültség
Uki = C7g-Z0Rg	(1.18)
nagyságú. Bekapcsolt állapotban (c) részlet) az Uo maradékfeszültség mint járulékos
1.21. ábra. Modulátor tranzisztoros szaggatóval
26
1.22. ábra. Kimeneti jel alakjának módosulása
a tranzisztoros szaggató hibáinak hatására
feszültségforrás jelentkezik:
1.23. ábra. Szaggatós demodulátor
Ukl = Ug
R
R + Re
+ U0
(119)

A statikus hibákon kívül a kapcsolójel hatására tovább torzul a kimeneti jel
alakja. A bekapcsolás a bázisra adott pozitív ugrásfeszültséggel történik. Ez a kollek-
tor—bázis kapacitáson keresztül a kollektorra jut és egy rövid időre jellegre nézve
ugyanúgy „megemeli” az R ellenállás alsó végének potenciálját, mint a maradékfe-
szültség. Hatására extra töltőáram indul a C kondenzátoron, ami pozitív csúcsot
eredményez a kimeneti feszültségben.
Kikapcsoláskor talán még rosszabb a helyzet. Tudjuk, hogy a telítésbe vezérelt
tranzisztor kollektor—bázis átmenete nyitott és benne töltés van felhalmozva. Ennek
hatására az átmenet feszültsége a kikapcsolás pillanatában alig változik és az átmenet
mindaddig nem zár le, míg ez a töltés ki nem ürült, ill. rekombinációval el nem tűnt.
Egy rövid időre a kollektor követi a negatív kapcsolójelet.
Mindezen hibák hatására a kimeneti jel torzul. Jellegre nézve helyes eredményt az
1.22. ábrán mutatunk be. Látható, hogy a kapcsoló helyes működése feltételzei, hogy
— a generátor forrásárama legyen nagyobb /0-nál,
— a generátor forrásfeszültsége legyen nagyobb Uo -nál,
— a szaggatás frekvenciája legyen elegendően kicsi a kapcsoló tranzienseinek
elhanyagolhatósága érdekében.
Ezeket a szabályokat részben a szaggatóeszköz megfelelő megválasztásával, rész-
ben a megfelelő elrendezés kialakításával tarthatjuk be. Bipoláris tranzisztorok hibái
jelentősen csökkenthetők, ha a kollektort és emittert felcserélve, inverz kapcsolásban
építjük be az áramkörbe. Szilícium eszközöknél a maradékáram 1O-9...1Ö-10 A alá
is csökkenhet, az inverz üzemben mérhető maradékfeszültség nem nagyobb 1.. .3 mV-
nál. Ha ez sem engedhető meg, megfelelően kialakított ellenütemű és hídkapcsolások-
kal kompenzálják a hibák hatását. így a tranziens hibák is csökkenthetők, de ezen
elsősorban jó nagyfrekvenciás tulajdonságokkal rendelkező eszköz és kis szaggatási
frekvencia választása segít. A jel változási sebessége értelemszerűen legyen kicsi a
szaggatás gyakoriságához képest, hű jelkövetésre csak így számíthatunk.
A váltakozóáramú erősítő kimenetén fázis-, vagy inkább polaritásérzékeny,
a szaggatóval szinkronban működtetett demodulátor és utána kapcsolt integrátor-
szűrő állítja helyre a generátorjellel arányos — közel egyenáramú, lassan változó —
elet. Egyszerű demodulátor kapcsolás látható az 1.23. ábrán. Az erősítő kimenetét
27
1.24. ábra. Idealizált jel a demodulátor
kimenetén
jelképző jelforrás Ü csúcstól csúcsig vett nagyságú szimmetrikus négyszögjelet
szolgáltat, tetszőleges egyenefeszültségtartalom mellett. A demodulátorszaggatót
szinkronban működtetjük a modulátorral és — az általánosság csorbítása nélkül —
feltételezzük, hogy akkor van zárva, amikor a kimeneti jel negatívabb.
A demodulátor kimenetén megjelenik az Ü nagyságú négyszögjel — ha a csa-
toló kondenzátor kapacitása elegendően nagy ahhoz, hogy váltakozó áramúlag rövid-
zárként legyen kezelhető — és egy egyenfeszültség, Ue. Ez utóbbi nagyságát abból
a feltételből határozhatjuk meg, hogy a kondenzátor egyenáramot nem enged át,
a két félperiódus alatt befolyt töltések összege nulla. Szimmetrikus négyszögjel esetén,
az 1.23. ábra jelöléseivel felírható:
Uc+Ű/2 ^Uc-Ü/2 p
RjXR.2
amit megoldva kapjuk az átviteli függvényt:
U'_: Rt
Ű/2 2R2+Ra ’
(1-20)
(1.21)
A váltakozó jel amplitúdójával — és polaritásával — arányos egyenfeszültség
kellően nagy impedanciájú integrátorral, pl. az 1.23. ábrán szakadozottan felrajzolt
KC-taggal elválasztható a váltakozó jeltől.
A demodulátor valóságos működése, hasonlóan a modulátoréhoz, eltér az ideális-
tól. A hibák hatása a fent megismert módon figyelembe vehető, itt csak a véges csa-
toló kondenzátor által okozott „tetőesésre” hívjuk fel a figyelmet, amely hatást az
1.24. ábrán, az idealizált kimeneti jel ábráján szakadozott vonallal be is mutattunk.
Hatásaként némileg módosul az átviteli függvény, és a számítás kissé bonyolultabbá
válik.
Erősítés stabilizálása visszacsatolással. A szaggatós rendszerre kétféleképpen
lehet alkalmazni negatív visszacsatolást. Az egyszerűbb módszer a váltakozóáramú
erősítés stabilizálása, állandósítása az erősítő bemenetére való visszacsatolással, az
áramkörileg összetettebb pedig az egyenáramú hurokban való visszacsatolás. Ez
utóbbi módon stabilizált, fázisfordító egyenáramú erősítő vázlatos elrendezését
mutatja az 1.25. ábra. A bejövő és a demodulátorról levett egyenfeszültség Rx—R2
1.25. ábra. Egyenáramú lag
visszacsatolt elrendezés
28
1.26. ábra. Egyen—váltó átalakítás kapacitív
hídkapcsolásban
ellenállásokkal súlyozott összegét a szaggatóra vezetve — váltakozó áramúlag —
felerősítjük, majd demoduláljuk. Ha a szaggató—erősítő—demodulátor lánc fázist
fordít, akkor a visszacsatolás negatív és a bemeneti váltójel minimálisra csökken.
Az egyenáramú erősítés tehát jó közelítéssel, elegendően nagy váltakozóáramú erő-
sítés esetén:
(1.22)
tV” R2
A modulátorszaggató hibái meghamisítják az egyszerű összefüggés érvényét.
Maradékárama bemeneti áramként, maradékfeszültsége pedig bemeneti hibafeszült-
ségként fogható fel és pontosan olyan hatást eredményeznek, mintha a hurkon belül
a fenti hibajellemzőkkel rendelkező egyenáramú erősítő foglalna helyet.
Kapacitív szaggató. Záróirányba polarizált félvezető diódák kapacitása feszültség-
függő. Ez a tulajdonság lehetővé teszi egyenfeszültségnek váltakozóvá való átalakí-
tását. Az elrendezésre példát az 1.26. ábrán láthatunk. Két, párba válogatott és
ugyanakkora feszültséggel lezárt dióda és két kondenzátor hidat alkot, amely —
függőleges átlójában — váltakozó jellel van táplálva. Nulla bemeneti feszültségné-
a híd kiegyenlíthető, pl. az ábrán mutatott módon, az egyik kondenzátor kapacitásál
nak változtatásával. Ha ez után az egyik dióda zárófeszültségét megváltoztatjuk az
átalakítandó feszültség értékével, a híd kiegyenlített állapota megszűnik és a kime-
neten váltakozó feszültség jelenik meg. Mivel a zárókapacitás feszültségfűggése
viszonylag kis mértékű, a kimeneti feszültség közel arányos lesz a mérendő egyen-
feszültséggel, ha az egyébként nem nagy a nyugalmi zárófeszültséghez képest. A nyert
váltakozófeszültség az előbbiekben megismert módon erősíthető, demodulálható és
így mind nagyságra, mind előjelre helyes, erősített feszültséget kapunk.
A kapacitív szaggató előnye gyors működésében rejlik. Rádiófrekvenciás táp-
lálás esetén akár hangfrekvenciás sávban is erősíthetünk az érzékenység csökkenése
nélkül. A hibafeszültség kicsi, és a híd újrahangolásával eltüntethető. A bemeneti
ellenállás nagy, a bemeneti áram a dióda záróáramával egyenlő. Összegezve: gondos
felépítés esetén nagyon kellemes megoldás nyerhető egyenfeszültség erősítésére.
1.7. Kvázi-egyenáramú erősítők
Az igen kis alsó határfrekvenciájú erősítőket gyakran nevezik kvázi-egyenáramú
erősítőknek, bár szigorúan véve ezek egyszerű váltakozóáramú erősítők, bármennyire
is belenyúlik átviteli sávjuk az infrahangtartományba. Talán ezért érdemes röviden
foglalkozni az ilyen rendszerekkel az egyenáramú erősítők fogalomkörén belül, mivel
jól definiált kisfrekvenciás erősítésmenet előállítása, ha nem is megoldhatatlan nehéz-
séget vet fel, de meggondolást igényel. Több fokozatú erősítőben szép számmal talál-
ható csatoló-hidegítő kondenzátor, amelyek kisebb-nagyobb mértékben beleszólnak
az erősítésbe. Felületes méretezés esetén a hatások közel azonos frekvencián jelent-
29
keznek, az erősítés a frekvencia csökkentésével hirtelen kezd esni és ilyen rendszer
visszacsatolásánál kis frekvencián gerjedés, instabilitás lép fel. Ügyelni kell tehát, hogy
kialakuljon egyetlen „domináns” pólus, amelyik hatására 6 db/oktáv értéknél nem
meredekebben változó erősítés jön létre, a többi reaktáns elem hatása pedig csak
jóval kisebb frekvencián jelentkezzen, lehetőleg csak ott, ahol már a domi náns
pólust meghatározó reaktancia hatására az erősítés egy alá csökkent. Ez nehezen
valósítható meg.
Tetszőleges mértékben visszacsatolható váltakozóáramú erősítőt ezért gyakran
nem nagy számú egyenáramú erősítőből kevés csatolóelem közbeiktatásával építenek.
Ha ügyelnek arra, hogy az egyenáramú szakaszokban a nullapont-eltolódások hatására
a kivezérelhetőség ne csökkenjen meg nem engedhetően, az ilyen kvázi-egyenáramú
erősítő igen jól visszacsatolható rendszert ad. Integrált áramköröknél is pl. ez az
irányzat, itt ráadásul reaktáns csatoló-hidegítő elemek be sem építhetők, mindig
mint tokon kívüli elem szerepelnek, és az árat jelentősen növelik. Áramkörintegrálás,
hibridizálás esetén a kvázi-egyenáramú szemlélet nagyon hasznosnak bizonyul.
Biológiai erősítők. Ide kívánkozik a gyógyászatban — kutatásban alkalmazott
megoldás, az egyidőállandós erősítő is, amit pl. az EKG-jel feldolgozására használ-
nak. Főleg régi, elektroncsöves rendszerekben, de ma is nehézséget okoz az egyenáramú
szint instabilitása, pl. egy jelnek oszcilloszkópemyőre való hozása. Célszerű, ha az
erősítőben — a kimenethez közel — gondoskodnak egyenszintleválasztásról, így
a bemeneti egyenáramú hibák a kimeneten nem jelentkeznek.
A váltakozóáramú csatolás azonban meghamisítja a jel kisfrekvenciás tartalmát.
Ezért egységes, szabványos kisfrekvenciás karakterisztikát kell előírni és, ha mindig
ilyen rendszeresen vezetik át a jelet, a torzítás jellege és mértéke nem változik, a jelek
egyezményesen kiértékelhetők.
A szívhangok vizsgálatánál például, ahol elsősorban az egy perióduson belüli
jellefutás jellege a döntő, alsó határfrekvenciának a legkisebb szívfrekvencia alatti,
értéket választva, a kiértékelés egységesíthető. Ezért született az az előírás, hogy erre
a célra 1 másodperces időállandójú csatolást kell alkalmazni, mégpedig egyetlen idő-
állandóként. Vagyis egy jó EKG erősítő az l/2n Hz frekvencia alatt közel 6 dB/oktáv
meredekségű, felette frekvenciafüggetlen erősítést mutat, ami viszonylag könnyen
és pontosan megvalósítható.
30
• Hangfrekvenciás erősítők
2.1. Átviteli követelmények
A hang elektronikai átvitelének, formálásának, újabban generálásának igénye sajátos
erősítőtechnikát teremtett. Anélkül, hogy az akusztikai átalakítók: a hangfelvevők,
ill. a hangszórók átviteli tulajdonságait részleteiben vizsgálnánk, ebben a fejezetben
összefoglaljuk a hangfrekvenciás technika által támasztott követelményeket, ezek
kielégítésére szolgáló áramköröket, berendezéselemeket. Bár egy-egy feladat megol-
dására alkalmas kapcsolásokat ismertetünk, analizálunk és bemutatjuk tervezésük
menetét, nem cél sem az ismert kapcsolási elrendezések összességének tárgyalása és
még kevésbé a kereskedelmi típusú erősítő berendezések ismertetése. Meg kell elé-
gedni az alapvető módszerek, megoldások lényegének megismerésével, amelyek azon-
ban sok esetben kiindulását képezhetik egy-egy tervezési feladat önálló elvégzésének.
Az áramköri megoldások tárgyalását megelőzően célszerű összefoglalni, milyen
követelményeket kell a különböző jellegű hangfrekvenciás erősítőknek teljesíteni.
Érdemes megemlíteni, hogy a mai hangerősítők közel ideálisan oldják meg feladatukat,
a teljes akusztikai rendszer többi eleméhez képest igen jó átviteli jellemzők valósít-
hatók meg, viszonylag egyszerűen, olcsón.
Frekvenciatartomány. A hallható hangok rezgésszáma 20...20 000Hz között
van. Ez azonban nem jelenti egyúttal azt is, hogy minden hangfrekvenciás erősítőnek
ebben a sávban kellene kifogástalanul erősítenie.
Egyrészt ez a sáv, kisebb vagy nagyobb mértékben csökkenthető. A fizikai
hangforrások, hangszerek közül is csak a nagyméretű orgonák adnak ki 30 Hz alatti
hangot, de az ennek reprodukálására alkalmas hangszórók ismét különlegességnek
tekinthetők. Megfelelőnek mondható a 30 Hz alsó határfrekvenciájú rendszer (nem
erősítő!), még kielégítő, ha ez az érték 40.. .50 Hz. A jó rádiókészülékek, tv-készülékek
80... 100 Hz,a kisebb rádiók 200...300 Hz alatt nem biztosítanak visszaadást. Az ezek-
hez csatlakozó erősítőknek érdemes ugyan valamelyest jobbnak lennie, de nem jelen-
tősen, sőt egyes hangforrások (pl. lemezjátszók) zavaró kisfrekvenciás jeleket termel-
nek, amelyek átvitele, hangszóróra való vezetése egyenesen megengedhetetlen.
A hangfrekvenciás sáv felső határolását illetően hasonló a helyzet. Gyakran utó-
lagosan, a vétel, a meghallgatás helyén csökkentjük az átvitt frekvenciasávot, hogy
a nemkívánt zavaroktól, zajoktól viszonylagosan meg tudjunk szabadulni. Szélesebb
sávban ugyanis arányosan nagyobb termikus zaj termelődik és esetleg diszkrét zavaró
jelek is jelentkeznek (pl. rádióvételnél) nagyobb frekvencián. Ugyanakkor a hasznos
hangjel nagyfrekvenciás összetevői kis energiájúnk, így a zaj szintjébe esnek. Mindket-
tőt eltávolítva a zaj, zavarszintje relatíve csökken és a hang (különösen a beszéd)
érthetősége javul.
Érdemes megemlíteni a hangfrekvenciás átvitel egyensúlyelvét. Egy viszonylag
keskenysávú átvitel, amely a beszédhang alapfrekvenciáira és domináló formáns fel-
harmonikusaira terjed ki, biztosítja az érthetőséget. Ha a valóságos, élethű hangvissza-
adást kívánjuk biztosítani, helyes, ha arányosan, azonos mértékben szélesítjük a sávot
31
2.1. ábra. Távbeszélő minőségű átvitel
2.2. ábra. Zene minőségű átvitel; 6,4; 10 és 15 kHz-es rendszer
mind a magas-, mind a mély hangok irányában. Nem javul a hanghűség a várt mér-
tékben, sőt romlik a hanghatás, ha csak az egyik irányban javítjuk meg az átvitelt.
Divatos, hogy a hanghatást a magas és a mély hangok túlzott, természetellenes
megemelésével kívánják javítani. Itt is érvényesüljön azonban az egyensúlyelv, egyik
oldalon se emeljük meg az átvitelt a másik sávszél rovására.
A különböző célú hangerősítő áramkörök átvitelének meghatározásához nagy-
mértékben segít, ha megismerjük a CCITT előírásait a telefon és a különböző rádió
minőségű csatornák eredő átvitelére vonatkozóan. Az ajánlott frekvenciameneteket
a 2.1. és 2.2. ábra mutatja. Megjegyzendő, hogy nem egyetlen erősítőre, hanem teljes
átviteli rendszerre érvényes toleranciagörbéket adnak meg, ami egy-egy erősítőre
szigorúbb előírást jelenthet.
Fázismenet, futási idő. Bár időnként vitatkoznak rajta az akusztikusok, de általá-
ban elfogadott, hogy az egyes hangösszetevők, részhangok egymáshoz viszonyított
fázishelyzetére a fül nem érzékeny. Ebből az adódnék, hogy érdektelen a hangerősítők
fázismenete az átvitel szempontjából. Ez általában így is van: egyetlen, átlagos
igényű erősítő fázismenetével ritkán törődünk. Lehetőleg lineáris fázismenetet —
állandó futási időt — kívánnak meg különleges, tranziens jellegű hanghatások jó átvi-
32
teléhez és természetesen, viszonylag szigorú együttfutást követel meg a többcsatornás
(sztereo, kvadro) hangátvitel is az egyes erősítők között.
Nemlineáris torzítás. A természetben igen ritka a tiszta, szinuszos hang, kisebb-
nagyobb mértékben minden hang tartalmaz felharmonikusokat, amelyek a hang szí-
nét, jellegét, felismerhetőségét határozzák meg. Ehhez hozzátenni vagy elvenni a meg-
hamisítás, felismerhetetlenség veszélye nélkül nem lehet. Vagyis az erősítőnek a lehető
legkisebb torzításának kell lennie.
Az akuszto-elektromos átalakítók torzítása soha nem elhanyagolható. A mai
modem átviteli rendszerek leggyengébb pontja ebből a szempontból a hangszóró.
Az erősítőknél csak arra kell vigyázni, hogy ehhez a torzításhoz ne adjunk hozzá, ne
növeljük jelentősen.
A fül igen eltérően érzékeli a különböző jellegű nemlineáris torzítást. A felharmo-
nikustartalom kismértékű változása inkább megengedhető, mint a nemharmonikus
összetevők megjelenése. Ebből a szempontból az intermodulációs torzítás igen veszé-
lyes: kellemetlen, disszonáns mellékhangokat kelt. A megengedhető határ 1...2%
intermodulációs termék, amit csak igen nagymértékben lineáris átviteli karakterisz-
tikájú erősítő tud biztosítani. (Megjegyzendő, hogy a többcsatornás hangszórórend-
szerek alkalmazásának egyik célja éppen az intermodulációs jelek keletkezésének elke-
rülése, a különböző frekvenciájú jelek különböző hangszórókra jutnak és csökken
a kombinációs hangok keletkezésének a valószínűsége.)
Több érdekes megfigyelés, szubjektív hatás adódik a torzítással kapcsolatosan.
Megfigyelték pl., hogy kevésbé bántó a nemlineáris torzítása annak az erősítőnek,
amelynél a torzítás a kivezérlés függvényében egyenletesen nő, bántóbb az olyan
rendszeré, amelyik kis szinten ugyan keveset torzít, de a torzítás hirtelen nő a jelszint
növekedésével (2.3. ábra).
2.3. ábra. Torzításmenetek
Közismert továbbá, hogy a fül reprodukálja az alaphangot, ha csak a fel-
harmonikusokat (főleg a második és a harmadik harmonikust) hallja. Ha a mély
hangokat erősebben torzítják az erősítőben, akkor még olyan hangszóróban is, ame-
lyik rosszul viszi át a kis frekvenciát, hallhatóvá válnak a mély hangok és így az átvitel
szubjektíve javul.
Végül meg kell említeni a tranziens jellegű, dinamikus torzítást, ami negatív
visszacsatolás ú erősítőkben, elsősorban a nagy kivezérlésnél dolgozó végerősítőkben
keletkezik. Ennek az a lényege, hogy az erősítőre nagy jelet adva, az első pillanatban
megjelenik a kimeneten és ott túlvezérlést okoz. A visszacsatolás hatására ez ugyan
megszűnik, de ehhez az kell, hogy a visszacsatoló láncon visszajusson a jel a bemenetre.
Késleltető jellegű visszacsatolás esetén a terjedési idő érzékelhetővé válik. Ez akkor
áll elő, ha nagy frekvencián csökken a visszacsatolási tényező értéke, ami nem gya-
kori, de előfordulhat, főleg kis határfrekvenciájú, régi, germániumtranzisztorokkal
épített erősítőben. Általában jellemző viszont az erősítés esési meredekségének növe-
kedése nagy frekvencián, ha visszacsatolással linearizáljuk az erősítőt. Ennek hatá-
sára a hirtelen jelszintváltozások (ütőhangszerek, sziszegő hangok) tranzienseket
3 Elektronikai erősítők
33
keltenek, amelyek lecsillapodnak ugyan, de rövid időre hallhatók és megváltoztatják
a hangszínt, hangérzetet.
A visszacsatolás által okozott tranziens zavarok távoltartása céljából voltak olyan
cégek, amelyek sokáig nem alkalmazták a linearizálásnak ezt a módját stúdióberen-
dezések építésénél. Javasolható, hogy a végfokozatok felső határfrekvenciáját növel-
jük meg, valamint gondosan tervezzük a visszacsatolást, ezzel elkerülhető az „érces”
jellegű tranzienshatás a visszacsatolt erősítőknél is. Szabály továbbá, hogy a végfoko-
zatban ne alkalmazzunk 20...30 dB-nél nagyobb hurokerősítést. Ez azt jelenti, hogy
a torzítási tényező nem csökken jobban, mint tizedére-harmincadára és, hogy az
eredő elegendően kicsi legyen, előnyös a visszacsatolás nélkül is kis torzítású vég-
erősítőket használni.
Teljesítményigény. Az emberi fül érzékenysége a hangnyomás logaritmusával ará-
nyos. Csendes környezetben ezért igen kis teljesítmény elegendő, megfelelő hang-
érzet keltésére, ami persze nem igaz zavaró hangok jelenlétében: hogy ezek ne nyom-
ják el a hallgatott hangot, relatíve meg kell emelni az utóbbiak szintjét.
Hangkép, hanghatás beállításakor általában szempont továbbá az eredetivel azo-
nos hangosság létrehozása. Végül nem elhanyagolható az a lélektani hatás, amelyet
a szokásosnál erősebb hangok váltanak ki a hallgatóból.
Figyelembe véve a hangszórók 1... 10% közötti átalakítási hatásfokát, a hangosí-
tási terek méreteit, az adódik ki, hogy a szükséges teljesítményigény 1 mW és kb.
1000 W között, hat nagyságrendtartományon belül változhat. Érdekes, hogy ilyen
széles spektrum mellett a végerősítőkapcsolások alig térnek el egymástól: az energiá-
val való takarékoskodás a kis teljesítményű esetben, az eszközdisszipáció kis értéken
való tartása a másik végletnél egyaránt jó hatásfokú, nagy kivezérlésű végfokozat
kialakítását igényli. Az alkalmazott eszközök határadatai, az áramok és feszültségek
értékei persze különbözőek.
Érdemes megvizsgálni, hogyan is adható meg egy adott erősítő hasznos kimeneti
teljesítménye. Egyszerűen megadható a teljes kivezérléshez, a jel „vágásához” tartozó
teljesítmény szinuszos jellel való vezérlés esetén. Mivel a vágás nem egyértelműen
definiálható, az ezzel közel egyenértékű adatot, pl. 10% nemlineáris torzításhoz tar-
tozó értéket adják meg. De a beszéd, vagy a zene nem egy frekvenciás, viszonylag kis
pillanatnyi energiájú részek és hirtelen jelcsúcsok követik egymást, akár egy perió-
duson belül, akár hosszabb időre, pl. egy szótag vagy ütem idejére nézzük is. A pilla-
natnyi jelcsúcsokban könnyen túlvezérlődik az erősítő, ami füllel alig hallható meg,
különösen nagy hangerőnél. Ezért szokás a maximális zenei teljesítményt a szinuszos-
nál nagyobb szintnek megadni. Jelentős eltérés a kettő között persze nem lehet, hiszen
a szinuszos maximumnál csak kétszer nagyobb kimeneti teljesítmény tartozik a töké-
letes, limitált négyszögjelhez, ilyen túlvezérlés pedig zene hallgatásakor sem enged-
hető meg.
Zajszint, dinamika. A hasznos elektromos jel mellett mindig jelen van egy zavaró
jel, amelyik a jelszünetben, de esetleg a jel közben is hallhatóvá válik. A zavar eredete
kettős, jelentkezik egyrészt az elektromos elemek elválaszthatatlan velejárója: a ter-
mikus zaj, továbbá különböző, zavaró jelforrásoknak a rendszerbe indukált hányada,
ami tehát a hangjel keletkezése és reprodukciója közben kerül az anyagba. Ide sorol-
hatók a tökéletlen hangrögzítésből eredő zavarok is, mint pl. a hanglemezek tűzöreje
stb. Az utóbbi zavarok — kivéve a tápfeszültség tökéletlen szűrése eredményeként
a műsorba kerülő brummot — az alkalmazott rendszertechnika velejárói és nem az
erősítők kialakítása határozza meg nagyságukat. A termikus zajok eredetével viszont
meg kell ismerkedni, hogy megfelelő szinten tudjuk a hatásokat tartani. Az ezzel
kapcsolatos átviteli követelmények megadását is csak e fogalmak ismeretében tudjuk
majd elvégezni.
34
2.2. Termikus zajok
A zaj fogalma. Az elektronikai áramköröket felépítő szilárd test alapvető tulajdon-
sága, hogy az anyag belsejében az anyagi részecskék, elsősorban az elektronok állandó
mozgásban vannak. Az ehhez szükséges energia forrása a test nemabszolútnulla
hőmérséklete, ezért ezt a mozgást hőmozgásnak nevezzük.
Az elektronok hőmozgásának jellemzője a rendezetlenség. A magára hagyott
testben eredőben, hosszú idejű átlagban semmiféle vándorlás nem figyelhető meg. Bár
elektronok mozognak és elektromos töltést szállítanak, hosszú időn át figyelve minden
elektron mozgása kiegyenlítődik egy ellenkező irányba mozgó elektronéval; sem
energia, sem elektromos töltés felhalmozódó szállítása nem megy végbe.
Szilárd testből készített két, azonos hőmérsékletű és — egyszerűség kedvéért —
azonos ellenállású ellenállást egymással összekapcsolva (2.4. ábra), az áramkörben
eredőben semmiféle áram nem folyik. Ha viszont figyeljük az áramkör bármely
keresztmetszetében az átáramló elektronok — és az általuk szállított töltés — mennyi-
ségét, csak végtelen hosszú idejű átlagban mondhatjuk azt, hogy éppen annyi haladt
át jobbról balfelé, mint az ellenkező irányban. Az időegységenként egyirányba haladó
elektronok nettó száma annál nagyobb, minél rövidebbre választjuk az egységet.
Az áramkörben tehát áram folyik, pedig nem iktattunk be külső áramforrást és gon-
dosan elzártuk a rendszert minden külső energia hatásától.
Az áram forrása a rendszer nemnulla hőmérséklete. Ezért termikus zajáramnak
nevezik és egyértelmű oka annak, hogy elektronikai erősítők érzékenysége nem fokoz-
ható tetszőleges mértékben, mert a felerősített zajjel oly nagyra nőne, hogy minden
hasznos jelet elfedne. Zajt termelnek a beépített ellenállások, de jelentős zajforrások
az elektronikai erősítő eszközök is.
2.4.	ábra. Áramkör a termikus zaj vizsgálatához
Ellenállászaj. A 2.4. ábra szerinti elrendezésben a két ellenállás közötti vezetékben
tehát elektronok áramlanak. Bár egy-egy elektron igen kis töltést szállít, de a hőmér-
séklettel arányos átlagos sebessége oly nagy, hogy az átszállított pillanatnyi áram is
igen nagy. Rövid időn belül ellenkező irányba is repül egy elektron, amely az eredő
áramot csökkenti, s mint már láttuk, végtelen hosszú ideig vizsgálva eredőben áram
nem folyik a körben. De, rövid idejű ingadozásokat figyelve, váltakozó áram mér-
hető, mégpedig annál nagyobb, minél gyorsabb változásokat tudunk vizsgálni
(2.5. ábra).
Az áramkör valamely keresztmetszetén átáramló töltés által szállított áram hatása
a körben fénysebességgel terjed, vagyis egy adott időpontban az áramkörben minden-
hol ugyanakkora áram mérhető. Az áram hőt fejleszt az ellenállás menetén, vagyis
teljesítmény áramlik az egyik ellenállásból a másikba, és viszont. Persze nem meleg-
szenek fel a magukra hagyott ellenállások attól, hogy összekapcsoltuk őket, mert
a másik melegítésére szolgáló energiát ugyanakkor kölcsönösen le is adják, vagyis
eredőben nem változik a hőmérsékletük.
A tapasztalat szerint az egységnyi (1 Hz) sávszélesség mellett egy-egy ellenálláson
mérhető teljesítmény (az ún. teljesítménysűrűség) arányos a rendszer abszolút hő-
mérsékletével:
pl = kT,	(2.1)
az arányossági tényező az ismert Boltzmann-szám, k—1,38- 10-23 J/K.
3*
35
At = 2
Af=1/2
2.5.	ábra. Az átlagolás! idő növelésével csökken a mérhető
zajáram amplitúdója
2.6.	" ábra. Helyettesítő feszültségforrások
szolgáltatják a zajteljesítményt
Az áramkörökben nem számolunk közvetlenül teljesítményekkel, a számítási
módszerek beiktatott feszültség- és áramforrásokra vannak kidolgozva. Ezért úgy
tekintjük, hogy a zajteljesítményt (például) feszültségforrás szolgáltatja (2.6. ábra),
amelynek forrásfeszültségét jelöljük uz-vel. Tudjuk uz-ről, hogy nemcsak az egyszerű
átlaga nulla, hanem négyzetes átlagával arányos leadott teljesítménye is eltűnik, ha
igen sokáig mérjük; rövid idejű vizsgálatnál, véges sávszélességű átviteli rendszeren
áteresztve azonban — a sávszélességgel arányosan növekvő — hatása észlelhető.
A forrásfeszültség meghatározása (2.1) felhasználásával elvégezhető. Az R belső
ellenállású generátort R ellenállással lezárva maximális teljesítményt ad le:
u2
P=—.	(2.2)
47?
Af sávszélességű mérés esetén ezpzAf-fel egyenlő:
uz
P =	= kTAf,	(2.3)
amiből a forrásfeszültség négyzete:
u2 = AkTRAf,	(2.4)
illetőleg effektív értéke:
uz =	= ^kTRAf	(2.5)
formában adható meg.
Az összekapcsolt rendszerben mindkét ellenállás szállít teljesítményt, ezek össze-
adódnak. Eredő hatásuk számításakor tehát nem szabad egyszerűen a zajfeszültsége-
ket összeadni, az eredő hatás négyzetösszegükből vont négyzetgyökkel jellemezhető.
Nem illesztve összekapcsolt ellenállások kevesebb zajteljesítményt adnak át.
Gyakran űresjárásban vizsgáljuk egy-egy áramkör viselkedését, mert elektronikai
erősítőink vezérlőkörében esetleg teljesítményfelvétel nincs is. Ezért egy zajos (T hő-
36
2.7.	ábra. Ellenállás zajhelyettesitő áramköre
mérsékletű) ellenállás termikus zajt is figyelembe vevő helyettesítő áramkörét (2.7.
ábra) egy zajtalan (T=Q hőmérsékletű) ellenállás és egy feszültségű generátor soros
eredőjeként adjuk meg. Az így beiktatott zajfeszültség- (és áram-) forrásokkal úgy
számolhatunk, mint az eddig ismert külső generátorokkal, csak az egyes zajforrások
hatásának összegzésénél kell a négyzetes összeadás fenti szabályát betartani.
A most megismert ellenállászajt első leíróik után szokás Johnson-zajnak és ritkán
Nyquist-zajnak is nevezni. Minden technikailag kivitelezett ellenálláson, de pl.
rezgőkörök veszteségi ellenállásán is fellép és csak a hőmérséklettel arányos. Vásárol-
ható ellenállásokon gyakran a rákapcsolt feszültséggel, vagy a rajta folyó árammal
arányos további zajösszetevő is keletkezik, ami az ellenállás értékének az elektromos
igénybevétel hatására jelentkező változásával függ össze és nem tévesztendő össze
a termikus zajjal.
Áramzaj. A bipoláris tranzisztorok emittált áramát és az elektroncsövek telítési
katódáramát olyan töltéshordozók hozzák létre, amelyek energiája egy meghatározott
küszöbérték fölött van. Ezek átlagos mennyisége, tehát az áram átlagértéke állandó.
A potenciálgátat legyőző töltéshordozók pillanatnyi értéke azonban statisztikusan
ingadozik, ami áramzajt eredményez. Az ingadozás négyzetes értékének átlaga:
42 - 2qIAf,	(2.6)
az ellenállászajhoz hasonlóan, arányos az észlelhető átviteli rendszer sávszélességével
azonkívül az I átlagos árammal és a töltéshordozók q töltésével.
Az áramzaj nem jelentkezik a térvezérelt tarnzisztoroknál, amíg a drainfeszültség
elegendően kicsi és az áramvezető csatorna folytonos. A csatorna elzáródása viszont
telítési jellegűvé teszi a draináramot is.
Az erősítőkapcsolásokban üzemelő elektroncsövek katódja közelében kialakult
elektronfelhő folytonos elektronforrásként szerepel és ismét elsimítja az áramemisz-
szió zaját. Tértöltéses tartományban működő elektroncső katódáramának ingadozá-
sára az
ií = 2qIF2Af	(2.7)
összefüggés érvényes, ahol 1 a tértöltéses üzemre jellemző zajgyengítési tényező,
értéke:
r2 W-nHykT*
ma)
ahol az eddigieken kívül Tk a katód hőmérséklete, t/EFF az ismert Child—Langmuir
összefüggésben szereplő hatásos feszültség, I7min pedig a katód közelében kialakuló
(negatív) potenciálminimum számértéke.
Árameloszlási zaj. Sok esetben bizonytalan, hogy az áramot szállító töltéshordozók
több gyűjtőelektróda közül melyikre futnak fel. Kimutatható, hogy ez is zajt ered-
ményez, amelynek négyzetes átlaga
>' = 2,2^-<	(2.8)
A+*2
37
ha 7t és I2 az I átlagáram összetevői. Egyenlőtlen eloszlás esetén, ha pl. Ir<szl2,
a (2.8) egyszerűsíthető:
i^=2qIlAf.	(2.9)
Átütési zaj. Záróirányban előfeszített p—n átmeneten átütési zaj keletkezhet. A záró-
rétegben a térerősség által felgyorsított töltéshordozók szekunder hordozókat ger-
jesztenek, amelyek árama hozzáadódik az átmeneten folyó áramhoz. Az áramsokszo-
rozási tényezőt Af-mel, a sokszorozott áramot 7-vel jelölve és figyelembe véve, hogy
a gerjesztő részecskék sebessége, tehát a gerjesztés valószínűsége statisztikus, véletlen-
szerű eloszlású, a zajáram közelítőleg az
i2 = 2qM2IAf	(2.10)
formában adható meg. Ha viszont I a kis térerősségnél, M = 1 esetén folyó áramot
jelöli, amely MI értékre sokszorozódik, (2.10) az
i2 = 2qM3IAf	(2.11)
formában írható, amely mennyiségileg ugyanazt adja, csak az I értelmezése eltérő.
Az átütési zaj már viszonylag nem nagy áramsokszorozásnál is jelentős, ezt
elkerülendő a kiszajú fokozatokat kifejezetten kis kollektorfeszültséggel kell üzemel-
tetni és kisszintű fokozatokban nem célszerű letörésbe vezérelt diódákat (pl. Zener-
diódákat) alkalmazni.
Villódzási zaj. Vékony vezetőrétegek, szénrétegellenállások, de az elektroncsövek és
félvezető eszközök is az eddig megismerten kívül olyan további zajjelenséget mutat-
nak, amelynek egységnyi sávszélességre jutó teljesítménye a frekvenciával közelítőleg
fordítottan arányos:
ahol tehát bs*!. A jelenség fizikai értelmezése nehézkes és meg kell jegyezni, hogy
/-*0 esetén végtelen nagy zajösszetevők adódnak, ami bizonyosan nem igaz, tehát
nulla frekvenciáig a 6=1 egyenlőség nem is tartható. A vizsgálatok azt mutatták,
hogy a használatos legkisebb frekvenciákig a fordított arányosság kimérhető.
A villódzási zaj szintje, a (2.12)-ben szereplő állandó számértéke bizonytalan,
eszközről-eszközre változik. Bipoláris tranzisztorokra pl. kimutatták, hogy különösen
nagy azoknál a példányoknál, amelyek áramerősítési tényezője kis áramnál erősebben
esik, és jóval kisebb azoknál, amelyeknél ez utóbbi jelenség elhanyagolhatóbb.
Impulzuszaj. Szénrétegellenállásokon és záróirányban előfeszített p—n átmeneteken
az eddig felsoroltakon kívül néha impulzusszerű zajjelek is fellépnek. Diódák impul-
zuszaja gyakran csak az első letörésbevezérlés után lép fel és kis feszültségnél, sőt,
nyitóirányba való előfeszítésnél is megmarad. Ezen zajösszetevő matematikailag
nehezen írható le, részletesebb jellemzésével nem foglalkozunk.
Zajhelyettesítő áramkörök. Félvezető anyagból készült rétegdióda és a fém—fél-
vezető kontaktusból kialakított Schottky-dióda elektromos működése jól jellemez-
hető a hozzávezetések 7?s soros ellenállásával és az átmenetre jellemző exponenciális
áramfeszültség összefüggéssel (2.8. ábra).
A termikus zajt úgy tudjuk járulékosan figyelembe venni, hogy az elemeket zaj-
talannak tekintjük és hozzájuk rendelünk egy-egy generátort a megfelelő forráspara-
méterrel, amint ezt ellenállásra a 2.7. ábra kapcsán megismertük.
38
1 = I0exp (^--1}
2.8.	ábra. Félvezető dióda helyettesítése
Záróirányban polarizált diódán — Io nagyságú, a feszültségtől gyakorlatilag
független áram folyik, amely zajos, a zajhelyettesítő áramkör a 2.9a ábra szerint
alakul.
Nyitóirányban előfeszített dióda átmenetének ellenállása lecsökken és I»I0
nyitóirányú áram folyik rajta keresztül. Az átmenetre jellemző differenciális ellenállás
r<j = ^r/(^+A)) értékű, a kisjelű helyettesítés tehát a 2.9b részlet szerint adható meg.
Az ábrába berajzoltuk a zajjellemzéshez szükséges generátorokat is. Az ellenállászaj
uz = \AkTl\Af	(2.13)
értékű. Változatlanul észlelhető a — Io áram zaja:
4i = Í2gZ04A	(2.14)
ami mellett megjelenik az
u
A>exp— = I+Io
nagyságú nyitóáram zaja:
iz2 = V2qU+I0)Af.	(2.15)
Szokásosan összevonjuk a zajáramokat:
4 =	+ £ = ^2q(I+2I0)Af,	(2.16)
ezzel, legalábbis kis frekvencián a jellemzéssel végeztünk.
Gyakran átszámolják az átmenetre jellemző Norton-helyettesítő képletet
Thevenin-képletté. Ezt a 2.9c ábra mutatja. Az átszámításhoz feltesszük, hogy az
Í»IO egyenlőtlenség fennáll, ekkor:
(uz)er = laz2 + í>a = UkT^+r^Af.	(2.17)
2.9. ábra. Lezárt (c) és nyitóirányban előfeszített dióda (b, c)
zajhelyettesítő áramköre
39
2.10. ábra. Bipoláris tranzisztor zajhelyettesitő áramköre
Vagyis az átmeneti nyitóáram zaja közelítőleg rd/2 nagyságú ellenállás zajával egyen-
értékű.
Bipoláris tranzisztorok zajjellemzéséhez szokásosan az egyszerű T-helyettesítő
áramkört használják, amelyet kibővítenék a zajgenerátorokkal. Az áramkör a 2.10.
ábrán látható. Az rbb. és az rcc- soros hozzávezetési ellenállások zajjellemzése nyil-
vánvaló. Az emitter—bázis átmenet közötti rá differenciális diódaellenállást kibővít-
jűk az IE emitter zajárammal, de azonnal át is számoljuk soros elrendezéssé.
Az emitteráram megoszlik a bázis és a kollektor között, így további árameloszlási
zajjal kell számolni. A bázisáram jóval kisebb az emitteráramnál, ezért (2.8) helyett
(2.9)-cél számolhatunk és a kollektor átmenettel az ZB=(1—a)/E áramnak megfelelő
zajáramot kapcsolunk párhuzamosan. A kollektor oldalon jelentkezik még az ICBO
maradékáram zaja, valamint zajos az rc#°° differenciális ellenállás is. Ez utóbbiak
gyakran elhagyhatók. Mérési adatokból visszafelé következtetve az emitter átmenettel
párhuzamosan kapcsolandó, viszont a kis frekvencián nem elhanyagolható villódzási
zajra jellemző áramgenerátor és az esetleg jelentkező impulzuszaj is így modellezhető.
Ez utóbbi zajforrások nagysága nem következtethető általános fizikai összefüggések-
ből, csak méréssel határozhatók meg.
A térvezérelt tranzisztornak fizikai működésre és üzemeltetésre nézve különböző
típusai ismeretesek, ezek zajjellemzése finomságokban eltérő. A 2.11. ábrán látható
módon, a helyettesítő áramkör ezeknél az eszközöknél is felépíthető a soros ellen-
állásokból, a hozzájuk kapcsolódó zaj—feszültség generátorból, az átviteli karakte-
Igo* V2qIr0Zlf
S
2.11. ábra. Térvezérelt tranzisztor
zajhelyettesítő áramköre
40
risztika gm meredekségének reciprok értékével adott differenciális ellenállásból,
amelynek az áramzajból eredő zajfeszültsége nem egyértelműen meghatározott,
a bipoláris tranzisztornál megismert 1/2-es tényező itt Á=1...0,5 között változhat.
Ha a bemenő körben, a vezérlőelektródán áram folyik, ez zajosnak tekintendő, ezzel
lényegében készen is van a jellemzés.
Zajtényező. Jelátviteli rendszerekben, így az elektronikai erősítőkben zajok termelőd-
nek. A hasznos jelen kívül zajt ad a bemenetre a vezérlőgenerátor is. A két zajforrás
viszonyára jellemző szám a zajtényező:
p— ?kz
(2-18)
ahol Pkz az erősítő kimenetén megjelenő zajteljesítmény, G az átviteli rendszer telje-
sítményerősítése, Pbz pedig a generátor által leadott zajteljesítmény. Egyszerűen fogal-
mazva, a zajtényező viszonyszám, amely megadja, hogy egy átviteli rendszer kimene-
tén a generátor felerősített zajjelének hányszorosa jelenik meg. Szokásos a logaritmi-
kus megadás:
F10g = 10 lg F, dB.
A zajtényező kiszámítása céljából felrajzoljuk a generátor és az átviteli rendszer
helyettesítő áramkörét a zajra jellemző forrásokkal. A lineáris rendszerekre érvényes
szuperpozíció tételét felhasználva kiszámítjuk a kimeneten megjelenő zajteljesítményt,
ügyelve, hogy a forrásfeszültséggel vagy árammal adott zajok összegezését négyzete-
sen végezzük. A kapott értéket viszonyítjuk a zajtalannak tekintett átviteli rendszer
kimenetén a vezérlőgenerátorról megjelenő zajteljesítménnyel. Ez utóbbit úgy kapjuk,
hogy az előző kifejezésben az átviteli rendszer zajforrásait nullának tekintjük.
Egységhez közeli zajtényező esetén előszeretettel használják a zajhőmérséklet
fogalmát. Ennek értelmezése a következő: gondolatban felmelegítik a TQ hőmérsék-
letű, illesztett esetben kT0Af zajteljesítményt szolgáltató generátorellenállást TZ^TO
hőmérsékletre, hogy ez a zajtalannak tekintett átviteli rendszer kienetén éppen akkora
zajteljesítményt adjon, mint a To hőmérsékletű generátor és zajos átviteli rendszer
esetén mérhető. A (Tz—To)s0 különbség a zajhőmérséklet. Ez nulla, ha az átvitel
zajtalan, egyébként pozitív szám.
Többfokozatú erősítők eredő zajtényezője egyszerűen számolható, ha ismerjük
a fokozatok zajtényezőit és a teljesítményerősítéseket, valamint feltételezzük, hogy
a fokozatok egymáshoz illesztetten csatlakoznak (2.12. ábra). Az első fokozat kime-
netén
Pkzl = FlGiPbz = FlGlkTAf
zaj teljesítmény jelenik meg. A második fokozat ezt erősíti és hozzáadja a saját zaját:
P^2 = FiGx G2Pbz+(F2-l)G2kTAf.
Az utolsó, n-edik fokozat kimenetén megjelenő zaj:
Pk2n = F1GíG2...GnkTAf+(F2-l)G2G3...GnkTAf+...+(F„-l)GnkTAf. (2.19)
2.12. ábra. Többfokozatú rendszer
zajtényezőjének számításához
41
2.13. ábra. Zajtényező számításához
(2.20)
(2.21)
Ha ezt elosztjuk a bemeneti zajteljesítmény erősített értékével, a
GlG2...GnkTAf
mennyiséggel, kapjuk az eredő zajtényezőt:
F2-l F3-l F„-l
F = F,+—--------+——+-.+----------------.
Gt	GtG2	G1G2...Gn
Ezen, első levezetője után Friis-formulának nevezett, összefüggés értelmében az eredő
zajtényezőt elsősorban az első fokozat zajtényezője alakítja, a további fokozatok zaja
ehhez az előttük levő fokozatok teljesítményerősítésével csökkentve adódik hozzá.
A zajtényező fogalmának gyakorlására határozzuk meg a 2.13. ábra szerinti
egyszerűsített helyettesítő áramkörrel jellemezhető, bipoláris tranzisztorral épített
erősítőfokozat zajtényezőjét. Mivel a kimenőköri differenciális ellenállást végtelen
nagynak tekintjük, a bemenőkor függetlenné válik a véges ellenállással terhelt kimenet-
től és a számítás általánosságban a bipoláris tranzisztorra — mind közös bázisú, mind
közös emitteres alapkapcsolásra — érvényes eredményt ad.
Az Re, rbb, és rd ellenállások által alkotott bemeneti körben
=/4fcT(Rg+rd/2 + rbb.)d/	(2.22)
zajfeszültség lép fel, ha mint a generátor, mind a tranzisztor zajos. Ha a tranzisztor
zajtalan lenne, ez
u' = V4kTRgAf	(2.23)
értékre csökkenne. A bemeneti (egyúttal az emitter) körben folyó zajáram
u	ti'
ie =------------, ül. C =----------,	(2-24)
Rg + rd + rbb'	^g + rd + rbb'
amelynek a-szorosához a kimeneten hozzáadódik az
= P/2g(ZB + ZCBO)d/	(2.25)
zajáram.
Mindez átfolyik a kimenetre kapcsolt fogyasztóellenálláson és az áram négyzeté-
vel arányos zajteljesítményt hoz létre. A zajtényező a zajos tranzisztor és a zajtalan
tranzisztor zajteljesítményének viszonyaként,
F = (K,e)*2+*z2	(2.26)
formában írható fel. Helyettesítve (2.24) és (2.25) értékét:
Rg+rd/2 + rbb. (Rg+rd/2+rbb-)2 ———ZCBO	í?
r =----------------1----—5 —------(1 —	——- ,
F	2a2 rd Re	IE
42
ha figyelembe vesszük, hogy
kT
'á = —
és nem teszünk különbséget az egyenáramok viszonyára jellemző és a váltakozóáramú
áramerősítési tényező között, mindkettőt a-val jelöljük.
A bipoláris tranzisztor zajtényezőjére kapott (2.27) összefüggés nem veszi figye-
lembe a félvezető zajt, ez még kis frekvencián — 100... 10 000 Hz alatt — többletzajt
eredményez. Nagy frekvencián szintén nő a zaj, ami a frekvenciafüggésével részben
figyelembe is vehető. Közelítő jellege ellenére a (2.27) kifejezés széles körben haszná-
latos és durva számításokhoz jól használható.
A tranzisztor figyelemre méltó tulajdonsága, ti., hogy Re függvényében zajmini-
mum található, (2.27) felhasználásával belátható. Re növelésével az első tag csökken,
a második nő, tehát valahol optimumnak kell lennie. Az adott generátor ellenálláshoz
számolható optimális áramérték:
= kT/q
Eopt (1 — a)(rbb-+Rg) ’
a minimális zajtényező pedig:
(2.28)
(	rw\ (	1	1
^min = |l+— ÍI + 7+-F	(2.29)
l	p fp)	v '
formában adódik (2.27)-ből, ahol /?=a/(l—a). A (2.29)-ben szereplő szorzat két
tényezője jól érzékelteti az F= 1-hez képesti rontó tényezők hatását: rbb- és P véges
értéke miatt	A bázisellenállás csökkentésével P általában csökken, tehát
Fmin nem csökkenthető tetszőlegesen, de összehangolt méretezéssel Fmin=1...2dB
érték megvalósítható. Jellegzetes zajtényező-görbéket a 2.14. ábrán mutatunk be.
Jellemzés zaj-négypólussal. Az erősítő eszközök, de különösen az integrált áram-
körű erősítők belső zajjellemzői nehezen határozhatók meg közvetlenül. Ilyen esetben
használják a kétgenerátoros zaj-négypólust, amelyet a jellemzendő áramkör bemenete
és a generátor közé beiktatva — és a kapcsolás többi elemét, a generátor kivételével,
zajtalannak tekintve — a kimeneten mérhető zaj pontosan számolható.
A zaj-négypólust a 2.15. ábra alapján a következő módon értelmezhetjük. Zárjuk
rövidre a bemenetet, a kimeneten ez esetben mérhető zajfeszültség uzlA„-, zárjuk le
szakadással, a fogyasztón folyó áram izl értékű lesz. A mért érték ismeretében
és izl számolható és katalógusadatként kezelve a továbbiakban a zajjelemzéshez
felhasználható.
Véges generátorellenállás esetén nem szabad a zaj-négypólust egyszerűen két
független forrásnak tekinteni. Nyilvánvaló, hogy esetleg kapcsolat, korreláció van
2.14. ábra. Szilícium
planártranzisztor jellegzetes
zajtényező görbéi
2.15. ábra. Kétgenerátoros zaj-négypólus
43
2.16. ábra. Zaj-négy pólus rezisztív ekvivalense
közöttük. Ugyanaz a belső zajforrás adhat a kimenetre zajt mind bemeneti rövidzár,
mind szakadás esetén, hatása tehát mind uzl -ben, mind izl -ben figyelembe van véve.
Véges generátorellenállás esetére a független zajforrásokkal való számítás így a mér-
hető értéknél nagyobbat adhat eredményül.
Harmadik jellemzőként szükséges uzl és ízl közötti korreláció mértékét meg-
adni. Független forrású uzl és ízl esetén a korreláció nulla és független generátorként
kezelhető mz és iz. Teljes korrelációról akkor beszélünk, ha uzl vagy ízI elhagyásával
kapunk jó eredményt. A források közötti korreláció mértékét gyakran nem ismerjük,
ebben az esetben véges, pontosabban uzl/ízl-vel összemérhető generátorellenállás
esetén csak óvatosan használjuk az eredményt. Viszont mind kis, mind nagy generá-
torellenállásnál az egyik zajjellemző hatása háttérbe szorul és a korreláció ismerete
nélkül is jó eredmény számolható a zajhelyettesítő négypólus felhasználásával.
Az mz1 és ízl forrásparaméterekkel jellemzett zaj-négypólus helyett használják
az egyenértékű zajellenállásból és zajvezetésből alakított áramkört is (2.16. ábra).
Ez zajos ellenállásból, ill. vezetésből áll, a definíciós egyenletek:
G
2 4kTAf
Az elemeket a bemenetre kapcsolva a jellemzett áramkör többi elemét zajtalannak
tekinthetjük. Ez a jellemzés jól használható a szélsőséges bemeneti ellenállású esz-
közöknél, pl. elektroncsőnél, amikor az egyik zajjellemző szerepe eltűnik, a fenn-
maradó értékét a generátorellenállással összevetve egyszerűen számolható a zajté-
nyező. A végtelennek tekinthető bemeneti ellenállású elektroncsőnél pl. Gz=0, mivel
bemeneti áram nem folyik, azaz zzl=0; a zajtényező pedig:
D
F=l+—	(2.31)
Kg
értékű.
Mivel a zajteljesítmény általában frekvenciafüggő, zzzl és zzl értékét nem lehet
egyetlen mennyiséggel megadni, szokásosan az 1 Hz sávszélességre számolt zajfeszült-
séget és -áramot adják meg a frekvencia függvényében (2.17. ábra). Adott sávszéles-
2.17. ábra. pA 739 típusú integrált műveleti erősítő
zaj-négypólusának forrásparaméterei
44
ségre való átszámításnál vegyük figyelembe, hogy a zajteljesítmény arányos Af-fe\,
az áram, ill. feszültség Af négyzetgyökével arányosan változik.
Zaj-sávszélesség. Frekvenciától független, ún. fehérzajok eredő teljesítménysűrűsége,
mint megismertük, arányos a jellemzett rendszer átviteli sávszélességével, Af-fel.
Az eddigiekben a határfrekvenciákkal jelöltük ki az átviteli sávot; kérdés, hogyan
kell a zajosság vizsgálatára ezt értelmezni.
A frekvenciafüggő átvitel súlyozza a zajösszetevőket. Az eredő zaj a bemenetre
csatlakozó pz(to) teljesítménysűrűségű zajforrásból a
P^ = f PÁ^G(m)dco	(2.32)
o
összefüggéssel számolható. Gyakorlatilag az integrálást soha nem kell matematikai
értelemben végtelen határok között elvégezni, elegendő az átviteli sáv környezetére
szorítkozni.
Az integrál fenti formában való kiszámítását nehezíti az, hogy a teljesítmény-
erősítés frekvenciafüggését gyakran nem ismerjük. A jellemző átviteli tényező, az
egyenlőnek tekintett feszültség- és áramerősítés viszont általában ismert, rend,szerint:
A = A(<ao)a(to)
(2.33)
formában, ahol /í(m0) a sávközépen mérhető érték, a (cd) pedig a relatív átvitel,
amelyre a(coo)=1 érvényes. Ezt felhasználva
Pzki = G(m0) f pz(<ó)\a(co)\2 dco.	(2.34)
0
A formula mind fehérzaj (pz(to)=áll.), mind frekvenciafüggő teljesítménysűrű-
ségű zaj esetén használható. Frekvenciafüggetlen zaj esetén a
Pzki = G(m0)pJ \a(fD)\2dt» = G(<Oo)pzAf	(2.35)
o
egyenletsor definiálja a zaj-sávszélességet
Af = f la(co)l2dco	(2.36)
o
formában. Különböző esetekre való kiszámításával nem foglalkozunk, de megjegyez-
zük, hogy pl. az igen gyakori
1
függvény szerinti nagyfrekvenciás esést mutató szélessávú rendszerre a zaj-sávszélesség
4	2Á’
a —3 dB-es sávszélességnél kb. 50%-kai nagyobb.
45
Zajhatárolt dinamika. Erősítő jellegű rendszer jellemzésére használható a kivehető
maximális jelteljesítmény és a kimeneti zajteljesítmény hányadosával definiált zaj-
határolt dinamika fogalma:
(2.37)
v
jy __ A kimax
Pzki
Az igen egyszerű jellemző szerepe nagyon fontos, megadja a már a zajból kiemelkedő
és még torzítatlanul feldolgozható jelek viszonyát.
Jel—zaj viszony. Erősítő (vagy általában: átviteli) rendszer üzemének jellemzésére
az átviteli út, a beiktatott áramkörök és berendezések zaján túlmenően az üzemszerűen
átvitt, hasznos jel szintjének ismerete is szükséges. A hasznos jel és zajteljesítmények
viszonya fontos jellemző, megadja a hangátvitel élvezhetőségének, minőségének
szintjét, mértékét.
Elektronikai berendezéseink zajtényezője alig nagyobb 2... 3 dB-nél, ha megfelelő
impedanciacsatlakoztatást tudunk a generátoroldalon biztosítani, míg az átviteli út
egyéb elemei (rádiófrekvenciás átvitelnél az antennák közötti tér, hanglemezeknél
a lemez anyagának szemcsézettsége stb.) ennél jelentősen zajosabbak. Bár látszólag
nem lehet sokat javítani 1...2dB zajszintcsökkentés eredményeként, de az átviteli
lánc minden eleménél az optimumra kell törekedni, főleg, ha arra gondolunk, hogy
egy hanganyagba egyszer bekerült zavart abból többé eltávolítani nem lehetséges.
A jel—zaj viszony megkívánt nagyságrendi értékére vonatkozóan abból lehet
kiinduló adatokat szerezni, hogy meghatározzuk a kellemes hangossági szintnek
a hallhatósági küszöbszinttől való távolságát, ami kb. 60 dB. Ez az érték frekvencia-
függő, a hangfrekvenciás sáv szélein jelentősen csökken, elsősorban a hallásküszöb
csökkenése miatt. Hangerősítők zaját ezért gyakran súlyozottan mérik, szabványosí-
tott súlyozási görbét a 2.18. ábrán mutatunk be.
Teljes átviteli rendszerre általában nem tudják tartani a fenti értéket. Kábelen
továbbított hanganyag jel—zaj viszonyára a CCITT 41 dB, súlyozottan mérve 47 dB
értéket ajánl. Rádiókészülékből kapott hang esetén ennél lényegesen jobbra nem is
számíthatunk. Hanglemezek, magnetofonok eredő zaja néhány dB-lel jobb lehet, míg
a kívánt 60 dB érték legfeljebb akkor érhető el, ha a hangfelvevő mikrofon és a hang-
szóró között rövid kábelen és erősítőn kívül semmi közvetítő, rögzítő berendezés nem
foglal helyet. Egyébként csak műkapcsolásokkal, jelszintfüggő hangszín-, vagy dina-
mikaszabályozással lehet szubjektíve megközelíteni ugyanezt az értéket, ezzel a későb-
biekben fogunk foglalkozni.
--------1----1--------1--------1-------1---------1----1-—
20	50	100	300	1000 3k	10 k fog f Hz)
2.18. ábra. Súlyozási görbék zajméréshez; a) telefon-, b) zene minőségű
átvitel esetére
46
2.3. Előerősítők, korrektorok
Az előerősítő szerepe. A mai korszerű mikrofonok és valamennyi egyéb hang-
frekvenciás elektromos átalakító igen kis teljesítményt ad le, tulajdonságaik a széles-
sávú, kis torzítású átalakítás érdekében vannak optimalizálva, ami megkívánja, hogy
az eredeti hangtérből csak kis energiát vonjanak el. Érzékenységűk úgy van beállítva,
hogy hasznos jelűk a termikus zajszintből kellően kiemelkedjék, de az nem engedhető
meg, hogy az utánuk kapcsolt elektronikai erősítő észrevehetően rontson a jel—zaj
viszonyon.
Az átalakítók egy része a hangnyomással arányos elektromos jelet szolgáltat,
mások kimenetén viszont — fizikai működésűknek megfelelően — lineárisan torzított
jel jelenik meg, azaz frekvenciafűggő erősítést igényelnek. Jelentkezhet továbbá
tudatos, az átviteli rendszer megelőző részeibe beépített, az eredetit meghamisító
lineáris torzítás, ennek korrigálását szintén el kell végezni.
A hangfrekvenciás erősítőláncok első elemének, az előerősítőnek feladata a lineá-
ris torzítás eltüntetése: „helyes” frekvenciamenet kialakítása, továbbá a jelnek olyan
szintre való emelése, ami lehetővé teszi, hogy a hanganyagon további korrekciókat
végezzünk a túlvezérlés és a jelnek a zajba való lesüllyedésének veszélye nélkül.
Ez a jelszint az átviteltechnikában 600 fi terhelésen definiált 1 mW teljesítménynek
megfelelő 775 mVeff feszültség nagyságrendjébe esik. Az egységesítés lehetővé teszi,
hogy különböző rendszerek, áramkörök közvetlenül csatlakoztathatók legyenek.
Mikrofonerősítők. Ama használatos mikrofon típusok között találhatók jellegzete-
sen kis impedanciájúak, amelyek mágneses, magnetodinamikai elven működnek,
továbbá kifejezetten nagy belső ellenállásúak, mint például a kristály-, vagy a konden-
zátormikrofonok.
Súlyozatlanul mérve, 10 kHz sávszélességre az efíektív zajfeszültségek, (2.5)-ből
számolva, szobahőmérsékleten:
Rg = 50 fi, uz = 0,1 pVeff,
Rg = 1 Mfi, u2 = 13 gVeff.
Az első ellenállásérték a kisimpedanciájú mikrofonokra jellemző alsó határ, míg a
reaktáns jellegű, kapacitív belső ellenállású típusokra jellemző egyenértéket jelképezi
a második ellenállás.
Ha megkívánjuk, hogy az előző pontban említett 60 dB jel—zaj viszonyt a mikro-
fon szolgáltassa, kellemes hangossági szint esetén kb. 0,1 mVeff, ill. 13 mVeff feszült-
séget kell a kapcsoknál levenni. A gyakorlatban az 1 pbar hangnyomáshoz tartozó
értéket adják meg, közepes frekvencián mérve, és nevezik a mikrofon érzékenységé-
nek. Mivel ez a hangosság kb. a kellemesnek felel meg, az érzékenység a fenti érték
közelében várható.
Az előerősítő kimeneti zajszintjét kis ohmos lezárásnál a zajfeszűltsége, nagy
ohmos lezárásnál a zajárama határozza meg. Tipikusnak tekintett erősítőnkre (1.
2.17. ábra) — eltekintve a frekvenciafüggéstől — legyen:
u2 = 3-10’17 V2/Hz,
i2 = 10“24 A2/Hz.
A fenti 10 kHz sávszélességre számolva:
«zbe = 0,55 pVeff,
4be = 10 10 Aeff.
47
Foglalkozzunk először a kisimpedanciás esettel. Látható, hogy az 500-os
generátor nagyon előnytelen lezárást ad, hiszen a bemeneti zajellenállás kb. 1500 Q-
mal egyenértékű. Ez azt jelenti, hogy ekkora ellenállású mikrofon esetén kapnánk
3 dB zajtényezőt (a feszültségek négyzetes összeadásának megfelelően). A mikrofon
saját jel—zaj viszonyának ilyen mértékű rontása alig engedhető meg. Ezért a kis
impedanciájú mikrofont illesztő transzformátor közbeiktatásával kapcsolják a be-
menetre (2.19. ábra). Célszerűen 3...5kQ-os értékre transzformálják a generátor-
ellenállást (jelen esetben ez n=8... 10 értéket jelent), így a zajtényező nem lesz nagyobb
2...3dB-nél.
Érdemes ellenőrizni, hogy az erősítőt lezáró megnövelt ellenállás nem nagyobb-e
az optimálisnál, ami közelítőleg az u^Ji^ hányadossal vehető egyenlőnek, korrelá-
iatlan zajforrásokat feltételezve. Ez az érték jelen esetben 5500 Q. Tehát éppen jó
transzformációs áttételt választottunk, 5500Q-nál nagyobb értékű lezárás esetén
a zajtényező romlana.
A bemeneti transzformátor kialakításához érdemes megjegyezni, hogy igen kicsi
az átvitt energia, ami azt jelenti, hogy a vasmag anyagának, méreteinek, a menetszám
és drótátmérő megválasztását kizárólag a megvalósítandó főinduktivitás befolyásolja.
Szélessávú átvitel kis szórást biztosító tekercseléssel érhető el. A transzformátor igen
érzékeny szórt mágneses tekercsre, így könnyen felszed erősáramú zavarokat. Mind
a bemeneti vezetéket, mind magát a transzformátort gondosan árnyékolják. Hosszú
mikrofonvezetéket feltétlenül szimmetrikus jelleggel kell vezetni (és az érpárat közö-
sen árnyékolni), hogy a zavarok lehetőleg közös módusban jöjjenek, amit a transzfor-
mátor kiolt.
Az erősítő kialakítása viszonylag egyszerű. Feltétlenül kiszajú típust kell válasz-
tani, diszkrét elemekből építve, kiszajú tranzisztorokat a bemeneti fokozatokba.
A szükséges erősítés 1000 körül van, ez általában két fokozattal elérhető és még tar-
talék is marad a negatív visszacsatoláshoz. Az előerősítő kimeneti fokozatát úgy kell
méretezni, hogy maximális bemeneti jel, maximális hangnyomás mellett se kelet-
kezzen túlvezérlés. Ez gyakran azt eredményezi, hogy a zajhatárolt dinamika, D=
= 120...130 dB-t is elér.
Negatív visszacsatolás alkalmazása esetén ne felejtsük el, hogy a soros vissza-
csatoló áramkör véges ellenállása a bemeneti zajt növeli (2.20. ábra). A visszacsatolt
erősítő bemeneti zajellenállása növekszik, az optimális zajtényező nagyobb lesz a fent
értelmezettnél. Persze a hatást könnyű minimális értéken tartani, ha kellően kicsi
a visszacsatoló ellenállás értéke.
Alapvetően eltér a nagyimpedanciájú forrás csatlakoztatásának a módszere:
illesztő transzformátor ugyanis, kevés kivételtől eltekintve, nem alkalmazható a nagy
főinduktivitás realizálhatatlansága miatt.
Illesztetlenül csatolt nagyimpedanciájú mikrofon — vagy bármi egyéb hang-
frekvenciás forrás — a bemeneti zajáram hatását helyezi előtérbe. Fenti számpéldánk
adataival, Rg=l Mii, /Zbe = 10-10 A esetén az ebből adódó zajfeszültség 10-4 Veff=
2.19. ábra. Kisohmos forrás illesztése
a zajtényező csökkentése céljából
2.20. ábra. A visszacsatolás növeli
a bemeneti zajellenállást
48
= 100 gVet , sokszorosan nagyobb wzbe=0,55 gVeff-nél, nagyobb továbbá a generátor-
ellenállás termikus zajánál is. Az elérhető zajtényező bizony 20 dB — igen rossz érték.
Nagyimpedanciájú generátorokhoz a bipoláris tranzisztorral, mint bemeneti
fokozattal épített erősítők kevésbé használhatók. Fenti zajáramértéknél ténylegesen
kisebbet csak azok az eszközök nyújtanak, amelyeknek a bemeneti árama is jóval
kisebb: a térvezérelt tranzisztorok. Valóban nagyimpedanciájú generátor esetén kis
zajtényező csak FET-bemenetű erősítővel érhető el, akár integrált, akár diszkrét
kivitelben. A kapacitív jellegű forrás belső impedanciája növekvő frekvenciával
csökken és így a zaj nagyfrekvenciás összetevői kisebb amplitúdójúnk lesznek, az
effektív zajsávszélesség lecsökken.
Lemezjátszó előerősítők. A mikrofon-előerősítőkkel ellentétben, a hanglemezjátszó
előerősítőben hangkorrekciót is kell alkalmazni, mivel általában mind a hanglemez-
vágás, mind a lejátszás során megbontják a hangkép eredeti egyensúlyát.
A hanglemezeket, pontosabban ma már csak a sokszorosítás során mintaként
felhasznált mesterlemezt mágneses fejjel vágják, amelynek tűje a tekercselésen folyó
árammal arányos kitérést végez. Váltakozófeszűltséggel táplált — veszteségmentes —
önindukciós tekercs árama integrálással határozható meg:
1 f
i = — / udt.
Lj
Harmonikus esetben, azaz
u = A cos col
esetén
A
i = — sin cot,
coL
(2.38)
(2.39)
azaz amplitúdóhelyes feszültség táplálás mellett az áram amplitúdója növekvő jel-
frekvenciával esik. így a lemezen a kisfrekvenciás jel igen nagy amplitúdóval jelenik
meg, míg a nagyfrekvenciás összetevők igen lecsökkennek.
A hanglemezvágáskor alkalmazott korrekció kezdetben abból állott, hogy
(2.21. ábra) — általában 500 Hz, vagy ehhez közeleső frekvenciától kezdve —- frek-
venciafüggetlen amplitúdójú áramot állítottak elő, így a kisfrekvenciák a lemezen
kisebb „helyet” foglaltak el. Következő lépésben megemelték a magas hangok ampli-
túdóját, mert a kis amplitúdójú, sűrű barázdák könnyen lekoptak, így lejátszáskor
elvesztek a magas hangok. Ha a magashang-emelést 500 Hz-tői kezdték volna, akkor
a jelfrekvenciától független, állandó amplitúdóval vágott lemezhez jutottak volna.
A gyakorlatban az emelés kezdetének 2000 Hz — vagy ehhez közeleső — frekvenciát
választottak, így kb. 500 és 2000 Hz között integrálás, a többi szakaszon amplitúdó-
helyes vágás alakult ki.
4 Elektronikai erősítők
2.21. ábra. A lemezvágási karakterisztika
kialakulása
49
sebességérzékeny hangszedőhöz
2.23. ábra. Korrekciós
áramkör hanglemez játszó
előerősítőhöz
A lejátszás során alkamazandó korrekció milyensége függ a hangszedő fizikai
működésének jellegétől. Kitéréssel arányos — amplitúdóhelyes — feszültséget adnak
a piezoelektromos elven működő kristályhangszedők, ezek enyhén megemelt magas-
hangokkal, de lényegében frekvenciafűggetlen, „egyenes” erősítéskarakterisztikát
igényelnek. Mivel a hanganyag magashangtartalmát felvétel előtt kissé megemelik,
a lejátszás során a kismértékű magasemeléstől eltekintenek (így kissé csökken az első-
sorban nagyfrekvenciás összetevőket tartalmazó „tűzörej” is) és korrekció nélküli
erősítőt használnak. Az ilyen előerősítő nagyon hasonlít a kristály mikrofonokhoz
használthoz, talán a szükséges erősítés kisebb valamivel, mert a hangszedő nagyobb
jelet szolgáltat.
A különböző kerámia- és a nagyon elterjedt mágneses-, vagy dinamikus hang-
szedők a tű sebességével arányos feszültséget adnak. így az 500 és 2000 Hz közötti
tartománytól eltekintve, mindenütt a frekvenciával fordítottan arányos erősítést kell
utánuk alkalmazni, hogy visszanyerjük az eredeti hangképet. A szokásos korrekciós
karakterisztikát a 2.22. ábra mutatja az R1AA ajánlásnak megfelelően. Mivel a leg-
több korszerű lemez ennek figyelembevételével készül, a régebbi lemezeken sem jelen-
tősek az eltérések, minden mikrobarázdás lemezhez javasolható a beépítése (normál,
78/perc fordulatú lemezeknél a magashangvágás kiiktatható). Minden korszerű
lemezjátszóerősítő, mondhatni, ennek figyelembevételével készül.
A 2.22. ábrán vázlatosan — aszimptótáival — bemutatott karakterisztika a 2.21.
ellentettjének tekinthető. 50 Hz alatt nem folytatják a mélyhang emelését, hanem
állandó erősítést állítanak be, ami csökkenő frekvencián le is fog csökkenni, hogy az
erősítő nullapont-stabilitása jó legyen. így 1000 Hz-hez képest nem 20 dB, hanem
szokásosan 16... 18 dB-lel nagyobb erősítést választanak.
A korrekciós áramkör a visszacsatoló hálózattal alakítható ki. Egy szokásos el-
rendezés a 2.23. ábrán látható. Az áramkör egységnyi erősítést ad egyenáramon, még-
pedig minimális elemszámmal. A be- és a kimenet közé kapcsolódó impedancia
értéke.
„	1+p(C1+C2)R2
A-i — Ki *	~	5	"•
1 -f-píCjRj +(6^! + C2)R2]+P C1R1C2R2
(2-40)
Ez önmagában alkalmas mindhárom töréspont megvalósítására. Közelítő felbontás-
sal:
= lufi = 1/Rj Ct,
co2 — 1/(C1 + C2)R2,
(2.41)
ÍO3 — 1/R2 C2-
50
Abszolút értéke közepes frekvencián, azaz ^=(/2+/’s)/2 esetén:
)Z(A)| - O.LR,.	(2.42)
A függőleges ágba frekvenciafüggetlen impedanciát kell tenni. Az R3 ellenállás
értéke a közepes frekvenciás erősítésből számolható, hiszen
Z
|A(Á)| =
|Z(Á)| 0 t Ki
R3	^3
(2-43)
ha elegendően szoros a visszacsatolás, ill. az erősítés jóval nagyobb egynél. Végül
C3 méretezésére az
R3C3»l/m1	(2.44)
összefüggés szolgál.
Mintakapcsolásként az előző alfejezetben megemlített kiszajú előerősítővel,
a pA 739 típusú integrált áramkörrel épített sztereo előerősítőnek a gyár által aján-
lott áramkörét mutatjuk be. Röviden be kell mutatni e célból az integrált erősítő
kapcsolási rajzát (2.24. ábra). Látható, hogy az elrendezés igen egyszerű: két kaszkád-
kapcsolt differenciálerősítő után földelt emitteres kimeneti fokozat következik. Szint-
áttevésről az npn—pnp váltás gondoskodik.
Az erősítő főbb határadatai:
Tápfeszültség: ±18 V,
Disszipáció: max. 500 mW,
Differenciális bemeneti feszültség: ±5 V,
2.24. ábra. [1A 739 típusú hangfrekvenciás előerősítő kapcsolási rajza
51
2.25. ábra. Sebesség-karakterisztikájú korrektor kapcsolási rajza
Bemeneti feszültség: ± 15 V,
Raktározási hőmérséklet: — 55 °C—F125 °C,
Üzemi hőmérséklet: 0 °C—1-70 °C,
Kimeneti rövidzár tartama: 30 s.
Az üzemeltetéshez szükséges jellemzők pedig:
(±15 V tápfeszültségnél, 25 °C-on, 50 k£2 terhelésre)
Bemeneti hibafeszültség: 1, <6mV,
Bemeneti áram: 0,3, <2 pA,
Bemeneti hibaáram: 0,05, < 1 pA,
Bemeneti ellenállás: 150, >35 kíl,
Erősítés: 20 000, >6500,
KJE: 90, >70 dB,
Telepáram: 9, <14mA.
A korrektor kapcsolási rajza a 2.25. ábrán látható. A táplálás egytelepes, tehát
a bemenetek átlagos potenciálját meg kell emelni. A 2-3-4 (ill. 10-11-12) kapcsokra
fáziskompenzáló elemek csatlakoznak; a be- és a kimenet közé kapcsolt vissza-
csatoló áramkör pedig a korrekciót végzi. Az utóbbi áramkör némileg eltér a 2.23.
ábrán bemutatottól, és több elemet tartalmaz.
A kapcsolás jellemző paraméterei:
Erősítés 1000 Hz-en: 40 dB,
Maximális bemeneti feszültség: 80 mV,
Bemeneti ellenállás: 150 kQ,
Bemenetre vonatkoztatott zaj: 2 pVeff,
Jel—zaj viszony: 74 dB (10 mVeff bemeneti jelnél),
Áthallás a csatornák között 1000 Hz-en: —80 dB.
Fényhang előerősítő. A filmtechnikában hangosításra — a mágneses hangrögzítés
megjelenéséig kizárólag, de azóta is — a filmszalag szélére fotoptikai eljárással felvitt
fényhangcsík szolgál, amelyet lejátszáskor átvilágítva a hang ütemében változó inten-
zitású fény nyerhető. A fotoelektromos átalakítóként elterjedt fotocella kis hasznos
52
2.26. ábra. Fotocella előerősítő elrendezések
energiát ad, ezért a közelében előerősítőt kell elhelyezni, amelynek kis impedanciás
kimenetéről vezérelhető a végerősítő.
A fotocella kifejezetten nagyimpedanciájú generátornak tekinthető, szabványo-
sított belső ellenállása 10 MQ, kimeneti kapacitása 1...3pF, típustól függően, míg
a szintén szabványos forrásfeszültsége 600 mVeff. A forrásfeszültség nagy frekvencián
csökken, mert az átvilágító fénysugár csíkszélessége a rögzített hangjel hullámhosszá-
val összemérhető lesz. További magashangesést okozhat a csatlakozó kábel kapa-
citása, ami — a szokásos távolságoknál — 10... 100 pF közötti érték.
Az utóbbi hatás csökkentésére viszonylag kis bemeneti ellenállású előerősítőt
használnak. Két elrendezés jöhet számításba: a fázist fordító és a fázist nem fordító
visszacsatolt erősítő. A 2.26. ábrán ezeket vázlatosan bemutatjuk, feltüntetve a foto-
cella polarizáló feszültségének (50... 100 V-nak) a csatlakoztatási módját is. Az a)
esetben a visszacsatolás adja a kis bemeneti ellenállást, a b) esetben az R lezáró ellen-
állás választandó oly kicsire, hogy ne jöjjön létre nagyfrekvenciás vágás.
A két elrendezéssel elérhető zajtényező kiértékeléséhez segít a 2.27. ábra. Figye-
lembe vettük, hogy a generátorköri ellenállások zajosak, az erősítőből kiemeltük
a bemeneti zajáram-generátort. Nagy ellenállásokkal való lezárásnál a zajfeszültség
figyelmen kívül hagyható. Feltételeztük továbbá, hogy teljesül az R<cRg egyenlőt-
lenség A termikus zajokat átszámolva soros feszültséggenerátorok forrásfeszültsé-
2.27. ábra. Zajhelyettesítő ábrák
53
ki
2.28. ábra. Fényhangerősítő
kapcsolási rajza
gévé, látható, hogy az erősítő zaja szempontjából a két elrendezés egyenrangú, a be-
menetén a jel—zaj viszony egyenlő, de a generátorellenállás zaja előnytelenül jelent-
kezik ab) elrendezésnél (a fázist nem fordító erősítőnél), hiszen míg a jel R/R^ ará-
nyosan csökken, az ellenállászaj csak e viszony négyzetgyökével osztva jelentkezik.
Vagyis, ha az elérhető zajtényező kicsi, előnyösebb az a) megoldás, de az előny elvész,
ha a nagy bemeneti zajáram miatt amúgyis nagy zajtényező adódna. Térvezérelt
tranzisztoros erősítőre esetleg fennáll az előbbi eset, azaz feltehető, hogy
zzEg ^AkTAfR^,
de bipoláris tranzisztoros bemenet esetén a két elrendezés gyakorlatilag egyenértékű,
feltéve, hogy R értéke nem túlzottan kicsi.
A fázist fordító erősítő visszacsatoló ellenállása nagy, Jíg-vel összemérhető
(a szükséges erősítés ugyanis egy körül van). A véges résszélességből adódó nagyfrek-
venciás esés visszaemelése viszonylag nagy jóságú rezgőkörrel történhet, ezt nehéz
nagy impedanciájúra alakítania és ezért némileg rosszabb zaja ellenére ab) elrendezés
az elterjedtebb.
A műveleti erősítőre tervezett megoldások maradék nélkül alkalmazhatók.
A fázist nem fordító erősítő egy lehetséges visszacsatoló áramkörét a 2.28. ábra mutat-
ja, a megvalósított frekvenciamenet a 2.29. ábrán látható. A kisfrekvenciás erősítést
2.29. ábra. Fényhangerősítő átviteli görbéi
54
/? t és R2 alakítja. A P2 potenciométerrel szabályozható mértékű kiemelés maximuma
6,5 kHz frekvencián van, ez esetenként módosítható (ábra (2) görbe). A generátort
lezáró 330 kíl a kábelkapacitással szintén nagyfrekvenciás esést ad, ez Pj segítségé-
vel egyenlíthető ki (ábra ® görbe). A többi kapcsolási elem a meredek nagyfrekven-
ciás vágást hozza létre, ami szükséges a kis zajsávszélesség eléréséhez. Diszkrét tran-
zisztoros változatú erősítővel — névleges szinthez — 53 dB jel—zaj viszony biztosít-
ható a kapcsolással; korszerű, kiszajú tranzisztoros erősítővel néhány dB javulás
érhető el.
Mágneshang előerősítő. Mágneses hangrögzítő berendezéseknél lejátszáskor a vi-
szonylag kisimpedanciájú mágneses fejről kis feszültséget kapunk. A nagyságrendi
érték: 100...500 pV, 4000 Hz frekvencián. Az előerősítőnek tehát jókora erősítést
kell biztosítania, főleg, ha még figyelembe vesszük azt is, hogy a fej sebességkarakterisz-
tikát ad, a kapocsfeszültség a jelfrekvenciával arányosan csökken. Pontosabban a
felvétel során magashangemelést alkalmaznak, 70 ps időállandóval, azaz kb. 2200 Hz-
től; így lejátszáskor 2200 Hz felett állandó erősítést kell biztosítani, ami ez alatt
6 dB/okt meredekséggel nő egészen kb. 50 Hz alsó határig. A szabványos karakterisz-
tikát a 2.30. ábra mutatja.
Kis szalagsebességnél és nagy légrésű fejet használva az átviteli sávba esik a rés-
hatásból eredő meredek érzékenységesés, amit esetlegesen kompenzálnak. Ehhez
viszonylag nagy jóságú (Q=2...4) rezgőkört kell a visszacsatoló ágba beépíteni és
ezért, ha lehet, ezt elkerülik.
Réshatáskorrekció nélkül megépített mintakapcsolás látható a 2.31. ábrán.
Az alkalmazott erősítő a már ismert pA 739 típus.
A főbb műszaki adatok a következők:
Erősítés 1000 Hz-nél: 60 dB,
Kimeneti feszültség: max. 2,8 Veff,
2.31. ábra. Mágneshang előerősítő kapcsolási rajza és az erősítés frekvenciamenete
55
A(dB)
2.32. ábra. A 2.31. ábra áramkörének kibővített változata
Teljesítmény felvétel: 30 mW,
Torzítás (1 Veff kimeneti feszültségnél): <0,5%,
Kimeneti zajfeszültség: < 500 pVeff
(10 kHz sávszélességnél mérve).
A szelektív magashangemeléshez soros rezgőkör beépítése szükséges. A nagy-
frekvenciás szélen pl. 6 dB emeléshez kb. 15 kQ rezonancia-ellenállású rezgőkört
kell beépíteni, g—4,/0 = 10 kHz esetén 60 mH értékű induktivitásra van szükség.
A fenti számadatok mellett nyerhető frekvenciamenetet — és a módosított vissza-
csatoló áramkört — tájékoztatásképpen a 2.32. ábrán bemutatjuk.
2.4.	Hangkeverők
Passzív keverő. Több hangfrekvenciás jel összeadására gyakran van szükség, nem-
csak akkor, amikor több forrás egyidejű jeléből eredő hangot akarunk előállítani,
hanem az esetben is, ha különböző csatornákból — időben szétválasztva — érkező
jeleket közös végerősítőre kívánjuk vezetni. A legtöbb esetben szükség lehet az egyes
jelek súlyozását változtathatóra kialakítani, ami szintszabályozó elemek beépítését
is igényli.
Passzív elemekből felépített egyszerű keverő rajza látható a 2.33. ábrán. Az egy-
szerűség kedvéért itt három jel összegezésére van lehetőség, többjei esetén az áramkör
egyszerűen bővíthető. A keverő akkor működik helyesen, ha az egyes csatornák
hangosságát a többi csatorna érzékenységének szabályozása nem befolyásolja. E fel-
tétel akkor teljesül, ha a potenciométerek (és a hozzászámított forrásellenállások)
belső ellenállása jóval nagyobb a keverő ellenállásoknál:
(2-45)
Kpi/4«Ki-
2.33. ábra.
Háromcsatornás passzív keverő
56
Az egyenlőtlenség felírásánál figyelembe vettük, hogy az Rpi ellenállású potenciométer
belső ellenállása legrosszabb esetben (csúszka 7?pi/2-nél) 7?pi/4-gyel egyenlő. A gyakor-
latban az Rpi=RJ2...RJ5 választás már elegendően kis egymásrahatást biztosít. Az
Rt ellenállásokat szokás egyenlőnek megválasztani, akkor a terheletlen kimeneten
annyiad részére esik egy-egy csatorna jele, amekkora a csatornák száma. A keverőt
követő erősítő bemenete durván Rj/n nagyságú forrásellenállást lát, ehhez képest
általában Rbe elegendően nagyra méretezhető.
Keverés műveleti erősítővel. Nagyobb minőségi igény esetén előszeretettel alkal-
mazzák az egyszerű passzív keverő visszacsatolt műveleti erősítőre kapcsolt formáját
(2.34. ábra), hogy a visszacsatolással nyert kis bemeneti ellenállás megfelelően szét-
válassza az egyes csatornákat. Nagy pontossággal írható, hogy egy-egy jelre nézve
az átvitel — RJR{ értékű, függetlenül a csatornák számától és a keverő ellenállások
egyedi értékétől. Természetesen helyes a (2.45) feltételt ebben az áramkörben is biz-
tosítani, bár, ha meg is szegjük, nem egymásrahatás jelentkezik, csupán a potencio-
méterek szabályozási karakterisztikája módosul. Megjegyzendő, hogy ez az elrendezés
inkább alkalmas eltérő szintű jelek keverésére, eltérő 7?, ellenállások beépítésével.
A frekvenciamenet, a torzítás és zajviszonyok kb. azonosak a passzív áramkörével,
hiszen ott a szintveszteség miatt további erősítést kell alkalmazni a kimeneten.
Elektronikai keverők. Mind diszkrét alkatrészekből építve, de gyakran integrált
formában használatosak a félvezető eszközöket: diódákat, tranzisztorokat tartalmazó
keverők, nemcsak hangfrekvenciás jelek, hanem sokkal általánosabb forrású elektro-
mosjelek összeadására, keverésére is. Ilyen áramkörökkel megoldható egy vagy több,
elvben tetszőleges számú jel egyidejű vagy szeparált beiktatása, ill. kikapcsolása,
továbbá esetleg a beiktatott jelek nagyságának folyamatos szabályozása. Azokat az
áramköröket, amelyek a be- és a kikapcsolás folyamata alatt torzításmentes, alakhű
átvitelt biztosítanak, a hangerőszabályozók között tárgyaljuk, itt csak az elektronikai
megoldású be- és kiiktatásra és jelkeverésre alkalmas áramköröket ismertetjük,
a teljességre való törekvés igénye nélkül.
A passzív keverő elektronikusan kapcsolható változatát két formában mutatjuk
be. A 2.35. ábrán diódákat alkalmazunk, míg a 2.37. ábra térvezérelt tranzisztoros
változatot mutat.
Az elektronikai eszközöknél általában a nyitott és a zárt állapot közötti ellen-
állás-különbség hasznosítható változó leosztás létesítésére. A diódás áramkörök,
bár ki- és bekapcsolt állapotban mérhető ellenállásuk viszonya nagy, mégis előnyte-
lenebbek a tranzisztoroknál, mivel a jelút és a vezérlőkör nem választható el egymástól.
A 2.35. ábrán bemutatott áramkörnél ez abban jelentkezik, hogy a diódák árama
nemcsak az Rcs csatolóellenálláson folyik át, hanem a jelforráson és a keverő után
iktatott, általában erősítő áramkörön is. Az áramkör működése nagyon egyszerűen
követhető. Az egyenáramú vezérlőpontra pozitív feszültséget kapcsolva a diódák le-
zárnak és szétválasztják egymástól a jelforrást és a kimenetét. Záróirányban a diódák
kapacitása ad némi csatolást, de az elválasztás kétszeres, így hangfrekvencián 80...
57
2.35. ábra. Kapcsolható keverő diódákkal
...100 dB csillapítás érhető el, optimálisan választott ellenállásértékek és kis kapa-
citású diódák felhasználásával.
Negatív vezérlőjel esetén mindkét dióda megnyit, ekkor a körben szereplő ellen-
állásokhoz képest elhanyagolható váltakozóáramú ellenállást mutatnak. A hasznos
jel az R-tl-Ra osztón keresztül 7?i2-re, ill. a kimenetre jut. A leosztás mértéke pl.
^ii = ^i2=^cs=27?i/3 esetén kb. 6 dB, ami általában megengedhető.
A kimenethez csatlakozó diódák egyenáramát a 2.36. ábra szerint kialakított
áramkör tudja biztosítani. A záróirányú áram az Rv ellenálláson folyik keresztül,
ekkor a műveleti erősítő kimenetén
Uu=~R,21m
egyenfeszültség mérhető. A tranzisztoros segédáramkör szolgáltatja a jóval nagyobb
nyitóáramot, hogy a kimenet túlvezérlődését elkerüljük. A bázisköri szűrőellenállás
feszültségesésétől eltekintve, igen nagy áram biztosítható a bemeneten
rl/ki~2l/ny
mellett, ami, szilíciumtranzisztorokat használva, kb. 1,2 V. A tranzisztorágon válta-
kozóáramú visszacsatolás nem jön létre, ha a vezérlő bázisponton a kimeneti válta-
kozó jelet megfelelően leszűrjük. Az áramtápláló áramkörrel kibővítve, a 2.35. ábrán
bemutatott áramkör ~Ry,l2Ri nagyságú átvitelt biztosít, jó szétválasztás mellett,
bekapcsolt didódák esetén.
A diódás kapcsolás számos hátrányától mentes a 2.37. ábrán látható tranzisz-
toros változat. A nulla source—drain feszültség környezetében igen jó közelítéssel
2.36. ábra. Áramforrásként
használható elválasztó
fokozat
2.37. ábra. Kapcsolható keverő
térvezérelt tranzisztorral
58
2.38. ábra. Keverő bipoláris tranzisztorral
ellenállásként viselkedik a térvezérelt tranzisztor. Az ellenállás értéke széles határok
között változtatható a vezérlőelektródára kötött feszültséggel. Lezárt állapotban
többszáz Mii — kis párhuzamos kapacitással —, míg megnyitva 10... 1000 Í1 közötti
érték mérhető, a tranzisztor típusától függően. A 2.37. ábrán látható elrendezésben
nyitott tranzisztor osztja le a jelet, ezért az Riy ellenállásnak elegendően nagynak, cél-
szerűen Mii nagyságrendjében kell lennie. Növelésének csak az szab határt, hogy
a lezárt FET kapacitása ne okozzon az átvitelben magashangesést, ami persze ellen-
súlyozható Ri2 csökkentésével is. Az általában szükséges 80 dB különbség a be- és
kikapcsolt csatorna átvitele között ezzel a megoldással is biztosítható. Egyetlen hátrá-
nyos tulajdonság marad: a kimenetet terhelő ágellenállás Ri2 és (Rit + Ri2) között in-
gadozik, ami esetleg érződik a többi ág jelátvitelében. Természetesen, a 2.34. ábrán
megismert elválasztóerősítő ezen tökéletesen segít.
Áramösszeadással működnek a valódi hárompólusú keverők. Ezeknél a jeleket:
mind a kapcsoló, mind a hasznos jelet a vezérlőkörben alkalmazzuk, míg a keverést
az áramgenerátor jellegű kimenetek párhuzamosításával végezzük. Egy ilyen elren-
dezés a 2.38. ábrán látható. Pozitív egyenáramú vezérlőjel hatására kikapcsolnak
a csatolótranzisztorok és 8O...9OdB csillapítás mérhető a be- és a kimenet között.
A feszültség és az ellenállások megválasztásánál ügyelni kell arra, hogy egyrészt a vál-
takozójel negatív csúcsai se nyissák meg a tranzisztort, másrészt ne vezéreljék letörés-
be az emitter—bázis diódát.
Negatív vezérlőjellel kapcsolhatók a kimenetre az egyes váltakozó jelforrások.
A tranzisztorokon folyó emitter egyenáram az
IVj 1 XVCS
RíXRcs
(2.46)
képletből számolható, ahol Uny % 0,6 V nyitófeszültség helyettesíthető, ha szilícium
anyagú tranzisztort használunk. Az emitter váltakozó áram:
zei = Mj/Rj	(2.47)
nagyságú. A kapcsoló áramkör paramétereit úgy kell megválasztani, hogy a válta-
kozóáram csúcsértéke soha ne érje el az egyenáram szintjét, mert akkor a tranzisztor
lezár és torzítás lép fel. Viszonylag nagy áramkivezérléssel dolgozhatunk, ha a földelt
bázisú fokozat bemeneti ellenállásához képest R, elegendően nagy.
A jelek összeadása a közös kollektorköri ellenálláson jön létre. A megjelenő
egyenfeszültséget kondenzátorral választhatjuk le a kimenetről, amint az ábrán be-
59
mutattuk, de nincs akadálya, hogy a közösített kollektorokat a 2.36. ábrán megismert
áramnyelő elválasztó erősítő bemenetére kapcsoljuk rá.
Érdemes megismételni, hogy az itt bemutatott elektronikai keverőkapcsolások
a bekapcsolási tranziens ideje alatt általában torzítják az átvitt jelet, elsősorban akkor,
ha az elektronikai elemen nagy váltakozó feszültség jelenik meg. Mivel diódákra és
bipoláris tranzisztorokra a „nagy” érték határa nem több, mint 10...10mV, a tér-
vezérelt tranzisztorokra 100...300mV, a torzítás könnyen előáll.
2.5.	Erősítés-szabályozás
Szabályozás potenciométerrel. Hangerősítők kimeneti jelszintjét, a pillanatnyi
igénynek megfelelően, hangerőszabályozó potenciométerrel állítják be, főleg, ha
olcsó és egyszerű megoldásra törekszenek. A kapcsolási elrendezés igen egyszerű,
közismertnek tekinthető (2.39. ábra) és mindössze néhány megjegyzést érdemes hozzá-
fűzni. A fül akkor hallja egyenletesen változónak a hangerőt, ha a hangnyomás expo-
nenciálisan változik. Ha a potenciométer elfordulásával arányos hangérzetváltozást
akarunk elérni, nem lineárisan, hanem az elején gyorsan, majd egyre lassabban kell
csökkenteni a kimeneti jelet, pl. leszabályozáskor. A javasolható potenciométer-
karakterisztika a 2.40. ábrán látható. Az ilyen potenciométert logaritmikusnak neve-
zik és kiterjedten használják. Szabályozási tartománya legalább 40 dB, de kétszer
ekkora dinamika is mérhető a nem hibás példányokon.
Ha a potenciométeren vagy a csúszkán egyenáram folyik, akkor mozgatáskor
sercegő-recsegő hang jelenik meg a hasznos jel mellett. Ezt elkerülendő, kondenzátor-
ral gondosan le kell választani mind a be-, mind a kimenetet. Kisohmos potencio-
méter esetén ez rendszertechnikailag nehézséget jelenthet, mert a nagyobb kapacitású
elektrolitikus kondenzátorok polarizáló egyen feszültséget igényelnek. Egy műveleti
erősítő kimenetén rendszerint csak a bizonytalan előjelű hibafeszűltség mérhető. Ekkor
elvben bipoláris elkót kellene használni, amitől gyakran eltekintenek és kihasználják
a korszerű elkók sajátosságát, ti., hogy kis fordított polaritású feszültség esetén se nő
meg jelentősen a veszteségi áramuk és nem csökken a kapacitásuk.
Elektronikai szabályozás. További lehetőséget adnak szabályozásra a különböző,
változtatható ellenállású, vagy erősítésű elektronikai eszközök. Az 1. táblázatban
bemutatjuk a használatosabb megoldások főbb jellemzőit, de nem kívánunk valameny-
nyivel részleteiben itt foglalkozni. Nem is mindegyik alkalmas hangerősítőkben
szabályozásra. Elsősorban a kis torzítás, nagy szabályozási tartomány a megvaló-
sítandó jellemzők, ezt pedig a differenciálerősítőben találták meg az integrált áramkör
szerkesztők.
2.39. ábra.
Hangerőszabályozó
potenciométer
2.40. ábra.
Potenciométer-karakterisztikák
60
T 2° * 4KT T0 Ube
b=Io-_a_ r H
1 2 4KT 10 Ube
2.41. ábra. Differenciálerősítő mint
hangerőszabályozó
Az áramköri megoldások ismertetése előtt tisztázandó, miért van szükség elekt-
ronikai erősítésszabályozásra. Az ok kettős: zavarmentesítés és vezérelhetőség. Az
elsőt illetően: minden, csúszkával rendelkező potenciométer mozgatásakor kisebb-
nagyobb zaj keletkezik. Ezen csak úgy lehet alapvetően, gyökeresen változtatni,
ha elektromos jellel — feszültséggel, árammal — vezérelt, változó erősítésű elektro-
nikai áramkör helyezkedik el kizárólagosan a jel útjában.
A vezérlőjel nyerhető kézi szabályozásból. Ekkor természetesen ismét potencio-
métert alkalmazunk, de a kijövő jel tetszőlegesen szűrhető, hiszen csak mindenkori,
lassan változó, egyenösszetevőjét hasznosítjuk.
A vezérelhető szabályozás lehetőséget ad távszabályozásra, programozott sza-
bályozásra, továbbá automatikus szabályozásra is, amit a később tárgyalandó dina-
mikamódosító rendszerekben hasznosítanak
A differenciálerősítő bipoláris tranzisztorokból épített változata a forrásárammal
arányos erősítést ad. Tehát (2.41. ábra) a bemenetek közé kapcsolt váltakozófeszült-
ség hatására az Zo forrásárammal arányos váltakozóáram folyik a kollektorokon.
Kis jelekre, a szimmetriapont környezetében az átvitel lineáris, a nagyobb jel torzul,
összenyomódik, hiszen a nyerhető váltakozóáram korlátozva van a forrásáram érté-
kére. A kis torzítás mellett adható jel 10... 15 mV. Ez a megoldás nem jó. Ismeretes
a linearizált változat: feszültség helyett áramot kell a bemenetre kapcsolni és a be-
menettel párhuzamosan két szembekapcsolt diódát beépíteni és a bemeneti áramot ezek
nyugalmi áramához hozzáadni, ill. levonni. A diódapáron megjelenő feszültség olyan
jelleggel és mértékben torzul, hogy a kimeneti áram változása a vezérlőjellel szigo-
rúan arányos lesz.
Vagyis a közismert integrált áramkörös szorzó igen jó eredménnyel alkalmazható
szabályozható erősítésű elemként. A hangerősítők céljára azonban olcsóbb, egyszerűbb
felépítésű integrált áramköri megoldásokat használnak. A fenti elven működő lineari-
záló áramkör ilyen változatát a 2.42. ábrán mutatjuk be. Itt a linearizáló diódák
műveleti erősítő visszacsatolását képezik, a virtuálisan földelt bemenetre csatlakozó
ellenállás pedig elvégzi a feszültség—áram átalakítást. Az árammal szabályozott
erősítést a kimeneti tranzisztorpárok végzik, amelyek a műveleti erősítő előtorzított
2.42. ábra. Linearizált, szabályozható differenciálerősítő
hangfrekvenciás alkalmazásokhoz
61
1. táblázat. ErSsítésszabályozásra alkalmas elektronikai eszközök
Eszköz típusa	Szabályozható paraméter	Feldolgozható jel nagysága	Szabályozási tartomány	A vezérlőjel és a hasznos jel szétválasz-	Megjegyzés tása	
dióda	nyitóirányú ellenállás	kicsi (10...20 mW)	nagy (60.. 80 dB) rossz		egyszerű
bipoláris tranzisztor	telítési ellenállás	közepes	közepes	rossz	áramerősítés-függő
bipoláris tranzisztor	meredekség	kicsi	közepes	rossz	felhasználják pl. középfrekvenciás erősítőkben
térvezérelt tranzisztor	meredekség	kicsi	közepes	rossz	nagy a típuson belüli szórás
térvezérelt tranzisztor	csatornaellenállás	nagy (300...500 mV)	nagy	rossz	nagy a típuson belüli szórás
fényemittáló dióda-fotó- ellenállás kombináció	ellenállás	nagy (több volt)	nagy	jó	nagy vezérlőteljesítmény, árnyékolás fény ellen
differenciálerősítő	meredekség	közepes (20...30mV)	közepes	jó	
differenciálerősítő	áramosztás, szórás	nagy	nagy	jó	árammegoszlási zaj határolja
2.43. ábra. Áramosztó kapcsolás
hangerőszabályozáshoz
2.44. ábra
Vezérlőáramkör az
áramosztőhoz
kimeneti jelével vannak vezérelve. Az áramkör jól illeszkedő tranzisztorokat kíván,
így diszkrét kivitelben ritkán látható.
Az áramosztással szabályozott differenciálerősítő torzítása linearizálás nélkül
is kicsi. Az igen elterjedt megoldás — egyszerűsített változatban — a 2.43. ábrán
látható. A szabályozandó váltakozó jellel az állandó forrásáramot biztosító tranzisz-
tor áramát moduláljuk, a kimenetre ennek az áramnak a differenciálerősítő különb-
ségi vezérlőfeszültsége által meghatározott hányada jut. Itt tehát csak a szabályozási
karakterisztikát alakítja az a nemlinearitás, ami az előző megoldásnál torzítást oko-
zott. A kimeneti áramosztás vezérelhetősége, ha szükséges, linearizálható (az ábrán
szakadozottan rajzolt) emitterköri ellenállásokkal és így igen pontos vezérlési karak-
terisztika alakítható ki. A feszültségátvitel, amit az ábrán p-vel jelöltünk, nem függ
a szabályozási karakterisztika jellegétől, és közelítőleg
p = xR2/Rí	(2.48)
értékű, ahol x az áramosztási tényező.
A 2.43. ábrán bemutatott áramosztó mint egyszerű feszültségszabályozó, elő-
nyösen helyettesíti a hangerőszabályozó potenciométert. Vezérlő áramköre, amely
természetesen tartalmazhat potenciométert, pl. a 2.44. ábra szerint alakítható ki,
hogy kézi szabályozás lehetővé váljék. A szabályozójel egyéb előállítási módjaival
itt nem foglalkozunk.
Fiziológiai hangerőszabályozás. Különböző hangossági szinteken az emberi fül
érzékenységének frekvenciafüggése különböző. Viszonylag nagy hangerőnél többé-
kevésbé egyforma hangosnak halljuk a különböző frekvenciájú, de azonos intenzitású
hangokat, ill. az érzékenység csak a sáv szélein csökken az életkor, egyéni adottságok
által meghatározott mértékben. A hangok intenzitását csökkentve úgy vesszük észre,
hogy mind a magas, mind a mély hangok által keltett érzet jobban csökken a közepes
frekvenciájú hangokéhoz képest.
A hangfelvételeket gyakran kisebb hangerőnél kívánjuk reprodukcióban meg-
hallgatni, mint az erdeti hangtérben azok hallhatók voltak. Ez azt eredményezi, hogy
63
100 phon vszonytósi szint
2.45. ábra. Fiziológiailag kiegyenlített
hangerőszabályozási karakterisztikák
„színtelenebbekké” válnak, veszítenek akusztikai értékükből, ha nem gondoskodunk
olyan korrekcióról, amely kisebb átlagos hangerőnél is az eredetivel azonos érzetet
kelt. Az e célra alkalmazott fiziológiai hangerőszabályozó eltérő mértékű szabályozást
ad a közepes frekvenciájú, ill. a mély, esetleg a magas hangokra is.
A fül érzékenységére meghatározott Fletcher—Munson görbékből szerkesztéssel
nyertük a 2.45. ábrán bemutatott néhány görbét. Ezek megadják a 100 phon mint
viszonyítási értékhez képest 20, 40, 60 phon hangosságcsökkenéshez tartozó inten-
zitáscsökkentési mértéket dB-ben, a frekvencia függvényében. Látható, hogy erőtel-
jesen frekvenciafüggő hangerőszabályozásra van szükség. Ha feltételezzük, hogy
a hangerőszabályozó maximális állásában kb. 100 phon hangosság biztosítható (jól
összehangolt szabályozószervek esetén az megkívánható, ti. a különböző szintű jel-
forrásokat a keverőfokozat érzékenységének beállításával azonos szintre lehet hozni),
akkor a közepes frekvencián végzett 20, 40, 60 dB leszabályozáshoz jóval kisebb
mértékben kell csökkenteni az átvitelt a sáv szélein.
A fiziológiai hangerőszabályozók tökéletes kiegyenlítést ritkán biztosítanak,
ez folyamatos szabályozhatóság esetén elég költséges megoldás lenne. Szokásosan pl.
6, esetleg 10 phon lépésekben csökkentik a hangerőt és minden lépéshez megvalósít-
ják a 2.45. ábrán bemutatott, megfelelő frekvenciamenetet. Az ilyen hangerőszabá-
lyozó felépítése a következőkben tárgyalt hangszínszabályozó áramkörökből lehet-
séges.
A gyakorlatban a megcsapolásos potenciométerekkel kialakított szabályozók
sokkal inkább elterjedtek, mivel az áramkör olcsó, folyamatos szabályozást biztosít.
Egy ilyen elrendezést a 2.46. ábrán mutatunk be, a mérhető szabályozási karakterisz-
tikákkal együtt. Újabban elektronikai megoldás is terjed, amelyek működése nagyon
hasonlít a 2.60. ábra kapcsán ismertetett elektronikai hangszínszabályozóéhoz.
2.46. ábra. Fiziológiai hangerőszabályozó
64
2.6.	Hangszínszabályozás
A hangot elektromos jellé átalakító eszköznek, a hangátviteli láncnak, sőt a besugár-
zott hangtérnek egyedi, nem karakterisztikus hibáit, nemkívánatos frekvenciafüggését
javíthatjuk, átviteli zavarok hatását csökkenthetjük a hangerősítőbe épített hangszín-
szabályozóval, de ezeken túlmenően, , lehetőség nyílik az egyéni ízlésnek megfelelő
módosításra, a hangkép egyes elemeinek kiemelésére, vagy elnyomására is. A hang-
színszabályozók a hangosságot alapvetően nem befolyásolják, hanem csak kisebb-
nagyobb kiemeléseket, vágásokat hoznak létre a hangfrekvenciás sáv meghatározott
tartományában.
Magashangvágó. Régi rádió vevőkészülékekben egyetlen szabályozószerv szolgált
a hangszín módosítására: a hangblendének nevezett magashangvágó. Ennek egyetlen
feladata az átvitt sáv szükséges szűkítése, hogy a sáv szélén jelentkező zavaró mellék-
hangok hatását csökkenteni lehessen. A sáv szűkítésével csökken a termikus zajok
szintje és az állomások rossz szétválasztásából adódó zavaró füttyök és torz hangok
is halkabbá válnak.
A magashangvágó kialakítása általában igen egyszerű. Egyetlen RC áramkört
tartalmazó megoldás a 2.47. ábrán látható, a hozzá tartozó átviteli karakterisztikával.
Az ellenállás értékének változtatásával szabályozható az átvitt sáv felső határfrek-
venciája, mégpedig növekvő ellenálláshoz kisebb sávszélesség tartozik. Hangszín-
szabályozóknál általában a leszabályozott állapot jelent keskeny átvitt sávot, tehát
a potenciométer úgy kötendő be, hogy lecsavarva adjon maximális ellenállást.
Az áramkör érzékeny a lezáró impedanciák értékére. A véges generátorellen-
állás a szabályozhatóságot csökkenti és a sávot tovább szűkíti, a nem végtelen ellen-
állású terhelés szélesíti az átvitt sávot és csökkenti az áramkör átvitelét, tehát a rend-
szer erősítését. Mennyiségi összefüggések felírása, egyszerűségük miatt, mellőzhető.
Árnyékoló fémházas potenciométert alkalmazva egyáltalán nem zavarérzékeny
a 2.47. ábra szerinti megoldás. Egysarkúlag földelt potenciométerrel épített magas-
hangvágó-kapcsolások láthatók a 2.48. ábrán, amelyeknél ez a zavarforrás kiesik.
Az átvitel azonban kevésbé előnyösen alakul: többé-kevésbé állandó frekvenciától
kezdve a magashangvágás mértéke szabályozható segítségükkel és igy inkább a hang-
színt módosítják, mintsem hatékony sávszűkítést adnának. A nagyobb mértékű ma-
gashangcsillapítás a potenciométerek felszabályozott állásában mérhető.
2.47. ábra. Magashangvágó kapcsolása (a) és átvitele (b)
5 Elektronikai erősítők
2.48. ábra. Magashangvágó kapcsolások
földelt potenciométerrel
65
2.49.	ábra. Magashangvágó-szíirő kapcsolása (a) és átvitele (b)
Zavarszűrők. A hallható hangok frekvenciatartományába eső zavarok hatásosabb
kiszűréséről meredek csillapításváltozású zavarszűrők gondoskodnak, mint a korszerű
hangerősítők nélkülözhetetlen tartozékai. Szükség lehet mind a kis-, mind a nagy-
frekvenciás oldalon szűrésre és lyukszűrő beépítését kívánhatja meg a hálózati brumm
alapfrekvenciás jelének és felharmonikusainak az eltávolítása.
Ismerkedjünk meg először a magasabb rendű magashangvágókkal. Több, füg-
getlen RC elem által létrehozott karakterisztika előnytelen a vágás lankás jellege,
a széles átmeneti tartomány miatt. Igen egyszerű felépítésű aktív RC szűrőkkel
optimálisan meredek magashangvágást érhetünk el. Elterjedtek az egységnyi erősí-
tést hasznosító rendszerek, amikor az erősítő egyetlen emitterkövetőből előállítható.
Maximálisan lapos, másodrendű magashangvágó elrendezése és átvitele látható
a 2.49. ábrán. A 3 dB eséshez tatozó határfrekvencia,
/0 =V2/2?rRC,	(2.49)
e fölött 12 dB/oktáv meredekséggel esik az átvitel. A kapcsolási elemek értékének meg-
választásánál ügyeljünk arra, hogy a 27? ellenálláson átfolyik a tranzisztor bázisárama
és esetleg túlzottan elhúzza a munkapontot, az emitterkövető bemeneti kapacitása
módosítja a C/2 kapacitású elem értékét, és így tovább.
Nem jelentősen nagyobb ráfordítással harmadfokúra alakíthatjuk a szűrőt
(2.50. ábra). A kapcsolási elemek értékeit ismét a maximális lapos, 18 dB/oktáv esési
meredekségű elrendezéshez adtuk meg, az egységek megválasztására a fentiek itt is
érvényesek.
Egy hangerősítőbe érdemes több, különböző határfrekvenciájú szűrőt beépíteni,
pl.70—4,5; 9; 12; 18 kHz értékre, átkapcsolhatóan, hogy a mindenkori optimumra
lehessen beállítani az átvitt sávot, csak a szükséges mértékben rontsuk le a nagy-
frekvenciás átvitelt.
Mélyhang vágására hasonlóképpen szükség lehet, mégpedig lemezjátszóerősí-
tőknél a kisfrekvenciás „dübörgés” távoltartása érdekében, vagy brummszűrésre.
2.50. ábra. Harmadfokú magashangvágő-szürő
kapcsolása (o) és átvitele (b)
66
2.51. ábra. Másodfokú felüláteresztő (a) és átvitele (b)
2.52. ábra. Harmadfokú felüláteresztő (a) és átvitele (b)
Maximálisan lapos felüláteresztő szűrők kapcsolása a 2.51. és a 2.52. ábrákon lát-
ható. A határfrekvencián mérhető csillapítás 3 dB, kis frekvencián 12dB/oktáv
és 18 dB/oktáv meredekséggel változik az erősítés. Célszerű szűrőkészlet az erősítő-
ben: f0 =30; 60; 120 Hz, különlegesen brummérzékeny rendszerben további fel-
harmonikusok szűrésére magasabb határfrekvenciás szűrő is számításba jöhet.
Lepkeszabályozó. Az alfejezet bevezetőjében felsorolt korrekciók végrehajtására
javarészt az erősítők elmaradhatatlan részét képező lepkeszabályozó alkalmas, ame-
lyet mindig folyamatosan szabályozhatónak képeznek ki, kezelőszervei a hangerő-
szabályozó mellett a legfontosabb beállítószervek. Mind a nagy-, mind a kisfrekven-
ciás oldalon, mind emelést, mind vágást létre lehet hozni a segítségükkel.
A kis- és nagyfrekvenciás szabályozó célszerűen összeépített formában szerepel,
mert így a működtetéséhez, illetve az okozott csillapítás kiegyenlítéséhez csak egyetlen
erősítő szükséges. A 2.53. ábrán bemutatott passzív H-tag közepes frekvencián min-
dig, a többi frekvencián csak egyenes állásban egységesen kb. 20 dB csillapítást okoz,
amit utána kötött erősítővel ki kell egyenlíteni. Maximális vágás állásban (potencio-
beo—
1M
10k
2.53. ábra. H-tag hangszínszabályozó
5*
67
áramkör
méterek lecsavarva) a csillapítás a sávszéleken kb. 40 dB-re nő, maximális emelésnél,
ha a potenciométereket felcsavaiják, közel nullára csökken. Az — egyébként egymás-
tól független — szabályozás mértéke mindkét sávszélen tehát kb. ±20 dB, ami házi
használatú erősítőknél, különösen, ha fiziológiai hangerőszabályozás is be van építve,
bőségesen elegendő.
A 2.54. ábrán a tervezője után Baxandall-szabályozónak nevezett áramkört
mutatjuk be. Ez erősítővel egybeépítve készül, a névleges átvitel 0 dB (fázist fordít!),
ehhez járul a szintén kb. ±20 dB szabályozás.
A két áramkör működése nagymértékben hasonló, az ismétlések elkerülése végett
csak az utóbbival ismerkedünk meg részleteiben. Az analízis itt bemutatott módszere
általánosan alkamazható, sőt, hasonló áramkörök tervezéséhez is kiindulásként
szolgálhat.
Foglalkozzunk először a mélyhangszabályozóval, amelyet Pj, és PA alkot
a műveleti erősítővel. Ezt a részletet úgy rajzoltuk fel a 2.55. ábrán, hogy látható
legyen az erősítést meghatározó két impedancia. A visszacsatolt rendszerre jó köze-
lítéssel igaz ugyanis, hogy
Av = -Z2/Zt.	(2.50)
Az impedanciák értéke nagyfrekvencián Rt, kis frekvencián ehhez hozzáadódik
yPi, ill. (1— y)Pi. A törésponti frekvenciák közül a kisebb frekvencia
\!2nyPíCí, ül. 1/2tc(1 - y)Pí Ct	(2.51)
értékű, a nagyobb pedig
in Ri±(l-y)Pi
Rí ’	Ki
értékkel való szorzással adódik, mivel az átmeneti szakasz meredeksége 6 dB/oktáv
Ez azt jelenti, hogy az aszimptotikus impedanciaértékek és a törésponti frekvenciák
aránya azonos.
Ha egyelőre feltesszük, hogy j’Pj, (1 —jjP^Rj, akkor a nagyobb frekvenciás
töréspont helye közel állandó és
1/2^! Q	(2.52)
értékkel egyenlő.
Az erősítés egységnyi, ha a két impedancia egyenlő, eltér egytől, ha az impedan-
ciák eltérnek. A 2.56. ábrán felrajzoltuk az abszolút értékek közelítő menetét, még-
pedig egyrészt j=l/2, valamint 1/2 esetére. A hányadosképzés — logaritmikus
ábrázolásról lévén szó — különbségképzésre egyszerűsödik, így egyszerűen szerkeszt-
68
2.56. ábra. A mélyhangszabályozó
átvitelének számításához
2.57. ábra. A magashangszabályozó
áramkör
hető az erősítésmenet. Jelen esetben, azaz ha _y>l/2>(l — j), akkor mélyhangvágás
jön létre, amelynek mértéke
.Rj+jPj
a vágás kezdete pedig
(2.53)
/o = 1/271(1-^6;
frekvenciánál van. A két impedanciát — a leszedő áthelyezésével — módosítva, pl.
felcserélve, hasonló mértékű és jellegű mélyemelés hozható létre.
Szélső esetben, pl. y=l esetén a vágás (ill. y=0 esetén az emelés) mértéke
l^vlo-*-©
Pl ... Pl + Pl
-----------, 111. ----------------
Pl + Pl	Pl
(2.54)
a kezdete pedig
(/o)max = 1/277(7?! XPt) Q « 1/2771?! Q	(2.55)
frekvenciánál van.
Hogyan méretezzük ezek után a mélyhangszabályozó elemeit. Először meg-
választjuk az impedancia nagyságrendi értékét, pl. legyen Pt = 10kQ. Megválaszt-
juk a szabályozás határait, legyen pl. |+vL->o = 10, azaz Pt ~10 Pt = 100 kQ. Végül
tegyük megfelelő frekvenciához a szabályozás kezdetét, legyen (/o)max=800 Hz, amit
felhasználva, (2.55)-bői számolható a kondenzátor értéke, Ct=0,2 pF.
A mélyhangszabályozó működésének vizsgálatát úgy végeztük, hogy közben
elhanyagoltuk az P2—C2—P2 elemeket, ami jogos, ha C2 elegendően kis kapacitású.
Az elhanyagolás jogosságáról a magashangszabályozó méretezése után meg kell
győződni.
A magashangszabályozó analíziséhez felrajzoltuk az áramkör nagyfrekvenciás
ekvivalensét (2.57. ábra). Feltesszük, hogy a vizsgált frekvenciatartományban C\
69
2.58. ábra. A mélyhangszabályozó nagyfrekvenciás
egyenértékének számítása
rövidzárnak tekinthető, az Rt—R2—Rt elemekből álló csillagkapcsolást átszámoljuk
deltává (2.58. ábra), amelynek két szimmetrikus elemét belefoglaljuk az áramkör
nagyfrekvenciás részébe. A harmadik elem érdektelen, a be- és a kimenet között ad
hatástalan kapcsolatot.
Következő lépésben analizáljuk az impedanciákat. Annyit megállapíthatunk,
hogy abszolút értékük csökken a frekvencia növelésével, de a mennyiségi viselkedés
eléggé összetett (2.59. ábra). A kisfrekvenciás érték R3, míg nagyfrekvencián a két-két
ellenállás páhuzamos eredője mérhető. A nagyobbik frekvenciás töréspont helyét
csak a potenciométer értéke és a leszedő helyzete határozza meg, de az impedancia-
változásra jellemző kisebbik frekvencia helyzete sokkal kevésbé állandó, mint a mély-
hangszabályozó ezzel analóg töréspontjáé.
A szimmetriából következik, hogy a potenciométer középállásában az átvitel
független a frekvenciától. Szélső állásokban az l/2nR3C2 frekvenciától kezdve
6 dB/oktáv meredekségű emelés, ill. vágás mérhető, közbenső állásokban az általános
kiértékelés nem ad szemléltethető eredményt. Ezért adott Számértékekre mutatunk be
mennyiségileg helyes görbéket, hogy megismerjük a működés milyenségét. Feltesszük,
hogy R2=2Rl, ill. P2 = 107?!. Ekkor R3=5Rt a számolt érték. Az >’=0,8 helyzetnek
megfelelő impedanciákat, a magashangvágás töréspontos és valóságos karakterisz-
tikáját rajzoltuk be a 2.59. ábrába. A vágás mértéke ekkor kb. 6 dB, a középhangoknál
2.59. ábra. A magashangszabályozó
átvitelének számításához
70
enyhén ingadozik, emelés is fellép, de az l/2nR3 C2-nél kissé nagyobb, attól nem jelen-
tősen eltérő frekvenciától jelentkezik. Vagyis az eredmény nagyon hasonló a mélyhang-
szabályozónál tapasztalthoz. Az ábrába egyébként berajzoltuk a szimmetrikus,
>=0,2 állásnak megfelelő, magashang emelő karakterisztikát, valamint a szélső
helyzeteket is.
Az elemek méretezését befejezve: a fentiekből tehát R2=20kQ, P2 = 100kíl
adódik. Hiányzik még a kondenzátor értéke. Az aszimptótán mérhető töréspontot
1000 Hz-re választva C2=3,2 nF érték számolható. Ezzel be is fejeztük a hangszín-
szabályozó méretezését. Erősítőt kell választani, ehhez akár egyetlen, földelt emit-
teres fokozat is elegendő, ha erősítése visszacsatolás nélkül elegendően meghaladja
a visszacsatolt értéket. Már megfelel 30...50-szeres erősítés, ami néhány kohm körüli
kollektorellenállás választással, 1 mA-nál kisebb emitterárammal már elérhető. Nincs
akadálya természetesen megfelelően kompenzált műveleti erősítő alkalmazásának sem.
Elektronikai hangszínszabályoző. Az integrált áramkörök terjedésével gazdasá-
gosabbá vált az egyenfeszültséggel vezérelhető hangszínszabályoző kialakítása.
A Philips cég elektronikai potenciométerével megvalósított hangszínszabályoző
rövid ismertetésével zárjuk ezt a témát.
Az integrált áramkör a potenciométert és a szabályozó áramköröket tartalmazza,
a szabályozó RC elemeit diszkrét formában kell csatlakoztatni. Az elrendezés nagyon
hasonlít a megismert Baxandall-szabályozóhoz, de magas és mély hangra külön áram-
kört alkalmaznak, amelyeket kaszkádba kapcsolnak. A 2.60. ábrán elválasztva mutat-
juk be a mély- és a magashangszabályozót. Látható, hogy a műveleti erősítős kimenet
az egymásrahatás nélküli összekapcsolást lehetővé teszi.
A mélyhangszabályozó felépítése alapvetően azonos a 2.54. ábrán megismerttel.
A különbség csupán annyi, hogy a 180 kQ értékű ellenálláson mint potenciométeren
a megcsapolás elektronikai megoldással készül. A magashangszabályozó működését
megjavították és egy frekvenciafüggő (kis frekvencián kiegyenlített) híd átlójában
elhelyezett elektronikai potenciométer megcsapolásának változtatásával hoznak létre
emelést és vágást.
Az elektronikai potenciométert a 2.43. ábrán megismert áramosztó differenciál-
erősítőből alakították ki. Az egyszerű potenciométer működésének vizsgálata ért-
hetővé teszi a szükséges átalakítást. Egy általános helyzetű potenciométer (2.61. ábra),
amelynek végein u2 és u2 feszültség mérhető, a leszedőn
u = u2+p(uí — u^
2.60. ábra. Mélyhang- (a) és magashangszabályozó (b) elektronikai potenciométerrel
71
pUj♦(1-p)u2
2.61. ábra. A potenciométer működéséhez
feszültséget szolgáltat. Rendezés után látható a szimmetria:
m = pwi+(l ~p)u2.	(2.56)
Az elektronikai megvalósításhoz két áramosztó szükséges, amelyek bemenetéin
a feszültség w15 ill. u2. Kimeneteik közösítve vannak, szabályozó bemeneteik úgy-
szintén, de míg az u2 feszültség p hányadát, az u2-ből (1—p) hányadot kell venni.
Ez fordított fázisú bekötéssel érhető el. Az elrendezés a 2.62. ábrán látható. Az emitter-
követő jellegű bemenetek terhelő hatása elhanyagolható és az áramkör a két bemenet
közé kapcsolt ellenálás tetszőleges osztáspontján mérhető feszültséget reprodukál
a kimenetén, tehát valóban potenciométerként viselkedik, legalábbis váltakozó-
áramúlag.
A fenti elven működő, TCA74O típusú integrált áramkörrel £7t+ = 15V táp-
feszültség és 1 Vefr kimeneti feszültség mellett a sáv szélein, 40 és 15 000 Hz frekven-
cián ± 15 dB szabályozás érhető el a közepes (1000 Hz) frekvenciához képest. A nem-
lineáris torzítás kisebb 0,2 %-nál. A vezérlésre, az áramosztás beállítására segédáram-
kör szolgál, amelynek bemenetén kb. 1 és 10 V között kell az egyenfeszültséget vál-
toztatni a szabályozás létrehozásához.
Professzionális szabályozók. A megismert hangszínszabályozókkal 600... 1500 Hz
között választott közepes frekvenciához képest lehet a magas és a mély hangok átvi-
telének mértékét szabályozni, a változási meredekség az átvitelben soha nem nagyobb
±6 dB/oktáv értéknél, a szabályozás rendszerint két aszimptotikus érték között megy
végbe, amelynek mértékét változtatva az átmeneti tartomány helyzete a frekvencia-
tengelyen általában szintén — előnyösen vagy előnytelenül —változik. Az ilyen áram-
körök bonyolultsága még elfogadható és a szabályozás megfelelő kész hanganyag
reprodukciójakor, házi használatban.
Felvételek készítésekor, különleges hanghatások eléréséhez jóval összetettebb
berendezéseket használnak a hangszín módosítására. Áramköri megoldásokat nem
72
b.)
logf
2.64. ábra. Szelektív
magashangemelő
karaktert* szti kái
2.63. ábra. Mélyhangemelő karakterisztikák
mutatunk be, hanem mindössze néhány karakterisztika-típust. A 2.63. ábrán mély-
hangemelésre láthatunk lehetőségeket, mégpedig az a) részleten állandó frekvenciá-
tól kezdve különböző mértékű, a b) változatban változó frekvenciától kezdve azonos
mértékű mélyhangemelő karakterisztikákat mutatunk be. A professzionális hangszín-
szabályozókban rendszerint a kettő tetszőleges kombinációja is létrehozható, sőt
az átmeneti szakasz meredeksége is átkapcsolható 6,12, esetleg 18 dB/oktáv értékekre.
Mélyhang vágásához tűkörszimmetrikus megoldásokat használnak.
A magashangszabályozók karakterisztikái elvben szintén létrehozhatók a 2.63.
ábrából tükrözéssel. A gyakorlatban igen elteijedt ezzel szemben a korlátozott frek-
venciatartományban alkalmazott, 1...2 oktávra kiterjedő emelés (2.64. ábra), amely,
különösen meredek átmeneti szakaszokat létesítve, szelektív magashangemelést,
csengő hanghatást eredményez. Ez a megoldás azonban már a következő pont témá-
jához kapcsolódik.
Jelenlétszűrők. Egy-egy szólóhangszer, énekes hangjának szubjektív megemeléséhez,
esetleg elnyomásához, elektronikai hangszerek karakterének beállításához használ-
hatók a jelenlétszűrők, ill. jelenlétvágók. Az elnevezés az angol presence (ejtsd:
prezensz) szó fordításából adódik és jól kifejezi a szűrő hatását: egy-egy forrás viszony-
lagos távolságát csökkenti vagy fokozza, jelenlétét hangsúlyozza vagy elnyomja.
Az e célra használatos szűrők gyakran LC köröket tartalmaznak, hogy meredek,
kis frekvenciatartományra terjedő emelést vagy vágást lehessen létrehozni. Követel-
mény a folyamatos szabályozhatóság. Egyszerű megoldás rajza látható a 2.65. ábrán.
Az r veszteségi ellenállású soros rezgőkör a P»R ellenállású potenciométer csúsz-
kájához csatlakoztatva, szabályozhatóan, akár a kollektor-, akár az emitterköri R
ellenállással párhuzamosan kapcsolható. A potenciométer középállásában a kör
hatástalanná válik, ekkor a fokozat erősítése egységnyi. A rezgőkört az emitterkörbe
kapcsolva frekvenciafüggő Ze emitterköri impedancia jön létre (2.66. ábra), amely-
2.65. ábra. Egyszerű
jelenlétszűrő és vágó
logf
a.)	b)
2.66. ábra. A frekvenciafüggő impedancia (a)
és frekvenciamenete (b)
73
nek értéke:
t «	1 +pCr+p2 LC
**	'i'	3
l+pC(R + r)+p2LC
ahol p=j<ü.
Az impedancia kis frekvencián
(2.57)
1
Ze (<o % 0) % R---------,
e	l+pC(R + r)’
(2.58)
nagy frekvencián pedig
1
Z (CO co) = R-------------------
l+(R + r)/pL
(2-59)
kifejezéssel közelíthető, vagyis úgy viselkedik, mint egy egyszerű párhuzamos RC,
illetve LR kör, ha feltehető, hogy R^s>r. Rezonanciafrekvencián az értéke RXr^r,
a soros veszteségi ellenállás mérhető.
A szabályozó fokozat erősítése az
A ~ —ZJZe
(2.60)
értékkel közelíthető, vagyis most:
A--R/Zc.
(2.61)
Helyettesítve Ze fent adott értékét, látható, hogy a fokozat erősít, mégpedig rezonan-
ciafrekvencián
(2.62)
nagyságban. A sáv szélein az erősítés egységnyi. Ettől 3 dB-lel nagyobb érték a 2.66.
ábrán bejelölt „határfrekvenciákon” adódik. A jelenlétszűrő „relatív sávszélessége”
a két érték hányadosából:
log2
QR+r)2
L/C
oktáv.
A(m = l/^LC)
A potenciométer másik szélső állapotában hasonló karakterisztikájú jelenlét-
vágás jön létre. A szélső állások környezetében úgy számolhatunk, hogy r értékéhez
hozzáadjuk a potenciométer beiktatott kis ellenállását, pl. xP értéket. Ekkor egy-
szerűen kiértékelhető, hogy a rezonanciafrekvencián mérhető erősítés (ill. vágás)
csökken, pl. (2.62)-bői:
...—Á	R + r+xP
A(m = 1//£C) =---——
r+xP
(2.63)
a „sávszélesség” pedig megnő.
74
o uki
Z67. ábra. Igényesebb jelenlétszűrő
A kiemelés, ill. vágás mértékének, valamint a sávszélességnek független szabályo-
zásához kissé bonyolultabb áramkörre van szükség. Egy ilyent a 2.67. ábrán mutatunk
be. A P=R2/(R1 +R2) frekvenciafüggetlen átviteli tényezőjű áramkörrel visszacsatolt
műveleti erősítőt építünk fel, a szokásostól eltérően úgy, hogy a visszacsatoló áramkör
nem a kimenet és a föld, hanem az erősítő és egy emitterkövető kimenetei közé csat-
lakozik. Az emitterkövető arra szolgál, hogy közel nulla impedancián szolgáltassa
a kimenetre csatlakozó, frekvenciafüggő leosztást adó áramkör kimenő jelét. Jelöl-
jük az utóbbi áramkör terheletlen átvitelét a-val. Az elrendezésre egyszerűen szá-
molható átvitel:
A =	~,
0+(l-j8)a
(2.64)
ha a belső erősítés elegendően nagy és az emitterkövető ideális. Mindkét feltétel jól
megközelíthető, tehát (2.64) nagy pontossággal érvényes.
Az erősítésre adott (2.64) kifejezésből látható, hogy a = l esetén .4 = 1, a =0
esetén pedig l/j?-szoros. Jelen esetben (feltéve, hogy r=0):
\+p2LC
1 + pCR 4- p2 LC
amit helyettesítve:
1 + pCR+p LCy
1+pCRfi+p2 LC
(2.65)
(2.66)
Látható, hogy rezonanciafrekvencián,/= l/2nVÍC esetén valóban A = l/p. A fent
értelmezett sávszélesség most
R2
L/C
értékű. A maximális erősítés és a sávszélesség függetlenül szabályozható, egyrészt
/?-t kell módosítani, pl. Rt szabályozásával, másrészt a sávszélességet, ami R változ-
tatását kívánja meg.
A most ismertetett igényesebb jelenlétszűrő vágónak is alkalmazható, ha R és
az LC kör helyét egymással felcseréljük. A vágó karakterisztika a fenti emelő tükör-
képeként ugyan kialakul, de úgy, hogy rezonanciafrekvencián egységnyi, attól távol
pedig 1/j? nagyságú erősítést kapunk. Vagyis a kimenetre még 1//?-szoros leosztást
75
2.68. ábra. Igényesebb jelenlétvágó
2.69. ábra. Átviteli karakterisztikák
kell beépíteni (2.68. ábra). Az eredő átviteli karakterisztikákat a 2.69. ábrán mutatjuk
be, mégpedig az emelő jellegnél a változó sávszélesség, a vágó jellegnél pedig a vágás
mértékének szabályozása látható az áramkörrel megvalósítható szimmetrikus karak-
terisztikákon.
Sávbontó szabályozók. A hangszín és a hangosság együttes beállítására, szinte kor-
látlan mértékű korrekciók céljára építenek olyan hangszínszabályozókat, amelyek
a szűrőkkel több részre osztott hangfrekvenciás tartományba eső jelek szintjének
egymástól független szabályozására alkalmasak. Minimálisan öt sávra való bontás
használható, hogy hatásában többet nyújtson egy ilyen szabályozó az egyszerű lepke-
szabályozóhoz képest. Az egyes sávok szélessége ekkor 1,5...2 oktáv. Pl. az alábbi
bontás használható:
30... 100 Hz,
100...400 Hz,
400... 1500 Hz,
1500...4000 Hz,
4000... 15 000 Hz.
Ennél azonban sokkal keskenyebb sávú, összesen 16—32 szűrőből összeállított sáv-
bontó szabályozókkal is találkozhatunk. Ezek kevésbé a hangerősítő technikában,
inkább akusztikai vizsgálatoknál stb. használják.
A szabályozó kialakításában az okoz nehézséget, hogy egyrészt elegendő mérték-
ben szétválasszuk a sávokat, másrészt, hogy szükség esetén kellően egyenletes frek-
venciamenet is beállítható legyen több, szomszédos szűrő által együttesen emelt
vagy vágott átvitelnél. És — bár a fül a hangok egymáshoz viszonyított fázisára
érzéketlen — sztereo átvitelnél, ha a két csatornában különböző mértékű emelést
vagy vágást állítunk be, zavaró lehet a szűrők eltérő, frekvenciafűggő fázismenete is.
Tökéletes illeszkedést csak akkor kapunk, ha az egymással szomszédos szűrők
határfrekvenciái közösek és a levágásuk meredeksége nem nagyobb 6 dB/oktávnál
(2.70. ábra). A csatlakozó szűrők átviteli függvényei ekkor:
s PT
es -----
(2.67)
2.70. ábra. Tökéletes csatlakozást adó szűrők
76
2.71. ábra. Sávbontó szabályozó szubcesszív összeadással
alakúak, összegük éppen egységnyi. Ekkor azonban a sávok szétválasztása nem elég
éles, hiszen 2 oktávval a csatlakozópont alatt és felett mindössze 12 dB a csillapítás
és ott már a következő szűrő lép be. Meredekebb szűrőket használva az elválasztás
javul, de a csatlakozásnál kisebb-nagyobb hullámosság tapasztalható.
Kizárólag aluláteresztő szűrők és pontos kivonó áramkörök felhasználásával
tetszőlegesen éles szétválasztású sávbontó szabályozó építhető a 2.71. ábrán bemuta-
tott módon. Itt a négyzetekben tetszőleges levágási meredekségű,-
határfrekvenciájú, az áteresztő sávban egységnyi átvitelű aluláteresz-
tők foglalnak helyet. Az első szűrő bemenetére a teljes spektrumú jel, a következőkre
a szűrőkön áteresztett jellel csökkentett, tehát csak egyre nagyobb frekvenciás össze-
tevőket tartalmazó jel jut. A kimeneteiken megjelenő jelek összeadása után az eredeti
jel visszaállítható, súlyozott összeadással pedig tetszőleges frekvenciamenet hozható
létre — a kivonások pontosságától függő — kis illeszkedési, csatlakozási torzítással.
Az áramköri megoldások közül a 2.65. ábrán bemutatott jelenlétszűrőből fejlesz-
tett sávbontó szabályozót ismertetjük. A teljes spektrumot öt sávra bontva, 55 Hz,
200 Hz, 770 Hz, 2450 Hz és 7700 Hz hangolási frekvenciájú soros rezgőkört csat-
lakoztatunk potenciométerekkel a fázishasító fokozathoz, a soros veszteségi ellen-
állásokat úgy állítjuk be, hogy kb. 14...16 dB emelést és vágást kapjunk (r%0,2 /?),
végül az L és C elemeket — adott rezonanciafrekvenciához — úgy méretezzük, hogy
a sávok között az illeszkedés megfelelő legyen, jól használható sávbontó hangszín-
szabályozót kapunk (2.72. ábra).
2.72. ábra. Egyszerű sávbontó
szabályozó kapcsolási rajza
77
ÍJ. Dinamikamódosítók
Alapfogalmak. Az amplitúdótól függetlenül állandó erősítésű rendszerekkel a jel
feldolgozható dinamikája, a leghangosabb és leghalkabb részletek viszonya korláto-
zott és minél több erősítőn, rögzítésen, újralejátszáson, közvetítő vonalon halad át
a jel, a dinamika egyre romlik. A zajszint egyre magasabb lesz és, ha a jelet megkí-
sérelnénk a zajszintből kiemelni, akkor a kimenetijel-határolt erősítők durva torzítást
eredményeznének.
A hanganyagok dinamikája általában nagy: a hallhatósági küszöb és a fájdalom
nélkül feldolgozható hangnyomás között kb. 70 phon a távolság (ez közepes frekven-
cián 70 dB-nek felel meg). Igaz, hogy ezt nem mindig kívánjuk is meg, mert egy-egy
műsor, beszélgetés ennél esetleg jóval kisebb dinamikával is élvezhető, természetes-
nek hat. A jelszünetekben viszont, amikor csendet várnánk, nagyon zavaróvá válik
a halk susogás, zaj, idegen hanganyagok érthető vagy érthetetlen áthallása.
Nem célunk a zavarok távoltartásának rendszertechnikai meggondolásait rész-
letezni. Elég, ha megállapítjuk, hogy mai korszerű hangerősítőink tudnak olyan mér-
tékben „csendben maradni”, hogy fülünk ne vegyen tudomást zajosságukról, míg
az átvivő csatornák (rádió, hanglemez, magnetofon stb.) sokkal kevésbé. Dinamika-
módosítás nélkül az 50 dB jel—zaj viszony felső határnak tekinthető.
Ennek megjavítása érdekében az átviteli csatorna különböző helyein olyan erő-
sítőket iktatnak be, amelyek erősítése automatikusan, mégpedig az átvitt jel tulajdon-
ságainak, milyenségének függvényében, változtatható. Minden ilyen műveletet dina-
mikamódosításnak tekinthetünk és egyre gyakrabban élünk az előnyeivel.
Az erősítésnek alapvetően kétféle módosítása lehetséges: az időfüggetlen pilia-
natérték-módosítás és az átlagértékszabályozás. Az első esetben (2.73. ábra) az erő-
sítést a pillanatnyi jelszint függvényében változtatják, vagyis nemlineáris karakterisz-
tikájú erősítőt alkalmaznak. Ez, mint tudjuk, nemlineáris torzítást eredményez
és csak akkor alkalmazható, ha az átviteli láncban beépítjük a korrigáló fordított
karakterisztikájú erősítőt is. A két torzító közötti bármely jelalak-változás azt ered-
ményezi, hogy a korrekció tökéletlenül működik, maradó nemlineáris torzítás kelet-
kezik. Az egyébként ártalmatlan futásiidő-torzítás, amelynek eredményeként a jelek
különböző frekvenciás összetevői eltérő idő alatt haladnak át a rendszeren, pillanat-
érték-módosító beépítésével nemlineáris torzítás forrásává válik. Ezért a dinamika-
módosításnak ezt a változatát nem használják.
Az átlagértékmódosítók kiküszöbölik ezt a hibaforrást. Gondosan ügyelve arra,
hogy egy jelperiódus ideje alatt az erősítés csak kellően kis mértékben változzék
(2.74. ábra), elkerülhető a hallható nemlineáris torzítás jelentkezése és lehetőség
2.73. ábra. Erősítés
pillanatérték-szabályozás
2.74. ábra. Erősítés
átlagérték-szabályozás
78
nyílik „csendes” hangátviteli rendszerek építésére, a hangkép dinamikájának javí-
tására. A következőkben megismerkedünk az erősítés módosítására felhasználható
eszközökkel, áramkörökkel, a vezérlőjelet előállító egyenirányítókkal, a szabályozási
időállandók szerepével és alakítási lehetőségeivel, majd áttekintjük a különböző célra
ajánlott módosítók működését.
Erősítésszabályozók. Minden olyan elektronikai eszköz és áramkör, amelynek át-
vitele, ellenállása vezérelhető, alkalmas dinamikamódosítók megvalósítására. Ide
tartoznak elsősorban az árammal vagy feszültséggel vezérelhető, változó erősítésű
differenciálerősítők, mint amilyent a 2.42. és a 2.43. ábrákon megismertünk, ill.
a hasonló elven működő integrált szorzók. Az eszköz jellegű szabályozók közül leg-
fontosabbak a változtatható differenciális ellenállású diódák, tranzisztorok, sőt elő-
szeretettel alkalmazzák a fénnyel vezérelhető fotoellenállást is, főleg, ha lassú és
zavarérzéketlen szabályozásra van szükség.
Dinamikamódosítókban való felhasználhatóság szempontjából a szerint cso-
potosíthatók a szabályozók, hogy milyen összefüggés van a vezérlő és az átvitt jel,
szabályozott paraméter között. Három csoport különböztethető meg: az arányos
szabályozók, a nem arányos, de pontosan reprodukálható, végül a bizonytalan karak-
terisztikájú szabályozók csoportja. Az első csoportba tartoznak az áramvezérelt
p-n átmenetes eszközök, mint rétegdiódák és a meredekségszabályozott differenciál-
erősítő (szorzó). Az áramosztó differenciálerősítő reprodukálható, de nem feszültség-
arányos szabályozást ad, végül a harmadik csoportot a térvezérelt tranzisztor, a telí-
tésbe vezérelt bipoláris tranzisztor és a fotoellenállás képviseli korántsem teljes fel-
sorolásunkban.
Egyenirányítók. A hangnak megfelelő elektromos jel mindig aszimmetrikus, tehát
kizárólag a kétoldalas egyenirányítók jöhetnek számításba, és mivel rendszerint több
nagyságrenden belül kell pontosan követni a jel amplitúdóját, az egyszerű diódás
egyenirányítóval — pontatlansága miatt — ritkán találkozunk. Ezek csak zajvágó
vagy limiter részeként használhatók, amelyek egyenirányítóinak kimeneti jelét csak
egy jól definiált szinten érzékeljük és így linearitás hibájuk nem zavaró.
A dinamikamódosítók belépésének általában gyorsnak kell lennie, hogy jelen-
létükről ne szerezzünk tudomást. A hallhatósági határ néhány ezred másodperc.
Ezért inkább csúcsegyenirányításra van szükség, mint átlagképzésre, ami mindig csak
elegendően nagyszámú jelperiódus alatt végezhető el. Gyors csúcsegyenirányítók
kimeneti jele gyakorlatilag késés nélkül követheti a jel első felfutását és a csúcsérték-
kel egyenlő feszültséget a szükséges ideig tartalékolja, memorizálja.
A diódás egyenirányítók linearitáshibáját csökkentő műveleti erősítős kapcso-
lások közül egyet a 2.75. ábrán mutatunk be. A be- és kimeneten, valamint a csat-
lakozó ponton mérhető jelalakok a 2.76. ábrán láthatók. Negatív bemeneti jel esetén
2.76. ábra. Jelalakok
az egyenirányító
pontjain
79
a Z> j dióda záróirányú polarizálást kap és a csatlakozó ponton az első erősítő fázisfordí-
tó bemenetének közel nulla feszültsége mérhető. Már igen kis pozitív bemenetijeire —
a nagy belső erősítés eredményeként — bekapcsol a dióda és a csatlakozópont a be-
meneti jel fordítottját reprodukálja. Ha a második erősítővel a jel negatív részének két-
szeresét az eredetihez hozzáadjuk, akkor — fázisfordítás után—a kimeneten előáll a
pontos abszolút érték, a kétoldalasán egyenirányított jel.
Ilyen felépítésben az egyenirányító kimenetén a pillanatértékek abszolút értéke
jelenik meg. Csúcsegyenirányítás céljából a 2.77. ábrán látható átlakítást végezzük:
diódán keresztül töltjük a C kondenzátort, amelyen a feszültség ImaJC „sebességgel”
tudja követni a bemeneti jelet. (Itt Zinax az erősítő maximális, általában korlátozott,
kimeneti árama.) A visszacsatolást a kondenzátorról végezzük, így a dióda feszültség-
esése elhanyagolhatóvá válik, viszont a kimeneti töltés RC időállandóval eltűnik.
A kimeneti feszültség csökkentésének sebessége azonban sokkal, több nagyságrenddel
kisebb lehet, mint a feltöltésé, így a csúcsegyenirányítás közel tökéletesen működik.
A műveleti erősítővel kombinált egyenirányítók lecsökkentik a dióda nyitó-
irányú feszültségesése által okozott linearitási hibát, durván a belső erősítés mér-
tékével arányosan. Az integrátor jellegű erősítők növekvő frekvenciával csökkenő
erősítést mutatnak, ami azt jelenti, hogy — egyszerűsített szemlélettel, a tranziens
jellegű torzulásoktól eltekintve — nagy frekvencián az egyenirányító hibája megnő.
Például 1 MHz körül egységnyi erősítéssel rendelkező olcsó műveleti erősítők 10 kHz-
en alig százszoros erősítést adnak, ami már nem elég hatásos linearizálást biztosít.
Ezért indokolt olyan egyenirányítók építése, amelyek nem tartalmaznak nega-
tív visszacsatolást és így a tranzisztorok egyébként gyors működése hasznosítható.
Könnyen integrálható áramköröket tartalmazó szinkron egyenirányítót erre példa-
ként a 2.78. ábra kapcsán vázlatosan bemutatunk. Az egyenirányítandó jelet polaritás-
érzékelőre és polaritásváltó kapcsolóra vezetjük. Az érzékelő kimenetén megjelenő
jel alkalmas arra, hogy a nulla átmenetek pillanatában a kapcsolót működtetve a ki-
meneten a jel mindig egyirányban, azonos polaritással, azaz egyenirányítva jelenik
meg. A kimenetre csatlakozó simító áramkört a vázlatos ábrán átlagképzőként
rajzoltuk, de csúcsértékképzés hasonlóképpen kialakítható.
A polaritásérzékelő könnyen kialakítható egy differenciálerősítő láncból, amely-
nek kimenetén — széles bemenő feszültség tartományban — négyszögjel jelenik meg.
A nulla átmenetek időpontja egybeesik a jel nulla értékeivel. A kimeneti jellel pl.
kapcsolóüzemű, differenciálerősítős szorzómodulátort működtetve, a kimeneteken
folyó áram az egyenirányítandó jel abszolút értékével lesz arányos. Vázlatos áramköri
kivitelt a 2.79. ábra mutat. A polaritásérzékelő, egyszerűség kedvéért, egyfokozatú
és elhagytuk a munkapont beállító, csatlakozó elemeket. A szorzómodulátor kime-
netein a hasznos jel mellett egyenáram is folyik, ezért van szükség a közös jel elnyo-
mására szimmetrikus jeltovábbvezetéssel. Az így kivitelezett szinkron egyenirányító
pontossága a műveleti erősítéssel összemérhető, nagy frekvencián pedig felül múlja azt.
2.77. ábra. Az előző
ábra áramkörének
csúcsegyenirányító
változata
dtlogképzö
kopcsolójel
2.78. ábra. Szinkron egyenirányító
tömbvázlata
t
r
80
o
2.79. ábra. Szinkron egyenirányító kapcsolási rajza
Zajvágó. Hangközvetítések kis háttérzajának távoltartására alkalmas megoldást
ismertetünk, amely a jelszünetekben, pontosabban akkor, ha a jel egy a zajszint
közelében, attól kissé feljebb meghatározott szint alá csökken, lecsökkenti az erősítést.
Jelszünetben tehát az erősítés kicsi és az erősítő „csendben van”, majd amikor a jel
felülemelkedik a jelszinten, abban a pillanatban igen gyorsan megnő az erősítés
a normálisnak tekinthető értékre (2.80. ábra). Jel hiányában az erősítés lassan, foko-
zatosan csökken azután le a vágott értékre. A zajvágó jelenlétéről egyébként ez
utóbbi tulajdonság alapján vehetünk tudomást: a hasznos jel lecsendesedése után egy
ideig halljuk a zaj suhogását, ami fokozatosan csendesedik el, mintha lekevernék
a csatornát.
A zajvágó tömbvázlata a 2.81. ábrán látható. A csúcsdemodulátor elé kapcsolt
túlvezérlés után gyors feléledésű erősítő demodulálható szintre emeli fel a 40...50 dB-
lel az átlagszint alatt levő jelet. Az egyenirányított feszültséget referenciaszinttel hason-
lítjuk össze és amikor túlhaladja annak szintjét, átkapcsoljuk a fő jelútba iktatott
erősítő erősítését. Az előreszabályozó automatika tehát nem folyamatos, hanem sza-
kaszos működésű.
Az áramkör elemei közül az egyenirányítóval már megismerkedtünk. A szabályo-
zott erősítőre és a komparátorra áramköri példát a 2.82. ábrán mutatunk be. Az erő-
sítő a visszacsatolt kivonó áramkörrel analóg, bár csak egyetlen vezérlő jelet kap.
2.80. ábra. Zajvágő átviteli
karakterisztikája
2.81. ábra. Zajvágő tömbvázlata
6 Elektronikai erősítők
81
2.82. ábra. Zajvágő kapcsolási rajza
Az erősítésszabályozást árammal táplált rétegdiódák végzik olyan elrendezésben, hogy
feszültségeséseiknek csak a különbsége jelenik meg a kimeneten. Ez igen fontos, külön-
ben a szabályozáskor feszültség-lökés, tranziens kimeneti jel jönne létre, ami hallható.
A kivonó fokozat erősítése, mint ismeretes, arányos a visszacsatoló ellenállással
Ha a szabályozódiódákkal párhuzamos ellenállást úgy választjuk meg, hogy a bekap-
csolt diódák ellenállásának 2...5-szőröse legyen, akkor az erősítésváltozás 10...15 dB;
ennél többet ritkán alkalmaznak.
A bemutatott komparátor analóg, nembillenő jellegű működésű. Vagyis a jel
folyamatos növekedése hatására folyamatosan nő az erősítés (ti. a diódák folyamatos
lezárása hatásaként). Ez szükséges is, hiszen azt akaguk, hogy az egyenirányítóit jel
csökkenésekor vissza is folyamatosan csökkenjen a nyugalmi értékre.
Zene-expander. A hangfelvételek (hanglemezek, magnetofonfelvételek) dinamikája
kisebb a természetesnél. A felvétel készítésekor partitúrával a kezében ügyel a fel-
vétel vezetője, hogy a halk részletek ne vesszenek el a zajban, a fortisszimók pedig ne
vezéreljék túl a berendezéseket. Lejátszáskor meg lehet kísérelni az eredeti dinamikát
helyreállítani, ami persze tökéletesen nem fog sikerülni, mert a kézi leszabályozás
semmilyen matematikai törvényszerűséget nem követ, amit automatikus visszaállí-
táskor kiindulásnak lehetne tekinteni.
Az expander lehetséges karakterisztikáját a 2.83. ábra mutatja: a maximális
jelszint környezetében a bejövő szint növekedésével folyamatosan megemeljük az
erősítést. Az áramköri megoldás nagyon hasonlíthat a zajvágóéhoz. A karakterisz-
2.83. ábra. Zeneexpander átviteli
karakterisztikája
82
tikákat összevetve, láthatóan az eltérés mindössze annyi, hogy az egyenirányító előtti
erősítés válik feleslegessé és gondoskodni kell a kellően fokozatos szabályozásról, pl.
a komparátorként használt differenciálerősítők erősítésének csökkentésével. Áramköri
megoldást nem mutatunk be, mert tapasztalat szerint nem lehet jelentős javulást el-
érni ilyen áramkörök alkalmazásával. A megengedhető emelés nem több 6.. .8 dB-nél,
de egyes műsorok, pl. az ének még ezt sem viselik el.
Limiter. Erősítők túlvezérlésével járó torzítás elkerülésére, vagy az erősítő utáni
elektronikai berendezések (pl. rádióadók) védelmére alkalmazzák a limitért. Ez nem
tévesztendő össze a kimenetre kapcsolt vágókapcsolással, amely a jel csúcsait nem
engedi tovább és amellett, hogy valóban radikális eszköz a következő fokozatok
védelmére, természetesen, torzítást okoz. A limiter, hasonlóan, mint a zajvágó, két-
időállandós egyenirányítóval és erősítésszabályozóval rendelkezik és az általa oko-
zott nemlineáris torzítás minimális.
Ideális limiter átviteli karakterisztikáját mutatja a 2.84. ábra. A valóságban a be-
lépés fokozatos és a határolt karakterisztika monoton emelkedik. Jó limitemek tekin-
tik, ha 20.. .30 dB bemenetijel-változás a kimeneten nem okoz 1 dB -nél nagyobb emel-
kedést.
A határolók tömbvázlata (2.85. ábra) alapvetően eltér a zajvágótól: ez nem előre-,
hanem visszavezérléses rendszer. A kimeneti jelet egyenirányítják, majd, ha ez meg-
halad egy referens szintet, erőteljesen, nagymértékben csökkentik az erősítést. Az áram-
köri megoldások között kiemelkednek a differenciálerősítős (szorzó) szabályozók
(1. 2.42. ábra), amelyek erősítése közel nullára csökkenthető a forrásáram (vagy a
szorzójel) csökkentésével. Az ellenásváltozást hasznosító visszacsatolt erősítőknél
nagy kimeneti jelszint általában ritkán engedhető meg, hogy a változó ellenállás (dió-
da, FET) túlvezérlésével járó torzítást elkerüljük, ezért ezek limiter céljára kevésbé
előnyösek.
Kompander. Az átviteli láncban két helyen, összehangoltan végzett dinamikamó-
dosítás az átvitel során keletkezett zajok, zavarok nagy mértékű elnyomását eredmé-
nyezi. Elsősorban a távbeszélő forgalom megjavítására dolgozták ki a módszert, amely
ma nagy mértékben terjed, mivel az igényen túlmenően az eszközök is hozzáférhetőb-
bek lettek: bonyolult berendezések helyett egyetlen integrált áramkört kell csak
a rendszerbe beépíteni és üzemeltetni.
A módszer lényege, hogy a jelforráshoz minél közelebb, ahol még zavaró jelek
nem szennyezik a hasznos jelet, összenyomják a dinamikát. A kompressziót megha-
tározott karakterisztika szerint, a jelszint függvényében kell elvégezni. Az összenyo-
mott dinamikájú jelet viszik át a zajos csatornán (2.86. ábra), majd a vétel helyén
expanziót végeznek, visszaállítják az eredeti dinamikát, amelynek során a jelhez keve-
redett zaj szintje csökken.
2.84. ábra. Limiter átviteli
karakterisztikája
6*
83
log[ U I
2.86. ábra. A kompander elv
szemléltetése
2.87. ábra. Dinamikamódosító
karakterisztikák
A kompresszor és expander szavakból képzett keverékszó: a kompander tehá
két műveletet végez, mégpedig igen gondosan összehangoltan. Az átviteli lánc ké
végén (helyben vagy időben!) helyet foglaló két dinamikamódosító egyenirányító
azonos dinamikájú jelet dolgoznak fel, ennek megfelelően a kompresszorban a ki-
meneti, az expanderben pedig a bemeneti jelet kell egyenirányítani. Amennyit a komp-
resszor szabályzó jele csökkent a dinamikán, ugyanannyit kell növelni az expander-
ben. A CCITT a 2:1 arányú összenyomást és 1:2 arányú expanziót javasolja (2.87.
ábra). Ez logaritmikus skálán értendő, tehát az előbbi négyzetgyökös, az utóbbi négy-
zetes átvitelnek felel meg.
A szabályozó jelek időbeni együttfutásával biztosítani kell az amplitúdóugrások
torzítatlan eredő átvitelét. A CCITT által ajánlott be- és kilépési tranzienseknek
a 2.88. ábrán értelmezett időállandói:
Tbe = 3 ms,
rki = 15,5 ms.
2.88. ábra. Ajánlott beállási-görbék
84
2.89. ábra. Kompresszor (o) és expander
(b) tömbvázlata
2.90. ábra. Linearizált
szorzó, mint expander
Ezek az idők 300...3400Hz között átvitt beszédhanghoz vannak illesztve, más át-
viteli sáv esetén (főleg a mélyhangoknál!) eltérő, általában elsősorban nagyobb ki-
lépési időállandó is javasolható. A 2.88. ábrán egyébként különböző amplitúdójú
szinuszos jelek be- és kikapcsolásakor lezajló tranziensek érzékeltetésére a burkoló
görbéket rajzoltuk fel.
A kompander egységeinek tömbvázlatát a 2.89. ábra mutatja. Illeszkedő karak-
terisztikákat akkor kapunk, ha a szabályozott erősítés változása az egyenirányítóit
jellel arányos: a kompresszorban arányosan csökken, az expanderban arányosan nő.
Ilyen szabályozásra elsősorban a linearizált szorzó, valamint a rétegdiódák alkalma-
sak.
A differenciálerősítős szorzó — egyenirányítóval kibővítve — expanderkarak-
terisztikát biztosít. A 2.90. ábrának megfelelően a kimeneti jel
“ki = *«bei Wbe2 = ku^e,	(2.68)
amiből az erősítés:
A. =	(2.69)
«be
a bemeneti jel (egyenirányitott) értékével arányosan változik.
Ugyanezt az áramkört műveleti erősítő visszacsatoló körébe helyezve kompresz-
szort építhetünk fel (2.91. ábra). Az erre érvényes erősítés:
A=^ = l/^.	(2.70)
^be
Mint látható, a két egység működése összehangolt, ha az egyenirányítók azonos jelről
dolgoznak, azaz:
£ =	(2-71)
ekkor:
AeAk = 1,	(2.72)
az eredő átvitel nem szintfüggő, a dinamika torzítatlan átvitele biztosított.
2.91. ábra. Kompresszió visszacsatolásban
elhelyezett szorzóval
85
□J	bi
2.92. ábra. Diódás kompresszor (o) és expander (b) vázlata
Rétegdiódás szabályozókat mutat a 2.92. ábra. A kompresszor és az expander
működése összehangolt, ha a diódák áram—ellenállás karakterisztikája egyforma,
de ha a vezetésük pontosan arányos a rajtuk folyó egyenárammal, az elrendezés
eleget tesz a CCITT ajánlásnak is: a feles-kettes kitevő szerinti szabályozás biztosítva
van.
Adott határok között tetszőleges karakterisztika szerinti szabályozás valósítható
meg a 2.93. és a 2.94. ábrákon bemutatott dinamikamódosítókkal. A kompresszor
általában n, az ábrán három szabályozható erősítőből épül fel, amelyek erősítése
azonos szabályozójelnél egyforma, a szabályozás karakterisztikája egyébként tet-
szőleges. A kaszkádba kapcsolt erősítőkön áthaladó jelet egyenirányítva úgy állítják
elő a szabályozó egyenfeszültséget, hogy az egyenirányító bemeneti feszültsége —
a bejövő jeltől függetlenül — közel állandó legyen, vagyis a rendszer limitáljon. Ekkor
2.93. ábra. Kompresszor tömbvázlata (a)
és karakterisztikái, 2/3 dinamikához (b)
2.94. ábra. Expander tömbvázlata (o)
és karakterisztikái 3/2 dinamikához (b)
b)
86
a dinamika a bemenet és az egyes kimenetek között egyenlő mértékben csökken.
Az első kimenetről 2/3-ra (általában 2/n-re), a másodikról 1/3-ra összenyomott dina-
mikájú jel vehető le.
A 2.94. ábrán az első erősítő kimenetéről levett jel helyreállításához szükséges
3/2-es karakterisztikát megvalósító expandert mutatunk be. A szabályozás mértéke
itt is olyan, hogy az egyenirányítóra limitált jel kerül. A szükséges erősítők száma itt
is három, ezek közül az egyik fordított szabályozást ad: az erősítése a szabályozójel
növekedésével nő, mennyiségileg pontosan annyiszorosára, mint amennyiedrészre
a többié csökken. Az ábra szerinti elrendezésben a limitáló láncban csak két erősítő
van, vagyis a szabályozójel éppen fele-dinamikára nyomja le mindegyik erősítését.
A láncba nem beiktatott, fordított erősítő ekkor másfélszer nagyobb dinamikájú
kimenő jelet ad, vagyis a 3/2-es karakterisztika egyszerűen a be- és kimenete között
jelenik meg.
A két utóbbi ábra kapcsán bemutatott kompander nagy előnye — látszólag
bonyolult felépítése mellett — a tetszőleges karakterisztikájú szabályozó felhasznál-
hatósága mellett a közel állandó szint az egyenirányítón, vagyis egyszerű diódás
egyenirányítás is jól használható. Eredőben az alkatrészigény az egyszerű tömbvázla-
tos rendszerekkel összemérhető, azonos.
Sávbontó kompander. Az egyszerű dinamikamódosító áramkörök megjelenése a
hangfelvételi technikába is bevezette a kompandert a jel—zaj viszony javítása érde-
kében. Az elérhető 5... 15 dB többlet elegendő a „csendes”, zajmentesnek tűnő repro-
dukcióhoz.
A használatos megoldások nem egységesek. Ennek oka részben a kísérleti
jelleg, de részben az is, hogy még a magnetofonoknál sem biztosítható, hogy csak
ugyanazon készülékkel felvett és lejátszott műsorokat hallgassunk, a hanglemezeknél
ez egyáltalán nincs meg. Minden új rendszernek kompatibilisnek kell lennie a meg-
levővel, hogy a régi felvételek is felhasználhatók (sőt esetleg javíthatók) legyenek.
Ezért a dinamikamódosítást sávbontva végzik, mintegy kombinálják a sávszéles-
ség-szabályozással. Egy ilyen egyszerű rendszer például úgy működik, hogy kis átlag-
hangerőnél az átviteli sáv kicsi, míg nagyobb hangerőnél megnő. Ez szubjektív zaj-
csökkenést eredményez: halk részeknél nem nő fel a relatív zavarszint oly nagy mér-
tékben.
A sávszélesség-szabályozást erősítésszabályozásra vezetik vissza, tehát valójában
a hangfrekvenciás sáv egyes szakaszaira különböző mértékű dinamikamódosítást
alkalmaznak. Sőt, általában a szabályozó jelet is csak a spektrum egyes összetevőiből
képzik. Ha a szabályozás mértéke nem túl nagy, élvezhető reprodukciót biztosít a sáv-
bontó expanzió-kompresszió esetleg akkor is, ha csak felvételkor, vagy csak leját-
száskor alkalmazzák és ez a kompatibilitás alapja. Részleteket illetően napjaink
szakfolyóirataiban találunk eligazítást.
2.8. Teljesítményerősítők
A hangfrekvenciás erősítők kimenetéhez csatlakozó átalakító üzemeltetéséhez elekt-
romos teljesítmény szükséges. A kis hangtérhez illesztett fejhallgatók a milliwatt
töredékével egyenlő elektromos teljesítménnyel megelégszenek, szabadtéri hangosítás-
nál kilowattokban kell mérni az előállítandó hangfrekvenciás jelet. A szobai hangosí-
táshoz szükséges 0,1...100W így közepes teljesítményszintnek tekinthető a széles
spektrumon belül.
Valamennyi olyan erősítőfokozatot, amely a végerősítő szerepét tölti be, szoká-
sosan, teljesítményerősítőnek nevezzük, mivel közös jellemzőjük az, hogy meghatá-
rozott — kis vagy nagy — teljesítményt képesek szolgáltatni a fogyasztó üzemelteté-
87
séhez. Az erősítő rendszeren belül rendszerint ez a legnagyobb a szóban forgó telje-
sítmények közül és ez határozza meg alapvetően az energiát szolgáltató telep igénybe-
vételét. Az átalakítás véges hatásfokát tekintve, az elektronikai áramkörben fejlődő
hő jelentős hányada is innen ered. Összevetve: a végfokozat a jó kihasználhatóság
érdekében mindig nagy vezérlést kap és jó hatásfokú kialakítása alapvető követel-
mény.
A nagy kivezérléssel járó minden nehézség megoldandó egy jó végfokozat kiala-
kításához: le kell csökkenteni a nemlineáris torzítást, gondoskodni kell a szükséges
túlvezérelhetőségről, el kell vezetni a keletkező hőt a nélkül, hogy az áramkör károsan
túlmelegedne. A nagyobb teljesítményű eszközök gyakran lassú működésűek is,
ami lineáris torzítás forrása lehet, bár a hangerősítőknél ez ma legfeljebb a nemlineáris
torzítás növekedésében jelentkezik az átviteli sáv felső szélén.
Ma kizárólag tranzisztoros erősítőket építenek hangfrekvenciás célra, mert a leg-
több szempontból optimális megoldást biztosítanak. A statikus jellegű vizsgálatok,
mint a szinuszos jellel való átvitelmérés stb., azt mutatják, hogy ezek az erősítők
kifogástalanok. Mégis, többször felmerül olyan vélemény, hogy a régebbi elektron-
csöves erősítők hangja „lágyabb”, kellemesebb, mint a korszerű, jó hatásfokú tran-
zisztoros erősítőké. S hogy ez nemcsak szubjektív vélemény, az kimutatható olyan
dinamikus vizsgálatokkal, amelyek az intermoduláció már tárgyalt, csak dinamikusan
értelmezhető megjelenésére mutatnak rá. Ezt távoltartandó, visszacsatolás nélkül
is kis torzítású végerősítőket javasolt építeni, majd ezek átvitelét kismértékű negatív
visszacsatolással javítani a szükséges mértékben: így hozhatók létre a ma legjobbnak
tartott erősítők. Ez magyarázza — többek között — azt is, hogy az eszközfejlesztők
miért próbálják oly gyakran a nagy teljesítményű eszközöket nem bipoláris, hanem
térvezérelt tranzisztorból kialakítani. Ezek lankás, hatványfüggvénnyel leírható át-
viteli karakterisztikája mindig kisebb torzítást ad az élesen változó meredekségű,
exponenciális karakterisztikájú bipoláris eszközökével szemben.
Ugyanakkor, az integrálás olyan előnyöket biztosít, amelyeket a teljesítmény-
erősítőkben is hasznosítani lehet és nincs az a ravasz kapcsolástechnikai megoldás,
ami a sajátos integrált technikával ne lenne átültethető az egyetlen szilícium lapkára.
Nem is tehetünk különbséget a diszkrét és integrált megoldások között, kivéve az
egyetlen, a méretekből adódó szempontokat: igazán nagy teljesítményű integrált
erősítők ma még nem jelentek meg a piacon. Nem látszik azonban érdemesnek ebből
végleges következtetést levonni az integrálás határait illetően, amit megvonni és túl-
szárnyalni egyaránt lehetséges.
A következőkben három megoldást mutatunk be: egy kis teljesítményű végfoko-
zatnak ajánlott integrált áramkört, egy diszkrét elemekkel bővíthető vezérlő fokoza-
tot, valamint egy csak diszkrét elemekből felépített kis torzítású erősítőt. A leírás
kapcsán sorba vesszük azokat a követelményeket, amelyek teljesítése a korszerűnek
nevezhető erősítőkben elengedhetetlen, alapvető.
I ntegráft teljesítményerősítő. Példaként a National Semiconductor Corporation
LM 380 típusát választjuk, amely egyszerű belső felépítése mellett kevés diszkrét
elemmel kiegészítve alkalmas sokrétű, kis és közepes teljesítményű végerősítő feladat
megoldására.
Mindenekelőtt a kapcsolási rajzzal ismerkedjünk meg (2.95. ábra). A bemenet
szimmetrikus, bár az egyszerű kialakítású differenciálerősítő nagy közös jel feldolgo-
zását nem teszi lehetővé és egyenáramú csatolás sem engedhető meg a bemeneten,
kivéve, ha a forrás földelt. A bemeneti Darlington-párok (TI—74) ugyanis nulla
kollektor—bázis feszültség mellett üzemelnek. A differenciálerősítő terhelése egy
áramtükör (7’5, T’ó), az aszimetrizált kimenethez földelt emitterű meghajtó fokozat
csatlakozik (7’7). A végfokozat a lehető legegyszerűbb felépítésű kvázi-komplementer
ellenütemű fokozat (7’10—742), amely kisáramú nyugalmi beállításban, tehát gya-
88
2.95. ábra. LM 380 integrált áramkör kapcsolási rajza
korlatilag B osztályú üzemben dolgozik. Az áramkörben még két tranzisztor talál-
ható (T8, T9), amelyek áramtükröt alkotnak és a T2 emitterkörében elhelyezett
ellenálláson (50 kíl) átfolyó áramot biztosítják a meghajtó tranzisztor számára nyu-
galmi áramként. A két dióda a végfokozat kis nyugalmi áramának beállításához szük-
séges feszültségesést állítja elő. A T2—T3 differenciálerősítő emitterköri ellenállásai
segítségével egyébként olyan visszacsatolás van kialakítva, amely egyrészt kb. 50-
szeres (34 dB) feszültségerősítést ad, a kimenet nyugalmi egyenfeszültségét a telep-
feszültség félértéke közelében tartja és szimmetrikus kivezérelhetőséget biztosít.
Az áramkörre megengedett határadatok a következők:
Tápfeszültség: 22 V,
Csúcsáram: 1,3 A,
Bemeneti feszültség: ±0,5 V,
Raktározási hőmérséklet: — 65 °C-----F150 °C,
Üzemi hőmérséklet: 0 °C—1-70 °C,
Kristály hőmérséklet: +150 °C,
Kivezető hőmérséklete (10 s): +300 °C.
A megengedhető disszipáció függ a tokozástól. Nyolc lábú DIP esetén a termikus
ellenállás 187 °C/W, ami 25 °C környezeti hőmérséklet esetén 660 mW-ot ad. A 14
lábú DIP 3-4-5 és 10-11-12 földelendő láb-hármasaihoz hűtőszerelvény forrasztható
és „végtelen hűtés” esetén 25 °C/W hőellenállás érhető el. Ez szobahőmérsékle-
ten 5 W megengedett disszipációt jelent. A lábakhoz 2 darab, egyenként 15 cm2
felületű, 1 mm vastag rézlemezt forrasztva az eredő hőellenállás 35 °C/W, a 25 °C
és 150 °C között lineárisan nullára csökkenő megengedett disszipáció pedig szoba-
hőmérsékleten 3,5 W.
Az áramkör terhelhetőségét, a kivehető hasznos teljesítményt a fenti határadatok
szabják meg. Adott telepfeszültség esetén a megengedett legkisebb terhelőellenállást
az
R
, n2 pv
'vmin ~ 2 Ut2
(2.73)
89
2.96. ábra. Egyszerű hangerősítő
LM 380 áramkörrel
képletből számolhatjuk. Ha PD helyébe az áramkörre megengedett disszipációt
helyettesítjük, akkor kissé túlméretezünk, ugyanis elhanyagoljuk az áramkör többi
elemén fejlődő hő hatását, a beállítást ideálisan B osztályúnak tekintjük stb., de
közel jó eredményt kapunk. A gyár által ajánlott beállítások:
Tápfeszültség: 12 (max. 14) V, 18 (max. 22) V,
Terhelő ellenállás: 4Í2, 8Í2
10% torzítás mellett kivehető teljesítmény: 2,5 W, 4 W.
A nemlineáris torzítás egyébként, félteljesítménynél mérve, nem nagyobb, mint
0,3%, a frekvenciamenet többszáz kHz-ig egyenes. Egyszerű mintakapcsolás a 2.96.
ábrán látható. Mindössze hat diszkrét alkatrészt használva erősítő építhető kristály-
hangszedős lemezjátszóhoz. (A szakadozottan berajzolt hidegítő kondenzátorra eset-
legesen, a tápfeszültség szűretlensége esetén van szükség.) Az erősítő további felhasz-
nálhatósági területe: autórádiók, hordozható rádiók teljes hangfrekvenciás része,
magnetofonok, kis erősítők végerősítő fokozata.
Integrált meghajtófokozat. A Signetics cég SE 540 típusú szilícium alapú áramköre
kisfogyasztású, AB osztályú teljesítményerősítő, amelyet elsősorban komplementer
teljesítménytranzisztor-pár meghajtására terveztek, de kis végfokozatként önmagában
is üzemeltethető.
Az áramkör kapcsolási rajza bonyolult, de meg kell ismerkedni vele, ha a műkö-
dését tárgyalni kívánjuk (2.97. ábra). A bemeneti fokozat itt is, mint az előbbi erő-
sítőnél, szimmetrikus, mégpedig komplementer-kaszkód fokozatokból épített diffe-
renciálerősítő (75—77, ill. 76—78). A komplementer elv használata a szintáttevést
feleslegessé teszi, így a kimenetek közvetlenül hajtják a 715—716, ill. 717—718
differenciálerősítőket, amelyek kimeneteiről — egy sajátos kivitelű, kaszkóddal
kombinált áramtükrön keresztül — ellenkező fázisban vezérlődnek a 725—726,
ill. a 729—730 Darlington-végtranzisztorok.
Az áramkör táplálása jellegzetesen kéttelepes: a be- és a kimenet átlagos feszült-
ségszintje azonos.
Határadatai a következők:
Tápfeszültség: ±27 V,
Raktározási hőmérséklet: — 65 °C —p J 50 °C,
Üzemi hőmérséklet: — 55 °C — ±125 °C,
Megengedhető disszipáció: 1W (25 °C környezeti hőmérsékletnél, e fölötti
hőmérsékleten lineárisan csökken 8 mW/°C meredekséggel).
A nyugalmi áramfelvétel 13, -=20mA. A kimenetén ugyanakkor ±150 (de
legalább ±120) mA áram nyerhető. Ha ezzel közvetlenül a fogyasztót hajtják meg,
±25 V telepfeszültség és 300 ohm terhelő ellenállás választással 1 W hasznos telje-
sítmény nyerhető, 40 dB (ajánlott) visszacsatolt erősítés mellett. Az elrendezés a 2.98.
ábrán látható, további jellemzői pedig:
Bemeneti ellenállás: 20 kQ,
Erősítésváltozás a megengedett hőmérsékleti határok között: ±0,1 dB,
90
2.97. ábra. SE 540 integrált áramkör kapcsolási rajza
+ 25V
Felső határfrekvencia ( — 1 dB): 500 kHz,
Torzítás (fél teljesítménynél) 0,25; <0,5%,
Telepfeszültség-elnyomás: 90, >80 dB,
Közösjel-elnyomás: HOdB,
Jelváltozási sebesség: 200 V/ps,
Kimeneti zajfeszűltség (50... 500 000 Hz, 600 Q lezárásnál): 10 pV.
Az áramkör védve van a kimeneti rövidzár hatásától. Ha az J?24, ill. az R26
ellenállásokon átfolyó kimeneti áram hatására T24, ill. T27 megnyit, akkor a meg-
felelő kimeneti tranzisztorok zárásba vezérlődnek, azaz csökken a kimeneti áram.
Az integrált áramkör valódi felhasználási területe a meghajtás. Komplementer
tranzisztorpárral kiegészített formában a kapcsolási rajz a 2.99. ábrán látható. Ebben
az elrendezésben szerepet kap az integrált áramkör további 3 tranzisztora. A vég-
tranzisztorok bázisai között kb. 600 mV nyitófeszültség jön létre a diódának kötött
731 bázisa és emittere között. Ha ez nem lenne megfelelő, szabályozható, mégpedig
600mV-nál nagyobb feszültség állítható be a 2.100. ábra szerinti elrendezésben,
de ez már általában egyéni beszabályzást kíván annál is inkább, mert a végtranzisz-
torok emitterkörében nincs áramhatároló soros ellenállás beépítve. A tűláramvéde-
2.99. ábra. 35 W -os végfokozat SE 540
áramkörrel
2.100. ábra.
Szabályozható nyugalmi
áramú változat
92
lem érzékelő ellenállásai a kollektorkörökbe kerültek, mert az ezekhez csatlakoztat-
ható szabályozó tranzisztorok (723 és 730) emitterei a telepekhez csatlakoznak,
és fázisfordítás után vezérlik a végtranzisztorokat. Ugyanis, ha valamelyik végtran-
zisztor kollektorán a megengedettnél nagyobb áram folyna, akkor ezt csökkenteni
a bázis ellenkező irányába való elmozdításával lehetséges. A végerősítő tranzisztorok
egyébként nemcsak túláram, hanem túlzott disszipáció ellen is védve vannak. Ez azt
jelenti, hogy az áramkorlátozó védelem annál kisebb áramnál lép be, minél nagyobb
a tranzisztorok kollektor—emitter feszültsége. Az utóbbinak a 8,2 kQ—56 Q által
leosztott értéke ugyanis hozzáadódik a 0,18 ohmos ellenállások (árammal arányos)
feszültségeséséhez és ha a két feszültség összege eléri a kb. 600mV-ot, a korlátozó
áramkör működni kezd.
Minőségi jellemzőit illetően az utóbbi, kb. 35 W-os végfokozat megközelíti
a végerősítőnek használt meghajtóét, legfeljebb a sávszélesség és a torzítás romlik nem
jelentős mértékben. Feltételezve, természetesen, megfelelően gyors és állandó áram-
erősítésű végtranzisztorokat, amilyenek könnyen találhatók.
Tranzisztoros teljesítményerősítő. Egyszerű felépítésű, jól bevált teljesítmény-
erősítő kapcsolási rajza látható a 2.101. ábrán. A felépítés, hasonlóan a 2.95. ábra
áramköréhez, kvázi-komplementer végfokozathoz alkalmazkodik, kiküszöbölve az
igényesebb komplementer végtranzisztor-pár beszerzésének szükségességét. Ugyan-
akkor viszonylag nagyobb teljesítményű meghajtó tranzisztorok vannak beépítve,
ezek A osztályú munkapontba állítva, kis szinten szolgáltatják a kimeneti teljesít-
ményt. így teljesen kiküszöbölhető a B osztályra jellemző és kis szinten jelentkező
keresztezési torzítás. A nagyobb jelszinten bekapcsolódó végtranzisztorok termikus
stabilitása igen jó, ugyanakkor védelmükről az előzőkben megismert teljesítmény-
korlátozó kapcsolás is gondoskodik.
2.101. ábra. Diszkrét elemekből épített teljesítményerősítő kapcsolási rajza
93
Az erősítő táplálása egytelepes, a kimenet kondenzátorral van leválasztva.
A meghajtó fokozat kollektorkörében áramforrás helyett ellenállás található, azaz
nagy kivezérlésnél jelentősen változik a meghajtó árama. Ez főleg csökkenő áram
irányában okoz torzítást. Hogy ezt elkerüljék, a munkaellenállást nem a földre, hanem
a negatív feszültségre is átlendülő, egyenfeszültség-leválasztott terhelésre kötik,
vagyis utánhúzást alkalmaznak. Előnyös tulajdonsága még a végfokozatnak a kime-
neten nyugalmi állapotban mérhető fél-feszültség, ami egyébként bekapcsoláskor
lassan nő fel. Mindezt a bemeneti osztó és a csatolásmentesítő C2 kondenzátor
ábra szerinti elrendezése biztosítja. A maximális torzítatlan kimeneti teljesítmény
kb. 20 W, ez 8 Q terhelésre 40 V, 4 Í1 terhelésre pedig 30 V tápfeszültségről nyerhető.
A végfokozat belső erősítése is viszonylag lineáris, a 20 dB erősítésre visszacsatolt
esetben a torzítás 0,2% alatt marad.
94
• Átviteltechnikái erősítők
3.1. A vezeték tulajdonságai
Elektromos jeleknek vezető érpáron való továbbításával foglalkozik az átvitel-
technika. A veszteségek kiegyenlítésére szolgáló erősítők sajátos feladatot látnak el:
egyrészt illeszkednek a kábel tulajdonságaihoz, másrészt rendszertechnikai igényeket
elégítenek ki a vezeték jó kihasználhatósága, információs csatornák zavartalan egy-
idejű, párhuzamos üzemének megvalósítása érdekében.
A vezetékes hírközlés fontossága a rádiós összeköttetések, valamint a most
kialakuló fényvezetős összeköttetések figyelembevételével is kiemelkedő. A jelforrás-
hoz (szakkifejezéssel: az összeköttetést hasznosító előfizetőhöz) közel a jel mindig
vezetéken továbbítódik, de a nagy távolságú összeköttetések jelentős hányada is
vezetékes marad: nemcsak a meglevő vonalakat tartják fenn, hanem újakat is tele-
pítenek.
A következőkben nem tudjuk az átvitel valamennyi elektronikai elemét tár-
gyalni, ismertetni, hanem csak az erősítők tervezésének és építésének, részben az üze-
meltetésének főbb kérdéseit foglaljuk össze. A terület igen jól kidolgozott, nemzetközi
előírások rögzítik az alkalmazásra kerülő rendszerek valamennyi alapvető műszaki
adatát, hogy az átvitel minősége kellő szinten biztosítható legyen a világ bármely
pontján elhelyezkedő két előfizető között. Szigorú minőségi követelményeknek kell
megfelelniük a legegyszerűbb helyi berendezéseknek is, mert bármely pillanatban
egy nagytávolságú összeköttetés részeként alapvetően befolyásolhatják a teljes lánc
eredő használhatóságát.
Az átviteltechnikai erősítők feladata az elektromos vezeték által okozott át-
viteli hibák, torzítások csökkentése, eltüntetése. Ezért bevezetőben a vezeték tulajdon-
ságaival kell röviden megismerkedni.
Vezetéktípusok. Az elektromos vezeték anyaga a jól vezető réz, vagy annak nagyobb
szilárdságú ötvözetei, újabban ritkán alumínium, esetleg acél.
A vezetékek feloszthatok légvezetékekre és kábelekre, az utóbbiak elhelyezhetők
a földön, földben, víz alatt, vagy oszlopokon, légkábel formájában. Valamennyi
vezetéktípus alapvetően másként van igénybe véve a környezeti behatások szempont-
jából, ami befolyásolja a hozzájuk csatlakoztatott elektronikai egységek kialakítását.
A légvezetékek oszlopokon, állványokon elhelyezett, szigetelő testekhez rögzí-
tett érpárból készülnek (3.1. ábra). Az erek átmérője 1,5...8 mm, távolsága, valamint
a környező érpárokhoz és zavarforrásokhoz való viszonylagos helyzete különböző.
A környezetből a vezetékbe indukált zavarok csökkentése érdekében a légvezetéket
mintegy megsodorják: oszlopról oszlopra változtatják a vezetékeknek a környezethez
3.1. ábra. Légvezeték metszete
95
a.)
3.3. ábra. Koaxiális
vezeték metszete
3.2. ábra. Csillag és DM érnégyes metszete
való viszonylagos helyzetét. Ezzel elérik, hogy csökken a szomszédos vezetékpárok
közötti áthallás és a zavarszint, feltéve, hogy a zavaró tér hosszú szakaszon elegendően
homogén és az egyes szakaszokban indukált zavaró jelek egymást kioltják.
A kábelek szimmetrikus vagy koaxiális ereket tartalmaznak. A szimmetrikus
érpár szigetelővel bevont 0,35... 1,3mm átmérőjű réz, esetleg alumínium vezetőből
készül laza sodrással. A szigetelő anyaga papír, esetleg impregnált papír, újabban
habosított műanyag. Feladata a szigetelés és előnyös, ha minél kisebb mértékben
növeli az érpár elektromos kapacitását, valamint a sönt jellegű veszteséget, az át-
vezetést. A szimmetrikus érpárokat rendszerint páronként is összesodorják és az így
létrejött érnégyesekből épül fel az esetleg többszáz érpárat tartalmazó kábel, amely
külső burkolattal ellátva kerül beépítésre. A burkolat feladata a mechanikai, kémiai
hatásoktól való védelmen túl esetleg az elektromos árnyékolás is.
Az érnégyesek kialakítása többféle lehet. Elterjedtebb (3.2. ábra) a szimmetrikus
elrendezésű csillag, amelyben az átellenes vezetékek alkotnak egy-egy érpárt, vala-
mint az önállóan összesodort érpárokból sodort DM érnégyes. Az utóbbiban az ér-
párok egymás közötti kapacitása kisebb, mint a csillag érnégyesben, mivel átlagos
távolságuk nagyobb, de a térkihasználás rosszabb.
A nagyobbfrekvenciás, helyileg gyorsan változó zavaró terek ellen szimmetrikus
lerendezés és sodrás kevéssé véd. Ezért alakították ki a koaxiális kábeleket (3.3. ábra),
amelyek belső erét árnyékoló csőként kialakított külső ér vesz körül. A vezetők
közötti teret előnyös lenne üresen tartani, ezt azonban műszakilag nem lehet meg-
valósítani és a távolság tartásáról — összefüggő vagy csak helyenként beépített —
szilárd dielektrikum gondoskodik. A külső köpeny is csak ritkán cső, általában fém-
szálból font harisnyával helyettesítik, ami a gyárthatóságot biztosítja, de kebésbé
tökéletesen árnyékol. A harisnya külső felületét általában szigetelő anyag burkolja,
s az így kialakított koaxiális eret vagy közvetlenül építik be a kábelbe, vagy előbb
kettőt érpárrá sodornak. Az így létrejött szimmetrikus koaxiális árpárat közösen
felhasználva nyerhető a legzavarmentesebb összeköttetés.
Az átvitel alapegyenletei. A vezeték egységnyi hosszúságú szakasza soros impedan-
ciával és sönt admittanciával jellemezhető (3.4. ábra). A paraméterek kis frekvenciára
számolható értékét a 2. táblázat tartalmazza. Itt q a vezeték anyagának fajlagos
ellenállása, e0 és p0 a vákuum dielektromos állandója és mágneses permeabilitása.
A koaxiális kábelre adott formulákban feltételeztük, hogy a külső köpeny kereszt-
R L
"	3.4. ábra. Egységnyi hosszúságú vezeték elektromos
o____________ I ______o jellemzése
96
2. táblázat. Elektromos vezetékek alapvető jellemzői
	légvezeték	koaxiális vezeték
p	24?	24?
	nd2	nd2
L	Uo ( 1 , 2D\ — 1	l-ln	1 n ( 4	d )	Ho , D 	In — 2n d
G	« 0	0
(7		2we0er
	In 2D/d	In D/d
metszete azonos a belső erével, és vastagsága elhanyagolható. A belső tér er relatív
dielektromos állandójú anyaggal van kitöltve.
Sodrott szimmetrikus érpárra összefüggéseket nem adtunk meg, mert vagy érte-
lemszerűen azonosíthatók a légvezetékkel, vagy nehezen számolhatók. Ez utóbbi
különösen a kapacitásra vonatkozik, ezeknek a vezetékeknek a dielektromos tere
igen inhomogén és ezért inkább méréssel határozzák meg a paramétereket. Vonatko-
zik ez persze minden vezetéktípusra, kisebb-nagyobb mértékben. Pontos, széles
frekvenciatartományra kiterjedő jellemzésnél figyelembe kell venni a paraméterek
frekvenciafüggését is: elsődlegesen nő a soros impedancia rezisztív összetevője a bőr-
hatás miatt, nagy frekvencián a söntvezetés soha nem hanyagolható el. Talán a veze-
ték kapacitása a leginkább frekvenciafüggetlen jellemző (3.5. ábra). Változnak a para-
méterek a hőmérséklet, a környezeti behatások (beázás, zúzmaraképződés, mecha-
nikai deformációk stb.) függvényében és időbeni változást okoz a készítéshez fel-
használt anyagok öregedése. A paraméterek méréssel való meghatározásánál ne
feledkezzünk meg arról, hogy az egységnyi hosszúságúnak választott vezeték mindig
jóval rövidebb legyen a mérési frekvenciához tartozó hullámhossznál, hogy valóban
az elemi jellemzőket méljük.
Egy valóságos, véges hosszúságú vezeték az egységnyi hosszúságú szakaszok —
pontosan végtelen sok elemi szakasz — kaszkád kapcsolásából adódik. Az / hosszú-
ságú vezeték, mint négypólus (3.6. ábra) alapegyenletei a következő formában írha-
tók fel:
Mi = u2 ch yl+Í2^o sh yk
3.5. ábra. A szimmetrikus
vezetékpár paramétereinek
frekvenciafüggése, jellegre
helyes ábra
(3.1)
3.6. ábra. A vezeték
alapegyenletének felírásához
7 Elektronikai erősítők
97
Kl egyenletekben szereplő mennyiségek közül Zo a vezeték hullámellenállása:
1 / R +j<oL
Zn — 1/ _	,
f G+jcoC
míg y a terjedési együttható:
y = V (R + j(oL)(G +jcoC).
A Z2 impedanciával lezárt vezeték bemenetén mérhető impedancia:
Z2 eh yl+Z0 sh yl
Zbe==
eh yl-\-sh yl
Z0
ami
^be ~ Z0
(3-2)
(3.3)
(3-4)
értékre egyszerűsödik hullámimpedanciával való lezárás, Z2=Z0 esetén.
A vezetéken, általános esetben, az elektromos hullám végighalad, a zárásokon
visszaverődik és ismételten végighalad, míg a veszteségeken és a zárásokon fel nem
emésztődik az energiája. Hullámimpedanciával való lezárás esetén visszaverődés
nincs, a jel egyszeri végigfutás után eltűnik. Hullámimpedanciától eltérő lezárás
esetén a visszavert és beeső feszültség viszonyát a reflexiós tényező adja meg:
A megfelelő áramok viszonyára — r jellemző, a beeső feszültség és áram viszonya
ugyanis Zo, a visszaverteké — Zo.
Szükségünk lesz az üzemi átviteli tényezőre, amely a mindkét oldalán lezárt
négypólus jellemzője. Értéke a Z2 impedanciájú fogyasztón a Zx impedanciájú
generátorból — ideális, veszteségmentes illesztő transzformátor közbeiktatásával —
nyerhető maximális feszültségnek és a fogyasztón a szóban forgó négypólus közbe-
iktatásával nyert feszültségnek a viszonya (3.7. ábra):
p _ M2opt _ (Zj Z2+ Zo) sh y/+(Zt+Z2)Z0 eh yl	„
«2	ZZoföZz
A hullámimpedanciák közé iktatott (Z1=Z2=Z0) négypólus átviteli tényezője a
r = exp yZ	(3.7)
alakra egyszerűsödik.
Zl
3.7. ábra. Az átviteli tényező felírásához
98
A r logaritmikus megadása a szokásos:
g = a+ jb = lóg r.	(3.8)
Itt az a mennyiség a csillapítás, b pedig a fázis forgatás. Az utóbbi deriváltja adja
a futási időt:
-db
T = ----
tko
(3-9)
Közelítő összefüggések. Kis söntvezetésű vezetékre, amilyennek kis frekvencián
az átviteltechnikai vezetékek is tekinthetők, közelítő összefüggéseket adhatunk meg
a reflexiómentes lezárást biztosító hullámellenállás és a terjedési együttható értékeire.
A (3.2)-vei adott hullámellenállás közelítő értéke:
R +j<űL
jwC
(3.10)
Kis frekvencián, ha R»ioL, a hullámellenállás
R , -j/ R
Zo 1/ .	— (1 j)l/ T
' jcoC ' 2coC
(3.11)
azaz egy olyan impedancia, amelynek valós és képzetes része közel egyenlő (fázis-
szöge —45°), nagysága a frekvencia gyökével arányosan csökken. Nagy frekvencián,
másik szélső esetben, azaz, ha R<sca>L, akkor
(3.12)
azaz a hullámellenállás ohmos és állandó. Reciprokának, l/Z0-nak a helygörbéjét —
a (3.11) és (3.12) közelítésekből — a 3.8. ábrán mutatjuk be, jellegre helyesen.
Hasonlóan értékelhető ki a terjedési együttható. A (3.3) összefüggésből:
y & V(R+jwL)j(üC.	(3.13)
A fenti két esetben:
y^V jmRC = (1 + j)|/	, ha R » wL,	(3.14)
ill.
y %J/-ío2LC = jíoÍEc, ha R«wL.	(3.15)
Re( 4-1	3.8. ábra. A hullámimpedancia reciprokának helygörbéje
z0
99
A terjedési együttható közelítő értékéből számolható az egységnyi hosszúságú
vezeték csillapítása és fázis forgatása:
1/ coRC	]/ coRC
a tel/---, b V -----, ha fi » coL,
12	1	2
a te 0, b te co^LC, ha R<sz coL.
(3.16)
(3.17)
Látható, hogy a fázisforgatás a frekvencia növelésével először négyzetgyökösen,
majd lineárisan nő. Deriváltja, a futási idő:
ill.: t=]/LC
(3.18)
kis frekvencián nagy, a frekvencia négyzetgyökével csökken, majd állandósul.
A (3.16) összefüggésből a csillapításra kiolvasott közelítés, nevezetesen, hogy
a csillapítás a frekvencia növelésével gyökösen nő, általánosságban elfogadható, míg
a (3.17) nulla értéke nem teljesül.
Mérési eredmények. A 3.9. ábrán különböző átmérőjű szimmetrikus vezetékek
csillapítását, a 3.10. ábrán hasonló vezetékekre a terjedési sebességet adjuk meg
a frekvencia függvényében. Látható, hogy kellő óvatossággal a (3.16)—(3.18) össze-
függések, a függés jellegének kifejezésére, használhatók. Alapvetően az itt figyelembe
nem vett, már említett, bőrhatás, továbbá a szintén nagyobb frekvencián jelentkező
söntveszteségek adják az eltérést és érvénytelenítik az egyszerű közelítő összefüggé-
seket.
Ne felejtsük el, hogy a csillapítás és a forgatás fenti számított értékei mindkét
végén hullámimpedanciával lezárt vezeték esetén érvényesek. Ez mérésnél gyakran
nehézséget okoz, elsősorban kis frekvencián, ahol a hullámimpedancia frekvencia-
függése nem elhanyagolható, fázisszöge is változó. Ezért gyakran, egyezményesen,
600 ohm zárások között mért jellemzőket adnak meg. Ezeket az eredményeket óva-
tosan kell kezelni, ha egységnyi hosszról valóságos vezetékre térünk át. Nagyobb
frekvencián ez a nagymértékű függés megszűnik és a szimmetrikus érpárok — típustól
függően — 120... 150fi körüli hullámellenállást mutatnak. Koaxiális kábelekre ez
az érték 50...75 fi, frekvenciától többé-kevésbé függetlenül.
3.9. ábra. Csillapítás-görbék
3.10. ábra. Terjedési sebesség vezetéken
100
3.2.	Az erősítőkről általában
Frekvenciatartomány. A vezetéken üzemelő rendszerek, legalábbis az erősítést
igénylők, a következő frekvenciatartományt használják:
a)	telefon:	300...3400 Hz,
b)	zeneátvitel:	50...6400 Hz,
50... 10 000 Hz,
40... 15 000 Hz,
c)	kis csatornaszámú (1... 10 csatorna) vivőfrekvenciás rendszerek: 20.. .300 kHz,
d) vivőfrekvenciás (SSB) rendszerek:
12 csatornás: 12...60 kHz,
24 csatornás: 12... 108 kHz,
60 csatornás: 12...252 kHz,
120 csatornás: 12...552 kHz,
300 csatornás: 60... 1300 kHz,
960 csatornás: 60...4028 kHz,
2700 csatornás: 60... 12 000 kHz, és így tovább.
e) videotelefon-rendszerek:
20 Hz...l MHz,
20 Hz...4 MHz.
Az egyéb (távíró, adatátviteli, képtávíró stb.) rendszerek általában a telefoncsator-
nán viszik át a jelet, többletszolgáltatást nem igényelnek.
Lezárások. A reflexiók elkerülése végett a vezetékeket mind a fogyasztó, mind a gene-
rátor oldalon illesztve igyekeznek lezárni. A koncentrált elemekből épített lezáró
impedancia soha nem adhat pontos lezárást az osztott paraméteres vezetéken, de
ez nem is követelmény, mivel néhány százalékos reflexió nem befolyásolja a vezetéken
terjedő jel szintjét. Sokkal inkább kell ügyelni — szimmetrikus érpároknál — a szim-
metrikus, földfüggetlen zárásra, aminek elmulasztása kellemetlen áthallásokat ered-
ményez a kábel többi vezetékeire. Az érpáron érkező közösmódusú jel elnyomásának
is leghatékonyabb eszköze a szimmetrikus lezárás.
A lezárás lehet passzív vagy aktív. Az előbbire mutat példát a 3.11. ábra. Az el-
terjedt erősítők feszültségerősítő jellegűek, amelyek bemeneti ellenállása elhanyagol-
hatóan nagy, a kimeneti pedig közel nulla értékű. Egy ilyen erősítő bemenetére veze-
téket csatlakoztatva, a helyes lezáráshoz a bemeneti kapcsokat át kell hidalni a hullám
ellenállásnak mefelelő impedanciával. Ezt — az ábra szerint — közvetlen csatlakozás-
sal, elválasztó transzformátor közbeiktatása nélkül végezzük. Meg kell mondani,
hogy nem ez a használatos elrendezés, hanem sokkal inkább a 3.12. ábra szerinti,
ahol a hatékony KJE mellett mód nyílik az erősítőt meghajtó generátor impedancia-
módosítására, ami előnyös lehet kis zajtényező biztosításához is. Ugyanakkor
egyszerű, aszimmetrikus bemenetű erősítő is használható, ami az integrált műveleti
erősítők korában nem különösebb előny.
A 3.11. ábrán bemutatott passzív, közvetlen kimenő oldali csatlakozás — a szim-
metrikus vezeték meghajtásához — csak különleges, szimmetrikus, mindkét kimene-
ten közel nulla belső ellenállású erősítőhöz alkalmazható. Ez ismét inkább elvi meg-
oldásnak tekinthető, mintsem realizálhat ónak.
3.11. ábra. Passzív lezárás,
közvetlen csatolással
101
1:n	1:m
3.12. ábra. Passzív lezárás, transzformátoros csatolással
A gyakorlatban szinte kizárólagosan használatos passzív lezárás elválasztó-
transzformátorok közbeiktatásával alakítható ki. Az elrendezés a 3.12. ábrán lát-
ható. Az alkalmazott erősítő közönséges műveleti erősítő típusú, legalábbis a csat-
lakozásait illetően, de, mint fent említettük, a szimmetrikus bemenet nem követel-
mény.
A transzformátorok minősége jelentősen befolyásolja a csatlakozások, lezárások
helyességét. Általában követelmény, hogy az átviteli sávban 1...2%-nál kisebb hibát
adjanak és a vezetékekhez csatlakozó tekercselések földszimmetriájára is szigorú
előírások vannak. Méretezésükkel itt azonban nem foglalkozunk.
Az erősítőben alkalmazott negatív visszacsatolás lehetővé teszi, hogy aktív le-
zárást alakítsunk ki és elektronikusan valósítsuk meg a lezáró ellenállásokat. A be-
meneti oldalon ez pl. a 3.13. ábra szerinti elrendezéssel valósítható meg. Mint isme-
retes, fázist fordító erősítő be- és kimenete közé kapcsolt Z impedancia a bemeneti
kapcsok között
Z'se = 7^7	(3-19)
1 — A
egyenértékű ellenállást valósít meg. Az A-^0 erősítést negatív visszacsatolt erősítővel
pontos értékre tudjuk beállítani:
A=-------(3.20)
amit helyettesítve:
, R2
Zbe = Z---—
Rt+R2
(3.21)
Az erősítő bemenetén közel nulla feszültség jelenik meg, ezért a bemenettel még
R2 is párhuzamosan kapcsolódik:
Zbe — ZbtXk2,
(3.22)
az utóbbi korrekció esetleg figyelmen kívül is hagyható, ha a Zbc«R2 egyenlőtlenség
teljesül.
3.13. ábra. Bemenőoldali
aktív lezárás
3.14. ábra. Kimeneti
aktív lezárás
102
Míg a bemenet aktív lezárásával ritkán találkoznak, a kimeneten a megoldást
gyakran alkalmazzák, mivel így a kivezérelhetőséget lehet közel kétszeresére növelni.
Az egyik lehetséges elrendezés ehhez a 3.14. ábrán látható. A bemenetre mind a ki-
meneti feszültséggel, mind a terhelésen folyó árammal arányos jelet visszacsatolva,
a létrehozott kimeneti ellenállás értéke a következő:
zz^^,	(3.23)
R2
ha feltesszük, hogy az Rt—R2 visszacsatoló ellenállások terhelő hatása elhanyagol-
ható. Az elrendezés, természetesen, erősítésre alkalmas, a vezérlés akár a fázist nem
fordító bemenetre, akár R3 hideg sarkára beiktatható. Célszerűen a visszacsatolás-
mentes bemeneten vezérlünk, így a be- és a kimenet csatolása nem jön létre, csak az
erősítőn keresztül.
Terhelés. Az átviteltechnikai erősítők kimenetén a jelszint rendszertechnikailag igen
gondosan meghatározott. Az előírások kialakításakor sok szempontot figyelembe
vettek, többek között azt, hogy elegendően nagy legyen a szint ahhoz, hogy elegendően
hosszú vezetékszakaszon csillapodva se kerüljön a hasznos jel a zavarszint közelébe,
de ne legyen olyan nagy, hogy az áthallás miatt a szomszédos vezetékek üzemét
zavarja. Csökkenti a megengedhető jelszintet az elektronikai erősítők korlátozott
kimeneti terhelhetősége.
Egyetlen csatorna jelének továbbításakor az előírt kimeneti jel szintje és így
az erősítő terhelése egyértelmű, határozott és gyakorlatilag állandó. Nem ilyen egy-
szerű a helyzet a sokcsatornás rendszerek erősítőinél. Itt az egyes csatornákban a jel
esetleges, véletlenszerű, de maximális terhelés is előfordulhat, ti. akkor, ha minden
csatorna egyidejűleg üzemel. Ez utóbbira is számítani kell és ekkor sem szabad az
erősítőnek túlvezérlődnie.
Abszolút biztonsággal tehát az erősítőt az N csatorna, csatornánként mn feszült-
ségű kimenő jelének összegére kell méretezni:
(wümax = Nun.	(3.24)
Ez azonban igen nagy kimenetifeszültség-terhelést jelenthet. Pl. 7V=1000 esetén,
csatornánként csak, mondjuk 300 mVeff feszültséget megengedve, a kimenetet 300 Veff
feszültségre kellene méretezni, ami, láthatóan, horribilisen nagy.
Ugyanakkor az így méretezett erősítő nincs kihasználva, mert bizonyos, hogy,
ha egy csatorna maximális kimeneti teljesítménye pl. 1 mW, az ezer csatorna csak
1 W hasznos teljesítményt igényel. De megengedhető-e, hogy a terhelést ne a feszült-
ségek, hanem a teljesítmények összegével vegyük figyelembe, azaz
(Wki)max = VN uN	(3-25)
Áltlegyen? alában a válasz: igen. Legfeljebb némi tartalékot építünk be, főleg kis
csatornaszám esetén, mert minél nagyobb a rendszerbe foglalt csatornák száma, annál
bizonyosabb, hogy az egyes csatornákban a jel pillanatértékei nem egyszerre adják
a maximumot, hanem ezek statisztikusan eloszlanak. Ekkor pedig a négy?etgyökös
összeadás jogos és helyes eredményt ad.
Torzítás. Alapvetően eltérőek a követelmények az egy- és a többcsatornás rendszerek-
ben a megengedhető nemlineáris torzítás szintjét illetően, mert míg az előző esetben
a torzítás csak az egyetlen csatorna jelének minőségét rontja, a torzítással együtt
jelentkező intermodulációs termékek áthallást, csatolást hoznak létre az utóbbiban.
Ez több okból nem megengedhető. Egyrészt a zavarszint nem elhanyagolható mérték-
ben romlik, ugyanis ne felejtsük el, hogy egy időben több, különböző frekvenciás
jel intermodulációs terméke eshet ugyanabba a csatornába, másrészt —- esetleg ért-
103
hető áthallás keletkezésekor — a csatornák egyedisége, szétválasztottsága: a továbbí-
tott jel titkossága vész el.
Az átviteltechnikában a torzítást is csillapítás-jelleggel adják meg. Pl. fc=l%
torzítás esetén azt mondják, hogy a torzításcsillapítás 40 dB. Az előírásokban nem
ritka a 60...80 dB értékű torzításcsillapítás megadása, ami csak igen gondosan ter-
vezett és épített erősítőkkel biztosítható.
Zajok, zavarok. Fordítsuk figyelmünket először a termikus zajokra. Megállapít-
ható, hogy egy mindkét végén hullámellenállásal lezárt vezeték lezáró ellenállásain
mérhető zajfeszültség független a vezeték hosszától és csak a hőmérséklet és az ész-
lelési sáv szélessége határozza meg. A hasznos jelre ez nem áll fenn: szintje a távolság
növelésével folyamatosan csökken (3.15. ábra). Az adó és vevő közötti távolság növe-
lésével tehát a jel—zaj viszony fokozatosan csökken. Ha úgy akarnánk nagy távolságú
összeköttetést létesíteni, hogy nem akadályoznánk meg a jel csillapodását és csak
a vevőoldalon alkalmaznánk erősítőt, akkor a rendelkezére álló adószint, a termikus
zajszint, a vezeték hossz egységre eső csillapítása és a vételnél megkívánt jel—zaj
viszony egyértelműen meghatározná az áthidalható távolságot.
Közbenső erősítőket beiktatva a jel—zaj viszony romlása nagyobb távolságon
is kisebb mértéken tartható. A 3.15. ábra alkalmas a viszonyok mennyiségi kiértékelé-
séhez. Egyenlő (az ábrán a közbenső erősítő nélkül áthidalható távolság felével
egyenlő) távolságra erősítőket iktatunk be. Legyenek ezek zajtalanok, vagyis kimene-
tükön a zaj pontosan annyiszorosára nőjön, mint a hasznos jel. Ez azt eredményezi,
hogy a láncban a második erősítő helyén az erősítő kimeneti zaja pontosan a termikus
zaj teljesítményszintjén jelenik meg. Az ott levő termikus zajjal összeadva, a zajtelje-
sítmény kétszereződik. Ez a 3 dB-lel megemelt zajszint képezi a második — zajtalan-
nak tekintett — erősítő bemeneti zajjelét, ami a harmadik erősítő bemenetéig a ter-
mikus zaj teljesítményszintje kétszereséig csökken. A következő, harmadik erősítő
bemeneti zajteljesítménye így a termikus szint háromszorosának felel meg. Látható
a törvényszerűség: n-számú zajtalan erősítő M-szeresére növeli a termikus zaj telje-
sítményét.
Igen kisszámú erősítőt alkalmazva a vétel helyén a hasznos jel szintje csökken,
igen nagyszámút beépítve pedig a termikus zaj szintje nő meg. Meghatározható egy
optimális erősítőszám. Legyen Po a hasznos jel szintje az adónál, a vezeték hosszegy-
ségre eső (logaritmikus) csillapítása a, azaz teljes csillapítása al. Jelöljük továbbá
a termikus zajteljesítményt Pz0-lal (PZ0=4á:7z1/). Iktassunk a vonalba (a vétel
3.15. ábra. Zajtalan erősítők beiktatásának vizsgálatához

helyén beépítettel együtt) n darab erősítőt. Ekkor a vétel helyén — erősítés előtt —
a jelszint:
P0/n l exp al,
az utolsó erősítő bemenetére számolt termikus zajszint pedig
aPzo-
A kimeneti jel—zaj viszony a kettő hányadosából:
(J-Z\i = ^-^------------.	(3.26)
Z° w/exp al
Egyszerűen számolható, hogy a n-től függő tényezőnek maximuma van
"opt = al	(3.27)
választásnál, az ekkor nyerhető optimális jel—zaj viszony pedig:
U-Z)kiopt = — ——.	(3.28)
Pz02,72n
Használjuk figyelmesen a két utóbbi összefüggést. A vezeték csillapítását
Neper-ben kell figyelembe venni. Például, ha a teljes vezeték csillapítása (a be- és
kimeneti teljesítmények viszonyából) 100-szoros, azaz 20 dB, ami 4,6 N-nek felel
meg, az optimális erősítőszám,
«opt = 4,6.
Ezt persze a valóságban négyre vagy ötre kell kerekíteni. A jel—zaj viszony romlása
pedig — zajtalan erősítőket használva — 12,5-szeres, azaz 1,25 N vagy 11 dB.
Némileg módosul a helyzet, ha az erősítők zajosak. Legyen a zajtényezőjük F.
Egyszerűen belátható, hogy az első erősítő kimenetén a termikus zajhoz hozzáadott
kimeneti zaj ekkor F-szer, a második kimenetén 2A-szer akkora, mint a zajtalan
esetben volt. Vagyis a kimenetről az utolsó erősítő bemenetére visszaszámolt termikus
zajszint
nFP7jj
nagyságú. Az eredő jel—zaj viszony romlás F-szeres, de az erősítők egységnél nagyobb
zajtényezője a szakaszokra bontás optimumát nem befolyásolja.
Végül fel kell vetni a kérdést, hogyan alakul a kimeneti jel—zaj viszony akkor,
ha a vonalon nemcsak termikus zaj termelődik, hanem külső zavarforrások megemelik
a zaj szintjét. Általános esetben, a zavarforrások helyének ismerete hiányában fel-
tehetjük, hogy a zavar egyenletesen oszlik meg és ekkor egyszerűen Pz0 nagyobb
értékét vesszük (3.28)-bán figyelembe. A zavarforrás helyének és erősségének is-
meretében beiktatott jelforrásként kezelhetjük a zavart is és a 3.15. ábra szerinti
szintdiagram felhasználásával értékelhetjük ki a kimeneti zavarszintet. Mindeneset-
re, érdemes megjegyezni, hogy az erősítők saját zaja gyakorlatilag elhanyagolható,
ha a vonal zajossága F-nél nagyobb mértékben nő a külső zavarforrások hatásaként.
Erősítésszabályozás. A vezetékek csillapítása a hosszúságtól függ, de adott kábel-
hossz esetén a külső, környezeti hatások függvényében változik. A védettebb föld
alatti kábeleknél a változás viszonylag kisebb mértékű és lassabb (nagyságtend,
érték: ±5%/év, ±l%/nap, kivéve az intenzív behatásokat, mint amilyen a beázási
szakaszcsere stb.), a légvezetékek gyorsabban és közel egy nagyságrenddel nagyobb
mértékben változtatják jellemzőiket.
105
A beiktatott erősítőknek ezt a változást ki kell szabályozni. E célból meghatáro-
zott és állandó adószint mellett jelet vezetnek végig a vezetéken, amelynek szintjét
az erősítők kimenetén szabályozó automatika beépítésével állandó értéken tartják.
Érzékelendő jelnek ritkán használható a hasznos jel valamely jellemzője (mint pl.
kétoldalsávos amplitúdó modulált jelnek az állandó amplitúdójú vivője), e helyet
kizárólag az erősítésszabályozás céljára pilóta- (vagy az angolból meghonosodott
pilot-) jelet szokták továbbítani.
Szélessávú átvitel esetén figyelembe kell venni a csillapításváltozás frekvenciától
való függését, általában növekvő frekvencián a változás nagyobb mértékű. Ezt több,
különböző frekvenciájú pilótajel továbbításával és szintjének érzékelésével lehet ki-
szabályozni. Szóba jöhet a két vagy három pontban történő érzékelés, ennél többet,
már csak a szabályozó kialakíthatóságát tartva szem előtt, sem lehet alkalmazni.
Az átviteltechnikai erősítők szokásosan a vezeték meghatározott távolságú he-
lyein kerülnek beépítésre és két-két erősítő között a csillapítás lényegében állandó.
Szokás a kisebb csillapításnak közös, adott értékre való pótlólagos kiegészítése is
a bemeneten beiktatott állítható csillapítótagok segítségével. így egy-egy erősítő név-
leges erősítése állandó, az erősítők egyformára készíthetők el. Ilyenkor az erősítés-
szabályozás kismértékű és csak a változások kiegyenlítésére szolgál. Változó elemnek
gyakran egyenárammal fűtött termisztort használnak, ami akár az aktív jelútbán,
akár a visszacsatolásban elhelyezhető. Az utóbbira példát a 3.16. ábrán mutatunk be,
tömbvázlatos formában. Az ilyen rendszertechnikai megoldás használható, elterjedt,
de meg kell jegyezni, hogy a visszacsatoló elemek kialakítása ritkán ilyen egyszerű,
általában reaktanciákat tartalmazó visszacsatoló áramkör gondosan meghatározott
helyén kerül a szabályozó elem beépítésre, hogy a frekvenciamenetre való hatása
kézben tartható legyen.
A félvezető eszközök elterjedése és a kapcsolástechnikájuk fejlődése lehetővé
tette olyan erősítők kialakítását, amelyek erősítése nagymértékben szabályozható
anélkül, hogy a nemlineáris torzítás észrevehetően változna, nó'ne. Ezzel összhangban
terjednek az olyan átviteltechnikai erősítők is, amelyek különböző hosszúságú veze-
tékszakasz csillapításának kiegyenlítésére is alkalmasak beiktatott passzív kiegyenlítő
elemek használata nélkül. A nagy szabályozási tartományú erősítők kialakításánál
figyelembe kell venni, hogy a bemeneti jel széles határok között változhat. Kis be-
meneti jelszint esetén a bemenő körben lehetőleg kis soros ellenállásoknak szabad
jelentkezni, hogy a zajtényező kis értéke biztosítható legyen, ugyanakkor a kis csilla-
pítású vezeték után kapcsolt erősítőnek sem szabad túlvezérlődnie a nagy bemeneti
jel hatására. Egy megoldást a 3.17. ábra mutat. Az áramgenerátoros emitterköri
3.16. ábra. Pilotjeles,
termisztoros szabályozású
visszacsatolt erősítő
3.17. ábra. Nagy
szabályozási átfogású
erősítő bemeneti fokozata
106
táplálású tranzisztorpár erősítésszabályozó ellenállása kialakítható egyenárammal
szabályozott, szembekapcsolt diódapárból, térvezérelt tranzisztorból, vagy — főleg
szélsőségesen változó bemeneti szint esetén — fényérzékeny ellenállásból, amely igen
nagy váltakozó jel esetén is állandó ellenállást mutat, és kis torzítást biztosít. A szabá-
lyozás egyébként szükségképpen fordított jellegű, mint a 3.16. ábrán bemutatott
áramkörnél: a kimenetijei növekedése esetén a szabályozóelem ellenállását is növelni
kell.
3.3.	Kiegyenlítő erősítők
Passzív kiegyenlítők. A vezeték és az erősítő közé, célszerűen az erősítő bemenete
felőli oldalon beiktatott passzív elemek segítségével el lehet érni, hogy két-két erő-
sítő között a kábel hosszától és a frekvenciától független csillapítás legyen mérhető,
amelyet azután a fix erősítésű erősítővel nullára csökkentünk.
A feladat elvégezhető a Zo forrásimpedanciájú vezeték és Zo vevőoldali impe-
dancia közé beiktatott kétpóiussal (3.18. ábra), amelynek impedanciája Zs, ha sorosan
van beiktatva, a söntelem admittanciáját jelölje YP. Egyszerűen számolható az üzemi
csillapítás a kiegyenlítő kiiktatása esetén fellépő illesztett állapotnak megfelelő és az
üzemi feszültségek arányából:

|rü| =
Zs
2Z0
; ill. |rü| =
(3.29)
A két kifejezés azonos, ha teljesül a
7
- = Z20	(3.30)
YP
egyenlőség, ami azt jelenti, hogy ugyanaz az üzemi csillapítás valósítható meg Zs
soros, mint YP=ZS/Z£ sönt beiktatásával. Vagyis a vizsgálatnál elegendő az egyik,
pl. soros elrendezésre szorítkozni.
A kétpólusú kiegyenlítő elrontja a vezeték illesztését, ami reflexiót eredményez.
Ezért olyan — szükségképpen négypólusú — áramkört célszerű passzív kiegyenlítésre
alkalmazni, amely Zo hullámellenállást valósít meg, de csillapítása szabályozható.
Ilyen a 3.19. ábrán látható áthidalt-T kapcsolás. Ha teljesül a
ZtZ2=Z*
(3-31)
egyenlőség, a négypólus hullámellenállása Zt és Z2 értékétől függetlenül Zo. Ekkor
az üzemi csillapítása:
Zt
|rü| = i+—,
A)
(3.32)
3.18. ábra. Csillapítótag soros (a)
és sönt beiktatása (b)
3.19. ábra. Áthidalt-T
kiegyenlítő
107
3.20.	ábra. A kiegyenlítő impedanciájának lehetséges kialakítása
ami közvetlenül felírható, ha figyelembe vesszük, hogy az áthidalt-T baloldali ága
és sönttagja, valamint soros ága és a lezáró Zo kiegyenlített hídkapcsolást alkot, azaz
a jobboldali ág árammentes, vagyis az átvitel a Zj—Zo impedanciákon való leosztás-
sal egyenlő.
Látható, hogy a (3.29) és (3.32) kifejezések azonosak ZS=2Z! helyettesítésével.
Az általánosnak tekinthető (3.32) csillapításformulát szokás szerint frekvenciafügget-
len és ohmos Zo esetére vizsgáljuk meg, azaz tételezzük fel, hogy:
Zo = «o ^/(tű).	(3.33)
Gyakori az az eset, amikor a kiegyenlítő Zt impedanciája ohmos ellenállás és tiszta
reaktáns kétpólus párhuzamos eredőjeként van megvalósítva (3.20. ábra):
Zi=RXjX(tö).	(3.34)
Az ilyen kiegyenlítő üzemi csillapítása nulla és egy maximális érték között változik.
A nulla érték a reaktáns rész rezonancia frekvenciáján, a maximális az antirezonanciá-
nál lép fel.
Egyszerű esetben a vezeték kiegyenlítendő csillapítása növekvő frekvenciával
monoton nő (3.21. ábra). Ekkor jó eredménnyel alkalmazható reaktanciaként egyet-
len soros rezgőkör (3.22. ábra), amelynek rezonanciafrekvenciáját a kiegyenlítendő
frekvenciatartomány felett választjuk meg:
(3.35)
VLC
A három szabad paraméter, L, C és R megválasztásával három frekvencián illeszt-
hető a kiegyenlítő és a kábel csillapítása. A többi frekvencián kisebb vagy nagyobb
hiba mérhető.
3.21.	ábra. A kiegyenlítő szükséges
csillapításának meghatározása (o)
és megvalósítása (b)
3.22.	ábra. Hárompontos kiegyenlítést adó impedancia
108
Pontosabb kiegyenlítés érdekében bonyolultabb felépítésű X(co), ill. Zt választ-
ható. Négypólusű kiegyenlítőknél szokásos a szükséges csillapításnak több, kaszkád-
kapcsolt áthidalt-T áramkörrel való megvalósítása. A használatos méretezési mód-
szereket átviteltechnikai, hálózatelméleti könyvek kiterjedten tárgyalják, bemutatásuk
itt nem helyénvaló.
Aktív kiegyenlítők. Fordítsuk viszont figyelmünket arra az esetre, amikor a szük-
séges frekvenciafüggő erősítést visszacsatolt rendszerben valósítjuk meg. Az elrende-
zés a 3.23. ábrán látható. A vezeték reflexiómentes lezárása mellett az áramkör erő-
sítése úgy szabályozható, hogy a maradék csillapítás ugyanígy eltűnjön, mint a pasz-
szív kiegyenlítő alkalmazása esetén. A csillapítást kiegyenlítő erősítés függvény
a passzív kiegyenlítőre kapott (3.32) csillapítással analóg:
Za
W= 1+^-
(3.36)
Szokásos a Za=J?a#/(co) választás mellett Zb frekvenciafüggő kialakítása. A 3.22.
ábrán bemutatott Z, és a duáljának megfelelő felépítésű Z2 impedanciákkal épített
áthidalt-T áramkörnek megfelelő kiegyenlítést akkor kapunk, ha Zb veszteséges soros
rezgőkör (3.24. ábra). Abban a gyakorlatilag fontos esetben, amikor a kiegyenlítendő
csillapítás görbéje logaritmikus papíron egyre meredekebben nő a frekvencia növe-
lésével, többpontos illesztés valósítható meg Zb egyszerű 7?C-tagokkal való kibővíté-
sével. Viszonylag nagy ellenállásokkal sorbakapcsolt nagy kapacitású kondenzátorok
egyenlítik ki a kis frekvencián mérhető, lankásan növekvő csillapítást, míg a soros
rezgőkör a csillapításgörbe meredek nagy frekvenciás szakaszát kompenzálja (3.25.
ábra).
A visszacsatolt rendszer, különösen, ha a visszacsatoló ág reaktanciákat is tar-
talmaz, hajlamos lehet a begerjedésre. Mivel a megvalósítandó erősítés menete kötött,
a kábel csillapítása határozza meg, a stabilitás biztosítása érdekében legfeljebb az
átviteli sávon kívül van módunkban azt alakítani. A 3.26. ábrán felrajzoltuk az erősítő'
3.24. ábra. A Zfe impedancia
lehetséges kialak'tása
3.25. ábra. Szélessávú
kiegyenlítést adó Zb
impedancia
109
visszacsatolatlan erősítését a frekvencia függvényében, berajzoltuk a visszacsatoló
elemek által meghatározott, (3.36)-tál adott értéket is. Az átviteli sávban biztosítani
kell, hogy a belső erősítés elegendően nagy legyen, a sávon kívül pedig a két görbe
találkozásánál a meredekségek különbsége ne legyen 12 dB/oktáv értéknél nagyobb.
A fent tárgyalt, soros rezgőkörös kiegyenlítés nagy frekvencián közel állandó erő-
sítést ad, ami azt jelenti, hogy még 6 dB/oktáv értéknél meredekebben eső belső erő-
sítés, tehát részlegesen kompenzált erősítő használata esetén is stabil lehet a rendszer.
3.4. Kétirányú erősítők
A 2/4 huzalos erősítő. Egyetlen vezetékpáron kétirányban haladó jelek erősítésére
egyetlen erősítő közönségesen nem elegendő. Mindkét irányt külön-külön kell erő-
síteni, de ugyanakkor gondoskodni kell egyrészt arról, hogy a megfelelő irányból
érkező jel a megfelelő erősítő bemenetére jusson és megfelelő irányban haladjon tovább,
másrészt meg kell gátolni, hogy az erősítők kimenő jele a másik bemenetére jusson.
Az iránycsatoló (hibrid) transzformátorokat tartalmazó kapcsoló, amelyet a
3.27. ábra mutat, megfelelő méretezés esetén teljesíti a fenti követelményeket. Egy-
úttal megvalósítja a vezetékek reflexiómentes lezárását is.
A működés megértése érdekében a 3.28. ábrán kirajzoltuk a hibrid transzformá-
tort a lezárásaival. Az általános vizsgálat helyett csak az illesztetten lezárt esettel
foglalkozunk. Az ábrán a generátor a bal oldali kapocspárhoz csatlakozik, a fogyasztó
a szekunder tekercsről kap táplálást. Az ábra jelöléseivel ekkor írhatjuk, hogy:
110
Ha (3.37)-be behelyettesítjük u2 és i2 értékét a (3.38) és (3.39) egyenletekből, kapjuk
a bemeneti ellenállást:
Rbc =	= 2R'. (3.41)
h
Ha ugyanezen két egyenletből u2 és (íj — i2) értékét (3.40)-be helyettesítjük, belátható,
hogy:
i3 = 0, azaz: u4 = 0.	(3.42)
Belátható továbbá, hogy
u2 = uJ2.	(3.43)
A két utolsó egyenlet igazolja feltételezéseinket, nevezetesen, hogy az így lezárt
transzformátor átvitele az 1 és 4 kapcsok között nulla, az 1 és 2 kapcsok között
viszont a csillapítás kicsi, a feszültség-áttétel értéke 2:1. Ez teljesítményben csak
3 dB veszteséget jelent, azaz az 1 kapcsokon beadott teljesítmény fele a 2 kapcsokra,
másik fele a középleágazáshoz csatlakozó R ellenállásra jut.
Azt a további feltételezést, hogy a 2 kapocspárhoz csatlakozó vonal illesztetten
van-e lezárva, a 3.29. ábráról olvashatjuk le. Látható, hogy a szimmetria eredménye-
ként ekkor a középleágazás árammentes, a teljes primer tekercshez csatlakozó ellen-
állás 47?, amelynek a 2 kapcsokra transzformált értéke éppen R. Külön számítás nélkül
az is belátható, hogy a 4 és 2 kapcsok között a feszültségáttétel éppen egységnyi
(és a teljesítményveszteség ismét 3 dB, a két 2R értékű ellenállás egyforma teljesít-
ményt, a beadott felét-felét veszi fel. Ez azonban érdektelen tulajdonság, mivel a nagy
bemeneti ellenállású erősítő maga úgysem vesz fel mérhető teljesítményt, csak a lezáró
ellenállás emészti azt fel).
A 3.27. ábra szerinti elrendezésben tehát az erősítők „nem látják egymást”,
azaz tetszőlegesen nagy erősítés beállítható a begerjedés veszélye nélkül. Nem ez
a helyzet, ha a vonalakat képviselő Zo ellenállásokat megváltoztatjuk. Szélsőséges
lezárásoknál például az erősítő kimeneti feszültsége néggyel osztva jelenik meg a másik
bemenetén (mégpedig rövidzár esetén +1/4, szakadás beiktatása esetén —1/4 az
áttétel, amint ez a 2.28. ábrából és az ehhez felírt egyenletekből u2=0, ill. í2=0
helyettesítéssel számolható). Ha felléphet ez az állapot, akkor az erősítők 4-nél többet
a begerjedés veszélye nélkül nem erősíthetnek. De mivel illesztett állapotban
«2 _ 1
ug 4’
ez azt jelenti, hogy a rendszer teljes erősítése a bal- és jobboldali vezeték-csatlakozások
között nem érheti el az egységnyi értéket, mégpedig annál éppen annyival lehet kisebb,
mint amennyi stabilitástartalékot (1...2dB) be kívánunk építeni a rendszerbe.
3.29. ábra. A hibrid transzformátor
fordított irányú átvitelének számításához
111
3.30. ábra. Extrém lezárásé hibriddel csatlakoztatott 2/4 huzalos erősítő
Mindez akkor érvényes, ha, mint feltettük, a vonalak közvetlen a csatlakozásnál
megszakadhatnak. Ha legalább az egyik oldalon csatlakoztatunk Zo hullámellen-
állású, a (<u) csillapítású vezetéket és az így egyesített rendszer bemenetéin alkalmazunk
szélsőséges lezárásokat, itt nem közölt számítással belátható, hogy a begerjedés
csak akkor léphet fel, ha a kibővített rendszer illesztett állapotban mérhető csillapítása
éri el a nulla értéket. Vagyis tetszőleges hosszú vezetékre érvényes az, hogy 2/4 huzalos
erősítőt iktatva be a csillapítás kiegyenlítésére, mindaddig feltétlen stabil a rendszer,
amíg az eredő átvitel nem éri el az egységnyi értéket. Mivel a mai korszerű erősítők
igen pontosan számolható és pontos értéken tartható erősítést adnak, igen kis mara-
dékcsillapítás feltétlen stabil rendszert eredményez.
A valóságos vezetékek hullámellenállása kis frekvencián egyáltalán nem tekint-
hető ohmosnak és bár a közelítés nagyobb frekvencián javul, az illesztett lezárás
széles sávban nem valósítható meg, ha a hibrid transzformátor belső zárásait ellen-
állásokkal valósítjuk meg. Frekvenciafüggő Z0-lal való lezárás esetén hátrány, hogy
összesen hat vonalutánzatot kell beépíteni. Ezért előnyös — többek között — a 3.30.
ábrán látható, szélsőséges (extrém) zárások között működő hibrid transzformátorok
alkalmazása a 2/4 huzalos erősítőben. Az elrendezés stabilitási feltételei ugyanazok,
mint az illesztve lezárt hibrid esetén láttuk, viszont csak összesen két vonalutánzatot
igényel. Megjegyzendő, hogy az ábrán aszimmetrikusan zártuk le a vonalakat, ami
a valóságban nem megengedhető. A szimmetrikus zárás a vonalakhoz csatlakozó
középmegcsapolásos tekercselések szimmetrikus, négy negyedből való kialakításával
valósítható meg, ami a működést egyebekben nem befolyásolja.
Kétpólusú negatív ellenállás. Ismeretes, hogy különösen kis frekvencián a vezeték
soros ellenállása határozza meg a csillapítást. Már a múlt század végén rájöttek arra,
hogy a soros, induktív jellegű impedancia (3.4. ábra) fázisszögének növelésével jobban
megközelíthető a veszteségmentes terjedést adó reaktáns vezeték és e célból a soros
induktivitás növelését javasolták. A pupinozásnak nevezett művelet ezek közül meg
is honosodott és számos, főleg hosszú vezetékbe építettek be, meghatározott távol-
ságokra soros induktív elemeket, Pupin-csévéket.
A koncentrált elemek megzavarják a vezeték homogenitását, reflexiót okoznak,
ami viszont véges határfrekvenciát eredményez: míg kis frekvencián a csillapítás
lecsökken, egy frekvenciahatár fölött ugyanakkor erőteljesen, meredeken nőni kezd.
A határfrekvencia szoros kapcsolatban van az inhomogenitás forrásainak távolságá-
val, ha ez összemérhető a hullámhosszal, a csillapítás jelentősen növekszik. Vagyis
széles sávban akkor lehet pupinozással csökkenteni a veszteséget, ha a csévéket
egymáshoz közel, kis távolságra helyezik el, ami jelentős költséget jelent és emellett
112
3.31.	ábra. Vonalba sorosan beiktatott
negatív ellenállások
előnytelenül csökkenti a jel terjedési sebességét, ami hosszú vezetékeknél hátrányos,
romlik a vonal üzemi használhatósága.
Az elektronika módszereinek fejlődésével lehetőség nyílik a soros impedancia
fázisszögének növelésére a soros ellenállás csökkentése révén. Negatív ellenállást kép-
viselő elektronikai kétpólus természetesen ismét csak szakaszonként, koncentráltan
építhető be a vonalba, vagyis ezzel a módszerrel is csak egy adott frekvenciahatár
alatt közelíthető meg a veszteségmentes átvitel, sőt instabilitás is létrejöhet, ha túl-
kompenzálással a soros ellenállást negatív értékre állítanánk be.
Részletes vizsgálat helyett csak néhány karakterisztikus adatot mutatunk be
egy olyan szimmetrikus érpárra, amelybe kb. 1900 m távolságonként soros negatív
ellenállásokat építettek be (3.31. ábra). A felső határfrekvencia elméleti értéke olyan
vezetéken, amelyen a jel fázissebessége a fénysebességgel egyezik, kb. 90 kHz lenne,
ez valóságos vezetékeknél 16...20 kHz, a kábel típusától függően. A kompenzálatlan
vezetékre jellemző kapacitív hullámellenállás a soros ellenállás kompenzálásának
mértékétől függően induktív tolódikba el, de fázisszöge abszolút értékben kicsi és az
impedancia abszolút értéke, főleg kis frekvencián, szintén csökken. A csillapítás
a teljes kompenzáláshoz tartozó nulla értéket jól megközelíti, pl. ha az 1900 m hosszú
szakasz eredő ellenállása 40 Q-nál nem nagyobb, értéke a szakaszra alig 1 dB, a ter-
heletlen vezetéken egyébként pl. 3 kHz frekvencián mérhető kb. 4 dB-lel szemben.
A negatív ellenállással terhelt vonal kellemes jellemzője a közel lineáris fázistolás,
azaz a közel állandó futási idő. Az átviteli sáv felső szélén mérhető futási idő alig
7 ps-mal tér el a közepes frekvenciás értéktől. A fázissebesség jóval nagyobb, mint
az induktív terhelésű, pupinozott vonalakon, értéke a frekvenciától eléggé függetlenül
kb. a fénysebesség 1/3-ával egyenlő.
Negatív ellenállás megvalósítása. Kétpólusú jellegű vagy kétpólusnak kapcsolt
eszközökkel egyenáramú értelemben vett negatív ellenállás nem valósítható meg, ez
az energiamegmaradás törvényének megsértését jelentené. A valóságos áram—feszült-
ség karakterisztikák az első síknegyedben helyezkednek el és legfeljebb negatív diffe-
renciális ellenállású szakasszal rendelkeznek (3.32. ábra). Megkülönböztetünk rövid-
szakasz
b.)
3.32.	ábra. Rövidzárban (a)
és üresjárásban (b) stabil negatív
ellenállású kétpólus
8 Elektronikai erősítők
113
zárban stabil és üresjárásban stabil negatív ellenállású eszközt. Míg az előbbinél
a feszültség bármely értékéhez az áram egyértelműen meghatározott, az utóbbinál
a feszültség az áram egyértékű függvénye. Fordítva nem mondható ez el egyik eszköz-
re, áramkörre sem. A rövidzárban stabil, negatív ellenállású kétpólus karakteriszti-
káján található olyan szakasz, amelyen ugyanazon áramértékhez több, legalább
három különböző feszültségérték tartozik és viszont, az üresjárásban stabil negatív
ellenállás áramban többértékű.
Stabil áramkört úgy alakítunk ki a negatív ellenállású kétpólusból, hogy olyan
áramkörbe iktatjuk, amelyben a soros ellenállás elegendően kicsi, ill. elegendően
nagy. Példát a 3.33. ábra mutat. Itt üresjárásban stabil kétpólust kötöttünk be olyan
áramkörbe, amely éppen elegendően nagy soros ellenállással rendelkezik ahhoz, hogy
az eredő karakterisztika monotonná váljon, eltűnjön a negatív ellenállású szakasz.
Ekkor a munkapont tetszőlegesen beállítható, és ha a nyugalmi áramot az eredeti
negatív szakaszon, annak célszerűen közepe táján választjuk meg, akkor igen kis
feszültségváltozások nagy áramingadozást váltanak ki, azaz a kör eredő ellenállása
váltakozóáramú jelekre kicsi, a csillapítás lecsökken.
A mikrohullámú és gyors kapcsoló alkalmazásoktól eltekintve általában a tran-
zisztoros áramkörök, mintsem az összetett viselkedésű kétpólusú eszközök használato-
sak. Egy ilyen negatív ellenállású áramkör, amely kis frekvenciás vezetékek csillapí-
tásának kiegyenlítésére használható, a 3.34. ábrán látható. Az általa megvalósított
karakterisztikából látható, hogy a negatív ellenállás széles áramhatárok között közel
állandó és így a vonalba sorosan beiktatva alkalmas a csillapítás csökkentésére.
Feszültségesése, láthatóan, jelentős, kb. 10 V, ami több egység beiktatásakor jelen-
tősen megnöveli a szükséges tápláló egyenfeszültséget.
Alapvetően más a helyzet, ha külön tápfeszültség használható a negatív ellen-
állású kétpólus üzemeltetésére. Ekkor műveleti erősítős elrendezés alakítható ki és
közel ideális, egyen- és váltakozóáramúlag azonosan viselkedő, negatív ellenállású
kétpólus alakítható ki. Az elrendezés a 3.35. ábrán látható. Az a) részlet az általános
visszacsatolt kapcsolást mutatja, amelyből bármely visszacsatoló elemet elvéve és
csatlakozó pontjait kivezetve negatív ellenállást (ill. impedanciát) kapunk, amelynek
értéke — elegendően nagy belső erősítés esetén — a másik három elemmel kifejez-
hető. Az egyes kapcsolásokra érvényes érték meghatározásához olyan egyenlet segít
hozzá, amelyik azt a fizikai tartalmat foglalja magában, hogy véges kimeneti feszült-
ség csak nulla bemeneti feszültséghez tartozhat, ha a belső erősítés végtelen. A 3.35 a)
3.34. ábra. Üresjárásban stabil kétpólus
kapcsolási rajza és karakterisztikája
3.33.	ábra. Üresjárásban stabil
kétpólussal épített stabil áramkör
114
0-1
3.35. ábra. Műveleti erősítővel megvalósított negatív ellenállások
ábrára ez az
-Ra jRc
Rb ^d
(3.44)
egyenlőség fennállása esetén teljesül.
Stabil elrendezéshez úgy jutunk, ha (3.44)-hez képest a negatív visszacsatolás
kerül túlsúlyba. így a b) részleten a két rövidzárban stabil, a c) részletben pedig a két
üresjárásban stabil elrendezést mutatjuk be. A kimeneti kapcsokra felírtuk a realizált
negatív ellenállás (ill. impedancia) értékét, az áramkörök akkor stabilak, ha a —
pozitív belső ellenállású — lezáró kör ellenállása ennél kisebb, ill. nagyobb, a kap-
csolás jellegének megfelelően.
Negisztor. A műveleti erősítőkkel, vagy a helyettesítésükre régebben alkalmazott
akár egyetlen tranzisztorral épített erősítőkkel megvalósítható tetszőleges jellegű és
értékű negatív impedancia négypólusú jellegű vonali erősítő építését is lehetővé teszi.
Ezt úgy méretezik, hogy illesztetten zárja le a vezetéket, így reflexiót nem okoz és
alkalmazásával nem változnak meg a vonal jellemzői, csak a csillapítása csökken.
Olyan transzformátoros csatolású elrendezés terjedt el, amely — szemben a 2/4 huza-
los erősítővel — lehetővé teszi az egyenáramú jelzések egyidejű átvitelét is, ami segíti
elterjedését. A vonalhoz való jó illeszkedés és az erősítés helyes beállítása több kezelő-
szervet igényel, ez nehezíti az alkalmazását, de elterjedését nem gátolja. Segítségéve
hosszú vonalak csillapítását lehet közel nullára csökkenteni. A negisztor a vezeték
tetszőleges pontjára beépíthető és egy összeköttetésben esetleg több egység sorba-
kapcsolása is lehetséges, de a beállítást szakaszonként kell elvégezni, illeszkedve
a vezetékdarab egyéni paramétereihez.
115
(3.45)
l + /zt/Z2/2
l-/z^/2
(3.46)
Az elrendezés a 3.36. ábrán látható. Itt Zt a vezetékbe sorosan, Z2 a sönt-jelleg-
gel beépített, negatív valós részű impedanciát jelöl. A négypólushoz csatlakoztatott
vezeték lehetetlenné teszi a negisztor kapcsainak közvetlen rövidrezárását, ezért
Zt üresjárásban stabil impedancia lehet, míg — hasonló meggondolással — Z2
rövidzárban stabil negatív ellenállással valósítható meg.
Az elrendezésre érvényes összefüggések:
Z0=l/Z1Z2,
^H-ÍZ^/2, o = |g
l-}rZJZ2/2
Mivel a hullámellenállás az impedanciák szorzatának, a csillapítás a hányadosának
a függvénye, egymástól független alakításuk lehetséges Zt és Z2 megfelelő megvá-
lasztásával.
Szokatlannak tűnik, hogy a két negatív valós részű impedancia mértani közép-
arányosaként megadott hullámellenállás valós része hogyan lehet pozitív. Ehhez az
kell, hogy Zt és Z2 fázisszöge ellentétes előjelű legyen. Szemléletileg elhanyagolva
a reaktáns részeket, ha az egyik negatív ellenállás fázisszöge +180°, míg a másiké
—180°, a szorzatuknak a fázisa nulla lesz, amiből gyökvonás után nulla szöget kapunk,
vagyis a hullámellenállás pozitív. A fenti feltétel biztosítása nem jelent különösebb
nehézséget, a 3.35. ábráról választott üresjárásban és rövidzárban stabil impedancia-
konverterrel automatikusan megvalósul, amint az a későbbiekben látható.
A vezeték jellemzői, mint ismeretes, a frekvencia függvényében változnak:
a kapacitív jellegű hullámimpedancia fázisszöge és abszolút értéke a frekvencia növe-
kedésével csökken, míg a csillapítás erőteljesen nő. Viszonylag egyszerű felépítésű
impedancia választással biztosítható, hogy mindkét feltételnek eleget tegyen a negisz-
tor, azaz illesztetten zárja le a vonalat és növekvő frekvenciával az erősítése nőjön.
Szokásosan Z(-et párhuzamos RC kör negatívjaként valósítják meg, míg Z2 soros
kör felhasználásával alakítható ki. Elrendezéseket a 3.37. ábrán mutatunk be. Vég-
telen belső erősítés esetén a megvalósított impedanciák értéke:
jRa r	Rc z
Zi=-^zí; z2 = --fz'2.
(3-47)
Az egyszerűség kedvéért feltételezzük, hogy az Ra és Rc ellenállások egyenlők
és (3.47)-et (3.46)-ba helyettesítjük:
a = lg
i-/z;/z;/2
i+/zi/z;/2
3.37. ábra. A soros (a) és a sönt konverter (b) felépítése
3.36. ábra. Négypólusú
regiszter tömbvázlata
116
Itt ZJ és Z2 közönséges J?C-elemek impedanciáját jelöli, amelyek valós része pozitív.
A logaritmus függvény argumentumában szereplő tört értéke egynél kisebb, tehát
a negisztor-négypólus, láthatóan, erősít, csillapítása negatív. Jellegzetes erősítés-
görbéket a 3.38. ábra mutat. Látható, hogy már a beszédsáv nagy frekvenciás szélén
csökkenő erősítést állítanak be, hogy az esetleges begerjedési hajlamot ezzel is csök-
kentsék.
A felépítés részletesebb tárgyalása helyett itt arra szorítkozunk, hogy megkísérel-
jük egyszerűsített hálózatelméleti vizsgálattal érzékeltem a műveleti erősítővel reali-
zált negatív impedanciák viselkedését. Ez szükséges a fentiek megértéséhez. Célunk
eléréséhez elegendő, ha a 3.35. ábra választékából például a 3.37. a) ábrán kiemelt,
üresjárásban stabil impedancia értékét számítjuk ki. Az idealizálttól eltérésben véges,
frekvenciafüggő erősítést tételezünk fel:
A=-^-.	(3.49)
1 +ja>T
A 3.39. ábra alapján felírhatok a következő összefüggések:
uki ,
i —-----=-------1- ube,
^be ^ki h>e-^a*
(3.50)
Itt az egyszerűség kedvéért feltételezzük, hogy	azaz három ellenállás
alkotja a visszacsatoló elemeket. A két utóbbi összefüggésből az ube/ibc hányadossal
definiált bemeneti ellenállás számolható:
(3.51)
Ha feltehető, hogy Ao^~<=°, akkor az ismert eredményre jutunk:
R:i ,
Rbe =----------Rí,
be R 1,
(3.52)
de így nem érzékelhető a realizált negatív ellenállás viselkedése. Tegyük fel tehát,
3.38. ábra. A 3.37. ábrán látható
i mpedancia-megválasztással
megvalósítható frekvenciamenet
3.39. ábra. A negatív
impedancia jellemzőinek
számításához
117
hogy >40 értéke véges és nézzük a zérusfrekvenciás viselkedést. Ekkor:
f^be —	-^a
_______^0
2?1+jR,
^c + ~—
A)
(3.53)
Látható, hogy a tört számlálója kisebb .Rj-nél, nevezője nagyobb l?'-nél, értéke
tehát feltétlen kisebb R[/Rc-nél. A realizált ellenállás negatív, de abszolút értéke
kisebb a (3.52)-ben adott értéknél. Ha a csatlakozó külső áramkör belső ellenállása
nagyobb R't RJRe-nél, az elrendezés eredőben stabil, vagyis a realizált negatív ellen-
állás valóban üresjárásban stabil áramkört biztosít.
Vizsgáljuk ezután a megvalósított impedancia fázisszögét, feltéve most is, hogy
t40 ugyan nagy, de véges. A (3.51) kifejezés számlálójának fázisszöge negatív és Ao
növelésével nullához tart. A nevező fázisszöge hasonlóan viselkedik, de az érték
pozitív. A tört eredő fázisszöge tehát A 0 függvényében csökkenő negatív érték. Ezt
hozzáadva a (— Ka) szorzónak megfelelő 180° értékhez, látható, hogy a realizált
impedancia fázisszöge >40 növelésével ISCP-ig, monoton nő. t4o=O esetén nulla,
Ao <» esetén eléri a 180°-ot. Ezt szemléletesen úgy foglalhatjuk össze, hogy azt mond-
juk: a fázisszög +180°-hoz tart.
A 3.37. ábráról leolvasható, hogy a rövidzárban stabil elrendezés az üresjárásban
stabil áramkörből származtatható, ha az erősítés előjelét megcseréljük. Ez azt ered-
ményezi, hogy a bemeneti impedancia viselkedése jelleget vált: a realizált negatív
ellenállás abszolút értéke mindig nagyobb, mint az egyszerű összefüggésből számolt
érték, az elrendezés stabillá tehát úgy tehető, ha a bemeneti kapcsokra elegendően nagy
pozitív vezetést kötünk (vagyis a bemenetet „rövidre zárjuk”). A fázisszög Ao növe-
kedésével negatív értékeken keresztül közelíti meg a 180°-ot, tehát —180°-nak tekint-
hető. És így érthetővé válik, miért ad a két negatív impedanciából felépített negisztor
pozitív hullámellenállást (ti. a +180° és —180° fázisszögek átlaga 0° és nem 180°
és miért helyettesíthető a csillapításra adott (3.46) kifejezésben a Zj/Zj viszony
négyzetgyöke negatív előjellel (ti. +180° és —180° különbsége 360°, amiből gyökvonás
után 180° marad).
3.5. Az erősítők felépítése
Az átviteltechnikai erősítők nem vetnek fel olyan követelményeket, amelyek mono-
litikus integrált áramkörökkel nem lennének megvalósíthatók. Mégis szükséges rövi-
den áttekinteni azokat a szempontokat, amelyek figyelembevételével kiválasztjuk,
ill. kialakítjuk a használható kapcsolási elrendezést.
Elöljáróban foglaljuk össze a fontosabbakat. Általában követelmény az extrém
kis zajtényező, mert mindig sok erősítő esetleges együttes hatásával kell számolni.
Ez alól kivételt a helyi telefon hálózat erősítői jeelentik, a vonalakat kapcsoló köz-
pontok által keltett zavarok szintje jelenleg sokkal nagyobb, mint amit egy-két erősítő
a vezetékre adhat, így az ilyen alkalmazásokhoz (pl. a negisztorokba) gyakorlatilag
bármely integrált erősítő megfelel.
Az átviteltechnikai erősítők megengedett torzítása igen kicsi. Ebből a szempont-
ból két alkalmazási területet különböztethetünk meg. Az erősítők egyik csoportja
egyetlen információs csatorna jelét továbbítja, ami lehet beszéd, zene, kép. Ezeknél
a torzításelőírások közepesek, mert inkább csak a felharmonikusok jelennek meg
zavaró jelként. A másik csoportba a sokcsatornás rendszerek erősítői sorolhatók,
amelyeknél elsősorban az átviteli sávba eső intermodulációs termékek jelenléte adhat
118
zavaró, érthető áthallást, vagy jobb esetben megnövekedett zavarszintet. Mint isme-
retes, az ilyen torzítás kis szinten való tartása szigorúbb linearitási követelményeket
vet fel az egycsatornás rendszerekhez képest. Ebben a vonatkozásban nem hagyható
figyelmen kívül az sem, hogy bármely egycsatornás rendszerben előállhat több, kisebb
sávszélességű csatorna jele továbbításának szükségessége. Például beszédsáv fel-
használható több távíró csatorna továbbítására, vagy a képátviteli rendszeren sok-
csatornás beszédjelet továbbítanak stb. így a kis torzításszintet — esetleg pillanat-
nyilag feleslegesen is, de — „be kell építeni” az átviteli csatornákba.
További követelményt jelent a megkívánt terhelhetőség (kivezérelhetőség), hő-
mérsékleti és hosszúidejű stabilitás, szabályozhatóság biztosítása. A méretezési
módszerekkel általánosságban foglalkoztunk. A követelmények meghatározása után
könnyen eldönthető, hogy adott katalógusparaméterekkel rendelkező integrált áram-
3.40. ábra. Zeneerősítő kapcsolási rajza
3.41. ábra. A közismert pA 741 típusú műveleti erősítő szokásos
fáziskompenzálása (a) helyett alkalmazott előrecsatolás (b) — a bemeneti
ellenállás csökkenése árán — mintegy tízszeresére növeli az erősitő
sávszélességét, változatlan stabilitási viszonyok mellett
119
3.42. ábra. Kiegyenlítő erősítő kapcsolási
rajza (a) és az erősítés tipikusan beállítható
frekvenciamenete (b)
kör alkalmas-e céljainkra vagy nem. Az eddigieket két szempontból szükséges kiegé-
szíteni.
Mindenekelőtt érdemes megfigyelni, hogy a nemlineáris torzításadatok általában
elnagyoltak. Jellegzetes előerősítő típusú, azaz kis teljesítményű erősítőkre legfeljebb
sommás átviteli karakterisztikát adnak meg, végerősítő jellegű típusokra torzítási
görbéket a kivezérlés függvényében. Ezek gyakran azt mutatják, hogy a nyugalmi
áram nincs megfelelően beállítva, a B osztályra jellemzően a torzítás kis szinten nő.
Az ilyen erősítőket lehetőleg ne használjuk, a szigorú torzításkövetelmények erősen
visszacsatolt A osztályú erősítőkkel sem mindig teljesíthetők. Mérésnél is esetleg
elsiklunk a kis szinten mért (vagy inkább nem mért) rossz értékek felett és az ered-
mény: kellemetlen intermodulációs torzításszint. A jól használható megoldás:
A osztályú beállítású, előerősítő típusú integrált műveleti erősítő után diszkrét ele-
mekből szintén A osztályú, kis erősítésű végfokozatot építünk, majd a kettőre közö-
sen alkalmazott negatív visszacsatolással alakítjuk ki a kívánt jellemzőket. Erre egy-
szerű példát a 3.40. ábrán mutatunk be, ahol a már ismert pA 739 típusú erősítőből
alakítunk ki zeneerősítőt +12dBm maximális kimeneti terhelhetőséggel, igen kis
zajtényezővel és torzítással.
Ez a javasolt, gyakran szükséges kiegészítő-módszer nem azt jelenti, mintha az
áramkörintegrálás teljesítőképessége rossz lenne. Toudmásul kell venni, hogy a kis
120
darabszámú igények kielégítése gazdaságilag nem előnyös a szilíciumon való kiala-
kítás, gyártás számára.
Fokozottabban érvényes ez a szélessávú átviteltechnikai erősítőkre, s ezzel kap-
csolatos a második kiegészítés. Számos szélessávú, videoerősítő jellegű típussal talál-
kozunk, amelyek alkalmazása szóba sem jöhet, mert a sokfokozatú szélessávú erő-
sítők kialakításakor soha nem veszik figyelembe a visszacsatolhatóságot, mint köve-
telményt. Még a gyors működésű, műveleti erősítő jellegű típusok sem előnyösek
szorosan visszacsatolt rendszerekhez, az esetleges teljesítményfokozattal való kibő-
vítés pedig mindig tovább rontja a helyzetet. A szokásos, a belső erősítés sávszéles-
ségét szűkítő fáziskompenzálási módszerekkel általában gyengébb az elérhető ered-
mény, e helyett gyakran párhuzamos jelvezetést alakítanak ki, rendszerint kapacitív
előrecsatolással. E célból viszonylag kis kapacitású kondenzátorral — a fázisviszonyok
gondos figyelembevételével — nagy frekvencián rövidre zárnak, kiiktatnak egyes erő-
sítőfokozatokat és így kis fokozatszámú, tehát nagy frekvencián kis fázistolás ú
erősítőt nyernek, amely már jó eredménnyel csatolható vissza. Az előrecsatoló kon-
denzátor értéke pontosan állítandó be, hogy a kis és nagy frekvenciás jelútbán az erő-
sítések megfelelően csatlakozzanak egymáshoz, mert csak így biztosítható a belső
erősítés fázistolásának csökkentése (3.41. ábra).
Szélessávú alkalmazásoknál megvan a létjogosultsága a diszkrét elemekből épí-
tett erősítőnek is. Kis fokozatszámú, közepes erősítésű áramkört a 3.42. ábrán
mutatunk be. A belső erősítés sávszélessége nagy, kb. 8... 10 MHz, ami lehetővé
teszi, hogy 4 MHz sávszélességű rezonáns kiegyenlítőt építsünk be a visszacsatoló
áramkörbe és mintegy 0,8...1,2 km hosszú szimmetrikus érpár csillapítását nullára
csökkentsük. Az erősítő torzítása és stabilitása elegendő ahhoz, hogy 5... 10 szakasz
kaszkád kapcsolásával képtelefon jelét városi hálózatban átvigye, sokcsatornás
rendszer erősítője viszont nagyobb hurokerősítést igényel a teljes átviteli sávban.
121

• Szélessávú erősítők
Az előzőkben vizsgált erősítők alapvetően szélessávú rendszerek, az erősítés határ-
frekvenciáinak viszonya jelentősen nagy szám. A fogalomkörön belül sajátos helyet
foglalnak el a közvetlencsatolt, egyenáramú erősítők, ezek alsó határfrekvenciája
nulla és már tetszőlegesen kis felső határfrekvencia esetén is szélessávúnak tekint-
hetők. Ezért, némi megszorítással, jelen fejezetben csak azokkal az erősítőkkel fog-
lalkozunk, amelyek felső határfrekvenciáját az erősítő eszközök működéséből fakadó
effektusok befolyásolják, határozzák meg. Megvizsgáljuk a kapcsolási elrendezés
hatását, a jó nagyfrekvenciás átvitelt adó optimális elrendezéseket, végül a csatoló
elemekkel megvalósítható sávszélesség-növelő módszerekkel foglalkozunk.
4.1.	Egyszerű kaszkádok
Frekvenciafiiggetlen és illesztést nem biztosító csatoló áramköröket használva,
a közös emitteres fokozat alkalmas szélessávú erősítők megvalósítására. Az egy foko-
zatú erősítő (4.1. ábra) nagyfrekvenciás viselkedését a bázisellenállás elhanyagolásá-
val megvizsgálva megállapítható, hogy a feszültségerősítés nagy frekvencián 6 dB/
/oktáv meredekséggel esik és egységnyi abszolút értéket —jó közelítéssel — a fokozat
meredeksége és a teljes kimeneti söntkapacitás által meghatározott
(4-1)
frekvencián ér el. Itt gm a frekvenciától függetlennek tekintett „belső” meredekség:
a kimeneti rövidzárási áram és az ube belső vezérlő feszültség viszonya, Ct pedig
az eredő terhelő kapacitás:
Ct = Cb>c+CF.	(4.2)
a ) ut	b.)
4.1. ábra. Közös emitteres fokozat vázlatos rajza (a)
és helyettesítő áramköre (b)
123
Nl integrált áramköri tranzisztorok szubsztrátkapacitása a terhelő kapacitásba szin-
tén beszámítandó. A következőkben nem vesszük figyelembe a bázisköri belső ellen-
állás hatását és z/be~ZA,,c feltételezéssel számolunk.
Az erősítés kisfrekvenciás értékét a fogyasztó terhelő ellenállása határozza meg,
míg a nagyfrekvenciás értéket a terhelő kapacitás befolyásolja (4.2. ábra):
—---------gmJ?F .	(4.3)
ub>e	l+>KFCt
Vagyis annál szélesebb sávban tekinthető a frekvenciától függetlennek, minél kisebb
a kisfrekvenciás érték.
Kis fokozaterősítés esetén több fokozatot kell egymás után (kaszkádba) kötve
alkalmazni, hogy viszonylag nagyobb erősítést érjünk el. A trióda jellegű tranzisz-
toroknál a Miller-hatás megnöveli a bemeneti kapacitást és így a többfokozatú láncban
csak az utolsó fokozat működik optimálisan, az összes ezt megelőző fokozatok kapa-
citív terhelése megnő, az egységnyi erősítéshez tartozó frekvenciájuk előnytelenül le-
csökken. A vákuumpentódák előnyösen alkalmazhatók többfokozatú erősítőhöz,
mivel ezek visszaható kapacitása és így a Miller-hatás elhanyagolhatóan kicsi.
A trióda jellegű tranzisztoroknál meg kell akadályozni, hogy a közbenső foko-
zatok kimenőkörében felnőjön a terhelő kapacitás, ami például impedancia-transz-
formációs tulajdonságú, közbeiktatott, emitterkövetőkkel érhető el (4.3. ábra).
Ezek feszültségerősítése közel egységnyi, bemeneti kapacitásuk pedig a kollektor—
bázis visszaható kapacitással közelíthető. Ha az erősítő eszközök paramétereit azo-
nosnak tekintjük, akkor a 4.3. ábrán látható fokozat egységerősítési frekvenciája
tói
£tn
2ÖTc
(4.4)
és az esés meredekségét illetően egy fokozatként kezelhető. Ilyen egységekből elvben
tetszőleges fokozatszámú erősítő építhető az eredő jellemzők durva romlása nélkül.
Vizsgáljuk meg az elrendezést kissé részletesebben! Ha az cot egységerősítési
frekvenciájú fokozat közepes frekvencián zt10 erősítéssel rendelkezik, a frekvencia-
függés a következő formában írható fel:
.	^*10
A j —•
l+jAoro/rot
(4.5)
4.2. ábra. Közös emitteres fokozat
erősítésének frekvenciamenete
4.3. ábra. Szélessávú
tranzisztoros
erősítőfokozat
124
Felső határfrekvenciája a
]A+dl0^L = y2	(4.6)
egyenletből számolható, és
caf = coiMío	(4-7)
értékű. Ha n azonos felépítésű fokozatot kapcsolunk a kaszkádba, az eredő sávszé-
lesség csökken. Az együttes határfrekvencia a
( / á 2')'1
1/1+±12^ =l/2	(4.8)
V cd1 >
egyenletből számolva:
mfn = m/21'"-!	(4.9)
értékűre adódik. Az íofn/cof viszony n növelésével monoton csökken (4.4. ábra)-
Kérdés ezek után az, hogy adott tofn eredő felső határfrekvencia és An együttes
erősítéssel jellemzett erősítőt co, egységerősítésű fokozatokból hogyan építsünk fel:
sok fokozattal és fokozatonként kis erősítéssel, ami nagy cof-fet biztosít, és (4.9)
szerint lecsökkenve még tofn előírt értékét biztosítja, vagy ellenkezőleg, kis számú,
nagy erősítésű fokozatokból helyesebb kialakítani, ekkor ugyan kicsi az egy fokozatra
jellemző <uf, de a csökkenése is kisebb mértékű.
Egy fokozat szükséges erősítésére írható:
A10=l/Tn,	(4.10)
sávszélességére pedig:
n
CUf =	= tOi/VAn-	(4.11)
Ezt (4.9)-be helyettesítve:
V21/n-l
c»fn = tor  -----	(4-12)
( ^nO
A 4.5. ábrán különböző An0 értékekre felrajzoltuk a (4.12)-bői számolt cufn/co(
viszonyt. Látható, hogy nagy összerősítés esetén, ^n() nagy értékeire az elérhető felső
4.4. ábra. Többfokozatú erősítő
eredő felső határfrekvenciájának
meghatározásához
4.5. ábra. Relatív sávszélesség
a kaszkádkapcsolt fokozatok száma
függvényében
125
határfrekvencia jelentősen csökken. A fokozatszám függvényében optimum található.
Részletesebb számítással kimutatható, hogy nagy («>3) fokozatszám esetén úgy
kapjuk a viszonylag legnagyobb sávszélességet, ha fokozatonként
Alo —	~	= 1,56-szoros
erősítést választunk. Az így adódó nagy fokozatszám mellett további, másodlagos
effektusok jelentősen rontják az egyszerű elmélettel nyert eredményt, ezért gyakran
előnyösebb az optimálisnál kisebb fokozatszámmal, nagyobb fokozaterősítéssel
építeni az igen szélessávú, nagy erősítésű rendszereket.
4.2.	Visszacsatolt erősítők
Ismeretes, hogy az erősítők frekvenciamenetét alakítani lehet negatív visszacsatolás
segítségével, de jelentős mértékű visszacsatolás csak igen jól kézben tartott fázismenet
esetén alkalmazható. A következőkben röviden megvizsgáljuk, hogyan lehet kife-
jezetten szélessávú erősítést elérni, a felső határfrekvenciát jelentősen nagyobb frek-
venciára áthelyezni megfelelően méretezett negatív visszacsatolás segítségével.
Mint látni fogjuk, általában nem érhető el jobb eredmény, mintha adott esz-
közökhöz optimálisan méretezett csatoló áramkörökkel visszacsatolatlan erősítőt
építenénk, de olyan esetekben, amikor nem áll módunkban szabadon megválasztani
valamennyi paramétert, előnyös lehet a visszacsatolással nyerhető frekvenciamenet-
módosítás. Gyakran nemcsak az erősítő eszközök, de a csatoló áramkörök is adottak,
pl. az integrált áramkörökben, továbbá a fogyasztó ellenállását sincs módunkban
mindig szabadon megválasztani, hogy csak a leggyakoribb kötöttségeket említsük;
és így az optimalizálásra, ha nem is az egyetlen, de jól használható eszköz a visszacsa-
tolás.
Emitterköri visszacsatolás. Az emitterkörben alkalmazott soros impedancia nega-
tív jellegű visszacsatolást létesít a közös emitteres fokozaton. Vizsgáljuk meg, ho-
gyan lehet az elrendezést kifejezetten szélessávú erősítés kialakítására felhasználni.
A kapcsolási rajzot és a további számításhoz felhasznált, egyszerűsített kisjelű helyet-
tesítő áramkört a 4.6. ábra mutatja.
A bázisköri ellenállás elhanyagolásával nyerhető, a B'—C pontok között értel-
mezett feszűltségerősítés értéke a következő:
(4.13)
4.6. ábra. Soros visszacsatolású közös emitteres fokozat (a)
és helyettesítő áramköre (b)
126
ha a számlálóban a passzív átvitelből adódó, Cbe-vel arányos tagot elhanyagoljuk.
A Zb.e impedancia cof törés ponti frekvenciájú párhuzamos J?C-hálózatnak tekint-
hető:
_(l+/?oVd
^b.e —	>
CO
l+J—
aminek reciprokát gm-rnel összevonva:
(4.14)
gm+^— = — (1 +Jco/a>d-	(4-15)
Zb.e rd
Itt rd az emitter egyenáramra számított differenciális diódaellenállás, mt=(l+jöo)íOp
a tranzisztor tranzitfrekvenciája, pedig a közös emitteres kapcsolásra jellemző
kisfrekvenciás áramerősítési tényező.
Előnyös frekvenciafüggés biztosítása érdekében nagy frekvencián szüntessük
meg az által létrehozott visszacsatolást kis értékű CE felhasználásával, tehát legyen:
1	^e
(4-16)
A fentiek felhasználásával (4.13) a következő formát ölti:
1 + j(üCE RE
1+7?E/rd[l+>(Cb,c+CF)i?F]
. Ce Re + Re/i"d
1+^tKd
(4.17)

A visszacsatolással módosított feszültségerősítés kiértékelése céljából a frekvenciától
független és a frekvenciafüggést figyelembe vevő tényezőkre való szokásos felbontás
helyett (4.17)-et újuk fel a visszacsatolástól független és a visszacsatolás hatását kife-
jező tagok szorzataként, ami a vizsgált esetben megtehető:
_____~gmRr________1__________1 Ce_________
l+Áo(Cb>c+Cf)Rf l+I?E/rd	Re (	1
7-^-7- K e ।---
1 +AE/rd ( rd ío.
(4-18)
A tényezőket a 4.7. ábrán külön-külön felrajzoltuk. Látható, hogy a visszacsatolásból
4.7. ábra. Az erősítés tényezőinek
vizsgálatához
127
eredő szorzótényező abszolút értéke soha nem éri el az egységet,
1
CE»------
W
esetén legfeljebb megközelíti. Hanyagoljuk is el a nevezőben CE mellett szereplő
tagot, tegyük fel, hogy	így a gyakorlattal jó egyezésben levő eredményt
kapunk.
A visszacsatolás eredményeként az erősítés kisfrekvenciás értéke lecsökken.
Ugyanez elérhető volt úgy is, ha RF értékét csökkentettük. A visszacsatolás előnye
kettős. Egyrészt a tényleges fogyasztóval párhuzamosan kapcsolandó ellenállás nem
fogyaszt teljesítményt, nem csökkenti a kivezérelhetőséget. Ez az előny feszültséggel
vezérelhető fogyasztók esetén részben elvész.
Másrészt erősítésstabilizáló hatás jelentkezik. Míg a gmRF értékű kisfrekvenciás
erősítés változik a tranzisztor meredekségének változásával arányosan, a visszacsa-
tolás eredményeként jelentkező
gm
l+^E/rd
értékű effektív meredekség érzékenysége csökken és J?E/rd»l esetén a
gmfd _ ^2	J_	(4 19)
re	re	re
egyenletsor szerint a tranzisztor meredekségétől független értékhez tart. Ekkor a kis-
frekvenciás erősítés RF/RF értékkel közelíthető és csak a kapcsolás passzív elemei
által van meghatározva. Ez a stabilitásnövekedés a negatív visszacsatolt áramkörök
általános jellemzője.
Az erősítéskompenzáló CE kapacitás értékét megválaszthatjuk úgy, hogy az
eredő erősítés egytöréspontos frekvenciamenetet adjon. Ehhez az
CE.RE ~ (Cb.c + CF)KF =	(4-20)
egyenlőséget kell biztosítani.
Az emitterköri visszacsatoló kondenzátort a (4.20) feltételből számolt értékhez
képest megnövelve javíthatjuk a nagyfrekvenciás viselkedést. Jelentős növeléskor
kiemelés jelentkezik. Ezt elkerülendő, maximálisan lapos átvitelre méretezünk. A szá-
mítás részleteit mellőzve, az ehhez tartozó kompenzáló kapacitás:
1 C.RF
CE =---------——.	(4.21)
KEl-l/(l+KE/rd)2
Az ehhez tartozó sávszélesség-növekedés a (4.20) esethez képest kb. a kapacitásnöve-
kedéssel arányos (4.8. ábra). Ne feledjük el, hogy a határfrekvencia nő, de az egység-
erősítés frekvenciája ebben az esetben is változatlan.
4.8. ábra. Eredő erősítés kissé
túlkompenzált esetben
128
A kapacitással kompenzált soros visszacsatolású fokozat előnye többfokozatú
erősítőkben jelentkezik, mivel a bemeneti kapacitás és vele együtt az előző fokozat
terhelése lecsökken. Csökken a Miller-jelenség révén értelmezett tag, hiszen csökken
az erősítés és csökken a B'—E ágon mérhető kapacitás is, amint azt már az elemi
tárgyalás során láttuk. Ennek részletes tárgyalását azonban nem végezzük el, csupán
megjegyezzük, hogy előnyösen lehet a fokozatok közötti emitterkövetős szétválasz-
tást itt is alkalmazni.
Az elért sávszélesség-növekedés csak kis jelszinten mérhető. A fokozatot terhelő
valóságos kapacitás a kompenzáló jellegű visszacsatolás hatására nem csökken és az
adott feszültségszintre való kivezérléséhez szükséges áram sem csökken le. A kivehető
jelszint az
l/(Cbc+CF)RF	(4.22)
frekvenciától kezdve elkezd csökkenni, akárhogyan is alakul az emitterköri impe-
dancia hatására a kisjelű frekvenciamenet. Ez a tulajdonság nagymértékben korlátozza
a fokozat használhatósági körét.
Párhuzamos visszacsatolás. Az emitterköri visszacsatolás kisohmos generátorról
való vezérlés esetén alakítja előnyösen a frekvenciamenetet, míg áramgenerátorról,
nagy kimeneti ellenállásról vezérelt fokozat átvitelére alig van hatással. Áramvezé-
relt fokozatoknál a kollektor és a bázis közé beiktatott, párhuzamos visszacsatolás
használható széles sávban egyenletes átvitel kialakítására (4.9. ábra).
R v Lv
4.9. ábra. Párhuzamos visszacsatolású fokozat (a)
és helyettesítő áramköre (b)
A fokozat átvitelére jellemző mennyiséget, a kimeneti feszültség és a bemenő áram
hányadosaként definiált erősítő ellenállást a tranzisztor belső visszahatásának és bázis-
köri ellenállásának elhanyagolásával számoljuk ki. A helyettesítő áramkört szintén
a 4.9. ábrán rajzoltuk fel, ennek felhasználásával az eredmény:
"ki
—	-- y4R -
í be
(4-23)
_______________________________Pt.RpR^l+JcoLJR^_______________________________
7?v(l +ja>LJR„)(l	+ja>RFCr) + Rr(l +ja>/a>fi) + jBord(l +ja>RPCP) + fi^aRpgm
A (4.23) kifejezés alapvetően eltér az eddig tárgyalt feszültségerősítéstől. Vissza-
csatolás nélkül, esetén az értéke:
A . ____________________________
1 + jcolojp 1 + jcoCp Rf
Rí
(4.24)
9 Elektronikai erősítők
129
ami pontosan mutatja, hogy a bemeneti áram
0o
-----------szorosa
1 + j(o/(Of
a kollektorkörben elhelyezett
rf
V+j(oCFRr
impedancián átfolyva hozza létre a kimeneti feszültséget.
A bonyolult kifejezés minőségi vizsgálata céljából elhanyagoljuk a terhelés kapa-
citív részét. CF véges értéke utólag figyelembe vehető, ha csak közelítő pontossággal
is. Legyen tehát CF=0.
Először kompenzálás nélkül, £v=0 választással alkalmazzuk a visszacsatolást.
A (4.23) ekkor a következő egyszerű formát ölti:
fi^RpRy	1
7?f+^v+0o rd(1 +gmKF) 1 +j<o!(ot ’
ahol
Rv+Rf+0o (1 + gm Rf)
(Of = (Op
(4.25)
(4.26)
R„+R
A felső határfrekvencia megnő, a kisfrekvenciás erősítés pedig lecsökken. Szorzatuk
(4.24) és (4.26)-ból:
|Aro| (ot = (Op RF — —— .	(4-27)
Vagyis az elrendezésre jellemző sávjóság itt sem nő a visszacsatolatlan esethez képest,
inkább csökken, bár RV»RF esetén a csökkenés mértéke elhanyagolható.
Soros kompenzálóinduktivitás beépítésével nagy frekvencián csökkenthető a visz-
szacsatolás mértéke és a sávszélesség — változatlan egységerősítési frekvencia mel-
lett — enyhén növelhető. A részletes számítást mellőzzük, mivel a valóságban a ter-
helő kapacitás jelenléte a kialakuló erősítésmenet nem elhanyagolhatóan befolyásolja,
ugyanakkor a sokparaméteres összefüggés általános kiértékelése nehézkes.
Megjegyzésre érdemes ugyanakkor, hogy a párhuzamosan visszacsatolt fokozat
kevésbé alkalmas több fokozatú szélessávú erősítő elemeként, mivel a kimeneti
ellenállása kicsi és nem tud a következő fokozat számára áramgenerátoros meghajtást
biztosítani, ami viszont szükséges lenne ahhoz, hogy a visszacsatolás ott is alkal-
mazható legyen.
Visszacsatolás több fokozaton keresztül. Fokozatonként visszacsatolt több foko-
zatú szélessávú erősítők helyett gyakran alkalmaznak visszacsatolást több fokozaton
keresztül. A belső erősítő épülhet diszkrét alkatrészekből, újabban egyre inkább integ-
rált áramköröket is használnak erre a célra.
A több fokozatú belső erősítő frekvenciamenete nagyban meghatározza az alkal-
mazható visszacsatolás mértékét, az elérhető sávszélességet. Az egyes belső fokozato-
kat különböző módon lehet kialakítani, ezek kombinációja eltérő tulajdonságú erő-
sítőket eredményez. Az általánosság igénye nélkül a következő fontosabb eseteket
vizsgáljuk meg:
130
a)	valamennyi fokozat egységerősítési frekvenciája azonos, ugyanakkor a kis-
frekvenciás erősítéseik, így a határfrekvenciák esetleg különbözők,
b)	az egységerősítési frekvenciák eltérőek.
Az a) eset vizsgálatához a 4.1. fejezet jelöléseinek felhasználásával kezdünk,
hogy az eredmények összehasonlíthatók legyenek. Az z’-edik fokozat erősítésének
frekvenciamenetét (4.5) analógiájára
_	'^ÍO
l+jAjoCO/®!
(4.28)
formában írjuk fel. A belső erősítés értéke:
(4.29)
A frekvenciafüggetlen visszacsatolás mértéke legyen P-szoros. Kis frekvencián az
erősítés:
.	^nO
2TLvA --	5
1+MnO
ahol
9
•^nO = II ^io •
i=l
(4.30)
Az utolsó három összefüggés felhasználásával számolható a relatív átvitel:
A	1+MnO
a, —---=----------------------
t0 n (i +j^ío ®/®i)+/k4n0
(4.31)
Itt P értéke úgy választandó, hogy a kifejezés előírt viselkedést mutasson. Pl. a ki-
emelést elkerülendő, maximálisan lapos átvitel alakítható ki, ha értékét a
d
dm
n
II (1 +/4i0 «/«t) + MnO
i= 1
= 0,
ha a> = 0
(4.32)
egyenletből határozzuk meg.
Két egyforma fokozat esetén P=lMo0 a megengedett legnagyobb mértékű vissza-
csatolás, azaz pAn0 = 1 értékű hurokerősítés ad maximális lapos átvitelt.
Az
|öv(®f„)l = l/lfi
definíciós egyenletből számolt határfrekvencia ez esetben
<»fn -
1
(4.33)
amit (4.12)-vei értelemszerűleg összevetve azt látjuk, hogy eltűnt a
//2-1 = 0,64-szoros
csökkentési tényező, a kétfokozatú visszacsatolt erősítő mintegy 50%-kai nagyobb
sávszélességet ad.
131
Kettőnél több fokozatra kiterjedő visszacsatolás is hasonlóan előnyös lenne,
de a fokozatszám növekedésével egyre nehezebb lesz a kiemelésmentes átvitelt biz-
tosító kis visszacsatolási tényező pontos beállítása, kis bizonytalanság egyre nagyobb
eltérést ad az optimálistól és ezért nehéz az előnyök kihasználása. A gyakorlatban
esetleg n=3 esetén még alkalmazzák a visszacsatolást, nagyobb fokozatszámnál nem.
Nagyobb mértékű negatív visszacsatolás, amely előnyös nagyfrekvenciás tulaj-
donságok mellett kis frekvencián jelentős erősítés-stabilizálást ad, olyan erősítőkben
alkalmazható, ahol a fokozatok határfrekvenciái egymástól eltérnek (b) eset), még-
pedig egy nagy erősítésű (kis határfrekvenciájú) fokozattal több, kisebb erősítésű,
de azonos egységerősítésű fokozat kapcsolódik kaszkádba (4.10. ábra).
Az általánosság megszorítása nélkül legyen az első fokozat erősítése nagy,
a domináns pólus frekvenciája ekkor A további fokozatok határfrekvenciája
viszont ne legyen kisebb ojm-nél (az m index a mellékpólus elnevezésre utal), egy-
szerűség kedvéért legyenk e további fokozatok egyformák, com-nél legyen (n—1)-
szeres pólus.
A belső erősítés fázistolása az ojj/Xjo és com közötti szakaszon —90°, ojm-nél
ehhez — (n — 1) 45° adódik még hozzá. Mivel a kiemelés az |Xn f}\ = 1 frekvencián mért
120°-nál nagyobb relatív fázistolás esetén lép fel, maximális lapos átvitel biztosításá-
hoz oly mértékű visszacsatolás alkalmazható, hogy ezt túl ne lépjük. A 4.10. ábrán
<o„Jk jelöli azt a frekvenciát, ahol
120°-90°
n — 1
fázistolás adódik egy-egy fokozatból. Pl. n=2 esetén k^2, de n növekedésével értéke
nő, sajnos, egyre rohamosabban. A visszacsatolt rendszer eredő sávszélessége tom
és <o„Jk között, iomfk' frekvencián adódik (n=2 esetén k'=f2):
Wfn = &Jk'.
Az ábra jelöléseit felhasználva ezt (4.12)-vel analóg formába írhatjuk:
n
(o< lík
= -------77-	(4.34)
r--- ÍV
f Av0
Kétfokozatú erősítőre a járulékos szorzótényező értéke 1, s ugyanazt a határfrek-
venciát kapjuk, mint azonos pólusfrekvenciák esetében. A kis frekvencián szorosabb
visszacsatolás sok esetben előnyös, tehát érdemes ezt az elrendezést használni Az
n>2 választása esetén a visszacsatolt rendszer mindenképpen érzékeny a figyelembe
nem vett járulékos fázistolásokra, ritkán kerül alkalmazásra.
4.10.	ábra. Többfokozatú visszacsatolt
szélessávú erősítő tervezéséhez
132
4.11.	ábra. Különböző egységerősítési frekvenciájú
fokozatokból alakított rendszer belső erősítése
A többfokozatú visszacsatolás kapcsán eddig mondottak azonos egységerősítési
frekvenciájú fokozatból felépült rendszerekre vonatkoznak. A gyakorlatban, különö-
sen az integrált áramkörű erősítők elterjedésével a használt rendszerek fokozatai
gyakran különböznek. Valamely fokozat viszonylag a legjobb nagyfrekvenciás visel-
kedést mutatja, de a többi, kisebb egységerősítési frekvenciájú fokozat ennek hatását
lerontja (4.11. ábra). Ezek a rendszerek, mint kifejezetten szélessávú erősítők alig
jöhetnek számításba, a visszacsatolás optimális kialakításával viszont már az elő-
zőkben foglalkoztunk.
Különböző nagyfrekvenciás viselkedésű fokozatokból igen előnyös, gyors mű-
ködésű és tetszőleges mértékben visszacsatolható rendszer alakítható ki a párhuzamos
jelvezetés, vagy ennek egyszerű kiviteli változata, az előrecsatolás (angol nyelvű iro-
dalomban: feed-forward) elvének felhasználásával. Az ilyen erősítő visszacsatolható-
ság és erősítés szempontjából egyfokozatúnak tekinthető és akár egyenként, akár
hurokban visszacsatolva, szélessávú többfokozatú erősítő kialakításához alkalmas.
A nagy visszacsatolás eredményeként a kisfrekvenciás erősítés igen pontos lehet,
az impedanciák és a terhelések szempontjából jóval előnyösebben alkalmazható,
mint az egyszerű földelt emitteres fokozatokból épített erősítő.
4.3. Kompenzált erősítők
A viszonylag kisohmos generátorról vezérelt földelt emitteres erősítő fokozatok nagy-
frekvenciás átvitelét elsősorban a söntkapacitás korlátozza, amely részben a fokozat
kimeneti kapacitásából, részben a terhelő kapacitásból tevődik össze. Hatására nagy
frekvencián csökken a kisjelű erősítés és a fogyasztó ellenállásán nyerhető teljesít-
mény.
Párhuzamos kompenzálás. Egyszerűen kivitelezhető áramkörrel javítható meg a
nagyfrekvenciás átvitel, ha a fogyasztó kapacitív és a fokozat kimenőkörébe iktatott
ellenállás csak az egyenáramú csatolást végzi, illetve a kisfrekvenciás erősítést alakítja
(4.12. ábra). Ekkor a munkaellenállással sorbakötött induktivitás (ami a fogyasztó-
val párhuzamosan kapcsolódik!) kellemesen kiterjeszti azt a frekvenciatartományt,
amelyen belül az eredő terhelő impedancia viszonylag állandó és így az erősítés frek-
venciafüggetlen lesz.
4.12.	ábra. Párhuzamos kompenzálás a terhelésen
133
A számítást a 4.12. ábra jelöléseivel végezzük. A fokozat erősítése:
= “ki = _	1 +j^Qo/^o
«be gm l+jco/Q0a)o-co2/(ol
formában írható fel, ahol:
1
a>o = ~j=,
}LfC¥
(4.35)
Az
(4.36)
ű(ío)
-gmR
relatív frekvenciamenet abszolút értékét néhány különböző jósági tényezőre a 4.13.
ábrán rajzoltuk fel. Látható, hogy a határfrekvencia, co=l/l?CF környezetében <20
növelésével az átvitel abszolút értéke nő; valamint módosul a fel nem rajzolt fázis-
menet is. <2o=0,5 esetén az átvitel kritikusan csillapított és impulzus alakú jelek át-
vitelénél sem jelentkezik a jelalakban túllövés, <2o~O,55 esetén a fázismenet a leg-
inkább lineáris, ami többfrekvenciás jelek alakhű átviteléhez optimális, míg
2o=O,64 választás mellett az abszolútérték menete maximálisan lapos, majd Qo to-
vábbi növelésével az átvitelben egyre határozottabb kiemelés jelentkezik.
Igen nagy frekvencián nincs hatása a fenti kompenzálásnak, de az erősítő kihasz-
nálhatóságát a határfrekvencia környezetében javítja. Hatékonyságának jellemzésére
a kompenzálatlan esethez képesti relatív sávszélesség-növekedést használják, ami
2o=0,64 esetén 1,7 értéket vesz fel, s ez igen jelentős. A 4.1. fejezetben megismert
írásmóddal:
co, .
~	!’7, ha 2o = 0,64.
A.(0)
(4.37)
A javulás biztosításához szükséges kompenzáló induktivitás méretezésére a (4.37)
definíciós egyenlet alkalmas. A fokozat kapcsolási rajza a 4.14. ábrán látható.
4.13. ábra. Kompenzált átviteli
karakterisztikák
4.14. ábra. Párhuzamosan
kompenzált fokozat
kapcsolása
134

La
-4.15. ábra. Négypólusú soros
kompenzálás a kapacitások
szétválasztására
4.16. ábra. Soros kompenzálása
fokozat kapcsolása
Kompenzálás négypólussal. Az erősítő fokozatok terhelő kapacitása az eszköz ki-
meneti kapacitásából és a fogyasztó reaktanciájából tevődik össze. így mód van
a kapacitásoknak csatoló négypólus segítségével való szétválasztására és ez a sáv-
jóság növelését teszi lehetővé.
A csatolásra használható négypólus aluláteresztő jellegű szűrőkapcsolásból vite-
lezhető ki. Ez legegyszerűbb esetben egyetlen n-tag, amelynek be- és kimeneti sönt-
elemébe a terhelő kapacitások beszámíthatók (4.15. ábra). A beépítendő söntelemeket
elhagyva jutunk a soros kompenzáláshoz, ami csak meghatározott a=Cki/C=
=CkI/(Cki+CF) viszony esetén ad optimális átvitelt. Az átvitel jellegéről és az
Ls = nR2 C
összefüggéssel számolható kompenzáló induktivitás méretezésére az alábbi táblázat
ad felvilágosítást:
a=l/9 krit. csili., «=3/8,
a=l/6 lin. fázis, n = 36/75,
a =1/4 max. lapos, n=2/3.
Az utóbbi esetben maximális a sávszélesség-javulás, a felső határfrekvenciára
mf
2——
A.(0)
(4.38)
érték adódik. A kapcsolás a 4.16. ábrán látható; nem bonyolultabb, mint a párhuza-
mosan kompenzált fokozat, de, ismételjük, csak meghatározott kapacitásviszony
esetén ad jó eredményt.
Összetettebb kompenzáló négypólust kell alkalmazni hasonló eredmény eléré-
séhez, ha a fogyasztó nem kapacitív, hanem ohmos (4.17. ábra). Ekkor a csatoló
áramkör célszerűen a kimenetén (a fogyasztóval) illesztetten lezárt aluláteresztő
szűrőből alakítható ki. Rendszerint a bemeneten, a meghajtott oldalon is illesztett
4.17. ábra. Kompenzálás aluláteresztő
LC-szűrővel, amelybe a csatlakozó
elemek kapacitásait beszámítjuk
135
lezárást kell biztosítani a reflexiók elkerülése céljából. Az erősítő kimenetén és a
fogyasztó oldalon jelentkező reaktanciákat a szűrő elemeiként tekintve az átviteli
sáv a lezárt szűrő átviteli sávjával egyezik meg. Megjegyzendő, hogy az egyetemesnél
bonyolultabb kompenzálást ritkán használják, ezért az utóbbi elrendezés részletes
tárgyalásától eltekintünk.
4.4. Láncerősítők
Igen nagy sávszélesség elérésére alkalmaznak láncerősítőket, amikor már az egy
fokozattal elérhető erősítés olyan kicsi, esetleg egynél kisebb, hogy a szorzat formá-
éban adott eredő erősítés nem nő a kaszkádba kapcsolt fokozatok számának növe-
lésével.
Ilyen esetben úgy kapcsolják össze a fokozatokat, hogy az erősítések összeadód-
janak. Ezt az elrendezést nevezik láncerősítőnek.
A kimenő jeleket összeadni a fokozatok egyszerű párhuzamos kapcsolásával
is lehet. Ez azonban most nem vezet célhoz. Igaz ugyan, hogy így az eredő meredek-
ség arányos az összekapcsolt fokozatok számával, de ugyanilyen arányban nő a ki-
meneti kapacitás is, a g„JC viszony, az egységerősítés frekvenciája változatlan marad.
A jelek összeadását úgy kell elvégezni, hogy közben a kompenzálandó kapacitás ne
növekedjék, mert csak így növelhető meg a rendszer sávjósága.
A láncerősítő működése a 4.18. ábra alapján a következő. A bemenő jelet mind-
két végén illesztetten lezárt aluláteresztő vonalra táplálják be. A vonalon reflexió
nincs, a jel állandó sebességgel, torzítás nélkül halad a generátortól a lezáró ellen-
állás felé és ott felemésztődik. A vonal egyenlő távolságban megválasztott a, b,
c,... pontjairól tehát ugyanaz a jel vehető le, de a véges futási időnek megfelelő
állandó késleltetéssel.
Az időben eltolt bemenő jeleket egy-egy erősítő fokozatra vezetjük. Ezek kimenő
áramai ugyanilyen időeltolással, de azonos mértékben változnak. A kimeneti jelekkel
mindkét végén illesztetten lezárt aluláteresztő vonal A, B, C, ... pontjaihoz csat-
lakozva és ügyelve arra, hogy mindkét vonalon az osztáspontok között ugyanakkora
legyen az időkésleltetés, a kimeneti vonal jobb oldali lezáró ellenállására valamennyi
fokozat jele egyidőben érkezik meg. Hatásuk tehát összeadódik. így egynél kisebb
fokozaterősítés esetén is elvben tetszőlegesen növelhető az erősítés a fokozatszám
növelésével. Hogy a gyakorlatban mekkora erősítést érdemes így előállítani és mikor
4.18. ábra. Láncerősítő elrendezés
136
érdemes a láncerősítők kaszkád-kapcsolásával növelni azt tovább, azzal nem fog-
lalkozunk.
A láncerősítő két vonala között a csatolást olyan elemekkel kell megvalósítani,
amelyek a vezérlő feszültséggel arányos kimeneti áramot adnak. Ezt az ideális feszült-
ségvezérelt áramgenerátort az elektronikus eszközök csak megközelítik. Figyelembe
veendő eltérések: a be- és kimeneti, esetleg a visszaható kapacitás, bipoláris tranzisz-
toroknál a viszonylag kis bemeneti ellenállás, végül a jelterjedés ideje az eszköz
belsejében. Pontosabban a véges futási idő csak akkor zavaró, ha értéke eltérő az
egyes példányoknál, de a véges futási idő eredményeként a kimeneti jelnek nemcsak
a fázisa változik, hanem az amplitúdója is csökken, ez pedig már az erősítés csök-
kenését okozza.
A következőkben tekintsünk el a meredekség frekvenciafüggésétől és vizsgáljuk
meg a véges be- és kimeneti impedanciák hatását! A be- és a kimeneti kapacitás, akár-
csak a négypólusú kompenzálás esetén, sönt-tagját képezi a koncentrált elemekből
kivitelezett aluláteresztő vonalaknak, amely így a fokozatok közé kapcsolt induktivi-
tásokká egyszerűsödik (4.19. ábra).
Határozzuk meg az így kialakított erősítő alapvető jellemzőit, mivel elektron-
csövekkel, térvezérelt tranzisztorokkal, esetleg közös emitteres alapkapcsolásban
dolgozó bipoláris tranzisztorokkal ez viszonylag jól megvalósítható. Jelöljük az.
illesztve lezárt vezérlő generátor kapocsfeszültségét ube-vel. (Ez most a forrásfeszült-
ség felével egyenlő!) Az egy fokozat által hozott áram gm«bc, ennek fele jut a fogyasz-
tóra, hiszen a kimeneti vonalon mindkét oldali lezárás felé ugyanakkora áram folyik.
Egy fokozat erősítése tehát:
.	__ áhn ^F
AU1 — - ,
ami n fokozatra-
n 
4n = -ftn^F-
(4.39}
A kimeneti vonal induktivitása az illesztés feltételéből határozható meg. Kis
frekvencián a hullámellenállás
s célszerűen itt illesztünk, azaz:
(4-40)
cki
A vonal reaktanciái által meghatározott

(4.41}
137
frekvencián a hullámellenállás nullára csökken. A vonalat 7?F-fel lezárva frek-
venciáig (^-=1) kapunk egyenletes átvitelt. Tekintsük ezt határfrekvenciának. Ekkor
a kisfrekvenciás erősítés és a sávszélesség szorzataként definiált sávjóság:
. ngm
Auaco{ =
ZCki
(4.42)
értékre adódik. Láthatóan, a fokozatszám növelésével formailag tetszőlegesen növel-
hető.
A kimeneti vonal illesztetlen lezárásából adódó i^d érték optimalizálása céljá-
ból a 4.19. ábrán bemutatott egyszerű szűrő helyett derivált tagokat célszerű alkal-
mazni, valamint a vonal és a lezárások közé illesztő féltagokat kell beiktatni. így
^/^0,9 érték érhető el. A szűrő kialakíátsának részleteit hálózatelméleti szakkönyvek
tárgyalják.
Érdemes még röviden a bipoláris tranzisztorok számára előnyös kiviteli válto-
zatról beszélni. Ezeknek az eszközöknek a bemeneti ellenállása kicsi és rosszul reali-
zálják a feszültségvezérelt áramforrást. Helyesebb közös bázisú alapkapcsolást hasz-
nálni és azt áramvezérelt (közel nulla bemeneti ellenállású) áramgenerátornak tekin-
teni. Ekkor természetesen a bemeneti vonal felépítése módosul, hiszen a vonalon
folyó áramot kell az eszközökbe betáplálni. Ez transzformátort igényel (4.20. ábra),
ami viszont véges alsó határfrekvenciát eredményez. Az igen kis frekvenciák átvitele
igen nagy frekvenciás szélessávú erősítőknél általában nem szükséges, a hiányosság
nem zavaró, ugyanakkor a megoldás nagyfrekvenciás tulajdonságai igen jók.
Egyszerűen belátható, hogy ez utóbbi elrendezésben a bemeneti vonalon folyó
áram:
.	_ “be
*be „	>
K0E
ahol jR0E az emitterköri vonal hullámellenállása, ez ü áram-áttételű transzformátoron
és a áramerősítéssel jellemzett tranzisztoron átvezetve jut a kimenő vonalra és a
fogyasztón létrehoz
« - «be n
Mki = wF = - wa--------
2 fl0E
138
4.20. ábra. Láncerősítő bipoláris tranzisztorokkal
feszültséget, amiből a feszültségerősítés:
n üa
= --- = “ Rp •
Ube 2 RqE
(4.43)
Ezt (4.39)-cél összevetve, látható, hogy a fokozatok gm meredekségének szerepét az
üa
^OE
mennyiség vette át, ami a passzív vonal tulajdonságaitól jelentősen függ, tehát bizo-
nyos határok között szabadon választható meg. A választást befolyásolja az eszköz
nem-nulla bemeneti ellenállása, ami a bemeneti vonal csillapítását növeli és frekvencia-
menetét rontja.
139

5.	Szelektív erősítők
5.1.	Szelektív rendszerek
Definíciók. A szélessávú erősítőkkel szemben a szelektív, pontosabban a frekvencia-
szelektív átvitelt biztosító erősítők alsó és felső határfrekvenciája azonos nagyságrendi
értékű és az átviteli sávon kívüli frekvenciákon az átvitel oly mértékben lecsökken,
hogy viszonylag nagy zavaró jelet a bemenetre alkalmazva sem kapunk a hasznos
jellel összemérhető kimenetet. Szokták a szelektív átvitelt keskenysávú jelzővel is
jellemezni, ez gyakran nem helytálló, mivel az átvitt sáv abszolút értékben esetleg
szélesebb, mint sok szélessávú erősítőé.
Minden szelektív rendszerre megadható olyan frekvenciatartomány, amelyen
belül az átvitel többé-kevésbé független a frekvenciától. Ebben az átviteli sávban
a közepes értékhez képest nem ingadozik az erősítés többet, mint O...±l...±3 dB-t.
Az átviteli sávot két oldalról az alsó és felső határfrekvencia határolja, e frekvenciákon
az erősítés 3...6dB-lel kisebb az átviteli sávban mérhető közepes értékhez képest.
A két határfrekvencia mértani középarányosát nevezik sávközépi frekvenciának:
á =	(5.i)
A pontos érték helyett gyakran a határfrekvenciák számtani középarányosával szá-
molnak, ez, különösen keskenysávú erősítőknél, elhanyagolható hibát eredményez.
A határfrekvenciák különbségének a sávközépi frekvenciához viszonyított értéke
a relatív sávszélesség:
(5.2)
fk fk
Általában elhangolásnak nevezik a
d/=/-Á	(5.3)
mennyiséget, míg
d//4	(5.4)
a relatív elhangolás.
Az átvitel frekvenciafüggésének teljes jellemzése céljából meg kell még adni, hogy
az alsó határfrekvencia alatti és a felső feletti frekvenciákon milyen mértékű csilla-
pítást kell biztosítani. Az áteresztő és zárótartomány közötti szakasz jellemzésére
adják meg az átvitelváltozás meredekségét, esetleg különböző elhangolásoknál
a csillapítást.
141
5.1. ábra. Szelektív rendszer átviteli
jellemzői
Az 5.1. ábrán felrajzolt relatív átvitel tehát soha nincs pontosan előírva, a meg-
engedett határértékek között ingadozhat, ami az átvitel minőségét jelentősen nem
befolyásolja.
Tranziens, általában többfrekvenciás jelek átvitelét befolyásolja a futási idő,
amely az erősítés fázistolásával van szoros kapcsolatban. Az átviteli sáv egészére
megadott átlagos érték például a sáv szélein mért fázistolások különbségének és sáv-
szélességének a hányadosából számolható:
Tá" ~ 2n(/f-/a) ‘
Ha az co =m = <z>f frekvencián számolt
d<p
1 =-------
dco
(5.5)
(5.6)
differenciális érték ettől eltér és a sávban ingadozik, a szelektív erősítőn átvitt jel
frekvencia-, fázis- vagy amplitúdóváltozása formájában értelmezett információ
torzulásával kell számolni még akkor is, ha a pillanatnyilag értelmezhető minden
jelfrekvencián közel azonos az átvitel abszolút értéke.
Az eddigiekben lényegében egy szűrő kisjelű átvitelével azonosítottuk a szelektív
elektronikus rendszer átvitelét. Ezen túlmenően számos adat szükséges, részben
még a kisjelű, részben pedig a nagyjelű jellemzéshez. Ilyenek a közepes frekvenciás
erősítés, a csatlakozópontokon mérhető impedanciák, továbbá a fogyasztóra veze-
tendő torzítatlan jel, a feldolgozandó bemeneti hasznos és zavaró jel nagysága, a nem
lineáris torzítások megengedett mértéke, hogy csak a fontosabbakat említsük.
Hangolt erősítők. Szelektív rendszert bármilyen sáváteresztő jellegű szűrő áramkör-
ből kialakíthatunk. Itt természetesen nem ezekkel kívánunk foglalkozni. Feltételez-
zük, hogy egyidejűleg elektronikus erősítőre is szükség van, vagyis a szelektív erősí-
tők méretezésével ismerkedünk meg.
A szélessávú jellegű erősítők szelektív csatoló áramkör alkalmazásával alakít-
hatók át sáváteresztő erősítővé. Ezt legegyszerűbben úgy érjük el, hogy rezgőkört
kapcsolunk a fogyasztóval párhuzamosan, ekkor a fokozat kimenő áramának csak
a rezonancia frekvencia közelébe eső összetevői hoznak létre kimenő teljesítményt,
míg az egyenáramú és egyéb váltakozó áramú összetevőket a rövidzárat képviselő
párhuzamos rezgőkör a fogyasztó kiiktatásával a telepbe vezeti. Erősítést tehát csak
a rezonanciafrekvencián és annak környezetében kapunk.
A szükséges erősítést általában nem lehet egyetlen fokozattal biztosítani, vala-
mint a kívánt átviteli karakterisztika sem alakítható ki egyetlen rezgőkör felhaszná-
142
5.2. ábra. Többfokozatú hangolt erősítő tömbvázlata
lásával. A hangolt erősítők ezért rendszerint több fokozatúak (5.2. ábra), a fokozatok
egymáshoz, valamint a generátorhoz és a fogyasztóhoz rezgőkörök, esetleg több rezgő-
körből alakított sávszűrők közbeiktatásával csatlakoznak. Az ilyen felépítésű rend-
szerek ma igen elterjedtek.
A közepes átviteli frekvencia széles határok között választható meg. Az erősítő
eszközök be- és kimeneti kapacitása a rezgőkör részét képezi és így kihangolódik,
közvetlenül nem befolyásolja a nagyfrekvenciás erősítést. A felső sávhatár kitolódhat
az eszközre jellemző egységerősítési frekvencia közelébe, bár a minőségi jellemzők
nagy frekvencián romlanak. Az alkalmazhatóság felső frekvenciahatárára értéket
adni nehéz, hangolt erősítőket építenek mikrohullámokra is, de mintegy 200 MHz
határ felett a rezgőkör koncentrált elemekből való kivitelezése nehézkes, ezért hullám-
vezetőkből alakítják azt ki.
Fontosságára való tekintettel önálló alfejezetben ismerkedünk meg az erősítés
meghatározásának, az előírt átviteli karakterisztika kialakításának, az áramköri
stabilitás biztosításának kérdéseivel, röviden érintjük a tranziens jellegű vezérlés
hatását.
I ntegrált erősítők. Az integrált áramkörök elteijedésével a közepesen nagyfrekven-
ciás hangolt erősítők szokásos felépítése fokozatosan megváltozik. Néhány MHz,
sőt, néhányszor 10 MHz sávszélességgel nagy erősítésű, szélessávú integrált erősítők
alakíthatók ki, amelyeknél a hangoló elemeknek a fokozatok közé való beiktatása
nehézkes. Több erősítő alkalmazása viszont feleslegesen nagy erősítést adna.
Integrált erősítőkhöz tehát célszerűen koncentrált szűrőt kell készíteni, amit a jel-
forrás és az erősítő bemenete közé iktatva szelektív rendszert kapunk (5.3. ábra).
A szűrő a kívánt mértékben elnyomja az átvinni nem kívánt jelösszetevőket, míg
lényegében csillapítás nélkül az erősítő bemenetére vezeti a hasznos jelet.
Az 5.3. ábra szerinti elrendezést kell alkalmazni minden olyan esetben, amikor
a zavaró jelek az erősítőt túlvezérelnék, mert túlvezérelt állapotban az erősítő nem
alkalmas a hasznos jel átvitelére. Kizárólag akkor tehető a szűrő az erősítő kimenetére,
ha a bejövő jelszint igen kicsi és a szűrő által termelt termikus zajjal összemérhető.
A gyakorlatban még ebben az esetben is szívesen használják az előző elrendezést és
a jelnek a zajszintből való kiemelését (célszerűen egyfokozatú) előerősítővel végzik
el (5.4. ábra).
5.3. ábra. Szelektív erősítő
koncentrált szűrővel és integrált
áramkörrel
5.4. ábra. Igen kis jelszintről üzemelő
integrált rendszer
143
Mechanikai szűrők. A koncentrált LC-elemekből álló szűrők rendszertechnikailag
kifogástalanul illeszthetők az integrált erősítőkhöz, ennek ellenére alkalmazásuk előny-
telen az induktivitások szükségszerűen nagy mérete és költséges előállíthatósága
miatt. Helyettük előnyösen használhatók a különböző mechanikai rezgőrendszerek,
amelyek felépítése egyszerűbb, általában olcsóbbak, vagy átviteli jellemzőik jelentő-
sen jobbak az £C-körökhöz képest, végül méretük és általában az előállításuk jól
illeszkedik az integrált technikához. Különösen a különböző kristályszűrők terjednek.
Aktív RC-áramkörök. LC elemekkel megvalósítható átviteli függvények RC elemek-
kel és hozzákapcsolt erősítővel is elérhetők. Ahhoz, hogy ezt ki is lehessen használni,
olyan erősítőket kellett építeni, amelyek pótolhatták az LC-szűrők induktivitásait.
Az áramkör-integrálás pedig még olcsóvá is tette ezeket az áramköröket. Az erősítők
mellett az £C-elemek is integrálhatók és így lehetővé válik a teljesen integrált szelek-
tív erősítő elkészítése. A használatos áramköri elrendezésekről, néhány megvalósítási
kérdésről az 5.3. alfejezetben talál tájékoztatást az Olvasó.
Szelektív elektronikai rendszerek. Az integrált áramköri technikában az RC-
rendszerek által megkívánt pontos R és C elemek elkészítése értékbeállítási műve-
letet igényel. Ez mindenképpen drágítja az aktív l?C-szűrőket és lassítja elterjedésü-
ket. Pontos értékű passzív elemek csak szigetelő alapon készíthetők; a szilícium
alapú monolit áramkörök, amelyek olcsón, automatizáltan és nagy tömegben állít-
hatók elő, ilyen célra alkalmatlanok. Ez a magyarázata annak, hogy sok munkát fek-
tettek az olyan elektronikus rendszerek kifejlesztésébe, amelyek valamennyi eleme
egyszerre készíthető, utólagos beállítást nem igényel és ellátja a szelektív rendszer
feladatát. Ilyenek pl. a digitális szűrő, vagy a fázisszabályozó (PLL) áramkör. Ezek-
kel a fejezet végén röviden foglalkozunk, bár pontos analízisük részletesebb áramköri
és rendszertechnikai tudást igényel.
5.2, Hangolt erősítők
Erősítőfokozat LC-zárőkörrel. A munkapontbeállító áramköri elemeket elhagyva,
az 5.5. ábrán látható a legegyszerűbb hangolt erősítő és a helyettesítő áramköre.
A számítás egyszerűsítésére az erősítő eszközt idealizáltan jellemezzük: elhanyagoljuk
a visszaható admittanciát, a kimeneti ellenállást és a kapacitást beleszámítjuk a ki-
menőköri rezgőkör elemeibe. Elhagyjuk továbbá a fogyasztót is, a kimeneti rezgő-
körön megjelenő feszültséget tekintjük kimeneti jelnek.
A fokozat átvitelére jellemző feszültségerősítés a következő formában írható fel:
	 _____ gm _______ zg y\
wbe____________________1 + jioCR LR/joL ’
ahol gm a fokozat meredeksége, R a kimeneti ellenállásból, a rezgőkör párhuzamos
RqJL 1
üt
o )
5.5. ábra. Hangolt erősítő fokozat (a) és helyettesítő áramköre (b)
144
veszteségi vezetéséből (esetleg a fogyasztó ellenállásából) számolt eredő veszteségi
ellenállás, L és C a rezgőkör hangoló elemei. Az
co0 = 1/17.C,
(5.8)
2ot = R/co0L = cooCR
mennyiségeket definiálva az erősítés átírható:
(5.9)
(5.10)
A nevező zárójeles kifejezését szokásosan relatív elhangolásnak nevezik:
co coo
t}=----------,
COO co
amit felhasználva:
(5-11)
A = gmR~.	(5.12)
I+Jröo.
Az (5.4) összefüggéssel már definiáltuk egyszer — természetes módon — a relatív
elhangolást. Párhuzamos rezgőkörökre és azokból épített — később megismerendő —
sávszűrőkre előnyös az (5.11) definíció használata.
Kis elhangolás esetén, ha
co = m0 + zl<a, |d<a|-«<a0.
(5.11) második tagjára közelítőleg érvényes:
<u0 coo i Aco
co	co0 + Aco	co0
amit figyelembe véve:
2 Aco
n -----
m0
(5.13)
Az íű0 érték a sávközépi frekvenciával azonosítható, tehát az (5.11)-ben definiált
relatív elhangolás a közepes átviteli frekvencia környezetében az (5.4)-gyei definiált
természetes mennyiség kétszeresével egyenlő.
Vizsgáljuk meg az (5.12)-vel adott átvitelt. co=co0, azaz t]=0 esetén az érték:
4„(®o) = ~gmR-
(5.14)
A sávközépi érték egyúttal a maximális is, hiszen esetén a nevező abszolút értéke
feltétlenül nagyobb egynél.
Az
1
a(co) = AuMu(m0) = —. - -
1 +J»?eot
(5.15)
relatív átvitelt először célszerűen nem co, hanem t] függvényében vizsgáljuk. Láthatóan,
10 Elektronikai erősítők
145
formailag, az egyszerű, elsőfokú Bode-függvényhez jutottunk, bár az co-val szem-
ben mind pozitív, mind negatív értéket felvehet. Logaritmikus léptékben az 5.6. ábrán
rajzoltuk fel a pontos és az aszimptotikus frekvenciamenetet. Az abszolút érték menete
független tj előjelétől, a fázis előjelet vált.
A közepes frekvenciás átvitelhez képest 3 dB esést kapunk az
»?eoi = ±l	(5.16)
értékhez tartozó frekvenciákon, amiből az
ft /ö _ 1 _ f fo _ _J_
fo ft Qot fo f	Qot
összefüggésekkel Qo»\ esetére közelítőleg a határfrekvenciák:
Á=/o(i-i/eot),	(5.17)
/0-ra normált különbségük pedig:
(5.18)
fo Qot
értékre adódik ki. A relatív sávszélesség tehát közelítőleg a rezgőkör rezonancia
frekvenciáján értelmezett eredő jósági tényező reciprokával egyenlő.
Az átviteli sáv így definiált határain a fázistolás ±45° értékű, ez a sávközépen
nullára csökken, az átviteli sávtól távol pedig ±90°-hoz aszimptotizál.
Az 5.7. ábrán felrajzoltuk a relatív átvitelt <o függvényében is. Logaritmikus lép-
téket választottunk, ezért az átviteli görbe az coo sávközépi frekvenciára szimmetriku-
san helyezkedik el. Igen kis frekvencián a fázistolás +90°, az átvitel m-val arányosan
nő, de az aszimptóta nem az egységnyi, hanem az \/QOt értékhez tart. Az átviteli sáv
környezetében a fázis csökken, a 0 érték környezetében közel lineárisan, az átivtel
abszolút értéke pedig hirtelen megnő és m=coo-nál egységnyi értéket ér el. A sáv-
középi frekvencia fölött co><bo esetén az abszolút érték a páros, a fázismenet a párat-
lan függvényösszefüggésnek megfelelően, szimmetrikusan helyezkedik el.
5.7. ábra. Relatív átvitel co függvényében
146
5.8. ábra. Relatív átvitel a> függvényében,
lineáris léptékben
A sáváteresztő jelleg a lineáris léptékbeni ábrázolásból tűnik ki a legjobban
(5.8. ábra). Az átviteli görbe szimmetriája itt már csak m0 környezetében érvényes,
nagy elhangolásnál nem, hiszen ugyanígy nulla átvitelt kapunk a végesben levő nulla,
mint a végtelen nagy frekvenciánál.
Elérhető erősítés. Az előzőkben megismertük az egyszerű párhuzamos rezgőkörrel
terhelt (gyakran zárókörösnek nevezett) fokozat átvitelének frekvenciafüggő sajá-
tosságait. Láttuk, hogy az átviteli sáv relatív szélessége az eredő jósági tényező recip-
rokával egyenlő, a sávon kívül az átvitel nullához tart a frekvenciával arányosan, ill.
fordított arányban.
A sávközépen mérhető erősítés — gmR értékét kívánjuk most megvizsgálni.
A közös emitteres fokozatra jellemző fázisfordítástól eltekintve a gm meredekséggel
való arányosság természetes. Nagy feszültségerősítéshez tehát nagyra kell választani
R értékét. Az eszköz belső ellenállása rendszerint elhanyagolhatóan nagy, s ha a ter-
helés elhanyagolható, akkor R értéke a rezgőkör elemeinek megválasztásával állít-
ható be.
Nagy rezonanciallenállású rezgőkört nagy L/C-viszony, nagy induktivitás és
kis kapacitás megvalósításával lehet készíteni. Ezenkívül a jósági tényező alakítja
az értéket:
Ro = Q^L/C.	(5.19)
Az L/C viszony növelésének határt szab egyrészt az ezzel járó Qo -csökkenés,
másrészt a csatlakozó elektronikus eszközök növekvő hatása a hangolókapacitásra.
Minél kisebb az eredő C kapacitás, annál jelentősebb részét képezi a bizonytalanabb
értékű és rendszerint instabil elektronikus hányad. Ezért törekszenek kis kimeneti
kapacitású erősítő eszközöket készíteni, különösen nagyfrekvenciás alkalmazások
céljára, amikor C összkapacitás egyébként is kis értékű.
Az Ro rezonanciaellenállás túlzott növelését nem teszi lehetővé az ezzel együtt
járó got-csökkenés. Az eredő jósági tényező szabja meg a sávszélességet, túlzott
csökkenése tehát a szelektivitás-tulajdonságokat rontja le. Mennyiségi jellemzés cél-
jából célszerű definiálni a terhelési viszonyt
w = ^ =---------^2------< 1	(5.20)
Co RkiXK0XKF
10*
147
formában. A jelölés célszerűségét a teljesítményerősítés meghatározása kapcsán fogjuk
látni. Egyelőre a relatív sávszélességre adott (5.18) összefüggésbe helyettesíthető:
,	(5.21)
QoH’
ami mutatja a fordított arányosságot.
A fenti szempontok figyelembevételével megválasztott maximális Ro adja tehát
az elérhető fokozaterősítést abban az esetben, ha a fogyasztó terhelőhatása elhanya-
golható, ellenállása gyakorlatilag végtelen.
Elérhető sávjóság. Hanyagoljuk el a rezgőkör mindkét oldali ohmos terhelését
és írjuk fel az egy fokozat által elérhető feszültségerősítés és sávszélesség
szorzataként definiált sávjóságot:
Sj = |Au(m0)|(/f-/;),	(5.22)
ami előző egyenleteink felhasználásával
formában adódik ki. Tanultuk, hogy a szélessávú erősítők felső határfrekvenciájával
azonosított sávszélességből számolt sávjóság (az egységerősítés frekvenciája) is
hasonló formában írható fel, csak ott C a kimeneti összes terhelő kapacitást jelen-
tette. Most C a teljes hangoló kapacitás, amit csökkentve javul a sávjóság. Ha egy-
általán nem építünk be kondenzátort, csupán az eszköz kimeneti kapacitása, illetve
a terhelés reaktáns része hangolja le a beépített induktivitást a kívánt közepes frek-
venciára, a sávjóság a maximumra nő és eléri a szélessávú erősítőkre érvényes értéket.
Nagy erősítés, ill. nagy sávszélesség tehát kis hangoló kapacitásnál adódik, a gyakor-
latban viszont csak oly mértékben csökkenthető a beépített kondenzátor értéke, ami
még elegendő stabilitást biztosít, hiszen az erősítő eszközök által behozott kapacitás-
összetevő értéke általában sokkal bizonytalanabbul meghatározott, mint a beépített
elemeké.
Illesztés. Véges ellenállású fogyasztó üzemeltetéséhez az erősítőfokozatnak teljesít-
ményt kell leadnia. Kérdés, hogyan kell a terhelést illeszteni a hangolt körhöz, hogy
a kimeneti kapcsokon — adott vezérlőjel hatására — maximális teljesítmény jelenjen
meg.
Ebben az esetben nem közvetlenül kapcsoljuk össze a kimenetet a hangolt körrel
és a fogyasztóval, hanem transzformátorokat használunk. A gyakorlatban ezt soha
nem építik külön elemként az áramkörbe, hanem pl. a hangolókör induktivitását
képezik ki transzformátornak. Az 5.9. ábrán ezt a megoldást mutatjuk be. Az nl
5.9. ábra. Hangolt erősítő fokozat az illesztett fogyasztóval
148
5.10. ábra. A rezgőkörre transzformált
helyettesítő áramkör
és n2 áttételnek értelmezése a következő: a rezgőkör kapcsaira adott egységnyi feszült-
ség hatására a leágazási pontokon n2, ill. n2 feszültség jelenik meg. A menetek szoros
mágneses csatolása esetén n1 és n2 a relatív menetszámokkal azonosítható.
Egyszerű számolhatóság érdekében először minden ellenállást és a generátort
a rezgőkör kapcsaira transzformálunk. Az 5.10. ábrán jelölt mennyiségek átszámolt
értéke a következő:
Í= «lgm«be>
gg =
gt = ni/Kp-i
go — V^o-
Segítségükkel a fogyasztón megjelenő feszültség:
, n21	1
Mki = «2 Wki =----------
Go\+jnQot
formában írható fel, ahol:
Go — gg + go + gt>
(5.24)
(5.25)
Öoi = “oC/G = ^Q0.
Go
A már ismert frekvenciafüggést figyelmen kívül hagyva, rezonanciafrekvencián a fo-
gyasztón megjelenő hasznos teljesítmény:
2	2-2	2 2 2
= «ki = n2i = »i»2gm 2
f-rf	rfg%	rfg$ Wbe’
(5.26)
(5.27)
ha wbc a jel effektív értékét jelöli.
Az (5.27) kifejezésben gm, ube és RF az n( és n2 áttételek megválasztásától füg-
getlen mennyiségek. PF maximuma tehát egybeesik az
nl w2 |
Go J
(5.28)
mennyiség maximumával. Az (5.28) mennyiség átírható:
r «i «2 )2 fa+g.]2
A+gJ ( Go J
(5.29)
formába. A gg és gt vezetések definícióját felhasználva belátható, hogy az első záró-
jelben álló mennyiség n2ln2 függvényében szélső értékkel rendelkezik. Ez maximum
és az
149
értéknél adódik. Vagyis a kimeneti hasznos teljesítmény, következőleg az erősítés
maximális az
-2=-^, azaz gg = gt
nl n2
(5.30)
választásnál. Ez éppen az illesztés feltétele, ami g0 értékétől függetlenül értelmezhető.
Akkor van tehát a fogyasztó az elérhető teljesítményerősítés szempontjából illesztve,
ha az eszköz kimeneti kapcsaira transzformált fogyasztó ellenállás éppen megegyezik
az eszköz belső ellenállásával. (Vigyázzunk! Ne tévesszük össze a fogalmat a kivehető
teljesítmény nagyságára való illesztéssel!) A lehetőséghez képest igyekezni kell az
illesztést megvalósítani, ha valami akadálya van, minél jobban megközelíteni, mert
így érhetünk el nagy erősítést, a rendelkezésre álló váltakozóáramú jel jó haszno-
sítását.
A maximumhelyen felvett Rki/4 értéket kiemelve, (5.29) első tényezője
ni n2 1 _ ^kí 2n1/zi2	2 _ ^ki ^2
£g+gJ 4 n2Rki 4
,n2 ntRF.
(5.31)
formában írható fel, ahol az illesztési veszteség. Az (5.30) feltétel teljesülésekor
= 1, egyébként értéke egynél kisebb.
Csatolási veszteség. Az (5.29) kifejezés második tagja
= [^±£t]2 = íi-—f
l 60 J l Qj
= (1 -w-)
(5.32)
értékű, mindig kisebb egynél, ha egyáltalán van teljesítményátvitel, azaz, ha £>Ot<
<(?0-nál. Vagyis ahhoz, hogy a fogyasztón teljesítményt nyerjünk, a rezgőkört
le kell terhelni és minél jobban leterheljük, annál kisebb lesz a csatolási veszteség.
Nullára csak w>=0, azaz <2o< =0 esetén csökkenne le, de ez nem valósítható meg,
hiszen akkor a szelektív jelleg vész el.
A gyakorlatban
Go.	1	1
----=	IV	— -	... -
Go	2	3
választással	élnek,	ekkor a csatolási veszteség:
^C2S = 0,25...0,45 ( —6...—3,5 dB)
között van.
Eredőben az (5.27)-tel adott kimeneti teljesítmény
értékűre adódik, ahol tehát illesztéssel = 1 valósítható meg, míg <PCS oly mértékben
növelhető, amekkora sávszélesség-növekedés (jóságitényező-csökkenés) az átvitel
minőségének romlása nélkül megengedhető.
Sávszűrős csatolóáramkör. A következőkben a teljesség igénye nélkül ismertetjük
a módszereket, amelyek az egyszerű zárókörrel elérhető átviteli karakterisztika módo-
150
sítására alkalmasak. Általában az átviteli sávon belül kis erősítésingadozást kívá-
nunk meg és előírjuk a levágás meredekségét. A követelményeket általában csak
több körrel lehet biztosítani.
A több hangolt körös csatoló áramkörök között legegyszerűbb az 5.11. ábrán
bemutatott sávszűrő. A két rezgőkör közül az egyik, a primer kör az erősítő eszköz
kimenőkörében helyezkedik el, a szekunder kör pedig a fogyasztóhoz csatlakozik.
A két kör között mágneses csatolás van, ez M kölcsönös induktivitással vehető szá-
mításba. A körök hangolási frekvenciái legyenek egyenlők:
1_________1_
0,0 1% Ci 1Á2 c2'
A primer kört az eszköz kimeneti ellenállása terheli, a terhelt jósági tényező <2oti •
A szekunder körre ugyanezt a mennyiséget jelölje £)0l2. Hasonlóképpen legyenek
a rezonancián mérhető ellenállások R01, ill. R02. Ha bevezetjük a
M
k = -------
\LrL2
csatolási tényezőt és felhasználjuk az (5.11)-gyei definiált relatív elhangolást, az
átvitel
. _ Mki _ .	^02__________ Z5 24)
ube 7gm m l+(k2otí<>/<»o)2+2Jí?őot-(»/Got)2
formában írható fel, ahol
Got — ' Qoti Qot2 •
Először megvizsgáljuk az erősítésfüggvény viselkedését az átviteli sávban,
<ű=coo környezetében. Mivel az q relatív elhangolás co/a>o egyhez közeli értékeire
sokkal erőteljesebben változik, mint maga a hányados, az m-tól való közvetlen
függés (5.34)-ben első közelítésben elhanyagolható, vagyis formailag
helyettesíthető. A kifejezést így átalakítva:
j—	^Qot	1 « Jgj R01R02 j +(kQoy ! +jrl/rioqo formára hozhatjuk, ahol	(5.35)
Vl+(M2ot)2 «o-	-2-	, 2<?o = —- Vöt	(5.36) (5.37)
M
Ut	5.11. ábra. Sávszűrős csatolású fokozat
151
A sávszűrővel csatolt fokozat erősítése tehát mind a k csatolási tényező, mind
a frekvencia függvényében változik. Vizsgáljuk először az utóbbit úgy, hogy közben
rögzített értékét vegyük figyelembe. A k—0 esetet kizárhatjuk, ekkor nincs
semmiféle átvitel.
A frekvenciafüggést (5.35) utolsó tényezője tartalmazza:
l+jW«o-»l2/flo’
(5.38)
Látható, hogy formailag másodfokú Boda-alakzatot kapunk q0 „határfrekvenciával”
és q0 cjósági tényezővel”. A függvény menetét jól ismerjük. Az q tényező kis értékeire
a relatív átvitel egységnyi, q nagy értékeire pedig »?2-tel arányosan esik. Figyelembe
véve, hogy q pozitív és negatív értéket egyaránt felvehet, az (5.38) kifejezésből
<y2-tel való függés adódik, ha co«co0, ill. l/co2-tel arányosan változnék az átvitel
co»ct>o esetén. Ez a kijelentés az, amit a későbbiekben helyesbíteni kell.
Nulla elhangolástól indulva az átvitel monoton esik, amíg q0^ 1/1^2. Ez —
(5.36)-ból számolva — ArgOt=l feltételt ad. A kQot=l értékhez tartozó
^kr — 1/Cot
csatolási tényezőt kritikusnak nevezzük, ennél lazább csatolás esetén az átviteli görbe
maximuma j/=O-nál van, k=kít esetén az átvitel q függvényében maximálisan lapos,
míg a rezgőköröket kritikusnál szorosabban csatolva, az átvitelben két helyi maximum
lép fel. A maximumnak helye 0 és az (5.36)-tal adott q0 között,
i/t i	^eo.)2-i	.	„
f/M = M 1 -z-3 =’ ha l^öotl = 1	(5-39)
'	2í7o 20t
relatív elhangolásnál van. A maximumhelyen o(cu) értéke
a(coM) =
l+(ÁQot)2
2k2ot
(5.40)
Néhány különböző kQOí értékre az függvényében az 5.12. ábrán rajzoltuk
fel a függvény menetét. A kiértékelést az 5.6. ábrával összevetve célszerű végezni.
5.12. ábra. Sávszűrő relatív
átvitele lyQot függvényében
A kQm — 0, azaz kismértékű csatolás esetén a görbe menete megfelel az 5.6. ábrán
felrajzolt
1
1 +J>/Got
függvény négyzetének, minden frekvencián közel kétszer akkora a csillapítás, tehát
az ’/Qot = 1 értéknél 6 dB, és az aszimptotikus csökkenés az áteresztő sávon kívül
—12 dB/oktáv meredekségű. Ez a viselkedés hasonló ahhoz, mintha két csatolatlan
kört építettünk volna be az erősítőbe.
A körök csatolásának, k<201-nak növelésével a görbe alakja megváltozik. Nagy
’/Cot értékeire az esés meredeksége nem változik, de az átviteli sáv kiszélesedik
és a sávon belül az átvitel egyenletesebb lesz.
A kritikus csatolásnak megfelelő maximálisan lapos átviteli görbén a 3 dB esés
tfÖot = ^2
értéknek megfelelő frekvencián mérhető, amiből a relatív sávszélesség:
V?
B = —.	(5.41)
öot
Ezt (5.18)-cal összevetve látható, hogy a két körrel megvalósított együttes sávszéles-
ség nagyobb az egyetlen körön mérhetőnél.
Kritikusnál szorosabban csatolva a sávszűrő rezgőköreit, mint láttuk, az átviteli
sáv szélein kiemelés lép fel. Ennek maximuma mindaddig nem éri el a 3 dB -t, amíg —
(5.40)-ből számolhatóan — a csatolás, kQot a 2,41 érték adott marad.
A csatolási tényező célszerű értéktartománya tehát:
l^kQOt^2,41.
Ha az átvitelben kiemelés nincs megengedve, akkor
kQot ~ 1
biztosítandó, míg a kiemeléssel esetleg az átvitelben szerepet játszó egyéb szelektív
elemek csillapítása kompenzálható.
Fordítsuk figyelmünket ezek után a rezonanciafrekvencián mérhető átvitelre.
Az értéke (5.35)-ből :
_______ l( Q t
A,(“o) =	R02 l+(fc20t)2 •	(5‘42)
Vegyük észre a j tényezőből adódó 90°-os fázistolást a fázisfordító jellegű 180°
érték helyett. Az elérhető erősítés abszolút értéke a meredekségszer-terhelőellenállás
szorzatnál a
kQot
l+(*öot)2
(5.43)
tényezővel kisebb. Az (5.43) függvényábrája az 5.13. ábrán látható. Laza csatolás
esetén az erősítés k-val arányosan nő, kritikus csatolásnál felveszi a maximális 1/2
értéket, majd csökken. A csökkenés mértéke olyan, hogy az átviteli sáv szélein meg-
jelenő púpok a maximális átvitel szintjén maradnak. Az a> függvényében az 5.14.
ábrán bemutatott vázlatos görbék mutatják a sávszűrő jellegzetes átvitelét, amely
153
5.13. ábra. A hangolási frekvencián
mérhető átvitel számításához
5.14. ábra. Erősítés <a függvényében,
kis elhangolás esetén
a körök közötti csatolás növelésével két maximumhelyet mutat anélkül, hogy a han-
golási frekvenciákat a sávközépről elmozdítanánk.
A sávszűrőt, főleg a megvizsgált kétkörös változatát, előszeretettel alkalmazzák
szelektív erősítőkben, mert egyrészt előnyösen alakul az átviteli karakterisztika, más-
részt két erősítőfokozat közé két kör iktatható be. Ez aszimptotikusan 12 dB/oktáv
oldalmeredekségű szelektálást ad fokozatonként. A mai nagyerősítésű eszközök kis
fokozatszámú erősítőket eredményeznek és a növekvő szelektivitásigényeknek csak
sok körrel lehet eleget tenni, a zárókörös erősítők mindkét szempontból előnytelen
megoldást adnak. Kettőnél több körös sávszűrőt ismét ritkán használnak, ennek
a behangolása nehézkes és az átviteli karakterisztika érzékeny a beállított csatolás
megváltozására.
A kétkörös sávszűrő ismertetett mágneses csatolású változata — bár igen elter-
jedt — nem a legkedvezőbb a térkihasználás szempontjából. A két induktivitás közötti
laza csatolás csak a tekercsek térfogatának többszörösét elfoglaló mágneses tér fel-
használásával állítható be. Előnyösen lehet viszont egy-egy járulékos reaktáns elem-
mel a körök közötti csatolást biztosítani. Attól függően, hogy a körökön fellépő
feszültséggel, vagy a körökben folyó árammal arányos jellel csatolunk, felső vagy
alsó csatolásról beszélünk. A használatos elrendezéseket a nagy jósági tényező esetén
figyelembe vehető egyenértékű csatolási tényezővel együtt a 5.15. ábrán rajzoltuk fel.
a.) kSCc/IC|C2«1	c.) k“k,C/Cc*1
b ) k zÍL, Lj/Lc«1
d) k 2 Lc /Il,L2‘«1
5.15.	Ábra. Kétkörös sávszűrők egyéb csatolási módjai:
felső kapacitív (o), ill. induktív (b), alsó kapacitív (c),
ill. induktív (d) csatolás
154
-togcj
5.16.	ábra. Erősítés <z> függvényében,
nagy elhangolás esetén
Az áteresztő sáv környezetében a különböző csatolásmódok igen hasonlóan
viselkednek a részleteiben tárgyalt mágnesesen csatolt rezgőkörökhöz. Az aszimp-
totikus viselkedés esetleg eltérő, ami megszabhatja az egyes csatolásmódok alkalmaz-
hatóságát. A különbség felismeréséhez segít, ha megvizsgáljuk az (5.34)-gyel a mág-
neses csatolásra adott erősítésformulát <o szélső értékeire.
Mint tudjuk, a hangolási frekvenciától távol az t] relatív elhangolás co/mo-lal,
ill. —íoo/m-val közelíthető, attól függően, hogy a> igen nagy vagy igen kis értékét
vesszük figyelembe. Ezt figyelembe véve, co-*O esetére 6 dB/oktáv meredekségű
aszimptotikus átvitel számolható, amely coo-nál k/Qot értéket adna (5.16. ábra).
A nagyfrekvenciás aszimptóta meredeksége —18 dB/oktáv és a
k k
e01(fc2-i) el
értéktől indul. Feltételeztük ehhez, hogy gmf2?0i-^02 = l, vagyis a relatív átvitelt
vizsgáltuk.
A két egyeneshez simul hozzá az (5.14)-gyei adott átviteli görbe, amely viszont
coo környezetében közel szimmetrikus és zj-ban 12 dB/oktáv oldalmeredekségű.
A mágneses csatolás, mint az aszimptotikus viselkedésből látható, nagy elhan-
golások esetén előnyben részesíti a kis frekvenciákat. Ehhez hasonló viselkedést
mutat az alsó kapacitív és a felső induktív csatolás is. A felső kapacitív és alsóinduk-
tív csatolás viselkedése eltérő, ezek átvitele meredeken vág le kis frekvencián, míg
a nagyfrekvenciás csillapítás csak —6 dB/oktáv meredekségű. Az utóbbi csatolás-
módok hátrányosak akkor, ha az átvinni nem kívánt jel-összetevők az átviteli sáv
fölött helyezkednek el, ami a gyakori eset, de előnyösebben csillapítják az esetleges
kisfrekvenciás zavaró jeleket.
Eredő átvitel meghatározása. A szelektív erősítő átvitelére vonatkozó előírásokat
általában több erősítőfokozattal és a fokozatok között elhelyezett hangolt körökkel
lehet teljesíteni. Ha feltételezzük, hogy az erősítőeszközöknek nincs visszahatása,
az eredő átvitel a fokozatok átvitelének szorzataként állítható elő. A valóságos
erősítők ezt a lehetőséghez képest megközelítik, ezért helyesen járunk el, ha az eredő
átvitel kialakítását így vizsgáljuk, majd a szemlélet megszerzése után foglalkoznak
a visszahatás által okozott módosításokkal.
Az egyszerű, egyetlen zárókört tartalmazó erősítő átvitelét az előzőkben meg-
ismertük. Ha ennek a „szelektivitása” nem elegendő, több, hasonló felépítésű körrel
155
bizonyára célt érünk: a rezonanciafrekvenciától távol feltétlenül megnő a csillapítás.
A körök hangolási frekvenciáját lehet azonosra választani, de elképzelhető kisebb-
nagyobb mértékű széthangolás is. A szinkronhangolt erősítők és a széthangolt
erősítők egyaránt használatosak.
A szinkronhangolt zárókörös erősítők eredő átvitele igen könnyen számolható.
A sávközép helyzete egyértelműen a közös hangolási frekvencia, az itt mérhető erő-
sítés az (5.14)-nek megfelelő tényezők szorzatából számolható.
A relatív frekvenciamenet jellemzésére — az egyszerűség kedvéért — feltesszük,
hogy valamennyi kör jósági tényezője azonos, ekkor (5.15)-ből közvetlenül írható:
o„(<o) = a(w)n = — .'<5-44)
(1 +j’12ot)
Az átviteli sávtól távol az esés n • 6 dB/oktáv, akár a relatív elhangolás, akár
a frekvencia függvényében tekintjük is. Az eredő sávszélesség csökken, az átvitel
„hegyesedik”. Mivel az (5.44) összefüggés alakilag a szélessávú erősítők nagyfrek-
venciás átvitelével egyezik, a 4. fejezetben megismert összefüggés most is használható:
Bn = BÍ21/B-1.	(5.45)
A hegyes, kis sávszélességű eredő átvitel látszólag előnytelen, tehát célszerű
olyan megoldásokat keresni, amelyek az átviteli sávot szélesítik a nagy elhangolsánál
mérhető aszimptotikus jelleg megváltozása nélkül. Vannak esetek, amikor csak a
szinkronhangolt zárókörös erősítő alkalmazható. Tranziens viselkedés szempontjából
ugyanis egyedülálló, túllövéssel nem rendelkezik és így dinamikusan a torzítása a le-
hető legkisebb. A megépített erősítő behangolása igen egyszerű és tévedésmentes,
az átvitel kis elhangolódásra nem érzékeny.
Viszonylag széles átviteli sávot lehet a széthangolt zárókörös erősítőkkel elérni.
Hálózatelméleti módszerekkel, az e könyvben is használt pólus-zérus módszerrel
meghatározhatók az egyes körök hangolási frekvenciái és beállítandó jósági tényezői,
hogy az eredő átviteli görbe előírt tulajdonságú legyen. Részletes számítás nélkül
ismertetjük az áteresztő sávban maximálisan lapos átvitel kialakításához használ-
ható számításmenetet.
Lineáris skálázású frekvenciatengelyen (5.17. ábra) kijelöljük az átviendő sáv
határfrekvenciáit, majd e szakasz fölé félkört rajzolunk. A félkörívet a széthangolandó
rezgőkörök számának megfelelő egyenlő szakaszra osztjuk és kijelöljük minden
szakasz középpontját. E pontokat a frekvenciatengelyre vetítve kapjuk az cooi han-
golási frekvenciákat. Frekvencialéptékben leolvassuk a pontoknak a tengelytől való
távolságát, jelölje ezt , akkor az egyes körök megvalósítandó jósági tényezőjét a
(5.46)
Coti
&>0i
2úi
5.17.	ábra. Széthangolt, max. lapos
átvitelű szelektív rendszer
méretezéséhez,rn=3 esetén
156
A széthangolható rezgőkörök száma viszonylag korlátozott. Ha csak két kört
hangolnánk szét, érdemes megvizsgálni, nem helyesebb-e helyette kétkörös sávszűrőt
készíteni. Nagy fokozatszám esetén az átviteli sáv szélein sűrűsödnek a hangolási
frekvenciák, amellett e körök jósági tényezői is viszonylag nagyok. Kis eltérés jelen-
tősen befolyásolja az átviteli görbe alakját. Viszont különösen «=3, esetleg n=4
esetén előnyös lehet a széthangolt szűrő. Viszonylag nagy (0,1...0,2) relatív sávszéles-
ségű szelektív erősítőket szívesen készítenek így.
Sok kör esetén a módszerek kombinálhatok. Lehet széthangolt erősítőt építeni
szinkronhangolt zárókörös csoportokból, lehet széthangolt csoportokat azonos át-
viteli sávra beállítani, végül sávszűrők is beiktathatok az átviteli láncba. A lehetséges
változatok részletes kidolgozása elsősorban nem elektronikai, hanem inkább hálózat-
elméleti kérdés, ilyen szakkönyvekben számos megoldással találkozhat az Olvasó.
Stabilitásvizsgálat. Az erősítő eszköz belső visszahatása — hasonlóan a külső ele-
mekkel való visszacsatolás hatásához — módosítja az átviteli jellemzőket. Mint
minden visszacsatolás, a véges visszahatás is gerjedékenységet okozhat. A következők-
ben ezzel kívánunk röviden megismerkedni.
5.18. ábra. Zárókörös fokozat helyettesítő áramköre
Az általánosság látszólagos megszorításával viszonylag egyszerű áramkört vizs-
gálunk (5.18. ábra). A vezérlő generátort és a fogyasztót egy-egy zárókör felhaszná-
lásával csatlakoztatjuk az erősítő eszközhöz. Az utóbbi jellemzésére a kisjelű vezetés-
paramétereket használjuk, ytí és y22 a rövidzárási be- és kimeneti vezetések, j21
a meredekség. A visszahatást j12=^0 jellemzi. Kapacitív visszahatással rendelkező
eszközeinknél ez
L12 «-./ö>Cv
(5-47)
közelítő formában írható fel, ahol C„ a kollektor—bázis, ill. anód—rács stb. kapa-
citással azonos. Integrált áramköröknél és nagy frekvencián j12 értéke ettől eltérhet.
Az elrendezésre meghatározzuk a rendelkezésre álló teljesítményerősítés értékét
a terhelésre jutó és a generátorból kivehető teljesítmény viszonyaként. A generátor
és a terhelés szuszceptanciáját a rezgőkör elemeibe foglaljuk. Definiáljuk a rezonancia-
frekvenciákat:
m01 = l/Z^ÍQ+Cn),
íoo2 = 1 / /Z.2 (Ó-2 "b ^22)5
(5.48)
a relatív elhangzásokat;
co coO1
'/i =----------,
cooi co
157
az eredő veszteségi vezetéseket.
Goi — £g+Sio+gii»
G02 = gf + g2o + g22,
valamint az üresjárási és terhelt jósági tényezőket:
ÖOI — ^/^Ol^lglOt
Qo2 ~ l/a>02-^2g20i
Gotl ~ V®01^1 GO1 >
0ot2 — l/ö>02-í'2 G02-
(5.49)
(5.50)
(5-51)
Fentiek felhasználásával a kimeneti feszültség:
«2 = 4
i ^i2^21
YrY2
(5.52)
formában írható fel, ahol
Fi — G01(l +.A/1 QotiX
Y2 = G02(l+71/26012)-
(5.53)
A fogyasztón fellépő teljesítmény az utóbbi összefüggés felhasználásával:
Pf = l^fgf - Kl2#t
y2i/Yi y2
1— yn J21/F1 y2
(5.54)
amit a generátorból kivehető
pgmax = l2g|2/4gg
értékkel osztva kapjuk a rendelkezésre álló teljesítményerősítést:
G =
(5-55)
Ha a visszahatás elhanyagolható, azaz j12=0, ez a következő formát ölti:
G° = 4gggf

(5.56)
Frekvenciafüggetlen meredekséget feltételezve, ebben csak a rezgőkörök frekvencia-
függése jelentkezik. A relatív átvitelt definiálva, (5.56) a
G° = Go|ű|2	(5.57)
158
szorzatként adható meg, ahol:
ro _ .	1^2112
Go 4gsgf	2 ’
(CrOi GO27
1
(5.58)
(5-59)
ű(co) =-------------------------—
(1 +j»h ÖO<1)(1 +>'?2 öo«2)
Az a(co) mennyiség helygörbéjét tl=rh—t]2, valamint Qot=Qoti = Qot2 esetére
az 5.19. ábra mutatja. A bemutatott helygorbe az 5.7. ábrán abszolút érték és fázis-
menet formában felrajzolt relatív átvitel, pontosabban annak a négyzetének felel
meg, mivel az átviteli útban most összesen két, azonos jóságú kört helyeztünk el.
A véges visszahatás megváltoztatja az átvitelt. Az erősités egy hibatényezővel
bővül :
G = G° |H|2,
amelynek értéke (5.54)-ből:
1
H =------------------.
1— J12 y2i/YiY2
Ha bevezetjük az
(5.60)
(5.61)
~^- = t = Texpje
^01 ^02
(5.62)
jelölést, a hibatényező értéke a következő formára írható át:
1	1/t
H =------= —-—
1 — at i/t—a
Mind a számláló, mind a nevező egy-egy komplex vektornak tekinthető (5.20. ábra).
Az (1/z—á) vektor nulla értékénél, azaz, ha 1/t az a görbén fekszik, a hibatag vég-
telenné válik, a rendszer instabil és az erősítő begerjed. A gerjedés frekvenciája az
(5*63)
l/r(<w) — a(co) = 0
5.19. ábra. A relatív átvitel
helygörbéje
5.20. ábra. A hiba összetevőinek
grafikus meghatározásához
159
Im(o)
A,B :[H) =1
C : [H] =max
D: [H] -mm
Re(o)
5.21. ábra. A hiba szélső
értékeinek grafikus meghatározása
5.22. ábra. A hiba szélső értékei T
és 0 függvényében
egyenlőségből számolható. Instabilnak tekintjük a rendszert akkor is, ha 1/t az a
görbe belsejébe mutat, mert pl. bekapcsoláskor j21 folyamatosan nő, t a nulla felől,
1/t a végtelen felől közelíti meg állandósult értékét, s következésképp áthalad az insta-
bil állapotot jelentő l/t=a ponton.
A hibatényező egytől való eltérése figyelembe veendő eltérést okoz az átvitelben
akkor is, ha nem vesz fel végtelen értéket. A frekvenciamenetben előidézett torzítás
számolható, de grafikusan is kiértékelhető, hiszen csak az 5.20. ábrán szereplő vekto-
rokat kell a frekvencia függvényében összehasonlítani. Kiemelést kapunk a két csa-
tolatlan (ji2=0) rezgőkör által meghatározott átvitelben, ha az (1/r—o) vektor
rövidebb 1/f-nél, az ellenkező esetben a csillapítás mértéke nő (5.21. ábra).
A torzítás mértékére — a fázishibától eltekintve — az eltérés relatív értéke jellem-
ző. A 6 szög függvényében az 5.22. ábra mutatja a maximális pozitív és negatív elté-
rést különböző T értékekre. Az ábra az 5.21. ábrán bemutatott módon készült:
1/t ábrázolása után 1/Tegységekben lemértük 11//—o| minimális értékét, ennek recip-
roka adja a maximális relatív kiemelést, |l/z—a\ maximumának reciproka pedig
a maximális relatív többlet-csillapítás értékét.
A kiemelés és a vágás helye 0 függvényében változik. 0=0° esetén az átvitel
a rezonanciagörbéhez képest a sáv közepén kihegyesedik. Ez negatív ohmos vissza-
hatásnak felel meg, ami a valóságban ritka. Kapacitív visszahatás esetén 0——9QP
(feltéve, hogy a meredekség a frekvenciától független), ekkor a kiemelés az átviteli sáv
széle felé tolódik el (5.23. ábra). Általában 1 ...2 dB-nél nagyobb eltérést nem célszerű
megengedni, ez azt jelenti (lásd: 5.22. ábrát), hogy T megengedhető értéke nem
nagyobb 0,1...0,2-nél.
A frekvenciamenet előnytelen torzítását elkerülendő T«1 értéket célszerű meg-
valósítani. Ha ez teljesül, instabilitás biztosan nem jelentkezik, hiszen 1/t az a görbére
5.23. ábra. Az átviteli görbe módosulása 7=0,15,
kapacitív visszahatás esetén
160
(|a| 1!) csak 1 esetén kerülhetne. Ennek az értéknek a megközelítése sem enged-
hető meg az átviteli görbe jelentős torzulása miatt.
Röviden megemlítendő, hogy az átvitelben a vizsgált abszolútérték-hiba mellett
fázishiba is fellép. Ez az erősítő jelalakátvitelét módosítja és hatása akkor is jelentős
lehet, ha az állandósult átvitelre jellemző abszolút érték menet csak kis mértékben
torzul. A fázishiba grafikus meghatározásának menetét az 5.24. ábra kapcsán mutat-
juk be, de kiértékelésével részletesen nem foglalkozunk.
5.24. ábra. A fázishiba
meghatározásához
5.25. ábra. A stabilitási
mérték meghatározásához
Az irodalomban a stabilitás mértékének jellemzésére különböző mennyiségeket
használnak. Ezek között talán a legszemléletesebb stabilitási tényezőt a következő-
képpen adhatjuk meg (5.25. ábra): az áramkörre jellemző 1/í komplex értékét az a
síkon ismert módon felrajzolva lemérjük T értékét és lemérjük azt a Tkrit értéket is,
ami instabilitást eredményezne. A két mennyiség hányadosa adja a keresett tényezőt:
S- —’!.	(5.64)
T
Ha az 1 egyenlőtlenség fennáll, az áramkör stabil és mindaddig stabil marad, amíg
a /-ben szereplő mennyiségek úgy változnak, hogy az egyenlőtlenség fennmarad.
Reális változásokkal számolva S=2...3 választással a kellő mértékű stabilitás biz-
tosítható. S értékének ismerete azonban nem ad közvetlenül felvilágosítást az átviteli
görbe torzulására és inkább az 5.21., ill. 5.22. ábrák kapcsán megismert kiértékelés
ajánlható.
Végül beszélni kell a megismert stabilitásvizsgálati módszer általánosíthatóságá-
ról. Feltettük, hogy az erősítő eszközhöz csatlakozó hangoló elemek egyszerű, szink-
ronhangolt, azonos jósági tényezőjű rezgőkörök. Bizonyítható, hogy ez a legveszélye-
sebb eset, tehát az átvitelre jellemző relatív frekvenciamenet görbéje az 5.19. ábrán
megismert a görbén belül helyezkedik el, akár, ha széthangoljuk a köröket, akár,
ha különböző értékűre választjuk a jósági tényezőket és akkor is, ha csatolt köröket
alkalmazunk. Ezekben az esetekben mennyiségi kiértékelést csak a megfelelő a görbe
felrajzolása után végezhetünk, de a stabilitás mértékére jellemző stabilitási tényező
értéke nem romlik a vizsgált esethez képest.
Teljesen eltérő a helyzet a több fokozatú erősítőknél. Ha a terhelést egy további
erősítőfokozat bemenete képezi, amelynek a kimenetén további hangolt kör foglal
helyet és ennek a visszahatása sem elhanyagolható, az in stabilitás felléphet, akkor is,
ha a fokozatok külön-külön stabilak. Az általános vizsgálat igen körülményes
11 Elektronikai erősítők
161
5.26.	ábra. Többfokozatú hangoltjerösítö
stabl litás-számításához
helyette elégedjünk meg azzal, hogy az 5.26. ábrán bemutatjuk a stabilitási tényező
csökkenésének mértékére jellemző S„/S viszonyszámot az n fokozatszám függvényé-
ben. Az ábra azonos felépítésű fokozatokra érvényes. Látható, hogy jelentősen,
határesetben négyszer kisebb t értéknél is instabillá válhat a rendszer. Hasonló mér-
tékben nő az átviteli görbe torzulásának mértéke és az instabilitást még nem ered-
ményező t tartományban.
A teljesítményerősítés optimalizálása. Mielőtt az adott stabilitásra való mére-
tezésre rátérnénk, célszerű a teljesítményerősítés (5.58)-cal adott kifejezését meg-
vizsgálni. Ha a hibatényező egynek vehető, G° a körök hangolási frekvenciáján
mérhető erősítéssel egyenlő.
Formai átalakítással (5.58) a következő alakba írható:
. I-Fzil2 4gggn
4gng22(gg + gll)
fe + glll
^822 St
(.822+gt)2
(5.65)
A vezetések viszonya függvényében ez az érték optimalizálható. A második és negye-
dik tényező az (5.31)-ben megismert illesztési veszteségnek megfelelő mennyiség.
Most mind a be-, mind a kimeneten illesztést célszerű biztosítani, ami a
gs ~~ gii > gt — 822
értékválasztással történhet, ekkor az illesztési veszteségek értéke egységnyi:
=1,
£g+£ll
.	2^22 gf .
<Pi2 = ------ = 1,
g22 + gf
ha gg = gn,
ha g22 — gt-
(5.66)
A harmadik és ötödik tényező a csatolási veszteség:
- gg+gn (. Gon )	.	.
= ~r = 1 -77- = (1 -a'i).
^01 l C01J
_	#22+gf í, 2ot21	.
^cs2 = —---- = 1 —X— = (Í -,V2)>
,J02 f |V02 )
(5.67)
és ezekben az (5.32)-ben megismert mennyiségekre ismerünk. Vagyis most mind a be-,
mind a kimeneten fellép a

162
szorzatnak megfelelő veszteség, amelynek első tagja illesztéssel eltüntethető, a máso-
dik tag a terhelésviszony kompromisszumos beállításával adott érték.
Eredőben az erősítés kifejezése
o = l-Ezil2 $2 $2 $2	(5.68)
^0 A	*11 *csl *12 ^*cs2	v 7
4#11S22
formát ölti, ahol az első tag a maximális rendelkezésre álló erősítés, ez csak az eszköz
paramétereitől függ és csak akkor mérhető, ha mindkét oldalon illesztünk és a rezgő-
körökön veszteség nem lép fel. Szelektív átvitelhez nem engedhető meg a rezgőkörök
kiiktatása, a csatolási veszteségek a maximális erősítésből mindig levonódnak. A való-
ságban elérhető erősítést csökkentheti továbbá az, ha nem valósítható meg az illesz-
tés, de növekedhet is a véges visszahatás, az egytől eltérő értékű H hibatényező fel-
lépése miatt.
A stabilitás mértékének beállítása. Az előírt stabilitási mérték, amint láttuk,
a visszahatásra jellemző t tényező megválasztásával, értékének beállításával bizto-
sítható.
A szelektív erősítő fokozat méretezése során először illesztést kísértünk meg
elérni, majd beállítjuk a w tényezőknek a szelektivitási előírásokhoz tartozó, meg-
felelő értékét. Ekkor a G01, G02 vezetések kiadódnak és t számolható. Ha az utóbbi
abszolút értéke kisebb a megengedettnél, a méretezéssel készen vagyunk és az erő-
sítés az (5.68)-bóI számolható.
Ha t abszolút értéke nagyobbnak adódik, mint amit előírtunk, akkor módosí-
tásra van szükség. Hogyan lehet T értékét csökkenteni? A benne szereplő mennyisé-
gek módosításával. Az j2i meredekség csökkentése az erősítést is csökkenti, ezt csak
akkor alkalmazzuk, ha semmi egyéb mód nem áll a rendelkezésre.
Önként adódik az y12 visszahatás csökkentése, hatásának semlegesítése. Ezt
a műveletet semlegesítésnek, neutralizálásnak nevezzük. A neutralizáló áramkört
az erősítő be- és a kimenete közé csatlakoztatjuk és úgy alakítjuk ki, hogy ellenkező
fázisú áramot vezessen vissza a bemenetre, mint ami az eszköz belső visszahatása
miatt fellép.
A neutralizáló áramkör gyakran használt kiviteli formája az 5.27. ábrán látható.
A belső visszahatást valamilyen csatoló admittancia okozza, amelynek együtthatói:
R, Lés C értékei általában pozitívak. Külső pozitív együtthatójú elemekkel csak úgy
lehet ezek hatását semlegesíteni, ha a kimenetről fázisban megfordított jellel táplál-
juk a neutralizáló admittanciát.
A semlegesítendő elemek értéke soha nem ismert pontosan, tökéletes kiegyenlí-
tést ezért csak változtatható értékű neutralizáló elemeknek egyedi mérés során való
beállításával lehet elérni. Ez nehézkes, költségigényes művelet és ha lehet, eltekin-
tenek tőle, inkább szűk gyártási szórással, válogatással behatárolt paraméterű esz-
közöket építenek be és fix neutralizáló elemekkel csak részlegesen kompenzálják,
csökkentik a visszaható admittanciát.
Üt 5.27. ábra. Neutralizáló áramkör kiviteli alakja
11*
163
A részleges neutralizálás méretezhetősége céljából határozzuk meg azt a maximá-
lis visszahatásértéket, amely adott stabilitási mérőszámok mellett még megengedhető.
Fejezzük ki e célból j12 abszolút értékét (5.62)-bői:
^G0,G02.	(5-69)
1^211
A jobb oldalon szereplő mennyiségek ismertek, vagy meghatározhatók.	értékét
bizonyos határok között szabadon választjuk az előzőek értelmében. Az erősítő
fokozat meredeksége katalógusadat. A vezetések értéke pedig kiadódik, ha az erő-
sítést illesztéssel optimalizáljuk, azaz, ha
£11 — £g> S22 — Sí
értéket választunk, illl döntünk a leterhelések mértéke felől, amivel és w2 válik
meghatározottá. Ekkor (5.68)-ból a megengedhető maximális eredő visszahatás
számolható:
।	.	_ 7,ncg. max ^£11 £22
lJ,2lmox^ IJ21I (l-U'lXl-^)’
(5.70)
A neutralizáló áramkör jelenléte befolyásolja az erősítő, elsősorban az eszköz
többi paraméterét is. Reaktáns elemmel (pl. az 5.27. ábrán bemutatott kondenzátor-
ral) való neutralizálás a be- és kimenő konduktanciát alig, a képzetes részeket és a
meredekséget kevéssé módosítja, ha maga a kompenzálandó vezetés kicsi. Mivel
a gyakorlatban rendszerint ez a helyzet, e hatástól jó közelítéssel eltekinthetünk.
A nagy erősítésű eszközök elsősorban az integrált áramkörök visszahatását
igyekeznek kis értéken tartani. De éppen a nagy erősítés okozza, hogy kis, akár belső,
akár a helytelen felépítésből, a be- és kimeneti kör közvetlen egymásra hatásából
adódó külső visszahatás is instabilitást okozhat. A neutralizálás ekkor nehézkes és
például integrált áramköröknél nem is terjedt el.
A kívánt mértékű stabilitás beállításának fejlettebb módszere kis visszahatás
esetén alkalmazható, amikor is a helyes neutralizálás beállítása nehézséget jelentene.
Azon alapszik, hogy nem használjuk ki az elérhető erősítést, hanem az optimális
illesztés helyett a stabilitás által megkívánt értékre állítjuk be a lezáró admittanciákat.
E célból (5.49) és (5.67) felhasználásával felírjuk a lezáró admittanciákat:
£t = GjO-^O-gn,
£t = G2(l-w2)-g22,
valamint bevezetjük a
„ „ _>12J21I_ 2
Goi g02 —	— y
jelölést. Ezzel a Gg-ra érvényes (5.58) összefüggés átírható:
„0	4|j>21|2	[ y2 ..	.
Go =---4—[GoiU-wJ-gn] — (l-w2)-g22
7	(Goi
Az erősítés G01 függvényében optimalizálható, ehhez
(5.71)
(5-72)
(5.73)
(5.74)
164
ill. (5.71)-ből számolhatóan,
1/^22 1-^1
yV -------
F £111-^2
(575)
érték tartozik. Az optimum értéke:
Go =	Ly2i|2(0/(l-M>1)(l-M>2)+glí g22)2.
(5.76)
Látható, hogy y növelésével az elérhető erősítés csökken. Célszerűen olyan nagy y
értéket választunk, ami a szükséges mértékben csökkenti a visszahatást, ez (5.72)-bői
számolható:
2 = 1^12 J211
^mcg. max
(5.77)
Ekkor elillesztés jön létre. A fenti egyenletekből számolva ugyanis:
gg gt . , 1/(1 -M’iXl-W’z)
gll gl2	gllg22
(5.78)
A leterheléseket, pontosabban az elillesztéseket (5.77) szerint beállítva, az erősí-
tés optimális, tehát csak a minimálisan szükséges mértékben csökken és a kívánt
mértékű stabilitás biztosítható.
Az illesztett esethez képest az ütközési csillapításból adódó erősítéscsökkenés
általában nem jelentős. A fenti esetben
, ,	16£2
&Í2 = -------
*	(1+fc)'
(5.79)
amint az (5.66) definíciós és az (5.78) egyenletből számolható.
Az elillesztéssel történő stabilizálás egyfokozatú erősítőkben jól használható.
Több fokozatú erősítő stabilizálása azonban nem oldható meg ily módon, hiszen
a stabilizálás céljából erősebben beterhelt fokozat az illesztésnél kisebb terhelést
mutat a csatlakozó fokozatok számára.
Több fokozatú erősítők stabilizálására jól alkalmazható módszer a beterhelés:
egy-egy ohmos ellenállás beiktatása a be- és/vagy a kimenettel párhuzamosan. Jelöl-
jük ezeket gt és g2-vel. Ezek megjelennek GOÍ és G02-ben:
„	£ll+£g + £l	r	g22^gt + g2
(joi —	;	5 go2 — z
1— Wj	1— w2
Minden szempontból szimmetrikus viszonyokat eredményez a
gll — gg\ gl2 — gt*
gl ~ pgll't g2 ~ pg22
(5.80)
értékválasztás. A stabilizáló vezetések relatív értékére
l/(l-M’i)(l-tv2)
p^yv-------------------2
£11 #22
(5.81)
165
adódik. Természetesen csak akkor kell beépíteni apgtl éspg22 vezetéseket, ha a fenti
összefüggésből pozitív p érték adódik. Az ily módon stabilizált fokozat erősítése
Go = Ggm„ <PC2S1 <£2	1 ,~4.	(5-82)
(1 +p/2f
ahol az illesztési veszteségek helyett megjelenő stabilizáló tényező feltétlen kisebb
egynél. A járulékos terhelésekkel olyan helyzet állt elő, ami a terhelés, illetve a gene-
rátor oldaláról nézve ugyanakkora vezetést mutat, mint amit az erősítő lát, az ered-
mény több fokozat esetére minden változás nélkül általánosítható.
A maximális stabil erősítés. Az irodalomban szívesen használják a
Gms —
J'21
Ti 2
(5.83)
mennyiséget, az ún. maximális stabil teljesítményerősítést az erősítő áramkörök
jellemzésére. Ennek mint katalógusadatnak felhasználhatósága céljából (5.72) fel-
használásával átírjuk Go értékét:
Gg = 4T^-^-GMS.
<^01 ^02
(5.84)
Mivel T értékét általában nem a stabilitás, hanem az átvitel nemkívánatos torzítása
szabja meg, és értéke rendszerint egynél jóval kisebb, a
Sg	r St
—— es --------
Goi G02
hányadosok szintén jóval kisebbek egynél, az elérhető erősítés GMS alatt marad.
Mindazonáltal az átvitel stabilitását és a leterhelési viszonyokat befolyásoló, a csa-
toló áramkörre vonatkozó összefüggésektől eltekintve, igen jó eszközjellemző a maxi-
mális stabil erősítés (5.83) kifejezése.
Az (5.84) összefüggésbe T= 1 értéket helyettesítve, tetszőleges 6 mellett is csak
az instabilitás határesetéhez jutunk. Optimális be- és kimeneti illesztésnél — eltekintve
a csatolókörök veszteségeitől — a gg=G01/2 és gf=G02/2 egyenlőségek érvényesek.
E feltételek mellett:
Go — Gms —
T21
T12
Tehát mindaddig, amíg a Gg<GMS egyenlőtlenség érvényes, az erősítő biztosan nem
gerjed be. Természetesen, egyrészt is számításba vehető, ha 0 értéke megfelelő,
s így Gg>GMS esetén is stabil lehet az erősítő, másrészt, amint fentebb tárgyaltuk,
a véges üresjárási köijóság által okozott veszteség és a T-d értékválasztás, amit az
átviteli görbe stabilitása igényel, Go<GMS értéket eredményez.
Negatív kimenő vezetés hatása. Végezetül foglalkozni kell azokkal az erősítők-
kel, amelyek nem-pozitív valós részű be-, ill. kimenő rövidzárási vezetéssel rendelkező
eszközt tartalmaznak. A fogalom a diszkrét eszközöknél sem volt ismeretlen (pl.
a dinátronhatás okozott negatív kimenő vezetést) és hasonlóképpen fellép pl. az
integrált áramköri kaszkód fokozatnál, amelynek kimenő vezetése nagy f rekvencián
negatívvá válik.
166
Tulajdonképpen nem a stabil erősítés biztosítása okozza az ilyen eszközök
alkalmazásánál a problémát, inkább az optimális beállítás kialakítása nem egyértelmű.
Ha pl. feltesszük, hogy a kimenő vezetés negatív, azaz g22<0, az előálló instabilitás
eltűnik, ha G02 >0, vagyis a véges jóságú lezáró hangolt kör és a terhelés rákapcsolása
után az eredő vezetés pozitív.
Véges visszahatás hatásának kívánt mértékű visszaszorítása adott T érték be-
állítását kívánja meg, azaz általában adott a
Goi G02 — y2 —
IT12T21I
T
szorzat is.
Az erősítés számításához nem használhatók fel az előzőkben adott kifejezések,
hiszen ezek negatív értéket adnak. Ebben az esetben helyesebb a maximális stabil
erősítéssel adott (5.84)-gyel számolni. A méretezés a továbbiakban a vezetés-hánya-
dosok kiértékelésére szorítkozik, hiszen a 4/GMS együttható adottnak tekinthető.
Ismert összefüggéseinkkel a hányadosok átalakíthatok:
8e8t
Goi Gq2
,	811 ) í.
l“wi -77— I-W2-
G01) (
822 Gqi
2
(5.85)
Negatív g22 esetében véges G01 nem eredményez szélső értéket, az (5.85) kifejezés
G01->oo esetében végtelenhez tart. Ekkor ugyanis Go2=0, azaz a rendszer éppen
a stabilitás határán van.
A méretezés alapját több szempont képezheti. Előírható például az, hogy a kimenő
kör jósága ne legyen nagyobb az üresjárásinál. Ekkor
8t — ~ #22)
W2 = 1,
az (5.85) hányados értéke pedig:
7^- = -&2Í—(5-86)
Goi G02 v 820	7 /
Általánosan használható formulához jutunk, ha mind a be-, mind a kimeneti
oldalra értelmezünk egy-egy arányossági tényezőt
£g + &10
Qi =---------
811
92
 gf + ^20
822
(5.87)
formában, q^g^ az eszköz által látott primer, q2g22 pedig a szekunder oldali teljes
lezáró vezetés.
A fenti két arányossági tényező függvényében megadhatók a teljes vezetések:
Goi — G +9i)#ii »
Gq2 = (1 +92) #22,
(5.88)
167
valamint a generátor- és terhelővezetések is:
í	(5.89)
gt = [Q20-w2)-w2]g22. J
A rezonanciafrekvencián mérhető erősítés leválasztott szorzótényezője pedig
gegt qi0-w1)-w1q2(l-w2)-w2	zcnnx
------- =----------------------------(p.VU)
Goi G02	1+91	1+92
formában írható át. Láthatóan qt= — l, ill. q2= — 1 érték nem engedhető meg, ez-
esetben a kifejezés nincs értelmezve. Matematikailag az együtthatókra semmi további
megkötés nincs.
Pozitív gn és g22 vezetések esetén 9i> —1 és q2> — l a visszahatástól függet-
lenül értelmezett stabilitás feltétele, negatív g22 esetén — 1 mellett stabil a rend-
szer.
A visszahatás által okozott átviteli bizonytalanság előírja a G0íG02 szorzat
minimális értékét a már ismert módon. Ez egy további kötést eredményez qt és <?2-re:
y2
(l+91)(l+92) = —— •	(5-91)
&11&22
Az egyenlőség pontos betartása nem szükséges, átírható
y2
I(1+9i)(1+92)I^-2—	(5-92)
gll g22
formára is, a szükségesnél nagyobb vezetések beállítása esetén azonban T beálló
értéke megváltozik és az erősítés szükségtelenül csökken.
Abban a most tárgyalt esetben, amikor optimum nem állítható be (g22 negatív 1),
a qr és q2 hányadosok közül az egyiket megválasztva a másikat (5.9l)-ből számítjuk,
s ha az eredmény a megfelelő értéktartományban adódik, Wj és w2 független felvétele
után (5.90)-bőI a vezetéshányadosok, majd (5.84)-ből az erősítés meghatározható.
(Ez a méretezés megfelel az elillesztéssel történő stabilizálásnak. Több fokozatú
erősítő esetén előnyösebb lehet a beterheléses stabilizálás; jelen esetben célszerűen
a kimenő oldalon alkalmazott söntvezetéssel tüntethető el mind a negatív rövid-
zárási vezetés, mind a visszahatás hatása. A részletek ilyen mértékű általános tár-
gyalása azonban feleslegesen elbonyolítja a gondolatmenetet.)
A fennmaradó egyetlen kérdés: hogyan, milyen szempont szerint válasszuk meg
9i vagy q2 értékét? Lehetséges pl. qx értékét úgy választani, hogy a fokozat az opti-
mális zajtényezőt biztosító bemeneti lezárást lássa, elegendően nagyra választott
q2 esetén pedig a g22 bizonytalan értékéből, szórásából adódó esetleges gerjedékeny-
ség tüntethető el biztonsággal.
Mechanikai szűrők. Az EC-körök alkalmasak a szelektív erősítők frekvencia-
karakterisztikájának kialakítására, de csak meghatározott frekvencia-, sávszélesség-
és szelektivitástartományban. Különösen az önindukciós tekercs tulajdonságai kötik
meg a tervező kezét: sem igen nagy, sem igen kis induktivitásérték nem valósítható
meg megfelelő jósági tényező és stabilitási jellemzők mellett, a jósági tényező egyéb-
ként is csak nehézkesen növelhető Qo —100...500 érték fölé, végül a méretek nehezen
csökkenthetők, a gyártás és az értékbeállítás nem automatizálható.
A hátrányos tulajdonságok indokolják, hogy egyéb szelektív elemek is helyet
kapjanak az erősítők csatoló áramköreiben. Az integrált áramkörök megjelenésekor
több kísérlet történt a szelektivitás „integrálására”, ami lényegében sikertelen
maradt. A kétdimenziós jellegű integrált áramkörökben nem áll rendelkezésre elegen-
168
5.28. ábra. Elektromechanikai szűrő vázlatos felépítése
dő térfogat mágneses energia felhalmozására, így az integrálható induktivitás érték-
tartománya igen korlátozott. Ritkán is kerül felhasználásra, inkább csak szigetelő
alapú vékony-, vastagréteg áramkörökben, kétdimenziós vezető spirál formájában.
Az elérhető jósági tényező messze alulmarad a tekercselt, diszkrét alkatrészre jellemző
értéktől, szerepe jelentéktelen.
Másik kísérlet volt miniatűr fém rezgőelemnek az integrált áramkörbe való
beépítése, ami kezdeti látszólagos eredmények után nem vált be. Használható mére-
tek a 0,1... 1 MHz frekvenciatartományban adódtak, de a gyártás homogenitása,
a paraméterek pontos tartása nem lett megoldva.
Az integrált áramkörbe beépített rezgőkör helyett megjelentek, pontosabban
fejlődtek és választékukban bővültek a mechanikai rezgőrendszerből alakított minia-
tűr szűrők mint diszkrét alkatrészek, de ezek méretei és elektromos jellemzőik jól
illeszkednek az integrált áramkörökhöz csatlakozó berendezésgyártó technológiához.
Ezek a szűrők fém vagy szigetelő anyagú kristályoknak azt a tulajdonságát hasznosít-
ják, hogy bennük a mechanikai rezgések igen kis csillapítással terjednek, tehát igen
nagy jóságú rezgőrendszernek alakíthatók ki. Elektromos áramkörben! alkalmazható-
ságukhoz meg kell oldani a csatolást az áramkör és a mechanikai rendszer között.
Erre lehetőséget a magnetostrikciós és a piezoelektromos jelenségek adnak.
Az elektromechanikai szűrők az előbbi jelenséget hasznosítják. Lehetséges
elrendezést az 5.28. ábra mutat. Váltakozóárammal átfolyt tekercs belsejében fém-
rúd helyezkedik el, amely a mágnesezés ütemében változtatja a hosszúságát, kénysze-
rített rezgést végez. A fémrúd csatlakozik egy tárcsaalakú rezonátorhoz, amelynek
véglapjai között a mechanikai rezgés hullámai többszörösen visszaverődve egymást
erősítik vagy kioltják. Ha a rezonátor vastagsága és a hullámok terjedési sebessége
által meghatározott olyan frekvenciájú gerjesztést alkalmazunk, amikor a visszavert
jelek éppen fázisban találkozva egymást erősítik, a rezgési amplitúdó igen megnő,
egyéb frekvenciákon pedig elhanyagolhatóvá válik. A rezonátor másik véglapjához
csatlakozó rudacska mechanikai gerjesztése így frekvenciafüggővé alakítható és azt
körülvevő tekercsben csak akkor indukál jelentős feszültséget, ha a rendszert a rezo-
nátor rezonanciafrekvenciáján gerjesztjük. Az elektromos be- és kimenet között az
átvitel igen hasonlít az £C-zárókörös erősítő fokozaton mérhetőhöz. Az elérhető
jósági tényező többszázas értéket is felvehet.
A megismert elemi rezgőrendszer továbbfejlesztéseként olyan elektromechanikai
szűrőket készítenek különböző frekvenciára hangolt, mechanikailag csatolt rezonáto-
rok összekapcsolásával, amelyek eredő átvitele sok elektromos rezgőkörrel kialakít-
ható, kellő oldalmeredekségű, az átviteli sávban kis ingadozású szűrőnek felel meg.
A külső áramkörhöz való csatlakozás négypólus jelleggel, indukciós tekercsek-
kel történik. Az átviteli tulajdonságok sokkal kevésbé függenek a lezáró impedanciák-
tól, mint az £C-körök esetén, ezért például az egyik oldalán £C-körrel terhelt erősítő
visszahatása sem okozhat instabilitást, ha másik oldalán mechanikai szűrőhöz csat-
lakoztatjuk. Előnyös tulajdonságainak köszönheti, hogy az elektromechanikai szűrők
elteijedtek. A rezgő elemek méretei akkor elfogadhatóak, ha durván 1... 1000kHz
tartományban választjuk a rezonanciát. Ebben a tartományban igényel pl. a sokcsa-
tornás vivőfrekvenciás telefon igen jó tulajdonságú, stabil szűrőket, ami alkalmazá-
sukat nagyban előmozdította.
A piezoelektromos szűrők céljára olyan szilárd szigetelő anyagok használhatók,
amelyek elektromos térben mechanikai deformációt szenvednek, illetve mechanikai
169
igénybevétel hatására külső felületükön töltések jelennek meg. Ezek közül elterjedten
használják a kvarcot és a PZT -t. Az előbbinek közel tökéletes kristályaiból készítenek
metszeteket, ami igen nagy (105 rendű) jósági tényezőt, nagy mechanikai, következő-
leg elektromos stabilitást biztosít. Az utóbbi név mögött egységesen ólom-cirkonát-
titanát jellegű, kerámiai úton készített anyagok rejtőznek, amelyek tulajdonságait
a kiinduló anyag összetétele, valamint az előállítási technológia jelentősen befolyá-
solja. Az elérhető mechanikai jósági tényező legfeljebb 500... 1500, az anyag hőmér-
sékleti és hosszúidejű stabilitása rosszabb a kvarcéhoz képest. PZT-bői készített
szűrő rezonanciafrekvenciája pl. a gyártást követő 100 és 1000 óra között mintegy
0,1%-kai nő, ugyanennyit változik a következő 1 év, 10 év, és így tovább, alatt.
A hőmérsékleti együttható nem kisebb 10~5/°C-náI, ami a kvarcnál — a metszet
síkjának megválasztásától függően — 10-6/°C-nál is jobb lehet.
Szűrő céljára kvarcból inkább téglatestet, PZT-bői lapos körhengert készítenek,
amelyek szembenlevő lapjaira vezető anyagot visznek fel. A fém fegyverzetek közé
alkalmazott váltakozófeszültséggel gerjesztik a mechanikai rezgéseket. A fegyverze-
tek között mérhető impedancia erősen frekvenciafüggő (5.29. ábra). A fémezés Co
kapacitásával párhuzamosan soros rezgőkör jellegű vezetés mérhető, vagyis a mecha-
nikai rezonancia frekvenciáján az impedancia nagymértékben lecsökken. Az elektro-
mos jósági tényező a mechanikai alatt marad ugyan, de még így is általában nagyobb
az LC-körökkel megvalósítható értéknél. Az 5.29. ábrán a Clevite cég TF—01D
jelű, 450 kHz körüli rezonanciafrekvenciájú kerámiaszűrőjének számadatait szerepel-
tetjük, mint jellemző mennyiségeket. Az adatokból egyszerűen belátható, hogy az
impedancia a soros ág rezonanciafrekvenciáján lecsökken, a párhuzamos kapacitás-
sal azonban a rezonancia felett induktív jellegű kristály párhuzamos rezgőkört
képez, az antirezonancia valamivel a soros rezonanciánál nagyobb frekvencián mér-
hető. Az impedancia menetének jellemzésére az 5.30. ábrán bemutatjuk egy olyan
erősítő fokozat erősítésének frekvenciafüggését, amelynek emitter körébe került
a szűrő beépítésre. A két szélső érték közötti frekvencia különbség mintegy 10%.
Kvarcszűrőkre ez az érték jellegzetesen jóval kisebb.
Az elemi szűrő átviteli tulajdonságainak megjavítására többelemes szűrőket
építenek. Létraszűrők sáváteresztő eleme az L-tag, több ilyen elem kaszkádkapcso-
lásával igen meredek levágású, nagy zárócsillapítású szűrő alakítható ki, amelynek
átvitele az áteresztő sávban közel frekvenciafüggetlen. Két különböző frekvenciára
hangolt elemi kerámia szűrőből alakított L-tag hullámellenállásának menetét mutatja
az 5.31. ábra. Hét ilyen egységből alakított sávszűrő 450 kHz-en kb. 6 dB átlagos
csillapítást mutat. A — 6 dB relatív átvitelnél definiált sávszélesség 2...50kHz, ezen
L = 1,4 mH
R =11,5
C=80pF
Cq=493 pF
Qo=330
5.29. ábra. Clevite TF—01D típusú
szűrő impedanciája
5.30. ábra. Egyszerű erősítő
frekvenicamenete
170
KkHz)
S.31. ábra. Kerámiaszűrőkből épített
L-tag hullámellenállása
S.32. ábra. Felületi hullámú
szűrő vázlatos felépítése
belül a csillapítás ingadozása kb. ± 1 dB. A 60 dB relatív csillapításhoz tartozó sáv-
szélesség az áteresztő sávnál 3...25 kHz-cél nagyobb. Az optimális átvitel 1200...
.. .2500 £1 tartományban választott záróellenállások között mérhető.
A PZT anyagból a fent bemutatott, 0,5 MHz körüli frekvenciára, rádió vevők
céljára épített szűrőkön kívül 10 MHz körüli szűrők is készülnek. A kvarcszűrők
választéka — és ára —jóval nagyobb. Egyelemes kvarcszűrők a kHz-rendű értéktől
kb. 50 MHz felső frekvenciáig készülnek oszcillátorok rezgési frekvenciájának beállí-
tásához. A szűrő jellegű összeállítások is felmennek egészen kb. 25 MHz-ig, eredő
átviteli karakterisztikájuk megközelíti az ideálist, a lezáró impedanciák értékére alig
érzékenyek.
A térfogati mechanikai rezgéseket hasznosító szűrők mellett említésre érdemesek
a felületi hullámú szűrők. Ezek átviteli tulajdonságait nem a rezgő test méretei határoz-
zák meg, hanem — a hullámok terjedési sebessége mellett — a gerjesztő elektróda
rendszer méretei és elrendezése. Elvi felépítést az 5.32. ábra mutat. A rezgéseket
továbbító hordozó anyaga ritkábban PZT, de inkább jó piezoelektromos csatolást
biztosító egykristályos anyag, pl. lithium niobát vagy kvarc. A kristály felületére
hosszú, keskeny és párhuzamos csíkok formájában vezető csíkokat párologtatnak,
ezeket felváltva összekötve ún. interdigitális struktúrát alakítanak ki. A két közös
kivezetés közé váltakozó feszültséget kapcsolva két-két ujj között a felszínnel párhu-
zamos, laterális rezgést keltenek, amely hullám formájában tovaterjed. Ha az ujjak
távolsága, a tetjedési sebesség és a frekvencia összehangolt, a hullámok erősítik egy-
mást, egyébként kioltják. így a szelektív gerjesztés biztosítható.
A kristály felületére más helyen, a hullámterjedés irányára merőlegesen a ger-
jesztőhöz hasonló interdigitális elektródarendszer kerül, amelyben viszont a meg-
felelő frekvenciájú rezgések egymást erősítő, összegeződő feszültséget keltenek.
Az elrendezés négypólusú jellegű szűrőnek alkalmas. Zavaró tényezőként jelentkezik
az elektródarendszerek közötti közvetlen, kapacitív csatolás, továbbá a térfogati
hullámok hatása, ezek távoltartása bonyolultabb elektróda elrendezést igényel.
Az átviteli karakterisztika az ujjak számával és hosszúságával alakítható. A felületi
hullámú szűrők elsősorban az 5... 100 MHz tartományban használhatók és inkább
szélessávú alkalmazásokra (pl. televíziós vevők kép-középfrekvenciás szűrője) lát-
szanak előnyösnek. Előállítási technológiájuk nagyban hasonlít az integrált áram-
körökéhez. Elterjedésük a következő években várható.
Integrált áramkörök hangolt erősítőkhöz. Az Z-C-körökkel hangolt sokfokozatú
erősítők régebben egyszerű erősítő eszközökkel, elektroncsövekkel, tranzisztorok-
kal üzemeltek. Mint ismeretes, az integrált áramkörök jellegzetes típusait éppen
az egyszerű földelt emitteres erősítő fokozat tulajdonságainak javítására alakították
171
ki. Az integrált áramkörű differenciálerősítő és kaszkód fokozat nagyfrekvenciás
tulajdonságai alig romlanak az egyszerű tranzisztorhoz képest, visszahatásuk viszont
jelentősen kisebb. így stabil rendszer kialakításához igen előnyösek. A differenciál-
erősítő erősítés-szabályzása is optimálisan megoldható, a kaszkódnál pedig gyakran
áramosztó (differenciális) kimenetet alakítanak ki ebből a célból.
A koncentrált szűrőhöz javasolt integrált áramkörök lényegében alig külön-
böznek az általános célú szélessávú (nem műveleti erősítő jellegű) erősítőktől. Több-
letként kerül beépítésre a szabályozhatóság, hogy széles bemenőjel tartományban
alkalmasak legyenek az amplitúdó moduláció torzításmentes átvitelére. Egy ilyen
integrált erősítő vázlatos kapcsolási rajza az 5.33. ábrán látható. Az erősítő három
5.34. ábra. A TBA 400 erősítő
erősítésváltozása
a szabályozófeszültség
függvényében
O12V
5.35. ábra. Kapcsolási elrendezés 36 MHz
közepes frekvenciára
172
fokozatú; emitterkövetőkkel szétválasztott differenciális fokozatokból épül fel.
A két első fokozat emitterei között diódák foglalnak helyet, amelyek egyenáramának
változtatása a differenciális ellenállásukat, ezen keresztül az erősítést változtatja.
Szabályozási karakterisztikát az 5.34. ábra mutat.
A fenti TBA 400 típusú erősítővel épített szelektív rendszer az 5.35. ábrán lát-
ható. A gyári adatlap szerint 36 MHz közepes frekvencián, B=4MHz sávszélesség
mellett az elérhető erősítés kb. 75 dB, szabályozott üzemben az 5 % modulációs tor-
zításhoz tartozó megengedett jelszint a bemeneti kapcsokon 240 mVeff. A zajtényező
nagy erősítés esetén kb. 6 dB, a szabályozás hatására romlik, de a romlás mértéke
kisebb az erősítés-csökkenésnél, így a jel—zaj viszony monoton javul a bemeneti
jelszint növelésével.
5.3.	Aktív RC-áramkörök
Alkalmazási terület. A hálózatelmélet tanítása szerint a veszteségmentes £C-áram-
körökkel megvalósítható tetszőleges szűrőkarakterisztika és tulajdonság leutánozható
RC elemeket tartalmazó hálózatokkal, ha az ellenállások által okozott veszteséget
valamilyen aktív áramköri elemmel, általánosan értelmezett erősítővel ellensúlyozzuk,
csökkentjük.
Az aktív RC-áramkörök nagymértékű elterjedése egybeesik a félvezetős erősítők
terjedésével. Nagy lendületet adott az áramkörintegrálás, amelynek eredményeként
nemcsak olcson, hanem az integrálásból adódó előnyöket kihasználva, megjavított
paraméterekkel gyárthatók az ilyen áramkörök. A felhasznált három elem: az ellen-
állás, a kondenzátor és az erősítő jellegű áramkör integrálhatósága alapvetően
eltérő, ami különböző technológiai megoldásokat előtérbe helyezett, mások elsor-
vadtak. Látszólag az lenne a leginkább célravezető, ha szilícium alapon, monolitiku-
sán integrálnánk a teljes áramkört. Ennek elvi akadálya nincsen, de míg az aktív
elemek igen jó paraméterekkel készülnének, az ellenállások és kondenzátorok pon-
tossága, stabilitása és jósága nagyon elmaradna a megkívánttól, nem is beszélve
az utólagos értékbeállítás, a trimmelés lehetőségének hiányáról. E helyett a hibrid
technológiák terjednek, amikor az ellenállás hálózat szigetelő alapú, akár vékony-,
akár vastagrétegtechnológiával készül, az ellenállásokat hordozó lapra készítik
az összekötéseket és építik be a mikrotokozott monolit aktív elemeket. A konden-
zátorok ritkán készülnek az ellenállásokat hordozó lapon, ezek az aktív elemekhez
hasonlóan csatlakoznak, akár egy-, akár többelemes egységek formájában. így lehe-
tőség van a stabilitási, hőmérsékletfüggési jellemzők külön-külön történő optimali-
zálására, előmérésekre, válogatásra és az összeépített áramkörben az ellenállások
értékeinek aktív trimmelésére, amin valamely szűrőparaméter folyamatos mérésével
egyidőben történő ellenállás értékbeállítás értendő, hogy a számolt, optimális átvitel
kialakuljon. Ez a technológia előtérbe helyezi az olyan áramköri elrendezéseket,
ahol egy-egy átviteli sajátosság külön-külön ellenállások értéke által van meghatá-
rozva, így a trimmelés alatt az egymásra hatások elhanyagolhatók.
Az aktív RC-áramkörök felhasználási területét az határozza meg, hogy a rend-
szertechnikai igények milyen pontosságú, jóságú kielégítésére milyen áron és minő-
ségben alkalmasak. Míg egy passzív LC-szüiö erősítést nem biztosít, csak ha erő-
sítőt is csatlakoztatnak hozzá, az aktív .RC-áramkörök ilyen szétválasztása mester-
kélt, mivel az aktív elem az áramkör szerves, el nem választható részét képezi, és így
az átvitel módosítása mellett az áteresztő sávban egytől eltérő erősítés is beállítható,
vagy — esetleg — kényszerűen adódik. Mindenesetre az természetes, hogy a nagyobb
erősítést adó áramkörök szigorúbb követelményt támasztanak a beépített aktív
elemekkel szemben, mint azok, amelyek, egységnyi áteresztősávi átvitellel, csak
a veszteségek pótlására használják az erősítőt.
173
A frekvenciatartomány szerinti alkalmazhatóságnál kiemelendők a jellegzetesen
kisfrekvenciás szűrők, amelyek megvalósítása az igen nagyra adódó méretek miatt
induktív elemekkel egyébként nehézkes. Ezen a területen az aktív AC-áramkörök
hiánypótlók. Növekvő frekvenciával az alkalmazott erősítők paramétereinek rom-
lása egyre nagyobb mértékben befolyásolja a passzív elemek és ideális erősítőjellem-
zők által meghatározott frekvenciamenetet, átvitelt és ezért a pontos beállítás nehéz-
kessé válik, a stabilitás romlik. Az egyszerűen hozzáférhető erősítőkkel és előnyösen
választott áramköri elrendezéssel 10... 100 kHz felső frekvenciahatárig készíthető
szűrő, amely egyenértékű a stabil £C-áramkörökkel vagy a mechanikai szűrőkkel,
e határ felett egyedi megoldások, kísérleti áramkörök ismeretesek. Az a fejlődés
viszont, ami a rendszertechnikában általában végbemegy és amelynek eredményeként
előtérbe kerülnek olyan megoldások, hogy az eddig nagy frekvencián igényelt szűrés
a megfelelő elektronikai jelátalakítás után kis frekvencián, aluláteresztő jellegű szű-
réssel helyettesíthető, jelentősen növeli az aktív 7?C-áramkörök fontosságát és el-
terjedését.
A kialakult áramköri elrendezések száma szinte végtelen. Ezek egy része egymás-
tól szinte csak formailag különbözik, vagy egymással egyenértékű. A következőkben
az elektronikai megvalósításra legnagyobb hatással levő szempont szerint, a fel-
használt aktív elem függvényében kíséreljük meg csoportosítani és tárgyalni az elter-
jedtebb változatokat anélkül, hogy a teljességre törekedhetnénk. A leggyakrabban
— műveleti erősítő,
— vezérelt generátor,
— negatív immittancia konverter,
—	girátor és esetleg
—	negatív impedancia inverter
köré épített RC-hálózatokkal találkozunk, a továbbiakban ezekre szorítkozunk.
Átviteli tulajdonságok. Az £C-szűrők alapeleme, a rezgőkör függvényében
másodfokú függvénnyel jellemezhető átvitelt ad, amelynek gyökei a p síkon külön-
bözőképpen helyezkedhetnek el. Kis jósági tényező esetén két valós gyököt kapunk,
amelyek Qo növelésével egybeesnek, majd konjugált komplex gyökpárra esnek szét.
A passzív elemekkel nem realizálható, veszteségmentes esetben a gyökök képzetesek,
míg pozitív valós résszel csak aktív elemek beépítése után rendelkeznének. Az
f=l+p/Qo+p2	(5.93)
függvény gyökeinek ezt az ismert viselkedését, szemléletesség kedvéért, az 5.36. ábrán
felrajzolt helygörbén mutatjuk be.
5.36. ábra. Az f=1 +plQo +p2 függvény
gyökeinek helygörbéje Qo függvényében
174
Az (5.93)-nak megfelelő tényezők szorzatából és hányadosából tetszőleges
átvitel előállítható, ami azt jelenti, hogy elegendő a
D = D0 l+aP+bP2	(5.94)
1+cp+dp2
átvitelt elektronikusan megvalósítani és ilyen elemek egymásra hatás mentes kaszkád-
kapcsolásával minden feladat megoldható.
Az (5.94) formulában szereplő együtthatók általában tetszőleges, nem negatív
mennyiségek lehetnek, Do kivételével, amelynek negatív értékeire is elektromosan
stabil, gerjedés mentes üzem biztosítható. Különböző együtthatókat nullának választva
alul- vagy felüláteresztő, illetve sáváteresztő jellegű átvitelt kapunk. Ezek rendre
a következők:
I) aluláteresztő
Do D = 	—	7. 1+cp + dp 2)	aluláteresztő, a zárósávban zérussal 1+űp2 D = Do	—, b^-d, 0 1+cp + dp2 3)	felüláteresztő D = Do	Í-—-r, 1+cp + dp 4)	felüláteresztő, a zárósávban zérussal	(5.95) (5.96) (5.97)
1+őp2 D = Do	—5, b d, 0 1+cp+dp2	(5.98)
5) sáváteresztő (sávszűrő)
D = D0
___ap
1+cp + dp2
(5.99)
A 2) és 4) függvény sávzáró jelleget is megvalósít, amellett, hogy a zárótartományban
kialakult nulla értékű átvitel előnyösen javíthatja a szűrő viselkedését a határfrekven-
cia környezetében, a zárótartományban.
Az együtthatók fenti jelölése eltér a megszokottól és csak formai egyszerűsítés-
ként alkalmazzuk. Ne felejtsük el, hogy az átvitelt — függetlenül az aszimptotikus
viselkedéstől — az
coo = l/lTd és
Q0=^d/c
jellemzi. Az együtthatók értéke egyébként a kapcsolásban szereplő R és C elemek
értékétől, valamint az aktív elemre jellemző tényezőtől függ. Trimmelhetőség szem-
pontjából optimális az olyan kapcsolás, amelynél minden együtthatóban található
olyan ellenállás, amely csak abban szerepel és így a beállítás egymásrahatás nélkül
175
végezhető el. Lehetőség szerint ne szerepeljenek különbségek az átviteli függvény-
ben, mert ekkor megnő az együtthatók érzékenysége a kapcsolási elemek pontossá-
gára és kis bizonytalanság is jelentősen befolyásolhatja az átvitelt.
Az egyes kapcsolások összehasonlíthatók a felhasznált aktív elemek száma,
a kondenzátorok száma és összértéke, valamint az ellenállások összértéke szempont-
jából. Az (5.95), (5.97) és (5.99) függvény minimálisan két reaktáns elemmel való-
sítható meg, ha egy kapcsolás ennél többet tartalmaz, az csak valami egyéb előny
érdekében engedhető meg. Igyekszünk minimalizálni — adott határfrekvencia
mellett — a szükséges
ZRlc
mennyiséget és szigetelő alapú megvalósítás esetén előnyös, ha kicsi a kapcsolásban
szereplő maximális és minimális ellenállás- és kapacitásértékének viszonya.
Szűrők műveleti erősítővel. A végtelennek tekinthető erősítésű műveleti erősítőt
fázisfordító kapcsolásban visszacsatolva a bemenetén virtuális földpont alakítható
ki, ami alkalmas a be- és kimenőköri visszacsatoló ágak átvitelének szétválasztására.
Egy ilyen rendszer átviteli függvénye, ha a visszacsatolás kétpólusú impedanciá-
kon jön létre (5.37. ábra):
C =	=	=	(5.100)
Mbe Z, Y2
Ez az elrendezés azonban nem sok változatot enged meg, figyelembe véve, hogy az
ágak csak R és C elemeket tartalmazhatnak. Helyette az 5.37. ábra b) részletében
felrajzolt, négypólusú visszacsatolást használják, amelynek átvitele formailag (5.100)-
nak megfelel, de az ágadmittanciák helyett a visszacsatoló négypólusok meredekségei:
a kimeneti rövidzárási áramuk és vezérlő feszültségük viszonyai szerepelnek:
d =	=	(5.101)
l<be (^21)2
A meredekségek meghatározásánál ne tévesszük szem elől, hogy az / jelű négypólust
a bemeneti, míg a 2 jelűt a kimeneti feszültség vezérli.
A visszacsatoló négypólusok megfelelő megválasztásával tetszőleges átviteli
karakterisztika alakítható ki. A gyakrabban használt elrendezéseket a kiszámított
meredekségekkel együtt a 3. táblázat tartalmazza. Ezek valamennyien passzív
áramkörök, de megjegyzendő, hogy — különösen nagy Qo megvalósításához —
esetleg önmagukban is aktív áramkörök képezhetik a visszacsatoló ágakat.
5.37. ábra. Általános visszacsatolt rendszer
műveleti erősítővel
176
3. táblázat. Visszacsatoló hálózatok és átviteli jellemzőik
Áramkör
Meredekség
Paraméterek relatív értéke
Y - ~kP
<21-----
a+p
k = G
a = G/C
G,G,
G1 + G,
— kp2
a+p
GG
Cg + G
G
G + C2
G, C2
= -C2
— 1 + ap+p2
ya -----------
a+p
1/2 -= a -= 2
Gt = 2,5 —a
1
G2 =--------
a-l/Gx
Q = 1
C2 = GXG2
Gg = (2,5-a)-----
2 + a
Ga =----—
— (1 +p)(l +ap+ps)	Gi —1
(P+ffiXp+ffs) „ GxGt
a-=l	1+a
Q = Gi
Cg = Gg
C3 — (jj
12 Elektronikai erősítők
177
5.38.	ábra. Aluláteresztő o),
felüláteresztő (b) és sávszűrő (c)
műveleti erősítővel
Példaként az 5.38. ábrán aluláteresztő, felüláteresztő és sáváteresztő szűrő meg-
valósítását mutatjuk be a 3. táblázat elemeinek felhasználásával. Az átviteli függ-
vények a megfelelő meredekségek hányadosából egyszerűen adódnak. Analizálásuk-
kal azonban nem foglalkozunk, mert előnyös tulajdonságai ellenére ezek a szűrők
ritkán kerülnek megépítésre a feleslegesen nagy számú kondenzátor felhasználása
miatt.
Többszörös visszacsatolás alkalmazásával az áramköri elrendezés egyszerű-
síthető, a kondenzátor szám a minimális kettőre csökkenthető, feltéve, hogy másod-
fokú függvényt realizálunk. Az általános elrendezés az 5.39. ábrán látható. Itt minden
ág egy-egy 7? vagy C elemet jelöl. Az elrendezésre érvényes átviteli függvény:
D = — - ---------------~yiy3------------ (5j 02)
«be +
ahol a H hibatag:
// = (y3+y5)(y1+y2+y4)+y3y5
A
Ez utóbbi nullához tart, ha az erősítő A belső erősítése végtelen.
5.39.	ábra. Többszörösen visszacsatolt
rendszer másodfokú feszültségátvitel
megvalósítására
178
5.40.	ábra. Aluláteresztő (o), felüláteresztő (b)
és sávszűrő (c) többszörösen visszacsatolt
műveleti erősítővel
Az 5.40. ábrán a három különböző jellegű átvitelt adó elrendezés látható.
Az (5.94)-ben szereplő együtthatók értéke:
1)	az aluláteresztő elrendezésre (5.40. ábra a részlet):
. G, + G3 + G.
5 g3g4
, C2 G5
d = -——.
G3 g4
2)	a felüláteresztö elrendezésre (b részlet):
b — Cj C3,
Cj 4 C3 + C4
G2
C3 C4
g2 g5
12*
179
3)	a sáváteresztőre (c részlet):
1
Do =------------,
G^G.+GJ
a = G1 C3,
_ C3 + C4.
Gj +G2 ’
J C3c4
a =------------.
Gs(Gj +G2)
Az áramkörök közepesen nagy jósági tényező megvalósítására alkalmasak, de nagy
belső erősítést igényelnek.
Az állapotváltozós szűrőrealizáláshoz is műveleti erősítőket használnak. Az ezzel
a módszerrel méretezett szűrők minimális számú kondenzátort, de több műveleti
erősítőt tartalmaznak és igen alkalmasok nagy stabilitású, kis érzékenységű frekven-
ciakarakterisztika kialakításához. Az átviteli függvény együtthatói általában egymás-
tól függetlenül állíthatók be.
A módszer lényege az, hogy a be-, ill. a kimeneti feszültségeket előállítják egy
megfelelően választott mennyiség, az ún. állapotvektor és az átviteli függvény lineáris
operátornak értelmezett nevezője, illetve számlálója szorzataként. E célból többszö-
rös integrálással előállítják az állapotvektor 1/p, 1/p2, ... tényezőkkel való szorzatát,
majd ezeket a mennyiségeket különböző súlyozási tényezővel összeadják.
Másodfokú átviteli függvény megvalósítására alkalmas elrendezés az 5.41. ábrán
látható. Itt x jelöli az állapotvektort, ami nem más, mint a felső összeadó kimenő
feszültségének 1/d-szerese. A felső összeadóra írható:
(5.104)
5.41. ábra. Összeadókat és integrálokat tartalmazó rendszer másodfokú átvitel
megvalósítására
180
5.42.	ábra. Fázist fordító (a) és fázishelyes integrátor (b)
elrendezési rajza
amiből:
„be = U+-+X.	(5.105)
(P P )
A kimeneti feszültség x függvényében:
(la)
-;4---\-b f>ox-	(5.106)
P P )
A két utóbbi hányadosából előáll (5.94) jól ismert alakja:
2
- = <«<>
ube	1+cp + dp
Vagyis az általános másodfokú átvitel két integrátorral és két előjelhelyes összeadóval
építhető fel. Mindkét funkció jól realizálható műveleti erősítővel. Az integrátor
kapcsolását az 5.42. ábra mutatja, az átviteli egyenlet az a változatra:
=-----—,	(5.107)
Uj pRC
ab) változatra pedig:
u2 _ 2
ub pRC
(5.108)
A fázisfordító jellegű, negatív integrátor (ábra a részlete) egyszerűbben realizálható,
de esetleg az összegzőt bonyolítja, ha azt használjuk, míg a fázist nem fordító, pozitív
integrátor átvitele érzékeny az ellenállások közötti kis eltérésekre is.
Az összegző — két jel pozitív és tetszőleges számú jel negatív együtthatóval szor-
zott összegének előállítására alkalmas formában — az 5.43. ábrán látható. Átviteli
egyenlete:
R12	#11	4, “li
u2 =-------—	4--------u12 — R2 2----•
*11+^12	*m+K12
(5.109)
5.43.	ábra. Összeadó és kivonó áramkör
műveleti erősítővel
181
5.44. ábra. Másodfokú
állapotváltozós szűrő
A fenti elemekből kialakított másodfokú átviteli függvényű áramkör az 5.44.
ábrán látható. Összesen három műveleti erősítőt és a minimálisan szükséges két kon-
denzátoron kívül hat ellenállást tartalmaz. Kimeneteiről mindhárom típusú jel leve-
hető. Ez az egyetlen áramkör tehát mind az alul-, mind a felüláteresztőt, mind a sáv-
szűrő jellegű átvitelt megvalósítja. Széles frekvenciatartományban, nagy pontosságú,
stabil átvitelt biztosít, az egyik legelőnyösebb változatnak tekinthető, amely ugyan-
akkor gazdaságos is, feltéve persze, hogy a műveleti erősítők nem drágábbak az ellen-
álláshálózatnál.
A kimenetek jellege:
ukil: aluláteresztő,
uki2: felüláteresztő,
Mki3: sáváteresztő.
Az (5.49)-ben szereplő — megfelelő — együtthatók pedig:
_G3(G5+G6)
““ *
G6(G3+G4)’
C2
a =------,
G2’
b - 1,
_ G2 G4 (G5 Gfi)
G2 G6(G3+G4) ’
, CtC2
a --------.
Gi G2
Vezérelt generátoros szűrők. A hálózatelméletben vezérelt generátornak nevezik
azokat a négy- (gyakran három-) pólusokat, amelyek kimenő árama, ill. feszültsége
a bemeneti vezérlő feszültségből, ill. áramból arányossági tényezővel való szorzással
adódik. Az áramkör — definíció szerint — egyébként ideális, tehát a be- és kimeneti
impedanciák értéke extrém, a visszahatás pedig elhanyagolható.
182
A négy lehetséges változat közül a feszültségvezérelt feszültséggenerátor alkal-
mazása terjedt el, jelképi rajza az 5.45. ábrán látható, definíciós egyenlete pedig:
u2 = Kuí .
(5.110)
Bemenő ellenállása végtelen, a kimeneti pedig nulla. A transzfer paraméter, K pozitív
vagy negatív szám, pontossága nagyban befolyásolja a generátorral realizált szűrő
átvitelét.
A vezérelt generátor felhasználásával módosítható bármely passzív hálózat átvi-
tele: tetszőleges belső pont feszültségét (ágáramát) előírhatjuk egy másik ponton mér-
hető feszültséggel (ágon folyó árammal) arányos értékre.
5.45. ábra
Feszültségvezérelt feszültség-
generátor jelölése
5.46. ábra. Aluláteresztő
feszültségvezérelt
( feszültséggenerátorral, K-cO esetén
A legegyszerűbb ilyen áramkör a két kaszkádkapcsolt RC osztó átvitelét módosí-
tó Sálién—Key kapcsolás (5.46. ábra). Az aluláteresztő jellegű átvitel jellemzői:
Do = K,
c =
Gi G2 Gí
C*2
d=-^.
Gi g2
Érdemes kiszámítani a határfrekvenciát és a jósági tényezőt is:
]/Gi g2
- L -----
' cíc2
öo ' q r ej g/
(5.111)
A K=Q esethez képest negatív K mellett a Qo csökken, pozitív K érték esetén Qo
nő. Elvben tetszőlegesen nagy érték is megvalósítható.
Az áramkört gyakran igen egyszerűre, olcsóra vitelezik ki választással,
ami emitterkövető fokozattal jól megvalósítható. Ekkor:
2o-
Q VG1G2
c2 Gl+G2
(5.112)
A második tört értéke maximálisan 1/2, ez akkor áll fenn, ha
Gj = G2,
183
5.47. ábra. Felüláteresztő (o) és sávszűrő (b)
vezérelt generátorral, K<0 esetén
ezzel a feltétellel:
z. ’l/Ci
(5.H3)
A kapacitásviszonyt két értékre megválasztva (azaz C1=2C2 mellett) a jósági tényező
1//2, az aluláteresztő átvitele maximálisan lapos.
A feszültség vezérelt feszültséggenerátorral, mégpedig K>0 esetén megvalósított
felüláteresztő és sávszűrő kapcsolási rajza az 5.47. ábrán látható. A paraméterek
értéke:
1) felüláteresztő (a részlet):
D0 = K,
b=d =
Cj ^2
Gj G2 ’
Cj +C2 c2
Gj G2
2) sáváteresztő (b részlet):
D0 = K,
GÍC1
a =--------,
G3(Gi + G2)
Cj (Gt + G3) C2 Ct G2
c =	---^+—4-----—— (1 -K),
G3(G,+G2) G3 G3(Gl+G2)
Cl C2
G3(Gj +g2)
Lehet olyan elrendezést is találni, ahol K negatív értékeire növekszik a jósági
tényező. Egy ilyen sávszűrő az 5.48. ábrán látható. A felhasznált elemek száma mini-
5.48. ábra. Sávszűrő vezérelt
generátorral, K-=0 esetén
184
mális. Az átvitel jellemzőinek értéke:
Z)0 = K(=-|K|),
ö = Gj/G2,
Cj c1+c2
c =----1------,
G2
d =
Ci c2
G1 G2
(1-/C).
Ez az áramkör is, akárcsak az előzők, közepesen nagy, 5...10-nél nem nagyobb
jósági tényező megvalósításához előnyös. Ellenkező esetben nagyon eltérő értékű
ellenállásokat vagy kondenzátorokat kell beépíteni, ami megnehezíti a realizálást.
A vezérelt generátorok közül az előzőekben alkalmazott feszültségerősítő típus
elterjedését annak köszönheti, hogy ohmos ellenállásokkal visszacsatolt műveleti
erősítővel előnyösen megvalósítható. Az elrendezéseket az 5.49. ábra mutatja.
Pozitív K megvalósítására szolgál a fázist nem fordító elrendezés, ennek nemcsak
átvitele, hanem impedanciái is jól megközelítik az ideálist. Különösen egyszerű a
visszacsatoló hálózat K= 1 esetén, ekkor a fázist fordító bemenet a kimenettel közö-
síthető. A realizálásának hibája inkább a közös jelelnyomási tényező véges értéke
okozza, mintsem az igen nagy differenciális erősítés.
A negatív K érték hintaerősítővel nyerhető, ami a b) részleten látható. A pontos-
ság talán még az előző elrendezésnél is nagyobb lehet és általában az ellenállások
pontosságával összemérhető. Ugyanakkor ne feledkezzünk meg a véges bemeneti
ellenállásról: az elrendezés (az ábra jelölésével) Rr bemeneti ellenállású K-erősítőt
valósít meg. Az előnyös szűrőelrendezések azok, amelyeknél ez a véges bemeneti
ellenállás az RC hálózat részét képezi. Az 5.48. ábrán bemutatott sávszűrőnél ez
teljesül, így az áramkör mindent összevetve két kondenzátort, három ellenállást és egy
műveleti erősítőt tartalmaz.
Az áramkörökben felhasznált műveleti erősítőt lehetőleg integrált áramkörök
közül választjuk. Ez igen előnyös, ha az coo frekvencia kHz-rendű, vagy annál kisebb.
Nagyfrekvenciás szűrőkhöz szélessávú erősítőt kell használni. Igaz, ugyan, hogy
5.49. ábra. Pozitív (a) és negatív K megvalósítása (b)
műveleti erősítővel
185
ilyen típusok is bőven találhatók, de legtöbbjük előnytelenül viselkedik szoros vissza-
csatolás esetén, az ilyenkor szükséges fáziskompenzáló elemek könnyen lerontják
az egyébként jó nagyfrekvenciás átvitelt, ill. a kivezérelhetőséget. Ezért gyakran kevés
tranzisztor felhasználásával egyszerű szélessávú erősítőt építünk diszkrét alkatrészek-
ből, esetleg hibrid integrált áramköri változatban és így előnyösen kiterjeszthető az
aktív AC-szűrők felső frekvenciahatára a 100 kHz-rendű tartományba is.
Egy ilyen egyszerű elrendezésű diszkrét elemes műveleti erősítő az 5.50. ábrán
látható. Mindössze három tranzisztort és három ellenállást tartalmaz, kompenzáló
elemekre általában nincs is szükség. A K-tényező beállítására szolgáló ellenállások
esetleg a második erősítő fokozat munkaellenállását is képezhetik. A belső erősítés
jó közelítéssel egy időállandós, integrátor jellegű: az első fokozat meredekségének
és a második fokozatot alkotó tranzisztor visszaható kapacitása impedanciájának
szorzatával közelíthető nagyfrekvencián.
Negatív immittancia konverter és alkalmazása. Aktív áramkör: erősítő fel-
használásával készíthető olyan négypólus (5.51. ábra), amely egységnyi feszültségát-
vitel mellett megfordítja és módosítja a be- és kimenő áramok viszonyát, azaz amelyre:
A fenti egyenletek az ideális áraminvertáló negatív impedancia konvertert (INIC)
definiálják. Más típusú NIC definiálható az
(5.115)
u2 = — Ktii, K > 0 J
egyenletekkel. Ez feszültség invertáló negatív immittancia konverternek (VN1C)
nevezhető, mivel egységnyi áramátvitel mellett invertálja és módosítja a be- és kime-
neti feszültség viszonyát.
A négypólusok közös elnevezése impedanciatranszformáló tulajdonságukra utal.
Kimeneti kapcsukon Z2 impedanciával lezárva, a bemenet
Zbe = — KZ2, (INIC esetén)
(5.116)
ill.
Z2
(VNIC esetén)
(5.117)
egyenértékű impedanciát képvisel.
•oUt

«it

5.50. ábra. Egyszerű műveleti
erősítő K=-0 megvalósításához
5.51. ábra. NIC definiálásához
186
A fenti transzformációs tulajdonságú szűrőkben közvetlenül kihasználható ré-
szint veszteség csökkentésére, részint negatív kapacitású kondenzátor, ill. negatív
induktivitású tekercs megvalósítására.
Aktív AC-szűrőként való alkalmazás esetén a fázisfordító jellegű átvitel haszno-
sítható. Az átviteli láncba két, párhuzamos négypólust iktatnak (5.52. ábra). Az egyik
passzív, a másik NIC áramkört tartalmaz. A kimeneten összeadódó jelek egymást
erősítik vagy kioltják, így áteresztő és zárótartomány alakul ki. Másodfokú átviteli
függvényt megvalósító elrendezéseket az 5.53. ábra mutat be. Az (5.94) átviteli egyen-
let az aluláteresztőre (a részlet):
nki	G, G2/C3 C2 +p(Gí/C3 - KG2/C3)
---=-------------------------------------------- .	(j.iiöj
ube	Gt G2/C2 C3+p(G2/C2+Gí/C3-KG2/C3)+ p
Az (5.95)-nek megfelelő alakot akkor kapunk, ha a számlálóban eltűnik a p-t tar-
talmazó tag, azaz:
Gj—AG2 = 0
esetén. Ez például K=l, G2 = G2=G választással biztosítható. Ebben az esetben:
Mk>	1
ube l+pC3/G+p2C2C3/G2’ amelyre az együtthatók: c = C3/G, d=C2C3/G2. / Passzív RC X. “be|°		 /*\ c|Uki x.	Passzív RC	/ + INIC 	/ 	 5.52. ábra. Aktív RC-szűrő INIC felhasználásává 1		 &l -Xíj ।—	1 r 	ír— C? G? 	 |°~*—1|—INIC  1—° H	 X |^|G3JUk' bj C, G, 	 C, G, o—1|	INIC _L X~° c, 5.53. ábra. Aluláteresztő (a), felüláteresztő (b) és sávszűrő (c) megvalósítása negatív impedancia konverterrel
187
ill. a természetes jellemzők:
m0 = G/ÍC2C3,
Látható, hogy <a0 és Qo a két kondenzátor kapacitásának szorzatával és viszonyával
arányos, egymástól függetlenül beállítható mennyiség.
A felüláteresztő (5.53. ábra b részlet) karakterisztika is csak a pontos kioltást
biztosító
C2
feltétel teljesülése esetén alakul ki, ekkor az (5.97)-nek megfelelő együtthatók:
B0 = l,
c — C2/G3.
A c) részleten látható sávszűrő felépítése különösen egyszerű, az (5.99) átviteli
egyenlet megfelelő együtthatói:
Do=-K.
o — C2/G3,
C2 C3
g2 g3

5.54. ábra. Elrendezés az IN IC véges
bemeneti vezetésének kompenzálására
A negatív immittancia konverter előnyös tulajdonsága az „önjavító” jelleg,
amin azt értjük, hogy lehetőség van a nemideális tulajdonságú konverter átviteli
jellemzőinek javítására, magát a konvertert használva erre a célra.
Az ideálistól való eltérés IN IC esetén be- és kimeneti vezetések nem-nulla érté-
keiben jelentkezhet. A véges bemeneti vezetés kompenzálására mutat példát az 5.54.
ábra. A kimeneti kapcsokra csatlakoztatott KYtl nagyságú kompenzáló vezetés
a bemenetre — l/Á'-val szorozva, — yn értékben transzformálódik és ezzel eltüntet-
hető a nemideális INIC véges, ytl bemeneti vezetése. Természetesen vigyázzunk,
az „idealizálás” a bemeneten azt eredményezte, hogy a kimenő vezetés tér el az ideális
nulla értéktől, vagyis a hiba a bemenetről a kimenetre tevődött át. Ez a tulajdonság
188
5.55. ábra. Műveleti erősítővel realizált INIC
hasznos lehet a zavaró be- vagy kimeneti vezetés eltüntetésére, míg a másik oldalon
a kompenzáló tag beleszámítható a lezáró vezetésbe.
A negatív impedanciakonverter megvalósítása legegyszerűbben visszacsatolt
műveleti erősítővel lehetséges. Az 5.55. ábrán látható elrendezés például INIC áram-
kört realizál, amelyre K—RJR2. Egyszerűen belátható, hogy az áramkör azonos
a 3. fejezetben megismert konverterrel és stabil üzeme csak akkor biztosítható, ha
a negatív visszacsatolás erősebb, mint a negatív, azaz, ha az
egyenlőtlenség teljesül. Itt R1 a primer, R2 pedig a szekunder oldali lezáró áramkör
belső ellenállása.
Részletesebb számítással belátható, hogy az aktív elemként negatív impedancia
konvertert tartalmazó RC-szűrők átviteli tulajdonságai nem jobbak az egyszerű műve-
leti erősítős, vagy vezérelt generátoros szűrőkhöz képest. Ez várható is, ha figyelembe
vesszük, hogy a „beépített erősítés”, ti. a műveleti erősítő azonos valamennyi válto-
zatban. A NIC előnye akkor jelentkeznék, ha megjelenne a kereskedelemben sajátos,
csak NIC céljára megfelelő, optimalizált paraméterekkel rendelkező integrált áram-
kör. Ennek hiányában az 5.53. ábrán bemutatott elrendezések gyakorlati értéke cse-
kély.
Girátoros realizálások. Sokoldalúan használható és több változatban megvalósít-
ható négypólusú aktív áramköri elem a következő vezetésparaméterekkel definiált
girátor (5.56. ábra):
Y = í ° Gal.	(5.120)
L-Gb oJ
Be- és kimeneti vezetései tehát nullák, a kétirányú meredekségek előjele különböző,
nagyságuk egyébként tetszőleges.
Szűrőkénti alkalmazást a girátor impedanciatranszformációs tulajdonságai
biztosítanak. Bármely oldali lezáró Z impedancia a másik kapocspáron
Z'=l/GaGbZ	(5.121)
értékkel jelentkezik. A reciprok összefüggésnek megfelelően a veszteségmentes kon-
denzátorral lezárt girátor-kétpólus veszteségmentes induktivitást képvisel, azaz
Z=\lj(üC esetén
Z'=>—.	(5.122)
5.56. ábra. Girátor jelkép! rajza
189
5.57. ábra. Girátorral
megvalósított rezgőkör
C/G2
5.58. ábra. Girátorral megvalósított
földfüggetlen induktivitás
(5.123,
(5.124)
A girátorral megvalósított induktivitás beépíthető ZC-szűrőkbe, amelyek így
integrálhatóvá válnak. Párhuzamos rezgőkörnek megfelelő elrendezést mutat az
5.57. ábra, amelynek hangoló induktivitása
G2
rezonanciafrekvenciája pedig:
G
= 77—>
ahol G a girátor — egyenlőnek tekintett nagyságú — kétirányú átvitele, G=Ga = Gb.
Az 5.57. ábrán egysarkúlag földelt rezgőkör látható. Földfüggetlen induktivitás
két girátorral valósítható meg az 5.58. ábra szerinti elrendezésben. A részletes tár-
gyalást mellőzve megjegyezzük, hogy a helyes működéshez pontosan egyformára kell
választani a két girátor vezetéseit.
Girátorral építhetők négypólus jellegű szűrők is. Gyakorlati jelentősége a sáv-
szűrőnek van, ami az 5.59. ábrán látható gondolatmenetnek megfelelően alakítható
ki. Az ábra önmagáért beszél. Ha feílírjuk az átviteli függvényt:
»lí : 1 pGJC
"be P2+P(G1+G2)/C LC
látható, hogy a rezonanciafrekvencián,
1
®o = 7=
\LC
esetén az átvitel:
(5.125)
í wki )	_ Gt
U'be-L Gj+Ga’
megfelelően a Gt—G2 elemeken való passzív leosztásnak, ettől eltérő frekvenciákon
pedig az átvitel a
(5.126)
5.59. ábra. Sávszűrő girátorral
190
jósági tényezőnek megfelelő sávszűrő jelleg szerint esik. Ha (5.126)-ba helyettesítjük
az L=C2!G2 értéket:
(5.127)
látható, hogy a kapacitásviszonyon kívül Qo a girátor vezetésével arányos.
Az 5.59. ábra szerinti áramkör rezonencia frekvenciája elektronikusan hangolható
a girátorvezetés változtatásával és ez érdekes alkalmazási területeket biztosít. A rezo-
nanciafrekvencia G-vel való arányossága látható, ha itt is figyelembe vesszük L fenti
értékét:
A szűrő különleges tulajdonsága emellett, hogy a rezonanciafrekvencián mért átvitel
és a sávszélesség G értéktől független. Ez utóbbi belátható, ha emlékezetbe idézzük,
hogy
G, +G,
B = mo/öo =
(5.129)
Az egyenlőség második felét (5.127) és (5.128) helyettesítése után nyertük. Az áramkor
átvitele Gt és G2 arányának, sávszélessége G^ és Cx arányának megválasztásával
tetszőlegesen beállítható, rezonanciafrekvenciája pedig G-vel arányosan változtat-
ható, feltéve, hogy olyan realizálást választunk, ami lehetővé teszi G változtatását.
Az ideális girátorral épített áramkörök a lezáró impedanciák értékétől függet-
lenül stabilak, ami igen kellemessé teszi a velük való áramkörszerkesztést. Gerjedé-
kenység legfeljebb az ideálistól eltérő realizálás eredményeként jelentkezhet, aminek
forrása — az áramkör paramétereinek ismeretében — egyszerű analízissel feltárható
és általában kompenzálással eltüntethető.
A girátor realizálása történhet műveleti erősítőket tartalmazó visszacsatolt áram-
körrel. Ennek számos fajtája ismeretes. Az egyszerűbbek közül bemutatjuk a Riordan-
girátort (5.60. ábra), amely négy ellenállást és két műveleti erősítőt tartalmaz. Vég-
telen belső erősítést feltételezve a meredekségek értéke:
A transzformáladnó Z2 impedanciának és a bemenetnek nincsen közös, földelhető
pontja, ez hátrányosnak tekinthető.
5.60. ábra. Riordan-girátor kapcsolása
191
R
5.61. ábra. Deboo-girátör kapcsolása
Hasonló felépítésű áramkört javasolt Deboo, aki két egyforma ellenállással és
két műveleti erősítővel az 5.61. ábrán látható áramkört építette fel. A meredekségek
egyenlők:
G = Ga = Gb = 1/R.
A bonyolítással elérte azt, hogy a be- és kimenet egyik pontja közös és így egysarkú-
lag földelt kondenzátorral is realizálható induktivitás.
A fenti két áramkör helyes működésének feltétele a visszacsatoló ellenállások
pontos beállítása, mivel eltérés esetén a be- és kimeneti vezetés véges értéket ad.
Egyenlő névleges értékeket feltételezve, a számítás mellőzésével, valószínűsíthető,
hogy a parazitavezetések G-re vonatkoztatott értéke a AR/R hányadossal össze-
mérhető :
AR
gll ~ g22 ~
K.
AG AR
g r'
(5.130)
ahol AR az ellenállások különbsége, AG pedig a girátorvezetés hibája. Az utóbbi hiba
a transzformált induktivitás érdekében okoz a névlegestől eltérést, hatása általában
elhanyagolható. A megjelenő ki- és bemeneti vezetés párhuzamosan kapcsolódik
a transzformálandó kapacitással, ill. a transzformált induktivitással és ha értékük
pozitív, csökkentik a realizált reaktancia jósági tényezőjét, míg a negatív vezetések
instabilitást eredményeznek, tehát beépített söntvezetésekkel kell a hatásukat sem-
legesíteni.
A véges be- és kimeneti — pozitív — vezetések hatásának szemléltetésére egy-
szerű számítás eredményeként azt kapjuk, hogy a realizált C/Gz nagyságú induktivitás
jósági tényezője:
G G(oC
g G+o>C
(5.131)
formában írható fel, ahol g az egyenlőnek tekintett be- és kimeneti vezetés:
g = gn g22'^G,
C pedig a transzformált kapacitás. Az (5.131)-ben szereplő második tényező G/coC
kis és nagy értékeire egyaránt lecsökken, G/<oC—\ esetén 1/2 maximális értéket vesz
fel, ezzel:
192
avagy (5.13O)-at helyettesítve:
1ZK
2o -2~R
(5.132)
Az utóbbi összefüggésből látható, hogy az elektronikusan megvalósított induktivi-
tások jósági tényezője nagyobb lehet, mint a tekercselt változaté, ami igen figyelemre-
méltó.
Míg a műveleti erősítővel realizált girátorok hibáját és parazita vezetéseit egy-
aránt, főleg az ellenállások illesztési hibája adja, a meredekségtípusú műveleti erősí-
tőkkel, ill. az ehhez hasonló, de kizárólag girátor céljára fejlesztett áramkörökkel
biztosítható a két mennyiség hibájának függetlenítése, szétválasztása. Jól tervezett
feszültség—áram átalakító be- és kimeneti vezetése egyaránt nagy mértékben le-
csökkenthető, míg a transzfer paraméter, a meredekség értéke ettől függetlenül,
pontosan vagy kevésbé pontosan, külső vagy belső elemekkel állítható be.
Jellegzetes integrált áramköri alapelemekből: differenciálerősítőből, állandó
áramot adó forrásokból és áramáttevőből felépített feszültségvezérelt áramgenerátor
vázlatos rajza az 5.62. ábrán látható. A differenciálerősítő I forrásáramhoz tartozó
(5.133)
G gm % 417t % 104 mV
meredeksége egyúttal a girátor-meredekséget is adja, ha az áramáttevő átvitele egy-
ségnyi, azaz, ha be- és kimeneti árama pontosan egyenlő. Az a) változatra tehát
írható:
(5.135)
Ái = £m(Wl-W2)-	(5.134)
A bemeneti feszültségek közül bármelyik nullának választható és így mind pozitív,
mind negatív meredekség létrehozható. A kétirányú működtetés a b) részleten be-
mutatott áramkörnél is lehetséges, de ennek meredeksége ellenállással van beállítva
1
G » —
R
értékre.
Girátor két szembekapcsolt, különböző előjelű meredekséggel jellemzett áram-
forrásból építhető fel (5.63. ábra). A felhasznált források áramköreinek egyszerűbb
vagy gondosabb kialakításával a be- és kimeneti vezetések nullaértéke tetszőlegesen
megközelíthető és, mint fentebb feltételeztük, a transzfer vezetések függetlenül, ha
nem is tetszőleges, de széles értéktartományban beállíthatók.
5.62. ábra. Forrásáramszabályozott (a) és ellenállással
beállított (b) meredekségei áramgenerátor
13 Elektronikai erősítők
193
5.63.	ábra. Áramforrásokból felépített girátor
Negatív impedancia inverter. A 3. fejezetben, az átviteltechnikai alkalmazások
kapcsán megismert negatív impedanciájú erősítő — a girátorhoz hasonló — impe-
danciatranszformátor, de kevésbé általánosan használható, mivel a realizált impedan-
cia valós része mindig negatív, tehát a stabil működés csak megfelelő zárások mellett
biztosítható.
A negatív impedancia inverter (NIV) definíciós egyenletei csak egyetlen előjelben
térnek el a girátorétól:
»i = Gau2, i
}	(5.136)
l2 = Gb Új .	'
A kimeneti kapcsokat Z impedanciával lezárva, a bemeneten
Zbe=-l/GaGbZ	(5.137)
mérhető. Ellenállással való lezárás esetén tehát negatív ellenállás valósítható meg, míg
reaktáns lezárásnál negatív induktivitás, esetleg negatív kapacitás előállítása lehetséges
ilyen módon.
A transzfer meredekségek sajátos megválasztásával frekvenciafüggő ellenállás
realizálható. Legyen ugyanis
G = Ga = Gb=jmC,	(5.138)
ekkor:
Zbe = l/w2C2Z.	(5.139)
Ellenállással való lezárásnál, Z=R esetén:
Zl)e = 1/w2C2A.	(5.140)
Ez valóban frekvenciafüggő abszolút értékű, de nulla fázisú impedancia, azaz frek-
venciafüggő ellenállás.
A szokatlan áramköri elem felhasználhatósága elvileg igen széles körű. Ezek közül
bemutatjuk a fázistolás nélküli szűrőt (5.64. ábra), ami egyetlen további közönséges
ellenállást igényel. Az L-tag feszűltségátvitele:
Z _	1
ubc r+Z l+(ű2C2rR
(5.141)
5.64.	ábra. Másodfokú átvitelű szűrő frekvenciafűggő ellenállással
194
G
5.65.	ábra. Műveleti erősítőből alakított NIV
Az átvitel aluláteresztő jellegű, a határfrekvencia, ahol 6 dB csillapítás mérhető:
<5142)
Nagyfrekvencián a kimenő jel 12 dB/oktáv meredekséggel esik. A fázistolás a teljes
frekvenciatartományban nulla.
Az (5.141) egyenletből nem látszik, de az áramkör instabilitást tartalmaz, pon-
tosabban a stabil üzem csak meghatározott zárások között biztosítható.
A NIV, a már ismert módon, megvalósítható visszacsatolt műveleti erősítővel.
Az elrendezést az 5.65. ábrán ismételten felrajzoltuk, kiemelve a visszacsatoló elemek
és a transzfer vezetés közötti kapcsolatot. További megvalósítási lehetőséget a fe-
szültségvezérelt áramgenerátorok adnak. Az 5.63. ábrán látható elrendezés negatív
impedancia invertert ad, ha a két átviteli irányba egyforma fázishelyzetű forrásokat
iktatunk be. Ekkor minden számítás nélkül látható, hogy a rendszer pozitív vissza-
csatolást tartalmaz és azonnal meghatározható a stabilitás feltétele is: biztosítani kell,
hogy a teljes frekvenciatartományban 1 alatt maradjon a hurokerősítés.
Frekvenciafüggés. Az aktív RC-szűrők alkalmazhatósági frekvenciatartományát a
felhasznált erősítő áramkörök paramétereinek frekvenciafüggése határozza meg.
A frekvencia növekedésével általában előtérbe kerülnek a kis frekvencián elhanyagolt
terhelő impedanciák, mivel ezek általában kapacitív jellegűek, abszolút értékük tehát
a frekvenciával fordított arányban áll. Hatásuk egyszerűen figyelembe vehető és
csökkenthető is, ha mód nyílik a zárásokba való beleszámításukra. Nem ilyen azon-
ban az átviteli tényezőben jelentkező frekvenciafüggés, ami közvetlenül befolyásolja
a transzformáció, ill. az átvitel értékét.
Különösen egyszerűen fogalmazható meg a frekvenciafüggő hiba akkor, ha az
aktív elem visszacsatolt műveleti erősítő. Ekkor a pontos működés feltétele az ele-
gendően szoros visszacsatolás és ahogy növekvő frekvenciával csökken a hurokerősí-
tés, úgy csökken a pontosság. Ez a szűrők jósági tényezőjének, határ-, illetve hangolási
frekvenciájának módosulását eredményezi.
Kiragadott, de jellemző példaként vizsgáljuk meg, hogyan változik az 5.47.
ábra b) részletében bemutatott sávszűrő átvitele, ha a K-erősítő véges erősítésű,
integráló jellegű műveleti erősítőből van ellenállásokkal visszacsatolva (5.66. ábra).
Az átviteli tényező a bemeneti körre felírt hurokegyenletből határozható meg:
1
Uki — •
k* A
(5.143)
Wbe-Wki
Rí
5.66.	ábra. Véges erősítésű műveleti [erősítőből alakított
vezérelt feszűltséggenerátor
13*
195
Az erősítés kisfrekvenciás értéke és egységerősítési frekvenciája véges, azaz:
1 1
— - — +j(o/a>1.
A	Ao
A fenti egyenletekből számolható átvitel:
(5.144)
, -ki	1
K = — =-------
Wbe —4—1
K A
wki
(5.145)
1
1 i ~7~ ’
A Ao
ahol K az ideális erősítőre érvényes átvitel. Reciproka mellett Ao->-^ vehető figye-
lembe:
, 1
K+Jco1
(5.146)
Ezt az értéket az 5.47b ábrára felírt (5.99) egyenletbe helyettesítve kapjuk a módo-
sított másodfokú karakterisztikát. Egyszerűség kedvéért feltesszük, hogy a kapcsolási
elemek értéke egyenlő és egységnyi, azaz: C1=C2 = 1, Gl = G2=G3 = l, ekkor
az együtthatók:
Do = K',
a = 1/2,
c = (5—K')/2,
d = 1/2.
Mivel az együtthatók frekvenciafüggők, az átviteli jellemzők csak az átviteli egyen-
letből írhatók fel:
P/2 __
5—K'	,
1+—p+p2!2
(5-147)
Az (5.146) helyettesítése és rendezése után:
(5.148)
14- c p+d'p 2+ep 3 ’
ahol:
, 5K
d = d-\-----
2a>,
e - dK/(ol.
Vagyis az egyszerű másodfokú nevező harmadfokúvá alakul át, amelynek viselkedése
a várttól alapvetően eltérhet.
196
Feltételezve, hogy a>1 elegendően nagy, (5.148) közelíthető, mégpedig úgy, hogy
a nevező másodfokú tagjának eltűnése adja a rezonancia frekvenciát:
,	—	<a0	( 5íű0K)
<o0~l/fir= .	^ft>0 1—,	(5.149)
1/	5m0K	( J
’	2cox
ahol <ü0 az cox—^ esetén mérhető érték. Látható, hogy a rezonancia kisebb érték
irányába tolódik el.
A jósági tényezőt a nevező co0 frekvencián vett értékének reciprokával közelítjük:
-4^/m'o-ew'o3.	(5-150)
Co
Feltételezve, hogy az eltérés kicsi, közelítő számítás után kapjuk:
4--Í—V.	(5.151)
Qo Qo -2 (tOj, J
Látható, hogy a jósági tényező is csökken a véges egységerősítési frekvencia hatására.
Például <»o/oj1 — 0,01 esetén, ahol még az erősítő belső erősítése 100-szoros, továbbá
feltéve, hogy QO^>1, ami azt jelenli, hogy Km 5 érvényes, a hibatag értéke közelítőleg
6'10-3, ami azt jelenti, hogy a pl. go=100 tervezett érték a valóságban közel
a felére csökken.
5.4. Szelektív elektronikai rendszerek
Digitális szűrő. Frenks és Sandberg javasolta az 5.67. ábra szerinti elrendezést, amely
szelektív átvitelt eredményez hangolt körök alkalmazása nélkül, csupán aluláteresztő
jellegű, a sávszélesség beállítására szolgáló szűrők felhasználásával. Az elektronikai
áramkörökkel megvalósítható elrendezés lényege az, hogy az 7V-pólusú kapcsoló
mintegy körben forogva sorra zárja a jelölt érintkezőket. A forgatás szögsebessége
legyen u>=állandó. Minden egyes állásban más-más kondenzátor kapcsolódik a ki-
menetre, ill. közös ellenálláson keresztül a bemeneti jelforráshoz. Tegyük fel, hogy
a periódusidő JV-edrészéig a kimenet egy-egy kondenzátorhoz folyamatosan hozzá
van kapcsolva, majd az idő többi részében a kondenzátorok töltése állandó értéken
marad. Ha a bemeneti jel és a forgatás frekvenciája azonos, valamennyi kondenzátor
mindig azonos fázishelyzetben lép kapcsolatba a forgó kapcsolóval és a jel fázishely-
zetének megfelelő átlag feszültségre töltődik fel. Ez az átlagérték jelenik meg a kime-
neten. A mintavétel és a minták átlagolása csak a körülforgás frekvenciájának meg-
felelő jelre fázishelyes, ettől eltérő frekvenciájú jel esetén a kondenzátorok eredő
5.67. ábra. Digitális szűrő elvi elrendezése
197
5.68. ábra. Korrelációs szűrő vázlatos
elrendezése
átlagfeszültsége nulla. így átvitel csak ezen a frekvencián (ill. ennek 7V/2-szeresnél
nem nagyobb felharmonikusain) jön létre az R és C elemek által alkotott integráló-
aluláteresztő által meghatározott sávszélesség mellett.
Az áramkör megvalósításához szükséges kapcsoló elemek és vezérlő áramkörök
integrált formában könnyen hozzáférhetők.
Korrelációs szűrő. Hasonló elven, az azonos késleltetésű jelek összeadásán alapul
a korrelációs szűrés, amelynek elvi elrendezése az 5.68. ábrán látható. Szélessávú,
lehetőleg csillapítás- és torzításmentes késleltető vonalon eresztjük végig a jelet,
amelynek a periódusidő többszöröseihez tartozó késleltetésű pontjain azonos fázis-
ban jelenik az meg. Ezek közül többet összeadva azt tapasztaljuk, hogy az összeg
csak akkor tér el nullától, ha a leágazások közötti késleltetések és a jel periódusideje
egyenlő, egyéb frekvenciákra a nem fázishelyes pillanatértékek összege nulla.
A rendszer szűrőként viselkedik, amelynek áteresztő sávja a leágazási pontok
közötti késleltetésnek megfelelő frekvencia környezetében helyezkedik el. Lényeges
kiviteli eleme a késleltető, amely lehet analóg jellegű, ekkor átvitel csak egyetlen frek-
vencián mérhető. Előszeretettel alkalmazzák a digitális vezérlésű késleltetőket, pl
a töltésadogatás elvén működő vödörlánc áramkört, amely alkalmas az analóg jel
pillanatértékével arányos töltés fokozatról fokozatra való átvitelére. A töltésvesz-
teség kicsi, az átvitel pedig periodikus impulzussorozattal, órajellel vezérelhető. Az
elemi késleltetés ideje itt az órajel frekvenciájával széles határok között változtatható,
ami hangolható, beállítható közepes frekvenciájú szűrő építését teszi lehetővé.
Frekvenciakövető rendszer. A zérus statikus hibát eredményező automatikus
frekvenciaszabályozó rendszerek közül a fázisösszehasonlítás elvén működő fáziszárt
hurok (phase-locking loop, PLL) igen alkalmas integrált kivitelezésre. Felhasználá-
sával frekvencia vagy amplitúdómodulált jel szelektív demodulálása oldható meg.
A fáziszárt hurok tömbvázlata az 5.69. ábrán látható. A fázisérzékeny detektor
a rákapcsolt két jel pillanatnyi szorzatával arányos jelet szolgáltat, amely átlagoló
jellegű aluláteresztőn átvezetve a jelek fáziskülönbségével lesz arányos. Eltérő frek-
venciák esetén nullától eltérő átlag nem jelenik meg.
Az aluláteresztőn átvezetett kvázi-egyenáramú jelet a helyi jelforrás frekvenciájá-
nak vezérlésére használják fel. Megfelelő irányválasztás mellett az oszcillátor át-
fóziseltéréssel
arányos kimenet
5.69. ábra. Fáziszárt hurok tömbvázlata
198
hangolási tartományába eső frekvenciájú bejövő jel így nulla frekvenciahibával repro-
dukálható. FM demoduláció úgy jön létre, hogy az aluláteresztő kimenő jele követi
a bejövő jel frekvenciaváltozásait és — feszültséggel lineárisan vezérelhető helyi
oszcillátor használata esetén — pillanatnyi értéke a frekvenciaeltéréssel lesz arányos.
AM demodulációhoz a PLL áramkört még ki kell egészíteni szorzó egyenirányítóval,
amelynek állandó amplitúdójú kapcsolójelét a helyi oszcillátor szolgáltatja. Gondos-
kodni kell továbbá, hogy a bejövő és a helyi jel között jelentős statikus fázishiba
ne legyen, hiszen a szorzatjel átlaga, amely a modulációval arányos, a fáziskülönb-
ség koszinuszával is arányosságot mutat és kvadratúrában levő jelek esetén eltűnik.
Ha gondoskodunk arról, hogy a helyi oszcillátor frekvenciája a teljes vezérlőjel-
tartományban csak megfelelően kis határok között változhasson, akkor csak keskeny
frekvenciatartományba eső bejövő jel hatására (továbbá egyéb kombinációs frekven-
ciák esetén!) jöhet létre a fáziszár és az áramkör szelektív jellegű demodulációt biz-
tosít. A zárt hurok viszonylag nagy amplitúdójú zavaró jelekre is érzéketlen, így
a PLL áramkör sok-körös sávszűrővel egyenértékű szelektív erősítőnek fogható fel.
Keverő rendszerek. Szelektív átvitel megvalósítására több olyan megoldás is isme-
retes, amelyek keverés és aluláteresztő jellegű szűrés felhasználásával érik el a kívánt
eredményt. Az elektronikai módszerek rövid áttekintését egy ilyen rendszer vázlatos
ismertetésével zárjuk.
A tömbvázlat az 5.70. ábrán látható. A bejövő jelet két lineáris szorzóra vezetik
és keverik a helyi oszcillátor jelével. A két keverőre vezetett helyi jelek kvadratúrában
vannak, fáziskülönbségük pontosan 90°. A kevert jeleket aluláteresztőkön áteresztve
a keverést megismétlik. Ha a helyi és a bejövő jel frekvenciájának különbsége kisebb
az aluláteresztő határfrekvenciájánál, a második keverés után előáll a bejövő jellel
arányos amplitúdójú kéttagú összegjel, amelyek vivőfrekvenciái eltérő módon jön-
nek létre. Az egyiké megegyezik a bejövő jelével, a másiké pedig a helyi jelfrekvencia
kétszeresének és a bejövőnek a különbsége. Ez utóbbit szűréssel nem lehet eltávolí-
tani, mivel vivőfrekvenciája azonos az előbbi, hasznos jellel. A két ágon átvitt jelek
tagjainak fázishelyzete viszont eltérő: a bejövő jellel azonos frekvenciájú jelek fázisai
azonosak a másik, kiszűrendő jel pedig az egyik ágon nulla, a másik ágon a kétszeres
keverés eredményeként 2X90°=180° fáziseltéréssel jelenik meg. A két ágon vezetett
jelek összeadása után a zavaró jel eltűnik.
A rendszer közepes frekvenciája tehát megegyezik a helyi jelével, sávszélessége
az aluláteresztők határfrekvenciájával. Elterjedése az áramköri részletek pontos
realizálhatóságának függvénye, mivel csak pontosan 90° fázistolás, illeszkedő alul-
áteresztők, jó összeadó és a két ágon pontosan egyenlő átvitel esetén kapunk jó ered-
ményt. Az ilyen megoldások diszkrét elemekből való kivitelezése nehézkes, integrált
változatban elvileg jó eredmény várható, azonban a fejlődés fő vonalától távolesnek.
5.70. ábra. Keveréssel kialakított szűrő tömbvázlata
199

• Stabilizált tápforrások
6.1. Általános jellemzés
Az elektronikai berendezések energiaellátása csak abban az esetben oldható meg
közvetlenül az elektromos tápforrásokból (telepről, akkumulátorról, hálózatból),
ha az elkerülhetetlenül együttjáró ingadozások nem, vagy csak elfogadható mérték-
ben befolyásolják a működést. Hibaként jelentkezhet a forrásfeszültség ingadozása,
bizonytalansága, az egyenfeszültségre szuperponált zavaró váltakozó áramú jelek meg
nem engedhető szintje, valamint a túlzottan nagy belső ellenállás. Ritkábban merül
fel a rendelkezésre álló tápforrás és a táplált rendszer potenciális szétválasztásának
szükségessége, de ennek megoldása is kapcsolódik a stabilizálási kérdésekhez, ezért
röviden kitérünk az e célra használatos megoldások ismertetésére is.
A stabilizált tápforrás általános jellemzője, hogy egyik kimeneti elektromos
jellemzője mind az energiaforrás, mind pedig a terhelést képező táplált berendezés
jellemzőinek megváltozásától, valamint további külső paraméterektől, mint például
a környezeti hőmérséklettől függetlenül állandó. A legtöbb esetben állandó feszült-
séggel igyekszünk táplálni a terhelést, tehát a tápforrás kimeneti feszültségét állandó-
sítjuk. Ritkábban van szükség állandó tápáramra, bár például a vezeték mentén
elhelyezett átviteltechnikai erősítők távtáplálása célszerűen csak ilyen forrás segít-
ségével oldható meg.
A 6.1. ábrán a tápforrások lineáris kisjelű helyettesítő áramköre látható. Az a)
részlet szerint a tápfeszültségforrás forrásparamétere három összetevőre, mégpedig
t4o+^í4o egyenfeszültségű, wz zaj- és óuwb zavaró (brumm) feszültségű tagra bont-
ható. Az t/l0 állandó érték mellett megjelenő ŐUl(> egyenfeszültség-összetevő szoros
összefüggésben van a 5U0 tápfeszültségváltozással:
SU t0 = av8U0,	(6.1)
ahol au a feszültségváltozás átviteli tényezője, a stabilizátor egyik alapvető jellemzője.
201
b* , Stabil kimeneti feszültségj tartomány
J2_______t____ut
vsszohailö
túlterhelés-
védelem
'x^_mncs túlterhelésvédelem
Stabil kimeneti
óramű tartomány
X zava ájel
meredeken ná
6.2. ábra. Terhelési karakterisztikák
különböző jellegű túláramvédelem
esetére
Gyakran a reciprokát adják meg, amelyet feszültségváltozás-elnyomási tényezőnek
neveznek.
Az egyenfeszültség mellett megjelenő váltakozófeszültség részben arányos a táp-
feszültségen megjelenő ub váltakozó taggal, a óu arányossági tényező au váltakozó-
feszültségre érvényes értékével azonosítható. Mivel wb általában függ a terhelő áram-
tól, bu ub is áramfüggő. A terheléstől és a táplálástól függetlenül a kimeneten megjelenő
zajfeszültséget uz reprezentálja. A tápforrás további fontos jellemzője az Rb belső
ellenállás, amelyet csökkenteni igyekszünk.
A fenti lineáris jellemzőkön túl néhány fontos nagyjelű határoló paraméter
megoldása szükséges. Ilyenek a kimenő áram megengedett maximális — pillanatnyi
vagy átlagos — értéke, a stabilizátorra kapcsolható tápfeszültség maximális és mini-
mális értéke stb. Alapvetően meghatározza a stabilizátor alkalmazhatóságát a ter-
helési karakterisztika jellege, amely a 6.2. ábrán láthatóan többféle lehet. A terhelő
áram növekedésében jelentkező túlterhelés hatására lassan csökkenő kapocsfeszült-
ségű típusok könnyen tönkremennek az esetleges túlmelegedés hatására. Általában
megkívánható, hogy a feszültségstabilizátor áramstabilizáló jelleget mutasson túl-
terheléskor. Az ilyen típusok kombinált feszültség- és áramstabilizátomak tekint-
hetők. A csak feszültségstabilizáló típusok kimenetén túlterheléskor előnyös, ha
csökken az áram, azaz a terhelési karakterisztika visszahajló (fold back) jellegű,
de találkozunk olyan védőáramkörökkel is, amelyek kikapcsolják a stabilizátort az
esetleges túlterheléskor, majd a zárlatot megszüntetve a működés automatikusan
vagy külső jel hatására áll vissza. Végül meg kell említeni a kombinált védelemmel
ellátott stabilizátorokat, amelyeknél a megengedett kimeneti áram az (C70 — Ut0)
különbség nagyobb értéke esetén csökken, hogy az áramkör védve legyen az esetleges
termikus túlterheléstől.
Az áramstabilizátor 6.1b ábrán bemutatott helyettesítő áramkörének jellemzői
nagymértékű analógiát mutatnak a fent megismerttel. Az
<5/,0
ű: = -----
hányadossal definiált vezetés kis értéke jellemző a jó stabilitásra, az ezzel analóg ó;
vezetés kis értéke ad jó zavarójel elnyomást. Független jellemző a Gb belső vezetés,
amely összefüggést teremt a terhelő feszültség megváltozása és a kimeneti forrásáram
változás között. Az áramstabilizátor nagyjelű jellemzői közül a legfontosabb a ki-
meneti feszültség megengedett maximális értéke. Kevésbé fontos viszont a terhelési
karakterisztika, mivel a kimeneti feszültség semmiképpen nem nőhet Uo fölé és így
a szakadással való terhelés — megfelelő méretezés esetén — üzemzavart nem okozhat.
(6.2)
202
6.2. Statikus üzemű stabilizátorok
Soros stabilizátor. A tápforrás és a kimenet közé sorosan beiktatott elektronikai
áteresztőelem kiválóan alkalmas mind stabil kimeneti feszültség, mind áram létre-
hozására. A soros stabilizátor ezenkívül tartalmaz referenciaelemet és hibajelerősítőt,
amelyek megfelelő összekapcsolásával tetszőleges karakterisztikájú szabályozó
kialakítható.
Egyszerű feszültségstabilizátor tömbvázlata a 6.3. ábrán látható. A hibajelerősítő
bemeneti feszültségeit az UTCf referenciaforrás és a kimeneti C7t0 leosztott feszültségei
képezik. Kimenete az áteresztő tranzisztor vezérlő elektródájára csatlakozik és úgy
igyekszik annak munkapontját a terheléstől függetlenül beállítani, hogy a hiba-
feszültség közel nulla maradjon.
Mennyiségi összefüggések meghatározása céljából egyszerű helyetesítő áramkör
(6.4. ábra) rajzolható fel a fenti elrendezésbe, amelynek segítségével az elektromos
mennyiségek között a következő egyenlőség számolható ki:
4i = — +gmXl7R-(gmA^+gm + l/rb)L7t0.	(6-3)
rb
Ebből az egyenáramú jellemzők közvetlenül adódnak. A nulla kimeneti áramnál
mérhető forrásfeszültség:
P+l/A + l/gmrbA gmrbA
(6.4)
a belső ellenállás:
*b =
</l7t0
^'ki U„ = áll
1
gm(l +AfJ)
(6.5)
valamint a feszültségváltozás elnyomási tényező:
SU0
&Ut0
= gmrb(l+Ap) = fi(l+Ap).
iici-áll
(6.6)
6.3. ábra. Soros feszültség-
stabilizátor tömbvázlata
6.4. ábra. A 6.3. ábra helyettesítő
áramköre
203
6.5. ábra. Soros áramstabilizátor tömbvázlata (a) és helyettesítő áramköre (b)
A
formulában szereplő mennyiségek:
g_ *2
+-^2
a referenciaosztó leosztása, A a hibajelerősítő erősítése, gm
az
áteresztő elem meredeksége, rb az áteresztő elem belső ellenállása. Az utóbbi helyett
inkább a p=gmrb összefüggéssel definiált feszültségerősítési tényezőt használják.
A (6.5) és (6.6) összefüggésből látható, hogy áteresztőelemként nagy meredekségü
és erősítési tényezőjű eszközt kell alkalmazni, hogy a stabilizátor jellemzői előnyösen
alakuljanak. Szükséges, hogy a hibajelerősítő erősítése nagy és a visszacsatoló ág
leosztása kicsi legyen. Ez utóbbi automatikusan teljesül, ha a referenciafeszültséget
t7t0-hoz közeli értékre (annál természetesen nem nagyobbra) választjuk meg.
A részletesebb vizsgálatot megelőzően vizsgáljuk meg a hasonló felépítésű
áramstabilizátort. A tömbvázlatot és a helyettesítő áramkört a 6.5. ábrán rajzoltuk fel.
Az elektromos mennyiségek kapcsolatát kifejező összefüggés ebben az esetben:
U r	R
(gm + l/rb)í/ki = gmztí7RH—- + /l0 gmE(l+>4)--1 .
U,
rb I
A belőle számolt jellemzők pedig:
gmAUR + U0/rb	UR
*° gmR(l+Zl) + R/rb-l ~ R ’
i'b
Gb = “7--
1
^uki U0 = áll R(l+>4)
s/l0
ÍZ; - ------
öC70
(6.7)
(6.8)
(6.9)
(6.10)
1
Hlci=áii ^R(l + A)
Látható, hogy a belső ellenállás /1-val, továbbá R-rel (azaz adott /t0 esetén t/R-rel)
arányosan nő, míg az elnyomási tényező éppen p-szőrösen nagyobb érték.
Ha a 6.2. ábra szerinti, állandó kimeneti feszültségről a terhelő áram növelésével
élesen állandó kimeneti áramra átváltó stabilizátort akarjuk kialakítani, nem kell
mást tenni, mint a 6.3. és 6.5. ábra szerinti elrendezést úgy egybeolvasztani, hogy az
áteresztő elemet mindig az éppen aktív hibajelerősítő kimenő jele vezérelje. Erre
a célra feszültségerősítő típusú műveleti erősítők nem alkalmasak, előnyösebb a mere-
dekség típusú, vagy egyszerűen két, közös munkaellenállásra dolgozó differenciál-
204
erősítőt alkalmazhatunk. A vázlatos elrendezés a 6.6. ábrán látható. Az áramkör
mindaddig feszültségstabilizátorként működik, amíg a terhelő áram Ur2/R alatt
marad. A kimeneti feszültség ekkor C7R1//?-val egyenlő. Amikor a terhelő áram által
az R ellenálláson létrehozott feszültség eléri t/R2 értékét, az áramstabilizálás műkö-
désbe lép, majd a terhelő ellenállás további csökkentésével — állandó áram mellett —
a kimeneti feszültség fokozatosan nullára csökken. Az áramkör mennyiségi vizsgá-
latával nem foglalkozunk, jellemzői az előzőkből értelemszerűen átvehetők. A figyel-
mes olvasó bizonnyal észrevette az áramkör hibáját: az 2?!—7?2 osztó árama szintén
átfolyik az R ellenálláson, akárcsak a kimeneti áram. A hiba korrekciója — adott
Rt és R2 esetén — R módosításával lehetséges. Kellemetlen továbbá a „lebegő”
jellegű Í/R2 referenciafeszültség előállítása, de az elrendezés általánosan elterjedtnek
tekinthető.
A kombinált stabilizátor elrendezésének némi módosításával a 6.2. ábra szerinti
visszahajló túlterhelési karakterisztika is előállítható. Természetesen, ekkor az áram-
stabilizáló jelleg megszűnik. A 6.7. ábrán látható áramkör az előzőhöz képest az
R^—Rb osztóval bővült, amely az áteresztő elem kimeneti eletródáit hidalja át.
Az osztó terhelő hatásától tekintsünk el, azaz tegyük fel, hogy az Ra, Rb»R egyen-
lőtlenség teljesül. Az áramkör helyes működésének feltétele továbbá, hogy fennálljon
az
r-^-(^o-^.o)<^R2	<611)
-“'a '
egyenlőtlenség. Ez azt eredményezi, hogy mindaddig, amíg a terhelő áram kisebb az
—Ul0-iki0R)+iki0R = UR2	(6.12)
egyenletből számolható értéknél, azaz
kbl-!!, -Rí,
aC/R2~(^0-^0)
4i -	=------------------------- (6.13)
esetén az áramkör feszültségstabilizátorként működik. t/t0/zki0-nál kisebb ellenállású
terhelés esetén viszont az áramstabilizátor vezérli az áteresztőelemet és a kimeneti
feszültség lecsökken az Ut0 = Ub.JP értékhez képest.
6.6. ábra. Kombinált feszültség-
éi áramstabilizátor
6.7. ábra. Visszahajló terhelési
karakterisztikájú áramkör
205
A visszahajló karakterisztikán érvényes összetartozó értékeket jelöljük íki és
uki-vel, amelyekre fennáll a következő egyenlőség:
<^0 - - 41R)+íki R = UR2.	(6.14)
Ka+Kb
Kimeneti rövidzárban, aki=0 esetén ebből számolható az áram,
.Ra+.Rb -^b
——-UR2—-u0
, Ra Ra
('ki)« = -------~-----------	(6.15)
ív
Célszerű úgy méretezni, hogy az áteresztő elem disszipációja rövidzárban és íki0
esetén legyen egyenlő:
(L70 — Ut0 — UR2)iki0 = (C0-[/R2)(íki)rz.	(6.16)
A (6.16) egyenlet — vagy hozzá hasonló feltétel —, figyelembe véve (6.13) és (6.15)
értékét, alkalmas néhány mennyiség felvétele után a fennmaradó mennyiségek mére-
tezésére. Látható, hogy az R*Rb osztó méretezése Uo, Ut0, UR2 megválasztása
után elvégezhető, de egyéb megoldások is szóbajöhetnek.
6.8. ábra. Visszahajló terhelési
karakterisztikájú áramkör egyszerű
változatban
Általános összefüggések levezetése helyett inkább bemutatjuk a 6.7. ábra áram-
körének egyszerűsített és kiterjedten használt változatát (6.8. ábra), amelyben [7R2
szerepét egyetlen tranzisztor közel áramfüggetlen nyitófeszültsége veszi át. Itt az R
ellenálláson eső és a leosztott feszültségek összegét a — szilíciumtranzisztort alkal-
mazva — kb. 600 mV nyitófeszültséghez kell viszonyítani: amíg értéke ez alatt marad,
az áramkör feszültségstabilizátorként működik. A terhelő áram növekedésével viszont
az áramszabályozó ág tranzisztora megnyit és létrehozza a visszahajló terhelési karak-
terisztikát. Ezt az üzemmódot természetesen nem lehet áramstabilizáló jellegűnek
tekinteni, az egyszer_sített segédáramkör inkább a rövidzár-, ill. túlterhelésvédelme
feladatát látja el.
A soros stabilizátor jellemzője, hogy áramfelvétele lényegében a terhelés?által
felvett árammal egyenlő, üzeme gazdaságos. Kellemetlen tulajdonsága viszont, hogy
a teljes Uo feszültség a fogyasztóra kapcsolódhat az áteresztőelem rövidzár jellegű
meghibásodása esetén. Ezen segíteni csak az elrendezés és az üzemmód alapvető
átrendezésével lehet, ti. úgy, ha söntstabilizátort alakítunk ki.
Söntstabilizátor. A 6.9. ábra szerinti elrendezésben a tápforrás és a stabilizátor
kimenete közé q nagyterhelhetőségű ellenállást iktatunk be, amely biztosítja, hogy
206
6.9. ábra. Sönt típusú feszültségstabilizátor
tömbvázlata
minimális ellenállású fogyasztót is a megfelelő Ut0 feszültséggel el lehessen látni,
azaz:
e Uo-Utoj-	(6.17)
max]
Nagyobb fogyasztóellenállás, azaz kisebb áramterhelés esetén viszont így szük-
ségtelenül megnőne a kimenő feszültség. Ezen úgy segítünk, hogy a felesleges áramot
elektronikus elemen elvezetjük. A fogyasztóval páhuzamosan, a sönt ágba kapcsolt
tranzisztort ebből a célból a felerősített hibajellel úgy vezéreljük, hogy növekvő
kimeneti feszültség esetén a rajta folyó áram nőjön.
A hibajelképző és erősítő áramkör elvi felépítése megegyezik a soros stabilizá-
toréval. Az egyetlen eltérés az, hogy az előbbitől eltérő egyenszinten, a földpont
közelében kell lennie a kimenetnek. Differenciálerősítős kivitel esetén ez azt jelenti,
hogy célszerűen most — pozitív kimeneti feszültséghez — pnp tranzisztorokat hasz-
nálunk. Feszültség- és áramstabilizátor, valamint visszahajló rövidzárvédelem egy-
aránt kialakítható, a 6.10. ábrán egy ilyen kombinált kapcsolást mutatunk be. Itt
a rövidzárvédelemnek a jelentősége azonban jóval kisebb, hiszen a q ellenállás gon-
doskodik a kimeneti rövidzárási áram korlátozásáról, természetesen a visszahajló
jelleg csak elektronikai megoldással alakítható ki.
A söntstabilizátor csak nulla, illetőleg viszonylag kis áramfclvétel esetén juttat-
hat a fogyasztóra a megengedettnél nagyobb feszültséget, ezt is csak a söntelem sza-
kadás jellegű meghibásodásakor. A sönttranzisztor rövidzárja nulla kimenetet ered-
ményez. Az áramkör energiamérlege azonban rossz, a tápforrásból mindig a maximá-
lis teljesítményt veszi fel, a felesleget pedig folyamatosan hővé alakítja. Alkalmazása
ott gazdaságos, ahol a fogyasztó áramfelvétele keveset ingadozik. Védőjellege azon-
6.10. ábra. Kombinált
söntstabilizátor áramkör
207
bán határozottan előnyös és egy esetben, amikor a tápforrás az eddigi feltételezéstől
eltérően áramgenerátor jellegű, kizárólag ez használható. Itt van ugyanis lehetőség
arra, hogy a tápforrás árama és a kimenetre kötött fogyasztó árama között jelentős
eltérés legyen.
Referenciaforrások. Elegendően nagy belső erősítésű hibajelerősítőt használva
a kimeneti jel tisztaságát, állandóságát elsősorban a referenciaforrás határozza meg.
Ez kivitelére nézve igen eltérő lehet. Elsősorban integrált áramkörökben használnak
nyitóirányba előfeszített diódaláncot, tranzisztorból, esetleg tranzisztorokból és
ellenállásokból alakított állandó feszültségesésű kétpólusokat, de a legelterjedtebb
a Zener- vagy referenciadiódás megoldás. Erre a célra a monolit integrált áramkörben
a kb. 6 V letörési feszültségű emitter—bázis átmenet áll rendelkezésre; diszkrét esz-
közként széles választékból válogathatunk, nagyjából az 1...200V feszültségtarto-
mányban.
A referenciadióda megválasztásánál figyelemmel kell lenni a rendelkezésre álló
polarizáló forrás feszültségére, ami azt jelenti, hogy általában a tápegység előírt
kimeneti feszültségének megfelelő zárófeszültségű típust alkalmazunk. Tudni kell
azt, hogy a zárófeszültség hőmérsékleti együtthatója összefüggésben van a zárófeszült-
ség értékével. Névlegesen nulla együttható mérhető az 5...6 V zárófeszültségű típu-
sokon, a kisebb feszültségű típusok záró feszültsége — állandó áramnál mérve —
növekvő hőmérséklettel csökken, a nagyobbaké nő. Válogatással homogén eloszlású
típusok állíthatók elő, sőt, kb. 7,8 V zárófeszültségű diódát egy nyitóirányú szilícium-
diódával sorbakötve, kb. 8,5 V feszültségű, igen kis (1...2-10-5/°C hőmérsékleti
együtthatójú referenciaelem nyerhető. A kis együttható szélesebb áram- és hőmér-
séklettartományban mérhető, mint a névlegesen nulla együtthatójú 5 V -os típusoknál.
A referenciadióda további fontos jellemzője a differenciális ellenállás. Ez áram-
függő és kis mértékben a zárófeszültségtől is függ. Egészen durva adatként megje-
gyezhető, hogy értéke a jól ismert nyitóirányú diódaellenállás (26 mV/I) 2...20-
szorosa. Ez jelentős érték. Azt eredményezi, hogy egyrészt a referenciafeszültség függ
az előfeszítő áramtól, tehát stabil érték csak előstabilizált árammal biztosítható,
másrészt az előfeszítő tápforrás feszültségének váltakozó összetevője megjelenik
a referenciaforráson, majd ennek közvetítésével a stabilizátor kimenetén is. Az utób-
bit kiküszöbölni csak a referenciajel szűrésével lehetséges. Erre egyébként gyakran
azért is szükség van, hogy a termikus zajt ne vezéreljük be a stabilizátorba, ami a refe-
renciadiódán fellép. A záróáram zajszintje általában sokszorosa a zárókarakterisztika
differenciális ellenállására számolt Johnson-zajnak. A zajtényező típusfüggő és hosszú
idejű állandósága nem garantált.
A referenciaforrás leggyakoribb kiviteleit mutatja a 6.11. ábra. Az a) részleten
a szokásos egyszerű, ellenállásos előfeszítésű referenciadiódaelrendezés látható.
A dióda árama ingadozik (Uo — UR) értékével arányosan. Az Uo forrás változásait,
6.11. ábra. Zener-diódás referenciaforrások
208
6.13. ábra. Szabályozható
kimeneti feszültségű
stabil izátor
6.12. ábra. Állandó
áramú forrás a
referenciadióda táplálására
így a rajta levő brummfeszültséget UR az rd/R arányban leosztva viszi át:
ÖUR ~ ^-ÖU0,
1\
(6.18)
e mellett még megjelenik a dióda termikus zaj feszültsége, wDZ is, ami együttesen —
a referencia-osztó által meghatározott áttétellel szorozva — adja a stabilizátor áram-
független kimeneti zavaró feszültségét (6.1. ábrán: wz):
K2
(6-19)
A zavarófeszültség egyes összetevői a referenciaforrás módosításával eltüntet-
hetők. Lehetséges a referenciadiódát áramforrásról táplálni (b részlet). Ez különösen
integrált áramkörben kedvelt. Előnyösen olyan forrást kell kialakítani, amelyik
forrásárama független C70-tól, ami rendszerint előstabilizálást kíván meg. Egy ilyen
diszkrét elemes áramkör kapcsolása a 6.12. ábrán látható. Az Uo feszültség hánya-
dosát referenciadiódáról levéve, emitterellenállással kibővített tranzisztor vezérlésére
használjuk fel, amelynek kollektorkörébe kapcsolható az UR előállítására használt
dióda. Az Uo forrás brummösszetevőjétől az előstabilizálás nagymértékben függet-
leníti a forrásáramot, ez még a javítható a referencia dióda átblokkolásával.
A brumm és zaj összetevőt jRC-szűrő segítségével eredményesen el lehet tün-
tetni a referenciaforrásról (6.11. ábra, c részlet), ami kombinálható a d) részleten
bemutatott egyenfeszültség-leosztással is. Ez utóbbira akkor van szükség, amikor
Ut0 olyan kicsi, hogy nem találunk megfelelő stabilitású, hozzá mérhető záró-
feszültségű referenciaforrást.
A referencia feszültség leosztása helyett, különösen a nulláig leszabályozható,
változtatható kimeneti feszültségű stabilizátoroknál, gyakran használják az ellen-
kező polaritású referenciát a 6.13. ábra szerinti elrendezésben. Az áramkör kimeneti
feszültsége — a hibától eltekintve — a hibajelosztó ellenállásainak hányadosától
függ:
l/t0-C/R^.	(6-20)
Előnyösen Ro változtatásával, tetszőleges határok között változtatható a forrás-
feszültség. Az áramkör az ismert módon kibővíthető az áramkorlátozó megoldások-
kal és igen előnyös laboratóriumi, szabályozható forrásfeszültségű stabilizátorokhoz.
14 Elektronikai erősítők
209
Stabilizátorok méretezése. Kiinduló adatként ismertnek tekinthetjük Ut0, zkI
(ill. /t0, «ki) maximális értékét, előírásokat tehetünk a zavaró feszültség megengedett
szintjére, a stabilitás megkívánt mértékére és a belső ellenállásra, ha csak a statikus
jellegű jellemzőket soroljuk fel. Igényes stabilizátoroknál a változások kiszabályozási
sebességére, a jellemzők frekvenciafüggésére nézve is követelmények támaszthatók.
A méretezés első lépéseként általában az áteresztő elemet választjuk meg a meg-
felelő sebesség és áram-terhelhetőség figyelembevételével. Az elemen fellépő maximá-
lis feszültség a kimenő feszültség és ÖU0 várható értékének ismeretében becsülhető,
a fellépő disszipáció úgyszintén. Az áteresztő tranzisztor megválasztásával párhuza-
mosan méretezzük a hűtő-hőátadó szerelvényeket, sőt, a bekötő vezetékek hosszának
és minőségének a megválasztása is figyelmet igényel, helytelen vezetékezéssel jelentő-
sen romolhat a számított belső ellenállás, stabilitásijtényező értéke.
A nágyáramos áramköri részletek kialakítása során gondosan meg kell válasz-
tani a stabilizátor tápfeszültségét, Uo értékét. Túlzottan nagyra méretezve feleslegesen
nő az áteresztő elem disszipációja, ellenkező esetben nagy terhelés esetén eshet ki
a stabilizátor a helyes üzemből, különösen, ha ehhez az energiaforrás (váltakozó-
áramú hálózat, telep, akkumulátor) minimális feszültségű, túlterhelt állapota is
hozzájárul. Úgy kell méretezni (6.14. ábra), hogy az áteresztő tranzisztor kollektorára
kapcsolt feszültség minimális értéke se csökkenjen soha az (Ut0 + UR2 + Um') érték
alá, ahol az eddigi jelöléseken kívül Um a tranzisztor — maximális áramnál mért —
maradékfeszültsége. Minimális Uo érték mellett ö Uo maximumát kell ekkor figyelembe
venni, ami maximális áramterhelés esetén mérhető.
Következő lépésben a hibajelerősítő kialakítását végezzük. Ez, kapcsolási elren-
dezését illetően, egyszerűbb is, de bonyolultabb is lehet, mint amit, többek között,
a 6.6. ábrán megismertünk. Táplálására ritkán áll rendelkezésre külön tápfeszültség-
forrás, rendszerint az Uo forrást kell ehhez is felhasználni. És mivel a hibajel erősítő
kivezérelhetősége nem ideális (a 6.6. ábrán pl. a munkaellenállás elegendő feszültség-
eséséről kell gondoskodni), az áteresztő elem vezérlő elektródájához képest esetleg
jelentősen nagyobb feszültségre is szükség van. A hibajel erősítő üzemeltetése céljá-
ból az energiaellátáshoz minimálisan szükséges tápfeszültséget megnövelni csak
végső esetben szabad, ez ugyanis rontja a stabilizátor hatásfokát és növeli a disszi-
pációt.
Vagyis olyan megoldást kell keresni, ami jó kivezérelhetőséget biztosít. Kis
feszültségesés mellett nagy ellenállást adnak az elektronikai áramgenerátorok. Munka-
ellenállás helyett ilyet alkalmazva nagy erősítés biztosítható a hibajelerősítőben. Ezt
a 6.15. ábrán bemutatott megoldást gyakran alkalmazzák, különösen integrált vál-
tozatoknál, amikor az emitterellenállás el is maradhat és néhány tized volt feszültség-
esés elegendő a helyes működéshez.
Hálózati táplálású stabilizátoroknál lehet a öU0 brummfeszültséget hasznosítani
az erősítő tápfeszültségének megemeléséhez. Járulékos diódából és puffét konden-
6.14. ábra. Feszültségek
viszonylagos értékei
6.15. ábra. Kis feszültségesésű munkaellenállás
diszkrét (a) és integrált áramköri (b) változatban
210
6.16. ábra. Csucsegyenirányító a tápfeszültség
megemeléséhez
zátorból alkotott csúcsegyenirányító kimenetén (6.16. ábra) Uo minimumánál álta-
lában néhány volttal nagyobb feszültség nyerhető, ami bőségesen elegendő a hibajel
erősítő táplálásához.
Nem elhanyagolható szempont törekedni a nagy erősítésű, de egyfokozatú hiba-
jelerősítő kialakítására. Vegyük figyelembe ugyanis, hogy a stabilizátor áramkör
visszacsatolt hálózat, amelyben instabilitás, gerjedés léphet fel. A végfokozatot képező
áteresztő (vagy sönt) elem változó munkapontban dolgozik, frekvenciamenete, fázis-
tolása változó és a legrosszabb esetben sem szabad a rendszernek begeijednie. Ezért
gyakran találkozunk fáziskompenzáló elemmel az egyfokozatú erősítőben is, még-
pedig legtöbbször kollektor—bázis közé kötött integráló kondenzátor formájában,
amit persze csak a szükséges minimális értékben szabad alkalmazni, hogy feleslegesen
ne romoljon a stabilizátor működési sebessége. Ellenkező esetben romlik a brumm-
elnyomás, valamint megnő a belső ellenállás nagyfrekvenciás értéke. S mivel a kime-
netet átblokkoló járulékos kondenzátor ezen hatékonyan nem tud módosítani, az
ilyen, lassú működésű stabilizátor használata káros csatolásokat eredményezhet a
táplálandó elektronikai rendszerben.
Fix feszültségű stabilizátorok. Az Uo tápfeszültségforrásról üzemeltetett hibajel-
erősítő és referenciaforrás esetén a soros stabilizátor csak három ponton csatlakozik
a külső áramkörhöz. Integrált változatban egyetlen teljesítménytranzisztor tokjába
beépíthető és megfelelő hűtőszerelvényekkel ellátva egy-egy berendezés egészének
vagy részletének táplálására alkalmas. Általában a táplált berendezés közelében
célszerű elhelyezni, ekkor csak a stabilizálatlan egyenfeszültség hozzávezetéséről
kell gondoskodni.
Az SGS-Ates cég TO-3 és TO-39 tokba épített állandó feszültségű stabilizátorai-
nak rajza a 6.17. ábrán látható. A sorozat főbb műszaki adatait a 4. táblázat tar-
talmazza. Ezeket jellegzetes példaként mutatjuk be a félvezetős, ill. integrált áram-
körös technika teljesítőképességének szemléltetésére. Egyéni tervezésű stabilizátorok
4. táblázat. Fix feszültségű stabilizátorok jellemzői
Típus	> eJ	yw «/	> M S E Ei	í/.o/tf.o %	ym nt	> Ej	ae o EÍ g>	A °Z?P	Kivitel
TBA 625A	- 5	140	20	0,3	5—100	12	0,2	8—20	TO—39
L 005	5	850	20	0,3	10—600	12	0,i	7,5—12	TO—3
TBA 435	8,5	140	20	0,3	5—100	14	0,15	11,5—20	TO—39
TBA 625B	12	140	27	0,3	5—100	i8	0,2	15—27	TO—39
L 036	12	720	27	0,3	10—500	21	0,1	14,5—21	TO—3
TBA/25C	15	140	27	0,3	5—100	21	0,25	18—27	TO—39
L 037	15	600	27	0,3	10—450	24	0,16	17,5—24	TO—3
14*
211
BE
TO-3
TO-39
6.17. ábra. Fix feszültségű stabilizátorok
kiviteli formája
ennél egyszerűbb, de jóval bonyolultabb kivitelben is készülhetnek, az elérhető sta-
bilitásjellemzők, értelemszerűen, ekkor vagy romlanak, vagy jelentősen jobbak is
lehetnek a bemutatotthoz képest.
Általános felhasználású integrált stabilizátor. Minden feladat ellátásához nem
lehet optimálisan alkalmazkodó fix feszültségű stabilizátort tervezni. Ezért előnyös,
ha rendelkezésre áll általános felhasználhatóságú áramkör, amelyhez külső elemeket
csatlakoztatva a legváltozatosabb elrendezések is kialakíthatók.
Minden stabilizátorban közös elem a referenciaforrás, a hibajelerősítő, továbbá,
soros elrendezés esetén, a rövidzárvédelem és az áteresztőelem. Ezek valamennyien
kialakíthatók egyetlen szilícium lapkán, és elegendő számú kivezetést készítve általá-
nosan használható áramkörhöz juthatunk.
A nagy választékból a Fairchild cég 723 típusú áramkörét ismertetjük mint
jellegzetes példát. TO-lOO típusú fémtokban vagy dual-in-line műanyag vagy kerámia
tokban kerül forgalomba és kis teljesítményű stabilizátor céljára kizárólag passzív
elemekkel való kibővítéssel használható. Az előző bekezdésben felsorolt áramköri
elemeket a 6.18. ábra szerinti vázlatos elrendezésben tartalmazza. Többletként az
áteresztő tranzisztor emitteréhez csatlakozó szintáttevő Zener-dióda is beépítésre
került, ezzel tovább bővíthető a felhasználási kör.
Alkalmazási példák bemutatása előtt ismerkedjünk meg az áramkör felépítésével
(6.19. ábra). A részletek ismertetése előtt vegyük figyelembe, hogy a rendelkezésre
álló tápfeszültség — éppen a sokoldalú felhasználhatóság miatt — széles határok
között változik, valamint brummösszetevője sem elhanyagolható, és ez különleges
áramköri megoldásokat követel meg.
A referenciaforrás kivitele a 6.1 ló ábrának megfelelő. Az állandó tápáram úgy
jön létre, hogy a D2 referencia dióda körében elhelyezett 5 kohm értékű ellenállás
feszültségesését a 74—716 tranzisztorokból álló forrás állandó értéken, kb. 0,6 V-on
6.18. ábra. Fairchild 723 típusú feszültségstabilizátor
tömbvázlata
212
tartja. Az állandó feszültségesés állandó Zenei-áramot eredményez, mégpedig nem-
csak a tápfeszültségtől, hanem a forrást terhelő áramtól is függetlenül. A 6,2 V záró-
feszültségű referenciadióda hőmérsékleti együtthatója pozitív. A vele sorbakapcsolódó
5 kQ feszültségesése növekvő hőmérséklettel kb. l,5...2mV/°C együtthatónak meg-
felelően csökken, mivel csökken a 76 tranzisztor nyitófeszültsége. Csökken a bázis-
árammal átfolyt 30kí2 soros ellenállás feszültségesése is, ami az áramerősítési
tényező pozitív hőmérsékleti együtthatójának köszönhető. Eredőben 7,15±0,35V
értékű referenciafeszültség jön létre, amely hőmérsékletkompenzált. A külső ellen-
állásosztók hibájától eltekinve tipikusan 3-10“5/°C (<15-10-5/°C) relatív kime-
netifeszültség-változás biztosítható. A referenciaforrás zajfeszültsége az 50 Hz...
...10kHz tartományban tipikusan 20pVcfr, ami a forrás söntölő külső konden-
zátorral az ismert módon csökkenhető.
♦ Uc
6.19. ábra. Fairchild 723 típusú stabilizátor kapcsolási rajza
A hibajelerősítőt 711 és 712 tranzisztorokból álló differenciálerősítő képezi.
Forrásárama igen nagy mértékben állandósítva van. A 710 és 713-ból álló áramtükör
77-ről állandó áramú meghajtást kap és 79 gondoskodik 710 kollektorfeszültségének
állandósításáról. A differenciálerősítő munkaellenállása a 6.15. ábra szerint van kiala-
kítva az állandó áramra beállított 78 tranzisztorból. A bemenetek szabadon hozzáfér-
hetők a referenciaforrás és a referenciaosztó csatlakoztathatósága céljából. A kimenet
közvetlenül ki van vezetve, ide fáziskompenzáló kapacitás köthető külső elemként.
Az áteresztő tranzisztort Darlington-pár képezi, a második kollektor szabadon
van kivezetve, hogy lehetőséget adjon az erősítőrész külön táplálására.
Az áramkör részét képezi még a 716 tranzisztor. Ennek emittere és bázisa közé
csatlakoztatandó a kimenő árammal arányos feszültségesésű ellenállás az áramkor-
látozó (esetleg visszahajló) karakterisztika kialakíthatósága céljából. A tranzisztor
kollektora, ismert módon, az áteresztő tranzisztor bázisához csatlakozik, párhuzamo-
san a hibajelerősítő kimenetével. Az egyszerű áramkorlátozó kapcsolás referenciája
a tranzisztor nyitófeszültsége, aminek eredményeként a maximális kimenő áram kb.
—0,3%/°C hőmérsékleti együtthatót mutat. Ez a megoldás mintegy védi az áramkört
a túlmelegedéstől, ti. magasabb hőmérséklet esetén kisebb igénybevételt biztosít,
de esetleg zavaró a fogyasztó számára.
213
6.20. ábra. Stabilizált pozitív feszültség előállítása 723 típusú áramkörrel
A 73, TI és 7’8 áramforrások táplálásáról az állandósított feszűltségesésű
J5kQ ellenállásról állandó árammal vezérelt 7’2 mester-tranzisztor gondoskodik,
az előstabilizálást a Dl Zener-dióda és a zérus gate-source feszültségre állított TI
térvezérelt tranzisztor, mint közel állandó áramú forrás végzi.
Az áramkör főbb jellemzői a következők:
Kimeneti feszültség beállítható: 2 és 37 V között,
Max. kimeneti áram: 150 mA,
Megengedhető disszipáció: 8—900 mW, kiviteltől függően, 25 °C-on,
au « 10’4,
Tápfeszültség-tartomány: Uo =9,5...40 V.
Egyszerű alkalmazási példaként a 6.20. ábrán bemutatjuk a pozitív feszültség
stabilizálására szolgáló alapelrendezéseket. Az a) részleten látható kapcsolás Ut0=
=7...37 V között használható, itt a leosztott kimeneti feszültséget hasonlítjuk össze
t/R-rel, míg kis kimenő feszültség, C/1O=2...7 V előállítására a b) részletnek meg-
felelő elrendezésben, a referencia feszültséget kell leosztva a hibajel erősítő bemenetére
vezetni. A zárlati áram beállítása R megválasztásával történik, pl. 100 mA esetén
R^6 Í2 beépítése szükséges.
Nagyobb áramú alkalmazásokhoz külső áteresztő tranzisztor építhető be. Egy
ilyen elrendezést a 6.21. ábra mutat. A 6.20. ábra a) részletéhez képest eltérés alig
van, a kimenethez további külső tranzisztor csatlakozik, Darlington-elrendezésben,
a zárlati áramot beállító R ellenállás természetesen ennek az emitter körébe kerül át
és értéke a nagyobb áram-terhelhetőségnek megfelelően, kisebb.
Sönt típusú feszültségstabilizátor kapcsolása látható a 6.22. ábrán. Az áramkör
így felépítve kis feszültség (Ut0<7 V) előállítására alkalmas. A terhelhetőséget a külső
6.21- ábra. Pozitív kimenő
eszültségü, nagyáramos
stabilizátor
6.22. ábra. Pozitív kimenő
feszültségű söntstabilizátor
214
tranzisztor — és a söntstabilizátor elmaradhatatlan feszültségejtő ellenállásának
értéke — határozza meg. A földelt emitterű sönttrazisztor vezérlése a Zener-diódás
kimenetről történhet, hogy elegendő tápfeszültség jusson a belső hibajelerősítőre.
Programozható tápegység. Vizsgáló- és mérőberendezésekben igen gyakran szükség
van arra, hogy egy-egy csatlakozási ponton a tápfeszültség időben különböző érté-
keket vegyen fel. Az átkapcsoláshoz általában rövid idő áll a rendelkezésre, tehát
a mechanikai átkapcsolás, csatlakoztatás lehetősége csaknem kizárt. Ebben az eset-
ben egyetlen stabilizált tápegységet kötnek a mérőpontra és ennek a forrásfeszültségét
(esetleg -áramát) változtatják, mégpedig a referenciajel változtatása segítségével.
Az olvasó bizonyára észrevette, hogy a stabilizátor alig különbözik egy általános
erősítőtől, legfeljebb úgy van felépítve, hogy csak egyirányú áram jelenhet meg
a kimeneten. De ez sem általános, negatív tápforrással és ellenkező polaritású áteresz-
tőelemmel való kiegészítés után tetszőleges előjelű feszültséget is szolgáltathat ugyanaz
a rendszer. A stabilizátorerősítő vezérlőfeszültsége a referenciaforrás. Ha ennek
helyébe tetszőleges program szerint változtatható forrást teszünk, programozható
tápegységet kapunk.
6.23. ábra. Digitális jellel programozható
tápegység vázlatos rajza
A vezérlőjel rendszerint digitális formában áll rendelkezésre. Ezt előbb analóg
jellé — feszültséggé — kell átalakítani, megfelelően szűrni és stabilitásáról gondos-
kodni, majd felhasználható a stabilizátor vezérlésére. Az elrendezés a 6.23. ábrán
látható.
A mindenkor beállított kimenő feszültség pontosságát a stabilitási tényező és
a programozott referencia pontossága együttesen határozza meg. Fontos jellemző
azonban a kimeneti jelváltozási sebesség, valamint zavaróak lehetnek az esetleges
túllövések, ami persze nemcsak a stabilizátorból származhat, hanem a referenciajel-
ből is. Általában nagyobb határfrekvenciájú, kisebb kapacitású tranzisztorokat
használnak az ilyen alkalmazásoknál, egyébként a felépítés alig különbözik az állandó
kimenő feszültségű stabilizátorokétól.
6.3.	Kapcsoló üzemű stabilizátorok
Alkalmazási terület. Amíg a statikus üzemű stabilizátor nagyon kis zavarójel-tar-
talmú, igen egyenletes, sima egyenáram előállítására szolgál, a kapcsoló üzemű
stabilizátort igen jó átalakítási hatásfok mellett nagyobb, de nem stabilizált egyen-
feszültségnek kisebb, stabilizált, de nem tiszta egyenfeszültséggé való átalakítására
használják. A 10...50mV zavaró váltakozófeszűltség eltávolítása gyakran nem fel-
tétlenül szükséges és ekkor olyan stabilizátor alakítható ki, amely alig melegszik
és 90...95%hatásfokkal lényegében stabil, referenciával összehasonlított tápfeszült-
séget állít elő.
215
Működési elv. A 6.24. ábrának megfelelően az elrendezés változatlanul tartalmaz
referenciaforrást, hibajelerősítőt és áteresztőtranzisztort, bár az utóbbi szerepe —
és üzemmódja — eltérő a megszokottól. Mivel a stabilizátor be- és kimeneti pontja
között további soros induktivitás is be van építve, olyan dinamikus üzem állítható elő,
hogy az áteresztőtranzisztor vagy telítésben legyen vagy le legyen zárva. Mindkét álla-
potban minimális a disszipációja, tehát az energia veszteség kicsi és jórészt az át-
kapcsolás! tranziens alatti disszipációból ered.
Az áteresztőtranzisztor lezárt állapotában az induktivitás — és a fogyasztó —
áramának folyamatos fenntartásáról a szintén új elemként szereplő dióda gondosko-
dik, de egyúttal járulékos veszteségforrást is jelent. Az induktivitás soros ellenállása
a harmadik disszipáló elem, de összes veszteségük általában jóval alatta marad
a statikus stabilizátor áteresztő tranzisztora által okozottnál.
Mivel az induktivitás árama és a fogyasztó árama nem azonos, az utóbbit kon-
denzátorral kell áthidalni, amely a töltéskülönbözetet folyamatosan kiegyenlíti.
Az áramkör működése a következőképpen írható le (6.25. ábra). Eltekintünk
a bekapcsolással járó tranziens jelenségektől és feltételezzük, hogy a kondenzátoron
a feszültség egyenösszetevője
t/,o = UR,	(6.21)
k2
ehhez képest a váltakozófeszültsége elhanyagolhatóan kicsi. A fogyasztón tehát lénye-
gében egyenáram folyik, amelynek értéke:
4i — Ut0/RF.
6.24. ábra. Kapcsolóüzemű
stabilizátor vázlatos rajza
Uki
6.25. ábra. Áramok és feszültség
a kapcsolóüzemű stabilizátorban
216
Tegyük fel, hogy a vizsgálat kezdeti időpontjában a kimenő feszültség kisebb,
mint az Ut0 állandó érték, ami azt jelenti, hogy a hibajelerősítő kimente pozitív, és
az áteresztő tranzisztor be van kapcsolva. Hanyagoljuk el a maradékfeszültséget,
ekkor írhatjuk, hogy
UL = L = Uo - Ut0 ~ áll.	(6.23)
at
A közel állandó feszültség hatására az induktivitás árama lineárisan nő. Egy idő után
értéke meghaladja a (6.22)-vei adott kimenő áramot és ettől kezdve a kondenzátor
töltődik. A lineárisan növekvő többletáram hatására a kimenő feszültség négyzetes
parabola függvény szerint nő és amikor elegendően meghaladja a (6.21) értéket,
a hibajel erősítő bemenő jele megfordul, az áteresztő tranzisztor kikapcsol, árama
nullára csökken. Nem így az induktivitás árama, ez ugyanis csak folyamatosan tud
változni. Csökkenni kezd ez is és az indukált ellenkező irányú feszültség megnyitja
a földelt anódú diódát. Feltéve, hogy a dióda közel ideális, erre a második szakaszra
írható:
1/L = E^ = -I7to~áll.	(6.24)
at
Az áramcsökkenés ismét közel lineáris. A kondenzátor tehát még egy ideig töltődik,
majd amikor iL az zki alá csökken, elkezd kisülni. Feszültsége ezután folyamatosan
csökken. Egy idő után az erősítő bemeneti feszültsége ismét előjelet vált, ekkor a
tranzisztor visszakapcsol és kezdődik a növekvő-áramú szakasz.
Az átkapcsolás! időket és a nyitott eszközök feszültségesését elhanyagolva az
áramkör veszteségmentes, átalakítási hatásfoka egy. Mivel be- és kimenő feszültsége
nem egyenlő, be- és kimenő áramai sem lehetnek azok. A 6.25. ábrára tekintve ez
látható is. A fogyasztón folyamatosan folyik áram, míg a telepből csak időszakosan
van áramfelvétel. Ezt átlagolva éppen a feszültségáttétel reciprokát kell kapnunk,
vagyis éppen úgy viselkedik az áramkör, mintha egyenáramon működő veszteségmen-
tes transzformátor lenne.
Elemi számítással győződjünk erről meg. A 6.25. ábra jelöléseivel írható:
A két idő hányadosa egyszerűen számolható, ha (6.23) és (6.24)-ben a deriváltat
AiiJti, ill. díL/Z2-vel helyettesítjük, G-et, ill. Z2-t kifejezzük, majd egymással osztva
AiL-t eltüntetjük:
fi = 1710 .	(6.26)
*2 U0 — Ut0
Ezt (6.25)-be helyettesítve:
fii = £12.,	(6.27)
co
ami a fenti állítást igazolja.
A kapcsolási frekvencia l/(tx + r2) értéke jelentősen befolyásolja a stabilizátor
működését, jóságát. Minél nagyobb ez a frekvencia, időegységenként annál többször
kell az elektronikai eszközök ki- és bekapcsolását elvégezni és így annál nagyobb
a véges sebességű átkapcsolással járó veszteség. Ugyanakkor a kimeneten megjelenő,
217
(Í/C1 + ^02) csúcstól csúcsig vett értékű váltakozófeszültség amplitúdója a kapcsolási
frekvencia négyzetével fordított arányban csökken. Nagyobb frekvenciás átkapcsolás
esetén könnyebb a kimenetet a zavaró jeltől megtisztítani. Befolyásolja még a frek-
vencia megválasztását a fogyasztó jellege, ha ez pl. hangfrekvenciás berendezés, akkor
általában a hallható sáv fölé, 18...20 kHz-re célszerű méretezni. A nagy kapcsolási
frekvencia nagyáramos, gyors kapcsolótranzisztort és diódát igényel.
A 6.25. ábrán felrajzolt, egyszerűsített jelalakok nem teszik lehetővé a működési
frekvencia meghatározását. Beleszól ebbe az elemek vesztesége, az áramváltozás
nemlinearitása és a hibajelerősítő valóságos erősítése, amit végtelennek feltételezve
rajzolhattuk fel az egyszerű jelalakokat.
Vezérelt átalakító. A vizsgált, „önjáró” kapcsolásnak nem az a hátrányos tulaj-
donsága, hogy nehéz pontosan meghatározni a kapcsolási frekvenciát, hanem inkább
az, hogy ez a frekvencia bizonytalan, változik, például a terhelés és az áramköri
elemek paraméterei függvényében. Igényes alkalmazásoknál ezért állandó frekvenciájú
oszcillátorral vezérlik a stabilizátort és így értelemszerűen állandó és jól meghatáro-
zott kapcsolási frekvenciát állítanak be. Az elrendezés vázlatosan a 6.26. ábrán lát-
ható. Az áteresztő tranzisztor be- és kikapcsolásáról bistabil multivibrátor gondos-
kodik, mégpedig úgy, hogy T időközönként a kimenő feszültség értékétől függetlenül
a bal oldali bemenetre alkalmazott impulzus hatására bekapcsol, a kikapcsolást pedig
a hibajelerősítő — célszerűen Schmitt-triggerrel határozott felfutásúvá alakított —
kimenő jele végzi. Amíg a kimenő feszültség el nem éri a névleges értéket, addig
visszakapcsolás nem történik, az áram lineárisan monoton nő. Miután a kondenzátor
feltöltődött t/,o feszültségre, fokozatosan beáll a 6.25. ábrán megismert működés,
de az ott tárgyalttól annyiban különbözően, hogy a be- és kikapcsolt idők összege
mindig T-vel marad egyenlő.
Ebben az üzemmódban az áramingadozás és a brummfeszültség csúcstól csúcsig
vett értékei egyszerűen számolhatók. Az eredmények:
(6.28)
(6-29)
218
A két mennyiség hányadosa független a feszültségektől :
^=£ = 2^^,	(6.30)
diL 8C 8cűC a>C
ahol co=2tc/T, a kapcsoló impulzussorozathoz tartozó körfrekvencia. Az utolsó
összefüggés C értékének meghatározására alkalmazható dzL és Auc ismeretében.
Az áramingadozás L értékétől, valamint a feszültségektől függ. Kiszámítása
helyett célszerűbb felvenni az értékét, majd ennek függvényében az induktivitást
méretezni. Az áramingadozás értékének felvételénél ne felejtsük szem elől, hogy az
áramnak mindig pozitívnak kell lennie, AiL tehát nem lehet nagyobb a minimális
kimenő áram kétszeresénél:
2fÍL^2(iki)min.	(6.31)
Üresjárásban is dolgozó stabilizátorokat egy minimális árammal elő kell terhelni,
hogy az üzemük határozottá váljék.
Az áramingadozás ismeretében Auc és C között egyértelmű kapcsolat áll fenn.
Nagyon kis Auc esetén a működés bizonytalanná válik, a hibajel előjelének kompa-
rálását egyre pontatlanabbul lehet elvégezni. Helyes nagyságrendi érték Auc =
= 10...20mV.
Stabilizátor 723 típusú integrált áramkörrel. A 6.27. ábrán önjáró kapcsoló
üzemű stabilizátor hibajelerősítőjeként és referenciaforrásként 723 típusú integrált
áramkört alkalmazó kapcsolást mutatunk be. A kapcsolási elemnek értékét az ábrába
bejelöltük. Az áramkör jellemzői:
Kimeneti feszültség: +5 V,
Kimeneti feszültség változása <5t/o=30 V hatására: < 10 mV,
Egyenértékű belső ellenállás íki=2 A esetén: 40 mii.
6.4.	Stabilizátorok feszültségellátása
Pufferkondenzátoros egyenirányító. A váltakozófeszültségről táplált stabilizáto-
rok egyenirányító részét érdemes gondosan megtervezni, mert a helytelen tervezés
eredménye gyakran az egyenirányító vagy a stabilizátor valamely elemének túlzott
elektromos, vagy termikus igénybevétele, ami tönkremenetelhez, a táplálás megbíz-
hatóságának csökkenéséhez vezethet.
219
6.28. ábra. Egyszerű
pufferkondenzátoros
egyenirányító
6.29. ábra. Jelalakok az
egyenirányítóban
Általában igyekszünk gazdaságosan méretezni, takarékoskodva az energiával,
ami azt jelenti, hogy minimális hálózati feszültség és maximális terhelés esetére mére-
tezünk pontosan, minimális feszültségtartalékot biztosítva és így érhető el, hogy a táp-
feszültség növekedésekor a legkisebb mértékűre nőjön a hővé alakítandó teljesítmény.
A hálózati egyenirányítót kis kimenő ellenállásúra tervezzük minden esetben,
ha csak valami különleges alkalmazás ettől eltérő igénnyel nem lép fel. Ez puffer-
kondenzátoros üzemben valósítható meg a legegyszerűbben. A kapcsolás legegysze-
rűbb változatában a 6.28. ábrán látható. A dióda pozitív feszültség, md=-0 esetén
megnyit, tehát, ha a váltakozó feszültség pillanatnyi értéke nc-nál nagyobb, akkor
a váltakozóáramú körben áram folyik, ami részben a fogyasztó táplálására, részben
a kondenzátor töltésére fordítódik. Ha U lecsökken, a diódaáram megszűnik és
a kondenzátor kisütő árama szolgáltatja a fogyasztó áramát. A C puffer- (kiegyenlítő)
kondenzátor beépítése eredményeként a fogyasztó árama a váltakozó jel negatív
félperiódusaiban sem szűnik meg. A kondenzátor kisütésekor uc csökken, de a vál-
tozást a beiktatott stabilizátor megfelelő mértékben lecsökkenti és így a fogyasztó
állandó áramú — és állandó feszültségű — táplálást kap.
Az egyenirányító kör kialakításához szükséges szemléleti kép egy, a gyakorlatban
is használatos, de egyszerű esetre elvégzett közelítő számítás kapcsán alakítható ki.
Tegyük fel, hogy a rendelkezésre álló váltakozófeszültség-forrás a 6.29. ábrán lát-
ható négyszög alakú feszültséget szolgáltatja. (Ez az eset akkor fordul elő, ha a vál-
takozófeszültséget egyenfeszültségből ki-be kapcsolással, dc-ac átalakító felhasz-
nálásával állítjuk elő.) Az üresjárásban mérhető csúcsérték legyen 17, a forrás belső
ellenállása egyen- és váltakozóáramon egyaránt Rb.
A dióda áram—feszültség összefüggése nemlineáris, de feltehető, hogy a záró-
irányú áram elhanyagolhatóan kicsi, míg nyitóirányban kis feszültség hatására az
áram erőteljesen megnő. Egyszerűség kedvéért, tegyük fel, hogy a karakterisztika
a 6.30. ábra szerint, nyitóirányban lineáris, azaz állandó rD ellenállással jellemez-
6.30. ábra.
Diódakarakterisztika
220
Rb
Rb =oo,ha U -uc <0
Rb = R,ha U- uc >0
6.31. ábra. Az egyenirányító helyettesítő
áramköre
hető és <p ~0. A közelítés általában nem túl rossz, különösen nagy áramú igénybevétel
esetén.
Közelítésünk eredményeként a forrás és a dióda által együttesen alkotott —
a pufferkondenzátorra csatlakozó — kétpólus, amelynek forrásfeszültsége a 6.29.
ábra szerinti, (7<0 esetén végtelen nagy, [7>0 esetén pedig állandó, J?=7?b+rD
értékű belső ellenállással jellemezhető (6.31. ábra).
Az áramkör bekapcsolása előtt a kondenzátor feszültsége nulla, a bekapcsolás
pillanatában tehát az iD áram teljes egészében a kondenzátor töltésére fordítódik.
Pozitív diódafeszültség esetén a töltőkor időállandója:
Aöit — C(RXRf),
(6.32)
ahol Rf a fogyasztót jelképező ellenállás:
Kp — Uc/lki-
A generátorjel negatív félperiódusban a kondenzátor
Tkisüt CRp
(6.33)
időállandóval kisül. Mivel a töltés és kisütés ideje egyenlő, valamint Tlölt<rkisüt,
eredőben a kondenzátor feszültsége állandóan nulla fölött marad. R<szRF esetén
még az is feltehető, hogy a hullámosság (6.29. ábrán: AU0) viszonylag kicsi lesz
az egyenösszetevőkhöz (Uo) képest.
Az Uo egyenfeszültség növekedésével csökken a töltő-, de nő a kisütő áram.
Egyensúlyi értékét ott éri el, ahol a töltő félperiódusban a kondenzátorba befolyó
töltés megegyezik a következő félperiódus alatt elveszítettek Kiszámításához felté-
telezzük, hogy a
itöit > A isüt	F/2
(6.34)
egyenlőtlenség teljesül, azaz a töltési és kisütési tranziensek a pontos exponenciális
jelleg helyett lineárissal közelíthetők. Feltesszük továbbá, hogy a hullámosság kicsi,
azaz
AU0«U0.
(6.35)
A kondenzátort töltő áram a dióda- és a kimenő áram különbségeként írható fel:
. V-Uq____UC
lc~ R RF
(636)
Ezt közelítőleg állandónak tekintjük:
Ű
ic^~-UQ
1 1 1
R+^J‘
(6-37)
221
A töltő félperiódus alatt a kondenzátor feszültsége nő:
1 . T
zl Uo « — ic ,
majd a kisütés ideje alatt
1 T/2
_L£o £
C Rf 2
o
ugyanekkora értékkel csökken.
A (6.37)—(6.39) összefüggésekből számolható az egyenfeszültség:
l/0 « V-------,
1+2R/RF
valamint az ingadozás csúcstól csúcsig vett értéke:
nU
AU0 %-------—.
0 mC(RF+2R)
(6.38)
(6.39)
(6.40)
(6.41)
Hogyan méretezzük az egyenirányítót a fenti összefüggések ismeretében? Elő-
ször meghatározzuk Ú értékét. Ehhez ismerni kell RF minimális értékét, ami a maxi-
mális terhelő áram ismeretében számolható. Az R belső ellenállás a dióda megválasz-
tása és a forrás belső ellenállásának közelítő számítása után elegendő pontosan ismert,
Uo ismeretében tehát Ü számolható. A C pufferkondenzátor megválasztásához
(6.41) áll rendelkezére, az összefüggés AU0 és C értékét kölcsönösen határozza meg.
A hullámosság csökkentésére C látszólag minden határon túl növelhető. Ennek
azonban határt szab az, hogy a nagy kiegyenlítő kondenzátor bekapcsolás utáni fel-
töltéséhez nagy töltésmennyiség szükséges, amelyet néhány periódus alatt kell az
egyenirányítónak szolgáltatnia. A rövid idejű túlterhelést a diódák elviselik, de gon-
dosan össze kell hangolni C, R és í) értékét, hogy káros felmelegedését elkerüljük.
Általában egy adott diódára Cmax és Rmin értéke katalógusadatnak tekinthető.
A bekapcsolási tranziens lezajlása után megvizsgálván dióda igénybevételét,
egyszerűen belátható, hogy a nyitóperiódus alatt íDRs2íki, a zárószakaszban pedig
UZ^2Ű az áram-, ill. feszültségterhelés. Ennek tartós elviselésére alkalmas típust
kell választani, valamint, esetleg hőleadó szerelvényekről kell gondoskodni a beépí-
tés során.
Sem a váltakozóáramú forrás jó kihasználására, sem a felvett energia jó hatás-
fokú felhasználására nem előnyös a megismert egyoldalas egyenirányító. Ha gon-
doskodnánk róla, hogy mindkét félperiódusban közvetlenül a jelforrás adja az áramot,
akkor szükségtelenné válhatna a pufferkondenzátor, elvesztené töltéstároló szerepét
és a fogyasztó felé közel tiszta egyenáram folyna.
Kétoldalas egyenirányítás négy dióda felhasználásával alakítható ki a 6.32. abra
szerinti elrendezésben. A Graetz-egyenirányító kapcsolásban mindkét félperiódusban
található két olyan sorbakapcsolódó dióda, amelyek mindig ugyanolyan irányban
vezetnek a fogyasztóra áramot. Ideális négyszögjellel való táplálás esetén C el is
6.32. ábra. Kétoldalas egyenirányítás
Graetz-kapcsolásban
222
maradhat, a gyakorlatban persze beépítik, hogy a véges idejű jelfelfutások idejére
gondoskodjon a kimenő áram folyamatosságának fenntartásáról.
A fenti kétoldalas egyenirányítás előnyösen befolyásolja a diódák igénybevételét.
Csökken a nyitóáram, hiszen most íd~4í- A záróigénybevétel a felére csökken két-két
dióda sorbakapcsolódása miatt. Ez a soros üzem némileg növeli 2? értékét, rD helyébe
2rD kerül, de ez általában nem zavaró.
Előnyösen módosul a forrás igénybevétele: terhelése mindkét félperiódusban
egyforma, így a rajta keresztülfolyó egyenáram megszűnik. Ez transzformátoros táp-
lálás esetén a vasmag előmágnesezésének megszűnését eredményezi.
Kétoldalas egyenirányítás kialakítható két dióda felhasználásával (6.33. ábra).
Ekkor azonban az ellenfázisú váltakozó feszültség előállításáról külön kell gondos-
kodni, pl. további szekunder tekercs beépítésével. Az igénybevételek módosulását
a rend kedvéért összefoglalva:
— 4i
uz 2Ü
előmágnesezés: 0.
Az előbbiek ismeretében ezek egyszerűen következtethetők.
Jóval fontosabb a szinuszos feszültségről táplált egyenirányítók méretezésével
megismerkedni. Ezeknél ugyanis soha nem folyhat a teljes félperiódusok idejében
diódaáram. A 0 (fél) áramfolyási szög és az egyenirányított átlagfeszültség (Í7O)
közötti
Uo = Ü cos 0
(6.42).
összefüggés ugyanis mutatja, hogy 0—90° esetén nulla a kimenő egyenfeszültség
A (6.42) egyenlőséget a 6.34. ábra alapján arra az esetre írtuk fel, amikor a AU0
feszültségingadozás a perióduson belül kicsi. A pufferkondenzátor még kétoldalas
egyenirányítás esetén sem maradhat el, fontossága megnő a négyszögjeles tápláláshoz
képest. Viszonylag rövidebb ideig folyik diódaáram, ez alatt is erősen változik.
Csúcsértéke tehát az íki -nek többszöröse lehet. A váltakozóáramú forráson is átfolyó
fluktuáló áram effektív értéke megnő a kivett hasznos — átlagos — egyenáramhoz
képest.
Akár egy-, akár kétoldalas egyenirányítást végzünk, az előbbiek ismeretében
belátható, hogy az áram folyási szögét — amely meghatározza a további elektromos
6.33. ábra. Kétoldalas
egyenirányítás ellenütemíí
táplálással
6.34. ábra. Jelalakok a szinuszos
jellel táplált egyenirányítóban
223
jellemzőket — az R/RF hányados, azaz a töltés és kisütés viszonylagos tartama hatá-
rozza meg. Részletes számítással ez igazolható is:
i =	(6.43)
pRF it
Itt p~\ helyettesítendő egyoldalas, p=2 pedig kétoldalas egyenirányítás esetén. Az
összefüggés a 6.35. ábrán látható, amelyen megadtuk, a részletek mellőzésével,
a dióda csúcsáram, az egyenfeszültség, a hatásfok és a generátoráram effektív értéké-
nek grafikonját is. Látható, hogy míg 6 erőteljesen változik R/RF függvényében,
a többi mennyiségek lassan változnak. Ezért érdemes megjegyezni a 0=45° -hoz
tartozó értékeket, mert ezek szemléletileg jó eligazítást adnak az egyenirányító
méretezéséhez:
Uo = 0,7 Ú,
_ 6 .
csúcs	^ki»
P
2,2 .
leff — fki»
P
ti = 75%.
A hullámosságra érvényes közelítő összefüggés:
íkl (2ti	\
dl/0 -------------201,
(üC\p	)
ebből egyoldalas egyenirányításra, 50 Hz hálózati frekvencia esetén:
(6.44)
uF
15V-Ü-
mA
kétoldalas egyenirányításra:
uF
dt/0«5V-t-
mA
érték számolható ki.
6.35. ábra. Egyenirányitás-jellemzők
az áramfolyási szög függvényében
224
o-
o—
Véltakozó óramű
hóBzat
(110-220 V,ff )
Uo
6.36. ábra. Kapcsolóüzemű tápforrás
Kapcsolóüzemű tápforrás. A váltakozó áramú hálózatról működtetett egyenirányí-
tók kellemetlen velejárója a nagyméretű hálózati transzformátor és a nagy kapacitású
pufferkondenzátor.
Az utóbbi a kapcsolóüzemű stabilizátorok megjelenésével némileg csökkenthető.
Nagy brummfeszültség esetén a statikus üzemű stabilizátorok Uo egyenfeszültségét
ugyanis nagyra kellett méretezni és az a hatásfokot jelentősen rontotta. Kapcsoló-
üzemű stabilizátoroknál mód nyílt az egyenfeszültség — változatlan hatásfok mel-
letti — transzformációjára és a hálózati frekvencia ütemében ingadozó tápfeszültség
jobban feldolgozhatóvá vált. Persze nem a pufferkondenzátor elhagyása, hanem csak
kapacitásának csökkentése engedhető meg.
Kapcsolóüzemű stabilizátor alkalmazása esetén esetleg nincs is szükség transz-
formátorra. A hálózati feszültséget közvetlenül egyenirányítva és némileg kiegyenlítve
közvetlenül a stabilizátor táplálására alkamas egyenfeszültség nyerhető. Ehhez nagy
zárófeszültségű kapcsolótranzisztorra van szükség, ami hozzáférhető. Hátrányos
lehet viszont a hálózattal való közvetlen kapcsolat, ami érintésvédelmi kérdéseket
vet fel.
A potenciális szétválasztás transzformátor közbeiktatását kívánja meg. Hogy
ez jó hatásfokkal üzemeljen és kis méretben elkészíthető legyen, nagyfrekvenciás
(10...50kHz-es) váltakozójelet kell előállítani. Ebből a célból például (6.36. ábra)
a hálózati feszültséget egyenirányítják, némileg kiegyenlítik, majd elektronikusan
megszaggatják. A szaggatott jelet transzformálják, majd a megfelelő feszültségszinten
újból egyenirányítva rendelkezésre áll a hálózattól potenciálisan elválasztott egyen-
feszültség.
A fenti elrendezéssel előállított egyenfeszültség nem stabil. Változik a hálózati
feszültség ütemében, de ha kis pufferkondenzátort alkalmaztunk, esetleg jóval
nagyobb mértékben ingadozik a hálózati frekvencia ütemében. Ezen persze utólagos
stabilizálással könnyű segíteni, de a feszültségveszteség rontja a hatásfokot. Valahova
a láncba akár a nagyfeszültségű szaggató elé, akár a második egyenirányítás után
célszerűen kapcsolóüzemű stabilizátort kell beiktatni, hogy a felesleges energiafogyasz-
tás és az ezzel járó felesleges hőképződés a minimumra csökkenjen. Az ilyen — vagy
ehhez hasonló — kis hőtermelésű és kis méretű tápegységek fontossága a nagy záró-
feszültségű tranzisztorok, továbbá az egyéb kapcsolóeszközök, mint tirisztorok és
triacok megjelenésével előtérbe került és fokozott elterjedésük várható.
15 Elektronikai erősítők
225

• Feszültségkomparátorok
7.1. Túlvezérelt erősítők
A feszültségkomparátorok két jel különbsége előjelének meghatározására alkalma-
sak és míg bemenő jeleik általában folyamatosan változnak, a kimenetnek csak két
állapotát hasznosítjuk.
A feladat megoldására elvben bármely egyenfeszültségű erősítő alkalmas.
A kivonás legegyszerűbben úgy történhet, hogy a két összehasonlítandó jelet műveleti
erősítő két bemenetére vezetjük (7.1. ábra). A kimeneten a két jel különbségének
felerősített értéke jelenik meg, amely ha meghaladja U+ értéket, úgy rögzíthető, hogy
ll^C^-nél, m'g ha alulmarad t7_-on, U2~=zUl vehető.
A fenti áramkör működése több vonatkozásban csak közelítőleg helyes. A sta-
tikus hiba bizonytalanságban nyilvánul meg: van egy olyan (t7t — U2) értéktartomány,
amelyen belül nem dönthető el a különbség előjele. A részletes vizsgálat céljából —
végtelen közösmódus-elnyomást feltételezve — felrajzoltuk az átviteli karakteriszti-
kát (7.2. ábra). Látható, hogy ha a különbségi feszültség egy
U+-U~
A
tartományon belül helyezkedik el, akkor az előjele nem határozható meg. Ez a tar-
tomány nem a nulla érték környezetére esik, hanem attól el van tolva a bemeneti
hibafeszültség értékével. Az utóbbi előjele bizonytalan. Eredőben tehát azt lehet mon-
dani, hogy
\ut-u2\ C/beH+
= t/ben +
esetén az áramkör vagy nem tud dönteni az előjelet illetően, vagy hibás a döntése.
7.1. ábra. Egyszerű
feszültségkomparátor-kapcsoló
7.2. ábra. Statikus átviteli
karakterisztika
15*
227
A valóságos erősítők közösjel-elnyomása véges, ez jelen esetben azt jelenti,
hogy a kimeneten megjelenik egy
Ul + U2
2
nagyságú jelösszetevő is, ahol AK az /l-nál KJE-szm kisebb közösmódú erősítés.
Ez a bemenetre visszaszámolva további
C7i +U2
2KJE
hibatagot, bizonytalanságot eredményez. Az eredő statikus hiba tehát:
|[7t-[/2|	[7beH +
Ui + U2 U+
2KJE + ~A
	I7i + I72	1	LT
— CbeH-T	2KJE	1	A
(7.2)
Ezen a tartományon belül tehát vagy nincs döntés, vagy hibás a döntés.
Kifogástalanul működik az ilyen egyszerű felépítésű komparátor, ha a be-
menőjelek soha nem vesznek fel olyan értéket, ami helytelen döntést eredményezhet.
Ilyen diszkrét értékkészletü jelsorozat digitális működésű áramkörökben gyakran
előfordul. Gyakran az a feladat, hogy digitális jeleket kell venni, azaz amplitúdójukat
az eredeti értékre visszaállítani és a jelfelfutásokat kellő meredekségűre beállítani.
Erre a célra olyan gyorsműködésű (és rendszerint kis erősítésű), differenciális beme-
netű erősítőt alkalmaznak, amelynek egyik bemenetére vezetik a regenerálandó jelet,
a másikra pedig a beérkező jel logikai szintjei között a félértéknek megfelelő referens
jelet kapcsolnak. A kimeneten minimális késéssel előáll a torzítatlan jelsorozat
(7.3. ábra). A további fokozatok túlvezérlését elkerülendő az ilyen jelvevők kimenete a
logikai szinteknek megfelelő feszültségnél mindkét irányban telítést mutat. A gyors
feléledés érdekében ezt úgy kell elérni, hogy az erősítő tranzisztorai ugyanakkor
ne legyenek telítésben. A kimenő fokozat rendszerint, illeszkedően a csatlakozó logi-
kai rendszerhez, annak áramköreivel azonos felépítésű, sebessége tehát a kapuk
működési sebességével egyenlőnek vehető.
Viszonylag széles tartományba eső jelek összehasonlítása esetén szívesen alkal-
mazzák a nulla-komparátort. Ebből a célból az összehasonlítandó jeleket ellenállás-
osztó két végéhez csatlakoztatják (7.4. ábra), míg a közös ponthoz csatlakozik az
- Ubu2
7.3. ábra. Digitális
jelsorozat regenerálása
7.4. ábra. Nullkomparátor
kapcsolása
228
erősítő, amelynek másik bemenete földelve van. Az áramkör valójában nem a különb-
ség, hanem az összeg nulla értékét, pontosabban előjelét jelzi. Előnye, hogy igen
nagy jelek feldolgozására képes, esetleg eltérő súlyozási tényezők állíthatók be Rt # R2
választással, de az osztó terheli a jelforrásokat és valójában nem különbségképzés
történik. Igen jól használható az áramkör, ha az egyik összehasonlítandó jel egy belső
referenciaforrás jele, ekkor az előjel megválasztásával szabadon rendelkezve elérhető,
hogy a bejövő jel kívánt értékénél jelenjen meg az osztókimeneten a nulla. Ezzel az
elrendezéssel eltüntethető a véges közösmódú erősítés hibanövelő hatása. A bizony-
talan kimenetet adójeltartomány meghatározható, ha (7. l)-ben (I7i — U2) helyébe
az erősítő bemenetén levő
UlR2 + U2R1
Rt +R2
mennyiséget helyettesítjük.
7.2. Visszacsatolt komparátorok
Sok esetben hátrányos, ha van olyan feszültségtartomány, amelyben a komparátor
kimeneti feszültsége meghatározatlan értéket vehet fel. Ekkor használják a pozitív
visszacsatolt komparátor rendszert, amely alkalmas — a hiba némi növekedése
árán — a bizonytalanság megszüntetésére. A kimeneti feszültség változási sebessége
úgyszintén megnő és megközelíti az alkalmazott erősítővel elérhető maximálist,
még akkor is, ha a bemeneti különbségi feszültség csak egészen minimális értékkel
haladja meg a komparálási értéket. A kimenet tehát „billen” és nem változik a bemenő
jel folyamatos függvényeként.
A kimenet stabil állapotában természetesen nem szabad érvényesülnie az insta-
bilitást okozó pozitív visszacsatolásnak. Ezt úgy érik el, hogy túlvezérelt állapotban
tartják. Ekkor az erősítés kicsi és a hurokerősítés 1 alatt marad, a rendszer stabil.
A fenti működés velejárója a billenési szint hiszterézise, csak meghatározott nagyságú
szintkülönbség billenti át a kimenetet egyik oldali telített állapotából a másikba.
7.5. ábra. Visszacsatolt komparátor
Komparátor műveleti erősítővel. Az áramköri elrendezés a 7.5. ábrán látható.
A bemenetekre az összehasonlítandó feszültségeken kívül pozitív visszacsatoló jel
is hat. A billenési szintek meghatározását azzal a feltétellel végezzük, hogy az erősítő
hibafeszültsége nulla, bemeneti árama elhanyagolható. Az átviteli karakterisztikát
idealizáljuk és feltesszük, hogy az erősítés csak két értéket: nullát és az aktív tarto-
mányban mérhető maximális értéket vesz fel (7.6. ábra).
Kiindulásként feltesszük, hogy a.bemenő feszültség pl. elegendően negatív ahhoz,
hogy a kimenet negatív telített állapotban legyen, majd akár [7t, akár U2 változtatá-
sával közelítjük azt a nullához. Mindaddig nem történik változás a kimenet állapotá-
ban, amíg el nem érjük az U~fA értéket. Ezt végtelen kis értékkel túlhaladva a ki-
menet pozitív irányba mozdul el és a visszacsatoló osztón keresztül ilyen irányba húzza
a bemenetet. Ez a csatolás a változást növelni igyekszik és az összehasonlítandó
feszültségek további változásától függetlenül a kimenet a pozitív telítésbe billen.
229
7.6. ábra. Idealizált átviteli
karakterisztika
U ki
AU
7.7. ábra. Komparálási görbe
ideális erősítő alkalmazása esetén
Ekkor az erősítés lecsökken, megszűnik a pozitív visszacsatolás és a rendszer stabil
állapotba kerül.
A visszabillenés csak az előbbi folyamatot kiváltó komparálandó jelnél nega-
tívabb feszültség hatására következik be. Az eredő átviteli görbe a 7.7. ábrán láthatóan,
hiszterézissel rendelkezik, vagyis a változás irányától függően különböző billenési
szinteket kapunk. Bármely komparálandó feszültséghez tartozó kimenet meghatáro-
zott, stabil, de egy tartományon belül az állapot jellege, a kimeneti feszültség előjele
határozatlan, a változás irányától függ.
Mennyiségi összefüggés meghatározása céljából felírjuk a pozitívba és negatívba
billenés határhelyzetében fennálló összefügggéseket:
R.
V+l7’ -V~u^ = U'/A>
K	J\
(7.3)
Rí ,R2	.	|
V12~+U+ -~-u22 = u+/a.
i\	i\	I
Az 1 és 2 második index a 7.7. ábra 1 és 2 jelű pontjában érvényes értékekre utal,
továbbá R=Ri + R2.
Effektív bemenő feszültségnek tekintsük a
Ki
AU = U. — -U2
1	R
mennyiséget. Ezt helyettesítve és rendezve kapjuk a hiszterézisre:
.	(R2	1 1	Z-, 4,
AUl—AU2 = (U+-U~) L	(7-4)
valamint a közepes komparáit feszültségre:
AUl+AU2 _ U+ + U~ (R2 m
2	“	2 (r	A)	( ‘ J
230
A hiszterézis pozitív értéke feltétele a helyes működésnek, ami azt jelenti, hogy:
R?
R
(7.6)
avagy az ellenállásviszonyt a jB visszacsatolási tényezővel azonosítva:
AP > 1.	(7.7)
A gyakorlatban 1 -nél jóval nagyobb hurokerősítést választunk, hogy A értéké-
től függetlenítsük a működést. Ebben az esetben:
AUl-AU2 ^(U+-U~)0,
(7-8)
AUl + AU2
2
(7.9)
Szimmetrikus átviteli karakterisztika, (U+ + U~)=0 esetén az átlagos kompará-
lási szint nulla, ami előnyös szimmetriát eredményez a működésben. Ettől csak akkor
térnek el, ha a csatlakozófokozat, pl. logikai áramkör, kifejezetten aszimmetrikus
vezérlést kíván.
A pontos komparálást eredményező kis hiszterézis és az érzékeny komparálás,
mint láttuk, ellentétes követelmény, mert míg jB csökkentésével javul a pontosság,
a billenés bizonytalanná válik. Ha mégis csökkentjük a visszacsatolási tényezőt,
akkor előtérbe kerül az átviteli karakterisztika görbültsége, az erősítés ingadozásának
a hatása. Egy ilyen esetet a 7.8. ábrán mutatunk be. Látható, hogy a komparálandó
feszültség változásával a kimenet először arányosan kezd változni, majd amikor
az Aft=l feltétel teljesül, bekövetkezik a billenés. A visszacsatolás csökkentésével
egyre jobban csökken ugyan a hiszterézis (7.9. ábra), de egyre határozatlanabb
lesz a kimenet állapota, míg nulla hurokerősítésnél visszaáll a már ismert egyszerű
komparáció esete.
Általánosságban felvethető a kérdés, hogy vajon a kis hiszterézis követelmény-e,
vagy egyenesen előnyös a nagyobb érték, esetleg rendszertechnikailag nem is alkal-
mazható a nulla hiszterézisű komparátor. Ezt valóban az alkalmazási terület köve-
telményei írhatják elő.
a visszacsatolás mértéke
függvényében
231
Kis híszterézist nagy belső erősítés és — ennek megfelelően szoros visszacsato-
lást eredményező — kis visszacsatolási tényező beállítása eredményez. Meddig van
értelme a hiszterézis csökkentésének? Erre egyértelmű választ adni nem lehet, de
körvonalazható. Először is figyelembe kell venni a hibákat. Az ubc, AU skála nulla-
helyzete bizonytalan és a bemeneti hibák függvénye. Ezek kompenzálással ugyan
csökkenthetők, de egy ésszerű szint alá nem érdemes csökkenteni. A bemeneti feszült-
séggel azonos hatást okoz a bemenetre visszaszámolt termikus zaj, ami rendszertelenül
átbillentheti a komparátort a telített állapotai között. Nyilvánvaló, hogy ez nem en-
gedhető meg, mert hibás jelzést eredményez. Végül befolyásolja a hiszterézis minimá-
lis értékének beállítását a megkívánt működési sebesség. A komparálási szint túl-
lépése és a billenés között időeltolódás van, ez annál kisebb, minél szélesebb sávú
az alkalmazott erősítő. Nagy belső erősítéssel inkább keskenysávú erősítők készít-
hetők, míg a gyors komparátorokhoz kis fokozatszámú, következőleg kis erősítésű
rendszer alkalmazható.
Mindezt összevetve, gyors komparátoroknál, 10...30nsec késleltetés esetén a
hiszterézis célszerű alsó határa inkább 10, mintsem 1 mV tartományban van. A 100 pV
érték alá menni csak egyenáramúlag stabil felépítésű, kis driftű és kis zajú erősítő
alkalmazásával lehet, ezzel párhuzamosan pedig a sebesség csökken, a késleltetés
ps rendjében van.
Igen kis feszültség komparálására is van mód, ha a visszacsatolt rendszer elé
kis nullapont-vándorlású, kiszajú és általában keskenysávú előerősítőt kapcsolunk.
És mivel ez a lehetőség megvan, nem is cél, hogy a visszacsatolt komparátor érzé-
kenységi határát a hiszterézis csökkentésével javítsuk.
7.10.	ábra. Schmitt-trigger áramkör
A Schmitt-trigger. Szoros visszacsatolással tetszőlegesen nagy hiszterézis is beállít-
ható a műveleti erősítős komparátoron, de a történeti hűség kedvéért a Schmitt-
triggernek nevezett, kétfokozatú erősítőből alakított egyszerű visszacsatolt áramkör
vizsgálata kapcsán mutatjuk be a meghatározott és eltérő billenési szintekkel rendel-
kező komparátor analízisének, méretezésének menetét.
A trigger névadója által eredetileg alkalmazott erősítő elektroncsövekkel épült.
Az elv megsértése nélkül alkalmazhatunk e helyett tranzisztoros differenciálerősítőt
(7.10. ábra), amelyet állandó forrásáramra állítunk be, majd az Rt—R2 feszültség-
osztón keresztül visszacsatoljuk. Ügyeljünk rá, hogy a visszacsatolás pozitív legyen.
Ha a hurokerősítés nagyobb egynél, bizonyos, hogy stabil állapot csak úgy jön-
létre, ha a differenciálerősítő teljes forrásárama egy tranzisztoron folyik. A jobb oldali
tranzisztor bázisán mérhető feszültség két stabil értéket vehet fel, amelyek az
—(fü + KC)	RcRl	sí 1
U2 = Ut - 2 v 1-------- - IQ -í—-	(7.10)
R	0 R
232
egyenletből Zo két értékének, ti. forrásáram, ill. nulla értéknek a helyettesítésével
számolhatók. Itt az R—Rr + R2+RC, valamint az tZt=C7t+ = — ITff jelölést használ-
tuk fel.
Ha a jobb oldali tranzisztor vezet, azaz Io=0 helyettesítendő, a bázispont pozi-
tívabb, míg ha az 70 áram a bal oldali tranzisztoron folyik keresztül, a bemeneti pont
negatívabb értéket vesz fel. A feszültségugrás Rc<szR feltételezésével I0Rc értékkel
közelíthető. Ez lesz, mint látni fogjuk, a hiszterézis közelítő értéke is. Az állítás egy-
szerűen belátható, ha feltesszük, hogy a differenciálerősítő billenése akkor követke-
zik be, amikor a két bázispont feszültsége előjelet vált. Ez további közelítés, ami
a 7.8. ábra szerinti pontosabb kiértékeléssel finomítható, most azonban ettől tekint-
sünk el. A jobb oldali bemenet pozitívabb állapotában az átbillenéshez a bal oldali
bemenetet ehhez pozitívabb potenciálra kell kötni. A billenés hatására a jobb oldali
bemeneten negatív ugrás jelenik meg, azaz a visszabillentéshez a bal oldali bemenetre
az ugrásnál nagyobb mértékben kell a bal oldali bemenetet negatívba húzni.
A Schmitt-trigger billenési szintjei tehát (7.10)-bői közelítően meghatározhatók
mind abszolút szintre, mind különbségre. Látható, hogy az áramkör jellegzetesen
nagy hiszterézisű alkalmazásokhoz használható. Átbillenési sebessége talán a leg-
nagyobb, mivel csak minimális számú aktív elemet és csatoló áramkört tartalmaz.
Több hasonló elrendezésben építhető fel, ezek azonban elvileg nem, csak az erősítő
kialakításában térnek el egymástól.
7.3. Integrált komparátorok
Digitális jelvevő. A TTL rendszerhez illeszkedő szimmetrikus bemenetű komparátorok
közül a Fairchild cég 9620 típusát ismertetjük. Az áramkör kapcsolási rajza a 7.11.
ábrán látható. A szimmetrikus bemenetű erősítő egyfokozatú, amit egyszerű, inver-
táló jellegű TTL végfokozat követ. A telítésgátlás csak az előerősítő emitterkövetőnél
van megoldva, ezért a bekapcsolási idő rövidebb, mint ami a kikapcsoláshoz szük-
séges. Tipikus értékek: rbe=20ns, rki=35ns. Ehhez egyébként 0,5 V feszültség-
ugrást kell a kisohmos, áramnyelő-jellegű bemenetek közé alkalmazni. Az érzékenység
és működési sebesség módosíthatóságát megkönnyítendő, a bemenetek egy-egy ellen-
álláson keresztül is ki vannak vezetve, de ehhez további külső, járulékos elemekre
is szükség van.
7.11. ábra. A Fairchild 9620 típusú áramkör kapcsolása
233
1/2 9620
7.12. ábra. A Fairchild 9620 típusú
áramkör logikai vázlata és bekötése
+ 12V
7.13. ábra. Tetszőleges polaritású jelvevö (a),
és nagy kimeneti szintű változata (b)
7.14. ábra. Tetszőleges polaritású
szimmetrikus jelvevö
Az áramkör logikai vázlata és bekötése a 7.12. ábrán látható. A dual-in-line.
tokba két komparátort építettek be, ami az alkalmazási területet előnyösen bővíti.
A következő ábrákon néhány alkalmazási példát mutatunk be a 9620 típusú
áramkör felhasználásával. A 7.13. ábra aszimmetrikus bemenetű jelvevőt mutat.
A referenciaszintet a nem használt bemenetre kötött diódák nyitófeszültsége határozza
meg, a kb. 1,2 V érték a TTL-szintű jelek vételére, regenerálására optimális. Szim-
metrikusjelek vételéhez referenciára nincs szükség (7.14. ábra), a bemenet ilyenkor,
a csatlakozó kábel reflexióinak távoltartásához, hullámellenállással lezárható.
Hiszterézissel rendelkező áramkörhöz a negatív bemenetre való (pozitív!) vissza-
csatolással jutunk. Ez az elrendezés felhasználható például váltakozó áramúlag vezé-
234
7.15. ábra. Jel vevő hiszterézissel,
TTL szintekhez
7.16. ábra. Multivibrátor
relt komparátornak (7.15. ábra), vagy multivibrátornak (7.16. ábra), hogy csak
a fontosabbakat említsük.
Gyors komparátor. A jelvevőkkel szemben az általános felhasználású komparátorok
érzékenysége nagyobb, bemenetei szabadabb csatlakozási módokat tesznek lehetővé,
a bemeneti hibajellemzők kisebbek, a terhelő hatás elhanyagolhatóbb. A gyors-
működésű típusok közül a Fairchild cég 710 típusú áramköre igen elterjedt. Kapcso-
lási rajza a 7.17. ábrán látható. Mivel a felépítés már bonyolultabb, tekintsük át
a tranzisztorok feladatát. TI—TI alkotja a bemeneti differenciálerősítőt, T3>—74
pedig a második szimmetrikus erősítő fokozatot. A kivonó áramkör 75 és 76-ból
alkotott áramáttevő, ami sajátos felépítésben ellátja a bemeneti fokozatnak a pozitív
telepághoz való csatlakoztatását is. Az erősített jel vezérli 77 bázisát, az emitterkövető
végfokozat diódás szintáttevőn keresztül csatlakozik a kimenetre. A szintáttevő
áramát 78 szolgáltatja, ugyanaz az áram hajtja meg a 79—710 áramáttevőt, amely-
nek kimenő árama táplálja a bemeneti fokozatot.
Az áramkör műveleti erősítő jellegű, kéttelepes táplálású, bár a tápfeszültségek
egymástól eltérőek: C7t+ = 12 V,	= —6 V az ajánlott érték. Ilyen táplálás mellett
7.17. ábra. A Fairchild 710 típusú áramkör
kapcsolása
235
a stabil kimeneti szintek, a TTL rendszerhez alkalmazkodva, U+ %3 V és U~ =e0 V.
Az átbillenés sebessége mindkét irányban közel ugyanakkora (20...50ns, a túl-
vezérlés mértékétől függően), a késleltetés pozitívba menet esetén kisebb, pl. 20 mV
bemeneti túlvezérlés mellett nem több, mint 20 ns (jel-félértékhez számolva), ez
kikapcsoláskor közel 50%-kai több.
A bemenetek potenciálja a ±7 V tartományban szabadon beállítható, bár
5 V-nál nagyobb érték differenciálisán nem engedhető meg. A hibafeszültség 1,6
(<5) mV, a bemenő áram viszonylag nagy [16, (-=26) pA, 25 °C-on], de a hibaáram
közel 8-szór kisebb. A meghajtás előnyösen kisohmos forrásról történhet. A belső
erősítés legalább 1000.
Nagy pontosságú komparátor. A sebesség csökkenése árán nagyobb erősítésű
rendszerrel a visszacsatolt változatban is kis hiszterézisű komparátor készíthető,
amelyet ha igényes, kisáramú, kis hőmérsékleti együtthatójú és hibakompenzáló
áramkör csatlakoztatására is alkalmas bemeneti fokozattal látnak el, nagy pontosságú
feszültségösszehasonlítást tesz lehetővé. Ilyen áramkört a Fairchild cég 734 típusszám
alatt forgalmaz.
Az áramkör felépítése (7.18. ábra) viszonylag bonyolult, bár alapkonstrukciójá-
ban hasonló a jól bevált 710 típushoz. A bemeneti differenciálerősítő T2 és T3 tran-
zisztorai előtt emitterkövetők vannak (TI és T4) a bemeneti impedancia megnövelése
céljából. A második szimmetrikus fokozat (T5 és T6) munkaellenállásai, akárcsak
az elsőé, viszonylag nagyok, hogy nagy erősítést lehessen elérni. Áramáttevő és
kivonó feladatot is ellátó (TI—TS) pnp tranzisztoros szintáttevő következik, amely
közös bázisú kapcsolásban, tehát fázisfordítás nélkül hajtja meg a TI 1 végfokozatot.
A további tranzisztorok a munkaponti áramok beállítását végzik a 710-hez hasonló
alapelrendezésben. A bemeneti emitterkövetők áramának relatív szabályozásával a
hibafeszültség eltüntethető. Ehhez külső 10 kíl-os potenciométerre van szükség.
Táplálását illetően az áramkör szimmetrikus, bár a stabil kimeneti szintek itt is
TTL rendszerhez illeszkednek. A kimeneti feszültség-ugrás kb. kétszeresére növelhető,
ha a kimenő pontot beépített 10 kíl-os ellenálláson keresztül a pozitív tápfeszültség-
hez csatlakoztatjuk.
236
Jellegzetes adatok a jobb specifikációjú változatra:
tápfeszültség: ± 15 V,
bemeneti hibafeszültség: 0,9 mV (<3 mV),
(kiegyenlítés nélkül)
bemeneti áram: 28 nA (<50nA),
bemeneti hibaáram: 1,5 nA (<10nA),
bemenő ellenállás: 60 mQ,
erősítés: min. 35 000,
késleltetési idő: kb. 200 ns,
a hőmérsékleti együtthatók értéke:
AUB/AT = 2,5 gV/°C (< 15 pV/°C),
AIB/AT = 10 pA/°C (< 100 pA/°C).
Az áramkör alkalmazási területe igen széles. Minden olyan komparálási fel-
adatnál, ahol a közepesen lassú működés elfogadható, a közönséges műveleti erősí-
tőknál előnyösebben alkalmazható. A következőkben néhány kevésbé szokásos fel-
használási lehetőséget mutatunk be.
A 7.19. ábrán feszültségvezérelt oszcillátorkapcsolás látható, amely műveleti
eró'sítős integrátorral működik. A kondenzátor töltőárama, tehát az erősítő kime-
netén a feszültség változási sebessége az Ube feszültséggel arányos. Ha egy referens
szint elérésekor a kondenzátort elhanyagolhatóan rövid idő alatt kisütjük, akkor
a töltődés periodikusan újra elindul és a kimenő fűrészfeszültség frekvenciája

(7-11)
jó közelítéssel a vezérlőfeszültséggel lesz arányos.
A Ct kondenzátor kisütését p -csatornás térvezérelt tranzisztor végzi, amely
a komparátor kimenetén a töltődés ideje alatt jelenlevő kb. +7 V feszültséggel vezé-
7.19. ábra. Feszültségvezérelt frekvenciájú oszcillátor
237
7.20. ábra. Impulzusszélesség-diszkriminátor
relve lezárt állapotban van. Amikor a fűrészfeszültség eléri a referens szintet, a
komparátor átbillen és a Cj kondenzátor a megnyitott tranzisztoron keresztül rövid
idő alatt kisül.
A kisütés folyamata alatt a komparátornak nem szabad visszabillennie, annak
ellenére sem, hogy bejövő feszültsége a komparálási szint alá csökken. Ezért rövid
időre visszacsatolt komparátorként, nagy hiszterézissel kell működnie. Ez úgy bizto-
sítható, hogy a pozitív bemenetre visszacsatoló RC-kört alkalmazunk, amelyik
rövid időre egységnyi visszacsatolást biztosít, míg a töltési folyamat alatt hatástalan.
A tartási időnek elegendően nagynak kell lennie, hogy a tranzisztor ZDSS árama tel-
jesen kisüsse a Cx kondenzátort, azaz:
R2 C2 S |GrI C1.	(7.12)
Ajss
A vezérlőfeszültséggel arányos jel mind az erősítő, mind a komparátor kimene-
téről levehető, az utóbbi negatívba menő impulzussorozatból áll.
Hasonló felépítésű áramkör használható impulzusszélesség diszkriminálására
(7.20. ábra). Itt a C kondenzátor töltődési sebessége állandó, míg a töltődés ideje
megegyezik a mérendő impulzuséval. A szintek úgy vannak beállítva, hogy T idő
alatt érje el az erősítő kimenő feszültsége a komparátor referenciafeszültségét. Az im-
pulzusszintekben az integráló kondenzátor kisül és az új impulzus kezdetekor a töl-
tődés újra kezdődik. A komparátor kimenetén csak akkor jelenik meg jel, ha a bejövő
impulzus szélessége meghaladja a T értéket.
238
. Jelformáló erősítők
8.1. Nemlineáris átviteli karakterisztikájú
erősítők
Ide sorolhatók mindazon erősítők, amelyektől megkívánjuk, a helyes működés fel-
tétele, hogy erősítésűk a pillanatnyi jelszint függvényében változzon. Az általánosság
némi csorbításával nem foglalkozunk az előjelváltó rendszerekkel, feltételezzük,
hogy a bemeneti szint változásával a kimenet monoton változik, vagy legfeljebb
állandó.
Alapvetően két megoldás áll rendelkezésre nemlineáris átviteli karakterisztika
létrehozására. Egyrészt felhasználható valamilyen elektronikai eszköz nemlineáris
átviteli karakterisztikája, másrészt lineáris erősítő és kapcsolójellegű — töréspontos
karakterisztikájú — elemek kombinációjával hozunk létre szintfüggő erősítést.
Az előző módszer a kevésbé általános, általában kevésbé pontos és nem jól reprodukál-
ható, de rendszerint gyors működésű és ezért széles frekvenciatartományban jól hasz-
nálható, az utóbbi pontossága szinte tetszés szerint fokozható, de az áramkör fel-
építése gyakran bonyolult és nem elegendően gyors. Ugyanakkor mindig célra-
vezető és kevesebb intuíciót kíván, tehát általános módszerek bevezetésére is alkal-
mas. Ezért inkább az utóbbi típusú áramkörök vizsgálatára szorítkozunk, a nemli-
neáris karakterisztikájú eszközök ilyen felhasználásának tárgyalása nem erősítőmé-
retezési feladat.
Vágókapcsolások. A bemenő jel meghatározott szintet meghaladó részeinek a ki-
menettől való távoltartására alkalmasak a vágókapcsolások, amelyekkel elérhető,
hogy a pillanatnyi be-, ill. a kimeneti szinttől függően az erősítés nulla és egy nul-
lától különböző érték között váltakozzon. Előnyös, ha az erősítésváltozás kis jel-
szintváltozás hatására, élesen jelentkezik és a nulla érték pontosan nulla, a véges
érték pedig állandó.
A vágás létrehozható mind a bemeneten, mind a visszacsatolás megfelelő kiala-
kításával, mind pedig a kimeneten. A beiktatás helyétől függően, hatásosságuk kü-
lönböző.
A bemeneti vágást elsősorban akkor alkalmazzuk, ha a bejövő nagy jel esetle-
gesen veszélyezteti az erősítő épségét. Védőáramkor céljára bármilyen nemlineáris
elem megfelel, amely elegendően gyorsan megváltoztatja az ellenállását a rákapcsolt
jel hatására és károsodás nélkül megemészti az erősítőt veszélyeztető energiát. Tartó-
san nagy jel lehetősége esetén a védőelemre jutó teljesítményt feltétlenül korlátozni
kell soros ellenállással, amelyet, ha túlterhelünk, biztosíték-jelleggel dolgozik és
kiég. Ez megzavaija ugyan az üzemet, de a lehetőséghez képest kis károsodással
védi meg az erősítő többi részét a veszélyes túlterheléstől.
Bemeneti védőkapcsolásra mutat példákat a 8.1. ábra. A nemlineáris elem
lehet nyitóirányba kapcsolódó — esetleg előfeszített — dióda, Zener-dióda, feszültség-
függő félvezető ellenállás (varisztor) stb. Az átviteltechnikai erősítők bemenetén
előszeretettel alkalmazzák a gáztöltésű csöveket, amelyekben a gáz nagy feszültség
239
8.1. ábra. Bemeneti védőkapcsolások
hatására ionizálódik és vezetővé válik. A védőáramkörök kiegészíthetek soros áram-
korlátozó ellenállással, de erre csak kis belső ellenállású és tartósan ható, tehát nagy
energiájú zavarforrások lehetősége esetén van szükség.
A kimeneti vágás feladata lehet az erősítőt követő rendszer védelme a túlvezérlés-
től, de gyakran a vágással módosított jelalakra van szükség. Az alkalmazható nem-
lineáris elemek ugyanazok, mint a bemeneten, bár itt inkább csak a diódák a haszná-
latosak. Igen egyszerű a kimeneti vágókör felépítése (8.2. ábra), ha az erősítő nagy
kimeneti ellenállású, ill. olyan kimeneti áramkorlátozással rendelkezik, amely meg-
engedi a tartós rövidzárt. Ekkor a megfelelő referenciafeszültségre kötött diódák köz-
vetlenül a kimenethez csatlakoztathatók, míg kis kimenő ellenállású (feszültség-)
erősítőknél soros védőellenállást kell alkalmazni áramkorlátozás céljából.
A 8.2. ábrán két jellegzetes példát mutatunk be a nemlineáris elemmel való kor-
látozásra: a két, különböző feszültségre kötött diódával kialakított ablakerősítőt,
amelynek kimenete a két feszültséghatár között arányosan követi a bemenő jelet,
egyébként pedig közel állandó („vágott”) jelet ad. A másik kapcsolás TTL áramkörök-
höz való csatlakozásra szolgál. A kimenetre 4 V körüli zárófeszültségű Zener-dióda
csatlakozik és így biztosítható, hogy sem +5 V-nál nagyobb, sem —0,6 V-nál kisebb
feszültség nem jut a további fokozatokra.
Lineáris elemekkel, egyszerű ellenállásosztóval is elérhető, hogy a kimeneten
megjelenhető feszültségnek csak egy része jusson a fogyasztóra, akkor a tulajdonkép-
peni határolást az erősítő végzi, hiszen kivezérelhetősége többé-kevésbé élesen
határolva van.
Az erősítésstabilizáló negatív visszacsatoló hálózattól függetlenül alkalmazott
vágókapcsolásokra jellemző hibák közül leglényegesebb az, hogy egyrészt elvész
a visszacsatolással elérhető előnyök egy része: pl. csökken a bemeneti, ill. megnő
a kimeneti ellenállás a beiktatott rezisztív elemek hatására, másrészt a határolások
8.2. ábra. Kimeneti vágókapcsolások
240
Ute
8.3. ábra. Korlátozott
kimenő feszültségű pontos
erősítő
8.4. ábra. Erősítő anegatív jel levágására
jellege nem eléggé határozott, hanem az alkalmazott nemlineáris elem karakteriszti-
kájától függően, kisebb-nagyobb mértékben elmosódott.
A hibák eltüntetése céljából a vágóelemeket a visszacsatoló hálózaton belül cél-
szerű elhelyezni. Ekkor jobban megközelíthető az ideálisnak tekintett, határozott
vágási karakterisztika. Viszont a pontosabb áramköri működéssel mindig némi sebes-
ségcsökkenés jár együtt: romlik a tranziens viselkedés és csökken a felső határfrek-
vencia.
A 8.3. ábrán a 8.2. ábra c) részletén megismert, csökkentett kimenő feszültség-
tartományú erősítő visszacsatolt változata látható. Amíg a kimenő feszültség kicsi,
addig az erősítést a visszacsatoló hálózat határozza meg és értéke jó közelítéssel
(Rí+R2)/R2-^éi egyenlő. A telítésbe való vezérléskor a belső erősítés meredeken
csökken, a visszacsatolás hatását veszti és a kimenő feszültség — abszolút értékben —
nem nő az Ra—Rb osztó által meghatározott érték fölé.
A jel negatívba menő részeinek levágására alkalmas nagy pontosságú kapcsolás
a 8.4. ábrán látható. Amikor az erősítő kimenete negatívba megy, a sorbakötött dióda
lezár és a kimeneten feszültség nem jelenik meg. A hiba ekkor a dióda záróáramából
adódik és nem nagyobb /z7?-nél. A bemeneti pozitív jelet a kimenet követi. Az ekkor
mérhető hiba az áramkörre felírt hurokegyenletből:
(8.1)
jCL
közvetlenül számolható, minden további átrendezés, átalakítás nélkül. De az is ért-
hetővé válik, hogy miért csak korlátozott frekvenciatartományban használható ki
a nagy pontosság: az egységnyi visszacsatolási tényezőjű áramkör csak olyan fázis-
kompenzált erősítőre alkalmazható, amelyik belső erősítése nem esik 6 dB/oktáv
meredekségnél gyorsabban az aktív tartományban. A kompenzálás hatására a belső
erősítés határfrekvenciája jelentősen csökken és az egyenirányító áramkör működési
sebességét ez a lecsökkent érték határozza meg.
További alkalmazási példákat a műveleti erősítőket előállító gyárak alkalmazási
tanácsadóiban, könyvekben nagy számban lehet találni, ezek általában a fent megis-
mert elvek felhasználásával működnek.
Töréspontos erősítők. Az ideális polaritásérzékeny kapcsolót jól megközelítő dió-
dák felhasználásával nemcsak vágókapcsolás építhető, hanem a be-, vagy kimeneti
feszültségszint függvényében szakaszonként eltérő erősítés is beállítható. Ebből a cél-
16 Elektronikai erősítők
241
8.5. ábra. Polaritásérzékeny
ellenállású kétpólus kapcsolása (a)
és karakterisztikája (b)
8.6. ábra. Tetszőleges helyzetű töréspont
beiktatására szolgáló kétpólus
8.7. ábra. Hárompólusú, töréspontos
karakterisztikájú áramkörök
ból a diódákkal egy-egy ellenállást kell sorbakapcsolni (8.5..ábra). így polaritás-
érzékeny ellenállású kétpólushoz jutunk, amelyet például erősítő visszacsatoló háló-
zatában elhelyezve el lehet érni, hogy pozitív és negatív jelre különböző legyen az
erősítés.
Általános helyzetű töréspont beiktatására szolgáló kétpólust úgy kapunk, ha
a 8.5. ábra szerinti kapcsolást kibővítjűk soros feszültségforrással, amelynek t/0
állandó feszültségével a töréspont eltolódik (8.6. ábra). Ilyen elemek párhuzamos kap-
csolásával, majd az eredő kétpólusokból alkotott osztókkal tetszőleges görbevonalú
karakterisztika kialakítható, ha ezeket a be- vagy a kimenetre, vagy inkább a vissza-
csatoló hálózatba építjük be.
A fenti megoldás egyetlen hátránya az, hogy általános esetben földfüggetlen,
„lebegő” feszültségforrásokat igényel, ami elektronikai áramköreinkben ritkán áll
rendelkezésre. Referenciaképzésre egysarkúlag földelt tápfeszültségeket célszerű fel-
használni. Erre azonban a kétpólusú elrendezés nem alkalmas.
Két, földhöz viszonyított feszültségforrás csatlakoztatására alkalmas, töréspontos
átvitelt biztosító elrendezés két ellenállásból és diódából a 8.7. ábra szerint három vál-
tozatban alakítható ki. Az áramkörök viselkedése hasonló egymáshoz, de mégis
más-más jellegű karakterisztika megvalósítására előnyösebb az egyik a másiknál.
Az elektromos karakterisztikák a 8.8. ábrán láthatók. Mindig két karakterisztika
adódik, egyik normál, a másik ellentett polaritású diódabekötés esetén. A normál
diódahelyzet a 8.7. ábrán berajzolnak felel meg, a karakterisztikák indexe a 8.8.
ábrán: 7. Látható, hogy ez a bekötés akkor előnyös, ha a feszültség növelésével egyre
nagyobb mértékben akarjuk az áramot növelni, míg lankásodó, csökkenő deriválttal
jellemzett karakterisztikához a 2-vel jelölt, fordított diódahelyzet használható.
Az aj változat „nyugalmi” árama nulla, a b) és c) változatoké nem, továbbá ab)
242
8.8. ábra. Átviteli karakterisztikák
és c) változat eltérő helyzetű töréspontok megvalósítására alkalmas. (A 8.8. ábrán
az	jelölést alkalmaztuk.)
A hárompólusokból tetszőleges számú kapcsolható párhuzamosan anélkül, hogy
a karakterisztikák egymásra hatnának és az u feszültség akár a be-, akár a kimeneti
feszültséggel azonosítható. A visszacsatolt műveleti erősítő elrendezés (8.9. ábra)
jól ismert. A be- és kimeneti feszültség közötti összefüggés, a nemlineáris átviteli
karakterisztika abból a feltételből számolható, hogy az összetartozó értékekhez azo-
nos rövidzárási áramok tartoznak. A kiértékeléskor ne feledkezzünk meg a fázis-
fordításról, ill. az árammérőirányok egyeztetéséről sem.
A 8.9. ábra áramkörében az 1 és 2 elemek a 8.7. ábrán megismert hárompólusok
tetszőleges párhuzamos kombinációi lehetnek. A szakaszonkénti meredekségek és a
töréspontok helyzetének megválasztásával tetszőleges folytonos görbevonalú átviteli
karakterisztika megvalósítható. A működés pontosságát a diódák ideálistól való
eltérése határozza meg. A nullától különböző nyitófeszültség a töréspontok hely-
zetét, míg a nyitószakaszon mérhető véges differenciális ellenállás a sorbakapcsolódó
ellenállás értékét módosítja. Az előbbi hatás a méretezésnél figyelembe vehető, az
utóbbi a soros ellenállások értékének megválasztásával kis szinten tartható. A való-
ságos karakterisztikának a töréspont közelébeni kis „legömbölyödése” gyakran
a lineáris szakaszokkal való közelítés pontosságát javítja.
8.9. ábra. Visszacsatolt elrendezés tetszőleges
görbevonalú karakterisztika megvalósításához
16*
243
8.2. Állandó kimenőszintű erősítők
Szabályozott erősítők. Periodikusan változó bemeneti jel információtartalmát kü-
lönböző jellemző hordozhatja, leggyakrabban az egy perióduson belüli jel alakja,
amplitúdója vagy a periódus hosszúsága, ideje. Az információ feldolgozását segíti,
ha a jel információt nem hordozó jellemzője nem, vagy csak keveset változik. A lehet-
séges variációk között nagy gyakorlati jelentősége van az amplitúdó és a frekvencia-
modulációs információhordozó rendszereknek. Az első esetben az átlagos, a második
esetben a periódusonkénti amplitúdó állandósítása segíti, könnyíti meg az információ
visszanyerésének műveletét.
Amplitúdómodulált jel demodulálását megelőző erősítőtől megkívánjuk azt,
hogy széles feszültségtartományban változó bemeneti jel esetén közel állandó átlagos
jel legyen a kimenetén. Ennek megvalósítása céljából szabályozó rendszert építünk fel
(8.10. ábra), amely változtatható erősítésű erősítőből, amplitúdóátlag-képzőből,
referenciaforrásból és különbségképzőből áll.
A rendszer elemei többé-kevésbé ismertek. Az erősítés változtatására több mód-
szert ismertünk meg, ezek közül az erősítendő jel frekvenciájától, sávszélességétől,
a megengedhető torzítástól függően egyik vagy másik az előnyösebb. Hangolt
szelektív erősítőkben gyakran az erősítő eszközök egyenáramú munkapontját változ-
tatva módosítjuk az egyenáramtól mindig függő meredekséget. Újabban egyre
inkább a kisebb torzítással járó áramosztásos szabályozás használatos.
Többfokozatú erősítőben általában az első fokozatot szabályozzák a legna-
gyobb mértékben, esetleg a további fokozatokat, de egyre kisebb mértékben. Úgy
kell a változó erősítéseket összehangolni, hogy túlvezérlés semmilyen jelszinten és
egyetlen fokozatban se jelenjen meg, mert ez durva torzítást eredményezne.
Az átlagképző egyenirányítóból és aluláteresztő jellegű szűrő áramkörből áll.
A felső határfrekvenciát úgy kell megválasztani, hogy a kimenőjel ne kövesse a modu-
lációs szint változásait, de elegendő gyorsan érzékelje az átlagos jelszint megváltozását.
Ha mindkét feltétel nem teljesíthető, úgy elsődlegesen a modulációs tartalom leválasz-
tása a kötelező és tudomásul kell venni, hogy gyors szintváltozások esetén a szabá-
lyozás működése nem lesz kielégítő.
A szűrőből nyert átlagjelet nem közvetlenül vezetik az erősítőfokozatokra,
hanem csak akkor, ha a referenciaszintet meghaladja. Ezt késleltetett (szintű) szabá-
lyozásnak nevezik és azért van rá szükség, hogy kis jelszint esetén az erősítés jól
kihasználható legyen. Ellenkező esetben ugyanis az erősítés csökkentése már kis
kimenő szintnél feleslegesen megkezdődne. A különbségi átlagjel nem minden esetben
alkalmas közvetlenül az erősítő fokozatok szabályozására. Gyakan szintáttevőre,
esetleg közbenső egyenáramú erősítőre van szükség (8.11. ábra). Az átlagjel erősítése
referencia
8.10. ábra. Egyszerű szabályozókor	8.11. ábra. Lehetőségek a szabályozás
megjavítására
244
javítja a szabályozás jóságát, de nehezíti a szabályozókor stabil kialakítását. Tökéletes
szabályozás csak előreszabályozással érhető el, amikor az átlagképző utáni erősítő
fokozatot is az előfokozatokkal azonos jelleggel, de megfelelően kis mértékben
szabályozzák.
Gyors limiter. Periodikus jelnek minden amplitúdóváltozástól való megtisztítására
többfokozatú differenciálerősítő láncot használnak.
A differenciálerősítő, mint ismeretes, természetes határoló: kimenetein a forrás-
áramnál nagyobb áram nem folyhat. Az áramingadozás a nulla és a maximális érték
között szimmetrikus, az átváltási tartomány szélessége a bemeneten kb. 150 mV.
Az igen pontos határolás nagy működési sebességgel párosul, ha gondosan ügye-
lünk arra, hogy a tranzisztorok soha ne kerüljenek telítésbe. Ez azt jelenti, hogy össze
kell hangolni a kimeneti feszültségváltozást, a feldolgozandó bemeneti feszültséget
és a tápfeszültséget. Célszerűen kaszkádkapcsolt differenciálerősítőket használnak
limitálásra, ami azt jelenti, hogy a bejövő és a kimenő jel maximális szintje — az első
fokozat kivételevei — azonos. Az így határolt bemeneti jel a méretezést nagyon le-
egyszerűsíti. Több, esetleg 4.6 fokozatú láncban csak az első fokozattól kell távol-
tartani a túlzottan nagy jelet, ami igen könnyű, hiszen az utolsó fokozatban már hatá-
rolást eredményező jelszint még egy közepesen kis, mondjuk 20 dB fokozaterősítés
esetén is 80... 120 dB-lel kisebb jelet jelent a bemeneten. Egy olyan rendszer pedig,
amelyik 80...120dB dinamikájú jeleket fel tud dolgozni, tökéletesen megfelelő az
esetek túlnyomó részében.
8.12. ábra. Szintáttevős határoló fokozat
A forgalomban levő limiter áramkörök jellemzőikben nagyon hasonlítanak egy-
másra, bár felépítésük részleteiben lehet, hogy eltérő. Két alapvető típust különbözte-
tünk meg. Az egyik nagyon hasonlít az ECL-rendszer kapuáramköréhez, a differen-
ciálerősítő munkaellenállásaihoz emitterkövetők csatlakoznak és ezzel érik el, hogy
a fokozatok be- és kimenete azonos potenciálszintre hozható. így tetszőleges számú
fokozat könnyűszerrel kaszkádba kapcsolható (8.12. ábra). Ha a kollektorköri Rc
ellenállás feszültségesése kb. egy nyitófeszültséggel (600...700mV) egyenlő, akkor
a fokozatok a teh'tés fellépése nélkül túlvezérelhetők. A fokozaterősítés nagy, kb.
30 dB, ezért kevés fokozattal is elegendően nagy összerősítés biztosítható. A szokásos
fokozatszám kettő-három.
Az egyszerűbb felépítésű fokozatok működése azon a tényen alapul, hogy a szi-
líciumtranzisztorok kollektordiódája 200...300mV nyitóirányú feszültség hatására
még észrevehetően nem nyit meg, tehát a telítés késleltető hatása nem jelentkezik.
Mód nyílik a fokozatok emitterkövető nélküli közvetlen összekapcsolására. Ekkor
a nyugalmi kollektor—bázis feszültség nulla. Mintegy 100 mV feszültségesésű kollek-
tor munkaellenállás mellett a differenciálerősítő lánc közbenső fokozatai tetszőleges
túlvezérlés mellett sem kerülnek telítésbe. Az együttesen 200 mV amplitúdójú vezérlő-
feszültség pedig elegendő az áram tökéletes átkapcsolásához, a határoló üzem bizto-
sításához.
Az egyszerűbb felépítésű fokozatokból többet kell alkalmazni a kis fokozat-
erősítés (kb. négyszeres) miatt. Az ilyen láncok 5...8 fokozatot tartalmaznak. Példa-
245
ként a 8.13. ábrán a Siemens cég TBA 120 típusú határoló erősítőjét mutatjuk be.
Az ábrán a szokástól eltérően nem az integrált áramkör teljes kapcsolási rajza lát-
ható, hanem csak a minket érdeklő limitáló lánc a hozzá tartozó munkapontbeállító
elemekkel. Belső feszültségstabilizátor gondoskodik róla, hogy az emitter- és kollek-
torköri ellenállások együttes feszültségesése kb. 3uny legyen, amiből egyszerűen szá-
molható, hogy a kollektorköri 300 Q-os ellenállásokon kb. 100 mV esik. A nyugalmi
munkapont beállítása úgy történik, hogy az utolsó fokozat áramát áttevővel beállít-
ják, majd hurokvisszacsatolást létesítve a többi fokozatot is ehhez kapcsolják.
A munkapont beállító 3,6 kQ-os ellenállások egy-egy emitterkövetővel csatlakoznak,
az ez által okozott szinteltolás megzavarja a bázispotenciálok azonosságát, de a hurok-
visszacsatolás negatív, tehát a zavart csökkenteni igyekszik.
Az ötfokozatú lánc együttes erősítése kis szinten közel 60 dB. A határolás
50 pV bemeneti jelnél kezdődik, azaz itt mérhető a maximálisnál 3 dB-lel kisebb
kimenő jel. A bemeneti túlvezérelhetőség kb. 60 dB, ami azt jelenti, hogy esetleg némi
erősítés szabályozásra a limitért megelőző fokozatokban szükség lehet. A határoló
működése egyébként nagymértékben frekvenciafüggetlen, 50 MHz frekvenciáig a jel-
lemzők alig változnak.
8.3« Logaritmikus erősítők
Váltakozóáramú jel amplitúdójának logaritmusával arányos jel előállítására általá-
ban nem alkalmazható a közvetett logaritmizálás, ti. az a módszer, amikor első lé-
pésben előllítanak az amplitúdóval arányos egyenfeszültséget, amelyet azután loga-
ritmikus konverterbe vezetve kapják a kimenő jelet. Ugyanis egy jó logaritmikus erő-
sítőtől elvárható, hogy 4...5 nagyságrenden belül jól működjék és ilyen dinamikájú
lineáris egyenirányítót igen nehéz készíteni.
246
8.14. ábra. Logaritmusképzés szukcesszív
approximációval
Helyesebb a logaritmikus jelet szukcesszív approximációval előállítani úgy (8.14).
ábra), hogy a többi, azonos maximális kimenő szintű, limitáló erősítőn keresztül-
bocsátott jelet fokozatonként kicsatolják és összeadják. Például 20 dB kisszintű
fokozaterősítés esetén tízes alapú logaritmussal arányos kimeneti összegjel állítható
így elő, hiszen valahányszor tízszeresére nő a bemenőjel, annyival több fokozat kime-
netén nő fel a jel és megy telítésbe. Az összegjel tehát éppen egy fokozat kimenő
jelével nő meg. A karakterisztika természetesen nem teljesen pontos, egy-egy nagy-
ságrenden belül kis eltérések lehetnek a mantisszában, de a karakterisztika mindig
pontosan mérhető. Kis fókozaterősítés és sok fokozat alkalmazása esetén a közbenső
pontosság is tetszőleges mértékben növelhető.
Logaritmikus vevő. Már a radartechnika hőskorában alkalmazták a több nagyság-
rendben változó visszavert jel vételére a logaritmikus középfrekvenciás erősítővel
és detektorral működő vevőt (8.15. ábra), amely a 8.14. ábrán megismert tömb-
vázlatnak megfelelően, fix erősítésű hangolt fokozatokból épül fel. A következő
fokozatokra való csatolás úgy van kialakítva, hogy a bemenet ne kerülhessen túl-
vezérlésbe, de a kimeneten a jel határolása megtörténjék. Minden hangolt körhöz
egyenirányító és szűrő csatlakozik, amelyek kimenő jele összeadódik. így a bejövő
nagyfrekvenciás jel logaritmusával arányos egyenfeszültség állítható elő.
8.15. ábra. Logaritmikus vevő
247
8.16. ábra. Szélessávú logaritmusképző kaszkádkapcsolt fokozatokkal
oUf
8.17. ábra. Párhuzamos elrendezésű szélessávú logaritmusképző
248
Soros vezérlésű logaritmikus erősítő. A differenciálerősítő megjelenése után vál-
takozófeszültségű kimenettel készítettek logaritmikus erősítőt, ahol a kimenő jel
megközelítőleg négyszögjel, amelynek amplitúdója a bejövő logaritmusával arányos,
fázishelyzete pedig megfelel a bejövő fázishelyzetének. Erre a célra (8.16. ábra)
az előző alfejezetben megismert differenciálerősítő lánc alkalmazható, ahol fokozaton-
ként megcsapolást készítve, a kimenő jeleket összeadjuk. így szélessávú működés
biztosítható. Az erősítőfokozatok késleltetése fázishibában jelentkezik, ami elsősorban
az összegjel fázishelyzetének pontos meghatározását nehezíti meg, de MHz-rendű
sávszélesség így is elérhető.
Párhuzamos vezérlésű típus. Szélesebb frekvenciasávban alkalmazható a lineáris,
kis fázistolású erősítővel és passzív osztóval kibővített párhuzamos vezérlésű loga-
ritmikus erősítő (8.17. ábra), ahol biztosítva van az egyes limitáló fokozatok azonos
fázisú vezérlése. így a kimenő összegjelben csak akkor jelenik meg a fázisszétcsú-
szásból eredő hiba, ha az egyes limitálófokozatok késleltetése nem egyenlő, pontosab-
ban a vezérlőjel szintje függvényében változik. Ez a változás kisebb mértékű, mint
maga a késleltetés, tehát a párhuzamos vezérlésű típus nagyobb frekvenciáig hasz-
nálható, mint az egyszerű soros elrendezés.
Átviteli karakterisztika. Bármelyik fenti logaritmusképző elrendezést tekintjük is,
jellegre valamennyien azonos amplitúdóátviteli karakterisztikával jellemezhetők.
Egy-egy fokozatot tekintve: kis bemeneti szint esetén a fokozaterősítés állandó, a ki-
menet arányosan nő, majd a bemeneti szint további növelésével állandósul. Az
erősítőlánc utolsó fokozatának kimeneti jelét a 8.18. ábrán folytonos vonallal ki-
rajzoltuk. A szokásostól eltérően a vízszintes tengelyen a bemeneti jel logaritmusával
arányos léptéket alkalmaztunk.
A láncban az utolsót megelőző fokozat az előbbivel azonos karakterisztikát ad,
bemenő jelben a fokozaterősítésnek megfelelően nagyobb jelszintnél. Az előbbi kimenő
jelhez hozzáadódó értéket az ábrán vékony vonal jelzi, a többi fokozathoz hasonlóan.
Az összegjelet az eredményvonal mutatja. Ez az ideális egyenestől periodikusan,
kisebb-nagyobb mértékben eltér. A hiba maximuma a fokozaterősítés csökkentésével
csökken, míg egy-egy fokozat limitálási karakterisztikájától kevéssé függ. Természe-
tesen, érzékeny a fokozaterősítés ingadozása is. Általában ± 1 dB-nél kisebb hibával
lehet az átalakítást elvégezni, ha a fokozaterősítés nem nagyobb 20 dB-nél. Ez azt
jelenti, hogy 6O...8OdB bemeneti jel-dinamika mellett 3...5 fokozat alkalmazásával
már jó eredmény biztosítható.
8.18. ábra. Eredő átviteli
karakterisztika szerkesztése
249
8.4. Jelszinttartó erősítők
Időben folyamatosan változó analóg jelet gyakran alakítanak át impulzussorozattá
oly módon, hogy a jel pillanatnyi értékéhez meghatározott számú — például plusz
vagy mínusz egy amplitúdójú — impulzusból álló csoportot rendelnek hozzá (8.19.
ábra). Az átalakítást periodikusan elvégezve, az impulzussorozat egyértelműen jel-
lemzi a jelet, feltéve, hogy a legnagyobb frekvenciás összetevő periódusidejének
felénél rövidebbre vettük az átalakítás gyakoriságát.
Az impulzuscsoportok előállításának ideje alatt az analóg jel amplitúdója nem
elhanyagolható mértékben változik és mivel az átalakítás során többször van szükség
a jel megmérésére, a mért értékben! eltérés megzavarhatja az átalakító működését,
csökkenti a pontosságát.
Ezért az ilyen típusú analóg—digitális átalakítást megelőzően szinttartó erősítőn
(sample and hold) vezetik át a jelet, amely a csoportok képzését megelőzően mintát
vesz a jelből, majd ezt az amplitúdó-értéket változatlanul tartja az átalakítás befeje-
zéséig. A rendszer leggyakrabban használt tömbvázlata a 8.20. ábrán látható. A be-
meneti elválasztó erősítő pontosan egységnyi erősítés mellett kis impedanciáról a K
kapcsoló zárt állásában feltölti a jel pillanatértékére a C tárolókondenzátort, amely-
nek feszültségét a kimeneti elválasztó erősítő csatolja az analóg—digitális átalakító
bemenetére. A K kapcsoló kikapcsolt állapotában, az átalakítás ideje alatt csak igen
kis töltést szabad a kondenzátorról elvezetni, hogy a tartási szint csak a megengedett
mértékben változzék. Az átalakítás befejezése és az újabb mintavétel kezdete közötti
időben érdektelen, hogy mekkora a kondenzátor feszültsége. A kis veszteségű fólia-
kondenzátoroknál fellépő „emlékezési”-jelenség miatt általában szükséges a töltés tel-
jes eltávolítása, amit a szakadozottan berajzolt K' kapcsoló zárásával végezhetünk el.
Az átalakítási ciklus a fentieknek megfelelően több részből áll (8.21. ábra).
P 8.20. ábra. Jelszinttartó rendszer
tömbvázlata
8.19. ábra. Analóg jel átalakítása
impulzuscsoportokból álló sorozattá
Rögzített
érték
8.21. ábra. Idődiagram
250
8.22. ábra. Kapcsolóeszközök:
mechnikai kapcsoló (o),feszültséggel
vezérelt MOSFET (b), kétfázisú
kapcsolóárammal vezérelt
dióda-híd (c) és ellenütemű
tranzisztorpár (d)
A K kapcsoló zárását követő rövid idő alatt a tranziensek lezajlanak, amit a jel
pillanatnyi értékére való töltési idő követ. A kapcsoló nyitását követő újabb tranzien-
sek után a tartási idő következik, amely alatt végbemegy az analóg—digitális átala-
kítás, majd K' zár és a kondenzátor töltését fokozatosan levezeti.
Kapcsoló-eszközök. A rendszer működését és pontosságát alapvetően befolyásolja
a kapcsoló kivitele (8.22. ábra). Az ideálist megközelítő mechanikai kapcsoló csak
igen kis mintavételi frekvencia (<100 Hz) esetén alkalmazható. Az ideálist jól
megközelíti az MOS-tranzisztor, amely beszéd- vagy zenefrekvenciás átalakítókhoz,
10000...50000 Hz mintavételi frekvencián igen előnyösen alkalmazható. Nagyobb
frekvencián diódahidat, esetleg bipoláris tranzisztorokat lehet alkalmazni. A gyors
működés ára minden esetben az elérhető pontosság csökkenése, amint azt később be-
mutatjuk.
Erősítők. Egységnyi erősítésre visszacsatolt, kompenzált erősítőket kell a szinttartó
rendszerben alkalmazni. így az erősítés pontossága és a kimeneti impedanciák álta-
lában megfelelőek. A hibafeszültség hatása minimális. A szokásostól eltérően a töltő
erősítő megengedett kimenő áramát nagyra kell méretezni, általában többszáz mA
az igénybevétel. A kimenő oldali erősítő viszont igen kis bemenő áramú, általában
FET bemenetű, egyébként közönséges műveleti erősítő lehet.
Elérhető pontosság. A hiba stacioner és tranziens jellegű forrásokból adódik. Az
előbbiek közül legfontosabbak a kapcsoló véges ellenállása és a veszteségi áramok,
az utóbbit elsősorban a kapcsoló szórt kapacitása képezi.
Először vizsgáljuk meg a töltési folyamatot. Közelítőleg feltehetjük, hogy ez idő
alatt a bemenő jel állandó és ekkor egyszerű exponenciális összefüggés szerint nő fel
a C kondenzátor feszültsége a kapcsoló J?K=állandó ellenállásán keresztül (8.23.
ábra):
Uki(í) = Ube Í1 -exp f-	(8-2)
Ezrelék-rendű relatív hiba eléréséhez a töltés idejét az 7?K C időállandó 8... 10-szeresére
kell megválasztani. Számoljunk például AK=100Q, C=10nF értékekkel, ami azt
251
8.23. ábra. A töltő (a) és a tartó (b)
szakasz helyettesítő áramköre
8.24. ábra. A kikapcsolási folyamat
helyettesítő áramköre
jelenti, hogy legalább
hőit = 8... 10 ns
ideig kell a kondenzátort tölteni. Kezdetben a töltőáram maximális, pl. t/bc=10V
esetén kb. 100 mA. Ezt az erősítőnek biztonsággal szolgáltatnia kell.
A tartás ideje alatt a közel állandó veszteségi áram süti ki a kondenzátort, míg
a kapcsolók és az elválasztó erősítő bemeneti ellenállása (J?v) általában olyan nagy,
hogy figyelmen kívül hagyható. A hiba jó közelítéssel:
=	(8.3)
függetlenül a kimeneti feszültség szinttől. Ahhoz például, hogy
fiart = 20 flS
ideig a 10 V maximális szint l%o-énél ne csökkenjen jobban a kimenő jel, /v = 5 pA
alatti áramot kell biztosítani, ami láthatóan nem szigorú követelmény.
A fentinél nehezebben kézbentartható hiba lép fel a kapcsolóeszköz véges ki-
meneti kapacitása miatt (8.24. ábra). A kikapcsoló impulzus ezen ugyanis megváltoz-
tatja a töltést. Mindaddig, amíg a kapcsoló zárva van, ez a töltés az erősítő és a kap-
csoló kis ellenállásán keresztül táplálódik be, de miután a kapcsolójel hányadának
hatására a kapcsoló nyit, további töltés már csak a tartó kondenzátorból nyerhető.
Feszültségváltozása:
JUki = UK^,	(8.4)
ha — egyszerűség kedvéért — feltételezzük, hogy nulla feszültségszintnél nyit meg
a kapcsoló. A valóságban ez nem áll fenn és kellemetlen, hogy Uki szintje is befolyá-
solja (elsősorban az elektronikai eszközöknél) a kikapcsolás potenciálszintjét. így ez
a hiba sem nem állandó, sem nem arányos t/k!-vel, ami kompenzálását nehezíti.
Hibakompenzáló áramkörök. Ezreléknél nagyobb pontosság elérésére az egy-
szerű elrendezés általában nem felel meg, legalábbis a hibák kompenzálásáról kell
gondoskodni. Ez főleg az állandó hibákra vonatkozik, a szinttel arányos hiba az át-
viteli tényezőt módosítja és ha kis értékű, akkor nem zavaró.
Az erősítők hibajellemzőinek csökkentésére szolgáló kompenzáló megoldások
ismertek, ezeket itt felesleges megismételni.
A töltési folyamat idejét csökkenti, valamint pontosságát növeli, ha a kapcsoló
ellenállását visszacsatolással áthidalva kvázi-nulla ellenállásról töltjük a kondenzátort
(8.25. ábra). Ez bonyolítja az áramkört, mivel a töltés ideje alatt a kapcsoló kimeneté-
ről, egyébként pedig a bemenetéről kell a visszacsatolást elvégezni. Ehhez további két
kapcsolóra van szükség, amelyeket ellenkező fázisban kell vezérelni. A pontosság javu-
lása különösen akkor jelentős, ha a töltési idő alatt a bejövő jel jelentősen változik.
252
8.25. ábra. A kapcsoló befoglalható
a visszacsatoló áramkörbe

8.27. ábra. Áramkör a kapcsoló veszteségi
áramának eltüntetésére
ekkor ugyanis a töltési hiba nem arányos, de nem is állandó, hanem igen szeszélyes
jellegű és értékű lehet.
További kompenzálási lehetőséget ad, ha a kapcsolójel által okozott hibát jelle-
gére meghatározottá, például állandóvá tesszük. Ehhez olyan elrendezésre van szük-
ség, amely biztosítja, hogy a lezárásbani túlvezérlés [a (8.4) formulában levő tZK]
mértéke állandó legyen, azaz t/be függvényében, azzal részben arányosan változzon.
Ez a 8.26. ábrán bemutatott áramkörben például úgy valósul meg, hogy a töltés be-
fejezését eredményező kikapcsoló jelet egy impulzusüzemben vezérelt műveleti erő-
sítőnek a bemenőjel ütemében változó tápfeszültségével közel megegyező kimenő
jele szolgáltatja. Ha a kapcsoló például p-csatornás MOS tranzisztor, akkor a pozitív
vezérlő feszültséget kell szintfüggővé tenni, amint az ábrán is bemutatjuk.
A lezárt kapcsoló veszteségi áramának hatása nullára csökkenthető a 8.27. ábra
szerinti elrendezésben. Két, azonos fázisban vezérelt és sorbakötött kapcsolóeszközre
van szükség, amelyek közös pontja viszonylag nagy ellenálláson keresztül az elválasztó
erősítő kimenetére csatlakozik. így a tartás ideje alatt a kondenzátor felőli kapcsolón
a feszültség nulla és, mint ismeretes, a térvezérelt eszközök árama ekkor nullára csök-
ken. A másik kapcsoló áramát a kimeneti erősítő biztosítja.
253

9. Analóg szabályozási
rendszerek
9.1. Az automatika elemei
Vezérlés és szabályozás. Automatizálási feladatok megoldására az elektronikai
erősítők széles körű alkalmazását az tette lehetővé, hogy be- és kimeneti energia-
átalakítókkal kiegészítve a teljesítményerősítés lehetőségének köre nagymértékben
kiterjeszthető. Hogy a legismertebb példát említsük, az akuszto-elektromos átalakító-
ra, a mikrofonra jutó igen kis teljesítmény a hozzákapcsolt erősítő, majd ismételt,
elektro-akusztikai átalakítás után a hangszóró kimenetén tetszőleges mértékben fel-
erősítve és formálva jelenik meg. A be- és kimeneti jellemző nem szükségképpen
azonos jellegű, gyakran találkozunk vegyes rendszerekkel. Ha erre példát ismét
az elektroakusztika köréből keresünk, a magnetofon említhető meg, amely mágneses
energiát alakít erősítés és formálás után akusztikaivá. Bővítve a fogalomkört, nem
kell az akusztika mellett maradnunk, az elektronika felhasználása messze-messze
túlnő ezen. A rendszerek összességét meg sem kíséreljük felsorolni. Elegendő, ha
összegyűjtjük a legfontosabb bemeneti jellemzőket, ezek: a különböző mechanikai
jelek, mint elmozdulás, nyomás, majd a hőmérséklet, fény, a különböző sugárzások,
amelyek elektromos jellé való átalakítás után mind-mind erősíthetők, majd vissza-
alakíthatok elmozdulássá, nyomássá, hővé, fénnyé, elektromágneses sugárzássá stb.
Az eddig felsorolt rendszerek hatásvázlata a 9.1. ábra szerint rajzolható fel:
a jel áthalad az átviteli elemeken, az ún. hatásláncon és a beavatkozó szerven keresztül
működteti a vezérelt rendszert. Ezt a folyamatot nevezzük általában vezérlésnek.
Jellemzője a nyitott hatáslánc, amely az esetleges zavaró jellemzők, zavaró jelek,
torzítások, stb. hatását nem küszöböli ki.
A zárt hatásláncú szabályozás ezzel szemben ellenőrzi, hogy a beavatkozás
eredményeként létrejött állapot megfelel-e a célnak, eltérés esetén önműködően be-
avatkozik és igyekszik a hibát eltüntetni. A szabályozás alapját a — negatív jellegű —
visszacsatolás képezi, visszacsatoló láncon keresztül a vezérelt rendszer állapotára
jellemző mennyiséget vezet vissza az alapjelnek nevezett vezérlő jelhez, képezi azok
különbségét és azt igyekszik eltüntetni, minimalizálni. A szabályozó rendszer ilyen
általános szemlélet mód mellett is az elektromos visszacsatoló hálózattal azonos hatás-
vázlatot mutat (9.2. ábra). A vezérlő hatáslánc szolgáltatja a többlet-energiát, a vissza-
9.1. ábra. Vezérlő rendszer hatásvázlata
9.2. ábra. Szabályozó rendszer
hatásvázlata
255
csatoló lánc átvitele lehetőleg pontosan ismert és jól definiált, a bemeneti különbség-
képző mindig azonos jellegű jeleket dolgoz fel. A rendszer részét képezi még az alap-
jel-forrás és természetesen a vezérelt rendszer.
Az elvégzendő feladat alapján beszélhetünk értéktartó szabályozásról, amikor
az alapjel állandó, programszabályozásról, amikor az előre meghatározott módon
változik, míg előre nem ismert jelet dolgoz fel a követő-szabályozás vagy szervo rend-
szer. A visszacsatoló lánc átvitele lehet folyamatos vagy szakaszos, a beavatkozó
szerv táplálása történhet folyamatosan, szakaszosan, avagy, a diszkrét működésű
rendszereknél, modulált impulzusokkal.
A bemeneti különbségképző csak egy-paraméteres szabályozókörben használható.
Összetett rendszerben, ahol az egymásra ható jellemzők száma igen nagy lehet, erre
a célra számítógépet használnak fel. Ez lehet az adott feladat ellátására szolgáló cél-
berendezés, de lehet kereskedelmi típus is. Szóba jöhetnek analóg vagy digitális
számítógépek, mintavételes vagy egyéb digitális elven működő berendezések.
A szabályozás jóságának jellemzésére, ahogy azt a visszacsatolt rendszerek vizs-
gálata kapcsán megismertük, a hibák mértéke szolgál. Megkívánjuk a stabil működést,
az állandósult állapotban mérhető kis hibát és előírást kell tenni az állandósult állapot
elérése előtti átmeneti (tranziens) folyamat során fellépő hiba értékére is.
Átalakítók. Feladatuk a tetszőleges, nem elektromos jellel arányos elektromos jel
előállítása. Ritkán az alapjel, de minden esetben a visszacsatoló jel előállítására hasz-
nálatosak, természetesen olyan rendszerben, amelyben a vezérlő hatáslánc elektromos
áramkörökből épül fel. Mechanikai, pneumatikus és egyéb vezérlő-szabályozó rend-
szerekben az átalakító kimenő jele a vezérlő hatáslánc energia-átalakító jellegétől
függően más is lehet.
Az elektromos jelforrásként használható átalakítók pontosságát nemcsak a fizi-
kai működésük befolyásolja, ami többé-kevésbé kézben tartható, de a terhelésük
(túlterhelésük) is. Ez ellen a legjobb védelmet a korszerű elektronikai erősítők
adják, amelyek gyakorlatilag teljesítmény nélkül vezérelhetők.
Az átalakítók egy része analóg jelet szolgáltat, mások digitális jel, impulzus-
sorozat formájában adják az átalakítandó (és mérendő) fizikai jellel arányos infor-
mációt. A következőkben csak analóg elemekkel foglalkozunk.
Elmozdulással arányos feszültséget szolgáltatnak a különböző potenciométerek.
A pontos működés feltétele a jó mechanikai áttételezés, a potenciométer ellenállásá-
nak lineáris változása, a tápfeszültség állandósága és a terhelés megszüntetése, mint
az olvasó számára könnyen érthető tényezők.
Önindukciós tekercsek lágymágneses anyagból készült magjának a mozgatásával
változtatható az induktivitás. A 9.3. ábra szerinti elrendezésben egy ilyen elvben
működő átalakító, a differenciáltranszformátor elrendezése látható. A transzformátor
egyik tagjának induktivitása nő, a másiké csökken, ha a járom középhelyzetéből
elmozdul. A két induktivitásból alkotott híd a kimeneten az elmozdulással közel
arányos feszültséget szolgáltat, ha állandó amplitúdójú váltakozófeszültséggel táp-
láljuk.
9.3. ábra. Differenciáltranszformátor
256
Hasonló elven működnek a kapacitásváltozást felhasználó elmozdulás—feszült-
ség átalakítók is. A differenciális kivitel és a hídkapcsolás alkalmazása a linearizálás
érdekében tanácsos, de gyakran az oszcillátor változó kapacitással elhangolt rezgő-
köre rezonancia frekvenciájának — érzékeny — változását hasznosítják, tehát elmoz-
dulás—frekvencia átalakítást végeznek.
Fényelektromos átalakításra szolgálnak a fotocellák, valamint a félvezető diódák,
fényelemek, esetleg tranzisztorok. Ezek részint a fény intenzitásával arányos feszült-
séget adnak, részint polarizáló egyenfeszültség jelenlétében az áramuk változik meg
a fény hatására.
Kedvelt átalakítók a villamos forgógépek. A tachométer generátor fordulat-
számmal arányos feszültséget szolgáltat, míg mindkét irányú (szögelfordulás—feszült-
ség, ill. feszültség—szögelfordulás) átalakítónak használhatók a szinkrók (szelszinek).
Alapjelképzők. A vezérelt szakaszon állandó érték beállításához állandó alapjelet
stabil vagy stabilizált feszültségforrásból állítanak elő. Periodikusan ismétlődő
váltakozó referenciafeszültséget a különböző jelalakgenerátorok szolgáltatnak.
Sajátos, egyedi függvény szerint változó feszültség előállítására alakos vagy söntölt
potenciométerből készítenek függvénygenerátort. A szabályozó áramköröknek ez
a része igen fontos, de lényegében ismert megoldásokra, elrendezésekre visszavezet-
hető, részletesen nem szükséges foglalkozni vele.
Ü!	U2
Ut-Uj
2	9.4. ábra. Különbségképzők
Különbségképzők. Általában elektromos jelek különbségét képezik. Ha az alapjel
elektromos, más nem is jöhet szóba. A legegyszerűbb elektromos kivonó áramkör
fázisfordítóból és két egyforma ellenállásból áll (9.4. ábra), az utóbbiak csatlakozási
pontján a kivonanadó feszültségek különbségének a fele jelenik meg. Eltérő ellenállás
értékeket használva a kivonanadók eltérő súlyozására van lehetőség.
Kedvezőbb terhelési viszonyokat eredményeznek differenciális bemenetű műve-
leti erősítők, komparátorok, amelyek ma a leghasználatosabb különbségképző
áramkörök.
Erősítők. A folyamatos üzemű erősítők között a megismert elektronikai rendszerek
alkalmazása a leggyakoribb. Ezek mellett szóba jöhetnek a mágneses, forgógépes
erősítők. Szabályozóáramkörökben a jó átalakítási hatásfok nagyon lényeges, ezért
a kapcsoló üzemű erősítők igen elterjedtek. A tranzisztorokon és elektroncsöveken
kívül használhatók a különböző kapcsoló-eszközök, mint a tirisztor, a tirátron stb.,
amelyekkel igen jó energiahasznosítási hatásfok érhető el ipari frekvenciás berendezé-
seknél.
Beavatkozó elemek. Elektromos áramkörbe való beavatkozáshoz elsősorban az
elektronikai erősítő eszközök használhatók, amelyek kimenőköre vezérelhető ellen-
állásnak vagy vezérelt áramforrásnak tekinthető. Elmozdulást az elektromos kimeneti
jelből forgógépekkel, motorokkal hozhatunk, fényt lámpával, hőt fűtőtesttel nyer-
hetünk.
17 Elektronikai erősítők
257
9.2. Szabályozási rendszerek vizsgálata
Jellemzés. Szabályozó rendszerekben nemcsak elektromos négypólusok, hanem
energiaátalakítók, motorok, stb. vannak egymással összekapcsolva. A be- és kime-
neti jellemzők közötti kapcsolatot leíró függvények így különböző dimenziójú meny-
nyiségek lehetnek. Ezért az erősítőtechnikában megszokott A erősítés és vissza-
csatolási tényező helyett más jelölést, egységesen az Y betűt használják. Ezen belül
mind az YA=YF, mind az Yp=Yv összetevődhet több mennyiség szorzatából:
YA=YF=Y1Y2...YB |
yp= yv = yn+1yn+2... J
(9.1)
Az egyes elemek között lehetőleg úgy határozzák meg a csatlakozási pontokat,
hogy azok egymást ne terheljék, az eredő a (9.1) szerinti szorzással képezhető legyen.
Nem szükségszerű, hogy az elemek lineárisak legyenek, ami idő- és szintfüggetlen
y-okkal egyenértékű, de legalábbis szakaszonként a linearitás közelítőleg álljon fel.
Egyszerűség kedvéért a linearitást feltételezzük.
Egyetlen visszacsatoló hurkot tartalmazó rendszer általánosságban a 9.5. ábra
szerint rajzolható fel. Mind yF, mind yv jellemezhet önmagában esetleg többszörösen
visszacsatolt rendszert, amelyek eredő átvitele ismert. Az — esetleg eltérő dimen-
ziójú — bemeneti, kimeneti és zavaró jel között a visszacsatolt rendszerre az ismert
összefüggés írható fel:
yF , y2
Jki i + yFy/be+i + yFy/z’
ahol
yf= y,y2.
(9.2)
A (9.2)-ben szereplő Y függvények idő-, ill. frekvenciafüggetlen esetben dimen-
ziós állandók. A valóságban ez soha nem teljesül, a dinamikus viselkedés kisebb-
nagyobb mértékben eltér a statikustól. A frekvenciafüggés csak szinuszos gerjesztés
esetén adható meg joj-tól való függés formájában. Tetszőleges alakú bemeneti, ki-
meneti és zavaró jelek esetén e függvények lényegében operátorok, azaz Y=Y(p).
Meghatározásukkal nem foglalkozunk, de megjegyezzük, hogy ha a rendszerben
a vizsgálat kezdő időpontjában nincs tárolt energia, az Y(p) operátorok az Y(jco)
függvényből p=j(o helyettesítéssel nyerhetők.
Gerjesztőjelek. Az alapjel, amelyet a bemenetre alkalmazunk, tetszőleges időfüggést
mutathat. A szabályozási rendszer általános jellemzése céljából kitüntetett, mondhatni
szabványosított bemeneti jelek esetére vizsgáljuk meg a kimeneti jel időfüggését és
megkísérlünk általános jellemzőket találni.
A számítások részleteit mellőzzük, a Laplace-féle operátorszámítás ismeretében
ezeket az olvasó elvégezheti.
9.5. ábra. Egyszerű szabályozókor
258
9.6. ábra. A bemenetre alkalmazott egységugrás (o)
és Dirac-delta (b) függvény
A szabványosított bemeneti jelek: í=0 időpontban alkalmazott egységnyi nagy-
ságú állandó bemenetijei (egységugrás), ill. egységnyi „területű”, igen rövid impulzus
(Dirac-delta) (9.6. ábra). A kimeneten az első esetben megjelenő jelet a rendszer
átmeneti függvényének, az utóbbit pedig súlyfüggvényének nevezik.
Egyszerű rendszerek átviteli jellemzői. A be- és kimeneti jel közötti összefüggés
általánosságban törtfüggvény:
yki kp K 1+ öi/'+oi/’2+
Jb= l + kp^v p" l + blP + b2p2 + ...'
(9.3)
A legegyszerűbb, Y=K összefüggés az arányos, időkésés mentes átvitelre vonat-
kozik. Az így jellemezhető rendszer átmeneti függvénye az egységugrás, súlyfüggvénye
a Dirac-delta.
Az egyszerű időkéséses rendszerre az
1 + újP
(9.4)
alakú átvitel jellemző. Az Y(p) függvény menetét, az exponenciálisan lecsengő súly-
függvényt és az exponenciálisan állandósuló átmeneti függvényt, ami jól érzékelteti
az átvitel késleltető jellegét, a 9.7. ábra mutatja.
9.7. ábra. Egyszerű késleltető rendszer átviteli (o),
súly- (b) és átmeneti függvénye (c)
259
9.8. ábra. Lengő elem
átviteli függvénye
9.9. ábra. Lengő elem
súlyfüggvénye
Arányos, de másodrendű késleltetéssel
elemre az
K _ K
\+blp + b2p2	p p2
t t	i* 2
^0 Co %
rendelkező rendszerre, az ún. lengő
(9.5)
összefüggés jellemző. A bY és b2 mennyiségek helyett megszokott az
coo = l/íb2,
Co — ú2/Ó1
jelölések használata, ezt (9.5)-ben fel is tüntettük. Az átviteli jellemzőket Qo para-
méterezésével a 9.8.—9.10. ábrák mutatják. Mind a súly-, mind az átmeneti függvény
Qo növelésével „leng” az állandósult érték környezetében. Az átmeneti függvény a
7t
<»o^-l/4Co
időpillanatban
8 =
Aí(/m)-K
K
= exp

(9-6)
túllövéssel rendelkezik, azaz Co** °° esetén az állandósult érték kétszeresét is megköze-
lítheti (9.11. ábra).
9.10. ábra. Lengő elem
átmeneti függvénye
9.11. ábra. Az átmeneti
függvény maximális
túllövése
260
Stabilitásvizsgálat. Bonyolultabb átviteli függvénnyel jellemzett rendszerekre nem
mindig lehet a súly- és átmeneti függvényeket felrajzolni, de ebben az esetben is szük-
séges megvizsgálni, hogy véges vezérlő jelekhez véges kimeneti jel tartozik-e. A rend-
szer stabilitását több módszerrel ellenőrizhetjük. Ezek közül a Nyquist- és Bode-
diagram felrajzolásával való vizsgálatot, amikor az YvYr hurokerősítés menetéből
következtetünk a stabilitásra, ismertnek tekintjük.
Egyéb stabilitás vizsgálati módszerek is léteznek. Ezek közül megemlítjük a leg-
egyszerűbbet, amikor az
i + yF(p)yv(p) = o
egyenletet kielégítő p értékeket, a gyökhelyeket meghatározva következtetünk a rend-
szer állapotára. A gyökök valós része stabil rendszer esetén nem lehet pozitív. További
stabilitásfeltételt jelent a súlyfüggvény abszolút integrálhatósága. A rendszer stabil,
ha ez az időintegrál véges. Adott feladat megoldásához általában bármely vizsgálati
módszer alkalmazható, de mindig található olyan, amelyik a legkevesebb számítási
munkát eredményezi, leghamarabb célra vezet.
Pontosság. A (9.3) összefüggés ismert átalakításával most nem érünk célt, mint pl.
szinuszos jelek esetén. Igaz ugyan, hogy az
i yFK
yvi + yFyv
(9.7)
átalakítással az Y(p) átviteli függvény két tényezőre bontható, de nem igaz, hogy az
első tag az ideális átvitel, a második a hiba lenne. Operátorokról lévén szó, az idő-
függvény nem származtatható a két operátorhoz tartozó időfüggvény szorzatából.
A 9.5. ábra alapján viszont belátható, hogy ideális rendszer esetén
-fbe
lenne az átvitel. Definiáljuk a hibát az ideálistól való eltéréssel, azaz az
E = J’be-lZvJ’ki	(9.8)
összefüggéssel. A (9.3)-at felhasználva ez
E(p) = 1------Kc =	(9.9)
i + yvyF i+yFyv
formában írható. Az így definiált hiba függ a bemeneti (alap) jeltől, és a B— yF Yv
jelölés után az
E(p) =	(9.10)
1+B(p)
alakban írható fel.
Állandósult esetben a (ún. stacioner) hiba az
E(l — <=o) = fim pE(p)	(9.11)
p—o
összefüggéssel számolható. Egységugrás alakú gerjesztésre
1
JbeíP) = —
P
261
azaz
E(t — °°) = lim-------—.
P,ol+5(p)
Általánosságban a B hurokerősítés a
D, x _	1 +OblP+«b2P2 + ---
®(P) ~_n.iL _iL „2 ,
P 1 + »bi P + bb2p nő-
alakban írható fel. Itt az n kitevő a rendszer típusszáma.
0-típusú szabályozóknál n=0, ekkor:
lim B = Bo,
p—o
az állandósult hiba pedig:
(9.12)
E(t -*
1
1+Bo
oo) =
értékű. Ezt a viselkedést természetesnek tekintettük szinuszos üzemű visszacsatolt
rendszereknél.
Szabályozó rendszereknél ez a hiba eltüntethető n=i választással. 1-típusú
szabályozót alkalmazva az egységugrásra adott válasz hibája r—«= esetén eltűnik:
E(t - oo) = 0
Lineárisan növekvő alapjel esetén
ybc(p) = i/p2'
a O-típusú rendszer végtelen, az 1-típusú 1/(1 +jB0) nagyságú állandósult hibát ad.
A 2-típusú rendszernél lineárisan növekvő jel is pontosan követhető, de a sta-
bilizálás nehézzé válik és ezt már ritkán használják. Az 1 -típusú szabályozókkal azon
bán gyakran találkozunk. Ezek jellemzője tehát a B hurokerősítésben szereplő l/p
tag, ami a rendszerbe beiktatott integrálással egyenértékű.
Kompenzálás. A szabályozás pontosságát Bo növelésével fokozhatjuk. A járulékos
késleltetések miatt ekkor a 0- és 1-típusú rendszerek is könnyen instabillá válnak.
Ennek megszüntetésére kompenzáló elemeket építünk be az átviteli láncba.
A módszerek azonosak a visszacsatolt erősítők kompenzálására megismerttel,
az egyetlen eltérés a fáziskompenzálási módok más elnevezésében van. Szabályozás
elméletben a lead-típusú kompenzálást PD (proporcionális-differenciális), a lag-típusút
Pl (proporcionális-integrális), a kettő kombinációját PID kompenzálásnak nevezik.
A kompenzálások beépítését egyszerűsíti az, hogy a szabályozó rendszer alapjelét
tetszőlegesen nagyra lehet választani, a termikus zaj nem zavarja a működést, tehát
gyakorlatilag minden esetben alkalmazható a könnyen méretezhető kompenzálás
az elektronikai erősítő bemenetén.
9.3. Analóg számológépek
A szabályozó rendszereknek sajátos csoportját képezik az analóg számológépek,
amelyeket még a digitális számológépek megjelenése előtt kidolgoztak és ma is
használják matematikai feladatok megoldására. A fizikai mennyiségeknek az áramköri
egységek kimenetén megjelenő feszültség felel meg, amely időben változik a bemene-
tekre kapcsolt, az adatokat tartalmazó feszültségek és az azokon elvégzendő előírt
262
műveletek eredménye függvényében. Az analóg üzem megkívánja, hogy az adatok
folyamatosan változó információként kerüljenek a gépbe, így diszkrét számokat
tartalmazó adathalmazok, pl. mérési eredmények feldolgozására kevéssé, algebrai
egyenletek megoldására, folyamatok irányítására, szimulálására sokkal inkább alkal-
mas az analóg számológép. Előnyei közé tartozik, hogy mindig a szükséges bonyolult-
ságnak megfelelően állítható össze, kezelése egyszerű és minden előképzettség nélkül
elvégezhető, az eredményt igen gyorsan és folyamatosan szolgáltatja; hátránya
viszont a korlátozott pontosság, ami nem haladja meg az 1 %-ot, kivételes esetben
az l%o-et.
Az analóg számológépek két fajtája ismeretes, a folytonos üzemű, amely a fel-
adatokat egyszer végzi el és az eredményt folyamatosan szolgáltatja, míg az ismétlő
üzemű gép néhány ezredmásodperc alatt végigmegy a teljes feladaton, majd periodiku-
san ismételve újra és újra elvégzi azt. Az utóbbi rendszer előnyösen olcsó áramköröket
igényel és az eredmény pl. oszcilloszkópon folyamatosan megjeleníthető, az előbbi
jelentősen pontosabb lehet a rendelkezésre álló, szinte korlátlan műveleti idő ered-
ményeként, de áramkörei igényesebbek. Elsősorban a folytonos üzemű gépek ter-
jedtek el.
Felépítés. A szokásosan felhasznált szerkezeti elemek sok hasonlóságot mutatnak
a szabályozó rendszereknél megismerttel, de korántsem azonosak.
A bemeneti jellemzők előállítására a megismert alapjelképzők szolgálnak. Állan-
dókat szabályozható egyenfeszültséggel állítunk elő, a változó bemeneti jellemzőket
függvénygenerátorok szolgáltatják.
A további áramkörök az elvégzendő matematikai műveleteknek felelnek meg.
Legegyszerűbb az állandóval való szorzás. Erre állítható feszültségosztót: potencio-
métert használnak, egynél nagyobb számmal való szorzás esetén pedig erősítőt
(9.12. ábra). Negatív számmal való szorzáshoz fázisfordító elrendezésre van szükség.
A leggyakoribb lineáris műveletekre, az összeadásra és integrálásra, ritkábban
a differenciálásra műveleti erősítős elrendezések szolgálnak. Ezeket a következőkben
részletesen megvizsgáljuk.
A nemlineáris műveletek közül legfontosabb a szorzás. Mindaddig bonyolult,
gyakran mechanikai megoldásokat is tartalmazó elrendezéseket, áramköröket alkal-
maztak erre a célra, amíg a diíferenciálerősítős szorzók ki nem alakultak, ma főleg
az utóbbit építik az analóg gépekbe. A szorzó áramkört műveleti erősítő visszacsa-
toló ágában elhelyezve egyúttal osztás elvégzésére is alkalmas elrendezéshez jutunk
bj
9.13. ábra. Szorzó- (c) és osztó- (b) áramkör
263
(9.13. ábra). Szorzás és osztás logaritmikus konverterekkel is elvégezhető, főleg, ha
a jelek előjele definiált, hiszen előjelváltás a logaritmus előállításánál nem értelmez-
hető. Az analóg számológépek fontos kelléke az eredmény megjelenítésére alkalmas
berendezés, az oszcilloszkóp, vagy a regisztráló. Az utóbbi időben digitális berendezé-
sekkel egybeépítve is készítenek analóg számológépet, ekkor a kimeneti analóg
jelet digitális jellé: impulzus-sorozattá kell átalakítani és a digitális számológépbe
vezetni.
Összegező áramkör. Az összeadást végző alapkapcsolás 9.14. ábrán látható. A ki-
menő és bemenő feszültségek kapcsolatát meghatározhatjuk, ha a 9.15. ábra szerint
megadjuk a baloldali áramkör negatív bemenetre vonatkozó Thevenin helyettesítő
képét, így a feladatot az egyszerű fázisfordító kapacitás vizsgálatára vezethetjük
vissza. Ha
Kcr = RtXR^X-XRn,
akkor a kimenő és bemenő mennyiségek között a következő kapcsolat áll fenn:
Tr í \ p ~A(/)L	" U}(p)
<Ai(zO = Kr-----------— 2 -T—	(913>
7—1 -Kj
l+X(p)L-^J
Az L mennyiség ebben az esetben frekvenciafüggetlen ohmos leosztás, melynek értéke
az Aki=0 feltételezés mellett:
L =-----------------------------.	(9.14)
^v(^be + ^) + ^er(^» + ^be+^)
Ha az A(p)L értéke igen nagy, akkor a kimenő feszültség közelíthető:
(9-^)
J=1 Kj
A rendszer működésének jobb megvilágítása céljából vessük össze a műveleti
erősítős összegző kapcsolást az egyszerű ellenállásmátrixszal (9.16. ábra). Ennek
9.14. ábra. Összegező erősítő
9.15. ábra. Az összegező erősítő
analíziséhez
264
-o Uki
9.16. ábra. Összeadó
ellenállásmátrix
9.17. ábra. Az összegező erősítő
helyettesítő áramköre
a kimenő feszültsége az alábbi módon írható fel, felhasználva a 9.15. ábra szerinti
egyszerűsítést:
R0+RerJ=l Rj
(9.16)
A (9.16) kifejezés első tényezője azt mutatja, hogy az egyes bemenő feszültségek rész-
vételi aránya a kimenő feszültségben mennyire függ, ill. mennyire független a többi
bemenő ágakban levő ellenállások értékétől. Azaz, ha pl. az összegező bemenő pont-
jára egy új ellenállást és feszültséggenerátort kapcsolunk, akkor az mennyire változ-
tatja meg a j-edik feszültség részvételi arányát a kimenőjelben.
A függetlenség az Ro ellenállás csökkentésével javul. A csökkenésnek azonban
korlátot szab a szükséges kimenő feszültség értéke, amely az J?0-lal arányosan csök-
ken.
A (9.13 és (9.16) kifejezéseket felhasználva egyszerűen számolható a műveleti
erősítős kapcsolásban az 7?0-nak megfelelő egyenértékű Ró ellenállás. A két kifejezés
első tényezőinek relatív megváltozásait az RCI függvényében összevetve a következő
kifejezés adódik:
R>
Rv
/(w)’
(9.17)
ha feltesszük, hogy Rbesa°o és az
1
A(tó)
<sl a vizsgált frekvenciatartományban.
Ennek alapján felrajzolhatjuk a műveleti erősítővel felépített összegző áramkör
helyettesítő áramkörét (9.17. ábra).
Az összegező áramkör kimenetén a bemeneti hibafeszültség és a hibaáram hatásá-
ra járulékos feszültség jelenik meg, amelynek értéke:
Rv	/	Rv\
Ukm ~ (WHh -^+UH I ,
•*^er	v	^er /
ha feltesszük, hogy
(9-18)
R = RerXRv.
Az összeadó áramkört a visszacsatolt rendszer stabilitása érdekében általában kom-
penzálni kell. A kompenzálás szükséges mértékét a (9.13) kifejezés nevezője, azaz
a hurokerősítés határozza meg. Látható, hogy a rendszer kompenzálási szempontból
ekvivalens egy egyszerű fázisfordító erősítővel, amelynek hurokerősítése
Rer
265
9.18. ábra. Kétfokozatú összevonó áramkör
O Uki
értékű. Tehát a kompenzálás meghatározásához eredő visszacsatolt erősítéssel
kell számolni.	^er
Kivonó áramkör. Az összegző áramkör megfelelő fázisfordító fokozattal ellátva elő-
jeles összeadásra is alkalmas (9.18. ábra). Ideális esetben erre igaz:
(9.19)
Az áramkör számítása apróbb részletektől eltekintve nem különbözik az előző pont-
ban megismerttől.
Egyetlen jel kivonását több más jel összegéből el lehet végezni egyetlen műveleti
erősítő segítségével, ha azt a 9.19. ábrának megfelelően kapcsoljuk. Ha
Rer = RjXRiX.-.XRn,
akkor a kimenő feszültség értéke:
i/kI(p) =
" U,	R Rer+Rv
-A<r)LR„ 2 T -M(p)z - u
j-1 Aj	K -f-K Kv
l+A(p)L-^-
(9.20)
ahol:
RvRbe
L=	,	----------,
Rv [Rbe + (R X R)]+Rer [Rv+Rbe+(R X R)]
9.19. ábra. Egyfokozatú összevonó áramkör
266
Ha feltételezzük, hogy |y4(p)|:»l és Rbe~°°, akkor közelítőleg igaz:
C/ki
R R»+R-
VJ=ÍR} R' + R Rer
(9.21)
U
A gyakorlati kapcsolásokban a drift csökkentése céljából az
R'XR = RerxRv
értékeket választják.
Integráló áramkörök. Az integrátor feladata többféle lehet. Az ún. hosszúidejű
vagy egyenáramú integrátor szerepe egy adott elektromos jel idő szerinti pontos
integrálása a 0...T időintervallumban. Ezt a kapcsolást részint elektromos jelek átlag-
értékének meghatározására, részint hosszú idejű fűrészjelek előállítására használják.
A dinamikus, rövid idejű integrátorok feladata pedig adott frekvenciasávban —90°-os
fázistolás és a frekvenciával fordítottan arányos erősítéskarakterisztika létrehozása.
Ezen kapcsolásokat rövid periódusidejű impulzus-sorozatok jelformálására, ill.
nagyfrekvenciás szűrésre használják. A kétféle áramkör működési és méretezési szem-
pontból is különbözik.
Hosszú idejű integrálást megvalósító kapcsolás a 9.20. ábrán látható. A K kap-
csoló szerepe az integrálási intervallum kijelölése és a C kondenzátor kisütése.
Az áramot a kapcsoló elem, ill. a kondenzátor védelmére mindig soros ellenállás-
sal korlátozzák.
A méretezés feladata annak vizsgálata, hogy milyen hiba lép fel az integrálás
során. A legfontosabb hibaforrások a következők: az erősítő véges erősítése és véges
bemenő ellenállása, a kondenzátor és a zárt kapcsoló átvezetési ellenállása, valamint
a műveleti erősítő hibajellemzői.
Az áramkör helyettesítő képe a 9.21. ábrán látható.
Miután az eredő hiba általában kis értékű, célszerű az egyes hatásokat elválasztva
tárgyalni.
Elsőnek a hibaáram és hibafeszültség által okozott integrálási hibát vizsgáljuk.
Legyen
Rátv ~ Rbe - ” és A(p)
A kapcsoló zárt állásánál a kimenő feszültség a következő:
(^kíz ~ i í^h + Zb2 R-	(9.22)
Erről az alapfeszültség szintről indul az integrálás, amikor a K kapcsoló kinyit.
267
Ha az integrálás r=0 időpillanatban indul és Ube= (7be(r), akkor:
Uki---—f l7be(t)íZí±l/Híl+——)+ZB2íl+——Ik-Kj/bi—— .
ívj V Q	\ -ívi V/	I JKj V/	í\j C
(9.23)
Ha Ubc(t)=Ubc= állandó és Rt = R, akkor
Hki(t) —	_(—nbe±l7H±R1/H)±í/H-t-.R1 ZB2
JK j Cz
(9.24)
A (9.24) alapján megállapíthatjuk, hogy a bemenő feszültség mellett a hibafeszültség
és hibaáram is integrálódik. Az ezek által okozott relatív hiba tetszőleges T időpont-
ban:
/zH
|(± 17h ±K2 Zh) — ± UH +Kt ZB2|
Cz
(9.25
ub'—
Cz
•	T
A hH hiba a T időintervallumtól csak kis  értékek esetében függ, és az Í7be
feszültséggel fordítottan arányos. Ube adott T mellett viszont csak addig növelhető,
míg az erősítő nem kerül telítésbe.
tt ______ i max p
^bemax	'M
így a h}{ minimális értéke:
l(±Hh±-Ri Zh) „ „iHh+KjZB2|
z.	Ki C
"Hmin	•
'“'ki max
(9.26)
(9.27)
A hiba minimális értéke az Z?i C időállandó növelésével egyértelműen csökken. A C
növelése mind a ZH, mind az UH hatását csökkenti, az R1 növelése azonban csak az
UH integrálódó részének hatását csökkenti, viszont növeli a (9.22)-vel adott kezdeti
küszöbfeszültség értékét.
A kis veszteségű kondenzátorok kapacitásának értéke gyakorlati okok miatt
felülről korlátozott. így hosszú idejű pontos integrálás esetében az Rt növelése kerül
előtérbe. Ez az oka, hogy integrátorokban gyakran alkalmazzák a térvezérlésű tran-
zisztoros, kis bemenő áramú erősítőket. Az áramkört hibakiegyenlítő elemekkel is
ellátják, amelyekkel egy hőmérsékleten a kezdeti küszöbfeszültség zérusra állítható.
Következő lépésben a véges erősítés és a véges bemenő ellenállás által okozott
hibát együtt vizsgáljuk, mivel az utóbbi hatása csak az elsővel együtt érvényesül.
Legyen tehát
± UH — 0; /B1 — ÍB2 — 0; R&tv ~ °°.
Ekkor a kimenő feszültség a következőképpen írható:
um = -um
A(p)L(p)
l+A(p)L(jj)pR1C’
(9.28)
268
ahol:
— (^be + ^l) + Rl í“ + ^be+Rl
pC	\pC
(9.29)
Ha az A(p) határfrekvenciája’lényegesen nagyobb, mint l/Rt C, akkor a hurokerősítés
frekvenciafüggését a vizsgált frekvenciasávban csak az L(p) határozza meg. Legyen
übe(t) = Ube = állandó,
akkor
ahol:
jR	*
IWO = -UbeA —(1—e~b),
t<be + ^é
(9.30)
B^A
Kbe
----RiC-
Rbe + 2-Ri
Kis hiba esetén a (9.30) kifejezést sorfejtve és a sorfejtés első két tagját felhasználva,
a kimenő feszültség a következőképpen írható fel:
l/ki(í) ~
R.C 2
u^t2
—(Ki C)2
Kbe+2K/
(9.31)

U^t , 1
A relatív hiba értéke T idejű integrálás esetén:
1 T
2AR^C
(9.32)
A hiba a jelszinttől független, és értéke az Rr C időállandóval fordítottan arányos.
Végül az átvezetési ellenállás által okozott hiba értékét írjuk fel, feltételezve, hogy
A(p)=°°, Rbc=°°, ±UU=Q, /B1=/B2=0.
Állandó feszültség integrálásakor a relatív hiba:
1 T
hitv~~2R^C
(9.33)
Ha a kondenzátor vagy a kapcsoló nem átvezetési ellenállással rendelkezik,
hanem adott állandó átvezetési árammal, értelemszerűen
(9-34)
,	= 7átv
á,V l/be/Kj
integrálási hibát okoz.
A kapott eredmények alapján megállapíthatjuk, hogy a relatív hibák részint
szintfüggőek, részint függetlenek a bemenő jel szintjétől. Értékük az Rr C időállandó
növelésével csökkenthető. Különlegesen jó minőségű kondenzátorokkal és kis hiba-
áramú erősítőkkel az integrálási idő 1—2%-os pontosság mellett akár 1000 s-ig
is kiterjeszthető.
Ha a bemenő jel egyenáramú összetevőjének integrálása nem szükséges, azaz
elegendő egy adott frekvenciasávban létrehozni a — 90°-os fázistolást és a frekvenciá-
269
9.22. ábra. Dinamikus integráló kapcsolás
val fordítottan arányos erősítéskarakterisztikát, akkor az előző fejezetben tárgyalt
drift problémák egyszerűen áthidalhatók egy ellenállás beiktatásával (9.22. ábra).
Ez az egyenáramú erősítést és ezzel a kimeneti hibafeszültség értékét csökkenti.
Az átviteli függvény a következő:
TT , x	TT z X
Vki{p) = -	,
l+X (/,)£(/,)------?-j-
«2X—
pC
ahol:
(9.35)
Z(p) =
(9.36)
Ha az erősítés végtelenhez tart, akkor:
UM=-UM
r2
R1(l+pRíC)
(9.37)
A kapcsolás tehát coH= fölötti frekvenciákon integráló jellegű átvitelt való-
7? 2 C
sít meg.
Differenciáló kapcsolás. A differenciálás műveletét a 9.23. ábrán látható áramkör
segítségével végezhetjük el. Operátoros alakban a ki- és a bemenő mennyiségek között
a következő kapcsolat áll fenn:
UM = -UM
a(pW>
\+A(p)L(p)-±-
pKr C
(9.38)
9.23. ábra.
Differenciáló kapcsolás
270
11 log|A(u>)| 		 tiltott terüíepJX	.	9.24. ábra. A differenciáló kapcsolás stabilitásvizsgálatához
«be-
R,
L(p)=---í-j-, ha
«i+~
(9.39)
Ha az A{p) a vizsgált frekvenciatartományban igen nagy, akkor
UM = -UMpRíC,
azaz a differenciálás közel tökéletes. Az áramkör fázistolása 90°-os és az erősítése
a frekvenciával arányosan nő.
A differenciálás pontosságát mind a bemenő ellenállás, mind pedig az erősítés
véges értéke befolyásolja. A pontosságvizsgálat jelentősége azonban általában nem
nagy, mivel matematikai pontosságú differenciálásra a gyakorlati alkalmazásoknál
nincs szükség. A kapcsolást keskeny impulzusok előállítására és ritkábban szabályozó-
köri feladatok ellátására használják.
Az erősítő kivezérelhetőségének és maximális kimeneti jelváltozási sebességének
ismeretében a bemenő jelre és az RtC időállandóra az alábbi kötések állnak fenn:
dt
d2UbM
dt2
(9.40)
(9.41)
RC = l^kimax
RC
(9-42)
max
Ha a bemenő jel szinuszos, akkor a két feltétel összekapcsolható, mivel az amplitúdó,
a frekvencia és a maximális változási sebesség között a kapcsolat egyértelmű.
Az egyszerűsített Bode-diagramok segítségével a 9.23. ábra kapcsolására a sta-
bilitás feltétele a következő (9.24. ábra):
Ao
COi
(9.43)
9.25. ábra.
Módosított differenciáló kapcsolás
271
9.26. ábra. Differenciáló kapcsolás nagyfrekvenciás integrálással
A nagyfrekvenciás zajok csökkentése, valamint a nagyobb frekvenciákig érvé-
nyes differenciáló karakteriszika megvalósítására elterjedten használják a 9.25. és
9.26. ábrán látható megoldásokat.
A 9.25. ábra kapcsolásának közelítő átviteli függvénye:
uM=^-um-^R1C
l+pR2C
(9.44)
Az Ej C szorzat és az RJR2 hányados megengedett minimális értéke a stabilitás fel-
tételéből a 9.25 b) ábra jelölésével a következő:
C = Ao ,
<ü2
(9-45)
(9.46)
R1 _ .
P = ^0
^2
A 9.26. ábrán feltüntetett kapcsolásra az átviteli függvény:
pCR, UM	*•	. (1 +pCR2)(l + pC2 Rj)	(9.47)
A stabilitás feltétele pedig:	
1 Z?2 C = R\ C2 =	, (o3	(9.48)
<Ö. CÖ2 R.C^Ao-^, (03	(9.49)
CÚ2 D — 2 - a>3	(9.50)
Az ábrákon a vonalkázott területen kívül haladó visszacsatolt átviteli görbék eseté-
ben mindig biztosítható stabilitás.
Alkalmazások. Nehezen elvégezhető kísérletek szimulálására, folyamatok vezérlésére
és általában olyan esetekben, amikor bonyolult, integrálást és differenciálást is tar-
272
talmazó egyenletet, egyenletrendszereket kell megoldani, jó szolgálatot tesznek az
analóg számítógépek. Alkalmazásukat az
egyszerű másodrendű differenciálegyenlet megoldása kapcsán mutatjuk be.
A megoldás menete a következő: kétszer integráljuk a (9.51) egyenlet mindkét
oldalát. Az első integrál:
z*1	d u du
f udt = a I —7 dt = a ——FCj	(9-52)
ű	Ű dt2 dt
egy kezdeti feltétel jellegű állandót tartalmaz, a második integrál:
f f udtdt= f ía~T dt = au+Ci t + C2	(9.53)
oo	o 1 dt )
kettőt. Rendezés után kapjuk u értékét t függvényében:
9.27. ábra. Differenciálegyenlet megoldása analóg számológéppel
Ez az utolsó egyenlet útmutatást ad az eredeti egyenlet C\ és C2 kezdeti feltételekkel
való megoldására (9.27. ábra). Feltesszük, hogy ismert u(t), azt kétszer integráljuk,
megfelelő előjellel hozzáadjuk a t és C2 mennyiségeket, osztjuk a-val és előállí-
tottuk u-t. Az analóg számológéppel való megoldáshoz szükség van két függvény-
generátorra a kezdeti feltételek előállításához, két integrátorra, egy fázisfordítóra és
összeadóra, ami egyúttal az 1/a-val való szorzást is elvégzi. A í=0 időpontban
nyitjuk az integrátorok kapcsolóit és beiktatjuk az állandókat jellemző feszültségeket,
majd az u(t) ponton folyamatosan regisztrálhatjuk az eredményt.
A valóságos gépek beállítása néhány további feltétel megvizsgálását igényli
(nem mennek-e üzem közben az erősítők telítésbe, hibák megbecslése, együtthatók
beállítása stb.), de lényegében a követett egyszerű módon elvégezhető. Ez az egyszerű
kezelhetőség adja az analóg számológépek nagy előnyét.
18 Elektronika i erősítők
273

I rodalom jegyzék
Előtanulmányokra alkalmas könyvek:
[1]	Dr. Házmán István: Elektronikai alapáramkörök. Műszaki Könyvkiadó. Budapest,
1976.
[2]	Dr. Valkó Iván Péter: Elektroncsövek és félvezetők. Tankönyvkiadó. Budapest, 1968.
[3]	Dr. Ambrózy András: Analóg integrált áramkörök. Tankönyvkiadó. Budapest, 1973.
[4]	Dr. Géher Károly: Lineáris hálózatok. Műszaki Könyvkiadó. Budapest, 1968.
Kiegészítő anyag:
[5]	Pásztorniczky Lajos: Rádióvétel technikai áramkörök tranzisztorokkal. Mérnöki To-
vábbképző Intézet. Budapest, 1960.
[6]	Barta István: Rádiókészülékek és erősítők. Tankönyvkiadó. Budapest, 1963.
[7]	Ferenczy Pál: Televízió vevőkészülékek. I., II. Tankönyvkiadó. Budapest, 1968.
[8]	Schöne, P.: Tranzisztoros rádióvételtechnika, (ford.) Műszaki Könyvkiadó. Budapest,
1970.
[9]	Herpy Miklós: Analóg integrált áramkörök. Műszaki Könyvkiadó. Budapest, 1974.
Katalógusok, alkalmazási füzetek:
[10]	SGS The application of linear microcircuits. Vol. I. and II. Milano, 1969.
[11]	National Semiconductor Corporation. Linear Integrated Circuits. (1972. jún.)
[12]	Signetics Digital, Linear and MOS Applications. 1974.
[13]	Valvo Integrierte Schaltungen für Fernseh-, Rundfunk und NF-Anwendungen. 1976.
[14]	Siemens Data Book 1976/77. Analóg integrated circuits.
Az 1. fejezethez:
[15]	Telkes Béla: Tranzisztoros egyenfeszültség-erősítők a méréstechnikában és az auto-
matikában. Műszaki Könyvkiadó. Budapest, 1968.
A 2. fejezethez:
[16]	A Van dér Ziel: Theory of shot nőise in junction diodes and junction transistors. Proc.
[RE. 43. 1639—1646. (1955. nov.)
[17]	Reinenfelder, W.: Zajszegény bemeneti áramkörök tervezése. Műszaki Könyvkiadó,
(ford.) Budapest, 1968.
[18]	Ambrózy András: Elektronikus zajok. Műszaki Könyvkiadó. Budapest, 1971.
[19]	Hármán—Kardon „Citation Eleven” Stereo Preamp/Audio Equalizer. Audio. 46—48.
(1971. jan.)
18*
275
[20]	R. Hughes: Vary gain electronically. Electronic Design. II. 78—81. (1971. máj. 27.)
[21]	Schaltungtechnische Besonderheiten des Hi-Fi-Stereo-Verstarkers „RH 521”. Funk-
Technik. 4. 122—123. (1973.)
[22]	P. Bockelmann—W. Westendorf: Die elektronischen NF-Einsteller TCA 730 und 740.
Valvo Berichte. XIX. 1. 1—18. (1974.)
[23]	G. Shorter: Wireless World Dolby nőise reducer. Wireless World. 200—205. (1975.
máj.), 257—263. (1975. jún.)
[24]	C. Todd: A monolithic analóg compador. IEEE Journal of Solid State Circuits. SC—II.
6.	754—762. (1976. dec.)
[25]	P. Erratico—R. Caprio: An integrated expandor Circuit. IEEE Journal of Solid State
Circuits. SC—II. 6. 762—771. (1976. dec.)
A 3. fejezethez:
[26]	Izsák Miklós: Villaáramkörök. Hangfrekvenciás áramkörök stabilitása. Felsőoktatási
Jegyzetellátó Vállalat. Budapest, 1953.
[27]	Dr. Radványi László: Elektromos szűrők és kiegyenlítők elmélete és méretezése. Felső-
oktatási Jegyzetellátó Vállalat. Budapest, 1953.
[28]	1. Grodnyev—B. Miller: Hírközlő kábelek, (ford.) Közlekedési Kiadó. Budapest, 1954.
[29]	Farkas Vilmos: Kiegyenlítők alkalmazása és méretezése távkábelek csillapítás-torzításá-
nak megszüntetésére. A Postakísérleti Intézet közleményei. 111. 16—23. (1962.)
[30]	L. Meacham: Negative impedance boosting. Bell S. T. J. 47. 6.1019—1041. (1968. júl—
aug.)
[31]	1. Manley: The use of negative-impedance units inserted uniformly intő a trans-
mission line to reduce altenuation. Bell S. T. J. 53. 9. 1845—1892. (1974. nov.)
[32]	K. Buchmann: Einstellbarer NLT-Verstarker fúr niederfrequente Fernsprechverbind-
ungen im Nahverkehrsbereit. Siemens-Zeitschrift. 50. 141—143. (1976.)
A 4. fejezethez:
[33]	Dr. Kovács Ferenc: Félvezetők nagyfrekvenciás alkalmazása. Műszaki Könyvkiadó.
Budapest, 1973.
Az 5. fejezethez:
34]	W. Hetterscheid: Transistor bandpass amplifiers. Philips Technical Library. Eindhoven
1964.
[35]	Dr. Házmán István—Borsányi György: Hangolt erősítők tervezése. Híradástechnika.
XX11I. 3. 65—78. (1972. márc.)
[36]	R. Sálién—E. Key: A practical method of designing RC active filters. IRE Trans. on
Circuit Theory. CT-2. 74—85. (1955. márc.)
[37]	G. Moschytz: Sálién and Key networks with amplifier gain larger than or equal unity.
IEEE. Journal of Solid State Circuits. SC-2. 114—116. (1967. szept.)
[38]	R. Riordan: Simulated inductors using differential amplifiers. Electronics Letters. 3.
50—51. (1967. febr.)
[39]	L. Huelsman: Theory and Design of Active RC Circuits. McGraw-Hill Book Co.
New York, 1968.
[40]	L. Huelsman (szerk.): Active Filters: Lumped, Distributed, Integrated, Digital and
Parametric. McGraw-Hill Book Co. Newí York, 1970.
[41]	S. Gupta: Phase-Locked Loops. Proc. IEEE 63. 2. 291—306. (1975. febr.)
[42]	L. Franks—I. Sandberg: An altemative approach to the realization of network transfer
function: the N-path filter. Bell. S. T. J. 39, 1321—1350. (1960. szept.)
276
[43]	A. Grebene—H. Camenzind: Frequency-selective integrated circuits using phase-lock
techniques. IEEE Journal of Solid-State Circuits. SC-4. 216—225. (1969. aug.)
[44]	G. Rigby: Integrated selective amplifiers using frequency translation. IEEE Journal
of Solid-State Circuits. SC-I. 39—44. (1966. szept.)
A 8. fejezethez:
[45]	Dr. Komarik József: Nemlineáris áramkörök. Tankönyvkiadó. Budapest, 1966.
[46]	V. Uzonoglu: Analysis and Design of Digital Systems. Gordon and Breach Science
Publishers. New York, 1975.
A 9. fejezethez:
[47]	H. James—N. Nichols—R. Phillips: Theory of servomechanisms. McGraw-Hill Book
Co. New York, 1966.
[48]	Bohus Miklós: A szabályozástechnika szerkezeti elemei. Tankönyvkiadó. Budapest,
1969.
[49]	Bohus Miklós: Lineáris szabályozások elmélete. Tankönyvkiadó. Budapest, 1969.
277

Tárgymutató
A, Á
aktív kiegyenlítő 109
aktív AC-áramkörök 144, 173
akusztikai átalakító 31
alapjelképző 257
állandó kimenőszintü erősítő 244
állandóval szorzó áramkörök 263
állapotváltozás szűrő 180
általános felhasználású integrált stabilizátor 212
analóg szabályozási rendszerek 255
— számológép 262
átalakító 256
áthidalt—T kapcsolás 107
— kiegyenlítő 107
átlagértékmódosító 78
átütési zaj 38
átviteltechnikai erősítő 95
árameloszlási zaj 37
áramgenerátor 21
áramgenerátoros csatolás 20
áramkimenetű végerősítő 22
áramosztó kapcsolás 63
áramterhelésü erősítő 21
áramzaj 37
B
Baxandall hangszínszabályozó 68
beavatkozó elem 257
be- és kimeneti szint 11
bemeneti áram 12
—	áram kompenzálása 15
—	hibafeszültség 11
—	kompenzáció 12
bemenőoldali aktív lezárás 102
biológiai erősítő 30
cs
csatolási veszteség 150, 162
csillapítás-jelleg 104
D
Deboo-girátor 192
demodulátor 28
differenciálerősítő 61
differenciálerősítős szorzó 85
differenciális soros fokozat 18
digitális jelvevő 233
—	szűrő 197
dinamika 34
dinamikamódosító 78
dinamikamódosító karakterisztika 84
dinamikus integráló kapcsolás 270
diódás expander 86
—	kompresszor 86
E, É
egyenáramú erősítés 29
—	erősítő 11
egyenirányító 79
egyensúlyelv 31
elektronikai áramgenerátor 20
—	hangszínszabályozó 71
—	keverő 57
—	potenciométer 72
	— szabályozás 60
elektronok hőmozgása 35
elektromechanikai szűrő 169
elérhető erősítés 147
—	sávjóság 148
ellenállászaj 35
előerősítők 47
emitterköri visszacsatolás 126
eredő átvitel meghatározása 155
érnégyesek 96
erősítés-szabályozás 60, 105
erősítésszabályozó 79
erősítőfokozat Í.C-zárókörrel 144
279
F
fázisfordító egyenáramú erősítő 28
fázismenet 32
fáziszárt hurok 198
fényhang előerősítő 52
feszültségkomparátor 227
feszültségmegosztás 20
fix feszültségű stabilizátorok 211
fiziológiai hangerőszabályozás 63
Fletcher—Munson görbe 64
forrásfeszültség 36
frekvenciafüggés 195
frekvenciakövető rendszer 198
frekvenciatartomány 31, 101
futási idő 32
futásiidő-torzítás 78
G, GY
gerjesztőjel 258
girátor 189
gyors komparátor 235
— limiter 245
H
hangfrekvenciás erősítő 31
hangkeverő 56
hangolt erősítő 142, 144
hangösszetevő 32
hanszínszabályozás 65
harmadfokú felüláteresztő 67
hárompólusú keverő 59
H-tag hangszínszabályoző 67
határoló 83
háttérzaj 81
hibajelerősítő 213
hibajelképző és erősítő áramkör 207
hibakompenzáló áramkör 252
hibrid transzformátor 110
hullámellenállás 116
I
illesztés 148
illesztési veszteség 162
illesztő transzformátor 48
impulzusszélesség-diszkriminátor 238
impulzuszaj 38
integráló áramkör 267
integrált áramkörök hangolt erősítőkhöz 171
— erősítő 143
—	komparátor 233
—	meghajtófokozat 90
—	teljesítményerősítő 88
J
jelenlétszűrő 73
jelformáló erősítő 239
jelszaggatós erősítő 24
jelszinttartó erősítő 250
jel—zaj viszony 46
Johnson-zaj 37
K
kapacitív szaggató 29
kapcsolási frekvencia 217
kapcsoló üzemű stabilizátorok 215
kapcsolóüzemű tápforrás 225
kétirányú erősítő 110
kétfokozatú összevonó áramkör 266
kétkörös sávszűrő 153
kétoldalas egyenirányítás 222
kétpólusú negatív ellenállás 112
kéttelepes táplálás 14
2/4 huzalos erősítő 110
kétpólusú kiegyenlíti) 107
keverés műveleti erősítővel 57
keverő rendszer 199
kiegyenlítő erősítő 107, 109
kimeneti aktív lezárás 102
kimeneti vágókapcsolás 240
kisfogyasztású feszültségmérő 13
kisfrekvenciás szabályozó 67
kivezérelhetőség 19
kivonó áramkör 266
— végfokozat 18
koaxiális vezeték 96
kombinált stabilizátor 205
kompander 83
komparátor 82
komparátor műveleti erősítővel 229
kompenzálás 19, 262
— négy pólussal 135
kompenzáló áramkör 15
kompenzált erősítő 133
koncentrált szűrő 143, 172
korrekciós áramkör 50
korrektor 47
korrelációs szűrő 198
különbségképző 257
kvázi-egyenáramú erősítő 29
L
láncerősítő 136
lebegő bemenetű mérőerősítő 16
—• jelforrások 16
légvezeték 95
280
lemezjátszó előerősítő 49
lepkeszabályozó 67
lezárások 101
limiter 83
logaritmikus erősítő 246
— vevő 247
M
mágneshang előerősítő 55
magashangszabályozó 69
magashangvágó 65
magashangvágó-szűrő 66
másodfokú átvitelű szűrő 194
— felüláteresztő 67
maximális stabil erősítés 166
mélyhangemelő karakterisztikák 73
mélyhangszabályozó 68
mechanikai szűrő 144, 168
mérőerősítő 16
Miller-hatás 124
mikrofonerősítő 47
modulátorszaggató 29
műveleti erősítő 16
N
nagyfrekvenciás szabályozó 67
nagypontosságú komparátor 236
nagy rezonanciaellenállású rezgőkör 147
negatív immittancia konverter 186
-	— impedancia inverter 194
—	kimenő vezetés hatása 166
—	visszacsatolás 28
negisztor 115
nemlineáris átviteli karakterisztikájú erősítő 239
—	torzítás 33
neutralizáló áramkör 163
nullapont-stabilitás 11
Nyquist-zaj 37
Ö
összegező áramkör 264
P
párhuzamos kompenzálás 133
—	visszacsatolás 129
passzív keverő 56, 57
—	kiegyenlítő 107
passzív lezárás, transzformátoros csatolással 102
pufferkondenzátoros egyenirányító 219
pontosság 261
professzionális szabályozó 72
programozható tápegység 215
R
referenciadióda 208
referenciaforrás 208
s, sz
sávbontó kompander 87
— szabályozó 76
sávszűrős csatolóáramkör 150
Schmitt-trigger 232
sebesség-karakterisztikájú korrektor 52
sodrott szimmetrikus érpár 97
soros stabilizátor 203
soros vezérlésű logaritmikus erősítő 249
söntstabilizátor 206
sönt-típusú feszültségstabilizátor 207
stabil áramkör 114
stabilitás mértékének a beállítása 163
stabilitásvizsgálat 157, 261
stabilitásvizsgálati módszer 161
stabilizált tápforrások 201
stabilizátorok feszültségellátása 219
—	méretezése 210
statikus üzemű stabilizátorok 203
szabályozott erősítő 244
szabályozási rendszerek vizsgálata 258
szaggatós demodulátor 27
szelektív elektronikai rendszerek 144, 197
—	erősítők 141
—	magashangemelő karakterisztikái 73
—	rendszerek 141
szélessávú erősítő 123
széthangolható rezgőkör 157
szimmetrikus bemenet 102
—	érpár 113
—	lezárás 101
szinkronhangolt zárókörös erősítő 156
szűrők műveleti erősítővel 176
T
távbeszélő minőségű átvitel 32
teljesítményerősítő 87
teljesítményerősítés optimalizálása 162
teljesítményigény 34
terhelés 103
termikus zaj 35, 38, 104
—	zajáram 35
térvezérelt tranzisztoros láncerősítő 138
tetszőleges polaritású szimmetrikus jelvevő 234
torzítás 103
többfokozatú erősítő 41
többszörösen visszacsatolt rendszer 178
281
töréspontos erősítő 241
tranziens zavarok 34
tranzisztoros teljesítményerősítő 93
túlvezérelt erősítő 227
V
vágókapcsolás 239
vezérelhető szabályozás 61
vezérelt átalakító 218
— generátoros szűrő 182
vezérlés és szabályozás 255
vezérlőjel 12, 61
vezetékek csillapítása 105
vezetéktípusok 95
villódzási zaj 38
visszacsatolás 34
visszacsatolás több fokozaton keresztül 130
visszacsatoló hálózatok 177
— négypólusok 176
visszacsatolt erősítő 126
— komparátor 229
Z
zaj 35, 104
zajhatárolt dinamika 46
zajhelyettesítő áramkörök 38, 40
zajjellemzés 40
zaj-négypólus 43
zaj-sávszélesség 45
zajszint 34
zajteljesítmény 36
zajtényező 41
zaj vágó 81
zárókapacitás 29
zavar 104
zavarófeszültség 209
zavarszűrő 66
zene-expander 82
zene minőségű átvitel 32
282

Kiadja a Műszaki Könyvkiadó
Felelős kiadó: Fischer Herbert igazgató
78-2412 — Szegedi Nyomda
Műszaki vezető: Hegedűs Ernő
Műszaki szerkesztő: Mózer István
Borító és kötésterv: Pázdán Zsuzsa
A könyv ábráit rajzolta: Fazekas Béla
Formátum: B5 — ívterjedelme: 24,875 A5
Ábrák száma: 369— Példányszám- 10 350
Papírminőség: 80 g ofszet
Betűcsalád és -méret: New Times, gm/gm
Azonossági szám: 60 838
MÜ: 2793-k-7982
Készült az MSZ 5601 és az 5602 szerint
Felelős vezető: Dobó József igazgató