/
Теги: электротехника радиоэлектроника
ISBN: 978-5-7695-3767-7
Текст
OJ
I
с
г
χ
χ
_
с
S
"
Ο,
1
3
[Η Κ
ВЫСШЕЕ ПРОФЕССИОНАЛЬНОЕ ОБРАЗОВАНИЕ
РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ
СИСТЕМЫ
УЧЕБНИК
Под редакцией Ю.М.КАЗАРИНОВА
Допущено
Министерством образования и науки Российской Федерации
в качестве учебника для студентов высших учебных заведений,
обучающихся по направлению подготовки «Радиотехника»
ACADEMA
Москва
Издательский центр «Академия»
2008
УДК 621.396.6(075.8)
ББК 32я73
Р15
Авторы:
Ю.М.Казаринов — введение, гл. 1, 3, 5 (кроме подразд. 5.4),
гл. 6 (кроме подразд. 6.8), гл. 7, 8; Ю. А. Коломенский — подразд. 5.4, 10.1,
10.2, 10.4, гл. 11 (кроме подразд. 11.6); В. М.Кутузов — подразд. 6.8, гл. 12,
14, 15; В. В.Леонтьев — гл. 2; А. С. Маругин — гл. 4; В. К. Орлов — подразд. 10.3,
10.5, 10.6, 10.7, 11.6; Б. П. Подкопаев - гл. 13; Ю.Д.Ульяницкий — гл. 4, 9,
подразд. 11.6, гл. 12, 15
Рецензенты:
зав. кафедрой «Радиосистемы» Новгородского государственного университета
им. Ярослава Мудрого, проф., д-р техн. наук Л.А. Рассветалов;
зав. кафедрой «Радиотехнические приборы» МЭИ (ТУ), проф., д-р техн. наук
А. И. Баскаков
Радиотехнические системы : учебник для студ. высш. учеб.
Р15 заведений/ [Ю. М.Казаринов и др.] ; под ред. Ю. М.Казари-
нова. — М. : Издательский центр «Академия», 2008. — 592 с.
ISBN 978-5-7695-3767-7
Изложены физические основы, теория и принципы построения
радиолокационных радионавигационных систем, рассмотрены вопросы
обнаружения и различения сигналов, оценки и фильтрации их неизвестных
параметров, проанализированы методы местоопределения объектов на
поверхности и в пространстве. Содержатся конкретные примеры
построения и расчета радиолокационных и радионавигационных систем.
Для студентов высших учебных заведений.
УДК 621.396.6(075.8)
ББК 32я73
Оригинал-макет данного издания является собственностью
Издательского центра «Академия», и его воспроизведение любым способом
без согласия правообладателя запрещается
© Казаринов Ю.М., Коломенский Ю. А..Кутузов В.М.,
Леонтьев В.В., Маругин А.С, Орлов В.К.,
Подкопаев Б.П., Ульяницкий Ю.Д., 2008
© Образовательно-издательский центр «Академия», 2008
ISBN 978-5-7695-3767-7 © Оформление. Издательский центр «Академия», 2008
СПИСОК СОКРАЩЕНИЙ
А — антенна
АДРМ — азимутально-дальномерный радиомаяк
АК.Ф — автокорреляционная функция
AM — амплитудная модуляция
АП — антенный переключатель
АПВ — автоматическая подстройка времени
АПЧ — автоматическая подстройка частоты
АРМ — азимутальный радиомаяк
АРУ — автоматическая регулировка усиления
АЦП — аналого-цифровой преобразователь
АЧХ — амплитудно-частотная характеристика
БАРУ — быстродействующая автоматическая регулировка
усиления
БПФ — быстрое преобразование Фурье
БСПС — бортовые системы предупреждения столкновений
ВАРУ — временная автоматическая регулировка усиления
ВИКО — выносной индикатор кругового обзора
ВОРЛ — вторичный обзорный радиолокатор
ВПП — взлетно-посадочная полоса
ВС — воздушное судно
ВТО — высокоточное оружие
ВУ — видеоусилитель
ГВЧ — генератор высокой частоты
ГЛОНАСС — глобальная навигационная спутниковая система
ГРМ — глиссадный радиомаяк
ГУН — генератор, управляемый напряжением
ДИСС — допплеровский измеритель скорости и угла сноса
ДНА — диаграмма направленности антенны
ДПФ — дискретное преобразование Фурье
ДРМ — дальномерный радиомаяк
ДЦ — движущаяся цель
ЗИП — запасное имущество и принадлежности
ЗУР — зенитные управляемые ракеты
ИКО — индикатор кругового обзора
ИСЗ — искусственный спутник Земли
ИФРНС — импульсно-фазовая радионавигационная система
КА — канал азимута
КД — канал дальности
К КС — контрольно-корректирующая станция
3
КНД — коэффициент направленного действия
КО — круговой обзор
КРМ — курсовой радиомаяк
КРП — контррадиопротиводействие
ЛА — летательный аппарат
ЛГ — линия глиссады
Л К — линия курса
Л Π — линия положения
МАП — максимум апостериорной плотности вероятности
МКРР — международная комиссия распределения радиочастот
МП — максимум правдоподобия
МРМ — маркерный радиомаяк
МСН — межсамолетная навигация
МПРЛС — многопозиционные радиолокационные системы
НБШ — нормальный белый шум
О Г — опорный генератор
ОЗУ — оперативное запоминающее устройство
ОЛС — оптическая локационная система
ОМ Π — оценка максимального правдоподобия
ОпС — оптическая система
ОП — отношение правдоподобия
ОрГ — орбитальная группировка
ОФК — обобщенная функция корреляции
ПВ — плотность вероятности
ПВО — противовоздушная оборона
ПВФ — пространственно-временной фильтр
ПЗС — приборы с зарядовой связью
ПЗУ — постоянное запоминающее устройство
ПИ — приемоиндикатор
ПОИ — пункт обработки информации
ПРО — противоракетная оборона
РЛ — радиолокация
РЛС — радиолокационная станция
РЛИ — радиолокационная информация
РМ — радиомаяк
РН — радионавигация
РНП — радионавигационный параметр
РНС — радионавигационная система
РНТ — радионавигационная точка
РП — радиопеленгатор
РПД — радиопротиводействие
РСБН — радиосистема ближней навигации
РТС — радиотехническая система
РЭБ — радиоэлектронная борьба
РЭС — радиоэлектронные средства
САУ — система автоматического управления
СВРЛ — система вторичной радиолокации
СД — синхронный детектор; средства диагностирования
СДЦ — селекция движущихся целей
С К — система координат
СКО — среднеквадратическое отклонение
СМ — смеситель
СП — системы посадки
СП Μ — спектральная плотность мощности
СРНС — спутниковая радионавигационная система
СФ — согласованный фильтр
СШП — сверхширокополосный
ТТХ — тактико-технические характеристики
УВД — управление воздушным движением
УВЧ — усилитель высокой частоты
УМ — усилитель мощности
УПОИ — устройство первичной обработки информации
УПЧ — усилитель промежуточной частоты
ФАПЧ — фазовая автоподстройка частоты
ФАР — фазированная антенная решетка
Φ В — фазовращатель
ФВН — функция взаимной неопределенности
ФД — фазовый детектор; функциональное дополнение
ФМ — фазовая манипуляция
ФН — функция неопределенности
ФНЧ — фильтр нижних частот
ФРНС — фазовая радионавигационная система
ФЦР — фазовый центр рассеяния
ФЧХ — фазово-частотная характеристика
ХИП — хаотическая импульсная помеха
ЧМ — частотная модуляция
ЧПК — череспериодный компенсатор
ЭЛТ — электронно-лучевая трубка
ЭМС — электромагнитная совместимость
ЭПР — эффективная площадь рассеяния
ADT — автоматическое обнаружение и сопровождение (Automatic
Detection and Tracking)
AWACS — система раннего обнаружения и управления (Airborne
Warning And Control System)
DME — оборудование для измерения дальности (Distance
Measurement Equipment)
GPS — глобальная система позиционирования (Global Position
System)
ICAO — Международная организация гражданской авиации
(International Civil Aviation Organization )
ILS — система инструментальной посадки (Instrument Landing
System)
LORAN — система дальней навигации (Long Range Navigation System)
MLS — микроволновая система посадки (Microwave Landing System)
Navstar — навигационные спутники измерения времени и
дальности (Navigational Satellit of Time and Ranging)
5
Radar — 1. радиолокация; 2. радиолокатор, радиолокационная
станция, РЛС (Radio detection and ranging)
SAR — РЛС с синтезированием апертуры (Synthetic Aperture
Radar)
TACAN — навигационная система для тактической авиации (Tactical
Air Navigation System)
TCAS — система предупреждения столкновений (Traffic Collision
Avoidance System)
VOR — всенаправленный радиомаяк УКВ диапазона (VHF
Omnidirectional Radio Range)
ВВЕДЕНИЕ
Радиотехнические системы (РТС) относятся к классу
информационно-управляющих технических систем, осуществляющих
извлечение, передачу или разрушение информации с помощью
радиоволн. Отличительный признак РТС — наличие радиоканала,
состоящего из источника радиоволн, являющихся носителем
информации, среды распространения радиоволн и приемника,
извлекающего информацию путем соответствующей обработки
радиоволн, достигающих антенны РТС. Радиоволны, несущие ту или
иную информацию, называются радиосигналом.
Таким образом, характерным признаком радиосистемы
является использование радиосигнала в качестве носителя
информации. Назначение информации — один из признаков
классификации радиосистем. По этому признаку радиосистемы
подразделяются на системы передачи, извлечения и разрушения
информации, а также системы радиоуправления. В свою очередь, каждая
из этих групп имеет свои разновидности, отличающиеся
функциональным назначением радиосистем. Так, среди систем
передачи информации различают системы радиосвязи,
телеметрии или передачи команд, радиовещания и телевидения.
К системам извлечения информации относятся ра-
диолокационные и радионавигационные системы, системы
радиоастрономии, радионаблюдения поверхности Земли или
других планет, радиоразведки радиотехнических средств противника.
Системы разрушения и н фор м аци и
(радиопротиводействия) служат для создания условий, затрудняющих или
делающих невозможной работу радиосредств противника.
Системы радиоуправления используются для
управления работой различных объектов (чаще всего движущихся) с
помощью радиосигналов.
По виду применяемых сигналов различают непрерывные,
импульсные и цифровые радиосистемы. В непрерывных системах
информация отображается изменением параметров (амплитуды,
частоты, фазы) непрерывного, обычно гармонического сигнала. В
импульсных системах сигнал представляет собой последовательность
радиоимпульсов, в которой информацию могут нести
изменяющиеся параметры как отдельных импульсов (амплитуда,
частота, фаза, длительность), так и всей последовательности (число
7
импульсов в последовательности, интервал между ними). В
цифровых системах передаваемый сигнал предварительно квантуется по
времени и уровню. Каждому уровню соответствует кодовая группа
импульсов, которая и модулирует несущие колебания.
Для создания радиосистем различного назначения
используется практически весь диапазон радиоволн: от миллиметровых
(λ = 1... 10 мм) до мириаметровых (λ = 10... 100 км). Лазерные
системы, тесно примыкающие по принципу действия к
радиотехническим, работают в инфракрасном и оптическом диапазонах
электромагнитных волн. Следует отметить, что использование того
или иного диапазона радиоволн так же, как и ширина спектра
частот, отводимого радиосистеме того или иного типа,
регламентируется международной комиссией распределения радиочастот
(МКРР). Эти ограничения влияют на выбор вида радиосигнала и
построение радиосистемы и, в конечном счете, сказываются на
ее тактико-технических характеристиках (ТТХ).
При создании системы стремятся получить наилучшие
характеристики для определенных условий ее работы. Для сравнения
вариантов построения проектируемой системы и выбора
наилучшего (оптимального) варианта необходимо обоснованно выбрать
показатель качества системы (критерий оптимизации). Поскольку
требования к системе многочисленны и часто противоречивы,
желательно оптимизировать систему по какому-то обобщенному
критерию, учитывающему основные требования к ней. В качестве
такого обобщенного критерия может применяться эффективность
системы, под которой чаще всего имеют в виду количественную
характеристику качества выполнения системой заданных
функций, отнесенную к затратам (энергетическим, информационным
и экономическим).
Однако на практике оценку качества работы системы обычно
производят по ее основным ТТХ (зоне действия, точности и
достоверности, разрешающей способности, пропускной
способности, быстродействию, помехозащищенности, надежности).
Основные параметры РТС имеют вероятностный
(статистический) характер, что предопределяет необходимость
статистического подхода к анализу и синтезу РТС. Деятельность
разработчиков радиотехнических систем и комплексов немыслима без
применения методов статистической радиотехники, многие разделы
которой непосредственно связаны с развитием
радиолокационной и радионавигационной техники. Статистическая теория
радиосистем позволяет оценить предельные значения основных
параметров радиосистем и найти оптимальные технические
решения для приближения к этим значениям.
Радиоволны, являющиеся носителем информации в РТС,
представляют собой электромагнитные поля. Поскольку поле
математически описывается скалярной (напряженность) или векторной
8
(при учете поляризационных эффектов) функцией времени и
пространственных координат, радиосигнал является
пространственно-временным.
Помехи, которые обычно имеют место при работе РТС, есть
не что иное, как некоторое вредное поле, взаимодействующее с
сигнальным. При таком взаимодействии образуется
результирующее поле, которое и воспринимается приемной антенной РТС.
В силу своей непредсказуемости помеха разрушает однозначную
связь поля в месте приема с переносимым сообщением, и задачей
статистической теории является ответ на вопрос, как наилучшим
способом использовать пространственные и временные свойства
сигналов и помех для эффективного функционирования
радиосистем различного назначения.
В большинстве практических случаев сигнал можно
рассматривать как функцию времени, на которую тем или иным способом
наложено передаваемое сообщение. На приемной стороне
(наблюдатель) сигнал доступен лишь в смеси с помехой, и задачей
наблюдателя является извлечение с наибольшей достоверностью
полезной информации, содержащейся в сигнале. Под
извлечением информации понимают процедуры обнаружения сигналов и
оценки их параметров, которые, в конечном счете, сводятся к
различению сигналов, т.е. к установлению, какой из возможных
сигналов присутствует в принимаемых колебаниях или
отсутствует вообще.
В ряде случаев (пассивная локация, радиоастрономия,
радиоразведка) отправитель сообщения независим от создателя или
пользователя радиосистемы и задача сводится к выбору
оптимального метода приема и обработки сигнала (извлечения
информации). В других случаях (полуактивная локация, передача
информации, радионавигация, радиоуправление) отправитель
информации в той или иной степени подчинен разработчику системы. При
этом, придерживаясь так называемого системного подхода,
наряду с оптимальным приемом предусматривается рациональный
выбор как самих сигналов, так и способов их кодирования.
ГЛАВА 1
ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
И РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ СИСТЕМ
1.1. Основные понятия и определения
Радиолокацией (РЛ) называется область науки и техники,
объединяющая методы и технические средства обнаружения,
измерения координат и параметров движения, а также определения
некоторых характеристик различных объектов (радиолокационных
целей), основанные на использовании радиоволн, излучаемых,
ретранслируемых или отражаемых (рассеиваемых) этими
объектами. Процесс обнаружения объектов, измерение их координат и
параметров движения называется радиолокационным наблюдением
(иногда радиолокацией цели), а используемые для этого системы —
радиолокационными станциями (РЛС), или радиолокаторами. В
иностранной литературе для радиолокации и РЛС принято название
Radar (Radio detection and ranging), отражающее основные
функции радиолокационной системы.
Радионавигация — область науки и техники, охватывающая
радиотехнические методы и средства вождения кораблей,
летательных и космических аппаратов, а также других движущихся
объектов.
Таким образом, радиолокация и радионавигация тесно
связаны общностью решаемой ими задачи: определение координат
объектов.
Радиоуправление — область техники, включающая в себя
радиотехнические методы и средства управления объектами, в
частности их движением. Совокупность технических средств для
такого управления называется системой радиоуправления. В
радиоуправлении могут быть использованы как радиолокационные, так и
радионавигационные системы (РНС).
В зависимости от природы возникновения электромагнитных
волн, достигающих антенны РЛС и доставляющих информацию
об объектах радиолокационного наблюдения, различают
активную, полуактивную, активную с активным ответом и пассивную
радиолокацию.
При активной радиолокации сигнал, принимаемый
приемником РЛС, создается в результате отражения (рассеяния) объек-
10
том электромагнитных колебаний, излучаемых антенной РЛС и
облучающих объект.
Сигнал, излучаемый антенной РЛС, называется прямым, или
зондирующим, а принимаемый приемной антенной РЛС, —
отраженным (рассеянным), или радиолокационным. Таким образом, при
активной радиолокации применяется передатчик, генерирующий
зондирующий сигнал, и информацию об объекте извлекают при
обработке отраженного (рассеянного) объектом сигнала.
При полуактивной радиолокации носителем информации также
является сигнал, отраженный объектом, но источник облучающих
объект радиоволн вынесен относительно приемника РЛС и может
действовать независимо от него. Например, передающее
устройство, создающее сигнал, облучающий цель, может быть
расположено на земле или корабле, а приемник, использующий
отраженный сигнал, — на ракете, направленной на объект (цель).
Такая радиолокация в ряде источников называется радиолокацией
«с подсветом» и используется, например, в случае, когда
требуется обеспечить скрытность получателя информации о цели.
Возможность обнаружения и измерения параметров объектов,
не являющихся источниками радиоизлучения, является
достоинством активного и полуактивного методов радиолокации.
При активной радиолокации с активным ответом (часто
называемой вторичной радиолокацией, в отличие от активной,
называемой первичной) применяют сигнал, ретранслируемый
(переизлучаемый) специальным приемопередатчиком — ответчиком,
установленным на объекте. Приемник ответчика принимает
сигнал, излучаемый РЛС, который вызывает формирование и
излучение ответного сигнала. Ответный сигнал может иметь мощность
значительно большую, чем отраженный, поэтому применение
активного ответа позволяет существенно повысить дальность
действия и помехозащищенность такой системы.
Кроме того, ответный сигнал может быть использован для
передачи дополнительной информации с объекта (например,
бортовой номер самолета, высота объекта и др.). С помощью
ответчика решается и задача опознавания объекта, например отличия
«своих» самолетов от «чужих» (устройства опознавания «свой —чужой»).
Принцип активного ответа широко применяется в
радионавигации и радиоуправлении, например в радиосистемах ближней
навигации (РСБН) и системах управления воздушным движением
(УВД).
В пассивной радиолокации сигналом, принимаемым
приемником РЛС, является собственное излучение объекта в
радиодиапазоне. Это может быть излучение передающих устройств различных
РТС, излучение гетеродинов приемников, паразитное излучение
радиоэлектронных приборов, которые размещены на объекте. К
естественному излучению объектов относится и тепловое излучение
11
в инфракрасном диапазоне. Пассивная радиолокация,
использующая для обнаружения объектов их тепловое излучение,
называется радиотеплолокацией. Таким образом, в этом случае, так же
как и в активной радиолокации, для обнаружения объектов и
определения их координат применяют радиосигнал. Однако природа
этого сигнала другая: зондирование (облучение) объекта
отсутствует, поэтому одна пассивная РЛС может определить
направление на объект — пеленг, т.е. осуществить радиопеленгование
последнего. При наличии двух и более пассивных РЛС, разнесенных в
пространстве на известное расстояние, может быть решена задача
определения координат объекта. В настоящее время в пассивной
радиолокации разработаны специальные методы определения
дальности по сферичности фронта принимаемой радиоволны,
которые дают «грубую» оценку дистанции до излучающего объекта.
Пассивная радиолокация тесно связана с радиопеленгацией —
отраслью радионавигации, основанной на определении
направления на объекты, имеющие источники излучения.
Таким образом, основой радиолокационного обнаружения,
определения координат, скорости и некоторых других характеристик
(размеров, формы, физических свойств) объектов является
радиосигнал, отраженный, переизлученный или излученный объектом
наблюдения. В активной радиолокации электромагнитные колебания
зондирующего сигнала становятся носителем информации об объекте,
т.е. радиолокационным сигналом, только после их отражения
(рассеяния) объектом наблюдения. Однако от вида и параметров
зондирующего сигнала (энергии, несущей частоты, длительности и
ширины спектра) зависят основные характеристики РЛС: дальность
действия, точность измерения координат и скорости объектов,
разрешающая способность, т.е. тот объем информации, который может
быть получен при обработке радиолокационного сигнала.
В общем случае напряжение модулированного сигнала можно
записать в комплексной форме:
s{t) = S(t) cos [2π/ο/ + γ(0 + φ] = Re S(t) exp [j(2nf0t + φ)], (1.1)
где S(t) и y(t) — функции амплитудной и угловой модуляции
соответственно; S(t) — комплексная огибающая сигнала,
S(t) = S(t)exp(jy(t)); f0 — центральная (несущая) частота; φ —
начальная фаза.
Под зондирующим обычно понимается сигнал, излучаемый
антенной РЛС, поэтому его модуляция оказывается связанной
также с параметрами антенной системы и ее движением. Так, при
повороте диаграммы направленности антенны (ДНА)
относительно направления на объект амплитуда отраженного или принятого
объектом сигнала изменяется, т.е. появляется дополнительная
амплитудная модуляция, параметры которой зависят от ширины и
формы ДНА, а также скорости ее поворота.
12
Если отражающий объект попадет в зону облучения РЛС (в
пределы ширины ДНА), то создается отраженный сигнал,
несущий информацию об объекте. Факт приема сигнала приемником
РЛС свидетельствует об обнаружении объекта, а параметры
принятого сигнала (амплитуда, фаза, частота, вид поляризации,
время задержки относительно зондирующего сигнала, направление
прихода к приемной антенне) позволяют определить координаты
объекта и параметры его движения, а при наличии нескольких
объектов в зоне наблюдения — разделить их (разрешить), т.е.
выделить объект с требуемыми свойствами и т.д.
1.2. Радиотехнические методы определения
координат и их производных
В общем случае мгновенное положение объекта в пространстве
характеризуется тремя координатами xt (/' = 1, 2, 3) в той или
иной системе координат (СК). Для характеристики движения
объектов необходимы также производные координат х\п), число
которых зависит от траектории движения объекта. На практике чаще
всего используют производные не выше второго порядка, т.е.
скорость объекта t>, = xfl) и ускорение а, = xf2). При этом обычно
имеют в виду координаты центра тяжести объекта, а при
радиолокации — его центра отражения. Часто измеряют
непосредственно лишь координаты, а их производные получают
вычислительным путем. Возможно также непосредственно оценить
составляющую относительной скорости объекта, перпендикулярную фронту
приходящей к антенне волны, и радиальную составляющую
путем измерения допплеровского смещения частоты сигнала,
отраженного или излученного объектом. Интегрированием
радиальной скорости можно получить соответствующее перемещение, а
ее дифференцированием — радиальное ускорение.
При активной радиолокации с учетом распространения сигнала
от РЛС до цели и обратно частота отраженного сигнала вследствие
эффекта Допплера отличается от частоты излучаемого на значение
Fv =2fHvr/c = 2vr/XH,
где fH — несущая частота зондирующего сигнала; vr — радиальная
составляющая относительной скорости объекта; с — скорость
распространения радиоволн; \ — длина волны излучаемых колебаний.
Таким образом, радиальная составляющая скорости vr может
быть вычислена по формуле
v hJi = £L· (1.2)
2 2/и'
если известна λ„ и измерено допплеровское смещение частоты Fv.
13
Следует отметить, что формула (1.2) применима лишь при
значениях скорости vr, много меньших скорости распространения
радиоволн с, когда допустимо не учитывать релятивистский
эффект.
При радиолокационном определении координат в основу
положено свойство радиоволн распространяться в однородной
среде прямолинейно и с постоянной скоростью.
Скорость распространения радиоволн зависит от
электромагнитных свойств среды и составляет в свободном пространстве (вакууме)
с = 299 792 458 м/с. Там, где это не вызывает существенных
погрешностей, обычно применяют округленные значения с ~ 3 ■ I08 м/с =
= 3· 105км/с.
Постоянство скорости и прямолинейность распространения
радиоволн позволяют вычислить дальность D от РЛС до объекта
по измеренному времени прохождения сигнала τ0 (времени
задержки сигнала) от РЛС до объекта и обратно
xD=2D/c. (1.3)
Свойство прямолинейности распространения радиоволн
является основой радиотехнических методов определения координат
по направлениям прихода сигнала. В радионавигации процесс
определения направления на источник излучения называется радио-
пеленгованием. При этом используются направленные свойства
антенных систем.
Радиотехнические методы позволяют также непосредственно
найти разность дальностей до двух разнесенных передатчиков
(радиомаяков) радионавигационной системы путем измерения
разности времени приема их радиосигналов на объекте,
определяющем свое местоположение.
В радионавигации наибольшее распространение получили
позиционные системы, в которых местоположение объектов
определяется относительно радиомаяков (станций) с известными
координатами (позицией). Для таких систем вводят понятия
радионавигационного параметра, поверхностей и линий положения.
Радионавигационным параметром (РНП) называется физическая
величина, непосредственно измеряемая РНС (расстояние, разность
или сумма расстояний, угол).
Под поверхностью положения понимают геометрическое место
точек, имеющих одно и то же значение РНП.
Линия положения — это линия пересечения двух
поверхностей положения. Местоположение объекта задается
пересечением трех поверхностей положения или поверхности и линии
положения.
Соответственно с видом непосредственно измеряемых
координат различают три основных метода определения
местоположения (местоопределения) объекта: угломерный, дальномерный и
14
разностно-дальномерный. Широко применяют также
комбинированный угломерно-дальномерный метод.
Угломерный метод. Этот метод является самым старым,
поскольку возможность определения направления прихода радиоволн была
установлена А.С.Поповым еще в 1897 г. при проведении опытов
по радиосвязи на Балтийском море. При этом используются
направленные свойства антенн при передаче и приеме
радиосигнала. Существует два варианта построения угломерных систем: ра-
диопеленгаторный и радиомаячный. Врадиопеленгаторной системе
используется радиопеленгатор — приемник с направленной
антенной, а источник сигнала (радиомаяк) имеет ненаправленное
излучение. При расположении радиопеленгатора (РП) и
радиомаяка (РМ) в одной плоскости, например на поверхности земли,
направление на маяк характеризуется пеленгом α (рис. 1.1, а). Если
пеленг отсчитывается от географического меридиана
(направление север — юг), то он называется истинным пеленгом, или
азимутом. Часто азимутом называется угол в горизонтальной
плоскости, отсчитанный от любого направления, принятого за нулевое.
Определение направления производят в месте расположения РП,
и если последний находится на борту объекта, то местоопределе-
ние осуществляется непосредственно на объекте (рис. 1.1, в).
В радиомаячной системе (рис. 1.1, б) используются радиомаяк с
направленной антенной и ненаправленный приемник. В этом
случае в месте расположения приемника измеряют обратный пеленг
а0 относительно нулевого направления, проходящего через точку
расположения радиомаяка.
Часто применяют маяк с вращающейся ДНА. В момент
совпадения оси ДНА с нулевым (например, северным) направлением
вторая ненаправленная антенна маяка излучает нулевой
(северный) сигнал, который принимается приемником на объекте,
ю ю ю рм
а б в
Рис. 1.1. Угломерный метод определения местоположения объекта:
а — радиопеленгаторный вариант; б — радиомаячный вариант; в — определение
места по двум маякам
15
определяющем свое местоположение, и является началом отсчета
углов. Фиксируя момент совпадения оси вращающейся ДНА
маяка с направлением на приемник (например, по максимуму
сигнала), можно определить обратный пеленг а0, который при
равномерном вращении ДНА маяка пропорционален промежутку
времени между приемом нулевого сигнала и сигнала в момент
пеленга (максимума сигнала). В этом случае приемник
упрощается, так как не требуется применять направленную антенну, что
весьма важно во многих случаях.
Поверхностью положения угломерной РНС, измеряющей угол
в горизонтальной плоскости (азимут), является вертикальная
плоскость, проходящая через линию пеленга. При измерении углов в
вертикальной плоскости, называемых в радиолокации углами
места цели и отсчитываемых от горизонтальной плоскости
(например, земной поверхности), проходящей через точку
расположения антенны РЛС, поверхностью положения является
коническая поверхность, образующей которой является линия пеленга.
При использовании наземных или морских РП и РМ линия
положения называется ортодромией, являющейся дугой большого
круга (сечения Земли, проходящего через ее центр), соединяющей
точки расположения РП и РМ. Таким образом, ортодромия — это
линия пересечения поверхности положения при измерении
азимута с земной (морской) поверхностью. При расстояниях, малых
по сравнению с радиусом Земли, ортодромия аппроксимируется
отрезком прямой линии, соединяющей точки расположения РП
и РМ. Для определения местоположения РП (см. рис. 1.1, в)
необходим второй РМ. По двум пеленгам (азимутам) а, и а2 можно
найти местоположение РП как точку пересечения двух линий
положения на земной поверхности (пересечение двух
ортодромий). Если система расположена в пространстве, то для
определения местоположения РП необходим третий РМ. При определении
местоположения предполагают, что координаты радиомаяков
известны.
В морской и воздушной навигации используется понятие
курса — угла между продольной осью корабля (проекцией
продольной оси самолета на поверхность земли) и направлением начала
отсчета углов в горизонтальной плоскости, в качестве которого
выбирают или меридиан (географический или магнитный), или
линию ортодромии. Соответственно различают географический,
магнитный и ортодромический курсы.
В воздушной навигации в качестве третьей координаты
летательного аппарата (ЛА) используют барометрическую высоту
полета Я, отсчитываемую по барометрическому высотомеру
относительно условного начального уровня (за который обычно
принимают уровень Балтийского моря), и истинную высоту над
поверхностью под ЛА, измеряемую радиовысотомером (РВ). При
16
применении радиовысотомера местоположение ЛА определяется
комбинацией угломерного и дальномерного методов измерения
координат.
Дальномерный метод. Этот метод основан на измерении
расстояния D между точками излучения и приема радиосигнала по
времени его распространения между этими точками. В
радионавигации дальномерный метод используется в двух вариантах:
запросном и беззапросном. В первом местоопределение осуществляется
при измерении времени распространения сигнала запроса τ3 от
передатчика запросчика 3 (рис. 1.2, а) до приемника ответчика О
и ответного сигнала τ0, формируемого ответчиком при приеме
сигнала запросчика. Полагая τ3 = τ0 и пренебрегая временем
формирования ответного сигнала, получим формулу измерения
дальности D в таком радиодальномере:
Д=Фз2+То)=ст3=ст0. (1.4)
В качестве ответного может быть использован и отраженный
сигнал, что имеет место при измерении дальности активной РЛС
или высоты радиовысотомером.
При беззапросном дальномерном методе, используемом,
например, в спутниковых РНС, дальность вычисляется при
измерении времени распространения сигнала, излучаемого
передатчиком на искусственном спутнике Земли (ИСЗ), до приемника
потребителя. При этом для точного измерения D необходимо
обеспечить жесткую синхронизацию колебаний опорного генератора
аппаратуры потребителя с сигналами аппаратуры ИСЗ.
Поверхностью положения дальномерной системы является
поверхность сферы с радиусом, равным D. При расположении
дальномерной системы на плоскости (например, на поверхности
земли при расстояниях D, много меньших радиуса Земли /?3)
образуются линии положения в виде окружностей, являющихся
линиями пересечения сферы радиуса D с
поверхностью, на которой расположены зап-
росчик и ответчик дальномерной системы
(поэтому дальномерные системы
называются также круговыми). Местоположение
объекта, на котором расположен запрос-
чик 3 (рис. 1.2, б), определяется как точка
пересечения двух окружностей с
радиусами, равными дальностям D{ и D2 до ответ-
Рис. 1.2. Запросный дальномерный метод
определения местоположения объекта:
а — принцип работы; б — линии положения g
О-
Запрос д
3
Ответ /'
17
чиков О, и 02 с известными координатами. Имеющаяся при этом
двузначность (две точки пересечения окружностей) устраняется
применением дополнительных средств ориентирования, точность
которых может быть невысокой, но достаточной для
достоверного выбора одной из двух точек пересечения.
Поскольку измерение времени задержки сигнала, на котором
основан дальномерный метод, может производиться с очень
малыми погрешностями, дальномерные РНС позволяют найти
координаты с высокой точностью. Радиодальномерные методы
начали применяться позже угломерных. Первые радиодальномеры,
основанные на фазовых измерениях временной задержки, были
разработаны в СССР под руководством Л.И.Мандельштама,
Н. Д. Папалекси и Е.Я. Щеголева в 1935— 1937 гг. Импульсный
метод измерения дальности был применен в импульсной РЛС,
разработанной в 1936— 1938 гг. под руководством Ю. Б. Кобзарева.
Разностно-далыюмерный метод. С помощью приемоиндикатора
(ПИ), расположенного на борту объекта, определяют разность
времени приема сигналов двух опорных станций А и В. Станцию А
разностно-дальномерной системы называют ведущей, так как ее
сигналы используются для синхронизации ведомых станций.
Измерение разности расстояний до ведущей и ведомой станций,
пропорциональной временному сдвигу сигналов от станций А и В,
позволяет найти лишь поверхность положения, соответствующую
этой разности и имеющую форму гиперболоида с фокусами в
точках расположения станций А и В. Если приемоиндикатор и
станции А и В расположены на поверхности земли, то измерение
разности AD- DB- DA позволяет получить линию положения на
земной поверхности в виде гиперболы с ΔΖ) = const (поэтому разно-
стно-дальномерные РНС носят также название гиперболических).
Для двух станций А и В можно построить семейство гипербол с
фокусами в точках расположения станций А и В. Расстояние
между ведущей и ведомой станциями называется базой. Для заданной
базы семейство гипербол можно нанести на карту, заранее
оцифровать и непосредственно использовать для местоопределения, что
и делалось в первые годы применения РНС. Однако одна пара
станций позволяет определить лишь линию положения, на
которой расположен объект. Для определения его местоположения
необходима вторая пара станций, база которой d2 должна
располагаться под углом к базе dx первой пары (рис. 1.3). Обычно ведущая
станция А является общей и синхронизирует работу обеих
ведомых станций /?] и В2. Сетка линий положения такой системы
образуется двумя семействами пересекающихся гипербол, позволяющих
найти местоположение объекта непосредственно по карте, если
на нее нанесены оцифрованные линии положения. Сейчас место-
определение осуществляется с помощью приемоиндикаторов,
представляющих собой приемник, сопряженный с вычислитель-
18
Рис. 1.3. Разностно-дальномерный метод
определения местоположения объекта
АЯ^-
ным устройством и устройством
отображения для непосредственного
считывания координат объекта.
По точности
разностно-дальномерный метод местоопределения
несколько уступает дальномерному с запросным сигналом, но имеет
бесспорное преимущество перед ним, обеспечивая неограниченную
пропускную способность, поскольку наземные станции разностно-
дальномерной системы могут обслуживать любое число приемо-
индикаторов, принимающих сигналы станций, тогда как в даль-
номерной системе с запросом требуется конечное время для
формирования ответного сигнала. Это и ограничивает пропускную
способность дальномерной системы с запросным сигналом. Такое
ограничение снимается при беззапросном варианте дальномерно-
го метода, но его осуществление связано с очень жесткими
требованиями к параметрам сигнала и устройствам его формирования
и обработки.
Гиперболические линии положения разностно-дальномерных
РНС при расстояниях от центра базы, значительно превышающих
ее величину, аппроксимируются прямыми, исходящими из
центра базы, в результате чего разностно-дальномерная система
может быть использована как угломерная.
В зависимости от вида сигналов наземных станций и методов
измерения временного сдвига сигналов, принимаемых приемо-
индикатором, различают импульсные, фазовые и импульсно-фа-
зовые разностно-дальномерные РНС.
Надо заметить, что с развитием спутниковых РНС (СРНС)
применение РНС наземного базирования существенно
сократилось. Однако некоторые системы, например
сверхдлинноволновая РНС «Омега», в силу уникальной возможности приема
сигналов станций этой системы на некоторой глубине будут
использоваться, пока существует потребность местоопределения объектов
под водой.
Комбинированный угломерно-дальномерный метод. Достоинством
этого метода является возможность определять координаты
объектов из одной точки, что и используется в РЛС, измеряющих
наклонную дальность D, азимут α и угол места β (рис. 1.4). Угол места β
отсчитывается от горизонтальной плоскости до направления на
точку Μ расположения объекта. Азимут α отсчитывают от
направления, принятого за нулевое (например, северного), до
проекции наклонной дальности на горизонтальную плоскость. Путем
19
Рис. 1.4. Угломерно-дальномерный метод определения местоположения
объекта
пересчета непосредственно измеряемых координат D, а и β в
сферической системе координат можно вычислить высоту Я и
горизонтальную дальность Д. = Dcosfi, а при необходимости перейти в
другую СК (чаще всего прямоугольную). Определение
местоположения объектов из одной точки и с помощью одной станции
является большим преимуществом комбинированного метода,
который кроме радиолокации широко используется также в
радиосистемах ближней навигации.
Из рис. 1.4 видно, что точка Μ расположения объекта является
точкой пересечения вертикальной плоскости, заданной азимутом
а, конической поверхности, образующая которой составляет с
горизонтальной плоскостью угол β (а с осью вращения — угол
(π/2 - β)), и сферы с радиусом D и центром в точке
расположения РЛС.
Рассмотренные методы определения местоположения
относительно точек с известными координатами, называемых
радионавигационными точками (РНТ), с помощью поверхностей и
линий положения называются позиционными, как и РНС, в которых
эти методы используются.
Кроме позиционных методов в навигации применяются
методы счисления пути интегрированием скорости, измеренной доп-
плеровским, корреляционным или воздушным измерителями, или
ускорения, измеряемого инерциальным измерителем.
Применяются также обзорно-сравнительные методы,
основанные на сравнении телевизионных, радиолокационных и других
изображений местности с соответствующими картами.
Используются и корреляционно-экстремальные методы
навигации, основанные на определении структуры какого-либо
физического поля, характерного для данной местности (например,
рельефа), и сравнении измеряемых параметров этого поля с
соответствующими параметрами, хранящимися в памяти
измерительного устройства такой системы. Преимуществами этих методов
является автономность, малое влияние помех и отсутствие
накапливающихся погрешностей определения местоположения, что
свойственно инерциальным навигационным устройствам.
20
1.3. Классификация радиолокационных
и радионавигационных систем. Тактические
и технические характеристики
Радиолокационные станции. Радиолокационные станции
(радиолокационные системы) принято классифицировать по следующим
признакам:
• происхождение радиосигнала, принимаемого приемником
РЛС — активные (с активным ответным или отраженным
сигналом), полуактивные и пассивные;
• используемый диапазон радиоволн: декаметровый,
метровый, дециметровый, сантиметровый и миллиметровый
диапазоны;
• вид зондирующего (излучаемого) сигнала: непрерывный не-
модулированный или модулированный по частоте или фазе
сигнал, импульсный (с большой и малой скважностью,
когерентный и некогерентный, с внутриимпульсной частотной или
фазовой модуляцией);
• число применяемых каналов излучения и приема сигналов —
одноканальные и многоканальные с частотным или
пространственным разделением каналов;
• число и вид измеряемых координат — одно-, двух- и трехко-
ординатные;
• способ измерения, отображения и съема координат объекта;
• место установки — наземные, корабельные, самолетные,
спутниковые;
• функциональное назначение: от миниатюрных допплеровских
измерителей скорости движения автомобилей до огромных
наземных систем противовоздушной (ПВО) и противоракетной
(ПРО) обороны.
Перечислим основные типы используемых РЛС и решаемые
ими задачи.
Наземные РЛС:
• обнаружения воздушных целей и наведения на них
истребителей;
• управления воздушным движением (обзорные и
диспетчерские РЛС УВД);
• обнаружения и определения координат баллистических ракет
и ИСЗ;
• целеуказания станциям управления зенитной артиллерией и
зенитными управляемыми ракетами (ЗУР);
• управления зенитной артиллерией и ЗУР;
• определения координат ведущих стрельбу артиллерийских
орудий и минометов;
• метеорологические и исследования окружающей среды;
21
• обзора акваторий порта;
• обзора летного поля аэропортов;
• обнаружения и измерения скорости наземных подвижных
объектов;
• загоризонтного обнаружения декаметрового диапазона.
Корабельные РЛС:
• обеспечения безопасного кораблевождения;
• обнаружения надводных объектов и низколетящих ЛА и
крылатых ракет, определения их координат;
• обнаружения и определения координат высоколетящих
самолетов;
• управления ЗУР и зенитной артиллерией.
Самолетные РЛС:
• обнаружения самолетов и предотвращения столкновений;
• панорамные РЛС обзора земной поверхности;
• перехвата и прицеливания;
• наведения управляемых ракет;
• бокового обзора (в том числе с синтезированием апертуры);
• подповерхностного зондирования.
По существу радиолокационными системами являются и
устанавливаемые на самолетах и других ЛА высотомеры и допплеров-
ские измерители путевой скорости и угла сноса (ДИСС),
использующие сигналы, отраженные от поверхности, над которой
перемещается самолет.
Радиолокационные станции космического базирования
размещаются на ИСЗ и других космических аппаратах. Особенности
таких станций связаны с большой скоростью перемещения
относительно земной поверхности и большим расстоянием от нее.
Последнее обеспечивает большую дальность радиогоризонта и слабое
влияние отражений по боковым лепесткам ДНА. При создании
таких станций возникают специфические проблемы
энергетического обеспечения и размещения аппаратуры, особенно
антенных систем с узкой и управляемой ДНА. При размещении РЛС на
средневысотных орбитах требуемая мощность источника питания
РЛС иногда достигает 30 кВт, что требует создания мощных
солнечных батарей.
Совершенствование элементной базы и широкое применение
цифровой обработки позволяет непрерывно улучшать параметры
РЛС, приближая их к потенциально возможным при заданных
тактико-технических ограничениях. Осуществилось создание
многофункциональных РЛС импульсно-допплеровского типа; РЛС с
синтезированием апертуры инверсного типа; РЛС с трехмерным
изображением окружающего пространства; РЛС с селекцией
медленно движущихся объектов на фоне подстилающей поверхности.
При этом все более широко в РЛС используются фазированные
антенные решетки (ФАР), позволяющие оперативно изменять
22
форму и параметры ДНА, что открывает дополнительные
функциональные возможности РЛС.
Перечисленные типы РЛС не исчерпывают всех областей их
применения. По мере совершенствования РЛС эти области
стремительно расширяются.
В последние годы нарастала интенсивность освоения
миллиметрового диапазона радиоволн для решения различных
радиолокационных задач. Примером может служить РЛС миллиметрового
диапазона для измерения кинематических характеристик
артиллерийского снаряда на начальном этапе полета.
Радиолокационная станция работает в когерентном режиме с использованием
метода Допплера в интерфсрометрическом (фазовом) варианте.
Широкое развитие получили методы радиолокационного
наблюдения поверхности Земли и других планет с ИСЗ и других
космических аппаратов. При этом используются широкополосные
и сверхширокополосные сигналы (с полосой, превышающей 25 %
несущей частоты), что вместе с синтезированием апертуры с
автофокусировкой позволило довести разрешающую способность
таких РЛС до долей метра.
Радионавигационные системы. Радионавигационные системы
классифицируются по следующим признакам:
• способ определения местоположения объекта —
позиционные (угломерные, дальномерные, разностно-дальномерные,
комбинированные); использующие счисление пути интегрированием
скорости и ускорения; основанные на обзорно-сравнительных
методах местоопределения;
• вид несущего информацию и непосредственно измеряемого
системой параметра радиосигнала — амплитудные, частотные,
фазовые и импульсно-фазовые;
• диапазон используемых радиоволн: от декакилометровых,
применяемых в сверхдлинноволновых РНС, до оптических,
используемых в лазерных системах местоопределения;
• дальность действия систем — космические, глобальные,
дальней и ближней навигации;
• место расположения опорных станций — системы наземного
и космического базирования.
Основные параметры системы составляют ее ТТХ. Перечень
параметров зависит от назначения системы, но часть из них,
относящихся к основным, в той или иной форме входят в ТТХ
любых РНС и РЛС. Однако в зависимости от назначения
радиосистемы смысловое содержание некоторых характеристик может
изменяться, поэтому целесообразно дать определения основных
параметров, составляющих тактико-техническую характеристику
системы.
Тактические характеристики. Тактическими называются
характеристики системы, определяющие ее функциональные возмож-
23
ности при практическом, в том числе и военном, применении
(откуда и произошло название «тактические характеристики»).
К основным тактическим характеристикам РЛС и РНС
относятся:
• зона (область) действия, или рабочая зона, системы,
заданная сектором обзора (поиска) по измеряемым системой
параметрам;
• время обзора (поиска) заданного сектора, или скорость
обзора;
• определяемые параметры (координаты), их число и точность
измерения;
• разрешающая способность по соответствующим координатам;
• пропускная способность;
• помехозащищенность;
• надежность функционирования.
Поскольку эти параметры широко используются для оценки
качества функционирования различных систем, приведем их
общие определения, которые в дальнейшем могут быть уточнены
применительно к конкретным типам РЛС и РНС.
Зоной действия, или рабочей областью, системы называется часть
пространства, в которой система надежно выполняет функции,
соответствующие ее назначению. Для РЛС обнаружения зоной
действия является область пространства, в которой объекты с
определенными характеристиками отражения обнаруживаются с
заданными вероятностями ошибок: ложной тревоги р„ т и пропуска
сигнала рпс.
Для РЛС точного измерения координат и РНС границы
рабочей зоны характеризуются допустимыми погрешностями место-
определения объектов.
Почти всегда одним из параметров, определяющих рабочую
зону, является дальность действия системы.
Под дальностью действия системы понимают максимальное
расстояние, на котором обеспечивается получение основных
показателей системы не хуже заданных. Чаще всего максимальная
дальность действия системы зависит от допустимой погрешности
при измерении координат и параметров движения объектов. Под
дальностью действия РЛС обнаружения имеют в виду
максимальную дальность, на которой отношение сигнала к шуму еще
достаточно для его обнаружения с заданными качественными
показателями.
Иногда зона действия ограничена и со стороны минимальных
значений дальности. В этих случаях РТС характеризуется двумя
параметрами: минимальной Z)mjn и максимальной Z)max дальностями
действия.
Временем обзора (поиска) называется время, необходимое для
однократного обзора заданной зоны действия системы при задан-
24
ном качестве. Это время связано с маневренностью наблюдаемых
или управляемых объектов, объемом пространства обзора,
уровнем сигнала и помех, а также рядом тактических и технических
характеристик системы.
Точность системы характеризуется погрешностями измерения
координат и параметров движения объекта. Причинами
погрешностей являются несовершенство применяемого метода
измерения и измерительной аппаратуры, влияние внешних условий и
радиопомех, субъективные качества оператора, если процессы
получения информации и ее реализации не автоматизированы.
Требования к точности системы зависят от ее назначения.
Неоправданное завышение требований к точности приводит к
усложнению системы, удорожанию ее разработки, производства и
эксплуатации, а иногда и снижению надежности
функционирования.
Разрешающей способностью системы называется способность
раздельного обнаружения, измерения параметров двух или
нескольких близко расположенных в пространстве (или отличающихся по
скорости) объектов, раздельного их отображения, а возможно и
управления ими.
Различают разрешающую способность по дальности и
угловым координатам, а также по соответствующим составляющим
скорости. Разрешающую способность количественно принято
оценивать минимальной разностью значений измеряемых
параметров соседних объектов, при которой они воспринимаются
системой раздельно, т.е. по каждому объекту принимается
решение о его обнаружении и измерении параметров с показателями
качества не хуже заданных. Для ряда типов РЛС разрешающая
способность является основной характеристикой, определяющей
качество системы.
В радионавигации обычно определяют собственные
координаты объекта (единственного для измерителя) и понятие
разрешающей способности часто связывают с возможностью разделения
сигнала, несущего полезную информацию о координатах объекта
с различными помехами (отражениями от ионосферы, местных
предметов и т.п.), подобными по форме полезному сигналу, но
достоверной информации об определяемых координатах не
содержащими.
При обнаружении сигналов от полезных объектов на фоне
таких сигналоподобных помех разрешающая способность системы
становится важнейшей характеристикой.
Пропускная способность характеризуется числом объектов,
обслуживаемых системой одновременно или в единицу времени.
Пропускная способность зависит от принципа действия системы
и ряда ее тактических и технических параметров, в частности
рабочей зоны, точности и разрешающей способности. Радионавига-
25
ционные системы, в которых используется одна линия связи (раз-
ностно-дальномерная или угломерная радиомаячного типа),
обладают неограниченной пропускной способностью, так как могут
одновременно обслуживать любое число объектов.
Пропускная способность дальномерных систем, основанных на
использовании двух линий связи запросного и ответного
сигналов, как уже отмечалось, ограничена ответчиком, в котором для
формирования ответного сигнала на каждый запрос необходимо
некоторое время. В этом случае пропускную способность
характеризуют вероятностью обслуживания заданного числа объектов при
заданном периоде повторения запросов каждым из объектов,
находящихся в рабочей зоне системы.
Эти определения используются для оценки пропускной
способности радиолокационных и радионавигационных систем при
их практическом применении, например при управлении
воздушным движением. Однако любая РТС содержит один или несколько
каналов связи и, следовательно, всегда существуют ограничения
пропускной способности канала связи, определяемые его
полосой пропускания и энергетическими характеристиками
полезного сигнала и помехи.
Помехозащищенность РЛС и РНС — способность выполнения ими
заданных функций при воздействии непреднамеренных и
специально организованных помех. Помехозащищенность определяется
скрытностью работы системы и ее помехоустойчивостью. Под
скрытностью системы понимают показатель, характеризующий трудность
обнаружения ее работы и определения параметров используемых
сигналов, а следовательно, и создания при необходимости
специально организованных (прицельных) помех. Скрытность
обеспечивается применением остронаправленного и по возможности
кратковременного излучения сигнала в каждом направлении,
использованием шумоподобных широкополосных сигналов с низким
уровнем мощности, изменением основных параметров сигнала во
времени (законов модуляции и несущей частоты).
Количественной оценкой помехоустойчивости РЛС и РНС
является отношение энергии сигнала к спектральной плотности
мощности (СПМ) помехи на входе приемника в полосе частот,
занимаемой сигналом, при котором погрешность измерения
заданного параметра не превосходит допустимой с требуемой
вероятностью. Для РЛС обнаружения при этом должно обеспечиваться
обнаружение сигнала с заданной вероятностью правильного
обнаружения рпо при допустимых значениях вероятности ложной
тревоги рлг. Требуемая помехоустойчивость достигается
рациональным выбором параметров радиосигнала системы, характеристик
ДНА и устройств приема и обработки сигнала.
Надежность — свойство системы и входящих в нее устройств
сохранять во времени в установленных пределах значения пара-
26
метров, характеризующих способность выполнения требуемых
функций в заданных режимах и условиях применения, хранения
и транспортировки.
В зависимости от причин, вызывающих отказы в работе
системы, различают следующие разновидности надежности:
• аппаратная, связанная с состоянием аппаратуры;
• программная, обусловленная состоянием программ
вычислительных устройств, используемых в системе;
• функциональная, т.е. надежность выполнения отдельных
функций, возлагаемых на систему, и, в частности, извлечения,
передачи и обработки информации. В этом смысле
помехозащищенность также может быть отнесена к функциональной надежности
радиосистемы.
Экономические показатели системы, масса и габариты
составляющих ее устройств являются важными параметрами,
влияющими на совокупную оценку качества системы.
Технические характеристики. К основным техническим
характеристикам радиосистемы относятся параметры,
непосредственно определяющие ее тактические характеристики и возможности
применения. Применительно к РЛС и РНС основными
техническими характеристиками являются:
• метод обзора (поиска) и измерения координат и параметров
движения объектов;
• рабочие частоты, их стабильность, мощность излучения, вид
модуляции, ширина спектра излучаемых колебаний;
• форма и ширина ДНА, ее коэффициент направленности;
• чувствительность, динамический диапазон и полоса
пропускания приемника;
• вид и параметры устройств отображения и съема
информации;
• потребление энергии устройствами, входящими в систему,
их масса и габаритные размеры.
В дальнейшем взаимосвязь тактических и технических
характеристик будет обсуждаться для конкретных типов РЛС и РНС.
1.4. Структурная схема РЛС кругового обзора.
Основные характеристики
Различают РЛС, построенные по некогерентной и когерентной
схемам. В первом случае отдельные зондирующие импульсы
некогерентны между собой, начальные фазы их несущих частот
случайны, независимы между собой и равномерно распределены в
интервале [-π, π], что делает невозможным синфазное
суммирование пачки импульсов на радиочастоте. Решение об
обнаружении отраженного целью сигнала в таких РЛС принимается либо
27
на основе приема одиночного импульса, либо на основе приема
пачки импульсов с суммированием после амплитудного
детектирования. В когерентных РЛС фазовые соотношения между
отдельными импульсами сохраняются неизменными на определенном
интервале времени, что позволяет осуществлять их когерентное
накопление в приемнике радиолокатора. Как известно,
когерентное суммирование пачки импульсов обеспечивает больший
выигрыш в отношении сигнал/шум, чем некогерентное. Кроме того,
когерентные РЛС позволяют с высокой точностью измерять доп-
плеровское смещение частоты отраженного движущейся целью
сигнала и эффективно осуществлять селекцию движущихся целей
(СДЦ) на фоне пассивных помех естественного и искусственного
происхождения.
Рассмотрим принцип действия и взаимодействие элементов
некогерентной РЛС кругового обзора, структурная схема которой
представлена на рис. 1.5, а.
Такие станции позволяют обнаруживать цели, определять их
дальность D и азимут α в процессе непрерывного обзора
пространства вокруг станции, ограниченного максимальной дальностью
РЛС Z)max и шириной ДНА по углу места βΑ. Диаграмма
направленности антенны вращается с постоянной скоростью, осуществляя
за время одного оборота Т0 круговой обзор по азимуту.
Принимаемые приемником РЛС сигналы, отраженные целями (Ц), с
выхода приемника подаются на управляющий электрод
электроннолучевой трубки (ЭЛТ) индикатора кругового обзора (ИКО),
линия развертки которого вращается синхронно с вращением ДНА
(рис. 1.5, б). Момент излучения зондирующего импульса антенной
(А) определяет начало развертки дальности, а азимутальное
положение линии развертки совпадает с положением оси ДНА.
Отраженный от цели сигнал после преобразования, усиления и
детектирования в приемнике РЛС модулирует электронный луч ЭЛТ по
интенсивности (яркости), подсвечивая точку развертки, соответствующую
временной задержке сигнала от цели, т.е. ее дальности.
Сигналы, отраженные от цели, поступают на вход приемника
в течение времени поворота ДНА на угол, равный ее ширине аА
по азимуту. За это время будет принята пачка импульсов, число
которых
\г аА'о
'ν пач ~ гг,
2πΤπ
определяется шириной ДНА аА, временем обзора Т0 и периодом
повторения зондирующих импульсов Тп. Каждый из сигнальных
импульсов подсвечивает точку на соответствующей линии развертки.
При приеме пачки импульсов /Vna4 на экране ЭЛТ создается
отметка цели в виде дужки с протяженностью по азимуту аА, се-
28
Передатчик
Μ
,
Θ
©ι ι©
гвч Η
ФПИ
ΟΓ
]Синхро]
низатор!
АПЧ
Приемник
АРУ
РД
АП
©
УВЧ
I
См
IE
СЭМ
!ико
УПЧ иД
ш
ВУ
®^п©
©
элт
ДПА
РА
УВА
УПОИ
КУ
V
una
к компьютеру
©"]
(3)"
Θ
(D
\—ν
» in 11? »
Τη
=EPL
я
Ц1. Ц2 » Ц1 Ц2
-\ Ήτ
+
Λ Λ Λ Λ Λ Λ ΑΛΛΛΛΛΛ
270°
Метка
азимута
Метка
дальности
Рис. 1.5. Структурная схема некогерентной РЛС кругового обзора (а),
временные диаграммы (б) и отметки на экране И КО (в):
(7) — импульсы синхронизатора; (Т) — импульсы модулятора; м) — ВЧ
импульсы; (4) — сигнал на входе приемника; (?) — видеосигнал; (б) — ток развертки
/р дальности; (7) — импульсы меток дальности
29
редина которой соответствует азимуту цели а, а ее расстояние от
центра экрана (начала развертки) — дальности D (рис. 1.5, в).
Таким образом, протяженность отметки на экране ИКО по азимуту
определяется шириной ДНА аА (если размеры цели малы
сравнительно с линейной шириной ДНА (aAD) и цель можно считать
точечной), а протяженность по дальности (вдоль линии
развертки) — скоростью развертки и длительностью принимаемого
сигнала. Протяженность отметки целей на экране ИКО
непосредственно связана с разрешающей способностью по дальности, азимуту
(угловой разрешающей способностью) и скоростью развертки.
Увеличение скорости развертки ИКО позволяет улучшить
разрешающую способность РЛС, но при этом сокращаются пределы
измеряемой дальности (шкалы дальности) индикатора, поэтому в
ИКО предусматривается несколько шкал дальности, что
позволяет обеспечить измерение дальности в заданных пределах и
повысить четкость изображения на экране ИКО переходом на более
крупный масштаб. Для пояснения взаимодействия элементов
структурной схемы РЛС воспользуемся временными диаграммой,
представленной на рис. 1.5, б.
Устройством, обеспечивающим согласованную во времени
работу (синхронизацию) всех элементов РЛС, является
синхронизатор (см. рис. 1.5, а), состоящий из высокостабильного опорного
генератора (ОГ), колебания которого заданной частоты и формы
(обычно синусоидальной) используются для формирования
пусковых импульсов (ФПИ). Эти импульсы имеют требуемую
частоту повторения Fn и используются для запуска модулятора (М) и
схемы развертки дальности (РД).
Импульсы модулятора определяют длительность ти и частоту
повторения F„ высокочастотных импульсов, формируемых
генератором высокой частоты (ГВЧ), которые через антенный
переключатель (АП) поступают к излучателю антенной системы,
формирующей требуемую диаграмму направленности. На время
излучения импульса АП блокирует вход приемника, защищая его от
воздействия мощных колебаний. По окончании излучения импульса
через некоторое время τΒ чувствительность приемного устройства
восстанавливается и РЛС переходит в режим приема отраженных
сигналов. Таким образом, длительность зондирующего импульса
ти и время восстановления чувствительности τΒ ограничивают
минимальную дальность действия (мертвую зону) РЛС:
Anin >С(Ти+Тв)/2.
Радиосигнал, принятый от цели, усиливается усилителем
высокой частоты (УВЧ) приемника непосредственно на
радиочастоте принимаемого сигнала^, которая при наличии радиальной
скорости цели vr отличается на величину допплеровского
смещения
30
от несущей частоты излучаемого импульса f„. Знак плюс
соответствует приближению цели, а минус — ее удалению. Основное
усиление сигнала осуществляется усилителем промежуточной
частоты (УПЧ) на частоте /пч. Переход на/пч осуществляется с
помощью преобразователя, состоящего из смесителя (См) и
гетеродина (Г). Применение автоматической подстройки частоты (АПЧ)
гетеродина обеспечивает равенство частоты сигнала после
смесителя/пм частоте настройки УПЧ/,.ч0. АПЧ необходима, поскольку
обычно в РЛС кругового обзора в качестве ГВЧ используется
магнетрон, обеспечивающий наиболее экономичный способ
получения мощных высокочастотных колебаний в сантиметровом
диапазоне радиоволн. Недостатком магнетронного генератора
является недостаточная стабильность частоты генерируемых
колебаний и их некогерентность от импульса к импульсу. Последнее и
заставляет осуществлять подстройку частот гетеродина fT под
частоту колебаний /и при излучении каждого импульса.
Полоса пропускания УПЧ определяет обычно и полосу
пропускания всего приемного устройства, которая должна быть
согласована с шириной спектра сигнала. При простом импульсном
сигнале ширина его спектра определяется длительностью и
обычно принимается равной Д/*и = 1/v Из статистической теории
радиосистем известно, что при фиксированном отношении
энергии сигнала к спектральной плотности мощности нормального
белого шума ширина спектра сигнала определяет разрешающую
способность и точность при измерении дальности. Улучшение
этих характеристик связано также с расширением полосы
пропускания приемного устройства (более подробно это рассмотрено
в гл. 4).
После детектирования импульсных радиосигналов детектором
(Д) выделяются их огибающие, называемые обычно
видеоимпульсами. После усиления видеоусилителем (ВУ) эти импульсы
подаются на управляющий электрод ЭЛТ (сетку или катод в
зависимости от полярности импульсов), обеспечивая модуляцию
электронного луча по интенсивности (яркости отметки на экране).
Радиально-круговая развертка, применяемая в И КО,
формируется с помощью схем развертки по дальности (РД) и по
азимуту (РА). Чаще всего в И КО используют ЭЛТ с электромагнитным
отклонением, поэтому для линейного отклонения луча ЭЛТ по
радиусу схемой РД создается линейно нарастающий ток во
взаимно перпендикулярных отклоняющих катушках. Вращение ДНА
достигается соответствующей модуляцией амплитуды этого тока
с помощью схемы РА, управляемой от датчика положения
диаграммы направленности антенны.
31
В РЛС кругового обзора чаще всего используются антенны
рефлекторного типа, в которых для формирования ДНА
используется рефлектор параболической формы. Зондирующий сигнал
подается на излучатель, размещаемый в фокусе отражателя. Возможно
получить вращающуюся ДНА и при неподвижной антенной
системе, состоящей из трех ФАР с электронным управлением
положением ДНА. Однако этот способ формирования вращающейся
ДНА сложнее и поэтому применяется значительно реже.
Для измерения дальности на экране И КО формируются метки
дальности в виде светящихся колец, расстояние между которыми
зависит от периода повторения импульсов, формируемых схемой
электронных меток (СЭМ). Специальной схемой формируются и
электронные метки азимута в виде импульсов, подсвечивающих
более ярко линии развертки через заданные интервалы по
азимуту (например, через 10°).
Видеосигналы с выхода приемника поступают на устройство
первичной обработки информации (УПОИ), выделяющее
сигналы целей из помех. Первичная обработка может быть
осуществлена непосредственно в аналоговом виде или после преобразования
сигналов в цифровую форму. При необходимости построения
траекторий движения целей осуществляется вторичная обработка
информации вычислительным устройством после преобразования
сигналов в цифровую форму кодирующим устройством (КУ).
Траектория может наблюдаться и непосредственно на экране И КО,
благодаря большому времени послесвечения
фосфоресцирующего слоя экрана ЭЛТ, возбуждаемого вспышками флуоресцирующего
слоя при воздействии электронного луча. Время послесвечения
существенно превышает время однократного обзора Т0, и
остаточные метки сохраняются на два-три оборота антенны РЛС, что
и позволяет судить о перемещении отметки на экране ИКО.
Отличие когерентной схемы построения РЛС заключается в том,
что при формировании излучаемого сигнала и его приеме
используются одни и те же высокостабильные ВЧ и СВЧ генераторы,
число которых определяется числом преобразований частоты в
приемнике. Структурная схема когерентно-импульсной РЛС с
двойным преобразованием частоты представлена на рис. 1.6, на
котором с целью унификации многие функциональные блоки
сохранили обозначение, принятое для некогерентной РЛС,
представленной на рис. 1.5.
Выходной сигнал высокостабильного ГВЧ поступает на
модулятор (М), на второй вход которого подается модулирующее
напряжение в виде последовательности видеоимпульсов
длительностью ти с периодом Тп. На выходе модулятора формируется
последовательность радиоимпульсов с несущей частотой fn4, которые
после преобразования «вверх» на рабочую частоту РЛС/И в
смесителе (СМ1) усиливаются в усилителе мощности (УМ) и через
32
sm{2nFvt)
Рис. 1.6. Структурная схема когерентно-импульсной РЛС (а) и
временные диаграммы (б):
(7) — зондирующие ВЧ импульсы; (7) — отраженные от цели импульсы;
(з), (?) — выходные сигналы ФД1 и ФД2
33
антенный переключатель (ΑΠ) поступают в антенну (А) (график
(7) на рис. 1.6, б). Для преобразования частоты сигнала в СМ1 в
качестве опорного используется сигнал гетеродина СВЧ (Г). Этот
же сигнал Г используется в смесителе (СМ2) для преобразования
«вниз» частоты принимаемых антенной сигналов, отраженных от
целей и усиленных в УВЧ (график (7) на рис. 1.6, б). В общем
случае при наличии допплеровского сдвига частоты отраженного
сигнала Fv несущая частота принимаемых импульсов после
преобразования в СМ2 становится равной /пч + Fv. Отличительной
чертой когерентной РЛС является наличие квадратурного
фазового детектора (КФД), содержащего два идентичных фазовых
детектора (ФД1 и ФД2) взамен амплитудного детектора (Д) в
некогерентной схеме. В качестве опорных сигналов квадратурных
(косинусного и синусного) каналов КФД используются прямой
(косинусный) и сдвинутый в фазовращателе (ФВ) на 90° (синусный)
сигналы, полученные из выходного сигнала ГВЧ. При совпадении
частот принимаемого и опорного сигналов амплитуды выходных
сигналов ФД1 и ФД2 постоянны и пропорциональны косинусу и
синусу разности фаз принимаемого и опорного сигналов. На
графиках (з) и (?) (см. рис. 1.6, б) этому соответствуют линии FVi = 0
(неподвижная цель). Допплеровский сдвиг частоты принимаемого
сигнала приводит к появлению на выходе ФД1 и ФД2 сигналов,
амплитуды которых изменяются во времени с частотой F„ при
относительных сдвигах по фазе в квадратурных каналах на ±90° в
зависимости от знака частотного смещения Fv (линии FV2,
графики Q) и (?) на рис. 1.6, б).
Назначение блоков ФПИ, АРУ, УВА и ДПА в структурной
схеме когерентной РЛС аналогично приведенным на рис. 1.5, а в
схеме некогерентной РЛС.
Выходные сигналы ФД1 и ФД2, образующие квадратурную пару
сигналов, преобразуются в цифровую форму с помощью аналого-
цифровых преобразователей АЦП 1 и АЦП2. Тактовая частота
преобразования fAnn определяется ФПИ таким образом, чтобы
выполнялись условия теоремы Котельникова, в соответствии с
которой на каждый отраженный импульс от цели должно
приходиться не менее двух выборок по каждому квадратурному каналу:
Ацп > 2/ти.
Согласованная или иная первичная обработка отраженных
сигналов осуществляется в высокопроизводительном цифровом
сигнальном процессоре (ЦСП), в котором имеются оперативное
запоминающее устройство (ОЗУ) для записи и хранения данных и
ОЗУ для записи и хранения программ обработки сигналов. Как
правило, адресация данных ОЗУ организована по матричному
принципу так, что преобразованные в цифровую форму отсчеты
сигналов АЦП1 и АЦП2 на каждом периоде зондирования запи-
34
сываются в отдельные строки, причем в ячейках ОЗУ хранятся
квадратурные составляющие, образующие отсчеты
комплексного сигнала. Считывание комплексных отсчетов сигнала
осуществляется по столбцам, которые соответствуют дальномерным
каналам. Далее для каждого дальномерного канала выполняется
допплеровский спектральный анализ или иная обработка в
соответствии с выбранным алгоритмом, хранящимся в ОЗУ программ.
Обычно число дальномерных каналов обзорной РЛС велико и может
достигать нескольких тысяч, поэтому к ЦСП предъявляются
высокие требования по быстродействию для обеспечения обработки
сигналов в реальном масштабе времени поступления входной
информации. Современные сигнальные процессоры ведущих
мировых производителей обеспечивают быстродействие от нескольких
сотен до тысячи и более Μ Flop (миллионов операций в секунду
типа «умножение — суммирование» с плавающей точкой).
Координаты и значения радиальных скоростей, обнаруженных
в результате первичной обработки целей, передаются в
управляющую ЭВМ, на базе которой осуществляется вторичная траектор-
ная обработка сигналов и привязка радиолокационного изображения
к электронной карте местности. Полученное изображение
фиксируется на индикаторе, который входит вместе с ЦСП и
управляющей ЭВМ в устройство цифровой обработки информации (УЦОИ).
При размещении РЛС на подвижном носителе отображение
информации на индикаторе может быть организовано в двух
режимах: относительного движения, когда неподвижные объекты и
электронная карта перемещаются на индикаторе, а РЛС имеет
неизменное положение; и абсолютного движения, когда
неподвижные объекты и электронная карта неподвижны, а по
индикатору перемещается носитель РЛС, координаты которого
определяются с помощью бортовых навигационных систем. В обоих
режимах требуемое изображение синтезируется на компьютерном
индикаторе с помощью специальных программ, хранящихся в
управляющей ЭВМ.
К достоинствам применения перепрограммируемых ЦСП
относится возможность оперативной смены алгоритма обработки
сигналов в зависимости от изменяющейся сигнально-помеховой
обстановки, условий применения РЛС или решаемых ею
функциональных задач.
В приведенной на рис. 1.6 когерентной РЛС возможно
применение сложномодулированных сигналов с внутриимпульсной
модуляцией частоты или фазы. Структурная схема РЛС остается
практически неизменной, усложняется лишь функциональная
нагрузка на ФПИ, модулятор и ЦСП.
Преимущества, которыми обладают когерентные РЛС,
стимулирует поиск и разработку технологий когерентной обработки
отраженных сигналов в некогерентных РЛС различного назначения.
35
Суть этих технологий заключается в запоминании не только
частоты (блок АПЧ на рис. 1.5, а), но и начальной фазы
зондирующего импульса, излучаемого некогерентным передатчиком.
Внедрение подобных технологий стало возможным благодаря
развитию цифровой техники обработки сигналов. В этом случае
начальная фаза излученного импульса на каждом периоде зондирования
записывается в память ЦСП с привязкой к единой шкале
времени на интервале когерентного накопления. Затем при межпериод-
ной обработке осуществляется фазовая коррекция отраженных
импульсов, в результате чего они становятся когерентными.
Радиолокаторы, построенные по такому принципу, называются РЛС
с искусственной когерентностью.
Технологии обеспечения искусственной когерентности
целесообразно применять на этапе модернизации серийно
выпускаемых и эксплуатируемых некогерентных РЛС с магнетронными
передатчиками, однако следует иметь в виду, что качество
когерентности зависит от типа приемной и передающей аппаратуры
РЛС.
На примере РЛС кругового обзора легко проследить
взаимосвязь ее основных тактических и технических характеристик.
Максимальная дальность действия Dmax связана с энергией
зондирующего импульса Ет а также мощностью порогового сигнала Рстт
(чувствительностью приемника РЛС) и коэффициентом
различимости И КО, представляющим собой отношение сигнала к шуму,
минимально достаточное для его обнаружения на экране И КО
(или после УПОИ при автоматическом съеме информации) с
заданной надежностью, т.е. с заданными значениями вероятности
правильного обнаружения рпо и вероятности ложной тревоги р„т.
Максимальная дальность действия зависит также от параметров
антенны, отражающих свойств цели и условий распространения
радиоволн.
Связь максимальной дальности с основными параметрами
характеризуется основным уравнением радиолокации,
рассмотрению которого посвящена гл. 3.
Разрешающая способность по дальности ограничена шириной
спектра зондирующего сигнала и полосой пропускания
приемника, а также длительностью развертки (шкалой дальности) ИКО и
разрешающей способностью используемой в нем ЭЛТ. Эти
параметры влияют и на точность измерения дальности. Точность и
разрешающая способность при измерении азимута РЛС кругового
обзора связаны с шириной ДНА, определяемой величиной
относительной апертуры антенной системы, т.е. отношением ее
размера к длине волны излучаемых колебаний.
Взаимосвязь тактических и технических характеристик будет
рассмотрена более подробно при изучении различных систем
радиолокации и радионавигации.
36
1.5. Многопозиционные радиолокационные
системы
Радиолокационные системы, передающие и приемные
антенны которых располагаются в одном месте либо использующие одну
антенну, коммутируемую с передачи на прием сигналов,
называются моностатическими, или однопозиционными. В отличие от них
многопозиционные радиолокационные системы (МПРЛС) могут
объединять работу независимых однопозиционных систем, биста-
тических и пассивных систем (приемных устройств),
располагающихся в различных точках пространства (позициях),
разнесенных на расстояния d.
Бистатическая система состоит из передающего и приемного
устройств, разнесенных на расстояние d.
Эта система может иметь один передатчик в точке Л (рис. I.7)
и несколько приемников в точках В, С, D на расстояниях от
передатчика dAB, dAC и dAD, являющихся базами. Такая бистатическая
система будет уже многопозиционной, но ее можно считать
также состоящей из трех бистатических систем.
В общем случае МПРЛС может включать радиолокационные
устройства, использующие различные методы определения
местоположения и параметров движения целей. При этом на позициях
может размещаться аппаратура активных независимых систем,
полуактивных или пассивных систем. На рис. 1.8 приведена
обобщенная структурная схема МПРЛС, включающей различную
аппаратуру, располагающуюся на позициях ΠΙ, Π2 и ПЗ, каналы
передачи информации (И) и синхронизации (С), а также пункт
сбора и совместной обработки информации (ПОИ), поступающей
от разнесенных в пространстве устройств.
Совместная обработка информации в МПРЛС имеет ряд
преимуществ по сравнению с однопозиционными системами: более
гибкое формирование зон обзора (рабочих зон) системы, повы-
Рис. 1.7. Структура многопозицион- Рис. 1.8. Каналы передачи инфор-
ной радиолокационной системы мации в МПРЛС
37
шение точности определения координат и параметров движения
целей, улучшение разрешения и распознавания обнаруженных
целей, повышение помехозащищенности от активных и пассивных
помех. В результате МПРЛС обеспечивают более надежное
выполнение тактических задач и обладают большей живучестью.
Конечно, эти преимущества достигаются усложнением и удорожанием
системы.
В зависимости от решаемых задач в МПРЛС используют
первичную, вторичную и третичную обработки радиолокационной
информации (РЛИ). При первичной обработке производится
обнаружение целей, определение их координат и составляющих
вектора скорости. Вторичная обработка заключается в построении
траекторий целей на основе данных, полученных на одной или
нескольких позициях системы. Третичная обработка предполагает
объединение и отождествление траекторных данных. Подробнее
вопросы обработки РЛИ рассмотрены в гл. 14.
В зависимости от использования фазовой информации,
содержащейся в сигналах, приходящих от целей и принимаемых на
различных позициях, различают пространственно-когерентные,
пространственно-некогерентные системы и системы с
кратковременной пространственной когерентностью.
В пространственно-когерентных системах фазовые соотношения
в каналах передачи и обработки сигналов, поступающих с
различных позиций, поддерживаются неизменными в течение
времени, значительно превышающего длительность сигнала. Такие
системы называются истинно когерентными, и отдельные
позиции таких систем можно уподобить элементам ФАР,
разнесенным на большие расстояния.
В пространственно-некогерентных системах совместная
обработка сигналов осуществляется после их детектирования на отдельных
позициях. Это упрощает МПРЛС, так как исключает необходимость
синхронизации работы аппаратуры системы по частоте и фазе.
В системах с кратковременной пространственной когерентностью
неизменность фазовых соотношений сохраняется только в
пределах длительности принимаемых сигналов (псевдокогерентные
системы).
В зависимости от вида когерентности сигналов при их
совместной обработке различают три вида объединения РЛИ:
когерентное, некогерентное (видеосигналов) и объединение траекторий.
При когерентном объединении с отдельных позиций МПРЛС
на ПОИ передаются радиочастотные сигналы, позволяющие
осуществлять операции обнаружения целей, определения их
координат и параметров движения. Принципиально такая система
обладает наибольшими функциональными возможностями, но ее
осуществление связано с необходимостью иметь широкополосные
линии связи позиций с ПОИ и усложнением его аппаратуры.
38
При объединении траекторий на ПОИ поступают сигналы после
вторичной обработки на позициях МПРЛС, т.е. после отбраковки
ложных отметок целей. Это упрощает передачу информации на
ПОИ и ее обработку, но ведет к усложнению аппаратуры на
позициях системы.
Большой прогресс в последние годы в создании
широкополосных линий связи и устройств обработки сигналов позволяет все
шире использовать МПРЛС с когерентным объединением и
обработкой сигналов в ПОИ, что позволяет в максимальной степени
использовать преимущества МПРЛС.
Перспективным направлением развития мобильных или
передислоцируемых МПРЛС и повышения качества извлекаемой РЛИ
является создание радиолокационных сетей с обменом данными
между входящими в сеть РЛС. Образующие сеть локаторы могут
иметь различную дальность действия, различные сигналы и
алгоритмы их обработки, различные разрешающие способности и темп
обзора пространства. Предполагается, что в этом случае ПОИ
имеется у каждой РЛС. Для того чтобы группа РЛС могла
образовать сеть, необходимо, чтобы каждый локатор был
укомплектован аппаратурой координатно-временной привязки и
аппаратурой связи для обмена информацией сразу с несколькими РЛС,
находящимися в зоне надежной связи. Протокол обмена данными
предполагает передачу информации о параметрах и технических
характеристиках РЛС (рабочей частоте, разрешении по дальности,
скорости и угловым координатам, периоде повторения, скорости
вращения антенны и т. п.), собственных координатах и векторе
скорости РЛС (при движущемся носителе) с указанием погрешностей
их измерения, а также координатах и скорости перемещения
обнаруженных целей с указанием погрешностей их измерения и
отношений сигнал/шум. Очевидно, что при таком протоколе обмена
речь идет о пространственно-некогерентных МПРЛС с
автономными ПОИ, в которых осуществляется совместная вторичная
обработка сигналов. Для реализации такой обработки используют
специальные асинхронные многовходовые траекторные фильтры с
адаптацией к качеству (погрешности измерения) и надежности
(отношение сигнал/шум) поступающей информации.
Число позиций, с которыми установлен обмен информацией,
для каждой РЛС будет различным и будет определяться
геометрией сети и возможностями каналов связи (рис. 1.9). По сути, каждая
позиция П,· в радиолокационной сети представляет собой
интегрированный радиотехнический комплекс, включающий в себя
непосредственно РЛС с высокопроизводительной системой
совместной обработки информации (ССОИ), высокоточную
навигационную систему (ВНС) координатно-временной привязки и
многоканальную широкополосную систему дуплексной связи
(МШСС) (рис. 1.10).
39
Рис. 1.9. Схема обмена ин- Рис. 1.10. Структурная схема аппара-
формацией в МПРЛС туры на позициях МПРЛС
Наибольший выигрыш от объединения в сеть получается при
совместной обработке данных разнотипных РЛС, имеющих
различные несущие частоты, поляризации, высоты установки
антенн, типы зондирующих сигналов. В этом случае в каждой РЛС
извлекается взаимно менее зависимая информация и их
объединение наиболее эффективно.
1.6. Краткая историческая справка о создании
и развитии радиолокации и радионавигации
Явление отражения электромагнитных волн дециметрового
диапазона от металлических объектов было замечено Генрихом
Герцем в его опытах 1885—1886 гг. Однако на возможность
использования отраженных волн для обнаружения и определения
положения отражающих объектов указал другой немецкий
исследователь — Халсмайер, который в 1904 г. получил патент на
устройство обнаружения кораблей с целью предотвращения
столкновений. Но тогда это изобретение не вызвало большого интереса.
И только в 1920-х гг. возможность использования явления
отражения и изменения параметров радиоволн при взаимодействии с
объектами была показана в опытах Маркони (Великобритания),
Тейлора и Янга (США). В 1925 г. отражение радиоволн было
использовано в США для измерения времени задержки
импульсного сигнала.
В 1920—1930 гг. начались целенаправленные исследования по
применению радиоволн для обнаружения и определения
координат самолетов и кораблей, т.е. созданию устройств, которые
позже были названы радиолокационными станциями в СССР и
радаром {radar) в США и Великобритании.
Разработка РЛС перед Второй мировой войной интенсивно
велась в ряде стран независимо и в закрытом порядке. К 1941 г. были
разработаны и получили практическое применение РЛС в
Великобритании, Германии, СССР и США.
40
К началу Второй мировой войны в сентябре 1939 г. в
Великобритании была развернута система обнаружения самолетов в виде
цепи РЛС {Chain Home radar), работающих на частоте 30 МГц.
Система действовала до конца войны и сыграла существенную
роль в противовоздушной обороне Великобритании. В 1939 г. в
Великобритании была разработана РЛС обнаружения воздушных целей
на частоте 200 МГц, обеспечивающая более высокую точность
определения координат, а в 1940 г. был разработан многорезона-
торный магнетрон, позволяющий генерировать мощные
колебания в сантиметровом диапазоне радиоволн. Освоение
сантиметрового диапазона открывало возможность радикального улучшения
точности и разрешающей способности РЛС. Появление
магнетрона и объединение усилий ученых и инженеров Великобритании и
США под крышей созданной осенью 1940 г. при Массачусетском
технологическом институте лаборатории излучения позволили в
короткие сроки разработать РЛС сантиметрового диапазона
различного назначения.
Германия интенсивно готовилась к войне и к концу 1940 г. имела
три разработанных типа РЛС:
• РЛС обнаружения самолетов Freya, использующую частоту
125 МГц;
• РЛС управления зенитным огнем Wurzburg на частоте 565 МГц,
работающую совместно со станцией обнаружения Freya;
• корабельную РЛС Seetact для управления огнем корабельной
артиллерии на частоте 500 МГц.
Таким образом, к началу войны с СССР Германия имела
достаточно совершенные по тому времени РЛС.
Россия внесла весомый вклад в создание и развитие
радиолокации. Изобретение радио А.С.Поповым и первые опыты по
радиосвязи привели его к мысли о возможности использования
радиоволн для обнаружения и определения направления на
объекты, что отражено в его отчете об опытах по радиосвязи на
Балтийском море в 1897 г. К сожалению, А. С. Попов не запатентовал
своих изобретений и открытий.
Целенаправленное развитие исследований в СССР по
применению радиоволн для обнаружения самолетов относится к началу
1930-х гг. Первые опыты успешного использования дециметровых
радиоволн для обнаружения самолетов были проведены в 1933 г.
под руководством Ю. К. Коровина. С 1935 г. велась разработка
импульсной РЛС под руководством Д. А. Рожанского и Ю. Б.Кобза-
рева, и к началу Великой отечественной войны такая станция
была создана. В это же время на вооружение войск ПВО были
приняты разработанные под руководством Д. С.Стогова бистати-
ческие РЛС типа РУС-1 с непрерывным излучением на частоте
75 МГц. В J941 г. в Советской Армии появились первые РЛС
импульсного типа РУС-2 и «Пегматит», также работающие на час-
41
тоте 75 МГц с импульсной мощностью Ри= 120 кВт. Несмотря на
труднейшие условия военного времени разработка и
совершенствование РЛС продолжались в СССР все годы жесточайшей
войны и в послевоенные годы.
В США серьезные усилия по разработке импульсных однопо-
зиционных РЛС были предприняты под руководством Тейлора и
Янга. К моменту нападения Японии на морскую базу США Пирл
Харбор в декабре 1941 г. 79 кораблей США были оснащены РЛС,
работавшими на частоте 200 МГц. В армии США в это время
использовались значительное число станций метрового диапазона
типа SCR-268 и SCR-270.
Как отмечалось ранее, огромное значение для развития
радиолокации имела организация лаборатории излучения при Масса-
чусетском технологическом институте, в которой работали
выдающиеся ученые и инженеры США и Великобритании. Уже в
1943 г. там были разработаны РЛС различного назначения. В этих
станциях впервые появились многие схемы и технические
решения. Так, в станции SCR-584, работавшей в десятисантиметровом
диапазоне радиоволн, впервые было осуществлено
автоматическое слежение за целью, что позволило существенно повысить
точность определения координат, а использование в бомбовом
прицеле AN/APQ-13 радиоволн трехсантиметрового диапазона
позволило повысить разрешающую способность и получить на экране
ЭЛТ достаточно четкое изображение местности под самолетом.
В 1950— 1960-е гг. стремительное развитие радиолокации и
радионавигации во многом было обусловлено противостоянием
военных блоков, возглавляемых США и СССР. Огромные средства,
выделяемые на создание военной техники, подготовку
специалистов в области радиоэлектроники, соответствующую ориентацию
научных исследований, способствовали интенсивному развитию
радиолокации и радионавигации. Это инициировало разработку
эффективных методов формирования и обработки сигналов на
основе статистической теории, позволившей определить пути
приближения характеристик РЛС к потенциально возможным по мере
совершенствования элементной базы радиоэлектроники.
За пять послевоенных десятилетий радиолокационные методы
получили широчайшее применение благодаря радикальному
улучшению основных характеристик РЛС. Эти характеристики
позволили решить ряд теоретических и технических проблем:
• разработку мощных электронных устройств для генерирования
высокостабильных когерентных колебаний, таких как клистроны,
лампы бегущей волны, гироклистроны, мощные транзисторы;
• создание допплеровских РЛС, позволивших в полной мере
использовать преимущества сложных сигналов, эффективно
решать задачи выделения движущихся целей и распознавание
целей;
42
• появление моноимпульсного метода, позволившего резко
улучшить точность измерения угловых координат;
• использование сжатия импульсов и синтезирования апертуры
для радикального улучшения разрешающей способности РЛС.
Параллельно с развитием радиолокации создавались
радионавигационные системы, в разработке и совершенствовании
которых выдающуюся роль сыграли исследования ученых России и
Советского Союза.
Идеи А. С. Попова послужили основой для разработки
русскими инженерами в 1910— 1912 гг. первых радиопеленгаторов.
Стремительное развитие авиации потребовало создания средств
воздушной навигации. В 1932— 1933 гг. были разработаны первый
самолетный радиопеленгатор АРП-1 и самолетный
радиополукомпас «Чайка». Однако использование только угломерных устройств
не обеспечивало достаточной точности местоопределения, и
внимание исследователей было обращено на разработку
навигационных систем, основанных на измерении времени задержки
радиосигналов фазовым и импульсным методами. В 1930—1934 гг.
Л.И.Мандельштамом, Н.Д. Папалекси и Е.Я. Щеголевым были
разработаны фазовые методы местоопределения, которые были
применены в ряде систем радионавигации, в том числе в
используемых многие годы системах морской радионавигации:
английской «Декка» и американской «Омега».
В 1938 г. инженером Э. М. Рубчинским была выдвинута идея
импульсной разностно-дальномерной системы, реализованной в
1942 г. в американской радионавигационной системе Лоран-А.
Система работала на волне 150 м и обеспечивала дальность место-
определения самолетов и кораблей до 1 500 км. В 1950-е гг. в США
была создана импульсно-фазовая разностно-дальномерная РНС
«Лоран-С». Использование длинных волн (λ = 3 000 м) позволило
увеличить дальность действия до 2 500 км и существенно повысить
точность местоопределения за счет измерения времени задержки
по фазе несущих колебаний принимаемых сигналов.
Метод импульсно-фазовых измерений использован и в
американской сверхдлинноволновой (λ = ΙΟ4 м)
разностно-дальномерной РНС «Омега». Восемь наземных станций такой системы
обеспечивают глобальное местоопределение кораблей и подводных
лодок. Сверхдлинные волны обладают двумя следующими
свойствами:
• огибание поверхности Земли благодаря «волноводному»
распространению радиоволн этого диапазона;
• возможность приема сигналов на глубине нескольких метров
под поверхностью моря, что позволяет подводным лодкам
определять свое местоположение без всплытия.
В силу имеющихся достоинств сверхдлинноволновые РНС
остаются в числе действующих несмотря на появление спутниковых
43
РНС (СРНС), обеспечивающих глобальное высокоточное место-
определение объектов на поверхности Земли и в околоземном
пространстве.
В СССР параллельно с США были разработаны РНС
«Меридиан», «Чайка» и «Маршрут» с характеристиками, близкими к
аналогичным системам «Лоран-А», «Лоран-С» и «Омега», но с
несколько отличающимися параметрами.
Запуск в СССР 4 октября 1957 г. первого искусственного
спутника Земли (ИСЗ) открыл возможность реализации идей
создания спутниковых РНС. В этих системах в качестве
радионавигационных точек, относительно которых осуществляется
измерение координат объектов, используются ИСЗ, движущиеся по
орбитам с известными параметрами. Уже к концу 1960-х гг.
появились спутниковые РНС первого поколения (СРНС-1): «Транзит»
в США и «Цикада» в СССР, с использованием шести низкоор-
битных ИСЗ и местоопределением путем дифференцирования или
интегрирования допплеровского сдвига частоты принимаемых
сигналов ИСЗ.
Однако СРНС-1 имели существенные недостатки,
заключающиеся в большой длительности сеансов местоопределения и,
главное, больших интервалах между ними, что не позволяло
получать необходимую точность и непрерывность местоопределения
во всех точках земной поверхности.
В 1970-е гг. в СССР и США начались исследования
технических решений, обеспечивающих создание СРНС второго
поколения (СРНС-2) на основе использования сети из 24 ИСЗ,
имеющих средневысотные орбиты #0 = 20 · 103 км и период
обращения около 12 ч. Такая система обеспечивает глобальное,
непрерывное и высокоточное местоопределение трех координат и
вектора скорости объектов, находящихся в околоземном
пространстве.
К концу 1980-х гг. разработка СРНС-2 была в основном
завершена и в СССР и США начали работать СРНС ГЛОНАСС
(Глобальная навигационная спутниковая система) и GPS (Global
Positioning System), часто называемая также Navstar (Navigational
Satellite of Time and Ranging). Основные принципы построения
систем одинаковы и отличаются орбитами ИСЗ, параметрами
радиосигналов и схемами их приема и обработки. В 1988 г. были
опубликованы основные характеристики обеих систем и объявлено о
предоставлении систем ГЛОНАСС и GPS для международного
использования.
Разработаны и серийно выпускаются приемоиндикаторы
систем СРНС-2 различных классов, в том числе универсальные,
рассчитанные на работу по сигналам обеих систем, что обеспечивает
высокоточное и надежное местоопределение самых различных
потребителей.
44
Реализация принципов дифференциального местоопределения
позволяет довести точность определения координат неподвижных
объектов до десятых долей метра, а движущихся — до единиц
метров.
К 1993 г. GPS была развернута полностью, чего, к сожалению,
нельзя сказать о системе ГЛОНАСС, которая до сих пор работает
с неполным составом ИСЗ. Однако использование универсальных
приемоиндикаторов позволяет, работая по сигналам обеих систем,
обеспечить глобальное местоопределение с высокой точностью и
надежностью.
Совершенствование СРНС продолжается непрерывно. Так, в
ряде стран Европы ведутся исследования по созданию новой
более экономичной СРНС, которая при выборе более
рациональных типов сигналов дает возможность при меньших затратах
обеспечить точность и надежность местоопределения не хуже более
сложных действующих СРНС.
Есть основания полагать, что достижения последних лет в
создании компактных высокостабильных водородных и цезиеиых
эталонных генераторов, успехи схемотехники и системотехники
позволят снизить стоимость развертывания и содержания
космических аппаратов СРНС и аппаратуры потребителей, число
которых непрерывно увеличивается.
Контрольные вопросы
1. В чем заключается различие активного и полуактивного методов
радиолокации?
2. Что такое радиолокационный сигнал и какую информацию о цели
он содержит?
3. В чем заключаются достоинства РЛС с активным ответом?
4. Укажите достоинства и недостатки угломерного, дальномерного и
разностно-дальномерного методов местоопределения.
5. Какова форма линий положения дальномерных и разностно-даль-
номерных РНС?
6. Укажите основное преимущество комбинированного угломерно-
дальномерного метода местоопределения.
7. По каким признакам классифицируются радиолокационные и
радионавигационные системы?
8. Какие характеристики РЛС относятся к их основным тактическим
характеристикам?
9. Назовите параметры РЛС, относящиеся к основным техническим
характеристикам.
10. В чем заключаются преимущества и недостатки РНС
сверхдлинноволнового диапазона радиоволн?
11. Каким образом формируется радиально-круговая развертка И КО?
12. Из каких соображений выбирается длительность развертки
дальности И КО?
45
13. Почему в ИКО применяются ЭЛТс большим временем послесве/
чения экрана?
14. Определите мертвую зону (Dmin) РЛС, имеющей длительность
зондирующего импульса ти = 1 мкс и время восстановления
чувствительности приемного тракта τΒ = 0,6 мкс.
15. Каковы значения допплеровского сдвига частоты сигнала РЛС
трехсантиметрового диапазона, отраженного от самолета,
приближающегося к РЛС со скоростью 720 км/ч?
16. Почему суммарно-дальномерный метод местоопределения не
находит такого широкого применения в радионавигации, как разностно-
дальномерный?
17. Каковы преимущества корреляционно-экстремальных методов
навигации по сравнению с позиционными?
18. В чем заключаются преимущества многопозиционных РЛС?
19. Какова роль статистической теории в развитии радиолокации и
радионавигации?
ГЛАВА 2
ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ РАДИОЛОКАЦИИ
2.1. Радиолокационные цели как объекты
вторичного излучения
В основе радиолокации лежит явление рассеяния радиоволн
различными объектами, электрические параметры
(диэлектрическая и (или) магнитная проницаемость, проводимость) которых
отличаются от аналогичных параметров среды. Поверхность объекта
представляет собой границу раздела двух сред, где эти параметры
изменяются скачком. При падении облучающего поля на такой
объект на его поверхности возникают переменные электрические
токи высокой частоты, которые, в свою очередь, излучают
электромагнитную энергию, создавая тем самым рассеянное
(вторичное) поле. Рассеянное поле распространяется во всех
направлениях, в том числе и обратно к РЛС. В радиолокации последнее
поле принято называть отраженным. Из физической сущности
явления рассеяния очевидно, что характер отражения зависит от
многих причин, обусловленных как падающей волной, так и
самим объектом.
Явление рассеяния радиоволн было открыто в конце XIX в.,
однако начало его систематического изучения относится ко
времени Второй мировой войны, когда во многих странах были
развернуты работы по радиолокации. Это связано с тем, что для
проектирования РЛС, способных решать не только задачи
обнаружения и измерения координат объектов, но и задачи их разрешения
(раздельного наблюдения), автоматического сопровождения,
классификации и распознавания, необходима информация об
особенностях формирования отраженных сигналов.
В зависимости от решаемой РЛС задачи в качестве объектов
радиолокационного наблюдения могут рассматриваться любые
физические тела искусственного или естественного
происхождения (например, здания, автомобили, корабли, самолеты,
космические аппараты, метеоры, айсберги и т.д.), биологические
объекты (люди, животные, птицы, насекомые и т.д.), находящиеся в
окружающем РЛС пространстве, а также отдельные элементы
самого пространства: земная и водная поверхности, лесные
массивы и сельскохозяйственные угодья, метеорологические образова-
47
ния, диэлектрические неоднородности воздуха (области повышен-у
ных градиентов температуры и влажности), ионизированные
следы молниевых разрядов и т.д. В радиолокации все эти объекты
принято называть радиолокационными целями или для краткости —
просто целями.
В реальных условиях любую РЛС окружает множество целей.
Сигналы, отраженные от различных целей, оказывают различное
влияние на работу РЛС. В зависимости от решаемой РЛС задачи
одна и та же цель может оказывать как положительное, так и
отрицательное влияние. Например, радиолокационные отражения
от морской поверхности могут играть полезную роль, в
частности, в океанографии при дистанционном изучении
поверхностных течений, измерении параметров морского волнения. В то же
время сигналы, отраженные от морской поверхности, в
корабельной навигационной РЛС могут замаскировать полезный сигнал от
знака навигационного ограждения (вехи, буя, бакена). Такие
отражения называют мешающими, помеховыми, а сами отражающие
объекты — источниками помех. В англоязычных изданиях для
названия такого вида помех используется термин clutters. При
наличии источника помех для того чтобы оптимизировать структуру
РЛС и правильно определить ее параметры, необходимо понимать
природу помеховых радиолокационных отражений.
Радиолокация, появившись как раздел радиотехники в 1930-х гг.
для решения исключительно военных задач обнаружения
самолетов и кораблей, быстро развивалась, что не могло остаться без
внимания специалистов других отраслей науки и техники.
Начиная с 1941 г. РЛС стали использовать метеорологи для оценки
метеорологической обстановки сначала с поверхности Земли, а
затем и с самолетов. Это привело к выделению из метеорологии
самостоятельной науки — радиолокационной метеорологии, в
которой методы наблюдения и представления полученных
результатов основываются на теории рассеяния радиоволн малыми
частицами (гидрометеорами, аэрозолями, диэлектрическими нео-
днородностями воздуха и т.д.).
Дальнейшие исследования позволили установить, что РЛС
эффективно обнаруживают стаи птиц и рои насекомых, поэтому
орнитологи и энтомологи стали применять радиолокацию для
наблюдения за миграцией птиц, перемещением насекомых. Как
результат этих исследований в 1950—1960-х гг. образовались
новые науки: радиолокационная орнитология и радиолокационная
энтомология.
С 1940-х гг. радиолокация нашла применение для измерения
характеристик полярных сияний, метеоров, Луны, с 1960-х —
солнечной короны, Венеры, Меркурия, Марса, Юпитера.
Радиолокационные станции позволили измерить расстояния до
небесных объектов, уточнить параметры их орбит, определить периоды
48
вращения и получить изображения рельефа поверхности планет.
Все эти результаты способствовали становлению еще одной
науки — радиолокационной астрономии.
С появлением в 1950— 1960-х гг. ракетной и космической
техники началось радиолокационное исследование Земли с
космических аппаратов для решения задач картографирования,
обслуживания сельского и лесного хозяйств, ледовой разведки,
метеорологии и т.д.
Даже такой неполный перечень областей применения
радиолокации в других отраслях науки и техники свидетельствует о
важности определения характеристик радиолокационного рассеяния
целей.
2.2. Характеристики радиолокационного
рассеяния
Для описания явления рассеяния радиоволн вводят
характеристики радиолокационного рассеяния (ХРЛР). Эти характеристики
устанавливают связи между одноименными параметрами
(энергетическими, фазовыми, частотными, поляризационными)
падающего на цель и рассеянного ею полей*.
В общем случае ХРЛР зависят:
• от параметров РЛС (вида зондирующего сигнала, частоты,
разрешающей способности, поляризации);
• параметров цели (ее геометрических размеров, формы,
электрических и магнитных свойств материала);
• параметров, характеризующих условия наблюдения (углов
падения облучающего поля — ракурса цели, расстояния между РЛС
и целью).
Многообразие указанных параметров создало условия, при
которых для адекватного описания рассеивающих свойств целей
потребовалась разработка различных видов характеристик. В
настоящее время в научной и учебной литературе можно встретить
более сотни ХРЛР. Однако до сих пор не разработаны стандарты,
устанавливающие не только определения, но и единую
терминологию. Поэтому наиболее часто использующимися
характеристиками являются статические, динамические и статистические.
Статические ХРЛР описывают свойства неподвижной
относительно РЛС цели при различных ее ракурсах, т.е. в ее собственной
(как правило, сферической) системе координат. Динамические
ХРЛР описывают свойства движущейся относительно РЛС цели,
* Радиолокационные характеристики летательных аппаратов /
[М.Е.Варганов, Ю.С.Зиновьев, Л.Ю.Астанин и др.]; под ред. Л.Т.Тучкова. — М. : Радио и
связь, 1985. - 236 с.
49
причем последняя может совершать не только перемещение по
траектории, но и движение вокруг центра масс. Неопределенность
ориентации цели в пространстве привела к необходимости
введения статистического описания рассеивающих свойств, из
которого вытекают статистические ХРЛР.
Статические характеристики. Различают статические ХРЛР для
узкополосных, сложных и сверхширокополосных сигналов. Для
узкополосных сигналов характерно малое отношение ширины
спектра зондирующего сигнала Δ/κ его несущей частоте f0:
Δ/7/0«1. (2.1)
Формула (2.1) определяет показатель широкополосности. У
сверхширокополосных (СШП) сигналов отсутствует понятие
несущей частоты, и этот же показатель вводят несколько иначе: как
отношение ширины спектра зондирующего сигнала Δ/κ его
средней частоте:
/о' = (/.+/н)А
где / и /н — верхняя и нижняя частоты сигнала соответственно.
Для СШП сигналов значение показателя широкополосности
теоретически не превосходит 2, а практически
Δ///ο' = 1· (2.2)
К сложным относятся сигналы, у которых база В
(произведение ширины спектра Δ/на длительность τ) существенно
превосходит 1, т.е. В = Δ/τ » 1. Подробнее свойства сложных сигналов
расмотрены в гл. 4. По показателю широкополосности сложные
сигналы могут относиться как к узкополосным (если для них
выполняется условие (2.1)), так и к сверхширокополосным (если их
параметры удовлетворяют равенству (2.2)).
При облучении цели узкополосными сигналами для описания
ее свойств применяются следующие ХРЛР: комплексный
коэффициент рассеяния (ККР), эффективная площадь рассеяния
(ЭПР), диаграммы рассеяния, матрицы рассеяния.
Исторически первой и по настоящее время широко
используемой на практике ХРЛР является ЭПР.
Очень часто для данной характеристики используются и
другие термины: радиолокационное поперечное сечение (англ. radar
cross section), эффективная поверхность. Под ЭПР понимают
площадь поперечного сечения такого гипотетического
идеального изотропного (рассеивающего энергию во всех
направлениях равномерно) отражателя (например, шара), который
будучи помещен на место цели создает на входе приемной
антенны РЛС такую же плотность потока мощности, что и сама
цель. Обычно при определении ЭПР на входе приемника РЛС
учитывают волну той же поляризации, что и падающая, хотя
50
при рассеянии могут образовываться волны различной
поляризации.
Учитывая приведенное определение ЭПР, мощность,
рассеянную целью, можно представить в виде
Рр = Π,,σ,
(2.3)
где Пп — плотность потока мощности падающего на цель поля; σ —
эффективная площадь рассеяния.
С учетом изотропности отражателя плотность потока
мощности отраженной (рассеянной) волны в месте нахождения
антенны РЛС на расстоянии D от цели Потр = Ππσ/(4πΖ)2). Отношение
Потр/Пп = σ/4πΖ)2 — характеристика мало информативная, так
как зависит от расстояния D. Для устранения зависимости от
расстояния ЭПР определяют следующим образом:
σ = lim 4kD2
Π
οτρ
nr
= lim 4πΖ)2
Z)-~
= lim 4πΖ)2
Z)-~
Яп
яп
, (2-4)
где ЁП,НП и Ер,Нр — напряженности падающего и рассеянного
полей соответственно.
Определение ЭПР по формуле (2.4) справедливо только для
монохроматического сигнала. Но на практике формулу (2.4)
используют и для импульсных сигналов, если полоса частот Af,
занимаемая спектром падающего поля, удовлетворяет условию
Δ/<
3L'
где с — скорость распространения электромагнитных волн; L —
линейный размер цели в направлении распространения падающей
волны.
При количественной оценке ЭПР применяются абсолютные и
относительные единицы. Абсолютной единицей ЭПР является
единица площади — метр квадратный, м2, относительной —
децибел, дБ. ЭПР нормируют либо к 1 м2:
σ, =101g(a/a0),
где σ, — ЭПР, дБ; σ — ЭПР, м2; σ0 = 1 м2,
либо к квадрату длины волны облучающего поля λ2:
σ2=10ΐ8(σ/λ2).
Часто индексы 1 и 2 при σ опускают.
Удобство относительных единиц связано с тем, что ЭПР
изменяется в широком динамическом диапазоне. Например,
вместо σ = 10000 м2 или σ = 0,01 м2 пишут σ = 40 дБ или σ = -20 дБ
соответственно.
51
Для характеристики специфических отражателей, таких как
ленты и стержни, подстилающая поверхность, объемные цели
(облака), вводят понятие удельной ЭПР. Цели, протяженность
которых много больше поперечного размера, характеризуются
удельной линейной ЭПР, подстилающие поверхности —
удельной поверхностной ЭПР, объемные цели — удельной объемной
ЭПР. Удельные ЭПР определяются соотношениями:
oL = σ/L; os = σ/S; σν= σ/ V,
где L, S, V— длина, площадь поверхности и объем цели
соответственно.
Эффективная площадь рассеяния, определяемая выражением
(2.4), является исключительно энергетической характеристикой,
не зависит от расстояния D до цели и поэтому не учитывает
фазовые соотношения в падающей и рассеянной волнах. Для
одновременного описания изменения фазы и амплитуды поля при его
рассеянии используют другую характеристику — комплексный
коэффициент рассеяния
А = lim 2-JnD^- = lim Ι^πϋ^ί. (2.5)
Предел D -> °° в определениях ЭПР по формуле (2.4) и ККР
по формуле (2.5) обозначает не соответствующую
математическую операцию, а условие нахождения цели в дальней зоне
излучения РЛС, позволяющее использовать для облучающего поля
модель плоской волны. Для рассеянного поля необходимо
использовать модель сферической волны.
Для удобства записи фазовых соотношений рассеянную волну
формально представляют как результат отражения от точки,
называемой фазовым центром рассеяния (ФЦР). ФЦР — это
некоторая условная точка О' (рис. 2.1) внутри контура объекта или
вблизи него, которую можно рассматривать как эквивалентный
источник, создающий в точке приема В при заданной
напряженности падающего поля Ёп такую же по амплитуде и фазе
напряженность рассеянного поля Ер, что и сама цель.
Комплексный коэффициент рассеяния можно представить в
виде
A =|i|exp(yarg/i),
где \А\, arg/i — модуль и аргумент (фазовый угол) ККР
соответственно.
Модуль коэффициента рассеяния не зависит от расстояния до
объекта, в то время как аргумент зависит. Если начало системы
52
Ζι
Фазовый
центр
рассеяния
'χ "В
Рис. 2.1. Определение фазового центра рассеяния
координат расположено в точке О (см. рис. 2.1) на поверхности
цели, а ФЦР — в точке О', фазовый угол можно представить в
виде суммы углов Ψ, и Ψ2, где Ψ, = kD = 2πΰ/λ и Ψ2 = 2kl = 4π//λ
(к — волновое число, к = 2π/λ). Первый угол зависит от
расстояния Dot начала О системы координат до точки приема В, второй —
от расстояния /, где / — проекция радиуса-вектора г,
определяющего положение ФЦР в системе координат Oxyz, на
направление распространения радиоволн. Множитель 2 в выражении для
Ψ2 учитывает распространение падающей и рассеянной волн на
расстоянии /. С целью устранения зависимости arg/i от
расстояния /)до цели, а следовательно, и фазы ККР от D в определение
(2.5) вводят дополнительный множитель exp(-jkD). Тогда
А= lim 2sfnD^-exp(-jkD).
D->~ En
(2.6)
Эффективная площадь рассеяния, определяемая по формуле
(2.4), и комплексный коэффициент рассеяния, определяемый по
формуле (2.5) или (2.6), связаны простым соотношением
с = \А\
(2.7)
Понятия ККР и ЭПР справедливы не только для случая одно-
позиционной (моностатической) радиолокации, когда передающая
и приемная антенны РЛС совмещены, но и для случая
многопозиционной радиолокации, когда приемников несколько и они
разнесены в пространстве относительно передатчика.
Характеристики Λ , arg/i, σ зависят от ориентации цели по
отношению к направлениям облучения и приема. Данные
зависимости обычно представляют в виде диаграмм рассеяния, класси-
53
фикация которых представлена на рис. 2.2. По виду ХРЛР
диаграммы рассеяния подразделяются на амплитудные (отражают
зависимость \А\ = \Α(Θ, φ)|, фазовые вида argA = argA(Q, φ) и ЭПР
σ = σ(θ, φ).
Диаграммы рассеяния характеризуют зависимости отражающих
свойств цели от угла падения волны и угла между направлениями
облучения и приема. С этой точки зрения различают диаграммы
следующих видов: моностатические, бистатические, а также
пространственные моностатические и бистатические.
Моностатические диаграммы рассеяния — это зависимости
любой из ХРЛР от одного из углов: φ (φπ = φρ) или θ (θπ = θρ) — при
постоянстве другого. Бистатические диаграммы рассеяния — это
зависимости любой из ХРЛР от одного из углов: φπ, θπ, φρ, θρ —
или от угла γ (рис. 2.3) при постоянстве всех остальных углов.
Пространственные моностатические диаграммы рассеяния — это
зависимости ХРЛР от двух углов: φ (φπ = φρ) и θ (θπ = θρ) —
одновременно. Пространственные бистатические диаграммы рассеяния —
это зависимости ХРЛР от двух углов: (φπ, θπ) или (φρ, θρ) —
одновременно при постоянстве остальных углов.
Анализируя диаграммы рассеяния, можно отметить важную
особенность ХРЛР — их многомерность. Однако многомерность
ХРЛР обусловлена не только зависимостью электродинамических
свойств целей от углов падения и рассеяния волн, но и вектор-
Диаграммы рассеяния
Амплитудные
Моностатические
ЭПР
Бистатические
Пространственные
бистатические
Пространственные
моностатические
Рис. 2.2. Виды диаграмм рассеяния
54
Фазовый
центр
рассеяния
Рис. 2.3. Определение бистатических диаграмм рассеяния
ным характером электромагнитного поля. Для учета последнего
вводят матрицу рассеяния.
Матрица рассеяния характеризует распределение рассеянной
энергии по видам поляризации при фиксированной поляризации
облучающего поля, а также учитывает неравномерность
распределения рассеянного поля в пространстве. При неизменной
поляризации облучающего поля рассеянное будет иметь составляющие
разной поляризации.
Облучающее поле (например, в плоскости, перпендикулярной
направлению на цель и касательной к контурам цели) можно
представить в виде суммы двух ортогональных составляющих:
Ёп = £i„x + ^„у,
где χ и у — орты линейного поляризационного базиса.
Рассеянное поле в плоскости апертуры антенны приемника
можно представить в том же поляризационном базисе:
Ёр = £1рх + £2РУ-
Процессы распространения и рассеяния электромагнитных волн
линейны, поэтому каждая из ортогонально-поляризованных
компонент рассеянного поля в общем случае зависит от
параллельной и перекрестной компонент падающего поля:
Е2р = А2\Е1п +А22Е2п.
Эти выражения удобно представить в матричной форме:
>1р
Lb2pJ
А\ А\2
Α2χ /422.
Лп
^2п
(2.8)
(2.9)
55
Матрица размером 2x2 в правой части формулы (2.9)
называется матрицей рассеяния, а также поляризационной матрицей.
Матрица рассеяния представляет собой набор ККР из формулы (2.6)
для различных сочетаний поляризаций падающего и рассеянного
полей. Матрица рассеяния является более полной
характеристикой цели, так как содержит информацию об амплитуде, фазе и
поляризации рассеянной волны при заданном облучающем поле.
В качестве ортогональных волн обычно рассматривают волны
линейной (вертикальной и горизонтальной) поляризации.
Если необходимо характеризовать только энергии рассеянных
полей, то вводят матрицу ЭПР
_σ21 σ22 J
элементы которой не содержат информации о фазе рассеянного
поля. Элементы матрицы ЭПР из формулы (2.10) связаны с
элементами матрицы рассеяния в формуле (2.9) соотношением (2.7).
Как уже отмечалось, понятия ККР и ЭПР строго определены
только для монохроматического сигнала. Для сложных и СШП
сигналов вводят обобщенные статические ХРЛР, которые в
монохроматическом случае совпадают с традиционными. В качестве
обобщенных используют ХРЛР как во временной области
(например, импульсные характеристики), так и в частотной
(комплексные частотные характеристики). Представление цели
импульсными или частотными характеристиками означает, что она
рассматривается как некоторая линейная модель (устройство), к
которой полностью применимы соответствующие теоремы теории
линейных цепей. Перед тем как использовать методы анализа
линейных систем при решении задач рассеяния, определим в
качестве входных и выходных величин напряженности
электрического поля в двух точках пространства на заданных направлениях.
Используем систему координат (см. рис. 2.1), начало О которой
расположено на поверхности цели, а ее ФЦР — в точке О'. Под
входным воздействием на эквивалентную цели линейную цепь
понимают падающую плоскую волну в выбранном начале
координат О. При линейной поляризации падающее поле ^„(φ, θ, /)
можно описать скалярной функцией, зависящей от угловых
координат φ, θ и времени /. Тогда частотный спектр падающего
излучения может быть записан с помощью преобразования Фурье:
Ёп (φ, θ, ω) = J En (φ, θ, t) exp(-ju>t)dt, (2.11)
а само электромагнитное поле как функция времени — с
помощью обратного преобразования Фурье:
56
1 °°
Ε„(φ, Q,t) = — f £π(φ, θ, co)exp(/coOdoi (2.12)
Выражения (2.11) и (2.12) представляют пару преобразований
Фурье, которую символически можно записать в виде
£П(<Р, θ, *)<=>£„(ф. θ, ω). (2.13)
Таким образом, входное воздействие на линейную модель,
эквивалентную цели, можно рассматривать во временной
области как функцию времени Επ(φ, θ, /), в частотной области — как
частотный спектр £π(φ, θ, ω), которые связаны между собой
соотношением (2.13).
Под выходным сигналом линейной модели, эквивалентной
цели, имеют в виду напряженность рассеянного поля в точке
/?(φ, θ, D) расположения приемной антенны РЛС. Как и входное
воздействие, выходной сигнал можно рассматривать либо во
временной области, либо в частотной. Символически выходной
сигнал (рассеянное поле) записывают в виде
£ρ(φ, θ, /) <=> £ρ(φ, θ, ω).
С учетом возможных поляризаций падающего и рассеянного
полей, а также при различных углах падения облучающего поля,
эквивалентная цели линейная модель должна иметь переменные
параметры. При заданном виде линейной поляризации и
постоянных углах прихода падающей плоской волны связь между Ёр и Ёп
определяется соотношениями, характерными для линейной цепи
с постоянными параметрами.
Если входное воздействие £"π(φ, θ, t) на линейную цепь,
эквивалентную цели, представляет собой произвольную функцию
времени, то, представив ее с помощью выражения (2.11), можно в
соответствии с выражением (2.6) получить спектр выходного сигнала:
£р«р, θ, ω) = ^(φ,θωΜ(φ,θ,ω)6χρ(.^); {2Щ
2\Ιπϋ
где Α(φ, θ, ω) — частотная характеристика эквивалентной цели
линейной модели, под которой понимают зависимость от
частоты ККР цели. Применяя к выражению (2.14) обратное
преобразование Фурье, определяют сигнал на выходе эквивалентной
линейной цепи как функцию времени:
£р(<Р, Θ, t) =
= —!=- 7 £π(φ, θ, ω)Λ(φ, θ, со)ехр(Д/))ехр(./со/)с1со, (2.15)
2π2\Ιπυ ^
где kD = 2πϋ/λ = 2nfD/c = u>D/c.
57
Используя теорему о сдвиге в преобразовании Фурье,
равенство (2.15) можно представить в виде
φ, θ, t +
D
2π.
1 °° ·
—!=- f £π(φ, θ, ω)Λ(φ, θ, co)expO'coi)dco. (2.16)
2νπΖ) ζ»
Линейное рассеяние, как и линейные цепи, удобно
рассматривать, вводя специфические функции воздействия — тестовые
сигналы. Во временной области наиболее распространено входное
воздействие в виде дельта-функции Дирака:
£п1(<р, θ, 0 = δ(0
/ = 0.
О, / φ О,
'' J 5(0d/ = 1. (2.17)
Спектр такого воздействия £"Π(φ, θ, ω) = 1.
Если в выражении (2.16) воздействие представляет собой
дельта-функцию, определяемую из выражения (2.17), то интеграл в
этом выражении — импульсную характеристику £(φ, θ, t)
линейной цепи, эквивалентной рассеивающей цели, т.е.
g(q>, θ, t) = — j Λ(φ, θ, co)expO'coOdcu,
2π
(2.18)
и сигнал на выходе цепи в соответствии с выражением (2.16)
получим в виде
φ, θ, t + —
с
g(<P, θ, t)
2^D
(2.19)
Из уравнения (2.19) очевидно, что импульсная
характеристика рассеяния — это нормированный отклик рассеивающей цели
на воздействие дельта-функции Дирака:
g(<p, θ, 0 = 2^DEp
φ, θ, t + —
(2.20)
Формула (2.20) учитывает тот факт, что рассеянное поле —
сферическая волна, напряженность электрического поля которой
изменяется обратно пропорционально расстоянию D.
Частотная характеристика линейной модели, эквивалентной
цели, связана с ее импульсной характеристикой
преобразованием Фурье:
58
Λ(φ, θ, ω) = j g(q>, θ, t)exp(-jat)dt.
(2.21)
Выражения (2.18) и (2.21) составляют пару преобразований
Фурье, которую символически записывают в виде g(<p, θ, t) <=> Α(φ, θ, ω).
При произвольном воздействии Επ(φ, θ, /) сигнал на выходе
эквивалентной цели линейной модели можно определить через
импульсную характеристику #(φ, θ, t) с помощью интеграла Дю-
амеля:
φ, θ, t + —
2\/πΖ) _„
На рис. 2.4 приведена структурная схема, иллюстрирующая
математическую модель, используемую для описания рассеяния
электромагнитных волн целью. Очевидно, что выходной сигнал
Ёр на произвольное воздействие Ё„ может быть получен как во
временной, так и в частотной областях. В частотной области
отклик на входное воздействие пропорционален произведению
спектра падающего сигнала на частотную характеристику
эквивалентной цели линейной цепи, во временной — свертке падающего
сигнала с импульсной характеристикой цепи.
Свертка
Функция времени
4(<Р. Θ, /)
Падающее поле
Фурье-преобразование
Частотный спектр
Επ(φ, θ, ω)
Функция времени
£ρ(φ, θ, t+D/c)
Рассеянное поле
Фурье-преобразование
Частотный спектр
£ρ(φ, θ, ω)
Про
Радиолокационная цель
Импульсная
характеристика
£(<Р, θ, ή
Фурье-преобразование
Частотная
характеристика
Α(ψ, θ, ω)
Рис. 2.4. Структурная схема математической модели формирования
рассеянного поля
59
В частотной области применяют тестовое входное воздействие
в виде поля, изменяющегося во времени по гармоническому
закону. При этом линейную цепь, эквивалентную цели,
характеризуют частотной характеристикой (2.21), которую можно
представить в виде
Λ(θ, φ, ω) = |Λ(Θ, φ, o))|exp[-./aig/i(e, φ, ω)],
где \Λ(Θ, φ, ω)| — амплитудно-частотная характеристика (АЧХ);
arg,A(Q, φ, ω) — фазово-частотная характеристика (ФЧХ).
Фазово-частотная характеристика связана с положением ФЦР
цели (О' на рис. 2.1) соотношением argA(Q, φ, ω) = 4π/(ω)/λ, где
/(ω) — функция, отражающая зависимость проекции / радиуса-
вектора г от частоты.
Учитывая векторный характер электромагнитного поля,
вводят матрицы:
частотных характеристик
Α(θ, φ, ω)
Ап (θ, φ, ω) Λ12(θ, φ, ω)
Α21(θ, φ, ω) Α22(θ, φ, ω).
импульсных характеристик
"gn(9, φ, t) g12(0, φ, /)
ί(θ, φ, 0
.g2i (θ, φ, 0 £22(θ, φ, /)_
где /, У = 1,2 — индексы поляризации.
При определении характеристик рассеяния
радиолокационные цели в зависимости от их формы обычно делят на две
группы. К первой группе относят отражатели простой формы (сфера,
диск, конус, цилиндр, пластина, уголковые конструкции), а также
некоторые специальные отражатели (линзы Люнеберга и Итона —
сферические или цилиндрические диэлектрические отражатели,
диэлектрическая проницаемость материала которых изменяется от
поверхности отражателя до его центра по определенному закону)
и отражатели-антенны (обычные антенны — дипольные,
рупорные, короткозамкнутые в точке подключения фидера или волно-
водного тракта, или решетки из попарно соединенных с
помощью фидерных линий или волноводов антенн — решетки Ван-
Атта).
Ко второй группе относят подавляющее большинство
реальных целей. Это цели сложной геометрической формы: самолеты и
искусственные спутники, корабли, различные сооружения и т.д.
Характеристики рассеяния целей первой группы изучены
достаточно хорошо и могут быть определены для каждого конкретно-
60
го их расположения относительно РЛС. Аналитические
выражения диаграмм ЭПР и максимальных ЭПР некоторых отражателей
простой формы представлены в табл. 2.1.
Для целей сложной формы рассчитать характеристики
рассеяния в общем виде не представляется возможным. Тем не менее
для некоторых из них такие характеристики получены
экспериментально. Например, известна эмпирическая формула,
определяющая АЧХ судна:
\А(Л\ = 7,2\/1/*ОУ\ (2.22)
где/— частота сигнала РЛС, МГц; Ds— водоизмещение судна,
тыс. т.
Формула (2.22) справедлива для сантиметрового диапазона длин
волн и для судов с водоизмещением 2000... 17000 т.
При изучении частотных и импульсных характеристик
рассеяния различают три основные области их определения:
низкочастотную (длинноволновую), резонансную и высокочастотную
(коротковолновую).
Эти названия никакого отношения к действительным частотам
сигналов РЛС не имеют, а относятся к размерам целей,
выраженных в числе длин волн облучающего поля. Для целей простой формы
на рис. 2.5 представлена обобщенная АЧХ, определяющая
зависимость модуля ККР от kl = 2π//λ = ω//с, где / — характерный
размер цели.
В низкочастотной области размеры цели значительно меньше
длины волны (/ « λ, ω//с « 1), следовательно, составляющие
цель элементы слишком малы для их отдельного разрешения, а
фазы рассеянных ими полей мало отличаются друг от друга.
Поэтому поля, рассеянные элементами цели, описываются
функциями, мало отличающимися друг от друга и в первом
приближении одинаково влияющими на результирующее поле. По этой
причине практически все тела в этой области обладают общими
свойствами: напряженности отраженных электрического и
магнитного полей почти не зависят от формы тела и пропорциональны
квадрату частоты сигнала РЛС. Тогда в соответствии с формулой
(2.5) АЧХ Л(со//с) также пропорциональна квадрату частоты, а
ЭПР в соответствии с формулой (2.4) — четвертой степени
частоты. Координаты ФЦР не зависят от частоты и совпадают с
координатами центра масс.
В резонансной области, где размеры цели (0,5 < со// с < 50)
соизмеримы с длиной волны РЛС, поля, рассеянные
различными элементами цели, связаны сложными функциональными
соотношениями. При сложении полей возникают резонансные яв-
61
о.
е-
еа
S
Э-
_п
*ёл
-§
гч —
<
э-
гч
ел
о
о
Я
ε
ϋ
"t5
II
φ
э1
ϋ
^
π
и
X
С
ел
^
X
Φ
COS
э-
сл
О
О
X
α>
ел
О
CJ
S-
С
ел
3
II
X
Ρ
ι.;
ίΛ
(Ν
II
о.
С
«
к
«ι^
Я
ε
ϋ
■о
II
о <"=
К Л
X
si *
го
62
9-
C
ел
a
b
ϋ
II
9-
9-
сл
О
CJ
Ч
■Ай
α
ел
9-
Ο
CJ
^4
■Ai
α Ι
(Ν
ε
ϋ
οο
ε
e
8
CO
δ ^ ^
§ л л
6 s
Ρ Ρ9
« со
3 S
1 5
5 §
К|тг
V
9-
V
I
л
63
ЩЫ/с)\
В ы сокочастотная
область
О 0,5 50 ml/c
Рис. 2.5. Амплитудно-частотная характеристика отражателя
ления. Амплитудно-частотная характеристика носит
колебательный характер.
В высокочастотной области размеры цели много больше длины
волны (/» λ, ωΐ/c» 1). АЧХ Ы(со//с) пропорциональна (со//с)х,
где величина χ зависит от формы цели и лежит в пределах 0 < χ < 1.
По отношению к наиболее часто применяемым на практике РЛС
сантиметрового диапазона характеристики рассеяния
отражателей простой формы сосредоточены в высокочастотной области,
поэтому остановимся на их изучении более подробно.
В высокочастотной области уникальными свойствами обладает
сферический отражатель, АЧХ которого определяется выражением
AB((or/c) = r4nexp(j2krB),
где г — радиус сферы; гв — проекция радиуса-вектора,
определяющего положение ФЦР, на направление распространения
отраженной волны.
Если начало системы координат (см. рис. 2.1) расположено в
ближайшей к РЛС точке на поверхности сферы, то гв = λ/4; если
в центре сферы, то гв = λ/4 - г. Используя соотношение (2.18),
можно определить импульсную характеристику сферического
отражателя в высокочастотной области:
gB(0 = 2^ r Jii J ехр(У2(огв / с + jaa}df&
Представляя дельта-функцию интегралом Фурье
1 °°
δ(/ +1,) = — J ехр[У(о(/ + ί, )]dco,
2π J
(2.23)
64
соотношение (2.23) запишем в виде
gB(t) = Γ^ίπδ
t + —-
с
ν
J
Таким образом, импульсная характеристика сферического
отражателя в высокочастотной области выражается через дельта-
функцию. Используя интеграл Дюамеля, определим отклик
сферического отражателя на входное воздействие En(t):
с
-^-\έΠ(ί-τ)ΕΒ(τ)άτ. (2.24)
Подставляя в формулу (2.24) выражение импульсной
характеристики из формулы (2.23) и изменяя порядок интегрирования,
получим
t + -
D
= ^^Л^'-Т)ехр
2D2n
J-
2ω/-Β
+ jan
ckdco. (2.25)
С учетом теоремы о сдвиге аргумента в преобразовании Фурье
соотношение (2.25) можно записать в виде
' D 2гв
t + — + —5-
V с с
г
2Ζ)2π
- J IEn(t-x)exp(jon)dxd(u. (2.26)
Изменяя в формуле (2.26) порядок интегрирования и
используя фильтрующее свойство дельта-функции, получим отклик
сферического отражателя в высокочастотной области на воздействие
En(t) в виде
D 2га
( + — + ■
с
-ч=^ад.
(2.27)
Из выражения (2.27) следует, что отраженный от сферы сигнал
имеет ту же форму, что и входное воздействие E„(t), и отличается
от последнего задержкой во времени на величину (D/c + 2rB/c) и
уменьшением амплитуды в (2D/r) раз.
В теории радиолокации введено специальное понятие точечного
отражателя. Под точечным отражателем в высокочастотной
области понимают такой гипотетический отражатель, частотная
характеристика которого не зависит от частоты, а отклик (как
функция времени) повторяет по форме входное воздействие. Если
к тому же рассеивающие свойства не зависят от ориентации в
пространстве, то говорят о точечном изотропном отражателе. Из
реально существующих отражателей по своим характеристикам
рассеяния в высокочастотной области к точечному изотропному
65
отражателю приближается сферический отражатель, радиус
которого больше длины волны, но существенно меньше размеров
элемента разрешения РЛС по дальности, углу места и азимуту.
Следует отметить, что ЭПР как характеристика рассеяния
позволяет оценивать радиолокационную заметность цели, а также
рассчитывать дальность действия РЛС и некоторых систем связи.
Характеристики рассеяния во временной и частотной областях
позволяют применять для построения объектов с малым рассеянием
в заданном направлении методы синтеза, разработанные в теории
линейных цепей.
Статические ХРЛР описывают рассеяние неподвижной целью.
Они не зависят от времени, а частоты рассеянного и
облучающего полей равны между собой.
Динамические характеристики. Для описания ХРЛР
движущихся целей используют динамические характеристики. Причем,
говоря о движении объекта, полагают, что он может совершать не
только перемещение по траектории, но и вращение вокруг
центра масс. Однако в каждый момент времени его положение и
скорость относительно РЛС известны.
Динамические ХРЛР представляют собой зависимости ККР,
ЭПР и некоторых других статических характеристик от времени.
Если отношения характерных размеров цели к длине волны
облучающей РЛС велики, диаграммы рассеяния цели носят
сильно изрезанный (многолепестковый) характер. Например, в
сантиметровом диапазоне даже у сравнительно небольших целей
ширина лепестков диаграммы ЭПР может составлять доли
градуса. Μноголепестковость диаграмм связана с интерференцией
полей, отраженных от отдельных элементов конструкции цели,
разнесенных в пространстве на расстояния, существенно
превышающие длину волны электромагнитного поля.
Считая, что траектория цели и ее мгновенное положение
относительно РЛС известны, а также зная статические
характеристики, можно определить соответствующие динамические ХРЛР,
например A(t), c(t) и т.д. При динамическом рассеянии
зависимости ХРЛР от времени описываются сложными, но
детерминированными функциями.
Спектральный состав отраженного сигнала может отличаться
от спектрального состава падающего поля. На спектральный
состав отраженного сигнала влияют различные факторы, но
основной вклад в изменение его спектра вносит допплеровский сдвиг
частоты
Fv = 2vr/X,
где vr — радиальная скорость цели относительно РЛС.
Вращение цели вокруг центра масс может вызывать как
амплитудную, так и частотную модуляции отраженного сигнала. В ре-
66
зультате даже при облучении монохроматической волной
отраженное от движущейся цели поле будет иметь сложную частотную
структуру.
Статистические характеристики. На практике действительное
положение цели по отношению к РЛС, как правило, точно
неизвестно. Это связано со случайными возмущающими
воздействиями, оказывающими влияние на любую движущуюся цель.
Сигналы, отраженные от таких целей, являются случайными
функциями времени. Следовательно, динамические ХРЛР представляют
собой реализации случайного процесса и их использование теряет
смысл. В качестве иллюстрации на рис. 2.6 приведена полученная
экспериментально в натурных условиях зависимость от времени
ЭПΡ морской швартовной бочки, совершающей вынужденные
колебания под воздействием волн.
Когда положение цели в пространстве относительно РЛС и ее
радиальная скорость в каждый момент времени точно не
определены и изменяются случайным образом, вводят статистические
ХРЛР — вероятностные характеристики случайных процессов,
описывающие изменения во времени ККР, ЭПР, матрицы
рассеяния и т.д.
Полную информацию о случайном процессе предоставляют
многомерные плотности вероятности (ПВ). ПВ используются для
описания распределения вероятностей. Когда о случайном
процессе достаточно знать меньше, чем позволяют Π В, используют
начальные или центральные моменты распределения. Часто
ограничиваются:
первым начальным моментом (средним) случайного процесса
/я, (/) = J xW(x,t)dx;
вторым центральным моментом (дисперсией)
σ, Μ
40
30
20
10
1
1Ш
ж
I
Дй
Ш,!1ш1
III J hi.
Г™)ЧЩЩ\ЩЩ№
11. I
M\
ЩЦ
ι Ι
\ш
' Uflfl
0 100 200 300 400 500
Рис. 2.6. Флуктуации ЭПР морской швартовной бочки
Λ с
67
M2(t) = j[x-mi(t)]2W(x, i)dx;
смешанным вторым начальным моментом (корреляционной
функцией)
*Ci. h) = J J xxx2W(x\, x2, tu i2)dx,cbc2,
где W{x, f) — одномерная ПВ случайного процесса; Щхи х2, t\,
t2) — двухмерная Π В.
Например, используют диаграммы средней ЭПР. При
введении диаграммы средней ЭПР учитывают, что производится
усреднение как во времени, так, фактически, и по угловым
координатам. При усреднении во времени амплитуда сигнала
определяется путем его наблюдения на некотором интервале. За время
этого интервала положение цели в пространстве изменяется
случайным образом, следовательно, в сторону антенны РЛС в
разные моменты времени направлены разные участки диаграммы ЭПР.
Таким образом происходит усреднение по углу в секторе, в
пределах которого изменяется положение цели. Средняя ЭПР
определяется соотношениями:
ι Фо+Д<Р/2
σ(Φο) = — ί σ(Φο> θ> <P)d<P ПРИ θ = const;
Δ(Ρφ0-Α«ρ/2
J θο+ΔΘ/2
σ<θο) = Τ7Τ ί σ(θ0' θ> <P)de ПРИ Φ = const·
Выбор интервалов усреднения Δφ и ΔΘ зависит от типа
решаемых задач. При Δφ = 2π и ΔΘ = 2π получим среднюю ЭПР,
одинаковую для всех направлений. Эту ЭПР можно использовать для
сравнения рассеяния различными целями или при замене
реальной цели точечным изотропным отражателем. Но при этом
теряется часть полезной информации о распределении рассеянной
энергии по углам. При малых углах Δφ и ΔΘ диаграммы средней
ЭПР мало отличаются от реализаций случайного процесса.
Обычно выполняют усреднение в секторе углов 7... 15°.
На рис. 2.7 приведена диаграмма средней ЭПР корабля,
изображенная в полярной системе координат.
Наибольший интерес представляют модель и характеристики
статистического рассеяния движущейся цели и класс случайных
процессов, к которому принадлежит исследуемый процесс. От этого
зависит алгоритм обнаружения отраженного сигнала в шумах и
помехах, а также подход к анализу самого процесса. Приведем
68
270
Рис. 2.7. Диаграмма средней ЭПР корабля
модели некоторых процессов. Статистические характеристики
рассмотрим на примере ЭПР.
1. Стационарный случайный процесс — наиболее простая и
распространенная модель, справедливая для рассеяния целями,
движущимися постоянным курсом (корабль, самолет). Обычно
говорят о стационарности в широком смысле, при которой
средняя ЭПР σ (черта обозначает статистическое усреднение) и
дисперсия ЭПР не зависят от времени, а функция корреляции К
зависит только от сдвига τ = (t2 - t\) процесса во времени.
Усреднение по множеству реализаций можно заменить усреднением по
времени одной реализации, полагая процесс эргодическим. Для
стационарного случайного процесса спектральная плотность
флуктуации ЭПР ^(со) связана с функцией корреляции Κ(τ)
преобразованием Фурье (теорема Винера — Хинчина):
69
Ξ(ω) = 2 j K(x)exp(-jun)dx;
j~. (2-28)
Κ(τ) = — f Ξ(ω) ехр(Усот)ско.
4π ^
Соотношения (2.28) справедливы для любого вида рассеяния.
В ряде задач используют функцию корреляции по частоте,
определяемую для центрированного случайного процесса
соотношением
Κα(Αω) = [σ(ω,) - σ] [σ(ω2) - σ],
где Δω = ω2 - ω].
2. Нестационарный случайный процесс характеризует рассеяние
маневрирующих целей, а также изменяющихся во времени
поверхностных и объемных целей (расширяющегося нефтяного
пятна на поверхности воды или облака дыма, рассеивающихся в
пространстве дипольных помех и т.д.). При этом средняя ЭПР и
дисперсия ЭПР зависят от времени, а функция корреляции зависит
от первого и второго моментов времени.
В отдельную группу статистических характеристик выделяют
шумы подвижной цели: амплитудный, угловой и дальномерный*.
Под амплитудным шумом цели понимают случайные изменения
напряженности отраженного электромагнитного поля, под
угловым шумом — случайные изменения угловых координат и под
дальномерным — случайные изменения дальности до цели.
Для целей в свободном пространстве физическая природа
возникновения указанных шумов одна и та же: наличие в их
архитектуре нескольких отражающих элементов, которые при расчетах
представляют, как правило, точечными отражателями.
Возникновение шумов возможно, если цель содержит, как минимум, два
отражающих элемента, разнесенных в пространстве на расстояние,
существенно превышающее длину волны РЛС.
Рассмотрим причины появления шумов на простом примере,
сравнивая одиночный точечный изотропный отражатель и
систему из двух точечных изотропных разнесенных отражателей.
Движущийся в свободном пространстве одиночный точечный
изотропный отражатель не создает никаких шумов. Так как
отражение носит изотропный характер, любые изменения его
углового положения в пространстве относительно РЛС не приведут к
изменению напряженности отраженного поля. Следовательно,
амплитудного шума не будет. Фазовый фронт электромагнитной
* Островитянов Р. В. Статистическая теория радиолокации протяженных
целей / Р. В.Островитянов, Ф.А. Басалов. — М. : Радио и связь, 1982. — 232 с.
70
волны, рассеянной точечным отражателем, представляет собой
сферическую поверхность. Поскольку антенна РЛС определяет
направление нормали к фазовому фронту, а нормаль к
поверхности сферы всегда указывает на ее центр, то в этом случае нет
изменения углового положения точечного отражателя при его
вращении вокруг центра масс и нет углового шума. Дальность до
отражателя определяется как половина произведения скорости
распространения электромагнитных волн на время запаздывания
отраженного сигнала. При этом точечным отражателем не вносится
погрешность, обусловленная его запаздыванием, и дальномерно-
го шума нет. Обратим внимание, что вблизи границы раздела двух
сред, характерной для морской радиолокации, даже
неподвижный одиночный точечный отражатель создает все указанные шумы,
что объясняется многолучевыми механизмами распространения
радиоволн.
При наличии двух отражателей в точку наблюдения по разным
направлениям приходят две сферические волны. В результате их
интерференции получается суммарная волна, амплитуда которой
зависит от соотношений амплитуд и фаз первой и второй волн.
Если эти соотношения будут изменяться случайным образом,
например при движении цели, то возникнут флуктуации
амплитуды суммарной волны, т.е. амплитудный шум. Фазовый фронт
суммарной волны уже не будет сферическим, и нормаль к нему
укажет направление не на действительный центр цели, а на ФЦР.
Положение ФЦР также зависит от соотношений амплитуд и фаз
волн, рассеянных каждым отдельным отражателем. При
случайном изменении указанных соотношений ФЦР будет изменять свои
координаты (блуждать), вызывая как флуктуации углового
положения цели (угловой шум), так и изменение ее дальности (даль-
номерный шум). Это явление ограничивает точность измерения
направления на цель и расстояния до нее. Следует подчеркнуть,
что данные погрешности измерений обусловлены исключительно
самой целью. РЛС как инструмент для проведения измерений
может внести дополнительные погрешности.
2.3. Статистические модели отраженных полей
и ЭПР радиолокационных целей
К настоящему времени предложено несколько десятков Π В
ЭПР, базирующихся либо на определенных физических
представлениях о процессе отражения радиоволн целями, либо
полученных непосредственно на основе экспериментальных данных. Прежде
чем остановиться на описании некоторых Π В ЭПР, часто
используемых в практических расчетах, кратко рассмотрим Π В
напряженности (амплитуды) рассеянных целями полей.
71
Одна из первых физических моделей рассеяния построена на
основе теории геометрической оптики и предполагает наличие в
архитектуре цели большого числа отдельных взаимонезависимых
отражателей с примерно одинаковой ЭПР. В рамках этой модели
Π В напряженности электрического поля подчиняется закону Рэ-
лея:
2F (
^(£) = =ехр
Е2
72 \
Е2
,Е>0,
(2.29)
где Е2 — средний квадрат напряженности электрического поля.
Если в составе цели имеется доминирующий рассеивающий
элемент, напряженность поля Ех которого существенно
превышает напряженности полей от остальных отражателей, ПВ
амплитуды сигнала определяется обобщенным законом Рэлея (законом
Раиса):
2F
И^(£) = =ехр
Е2
Е2 + Е,
2 Λ
2ЕЕ,
,Е>0,
(2.30)
где /0(·) — модифицированная функция Бесселя нулевого
порядка.
Ограничимся рассмотрением еще двух так называемых нерэле-
евских Π В напряженности отраженного поля, описываемых
распределением Накагами (/я-распределение) и логарифмически
нормальным распределением.
Для распределения Накагами Π В имеет следующий вид:
W{E)
f т Ч
Г(1Я)
Е2
72т-1
ехр
ν Ε2
£>0,
(2.31)
где Г(т) — гамма-функция, Г(т) = jum ' exp(-w)dw; т = (Е2\
■\е2-Т2).
Для логарифмически нормального распределения ПВ
определяется формулой
ЩЕ) =
Ε^2π
ехр
2ξ
1 Г, Е2^
Ρ
,Е>0,
(2.32)
где ξ — среднеквадратичное отклонение логарифма мощности
отраженного сигнала; Ρ — медиана распределения мощности.
72
Из определения (2.4) следует, что ЭПР пропорциональна
квадрату напряженности электрического поля. Применяя правило
преобразования вероятностных распределений к Π В, по формуле
(2.29) получим Π В ЭПР
W{c)
1 f
— exp
σ
σ
σ
,σ>0,
(2.33)
где σ — средняя ЭПР объекта.
Распределение (2.33) называется экспоненциальным
распределением ЭПР. Таким образом, флуктуации ЭПР цели в
соответствии с экспоненциальным распределением (2.33) приводят к рэ-
леевскому распределению (см. формулу (2.29)) амплитуды
отраженного сигнала. Так как мощность отраженного сигнала
пропорциональна ЭПР объекта, Π В мощности также будет описываться
экспоненциальным законом:
\V(P) = lexp'
Ρ
/>>0.
где Ρ — средняя мощность отраженного сигнала.
Аналогично можно показать, что изменения амплитуды
сигнала, подчиняющиеся обобщенному закону Рэлея (см. формулу
(2.30)), обусловлены флуктуациями ЭПР с распределением
W{c) = зехР
σ
' σ + σ,Λ
h
2Jaa,
σ>0,
(2.34)
где σ! — ЭПР доминирующего отражателя в архитектуре цели.
Плотность вероятности, выраженная формулой (2.31), —
результат флуктуации ЭПР с распределением
Ψ(σ) =
Г(/я)
1 т χ
σ
σ"1-1 exp
-m —
σ
, σ>0;
плотность вероятности, выраженная формулой (2.32),
зультат флуктуации ЭПР с распределением
Ща)--
1
σξν2π
exp
1
2ξ2
In-
, σ>0,
(2.35)
- pe-
(2.36)
где σ — медиана распределения ЭПР.
Выражения (2.34), (2.35) и (2.36) называются соответственно
распределением Раиса, гамма-распределением и логарифмически
нормальным распределением.
Описанные Π В флуктуации ЭПР и соответствующие им Π В
амплитуды отраженного сигнала сведены в табл. 2.2.
73
Таблица 2.2
Π В амплитуды отраженного сигнала
ПВ ЭПР цели
Распределение Рэлея
1Е_ (_ЕУ
Экспоненциальное
распределение
1 ( σΝ
зехр --
σ Ι σ
Обобщенное распределение Рэлея
(распределение Раиса)
Распределение Раиса
IE ( Е2 + Е}Л
= ехр
/о
'2ЕЕХ
( &
1
— е\р
σ
σ + σ.
2^00,
Распределение Накагами
(/и-распределение)
Г(т)
т
ехр
т
I E1
Е2
Гамма-распределение
Г(Ц§) ^'«р(-»|
Логарифмически нормальное
n2"
£·ξ>/2π
ехр
2ξ:
if, £2^
Логарифмически нормальное
.\2"
σξ72π
ехр
2ξ2
Следует обратить внимание на то, что Π В (см. формулы (2.30)
и (2.34), а также (2.32) и (2.36)) носят одинаковые названия, но
имеют различные аналитические выражения. Дело в том, что ПВ
(см. формулы (2.34) и (2.36)) описывают флуктуации ЭПР, а ПВ
(см. формулы (2.30) и (2.32)) — флуктуации амплитуды
отраженного сигнала. Для того чтобы избежать путаницы, называя
распределение, всегда уточняют, что имеют в виду: ПВ ЭПР
(мощности) или Π В амплитуды отраженного сигнала.
2.4. Мешающие отражатели. Отражения
от моря и суши
Существенное влияние на работу РЛС оказывает земная
поверхность. Это влияние проявляется двояко.
Во-первых, земная поверхность рассеивает энергию,
излучаемую РЛС, во всех направлениях, в том числе и обратно к РЛС.
Например, взволнованная морская поверхность может создавать
значительное обратное отражение. При решении задачи
обнаружения какой-либо точечной цели с малой ЭПР на фоне
отражений от подстилающей поверхности могут возникнуть ситуации,
74
при которых сигнал, отраженный от моря или суши, окажется
намного интенсивнее сигнала, отраженного от цели. Кроме того,
земная поверхность представляет собой распределенную
мешающую цель, размеры которой существенно превышают размеры
элемента разрешения РЛС по углу и дальности. Это приводит к
тому, что в рассмотренном примере облучения морской
поверхности в центре экрана И КО навигационной РЛС будет
наблюдаться ярко засвеченная область, на фоне которой выделить
отметку точечной цели (если не предприняты специальные меры)
часто не удается.
Во-вторых, расположение РЛС и цели возле границы раздела
двух сред воздух —земная поверхность создает условия для
многолучевого распространения радиоволн, при котором цель
облучается прямой волной и волной, отраженной от подстилающей
поверхности. Интерференция прямой и отраженной волн —
причина ряда явлений, оказывающих воздействие на характеристики
РЛС.
Для уверенного обнаружения цели на фоне отражений от
земной поверхности необходимо, чтобы ЭПР цели существенно
превышала ЭПР элемента разрешения земной поверхности.
Последнюю ЭПР часто называют ЭПР фона. Рассеивающие свойства
таких распределенных целей, к которым относится земная
поверхность, характеризует удельная ЭПР ауд. На вход антенны РЛС
одновременно поступают сигналы от всех мешающих отражателей
(например, гребней морских волн), находящихся внутри
элемента разрешения РЛС, поэтому σφ = cwS, где σφ — ЭПР фона; £ —
площадь элемента разрешения РЛС. Отсюда следует очевидный
вывод: для уменьшения помеховых сигналов от земной
поверхности следует увеличить разрешение РЛС, соответственно
уменьшив площадь ^ее элемента разрешения. В навигационной РЛС с
простым импульсным сигналом этого можно достигнуть путем
уменьшения длительности излучаемого импульса и сужения ДНА
РЛС. Пределы уменьшения элемента разрешения РЛС ограничены
геометрическими размерами полезной цели.
Другие методы уменьшения влияния помеховых отражений от
земной поверхности на работу РЛС основаны на учете свойств
удельной ЭПР. В общем случае удельная ЭПР зависит от вида
земной поверхности, ее геометрических и электрических
характеристик, длины волны и поляризации РЛС, угла скольжения,
погодных условий, времени года и ряда других факторов. Из
разнообразных видов земной поверхности кратко остановимся только на
оценке удельной ЭПР моря и суши, покрытой растительностью.
Удельная ЭПР моря. В связи со сложностью процессов
рассеяния радиоволн на реальной морской поверхности установить
простые аналитические соотношения между удельной ЭПР моря и
характеристиками поверхности, параметрами РЛС не представля-
75
ется возможным. В инженерной практике в таком случае
используют эмпирические модели, базирующиеся на результатах
экспериментальных измерений. Приведем формулу модели средней
удельной ЭПР моря, разработанную сотрудниками Технологического
института Джорджии (США):
'уд.гор
= 10ΐ8(3,9·10-6λθ°·4Λ,3Λ„Λιν),
(2.37)
где аудгор — средняя удельная ЭПР на горизонтальной
поляризации, дБ; λ — длина волны РЛС, м; θ — угол скольжения, рад
(рис. 2.8); Аа, Аи, Aw — коэффициенты соответственно
многолучевого распространения радиоволн, направления морских волн и
скорости ветра.
Формула (2.37) справедлива для диапазона частот от 1 до
10 ГГц при углах скольжения θ < 15° и средней высоте морских
волн hQ< 3,5 м. Коэффициент Лй учитывает взаимодействие
прямого и переотраженного полей (см. рис. 2.8). При условии, что
ординаты ζ морской поверхности распределены по нормальному
закону,
^ = «7(1 +А
где а — параметр, введенный для оценки многолучевого
распространения радиоволн.
Этот параметр определяется выражением
ο = (14,4λ + 5,5)ΘΛε/λ.
Плотность вероятности высоты Я морских волн подчиняется
закону Рэлея:
4σζζ
8σ2ζ
, 0 < Η < «β,
профиля. Можно показать, что h^.
2πσζ.
Прямой
луч
Переотраженный
луч
Рис. 2.8. Математическая модель поля, рассеянного взволнованной
морской поверхностью
76
При оценке интенсивности волнения наряду со среднеквадра-
тическим отклонением ординат волнового профиля часто
используют высоту волны 3%-й обеспеченности Я3%. Под ней понимают
такую высоту волны, вероятность превышения которой
составляет 3%, т.е.
р(Н> Я3%) = 0,03.
Параметры Я3% и σζ связаны соотношениями:
#3% =5,29σζ;
^=0,0358Я32%.
Коэффициент Л„ в формуле (2.37) имеет вид
Л„ = exp[0,2cos(p(l-2,8e)^ + 0,015)^'4],
где φ — угол между направлением против ветра и линией
визирования антенны РЛС.
Коэффициент \w устанавливает связь ауд гор со скоростью
ветра:
Aw = [1,94^/(1+^/15,4)f ,
где vw — скорость ветра, м/с; g — параметр, определяемый
выражением
£ = 1,ΐ/(λ + 0,015)0·4.
В стационарном состоянии при полностью развитом волнении
средняя высота морских волн связана со скоростью ветра
формулой vw = 8,67АС?·4, где vw измеряется в м/с; hc — в метрах. В этом
случае удельная ЭПР (см. формулу (2.37)) будет зависеть только
от средней высоты морских волн.
При изменении скорости ветра (в нестационарных условиях)
изменяется тонкая структура взволнованной поверхности моря,
что ведет к изменению ауд10р. В этом случае параметры vw и hc
следует вводить в формулу (2.37) независимо.
На вертикальной поляризации для диапазона частот от 3 до
10 ГГц формула (2.37) примет следующий вид:
Оудверт = Оуд.ГОр - 1, 05 1п(Лс + 0, 0 1 5) +
+ 1,09 In λ + 1,271η(θ + 0,0001) + 9,70.
На рис. 2.9 представлен график, иллюстрирующий зависимость
средней удельной ЭП Ρ от угла скольжения. Принято выделять три
характерных области изменения ауд: узкую область малых
скользящих углов, в которой ауд~ Θ4; область «плато», где в достаточно
широком секторе углов (приблизительно от 5 до 70°) удельная
ЭПР моря слабо зависит от θ (ауд~ θ или ауд ~ sin9); узкую область
больших углов, близких к направлению зеркального отражения
77
-•уд
Квазизеркальная
область
Область
скользящих
углов
Рис. 2.9. Изменение средней
удельной ЭПР морской поверхности при
изменении угла скольжения
Λι
P„~D\..D~A
Ρη~ϋ-η
А
кр
D
Рис. 2.10. Зависимость средней
мощности отраженного сигнала
от дальности
(квазизеркальную область), для которой наблюдаются большие
удельные ЭПР. Переход от первой области ко второй происходит
при некотором критическом угле, определяемом как
θκρ = arcsin
6,ЗЛС
Например, при волнении моря в два балла для РЛС,
работающей на частоте 9,3 ГГц, θκρ = 0,94°, при волнении в четыре балла —
θκρ = 0,23°. На частоте 1,25 ГГц при тех же волнениях
соответственно θ„
'кр
7°и9кр= 1,75°
Область скользящих углов — основная область применения
морских навигационных РЛС, антенны которых расположены на
небольшой высоте над уровнем моря. Кроме угла скольжения на
удельную ЭПР в этой области влияет поляризация РЛС. При
горизонтальной поляризации удельная ЭПР на 3...5 дБ меньше,
чем при вертикальной, в связи с чем с целью уменьшения помех
от моря морские навигационные РЛС используют
горизонтальную поляризацию. _
Средняя мощность Рп помехового сигнала как функция
расстояния D от РЛС до наблюдаемого участка морской поверхности
представлена на рис. 2.10. Критическое расстояние DKp, при
котором происходит изменение наклона кривой, связано с
критическим углом скольжения θκρ простым соотношением DKp = hJtgQ^,, где
ha — высота антенны РЛС над средним уровнем моря. Расстояние
D < DKp соответствует области «плато», для которой Р„ - Z)~3...Z)~4.
Показатель степени, равный -3, получают при условии, что в
области «плато» удельная ЭПР моря не зависит от D, и равный
-4, если суа~ D~l. Расстояние D> DKp соответствует области
скользящих углов, для которой аУд - ZH и Рп ~ D~''.
Когда площадь элемента разрешения РЛС велика, помеховый
сигнал формируется как сумма сигналов большого числа отража-
78
телей. В этом случае выполняется центральная предельная теорема
и отраженное поле хорошо описывает комплексный гауссовский
случайный процесс с распределением амплитуды Рэлея (см.
формулу (2.29)), а флуктуации удельной ЭПР моря —
экспоненциальная Π В (см. формулу (2.33)).
При высоком разрешении и скользящих углах облучения
наблюдается не только уменьшение числа отражателей, попадающих
в элемент разрешения РЛС, но и их группирование волновой
структурой моря. В этих условиях для представления отраженного поля
приходится применять негауссовские модели, в которых
флуктуации амплитуды помех от моря описывают логарифмически
нормальным распределением (см. формулу (2.32)), распределением
Вейбулла, К-распределением.
Нормированный энергетический спектр помех от моря
аппроксимируют выражением
£(ω)
г
max
1 +
ω-ω„
η \
Δω
ν
где comax — частота, соответствующая максимуму спектра Gmm\
Δω — ширина спектра на уровне -3 дБ; η — показатель степени
(2,5 < η < 5), зависящий от длины волны РЛС (в
трехсантиметровом диапазоне η = 2,5).
Частота сотах и ширина спектра Δω определяются следующими
выражениями:
штах = 22,2(2ί7№/λ); Δω = 30,7(2г#77λ),
где Fw — средняя скорость ветра, м/с; λ — длина волны РЛС, см.
Удельная ЭПР суши. Задача оценки ЭПР суши более сложна.
Это обусловлено не только разнообразием видов земных
поверхностей, но и увеличением числа факторов, оказывающих
влияние на ЭПР. Например, установлены сезонная изменчивость
отражательной способности суши, зависимость характеристик
рассеяния от погодных условий, биомассы растительности, запаса
влаги, степени зрелости сельскохозяйственных культур и т.д. В связи
с этим основной объем информации об ЭПР суши получен с
помощью измерений в натурных условиях.
Эмпирическая формула для определения средней удельной ЭПР
земной поверхности, покрытой растительностью, имеет вид
ауд = Q + 1018(Θ / 20) - 61β(λ / 3,2), (2.38)
где Сх — постоянный коэффициент, определяемый видом
растительного покрова.
Например, для лиственного леса зимой С] = -40 дБ, летом —
С] = -20 дБ. Формула (2.38) справедлива при углах скольжения
θ < 30° и частотах РЛС от 10 до 100 ГГц.
79
Как и для морской поверхности, ПВ удельной ЭПР суши при
больших размерах элемента разрешения РЛС описывает
экспоненциальный закон, при малых углах скольжения и высоком
разрешении — логарифмически нормальный закон.
2.5. Влияние земной поверхности на сигнал,
отраженный от цели
Важную роль в формировании отраженных сигналов играет
земная (подстилающая) поверхность, приводящая к многолучевым
механизмам распространения радиоволн в системе «цель плюс
поверхность раздела». Следствием многолучевого распространения
является тот факт, что характеристики рассеяния целей,
расположенных вблизи границы раздела двух сред, существенно
отличаются от характеристик рассеяния этих же целей в свободном
пространстве. Оценим влияние подстилающей поверхности,
используя в качестве цели точечный изотропный отражатель, ЭПР
которого в свободном пространстве равна σ0. В качестве
подстилающей поверхности рассмотрим морскую поверхность. Отражатель
расположен на высоте Яц над средним уровнем моря (точка В на
рис. 2. II). Учитывая, что размеры элемента разрешения РЛС по
дальности существенно превышают геометрические размеры
отражателя, а ширина диаграммы направленности антенн морских
навигационных РЛС в вертикальной плоскости существенно
превышает его угловые размеры, можно полагать, что в точке А
размещен изотропный источник монохроматической
электромагнитной волны. Рассматривая случай однопозиционных
радиолокационных систем, считаем, что приемник совмещен с источником
излучения и РЛС находится в точке Л на расстоянии D от
отражателя. Распределение ординат ζ морских волн — нормальное с
нулевым математическим ожиданием (ζ = 0) и среднеквадратичным
отклонением σζ. Геометрические параметры задачи таковы, что
обычно выполняются следующие неравенства: D » Яц; Яц » λ;
α0 « 1, где α„ — обобщенный параметр Рэлея, а0 = (σ^/λ^ϊηθ.
Рис. 2.11. Рассеяние электромагнитной волны на отражателе,
расположенном вблизи границы раздела двух сред
80
С учетом многолучевого распространения рассеянное
отражателем поле у антенны РЛС можно представить в следующем виде:
ЁР = Ё1+Ё2 + 2Ё3, (2.39)
где £, — поле, создаваемое отражателем при распространении
электромагнитных волн в свободном пространстве
соответственно вдоль трассы ABA (см. рис. 2.11); Ё2 — поле,
распространяющееся по трассе «РЛС —поверхность —отражатель—поверхность —
РЛС», на которой отражение от поверхности происходит дважды;
Ёт, — поле, распространяющееся по трассе «РЛС —отражатель-
поверхность— РЛС» или «РЛС — поверхность—отражатель— РЛС»
при однократном отражении от границы раздела.
Выражение (2.39) не учитывает поле, отраженное обратно к
РЛС собственно морской поверхностью, распространяющееся по
трассе «РЛС—поверхность— РЛС». Характеристики этого поля
рассмотрены в подразд. 2.4.
Подставляя формулу (2.39) в формулу (2.6), с учетом
геометрии (см. рис. 2.11) получим, что ККР отражателя,
расположенного над взволнованной поверхностью моря:
А = yfo[exp(-j2kHu sin θ) + Г2 ехр(/2А:#ц sin θ) + 2Г], (2.40)
где Г — комплексный коэффициент отражения (ККО)
электромагнитных волн от взволнованной поверхности моря.
В силу флуктуационного характера поверхности моря ККО —
случайная величина, значит, ККР, определенный по формуле
(2.40), — также случайная величина.
Определим плотность вероятности ККР, определенного по
формуле (2.40), системы «отражатель + поверхность раздела». Для
построения вероятностной модели ККР необходимо иметь сведения о
ККО от морской поверхности, определяемом в зеркальном
направлении. Часто это направление называют «рассеянием вперед».
Используем известное представление ККО в виде
r = x + /y = pexpO'v), (2.41)
где ρ — модуль; ν — фазовый сдвиг.
В отраженном от взволнованной морской поверхности
волновом поле выделяют детерминированную (когерентную) и
случайную (некогерентную) составляющие, каждая из которых может
быть определена обобщенным параметром ос0. Тогда проекции л: и
.у комплексного коэффициента отражения Г определяются
следующим образом:
χ = χκ+εχ; у = ук +гу,
где хк, ук — проекции когерентного Гк ККО; гх и гу — проекции
некогерентного ККО, описываемые двумя независимыми гаус-
81
совскими случайными величинами с нулевыми математическими
ожиданиями и одинаковыми дисперсиями η2, гх = N(0, η2);
гу = N(0, η2).
Когерентный ККО зависит от волнения морской поверхности,
ее электрических характеристик, угла скольжения, а также длины
волны и поляризации РЛС:
Гк = Гф εχρ(-8π2α2),
где Гф — ККО Френеля.
При горизонтальной поляризации, характерной для морских
навигационных РЛС:
• Sin θ - Jt2 - COS2 θ ι- ι .
ΓΦ = , = Гф ехр(уу),
sin9 + -y/e2 -cos2θ
где έ2 — комплексная относительная диэлектрическая
проницаемость воды, έ2 = ε + jzigb (ε — диэлектрическая проницаемость;
δ — угол диэлектрических потерь).
Совместная (двухмерная) Π В модуля ρ и фазового сдвига ν
комплексного коэффициента отражения (см. формулу (2.41)) от
взволнованной поверхности при нормальном распределении
ординат морских волн определяется выражением:
Щр, V) = ρ
1
ην2π
exp
(pcosv-xK)2
2η2
ην2π
exp
(psinv-jK)2
2η2
(2.42)
Для морской поверхности на основе экспериментальных
измерений параметр η может быть определен в виде
η = Μ[ι _ ехр(-276а2)], 0 < а„ < 0,2.
В этом случае распределение амплитуды поля, падающего на
рассматриваемый точечный отражатель, будет подчиняться
обобщенному распределению Рэлея (распределению Раиса) (см.
формулу (2.30)).
Введем обозначение
ΛΛ/σο =ζβχρΟ'φ),
(2.43)
где ζ — модуль нормированного комплексного коэффициента
рассеяния системы «отражатель + поверхность раздела»; φ — фазовый
сдвиг.
82
Используя правило преобразования распределений двух
функционально связанных соотношением (2.40) величин А и Г,
после несложных преобразований можно получить совместное
распределение модуля и фазового сдвига нормированного ККР
системы «отражатель + поверхность раздела» в следующем виде:
^(ζ,φ) =
С,Хехр
т
2^
cos
2 2
W2|rK|Vc
cos
'φ Ξ ^
2 2 Ψ
2η2
, (2.44)
где С, = exp
2η2
/(8πη2); /я = ±1; Ξ = 2£#usin9.
Величина Г0 определяется по формуле
Го=^1 + |Гк| + 2|rK|cos(= + i|/).
Совместная ПВ (см. формулу (2.44)) позволяет исследовать
влияние различных параметров РЛС, отражателя и границы раздела
на флуктуации напряженности поля, рассеянного системой. На
рис. 2.12 представлена совместная ПВ модуля и фазового сдвига
нормированного ККР (см. формулу (2.43)), вычисленная по
формуле (2.44) при горизонтальной поляризации поля, λ = 3 см, θ = Г,
HJX = 125, ε = 55, tg5 = 0,54 и α0 = 0,18.
φ, рад
Рис. 2.12. Двухмерная плотность распределения вероятностей
нормированного комплексного коэффициента рассеяния
83
Одномерные П В модуля и фазового сдвига нормированного ККР
системы «отражатель + поверхность раздела» определяются
известными соотношениями:
^(ζ)=|^(ζ,φ)άφ;
(2.45)
^(φ) = ]>(ζ, φ)(1ζ.
(2.46)
Подставляя формулу (2.44) в формулу (2.45) и производя
элементарные преобразования, получим
ИЧО—ехр
ζ±Γο
2η2
2 Л
2Γ07ζ
2η2
(2.47)
Это распределение в радиотехнике известно и описывает
флуктуации огибающей узкополосного нормального случайного
процесса на выходе квадратичного детектора*.
В некоторых случаях достаточно знать моменты распределения
lV(i). Можно показать, что к-й начальный момент определяется
следующим выражением:
тк = (2ц2)кГ(к + 1)ехр
( г2 Ί
1 о
2η2
ι-Ί
V 'У
(
-2 Л
4 + Ц#
(2.48)
где Г(к + 1) — гамма-функция; 1F1
Г2 "\
*♦'■'·&
— вырожденная
гипергеометрическая функция (функция Куммера).
Используя тождество {F{ (2,1, ζ) = (z + l)exp(z), из уравнения
(2.48) легко получить:
математическое ожидание
/ί?ι = 2η2
( Г2
второй начальный момент
т2 = (2η2)2
( г2
-L2- + 3
2η2
4
2η2
+ 1
-1
(2.49)
(2.50)
* Левин Б. Р. Теоретические основы статистической радиотехники. Кн. 1 /
Б. Р.Левин. — 2-е изд., перераб. и доп. — М. : Сов. радио, 1974. — 552 с.
84
модуля нормированного ККР системы «отражатель + поверхность
раздела».
Плотность вероятности фазового сдвига нормированного ККР
системы «отражатель + поверхность раздела» определим после
несложных преобразований, подставляя формулу (2.44) в формулу
(2.46):
ИЧ<Р) = С2
l + J-4/exp
ί\γ1 λ
(2Φ(Ψ)-1)
(2.51)
где С2=— ехр
2π
ятности, Φ(χ) =
2 А
Γ2
1 о
1
T0cos
; ψ = ·
φ
J exp
' t2^
η
dt.
; Φ(χ) — интеграл веро-
Угол β определяется выражением
β = arcsin
-sin — + Гк sin
2 I K|
■ + ψ
Го
Можно показать, что математическое ожидание фазового сдвига
комплексного коэффициента рассеяния
/ί?ι = 2 ехр
IP
2η2
Σ
1 О
2η2
j=\
w!(-lV+'sinQ'2p)
(m-j)\(m + j)\j'
(2.52)
а его второй момент
m2 = — + 4 ехр
Г2 "\
1 о
2η2
/ г2 \
т=\
2η2
■f w!(-lVcos(y2p) 253)
%(m-j)\(m + j)lj2'
На рис. 2.13...2.15 представлены плотности распределения
вероятностей модуля и фазового сдвига нормированного ККР
системы «отражатель + поверхность раздела», вычисленные по
формулам (2.47) и (2.51) для различных высот отражателя над
средним уровнем моря и различных параметров а0. Рис. 2.13
соответствует HJ\ = 129, рис. 2.14- #ЦД= 120 и рис. 2.15 - #ЦД= 114.
При постоянном угле скольжения и фиксированной длине
волны электромагнитного поля увеличение параметра а0 соответствует
усилению волнения на морской поверхности. Флуктуации фазо-
85
то
0,8
0,6
0,4
0,2
/
/
ι
I
I
1
/ ^
0,20
\
/
ч
\
ao = 0,08
an = 0,08
0
2 3
a
0
б
π/2 <P> Рад
Рис. 2.13. Плотности распределения вероятностей модуля (а) и фазового
сдвига (б) нормированного комплексного коэффициента рассеяния
вого сдвига ККР (см. формулу (2.43)) связаны с изменением
фазового сдвига поля, приходящего к антенне РЛС от системы
«отражатель + поверхность раздела». Это повлечет за собой
флуктуации фазового фронта рассеянной волны и приведет к
погрешности измерения угла места.
Рис. 2.16 иллюстрирует зависимость математического
ожидания (см. формулу (2.52)) т\ фазового сдвига от параметра а0. На
рис. 2.17 представлена аналогичная зависимость для дисперсии
Ар = тг ~ т\ фазового сдвига, где моменты т2 и /я, определены
соответственно выражениями (2.53) и (2.52). Как и на рис.
2.13...2.15, увеличение параметра а0 на рис. 2.16 и 2.17
обусловлено увеличением среднеквадратического отклонения ординат
волнового профиля, т.е. усилением волнения.
Из рис. 2.16 следует, что математическое ожидание фазового
сдвига ККР системы «отражатель + поверхность раздела» зависит
от высоты отражателя над средним уровнем морской поверхности.
то
0,8
0,6
0,4
0,2
[г
ао = 0
д
V
,08
Ч 0,20
0,8
0,6
0,4
0,2
0
ао = 0,08
А
/ V
А
^\
V0'
20
ч
1
J
о
2 3
а
-π/2
0
б
π/2 φ, рад
Рис. 2.14. Плотности распределения вероятностей модуля (а) и фазового
сдвига (б) нормированного комплексного коэффициента рассеяния
86
то
2,0
1,5
1,0
0,5
\ "о =
л
/ >
0,08
V
^ υ,ζυ
4V
о
2 3
а
π/2 φ, рад
Рис. 2.15. Плотности распределения вероятностей модуля (а) и фазового
сдвига (б) нормированного комплексного коэффициента рассеяния
Немонотонный характер этой зависимости обусловлен
многолучевым механизмом распространения полей в системе.
Отрицательный фазовый сдвиг соответствует сигналу, поступающему на вход
радиолокационного приемника через подстилающую поверхность.
Этот сигнал характеризует антипод отражателя и приводит к
погрешности определения угловой координаты.
Рассмотрим флуктуации ЭПР системы «отражатель +
поверхность раздела». ЭПР указанной системы связана с ее ККР (см.
формулу (2.40)) соотношением (2.7). В формулу (2.40), в свою
очередь, входит ККО от взволнованной поверхности моря.
Используя представление последнего по формуле (2.41) и подставляя
формулу (2.40) в формулу (2.7), определим ЭПР системы
«отражатель + поверхность раздела» следующим образом:
σ = с0(х4 + <3|Л:3 + t\x2 + ахх + у* + а2уъ + t^y2 + а2у +
+1 + 2х2у2 + а\Ху2 + а2х2у + gxy), (2.54)
где я, = 4ϋθ5Ξ; bt = 4 + 2cos(2E); a2 = -4sinH; b2 = 4 - 2cos(2E); g =
= -4sin(2E).
Рис. 2.16. Изменение
среднего фазового
сдвига
нормированного комплексного
коэффициента рассеяния
при изменении
обобщенного параметра
Рэлея
100
50
0
-50
-100
-150
/
1JX-
= 114
ч
429
120
0 0,02
0,06
0,10 0,14 0,18 а0
87
О 0,02 0,06 0,10 0,14 0,18 αο
Рис. 2.17. Изменение дисперсии фазового сдвига нормированного
комплексного коэффициента рассеяния при изменении обобщенного
параметра Рэлея
Комплексный коэффициент отражения (см. формулу (2.41))
представляет собой случайную величину, следовательно, ЭПР (см.
формулу (2.54)) также случайна. Как и в случае с ККО (см.
формулу (2.41)), представим формулу (2.54) в виде суммы двух
слагаемых:
σ = σκ + σΗ, (2.55)
где σκ — когерентная ЭПР; σΗ — некогерентная ЭПР.
Первое слагаемое в формуле (2.55) не содержит случайных
величин:
σκ =σ0Π = σ0 (l +|ΓΚ|2 + 2|ГК|cos(S -t-ψ)) . (2.56)
Второе слагаемое в формуле (2.55) представляет собой
полином по степеням гх и гу:
σΗ = σ0(ε* + А\г\ + В{г2х + S{ex + гу + А2гу + В2г2у + S2Ey +
+ GexEy + А{гхг2у + Л2г2хгу + 2ε^), (2.57)
где Д = 4хк + а,; В{ = 6x1 + За{хк +1\ + 2у2 + а2ук;
S{ = 4x1 + Ъщх1 + 2^хк + а, + 4хку2 + аху\ + 2а2хкук + gyK;
А2 = 4ук + а2\ В2 = 6у\ + За2ук + 1^+2x1 + а,хк;
^2 = 4у1 + Ъа2у2к + 2^л +а2+ 4х2ук + а2х\ + 2а{хкук + gxK;
G = 8хкук + 2а{ук + 2а2хк + g.
Очевидно, что при гладкой поверхности Гк = Г и σ = σκ. Для
горизонтальной поляризации при малых углах скольжения
88
f J = 1, ψ = π и из формулы (2.56) следует формула ЭПР системы
«отражатель + гладкая граница раздела»
σ = 16aosin4(A:#usin0).
(2.58)
Из формулы (2.58) следует, что ЭПР точечного изотропного
отражателя вблизи гладкой подстилающей поверхности с
коэффициентом отражения Френеля Гф = -1 может в 16 раз (на 12 дБ)
превышать его ЭПР в свободном пространстве.
Зависимость нормированной ЭПР системы «отражатель +
гладкая граница раздела» σ/σ0 от безразмерного параметра Ηα/λ при
θ = 10" приведена на рис. 2.18. Такой же сильно изрезанный,
многолепестковый характер имеет и зависимость ЭПР от угла θ при
постоянной высоте Яц. Из формулы (2.58) и рис. 2.18 следует, что
ЭПР системы «отражатель + гладкая поверхность раздела»
является периодической функцией аргумента &#usin9. Минимумы ЭПР
определяются из условия кНи sin θ = ηπ, η = 0, 1, 2, ..., а максиму-
... . „ (2т- 1)π , » _
мы — из условия &#usin9 = - —, т = 1, 2, 3, ....
Разложение ЭПР системы «отражатель + поверхность раздела»
на когерентную (см. формулу (2.56)) и некогерентную (см.
формулу (2.57)) составляющие произведено по аналогии с разложением
ККО (см. формулу (2.41)). С точки зрения анализа ХРЛР такое
разложение имеет очень важное значение, поскольку все флуктуаци-
онные члены ККО содержатся лишь в некогерентной компоненте
ЭПР и, следовательно, статистические характеристики этой
компоненты позволяют определить в целом одноименные
статистические характеристики ЭПР (см. формулу (2.54)). Например, из
формулы (2.55) следует, что средняя ЭПР системы «отражатель +
+ поверхность раздела»
а = т{=аК +σΗ,
где σΗ — средняя некогерентная ЭПР системы. Используя методы
кумулянтного анализа, из формулы (2.57) получим
3 4 5 6 7 8 9 Ηη/λ
Рис. 2.18. Зависимость ЭПР системы «отражатель + гладкая граница
раздела» от нормированной высоты
89
σΗ=8η2σ0(η2+2Γ^.
Плотность вероятности ЭПР системы «отражатель +
поверхность раздела» определяется выражением
Ψ(σ) =
4η2 у[>
гехр
σση
г2
1 о
2η2
ехр
^
2η2
η2^
(2.59)
На рис. 2.19 изображены Π В ЭПР системы «отражатель +
поверхность раздела», вычисленные по формуле (2.59) при различных
значениях параметра а0. При расчете принято, что ЭПР
отражателя в свободном пространстве σ0 = 10 м2, длина волны
облучающего поля λ = 3 см, поляризация горизонтальная, угол скольжения
θ = Г. Изменение параметра а0 произведено путем изменения сред-
неквадратического отклонения σζ ординат волнового профиля, и
увеличение а0 соответствует усилению морского волнения.
Высота отражателя над уровнем моря Яц = 3,87 м и выбрана из тех
соображений, чтобы для случая гладкого моря усиление ЭПР
системы (относительно ЭПР отражателя в свободном пространстве)
составляло 16 раз (12 дБ). В связи с этим при слабом волнении
(сс0 = 0,02) плотность вероятности ЭПР сосредоточена около
значения σ = 160 м2. С увеличением волнения в отраженном от
статистически шероховатой морской поверхности волновом поле
уменьшается когерентная компонента ККО, что ведет к уменьшению
ЭПР системы «отражатель + поверхность раздела».
Из выражения (2.59) получим:
математическое ожидание ЭПР
т.
(2r,2)2(w2 + 4W + 2)a0;
(2.60)
дисперсию ЭПР
W
0,04
0,03
0,02
0,01
1 0,20
/V 0,12
/\ а0
0,061 1
/ / ι
= 0,02
о
100
200
300
400
σ, м
Рис. 2.19. Изменение плотности распределения вероятностей ЭПР
отражателя при изменении волнения моря
90
σ0, ДБ
10
8
6
4
2
0
0,
35
0,10
а
0,15
α0
σο
-ДБ
12
8
4
О 0,05 0,10 0,15 α0
б
Рис. 2.20. Изменение нормированных средней ЭПР (а) и дисперсии ЭПР (б)
при изменении обобщенного параметра Рэлея
Ц, = (2η2)4(8«3 + 52м2 + 80м + 20)σ^, (2.61)
где и = Г20/(2ц2).
Зависимости нормированных математического ожидания тх и
дисперсии Ц, ЭПР системы «отражатель + поверхность раздела»
от параметра а0 показаны на рис. 2.20.
Из рис. 2.20 видно, что ЭПР системы «отражатель +
поверхность раздела» может существенно превышать ЭПР собственно
отражателя, измеренную в свободном пространстве.
Для количественной характеристики эффекта усиления
обратного рассеяния оценим вероятность выброса флуктуации ЭПР
системы за фиксированный уровень σ = χσ0, где л: — коэффициент
усиления ЭПР. Указанная вероятность определяется следующим
образом:
р= j Ψ(σ)άσ.
JCOo
Подставляя формулу (2.59) в формулу (2.62), получим
(2.62)
р=\
η2
-ехр
г2 ^
1 о
2η2
J/ехр
2η2
2η2
άί. (2.63)
Результаты численного интегрирования выражения (2.63)
представлены на рис. 2.21, где видно, что даже при относительно
больших значениях параметра а0 вероятность выброса флуктуации ЭПР
системы за фиксированный уровень σ = χσ0 может быть высока.
В частном случае интеграл в выражении (2.63) можно
вычислить аналитически. При условии, что Г0 = i[x, выражение (2.63)
примет следующий вид:
91
Ρ
0,8
0,6
0,4
0,2
0 0,05 0,10 0,15 "о
Рис. 2.21. Изменение вероятности выброса флуктуации ЭПР за
фиксированный уровень при изменении обобщенного параметра Рэлея
у[х
ν )
ехр
_
(ГхЛ
к )
-h
(Щ
{ч' Ά
Таким образом, характеристики рассеяния отражателя,
расположенного вблизи границы раздела двух сред, существенно
отличаются от характеристик этого же отражателя в свободном
пространстве.
2.6. Радиолокационная заметность объектов.
Способы снижения или увеличения
Снижение радиолокационной заметности объектов требует
уменьшения ЭПР цели (по крайней мере, до уровня ЭПР фона),
увеличение — увеличения ЭПР цели.
Уменьшение ЭПР целей. Выделяют три метода, с помощью
которых возможно уменьшение ЭПР целей. Первый метод связан
с выбором оптимальной формы и конструкции, второй — с
применением материалов и покрытий, поглощающих
электромагнитные волны, третий метод основан на использовании реактивных
нагрузок (например, настраиваемых щелей или шлейфов,
небольших ребер, закрепляемых на деталях радиолокационных целей,
имеющих размеры, существенно превышающие длину
электромагнитной волны).
Первые два метода известны со времен Второй мировой
войны, причем долгое время разработке радиопоглощающих
материалов и покрытий уделялось большее внимание, чем
совершенствованию формы цели. Это является следствием «принципа
сохранения ЭПР», который отражает постоянно наблюдаемое
явление: любая попытка уменьшить ЭПР без применения
поглощающих материалов и покрытий в определенных секторах углов на-
Ь16
\^х = 6
\^ιο\
92
блюдения приводит к увеличению ЭПР в других секторах. Тем не
менее выбор оптимальной формы цели может оказаться очень
полезным средством снижения моностатической ЭПР, а
следовательно, радиолокационной заметности по отношению к однопо-
зиционной РЛС. При этом бистатическая ЭПР цели может
возрасти.
В высокочастотной области (когда размеры цели намного
больше длины волны РЛС) форма поверхности цели влияет на
характер рассеяния радиоволн (рис. 2.22) и частотную зависимость ЭПР:
зеркальное отражение:
плоская поверхность σ - λ2
двугранный и трехгранный уголковый
отражатели σ - λ"2
простая искривленная поверхность σ - λ"1
двойная искривленная поверхность σ ~ const
кромка и острие:
простая кромка σ ~ λ
множественная кромка (и раз
дифрагированная) σ ~ λ"
острие σ ~ λ2
разрывы непрерывных производных поверхности:
вторая производная σ - λ2
и-я производная σ - λ2("~"
поверхностная волна σ - εχρ(-γλ"2/3)
Зеркальное отражение
I/
Плоская Уголковая Простая искривленная
поверхность конструкция поверхность
Рассеяние Рассеяние Поверхностная
на кромке на острие волна
Рис. 2.22. Формирование рассеянного поля на телах разной формы
93
Для уменьшения ЭПР с уменьшением длины волны
необходимо исключить вклад зеркального отражения. Для гладких плоских
и искривленных поверхностей зеркальное отражение в обратном
направлении сосредоточено в узком секторе углов облучения,
содержащем нормаль к поверхности. Например, у прямоугольной
пластины шириной I м ширина основного лепестка
нормированной диаграммы ЭПР по уровню -3 дБ при λ = 3,2 см составляет
0,4°. Для двугранного уголкового отражателя, грани которого
пересекаются под прямыми углами, этот сектор содержит
биссектрису угла и существенно шире (около 30°).
При тех углах обзора, для которых желательно уменьшить ЭПР,
необходимо, чтобы цели была придана форма вершины или кромки.
С точки зрения уменьшения ЭПР идеальным является придание
цели остроконечной, стреловидной формы относительно
облучающей ее РЛС. Например, форма, отвечающая указанным
требованиям, заложена в конструкции «летающее крыло»
бомбардировщика В-2. Для кораблей реализовать такие формы не
представляется возможным. Особое место в уменьшении ЭПР за счет
изменения формы корабля занимает устранение уголковых
отражателей. Если рассматривать явление отражения от уголков
геометрически, то каждый падающий луч отражается два или более раз
и выходит из раскрыва точно вдоль того же направления, по
которому он поступал. Следовательно, отклонение угла между
отражающими поверхностями от прямого в сторону увеличения
(превращение прямого угла в тупой) приведет к тому, что
многократно отраженные лучи перестанут распространяться по
направлению на облучающую РЛС. При известных размерах отражающих
плоскостей Ь и а, а также заданной величине уменьшения ЭПР#
можно оценить требуемую оптимальную величину угла (π/2 + Δ)
двугранного уголкового отражателя:
g = (£6 sin Δ cos γ0)-2, или g = (kasin Δ sin γ0)~2, где γ0 = arcctg(6/tf).
Принцип действия радиопоглощающих покрытий (РПП)
основан на превращении энергии падающих радиоволн в тепло.
Теоретически падающий поток энергии может быть поглощен
полностью, но практически часть энергии всегда рассеивается в
окружающее пространство, в том числе и в обратном направлении.
Качество РПП оценивается обычно коэффициентом отражения,
который определяется как отношение плотности потока энергии,
рассеянной в обратном направлении, к плотности потока
падающей энергии. При этом имеется в виду, что падение плоской
волны на плоскую поверхность РПП, нанесенного на
металлическую плоскость, происходит по нормали.
Минимизация коэффициента отражения может быть
достигнута несколькими способами. В согласованных РПП используется
принцип «мягкого входа», когда электрические параметры мате-
94
риала РПП плавно изменяются по глубине от согласованных со
свободным пространством до сильно поглощающих вблизи металла.
В интерференционных РПП, имеющих слоистую структуру,
используется принцип многократного отражения внутри слоев с
поглощением и частичным противофазным гашением радиоволн.
Во всех случаях для создания РПП используются материалы либо
с диэлектрическими, либо с магнитными потерями.
Диэлектрические потери связаны с возникновением токов проводимости и
с диэлектрическим гистерезисом вещества, а магнитные — с
магнитным гистерезисом вещества. Для снижения ЭПР объектов
военной техники пригодными считаются интерференционные РПП,
поскольку они могут иметь относительно небольшую толщину.
Минимальную толщину имеют однослойные РПП резонансного типа,
обеспечивающие снижение ЭПР в узком диапазоне длин волн. По
мере расширения диапазонное™ РПП их толщина возрастает из-
за увеличения числа слоев. Проектирование РПП — сложные ма-
териаловедческая и технологическая задачи, так как требует, с
одной стороны, разработки радиоматериалов с заданными про-
ницаемостями в определенном диапазоне длин волн, а с другой —
разработки технологии многослойных структур с заданными
физико-механическими параметрами.
Применение РПП имеет свою специфику. Считаются давно и
бесспорно установленными следующие особенности: применение
РПП неэффективно на объектах, сравнимых или меньших длины
волны РЛС; применение РПП неэффективно на цилиндрических
объектах, радиус кривизны которых сравним или меньше длины
волны; применение РПП неэффективно при падении радиоволн
на РПП с направлений, существенно отличающихся от
направления нормали к его поверхности.
Снижение ЭПР целей, размеры которых сравнимы с длиной
волны или меньше нее, осуществляют с помощью реактивных
нагрузок. Этот метод имеет отношение, например, к защите
кораблей от загоризонтных РЛС, работающих в длинноволновой
части дециметрового, а также в метровом и декаметровом
диапазонах. Сущность его заключается в компенсации рассеянного поля
путем размещения на поверхности металлического тела или
вблизи нее линейных элементов (антенн) в виде металлических
штырей, шлейфов, диполей и петель, а также щелей в металлических
экранах с поглощающими или комплексными нагрузками. Часть
падающей энергии поглощается нагрузками, а другая часть
компенсируется противофазными токами в линейных элементах.
Последнее равносильно частичному перераспределению рассеянной
энергии по направлениям при уменьшении рассеяния в обратном
направлении. Как правило, снижение ЭПР носит резонансный
характер. Диапазонность достигается увеличением поглощения в
нагрузках и усложнением системы линейных элементов.
95
Увеличение ЭПР целей. Для увеличения ЭПР целей
применяются пассивные радиолокационные отражатели. По типу
конструкции различаются уголковые и линзовые отражатели, группы
из уголковых отражателей и многоярусные решетки, отражатели-
антенны и т.д. Уголковые отражатели обладают достаточно
большой ЭПР. Например, максимальная ЭПР трехгранного
уголкового отражателя с треугольными гранями равна 4πί74/(3λ2), где а —
размер ребра. С целью расширения диаграммы ЭПР и получения
всенаправленного отражения несколько таких отражателей
объединяют в единую конструкцию. Группы из восьми уголковых
отражателей (рис. 2.23) называются октаэдрами. Диаграмма ЭПР
октаэдра носит интерференционный (изрезанный) характер.
Среди линзовых отражателей наибольшее распространение
получили линзы Люнеберга, часто используемые для повышения
радиолокационной заметности яхт, маяков, буев. Их
отличительной особенностью является всенаправленный характер
отражения. Сферическая линза Люнеберга — диэлектрическая линза,
коэффициент рефракции η которой определяется соотношением
где г — нормированный радиус линзы (равный 1 на поверхности
сферы), а ее диэлектрическая проницаемость ε = 2 - г2.
Траектория распространения радиоволны в линзе Люнеберга
(рис. 2.24) проходит по эллиптической орбите, ось которой
образует угол δ/2 с осью линзы. Лучи концентрируются в точке Ρ на
поверхности линзы и отражаются от металлического покрытия.
Всенаправленную диаграмму ЭПР получают посредством
нанесения на экватор линзы металлического отражающего пояса (рис.
2.25). Небольшая часть падающих лучей отражается и рассеивается
металлическим поясом. Остальные лучи, попадая на поверхность
линзы, преломляются и фокусируются в точке Р. Сфокусирован-
Рис. 2.23. Группа из восьми уголко- Рис. 2.24. Линза Люнеберга
вых отражателей с треугольными
гранями
96
ные лучи падают на внутреннюю
поверхность металлического пояса,
отражаются, снова проходят через внутреннюю
часть линзы и распространяются в
обратном направлении. В горизонтальной
плоскости диаграмма ЭПР линзы
близка к диаграмме ЭПР точечного
изотропного отражателя. Ширина диаграммы
ЭПР в вертикальной плоскости зависит
от ширины металлического
отражающего пояса. Для пояса с центральным
углом φ ширина диаграммы ЭПР в вертикальной плоскости состав
ляет угол ±<р/2. ЭПР всенаправленного линзового отражателя оп
ределяется соотношением
Рис. 2.25. Линза Люнебер-
га с металлическим
отражающим поясом
σ =
4π3/?4
1-
(p + sin(p
где R — радиус линзы.
Из отражателей-антенн остановимся на решетках Ван-Атта,
представляющих собой линейную решетку из N пар одинаковых
соединенных волноводами или фидерами антенн. Все
соединительные линии имеют одинаковую электрическую длину. Сигнал,
принимаемый каждой из пары антенн, переизлучается другой
антенной. В качестве антенн используются либо рупорные (или
диэлектрические) антенны, либо полуволновые вибраторы. При
идеальном согласовании антенн с их трактами максимальная ЭПР
линейной решетки σ = 4УУ2а0, где σ0 — ЭПР одной короткозамк-
нутой антенны. Как и трехгранный уголковый отражатель, в
достаточно широком секторе углов решетка формирует сильное
отраженное поле, распространяющееся в направлении на источник
излучения, т.е. на РЛС.
Контрольные вопросы
1. Что понимают под характеристиками радиолокационного
рассеяния/
2. Приведите определение эффективной площади рассеяния цели.
3. Что такое удельная ЭПР и как она определяется в различных
случаях?
4. Частотная характеристика цилиндрического отражателя с
радиусом г и длиной / при падении поля перпендикулярно образующей в
высокочастотной области рассеяния имеет вид Ак = l4kr e\p(j2krH).
Получите выражение для импульсной характеристики отражателя.
5. Приведите математические модели поля, отраженного целью,
справедливые во временной и частотной областях при статическом
рассеянии.
97
6. Приведите обобщенную амплитудно-частотную характеристику
отражателя простой формы и опишите его рассеивающие свойства в
низкочастотной, резонансной и высокочастотной областях рассеяния.
7. Флуктуации ЭПР цели подчиняются экспоненциальному закону.
Получите выражение, описывающее плотность распределения
вероятностей амплитуды отраженного сигнала.
8. Приведите зависимость удельной ЭПР морской поверхности от
угла скольжения поля и дайте характеристику различных областей
рассеяния.
9. Приведите математическую модель поля, отраженного от цели,
расположенной вблизи подстилающей поверхности.
10. Каковы основные причины усиления обратного рассеяния от цели
вблизи границы раздела двух сред?
11. Приведите зависимость ЭПР точечного изотропного отражателя
от высоты над границей раздела двух сред.
12. Каковы методы уменьшения ЭПР?
13. Поясните механизмы формирования отраженного поля в линзах
Люнеберга.
ГЛАВА 3
ДАЛЬНОСТЬ ДЕЙСТВИЯ РАДИОСИСТЕМ
3.1. Дальность действия радиолиний
Дальность действия является одной из важнейших
характеристик большинства радиосистем. Под дальностью действия
системы понимают максимальное расстояние D= Z)max, на котором
принимаемый сигнал достигает минимально допустимого
(порогового) уровня мощности Рс = Pcmin, еще достаточного для
выполнения системой основных функций с качественными показателями
не хуже заданных.
Рассмотрим максимальную дальность действия радиолиний трех
типов, используемых в радиосистемах различного назначения:
радиолинии связи, радиолинии с активным ответом и
радиолинии с пассивным ответом.
Дальность действия линии радиосвязи. Радиолиния связи
состоит из передатчика и приемника радиосигнала. Предположим, что
в радиолинии используются радиоволны длиной λ„, мощность
излучаемых передающей антенной колебаний Рн, ее
коэффициент усиления GH, коэффициент усиления приемной антенны G,„
а чувствительность приемника (мощность порогового сигнала)
ρ
* с mm*
Плотность потока мощности, создаваемого излучаемым
сигналом в месте расположения приемной антенны на расстоянии D от
передающей, составит Π = ., а мощность сигнала в прием-
4nD2
ной антенне
ρ _ γι л _ °η"μΛι _ °и"и"гЛи
с п 4nD2 (4n)2D2 '
где Ап — эффективная площадь приемной антенны, Д, = λ„(7π/4π.
При увеличении дальности D мощность принимаемого
сигнала падает и, наконец, достигает порогового уровня Рс= Pcmin,
ограничивающего максимальное значение дальности
радиолинии
99
V(4tc)2/>,
1 с mm
Значение Pcmi„ определяется приведенным ко входу
отношением сигнала к помехе (включая и собственный шум приемного
устройства), необходимым для извлечения информации с
заданной достоверностью.
Радиолиния с активным ответом. Радиолиния с активным
ответом (рис. 3.1) состоит из двух радиолиний связи: линии запроса и
линии ответа. Для каждой из них можно найти максимальную
дальность действия по формуле (3.1), присвоив параметрам,
относящимся к линии запроса и ответа, соответствующие индексы
изт-ак А , . .2 „ ' отах А / л \7 η ' W-Z/
\ (4π)2 />.3Πώι V (4π)2/>,ο,™
Результирующая дальность действия системы будет определяться
радиолинией с меньшей дальностью действия. Естественно
стремление сделать каналы запроса и ответа равнопрочными, а систему
сбалансированной, т.е. обеспечить D3max = Domax.
Если в запросчике и ответчике для передачи и приема
используется одна антенна и частоты запросного и ответного сигналов
близки, т.е. λ„3 = λ^,ο, то GH3 = Спо и Спз = GHO и, следовательно,
*-Ή.3*-Ίι.3 ~ ^Ή.ο^Ίι.ο·
Отсюда найдем условие баланса системы
' и.з/ 'с.з min = 'и.о/ 'со min· W·-'/
В качестве примера приведем данные космической
радиолинии с активным ответом, работающей в диапазоне λ„ = 6 см.
Параметры линии запроса: Риз = 10 кВт (+40 дБ); (7ИЗ = Ю6 (+60 дБ);
Л;зтт= Ю-17 Вт (-170 дБ); параметры линии ответа: (7ио=25 (+14 дБ);
/>ио = 50 Вт (+17 дБ); Pcomin = 10"19 Вт (-190 дБ). Проверим
балансировку системы Риз/Pc.3min = 40 + 170 = 210 дБ; Р».0/Рсотт= 17 +
+ 190 = 207 дБ.
Таким образом, система близка к балансу с некоторым
запасом надежности (+3 дБ) запросного канала, поскольку для за-
Л-
Λ,.3
-ύτ
"и.з* ^и.з "п.з
з ,/о
D Ρ
^о ' и.о
-έτ
J^
Рис. 3.1. Схема радиолинии с активным ответом
100
просчика, расположенного на поверхности Земли, легче создать
большую антенну с высокой направленностью, мощный
передатчик и высокочувствительный приемник.
Радиолиния с пассивным ответом. В этом случае ответный
сигнал создается при рассеянии радиоволн облучаемым объектом с
ЭПР ац, а запросчиком является РЛС или радиовысотомер.
Предположим: РЛС излучает зондирующий сигнал мощностью Рн,
коэффициент усиления ее передающей антенны (7И, а приемной —
Сп, соответственно эффективная площадь Лп = (7πλ„/4π,
чувствительность приемника Pcmi„. При расстоянии от РЛС до цели /)плот-
Р G
ность потока мощности у цели будет П, = " " , а мощность,
4πΖ)2
перехватываемая целью, Ρ = Π,σ„ = " " " .
1 " 4kD2
По определению ЭПР вся эта мощность рассеивается целью
изотропно, следовательно, плотность потока мощности у
антенны РЛС на расстоянии D от цели составит
п _ р\ Л,Сиа1(
4πΖ)2 (4π)2/)4
а мощность сигнала в антенне РЛС
PuGua„A„ PuGuG,,Xla„
ре = п2л„
huhuu"ii * и'-'и'-'п'^и'-'ц
(4π)2/)4 (4π)3/)4
При увеличении дальности D мощность сигнала Рс падает,
достигая порогового уровня Рс = Pcmin при
P„GuG,Xua,
Д=Дт.х=^ " "ГГИ "· (3-4)
1ШХ *' (4π)3/>(
с mm
Это выражение носит название основного уравнения
радиолокации, или уравнения дальности РЛС в свободном пространстве. Оно
отражает связь дальности действия РЛС с ее основными
параметрами и ЭПР цели.
Параметры Pcmi„ и σα имеют статистический характер и
зависят от многих факторов. В основном уравнении не учитываются
потери при распространении сигнала, потери в антенно-фидер-
ном тракте и других устройствах РЛС при формировании, приеме
и обработке сигнала. Влияние этих факторов на дальность
действия РТС рассматривается далее.
Особенности определения дальности действия
многопозиционных радиолокационных станций, в которых зона обзора
зависит от состава и конфигурации системы, заключаются в
следующем.
101
В системе, состоящей из независимых РЛС, рассчитывается Z)max
каждой из них относительно точки ее расположения (позиции).
Затем строится зона обзора системы, состоящая из круговых зон
обзора с радиусом Z)max и центрами в точках расположения РЛС.
Внешний контур частично перекрывающихся рабочих зон РЛС и
определяет предельную дальность действия Μ Π РЛС.
Сложнее определить дальность действия многопозиционных
систем, состоящих из передатчика и нескольких приемников,
расположенных в различных точках пространства.
Для бистатической РЛС с разнесенными передатчиком и
приемником дальность действия зависит от взаимного положения
передатчика, приемника и цели, параметров ДН передающей
и приемной антенн, энергии излучаемых сигналов и
чувствительности приемника, а также вида сканирования передающей
и приемной антенн. По существу, необходимо рассматривать
дальность действия линий связи при передаче и приеме
сигналов для различных взаимных положений ДН передающей и
приемной антенн. Таким образом, рабочая область РЛС будет иметь
меняющуюся во времени конфигурацию и может быть
построена для конкретных данных системы, что, конечно, относится
и к случаю нескольких приемников в составе
многопозиционной РЛС.
3.2. Обобщенное уравнение дальности
радиолокационного наблюдения в свободном
пространстве
При расчете дальности радиолокационного наблюдения
определенной цели обычно используют среднее значение ее ЭПР
(ац = ац), а возможные флуктуации ЭПР учитывают выбором
модели принимаемого сигнала (видом флуктуации его огибающей и
фазы). Таким образом, для определения порогового сигнала Pcmin
в уравнении (3.4) нужно знать характер сигнала и помех,
заданные значения вероятности правильного обнаружения рпо и
вероятность ложной тревоги р„л. При этом структура и характеристики
приемника, устройств обработки и регистрации сигнала
выбираются так, чтобы свести Pcmin к возможно более низкому уровню,
обеспечивающему максимальную дальность действия РЛС.
Рассмотрим определение Рстт ПРИ воздействии помехи типа
«нормальный белый шум» с равномерной спектральной
плотностью мощности Ν0/2. Для сигнала с полностью известными
параметрами вероятность правильного обнаружения рпо при заданной
вероятности ложной тревоги рЛ1 зависит от отношения сигнал/
шум на выходе согласованного фильтра (СФ) или любого другого
102
оптимального приемника q = J2E / N0, где Ε — энергия
обнаруживаемого сигнала.
В радиолокации обычно используется критерий Неймана
—Пирсона, в соответствии с которым оптимальный приемник должен
обеспечивать получение наибольшего значения рпо при заданном
рлт. Для определения минимального значения q - qmin, при
котором Рп.о еше не меньше заданного, а вероятность ложной тревоги
р„ т не превышает допустимой, используются характеристики
обнаружения. Подробнее вопрос обнаружения сигналов рассмотрен
в гл. 4.
Величина q = ^2Е / N0, равная отношению сигнала к шуму на
выходе СФ (входе порогового устройства), называется
параметром обнаружения. Для флуктуирующего сигнала под £
понимается его средняя энергия. В случае импульсной РЛС с зондирующим
импульсом с прямоугольной огибающей длительности ти и
точечной цели сигнал на входе приемника также имеет длительность
ти и при мощности сигнала Рс его энергия равна Ес- Рсхн. Если
амплитуда напряжения сигнала Ucmax, то при входном
сопротивлении 1 Ом энергию сигнала можно представить в виде EQ= UlmmxH/2.
Тогда параметр обнаружения
q = J2EC/N0 = J2PcxJN0.
Представляя мощность порогового сигнала Рст\п, входящего в
основное уравнение радиолокации (3.4), через параметр
обнаружения Pcmin = <7ςΐΓΗπΛΌ/2τ„, можно непосредственно использовать
характеристики обнаружения при определении максимальной
дальности действия РЛС. Отклонение характеристик приемника от
оптимальных учитывается введением коэффициента потерь Ln > I,
который применительно к РЛС обнаружения с индикатором на
ЭЛТ называется коэффициентом различимости, так как
показывает, во сколько раз (на сколько децибел) надо увеличить
мощность сигнала в реальной системе, чтобы обеспечить заданные
параметры обнаружения сигнала. Таким образом, с учетом потерь
выражение (3.4) приводится к виду
12EHG
(4π)3^π/ν,Λ ~4(4nYq2minN0Lu
Γ) _ Λ\'-' И >ИцИ"ПаИ"д _ Λ\ ^*^И"и"п'>'И'-'Ц /О С\
Уравнение дальности в этой форме называется обобщенным
уравнением дальности, или обобщенным уравнением радиолокации.
В том случае, когда источниками помех являются шумы
антенны мощностью Рш,а и шумы приемника с приведенной к входу
мощностью Ршп, полная мощность шумов на входе приемника
равна Рш = Ршя + Ршп. Если ширина полосы пропускания прием-
103
ного тракта Δ/, а температура антенны Га, то Ршл= kT.dAf, где к —
постоянная Больцмана, к = 1,37- Ю-23 Вт/Гц· К.
Обычно спектральную плотность шума /V0 представляют через
шумовую температуру
где кш — коэффициент шума приемника, кш= 1 + Рш„/ Рша; Т0 =
= 290 °К.
Таким образом:
Рш=кТ.лА/+ кТ0АДкш - I) = кА/[Та + Т0(кш - 1)] = *Д/ТШ.
Считая спектр шума равномерным в полосе Δ/, N0/2 = Plu/Af=
= кТш, найдем
Коэффициент потерь Ln характеризует результат воздействия
многих факторов и может быть представлен в виде произведения
соответствующих коэффициентов потерь L,, = J}Z,„. Эти потери
1=1
могут быть вызваны затуханием сигнала на трассе и в антенно-
фидерном устройстве, несогласованностью амплитудно-частотной
характеристики (АЧХ) приемника со спектром сигнала,
потерями при детектировании, нестабильностью порога,
нестабильностью частоты гетеродина приемника, сканированием ДНА и
другими причинами.
Часто уравнение (3.6) представляют в логарифмической
форме и все величины, в том числе и коэффициенты потерь,
подставляют в децибелах, заменяя умножение параметров их
суммированием, а деление — вычитанием. Анализируя уравнение (3.6),
видим, что для увеличения Z)max, например, в 2 раза надо
увеличить энергию импульса в 16 раз, что соответствует 12 дБ. То же
относится и к другим параметрам, входящим в формулы для Z)max
в первой степени.
В импульсных РЛС при передаче и приеме обычно
используется одна и та же антенна, поэтому GH = Gn = G и формула для Z)max
принимает вид
, 2EHG σηλΗ
max V)W7^n· {±П
Отсюда видно, что увеличения Dmax в 2 раза можно достигнуть
увеличением коэффициента усиления G в 4 раза.
Следует подчеркнуть, что приведенные формулы для Ц^
относятся к случаю обнаружения одиночного импульса. В действитель-
104
ности в режиме обзора от цели за один обзор принимается пачка
отраженных импульсов. Так, для когерентной РЛС кругового обзора
с частотой повторения излучаемых импульсов F„, ДНА шириной
a.d, вращающейся с угловой скоростью Ω„, число импульсов в пачке
Л^пач = Οα^π/Ωα- При 0,= 1,5°, F„ = 600 Гц и Ωα = 6 об/мин = 36°/с
получим УУпач = 25.
Накоплением принимаемых импульсов можно снизить
(улучшить) требуемое для получения заданной величины рио
отношение сигнала к шуму на входе приемника в ку раз.
Коэффициент улучшения ку зависит от характера
принимаемых сигналов (когерентный или некогерентный пакет), ДНА,
определяющей при заданных скорости вращения антенны и
периоде следования сигналов число и амплитудные соотношения
накапливаемых импульсов. Изменение амплитуды может быть
учтено соответствующим увеличением коэффициента потерь Ln в
уравнении дальности (3.6), которое с учетом накопления
принимает вид
l2PHxHGHGaXlaaky
"""V (4π)3^ίπ*7;Α '
Для рассматриваемого примера использование додетекторного
(когерентного) накопления УУпач = 25 импульсов позволяет
теоретически увеличить Z)max в фс^ = %/25 = 2,24 раза.
Оценку увеличения дальности действия PJ1C при последетек-
торном накоплении импульсов можно получить, используя
графики зависимости требуемого отношения сигнала к шуму q от
числа накапливаемых импульсов*.
Следует заметить, что расчет Z)max для реальных условий
работы РЛС представляет собой достаточно сложную задачу, так как
кроме упомянутых источников потерь должны быть учтены
потери при распространении сигнала, а также влияние отражений от
подстилающей поверхности (суши или моря).
3.3. Влияние отражения радиоволн от земной
поверхности на дальность действия РЛС
При наличии в пределах главного лепестка ДНА РЛС хорошо
проводящей подстилающей поверхности или других местных
предметов, переотражающих энергию зондирующего сигнала в
направлении цели, проявляется эффект интерференции прямого и
переотраженных сигналов, прошедших по различным траекториям.
* Справочник по радиолокации / под ред. М. Сколника. Т. 1. — М. : Сов. радио,
1976; Основы радиолокации / под ред. Я.С. Ицхоки. — М. : Сов. радио, 1976.
105
Антенна
РЛС
Рис. 3.2. Прохождение сигналов РЛС над зеркально отражающей
поверхностью
Рассмотрим влияние на дальность действия РЛС отражения
радиоволн от земной поверхности для случая, когда ее можно
считать зеркально отражающей плоскостью, что реально
соответствует прохождению радиоволн над спокойной поверхностью моря
(рис. 3.2). При этом точка переотражения зондирующего сигнала
находится на дальности, существенно меньшей дальности
горизонта.
Модуль напряженности поля в месте расположения цели Ёи
будет равен модулю суммы напряженностей прямой Ё{ и
отраженной Ё2 волн:
\Ё\ + ΕΊ
,£.е-л
где гт — модуль коэффициента отражения поверхности; γ —
разность фаз прямой и отраженной радиоволн у цели, γ = ψ + φ (ψ —
изменение фазы при отражении; φ — набег фазы за счет разности
расстояний до цели AD = (D{ + D2) - D).
Введем в рассмотрение интерференционный множитель
= |1 + готе л| = |1 + rm (cos γ - j sin γ)| =
= vO + гот cos Υ)2 + ('"от sin γ)2 = yJl + 2rmcosy + r^. (3.8)
Для наземных или корабельных PJ1C обнаружения обычно
выполняется условие #ц « D, т.е. угол места цели β мал, как и углы
βο = βπ> что позволяет при горизонтальной поляризации
радиоволн считать гт= Г и ψ = π. В этом случае
F0 = yj2[\ +ϋθ5(π + φ)] = 2siri(p/2,
* Модуль коэффициента отражения гт близок к 1 для соленого моря и
реально изменяется в пределах от 0,9 до 0,95. Для инженерных расчетов его можно
принять равным I.
106
а так как
φ=2πΔ/)_2π2№
λ„ λΗΖ)0Ο5β'
το
/r0=2sin^^, (3.9)
XDcosfi
где h.d, Hu — высоты расположения антенны РЛС и цели
соответственно.
Таким образом, множитель F0 изменяется по колебательному
закону, достигая максимального значения F0 = 2 в направлениях,
где аргумент синуса равен нечетному числу π/2, и падает до 0 в
направлениях, где аргумент равен целому числу π. Следовательно,
зависимость F0 от β имеет лепестковый характер, причем число
лепестков n.d = 2h.d/\H.
При вертикальной поляризации излучаемых сигналов
полученные результаты справедливы только для β < 1°, так как с
увеличением β значения гт и ψ изменяются, причем характер этих
изменений сильно зависит от частоты, на которой работает РЛС.
С учетом интерференционного множителя результирующий
коэффициент усиления антенны по мощности будет Ср = F02G. В
случае использования одной антенны при излучении и приеме
сигнала обобщенное уравнение дальности (3.7) с учетом отражения
от земной поверхности приводится к виду
ΐ2£„σ2/?σ„λΓ (310)
omax W^w ( }
При обнаружении низко расположенных объектов
(низколетящих целей) D » Яц, угол β мал и F0 = 4nh1Hu /λ„Ζλ В этом
случае цель находится в нижней части первого лепестка
результирующей ДНА и максимальная дальность обнаружения
\ZnE»G^XHl
omax V \2п2 кТ I ' К '
Таким образом, дальность обнаружения кораблей и
низколетящих ЛА связана с энергией зондирующего импульса уже
корнем восьмой степени, и для увеличения дальности действия РЛС
в два раза энергию импульса требуется увеличить в 256 раз.
Условием, при котором цель считается низколетящей,
является неравенство
2π /ι, Ни π
λ^ D ~Ϊ6'
107
позволяющее принять sin
f27cfr,#u
равным его аргументу. Из этого
условия можно определить граничное расстояние Ц.р > 32йаЯц /λ„,
при превышении которого для расчета Doimx можно использовать
формулу (3.11). Для увеличения D0 тах необходимо увеличивать
отношение hJXu.
Отсюда следует также, что для приближения к РЛС на
возможно малое расстояние, оставаясь необнаруженным, ЛА должен
лететь на минимально возможной высоте Яц. Именно это условие и
выполняется при полете крылатых ракет.
Если отражающая поверхность шероховатая (например,
поверхность моря при волнении), то в дополнение к зеркальному
отражению возникает диффузное рассеяние. При вычислении множителя
F0 рассеянный сигнал обычно отдельно не рассматривается, а
объединяется с прямой и отраженной волнами. При этом принимаемый
сигнал становится флуктуирующим даже при отсутствии
флуктуации ЭПР цели, что подробно обсуждалось в предыдущей главе.
При отражении радиоволн от неровной или слабо проводящей
поверхности введенные ранее предположения относительно гот и
ψ уже не справедливы и вычисление F0 необходимо производить
по исходной формуле (3.8). Так как в этих случаях всегда rm< 1, то
пределы изменения F0 будут меньше, чем для идеально
отражающей поверхности, хотя лепестковый характер диаграммы
изменения сигнала в зависимости от угла места цели сохранится.
До сих пор рассматривалось радиолокационное наблюдение на
дальностях, при которых земная поверхность могла считаться
плоской. Кривизна земной поверхности ограничивает дальность
радиолокационного обнаружения. В оптическом диапазоне волн
дальность наблюдения ограничена дальностью прямой видимости
(дальностью горизонта)
Dr =7(^з + Яи)2 -R1 +7(^3 +М2 - /?з2 =V2^(V^ + V^)· (3-12)
При радиусе Земли /?3 = 6 370 км Д = 3,57(,[ϊζ + J~H~^J, где Ц.
выражена в километрах; Аа и Яц — в метрах.
Если дальность радиолокационного наблюдения не превышает
Z)r, то расчет Dmax может выполняться по полученным
интерференционным формулам с учетом поправки на кривизну земной
поверхности. При выполнении условия кл « Нц учет сферичности
земной поверхности сводится к замене истинной высоты цели Яц
(рис. 3.3) приведенной высотой
D2
На.„ = Η и + АЯЦ = Яц - ——.
2«з
108
Η
Им
/WO)
Ι.Π
*-
D
= -D2/(2R3)
Из
Рис. 3.3. Зоны обнаружения РЛС
При этом вид зоны обнаружения в вертикальной плоскости
(диаграммы видимости) остается таким же, как и для «плоской»
Земли, а ее поверхность будет представлена кривой (см. рис. 3.3),
уравнение которой имеет вид АН = -D2/(2R3). Линии равных
высот Ни = const будут параллельны этой линии. Из рис. 3.3
непосредственно видно, что кривизна земной поверхности уменьшает
дальность радиолокационного наблюдения низко расположенных
объектов. Для сохранения дальности необходимо увеличивать
высоту расположения антенны РЛС или увеличивать энергетический
потенциал станции, повышая энергию зондирующего импульса,
направленность антенны и чувствительность приемника.
В реальных условиях работы РЛС приходится учитывать также
влияние рельефа местности и наличие сильно отражающих
объектов вокруг РЛС на ее зоны обнаружения. Создаваемые ими
дополнительные отражения искажают диаграмму видимости РЛС,
снижая дальность обнаружения и точность местоопределения цели.
Поэтому стремятся по возможности располагать РЛС на ровной
площадке, свободной от сильных отражателей в секторе обзора РЛС.
Кроме отражений от поверхности Земли и местных предметов
на работу РЛС и РНС существенное влияние оказывают и иные
причины, связанные с условием распространения радиоволн.
3.4. Влияние условий распространения
радиоволн на дальность действия
радиолокационных и радионавигационных
систем
При определении дальности действия РТС приходится
учитывать поглощение и преломление радиоволн при их распростране-
109
нии в атмосфере, их отражение от ионосферы, влияние
подстилающей поверхности вдоль трассы, по которой распространяется
радиосигнал. Степень влияния этих факторов зависит от
частотного диапазона РТС и условий ее эксплуатации (время суток,
географический район, высоты передатчика и приемника).
В табл. 3.1 приведено принятое в России распределение
радиочастот и радиоволн по диапазонам с кратким указанием
особенностей распространения и областей применения.
В табл. 3.2 приведены используемые в США буквенные
обозначения частотных диапазонов и поддиапазонов, выделенных для
радиолокации. В последнее время эти обозначения все шире
используются и в отечественной литературе.
Влияние поглощения и преломления радиоволн наиболее
существенно в нижнем основном слое атмосферы, называемом
тропосферой.
Тропосфера простирается до высот 8... 10 км в полярных
районах и до 16... 18 км в тропических широтах Земного шара. В
тропосфере сосредоточена основная часть водяного пара, образуются
облака и турбулентные потоки, что оказывает сильное влияние
на распространение радиоволн, особенно миллиметрового,
сантиметрового и дециметрового диапазонов, используемых в
радиолокации и ближней радионавигации.
Отражение от ионосферы наиболее сильно сказывается на де-
каметровых и более длинных волнах, используемых в РТС
навигации и связи.
Влияние затухания радиоволн в тропосфере. Это влияние
связано с их поглощением в молекулах кислорода и водяного пара,
гидрометеорами (дождь, туман, снег) и твердыми частицами (дым,
пыль), а также с рассеянием радиоволн жидкими и твердыми
частицами. Поглощение и рассеяние радиоволн ведет к снижению
плотности потока мощности радиоволны с расстоянием по
экспоненциальному закону. Снижение мощности зависит от
коэффициента затухания а3 и расстояния D, проходимого
радиоволнами.
Если коэффициент а3 вдоль всей трассы постоянен и
рассматривается случай активной РЛС с пассивным ответом, то
мощность сигнала на входе приемника уменьшается за счет затухания
от Рсо до
Рс = />,0ехр(-2а3Д). (3.13)
Если выразить а3 в дБ/км, то Рс= PQoexp(-0,46a3D).
При наличии в атмосфере гидрометеоров и других частиц
коэффициент затухания а3 является суммой частных
коэффициентов затухания, вызванных поглощением молекулами кислорода и
водяного пара, а также влиянием жидких и твердых частиц,
распыленных в атмосфере.
ПО
s
a
u
χ
Ϊ
к
С
О
s
Э
α
-я β
з ч
, s
о к
к s
со со
« «
ω S
I ГО
η Μ
is
4 К
£ я
£ со
ω
η
Я
СО
•Θ·
I
о
I
3
ΕΥΪ
1)
X
ч
ω
α
К го
s 25
зи
η ρ
СО о
X О
О I
К -о
та СО та
си α ч
о
к
со
о
го 2
S in
а —
о ·
и- :
_ со о
ΐ " к
§ £ §
л ω Ο
S β ς
g § §
U си α
О
S
о
s
U
ϋ
S
1)
3
Й
СО
X
В!
К
Ж
со
а
иове
3
и.
г
V
го
Ю
jd
?
а
Сие
05
S
I
1)
Ч
0 Ю
1 О
|<§Ί
1>
I 3
3
о
О 2
о ιο
* Ε
в °
О X
X р
О с
5.
^8
я
я
°'ί I
* ч
II
1 я
к х ^
ч ч са
α u U
U
S U
X w
8.x
я SC
& р~
t к л
JO
5
О, X
Ч
8
м
с
Μ
s
н ι б
я S 8
с
а
3 S
ИЗО
СЗ « —
S „ S
§ ίο
ж з=>
S в :
О м
СО
Я
5
χ а ">
U ° о
S IT я
Я CQ U-,
D Η
δ 5го
111
*
*
s
о.
с
Μ
ё
О
С о
Ρ
о
δ
Си с
СО
Си
Я
К
Ξ s
a s
а 5
СО 5
I Ч
О о)
К з
я|
5 ч
S &
is
О Ч
1)
3
Я
СО
э
α
η
СО
О.
S
О
О
Я
£
о
о
I
«
S
I
си
3
&
я s
о.
ю
о
и ч
я Э
03
J3
5
2
и
J3
I
5
2
S
м S
ч о.
И*
я 11
§ 2-1
" Й °
X 3
δ
■α _
Si35
1 Ρ
§1
s
ι> ,—ч
S τ1
IgE
£ 5 ο
Я со
■>»
Να» '-ν
шоп
Β9 Ρ .—ч1-н
Ι jfflO
О
о
112
Таблица 3.2
Буквенное
обозначение
HF
VHF
UHF
L
S
С
X
Ки
К
Ка
W
mm
Диапазон частот
3...30 МГц
30...300 МГц
300... 1000 МГц
1...2 ГГц
2...4 ГГц
4...8 ГГц
8... 12 ГГц
12... 18 ГГц
18... 27 ГГц
27...40 ГГц
75... 110 ГГц
110... 300 ГГц
Диапазон частот, выделенный для
радара
—
138...144МГц, 216...225МГц
420...450 МГц, 890...942 МГц
1,215... 1,400 ГГц
2,3...2,5 ГГц, 2,7...3,7 ГГц
5,25...5,925 ГГц
8,5... 10,68 ГГц
13,4... 14,0 ГГц, 15,7... 17,7 ГГц
24,05...24,25 ГГц
33,4...36,0 ГГц
76,0...81,0 ГГц, 92,0... 100,0 ГГц
—
Молекулярное поглощение в атмосфере происходит в
основном на частотах, близких к резонансным, свойственным
молекулам данного вещества. Резонансные линии всех газов атмосферы,
за исключением кислорода и водяного пара, расположены вне
диапазона радиоволн, поэтому существенное влияние на
дальность действия РТС оказывает только поглощение молекулами
кислорода и водяного пара. Поглощение молекулами водяного пара
имеет максимум на волне λ„= 1,35 см, а молекулами кислорода —
на волнах λ„= 0,5 и 0,25 см. Таким образом, молекулярное
поглощение существенно в сантиметровом и особенно в
миллиметровом диапазонах, где оно является фактором, сильно
ограничивающим дальность действия радиосистем, особенно
радиолокационных, работающих по отраженным сигналам.
Другой причиной, вызывающей потери энергии сигнала при
распространении, является рассеяние, прежде всего дождевыми
каплями и туманом. Чем больше отношение радиуса капли гк к
длине волны λ„, тем больше потери энергии за счет ее рассеяния
во всех направлениях. Это рассеяние возрастает пропорционально
четвертой степени частоты, поскольку ЭПР капли при 2пгк « λ„
определяется по формуле
. 2(2пгк)4(г-\)2
σκ = 4π/-κ2 —-i ,
^ Κ ) [ε + 2)
где ε — диэлектрическая постоянная воды.
113
Если известны диаметр капель и их число на единицу объема,
то можно определить величину коэффициента затухания а3.
В справочниках величина а3 для дождя обычно указывается в
зависимости от его интенсивности /и длины волны Х^. В
сантиметровом диапазоне коэффициент затухания изменяется
приблизительно пропорционально квадрату частоты сигнала/,. Так, если на
частоте^ = 3 000 МГц а3 = 0,002 дБ/км при /= 1 мм/ч, то на частоте
fH = 30 000 МГц при той же интенсивности дождя а3 = 0,18 дБ/км.
а3, дБ/ КМ
20
10
5
1
0,5
0,1
0,05
0,01
0,3 0,5 0,7 1 2 3 4 5 6 7 8 λ„, см
Рис. 3.4. Затухание радиоволн в атмосфере (Т= 20°С, ρ = 760 мм рт. ст.):
/ — водяной пар; 2 — кислород; 3, 4, 5 — туман при видимости соответственно
150, 60 и 30 м; 6 — слабый дождь (1 мм/ч); 7 — средний дождь (4 мм/ч); 8 —
сильный дождь (16 мм/ч)
114
Ослабление в тумане прямо пропорционально концентрации
воды в тумане. Ослабление градом и снегом значительно меньше,
чем дождем или туманом, и их влиянием обычно пренебрегают.
На рис. 3.4 представлены зависимости а3 от длины волны λ„ для
водяного пара, кислорода, тумана и дождя различной
интенсивности.
Максимальная дальность действия РЛС с учетом затухания
может быть найдена по формуле
Anax= uCmaxexp(-0,5a3Z)maX), (3.14)
если известна дальность действия в свободном пространстве Dcmax.
Это уравнение трансцендентно и его можно решать
графически, представляя в логарифмической форме:
IniArax/^cmin) = -0,5a3Z)max.
После простых преобразований найдем
α3Ζλ
'у ^хтах ι π *Λ: max
D„
^Λη:ι\
'max ^max
Обозначим относительное уменьшение дальности yD= DmaJ Dc max
и запишем уравнение в виде, удобном для графического
представления:
**з^стах ^
— 1п —
[Уо) [Id
Λ (
= 4,6
J_
Jd
Ig
[Ίο
(3.15)
На рис. 3.5 приведена зависимость Уо=/(а3Ц.тах), позволяющая
при заданных а3 и Z)cmax найти γ,,, а следовательно, Z)max = ypDc max.
На рис. 3.6 представлены зависимости Dmax-f(Dcmilx) для
значений а3 от 0,01 до 10 дБ/км.
0,5
0,2
0,1
0,05
0,02
001
124 10 20 60100 200 1000 a3Dcmax
Рис. 3.5. Зависимость γ0=/( а, Д. max)
115
Λτ
О
0,01
0,04
0,1
0,2
0,4
0,6
Г
2
4
6
10
1 2 4 6 10 20 40 100 400 1000 Dcmax
Рис. 3.6. Зависимости дальности действия РЛС с учетом затухания
радиоволн в атмосфере от дальности действия в свободном пространстве
иии
400
200
100
40
20
10
4
2
,_ Ρ·"
Для определения а3 в условиях дождя можно воспользоваться
эмпирической зависимостью α3 = 0,3/λ„, где а3 — коэффициент
затухания, дБ/км; / — интенсивность дождя, мм/ч; λΜ — длина
волны, см.
На волнах длиннее 10 см влияние поглощения и рассеяния
радиоволн незначительно и его в большинстве случаев можно не
учитывать.
Влияние рефракции волн в атмосфере. Рефракцией
(преломлением, искривлением) радиоволн называется отклонение
распространения радиоволн от прямолинейного при прохождении ими
среды с изменяющимися электрическими параметрами.
Преломляющие свойства среды характеризуются коэффициентом
преломления пг, определяемым ее диэлектрической проницаемостью ε.
Вместе с ε коэффициент преломления пг =4г ъ атмосфере
изменяется с высотой Н. Как правило, это обусловлено изменением
температуры и влажности воздуха. Скорость изменения пг с
высотой характеризуется градиентом g„ = dnr/dH, величина и знак
которого характеризуют рефракцию.
При g„ = 0 рефракция отсутствует.
Если g„ > 0, то рефракция называется отрицательной и
траектория радиоволны искривляется в сторону от поверхности Земли.
При g„< 0 рефракция положительна и траектория радиоволны
искривлена в сторону поверхности Земли, что приводит к
огибанию ее радиоволной, увеличению дальности действия
радиосистем и, в частности, дальности радиолокационного обнаружения
кораблей и низколетящих ЛА.
116
Для нормального состояния атмосферы g„ = -4· 10_!i м-1, т.е.
рефракция положительна, что ведет к увеличению дальности
радиогоризонта. Влияние нормальной рефракции учитывается
кажущимся увеличением радиуса Земли в 4/3 раза, что равносильно
увеличению дальности радиогоризонта («прямой
радиовидимости») до
0Г=4,12(Д" + 77ЛО.
где Dr выражена в километрах; hd и Яц — в метрах.
Радиус кривизны траектории радиоволны обратно
пропорционален градиенту g„, т.е. pK = -I /g„. При g„ = -\/R3 =-1,57 · 10~7 м-1
радиус кривизны траектории радиоволны равен радиусу Земли
рк = /?з и радиоволна, направленная горизонтально, будет
распространяться параллельно поверхности Земли, огибая ее. Это случай
критической рефракции, при котором возможно значительное
увеличение дальности действия РЛС.
При аномальных условиях в тропосфере (резкое увеличение
давления, влажности, температуры) возможна и сверхрефракция,
при которой радиус кривизны траектории радиоволны
становится меньше радиуса Земли. При этом в тропосфере возможно вол-
новодное распространение радиоволн на большие расстояния, если
антенна РЛС и объект находятся в пределах слоя тропосферы,
образующего волноводный канал.
Влияние подстилающей поверхности. Кроме атмосферной
рефракции огибание земной поверхности происходит в силу
дифракции радиоволн. Однако в зоне тени (за горизонтом)
напряженность радиоволн быстро падает из-за потерь в подстилающей
поверхности, которые быстро растут с увеличением частоты
радиосигнала. Поэтому только на волнах более I 000 м поверхностная
волна, т.е. волна, огибающая поверхность Земли, может
обеспечить большую дальность действия системы (несколько сотен и даже
тысяч километров). В связи с этим в РНС дальнего действия
используются волны длинноволнового и сверхдлинноволнового
диапазонов.
Затухание поверхностной волны зависит от диэлектрической
постоянной г„ и проводимости σπ подстилающей поверхности. Для
морской поверхности г„ = 80, для песчаных или горных пустынь
г„ = 5; величина σπ изменяется в пределах (0,0001 ...5) (Ом · м)-1.
С уменьшением проводимости почвы затухание резко
увеличивается, поэтому наибольшая дальность действия обеспечивается при
распространении радиоволн над морем, что существенно для
морской радионавигации.
Влияние подстилающей поверхности сказывается не только на
дальности действия РНС, но и на их точности, поскольку
фазовая скорость распространения радиоволн также зависит от пара-
117
метров подстилающей поверхности. Создаются специальные
карты поправок фазовой скорости в зависимости от параметров
подстилающей поверхности, но поскольку эти параметры меняются
в зависимости от времени года и суток и даже погоды, то
полностью исключить погрешности местоопределения, вызванные
изменением фазовой скорости распространения радиоволн,
практически невозможно. Однако их можно существенно уменьшить
оперативным введением поправок.
Влияние отражения радиоволн ионосферой. Радиоволны,
достигающие приемной антенны после отражения ионосферой,
называются пространственными. Пространственные волны могут
обеспечить очень большую дальность действия, что и используется в
связных системах коротковолнового (декаметрового диапазона). На
пространственных волнах осуществляется также сверхдальнее
радиолокационное обнаружение некоторых целей (ядерных взрывов
и запуска ракет) с помощью отраженных целью сигналов,
которые на трассе распространения испытывают одно или несколько
отражений от ионосферы и поверхности Земли. Явление приема
таких сигналов было открыто в 1947 г. Н.И.Кабановым и носит
название эффекта Кабанова, а РЛС, основанные на этом
эффекте, называются ионосферными, или загоризонтными. В таких
станциях, работающих на волнах длиной 10... 100 м, как и в обычных
РЛС, дальность цели определяется по времени запаздывания
сигнала, а направление фиксируется с помощью направленной
антенны. В силу ограниченности спектральных ресурсов
декаметрового диапазона и неустойчивости характеристик ионосферы
точность таких станций невелика и не превышает 3...5 км по
дальности и 2... 3° по азимуту. Для улучшения характеристик загоризонт-
ных РЛС используют специальные методы и технические средства
диагностики состояния ионосферы, что позволяет выбрать
оптимальную рабочую частоту и рассчитать трассу распространения
сигнала.
Зависимость высоты ионосферы от многих причин приводит к
непредсказуемым изменениям задержки сигнала, что затрудняет
использование пространственных волн для радионавигации.
Более того, интерференция пространственных и
поверхностных радиоволн ведет к искажению поверхностного сигнала и
снижает точность местоопределения. С этим явлением приходится
считаться ночью на дальностях, больших 500 км над морем и 250 км
над сушей, где интенсивность пространственного сигнала
становится соизмеримой и даже превышает интенсивность
поверхностного сигнала, по которому проводится измерение в РНС. При
использовании в РНС непрерывных или продолжительных
импульсных сигналов пространственный сигнал накладывается на
поверхностный, что приводит к случайным флуктуациям амплитуды и
фазы результирующего сигнала и, следовательно, к большим по-
118
грешностям местоопределения. Для разделения пространственных
и поверхностных сигналов используются сравнительно короткие
импульсные сигналы, что, однако, вызывает возникновение
определенных проблем, которые будут обсуждаться при изучении
импульсно-фазовых РНС.
Радиоволны мириаметрового (сверхдлинноволнового)
диапазона длиной 10...30 км, используемые в системах глобальной
навигации наземного базирования, обладают некоторыми
особенностями распространения. Эти волны слабо поглощаются
подстилающей поверхностью и хорошо отражаются от нее, так же как и
от ионосферы, как ночью, так и днем. В результате сверхдлинные
волны распространяются вокруг поверхности Земли, как в
волноводе, ограниченном поверхностью Земли и ионосферой, на очень
большие расстояния. При этом изменение скорости
распространения и фазовые сдвиги можно прогнозировать, что
обеспечивает точность местоопределения, достаточную для судовождения в
открытом море.
В настоящее время для глобальной навигации используются
спутниковые РНС, в которых благодаря большой высоте орбит
ИСЗ обеспечивается прямая «видимость» на больших расстояниях
в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн, которые
свободно проходят через ионосферу. Применение дециметровых и
сантиметровых волн позволяет получать с помощью спутниковых РНС
очень высокую точность местоопределения в рабочей области
системы, которая охватывает все околоземное пространство.
3.5. Влияние потерь при формировании
и обработке сигналов в РЛС на ее дальность
действия
Обобщенное уравнение дальности (3.5) включает в себя
коэффициент Ln, который кроме рассмотренных выше потерь при
распространении сигнала содержит и ряд других составляющих, влияющих
на максимальную дальность действия РЛС. К ним относятся потери
в линиях, соединяющих антенну с передатчиком и приемником,
потери в антенном переключателе и антенной системе, потери при
обработке сигнала в приемнике и устройствах отображения.
Потери в линии передачи от антенны к передатчику и
приемнику определяются типом линии передачи, ее
протяженностью, наличием изгибов и сочленений. В линиях передачи волно-
водного типа, используемых в очень широком диапазоне частот
0,35...40 ГГц, коэффициент затухания алп изменяется
соответственно от 0,001 до 0,7 дБ/м. При использовании одной и той же
линии длиной / при передаче и приеме потери составят величину
119
Потери в антенном переключателе могут достигать значения
Lan =* 2 дБ, а потери во вращающихся сочленениях до LBp = 0,8 дБ.
Например, для корабельной РЛС кругового обзора
десятисантиметрового диапазона с волноводной линией передачи длиной
/ = 20 м результирующие потери линии достигают значения
1Р.Л = 2/алп + Lan + LBP = 40 · 0,03 + 2 + 0,8 = 4 дБ.
Таким образом, потери весьма существенны и при разработке
РЛС ее высокочастотному тракту должно быть уделено серьезное
внимание.
Влияние потерь в фидерной системе можно снизить за счет
размещения дополнительного малошумящего усилителя высокой
частоты непосредственно в антенном устройстве.
Потери в антенной системе связаны в основном с формой ДНА
и ее сканированием в процессе обзора, а также потерями в
обтекателе антенны (защитном колпаке).
В уравнении дальности РЛС коэффициенты усиления антенны
при излучении Сп предполагаются соответствующими
направлению максимума ДНА. При сканировании ДНА, имеющей ширину
аа и аппроксимируемой кривой Гаусса ехр(-2,78а2/«а), потери
на сканирование (уменьшение мощности сигнала на краях ДНА в
2 раза) можно представить формулой
А,.с= (^ϊ)72 > <3·16)
1 + 2 X ехр[-5,55А:2/(^пач-1)2]
где η — число интегрируемых импульсов; Wna4 — число импульсов
в пачке (предполагается нечетное число импульсов, причем
центральный импульс пачки располагается на оси ДНА). Так,
например, для УУпач = 11 и η = ΝΠΆ4 потери на сканирование Lnc = 2 дБ.
При сканировании симметричной диаграммы (карандашного
типа) по двум координатам потери удваиваются.
Потери в обтекателе антенны зависят от его типа
(применяемого материала и конструкции) и частоты, на которой работает
РЛС. В обтекателях наземных РЛС, работающих на частотах от 1 до
4 ГГц, потери составляют Δο6 = (1... 1,5) дБ. В надувных
обтекателях потери меньше, чем в обтекателях жесткой рамной
конструкции.
Одной из причин потерь при обработке радиолокационных
сигналов является несогласованность АЧХ приемного тракта с
формой и шириной спектра радиосигналов. Опыт показывает, что
эти потери составляют Lnp= (0,5... 1) дБ. Потери при приеме с
постоянным уровнем ложной тревоги достигают L„ т = 2 дБ,
использование бинарного накопления добавляет еще L6h = 1,5 дБ
(за счет ограничения амплитуды сигналов). Потери при дискрети-
120
зации и квантовании сигналов для перехода к цифровой
обработке достигают 0,5 дБ при двух выборках на импульс и снижаются
до 0,2 дБ при трех.
Специфические потери, снижающие дальность действия РЛС
с селекцией движущихся целей и импульсно-допплеровских РЛС,
будут рассмотрены при изучении этих типов станций.
Таким образом, и обобщенное уравнение дальности дает лишь
приближенную оценку дальности действия РЛС, так как
невозможно априори учесть все возможные причины, влияющие на ее
величину. Поэтому важное значение при разработке РЛС имеет
экспериментальная проверка ее дальности действия в условиях,
близких к реальным, с возможной настройкой параметров
входящих в нее устройств. В процессе эксплуатации РЛС
предусматривается периодическая проверка параметров РЛС, определяющих ее
работоспособность и, в частности, дальность действия,
являющуюся одной из основных характеристик не только РЛС, но и
большинства систем радионавигации, радиосвязи и радиоуправления.
3.6. Уравнение дальности при радиолокационном
наблюдении поверхностно и объемно
распределенных объектов
Основное и обобщенное уравнения радиолокации были
получены в предположении обнаружения одиночной точечной цели,
имеющей ЭПР σα. При облучении с летательного аппарата
участка подстилающей поверхности ση зависит от отражающих свойств
этой поверхности, параметров РЛС и положения облучаемого
участка поверхности относительно РЛС.
В гл. 2 было показано, что ЭПР разрешаемой площади S0
облучаемой поверхности с удельной ЭПР ауд равна σ5() =ayaS0. Для
диффузно рассеивающей поверхности, облучаемой под углом β и
имеющей коэффициент отражения гт, удельная ЭПР ауд = 4/-OTsin23.
При облучении такой поверхности зондирующим импульсом
РЛС длительностью ти, излучаемым антенной, расположенной на
высоте Я (рис. 3.7) и имеющей узкую ДН в горизонтальной
плоскости (шириной аА) и широкую в вертикальной (βΑ), величина
разрешаемой площади
2 cos β 2 cos β
В этом случае σ5() = оуд^о = 2готаАтис0^^т^ и,
следовательно, мощность отраженного сигнала в антенне РЛС можно
представить выражением
121
Антенна РЛС
тис/2
αΑΰ
x„c/2cosp
Рис. 3.7. Разрешаемая площадь при облучении подстилающей
поверхности РЛС, расположенной на высоте Η
_ P»G2{V)\lcSa _ 2/>Η£2(β)λ>οταΑ£ν8β5ίηβ
(4π)3/)4 (4π)3/)3 ' ( '
где λ„ и Р„ — длина волны и мощность излучаемых антенной РЛС
колебаний соответственно; (7(β) — представляет собой
зависимость коэффициента направленности антенны по мощности от
угла облучения β.
Кубическая зависимость Рс от дальности (вместо четвертой
степени при точечной цели) объясняется тем, что при малых углах
облучения β (что обычно имеет место) разрешаемая площадь S0
увеличивается пропорционально D. Из формулы (3.17) легко
получить уравнение дальности для поверхностно распределенной цели
в обычной форме, справедливое при упомянутых условиях,
2/>Λ(72(β)λ2Η(7·ΟΤαΑίΕβ8πιβ
а--а ^'" · <3-18>
' с mm
Интересно найти форму ДНА РЛС в вертикальной плоскости
(7(β), при которой Рс будет оставаться неизменной (при
неизменной Н) при изменении β одновременно с изменением /)до
облучаемой в данный момент площадки S0. Это особенно важно при
воспроизведении радиолокационного изображения на экране ЭЛТ
с яркостной модуляцией луча индикатора панорамной РЛС для
получения одинаковой яркости по всему экрану.
Подставив в формулу (3.17) D = #cosec|3 и (7(β) = GmaxFe2($)
(где Gmax — максимальный коэффициент направленности
антенны; /ν(β) — функция, описывающая форму ДНА по
напряженности поля), получим
(4π)3 Я3 cosec^^
η _ £·' и i»KJmJ е \Р/л'ии,А,отс /τ ι η\
122
Из этого выражения видно, что Рс сохраняется постоянной
при изменении угла β при выполнении условия /^(β) = ϋθ5εο4β^§β.
Таким образом, в панорамной РЛС обзора подстилающей
поверхности желательно иметь форму ДНА в вертикальной
плоскости, описываемую функцией
σ(β) = GmaxFe2®) = Gmax cosec^Vcl^· (3.20)
Такая ДН называется косекансквадратной и может быть
сформирована антенной зеркального типа или ФАР.
По азимуту ДНА панорамной РЛС должна быть узкой (аА
малым) для получения высокого разрешения в направлении,
перпендикулярном оси ДНА (высокого углового разрешения).
В случае облучения подстилающей поверхности антенной РЛС,
имеющей узкую ДНА в обеих плоскостях (называемую
конической, а иногда «карандашной»), ЭПР при известном
коэффициенте отражения поверхности гт можно вычислить по
формуле σα = S04rmsm2$, если облучается диффузно рассеивающая
поверхность под углом облучения β (рис. 3.8).
Полагая форму площадки, вырезаемой ДНА на облучаемой
поверхности, эллипсоидной, найдем ее величину S0 = nab =
π°2 η ι ■ η
= —алРл/апр.
При больших β (случай радиовысотомера) sinp = 1, при сим-
π/)2α2
метричной ДНА (βΑ= αΑ) S0 = и σίο = nD2a2ArOT мощность
отраженного сигнала в антенне составит
р _ P»G2(№lost] = РнС2фКпР2<гОТ _
(4π)3/)4 (4π)3Ζ>4
" 64π^ · ( }
При этом для РВ можно принять β = π/2 и D = Η и,
следовательно, мощность отраженного сигнала в антенне обратно
пропорциональна Я2, если используется достаточно длительный
зондирующий сигнал, при котором величина S0 определяется только
шириной ДНА.
Выражение (3.21) позволяет определить Dmm, соответствующую
пороговому уровню отраженного сигнала Рс = Pcmin.
В случае объемно распределенных целей ЭПР определяется
разрешаемым объемом РЛС V0 и его заполнением элементарными
отражателями, имеющими ЭПР σ0. Возможно полное и неполное
заполнение VQ элементарными отражателями. При полном заполне-
123
Рис. 3.8. Разрешаемая площадь при
облучении поверхности РЛС с ДНА
конической формы
«5
к
нии объема ЭПР вычисляется по формуле: aVo = VoC0nh где щ —
число элементарных отражателей на единицу объема.
При неполном заполнении объема ЭПР зависит от формы и
расположения заполненной части объема, а также соотношения
заполненной части и всего объема У0. Однако в любом случае ЭПР
меньше σν и в первом приближении может быть определена
умножением объема заполненной части на σ0 и и,. При этом от
степени заполнения объема V0 зависимость ЭПР от дальности
рассматриваемой области пространства меняется от квадратичной при
полном заполнении до независимости при точечной цели.
В практике радиолокации это актуально при определении
дальности грозовых и дождевых фронтов РЛС управления воздушным
движением и метеорологическими РЛС.
Контрольные вопросы
1. Каким образом дальность действия РЛС зависит от ее длины
волны?
2. Как влияет отражение радиоволн от поверхности Земли на
дальность действия РЛС?
3. В чем особенность радиолокационного обнаружения низко
расположенных объектов?
4. Каковы основные причины ослабления радиолокационных
сигналов при их распространении?
5. При каких условиях рефракция радиоволн приводит к аномальному
увеличению дальности действия РЛС?
6. Определите дальность действия РЛС трехсантиметрового диапазона,
работающей в условиях дождя интенсивностью /= 10 мм/ч (оц = 0,25 дБ/км).
Дальность действия РЛС в свободном пространстве Dcmax = 100 км.
7. РЛС работает на частоте 1,35 ГГц и имеет параболическую антенну
с раскрывом диаметром dK = 8 м, совершающую при круговом обзоре
один оборот за 10 с. Определите число импульсов в пачке отраженных
импульсов на уровне половинной мощности.
Антенна РЛС
124
8. Почему антенна самолетной панорамной РЛС должна иметь форму
ДН в вертикальной плоскости, близкую к функции (7(β) = Gmaxcosec2p?
9. Какое влияние на Д^ РЛС обнаружения оказывает выбор полосы
пропускания приемника?
10. В чем заключается влияние подстилающей поверхности на работу
РНС наземного базирования?
П. Почему в системах дальней радионавигации наземного
базирования используют радиоволны длинноволнового и сверхдлинноволнового
диапазонов?
12. В чем заключаются особенности распространения радиоволн СДВ
диапазона?
13. Почему в длинноволновых РНС наземного базирования для место-
определения используется только «поверхностная» волна?
ГЛАВА 4
ОБНАРУЖЕНИЕ, РАЗЛИЧЕНИЕ И ОЦЕНИВАНИЕ
ПАРАМЕТРОВ СИГНАЛОВ РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ
СИСТЕМ
4.1. Основные теоретические сведения
Под обнаружением сигнала в РТС понимается анализ
принятого колебания y(t), завершающийся принятием решения о
наличии или отсутствии в нем полезной составляющей, которую и
называют сигналом. Различение сигналов определяют как анализ
принятого колебания, завершающийся принятием решения,
какой из Μ сигналов, принадлежащих заданному множеству S= {s0(t),
s{(t), ..., 5л/_,(/)}, присутствует в y(t).
Частным случаем этой задачи является ситуация, когда
принятое колебание y(t) может вообще не содержать сигнала (один из
различаемых сигналов тождественно равен нулю). В такой
постановке говорят о различении-обнаружении.
Оцениванием параметра λ сигнала s(t, λ) на основе анализа
наблюдаемого колебания y(t) = F[s(t, λ), χ(ή] (где F[·] —
оператор, определяющий характер взаимодействия сигнала s(t, λ) и
помехи x(t)) называется процедура формирования значения
параметра λ, выдаваемого в качестве истинного значения
параметра λ, не гарантируя при этом равенства λ = λ. Сформированное
значение λ, которое является функционалом от наблюдаемого
колебания y(t), называется оценкой параметра λ.
При синтезе оптимальных обнаружителей, различителей и
устройств оценивания параметров сигнала используется критерий
минимального среднего риска и его частные случаи.
Применительно к задаче различения Μ сигналов средний риск
Π имеет вид
П = 1П^,А;, (4.1)
где Ну — элементы матрицы потерь; pt — априорные вероятности
гипотез (предположений о присутствии в y(t) сигнала s,{f)); ρν —
условные вероятности ошибок, Ру = P(Hj Hi) (принятие реше-
126
ния Ηj в пользу сигнала Sj(f), в то время как колебание y(t)
содержит сигнал s,{t)).
Для задачи обнаружения формула (4.1) имеет вид
П = П0ий,.т + П, (l-w)/>nx,
где П0 и П) — потери, связанные с ложной тревогой и пропуском
сигнала; w — априорная вероятность отсутствия сигнала; рл т, рп с —
условные вероятности принятия ошибочных решений,
называемые вероятностями ложной тревоги и пропуска сигнала
соответственно.
Задача проверки гипотез Я, (/= 0, 1, ..., Μ - 1 при различении
Μ сигналов или / = 0,1 при обнаружении сигнала) сводится к
такому разбиению пространства наблюдения Υ на
непересекающиеся области Yh при котором величина средних потерь (см.
формулу (4.1)) достигает минимума. Тогда условные вероятности
ошибок
pij = p{Hj\Hiy\W{y\Hi)ay.
Характер областей Υ и Υ, определяется способом
формирования наблюдаемых данных. При дискретном наблюдении
(цифровая обработка) Υ есть «-мерное вещественное или комплексное
пространство, а \ν(γ\Ηή есть совместная Π В наблюдаемых
отсчетов у\, у2, ..., у„ при справедливости гипотезы #,. При
наблюдении реализаций колебания y(t) W{y\Hj) есть функционал
плотности наблюдаемого колебания в предположении истинности
гипотезы Я,. С учетом введенных обозначений минимизация (см.
формулу (4.1)) приведет нас к следующему алгоритму принятия
решения: принимается решение Я* в пользу гипотезы Нк, если для
номера к совместно выполняются Μ неравенств
М-\ М-\
X АП„И/(у|Я,.)< χ MW(y|tf,), r =0,1, ..., М-\.
i=0 /=0
В тех случаях, когда потери, связанные с перепутыванием
гипотез, одинаковы, Пу = П, / φ j. Решение принимается в пользу
той гипотезы Нк, для которой будет выполнена система неравенств
/>(Я* |у) >/>(#,. |у), / = 0, 1, ..., М-\,
где />(//, |у) называется апостериорной вероятностью гипотезы Я,
и характеризует всю доступную наблюдателю информацию,
включая априорные сведения Р(Н,) и наблюдение у. Данный алгоритм
определяет правило максимума апостериорной плотности
вероятности (МАП).
127
При отказе от априорной информации о проверяемых
гипотезах (Р(Н;) и Пу) критерий минимума среднего риска
превращается в критерий минимума суммы условных вероятностей ошибок
Σ Σ Pik> к * i νι решение принимается в пользу той гипотезы
ί=0 *=0
Нк, которой при принятой реализации у соответствует
наибольшее значение W{y\Hk), к = 0, 1, ..., Μ - 1. Это выражение,
рассматриваемое как функция у, является ПВ, или функционалом
ПВ, при истинности гипотезы Нк. При фиксированном
наблюдении у это же выражение, рассматриваемое как функция номера
к, называется функцией правдоподобия (ФП) и показывает,
насколько правдоподобна та или иная гипотеза при данном
наблюдении у. Описанный алгоритм носит название метода максимума
правдоподобия (МП).
Для задачи обнаружения все перечисленные критерии,
включая критерий Неймана—Пирсона, для которого минимизируется
вероятность пропуска сигнала рПС при условии ρ„τ < ρ„το,
решение принимается на основе сравнения с порогом /п отношения
правдоподобия, т.е.
^(у|я,) ν
- 'п ·
^(у|я0)
«О
Для упрощения алгоритма обе части неравенства могут быть
преобразованы с помощью монотонной функции/, т.е.
/
^(у|я0)
:/(/„)· (4-2)
So
Наиболее часто в этой роли выступает логарифмическая
функция.
Для задачи оценивания параметра λ сигнала s(t, λ), аддитивно
взаимодействующего с помехой χ(ή и образующего в результате
наблюдаемое колебание y{f) = s{t, λ) + χ(ή, выражение для
среднего риска запишется в форме
Π = J J Π(λ, λ) W(X)W(X λ)άλάλ, (4.3)
где Π(λ, λ) — функция потерь, характеризующая последствия
отклонения параметра сигнала λ от сформированной на основе
наблюдения y{f) и имеющейся априорной информации оценки λ;
W(X) — априорная Π В параметра λ (аналог априорных вероятно-
128
стей гипотез); W(X/X) — условная ПВ оценки параметра λ,
являющаяся аналогом условных вероятностей ошибок в формуле (4.1).
В соответствии с теоремой умножения плотностей вероятности
ЩХ)ЩХ
X) = ЩХ)ЩХ
X) и учитывая, что оценка λ
формируется путем обработки принятого колебания y(t), формулу (4.3)
можно записать в виде
Π = ]>(λ)Γ_[Π(λ, X)W(X\y(t))dx\dX, (4.4)
где ^(λ) — безусловная ПВ оценки; Η/(λ|^(/)) — условная ПВ
параметра λ при наблюдаемой реализации y(t), называемая
апостериорной Π В параметра λ. Выражение в квадратных скобках
называется условным (соответствующим колебанию y(t)) средним
риском.
Как видно из выражения (4.4), минимизация условного
среднего риска для любой реализации y(t) обеспечит минимум П.
Поэтому оценки по критерию минимума среднего риска можно
находить на основе минимизации по λ выражения
U{y(t)) = jn(X,X)iV{X\y(t))dX.
(4.5)
Функция потерь, характеризующая последствия отклонения
оценки λ от истинного значения параметра λ, обычно задается в
виде одного из следующих трех выражений:
1) Π)(λ, λ) = (λ-λ)2 — квадратичная функция потерь;
2) Π2(λ, Χ)=Χ-Χ — модульная функция потерь;
3) Π3(λ, λ)
0, λ - λ < ε
1, λ-λ > ε
прямоугольная функция потерь.
Минимизация выражения (4.5) по λ при приведенных
функциях потерь дает следующие результаты:
1) при квадратичной функции потерь оптимальная оценка λοιιτί
соответствует математическому ожиданию апостериорной Π В, т.е.
λοπτΐ = jXlV(X\y(t))dX;
129
2) при модульной функции потерь λΟΠΤ2 соответствует
медиане апостериорной плотности вероятности, т.е. находится из
уравнения
λοπτ 2 оо
J W(X\y(i))dX = j W(X\y(t))dX;
~°° λοπτ 2
3) при прямоугольной функции потерь ие^О λΟΠΤ3
соответствует аргументу наибольшего значения W{X\y{t)) и называется
оценкой по максимуму апостериорного распределения.
Апостериорная Π Β ^(λ| у(/)) может быть получена, если
известна совместная Π В (функционал Π В) принимаемой реализации
y(t) и параметра λ. В этом случае:
W (y(t), X) = W {y(t)) W (λ| y(t)) = W{X)W (y(t) |λ);
. (4-6)
Первый сомножитель — — не зависит от λ и может быть
W{y{1))
найден, если это необходимо, с помощью условия нормировки
J W (l\y{t))dX = 1. Второй сомножитель ^(λ) — априорная ПВ
параметра λ — должен быть задан. Третий сомножитель,
рассматриваемый как функционал от y(f), является условным
функционалом Π В принятой реализации при фиксированном значении
параметра. Если y(t) зафиксировано (принято), то зависимость
lV(y(t)\X) от значения параметра λ есть ФП и характеризует
степень правдоподобности тех или иных значений параметра λ при
данной реализации y(t). На рис. 4.1 приведены графики
сомножителей, входящих в формулу (4.6), и результат их перемножения —
W (λ| y(t)) — для двух принятых реализаций y{(t) и y2(f).
Из рис. 4.1 видно, что если априорное распределение W(k)
(рис. 4.1, в) значительно шире, чем ФП, т.е. основная
информация о значении параметра λ извлекается из результатов
измерений, то вид апостериорной ПВ и положение ее максимума близки
к форме ФП и положению ее максимума. Это делает оправданным
130
\/W(y(t))
МО
-Vi(t)
ЩХ)
W(y(t)/\)\
W(X/y(t))
h λι
Рис. 4.1. Формирование функции правдоподобия:
а — нормирующий сомножитель; б — функция правдоподобия; в —
априорное распределение; г — оценки по критерию максимума правдоподобия
ориентацию на метод МП, при котором в качестве оценки А,мп
выдается значение аргумента fV[y(t)\k), соответствующее
максимуму этой функции по λ. Таким образом, λΜπ = arg max W (_y(/) |λ).
Значения этих оценок для реализаций y{(t) и y2(t) приведены на
рис. 4.1, б. Значения оценок λι и λ,2, соответствующих критерию
МАП, показаны на рис. 4.1, г.
В случае помехи в виде нормального белого шума (НБШ) со
спектральной плотностью мощности (СПМ) Ν0/2 и аддитивным
взаимодействием с сигналом функция правдоподобия имеет вид:
для задачи проверки гипотез
И^(у(0|Я,) = А:ехр|--^-/Ь(0-^(0]2с1/1; (4.7)
/V,
о о
для задачи оценивания параметра λ
W (y(t)|λ) = к exp - — J [y(t) - s(t, λ)]2 at
N,
о о
(4.8)
В выражениях (4.7), (4.8) [0, Τ] — интервал наблюдения,
охватывающий сигналы s,{t) или s(t, λ), / = 0, 1, ..., Μ - 1.
Подставляя формулу (4.7) в формулу (4.2) с учетом того, что
s0(t) = 0; s,{f) = s(t), получим после несложных преобразований
131
алгоритм обнаружения полностью известного сигнала s(t) на фоне
НБШ с СПМ N0/2:
Z = jy(t)s(t)dt >*n=^ln/n+f,
0 на l l
τ
где Ε = f s2(t)dt — энергия обнаруживаемого сигнала.
о
При использовании критерия минимума среднего риска
Αι = т. (h=r> Для критерия идеального наблюдателя П0 = П. и
(1 — νν) Π,
/π = -, а в случае использования критерия минимума суммы
(1-w)
условных вероятностей ошибок рлл и рпс, 1П- 1, а 1п/п = 0 и порог,
с которым сравнивается корреляционный интеграл ζ равен
половине энергии ожидаемого сигнала. При использовании критерия
Неймана—Пирсона пороговый уровень Ζα выбирается по
заданному уровню рлт0.
Корреляционный интеграл ζ, характеризующий степень
близости принятой реализации y(t) и ожидаемого сигнала s(t), может
быть сформирован как отсчет на выходе фильтра, согласованного
с сигналом s(t), взятый в момент времени, соответствующий
максимуму отношения сигнал/шум на выходе фильтра. Если этот
момент соответствует окончанию интервала наблюдения [О, Т], то
импульсная характеристика такого фильтра ЛСф(0 = s(T - /), a
комплексный коэффициент передачи Λ^φΟ'ω) = cps * (ju))e'jloT, где
ср— коэффициент, обеспечивающий размерность (отсутствие
размерности) АТСФ(усо) и по величине равный 1. Так как его величина
не влияет на отношение сигнал/шум, то в дальнейшем он будет
опущен.
Сигнал на выходе СФ может быть записан с помощью
интеграла Дюамеля
1 I
*вых(0 = /Ф)*ЬфС - i)ch = js(x)s(T -1 + x)dx.
о о
Откуда видно, что если интервал наблюдения полностью
охватывает ожидаемый сигнал, выходной сигнал СФ есть
автокорреляционная функция ожидаемого сигнала, максимум которой
τ
соответствует времени t = Т. Этот максимум £ВЫхтах = js2(t)dt
pact
132
вен энергии ^обнаруживаемого сигнала. Соответствие
размерности обеспечивает не влияющий на величину отношения сигнал/
шум коэффициент ср.
Корреляционная функция помехи на выходе СФ
*выхМ = ^ J ^Ч*сф(Н2 e^dco = J- ^ J |s(yco)|2 e^do.
2π^ 2 2π 2 ^'
Так как в соответствии с обобщенным равенством Парсеваля и
свойствами преобразования Фурье
| ОО I ОО ОО
— f \sU®)\2 e^dco = — f s(ja))s * (./co)e>Tdco = f s(t)s(t - x)dt,
2π J 2π J J
то А'вых(т) = —-Κ8(τ), где Ks(x) — автокорреляционная функция
сигнала s(t), с которым согласован фильтр.
N \Е
Дисперсия помехи на выходе СФ ^{^„.вых} = ^ных(О) = —г-·
Максимально достижимое отношение сигнал/шум q = ВЬ|ХП1^— _
^К.выЛ
Если сигнал, подаваемый на перемножитель в корреляторе,
отличается от s(t) или импульсная характеристика фильтра
отличается от s(T- t), но момент взятия отсчета на выходе фильтра
по-прежнему / = Г, то возникают потери в отношении сигнал/
шум, которые можно оценить следующим образом.
Для корреляционного интеграла Zo = jy(t)son(t)dt, son(t) * s(t),
отношение сигнал/шум q{) можно записать как q0 = , При
№1
этом Ζο = js(t)son(t)dt, a D{zo}= ° on ■ Тогда, умножив числи-
o 2
J2E
тель и знаменатель q0 на q = J—, можем записать q0 = qrs.s0„> nie
V "о
133
τ
Jj(OSon(')d/
о
4ЁЁ~0
коэффициент корреляции ожидаемого
сигнала s(t) и опорного колебания son(0· Таким образом,
величина потерь q0/q определяется коэффициентом взаимной
корреляции 'Мол-
Качественными показателями обнаружителей и различителен
сигналов называют значения условных вероятностей ошибок
(вероятности ложной тревоги рЛ1 и вероятности пропуска сигнала
рпс при обнаружении сигнала, вероятности перепутывания
сигналов ру для задачи различения сигналов). Зная эти вероятности,
можно вычислить значения целевой функции для любого из
рассмотренных выше критериев (средний риск, сумма условных
вероятностей ошибок).
Для задачи обнаружения полностью известного сигнала s(t) на
фоне НБШ с СП Μ Ν0/2:
рлл = 1 - Ф(Л); рп.с = Ф(А - д),
1 X
где Φ (χ) = -η= \ t~,2l2at — интеграл вероятностей; h — порог,
нормированный относительно среднего квадратического
отклонения (СКО) шума; q — параметр обнаружения, численно
равный отношению сигнал/шум на выходе СФ.
Величина порогового уровня и отношения сигнал/шум
соответственно равны:
h = Z„
'N0E
Щ
Если обнаруживаемый сигнал представляет собой группу (пач-
ку) импульсов вида s(t) = £ Sj(t), то это должно учитываться как
/=0
в структуре обнаружителя (фильтр должен быть согласован с
группой), так и при расчете качественных показателей. При этом под
/V-1
at.
энергией Ε следует понимать энергию группы Ε = J
о .
Если сигналы, входящие в группу, взаимноортогональны, т.е. для
любой пары сигналов s,(t) и Sj(f) выполняется соотношение
134
\Sj(t)Sj(t)dt = 0, / φ j, то энергия группы сигналов равна сумме
о
энергий сигналов, входящих в группу. В частности, для N взаим-
ноортогональных сигналов одинаковой энергии Е0 Ε = ΝΕ0 или
q = q0J~N, что позволяет определить требуемое число сигналов при
заданных q0, рлт и рпс:
Ν ■
Φ-'(1-Λ.τ)-Φ-'(/'„χ)'
<7o
где Φ Ή — функция, обратная интегралу вероятностей.
Как уже отмечалось ранее, при решении задачи различения Μ
сигналов в зависимости от выбранного критерия ищется номер
сигнала, для которого:
• если различитель оптимален по критерию минимального
среднего риска, то совместно выполняются Μ неравенств
м-\ м-\
χ Pinikw(у|н,)< χ Pinirw(У|н,),
1=0 1=0
где г= 0, 1, ..., Μ - I;
• если различитель оптимален по критерию МАП, то
совместно выполняются Μ неравенств
Р(Нк\у)>Р(Н,\у),
где /= 0, 1, ..., Μ - I;
• если различитель оптимален по критерию МП, то решение
принимается в пользу той гипотезы Нк, для которой ФП
W (y(t)\ Hk) будет наибольшей.
В последнем случае при различении на фоне НБШ Μ
сигналов, имеющих одинаковую энергию Е, решение принимается на
основе сравнения друг с другом корреляционных интегралов
τ
Zi = Jy(t)s,(t)dt, / = 0, 1, ..., Μ- 1.
Решение принимается в пользу той гипотезы (сигнала),
которой соответствует наибольший корреляционный интеграл.
Вероятность ошибки при различении двух сигналов s0(t) и s,(/)
с одинаковыми энергиями Ε составит
1-Ф
1-р
135
\1E
где q = J-гг', ρ — коэффициент корреляции различаемых сигна-
лов, р = — f s0(i)5i(0di и достигает минимума при ρ = -1, что
Ε -ос
соответствует различению противоположных сигналов.
При различении Μ равнокоррелированных сигналов (р,, = р, / *j)
с одинаковой энергией Ε вероятность ошибки определяется вы-
ражением Рош = 1— J е-*2/2φΜ~ι (χ + ς^\-ρ\άχ и достигает
/2π. ..
минимума для симплексных сигналов, которым соответствует
1
Р_ Λ/-Γ
При малых вероятностях ошибок Рош —> 0, что достигается за
щ
счет увеличения q = J-rr, справедливо приближенное выраже-
V ''о
ние
1-
L
-Ф
Г
q\
\
\А
J-1
Рош < (м -1)
называемое аддитивной границей полной вероятности ошибки.
Для задачи оценивания вектора параметров λ = [λΐ5 λ2,..., λ„]
качественными показателями являются вектор средних значений
λ = [λ,, λ2, ..., λ„] и корреляционная матрица К, диагональные
элементы которой определяют дисперсии оценки компонентов
Ζ>{λ,|λ},
вектора параметров υ<κ, \к>, а внедиагональные элементы —
корреляционные связи между оценками компонент.
Оценки по методу МП (ОМП) асимптотически несмещенные,
асимптотически совместно эффективные и нормальные с
корреляционной матрицей К = Ф-1, где Ф"1 — матрица, обратная
информационной матрице Фишера Ф, элементы которой
ф д2\п\УЩ\Х)
Предполагается, что логарифм ФП дважды дифференцируем
по параметру. Это надо иметь в виду при определении точности
измерения параметров конкретных сигналов.
136
Если помеха является аддитивным НБШ с двухсторонней СПМ
Wo/2, то ОМ Π λ находится в соответствии с правилом
ζ(Χ) ^ = max
ζ(λ)-
Е(Х)
, или λ = arg max
Ζ(λ)-
Ε(Χ)
где ζ(Χ) = jy(t)s(t, X)dt; Ε(λ) — энергия сигнала, Е(Х) = JV (t, X)dt.
о о
Выражение для элементов матрицы Фишера примет вид
Ф,* = -
2 d2z(X) 1 д2Е(Х)
N0 dXtXk N0 dXjXk
При измерении неэнергетических параметров, для которых
Ε(λ) = Е- const; λ = arg max ^(λ), т.е. ОМ Π соответствует
максимуму корреляционного интеграла ζ(Χ), рассматриваемому при
фиксированной реализации y(t) как функция λ. В этом случае
второе слагаемое в выражении для ФЛ равно нулю (Ε(λ) = const) и
после несложных преобразований получим
2 92ψ(λθ, λ)
φ,* = -я2 —*
дХ,Хк
λ=λ()
\2Ε
где q — отношение сигнал/шум на выходе СФ, q = А-гг\ ψ(λο, λ) —
V W0
функция неопределенности (ФН) сигнала, при различных значе-
ния параметра (λο, λ), ψ(λ0, λ) = — f s(/, X0)s(t, X)dt.
EL
Функция неопределенности сигнала s(t, λ) по параметру λ
характеризует меру линейной связи (коэффициент корреляции) двух
копий сигнала, имеющих различные значения параметра (λο и λ).
Для ФН стационарного типа, зависящей от разности λ - λο,
можно положить λο = 0 и определить ее как
ψ(λ) = ± \ s(t, Q)s(t, X)dt.
Тогда элементы матрицы Фишера Φ определятся как
Ф/* =
32ψ(λ)
дХ,дХк
λ=0
(4.9)
(4.10)
137
°№-;aJ™· <«·»>
и для дисперсии МП оценки единственного неэнергетического
параметра сигнала (фаза, частота для узкополосного сигнала;
временной сдвиг, если сигнал не выходит за пределы интервала
наблюдения [0; Т\) можно записать
_1_
?V(0)'
Ранее речь шла об обнаружении и различении полностью
известных сигналов, а в задаче оценивания параметров оценке
подлежали все неизвестные параметры. В тех случаях, когда сигналы
содержат параметры γ= (уь γ2, ..., γ;), не интересующие наблюдателя
и которые можно рассматривать как случайные величины с Π В
Щу\> 1ъ ■■■■> Υ/)> входящие в рассмотренные выше алгоритмы ФП
W(y(t)\Hh γ) для задачи обнаружения и различения и W(y{t)\k, γ)
для задачи оценивания должны быть усреднены по всем
значениям неинформационного параметра γ.
Для случая, когда единственным неинформационным
параметром является случайная начальная фаза сигнала φ, равномерно
распределенная в интервале [-π; π], т.е. Щц>) = 1/2π, мы
приходим к следующим результатам. Оптимальным правилом
обнаружения радиосигнала
s(0 = S(Ocos(o)o/ + Y(/) + <p)
будет сравнение с порогом Zo, зависящим от выбранного
критерия оптимальности, статистики Ζ = у] ζ2 + Ζ2 ■ Корреляционные
интегралы Z\ и Ζι равны
г, =jy(t)S(t){^}(^t + y(t))dt,
о
где S(t), ω0, γ(/) — полностью известная огибающая,
центральная частота и закон угловой модуляции соответственно; φ —
упомянутая ранее случайная начальная фаза.
Способы реализации алгоритма рассмотрены в [8, 9].
Вероятность ложной тревоги равна р„л = ехр(-А2/2), где h —
нормированный относительно СКО шума на выходе СФ порог, h = Zo / ^Ν^Ε/Ι.
Вероятность правильного обнаружения сигнала может быть
определена в виде
Λ,.ο = 1 - Рп.с = 1 - Q(h, q),
где q — отношение сигнал/шум на выходе СФ; Q —
табулированная Q-функция Маркума, определяемая выражением
Q(u,v) = J/exp
о
138
t2+v2^
I0(vt)dt.
Из приведенных выражений можно определить пороговое
отношение сигнал/шум <7min> обеспечивающее обнаружение сигнала
с требуемыми вероятностями р„т и рпо:
<7min = Qi' (л/-21прлт, 1 - рпо),
где Qi — функция, обратная Q-функции по второму аргументу.
При обнаружении когерентного пакета (группы) импульсов
s{t) = Σ aiSo(* - iTn)cos((Oot - φ)
ι=0
со случайной начальной фазой φ, равномерно распределенной в
интервале |-π; π], при определении параметра обнаружения
ΎΕ
под Ε нужно понимать энергию пачки импульсов,
которая не зависит от начальной фазы.
При заданных вероятностях р„т и рпо и заданном q0 минималь-
\QilU-2lnp„.T,l-pnj0)]2
ное число импульсов в пакете jVmin =- = —.
т
Для некогерентного пакета s(t) = £ OiS0(i - iTn)cos((n0t-ψ,)
/=о
(где φ(), φι ..., φ^. ι — независимые между собой, равномерно
распределенные в интервале [-π; π] случайные начальные фазы)
оптимальный алгоритм усложняется и состоит в сравнении с поро-
/V-1
Мл , λ
гом ξΠ решающей статистики ξ = £ In /0
1=0
No
Порог ξπ
выбирается в зависимости от используемого критерия.
Определение качественных показателей (рЛТ и рпс) в общем
случае достаточно сложно. Однако в случае обнаружения пакета
слабых сигналов, когда q0 « 1, и при условии высокой
вероятности (ρ„τ и р„с достаточно малы) необходимо обрабатывать
большое число импульсов N и в соответствии с центральной
предельной теоремой распределение решающей статистики ξ можно
считать близким к нормальному закону. При этих допущениях для
пачки одинаковых импульсов
ρ„.τ = I -Ф(А); рпл = \-ф(ялоЛч-Ь),
где h — центрированный нормированный порог; qao —
отношение сигнал/шум на выходе детектора огибающей.
Величина порога определяется выражением
139
где йд ш и Д) — соответственно среднее значение и дисперсия
отсчета на выходе квадратичного детектора, включенного после
фильтра, согласованного с одиночным импульсом, при отсутствии
сигнала.
Отношение сигнал/шум на выходе детектора можно записать в
виде
*1Д.О
где йдС — среднее значение отсчета на выходе детектора при
наличии сигнала.
Приведенные соотношения позволяют оценить потери при
обнаружении не когерентно го пакета слабых (<7о« 1) сигналов по
сравнению с когерентным пакетом, имеющим для одиночных
сигналов такое же отношение сигнал/шум q0. Эти потери можно
выразить в необходимом увеличении числа импульсов для
некогерентного пакета NHK по сравнению с числом импульсов для
когерентного пакета Νκ при одинаковых вероятностях (рл т и рп с) и q0:
Ν»
Ν.
go
<7д.о
Если учесть, что для слабых сигналов (q0 « 1) имеет место
эффект подавления, проявляющийся в том, что <7до = 0,5<7о, то
ЛГ„
N.
я1
При обнаружении сигнала, содержащего два
неинформационных параметра, случайную начальную фазу φ, распределенную,
как и раньше, равномерно в интервале [-π; π], и случайную
амплитуду А, подчиняющуюся распределению ЩА), оптимальный
алгоритм не зависит от ЩА) и совпадает с алгоритмом
обнаружения сигнала со случайной начальной фазой и известной
амплитудой. Случайные величины φ и А считаются независимыми.
Если флуктуации амплитуды А подчиняются закону Рэлея
W(A) =
-техр
а \
V ^
при А > 0;
0 при А < 0,
то качественные показатели рлт и рпс соответственно получим:
140
рлт = ехр(-Л2/2); рал = 1 -ехр
2(1+^/2)
где пороговый уровень h и отношение сигнал/шум q
определяются выражениями:
*о
'\ Q
ν#0£Ό/2
При этом средняя энергия сигнала Ε связана с энергией
сигнала Е0 при А = 1 соотношением Ε = А2Е0.
Средний квадрат амплитуды равен
0σΛ
σ2,
ΛΑ =2σΙ.
При различении равновероятных сигналов энергии Ε со
случайными, независимыми и равномерно распределенными в
интервале [-π; π] начальными фазами оптимальный алгоритм
состоит в сравнении между собой статистик Ζ„ определяющих
алгоритм обнаружения сигнала со случайной начальной фазой.
Решение принимается в пользу того сигнала, для которого эта
статистика окажется наибольшей.
Для ансамбля Μ сигналов, ортогональных в усиленном смысле
(при любых значениях начальных фаз) и образующих для данной
модели оптимальную совокупность сигналов, может быть
записана оценка для вероятности ошибки
Μ
1 '
— ехр
2 λ
Посмотрим, как изменятся результаты, связанные с оценкой
параметров сигнала, при наличии у сигнала случайной
равномерно распределенной в интервале [-π; π] начальной фазы.
Усредненная по φ функция правдоподобия параметра λ
W{y{t)\k) = cyIQ
~2Ζ(λ)~
L #o J
ехр
Ε(λ)~
L ^0 J
где Ζ(λ) — модуль корреляционного интеграла, Ζ(λ) = \ζ(λ)\ (где
iM = Uy(t)s*(t, λ)άί).
141
Аналитические сигналы y(t) и s(t, λ) соответствуют принятой
реализации y(t) и сигналу s(t, λ) = ЯеГ5(/, X)exp(j(o0t)\ с
комплексной огибающей S(t, λ). Соответственно МП оценка
параметра λ находится из условия
max-hn/0
2Ζ(λ)
_вд1
" No У
а для неэнергетического параметра λ = arg max Ζ(λ) в силу
монотонного характера функции ln/0(x) при л: > 0.
В условиях высокоточных измерений (q » 1) элементы
матрицы Фишера
Ф* =—.
3λ,3λλ
2Ζ(λ)
No
, a Ζ(λ) = ΕΨ(λ0, λ),
где Ψ(λ0, λ) — функция неопределенности сигнала со случайной
начальной фазой по параметру λ, определяемая по формуле
Ψ(λ0, λ):
IE
]s(t,Xo)S*{t,X)dt
Для ФН стационарного типа, как это уже отмечалось ранее,
Ψ(λ, λο) = Ψ(λ - λο) и при λο = 0
Ψ(λ0, λ) = Ψ(λ)
J_
IE
\S{t, 0)S*(t,X)dt
(4.12)
Для одного измеряемого параметра λ у сигнала со случайной
начальной фазой дисперсия МП оценки
θίλ|λ}:
1
|<72Ψ'(0)|'
(4.13)
Применение этих формул к задаче оценивания конкретных
параметров сигнала дает следующие результаты.
1. Оценка амплитуды А. Оценка амплитуды А сигнала s{t) = As^t),
τ
где s0(t) — сигнал, имеющий единичную энергию Е0 = fso(/)d/ = 1.
о
т
МП оценка А будет равна А = ζ, где ζ = jy(t)s0(t)dt.
142
Если Е0* 1, то А = —.
А - А
Дисперсия относительной ошибки (где А — фактическое
А
(истинное) значение амплитуды) равна —=—— (где q (А) = ——— ).
1 . 2/А. 2А2Е0
2—- (где q2{A) = ——
q2(A) N0
2. Совместная оценка амплитуды А и фазы φ. Совместная
оценка амплитуды А и фазы φ сигнала s(t) = AS(t)cos((uQt + γ(/) + φ),
где S(t), ω0, γ(0 — полностью известная огибающая, центральная
частота и закон угловой модуляции соответственно.
МП оценки А и φ соответственно:
О yizj+zj " . Z2 sign Z\ -1
где ζ, Е0 — энергия сигнала при еди-
о
ничной амплитуде. Второе слагаемое в выражении для φ
обусловлено тем, что значения арктангенса лежат в пределах
тогда как интервал распределения фазы |-π; π|.
Матрица Фишера для данной задачи имеет вид
π. π
Τ 2
Ф =
2Ε0/Ν0 0
0 2А2Е01 N0
откуда условные дисперсии оценок А и φ соответственно:
d\a\a,v} = ^ = \-d\2a,<v}.
1 I J 2£n ak LI J
2E0 <7o2'~L"r|'""rj 2A2E0 q2(A)
Таким образом, дисперсия оценки амплитуды определяется
отношением сигнал/шум на выходе СФ для сигнала с единичной
амплитудой, а дисперсия оценки фазы — фактическим
отношением сигнал/шум. Оценки А и φ некоррелированы, а в силу
асимптотической нормальности и независимы.
3. Оценка времени запаздывания сигнала. Время запаздывания
τ является единственным информационным параметром сигнала
s(t, λ) = s(t - τ).
143
Оценка по методу МП параметра τ
τ = argmaxz(T),
где z(i) = )y(t)s(t-x)dt.
Эту оценку можно получить, фиксируя положение
наибольшего значения на выходе фильтра, согласованного с сигналом
s(t), с учетом постоянной поправки тс, равной длительности
сигнала, т.е. т = ттах -тс.
Пользуясь выражениями (4.9) и (4.10), можно получить
выражения для дисперсии ОМ Π параметра τ при известных остальных
параметрах сигнала:
Ζ) {τ| τ} =
Νη
Νη
2j[s'(t)fdt j[s'(t)]2dt
- 2E=^
J s2(t)dt
1
/Vn
2E-
J/2H/)|2d/ (2π/>)<?2
(4.14)
где /э — эффективная, или среднеквадратическая, частота
спектра сигнала s(t)
/э2 =
j/W)|2d/
J|^(/)|2d/
В формуле (4.14) второе выражение для θ|ττ| показывает,
что точность измерения временного положения сигнала зависит
от отношения сигнал/шум на выходе СФ и энергии производной
сигнала s'(t), отнесенной к энергии сигнала, т.е. для быстроизме-
няющихся сигналов точность измерения при одних и тех же
значениях q будет выше. Третье и четвертое выражения в формуле
144
. (4.14) позволяют связать точность измерения времени
запаздывания τ с параметром спектра /э, который характеризует ширину
рпектра сигнала и его положение на оси частот. Соотношение для
f2 можно записать в форме f2 = Δ/2 + f02, где f0 — центральная
частота спектра сигнала, равная нулю для видеосигнала и
]f\Hf)\2df
/о = ^z Для радиосигнала. Для узкополосных радиосиг-
J|*~(/)|2d/
о
налов Af2 «f02 и выражение для дисперсии оценки временного
положения сигнала принимает вид
Ζ){τ|τ} =
1
(2π/ο)ν
При измерении временного положения сигнала со случайной
начальной фазой Η/(φ) = —, φε [-π; π], дисперсия оценки τ оп-
2π
ределяется выражениями (4.11), (4.12), что дает
ЦгТ'*»1' <415>
(2nF3fg2
Ζ){τ|τ}:
где F3 — эффективная ширина спектра комплексной огибающей
]f2\S(f)\2df
S(t) сигнала s(t, φ), F3 =^ .
i\S(f)\ d/
Учитывая, что для узкополосного радиосигнала спектр
комплексной огибающей есть удвоенная часть спектра,
расположенного вокруг центральной частоты f0, смещенная в начало
координат, можно утверждать, что точность ОМП запаздывания сигнала
со случайной фазой можно повысить, не прибегая к увеличению
энергии сигнала, так как расширение спектра также уменьшает
условную дисперсию ОМП. Тривиальным способом увеличения
F3 является укорочение сигнала, т.е. уменьшение его
длительности тс. При этом для сохранения постоянства энергии, т.е.
значения q, необходимо одновременно поднимать пиковую мощность
сигнала, что на практике не всегда возможно в силу
ограниченности мощности передатчиков. Однако спектр сигнала можно рас-
145
ширить и при фиксированной длительности тс. Для этого
требуется только осуществить соответствующую модуляцию сигнала в
пределах длительности тс. При правильно выбранном законе
модуляции ширина спектра F3 определяется параметрами этого закона, а
не длительностью тс. При этом выполняется соотношение /ytc» 1.
Сигналы, удовлетворяющие этому неравенству, называются
сложными (широкополосными, шумоподобными) в отличие от
простых, для которых база (произведение /утс) близка к единице.
Механизм роста потенциальной точности оценки τ с
расширением спектра сигнала состоит в следующем: с ростом F3 огибающая
сигнала после СФ «обостряется» и ее пик флуктуирует по времени
под воздействием шума того же уровня в меньших пределах. Обратим
внимание на то, что точность оценки τ сигнала со случайной
начальной фазой не зависит от номинала f0, поскольку за ОМП
принимают временное положение максимума огибающей радиосигнала
(а не его высокочастотного заполнения) на выходе СФ.
4. Оценка частоты. При оценивании допплеровского сдвига
частоты F для сигнала со случайной начальной фазой
s(t, F, φ) = RefSXOexpO^expO^/o + F)t)}
дисперсия ОМП в соответствии с выражениями (4.11) и (4.12)
D№(2^W'9>>1' (416)
](t-t0)2\S(t)\2dt
где Тэ — эффективная длительность сигнала, Тэ = —— .
]\S(t)\2dt
]t\S(t)\2dt
В выражении для Тэ параметр t0 = ^ абсцисса цен-
]\S(t)\2dt
тра тяжести фигуры, ограниченной осью t и кривой |5(/)| , —
характеризует положение огибающей S(J) = LS(/) на оси t.
Физика роста точности ОМП F с увеличением Тэ очевидна:
оценить отличие частоты от номинального значения можно по
набегу фазы Δφ несущей наблюдаемого колебания относительно
146
\гармонической опоры частоты f0. За эффективную длительность
Сигнала значение набега фазы составит Δφ = 2nFT3, и поэтому
оценить F можно делением ОМ Π значения Δφ на 2πΤ3 в силу
инвариантности ОМ Π относительно замены переменных. Так как
дисперсия Δφ имеет порядок \/q2, то дисперсия F оказывается
равной правой части выражения (4.16).
Из приведенных рассуждений оказывается понятным, почему
и для полностью известного сигнала (за исключением
оцениваемого частотного сдвига F) в соответствии с выражением (4.10)
мы получили бы аналогичное выражение для Z)JF|FJ. Ведь
измерение частоты связано с оценкой Δφ = 2nFT3, которая
определяется как разность фаз в конце и начале сигнала с учетом
Δφ0 = 2π/0Γ3 за счет известной центральной частоты f0. При этом
случайная, но постоянная за время Тэ, фаза φ исключается.
Интересно отметить дуальность временных и спектральных
характеристик при изменениях τ и F. Если при q = const точность
оценки времени запаздывания определяется шириной спектра,
т.е. «протяженностью» сигнала в частотной области, то дисперсия
ОМ Π частоты зависит только от протяженности сигнала во
временной области. Если при оценивании τ или F производится N
независимых измерений в одинаковых условиях, то величина
дисперсии оценки уменьшается в N раз.
5. Совместная оценка времени запаздывания и частоты. Пусть
у сигнала s(t, λ, φ) = Re|*S(/, λ) exp(j2nf0t + φ)} вектор измеряемых
параметров λ имеет вид λ= [τ, F]J, т. е. s(t, τ, F, φ) =
= Rej*S(/-T)exp(./(p)exp(./27t(/0 + F)t)\. В соответствии с
выражением (4.10) и правилом обращения матриц получим
ф-'=.
V pF3T3
(4.17)
(2nFJ3)2(\-p})q2
где Ptf— коэффициент частотно-временной связи, определяемый
по формуле р^ =
J tF0(t)S2(t)dt
FJ3 J S2(t)dt
; F0
мгновен-
dy(t)
ное отклонение частоты сигнала отУо, F0(t) = ' ; γ(/) — закон
2ndt
угловой модуляции сигнала.
Таким образом, условные дисперсии совместных ΟΜΠ τ и Fb
асимптотическом приближении соответственно:
147
D\x\i, F} = 5-! ,<7»1; (4.18)
d\f\x, F} = ^ q>>\. (4.19)
Так как матрица Ф"1 является корреляционной матрицей
асимптотически совместно нормальных ΟΜΠ τ и F, то из
выражения (4.16) следует, что коэффициент частотно-временной связи
есть не что иное, как коэффициент корреляции случайных
величин τ и F при q» 1, Кроме того, результаты выражений (4.18)
и (4.19) показывают, что при прочих равных условиях точность
совместной оценки τ и ^выше в том случае, когда р^= 0, т.е. τ и
F не коррелированы. При этом выражения (4.18) и (4.15), как и
выражения (4.19) и (4.16), совпадают, откуда следует, что при
отсутствии частотно-временной связи точность ОМП одного из
параметров τ и F не зависит от того, известен ли другой или
оценивается наряду с первым. Подчеркнем, что для любых сигналов
без ЧМ, а также для сигналов с симметричной ЧМ pt} = 0. Для
сигналов названных типов дисперсии ОМП τ и ^при совместных
и раздельных измерениях времени запаздывания и частоты
одинаковы. При этом ФН
Ψ(τ, F) =
^J S{t)S * (t -x)cxp(-j2nFt)dt
(4.20)
называют частотно-временной. Само название «функция
неопределенности», введенное Ф. Вудвордом, первоначально было
закреплено за функцией (4.20) и лишь впоследствии по мере
разработки общей теории оценок распространено на параметры
любой природы. Очевидно, геометрически ФН (см. формулу
(4.20)) описывает некую поверхность над плоскостью (τ, F),
причем ее максимум, равный единице, находится в точке τ = 0,
F = 0 (Ψ(τ, F) < Ψ(0, 0) = 1).
Чтобы лучше понять смысл требований к ФН, вытекающих из
стремления к высокой точности оценок τ и F, обратимся к схеме
измерителя времени запаздывания и частоты, изображенной на
рис. 4.2 в соответствии с существом метода МП.
Схема состоит из набора фильтров СФЬ согласованных с
сигналами RelS(t)exp(j2n(f0 + kAF))\, где к — номер канала; к = \, ...,
М; AF — частотная расстройка каналов, причем полоса частот
М- Δ F охватывает все возможные значения оцениваемой частоты F.
Выходные сигналы СФ поступают на детекторы огибающей, пос-
148
S(t-z,F)
|—► СФ1
*~ Детектор —ι
4
r
L— сфм
Решающий
блок
Рис. 4.2. Структурная схема измерителя времени запаздывания и частоты
ле чего в решающем блоке определяется номер канала к , в
котором огибающая достигла наибольшего значения, и фиксируется
временное положение этого максимума τ с поправкой на
длительность сигнала тс. Оценка частотного сдвига F = к ■ AF. Число
каналов Μ выбирается из условий требуемой точности замены
непрерывной оценки Fдискретной.
Пусть на вход этой схемы подан сигнал с нулевыми
значениями времени запаздывания и частотной расстройки. Тогда при
отсутствии шума на входе измерителя выходной сигнал детектора
огибающей с линейной характеристикой для /-го канала в момент
времени t = τ + хс получим
±\S(t)S*(t-x)exp(-j2nF,t)dt
= ЕП% /·■).
Таким образом, огибающая после /-го СФ воспроизводит по
форме ФН Τ(τ, /*)■) как функцию τ при фиксированной
расстройке Fj. Поскольку Fj меняется от канала к каналу, рассматриваемые
в совокупности выходы всех детекторов схемы (см. рис. 4.1)
одновременно воспроизводят все сечения ФН (см. формулу (4.20))
плоскостями F= Fh /= I, 2, ..., Μ. В идеале частотная расстройка
между соседними каналами должна быть бесконечно малой. Тогда
выходы всех детекторов в точности воспроизвели бы ФН, если
одну координату τ рассматривать как реальное время / (с
вычитанием τ,.), а другую F— как частотную расстройку СФ от
номинала f0.
Следовательно, для достижения высокой точности
совместного измерения τ и Fнеобходимо иметь достаточно острый пик ФН
в точке τ = 0, F = 0. Действительно, появление шума на входе
системы приведет к искажению воспроизводимой ею
поверхности по сравнению с ФН Ψ(τ, F) и, как следствие, к отклонениям
координат ее максимума τ, F от значений τ = 0, F= 0. При одном
и том же довольно слабом шуме колебания поверхности по
вертикали вызовут тем меньшие флуктуации координат максимума, чем
острее пик ФН в точке τ = 0, F= 0. Следует отметить, что наличие
149
у ФН побочных максимумов (боковых лепестков) увеличивает риск
аномальных ошибок. Если у ФН есть побочные боковые лепестки,
их «легче» поднять до уровня главного (расположенного в точке
τ = О, F = 0), так как для этого потребуются шумовые выбросы
меньшей интенсивности, чем при равенстве ФН нулю вне
пределов зоны главного максимума.
Сформулированные требования к виду ФН аналогичны
требованиям, которые будут изложены в подразд. 4.3 при изучении
разрешающей способности РЛС.
4.2. Потенциальная точность измерения
угловых координат
Характеристики потенциальной точности измерения угловых
координат при больших отношениях сигнал/шум получаются с
использованием границ Крамера —Рао и зависят как от
излучаемых сигналов, так и от параметров антенной системы.
Рассмотрим для примера потенциальную точность оценки угловой
координаты методом пеленгации, при котором отсчет угловой
координаты происходит в момент времени t0, когда интенсивность
принимаемых колебаний достигает максимального значения. Будем
считать, что излучаемый сигнал имеет вид
s(t) = Re|βχρΟ·2τξ/-Ηί)_Σ S0(t-iT„)\, (4.21)
где у» — несущая частота; S0(t) — комплексная огибающая
одиночного сигнала; Тп — период повторения.
При этом выполняется условие
А<А
λΗ" л/с'
где L — линейная протяженность антенны по направлению,
соответствующему измеряемому углу; Afc — ширина спектра сигнала;
λΗ — длина волны, соответствующая/н, т.е. λΗ = c/f„.
Выполнение этого условия позволяет считать диаграмму
направленности антенны для сигнала, определенного по формуле
(4.21), совпадающей с ДН для монохроматического сигнала с
частотой f„.
Тогда отраженный от цели сигнал получим в виде
s(t, τ, F, θ„, Α, φ) =
= Ι*β|/1γ[Ω(ί-ίο)] Σ S0(t -z-iTn)exp(j2n(f0 + F)t + q>)\.(4.22)
150
В выражении (4.22) А и φ — несущественные параметры,
характеризующие соответственно интенсивность сигнала и
начальную фазу, которые считаются независимыми случайными
величинами, причем φ распределена равномерно в интервале [-π; π].
Подлежащая оцениванию угловая координата цели 9Ц = Ω/0,
где t0 — момент времени, в который максимум ДН γ(θ)
направлен на цель, а Ω — угловая скорость сканирования ДН.
При выполнении условия Ту» Тп, где Ту — временная
протяженность огибающей пачки импульсов, образующейся при
сканировании ДН, функция неопределенности по параметрам τ, 9Ц
и ^примет вид
Τ(τ, F, 0Ц) = |ψγ(θ„, /=·)||ψ0(τ, 0)|, (4.23)
где vj/Y(0u, F) = c0 J y(Qt)y*(Qt-Qn)exp(-j2nFt)dt (нормирующий
множитель с0 обеспечивает выполнение условия |ψγ(0, 0)| = 1);
|ψ0(τ, 0)| — модуль корреляционной функции одиночного
(элементарного) сигнала.
Из выражения (4.23) можно заключить, что потенциальная
точность и разрешающая способность по угловым координатам
определяются корреляционной функцией ДН ^(вц) = |ψ(θκ, 0)|.
Так как 9Ц является неэнергетическим параметром, то в
соответствии с формулой (4.13) дисперсия оценки угла
θ" <72г;(0)'
а разрешающая способность по угловой координате будет
определяться шириной главного лепестка, а также уровнем побочных
лепестков функции Τγ(θ„). Если ДН описывается кривой Гаусса
γ(θ) = εχρ(-θ2/ΔΘ2),
где ΔΘ характеризует ширину ДН, то
Ψγ(θ) = εχρ(-2θ2/ΔΘ2) и σθα =^. (4.24)
Если выразить ширину ДН через относительный раскрыв
антенны de/XH, то выражение (4.24) примет вид
λΗ
y/nqde
151
Входящее в выражение (4.24) отношение сигнал/шум
вычисляется с учетом числа импульсов, образующих пачку при
сканировании ДН, и может быть записано в форме q = ka\JNq0, где Ν —
число импульсов в пачке; q0 — отношение сигнал/шум для
наибольшего по амплитуде из импульсов пачки; ка — коэффициент,
определяемый формой ДН.
Ранее была рассмотрена модель когерентного сигнала со
случайной начальной фазой (см. формулу (4.22)). Для некогерентной
последовательности, как и в задаче обнаружения, выделяют два
крайних случая: q0 » 1 и q0 « 1. В первом случае эффективность
обработки практически не отличается от рассмотренного ранее (для
когерентного сигнала) и σθ = .—. Во втором случае с учетом
ц tfoVW
эффекта подавления слабых сигналов при детектировании
" ~ д2 Коэффициенты ка1 и ка2 близки к единице и опреде-
θ" qiJN'
ляются формой ДН, а также методикой оценки ширины ДН ΔΘ.
Предполагается выполнение условий q0N » 1 и N» I.
В радиолокационных системах широко используются антенные
решетки, позволяющие за счет управления ДН решать целый ряд
важнейших задач (разрешение целей, подавление активных
помех). Для измерения одной угловой координаты может быть
использована эквидистантная линейная антенная решетка.
Эквидистантность решетки обозначает неизменность расстояния
Ь между элементами решетки. Если принимаемый сигнал по
отношению к оцениваемой угловой координате θ может быть
представлен в виде s(t, θ) = si(t)s2(&), что допускает разделение
пространственной и временной обработок, то для дисперсии оценки
углового положения цели 9Ц (угла между фронтом волны и
линией расположения элементов решетки) можно записать*
£>{вцвц} =
(π<?)2(Λ/2 -1)
(и \
COS θ
У
где q2 — отношение сигнал/шум по мощности, соответствующее
когерентной обработке N импульсов, q1 = Nql (q0 — отношение
сигнал/шум для одиночного сигнала); Μ — число элементов
антенной решетки; b — расстояние между элементами решетки; λΗ —
длина волны; 9Ц — значение измеряемого угла.
* Ширман Я.Д. Теория и техника обработки радиолокационной информации
на фоне помех / Я. Д. Ширман, В.Н.Манжос. — М. : Радио и связь, 1981.
152
При монохроматическом сигнале
q2=U2mT/N0,
где Um — амплитуда сигнала на входе; Τ — время наблюдения
(накопления); /V0/2 — пересчитанная ко входу СПМ типа «белый
шум».
4.3. Разрешающая способность РЛС
Разрешающей способностью {разрешающей силой) называется
способность приборов различать близкие в пространстве, времени или
по физическим свойствам объекты или процессы. Это понятие,
изначально введенное Дж.Рэлеем применительно к оптическим
приборам, продолжает широко использоваться в оптике,
радиоастрономии, радиотехнических приложениях.
С точки зрения теории радиосистем задача разрешения сводится
к возможности раздельного наблюдения и обработки сигналов,
отличающихся друг от друга значением параметра λ = [λ,, λ2, ..., λ^Ι,
в состав которого могут входить, например, время запаздывания,
сдвиг по частоте, направление прихода, поляризация.
Переформулируя классическое детерминистическое определение
применительно к радиотехнике, получим следующее: разрешающая
способность радиоэлектронного прибора есть способность давать
такой суммарный отклик на суперпозицию двух отличающихся
значениями параметра λ сигналов, в котором просматриваются два
максимума, соответствующие отдельным сигналам. Мерой
разрешающей способности при этом может служить минимальная
разница значений λ накладывающихся сигналов, при которой
указанные два максимума еще не воспринимаются как один.
Однако характерным для радиосистем извлечения и обработки
информации является наблюдение сигналов на фоне шумов.
Учитывая, что основным методом описания помех являются
вероятностные законы, весьма конструктивным оказывается
статистический подход к решению задачи разрешения сигналов.
Конкретизируя понятия «извлечение информации», «обработка
сигнала», можно видеть, что задача разрешения представляется в виде
решаемых отдельно или совместно процедур различения,
измерения параметров, обнаружения сигналов.
Статистическая интерпретация разрешения по параметру λ
позволяет определить его как обнаружение, различение либо
измерение параметров полезного сигнала в условиях совокупного
мешающего воздействия флуктуационных шумов и помех в виде
суперпозиции копий полезного сигнала, отличающихся от
последнего значениями λ. Термин «разрешающая способность» при этом
означает способность к выполнению соответствующей функции
153
(обнаружения, различения, измерения параметров) в присутствии
помех названной природы. Статистическое толкование
разрешающей способности учитывает конечные цели обработки
наблюдений в РТС и является более содержательным, чем
заимствованное из классической оптики детерминистическое.
Несмотря на принципиальные различия статистического и
детерминистического подходов к проблеме разрешения
практические выводы, получаемые на их основе, нередко совпадают.
Многочисленные примеры свидетельствуют о том, что качество
разрешения находится в сильной зависимости от одной и той же
характеристики сигнала — функции неопределенности по
параметру λ, которая была введена ранее:
Ψ(λ,λΜ) = |ψ(λ,λΜ)|
1 ]s(t,X)S*(t,K)dt
IE
где λ и λΜ — значения параметра информационного и мешающего
сигналов соответственно; S(t, λ) — комплексная огибающая.
При стационарной ФН можно положить λ„ = 0, тогда ФН Ψ(λ)
будет характеризовать качество разрешения двух сигналов, значения
неэнергетического параметра которых отличаются на λ.
Основной вывод, к которому приводит анализ
рассматриваемой задачи, состоит в том, что показатели различения сигналов
по параметру λ тем выше, чем ниже уровень ФН Ψ(λ) при
упоминавшемся ранее ограничении Ψ(0) = 1.
Остановимся на важнейших частных случаях.
Разрешение по времени запаздывания.
Пусть скалярным параметром, по которому необходимо
разрешать сигналы, служит время запаздывания. Качество разрешения
двух копий сигнала s(t, η, q^) = Re(S(t - τ,)exp(j2nf0t)expO^)) и
s(t, τ2, φ2) = Re(1S,(i-T2)expO'2^00exp(7^2)) со временем
запаздывания τ = τι - τ2 и случайными начальными фазами φ„ /=1,2
определяется уровнем ФН. Такая ФН стационарна, имеет вид
Ψ(τ)
^]s(t)S*(t-x)dt
и представляет собой не что иное, как модуль обычной
нормированной корреляционной функции комплексной огибающей
ψ(τ) = ^ ]s(t)S*(t-x)dt. (4.25)
Следовательно, две копии сигнала, отличающиеся временем
запаздывания на τ, разрешаются тем успешнее, чем меньше
уровень корреляционной функции комплексной огибающей при
данном τ.
154
В качестве меры разрешающей способности по τ можно
принять то минимальное расхождение Tmin времен запаздывания двух
копий сигнала, начиная с которого последние разрешаются
удовлетворительно, причем в рамках статистического подхода
требуемое качество разрешения понимается в смысле соответствия тех
или иных статистических показателей (вероятностей ошибок при
разрешении—обнаружении, дисперсий оценок при разрешении —
измерении) предъявленным требованиям. Чем меньше Tmin, тем
более высокой следует признать разрешающую способность по
времени запаздывания. Таким образом, чем более сконцентрирована
корреляционная функция в окрестности τ = 0, тем выше
разрешающая способность, т.е. хорошо разрешаются по времени
запаздывания лишь сигналы, обладающие достаточно «короткими»
корреляционными функциями. При этом следует отметить, что
полная длительность автокорреляционной функции сигнала
протяженности тс равна 2тс. Таким образом, речь идет о длительности
главного (центрального) пика ФН по τ при условии достижения
функцией Ψ(τ) пренебрежимо малого уровня за пределами этого
пика.
Достигнуть того, чтобы длительность ФН или, что
эквивалентно, длительность τκ корреляционной функции комплексной
огибающей была меньше Tmin, можно простым способом: взять
любой импульсный сигнал, длительность которого тс < Tmin, τκ < Tmin.
Однако при уменьшении длительности тс сигнала без изменения
его мощности Pc(t) уменьшается и энергия Ε = \ Pc(t)dt, от отио-
о
шения которой к СП Μ белого шума зависят статистические
характеристики соответствующих процедур извлечения информации.
Следовательно, чтобы уменьшение энергии Ε не снижало
положительного эффекта укорочения ФН, нужно, уменьшая тс,
пропорционально увеличивать мощность сигнала Pc(t). Возможности
такого увеличения на практике далеко не беспредельны.
Перечисленные причины побуждают к поискам таких
сигналов, которые позволяли бы иметь хорошее качество разрешения
по времени запаздывания при больших собственных
длительностях тс » Tmin, т.е. обладали бы корреляционной функцией
комплексной огибающей, более узкой, чем сам сигнал: τκ « τς. Если
сигнал с таким свойством поступает на согласованный с ним
фильтр, то длительность основной части реакции последнего
(главный лепесток) оказывается значительно меньше тс, т.е.
происходит сжатие сигнала в СФ.
Сигналы в виде одиночных импульсов без угловой модуляции,
называемые простыми, имеют действительную неотрицательную
комплексную огибающую S(t) = S(t). Поэтому для них значение
155
τκ не может быть заметно меньше длительности импульса тс.
Следовательно, чтобы соблюсти условие τκ « tc, необходимо
«усложнить» комплексную огибающую S(t), осуществив в пределах
длительности сигнала модуляцию его фазы или частоты.
Введению такой модуляции и сопровождающему его эффекту
укорочения корреляционной функции будет неизбежно сопутствовать
значительное расширение спектра сигнала. Действительно, спектр
сигнала на выходе СФ sc<I)(f) будет тем шире, чем короче сам
выходной сигнал фильтра, что можно выразить соотношением
Д/сф = τκ'. где А/СФ — ширина спектра 5СФ(/). Ввиду того, что
передаточная функция СФ А,СФ(уш) = S *(Уш)е"^гаГ, амплитудно-
частотный спектр |ico(/)| сигнала на выходе СФ повторяет по
форме энергетический спектр |%ф(/)| входного сигнала. Поэтому
ширина спектра Afc последнего совпадает с А/СФ:А/С = А/Сф = 1 /τκ.
В результате приходим к следующему выводу: для того чтобы
сигнал обладал свойством сжатия в СФ (τκ « tc) ширина его
спектра должна удовлетворять неравенству Afc = А/Сф » 1ДС. Иными
словами, для любых сигналов, поддающихся сжатию в СФ, база В,
определяемая как произведение ширины спектра на длительность,
должна быть большой: В= Afcxc » 1.
Сигналы с большими базами (как это уже отмечалось)
называются сложными (шумоподобными либо широкополосными).
Последний термин не следует рассматривать как антоним термина
«узкополосный», предполагающий Afc « f0.
Когда говорят о сложных сигналах, необходимо отметить,
что сжатие их происходит в СФ, т.е. одновременно с
обработкой, максимизирующей выходное отношение сигнал/шум. С
помощью специально подобранного фильтра можно «укоротить»
любой сигнал, однако для простых сигналов это достигается
ценой больших потерь в выходном отношении сигнал/шум по
сравнению с согласованной фильтрацией. В то же время
нередки случаи, когда помехи в виде запаздывающих или
опережающих копий сигнала представляют гораздо большую опасность,
чем флуктуационные шумы. Тогда приходится заведомо
соглашаться на определенные потери в отношении сигнал/шум,
применяя вместо согласованных фильтров фильтры, обеспечивающие
более высокую степень сжатия сигнала.
Разрешение по времени запаздывания и частоте. В ряде случаев
интерферирующие на входе приемника сигналы, отраженные
различными целями, отличаются друг от друга не только временем
запаздывания, но и допплеровскими сдвигами спектра. При этом
приходится говорить о разрешении сигналов по времени
запаздывания τ и по частоте F, т.е. по двухмерному векторному
параметру λ, компонентами которого служат τ и F: λ = [τ, F].
Качество разрешения при этом определяется видом
частотно-временной ФН
156
Ψ(τ, F) =
IE
J S(t)S * {t - τ) exp(-j2nFt)dt
Подробнее вопросы разрешения по времени и частоте
рассмотрены в подразд. 4.5. Разрешение по угловым координатам, как уже
отмечалось ранее, изучается в подразд. 8.2 с позиции
пространственно-временной обработки сигналов.
4.4. Виды сложных сигналов
Сигналы с непрерывной частотной модуляцией. Пусть в течение
длительности тс сигнала s(t) мгновенное значение частоты его
заполнения линейно нарастает от (f0 - Wf/2) до (J0 + W}/2), гдеУо —
центральная частота; Щ — девиация частоты сигнала. Принимая
за точку t - О момент, соответствующий середине сигнала,
запишем выражения для его частоты /(/) и фазы φ(ί) при t e [-хс/2,
tc/2]:
WA
ДО = /о + —; <pW = 2njf(t)dt = 2π
foi +
2τΡ
(4.26)
где без ограничения общности принято значение фазы Ф(0) = 0.
Радиосигнал с угловой модуляцией вида (см. выражения (4.26))
называется линейно-частотно-модулированным импульсом (ЛЧМ
импульсом).
Второе из выражений (4.26) позволяет записать
прямоугольный ЛЧМ импульс амплитуды А в виде следующей функции
времени:
s(t) =
A cos φ(/) = A cos 2π
0
/о' +
2τΓ
s(t)
/о' + -
Wft
2 Λ
2τΓ
при|г|<^;
при|/|>^;
при \t\<-^\
при ш > —.
ν Μ 2
(4.27)
Следовательно, с учетом выражений (4.27) комплексная
огибающая прямоугольного ЛЧМ импульса
157
S(t)
Лехр
О
n\Vft2
при \t\ <
при \t\ >
(4.28)
При девиации Wf, много большей 1/тс (Wf\c » 1), ширина
спектра Afc ЛЧМ импульса близка к^,а база В = Д/Стс = Wf\ » 1,
и сигнал данного типа действительно относится к категории
сложных.
Так как огибающая сигнала (формула (4.28)) постоянна при
\t\ < тс/2, то при условии узкополосности Afc = W{ « /о его
энергия
2 J Ι ν'Ί " 2
E = U \S(t)\ dt =
Кроме того, при вычислении корреляционной функции
комплексной огибающей учтем, что для любых t из интервала
2 ' 2
произведение S(t)S * (t - τ) отлично от нуля лишь при -тс / 2 + τ <
< / <тс/2. Поэтому при 0 < t < тс интегрирование в выражении
(4.25) после подстановки туда формулы (4.28) нужно выполнять
по отрезку
ψ(τ) = - J ехр у '- ί2-{ί-τ)
d/.
Раскрыв скобки в показателе экспоненты, после замены
переменных получим
2 2
Ψ(τ) = — j" expb' £-τί\άί
2 2
1 V ι π^ 1 _ sinTcH'/tQ-t/ic)
, 0 < τ < τς.
Воспользовавшись равенством ψ(τ) = ψ * (-τ), очевидным из
формулы (4.25), и тем, что ψ(τ) = 0 при |τ| > τ0, придем к
выражению, справедливому для любых τ:
158
ψ(τ) =
sin
0
n\Vfx
πΨ
1-
/τ
--Τ
при |τ| < τς;
при |τ| > хс.
(4.29)
Точная формула (4.29) в случаях больших девиаций Wf» 1 /хс,
т.е. больших баз В= Wfxc» I, допускает наглядное приближение.
Действительно, когда произведение Wfxc достаточно велико,
абсолютное значение знаменателя nWfX дроби в формуле (4.29)
становится большим уже при малых к|/тс, т.е. ψ(τ) затухает до
пренебрежимого уровня уже при \х\/хс « 1. Поэтому в той
области значений τ, где с уровнем ψ(τ) приходится считаться,
сомножитель 1-к|/тс в аргументе синуса практически равен единице.
Это и приводит к аппроксимации
ψ(τ) =
sin π Wfx
■siWfx '■
(4.30)
показанной на рис. 4.3.
Если принять за оценку длительности хк корреляционной
функции, представленной формулой (4.30), расстояние между
ближайшими к ее максимуму нулями τκ= 2/ Wf, то для ЛЧМ импульсов с
большими базами обнаруживается эффект сжатия импульсов в СФ.
Этот эффект проявляется в существенном уменьшении τκ относительно
длительности тс исходного импульса τκ = 2/ Wf - 2xQ/(W/xQ) « xQ.
Форма реакции СФ на радиоимпульс (см. формулу (4.27)),
описываемая функцией (4.30), подтверждает изложенное ранее
относительно спектра ЛЧМ импульса, поскольку радиоимпульс с
огибающей s'rnx/x имеет прямоугольный спектр с шириной,
обратной расстоянию первого нуля функции (4.30) от начала
координат: Afc = 1/(τκ/2) = Wf. Но так как спектр на выходе СФ
повторяет по форме квадрат амплитудно-частотного спектра входного
сигнала, то амплитудно-частотный спектр ЛЧМ импульса
приближенно (в силу нестрогости соотношения (4.30)) можно полагать
Wf Wf
Рис. 4.3. Комплексная огибающая сжатого в СФ ЛЧМ импульса
159
равномерным в диапазоне [ f0 - Wf/2,f0 + Wf/2] и равным нулю
вне этого отрезка.
Пользуясь выражением (4.17), можно оценить точностные
характеристики РЛС, использующей ЛЧМ импульс.
Технические средства, применяемые для формирования и
согласованной фильтрации ЛЧМ сигналов, разнообразны. Для
импульсов длительностью тс вплоть до десятков—сотен микросекунд
и девиациями до нескольких мегагерц наиболее характерно
построение СФ с использованием дисперсионных линий задержки
на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Групповое время
задержки t3 в дисперсионных линиях зависит от частоты (i3 = t3(f)),
и если в пределах полосы ЛЧМ сигнала функция t3(f) линейно
убывает с угловым коэффициентом -тс/ Wf (рис. 4.4), то
подобный четырехполюсник, последовательно соединенный с неиска-
жающим полосовым фильтром с полосой Wf, образует СФ для
сигнала (см. формулу (4.27)). Объяснение этого факта базируется
на осмыслении физики работы любого СФ, функции которого
сводятся к накоплению (запоминанию и взвешенному
суммированию) последовательно поступающих на вход фрагментов
сигнала. ЛЧМ сигнал начинается с низкочастотных колебаний (f(f)
близка к (То- Wf/2)), которые в дисперсионной линии будут
задержаны на максимальное время порядка тс + t0 (см. рис. 4.4).
Идущий затем отрезок сигнала с более высокой частотой запоздает на
меньшее время таким образом, чтобы к моменту тс + /0 «догнать»
предшествовавший, и т.д. Заключительный отрезок сигнала
задержится только на время /0, догнав все предыдущие. Поэтому в
момент тс + t0 произойдет синфазное сложение всех собравшихся
вместе сигналов, дающее основной пик отклика на рис. 4.3.
Результатом интерференции отрезков в другие моменты времени
будут изменения комплексной огибающей на выходе по закону,
воспроизведенному на рис. 4.3.
Для обработки ЛЧМ сигнала с шириной спектра в сотни и
тысячи мегагерц возможности устройств на ПАВ оказываются
исчерпанными, и в этих случаях целесообразно использование аку-
стооптических сигнальных процессоров. При построении акусто-
оптических согласованных фильтров (АОСФ) для
широкополосных, но достаточно коротких (десятки микросекунд) ЛЧМ
импульсов можно использовать АОСФ с пространственным интег-
Рис. 4.4. Зависимость группового
времени задержки от частоты
'з
*с+'0
Ό
0
Тч
I I ,
wf wf f
160
ψ('-τ<;)
Рис. 4.5. Влияние боковых лепестков АК.Ф на
разрешение ЛЧМ сигналов:
а — сигналы на входе СФ; б — сигналы после
сжатия в СФ
рированием сигнала. Достоинствами
такого фильтра являются исключительная
простота и широкополосность. Для
обработки широкополосных и
протяженных по времени сигналов необходимо
использовать АОСФ с временным
интегрированием, для которого длительность
обрабатываемого сигнала может
достигать десятков миллисекунд*.
Отметим, что хотя за длительность сжатого ЛЧМ импульса была
принята ширина основного пика, выбросы ψ(τ) за пределами
интервала [-11' Wf, 11 Wj\ (боковые лепестки) достигают
значительного уровня, спадающего в обратной пропорции от τ. Первый —
максимальный по уровню боковой лепесток — при τ = 3/(2Щ)
лишь в 3π/2 =4,7 раза (-13 дБ) ниже основного пика. Столь
заметные боковые лепестки могут существенно повысить риск
аномальных ошибок при измерении времени запаздывания J14M
сигнала и затруднить разрешение импульсов, имеющих разброс по
времени, близкий к τκ = 2/ Wf.
На рис. 4.5, а сплошными и пунктирными линиями условно
обозначены соответственно сильный и слабый ЛЧМ импульсы,
сдвинутые друг относительно друга по времени на 3/(2 Wf). В этом
случае из-за интерференции откликов СФ на перекрывающиеся
ЛЧМ сигналы боковые лепестки сильного сигнала на выходе
фильтра (сплошные линии на рис. 4.5, б) могут замаскировать
основной пик слабого выходного импульса (пунктир на рис. 4.5, б).
На практике часто важно не пропустить именно полезный
слабый радиосигнал на фоне близко расположенного мешающего
сильного. Так, в радиолокации отраженный лоцируемой целью
импульс нередко теряется в более сильных отражениях от близких
посторонних объектов (построек, морской поверхности,
элементов рельефа, специально устанавливаемых ложных целей); в
дальней радионавигации используемый для местоопределения слабый
сигнал поверхностной волны маскируется накладывающимся на
него более сильным, отраженным ионосферой. Поэтому так
актуальны попытки избежать осложнений, связанных с наличием у
ФН ψ(τ) ЛЧМ импульсов больших боковых лепестков.
* Наумов К. П. Акустоакустические процессоры: учеб. пособие для вузов /
К.П.Наумов, В.Н.Ушаков. — М. : Сайнс-Пресс, 2002.
161
Определенного снижения уровня боковых лепестков можно
добиться, применяя ЛЧМ сигналы с непрямоугольными
гладкими (типа колоколообразных) огибающими, переходя к
нелинейной частотной модуляции либо заменяя согласованную
фильтрацию специальной весовой обработкой*.
Некоторые трудности, связанные с высокой широкополос-
ностью ЧМ сигналов, исключаются при использовании
ступенчатого изменения частоты от импульса к импульсу пачек
радиоимпульсов, периодически излучаемых РЛС. Структура РЛС со
ступенчатым изменением частоты рассмотрена в подразд. 4.6.
Дискретные и фазоманипулированные сигналы. В современных
РТС широко используются дискретные сигналы, т.е.
последовательности регулярно повторяющихся радиоимпульсов
одинаковой формы и центральной частоты, отличающихся друг от друга
лишь значениями комплексных амплитуд. Модель /V-импульсного
дискретного сигнала может быть записана в виде
s(i) = Re
/V-l
5>,i0(/-/7;)
ι=0
= Re
ΛΜ
Σ aiS0(t - iTn)exp(j2nf0t)
/=o
= Σ K-|'Sl)(i-,Tn)cos[2n/oi + Yo(/-iTn) + ?,], (4.31)
/=0
где s0(t) = S0(t)exp(j2nf0t) — аналитический сигнал, реальная часть
которого s0(t) = Re[io(0] описывает отдельный (одиночный)
импульс пакета; S0(t) = S0(t)exp(jy0(t)) — комплексная огибающая
одиночного импульса s0(t), учитывающая форму его
действительной огибающей S0(t), а также закон внутриимпульсной угловой
модуляции γ0(0; Тп — период повторения импульсов в пакете;
а, - |й,|ехр(Уф() — комплексная амплитуда /-го импульса (модуль
\aj\ и аргумент φ, = arg<з,, которые задают действительную
амплитуду и начальную фазу /-го импульса пакета). Набор щ, (/ = 0,
1, ..., N - 1), устанавливающий закон изменения амплитуд и фаз
дискретного сигнала от импульса к импульсу, называется кодовой
последовательностью, или кодом.
Вычислим корреляционную функцию ψ(τ) комплексной
огибающей
S(t)=Za,S0(t-iTn) (4-32)
1=0
дискретного сигнала (см. формулу (4.31)). Подставив выражение
(4.32) в выражение (4.25), найдем
* Кук Ч. Радиолокационные системы: пер с англ. / Ч. Кук, М. Бернфелад; под
ред. В. С. Комзона. — М. : Сов. радио, 1971.
162
Ψ(τ) = TF Σ Σ ά£ΐ J **ο(' - 'Τπ)50*(ί - τ - /Γπ)άί, (4.33)
•'β /=ο /=ο L,
""' ■ ,2
где Ε — энергия всего пакета, £ = Σ \Μ ^ο5 А) — энергия оди
ι=0
1 7 ι · |2
ночного импульса s0(t), Е0 = — I LS0(0 di.
Введя корреляционную функцию ψ0(τ) комплексной
огибающей S0(t) одиночного импульса
2£о .i
перепишем выражение (4.33) в виде
ψω = 4τΣ Σ^*Ψο(τ-('-/)7;), (4.34)
условившись считать нулевыми те ά,,ά* в последней сумме,
индексы которых отрицательны или превышают N - 1. Заменив
индексы суммирования / в выражении (4.34) на т = i - I, получим
Ε °° °°
Ψ<τ) = ~F Σ Σ 4-0*«ψ0(τ-тТп).
С ;=-co m=-~
Введем корреляционную функцию vj/a(w) кодовой
последовательности Ао, о,, ..., άΝΑ
Ψ«(/") = 4Σ^*— (4·35)
где по-прежнему все я,, я*_т с индексами вне диапазона 0, 1, ...,
/V- 1 считаются нулевыми.
Тогда соотношение (4.34) можно записать в виде
ψ(τ)= Σ Ψβί^Οψοίτ-ΛίΓιι). (4-36)
m=-°°
При m > 0 ά,, ^Г-т = 0 Для всех i < ти i> N, поэтому подробная
расшифровка выражения (4.35) такова:
¥«,(«) =
^lW„, при 0<m<N-\;
0 при т> Ν -\; <4·37)
ψ„(-/η) = ψ* (да).
163
Формула vj/a(-w) = ψ* (т) следует из выражения (4.35) после
замены индекса суммирования / на / + т.
Название «корреляционная функция» (Ψα(-/70) отражает смысл
этой функции, показывающей, насколько близки,
коррелированны между собой кодовая последовательность щ, аи ..., άΝ^ и ее
копия, сдвинутая на т позиций. Для вычисления, например, vj/a(2)
нужно под исходной кодовой последовательностью записать ее
сдвинутую на две позиции вправо комплексно-сопряженную
копию
flo, о,, ά2, ά3, ..., άΝ_{
Oq, a*, ..., й/у_з
и, перемножив попарно стоящие в каждом столбце этой записи
элементы, просуммировать полученные произведения, после чего
умножить результат на нормирующую константу Е0/ Е.
Понятно, что \\ia(m) = О при т> N и т < -Ν, потому что
сдвинутая на такое число позиций кодовая последовательность не
перекроется с исходной. Окончательно для корреляционной
функции (4.36) получим
ψ(τ)= Σ ΨΛ/")ψ0(τ-/?2 7;). (4.38)
m=-(/V-l)
Отсюда видно, что корреляционная функция комплексной
огибающей дискретного сигнала (см. формулу (4.31)) есть сумма
повторяющихся с интервалом Тп корреляционных функций
комплексной огибающей одиночного импульса, взвешенных
корреляционной функцией кодовой последовательности \\ia(m).
Так как ψ0(τ) воспроизводит комплексную огибающую
одиночного импульса s0(f), пропущенного через согласованный с
ним фильтр, то длительность τκ0 комплексной огибающей ψ0(τ)
не превышает удвоенной длительности одиночного импульса ти:
τκ0 < 2τ„ < 2ТП. Таким образом, корреляционная функция ψ(τ)
(см. формулу (4.38)) комплексной огибающей пакета (см.
формулу (4.31)) представляет собой группу из 2Ν - 1 повторяющихся с
интервалом Тп импульсов вида ψ0(τ) с длительностью не более
2ти, причем комплексная амплитуда m-го импульса этого нового
пакета равна значению корреляционной функции кодовой
последовательности \j/a(w) дискретного сигнала (см. формулу (4.31))
при /7?-м сдвиге.
Нетрудно понять, какое необходимое и достаточное условие
должно быть выполнено для того, чтобы дискретный сигнал
сжимался в СФ. Если бы кодовая последовательность была не
коррелированна со всеми своими сдвигами (vj/a(m) = 0, m φ 0), то в
сумме (см. формулу (4.38)) осталось бы единственное ненулевое
слагаемое с m = 0:
164
^(0) = (£0/£)Х|й,-|2 = £/£ = 1,
и корреляционная функция ψ(τ) комплексной огибающей
сигнала имела бы вид одиночного импульса ψ0(τ) длительностью τκ< 2τ„.
Отсчитывая эту длительность по некоторому условному
ненулевому уровню, можно в первом приближении принять τκ = 2 Тн. В то
же время длительность сигнала тс = ΝΤΠ, поэтому при
выполнении перечисленных требований к корреляционной функции
кодовой последовательности произошло бы сжатие сигнала в УУраз.
Так как ширина спектра сжатого сигнала, а следовательно, и
самого пакета не менее 1/τκ= \/Τη, то для дискретного сигнала
длительности тс= jV7^, база B = Afcxc> /V, т.е. не менее длины
кодовой последовательности N.
Так как первый и последний импульсы в выражении (4.31) по
определению имеют ненулевые амплитуды ά{) * 0, aN_t * 0, то
ψα(Ν ~1) = (£,) / Ε)άΝΑά% = ya(-(N -I)) * 0 и обращение в нуль
\\ia(m) при всех ненулевых m заведомо невозможно. Поэтому
функция (4.38) кроме основного пика будет иметь и боковые, уровень
которых определяется значениями \j/a(w) при m φ 0. Для того
чтобы сделать максимальный боковой лепесток ψ(τ) приемлемо
малым, необходимо добиться минимума, максимального по всем
ненулевым m уровням корреляции \|/атах = тах|\|/а(/я)| кодовой
последовательности со своими сдвигами:
¥flmax = тах|ч»в(/я)| = тт(ч»вта|1) = min(max|vj/fl(w)|).
На практике элементы я, кодовых последовательностей
выбирают не произвольно, а из некоторого заранее оговоренного
множества — алфавита кода — по возможности небольшого объема.
Подобное ограничение, как правило, отражает желание
максимально упростить формирование и обработку дискретных
сигналов.
По этим соображениям предпочтение нередко отдается
двоичным фазоманипулированным сигналам, т.е. дискретным
сигналам с действительными элементами кода, принадлежащими
двоичному алфавиту {-1, +1}. При я, =±1 амплитудная модуляция
импульсов (см. формулу (4.31)) отсутствует, так что энергия
двоичного фазоманипулированного сигнала равномерно
рассредоточена в пределах его длительности, что обычно и требуется от
сложного сигнала. В то же время начальные фазы
радиоимпульсов такого сигнала могут принимать только два значения: 0 и π,
что заметно упрощает и удешевляет соответствующие
схемотехнические средства.
165
При Ш = 1 ΕΙΕ0
N-\
ΣΗ
ι=0
Ν; ye(N-l) = a0a%_l/N = ±l/N,
вследствие чего максимальный боковой лепесток ψ,, max функции
\j/a(w) (наибольший уровень уа(т) при т φ 0) не может быть
меньше 1/Ν. Таким образом, среди двоичных УУ-элементных
кодовых последовательностей щ, аь ..., άΝ^ с а, = ±1, / = 0, 1, ..., N -1
лучшими следует считать те, для которых \|/атах = \ / N.
Двоичные последовательности с указанным свойством,
известные под названием кодов Баркера, существуют только при N =2,
3, 4, 5, 7, 11, 13. Рассмотрим в качестве примера код Баркера
длиной N = 7. Для него щ = щ -ά2 = ά5 = 1, ά3 = ά4 = сц, = -1, т.е.
дискретный сигнал, манипулированный таким кодом, содержит
семь радиоимпульсов с начальными фазами φ0 = φ, = φ2 = <ps = 0,
φ3 = φ4 = φ6 = π. Такой сигнал и его комплексная огибающая
показаны на рис. 4.6, а, б, причем на рис. 4.6, б знаки «+» и «->>
отвечают комплексным амплитудам а, = е-'0 = 1 и а-, = eJK = -1
соответственно. Следуя данному ранее способу вычисления Ц1а(т),
составим таблицу, в которой под кодом Баркера запишем его сдвиги
на одну, две, три, четыре, пять, шесть позиций (табл. 4.1).
Перемножая элементы исходного кода (строки с т = 0) со
стоящими под ними элементами /я-го сдвига кода и складывая
s
0
s
0
п
.
+
п
+
η
+
J У
UV
а
-
-
VV
τ
'π
+
UV
-
/
Рис. 4.6. Фазоманипулированный сигнал:
а — общий вид сигнала; б — комплексная огибающая сигнала; в — комплексная
огибающая сжатого сигнала
166
Таблица 4.1
т
0
1
2
3
4
5
6
Код
+
+
+
+
+
+
-
+
+
+
-
-
+
+
+
+
-
-
+
+
+
-
+
-
-
+
+
+
ата0+...+ aN_iaN_i_m
7
0
-1
0
-1
0
-1
произведения, получим числа, стоящие в последнем столбце
табл. 4.1. После деления на N= 7 получим значения ψ„(/ί?).
Обращаясь к выражению (4.38) и имея в виду, что корреляционная
функция ψ0(τ) одиночного прямоугольного видеоимпульса
длительностью Тп имеет форму равнобедренного треугольника с
основанием 2ГП, приходим к выводу, что для двоичного ФМ сигнала на
основе кода Баркера комплексная огибающая сжатого сигнала ψ0(τ)
характеризуется основным треугольным пиком и «отрицательными»
боковыми лепестками той же формы, но в семь раз меньшей высоты
с вершинами в точках τ-±2Τη, ±4ГП, +6ГП (рис. 4.6, в).
Одна из возможных структур СФ для двоичного ФМ сигнала
показана на рис. 4.7, а (для примера взят прежний код Баркера).
Сигнал проходит через N - I последовательных элементов
задержки, выходы которых подключены к сумматору с весами +1
или -1, взятыми в порядке, зеркальном по отношению к порядку
следования а, в коде, за время Тп. В результате на N входах
сумматора при поступлении на вход СФ сигнала, показанного на рис.
4.7, б, появляются его сдвиги, причем те из них, которые
умножаются на коэффициент-1, изменяют начальные фазы
импульсов на π (рис. 4.7, в, где нумерация эпюров соответствует
номерам входов сумматора, изображенного на рис. 4.7, а). В результате
с выхода сумматора снимается колебание (рис. 4.7, г), каждый
прямоугольный импульс которого после обработки в
согласованном с одиночным импульсом фильтре (СФОИ) принимает вид
треугольника (рис. 4.7, д). Получаемый в итоге сигнал имеет
огибающую вида Ψ(τ) = |ψ(τ)| (см. рис. 4.6, в). На рис. 4.7, д пунктиром
изображена огибающая на выходе СФ для радиоимпульса,
имеющего длительность 7ТП, но при отсутствии фазовой
манипуляции. Сравнение выходных сигналов СФ иллюстрирует
преимущества сложного ФМ сигнала по сравнению с простым
радиоимпульсом с точки зрения точности измерения запаздывания и
разрешающей способности по времени.
167
--- + + - +
2 _^_ι_ + - - + -
з|- ~ - TT~T|
4--- + +- +
5 + + + -- + -
6 + + +-- + -
7 + + + -- + -
+7
Рис. 4.7. Обработка двоичного ФМ сигнала в СФ:
а — структурная схема СФ; б — вид входного сигнала; в — сигналы на выходах
линий задержки; г — сигнал на выходе сумматора; д — сигнал после обработки
в СФОИ
Несуществование кодов Баркера для N > 13 стимулировало
поиски двоичных ФМ сигналов, обладающих малым (хотя и
большим 1 / N) уровнем бокового лепестка при больших длинах N.
Таких сигналов известно сейчас довольно много, хотя вопрос об их
оптимальности и существовании лучших кодов не решен. К числу
последовательностей с особо интересными корреляционными
свойствами относятся двоичные ^-последовательности,
существующие для любых длин вида N = 2" - 1 (п — натуральное число).
168
Чтобы проиллюстрировать достоинства этих последовательностей,
введем еще одно понятие.
Если любую последовательность длиной N сдвигать на т
позиций не так, как прежде, а циклически, т.е.
ά0, α{, ά2, ..., ί?/ν_ι,
αΝ-2-> Я/V-h й0> ···■> αΝ-3ι
то корреляция кода с его т-м циклическим сдвигом будет
определяться несколько иначе, чем в выражении (4.37): в
соответствующей сумме при любом т всегда будет точно N слагаемых.
Корреляционные свойства последовательностей при циклических
сдвигах характеризуются периодической автокорреляционной функцией
ψβπ(»ο = — Σό/ό«/-»ι)).
где обозначение ((/' - т)) символизирует вычитание по модулю
Ν, т.е. взятие остатка от деления (/ - т) на N.
На практике дискретные сигналы иногда передаются не
изолированными пакетами, а повторяются с интервалом ΝΤ„,
образуя бесконечную периодическую последовательность манипули-
рованных радиоимпульсов: спустя Тп секунд после импульса с
комплексной амплитудой aN_t следует импульс с комплексной
амплитудой Оо, и сигнал (см. формулу (4.31)) повторяется. В этих
случаях важно, чтобы малый уровень боковых лепестков имела
функция ψβπ(«), а не vj/a(/w). Так как функция vj/an(w)
периодична по m с периодом N, т.е. [((/ - т)) = ((/ - т ± /V))], то
Van(kN) = Ψλιι(0). и желаемое свойство уаЛт) можно
сформулировать как равенство нулю ее значений при всех т, не кратных N.
Многочисленными исследованиями установлено, что для
двоичных последовательностей с элементами +1, -1 это требование
невыполнимо (за исключением тривиального случая N = 4).
Поэтому ^-последовательности (наряду с некоторыми другими)
являются оптимальными среди двоичных, так как их боковые
лепестки (Ц1ап(т) = -\/Ν при всех значениях т, не кратных Ν)
имеют минимально возможный при нечетных длинах уровень. Что же
касается «пакетных» (не периодических) свойств, то максимум
бокового лепестка vj/flmax автокорреляционной функции vj/a(m) для
^-последовательностей имеет значение, близкое к I/vTv , что
считается вполне приемлемым, так как пока никаких двоичных
кодов с существенно меньшим уровнем Vamax НеИЗВеСТНО.
Отобранные здесь в качестве примеров виды сложных сигналов
не должны рассматриваться как самые типичные для
современных РТС. Упоминание именно этих сигналов связано с их
большей методической наглядностью по сравнению с другими. В
реальных же системах помимо рассмотренных находят применение
169
и другие виды сложных сигналов. Так, для получения нулевых
боковых лепестков Ц1ап(т) вместо двоичной часто применяют р-ич-
ную фазовую манипуляцию либо двоичную ФМ дополняют
введением пассивных пауз.
Остановимся на некоторых часто используемых кодированных
сигналах. Из так называемых полифазных кодов (р-ичная ФМ)
интересны коды Франка, представляемые в виде матрицы (4.39),
элементы которой умножаются на дискрет изменения начальной
фазы элементарных импульсов ФМ сигнала 2π/ρ рад.
0
0
0
0
0 0
1 2
2 4
3 6
0 .
3 .
6 .
9 .
0
. Ν-\
. 2(Ν-\)
О
(Ν-1)2
(4.39)
При этом число элементарных импульсов кодовой
последовательности IV = р2, что определяет возможный коэффициент
сжатия и уровень боковых лепестков. При больших N величина
последних в π2Ν раз ниже основного пика сжатого сигнала. Так, при ρ = 5
дискретность изменения фазы составляет 72°, длина
последовательности и коэффициент сжатия равны N = р2 - 25, а уровень
боковых лепестков на 23,9 дБ ниже основного пика.
Для сравнения Л/-последовательность длины 31 (ближайшей к
25) дает при сжатии уровень боковых лепестков на 17,8 дБ ниже
основного.
Весьма интересны частотно-временные коды Костаса, при
использовании которых сигнал представляет собой
последовательность из Μ примыкающих друг к другу радиоимпульсов (рис. 4.8, а),
частоты заполнения которых скачкообразно изменяются в
соответствии с выбранным кодом. Частота каждого импульса
длительностью ти = тс/ Μ выбирается из Μ частот, перекрывающих полосу
*с
1
2
Ч
3
4
Μ
i
Vc
/ι
Л
д/
/з
А
/м
к
/2
А
А
Αι
Рис. 4.8. Сигнал с частотно-временным кодированием:
а — сигнал во временной области; б — сигнал в частотной области; в —
структура сигнала
170
шириной Afc с шагом Af, т.е. Μ = Afc/Af(pnc. 4.8, б). При
определенном выборе частот импульсов последовательности (рис. 4.8, в)
можно получить ФН, близкую по форме к «кнопочной». В этом
случае коэффициент сжатия достигает величины В = А/Стс= ΜΑ/Μτ„.
При Af= 1/τ„ = М/хс коэффициент сжатия равен Л/2. Отметим,
что для ФМ сигналов, у которых частоты элементарных
импульсов одинаковы (изменяется начальная фаза элементарного
сигнала), база В = Μ и коэффициент сжатия равен М.
При надлежащем выборе частот импульсов
последовательности можно получить боковые лепестки в Μ раз ниже основного по
напряжению или в Л/2 раз по мощности. Это легко понять из рис.
4.9, на котором приведены две смещенных диаграммы Костаса
для Μ - 6.
Тонкими линиями изображена диаграмма кода передаваемого
сигнала, причем выбранные элементы отмечены
прямоугольниками в соответствующих ячейках диаграммы. Жирной линией
выделена диаграмма принимаемого сигнала, задержанного на время
2ти и имеющего смещение по частоте 3Δ/ Соответственно
задержке по оси времени и сдвигу по частоте диаграмма принятого
сигнала смещена на 2 ячейки вправо по оси времени и на 3 ячейки
вверх по оси частот, причем при приеме элементы отмечены
окружностями. Совпадение временного положения и частоты будет
только в одной из Л/2 = 36 ячеек диаграммы, что и определяет
значение ФН в точке (2τ„, 3Δ/).
Число возможных кодовых комбинаций быстро возрастает с
увеличением М, а вместе с ним увеличивается коэффициент
сжатия сигнала. При больших Μ можно обеспечить и низкий уровень
боковых лепестков. Так, при Л/ = 24 коэффициент сжатия равен
/
6
5
4
3
2
1
3
0
D
1 2
<а>
о
0
О
0
О
CD
3 4 5 6
О
О
___2
τ
Рис. 4.9. Частотно-временные диаграммы сигналов, отличающихся
задержкой и частотным сдвигом
171
576, а уровень боковых лепестков ФН примерно на 27 дБ ниже
основного.
Большое внимание, уделяемое снижению уровня боковых
лепестков сжатого сигнала, объясняется их отрицательным
влиянием на возможность надежного разрешения по времени
(дальности) двух близко расположенных объектов, особенно в случаях,
когда их сигналы сильно отличаются по интенсивности. Особое
значение снижение уровня боковых лепестков имеет в условиях
наблюдения целей на фоне мешающих отражателей, создающих
сильные сигналы на большом интервале временных задержек, в
пределы которого попадают сигналы, отраженные от
наблюдаемых целей, и они становятся неразличимыми на фоне
мешающих отражений. В таких ситуациях короткие периодические
импульсы, в принципе не имеющие боковых лепестков на оси
времени, предпочтительнее, если при этом можно обеспечить
одновременно с заданной разрешающей способностью по дальности
также необходимую максимальную дальность обнаружения и
однозначность ее измерения.
Применение простых коротких импульсных сигналов снижает
также возможность возникновения перекрестных пассивных
помех, когда приемник одной РЛС принимает отраженные целью
сигналы при ее облучении зондирующим импульсом другой РЛС,
работающей на той же или близкой волне. При необходимости
использования длинных, сжимаемых при обработке сигналов,
весьма важно обеспечить снижение боковых лепестков. Анализ
показывает, что при использовании ЛЧМ сигналов для
уменьшения возможности взаимных помех полезно применять в соседних
РЛС противоположный наклон ЧМ.
Синтезу периодических дискретных сигналов с оптимальными
корреляционными свойствами и исследованию процедур
подавления боковых лепестков при их обработке посвящена монография
[7|, в которой приведен каталог бинарных последовательностей с
малыми потерями, сопровождающими подавление боковых
лепестков на временной оси, а также троичных последовательностей с
идеальными периодическими автокорреляционными свойствами.
4.5. Разрешение по времени запаздывания
и частоте. Частотно-временная функция
неопределенности сигнала
В локационных системах интерферирующие на входе
приемника сигналы, отраженные различными целями, обычно
отличаются друг от друга не только временем запаздывания, но и доппле-
ровскими сдвигами. В случаях, характерных, например, для ра-
172
Ψ(τ,/·)
1
.
^F
^ **
«^ τ
F
^
^
^V
J
τκ0,5
<
τ
Рис. 4.10. Частотно-временная ФН (α) и диаграмма неопределенности {б)
дионавигации, связи по многолучевым трассам, приходится
говорить о разрешении сигналов по времени запаздывания τ и
частоте F, т.е. по двухмерному векторному параметру λ,
компонентами которого служат τ и F: λ = [τ, F]. Качество разрешения при
этом определяется видом частотно-временной ФН
Ψ(τ, F) =
2Е
} S(t)S * (/ - τ) exp(-j2nFt)dt
(4.40)
Геометрически Ψ(τ, F) задает некоторую поверхность над
координатной плоскостью (τ, F), причем в начале координат τ = 0,
F= 0 высота этой поверхности фиксирована и равна Ψ(0, 0) = 1
(рис. 4.10, а).
Две копии сигнала, сдвинутые друг относительно друга по
времени запаздывания на τ и по частоте на F, разрешить тем легче,
чем ниже уровень ФН (формула (4.40)) при данных τ, F, т.е. чем
меньше высота поверхности на рис. 4.10, а а точке с
координатами τ, F. Таким образом, желательно, чтобы ФН Ψ(τ, F) как
можно быстрее спадала по мерс удаления точки (τ, F) от начала
координат. Нужно отметить, что сечение Ψ(τ, 0) ФН Ψ(τ, F)
плоскостью F= 0, как следует из формулы (4.40), есть ФН по
запаздыванию Ψ(τ), и, следовательно, протяженность Ψ(τ, 0) по оси τ
характеризует достижимую для данного сигнала разрешающую
способность только по времени запаздывания (т.е. возможность
разрешения двух копий сигнала, имеющих разное время
запаздывания, но одинаковые частотные сдвиги спектра). Аналогично
протяженность вдоль оси F сечения Ψ(0, F) ФН (см. формулу
(4.32)) плоскостью τ = 0 определяет разрешающую способность
только по частоте (когда разрешаемые копии сигнала совмещены
по времени, но различаются частотными сдвигами спектра). При
этом, как следует из формулы (4.40), функция
Ψ(0, F) =
^j\s(t)\\xp{-j2nFt)dt
IE
J_
IE
f S2(t)exp{-j2nFt)dt
173
повторяет по форме амплитудно-частотный спектр квадрата
действительной огибающей сигнала, т.е. определяется исключительно
законом амплитудной модуляции сигнала. Если протяженность
сечения Ψ(τ, Ο) по τ имеет порядок длительности τκ корреляционной
функции комплексной огибающей сигнала, то ширина сечения Ψ(0,
F) вдоль оси /"близка к ширине спектра действительной
огибающей сигнала, т.е. значению, обратному длительности сигнала.
Следует отметить, что в аксонометрическом изображении
Ψ(τ, F) (см. рис. 4.10, а), наглядном в качественном отношении,
не всегда удается учесть количественные соотношения, поэтому
для графического представления частотно-временной ФН
нередко прибегают к методу, принятому в топографии, где профиль
рельефа местности на бумаге передают с помощью изолиний,
соединяющих географические точки одной и той же высоты.
Чтобы таким способом отразить рельеф поверхности, задаваемой ФН
(см. формулу (4.40)), следует нанести на плоскость (τ, F) сечения
поверхности Ψ(τ, F) горизонтальными плоскостями, поднятыми
на ту или иную высоту относительно координатной плоскости.
Подобное сечение на высоте Ψ(τ, F) = 0,5, называемое областью
высокой корреляции, или диаграммой неопределенности (рис. 4.10,
б), задает область, в пределах которой уровень ФН превышает 0,5.
Столь большое значение ФН позволяет с некоторой долей
условности считать, что любые две копии сигнала, у которых
взаимные рассогласования по времени запаздывания τ и частоте F
попадают в пределы области высокой корреляции, неразрешимы.
Это, в частности, означает, что для достижения высокой
разрешающей способности по времени и частоте необходимо, чтобы
диаграмма неопределенности имела довольно малую
протяженность по любому направлению в плоскости (τ, F). При этом длина
отрезка оси τ в пределах области высокой корреляции есть
длительность τκ0 5 корреляционной функции (см. формулу (4.25)) по
уровню 0,5, т.е. характеризует разрешающую способность только
по времени запаздывания. Аналогично длина отрезка оси Fb
пределах той же фигуры, равная ширине спектра AF0i5 квадрата
действительной огибающей сигнала по уровню 0,5, служит мерой
разрешающей способности только по частоте.
Дополнительной иллюстрацией влияния ФН (см. формулу
(4.40)) на разрешающую способность служит тот факт, что ФН
при фиксированном значении Fвоспроизводит огибающую после
СФ, на который подается сигнал, расстроенный относительно
фильтра на ^герц. Набор таких огибающих, после «гребенки»
настроенных на разные частоты фильтров, образует «пакет»
сечений ФН Ψ(τ, F) для разных значений F.
Для иллюстрации построим частотно-временную ФН
простейшего сигнала: радиоимпульса с прямоугольной огибающей, для
которого
174
s(t) =
1 при |/|<тс/2;
О при 1/1 > тс/2,
где тс — длительность сигнала.
При подстановке этого выражения в формулу (4.40) для 0 < τ < тс
получим
Ψ(τ, F):
Τ
J Qxp(-j2nFt)dt
\sinnF(xc -τ)
nFxc
Вычислив аналогичный интеграл для -тс < τ < 0 и учтя, что
при сдвиге τ, большем по абсолютному значению длительности
тс, копии сигнала не перекрываются, окончательно получим
Ψ(τ, F)
sinnF(xc -|τ|)
nFxc
0
при |τ| < тс;
при |τ| > ν
(4.41)
Домножив и разделив выражение (4.41) на (тс -|τ|), после
предельного перехода F—> 0 нетрудно убедиться, что сечение ФН
плоскостью F- 0 есть равнобедренный треугольник с основанием 2тс:
Τ(τ, 0) = 1-|т|/тс при|т|<тс; Τ(τ, 0) = 0 при|т|>тс.
Этого и следовало ожидать, так как комплексной огибающей
рассматриваемого сигнала является прямоугольный видеоимпульс,
имеющий именно такую корреляционную функцию. Сечение же ФН
4»(t,f)
Рис. 4.11. Частотно-временная ФН радиоимпульса с прямоугольной
огибающей
175
плоскостью τ = 0 есть функция вида Ψ(0, F) = \s'm(nFxc)/(nFxc)\, что
опять же предсказуемо и без вычисления ФН, так как квадрат
огибающей прямоугольного радиоимпульса — прямоугольный
видеоимпульс, имеющий амплитудно-частотный спектр \sm(nFxc)/(nFxc)\.
Кроме того, сечения ФН плоскостями F= к/хс, где к — ненулевое
целое, повторяют по форме модули синусов частот к/2тс. Все эти
детали отчетливо прослеживаются на аксонометрии ФН,
приведенной на рис. 4.11 и показывающей, что рельеф,
сосредоточенный в пределах полосы -хс < τ < тс, имеет склоны от начала
координат: линейный вдоль оси τ и вида sinx/x вдоль оси F; на
расстояниях от оси τ, больших 1/хс, поверхность Ψ(τ, F) становится
волнистой, приобретая характер извилистых гребней и ложбин.
Область высокой корреляции для ФН, показанная на рис. 4.12,
заключает в себе отрезки осей τ, F, имеющие длины, связанные
обратной пропорцией, соответственно тси 1,2/тс. Следовательно,
для прямоугольного радиоимпульса улучшения разрешающей
способности по времени запаздывания можно достичь лишь ценой
ухудшения разрешающей способности по частоте. Так,
неограниченное укорочение импульса, т.е. переход к огибающей типа
δ-функции, превратило бы область высокой корреляции в
бесконечно узкую полосу неограниченной протяженности вдоль оси F.
Это означает, что две копии сигнала, разнесенные по времени
запаздывания на любое ненулевое значение τ, оказались бы легко
разрешимыми, тогда как совмещенные по времени копии несмотря
на сколь угодно большую частотную расстройку разрешить бы не
удалось. Аналогично, устремляя тс->°о, т.е. переходя к сигналу в
виде немодулированного гармонического колебания, можно
получить ДН в виде полосы, вытянутой вдоль оси τ. При этом
сигналы с какой угодно отличной от нуля частотной расстройкой
разрешаются без затруднений, тогда как копии сигнала с
совпадающими частотами неразрешимы ни при каком разносе по времени.
Противоречивость показателей разрешения по τ и /"характерна
для всех простых сигналов. В основе ее лежит инвариантность к
виду сигнала объема V тела неопределенности, т. е. тела,
заключенного между плоскостью (τ, F) и поверхностью, описываемой
квадратом ФН Ψ2(τ, F). Соответствующее утверждение, известное
0,64/х,
0,6/х,
Рис. 4.12. Диаграмма неопределенности
прямоугольного радиоимпульса
176
как принцип неопределенности Вудворда, доказывается довольно
1легко. Согласно определению ФН (см. формулу (4.40))
V=) ) Ψ2(τ, F)dxdF = -^ J j j J j(/,)J*(i,-T)x
xs* (t2)s(t2 - i)exp[-j2nF(tl - /2)]di1di2dTd/r.
Взяв интеграл по F и получив δ-функцию аргумента (t\ - t2),
можно воспользоваться ее фильтрующим свойством:
V = TFT J Π &ι)**(Ί ~τ)i*(ί2)^(ί2"τ)δίί, -i2)di,di2dT =
4£
1 j|j(0|2d/j|i(i-T)|2dT = l, (4.42)
4£ _ _
так как каждый из интегралов равен 2Е.
Таким образом, тело неопределенности имеет единичный объем
независимо от конкретного закона модуляции сигнала. Можно
представить тело неопределенности как некую массу пластилина,
которой, выбирая сигнал, можно придавать различные
конфигурации, но из которой нельзя удалить даже одной молекулы.
Из соотношения (4.42) можно сделать важные выводы, если
учесть, что объем тела неопределенности сигнала, имеющего
длительность τ с и ширину спектра Afc, обязательно сосредоточен в
пределах прямоугольника, длины сторон которого по осям τ и F
равны 2тс и 2Afc. Действительно, из формулы (4.40) следует, что
ФН Τ(τ, F) обращается в нуль, когда s(t) и ί(/-τ) не
перекрываются по времени, т.е. когда |τ| > тс. Воспользовавшись в формуле
(4.40) равенством Парсеваля
Ψ(τ, F)
1 J kf)~s *(f + F)exp(-j2nfx)df
IE
нетрудно убедиться в равенстве нулю Ψ(τ, F) и при частотных
расстройках, больших по абсолютному значению Afc; при этом не
перекрываются по частоте спектры s(f) и s(f + F).
Возвращаясь к вопросу о предпочтительной форме частотно-
временной ФН (о предпочтительном теле неопределенности),
можно утверждать, что для получения хорошей разрешающей
способности по τ и /•'тело неопределенности должно иметь пик в
начале координат (основной пик) по возможности малого
объема Ужи. Оставшийся объем (V- Уосн), приходящийся на боковые
лепестки, для минимизации уровня последних следует
распределить как можно более равномерным слоем по прямоугольнику со
сторонами 2тс, 2Afc. Таким образом, идеальная ФН должна иметь
177
«кнопочный» вид: наподобие иголки единичной высоты на
прямоугольном пьедестале площадью 4А/дс (рис. 4.13).
Для простых сигналов Д/с = 1 /тс, так что площадь всего
прямоугольника, в пределах которого сосредоточено тело
неопределенности, имеет порядок единицы. Но тот же порядок имеет и
площадь области высокой корреляции простого сигнала, так как ее
размеры по осям τ и F близки к тс и 1/тс (см. рис. 4.13).
Следовательно, для простых сигналов почти весь объем тела
неопределенности сосредоточен в области высокой корреляции и вытеснить
оттуда существенную часть полного объема V= 1 не удается.
Никакой «иглы» на пьедестале при этом не получается (см. рис. 4.12), а
невозможность вытеснить объем из области высокой корреляции
приведет к тому, что сплющивание ФН по одной из осей будет
сопровождаться неминуемым расширением ее по другой. Это и
является причиной обратной зависимости между показателями
разрешающей способности по τ и F, свойственной простым
сигналам.
Теперь понятно, что приближение к идеальной форме ФН,
наподобие изображенной на рис. 4.13, возможно лишь в классе
сложных сигналов. Действительно, для таких сигналов характерна
малая по сравнению с длительностью сигнала тс длительность
корреляционной функции τκ = 1 /Δ/c, т.е. длина отрезка оси τ внутри
области высокой корреляции τκ0ι5 = 1 /Afc. Длина же отрезка оси F
в пределах той же области — ширина спектра квадрата
действительной огибающей AF0<5 — для сложных сигналов та же, что и
для простых, Δ/Ό,5 = 1/ν Таким образом, если площадь области
высокой корреляции близка к произведению длин указанных
отрезков, т.е. к τκ05· AF0^s = \/(Afcxc), то объем основного пика (его
высота равна единице, а площадь основания близка к площади
высокой корреляции) Ужн = 1 · τκ0 5 · AF0S = \/(Afcxc) = 1 /В. При базе
В » 1 объем Kqch составит малую долю полного объема V = 1 и
последний практически весь придется на пьедестал, площадь
которого 4 · Afc ■ тс = 4В значительно больше единицы. Средний
квадрат боковых лепестков ФН можно найти, разделив объем пье-
Ψ(τ,,Ρ)
1/
χ /
( У
' /si*/
//"V/ τ
I/ /
/ V /
0,6/Wf τ
0,6/xc
Рис. 4.13. Желаемый вид ФН
Рис. 4.14. Диаграмма
неопределенности ЛЧМ сигнала
178
дестала (1 - Ужн) на площадь его основания. Это основано на том,
что наши предыдущие рассуждения были связаны с телом
неопределенности, которое в свою очередь связано с ФН квадратичной
зависимостью. Так как Ккн« 1> то среднеквадратический уровень
боковых лепестков Ψ(τ, F) примерно равен \/(2^А/схс) = \/(2^В~),
т.е. уменьшения боковых лепестков частотно-временной ФН можно
добиться только за счет увеличения базы сигнала.
Отыскание конкретных законов модуляции, отвечающих
приемлемым ФН, составляет предмет серьезной самостоятельной
задачи, и само по себе большое значение базы веще не гарантирует
близости Ψ(τ, F) к идеальной. Так, если обратиться к ЛЧМ
сигналам, то выяснится, что для них Ψ(τ, F) имеет вид не иглы на
пьедестале, а узкого длинного гребня, повернутого относительно
осей τ, F. Это подтверждает и диаграмма неопределенности такого
сигнала (рис. 4.14), вытянутая вдоль прямой F= Wfx/xc. Отрезки
осей xhFb пределах этой области имеют длины 1,2/ Wt и 1,2/ Тс.
Таким образом, надлежащим выбором девиации Wj (ширины
спектра) и длительности Тс можно добиться высокой разрешающей
способности по времени запаздывания (при нулевой взаимной
частотной расстройке интерферирующих сигналов) или по частоте
(интерферирующие копии полностью совмещены по времени).
В то же время, какими бы ни были значения Wfw xc, копии
сигнала, сдвинутые по τ на Δτ (|Δτ| <тс) и по F на AF= WfAx/xc, будут,
как видно на рис. 4.14, иметь столь высокую корреляцию, что их
следует считать практически неразрешимыми.
Более похожую на «кнопочную» ФН имеют многие фазома-
нипулированные сигналы. Для них область высокой
корреляции, как и для простых сигналов, симметрична относительно
осей τ, F, однако размер ее вдоль оси τ примерно в В = N раз
меньше тс: τκ= ic/ N. Поэтому, выбрав тс и УУ достаточно
большими, основному пику всегда можно придать иглообразную форму.
При этом, однако, вместо изображенного на рис. 4.13 «гладкого»
пьедестала высоты \/(2yJAfcxc J = l/(2VN I вне основного пика
оказываются хаотически расставленными острые боковые пики,
отдельные из которых могут иметь уровни, заметно превосходящие
1/V77.
4.6. РЛС со ступенчатым изменением частоты
При распознавании объектов, протяженных по дальности,
необходимо воспроизвести зависимость амплитуды и фазы
отраженных от цели сигналов от их временной задержки (дальности). При
179
этом вводится понятие «профиля» цели по дальности. Такой
профиль может быть получен при облучении цели серией коротких
импульсов с фиксированной частотой повторения. Если серия
радиоимпульсов будет передаваться с последовательным
смещением частоты в пределах полосы Afc, то с помощью
последующего дискретного преобразования Фурье можно воспроизвести
профиль цели с разрешением, определяемым полосой А/с, что
эквивалентно облучению цели короткими импульсами длительностью
τ„= 1/А/с.
Эквивалентный результат может быть получен
использованием серий относительно узкополосных импульсов со смещенными
частотами, в сумме перекрывающими полосу частот Afc,
необходимую для получения заданного разрешения по дальности
с
ΔΑηίη = · При этом, конечно, должно быть обеспечено коге-
2Д/"С
рентное суммирование с сохранением амплитуд и фаз частотных
составляющих сигнала.
Такой способ формирования «профиля» позволяет избежать
трудностей при компрессии импульсов, связанных с
формированием и обработкой сверхширокополосных сигналов, тем более
что очень широкая полоса необходима только для разрешения и
распознавания объектов и не требуется для их обнаружения и
определения угловых координат. Процесс получения «профиля» цели
по дальности синтезированием серий узкополосных отраженных
импульсов включает в себя следующие стадии.
Формируются и изучаются пачки из N узкополосных
радиоимпульсов со смещением частот соседних импульсов на шаг Δ/ При
этом формируются и запоминаются квадратурные опорные
сигналы I и Q для каждого излучаемого импульса.
При приеме выделяются квадратурные компоненты всех N
импульсов пачки отраженных сигналов, затем формируется
эквивалентное дискретное спектральное распределение (сигнатура).
После внесения поправок путем взвешивания пачки данных в
зависимости от скорости цели, фазовых и амплитудных
флуктуации применяется обратное дискретное преобразование Фурье
(ДПФ), позволяющее получить «профиль» цели по дальности
для каждой пачки импульсов с разрешением по дальности ADmin,
определяемым результирующей полосой пачки радиоимпульсов
с с
Afc = NAf, т.е. ADmin = = . Таким образом, метод ступен-
2nAf 2Afc
чатого изменения частоты снимает требования формирования
сигнала с очень широкой полосой и высокой скоростью взятия
выборок сигнала.
180
Упрощенная структурная схема РЛС, представленная на рис.
4.15, поясняет, как осуществляется формирование и обработка
пачек радиоимпульсов со смещением частоты в соответствии с
приведенными ранее этапами формирования и обработки
сигнала. Схема не требует подробных комментариев. Заметим только,
что задержка xD(t) необходима для синхронизации выборок
квадратурных составляющих / и Q сигнала в соответствии с
синтезируемым интервалом дальности.
После аналого-цифрового преобразования выборок они
суммируются, запоминаются и подвергаются обратному ДПФ, после
которого формируются отклики на принимаемые сигналы Y{t)
вида
siri7tK
Можно показать, что эти отклики эквива-
Nsin(nYΙ /V) '
лентны реакции СФ при обработке дискретно-кодированного
сигнала с полосой А/с = ΝΔ/. Таким образом, на выходе формируются
siri7tA/*ci
импульсы с огибающей
nAfct
-, длительностью на уровне 2/π
Мощность
УВЧ
Усилитель
пачки
импульсов
Синхронизатор
Антенный
переключатель
Я')
Vr~\
Цель
Генератор
пачки
импульсов
'о-'я-1
Смеситель
/
Задержка
Фазовый
сдвиг
π_
2
Смеситель
Q
Выборки
/
Выборки
Q
АЦП ["*" Сумматор
г»-| и память
/~>к „ил Элементы
Обратное ДПФI профиля
каждой пачки
по D
АЦП
Q
Рис. 4.15. Структурная схема РЛС со ступенчатым переключением
несущей частоты
181
(-4 дБ), равной τ„ = —- = ——-. Отсюда ясно, что использование
А/с NAf
пачек импульсов с полосой каждого, равной Afc/N, позволяет
при смещении несущей соседних импульсов на Д/Ъбеспечить тре-
с
буемое разрешение по дальности ADmin = .
2NAf
Рассмотренный пример еще раз подтверждает широкие
возможности ЧМ сигналов для получения радиолокационных
изображений высокой четкости.
Для более глубокого освоения материала гл. 4 рекомендуем
воспользоваться учебным пособием*.
Контрольные вопросы
1. Какой смысл вкладывается в понятие ФН?
2. Можно ли повысить точность оценки времени запаздывания,
увеличивая центральную частоту радиосигнала?
3. Покажите, что для сигналов с симметричной
амплитудно-частотной модуляцией ошибки совместных оценок времени запаздывания и
частоты при q » 1 независимы.
4. В чем суть понятий «разрешение сигналов» и «разрешающая
способность»?
5. Объясните связь разрешающей способности по параметру λ с
видом ФН Ψ(λ).
6. Можно ли увеличить разрешающую способность по времени
запаздывания, применяя несогласованные фильтры, дающие более короткие
отклики на сигнал, чем согласованный фильтр?
7. Каковы преимущества сложных сигналов по сравнению с
простыми в задачах разрешения по времени запаздывания?
8. Чем определяется разрешающая способность по частоте?
9. Дайте объяснение близости амплитудно-частотного спектра ЛЧМ
сигнала при W/Tc» 1 к прямоугольному.
10. Почему в классе сложных сигналов достижимы показатели
совместного разрешения по времени запаздывания и частоте, недоступные
для простых сигналов?
11. Как связана разрешающая способность по τ и Fc базой сигнала?
12. Какова длительность основного лепестка сжатого импульса на
выходе фильтра сжатия, если на его вход подается 32-разрядная
последовательность примыкающих ФМ импульсов общей длительностью 5 мкс?
Какое разрешение по дальности при этом возможно?
13. РЛС со ступенчатым изменением частоты должна воспроизводить
«профиль» корабля по дальности протяженностью 200 м с разрешением
* Заславская О. М. Статистическая теория связи в вопросах и задачах / учеб.
пособие для вузов / [О. М.Заславская, В. П. Ипатов, АС. Маругин и др.]. — СПб. :
Изд-во СПбГЭТУ «ЛЭТИ», 2004.
182
2 м. Каково должно быть минимальное число импульсов в пачке и каково
значение шага изменения частоты для обеспечения требуемого
разрешения по дальности?
14. Допплеровский прибор определения скорости приближающегося
автомобиля работает на волне 3 см. Определите время наблюдения,
необходимое для определения скорости с точностью 3,6 км/ч при
отношении сигнала к шуму 15 дБ. Какой путь пройдет автомобиль, движущийся
со скоростью 60 км/ч, за это время?
15. РЛС обнаружения ракет (λ„= 6 см) излучает ЛЧМ импульсы
длительностью 1 мс с девиацией частоты 200 МГц. Какова будет
погрешность измерения дальности из-за допплеровского сдвига частоты, если
радиальная скорость приближающейся ракеты vr = 3 км/с?
16. Объясните, каким образом линия задержки с отводами,
используемая для генерации сигнала РЛС, модулированного кодом Баркера,
может быть использована в качестве сжимающего фильтра при приеме
отраженного сигнала.
ГЛАВА 5
ПОИСК СИГНАЛОВ В РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
И РАДИОНАВИГАЦИОННЫХ СИСТЕМАХ
5.1. Поиск по угловым координатам, дальности
и скорости
Поиск сигналов в радиолокационных и радионавигационных
системах предшествует режиму точного измерения их
параметров, несущих информацию о координатах и скорости объектов.
В случае РНС обычно заранее известно расположение опорных
станций (радиомаяков) системы, поэтому на борту объекта,
определяющего свое место, как правило, нет необходимости выяснять,
присутствует ли сигнал того или иного маяка, и поиск сводится к
грубому определению радионавигационного параметра (РНП). Эта
особенность отличает поиск сигналов в РНС от поиска сигналов
радиолокационной цели, о наличии которой в зоне обзора в
большинстве практических случаев неизвестно. В связи с этим
целесообразно сначала рассмотреть общий случай РЛС, осуществляющей
поиск сигнала в рабочей зоне, называемой в радиолокации зоной,
или сектором, обзора.
Размеры рабочей зоны определяются предельными
значениями измеряемых координат и скорости объекта, т.е. дальности
(Anin-Amx), азимута (amin...amax), угла места (βΓηίπ...βιηαχ) π
радиальной скорости (vrmin...vrmM). Протяженность каждого из этих
интервалов удобно представить числом содержащихся в нем
элементов разрешения по дальности ADmin, азимуту Aamin, углу места
ΔβΓπίπ и радиальной скорости Avrmi„, т.е.
)U _ *Лпах ~ *Ληιπ . лг в^тах ~ **min .
ΔΑ™ ' " Дат|п
дг _ Ртах ~ Pmin . iu _ ^V max ~ "r min
β Δβπ,ί,, ' " Avrmin
В процессе обзора осуществляется проверка наличия цели в
каждом из элементов разрешения, причем последовательность
обзора задается методом (программой) обзора, выбор которого
определяется назначением PJ1C. Станции обнаружения работают
в режиме непрерывного обзора, в процессе которого
производится не только обнаружение, но и измерение координат обнару-
184
женных целей. В станциях точного измерения координат обзор
прекращается при обнаружении цели, затем станция переводится
в режим точного измерения координат цели.
При выборе способа обзора РЛС учитываются размеры ее
рабочей зоны, определяемые координаты и точность их измерения,
разрешающая способность станции по дальности, скорости и
угловым координатам, требуемое время обзора рабочей зоны,
вероятность появления цели в различных участках рабочей зоны,
затраты при технической реализации того или иного способа, его
эксплутационная надежность.
Главными параметрами, характеризующими эффективность
выбранного метода обзора, являются среднее время до
обнаружения цели с заданной вероятностью и среднее время между
соседними ложными обнаружениями (средняя частота ложных тревог).
Обзор элементов рабочей зоны РЛС может производиться
последовательно по времени (последовательный обзор) или
одновременно (параллельный, или одновременный, обзор).
Применяется также комбинированный параллельно-последовательный
метод обзора. При параллельном обзоре обработка сигналов может
производиться одновременно во всех элементах разрешения зоны
обзора, поэтому обнаружение цели происходит сразу же при ее
появлении в зоне обзора РЛС. Однако малое время обзора при
параллельном способе достигается существенным усложнением
оборудования, поэтому при допустимости увеличения времени обзора
рабочей зоны РЛС используются более простые в реализации
методы последовательного и параллельно-последовательного обзора.
Обзор рабочей зоны по дальности Dmin... Z)max происходит в
процессе распространения сигнала до цели и обратно. При
расположении цели на максимальной дальности Z)max время от излучения
до приема отраженного сигнала равно Tflmax =2DmaK/c, где с —
скорость распространения радиоволн. За это время происходит
последовательный просмотр всех элементов разрешения по
дальности, соответствующих определенному положению ДНА станции.
Обработка сигналов, соответствующих всем ND элементам
разрешения, за время тДтах требует создания сложной УУо-канальной
системы обработки, что не всегда целесообразно, поэтому чаще
используют значительно меньшее число каналов обработки к < ND.
Такая параллельно-последовательная обработка сигналов
естественно связана с энергетическими потерями,
увеличивающимися с ростом отношения ND/k. Таким образом, снижение
аппаратурных затрат приводит к ухудшению качественных
показателей системы, и при ее проектировании задача заключается в
отыскании наилучшего решения с учетом всех существенных
факторов.
Выбор числа каналов обработки к будет обсужден при
рассмотрении поиска сигналов в РНС, которые в силу большой дально-
185
сти действия могут иметь весьма большие значения ND, и задача
рационального выбора значения к в этом случае особенно
актуальна.
Проще решается задача поиска сигнала цели по дальности в
обзорных РЛС, имеющих на выходе индикаторное устройство на
ЭЛТ. Благодаря послесвечению экрана отметки всех целей на
данном направлении в пределах дальностей от Z)min до Z)max
воспроизводятся на линии развертки дальности (при выборе
соответствующей шкалы дальности). При этом происходит и накопление
сигналов пачки импульсов, принимаемых за время нахождения цели
в пределах ширины сканирующей ДНА. Таким образом, элементы
(точки) линейной развертки ЭЛТ являются ячейками памяти и
накопления (суммирования). Именно так происходит поиск
целей в РЛС кругового обзора, принцип действия которой
рассматривался ранее. В современных РЛС с цифровой обработкой
сигналов это свойство ЭЛТ реализуется за счет применения
специально организованной памяти, состоящей из ячеек с накоплением
оцифрованных отсчетов, соответствующих отраженным с
определенных дистанций сигналам.
Обзор рабочей зоны по радиальной скорости становится
необходимым, если ширина спектра сигнала Afc меньше диапазона
возможных изменений допплеровского смещения частоты:
г _ ρ _ ^^i-max ~ ^/-min/ ^ д f
^umax 'timin ~ -. ^ Ч/с·
В этом случае в системе обработки сигналов должно быть
предусмотрено УУ„ = (F„max - Fvmin) / AFvmin частотных каналов
(фильтров) при одновременной обработке или один перестраиваемый
в диапазоне Fvmin... FvmeiX фильтр с полосой пропускания не шире
требуемого разрешаемого интервала по частоте AFvmin при
последовательном обзоре. Последовательный обзор по скорости также
связан с энергетическими потерями и может быть использован
при сильных сигналах, например в системах с активным
ответом.
Обзор рабочей зоны по угловым координатам также может быть
параллельным, последовательным или
параллельно-последовательным. При параллельном обзоре РЛС должна иметь /VaP = NaN$
угловых каналов, т.е. Л^-лучевую ДНА, перекрывающую всю зону
обзора с соответствующим числом приемных каналов. Если
заданный сектор обзора не очень широк, то при излучении может
быть использована однолучевая ДНА, перекрывающая весь
сектор, однако это приведет к снижению усиления передающей
антенны и энергопотенциала РЛС в целом.
Если заданы широкий сектор обзора и высокая разрешающая
способность по угловым координатам, то требуемое число лучей
и каналов обработки становится слишком большим, а система
186
трудно осуществимой. В этом случае используют
последовательный одноканальный или параллельно-последовательный метод
обзора со сканированием (развертыванием) луча во всей зоне
обзора. Последовательный обзор проще и дешевле реализуется,
однако не всегда приемлем из-за низкого темпа поступления
информации, поскольку скорость обзора ограничена временем
^Dmax = 2Ат,ах / с, в течение которого ДНА должна быть
направлена на объект для того, чтобы принять хотя бы один отраженный
целью сигнал. Таким образом, время однократного обзора всей
зоны Т0 обзора должно соответствовать условию
T0>xDmaxNafi. (5.1)
Для обнаружения слабых сигналов (например, от целей,
расположенных на расстояниях, близких к Д„ах) требуется их
накопление, что ведет к необходимости снижения скорости обзора. Так,
если в импульсной РЛС для обнаружения цели требуется
накопление N импульсов, то соответственно время обзора возрастает в
N раз, поскольку период повторения излучаемых импульсов Тп
задан условием однозначного измерения дальности Tn > xDmm.
Эти ограничения могут быть смягчены при переходе от
равномерного обзора к программируемому заранее на основе априорных
данных (например, о вероятности появления цели на том или ином
направлении) или к адаптивному. При адаптивном
последовательном обзоре на основе результатов обзора на предшествующих
этапах изменяется очередность или время анализа различных
элементов рабочей зоны, или энергия, излучаемая в том или другом
направлении. Управление параметрами обзора осуществляется
анализатором, выявляющим направления наиболее вероятного наличия
цели. Реализация управляемого обзора возможна при
использовании ФАР в сочетании с цифровым процессором.
При параллельном обзоре адаптация сводится к
автоматическому увеличению энергии излучения РЛС, если при работе в
нормальном (дежурном) режиме появилось подозрение на
наличие цели в рабочей зоне РЛС.
5.2. Методы последовательного обзора
пространства
Наиболее часто в РЛС используется последовательный
одноканальный обзор, при котором единственная ДНА отклоняется в
пределах заданного сектора (зоны) обзора. Такое отклонение
(сканирование) ДНА может осуществляться различными способами,
которые носят название методов обзора пространства. Во многих
РЛС определение координат осуществляется непосредственно в
процессе обзора, поэтому выбор способа и параметров обзора
187
оказывается связанным с основными тактическими и
техническими характеристиками системы.
Время обзора заданного сектора. Время обзора является
основным параметром в режиме поиска цели и тесно связано с
необходимыми дальностью действия, точностью и разрешающей
способностью системы. Обеспечение большой дальности действия при
ограничении энергии излучаемого сигнала и чувствительности
приемного устройства возможно лишь за счет сужения ДНА.
Повышение угловой разрешающей способности и точности системы
также связано с применением узких диаграмм, а сужение ДНА
приводит к увеличению времени Т0, необходимого для обзора
заданного объема пространства, что непосредственно вытекает из
формулы (5.1).
Обозначим величину сектора обзора в горизонтальной
плоскости (по азимуту) θα = amax - amin, в вертикальной плоскости (по
углу места) θ3 = β^ - $min, а ширину ДНА в точках половинной
мощности соответственно аА и βΑ. Имея в виду, что Aamin = аА, а
Δβπιίη и βΑ> запишем формулу (5.1) в виде
т > 2Дтах θα 6р
О — г,
Если для надежного обнаружения, а также для определения
координат цели в процессе обзора, необходимо принять не один,
а N сигнальных импульсов в пределах ДНА, то скорость ее
отклонения должна быть снижена в УУраз и время обзора
соответственно увеличится до
Го> ]Α™β±^Ν (52)
с αΑβΑ
При этом предполагается, что диаграммы перемещаются
равномерно и каждый элемент сектора обзора находится в равных
условиях.
Далее рассматриваются методы равномерного обзора
пространства, получившие наибольшее распространение: круговой,
секторный, винтовой, спиральный и конический. Методы обзора в
двух плоскостях иногда обобщенно называются растровыми.
Круговой и секторный обзоры. При круговом обзоре ширина
ДНА в вертикальной плоскости βΑ полностью перекрывает
заданный сектор 9р. При вращении ДНА в горизонтальной плоскости
(вокруг вертикальной оси) осуществляется последовательный
обзор сектора θ„= 2π, т.е. круговой обзор. Если сектор обзора θα< 2π,
то обзор называется секторным.
Время (период) обзора при круговом обзоре равно Ток = 2π/Ω„,
а при секторном Тос = kcQa/Q.a, где Ω„ — угловая скорость
сканирования луча; кс — коэффициент, учитывающий потери вре-
188
мени при изменении направления отклонения ДНА (ее
холостой ход).
Таким образом, для характеристики обзора необходимо
определить угловую скорость Ωα. Если ДНА имеет ширину аА, а число
импульсов, принимаемых за время поворота ДНА на угол аА,
должно быть равно N, то
Ω„< °*
TDmaxJ'
При выполнении условия однозначного измерения дальности
το™* ^ Тп найдем
Ωα<-^ = ^ί. (5.3)
α ΤΠΝ Ν κ '
Таким образом, время Т0 при круговом обзоре
2π/ν
а при секторном
Τ
' о.к
τ
' ОС
>
=
«А^п'
ΘΛ
аА^п
(5.4)
(5.5)
Полученные формулы (5.3)...(5.5) показывают, что
уменьшение времени обзора заданного сектора возможно за счет
увеличения аА и F„. Однако эти параметры определяются требованиями
разрешающей способности, точности и однозначности
измерения, поэтому их выбор должен производиться с учетом всех
остальных (зачастую противоречивых) требований к РЛС.
При использовании единственной ДНА в одноканальной
системе при круговом или секторном обзоре определяются две
координаты: дальность и азимут, и станции называются двухкоор-
динатными. В таких станциях радиолокационное наблюдение
(обнаружение и измерение координат цели) может осуществляться
с помощью индикаторов кругового обзора (или секторных),
подключенных непосредственно к выходу приемника РЛС или после
устройств цифровой обработки сигнала с последующим
отображением координат цели.
При необходимости измерения третьей координаты цели — угла
места β — применяются рассматриваемые далее методы обзора.
Винтовой обзор. При винтовом обзоре каждая точка ДНА
(точка О на рис. 5.1) описывает линию, близкую к винтовой.
Движение диаграммы представляет собой комбинацию кругового
вращения по азимуту с угловой скоростью Ω„ и постепенного подъ-
189
ΑΘΒ = ΡΑ/2
Рис. 5.1. РЛС с винтовым обзором
ема по углу места со скоростью Ωβ. Обратный ход по углу места
может осуществляться быстрее.
При винтовом обзоре важно не только согласование скорости
вращения Ωα с частотой повторения импульсов Fn и шириной ДНА
аА, но и обеспечение перекрытия диаграмм на смежных витках
при отклонении по углу места. Для исключения возможности
пропуска целей практически обеспечивается двойное перекрытие,
т.е. при ширине ДНА в вертикальной плоскости βΑ за один оборот
антенны по азимуту диаграмма смещается по углу на Δθβ = βΑ/2. Так
как один оборот ДНА по азимуту совершается за время t\ = 2π/Ωα,
то скорость ее отклонения по углу места с учетом двойного
перекрытия должна быть
Ω„
ΔΘ,
b _ (Зд _ βΑΩα
2ί,
4π
Если по углу места задан сектор обзора θβ, то время Т0 при
винтовом обзоре
Ω„
4πθβ
Подставляя значение Ωα <aAFn/ N, получим
Τ > Ε
Ό.Β — η г ·
(5.6)
Так, например, при αΑ = 4°; βΑ = 5°; θβ = 60°; Ν= 5 и F„ = 1 000 Гц
получим Тов > 10 с.
При более узкой ДНА время обзора будет еще больше. Таким
образом, при узких диаграммах и достаточно большом секторе
190
обзора информация о цели будет поступать с большой
дискретностью, что приводит к ряду недостатков и, в первую очередь, к
снижению точности определения параметров движения цели.
Спиральный метод обзора. Этот метод, так же как и винтовой,
представляет собой комбинацию вращения диаграммы с
одновременным изменением угла γ между осью вращения и осью
диаграммы (рис. 5.2). Различие заключается в величине угла γ: при
винтовом обзоре γ > 45°, а при спиральном γ < 45°.
Пусть θα = 0Р = θ — сектор обзора в горизонтальной и
вертикальной плоскостях; Ωα — угловая скорость вращения вдоль витка
спирали; Ωβ — угловая скорость отклонения от оси вращения.
Считая по-прежнему перекрытие витков спирали двойным,
запишем
Τ
'осп
2πθ
Угловая скорость вращения находится так же, как и при
круговом обзоре, но для диаграммы, спроектированной на плоскость
вращения:
Ω„ <
α
A**n
Тогда
Τ >
1 о.сп —
N sin γ
2πθΝ sin γ
Для часто применяемых симметричных диаграмм αΑ = βΛ и
2πθΝ sin γ
(5.7)
Τ >■
' осп —
alF,
(5.8)
Α' π
Рис. 5.2. РЛС со спиральным обзором
191
Конический обзор является частным случаем
спирального. Угол γ обычно не превышает величины аА/2, и,
следовательно, сектор обзора равен θ = αΑ + 2γ.
Обзор заданного сектора осуществляется здесь за один оборот
ДНА, поэтому
„ _ 2π 2πΝ sin γ
Ι η — .
Ω„
αΑ/γ
(5.9)
Α'π
Коническое сканирование чаще всего используется в режиме
точного и автоматического измерений угловых координат цели
равносигнальным методом (при автоматическом сопровождении
цели).
В некоторых типах РЛС находят применение методы обзора с
более сложными движениями диаграмм и, в частности,
являющиеся комбинацией рассмотренных. Находит применение
растровый обзор, при котором ДНА отклоняется, как луч в
кинескопе телевизора при образовании строчной развертки,
поэтому такой способ обзора носит название строчного
(растрового), или зигзагообразного (рис. 5.3). Время обзора в этом случае
можно найти по формуле
2(UyV
*о.р —
ИаРл^п
(5.10)
Управление движением ДНА при больших углах сканирования
чаще всего осуществляется механическим качанием или
вращением всей антенной системы, а сканирование в небольших
пределах производится качанием или вращением (например, при
коническом обзоре) облучателя или рефлектора антенной
системы. При механических методах сканирования моменты инерции
антенных устройств часто являются факторами,
ограничивающими возможность увеличения скорости обзора, поэтому все
большее применение находят электрические методы сканирования и
их комбинации с механическими.
РЛС
Рис. 5.3. Растровый обзор
192
Однако при одноканальном обзоре время обзора ограничено
условием (5.2) независимо от метода обзора и его технической
реализации.
Радикального повышения скорости обзора можно достигнуть
лишь при использовании многоканальных методов обзора в
сочетании с электрическим управлением сканированием ДНА,
которое открывает также путь к реализации программируемого и
адаптивного обзора.
5.3. Многоканальный и управляемый обзор
пространства
Сочетание высокой точности и разрешающей способности с
большой дальностью и малым временем обзора особенно
актуально для трехкоординатных РЛС кругового обзора. В ряде
современных обзорных РЛС эта задача решается комбинацией
параллельного многоканального обзора по углу места с
последовательным обзором по азимуту. В такой станции антенна формирует ДН,
содержащую несколько лепестков шириной βΑ, перекрывающих
весь заданный сектор обзора по углу места θβ. Необходимое число
лепестков при этом должно быть
а ширина ДНА βΛ выбирается исходя из требований к точности и
разрешающей способности РЛС по углу места. Необходимое число
лепестков, смещенных по углу места, может быть сформировано
применением соответствующего числа облучателей, смещенных
относительно фокуса параболического зеркала, формирующего
ДНА с заданными параметрами. Для этой цели может быть
использована также антенная система в виде плоской антенной
решетки, формирующей заданную ДНА.
При использовании антенной решетки сканирование по углу
места может быть обеспечено переключением несущей частоты
излучаемых колебаний (частотное сканирование). При этом
создается jVp смещенных по углу места и перекрывающихся лепестков
ДНА (рис. 5.4), соответственно отраженные сигналы
обрабатываются в jVp приемных каналах, настроенных на соответствующие
несущие частоты.
При вращении антенной системы по азимуту осуществляется
круговой обзор, время которого Ток, вычисляемое по формуле
(5.4), и определяет темп обновления информации РЛС.
Недостатком многолучевой РЛС с частотным сканированием
является то, что получаемая информация содержится в частотных
193
и временных параметрах сигнала. Для
устранения этого недостатка используются
две антенны: основная, осуществляющая
круговой обзор всего заданного сектора
и обнаружение цели на больших
дальностях, и дополнительная в виде
антенной решетки, формирующей ДНА, ко-
торая при частотном сканировании про-
РЛС изводит обзор данного сектора по углу
места. Диаграмма антенной решетки сме-
Рис. 5.4. Многоканальный щена по азимуту относительно ДН ос-
(многолучевой) обзор новной антенны на 180°, поэтому
информация о дальности и азимуте цели,
получаемая по основному каналу, используется в качестве
априорной для включения и соответствующей настройки канала
измерения угла места цели.
Для извлечения информации об угле места принятый сигнал в
такой станции переносится на промежуточную частоту и
обрабатывается в каналах приемника, число которых соответствует числу
лучей jVp ДНА угломерного канала. Так, в одной из РЛС при θρ = 20°
и βΑ = 0,8Г применено 24 канала приемника (/Vp = 24),
перекрывающих диапазон изменения несущей частоты излучаемого сигнала.
Плоские антенные решетки имеют сектор сканирования не
более 120°. Большие зоны обзора можно получить объединением
нескольких плоских решеток или применением круговой решетки,
в которой излучатели устанавливаются перед электрическим
рефлектором и запитываются высокочастотным напряжением с
определенными фазовыми сдвигами.
Вообще фазовое управление положением ДНА открывает
большие возможности, особенно при использовании решеток с
большим числом элементов (до нескольких тысяч) и
фазовращателей, управляемых ЭВМ.
В частности, с помощью ФАР можно осуществлять более
эффективный управляемый поиск цели, при котором очередность
просмотра различных направлений определяется в процессе
обзора в зависимости от результатов уже проведенных зондирований
пространства.
Оптимальной принято называть такую процедуру поиска, при
которой обеспечивается минимальное среднее время поиска
цели 7", (среднее время существования необнаруженной цели в
зоне обзора) с заданной достоверностью.
Оптимизация поиска цели представляет сложную задачу даже
для наиболее простого случая одноканальной системы с заданной
последовательностью перемещения ДНА. Предположим, что од-
нолучевая РЛС производит циклический обзор рабочей зоны, в
одном из элементов которой находится цель. ДНА перемещается
194
скачками из одного положения в другое по заданному закону. Число
направлений в зоне обзора равно N, а число элементов
разрешения по дальности на каждом из направлений М. Время задержки
луча в положении Θ, равно τ,, а априорная вероятность наличия
цели в элементе разрешения Sjf равна pJh причем у =1,2, ..., N и
/= 1, 2, ..., М.
Если данные обработки в течение интервала τ,
свидетельствуют о возможном наличии цели в элементе SJh то ДНА
задерживается в положении Θ,- дополнительно на время xJg, по истечении
которого принимается окончательное решение о наличии или
отсутствии цели в данном элементе разрешения.
При этих условиях необходимо определить разумную
очередность зондирования различных направлений зоны поиска,
сводящую к минимуму среднее время поиска
Ν Μ _
'i=XX'iy//>/i->min. (511)
У=1 1=1
Среднее время обнаружения цели, находящейся в элементе Sjh
равно
hji =ΔΤ;+(«,-,■-1)7},-,
где Atj — среднее время, отсчитываемое от начала поиска до
завершения первого зондирования направления θ,; ηβ — среднее
число зондирований_направлений 9у до обнаружения цели в
элементе разрешения; 7}, — среднее время между смежными
зондированиями направления Θ, (средний период обзора), когда цель
находится в элементе Ξβ. _
Подставляя значение ί\β в выражение (5.11), найдем
Ν Ν Μ _
j=\ j=\ /=1
Μ
где Pj — вероятность наличия цели на направлении Θ,-, Pj = ΣΡβ·
/=1
Величины fji и η β не зависят от очередности зондирования
направлений, поэтому в выражении (5.12) от способа поиска за-
N _
висит лишь сумма Σ^ίΡ]· Таким образом, для оптимизации по-
иска необходимо выбрать такой порядок зондирования
направлений в секторе обзора, при котором эта сумма минимальна.
Можно показать*, что минимум Ц обеспечивается, если
зондирование направлений происходит в порядке убывания величи-
* Теоретические основы радиолокации / под ред. В. Е.Дулевича. — М. : Сов.
радио, 1978.
195
ны Pj/(Tj + Pjg^jg), где pjg — вероятность задержки ДНА на время xJg
в направлении Θ,. Однако при заданном заранее порядке
просмотра направлений в зоне обзора эта рекомендация может быть
реализована только в тех случаях, когда величина />_,■/(τ7- + Pjg^jg)
изменяется при поиске монотонно от одной границы зоны до другой
или от центра зоны к ее периферии. Последнему случаю
соответствует поиск цели при спиральном сканировании ДНА.
Применение ФАР позволяет осуществить полностью
управляемый обзор, оптимизацией которого можно существенно
сократить среднее время поиска цели.
При адаптивном обзоре управление обзором может
осуществляться от двухпорогового последовательного обнаружителя, в ко-
м
тором в каждом положении ДНА вычисляется сумма ΛΣ = ^д-Л,-
1=1
коэффициентов правдоподобия Л,-, соответствующих элементу
разрешения S,. Команда на перемещение ДНА в соседнее положение
дается при превышении ΛΣ величины верхнего порога (что
соответствует фиксации наличия цели в S,) или не достижении
нижнего порога за определенное время (отсутствие цели в S,).
Можно использовать и другой вариант, при котором ДНА
перемещается при условии, если наибольший из коэффициентов
правдоподобия Л,тах окажется больше верхнего порога (при этом
фиксируется наличие цели в S,) или меньше нижнего порога, что
означает отсутствие цели во всех Л/элементах разрешения по
дальности на рассматриваемом направлении.
Оба варианта примерно равноценны в отношении сокращения
времени поиска и могут быть реализованы лишь при
практическом безынерционном управлении положением ДНА, т.е. при
применении ФАР и цифровых методов обработки сигнала и
управления обзором, которые кратко рассматриваются далее.
Расчет времени поиска сигналов и способа оптимизации
поиска рассмотрены в подразд. 5.4 применительно к РНС наземного
базирования.
Управление положением диаграмм направленности ФАР. В
процессе обзора пространства осуществляется отклонение
(сканирование) ДНА во времени по заданному закону. При этом
обычно имеют в виду изменение положения главного лепестка ДНА,
который для сокращения обычно называют лучом антенны. ФАР
позволяет формировать и управлять положением нескольких
лучей, что делает возможным реализовать разнообразные методы
обзора, в том числе и адаптивные при наличии
соответствующей схемы управления обзором (процессора управления
обзором).
Применяется фазовое и частотное управление положением луча
ФАР.
196
В ФАР с фазовым управлением отклонение формируемого луча
достигается изменением сдвига фаз между соседними элементами
антенной решетки с помощью управляемых фазовращателей. На
рис. 5.5 представлена линейная ФАР, имеющая 2« + 1 излучателей
(N = 2п + 1), расположенных на расстояниях / один от другого.
Излучатели питаются от передатчика высокочастотными
колебаниями с длиной волны λ через фазовращатели, обеспечивающие
сдвиг фаз между соседними излучателями, равный φ.
Величина фазового сдвига φ устанавливается сигналами от
схемы управления обзором. Направление оси главного лепестка ДН
ФАР определяется углом отклонения θ„, который связан с
фазовым сдвигом φ соотношением
θ„ = arcsin φ.
2π/
(5.13)
При малых углах θ„ можно полагать θ„ « —— φ.
2π/
Следует заметить, что при отклонении оси ДН от нормали к
плоскости раскрыва ФАР ширина главного лепестка аА
увеличивается в соответствии с формулой
аА = X/(dcosQ0) = X/(nlcosQ0).
(5.14)
Расширение связано с уменьшением действующего раскрыва
ФАР пропорционально cos90. С расширением луча связано
ограничение угла сканирования (сектора обзора) величиной ±60°, при
которой аА увеличивается в 2 раза. Это ведет к снижению Дшх,
ухудшению угловой точности и разрешающей способности при
увеличении 0О. Управление фазовращателями обычно осуществля-
Рис. 5.5. Схема линейной ФАР
197
ется цифровым процессором, при этом фаза φ изменяется
дискретно с шагом Δφ, определяемым разрядностью процессора.
При частотном управлении лучом ФАР необходимый фазовый
сдвиг колебаний, питающих излучатели антенны, обеспечивается
изменением частоты колебаний ω в соответствии с формулой
sineo = M^)=£^. (5.15)
2π/ /ω
Линейную зависимость θ„ от частоты ω можно получить,
используя отрезки волновода между излучателями ФАР. Набег фазы
в отрезке волновода φ„ связан с его длиной /в и длиной волны в
волноводе λΒ формулой φ„ = —/в, которая позволяет выбрать па-
раметры отрезка волновода и изменение частоты колебаний,
необходимое для получения заданного сектора обзора.
Для сканирования по двум угловым координатам θα и θβ
используются плоские ФАР с многорядным расположением
элементов решетки. При этом возможны различные варианты
управления положением луча: фазовым по обеим угловым координатам
(фазово-фазовое), фазовым по одной и частотной по другой (фа-
зо во-частотное). Возможно также смешанное
(электронно-механическое) сканирование, например поворотом ФАР по азимуту,
и электронное (фазовое или частотное) по углу места.
Достоинством фазового сканирования является быстродействие
управления и широкополосность при излучении и приеме
сигналов. Недостатком является сложность и высокая стоимость при
большом числе элементов ФАР, достигающем нескольких тысяч
в наземных РЛС ПВО и ПРО.
Более конструктивно просты антенны с частотным
сканированием луча, но они сравнительно узкополосны, что ограничивает
возможность использования сложных широкополосных сигналов.
Применение ФАР с электронным сканированием дает
возможность формировать одновременно несколько управляемых лучей, что
позволяет РЛС одновременно осуществлять функции поиска,
распознавания и сопровождения целей, а также осуществлять
подавление мешающих сигналов на определенных направлениях.
Выполнение этих операций возможно лишь при совместной работе ФАР,
систем формирования и обработки сигналов РЛС, а также устройств
отображения информации с управляющим компьютером.
Достижения в области микроволновой техники и создании
высокопроизводительных цифровых процессоров позволяет все
шире применять ФАР в РЛС различного назначения и особенно в
многофункциональных РЛС, реализация которых без
применения ФАР просто невозможна.
198
Если в РЛС с ФАР имеется возможность использования
многоканального приемника с числом каналов, соответствующим
числу элементов ФАР, то возможно формирование характеристик
направленности в цифровом виде. При этом предполагается, что
выполняется условие пространственно-временной узкополосно-
сти, позволяющее разделить временную и пространственную
составляющие обработки принимаемых сигналов и осуществлять
обработку в любой последовательности. В инженерных расчетах
условие пространственно-временной узкополосности выглядит как
AD » LA, где AD — разрешение РЛС по дальности, обратно
пропорциональное ширине спектра принимаемого сигнала; LA —
размер апертуры ФАР. В цифровом виде формирование многолучевой
ДН ФАР эквивалентно ДПФ от сигналов отдельных приемных
каналов (элементов ФАР). Для ускорения вычислений в процессоре
пространственной обработки сигналов ФАР целесообразно
применять быстрые алгоритмы преобразования Фурье (БПФ).
Цифровые технологии формирования характеристик направленности
позволяют применять различные алгоритмы пространственной
обработки, в том числе адаптивные к помеховой обстановке и
обеспечивающие высокое угловое разрешение.
Обзор пространства в многопозиционных РЛС. Зона обзора
системы, состоящей из нескольких независимых РЛС,
определяется их расположением и сектором обзора каждой из них. Так,
например, три независимых РЛС кругового обзора дают в
совокупности зону обзора в горизонтальной плоскости, представляющую
площадь трех пересекающихся окружностей с радиусами,
равными дальности действия соответствующих РЛС. По углу места
сектор обзора определяется шириной ДНА РЛС в вертикальной
плоскости.
Сложнее построить зону обзора Μ Π РЛС, состоящей из трех
бистатических РЛС |2]. Построим зону обзора бистатической РЛС
(БРЛС), состоящей из передатчика в точке А и приемника в точке
В на расстоянии базы d (рис. 5.6). Если расстояние от передатчика до
точки Λ/на границе зоны обзора обозначить DA, а от приемника —
Рис. 5.6. Зона обзора бистатической РЛС
199
Рис. 5.7. Зона обзора МПРЛС, состоящей из трех
БРЛС
DB, то при нормировке этих расстояний к
значению d/2 нормированные координаты точки Μ хи
и ун связываются уравнением (xl + у\ + I)2 - 4x1 =
= С4. Для получения сплошной зоны обзора в
виде эллипса величина С должна превышать 2,
что гарантируется, если база системы
выбирается из соотношения d < y]DADB.
Таким образом, результирующая зона обзора МПРЛС,
состоящей из передатчика в точке А и приемников в точках В, С и D,
будет площадью, ограниченной тремя пересекающимися
эллипсами, представляющими зоны обзора трех бистатических систем
(рис. 5.7).
Вообще даже для простой бистатической системы зоны обзора
могут быть разнообразными в зависимости от поставленных задач
и времени обзора заданной области пространства. При этом
может быть использован параллельный обзор с многолучевыми ДНА
с различной шириной и формой ДН антенных устройств,
входящих в МПРЛС. Таким образом, построение зоны обзора МПРЛС
много сложнее, чем в случае однопозиционных РЛС, и
определяется конкретными задачами, решаемыми системой.
Существует много видов многопозиционных систем и не
только систем радиолокации, использующих принципы отражения и
переизлучения сигналов.
К многопозиционным относятся системы радионавигации с
опорными станциями наземного или космического (на ИСЗ)
базирования. В радиоастрономии применение разнесенных
радиоастрономических станций позволяет радикально повысить точность
измерения координат и разрешающую способность космических
источников излучения в диапазоне радиоволн.
В системах мобильной связи используется сеть базовых
станций, обеспечивающих не только устойчивую связь абонентов, но
при необходимости и определение их местоположения.
Во всех этих случаях приходится определять рабочие зоны
систем.
5.4. Особенности поиска сигналов
в радионавигационных системах
Ранее упоминалось, что наличие сигнала на входе
радиоприемного устройства РНС не вызывает сомнения и поиск сводится к
200
грубому измерению времени запаздывания и средней частоты
спектра сигнала в заданной области их возможных значений.
Чаще всего возможные значения времени запаздывания
априори равновероятны в пределах от 0 до некоторого значения Трг,
не превышающего полного периода сигнала. Диапазон частотных
расстроек, в котором проводится поиск, зависит от
максимальной скорости взаимного сближения (удаления) наблюдателя и
РМ, расхождения частот системного и местного эталонов
времени и для конкретных условий работы РНС определяется без труда.
Будем считать, что возможные значения времени запаздывания τ
и частоты F, измеряемые в процессе поиска, образуют на
плоскости (τ, F) прямоугольную область неопределенности со
сторонами Трг, Fpr (рис. 5.8). Требования к точности поиска зависят от
параметров каналов сопровождения по времени и частоте,
функции которых чаще всего выполняют следящие измерители.
Следящие измерители вводят в синхронизм, если расстройка по
измеряемым параметрам не превосходит определенного значения.
Система автоматической подстройки частоты обеспечивает
вхождение в синхронизм, если расстройка по частоте не превышает
полосу захвата AF3 системы. В системе сопровождения по времени
условие захвата удовлетворяется, если расстройка (исходное
время рассогласования) не превосходит значения Δτ3. В общем случае
Δτ3 < Трп AF3 < Fpr и область неопределенности может быть
разбита на Λ/τ /г = TprFpr /(Ax3AF3) элементарных ячеек. Для ввода
систем сопровождения в рабочий режим необходимо указать
ячейку, соответствующую искомому сигналу. Поэтому задача поиска
может быть сведена к совместной оценке времени запаздывания и
частоты, принимающих Μτ F дискретных значений, т.е. к
различению Μτ F сигналов.
/
ш
ж
•л
τ
Рис. 5.8. Поиск сигнала на плоскости (τ, F) (по времени задержки
и частотному сдвигу)
201
В большинстве РНС интенсивность сигнала в процессе поиска
практически неизменна, и, следовательно, с учетом априорной
равновероятности ячеек оптимальным правилом,
максимизирующим вероятность правильного обнаружения рпо, является
указание ячейки, максимизирующей величину Ζ(τ, F), огибающую
на выходе фильтра, согласованного с сигналом, имеющим доп-
плеровский сдвиг F. Выбор ячейки осуществляется путем
определения τ и F, обеспечивающих max Ζ(τ, F), т.е. выбирается ячейка
Mt F, для которой (τ, F) = argmaxZ("t, F). Прямая реализация
такого алгоритма потребовала бы одновременного вычисления всех
значений Ζ(τ, F). Подобную оценку τ, F здесь уместно назвать
параллельным поиском. Значение Μτ F определяет число каналов
устройства параллельного поиска и в РНС может достигать
нескольких десятков тысяч, поэтому практическое осуществление
параллельного поиска проблематично. В связи с этим находят
применение упрощенные способы поиска, основанные на
параллельно-последовательном и последовательном просмотре зоны
неопределенности. Суть их состоит в том, чтобы вычислять значения
Ζ(τ, F) для различных сочетаний τ, F (разных ячеек) не сразу, а
поочередно. При этом каждый канал поискового устройства
используют многократно, формируя статистику Ζ(τ, F)
последовательно во времени для нескольких ячеек, а общее число каналов
уменьшается. При параллельно-последовательном способе поиска
одновременно анализируются L < Μτ F ячеек зоны
неопределенности. Обычно Μτ Fl L- к, где к — целое число. При
фиксированном значении рпо платой за сокращение числа каналов устройства
поиска является увеличение времени поиска в А: раз. При
простейшем, последовательном, способе поиска L = 1 и время поиска
возрастает в Μτ F раз по сравнению с параллельным поиском.
Помимо этого для предельного упрощения поисковых процедур
отбор значений τ, F заменяют сравнением напряжений в каждой
ячейке с пороговым уровнем. Решение о наличии сигнала в
данной ячейке принимается при превышении этого порога. Если
уровень не превышен, процедура поиска возобновляется и
продолжается до тех пор, пока в одной из ячеек превышение порогового
уровня не произойдет.
При проектировании приемоиндикаторов РНС необходимо
определить среднее время поиска сигнала t и вероятность
правильного обнаружения рпо. Их значения зависят от вероятностей
превышения порога в пустой ячейке (вероятность ложной тревоги
рлт) и не превышения порога в ячейке, содержащей сигнал
(вероятность пропуска сигнала рпс), а также от времени анализа Та,
(времени на вычисление и сравнение с порогом) в каждой из Μ
ячеек.
Поскольку время Га также является функцией рлт и рпс, вывод
общих зависимостей достаточно сложен, а конечные формулы
202
громоздки. Однако при малых значениях рлт, когда выполняется
условие ΜρΆΊ « 1,_можно получить достаточно простые формулы
для расчета рпо и / при последовательном поиске:
Рп,-\-^-рл,--гВл^(М-\)рлт; (5.16)
2 1 - />„.с
2 1 - Рп с
Последний результат позволяет установить, что минимум
t = f(Pn.c) ПРИ фиксированной вероятности правильного
обнаружения рпо - const достигается при ненулевом значении
вероятности пропуска в ячейке рпх. Дело в том, что гарантировать
достижение заданной вероятности обнаружения сигнала в ячейке можно
только затратив на ее анализ время T.d, которое тем больше, чем
при прочих равных условиях меньше требуемая вероятность
пропуска рпс. С уменьшением рпс до нуля сомножитель Га стремится к
бесконечности, что несмотря на стремление второго сомножителя
к его минимуму (М + 1)/2 приводит к неограниченному росту Т.
Физически это означает, что добиться гарантированного
завершения поиска на первом же просмотре можно только ценой
очень долгого «стояния» в каждой ячейке, что затягивает всю
процедуру.
Таким образом, предъявлять к вероятности пропуска в ячейке
рпс чрезмерно жесткие требования нецелесообразно. Кроме того,
иметь рпс = 1 также нельзя: хотя при этом время пребывания в
каждой ячейке Т.л будет малым, из-за частых пропусков поиск
сведется к длительным повторяющимся просмотрам области
неопределенности ( t окажется длительным, что формально проявляется
в стремлении к бесконечности второго слагаемого в скобках
формулы (5.16) при рис —> 1). Как показывают расчеты, при общем
числе просматриваемых ячеек М_= 500...2000 и рпо = 0,9...0,99
значение рпс, минимизирующее Т, лежит в пределах 0,05...0,1.
Контрольные вопросы
1. Назовите основные характеристики РЛС, влияющие на выбор
способа обзора заданной рабочей зоны.
2. Какие параметры характеризуют эффективность выбранного
метода обзора?
3. В чем отличие параллельного, последовательного и параллельно-
последовательного методов обзора?
4. Каковы пути снижения времени обзора заданной рабочей зоны РЛС?
5. В чем отличие винтового и спирального методов последовательного
обзора пространства?
203
6. Каковы достоинства многоканального обзора пространства?
7. В чем суть управляемого по программе и адаптивного способа
обзора? Укажите их преимущества и возможность практической реализации?
8. Определите время обзора сектора θ = 60° при последовательном
спиральном обзоре, если РЛС имеет симметричную ДНА шириной 5° и
частоту повторения импульсов 1 кГц.
9. В РЛС с винтовым обзором сектор обзора θβ = 60°, αΑ = βΑ = 3°, Fn =
= 1 500 Гц. Определить время обзора Гобз, если необходимое число
накапливаемых импульсов N= 10. Какие способы возможно использовать для
уменьшения времени обзора?
ГЛАВА 6
РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СЕЛЕКЦИЯ
И РАСПОЗНАВАНИЕ ОБЪЕКТОВ
6.1. Методы защиты от пассивных помех
Пассивные помехи представляют собой радиосигналы,
отраженные мешающими объектами при их облучении
зондирующими сигналами РЛС. Воздействие пассивных помех проявляется в
подавлении и маскировке сигналов, отраженных от наблюдаемой
цели. Интенсивность помех может существенно превышать не
только уровень собственных шумов приемника, но и полезный
сигнал цели, что затрудняет ее радиолокационное наблюдение, а
иногда делает его вообще невозможным.
Методы борьбы с помехами основаны на различии
характеристик сигналов, отраженных целью и мешающими отражателями.
Эти различия связаны с разной протяженностью и положением
их в пространстве, скоростью движения и особенностями
отражающих свойств.
Для улучшения соотношения сигнала и помехи необходимо
прежде всего улучшать пространственную избирательность РЛС
путем повышения ее разрешающей способности для
приближения размера разрешаемого элемента (разрешаемого объема или
площади) к размеру цели, т.е. необходимо сужением ДНА и
расширением спектра сигнала оптимизировать условия наблюдения
малоразмерных целей на фоне помех.
В общей постановке при проектировании РЛС решается задача
выбора параметров зондирующего сигнала и фильтра обработки
отраженных сигналов в приемнике, обеспечивающих наибольшую
вероятность обнаружения цели при заданных вероятности
ложной тревоги и отношении сигнала цели к сумме помехи и шума
приемника. Решить эту задачу в общем виде затруднительно из-за
разнообразия статистических характеристик полезного сигнала и
помех.
Для наиболее простого случая сигнала точечной цели и
помехи, создаваемой совокупностью сигналов большого числа
мешающих точечных отражателей, смещенных случайно по времени
задержки и частоте относительно сигнала, можно полагать, что
для минимизации мощности помехи необходимо минимизиро-
205
вать частичный объем тела взаимной функции неопределенности
в помеховой зоне плоскости (τ, F).
Если параметры зондирующего сигнала РЛС заданы и в
приемнике применен СФ, то для оптимизации обработки сигнала при
наличии пассивной помехи необходимо ввести второй фильтр,
подавляющий частотные составляющие спектра помехи, которые
отличаются от сигнальных на величину разности их допплеров-
ских смещений. Такая фильтрация, называемая селекцией
движущейся цели, является эффективным средством улучшения
радиолокационного наблюдения и находит достаточно широкое
применение в РЛС различного назначения. Методы и устройства СДЦ
будут рассмотрены далее, а здесь мы кратко остановимся на
поляризационной селекции сигнала и характеристиках приемного
устройства, способствующих улучшению различимости сигнала на
фоне пассивных помех.
Поляризационная селекция основана на различии
поляризационных характеристик цели и мешающих отражателей. Различают
собственную и нулевую поляризации отражателя. При собственной
поляризации отраженная волна имеет такую же поляризацию, как
и облучающая, а при нулевой отраженная волна поляризована
ортогонально облучающей. Так, для линейного вибратора
собственной поляризацией является поляризация облучающей волны,
параллельная оси вибратора, а поляризация волны,
перпендикулярная оси вибратора, будет нулевой. Если поляризационные
характеристики цели и мешающих отражателей заранее известны,
то поляризацию облучающей волны надо выбрать как можно
ближе к собственной для цели и к нулевой для мешающих
отражателей.
Для подавления мешающих отражений гидрометеоров (дождя,
облаков) при радиолокационном наблюдении сосредоточенных
объектов (например, самолетов) применяется круговая
поляризация, являющаяся нулевой для шарообразных капелек,
поскольку при отражении от них направление вращения вектора
поляризации изменяется на обратное.
В тумане, облаках и моросящем дожде форма капелек близка к
шарообразной и поляризационная селекция достаточно
эффективна. При увеличении интенсивности дождя капли
деформируются и степень подавления отражений уменьшается. Сигналы
сосредоточенной цели также частично подавляются, но в меньшей
степени, чем сигналы гидрометеоров. Результирующий выигрыш
в отношении сигнал/помеха при переходе от линейной
поляризации к круговой в условиях дождя достигает 15... 18 дБ.
Сложнее обстоит дело при приеме сигналов с произвольной
(эллиптической) поляризацией. В оптимальном приемнике в этом
случае необходимо измерять разность фаз между ортогонально
поляризованными составляющими, что технически реализовать
206
достаточно сложно. Некогерентные системы с поляризационной
селекцией, в которых определяется лишь соотношение амплитуд
в каналах с ортогональной поляризацией, проще когерентных,
но менее эффективны.
Исследование поляризации отраженных сигналов позволяет
извлечь некоторую информацию об электрических
характеристиках и форме цели. Если в РЛС предусмотрены независимые
каналы передачи и приема сигналов для ортогональных видов
поляризации (например, для горизонтальной и вертикальной), то
возможно извлечь информацию в четырех режимах, для которых
могут быть измерены амплитуда и фаза принимаемых колебаний
относительно опорных. При этом определяются составляющие
поляризационной матрицы (см. формулу (2.9)), характеризующей
отражающие свойства цели, что и используется для
поляризационной селекции. Более того, применяя модуляцию излучаемых
сигналов по поляризации можно расширить возможности
радиолокационной селекции и распознавания определенных объектов.
При проектировании РЛС для улучшения наблюдаемости цели
на фоне пассивных помех необходимо предусмотреть также меры
уменьшения влияния возможных перегрузок в приемном тракте
РЛС при приеме сильных сигналов от мешающих отражателей. В этом
случае пригодны те же способы, которые применяются для
защиты от активных помех, а именно:
• применение переходной цепи с малой постоянной времени,
что способствует удалению с экрана индикатора сплошных
засветок, вызванных отражениями от протяженных отражателей
(например, от земной поверхности вблизи РЛС), и устраняет
перегрузки оконечных каскадов приемника;
• использование логарифмической амплитудной
характеристики приемника, стабилизирующей действующее значение
флуктуации мешающих отражений, что улучшает наблюдение цели на
фоне дождевых облаков;
• применение быстродействующей автоматической
регулировки усиления (БАРУ) в приемнике, устраняющей перегрузки
приемника и сплошные засветки на экране, соответствующие
протяженным мешающим отражателям;
• использование временной автоматической регулировки
усиления (ВАРУ), увеличивающей усиление с нарастанием
дальности от минимального значения сразу после излучения
зондирующего сигнала до максимального на дальностях, близких к
максимальной. Это способствует ослаблению мешающих отражений
от земной поверхности и местных предметов вблизи РЛС.
Надлежащим выбором параметров зондирующего сигнала и
характеристик антенной системы и приемника можно ослабить
влияние пассивных помех, однако для эффективной защиты от
них во многих случаях необходимо применять дополнительно ме-
207
тоды селекции полезного сигнала и, в частности, весьма
эффективные допплеровские методы СДЦ.
Следует заметить, что допплеровское смещение частоты
принимаемых сигналов используется в современной радиолокации не
только для выделения сигналов движущихся целей на фоне
пассивных помех. Так, в РЛС с непрерывным излучением допплеров-
ский сдвиг частоты принимаемых сигналов используется для
обнаружения объектов и измерения их скорости, в РЛС с
синтезированием апертуры — для получения радиолокационных
изображений высокой четкости, в метеорологических РЛС — для
определения скорости ветра.
6.2. Селекция движущихся целей на основе
эффекта Допплера
Допплеровские методы СДЦ основаны на различии доппле-
ровских смещений частоты выделяемого полезного сигнала цели
и пассивных помех, обусловленном различием радиальных
скоростей цели и мешающих отражателей.
Для простоты можно считать мешающие отражатели
неподвижными, тогда радиальная скорость цели убудет
непосредственно определять допплеровское смещение частоты относительно
помехи
F ЪЛ^ (6Л)
с λΗ
где /„ и λ„ — соответственно частота и длина волны излучаемых
РЛС колебаний.
Для выделения допплеровского смещения F„ частота
принимаемого сигнала сравнивается с частотой излучаемого. Наиболее
просто это сделать в РЛС непрерывного излучения, в которых
излучаемый сигнал существует и во время приема отраженных.
Однако наибольшее практическое применение находят
периодические импульсные зондирующие сигналы, которые могут
обеспечить высокую разрешающую способность и точность при
измерении дальности. Эффективная СДЦ может осуществляться в
импульсных системах как при отсутствии внутриимпульсной
модуляции несущей, так и при использовании частотной или фазовой
модуляций. Как будет показано далее, применение периодических
сигналов в системах СДЦ приводит к появлению слепых
скоростей, т.е. таких радиальных скоростей цели, при которых
полезный сигнал цели подавляется системой, как и отражения от
неподвижных объектов, и цель не может быть обнаружена. Для
устранения слепых скоростей разработаны различные способы рабо-
208
ты и, в частности, вобуляция (изменение) частоты повторения
излучаемых импульсов или работа на двух несущих частотах. В
импульсных РЛС высокочастотные колебания излучаются в
течение длительности зондирующего импульса ти. Всю остальную часть
периода повторения (Тп - хи) они отсутствуют, и опорные
колебания (когерентные с излучаемыми), необходимые для
выявления допплеровского приращения частоты принимаемых
импульсов, создаются в системах СДЦ когерентным гетеродином. Такие
системы называются когерентно-импульсными системами СДЦ с
внутренней когерентностью. В системах СДЦ с внешней
когерентностью в качестве опорных используют высокочастотные колебания
сигналов, отраженных от неподвижных отражателей,
расположенных в пределах элемента разрешения (разрешаемого объема), в
котором находится и движущаяся цель.
Системы СДЦ с внутренней и внешней когерентностью
имеют свои достоинства и недостатки, определяющие области их
применения. Построение и эффективность систем СДЦ обоих типов
рассмотрены далее.
Спектр импульсного сигнала, отраженного неподвижным
точечным объектом, совпадает со спектром зондирующего
импульса. Спектр импульсного сигнала, отраженного от движущегося
объекта (рис. 6.1), сжимается при удалении объекта или
растягивается при его приближении к РЛС, так как все частоты спектра
-JVW№
fW
1 +
2vr
f
1 +
2vr
Ф + %)
Рис. 6.1. Параметры сигнала РЛС (а) и его спектр (б) при отражении от
движущейся цели
209
импульса изменяются в (1 + 2vr/c) раз. Это означает, что
импульсы, отраженные от движущейся цели, имеют несущую частоту
/од =/и(1 + 2iv/c), частоту повторения Fn,a = F„(l + 2vr/c) и
длительность т„.д = ти/(1 + 2vr/c). Таким образом, для выделения
сигналов движущейся цели можно использовать изменение любого
из этих параметров.
Однако практически реализуемо только смещение
центральной частоты, а точнее, изменение фазы высокочастотного
заполнения импульсов за период повторения Тп, так как из-за малости
абсолютного изменения частоты повторения Fn или длительности
импульсов ти выявить их трудно.
Когерентно-импульсные системы СДЦ с внутренней
когерентностью. Системы СДЦ с внутренней когерентностью
различаются по способу формирования когерентных опорных колебаний во
время приема отраженных радиосигналов.
В РЛС, имеющих передающее устройство с независимым
возбуждением, высокочастотные колебания задающего генератора,
работающего непрерывно, используются в качестве опорных
непосредственно или после умножения до частоты, на которой
происходит их сравнение в когерентном детекторе (рис. 6.2, а) с
частотой принимаемых колебаний.
При применении в передающем устройстве генератора с
самовозбуждением (обычно магнетрона) источником когерентных
опорных колебаний является специальный генератор —
когерентный гетеродин, фазируемый колебаниями генератора передатчика
в течение длительности импульса τ„. Когерентный гетеродин
работает на частоте сравнения, на которой происходит выделение
допплеровского смещения. Чаще всего частотой сравнения
является промежуточная частота приемника/,ч. Такая схема (рис. 6.2, б)
получила широкое распространение, поэтому на ее работе
целесообразно остановиться подробнее.
Напряжение высокочастотных колебаний, генерируемых
генератором высокой частоты для любого периода повторения,
можно записать как
«и(0 = U» cos(27t/„f - φ„) для 0 < / < τ„.
Напряжение сигнала, отраженного неподвижным объектом, на
входе приемника
^с.н(0 = ^с «κ[2π/„(ί - τD) - φ„ - qVp] =
2π/Η
_
f
t-
K
2D)
c )
-<Ри
-<Ротр
_
Для движущейся цели (при той же дальности и ЭПР)
напряжение сигнала
210
UCJl(t) = Uc cos
2π/Η
1±2£с
с
(ί-τΒ)-φ„ -φ,
οτρ
= ί/ςοο5[2π(/Η±/:;)(1-τΖ))-φΗ -φοτρ], (6.2)
где/и — частота излучаемых колебаний; Fv — допплеровское
смещение частоты, Fv = /и—-;τΒ — временная задержка сигнала,
с
отраженного объектом, расположенным на дальности Ζ), τ0 = —;
с
φ„ — начальная фаза излучаемых колебаний; φοτρ — изменение
фазы колебаний при отражении.
В результате смешения колебаний отраженных сигналов с
колебаниями местного стабильного гетеродина и смесителе
осуществляется переход на промежуточную частоту /п,, = fc - fMr, на
которой работает и когерентный гетеродин. Для фазирования
когерентного гетеродина частота колебаний генератора высокой
частоты предварительно понижается с помощью смесителя
фазирования до промежуточной./^ =/пч· Напряжение на выходе
когерентного гетеродина UK(t) = UK cos(2nfKt - φκ). Для улучшения
процесса фазирования колебания когерентного гетеродина
прерываются схемой управления незадолго до очередного импульса
генератора высокой частоты и возобновляются после установления
колебаний генератора. Время работы когерентного гетеродина в
каждом периоде повторения должно превышать Tflmux = 2Ц„ах/с,
соответствующее максимальной дальности действия РЛС в
режиме сдц.
Напряжение когерентного гетеродина и отраженных сигналов
детектируется когерентным детектором. Ограничитель амплитуды
сигналов перед детектированием сжимает их динамический
диапазон и устраняет влияние модуляции амплитуды сигналов при
вращении ДНА в процессе обзора, что улучшает СДЦ.
Если при фазировании когерентного гетеродина разность фаз
когерентного гетеродина и фазирующих колебаний φΦ (параметр
фазирования) сохраняется от импульса к импульсу постоянной,
то амплитуда импульсов сигнала от неподвижных объектов будет
сохраняться постоянной, что обеспечивает эффективное
подавление таких сигналов при последующей фильтрации в
компенсирующем устройстве СДЦ.
При наблюдении целей на экране индикатора с линейной
разверткой амплитуда сигнальных видеоимпульсов движущейся цели
будет меняться с частотой допплеровского смещения и отметка
движущейся цели на экране будет симметричной относительно
211
К индикатору
Задающий
генератор
Умножитель
частоты
Компенсатор
Умножитель
частоты
Модулятор
Умножитель
частоты
Когерентный
гетеродин
Клистронный
усилитель
АП
Ь€
Смеситель
УПЧ
г— Синхронизатор
Модулятор
Смеситель
фазирования
Когерентный
гетеродин
Схема
управления
ГВЧ
Местный
гетеродин
Когерентный
детектор
И КО
Компенсирующее
устройство
АП
■€
Смеситель
сигнала и УПЧ
Ограничитель
Индикатор
с линейной
разверткой
Отметка
движущейся
цели
Рис. 6.2. Структурная схема когерентно-импульсной РЛС с СДЦ с
генератором колебаний СВЧ с независимым возбуждением (а) и с
самовозбуждением (б)
линии развертки и заштрихованной (рис. 6.2, б), в то время как
отметка неподвижного объекта будет односторонней с
постоянной амплитудой.
В современных РЛС индикаторы с линейной разверткой
используются редко, поэтому сигналы неподвижных объектов
предварительно подавляются в специальном компенсирующем устрой-
212
стве, и при идеальном подавлении на выходе последнего
остаются только сигналы движущихся целей, которые дальше
воспроизводятся на экране индикатора с яркостной модуляцией луча
(например, И КО) или подвергаются дальнейшей обработке с целью
извлечения необходимой информации о цели (дальность,
скорость и угловые координаты).
Когерентно-импульсные системы СДЦ с внешней
когерентностью. Использование в системах СДЦ с внешней когерентностью
в качестве опорных колебаний отраженных сигналов
неподвижных отражающих объектов, находящихся в том же разрешаемом
элементе, что и движущаяся цель, было бы идеальным решением
задачи СДЦ, особенно при наличии собственной скорости РЛС vc.
В системах с внутренней когерентностью vc приходится
специально компенсировать соответствующим смещением частоты
когерентного гетеродина, а это не так просто при изменении
собственной скорости и направления на объект. По этой причине
системы СДЦ с внешней когерентностью нашли применение в
РЛС, располагающихся на самолетах и космических аппаратах,
для выделения объектов, движущихся по поверхности суши или
моря.
Однако колебания, отраженные от множества неподвижных
отражателей (например, от земной поверхности), называемых
фоновыми, флуктуируют по амплитуде, частоте и фазе, поэтому
эффективность системы СДЦ с внешней когерентностью обычно
ниже, чем с внутренней. В результате биений сигнала движущейся
цели с отражениями от фона амплитуда импульсов движущейся
цели на выходе детектора будет изменяться с допплеровской
частотой, что и используется для выделения движущейся цели
(точно так же, как и в системе с внутренней когерентностью)
непосредственно на экране индикатора с линейной разверткой или
с помощью компенсирующего устройства.
Следует заметить, что в системах СДЦ с внешней
когерентностью отсутствие фона, т.е. опорных колебаний, может привести к
потере сигнала движущейся цели, если не принято надлежащих
мер, например автоматического отключения устройства СДЦ в
таких ситуациях.
6.3. Аналоговая и цифровая фильтрация
в системах СДЦ
Наиболее простым фильтром подавления пассивных помех
является череспериодный компенсатор (ЧПК), в котором
осуществляется череспериодное вычитание сигнала, т.е. из отраженных
сигналов, принимаемых в текущий период повторения,
вычитаются сигналы, задержанные с помощью линии задержки (рис. 6.3, а)
213
I *</)l"
Рис. 6.3. Структурная схема ЧПК (а) и его АЧХ (б)
на время τ3 = Тп. При вычитании сигналы неподвижных объектов,
амплитуда которых за период повторения не изменяется,
компенсируются, а сигналы движущихся объектов, амплитуда
которых изменяется с допплеровской частотой Fv, дают на выходе
компенсирующего устройства разность, величина которой
определяется набегом фазы за период повторения Δφ = 2nFvTn.
Нетрудно показать, что такой ЧПК представляет собой
гребенчатый фильтр подавления. Действительно, функцию передачи
можно записать в виде K(f) = 1 -е~-/2'1-'Тл.
Умножив и разделив это выражение на 2jejKfrn, получим
K(f) = 2jt-W* -Η = Ue-^- 8ίη(π/Τπ). (6.3)
Модуль функции передачи |A"(/)| (рис. 6.3, б), являющийся
АЧХ фильтра подавления, равен
|AT(/)| = 2|sinjtfrn|, (6.4)
так как \je~Jv;fT" 1 = 1.
Из формулы (6.4) видно, что \K(f)\ обращается в нуль на
частотах, кратных F„ = \/Тп. Таким образом, при периодическом
сигнале мешающие отражения от неподвижных объектов будут
полностью подавлены, поскольку имеют линии спектра как раз
на частотах nFn. Отсюда также видно, что если сигнал движущей-
ся цели имеет допплеровское смещение частоты Fv
= nF„,
214
то он также подавляется фильтром. Таким образом, скорости
целей, равные
vcn=nFn\H/2, (6.5)
будут «слепыми». При Fv = Fn условия наблюдения
движущейся цели наиболее благоприятные, т.е. радиальные скорости
цели, равные
vom = 7 ^Аи> (6.6)
являются оптимальными.
Эффективность СДЦ характеризуется коэффициентом
подавления помехи
J*„(/)d/
*п=^ , (6-7)
Jsn(/)|*(/)|2d/
о
который растет в случае череспериодной компенсации при
концентрации СП Μ помехи £,,(/) вблизи частот nF„.
При неподвижном объекте и бесконечной периодической
последовательности спектр имеет вид δ-функции на частотах nFn,
т.е. там, где \K(f)\ = 0. В этом случае А",, -> <*> и помеха полностью
подавляется.
В случае радиолокационного обнаружения в процессе обзора
принимаются пачки из N„m импульсов. При этом линии спектра
расплываются и полного подавления отражений от неподвижных
объектов ЧПК не обеспечивает.
Для лучшего согласования ширины провалов АЧХ фильтра
подавления со спектром помехи используют схему двухкратного
вычитания.
При включении последовательно двух схем ЧПК (рис. 6.4, а)
результирующая АЧХ находится по следующей формуле:
|^2(/)| = |^(/)|2 =48ίη2π/Τπ =2(1-οο8 2π/Τπ). (6.8)
Таким образом, провалы АЧХ (рис. 6.4, в) вблизи частот nF„
расширяются, что обеспечивает лучшее подавление помехи
с широкими гребнями спектра. Схема двухкратной ЧПК может
быть представлена иначе (рис. 6.4, б). Действительно из рис. 6.4, а
следует:
215
ί/.C)
τ3= Τπ —
+Ν
-Is
Δ,(/)
Ь-Т„
>
-1
U2(t)
Ш
τ4= 7ii
|Α(/)Ιί
ί/2(/) = Λ2(')
Рис. 6.4. Структурные схемы двухкратной ЧПК (а, б) и зависимость
модуля его коэффициента передачи (пунктир) от частоты (в)
Δ,(ί) = ί/,(0-^.(ί-7'„);
U2(t) = Al(t)-Al(t-Tn) = Ul(t)-2Ul(t-Tn) + Ul(t-2Tn), (6.9)
т.е. АЧХ этой схемы аналогична предыдущей.
Иногда схемы однократной и двухкратной ЧПК называются
соответственно двухимпульсной и трехимпульсной схемами
подавления.
Для оценки эффективности работы системы СДЦ кроме
упомянутого ранее коэффициента подавления помехи Кп
используется также коэффициент улучшения отношения сигнала к помехе
К.
с/п
с/Л,,
Ρ IP
' с.вх/ * п.вх
при прохождении режекторного фильтра.
Коэффициент улучшения Кс/п, который часто называют также
коэффициентом подпомеховой видимости, позволяет более полно
оценить эффективность работы системы СДЦ и поэтому
используется в качестве критерия рационального выбора числа звеньев и
значений весовых коэффициентов трансверсального
режекторного фильтра.
216
Форму спектра допплеровских частот пассивной помехи
обычно принимают колокольной (повторяющей форму
распределения Гаусса):
&i(/) = £nB(/)exp
/
2 Λ
2cl
£„„(/) ехр
8σ?
где σ„ — дисперсия радиальной составляющей скорости
мешающих отражателей; σ„ — дисперсия соответствующих
допплеровских частот спектра помехи, σ„
2σ„
л
ио„
В табл. 6.1 приведены ориентировочные значения СКО σ^
для некоторых мешающих отражателей.
Известна также эмпирическая формула СКО σ„ =0,011И/1·1,
связывающая σ леса со скоростью ветра W в диапазоне частот
3...24 ГГц.
Подсчитано, что при использовании трансверсального
фильтра с АЧХ вида //(/) = sin"(7t/Tn), равномерном распределении
скоростей целей, находящихся в точке облучения, и гауссовом
спектре допплеровских частот помехи в полосу подавления
фильтра попадает 20 % целей при η = 1; 38 % при η = 2 и почти
половина целей при η = 4. Таким образом, простое увеличение числа
звеньев фильтра ведет к чрезмерному расширению полосы режек-
ции и сужению полосы пропускания фильтра. Для уменьшения
потерь полезных сигналов целей необходимо рациональным
выбором η и величины весовых коэффициентов а стремиться
получить форму АЧХ фильтра, близкую к прямоугольной с
необходимой для подавления помех полосой режекции. Расчеты
показывают, что при η < 4 можно обеспечить требуемую АЧХ режекторно-
го фильтра СДЦ оптимальным выбором весовых коэффициентов.
Таблица 6.1
Вид мешающих отражателей
Холмы, покрытые лесом (безветрие)
Холмы, покрытые лесом (при ветре)
Морская поверхность в ветреный день
Дождевые облака
Помехи в виде облака лент (Chaff)
«V м/с
0,02
0,22
0,90
2,00
1,10
σ„, Гц
0,11
1,50
6,00
13,00
7,00
217
При наличии пассивных помех и флуктуационных шумов
схема оптимальной обработки периодического импульсного сигнала
в РЛС должна содержать три последовательно включенных
фильтра: фильтр, согласованный с одиночным импульсом;
гребенчатый фильтр накопления сигнала и гребенчатый фильтр
подавления помехи.
Необходимо обеспечить очень высокие требования к точности
и стабильности работы отдельных узлов и элементов системы СДЦ
и, в частности, к сохранению равенства τ3= Τπ в линии задержки
схемы ЧПК, а также к сохранению амплитуды и формы сигналов
в ее каналах. Для получения достаточно большого времени
задержки τ3 = Тп и сохранения формы импульса при его задержке в
аналоговых компенсаторах используют ультразвуковые линии
задержки с полосой Af„3 > Ι/ν Такие линии имеют большое
затухание (более 80 дБ), для компенсации которого в канал задержки
последовательно включается усилитель. Для идентичности
каналов такой же усилитель включается и в другой канал («не
задержанный»), а для выравнивания коэффициентов усиления
каналов еще и аттенюатор с затуханием, равным затуханию линии
задержки. Для эффективной работы схемы ЧПК баланс должен
поддерживаться при широком изменении условий эксплуатации,
что представляет достаточно сложную техническую задачу. В
результате аналоговые фильтры получаются дорогостоящими и
недостаточно надежными. Поэтому предпочтение отдается
цифровым фильтрам подавления. Перспективны также фильтры, в
которых роль линии задержки гребенчатого фильтра выполняют
приборы с зарядовой связью.
При цифровой обработке выборки сигнала, следующие с
интервалами дискретизации по времени, преобразуются с помощью
АЦП в коды (обычно двоичные) чисел, соответствующих
амплитуде выборок. Далее эти числа в цифровом процессоре
подвергаются весовой обработке в соответствии с алгоритмом решаемой
задачи.
Фильтр СДЦ является режекторным фильтром, вырезающим
из спектра частоты вблизи nFn, что обеспечивается, как показано
ранее, задержкой сигнала и весовым суммированием. В цифровом
виде просто осуществить задержку на несколько периодов
(большое ή) и сравнительно несложно управлять величиной весовых
коэффициентов, что позволяет не только оптимизировать АЧХ
фильтра подавления, но и управлять ею в соответствии с
изменением помеховой обстановки, т.е. создать адаптивную цифровую
систему СДЦ.
Рассмотрим структуру и передаточную функцию
нерекурсивного (без обратных связей) цифрового режекторного фильтра,
который чаще всего используется в системах СДЦ. Такие фильтры
называются также трансверсальными.
218
С помощью ^-преобразования передаточную (системную)
функцию любого нерекурсивного фильтра записывают в виде
K(z) = 1 + αχζ
■' +α2ζ2 + .·■ +α„ζ~
(6.10)
где ζ= expO'coO; ζ'1 — системная функция элемента задержки на
Тп, ζ'1 = ехр(-у'шГп); аи а2, ..., а„ — весовые коэффициенты.
Цифровой фильтр первого порядка имеет один весовой
коэффициент ах = -1 (остальные равны 0), и его передаточная
функция
Κ(ζ)=\-ζ~], (6.11)
что соответствует АЧХ однократного (двухимпульсного)
компенсатора
K(f) = 2\sm(n/Tn)\.
Цифровой фильтр с двумя весовыми коэффициентами я, = -2
и а2- 1 имеет АЧХ вида 4sin2(7t/Tn), т.е. соответствует двухкратной
(трехимпульсной) схеме ЧПК.
В общем виде структуру нерекурсивного режекторного фильтра
можно представить в виде лестничной схемы (рис. 6.5), состоящей
из элементов задержки на период повторения z~l, умножителей
на весовые коэффициенты и сумматора.
Выбором числа η и величины весовых коэффициентов щ, а2, ..., а„
можно получить желаемую АЧХ фильтра. Однако выбор η > 3 не
дает существенного увеличения коэффициента подавления.
Применение рекурсивных (с обратной связью) фильтров
позволяет улучшить АЧХ фильтра, не повышая его порядка. Так, в
рекурсивном фильтре первого порядка (рис. 6.6, а) применение
обратной связи с коэффициентом обратной связи β < 0 (т.е.
использование кроме нуля в точке ζ = 1 еще и полюса в точке ζ = β)
дает возможность расширить зону подавления вокруг частот nFn.
Действительно, передаточная функция такого фильтра имеет
вид
ί/.ω
т>
о
<ν>
4»-ΐ
U2(t)
Рис. 6.5. Лестничная схема нерекурсивного режекторного фильтра
219
K(Z) =
ζ-\
*-β'
Отсюда АЧХ рекурсивного фильтра (рис. 6.6, б)
\К(Л\
|sin(7i/Tn)|
yJ2 + 2$2-4$cos(2nfTn)
(6.12)
(6.13)
Таким образом, в рекурсивном фильтре первого порядка при
использовании лишь одного элемента памяти можно получить АЧХ
такую же, как и для нерекурсивного фильтра второго порядка,
причем изменением величины коэффициента обратной связи
можно изменять ширину зоны подавления. Это достигается за счет
циркуляции импульсов в цепи обратной связи.
На рис. 6.7, а представлена схема рекурсивного фильтра
третьего порядка, в котором выбором коэффициентов обратных
связей обеспечена форма АЧХ, близкая к прямоугольной (рис. 6.7, б).
Изменение весовых коэффициентов позволяет получить
оптимальное для решаемой задачи соотношение полосы прозрачности и
полосы подавления фильтра.
Дополнительные возможности управления формой АЧХ
открываются при использовании в рекурсивных фильтрах
двухсторонних обратных связей (вперед и назад). Следует заметить, что
задача получения желаемой формы АЧХ легче решается в цифровом
виде.
1*</)1
Рис. 6.6. Структурная схема рекурсивного режекторного фильтра первого
порядка (а) и его АЧХ (б)
220
0,04
(О
К(Л\
1,0
0,5
(
.
/
)
a
ΛΓ
Fn=\/Tn
б
f
Рис. 6.7. Структурная схема рекурсивного режекторного фильтра третьего
порядка (а) и его АЧХ (б)
Рассмотрим основные требования к выбору параметров
цифровой системы СДЦ на примере цифровой двухимпульсной
схемы подавления помех на нерекурсивном фильтре (однократная
цифровая ЧПК).
Структура такой системы от аналогового входа, на который
подается сигнал «](/) с выхода фазового детектора приемника,
до аналогового выхода, с которого импульсы движущейся цели
u2(t) и неподавленные фильтром остатки помехи поступают на
индикатор РЛС и вторичную обработку, если она предусмотрена,
представлена на рис. 6.8.
Импульсный элемент (ИЭ) осуществляет дискретизацию
видеоимпульсов И|(/), поступающих на вход схемы цифровой ЧПК
с выхода фазового (когерентного) детектора приемника РЛС.
Желательно выбрать период дискретизации Та таким, чтобы за время
длительности импульса ти иметь, по крайней мере, две выборки
сигнала, что сводит потери на дискретизацию к минимуму.
Далее с помощью АЦП амплитуда каждой выборки
преобразуется в соответствующий цифровой код (цифровое слово) с
учетом знака И|(0-
И|С)
Иа
τ
u\(kt)
АЦП
um
—tv.
—и
Память
г"1
1
н^
ЦАП
υ2(ή
Рис. 6.8. Структурная схема цифрового режекторного фильтра первого
порядка
221
С выхода АЦП код вводится в устройство цифровой памяти
(например, регистр) и с каждым тактом продвигается в нем на
величину Та. Через период повторения Тп задержанные цифровые
слова вычитаются из текущих значений выборок непосредственно
на выходе АЦП, и в результате вычитания происходит
компенсация импульсов помехи, представленных в цифровой форме. С
помощью ЦАП сигналы движущихся целей и остатки
неподавленных помех восстанавливаются в аналоговой форме для их
отображения на экране индикатора с яркостной модуляцией луча ЭЛТ.
Таким образом, видно, что рассмотренная цифровая схема
является эквивалентом однократной аналоговой схемы ЧПК.
Приведем некоторые соображения к выбору основных
параметров цифровой схемы ЧПК.
Так как число цифровых слов mQ за период повторения Тп дол-
1 2D
жно быть не менее mQ > -^- = ™ах, то объем памяти при
разута» _ -*-^тах
Т„ сТп
д
рядности слов г будет равен mcr. Число разрядов г определяется
необходимым числом уровней квантования пк = (wmax - umin)/Au
исходя из динамического диапазона сигнала (wmax- wmin) и шага
квантования Аи. При выборе Аи, равным среднеквадратическому
значению собственных шумов приемника ош, которое
ограничивает и величину wmin, получим шаг квантования Аи = wmin = ош. Отсюда
необходимое число уровней квантования nK = (итах- "т,п)/аш, а
требуемая разрядность АЦП
г = log2 λϊκ = 3,32lg"max~"min. (6.14)
Число разрядов г непосредственно влияет на качество работы
фильтра ЧПК. Как известно, при шаге квантования Дм дисперсия
шума квантования при равномерном распределении равна Аи2/12.
При вычитании происходит удвоение дисперсии шума
квантования, поэтому на выходе схемы ЧПК oJ,K =Au2/6.
Так как максимальная амплитуда напряжения помехи на входе
схемы ЧПК равна UnmliX = nKAu, а мощность помехи
соответственно (при входном сопротивлении 1 Ом) Рпш = U2maJ2 = (пкАи)2/2,
то отношение мощности помехи на входе цифрового фильтра ЧПК
к мощности шума на выходе
qn = p^^j^e = 3nl 6
σ^.κ 2Аи2
Это отношение характеризует качество работы цифрового
фильтра. Если выразить qn в децибелах, то получим соотношение
д„ =4,8 + 20 lg«K =4,8 + 6/-, (6.16)
222
характеризующее максимально возможное подавление помехи.
Разрядность АЦП г и соответственно емкость памяти Μ = тсг
выбирают таким образом, чтобы потери, связанные с
квантованием, сказывались на эффективности системы СДЦ меньше, чем
другие параметры РЛС, влияние которых на качество работы
системы СДЦ рассматривается далее.
Остановимся на проблеме так называемых «слепых» фаз и
связанных с этим потерь при СДЦ. В отличие от «слепых» скоростей,
возникающих при частотах допплеровского сдвига Fv, равных или
кратных Fn (рис. 6.9, а), «слепые» фазы возникают при F„ > Fv в
случаях, когда соседние импульсы сигналов движущихся целей (ДЦ)
имеют равные амплитуды (/, = /2 и /3 = /4 на рис. 6.9, б) и,
следовательно, будут частично подавлены одноканальным фильтром ЧПК.
Для устранения потерь используется двухканальная схема фильтра
ЧПК (рис. 6.10), состоящая из синхронного канала /и
квадратурного 0. На фазовые детекторы каналов опорные колебания
когерентного гетеродина подаются со сдвигом на π/2, благодаря чему
допплеровская огибающая сигнальных импульсов в квадратурном
канале сдвигается на π/2 (рис. 6.9, в). При суммировании цифровых
сигналов /и 0 на выходах каналов подавление сигналов устраняется.
При суммировании сигналов могут быть использованы
операции sjl1 + Q2 (соответствующие квадратичному детектированию)
и |/| + |0|/2, или |0| + |/|/2 (соответствующие линейному
детектированию).
Т, Q
Сигналы ДЦ Допплеровская
/^^\ огибающая
t 1 \ / 1 \ /1
а
А \\ А N А
ν*- и б //- /8
~ч<2, &•—ч U5 (к,"
К Л \ Л
Ч У Ч У
ftV- 'ft QS-^^'Q!
в
t
t
t
Рис. 6.9. Временные диаграммы, поясняющие возникновение «слепых» фаз:
а — «слепые» скорости при Fv = F„; б, в — «слепые» фазы в каналах / и Q
223
Сигнал
отУПЧ
Фазовый
детектор
АЦП
Память
3L
z$ Процессор
Когерентный
гетеродин
π/2
Канал /
Канал Q
Ж
Фазовый
детектор
АЦП
Память =$
ш
ПГ
> ЦАП
кИКО
Q На вторичную
обработку
Процессор
Рис. 6.10. Структурная схема двухканального фильтра ЧПК
Расчет показывает, что переход от одноканального фильтра
ЧПК к двухканальному дает уменьшение потерь за счет эффекта
«слепых фаз» от 2,8 до 13,7 дБ для вероятностей правильного
обнаружения от 0,5 до 0,9 соответственно и вероятности ложной
тревоги р„л = 10~6. Выигрыш зависит также от числа импульсов в
пачке и их флуктуации. Конечно, двухканальная схема фильтра
СДЦ сложнее одноканальной и требует поддержания фазового
сдвига опорных колебаний равным π/2, а также идентичности
АЧХ каналов.
Развитие цифровой техники позволило уже в середине 1970-х гг.
применять двухканальные фильтры СДЦ в аэродромных
обзорных РЛС, для которых надежное обнаружение движущихся
объектов в условиях разнообразных пассивных помех имеет важнейшее
значение.
6.4. Эффективность системы СДЦ
и ее зависимость от параметров РЛС
Для характеристики эффективности работы системы СДЦ
можно использовать введенный ранее (см. формулу (6.7))
коэффициент подавления пассивных помех К„. Однако более полной
характеристикой качества работы системы является коэффициент
улучшения отношения сигнал/помеха при прохождении фильтра
подавления
^с/п -
IP
(/ ' П.В
о /ρ
с.вх/ ' п.вх
(6.17)
где Рсвх и Р„вх, Рсвых и Яп.вых — мощности сигнала и помехи на
входе и выходе фильтра соответственно.
224
Этот коэффициент называется также коэффициентом подпоме-
ховой видимости.
Величина /ζ./π зависит от изменений спектра сигналов
движущихся целей и пассивных помех, вызванных движением
пассивных отражателей относительно друг друга и РЛС, вращением ДНА
при обзоре, нестабильностью частоты передатчика и
гетеродинов, частоты повторения и длительности импульсов РЛС, а
также других ее параметров.
Рассмотрим влияние указанных факторов на эффективность
систем СДЦ с череспериодной компенсацией сигналов и
необходимые требования к некоторым параметрам РЛС.
Стабильность частоты гетеродинов и генератора высокой
частоты. Разность фаз колебаний сигнала и когерентного гетеродина
(см. рис. 6.2) зависит от их частот (/и и fK), а также времени
распространения сигнального импульса до объекта и обратно
φ = 2π/„τ0 = 2π(/ΜΤ ± /κ)τΒ,
где /м г — частота местного гетеродина.
Знак плюс соответствует случаю/мг <fH и минус случаюУ„ T>f».
Если частота одного из гетеродинов изменится на Δ/за период
повторения Тп, то это вызовет дополнительный фазовый сдвиг
Δφ = 2πΔ/τΖ). При постоянстве скорости ухода частоты гетеродина
df/dt = const
Δ/= Udf/dt) и Δφ = 2πΔ/τ0= 2nTnxD(df/dt). (6.18)
Напряжения когерентного гетеродина UK и сигнала Uc
подаются на когерентный детектор, на выходе которого образуются биения
с напряжением
υ6=№ + υϊ + 2υκυοοοζφ, (6.Ι9)
где φ — разность фаз колебаний сигнала и гетеродина.
При условии UK »UC, т.е. Uc/UK = m « 1,
ί/β-ί/.
1 U Λ
I +—^COS(D
i/K(l+wcosq>). (6.20)
Дифференцируя U6 no φ, получим
: -m(JK sin φ = U6 sin φ.
di/6
При малых значениях Δφ < 0,06 можно перейти к конечным
приращениям, используя Δί/6 вместо dU5. Тогда dU6/U6o = A(psin<p.
В точках максимальной чувствительности системы к изменению
фазы sincp = 1 и AU6/U6o = Δφ.
Следовательно, изменение фазы на Δφ численно равно
относительному изменению амплитуды биений на выходе когерент-
225
ного детектора. Если при череспериодной компенсации уход
частоты приводит к изменению фазы за период Тп на Δφ, то на
выходе компенсатора появляются некомпенсированные остатки
мешающих сигналов неподвижных объектов (остаточный фон
помехи). Считая допустимым остаточный фон Δί/6/ί/6() = Δφ<0,06,
определим с помощью формулы (6.18) допустимую скорость
ухода частоты гетеродинов
(V.
dt
Д<Рд
1
Удоп
2πΓπτ£
0,06
2πΤπτ0 \00Τπτο 100το
(6.21)
Для Fn = 1 000 Гц и τ„ = 2D/ с = 500 мкс
'dp
dt
< 20 кГц/с. При
удоп
ЧПК имеет значение уход частоты за период повторения Тп, ко-
'dp
торый в рассматриваемом случае Afmn <
dt
Тп = 20 Гц. До-
Удоп
пустимая скорость ухода частоты может быть сравнительно легко
достигнута в когерентном гетеродине, работающем на сравнительно
низкой промежуточной частоте (десятки МГц), и с большими
трудностями — в местном гетеродине, работающем на высокой частоте
(более 1 000 МГц). Так, для обеспечения ухода частоты, не
превышающего Δ/= 20 Гц при работе местного гетеродина на частоте fMr =
= ΙΟ4 МГц (λκ= 3 см), допустима относительная нестабильность
АЛ
^-<2·10Λ
/м
Несмотря на то, что это значение кратковременной
нестабильности (за период Тп), обеспечить ее можно лишь применением
специальных мер стабилизации частоты местного гетеродина.
Когерентный гетеродин должен быть достаточно стабильным
не только по частоте, но и начальной фазе колебаний
(постоянство параметра фазирования), а его частотаУк точно равна
промежуточной /пч. При неточной настройке видеосигнал будет
содержать несколько периодов биений η = (/к - /пч)тн, что нарушит
работу компенсатора. Для нормальной работы необходимо
выполнение условия (fK -/пч) < 1 /(4ти), при котором в пределах
видеоимпульса укладывается не более четверти периода биений.
Требования к стабильности частоты генератора высокой
частоты ниже, чем к местному гетеродину, так как для генератора
существенным является уход частоты только за время длительности
импульса ти, значительно меньшей периода Тп. Для генератора
dt
Удоп
1
100τΗτβ
(6.22)
226
Следует заметить, что нестабильность частоты генератора
высокой частоты и гетеродинов не единственная причина
неполного подавления помехи. Фактически для получения остаточного фона
помехи, не превышающего уровня 0,06, к стабильности частоты
предъявляются еще более высокие требования. Дополнительно
накладывается требование максимально допустимого ухода частоты
за время длительности импульса (А/и)доп< 1/(4ти), что необходимо
для исключения изменений амплитуды сигналов неподвижных
объектов, вызванных биениями из-за различия частот в пределах
импульса.
Модулятор РЛС с СДЦ должен обеспечить заданную форму и
амплитуду модулирующих импульсов, стабильную длительность и
равенство периода повторения импульсов на выходе модулятора
периоду синхронизирующих импульсов Тп и времени задержки в
фильтре подавления (τ3= Τη). Обычно стремятся получить
прямоугольную форму модулирующих импульсов, так как при этом
легче выполнить условие неизменности частоты колебаний
генератора высокой частоты на протяжении импульса. При изменении
длительности импульса за период повторения на величину Δτ„
после вычитающего устройства остается нескомпенсированное
остаточное напряжение, допустимый уровень которого
определяет требования к стабильности ν
Влияние флуктуации амплитуды сигналов. Сигналы
неподвижных объектов обычно не имеют строго постоянной амплитуды из-
за флуктуации их эффективной площади рассеяния. Кроме того,
большинство мешающих объектов не являются совершенно
неподвижными (деревья, кусты, волны и т.п.) и отраженный ими
сигнал имеет доиплеровское смещение частоты. Поэтому даже при
идеальном выборе параметров системы СДЦ не удается
полностью избавиться от фона местных предметов. Кроме случайных
флуктуации амплитуды сигналов при работе РЛС в режиме обзора
сказывается также изменение амплитуды по закону,
определяемому формой сканирующей ДНА.
Отрицательное влияние изменений амплитуды сигналов,
отраженных от неподвижных объектов, может быть уменьшено, как
уже упоминалось, рациональным выбором амплитудной
характеристики приемного канала, использованием логарифмической
характеристики, ограничением сигнала и БАРУ.
Важное значение имеет также выбор величины напряжения
когерентного гетеродина UK и типа детектора. Наилучшие
результаты дает применение балансного (фазового) детектора при
равенстве сигнального и опорного напряжений (Uc = UK).
Собственное движение РЛС со скоростью vc приводит к смещению
частоты сигналов, отраженных элементарными отражателями,
зависящему от угла а0 между направлением движения РЛС и
осью ДНА:
227
F„ = —- cos αη.
λ °
Влияние флуктуации пассивной помехи, обусловленных
движением РЛС, превосходит влияние флуктуации, вызванных
другими причинами. Однако практически следует рассматривать
воздействие всех взаимодействующих факторов, что усложняет
задачу оценки эффективности систем СДЦ.
Из этого следует, что коэффициенты подавления помех Кп и
улучшения отношения сигнал/помеха Кс/П уменьшаются с ростом
остаточного фона на выходе схемы вычитания, обусловленного
изменением амплитуды сигналов
Это изменение происходит из-за флуктуации от элементарных
отражателей (Δί/Φ), сканирования ДНА (Δί/Α), движения РЛС (Δί/ς)
и нестабильностей параметров системы (AUHCT).
Коэффициент подавления помех К„ уменьшается и при
расширении спектра флуктуации. Коэффициент подавления помех Кп
однократной ЧПК при наличии флуктуации, вызываемых
движением элементарных отражателей и сканированием ДНА, не
превышает 30 дБ. При движении РЛС и отсутствии мер компенсации
vc значение К„ резко снижается.
Практика показывает, что хорошая наблюдаемость отметок
движущихся целей на экране обеспечивается при К„ = 25... 30 дБ,
что соответствует относительному остаточному фону помех (6... 3)%.
Из этого условия обычно и исходят при определении требований
к параметрам системы СДЦ.
При проектировании РЛС с СДЦ необходимо учитывать не
только подавление помех режекторным фильтром СДЦ, но и
прохождение через него полезных сигналов движущейся цели,
поэтому для оценки эффективности функционирования таких РЛС
и используют коэффициент улучшения отношения сигнала к
помехе Кс/П.
6.5. Методы повышения эффективности
систем СДЦ
Цифровая реализация схем формирования и обработки
сигналов позволяет существенно улучшить характеристики РЛС, в
частности их защищенность от пассивных помех. Для этого наряду с
применением сложных сигналов с внутриимпульсной
модуляцией и ФАР, обеспечивающих повышение пространственной
селекции целей, совершенствуют характеристики систем СДЦ. Для
повышения эффективности систем СДЦ современных РЛС приме-
228
няют различные методы. Некоторые из них уже рассматривались
ранее. Остановимся на используемых методах более подробно.
Устранение зон «слепых» скоростей. Из формулы
_ KnFn _ пК _ Fnn
2 2ТП 2/и
(где η — целое число) следует, что при радиальной скорости цели,
при которой допплеровское смещение равно или близко к
значению FVai, отраженные от такой цели сигналы будут подавлены
режекторным фильтром СДЦ и цель может быть не обнаружена
или потеряна, если такая ситуация будет продолжаться
длительное время. Чтобы устранить такое положение, можно изменить
несущую частоту излучаемых колебаний fH или частоту
повторения импульсов F„.
Этот способ, называемый вобуляцией частоты, применялся в
РЛС с аналоговыми схемами формирования и обработки
сигналов. С внедрением цифровых методов формирования и обработки
более целесообразно применять дискретное изменение
временного интервала между излучаемыми импульсами. Такое изменение
может производиться с различной периодичностью: от импульса к
импульсу; через период сканирования ДНА; через интервалы
времени, равные половине длительности пачки импульсов ΝΠΆ4Τπ/2,
принимаемых от объекта в процессе обзора. Важно при этом свести к
минимуму отрицательное влияние эффекта «слепых» скоростей.
Часто для этого используют ступенчатое изменение интервала
между зондирующими импульсами Гот импульса к импульсу
(которое обычно называют ступенчатым изменением частоты
повторения). Если интервалы между импульсами имеют величину Ти
Т2, ..., Т„ и для последующих η импульсов такое чередование
повторяется, то при весовых коэффициентах а, трансверсального
фильтра его АЧХ можно записать
//(/) = а0 +а^2пЛ'< +a2eJ2nfri + ... + a„ej2nfr«.
Если соотношение между 7) выбрать из условия щТ\ = п2Т2- ... =
= η„ΤΛ, где множители я, не имеют общего делителя, то первое
значение «слепой» скорости будет vicn = щ ——, т.е. оно будет в п{
2Т\
раз больше, чем при постоянном Т\. При этом провалы в АЧХ,
соответствующие частным значениям «слепых» скоростей,
отнесенных к периодам Т-„ будут незначительны. Так, при
соотношении периодов «ι = 25, п2 = 30, я3 = 27, я4= 31, т.е. пср = 28, АЧХ
такого четырехзвенного фильтра будет иметь провалы,
соответствующие «слепым» скоростям, примерно в яср раз реже, а их
значение не будет превышать 7 дБ при весовых коэффициентах
фильтра я, = ± I.
229
Конечно коэффициент подавления помехи при таком
ступенчатом изменении периода несколько снижается, однако
уменьшение потерь в обнаружении целей из-за «слепых» скоростей
значительно повышает эффективность системы СДЦ при сравнительно
простых трансверсальных фильтрах.
Изменение частоты повторения от обзора к обзору легче
осуществляется и позволяет решить задачу подавления отражений
от мешающих объектов, расположенных на дальностях D > сТп/2.
Сигналы, отраженные от этих объектов, появляются за
пределами данного периода повторения. При этом обычно используют
две частоты повторения: Fnl и Fn2, чередующиеся через время
сканирования ДНА. Однако снижение влияния «слепых»
скоростей при этом значительно меньше, чем при ступенчатом
изменении периода от импульса к импульсу, и требует значительно
большего времени наблюдения. Смена частоты повторения через
время, равное половине длительности пачки, занимает
промежуточное положение, т.е. требует меньшее время для выхода из
зоны «слепой» скорости. Эффективность применения этого
метода существенно повышается при его использовании совместно
с применением набора допплеровских фильтров и карты
мешающих отражений.
Набор допплеровских фильтров. Использование набора из N
фильтров, частотные характеристики которых перекрывают доппле-
ровские частоты в пределах от 0 до Fn, позволяет разделить
сигналы по допплеровскому приращению частоты, т.е. разделить
объекты по их радиальной скорости. При этом появляется
возможность измерить эту скорость. За счет узкополосности
допплеровских фильтров улучшается и отношение полезного сигнала к
шуму.
Для получения N пересекающихся АЧХ может быть
использован рассмотренный ранее трансверсальный фильтр с N отводами
и η = N - 1 элементами (линиями) задержки с τ3 = Т„, но с
применением комплексных весовых коэффициентов. Эти
коэффициенты изменяют не только амплитуду, но и фазу сигналов на
отводах перед их суммированием. Часто при формировании набора АЧХ
используется только изменение фазы весовых коэффициентов с
шагом Δφ = 2π/ N. В этом случае с помощью преобразования Фурье
суммарного сигнала на к-м отводе можно получить АЧХ к-го
фильтра, описываемую выражением
( к V
230
|"к(/)|
£e-^-.)(yr.-t)
/=1
sin
sin
Ширина основного лепестка такой АЧХ на нулевом уровне
2 2F
равна = —-, а на уровне половинной мощности примерно
0,9Fn/ N. На рис. 6.11 представлены АЧХ набора из фильтров N= 8
2пк
при фазовых весовых коэффициентах . На рис. 6.11 изображе-
sin Nx
ны только основные лепестки АЧХ. Однако функция име-
sinx
ет большие боковые лепестки (первый имеет величину только на
13,2 дБ меньше основного). Боковые лепестки ухудшают
селективные способности такого набора. Выбором весовых
коэффициентов (изменением не только фазы, но и амплитуды
суммируемых сигналов) удается снизить отрицательное влияние боковых
лепестков. В этом отношении более эффективен рассмотренный
ранее фильтр ЧПК, который при меньшем наборе фильтров (N= 3)
дает сравнимую величину A"cn. Для использования преимуществ
того и другого методов борьбы с пассивными помехами иногда
применяют последовательное включение набора допплеровских
фильтров и фильтра ЧПК.
Следует заметить, что при использовании БПФ для
формирования АЧХ набора фильтров целесообразно выбирать N равным
целой степени 2. Часто используют значение N = 23 = 8, для
которого на рис. 6.11 изображены АЧХ набора допплеровских
фильтров.
Формирование карты мешающих отражений. Формирование
карты мешающих отражений в оперативном запоминающем
устройстве является одним из способов стабилизации уровня ложных
тревог путем автоматической установки порога обнаружения в
01 2345678 0'
там
° FJN TFJN f
Рис. 6.11. АЧХ набора допплеровских фильтров
231
соответствии с усредненным уровнем сигнала за предыдущие
обзоры, записанные для каждого элемента (или группы элементов)
разрешения, где пороговый уровень превышен. Эти усредненные
сигналы в памяти и носят название карты мешающих отражений,
поскольку усредненные сигналы сохраняются в тех элементах
разрешения, в которых размещаются отражатели, по крайней мере,
в течение времени усреднения. Такая карта облегчает подавление
отражений от земной поверхности и местных предметов, дающих
устойчивые отражения в одних и тех же элементах разрешения.
При этом используется межобзорная корреляция таких
отражений для отделения их от флуктуирующих помех путем
установления порога радиальной скорости объекта, ниже которого
отражения от объекта считаются мешающими.
Пороговое значение скорости, время хранения карты и
постоянная времени сглаживания при необходимости могут
регулироваться оператором на основе изображений на экране ИКО.
Достаточно универсальной является трехканальная схема
обработки сигналов в РЛС, содержащая канал без компенсации,
канал с подавлением отражений от местных предметов и канал с
адаптивным подавлением отражений от гидрометеоров.
Основой системы является карта помех, частично обновляемая
с каждым обзором, и определение допплеровского сдвига для
каждого элемента разрешения. Полученная информация
используется для автоматической подстройки полосы режекции
адаптивного фильтра подавления помех. Обновляемая карта помех
используется также для адаптации порога обнаружения с целью
стабилизации уровня ложных тревог. В системе предусмотрено
считывание из памяти значений весовых коэффициентов фильтра
подавления, соответствующих текущему значению временных
интервалов между импульсами сигнала при изменении периода
повторения зондирующих импульсов, что позволяет
максимизировать коэффициент подавления помех системой.
Конечно, для реализации этих функций вычислительное
устройство системы должно иметь достаточную емкость памяти и
быстродействие.
Универсальный обнаружитель движущихся целей. В условиях
воздействия разнообразных пассивных помех надежное выделение
сигналов движущихся целей, скорости которых изменяются в
широких пределах, возможно только при совместном использовании
рассмотренных способов повышения эффективности работы
системы СДЦ. Впервые такой комбинированный обнаружитель
(MTD — Moving Target Detector) был применен в американской
РЛС КО. Обнаружитель РЛС содержит канал подавления
отражений от местных предметов и метеообразований, состоящий из
фильтра ЧПК и набора из восьми допплеровских фильтров, и
канал формирования карты мешающих отражений. Такая карта
232
позволяет осуществить адаптивное управление пороговыми
уровнями обнаружения в отдельных элементах (или группах соседних
элементов) разрешения по дальности, азимуту и радиальной
скорости. Упрощенная структурная схема комбинированного
обнаружителя представлена на рис. 6.12. На вход схемы обнаружителя
сигнал поступает с выхода приемного устройства, в котором
после УПЧ сигналы детектируются синхронным / и квадратурным Q
фазовыми детекторами. После преобразования в цифровую форму
десятиразрядным АЦП и операции суммирования yjl1 +Q1
сигналы подаются на двухканальный обнаружитель. В первом канале
фильтр ЧПК осуществляет подавление пассивных помех с доп-
плеровскими приращениями в окрестности нулевых значений.
Набор допплеровских фильтров с последующим взвешиванием и
сравнением с адаптивным порогом позволяет отделить сигналы
целей с малыми допплеровскими приращениями (при движении
цели по траектории, перпендикулярной направлению на РЛС)
от сигналов, вызванных отражениями от дождя, стаи птиц или
растительности.
Второй канал включает фильтр «нулевой» скорости,
выделяющий сигналы с малыми допплеровскими сдвигами, которые
после обработки в фильтре формирования карты мешающих
отражений запоминаются в ячейках памяти. При этом и создается
электронная «карта помех», позволяющая управлять пороговыми
уровнями соответствующих элементов разрешения.
Ч исло таких элементов определяется диапазоном изменения
дальности D, азимута α и радиальной скорости vr, а также разрешением
по этим параметрам AZ)min, ADamin и Avrmi„. Для рассматриваемой РЛС
D измеряется от 0 до 75 км, ADmin « 90 м и число разрешаемых
элементов по дальности ηр =
Дг
АД,
75 Ю3
90
= 850. По азимуту шаг дис-
W
С выхода
приемника
73
Фильтр
ЧПК
=>
Фильтр
«нулевой»
скорости
Набор
из восьми
допплеровских
фильтров
iz
Формирователь
карты
мешающих
отражений
—<S Устройство
φ
взвешивания
SZ
Пороговое
устройство
,> Память
Устройство
отображения
Рис. 6.12. Структурная схема комбинированного обнаружителя
233
кретизации Δα выбран равным 0,75°, что при круговом обзоре дает
па = = 480 элементов. Таким образом, сектор обзора РЛС по
дальности и азимуту делится на nDa = nD ■ па = 850 · 480 = 4 · 105
элементарных ячеек.
На одной дальности в течение времени поворота антенны на
Δα излучается 10 импульсов с частотой повторения F„\, следующие
10 импульсов — с частотой Fll2. Затем снова Fnl и т.д. Время
излучения пачки из 10 импульсов с постоянной частотой повторения
является интервалом когерентности. Именно в таком интервале
осуществляется обработка сигналов в фильтре ЧПК и наборе доп-
плеровских фильтров, позволяющих выделить восемь полос в
спектре допплеровских приращений в окрестности нулевых частот. При
смене частоты повторения импульсов сигнал цели, движущейся
с малой радиальной скоростью, не только проходит через фильтр
ЧПК, но также через один из допплеровских фильтров набора.
Это значительно улучшает надежность обнаружения полезного
сигнала движущейся цели, тем более что при такой обработке
устраняются мешающие отражения, вызванные предыдущими
зондирующими импульсами, задержка которых превышает Тп.
Весовая обработка в первом канале обнаружителя позволяет
снизить величину боковых лепестков АЧХ набора допплеровских
фильтров, что улучшает разрешение по радиальной скорости.
Дополнительно улучшение селективных характеристик
обнаружителя обеспечивает управление (адаптацию) пороговыми уровнями
при изменении помеховых условий и параметров движения целей.
Для этого используется карта помех, формирование которой
происходит во втором канале обнаружителя, состоящем из так
называемого фильтра «нулевой» скорости, схемы формирования
карты мешающих отражений и устройства памяти, хранящего эту
периодически обновляемую электронную карту.
Фильтр нулевой скорости позволяет выделить сигналы с
малыми допплеровскими приращениями, вызванные не только
мешающими отражателями, но и воздушными судами (ВС),
траектории которых пересекают направление на РЛС. Различие
сигналов цели и помех заключается во времени их существования в
данном элементе разрешения. Для каждого из элементов
разрешения определяется уровень сигнала, записываемый в
соответствующую ячейку памяти. Этот уровень устанавливается путем
накопления сигналов за десять оборотов антенны, причем на каждом
обороте добавляется 1/8 напряжения на выходе фильтра
«нулевой» скорости.
Таким образом, для неподвижного объекта, расположенного в
данном элементе разрешения, напряжение за десять оборотов ан-
234
тенны достигает уровня, установленного для помехи, тогда как
ВС, имеющее радиальную скорость, близкую к нулевой, при
движении по траектории, перпендикулярной к направлению на РЛС,
будет находиться в данном элементе пространства сравнительно
небольшое время и накопления сигнала в соответствующей
ячейке памяти не произойдет. Это позволяет исключить или сильно
ослабить подавление полезных сигналов движущихся целей в
подобных ситуациях.
На выходе схемы обнаружителя формируется цифровой сигнал,
код которого содержит координаты и скорость цели для тех
элементов разрешения, где в данное время находится цель. Для
формирования усредненных оценок на выходе обнаружителя
предусмотрен процессор, интерполирующий получаемые данные по
дальности, азимуту и скорости.
Оцениваются также амплитуды сигналов, что позволяет
отделить сигналы, отраженные от ВС, от более слабых сигналов,
вызванных отражениями от птиц или насекомых, при одинаковых
значениях радиальных составляющих скорости их движения.
Дальнейшая фильтрация данных осуществляется при вторичной
обработке в компьютере, при которой вычисляются траектории
движения целей в секторе обзора РЛС. Эти траектории
воспроизводятся на экране дисплея или И КО, позволяя оператору
выделить те, которые соответствуют движению ВС.
С развитием цифровых технологий алгоритм и схемы
обработки сигналов обнаружителей непрерывно совершенствуются,
однако основные принципы их построения в основном сохраняются.
Влияние собственной скорости перемещения РЛС на
эффективность СДЦ. При расположении РЛС с системой СДЦ на
движущемся носителе (корабль, самолет) задача выделения сигналов
ДЦ на фоне мешающих отражений сильно усложняется, так как
отраженные сигналы объектов получат допплеровское смещение
частоты за счет собственной скорости носителя РЛС vQ.
При сканировании ДНА РЛС изменяется не только величина
допплеровского смещения Fv вместе с изменением радиальной
составляющей собственной скорости, но и ширина спектра доппле-
ровских частот.
Для упрощения рассмотрим расположение РЛС кругового
обзора на движущемся корабле при обнаружении морских
объектов, когда направление на неподвижный отражатель (точка О на
рис. 6.13) определяется только азимутом. Если в рассматриваемый
момент ось вращающейся ДНА составляет с вектором скорости vc
угол а, а направление на объект (в пределах ширины ДНА αΛ) с
ее осью угол Δα, то допплеровское смещение частоты
Ка =T^cos(a-Aa),
235
Рис. 6.13. Схема для определения допплеровского смещения при
вращении ДНА РЛС
а ширина допплеровского спектра на уровне половинной
мощности
AF„ = —- α. sin α.
να Λ Λ
Как уже упоминалось, задача выделения сигнала ДЦ в этой
ситуации может быть решена при использовании в качестве
опорных колебаний сигналов, отраженных неподвижными объектами,
т.е. системы СДЦ с внешней когерентностью. Такая система
позволяет автоматически устранить влияние собственной скорости
РЛС, но обладает низкой эффективностью из-за неустойчивости
опорных колебаний.
Поэтому предложен ряд методов компенсации влияния
собственной скорости применительно к системам СДЦ с внутренней
когерентностью, позволяющих получить достаточную
эффективность функционирования таких систем при движении РЛС.
Первый из таких методов разработан для самолетных обзорных
РЛС и заключается в подстройке когерентного гетеродина
системы СДЦ под усредненную частоту сигналов, отраженных на
протяжении некоторого отрезка дальности неподвижными
объектами или окружающими ДЦ облаками, морскими волнами.
Другой, более эффективный, метод компенсации влияния
собственной скорости РЛС (DPCA — Displaced Phase Center Antenna)
заключается в периодическом смещении фазового центра
антенной системы при передаче и приеме сигнала. Рассмотрим этот метод
на примере антенны с двумя смещенными ДН (как при равносиг-
нальном методе пеленгования).
При излучении зондирующих импульсов используется
суммарная ДНА, т.е. импульсы излучаются одновременно обоими
излучателями, а при приеме отраженных сигналов образуется сумма
236
или разность из суммарного и разностного сигналов по правилу
Uc±jkUp. Здесь у означает сдвиг фазы разностного сигнала на π/2,
а весовой коэффициент к зависит от скорости носителя vc,
частоты повторения импульсов РЛС F„ и угла α между вектором
скорости vc и осью вращающейся ДНА (см. рис. 6.13), при этом знак
суммирования изменяется через период Тп. При череспериодном
вычитании получаемых сигналов происходит компенсация доппле-
ровского смещения собственной скорости, если весовые
коэффициенты изменяются в соответствии с формулой
4Г
к = —- sin α,
где dA — размер апертуры антенны.
Таким образом теоретически можно скомпенсировать влияние
собственной скорости РЛС на эффективность подавления
мешающих отражений. На практике, однако, эффективность
снижается за счет изменения амплитуды сигналов при сканировании, из-
за наличия боковых лепестков ДНА, изменения ширины доппле-
ровского спектра отраженных сигналов при сканировании ДНА.
Применение ФАР позволяет снизить потери эффективности
путем изменения формы ДН в зависимости от изменяющейся по-
меховой обстановки в процессе обзора. При этом создается
пространственно-временной фильтр подавления нежелательных
отражений. При наличии необходимого вычислительного ресурса
бортовой ЭВМ и многоэлементной ФАР принципиально
возможно создать адаптивную систему СДЦ, сохраняющую достаточно
высокую эффективность и при движении РЛС.
Действие такого адаптивного пространственно-временного
фильтра заключается в изменении положения нулей (провалов)
ДНА ФАР в зависимости от величины допплеровского смещения
принимаемых сигналов так, чтобы мешающие отражатели
оказались на нулевых направлениях и сигналы, отраженные от них,
были подавлены или существенно ослаблены. При этом
одновременно осуществляется изменение весовых коэффициентов а„к
трансверсальных фильтров (рис. 6.14), которые включены на
выходе каждого из /V элементов (Э) ФАР.
В процессе обзора РЛС происходит сравнение сигналов на
выходах каждого из А" фильтров с напряжением на выходе суммато-
К N
pa UL = ^^a„kU„k для установки весовых коэффициентов филь-
тров а„к, обеспечивающих максимальное отношение сигналов ДЦ
к помехе. Одновременно происходит изменение амплитуды и фазы
сигналов в цепи элементов ФАР для обеспечения
пространственной фильтрации, способствующей подавлению мешающих
отражений.
237
Рис. 6.14. Структурная схема адаптивного пространственно-временного
фильтра
Это сильно упрощенная схема работы
пространственно-временного фильтра, конфигурация которого на практике зависит
от условий работы РЛС, типа обнаруживаемых целей, возможных
траекторий их движения, помеховой обстановки в пространстве
обзора РЛС и ее изменений в процессе обзора.
6.6. Импульсно-допплеровские РЛС
В сложных условиях работы самолетных РЛС, возникающих при
необходимости обнаружения и определения параметров
движения целей на фоне разнообразных интенсивных мешающих
отражений с широким диапазоном допплеровских смещений
частоты, оказывается целесообразным использование импульсно-
допплеровских РЛС с высокими и средними частотами
повторения импульсов.
В отличие от рассмотренных когерентно-импульсных РЛС с
системой СДЦ, частота повторения импульсов которых Fn
выбирается сравнительно низкой (Fn = 300...3 000 Гц) из условия
однозначного измерения дальности D в заданных пределах:
F =_L c
" Τ < 2D '
частота повторения импульсно-допплеровских станций с
высокой Fn выбирается из условия однозначного измерения скорости:
238
4 Fn > Fvmm = 2vrimx/XH, и отсутствия зон «слепых» скоростей в
заданных пределах.
Импульсно-допплеровские РЛС со средними частотами
повторения занимают промежуточное положение и, естественно,
имеют преимущества и недостатки по сравнению с РЛС с низкими и
высокими частотами повторения.
Далее кратко рассматриваются особенности построения и
эксплуатации РЛС с высокой и средней частотами повторения F„.
РЛС с высокой частотой повторения. Применение высокой F„
оказывается наиболее целесообразным в самолетных РЛС при
обнаружении целей при наличии мешающих отражений от
подстилающей поверхности (поверхности суши или моря, над
которыми пролетает самолет или другой носитель РЛС). На рис. 6.15
представлена ДНА самолетной обзорной РЛС в момент, когда
главный лепесток сканирующей ДНА отклонен вниз и по
направлению полета носителя. Также показан веер боковых лепестков,
занимающих широкий угловой сектор, что сильно усложняет поме-
ховую обстановку за счет приема мешающих сигналов по
боковым лепесткам.
Рассмотрим спектр излучаемых и принимаемых РЛС сигналов
при несущей частоте импульсов f„, длительности импульсов ти и
частоте их повторения F„. При сканировании ДНА получается пачка
импульсов, огибающая которой определяется формой ДНА, а
число импульсов в пачке УУпач и ее длительность Гпач шириной
основного лепестка ДНА аА и угловой скоростью сканирования Ω.α:
ТШл - «л/^а = ΝηΆ4Τη. Длительность пачки определяет ширину
линии спектра пачки излучаемых импульсов, основная часть
которого (до первых нулей) представлена на рис. 6.16.
Вид спектра отраженных сигналов гораздо сложнее, так как
зависит от параметров отражателей, их радиальных скоростей
относительно движущейся антенны и положения относительно оси
главного лепестка и боковых лепестков сканирующей ДНА. На
рис. 6.17 представлена упрощенная картина спектра сигналов на
входе приемника РЛС, перемещающейся параллельно
подстилающей поверхности со скоростью vc, с учетом допплеровских сме-
Главный
Подстилающая поверхность
/7777777777777777777777^777777777777777777^
Рис. 6.15. ДНА самолетной РЛС обзора подстилающей поверхности
239
1/<лиЛ)
/ * \
/и"'Ли /и-^i /и /и + ^п /и+ΙΛ. /
Рис. 6.16. Спектр пачки импульсов, излучаемых РЛС
щений частоты линии спектра Fv. При этом несмещенными
остаются только линии спектра сигналов, отраженных от
поверхности непосредственно под самолетом (при условии горизонтального
полета радиальная составляющая скорости кс=0и F„= 2vc/XH= 0).
Поскольку боковые лепестки ДНА занимают широкий угловой
сектор, то линии спектра расположены в интервале частот в
пределах допплеровских смещений частоты сигналов, пришедших по
боковым лепесткам ±FV = ±2vQ/XH, определяемых собственной
скоростью РЛС относительно подстилающей поверхности (путевой
скоростью носителя). При этом амплитуда частотных составляющих
изменяется, как и их положение на оси частот. Для простоты
спектр мешающих отражений показан на рис. 6.17 в виде
сплошного распределения с одинаковой плотностью. Такая картина
недалека от реальной, так как в РЛС коэффициент заполнения
Кз = τα/Τπ иногда достигает 0,5 и каждая точка подстилающей
поверхности облучается большим числом импульсов, что и
создает сплошной фон мешающих отражений. Это обстоятельство
существенно повышает требования к коэффициенту улучшения
отношения сигнала к помехе А^./п при обработке сигналов и
допустимому уровню боковых лепестков ДНА.
Тогда возникает вопрос: «В чем же заключаются преимущества
импульсно-допплеровских РЛС с высокой Fn?» Эти преимущества
Отражения
от подстилающей
поверхности
Мешающее
отражение
по боковому
лепестку
Мешающее
отражение
по главному
лепестку
f*-F„
fn-lvJX» f„ fK + 2vJXK f„ + Ft
Чш
L + Fn
Рис. 6.17. Спектр сигналов на входе приемника РЛС, перемещающейся
параллельно подстилающей поверхности
240
заключаются в большом частотном интервале допплеровских
приращений, свободном от мешающих отражений, и отсутствии зон
«слепых» скоростей в отличие от РЛС с низкой частотой
повторения. Важным преимуществом РЛС с высокой F„ является
однозначность при определении скорости целей.
Основными недостатками таких РЛС являются необходимость
создания антенн с очень низким уровнем боковых лепестков, а
также определенные трудности при решении задачи разрешения
многозначности при измерении дальности.
При выборе частоты повторения F„ таких станций основным
является выполнение условия однозначного измерения скорости
целей в заданном диапазоне:
'п — * ν max — ^^с max/ ^и*
Для РЛС истребителей-перехватчиков наиболее приемлем
трехсантиметровый диапазон волн, позволяющий получить
необходимые точность и разрешающую способность по угловым координатам
при допустимых размерах антенны. При λ„ = 3 см условие
однозначности измерения скорости выполняется при Ftl = 100...300 кГц.
Для самолетных РЛС обзора земной поверхности выбор Fn
определяется скоростью носителя vc и скоростью движущихся целей
1>Дц относительно подстилающей поверхности. Однозначные
измерения скорости гарантируются при Fn >—— +—-. Это усло-
вие также выполняется при выборе F„ в указанных ранее
пределах.
Для фильтрации допплеровских приращений сигналов
используется набор допплеровских фильтров, перекрывающих
частотный интервал возможных допплеровских смещений.
Выбор частот повторений Fn усложняется необходимостью
разрешения неоднозначности, возникающей при высоких F„ при
измерении дальности целей. Для этого надо иметь, по крайней
мере, две частоты повторения. Однако более надежное устранение
неоднозначности гарантируется при трех частотах повторения, если
их величины находятся в целочисленных соотношениях при
отсутствии общего делителя этих величин.
Для РЛС с высокой Fn актуальна также проблема потерь,
вызванных запиранием приемника на время излучения импульсов.
При увеличении Fn неизбежно увеличивается и время
прекращения приема сигналов, что следует учитывать при выборе F„, так
как временные потери снижают дальность действия РЛС. Для ее
сохранения возникает необходимость повышения
энергетического потенциала РЛС, который оценивается произведением
излучаемой мощности Р„ на величину эффективной площади апертуры
антенны А„, как это следует из уравнения дальности РЛС. Конеч-
241
но, это связано с усложнением и увеличением стоимости РЛС,
поэтому целесообразно рассмотреть функциональные возможности
импульсно-допплеровских РЛС со средними F„.
РЛС со средней частотой повторения. Такие РЛС используются
на самолетах, работают в трехсантиметровом диапазоне с
частотами повторения 5...30 кГц и сочетают преимущества и
недостатки РЛС с низкими и высокими частотами повторения.
Прежде всего следует констатировать наличие неоднозначности, а
также «слепых» зон и по дальности, и по скорости. Сокращается
при этом и зона допплеровских смещений, свободная от
мешающих отражений, что имеет место при высоких Fn. Несмотря на
очевидные недостатки использование РЛС со средними
частотами повторения в некоторых случаях оказывается
целесообразным.
Для пояснения обратимся к рис. 6.17. Ясно, что с понижением
Fn сократится интервал, свободный от мешающих отражений
(поскольку сблизятся линии спектра), что ухудшит условия
обнаружения целей, движущихся с большими скоростями (истребители
на встречных курсах). Однако с понижением Fn улучшаются
условия обнаружения целей, имеющих меньшие скорости относительно
РЛС (морские и наземные объекты, воздушные цели со стороны
хвоста истребителя), поскольку при снижении Fn снижается и
уровень мешающих сигналов, приходящих по боковым
лепесткам, так как уменьшается число импульсов, принимаемых по
каждому из лепестков. Таким образом, выбор средней частоты
повторения Fn целесообразен для РЛС «защиты хвоста» на истребителях
и РЛС обзора земной поверхности.
Наряду с фильтрацией по допплеровскому смещению
применяется стробирование приемника по дальности. Это
позволяет подавить сильные отражения вблизи несущей частоты (в
области центрального выброса на рис. 6.17, соответствующего
сигналам, отраженным от подстилающей поверхности
непосредственно под самолетом) и тем самым облегчить условия
обнаружения сигналов «медленных» целей в окрестности
центрального выброса.
Наиболее сложной задачей при средних значениях частоты
повторения является разрешение неоднозначности по дальности и
скорости. Для гарантированного устранения неоднозначности трех
частот повторения (как в случае высоких значений F„) уже
недостаточно. В широком диапазоне измерения дальности и скорости
однозначность может быть обеспечена при наличии в РЛС семи
или восьми частот повторения, что существенно усложняет
передатчик и устройство обработки РЛС. Достаточно сказать, что
смена частот повторения импульсов заставляет менять и их
длительность, чтобы сохранить постоянной среднюю мощность
генератора высокой частоты.
242
Для сохранения согласованной обработки импульсов
изменение их длительности вынуждает изменять и полосу пропускания
приемника.
Как и в случае РЛС с высокой частотой повторения F„,
эффективная работа импульсно-допплеровской РЛС со средней
частотой повторения возможна только при очень низком уровне
боковых лепестков ДНА.
Таким образом, применение средних частот повторения
целесообразно только при решении определенных задач, когда
надежное обнаружение целей не может быть достигнуто РЛС с
низкой частотой повторения и наличием системы СДЦ или импуль-
сно-допплеровскими РЛС с высокой частотой повторения.
Кроме РЛС истребителей-перехватчиков, работающих в
трехсантиметровом диапазоне, высокая частота повторения
импульсов успешно используется в станциях радиолокационной
разведки десятисантиметрового диапазона AWACS (Airborne Warning And
Control System).
Необходимо обратить внимание на сложность и высокую
стоимость импульсно-допплеровских РЛС с высокой и средней
частотами повторения импульсов, в связи с чем их использование
оправдано только в случаях сложной помеховой обстановки,
когда надежное наблюдение целей невозможно обеспечить РЛС с
низкой частотой повторения и системой СДЦ.
6.7. Самолетная РЛС обнаружения воздушных
и наземных целей
При выборе параметров самолетной РЛС обнаружения
воздушных и наземных целей при наличии разнообразных мешающих
отражателей перед разработчиком возникает ряд
принципиальных вопросов. Например, какую частоту повторения импульсов
выбрать, поскольку от ее выбора зависит построение РЛС и в
конечном счете эффективность выполнения ею заданных функций
при приемлемых экономических показателях.
Остановимся подробнее на примере выбора F„ самолетной РЛС
обнаружения движущихся целей в передней полусфере. Ясно, что
условия обнаружения воздушных и наземных целей при этом
различны. При обнаружении воздушных целей мешающие отражения
от подстилающей поверхности воздействуют в основном по
боковым лепесткам ДНА, и рациональным выбором ее формы и
метода обзора пространства эти помехи можно свести к приемлемому
уровню.
Сложнее обстоит дело при обнаружении целей, движущихся
по поверхности суши или моря под самолетом, а также
воздушных целей, расположенных ниже носителя РЛС. В этих случаях
243
мешающие отражения будут приниматься и по основному
лепестку ДНА, и их мешающее воздействие будет максимальным. Это
обстоятельство предопределяет выбор такой F„, которая дает
возможность надежного обнаружения цели в таких ситуациях.
Наиболее трудные условия возникают при обнаружении цели
малых размеров, движущейся по поверхности Земли.
Оценим требуемую величину коэффициента подавления
отражений от подстилающей поверхности с коэффициентом
обратного рассеяния γ = 0,05 при обнаружении танка с ЭПР ац = 4 м2.
Предположим, что дальность цели от РЛС D= 150 км, а РЛС
имеет ДНА карандашного типа шириной аА = 2° (рис. 6.18).
Отношение мощности мешающих отражений Рп к мощности сигнала цели
Рс можно найти по формуле
Рп _πγ(αΑΖ))2
где —(αΑΖ))2 — площадь поперечного сечения симметричной ДНА
шириной аА на расстоянии D. При аА = 2° и D = 150 км отношение
PJPC~ 54 ЛБ.
Известно, что для обнаружения сигнала с вероятностью рпо>
> 0,85 необходимо превышение сигнала над помехой на 10... 15 дБ.
Таким образом, в рассматриваемом случае необходимо
обеспечить подавление мешающих отражений от Земли на [54 + (10... 15)] =
= 64...69 дБ. Такое подавление может быть получено совместным
использованием стробирования по дальности и фильтрацией по
допплеровскому смещению частоты, что возможно осуществить
при средней частоте повторения импульсов Fnc = 5... 12 кГц.
Возникающую при этом неоднозначность измерения дальности
устраняют применением нескольких частот повторения, а неодноз-
Рис. 6.18. Схема для определения соотношения мощности сигнала и
мешающих отражений
244
начность измерения скорости использованием соответствующего
набора допплеровских фильтров.
Для эффективной работы РЛС при выполнении ею различных
функций приходится изменять и другие параметры излучаемых
сигналов, а следовательно, и параметры устройств приема и
обработки отраженных сигналов.
Для примера рассмотрим, как решены эти проблемы в
американской РЛС истребителя-перехватчика.
В станции предусмотрено изменение параметров не только при
переходе от работы по воздушным целям к обнаружению
наземных или морских, но и адаптация к различным условиям работы
РЛС в каждом из этих режимов. Так, при обнаружении воздушных
целей, находящихся ниже носителя РЛС (режим «вниз»),
используется импульсно-допплеровская обработка со средней частотой
повторения, поскольку имеются мешающие отражения от
подстилающей поверхности и по главному, и по боковым лепесткам
ДНА. При обнаружении целей выше РЛС (режим «вверх»)
мешающие отражения от подстилающей поверхности практически
отсутствуют и возможно использование низкой частоты повторения
F„, обеспечивающей однозначное измерение дальности при
эффективном использовании энергии излучаемых сигналов и более
простой обработке отраженных. Предусмотрена также полная
автоматизация обнаружения цели и ее сопровождения в условиях
воздушного боя.
В режиме «воздух—поверхность» предусмотрена возможность
обнаружения и идентификации наземных объектов. При этом для
исключения неоднозначности измерения и «слепых» скоростей
используется небольшое изменение несущей частоты (frequency
agile mode). Для повышения четкости получаемого изображения
местности в режиме картографирования предусмотрено «сжатие»
ДНА за счет допплеровской обработки сигналов. При
обнаружении морских судов в условиях умеренного волнения моря
применяется некогерентная обработка сигналов с изменяющейся
несущей, а при наличии сильных мешающих отражений применяется
когерентный режим СДЦ.
В РЛС предусмотрен также режим запроса радиомаяков и
обработка ответных сигналов, а также режим встречи истребителя с
самолетом-заправщиком.
Многофункциональность РЛС обеспечивается применением
управляемых ФАР, многорежимного когерентного передатчика,
адаптивного приемного устройства и цифрового процессора
обработки сигналов. Упрощенная структурная схема самолетной РЛС
представлена на рис. 6.19.
РЛС работает в трехсантиметровом диапазоне радиоволн, что
позволяет при ограниченных размерах антенной системы
обеспечить требуемую угловую разрешающую способность. Необходимая
245
схему, соответствующую нелинейному дифференциальному уравнени
(8.81), которое запишем в форме
q = — cos ιοί—2aq— u>§ q -}-bsif.
(8.lH
Схема представлена на рис. 8.53. Дополнительно к двум интегратора
и сумматору потребовался функциональный блок, осуществляющий опер;
цию возведения в куб функции q (t).
Определение реакции нелинейных цепей на заданное воздействие реш'
нием дифференциального уравнения требует, как правило, больших вычи^
лительных затрат. Задача упрощается, если рассматриваемая нелинейна
система допускает дискретное представление процессов, происходящи
в отдельных ее элементах, как линейных, так и нелинейных. Такое полож!
ние имеет место, в частности, если нелинейные элементы являются безыне}
ционными. В подобных случаях открывается путь к эффективному цифровс
му моделированию.
Покажем это на примере моделирования простого амплитудного дете!·
тора (см. рис. 8.24). Вольт-амперную характеристику диода представим в ъ\
де нелинейной функции
*'д=/("д) = /(«— "выхЬ
(8.1 Г
где ыд = е — ывых — напряжение, действующее на диоде.
Соотношение между токами в линейной части схемы определяется вы
ражениями
*« (0 "Не С) = »«(')· '«(') =
"вых С)
ic (t) - С
duv
ЛП
dt
откуда вытекает следующее нелинейное уравнение:
1
r>duBblx (t)
dt
■"вых(')=/И0-"11ых(01
ИЛИ
С"„ь,х = / ке ""вых) Г" "вых · (8. 1 1 ί
Это уравнение моделируется аналоговой структурной схемой, представ
ленной на рис. 8.54. На выходе сумматора I образуется разность е- — ияых
которая после нелинейного преобразования в диоде дает ток 1д, т. е. перво
слагаемое в правой части (8.112).
Нелинейное безынерционное преобразование (8.111) легко реализуете!
в ЭВМ. Функция / (мд) может быть задана либо в виде таблицы (например
по экспериментальным данным), либо аналитически. В первом случае табли
ца должна храниться в памяти ЭВМ, во втором случае вычисление значение
1Д производится по программе, со
ответствующей аналитическому вы
ражению.
Переходя к дискретному мо
делированию, задаем шаг Τ исход$
из наивысшей частоты в спектре
входного сигнала е (t), руковод-
τ С0Х д
1
f/
/Р
Zu
Ч
1
I
/
/ν
Г.12
ω0
9
г
1
'
b
L J
ютеров дает возможность реализации адаптивных методов
обработки сигналов в многофункциональных РЛС в условиях
изменяющейся помеховой обстановки.
6.8. Применение сложномодулированных
квазинепрерывных сигналов в когерентно-
допплеровских РЛС
Одним из направлений развития современной радиолокации
является применение когерентных сложномодулированных
квазинепрерывных сигналов, которые при низкой скважности обладают
высокой энергоемкостью и во многих случаях позволяют решить
проблему однозначного измерения дальностей и радиальных
скоростей целей в широких диапазонах изменения задержек τ и
допплеровских сдвигов частоты fD отраженных сигналов.
Напомним, что сложномодулированными, или сложными (см. подразд.
4.4), называются сигналы, у которых модуляции подвергаются два
и более параметра. Квазинепрерывными будем считать сигналы,
скважность которых Q, равная отношению полной длительности
сигнала тс к суммарной длительности интервалов времени, в
пределах которых амплитуда сигнала не равна нулю, не превышает 10.
В данном подразделе рассмотрены амплитудно-фазоманипулирован-
ные дискретно-кодированные сигналы с двоичной амплитудной
манипуляцией и бинарной фазовой манипуляцией. Манипуляция
параметра сигнала является частным случаем модуляции, при
котором параметр может принимать одно из набора фиксированных
значений. Двоичная, или бинарная, манипуляция предполагает,
что модулируемый параметр сигнала может принимать одно из
двух возможных значений.
Двоичная манипуляция амплитуды сигнала u{f)
осуществляется в соответствии с кодирующей последовательностью Ζυ= {ζ,},
принимающей в определенные моменты времени t, значения 0
или 1: % ε {0, 1}. Соответственно амплитуду
дискретно-кодированного сигнала также можно представить в виде
последовательности U(t) = {£/,}, которая может принимать значения 0 или U0:
U, € {0, U0}. Изменения кодирующей последовательности Zu и,
следовательно, амплитуды U(t) могут происходить только в
фиксированные моменты времени (дискреты), следующие с
интервалом At. Заметим, что зависимость U{t) может быть представлена
как последовательность элементарных импульсов длительностью
τ0 = At.
Бинарная манипуляции фазы φ(/) сигнала u{t) осуществляется
в соответствии с кодирующей последовательностью Χφ = {χ,},
принимающей значения +1 или -1: х, € {+1, -1}. Непосредственно
247
относительная фаза φ(0 дискретно-кодированного сигнала
может принимать значения 0 или φ. Наибольшее распространение
получили сигналы с противофазной манипуляцией, при которой
φ = 180° или φ = π рад. Тогда изменение фазы сигнала можно
представить в виде последовательности φ(ή = {φ,}, которая в моменты
времени /, может принимать значения φ, е {0, π}. Так же, как и
амплитуда, фаза дискретно-кодированного сигнала может
изменяться только в фиксированные моменты времени, как правило,
согласованные с моментами изменения амплитуды. В этом случае
длительность элементарного импульса τ0 остается прежней.
В результате совместной манипуляции амплитуды и фазы
образуется троичный дискретно-кодированный сигнал. Общую троичную
кодирующую последовательность YUif = {у,} можно представить в
виде произведения YUif= ΖυΧψ При этом элементы троичной
последовательности у, могут принимать значения 0, +1 или -1: у, е {0, ±1}.
В зависимости от принципа формирования (генерации)
кодирующие последовательности Zu и Х^ могут быть случайными и
детерминированными. Особую группу детерминированных кодов
составляют псевдослучайные последовательности, которые имеют
корреляционные свойства, близкие к случайным
последовательностям. Применение случайных и псевдослучайных кодирующих
последовательностей для управления амплитудой и фазой
позволяет формировать шумоподобные сигналы, которые обладают
повышенной энергетической и информационной скрытностью и
помехозащищенностью, т.е. затрудняют обнаружение факта
излучения сигнала, радиоразведку его параметров и организацию
радиопротиводействия.
Детерминированные кодирующие последовательности Ζυ и Χν
характеризуются периодами Τζ и Тх, определяемыми
соответствующим числом элементарных импульсов Nzn Νχ Τζ= Νζτ0, Τχ = Νχτ0.
Общий период троичной последовательности Τγ определяется как
_ ΝΖΝΧ
'γ το>
Р\Рг, ■■·> Pk
где px, p2, ..., pk — взаимно простые целые числа (наименьшие
общие кратные, одновременно присутствующие в Nz и Nx).
Как правило, в амплитудно-фазоманипулированных сигналах
манипуляция амплитуды используется для организации работы
приемника и передатчика РЛС на единую приемопередающую
антенну. Их совместное функционирование организовано так, что
во время работы передатчика (высокий уровень мощности, ζ,- 1)
приемник заперт. При отсутствии излучаемой мощности на
выходе передатчика (ζ, = 0) приемник открыт и осуществляется прием
отраженных сигналов. Бинарная фазовая манипуляция сигнала
используется для однозначного измерения задержки и разрешения
248
целей по дальности в рабочей зоне задержек. Структурная схема
когерентной РЛС с квазинепрерывным сложномодулированным
зондирующим сигналом представлена на рис. 6.20.
Когерентность при формировании и обработке сигналов
обеспечивается применением высокостабильного задающего
генератора и единого когерентного гетеродина, с помощью которого
сигнал сначала переносится вверх на рабочую несущую частоту в
передатчике, а затем вниз на промежуточную частоту в
приемнике. Y-циркулятор Ц обеспечивает за счет специальной
конструкции дополнительную развязку приемника и передатчика
(порядка 30 дБ). Кодирующие последовательности Ζυ и Х^ генерируются
в кодирующем устройстве. Радиосигнал формируется на низкой
частоте задающего генератора с помощью амплитудно-фазового
(АФ) модулятора. Для удобства обеспечения поочередной работы
приемника и передатчика в кодирующем устройстве
формируются прямая Zu и инверсная Ζυ последовательности, которые
управляют работой электронных ключей 1 и 2. Это делает
невозможной одновременную работу приемника и передатчика. Выходной
сигнал приемника промежуточной частоты, равной частоте
задающего генератора, преобразуется с помощью фазового детектора
в два квадратурных синусно-косинусных сигнала S, и SQ на
видеочастоте, которые образуют комплексный сигнал. В устройстве
обработки осуществляется согласованная корреляционная или
фильтровая обработка отраженных сигналов, как правило, в
цифровом виде, для чего в кодирующем устройстве формируются
параллельно или последовательно задержанные копии модулирующих
амплитуду и фазу последовательностей с учетом трансформации
Ключ 1
*)
Приемник
Когерентный
гетеродин
Фазовый
детектор
Задающий
генератор
.S
ι
sQ[
Ζυ
ЗДУЛИ
Устройство
обработки
сигнала
+
Кодирующее
устрйство
ΖυχΨ
Рис. 6.20. Структурная схема когерентной РЛС с квазинепрерывным
сложномодулированным зондирующим сигналом
249
структуры отраженных сигналов за счет квазинепрерывного
режима работы РЛС.
На рис. 6.21 приведены примеры сложных сигналов с
амплитудно-фазовой манипуляцией (АФМн). На рис. 6.21, а в качестве
примера приведен АФМн сигнал, сформированный на основе
двоичной амплитудной манипуляции по закону регулярной
импульсной последовательности (РИП) со скважностью Q = 2 и
бинарной фазовой манипуляции со случайным равновероятным
законом переключения фазы на 0, π. РИП характеризуется дли-
7]Ло оГПоП")
0 0 0 0 0 0
[ТГПо оГПоГТ]
0 0 0 0 0
*0
гнип
+ + + + + +1-1+ + +
+ + + + +
III I
-ι|+ΐ]ο о -ι ο[+ϊ|ο оооо OrifTTlo о -ιο|+ϊ1
J и '— —и и !
0 0 0 0 0
"(0
Рис. 6.21. Сигналы с амплитудно-фазовой манипуляцией на основе
регулярной (а) и нерегулярной (б) импульсных последовательностей
250
S«)
S(t-x)
Щх)
1
S(t)
S(t-x)
Щх)
1
Щх)
1
*o
ТРИП
ill
шШш
Три π
/
1
i
1~^\/^"T
и
w
х,о
в
'нип
£
Тнип! !
W
το
7*НИП[ ^НИП2
Рис. 6.22. Прием сигналов, сформированных на основе РИП (а) и НИП (б)
тельностью импульса тРИП, выраженной целым числом
элементарных импульсов τ0: τΡΜΠ = кх0, и периодом 7рИП = (?тРИП.
На рис. 6.21, б приведен пример АФМн сигнала,
сформированного на основе двоичной амплитудной манипуляции по
закону нерегулярной импульсной последовательности (НИП) со
свойством «не более одного совпадения» при любой задержке
сигналов, не кратной периоду НИП, и бинарной фазовой
манипуляции со случайным равновероятным законом переключения фазы
на 0, π. НИП характеризуется длительностью элементарного
импульса τ0, числом активных символов Ν0 с единичной
амплитудой и периодом, выраженным числом элементарных импульсов
251
Ν'· ^нип = ^το- Скважность сигналов на основе НИ Π определяется
как Q= N0/ N. В рассматриваемом примере N= 13 и ΛΌ=4, поэтому
Q = 3,25. Свойство «не более одного совпадения» делает сигналы
на основе НИП весьма привлекательными для организации
квазинепрерывного режима, поскольку гарантируется, что при
любой задержке отраженных сигналов перекрытие во времени с
работой передатчика возможно только в пределах одного
элементарного импульса.
Одной из важнейших характеристик квазинепрерывных
сигналов при работе РЛС на одну антенну является функция приема
W(x), представляющая собой зависимость от задержки
отношения той части энергии отраженного сигнала, которая попадает на
вход приемника, к полной энергии отраженного сигнала на
выходе антенны. Поясним это графически на приведенных примерах.
Рассмотрим вначале сигнал на основе РИП (рис. 6.22, а).
Очевидно, что с ростом задержки в пределах 0 < τ < τΡΗΠ растет
относительная энергия сигнала, которая попадает на вход приемника
при выключенном передатчике, причем эта зависимость
линейна, так как линейно увеличивается площадь принимаемого
сигнала, которая определяет его энергию (заштрихованная область
на рис. 6.22, а). Для сигнала на основе РИП функция приема Щт)
имеет вид трапеции, достигая значения W{%) = 1 при τ = τΡΜΠ·
Исключение составляет случай сигнала со скважностью Q = 2,
когда Щх) принимает вид треугольника. Обычно для сигналов на
основе РИП рабочая зона задержек ограничена величиной τ <
^ (Трип _ Трип)> а ПРИ (2 = 2 величиной τ < τΡΜΠ· Заметим, что вид
функции приема для сигналов на основе РИП удобен для
компенсации мешающего влияния отражений от подстилающей
поверхности, находящейся в ближней зоне радиолокатора. Как
известно, мощность сигнала, отраженного от любой цели, в том
числе поверхностно распределенной, обратно пропорциональна
четвертой степени дальности или задержки. В то же время легко
показать, что площадь облучаемого участка подстилающей
поверхности, попадающей в главный лепесток ДНА, возрастает
линейно с увеличением дальности или задержки. Следовательно, при
малых углах скольжения в среднем линейно возрастает ЭПР
подстилающей поверхности, определяющая мощность отраженного
помехового сигнала. Суммарная зависимость интенсивности по-
мехового сигнала от задержки становится, таким образом,
обратно пропорциональной третьей степени. Функция приема вида
треугольника или трапеции (см. рис. 6.22, а) обеспечивает
дополнительное энергетическое взвешивание иомеховых сигналов, что
улучшает условия обнаружения удаленных целей на фоне
пассивных помех от подстилающей поверхности. Это особенно
актуально в случае, когда полезный и мешающий сигналы
перекрываются в зоне действия боковых лепестков функции неопределенности.
252
Построение функции приема для квазинепрерывного сигнала
на основе НИ Π иллюстрирует рис. 6.22, б. Вначале W(x) линейно
возрастает в интервале задержек, не превышающих длительность
элементарного импульса: τ < τ0. На этом участке зависимость W{%)
для сигналов на основе НИП почти эквивалентна обычному
импульсному сигналу с длительностью импульса τ0. Отличие
заключается в том, что для НИП, строго удовлетворяющей свойству
одного совпадения, W(x) не достигает 1 и равна (N0- 1)//V0.
Основным недостатком сигналов развязки приемника и
передатчика на основе НИП является наличие «слепых» дальностей,
следующих с периодом Гнип. Для уменьшения их числа или полного
устранения приходится увеличивать период НИП, который
определяется числом позиций кода N. Однако для существующих НИП
увеличение N ведет к существенному увеличению скважности Q:
при N> 100 скважность увеличивается до 10 и более.
Компромиссом может служить вобуляция периода НИП путем добавления в
конце каждого периода кодовой последовательности нулевой
позиции.
Период НИП увеличивается на один элементарный импульс,
незначительно возрастает скважность, но «слепые» зоны также
смещаются. При когерентном накоплении сигнала на месте
«слепых» зон функция приема W(x) = 0,5(/V0 - 1)/ΛΌ· Свойство «не
более одного совпадения» сохраняется, поэтому функция приема
в целом сохраняет свои свойства, ее вид приведен на нижнем
графике рис. 6.22, б.
Основной спецификой проектирования РЛС с
квазинепрерывными зондирующими сигналами малой скважности является
трансформация принимаемых сигналов при коммутации входа
приемника сигналом развязки, причем характер трансформации
зависит от задержки сигнала. Поэтому при анализе и синтезе как
зондирующих сигналов, так и алгоритмов их обработки,
необходимо использовать функцию взаимной неопределенности (ФВН).
Эта функция характеризует степень корреляции двух различных
сигналов на плоскости параметров τ и fD в отличие от введенной
ранее ФН, которая характеризует степень корреляции сигнала и
его копии, отличающейся только значениями этих
параметров.
В данном случае при вычислении модуля корреляционного
интеграла с опорным сигналом Son(t, τοπ, fDon) сравнивается не
отраженный от цели сигнал на входе приемника SOTp(t, тц, /0ц) с
параметрами тц и /д а результат его перемножения в ключе с
сигналом коммутации приемника: Smp(t, ти> /дц)^(0- Общее
выражение для ФВН будет зависеть не только от параметров
отраженного сигнала, но и от конкретного дальномерного канала,
для которого настроен опорный сигнал Son(t, τοπ, /д011). В общем
случае оно принимает вид
253
5c((^„-Tu),(/oon -Д,)) =
1 τ'
= ψί ^ο* (U τοπ, /ϋαπ)^οτρ(ί, Тц, f^Zuitydt,
1Ά О
где Га — время анализа отраженных сигналов; символ (*)
обозначает комплексное сопряжение.
Основным преимуществом шумоподобных сигналов на основе
амплитудно-фазовой манипуляции является возможность работы
РЛС в расширенной зоне допплеровских частот. Напомним, что
граница зоны однозначных измерений допплеровских сдвигов
частоты простой когерентной пачки импульсов определяется
величиной /дтах= ±'/Тп, где Тп — период повторения импульсов. Для
сложномодулированных сигналов эта граница существенно
больше и определяется обычно допустимым уровнем боковых
лепестков ФВН. Средний уровень боковых лепестков ФВН уср зависит от
базы сигнала В, определяемой как В = AFTaQ~l, где AF —
эффективная ширина спектра сигнала, обычно в инженерных расчетах
измеряемая на уровне -3 дБ. Для упрощенных расчетов можно
принять уср = 4И. В современных РЛС реализуются сигналы с
базами до 104 и более, что позволяет обеспечить уровень боковых
лепестков ФВН менее -40 дБ.
6.9. Распознавание целей
Во многих случаях применения радиолокации желательно не
только обнаружить цель и определить ее координаты, но и
определить вид этой цели, т.е. произвести распознавание
(опознавание) цели.
При этом возможны два принципиально отличающихся
метода. В первом для опознавания цели используется ответчик,
установленный на обнаруживаемом объекте (самолете, корабле),
который при облучении объекта зондирующим сигналом РЛС
формирует и излучает ответный сигнал, содержащий необходимую
информацию об объекте. Такие системы вначале использовались в
военной авиации для отличия своих самолетов от «чужих». В
системах управления воздушным движением кодированный сигнал
ответчика может содержать не только информацию о
принадлежности самолета и его бортовом номере, но также и другие
сведения, необходимые для эффективного управления воздушным
движением.
В системах распознавания второго типа распознавание
осуществляется на основе анализа характеристик отраженных от цели
254
сигналов при их обработке в РЛС. При этом используют связь
статических, динамических и статистических характеристик
радиолокационного рассеяния различных объектов (см. подразд. 2.2) с
характеристиками сигналов, принимаемых РЛС. Анализ
отраженных сигналов при определенных условиях позволяет
классифицировать обнаруженные объекты, т.е. установить вид обнаруженного
объекта: отличить истребитель от бомбардировщика, военный
корабль от танкера, баллистическую ракету от ИСЗ.
Распознавание целей является развитием рассмотренной ранее
селекции цели на фоне мешающих отражателей, наличие
которых естественно затрудняет распознавание. Поэтому для
распознавания необходимо прежде всего обеспечить достаточно
большое отношение сигнала к помехе. Второе важнейшее требование к
РЛС — высокая разрешающая способность по измеряемым
координатам и составляющим вектора скорости. Распознавание целей в
общем случае основано на расположении и взаимном
перемещении центров отражения, воспроизводимых на радиолокационном
изображении цели на экране дисплея. При этом используется
анализ изменений комплексной характеристики отраженных
сигналов (сигнатуры) во времени.
В зависимости от типа РЛС и обнаруживаемых целей различают
случаи анализа одномерных и двухмерных изображений. РЛС с
высокой разрешающей способностью и точностью по дальности
позволяет воспроизвести профиль цели по дальности, что дает
возможность осуществить распознавание кораблей по их длине и
контуру надстроек при определенных ракурсах относительно РЛС. При
этом необходима разрешающая способность по дальности
порядка единиц метров, наличие библиотеки образцов профилей
различных целей для разных ракурсов, что требует большого объема
памяти. Таким образом, одномерный анализ пригоден для
распознавания кораблей с небольшой скоростью маневрирования.
Создание четкого двухмерного изображения целей требует
высокой разрешающей способности не только по дальности, но и
по направлению, т.е. угловой разрешающей способности.
Требуемое для распознавания целей разрешение на значительных
расстояниях от РЛС достижимо только при синтезированных
апертурах. Такое синтезирование возможно при относительном
перемещении антенны РЛС и цели. Самолетные (спутниковые) РЛС
бокового обзора с синтезированной апертурой позволяют получить
четкое радиолокационное изображение местности по обе
стороны линии пути (проекции траектории на подстилающую
поверхность) носителя РЛС и распознать на этом изображении
отдельные объекты. Принцип действия таких РЛС рассмотрен в подраз. 8.5.
При неподвижной РЛС высокое разрешение по направлению
можно получить при сканирующей ДНА РЛС инверсным
синтезированием раскрыва. При этом необходимо достаточно большое вре-
255
мя интегрирования принимаемых сигналов, что не является
серьезным ограничением при наблюдении кораблей в отличие от
быстро перемещающихся воздушных целей.
Для распознавания кораблей могут быть использованы
специфические изменения параметров отраженных сигналов при
бортовой и килевой качке корабля. При качке допплеровские сдвиги
частотных составляющих спектра сигналов, отраженных от мачт,
надстроек и корпуса корабля, отличаются между собой, и при
наличии статистических данных о допплеровском смещении
сигналов для кораблей разных классов при различных ракурсах и
характере волнения возможно осуществить распознавание классов
кораблей.
Распознавание самолетов сложнее, чем кораблей, поскольку
самолет обычно имеет меньшие размеры и меньшее число
центров отражения и не имеет таких свойственных кораблям
признаков, как качка. Кроме того, самолеты перемещаются в
трехмерном пространстве с высокой скоростью, что ограничивает
возможность использования РЛС с инверсным синтезированием
апертуры. Эффективным для распознавания самолетов оказывается
использование МП РЛС. Даже применение двухпозиционной РЛС
с вынесенным приемником позволяет получить контур
наблюдаемого самолета при достаточно большой базе системы.
Радикального повышения разрешающей способности, а
следовательно и детальности радиолокационных изображений,
позволяет достигнуть переход в миллиметровый диапазон радиоволн,
в котором при применении широкополосных сигналов и
приемлемых размерах апертуры антенной системы можно
воспроизвести контур цели.
Однако в условиях атмосферы и особенно при наличии
осадков миллиметровые волны можно использовать лишь на
сравнительно небольших дальностях.
РЛС миллиметрового диапазона эффективно используются для
обзора летного поля аэропортов или акватории морских портов.
В этих случаях они обеспечивают наблюдение за перемещением
самолетов или судов, а учитывая наличие радиосвязи или
ответчиков на борту, и надежное опознавание наблюдаемых объектов.
РЛС миллиметрового диапазона используются также для
наблюдения за полем боя для оперативного управления войсками.
Большие возможности РЛС миллиметрового диапазона
открываются при обнаружении и опознавании космических объектов,
что подтвердилось при эксплуатации РЛС «Руза», рассмотренной
в подразд. 8.4.
Для распознавания радиолокационных объектов используются
различные изменения характеристик отраженных сигналов,
обусловленные специфическими свойствами этих объектов.
Периодические изменения амплитуды сигналов, связанные с вращением
256
винтов самолетов или вертолетов, позволяют отличить их друг от
друга и от реактивных самолетов. Отраженные сигналы от
последних также могут быть модулированы по амплитуде, если в зоне
облучения оказываются турбины турбореактивных двигателей.
Частоты модуляции при этом существенно выше, чем в случае
винтомоторных самолетов.
Траектория движения объектов, скорость их перемещения по
траектории также могут служить признаком для распознавания
целей при их сопровождении на достаточно большом интервале
времени. Этот метод используется для распознавания
баллистических ракет и ИСЗ среди других космических объектов. Особое
значение имеет надежное распознавание баллистических ракет и
особенно на восходящем участке траектории их полета. Для этого
совместно с наземными РЛС ПРО используются и РЛС,
размещенные на ИСЗ, которые позволяют обнаружить и сопровождать
ракету от момента ее запуска.
Подводя итог, следует подчеркнуть, что для распознавания
целей используются самые разнообразные эффекты, изменяющие
спектр отраженных сигналов. Для иллюстрации можно сослаться
на использование для распознавания некоторых объектов
гармоник, появляющихся в спектре отраженных сигналов из-за
детекторного эффекта, возникающего на стыках двух разнородных
металлов. Тонкий анализ спектра возможен при высоком
быстродействии и большом объеме памяти цифровых устройств
обработки РЛС. Параметры зондирующих сигналов РЛС должны
обеспечивать ее высокую пространственную, временную и частотную
селективности. Большое значение для надежного распознавания
объектов имеет возможность использования совместно с
радиолокационной также и других видов информации.
Контрольные вопросы
1. Каковы возможные способы уменьшения влияния пассивных
помех на наблюдаемость радиолокационных целей?
2. В чем заключается принцип СДЦ?
3. Чем отличаются системы СДЦ с внешней и внутренней когерент-
ностями?
4. Для чего необходим когерентный гетеродин в
когерентно-импульсных системах СДЦ?
5. В чем заключается недостаток однократной схемы ЧПК?
6. Каковы пути повышения эффективности систем СДЦ?
7. В чем заключаются достоинства цифровых фильтров подавления
пассивных помех?
8. Как определить требуемое число разрядов цифрового фильтра ЧПК?
9. Каким требованиям должны удовлетворять параметры основных узлов
когерентно-импульсной системы СДЦ?
257
10. Каково влияние флуктуации амплитуды сигналов, а также
собственной скорости носителя РЛС на эффективность СДЦ?
11. Определите значение «слепых» скоростей для РЛС с СДЦ,
работающей на волне 3 см с периодом повторения импульсов 1 мс.
12. Каким образом можно исключить влияние «слепых» скоростей?
13. Почему использование коэффициента улучшения для оценки
эффективности СДЦ предпочтительнее коэффициента подавления?
14. В чем заключаются преимущества и недостатки РЛС со средней и
высокой частотами повторения по сравнению с РЛС с низкой частотой
повторения?
15. В каких случаях целесообразно применение импульсно-допплеров-
ских РЛС с высокой и средней частотами повторения?
16. Почему в импульсно-допплеровских РЛС необходимо применять
несколько частот повторения? В каких соотношениях эти частоты
должны находиться и почему?
17. Почему в импульсно-допплеровских РЛС предъявляются очень
высокие требования к уровню боковых лепестков ДНА?
ГЛАВА 7
РАДИОТЕХНИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
ИЗМЕРЕНИЯ ДАЛЬНОСТИ И СКОРОСТИ
ОБЪЕКТОВ
7.1. Импульсный метод измерения временной
задержки
Как уже отмечалось ранее, в основе измерения дальности
радиотехническими методами лежит измерение времени задержки
радиосигнала xD, которое при известной скорости с
распространения радиоволны прямо пропорционально расстоянию D от
источника радиосигнала до приемного устройства, на выходе
которого и производится измерение τ0 тем или другим способом. В
активных РЛС время задержки xD = 2D/c пропорционально
удвоенному расстоянию D, поскольку время задержки измеряется от
момента излучения зондирующего сигнала РЛС до приема
отраженного (переизлученного) объектом сигнала.
В радионавигационных дальномерных системах беззапросного
типа измеряется время задержки от момента излучения
радиосигнала опорной станцией, расположенной на Земле или ИСЗ, до
его приема на объекте, определяющем свое местоположение. В этом
случае время задержки xD связано с расстоянием от опорной
станции до объекта D соотношением xD = D/c.
В разностно-дальномерных РНС измеряется разность времени
задержки сигналов, принимаемых от двух опорных станций:
Δτ = τ0ι-τΙ>2 = (Ζ), - D2)/c.
Наиболее прост импульсный метод измерения временной
задержки, применение которого наиболее естественно в системах с
импульсной модуляцией радиосигналов. Именно такой метод
применен в РЛС КО, рассмотренной в гл. I в качестве примера,
поясняющего принцип определения дальности и азимута в двухкоор-
динатной РЛС обнаружения. В такой станции время задержки
отраженного целью сигнала измеряется по положению яркостной
отметки цели на развертке дальности И КО, начало которой
соответствует моменту излучения зондирующего импульса. Если
скорость развертки дальности vp = const, то время задержки
принятого импульсного сигнала xD будет пропорционально расстоянию
на экране ЭЛТ от начала развертки до отметки цели. Это
расстояние может быть измерено с помощью механических или элект-
259
ронных меток визуально. Такой метод не может быть точным, так
как даже при наличии электронной метки в виде кольца,
совмещаемого при измерении с яркостной отметкой цели, погрешность
измерения дальности будет значительной из-за погрешности
совмещения даже в отсутствии помех и других факторов, влияющих
на задержку сигнала.
В гл. 4 показано, что потенциальная точность измерения
временной задержки сигнала со случайной фазой (что имеет место в
некогерентных РЛС) на фоне помехи в виде НБШ определяется
эффективной шириной спектра сигнала А/э и отношением
сигнала к шуму на выходе СФ
Таким образом, повышения точности измерения дальности
можно достигнуть расширением спектра и увеличением энергии
излучаемых сигналов. Расширение спектра можно получить
сокращением длительности сигнала. При этом для сохранения требуемого
значения q придется увеличивать пиковую мощность, однако
возможности на этом пути крайне ограничены. Как известно, эти
противоречия разрешаются при использовании внутриимпульсной
модуляции частоты или фазы колебаний высокой частоты,
позволяющей обеспечить требуемое произведение тнА/э, для получения
заданных значений максимальной дальности, точности и
разрешающей способности по дальности. Кроме ширины спектра и
энергии сигнала при проектировании импульсной радиолокационной
станции должны быть выбраны частота повторения импульсов Fn,
время обзора Т0, способ измерения времени задержки сигнального
импульса и отображения измеренного значения дальности.
Выбор частоты повторения обычно определяется требованием
однозначного измерения дальности. Если задана максимальная
дальность действия РЛС Z)max, то однозначное измерение
обеспечивается при выполнении условия:
Тп= — >xD =^^nnnFn<——. (7.1)
п ρ "max 7 Τ)
Это ограничение влияет и на выбор скорости обзора, если
измерение дальности производится в процессе обзора, поскольку
число накапливаемых импульсов пачки УУпач, определяющее
величину q, связано с угловой скоростью сканирования ДНА Ωοκ и ее
шириной аА формулой
Таким образом, выбор частоты повторения должен
удовлетворять также условию
260
'π — ''пач^ск / "Ά>
в котором число импульсов в пачке УУпач и скорость сканирования
Ω<.κ определяются заданными максимальной дальностью действия
РЛС и темпом обзора, а аА — требуемой точностью и
разрешающей способностью по азимуту.
Нарушение условия однозначности (формула (7.1)) ведет к
усложнению системы, так как для устранения неоднозначности
измерения дальности приходится применять две или более частоты
повторения импульсов, что приходится делать в когерентно
импульсных РЛС со средней и высокой частотами повторения с
целью борьбы с пассивными помехами.
Рассмотрим, какие причины влияют на точность измерения
дальности импульсным методом с помощью индикаторов на ЭЛТ.
Прежде всего обратимся к РЛС КО, в которой дальность
определяется в процессе обзора по изображению на экране И КО.
Точность измерения дальности при этом значительно ниже
потенциально возможной, определяемой шириной спектра сигнала и
отношением сигнал/шум. Дополнительные погрешности связаны с
синхронизацией развертки дальности, нестабильностью ее
скорости и способом отсчета положения яркостной отметки цели. Если
имеются задержки сигнала в приемном тракте τπτ и начала
развертки дальности τΗ ρ относительно момента излучения
зондирующего импульса, то естественно возникает соответствующая
погрешность измерения AxD.
Кроме того, существенную погрешность вносит неточное
совмещение метки дальности с отметкой цели. Значение этой
погрешности зависит от диаметра пятна на экране ЭЛТ,
определяемого качеством фокусирования, скоростью развертки дальности
и ее стабильностью во времени. Если обозначить
среднеквадратичное значение погрешности синхронизации (начала развертки)
σΗ р, погрешности из-за изменяющейся задержки в приемном
тракте σΠΤ и погрешности отсчета σοτ, то при независимости
указанных ошибок погрешность измерения дальности будет
определяться значением результирующей погрешности измерения
временной задержки xD:
στ/) = Vch.p + σπ.Τ + σ£τ. (7.2)
Более высокую точность измерения дальности можно получить
при использовании индикатора с линейной разверткой и
отметкой цели, получаемой отклонением луча. В этом случае можно
существенно уменьшить погрешность отсчета, который обычно
производится по переднему фронту сигнального импульса.
Выбирая соответствующую шкалу дальности индикатора, т.е. изменяя
скорость развертки и соответственно масштаб изображения,
можно радикально снизить погрешность отсчета. Однако в современ-
261
ных РЛС индикатор с линейной разверткой используется редко
(обычно в качестве устройства контроля работы аппаратуры при
ее испытаниях и настройке).
Точное измерение дальности обеспечивается с помощью
следящих дальномеров, осуществляющих автоматическое измерение
временной задержки аналоговым или цифровым способом в
режиме точного сопровождения цели. В этом режиме в течение
времени измерения ось ДНА совмещается с направлением на цель,
т.е. одновременно осуществляется автоматическое слежение за
целью и по угловым координатам, что позволяет получить
требуемое для заданной точности измерения дальности и азимута
число накапливаемых импульсов.
7.2. Автоматическое сопровождение цели
по дальности
В настоящее время чаще используют автоматические
дальномеры цифрового типа, однако для лучшего понимания принципа
построения замкнутой системы автоматического сопровождения
целей по дальности целесообразно сначала рассмотреть
аналоговый вариант такой системы.
Структурная схема следящего измерителя дальности (СИД) РЛС
представлена на рис. 7.1, а, а временные диаграммы ее работы на
рис. 7.1, б. Непосредственно схема СИД выделена пунктиром.
Режиму слежения предшествует режим поиска сигнала цели на
оси времени (по дальности) перемещением селекторных импульсов
(з) до момента попадания сигнала цели на выходе приемника в
пределы селекторных импульсов, открывающих селектор дальности. При
этом импульсы сигнала © поступают на временной
дискриминатор, осуществляется захват цели и переход СИД в режим слежения.
В режиме слежения на выходе временного дискриминатора
выделяется напряжение сигнала ошибки @, определяемое величиной и
знаком смещения сигнального импульса относительно оси
селекторных импульсов. Это напряжение подается на экстраполятор,
состоящий из интегрирующих и корректирующих звеньев. Число
интеграторов определяет порядок астатизма СИД, а следовательно, и
точность сопровождения цели, т.е. точность совмещения
селекторных импульсов, создаваемых схемами задержки (синтезатором
задержки) и формирования, с сигнальными импульсами цели.
Обычно число интеграторов в схеме экстраполятора не превышает двух,
что достаточно для исключения динамических погрешностей по
положению и скорости. При сложных траекториях маневренных
объектов может потребоваться и третье интегрирующее звено для
устранения погрешности, обусловленной ускорением.
262
Передатчик
©
Синхронизатор
ω
|+— ΑΠ
Схема АРУ
Приемник
©"
©
Θ
Селектор
D
©
Схема поиска
и захвата
Временной
дискриминатор
©
сид
Экстра-
полятор
©
Формирователь
селекторных
импульсов
< Синтезатор
задержки
L
*0
1
ш
1
Рис. 7.1. Структурная схема СИД РЛС (а) и ее временные диаграммы (б)
При работе СИД в условиях воздействия флуктуационных
помех полезно сужать ее полосу пропускания, однако при этом
следует учитывать, что значительную часть времени СИД работает в
переходном режиме, требующем расширения полосы.
Следует подчеркнуть, что в аналоговых СИД точность
сопровождения снижается из-за влияния различных дестабилизирующих
факторов, поэтому все шире используются СИД цифрового типа,
обеспечивающие более точное и стабильное сопровождение цели.
При их применении проще осуществляется сопряжение с
компьютером, на который возможно также возложить часть функций
СИД.
263
Наиболее просто реализуется измерение дальности в
цифровом виде подсчетом числа периодов счетных импульсов Тсч
(периодов дискретизации Та = Тсч), укладывающихся в течение
времени задержки сигнала τβ= 2D/с. Это число nD= [τ0/ Тсч] = [т0/'сч] (где
[■] — целая часть числа) в виде цифрового кода на выходе
счетчика и будет оценкой измеряемой дальности цели.
Ясно, что точность оценки ограничена периодом временной
дискретизации. Кроме того, простое преобразование временной
задержки в цифровой код не позволяет стробировать приемник в
соответствии с изменяющейся задержкой xD при движении цели.
Для этого необходима замкнутая следящая система цифрового
типа, т.е. цифровой СИ Д.
Структурная схема одной из возможных реализаций
цифрового СИД представлена на рис. 7.2. В схеме пунктиром выделены
временной дискриминатор, экстраполятор, синтезатор задержки и
Сигнал
от приемника
Генератор
счетных
импульсов
От синхро-
низатора
Генератор
счетных
импульсов
Временной дискриминатор
Сигнал
захвата
Реверсивный
счетчик
Экстаполятор
Формирователь
позднего
селекторного
импульса
Формирователь
раннего
селекторного
импульса
г
\L
Схема
сравнения
Генератор
счетных
импульсов
Триггер
И
Счетчик
х>
Синтезатор
j j
От синхронизатора
Рис. 7.2. Структурная схема цифрового СИД
264
схема формирования селекторных импульсов. В режиме
сопровождения цели происходит сравнение цифровых кодов реверсивного
счетчика, управляемого от временного дискриминатора, и
счетчика, в котором код обновляется каждый период повторения
импульсов РЛС.
Временной дискриминатор состоит из двух схем И, на
которые подаются сигналы с выхода приемника РЛС и селекторные
импульсы от формирователя селекторных импульсов. На выходах
схем И создаются положительное и отрицательное напряжения,
разность которых пропорциональна временному рассогласованию
положений сигнала цели и оси селекторных импульсов.
Напряжения преобразуются в пропорциональные числа счетных
импульсов генераторами счетных импульсов. Эти импульсы подаются на
суммирующий и вычитающий входы реверсивного счетчика,
меняя его показания в соответствии со знаком и величиной
временного рассогласования сигнального и селекторных импульсов.
Таким образом, реверсивный счетчик играет роль экстраполя-
тора СИД, показания которого в виде цифрового кода
соответствуют оценке дальности цели. Начало слежения определяется
установкой исходного состояния реверсивного счетчика кодом,
поступающим от схемы поиска и захвата цели на сопровождение.
Синтезатор задержки цифрового СИД состоит из генератора
счетных импульсов, схемы И, триггера, счетчика и схемы
сравнения. Триггер открывается импульсом от синхронизатора РЛС
одновременно с излучением зондирующего импульса и
закрывается поступающим с выхода приемника сигналом цели. Таким
образом, триггер формирует импульс длительностью τ0, который
открывает на это время схему И, и импульсы от генератора
счетных импульсов поступают на счетчик синтезатора, преобразующего
время задержки τ0 в цифровой код. В схеме сравнения с этим
кодом сравнивается код реверсивного счетчика, и при их
совпадении формируются селекторные импульсы. Таким образом,
образуется замкнутая следящая система, в которой функции
единственного интегратора выполняет синтезатор задержки.
В момент совпадения кодов импульсом запуска схемы
формирования селекторных импульсов осуществляется также остановка
генератора счетных импульсов и счетчика синтезатора. Этот
счетчик снова запускается очередным импульсом синхронизатора РЛС,
что позволяет жестко синхронизировать счетные импульсы с
моментом излучения зондирующих импульсов.
Однако погрешность, обусловленная периодом счетных
импульсов, сохраняется и в замкнутом режиме. Для ее уменьшения
возможно использовать дополнительный интегрирующий счетчик или
непосредственно увеличить частоту дискретизации СИД.
Преимуществом цифрового СИД по сравнению с простым
преобразованием τ0 в цифровой код является стробирование при-
265
емного канала на короткое время длительности селекторных
импульсов, что улучшает точность сопровождения за счет снижения
уровня помех.
При использовании в РЛС или РНС сложных фазоманипулиро-
ванных (ФМ) сигналов в СИД применяется двухканальная
корреляционная обработка ФМ сигналов, что позволяет
осуществлять автоматическое определение задержки с точностью до фазы
несущих колебаний сигнала. Такие схемы применяются в приемо-
индикаторах спутниковой радионавигационной системы, и их
построение рассмотрено в гл. 11. Рассмотренные ранее упрощенные
структурные схемы автодальномеров позволяют понять
принципы работы систем автосопровождения, однако при их
практическом использовании в составе бортовых РЛС и комплексов
радиоуправления алгоритмы обработки усложняются, поскольку
должны учитывать изменяющиеся условия работы, что вызывает
значительные трудности при разработке систем высокой точности и
надежности.
Достижения последних лет в создании сверхманевренных
летательных аппаратов, снижение их радиолокационной заметности,
необходимость одновременного автоматического сопровождения
нескольких целей в режиме обзора, расширение ассортимента
радиопомех потребовало разработки алгоритмов автоматического
сопровождения, обеспечивающих высокую эффективность
оценивания дальности и скорости в условиях изменяющейся
обстановки работы РЛС. При разработке таких алгоритмов
используются различные теоретические подходы, основанные на
представлении процессов в многомерном пространстве состояний с
использованием математического аппарата статистической теории
оптимального оценивания, идентификации и адаптации.
При синтезе динамических систем используется описание
процессов и систем в пространстве состояний. Состояние
рассматриваемой системы (движение сопровождаемой цели) описывается
вектором состояния χ = [х{, х2, ..., χ„]Ύ, элементы которого
представляют собой оцениваемые параметры системы (координаты
цели, составляющие вектора скорости, ускорения и т.д.).
Вектор состояния в общем случае является функцией
непрерывного х(0 = [x\(t), xi(t), ..., χ„(ή]Ύ или дискретного х(к) = [Х[(к),
Хг(к), ..., х„(к)]т времени. Пространство состояний обычно
называют фазовым, компоненты вектора — фазовыми координатами, а
изменение вектора — фазовой траекторией.
Динамику изменения вектора состояния, ориентируясь на
цифровую реализацию, описывают разностным уравнением
х(* + 1) = F[x(*), u(*), ξχ(Α:), k],
где F — нелинейная вектор-функция; и = [ии и2, ..., и„]Т — вектор
сигналов управления, описывающий воздействие на динамиче-
266
скую систему внешних систем; ξ,. = [ξΛΐ, ξχ2, ..., ξ^]τ — вектор
возмущений состояния; к — номер шага.
Фазовые координаты процесса х, доступные наблюдателю
(измерителю), отображаются уравнением наблюдения (измерения)
г{к) = h[x(*), Ык), к],
где ζ = \ζι, Ζι, ···, zm]T — вектор наблюдений; h — нелинейная
вектор-функция; ξ„ = [ξΗΐ, ξ„2, ..., ξΜ^]τ — вектор возмущающих
(мешающих) сигналов (шумы наблюдения).
При синтезе системы в пространстве состояний необходимо
последовательно решить следующие задачи.
1. Выбрать исходные модели интересующих процессов и
синтезируемых систем, тип первичных измерителей (датчиков информации),
статистические характеристики возмущений (помех), условия
применения проектируемой системы и связанные с ними ограничения.
2. Выбрать критерий оптимизации процессов.
3. Сформировать алгоритмы функционирования системы,
оптимальные по выбранному критерию с учетом ограничений,
связанных с условиями работы системы.
Для синтеза систем используется теория оценивания, из
которой известно, что формирование оценки непосредственно в
момент текущего измерения является процессом фильтрации,
формирование оценок на моменты, опережающие по времени
моменты измерения, — процессом экстраполяции, а оценка после
получения измерений — процессом интерполяции, или
сглаживанием. Именно эти процессы и осуществляются в рассмотренных
ранее простейших схемах автодальномеров.
Рассмотренный подход характерен и для решения более общей
задачи — траекторной обработки радиолокационной информации,
рассмотренной в гл. 14.
7.3. Фазовый метод измерения дальности
Измерение времени задержки сигнала τ0 фазовым методом
заключается в определении соответствующего фазового сдвига
колебаний масштабной частоты ωΜ = 2π/*Μ, в качестве которой может
быть использована несущая частота сигнала, частота модуляции
или частота биений несущих частот.
Фазовый сдвиг сигнала при его задержке на время τ0 равен φ0 =
= ωΜτ0 = 2πίΜτ0, откуда
xD = <pD/coM = φ0/2π/Μ = φολΜ/2π<:. (7.3)
В случае применения фазового метода измерения в дальномере
с ответным сигналом или активной РЛС сигнал проходит
удвоенное расстояние и, следовательно, xD = 2D/с, откуда
267
D = (рдс/2сом = (рдс/4тг/м = φ0λΜ/4π. (7.4)
В РНС, работающих в дальномерном беззапросном режиме,
фаза принимаемых сигналов радиомаяков сравнивается в приемо-
индикаторе с фазой опорного колебания генератора, поэтому
время задержки связано с дальностью соотношением xD= D/c и,
следовательно,
D = (рдс/сом = φοτ/2π/Μ = φΒλΜ/2π. (7.5)
В разностно-дальномерных РНС измеряется задержка сигнала
ведомой станции В относительно ведущей А, следовательно,
разность дальностей AD связана с измеряемым фазовым сдвигом φΔ0
выражением
AD = DA-DB=c^ = X^. (7.6)
2π/Μ 2π
Поскольку однозначное измерение фазового сдвига возможно
только в пределах от 0 до 2π, то при временной задержке xD,
превышающей период масштабных колебаний Тм = 1//м, возникает
проблема устранения неоднозначности ее измерения.
Если фазовый радиодальномер должен иметь максимальную
измеряемую дальность Z)max, то масштабная частота,
удовлетворяющая условию однозначности:
/м < с/2Д™. (7.7)
Выполнение этого условия обычно невозможно
непосредственно на несущей частоте. Так, при Dmax= 150 км частота/м< 1 кГц.
Даже сверхдлинноволновые РНС работают на частотах излучаемых
колебаний fH> 10 кГц, поэтому измерение фазового сдвига
производится на частотах модуляции несущей или на частотах биений
двух несущих.
В первом случае излучаемый сигнал модулируется по частоте
или амплитуде колебаниями с масштабной частотой fM, которая
выделяется при детектировании принимаемых ответных сигналов.
Измеряемая фазовая задержка сигнала фс включает не только
фазовый сдвиг, пропорциональный временной задержке τ0, но и
дополнительные фазовые сдвиги при формировании ответного
сигнала в ответчике (или при отражении объектом) φοτρ и при
прохождении приемного тракта φ„τ. Полагая, что эти
дополнительные фазовые сдвиги могут быть учтены и скомпенсированы,
можно считаться только с погрешностью измерения временной
задержки xD, вызванной неточностью измерения фазового сдвига
Αψβ фазометром:
Δτ„=^. (7.8)
268
Таким образом, при известной погрешности фазометра Δφ0
снижение погрешности Δτ^ может быть достигнуто только
увеличением fM. Для сохранения однозначного измерения дальности
приходится использовать несколько масштабных частот /ы (иметь
несколько шкал дальности). Обычно достаточно иметь три шкалы
дальности: грубую на/мг, точную на/ыл и промежуточную на/мп.
На грубой шкале дальности масштабная частота выбирается из
условия однозначности измерения дальности/ыг< c/2Dmax. На
точной шкале выбор fMT определяется заданной погрешностью
измерения дальности
АР = 2Δτ° с 2А(р0
с с/м.т '
откуда
/м.т*
2Δφ„
cAD
Промежуточная шкала обычно необходима для выполнения
условия согласования смежных шкал, которое заключается в том,
чтобы удвоенная максимальная погрешность измерения на
грубой шкале не превышала всего интервала измерения на соседней
более точной шкале. Это позволяет исключить возникновение
грубых (аномальных) ошибок измерения при изменении фазы на
величину, превышающую 2π на более точной шкале.
При измерении фазы φ0 на частоте биений излучаются два
гармонических сигнала, частоты^ и/в которых отличаются на
величину/и = /в-/н (рис. 7.3). На выходе смесителя См1 выделяется
/м
См1
Фазометр
/м
,
/и
(Л+/м)
/о
1
См2
0о+/м)
Генератор
/и
Генератор
(Уи+Л.)
Фильтр
/о
Передатчик
Фильтр
0о+/м)
Приемник
Уи „
" V.
<Уи+/м>
■Л <
' *ч
Оо+/м)
Рис. 7.3. Структурная схема фазового дальномера на частоте биений
269
опорный сигнал на масштабной частоте fM, фаза которого
соответствует излучаемым сигналам, а на выходе второго смесителя
См2 в приемном канале — колебания ответного сигнала на той же
частоте^ (если не учитывать допплеровский сдвиг при взаимном
перемещении дальномера и объекта). Измерение фазового сдвига
двух сигналов производится различными методами, в том числе и
цифровым, при котором гармонические колебания
преобразуются в последовательности импульсов с частотой повторения,
равной масштабной частоте fM. Измерение дальности при этом
сводится к измерению временной задержки одной
последовательности импульсов относительно другой, как в рассмотренном ранее
импульсном методе. Таким образом, рациональным выбором шкал
измерения обеспечивается точное и однозначное измерение
дальности или разности дальностей.
Однако при непрерывном сигнале отсутствует разрешение по
дальности, а также имеются определенные трудности устранения
влияния сильных излучаемых сигналов запроса на прием слабых
ответных или отраженных.
При наличии ответчика на объекте эта задача решается
использованием разных частот в режимах запроса и ответа. При
работе по отраженным сигналам для частотной селекции
принимаемых сигналов может быть использовано допплеровское
смещение частоты отраженных сигналов при взаимном перемещении
дальномера и объекта.
7.4. Частотный метод измерения дальности
Применение частотной модуляции излучаемого сигнала
позволяет создать дальномер с непрерывным излучением, обладающий
высокой точностью и разрешающей способностью при
измерении дальности. При этом сохраняется возможность измерения
скорости движения объекта допплеровским методом.
Определение дальности частотным методом сводится к
измерению изменения частоты излучаемых колебаний за время
распространения сигнала до отражающего объекта и обратно. Если
частота излучаемых колебаний fH изменяется непрерывно по
линейному закону со скоростью γ = dfH/dt, то приращение частоты
излучаемых колебаний за время распространения сигнала xD= 2D/ с
будет равно А/и = γτο. Измеряя разность частот излучаемых и
принимаемых колебаний AfH =fH -fc = FD, определим дальность объекта
D = ^-Af„=^-FD. (7.9)
2γ 2γ
Однако непрерывное изменение частоты по линейному закону
практически не осуществимо, и приходится применять периоди-
270
ческую модуляцию частоты, что вносит существенные
особенности в работу системы. Практически используются три вида
частотной модуляции: симметричная линейная (СЛЧМ),
несимметричная линейная (НЛЧМ) и гармоническая (ГЧМ).
Рассмотрим работу частотного дальномера при использовании
симметричной линейной модуляции. Структурная схема простейшего
частотного дальномера включает в себя элементы, изображенные на
рис. 7.4, а. Работу дальномера при неизменном расстоянии до объекта
D поясняет временная диаграмма, представленная на рис. 7.4, б.
Верхний график диаграммы (см. рис. 7.4, ^изображает
изменение частоты излучаемых и принимаемых (пунктир) колебаний,
имеющих среднюю частоту f0, период модуляции Ты и девиацию
частоты Wj. Ниже изображено изменение разностной частоты биений F^
При выполнении условия FD » FM = 1 / Ты можно записать:
г s s 2Wf
/с = fo + y(t-TD) = fQ+—!-
с
Отсюда частота биений
Выражение для FD не учитывает провалы кривой FD(t) при
равенстве^ nfc. Фактически частотомер фиксирует среднюю
частоту биений за период модуляции
(Т
1 м
τ,
о
Τ
1 u
J
При выполнении условия τΒ « Тм; F^ = FD и, следовательно,
р= С "·» =_£_^к. (7.10)
4W,FM W, FM
Обычно в частотных системах измерения дальности одного
объекта в качестве частотомера используется счетчик импульсов,
который фиксирует число биений за период модуляции
nD = FDTM = —'- D.
с
Дискретность отсчета AD, соответствующая изменению числа
биений nD на ±1, может быть найдена из соотношения
271
Индикатор
дальности
Частотный
модулятор
Частотомер
Усилитель
напряжения
биений
Генератор
высокой
частоты
Балансный
смеситель
^/и
гьек
Объект
WL
\j-^r^r-^
б
Рис. 7.4. Структурная схема частотного дальномера (а) и его временные
диаграммы (б)
п„±1
AWf
(D±AD).
Отсюда
AD
4Wf 4 '
(7.11)
где величина λ№ — модуляционная длинна волны, λ„ = с/ Wf.
Дискретность AD является методической погрешностью
системы и может достигать больших значений. Так, при девиации
частоты Wf = 1 МГц погрешность AD = 75 м, что неприемлемо при
измерении малых дальностей. Очевидным путем уменьшения этой
погрешности является увеличение девиации частоты. Однако в силу
ряда причин возможности увеличения Wf ограничены, поэтому
при необходимости радикального уменьшения постоянной
погрешности применяют усложненные системы, например системы с
двойной частотной модуляцией.
272
Приведенное объяснение дискретной погрешности частотного
дальномера весьма наглядно, но из него можно сделать
неправильный вывод, что причина этой погрешности в дискретности
счетчика. На самом же деле причина заключается в дискретности
спектра периодического сигнала, используемого в частотных
дальномерах. Спектр биений также дискретный со спектральными
линиями, расположенными на шкале частот в точках Fk = kFu (k= 1,
2, ...). При измерении будет зафиксирована частота Fk,
ближайшая к частоте биений FD, соответствующей дальности D.
Таким образом, частота биений FD может измеряться с
дискретностью, равной частоте модуляции FM, что в соответствии с
формулой (7.10) определяет дискретность измерения дальности
ΔΖ)= с/(4
Неминимальная частота биений, которая может быть
зафиксирована анализатором спектра, равна частоте модуляции.
Следовательно, минимальная дальность, измеряемая частотным
дальномером, также равна
°--щ- ,7·|2>
Если в зоне облучения частотного дальномера находится
несколько объектов на разных расстояниях, то каждому из них
будет соответствовать свой частотный спектр биений и для
разрешения двух объектов необходимо разделять эти спектры. Поскольку
при Wf» FM ширина спектра сигнала ЧМ дальномера примерно
равна девиации частоты Wf, то разрешаемое ЧМ системой
расстояние
ADmin=-^-. (7.13)
Его величина и характеризует разрешающую способность
системы по дальности.
Таким образом, точность и разрешающая способность
частотного дальномера, а также Dmm определяются девиацией частоты
Wf излучаемого сигнала, т.е. шириной его спектра.
Движение объекта приводит к появлению допплеровского
смещения частоты принимаемого сигнала Fv, которое можно
использовать для определения радиальной скорости объекта υη если
измерить раздельно дальностное FD и скоростное Fv приращения
частоты.
Рассмотрим два возможных случая работы системы.
В первом случае FD > Fv, т.е. дальностное приращение во всем
диапазоне измеряемых дальностей и скоростей превышает
скоростное (рис. 7.5, а), и результирующая частота биений
273
/и./ct
/и>/с
/о
το
0
0
ь
с έΛ
5^
N
'
i
Q
*
1
• "NT V .Г- -
! Гч/и "ч
E|Z
-rTt"
"^, \
^U-J -!
=> .5
*с
__iC.
1
! ι
.4-
-И-
CQ
—■
4
—Л
r
/
Рис. 7.5. Временные диаграммы частотного дальномера при движении
объекта при Ffl > Fv (а) и FD < Fv (б)
274
сТм с сТы с
Если не учитывать относительно кратковременные провалы
частоты биений, то среднее значение измеряемой частоты будет
пропорционально дальности F6cp = (F6b + F6ll)/2 = FD, а скорость
vr будет пропорциональна частоте принимаемого сигнала Fv =
= (^бв- ^б.н)/2, где /*бВ и F6h — высокая и низкая частоты биений
соответственно. Таким образом, для измерения D и vr
необходимы два счетчика, фиксирующих дальность и скорость объекта.
При превышении так называемой критической скорости νκρ,
соответствующей условию FVKp = FD, картина изменяется. При FD< Fv
(рис. 7.5, б) будут справедливы соотношения:
(^б.в+ F6M)/2 = Fv; (F6a- F6m)/2 = FD.
Для однозначного измерения дальности и скорости объекта во
всем заданном диапазоне дальностей и скоростей необходимо
выбрать соответствующие значения f0 и Wf.
В дальномерах стремятся обеспечить высокую чувствительность
по дальности и поэтому выбирают параметры системы таким
образом, чтобы выполнялось условие FD > FVmm. Поскольку
F J^D-F -M,
flmin γ *Ληιη > J u max %„'
то необходимо обеспечить
2Wf ν,
max
/о^м Ani
(7.14)
mm
Следовательно, при заданной средней частоте излучения f0 для
получения однозначного измерения дальности и скорости
приходится увеличивать девиацию частоты Wf и частоту модуляции FM
с тем, чтобы вывести критическую скорость νκρ за пределы
измеряемого диапазона. Наоборот, для получения однозначного
измерения скорости выбирают F^ < FVk , при этом можно получить и
высокую чувствительность системы по скорости
υ, с
Дискретность измерения частоты не единственная причина,
ограничивающая точность измерения дальности частотным
методом. Из формулы (7.10) следует, что погрешность в измерении
частоты биений, а также отклонения величины девиации частоты
и частоты модуляции вызывают соответствующие погрешности в
измерении дальности.
275
При определении результирующей погрешности системы
должны быть учтены и другие причины, влияющие на точность
измерения. Так, ЧМ обычно сопровождается паразитной амплитудной
модуляцией (AM), которая приводит к искажению огибающей
биений. При этом в спектре биений появляются паразитные
составляющие, которые могут вызвать дополнительные
погрешности и даже вообще нарушить работу дальномера на предельных
дальностях, когда отраженный сигнал весьма мал. Для
уменьшения паразитной AM стремятся обеспечить равномерную частотную
характеристику высокочастотного тракта в заданной полосе.
Решение этой задачи усложняется при увеличении отношения Щ-//0.
Возникает также вопрос о влиянии нелинейности закона
модуляции частоты на работу дальномера. Исследования
показывают, что при измерении дальности и скорости одного объекта
основные соотношения, полученные для линейной модуляции,
справедливы при всех законах изменения частоты, при которых
кривые изменения частоты f„ и/с имеют не более одного пересечения
на каждый полупериод модуляции. Однако при измерении
дальности многих объектов принципиально необходим линейный
закон модуляции, выдерживаемый достаточно строго. Линейный
закон нужен и при автоматическом сопровождении одиночного
объекта по дальности, которое в частотных дальномерах сводится
к удержанию частоты биений в полосе пропускания
узкополосного фильтра.
Автоматическое сопровождение позволяет сделать систему
узкополосной и тем самым снизить влияние помех по сравнению с
неперестраиваемым усилителем с полосой пропускания,
охватывающей весь диапазон частот биений. Одна из распространенных
схем автоматического сопровождения по дальности применяется
при сравнительно медленном изменении расстояния, например в
частотном высотомере при выполнении условия FD> Fv. В
обычную схему частотного дальномера вводится блок управления,
изменяющий FM или Wf таким образом, чтобы частота биений
поддерживалась равной частоте настройки усилителя биений F60 при
изменении дальности Ό в заданном диапазоне
AWfF (t)
Fe(t)= f mWZ)(0 = F6Q= const. (7.15)
с
При этом напряжение, пропорциональное дальности D(t),
снимается с блока управления. В одном из них осуществляется
автоподстройка гетеродина, что имеет преимущества, поскольку
система автосопровождения охватывает в этом случае лишь
приемную часть системы.
При использовании так называемого следящего гетеродина,
частота которого изменяется таким образом, что разность fc(t) -fr(t) =
276
= fo _/ro =Уп.чо остается постоянной (рис. 7.6), усиление сигнала в
приемнике ЧМ дальномера переносится на промежуточную
частоту/пч0. Это позволяет избавиться от воздействия
низкочастотных помех, вызванных, например, вибрациями, которые
испытывает аппаратура при размещении на движущемся объекте. Для
измерения дальности и скорости одиночного объекта в этом
случае можно использовать частотный дискриминатор, настроенный
на/п,,0. Постоянная составляющая на выходе дискриминатора
будет пропорциональна Fv, а составляющая на частоте модуляции
пропорциональна FD. Таким образом, с помощью фильтра
нижних частот и фильтра, настроенного на частоту FM, можно
выделить напряжения, пропорциональные vr и D объекта. При этом
устраняется дискретность отсчета дальности и появляется
возможность измерения малых дальностей, чему мешало воздействие
низкочастотных помех при непосредственном усилении на низкой
частоте в простейшей схеме частотного дальномера.
Измерение дальности многих объектов. При наличии в зоне
облучения антенны РЛС нескольких объектов, имеющих различные
дальности и скорости, на вход приемника поступает целый спектр
частот, составляющие которого будут определяться величинами
дальностей и скоростей объектов. Для обнаружения объектов и
измерения их дальностей и скоростей необходимо произвести
анализ спектра частот принимаемого сигнала. Для анализа
используются анализаторы спектра как параллельного, так и
последовательного типа.
Анализатор с параллельным (одновременным) анализом
имеет набор фильтров, частоты настройки которых установлены с
шагом порядка полосы пропускания фильтра AF, выбираемой в
соответствии с заданной точностью и разрешающей
способностью по дальности, а число фильтров η определяется диапазоном
анализируемых частот биений
F»=F* - F. .
а °max °min
В случае неподвижных или медленно движущихся объектов
допплеровским приращением частоты Fv можно пренебречь и счи-
Низкочастотные
помехи
/п.ч =/с _/г =/п.чО + ^6
/о
/гО
/п.чО-./0-./rO
/с
о
/
Рис. 7.6. Спектр сигнала в приемнике ЧМ дальномера со следящим
гетеродином
277
тать, что спектр содержит только дальностные составляющие. Тогда
диапазон анализируемых частот Fa = FDm^ - FDmin определяется
зоной обзора по дальности и необходимое число фильтров
η > °тах ~ Dmin, (7.16)
AOmin
где A/)min — заданное значение разрешаемого расстояния.
Имея в виду, что линии спектра биений расположены на оси
частот в точках, кратных частоте модуляции FM, желательно
центральные частоты настройки фильтров совместить с линиями
спектра. В этом случае при полосе фильтра Δ^φ = FM заданный
диапазон анализа F& будет перекрыт при числе фильтров ηΆ = FJ FM.
Таким образом, при значительной зоне обзора по дальности и
высокой разрешающей способности дальномера требуется большое
число фильтров. Поэтому несмотря на достоинство параллельного
анализатора, заключающееся в быстроте анализа (время анализа
Та = Ι/Δ/'φ), в обзорных системах с ЧМ широко применяются
последовательные анализаторы с перестраиваемыми и не
перестраиваемыми фильтрами. В частотных дальномерах чаще находят
применение последние. В этом случае фильтр настроен на
фиксированную частоту ^ф, а заданный диапазон частот биений F.d
последовательно просматривается (например, на экране ЭЛТ) за счет
изменения частоты гетеродина, частоты модуляции или девиации
частоты. Последние два случая основаны на использовании
условия
WfFM=^= F^ = const. (7.17)
С помощью схемы управления девиация частоты Wf или
частота модуляции FM периодически изменяются в пределах,
обеспечивающих последовательный анализ всего заданного диапазона
дальностей.
При цифровой реализации в анализаторе спектра используется
дискретное преобразование Фурье. Анализируемые сигналы в виде
двух квадратурных составляющих подвергаются
аналого-цифровому преобразованию в двух квадратурных каналах. При этом
частота дискретизации Fn должна превышать удвоенное значение
наивысшей частоты спектра анализируемого сигнала,
определяемой шириной полосы Afc. Далее осуществляется ДПФ, при
котором на выходе процессора можно оценить значения частотных
составляющих спектра сигнала и выделить составляющие,
превышающие установленный пороговый уровень обнаружения.
Таким образом, цифровой процессор осуществляет операцию,
соответствующую параллельному анализатору спектра с числом
фильтров «ф = Tcf^. При этом полоса пропускания каждого из филь-
278
тров Δ^ψ = 1/тс= \/(ΝΤα) = F$/N, где /V — число выборок за
время, равное длительности сигнала тс.
Прежде чем перейти к рассмотрению основных параметров
частотных систем с обзором по дальности, необходимо сделать
некоторые замечания о спектре частот принимаемого сигнала.
Если время наблюдения Тн значительно превышает период
модуляции Ты, частотный спектр биений имеет дискретный
характер. Частоты составляющих спектра биений кратны частоте
модуляции FM, а их амплитуды изменяются по закону огибающей
спектра одиночного пакета колебаний, длительность которого
определяется величиной Тм и задержкой отраженного сигнала xD.
Рассмотрим, например, спектр биений сигнала для
дальномера с НЛЧМ. Из рис. 7.7 видим, что преобразованный сигнал
разбивается на две группы дальностных частот биений (для простоты
будем считать допплеровское смещение частоты отсутствующим,
т.е. vr = 0). Пакет биений на основной частоте FD = WfF^D имеет
длительность (Тм - τ0), а на частоте FDl = lVfFM(TM - τ0)
длительность xD. Полагая, что для ЧМ дальномера выполняется обычное
/и'/с
ъ\
ΤΜ~το
τ/)
£
лЫ.
ГГу
2/(?м
x/)^2FM
Рис. 7.7. Временные диаграммы и спектр биений g=f(F) дальномера с
НЛЧМ
279
условие %D « Тм во всем диапазоне изменения дальностей, можно
ограничиться рассмотрением основного спектра частот FD, так
как более высокочастотные составляющие спектра FDi будут
подавлены фильтром нижних частот. Поскольку пакеты биений
повторяются с частотой FM, спектр биений будет линейчатым с
расстоянием между линиями спектра, равным FM, а огибающая
спектра будет иметь форму огибающей спектра прямоугольного
импульса длительностью (Ты - xD), т.е.
sm[2n(F-FD)(TM-tD)/2]
2n(F-FD)(TM-tD)/2
Так как первые нули функции sinx/x расположены в точках х =
= ±π, то ширина основного лепестка огибающей спектра (по
нулям) будет равна AF0 = 2/(Тм - τ0). Эта величина и будет
определять возможность разделения спектров двух смещенных по
дальности объектов
Δ^ο = WfF^ -xDl) = WfFM-(D2 - Ζ),) = ^FMAD. (7.19)
с с
Из этого соотношения можно определить разрешаемое Ч Μ
дальномером расстояние
Таким образом, разрешающая способность ЧМ дальномера
определяется величиной девиации частоты Wf, т.е. шириной
спектра излучаемого сигнала, что полностью соответствует общей
теории сигналов.
Для дальномера с СЛЧМ результаты сохраняются, но отсчеты
дальности при той же величине Ты могут быть получены в два раза
чаще. Кроме того, применение СЛЧМ позволяет разделить дал ь-
ностное FD и допплеровское Fv приращения частоты при
движущихся объектах, что уже обсуждалось ранее.
Следует заметить, что от величины xD зависит положение
максимума огибающей спектра относительно линий спектра, что может
сказаться на точности измерения FD. Однако при выполнении
условия τ0 « Ты влияние смещения невелико и его можно не учитывать.
В случае СЛЧМ при увеличении дальности объектов D зоны
провалов FD расширяются, а зоны постоянной частоты биений
соответственно сокращаются, что приводит к расширению
огибающей спектра и снижению точности и разрешающей
способности дальномера. Отсюда становится очевидной непригодность
нелинейной модуляции частоты (например, ГЧМ) в системах с
обзором по дальности, так как при этом частота биений FD изменяется
280
при неизменной дальности объектов, что исключает возможность
однозначного измерения их дальности и разрешения по дальности.
Требования, предъявляемые к линейности модуляции,
достаточно высоки. Так, если диапазон анализа равен Fa - FD -^omin, a
число разрешаемых дискретных значений частот FD равно N, то для
однозначности отсчета каждая из частот должна фиксироваться с
погрешностью, не превышающей AF= ±Fa/(2N), т.е. относительная
погрешность должна быть не более AF/FD = FJ(2NFD). Например,
при N = 100 и Fa/(2FD) = 0,5 нелинейность модуляции не должна
превышать 0,5 %, что является достаточно жестким требованием.
Большое число фильтров, необходимое для параллельного
анализа при большом числе элементов разрешения, препятствовало
его широкому применению при аналоговой реализации. В
настоящее время, как отмечалось ранее, решение этой задачи
осуществляется цифровыми методами на основе БПФ, выполняемого
процессором после аналого-цифрового преобразователя спектра
биений с помощью АЦП. При этом процессор должен иметь
достаточное быстродействие и память для обработки принимаемого
сигнала в реальном масштабе времени.
При движении объектов линии спектра биений смещаются
пропорционально радиальной скорости объектов. Как уже
отмечалось, дальностное и скоростное смещения частоты могут быть
разделены и измерены при использовании СЛЧМ. В этом случае
линии спектра биений раздваиваются, причем частотный
интервал между смещенными линиями равен удвоенному значению доп-
плеровской частоты сигнала соответствующего объекта.
Автоматическое сопровождение по дальности в частотном
дальномере осуществляется автоматической подстройкой частоты
модуляции FM для поддержания равенства частоты биений FD(t)
частоте настройки частотного дискриминатора Fmc в структурной
схеме следящего частотного дальномера (рис. 7.8). При отклоне-
нии FD(t) = —J-FM(t)D(t) от Fmc на выходе частотного
дискриминатора создается напряжение, величина и знак которого
соответствуют величине и знаку разности (FD(t) - Fmc). Это
напряжение управляет генератором, задающим частоту модуляции FM так,
что восстанавливается равенство FD(t) = Fmc. При этом FM(t)
оказывается пропорциональной изменяющейся дальности D(t). Для
повышения точности автоматической подстройки управляющее
напряжение от частотного дискриминатора подается на
управляемый генератор FM через экстраполятор, определяющий астатизм
следящего частотного дальномера.
При реализации дальномера должна быть предварительно
выделена дальномерная составляющая частоты биений, что
нетрудно осуществить при использовании СЛЧМ.
281
Сравнивая достоинства и недостатки частотного и
импульсного методов измерения дальности, следует отметить более сложное
решение задачи радиолокационного наблюдения многих
объектов частотным методом, в частности трудность обеспечения
необходимой для этого высокой линейности модуляции,
эффективной развязки приемного и передающего трактов частотной РЛС.
В то же время частотный метод позволяет при малой пиковой
мощности излучаемого сигнала получить высокую точность и
разрешающую способность по дальности, дает возможность
измерения весьма малых дальностей. Преимущества частотного метода
особенно ощутимы при измерении дальности и скорости
единственного объекта на небольших расстояниях, что и определило
широкое применение частотных дальномеров для измерения
высоты летательных или космических аппаратов над поверхностью
Земли или другой планеты. В радиовысотомерах (РВ) закон
модуляции частоты может отличаться от линейного, что упрощает
создание аппаратуры. Однако при использовании частотного
дальномера для измерения высоты должны учитываться некоторые
особенности отраженных сигналов, которые рассматриваются далее.
Особенности применения частотного метода в
радиовысотомерах. Измерение высоты и вертикальной скорости объектов
необходимо для решения следующих задач:
• пилотирование Л А (самолетов и вертолетов);
• дистанционная съемка рельефа поверхности Земли и планет
или их спутников;
• посадка космических аппаратов на поверхность планет;
• определение текущей высоты орбиты ИСЗ.
Основными тактическими характеристиками
радиовысотомеров являются пределы и точность измерения высоты и
вертикальной скорости. Требования к параметрам измерителя
определяются его назначением. Одним из основных требований к РВ является
lY
■λ
Λ
V /с
Частотный
модулятор
Генератор
/о
Балансный
смес
4Тель
Управляемый
W)
Экстраполятор
Усилитель
бие
НИИ
FJt)~D(t)
Частотный
дискрими натор
FD(t)
Устройство
Η
ω
Рис. 7.8. Структурная схема следящего частотного дальномера
282
сохранение заданной точности измерения при различных эволю-
циях ЛА. Возникающие при этом погрешности измерения высоты
и вертикальной скорости можно устранить гиростабилизацией
антенной системы РВ. Однако этот дорогостоящий способ
используется редко. Обычно для уменьшения возникающих из-за кренов
ЛА погрешностей применяются широкие ДНА, что приводит к
расширению частотного спектра сигналов, отраженных от
подстилающей поверхности, и усложнению их обработки.
Построение и характеристики РВ определяются видом излучаемых
(зондирующих) сигналов.
Непрерывное излучение с ЧМ используется в РВ малых и
средних высот. Импульсное излучение с малой (квазинепрерывное) и
большой скважностью применяется в основном в РВ больших и
космических высот, хотя с освоением наносекундной техники
импульсное излучение начинает применяться и при измерении
малых высот.
Далее кратко рассмотрены особенности построения РВ с ЧМ.
Специфика отражения радиосигналов в диапазоне СВЧ от
протяженной поверхности со случайным рельефом заключается в том,
что радиосигнал на входе приемника является результатом
сложения большого числа элементарных сигналов, созданных при
отражении от множества «блестящих точек», расположенных
случайно в пределах площади, облучаемой антенной (рис. 7.9),
имеющей ДНА шириной аА. В пределах этой площади обычно
существует участок, дающий наибольший вклад в результирующий
сигнал и называемый эффективным центром отражения (точка
А). Положение этой точки в пределах площади изменяется
случайным образом и характеризуется тремя изменяющимися во
времени параметрами: расстоянием от антенны радиовысотомера D(t)
и углами v(/) и γ(/), определяющими направление оси ДНА. Угол
ν(ή измеряется в вертикальной плоскости, проходящей через
вектор путевой скорости Wu (вертикальная составляющая скорости
обозначена Wa). Указанные параметры связаны с текущей
высотой полета H(t) выражением
Я(0 = D(t)cosv(t)cosy(t).
Изменение текущей высоты полета #(/) определяется флукту-
ациями траектории ЛА по вертикали и отклонениями рельефа #р(0
от среднего уровня, т.е. #(/) = #0(/) - Hp(t).
Рассмотрим пути повышения точности измерения высоты.
Прежде всего необходимо при фильтрации использовать
априорные сведения об изменении рельефа, изменениях ориентации оси
ДНА и флуктуациях траектории. Это позволяет оптимизировать
фильтр и снизить апостериорные дисперсии погрешностей.
Наиболее радикальный путь решения этой задачи состоит в комплекси-
ровании РВ с барометрическим высотомером и измерителем вер-
283
Рис. 7.9. Отражение сигнала от подстилающей поверхности при
вертикальном облучении
тикальной составляющей ускорения (акселерометром
вертикального канала). Высокая точность фильтрации параметров рельефа
подстилающей поверхности обеспечивается компенсацией траек-
торных флуктуации высоты полета с помощью данных
барометрического высотомера и акселерометра. При этом становится
возможным с помощью комплексированного РВ решить задачу
получения информации о профиле рельефа местности.
Как уже отмечалось, частотный измеритель дальности
позволяет одновременно определять и радиальную скорость объекта.
Однако необходимость расширения спектра для повышения
точности и разрешающей способности при измерении дальности
ведет к ухудшению этих параметров при измерении скорости.
Поэтому при необходимости точного измерения скорости создают
специальные измерители скорости на основе допплеровского
эффекта, построение и выбор параметров которых обсуждается
далее применительно к допплеровским измерителям путевой
скорости и угла сноса ЛА.
7.5. Допплеровский метод измерения путевой
скорости и угла сноса
В настоящее время широкое применение для управления ЛА
получили автономные средства навигации. К их числу относятся и
допплеровские измерители вектора скорости объекта. Наиболее
распространенными являются допплеровские измерители путевой
скорости и угла сноса самолета (ДИСС).
284
Путевой скоростью самолета называется горизонтальная
проекция скорости ЛА относительно земной поверхности. Путевая
скорость W связана с воздушной скоростью V и скоростью ветра
U так называемым навигационным треугольником (рис. 7.10), в
котором угол φ между векторами воздушной и путевой скоростей
называется углом сноса, поскольку его причиной является ветер.
Допплеровский измеритель позволяет непосредственно определить
путевую скорость по спектру частот сигнала, отраженного земной
поверхностью.
При горизонтальном полете ЛА применяется наклонное
облучение земной поверхности (рис. 7.11, а), чтобы обеспечить
достаточно большую проекцию вектора скорости W на направление
облучения и в то же время сохранить достаточно сильное
отражение в направлении ДИСС.
Для определения спектра частот отраженного сигнала
вырежем из облучаемой площади элементарную полоску, все точки
которой расположены на направлениях, составляющих угол β, с
вектором скорости W. При наклонном облучении границы этих
полосок имеют форму гипербол. Все точки такой элементарной
полоски создадут отраженный сигнал с частотой^, ~fK + Fm- Имея
в виду, что каждой из N элементарных полосок соответствует
допплеровский сдвиг частоты Fw. = 2Wcos$j/Xn, где W- |W|,
можно для всей облучаемой площади представить спектр отраженного
сигнала последовательностью частот
2W
fu+±—cosh. (7.20)
ли
Если отражающие свойства поверхности в пределах облучаемой
площади одинаковы, то форма огибающей спектра будет
определяться формой ДНА измерителя в вертикальной плоскости. Мак-
Ось Л А^
J/^\ji> Линия пути
lb \^*~-^^
Рис. 7.10. Навигационный треугольник
285
Р/Ртях
1
j ιιι Элементарная
ι wl__L V^ площадь
о^^^Шр- равной
ss^si»' частоты
Облучаемая
площадь
0,5
' ! ^
' ! ! \
1' \ ' \
ι ! ι
' ! ^
' \
/ ' ! >
fynin ГП ГЩ fyn;
Рис. 7.11. Формирование отраженного сигнала при наклонном облучении
подстилающей поверхности (а) и его спектр (б)
симальную мощность в этом случае (рис. 7.11, б) имеет сигнал на
средней частоте спектра, соответствующей направлению β0 (оси
ДНА), а ширина спектра на уровне половинной мощности
Δ^0,5 =
7W
К
(
COS
V
β<>-
βΑ
Λ f
-cos
ь+φ
4Ψ . 0 . βΑ
— sn^0sin£J-,
(7.21)
где βΑ — ширина ДНА в вертикальной плоскости.
При достаточно узких ДНА, которые используются в ДИСС,
2И/
можно принятьsin(pA/2) = βΑ/2, в этом случае AF05 = βΑ 5ΐηβ0.
К
Для измерения путевой скорости ЛА необходимо определить
среднюю частоту допплеровского спектра FWv Если вектор W
горизонтален (рис. 7.12) и составляет с осью ДНА угол γ в
горизонтальной и β0 в вертикальной плоскостях, то
Fwn =^-—cosβ0 cosy.
(7.22)
При совмещении направления облучения в горизонтальной
плоскости с вектором W угол γ = 0 и приращение частоты
достигает максимума
2W
Fw, =^— cospQ.
(7.23)
286
При известных λ„ и β0 путевую скорость W можно определить
непосредственным измерением FWm частотомером того или
другого типа.
Угол сноса φ равен углу, составленному осью самолета и осью
антенны в момент ее совмещения с направлением вектора
путевой скорости, т.е. при Fw = FWm.
Однолучевая система не находит практического применения
из-за низкой точности измерения. Для выяснения влияния
погрешности в определении частоты FWm предположим, что в
момент измерения FWm угол γ * 0. При этом допплеровское
смещение отличается от FWm на величину
2W 2W
^Fw = FWm-Fw =— cos β0- — cos β0 cosy =
2W β л \ «г Υ2
= — cos β()(1-cosy) = FWm-hr.
Отсюда можно определить погрешность измерения угла сноса φ,
вызванную неточностью совмещения оси ДНА с вектором W из-
за погрешности определения FWn\
Δφ = γ ■■
2AF,
w
(7.24)
'w„,
При относительной погрешности Δ/ν/FWm= 0,01 погрешность
в измерении φ составляет Δφ = 0,14 рад или примерно 8°. Такие
Гиперболы
равной
частоты
Рис. 7.12. Схема для определения путевой скорости И7 и угла сноса φ
однолучевым ДИСС
287
большие погрешности однолучевого измерителя при измерении
угла сноса являются следствием его низкой чувствительности к
изменению угла γ при небольших рассогласованиях направлений
W и оси ДНА в горизонтальной плоскости.
Погрешность в измерении FWm вызывает и соответствующую
погрешность измерения путевой скорости, величина которой
может быть найдена непосредственно из выражения
Δ W AFU
w
W Fw
Второй важной причиной погрешностей однолучевых
измерителей является крен ЛА. Предположим, что из-за крена истинное
значение угла β отличается от расчетного β0 на величину Δβ.
Дифференцируя выражение (7.23) по параметру β0, получим
dFWm Ж . _
^- = 5ΐηβ0.
Ίβο λΗ
При конечных приращениях запишем
2И/
AFw„ =- —(*ίηβ0)Δβ0. (7.25)
Отсюда с учетом формулы (7.23) следует
W
Δ/ν_ -πβοΔβο=_ΔβοΐΕβο.
FWm cosp„
В реальных системах угол облучения β0 выбирается порядка 70°.
В этом случае относительная погрешность определения путевой
скорости составляет 0,05 на каждый градус погрешности Δβ0
определения угла облучения β0.
Уменьшения погрешности, вызываемой креном, можно
достигнуть стабилизацией антенны в горизонтальной плоскости или
введением поправок на крен в вычислительном устройстве при
обработке данных. Однако это приводит к существенному
усложнению измерителя, но не устраняет недостатков однолучевого
метода, к которым следует отнести также высокие требования к
стабильности частоты излучаемых колебаний.
Наиболее радикальным путем повышения точности измерения
путевой скорости и угла сноса является применение
многолучевых измерителей, излучающих в двух, трех или четырех
направлениях.
Измерение путевой скорости и угла сноса многолучевыми
системами. Измерители вектора скорости ЛА принято подразделять на
самолетные и вертолетные. В самолетных ДИСС измеряются
продольная и поперечная составляющие вектора скорости, т.е. путе-
288
вая скорость и угол сноса, в то время как вертолетные ДИСС
позволяют измерять и вертикальную составляющую скорости.
Кроме того, в вертолетных измерителях заранее неизвестен знак
путевой скорости, а ее величина может быть и равной нулю в
режиме зависания.
Отличаются также максимальные значения измеряемых
скоростей и высот полета (для вертолетов максимальные скорости и
высоты в несколько раз меньше). Однако объем выходных данных
вертолетных измерителей может быть существенно больше из-за
необходимости измерения полного вектора скорости. Заметим, что
вертолетные измерители применяются также для обеспечения
мягкой посадки космических аппаратов на Луну и планеты, а
самолетные ДИСС — для управления крылатыми ракетами и экраноп-
ланами.
В состав измерителя вектора скорости (упрощенная
структурная схема четырехлучевого ДИСС представлена на рис. 7.13)
входят: антенное устройство, формирующее четыре луча,
приемопередатчик, устройство обработки принимаемых сигналов,
вычислитель составляющих скорости и устройство отображения.
Обычно данные ДИСС непосредственно вводятся в систему
автоматического управления (САУ) ЛА.
Рассмотрим принцип действия многолучевых ДИСС для
горизонтального полета самолета, при котором вектор W всегда
направлен вперед, а вертикальная составляющая скорости
отсутствует. Рассмотрим сначала двухлучевые системы. На рис. 7.14
представлено расположение лучей односторонней двухлучевой
системы.
Приемопередатчик
Антенное
устройство
Устройство
обработки
сигналов
Вычислитель
составляющих
скорости
Данные к навигационному
вычислителю и САУ ЛА
К устройству
отображения
Рис. 7.13. Структурная схема четырехлучевого ДИСС
289
ΑΙ
Ось О
самолета
\у ~ Ось антенной
системы
Рис. 7.14. Определение Wи φ односторонним двухлучевым ДИСС
При измерении путевой скорости и угла сноса антенная
система поворачивается до совмещения спектров сигналов на выходе
каналов приемника, соответствующих двум лучам антенны. При
этом ось симметрии лучей (ось антенной системы) будет
совмещена с вектором W, а угол между осью антенной системы и осью
самолета равен углу сноса φ. Непосредственно из рис. 7.14 видно,
что точность двухлучевой системы будет выше, чем однолучевой,
так как при повороте антенны лучи пересекают линии равных
частот под углом, близким к прямому, что обеспечивает
большую чувствительность системы.
Если обозначить угол между осями диаграмм А1 и А2 в
горизонтальной плоскости 2Θ, то допплеровское смещение частоты
сигналов, принимаемых по направлениям осей диаграмм А1 и А2:
2W 2\V
FWi =—— cos β cos γ, FWl =—— cos β cos (2Θ-γ),
а разностная частота
Ж
F\vv = FWx - /v2 = -—cos β [cos γ-cos (2Θ-γ)]
= cos β [-2 sin θ sin (γ - θ)] =
AW
ϋθ5β5ΐηθ5Ϊη(γ-θ).
(7.26)
290
Если при измерении равенство частот FWx и FW2 установлено
неточно и их разность отличается от нуля и составляет AFW = Fw,
то это непосредственно приводит к погрешности в определении
угла сноса Δφ = γ - θ. Так как ее значение обычно невелико,
можно принять
Δφ = sin Δφ = sin(y - θ)
-ft
wa
w„
*,W
cos β sin θ 2Fw№
(7.27)
При относительной погрешности измерения частоты, равной
0,01, погрешность определения угла сноса Δφ = 0,005 рад (0,28°),
т.е. примерно в 30 раз меньше, чем у однолучевой системы (tg9
принят равным 1). Однако погрешность в измерении путевой
скорости при неточном определении угла облучения β (из-за крена)
остается примерно такой же, как и в однолучевой системе.
Точность определения путевой скорости значительно
повышается при применении двухсторонних систем, имеющих лучи,
направленные вперед и назад (рис. 7.15). В этом случае допплеров-
ские частоты в первом и втором каналах равны соответственно:
FWy =—— cos β cos γ, FWl = —— cos β cos γ,
а их разность
AW
fy, = /V, - /V2 = -τ— cos β cos γ.
Рис. 7.15. Определение Ww φ двухсторонним двухлучевым ДИСС
291
Предположим, что угол облучения β определен с
погрешностью Δβ. Тогда
4ψ г π 4W
Fw = Οθ5γ[οο5(β-Δβ) + Οθ5(β + Δβ)| = cos γ cos β cos Δβ.
P К К
Отклонение разностной частоты от ее максимального
значения составляет
AW
AFW = ϋθ5γϋθ5β(1 -ϋθ5Δβ).
р λ„
Отсюда
Δ/4 , лп т ■ 2Δβ Δβ2
L = 1 -ϋθ5Δβ = 2sin2—- - ——
Fw "2
Следовательно,
Αψ _ Δ/νρ Δβ2
W Fw 2
(7.28)
Таким образом, каждый градус погрешности в установке угла
облучения β приводит к погрешности при измерении путевой
скорости И'порядка 0,00015, т.е. существенно меньшей, чем в
односторонней двухлучевой системе. Однако погрешности
определения угла сноса остаются почти такими же, как и однолучевой
системы.
Становится очевидным, что одновременное повышение
точности измерения путевой скорости W νι угла сноса φ достигается
при использовании в системе трех или четырех лучей.
Если накрест лежащие лучи (А1, A3 и А2, А4) четырехлучевой
системы (рис. 7.16) расположены в одной вертикальной
плоскости, то, например, для пары А1 и A3:
2W 2W
/V, = -—cos β cos γ,; FWi = - — cos β cos γ3. (7.29)
На выходе приемника выделяется сигнал разностной частоты
4W
F\vn = fy -Fwi=-r— cos β cos γ, = 2FWi, (7.30)
так как по условию γι = γ3.
Аналогично для второй пары антенн А2 и А4
Fw24 = Fw2 - Fw, =—-ζο$$ζοζΊι = 2FWl, (7.31)
λ„
так как γ2 = уц.
292
о w
Рис. 7.16. Определение If и φ четырехлучевым ДИСС
При совмещении оси антенной системы с вектором W углы
между осями ДНА и вектором путевой скорости совпадают (γι = γ2)
и разностные частоты становятся равными, т.е. FWn = FWv.
Таким образом, добившись поворотом антенной системы
равенства разностных частот, можно определить угол сноса φ
непосредственно по положению оси антенной системы
относительно оси самолета, а путевую скорость W— по измеренной
величине разностной частоты.
При неподвижной относительно оси самолета антенной
системе величины Ψ и φ находятся с помощью вычислительного
устройства решением уравнений (7.30) и (7.31), имея в виду, что в
соответствии с рис. 7.16:
φ = γ, -θ = θ-γ2=(γ, -γ2)/2.
Четырехлучевая система сочетает преимущества
односторонней и двухсторонней двухлучевых систем, заключающиеся в
уменьшении погрешностей из-за продольного и поперечного кренов,
поскольку их влияние практически компенсируется при
вычитании допплеровских смещений противоположно направленных
лучей. Сохраняется и высокая чувствительность к изменению
допплеровского смещения при отклонении оси самолета в
горизонтальной плоскости, что позволяет определить угол сноса φ
(или поперечную составляющую скорости νπ) с высокой
точностью. Большим достоинством системы является также снижение
требований к кратковременной стабильности частоты,
поскольку взаимодействующие сигналы каналов приходят примерно с
равных расстояний (D{ и /)3 для пары А) и А3) и их временной
сдвиг Δτπ = 2(Ζ)ι - D^/c, определяющий требования к стабиль-
293
ности частоты fH, весьма мал. Практически такие же результаты
могут быть получены и при использовании в системе трех лучей.
При анализе точности различных методов измерения W и φ
допплеровское смещение предполагалось представленным
единственной частотой, тогда как фактически принимаемый сигнал
содержит целый спектр допплеровских частот, что было показано
ранее. Это вносит дополнительные погрешности, а также
некоторые особенности в работу и построение ДИСС. В частности, при
наклонном облучении гладкой водной поверхности зеркальное
отражение приводит к резкому снижению интенсивности
сигнала, отраженного в сторону антенны ДИСС, что может привести к
нарушению его работы («морской эффект»).
Построение допплеровских измерителей вектора скорости.
Построение допплеровских измерителей в значительной степени
определяется выбранным режимом излучения. Применяются
системы непрерывного излучения без модуляции и с частотной
модуляцией, а также системы с импульсным излучением с малой
скважностью (квазинепрерывные) и большой скважностью.
Основным достоинством системы непрерывного излучения без
модуляции является сосредоточенность спектра отраженного
сигнала в пределах одной полосы частот, что обеспечивает наиболее
полное использование энергии сигнала, а также сравнительно
простое устройство передатчика, приемника и индикатора.
На рис. 7.17 представлена структурная схема простейшего
трехлучевого самолетного ДИСС с непрерывным излучением,
неподвижной антенной системой и непосредственным
преобразованием отраженных сигналов на низкую частоту.
Генератор высокой частоты (ГВЧ) клистронного или
полупроводникового типа генерирует колебания с частотой /и
необходимой мощности, поступающие через делитель мощности на три
fci=f»+fWi
Отраженные
сигналы
Приемная
антенна
♦
сигналов -
Просачивающийся
сигнал
Излучаемые
/и
Передающая
антенна
Смесители ^ Полосовой _^ Измеритель
УНЧ
частоты
/и
Щ
- ГВЧ
Данные .
о крене
и тангаже"
Индикатор
Ψνιψ
Вычислитель
W <р
К навигационному
вычислителю
Рис. 7.17. Структурная схема трехлучевого самолетного ДИСС с
непрерывным излучением
294
излучателя передающей антенны, которая формирует три луча,
направленных под заданными углами (β и Θ) вниз и в стороны
относительно оси антенной системы, совпадающей с осью
самолета.
Отраженные сигналы с частотами fci = f„ + Fw. (/ = 1, 2, 3),
принятые по каждому из трех лучей приемной антенны,
поступают на три идентичных приемных измерительных канала. На вход
каждого канала проникают также колебания от ГВЧ на частоте ./ΰ,
которые играют роль опорных в балансных смесителях на входе
каждого канала. На выходах балансных смесителей выделяются
низкочастотные колебания допплеровского спектра, которые после
усиления в усилителе низких частот (УНЧ) в каждом канале
поступают на измеритель частоты. Ширина полосы УНЧ выбирается
исходя из возможного диапазона допплеровских частот. При
таком преобразовании частоты теряется знак допплеровского
смещения, что несущественно для самолетных ДИСС.
Измеритель частоты в каждом канале измеряет среднюю
частоту FWi0 допплеровского спектра, а вычислительное
устройство на основе уравнений, рассмотренных в подразд. 7.4,
вычисляет путевую скорость W и угол сноса φ, которые затем
регистрируются индикатором и используются для определения
координат самолета методом счисления пути (интегрированием
скорости).
Для измерения средней допплеровской частоты можно
использовать счетчик числа пересечений нулевого уровня
напряжением низкой частоты (НЧ) (счетчик числа «нулей»),
автокоррелятор, измеряющий время корреляции, обратно
пропорциональное средней частоте, или частотный дискриминатор. Все
три метода имеют близкие погрешности, однако практически
легче осуществить счетчик «нулей», а точнее, счетчик числа
импульсов, сформированных схемой ограничения и
дифференцирования в точках пересечения нулевого уровня напряжением
на выходе УНЧ.
Более высокую чувствительность имеет ДИСС, в котором
основное усиление осуществляется на промежуточной частоте
после первого преобразования частоты смешением сигнала с
колебаниями гетеродина на частоте fr =/и +/пч, причем постоянство/пч
поддерживается с помощью АПЧ гетеродина.
Возможно также формирование колебаний с частотой (/и +/пч)
с помощью генератора опорной частоты (ГОЧ) f0 =fnM и
балансного модулятора, в котором колебания ГВЧ и ГОЧ смешиваются
и после фильтрации верхней боковой частоты (/и +/,.,,) подаются
на балансный смеситель. На выходе УПЧ в такой схеме (рис. 7.18)
включен синхронный детектор, обеспечивающий лучшее
отношение сигнала к шуму при выделении допплеровских частот. В
остальном рассматриваемая схема ДИСС аналогична предыдущей.
295
Приемная
антенна
/
fci=f» +
/
/
Передающая
антенна
Балансный
смеситель
/и +/п.ч
—
УПЧ,
Уп.ч + Fwi
Фильтр
боковой
частоты
/и ^/п.ч
Балансный
модулятор
к
.
/и
Синхронный
детектор
/о
гоч
/о -Уп.ч
Крен
Тангаж
"
К бортовой
Fw
Измеритель
частоты
1
FwiQ
I
Вычислитель
Ψ» φ
Индикатор
W
И φ
Рис. 7.18. Структурная схема ДИСС с ГОЧ и синхронным детектором
В вертолетных ДИСС необходимо определять знак допплеров-
ского приращения частоты, теряемый в предыдущих схемах. Для
этого в приемниках вертолетных ДИСС вместо синхронного
детектора применяется квадратурный смеситель, содержащий два
синхронных детектора, на которые подается сигнал на высокой
или промежуточной частоте с сохранением знака допплеровского
смещения uc(t) = Uc cos2n(f0 ± Fw)t и опорные напряжения той
же частоты, но со сдвигом на π/2:
uol(t) = Uocos2nf0t и uo2(t) = Uocos(2nf0t + n/2).
На выходах такого смесителя выделяются колебания на частоте
Fw, фаза которых отличается на π/2, причем -π/2 соответствует
положительному, а +π/2 — отрицательному знаку Fw.
Информация о знаке выделяется с помощью простой импульсной схемы,
на которую подаются напряжения с выходов квадратурного
смесителя.
Недостатком ДИСС с непрерывным излучением является
трудность устранения просачивающегося на вход приемника сигнала
передатчика. Этот сигнал обычно модулирован по амплитуде и
фазе шумовым напряжением. Просочившийся сигнал может во
много раз превышать не только собственные шумы приемника,
но и принимаемые сигналы, что ведет к снижению
чувствительности приемника.
Для уменьшения влияния просочившихся сигналов в ДИСС
используется частотная или импульсная модуляция излучаемых
колебаний. Проще всего осуществить развязку приемного и пере-
296
дающего каналов применением импульсного режима излучения,
при котором на время излучения импульса ти приемник
запирается. Однако при этом появляются «слепые» высоты, т.е. ДИСС
оказывается неработоспособным на высотах Н^, на которых время
задержки τ3 отраженных сигналов кратно периоду повторения
импульсов Тп, т.е. действует условие
τ3 = ^^8Ϊηβ = «7;+τΗ, (7.32)
с
где η = 0, 1, 2, ... .
Обычно выбирают η < 1, и условие (7.32) действует лишь на
малых высотах, где отраженный сигнал очень сильный и
обеспечивает приемлемое отношение сигнал/помеха, что и
используется в непрерывно-импульсных ДИСС при работе на малых высотах
без блокирования приемника.
Однако наибольшее практическое применение находят
импульсные ДИСС, работающие в автокогерентном режиме, при
котором поочередно взаимодействуют допплеровские спектры
противоположно направленных лучей: первого и третьего, второго и
четвертого. Передающее устройство таких ДИСС (рис. 7.19)
генерирует высокочастотные импульсы длительностью ти с частотой
повторения F„ и несущей /и.
Высокочастотный коммутатор с частотой коммутации FK
(несколько герц) поочередно подключает к передатчику
соответствующие пары антенн. На время излучения приемник запирается
переключателем прием-передача, управляемым импульсами от
модулятора.
Отраженные сигналы соответствующих пар лучей через
коммутатор лучей и переключатель прием-передача поступают на
смеситель сигнала и после преобразования усиливаются на
промежуточной частоте и детектируются. На выходе детектора поочередно
выделяется спектр разностных частот FWl} или FWu в соответствии
с формулами (7.30) и (7.31).
Этот спектр и используется далее для определения путевой
скорости W и угла сноса φ.
Такой метод выделения допплеровской информации в виде
разностной частоты двух одновременно приходящих отраженных
сигналов не требует опорного сигнала, поэтому и получил название
автокогерентного приема, или приема с внешней когерентностью.
Сигнал, пропорциональный разности частот AF= FWl} - FWw
используется для управления поворотом антенны в горизонтальной
плоскости. При AF = 0 продольная ось антенны совмещается с
вектором W, а угол между осью антенной системы и осью
самолета будет равен φ. Этот угол с помощью датчика передается
непосредственно на индикатор φ и W (или через интерфейс в
вычислительное устройство).
297
χ
>>
3 о
о. ь
ί
!
с
>>
2
υ
tr Я
еклю
прие
о. л
о ς
Cu
s
Μ
η
о.
(υ
С
о.
о
rt is
l|
s ч
о
я s
I
^
^
£
^
к
5 Si
s
о о
о ь
S3?
I
I
э *
χ
н
s
tr
2
03
к
§■
Ю
о
П
S
§
О.
f-ΈΓ"
<υ <
S
υ
η
Ε? н ■*
£ Ο υ
S«E
CQ Ο Χ
s s
ο
κ
Он
298
К сожалению, крен самолета ведет к неодновременности
прихода сигналов пар лучей, что нарушает работу ДИСС. Поэтому в
автокогерентных ДИСС применяют стабилизацию антенны в
горизонтальной плоскости. Однако при этом не устраняются
нарушения работы ДИСС в условиях сильно пересеченной местности,
когда задержки сигналов противоположных лучей настолько
отличаются, что отраженные сигналы не перекрываются и
разностные биения не образуются. Правда, такие условия создаются на
практике сравнительно редко.
Следует отметить, что в ДИСС с автокогерентным приемом
могут использоваться генераторы с невысокой стабильностью
частоты, поскольку при приеме взаимодействуют одновременно
приходящие отраженные сигналы, на которых частотные и
фазовые нестабильности передатчика сказываются в равной степени и
при вычитании спектров компенсируются.
Широкое применение находят ДИСС с ЧМ, поскольку
частотная модуляция, сохраняя преимущества режима непрерывного
излучения, позволяет радикально снизить влияние шумовой
составляющей просачивающегося на вход приемника излучаемого
сигнала, так как благодаря ЧМ спектр отраженного сигнала
сдвигается пропорционально его задержке. При этом, так же как и в
импульсных ДИСС, возможно использование одной антенны для
передачи и приема с разделением каналов с помощью
невзаимных ферритовых устройств.
В ДИСС с ЧМ чаще всего используется гармонический закон
модуляции частоты, при котором выбором соответствующей
гармоники частоты модуляции принимаемого сигнала можно
обеспечить необходимое подавление просочившегося сигнала
передатчика. Выделение требуемой гармоники nFM обеспечивается
настройкой фильтров УПЧ на частоту/пч= nFM. В остальном схема
ДИСС с ЧМ принципиально не отличается от схемы ДИСС без
модуляции несущей.
Применение ЧМ позволяет с помощью ДИСС определять не
только составляющие скорости, но и измерять также наклонные
дальности до подстилающей поверхности по каждому из трех
лучей антенны, на основании которых можно вычислить высоту
полета ЛА, а также углы крена и тангажа.
Для определения расстояний в таких ДИСС обычно измеряется
фазовый сдвиг принимаемого сигнала, пропорциональный
временной задержке сигнала, непосредственно связанной с
расстоянием. На рис. 7.20 представлена упрощенная структурная схема
такого комбинированного измерителя. Излучение и прием
осуществляются в измерителе отдельными трехлучевыми антеннами,
причем обработка отраженных сигналов производится
одновременно в трех одинаковых каналах приемника. Генератор высокой
частоты модулируется по частоте по гармоническому закону с
299
Λ
4
\έ β-
si
3·
3
03
t
!
g
χ
as
as 09
Схем
еобразо
α.
с
rsi~
=s
p. u
fc s
is
5
№
ti.
-Η
■^
о.
Η
о.
09
и
'о л
09 5
о s- s
О е £·
О (J
ta?
Q
II
ЕГ
■^
меситель
с
<-
и .
)
нерато
rropHoi
астоты
£°*
I
3 ч
Χ Ρ
У χ
«8
3 5
U3
5
χ
и
as
Χ
S Ε
U U
S £
-4
+
Л
ч
ω
Й
да
I
1
Фазометр
^s
с
fN
меситель
■ι ЕГ
II
и
S
_ ι
Фильтр
боковой
частоты
+
'двоитель
частоты
**>
о.
о
&
?
ЬЕ
Балансный
модулятор
*5
у
CQ
5
3
S χ
2 δ
Η
ίο.*
С
§
се
CJ
се
*
се
S
се
X
υ
α
со
О
|=;
л
ΙΟ
U
m
υ
υ
S
tt
се
υ
Χ
cj
U
о
CJ
S
О.
300
частотой модуляции FM. При девиации частоты Δ/и средней
частоте генератора Уо излучаемый сигнал можно записать в виде
uH(t) = U0 cos
2π/0/ + — cos 2nFMt
(7.33)
Отраженные сигналы в каждом канале поступают на
балансный смеситель, гетеродинный сигнал для которого, имеющий
частоту (fH + f„M), формируется путем выделения верхней боковой
частоты на выходе балансного смесителя, осуществляющего
смешение сигналов ГВЧ и генератора опорной частоты f0 = f„M.
На выходе смесителя УПЧ выделяет из сложного спектра
преобразованного сигнала составляющую (/пч + nFM ± Fw),
соответствующую п-й гармонике частоты модуляции, имеющей доппле-
ровское смещение FWj (/' = 1,2 или 3).
С выхода УПЧ сигнал поступает на квадратурный смеситель,
который при смешении с опорным напряжением частоты (fnM + nFM),
формируемым вторым смесителем, выделяет допплеровское
смещение ±FWj с сохранением знака, определяемого схемой
преобразования. Допплеровские смещения FWj всех трех каналов
используются для вычисления значений И^и φ.
В канале измерения дальности сигнал на частоте nFM
выделяется первым смесителем и полосовым УПЧ, на выходе которого
напряжение подвергается квадратичному преобразованию. В
результате преобразования получается напряжение, которое
содержит составляющую на частоте nFM с фазой 2nntDl/ Ты,
независимой от допплеровских флуктуации и пропорциональной
дальности Dj до отражающей поверхности по /'-му лучу. Измеряя
фазометром фазовый сдвиг на частоте 2nFM, можно определить Д в
каждом из трех каналов и затем с помощью вычислителя
определить высоту и углы крена и тангажа ЛА.
Такой комбинированный измеритель очень удобен для
вертолетов и космических аппаратов с мягкой посадкой.
7.6. Корреляционный метод измерения путевой
скорости и угла сноса
Принцип корреляционного метода измерения путевой скорости
Ww угла сноса φ заключается в измерении времени задержки
между отраженными от подстилающей поверхности сигналами,
принимаемыми разнесенными антеннами, расположенными на ЛА.
Предположим сначала, что передающая антенна Аи, две
приемные антенны А1 и А2 (рис. 7.21, а) расположены на
продольной оси ЛА на расстоянии d и имеют ДНА, направленные
вертикально вниз, а полет происходит без сноса (φ = 0).
301
w
ΑΙ
АЛ А2 осьЛА
d у
7777777777777777777777777777777777777777777
Отражающая поверхность
А2
s
2('+*1
Гетеродин -
А1
JiW
)
УПЧ2
/г
Смеситель 1
УПЧ1
б
Ц,(/+Тз)
Схема
задержки
Фильтр
усреднения
Измеритель
и~ць)
Рис. 7.21. Метод корреляционного измерения W и φ (α) и структурная
схема корреляционного измерителя (б)
Рис. 7.22. Измерение Ж и φ корреляционным измерителем
302
Тогда максимальное значение функции взаимной корреляции
*!(/)^2(' "·" хз) сигналов s{(t) и s2(t + x3), принятых первой и второй
антеннами и смещенных по времени на х3, будет соответствовать
моменту, когда Л А пролетит расстояние, равное d. Если в первый
канал приемника (рис. 7.21, б) ввести устройство регулируемой
задержки, то при установке задержки, равной τ3 = τΑ1Α2 =d/W,
функция Κ(τ3) = si(t)s2(t+ τ}) достигает максимального значения,
фиксируемого прибором на выходе усредняющего фильтра. При
этом шкала регулятора задержки может быть проградуирована
непосредственно в единицах путевой скорости.
В реальных измерителях применяются три приемных антенны
ΑΙ, Α2 и A3 (рис. 7.22), что позволяет измерять не только путевую
скорость W, но и угол сноса φ.
Задержки сигналов, принимаемых парами антенн А1, А2 и А1,
A3, соответствующие максимальным значениям функций
взаимной корреляции, будут равны соответственно:
τΑ1Α2« =i/iCOS(a-9)/(H^cosa); (7.34)
xAiA3m =d\ cos(a + 9)/(H/cosa). (7.35)
Фиксируя значения iAiA2m и xAiA3m> из уравнений (7.34) и (7.35)
можно определить W w φ.
Так же, как и в случае ДИСС, точность корреляционных
измерителей падает при эволюциях ЛА. Так, относительная
погрешность определения путевой скорости И'при полете с углом
тангажа η равна AW/ W= 1 - cosr|. Примерно такова же относительная
погрешность измерения угла сноса φ, если его абсолютное
значение незначительно.
Флуктуационная погрешность корреляционных измерителей
связана с ограниченным временем усреднения в реальных
измерителях.
Сравнение допплеровских и корреляционных измерителей
показывает, что поточности они примерно равноценны. Однако при
полете над водной поверхностью корреляционные измерители
предпочтительнее, так как в отличие от ДИСС сохраняют
работоспособность и при спокойной поверхности, поскольку ДНА
корреляционных измерителей направлены вертикально и
отраженные сигналы при спокойной поверхности не только не
пропадают, как в ДИСС с наклонным облучением поверхности, а даже
возрастают.
На основе корреляционного метода возможно создание
комбинированного измерителя для определения высоты и
составляющих скорости полета ЛА.
303
7.7. Беззапросный и запросный измерители
радиальной скорости объектов
В беззапросном измерителе радиальная составляющая
скорости vr измеряется по допплеровскому смещению частоты/и,
излучаемой высокостабильным генератором колебаний,
расположенным на движущемся объекте. Допплеровское смещение Fv в
случаях, когда vr много меньше скорости распространения
радиоволн с и релятивистскими эффектами можно пренебречь, может
быть найдено по формуле
F = f - f =-f —
'ν J с J и Jи э
С
где Ус — частота сигнала, принимаемого измерителем.
При этом обычно в измерителе принимаемый сигнал
подвергают преобразованию на более низкую частоту и фильтруют с
помощью системы фазовой подстройки частоты (ФАПЧ), а затем с
помощью местного эталонного генератора с частотой /э переводят
на частоту FmM, отличающуюся от допплеровского смещения на
величину Fn =fH -f3 > FvmaK, называемую частотой подставки. Введение
частоты подставки F„ позволяет определять знак Fm а
следовательно, и знак скорости объекта.
В измерителях применяют цифровой метод, при котором
после системы ФАПЧ осуществляется счет «нулей», т.е. моментов
перехода колебаний через нулевой уровень. При этом возможно
применение двух типов измерителей: частотомеров и периодо-
меров.
В частотомерах измерение частоты Fmw производят сравнением
числа периодов колебаний измеряемой частоты с мерным
интервалом Тм, который формируется из известного числа п0 периодов
Гсч колебаний генератора счетной частоты
F =-£-
' ИЗМ гр ■
В периодомерах определяется число η периодов Гсч за
фиксированный промежуток времени
Отсюда
Для определения радиальной скорости и,, объекта по
измеренной частоте FHtM используется формула
304
Vr =-^L = -FH3M (/θ /э)с (736)
λΗ /и
В запросных системах измеряется допплеровское смещение
частоты сигнала, ретранслированного объектом, радиальная
скорость которого определяется измерителем. При ретрансляции
частота сигнала запроса ^ преобразуется в т/1 раз, что позволяет
при непрерывном излучении сигнала измерителем скорости
избежать воздействия сравнительно мощного излучаемого сигнала
на прием ответного сигнала, ретранслированного объектом. При
этом для исключения воздействия гармоник основной частоты
целые числа т и I выбираются взаимно простыми.
Частоту сигнала, принимаемого измерителем скорости,
можно представить в виде
f -т f \~Vr IС
J с ~~ ~Т /з "j Ί ·
/ \ + vr/c
Пренебрегая релятивистскими эффектами при vr« с,
допплеровское смещение можно определить по формуле
F - f -— f --?£L·— f
'υ Jс , Уз , Уз·
При m = / частота допплеровского смещения
F =-*±f
С
что имеет место при измерении радиальной скорости объекта по
частоте отраженного им сигнала радиолокационной станции.
При преобразовании частоты запросного сигнала на борту объекта
в m/l раз необходимо выделить несущую частоту с помощью
узкополосного фильтра, причем полоса пропускания фильтра должна
быть достаточной для подавления боковых составляющих спектра.
Для исключения влияния нестабильности частоты гетеродина
при преобразовании частоты в бортовом ретрансляторе
используется схема с двойным преобразованием частоты (рис. 7.23).
Частота преобразованного бортовым ретранслятором сигнала
m
/о =у(/з + /ч)'
где F^ — допплеровское смещение запросного сигнала,
принимаемого бортовым ретранслятором.
В измерителе скорости с запросным сигналом для сохранения
знака допплеровского смещения также вводится частота
подставки Fn = kF3, связанная с частотой запроса известным постоянным
коэффициентом, что гарантирует стабильность частоты Fn.
305
/з+^з
-Ά
Смеситель 1
Vr
Узкополосный
фильтр
Умножитель
/
Усилитель
ВЧ
Л
Уу
ножитель
т/1
Умножитель
т
Гетеродин
Антенная
система
/
\
f(f^FV3)-
т/Т
-mfT
Смеситель 2
/o = f</3 + ^3)
Усилитель
мощности
Рис. 7.23. Измеритель допплеровской частоты с двойным
преобразованием частоты
Таким образом, радиальную скорость можно определить по
частоте, измеряемой в измерителе скорости FmM, используя формулу
V, =
F -kF
' изм *■' з
2(|я//)/, '
(7.37)
В командно-измерительных комплексах находят применение
измерители скорости, в которых используются беззапросный и
запросный методы измерения, выбираемые по команде в
зависимости от решаемой системой задачи*.
7.8. Измерители координат и скорости
в составе навигационного комплекса
Возрастающие требования к точности и надежности
управления полетом ЛА удовлетворяются как путем улучшения
характеристик отдельных измерителей, так и объединением их в единый
навигационный комплекс.
В состав комплекса (рис. 7.24) в различных сочетаниях
включают инерциальную навигационную систему (ИНС), допплеровский
(корреляционный) измеритель путевой скорости и угла сноса са-
1995
* Основы радиоуправления / Под ред. В. А. Вейцеля. — М. : «Радио и связь»,
306
молета, датчик воздушной скорости, входящий в состав системы
воздушных сигналов (СВС), систему курсовертикали (СКВ) в
качестве вспомогательного измерителя курса, РВ для измерения
высоты и скорости ее изменения, приемоиндикаторы СРНС и
РСБН и бортовую РЛС. Данные этих устройств обрабатываются в
бортовом вычислительном устройстве. При этом обеспечивается
непрерывное автоматическое измерение координат ЛА, его
путевой и воздушной скорости, курса, углов сноса, крена и тангажа,
барометрической и истинной высот.
Основой непрерывного определения координат является
счисление пути с помощью данных ИНС, измерителя воздушной
скорости, курса, крена и тангажа, а также путевой скорости и угла
сноса, измеряемых ДИСС.
Так как датчики систем, входящих в навигационный комплекс,
определяют навигационные параметры в собственной системе
координат, в алгоритмах навигационного вычислительного
устройства предусмотрена процедура преобразования данных этих
систем в единую систему координат, в которой осуществляется
счисление пути.
Навигационный комплекс является составной частью
комплекса пилотажно-навигационного оборудования (КПНО),
который включает также систему автоматического управления (САУ)
самолетом и системы индикации и отображения пилотажно-на-
вигационной информации.
ИНС
-- ДИСС
СВС
СКВ
РВ
Бортовой
вычислитель
ΐ>
Комплексная
обработка
данных
7^
Преобразование данных
РСБН
СРНС
РЛС
Ϊ
К САУ
и системам
индикации
Другие
измерители
Рис. 7.24. Структурная схема бортового навигационного комплекса
307
В круг задач, решаемых КПНО, помимо непрерывного
определения координат и вектора скорости самолета, входят
программирование маршрута полета, вычисление и передача в САУ
управляющих сигналов, выдача информации системам индикации
и отображения информации, автоматический контроль
исправности бортовых устройств и систем КПНО, а также
автоматическая стабилизация полета.
В последние годы круг задач, решаемых радиоэлектронными
средствами обеспечения безопасности полетов и организации
воздушного движения, чрезвычайно расширился. В употребление
вошли новые названия этой области техники: авионика и ветро-
ника. Термин «авионика» означает радиоэлектроника
обслуживания полетов авиации, «ветроника» — от англ. vehicle mdioelectronic,
т.е. совокупность радиоэлектронных средств, используемых на
борту ВС. В понятие «авионика» иногда включают не только
бортовые радиосистемы управления полетом, но также
радиоэлектронное обеспечение всех видов деятельности наземных
авиационных служб: системы УВД, системы посадки, линии передачи
данных, системы аэродромных средств организации
пассажиропотоков и др.
Особое значение приобрели комплексы управления
высокоточным оружием (ВТО), разработке которого в настоящее время
уделяется большое внимание и выделяются огромные средства во
многих странах мира. Понятие «высокоточное оружие» обычно
связывают с возможностью гарантированного поражения
заданной цели в группе или избирательного попадания в заданный
элемент цели. При этом РТС решают задачи обнаружения,
распознавания, идентификации и точного определения координат и
параметров движения цели.
Обнаружение здесь связывается с селекцией цели на фоне
подстилающей поверхности и разнообразных видов помех,
распознавание — с различением целей определенного класса в группе с
целями другого класса, идентификация — с различением
заданных целей от других целей того же класса.
Решение этих задач потребовало разработки новых и глубокой
модернизации существующих средств радиоэлектроники и
прежде всего систем радиолокации и радионавигации.
Контрольные вопросы
1. Что такое постоянная погрешность дальномера, каковы причины
ее появления и пути уменьшения?
2. Чем определяется потенциальное значение точности и
разрешающей способности частотного дальномера?
3. При каких условиях возможно раздельное однозначное измерение
дальности и радиальной скорости объекта частотным дальномером?
308
4. В каких случаях возможно применение нелинейного закона ЧМ при
измерении дальности частотным методом?
5. В чем особенность измерения дальности многих объектов
частотным методом?
6. Сравните преимущества и недостатки импульсного и частотного
методов измерения дальности.
7. Укажите особенности применения ЧМ в радиовысотомерах и
возможные пути повышения точности измерения высоты.
8. Выберите необходимые значения девиации частоты Wf и периода
модуляции Ти частотного дальномера, работающего в
трехсантиметровом диапазоне (λ„ = 3 см), если задан диапазон измеряемых дальностей
от А™ = 1 км до Dmm = 100 км, а максимальная радиальная скорость цели
vram = 200 м/с. Разрешаемое дальномером расстояние ADmin должно быть
не более 30 м.
9. Как можно осуществить автоматическое сопровождение по
дальности частотным дальномером?
10. В чем заключается принцип действия цифрового частотного
дальномера?
11. В чем заключаются причины больших погрешностей измерения
однолучевых ДИСС?
12. Точность измерения какого параметра и почему повышается при
использовании одностороннего двухлучевого ДИСС?
13. Каким образом должны быть расположены лучи двухлучевого ДИСС
для получения высокой точности измерения путевой скорости?
14. Каковы достоинства трехлучевых и четырехлучевых ДИСС?
15. Сравните преимущества и недостатки ДИСС с непрерывным и
импульсным излучением.
16. Как определяется угол сноса и путевая скорость ДИСС,
работающего в автокогерентном режиме?
17. Какие преимущества дает применение в ДИСС частотной
модуляции излучаемого сигнала?
18. В чем заключается корреляционный метод измерения путевой
скорости и угла сноса?
19. Определите допустимую погрешность в установке угла облучения β
в случае однолучевого и двухстороннего двухлучевого ДИСС для
получения относительной погрешности измерения путевой скорости, не
превышающей 0,15%.
ГЛАВА 8
МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА ИЗМЕРЕНИЯ
УГЛОВЫХ КООРДИНАТ
8.1. Методы измерения угловых координат
Для измерения угловых координат в радиолокации и
радионавигации используется радиопеленгование, т.е. определение
направления на источник принимаемого радиосигнала.
Зависимость напряжения принимаемого радиосигнала от
направления прихода радиоволн, заданного углами α и β в
горизонтальной и вертикальной плоскостях, можно представить выражением
U(t-xD,a,p) =
= ReUm(t-xD, a, β)εχρ{-./[2π/(/-τί)) + φ(/-τί))]} =
= RcU^(t-xD)G(a)G(^exp{-j[2nf(t-xD) + ^t-xD)]}, (8.1)
где xD — задержка сигнала, пропорциональная расстоянию от
источника сигнала до приемной антенны; /(/ - xD) — частота
принимаемого сигнала; φ(/ - xD) — фаза колебаний радиосигнала;
G(a) и (?(β) — функции, описывающие ДНА в горизонтальной и
вертикальной плоскостях соответственно.
Таким образом, для определения направления прихода
радиоволн можно непосредственно использовать зависимость
амплитуды принимаемого сигнала от отклонения оси ДНА от
направления на источник радиосигнала, выражаемую функциями G(a) и
(?(β). Такой метод пеленгования называется амплитудным.
При приеме сигнала на две или несколько разнесенных в
пространстве антенн фазовый сдвиг сигналов, возбуждаемых в
антеннах, определяется направлением прихода радиоволн. Методы
определения направления измерением фазовых сдвигов сигналов
в антеннах называются фазовыми. Применяются также
комбинированные амплитудно-фазовые методы пеленгования.
При использовании частотной модуляции сигнала возможно
использование и частотного метода определения направления. Этот
метод иногда применяется совместно с амплитудным для
повышения точности и разрешающей способности РЛС по угловым
координатам.
310
Рассмотрим методы пеленгования, предполагая для
упрощения выкладок, что источник сигнала и антенна приемника
находятся в одной (горизонтальной) плоскости.
Фазовые методы. Эти методы основаны на измерении разности
фаз колебаний, принимаемых двумя антеннами, разнесенными в
пространстве (радиопеленгатор). Прием может осуществляться и
на одну антенну, но тогда сигнал должен излучаться
разнесенными антеннами (фазовый РМ).
Рассмотрим пеленгование объекта фазовым методом при
использовании двух ненаправленных антенн А1 и А2 (рис. 8.1).
Пусть расстояние между антеннами, которое называется
базой, равно d и пеленгуемый объект удален от центра базы на
расстояние D » d. В этом случае направления прихода сигналов от
объекта к антеннам А1 и А2 можно считать параллельными и
записать разность расстояний в виде AD = D2 - Dx = dsma, где α —
угол между направлением на объект и нормалью к базе,
проходящей через ее середину. Зная базу и измеряя тем или другим
способом разность расстояний AD, можно определить направление на
пеленгуемый объект а.
При фазовом методе измеряется разность фаз φ колебаний,
возбуждаемых в антеннах А1 и А2. Если длина волны
принимаемых колебаний равна λ„, то φ = 2π — sinoc. При применении в
качестве фазочувствительного элемента фазового детектора
напряжение на его выходе можно вычислить по формуле
УфАа) = Клит cos φ = кфли„ cos
2π — sinoc
(8.2)
где Um — амплитуда сигнала на входе детектора.
/ *г>
А1
/
/
/ и
t-
■ч
А2
Первый приемный
канал с АРУ или
ограничителем
сигнала
я/2
Второй приемный
канал с АРУ или
ограничителем
сигнала
Щ
Фазовый
детектор
Щ
Щл
Рис. 8.1. Фазовый метод пеленгования
311
Для исключения влияния неизвестной амплитуды применяют
эффективную автоматическую регулировку усиления (АРУ) или
ограничение сигнала, благодаря чему напряжение на входе
фазового детектора можно считать постоянным и записать выражение
(8.2) для ифд(а) в виде
υφΛ(,α) = υ0(χκ
2π—sin α
λ„
где U0 = const.
Поскольку косинус — функция четная, то знак напряжения
на выходе фазового детектора не зависит от стороны отклонения
оси антенны от направления на объект. Для устранения этого
недостатка в один из приемных каналов вводят цепь сдвига фазы на
π/2, благодаря чему зависимость 1/фд от угла рассогласования α
приобретает вид дискриминационной характеристики
υφα{α) = υ0ύη
2π—sin α
(8.3)
При малых значениях α зависимость 1/фд(а) имеет
приближенно линейный характер
υφΛ(α)~υ02π—α
(8.4)
и позволяет непосредственно по напряжению на выходе фазового
детектора определить величину и знак угла рассогласования а.
Зависимость относительного значения напряжения
рассогласования ί/φΛ/ί/ο от угла рассогласования α называется пеленгаци-
онной характеристикой угломера
ифд(а) d
F(a) = —— = 2π— α,
(8.5)
а модуль ее производной при α = 0 носит название крутизны пелен-
гационной характеристики, или чувствительности пеленгования,
Sa =
OF (a)
da
= 2π-
(8.6)
α=0
Таким образом, чувствительность, а следовательно, и точность
пеленгования растут с увеличением отношения ά/λΗ. Однако при
d/XH> 0,5 появляется неоднозначность измерения угла, что видно
из выражения (8.3). Для исключения неоднозначности прибегают
(так же как и в фазовых дальномерных системах) к применению
нескольких шкал, т.е. проводят измерения при различных
отношениях dfku.
312
Следует заметить, что рассмотренный фазовый угломер с
ненаправленными антеннами не обладает разрешающей
способностью по углу, поскольку два или несколько источников сигнала,
расположенных на различных направлениях, создадут в антеннах
единый результирующий сигнал (если они неразделимы по
другим параметрам), что исключает возможность их раздельного
наблюдения и измерения пеленгов. Для разрешения сигналов по углу
необходимо использовать антенны с достаточно узкой
амплитудной характеристикой направленности.
Для определения азимута α и угла места β фазовый
радиопеленгатор должен иметь две пары антенн с базами dy и d2
соответственно в горизонтальной и вертикальной плоскостях, возможно
измерение аир также с одинаковыми взаимноперпендикулярны-
ми базами, расположенными в горизонтальной плоскости. При
этом α и β определяются измерением разности фаз первой и
второй пары антенн φ, и φ2 по формулам:
Φ? ^
α = arctg —; β = arccos
Φι
2nd
^M -φ.
(8.7)
Если база первой пары совпадает с направлением север —юг, а
второй — с направлением восток—запад, то угол α будет
истинным азимутом.
При использовании импульсных сигналов и многоканальной
схемы обработки возможно определение направления в течение
одного импульса, поэтому такие угломеры получили название
моноимпульсных.
В моноимпульсных системах, которые широко применяются в
радиолокации и подробнее рассмотрены далее, используются как
фазовые, так и амплитудные методы пеленгования.
Получили распространение также фазовые радиопеленгаторы
с использованием эффекта Допплера. Простейший пеленгатор
такого типа имеет ненаправленную в горизонтальной плоскости
антенну А1, которая движется с угловой скоростью Ω по
окружности с радиусом г вокруг центральной антенны А2. Поскольку при
движении антенны ее расстояние до источника излучения
изменяется с периодом 2π/Ω, то возникает эффект Допплера,
вызывающий фазовую модуляцию ЭДС, наводимой в антенне А1, по
закону
ем = Ет sin [2nfHt + /?/φ cos (Ωί - α)], (8.8)
где /τ;φ — индекс фазовой модуляции, ηιφ = 2π/-/λ„; α — пеленг.
Таким образом, информация о пеленге заключена в фазе
модулирующего колебания, которое может быть выделено путем
сравнения сигналов антенн А1 и А2 в фазовом детекторе.
313
При больших размерах радиуса г вращение антенны А1 с
требуемой угловой скоростью затруднительно и вместо одной
движущейся антенны используются несколько неподвижных антенн,
расположенных на окружности с радиусом г и поочередно
подключаемых к входу приемника пеленгатора. В этом случае
непрерывная модуляционная функция заменяется рядом ее дискретных
значений. На основе теоремы Котельникова нетрудно определить,
что для точного воспроизведения непрерывной функции
расстояние d между соседними антеннами, расположенными по
окружности, не должно превышать половины длины волны
принимаемого сигнала.
Применение допплеровского принципа возможно и в
радиомаячных системах, в которых с помощью вращающейся антенны
(или ряда неподвижных коммутируемых антенн) фаза
излучаемого сигнала модулируется и параметры модуляции несут
информацию об обратном пеленге объекта, извлекаемую при обработке
сигнала, принимаемого приемоиндикатором на объекте. С ростом
радиуса г пропорционально растет девиация частоты излучаемых
маяком колебаний, что позволяет повысить помехоустойчивость
системы и, в частности, уменьшить влияние на точность
пеленгования отражений от местных объектов.
Амплитудные методы пеленгования. При пеленговании с
помощью двух разнесенных ненаправленных антенн (см. рис. 8.1) могут
быть использованы не только фазовые, но и амплитудные
соотношения. Напряжения сигналов на выходе антенн А1 и А2 можно
записать в виде:
ί/, =Ш^'2; U2 =i/e">/2.
Суммарный сигнал
Ue = It/, + 02
позволяет определить направление по максимуму его амплитуды.
Определение направления по максимуму амплитуды сигнала
называется методом максимума.
Из выражения (8.9) очевидны существенные недостатки
метода максимума:
• низкая пеленгационная чувствительность, поскольку
пеленгование ведется в области максимума косинусоидальной
функции, где ее крутизна минимальна;
• непосредственно не определяется сторона уклонения оси
антенной системы от направления на объект;
= U\eJv/2+e-Jv/2\ = 2[/cos™
= 2ί/ cos
d .
π — sin α
λ„
(8.9)
314
• амплитуда суммарного сигнала зависит не только от
величины отклонения а, но и от неизвестной амплитуды принимаемых
сигналов.
Чувствительность пеленгования резко повышается при
использовании разностного сигнала
Up = |ί/| -U2\ = U\ejv'2 -e-^/2| = 2i/sin
is λ
d
(8.10)
π — sina
, λ" у
Момент пеленга в этом случае соответствует минимальной
амплитуде сигнала (равной 0), поэтому такой метод пеленгования
называется методом минимума.
Метод минимума также обладает существенным недостатком,
заключающемся в том, что в области пеленга результирующий
сигнал ир близок к нулю, что затрудняет его наблюдение и тем
более использование для измерения дальности объекта при
наличии шумов. Последнее особенно недопустимо применительно к
РЛС, принимающим слабые отраженные сигналы. Поэтому
использование метода минимума ограничивается
радиопеленгаторами с рамочными антеннами, противоположные стороны
которых (играющие роль антенн А1 и А2) включены встречно,
благодаря чему на выходе рамки образуется разностный сигнал. В случае
радиопеленгатора обычно принимается сильный сигнал РМ, что
позволяет иметь в области пеленга достаточное для его измерения
отношение сигнала к шуму.
Отношение разностного сигнала к суммарному создает пелен-
гационную характеристику
F(a) = ^ = tg( d
и с
π — sina
(8.11)
позволяющую исключить влияние изменяющейся амплитуды
входных сигналов, определить сторону уклонения (тангенс — функция
нечетная) и обеспечить высокую точность пеленгования, так как
крутизна пеленгационной характеристики в рабочей области (а = 0)
может быть сделана достаточно высокой Sa =
dF(a)
da
a=0
d
= π — α
λ„
выбором базы угломера d.
Кроме того, наличие суммарного сигнала позволяет наблюдать
объект на экране индикатора в момент пеленгования и измерять
его дальность.
Рассмотренный вариант амплитудного метода пеленгования
называется суммарно-разностным. Достоинства
суммарно-разностного метода обеспечили его широкое применение в
моноимпульсных РЛС. В радиолокации кроме точности пеленгования боль-
315
шое значение имеет и угловая разрешающая способность,
определяемая шириной диаграммы направленности антенны осА, а в
конечном счете, относительным раскрывом антенны άΑ/λΗ,
поскольку αΑ = λ„/ί/Α.
В РЛС, работающих в сантиметровом диапазоне волн, можно
создать остронаправленные антенны, что позволяет при
использовании амплитудных методов пеленгования обеспечить достаточно
высокую точность в сочетании с высокой разрешающей
способностью и однозначностью отсчета при измерении угловых
координат.
Метод максимума применяется преимущественно в обзорных
РЛС, ДН которых при сканировании проходит направление на
объект. Если объект имеет малую протяженность сравнительно с
шириной ДН (малоразмерная или точечная цель, рис. 8.2, а), а
отраженный или переизлученный сигнал не флуктуирует, то
амплитуда сигнала на входе приемника РЛС изменяется в
соответствии с формой ДН (7(a) (рис. 8.2, б). Анализ огибающей
принимаемого сигнала позволяет зафиксировать максимум амплитуды
сигнала и определить соответствующее ему направление на объект.
В связи с этим метод максимума часто называется методом
анализа огибающей.
При работе по отраженному сигналу и применении одной
антенны ДН участвует в формировании огибающей и при
излучении, и при приеме сигнала, поэтому пеленгационной
характеристикой F(a) будет результирующая диаграмма Gp(a),
равная произведению диаграмм при передаче и приеме сигнала,
т.е. F(a) = <7ρ(α) = G2(a).
Для получения высокой точности пеленгования по максимуму
сигнала необходимы очень узкие ДН, применение которых не
всегда возможно как вследствие трудностей обеспечения необхо-
G(a)
Рис. 8.2. Радиопеленгование по максимуму сигнала:
а — диаграмма направленности антенны; б — форма принимаемых сигналов
316
Равносигнальная
Цель
G2(<*)
Рис. 8.3. Равносигнальный метод пеленгования
димой величины относительного раскрыва антенны, так и в
связи с возрастанием времени обзора заданного сектора
пространства. Значительно более высокую точность при той же ширине ДН
дает метод сравнения амплитуд, который чаще называется равно-
сигнальным методом. При равносигнальном методе производится
сравнение амплитуд сигналов, принимаемых в двух положениях
ДНА (рис. 8.3). Если направление на объект совпадает с линией,
проходящей через точку пересечения диаграмм (равносигнальное
направление), то амплитуды сигналов, соответствующие первой
и второй диаграммам, равны и разностный сигнал
ί/ρ(Δα) = £/„
ίΊ \
- + Δα
Ι -Δα
будет равен нулю. При наличии рассогласования Δα между
направлением на объект и равносигнальным направлением появляется
разностный сигнал, величина и знак которого определяются
величиной и знаком Δα.
Выбирая угол смещения диаграмм γ таким, чтобы диаграммы
пересекались в области высокой крутизны спада, можно получить
высокую точность пеленгования.
Сравнение сигналов может осуществляться последовательно в
двух положениях одной и той же ДН (одноканальная схема с
последовательным сравнением) или для двух одновременно
создаваемых и пересекающихся ДН (двухканальная схема
одновременного сравнения). Благодаря одновременности сравнения
двухканальная схема позволяет исключить дополнительные погрешности,
связанные с флуктуациями амплитуды принимаемых сигналов, и
находит широкое применение в РЛС.
Комбинированные методы пеленгования. Из возможных
комбинированных методов пеленгования наиболее широкое
применение находит амплитудно-фазовый, используемый в
радиопеленгаторах, системах ближней навигации и моноимпульсных РЛС.
317
В системах ближней навигации находят применение маяки с
быстро вращающейся ДН. Если ДН маяка имеет форму
кардиоиды F(a) = (1 - cosoc) и вращается с угловой скоростью Ω, то
создаваемый радиомаяком сигнал на входе приемоиндикатора на
объекте будет промодулирован по амплитуде
Uc =Um[l + m соь(Ш - φ)] sin InfJ.
(8.12)
Огибающая модуляции с частотой Ω имеет фазу φ, жестко
связанную с азимутом объекта. Требуемый сигнал создается
антенной системой, состоящей из трех антенн: центральной
ненаправленной А1 и ортогональных антенн А2 и A3, имеющих
ДН в виде восьмерок, сдвинутых на π/2: F2(a) = cosoc и F3(oc) = sina
(рис. 8.4).
Антенна А1 питается током несущей частоты /и и создает
поле с напряженностью е,(?) = Emcos2nfHt, а антенны А2 и A3
питаются модулированными колебаниями и создают поля е2(0 =
= Em2cosacosSltcos2nf„t и е3(0 = £m3sinasin^/cos2n/H/. Поскольку
антенны А2 и A3 одинаковы, то Ет2 = ЕтЪ и при суммировании
полей в месте расположения антенны приемоиндикатора на
объекте О напряженность результирующего поля
ep(t) = Emi (1 + т cos a cos Ш + m sin a sin Ω/) cos 2nfHt =
= EmX [1 + m cos(£lt - a)] cos 2nf„t, (8.13)
■Ίηΐ
^тЪ
где т — коэффициент модуляции, т ■■
После детектирования сигнала выделяется огибающая Umcos(£lt-
- α), фаза которой жестко связана с азимутом α и измеряется в
Рис. 8.4. Амплитудно-фазовый метод пеленгования
318
и„
Рис. 8.5. Комбинированный частотно-фазовый метод определения угла
места
приемоиндикаторе сравнением с опорным напряжением на
частоте Ω, которое передается с помощью частотной модуляции
поднесущей, в свою очередь модулирующей по амплитуде
колебания, излучаемые ненаправленной антенной А1.
В приемнике опорное напряжение частоты Ω выделяется
частотным детектором и подается далее на фазовый детектор,
измеряющий фазу а.
В радиосистемах ближайшей навигации используется также
амплитудно-временной метод пеленгования, при котором в момент
прохождения оси вращающейся ДН начального (например,
северного) направления ненаправленная антенна излучает
специальный (северный) сигнал. При известной и постоянной
скорости вращения ДН в момент совмещения ее оси с направлением
на объект (например, равносигнальным методом) можно
определить обратный пеленг по числу измерительных импульсов,
излучаемых ненаправленной антенной маяка с интервалами,
соответствующими, например, одному градусу поворота ДН
(одноградусные импульсы).
В последние годы нашел применение и частотный метод
определения направления в комбинации с фазовым. Он использован в
микроволновой допплеровской системе посадки для определения
угла места снижающегося самолета.
В глиссадных РМ с такой системой посадки используются две
антенны (рис. 8.5): неподвижная А1 и «перемещаемая»
поступательно со скоростью ν антенна А2. На самом деле А2 также
неподвижна, а эффект перемещения создается последовательным
переключением ряда излучателей И,... И„, из которых состоит антенна
А2. При этом напряженность поля, создаваемого антенной А2 в
месте приема (на самолете), можно записать в виде
319
e2(0= Em2sin
2π/·„/ + ^-//(08ϊηβ
^иО
(8.14)
Частота колебаний e2{t) будет отличаться от частоты опорных
колебаний е,(0 = Emisin2nf0t, излучаемых антенной А1, на
величину допплеровского приращения Fv = ν/λΗθ, вызванного
«передо dH({) ■ а тл
мещением» А2 со скоростью ν = — sin р. Измеряя величину
at
допплеровского смещения частоты Fv, можно определить текущее
λ F
значение угла места самолета β = arcsin " v. Поскольку смеще-
v
ние частоты Fv измеряется относительно опорных колебаний,
излучаемых антенной А1, то допплеровский сдвиг частоты за счет
собственной скорости самолета при измерении компенсируется и
его можно при рассмотрении не учитывать.
В заключение заметим, что рассмотренные методы измерения
угловых координат не исчерпывают всего разнообразия
практически используемых вариантов построения угломерных систем.
8.2. Точность измерения угловых координат.
Пространственно-временная обработка сигналов
Характеристики потенциальной точности измерения угловых
координат и разрешающей способности при больших отношениях
сигнал/шум определяются границами Крамера — Рао и зависят в
общем случае от характеристик излучаемых (или принимаемых в
системах радионавигации или пассивной локации) сигналов,
характеризуемых комплексной огибающей SE{t), шумов, как
внутренних, так и внешних, и параметров антенной системы.
Для того чтобы не потерять информацию, содержащуюся в
принятом сигнале, его необходимо рассматривать как функцию
времени и пространства. Поэтому оптимальные процедуры
обнаружения сигнала, оценки параметров и разрешения базируются
на пространственно-временной обработке поля в области раскрыва
антенной системы.
Запишем выражение для комплексной огибающей плоской
волны, падающей на плоскую антенну с функцией раскрыва G(x, у)
(рис. 8.6). Расстояние от цели Ц до центра раскрыва равно D,
направление на цель характеризуется углами θχ и θ^ или
направляющими косинусами их = cos9x и иу = cosG^.
Расстояние от цели до произвольной точки раскрыва с
координатами х, у в момент времени t равно D(x, у, ή = D - AD. При
320
Рис. 8.6. Падение плоской волны на плоскую антенну
неподвижной цели AD можно представить как проекцию вектора
г = ix+'\y на направление, определяемое вектором и = \их + \иу, т.е.
как скалярное произведение (г, и), и, следовательно, AD = хих + уиу.
Если цель движется, но производные по времени D', и'х, и'у в
течение времени наблюдения можно считать постоянными, то
D(x, у, ή = D + D't - [х(их + u'xt) + у(иу + u'yt)],
где D— расстояние до цели в начальный момент времени (/= 0);
D', и'х, и'у — производные координат цели при / = 0.
При записи комплексной огибающей напряженности поля в
точке (х, у) необходимо учитывать зависимость от
направляющего косинуса uz = yjl-ux-uj. Таким образом, результирующее
поле, наблюдаемое в точке (х, у) раскрыва G(x, у), имеет вид
ΫΕ(χ, у, t, λ) = SE(x, у, t, λ) + ΝΕ(χ, у, t),
где SE(χ,y,t,X) = J\-u2x-u2yG(x,y)SE [t- D(x, y, t)/c]e->2*W*. * 0A _
сигнальная составляющая поля; NE(x, у, t) — пространственно-
временной шум, создаваемый как внешним источником
излучения, так и пересчитанным к входу собственным шумом
приемного устройства; λ= [τ, F, их, иу, и'х, и'у] — вектор измеряемых
параметров.
Вектор измеряемых параметров включает в себя: τ= 2D/c; F =
= 2D'f0/c. Остальные компоненты вектора λ были введены ранее.
Если пренебречь внешними шумами, это особенно относится
к ФАР, имеющим высокий уровень собственных шумов, то
процесс Щх, у, 0 можно считать некоррелированным как во
времени, так и в пространстве: пространственно-временной белый шум
321
с пространственно-временной СП Μ N0/S, где S — площадь рас-
крыва антенны, S = JJ dxay; NQ — пересчитанная к входу СП Μ
собственного шума приемника.
Оптимальная обработка поля в раскрыве антенны с учетом
дельта-коррелированности и нормального распределения шума
N(x, у, ή и неэнергетического характера оцениваемых
параметров сводится к формированию пространственно-временного
корреляционного интеграла
τ
Ζ(λ, λ0) = \ЦУЕ(х, у, t, K)S*E{x, у, t, X0)dxdydt. (8.15)
0 G
Интегрирование no χ w у ведется по раскрыву антенны, а по
времени в пределах интервала наблюдения [0; Т], в течение
которого измеряемые параметры считаются неизменными. Опорный
сигнал Se(x, у, t, λ0) определяется вектором λο, на который
настроен пространственно-временной коррелятор,
вычисляющийся по формуле (8.15). Нормированная по энергии сигнальная
составляющая корреляционного интеграла дает пространственно-
временную функцию неопределенности (ФН)
^пв(^ц) -
^\\\ψ{νχ, vy{S{t)-S*{t-хи)к
ltj 0 G
xexp{-j2n[Fj + vx(uXiX + uxnt) + ^(μ^ + u'yJY^dv^Vydty (8.16)
При переходе от формулы (8.15) к формуле (8.16)
произведена замена переменных vx = χ/λΗ; vy = y/λ», учтена узкополосность
λ
сигнала (Δ///0 < —«1) и тот факт, что рассматриваемая ФН
Lj
относится к стационарному типу, т.е. зависит от разности
параметров
">ц = ", — ""о — 1ηι> '\χι ^лц! Муцг ^хц> Uуи>'
где хц= τ - τ0; Fn = F- F0 и т.д.
Введенные переменные vx = χ/λ„ = f0x/c и vy = y/XH = foy/c
называются угловыми пространственными частотами. Они
характеризуют скорость изменения фазы плоской гармонической
волны частоты Уо в направлениях, определяемых направляющими
косинусами их, иу, и играют такую же роль как частота /и время /при
описании функций времени. Для антенн, имеющих плоский
раскрыв, двухмерное преобразование Фурье функции G(ux, uy),
называемой комплексной ДН, дает двухмерную функцию раскры-
322
ва, представляющую собой угловой пространственный спектр
(спектр ДН):
G(vx, vy)=)) G(ux, иу)-е^*и*+^Чихаиу.
Соответственно G(ux, uy) = J ] G(vx, vy)-ejMv"u'+vy"y)avxavy, и
для функций G(ux, uy) и G(vx, vy) справедливы все свойства
преобразования Фурье. Так, ширина ДН плоской синфазной антенны
определяется шириной двухмерного углового спектра A(vx, vy) ~ S/X2H
и равна
Мих, иу) - —. -λΙ/S.
Фх, vy)
Напомним, что для простого сигнала длительностью хи и
шириной спектра Δ/имеет место аналогичное соотношение хи= 1 /Δ/
Во многих случаях, например при работе с удаленными
объектами, угловые скорости и'т и и'щ можно считать близкими к нулю
и пренебречь ими в выражении для ΨΠιι(λιι)· Тогда
пространственно-временную ФН можно представить в виде
Ψ™(λ„) = Ψ4Β(τ„, FJ-4n(uw um), (8.17)
где Ψ4Β(τ„, Fu) — частотно-временная ФН,
}1y(0-5*(i-Tll)-e-;2"f«'di;
^п(мхц> иуи) — пространственная ФН,
Я|^х,^)| txp\-j2n(vxum + vyuya)]avxavy .
G
Представление ΨΠΒ(λυ) в форме (8.17) свидетельствует о
возможности разделения обработки сигнала на временную и
пространственную. При этом потенциальная точность измерения и
разрешающая способность по дальности τ и скорости
/'определяются частотно-временной ФН, зависящей от комплексной
огибающей сигнала, а разрешающая способность и точность измерения
по угловым координатам определяется пространственной ФН,
зависящей от параметров антенны.
' чв\^ц> "ц/ :
2Е
1
Ψπ (0, 0)
323
Учитывая, что речь идет об оценке неэнергетических
параметров, и используя процедуру обращения матрицы Фишера,
элементы которой находятся с помощью дифференцирования Ψπ(μλ11,
Uyu), получим следующее выражение для дисперсий оценок
направляющих косинусов их и иу:
"H'-Mv^q-^)' <818>
Ή^Ι·^.»· <8·Ι9)
где q2 = 2Е/N0; v^ и ν^ — эффективные угловые
пространственные частоты, квадраты которых являются центральными
моментами второго порядка нормированного энергетического углового
спектра; р^ — нормированный коэффициент пространственной
корреляции.
Формулы (8.18) и (8.19) с точностью до обозначений
совпадают с выражениями для дисперсий совместных оценок
временного запаздывания τ и допплеровского сдвига спектра f(cM.
формулы (4.18) и (4.19)).
Это позволяет говорить об универсальном характере
совместного оценивания двух произвольных неэнергетических
параметров сигнала методом МП при больших значениях отношения
сигнал/шум (д » 1).
При этом относительный раскрыв антенны dKfkH определяет
потенциальные значения точности и разрешающей способности
при измерении угловых координат, играя роль ширины спектра
сигнала при измерении дальности. Поэтому аналогично сжатию
импульсов при частотной или фазовой модуляции его несущей
можно осуществить сжатие ДНА при наличии пространственной
фазовой или частотной модуляции.
При фазовой модуляции используется ФАР, на элементы
которой подаются высокочастотные колебания с фазами,
обеспечивающими равномерное облучение всего заданного сектора
обзора.
В приемный тракт каждого элемента вводятся фазовращатели,
компенсирующие фазовый сдвиг при излучении. При этом ДНА
сжимается до величины, обратной ширине углового спектра Avxy
при наличии пространственной фазовой модуляции.
Пространственная частотная модуляция используется для
сжатия ДНА и повышения угловой разрешающей способности в РЛС
бокового обзора с синтезированным раскрывом, рассмотренным
в подразд. 8.5.
324
8.3. Автоматическое сопровождение цели
по угловым координатам
Различают два типа РЛС автоматического сопровождения цели
по угловым координатам.
В РЛС автоматического сопровождения единственной
цели (SST — Single Target Tracker) осуществляется непрерывное
совмещение оси антенной системы с направлением на цель,
выбранную в предшествующем режиме поиска по дальности и
угловым координатам. При переходе в режим точного сопровождения
селекторный импульс по дальности определяет выбранную цель
на данном направлении. После этого замкнутые следящие
системы по дальности и угловым координатам осуществляют
непрерывное слежение за перемещением цели.
В РЛС второго типа автоматическое сопровождение
осуществляется в режиме обзора, т.е. ДНА продолжает
сканирование в заданном секторе и определение угловых координат
производится в моменты, когда ось ДНА (точнее опорное
направление) проходит направление на цель. При этом система работает в
разомкнутом режиме и возможно осуществлять автоматическое
сопровождение одновременно нескольких объектов. Различают две
разновидности таких РЛС: РЛС автоматического обнаружения и
сопровождения (ADT — Automatic Detection and Tracking) и РЛС
автоматического сопровождения при сканировании ДНА в узком
секторе обзора (TWS — Track While Scan).
Автоматическое сопровождение единственной цели
применяется в РЛС различного назначения, так как может обеспечить
высокую точность и помехоустойчивость. Поэтому сначала
целесообразно подробно рассмотреть следящие измерители
направления, а затем обсудить особенности автоматического
сопровождения в процессе обзора.
Следящие измерители направления. Задачей следящего
измерителя направления (СИН) является непрерывное совмещение
опорного направления антенны измерителя (a0(t), β0(0) с
направлением прихода волны (α(ί), β(0) от источника сигнала к антенне
измерителя.
Таким образом, СИН имеет два канала, осуществляющих
слежение в азимутальной плоскости (по направляющему косинусу их =
- cos9x = sinoc(O) и по углу места (по направляющему косинусу иу =
= cos()y = sinP(O). Каждый канал содержит угловой
дискриминатор, экстраполятор и синтезатор поворота, образующие
замкнутую следящую систему по угловой координате. Угловой
дискриминатор вырабатывает сигнал, пропорциональный рассогласованию
между направлением на источник излучения (цель) и опорным
направлением. Экстраполятор преобразует сигнал рассогласова-
325
ния, обеспечивая требуемый закон управления синтезатором
поворота, совмещающим опорное направление с направлением на
цель. Поворот опорной оси может осуществляться поворотом всей
антенной системы или ее элементов с помощью
электродвигателя, являющегося в этом случае синтезатором поворота и
одновременно последним, а иногда и единственным интегратором в
схеме экстраполятора. При электронном управлении (в случае
применения ФАР) синтезатор поворота изменяет угол наклона
фазовой характеристики антенны относительно раскрыва до
совмещения опорной оси с направлением на пеленгуемый объект.
Оценкой этого направления является направляющий косинус угла
смещения опорной оси относительно раскрыва антенны ux{t) = u^it)
или uy(t) - Uyo(t) в горизонтальной и вертикальной плоскостях
соответственно. Дискриминатор является устройством
нелинейным, поэтому для упрощения анализа предполагают его работу
при больших отношениях сигнала к шуму и малых
рассогласованиях измеряемого и опорного параметров, что позволяет
воспользоваться результатами линейной теории. В этом случае
дискриминационная характеристика углового дискриминатора может быть
представлена формулой
Z{u-u0) = kZ}U~"o). (8.20)
Z(u-u0)
где z(u - и0) — пространственный корреляционный интеграл,
Z(u - и0) = J G(v)G * (v)eJ'2nv^-^dv;
z\u - и0) — производная, z'(u-u0) = j2nj vG(v)G*(v)ej2™(-u~"o)dv;
к — коэффициент, учитывающий замену модуля второй
производной ζ "(и - и0), входящей в выражение дискриминационной
характеристики оптимального дискриминатора, на модуль самой
функции z(u - u0), используемой в выражении (8.20),
описывающем дискриминационную характеристику реально применяемого
дискриминатора.
Функция G{v)exp{j2nvu) описывает огибающую входного
сигнала, принимаемого с направления и, а функция G*(v)e\p(-j2nvu) =
= H0{v) является передаточной функцией согласованного
пространственного фильтра, настроенного на направление и0,
причем сигнал и фильтр представлены функциями координат
раскрыва: ν = νχ= χ/λΗ или ν = vy= yfkH. Функция //,(f) = j2nvG*(v)x
xtxp{-j2nvu)k\ образует производную корреляционного интеграла
и является передаточной функцией измерительного канала. Опти-
326
мальныи угловой дискриминатор можно реализовать лишь на
основе ФАР с электронным управлением. Полагая функцию рас-
крыва G(v) симметричной, можно записать коэффициент
передачи пространственного фильтра для сигнала /-го элемента решетки
с координатой t>, = χ,/λ„ или t>, = )^/λΗ в виде β, = Вч - B{vj) = G,* в
опорном канале и В\ =-B'_j = B'{Vi) = 2-KkVjG? в измерительном
канале. Обычно В, и В] являются вещественными амплитудными
коэффициентами, пропорциональными (7, и InkVjGj
соответственно. Настройка ФАР на направление и0 осуществляется
изменением наклона линейной по раскрыву фазовой характеристики
антенны введением компенсирующего фазового сдвига с помощью
перестраиваемых фазовращателей. Для /-го элемента ФАР
фазовый сдвиг относительно сигнала в центре раскрыва должен быть
равен ψ, = -2πζ;,Μ0. Если расстояние между элементами ФАР
постоянно и равно λ„/2, то f, = //2 и фазовый сдвиг ψ, = ±/Δψ при
нечетном числе N элементов ФАР и ψ, =±(/ - 1 /2)Δψ при четном
числе Ν, причем Δψ = -пи0 — фазовый сдвиг между сигналами
соседних элементов решетки.
Структурная схема углового дискриминатора (по одной
координате) как пространственного фильтра на основе ФАР при
N - 6 представлена на рис. 8.7.
Сигналы, суммируемые с весовыми коэффициентами Ζ?,(/ = -3,
-2,-1, 1,2, 3), подаются на в^сод опорного (суммарного) канала.
На вход измерительного (разностного) канала сигналы подаются
с весовыми коэффициентами В], причем сигналы с отрицатель-
От синтезатора
поворота
Рис. 8.7. Структурная схема углового дискриминатора на основе ФАР
(по одной координате)
327
ными весовыми коэффициентами -В) вводятся через схему
вычитания, а множитель j = ехр
J2
учитывается сдвигом фазы
разностного сигнала на π/2.
Суммарный сигнал используется для образования с помощью
системы АРУ отношения ζ {и - u0)/z(u - и0) и в качестве
опорного напряжения синхронного детектора (СД) для выявления знака
рассогласования.
Оптимальный угловой дискриминатор является амплитудно-
фазовым, поскольку его характеристика (см. формулу (8.20))
зависит от амплитудных и фазовых соотношений. В реальных
системах используются подоптимальные амплитудные (разностный и
суммарно-разностный) и фазовые дискриминаторы. Такие
дискриминаторы применяются, например, в моноимпульсных СИН,
принцип действия которых будет рассмотрен далее.
При измерении двух угловых координат α и β ФАР и угловой
дискриминатор становятся двухмерными. В этом случае в канале
каждого элемента ФАР (ау) предусматриваются два отвода с
весовыми коэффициентами В', и В], соответствующими
измерительным каналам азимута и угла места. Опорный канал является
общим.
Для управления фазовращателями поворота опорной оси
антенны применяется также двухмерный синтезатор поворота.
При использовании многоэлементной ФАР синтезатор
поворота строится обычно на основе цифрового процессора, который
преобразует выходные данные экстраполяторов каналов азимута
и^ и угла места иУо в цифровой код, требуемый для управления
фазой каждого элемента ФАР. При этом программа процессора
обеспечивает максимальное приближение закона изменения фазы
по раскрыву антенны к линейному.
Характеристики передачи экстраполяторов азимута и угла
места (порядок астатизма, быстродействие) выбираются в
соответствии с параметрами движения сопровождаемых целей.
Одноканальные следящие измерители направления с коническим
сканированием. Одноканальные СИЛ наиболее просты и
получили широкое применение в РЛС с автоматическим
сопровождением воздушных и космических объектов, а также в
радиоастрономических пеленгаторах. Построение таких измерителей
рассмотрим на ставшем классическим примере импульсной РЛС
орудийной наводки, в которой впервые было применено автоматическое
сопровождение. Антенна РЛС формирует ДН, отклоненную от оси
антенной системы на угол γ, не превышающий половины ее
ширины аА. При вращении ДНА образуется равносигнальная ось (рис.
8.8, а), совпадающая с осью антенны и задающая опорное
направление. При его отклонении от направления на цель амплиту-
328
Ο π/2 π 3π/2 2π Qct
б
Рис. 8.8. Принцип действия одноканального СИ Η с коническим
сканированием:
а — форма ДНА; б — форма принимаемых сигналов в различных точках
пространства
да принимаемого сигнала будет изменяться в зависимости от
мгновенного положения ДНА приблизительно по синусоидальному
закону с угловой частотой, равной угловой скорости вращения
(сканирования) диаграммы Ω^:
Um(t)~U„b[\+mcas(act-4>j\. (8.21)
Глубина модуляции т линейно связана с отклонением
(рассогласованием) ε оси антенны от направления на цель, а фаза
гармонической огибающей импульсов частоты Ω;. соответствует
направлению отклонения цели от равносигнальной линии и
поэтому носит название сигнала ошибки (рассогласования) (рис. 8.8, б).
Напряжение сигнала рассогласования Ut{t) = mcos(Qct - φ)
поступает на фазовые детекторы (дискриминаторы) азимута и угла места
(рис. 8.9).
Опорные напряжения на выходе фазовых детекторов Uao = U0sinQJ
и i/Po = U0cosilJ вырабатываются генератором опорных
напряжений (ГОН), ротор которого вращается синхронно и синфазно с
вращением ДНА. На выходе фазовых детекторов формируются
постоянные составляющие напряжения Ua - esincp и Щ = ecoscp
(которые и являются сигналами рассогласования по азимуту и углу
места), управляющие через усилитель-экстраполятор и синтеза-
329
Антенный
переключатель
Антенная
система
Передатчик
Двигатель
азимута
Двигатель
вращения
дн
Двигатель
угла места
Приемник
с АРУ
Детектор
огибающей
1
Селекторный
импульс от СИД "EU )
ί>
Усилитель
ГОН
Усилитель
и*
Фазовый
детектор
U*o
V-
Щ
'Ро
Фазовый
детектор
Рис. 8.9. Структурная схема СИ Η с коническим сканированием
тор угла поворота азимутального и угломестного каналов
положением оси антенны таким образом, чтобы обеспечивалось ее
совмещение с движущейся целью. В качестве синтезаторов поворота
в данном случае используются двигатели, исполняющие также
роль интеграторов, которые вместе со специальной схемой
усиления и составляют экстраполятор в каждом из каналов СИН.
Заметим также, что используемый угловой дискриминатор является
суммарно-разностным.
Выбор сопровождаемой цели осуществляется селекторным
импульсом, поступающим от системы измерения дальности цели
на приемный канал СИН. Сигнальные импульсы выбранной цели
с выхода приемника подаются на пиковый детектор, который
выделяет первую гармонику огибающей Ut(t). Специальный фильтр,
настроенный на частоту сканирования Ως, позволяет уменьшить
искажения напряжения сигнала рассогласования, вызванные флук-
туациями амплитуды отраженного сигнала из-за флуктуации ЭПР
цели и воздействия помех.
Такие искажения могут быть вызваны также умышленными
помехами с большой спектральной плотностью вблизи частоты
сканирования. В связи с этим применяются системы со скрытой
частотой сканирования (диаграмма сканирует только при приеме),
обладающие более высокой помехозащищенностью из-за невоз-
330
можности определить частоту сканирования, а следовательно, и
создать эффективную прицельную помеху. Однако наличие
флуктуации сигналов снижает точность сопровождения цели.
Снижается точность сопровождения (особенно быстро маневрирующей
цели) и из-за значительной инерционности схемы выделения
огибающей сигнала рассогласования. Эти недостатки СИН с
коническим сканированием, обусловленные последовательным
методом сравнения сигналов рассогласования, привели к
постепенному переходу к более совершенным моноимпульсным
измерителям с одновременным сравнением сигналов рассогласования.
Моноимпульсные измерители угловых координат. Принципиально
устранение влияния флуктуации амплитуды сигнала возможно при
сравнении амплитуд или фаз сигналов, принятых по двум или
нескольким каналам. При использовании импульсного сигнала
метод одновременного сравнения амплитуд или фаз сигналов на
выходах каналов называется моноимпульсным, а РЛС и системы
управления, в которых применяется этот метод, носят название
моноимпульсных.
Моноимпульсные системы, разработанные первоначально как
средство устранения погрешностей СИН из-за флуктуации
амплитуды сигнала, обнаружили ряд ценных свойств, позволивших
расширить область их применения. Оказалось, например,
возможным использование моноимпульсной системы для
одновременного определения координат нескольких объектов, находящихся
в пределах ДНА. В моноимпульсной системе возможно также
применение компенсационных методов подавления помех,
приходящих к антенне с определенного направления.
При определении направления в одной плоскости
моноимпульсная система должна иметь две пересекающихся и формируемых
одновременно ДНА. Каждой из них соответствует свой приемоусили-
тельный канал. Сравнение амплитуды или фазы сигналов на выходе
каналов позволяет определить направление на источник сигнала,
возможно также использование суммы и разности сигналов,
образуемых непосредственно после антенной системы и обрабатываемых
далее двумя приемными каналами: суммарным и разностным. В
зависимости от используемого метода сравнения сигналов и выделения
сигнала рассогласования моноимпульсные системы имеют три
разновидности: фазовые, амплитудные и суммарно-разностные.
Система с фазовой пеленгацией (рис. 8.10) имеет антенную
систему с двумя разнесенными на некоторое расстояние
фазовыми центрами. Практически два фазовых центра могут быть
получены, например, с помощью двух разнесенных на расстояние d
антенн, при этом оси диаграмм направленности параллельны. Если
пеленгование производится в азимутальной плоскости, а ДНА
одинаковы и описываются функциями G(oC|) и С(а2), то
напряжения на выходе антенн первого и второго каналов:
331
#<*.)
.ΑΙ
Смеситель 1 — УПЧ 1 — Ограничитель 1
Гетеродин
Г
□
Фазовый
детектор
Τ
Смеситель 2 — УПЧ 2 — Офаничитель 2
Двигатель ■«—
Усилитель сигнала
рассогласования
Рис. 8.10. Структурная схема моноимпульсного СИН с фазовой
пеленгацией
i/, = i/lm sin
U2 = U2m sin
2nft + 3- =Ща,)яп
2π/Γ
φ
V+f
£(7(a2)sin
2j#-
φ
где Ulm = kG{a.\) и U2m = kG{a2) — амплитуды сигналов; к —
коэффициент, определяемый направленностью антенны и мощностью
сигнала; φ — разность фаз сигналов в фазовых центрах А1 и А2.
При большом расстоянии до источника сигнала можно принять
2π , .
0С| = а2= а и тогда φ = —a sin a.
λ„
Для получения пеленгационной характеристики с
центральной симметрией типа характеристики дискриминатора во втором
канале осуществляется дополнительный фазовый сдвиг на угол π/2,
с учетом которого напряжения на выходах приемных каналов:
ί/, = kG{a{)sm
2πβ η sin a
U2 = kG(a2)sin
» Λ π πά .
Ιπβ η sin a
2 λ„
Сигналы с выходов каналов подаются на фазовый детектор (ФД).
Для уменьшения влияния неодинаковости и нестабильности
усиления каналов сигналы ограничиваются на уровне U, тогда
напряжение на выходе фазового детектора
332
^фд ~~ кфду cos
( πλ , ., ■ 2π .
Ψ 2
кФаи sin
sin α
В режиме автоматического слежения за целью угол
рассогласования α мал, следовательно, sina = α и
ί-,- λ
ί/фд = кфд1/sin
2π
da
(8.22)
Полученная зависимость имеет вид характеристики
дискриминатора. Равносигнальному направлению, перпендикулярному к базе
и проходящему через ее середину, соответствует нулевое
рассогласование a = 0. При неидентичных и нестабильных фазовых
характеристиках каналов равносигнальное направление будет
определяться с погрешностью, что является недостатком фазового
метода.
Сигнал рассогласования с выхода ФД подается на следящую
систему, которая непрерывно совмещает равносигнальную ось с
направлением на сопровождаемый объект. При относительно
небольших изменениях угла рассогласования α слежение можно
осуществлять изменением фазового сдвига в одном из каналов с
помощью фазовращателя. При этом антенная система остается
неподвижной, что позволяет снизить инерционность системы и
обеспечить ее высокое быстродействие, точность и устойчивость.
Применяя ферритовый фазовращатель, можно управлять фазовым
сдвигом путем изменения магнитного поля. В этом случае из
следящей системы исключаются двигатели, что способствует
повышению ее быстродействия и позволяет сделать систему
компактной, легкой, надежной и экономичной, а также бесшумной.
Моноимпульсный измеритель с амплитудной пеленгацией (рис.
8.11) имеет антенну, формирующую две пересекающихся ДН,
образующих равносигнальное направление, совпадающее с осью
антенны.
Если направление на источник сигнала лежит в азимутальной
плоскости и отклонено от равносигнальной оси на угол а, то
напряжения на выходе облучателей А1 и А2 антенн:
и, = U]msin(2nfi + <pQ) = kG(y0 -a)sin(2nfi+ φ{));
и2 = U2msm(2nfl + φ0) = kG(y0 + a)sin(2n// + (p0),
где γ0 — угол смещения осей первой и второй диаграмм
относительно оси антенны; φ0 — начальная фаза принимаемого сигнала.
Поскольку в антеннах амплитудных измерителей облучатели
А1 и А2 смещены относительно фокуса параболического зеркала
незначительно, то при небольших отклонениях направления на
пеленгуемый объект относительно равносигнальной оси изменя-
333
—
о,
о
SJ
ω
Η
ω
η
ю
о О
эр
2 5
■ go
?э
fN
О,
о
2
ω
н
(U
ч
«
s
H
ο
u
Э"
sir
SC
ο>,
α
«
t-H
ο
4
—
ель
есит
—ι—
S
и
a"
Я
5
о
α
ω
Гет
а
«
s
У
о
о
э-
ST
Sc
о,
Л
ί-
Ο
4
^<
>|
в
3
fN
ель
есит
s
и
гч
a
5
А
Л
Я β
3 S
Следя)
систе
J
/
/
/
/
/
\ /
>v /
Ь
1-е
к
С
£
5
ее
Η
о
ί-
Ο
X
о
-Q
с
S
о
S
я
S
ω
!
е-
и
оо
I
334
ются только амплитуды сигналов на входе приемных каналов и
разность амплитуд является мерой угла рассогласования а. Для
уменьшения влияния изменений интенсивности принимаемого
сигнала и коэффициента усиления каналов на величину
измеряемого угла применяется вычитание сигналов, усиленных УПЧ с
логарифмической амплитудной характеристикой и продетектиро-
ванных линейным детектором. В этом случае мерой угла
рассогласования α является отношение амплитуд сигналов на выходе
приемных каналов (детекторов):
«„.у («) = Кву (ί/θ ln Um\ ~ U0 ln Uml) =
= /T,yt/0 In^JsL = KB,yU0 ln^Yo~a) (8.23)
где Кву — коэффициент передачи вычитающего устройства; U0 —
начальное напряжение на выходе логарифмического усилителя.
Выражение (8.23), описывающее пеленгационную
характеристику системы, показывает, что ее крутизна зависит от крутизны
ДНА в окрестности равносигнального направления,
коэффициента передачи вычитающего устройства и характеристики
логарифмического усилителя. Таким образом, зависимость измеряемого
угла от интенсивности принимаемого сигнала при использовании
логарифмических усилителей исключается. Однако неравенство
коэффициентов усиления каналов и их нестабильность приводят
к погрешностям в определении равносигнального направления,
на что указывает зависимость сигнала рассогласования от
начального напряжения на выходе усилителей.
При автоматическом сопровождении совмещение равносигналь-
ной оси с направлением на объект обычно производится
поворотом антенны с помощью следящей системы. Для управления
положением равносигнальной оси в небольших пределах можно
использовать также изменение коэффициента усиления одного из
каналов, которое обратно пропорционально величине сигнала
рассогласования на выходе вычитающего устройства.
Суммарно-разностный моноимпульсный измеритель является
наиболее совершенным, так как теоретически позволяет
исключить влияние изменений амплитуды и фазы принимаемых
сигналов на стабильность равносигнального направления и пеленгаци-
онной характеристики и тем самым обеспечить наибольшую
точность определения направления. При суммарно-разностной
обработке обычно сравниваются амплитуды сигналов, а для
исключения влияния неравенства и нестабильности коэффициентов
усиления каналов сравнение амплитуд производится до приемных
каналов с помощью высокочастотных мостовых схем. Эти схемы
выполняются на волноводах или коаксиальных линиях в зависи-
335
мости от рабочего диапазона системы и называются гибридным
кольцом или волноводным Т-образным мостом.
Принцип действия суммарно-разностного измерителя
поясняет структурная схема, представленная на рис. 8.12. Излучатели
антенн А1 и А2, симметрично смещенные относительно фокуса
зеркала, как и в амплитудном варианте измерителя, подсоединены к
точкам о, и а2 суммарно-разностного моста. Расстояния о,с и а2с
одинаковы, поэтому при излучении импульса энергия
высокочастотных колебаний от передатчика распределится поровну между
излучателями антенн А1 и А2 и они работают синфазно,
формируя суммарную ДНА Сс(а), представленную на рис. 8.13, о в
полярной и прямоугольной системах координат.
В режиме приема сигналы, принятые излучателями антены А1
и А2 (см. рис. 8.12), приходят в точку с моста с сохранением
относительного фазового сдвига и суммируются. При этом зависимость
суммарного напряжения ис от угла рассогласования α аналогична
суммарной ДНА при излучении.
В точке ρ моста, отстоящей от отвода ах на λ„/2 дальше, чем от
отвода а2, образуется разностное напряжение ир, так как сигналы
приходят сюда со сдвигом на 180°. Суммарный и разностный
сигналы поступают на входы суммарного и разностного приемных
каналов. Зависимость ир(а) отображает разностную диаграмму
(7р(ос), представленную на рис. 8.13, б в полярной и
прямоугольной системах координат. Если объект отклонен от равносигналь-
ного направления в сторону А1, фаза разностного сигнала
противоположна фазе суммарного, а при отклонении в сторону А2 фазы
сигналов ис и ир совпадают. При расположении объекта на равно-
сигнальной оси ир = 0. Таким образом, разностная диаграмма
аналогична дискриминационной характеристике и показывает
величину и знак рассогласования.
Для выявления величины и знака рассогласования в разностном
канале применяется фазовый детектор, в котором в качестве
опорного используется сигнал на выходе УПЧ суммарного канала. После
амплитудного детектирования суммарный сигнал используется
также для обнаружения объекта и измерения его дальности.
Для исключения влияния изменения амплитуды сигнала на
крутизну пеленгационной характеристики системы применяется
быстродействующая АРУ, которая действует по суммарному
сигналу и изменяет усиление каналов обратно пропорционально
входному напряжению суммарного канала. При этом напряжение на
выходе суммарного канала остается постоянным, а выходное
напряжение разностного канала изменяется обратно
пропорционально напряжению на выходе суммарного канала ис. Поскольку
выходное напряжение ФД пропорционально среднему значению
произведения ис.Выхмр.вых напряжений на выходах суммарного и
разностного каналов, при эффективной работе БАРУ напряжение
336
к
si
я s ■
ю g
°l
If
та го
к
я g.
s ω
θ
« «2
Χ 3·
χ 2
Ε 2
5 ω
S
ε
реда
υ
С
с
s
и
337
Gi(a) ι G2(a)
G,(a)
.Cp(a)
Рис. 8.13. Образование суммарной (α) и разностной (б) ДНА суммарно-
разностного измерителя
рассогласования на выходе ФД оказывается пропорциональным
отношению разностного и суммарного напряжений на входе каналов
Фд «с С(у0-а) + С(у0-а)'
(8.24)
Таким образом, пеленгационная характеристика
суммарно-разностного измерителя определяется отношением разности
сигналов к их сумме, вследствие чего неидентичность амплитудных
характеристик влияет только на крутизну характеристики, но не на
положение равносигнальной оси. Этим существенно уменьшается
влияние флуктуации амплитуды сигналов. Фазовые
нестабильности также мало влияют на точность, поскольку в системе
используется сравнение амплитуды сигналов.
Большая стабильность равносигнального направления и
связанная с этим высокая точность являются существенным
достоинством суммарно-разностного метода, обеспечившим его
широкое применение в моноимпульсных СИН.
В случае двухмерного слежения по азимуту и углу места
измеряются рассогласования по α и β. Антенна имеет четыре рупорных
излучателя А1 и А2, A3 и А4, симметрично смещенных
относительно фокуса зеркала, обеспечивающего формирование двух пар
смещенных ДНА (рис. 8.14).
Измеритель имеет четыре суммарно-разностных моста: для
образования разностных сигналов по α и β и для формирования
общего суммарного сигнала. Разностный выход четвертого моста
замкнут на поглощающую нагрузку Н. Приемное устройство содержит
три приемных канала: суммарный и два разностных.
Выделенные на выходе фазовых детекторов напряжения
рассогласования по α и β с помощью следящих систем управляют
положением равносигнальной оси, непрерывно совмещая ее с
направлением на сопровождаемый объект.
При применении в высокочастотном тракте моноимпульсной
РЛС волноводов в качестве фазирующих мостов используются
гибридные волноводные соединители.
338
ее
Η
о
ι
S
К
η.
<υ
S
m
a
υ
К
о
о
u-
о
ас
о
С
S
S
о
X
о
S
я
о,
н
U
оо
I
339
В заключение заметим, что моноимпульсная система может быть
использована также для поиска цели и для одновременного
измерения координат нескольких целей.
Итак, основным назначением СИН является точное и
непрерывное измерение угловых координат объекта, поэтому
остановимся подробнее на способах уменьшения влияния причин,
вызывающих ее снижение. Основными факторами,
ограничивающими точность СИН, являются:
• мерцание, или угловой шум цели;
• шумы приемника;
• активные и пассивные помехи;
• флуктуации амплитуды отраженных сигналов;
• отражения от подстилающей поверхности при
сопровождении низколетящих целей;
• электрические и механические нестабильности аппаратуры
СИН.
Угловой шум возникает при наличии нескольких центров
отражения («блестящих точек») в пределах разрешаемого объема РЛС
(см. подразд. 2.2). При взаимном движении объекта и РЛС опорное
направление может перемещаться с одного центра на другой, при
этом возникают его случайные отклонения, называемые угловым
шумом или мерцанием. Величина этих отклонений возрастает с
увеличением размеров сопровождаемой цели и уменьшением
дальности до нее.
Снизить погрешность СИН, вызванную угловым шумом, можно
применением ряда мер. Наиболее действенным является повышение
разрешающей способности РЛС, т.е. сокращение разрешаемого
объема, что уменьшает вероятность появления нескольких центров
отражения в пределах этого объема, а при их наличии амплитуда
углового шума уменьшается с повышением углового разрешения.
Снижается погрешность из-за углового шума также и при
уменьшении полосы пропускания следящей системы. Однако при этом
уменьшается ее быстродействие, что недопустимо при
сопровождении быстро маневрирующих целей. То же можно сказать о
постоянной времени АРУ, увеличение которой ведет к снижению
влияния углового шума, но ухудшает сглаживание флуктуации
амплитуды сигналов.
Таким образом, при выборе параметров СИН приходится
учитывать много взаимодействующих факторов.
Шумовые помехи и прежде всего собственный шум приемника
ограничивают точность СИН.
Теоретически среднеквадратическую погрешность измерения
углового направления можно оценить по формуле
°«=ηπηΤ' (8·25)
340
где к = 1 для моноимпульсного СИН; к = 1,4 для СИ Η с
коническим сканированием; осА — ширина ДНА в точках половинной
мощности; кд — крутизна ДНА в точке опорного направления
(точке пересечения диаграмм на равносигнальном направлении);
Δ/π — полоса пропускания приемника; хи — длительность
импульса РЛС; q — отношение сигнал/шум; Fn — частота повторения
импульсов; Afcc — полоса пропускания следящей системы.
Отношение Fn/2Afcc определяет число интегрируемых
импульсов в системе. Произведение Д/Пхи для простых сигналов
принимается обычно равным 1, а кд = 1,5 — для четырехрупорного
облучателя моноимпульсного СИН, а также СИН с коническим
сканированием при пересечении ДНА на уровне 0,8 от максимума. При
этом для СИН с коническим сканированием q соответственно
меньше на 2 дБ, чем для моноимпульсного СИН, в котором при
излучении максимум суммарной ДН совмещен с направлением
на цель.
Флуктуации амплитуды сигнала, как уже отмечалось,
оказывают сильное влияние на точность СИН с коническим
сканированием. Для уменьшения погрешности следует частоту
сканирования ДНА выбирать за пределами ширины спектра флуктуации
амплитуды (=10 Гц). Типичная частота сканирования FCK = 30 Гц.
Влияние флуктуации амплитуды уменьшается фильтром,
настроенным на FCK, и рациональным выбором постоянной времени АРУ.
Интересно рассмотреть зависимость угловой погрешности СИН
от изменяющейся дальности сопровождаемой цели при
воздействии рассмотренных факторов. На рис. 8.15 представлены такие
зависимости для СИН с коническим сканированием (кривая КС)
и для моноимпульсного СИН (кривая МИ), обусловленные
угловым шумом (прямая УШ), шумом приемника (прямая ШП).
Прямая ФА характеризует погрешность, связанную с флуктуациями
0 О'1
о
о
с
| 0,01
Относительная дальность υ
Рис. 8.15. Зависимость угловой погрешности различных СИН от
дальности цели
\
^V
^^^
—-^
УШ
кс . //
^///
Ач шп
/'
t
ФА
НА
341
амплитуд и ограничивающую точность СИ Η с коническим
сканированием. Прямая НА отображает погрешности, вызванные
различными нестабильностями работы элементов аппаратуры. При
этом учтено, что погрешность измерения угловых координат
обратно пропорциональна корню квадратному из q и,
следовательно, пропорциональна квадрату дальности до цели. Зависимости
носят качественный характер и представлены в относительных
единицах. Однако они наглядно показывают воздействие
различных факторов на погрешность СИН, которая минимальна на
средней дальности до цели Ц.р и возрастает при ее увеличении или
уменьшении относительно Dcp. Погрешность СИН при
сопровождении низколетящих самолетов, вертолетов, крылатых ракет и
других объектов при малых углах места центра отражения цели
относительно подстилающей поверхности заслуживает особого
рассмотрения. В этих случаях в зоне облучения появляется второй центр
отражения, связанный с зеркальным отражением от
подстилающей поверхности. В общем случае погрешность обусловлена мно-
гопутевостью приходящих к антенне сигналов и зависит от угла
места сопровождаемой цели и параметров ДНА РЛС (ширины ее
главного лепестка и уровня боковых лепестков).
Различают три характерных ситуации. Первая возникает при
углах места β < 6βΑ, когда начинают действовать отражения по
боковым лепесткам ДНА. Вторая — при β < 0,8βΑ, когда действуют
сильные отраженные сигналы по главному лепестку ДНА. При β^ О
прямой и отраженный сигналы примерно одинаковы по
амплитуде, но сильно различаются по фазе (при зеркальном отражении и
вертикальной поляризации на π), что приводит к снижению
отношения сигнала к шуму. С изменением дальности погрешность
циклически изменяется, увеличиваясь при увеличении дальности
в сторону зеркального изображения цели.
Снижение погрешности СИН при малых β может быть
достигнуто сужением главного лепестка ДНА (уменьшением βΑ). В
некоторых случаях полезен переход к незамкнутой системе слежения
по β с фиксированным положением оси антенной системы на
уровне 0,7...0,8βΑ при сохранении замкнутого режима слежения
по азимуту. Это позволяет ограничить погрешность СИН по углу
места на уровне, не превышающем 0,3βΑ, и таким образом
избежать потерь цели (выход из режима слежения).
При моноимпульсном СИН возможно использовать
подавление сигнала, отраженного от поверхности, созданием
дополнительного провала в разностной ДНА, что вполне возможно при
применении ФАР. В случае зеркальной антенны для создания
нулевого провала потребуется дополнительная пара облучателей,
смещенных относительно фокуса зеркала в вертикальной плоскости.
Для борьбы с отраженными сигналами полезно также
повышение разрешающей способности РЛС по дальности и скорости,
342
что создает возможность отделения прямого сигнала от
отраженного. В некоторых случаях полезна смена поляризации сигнала,
если эта возможность предусмотрена при создании СИН. Надо
заметить, что проблеме повышения точности сопровождения цели
при малых углах места посвящено много научных трудов. При этом
рассматривалась возможность сверхразрешения по угловым
координатам за счет анализа спектра приходящих сигналов. К
сожалению этот метод хорош для разделения некоррелированных
сигналов (что используется в радиоастрономии) и не эффективен в
случае разрешения коррелированных прямого и отраженного
сигналов.
Таким образом, наиболее эффективным методом повышения
точности СИН (особенно при сопровождении целей на малых
углах места) является сужение ДНА, что при ограниченных
размерах раскрыва возможно лишь при укорочении длины волны РЛС.
Далее рассмотрена РЛС миллиметрового диапазона, в которой
решены многие проблемы, связанные с повышением точности и
разрешающей способности при измерении угловых координат.
Обратимся теперь к РЛС, осуществляющим автоматическое
сопровождение целей в режиме обзора заданной области
пространства. Вначале рассмотрим РЛС автоматического обнаружения и
сопровождения (ADT) в режиме кругового обзора (КО). Такие
РЛС используются в системах УВД и ПВО. Они могут быть двухко-
ординатными и трехкоординатными. В первых применяется КО,
причем ДНА перекрывает весь заданный сектор обзора по углу
места. КО осуществляется чаще всего поворотом антенны
зеркального типа с угловой скоростью порядка 5... 20 об/мин. В трехкоор-
динатных РЛС используются ДНА карандашного типа,
осуществляющие винтовой обзор: круговой по азимуту и в заданном
секторе по углу места. При использовании ФАР электронное
управление положением ДНА может сочетаться с механическим
поворотом ФАР. Особенностью таких систем является низкий темп
обновления информации, определяемый временем обзора порядка
3...12 с.
Обнаружение целей и начальное определение дальности и
азимута в двухкоординатной РЛС осуществляется обычно с помощью
ИКО, что позволяет выбрать цели для сопровождения с
помощью цифровых процессоров. Выбор целей осуществляется
селекторными импульсами по дальности и азимуту. В отличие от систем
непрерывного сопровождения, в которых информация
обновляется с частотой повторения зондирующих импульсов и
селекторные импульсы по дальности имеют длительность, немного
превышающую длительность сигнала (а по угловым координатам —
ширину ДНА), селекторные импульсы в системах сопровождения
при сохранении режима обзора должны перекрывать широкую
зону, превышающую величину возможного изменения соответ-
343
ствующей координаты за время обзора. Конечно это ухудшает
помехозащищенность РЛС и точность определения координат. Этот
недостаток восполняется возможностью сопровождения
одновременно нескольких выбранных объектов, координаты которых
непрерывно определяются цифровым процессором. На выходе
процессора формируются траектории движения целей на основе
вычисляемых координат. Построение траекторий производится в
процессе поступления отметок целей в пределы соответствующих
селекторных импульсов, которые в режиме сопровождения
следуют за перемещением целей. При этом осуществляются в
цифровом виде функции следящей системы. Применение ФАР
позволяет осуществить моноимпульсный режим сопровождения
нескольких целей при сохранении обзора. Это возможно при наличии
большого числа элементов ФАР, группируемых и управляемых в
соответствии с заданными алгоритмами. Управление при этом
производится от компьютера, что позволяет оперативно управлять
работой РЛС. По этому принципу построены РЛС, используемые
в системах ПВО и ПРО.
РЛС сопровождения целей при сканировании ДНА в
сравнительно узком секторе (TWS) позволяют при наличии ФАР
осуществлять достаточно точное сопровождение одновременно
нескольких целей. Сужение сектора обзора позволяет существенно
снизить время обзора, а следовательно, и интервал обновления
информации. В РЛС системы управления посадкой используются
два ортогональных веерных луча, сканирующих по азимуту в
секторе θα = 20° и углу места в секторе θβ = 7°. Сканирование сектора
осуществляется всего за 0,5 с.
В другой более совершенной посадочной РЛС с ФАР
формируется несколько лучей карандашной формы, сканирующих в
секторе θα = 20° и θβ = 15°, позволяющих осуществлять слежение
одновременно за шестью ЛА с частотой съема данных 20 Гц. РЛС
подобного типа используются и для управления ракетами. Конечно,
РЛС, обеспечивающие обзор и одновременно точное
определение координат нескольких объектов, должны иметь большое
число элементов ФАР, управляемых от компьютера, сложные
устройства высокочастотного тракта и требуют увеличения
мощности по сравнению с СИ Η сопровождения одной цели при
одинаковой дальности действия.
В последние годы использование сложных ФАР позволяет
создавать РЛС с автоматическим сопровождением многих целей с
точностью, которую раньше можно было получать только при
сопровождении одной цели. Так, в известной американской
подвижной РЛС MOTR (Multiple Object Tracking Radar)
использована ФАР с диаметром апертуры 3,6 м, обеспечивающая
формирование карандашной ДН шириной Г (РЛС работает в
диапазоне λΗ = 5 см). В РЛС применяется четырехрупорное облучение апер-
344
туры ФАР, что позволяет формировать группы из четырех
смещенных диаграмм, обеспечивающих автоматическое
сопровождение одновременно десяти целей в моноимпульсном режиме.
Благодаря этому точность определения направления достигает 0,01°,
причем точное определение возможно через 1 с после
обнаружения цели. В РЛС предусмотрен электромеханический поворот
апертуры ФАР вместе с ее сектором сканирования в телесном угле 60°
в любом направлении в верхней полусфере околоземного
пространства.
8.4. РЛС миллиметрового диапазона «Руза»
для обнаружения и сопровождения объектов
в околоземном пространстве
Радиолокационная станция «Руза» была создана в СССР в
1987—1989 гг. Переход в миллиметровый диапазон радиоволн
(λ„ = 8,3...8,5 мм) позволил создать РЛС с возможностью
одновременного сопровождения до 30 объектов с погрешностью
определения направления всего 0,2' и дальностью обнаружения
объектов с ЭПР, равной 0,01 м2, достигающей 420 км.
Получить такие выдающиеся результаты позволило
применение ФАР с раскрывом 7,2 м, имеющей 120 подвижных антенных
модулей с индивидуальной регулировкой амплитуды и фазы
колебаний. Антенные модули питаются от двух передатчиков,
обеспечивающих излучаемую мощность при сложении в пространстве
Ри =1 МВт. При синфазной работе всех модулей ФАР
формируется ДН шириной, не превышающей 5', что обеспечивает
высокую угловую разрешающую способность и возможность
обнаруживать космические объекты на высоких орбитах на расстояниях
до 4000 км.
Высокая точность сопровождения по направлению
обеспечивается использованием моноимпульсного метода, а высокая
точность и разрешающая способность по дальности — применением
широкополосных сигналов. РЛС представляет собой сложнейшую
систему, элементы которой управляются от
специализированного процессора в соответствии с программами заданных режимов
функционирования.
На рис. 8.16 представлена упрощенная структурная схема РЛС.
Два передатчика РЛС мощностью по 500 кВт
синхронизируются от задающего генератора. Каждый из передатчиков имеет
четыре каскада усиления. Первые два каскада выполнены на лампах
бегущей волны, два последних на гироклистронах. Гироклистро-
ны являются наиболее мощными и эффективными генераторами
колебаний в миллиметровом диапазоне. Их отличие от клистро-
345
5 £
о
S
ГО
С
с
ПрУ
V
ч
ел иг
1:2
Ч
—
*
s
я"
едат
Пер
ГО
346
нов заключается в наличии сильного осевого магнитного поля,
благодаря которому пучок электронов приобретает вид спирали
вокруг линий магнитного поля. Наличие нескольких резонаторов
и циклотронный характер орбит электронов обеспечивают их
эффективное группирование. При очень сильном магнитном поле
(порядка 1,5 Тл) гироклистроны дают на выходе мощность до 1 МВт
в импульсе при полосе до 600 МГц и КПД до 30%. Однако для
получения таких сильных магнитных полей приходится охлаждать
соленоид, возбуждающий магнитное поле, до 4,2 К в криостате
для создания условий сверхпроводимости, обеспечивающей
требуемую силу тока.
Высокочастотные колебания передатчиков через делители
мощности 1 :2 и 1:31 подводятся к 120 антенным модулям (31-й
выход каждого из четырех делителей используется для контроля).
Модули состоят из антенны, антенного переключателя на газовом
разряднике, фазовращателей в передающем и приемном трактах,
предварительного усилителя принимаемых сигналов и диодной
защиты на его входе.
Для излучения колебаний в модулях используется антенна типа
Кассегрена, в которой главный параболический рефлектор
(усеченный) облучается высокочастотными колебаниями,
отраженными гиперболическим отражателем, помещенным в фокусе
главного рефлектора. Колебания от передатчика подводятся к антенне
по волноводу, через открытый конец которого (рупор) и
облучается гиперболический отражатель (рис. 8.17). Важным
преимуществом антенны Кассегрена при использовании моноимпульсного
метода является возможность размещения сложной волноводной
системы за параболическим рефлектором. Укорочение фидерной
линии существенно также для снижения уровня шума, т.е.
повышения чувствительности приемного устройства.
Антенна Кассегрена позволяет также управлять поляризацией
излучаемых волн, что имеет большое значение для
идентификации космических объектов.
Управление амплитудой и фазой колебаний при их передаче и
приеме с помощью цифрового процессора позволяет
формировать ДН ФАР в соответствии с программой функционирования
системы.
Управление положением ДН возможно также механическим
поворотом ФАР в горизонтальной плоскости в секторе ±135° и в
вертикальной плоскости в пределах от 2 до 178°. Таким образом,
возможен обзор почти всего пространства вокруг РЛС. Кроме того,
возможно управлять положением и формой ДН поворотом
отдельных антенных модулей. При электронном сканировании ДН
изменением фазы и амплитуды колебаний при передаче и приеме
перекрывается телесный угол в Г. Цифровые сигналы,
управляющие сканированием, подаются от цифрового процессора на ре-
347
Параболический
рефлектор
От передатчика^ > ^уу Хипррбгтичргуий
*" ( j [^^—-——^-Л^ отражатель
Излучатель \^_
Рис. 8.17. Принцип действия антенны Кассегрена
гуляторы амплитуды и фазовращатели в соответствии с
программой.
В режиме приема путем создания групп (кластеров) из четырех
соседних модулей возможно формировать суммарную и две
разностных диаграммы направленности, необходимые для
сопровождения целей по направлению моноимпульсным методом. При 120
модулях ФАР можно образовать 30 таких кластеров, что позволяет
осуществить сопровождение одновременно до 30 целей. При этом
суммарная диаграмма используется и для слежения за каждой
целью по дальности с помощью цифрового процессора.
В устройствах приема и обработки сигналов предусмотрены три
режима работы в соответствии с видом модуляции излучаемых
сигналов. Возможно использование импульсной модуляции с
коэффициентом заполнения 0,02 и ЛЧМ внутри импульсов с
девиацией 4,6 МГц или 100 МГц. В режиме настройки системы
излучаются сигналы несущей частоты.
Применение внутриимпульсной ЛЧМ позволяет получить при
обработке сигналов фильтром сжатия короткие импульсы,
обеспечивающие высокую точность и разрешающую способность при
измерении дальности. Поиск, обнаружение, идентификация, ввод
в режим сопровождения и точное сопровождение
осуществляются по программам управляющего процессора. Программой
задается уровень порогов обнаружения, режимы точного измерения
дальности и угловых координат. При автоматическом сопровождении
системой слежения осуществляется калмановская фильтрация.
Эффективное функционирование такой сложной
многорежимной РЛС обеспечивается тщательной начальной настройкой всех
узлов аппаратуры и непрерывной диагностикой в процессе
эксплуатации.
Для периодического тестирования и настройки РЛС
предусмотрена специальная приемопередающая и измерительная
аппаратура, размещенная на башне высотой 150 м, расположенной на
расстоянии 3 км от РЛС. Тестирование позволяет выявлять и
оперативно заменять неисправные модули, подстраивать параметры
348
исправных модулей для получения требуемых характеристик для
эффективной работы РЛС. Надо заметить, что вся радиочастотная
часть РЛС размещается под радиопрозрачным куполом, внутри
которого поддерживается температура, давление и влажность,
благоприятные для надежной работы аппаратуры. Высокая точность
и разрешающая способность при измерении угловых координат
достижимы в миллиметровом диапазоне при относительно
небольших размерах апертуры ФАР.
Однако в ряде случаев необходима угловая разрешающая
способность, которую невозможно обеспечить при приемлемых
размерах реальной апертуры, особенно когда условия работы РЛС не
позволяют использовать миллиметровые волны.
8.5. Радиолокационные системы
с синтезированием апертуры
Обеспечение высокой разрешающей способности особенно
актуально для РЛС обзора подстилающей поверхности с
летательных или космических аппаратов, поскольку четкость получаемых
радиолокационных изображений этой поверхности
непосредственно связана с разрешающей способностью РЛС по дальности и
угловым координатам. Высокое разрешение по дальности
достигается расширением спектра излучаемых сигналов. Так, при полосе
AfH = 100 МГц, получаемой в рассмотренной ранее РЛС
миллиметрового диапазона «Руза» путем внутри импульсной ЛЧМ,
разрешаемое расстояние по дальности
ADmin = = = 1,5 м.
" 2Δ/„ 2 100 106
Обеспечить равное разрешение в направлении,
перпендикулярном наклонной дальности,
Δβ«™„ =βαΑ = DXH/dA
на значительном расстоянии Dot РЛС можно только при больших
относительных размерах раскрыва dA/X„.
Даже в миллиметровом диапазоне при λΜ = 8,4 мм и большой
антенне с dA = 7,2 м относительный раскрыв с1А/Хи = 900
позволяет получить разрешение ADam.n, равное ADmin, на расстоянии, не
превышающем
D<ADa ^ = 1,5 900 = 1 350 м.
Ясно, что это совершенно недостаточно для РЛС,
размещаемых на высотных самолетах разведки, и для спутниковых РЛС
349
обзора подстилающей поверхности с высотой орбит, равной
нескольким сотням километров.
Таким образом, повышение четкости радиолокационных
изображений возможно лишь при радикальном увеличении
относительного раскрыва антенных систем. Физические размеры антенн
самолетных РЛС ограничены длиной фюзеляжа и размахом
крыльев самолета. Наиболее эффективным оказалось применение
вдольфюзеляжных антенн, оси излучения которых направлены
наклонно вниз и перпендикулярно оси самолета. При этом
осуществляется так называемый боковой обзор (рис. 8.18), при котором
по обе стороны линии пути последовательно облучаются две
полосы с шириной, определяемой шириной ДНА в вертикальной
плоскости βΑ и дальностью действия РЛС. Однако даже при
значительной длине вдольфюзеляжных антенн LK относительный
раскрыв £Α/λ„ совершенно недостаточен для получения требуемого
углового разрешения АД,т1п, тем более что длина волны λ„ из
условий распространения обычно превышает 2 см. Радикально
решить проблему повышения четкости изображений подстилающей
поверхности позволило применение РЛС с синтезированным рас-
крывом антенны (РСА), или синтезированной апертурой (в
американской литературе SAR — Synthetic Aperture Radar).
Повышение углового разрешения при боковом обзоре можно
рассматривать как результат сжатия ДНА при оптимальной
обработке сигналов, принимаемых в процессе движения РЛС
(аналогично сжатию импульса с внутриимпульсной модуляцией по
частоте), или как формирование диаграммы направленности синте-
Траектория полета
Линия пути
ДН правой антенны
Рис. 8.18. Принцип действия РЛС бокового обзора
350
ДН левой антенны
Полосы
обзора
ОсьДН
Антенна РЛС
а
О
/о
б
t
-Fm
Рис. 8.19. Принцип действия самолетной РЛС бокового обзора с
синтезированной апертурой:
а — ДН антенны РЛС; б — изменение допплеровского смещения частоты за
время облучения; в — определение эффективного раскрыва Z,3
зированной антенной решеткой, образующейся при
перемещении антенны РЛС относительно облучаемой поверхности.
Рассмотрим принцип действия самолетной РЛС бокового
обзора с синтезированной апертурой. Антенна РЛС вытянута вдоль
оси самолета и формирует ДН, узкую в горизонтальной и
широкую в вертикальной плоскостях, ориентированную
перпендикулярно оси самолета (рис. 8.19, а). Как уже указывалось, обычно
формируются две идентичных ДН по обе стороны оси самолета,
что для рассмотрения принципа действия РЛС несущественно.
При длине волны излучаемых антенной РЛС колебаний λ„ и
продольном размере антенны dK ширина ДН в горизонтальной
плоскости αΑ = λ„/</Α· Считая для простоты излучение антенны
ограниченным в горизонтальной плоскости углом аА, найдем время
облучения точки поверхности на расстоянии D от РЛС
обл
а,
D/vc = L„n„/vc,
(8.26)
где t>c — скорость самолета, предполагаемая постоянной; £лин —
линейная ширина ДНА в горизонтальной плоскости на
расстоянии D от РЛС.
Радиальная составляющая скорости относительно точек
облучаемой поверхности vr = fcsina, где a — угол между осью ДН и
направлением на рассматриваемую точку а. Таким образом, на
оси ДН vr = 0, а на краях достигает максимального значения
tvmax = fcsin(ocA/2). Так как в РЛС бокового обзора применяются
узкие ДН, то приближенно можно считать vrmax = ±fcocA/2. За счет
радиальной составляющей скорости возникает допплеровский
сдвиг частоты отраженных сигналов, изменяющийся по
линейному закону от F^ax = 2v,m/K = vcajl„ до FVma = -2^ιιχ/λΗ = -vcaJXn.
Таким образом, при пролете расстояния £лин = αΑΖ) принимается
351
частотно-модулированный импульс (рис. 8.19, б) длительностью
Тобл = LmJvc с девиацией частоты AF = 2FVmm = 2гсаАДи.
При оптимальной согласованной обработке такой импульс
может быть сжат до длительности, обратной ширине спектра
сигнала, приблизительно равной AF. Следовательно, длительность
сжатого сигнала
тСж =1/Δ/, = λ„/(2αΑζ;ι.).
Поскольку αΑ = λΗ/άκ, то хсж= dK/2vc.
Заметим, что на выходе сжимающего фильтра огибающая
импульса имеет форму, описываемую функцией sinx/x, и его
длительность хсж (измеряемая на уровне 2/π = 0,64 максимального
значения) определяет предельное разрешение по времени. Это
значение соответствует расстоянию xc*fc = dJ2, разрешаемому в
направлении вектора vc, т. е. перпендикулярно оси ДНА. Таким
образом, при когерентной обработке разрешаемое расстояние AZ)amin
не зависит от дальности и ограничено величиной, равной
половине размера раскрыва реальной антенны dJ2. Этот вывод,
кажущийся сначала парадоксальным, становится понятным при
рассмотрении разрешающей способности РЛС бокового обзора с точки
зрения синтезирования раскрыва антенной решетки.
Если все отраженные сигналы на расстоянии Д.ин = aAZ)
запоминать и затем когерентно (т.е. с учетом фазы) суммировать, то
можно сформировать (синтезировать) ДНА шириной
«син = λ„/(2ΖΐΗΗ) = λ„/(2αΑΖ)), (8.27)
причем коэффициент 2 учитывает набег фазы при прохождении
сигналом расстояния D «туда и обратно».
Разрешаемое по направлению полета (перпендикулярно оси
ДНА) расстояние
АД,СИН = оссинЯ = λ„/(2αΑ) = dJ2. (8.28)
Отрезок пути £син, на котором производится когерентное
суммирование отраженных сигналов, определяет размер
синтезированного раскрыва, так как такое суммирование аналогично
приему сигнала на синфазную антенну с размером раскрыва, равным
Алин·
Отсюда становится ясным, почему разрешаемое расстояние
А/)асин уменьшается, т.е. разрешение растет при уменьшении
раскрыва реальной антенны dA и не зависит от D. Это объясняется
увеличением синтезированного раскрыва Zc„„ = aCHHD прямо
пропорционально дальности D. Однако с увеличением LQHH растут и
трудности обеспечения когерентности при обработке сигналов на
более длительном интервале времени. Поэтому РЛС бокового
обзора с синтезированием раскрыва имеют антенны с достаточно
большой величиной dA, что позволяет реализовать когерентную
352
обработку и получить разрешаемое расстояние АЦ^,
приближающееся к предельному dK/2.
При переходе от непрерывного сигнала к импульсному с
периодом повторения Тп синтезированная антенна аналогична
антенной решетке, расстояния между элементами которой Ad= vcTn.
В РЛС бокового обзора обычно применяют импульсное
излучение, поэтому такие РЛС часто называются станциями с
синтезированной антенной решеткой. С излучением каждого импульса
антенна РЛС становится элементом синтезированной решетки,
дальность которого от рассматриваемой точки облучаемой
поверхности равна кратчайшему расстоянию D0 (рис. 8.19, в) только в
момент, когда рассматриваемая точка оказывается на оси ДНА. На
краях синтезированной решетки расстояние будет отличаться от
D0 на величину
= jDi +
А;и
-Dti=tD& +
'осаА)Л
- Д, = Dn
1 + ^.-1
Этой разности расстояний соответствует максимальная
фазовая задержка сигнала А(ртах = —2Дтах. Если в процессе полета
изменяющиеся фазовые задержки Δφ(/) фиксируются и
учитываются при обработке, то синтезированные решетки называются
фокусированными. Система обработки сигнала в этом случае
получается более сложной, поэтому интересно выяснить, к каким
потерям в разрешающей способности приводит отказ от
фокусировки, т.е. переход к нефокусированной обработке без учета фазовых
сдвигов. В этом случае считают допустимой разность хода на
концах синтезированного раскрыва Δ < λ,,/8, что соответствует
максимальному фазовому сдвигу Δφ <— 2Δ = —. Из этого условия
λ„ 2
можно найти размер так называемого эффективного раскрыва L3
синтезированной антенны. Из рис. 8.19, β следует
I2
V*F
п2 _ λΗΑ)
Щ 'л—
отсюда
L·} - ν λ„ D0.
(8.29)
Таким образом, при отсутствии фокусировки ширина α,,ψ ДНА
синтезированного раскрыва с размером L} равна
анф = λ„/2Ζ-3 = λΗ/2Λ/λΗ£)0 ,
353
а соответствующее линейное разрешение
ΔΖ)αΗφ =αΗφ0ο=νλ„Α)/4.
(8.30)
Для обработки сигналов без коррекции фазы (фокусировки)
пригоден обычный экспоненциальный накопитель с линией
задержки на период повторения импульсов τ3 = Тп, т.е. рециркулятор.
Теперь ясно, что названия фокусированная и нефокусирован-
ная системы появились по аналогии с оптической системой, в
которой при полностью открытой диафрагме необходима
фокусировка объектива (наводка на резкость), а при сильном
диафрагмировании достаточная четкость (резкость) обеспечивается без
фокусировки при постоянной установке объектива на
бесконечность (°о).
При фокусированной обработке сигнала (фокусированный
раскрыв) достижимо максимальное линейное разрешение в
направлении, перпендикулярном ДНА, т.е. минимальное
значение AZ)amln = dK/2 независимо от дальности D0; при нефокусиро-
ванной обработке (нефокусированный раскрыв) АД, = νλ„ Д /4;
для реальной антенны с размером раскрыва dK разрешаемое
расстояние АД - осАД - λ„ D0/dA . Зависимость разрешающей
способности Δ Д для этих случаев представлена на рис. 8.20. Для
полной реализации потенциальных возможностей синтезированной
антенны необходима обработка с внесением фазовых поправок в
соответствии с положением рассматриваемой точки
относительно антенны РЛС. В импульсных РЛС сигнал повторяется с
периодом Тп, и поправки вводятся дискретно в моменты времени /,- =
= /Тп (/ = 0, ±1, ±2, ..., ±Ν), отсчитываемые от времени приема
среднего импульса, отраженного в момент времени, когда данная
точка находится на траверсе пролетающего самолета на оси ДНА
ΔΖ)α=λ„/ύ(Α(Обычная антенна)
ΔΖ)α = Vx„ D/2 (Синтезированный
нефокусированный
раскрыв)
Д/)ССсин = rfA/2 (Синтезированный
^ фокусированный
раскрыв)
D
Рис. 8.20. Зависимость величины линейного разрешения в направлении,
перпендикулярном оси ДНА, от дальности D
354
РЛС. Формирование поправок существенно усложняется при
отклонении траектории самолета от прямолинейной и флуктуациях
его скорости. Согласованный фильтр для сигнала точечной цели
при известной дальности и скорости РЛС относительно цели
соответствует схеме когерентного фильтра для пачки импульсов, при
этом амплитуды импульсов умножаются на весовые
коэффициенты ...а_2, ο_ι, а0, о+|, о+2... и смещаются по фазе на величину
поправки ...φ_2, φ_ι, ψο, φ+ι, φ+2··· · Такая обработка (фокусировка)
требуется для каждого элемента разрешения по дальности,
протяженность которого определяется шириной спектра сигнала.
Параметры фильтра должны меняться при изменении скорости
движения РЛС.
Требования к устройству обработки задаются прежде всего
временем синтезирования раскрыва, равным в
фокусированных системах времени облучения Гобл. Так, при скорости
самолета t>c = 200 м/с, заданном разрешении АЦ,^ = 15 м на дальности
D = 200 км при работе РЛС на волне λΗ = 3 см требуемый размер
синтезированной апертуры Lcmi =XHD/2ADacmi = 200 м. В этом случае
^обл = ^син/^с - 1 с· При частоте повторения импульсов F„= 1 кГц
число суммируемых при обработке сигналов Nc = FnTo6n = 103
для каждого элемента дальности, число которых в полосе
обзора по дальности может превышать т > 104. Так, в
рассматриваемом примере при удовлетворении требования одинакового
разрешения по дальности в перпендикулярном направлении, т.е.
ADmin = АЦ^ = 15 м, число элементов дальности приближается к
т = D/ADmin = 200 · 103/15 = 1,3· ΙΟ4.
Число уровней квантования пк ~ ^Wz определяет разрядность
устройства цифровой обработки г = \о%гпк - 3,32\gnk. Таким
образом, общий объем обрабатываемой информации / = rmNc. При
наличии квадратурных каналов значение / удваивается и имеет
порядок 108. С учетом коррекции фазы в каждом периоде
повторения требуемое быстродействие обработки в подобных системах
достигает 109... 10'° операций в секунду. Несмотря на
относительную сложность цифровой реализации устройств обработки при
синтезировании раскрыва на основе современной элементной базы
она успешно осуществляется. Однако в тех случаях, когда не
требуется получать четкое радиолокационное изображение в
реальном масштабе времени, целесообразно использовать оптические
корреляторы для обработки информации при синтезировании
апертуры. Оптические устройства давно и успешно применяются при
радиолокационном картографировании с помощью РЛС бокового
обзора, размещаемых на самолетах или ИСЗ. При этом в процессе
полета сигналы РЛС фиксируются на фотопленке, которая после
проявления непосредственно используется в оптическом
устройстве обработки на Земле при возможности ее доставки на пункт
355
обработки (случай самолетной РЛС). В случае ИСЗ записанные
сигналы передаются на пункт обработки по каналу связи.
Устройство записи на первичную пленку представлено
упрощенной схемой на рис. 8.21. На управляющий электрод ЭЛТ
подаются сигналы с выхода ФД приемника РЛС, которые
модулируют электронный луч трубки по интенсивности. При этом яркость
каждой точки линии развертки на экране трубки несет
информацию о сигнале, отраженном от соответствующего элемента
разрешения облучаемой поверхности. На протяжении линии развертки
воспроизводятся сигналы в пределах ширины облучаемой
дорожки при перемещении РЛС бокового обзора.
Фотопленка протягивается перед объективом оптического
устройства. При этом изображение линии развертки последовательно
проецируется на пленку. Скорость протяжки пленки
пропорциональна скорости самолета vc, поэтому координата К вдоль
пленки связана со скоростью vc и временной задержкой Та
(азимутальное «медленное» время) в отличие от координаты А1 вдоль линии
развертки, определяемой временем задержки сигнала по
дальности xD («быстрое» время) и скоростью развертки vp. При протяжке
пленки линии развертки последовательно фиксируются на
пленке через временные интервалы, равные периоду повторения
излучаемых импульсов Тп. Число линий развертки ппр,
использованных при последующем синтезировании РЛ изображения (на
языке телевидения — число строк в кадре), ограничено шириной ДНА
РЛС осА и равно п„ _ =
VcT„ '
Это максимальное число строк,
которое при фокусированной обработке обеспечивает наивысшее
разрешение по азимуту.
Сигнал
от ФД
Фотопленка
развертки
Рис. 8.21. Принцип оптической обработки сигналов в РЛС с
синтезированием апертуры
356
Проявленная фотопленка несет информацию об амплитуде и
фазе сигналов, отраженных каждым элементом разрешения
облучаемой полосы в течение сеанса картографирования, и
используется в оптическом устройстве обработки для синтезирования РЛ
изображения высокой четкости.
Преимущество оптического устройства определятся
способностью двояковыпуклой линзы осуществлять двухмерное
преобразование Фурье светового потока, в то время как при цифровой
обработке такое преобразование осуществляется последовательно
по дальности и азимуту.
Принцип действия оптического коррелятора для обработки
сигналов РЛС бокового обзора поясняет упрощенная схема
оптического коррелятора, представленная на рис. 8.22.
Плоская волна света после коллиматор но го устройства падает
на первичную фотопленку, на которой записаны сигналы в
процессе сеанса съемки. Пленка располагается в левой фокальной
плоскости выпуклой линзы Л1 и протягивается со скоростью,
пропорциональной скорости носителя РЛС. В правой фокальной
плоскости Л1 образуется световой поток, соответствующий
пространственному (двухмерному) преобразованию Фурье функции
распределения яркости точек изображения на первичной пленке.
Преобразованный сигнал (его спектр) воспроизводится на
прозрачном экране, что эквивалентно прямому двухмерному
преобразованию Фурье. Обратное преобразование Фурье производится
линзой Л2. В результате на прозрачном экране в правой
полуплоскости Л2 проецируется преобразованное изображение,
записанное на первичной пленке.
На полупрозрачный экран заранее нанесена опорная
пространственная функция (транспарант), соответствующая временной
функции выходного сигнала точечной цели при боковом обзоре.
Справа от транспаранта образуется пространственное
распределение светового потока, пропорциональное произведению сиг-
Рис. 8.22. Структура оптического коррелятора для обработки сигналов РЛС
бокового обзора
357
нальной функции на опорную. Комбинация из цилиндрической
линзы ЛЗ и выпуклой линзы Л4 позволяет осуществить
раздельную обработку сигналов для каждой дальности. При этом на
выходной пленке, перемещаемой синхронно с входной,
воспроизводится четкое изображение, соответствующее размеру
синтезированной апертуры.
В первых когерентных РЛС бокового обзора, применявшихся
для картографирования поверхности Земли, использовалась
именно оптическая обработка сигналов, так как цифровая техника в
то время еще не позволяла справиться с обработкой огромного
объема информации. С развитием цифровой элементной базы
цифровая обработка занимает доминирующее положение, в
частности в РЛС космического базирования. В связи с этим нельзя не
упомянуть, что впервые картографирование поверхности
планеты Венера, скрытой атмосферой, непроницаемой для волн
оптического диапазона, было произведено РЛС бокового обзора с
советских космических аппаратов «Венера 15» и «Венера 16». Эти
аппараты двигались по орбитам вокруг Венеры. РЛС бокового
обзора работала на волне длиной λ„ = 8 см, раскрыв антенны вдоль
направления полета dK= 6 м, ось ДНА отклонена от вертикали на
10°, средняя высота орбиты Я0 = 1 200 км.
При использованном времени интегрирования Ги = 4 мс,
обеспечивающем лишь нефокусированную обработку, разрешаемое
расстояние в направлении полета аппаратов составляло
Α0α-α«„-^ = -^-^= 8-10^.1,2.10^
CHHcosl0° 2vc7; coslO" 2-9 103 4-10"3 -0,9
Разрешение по дальности определялось параметрами
излучаемого сигнала, представляющего ФМ последовательность с
длительностью элементарных импульсов τ0 = 1,5 мкс, что
обеспечивало разрешение по дальности
АД™ = Х°С - 1 400 м.
min 2 sin 10°
При этом воспроизводилась дорожка шириной 130 км и
длиной за сеанс 8 · 101 км. Конечно полученное изображение
обладало невысокой четкостью, определяемой размером элемента
разрешения (1,4х 1,4) км2. Однако в сочетании с достаточно точным
измерением высоты космических аппаратов относительно
поверхности Венеры было получено первое представление о рельефе ее
поверхности.
Применение с середины 1980-х гг. широкополосных сигналов и
цифровой обработки с автофокусировкой позволило довести
разрешающую способность РЛС бокового обзора космического
базирования до единиц метров, а в телескопическом режиме даже долей
метра. Это потребовало разработки специальных алгоритмов авто-
358
фокусировки, учитывающих различные дестабилизирующие
факторы, расширения спектра излучаемых сигналов до 430 МГц и
увеличения времени интегрирования до Ги = 4 с (что
соответствует размеру синтезированной апертуры LCHH = 32 км).
Идея автофокусировки заключается во введении текущих
поправок на изменение фазы отраженных сигналов, вызванных не-
стабильностями движения носителя РЛС.
Используют два основных варианта автофокусировки. В первом
производится подстройка фаз отраженных сигналов по фазе
сигнала, приходящего от центра отражения, имеющего
максимальную интенсивность и наиболее устойчивую фазу. Однако выделить
такой устойчивый сигнал далеко не всегда возможно. Другой
вариант автофокусировки основан на разбиении синтезируемой
апертуры на несколько субапертур, позволяющих получить ряд
последовательных РЛ изображений с меньшим разрешением, но
содержащих информацию о расфокусировке из-за траекторных не-
стабильностей. Это позволяет своевременно обнаруживать их и
вводить необходимые поправки при обработке последующих
серий сигналов. Конечно, это увеличивает сложность и время
обработки, но позволяет существенно повысить разрешающую
способность РЛС.
В современных РЛС предусматривается изменение угла наклона
ДНА в вертикальной плоскости от 30 до 60°, что позволяет
изменять ширину дорожки, производить смену режимов излучения и
обработки для получения различного разрешения. Появилась
возможность детального наблюдения небольших участков
поверхности и телескопическим режиме. В некоторых РЛС бокового обзора
вводится также режим СДЦ, позволяющий выделять объекты,
движущиеся на фоне облучаемой поверхности.
Остановимся на построении цифровых устройств обработки
сигналов при синтезировании апертуры более подробно.
На вход устройства цифровой обработки (рис. 8.23) поступают
импульсные сигналы с выхода сумматора двух квадратурных
каналов /и Q, формируемых на выходе приемника РЛС для
уменьшения влияния неизвестной начальной фазы отраженных
сигналов.
С помощью АЦП эти сигналы преобразуются в цифровую
форму, и после устройства памяти, запоминающего выборки
отраженных сигналов, поступающих при излучении каждого
зондирующего импульса (строка за строкой), производится их обработка
в фильтре сжатия по дальности. В этом фильтре ЛЧМ импульсы
5,(0 с помощью БПФ преобразуются в частотный спектр S^f) и
умножаются на опорный спектр ^Ί*(/). Затем с помощью
обратного преобразования Фурье (БПФ4) формируются сжатые по
дальности импульсы s2(t). Эти импульсы запоминаются матричным
устройством памяти и затем обрабатываются фильтром сжатия по
359
С выхода
сумматора
квадратурных
каналов
АЦП —► Память
1
1
1
1
Фильтр сжатия по дальности
1
1
1
ι
I
I
I
БПФ
Генератор
опорной
функции
IW)
<х>_
БПФ4
Si(f)
■*2(')
■ Память
Ш
БПФ
X
БПФ '
*зШ
Процессор
Дисплей
Генератор
опорной
функции
Фильтр сжатия по азимуту
Рис. 8.23. Структурная схема цифровой обработки сигналов РЛС бокового
обзора с синтезированием апертуры
азимуту, действующим на основе прямого и обратного
преобразований Фурье, но в другом (азимутальном) временном
масштабе.
Сжатые по дальности и азимуту сигналы поступают на
процессор, обеспечивающий воспроизведение на экране дисплея
радиолокационного изображения высокой четкости.
Описанный процесс обработки сигналов последовательно в двух
фильтрах сжатия иллюстрирует рис. 8.24, на котором
представлено сжатие изображений двух смещенных по дальности целей Ц1 и
Ц2.
На рис. 8.24, а показана протяженность целей по дальности и
азимуту, соответствующая длительности излучаемого импульса хи
и ширине ДНА Та = aD/vc.
На рис. 8.24, б представлена картина после фильтра сжатия по
дальности ЛЧМ импульса и на рис. 8.24, в изображены отметки
двух целей после фильтра сжатия по азимуту. Сбоку условно
показаны соответствующие опорные функции коррелятора,
позволяющие уменьшить размеры элемента разрешения в η раз по
дальности и в N раз по азимуту. Коэффициент сжатия по дальности
определяется девиацией частоты ЛЧМ импульса, а коэффициент
сжатия по азимуту — размером синтезированной апертуры
(временем интегрирования сигналов по азимуту).
360
Надо заметить, что устройство первичной построчной записи
сигналов на фотопленку (см. рис. 8.21) показано для простоты
пояснения происходящих процессов. В настоящее время разработаны
электронные устройства, позволяющие выполнять те же
функции, но без существенной задержки и неудобств, связанных с
обработкой фотопленки. Структурная схема современной
когерентной РЛС со сжатием ЛЧМ импульсов и синтезированием
апертуры представлена на рис. 8.25 в упрощенном виде. Однако схема
позволяет пояснить функциональное назначение и взаимодействие
блоков РЛС.
Задающий генератор формирует колебания несущей частоты
/и, которые в передающем тракте РЛС преобразуются в мощные
ЛЧМ импульсы, поступающие через антенный переключатель на
излучатель антенны. Частота повторения импульсов F„ задается
синхронизатором, а их длительность хи и девиация частоты Wf
определяется частотным и импульсным модуляторами.
Прием отраженных сигналов производится той же антенной.
Антенный переключатель блокирует вход приемника на время
излучения импульсов, после окончания которых сигналы,
принятые антенной, поступают на вход приемника, преобразующего
их и усиливающего на промежуточной частоте fn4 до
необходимого уровня.
Опорная
функция
дальности
Опорная
функция
азимута
Рис. 8.24. Протяженность сигналов целей по дальности и азимуту при
использовании ЛЧМ сигналов:
а — исходная; б — после сжатия по дальности; в — после сжатия по азимуту
361
Генератор
синхронизирующих
импульсов
/и
Задающий
генератор
ЛЧМ
генератор
___ Импульсный
модулятор
Когерентный
передатчик
/п
чО
/п.
Квадратурный
смеситель
Приемник
/с
Устройство памяти
АЦП
Генератор
импульсов
дискретизации
Антенный
переключатель
4
Датчик
положения
антенны
Формирователь „.
поправок
Память
Цифровой
процессор
Дисплей
Рис. 8.25. Упрощенная структурная схема когерентной РЛС со сжатием
ЛЧМ сигналов и синтезированием апертуры
После квадратурного смесителя АЦП преобразует сигналы / и
Q в цифровую форму и они записываются в устройство памяти
матричного типа. Затем в цифровом процессоре осуществляется
сжатие сигналов по дальности и азимуту. При обработке в
процессор вводятся фазовые поправки и весовые коэффициенты от
компьютера, вырабатывающего их с учетом эволюции
перемещающейся антенны. Цифровые сигналы с выхода процессора
поступают на дисплей, на экране которого и воспроизводится четкое
радиолокационное изображение обозреваемого участка
поверхности. С выхода приемника сигналы могут быть записаны в
устройство памяти для передачи по каналу связи на пункт сбора
информации для последующей обработки.
Рассмотренный вариант не является единственным. Другой
разновидностью РЛС с синтезированием апертуры является РЛС,
узкая ДНА которой облучает в течение времени интегрирования Тн
площадь (пятно), ограниченную шириной ДНА (рис. 8.26). Такие
РЛС в США носят название Spotlight SAR. За время Тн антенна
РЛС перемещается на расстояние vcT„, при этом ось ДНА,
сохраняя направление на выбранное пятно, повернется относительно
пятна на угол Δα. При большой дальности D угол Δα обычно мал и
перемещение антенны РЛС за время Ги можно принять равным ΔαD.
362
Это расстояние и определяет длину синтезированной апертуры в
направлении полета носителя £син = ΔαΖλ
Преимуществом такой РЛС является большая длительность
облучения сравнительно небольшой площади, что обеспечивает
улучшение обнаружения целей и эффективности селекции движущихся
целей. Кроме того, в такой РЛС можно существенно повысить
разрешающую способность по дальности, применяя сигналы в виде
пачек импульсов со ступенчатым изменением частоты несущих
колебаний от импульса к импульсу. Если частота изменяется с
шагом Δ/, определяемым длительностью излучаемых импульсов
Δ/= 1 /хи, то разрешение по дальности, достигаемое при
когерентной обработке пачки из /Vna4 импульсов:
ADmin = c/2NnmAf- схи/2Л/пач.
Таким образом, для получения требуемого разрешения ADmin
при длительности импульсов хи необходимо обрабатывать пачку
из импульсов /Vna4 = c:H/ADmin. Для получения заданного
разрешения по азимуту ДЦ^ необходимо для каждого элемента
дальности проинтегрировать Na импульсов, получаемых при обработке
каждой пачки Na = AaD/AD0kiiH. Выбором Na можно обеспечить
равенство АД^ = ADmin, что наиболее желательно для получения
четкого радиолокационного изображения.
Представляет большой интерес также РЛС с синтезированием
апертуры инверсного типа (Inverse SAR). Инверсия заключается в
том, что в этом варианте синтезирования апертуры цель
перемещается относительно неподвижной РЛС. Конечно, при этом
также можно синтезировать апертуру желаемых размеров путем
накопления и когерентной обработки накапливаемых сигналов за
определенное время интегрирования Ги.
Заслуживают внимания и интерферометрические РЛС,
позволяющие использовать фазовый сдвиг сигнала, отраженного каж-
Рис. 8.26. Схема, поясняющая принцип действия РЛС с синтезированием
апертуры с длительным облучением выбранной площади
363
дым элементом разрешения облучаемой поверхности при
боковом обзоре, для селекции целей, медленно движущихся по этой
поверхности. Антенная система такой РЛС состоит из двух или
трех антенн, смещенных вдоль оси самолета и осуществляющих
боковой обзор. Благодаря смещению антенн сигналы,
отраженные элементами разрешения на облучаемой поверхности,
приходят к антеннам с фазовым сдвигом, зависящим от взаимного
положения антенн, рассматриваемого элемента поверхности,
скоростей самолета и движущейся цели при ее наличии в данном
элементе разрешения. Третья антенна позволяет создать провал в
результирующей ДНА в направлении источника мешающих
сигналов (в том числе и мешающих отражателей) для их подавления.
Этот принцип использован в американской РЛС Joint STARS (Joint
Surveillance Target Attack Radar System), предназначенной для
обнаружения и атаки целей на поле боя. РЛС имеет три смещенных
вдоль оси самолета щелевых антенны с апертурой dA ~ 2,5 м. Три
антенны позволяют не только обнаруживать танки,
бронетранспортеры и другие цели и определять их координаты с точностью
до 1 м, но и подавлять мешающие сигналы, приходящие с
направлений, отличающихся от направления на выбранную цель
всего на ±0,Г. Это существенно улучшает условия точного
сопровождения целей, а также возможность селекции целей,
движущихся с небольшой скоростью.
В настоящее время значительные успехи достигнуты в
создании РЛС разведки космического базирования. В качестве примера
рассмотрим РЛС, установленную на американском ИСЗ «Лакросс»,
имеющем орбиту высотой Н0= 707...767 км. РЛС излучает
широкополосные сигналы с несущей частотой/и= 11,6 ГГц (λ„ = 2,5 см).
Антенная система представляет собой параболическое зеркало
диаметром dA = 15 м с облучателем в виде ФАР из 48 элементов.
Такая система обеспечивает формирование ДН карандашного типа
шириной αΑ = βΑ = 0,29°. Применение ФАР в качестве облучателя
позволяет формировать один или несколько лучей с электронным
сканированием в пределах нескольких градусов.
Узкая ДНА при электронном сканировании обеспечивает
возможность телескопической съемки интересующего участка
местности путем увеличения времени интегрирования Тк.
Оценим время Ги, необходимое для получения элемента
разрешения площадью 0,5x0,5 м2, т.е. разрешаемого расстояния
ΔΑχο,„ = 0,5 м по азимуту, и, соответственно, ширину спектра
излучаемого сигнала Δ/„, необходимую для получения такого же
разрешения по дальности ADmin = 0,5 м.
Предположим, что осуществляется боковой обзор с наклоном
луча βΗ = 45°. При высоте орбиты ИСЗ Н0= 720 км наклонная
дальность облучаемого участка D= H0/s'm\i„ = 720 -1,41 = 103 км.
Для получения ADacm = 0,5 м необходимо синтезировать апертуру
364
размером LQUH> λΗΰ/'(lAD^J = 25 · ΙΟ3 м. При скорости ИСЗ vc =
= 8 · 103 м/с время пролета расстояния LCHfl составляет Гсим =
= LCHH/vc= 3 с. Учитывая весовую обработку для снижения уровня
боковых лепестков, время облучения необходимо увеличить
примерно в 1,5 раза, т.е. принять Тн = 1,5ГСИН = 4,5 с. Таким должно
быть время интегрирования сигналов для получения Д£)(Хсии= 0,5 м.
Для получения такого же разрешения по дальности ширина
спектра излучаемых сигналов может быть определена из
выражения ADmin = c/(2A/„sinp„), отсюда Δ/„ > c/(2A0minsinP„) = 3 · ΙΟ8/
/(2 · 0,5 · 0,7) ~ 400 МГц. С заданной площадью разрешаемого
элемента 0,5x0,5 м2 может быть воспроизведен участок облучаемой
поверхности примерно 3x3 км2. Изменение наклона луча
позволяет последовательно просматривать широкую полосу с высокой
четкостью. Для обеспечения требуемого отношения сигнала к шуму
и эффективной СДЦ средняя мощность излучаемого сигнала
должна превышать 200 Вт.
Следует отметить, что когерентные РЛС находят псе более
широкое применение для решения различных задач. РЛС с
синтезированием апертуры являются одним из наглядных примеров
такого применения. В частности, в последнее время разработаны ин-
терферометрические РЛС с синтезированием апертуры,
позволяющие осуществлять трехмерное картографирование, т.е. получать
информацию о рельефе подстилающей поверхности.
8.6. Особенности СДЦ и синтезирования
апертуры при размещении РЛС на надводных
и наземных носителях
При рассмотрении РЛС с СДЦ и синтезировании апертуры,
размещаемых на самолетах и ИСЗ, уже обсуждалось влияние
отклонения их движения от равномерного и прямолинейного, что
обычно предполагается при рассмотрении принципа действия РЛС
бокового обзора с синтезированием апертуры. Проблемы учета и
компенсации таких отклонений в процессе синтезирования
апертуры еще острее при размещении РЛС на надводных и наземных
носителях, изменение параметров движения которых
быстротечно и часто непредсказуемо, что, естественно, затрудняет их
измерение и компенсацию. Поэтому системы обработки сигналов в
таких случаях должны быть адаптивными в частотно-временной и
пространственной областях, что возможно при использовании в
РЛС многоэлементных ФАР с электронным управлением и
адаптивных допплеровских фильтров.
Чтобы понять существо задачи, рассмотрим последовательно
влияние движения носителя и сканирования ДНА на эффектив-
365
ность СДЦ и синтезирования раскрыва. Предположим, что РЛС
располагается на носителе, движущемся по водной поверхности
или поверхности Земли со скоростью vc, а мешающие отражатели
находятся также в горизонтальной плоскости на направлении,
составляющем угол θ с вектором vc. Если длина волны излучаемых
антенной РЛС колебаний λ„, то допплеровское смещение
сигналов, отраженных неподвижными мешающими отражателями
(подстилающей поверхностью), будет Fv
2 ιν
cos θ. При ширине ДНА
РЛС, равной осА, ширину спектра допплеровского смещения
мешающих отражений можно найти (рис. 8.27) из выражения
Δ£, =
2fc
^7
4fc
—-i
COS
in θ
Ι 2 J
sin^- =
2
-COS
Ι 2 ,
2^c · r>
= —-αΑ sin θ.
(8.31)
При этом предполагается, что ширина главного лепестка ДНА
мала: аА« 1 рад и αΑ < Θ.
Оценим на конкретном примере ширину допплеровского
спектра. Пусть осА = Г; θ = 30°; vc = 15 м/с (54 км/ч); λ„ = 0,01 м. Тогда
AF„ = —- αΑ sin θ = 0,5 = 26 Гц. С уменьшением θ шири-
п λ„ 0,01 57
на спектра уменьшается и при θ = 6° составляет примерно 5 Гц.
Если цель имеет радиальную составляющую скорости (в
направлении РЛС) относительно неподвижных мешающих отражателей
fu, то допплеровское смещение частоты сигнала цели относительно
частоты мешающих отражений
Рис. 8.27. Схема выделения сигналов целей, медленно движущихся
относительно подстилающей поверхности
366
δ^=^. (8.32)
Таким образом, чтобы частота ?>FVa оказалась вне полосы частот
мешающих отражений, необходимо выполнить условие 6FV > AFV ,
что соответствует
va > vcaA sin θ. (8.33)
При апертуре антенны dK ширину ее ДН можно приближенно
представить отношением λ„/άΑ = αΑ рад, и тогда
^ц > ^с —sine. (8.34)
^А
Таким образом, наилучшая эффективность СДЦ (способность
селектировать цели при малых значениях vu) будет при
небольших величинах θ и λ„. Так, при dK = 0,5 м; λ„= 0,01 м; θ = 30° и
vc = 10 м/с (36 км/ч)
10'10~2п< „ι /
t>u > 0,5 = 0,1 м/с,
т.е. можно выделить цели, имеющие радиальную составляющую
скорости относительно подстилающей поверхности, немного
большую 0,36 км/ч.
Сканирование ДНА усложняет требования к системе СДЦ из-
за уменьшения времени облучения цели. Для ДНА шириной осА,
сканирующей в секторе 9СК (см. рис. 8.27) с частотой FCK, время
облучения точечного объекта Т<Лл -—— = ——, что позволяет
выделить минимальную полосу допплеровских частот шириной
1 θ F
Δ/ν =_!_ = ^£!LLc!L. (8.35)
"mm τ ν '
' обл αΑ
Выполнение требования bFv > AFV в этом случае сводится к
условию
λ„ αΑ
или
f„ >
А,ИРСКгск _ Ρςκ-* ск"А /о 2f.\
367
2αΑ 2
Следовательно, при сканирующей ДНА эффективная работа
системы СДЦ определяется выполнением условий (8.34) и (8.36),
что ужесточает требования к выбору параметров РЛС.
Применение в РЛС ФАР с электронным управлением
амплитудой и фазой сигналов, принимаемых каждым элементом ФАР,
позволяет создать многолучевую ДН, перекрывающую
одновременно весь сектор обзора 9СК. Это позволяет снять ограничение
(формула (8.36)) и при выборе параметров РЛС
руководствоваться неравенством (8.34), что обеспечивает селекцию целей с
малыми скоростями движения.
Обратимся теперь к синтезированию апертуры РЛС,
размещаемых на морских или наземных носителях. Полоса допплеровских
смещений частоты при синтезировании раскрыва определяется
временем синтезирования Гсин = LCUH/vc и равна
AFV = I / Тспи = vj LcltH, (8.37)
где LCHH — протяженность синтезированной апертуры.
Учитывая формулу (8.34), можно записать
AF=-^aCM„sinQ-- Vr
"ή М;ин
где аснн — ширина синтезированной ДН.
Отсюда можно определить угловое разрешение РЛС при
синтезированном раскрыве
λ
Аоссин = оссин = ——и. . (8.38)
2LCHHsin9
Таким образом, угловое разрешение достигает максимальной
величины при θ = π/2 (боковой обзор) и снижается с
уменьшением Θ, особенно резко при θ —> 0. При сканировании ДНА время
облучения целей, а значит и время синтезирования раскрыва,
ограничивается временем облучения каждой точки, т.е. временем
поворота ДНА на угол, равный ее ширине осА. Если частота
сканирования сектора 9СК (см. рис. 8.27) равна FCK, то время
синтезирования Гсин = aA/QCK = a^/(BCKFCK). Отсюда протяженность
синтезированной апертуры должна быть Ц.нн = vcTcliH = vcaA/(BCKFCK),
что определяет угловое разрешение РЛС при синтезированной
апертуре
Дасин = ^ϋ = λΗθαΛκ = dABCKFCK ^39)
2LCHH sin θ 2fcaA sin θ 2vc sin θ
Проиллюстрируем примером, что следует из этой формулы
при низкой частоте сканирования FCK = 0,1 Гц, если dK = 0,6 м;
fc = 15 м/с и 9СК= 57°(= 1 рад). При этих параметрах
368
л„ _^AecKFCK_ 0,610,1 _ 2 - 10-3
Аасин - — г—— - -т-г:—г—τ - —:—7Г рад·
2fcsm9 2 15 sin θ sin θ
При θ, близком к π/2, АосСИ[| = 2· ΙΟ"3 рад = Ο,ΙΓ. Сравним Аоссин
с разрешаемым углом Δαηιίη обычной антенны Δαηιίη = αΑ = λ„/</Α
(при rfA = 0,6 м и λΗ = 3 см Aocmin = aA = 0,03/0,6 = 0,05 рад = 2,8°).
Таким образом, можно убедиться в большом выигрыше в угловой
разрешающей способности при синтезировании раскрыва. Этот
выигрыш, правда, уменьшается при уменьшении Θ. Снижается
выигрыш и при расширении сектора обзора 9СК, однако для большей
части сектора обзора выигрыш остается достаточно большим.
Рассмотрим теперь влияние на угловое разрешение
синтезированной апертуры повышения частоты сканирования ДНА.
Минимальная частота выборок, требуемая для синтезирования
раскрыва, определяется полосой
&F > —-aA sin θ.
Для гарантии уменьшения вредного влияния боковых
лепестков удвоим требования к частоте сканирования
г τ * г 4^с . . 4fcsin9 ,0.m
FCK >2AFV =—^aAsin9 = —c- . (8.40)
К "a
Определим FCK. Например, для dK = 0,6 м и vc = 15 м/с FCK =
= 4· l5sin9/0,6 = lOOsinG. При снижении vc до I м/с требования к
частоте сканирования снижаются до FCK > 7 Гц. При
использовании в PJ1C ФАР с электронным управлением, формирующую ДН
со многими лучами, одновременно перекрывающими весь сектор
обзора (параллельный обзор), вместо выражения (8.39) для
вычисления Досс следует использовать формулу
24„>,sine
Остановимся теперь на обработке сигналов в РЛС. В приемнике
РЛС принятые сигналы преобразуются н квадратурные выборки /
и Q, которые с помощью АЦП переводятся в цифровую форму и
записываются в запоминающее устройство для каждого из Μ
элементов разрешения по задержке (дальности) и N элементов
разрешения по допплеровской частоте. Затем в каждое записанное
число вносится поправка для компенсации фазовой
погрешности, вызванной движением носителя. После этого формируется
матрица чисел Мх /V, обработкой которой с помощью прямого и
обратного преобразований Фурье по алгоритму БПФ и
синтезируется радиолокационное изображение высокой четкости на
экране дисплея. Фазовые поправки вырабатываются обычно с помо-
369
щью датчиков инерциальной системы, выделяющей отклонений
движения носителя от прямолинейного и равномерного в
процессе синтезирования раскрыва. По существу при этом
реализуется алгоритм пространственно-временной адаптации, для
которого в литературе используется аббревиатура STAP (Space Time
Adaptive Processing). Суть этого метода была пояснена в гл. 6 с
помощью упрощенной структурной схемы процессора (см. рис. 6.14)
обработки сигналов /V-элементной линейной ФАР. Каждый из N
элементов решетки соединен с входом линии задержки с
отводами через интервалы, равные периоду повторения Тп
импульсов РЛС. Напомним, что когерентно обрабатывается
последовательность из А" импульсов, образующих так называемый
интервал когерентности. Для каждого элемента разрешения по
дальности и частоте имеется /Vx А" выходов, которые обеспечивают
максимальное отношение сигнала к шуму за счет выбора весовых
коэффициентов ank. Эти коэффициенты адаптивно
подстраиваются при приеме каждого сигнала Unk путем его сравнения с
сигналом иг на выходе сумматора. В результате такой обработки
вырабатываются цифровые сигналы, управляющие элементами ФАР
и характеристикой допплеровского фильтра. При таком
управлении ФАР может быть осуществлено смещение фазового центра
антенны (алгоритм смещения DPCA описан в гл. 6) с целью
компенсации влияния изменений параметров движения носителя
РЛС.
Кроме того, STAP позволяет адаптивно смещать «нули» ДНА
и фильтров подавления пассивных помех. Это уменьшает нагрузку
на допплеровский процессор, что особенно важно, когда
мешающие отражатели не неподвижны (морские волны, дождь,
растительность при ветре) и отраженные от них сигналы имеют доппле-
ровское смещение частоты.
Следует подчеркнуть, что функциональные возможности
адаптивной системы расширяются с увеличением числа элементов ФАР
и числа обрабатываемых импульсов. Поскольку реализация
описанных процессов адаптации производится с помощью
специализированных цифровых процессоров, то повышение
эффективности адаптивных алгоритмов связано со значительным
увеличением вычислительного ресурса процессоров, а значит и серьезным
ростом их стоимости. Тем не менее, достижения в создании
многоэлементных ФАР, разработка новых эффективных алгоритмов
управления формируемой ими ДН, так же как цифровых
фильтров с адаптивными характеристиками, позволяют непрерывно
улучшать ТТХ РЛС. В частности, стало возможным получение
радиолокационных изображений высокой четкости с надежным
выделением движущихся объектов даже при небольших скоростях
их движения, что обычно имеет место при радиолокационном
наблюдении надводных и наземных целей. Во многих случаях ра-
370
диолокационной практики эти качества РЛС имеют
первостепенное значение.
Контрольные вопросы
1. Что такое чувствительность пеленгования?
2. В чем заключаются преимущества суммарно-разностного метода
пеленгования?
3. Какие параметры РЛС определяют потенциальные значения
точности и разрешающей способности при измерении угловых координат?
4. Каково предельное разрешаемое расстояние РЛС бокового обзора
при когерентной обработке?
5. В чем отличие фокусированной и нефокусированной обработки при
синтезировании раскрыва в РЛС бокового обзора?
6. В чем заключаются достоинства и недостатки СИ Η с коническим
сканированием?
7. Почему в моноимпульсных СИ Η чаще других используется
суммарно-разностный метод пеленгования?
8. Каково разрешаемое расстояние в азимутальном направлении РЛС
бокового обзора на дальности D- 50 км при λ„ = 3 см и раскрыве
антенны dA = 1 мв следующих случаях: а) использование реальной антенны;
б) синтезирование раскрыва без фокусировки; в) фокусированный
синтезированный раскрыв?
9. Какой должна быть ширина спектра излучаемого сигнала для
получения одинаковых разрешаемых расстояний по дальности и азимуту для РЛС
бокового обзора трехсантиметрового диапазона с шириной ДНА аА = Г
и фокусированной обработке?
10. Почему точность автоматического сопровождения цели
уменьшается на малых углах места цели?
11. При каких условиях необходимо применять обобщенную
пространственно-временную теорию приема и обработки сигналов?
12. Каковы преимущества применения ФАР в РЛС с автоматическим
сопровождением целей?
13. Каким требованиям должны удовлетворять параметры АРУ в
приемнике СИН с коническим сканированием и моноимпульсном СИ Η с
суммарно-разностным методом пеленгования?
14. Какие меры можно использовать для снижения влияния углового
шума на точность СИН?
15. Какова зависимость погрешности СИН с коническим
сканированием и моноимпульсного от дальности цели?
16. В чем заключаются особенности РЛС сопровождения целей при
сохранении обзора?
17. Каковы преимущества и недостатки применения волн
миллиметрового диапазона в РЛС обнаружения и сопровождения воздушных и
космических объектов?
18. Каким образом можно осуществить одновременно автоматическое
сопровождение нескольких целей?
371
19. При каких условиях для получения радиолокационного
изображения при боковом обзоре можно применить оптический метод обработки
информации?
20. Каковы достоинства цифровой обработки информации в РЛС
бокового обзора?
21. Какие параметры определяют требования к устройству цифровой
обработки информации РЛС бокового обзора?
22. Какие разновидности РЛС с синтезированием апертуры нашли
практическое применение?
ГЛАВА 9
ОПТИЧЕСКАЯ ЛОКАЦИЯ
И РАДИОТЕПЛОЛОКАЦИЯ
9.1. Физические основы оптической локации
Оптической локационной системой (ОЛС) называется
совокупность технических средств, позволяющих обнаруживать
объекты, оценивать их координаты и формировать в ряде случаев их
изображение. Эти задачи решаются с помощью электромагнитных
волн оптического диапазона (от 3· Ю|2до 3· К)16 Гц или и длинах
волн от 100 до 0,001мкм). Так как в качестве формирователей
излучения в ОЛС используются, как правило, лазеры, то термины
оптическая локация и лазерная локация можно рассматривать как
синонимы.
Источники излучения в ОЛС. Как уже отмечалось, основным
источником излучения в ОЛС являются лазеры. Среди
многочисленных типов лазеров в ОЛС наибольшее распространение
получили твердотельные лазеры (на кристаллах или стеклах), газовые
и полупроводниковые лазеры.
Остановимся кратко на их технических характеристиках,
определяющих типы ОЛС, в которых они применяются.
Твердотельные лазеры. Наиболее часто в
твердотельных лазерах в качестве активной среды используются рубин (λ =
= 0,69 мкм), стекло с примесью неодима (λ = 1,058 мкм) и алюмо-
иттриевый фанат, активированный неодимом (λ= 1,06 мкм). В
скобках указаны длины волн, на которых происходит излучение.
Для рубиновых лазеров можно получить импульсы
длительностью порядка 10...30 не с мощностью 106... 10s Вт в зависимости
от размеров используемых активных элементов. Верхние пределы
соответствуют максимальным размерам активного элемента
(стержень с диаметром 10... 15 мм и длиной 250...300 мм),
реализуемым на практике. Основной режим работы — импульсный с
частотой повторений до 10 Гц.
Наиболее востребованными из твердотельных лазеров
являются лазеры, в которых активным веществом является алюмоиттри-
евый гранат, сокращенно называемый YAG, в котором часть ионов
иттрия замещена ионами неодима. В литературе такие лазеры
часто обозначают как Nd:YAG. Они могут работать в непрерывном и
373
импульсном режимах. В непрерывном режиме выходная мощность
может достигать 200 Вт при мощности накачки, создаваемой
криптоновой лампой, 11 кВт. В импульсном режиме благодаря
хорошей теплопроводности Nd:YAG^a3ep может работать с частотой
повторения импульсов до 50 Гц, обеспечивая при этом среднюю
выходную мощность порядка 500 Вт. Максимальная мощность в
импульсе может доходить до 50 МВт. Применение для накачки
вместо газоразрядных ламп лазерных диодных решеток на арсени-
де галлия позволяет повысить КПД твердотельных лазеров до 10 %,
сделать их компактными устройствами с большим сроком службы.
Лазеры, в которых активным веществом является стекло с
неодимом, используются, как правило, для получения мощных
импульсов с низкой частотой повторения. В таких устройствах они
применяются в качестве выходных усилителей. В экспериментальной
установке, построенной на таком лазере, получены импульсы с пиковой
мощностью 109 Вт и полной энергией примерно 100 кДж.
Газовые лазеры. Важным свойством газовых лазеров
является возможность работы в широком диапазоне длин волн: от
ультрафиолетовых до инфракрасных как в импульсном, так и в
непрерывном режимах. Это дает возможность проектировать ОЛС, у
которых параметры излучаемых сигналов согласованы со
свойствами среды распространения (работа в окнах прозрачности
атмосферы, наличие дыма и тумана).
В ОЛС наиболее широко из газовых лазеров применяются
гелий-неоновые (Не —Ne) и С02-лазеры {лазеры на углекислом газе).
Для газовых лазеров характерна отработанность конструкции и
большой срок службы.
Гелий-неоновый лазер имеет наибольшее значение среди
лазеров на инертных газах. Основная линия генерации соответствует
λ = 0,633 мкм. Возможна также генерация и в инфракрасном
диапазоне с λ = 1,15 и 3,39 мкм. Излучение Не — Ne-лазера обладает
высокой монохроматичностью. Минимальное отношение
ширины линии к частоте генерации Δ/// составляет 10"'6, что делает
его крайне привлекательным при построении когерентных ОЛС.
КПД гелий-неоновых лазеров составляет примерно 1 %, мощность
излучения на уровне 10...20 мВт.
Среди газовых лазеров выделяются С02-лазеры, имеющие
следующие достоинства:
• высокий КПД (до 30 %);
• хорошая энергетика излучения (единицы киловатт* в
непрерывном режиме, килоджоули в импульсном);
• высокая когерентность излучения;
• Наибольшую мощность, до 80 кВт, можно получить у газодинамических
С02-лазеров, в которых инверсия населенностей, необходимая для излучения,
создается не электрическим разрядом, а за счет быстрого расширения газовой
смеси, содержащей С02, предварительно нагретой до высокой температуры.
374
• возможность перестройки в диапазоне длин волн 9... 11 мкм.
Наряду с Не—Ne-лазером С02-лазер обладает одной из самых
высоких среди лазеров когерентностью излучения. Относительная
частотная стабильность составляет приблизительно 10~10 за 0,1 с.
Самый высокий КПД среди газовых лазеров (50...60%) имеет
лазер на оксиде углерода (СО-лазер). Однако по мощности
излучения в непрерывном режиме он существенно уступает С02-лазеру.
Генерирование происходит в диапазоне длин волн от 5,0869 до 6,6632 мкм.
Полупроводниковые лазеры. По типу накачки
полупроводниковые лазеры (ППЛ) подразделяются на инжекцион-
ные, с электронной и оптической накачками.
В ОЛС используются инжекционные полупроводниковые лазеры.
Благодаря высокому коэффициенту усиления активной среды
лазерный эффект достигается в активных элементах очень малых
размеров (доли миллиметра) и ППЛ, как правило, имеют
размеры излучающей площадки порядка 0,1... 1,5 мм при толщине
активной области р—«-перехода 1 ...2 мкм.
Импульсная мощность ППЛ не превышает 100 Вт. Для
увеличения мощности ППЛ собирают в наборные панели, увеличивая
импульсную мощность до 1 кВт. Расходимость излучений ППЛ
весьма велика (4...6° в плоскости р — «-перехода и 10...20° в
перпендикулярной плоскости). Инжекционные ППЛ в зависимости
от вида активного материала могут работать в широком диапазоне
длин волн 0,85 мкм (арсенид галлия), 8,5 мкм (селенид свинца).
Ввиду малой генерируемой мощности и сильной расходимости
луча ППЛ редко используются как основной источник излучения.
В ОЛС ППЛ часто применяют для накачки Nd:YAG^a3epoB.
Особенности использования оптического диапазона длин волн.
Точностные характеристики ОЛС во многом зависят от
флуктуации параметров лазерного излучения (интенсивности, частоты и
фазы).
Как видно из приведенного краткого обзора свойств
источников лазерного излучения, по сравнению с другими источниками
света лазеры имеют то преимущество, что излучаемое ими
электромагнитное поле обладает высокой пространственно-временной
когерентностью, что дает возможность формировать узкие
диаграммы направленности. Для твердотельных лазеров угловая
расходимость составляет единицы миллирадиан, а для газовых —
десятые доли миллирадиана. Следствием этого является более
высокая, чем у РЛС СВЧ диапазона, угловая разрешающая
способность и точность измерения угловых координат. Малое поле
зрения (узкая ДН) приемных оптических антенн позволяет
эффективно селектировать отражения от Земли и местных предметов
при работе с объектами, имеющими малый угол места,
повышает помехоустойчивость ОЛС по отношению к преднамеренным
помехам.
375
Переход в оптический диапазон дает также возможность
повысить точность измерения дальности до цели и ее радиальной
скорости. При импульсном методе измерения это связано с
возможностью излучения импульсов наносекундной длительности с
пиковой мощностью в сотни и тысячи мегаватт. При фазовом методе
измерение ведется на поднесущих, имеющих частоты вплоть до
СВЧ диапазона.
Допплеровские методы измерения радиальной скорости в
оптическом диапазоне характеризуются высокой чувствительностью. Так,
при длине волны λ„ = 1 мкм радиальной скорости vr = 0,1 м/с
соответствует допплеровское смещение частоты Fv= 2vr/\, = 200 кГц. Для
реализации допплеровских методов требуется высокая
стабильность излучения, которая может быть достигнута с помощью
газовых лазеров.
Высокое пространственное разрешение, свойственное
оптическим сигналам, позволяет успешнее, чем в радиодиапазоне,
распознавать наблюдаемые объекты и формировать изображение ло-
цируемого объекта. ОЛС присущи следующие особенности,
которые нужно учитывать при выборе частотного диапазона
проектируемой локационной системы.
1. Характеристики ОЛС сильно зависят от свойств среды, в
которой происходит распространение лазерного излучения.
Например, при работе в приземном слое атмосферы (тропосфере)
дальность действия и точность измерения координат определяются в
основном метеоусловиями.
2. Вследствие узости ДН требуется большое время для поиска
цели по угловым координатам.
3. Существующие ограничения по частоте повторения
импульсов, вызванные теплофизическими особенностями работы
лазера, снижают темп обновления информации, получаемой от ло-
цируемого объекта.
4. Квантовый характер электромагнитного излучения
уменьшает эффективность обнаружения сигнала и измерения его
параметров не только вследствие внутренних и внешних шумов,
но и вероятностного характера регистрации оптического
излучения.
Основными областями применения ОЛС являются:
• геодезия, картография, строительное и горное дело;
• траекторные измерения космических объектов в системах
земля—космос и космических комплексах (сближение, стыковка);
• калибровка радиолокационных измерителей;
• получение метеоинформации;
• управление оружием.
Часто ОЛС работают в комплексе с другими системами, что
позволяет преодолеть ряд присущих им недостатков. Например,
для наведения луча ОЛС на цель применяют оптические или теле-
376
визионные визиры, используют данные, полученные от РЛС и
тепловых локаторов.
Из рассмотренных в гл. 1 режимов работы локационных систем
для ОЛС наиболее характерным является активный режим, при
котором источник зондирующего сигнала и приемник
отраженного излучения пространственно совмещены.
Структурные схемы ОЛС. Структурная схема ОЛС в общем виде
представлена на рис. 9.1. В ее состав входят источник и приемник
излучения, оптическая система, формирующая излучаемый в
направлении цели световой пучок и собирающая отраженное
объектом излучение, система обработки и наведения, осуществляющая
оценивание координат цели и ее автоматическое сопровождение.
Характеристики ОЛС во многом зависят от свойств среды, в
которой происходит распространение излучения, отражающей
способности объекта и уровня помех, которые, как и в
радиодиапазоне, можно разделить на внешние и внутренние. На рис. 9.1
для обозначения оптических, электрических и механических
связей использованы соответственно двойные, одинарные и
пунктирные линии.
Рассмотрим подробнее элементы структурной схемы ОЛС.
Источник излучения — лазерный передатчик — служит для
создания зондирующего сигнала с требуемыми
характеристиками, он работает в импульсном или непрерывном режимах.
Остановимся на процессе формирования лазерного сигнала с
требуемыми параметрами. Известно, что возможности
локационной системы во многом определяются выбором закона
модуляции излучаемого сигнала. Для лазерного излучения могут быть
использованы два вида модуляции: внешняя и внутренняя.
Наибольшее распространение получила внешняя модуляция,
обладающая по сравнению с внутренней значительно большими
возможностями. Суть ее состоит в том, что при прохождении линей-
Ручное
наведение
Данные
от других
систем
Система
обработки
и наведения
Источник
излучения
Среда
распространения
Оптическая
система
Приемник
излучения
^
#
Объект
Помехи
Рис. 9.1. Структурная схема ОЛС
377
но поляризованного света через некоторые кристаллы под
действием приложенного к ним напряжения изменяется
направление вектора поляризации проходящего света. Если приложенное
напряжение равно так называемому полуволновому, то
поляризация на выходе кристалла окажется ортогональной входной, и если
на выходе такого кристалла будет установлен поляризатор,
согласованный с вектором поляризации исходной волны, то
интенсивность излучения на выходе поляризатора будет равна нулю (свет не
пройдет), а в случае снятия приложенного напряжения —
первоначальной.
Величина полуволнового напряжения зависит от типа кристалла
и может изменяться от сотен вольт до десятков киловольт.
Быстродействие модулятора определяется электрическими
параметрами цепей, формирующих управляющее напряжение.
Для реализации ЧМ более удобными оказываются акустоопти-
ческие модуляторы, использующие эффект дифракции света на
неоднородностях коэффициента преломления, формируемых за
счет изменения давления в кристалле, создаваемого с помощью
модулирующего напряжения, преобразуемого в звуковую волну с
помощью пьезовозбудителей. Пьезовозбудители из ниобата лития
способны работать на частотах в сотни мегагерц.
Для формирования ДНА, обеспечивающей концентрацию
излучаемой энергии в узком пучке, применяется оптическая
система (рис. 9.2), состоящая из двух линз: окуляра / и объектива 2,
фокальные плоскости которых совмещены. Такая система,
называемая коллимирующей, позволяет уменьшить расходимость
исходного пучка в А"раз: K = f2/f\, где/i,^ — фокусные расстояния
окуляра и объектива соответственно. Величина К называется
коэффициентом усиления оптической антенны.
Для наведения лазерного луча на цель и сканирования
используют систему поворотных зеркал и призм или устройства,
основанные на эффекте преломления луча в оптически неоднородной
среде, в которой изменение показателя преломления создается
управляющим напряжением.
Часть отраженного от цели излучения вместе с внешними
помехами попадает на входную апертуру оптического приемного
устройства (ОПУ), состоящего из оптической приемной антен-
Оптический
передатчик 2
/ 1
Рис. 9.2. Структурная схема оптической
системы:
/ — окуляр; 2 — объектив; /, и /2 — фокус-
*■ ные расстояния окуляра и объектива
соответственно
»
Л
h
378
Рис. 9.3. Телескопическая система:
/ — объектив; 2 — диафрагма; 3 — окуляр; 4 — фильтр; 5 — линза; 6 —
фотоприемник; θ„ρ — угол поля зрения приемника;/] — фокусное расстояние объектива;
dnt> — диаметр диафрагмы приемника
ны, светофильтра и фотоприемника. В ОПУ применяют
линзовые, отражательные и смешанные антенные устройства.
Среди линзовых антенн наиболее распространенной является
телескопическая система, изображенная на рис. 9.3.
Принимаемый световой пучок поступает на объектив /, в
фокусе которого располагается диафрагма 2, вместе с объективом
определяющая угол поля зрения приемника:
θ„ρ = 2arctgrfnp/(2/i),
где d„v — диаметр диафрагмы;/] — фокусное расстояние объектива.
С помощью окуляра Сформируется параллельный пучок,
который пропускается через оптический фильтр 4. Линза 5 фокусирует
отфильтрованный сигнал на светочувствительной поверхности
фотоприемника 6.
Антенное устройство смешанного типа представлено на рис.
9.4. Приходящее излучение попадает на зеркало 2,
переотражается на зеркало / и после прохождения диафрагмы 3 преобразуется
с помощью окуляра 4, оптического фильтра 5, фокусирующей
линзы 6 и поступает на фотоприемник 7. Смешанная система
позволяет получить компактную и дешевую конструкцию с малым
коэффициентом оптических потерь.
Фотоприемник, преобразующий оптический сигнал в
электрический, может быть выполнен на основе прямого
фотодетектирования (энергетический прием) или с помощью оптического
гетеродинирования. Приемники с прямым фотодетектированием
получили широкое распространение в видимой и ближней
инфракрасной областях спектра. В таких приемниках излучение с
выхода оптического фильтра поступает на светочувствительный
элемент, преобразующий световой поток в электрический сигнал,
представляющий собой сумму одноэлектронных импульсов,
появляющихся в результате преобразования фотон —электрон.
379
Рис. 9.4. Антенное устройство смешанного типа:
1,2 — зеркала; 3 — диафрагма; 4 — окуляр; 5 — оптический фильтр; 6—
фокусирующая линза; 7 — фотоприемник
При гетеродинном приеме (рис. 9.5) на светочувствительный
элемент 4 подается аддитивная смесь принятого светового потока
/ и излучения от оптического гетеродина 3, формируемая с
помощью полупрозрачного зеркала 2. На выходе
светочувствительного элемента с помощью фильтра 5 выделяется сигнал
промежуточной частоты.
Дальнейшая обработка ведется уже в радиодиапазоне.
Фотогетеродинный метод позволяет получить высокую чувствительность,
обеспечивает эффективную частотную и пространственную
селекции сигнала за счет использования узкополосных фильтров
радиодиапазона и учета зависимости уровня сигнала на
промежуточной частоте от взаимного положения волновых фронтов
приходящего и опорного излучений. Таким образом, если лазерный
гетеродин пространственно сфазирован относительно полезного
сигнала, то мешающее излучение, приходящее с другого
направления, будет ослаблено. Для реализации гетеродинного метода
необходимы лазерный источник и гетеродин, работающие в од-
ночастотном режиме с сохранением пространственной и
временной когерентности излучения на время распространения
оптического сигнала до цели и обратно. Подобным условиям
удовлетворяют газовые лазеры.
1
«V
3
Ns
X
4
5
Рис. 9.5. Структура гетеродинного оптического приемника:
/ — приемник светового потока; 2 — полупрозрачное зеркало; 3 — оптический
гетеродин; 4 — светочувствительный элемент; 5 — фильтр промежуточной частоты
380
Элементом ОПУ, во многом определяющим его качественные
показатели, является светочувствительный элемент —
фотодетектор (ФОД). В ФОД используется внешний или внутренний
фотоэффект. Из приборов с внешним фотоэффектом в видимом и уль-
трафиалетовом диапазонах наибольшее распространение
получили фотоэлектронные умножители (ФЭУ).
Не останавливаясь на принципах работы ФЭУ, отметим, что
они могут обеспечить усиление порядка ΙΟ6... 107, время
нарастания импульса для современных ФЭУ составляет единицы
наносекунд. Важнейшей характеристикой фотоприемника
является значение минимальной мощности принимаемого излучения,
при которой на выходе достигается требуемое отношение
сигнал/шум.
Среди приемников на основе внутреннего фотоэффекта
наибольший интерес представляют лавинные фотодиоды (ЛФД),
являющиеся в известном смысле твердотельным аналогом ФЭУ.
Их использование целесообразно при приеме слабых световых
сигналов.
Недостатками ЛФД являются малая площадь чувствительной
площадки, сравнительно большое время нарастания фототока, а
также необходимость очень точной стабилизации питающего
напряжения и температуры ЛФД.
Остальные узлы ОЛС, обеспечивающие обработку
электрического сигнала с выхода ФОД, наведение луча на цель и ее
сопровождение по дальности и угловым координатам, принципиально
не отличаются от соответствующих устройств РЛС.
9.2. Рассеивающие свойства объектов
и характеристики отраженных сигналов
в оптическом диапазоне
Излучаемые оптические сигналы, распространяясь в
атмосфере или любой другой среде, претерпевают изменения, которые
обусловлены следующими явлениями: поглощение, рассеяние,
рефракция и турбулентность. Поглощение и рассеяние
определяют среднее затухание сигнала и относительно медленные
флуктуации, вызванные изменениями метеорологических условий.
Падение интенсивности лазерного излучения при
распространении в атмосфере описывается законом Бугера, в соответствии с
которым интенсивность излучения /на расстоянии Dot
источника излучения с интенсивностью /0 определяется как
где γρ и γπ — показатели ослабления за счет рассеивания и
поглощения соответственно.
381
При расчете дальности действия ОЛС используется
коэффициент пропускания /= ///0. В соответствии с законом Бугера он
равен произведению коэффициентов рассеивания /р = е'7рД и
поглощения /п = е~УпД.
Поглощение существенно зависит от длины волны излучения.
Это необходимо учитывать при выборе типа лазера.
Рассеяние и поглощение лазерного излучения происходит как на
молекулах газов, входящих в состав атмосферы, так и на
аэрозолях. К аэрозолям относятся дымки, облака, осадки, пыль, дым.
Для противодействия ОЛС используются боевые аэрозоли
(пылеобразное масло, гексахлорэтан и др.). Показатели ослабления
за счет рассеяния и поглощения целесообразно представить в
виде γρ = γρ.Μ + уря и γπ = уПМ + γπа, где γρΜ; γΠΜи уря; уПЯ —
показатели рассеяния и поглощения на молекулах и аэрозолях
соответственно.
Показатели молекулярного поглощения характеризуются
наличием ярко выраженных линий поглощения, определяемых
молекулами веществ, входящих в состав атмосферы. Наибольшее
поглощение происходит молекулами Н20, затем следуют
молекулы углекислого газа С02 и озона 03
Для практических целей наиболее интересно затухание в
атмосфере на длинах волн излучения наиболее часто используемых в
ОЛС лазеров: это 0,6328 мкм (гелий-неоновый лазер), 0,6943 мкм
(рубиновый лазер), 1,06 мкм (Nd: YAG-лазер), 10,6 мкм (С02-
лазер).
Рефракция приводит к отклонениям оси лазерного луча,
однако это характерно для работы на больших дальностях. Величина
угловой ошибки из-за рефракции зависит от направления луча и
может изменяться от нуля (зенитное направление) до нескольких
угловых минут при работе вдоль поверхности Земли.
С турбулентностью связаны быстрые изменения поля, имеющие
место при любой погоде. Турбулентность делает характеристики
среды распространения случайными, вследствие чего происходит
расширение диаметра светового пучка: его амплитуда, фаза,
поляризация, угол падения флуктуируют.
При взаимодействии лазерного пучка с отражающей
поверхностью цели возникает вторичное излучение, характер которого
зависит от свойств зондирующего луча и особенностей цели
(состояние поверхности, характер движения). В зависимости от
состояния отражающей поверхности различают зеркальное и
диффузное отражения. При зеркальном отражении вторичное
излучение формируется по законам геометрической оптики.
Одним из наиболее часто применяемых зеркальных
отражателей является, как и в радиолокации, уголковый отражатель
(световозвращатель), называемый в оптике трипель-призмой. По
технологическим соображениям трипель-призмы имеют небольшие
382
размеры (радиус окружности, вписанной во входную грань,
составляет 20...70 мм), поэтому для увеличения отражающей
поверхности, необходимой для того чтобы перехватить большую часть
излучаемой энергии, уголковые отражатели объединяют в блоки.
Основными характеристиками оптических отражателей
являются:
• угловая расходимость отраженного пучка света;
• допустимый угол отклонения падающего светового потока от
нормали к входной грани;
• ЭПР отражателя и ее зависимость от длины волны
отражаемого потока.
Важной характеристикой является технологичность
изготовления и стабильность параметров в процессе эксплуатации
(особенно для космических систем).
В тех случаях, когда размеры шероховатостей поверхности
больше λ/ 16 (не выполняется критерий гладкости), имеет место
диффузное отражение, при анализе которого пользуются моделью
ламбертова отражателя.
Энергетическая яркость такого отражателя не зависит от
направления наблюдения. К ламбертовым поверхностям можно
отнести земные ландшафты (почвы, пески, растительные
образования) и некоторые наземные объекты (дороги,
взлетно-посадочные полосы аэродромов, кровли зданий). Согласно закону
Ламберта мощность излучения Р, отраженная в направлении,
составляющем угол φ с нормалью к отражающей поверхности, равна
Р = P0cos(p, где Р0 — мощность излучения, отраженная в
направлении нормали к поверхности.
Как и в радиодиапазоне, целесообразно использовать понятие
эффективной поверхности рассеяния, численно равной площади
плоской поверхности, которая при изотропном (равномерном)
рассеянии падающего светового потока создает на приемной
апертуре ОЛС интенсивность излучения, равную фактической.
Заметим, что в приведенных выше формулах и рассуждениях
под интенсивностью I понималась энергетическая освещенность
или плотность потока мощности, равная отношению потока
мощности падающего на участок поверхности к площади этого
участка. ЭП Ρ дает возможность сравнивать отражательные свойства
различных целей, отличающихся формой, материалом поверхности
и геометрическими размерами. Можно считать, что введение ЭПР
соответствует замене реальной цели источником, излучающим
равномерно во всех направлениях мощность Р= /σ, где /—
интенсивность зондирующего излучения вблизи поверхности цели, Вт/м2;
σ — ЭПР цели, м2.
При диффузном отражении ЭПР шара радиуса /?ш равна аш =
= 8/*дп/?щ/3, где гд — коэффициент диффузного отражения, и
отличается от ЭПР шара в радиодиапазоне множителем 8гд/3.
383
Для диска радиуса /?д, освещаемого под углом γ (угол между
направлением на центр диска и нормалью к его поверхности),
ЭПР ад равна
ад = 471/-д/?д cosy = 4raSa cosy.
Этой формулой можно пользоваться для любой плоской диф-
фузно отражающей поверхности с площадью Sa. Для уголкового
отражателя, реализующего модель зеркального отражения, в
случае падения светового потока по нормали к входной грани ЭПР
ауо определяется по формуле
σνο = 16£νο2Λ/3λ2,
где b — размер ребра куба, из которого изготовлен уголковый
отражатель; г3 — коэффициент зеркального отражения; d0 —
диаметр окружности, вписанной во входную грань уголкового
отражателя; λ — длина волны падающего излучения.
Для большинства реальных целей микроструктура поверхности
является случайной, поэтому рассеянное объектом излучение
можно рассматривать как результирующее поле, создаваемое
отражением падающего светового потока от ближайших
окрестностей «блестящих» точек, случайно и независимо друг от друга
расположенных на облучаемой поверхности. Следствием этого
является случайный характер отраженного сигнала, характеризуемого
в соответствии с центральной предельной теоремой гауссовским
законом распределения мгновенных значений напряженности поля.
Если учесть, что случайный характер излучение приобретает и в
результате прохождения через турбулентную среду, то станет
понятным, почему при математическом описании принятого
оптического сигнала широко применяют модель нормального
случайного поля.
Вместе с полезным сигналом на входе оптической приемной
системы присутствует световой фон, создаваемый рассеянным в
атмосфере солнечным излучением, свечением звездного неба, а
также излучением, отраженным от различных посторонних
объектов, оказавшихся в поле зрения приемной системы ОЛС. Фоновая
помеха представляет собой нормальное случайное поле, которое,
как и нормальный случайный процесс, можно полностью
описать средним значением и корреляционной функцией. Для
оптических полей среднее значение напряженности Е{1, г) = 0, где г —
радиус-вектор, определяющий положение точки в плоскости
наблюдения; / — время. Поэтому корреляционная функция может
быть записана в виде
*(*„ г„*2, г2) = £(*„г,)£*(*2, г2).
Случайное поле считается стационарным и однородным, если
384
K(tl,Tl,t2,T2) = K(t2-ti,T2-rl).
Так как фоновое излучение стационарно и однородно,
обладает чрезвычайно широким спектром, а его пространственный
радиус корреляции существенно меньше радиуса корреляции
сигнального поля, то корреляционная функция фоновой помехи
ЗД, г„ t2, г2) = ^-δ(/2-ί1)δ(Γ2-Γ1), (9.1)
где Ν0/2 — пространственно-временная СПМ.
При работе ОЛС в сильно замутненной среде (туман, вода)
основным видом помехи является обратное рассеяние излучения
передатчика — помеха обратного рассеяния. Характер этой помехи
зависит как от оптических характеристик среды, так и от
параметров излучаемого сигнала.
Кроме внешних помех при проектировании ОЛС необходимо
учитывать внутренние шумы, возникающие при преобразовании
оптического сигнала в электрический. Связанный с ними ток,
возникающий на выходе преобразователя при отсутствии
светового сигнала на его входе, называется темновым.
9.3. Дальность действия оптических
локационных систем
Дальность действия является важнейшей характеристикой и
определяется как расстояние D, на котором ОЛС может решать
поставленные задачи с заданным качеством.
Для задач обнаружения качественными показателями
являются совокупности вероятностей ложной тревоги рпТ и пропуска
сигнала цели рПС, для измерительных задач — среднеквадратические
ошибки оценивания координат, а в режиме слежения —
вероятность сопровождения цели в течение заданного времени с
требуемой точностью.
При фиксированных параметрах ОЛС (излучаемая мощность Р,
расходимость излучения передатчика 2Θ, площадь приемной
апертуры S, а также заданных значений ЭПР цели σ, коэффициента
пропускания атмосферы при прохождении излучения до цели и
обратно /) качественные показатели ОЛС будут определяться
алгоритмом обработки принимаемых сигналов и отношением
принимаемой мощности полезного сигнала Рпр к мощности
приведенных к приемной апертуре шумов Р0, как внутренних, так и
внешних.
С помощью ЭПР можно определить интенсивность излучения
на приемной апертуре
385
Рц _ /„σ
* πη
πρ 4πϋ2 4nD2'
где Рп и /ц — излучаемая целью мощность и интенсивность
излучения в области цели соответственно.
Принимаемая мощность, с учетом ослабления при
распространении, равна
IJSa
4nD2
Pnp = fnpSi = ^. (9.2)
Зная расходимость излучения передатчика 2Θ и его мощность
Р, можно определить интенсивность светового потока в зоне цели
D
ц n(DB)2'
Подставляя полученное выражение в формулу (9.2) и считая,
что Рпр = кР0 (где к — отношение сигнал/шум по мощности,
необходимое для обеспечения требуемого качества работы ОЛС; Р0 —
пересчитанная к входу мощность шумов приемного устройства),
получим выражение, из которого можно оценить дальность дей-
ствия ОЛС Dmax:
кР0 =
PiSo
(2π)2Ζ)1χθ2'
, или Z>max
,1 PiSa
У(2п)2кР0в2
(9.3)
Объединяя параметры, характеризующие ОЛС, можно ввести
понятие потенциала лазерной локационной системы
Π = PS
л {2n)2Q2kP0'
при этом формула (9.3) примет вид Dmax = л/Πσ/.
В формуле (9.3) не учитывалась деполяризация излучения при
отражении от цели. Однако следует заметить, что в ОЛС с
приемными устройствами на основе фотодетекторов с прямым
детектированием оптического сигнала (приемники прямого усиления)
выходной сигнал не является критическим для поляризации
принимаемого излучения. Эффекты изменения поляризации следует
учитывать в гетеродинных приемниках, применяемых в доппле-
ровских локационных системах.
Выражение (9.3) можно представить в форме, аналогичной
обобщенному уравнению радиолокации (3.5):
л = 4|— ~и "р отр τ τ / (9 4)
^max f| ·; ρ ft2 ft2 lneplnp'> Уу·^)
*-Ό min "пер"отр
386
где Ен — энергия излучаемого оптического сигнала; £Omin —
минимальная принимаемая энергия сигнала, обеспечивающая
требуемые качественные показатели; Snp — площадь входной
апертуры приемной системы; S0Tp — площадь отражателя
(предполагается, что отражатель зеркальный и свет падает по нормали к
поверхности отражателя); 9пер — угол расходимости излучения,
формируемого передатчиком и антенной системой; θοτρ — угол
расходимости излучения, отраженного целью (при точном изготовлении
уголковых отражателей θοτρ определяется дифракционным
пределом и θοτρ = λ/ά0, где d0 — диаметр окружности, вписанной во
входную грань уголкового отражателя); хпер и хотр —
коэффициенты пропускания оптических систем передатчика и приемника
соответственно; /'— коэффициент пропускания атмосферы при
прохождении излучения до отражателя и обратно.
Так как / = e'2yDm^ (где γ — показатель ослабления, γ = γπ + γρ),
то для определения Dmm мы имеем уравнение вида
4 16 Ен Дпр^отр е-27Отах
итя\ 2 ρ ей ей 1пер1прс
я ^Огаш σπερσοτρ
Аналогичное уравнение можно записать и для случая
диффузного отражения.
Дальность действия ОЛС существенно зависит от выбранного
алгоритма обработки принимаемого оптического сигнала. В
формуле (9.3), характеризующей потенциал ОЛС, алгоритм
обработки определяет величину коэффициента к или £Omin B уравнении
(9.4).
Чем более совершенной будет обработка, тем меньше будет
этот коэффициент и соответственно больше дальность действия
ОЛС. Наилучший результат будет иметь место при оптимальной
обработке.
Синтез алгоритмов оптимальной обработки оптических
сигналов, как и сигналов радиодиапазона, основан на использовании
статистического описания наблюдаемых полей. Как отмечалось в
подразд. 9.2, моделью, отражающей реальные условия приема
оптического сигнала, является нормальное случайное поле.
Полное статистическое описание нормального случайного поля
x(t, г), наблюдаемого на апертуре SA в интервале времени [0; Т],
позволяет получить функционал Π В
W{x{t, г)) =
тт
сехр
"τ ίί ί J х(/" Γι)*"'('■» г'' 'г> T2)xx(h, r2)df,di2dr,dr2
^ 0 0 5А 5А
который является обобщением функционала Π В нормального
случайного процесса (см. гл. 4) для случайного нормального поля.
387
Обратная корреляционная функция К '(/,, гь t2, г2)
удовлетворяет уравнению
τ
J
0 5А
j j K{tu r„ t2, T2)K-\t2, r2, /3, r3)d/2dr2 = δ(/3 -ί,)6(г3 -г,),
где K(t\, rh t2, r2) — корреляционная функция поля.
Для фоновой помехи n(t, г), имеющей корреляционную
функцию, определяемую выражением (9.1), функционал Π В имеет
вид
lV(n(t, г)) = сехр
~JJi2</,rXWr
1У0 О 5А
(9.5)
что является пространственно-временным аналогом
функционала Π В нормального белого шума. Такая помеха называется белым
светом.
Функционал ПВ для суммы детерминированного оптического
сигнала s(t, г) и фоновой помехи n{t, г) записывается в виде
W{y{t, г)) = сехрJ--LJ j [y(t, τ)-sit, r)f dtdr . (9.6)
[ "θ 0 5A J
В лазерной локации модель полностью известного сигнала
нереальна, так как знание отраженного сигнала с точностью до
фазы равносильно знанию расстояния до цели с микронной
точностью.
Поэтому для описания оптического сигнала, имеющего
максимальную степень детерминированности, используют модель
поля, известного с точностью до случайной равномерно
распределенной начальной фазы.
Такой модели соответствует излучение одномодового
стабилизированного по амплитуде лазера на частоте f0, отраженное от
зеркальной поверхности при отсутствии возмущающего действия
среды (космос, идеальные метеоусловия). В этом случае сигнал
s(t, г) можно записать в виде
sit, г) = Re [Sir) exp(-J2nf0t + yep)], (9.7)
где S(r) — полностью известная комплексная амплитуда поля на
апертуре SA.
Подставив выражение (9.7) в выражение (9.6) и выполнив
усреднение по φ, получим выражение для функционала Π В суммы
монохроматического сигнала и фоновой помехи:
388
W(y(t,r)) = cexp i-J-jjy^t, τ)άίάτ-^~ χ
L ^0 0 5A
j y(2nf0, T)S(r)dr
Nn
(9.8)
где Ε — энергия сигнала; y(2nf0, г) = jy(t, r)exp(-j2nf0)dt — pe-
o
зультат преобразования принятого излучения y(t, г)
узкополосным светофильтром, настроенным на частоту сигнала fQ.
Соотношения (9.5) и (9.8) позволяют записать отношение
правдоподобия в виде
/ = ехр
J y(2nf0, T)S(T)dr
Решение о присутствии сигнала на входе принимается при
превышении величиной Ζ =
j y{2nf0, τ)Ξ(τ)ώ
порога Ζπ,
значение которого зависит от используемого критерия оптимальности
обнаружителя.
Схема устройства, реализующего данный алгоритм и
называемого когерентным оптическим коррелятором, приведена на рис.
9.6. Поступивший на входную апертуру / оптический сигнал y(t, г)
пропускается через узкополосный светофильтр 2, настроенный
на частоту сигнала f0. Затем он проходит через транспарант 3,
коэффициент пропускания которого равен
комплексно-сопряженной функции *5"(γ). Интенсивность света в фокусе линзы 4 в мо-
Рис. 9.6. Схема когерентного оптического коррелятора:
/ — входная апертура; 2 — узкополосный светофильтр; 3 — транспарант; 4
линза; 5 — фотодетектор; 6 — устройство сравнения
389
мент времени t= T с точностью до постоянного множителя равна
Ζ2. Устройством, преобразующим интенсивность света в
электрический сигнал, является ФОД 5. Выходной сигнал ФОД в момент
времени t= Τ сравнивается с пороговым уровнем Ζ„ в устройстве
сравнения 6 (УС), управляемом селекторным импульсом sc.
Полученная структура устройства оптимальной обработки
отражает пространственно-временной характер принимаемого
сигнала. Временная (частотная) обработка реализуется с помощью
узкополосного светофильтра, а пространственная — с помощью
транспаранта. Если комплексная амплитуда сигнала на входной
апертуре постоянна, то необходимость в транспаранте отпадает,
и приходят к устройству, рассмотренному в подразд. 9.1.
Для определения качественных показателей обнаружителя
(вероятности ложной тревоги рпт и правильного обнаружения рп0)
требуется знание законов распределения выходного сигнала ФОД
при действии на входе ОЛС фоновой помехи и смеси сигнального
излучения с помехой.
Как отмечалось, ФОД преобразует входной световой поток в
число фотоэлектронов. Это преобразование происходит по
законам теории фотоэффекта, в соответствии с которыми при
постоянной энергетической освещенности Π число фотоэлектронов,
эмиттируемых фотокатодом за время Т, является случайным и
описывается распределением Пуассона
Р(п) = (и)" (л!ехр(л)) при η = 0, 1, 2, ..., (9.9)
где Ή — среднее число фотоэлектронов за время Τ, η = ηΠ 715"κ /(Λ/)
(η — квантовая эффективность фотокатода, имеющая смысл
вероятности выбивания фотоэлектрона фотоном с энергией hf; h —
постоянная Планка, h = 6,626 · 10"34 Дж· с; SK — площадь
поверхности фотокатода;/— частота излучения).
В ОЛС энергетическая освещенность U(t, г) является
случайной функцией времени и пространственных координат. В связи с
этим в выражении (9.9) для Ή произведение UTSK, численно
равное энергии излучения Е, нужно заменить на
τ
Ε = J J Π(/, r)drdr (9.10)
и распределение (9.9) рассматривать как условное Р(п/Е) для
энергии is принятой реализации поля. Интегрирование в
выражении (9.10) ведется по поверхности апертуры приемной антенны,
поле на которой с помощью соответствующих оптических
приборов фокусируется на поверхности фотокатода. Безусловное
распределение Р(п) находится путем усреднения Р(п/Е) с
использованием ПВ ЩЕ):
390
P{n) = \P(n/E)W(E)aE =
о
= ]ехр(-цЕIhf)^E'''hf)" W{E)aE. (9.11)
о n\
Вид распределения W{E), а следовательно, и Р{п) зависят от
статистики мгновенных значений энергетической освещенности,
а также от соотношения между параметрами пространственно-
временной когерентности принимаемого излучения, с одной
стороны, и параметрами оптического приемника и временем
наблюдения — с другой. Эти соотношения определяют число
независимых пространственно-временных ячеек т = т,тп суммируемых
при расчете по формуле (9.10). Число временных ячеек т, - ТА/,
где Δ/— ширина спектра оптического сигнала (для светового фона
Δ/= Δ/^,φ, где Δ/ο.φ — полоса пропускания оптического фильтра).
Число независимых пространственных ячеек тг зависит от
отношения площади апертуры приемной антенны Sh к площади
когерентности SKr излучения: mr= S^/SKr.
Для дельта-коррелированного фонового излучения тг может
быть вычислено как отношение телесного угла поля зрения
приемника (см. рис. 9.3) к дифракционному углу ΩΛ = λ^/5Α.
Излучение на выходе оптического фильтра в пределах одной
пространственной ячейки в соответствии с принятой моделью
сигнала и помехи можно рассматривать как сумму узкополосного
нормального шума (фоновое излучение) и гармонического
сигнала (сигнальное излучение). Огибающая Ζ такого процесса
подчинена обобщенному закону Рэлея, а энергетическая
освещенность имеет Π В вида
W{X\)
1
——ехр
Π V
! n-rV
π,
2угцг
ν пш
при Π > 0;
(9.12)
III
0, при Π < 0,
где Пш — средняя энергетическая освещенность, создаваемая
шумом; Пс — энергетическая освещенность, формируемая
когерентным сигналом.
На интервал наблюдения [0; Т] приходится т, независимых
отсчетов, подчиняющихся распределению (9.12). Для отыскания
W{E) необходимо найти ПВ суммы т независимых случайных
величин, распределенных в соответствии с формулой (9.12).
Пользуясь методом характеристических функций или /я-крат-
ной сверткой Π В (см. формулу (9.12)), можно сначала найти ЩЕ),
а затем с помощью формулы (9.11) найти и Р(п). Полученное
391
выражение оказывается сложным. Однако его анализ показывает,
что при выполнении неравенств
псЯп/т « 1; пп/т « 1; яс « m (9.13)
для Р{п) можно использовать приближение Пуассона:
Р(п/Н0) = (яп)"/(л!ехр(я„)) при и = 0, 1, 2 ...;
/>(я/Я,) = (яс + яп)"/(я!ехр(яс + яп)) при я = 0, 1, 2
где 7jc и 7jп — среднее число фотоэлектронов, вызванных
сигнальным и фоновым излучениями соответственно.
Выполнение неравенств (9.13) гарантируется тем, что обычно
т > ΙΟ3... 104. В соответствии с формулами (9.14):
(9.14)
Ря.г = £
(«„)"
"=«0
Рпл
Я!
ехр(-яп) = 1-Г(яо, яп)/(яо-1)!;
^, (яс + яп)" _
Σ , ехр(-яс - яп)
"=«о
Я!
1-Г(яо, яс+яп)/(Яо-1)!,
(9.15)
где я() — пороговый уровень; Г() — неполная гамма-функция,
табулированная в ряде руководств.
На рис. 9.7 приведены построенные по формулам (9.15)
зависимости рлт (пунктир) и /Vo (сплошная линия) от порогового уровня
я0 в области наиболее интересных для практики значений рпо и рлт.
Параметрами кривых являются Ήπ для рлт и 7jc + Ήπ для рп0.
0,980
30 «о
Рис. 9.7. Зависимости вероятности ложной тревоги (пунктир) и
вероятности правильного обнаружения (сплошная линия) от порогового
уровня я0
392
Если ~пп, а следовательно, и 7гс + 7гп много больше единицы
(работа ОЛС в дневное время, сильная помеха обратного
рассеяния), то распределения Пуассона (см. формулу (9.14)) могут быть
заменены распределениями Гаусса, имеющими такие же средние
значения и дисперсии.
Напомним, что для распределения Пуассона W{n)
(Я)"
п\
ехр(-я),
η - О, 1,2, среднее значение 7г и дисперсия D{ri\ равны.
Следует обратить внимание на тот факт, что даже при отсутствии
помехи (7гп = 0) и отличном от нуля пороговом уровне п0
вероятность правильного обнаружения рп0 = 1 - Г(п0, "яс)/(л0 - 1)! < 1. Как
отмечалось, это является следствием квантовой природы
излучения.
Модель принимаемого сигнала (см. формулу (9.7))
предполагала отсутствие амплитудной модуляции. В случае обработки
модулированного сигнала светофильтр 2 (см. рис. 9.6) должен
соответствовать закону модуляции. На практике полоса пропускания
светофильтра значительно шире спектра сигнала и в структуре
устройства обработки ОЛС после ФОД ставится видеофильтр,
согласованный с огибающей принимаемого сигнала.
Реальная практика использования локационных станций, в том
числе и оптических, предполагает синтез единого алгоритма,
осуществляющего последовательное обнаружение объекта, оценку его
координат и переход к сопровождению цели. Структурная схема
оптимального устройства обработки, синтезированная на основе
данного подхода, приведена на рис. 9.8.
Приходящий суммарный оптический сигнал, поступающий на
входную апертуру /, предполагается равным
У(т, 0 = Re
№S
2R}
с
exp(y2n/0(/-|r-R|/c))
+ п{т, t),
.1 2 3
4 — 5 —-
4 — 5 —-
! ! 6
4 — 5 —
Рис. 9.8. Структурная схема оптимального устройства обработки:
/ — входная апертура; 2— фильтр оптических частот; 3 — квадратичная линза;
4 — оптические детекторы; 5 — видеофильтры; 6 — решающий блок
393
где г — радиус-вектор точки на апертуре; R — радиус-вектор
объекта; £(0 — огибающая излучаемого сигнала; ξ(0 — случайная
амплитудно-фазовая модуляция сигнала, обусловленная неполной
когерентностью лазерного сигнала, мерцанием яркости в связи с
интерференцией отражений от микронеоднородностей
поверхности объекта (в ξ(?) включено также ослабление сигнала при
распространении до цели и обратно, учтена ЭПР цели); п(т, t) —
пространственно-временной шум на апертуре, который можно
считать белым с корреляционной функцией (9.1).
Сразу после апертуры 1 стоит фильтр оптических частот 2 с
амплитудно-частотной характеристикой, определяемой
спектральной плотностью мощности случайной модуляции сигнала,
площадью входной апертуры, длительностью зондирующего
импульса, который предполагается прямоугольным, а также
спектральной плотностью мощности пространственно-временного шума на
апертуре п(т, ή.
После прохождения квадратичной линзы 3, обеспечивающей
квадратичный фазовый сдвиг, поле свободно распространяется,
и в плоскости наблюдения, где расположены оптические
детекторы 4, происходит пространственное разделение
позиционируемых объектов. Далее стоит видеофильтр 5, согласованный с
квадратом огибающей сигнала.
Выходные сигналы фильтров поступают на решающий блок 6,
в котором фиксируются значения выходных сигналов фильтров,
превысивших порог обнаружения.
Дальнейшая обработка не содержит специфики, характерной
для ОЛС.
9.4. Примеры реализации ОЛС
Как уже отмечалось ранее, для ОЛС характерны два режима
измерения дальности до объекта: импульсный и фазовый. Для
первого режима характерно получение сверхкоротких импульсов с
длительностью, составляющей доли наносекунд, и мощностями
в десятки и сотни мегаватт. Частота повторения импульсов в таких
дальномерах ограничена, что определяется теплофизическими
особенностями процессов формирования излучаемых импульсов
света.
Характерным примером такой ОЛС является лазерная дально-
мерная установка, предназначенная для измерения расстояний
до космических объектов, оборудованных уголковыми
отражателями. Лазерная система такого типа, относимая к аппаратуре
третьего поколения MOBLAS, имеет следующие технические
характеристики:
• излучение ведется на волне 532 нм;
394
• пиковая мощность 0,5 ГВт при длительности 0,2 не;
• частота повторений 5 Гц;
• ширина диаграммы направленности передатчика 0,1 мрад;
• диаметр приемной оптической системы 0,75 м.
Приведенные технические характеристики совместно с удачно
выбранным алгоритмом обработки принятого отраженного
сигнала позволяют обеспечить погрешность единичного измерения
дальности на уровне 2 см.
Дальнейшее повышение точности связано с накоплением
отраженных сигналов с использованием прогнозируемой дальности
до ИСЗ.
Оптические локационные станции могут применяться и в
качестве высотомеров, решая при этом задачу измерения дальности
до установленных на земле уголковых отражателей.
При проектировании одной из таких систем была заложена
погрешность измерения менее 1 см, что потребовало проведения
измерения на двух длинах волн (532 и 355 нм), позволяющего
учитывать влияние атмосферной рефракции на задержку
отраженных импульсов.
Длительность импульса 0,1 не при частоте повторения 40 Гц.
Выходная энергия на указанных ранее длинах волн 60 и 20 мДж.
Ширина диаграммы направленности передатчика 0,1 мрад, а
апертура приемной оптической антенны имела диаметр, равный 18 см.
Во многих случаях используются фазовые дальномеры,
принцип действия которых основан на измерении фазы
гармонического колебания, модулирующего лазерное излучение.
Основное уравнение фазовой дальнометрии имеет вид
где D — измеряемое расстояние; с — скорость распространения
света; fM — частота модулирующего колебания, называемая
масштабной; N — целое число периодов масштабной частоты,
соответствующее распространению излучения до объекта и обратно; φ —
измеряемая разность фаз. Значения масштабной частоты
находятся обычно в диапазоне 10...500 МГц.
Среди многочисленных способов реализации фазовых свето-
дальномеров наибольшее распространение получила схема с
преобразованием частоты модуляции и измерением разности фаз на
низкой разностной частоте. В этой схеме на модулятор подается
гармоническое колебание частоты /м от масштабного генератора,
а на приемник гармоническое колебание/г. Приемное устройство
выполняет функции приемника излучения и смесителя.
Измерение фазы осуществляется в фазометрическом устройстве, на один
вход которого подается выделенный приемником сигнал
разностной частоты
395
i/„(0 = tfmnCOs[2n(/M-/ry + foM-9r)-q>2L], (9.16)
где Umn — амплитуда сигнала на выходе приемника; φΜ и φΓ —
начальные фазы колебаний с частотами fu и/г соответственно; cp2t —
измеряемая разность фаз.
На второй вход фазометра подается сигнал с опорного
смесителя, в котором смешиваются колебания масштабного генератора
и генератора, формирующего частоту/г:
ί/οχ(0 = ^οχθθ8[2π(/Μ-/Γ)/ + (φΜ-φΓ)]. (9.17)
Таким образом, на фазометр поступают сигналы в соответствии
с формулами (9.16) и (9.17), имеющие фазовый сдвиг cp2L,
который измеряется аналоговым или цифровым методом.
Методы разрешения многозначности фазовых измерений
(определение целого числа Ν) были описаны в подразд. 7.3.
В качестве иллюстрации технических решений, применяемых в
фазовых светодальномерах, рассмотрим структурную схему
прецизионного фазового светодальномера (рис. 9.9), используемого
для юстировки антенн радиотелескопов и при решении иных
задач, требующих точности измерения расстояний на уровне долей
миллиметра*.
В качестве источника излучения используется Не —Ne-лазер
(λ = 0,6328 мкм, Р- 2 мВт); осуществляется модуляция по
интенсивности СВЧ колебанием частоты/j с помощью модулятора,
выполненного на основе четвертьволнового коаксиального
резонатора с электрооптическим кристаллом LiNb03. После
прохождения через коллимирующую систему, уменьшающую расходимость
луча до 0,2 мрад, излучение направляется к объекту и,
отразившись от него, проходит через приемный объектив диаметром 5 см
и направляется через интерференционный фильтр (ИФ) на
фотоприемник, в роли которого используется фотоумножитель ФЭУ-68
с фотокатодом, находящимся в поле объемного резонатора,
возбуждаемого частотой /2 от СВЧ гетеродина, в результате чего в
спектре выходного сигнала приемника появляется составляющая
низкой частоты (/j -fi). Фаза этого сигнала несет информацию об
измеряемом расстоянии. Опорный низкочастотный сигнал
образуется при смешении колебаний частот/j и/2 в СВЧ смесителе.
После усиления оба низкочастотных сигнала подаются на
цифровой интегрирующий фазометр. Все рабочие частоты в светодаль-
номере формируются с помощью задающего кварцевого
генератора (КГ), работающего на частоте 62,75177 МГц. Частота
модуляции света /ι = 753,0212 МГц получается путем умножения частоты
* Аснис Л.А. Лазерная дальнометрия / [Аснис Л. Α., Васильев В. П.,
Волконский В. Б. и др.] ; под ред. В. П. Васильева и X. В.Хинрикуса. — М.: Радио и связь,
1995.
396
He-Ne-лазер
62,75177 МГц
Кварцевый
генератор
3,9469
Система
ФАПЧ
Кварцевый
гетеродин
СВЧ
кГц
Умножитель
частоты χ 12
fr-
-
^
tt^[W^^
•
0
' ,
\ ' г-~^ X*
753,0212 МГц Ψ
/i\
Смеситель
СВЧ гетеродин ι
Ум нож
частот
итель ι
ы χ 12 | η
Делитель
частоты: 4
1
ИФ
γλΥ/αι
53,0250 МГц
5,6879 Ml
ФЭУ
3,9469 кГц
Цифровой
фазометр
~ц
Самописец
Рис. 9.9. Структурная схема прецизионного фазового светодальномера
кварцевого генератора на 12; тактовая частота в цифровом
фазометре получается путем деления частоты КГ на 4. Деление
тактовой частоты на 3 980 дает эталонную частоту 3,9469 кГц для
работы системы ФАПЧ, управляющей частотой СВЧ гетеродина. Для
упрощения рис. 9.9 этот делитель не показан, а заменен выходом
кварцевого генератора с соответствующим значением частоты.
Сетка частот выбрана так, чтобы при температуре 0°С и
атмосферном давлении 760 мм рт. ст. один импульс тактовой частоты
соответствовал расстоянию 0,05 мм. Цикл получения результата
измерения (время интегрирования) занимает примерно 2 с. Результат
измерения высвечивается на четырехразрядном цифровом табло.
Единица младшего разряда соответствует расстоянию 0,1 мм.
9.5. Основы радиотеплолокации
Общие положения. Радиотеплолокация является частным
случаем пассивной локации, в которой объектами наблюдения
являются волновые поля, создаваемые тепловым излучением тел. Ча-
397
сто теплолокацию называют радиометрией, а соответствующие
технические устройства радиометрами. Радиометры работают в
инфракрасной, миллиметровой и сантиметровой областях
электромагнитного спектра.
Достоинством пассивных РЛС является скрытность их работы,
связанная с отсутствием излучения. По этой же причине
энергетические характеристики, габаритные размеры и масса
пассивных РЛС выгодно отличают их от РЛС, работающих в активном
режиме. К недостаткам радиометрических методов следует
отнести малый уровень и случайный характер принимаемых сигналов
и требуемое вследствие этого большое время накопления, что
делает системы теплолокации очень инерционными и затрудняет их
работу при больших скоростях взаимного перемещения станции и
объекта. Сложным оказывается также и измерение координат ло-
цируемых объектов. В табл. 9.1 приведены характеристики
сигналов, используемых в оптической локации, а также в
радиометрии. Сравнение сигналов производится на основе спектральной
яркости источника Bf, определяемой как спектральная
плотность потока излучения в единице телесного угла: Bf= aWffaQ.,
где Пу — спектральная плотность потока, характеризующая
распределение энергетической освещенности по спектру, Вт/(м2· Гц),
n/=dn/d/
Идеальным тепловым источником излучения является
абсолютно черное тело (АЧТ), которое полностью поглощает падающее
на него излучение во всем частотном диапазоне. АЧТ в природе не
существует, но в сантиметровом и миллиметровом диапазонах по
своим свойствам к АЧТ приближаются противорадиолокацион-
ные покрытия, лес и некоторые другие объекты.
Спектральная плотность потока теплового излучения АЧТ в
диапазоне частот и температур, используемых в радиотеплолока-
ции, определяется законом Рэлея—Джинса
Пу = 2цГ2к Τ/с2 = 2пкТ/Х2н , (9.18)
в который переходит закон Планка
Пу = 2nhf3/[exp(hf/kT) - \]с2 при /« kT/h, (9.19)
Таблица 9.1
Источник излучения
Аргоновый лазер (λ„ = 0,5145 мкм)
РЛС (λ„ = 3,9 см)
Тепловое излучение Земли (λ„ = 3,9 см)
Спектральная яркость Bf на длине
волны λ„, Вт/(ср ■ м2 ■ Гц)
7,1 · 103
4,8-103
5,4· 10"24
398
где h — постоянная Планка, h = 6,626 · 10"34 Дж · с; /— частота; к —
постоянная Больцмана, к = 1,38 · 10~23 Дж/К; Т— абсолютная
температура АЧТ; с — скорость света.
Подставив в правую часть неравенства (9.19) Т= 300 К, что
соответствует комнатной температуре, убеждаемся, что законом
Рэлея—Джинса (9.18) можно пользоваться вплоть до нижней
границы инфракрасного диапазона (3 · 1012 Гц).
Свойства реального излучателя, который в отличие от АЧТ не
полностью поглощает падающее на него излучение, можно
охарактеризовать яркостной температурой
Тя = аТ, (9.20)
где а — коэффициент поглощения.
Для непрозрачных тел в соответствии с законом сохранения
энергии коэффициент поглощения а связан с коэффициентом
отражения г соотношением
а + г=\. (9.21)
Из соотношения (9.21) следует, что чем лучше тело отражает
электромагнитную энергию (/·= 1), тем хуже оно ее излучает {а - 0).
Тепловое излучение характеризуется ДН, форма которой
зависит от свойств поверхности излучающего тела (гладкая,
шероховатая). Направленность радиотеплового излучения зеркальных
поверхностей находят по формуле а = a0cos(p. Для шероховатой
поверхности излучательная способность постоянна в пределах всей
полусферы (рис. 9.10).
От свойств поверхности и угла визирования зависит и
поляризация излучения. Например, при угле визирования 35° от
горизонтали вертикально поляризованная составляющая теплового
излучения водной поверхности не зависит от волнения, что
используется для измерений в любую погоду со спутника
температурных характеристик морей и океанов. Наоборот, горизонтально
поляризованная составляющая зависит от амплитуды волн, она
позволяет оценить скорость ветра вблизи водной поверхности.
Полное излучение реальных тел складывается из двух
составляющих: собственного теплового излучения и излучения
отраженных электромагнитных колебаний, падающих на тело из окружа-
= u()COSq>
а б
Рис. 9.10. Диаграмма направленности для гладкой (а) и шероховатой (б)
поверхностей
399
ющего пространства. Первая составляющая зависит от яркостной
температуры Тя = (1 - г)Т, где Τ — термодинамическая
температура тела. Вторая составляющая характеризуется яркостной
температурой Тя = гТвн, где Твн — температура внешнего излучения.
Таким образом, эффективная яркостная температура Тяэ = (1 -
- г)Т + гГвндает возможность с помощью формулы (9.18) найти
спектральную плотность полного излучения.
Эффективность различения двух тел по их тепловому
излучению характеризуется контрастом их эффективных яркостных
температур АТ= Тя э1 - Гяэ2. Для одинаково нагретых тел контраст при
отсутствии внешнего излучения AT = (at - а2)Τ пропорционален
разности коэффициентов поглощения.
Обычно в радиотеплолокации для характеристики
интенсивности сигнала вместо принимаемой в полосе 1 Гц средней
мощности Ρ используют температуру антенны ГА, задавая ее как
температуру согласованного резистора, у которого средняя выходная
мощность шума в полосе 1 Гц равна Р, т.е. Р= кТк.
При наблюдении объекта, размеры которого превышают
сечение антенного луча, без учета приема по боковым лепесткам и
потерь в антенно-фидерном тракте
П - Тя,э. (9.22)
Для малоразмерных источников
Тк = 7;,ΩΗ/ΩΑ, (9.23)
где Ω„ — телесный угол, определяемый размером источника; ΩΑ —
телесный угол, соответствующий главному лепестку ДНА.
В общем случае температура антенны зависит от частоты / и
углового отклонения цели от оси ДН.
Соотношения (9.22) и (9.23) позволяют найти температурный
контраст различных источников излучения.
Обнаружение радиотепловых сигналов. В радиоастрономии,
радиоразведке, пассивной радиолокации, частным случаем
которой является тепловая локация, информация об источнике
излучения либо о каком-то явлении нередко связана с наличием или
отсутствием в наблюдаемом колебании y(t) реализации
некоторого полезного ожидаемого случайного процесса. При этом
решают задачу обнаружения случайного сигнала, описываемого на языке
w-мерных Π В или функционалов Π В.
Пусть в наблюдаемом колебании y{t) помимо белого шума n{t)
содержится реализация некоррелированного с n{t) нормального
процесса s{t) с нулевым средним и корреляционной функцией
Ks(t, t + τ). Тогда при истинности гипотезы Я, процесс y(t) = n(t) +
+ s(t) как сумма некоррелированных нормальных процессов будет
также нормальным с корреляционной функцией Ky(t, t + τ),
равной сумме корреляционных функций s{t) и n(t):
400
Ky(t, t+x) = Ks(t, t+x) + 0,57V08(x). (9.24)
Функционал ПВ y(t) при гипотезе Нх определится следующей
формулой:
И/(Ж>|Я,) = сехр
тит„
-,)) №Wi, ЬМНЩЬ2
о о
(9.25)
где с — постоянный коэффициент; Гн — время накопления;
Ау~'(*|> h) — обратная корреляционная функция y(t),
получающаяся решением интегрального уравнения, имеющего с учетом
формулы (9.24) следующий вид:
ж и
ί
/τ,ίί,,ο + ^-δίί,-ο
Κ^(ί,ί2)άί = δ(ί2-0. (9.26)
Разделив выражение (9.25) на ПВд^/) при гипотезе Н0 W(y(t)\ Н0),
когда в y(t) содержится только шум n{f), после
логарифмирования отношения правдоподобия (ОП) и объединения получившихся
интегралов придем к правилу обнаружения случайного сигнала:
ζ= jy(t)sy(t)dt %,
(9.27)
Τ
Д0=|у(е)
δ(ί-θ)-
^-'
(ί, θ)
da
(9.28)
где ζ„ — порог, зависящий от выбранного критерия.
Соотношение (9.28) определяет некоторое линейное
преобразование y(t), осуществимое, например, с помощью линейного
фильтра (в общем случае с переменными параметрами). Поэтому
обнаружитель, реализующий правило (9.27), можно построить по
схеме, показанной на рис. 9.11 и повторяющей структуру
корреляционного приемника с той лишь разницей, что опорный
сигнал sy(t) теперь формируется не автономно, а из самого
наблюдаемого колебания y(t), пропускаемого через линейный фильтр Ф.
Если процесс y(t) стационарен (Ks(t, t + τ) = Ks(x)) и
достаточно широкополосен, т.е. его время корреляции τκ подчиняется
условию τκ« Гн, то можно, не внеся существенной
погрешности, считать Ks(t- ί,) = 0 за пределами интегрирования в
выражении (9.26) при любых t\. Тогда пределы интегрирования в
выражении (9.26) можно заменить бесконечными, превратив
интеграл в обычную свертку. После этого переход к преобразованию
Фурье, согласно теореме о свертке, приведет к равенству
401
ло
φ
χ
ί
"ι
Λ
#0
*с ζπ
Рис. 9.11. Структурная схема оптимального приемника случайного
теплового сигнала
[Ks(f) + (N0/2)]K;l(f) = l
где Ks(f) — спектральная плотность мощности случайного
сигнала 5(0-
Поэтому преобразование Фурье обратной корреляционной
функции
£;'(/) = 1/[£(/) + (#о/2)].
То же рассуждение позволяет записать выражение (9.28) в виде
свертки
sy(t)=] y(B)h(t-B)de,
Ν
где h{t) = δ(0 -K~l(t) — импульсная характеристика фильтра
на рис. 9.11, имеющего в данном случае постоянные параметры.
Коэффициент передачи этого фильтра
h(f) = 1 -(7V0/2) £;'(/) = £(/)/[£(/)+ (#„/2)].
Предположим, что спектр мощности сигнала s(t) допускает
прямоугольную аппроксимацию
Ksif)
\PJ2FB при |/| < FB;
[θ при |/| > FB,
где Рс, FB — средняя мощность и ширина спектра сигнала
соответственно.
Тогда фильтр Φ на рис. 9.11 оказывается идеальным фильтром
нижних частот (ФНЧ) с полосой пропускания FB и усилением в
полосе пропускания РС/(РС + NQFB). Последнюю константу можно
учесть непосредственно в пороге ζπ, считая коэффициент
передачи ФНЧ равным
А(/) =
1 ПРИ |/| £ /■_;
0 при |/| > FB.
(9.29)
402
Нетрудно заметить, что sy(t) и [y(t) - sy(t)] есть функции с
неперекрывающимися спектрами: спектр первой функции
целиком сосредоточен в полосе частот \-FB; FB], а второй — за ее
пределами. Поэтому sy(t) и [y(t) - sy(t)\ ортогональны и их
корреляция равна нулю.
Из выражения (9.27) получим
ζ= \s2y{t)at.
(9.30)
При этом структура на рис. 9.11 преобразуется в
энергетический приемник (рис. 9.12), в котором решающей статистикой ζ
является энергия принятой реализации, пропущенной через ФНЧ.
Выражение для вероятностей ошибок р„.т, Рп.с энергетического
приемника легче всего получить, воспользовавшись теоремой
Парсеваля для разложения sy(t) в ряд Котельникова. Так как sy(t)
имеет отличный от нуля спектр только в пределах полосы [-FB\
FB], то интеграл в формуле (9.30) можно приближенно заменить
суммой отсчетов sy(t) на интервале [0; Т], взятых через \/(2Fn):
2 FJ;
ζ- 1" s2y[i/(2FB)],
(9.31)
ί=Ι
где множитель 1/(2FB) перед суммой опущен, так как он может
быть учтен в пороговом значении.
Значения ρ„τ, рпс могут быть найдены через интегральные
χ2-распределения с 2T„FB степенями свободы. Однако при
соблюдении неравенства 2THF„» 1 величина ζ как сумма многих
независимых слагаемых может считаться нормальной и для
вычисления рлл, рпс достаточно определить средние значения и
дисперсии ζ при гипотезах Н0 и Нх. Замена интеграла суммой (9.31) не
приводит к потерям информации только при данном условии,
так как на поведение sy{f) на отрезке |0; Гн] влияют отсчеты sy(f)
вне его, и при небольшом значении произведения 2THFB
пренебрегать их вкладом нельзя. Нетрудно видеть, что
l = 2FJnD{sy(t)},
где D{sy(t)} — дисперсия (средняя мощность) на выходе ФНЧ.
y(t)
ФНЧ
J
X
Н\
А
Но
Рис. 9.12. Структура энергетического приемника
403
При гипотезе HQZ, = 2FBTnPm, а при гипотезе Я, ~ζ = {2FBTH){Pai +
+ Рс), где Рш = N0FB — средняя мощность помехи n(t) в полосе
частот [-FB; FB].
Аналогично, в силу независимости слагаемых в выражении
(9.31) дисперсия Ζ){ζ} = 2FBTHD{Sy(t)}, где последний сомножитель
есть дисперсия квадрата гауссовской случайной величины с
нулевым средним. Из теории вероятностей известно, что для
нормальных величин
D{s2y{t)} = ^fiF)-[^(F)]2=2DHsy{t)}
и, следовательно, при гипотезе Н0 D{Q = 2(2ΡΒΤΗ)Ρ£, а при
гипотезе Нх D{Q = 2(2РВТН)(РШ + Рс)2. Интегрируя нормальные ПВ
Щ^\Я0) и W{C\H\) от ζπ до °° и от -оо до ζπ соответственно,
нетрудно прийти к выражениям:
где h = ^n/(2y^Pul)-^FJ^.
Как видно, при рпл = const вероятность пропуска сигнала рпс в
энергетическом приемнике убывает с ростом числа независимых
отсчетов 2FBTH на интервале наблюдения [0; Тн] и увеличением
отношения мощности сигнала Рс к мощности помехи Рш в полосе
В реальных условиях спектральные плотности мощности
обнаруживаемого и мешающего сигналов неизвестны, поэтому
следует использовать контрастный метод обнаружения, состоящий в
сравнении между собой выходных сигналов интегратора для двух
различных разрешаемых элементов (двух положений ДНА). В этом
случае решение принимается на основании сравнения с порогом,
зависящим от ожидаемого температурного контраста, разности
Δς = ς, - ς2, где ς,, ς2 — выходные сигналы интегратора для
анализируемых элементов.
При выполнении условия Д/Тн » 1 (где А/— ширина спектра
обнаруживаемого сигнала; Тн — время наблюдения) ς, и ς2
являются нормальными случайными величинами. Разность ς, - ς2
также распределена по нормальному закону со средним значением
Δς = ς, -ς2 и дисперсией D{Aq}, которая вследствие
независимости результатов обработки в двух сравниваемых каналах D{Aq} =
= /){Δς,} + D{Aq2).
Для упрощения анализа заменим интегрирование
суммированием независимых отсчетов на выходе квадратичного детектора.
Тогда с учетом стационарности обрабатываемых процессов:
404
Aq = n(UM-Ua2); (932)
D{Aq} = n[D{Uai}+D{Ua2}],
где и u D{Ua\} — соответственно среднее значение и дисперсия
отсчетов на выходе квадратичного детектора для /-го канала (/= 1, 2);
η — число независимых отсчетов на интервале наблюдения, и = А/Тн.
При использовании вместо интегратора ФНЧ с полосой
пропускания AF имеем
η = Af/AF. (9.33)
Для квадратичного детектора отсчеты выходного сигнала при
узкополосном нормальном процессе на входе подчиняются
одностороннему экспоненциальному распределению:
[О при ί/д, < О,
со средним значением и дисперсией
UT/=2aj;D{Ulll} = 4ti}.
Входящие в выражения (9.34) дисперсии σ2 связаны с
мощностью различаемых излучений и пропорциональны
соответствующим полным значениям температуры источника Тш с учетом
температуры антенны и температуры шумов приемника, т.е.
с} = кТ„„ (9.35)
где к — коэффициент пропорциональности.
Таким образом, с учетом формул (9.32)...(9.35)
распределение Η^(Δς) при отсутствии контраста (гипотеза Н0, Гп1 = Тп2 - Тп,
Δς~ = 0) имеет вид
, , ч exp{-Aq2/(2-4nk22T2)}
W(AqH0) = П ,SA ";J, (9.36)
V ' ' ^2n4nk22T2
а при наличии контраста (гипотеза Ни Tni = Тп + АТП, Τπ2 = Тп,
Δς">0)
И^|Я,) =
ехр{-(Ад - 2пкАТп)2/[2 ■ Апк2 ((Тп + АТП)2 + 7;2)]}
ftn4nk2[(Tn+ATn)2 + T2]
(9.37)
Проинтегрировав распределения (9.36) и (9.37) от Δςπορ =
= 2пкАТпор до °° (где ΔΓπορ — пороговое значение температурного
контраста) нетрудно получить выражения для рлт и рп0.
405
При обнаружении малых температурных контрастов (ΔΓΠ « Гп)
выражение (Тп + ΔΓΠ)2 + Τ2 можно заменить на 2Т2, при этом
дисперсии распределений (см. формулы (9.36) и (9.37))
становятся одинаковыми. Требуемая в этом случае верность обнаружения
(заданные значения ρητ и рпо) определяется параметром
обнаружения q, равным отношению разности средних значений
величин, сравниваемых с порогом, при справедливости гипотез Н{ и
Я0 к действующему значению этих величин.
Параметр обнаружения q = 0,7-fnATn/Tn. При использовании
ФНЧ получим
<7 = 0,7Va/7aFA7;/7;. (9.38)
Соотношение (9.38) позволяет найти пороговый контраст,
обнаруживаемый с заданной достоверностью:
АТпор =ТП[Ф^{\- рпл) + Ф~\\- pnx)]/(0,7^Af/AF), (9.39)
где рпс = 1 - рпо.
Выражение (9.39) дает возможность оценить дальность действия
радиотеплолокатора, которая зависит от того, обнаруживается ли
контраст для протяженных объектов, полностью перекрывающих
сечение ДНА, или малоразмерных целей площадью Su. В первом
случае условие обнаружения яркостного контраста имеет вид
ΔΓ>ΔΓπορ, (9.40)
где ΔΓπορ определяется требуемой верностью обнаружения.
При этом несколько неожиданным, на первый взгляд,
является отсутствие в выражении (9.40) дальности до цели D. Это
связано с тем, что при обнаружении температурного контраста для
протяженных целей с увеличением дальности растет мощность,
поступающая в антенну с поверхности объекта, что и
компенсирует увеличение расстояния.
Для малоразмерной цели условие обнаружения можно
записать в виде
АТ>АТпорС1А/^, (9.41)
где ΩΑ — ширина главного лепестка ДН приемной антенны, ΩΑ =
= 4π/ (7Π; Ω„ — угловой размер цели, Ωα = Su/D2.
Соотношение (9.41) характеризует дальность действия
радиотеплолокатора, работающего по малоразмерной цели:
Z)max = JATS^ /(4πΑΤπορ).
Если основным источником помех являются собственные шумы
приемника, то помехоустойчивость радиометра можно повысить
за счет увеличения числа каналов приема сигнала. Можно
показать, что оптимальный алгоритм обнаружения внешнего шумово-
406
го сигнала, который, как и собственные шумы приемника,
предполагается нормальным и белым, состоит в суммировании
выходных сигналов линейных трактов (ЛТ) приемников,
возведении суммы в квадрат и интегрировании в течение времени
наблюдения Тн.
Обнаруживаемый сигнал и собственные шумы приемника
предполагаются взаимно независимыми, спектральные плотности
мощности сигнала и равные между собой спектральные плотности
мощности собственных шумов приемников считаются
известными. Соответствующая этому алгоритму структурная схема
приведена на рис. 9.13.
При обнаружении слабых по сравнению с собственными
шумами сигналов данный алгоритм дает выигрыш в отношении
параметра обнаружения q в V2 раз по сравнению с оптимальным
одноканальным алгоритмом. Физическая сущность этого
выигрыша ясна. При суммировании полезный сигнал, одинаковый в
обоих каналах, удваивается, а действующее значение помехи
увеличивается л/2 раз.
В реальной ситуации, когда спектральные плотности
мощности сигнала и собственных шумов приемников неизвестны,
оптимальное правило обнаружения предписывает сравнение с
порогом оценки максимального правдоподобия коэффициента
корреляции
τ
I ut(t)u2(t)dt
о
ΐτ ' τ
\juHt)dtju22(t)dt
(9.42)
выходных сигналов линейных трактов u\{t) и u2(t). При записи
выражения (9.42) предполагалось, что постоянная составляющая
на выходах ЛТ отсутствует. Можно показать, что при сохранении
предположений, о которых шла речь ранее (слабый по сравнению
V
ЛТ1
От
ЛТ2
LP
Квадратор
Интегратор
УС
Рис. 9.13. Структурная схема оптимального приемника внешнего
шумового сигнала
407
с шумом в каналах сигнал, взаимная независимость сигнала и
помех в каналах и равенство спектральной плотности мощности
шумов в каналах), данный алгоритм по своей
помехоустойчивости эквивалентен оптимальному одноканальному.
Пеленгование источников теплового излучения. Основным
устройством при оценке углового положения источника теплового
излучения является корреляционный радиометр (рис. 9.14).
Считая, что источник точечный И и расстояние до антенн А1
и А2 много больше расстояния между антеннами Ь, называемого
Λ СХ
базой, можно записать соотношение sin φ = — (с — скорость све-
b
та), связывающее оценку угла φ между базой и волновым
фронтом, который считается плоским, и оценку времени
запаздывания τ волнового фронта по отношению к антеннам.
Технически после полосовой фильтрации в ЛТ (рис. 9.15) один
из сигналов задерживается на контролируемое время τ. Далее
сигналы перемножаются и интегрируются. Оценкой задержки
считается такое значение τ, при котором достигается максимум на
выходе интегратора. Рассматриваемое устройство называется
двухэлементным интерферометром и находит самое широкое
применение в пассивной локации.
Для точечного источника на значительном удалении при
больших отношениях сигнал/шум, достигаемых за счет большого
времени накопления Тн, можно воспользоваться границей
Крамера— Рао и для дисперсии оценки времени запаздывания записать
следующее соотношение
и
У
Рис. 9.14. Схема работы
корреляционного
радиометра
X.
Линейный
тракт
приемника
X
Линия
задержки
CZ
Х-
Линейный
тракт
приемника
Интегратор
Блок
оценки
Рис. 9.15. Структурная схема
двухэлементного интерферометра
408
Β(τ)= \ 2, (9.43)
где μ — отношение значений спектральных плотностей мощности
сигнала и шума на частоте ω0, соответствующей максимуму С Π Μ
сигнала; Δ/— полоса пропускания ЛТ.
При записи выражения (9.43) предполагалось, что полезные
сигналы на выходах ЛТсинфазны (фазовые ошибки, связанные с
распространением излучения, приходящего к антеннам
интерферометра по разным трассам, а также ошибки, связанные с
различием фазовых характеристик ЛТ, отсутствуют). В тех случаях,
когда наблюдение ведется в одной точке, для пеленгации источника
излучения используют направленные свойства антенн
поверхностного (рупорные или зеркальные) или дискретного (антенные
решетки) типов.
При применении апертурных антенн основными являются два
метода пеленгации: метод максимума для радиотеплокатора (РТЛ)
кругового обзора и метод сравнения амплитуд для РТЛ со
слежением за источником излучения.
Типичным примером РТЛ следящего типа является
радиосекстант — прибор, позволяющий измерять угловые координаты
внеземных источников излучения.
На рис. 9.16 приведена структурная схема пеленгатора
источника излучения, основанного на методе сравнения амплитуд.
Антенное устройство (АУ) в такой системе имеет два выхода,
каждому из которых соответствует своя ДНА (рис. 9.17). Сигналы с
выхода АУ отличаются интенсивностью, зависящей от
положения источника (И) относительно равносигнального направления
(РН). Эти сигналы подаются на два идентичных приемника П1 и
П2 (см. рис. 9.16), осуществляющих фильтрацию сигналов в
полосе Δ/ Каждый из приемников, входящих в состав пеленгатора,
имеет два выхода. С одного сигнал подается на квадратичный де-
ΠΙ
АУ
Квадратичный
детектор
Амплитудно-
фазовый
детектор
Квадратичный
детектор
Вычитающее
устройство
Усредняющее
устройство
Усредняющее
устройство
Нормирующее
устройство
|
Λ
Рис. 9.16. Структурная схема пеленгатора источника излучения,
основанного на методе сравнения амплитуд
409
Рис. 9.17. ДН антенной Рис. 9.18. Угломерный метод
системы пеленгатора определения местоположения
тектор (КД), а с другого — на амплитудно-фазовый детектор
(АФД).
В АФД формируется разность результатов квадратичного
детектирования суммы и разности выходных сигналов приемников П1
и П2. Усреднение за время наблюдения выходного сигнала АФД
дает оценку мощности пеленгуемого сигнала. Ненормированная
(зависящая от мощности сигнала) оценка пеленга получается в
результате образования разности выходных сигналов квадратичных
детекторов каналов и ее усреднения. Нормирование заключается в
делении ненормированной оценки на оценку мощности сигнала
(усредненный выход АФД) и крутизну нормированной пеленга-
ционной характеристики кп, определяемую параметрами
антенного устройства.
Можно показать, что дисперсия оценки пеленга в условиях
высокоточных измерений
я(Й)-__!—
где q2 =σΙ/σ1η — отношение сигнал/шум по мощности на выходе
приемного устройства; Гн — время наблюдения.
В системах теплолокации для определения положения источника
излучения (И) используют три метода: угломерный, разностно-
дальномерный и угломерно-разностно-дальномерный.
Для реализации угломерного метода необходимы два пункта
П1 и П2, отстоящие друг от друга на расстояние Ь, называемое
базой. В одном из пунктов измеряют азимут и угол места (а, и β,),
а во втором можно ограничиться измерением одного из углов а2
или β2. Измерение второго угла может быть использовано для
повышения точности. Если измеряются два азимута (а,, а2) и угол
места β, (рис. 9.18), то дальность до источника от Π1 определяется
на основе несложных геометрических расчетов
410
и
Рис. 9.19. Разностно-дально-
мерный метод определения
местоположения
К-&
ΠΙ
П2
Рис. 9.20. Угломерно-разностно-даль-
номерный метод определения
местоположения
D =
Ь sin α·,
cosPi sin(a2 -a,)
При использовании разностно-дальномерного метода (рис. 9.19)
необходимо иметь четыре приемных пункта ПО, ΠΙ, Π2, ПЗ.
Положение источника И определяется как точка пересечения трех
гиперболоидов вращения с фокусами в точках расположения
приемных пунктов. Измерение разностей расстояний от источника до
приемных пунктов осуществляется корреляционным методом и
требует синхронизации временных шкал в приемных пунктах.
Такая синхронизация может быть осуществлена на основе
использования системы единого времени.
Угломерно-разностно-дальномерный метод объединяет в себе оба
рассмотренных ранее метода. Для его реализации, как и в
угломерном методе, требуются два пункта, на одном из которых измеряется
азимут α и угол места β, а на другом — разность расстояний AD от И
до приемных пунктов Π1 и П2 (рис. 9.20). Дальность до источника от
П1 вычисляется по формуле D= (b2 - A£)2)/2(£cosacosp -AD).
Зная ошибки измерения углов и разности времени прихода
сигналов в приемные пункты, нетрудно рассчитать погрешности
оценивания координат источника излучения различными
методами.
Наибольшую точность измерения обеспечивает разностно-даль-
номерный метод, но для его реализации, как уже отмечалось,
требуется, как минимум, четыре пункта измерения и
синхронизация временных шкал. Для угломерного и угломерно-разностно-
дальномерного методов измерения число измерительных пунктов
вдвое меньше, но для получения высокой точности оценки
координат источника необходимо точное измерение углов, что
требует применения приемных антенн с большой апертурой.
411
9.6. Применение теплолокационных систем
Среди многочисленных применений теплолокационных систем
(исследование поверхности Земли и других планет,
экологический контроль, разведка грунтовых вод и определение влажности
почвы, измерение метеорологических параметров, техническая и
медицинская диагностика) остановимся более подробно на
датчиках информации бортовых навигационных систем. Системы,
использующие такие датчики, называются радиометрическими
навигационными системами.
Обычно выделяют два основных класса радиометрических
навигационных систем.
К первому классу относят радиосекстанты — системы,
предназначенные для определения угловых координат внеземных
источников радиоизлучения (Солнце, Луна, звезды).
Радиосекстанты работают обычно в режиме автоматического
сопровождения источника излучения по угловым координатам,
применяя чаще всего конические сканирующие диаграммы
направленности антенны. На рис. 9.21 приведена функциональная
схема простейшего радиосекстанта.
Центральным элементом радиосекстанта является радиометр,
обеспечивающий оптимальную фильтрацию поступающего от
антенны внешнего излучения. Выходной сигнал радиометра
содержит информацию об ошибке сопровождения источника
излучения по угловым координатам. Эти ошибки выделяются с
помощью фазовых детекторов канала высоты и курсового канала, на
которые подается продетектированный сигнал с выхода
радиометра и напряжение опорного генератора, связанного с мотором
сканирования ДН антенны радиосекстанта. Усилители и приводы
по углу высоты и курсовому углу обеспечивают совмещение оси
сканирования диаграммы направленности антенны с
направлением на источник излучения.
/ Ω
Двигатель
β
Двигатель
сканирования
Двигатель
α
Усилитель
β
J
ГОН
Усилитель
α
Δβ
cosi
от А
sinf
Δα
Фазовый
детектор
Ή
Радиометр
It
Фазовый
дете
ктор
Детектор
огибающей
Рис. 9.21. Функциональная схема простейшего радиосекстанта
412
Ко второму классу радиометрических навигационных систем
относят корреляционно-экстремальные навигационные системы
(КЭНС) летательных аппаратов, работающие по геофизическим,
а в нашем случае по радиотепловым полям. Принцип работы
таких систем (см. подразд. 1.2) состоит в сравнении параметров
теплового поля, измеряемого датчиком (радиометром), с
параметрами поля, хранящимися в памяти бортового компьютера (карты
поля). Сравнение основано на достижении экстремума
некоторого функционала. Как правило, этот функционал имеет вид
корреляционного интеграла, откуда и следует название КЭНС.
Для обращения к карте поля необходимо иметь оценку
координат ЛА. Обычно для этого используется инерциальная
навигационная система (ИНС). В свою очередь уточненные координаты
ЛА, получаемые от КЭНС, могут быть использованы для оценки
погрешностей и последующей коррекции данных ИНС.
Как видно из описания рассмотренных систем, центральным
элементом, во многом определяющим качество работы теплоло-
кационной системы, является радиометр.
Сформулируем основные требования, предъявляемые к
радиометру, и остановимся на средствах их достижения.
1. Выбор диапазона частот. Работу необходимо вести в той
области частот, в которой спектральная плотность потока излучения П^
лоцируемого объекта максимальна, а мешающее действие других
источников шумов минимально. Из формулы (9.18) следует, что П^
растет пропорционально квадрату частоты, поэтому в качестве
рабочего выбирают диапазон, в котором возможно создание мало-
шумящих приемников и минимальны помехи от космического и
других видов излучения. Этот диапазон и настоящее время лежит в
полосе частот от единицы до нескольких сотен гигагерц.
2. Требования к антенной системе. Она должна обладать
хорошей пространственной и поляризационной селекцией
принимаемого излучения, иметь сканирующее устройство для перекрытия
рабочей области обзора.
3. Радиометрический приемник должен обладать высокой
чувствительностью и стабильностью характеристик, позволяющих
обеспечить высокоточное определение как абсолютной яркостной
температуры объекта Тя (подстилающей поверхности, цели и др.),
так и контраста АТЯ= Гя, - Тя} температур различных участков ло-
цируемой поверхности. Из проведенного ранее анализа
качественных показателей радиометра следует, что для этого необходимо
увеличивать полосу пропускания приемника и время усреднения.
В современных радиометрах полоса пропускания
высокочастотного тракта приемника составляет сотни мегагерц (единицы
гигагерц). При этом необходимо свести к минимуму собственные шумы
приемника за счет глубокого охлаждения входных каскадов,
использовать малошумящие схемы и элементы.
413
Ν/
Коммутатор —
Линейный
тракт
Квадратичный
детектор
-УНЧ
_^ Синхронный
детектор
О
Эталонный
резистор
Генератор
опорного
сигнала
Рис. 9.22. Модуляционный приемник
4. Устранение составляющей выходного напряжения,
обусловленной собственными шумами приемника, может
осуществляться методами компенсации, модуляции принимаемого излучения
или корреляционного приема.
В приемнике с компенсацией собственного шума из выходного
сигнала детектора вычитается постоянная составляющая,
соответствующая уровню собственных шумов. Нестабильность
шумовых параметров снижает эффективность этого приема.
Наибольшее распространение получили модуляционные
приемники радиотеплового излучения, в которых производится
амплитудная модуляция входного сигнала путем переключения
входных цепей приемника от антенны к эталонному резистору или
генератору шума (рис. 9.22). Если частота коммутации (обычно
20... 1 000 Гц) больше ширины спектра флуктуации уровня
собственных шумов, то при синхронном детектировании, состоящем
в умножении выходного сигнала УНЧ на опорный сигнал,
управляющий коммутатором, и последующем интегрировании,
составляющая собственных шумов будет резко ослаблена.
В корреляционном радиометре (рис. 9.23) выходные сигнала
двух линейных трактов ЛТ1 и ЛТ2, каждый из которых содержит
УВЧ, смеситель и УПЧ, перемножаются и интегрируются.
Примером реализации изложенных принципов построения
служит океанографический радиометр, установленный на ИСЗ «Си-
Ν/
- ЛТ1
Умножитель -*■ Интегратор ■*■
L* ЛТ2
414
Рис. 9.23. Корреляционный радиометр
сат». Радиометр работает на пяти частотах (6,63; 10,69; 18; 21 и 37
ГГц), раздельно принимая на каждой частоте вертикально и
горизонтально поляризованные излучения.
Полоса пропускания малошумящего усилителя радиочастоты
составляет 250 МГц. При времени усреднения от 0,03 до 0,12 с
радиометр обеспечивает разрешение АТЯ от 0,3 до 1 К.
Широкое распространение получили системы управления
высокоточным оружием, основанные на использовании теплового
излучения цели. Для повышения помехозащищенности они
обычно комплексируются с радиолокационными, телевизионными и
инерциальными системами*.
Контрольные вопросы
1. Какие типы лазеров используются в ОЛС?
2. В чем достоинства и недостатки ОЛС?
3. Каковы наиболее перспективные области применения ОЛС?
4. Какие изменения претерпевает оптическое излучение при
распространении через турбулентную среду?
5. Чем объясняется широкое использование модели нормального
случайного поля при математическом описании оптического сигнала?
6. Какие параметры ОЛС, характеристики среды распространения
излучения и свойства цели определяют дальность действия ОЛС?
7. Какую структуру имеет оптимальный обнаружитель одномодового
стабилизированного по амплитуде излучения лазера, отраженного от
зеркальной поверхности при отсутствии возмущающего действия среды
на фоне помехи в виде нормального белого света?
8. Какая величина сравнивается с пороговым уровнем при
обнаружении оптического сигнала? От чего она зависит при наличии и
отсутствии полезного сигнала?
9. В чем суть работы импульсных и фазовых светодальномеров?
Приведите примеры и назовите технические характеристики импульсных и
фазовых светодальномеров.
10. Какие меры могут быть использованы для уменьшения влияния
собственных шумов приемника радиотеплолокатора?
11. В чем суть работы корреляционного радиометра? Чем определяется
точность оценки углового положения источника излучения с помощью
корреляционного радиометра?
12. Какие методы используются в теплолокации для определения
положения источника излучения? Назовите их достоинства и недостатки.
13. Назовите основные классы радиометрических навигационных
систем и опишите принципы их работы.
14. Сформулируйте основные требования, предъявляемые к
радиометрам, и поясните технические решения, обеспечивающие
выполнение этих требований.
* Заикин В. В. Самонаведение / В. В.Заикин. — М. : Сайнс-пресс, 2002.
ГЛАВА 10
РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
И КОМПЛЕКСЫ
10.1. Классификация и тактико-технические
характеристики радионавигационных систем
Классификация и тактико-технические характеристики РНС
основаны на общих принципах, изложенных в гл. 1
применительно к любым РТС. Напомним их и конкретизируем
непосредственно для РНС.
Радионавигационные системы классифицируются по
следующим признакам:
• метод определения местоположения объекта (угломерные,
дальномерные, разностно-дальномерные и комбинированные);
• вид несущего информацию и измеряемого системой параметра
радиосигнала (амплитудные, временные, частотные и фазовые);
• диапазон радиоволн (от декакилометровых, применяемых в
сверхдлинноволновых системах, до оптических, используемых в
лазерных системах местоопределения);
• дальность действия систем (глобальные, дальней и ближней
навигации);
• место расположения опорных станций (системы наземного и
космического базирования).
Тактическими называются характеристики системы,
определяющие ее функциональные возможности при практическом
применении.
К основным тактическим характеристикам РНС относятся:
• зона действия или рабочая зона системы;
• время поиска сигналов в заданном секторе рабочей зоны;
• пропускная способность;
• определяемые параметры сигналов, их число и точность
измерения;
• разрешающая способность;
• помехозащищенность;
• надежность.
Поскольку эти параметры используются для оценки качества
функционирования различных систем, следует дать их общие
определения, которые в дальнейшем могут быть уточнены
применительно к конкретным типам РНС.
416
Зоной действия называется область пространства, в которой
система надежно выполняет функции, соответствующие ее
назначению. Границы зоны действия характеризуются допустимыми
погрешностями местоопределения объекта при заданном уровне
помех. Почти всегда одним из параметров, определяющих рабочую
зону, является дальность действия системы. Чаще всего
максимальная дальность действия системы зависит от допустимой
погрешности при измерении координат и параметров движения объектов.
Временем поиска сигналов называется время, необходимое для
обнаружения сигнала в заданном секторе зоны действия системы.
Число измеряемых координат, так же как и точность их
измерения, определяет возможности системы при ее практическом
использовании.
Точность системы характеризуется погрешностями при
измерении координат и параметров движения объекта.
Пропускная способность характеризуется числом объектов,
обслуживаемых системой одновременно или в единицу времени.
Пропускная способность зависит от принципа действия
системы и ряда ее тактических и технических параметров, в частности
рабочей зоны, точности и разрешающей способности. Так, РНС,
в которых используется одна линия связи (разностно-дальномер-
ные или угломерные радиомаячного типа), обладают
неограниченной пропускной способностью, так как могут одновременно
обслуживать любое число объектов.
Пропускная способность дальномерных систем, основанных на
принципе запроса и активного ответа (две линии связи),
ограничена ответчиком, в котором для формирования ответного сигнала
на каждый запрос необходимо некоторое время. В этом случае
пропускную способность характеризуют вероятностью
обслуживания заданного числа объектов при заданном периоде
повторения запросов каждым из объектов, находящихся в рабочей зоне
системы.
Разрешающая способность определяется возможностью
разделения сигнала, несущего полезную информацию, с паразитными
сигналами (отражения от ионосферы, местных предметов и т.п.),
подобными по форме полезному, но достоверной информации
об определяемых координатах не содержащими.
Помехозащищенность РНС — способность надежного
выполнения заданных функций в условиях действия непреднамеренных и
организованных помех. Помехозащищенность определяется
скрытностью работы системы и ее помехоустойчивостью. Под
скрытностью системы понимают трудность обнаружения ее работы и
измерения основных параметров излучаемого радиосигнала, а
следовательно, и создания специально организованных помех.
Количественной оценкой помехоустойчивости является
отношение мощностей сигнала и помехи в полосе пропускания при-
417
емника, при котором погрешность измерения заданного
параметра не превосходит допустимой с требуемой вероятностью.
Надежность — свойство объекта сохранять во времени в
установленных пределах значения параметров, характеризующих
способность выполнения требуемых функций в заданных режимах и
условиях применения, хранения и транспортировки.
К основным техническим характеристикам РНС относятся
параметры, непосредственно определяющие ее тактические
характеристики:
• метод поиска сигналов и измерения координат и параметров
движения объекта;
• рабочие частоты, стабильность, мощность, вид модуляции,
ширина спектра излучаемых колебаний;
• форма, размеры, коэффициент направленности антенны;
• чувствительность и полоса пропускания приемного устройства;
• вид и параметры устройств отображения и съема информации;
• габариты и масса устройств, составляющих систему,
потребляемая ими энергия от источников питания.
В дальнейшем взаимосвязь тактических и технических
характеристик будет рассмотрена для конкретных типов РНС.
10.2. Точность определения местоположения
позиционным методом
Местоположение объекта позиционным методом определяется
как точка пересечения по крайней мере двух линий положения
различных семейств. Погрешность определения линий положения
приводит к погрешности нахождения координат объекта. Если
объект Л/находится на значительном расстоянии от наземных
станций, то погрешности Δ/) и Δ/2 определения пересекающихся
линий положения АВ и CD (рис. 10.1) считают малыми по
сравнению с расстояниями от объекта до станций, а линии положения
А 'В' и CD', полученные в результате измерения, —
параллельными линиям АВ и CD. Точка Μ', соответствующая оценке
положения объекта, найденная в результате измерения, оказывается
на расстоянии г от точки М, отражающей истинное положение
объекта. Таким образом, расстояние г есть радиальная погрешность
измерения. Так как Δ/, и Δ/2 перпендикулярны линиям
положения, то согласно рис. 10.1 радиальная погрешность
_ т/дА2 + Δ42 + 2Δ/|Δ/2 cosaM
sinaw
где ам — угол, под которым пересекаются линии положения
(точка М).
418
Рис. 10.1. Определение местоположения позиционным методом
Так как погрешности Δ/, иД/2 — величины случайные, то
случайна и радиальная погрешность г, и ее среднеквадратическое значение
Уста/, +σ1ι2 +2Qa/,cta/2PCOS(*m~
sinaM
(10.1)
где ρ — коэффициент взаимной корреляции погрешностей
определения линий положения.
При некоррелированности измерений линий положения ρ = 0 и
среднеквадратическое значение погрешности измерения
местоположения
Vgi/, + σ;
2
Δ/2
sinaM
Таким образом, точность определения местоположения растет
при уменьшении погрешностей определения линий положения и
приближении угла пересечения линий положения ам к 90°.
Часто при навигационных расчетах приближенная оценка
погрешностей местоопределения на основе среднеквадратического
значения радиальной погрешности является недостаточной. Более
полной статистической характеристикой радиальной
погрешности является вероятность того, что расчетное значение
местоположения объекта находится в определенной области, окружающей
его истинное местоположение.
Рассмотрим частный случай, когда случайные погрешности Δ/,
и Δ/2 взаимонезависимы и подчиняются распределению Гаусса.
Тогда их Π В имеют вид
И/(Д/,) =
1
2πσ
-exp(-A/?/2ai,),
Δ/,
где /'= 1, 2.
419
Совместная П В погрешностей равна
W (Δ/,, Δ/2) = W (Δ/,) W (Δ/2) =
1
2πσΔ/ισΔ/2
exp
Δ/,2
jm,
Δ/,2
^2
(10.2)
Приравняв показатель степени выражения (10.2) постоянному
числу, получим уравнение линии, на которой Π В ЩА1Ь Δ/2)
одинакова, т.е.
Δ/,2
'Ы*
σ2
-Г2
(10.3)
где С| — постоянная величина.
Из выражения (10.3) видно, что линия постоянной ПВ ЩА1Ь
Δ/2) представляет собой эллипс. Эллипс, определяемый
соотношением (10.3), называется эллипсом погрешностей, или эллипсом
рассеяния.
При одинаковой точности определения линий положения, т.е.
σΔ/, = σΔ/2 = σΔ/> большая полуось эллипса совпадает с
биссектрисой угла ам, а размеры полуосей эллипса погрешностей
определяются как:
А =
вмС\
yJ\-cosaM
; В = ад/С, j\ + cosaw.
При ам = 90° эллипс превращается в окружность, так как А= В =
Вероятность попадания расчетных координат объекта в
пределы области Q, ограниченной эллипсом погрешностей:
/)Λ/=||^(Δ/1,Δ/2)ϋΔ/1άΔ/2.
О
Так, например, при С\ = 1,5; 2,0; 2,5 и 3,0 вероятность
нахождения местоположения объекта внутри соответствующего
эллипса рассеяния составляет 0,68; 0,86; 0,96 и 0,989.
Приведенные ранее соотношения используются при расчете
рабочих зон РНС.
10.3. Требования, предъявляемые
к навигационной аппаратуре
Требования, предъявляемые к навигационной аппаратуре,
целесообразно рассмотреть на примере навигационного обеспече-
420
ния авиации, поскольку при этом используются практически все
методы и средства управления движением воздушных судов (ВС) в
околоземном пространстве в самых различных условиях полетов.
Возрастание интенсивности воздушного движения и
ужесточение норм безопасности полетов ставят перед разработчиками
радионавигационного оборудования самолетов разнообразные
требования.
Общими, не зависящими от конкретного типа и целевого
назначения ВС, являются следующие требования:
• пригодность технических средств навигационного
обеспечения для всех типов ВС во всем диапазоне их летно-технических
характеристик;
• решение совместно с другими системами минимально
необходимого перечня задач, включающего определение места ВС
(с передачей этой информации потребителям), пройденного пути,
обеспечение непрерывного траекторного управления и ручного
или автоматического пилотирования;
• непрерывность навигационного обеспечения, характеризуемая
надежностью и работоспособностью систем независимо от
времени, погодных условий, подстилающей поверхности,
геофизических особенностей района полета;
• глобальность навигационного обеспечения, характеризуемая
способностью оборудования обеспечивать полеты ВС в любом
районе земли;
• наличие на борту ВС систем автономного счисления
координат и времени;
• удобство непосредственного восприятия экипажем
информации системы индикации, в том числе автоматических
предупреждений о случайных отказах, повреждениях или перерывах в
работе;
• контролеспособность и целостность навигационного
оборудования;
• формирование указателей на ошибочность информации,
которая может быть следствием отказов оборудования или
неправильных действий экипажа, а также обеспечение максимальной
защиты против таких действий экипажа;
• восстановление функционирования систем после временной
потери работоспособности с обеспечением указания правильного
местоположения ВС без повторного ввода исходных данных;
• однозначность выходной информации;
• способность технических средств навигационного
обеспечения к взаимодействию с системами УВД, связи и наблюдения;
• обеспечение всех фаз полета, включая заход на посадку и
посадку ВС;
• обеспечение плавного перехода от маршрутного полета к
полету в аэродромной зоне и минимального влияния этого перехода
421
на процессы индикации и управления, а также на загрузку
экипажа;
• непрерывное местоопределение с точностью, позволяющей
ВС находиться в заданных коридорах и эшелонах, а экипажу
точно выполнять требуемые процедуры и маневры;
• электромагнитная совместимость навигационных средств с
другим оборудованием, установленным на борту ВС и на Земле;
• способность выполнять упрощенным составом оборудования
минимальный набор функций.
Для военных самолетов добавляются специфические
требования:
• скрытность работы и максимально возможная автономность;
• живучесть и устойчивость по отношению к поражающим
факторам;
• помехозащищенность по отношению к организованным
помехам.
Основными общими тактическими требованиями являются
следующие:
• размер рабочей зоны;
• точность определения местоположения ВС;
• целостность;
• непрерывность обслуживания;
• готовность.
Требования к размерам рабочей зоны. Выполнение полетов в
условиях воздушного пространства в любой части мира
предопределяет необходимость навигационного обслуживания в любой точке
околоземного пространства, т.е. необходимо обеспечение
глобальной рабочей зоны от уровня земли до больших абсолютных высот.
Глобальные навигационные системы должны функционировать в
условиях различной плотности воздушного движения любых
типов ВС, имеющих оборудование различной степени сложности,
не вызывая при этом многотипности и многовариантности
наземного и бортового оборудования.
Распределение числа потребителей по регионам и отдельным
районам крайне неравномерно. Большая часть маршрутов
воздушных транспортных средств приходится на регионы наиболее
интенсивной хозяйственно-экономической деятельности стран. Эти
обстоятельства предопределили тенденцию создания локальных и
региональных радионавигационных полей с координацией их
формирования и функционирования на государственных и
межгосударственных уровнях.
Благодаря быстрому прогрессу в разработке концепции
требуемых навигационных характеристик, в соответствии с
которой предполагается, что в конечном итоге все воздушное
пространство будет классифицировано, способность ВС
выдерживать заданную траекторию вероятнее всего будет определяться
422
не одной навигационной системой, а комбинацией систем,
функционирующих с использованием бортовой системы управления
полетом.
Непосредственное расширение зоны действия навигационных
средств будет главным образом связано с внедрением и развитием
глобальных спутниковых радионавигационных систем. При этом
появляется возможность расширить функциональные
возможности локальных радионавигационных систем за счет точной коор-
динатно-временной привязки по сигналам СРНС (GPS, ГЛОНАСС
и др.).
Требования к точности определения местоположения ВС. Эти
требования зависят от характера задач, решаемых потребителями.
Погрешность навигационной системы характеризует точность
определения местоположения ВС относительно заданной
системы координат. Она определяется на выходе навигационной
системы и представляет собой сумму погрешностей компонентов
системы.
В зависимости от принципа работы РТС определение линий
положения объектов производится путем измерения времени
запаздывания, амплитуды, фазы или частоты принимаемых
электрических сигналов. Измерение любого из указанных параметров
сигнала происходит с ошибкой. Как уже указывалось ранее, ошибки
измерения можно условно классифицировать по причинам их
возникновения.
Инструментальные ошибки. Основной причиной
возникновения инструментальных ошибок являются процессы,
протекающие внутри узлов бортовой и наземной аппаратуры РТС ме-
стоопределения (изменение элементов, параметров и режимов
работы схем при изменении окружающей температуры, влажности,
питающих напряжений; старение элементов схемы; воздействие
внутренних шумов и т.д.). В инструментальную ошибку входят также
погрешности измерения, вызванные неточностью и
нестабильностью градуировки шкал и несовершенством систем индикации и
отсчета показаний.
Ошибки распространения. Источником ошибок
распространения являются нестабильность условий распространения
радиоволн (скорости распространения, рефракции, затухания в
атмосфере) и воздействие на систему мешающих сигналов,
отраженных от местных предметов, земной поверхности,
гидрометеоров и ионосферных слоев. На характер процессов
распространения и отражения радиоволн оказывают влияние состояние
солнечной активности, суточное и годовое вращение Земли,
метеорологическая обстановка, расположение местных предметов в
момент излучения и приема сигналов.
Ошибки, обусловленные действием внешних
помех. Характеристики погрешностей измерения, вызванных дей-
423
ствием внешних источников помех, зависят от вида помех, их
интенсивности и расположения источников помех относительно
станций системы.
Чрезвычайно большое число независимо действующих
факторов приводит к тому, что оценку точности местоопределения
можно производить только на основе статистических данных,
получаемых в результате большого числа измерений. Возможно также
производить вероятностную оценку точности аналитическим
путем, изучая характер воздействия различных факторов и задаваясь
предполагаемыми условиями реальной работы системы.
Требования воздушных потребителей к точности определения
местоположения ВС в зависимости от решаемых задач и районов
(зон) полета приведены в табл. 10.1.
Таблица 10.1
Решаемые задачи
Полет по маршруту
Полет в зоне аэродрома
Некатегориро ванный
заход на посадку*
Специальные полеты
(разведка полезных
ископаемых, поиск и
спасение, аэрофотосъемки
и т. п.)
Зона полета
1. Над океаном (безори-
ентирная местность)
2. Воздушные трассы шириной
20 км
3. Воздушные трассы шириной
10 км
4. Местные воздушные линии:
I категории;
II категории
5. Воздушные трассы при
использовании метода
зональной навигации
—
—
Точность
измерения
координат
(СКО), м
5 800
2 500
1 250
500
250
230
200
50... 70
1... 10
• Заход на посадку на аэродром, не оборудованный специальными
посадочными средствами.
424
Требования к точности захода на посадку и посадки
определяются эксплуатационными минимумами категорий I, II и 111 и
будут рассмотрены далее.
Требования к целостности. Они характеризуют необходимую
степень доверия, с которым можно относиться к информации,
выдаваемой навигационной системой. Целостность предусматривает
способность системы обнаруживать отклонение от нормального
функционирования и исключать возможность использования
данных в случае, когда рабочие характеристики системы выходят за
допустимые пределы. Избыточная навигационная информация,
которая имеется на борту ВС, может быть использована для
проверки целостности навигационной системы.
Численно целостность системы оценивается вероятностью
оповещения роп потребителя при нарушении работы системы в
пределах допустимого интервала времени Топ. Может также
использоваться другой параметр: значение временной задержки,
соответствующей интервалу времени от момента начала неправильного
функционирования системы до того момента, когда об этом
будет сообщено экипажу ВС.
Требования воздушных потребителей к целостности
навигационных систем составляют:
• для маршрутных полетов и полетов в зоне аэродрома роп = 0,999
при допустимом времени предупреждения Топ = 10 с;
• для некатегорийного (неточного) захода на посадку
соответственно роп = 0,999 и Г0„ = 2 с.
На этапах захода на посадку и посадки по I, II и III категории
1САО требования к целостности (/?„„) для бортового
оборудования составляют соответственно 1 - 10 7, 1 - 10~х и 1 - 10~9 при
допустимом времени оповещения Тои < 1 с.
Для обеспечения высокой целостности решаются следующие
задачи:
• выбор типа, глубины и полноты встроенного контроля и
управления;
• использование систем и элементов с высокой надежностью.
Требования к непрерывности обслуживания. Эти требования
характеризуют способность навигационной системы выполнять свои
функции без прерывания режима работы при выполнении
планируемой операции. Риск, связанный с непрерывностью
обслуживания, представляет собой вероятность того, что нормальный
режим работы навигационной системы будет прерван и система не
представит необходимую информацию при выполнении заданной
операции. Непрерывность обслуживания системы задается в виде
значения риска, увязанного с продолжительностью участка
планируемой операции.
Требования к готовности. Они определяют способность
навигационной системы выполнять свою функцию в момент начала пла-
425
нируемой операции. Связанный с готовностью риск представляет
собой вероятность того, что определение местоположения ВС или
его наведение не будет обеспечиваться в указанный момент.
Готовность системы задается в виде показателя готовности в момент
начала выполнения планируемой операции и, как правило,
имеет значение для различных систем от 0,99 до 0,999.
10.4. Системы дальней радионавигации
наземного базирования
Наиболее широкое распространение получили фазовые
радионавигационные (ФРНС) и импульсно-фазовые
радионавигационные системы (ИФРНС). В простейших ФРНС многозначность
фазовых измерений устраняется путем непрерывного подсчета
целого числа полных фазовых циклов в показаниях фазометра при
перемещении потребителя от точки с известными координатами.
Однако этот метод ненадежен, так как даже кратковременный
сбой в синхронизаторе бортового измерителя приводит к потере
фазовых соотношений.
Наибольшее распространение получил многошкальный метод
устранения многозначности. Для его реализации нужно, чтобы
сигналы излучались на нескольких частотах, находящихся между
собой в определенном численном соотношении.
Используют также метод устранения многозначности,
основанный на привлечении информации о функции, модулирующей
несущее колебание по амплитуде. Необходимым условием при этом
является поддержание строгого синхронизма между модулирующей
функцией и фазой несущего колебания.
Так, в ИФРНС применяют метод устранения многозначности,
основанный на измерении РНП по огибающим сигнальных
радиоимпульсов, форма которых близка к колоколообразной, а
несущее колебание жестко синхронизовано с некоторой
характерной точкой огибающей. Классическим примером многочастотных
ФРНС являются сверхдлинноволновые (СДВ) системы,
работающие в диапазоне очень низких частот (10... 15 кГц).
Особенностью радиоволн этого диапазона является слабая зависимость
затухания напряженности поля от расстояния. Например,
действующая в настоящее время СДВ ФРНС «Омега» при наличии восьми
опорных РМ обеспечивает надежное местоопределение
потребителей практически в любом районе земного шара.
В СДВ ФРНС опорные РМ излучают последовательно во
времени основную и дополнительные частоты. Дополнительные
частоты предназначены для реализации многошкального метода
устранения многозначности. Для определения РНП, как правило,
используют основную частоту, но не исключается возможность по-
426
вышения точности местоопределения за счет привлечения к
фазовым измерениям сигналов дополнительных частот. В
рассматриваемых многочастотных ФРНС осуществляют частотно-временное
разделение сигналов. Диаграмма излучения сигналов ФРНС
«Омега» представлена на рис. 10.2. Наземные опорные РМ синхронизо-
ванно излучают импульсные радиосигналы большой
длительности (0,9... 1,2 с) на частотах 10,2; 13,6; 11,33 кГц. Период
излучаемых сигналов 10 с. Сигналы частотой 10,2 кГц применяют для
формирования шкалы высокой точности. Для создания грубой шкалы
используются биения колебаний на частотах 13,6 и 10,2 кГц, а для
сверхгрубой — биения на частотах 11,33 и 10,2 кГц.
Предполагается, что с точностью до сверхгрубой шкалы местоположение
потребителя априори известно.
Как и в других РНС без ответчика, выбор типа измерений для
решения радионавигационной задачи в значительной мере
определяется стабильностью бортового эталона частоты и точностью
априорных сведений о сдвиге временной шкалы потребителя
относительно шкалы опорных РМ. Применение дальномерных
измерений оправдано лишь в тех случаях, когда сдвиг отсутствует
или заранее известен. При невыполнении этого условия
используются квазидальномерные или разностно-дальномерные
измерения, которые дают одинаковые погрешности местоопределения
0
А
В
С
D
Ε
F
G
Η
0,2 0,2 0,2 0
0,9 и 1,0 и 1,1 и 1,2 ι
10,2
11,33
13,6
11,33
I
I 1
10,2 ■
13,6
11,33
..
,2 0
Ι U
10,2
13,6
11,33 -I
13,6
11,33
,2 0,2 0
I 0,9 π 1,2 ι
I II I
1 II 1
1 II 1
1 II 1
1 II 1
I II 1
10,2
13,6
11,33
1 1
1 1
10,2
J
13,6
11,33
,2 0
| 1,0 |
10,2 |
1
1 I
1 1
13,6
11,33|
,2 0,2 0,2
I 0,9 и 1,0 и 1,1
10,2
I I
1 1
13,6
11,33
10,2 ■ 13,6
II 1
1 II 1
1 II 1
1 II 1
1 II 1
1 II 1
1 II 1
1 II 1
10,2
1 II 1
1 II 1
13,6
11,33
1
1 1
10,2
Юс
13,6
11,33
10,2
Рис. 10.2. Диаграмма излучения сигналов ФРНС «Омега»
427
потребителя при полной априорной неопределенности о сдвиге
временных шкал.
Наибольший вклад в пофешность местоопределения в СДВ ФРНС
вносит изменчивость фазовой скорости распространения радиоволн
на трассе радиомаяк—потребитель. Погрешность, обусловленная
изменчивостью условий распространения радиоволн, может быть
представлена как функция регулярной и случайной составляющих
фазового сдвига. Регулярная составляющая фазового сдвига зависит
от времени года и суток, типа подстилающей поверхности и т.п.
Она рассчитывается для различных районов земного шара и
должна учитываться при радионавигационных измерениях. Случайная
составляющая, если не осуществляются специальные меры
(дифференциальный режим, комплексирование), полностью входит в
результирующую пофешность местоопределения. Поэтому точность
СДВ ФРНС невелика: среднеквадратическая пофешность
местоопределения достигает нескольких километров. Несмотря на низкую
точность СДВ ФРНС находят широкое применение, так как
обладают практически глобальной зоной действия, неограниченной
пропускной способностью и сравнительно невысокой стоимостью
бортового оборудования потребителей.
Устранение многозначности измерений в СДВ ФРНС «Омега»
заключается в установлении целого числа циклов в фазовом
сдвиге, который и определяет оценку РНП. При этом отдают
предпочтение разностно-дальномерному методу, что экономически
выгодно, так как не требует размещения на борту потребителя
дорогостоящего эталона частоты. Колебания дополнительных
частот/] = 11,33 кГц и f2 = 13,6 кГц позволяют получить биения с
колебанием основной частоты fQ = 10,2 кГц. Частоты биений F\0 =
= /i ~fo= 1,13 кГц и F2<0 =fi -/о = 3,4 кГц. Колебания частот Fl0 и
F20 используются для устранения многозначности результатов
измерения на частоте/о.
Устранение многозначности может быть осуществлено раздельно
по линиям положения с помощью многоступенчатого алгоритма.
При этом измерения производятся на частотах Fl0 (сверхгрубая
шкала — 132 км), F20 (грубая шкала — 44 км) и/0 (точная шкала —
14,7 км). Коэффициент сопряжения шкал к= F2o/Flo =f0/F2fi = 3.
Последовательное уточнение результатов отсчета РНП от шкалы к
шкале позволяет получить однозначный отсчет по точной шкале.
Применение многоступенчатого алгоритма дает правильное
однозначное решение при условии, что погрешность сверхгрубой
шкалы не выходит за пределы грубой шкалы, а погрешность
грубой — за пределы точной шкалы. При воздействии помех это
условие может быть нарушено, что приводит к принятию
ошибочного решения. Вероятность такого события зависит от ряда
факторов (уровня помех, коэффициента к и др.) и может быть
определена как
428
Рош — ' Pup — Р\ошР2пр + P\npPloiu + Р\ошР2ош>
где pltp — вероятность правильного завершения процедуры
устранения многозначности; рХош, р2ош — вероятности ошибочных
решений на первой и второй ступенях алгоритма соответственно,
Р\ош = 1 -Р\пр, Ръш = 1 -Pinp, Р\пр, Pinp — вероятности правильных
решений на тех же ступенях.
Широкое распространение многоступенчатого алгоритма
устранения многозначности в бортовых приемоиндикаторах ФРНС
объясняется простотой его реализации, а также традициями,
которые сформировались на ранних этапах создания ФРНС, когда
применение бортовых ЭВМ было проблематичным. В настоящее
время внедрение ЭВМ в аппаратуру потребителей позволяет
перейти от рассмотренного алгоритма к более сложным, в основу
которых положены правила оптимального оценивания, и задача
устранения многозначности решается одновременно с
определением координат потребителя.
Наряду с ФРНС широкое применение получили импульсно-
фазовые радионавигационные системы длинноволнового
диапазона (Уо = 100 кГц), дальность действия которых достигает
1 800...2000 км. Опорные РМ ИФРНС объединены в группы
(цепочки) из 3...6 наземных станций. В каждой цепочке одна из
станций является ведущей, остальные — ведомыми. Для определения
координат потребителей используются, как правило, разностно-
далыюмерные измерения, хотя не исключается возможность
применения дальномерных и квазидальномерных измерений.
Измерение РНП производится импульсно-фазовым методом: грубое
измерение разности дальностей основано на оценке интервала
времени между огибающими импульсов ведущей и ведомых станций,
а точное — на оценке разности фаз несущих колебаний тех же
импульсов. Поэтому в ИФРНС сочетаются положительные
качества фазовых и импульсных систем: высокая точность и
однозначность измерений.
Ведущая станция излучает восьмиимпульсные пачки фазо-ма-
нипулированных радиоимпульсов. Временной интервал между
импульсами пачки равен 1 000 мкс. Частота повторения пачек
(10...25 Гц) одинакова для всех станций одной цепочки и
отличается от частоты повторения пачек других цепочек, что позволяет
в месте приема идентифицировать сигналы различных цепочек.
Ведомые станции синхронизируются сигналами ведущей
станции и излучают радиоимпульсы такой же формы, но с некоторой
фиксированной задержкой во времени. Введение задержки
обеспечивает временное разделение сигналов ведущей и ведомых
станций. Законы фазовой манипуляции радиоимпульсов ведомых
станций и ведущей станции различны, что позволяет
идентифицировать сигналы в месте приема.
429
В качестве примера на рис. 10.3 представлены временные
диаграммы излучения сигналов ведущей и ведомой станций широко
распространенной ИФРНС типа «Лоран-С». Фазы
радиоимпульсов, отмеченных знаками «+» и «-», отличаются друг от друга на
180°. Полный период фазового кода Тк соответствует двум пачкам
радиоимпульсов и равен удвоенному периоду повторения Тп
восьми импульсных пачек.
Радиоимпульсы, излучаемые РМ, имеют медленно
нарастающий фронт (рис. 10.4, а), длительность которого близка к 80 мкс.
В место приема наряду с поверхностной приходит еще и
пространственная волна, время запаздывания которой зависит от
состояния ионосферы и электропроводности подстилающей
поверхности на трассе распространения. Поэтому на вход приемника
поступает не только поверхностный, но и пространственный
сигнал, запаздывающий относительно первого на 35...50 мкс. В
режиме точных измерений пространственный сигнал не может
использоваться из-за нестабильности его параметров, поэтому
измерение РНП производится по свободному от влияния
пространственного сигнала участку фронта сигнала поверхностной волны.
Измерению РНП предшествуют поиск сигнала и грубое
измерение (допоиск) временного положения начального участка
фронта сигнала, завершающиеся установкой селекторного импульса
следящего измерителя фазы на начальный участок фронта.
Чувствительным элементом следящего измерителя фазы является
дискриминатор, вырабатывающий сигнал ошибки,
пропорциональный сигнальному напряжению в момент появления
селекторного импульса. Селекторный импульс под действием сигнала
ошибки занимает одно из устойчивых положений,
соответствующих изменению знака сигнального напряжения (например, со
знака «-» на знак «+»). Эти положения обозначены на рис. 10.4, а
цифрами 1, 2 и 3. Для исключения многозначности фазовых
измерений РНП необходимо, чтобы селекторные импульсы
следящих измерителей фазы сигналов ведущей и ведомых станций на-
++--+-+- +—+++++ ++—+++-
1111111 Ведушая
та
IIIIIII
тк
IIIIIII
+++++--+ +-+-++-- +++++—+
Ведомая
тп
НИШ
тк
IIIIIII
Рис. 10.3. Временные диаграммы сигналов ИФРНС «Лоран-С»
430
Поверхностный
сигнал
d2u(0/df2
^Пространственный
сигнал ^-^
Рис. 10.4. Формирование характерной точки огибающей
в ИФРНС «Лоран-С»:
а — принимаемый радиоимпульс; б — огибающая; в — двойное
дифференцирование огибающей
ходились в одинаковых положениях относительно огибающих, т.е.
все они должны занимать одно из трех указанных на рисунке
положений. Для обеспечения наименьшей погрешности фазовых
измерений желательно, чтобы они занимали крайнее правое
положение (положение 3 на рис. 10.4, а). Таким образом, устранение
многозначности измерения РНП в ИФРНС сводится к
распознаванию нескольких (в нашем примере трех) дискретных
положений огибающей сигнального импульса относительно
селекторного импульса следящей системы и установке последнего в рабочую
точку (точка t0 на рис. 10.4, а).
Для исключения влияния пространственного сигнала на выбор
рабочей точки используют различные способы формирования
характерной точки огибающей (рис. 10.4, б). Такой точкой может
быть любая точка на огибающей сигнала, лишь бы ее положение
во времени относительно сигнального импульса оставалось
неизменным при изменении интенсивности сигнала поверхностной
волны и не зависело от наличия сигнала пространственной волны.
Например, один из способов формирования характерной точки
основан на двухкратном дифференцировании огибающей сигнала.
При этом образуется напряжение, форма которого соответствует
второй производной от огибающей сигнала (рис. 10.4, в).
Характерная точка /х определяется моментом изменения знака второй
431
производной с плюса на минус, что соответствует точке
максимальной крутизны фронта огибающей. j
Широкое распространение получили способы формирования'
характерной точки, основанные на преобразовании формы сиг-ι
нального радиоимпульса в линейном тракте приемного
устройства. При этом характерная точка огибающей определяется
посредством анализа тонкой структуры сформированного
колебания, что позволяет исключить выделение огибающей
радиоимпульса в явном виде.
В качестве примера на рис. 10.5 представлено колебание,
сформированное в результате весового суммирования задержанного на
Г0/2 и исходного радиоимпульсов. Временное положение
характерной точки совпадает с моментом прохождения через нуль
огибающей сформированного колебания.
В рассмотренных примерах временное положение характерной
точки оценивается по знакам напряжений, накопленных в
сумматорах выборочных значений. Накапливаемые выборочные
значения относятся к точкам 1 и 1' на рис. 10.4 и 10.5. Они
образуются в моменты стробирования сформированного напряжения
узкими селекторными импульсами, временное положение которых
жестко связано с селектирующим импульсом следящего за фазой
измерителя. При отсутствии помех временное положение рабочей
точки t0 следящего измерителя должно соответствовать моменту
tx, как это показано на рис. 10.4. В этом случае последовательность
знаков накопленных в сумматорах напряжений имеет вид «+», «-».
При сдвиге рабочей точки влево или вправо на Т0 ранний и
поздний селекторные импульсы сумматоров также сместятся влево
или вправо на Т0 и последовательность знаков накопленных
напряжений изменится на «+», «+» или на «-», «-». С учетом
отмеченной закономерности производится распознавание ложных
положений рабочей точки и осуществляется ее коррекция относи-
,--7
^У
ι /
То
'х
/
/
л
' т° 1
/ I 1
ч 1
То
1 1 ч
1 1 ^ν
/ 1 / '
———
Рис. 10.5. Формирование характерной точки в линейном тракте
приемного устройства
432
тельно характерной точки огибающей, чем и завершается
устранение многозначности фазового отсчета по начальному участку
фронта сигнального импульса.
После устранения многозначности по сигналам ведущей и
ведомых станций вырабатывается команда на разрешение снятия
отсчетов РНП, считываемых в виде разностей временных
положений селекторных импульсов следящих измерителей.
Достоверность отсчетов РНП контролируется при повторении процедуры
накопления выборочных значений. Для этого накопленные суммы
сбрасываются и операция накопления возобновляется. Если
повторное накопление не подтверждает правильности устранения
многозначности, вырабатывается команда на запрет снятия
отсчетов и процедура устранения многозначности возобновляется.
10.5. Системы ближней навигации
Назначение систем ближней навигации. Системы ближней
навигации (СБН) — локальные (региональные) системы,
предназначенные для определения азимута и дальности ВС в пределах
прямой видимости.
Основным назначением СБН является обеспечение
самолетовождения по воздушным трассам, привода ВС к аэродрому
посадки, навигации в районе аэродрома, включая предпосадочное
маневрирование.
Основой СБН является сеть независимых РМ, относительно
которых определяются навигационные параметры. Различают
азимутальные (АРМ), дальномерные (ДРМ) и азимутально-далыю-
мерные (АДРМ) радиомаяки.
Навигационные параметры СБН — азимут и дальность,
которые определяются на борту ВС относительно точки расположения
РМ. При известной высоте полета эти данные однозначно
определяют местоположение ВС в пространстве.
Наибольшее распространение получили отечественная угломер-
но-дальномерная радиотехническая СБН, а также разработанные
в США угломерные системы VOR и TACAN и дальномерная
система DME, принципы построения которых приводятся далее.
Принципы построения РСБН. Радиотехническая система
ближней навигации (РСБН) является многофункциональной
системой, входящей в состав комплекса управления воздушным
движением и решающей задачи навигации и посадки.
Система была разработана в конце 1950-х гг. и с тех пор
претерпела множество модернизаций.
Используемый диапазон частот (770... 1 000 МГц)
предопределяет работу с наземным РМ в пределах прямой видимости (не
более 400 км при высоте полета 10 км). Рабочая зона в стандарт-
433
ном режиме (при использовании угломерно-дальномерного
метода местоопределения) ограничена окружностью с радиусом,
определяемым дальностью действия системы. Возможны также
варианты использования системы в режиме измерения двух и боле^
дальностей (дальномерный метод местоопределения).
В РСБН можно выделить каналы дальности (КД), азимута (КА)
и наземной индикации (КНИ).
Канал дальности работает на основе импульсных сигналов по
принципу «запрос —ответ» и использует диапазон частот
772... 1 000,5 МГц. Информация о дальности заключена в
интервале времени между моментом излучения бортовым передатчиком
ВС сигнала запроса дальности (ЗД) и моментом приема сигнала
ответа дальности (ОД), передаваемого наземным ДРМ.
Структурная схема КД представлена на рис. 10.6.
Запросные и ответные сигналы передаются на разных частотах
с использованием различных двухимпульсных кодов, что
позволяет избежать формирования ложных ответных сигналов
сигналами ДРМ, отраженными от местных объектов, уменьшить влияние
соседних РМ и повысить помехоустойчивость КД.
Длительность импульсов ЗД и ОД составляет 1,5 мкс.
Инструментальная точность (СКО) канала дальности составляет 100 м.
Принцип «запрос — ответ» обусловливает ограниченную
пропускную способность системы: не более 100 работающих с одним
РМ самолетов при вероятности ответа не менее 0,8.
Канал азимута использует диапазон частот 873,6...935,2 МГц.
Принцип измерения азимута основан на измерении временного
интервала между моментом прохождения ДН вращающейся
антенны маяка через направление на север и моментом прихода на
борт азимутального сигнала, образующегося за счет облучения
объекта направленной антенной маяка.
Запросчик (ВС)
Генератор
запросных
импульсов
Измеритель
временных
интервалов
^
Передатчик
Приемник
ЗД
ОД
Ответчик (ДРМ)
Приемник
Формирователь
сигнала ответа
Передатчик
Рис. 10.6. Структурная схема канала дальности РСБН
434
Для идентификации наземных РМ используется
частотно-кодовый принцип разделения, предполагающий наличие для
различных типов аппаратуры от 40 до 176 частотно-кодовых каналов.
Антенная система АРМ формирует двухлепестковую
диаграмму направленности (ДН1 на рис. 10.7, а), которую можно
аппроксимировать функцией вида
<7А1(а) =
Эг
smQBp{t~ta))
"вр('-'а)
(10.4)
где ΩΒρ= 600°/с — частота вращения антенны АРМ (период
вращения антенны ГА= 0,6 с); ta — задержка сигнала, вызванная
вращением антенны, 7α = α/ΩΙφ.
Для передачи информации о моменте прохождения
вращающейся антенны маяка через северное направление
используются опорные импульсные сигналы «35» и «36», формируемые
передатчиком маяка (рис. 10.7, б).
Сигналы «35» и «36» представляют собой периодические двух-
импульсные посылки (с длительностью импульсов 6 мкс),
момент излучения которых задается электромеханическими
датчиками, расположенными на оси вращения антенны через равные
угловые промежутки. Датчики сигналов «36» располагаются на
угловых расстояниях 10°, а датчики сигналов «35» — на расстояниях
360/35 = 10,2857°. В момент прохождения антенны через северное
направление (С) сигналы «35» и «36» совпадают.
Принятый азимутальный сигнал (АС) имеет вид сдвоенного
колоколообразного импульса длительностью около 9 мс на
уровне 0,5 (что соответствует ширине ДН каждого лепестка 5°). Изме-
1
1
ее
Ό
ι "6" ι
«35»
I I
1
1
t
1 1
Τι
ta
-
f\\
t
АИ
/
Рис. 10..7. Диаграмма направленности антенны (α) и временные
диаграммы работы (б) угломерного канала РСБН
435
рительный азимутальный импульс (АИ) формируется в точке,
находящейся на уровне 0,5 на заднем фронте первого импульса
АС. Временной интервал между моментом совпадения «35» и «36»
и импульсом АИ отражает в определенном масштабе измеряемое
значение азимута.
В исходном варианте и ряде последующих модификаций РСБН
используется «ненаправленный» режим работы. В этом режиме
опорные сигналы «35» и «36» (а также сигналы ОД) передаются
через всенаправленную антенну (ДН2 на рис. 10.7, а), а во
вращающуюся двухлепестковую ДН 1 передается немодулированное
колебание.
В более поздних модификациях аппаратуры РСБН был
использован «направленный» режим работы. В этом режиме
азимутальный сигнал, излучаемый через вращающуюся двухлепестковую
ДН 1, представляет собой последовательность радиоимпульсов с
периодом повторения, соответствующим углу поворота антенны
на 0,25° (четвертьградусное импульсное заполнение
азимутального сигнала). Сигналы ОД, «35» и «36» излучаются с помощью
отдельного облучателя. При этом формируется опорная ДН
шириной 21° (на уровне 0,5), которая сдвинута на такой же угол
относительно средней точки азимутальной ДН вперед по ходу
вращения. К преимуществам направленного режима перед
ненаправленным можно отнести увеличение числа каналов за счет более
эффективного использования рабочего диапазона, лучшее
согласование ширины спектра азимутального сигнала и полосы
пропускания УПЧ бортового оборудования, согласование моментов
излучения сигналов ЗД с работой азимутального канала системы и т.д.
Инструментальная точность (СКО) канала азимута 0,125°. В
реальных условиях переотражений сигналов, наличия погрешностей
юстировки погрешности азимута зачастую вырастают до уровня
одного-двух градусов, что соответствует снижению точности
определения координат на дальности 100 км до 3 000 м.
Канал наземной индикации позволяет осуществить индикацию
местоположения всех самолетов, находящихся в зоне действия
системы, на индикаторах кругового обзора, в том числе и
выносных (ВИ КО).
Для обеспечения наземной индикации передатчик РМ
формирует сигналы запроса наземной индикации (ЗНИ). Момент
излучения сигналов ЗНИ задается импульсами, формируемыми с
помощью электромеханических датчиков на оси вращения
азимутальной антенны через каждые один или два угловых градуса.
Одновременно те же импульсы запускают радиальную развертку на
ИКО РМ и диспетчерском ВИКО. Круговое вращение радиальной
развертки осуществляется синхронно с вращением антенны. В
результате в каждый момент времени направление радиальной
развертки на ИКО (ВИКО) отображает направление облучения про-
436
странства азимутальной антенной РМ, а ее начало соответствует
моменту излучения сигнала ЗНИ. Если на данном направлении в
зоне действия системы имеется ВС, то момент его облучения
фиксируется на борту приемом азимутального сигнала и
выработкой измерительного азимутального импульса. Сформированный
АИ разрешает прохождение одного сигнала ЗНИ с выхода
бортового приемника на запуск передатчика, излучающего сигналы
ответа наземной индикации (ОНИ), которые принимаются на
земле и формируют яркостную отметку на И КО. Таким образом,
на РМ и диспетчерском пункте отображается в полярной системе
координат местоположение всех ВС, находящихся в зоне
обслуживания данного маяка РСБН.
Во всенаправленных РМ (с непрерывным АС) сигналы ЗНИ
излучаются через всенаправленную антенну с периодом
повторения 3,33 мс, что соответствует повороту азимутальной антенны
на 2°.
В направленных РМ (с импульсным АС) ЗНИ излучаются с
периодом следования 1,67 мс (через Г поворота антенны).
Сигналы ЗНИ и ОНИ представляют собой трехимпульсные
кодовые группы с длительностью импульсов 1,5 мкс.
Далыюмерная система DME. Импульсная дальномерная система
DM Ε (Distance Measurement Equipment — оборудование для
измерения дальности) рекомендована и стандартизована Международной
организацией гражданской авиации (ICAO) в качестве
международной системы для гражданской авиации. Система использует
частотный диапазон 960... 1 215 МГц и предназначена для определения на
борту ВС дальности до ДРМ. При использовании нескольких РМ
возможно местоопределение ВС дальномерным методом.
Принципы работы системы DME мало отличаются от
принципов работы КД отечественной РСБН. Используются колоколооб-
разные импульсы, характеризующиеся следующими
параметрами:
время нарастания (спада) между уровнями 0,1 и 0,9 ... 2,5 мкс
длительность по уровню 0,5 3,5±0,5 мкс
ширина спектра сигнала (90% энергии) 160 кГц
Инструментальная точность измерения наклонной дальности
составляет 2σ0 = 370 м при дальности D< 148 км или 2σ0 = 0,25 % D
при D> 148 км*. Первое значение определяется нестабильностью
задержки сигнала в ретрансляторе (наземном ДРМ), а также
инструментальной погрешностью бортового измерителя. Второе
значение обусловлено нестабильностью скорости распространения
радиоволн, а также инструментальной погрешностью
измерителя, зависящей от дальности.
* Трояновский А. В. Бортовое оборудование радиосистем ближней навигации /
А.В.Трояновский, А. М.Клуга, Б.Я.Цилькер. — М. : Транспорт, 1990.
437
Для повышения точности измерения дальности был
разработан вариант системы DME/P (прецизионная). Данный вариант
отличается от «стандартного» DME параметрами используемых
импульсов:
время нарастания между уровнями 0,1 и 0,9 1,6 мкс
время нарастания между уровнями 0,05 и 0,3 0,25±0,05 мкс
ширина спектра сигнала (90 % энергии) I 000 кГц
Погрешность прецизионной системы DME/P не превышает 30 м
при D < 18 км. Основное назначение системы — использование в
инструментальных системах посадки.
Угломерная система VOR. Система VOR (VHF Omnidirectional
Radio Range — всенаправленный радиомаяк УКВ диапазона)
использует частотный диапазон 108... 118 МГц и предназначена для
определения на борту ВС азимута относительно АРМ.
Система использует фазовый принцип определения азимута.
Антенна АРМ создает ДН, имеющую форму окружности и
вращающуюся с частотой Fap = 30 Гц относительно оси, смещенной
относительно центра (рис. 10.8, а).
Передатчик АРМ излучает немодулированное колебание. В
результате вращения ДН на борту ЛА будет принят AM сигнал с
частотой модуляции 30 Гц, т.е. равной FBp (рис. 10.8, б). В точке с
азимутом α фаза огибающей принимаемого AM сигнала
запаздывает относительно фазы AM сигнала, принимаемого в северном
направлении (а = 0), на φθ = α.
Азимутальный сигнал представляет собой синусоидальное
напряжение частоты FBp = 30 Гц, выделенное из огибающей
принимаемого AM сигнала. Этот сигнал принято называть сигналом
переменной фазы, поскольку его фаза зависит от азимута точки
приема. Азимут измеряется на борту ВС как разность фаз
азимутального и опорного (ОС) сигналов.
ю
а б
Рис. 10.8. Диаграмма направленности антенн (а) и временные
диаграммы работы (б) VOR
438
Υ
Приемник
Фильтр
Усилитель
Фильтр 2
Усилитель-
ограничитель
Частотный
детектор
"С
Измеритель фазы
Фазовра- t
щатель
π/2 — ФД
Преобразователь
Рис. 10.9. Структурная схема бортового оборудования VOR
Опорный сигнал, излучаемый АРМ, формируется следующим
образом. Поднесущие колебания частотой/п = 9 960 Гц
модулируются по частоте сигналом опорной фазы, имеющим частоту 30 Гц
и фазу, жестко связанную с положением ДН и не зависящую от
азимута точки приема. При α = 0 фазы АС и ОС совпадают.
Полученное частотно-модулированное напряжение модулирует по
амплитуде колебания несущей частоты АРМ.
На рис. 10.9 приведена структурная схема бортового
оборудования VOR, используемого в ранних модификациях системы. На вход
приемника поступает смесь двух сигналов, излучаемых АРМ.
После амплитудного детектирования производится разделение
сигналов. Фильтр 1 выделяет сигнал переменной фазы частотой 30 Гц,
который после усилителя подается на фазовый детектор,
являющийся чувствительным элементом измерителя фазы. Фильтр 2
настроен на поднесущую частоту/, = 9 960 Гц и выделяет ЧМ
колебание опорной фазы. После усилителя-ограничителя,
устраняющего паразитную AM, производится частотное
детектирование, в результате чего выделяется опорный сигнал частоты 30 Гц.
В фазовращателе фаза ОС изменяется на ψφΐ) и далее сдвигается на
π/2. Фазовый детектор выделяет сигнал ошибки
ί/фд = K0ncos(yA - Ψφβ + π/2) = Афд51п(\|/А - ψΦΒ),
где А'фд — коэффициент передачи ФД.
Под воздействием сигнала ошибки электродвигатель ЭД
поворачивает ротор фазовращателя до тех пор, пока не будет
выполнено условие ψφΒ= Ψα· По углу поворота ротора определяется фаза
ψΑ, численно равная азимуту ВС. Преобразователь служит для
питания ЭД от бортовой сети переменного тока с частотой 400 Гц.
Современные модификации бортовой аппаратуры отличаются
от рассмотренной, главным образом, построением измерителя
фазы.
439
Погрешность (2σ) измерения азимута в стандартном VOR
составляет приблизительно 5°. Основной причиной такой большой
погрешности являются искажения фазы AM сигнала на борту ВС,
вносимые сигналами АРМ, отраженными от местных предметов.
Для повышения точности вместо стандартных АРМ типа VOR
используются более сложные радиомаяки, позволяющие снизить
влияние переотраженных сигналов за счет усреднения на борту
ВС быстро изменяющегося паразитного изменения фазы. Эти
радиомаяки называются DVOR — допплеровский VOR. Принцип
действия DVOR отличается от стандартного тем, что информация об
азимуте заключена в фазе ЧМ сигнала с центральной частотой
/п = 9 960 Гц, а сигнал опорной фазы передается с помощью AM
несущей.
Антенная система АРМ состоит из 50 вибраторов (В1...В50),
размещенных по окружности радиуса /?(рис. 10.10, а).
Противоположные вибраторы (например, В1 и В26) питают токами разных
частот^ б =f0 ±f„. Пары вибраторов подключаются поочередно. Это
эквивалентно вращению двух вибраторов (Ва, Вб на рис. 10.10, б) с
частотой FBp = 30 Гц.
При переключении («вращении») вибраторов изменяется
расстояние между ВС и излучающими вибраторами: ADa б =
= ±/?cos(27iFBp/ - α).
Это приводит к тому, что в сигналах, принимаемых на борту
ВС, появляется частотная модуляция, вызванная допплеровским
сдвигом частоты:
d(AD.6) _ 2nFBpR
Да.б
= +"
sin(27iFBp/ - α) = +AFa s'm(2nfBpt - α),
X0dt л,0
где λ0 — длина волны несущего колебания, λ0 = c/f0; AFa —
девиация частоты, Д^д = 2nFRpR/Xo.
Север
Север
В27—В25
Направление
на ВС
а б
Рис. 10.10. Антенная система DVOR (а) и ее эквивалентная схема (б)
440
Принимаемые на борту ВС сигналы будут иметь частоты
/а,б = /о ± /п + А/Гд sm(2nFBpt - a).
При R = 2,55λο = 6,75 м девиация частоты равна AFa = 480 Гц, а
индекс частотной модуляции тчм = AFa/FBp = 16.
Через центральный вибратор (ЦВ) излучается AM колебание,
частота и фаза огибающей которого жестко связаны с частотой и
фазой «вращения» (переключения) вибраторов.
Результирующий сигнал на борту ВС полностью идентичен по
структуре сигналу стандартного VOR с той разницей, что
информация об азимуте заключена в фазе ЧМ колебания, а сигнал
опорной фазы передается с помощью AM. Обработка такого сигнала
может производиться стандартным приемником VOR (см. рис. 10.9).
Фильтр 1 при этом выделяет сигнал опорной фазы, а на
частотном детекторе после фильтра 2 выделяется азимутальный сигнал.
При использовании АРМ типа DVOR погрешность
определения азимута определяется искажениями фазы сигнала,
модулирующего по частоте поднесущие колебания, а не AM сигнала, как
в стандартном VOR. Ошибка, создаваемая переотражением
сигналов от местных предметов, снижается приблизительно в 14 раз. Кроме
того, повышению точности измерения способствует увеличение
апертуры антенны. Результирующая погрешность DVOR
оказывается на порядок меньше, чем в стандартном VOR (2σ = 0,5°).
Система VOR рекомендована и стандартизована ICAO в
качестве международной системы для гражданской авиации и, как
правило, используется в комплексе с дальномерной системой
DME.
Система TACAN. Система TACAN (Tactical Air Navigation
System — навигационная система для тактической авиации)
является угломерно-дальномерной навигационной системой и
используется как гражданскими, так и военными потребителями.
Дальномерный канал системы аналогичен системе DME.
Канал азимута был разработан с учетом опыта эксплуатации
системы VOR, но использует частотный диапазон 900... 1 200 МГц
для уменьшения габаритных размеров антенны. Измерение
азимута, как и в VOR, основано на фазовом методе: измерение фазы
огибающей принимаемых амплитудно-модулированных сигналов.
Существенным отличием TACAN является двухшкальный метод
измерения.
Азимутальный радиомаяк TACAN формирует ДН,
представляющую собой кардиоиду, на которую наложено девять
дополнительных лепестков с периодом 40° (рис. 10.11, а). Диаграмма
вращается с частотой 15 об/с. В результате этого сигнал,
принимаемый на борту ВС, оказывается амплитудно-модулировапным
частотами 15 и 135 Гц (рис. 10.11, б). Фаза огибающей определяется
азимутом точки приема. На частоте 15 Гц зависимость фазы от
441
Рис. 10.11. Диаграмма направленности (α) и временные диаграммы
работы (б) TACAN
азимута однозначна, а погрешность определения азимута равна
погрешности измерения фазы. Поэтому на частоте 15 Гц
образуется однозначная грубая шкала азимута.
На частоте 135 Гц фаза огибающей однозначна при изменении
азимута в пределах периода дополнительной ДН, т.е. 40°, а
погрешность измерения азимута в девять раз меньше, чем
погрешность измерения фазы. Это позволяет сформировать точную
шкалу измерения азимута.
Опорные сигналы передаются импульсами, излучаемыми при
прохождении максимумами основной и дополнительной ДН через
восточное направление. На борту ВС опорные сигналы
используются для синхронизации бортовых генераторов частот 15 и 135 Гц.
Бортовое оборудование содержит два практически идентичных
канала грубого и точного измерения азимута, построенных
аналогично измерителю системы VOR.
Система TACAN обеспечивает погрешность измерения
азимута 2σ ~ Γ и находит весьма широкое применение благодаря
относительно небольшим габаритным размерам.
Некоторые варианты системы TACAN обеспечивают наземное
наблюдение воздушной обстановки (аналогично каналу наземной
индикации РСБН).
10.6. Системы посадки самолетов
Назначение, состав и основные типы систем посадки. Системы
посадки (СП) предназначены для получения на борту ВС и выда-
442
чи экипажу и в систему автоматического управления
информации о значении и знаке отклонения от установленной траектории
снижения, а также для определения моментов пролета
характерных точек при заходе на посадку и выполнении посадки.
Посадка самолета является наиболее сложным и
ответственным этапом полета с точки зрения обеспечения безопасности. Это
обусловливает внимание, уделяемое Международной организацией
гражданской авиации (ICAO) стандартизации аппаратуры СП и
предъявляемых к ней требований.
Нормы ICAO устанавливают три категории СП, которые
характеризуются метеоусловиями, определяющими видимость
наземных ориентиров, и высотой принятия решения /Упр. Под этой
высотой понимается высота, отсчитанная от поверхности
взлетно-посадочной полосы (ВПП) до колес самолета, на которой
должен быть начат маневр ухода на повторный заход в случае
отсутствия надежного визуального контакта с ВПП:
• I категория соответствует высоте принятия решения Я11р > 60 м;
• II категория соответствует высоте принятия решения 30 м <
< Япр < 60 м;
• III категория разбита на три подкатегории:
а) IIIA характеризуется высотой принятия решения 15 м < Нпр <
< 30 м и наличием визуальных ориентиров при пробежке и
рулежке самолета по ВПП;
б) 111В характеризуется отсутствием высоты принятия
решения (т.е. вплоть до касания ВПП) и полным или частичным
отсутствием визуальных ориентиров при пробежке самолета по ВПП;
в) 111С характеризуется отсутствием высоты принятия
решения и визуальных ориентиров при пробежке и рулежке самолета
по ВПП.
Все системы посадки самолетов состоят из наземного и
бортового оборудования.
Наземное оборудование предназначено для излучения
сигналов, несущих информацию об отклонении точки приема от
заданной траектории снижения в горизонтальной (курсовые РМ —
КРМ) и вертикальной (глиссадные РМ — ГРМ) плоскостях, а
также об удаленности точки приема от расчетной точки
приземления (дальномерные РМ — ДРМ) либо о прохождении
некоторых фиксированных точек траектории (маркерные РМ — МРМ).
Бортовое оборудование СП обеспечивает прием и
преобразование сигналов наземных РМ и выдачу соответствующей
информации на индикаторы пилотов и в САУ.
В настоящее время в эксплуатации находятся системы посадки
метрового, дециметрового и сантиметрового диапазонов волн.
Системы посадки метрового диапазона. Системы посадки
метрового диапазона наиболее широко используются в гражданской
авиации.
443
В качестве международной системы посадки стандартизована
система 1LS (Instrument Landing System). Международным
стандартам соответствуют отечественные системы СП-70, -75, -80.
Наземное оборудование системы ILS содержит пять РМ:
курсовой (КРМ), глиссадный (ГРМ) и три маркерных — дальний
(ФМРМ), средний (СМРМ), ближний (БМРМ).
На рис. 10.12 показан пример расположения радиомаяков
системы ILS относительно ВПП.
Заданная траектория захода на посадку определяется
положениями линий курса и глиссады, формируемых антенными
системами курсового и глиссадного радиомаяков.
Информативный параметр сигнала в каналах курса и глиссады —
разность глубин модуляции радиосигналов.
Канал курса использует частотный диапазон 108... 112 МГц. КРМ
расположен на оси ВПП. Антенная система КРМ формирует в
различных модификациях системы либо две ДН, пересекающиеся
на оси ВПП («равносигнальный» КРМ, рис. 10.13, а), либо две
ДН, одна из которых имеет максимум в направлении оси ВПП, а
другая минимум (нуль) в этом направлении (КРМ с «опорным
нулем», рис. 10.13, б).
В равносигнальном варианте антенная система КРМ излучает
синфазные AM сигналы с частотами модуляции F, = 90 Гц и F2 = 150 Гц:
е,.2 = Ε„ι2/ι2(ψ)(\ + m^sinln^ 2t)s\r\(ot,
где Emit2 — амплитуды напряженностей полей в максимумах ДН;
/1,г(ф) — нормированные ДН в горизонтальной плоскости; ти2 —
коэффициенты амплитудной модуляции.
В дальней зоне при Emi = Ет2 = Ет результирующее поле равно
ер = е, + е2 = Em[fx{y) + f2{y)][\ + Λ/, sin27i/jf + M2 sin27iF2?]sinco/,
где Λ/|, Μ2 — коэффициенты глубины пространственной
модуляции, д/.
/ϊ(φ) + Λ(φ)
,м2 =
m2fi (Φ)
/1(φ) + /2(φ)
ГРМ
400... I 000 м
ч>
КРМ
ВПП
200...450 м
120...180м
, ^ , СМРМ ДМРМ у\
-ф-^НИШ-Ц^-ф—-Θ- <£=
БМРМ
75 м
1050 м
7400 м
Рис. 10.12. Пример расположения радиомаяков системы ILS
444
KPM
Ε„ι/2(.ψ)
КРМ
Em2fl(«?)
Em\M<?)
Рис. 10.13. Диаграммы направленности антенн КРМ при равносигналь-
ном (о) варианте и варианте с «опорным нулем» (б)
Заданной линии курса (ЛК) соответствует направление, при
котором Мх = М2 или разность глубин модуляции (РГМ) AM =
= М2 - М\ = 0. Если две ДН пересекаются по оси ВПП, то
необходимо выдерживать равенство тх = т2.
В бортовой аппаратуре (рис. 10.14) принимаемый сигнал после
детектора разделяется фильтрами ΦΙ, Φ2, настроенными на
частоты Fx и F2. Полученные напряжения, пропорциональные
коэффициентам модуляции, после детекторов Д1, Д2 подаются на
схему сравнения СС. Сигнал с выхода последней
пропорционален величине AM, а следовательно, угловому отклонению точки
приема от оси ВПП.
В варианте КРМ с «опорным нулем» антенная система
формирует в ДН/Κφ) AM сигнал с частотами модуляции F, и F2. В ДН
^(φ) формируется балансно-модулированный (БМ) сигнал с теми
же частотами модуляции, фазы которых в двух лепестках
отличаются на π:
е\ = £т|/|(ф)[0 + Щ sin 271/^0 + 0 + m2sir\2nF2t)]sir\(i)t;
е2 = Em2f2{<$)[(\ + mx un2nFxt) - (1 + т2 sin 2nF2t)\s,m (at.
При /Я| = т2 = т амплитуда результирующего поля в дальней
зоне £р = 2£'т1У|((р){1 + Мх sin 2nFtt + M2 sin 2nF2t].
Коэффициенты глубины пространственной модуляции:
\
/
Приемник
♦ t
Д1
♦
СС
t
Д2
Рис. 10.14. Структурная схема бортового оборудования курсового канала
445
л/, =
т
1 +
£m2./-?(<p)
ε„\Μψ).
т
;л/2=^
Разность глубин модуляции имеет вид
ДД/ = Д/2-Д/, =mEm2f2^).
Заданной линии курса соответствует направление, при
котором AM = 0.
Для обработки сигналов на борту самолета в обоих вариантах
построения КРМ используется одна и та же аппаратура.
Рассмотренные варианты КРМ используются в системах
посадки I категории. Их недостатком является сильное влияние на
положение линии курса сигналов, отраженных от местных
предметов.
В системах посадки II и III категорий используются двухка-
нальные КРМ с «опорным нулем», в которых формируются
основной (узкий) и дополнительный (широкий) каналы. В узком
канале (сплошные линии на рис. 10.15) ширина ДН равна 8... 10°,
что в 3 — 4 раза меньше, чем в одноканальном КРМ. Широкий
канал (канал клиренса) имеет двухлепестковую ДН (пунктир на
рис. 10.15), нулевое значение которой совпадает с линией курса
(осью ВПП). Ширина каждого лепестка 30...40°, а их максимумы
ориентированы под углом 15... 20° к линии курса.
Более узкая ДН основного канала способствует снижению
влияния переотраженных сигналов. Канал клиренса (отклонения)
служит для указания экипажу направления выхода в зону
действия узкого канала.
Е/£\п
V
1
I
I
<
>
N
i
О 9
/η f,
Ω ">
4 υ>^
\ /
1 •
'У&-—
■■-■^
4
\
\
\
\
\
-φ 30 20 10 0 10 20 30 +φ
Рис. 10.15. Диаграммы направленности двухканального варианта
курсового канала с «опорным нулем»:
1,3— излучение AM сигнала; 2, 4 — излучение БМ сигнала
446
Диаграммы направленности / и 3 соответствуют AM сигналам
с частотами модуляции 90 и 150 Гц, а диаграммы 2 и 4 — балан-
сно-модулированным (БМ) сигналам с теми же частотами. При
этом с одной стороны от ЛК на борту заходящего на посадку
самолета по каналу клиренса принимается сигнал с частотой
модуляции 90 Гц, а с другой стороны от ЛК с частотой 150 Гц.
При малых отклонениях от линии курса сигналы канала
клиренса, переотраженные от местных предметов, будут поступать
на вход бортового приемника. Для их подавления сигналы двух
каналов КРМ должны отличаться по частоте (частотный клиренс)
или фазе (квадратурный клиренс).
При частотном клиренсе сигналы широкого и узкого каналов
сдвинуты по несущей частоте на 5... 14 кГц. При квадратурном
клиренсе несущие частоты в двух каналах одинаковы, но
сдвинуты по фазе на 90°.
Зона действия КРМ охватывает сектор ±35° в горизонтальной
плоскости и 7° в вертикальной плоскости. Дальность действия КРМ
составляет 46 км в секторе ±10° и 31,5 км в секторе ±35°
относительно оси ВПП. Допустимое отклонение по курсу от оси ВПП
(для точки принятия решения) составляет:
СП I категории ± 10,5 м
СП II категории ±7,5 м
СП III категории ± 3,0 м
Канал глиссады использует частотный диапазон 328,6... 335,4 МГц.
Глиссадные радиомаяки практически полностью аналогичны
соответствующим КРМ. Бортовая аппаратура канала глиссады
практически не отличается от бортовой аппаратуры канала курса.
В равносигнальных ГРМ (рис. 10.16, а) антенная система
состоит из двух антенн, ДН которых пересекаются по линии
глиссады (ЛГ). В нижней антенне используется частота модуляции
Fi = 150 Гц, в верхней антенне — F2 = 90 Гц. Заданной линии
глиссады соответствует направление, при котором разность
глубин модуляции AM = 0.
В канале глиссады с «опорным нулем» (рис. 10.16, б) нижняя
антенна (НА) формирует ДН /Ηλ(Θ), которая соответствует
излучению AM сигнала с частотами модуляции F, и F2. Верхняя
антенна (ВА) формирует двухлепестковую ДН /ΒΑ(Θ), минимум
которой совпадает с направлением Л Г. Этой антенной излучается ба-
лансно-модулированный сигнал.
В системах посадки II и III категорий используются двухка-
нальные ГРМ с «опорным нулем». Положение Л Г задается в
основном канале. Диаграмма канала клиренса формируется нижней
и дополнительной верхней антеннами.
При вводе ГРМ в эксплуатацию Л Г устанавливают под
номинальным углом θ0. ГРМ должен допускать регулировку угла θ0 в
447
Рис. 10.16. Диаграммы направленности антенн ГРМ при равносигналь-
ном (а) варианте и варианте с «опорным нулем» (б)
пределах 2...4°. Зона действия ГРМ в горизонтальной плоскости
ограничена сектором ±8° относительно оси ВПП и расстоянием
18,5 км, а в вертикальной плоскости углами 0,45θ0 и 1,75θ0.
Допустимое отклонение угла глиссады от номинального (в долях θ0)
составляет:
СП I категории ± 0,075
СП II категории ± 0,075
СП III категории ±0,040
Маркерный канал работает на частоте 75 МГц и предназначен
для фиксации прохождения самолетом определенных точек
траектории снижения.
Антенна МРМ формирует ДН в виде направленной вверх
воронки. Излучаемый сигнал является амплитудно-модулированным
с частотой модуляции 400 (дальний), 1 300 (средний) или 3 000 Гц
(ближний МРМ). Для идентификации МРМ используется
дополнительная манипуляция сигналов последовательностью точек или
тире.
В некоторых модификациях СП используют два маркерных
радиомаяка, располагаемые на удалении от начала ВПП 4 км
(дальний) и 1 км (ближний).
В бортовом маркерном приемнике (рис. 10.17) сигнал после
детектирования поступает на три фильтра, настроенные на
частоты модуляции сигналов МРМ.
Пройдя через соответствующий фильтр, сигнал запускает
схему световой и звуковой сигнализации. Кроме того, экипаж
самолета имеет возможность прослушивать в телефоне код
манипуляции сигнала МРМ.
Современные модификации СП метрового диапазона наряду с
маркерным каналом используют дальномерную информацию. Даль-
номерный маяк-ответчик устанавливается рядом с ГРМ. Система
посадки ILS в этом случае использует дальномерную систему DME/P.
Системы посадки метрового диапазона имеют ряд недостатков:
448
• узкий сектор относительно единственных линий курса и
глиссады, где сохраняется линейная зависимость сигнала от утла
отклонения от этих линий;
• искривления линий курса и глиссады из-за влияния рельефа
местности и параметров подстилающей поверхности в зонах,
примыкающих к радиомаякам;
• значительные габаритные размеры антенных устройств
радиомаяков;
• невозможность использования глиссады ниже высоты
порядка 15 м, что требует выполнения посадки на этапе выравнивания
по другим радиосредствам или визуально.
Системы посадки дециметрового диапазона. Наряду с задачами
навигации задачу инструментальной посадки самолетов решает
отечественная радиосистема ближней навигации (РСБН),
рассмотренная ранее (см. подразд. 10.5), которая изначально строилась как
многофункциональная система. Одним из необходимых условий
при разработке системы было использование единых бортовых
приемных устройств для целей навигации и посадки, а
следовательно, и единый частотный диапазон.
Наземное оборудование дециметровых систем посадки состоит
из курсового и глиссадного радиомаяков и ретранслятора
дальномера — посадочная радиомаячная группа (ПРМГ).
Курсовые и глиссадные радиомаяки используемых в настоящее
время систем ПРМГ являются равносигнальными. Антенная
система формирует ДН в виде двух пересекающихся главных
лепестков, равносигнальная зона которых совпадает с линией курса у
К.РМ и линией глиссады у ГРМ. При формировании курсового
«правого» и глиссадного «верхнего» лепестков излучаются
сигналы, модулированные по амплитуде сигналом типа меандр с
частотой F, = 1 300 Гц. При формировании курсового «левого» и
глиссадного «нижнего» лепестков излучаются сигналы,
модулированные по амплитуде сигналом типа меандр с частотой F2 = 2 100 Гц.
«Правый» («верхний») и «левый» («нижний») лепестки ДН
формируются поочередно с частотой коммутации 12,5 Гц. Длительность
сигнала в каждом лепестке — 35 мс, пауза между ними — 10 мс.
\
У Г~
Приемник
t t
АРУ
ΦΙ
Ф2
ФЗ
Световая и звуковая
сигнализация
Рис. 10.17. Структурная схема бортового маркерного приемника
449
Бортовое оборудование строится по схеме, применяемой в
системах посадки метрового диапазона. Основным параметром,
характеризующим отклонение самолета от линии курса или
глиссады, является коэффициент разнослышимости (КРС)
КРС = Umi~U'"2,
Um\ + U ml
где Um\ и Um2 — амплитуды сигналов, модулированных
соответственно частотами Fx и F2.
Ответные дальномерные сигналы ретранслятора дальномерно-
го канала системы посадки ПРМГ аналогичны сигналам
ретранслятора радиомаяка РСБН, работающего во всенаправленном
режиме.
Глиссадный РМ и ретранслятор дальномерного канала
работают на единой несущей частоте дальномерного канала РСБН.
Курсовой РМ работает на частоте азимутального канала РСБН.
Системы посадки дециметрового диапазона имеют ряд
преимуществ по сравнению с СП метрового диапазона:
• меньшие габаритные размеры антенных систем и бортовой
аппаратуры;
• большая мобильность и меньшее время для развертывания.
Вместе с тем, основные недостатки, свойственные системам
посадки метрового диапазона, присущи и дециметровым системам.
Системы посадки сантиметрового диапазона. Системы посадки
сантиметрового диапазона разрабатывались с целью замены
существующих СП метрового и дециметрового диапазонов. Они
отличаются большими размерами секторов пропорционального
наведения (СПН) (объем воздушного пространства, в котором
измеренная угловая координата прямо пропорциональна угловому
отклонению бортовой антенны от линии нулевого значения угла),
возможностью формирования оптимальных траекторий захода на
посадку. Эти системы могут одновременно обслуживать несколько
ВС, следующих по различным траекториям, на этапах захода на
посадку, выравнивания, посадки, руления, а также при взлете и
заходе на второй круг.
Принципиальным отличием СП сантиметрового диапазона
является обеспечение посадки по траектории, оптимальной для
данного типа ВС. Линия курса и глиссады определяется на борту ВС
на основе сравнения измеренных значений углов в
горизонтальной и вертикальной плоскостях с заданными.
Международной организацией гражданской авиации (ICAO)
стандартизована система посадки MLS (Microwave Landing System —
микроволновая система посадки).
Полный комплект наземного оборудования MLS (рис. 10.18)
состоит из дальномерной и угломерной подсистем.
450
ДРМ
PMA-I
впп
[ .::·,' "" - '" : .ΙΛ'Ί
ί·.:·ν·ι,,η " ' ■■■■·■ ■ :-'—|
РМА-2
ЛК
200...1000
РМУМ-1
1 200...450
150...300
РМУМ-2
600...800
Рис. 10.18. Пример размещения радиомаяков системы MLS
В состав дальномерной подсистемы входит дальномерный
радиомаяк ДРМ (ретранслятор дальномера). В системе MLS
используются радиомаяк и бортовая аппаратура DME/P.
Угломерная подсистема использует диапазон частот 5 031...
5 090,7 МГц и состоит из четырех каналов — по два канала для
измерения углов в горизонтальной и вертикальной плоскостях:
• азимутальный радиомаяк РМА-1, обеспечивающий
определение углового положения самолета относительно линии курса.
Построение системы предусматривает два режима: с низкой
(функция Аз-1) и высокой (функция АзС-1) частотой повторения (табл.
Ю.2);
• азимутальный радиомаяк РМА-2, предназначенный для
определения углового положения самолета относительно курса
посадки при уходе на второй круг (функция Аз-2);
• угломестный радиомаяк РМУМ-1, обеспечивающий
определение угла в вертикальной плоскости при снижении самолета
(функция УМ-1);
• угломестный радиомаяк РМУМ-2, обеспечивающий
определение угла в вертикальной плоскости при выравнивании самолета
(функция УМ-2).
Кроме угловых параметров в угломерной подсистеме
передаются основные и вспомогательные посадочные данные, а также
сигналы клиренса, указывающие направление выхода в сектор
пропорционального наведения при большом отклонении
самолета от линии курса.
Угломерные маяки работают поочередно в соответствии с
регламентированной последовательностью передачи угломерных
функций. Синхронизация функций позволяет исключить
интерференцию сигналов различных функций, передаваемых на
единой несущей частоте.
Угломерные функции имеют различные периоды повторения.
В табл. 10.2. приведены основные параметры угломерных функций:
зона действия по измеряемому углу, скорость сканирования соск,
451
длительность передачи функции Гф и средняя частота повторения
функции Fcp.
Угловое положение φ определяется на борту ВС по временному
интервалу /φ между сигналами Q и С2, принятыми при
сканировании ДН «туда» и «обратно» (рис. 10.19).
При ширине ДН антенны РМ 1...4° и скорости сканирования
0,02 °/с длительность сигналов составляет 50...200 мкс. Сигналы
должны быть симметричны относительно центра сканирования.
Кроме сигналов, непосредственно несущих угловую
информацию, на борту ВС принимаются и другие сигналы, необходимые
для работы бортового оборудования. На рис. 10.20 для примера
показано содержание угломерной функции Аз-1.
Преамбула (Прб) содержит:
• посылку несущей частоты (/), обеспечивающую подстройку
частоты в бортовом приемнике;
• код опорного времени (2), определяющий момент начала
отсчета;
• код опознавания функции (3), обеспечивающий
необходимые переключения в бортовой аппаратуре при переходе от одной
функции к другой.
Секторные сигналы (СС) содержат:
• сигнал опознавания места установки АРМ (4);
• сигнал выбора бортовой антенны (5), обеспечивающий
выбор на борту ВС антенны, принимающей максимальный сигнал;
• сигналы внезонной индикации и клиренса (6), используемые
для исключения ложных измерений при полете ВС вне СПН или
сектора клиренса;
• тест-сигнал (7) для проверки бортовой аппаратуры.
Аналогичный тест-сигнал излучается также в конце периода
сканирования, перед импульсом конца сканирования (КСк).
Во время сканирования антенны «туда» и «обратно» РМ
излучает немодулированные колебания несущей частоты. Временной
интервал /φ между сигналами С| и С2 линейно зависит от
измеряемого угла φ.
Таблица 10.2
Функция
Аз-1
АзС-1
Аз-2
УМ-1
УМ-2
Зона действия, °
-62...+62
-42...+42
-42...+42
-1,5...+29,5
-2... + 10
соск, °/мкс
0,02
0,02
0,02
0,02
0,01
Гф, мс
15,9
П,9
11,9
5,6
5,3
Гср, Гц
13
39
6,5
39
39
452
АРМ
СПН
Рис. 10.19. Измерение угловой координаты в системе MLS
Принцип получения информации об угловом отклонении ВС
от заданной траектории захода на посадку один и тот же в
азимутальном и угломестном каналах. При этом в бортовой аппаратуре
канала угла места имеется возможность установки оптимального
для данного класса ВС угла глиссады.
Обеспечение захода на посадку по оптимальной для данного
типа ВС траектории является большим достоинством СП
сантиметрового диапазона. Однако система существенно сложнее, чем
СП метрового и дециметрового диапазонов, а реализация ее
потенциальных возможностей требует решения многих технических
проблем. В частности, качественные показатели системы
существенно ухудшаются при воздействии переотраженных сигналов.
В то же время интенсивно проводятся работы по
использованию дифференциального режима (ДР) СРНС (прежде всего,
системы GPS) для обеспечения посадки ВС по категориям ICAO.
Многократно показана пригодность ДР СРНС применительно к
1 категории, что позволило Федеральному авиационному
агентству (FAA) США отказаться от продолжения работ по системе
Прб СС «Туда» Пауза «Обратно» КСк
Рис. 10.20. Содержание угломерной функции Аз-1:
Прб — преамбула; СС — секторные сигналы; КСк — конец сканирования; / —
посылка несущей частоты; 2 — код опорного времени; 3 — код опознавания
функции; 4 — сигнал опознавания места установки АРМ; 5 — сигнал выбора
бортовой антенны; 6 — сигналы внезонной индикации и клиренса; 7 — тест-
сигнал
453
MLS, считая возможным продолжать использовать систему ILS.
Проводятся исследования возможностей создания специальных ДР
СРНС, позволяющих обеспечивать посадку в условиях II и даже
III категорий ICAO. Перспективным направлением при этом
является использование стационарных «псевдоспутников»,
располагаемых на поверхности Земли и излучающих сигналы,
эквивалентные сигналам навигационных спутников. Ограничивающим
фактором для использования СРНС для целей обеспечения
посадки в настоящее время является недостаточная
помехозащищенность СРНС. Однако в будущем, если эта проблема будет решена,
СРНС может стать основным средством инструментальной
посадки самолетов.
В настоящее время в эксплуатации находятся все
рассмотренные системы посадки (метрового, дециметрового и
сантиметрового диапазонов волн).
10.7. Системы межсамолетной навигации
и предупреждения столкновений
Назначение и решаемые задачи. В соответствии с требованиями
безопасности авиации осуществляются полеты одиночных
самолетов. Навигационное обеспечение полета основано на
использовании бортовых средств, предназначенных для определения
положения и параметров движения самолета, а также средств
управления воздушным движением.
Однако в условиях плотного воздушного движения (в
частности, в аэродромной зоне) обеспечение безопасности полета
невозможно без учета воздушной обстановки вокруг каждого
самолета.
Кроме того, в таких видах авиации, как транспортная,
полярная, спортивная и другие, широко применяются не только
одиночные, но и групповые полеты. Вождение самолетов в составе
групп представляет существенные трудности как для экипажей,
так и для наземных служб управления воздушным движением УВД.
Наиболее полно удовлетворяют современным требованиям
обеспечения безопасности групповых полетов системы
межсамолетной навигации (МСН).
Системой межсамолетной навигации называется совокупность
бортовых радиоэлектронных средств и элементов самолетного
оборудования, включающая в себя измерители относительного
положения самолетов, штатные измерители параметров полета,
устройства обработки, отображения и индикации данных и команд и
предназначенная для вождения самолетов в составе групп.
Основными задачами, решаемыми системами МСН,
являются:
454
• измерение параметров относительного положения самолетов
в группе и параметров полета;
• обработка и преобразование результатов измерений для
отображения воздушной обстановки экипажу самолета и, возможно,
диспетчеру УВД;
• формирование управляющих сигналов и команд;
• отображение воздушной обстановки и индикация команд.
В зависимости от уровня автоматизации процессов обработки
данных и управления полетом системы МСН можно разделить на
два класса:
• системы контроля места, обеспечивающие экипаж самолета
данными об относительном положении самолета;
• системы обеспечения группового полета, обеспечивающие
управление полетом самолета в составе группы.
В качестве отдельного класса систем МСН можно
рассматривать бортовые системы предупреждения столкновений самолетов
(БСПС), решающие следующие задачи:
• обнаружение в окружающем воздушном пространстве всех
опасных с точки зрения столкновений самолетов;
• определение параметров относительного положения
самолета, угрожающего столкновением;
• оценка времени до момента возможного столкновения;
• определение целесообразных маневров уклонения от
столкновения;
• индикация экипажу самолета воздушной обстановки и
команд на выполнение маневров уклонения;
• доведение до экипажа конфликтного самолета информации о
предполагаемых действиях и взаимная координация маневров
уклонения.
Общие принципы построения систем МСН. В составе бортового
оборудования самолета система МСН может строиться как
отдельная самостоятельная система с собственными источниками
информации или как подсистема пилотажно-навигационного
комплекса. В любом случае обобщенная структурная схема имеет вид,
представленный на рис. 10.21.
Основой любой системы МСН являются измерители
относительных координат и скоростей самолетов. Измерители
собственных координат и скорости необходимы, в принципе, только как
средство, способствующее определению относительных
координат.
В вычислительном устройстве производится преобразование
параметров относительного положения в форму, требуемую для
индикации воздушной обстановки, а также в сигналы
управления.
Управление может производиться автоматически (например,
автоматическое поддержание строя) или полуавтоматически.
455
Измерители собственных
координат и скорости
Измерители относительных
координат и скоростей
Вычислитель
♦
Система
индикации
Система
управления
j ■
| Канал информационного !
] обмена Г
I
Рис. 10.21. Обобщенная структурная схема системы МСН
Канал информационного обмена, строго говоря, не является
обязательным элементом системы МСН. Однако эффективность
системы многократно возрастает, если взаимодействующие
самолеты имеют возможность обмениваться между собой и
наземными службами различной информацией (навигационной,
служебной и т.д.).
Эффективность систем МСН в основном определяется
качественными показателями источников навигационной
информации.
В зависимости от задачи, решаемой системой МСН, могут
использоваться различные параметры относительного положения
самолетов. Основные из этих параметров (в горизонтальной
плоскости) для пары самолетов ВСО, ВС1 показаны на рис. 10.22.
Например, для поддержания строя обычно необходимо
определять дистанцию, измеряемую в направлении горизонтального
движения (d), интервал, измеряемый в перпендикулярном
направлении (/), и превышение по высоте (на рисунке не показано).
Однако эти параметры не могут быть непосредственно измерены и
должны вычисляться по результатам измерения других
параметров. Непосредственно на борту взаимодействующих ВС могут быть
измерены расстояния (дальность D) и скорости их изменения
(радиальные скорости), относительные пеленги (а) или курсовые
углы (Θ), относительные углы места.
Дальности измеряются методом «запрос-ответ» (ВСО передает
запрос и принимает ответ ВС1) или «однопутевым» методом по
времени запаздывания принятого на ВСО сигнала ВС1
относительно известного момента его излучения. «Однопутевой» метод
обладает существенным преимуществом перед методом «запрос-
ответ» с точки зрения пропускной способности системы, так как
по сигналу ВС1 дальность до него (и радиальную скорость подоп-
плеровскому сдвигу частоты) могут измерить все самолеты,
принявшие сигнал. Однако реализация метода требует высокоточной
синхронизации временных шкал взаимодействующих самолетов.
456
Для измерения относительных угловых координат (пеленгов и
углов места) могут быть использованы амплитудные или фазовые
методы.
Использование амплитудного метода предполагает наличие на
борту самолета антенны с узконаправленной ДН. В секторе обзора
этой ДН измерение направления прихода сигнала может быть
произведено с достаточной точностью. Однако установка на борту
современных самолетов антенной системы, обеспечивающей
круговое вращение (сканирование) узкой ДН, сопряжено с
большими техническими трудностями. На практике зона обзора, в
которой могут быть измерены угловые координаты, оказывается
весьма узкой (около ±30...45°) относительно оси самолета. Однако для
решения ряда задач МСН этого вполне достаточно.
При использовании фазового метода угловые координаты
определяются по разности фаз высокочастотных сигналов,
принимаемых разнесенными антеннами. В частности, для этих целей могут
быть использованы разреженные антенные решетки,
обеспечивающие устранение неоднозначности, присущей фазовым методам.
В этом случае принципиально может быть обеспечена круговая
зона обзора как в горизонтальной, так и в вертикальной
плоскостях при высоком темпе обновления угломерной информации.
Основной проблемой при этом являются искажения фазы
принимаемых сигналов за счет влияния фюзеляжа самолета, что
существенно затрудняет обеспечение требуемой точности.
Более перспективным представляется определение угловых
координат на основе обмена между взаимодействующими самолета-
Севср X
X
х\
XQ
О
v04
Ах
Ах,
/
/
о'
ζ
J
_ Χ Dpi
β / /' !
^*/ ' Ι
/ /
/ / '
/ / Ι
/ ' ι
—*У /
/ ' '
/ s \
Ι' ι
//
ВС0 Δ*ι!
0 Ζ\
ΑΖ
Ζ
Рис. 10.22. Координаты, определяющие взаимное положение пары
самолетов
457
ми информацией об абсолютных координатах. Такое решение тем
более оправдано, что практически любой вариант совместного
использования группы самолетов обязательно предполагает
обмен между ними служебной информацией.
На борту современного самолета имеются различные средства
для определения собственного местоположения и параметров
полета: РСБН, РСДН, ИНС, ДИСС и т.д. Основным источником
данных об абсолютных координатах самолета и его скорости
является в настоящее время СРНС.
Будем считать, что абсолютные координаты определяются в
прямоугольной системе координат (см. рис. 10.22). Ось
^направлена на Север, ось Y— вертикально вверх (на рис. 10.22 не
показана), ось Ζ дополняет систему до правой.
При наличии в составе аппаратуры МСН канала
информационного обмена на борту каждого ВС группы (например, ВСО на
рис. 10.22) наряду с собственными абсолютными координатами
хо, Уо, Ζα можно получить информацию об абсолютных
координатах взаимодействующего с ним ВС1 в той же системе координат:
х\, У\, Ζ\· Это позволяет на борту ВСО определить относительные
координаты:
Δχ, = Χι - Xq; Ду, = у, - yQ; Δζ\ = Ζ\ - Ζο,
полностью определяющие положение ВС1 относительно ВСО. При
этом пеленг α и угол места β самолета ВС1 относительно ВСО
определяются выражениями:
а - arctg —-; β = arcsin -=LL.
Ax, D
Дальность между самолетами также может быть определена по
вычисленным относительным координатам:
D = yl(bxlf+(Ayl)2+(bZlf.
Наличие двух независимых каналов определения дальности
(непосредственные измерения и вычисления по прямоугольным
координатам) может быть использовано для повышения точности и
достоверности местоопределения при вторичной обработке.
Наряду с относительными координатами информационный
обмен позволяет определить и составляющие вектора
относительной скорости Δν = v0 - V|, что обеспечивает возможность
экстраполяции относительных координат в промежутках между
моментами их определения.
Усложнение задач, которые ставятся перед системами МСН,
приводит к необходимости определения и передачи по каналу связи
ряда других параметров относительного положения и параметров
полета. Например, в некоторых случаях может использоваться об-
458
мен данными о пространственной ориентации самолета (углах
крена и тангажа).
Более простые задачи решаются, естественно, при меньшем
числе измеряемых параметров. В качестве примера далее
рассмотрена задача встречи двух самолетов в воздухе.
Обеспечение встречи самолетов в воздухе. Задача встречи двух
самолетов в воздухе является исторически первой задачей,
относящейся к МСН, которая была сформулирована и решена.
Задача решается на основе измерения дальности между
самолетами и отклонения от нулевого пеленга по отношению к
взаимодействующему ВС (рис. 10.23).
Самолеты ВСО и ВС1 обмениваются между собой сигналами
запроса и ответа, измеряя дальность D. Для определения
отклонения от нулевого пеленга используется антенная система с двумя
диаграммами направленности, пересекающимися на
определенном, заранее выбранном направлении (направлении нулевого
пеленга). В качестве направления нулевого пеленга технически
удобно выбрать направление строительной оси самолета. Отклонение
вектора путевой скорости от этой оси (угол сноса) измеряется
допплеровским измерителем скорости и угла сноса.
Принимая сигналы ВС1 по каждой из пересекающихся
диаграмм направленности и сравнивая их амплитуды, можно судить о
величине отклонения от равносигнального направления в
определенной зоне вблизи от направления нулевого пеленга.
Основным параметром, характеризующим отклонение ВС1 от
линии нулевого пеленга, является коэффициент разнослышимо-
сти:
крс ί/,-ί/, Δί/
Ut+U2 2ί/(φ)
где U\ и U2 — амплитуды сигналов, принимаемых по нерпой и
второй антеннам соответственно. Направление, при котором КРС = 0,
принимается за направление нулевого пеленга.
Таким образом, на борту ВСО известна дальность до ВС1 и
отклонение от нулевого пеленга. Это позволяет выработать траек-
ДН1
нгп L·^ ·■ 'С*р\ \% Линия нулевого
Г^^~-^> \vi) " пеленга
Рис. 10.23. Схема для решения задачи «Встречи»
459
торию полета ВСО по направлению к ВС1. Вид траектории
зависит от конкретных условий полетного задания.
На борту ВС1 также измеряется дальность до ВСО. Угловое
положение ВСО на борту ВС1 может быть получено от ВСО, если
между двумя ВС имеется канал информационного обмена.
Принципы построения бортовых СПС. В соответствии с
требованиями ICAO системой предупреждения столкновений должны
быть оборудованы все самолеты гражданской авиации.
Исключение могут составлять самолеты местных воздушных линий,
осуществляющие полеты на малых высотах по визуальным
ориентирам.
Определение возможности конфликтной ситуации при
сближении двух самолетов предполагает введение определенных
критериев опасности сближения. Формирование критериев
производится по данным о параметрах воздушной обстановки,
вырабатываемым каждым самолетом независимо (автономные БСПС) или
с использованием обмена информацией между самолетами либо
между самолетом и наземными службами (неавтономные БСПС).
В настоящее время автономные БСПС не находят применения ввиду
технической трудности определения параметров траекторий
других самолетов с помощью оборудования только данного самолета.
Оценка опасности, как правило, производится раздельно в
горизонтальной и вертикальной плоскостях, что связано с
предположением малости вертикальных составляющих скоростей ВС.
В горизонтальной плоскости степень опасности конфликтующего
самолета (КС) определяется обычно двумя основными
факторами: временем, оставшимся до момента наибольшего сближения
/сбл, и величиной дальности наибольшего сближения (пролета)
А:бл·
Рассмотрим кинематическую схему сближения двух самолетов
ВСО и ВС1 в горизонтальной плоскости (рис. 10.24). Пусть в
начальный момент времени t = 0 расстояние между ними равно D0.
Сближение самолетов определяется относительной скоростью
Δν = v0 - V|, где v0 и V| — векторы скорости ВСО и ВС1
соответственно. Тогда в произвольный момент времени t расстояние
составит
D{t) = jDi+(Avt)2-2D0vDt,
где Αν и vD — модуль и радиальная проекция вектора
относительной скорости соответственно.
В качестве критерия опасности в этом случае выбирается
условие τ < τπρ, где τπρ — время предупреждения, необходимое для
предотвращения столкновения.
Оценка угрозы столкновения в вертикальной плоскости
производится по относительной высоте.
460
Рис. 10.24. Кинематическая схема сближения
двух ВС
Ввиду сложности измерения
относительного угла места определение
относительной высоты производится на основе
обмена информацией о высоте полета
между конфликтующими самолетами.
Оценка относительной высоты
позволяет устранить ложные тревоги,
возникающие в том случае, когда самолеты
могут разойтись по высоте, а «критерий
τ» указывает на опасность столкновения.
Время, оставшееся до наибольшего сближения 46л. и
минимальное расстояние между самолетами Ц.бл получим, приравняв
нулю производную дальности ДО по времени 6D/at= 0:
/ -Md_. п _ г, /, ή,
'«*," At)2 ,Ос6л-и0уЦ Αν2.
В идеале БСПС должна обеспечивать определение дальности,
курсового угла и их первых производных. Наиболее сложной
оказывается задача определения угловых координат КС. Поэтому
на борту ВС часто известны только дальности и скорости их
изменения. В этом случае полагают Δν = \D. При этом величина /сбл
минимальна и определяет время до предполагаемого столкнове-
°о
ния ic6jimin =τ = —.
vD
Если выбранные критерии в обеих плоскостях указывают на
угрозу столкновения (УС), то должны быть выработаны
согласованные маневры уклонения. Отсутствие надежной информации об
относительных угловых координатах является основной причиной
того, что маневры уклонения осуществляются только в
вертикальной плоскости. Определение маневра производится на том ВС,
который первым обнаружил УС. Информация о предлагаемом
маневре передается КС и диспетчеру службы УВД. Последнее
необходимо для избежания «вторичных конфликтов», т.е. чтобы при
уклонении от возможного столкновения с одним самолетом не
возникло конфликтной ситуации с другим самолетом. При
необходимости диспетчер имеет возможность вмешаться, запретив
предполагаемый маневр уклонения или внеся в него коррективы.
Руководящими документами ICAO диспетчеру предоставлено
право окончательного решения по выбору маневра уклонения. Это
возлагает на него большую ответственность и служит причиной
461
высоких стрессовых нагрузок, приводящих к ошибкам, которые
могут оказаться роковыми. Видимо, именно ошибка диспетчера
явилась причиной столкновений российского ТУ-154 с грузовым
самолетом Boeing над Германией летом 2002 г. Снижение нагруз!-
ки на диспетчерскую службу путем повышения роли и участия
экипажа в принятии решений по управлению полетом признано
ICAO одним из основных направлений развития систем УВД.
Бортовая система предупреждения столкновений TCAS.
Бортовая система предупреждения столкновений типа TCAS (Traffic Alert
and Collision Avoidance System) была предложена Федеральным
управлением США и в настоящее время принята в гражданской
авиации в качестве основы для стандартизации БСПС.
Система TCAS является независимой системой, дополняющей
наземную систему УВД, и выполняет следующие функции:
• наблюдение;
• выработка консультативной информации;
• обнаружение угрозы столкновения с ВС;
• выработка рекомендаций на маневр уклонения в
вертикальной плоскости;
• координация маневров;
• связь с наземными системами.
Длительность рабочего цикла системы номинально составляет
1 с и в конфликтной ситуации не должна превышать 1,2 с.
Система TCAS позволяет отображать информацию о ВС,
находящемся, как минимум, в пределах 11 км (6 морских миль) по
дальности и ±370 м (1200 футов) по абсолютной высоте, если
конфликтующее ВС передает данные о высоте.
Точность определения дальности до ВС, представляющего
угрозу, должна быть не менее 14,5 м, а рекомендуемое значение
СКО определения относительного пеленга не должно превышать
10°. Указанная точность определения относительного пеленга
достаточна для целей визуального отслеживания потенциальной
угрозы, однако не позволяет вырабатывать рекомендации по
расхождению ВС в горизонтальной плоскости и надежного
прогнозирования горизонтального расстояния при расхождении ВС.
Работа системы TCAS тесно увязана с работой системы
вторичной радиолокации (СВРЛ) УВД. Коротко рассмотрим
принципы работы СВРЛ.
СВРЛ обеспечивают определение координат ВС,
оборудованных ответчиками, и получение от этих ВС полетной и служебной
информации (бортовой номер, высота, скорость и курс полета,
запас топлива, выпуск шасси, наличие аварийной ситуации и т.д.).
В состав СВРЛ входят вторичные обзорные радиолокаторы (ВОРЛ)
и бортовые ответчики.
ВОРЛ выполняет функцию запросчика в системе активной
радиолокации с активным ответом. По сигналам ответа ВОРЛ опре-
462
деляет наклонную дальность и азимут ВС, а также извлекает из
кодированных сигналов полетную и служебную информацию.
Применение активного ответа позволяет при сохранении мощности
излучения существенно повысить дальность действия системы.
Бортовой ответчик представляет собой приемопередатчик,
генерирующий ответный сигнал в случае приема запроса ВОРЛ.
Сигнал ответа формируется на основе данных, поступающих от
бортовых систем ВС, в зависимости от содержания сигнала
запроса.
По принципу работы СВРЛ подразделяются на неселективные
и дискретно-адресные.
В неселективных системах запрашивающий ВОРЛ посылает
группы запросных импульсов, которые запускают каждый бортовой
ответчик, находящийся в зоне перекрытия главного лепестка ДН
антенны радиолокатора. При получении такой группы запросных
импульсов ответчик передает группу ответных импульсов. Эти
ответы принимаются и декодируются запрашивающим ВОРЛ.
Измеренные значения дальностей и азимутов, а также
декодированные данные, содержащиеся в сообщении, направляются
диспетчеру службы УВД. В зависимости от кода запроса ответный сигнал
может содержать информацию о бортовом номере,
барометрической высоте, запасе топлива, путевой скорости и путевом угле.
Используются два неселективных режима работы ВОРЛ:
• режим УВД, применимый только на внутренних трассах РФ;
• режим RBS, стандартизованный ICAO для международного
применения.
СВРЛ режима £ (дискретно-адресные) основаны на тех же
принципах, что и неселективные СВРЛ. Главные отличия состоят
в следующем:
• всем ВС, работающим в режиме S, индивидуально
присваиваются уникальные адреса;
• на запрос ВОРЛ в режиме S отвечает только тот ответчик,
которому адресован запрос;
• каналы запроса и ответа используют помехоустойчивое
кодирование.
Эксплуатируемые самолеты оборудованы ответчиками,
работающими в различных режимах. Для обеспечения взаимодействия
с любыми ответчиками ВОРЛ режима S может излучать
запросные сигналы различных видов:
• запрос общего вызова режимов RBS и S;
• общего вызова только режима RBS;
• общего вызова режимов УВД и S;
• режима S.
На запросы общего вызова отвечают все ответчики,
получившие запрос. На адресный запрос отвечает только тот ответчик,
которому адресован запрос.
463
Формат передаваемых данных в сигналах запроса и ответа ре-<
жима S определяется протоколами, стандартизованными ICAO
Объем передаваемой информации составляет 56 или 112 бит. Для
целей вторичной радиолокации чаще используются короткие со-)
общения (56 бит), в которых передаются данные о высоте, а
также информация о стадии движения (состоянии полета) ВС —
нахождение ВС в воздухе, передвижение его по земле,
предупреждение об опасности, специальная идентификация
местоположения.
Длинные посылки (112 бит) предназначены в основном для
решения задач наблюдения. При этом по линии «борт—земля»
может передаваться расширенная навигационная (например,
координаты ВС и параметры полета) и служебная информация, а
по линии «земля —борт» — служебная информация (например,
сведения о погодных условиях, состоянии полосы, наличии
пассажиров, ожидающих рейс в аэропорте) и адресные запросы на
получение конкретной информации с борта ВС.
Дискретная адресация и цифровое кодирование, примененные
в передачах режима S, позволяют использовать их в виде
цифровой линии передачи данных. Форматы передаваемых запросов и
ответов, определенные в системе режима S, содержат поля
кодирования для передачи информации. Такая же система передачи
данных может быть использована для обмена информацией по
линии «борт—борт». Это позволяет решать задачи межсамолетной
навигации и предупреждения столкновений. На этом принципе, в
частности, основана работа системы предупреждения
столкновений типа TCAS.
В упрощенном виде принцип работы системы TCAS
заключается в следующем. Система периодически посылает запросные
сигналы общего вызова для всех радиомаячных систем УВД и ВС,
оборудованных ответчиками УВД, работающими в режиме S. В ответ
на эти запросы ответчики посылают сигналы, содержащие
значения их текущей высоты. По этим сигналам система TCAS
измеряет дальность до отвечающего ВС. Для оценки угрозы
столкновения используются данные высоты и соотношения высот ВС,
вертикальной скорости, дальности и скорости изменения дальности.
Если в составе бортового оборудования имеется аппаратура,
обеспечивающая определение относительных угловых координат, то
эта информация также используется для оценки угрозы
столкновения. При этом могут быть оценены время, оставшееся до
момента наибольшего сближения ?сбл, и величина дальности
наибольшего сближения (пролета) Ц.бл. Если угловые координаты
не измеряются, то для оценки угрозы столкновения в
горизонтальной плоскости используется «критерий τ».
Если в соответствии с используемым критерием обнаружена
угроза столкновения, то период обновления информации между
464
защищающимся и конфликтующим самолетами уменьшается до
1 с, а общий широковещательный режим наблюдения (общий
вызов) сменяется на адресный запрос и адресный ответ. В систему
управления самолета и экипажу выдается консультативная
информация о воздушном движении. На индикаторе кругового обзора
пилотажно-навигационного комплекса отображаются
местоположение (дальности и пеленги), высота (относительная или
абсолютная) и данные об изменениях абсолютных высот тех КС,
которые представляют потенциальную угрозу.
В случае обнаружения угрозы столкновения система выдает
рекомендации, которые могут быть разделены на две группы:
• корректирующие, предписывающие изменение высоты
полета или скорости ее изменения;
• профилактические, которые инструктируют пилота избежать
некоторых маневров.
Рекомендации по предотвращению угрозы столкновения
выдаются за 15... 35 с до предполагаемого момента наибольшего
сближения конфликтующих ВС и должны обеспечивать расхождение
ВС по высоте не менее чем на 300 м.
Маневры предотвращения столкновения, выработанные
системой TCAS, могут создавать ситуацию конфликта с другим ВС,
оборудованным системой TCAS, поскольку этот самолет может
принять к выполнению маневр, направленный на первый
самолет. Для избежания подобных ситуаций ВС обмениваются
сообщениями согласования, используя адресные запросы.
Самолет, который обнаружил угрозу столкновения первым,
вырабатывает маневры уклонения и инициализирует процедуру
связи с конфликтующим самолетом для координации маневров.
Одновременно взаимное расположение конфликтующих
самолетов и предполагаемые маневры уклонения отображаются на
индикаторе диспетчера системы УВД. В необходимых случаях
диспетчер имеет возможность включиться в процесс разрешения
конфликтной ситуации (например, отменить маневры, рекомендуемые
системой TCAS, и предложить собственный вариант действий).
В соответствии с нормативными документами 1САО,
действующими в настоящее время, последнее слово остается за
диспетчером.
Рекомендации системы TCAS отключаются на высоте 300 м и
ниже во избежание неудобств при посадке самолета, а также по
сигналам систем, имеющих более высокий приоритет (например,
GPWS — Ground Proximity Warning System — системы
сигнализации опасного сближения с землей).
Исследования, проведенные фирмами-разработчиками
системы TCAS под контролем ICAO, а также имеющийся опыт
эксплуатации системы показали ее высокую эффективность с точки
зрения снижения риска столкновения. Что не менее важно, сис-
465
тема сама не ухудшает сложившуюся ситуацию. Однако полной/
защиты от возможного столкновения система TCAS не
обеспечивает. Кроме того, постоянно и высокими темпами растет
интенсивность воздушного движения и напряженность в воздушном
пространстве, особенно в районе аэропортов. Это является катализан
тором интенсивных усилий, направленных на разработку новых]
более эффективных СП. Одним из результатов этих усилий
является система TCAS-2000, являющаяся развитием системы TCAS.
Проводятся также работы по построению бортовых СПС на
основе использования данных СРНС.
Отдельного внимания заслуживают системы автоматического
зависимого наблюдения (АЗН), определенные ICAO как один из
основных элементов будущей глобальной системы Связи, Навигации,
Наблюдения/Организации Воздушного Движения. АЗН является
методом наблюдения, при котором воздушное судно (или любой
другой абонент) автоматически по линии передачи данных
периодически предоставляет конкретному (при адресном АЗН) или
любому (при радиовещательном АЗН) потребителю информацию
своих бортовых систем. В зависимости от конкретной реализации АЗН
может включать в себя функции наблюдения по линиям связи «борт-
земля» и «борт—борт», а также поддерживать некоторые виды
применения, относящиеся к взаимодействию между воздушными
судами и наземным транспортом (например, автозаправщиком).
Одной из основных функций АЗН является обеспечение
экипажа самолета информацией об окружающей воздушной
обстановке. В перспективе предусматривается доведение этой функции
до функции предотвращения столкновений. В свою очередь, на
основе решения задачи предотвращения столкновений может быть
организовано автономное эшелонирование. При этом пилоты
смогут принимать на себя ответственность за обеспечение
эшелонирования, обеспечивая тем самым реализацию перспективных
концепций ICAO: «свободного полета» и разделения ответственности
за эшелонирование между диспетчером и пилотом.
Автоматическое зависимое наблюдение может являться
основой и для построения систем МСН. Обмен данными по линии
«борт — борт» при обеспечении необходимого объема и темпа
обновления информации позволяет обеспечить решение не только
задачи встречи ВС в воздухе, но и более общих задач МСН,
включая автоматическое управление групповым полетом.
Контрольные вопросы
1. В чем различие фазового и импульсно-фазового методов измерения
РНП?
2. Поясните зависимость погрешности измерения дальности
(разности дальностей) в ФРНС от номинала несущей частоты сигнала.
466
3. Почему при измерении РНП в ИФРНС используется лишь
начальный участок фронта сигнального импульса? Как это влияет на
погрешность измерения, обусловленную действием шума?
4. Поясните процедуру устранения многозначности измерений по
начальному участку фронта сигнала.
5. Погрешность измерений РНП в ИФРНС зависит от номинала
несущей частоты f0 сигнала. К каким последствиям приводит увеличение/0?
6. В чем причина ограниченной пропускной способности дальномер-
ного канала РСБН и системы DME?
7. Поясните особенности работы угломерного канала РСБН в
ненаправленном и направленном режимах.
8. Как используется эффект Допплера для снижения ошибок
измерения азимута в системе VOR?
9. Поясните принцип двухшкального измерения азимута в системе
TACAN.
10. Поясните различия равносигнальных маяков и маяков с
«опорным нулем», используемых в системах посадки метрового диапазона.
11. Перечислите основные недостатки систем посадки метрового и
дециметрового диапазонов волн.
12. Поясните принцип формирования измерительных сигналов в
системе посадки сантиметрового диапазона.
13. Сформулируйте основные задачи систем межсамолетной
навигации.
14. Поясните принципы обнаружения угрозы столкновения
самолетов.
15. Поясните сущность «критерия τ».
16. Сформулируйте основные принципы построения системы TCAS.
ГЛАВА 11
СПУТНИКОВЫЕ РАДИОНАВИГАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
11.1. Спутниковые радионавигационные системы
первого поколения
В 1957 г. группа советских ученых под руководством академика
В. А. Котельникова экспериментально подтвердила возможность
определения параметров движения искусственных спутников Земли
по результатам измерений допплеровского сдвига частоты
сигнала, излучаемого с ИСЗ, в точке приема с известными
координатами. Была установлена также возможность решения обратной
задачи — нахождения координат точки приема по измеренному доп-
плеровскому сдвигу частоты сигнала, излучаемого с ИСЗ,
параметры движения которого известны.
Использование ИСЗ в качестве радионавигационной опорной
станции, координаты которой хотя и изменяются, но заранее
известны для любого момента времени, позволило создать ряд
проектов спутниковых радионавигационных систем первого
поколения. Характерной чертой первого поколения СРНС является
применение низковысотных (низкоорбитных) ИСЗ и
использование для навигационных определений сигнала одного ИСЗ,
оказывающегося в зоне радиовидимости наблюдателя.
Рассмотрим следующую упрощенную модель местоопределе-
ния с использованием ИСЗ (рис. 11.1). Пусть ИСЗ вращается с
известной постоянной скоростью г;исз по окружности радиусом /?исз
в плоскости, проходящей через центр сферы (Земли). Положение
ИСЗ в каждый момент времени известно, наблюдатель
(потребитель) неподвижен и находится на поверхности Земли в
некоторой точке П. ИСЗ излучает гармонические колебания частотойf0.
Наблюдатель имеет возможность сравнивать частоту
принимаемого от ИСЗ колебания fnp(t) с частотой бортового эталона.
Бортовой эталон имеет ту же частоту колебаний, что и излучаемый ИСЗ
сигнал. Измерив разность частот /пр(0 -f0 = Fa(t), можно
построить зависимость допплеровского сдвига частоты Fa от времени /
при различных дальностях: Dx{tQ) < D2(t0) < Di,(t0) (кривые Ί...3 на
рис. 11.2). В момент t0 допплеровский сдвиг Fa(t) = 0, что
соответствует наикратчайшему расстоянию между ИСЗ и потребителем.
Наблюдатель, зафиксировавший момент изменения знака доп-
468
плеровской частоты, может утверждать, что находится в
плоскости, нормальной к вектору скорости ИСЗ. Зная координаты ИСЗ в
момент времени t0 и направление его движения, можно
построить поверхность положения в виде плоскости, а также линию
положения на поверхности Земли (линия СП на рис. 11.1). Для
определения на этой линии точки, соответствующей
местонахождению наблюдателя, можно использовать зависимость крутизны
изменения Fa(t) в момент t0, т.е. ^'(0|,=, =—р-А от расстояния
1'='о
между ИСЗ и точкой приема П. Для заданных уисз, /> и /?исз
крутизна изменения Fa(t) в окрестности точки tQ однозначно связана
с наклонной дальностью D(t0), т.е. расстоянием между ИСЗ и
потребителем в момент времени t0. Определив D(t0), строят
поверхность положения в виде сферы с центром в точке нахождения
ИСЗ в момент t0. Местоположение потребителя соответствует
точке пересечения этой сферы с линией положения СП.
Таким образом, измерив t0 и крутизну зависимости доппле-
ровского сдвига частоты от времени F^(t)\ _ , находят
координаты потребителя на поверхности Земли.
Рассмотренный метод определения координат называют
дифференциальным допплеровским {траверзным).
В космических РНС особое внимание уделяется зависимости
качества радионавигационных измерений от мощности излучаемого
ИСЗ сигнала. Помехоустойчивость радионавигационного канала тем
Рис. 11.1. Упрощенная модель Рис. 11.2. Зависимостьдопплеров-
местоопределения с использо- ского сдвига частоты от времени
ванием ИСЗ
469
выше, чем большая часть энергии принятого сигнала
используется для измерения РНП. В связи с этим получил распространение
метод радионавигационных измерений, основанный на
интегрировании допплеровской частоты (рис. 11.3).
Пусть в точке приема Π вычисляют интеграл
]Fa(t)at = -^]vp(t)dt = j-[D(t2)-D(tl)], (11.1)
Ί Ί
где [tx; t2] — фиксированный интервал времени; с — скорость
света; νρ(ή — радиальная скорость ИСЗ относительно потребителя.
Как следует из формулы (11.1),
ADi=D(t2)-D(tl) = ^r]FA(t)dt. (11.2)
/о ,,
Таким образом, вычисление интеграла от допплеровской
частоты в пределах [/,; t2] фиксирует разность дальностей ADX до
ИСЗ в последовательные моменты времени tt и t2, т.е. дает
значение навигационного параметра в разностно-дальномерной РНС с
опорными станциями, координаты которых определяются
положением ИСЗ в эти моменты времени. Фиксированное значение
AD{ соответствует поверхности положения в виде гиперболоида, а
его пересечение с поверхностью Земли дает линию положения
(ЛП1)(см. рис. 11.3).
Произведя интегрирование Fa(t) в течение интервала времени
[t2; t}] и пересчитав результат в разность расстояний
AD2 = D(t3)-D(t2) = γ\ Fa(t)dt, (11.3)
/о t2
получим вторую поверхность положения и соответственно ЛП2.
Положение наблюдателя характеризуется точкой пересечения ли-
Рис. 11.3. Интегрально-допплеровский метод местоопределения
470
ний положения (ЛП1 и ЛП2). Возникающая при этом
неоднозначность решения навигационной задачи устраняется, как и в
наземных РНС, с помощью априорных данных о координатах
потребителя.
Рассмотренный метод нахождения координат называется
интегральным допплеровским.
Искомые координаты рассчитывают с помощью бортового
вычислителя. Как и в наземных беззапросных РНС, в
спутниковых РНС основным условием является точная привязка
результатов измерения РНП к единой шкале времени. Для этого в
аппаратуру потребителя вводят высокостабильный эталон частоты,
обеспечивающий формирование бортовой шкалы времени,
коррекцию которой осуществляют с помощью специальных меток
времени в принимаемом радиосигнале. Кроме того, для вычисления
текущих пространственных координат ИСЗ на борту потребителя
необходимо иметь эфемеридную информацию, т.е. предвычислен-
ные значения координат и вектора скорости ИСЗ.
Эфемеридную информацию в форме параметров орбиты ИСЗ
либо его геоцентрических координат передают с борта ИСЗ с
помощью модуляции (фазовой или частотной) непрерывной
несущей, используемой для интегральных допплеровских измерений.
Приведенные соображения о возможности применения в СРНС
интегрального допплеровского метода носят общий характер и не
учитывают ряда важных факторов, влияющих на качественные
показатели системы. Для того чтобы составить представление о
влиянии этих факторов (интервалов времени между
навигационными сеансами, параметров движения потребителя и др.) на
точность определения местоположения потребителя, рассмотрим
низкоорбитную СРНС «Транзит». В состав этой СРНС входят пять
или шесть ИСЗ, наземный комплекс контроля и парк бортовой
аппаратуры потребителей. ИСЗ расположены на круговых
полярных орбитах высотой около 1 100 км и имеют период обращения
около 107 мин. При таких параметрах орбит каждый ИСЗ может
находиться в зоне радиовидимости потребителя, радиус которой
достигает 2 000 км, от 10 до 16 мин. Учитывая, что период
передачи навигационной информации (эфемеридная информация,
метки времени, служебная информация) равен 2 мин, а время
нахождения ИСЗ в зоне радиовидимости 10... 16 мин, за один
пролет ИСЗ можно получить несколько поверхностей положения.
Например, если At = t2 - t\ = 2 мин, что соответствует расстоянию
между положениями спутника в точках 1, 2, 3, ... около 960 км,
то число поверхностей положения будет 5...8, тогда как
минимальное достаточное для местоопределения число 3. Избыточное
число образованных поверхностей положения может быть
использовано для статистического сглаживания получаемых оценок
координат. Кроме сглаживания избыточная информация позволяет
471
измерить не только координаты: географическую широту и
долготу, но и расхождение между шкалами времени потребителя и ИСЗ.
В рассматриваемой системе применяют два высокочастотных
сигнала: основной (400 МГц) и вспомогательный (150 МГц), что
дает возможность произвести компенсацию ошибки,
обусловленной ионосферной рефракцией при допплеровских измерениях.
Передачу навигационной информации осуществляют путем
фазовой модуляции обеих несущих двоичными посылками ±60°, что
сохраняет постоянный уровень несущего колебания и
обеспечивает устойчивую работу канала фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ) вне зависимости от передаваемой последовательности
информационных посылок.
При движении потребителя точность местоопределения
зависит от точности оценки скорости объекта. Это объясняется тем,
что для нахождения координат потребителя как точки
пересечения нескольких поверхностей положения, соответствующих
различным моментам времени, необходимо линии положения
привести к одному моменту времени. Точное решение этой задачи
возможно лишь при известных параметрах движения потребителя
в интервалах между оценками РНП. Например, при погрешности
измерения скорости объекта Αν = 0,5 м/с погрешность
местоопределения составляет 500 м, в то время как погрешность
местоопределения неподвижного объекта приблизительно равна 50 м.
Кроме того, в рассматриваемых СРНС невозможно
непрерывно осуществлять местоопределение потребителей из-за наличия
длительных перерывов между обсервациями (прохождениями
спутниками зоны радиовидимости). Средний интервал времени между
обсервациями зависит от географической широты потребителя и
колеблется от 35 мин в приполярных районах до 90 мин вблизи
экватора. Уменьшение этого интервала путем увеличения числа
спутников в данных системах невозможно, так как все ИСЗ
излучают сигналы на одних и тех же частотах. При нахождении в зоне
радиовидимости нескольких спутников возникают взаимные
помехи, что нарушает работоспособность систем.
Таким образом, существующие низкоорбитные СРНС
обладают, по крайней мере, двумя серьезными недостатками: малой
точностью определения координат высокодинамичных объектов
и большим интервалом времени между обсервациями.
11.2. Спутниковые радионавигационные системы
второго поколения
Несоответствие СРНС первого поколения требованиям
высокоточного непрерывного навигационного обеспечения привело к
разработке нового, второго, поколения СРНС. Характерными осо-
472
бенностями СРНС второго поколения являются применение сред-
невысотных (среднеорбитных) ИСЗ и использование для
навигационных определений сигналов нескольких одновременно
находящихся в зоне радиовидимости ИСЗ. В состав СРНС входят
подсистема ИСЗ, подсистема контроля и управления (наземный
командно-измерительный комплекс) и подсистема аппаратуры
потребителей.
В состав космической подсистемы входят 18...24 ИСЗ,
размещенных равномерно в нескольких орбитальных плоскостях.
Высота орбит ИСЗ около 20 000 км, период обращения 12 ч. На рис. 11.4
в качестве примера показано размещение навигационных ИСЗ
системы ГЛОНАСС при полном развертывании. В зоне
радиовидимости потребителя в любой момент может находиться до 11 —12
ИСЗ, что обеспечивает возможность непрерывного определения
трех координат (долгота, широта, высота). Временные шкалы всех
ИСЗ согласованы между собой и синхронизируются системой
единого времени.
Подсистема контроля и управления (наземный
командно-измерительный комплекс) осуществляет слежение за ИСЗ и
обеспечивает спутники информацией, необходимой для формирования
радионавигационных сигналов и навигационных сообщений.
Навигационная аппаратура потребителей (подсистема
аппаратуры потребителей) производит выбор рабочего созвездия ИСЗ,
поиск и слежение за сигналами, обработку измеряемых РНП и
эфемеридной информации для определения координат и
составляющих скорости потребителей.
В рассматриваемой СРНС ИСЗ излучают двоичный фазомани-
пулированный сигнал, код которого является индивидуальной
принадлежностью каждого ИСЗ. Это позволяет всем ИСЗ работать
на общей несущей частоте, не создавая заметных
внутрисистемных помех. Измеряемыми радионавигационными параметрами
служат время запаздывания и допплеровское смещение частоты
принимаемого радионавигационного сигнала относительно его
образца, формируемого на борту потребителя. Фазоманипулиро-
ванный сигнал, имеющий базу F3TK= 1000 (F3 — эффективная
ширина спектра; Гк — период кода),
излучается на несущей частоте/^ 1,5 ГГц,
обеспечивая высокую точность измерения
обоих параметров. Время запаздывания
принятого сигнала относительно шкалы
времени потребителя включает в себя начальное
расхождение шкал времени потребителя и
Рис. 11.4. Пример размещения ИСЗ ГЛОНАСС
при полном развертывании
473
ИСЗ и задержку распространения сигнала на трассе ИСЗ
—потребитель. Если фазы опорных генераторов потребителя и ИСЗ
совпадают (расхождение шкал времени равно нулю), то
измеряемое время запаздывания пропорционально дальности между ИСЗ
и потребителем. В противном случае оно пропорционально
квазидальности (псевдодальности) и для оценки координат
необходимо использовать квазидальномерные или разностно-дальномер-
ные измерения подобно тому, как это делается в наземных РНС.
Измерение времени запаздывания принимаемого сигнала
производится на основе корреляционного метода. Формируемая в
приемнике копия сигнала ИСЗ перемножается с принятым
сигналом, образуя после интегрирования корреляционную функцию.
Выходной сигнал коррелятора достигает максимального
значения, пропорционального числу элементов кода, когда
формируемая копия (образец) совпадает по времени и частоте с
принимаемым сигналом. Получаемый максимум функции корреляции
пропорционален времени интегрирования в корреляторе. Выбором
достаточно большого времени интегрирования достигается
высокая точность измерения.
Поиск максимума функции корреляции на плоскости время —
частота тем надежнее, чем меньше уровень боковых лепестков.
В связи с тем, что сигналом является двоичная фазоманипулиро-
ванная последовательность большой длины (/V = 1 000), уровень
боковых лепестков сравнительно мал и они практически не
влияют на надежность поиска.
В связи с тем, что для определения координат необходимо иметь
сведения о местоположении ИСЗ на каждый момент времени, в
рассматриваемой СРНС, как и в СРНС первого поколения, на
борту потребителя следует располагать эфемеридной
информацией. Для этого на борту ИСЗ дальномерный фазоманипулирован-
ный радионавигационный сигнал подвергается дополнительной
бинарной фазовой манипуляции в соответствии с
информационным сообщением, представленным последовательностью нулей и
единиц. Требуемая скорость передачи информации (эфемериды,
поправки на распространение радиоволн и др.) невелика (около
50 бит/с), поэтому длительность одного информационного
символа составляет приблизительно 20 мс, в то время как период
дальномерного кода — около 1 000 мкс, что практически
исключает влияние передаваемого сообщения на качество измерения
псевдодальностей на борту потребителя. Таким образом,
выделяемый на борту потребителя информационный сигнал несет
сведения о параметрах движения ИСЗ, а дальномерный
радионавигационный сигнал — сведения о параметрах движения
потребителя относительно ИСЗ. Для составления навигационных уравнений
удобно использовать систему декартовых координат (рис. 11.5) с
началом в центре Земли (геоцентрическую прямоугольную систе-
474
Рис. 11.5. Система координат при решении навигационной задачи
му координат). Обозначив через хИсз> Уисз> 2исз и *п> Уп> Z„
координаты ИСЗ и потребителя соответственно, квадрат расстояния
между ними представим как
D2 = (*исз - хп)2 + (Уисз ~ Уп)2 + (гисз - Z,,)2. (11.4)
Если бы шкалы времени ИСЗ и потребителя были точно
совмещены, то для нахождения координат достаточно было бы
измерить три РНП (£),, D2, Dt, — расстояния до трех ИСЗ),
составить систему из трех уравнений вида (11.4) и найти из нее три
неизвестные координаты: хп, уп, z„- При наличии расхождения шкал
времени Δ/ = const измеренная квазидальность включает в себя
величину cAt, поэтому система уравнений принимает вид
(0, + cAt)1 = (хисз, - хп)2 + (Уисз, - Уп)2 + (гисз/ - Z„)2, (11.5)
где индекс / соответствует номеру ИСЗ. Для расчета хп, уп, z„ и Δ/
требуется измерить четыре РНП D, + cAt (/ = 1, 2, 3, 4) и решить
систему из четырех уравнений (11.5).
Полученная система уравнений может быть использована для
определения координат как при дальномерных, так и при квази-
дальномерных измерениях. В первом случае At= 0 и для решения
задачи можно ограничиться лишь тремя уравнениями (/= 1, 2, 3).
При квазидальномерных измерениях шкалы времени потребителя
и ИСЗ не совмещены, но ДГнеизменно в процессе
навигационного сеанса. Поэтому для решения задачи необходимо провести
дополнительное, четвертое, измерение (D4 + cAt), дополнив таким
образом число уравнений до четырех.
Заметим, что система уравнений, составленная по формуле
(11.5), может быть преобразована к виду
475
Δ Αι =[(Лисз,-Лп)2+(Уисз/->'п)2+(<:исз,-<:п)2]1 -
-[(Хнсз*-Хп)2+(Упсз1-Уп)2+^нсз1-гп)2] , (11.6)
где ADn — измеренная разность дальностей до двух ИСЗ (/-го и
первого); / = 2, 3, 4.
Выражение (11.6) состоит из трех уравнений и позволяет
найти координаты хп, уп, z„ по результатам разностно-дальномерных
измерений.
Возвращаясь к решению навигационной задачи при квазидаль-
номерных измерениях, укажем на возможность оценки
составляющих вектора скорости потребителя по результатам измерений
разности частот принятого сигнала и бортового опорного
генератора. Для этого вновь обратимся к системе уравнений, записанных
по формуле (11.5). Переход от измерения дальностей
(квазидальностей) к измерению скоростей (квазискоростей) позволяет с
помощью дифференцирования по времени уравнений (11.5)
вычислить значения составляющих вектора скорости потребителя х'„,
у'п, ζ'π- Прежде чем перейти к формальной записи новой системы
уравнений целесообразно рассмотреть влияние изменения
величины Δ/ в процессе измерений на погрешности определения
координат и скорости потребителя. При высокой стабильности
опорных генераторов и достаточно высокой точности установки их
номинальных частот изменение At за время навигационного сеанса
невелико и при нахождении координат потребителя им можно
пренебречь. При измерении же скорости зависимость Δί от
времени существенно влияет на погрешность измерения.
Для количественной оценки этого влияния рассмотрим
характерный для СРНС пример. Пусть несущая частота сигнала/= 109 Гц.
Относительное расхождение номиналов частот опорных
генераторов потребителя и ИСЗ равно 10ю, что соответствует
абсолютному расхождению 0,1 Гц. В этом случае шкалы времени
потребителя и ИСЗ перемещаются друг относительно друга на 1 не за 1 с,
что соответствует изменению дальности со скоростью 0,3 м/с. Если
время, затрачиваемое на измерение дальности (квазидальности),
равно 1 с, то пренебрежение изменением At приведет к
погрешности 0,3 м, что намного меньше погрешностей, обусловленных
другими причинами (изменчивость условий распространения
радиоволн, инструментальные ошибки, влияние помех и др.). Если же
измеряемым параметром является скорость, то при тех же условиях
погрешность измерения радиальной скорости составит 0,3 м/с, что
существенно превышает допустимую погрешность измерения
скорости.
С учетом изложенного после дифференцирования выражения
(11.5) получим:
476
(A + cAt)( D; + δ/Τ) = (хисз , - xn Х^сз,, - x'n) +
+(Уисз/-Уп)(>'исз,-^п) + (гисз/--гп)иисз,--гп), (11.7)
или
β/ + bD' = (/),+ сДО"' [(Хисз, - *п )(*исз i- - К) +
+(Уисз, - Уп ХУисз / - У'п) + (^исз / - гп Хгисз / - «ή )1.
где 6D' — поправка радиальной скорости за счет расхождения
частот опорных генераторов потребителя и ИСЗ; /= 1, 2, 3, 4.
Имея в виду, что хп, уп, ζπ и At определены на первом этапе
решения навигационной задачи (при решении системы
уравнений (11.5)), хисзл Уисзо £исз; транслированы на борт
потребителя информационным сообщением, а сумма D- + bD' измерена
потребителем с помощью сравнения частот принятых сигналов с
частотой опорного генератора, получаем систему из четырех
уравнений с неизвестными x'n, y'„, z'n и 6D'. Решение этой системы
позволяет найти значения составляющих вектора скорости
потребителя и поправку на сдвиг частоты его опорного генератора
относительно частоты генератора ИСЗ.
11.3. Принципы построения аппаратуры
потребителей спутниковой радионавигационной
системы второго поколения GPS
Основные задачи, решаемые аппаратурой потребителя. К числу
потребителей СРНС второго поколения относятся наземные
объекты (подвижные и неподвижные), ЛА (нысокодинамичные и
низкодинамичные) и др. В зависимости от типа потребителя
требования к точностным характеристикам, числу измеряемых
координат и составляющих скорости, допустимому времени вхождения в
синхронизм, массогабаритным показателям и стоимости
аппаратуры потребителя колеблются в широких пределах. Для наземных
и морских объектов достаточно ограничиться измерением двух
координат и двух составляющих скорости. Для ЛА число
измеряемых координат и составляющих скорости возрастает до трех.
Поэтому номенклатура модификаций бортовой аппаратуры весьма
обширна.
При рассмотрении задач, решаемых аппаратурой потребителя,
и принципов ее построения будем ориентироваться на
технические характеристики системы GPS.
С борта каждого ИСЗ системы GPS непрерывно излучаются два
взаимно когерентных фазоманипулированных колебания на
несущих частотах I 575,42 и I 227,6 МГц. Использование двух несущих
477
частот преследует те же цели, что и в СРНС «Транзит», а именно:
возможность вычисления и учета поправок на распространение
радиоволн в ионосфере. В системе GPS применяют два дальномер-
ных сигнала: сигнал высокой точности (ВТ) и сигнал
пониженной точности (ПТ). Сигнал ВТ формируется манипуляцией фазы
несущей частоты (1 575,42 МГц) на ±90°, а сигнал ПТ —
манипуляцией той же несущей на 0 и 180°. Ортогональность (квадратура)
сигналов ВТ и ПТ обеспечивает возможность их полного
разделения на борту потребителя. На частоте 1 227,6 МГц излучается только
ВТ сигнал. Поэтому устранение ионосферной рефракционной
погрешности возможно только для потребителей, располагающих
аппаратурой обработки ВТ сигнала. Для простоты изложения
сосредоточим внимание лишь на сигнале ПТ.
Сигнал ПТ, излучаемый /-м ИСЗ на частоте f0 = 1 575,42 МГц,
можно представить в виде
5,(Г) = *С,(ОА(Ояп2я/о*, (11.8)
где XGi(t) — дальномерный код в виде двоичной фазоманипули-
рованной последовательности (длительность символа дальномерно-
го кода Т0 ~ 1 мкс); D,(t) — код данных (информационное
сообщение), принимающий значения ±1 при скорости передачи 50 бит/с
(длительность символа кода данных равна 20 мс).
Код XGj{t) является последовательностью Голда. Каждая такая
последовательность образуется путем перемножения двух
специально подобранных двоичных М-последовательностей одной и той
же длины N (в системе GPS N= 1 023). При различных временных
сдвигах перемножаемых ^-последовательностей получаются
различные последовательности Голда. Каждому ИСЗ в системе
присвоена своя, индивидуальная последовательность Голда.
Основными задачами, решаемыми аппаратурой потребителя,
являются:
• выбор рабочего созвездия ИСЗ;
• поиск и опознавание навигационных сигналов ИСЗ;
• введение в синхронизм систем слежения по времени
запаздывания и фазе несущей частоты дальномерных сигналов;
• измерение времени запаздывания и допплеровского сдвига
частоты;
• выделение и расшифровка содержания навигационного
(информационного) сообщения;
• расчет координат ИСЗ на момент навигационных
измерений;
• решение навигационной задачи (определение координат и
составляющих вектора скорости потребителя, поправок к сдвигу
шкал времени и частот);
• отображение вычисленных данных на информационном
табло.
478
Упрощенная структурная схема аппаратуры потребителя
представлена на рис. 11.6. Она включает антенное, приемное и
вычислительное устройства, а также пульт управления и индикации.
Антенное устройство состоит из антенны, ВЧ блока и блока
управления ДН антенны. Оно обеспечивает прием,
предварительную частотную селекцию и усиление сигналов. ДН антенны в
простейшем случае близка к полусфере. Для потребителей, к
качественным показателям которых предъявляются особенно высокие
требования, применяют антенны с управляемой ДН. Когда одна
из антенн формирует ДН в направлении ИСЗ, расположенного в
зените, а другие — в направлениях ИСЗ, находящихся на малых
углах возвышения, используются антенные блоки.
Приемное устройство выполняет функции
супергетеродинного приемника, а также осуществляет первичную обработку
сигналов. Гетеродинные частоты формируются из колебаний опорного
генератора с помощью синтезатора частот. С усилителя
промежуточной частоты (УПЧ) сигналы поступают на блоки поиска (по
времени запаздывания и частоте) и измерения. После завершения
ВЧ блок
Г"
Антенное ι
устройство ι
УПЧ
1
Блок
управления
Блок связей
Блок
измерения
t
Опорный
генератор
Блок
измерения
ι
Вычислительное ]
устройство ]
Блок
процессоров
и ЗУ
- ]
Блок поиска
Пульт
управления
и индикации
Приемное !
устройство !
Рис. 11.6. Упрощенная структурная схема аппаратуры потребителей
479
поиска в блоке измерения происходит захват сигналов системами
автоматической подстройки частоты (АПЧ), фазы (ФАПЧ) и
времени (АПВ). По завершении переходных процессов в следящих
системах вырабатываемые в блоке измерения значения РНП
(квазидальности, квазискорости), а также код данных D,(t)
поступают на вычислительное устройство.
Вычислительное устройство содержит блок связей и
собственно вычислитель, который на рис. 11.6 упрощенно представлен в
виде блока процессоров и запоминающих устройств (ЗУ).
Основой вычислителя являются микропроцессоры, дополненные
модулями памяти. В зависимости от модификации аппаратуры в
вычислитель обычно входит от одного до четырех
микропроцессоров.
Пульт управления и индикации содержит клавиатуру
управления и индикационное табло, на котором по желанию оператора
могут отображаться измеряемые координаты, составляющие
вектора скорости, результаты расчетов сервисных задач (расчетное
время прибытия в пункт назначения, отклонения от заданного
маршрута и т.п.), результаты тестовой проверки отдельных
блоков и всей аппаратуры в целом.
Модификации аппаратуры потребителей. Можно выделить три
основные модификации аппаратуры потребителей. Аппаратура
первого класса предназначена для быстрых высокоточных
навигационных определений координат места и скорости, а также
поправок времени высокодинамичных потребителей в условиях
сложной помеховой обстановки. Упрощенная структурная схема
аппаратуры потребителей первого класса представлена на рис. 11.7. В ее
состав входит пятиканальный блок АПВ, АПЧ и ФАПЧ. Четыре
идентичных канала используются для слежения за несущими
частотами четырех ИСЗ (fh i= l, 2, 3, 4), канал АПВ обеспечивает
последовательное слежение за задержками сигналов ВТ и ПТ на
частотах 1 227,6 и 1 575,42 МГц поочередно для всех четырех ИСЗ.
Аппаратура потребителей второго класса предназначена для
низкодинамичных объектов. Это дает возможность ограничиться
последовательным слежением за несущей частотой четырех ИСЗ
при сохранении того же режима АПВ, как и в аппаратуре первого
класса. Сокращение числа систем АПЧ и ФАПЧ до одной заметно
упрощает аппаратуру потребителей и снижает ее стоимость.
Аппаратура потребителей третьего класса представлена
упрощенной структурной схемой рис. 11.8. Она удовлетворяет
требованию минимальной стоимости и рассчитана на прием лишь
сигнала ПТ на частоте 1 575,42 МГц, а также поочередное определение
РНП по рабочим ИСЗ. Сигнал ПТ по сравнению с сигналом ВТ
имеет в десять раз большую длительность элементарного
символа кода, что сказывается на значении ошибки измерения
квазидальности. Кроме того, отказ от использования сигнала частоты
480
Преобразователь
и усилитель ПЧ
Синтезатор
частот
Блок АПВ, АПЧ и ФАПЧ
Канал слежения за/
Канал слежения за/
Канал слежения за/
Канал слежения за/
Канал слежения за задержкой (АПВ)
Антенное
устройство
Опорный
гег
iep
ато
Ρ
Пульт
управления
и индикации
Управляющий
процессор
Навигационный
процессор
Рис. 11.7. Упрощенная структурная схема аппаратуры потребителей
первого класса
1 227,6 МГц не позволяет компенсировать ошибку,
обусловленную изменчивостью условий распространения радиоволн. Все это
существенно снижает точность навигационных измерений.
Например, для неподвижного потребителя при отсутствии
организованных помех среднеквадратическая погрешность измерения
квазидальности составляет около 30 м, в то время как при тех же
условиях аппаратура первого и второго классов позволяет получить
погрешность не более 5 м.
Поиск сигнала. Исходными данными для установления общего
числа Μ ячеек в зоне неопределенности на плоскости время —
частота являются число элементарных символов /Уза период кода
Тк, априорный интервал допплеровского сдвига частот ±Fa,
ширина полосы захвата системы АПЧ А/э. В рассматриваемой СРНС можно
принять N = 1 000, Fa = 5 кГц, Д/э = 500 Гц.
Отсюда число анализируемых ячеек М= NFa/Af3= 104. В
простейшем случае некогерентный обнаружитель анализирует
ячейки зоны неопределенности методом последовательного перебора
по частоте и времени. По результатам накопления смеси сигнала с
шумом принимается решение о наличии или отсутствии сигнала
в данной ячейке. При отрицательном решении осуществляется
переход в очередную ячейку, при положительном замыкается цепь
АПВ и АПЧ и контролируется наличие синхронизации в
следящих системах. Отсутствие синхронизации свидетельствует о лож-
481
Антенна
Преобразователь
иУПЧ
Синтезатор частот
и опорный
генератор
Пульт управления
и индикации
Канал слежения
за несущей частотой
и за задержкой кода
Процессор
Рис. 11.8. Упрощенная структурная схема аппаратуры потребителей
третьего класса
ном срабатывании устройства поиска. В этом случае поиск
возобновляется. При подтверждении наличия синхронизации поиск
сигнала одного ИСЗ прекращается и устройство поиска
переключается в режим поиска сигнала следующего ИСЗ. Поиск сигнала
второго ИСЗ производится в существенно меньшей зоне
неопределенности, так как потребитель в результате дешифрации
информационного сообщения Dj{t) первого ИСЗ располагает
сведениями о координатах второго ИСЗ на данный момент времени.
Общее время, затрачиваемое на поиск сигналов созвездия из
четырех ИСЗ, составляет от единиц до десятков минут. После
завершения поиска осуществляется слежение за сигналами ИСЗ. Темп
выдачи измеряемых координат определяется классом потребителя.
В аппаратуре первого класса выдача координат обеспечивается
непрерывно в реальном масштабе времени.
Упрощенная структурная схема устройства поиска
представлена на рис. 11.9. На выходе генератора кода по команде блока
управления поиском устанавливается код искомого ИСЗ. На выходе
Сигнал /^~N
с
'ел
XGM
*0-
Г
Синтезатор
частот
Опорный
генератор
Генератор кода
Детектор
Блок управления
задержкой кода
Временной
селектор
Блок управления
сдвигом частоты
Блок управления
поиском
Пороговое
устройство
Рис. 11.9. Упрощенная структурная схема устройства поиска
482
синтезатора частот формируется колебание sin2n/Ji. Таким
образом, на выходе умножителя создается образец сигнала XGj(t)sin2nfit,
который поступает на второй умножитель, где образуется его
свертка с входным сигналом. Несущая частота образца fj изменяется
скачком по команде блока управления сдвигом частоты. Для
каждого значения^ производится перебор всех TV временных задержек
кода XGj(t). Такая программа обеспечивает последовательный
перебор всех Μ анализируемых ячеек.
После усиления в усилителе промежуточной частоты (УПЧ),
детектирования и последетекторной фильтрации (накопления) в
фильтре нижних частот (ФНЧ) напряжение поступает на
временной селектор, где образуются выборочные значения,
соответствующие моменту появления последнего /V-ro символа на периоде Тк
кода XGj(t). В пороговом устройстве регистрируется результат
сравнения выборок с порогом. При превышении порога
вырабатывается команда прекращения поиска либо перехода к поиску
сигнала очередного ИСЗ.
Схемы слежения за фазой и временем запаздывания сигнала.
Схемы слежения за фазой и временем запаздывания сигнала
обеспечивают поддержание синхронизма между принимаемым
сигналом и опорным образцом, форма которого является копией
полезного сигнала. Синхронизация по времени запаздывания
производится с помощью системы АПВ, а по фазе — системы ФАПЧ.
Слежение осуществляется в условиях, когда несущая частота в
спектре сигнала отсутствует, так как код XGj(t) имеет
практически одинаковое число символов со знаками «+» и «-» на периоде
Гк. Если синхронизация по фазе не может быть реализована
(режим поиска, работа в условиях сильных помех и др.), то
применяют синхронизацию по частоте (АПЧ). В этом случае системы
синхронизации по несущей и АПВ работают в некогерентном
режиме, что приводит к увеличению ошибки слежения, но
позволяет сохранить состояние захвата в цепи слежения за несущей.
Система слежения за несущей и АПВ связаны, так как для работы
системы АПВ используется оценка фазы (частоты), а для работы
ФАПЧ (АПЧ) — оценка задержки огибающей (кода). Рассмотрим
когерентную систему синхронизации. Структурная схема
когерентной АПВ и ФАПЧ представлена на рис. 11.10 (индекс /,
показывающий номер ИСЗ, опущен). С выхода УПЧ приемника сигнал
XG{t)D(t)sin2nfct поступает на фазовый дискриминатор, куда с
другой стороны подается опорное напряжение XG(f)cos(2nfct-tp). Фаза
несущей частоты элементарных радиоимпульсов опорного
напряжения отличается от фазы импульсов сигнала на φ. Близость
времен запаздывания сигнала и опорного напряжения
поддерживается системой АПВ. Фазовый дискриминатор имеет два канала,
отличающиеся лишь тем, что их опорные напряжения сдвинуты
по фазе на π/2, т.е. находятся в квадратуре. Каждый из каналов
483
представляет собой умножитель сигнала на опорное напряжение.
Вырабатываемые ими напряжения фильтруются в ФНЧ, в
результате чего образуются квадратурные составляющие (/и Q) сигнала
рассогласования по фазе. В связи с тем, что исходный дальномер-
ный сигнал XG(t)D(t)sin2nfct манипулирован по фазе сообщением
D(f), составляющие сигнала ошибки /и β изменяют свой знак в
такт с информационными символами сообщения D(t). Для
устранения этого влияния используется операция умножения IQ, в
результате чего сигнал ошибки освобождается от модуляции
символами сообщения. Проанализируем подробнее правило
формирования сигнала ошибки. Не нарушая общности рассуждений,
сигнал и квадратурные опорные напряжения на входе
умножителей 1 и 2 схемы (см. рис. 11.10) можно считать гармоническими:
Umcsin2nfct; Umosin(2nfct - φ); Umocos(2nfct -φ).
Тогда на выходах умножителей получим:
Umc sin 2nfctUmo sin(2nfct - φ) =
= 0, SU^U^ [cos φ - cos(47i/ci - φ)];
Umc sin 2nfctUm0 cos(2nfct - φ) =
= 0, Ъи^и^ [sin φ - sin(47i/c/ - φ)].
На выходах ФНЧ
/ = 0, ^U^U^ cos φ; Q = 0, SU^U^ sin φ
Сигнал ошибки
εοω =W = 0,25VlJJl0 cos φ sin φ =
= 0,125i/ii/isin2cp.
Зависимость еош = Ψ(φ), называемая характеристикой фазового
дискриминатора, приведена на рис. 11.11. Апертура фазового
дискриминатора равна π. При изменении фазы входного сигнала на
180° сигнал ошибки сохраняет значение и знак, поэтому фазовая
манипуляция сигнала символами сообщения D,{t) не влияет на
работу схемы ФАПЧ.
С выхода фазового дискриминатора (см. рис. 11.10) сигнал
ошибки поступает на петлевой фильтр, содержащий одно или несколько
интегрирующих звеньев и корректирующие цепи. Тип фильтра
определяет порядок астатизма системы ФАПЧ. Имея в виду, что
следующим звеном системы является генератор, управляемый
напряжением (ГУН), который, в свою очередь, является
интегрирующим звеном в системе ФАПЧ, число интеграторов в петлевом
фильтре обычно не превышает двух. Наличие трех интеграторов в
системе ФАПЧ обеспечивает нулевые динамические погрешно-
(11.9)
(11.10)
484
Сигнал
УПЧ
XG( t)£Kt)un2nfct
Г0
ФНЧ
JfG(i) 0Osin(2ji£i-φ)
π/2
li0
ΑΌ(ί)β(/)(:θ8(2π/0/-φ)
Q
ФНЧ
Фазовый дискриминатор
Θ
IQ
γΘ
А"С(/+Д/2)
ГУН/с
Петлевой
фильтр
Генератор
кода XG(t)
ГУН
тактовой
частоты
XG(t -Δ/2)
Временной
дискриминатор
ФНЧ
sign/
D(t)
К дешифратору
сообщения
Петлевой
фильтр
■0-
АПВ
Рис. 11.10. Структурная схема когерентной АПВ и ФАПЧ
сти по положению, скорости и ускорению. В установившемся
режиме синфазная составляющая (/) сигнала ошибки изменяет знак
в такт с символами D,{t). После устранения амплитудной
модуляции в блоке sign / она поступает на дешифратор сообщения, а
также используется в схеме АПВ для снятия модуляции сигнала
ошибки U0U1 информационным сообщением.
Система АПВ, представленная на рис. 11.10, содержит
временной дискриминатор, на который в качестве селектирующих
последовательностей подаются опорные напряжения, сдвинутые во
времени копии кода Голда XG(t-Δ/2) и XG{t + Δ/2). Сдвиг Δ влияет на
форму дискриминационной характеристики и погрешность
измерения времени запаздывания. Обычно сдвиг Δ < Т0 = 1 мкс.
Сигнал ошибки на выходе временного дискриминатора, а
следовательно, и на выходе ФНЧ промодулирован знаковой
функцией сообщения D(t). Для снятия знаковой модуляции
используется умножитель, на второй вход которого поступает оценка D(i),
снимаемая с блока sign /. Сигнал ошибки U0U1 подается на
петлевой фильтр, содержащий, как и в системе ФАПЧ,
интегрирующие и корректирующие звенья. Порядок астатизма системы АПВ
обычно ниже, чем системы ФАПЧ, поскольку здесь динамика
485
Рис. 11.11. Характеристика
фазового дискриминатора
может быть учтена пересчетом допплеровского сдвига частоты из
системы ФАПЧ. Генератор кода XG(t) построен на двух регистрах
сдвига с обратными связями.
Проанализированная система синхронизации представляет собой
канал слежения за сигналом одного ИСЗ. Рабочее созвездие
содержит несколько ИСЗ, поэтому для решения навигационной задачи
необходимо иметь многоканальную аппаратуру слежения либо
применять последовательный режим работы, когда определение РНП
производится поочередно по каждому ИСЗ рабочего созвездия.
Система автоматической подстройки частоты. Рассмотренная
ранее схема когерентного слежения за несущей частотой и
задержкой сигнала обеспечивает вхождение в синхронизм, если начальное
расхождение несущих частот сигнала и опорного образца не
превышает полосы захвата Af3 системы ФАПЧ. Обычно после режима
поиска априорная неопределенность по несущей частоте
составляет около ±500 Гц, что превышает полосу захвата ФАПЧ (Δ£ = 50 Гц).
Уменьшение интервала неопределенности по несущей частоте до
полосы захвата ФАПЧ производится с помощью системы АПЧ.
Упрощенная структурная схема системы АПЧ приведена на рис.
11.12. Обведенные пунктирной линией блоки выполняют те же
функции, что и одноименные блоки в схеме рис. 11.10.
Квадратурные составляющие /к и Qk образуются так же, как и в схеме рис.
11.10 (индекс к указывает на принадлежность 1к и Qk к интервалу
времени с порядковым номером к). Отличие состоит лишь в том,
что в установившемся режиме в системе ФАПЧ сигнал и опорные
образцы отличаются фазой несущих колебаний, в то время как в
системе АПЧ — еще и по частоте (наличие допплеровского сдвига
частоты Fa в квадратурных опорных колебаниях).
Сигнал ошибки в системе АПЧ образуется по правилу
е0ш = h-\Qk -hQk-i, (П.11)
где квадратурные составляющие 1к_ ,и Qk_ | запаздывают
относительно /к и Qk на время Т.
Не останавливаясь на вопросах технической реализации
правила (11.11), рассмотрим его физический смысл. Прежде всего,
докажем, что сигнал ошибки (см. формулу (11.11))
пропорционален допплеровскому сдвигу частоты Fa. He нарушая общности
рассуждений, сигнал и квадратурные опорные напряжения на входе
486
умножителей 1 и 2 схемы рис. 11.12 можно принять
гармоническими: Umcsm2nfct; Umosin2n(fc ± FA)t; U„,0cos2n{fc ± Fa)t.
Тогда на выходе этих умножителей:
Umc sin 2nfctUm0 sin 2π(/ς ± F^t =
= 0,5ί/^ί/™ [cos(+2nFat) - cos2ti(2/c ± Fa)t];
Umc sin 2nfctUm0 cos 2n(fc ± Fa)t =
= 0, SUJU^ [sin {+2nFat) + sin 2π(2/0 ± Fa)t].
(11.12)
Полагая, что функции ФНЧ выполняют интеграторы со
временем интегрирования Т» 1 /fc и сбросом в момент времени,
соответствующим окончанию к-ю интервала интегрирования, получаем:
/,=0,5iymct/moJcos(±2n^Odr
±2nF„
■sin(±27iFflT);
Qk =Q,5UmcUmo\un{±2nFj)dt =
(11.13)
+2nFn
■[cos(±27i/=;r)-l],
где A = 0,5 Umc Um
Сигнал с УПЧ!
XG(t)s\n2nfct
Рис. 11.12. Упрощенная структурная схема системы АПЧ
487
Для запаздывающих выборок:
ΎΤ
/н = A j cos(±2nFat)dt:
±2nF„
■ [sin (±4nFaT) - sin (±2nFaT)];
ΎΤ
I
τ
Qk_t =AJ sin(±2nFat)dt
+2nFR
[cos(±4nFaT)~ cos(±2nFaT)].
(11.14)
Сигнал ошибки в соответствии с выражениями (11.11), (11.13),
(11.14) равен
Р = —
< А *
±2nF„
x{[cos(±2nFfl7,)-l][sin(±4nFflr)-sin(±2nFflr)]}-
±2nF„
x{sin(±2nFaT)cos(±4nFaT)-sin(±2nFaT)cos(±2nFaT)} =
£2sin(±27i/^r)
sin (±nFaT)
Ί2
(11.15)
Зависимость еош/ Е2= Ψ(2π/^), называемая характеристикой
частотного дискриминатора, представлена на рис. 11.13. Апертура
данного частотного дискриминатора равна 2π/ Τ. Увеличение
апертуры возможно за счет уменьшения времени интегрирования в
ФНЧ и соответствующего снижения времени запаздывания Гмеж-
ду соседними выборками Ik(Qk) и Ik_ \{Qk_ ι), что связано с
энергетическими потерями, т.е. увеличением флуктуационной
составляющей в сигнале ошибки еош.
При Т= Тк = ΝΤ0= 1 000 · 1 мкс = 10"3 с полная апертура
составляет 103 Гц, что определяет требования к точности начальной
установки частоты ГУН ±500 Гц. Начальная установка частоты ГУН
производится в соответствии с решением, вырабатываемым
устройством поиска. В приведенном примере размер ячейки неопре-
488
Еош/^
1,0 -
Рис. 11.13. Характеристика частотного дискриминатора
деленности по частоте в устройстве поиска должен быть не более
500 Гц.
Возвращаясь к рассмотрению схемы АПЧ, представленной на
рис. 11.12, заметим, что порядок астатизма системы АПЧ
полностью зависит от построения петлевого фильтра. Действительно,
если исключить петлевой фильтр из структуры системы АПЧ, то
сигнал ошибки еош, воздействуя на ГУН несущей, приводит к
изменению частоты ГУН в сторону уменьшения Fa, что в свою
очередь снижает еош и т.д. до тех пор, пока процесс подстройки не
установится. Установившийся режим будет соответствовать
некоторому постоянному Fa, т.е. система АПЧ окажется статической.
Поэтому введение петлевого фильтра первого порядка астатизма
позволяет устранить систематическую ошибку по частоте Fa. В
схемах АПЧ системы GPS порядок астатизма петлевого фильтра
обычно не превышает двух.
При анализе правила формирования сигнала ошибки
предполагалось, что сигнал и опорное напряжение имеют вид
гармонических колебаний. На самом же деле и сигнал, и опорные
колебания манипулированы по фазе кодом XG{f). Для приведения в
соответствие опорного колебания, вырабатываемого ГУН несущей,
с фазоманипулированным сигналом в схеме рис. 11.12
используется умножитель 3, осуществляющий фазовую манипуляцию
опорного колебания. Модулирующая функция XG(t) должна совпадать
по времени запаздывания с кодом входного сигнала XG(t)sin2nfct.
Обеспечение такого синхронизма по коду осуществляется
системой АПВ. Система АПВ в данном случае должна быть
некогерентной, так как система АПЧ не обеспечивает в отличие от ФАПЧ
получения когерентного опорного колебания.
В заключение отметим еще одну особенность правила (11.11)
формирования сигнала ошибки еош, а именно: независимость сиг-
489
нала ошибки от изменения фазы несущей сигнала на 180°.
Действительно, при сдвиге фазы несущей частоты входного сигнала на 180°
знаки квадратурных выборок /к и Qk, так же как и 1к_ , и Qk_ ь
одновременно изменяются на обратные. Это, как следует из
правила (11.11), никак не влияет на еош. Таким образом, наличие
модуляции дальномерного сигнала символами ±1 сообщения Ц(?)
не влияет на работу рассмотренной системы АПЧ.
11.4. Спутниковая радионавигационная система
ГЛОНАСС
В структуру спутниковой системы ГЛОНАСС входят:
• орбитальная группировка (навигационные ИСЗ);
• наземные средства управления, слежения и контроля;
• навигационная аппаратура потребителей;
• средства развертывания и восполнения системы (космодром).
Орбитальной группировкой считается та рабочая группа
спутников, которая используется в конкретном навигационном
сеансе, являясь частью всей сети ИСЗ. Вся сеть ИСЗ системы
ГЛОНАСС характеризуется следующими параметрами: тип орбиты —
круговая, высота 19 100 км, период обращения 11 ч 15 мин,
наклонение плоскости орбиты 68,8°. После полного развертывания
системы 24 ИСЗ будут размещены на трех орбитах, сдвинутых по
экватору на 120°, по восемь спутников на каждой из них.
Способ разделения сигналов, излучаемых спутниками системы
ГЛОНАСС, является частотным. Сигналы спутников
идентифицируются по значению номинала их несущей частоты, лежащей в
определенной полосе частот. Предусмотрены две частотные
полосы (у'= 1, 2) в диапазонах Lx и L2. Номиналы частот формируются
по правилу
fj^fjo + iAfj, (11.16)
где^, — номиналы литерных частот; fj0 — первая литерная
частота; Afj — интервал между литерными частотами; / = 0, 1,2, ..., 24 —
номера литеров в каждом из диапазонов.
Для частот вблизи 1 600 МГц (диапазон L\):
/10 = 1 602 МГц; Δ/, = 0,5625 МГц.
Для частот вблизи 1 240 МГц (диапазон L2):
f20 = 1 246 МГц; Δ/2 = 0,4375 МГц.
Литер / = 0 потребителями не используется и предназначен для
проверки ИСЗ при восполнении орбитальной группировки. Таким
образом, частотная полоса рабочих сигналов системы в диапазоне
Lx составит 1 602,5625... 1 615,5000 МГц, а частотная полоса в
диапазоне L2 - 1 246,4375... 1 256,9375 МГц.
490
Каждый ИСЗ системы ГЛОНАСС излучает сигналы в обоих
диапазонах для реализации двухчастотного способа исключения
ионосферной погрешности измерений навигационных
параметров. Для когерентности этих сигналов они формируются от
общего эталонного генератора при соблюдении отношения рабочих
частот Д/4= 7/9.
Навигационное сообщение передается со скоростью 50
символов в секунду. Применяется фазовая манипуляция несущей даль-
номерным псевдошумовым кодом, период повторения которого
составляет 1 мс при символьной частоте 511 кГц, так что за один
период повторения формируется 511 символов.
Точность в системе ГЛОНАСС имеет тот же уровень, что и в
системе GPS. Обе эти системы рассматриваются в настоящее
время как содействующие друг другу. Как уже подчеркивалось,
увеличение числа обрабатываемых спутниковых сигналов
увеличивает точность местоопределения, так что очевидна выгода от
совместного использования обоих спутниковых созвездий. Кроме того,
не редки случаи, когда некоторые спутники над горизонтом
заслонены (например, крылом самолета), так что общее число
доступных дальномерных сигналов только системы GPS или только
ГЛОНАСС недостаточно для местоопределения. Большое число
моделей приемников, представленных на рынке или планируемых
к разработке, пригодны к совместной обработке сигналов обеих
систем.
11.5. Дифференциальный режим СРНС
Несмотря на достаточно высокую точность СРНС развернулись
работы, направленные на повышение точности и устойчивости
функционирования этих систем. Одно из этих направлений
связано с вводом дифференциального режима (ДР) — режима
дифференциальных навигационных определений. Внимание к ДР, прежде
всего, связано с необходимостью обеспечения решения задач,
требующих точностей выше 10 м.
В основе ДΡ лежит формирование разности отсчетов, что и
придало методу название «дифференциальный». Эта
дифференциальная подсистема (ДПС) не влияет на функционирование системы в
основном, стандартном режиме, но предоставляет потребителю
возможность перейти при необходимости на работу в ДР.
Структура ДПС включает средства наземной
контрольно-корректирующей станции (ККС) и дополнительные устройства
потребителя.
На ККС размещена высокоточная аппаратура потребителя, а
также формирователь и передатчик корректирующей
информации (КИ).
491
На борту потребителя размещается аппаратура приема КИ и
устройство ввода КИ в стандартную аппаратуру потребителя.
Антенна АП, размещенная на ККС, привязывается на местности с
геодезической точностью. В ДР на борту потребителя результаты
определений в стандартном режиме будут автоматически
корректироваться с помощью переданных с ККС поправок. Поскольку
ККС имеет ограниченную зону действия, на обеспечиваемой
территории размещается ряд таких станций, каждой из которых
потребитель пользуется в зоне уверенной передачи ею КИ.
Повышение точности определения координат потребителя в
дифференциальном режиме основано на исключении
сильнокоррелированных составляющих погрешностей спутниковых
навигационных определений. Такие составляющие обусловлены
проявлением эфемеридных погрешностей навигационного космического
аппарата (НКА), уходом их шкал времени и влиянием
распространения сигналов в ионосфере и тропосфере [12].
Эффект от применения ДР будет зависеть от степени
пространственной и временной корреляций погрешностей, т.е. от того,
насколько одинаковыми окажутся погрешности на ККС и в точке
расположения потребителя в моменты проведения
навигационных определений. При сильной корреляции систематическая часть
погрешности будет исключаться практически полностью.
Удаление потребителя от ККС приводит к пространственной
декорреляции погрешностей. Это является одной из причин
ограничения дальности действия ККС. Обычно считается, что
использование ДР эффективно в радиусе 500 км от ККС.
Временная декорреляция связана с несовпадением моментов
формирования КИ на ККС и использования этой КИ на борту
потребителя. Допустимое снижение корреляции наряду с
техническими возможностями при реализации канала передачи КИ
определяет период передачи дифференциальных поправок.
Реализовано несколько вариантов ДР, различающихся,
главным образом, характером корректируемой в АП информации и
способом передачи КИ с ККС потребителям.
По характеру корректируемой информации основными
являются метод коррекции координат и метод коррекции
навигационного параметра.
Метод коррекции координат. Этот метод предполагает, что
корректирующая информация формируется на ККС путем сравнения
эталонных координат с координатами, вычисленными в
результате стандартного навигационного сеанса, проводимого на ККС с
помощью АП наивысшего класса точности. Полученные
дифференциальные поправки передаются в составе КИ потребителю.
Алгоритм может быть записан в виде:
ΔΧ = ХККСэ - Хккс; Х„ = Хп + ΔΧ, (11-17)
492
где Хккс, Хп — векторы оценок координат ККС и потребителя;
Хкксэ — вектор эталонных координат ККС; ΔΧ — вектор
поправок; Хп — вектор уточненных координат потребителя.
Метод коррекции координат сравнительно прост, так как не
затрагивает основного алгоритма навигационных определения
потребителя. Однако поправки, вычисляемые на ККС, относятся
к оптимальному для нее созвездию навигационных спутников. При
этом потребители, желающие скорректировать свои координаты,
должны использовать то же самое созвездие. Но по мере удаления
потребителя от ККС созвездие, оптимальное для нее, перестает
быть таковым для потребителя, а на определенных расстояниях
некоторые НКА из него вообще могут стать невидимыми для
потребителя.
Метод коррекции навигационных параметров. Этот метод
предполагает, что потребителю передается набор поправок к
результатам измерений по всем НКА, наблюдаемых на ККС. Для этого
на ККС измеряют псевдодальности до всех радиовидимых НКА и
одновременно вычисляют эти псевдодальности по эталонным
координатам. Разности расчетных и измеренных значений
передаются в составе КИ потребителям. Каждый потребитель выбирает
оптимальное для него созвездие, корректирует измеренные им
псевдодальности с помощью полученной КИ и по
скорректированным результатам измерений решает навигационную задачу.
Данный метод более универсален и более точен, чем метод
коррекции координат, однако требует существенно большего
объема КИ.
Возможности практической реализации ДР определяются
возможностями передачи КИ от ККС к АП. Повышение требований
гражданских потребителей вызвало бурное развитие
функциональных дополнений СРНС, одним из основных назначений которых
является реализация дифференциального режима.
11.6. Функциональные дополнения спутниковых
радионавигационных систем
Возможности СРНС второго поколения в части координато-
метрии и временной привязки, наличие открытых каналов,
предоставляемых любым пользователям, непрерывное снижение мас-
согабаритных характеристик и стоимости АП, связанное с
достижениями интегральной микроэлектроники (коммерческий
вариант АП содержит две сверхбольших интегральных схемы),
привели к созданию новых информационных технологий, используемых
в самых разнообразных областях науки и техники (астрономия и
геодезия, мобильная связь и коммерческий транспорт,
строительное дело и добыча полезных ископаемых). Мы остановимся на тех
493
системах, в которых СРНС играют центральную роль, являясь
основным источником информации.
Для улучшения точностных характеристик уже развернутых
СРНС были предложены и создаются функциональные
дополнения (ФД) этих систем. В англоязычной литературе ФД
соответствует аббревиатура BAS (Based Augmentation System). На ФД, как
правило, возлагаются следующие задачи:
• контроль за состоянием навигационного поля и
информирование о его характеристиках пользователей, включая
информацию по каждому спутнику, входящему в орбитальную
группировку (ОрГ);
• выработка дифференциальных поправок, позволяющих
повысить точность координатометрии и временной привязки;
• увеличение числа навигационных точек за счет
использования либо ретрансляторов сигналов штатных НКА СРНС, либо
дополнительных источников навигационной информации.
Классификация ФД может быть осуществлена либо по
расположению передающих станций, либо по протяженности рабочих
зон, обслуживаемых данным ФД. По первому признаку выделяют
спутниковые ФД (СФД или SBAS), авиационные ФД (АФД или
ABAS) и наземные ФД (ЗФД или GBAS).
По второму признаку ФД подразделяются на широкозонные
(ШФД), региональные (РФД) и локальные (ЛФД).
Спутниковые ФД являются широкозонными, и их принято
дополнительно классифицировать по типу орбит НКА. Различают
геостационарные, высокоэллиптические и средневысотные
круговые СФД.
Спутниковые ФД предназначены для передачи поправок
пользователям уже развернутых СРНС (ГЛОНАСС/GPS). Кроме
того, каждый спутник СФД является источником
навигационного сигнала, привязанного к системному времени СРНС.
В настоящее время разрабатываются четыре системы СФД,
использующие геостационарные спутники.
Северо-Американская система WAAS (Wide Area Augmentation
System), создаваемая по заказу федеральной авиационной
администрации США, ориентирована на повышение целостности,
доступности и точности до уровня, удовлетворяющего
требованиям ICAO для всех фаз полета вплоть до захода на посадку ВС по
категории I (до высоты 60 м) в пределах Северо-Американского
континента.
Европейское сообщество разрабатывает СФД EGNOS (European
Geostationary Navigation Overlay System), являющееся первым
этапом на пути развертывания Европейской СРНС GALILEO,
которая кратко описана в гл. 14. Орбитальная группировка системы
EGNOS включает два спутника INMARSAT-3 и геостационарный
спутник Европейского космического агентства ARTEMIS. Зоной
494
обслуживания системы является большинство европейских
государств, Северное море, восточная часть Атлантического океана.
Японская система MSAS (Multifunctional Satellite-based
Augmentation System) предполагает использование
многофункциональных транспортных космических аппаратов (МТКА),
управляемых по трем осям ориентации, со сроком существования в
системе не менее 10 лет. МТКА будут помимо навигационных
функций обеспечивать метеорологические функции, передачу данных
и речевую связь. Навигационные функции МТКА состоят в
передаче навигационного сигнала, подобного сигналу GPS,
корректирующей информации и информации о целостности системы. Зона
обслуживания системой MSAS охватывает воздушные трассы
северной части Тихого океана между Азией и Америкой и,
естественно, регион Японских островов.
Индия разрабатывает СФД GAGAN, аналогичную по
функциональным возможностям и техническим характеристикам
системам WAAS, EGNOS и MAAS. Ожидаемая точность с
использованием СФД 2,5...5,0 м (СКО) существенно выше, чем
номинальная точность местоопределения по системам GPS и ГЛОНАСС.
Учитывая, что перечисленные выше СФД не охватывают
большую часть территории России, ракетно-космической
корпорацией «Энергия» и Центром управления полетами разработан проект
СФД, ориентированного на высокоэллиптические орбиты НКА,
позволяющего обеспечить поправками и сигналами целостности
всю территорию России и прилегающее акватории.
Наземные ФД подразделяются на региональные и локальные.
Региональные ФД, как это и следует из названия, имеют своими
задачами навигационное обеспечение отдельных регионов с
диаметром рабочей зоны от400...500 до 2 000 км. Например, РФД
Starfix имеет дальность действия свыше 2 000 км.
Региональные ФД системы Skyfix фирмы Racal Survey Limited
обслуживает большинство районов, в которых ведется добыча
природных ресурсов. Передача дифференциальных поправок, как и в
системе Starfix, ведется с помощью геостационарных НКА
INMARSAT. Принимая навигационные сигналы GPS и используя
несколько ККС, система Skyfix обеспечивает точность на уровне 1 м.
Планируется создание сети из примерно 60 ККС, расположенных
по всему миру.
Интересное РФД системы Eurofix разработано российскими и
европейскими специалистами. В системе Eurofix используются
передающие станции радиосистем дальней навигации наземного
базирования Лоран-С/Чайка для передачи корректирующей
информации систем ГЛОНАСС/GPS (дифференциальные поправки и
сигналы контроля целостности). Такое решение, основанное на
использовании уже существующей структуры, снижает стоимость
проекта. Энергетический потенциал и частотный диапазон рабо-
495
ты систем Лоран-С/Чайка обеспечивает охват большой площади,
доступность канала передачи данных в местах со сложным
рельефом (города, горы).
Интегрированная аппаратура пользователей системы Eurofix
обеспечивает местоопределение как по системам ГЛОНАСС/GPS,
так и по системам Лоран-С/Чайка, что повышает надежность
решения навигационных задач.
Локальные функциональные дополнения (ЛФД)
характеризуются значительно меньшей зоной охвата, чем РФД
(максимальная дальность действия 50... 500 км). По своему назначению ЛФД,
содержащие, как правило, одну локальную ККС (ЛККС),
подразделяются на морские, авиационные и предназначенные для
геодезических, землемерных и других специальных работ. Важным
элементом ЛФД является канал передачи потребителю
корректирующей информации. В морских ЛФД для передачи данных
используют всенаправленные средневолновые (от 283,5 до 325,0 кГц)
радиомаяки с дальностью действия до 500 км, размещенные по
побережью практически всюду, где имеется интенсивное
судоходство.
Для передачи используется спектрально эффективная фазовая
манипуляция с минимальным фазовым сдвигом, позволяющая
избежать создания помех для потребителей, использующих
традиционные методы пеленгации.
Благодаря тому, что антенны радиомаяков, как правило,
ненаправленные, имеется возможность использовать данную сеть
ЛФД в прибрежных районах земли и в воздухе.
Авиационные ЛФД позволяют решать задачи, связанные с
инструментальным заходом ВС на посадку в сложных
метеоусловиях на расстояниях порядка 50 км от взлетно-посадочной
полосы, дают возможность оборудовать местные авиалинии. Для
передачи корректирующей информации используется УКВ диапазон
(112...118 МГц).
Рассматриваются варианты построения ЛККС с
использованием РСБН, что дает возможность совместить функции двух
систем (ГЛОНАСС/GPS и РСБН) в одном аппаратурном
комплексе.
Для проведения геодезических работ, контроля геометрии
крупных инженерных сооружений (мосты, высотные здания)
необходима точность взаимного позиционирования нескольких пунктов
на уровне единиц сантиметров и менее. На базе СРНС такую
точность можно реализовать с использованием фазовых измерений
на несущей частоте и применением дифференциальных методов
местоопределения.
Часто используется несколько иная классификация ФД [6]. В
соответствии с ней выделяются следующие разновидности
функциональных дополнений:
496
• дифференциальные подсистемы (ДПС), подразделяемые в
зависимости от зоны покрытия на широкозонные, региональные и
локальные;
• псевдоспутники (ПС);
• ретрансляторы сигналов СРНС.
Дифференциальные подсистемы были кратко описаны ранее.
Надо заметить, что с использованием псевдоспутников также
создаются ДПС. Под псевдоспутником понимают комплекс
технических средств, расположенный в точно определенной точке
земной поверхности и выполняющий следующие функции:
• формирование и излучение дальномерных сигналов,
соответствующих по структуре и несущим частотам сигналам основной
СРНС;
• формирование КИ, включение ее в состав навигационного
сообщения и передача пользователям системы.
Введение ПС в состав рабочего созвездия позволяет улучшить
геометрию новой системы (ПС + НКА СРНС), что приводит к
уменьшению геометрического фактора, позволяет повысить
надежность и достоверность определений.
Количественные характеристики и вопросы оптимизации сети
ПС рассмотрены в монографии*, материалы которой были
использованы при написании данного подраздела.
Ретрансляторы сигналов СРНС являются весьма
перспективным видом ФД. В нем осуществляется прием сигналов СРНС, их
преобразование и излучение. Если координаты ретранслятора
известны с высокой точностью, то он выполняет функции ПС.
Ретранслятор может устанавливаться на объекте, координаты
которого надо измерить (внешнетраекторные измерения при
испытании авиационной и ракетно-космической техники). В этом случае
обработка сигналов, принятых от навигационных спутников,
сводится к переносу спектра принятых сигналов на частоту связи с
контрольным пунктом (КП). Определение координат объекта
осуществляется на КП как в реальном времени, так и в режиме
постобработки. Рассмотренный пример иллюстрирует типичную
информационно-управляющую систему с использованием сигналов
СРНС.
В зависимости от характера управляемых объектов такие
системы подразделяются на транспортные
информационно-управляющие системы (ТИУС, или ITS), аэронавигационные системы
автоматического зависимого наблюдения (АЗН, или ADS) (см.
подразд. 10.7), морские автоматические
информационно-идентификационные системы (АИИС). Указанные системы строятся по
* Бабуров В. И. Совместное использование навигационных полей
спутниковых радионавигационных систем и сетей псевдоспутников / [В. И. Бабуров, Н. В.
Васильева, Н.В. Иванцевич и др.]. — СПб., изд. «Агентство «РДК-Принт», 2005.
497
единому принципу, состоящему в том, что на подвижном
объекте устанавливается аппаратура, позволяющая определить
координаты и параметры движения объекта (АП СРНС), или
ретранслятор для передачи принятых на объекте сигналов рабочего
созвездия СРНС. Данные навигационно-временного определения или
принятые сигналы СРНС совместно с другой информацией,
характеризующей состояние объекта, передаются в диспетчерские
(командно-управляющие) центры по соответствующему
радиоканалу. Типичным примером является широко распространенная
система ACARS (Airline Communication Addressing and Reporting
System), установленная на более чем 7 000 ВС.
Канал связи может работать в диапазонах коротких,
метровых и дециметровых волн при организации спутниковой связи
через систему INMARSAT. Кроме навигационной информации
система обеспечивает передачу речи и цифровых данных со
скоростью 2 400 бит/с.
Дальнейшее развитие системы связано с реализацией
самоорганизующегося многостанционного доступа с временным
разделением каналов STDMA (Self-organizing Time Division Multiple
Access). При этом каждый пользователь системы на основании
определенных приоритетов получает по запросу временной
интервал, в течение которого он передает свою информацию.
Положение временного интервала (слота) жестко синхронизировано по
системному времени СРНС. По данному принципу реализован
вещательный режим автоматического зависимого наблюдения (АЗН-В),
в соответствии с которым сообщения, передаваемые с борта
каждого ВС, принимаются другими ВС и диспетчерскими пунктами,
оборудованными аппаратурой АЗН-В. Это позволяет организовать
высокоэффективную систему предупреждения столкновений в
воздухе, повысить эффективность работы систем УВД (см. под-
разд. 10.7). С организацией и возможностями АИИС и ITS можно
ознакомиться с помощью учебного пособия [6].
Контрольные вопросы
1. Перечислите недостатки СРНС первого поколения.
2. Чем вызвана необходимость применения в СРНС сигналов двух
частот?
3. Используя выражения (11.2) и (11.3), а также рис. 11.3, поясните
интегральный допплеровский метод определения координат.
4. Какие методы измерений РНП можно применять в СРНС второго
поколения? Как влияет выбор метода измерений на требования к
бортовому эталону частоты?
5. Поясните целесообразность применения в СРНС второго
поколения сложных сигналов с большой базой.
6. Перечислите основные задачи, решаемые аппаратурой
потребителей СРНС второго поколения.
498
7. Используя рис. 11.9, поясните процедуру поиска сигналов рабочего
созвездия ИСЗ.
8. Фазовый дискриминатор в схеме рис. 11.10 вырабатывает сигнал
ошибки, значение и знак которого не зависят от изменения фазы
входного сигнала на 180°. Докажите справедливость этого утверждения.
9. Поясните правило формирования сигнала ошибки (11.11) для
схемы, представленной на рис. 11.12.
10. Поясните принцип организации дифференциального режима
СРНС.
ГЛАВА 12
СИСТЕМЫ РАДИОПРОТИВОДЕЙСТВИЯ
12.1. Радиопротиводействие
и контррадиопротиводействие.
Основные понятия и определения
Под радиопротиводействием (РПД) понимают комплекс
методов и средств, направленных на снижение эффективности
радиоэлектронных средств (РЭС), используемых противником.
Контррадиопротиводействие (КРП) охватывает методы и
средства защиты от воздействия системы РПД противника.
Эффективность РПД и КРП зависит от знания параметров
сигналов подавляемых РЭС при РПД и помех при КРП. Поэтому
важным элементом в системе радиовооружения являются средства
радиоразведки (РР), позволяющие оценить параметры РТС
противника как на этапе активного взаимодействия (в боевой
обстановке), так и предварительно.
Взаимодействие средств РПД и КРП часто объединяется
понятием радиоэлектронной борьбы (РЭБ), включающим в себя
радиоразведку и постановку разнообразных активных и пассивных
помех, затрудняющих или даже исключающих возможность
использования определенных РЭС.
Применительно к радиолокации основной целью РПД
является снижение возможности получения достоверной информации
от РЛС, т.е. снижение дальности обнаружения защищаемых
объектов, точности измерения их координат, вероятности
идентификации целей. В идеале система РПД должна исключить
возможность выполнения РЛС ее основных функций.
Меры КРП направлены на снижение эффективности работы
системы РПД противника. К ним относятся, прежде всего,
рациональный выбор параметров излучаемых сигналов РЛС,
алгоритмов их обработки и использование режимов обзора, затрудняющих
работу разведывательных приемников противника.
Различают активное и пассивное РПД. При активном РПД
осуществляется разведка РЭС противника, т.е. определение
параметров излучаемых сигналов с последующим созданием
активной помехи, направленной в сторону РЭС противника и
имеющей такую структуру, которая в наибольшей степени нарушает
работу РЭС.
500
Пассивное РПД обеспечивает маскировку защищаемого объекта
от радиолокации противника выбором формы и покрытия
объекта с целью резкого уменьшения его ЭПР (технология Stealth) или
маскировку объектов с помощью дипольных или уголковых
отражателей, затрудняющих обнаружение объектов или делающих
невозможным точное определение их координат. К пассивному
РПД относится создание уводящих «ложных целей».
Радиоэлектронная борьба является частью общей проблемы
защиты РЭС от помех, которые могут не только создаваться
противником в ходе РПД, но и возникать другим путем. В отличие от
преднамеренных помех, т.е. специально создаваемых в ходе РПД,
существуют и непреднамеренные помехи, к которым в
радиолокации в первую очередь относят отражения от местных предметов,
метеообразований, подстилающей поверхности. В радионавигации
к таким помехам могут быть отнесены отражения сигнала от
ионосферных слоев при многолучевом распространении. Наконец, это
могут быть помехи, неумышленно создаваемые другими РЭС (в
том числе и своими). Эта ситуация особенно ярко проявляется в
случае, когда большое число РЭС располагается в тесной
близости друг к другу.
Работа РЭС в условиях воздействия различных источников
помех, в том числе и от других РЭС, является предметом
рассмотрения недавно выделившейся ветви радиоэлектроники,
называющейся электромагнитной совместимостью (ЭМС). Предметом
исследования в этой области является взаимодействие
электромагнитных полей, создаваемых различными РЭС, с целью
нахождения рационального расположения взаимодействующих
источников излучения и выбора параметров сигналов и способов их
обработки, минимизирующих взаимные помехи различных РЭС*.
Конечно, проблемы ЭМС тесно соприкасаются с проблемами
РЭБ, однако последние имеют свою специфику, обусловленную
преднамеренным созданием помех, выбором их характеристик и
ответным выбором мер контрпротиводействия. Дальнейшее
рассмотрение относится к анализу работы РЛС в условиях
воздействия маскирующих и имитирующих помех.
Имитирующие помехи создают эффект ложной цели,
затрудняющий получение достоверной информации об истинных целях.
Для их создания необходима достаточно точная информация о
параметрах имитируемых сигналов, получаемая с помощью
специальных разведывательных приемников, которые рассмотрены в
следующем подразделе. Остановимся более подробно на
воздействии маскирующих помех.
* В соответствии с ГОСТ Ρ 50397 — 92 электромагнитная совместимость
радиотехнических систем есть «способность технических средств функционировать
с заданным качеством в заданной электромагнитной обстановке и не создавать
недопустимых электромагнитных помех другим техническим средствам».
501
Маскирующие помехи создают условия, при которых трудно
выделить полезный сигнал, отраженный целью на фоне помех. По
своему характеру маскирующие помехи могут быть случайными
(шумовыми) или детерминированными, непрерывными во
времени или импульсными. Структура маскирующих помех
выбирается таким образом, чтобы в наибольшей степени затруднить
извлечение полезной информации из радиолокационного сигнала.
Активные помехи проявляют себя на всех этапах обработки
радиолокационного сигнала. При этом информационный ущерб
проявляется в уменьшении вероятности обнаружения полезных сигналов,
снижении точности измерения параметров, а иногда в полном
подавлении помехой сигналов в приемном тракте.
Активные помехи создаются с помощью передатчиков помех,
антенны которых излучают помехи в полосе частот приемника
РЛС (прицельные помехи) или в широкой полосе
(заградительные помехи), перекрывающей диапазон, в котором работают РЛС
противника.
Средняя мощность прицельной помехи может быть много
меньше, чем заградительной, однако для ее создания необходимо знать
частоту настройки и величину полосы пропускания приемника
РЛС Δ/πρ. Заградительная помеха перекрывает весь частотный
диапазон возможной работы приемника РЛС. При использовании
помехи шумового типа ее воздействие аналогично воздействию
собственного шума приемника, который обычно характеризуется
температурой 7^ пм (см. подразд. 3.2). Воздействие шумовой помехи
эквивалентно повышению шумовой температуры до величины
(Тш.пм + Тпи). Температуру помехи Тпм можно определить из
выражения
Ρ С, A F
у _ ' и.пм'-'пм^'п' 0 /1 2 ] \
4nkAfnpD*MLuim '
где Рнпы — мощность излучения передатчика помех; GnM —
коэффициент усиления антенны станции помех; АП — эффективная
площадь приемной антенны РЛС; F0 — интерференционный
множитель на трассе распространения радиоволн от станции помех до
РЛС; DnM — расстояние от станции помех до РЛС; Ln пм — потери
на трассе распространения от станции помех до РЛС; к —
постоянная Больцмана; Δ/Πρ — полоса пропускания приемника РЛС.
В зависимости от взаимного расположения цели,
постановщика помех (ПП) и РЛС различают РПД с самоприкрытием (ПП
расположен на цели) и РПД с прикрытием цели, осуществляемое с
ПП, расположенного на удаленном от РЛС самолете или корабле.
На рис. 12.1 представлен вариант расположения аппаратуры
радиопротиводействия на борту одного из самолетов группы
(обычно наиболее удаленного от РЛС), в данном случае состоящей из
502
Приемник разведки
Анализатор сигналов
Блок управления
Бортовая аппаратура
радиопротиводействия
Рис. 12.1. Вариант расположения аппаратуры радиопротиводействия
двух самолетов. Целью для РЛС на корабле является обычно
ближайший самолет, расположенный на расстоянии Dc. Расстояние
до постановщика помех DnM > Dc. Аппаратура РПД состоит из
приемника разведки с анализатором принимаемых сигналов, блока
управления, передатчика помех и двух антенн: приемной А1 и
передающей А2. Поляризация антенн может изменяться на основе
результатов анализа принимаемых сигналов с целью
согласования поляризации излучаемых антенной А2 помех с поляризацией
антенны, подавляемой РЛС.
Для оценки интенсивности помех при подавлении РЛС
используют спектральную плотность потока мощности, создаваемую Π Π
в месте расположения антенны РЛС:
Ρ G
П_ ' и.пм"пм
им
4π£>π2ΜΔ/;,Μ '
(12.2)
где Δ^1Μ — ширина спектра помехи.
В реальных системах РПД могут быть использованы различные
режимы работы передатчика помех: непрерывный,
квазинепрерывный и импульсный.
Следует подчеркнуть разнообразие применяемых помех
шумового типа. Помехи в виде непосредственно излучаемых антенной
ПП шумовых колебаний, называемые прямошумовыми, в
наибольшей степени приближаются к собственному шуму приемников.
Такая помеха может генерироваться непосредственно в диапазоне
работы РЛС специальным генератором СВЧ. Возможно также
формирование шумовых колебаний на низкой частоте с переносом
спектра в диапазон работы РЛС методом гетеродинирования.
Для создания шумовых колебаний непосредственно в СВЧ
диапазоне применяют газоразрядные лампы, магнетроны,
работающие в специальном режиме.
503
Наряду с прямошумовой помехой часто используются
высокочастотные колебания в требуемом диапазоне частот с модуляцией
шумом по амплитуде, частоте или фазе. При модуляции по
частоте в качестве генераторов обычно используются лампы обратной
волны, позволяющие обеспечить девиацию частоты до сотен
мегагерц. Это открывает широкие возможности генерирования
помех, как заградительных, так и прицельных.
В передатчиках помех часто предусматривается возможность их
перестройки (скольжения) по частоте. При этом создается помеха
нестационарного типа, называемая скользящей, эффективность
которой в ряде случаев может быть весьма высокой.
Для иллюстрации приведем основные параметры аппаратуры
ПП, обнаруживающей и анализирующей сигналы непрерывные,
импульсные, с фазовым кодированием и перестройкой по частоте.
Рабочий диапазон частот 0,7... 18 ГГц
Время реакции-отклика 0,1 ...0,25 с
Динамический диапазон приемника разведки 50 дБ
Чувствительность приемника разведки -71 дБ/мВт
Минимальная длительность импульса 0,1 мкс
Пиковая мощность передатчика 1 кВт
Точность установки частоты 0,5...20 МГц
Скважность 0,05...0,1
Передатчик помех генерирует соответствующую помеху,
наносящую наибольший информационный ущерб.
Оценим эффективность подавления РЛС при различном
расположении ПП относительно РЛС и цели.
Обращаясь к рис. 12.1, легко понять, что для обнаружения цели
с небольшой ЭПР (самолет) требуется значительно большая
энергия зондирующего сигнала РЛС, чем для его обнаружения и
анализа приемником разведки на самолете ПП, даже при условии
Аш > Д.. Это следует из уравнений дальности для линии связи
(прохождение помехи или анализируемого сигнала) и уравнения
радиолокации (для отраженного целью сигнала РЛС). В первом
случае дальность обнаружения пропорциональна квадратному
корню из энергии сигнала, а во втором — корню четвертой степени.
Для оценки эффективности воздействия помехи
(информационного ущерба, наносимого помехой) вводят коэффициент
подавления сигнала помехой кППМ, который зависит от параметров
сигналов РЛС и воздействующей помехи, а также взаимного
положения РЛС, цели и Π П. В основном коэффициент кп пм определяется
отношением мощности помехи в полосе пропускания приемника
Рпм и мощности сигнала Рс на входе приемника РЛС, т.е. кппм =
— У'пм/ * с/вх·
Рассмотрим сначала вариант РПД с прикрытием цели
сторонним ПП, представленный на рис. 12.1. На основе упомянутых урав-
504
нений дальности (подробно рассмотренных в гл. 3) для линий
связи и радиолокации можно записать
(Ρ Ι Ρ Λ = и-пм"пм^п"с А/пр
Υπ
(12.3)
где Рппм и Рп — мощности передатчика излучения помех и
зондирующего сигнала РЛС соответственно; Спм и GH — коэффициенты
усиления антенны постановщика помех и антенны РЛС
соответственно; ац — ЭПР цели; AfnM — ширина спектра помехи,
перекрывающая полосу пропускания приемника Δ/Πρ; γ,^, —
коэффициент, учитывающий потери, связанные с различием
поляризации антенн РЛС и постановщика помех.
На основании уравнения (12.3) можно построить график
зависимости кп пм = ДЦ) при фиксированных значениях остальных
параметров, входящих в уравнение (12.3) (рис. 12.2). График
позволяет определить минимальную дальность до цели Dcmin, при
которой к„пм = кщ, и РЛС работает на границе допустимого
ухудшения качественных показателей.
Особенностью РПД с прикрытием сторонними Π Π является
возможность подавления по боковым лепесткам антенны РЛС,
откуда вытекает требование к возможному снижению их уровня.
При совмещении ПП с прикрываемым объектом (РПД с
самоприкрытием, Д. = DnM) выражение (12.3) принимает вид
I
пр *пл
^иСиОцА/пм
(12.4)
Из уравнения (12.4) можно найти пороговую дальность Dnop до
постановщика помех, при превышении которой действие помех
недостаточно эффективно и не обеспечивает полного подавления
работы РЛС:
Помеха эффективна
Рис. 12.2. Зависимость коэффициента подавления сигнала помехой от
дальности
505
£π0 ^и^иСТц Υπμ
'πορ Α|4πΡ G у Af
I ^'" H.nMwnM (плЧ/ni
Дпор=j/:° итц ™ · «вд
Действие активных помех приводит к увеличению пороговой
мощности сигнала /^π™, необходимой для функционирования РЛС
с требуемым качеством (вероятности рпо и рлт, ошибки оценок
координат). При этом в основном уравнении радиолокации с
пассивным ответом (см. формулу (3.4)) вместо Pcmin при учете РПД
необходимо подставлять /Vmin > ^cmin· Значение P^mm можно
связать с мощностью активной помехи Рш на входе приемника РЛС:
^c'min = ^cmin + трммРпи, где шрпы — коэффициент различимости
сигнала на фоне помехи, показывающий, на сколько нужно
увеличить мощность полезного сигнала на входе, чтобы
компенсировать мешающее действие активной помехи.
Найдем коэффициент различимости для заградительной
шумовой помехи (Δ/ΠΜ »Afc). При отсутствии РПД для работы РЛС
с требуемым качеством необходимо пороговое отношение
сигнал/шум qmin = y/Pcmin/ Рш.пр, где Ршпр — мощность шума в
полосе приемника.
Для РПД с шумовой заградительной помехой
*/min
\р + А-^с ρ \\р + ^с ρ
I л Ш.Пр Af ПМ \ Ш.Пр т . г ПМ
А/пм ι А/пм
Приравняв <7min и g^in и решив полученное уравнение
относительно шрпм, получим mpnM =Qmm-^-£-. Для прицельной помехи
А/пм
(А/п„ =А/С) трпм = q2min.
Мощность активной помехи Рпм на входе приемника РЛС
можно найти с помощью уравнения радиолинии связи, заменив в
нем Си и Сп на соответствующие выражения для коэффициента
направленного действия Π Π и РЛС, учитывающие их взаимное
положение. При работе ПП в режиме самоприкрытия дальность
действия подавляемой РЛС может быть определена из уравнения
Г) _ / ^"и^ПМ^П^И^ц
'max
(4π) Pcmin+Wp. пм'пм'-'пм'-'и
λ*/(4π)20,
2
max
(12.6)
где Gn — коэффициент усиления приемной антенны РЛС.
Из анализа уравнения (12.6) следует, что дальность
обнаружения уменьшается с уменьшением ЭПР цели ац, при этом
естественно растет эффективность прикрытия цели помехой.
506
Рис. 12.3. Фотография экрана И КО при воздействии ХИП
В связи с этим актуально применение способов снижения ЭПР,
рассмотренных в гл. 2, в том числе и технологии Stealth,
обеспечивающей многократное уменьшение ЭПР кораблей, самолетов
и ракет.
В заключение следует остановиться на хаотических импульсных
помехах (ХИП), применение которых весьма эффективно для
подавления импульсных РЛС. ХИП представляет собой
последовательность радиоимпульсов с несущей частотой, равной или
близкой к несущей частоте подавляемой РЛС. Амплитуда,
длительность и период повторения импульсов ХИП могут изменяться
случайным образом. ХИП могут быть когерентными и
некогерентными. Когерентные ХИП особенно опасны для РЛС с
когерентной обработкой, поскольку импульсы помехи могут
накапливаться в когерентных накопителях РЛС, так же как отраженные
целью сигналы. Это приводит к недопустимому увеличению числа
ложных тревог и, естественно, к нарушению работы РЛС. Для
иллюстрации на рис. 12.3 приведена фотография экрана И КО при
воздействии ХИП. На рис. 12.3 видно, что экран И КО покрыт
множеством ложных отметок, похожих на отметки полезных целей, и
выделить последние становится практически невозможным.
12.2. Системы радиотехнической разведки
Системы радиотехнической разведки (СРР) служат для сбора
данных о параметрах радиоэлектронных систем противника.
Полученная информация оказывается полезной при разработке
новых средств РПД и совершенствовании уже имеющихся.
Непосредственно в боевой обстановке СРР позволяют на основе оценки
параметров сигналов РТС противника выбрать наиболее
эффективный вид активной помехи.
507
Системы радиотехнической разведки, установленные на
наземных станциях, кораблях, самолетах, спутниках,
осуществляют перехват сигналов и измерение их параметров (рабочая частота,
ширина спектра, длительность и частота повторения импульсов,
вид модуляции). Оценивается мощность излучения,
пространственные характеристики: ширина ДН, уровень боковых лепестков.
Большинство из перечисленных задач решается на основе
обработки сигналов, записанных с выхода разведприемника в
условиях отсутствия дефицита времени и наличия мощных
вычислительных средств. На основе полученной информации
формируются базы данных по РЭС противника, что позволяет в боевой
обстановке после идентификации РЛС, обычно по месту ее
установки (тип корабля, самолета), обеспечить эффективное РПД.
Однако возможны ситуации, когда оценку параметров
подавляемой РЭС необходимо производить в реальном масштабе времени.
При проектировании СРР необходимо учитывать практически
полное отсутствие априорной информации о сигналах, которые
надо обнаруживать и параметры которых желательно оценить.
Первой из задач, решаемых СРР, является установление факта
излучения и определение рабочей частоты и направления на
источник. Эта задача может решаться с использованием
параллельного или последовательного анализа просматриваемых областей
спектра и пространства. При параллельном анализе экономится
время, но усложняется структура СРР, при последовательном
анализе упрощение СРР достигается за счет увеличения времени
анализа.
Основными элементами СРР являются:
• антенные системы, которые должны обеспечивать прием
излучений с различной поляризацией, иметь возможность
перестройки по угловым координатам с регулировкой ширины ДН;
• приемники различных диапазонов с возможностью
перестройки по частоте, сопрягаемые с компьютером;
• вычислительный комплекс с соответствующим программным
обеспечением, решающий перечисленные ранее задачи оценки
параметров излучения РЭС противника.
К приемнику, с помощью которого определяется частота
перехватываемого излучения, предъявляются весьма жесткие
требования. Такие приемники должны работать в очень широком
частотном диапазоне. В современных СРР находят применение
приемники, преобразующие частоту принимаемого излучения в
другую физическую величину, которую легче идентифицировать и в
последствии обрабатывать.
В качестве примера рассмотрим акустооптический приемник
на ячейке Брэгга и приемник со сжатием сигнала.
Схема оптической части приемника на ячейке Брэгга
приведена на рис. 12.4. В качестве материала в ячейке Брэгга используется
508
2
\ 5
3
/ /Λ ./r\ ι ι yfl*
6
Рис. 12.4. Схема оптической части приемника на ячейке Брэгга:
/ — излучатель; 2 — линейный тракт приемника; 3 — преобразователь; 4, 7—
линзы; 5 — фотодетектор; 6 — кристалл
оптически прозрачный кристалл ниобата лития или диоксида
теллура, на одной из поверхностей которого находится
пьезоэлектрический преобразователь. При поступлении с выхода линейного
тракта приемника 2 на преобразователь 3 анализируемых
сигналов в кристалле 6 возникают упругие (акустические) волны.
Бегущая акустическая волна создает переменный вдоль направления
распространения коэффициент преломления, формируя тем
самым бегущую дифракционную решетку. Кристалл освещается
параллельным когерентным лазерным пучком, формируемым
излучателем / и линзой 7 и падающим под углом Брэгга по
отношению к направлению распространения акустической волны. В
результате взаимодействия с решеткой лазерный луч отклоняется
на угол, пропорциональный λ„//ν3, где λ„ — длина волны
лазерного излучения;/— частота входного сигнала; ν3 — скорость
распространения звука в кристалле. Выходное излучение
фокусируется с помощью линзы 4 на поверхности фотодетектора
матричного типа 5, в качестве которого наиболее часто используются
приборы с зарядовой связью (ПЗС). Таким образом, частота
входного сигнала определяет координату возбужденного элемента
фотодетектора, а энергия сигнала — фототек (заряд).
Приемник со сжатием обрабатываемого сигнала работает по
принципу превращения исходного гармонического сигнала в ЛЧМ
импульс и последующего его сжатия. Это достигается с помощью
гетеродина с перестройкой частоты по линейному закону. Если на
входе приемника присутствуют гармонические колебания разных
частот, то соответствующие им ЛЧМ сигналы на выходе смесите-
509
ля в различное время попадают в полосу пропускания сжимающего
фильтра и отклики на них разделяются.
Обычно система радиоразведки вместе с системой
радиопротиводействия (РПД) образуют единый автоматизированный
комплекс, в котором данные радиоразведки используются для
повышения эффективности системы РПД. Структурная схема такого
комплекса приведена на рис. 12.5. При обнаружении сигнала на
выходе приемника, фиксирующего наличие излучения
(приемник угрозы), осуществляется пеленгация выявленного источника
и анализ его характеристик (рабочая частота, период
повторения).
Далее происходит сравнение данных анализа с результатами,
полученными ранее с целью выявления новых источников
излучения. Для каждого из возможных радиоэлектронных средств
противника запрограммирован соответствующий вид РПД.
Логические устройства передатчиков позволяют реализовать эту программу
на основе результатов анализа принятого излучения. Для
отображения электромагнитной обстановки используются индикаторы
кругового обзора (ИКО) и панорамный спектроанализатор, на
которых представляются данные об источниках излучения
(направление на источник, спектр излучения).
Антенны приемника
угрозы
Ψ
Приемник угрозы
Пеленгационные
антенны
Υ
ΥΎ
Пеленгационный
приемник
Цифровой
шифратор
Антенны передатчика
помех
Υ
&
Устройство
управления
Передатчик
помех
Генератор
На индикаторы
J L
Устройство
сопряжения
ЭВМ
Логическое
устройство
Задающий
генератор
Рис. 12.5. Структурная схема комплекса радиоразведки и
радиопротиводействия
510
Используя уравнение дальности радиолинии связи, можно
определить дальность разведки при обнаружении и измерении
параметров и распознавании сигналов радиоэлектронных средств
(РЭС). Дальность разведки зависит от следующих факторов:
• плотность потока мощности, пик-фактор и длительность
сигнала РЭС, или энергия входного сигнала на входе
разведывательного приемника (СРР);
• степень совпадения поляризации сигналов РЭС и антенны СРР;
• чувствительность (коэффициент шума) входного малошумя-
щего усилителя, коэффициент усиления антенны СРР;
• качественные показатели алгоритма обработки сигнала СРР,
зависящие от числа накапливаемых импульсов и уровня
внутренних и внешних помех, типа решаемой задачи (обнаружение,
измерение параметров, распознавание);
• условия распространения, диапазон радиоволн и взаимное
расположение в пространстве разведываемой радиотехнической
системы и СРР (воздух—поверхность, поверхность—поверхность,
космос — поверхность);
• степень априорной неопределенности о параметрах РЭС и
режимах их работы;
• помеховая обстановка, при которой нужно учитывать помехи
любых видов, в частности создаваемых излучениями других РЭС.
Уравнение максимальной дальности разведки РЛС можно
записать на основе уравнения линии связи (3.1):
V (4π) ^cmin
где F0 — интерференционный множитель; Рн — мощность
импульса РЛС в полосе разведывательного приемника; Си и (7рП —
коэффициенты усиления передающей антенны РЛС и приемной
антенны разведывательного приемника соответственно; γ,^, —
коэффициент, учитывающий несовпадение поляризаций антенн РЛС
и разведывательного приемника; Pcmj„ — чувствительность
разведывательного приемника (минимальная мощность сигнала на
входе, необходимая для обнаружения сигнала в шумах с заданной
вероятностью при фиксированной вероятности ложной тревоги);
λ„ — длина волны излучения РЛС.
Считая, что распространение радиоволн происходит над
зеркально отражающей поверхностью (спокойная поверхность моря),
антенны РЛС и разведывательного приемника находятся на высотах
Арлс и Ярп соответственно и выполняется условие X„D » hpncHpn,
можно записать (см. формулу (3.9)):
ρ 4nhpncHpn
511
С учетом приведенного выражения для F0 формула для Dpmax
примет вид Z)pmax = 4 v— Е_.
V * с min
Величина Рст\п будет зависеть от алгоритма обработки сигнала.
Например, для обнаружения сигнала без измерения его
параметров потребуется меньшая пороговая мощность Pcmin, чем для
обнаружения и измерения характеристик импульса, параметров
пакета импульсов, вида внутриимпульсной модуляции и т.д.
12.3. Скрытность и помехоустойчивость РЭС
по отношению к организованным помехам
Скрытность и помехоустойчивость характеризуют
помехозащищенность радиосредств. Под скрытностью понимают способность
РЭС решать поставленные перед ней задачи и не дать
возможности СРР противника обнаружить сам факт работы РЭС
(абсолютная скрытность) или затруднить оценку параметров сигнала, если
факт излучения был обнаружен противником.
Выделяют следующие виды скрытности:
• энергетическая;
• частотная;
• временная;
• пространственно-временная;
• структурная.
Энергетическая скрытность может характеризовать скрытность
как самого объекта, так и сигналов, излучаемых
расположенными на нем РЭС.
В первом случае подразумевают реализацию
радиолокационной, оптической и инфракрасной незаметности объекта, т.е.
снижение его излучающих и отражающих свойств в соответствующих
диапазонах электромагнитных волн. Для этого применяются ра-
диопоглощающие материалы, теплоизолирующие и рассеивающие
тепло экраны, обеспечивающие отвод и охлаждение выхлопных
газов. Выбирают формы объекта, при которых резко снижаются
отражения радиоволн и лазерного облучения.
Во втором случае энергетическая скрытность характеризует
способность РЛС противостоять мерам, направленным на
обнаружение ее сигнала разведывательным приемником.
Степень понижения вероятности обнаружения излучений РЛС
характеризуют частотной и временной скрытностью. Прерывистые
во времени сигналы РЛС затрудняют разведку. Для импульсных
РЛС, имеющих большой энергетический потенциал, можно
использовать импульсы с меньшей длительностью и частотой по-
512
вторения. Существует метод, называемый «работа под почерк»,
при котором параметры сигнала своей РЛС подстраивают под
параметры РЛС противника, работающей в этом же районе
(поляризацию, частоту, период следования и длительность импульсов).
Данные для подстройки получают от специального канала
разведки излучений РЛС противника, проводимой предварительно.
Работа под почерк вносит неопределенность и затрудняет
определение пеленга разведываемой РЛС из-за перепутывания сигналов
на входе разведывательного приемника.
Другой метод основан на маскировке работы скрытной РЛС
излучением более мощной РЛС, подавление которой не ведет к
потере боеспособности объекта. В этом случае разведывательный
приемник противника обнаруживает излучение более мощной
РЛС, например импульсной, оценивает параметры ее
зондирующего сигнала, и под этот сигнал противником организуются
помехи. При этом скрываемая РЛС с меньшей мощностью
излучения, как правило, когерентная и со сложномодулированным
зондирующим сигналом с большой базой, остается необнаруженной.
Применяют различные технические и
организационно-тактические меры повышения временной и частотной скрытности. К ним
относятся:
• использование режимов «мерцания» — кратковременного
выключения передатчика;
• перестройка несущей частоты сигнала скачками от импульса
к импульсу по случайному закону в широком частотном
диапазоне, например в пределах полосы частот, составляющей 10... 15%
от несущей частоты. Величины скачков по частоте превосходят
частотный поддиапазон разведприемника, что снижает
вероятность обнаружения сигнала РЛС, а ее дальность при обнаружении
целей сложной конфигурации, состоящей из многих блестящих
точек, возрастает;
• использование широкополосного многочастотного
зондирующего сигнала с большим разносом между частотными
полосками. Сжатие таких сигналов осуществляют в два этапа: вначале
гетеродинными методами уменьшают разнос между частотными
полосами, а затем сжимают частотные составляющие сигналов в
корреляторе или в СФ;
• использование когерентного режима и сложномодулирован-
ных сигналов с большой базой (большим временем накопления),
что позволяет на несколько порядков снизить излучаемую
мощность передатчика.
При изменяющемся местоположении РЛС появляется
пространственная скрытность, что особенно существенно для подвижных
объектов. Она тем выше, чем уже ДНА РЛС и ниже уровень
боковых лепестков. Используют многолучевые антенные решетки с
малыми боковыми лепестками ДНА и адаптацию формы ДНА с
513
учетом направлений прихода мощных помех с целью их
минимизации и максимизации сигналов, отраженных от целей.
Удобным подходом для экспериментальной и теоретической
оценок скрытности при разработке и испытаниях РЛС является
использование вероятностно-энергетического критерия. При
оценке скрытности РЛС производят расчет зон обнаружения цели
радиолокатором и разведки сигналов РЛС определенным типом
разведприемника. Его используют при расчетах и испытаниях РЛС
повышенной скрытности. В соответствии с этим критерием
вводят коэффициент (показатель) скрытности S= Dpnc/Dpn, где
DPnc — дальность обнаружения цели с заданными вероятностями
правильного обнаружения и ложной тревоги; Dpn — дальность
разведки излучения РЛС с заданными качественными
показателями при известных параметрах разведывательного приемника.
Этот показатель может быть получен и теоретически, и
экспериментально.
При условии S» 1 РЛС имеет запас по скрытности. При S< 1
РЛС не скрытна для данной ситуации. Для вычисления
коэффициента £ пользуются следующей методикой:
1) производят расчет характеристик обнаружения цели РЛС
(вероятности обнаружения рРЯС как функции от дальности при
фиксированной вероятности ложной тревоги /?рлс=/(^)) и
характеристик обнаружения разведуемого сигнала (вероятности
обнаружения излучения РЛС рп0 при фиксированной вероятности ложной
тревоги разведприемника p„.0 = AD));
2) по рассчитанным характеристикам определяют дальности
£>рлс и Dpn для /Vo и Ррлс, которые обычно заданы для РЛС и
разведывательного приемника. Далее определяют коэффициент
скрытности S и сравнивают его с пороговым значением S„ = 1 для
определения степени скрытности РЛС.
Структурная скрытность обеспечивается выбором форматов
модуляции, используемых при формировании сигналов РЭС.
Рассмотрим возможности повышения скрытности за счет
использования сложных сигналов на примере прямоугольного ЛЧМ
импульса. Пусть амплитуда импульса Um, длительность хи и
девиация частоты Wf. Если произведение Щхн » 1, то ЛЧМ импульс
имеет амплитудно-частотный спектр, по форме близкий к
прямоугольному шириной Δ/c, равной девиации частоты Щ-. Будем
считать, что приемник СРР имеет прямоугольную АЧХ шириной
А/р.п > А/с! линейную ФЧХ, а спектр ЛЧМ импульса лежит в
пределах полосы пропускания приемника СРР. В приемнике РЛС
применяется согласованный фильтр, отношение сигнал/шум на
выходе которого <7, = у]2Е/ N0i, где Ε — энергия сигнала на входе
приемника РЛС, Е= ί/^τ„/2; /V01/2 — СПМ белого шума,
пересчитанного ко входу приемника.
514
Приемник СРР при указанных параметрах обеспечит
неискаженное воспроизведение входного сигнала и отношение сигнал/
шум на выходе q2 = Um / sJNQ2Afp, где Ν02/2 — СП М белого шума
для приемника СРР.
Составим отношение q\/ q2, характеризующее выигрыш,
который получает РЛС по сравнению с СРР, считая NQl = NQ2
(одинаковые качества приемников РЛС и СРР) и Afpn = Afc:
qJq2=^M=^B. (12.7)
Из выражения (12.7) следует, что для сигналов с большой
базой можно обеспечить достаточно высокую скрытность действия
системы. Нужно, однако, иметь в виду, что для РЛС, даже
используя сложные сигналы, трудно обеспечить абсолютную
скрытность: приемник СРР работает по прямому сигналу, а приемник
РЛС — по отраженному.
В тех случаях, когда факт излучения скрыть не удается,
применяют меры, снижающие эффективность системы РПД. К их числу
относятся перестройка рабочей частоты и частоты повторения;
построение угломеров на основе моноимпульсных систем, не
подверженных воздействию помех, излучаемых ПП, совмещенным с
целью; применение сложных сигналов. Возможно также
излучение сигналов, направленных на дезинформацию СРР с целью
скрыть истинную картину работы РЛС.
При проектировании РТС военного назначения большое
внимание уделяется повышению помехоустойчивости системы
относительно активных помех. Особенностью является то, что
реальная помехоиая обстановка может динамично изменяться и
априори неизвестна. В такой ситуации, учитывая, что помеха создается
не природой (собственные шумы приемника, атмосферные
помехи), а постановщиком помех, целесообразно ориентироваться на
наихудший случай, связанный с созданием помех, максимально
мешающих работе системы (в рамках ограничений,
накладываемых на технические возможности ПП), и в этих условиях
оптимизировать качество работы проектируемой РТС. Такое
взаимоотношение РТС и ПП создает конфликтную ситуацию, в которой
поведение каждой из сторон описывается в терминах теории игр.
Наиболее широко применяемым пассивным методом противо-
локационной радиомаскировки является постановка дипольной
помехи. При этом пассивные помехи создаются разбрасыванием в
атмосфере отрезков бумажных металлизированных лент,
металлизированного стекловолокна или алюминиевой фольги с
помощью самолетов, артиллерийских снарядов или иными
способами. Наибольшая эффективность дипольных помех
достигается в том случае, когда длина этих отрезков равна
приблизительно половине длины рабочей волны радиолокационной стан-
515
ции. Эффективная площадь рассеяния (ЭПР) одиночного
полуволнового дипольного отражателя определяется
соотношением σ0 д = 0,86λ2«)54θ, где θ — угол между осью диполя и
направлением электрического вектора Ε падающей электромагнитной волны
с длиной волны λ.
Облака диполей могут содержать тысячи отрезков,
соизмеримых по размерам с длиной волны, подавляемой РЛС. Так как
пачки диполей комплектуют из нескольких типов с различной
длиной, то переотражения радиоволн от них могут перекрывать
широкий частотный диапазон, в котором работают РЛС. Диполи в
атмосфере разносятся ветром, имитируя цели или образуя
протяженные в пространстве облака с высокой отражательной
способностью. Общая ЭПР пачки (облака) случайно ориентированных
диполей после разброса в атмосфере составляет апд =0,18λ2Λτιρ,
где N — общее число диполей; ηρ < 1 — коэффициент разлета,
учитывающий эффект слипания и разлома отдельных диполей.
Эту формулу можно применять для расчета
помехоустойчивости РЛС, если размеры облака помех меньше ее разрешаемого
объема УрЛс- Величина этого объема определяется шириной ДНА
и шириной спектра сигнала Afc и приближенно равна
^РЛС = D αΟ,5βθ,5 7ГТ7"'
2А/С
где D — дальность до просматриваемого элемента разрешения;
αο.5> βο,5 — ширина ДНА РЛС соответственно по азимуту и углу
места на уровне половинной мощности.
В отличие от шумовой активной помехи, перекрывающей весь
рабочий диапазон частот приемника РЛС, спектр сигнала,
отраженного облаком дипольных отражателей, занимает практически
ту же полосу частот, что и излучаемый сигнал, но отличается от
него. Спектр отраженного сигнала претерпевает допплеровское
рассеяние, которое определяется средней радиальной скоростью
диполей и ее разбросом (дисперсией).
Зачастую значения разброса скоростей диполей
незначительны по сравнению со скоростью целей. Это позволяет осуществить
селекцию целей по допплеровскому сдвигу частоты.
Активными помехами называют радиосигналы, создаваемые ПП
с целью ухудшения работы или полного подавления РЭС
противника. Активные помехи можно подразделить на три группы:
• непрерывные шумовые помехи;
• хаотические импульсные помехи;
• последовательности детерминированных сигналов.
Как уже упоминалось в подразд. 12.1, по отношению к ширине
спектра сигнала непрерывные шумовые помехи можно разделить
на заградительные, ширина спектра которых много больше ши-
516
рины спектра сигнала и полностью перекрывает возможные
положения спектра сигнала на оси частот, и прицельные, для
которых спектры сигнала и помехи практически совпадают.
Сравнительная эффективность такой помехи также была рассмотрена в
подразд. 12.1.
Примером помехи, имеющей вид детерминированных
сигналов, является переизлученный ПП сигнал РЛС с внесением в него
необходимой дезинформации (время задержки, число принятых
импульсов). Это создает иллюзию наличия множества целей,
большинство из которых — ложные.
12.4. Борьба с организованными
радиопомехами и эффективность средств
радиопротиводействия
Организованные радиопомехи включают в себя рассмотренные
ранее активные маскирующие (заградительные, прицельные) и
имитирующие помехи с различными видами изменения
параметров радиопомех. Для создания маскирующих помех применяют
различные виды сигналов: непрерывные шумовые, хаотические и
регулярные импульсные последовательности,
частотно-модулированные и т.д. Активные имитирующие помехи используют для
внесения ложной информации в подавляемую РЛС, перегружая
каналы обнаружения, измерения, слежения и распознавания
ложными сигналами. Действие последних приводит к уменьшению
пропускной способности системы.
Особенностью имитирующих помех является их
незначительное отличие от полезных сигналов. Имитирующие помехи
можно подразделить по их назначению: подавление каналов
обнаружения-разрешения целей, сопровождение (по дальности,
скорости, направлению) и дезинформация системы
распознавания.
Средства борьбы с организованными помехами должны
обеспечивать помехозащищенность РЛС. Эти средства позволяют
эффективно работать при одновременном ведении противником
радиоразведки и создании радиопомех.
Помехозащищенность РЛС в условиях радиопротиводействия
оценивают вероятностью рт решения РЛС всего комплекса задач,
стоящих перед ней (обнаружение, опознавание, оценивание
координат), с заданным качеством:
Рт = РямРпуО + О - Ра.п)Рпу\, (12.8)
где рдп — вероятность действия организованных помех на РЛС;
Aiyo и Aiyi — соответственно вероятности решения поставленных
задач при наличии РПД и без него.
517
Вероятность рт характеризует скрытность РЛС и эффективность
системы радиоразведки противника. Соотношение (12.8) можно
использовать для сравнительных оценок помехоустойчивости с
помощью критерия рпу\/рпуо ^ Пд, где Пд — допустимое ухудшение
помехоустойчивости.
Вероятности рпу0 и рпу1 — основные качественные показатели
помехоустойчивости РЛС при наличии и отсутствии
организованных радиопомех. Они определяются назначением данного
радиоэлектронного устройства. Наряду с этим показателем используют
частные критерии и показатели качества различных систем РЛС
(обнаружителя, следящего измерителя, системы идентификации
и распознавания целей).
При разработке, построении и экспериментальных проверках
прототипов и серийных РЛС задают необходимые данные по
параметрам радиопомех, которые нужны для теоретического расчета
и экспериментальной оценки качественных показателей
помехозащищенности РЛС с устройствами подавления помех.
К ним относятся: направления прихода, плотности потоков
мощности, виды модулирующих функций, спектральные
характеристики, поляризация, вероятностные характеристики помех.
Наиболее сложной задачей конструирования является создание
подавителей комбинированных помех, когда выполнение
основных задач РЛС происходит при действии комплекса активных,
пассивных, естественных и искусственных, умышленных и
неумышленных помех.
Большинство технических методов защиты РТС от активных
помех основано на различных способах селекции:
пространственной, амплитудной, временной, частотной и поляризационной.
Пространственная селекция предполагает применение
передающей и приемной антенн с узкими ДН и малым уровнем боковых
лепестков, что затрудняет ведение разведки и создание помех
постановщиком, размещенным в стороне от лоцируемого объекта.
Наиболее эффективно эти задачи решаются в адаптивных РЛС
с антенными решетками, в которых осуществляется электронное
управление ДН. В таких системах удается реализовать
оптимальную пространственно-временную обработку принимаемого
излучения, включающего в себя сигналы от целей, сигналы от
пассивных отражателей, сигналы активных излучений и флуктуаци-
онную помеху.
Амплитудная селекция защищает приемное устройство от
перегрузки помехой, попавшей на его вход. Она обеспечивается
применением различных типов автоматических регулировок
усиления, а также усилителей с расширенным динамическим
диапазоном.
Временная селекция достигается путем стробирования
приемного устройства РТС на время действия полезного сигнала.
518
Частотная селекция основана на различии в расположении
спектров сигнала и помехи на шкале частот. Для повышения
эффективности частотной селекции применяется перестройка
рабочей частоты РТС на основе анализа помеховой обстановки.
Поляризационная селекция использует различие в
поляризационных характеристиках полезных и мешающих сигналов.
Эффективной мерой борьбы с активными помехами является
вторичная обработка, позволяющая прогнозировать поведение цели
на время потери контакта с ней за счет действия средств РПД, а
также комплексирование систем, работающих на основе
различных физических принципов или в удаленных друг относительно
друга частотных диапазонах. В навигационных системах это
комплексирование радионавигационного оборудования и автономных
средств счисления; в локационных — совместное применение РЛС,
ОЛС и пассивных систем.
В ходе радиолокационного конфликта обе стороны ставят
перед собой задачу повысить эффективность своих средств РПД и
одновременно снизить эффективность РПД противника, при этом
в качестве основных ставятся две задачи:
• нарушение обмена информацией между силами противника
путем снижения эффективности или вывода из строя его
активных и пассивных радиолокационных систем, органов управления
и линий связи;
• предотвращение или снижение возможностей противника по
нарушению обмена информацией и выводу из строя собственных
систем управления и связи.
Для этого необходимо обеспечить:
• наблюдение за интенсивностью излучений в
электромагнитном спектре и возможность его использования своими РТС;
• вскрытие и наблюдение за функционированием носителей и
пользователей информацией в системе управления и связи
противника;
• подавление систем противника путем вывода их из строя;
• снижение возможности использования рабочих диапазонов
частот электромагнитного спектра РТС противника путем
постановки помех.
Современные системы РПД являются сложными
комплексами, включающими в себя:
• пассивные и активные средства разведки электромагнитной
обстановки и пространственного размещения своих и чужих объектов;
• средства постановки дезинформирующих помех, нарушающих
и затрудняющих работу радиолокационных систем противника;
• средства маскировки своих объектов с применением методов и
систем, излучающих и поглощающих электромагнитную энергию.
Доказательством значения скрытности в современных
радиолокационных системах являются современные системы высоко-
519
точного оружия (ВТО), представляющие собой комплексы, в
составе которых имеются система разведки, система наведения и
система поражения. Комплексы ВТО могут поражать цели самого
различного характера: движущиеся и неподвижные,
крупноразмерные и точечные, находящиеся на земле, в воздухе, на воде и
под водой. Они базируются на земле, воздушных и космических
объектах.
В ВТО радиолокационные средства должны обеспечивать
надежное обнаружение малоразмерных целей, с высокой точностью
определять вектор состояния цели (пространственные
координаты, радиальные и истинные скорости, радиолокационные
признаки для идентификации целей), производить захват и траектор-
ное сопровождение цели с последующей выдачей целеуказания
системам поражения.
Появление ВТО приводит к необходимости создания новых
методов и средств защиты. Основные способы защиты объектов от
ВТО (в которых радиолокационные средства выполняют главную
роль) подразделяют на четыре основные группы:
1) способы поражающего воздействия (огневое поражение
средствами ПВО; преждевременный подрыв боевой части ВТО;
применение активных помех, нарушающих управление в контурах
наведения ВТО; огневое поражение комплексов ВТО);
2) способы уменьшения информации (применение всех
методов повышения скрытности, рассмотренных в предыдущем
разделе, применение дублирующих разнесенных в пространстве
комплексов, снижение побочных излучений в пространстве и в
частотных диапазонах, снижение радиолокационной заметности,
ухудшение условий распространения электромагнитных волн между
ВТО и объектом);
3) способы смещения точки наведения (применение
дополнительных источников излучений — ловушек, ложных целей,
использование переотражений от подстилающей поверхности и
других объектов, постановка уводящих активных помех, применение
разнесенных многодиапазонных систем);
4) способы уменьшения уязвимости объектов
(военно-инженерные методы защиты, рациональное конструирование,
маскировка и т.п.).
В условиях применения ВТО повышение скрытности работы
РЛС приобретает особое значение. РЛС должна выполнять свои
задачи и одновременно максимально затруднять работу систем
радиотехнической разведки. Поскольку условиями обнаружения и
идентификации сигналов РЛС являются их достаточные для
анализа мощность и энергия, то в целях обеспечения скрытности эти
параметры РЛС стремятся уменьшить. Современные средства
разведки имеют чувствительность, позволяющую обнаружить факт
излучения импульсной РЛС (по одному импульсу и основному
520
лепестку ДНА, а при обеспечении радиомолчания в районе
расположения РЛС даже по фону боковых лепестков).
Большое значение имеют внешние условия, в которых
развивается радиолокационный конфликт. Важную роль играет
используемый диапазон частот РЛС. В декаметровом диапазоне мощный
сигнал загоризонтной РЛС может быть обнаружен на дистанции
несколько тысяч километров за счет переотражений от
ионосферы. С другой стороны, если разведуемая РЛС и система РПД
противника находятся на поверхности Земли или моря, то в
микроволновом диапазоне радиоволны за горизонтом сильно затухают и
находящийся в зоне тени разведывательный приемник сигнал, как
правило, не обнаруживает. Расчеты показывают, что в
сантиметровом диапазоне волн за радиогоризонтом дополнительное затухание
на каждый километр дистанции составляет 2...6 дБ в зависимости
от степени рефракции. При расчете дальности скрытной работы
микроволновой РЛС следует учитывать интерференционный
множитель. Влияние земной поверхности сказывается в сильном
ослаблении сигнала на входе приемника, расположенного за
горизонтом. Если приемник системы РПД расположен на
высоколетящем самолете, а корабельная РЛС должна работать по надводным
целям, то дальность разведки будет возрастать. Поэтому ДНА РЛС
следует делать узкой в вертикальной плоскости и стабилизировать
ее положение при качке.
Из изложенного ясно, что решение задач защиты от ВТО, так
же как и его эффективного применения, ставит перед
разработчиками радиоэлектронных средств сложнейшие проблемы. Для их
разрешения радиоинженер должен владеть широким набором
современных методов анализа и синтеза различных РТС.
Контрольные вопросы
1. Какие задачи решают системы радиопротиводействия и
контррадиопротиводействия?
2. В чем заключается активное и пассивное РПД?
3. Какова роль маскирующих и имитирующих помех?
4. В чем отличие заградительных и прицельных радиопомех?
5. Почему большее применение в системах РПД находят помехи
шумового типа?
6. Какое воздействие помеха шумового типа оказывает на работу РЛС?
7. Как оценивают эффективность помех при подавлении РЛС?
8. Какие задачи решают системы радиотехнической разведки?
9. Какие параметры РЛС противника определяются приемником
разведки?
10. Какие функциональные узлы входят в состав аппаратуры
радиотехнической разведки?
11. Как осуществляется анализ радиосигналов в станции разведки?
521
12. От чего зависит дальность радиоразведки?
13. Какие методы радиомаскировки находят наибольшее применение?
14. Что такое скрытность действия РЭС и как она обеспечивается?
15. Каковы методы повышения эффективности средств
радиопротиводействия?
16. Какие способы защиты объектов от ВТО могут быть
использованы?
17. Какие методы защиты РЛС от организованных радиопомех находят
применение?
ГЛАВА 13
НАДЕЖНОСТЬ РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ СИСТЕМ.
МЕТОДЫ ОБЕСПЕЧЕНИЯ НАДЕЖНОСТИ
13.1. Понятия надежности и отказа
Качество работы РТС существенным образом зависит от ее
способности сохранять свои свойства в процессе функционирования,
поскольку сколь угодно совершенные с точки зрения технических
идей системы могут оказаться совершенно неработоспособными
по причине выхода из строя какого-то узла. Эту способность обычно
называют надежностью и оценивают некоторой системой
специальных характеристик.
Проблемы оценки и повышения надежности в той или иной
мере возникают при создании любой РТС, поэтому умение
ориентироваться в этой достаточно сложной области необходимо
каждому специалисту. Приведенные ниже начальные сведения по
теории надежности должны помочь при необходимости грамотно
подойти к решению подобных задач.
В общем случае под надежностью понимают способность РТС
выполнять заданные функции в течение определенного периода
времени в заранее обусловленных условиях эксплуатации с
параметрами, установленными требованиями технического задания.
Упомянутый период обычно увязан со временем решения какой-
либо конкретной задачи.
По современным воззрениям для сложных систем надежность
определяется тремя составляющими: аппаратурной, программной
и информационной. Аппаратурная надежность, или просто
надежность, характеризуется вероятностью появления дефектов в
компонентах РТС, программная надежность — вероятностью
наличия ошибок в программном обеспечении, не выявленных в
процессе отладки, информационная надежность —
вероятностью выдачи ошибочной выходной информации при
безупречной работе аппаратной части и программного обеспечения.
Причины, вызывающие потерю работоспособности системы,
называют отказами. В соответствии с составляющими надежности
можно определить аппаратурные, программные и
информационные отказы. Первые вызываются всякого рода физическими
нарушениями в РТС, вторые — переходом рабочей программы в оши-
523
бочную область, а третьи — внешними причинами, например
ухудшением помеховой обстановки. Различают внезапные и
постепенные отказы. Их особенности наиболее наглядно проявляются для
аппаратурных отказов. В этом случае под внезапным отказом
понимают мгновенный выход из строя технического устройства,
вызванный обрывом или коротким замыканием проводников,
механическим повреждением элементов и т.п. Под
постепенным отказом также понимается выход из строя технического
устройства, происходящий, однако, достаточно медленно в
результате длительного ухудшения какой-либо характеристики.
Причиной постепенного отказа может быть, например, постепенное
ухудшение изоляции конденсатора.
Любой отказ является случайным событием, поэтому при
решении задач оценки и повышения надежности используются
положения теории вероятностей и математической статистики.
Соответствующие методы решения изучаются общей теорией
надежности. Исторически эта теория, прежде всего, была разработана
для решения задач аппаратурной надежности. Изложим ее
элементарные положения применительно именно к этой
составляющей.
13.2. Характеристики надежности
Надежность РТС с очевидностью зависит от состава и числа
входящих в нее элементов, способа соединения этих элементов в
систему и характеристик каждого из элементов. Деление на
системы и элементы достаточно условно и зависит от конкретной
постановки задачи. Так, сигнальный процессор в узле обработки
информации может рассматриваться и как система, состоящая из
отдельных элементов (цифровых микросхем, проводников,
конденсаторов и т. п.), и как элемент более сложной системы:
радиотехнической системы.
Основной надежностной характеристикой элемента (системы)
принято считать вероятность безотказной работы p(t), под
которой понимается вероятность того, что элемент в штатных
условиях будет исправен до момента времени t. Часто эту характеристику
называют надежностью элемента, или интегральным законом
надежности.
Событием, противоположным безотказной работе, является
отказ. Вероятность того, что оно произойдет к моменту времени t,
называют вероятностью отказа q{t). Отказ и безотказная работа
элемента составляют полную группу событий, т.е. в любой
момент времени p{t) + q{t) = l.
Время, прошедшее от момента начала работы элемента до
момента его отказа, есть непрерывная случайная величина Т. Ее функ-
524
ция распределения вероятностей F(t) есть вероятность того, что
Τ < t, из чего следует равенство F{t) вероятности отказа элемента
за время /, т.е. F{t) = q{t) и p{t) = 1 - F\t).
Введенные ранее функции для конкретных элементов
определяются на основе достаточно трудоемких статистических
испытаний. На практике обычно проще определяются не сами функции,
а их производные, в частности F'(t). Последнюю производную
называют плотностью вероятностей времени безотказной работы W(t)
и широко используют для вычисления других надежностных
характеристик. Для нее с очевидностью справедливо соотношение
W{t) = q\t) = -p\t).
Важной надежностной характеристикой элемента является
среднее время безотказной работы Т0, представляющее собой
математическое ожидание случайной величины Τ
T0=]tW{t)at = )p{t)at. (13.1)
о о
Величину Т0 называют также наработкой на отказ.
В процессе статистических испытаний чаще всего определяют
характеристику, именуемую интенсивностью отказов λ(ί). Она
определяется как среднее число отказов в единицу времени,
приходящееся на один работающий элемент. По существу, это
условная плотность вероятности (ПВ) отказа элемента в момент
времени t при условии, что до момента t он был исправен. В
соответствии с известными положениями теории вероятностей
Ц0 = ¥£1. (13.2)
pit)
Экспериментально λ(ή определяется путем деления числа
элементов, отказавших за фиксированный промежуток времени, на
число элементов, находящихся к началу этого промежутка в
исправном состоянии. В качестве временного промежутка обычно
берется один час, при другой его величине производится
соответствующий пересчет, т.е. интенсивность отказов — величина,
имеющая размерность ч '.
13.3. Экспоненциальный закон надежности
Выражение (13.2) позволяет составить дифференциальное
уравнение, решение которого дает p{f) в явном виде. Действительно,
λ(/) = ϋ^ = Ζ^ = _[1η ,(,)]',
Pit) pit) L м'ь
525
откуда вероятность безотказной работы элемента
pit) = ехр
-}λ(τ)Α
(13.3)
Формула (13.3) справедлива при любых законах надежности.
В частном случае, характерном для режима нормальной
эксплуатации РТС, интенсивность отказов от времени не зависит, тогда
λ(0 = λ = const и закон надежности общего вида переходит в
экспоненциальный закон надежности:
Pit) = β"λ'. (13.4)
Для этого закона основные надежностные характеристики
вычисляются очень просто. Так, в этом случае вероятность отказа,
Π В времени безотказной работы и наработка на отказ элемента
соответственно:
qit) = Fit) = 1 - β"λ'; Wit) = λβ"λ'; Τ0 = 1/λ. (13.5)
Для элементов современных РТС предположение о
постоянстве интенсивности отказов, как правило, выполняется, поэтому
экспоненциальный закон надежности широко используется для
решения практических задач.
13.4. Надежность безызбыточных
систем
Безызбыточной системой в теории надежности принято считать
систему, выходящую из строя при отказе любого элемента,
входящего в ее состав. Пусть такая система £ состоит из η элементов,
причем надежность каждого из них известна. Определим
надежность всей системы.
Очевидно, что безызбыточная система функционирует штатно
тогда и только тогда, когда исправны все ее компоненты,
поэтому, вероятность ее безотказной работы psit) есть произведение
Psit) = \\Piit), в котором Piit) — вероятность безотказной работы
1=1
/'-го элемента; / = 1, ..., п.
В соответствии с выражением (13.3) вероятность безотказной
работы Pjit) = ехр
-}Мт)сИ
, a psit) = ехр
-}л(х)ск
где
символами λ, и Л обозначены интенсивности отказов г'-го элемента и
всей системы £ соответственно, что определит
526
Ps(t) = exp
-JA(x)di
ПА(0 = ехр
i=l
.'=' о
= exp
-|£λ(τ)άτ
о<=1
(13.6)
;=Ι
Выражения (13.6) позволяют рассчитать все надежностные
характеристики безызбыточной системы общего вида. В случае
постоянства интенсивностей отказов всех составляющих систему
элементов расчет особенно прост, а соответствующие формулы
подобны формулам вида (13.5):
Ps{t) = е"Л'; Л = £ λ,; W{t) = Ле"л';
;=l
т _ 1 _ 1 1
ι=Ι ι=Ι 'Οι
(13.7)
Следует отметить, что при больших сроках эксплуатации
надежность РТС средней сложности может оказаться достаточно
низкой даже при высокой надежности элементов. Например, пусть
система со временем эксплуатации t= 10 000 ч состоит из 22
элементов, 20 из которых имеют интенсивность отказов λ| = Ю-7 ч~',
а два — λ| =5· 10~б ч^'. Тогда для всей системы интенсивность
отказов Л = 20 · Ю-7 + 2 · 5 ■ 10 6 = 1,2 · 10~5 ч"1, а вероятность
безотказной работы к концу срока службы /?(10 000) = е °·12 = 0,88, что
для систем, выполняющих ответственные функции, явно
недостаточно.
13.5. Надежность избыточных систем
Под избыточной системой будем понимать систему,
сохраняющую работоспособность при отказе одного или нескольких
входящих в нее компонентов. Иногда избыточность в системе
присутствует изначально, однако чаще она вводится искусственно с
целью улучшения аппаратурной надежности. Добавляемые для этого
узлы принято называть структурной, или аппаратурной,
избыточностью. Из известных способов введения структурной
избыточности рассмотрим два наиболее употребительных: мажоритарный
метод и метод замещающего резервирования.
527
Первыми появились системы, построенные с помощью
мажоритарного метода, называемого также методом мажоритарного
резервирования. Такие системы — мажоритарные, или системы с
мажоритарной структурой, — содержат η одинаковых
безызбыточных подсистем Sh каждая из которых может выполнять
заданные функции. Выходы мажоритарной системы организуются по
принципу голосования «к из и» (к/п), причем к > и/2 (рис. 13.1).
Легче всего строятся цифровые мажоритарные системы,
поскольку их выход можно сформировать с помощью комбинационной
схемы, вычисляющей поразрядно соответствующую мажоритарную
функцию Мз.}(к/п). В простейшем случае это функция вида Maj(2/3),
тогда /-й разряд вектора выхода системы Уя = УпУа^ упуц\/ у^у^, где
Ун, уп, yi3 — /-е разряды векторов выхода первой, второй и третьей
подсистем соответственно.
Для аналоговых систем обработки информации мажоритарное
резервирование осуществить сложнее, так как в этом случае схема
голосования должна отбраковывать явно аномальные значения
выхода части подсистем, а правдоподобные усреднять.
Механические подсистемы, входящие в РТС, превратить в
мажоритарные, как правило, не удается ввиду невозможности построения
устройства голосования.
Надежность мажоритарной системы можно определить путем
анализа полной группы событий, что в случае голосования по
принципу к/п даст вероятность безотказной работы в виде
Α/Λ(0 = ΣΟ"-'(')[ι-/'(')]', О3·8)
;=0
где С'„ — число сочетаний из η по /; p(t) — вероятность
безотказной работы подсистем, составляющих мажоритарную систему.
Мажоритарное резервирование имеет смысл только тогда, когда
Pk/n(t) » p(t). Решая последнее неравенство, можно определить
диапазон значений p(t) и временной интервал эффективного ис-
Рис. 13.1. Мажоритарная система
с голосованием «к из я» (к/п)
528
пользования избыточности. Так, для простейшей мажоритарной
системы вероятность безотказной работы /?2/э(0 = Р3(0 + 2>p2(t)[\ -
- p(t)\ > p(t), если 1 > p{t) > 0,5. При экспоненциальном характере
p{i) время, в течение которого такая система надежнее
безызбыточной составляет Г()1п2 = 0,694 Г0, где Т0 — среднее время
безотказной работы безызбыточной системы.
Отметим, что надежность мажоритарных систем не может быть
описана экспоненциальным законом. Их вероятность безотказной
работы в начале эксплуатации выше, чем у составляющих
подсистем, но с течением времени она начинает резко снижаться,
становясь меньше, чем у исходных безызбыточных систем. Если к
выбирается путем округления и/2 до ближайшего большего целого
числа, то с увеличением η pk/n(t) стремится к ступенчатой
функции, скачком переходящей из 1 в 0 в момент времени порядка Т0/2.
Рассмотрим основные достоинства и недостатки
мажоритарных систем. Из достоинств укажем два очевидных: простоту
синтеза таких систем и безошибочное выполнение ими своих
функций до тех пор, пока число отказавших подсистем меньше к.
Второе свойство особенно важно для таких систем, в которых
недопустимы потери информации либо перерывы в работе (системы
связи, РТС УВД и т.п.).
Из недостатков приведем два основных. Первый состоит в
чрезмерной сложности мажоритарных систем: даже в простейшем
случае их объем более чем в три раза превышает объем исходной
системы. Второй недостаток связан с малоэффективным
использованием вводимой избыточности: система отказывает при
наличии в ней (к - 1) исправных подсистем.
Особенно ярко второй недостаток проявляется в системах с
большой кратностью резервирования (пик велики). Положение
можно улучшить, изменяя правило голосования по мере
появления отказов. Для этого нужно, во-первых, отключать отказавшую
подсистему, уменьшая этим « на 1, и, во-вторых, отключив две
подсистемы, уменьшать к на 1. В пределе мажоритарная система с
голосованием к/п преобразуется в простейшую, но и после ее
окончательного отказа потенциальный ресурс надежности
выработан не будет, одна подсистема останется исправной. Введение
переменного правила голосования существенно повышает
надежность мажоритарных систем, вероятность безотказной работы в
этом случае определится выражением
Лаг/Я(0 = "£оя"'(0[1-/>(0]' =
/=0
= 1 -[1 +(п- l)p{t)\\l -pit)]1-1. (13.9)
Примером высоконадежной мажоритарной системы может
служить бортовой вычислительный комплекс космического корабля
529
«Аполлон», использовавшегося для полета на Луну. Его расчетная
вероятность безотказной работы при отсутствии избыточности
равнялась 0,8 и была явно недостаточна, необходимое значение
составляло порядка 0,9999. Для повышения надежности было
использовано девятикратное мажоритарное резервирование с
переменным правилом голосования, что позволило довести эту
вероятность до 0,99998. Для сравнения укажем, что в тех же условиях
простейшая мажоритарная система обеспечивает вероятность
безотказной работы 0,896, а система с девятикратным
мажоритарным резервированием и постоянным порогом 5/9 обеспечивает
вероятность 0,997, т.е. требуемой надежности они не
обеспечивают.
Представленный пример показывает, что мажоритарный
метод позволяет получить весьма высокую надежность, но требует
больших аппаратурных затрат. Его можно рекомендовать только
для систем специального назначения, отказ которых приводит к
катастрофическим последствиям.
От большинства недостатков мажоритарных систем свободны
избыточные системы, для построения которых использован
метод замещающего резервирования. Их обычно называют системами
с резервированием, или просто резервированными системами.
Повышение надежности в таких системах происходит за счет того, что
по мере отказа основной подсистемы, выполняющей штатные
функции, вместо нее включается исправная резервная, а
отказавшая система с эксплуатации снимается. Процесс повторяется, пока
не исчерпан резерв, т.е. резервированная система работоспособна
до тех пор, пока в ее составе имеется хотя бы одна исправная
подсистема. Очевидно, что метод замещающего резервирования
сд и УК
Рис. 13.2. Структура системы с «-кратным резервированием
530
может быть использован для повышения надежности как любых
устройств в составе РТС, так и РТС в целом.
Отметим, что резервная подсистема не обязательно является
точной копией основной, она может иметь другую надежность и
даже другую физическую природу. Так, в системе
электроснабжения трансформаторная подстанция может резервироваться с
помощью дизельного электрогенератора.
Структура резервированной системы напоминает структуру
мажоритарной, однако в ней вместо устройства голосования
используется коммутатор и в той или иной форме имеют место
средства диагностирования и управления коммутацией (СД и УК) (рис.
13.2). Эти средства предназначены для оценки технического
состояния подсистемы, работающей в текущий момент времени в
качестве основной, и в случае обнаружения отказа управления
процессом ее замены на исправную резервную.
На рисунке СД и УК выделены в виде отдельного блока
условно, поскольку они нередко полностью или частично входят в
состав каждой подсистемы, не образуя в первом случае
самостоятельного общесистемного узла. Более того, эту роль, равно как и
роль коммутатора, может выполнять обслуживающий персонал,
оснащенный оборудованием для контроля, а также запасным
имуществом и принадлежностями (ЗИП). В последнем случае
соответствующие компоненты в резервированной системе
отсутствуют.
Различают два вида резервирования: «горячее» и «холодное». В
системах с «горячим» резервированием все компоненты находятся в
рабочем режиме и расходуют свой надежностный ресурс. В этом
смысле они подобны мажоритарным, отличаясь лишь более
рациональным использованием избыточности: система откажет
только после отказа всех ее составляющих подсистем. Если устройства
переключения на резерв абсолютно надежны и безынерционны,
то вероятность безотказной работы системы с горячим
резервированием можно оценить выражением
Л(0 = 1-П[1-А(0], (13.10)
в котором pj(t) — вероятность безотказной работы /-ой
подсистемы; η — кратность резервирования.
В случае идентичности основной и резервных подсистем /?,(/) =
= p{t) для всех /, что позволяет выражение (13.10) преобразовать
к виду
ps{t)=\-[\-p{t)]". (13.11)
При «холодном» резервировании резервные подсистемы находятся
в нерабочем состоянии (режим хранения) и практически не рас-
531
ходуют свой ресурс надежности, поэтому вероятность
безотказной работы систем с «холодным» резервированием при
одинаковых характеристиках переключающих устройств, как правило,
существенно выше, чем у систем с «горячим» резервированием.
Соответствующую формулу для общего случая получить достаточно
сложно, однако, когда такая система состоит из одинаковых
подсистем с экспоненциальным законом надежности, поток ее
отказов становится пуассоновским, а выражение для вероятности
безотказной работы преобразуется к виду
/>s(0 = eVf^f, (13.12)
где λ — интенсивность отказов подсистем, входящих в систему.
Из выражений (13.10)...(13.12) следует, что надежность
резервированных систем так же, как и мажоритарных, не подчинена
экспоненциальному закону, но она всегда больше надежности
безызбыточных подсистем, их образующих. Это показывает, что в
резервированных системах избыточность используется
эффективнее, чем в мажоритарных. Так, требуемую надежность
упоминавшегося вычислительного комплекса системы «Аполлон» можно
обеспечить при шестикратном «горячем» либо четырехкратном
«холодном» резервировании. В первом случае ps(t) = 1 - [1 - 0,8]6 =
= 0,99993, а во втором случае
Ps(t) = 0,8Σ(0'22335)' = 0> 99997,
/=о '!
т.е. замена мажоритарной системы на резервированную позволяла
весьма существенно снизить аппаратурные затраты при не менее
высоких показателях надежности. Отказ от резервирования в
реальном комплексе был обусловлен желанием разработчиков обеспечить
непрерывность обработки информации наиболее простым способом.
Завершая рассмотрение простейших избыточных систем,
отметим два момента. Во-первых, укажем, что формулы (13.10)... (13.12)
дают завышенные значения надежности, поскольку они
выведены в предположении абсолютной надежности вспомогательных
узлов (средств голосования, диагностирования, коммутации и т. п.).
Коррекция результатов расчета достаточно проста, например
полученное значение ps{t) следует домножить на вероятность
безотказной работы вспомогательных узлов. С помощью несложных
преобразований можно уточнить и другие надежностные
характеристики.
Второй момент связан со стратегией введения избыточности в
исходную систему. Очевидно, что можно использовать методы
мажоритарного и обычного резервирования как для РТС в целом,
так и для отдельных их компонентов. В специальной литературе
532
показано, что при безотказных вспомогательных узлах надежность
системы увеличивается при уменьшении объема резервируемых
компонентов. В результате при одинаковой кратности
резервирования система, резервированная поблочно, надежнее системы,
резервированной как единое целое, а максимум надежности
достигается при независимом резервировании каждого элемента.
Вводимая избыточность при этом растет из-за увеличения объема
вспомогательного оборудования. Если его надежность не абсолютна,
то чрезмерное дробление (декомпозиция) системы на
резервируемые узлы может привести к снижению общей надежности.
Максимизирующая надежность декомпозиции определяется по
известным надежностям блоков системы и вспомогательных узлов.
13.6. Надежность восстанавливаемых систем
Восстанавливаемой системой обычно называют безызбыточную
систему, после отказа которой производится ремонт, доводящий
ее до исходного состояния. Восстановление может происходить
как в результате действий обслуживающего персонала, так и
автоматически с помощью специально предусмотренных средств.
Особенностью восстанавливаемых в классическом смысле систем
является наличие у них некоторого периода
неработоспособности, длительность которого складывается из времени
обнаружения отказа, времени его локализации и времени ремонта. Исходя
из такого свойства частным случаем восстанавливаемой системы
можно считать основную (работающую с самого начала)
подсистему системы с резервированием, поскольку на ее замену в
случае отказа требуется некоторое время.
Для оценки надежности восстанавливаемой системы
рассмотренные выше характеристики малопригодны, так как они
определены без учета возможности ее возвращения в штатное
состояние после некоторого периода неработоспособности. Логичнее
для этой цели использовать вероятность нахождения системы в
рабочем состоянии в произвольный момент времени. Эта
вероятность зависит в общем случае от времени и называется
коэффициентом оперативной готовности kor{t). Он равен сумме двух
вероятностей, одна из которых p{t) — вероятность безотказной работы
системы, а другая pB/0{t) — вероятность ее восстановления к
моменту времени t в случае возникновения ранее одного или
нескольких отказов. Определим kol(t).
Прежде всего отметим, что, поскольку восстановление
полностью возвращает системе первоначальные характеристики, ее
поведение после ремонта не отличается от поведения в начале
работы. Иными словами, можно считать, что отсчет времени
всегда начинается с момента окончания очередного ремонта. Время
533
между окончанием двух последовательных процессов
восстановления TBi i+, есть случайная величина, причем, если в процессе
ремонта повторный отказ маловероятен, TBi ,+ | = Т+ Тв, где Ти Тв —
время безотказной работы и время восстановления системы
соответственно. Положим, что плотность распределения вероятностей
^>/, /■+1 есть ψ(/), тогда вероятность того, что в малый промежуток
времени Δτ, отстоящий на время τ от начала отсчета, система
откажет, а затем восстановится и проработает до момента времени t,
определится произведением p(t- τ)ψ(τ)Δτ. Поскольку отказ с
последующим восстановлением может произойти в любой момент τ
внутри промежутка [0; t\, вероятность pB/o{t) определится как предел
суммы таких произведений по всем значениям τ при Δτ —> 0, откуда
коА0 = Р(0 + \р((-*Ж№- (13.13)
о
Входящий в выражение (13.13) интеграл в общем случае
берется численным методом, однако, если определять предельное
значение А;ог(0 при t —» °°, вычисления упрощаются. Это значение
принято называть стационарным коэффициентом готовности, или
просто коэффициентом готовности кГ, поскольку от времени он
не зависит.
При переходе от коэффициента kor(t) к коэффициенту
готовности к,, первое слагаемое в выражении (13.13) обращается в 0, а
ψ(0 в подынтегральном выражении становится постоянной
величиной вида 1/(Г0+ Г0в), где Т0 и Т0в — среднее время безотказной
работы и среднее время восстановления соответственно. Учитывая
это, преобразуем kov(t) в к,:.
kr=lim—^—\p(t-x)dx = —^—. (13.14)
'0 + -Όβ о '0 + "Όβ
Полученный результат показывает, что коэффициент
готовности при любых законах надежности и восстановления зависит
только от Т0 и Т0в и определяет для долго работающей
восстанавливаемой системы долю времени, в течение которого она исправна.
Если оба закона экспоненциальные, т.е. p(t) = β~λ' и p{t) = β~μ' (где
μ — интенсивность восстановления), то Т0 = l/λ, Т0в = l/μ и кГ
можно выразить через λ и μ:
kr=-V-. (13.15)
λ + μ
Анализ выражения (13.15) показывает, что даже не слишком
надежные системы с высокой интенсивностью отказов могут иметь
большой коэффициент готовности, если их восстановление про-
534
ходит достаточно интенсивно. Обычно в РТС μ » λ и кг имеет
значения порядка 0,9...0,99 и выше.
13.7. Методы и средства технической
диагностики РТС
Из выражений (13.14) и (13.15) следует, что для повышения
надежности восстанавливаемых систем следует либо увеличивать
среднее время безотказной работы Т0, либо уменьшать среднее
время восстановления Г0в. Обычно разработчик РТС не может
радикально влиять на величину Т0, поскольку она определяется
характеристиками комплектующих изделий и компонентов. В
результате доступным остается только путь уменьшения Г0в, которое
складывается из средних времен диагностирования Т0д и
устранения Гоу дефекта. Существенно уменьшить первое (Г0д) можно только
за счет использования средств технического диагностирования
(оборудования для контроля), сокращение второго (7^)
достигается путем совместного использования технических (обеспечение
ремонтопригодности) и организационных (рационализация
технического обслуживания) мероприятий. Обычно в сложных
системах Г0д минимум на порядок больше 7^, поэтому
определяющая роль диагностических средств в повышении надежности
восстанавливаемых систем представляется очевидной.
Важную роль играют средства технической диагностики в
резервированных системах, так как именно по результатам
контроля принимается решение о переходе на резервное оборудование.
Даже в мажоритарных системах с переменным порогом
изменение правила голосования производится по результату решения
диагностической задачи.
Перечисленные обстоятельства показывают, что в состав
высоконадежных систем длительного пользования обязательно
должны входить эффективные средства технической диагностики,
поскольку без них получить хорошие характеристики
надежности, как правило, невозможно.
Для синтеза средств диагностирования используются методы,
разработанные в рамках общей теории диагностирования
технических систем. Они подразделяются на две основные группы:
методы тестового диагностирования и методы функционального
диагностирования.
Последние нередко называют еще методами аппаратного
контроля. Встречающиеся в литературе иные методы контроля
(программный и алгоритмический контроль, кольцевое
диагностирование, сигнатурный контроль, метод контрольных сумм и т.п.)
по существу являются их частными случаями.
535
С помощью первой группы методов строятся средства
тестового диагностирования (СТД), а с помощью второй — средства
функционального диагностирования (СФД). Применяются и
комплексные средства диагностирования, работа которых основана на
совместном использовании тестового и функционального
диагностирования.
Все средства диагностирования могут быть как внешними, так
и встроенными. Внешние средства диагностирования
выполняются в виде отдельного устройства, не входящего в состав
диагностируемого объекта, а встроенные включаются в него как
конструктивная единица. Использование встроенных средств
диагностирования позволяет достичь существенной экономии
аппаратурных затрат на контроль, а внешних — независимости
основного оборудования от средств контроля.
Тестовое диагностирование. Методы тестового
диагностирования относятся к числу наиболее часто используемых методов
контроля. Характерным признаком таких методов является
использование для контроля специального режима проверяемого объекта,
отличающегося от рабочего специальным подбором входных
воздействий (тестов) и наличием процедуры анализа реакций
объекта диагностирования на эти воздействия. Генерация тестов и
анализ реакций производится в соответствующих СТД (рис. 13.3).
Очевидно, что тестовое диагностирование возможно лишь при
наличии временной избыточности, поскольку для контроля
необходимо хотя бы кратковременное прекращение выполнения
объектом основных функций.
Отметим, что тестовое диагностирование может
использоваться для проверки любых объектов, а не только систем обработки
информации. Например, при проверке мостов на прочность в
качестве тестового воздействия выступает известная нагрузка на него
(обычно тяжелые грузовики или танки), а в качестве реакции —
прогиб конструкций.
Полное решение задачи тестового диагностирования включает
в себя решение следующих частных задач.
1. Определение класса дефектов, подлежащих обнаружению, и
порождаемых ими ошибок. Дефекты имеют физическую природу
(обрывы проводников, пробой элементов микросхем и т. п.), класс
Объект
диагностирования
СТД
Сигнал ошибки
Рис. 13.3. Структура системы с тестовым диагностированием
536
их определяется номенклатурой применяемых комплектующих
изделий, технологией производства, конструкцией, условиями
эксплуатации и многими другими причинами. Основанием для
конкретизации класса дефектов является опыт проектирования и
использования однотипных устройств и результаты испытаний на
надежность. В РТС дефекты, как правило, проявляются в виде
ошибок — неправильных значений сигналов в некоторых точках
системы, в частности на выходе, и именно ошибки
обнаруживаются средствами диагностирования. Класс ошибок, естественно,
порождается классом дефектов, но зависит еще и от
схемотехнических решений, используемых в узлах РТС.
2. Нахождение тестов— входных воздействий, обеспечивающих
обнаружение ошибок заданного класса. При решении этой задачи
могут быть использованы два подхода: детерминированный и
стохастический. Первый состоит в нахождении тестов,
обеспечивающих обнаружение заданных ошибок с единичной вероятностью,
при этом главным критерием качества решения поставленной
задачи выступает длина теста, оптимальным считается наиболее
короткий тест. Частным случаем детерминированного подхода
является имитационный метод нахождения тестов, состоящий в
использовании в качестве тестовых воздействий сигналов,
моделирующих рабочие входные сигналы устройства в одном или
нескольких режимах. Плюсы и минусы имитационного метода
рассмотрены далее.
При стохастическом подходе в качестве тестовых
используются случайные либо псевдослучайные сигналы. В этом случае
определяется время проверки, обеспечивающее вероятность
обнаружения ошибок не ниже заданной, а при заданном времени
проверки — вероятность обнаружения таковых.
На практике для построения тестов чаще используется
детерминированный подход.
3. Генерация тестов. Решение этой задачи тесно связано с
предыдущей. Так, при стохастическом подходе для цифровых устройств
она сводится к генерации случайных чисел, при имитационном —
к созданию всякого рода имитаторов сигналов, при
детерминированном в простейшем случае — к организации постоянного
запоминающего устройства (ПЗУ) для хранения тестов. Следует
отметить, что в последнем случае объем ПЗУ часто оказывается
неоправданно большим, а аппаратный генератор тестов —
достаточно сложным. Для уменьшения аппаратурных затрат от
оптимального теста нередко переходят к тривиальному, сводящемуся к
перебору всевозможных воздействий на входе устройства.
Обнаруживающая способность тривиального теста относительно заданного
класса ошибок совпадает с таковой для оптимального теста, время
проверки (длина) может возрасти на порядок и более, но объем
оборудования для генерации тестов обычно резко сокращается.
537
4. Формирование эталонных реакций. Поскольку объект
диагностирования известен и тесты для него найдены ранее,
эталонные реакции можно получить с помощью разного рода
моделирующих программ, входящих в состав прикладных пакетов для
проектирования таких объектов. Хранить эталонные реакции можно,
как и тесты, в ПЗУ. Нередко для их генерации используются
вспомогательные устройства, однако в худшем случае их сложность
приближается к сложности объекта диагностирования.
5. Анализ результатов тестирования. В простейшем случае он
состоит в сравнении выходных реакций объекта диагностирования
с эталонными и принятии по результату сравнения решения о
техническом состоянии объекта. Время и достоверность анализа
существенно зависят от числа эталонных реакций: если их много,
то время растет, а достоверность может даже уменьшиться ввиду
ограниченной надежности устройств хранения эталонов.
Компромиссным вариантом является переход к методам «компактного
тестирования». Следует отметить, что этот термин явно неудачен
и не отражает сущности метода, его использование
оправдывается лишь англоязычной научной традицией. В упомянутых методах
компактными становятся не тесты, а эталонные реакции,
поскольку вместо точных реакций хранятся и анализируются результаты
их преобразований, выполненных по определенным правилам.
Простейшим примером «компактного тестирования» может служить
метод контрольной суммы, когда совокупность эталонных
реакций заменяется их суммой, обычно вычисляемой по какому-либо
модулю. Вместо суммы можно использовать сигнатуру — остаток
отделения последовательности эталонных реакций на некоторый
неприводимый полином. Перспективно также использование
спектральных коэффициентов, полученных при разложении той же
последовательности по некоторому ортогональному базису.
Положительный эффект от использования методов «компактного
тестирования» состоит в резком уменьшении числа сравнений. Так, при
сигнатурном методе все эталонные реакции заменяются одним
шестнадцатиразрядным числом, вычислитель сигнатуры также
очень прост, в результате время анализа и аппаратурные затраты
резко падают. Ценой такого упрощения является уменьшение
вероятности обнаружения ошибок.
Все перечисленные задачи, а также ряд вспомогательных,
приходится решать при тестовом диагностировании любых систем,
однако при контроле РТС их решение приобретает некоторую
специфику. Во-первых, предполагается, что оборудование
периодически путем наладки приводится в работоспособное состояние. Это
позволяет при определении класса ошибок ориентироваться на
наиболее вероятные ошибки, считая, что в недавнем прошлом
система находилась в исправном состоянии. Сужение класса
ошибок приводит в рамках детерминированного подхода к сокраще-
538
нию длины теста, уменьшению числа эталонных реакций,
возможности без существенных потерь в обнаруживающей
способности использовать методы компактного тестирования и, как
следствие, сократить аппаратурные затраты на контроль. Последнее
весьма важно при массогабаритных и энергетических
ограничениях на оборудование.
Во-вторых, РТС обычно состоят из достаточно разнородных
блоков, разработанных различными подразделениями и даже
организациями без должного учета необходимости диагностирования.
Стратегия контроля в этом случае зависит от конкретной
структуры системы и допустимого объема контрольного оборудования.
Так, если межблочные соединения недоступны, единственным
решением может быть тестовое диагностирование системы в целом.
Помимо вычислительной сложности такой задачи может
оказаться, что без введения контрольных точек полноценная диагностика
невозможна. Обычно в таких случаях используют имитационный
контроль, проверяющий систему в типовых рабочих ситуациях, но
не обеспечивающий обнаружения даже наиболее вероятных
ошибок и, тем более, не предотвращающий их накопления.
Если межблочные соединения доступны, то можно
проконтролировать систему поблочно, создав для каждого блока внешнее
контрольное устройство. При наличии дублирования межблочных
связей это обеспечит полную проверку как блоков, так и системы
в целом.
Наиболее перспективным способом организации тестового
контроля для РТС представляется введение в ее блоки неких
локальных диагностических ядер, управляемых с помощью специальной
диагностической магистрали общим для всей системы
центральным диагностическим ядром. Для реализации диагностических ядер
целесообразно использовать микропроцессорные элементы, что
обеспечит гибкость системы диагностирования и возможность ее
использования для разных РТС без изменения аппаратной части
диагностических ядер. Опыт разработки таких распределенных
диагностических систем показал, что их эффективность резко
повышается при участии с самого начала в проектировании РТС
специалистов по диагностике.
Заканчивая краткое рассмотрение тестового диагностирования,
отметим, что по литературным данным в самом благоприятном
случае поблочного встроенного тестового контроля,
ориентированного на обнаружение однократных ошибок, необходимые
аппаратурные затраты составляют 10... 15 % от объема объекта
диагностирования, а в случае недоступности межблочных связей они
доходят до 30...40%.
Функциональное диагностирование. Методы функционального
диагностирования используются реже методов тестового
диагностирования ввиду относительно больших аппаратурных затрат.
539
Отличительным признаком функционального диагностирования
является решение задачи диагностирования устройства на
рабочих входных воздействиях без перевода его в контрольный режим.
Аппаратура СФД, работая одновременно с проверяемой РТС и
анализируя поступающие на объект диагностирования входные
воздействия совместно с выходными реакциями того же объекта,
принимает решение о его техническом состоянии. По существу,
СФД с некоторой точностью моделируют поведение проверяемой
системы, постоянно сравнивая ее выходы с выходами модели (рис.
13.4).
При правильной организации функционального
диагностирования обнаруживаются ошибки заданного класса как в объекте
диагностирования, так и в моделирующем устройстве,
практически в момент их появления и, как следствие, повышается
достоверность функционирования системы объект—модель.
Достаточно очевидно, что в предельном случае система переходит в
дублированную с покомпонентным сравнением выходов. В такой паре
гарантированно обнаруживаются произвольные ошибки в обоих
компонентах за исключением одинаковых ошибок, возникающих
в них одновременно.
Решение задачи функционального диагностирования, как и в
случае тестового диагностирования, сводится к решению
нескольких более простых задач.
1. Определение класса дефектов, подлежащих обнаружению,
и порождаемых ими ошибок. Решение этой задачи
принципиально не отличается от случая тестового диагностирования.
Следует лишь отметить, что поскольку функциональное
диагностирование обнаруживает ошибки практически мгновенно, в
класс ошибок включают лишь наиболее вероятные, чаще всего
однократные.
2. Выбор решающего правила. По существу при этом находится
способ сравнения выходов исходного устройства и его модели,
обеспечивающий изменение результатов сравнения при
появлении ошибок. Для цифровых систем при этом часто пользуются
элементами теории кодирования, а для аналоговых — теорией
чувствительности, которая позволяет синтезировать решающее
Л" о
Рабочие
воздействия
Объект
диагностирования
СФД
— Υ
Реакции
на рабочие
воздействия
Сигнал ошибки
Рис. 13.4. Структура системы с функциональным диагностированием
540
правило, обнаруживающее наиболее опасные ошибки наилучшим
образом.
3. Синтез моделирующего устройства. Исходными данными для
синтеза являются объект диагностирования и решающее правило.
Форма и результат синтеза зависят от ограничений,
накладываемых разработчиком на модель (например, число связей с
объектом), и возможности введения контрольных точек. Методы
синтеза, идентичные с теоретико-множественных позиций,
различаются для цифровых и аналоговых систем, но всегда обеспечивают
минимизацию решения по числу элементов памяти
(минимизация по порядку)*.
4. Синтез дискриминатора ошибки. Он производится по
известным решающим правилам и моделирующему устройству.
Используя методы функционального диагностирования для
контроля, следует иметь в виду, что их осуществление требует
достаточно больших аппаратурных затрат, достигающих 50...60 %
от объема объекта контроля и даже более. Применять
функциональное диагностирование целесообразно лишь для блоков и
устройств с повышенными требованиями к достоверности
функционирования либо при синтезе отказоустойчивых систем.
Счастливым исключением являются многоканальные линейные системы,
в которых удается осуществить функциональное
диагностирование ценой 10... 15% аппаратурных затрат.
В заключение следует отметить, что введение тестового и
функционального диагностирования является эффективным
средством повышения надежности РТС, причем наилучшие
показатели достигаются при комплексном использовании СТД
и СФД, поскольку при этом происходит взаимная
компенсация недостатков обоих методов. Так, в системах с СТД
надежность между сеансами контроля определяется вероятностью
безотказной работы и для ее повышения частоту сеансов
приходится увеличивать, в результате чего уменьшается
коэффициент готовности.
Дополнительное введение СФД позволяет увеличить
межконтрольный период минимум на порядок с соответствующим
увеличением коэффициента готовности. Если же в системе есть только
СФД, то из-за случайности входных сигналов часть ошибок
может не проявиться на выходе.
Когда такие ошибки накопятся до уровня, превышающего
диагностическую способность выбранного решающего
правила, их обнаружение станет невозможным. Введение СТД с
достаточно редкими сеансами контроля исключит подобное
явление.
* Мироновский Л. А. Функциональное диагностирование динамических систем /
Л. А. Мироновский. — М, — СПб. : Изд. МГУ — ГРИФ, 1998.
541
13.8. Надежность систем со средствами
диагностирования
Ранее при рассмотрении частного случая систем со средствами
диагностирования (резервированных систем) предполагалось, что
входящие в их состав средства диагностирования работают
безошибочно. Такое предположение оправдано далеко не всегда,
поскольку как диагностическая способность, так и надежность средств
диагностирования всегда ограничены. Принципы учета вклада
средств диагностирования в общую надежность системы
рассмотрены далее на простейших примерах.
Предварительно отметим, что эффективность средств
диагностирования определяется вероятностями правильного и ложного
обнаружения ошибок. При абсолютной надежности
диагностического оборудования обе они постоянны и зависят только от
способа обнаружения ошибок, ограниченная надежность делает
вероятности зависящими от времени. Первую из них часто называют
просто вероятностью обнаружения ошибок, вторую —
вероятностью ложной тревоги.
Вычисление вероятностей рассматривается в специальной
литературе и представляет собой достаточно сложную задачу. С
определенностью можно утверждать лишь то, что с течением времени
первая вероятность стремится к нулю. Далее обе эти вероятности
считаются известными.
Для начала рассмотрим невосстанавливаемую систему,
имеющую СФД. Ее вероятность безотказной работы всегда меньше,
чем у исходной системы, т.е. с точки зрения улучшения этой
характеристики введение СФД не оправдано. Тем не менее такие
системы применяются на практике как самостоятельно, так и в
составе отказоустойчивых систем, а их надежность оценивается
характеристикой, именуемой достоверностью функционирования.
Достоверность функционирования D(t) является относительно
новой надежностной характеристикой, введенной в конце 1970-х гг.
для оценки надежности избыточных систем. В рассматриваемом
случае
D(t) = p(t)[\ - /ντ(01 + [1 - />(0Кб(0, (13.16)
где p(t), pnT(t) и /?об(0 — вероятности безотказной работы
исходной системы, ложной тревоги и обнаружения ошибок
соответственно.
Анализ выражения (13.16) показывает, что, во-первых, у
безызбыточной системы (нет СФД) D(t) = p{t) и, во-вторых, при
малой вероятности /?лт(0 значение D(t) может быть существенно
больше p{f). Таким образом, при синтезе СФД задача уменьшения
вероятности ложной тревоги ρ„τ(ή должна быть одной из
главных.
542
Если получить малое значение рлт(0 не удается, критерием
повышения достоверности при введении СФД служит
справедливость неравенства
Ρο60)>-ψ^£. (13.17)
ι - p(t)
Проверка этого условия позволяет в конкретном случае
принять обоснованное решение о полезности введения СФД и о
временных границах их эффективного использования. Обычно
заметное увеличение достоверности функционирования происходит уже
при /?об(0 > 0,5 и ρητ(ή < 0,1. Так, если для некоторой системы в
момент времени t ρ(ή = 0,9, ρ&(ί) = 0,7 и p„T(t) = 0,05 (неполное
функциональное диагностирование), то проверочное неравенство
выполнено (0,7 > 0,45) и D{t) = 0,9 ■ 0,95 + 0,1-0,7 = 0,925 > 0,9 = p(t),
т.е. даже такой неважный контроль обеспечивает увеличение
достоверности функционирования.
В качестве другого примера рассмотрим работающую
короткими случайными сеансами восстанавливаемую систему с СТД.
Примером такой системы может служить РТС магистральной связи по
метеорным следам. Режим обмена информацией в такой системе
наступает только в момент ионизации верхних слоев атмосферы в
определенной точке трассы метеорным потоком, т.е. случайным
образом. Будем искать рс — вероятность нахождения системы в
исправном состоянии к началу сеанса, считая, что СТД
используются для предсеансного контроля с немедленным
восстановлением.
Очевидно, что вероятность штатного состояния
рассматриваемой системы перед началом диагностирования определяется
стационарным коэффициентом готовности кг. После выполнения
диагностическо-восстановительных процедур она увеличится и рс
примет вид суммы кг и некоторого слагаемого, зависящего от
эффективности контроля и восстановления. Если причины
ошибок, обнаруживаемых с вероятностью р^, полностью
устраняются, то
Рс = К + (1 - К)Роь = А>б+ *г(1 -Роб), (13.18)
из чего следует возможность приближения вероятности штатного
состояния системы к единице путем увеличения вероятности
обнаружения ошибок /?об.
Следует отметить, что при вычислении /?с не учитывалось
влияние вероятности ложного обнаружения ошибок на общую
надежность и считалось, что р^ не зависит от времени. Первое
обусловлено нейтрализацией ложных срабатываний СТД в процессе
восстановления перед сеансом, второе — предположением о
приведении диагностического оборудования в исправное состояние
при межсеансном восстановлении и малом времени его работы.
543
В таком случае вероятность /?об зависит только от выбранного
способа обнаружения ошибок и при необходимости может быть
сделана сколь угодно высокой путем усложнения алгоритма
диагностирования. В случае необходимости учета возможности
нахождения СТД в нерабочем состоянии к началу сеанса следует по
аналогии с кт ввести коэффициент готовности средств контроля и
учесть его при выводе выражения для рс, что приведет к
появлению у /?об дополнительного множителя, меньшего единицы.
Способами, подобными использованным ранее при
рассмотрении простейших примеров, можно определить надежностные
характеристики и более сложных систем с диагностированием.
Контрольные вопросы
1. Понятия надежности и отказа. Аппаратурная, программная и
информационная надежность.
2. Основные надежностные характеристики и связь между ними.
3. Экспоненциальный закон надежности и его свойства.
4. Надежность безызбыточных систем, ее оценка и методы
повышения.
5. Избыточные системы, цели и методы введения избыточности.
6. Надежность мажоритарных систем.
7. Системы с замещающим резервированием, «горячее» и «холодное»
резервирование.
8. Надежность систем с замещающим резервированием.
9. Сравнительная характеристика систем с мажоритарным и
замещающим резервированием.
10. Восстанавливаемые системы и их надежность.
11. Техническая диагностика, ее роль в задачах повышения
надежности технических систем. Основные методы технической диагностики.
12. Тестовое диагностирование. Решение задачи тестового
диагностирования.
13. Функциональное диагностирование. Решение задачи
функционального диагностирования.
14. Комплексное использование методов тестового и
функционального диагностирования.
15. Надежность систем с диагностированием. Понятие о
достоверности функционирования технических систем.
ГЛАВА 14
ОСНОВЫ ТРАЕКТОРНОЙ ОБРАБОТКИ
РАДИОЛОКАЦИОННОЙ ИНФОРМАЦИИ
14.1. Основные задачи и этапы траекторной
обработки
Традиционно весь процесс обработки радиолокационной
информации (РЛИ) принято подразделять на первичную,
вторичную и третичную. Первичная обработка занимается вопросами
обнаружения цели, измерения ее координат, а также при
когерентном приеме и измерением радиальной составляющей скорости.
Однако во многих практических случаях этой информации
оказывается недостаточно для принятия решения о наличии цели,
поскольку обнаружению отраженного целью сигнала сопутствует
ненулевая вероятность ложной тревоги.
Первичная обработка не позволяет определить такие параметры
движения цели, как траектория, векторы скорости и ускорения.
Поэтому возникает необходимость дополнительного анализа
результатов первичной обработки, полученных на нескольких
последовательных обзорах РЛС. В ходе этого анализа следует
произвести выделение из всей совокупности измерений те, которые
соответствуют траекториям целей, а на основе этих измерений
оценить параметры движения целей. Эти два аспекта и
составляют основную задачу траекторной обработки, которая в одной
РЛС соответствует вторичной обработке РЛИ. Под третичной
обработкой РЛИ понимают объединение результатов вторичной
обработки, поступающих от нескольких РЛС. Однако такое
деление носит условный характер. Например, в разнесенных
радиолокационных системах с обменом результатами первичной
обработки вторичная и третичная обработки могут быть совмещены
(см. подразд. I4.6). Поэтому далее мы будем говорить не о
вторичной или третичной, а просто о траекторной обработке,
рассматривая ее, в основном, для РЛС, работающей в режиме кругового
обзора.
Исходными данными для синтеза системы траекторной
обработки (СТО) РЛИ являются параметры цели, измеряемые в
данной РЛС (дальность, угловые координаты, радиальные скорость и
ускорение, мощность отраженного сигнала, поляризация и др.),
а также априорная информация о целях, которые необходимо
545
сопровождать в данной системе, и о помехах, в условиях которых
система должна функционировать.
Входной информацией системы траекторной обработки
являются отметки, формируемые системой первичной обработки. Под
отметкой будем понимать всю информацию о цели, имеющуюся
после выполнения операций обнаружения —измерения. В общем
случае в нее входят:
1) вектор измеренных параметров цели ζ, который может
включать в себя наклонную дальность цели, азимут, угол места,
высоту, радиальную скорость, ускорение;
2) ковариационная матрица R вектора ζ или при
независимых измерениях дисперсии погрешностей измерения его
составляющих;
3) время обнаружения цели.
Эти три составляющие отметки являются необходимыми для
траекторной обработки, кроме них в отметку могут входить и
другие измеряемые данной РЛС параметры.
Функционирование СТО основано на использовании
некоторой модели движения цели, наиболее адекватно и в то же время
достаточно просто описывающей ее перемещения в пространстве.
Поэтому разработка СТО всегда начинается с определения типов
целей, которые она должна сопровождать, и выбора модели
движения цели для каждого из выбранных типов. Далее ограничимся
рассмотрением задачи траекторного сопровождения воздушных
целей, хотя выводы и результаты могут использоваться при
построении систем сопровождения иных типов целей. Особенностями
движения воздушных целей, влияющими на выбор модели
движения, являются высокая скорость, маневренность, а также то,
что некоторые из целей могут совершать совместный полет на
небольшом удалении друг от друга, образуя тем самым групповую
цель.
Важным фактором, который необходимо учитывать при
разработке СТО, является наличие помех, вызывающих появление
ложных отметок на выходе системы первичной обработки.
Присутствие ложных отметок приводит, во-первых, к появлению
ложных траекторий (т.е. траекторий, не соответствующих реальным
целям), а во-вторых, к снижению качества сопровождения
траекторий реальных целей при ошибочном отнесении к ним ложных
отметок.
Всю траекторную обработку (рис. 14.1) можно представить в
виде совокупности отдельных этапов, решающих следующие
задачи:
• обнаружение траектории цели, появляющейся в зоне обзора
РЛС;
• идентификация (отождествление) новой отметки с той или
иной из сопровождаемых траекторий;
546
Отметки
с выхода
системы
первичной
обработки
Преобразование [_
координат
ι
к—ч
Идентификация отметок и траекторий
Стробирование
Накопление
отметок
Экстраполяция
траекторий
Точная
идентификация
Сопровождение траектории 1
Обнаружение траектории
Завязка
траектории
Подтверждение
завязанной
траектори
Сброс траектории
с сопровождения
Фильтрация
параметров
траектории
Параметры
траекторий
I
ι
ι
χ J
Сопровождение траектории 2 г*-
Сопровождение траектории Nw
τ
ά
Рис. 14.1. Этапы траекторной обработки:
сплошные линии соответствуют перемещению отметок, пунктирные -
рий; тонкие линии предназначены для одиночных отметок, двойные
боров отметок или траекторий
траекто-
- для на-
• последовательное уточнение (фильтрация) параметров
траектории при присвоении ей новой отметки от данной цели;
• сброс траектории с сопровождения при выходе цели из зоны
обзора, приземлении и пр.
Траекторное сопровождение каждой цели начинается с
обнаружения траектории и заканчивается сбросом ее с
сопровождения.
В ходе обнаружения траектории параллельно решаются две
следующие задачи.
1. Выделение из всего набора отметок, обнаруженных за
несколько последовательных обзоров РЛС, тех, которые могут
принадлежать траектории реальной цели. При этом используется
априорная информация о характере движения цели, т.е. модель
траектории.
547
2. Фильтрация ложных отметок, которые не могут описывать
движение какой-либо цели. Фильтрующее свойство основано на
том, что пространственное распределение ложных отметок в зоне
обзора (случайное и, как правило, с равномерным разбросом) не
совпадает с ожидаемым распределением отметок от цели,
определяемым моделью ее движения. Поэтому траектория, начатая по
ложной отметке, с большой вероятностью не подтвердится на
следующих обзорах.
Сброс траектории с сопровождения происходит после того, как
ей в течение некоторого времени не было присвоено ни одной
отметки.
Поскольку СТО, как правило, должна сопровождать множество
целей на фоне помех, необходима предварительная
идентификация (отождествление) отметок с траекториями, т.е. принятие
решения о возможном соответствии каждой из пришедших на
данном обзоре отметок той или иной сопровождаемой траектории.
Процесс идентификации включает в себя два этапа. Цель
первого из них — стробирования — заключается в том, чтобы выделить
из всех полученных на очередном обзоре РЛС отметок те, которые
в принципе могут принадлежать той или иной из
сопровождаемых траекторий.
В ходе стробирования для каждой траектории выполняются
следующие операции:
• последнее известное положение цели экстраполируется
(предсказывается) на момент прихода отметки на текущем обзоре (в
предположении о неизменном в течение этого интервала
характере ее движения);
• определяются размер и ориентация в пространстве строба
сопровождения {строб — это область пространства вокруг
экстраполированной отметки, в которой с некоторой вероятностью, как
правило, близкой к единице, должна оказаться цель); при этом
учитываются погрешности текущего измерения и ошибки
экстраполяции;
• формируется набор полученных на данном обзоре отметок,
которые попадают в строб сопровождения данной траектории.
Если в строб сопровождения некоторой траектории попала
только одна отметка, считается, что именно она соответствует данной
цели. Отметка передается этой траектории для дальнейшей
обработки, и этап идентификации на этом заканчивается. Если в
стробе оказалось несколько отметок, возникает необходимость во
втором этапе — этапе точной идентификации, на котором из
нескольких отметок выбирается одна, с наибольшей вероятностью
принадлежащая данной траектории. Если в строб сопровождения
траектории не попало ни одной отметки, то проверяется критерий
сброса траектории и, если он не выполняется, за текущее
положение цели принимается экстраполированная оценка. Отметки,
548
которые не попали в строб сопровождения ни одной из
траекторий, принимают за первые отметки новых траекторий, по ним
начинается процесс обнаружения траектории.
При сопровождении групповых целей стробы сопровождения
некоторых из входящих в группу ЛА могут пересекаться и
попадающая в область пересечения отметка может соответствовать
любой из возможных траекторий, а также являться ложной. В этом
случае необходимо осуществлять оптимальную идентификацию
всего набора отметок, попавших в стробы пересекающихся
траекторий, с набором этих траекторий. Формирование наборов
отметок для пересекающихся стробов на рис. 14.1 выделено отдельным
блоком накопления отметок.
После того как сопровождаемой траектории присвоена новая
отметка, производится фильтрация параметров траектории. Для
решения этой задачи необходимо знать статистические свойства
погрешностей измерения (ковариационную матрицу R вектора ζ),
а также априорную информацию о цели, заданную в виде модели
ее движения.
Двух- или трехкоординатная РЛС измеряет местоположение
цели в полярной или сферической С К соответственно. Траектор-
ную обработку (особенно идентификацию и фильтрацию)
целесообразно производить в прямоугольной (декартовой) СК.
Основное ее преимущество состоит в том, что равномерное
прямолинейное движение цели, а также несложные маневры в этой
системе описываются линейными дифференциальными или
разностными уравнениями, в то время как в других СК даже при
прямолинейном движении цели уравнения оказываются нелинейными. Это
существенно усложняет обработку и может привести к
дополнительным ошибкам |8j. Преобразование координат можно
выполнять двумя способами: либо на входе СТО, как это показано на
схеме, представленной на рис. 14.1, либо непосредственно в тра-
екторном фильтре (подробнее об этом в подразд. 14.5). Поскольку
преобразование координат в виде отдельной операции в
одиночной РЛС не является необходимым, соответствующий блок на
схеме показан пунктиром.
14.2. Модели движения целей, сопровождаемых
системой траекторной обработки
Классификация моделей движения маневрирующих целей.
Основой всех моделей описания динамики объекта является
уравнение движения: по прямой, по окружности, по баллистической
траектории и т.д. Объект, совершающий движение в соответствии
с известным уравнением, считается неманеврирующим. Маневром
называется изменение характера движения под действием случай-
549
ных или детерминированных сил. Сопровождение маневрирующих
целей является весьма сложной задачей, поскольку в
большинстве случаев отсутствуют точные априорные знания о характере
маневра.
В основе большинства моделей движения, используемых для
сопровождения маневрирующих целей, лежит предположение,
согласно которому связь между значением вектора состояния цели
хк в некоторый момент времени к и значением этого же вектора в
предыдущий момент времени к - 1 задается линейным
уравнением состояния:
Xt = Ft_|Xt_i + Gt_|Ut_, + wt, (14.1)
где Ffc_| — матрица экстраполяции, отражающая взаимосвязь
предыдущего и последующего значений вектора оцениваемых
параметров; GA_| — входная (управляющая) матрица; uk_t — вектор
ускорений; wA — вектор случайных ускорений (шум процесса) —
белый шум с нулевым средним и ковариационной матрицей Qk.
Динамические модели движения маневрирующих целей
различаются способом представления вектора ускорений (маневра) ик,
в зависимости от вида которого их можно классифицировать
следующим образом.
1. Модели, в которых неизвестный вектор ускорений ик
считается случайным процессом с нулевым средним, а ^ —
относительно слабым шумом процесса, который определяет полосу
пропускания фильтра. Процесс, которым моделируется вектор
ускорений, может быть белым (некоррелированным) или
окрашенным (коррелированным).
2. Модели, в которых вектор ускорений ик считается
неизвестным, но детерминированным и подлежащим оценке на каждом
шаге работы алгоритма. Часто этот вектор считается постоянным
за время между наблюдениями и равным одному из заранее
определенного множества возможных значений.
3. Модели, в которых считается, что цель находится в одном из
конечного множества состояний (мод) Мк е |А/5), где /V —
число возможных состояний. Переход между состояниями
осуществляется по некоторому закону, в качестве которого чаще всего
принимается марковская цепь с известными вероятностями перехода.
Модели двух последних групп называются смешанными
(гибридными), поскольку оцениваемый случайный процесс
(ускорение) содержит как дискретную, так и непрерывную составляющие.
В зависимости от выбранного способа представления движения
маневрирующей цели выбираются соответствующие алгоритмы
фильтрации (см. подразд. 14.5).
Траектория движения воздушных целей может быть
представлена в виде совокупности участков, соответствующих тому или
550
иному режиму движения, например равномерному или маневру.
При этом движение ЛА имеет два вида неопределенности:
непрерывную (координаты, скорость, ускорение) и дискретную
(наличие и вид маневра). Такое движение лучше всего моделировать
при помощи смешанных случайных процессов, которые
используются для описания динамических стохастических систем со
случайной структурой.
Моделирование участков траекторий маневрирующих целей.
Представление движения цели смешанным случайным
процессом подразумевает, что на каждом из участков траектория
описывается собственной моделью. Рассмотрим наиболее часто
использующиеся модели.
1. Движение с постоянной скоростью (CV —
Constant Velocity). Ускорение, задаваемое в виде белого шума с
нулевым средним, описывает случайные отклонения цели от
такого движения, например вследствие рыскания.
Параметры модели:
• вектор состояния цели χ = [χ, νχ, у, vy]r;
Γΐ Τ'
• матрица экстраполяции Fcv = diag[fcv, fcv]; fcv =
. входная матрица Gcv = diag|gcv, gcv]; gcv = [T2/2 Τ]1,
где Τ— разница во времени между отметками хк и хк_[, т.е. период
обзора РЛС.
Ускорения по различным координатам могут отличаться,
отражая особенности движения конкретной цели. В зависимости от
величины дисперсии шума процесса различают модели с малым
и большим уровнем шума; обозначим эти модели CV1 и CV2
соответственно.
2. Движение с постоянным ускорением (СА —
Constant Acceleration). Величина ускорения является неизвестной
и подлежит оценке траекторным фильтром. Изменение ускорения
по каждой координате за время между измерениями является
случайной величиной и задается последовательностью в виде белого
шума с нулевым средним.
Параметры модели:
• вектор состояния цели χ = [χ, νχ, αχ, у, vy, ay]T;
1 Τ Τ1/2
О 1 Τ
О О I
. матрица экстраполяции FCA = diag|fCA, fCA ]; fCA
.входная матрица GCA = diag[gCA, gCA]; gCA = [T2 /2 Τ 1]τ.
Аналогично модели движения с постоянной скоростью в
данной модели может быть задана малая или большая дисперсия до-
551
пустимых изменений ускорений. В случае с малой дисперсией она
называется моделью движения с «почти» постоянным
ускорением. Обозначим эти модели соответственно СА1 и СА2.
3. Поворот с известной постоянной угловой
скоростью (СТ — Coordinated Turn). Эта модель (обозначим ее
СТ1) описывает маневр, при котором цель, двигаясь с
постоянной скоростью, совершает поворот с постоянной угловой
скоростью ω. При этом ах = -(ovy; ау = ωνχ.
Ситуация, когда цель совершает поворот с постоянной и
известной еще на этапе проектирования угловой скоростью,
возникает при сопровождении гражданских ЛА в зонах аэропортов, где
маневры самолетов строго регламентированы. Вектор состояния и
входная матрица этой модели соответствуют модели с
постоянной скоростью, а матрица экстраполяции имеет вид
ω-' (co-cos(cor))
-sin(coT)
or' sin(cor)
cos(coT)
4. Поворот с неизвестной постоянной угловой
скоростью. Если угловая скорость поворота воздушных целей
заранее неизвестна, то следует включить ее в вектор состояния
цели (модель СТ2). При этом уравнение состояния становится
нелинейным вследствие нелинейного характера зависимости
матрицы экстраполяции от скорости поворота:
х* = Fcn(ro)xt_, + Genu*.,.
Параметры модели:
• вектор состояния χ = [χ, νχ, у, ν.,, ω]τ;
• матрица экстраполяции FCT2 =diag[FCT1, 1];
• входная матрица GCT2 = diag|gCT2, gCT2, ОД
• "en = lux, uyf — последовательность в виде белого шума,
отражающая зависимость случайных ускорений по координатам χ
и у от значения ω.
14.3. Алгоритмы обнаружения и сброса
траектории
Алгоритм обнаружения траектории. Обнаружение новой
траектории начинается после проверки принадлежности полученных
за обзор отметок сопровождаемым траекториям. Если какая-либо
отметка не соответствуют ни одной из них, принимается предва-
552
l Gr'sin(cor) О
О cos(coT) О
О ω-' (ω- cos(coT)) l
0 sin(a)T) О
рительное решение о наличии новой цели и начинается процесс
обнаружения ее траектории.
Наиболее распространенным алгоритмом обнаружения
траектории в настоящее время является метод серийных испытаний
[8]. В общем случае этот алгоритм (рис. 14.2) включает в себя два
этапа:
• этап завязки траектории, на котором устанавливается факт
возможного наличия новой цели и производится первоначальная
оценка параметров ее движения;
• этап подтверждения завязанной траектории, на котором
подтверждается, что в данной области пространства есть цель с
оцененными на предыдущем этапе параметрами движения.
На этапе завязки траектории выставляется строб первичного
захвата I, в который должна попасть отметка от цели на одном
из (/V- 1) последующих обзорах. Этот критерий обозначается как
«2 из /V», при этом первой из двух необходимых для завязки
отметок считается начальная. Строб захвата имеет форму кольца,
центром которого является положение первой отметки, а величина
определяется максимальной t>max и минимальной fmin ожидаемыми
скоростями целей. На первом обзоре внутренний радиус равен
vminT, внешний — vmaxT, где Τ — период обзора РЛС. Если строб
первичного захвата выставляется на второй, третий, ..., (/V - 1)
обзор, его размер пропорционально увеличивается.
Обнаружение траекторий продолжается по всем отметкам,
попавшим в строб первичного захвата. Этим гарантируется высокая
вероятность обнаружения траектории истинной цели, однако при
этом остается весьма высокой вероятность обнаружения ложной
траектории. Для ее уменьшения и нужен этап подтверждения
траектории.
Рис. 14.2. Процесс обнаружения истинной и ложной траектории по
методу серийных испытаний:
0 — истинная отметка; О — ложная отметка; ^ — экстраполированная
отметка; / — строб первичного захвата; 2 — строб сопропождсния; — — истинная
траектория; — — ложная траектория
553
Завязанная траектория считается подтвержденной после
выполнения критерия подтверждения «L из М», согласно которому
за Μ последовательных обзоров должно быть получено не менее L
отметок от цели. Эти отметки должны попадать в соответствующие
стробы сопровождения (см. подразд. 14.4), которые формируются
вокруг экстраполированного на момент прихода текущей отметки
положения цели.
Если на этапе подтверждения в строб сопровождения попадает
несколько отметок, для продолжения траектории при помощи
алгоритма идентификации выбирается одна из них. Если же в стробе
сопровождения не оказалось ни одной отметки, процесс
подтверждения либо продолжается (если не прошло заданное число
обзоров М), либо прекращается, при этом траектория исключается из
дальнейшего анализа.
Совместно оба эти алгоритма (завязки и подтверждения
траектории) объединяются в единый алгоритм обнаружения
траектории, который обозначается «2//V+ L/M». Задача оптимизации
процесса обнаружения траектории при методе серийных испытаний
заключается в выборе оптимальных значений N, L, и Μ критерия
«2/Ν + L/M». Оптимальность выбора значений может
заключаться, например, в максимизации вероятности обнаружения
истинной траектории при заданной вероятности обнаружения ложной
траектории. При малом числе обзоров завязки и подтверждения и
большом L улучшается фильтрующая способность алгоритма, что
проявляется в уменьшении количества ложных завязок
траекторий, однако при этом увеличивается время обнаружения
траектории и снижается вероятность завязки истинной траектории.
Чем больше строб первичного захвата, тем выше вероятность
попадания в него ложных отметок и, следовательно, выше
вероятность завязки ложной траектории. Поэтому в системах
сопровождения высокоскоростных воздушных целей стремятся по
возможности сократить этап завязки, возлагая задачу отсеивания
ложных траекторий на этап подтверждения. Как правило, в таких
системах используется критерий завязки вида «2/2». В общем случае
задача оптимального выбора параметров алгоритма обнаружения
траектории по методу серийных испытаний представляет собой
довольно сложную задачу, которую решают для конкретных РЛС,
заданной целевой и помеховой обстановки.
Наряду с методом серийных испытаний для обнаружения
траекторий был разработан метод последовательного анализа,
который заключается в проверке (после каждого очередного
поступления информации о цели) двух гипотез: о наличии и отсутствии
траектории в данной последовательности отметок. Этот метод
более трудоемок, поэтому реже используется на практике, чем
метод серийных испытаний, хотя отмечается, что он оптимален с
точки зрения обеспечения максимальной вероятности обнаруже-
554
ния истинной траектории при фиксированной вероятности
обнаружения ложной траектории.
Алгоритм сброса траектории с сопровождения. Основным
критерием при принятии решения о сбросе траектории является
появление некоторой пороговой серии пропусков отметок в стробах
сопровождения. Расчет порога может быть выполнен с учетом
накопленной к данному моменту неопределенности в положении
цели, движение которой описывает данная траектория. Эта
неопределенность описывается ковариационной матрицей
экстраполяции, которая при пропуске отметки на очередном обзоре
увеличивается, что, в свою очередь, приводит к возрастанию
размера строба сопровождения, выставляемого на следующий обзор.
Очевидно, что наибольшая неопределенность положения цели
имеется при получении самой первой отметки ее траектории, когда
параметры движения неизвестны. Этой начальной
неопределенности соответствует строб первичного захвата. Естественно
предположить, что когда в результате пропуска отметок размер строба
сопровождения становится соизмерим с размером строба
первичного захвата, процесс сопровождения данной траектории
можно прекращать. Этот критерий получил наименование
точностного критерия сброса [8\.
Часто в СТО используется более простой критерий, в
соответствии с которым сброс траектории с сопровождения
производится при появлении пороговой серии из А" пропусков отметок подряд.
В этом критерии при принятии решении о сбросе не учитывается
накопленная информация о параметрах движения цели, однако
он намного проще в реализации. Главной проблемой является
оптимальный выбор параметра К. При увеличении К, с одной
стороны, уменьшается вероятность принятия ложного решения о
сбросе с сопровождения истинной траектории, с другой —
увеличивается число находящихся на сопровождении ложных
траекторий и их средняя продолжительность.
14.4. Алгоритмы идентификации отметок
и траекторий
При слежении за воздушными целями в общем случае ставится
задача построения алгоритма идентификации для скоростных
групповых маневрирующих целей при наличии помех. При этом
необходимо учитывать, что в строб сопровождения данной
траектории кроме отметки от сопровождаемой цели могут попасть
отметки от соседних целей и ложные отметки, а так же то, что стробы
сопровождения двух и более близко расположенных траекторий
могут пересекаться.
Процесс идентификации включает в себя два этапа:
555
• стробирование, на котором формируются наборы траекторий,
в том числе с пересекающимися стробами, и наборы отметок, в
эти стробы попадающие;
• точная идентификация, где каждой из траекторий в
соответствии с выбранным критерием ставится в соответствие одна из
отметок.
Стробирование. Пусть имеются полученное на к-м шаге
измерение гк с ковариационной матрицей Rk и экстраполированная на
момент прихода данного измерения оценка вектора состояния цели
χλ|Α_, с ковариационной матрицей Рк\к_г В ходе стробирования
следует определить, может ли принятое измерение
соответствовать данной цели.
Отклонение измеренных координат цели от центра строба
сопровождения определяется погрешностями экстраполяции
координат траектории по предыдущим сглаженным значениям ее
параметров, а также погрешностями единичного измерения координат
цели. Они полагаются независимыми и нормально
распределенными. В таком случае любое истинное (т.е. принадлежащее цели)
измерение должно попасть в область пространства, описываемую
эллипсоидом с центром в экстраполированной оценке хк\к^:
V(y) = (xe [vtS-'v<y]}, (14.2)
где ν = гк -χλ|£_! — вектор невязки; S = Рк\к_{ +Rk —
ковариационная матрица вектора невязки; γ — порог стробирования,
зависящий от заданной вероятности pG попадания истинной отметки
в строб (обычно 0,95...0,99).
Квадратичная форма ρ = vTS~'v является скалярной
величиной и имеет распределение χ2 с η степенями свободы (и —
размерность вектора ζ), поэтому именно этим законом описывается
вероятность попадания истинной отметки в строб
сопровождения.
Таким образом, процесс стробирования состоит в следующем.
1. По заданной вероятности pG для известного и определяется
требуемое значение порога стробирования γ.
2. Вычисляются вектор невязки, его ковариационная матрица,
а также квадратичная форма рк = v^S^'v*.
3. Значение квадратичной формы рк сравнивается с порогом
стробирования γ. При рк <γ принимается решение о том, что
данное измерение может принадлежать данной траектории.
Возможность попадания в строб сопровождения каждой из
траекторий проверяется для всех пришедших за обзор отметок. Тем
самым формируются наборы отметок, которые могут быть
идентифицированы с данной траекторией. При сопровождении
групповой цели формируется единый набор отметок, попадающих в
556
пересекающиеся стробы всех составляющих групповую цель
объектов. Далее эти наборы участвуют в точной идентификации.
Часто с целью уменьшения объема вычислений
эллипсоидальный строб аппроксимируется формой, простейшей для системы
координат (СК), в которой осуществляется обработка
(прямоугольник в прямоугольной СК, криволинейная трапеция в
сферической и т.д.). При такой замене происходит существенное
увеличение размера строба, что приводит к росту вероятности
попадания в строб ложных отметок, а также отметок, принадлежащих
другим целям.
Точная идентификация. Для идентификации наборов отметок
с одной или одновременно несколькими (для групповой цели)
траекториями предложено большое число алгоритмов, которые
можно подразделить на байесовские и небайесовские.
В байесовских методах при оценке состояния цели
учитываются гипотезы происхождения отметки: является она истинной или
ложной. В соответствии с этими гипотезами рассчитывается «вес»,
т.е. апостериорная вероятность происхождения отметки, а
результирующая оценка определяется как математическое ожидание
положения всех попавших в строб данной траектории отметок с
учетом вероятности их соответствия истинной цели. В небайесовских
методах решение о принадлежности отметки траектории
принимается после расчета функции правдоподобия гипотез о
продолжении траектории по каждой стробированной отметке без
оценки вероятности идентификации отметки с траекторией. В качестве
продолжения выбирается траектория, отвечающая критерию
максимального правдоподобия.
Пусть по результатам предыдущих измерений на
сопровождении имеются несколько близко расположенных траекторий, в
пересекающиеся стробы сопровождения которых попали
отметки, причем часть из них может быть отнесена более чем к одной
траектории (рис. 14.3).
Самый простой небайесовский способ идентификации
заключается в присваивании каждой из траекторий отметки,
расположенной ближе всех остальных к предсказанному значению (метод
«ближайшего соседа»), В качестве меры близости обычно
используется функция правдоподобия, вычисленная в предположении о
нормальном распределении ошибок измерения. В методе
«глобального ближайшего соседа», применяющемся для сопровождения
нескольких целей, производится оптимальная (по критерию
максимального правдоподобия) идентификация отметок со всеми
возможными траекториями с условием, что отметка может быть
идентифицирована не более чем с одной траекторией. Оба эти
метода не учитывают статистические характеристики помех и
хорошо работают лишь в случае далеко расположенных целей,
точных измерений и малого числа ложных отметок.
557
Рис. 14.3. Пример ситуации, в которой
необходима точная идентификация
нескольких отметок, попавших в
пересекающиеся стробы сопровождения двух
траекторий
Оптимальная байесовская многогипотезная
идентификация (МНТ— Multiply Hypothesis Tracking) можетисполь-
зоваться для сопровождения как одиночной цели, так и
множества целей. После получения набора стробированных отметок
составляются все возможные варианты идентификации траекторий
с отметками, включая гипотезы о помеховом происхождении
каждой из отметок. Затем все эти гипотезы сохраняются до получения
нового набора отметок, после чего каждая из траекторий
продолжается по каждой из стробированных отметок и т.д. Число
траекторий растет в геометрической прогрессии, поэтому при наличии
большого числа помех этот метод использовать практически
невозможно. Современное его развитие заключается в поисках
способов уменьшения числа гипотез (путем слияния схожих,
отсечения наименее вероятных, оставления для анализа
фиксированного числа наиболее вероятных гипотез). Однако даже в усеченном
виде требования к вычислительным средствам остаются очень
высокими, поэтому несмотря на то, что алгоритм МНТ является
оптимальным с точки зрения обеспечения максимальной
апостериорной вероятности гипотез, на практике он пока используется
сравнительно редко.
Трудности практической реализации оптимальных баейсовских
алгоритмов вызвали интерес к поиску субоптимальных методов,
среди которых наибольшее распространение получили алгоритмы
вероятностной идентификации данных (PDA —
Probabilistic Data Association) для одиночной цели и
совместной вероятностной идентификации данных
(JPDA — Joint PDA) для групповой цели. Из нескольких
попавших в строб отметок формируется одна (в PDA) или несколько —
по числу траекторий (в JPDA). Так же, как в МНТ, в этих
алгоритмах анализируются все возможные (по результатам стробиро-
вания) наборы пар «отметка —траектория», оценивается
правдоподобие каждого из этих вариантов. Но в отличие от алгоритма
МНТ каждая из траекторий продолжается не по всем стробиро-
ванным отметкам, а по одной вновь сформированной, которая
558
учитывает все отметки, взвешенные согласно вероятностям тех
вариантов идентификаций, где они участвуют. Этот алгоритм
признан на сегодняшний день наиболее предпочтительным с точки
зрения соотношения качества и требований к вычислительным
средствам.
14.5. Алгоритмы фильтрации параметров
траектории маневрирующей цели
Задача оценивания параметров траектории цели по
результатам радиолокационных измерений формулируется следующим
образом. В течение некоторого временного интервала в
дискретные моменты времени tk (к = Ι, ..., /V) производится измерение
вектора параметров цели гк, представляющего собой некоторую
функцию вектора состояния цели хк, полученную с
погрешностью w*: хк = h(zA) + wA. Считаются заданными модель движения
цели, вид функциональной зависимости h(zA), вероятностные
характеристики вектора погрешности wt. Необходимо произвести
оптимальную (согласно заданному критерию) оценку значения
вектора состояния цели в некоторый произвольный момент времени t.
Такая постановка полностью совпадает с известной задачей
оценивания случайного процесса, при этом, обозначив τ = t - tk:
в случае τ = 0 имеем задачу текущей фильтрации; τ > 0 — задачу
экстраполяции (предсказания); τ < 0 — задачу интерполяции.
При линейной зависимости вектора χ от вектора ζ задача
фильтрации параметров траектории сводится к оптимальной
линейной фильтрации случайного процесса.
Первоначально для фильтрации параметров траекторий
использовались алгоритмы с фиксированной выборкой, осуществляющие
оптимальную по критерию максимального правдоподобия
оценку совокупности N измерений.
Этот подход имеет весьма существенные недостатки, среди
которых необходимость пересчета всех весовых коэффициентов
фильтра при получении нового измерения, а также
невозможность использования информации о предыдущих значениях
процесса.
В современных системах траекторного сопровождения
используются рекуррентные алгоритмы фильтрации, обеспечивающие
последовательное (при получении каждой новой отметки)
уточнение параметров траектории. Поскольку практически все
системы траекторного сопровождения, в том числе маневрирующей
цели, используют алгоритм оптимальной линейной фильтрации
на основе рекуррентного фильтра Калмана, рассмотрение
вопроса фильтрации параметров траектории маневрирующей цели
следует начать именно с него.
559
Фильтр Калмана. Пусть значение вектора состояния цели \к в
некоторый момент времени к связано с предыдущим значением
этого же вектора (в момент времени к - 1) линейным уравнением
вида (14.1):
х* = Як-\*-к-1+ GA_,uA_, + wA.
Пусть также связь между векторами измеренных параметров гк
и оцениваемых параметров х* задается линейным уравнением
zk = ΗλΧλ + Vк,
где Нк — матрица наблюдения, которая задает закон
преобразования вектора χ в вектор z; vk — шум наблюдения (белый шум с
нулевым средним и ковариационной матрицей R*)·
В соответствии с алгоритмом калмановской фильтрации
оптимальная (по критерию минимума среднеквадратической ошибки —
МСКО) оценка хк вектора состояния и ее ковариационная
матрица Рк на шаге к вычисляются по формулам:
хк =xk\k-i+Kkvk; (]а-2\
в которых матричный коэффициент усиления фильтра Калмана К,
экстраполированная оценка вектора состояния xk\k-i и ее
ковариационная матрица Рк\к~\ имеют вид:
К* = P*|*-|H*SA ; *k\k-i = f*-ix*-i +Gt_iUA_i;
а обновляющий процесс (невязка) νλ и его ковариационная
матрица Sk записываются в виде:
νλ = гк ~Нкхк\к-\> &к =ΗλΡΑ|Α_,Ηλ + R*.
Заметим, что при нормальном распределении помехи фильтр
Калмана является оптимальным линейным фильтром по
критериям МСКО и максимума апостериорной вероятности. При
нелинейном оцениваемом процессе фильтр Калмана является
оптимальным в том же смысле в классе линейных фильтров.
Рассмотрим некоторые особенности применения фильтра Калмана для
оценивания параметров траектории.
Влияние неточностей задания априорных
данных. В основе применения фильтра Калмана лежат два важных
предположения: разработчику известны модель движения цели и кова-
риация погрешностей измерений. Между тем на практике они могут
быть либо изначально неизвестны, либо изменяться в ходе работы.
В фильтре Калмана каждая очередная оценка производится на
основе всех имеющихся на данный момент измерений (они учи-
560
тываются опосредованно, через последнюю оценку); такой фильтр
называют фильтром с растущей памятью. В этих фильтрах с ростом
числа измерений наблюдается стремление элементов матричного
коэффициента усиления К к нулю, что означает снижение
доверия к новым измерениям, поэтому в установившемся режиме
выходная оценка практически не отличается от
экстраполированной. Если модель движения цели, лежащая в основе фильтра, не
соответствует ее реальному движению, оцененная траектория
будет расходиться с истинной. Это приведет к снижению точности
оценивания параметров движения цели, уменьшению
вероятности попадания отметки от цели в строб сопровождения и, в конце
концов, к сбросу траектории с сопровождения.
Для устранения такого эффекта часто используют ограничение
памяти фильтра, которое может достигаться разными способами
[8]:
• фиксацией или ограничением снизу коэффициентов
усиления, что приводит к схеме так называемого а—β-фильтра,
относящегося к категории фильтров с конечной эффективной памятью;
• выбором коэффициентов усиления в предположении об
экспоненциальном старении данных или увеличением элементов
ковариационной матрицы экстраполяции;
• применением рекуррентных аналогов фильтров с конечной
памятью.
Еще одним способом решения этой проблемы является
использование многомодельных фильтров. В них используется не одна, а
сразу несколько моделей движения, охватывающих все
возможные варианты движения цели, поэтому вероятность расхождения
гораздо ниже.
Если ковариационная матрица вектора измеренных
параметров цели не соответствует реальным погрешностям измерения, то
при завышении точности исходных измерений будет наблюдаться
снижение вероятности попадания отметки от цели в строб
сопровождения, что может способствовать досрочному прекращению
сопровождения траектории, а при занижении — не будет
обеспечиваться оптимальная точность результирующей оценки. Выходом
из этой ситуации является использование адаптивных фильтров,
осуществляющих оценку искомой ковариации вектора
измеренных параметров на основе получаемых данных.
Особенности оценивания точности
фильтрации. Неопределенность оценки многомерной случайной
величины \к на к-м шаге характеризуется эллипсоидом погрешностей,
который в двухмерном случае является эллипсом (рис. 14.4).
Информация о размерах и ориентации в пространстве эллипса
погрешностей содержится в ковариационной матрице Рк этой
случайной величины. Квадраты длин полуосей эллипса 5) и s2
являются собственными числами матрицы Рк, а также дисперсиями
561
π
Ук
I __-.,„■■._■„ Χ. , . . . — , *.
4 Χ
Рис. 14.4. Графическое представление эллипса погрешностей двухмерной
случайной величины при нормальном распределении
ошибок измерения положения цели в прямоугольных
координатах X' и Υ', оси которых совпадают с направлениями осей
эллипса.
Принято считать, что наиболее общей точностной
характеристикой алгоритмов обработки является ковариационная матрица
Рк, которая формируется траекторным фильтром на каждом шаге
оценивания и отражает текущее состояние процесса оценивания.
Однако из уравнения для этой матрицы (см. формулу (14.3))
видно, что она не зависит от входных данных. С одной стороны, этот
факт можно рассматривать как достоинство: ее можно вычислить
заранее (предполагая матрицы R и Q постоянными) [8]. С другой
стороны, если информация о погрешностях измерений не
соответствует реальности, фильтр будет выдавать неоптимальную
оценку параметров траектории, а элементы ковариационной матрицы
не будут соответствовать реальной точности фильтрации.
Следовательно, судить по ним о состоянии процесса оценивания нельзя.
Более того, по анализу только ковариационной матрицы нельзя
зафиксировать даже факт расхождения фильтра.
Однако фильтр Калмана предоставляет возможность судить о
состоянии процесса фильтрации на основании анализа его
внутренних сигналов, например отслеживая введенную ранее
квадратичную форму рк = v^S^'v* (см. подразд. 14.4). При соответствии
входных данных и модели последовательность рк должна
удовлетворять распределению χ2 с и степенями свободы (п — размерность
вектора ζ), а ее математическое ожидание должно быть
постоянным. Вектор невязки на каждом шаге должен быть нормальным
белым гауссовским шумом с ковариационной матрицей Sk.
Об использовании нелинейных траекториих
фильтров. Модель динамической системы, которая
используется для описания процесса движения цели, включает в себя
уравнения состояния и наблюдения. В формулах (14.3) оба эти уравне-
562
ния имеют линейный вид, что обусловливает применимость
оптимального линейного фильтра Калмана для ее оценивания. Если
хотя бы одна из зависимостей имеет нелинейный характер, то
вместо линейного фильтра Калмана следует использовать
алгоритмы нелинейной фильтрации.
Применение для синтеза траекторного фильтра теории
оптимальной нелинейной фильтрации приводит к необходимости
использования весьма сложных алгоритмов, эффективность
которых исследована пока недостаточно [8]. Поэтому на практике вместо
этих алгоритмов используют субоптимальные, так или иначе
использующие теорию калмановской фильтрации. Чаще всего
применяется расширенный фильтр Калмана, в котором
предполагается, что рассматриваемые нелинейные функции являются
достаточно гладкими, поэтому их можно разложить в ряд Тейлора и
аппроксимировать полиномами первого порядка. Использование
субоптимальных нелинейных алгоритмов по сравнению с
оптимальным линейным фильтром усложняет схему обработки,
однако не приводит к достижению потенциальной точности.
Рассмотрим возможные причины появления нелинейностей.
В уравнении состояния нелинейности возникают при
сопровождении объектов, траектории которых описываются нелинейными
уравнениями. Избежать нелинейности ценой некоторой потери
качества можно выбором упрощенных линейных моделей. В
уравнении наблюдения, связывающем между собой состояние
системы х* и наблюдение гк, нелинейность возникает в ситуации, когда
эти векторы представлены в разных системах координат: как
правило, гк — в сферической (полярной) СК, хА — в прямоугольной. В этом
случае преобразование координат выполняется непосредственно
в фильтре и, кроме того, должно существовать обратное
преобразование из прямоугольной СК в сферическую (полярную).
Альтернативным вариантом является преобразование вектора
наблюдения гк в прямоугольную СК еще до фильтра. В этом случае
уравнение наблюдения остается линейным, поэтому можно
использовать оптимальный линейный фильтр. Следствием
предварительного преобразования координат является появление
взаимной корреляции между отдельными составляющими вектора,
при этом его ковариационная матрица перестает быть
диагональной, что приводит к некоторому увеличению вычислительных
затрат.
Фильтрация параметров траектории маневрирующей цели.
Фильтр Калмана является оптимальным (по критерию МСКО)
устройством фильтрации параметров цели при линейном
наблюдении и известной динамике цели, а также гауссовском шуме
движения и наблюдения. Однако, как только цель изменяет
динамику (выполняет маневр), оценка калмановского фильтра может
начать расходиться, что в конечном итоге приведет к сбросу тра-
563
ектории с сопровождения. Поскольку расхождение обусловлено
некорректным представлением в фильтре динамики цели, для
правильного сопровождения необходимо принять меры для
адекватного отображения фильтром модели движения цели.
Алгоритмы траекторного сопровождения маневрирующей цели
можно разбить на три основные группы.
Алгоритмы без обнаружителя маневра. Маневр
представляется в виде случайного процесса с нулевым средним и
считается возможным на каждом шаге фильтрации. Суть методов
этой группы заключается в том, что вводится искусственное
ухудшение точностных характеристик входной информации, в
результате чего строб сопровождения увеличивается и при начале
маневра цель с большей вероятностью в него попадет. При этом,
однако, снижается точность оценивания положения цели и
увеличивается вероятность попадания в строб сопровождения
ложных отметок. Эти алгоритмы могут использоваться при
сопровождении только слабо маневрирующих целей.
Алгоритмы с обнаружителем маневра. Маневр
представляется в виде случайного процесса с ненулевым
средним, в соответствии с которым изменяются (адаптируются)
параметры или структура траекторного фильтра. В этих алгоритмах
предусмотрено наличие, как минимум, двух моделей движения:
без маневра и с маневром известного типа, а также обнаружителя
маневра, который отслеживает его начало и окончание и
соответствующим образом переключает модели. Модель без маневра —
это традиционный фильтр Калмана, настроенный на
сопровождение неманеврирующей цели. Модели, настроенные на маневр,
могут отличаться от первой большим уровнем шума процесса,
наличием неслучайного вектора ускорений, размерностью
вектора состояния (в него включается ускорение по каждой
координате). В адаптивных алгоритмах дополнительно производится оценка
интенсивности маневра. По его окончании, которое также
определяется обнаружителем, происходит обратное переключение на
модель без маневра.
Эти методы являются оптимальными при отсутствии
неопределенности в характере маневра, т.е. когда тип маневра известен,
а задача оценивания сводится к определению момента его начала
и интенсивности. Основная трудность заключается в построении
обнаружителя маневра, поскольку он должен уметь отличать
маневр от случайных флуктуации измерений положения, а
главное, необходимо обеспечить, чтобы отметка на начальной
стадии маневра (до его обнаружения) не была отсеяна при
идентификации.
Многомодельные алгоритмы.В них имеется набор
моделей, описывающих движение цели, а также банк элементарных
фильтров, соответствующих каждой из них. Обязательно исполь-
564
зуется модель без маневра, другие модели могут соответствовать
маневрам как одного типа с разной интенсивностью, так и
маневрам разных типов. На каждом шаге работы сначала
вычисляются оценки элементарных фильтров, затем оценивается,
насколько вероятной является в данный момент каждая из моделей, и
результирующая оценка формируется в результате суммирования
элементарных оценок, взвешенных с учетом их вероятностей.
Многомодельные (ММ) методы оптимальны в ситуациях, когда
маневр цели является неизвестным, но принадлежащим некоторому
множеству возможных моделей. В последние годы активно
развивается теория многомодельных алгоритмов с переменной
структурой, которые могут адаптивно подстраиваться к ситуации,
когда характер движения цели перестает соответствовать имеющимся
моделям.
В подразд. 14.2 было показано, что для описания траектории
движения маневрирующей цели хорошо подходят смешанные
случайные процессы, имеющие две составляющие: дискретную,
которая описывает процесс изменения вида маневра, и
непрерывную, которая моделирует погрешность изменения координат цели.
Оптимальная фильтрация таких процессов производится при
помощи многомодельных алгоритмов, которые в настоящее время
являются общепризнанным способом траекторного
сопровождения при заранее неизвестном характере движения цели.
Многомодельные алгоритмы фильтрации параметров
траектории маневрирующей цели. Традиционные («одномодельные»)
адаптивные способы оценки параметров траектории маневрирующей
цели состоят из двух следующих друг за другом этапов: принятия
решения о наличии (интенсивности) маневра и оценки
параметров траектории с учетом маневра, т.е. каждый раз сначала
принимается решение о соответствии характера движения цели
некоторой модели, затем происходит оценка параметров траектории при
помощи единственного фильтра, соответствующего данной
модели. Эти способы обладают несколькими очевидными
недостатками. Во-первых, при фильтрации параметров траектории не
принимается во внимание возможная ошибка при принятии решения
о выборе модели. Во-вторых, окончательное решение о выборе
модели принимается до фильтрации, хотя учет ее результатов
может быть полезен при выборе модели.
Многомодельные алгоритмы решают эти проблемы,
используя в каждый момент времени не одну, а сразу несколько моделей
движения цели. Основываясь на представлении движения цели в
виде последовательной смены моделей, ММ алгоритмы
включают в свой состав набор из N моделей — кандидатов на
соответствие характеру движения цели в данный момент, а также банк
элементарных фильтров, соответствующих каждой из этих
моделей. Результирующая оценка вычисляется на основе использова-
565
ния оценок всех элементарных фильтров. Таким образом
достигается совместное решение задач принятия решения о маневре и
фильтрации. Адаптивные алгоритмы зависят исключительно от
характеристик одиночного «лучшего» фильтра, выбранного до того,
как он выдаст результат. ММ алгоритмы опрашивают все
работающие одновременно элементарные фильтры и формируют
результирующее значение параметров траектории после того, как они
выдадут результаты. Преимущество ММ алгоритмов выражается в
уменьшении запаздывания обнаружения начала маневра, что
приводит к снижению среднеквадратических ошибок оценивания как
положения, так и скорости цели на участке маневра по
сравнению с адаптивными алгоритмами, однако при этом происходит
некоторое увеличение вычислительных затрат.
Многомодельные алгоритмы предполагают наличие следующих
элементов:
1) набор моделей — совокупность траекторных фильтров, в
максимально возможной степени соответствующая характеру
движения сопровождаемой цели (с учетом возможных маневров);
2) стратегия взаимодействия, которая определяет число
предыдущих шагов фильтрации, результаты которых участвуют в
фильтрации текущего значения, а также способ их учета;
3) условная фильтрация — рекуррентная фильтрация
непрерывной случайной компоненты смешанного процесса,
осуществляемая для каждой из моделей в предположении ее истинности;
4) объединенное выходное значение — формирование
результирующей оценки параметров траектории с учетом результатов
выходных значений всех фильтров. Может осуществляться при
помощи весового объединения оценок всех фильтров или выбора
наилучшей.
В зависимости от структуры использующиеся в данный момент
на практике ММ алгоритмы можно подразделить на три группы.
Алгоритмы первой группы характеризуются тем, что
входящие в их состав элементарные фильтры работают самостоятельно
и независимо от фильтров других моделей. Эти алгоритмы
являются оптимальными, если истинное состояние движения цели
стационарно.
В алгоритмах второй группы элементарные фильтры работают
совместно благодаря наличию внутренних взаимодействий. Эти
взаимодействия включают в себя индивидуальную реконфигурацию
(реинициализацию) элементарных фильтров с учетом некоторого
числа предыдущих выходных значений всех фильтров, совместную
адаптацию параметров и т.д. Эти алгоритмы являются
оптимальными для систем, истинное состояние которых скачкообразно
меняется внутри некоторого набора, идентичного набору моделей.
В алгоритмах τ ρ е τ ь е й группы используется переменный
набор моделей. Такой подход позволяет адаптивно настраивать на-
566
бор моделей при изменении условий функционирования
системы, когда исходный набор моделей перестает соответствовать
исходным предпосылкам, заложенным при проектировании,
причем меняться могут как параметры, так и количество моделей.
Эти алгоритмы, получившие название алгоритмов с переменной
структурой, оптимальны для систем, чей набор моделей может
изменяться с течением времени. Среди всех ММ методов именно
они позволяют достигнуть наибольшей эффективности, однако
они являются и наиболее сложными как в проектировании, так и
в эксплуатации, поэтому их практическое применение пока
ограничено. Далее будем рассматривать алгоритмы с фиксированным
набором моделей.
Оптимальный ММ алгоритм фильтрации смешанного
случайного процесса, имеющий и своем составе N моделей, для
формирования результирующей оценки состояния в момент времени к
должен сформировать /V* оценок, учитывающих все возможные
реализации последовательностей состояний системы за время до к
включительно, а также оценить их вероятности. Для этого
необходимо /V* траекторных фильтров, причем число возможных
комбинаций состояний растет во времени экспоненциально, вследствие
чего практическая реализация оптимального алгоритма не
представляется возможной.
Среди субоптимальных алгоритмов, использующих различные
стратегии для уменьшения числа анализируемых на каждом шаге
оценивания гипотез, наибольшее распространение получили
обобщенные псевдобайесовские алгоритмы порядка η (ОПБя) и
интерактивный многомодельный (ИММ) алгоритм.
Суть алгоритмов ОПБя заключается в том, что глубина
памяти ограничивается η последними шагами фильтрации,
соответственно для их реализации необходимо иметь /V" траекторных
фильтров.
Интерактивный многомодельный алгоритм но многом похож
на ОПБ1, но отличается от него способом реинициализации
фильтров модели на каждом шаге фильтрации. В ОПБ каждый из
фильтров инициализируется одной и той же величиной — сглаженным
значением, вычисленным на предыдущем шаге оценивания. В ИММ
каждый фильтр инициализируется своим значением, при
формировании которого учитывается, в какой степени каждая из
моделей соответствует предыдущему (в момент времени к - 1)
состоянию. Таким образом, в ИММ алгоритме учитывается больше
априорной информации, чем в ОПБ1, вследствие чего он по
эффективности превосходит ОПБ1 и приближается к
характеристикам алгоритма ОПБ2, тогда как его вычислительные потребности
сравнимы с ОПБ1. Благодаря этому ИММ алгоритм получил
наибольшее распространение при сопровождении маневрирующих
целей, став на данный момент фактически стандартом.
567
14.6. Особенности траекторной обработки РЛИ
в разнесенных радиолокационных системах
с совместной обработкой информации
Одним из способов повышения качества радиолокационной
информации и, следовательно, надежности сопровождения
целей является использование многопозиционных систем и
разнесенных многодиапазонных комплексов, в которых РЛИ,
извлекаемая в отдельных РЛС (позициях), обрабатывается совместно.
Изложение общей теории и практики построения
многопозиционных радиолокационных систем можно найти, например, в
монографии В. С. Черняка. Следует иметь в виду, что объединение
информации на уровне первичной обработки представляет собой
сложную и дорогостоящую инженерную задачу, как с научно-
технической, так и с технологической точек зрения, поэтому на
практике применяется относительно редко.
Больший практический интерес представляет случай, при
котором в разнесенный радиолокационный комплекс (РЛК)
объединяются независимые самостоятельные РЛС. Группа в общем
случае разнородных РЛС должна быть расположена таким
образом, чтобы их зоны обнаружения целей хотя бы частично
перекрывались. Тогда при наличии линий передачи данных можно
организовать совместную обработку результатов первичной или
вторичной обработки отдельных РЛС, что способно улучшить
качество сопровождения по сравнению с одиночной РЛС.
Помимо увеличения зоны обнаружения, повышения
помехоустойчивости, живучести в таких комплексах возможно
улучшение характеристик траекторного сопровождения, зависящих от
качества и количества поступаемой информации. Среди них:
точность оценки положения цели, время слежения за целью, время
обнаружения новой траектории, вероятность обнаружения
истинной траектории и др. Факторами, способствующими этому
улучшению, являются увеличение количества информации о цели,
поступающей в систему обработки, и разнесение отдельных
источников радиолокационной информации в пространстве.
Влияние первого фактора на характеристики обработки
очевидно: чем больше отметок, тем быстрее будет обнаружена
траектория, в ней будет меньше пропусков и т.д. Влияние второго
фактора основано на том, что, как правило, точность определения
одной координаты (обычно азимута) в РЛС ниже точности
измерения другой координаты (дальности). Поэтому в комплексе,
состоящем из нескольких пространственно разнесенных РЛС,
происходит уточнение измерения азимута одной РЛС более точным
измерением дальности другими РЛС, причем результирующий
эффект зависит от геометрии расположения РЛС на местности.
568
Совместная обработка в комплексе может привести к
ухудшению некоторых характеристик по сравнению с одиночной РЛС.
Причина этого в том, что наряду с увеличением числа отметок от
истинных целей в комплексе происходит и увеличение числа
ложных отметок, что может негативно сказаться на некоторых
характеристиках комплекса, особенно на такой важной, как
вероятность обнаружения ложной траектории.
Способы построения РЛК с совместной обработкой
информации можно классифицировать по нескольким признакам.
По уровню объединения и нформ аци и. При
наличии в составе комплекса нескольких независимых РЛС объединять
данные можно на уровне отметок и уровне траекторий. В первом
случае на вход устройства совместной обработки поступают
отметки, полученные в результате выполнения первичной
обработки отраженных сигналов в каждой РЛС (обнаружение и оценка
параметров сигналов). Во втором случае на вход устройства
совместной обработки поступают результаты вторичной обработки
радиолокационной информации в виде оценок уже обнаруженных и
сопровождаемых каждой РЛС траекторий целей.
Метод объединения отметок обеспечивает высокую точность
траекторного сопровождения, вероятность обнаружения
истинной траектории, низкую вероятность ошибочного сброса
истинных траекторий. По сравнению с ним метод объединения
траекторий имеет меньшую вероятность завязки ложных траекторий, но
остальные количественные показатели качества траекторного
сопровождения у него хуже.
Существуют также смешанные (гибридные) системы, в
которых одна часть датчиков выдает информацию в виде отметок, а
другая — в виде траекторий.
По наличию синхронизации циклов получения
информации в датчиках. Получение данных об одной и
той же цели в разных радиолокационных датчиках может
происходить одновременно (синхронно) или не одновременно
(асинхронно). Алгоритмы траекторной обработки синхронных систем
проще в реализации, однако при этом требуется синхронизация
режимов работы всех РЛС группы, что накладывает существенные
ограничения на практическое использование такого режима
работы при объединении в комплекс разнородных РЛС.
При асинхронной работе радиолокационного комплекса
возможно совмещение отметок на временной оси за счет
экстраполяции, однако такой подход возможен лишь при известной
динамике цели и может быть использован только при объединении
траекторий.
Более перспективными для использования в РЛК
представляются асинхронные алгоритмы траекторной обработки, работающие
на основе многоканальных по входу траекторных фильтров. Такие
569
многовходовые фильтры позволяют учитывать качество
информации, поступающей от различных РЛС комплекса. Для этого могут
использоваться априорные данные о технических
характеристиках и условиях функционирования отдельных РЛС или результаты
текущей оценки качества информации (в простейшем случае
отношение сигнал/шум).
По месту получения результирующих оценок
траекторий. Различают централизованные системы
обработки, в которых существует единственный центр обработки
информации, и децентрализованные, в которых таких центров
несколько. В децентрализованной системе центры обработки могут быть
равноправными, т.е. получать один и тот же поток информации,
или неравноправными, при этом каждый из центров работает со
своим набором датчиков. Предельным вариантом
децентрализованного комплекса является радиолокационная сеть, в которой
все входящие в ее состав отдельные РЛС являются
равноправными и на каждой из них доступна вся информация об окружающей
обстановке.
Можно встретить и несколько иную трактовку терминов
централизованной и децентрализованной обработки: под первой
понимается система, в которой все алгоритмы траекторной
обработки реализуются в едином центре, в то время как в
децентрализованной системе некоторая часть обработки производится
непосредственно датчиком, а остальная — центром. В принятой
ранее терминологии такому пониманию соответствуют системы с
объединением отметок и объединением траекторий.
Среди других признаков классификации отметим наличие
обратной связи от системы совместной траекторной обработки к
РЛС, которая используется для управления режимом работы
станции и параметрами ее алгоритмов первичной и вторичной
обработки РЛИ; характер пространственного расположения РЛС
комплекса и др.
В системах траекторной обработки (СТО) комплекса
появляются новые факторы, влияющие на качество траекторной
обработки: необходимость передачи информации от РЛС в центр
обработки по линиям передачи данных и совмещение информации
об одной и той же цели, наблюдаемой несколькими РЛС.
В линиях передачи данных, по которым информация
пересылается от РЛС в центр обработки, возможны задержка,
искажение и потеря части информации в результате несоответствия
пропускной способности линии количеству передаваемой
информации, особенностей распространения радиоволн, воздействия
естественных и преднамеренных помех.
На качество совмещения измерений, поступающих от разных
источников, влияют погрешности измерений всех используемых
станцией датчиков: времени, местоположения и курса носителя
570
(для подвижных РЛС), систематические ошибки измерения
координат цели — ошибки привязки начального углового
положения луча антенны, систематические ошибки измерения
дальности. Еще одним следствием объединения информации является
необходимость преобразования координат, выполняемого перед
совместной обработкой, в ходе которого частные С К каждой из
РЛС приводятся к единой обобщенной СК.
Контрольные вопросы
1. Сформулируйте основные задачи первичной, вторичной и
третичной обработок РЛИ.
2. Что является исходными данными для синтеза СТО?
3. Охарактеризуйте основные этапы траекторной обработки.
4. Приведите классификацию моделей траекторий. В каких ситуациях
можно использовать каждую из них?
5. Какие задачи решаются на этапе обнаружения траектории?
6. Из каких соображений выбираются параметры критериев
обнаружения траектории по методу серийных испытаний?
7. В каком случае можно не использовать один из этапов
идентификации отметок и траекторий?
8. Сформулируйте задачу оценивания параметров траектории цели по
результатам радиолокационных измерений.
9. В чем заключаются преимущества многомодельных алгоритмов
фильтрации параметров траектории?
10. Перечислите особенности построения СТО в многопозиционном
радиолокационном комплексе.
11. К каким последствиям может привести наличие систематической
погрешности измерения азимута в одной из РЛС комплекса?
ГЛАВА 15
ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ
СИСТЕМ И РАСШИРЕНИЯ ОБЛАСТЕЙ
ИХ ПРИМЕНЕНИЯ
15.1. Радиолокационные системы
Перспективы развития радиолокационных систем удобно
рассмотреть, опираясь на классификацию РЛС [4].
Наземные РЛС обзора воздушного пространства. Локаторы
данного типа подразделяются на РЛС дежурного режима и
управления воздушным движением (УВД) и РЛС боевого режима.
Радиолокационные станции дежурного
режима и УВД решают задачи обнаружения и сопровождения
воздушных целей всех видов, определения типа воздушного объекта
и его государственной принадлежности (опознавание), передачи
информации в центры УВД и контроля воздушной обстановки, а
также команд управления воздушными объектами. Совокупность
РЛС данного типа позволяет сформировать радиолокационное поле
с точной координатной привязкой РЛС и возможностью
взаимного информационного обмена. При заранее оговоренном
протоколе обмена и наличии на каждой позиции коммуникационного
оборудования можно говорить о создании радиолокационных
сетей с обменом оперативной информацией в реальном режиме
времени. Радиолокационные сети могут быть с открытым
доступом (известный протокол обмена) и с закрытым доступом
(засекреченный протокол обмена). Последнее характерно для РЛС
специального назначения. В любом случае каждая РЛС,
участвующая в информационном обмене, должна определять и
передавать свои точные координаты. Таким образом, каждая РЛС должна
комплектоваться системой спутниковой навигации и
аппаратурой для обмена информацией. Речь идет о создании на базе
радиолокатора интегрированного радиолокационно-навигационно-ком-
муникационного комплекса.
Исходя из тактико-технических требований (дальность действия
и требуемая точность определения координат лоцируемого
объекта) и условий эксплуатации РЛС данного типа работают как в
сантиметровом, так и в метровом диапазоне волн, определяют
две координаты (азимут и дальность). Формат сигнала и
энергетический потенциал РЛС позволяют на дальностях до нескольких
572
сотен километров обеспечивать разрешающую способность по
дальности порядка 150...300 м в штатном режиме и до 15 м в режиме
«электронной лупы». Предусматривается подавление мешающих
сигналов, создаваемых гидрометеорами, стаями птиц и
отражениями от местных предметов. Наиболее эффективно подавление
пассивных помех осуществляется с помощью адаптивных
фильтров селекции движущихся целей, в которых частотная
характеристика формируется инверсной по отношению к спектральной
плотности мощности мешающих отражений.
Одной из проблем функционирования коллектива РЛС,
формирующих единое радиолокационное поле, является обеспечение
электромагнитной совместимости. Эта проблема решается путем
рационального размещения спектра сигнала в частотном
диапазоне, а также выбором оптимальных законов модуляции
зондирующих сигналов. Поскольку защита от актииных помех не
предусматривается, их появление наряду с отсутствием сигнала
опознавания, отклонением опознанного объекта от штатной
траектории служит сигналом тревоги с последующим включением РЛС
боевого режима. Использование метрового диапазона в РЛС
дежурного режима и УВД объясняется малым затуханием
радиоволн этого диапазона при распространении в плохих погодных
условиях, возможностью осуществлять длительные когерентные
накопления отраженных сигналов (до десятков секунд при работе
по кораблям и единиц секунд при наблюдении самолетов и иных
динамических объектов). Кроме того, по сравнению с более
высокочастотным диапазоном большинство радиолокационных целей
(в том числе, использующих технологию stealth) имеют в
метровом диапазоне существенно большую эффективную площадь
рассеяния (ЭПР). При использовании территориально
распределенной радиолокационной системы появляется возможность
существенно увеличить ЭПР цели (на два-три порядка) при работе
«на просвет», когда объект подсвечивается с противоположной
по отношению к приемнику стороны.
Использование декаметрового диапазона радиоволн (длина
волны от 10 до 100 м) позволяет осуществлять загоризонтный обзор
наземной, надводной и воздушной обстановки. При этом загори-
зонтное распространение радиоволн возможно поверхностной (или
земной) волной за счет эффекта дифракции радиоволн,
проявляющегося в огибании поверхности Земли электромагнитной
волной, и пространственной (или небесной) волной за счет эффекта
рефракции радиоволн в ионосфере Земли. При поверхностном
механизме распространения радиоволн надводные цели могут
обнаруживаться на дальностях до 400 км за пределами прямой
видимости. Пространственный механизм распространения
обеспечивает обзор воздушной и надводной обстановки на дальностях до
3 000 км и более. Основными проблемами применения загоризон-
573
тных РЛС (ЗГРЛС) являются трудность обеспечения высокого
разрешения по азимутальному углу и разрешения по дальности.
Первая проблема обусловлена необходимостью построения круп-
ноапертурных и широкополосных антенных решеток, размеры
которых могут достигать 2,5 км. Для повышения углового
разрешения используют специальные алгоритмы обработки сигналов в
приемных антенных решетках.
Вторая проблема связана с относительным дефицитом
частотного спектра в декаметровом диапазоне волн, поэтому
разрешение по дальности у ЗГРЛС может составлять 1,5... 15 км. Для
повышения разрешающей способности по дальности в современных
ЗГРЛС используют многочастотные или многополосные сигналы
с разносом отдельных полос. Учитывая постоянные изменения
характеристик канала распространения из-за изменений в
ионосфере, в ЗГРЛС используется многочастотный режим работы в
диапазоне 5...35 МГц. При этом энергетический потенциал
станции должен обеспечивать требуемое отношение сигнал/помеха с
учетом затухания сигнала на уровне 260...280 дБ. Результаты
исследований влияния ионосферных и помеховых условий на
работу коротковолновых ЗГРЛС приведены в |4].
Для обнаружения малозаметных объектов на больших
дальностях перспективным является диапазон частот 1,5...25 МГц, для
которого радиопоглощающие покрытия не ослабляют
отраженных сигналов. Характерной особенностью этого диапазона
является множественность траекторий распространения радиоволн по
ионосферному каналу, что требует использования адаптивных
алгоритмов с пространственно-поляризационной обработкой
электромагнитного поля в зоне приемной антенны. Интересным
примером систем такого рода является комплекс контроля полетов
самолетов малой авиации, построенный на базе двух ЗГРЛС,
имеющий зону обзора площадью 8,5 млн км2, предназначенный в
основном для борьбы с наркобизнесом (районы Мексики,
Колумбии, островов Тринидад и Тобаго). В реализации этого проекта
принимали участие российские специалисты.
Перспективным направлением развития загоризонтной
радиолокации декаметрового диапазона радиоволн является
применение передислоцируемых ЗГРЛС. Оборудование таких ЗГРЛС
может быть оперативно доставлено транспортными средствами
(самолеты, поезда, суда) в любую точку, подходящую для
развертывания. Заметим, что ЗГРЛС являются характерным примером
«технологий двойного применения»: помимо обнаружения целей они
используются для дистанционного и оперативного получения
метеоданных на морских акваториях (скорость и направление ветра,
обнаружение и сопровождение штормов и ураганов,
обнаружение и измерение дрейфа ледовых полей, снятие карты
поверхностных течений, прогноз эволюции загрязнений морской поверх-
574
ности, обнаружение кильватерных следов кораблей и подводных
лодок), что позволяет считать их уникальными системами
обеспечения безопасности мореплавания и освоения морского
шельфа.
Радиолокационные станции боевого режима.
РЛС боевого режима, организованные в форме территориально-
разнесенных комплексов РЛС, обеспечивающих прикрытие
определенных зон, в перспективе будут работать в сантиметровом и
дециметровом диапазоне волн. Как и в РЛС дежурного режима,
предусматривается разнесенный в пространстве режим работы
передатчиков и приемников. РЛС обеспечивают измерение трех
координат объектов. Они должны обладать высокой
помехозащищенностью по отношению к активным помехам и скрытностью,
обеспечиваемых использованием сигналов с невысокой пиковой
мощностью, но достаточно широкополосных и имеющих большую базу.
Должна быть предусмотрена возможность изменения структуры
зондирующего сигнала. Применение
пространственно-разнесенных РЛС дает возможность с помощью корреляционных методов
существенно повысить достоверность обнаружения целей и
точность определения их координат.
Чрезвычайно актуальной проблемой радиолокации является
обнаружение малозаметных объектов (использующих технологии
stealth низколетящих целей). Перспективным методом
обнаружения самолетов и ракет, обладающих высокой степенью противо-
радиолокационной защиты, является использование пассивных
радиометрических систем, работающих в миллиметровом диапазоне
волн в окнах прозрачности (8,6; 3,3 и 2,2 мм). Ведь в соответствии
с законом Кирхгофа повышение степени противорадиолокаци-
онной защищенности ведет к увеличению теплоиого излучения.
Интересным примером нетрадиционного построения
пассивных систем является технология PCL (Passive Coherent Location),
базирующаяся на основе наблюдения изменений в сигнальной
обстановке, вызванных лоцируемым объектом. Системы такого
рода разрабатываются в США (Silent Sentry System), Китае и
России.
Радиолокационные станции зенитно-ракетных комплексов.
Важным направлением развития радиолокации является
совершенствование мобильных многофункциональных РЛС
зенитно-ракетных комплексов (РЛС ЗРК). Прогресс в этой области в
значительной степени связан с освоением активных фазированных
антенных решеток (АФАР). В чем же преимущества АФАР по сравнению
с хорошо освоенными пассивными ФАР? При сохранении
свойства многофункциональности, связанного с возможностью
электрического управления ДН, АФАР обеспечивают существенное
увеличение излучаемой мощности, так как в режиме излучения
АФАР представляет собой распределенный передатчик, состоящий
575
из множества приемопередающих модулей (ППМ), число
которых доходит до 104 и более. Итоговый уровень излучаемой
мощности, являющийся результатом суммирования в эфире сигналов
отдельных ППМ, по прогнозам может быть в 5 — 6 раз больше,
чем у современных мобильных РЛС, и достигать 50 кВт в
импульсе. Кроме того, при рациональной конструкции ППМ
существенно уменьшаются СВЧ потери АФАР в режимах приема и
передачи, что приводит к дополнительному выигрышу в
энергетическом потенциале РЛС. Так как в режиме приема АФАР
представляет собой распределенный СВЧ приемник с независимыми
собственными шумами ППМ, то возникает дополнительный
выигрыш в коэффициенте шума итогового приемного канала. Расчеты
показывают, что с учетом всех названных ранее составляющих
можно прогнозировать увеличение дальности действия
мобильных РЛС с АФАР в 2 — 2,5 раза. Нельзя не отметить повышенную
надежность РЛС с АФАР, которая достигается за счет наличия
большого числа ППМ (выход из строя нескольких ППМ не
приводит к потере работоспособности) и использования
твердотельной микроэлектроники в ППМ (отпадает необходимость в
мощном электровакуумном передатчике, являющемся наименее
надежным узлом РЛС).
Бортовые радиолокационные комплексы. С совершенствованием
АФАР связан прогресс в области построения бортовых
радиолокационных комплексов (БРК) обзора воздушного, наземного и
надводного пространств. Такие комплексы, размещаемые на
самолетах, предназначены для обнаружения и определения
государственной принадлежности воздушных и морских целей,
передачи полученной информации на командные пункты систем ПВО
и ПРО, наведения истребителей, штурмовиков и
бомбардировщиков на воздушные, наземные и морские цели. Примером
системы такого рода является авиационный комплекс
радиолокационного обзора и наведения А-50Э, размещенный на
модифицированном самолете ИЛ-76МД. В состав комплекса входит трех-
координатная импульсно-допплеровская РЛС с цифровой
селекцией движущихся целей (СДЦ) и расположенной вне фюзеляжа
антенной системой типа «Гриб».
Одним из основных направлений развития таких систем
является создание АФАР кругового обзора.
При разработке самолетных РЛС, прежде всего для боевой
авиации, должны быть обеспечены следующие требования:
• уверенное обнаружение в пределах радиогоризонта
воздушных и наземных (надводных) целей, в том числе и
малоконтрастных объектов);
• сопровождение требуемого (не менее 10) числа целей;
• одновременное наведение оружия на несколько (четыре-пять)
целей;
576
• обеспечение различных режимов воздушного боя
(маневрирование);
• автоматическое огибание рельефа местности при полете на
малых высотах.
Эти требования должны выполняться при активном
радиопротиводействии со стороны противника.
В режиме «воздух —земля» РЛС должна обеспечивать
картографирование поверхности Земли, обнаружение и сопровождение
движущихся наземных целей, определение высоты и скорости полета
самолета. Самолетная РЛС должна являться частью комплекса пи-
лотажно-навигационного оборудования, реализующего комплек-
сирование различных датчиков (высокоточная спутниковая
навигационная система, баровысотомер, инерциальные системы). При
этом должны быть обеспечены малые габаритные размеры и
масса, высокая надежность работы.
Реализация этих требований возможна на основе цифровых
твердотельных радиолокаторов (ЦТР), разработка которых ведется в
ряде стран, в том числе и в России.
Ключевой особенностью данного локатора является цифровая
обработка сигнала на несущей частоте СВЧ диапазона (0,1... 10 см),
достигаемая параметрическим квантованием фазы с помощью
параметронов, являющихся основным типом полупроводниковых
параметрических усилителей. Было показано, что параметроны не
только осуществляют аналого-цифровое преобразование
входного сигнала, но и обеспечивают весьма высокую частотную и
фазовую избирательность.
Такое решение позволяет исключить потери в длинной цепи
преобразований сигнала в обычном радиолокационном
приемнике и повысить его чувствительность.
Вторая особенность разработки состоит в использовании
квазинепрерывного фазоманипулированного зондирующего сигнала
с базой более 106 (^-последовательность с периодом (220- 1), что
соответствует базе В = 1 048 576).
Интересно отметить, что при оптимальной обработке и
пиковой мощности 1 Вт данный сигнал эквивалентен
импульсному сигналу длительностью, соответствующей одному элементу
/^-последовательности (15 не), и имеющему мощность около
106 Вт.
Для сокращения времени обзора и возможности наблюдения
нескольких целей производится параллельный анализ 20
элементов по дальности с помощью многоканальной цифровой
обработки. Дальнейшее улучшение характеристик можно получить,
используя многочастотный режим работы на основе объединения
ЦТР, работающих от общего синхронизатора. Для иллюстрации
приведем, технические характеристики двухчастотного ЦТР СВЧ
диапазона:
577
Длина волны, мм 8,6...20 /
Импульсная мощность, мВт 10...500 /
База сигнала Более 106/
Разрешение по дальности, м Менее 2
Дальность действия, км 5... 100
Потребляемая мощность, Вт Менее 150
Наработка на отказ, ч Ю5
Масса (без антенны), кг Менее 20
Объем (без антенны), дм3 Менее 20
Развитие радиотехнических систем базируется на новых идеях
и возможностях технической базы. К этому следует добавить, что
технические возможности влияют на идеологию построения
систем. Для радиолокации второй половины XX в. был характерен
переход от простых импульсных зондирующих сигналов большой
пиковой мощности к сложным широкополосным сигналам с
большой базой и малой пиковой мощностью.
Прогресс в формировании мощных импульсов наносекундной
длительности возродил интерес к радиолокации с использованием
простых сигналов, прежде всего, для моноимпульсных систем.
Отметим основные преимущества моноимпульсного локатора,
использующего мощные наносекундные импульсы
микроволнового диапазона.
1. Наносекундные импульсы обеспечивают хорошее
разрешение по дальности и соответственно высокую точность измерения
дальности (при длительности 1 не разрешающая способность по
дальности примерно 30 см). При этом исчезает проблема боковых
лепестков автокорреляционной функции (АКФ) (см. гл. 4),
затрудняющая обнаружение и сопровождение малозаметных целей
на фоне мощных отражений. Малая длительность зондирующего
сигнала снимает проблему «мертвого» времени, в течение
которого приемник РЛС должен быть блокирован, что позволяет
резко уменьшить минимальную дальность до лоцируемого объекта.
2. При измерении радиальной скорости цели за счет высокого
разрешения по дальности может быть использована оценка
изменения дальности за период следования зондирующих импульсов,
что дает в отличие от допплеровского метода измерения скорости
отсутствие «слепых» скоростей (см. гл. 6).
3. Сверхширокополосность сигнала и отсутствие боковых
лепестков АКФ позволяют осуществлять идентификацию целей по «даль-
ностному или пространственному портрету» за счет того, что
отдельные элементы цели с ЭПР порядка 1 м2 (плоскости, винты у
самолетов и вертолетов, надстройки у судов) работают как
независимые отражатели, формируя совокупный отраженный сигнал.
Радиолокационные станции подповерхностного зондирования.
Интересным примером использования сверхширокополосных
(СШП) сигналов являются РЛС подповерхностного зондирова-
578
ния, используемые для обнаружения закопанных мин, труб,
водоносных слоев и пр. Разработанный военной исследовательской
лабораторией США портативный подповерхностный локатор,
установленный на 50-метровой штанге, закрепленной на медленно
двигающемся вертолете, позволяет определять положение мин с
точностью до 15 см. Отечественный георадар «Зонд»,
предназначенный для выявления структурных неоднородностей почвы,
водоносных слоев до глубин 15...30 м, подземных коммуникаций,
зарытых труб, работает в полосе частот 20... 120 МГц.
Диапазон использования современной радиолокационной
техники необычайно широк: от подповерхностных локаторов,
отмеченных ранее, до космических радиолокационных систем. Если не
говорить о военных применениях (космические РЛС контроля
воздушного пространства), то основным предназначением
космических локационных систем является исследование природных
ресурсов, контроль чрезвычайных ситуаций, экологический
мониторинг. Примером может служить космическая радиолокационная
система бокового обзора с синтезированной апертурой «Экор» в
составе комплекса «Алмаз» на ИСЗ «Космос-1870». С ее помощью
можно получить радиолокационное изображение земной
поверхности с разрешающей способностью порядка 15 м при высоте
орбиты ИСЗ 300 км.
Расширение спектра зондирующего сигнала и сужение ДНА в
азимутальной и угломестной плоскостях позволяет уменьшить
элемент разрешения по дальности и угловым координатам. Вся
информация об отражающем объекте в данном элементе разрешения
содержится в матрице рассеяния, которая в настоящее время
используется не полностью, и, следовательно, не реализуются
потенциально возможные показатели качества радиолокатора.
Использование информации, содержащейся в матрице рассеяния, может
дать ответ на вопрос, полем какой поляризации нужно облучать
цель, чтобы при заданном формате сигнала получить наилучшую
достоверность обнаружения (минимум рпс при фиксированном
значении рЛТ).
15.2. Радионавигационные системы
Перспективы развития радионавигации связаны, прежде
всего, с совершенствованием и расширением возможностей
спутниковых радионавигационных систем (СРНС).
СРНС второго поколения — отечественная ГЛОНАСС и
американская GPS разрабатывались по заказу военных ведомств и
предназначались для обеспечения точного позиционирования
высокодинамичных объектов военного назначения. Однако
предусматривалось использование данных систем гражданскими пользова-
579
телями с худшими точностными характеристиками, чем для
военных потребителей, использующих закрытый канал (см. гл. 11).
Исследование возможностей и накопленный опыт
эксплуатации показали, что данные системы могут с успехом применяться
для решения широкого круга задач (геодезия и картография,
геофизика, астрономия, добывающие отрасли, строительство
крупногабаритных сооружений, навигация самых разнообразных
транспортных средств, включая индивидуальный автотранспорт).
Совершенствование технологии позволило создавать
сравнительно дешевую малогабаритную аппаратуру пользователей,
выпуском которой занимаются более 200 фирм по всему миру [6].
В ходе эксплуатации СРНС второго поколения выявились
недостатки данных систем, которые предопределили пути по
дальнейшему совершенствованию введенных в эксплуатацию систем (GPS
и ГЛОНАСС), идеологию и технические решения для вновь
создаваемых СРНС (европейская система GALILEO).
Основные недостатки СРНС второго поколения.
1. Низкая помехозащищенность, связанная с малым уровнем
мощности излучаемых навигационными космическими
аппаратами (НКА) навигационных сигналов (для окологоризонтных
спутников энергетический потенциал принимаемых сигналов
составляет 160 дБ/Вт).
2. Низкий темп (большая дискретность) обновления
информации на спутниках, связанный с недоступностью НКА вне
пределов территории стран —владельцев системы, что ухудшает
характеристики доступности СРНС для высокодинамичных объектов
(ВС в режимах взлета и посадки).
3. Неравномерность навигационного покрытия, широтная
зависимость геометрического фактора, особенно резко проявляющиеся
при нештатной баллистической группировке (системы ГЛОНАСС).
4. Использование для гражданских потребителей одночастот-
ного сигнала не позволяет скорректировать ионосферные
погрешности, что снижает точность измерения.
5. Сравнительно невысокий срок активного существования НКА
(работы в системе), составляющий 3 года для ГЛОНАСС и 7,5 лет
для GPS.
Рассмотрим пути устранения указанных недостатков.
Так как значительных ресурсов повышения энергетического
потенциала не имеется, то основные мероприятия по
повышению помехозащищенности связаны с использованием
пространственной избирательности, режекцией узкополосных помех,
работой в нескольких частотных диапазонах.
Как преодолеваются остальные из отмеченных недостатков,
удобно рассмотреть на примере программ модернизации
существующих СРНС ГЛОНАСС и GPS и программы развития СРНС
GALILEO.
580
Для системы ГЛОНАСС в соответствии с Федеральной
целевой программой «Глобальная навигационная система»
планируется доведение орбитальной группировки до штатной
численности (24 ИСЗ) к 2009 г. При восполнении орбитальной
группировки (ОрГ) планируется применение модифицированных
навигационных НКА «ГЛОНАСС-М», имеющих более стабильный
бортовой стандарт частоты (не хуже 10"'3), более высокую точность
определения координат НКА с помощью
контрольно-измерительных станций (СКО порядка 0,7 м, что обеспечит
частотно-временную привязку (ЧВП) на уровне 5 не при прогнозе на 12 ч и
7 не — при прогнозе на 24 ч); более стабильное положение на
орбите; передачу двухкомпонентного навигационного сигнала в
диапазонах Lx (1,6... 1,62 ГГц) и L2 (1,25... 1,27 ГГц), что позволит
с помощью ионосферной коррекции повысить точность решения
навигационных задач. Ожидается, что восполненная ОрГ будет
содержать десять НКА «ГЛОНАСС-М». Планируется доводка и
производство НКА нового поколения «ГЛОНАСС-К» с увеличенным
до 10... 12 лет полным эксплуатационным циклом и
улучшенными техническими характеристиками. Спутники «ГЛОНАСС-К»
будут дополнительно передавать два навигационных сигнала с
одинаковыми точностными характеристиками в поддиапазоне Ц.
Сигнал L3, имеет тактовую частоту дальномерного кода 4,095 МГц
и предназначен для гражданских потребителей.
Сигнал Ц2 имеет такую же тактовую частоту, но
дополнительно модулирован специальным кодом, исключающим
несанкционированное использование этого сигнала. Сигналы L3l и Li2
передаются на одной несущей частоте со сдвигом по фазе на 90°.
График восполнения ОрГ системы ГЛОНАСС иллюстрирует табл.
15.1.
Модернизация GPS осуществляется для дальнейшей коорди-
натометрической и временной синхронизации для гражданских и
военных пользователей. Стоимость программы оценивается в 1 млрд
долл.
Основные мероприятия программы направлены на
повышение точности координатно-временных измерений; повышение
надежности и помехозащищенности системы, а также
автономности работы космического сегмента СРНС.
Модернизированные НКА системы GPS объединяются в блоки.
Табл и ца 15.1
Год
Число
НКАв
ОрГ
2002
9
2003
12
2004
15
2005
17-18
2006
20
2007
21-22
2008
23
2009
24
2010
24
581
Опытные НКА № 1... 12 (Block-I) могли обеспечивать
заявленную точность координатно-временных измерений в течение
трех-четырех дней без общения с контрольно-измерительным
комплексом (КИК).
Навигационные космические аппараты, предназначенные для
регулярной эксплуатации (Block-П), должны обеспечивать
сохранение заданной точности местоопределения и временной
привязки без контакта с КИК в течение 14 дней.
Перспективные НКА (Block-IIR), оснащенные системой
автономной навигации (Autonav), аппаратурой межспутникового
информационного обмена и измерения взаимных расстояний, могут
обеспечить автономную работу (без контакта с КИК) без
заметного ухудшения точностных характеристик и устойчивости
функционирования в течение 180 дней. Программа GPS Block-Ill
предусматривает увеличение мощности закрытых каналов с Р-кодом
или Р( У)-кодом с повышенной криптозащищенностью.
Для геодезических измерений, не использующих режим
реального времени, может быть реализован режим фазовых
измерений, позволяющий получить сантиметровую точность измерения
координат. Для этой цели в программе GPS Block-Ill
предусмотрено использование трех частот с «широкой полосой» (L\...L5,
L\...L2 и L2...L5) для устранения многозначности фазовых
измерений, предназначенных для гражданских пользователей.
Наличие трех разделенных по спектру сигналов с улучшенными
энергетическими характеристиками существенно повысит
помехозащищенность системы по отношению к случайным помехам.
Подконтрольность системы GPS военному ведомству,
зависимость режима ее функционирования от политики США (имеется
возможность за счет зашумления снижать точность
местоопределения с помощью открытого S/A-кодд, так называемый режим
ограниченного доступа), неопределенность с полномасштабным
развертыванием системы ГЛОНАСС в период перестройки
побудили европейское сообщество приступить к созданию
Европейской системы, находящейся в ведении гражданских организаций.
Предполагалось, что создание Европейской глобальной
спутниковой системы (GNSS) будет проходить в два этапа: GNSS-1 и
GNSS-2.
На первом этапе будет реализовано спутниковое
функциональное дополнение EGNOS (см. подразд. 10.6), обеспечивающее для
гражданских пользователей те же услуги, что и системы GPS/ГЛО-
НАСС. Система EGNOS базируется на ОрГ из трех спутников
«INMARSAT-3», на которых устанавливаются ретрансляторы
навигационных сигналов, включающих S/A-код,, навигационные
сообщения и информацию о целостности ОрГ. Напомним, что
целостность — это мера доверия относительно правильности
функционирования системы в целом, измеряемая вероятностью нару-
582
шения целостности (неоповещения пользователя о сбоях в
работе) за заданный промежуток времени. Так, для системы EGNOS
гарантируется вероятность потери целостности в любом 150-се-
кундном интервале времени не более чем 2· 10~7. При этом
задержка оповещения пользователя об отказе не превышает 6 с, а
вероятность потери непрерывности обслуживания не превышает
Ю-5 за час. Результаты испытаний не полностью развернутой
системы EGNOS показали, что для центральных областей Европы
ошибки измерения по горизонтали и вертикали с вероятностью
0,95 не превышают один-два метра.
Реализация второго этапа GNSS-2 базируется на новой ОрГ,
названной GALILEO, состоящей из 30 средневысотных
спутников, и обеспечивает покрытие всего земного шара. С точки зрения
геометрического фактора ОрГ GALILEO оптимизирована для
обслуживания районов, находящихся в высоких широтах.
Система GALILEO, при проектировании которой
используются опыт эксплуатации систем GPS/ГЛОНАСС и новые
технологии, будет более совершенна, чем ее предшественники. Имея
открытую архитектуру, СРНС GALILEO обеспечит взаимодействие
с существующими системами GPS, ГЛОНАСС, а также со
службами поиска и спасения. Бортовая аппаратура НКА системы
GALILEO содержит ретрансляторы сигналов радиомаяков,
используемых при проведении поисково-спасательных работ. Наземный
сегмент системы GALILEO включает в себя станции
телеметрического контроля и управления ОрГ, образующие единую
информационную сеть глобального мониторинга. Скорость обработки
информации в этой сети позволит обнаруживать сбои в работе
бортового оборудования НКА менее чем за 6 с, что позволит
существенно уменьшить время оперативного оповещения
пользователей об отказах в работе оборудования НКА.
Планируется интеграция системы GALILEO с наземными
навигационными системами Loran-C и EUROFIX, системами
космической связи (Globalstar, Orbcomm), в состав которых
входят подсистемы определения местоположения, а также
системами беспроводной связи (GSM, UMTS),
предусматривающими возможность определения местоположения абонентов. В
структуре системы GALILEO предусматривается создание следующих
служб.
1. Базовая общедоступная служба (Open Service, OS) должна
обеспечивать позиционирование подвижных объектов, включая
определение координат с помощью мобильных телефонов,
самолетную и морскую навигацию, передачу сигналов точного
времени. Предоставление перечисленных услуг осуществляется без
ограничений и бесплатно.
2. Служба обеспечения безопасности (служба спасения Safety-of
Life Service, SLS), призванная удовлетворять требованиям между-
583
народных органов по организации воздушного движения,
морских и железнодорожных перевозок.
3. Служба общественного регулирования (Public Regulation
Service, PRS), предоставляющая навигационную информацию
государственным структурам, полиции, службам гражданской
обороны и т.д. Служба обеспечивает защищенность от внешних
воздействий и несанкционированного использования ее
навигационных сигналов.
4. Коммерческая служба (Commercial Service, CS)
предоставляет платные услуги зарегистрированным пользователям
(передача зашифрованных данных и др.).
Как уже упоминалось, каждый спутник системы Galileo может
одновременно ретранслировать сигналы от 300 аварийных
радиомаяков с передачей полученных сигналов и информации о
положении спутника в наземные пункты службы поиска и спасения
(S&R) при использовании радиомаяков системы COSPAS-SARSAT.
Точность определения местоположения порядка 5 км, а для
радиомаяков, оборудованных аппаратурой для работы с системой
GALILEO, - не более 10 м (СКО).
Для потребителей системы GALILEO гарантируемая точность
определения координат составляет 4 м в горизонтальной
плоскости и 8 м в вертикальной.
После ввода в эксплуатацию системы GALILEO (2008 г.) и
завершения модернизации систем GPS (2015 г.) и ГЛОНАСС (2011 г.)
будут независимо функционировать три СНРС. Гражданские
потребители смогут использовать соответствующие сегменты из
общего информационного ресурса этих систем, что значительно
повысит точность, оперативность и надежность определения
положения объекта и параметров его движения.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Авиационная радионавигация : справочник / [А. А. Сосновский,
И.АХаймович, Э.А.Лутин идр.]; под ред. А.А.Сосновского. — М.:
Транспорт, 1990.
2. Бакулев П. А. Радиолокационные и радионавигационные системы /
П.А.Бакулев, А.А.Сосновский. — М. : Радио и связь, 1994.
3. Бакулев П.А. Радиолокационные системы / П.А.Бакулев. — М. :
«Радиотехника», 2004.
4. Вопросы перспективной радиолокации / под ред. А. В.Соколова. —
М. : Радиотехника, 2003.
5. ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования / под ред.
А.И.Перова, В. И.Харисова. — 3-е изд., перераб. — М. : Радиотехника,
2005.
6. Информационные технологии в радиотехнических системах /
[В.А. Васин, И. Б. Власов, Ю. М. Егоров и др.] ; под ред. И. Б.Федорова. —
М. : Изд. МГТУ им. Н.Э.Баумана, 2003.
7. Ипатов В. П. Периодические дискретные сигналы с оптимальными
корреляционными свойствами / В. П. Ипатов. — М. : Радио и связь, 1992.
8. Кузьмин С. 3. Цифровая радиолокация. Введение в теорию / С. 3.
Кузьмин. - Киев : Изд. «КВЩ», 2000.
9. Перов А. И. Статистическая теория радиотехнических систем /
А. И.Перов. — М. : Радиотехника, 2003.
10. Радиотехнические системы / | Ю.П.Гришин, В. П. Ипатов,
Ю. М. Казаринов идр.] ; под ред. Ю. М. Казаринова. — М. : Высш. шк.,
1990.
11. Радиоэлектронные системы: основы построения и теория :
справочник / [Я.Д.Ширман, Ю.П.Лосев, Н.Н.Минервин и др.] ; под ред.
Я.Д.Ширмана. - М. : ЗАО «Маквис», 1998.
12. Сетевые спутниковые радионавигационные системы / [B.C. Шеб-
шаевич, П.П.Дмитриев, Н. В. Иванцевич и др.] ; под ред. B.C. Шебша-
евича. — М. : Радио и связь, 1993.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Список сокращений 3
Введение 7
Глава 1. Принципы построения радиолокационных
и радионавигационных систем 10
1.1. Основные понятия и определения ....„ 10
1.2. Радиотехнические методы определения координат
и их производных 13
1.3. Классификация радиолокационных и радионавигационных
систем. Тактические и технические характеристики 21
1.4. Структурная схема РЛС кругового обзора. Основные
характеристики 27
1.5. Многопозиционные радиолокационные системы 37
1.6. Краткая историческая справка о создании
и развитии радиолокации и радионавигации 40
Глава 2. Физические основы радиолокации 47
2.1. Радиолокационные цели как объекты вторичного
излучения 47
2.2. Характеристики радиолокационного рассеяния 49
2.3. Статистические модели отраженных полей
и ЭПР радиолокационных целей 71
2.4. Мешающие отражатели. Отражения от моря
и суши 74
2.5. Влияние земной поверхности на сигнал,
отраженный от цели 80
2.6. Радиолокационная заметность объектов.
Способы снижения или увеличения 92
Глава 3. Дальность действия радиосистем 99
3.1. Дальность действия радиолиний 99
3.2. Обобщенное уравнение дальности радиолокационного
наблюдения в свободном пространстве 102
3.3. Влияние отражения радиоволн от земной
поверхности на дальность действия РЛС 105
3.4. Влияние условий распространения радиоволн на дальность
действия радиолокационных и радионавигационных
систем 109
586
3.5. Влияние потерь при формировании
и обработке сигналов в РЛС на ее дальность действия 119
3.6. Уравнение дальности при радиолокационном наблюдении
поверхностно и объемно распределенных объектов 121
Глава 4. Обнаружение, различение и оценивание параметров
сигналов радиотехнических систем 126
4.1. Основные теоретические сведения 126
4.2. Потенциальная точность измерения угловых координат 150
4.3. Разрешающая способность РЛС 153
4.4. Виды сложных сигналов 157
4.5. Разрешение по времени запаздывания
и частоте. Частотно-временная функция
неопределенности сигнала 172
4.6. РЛС со ступенчатым изменением частоты 179
Глава 5. Поиск сигналов в радиолокационных
и радионавигационных системах 184
5.1. Поиск по угловым координатам, дальности
и скорости 184
5.2. Методы последовательного обзора пространства 187
5.3. Многоканальный и управляемый обзор
пространства 193
5.4. Особенности поиска сигналов в радионавигационных
системах 200
Глава 6. Радиолокационная селекция и распознавание объектов 205
6.1. Методы защиты от пассивных помех 205
6.2. Селекция движущихся целей на основе эффекта
Допплера 208
6.3. Аналоговая и цифровая фильтрация
в системах СДЦ 213
6.4. Эффективность системы СДЦ и ее зависимость
от параметров РЛС 224
6.5. Методы повышения эффективности систем
СДЦ 228
6.6. Импульсно-допплеровские РЛС 238
6.7. Самолетная РЛС обнаружения воздушных
и наземных целей 243
6.8. Применение сложномодулированных квазинепрерывных
сигналов в когерентно-допплеровских РЛС 247
6.9. Распознавание целей 254
Глава 7. Радиотехнические методы и устройства измерения
дальности и скорости объектов 259
7.1. Импульсный метод измерения временной задержки 259
7.2. Автоматическое сопровождение цели
по дальности 262
587
7.3. Фазовый метод измерения дальности 267
7.4. Частотный метод измерения
дальности 270
7.5. Допплеровский метод измерения путевой скорости
и угла сноса 284
7.6. Корреляционный метод измерения путевой скорости
и угла сноса 301
7.7. Беззапросный и запросный измерители радиальной
скорости объектов 304
7.8. Измерители координат и скорости в составе
навигационного комплекса 306
Глава 8. Методы и устройства измерения угловых координат 310
8.1. Методы измерения угловых координат 310
8.2. Точность измерения угловых координат. Пространственно-
временная обработка сигналов 320
8.3. Автоматическое сопровождение цели
по угловым координатам 325
8.4. РЛС миллиметрового диапазона «Руза»
для обнаружения и сопровождения объектов
в околоземном пространстве 345
8.5. Радиолокационные системы с синтезированием
апертуры 349
8.6. Особенности СДЦ и синтезирования апертуры
при размещении РЛС на надводных и наземных
носителях 365
Глава 9. Оптическая локация и радиотеплолокация 373
9.1. Физические основы оптической локации 373
9.2. Рассеивающие свойства объектов и характеристики
отраженных сигналов в оптическом диапазоне 381
9.3. Дальность действия оптических локационных
систем 385
9.4. Примеры реализации ОЛС 394
9.5. Основы радиотеплолокации 397
9.6. Применение теплолокационных систем 412
Глава 10. Радионавигационные системы и комплексы 416
10.1. Классификация и тактико-технические характеристики
радионавигационных систем 416
10.2. Точность определения местоположения
позиционным методом 418
10.3. Требования, предъявляемые к навигационной
аппаратуре 420
10.4. Системы дальней радионавигации наземного
базирования 426
10.5. Системы ближней навигации 433
10.6. Системы посадки самолетов 442
10.7. Системы межсамолетной навигации и предупреждения
столкновений 454
Глава 11. Спутниковые радионавигационные системы 468
11.1. Спутниковые радионавигационные системы
первого поколения 468
11.2. Спутниковые радионавигационные системы второго
поколения 472
11.3. Принципы построения аппаратуры потребителей
спутниковой радионавигационной системы второго
поколения GPS 477
11.4. Спутниковая радионавигационная система
ГЛОНАСС 490
11.5. Дифференциальный режим СРНС 491
11.6. Функциональные дополнения спутниковых
радионавигационных систем 493
Глава 12. Системы радиопротиводействия 500
12.1. Радиопротиводействие и контррадиопротиводействие.
Основные понятия и определения 500
12.2. Системы радиотехнической разведки 507
12.3. Скрытность и помехоустойчивость РЭС по отношению
к организованным помехам 512
12.4. Борьба с организованными радиопомехами
и эффективность средств радиопротиводействия 517
Глава 13. Надежность радиотехнических систем. Методы
обеспечения надежности 523
13.1. Понятия надежности и отказа 523
13.2. Характеристики надежности 524
13.3. Экспоненциальный закон надежности 525
13.4. Надежность безызбыточных систем 526
13.5. Надежность избыточных систем 527
13.6. Надежность восстанавливаемых систем 533
13.7. Методы и средства технической
диагностики РТС 535
13.8. Надежность систем со средствами диагностирования 542
Глава 14. Основы траекторией обработки радиолокационной
информации 545
14.1. Основные задачи и этапы траекторной обработки 545
14.2. Модели движения целей, сопровождаемых системой
траекторной обработки 549
14.3. Алгоритмы обнаружения и сброса траектории 552
14.4. Алгоритмы идентификации отметок
и траекторий 555
14.5. Алгоритмы фильтрации параметров траектории
маневрирующей цели 559
589
14.6. Особенности траекторной обработки РЛИ
в разнесенных радиолокационных системах
с совместной обработкой информации 568
Глава 15. Перспективы развития радиотехнических систем
и расширения областей их применения 572
15.1. Радиолокационные системы 572
15.2. Радионавигационные системы 579
Список литературы 585
Учебное издание
Казаринов Юрий Михайлович,
Коломенский Юрий Александрович,
Кутузов Владимир Михайлович,
Леонтьев Виктор Валентинович,
Маругин Алексей Сергеевич,
Орлов Владимир Константинович,
Подконаев Борис Павлович,
Ульяницкий Юрий Дмитриевич
Радиотехнические системы
Под редакцией Ю. М. Казаринова
Учебник
Редактор Е.А. Балыко
Технический редактор Н. И. Горбачева
Компьютерная верстка: О. В. Пешкетова
Корректор Н.Л.Котелина
Изд. № 101110258. Подписано в печать 30.08.2007. Формат 60 χ 90/16.
Гарнитура «Тайме». Печать офсетная. Бумага тин. № 2.
Усл. печ. л. 37,0. Тираж 3 000 экз. Заказ № 4734.
Издательский центр «Академия», www.academia-moscow.ru
Санитарно-эпидемиологическое заключение № 77.99.02.953.Д.004796.07.04 от 20.07.2004.
117342, Москва, ул. Бутлерова, 17-Б, к. 360. Тел./факс: (495)330-1092, 334-8337.
Отпечатано с электронных носителей издательства.
ОАО "Тверской полиграфический комбинат", 170024, г. Тверь, пр-т Ленина, 5.
Телефон: (4822) 44-52-03, 44-50-34, Телефон/факс (4822) 44-42-15
Home page - www. tverpk.ru Электронная почта (E-mail) - sales@tverpk.ru
ш
ж.