Коротковолновые антенны - Айзенберг Г.З., Белоусов С.П., Журбенко Э.М., Клигер Г.А., Курашов А.Г.

Автор: Айзенберг Г.З. Белоусов С.П. Журбенко Э.М. Клигер Г.А. Курашов А.Г.
Теги: электротехника радиосвязь радиовещание издательство радио и связь антенные устройства эксплуатация антенн
Год: 1985
Похожие
Антенны УКВ Т.1
Антенны УКВ Т.2
Антенны ультразвуковых волн
Антенны излучают
Текст
                    Г. 3. Айзенберг
С.П. Белоусов
Э.М. Журбенко
Г. А. Клигер
AJT. Курашов
КОРОТКО-
ВОЛНОВЫЕ
АНТЕННЫ
Под общей редакцией Г. 3. Айзенберга
ИЗДАНИЕ ВТОРОЕ,
ПЕРЕРАБОТАННОЕ И ДОПОЛНЕННОЕ
Москва
«Радио и связь»
1985
УДК 621.396.67(024)
Г. 3. Айзенберг, С. П. Белоусов, Э. М. Журбенко, Г. А. Клигер, А. Г. Ку-
рашов.	\
Коротковолновые антенны/ Г. 3. Айзенберг, С. П Белоусов, Э. М. Журбенко
и др ; Под ред Г. 3 Айзенберга — 2-е, перераб и доп — М : Радио н связь,
1985. —536 с., ил.
Отражен прогресс в теории и технике антенных устройств коротковолнового
диапазона за период 1963—1983 гг. По сравнению с первым изданием книги (М :
Связьиздат, 1962) большая часть материала является новой, старый материал
кардинально переработан с учетом последних достижений науки и техники.
Освещены вопросы теории и расчета, основные конструктивные и электриче-
ские параметры антенн, применяемых для радиосвязи и радиовещания. Изложены
сведения по линиям питания, методам настройки и согласования антенн с питаю-
щей фидерной линией, методам синтеза согласующих трансформаторов. Рассмот-
рены вопросы теории и приведены практические данные новых вариантов син-
фазных диапазонных антенн, самодополнительных и логопериодических антени,
антенн с круговой диаграммой направленности и др. Существенно дополнены
материалы по симметричным и несимметричным вибраторам, антеннам бегущей
волны, ромбическим антеннам и др
Для научных работников, рекомендуется инженерам, занятым расчетом, про-
ектированием и эксплуатацией антенн
Табл 23, ил 563, библ 24 назв.
РЕЦЕНЗЕНТ токтор техн наук, проф В Г ЯМПОЛЬСКИЙ
Редакция литературы по радиотехнике
^2402020000-073
046(01)-85
23-85

(© Издательство «Радио и связь», 1985
Предисловие
Настоящая книга является результатом переработки монографии
«Коротковолновые антенны» Г. 3. Айзенберга, изданной в 1962 г.
За прошедшее время теория и техника коротковолновых антенн
получили большое развитие. Это вызвало необходимость сущест-
венной переработки монографии. Основное внимание в данной
книге, как и в предыдущей, уделено профессиональным коротко-
волновым антеннам, применяемым для радиосвязи и радиовеща-
ния. При переработке книги в нее включен ряд новых глав, не-
которые старые главы и разделы исключены, остальные главы
кардинально переработаны.
Расширен материал по несимметричным и связанным линиям.
Большее внимание уделено вопросам согласования антенны с фи-
дером. Добавлена глава, посвященная методам расчета согласу-
ющих ступенчатых линий для работы в нескольких дискретных
диапазонах, немонотонных ступенчатых линий уменьшенной дли-
ны и ступенчатых трансформаторов, выполняемых из отрезков со-
единяемых линий, т. е. без использования промежуточных значе-
ний волновых сопротивлений. Более подробно рассмотрена теория
согласующих линий с плавно меняющимся волновым сопротивле-
нием. Добавлена глава, посвященная методам расчета ступенча-
тых переходов для согласования питающей линии с комплексной
нагрузкой, в частности с вибратором.
Добавлена глава, посвященная современным строгим и при-
ближенным методам анализа проволочных антенн. Существенно
расширена глава, посвященная симметричным горизонтальным
вибраторам (новые модификации выполнения вибраторов, плоские
горизонтальные вибраторы, антенны зенитного излучения). При-
ведены уточненные на основе строгих методов расчетные данные
по электрическим параметрам и др.
Описаны новые, более совершенные конструкции вертикальных
вибраторов. Приведены формулы и графики для расчета напря-
женности поля при распространении радиоволн вдоль земли, но-
вые более совершенные варианты синфазных горизонтальных диа-
пазонных антенн (антенны с активным диапазонным рефлектором,
антенны, питаемые несимметричным фидером, поворотные много-
"вибраторные антенны, симметрирующие устройства в фидерных
трактах и др.). Уточнены электрические параметры на основе
строгих методов анализа. Добавлена глава о синфазных диапазон-
ных антеннах, основанных на принципе самодополнительности.
Полностью переработан материал, относящийся к методам ана-
лиза ромбических антенн, антенн бегущей волны и логопериодиче-
оких антенн. Применение более строгих методов позволило суще-
ственноуточнить электрические параметры этих антенн.
Значительно переработана глава, посвященная фидерным ли-
ниям передающих и приемных антенн. Уточнены формулы расче-
та предельной пропускаемой мощности и затухания. Описаны ме-
тоды увеличения пропускаемой мощности, а также появившиеся
за последнее время конструкции фидерных трактов.
Добавлена глава, посвященная многократному использованию
антенн. В этой главе большое внимание уделено сложным вопро-
сам использования одной антенны для одновременной работы двух
независимых передатчиков. Полностью переработаны главы, по-
священные вопросам коммутации и настройки антенн в соответст-
вии с последними достижениями техники.
Глава, посвященная теории однородных длинных линий исклю-
чена так как эти вопросы освещены во многих учебниках и мо-
нографиях. Вместо нее в книгу помещена глава, имеющая спра-
вочный характер, содержащая сводку основных формул теории
длинных линий. Необходимость этой главы вызвана тем, что тео-
рия коротковолновых антенн и фидерных устройств в значитель-
ной мере базируется на результатах теории длинных линий.
Исключена глава, посвященная общим вопросам излучения ра-
диоволн.
В справочном разделе приведены некоторые сведения, полез-
ные при проектировании антенных устройств. К ’Ним относятся
формулы расчета направлений и длин линий радиосвязи и данные
по изоляторам и проводам, применяемым в антеннах коротковол-
нового диапазона и выпускаемым отечественной промышленно-
стью. Ряд математических выкладок и графиков вынесен в при-
ложения.
Отдельные главы и параграфы книги написаны авторами по
материалам, любезно предоставленным Л. С. Тартаковским
(§ 7.3), Н. А. Эскиным (§ 16.7), Б. К. Барановским (§ 22.4),
Е. С. Турщу (справочный материал С 2), Г. С Омаровым написан
§ 11,5, Л. Ф. Голыденбергом гл. 22.
Большую работу по уточнению содержания всех глав проде-
лал один из соавторов и ответственный редактор книги А. Г. Ку-
рантов, которому остальные авторы выражают благодарность.
Замечания и пожелания направлять по адресу: 101000, Москва,
Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь».
Список основных обозначений
А—векторный потенциал
а—радиус провода
В—реактивная составляющая проводимости
С—емкость
Ci—погонная емкость
—взаимная емкость в системе проводов
с = 1/ Vеоцо = 3 • 108 м/с — скорость электромагнитных
волн в вакууме
D— коэффициент направленного действия; ли-
нейный размер антенны; расстояние меж-
ду проводами
d—расстояние между элементами антенны,
проводами
’	Е—вектор напряженности электрического
поля
Е—напряженность электрического поля
Р(А) — диаграмма направленности в вертикаль-
ной плоскости
F(q>)— диаграмма направленности в горизон-
тальной плоскости
G—коэффициент усиления; активная прово-
димость
G]—погонная проводимость
Н —вектор напряженности магнитного поля
Н—напряженность магнитного поля; верти-
кальный размер антенны; высота под-
веса
h—линейный размер антенны
I—электрический ток
J— плотность электрического тока
К—коэффициент бегущей волны
k— коэффициент связи между линиями
&1 = цф/с—коэффициент замедления в линии
L— индуктивность
Ц — погонная индуктивность
Ьг— взаимная индуктивность в системе про-
водов
I—длина ступеньки; длина плеча вибратора;
длина
Р— мощность
Ps—мощность излучения
Ро—мощность, подводимая к антенне
R— активное сопротивление
Rs— сопротивление излучения
Ri — сопротивление погонное
Rij— взаимное сопротивление излучения
StJ—коэффициенты матрицы рассеяния
Т>3—коэффициент волновой матрицы пере-
дачи
U—напряжение
и— амплитуда волны в линии
V—объем; электрический потенциал
W—волновое сопротивление линии без по-
терь
w— приведенное волновое сопротивление
X— реактивная составляющая сопротивления
Xh—реактивная составляющая взаимного со-
противления
У—полная проводимость
У] — погонная проводимость
Z—R + iX—полное сопротивление
ZB—волновое сопротивление линии
Z3K— эквивалентное сопротивление
ZBX— входное сопротивление
ZQ = ]/ ро/ео = 120л Ом — волновое сопротивление сво-
бодного пространства
а—коэффициент затухания
р—коэффициент фазы
у = а +1 р — коэффициент распространения
Г—коэффициент отражения устройства
Д—угол наклона, Д = л/2—0
е = егео—диэлектрическая проницаемость среды
ео== 1/(4л-9-109) Ф/м — диэлектрическая проницаемость вакуума
т]—коэффициент полезного действия
0 = 2л//Х—электрическая длина; полярный угол
x = Xmax/Xmin—коэффициент перекрытия диапазона
X—длина волны
р. = ц,гЦо—магнитная проницаемость среды
ц.э=4л10-7 Гн/м—магнитная проницаемость вакуума
р—коэффициент отражения
рц—коэффициент отражения Френеля для па-
раллельной поляризации
р±—коэффициент отражения Френеля для
нормальной поляризации
о—поверхностная плотность заряда; удель-
ная проводимость
т—линейная плотность заряда
ф — фаза; азимутальный угол
7	<о—угловая частота
Глава 1.
ТЕОРИЯ ОДНОРОДНОЙ линии
1.1. Свойства волны ТЕМ
Теория антенно-фидерных устройств коротковолнового диапа-
зона в значительной степени базируется иа теории длинных ли-
ний. Ввиду того, что теория длинных линий изложена во многих
монографиях и учебниках, ниже приводятся лишь основные ее
положения и результаты.
Два параллельных однородных по длине проводника образуют
линию, вдоль которой может распространяться поперечная элект-
ромагнитная волна (ТЕМ). Как электрическое, так и магнитное
поле этой волны имеет только поперечные компоненты. В каж-
дой точке пространства электрическое и магнитное поля взаимно
перпендикулярны, при отсутствии потерь синфазны, а их отноше-
ние ЕЩ= V nle=Z0, где р, е — соответственно магнитная и ди-
электрическая проницаемости среды, окружающей провода. Для
свободного пространства Z0=120n Ом. Фазовая скорость волны
ТЕМ иф=1/ к ец=с, где с — скорость света в окружающей среде.
Для свободного пространства с=3-108 м/с. У поверхности провод-
ников из-за их конечной проводимости имеется небольшая про-
дольная составляющая электрического поля. Потери в проводах
нриводят к затуханию волны в линии, некоторому изменению фа-
зовой скорости и изменению соотношения между Е и Н.
Проводники, образующие линию, могут иметь различную
форму поперечного сечения; в зависимости от этого различным
может быть распределение поля между проводами. На рис. 1.1 по-
казана структура электромагнитного поля в поперечном сечении
трех наиболее распространенных типов линий: симметричной
двухпроводной, однопроводной над плоским проводящим экраном
Ряс. 1.1
(таким экраном может быть проводящая поверхность земли) и
коаксиальной.
Структура поля в волне ТЕМ. не зависит от частоты. В част-
ности, распределение электрического поля в поперечном сечении
линии совпадает с распределением электростатического поля двух
бесконечных цилиндрических проводников, поперечное сечение ко-
торых совпадает с сечением проводов, образующих линию, а за-
ряды одинаковы по величине и противоположны по знаку. Рас-
пределение магнитного поля совпадает с распределением поля,со-
здаваемого постоянными одинаковыми по величине и противопо-
ложными по направлению токами, текущими в проводах линии.
Это позволяет использовать электростатические и магнитостатиче-
ские методы для расчета структуры поля и характеристических
параметров линии. (В статическом случае распадается лишь обя-
зательная для всякой ненулевой частоты связь между величина-
ми £ и Н.)
Благодаря квазистатическому характеру поля волны ТЕМ в
каждом поперечном сечении линии может быть определено на-
пряжение U между проводами, равное интегралу от напряженно-
сти электрического поля вдоль любой линии, соединяющей по-
верхности обоих проводников и лежащей в плоскости рассматри-
ваемого сечения. Можно ввести также понятие тока I, равного
полному току, проходящему через поперечное сечение любого из
проводников. Токи в проводах линии с волной ТЕМ имеют толь-
ко продольную составляющую, и полные токи I в каждом из про-
водников равны по величине и противоположны по направлению
в любом сечении линии. Это позволяет для описания процессов,
происходящих в длинной линии, ограничиться рассмотрением рас-
пределения вдоль линии двух скалярных величин — тока / и на-
пряжения U.
Следует отметить, что в линиях открытого типа (рис. 1.1, а, б)
никакие иные типы волн распространяться не могут. Если же та-
кие волны возникают на какой-либо нерегулярности (при обрыве
линии, включенном в линию сопротивлении, изменении сечения
проводов или расстояния между ними), они излучаются в прост-
ранство и вызывают лишь локальные возмущения токов и полей.
Указанные возмущения и интенсивность излучаемого поля тем
меньше, чем меньше расстояние между проводами. В связи с этим
при практической реализации линии расстояние между провода-
ми выбирают существенно меньшим, чем длина волны, и ука-
занные возмущения имеют пренебрежимо малую величину.
1.2. Телеграфные уравнения. Связь между токами
и напряжениями в линии
Теория длинных линий может быть построена как на основе
электродинамических методов, базирующихся на уравнениях
Максвелла, так и на основе так называемых телеграфных урав-
нений. Последний путь более удобен, так как позволяет более про-
сто учесть конечную проводимость проводов линии и потери в ок-
ружающей среде, а также эффекты, связанные с включением в
линию разного рода нерегулярностей.
Схема линии с нагрузкой на конце показана на рис. 1.2. Коор-
дината z вдоль линии отсчитывается от нагрузки в сторону гене-
ратора. Свойства линии могут быть охарактеризованы распреде-
ленными постоянными: емкостью Сь индуктивностью Llt сопро-
тивлением потерь Ri и проводимостью утечки Gj, приходящими-
ся на единицу длины. Эквивалентная схема отрезка линии беско-
нечно малой длины dz показана на рис. 1.3.
Рис. 1.2
Рис. 1.3
Изменение напряжения на элементе dz равно падению напря-
жения на сопротивлении потерь и индуктивности. С точностью до
членов второго порядка малости
dU^I^ + i со L1)dz = lZ1dz.	(1.1)
Изменение тока на элементе dz равно току, ответвившемуся
в емкость и проводимость утечки. С точностью до величин второго
порядка малости
d/=I7(G1+i<oC1)=GF1dz.	(1.2)
Исключая из этих соотношений поочередно I и U, получаем
дифференциальные уравнения второго порядка:
d—=Z1YrU\
dz* ii’ rfz2 i
Решения этих уравнений имеют вид:
U (г) = А1 ехр (у г) + Л2 ехр (—у г) ;
/(г)=В1ехр(уг)+В2ехр(—уг),	(1.3)
где Ль Л2, В], В2 — константы интегрирования; y=a + ip =
=	K(^i + ifflli) (Gi + itoC,).
Связь между константами (интегрирования определяют в ре-
зультате подстановки (1.3) в (1.1) « (1.2):
A^—yZ^Bz.
9
Величина ZB= К^1/У1 = V (/?i + i<o£i)/(Gi + i<DCi) называется
волновым сопротивлением линии.
Слагаемые, пропорциональные exp (уг) в (1.3), описывают
волну, распространяющуюся от генератора к нагрузке (падающую
волну), а слагаемые, пропорциональные exp (—yz), —волну, рас-
пространяющуюся от нагрузки к генератору (отраженную волну).
Константы В\ и В2 определяются либо граничными условиями
на концах линии, либо заданием тока и напряжения в каком-ли-
бо сечении линии.
Пусть в некотором сечении z=zx однородной линии U = lh, /=
= Л. Тогда:
U (г) =иг ch у (г—zx) + Л 2В sh у (z—гх) ;
/(z)=/xchy (г—zx)+^-shy(z—zx).	(1.4)
Электромагнитные процессы в линии можно характеризовать
также, используя понятия амплитуд падающей и отраженной
вОЛН Un3^ И UoTp^
«над (Z) = «пад (*i) exp у (z—zx) ;
«отр (?) =w0Tp (г,) ехр у fr—z).
Под амплитудами прямой и обратной волн понимают величи-
ны, пропорциональные напряжению либо току, соответствующим
этим волнам. Обычно амплитуды нормируют таким образом, что-
бы поток энергии, переносимый падающей или отраженной вол-
ной, равнялся половине квадрата ее амплитуды. При этом ре-
зультирующий поток энергии в линии равен половине разности
квадратов амплитуд падающей и отраженной волн: Р=
= Re (UI*/2) = (| ипад |2— | uOTP |2) /2. Соответствующая связь между
токами, напряжениями и нормированными амплитудами падаю-
щей и отраженной волны имеет вид:
и = («пад+«отр) Vz~B; 1 ипая = (и/УГв + 1У^)/2-, I
•^=(ипад — иотр)/|/Л'^в > I иотр =	— /j/ZB)/2. J
Линия, в которой отсутствуют потери (Ri = 0; Gi = 0), обычно
называется идеальной. В такой линии:
у = i р=i M|/z7cT; zb=w = Vljc;-,
U (г)	cos р (z—zx) + i /х W sin p (z—zx) ;
1 (z) =/x cos p (z—zx) + i Sin P (z—zx). f1-5*
Фазовая скорость в идеальной линии равна скорости света:
l/]/rL^C1 = c.	*	(1.6)
__ Таким образом, распределенные индуктивность и емкость не
Я1^СЯ Независимыми и для нахождения волнового сопротивле-
ния достаточно определить, например, только распределенную ем-
кость.
Если потери в линии малы, то:
1+ OlYI «2»;
>. I S »С1/ J >-
где X — длина волны в свободном 'пространстве. С ростом частоты
относительное влияние потерь уменьшается (а/₽->0) и линия по
своим свойствам приближается к идеальной. Часто проводимостью
утечки Gi можно пренебречь. В этом случае имеется простая
связь между мнимой частью волнового сопротивления и затуха-
нием в линии: ZB = TP(1— ia/P).
1.3. Коэффициент отражения. Коэффициент бегущей волны
При подключении к генератору бесконечно длинной однород-
ной линии в ней возникает лишь волна, распространяющаяся в на-
правлении от генератора. В линии конечной длины, оканчиваю-
щейся нагрузкой ZH, возникает как падающая, так и отражен-
ная волна. Коэффициентом отражения р называется отношение
амплитуды отраженной от нагрузки волны к амплитуде падающей
волны. Используют также понятия коэффициентов отражения по
току pi и по напряжению ри, равных отношению соответствую-
щих величин в отраженной и падающей волнах. Коэффициент от-
ражения зависит от сопротивления нагрузки следующим образом:
p=pu=(ZH—Zb)/(Zh+Zb); pi= р-
Ниже приведены значения коэффициентов отражения для неко-
торых частных случаев:
разомкнутая линия (ZH=co) :р = 1;
короткозамкнутая линия (ZH = 0) :р=—1;
идеальная линия, напруженная на реактивное сопротивление
(ZH=iXH):
p=(i хн—W9/<i Хн+Ю. |р| = 1;
линия, нагруженная на сопротивление, равное ее волновому
сопротивлению (ZH=ZB):
р=0.
В случае произвольной нагрузки 2н=|/?н+1Хи при малом за-
тухании в линии (ZB = №—iaW) модуль коэффициента отра-
жения
Л(7?н —Я2 + (Хн + «^/Р)2
Р "И (Т?н+^)2 + (Хн-«^/₽)2 ’
Фаза коэффициента отражения
[arctg [(Хн+а №/₽)/(Ян-№)1-
larctg [(Хн + а №/₽)/(Ян-Ю]-
—arctg [(Хн—а + при W,
—arctg [(Хн—а ^70Жн + ^)] 4- л при Ян < W.
В идеальной линии при наличии падающей и отраженной
волн распределение напряжения вдоль линии имеет периодиче-
ский характер. Через каждые четверть длины волны напряжение
изменяется___от максимального значения Umax = (|ипад| +
+ | «отр I ) Уд (в пучности) ДО минимального Urnin = ( | «пад |-
— |«otp|)KZb (в узле). Расстояние между пучностями напряже-
ния равно половине длины волны. Аналогичный характер имеет
распределение тока. Пучности напряжений и токов сдвинуты друг
относительно друга на четверть длины волны, так что пучности
напряжений совпадают с узлами тока и наоборот. Положение пуч-
ностей напряжений и токов зависит от фазы ср коэффициента от-
ражения от нагрузки. В частности, положение пучностей напря-
жения определяется формулой
ги пучн = [«/2 + <р/(4 л)] Л, л = 0, 1, 2...
При наличии затухания распределение напряжения вдоль ли-
нии становится квазипериодическим:
\U (г)|2 = [ехр (2 аг)+ |р|^ехр’(—2 аг) +
+ 2|p|cos (2 0 г—ср)] ипад (0) ]/Д.
Положение максимумов и минимумов определяют из соотно-
шения
sin (2’0 г—ср) = [а/(2 0|р|)] [ехр (2 а г)—|р|2 ехр (—2 аг)].	(1.7)
Если затухание в линии велико или коэффициент отражения
р мал, [правая часть (1.7) больше единицы], максимумы и мини-
мумы отсутствуют. При малых потерях в линии:
гипучн « [(2 лл + ср) 2 0 |pl + a(l —|р|2]/[4 02 |р| — 2<(1 + |р|2];
zuVSn « [(2 л л 4-ср 4- л) 2 0 |р|—а (1—|р|2)] /[4 02 |р|4-2а2(14- |p|2)J
Распределение тока имеет аналогичный характер. Положение
пучностей и узлов определяется выражениями:
г/пучн ~ [(2 л л 4-ср 4-л) 20 |р| 4-« (1 — lpl2)]/[402lpl —2а2Н4-|р|2)];
г/узл « [(2л л 4~ср) 20 |р| — а(1 — |р|2)]/[402 |р|4-2а2(14-|р12)].
Для характеристики работы линии часто используют понятие
коэффициента бегущей волны (КБВ):
К = Umin/Umax	minimax'
В линии без потерь
^=(1 —ipi)/(i4-lpl); 1р1 =(1—Ю/(1+Х)«
12
В разомкнутой, короткозамкнутой 1или нагруженной на реак-
тивное сопротивление линиях К=0. Такой режим в линии приня-
то называть режимом стоячей волны. В этом режиме поток энер-
гии вдоль линии равен нулю, напряжения и токи в соответствую-
щих узлах также равны нулю и в любом сечении линии токи и
напряжения сдвинуты по фазе на 90°.
Случаю 7(=1 соответствует режим бегущей волны, при кото-
ром в линии имеется лишь волна, распространяющаяся в направ-
лении от генератора. Токи и напряжения в бегущей волне син-
фазны.
При наличии затухания в линии
/< = ]/~ехр (2« гузл)-f-|р|2 ехр (—2агузл) —
V ехр (2 агпучн)+|р|2ехр(— 2агпучн) +
—У4|р|2—(Ог/р)2[ехр(2«гУЗл) —|р|2ехр(—2агУЗл)]2
+ У4|р|2 —(а/Р)2 [ехр (2агпучн)—|р|2 ехр (—2агпучн)]2 ’
где гузл и гпучн определяются из (1.7).
При малых потерях в линии и достаточно больших значениях
|р| можно положить СО5(2р£узл—Ср)~ — 1; COs(2pZny4H—ср) «1. При
этом К«[1— Iр]ехр(—2az)]/[l + |р|ехр(—2az]; p~exp(2az) (1 —
—K)/(l + К). При |р| = 1 K~thaz~az.
1.4. Эквивалентное и входное сопротивления. Пересчет
сопротивления вдоль линии
Эквивалентным сопротивлением линии в сечении z называется
отношение напряжения к току в этом сечении: Z3K(z) = (7(z)//(z).
В линии без потерь, напруженной на сопротивление ZH,
Z3K = W [(ZH/W) + i tg ₽z]/[l + i (ZH/IF) tg ₽ z].	(1.8)
На входе линии эквивалентное сопротивление называется
входным сопротивлением. В частности, входное сопротивление ко-
роткозамкнутой линии длиной I
В разомкнутой линии
ZBX=-i№ctgp/.
В линии, нагруженной на реактивное сопротивление,
ZBX = — i l^ctg(pZ—ф), где ф = arctg (№/Хн)-
В линии, нагруженной на сопротивление, равное волновому,
Хвх = Дг
В ряде случаев удобно выделить в (1.8) в явном виде действи-
тельную и мнимую части:
Дж=#эк+‘ ^ЭК =
7?н IT (l + tg2Pz) +
R„ tg2 Pz +
+ i [ХН1Г (1—tg2 Рг) + (1Г2——tgfiz] _
+ (№ —XHtgPz)2
(1.9)
Эквивалентное сопротивление может быть выражено через мо-
дуль и фазу коэффициента отражения:
7	1 + Ipl exp (i <р—i 2 р z) _
эк	1 — Ipl exp (i <р—i 2 0 z)
= w 1 — |р|2 —2i |р| чп (20z —<p)	(ЕЮ)
1	+ IPI2 — 2 IP1 cos (20z— <p)
Максимальное и минимальное значения ] Z3K | принимает в пуч-
ностях напряжения и тока соответственно. В пучности напряже-
ния Z3K=^(l + |p|)/(l-|p|) = W. В пучности тока Z3K =
= IF(1—|р|)/(1 + |р|) = WK. В обоих случаях эквивалентное со-
противление чисто активное.
Решение обратной задачи — определение ZH по известному зна-
чению ZaK имеет следующий вид:
ZH = W [(ZaK/№) _ i tg р z]/[ 1 — i (Z3K/IF) tg p z] =
r (1 + tg2 0 z) + i [ Хэк W' (1 - tg2 P г) - (IT2 - fi23K - X23K) tg 0 z] (1 }} )
R3Ktg2Pz + (w' + X3Ktg0z)2
При наличии потерь в линии
2	=2 1 + IP! ехр Оф—2Тг) =
эк в 1 — |р| ехр (1 <р — 2уг)
= 2 ехр (2 аг) — |р | 2 ехр (— 2az) —i 2 |р| sin (20 z — <р)	(1 12)
в ехр(2аг)+ [ р [2 ехр (—2az)— 2 | р | cos (20 г—<р)
В частности, для разомкнутой линии (]р| = 1; <р = 0) длиной I
ZBX = ZB (sh 2а I — i sin 2 Р Z)/ch 2 a Z— cos 20 I).
При отсутствии проводимости утечки Zn~W—iocUZ/p и
2 ~	sh 2a Z —(a/0) sin 20Z— i [(a/0) sh 2a Z + sin 20 Z]	(1 13)
BX	ch 2a Z — cos 2 0 Z
Для короткозамкнутой линии (]p| = 1; <р = л)
2	sh 2 a Z 4~ (a/0) sin 2 0 Z—i [(a/0) sh'2a Z —sin 20 Z]	(114)
BX	ch 2 a Z + cos 2 0 Z
Глава 2. МНОГОПРОВОДНЫЕ, НЕСИММЕТРИЧНЫЕ
И СВЯЗАННЫЕ ЛИНИИ
2.1.	Общие замечания
В гл. 1 рассматривалась двухпроводная линия, в которой мо-
жет распространяться единственный тип волны ТЕМ, структуру
поля которого определяют в результате решения соответствующей
14
статической задачи. Если линия состоит из п параллельных
проводов, в ней может распространяться п—1 тип волны ТЕМ.
Структура поля i-ro типа волны может быть получена в резуль-
тате решения статической задачи со следующими граничными ус-
ловиями: потенциал i-ro провода полагается равным единице, а
потенциал остальных проводов— нулю. Поскольку физический
смысл имеет лишь разность потенциалов, число независимых ком-
бинаций равно п—1.
Фазовые скорости всех типов волн ТЕМ равны и совпадают со
скоростью света; поэтому любая комбинация этих волн также
представляет собой волну, распространяющуюся вдоль линии без
изменения своей поперечной структуры, и может рассматриваться
как одна из независимых волн. Выбор тех или иных структур по-
ля в качестве независимых волн в основном неоднозначен (иск-
лючение составляют линии с заметно выраженными потерями) и
осуществляется из соображений удобства. В любом случае, одна-
ко, число независимых комбинаций равно п—1. Все остальные
волны, которые могут распространяться вдоль линии, являются
суперпозициями этих независимых волн.
Теория многопроводных линий имеет ряд важных приложений
в технике коротковолновых антенно-фидерных устройств. По ря-
ду причин, в частности для увеличения пропускаемой мощности,
фидерные тракты часто выполняют в виде многопроводной сис-
темы. Обычно желательным является распространение в линии пе-
редачи какого-то одного типа волны. При конструировании такой
линии необходимо учитывать возможность распространения в ней
нескольких типов волн с тем, чтобы принять необходимые меры
для подавления нежелательных типов.
Кроме того, даже линия № двух проводов, горизонтально под-
вешенных над землей, обладает свойствами трехпроводной линии.
Роль третьего провода играет в этом случае проводящая поверх-
ность земли. В такой линии могут распространяться два различ-
ных типа волны. При этом тони в собственно проводах не обяза-
тельно равны по величине и противоположны по направлению, и
такая линия по своим электрическим свойствам может быть не-
симметричной. Асимметрия проявляется в том, что сумма токов в
проводах не равна нулю и для части тока обратным проводом яв-
ляется земля. Степень асимметрии определяется условиями воз-
буждения, наличием заземлений, несимметрично включенных соп-
ротивлений и др. Асимметрия линии обычно нежелательна и дол-
жна быть правильно учтена.
Две или несколько двухпроводных линий при сближении на не-
котором участке конечной длины образуют многопроводную сис-
тему, распределение токов и напряжений в которой в пределах
этого участка отличается от соответствующих распределений в ис-
ходных линиях. В этом случае говорят о наличии пространствен-
ной электромагнитной связи между линиями, а сами линии назы-
ваются связанными. Степень связи определяется различием струк-
тур волн в исходных двухпроводных линиях и в результирующей
15
многопроводной. Отрезки связанных линий используются в каче-
стве направленных ответвителей, применяемых, в частности для
измерительных целей и в качестве элементов схем сложения и
разделения сигналов.
2.2.	Распределенные постоянные и волновые сопротивления
связанных линий. Методы расчета
Теория многопроводных и связанных линий может быть построе-
на аналогично теории двухпроводной линии введением понятий
распределенных постоянных: емкости, индуктивности, сопротивле-
ния и утечки на единицу длины. При анализе ограничимся, за
исключением §2.5, рассмотрением линий без потерь (7?i = 0; Gi = 0).
Рассмотрим линию из двух проводов, расположенных над про-
водящим экраном, поперечное сечение которой показано на рис. 2.1.
Такую систему проводов можно рассматривать
как две связанные двухпроводные линии типа
1	показанной на рис. 1.1,6. Отметим, что прово-
1	2 да 1 и 2 не обязательно должны представлять
собой одиночные провода. Каждый из них мо-
жет состоять из нескольких проводов, находя-
щихся под общим потенциалом. Потенциал эк-
рана будем полагать равным нулю.
Потенциалы 1Л и V2 проводов hn 2 связаны с линейными плот-
ностями их зарядов Ti и т2 линейной зависимостью:
Рис. 2.1
V1 = Ф11 Т1 + Ф12 Т2’- 1
V, = Ф>1 Tj + <р22 т2 J
(2.1)
Коэффициенты <ptJ, равные потенциалу на i-м проводе, созда-
ваемому единичным зарядом на /-м проводе, могут быть найде-
ны в результате решения соответствующей двумерной электроста-
тической задачи. В силу принципа взаимности cp2i = cpi2-
Обратная зависимость, т. е. выражение зарядов через потенци-
алы, имеет вид
r^-C^V. + C^V,,	(2.2)
где Сц=<р22/Д; С22=фц/Л; Ci2 = cpi2/A; Д=фиф22—Ф2п.
Коэффициенты Си, С22 и С12 представляют собой собственные
и взаимную емкости проводов в системе, приходящиеся на едини-
цу длины. Связь между линиями определяется коэффициентом ф]2.
Для характеристики связи применяют коэффициент связи
k—Фтг/р фц ф2г—^12/1^Оц С22.	(2.3)
В реальных линиях £<1.
Для системы проводов, показанной на рис. 2.1, могут быть вве-
дены понятия индуктивностей Ln, L22 и Ц2, представляющих со-
бой соответственно собственные и взаимную индуктивности про-
водов 1 н 2 ,в системе, приходящиеся на единицу длины. Взаим-
ную индуктивность L12 часто обозначают через М.
Погонные 1индуктивности и емкости связаны между собой со-
отношениями, аналогичными (1.6), вытекающими из условия, что
фазовые скорости ®сех воли в линии равны скорости света. Эти
соотношения, получаемые из анализа уравнений многопроводных
линий, имеют вид:
^н= с~2 ^2г/(^ц ^22 — Cjs) =(Pii/c2’
•^22 = с~2 Cu/(Qu С22—^12) = Фгг/с2’
Z-12 =с~2 С’12/(С11С22—С|2) = Фхг/с2-	(2-4)
Для характеристики соотношений между токами и напряже-
ниями в линии используются величины, называемые собственны-
ми и взаимными волновыми сопротивлениями (без учета потерь):
й7п = 1ЛСи 1Г2а=1/(сС22); Г12=1/(сС12).	(2.5)
Коэффициент связи (2.3) может быть выражен через волновые
сопротивления:
^ = ЖЛ/Г12.	(2.6)
Как указывалось, расчет распределенных постоянных сводится к решению
соответствующих двумерных электростатических задач Рассмотрим, например,
систему из двух бесконечных цилиндрических про-
водников, расположенных на одинаковой высоте Н
над экраном (рис. 2 2). Если диаметр проводов мал
по сравнению с расстоянием между ними и высотой
подвеса, можно пренебречь перераспределением заря-
дов по поверхности проводов, связанным с нх элел-
тростатическим взаимодействием, и считать, что поле,
создаваемое проводом, тождественно полю заряжен
ной нити, совпадающей с осью провода:
Е — т/(2 ле Г]) ,
где т — линейная плотность заряда на проводе, rt —
расстояние от оси провода до точки наблюдения М
Влияние экрана учитывают введением зеркального изображения заряжен-
ного провода Потенциал, создаваемый заряженным проводом J в точке М,
Рис. 2.2
Кл1=(2ле)-1т11п(г17н).	(2 7)
где г\— расстояние от точки М до зеркального изображения провода
В частности, на поверхности провода 1
V,_ = (2 ле)-1 In (4H/d) ;	(2 8)
на поверхности провода 2
К2 == (2 ле)-1 Tj In (1/4 ff^ + D^/D).	(2 9)
Сравнивая (2.8), (29) с (2 1), находим
<Ри=(2ле)-1 In (4/7/d); <р12 = (2 ле)-1 1п (1/4 Я2 + D2/D).	(2 10)
2—110
Рассматривая потенциал, создаваемый иа проводе 2 его собственным заря-
дом, находим <Р22=<Ри.
Из (2 2), (2.5), (2.6) получаем:
1п (4 Hid)
Сц = С22 = 2ле ln2 (4 H/d>) _ 1п2 у j + 4 Н2/Г)2 ;
_______In Vi 4-4//2/D2
С12— ЯЕ 1П2 (4 H/d) — In2 }/1 + 4 //2/D2
_	У!+4я»да .
1п 1/1 +4//2/02
k = In 1/1 4-4//2/02 / In (4 H/d).
Аналогичным образом может быть рассмотрен случай, когда провода рас-
положены один над другим (рис 2 3) При этом
= 60 (1—й2) In [(4 Н 4- 2 D)/d] ;
Г22 = 60 (1 —%2) In [(4 Я—2D)/d)] ,
W'12=60 (1—/>2) й-2 In (2///D) ,	(2 12)
In (2///О)/У1п [(4//4-2 D)/d] In [(4 H—2D)/d\.
Рассмотрим более сложную систему проводов, показанную на рис 2 4
Внешние провода 2—7 замкнуты между собой, имеют общий потенциал и в
совокупности образуют второй провод трехпровод-	q
ной системы Коэффициенты <ри и <pi2 определяют	q q
следующим образом Пусть на проводе 1 имеется за-	С'')
ряд с линейной плотностью Ti, а система проводов	О
2—7 в целом не заряжена Заряды на проводах 2—7	К
распределяются таким образом, чтобы потенциал на	1\
Рис. 2.3	Рис. 2.4	Рис. 2.5
каждом из иих был одинаков Потенциат <-го провода, создаваемый зарядами
на всех проводах согласно (2 7)
Vi=(2ne)-1V ln(r';/ru) (при . = у r„ = d,/2).	(2 13)
Условие равенства потенциалов проводов 2—7 и условие равенства нулю
суммарного заряда на этих проводах образуют систему линейных уравнений
относительно плотностей зарядов индуцированных на проводах 2—7 заря-
дом Ti Решение этой системы подставляют в (2 13), после чего определяют
потенциалы всех проводов, т е <ри и <pi2- Аналогично рассматривается случай,
когда заряд помещен на совокупность проводов 2—7, а провод / не заряжен
При этом находится <р22
В инженерной практике применяется приближенный метод Хоу, позволяю-
щий существенно сократить объем вычислений и во многих случаях получить
простые аналитические формулы Согласно этому методу распределение зарядов
по поверхности проводов, имеющих одинаковый потенциал, полагается равно-
мерным Исходя из такого распределения рассчитывают потенциал каждого
провода и полученные значения усредняют. Найденное таким образом усред-
ненное значение потенциала обычно мало отличается от точного, найденного
с учетом реального распределения зарядов.
Пример 1 Пусть di = 135,3 мм, d2=d3= . =«/?=6 мм, D = 1 м, Я=3 м
Заряд с линейной плотностью Ti, помещенный на провод /, создает на про-
водах 1—7 в соответствии с (2 7) следующие потенциалы:
Vi = (2 ле)-1*4,485	; V2 = (2 ne)-1-2,398 Tj; V3= V, == (2яв^гЛибт! ;
И4=	(2 ns)-1-2,528	; V5 = (2 ne)-l-2,565 Tj.	(2.14)
Поскольку средний заряд на проводах'2—7 равен нулю, согласно методу
Хоу полагаем т2=тз =	=Т7 = 0, так что результирующие потенциалы проводов
определяются лишь полем провода 1 и равны величинам, указанным в (2.14).
Среднее значение потенциала на проводах 2—7 14-7 ср= (2ле)-1-2,485Т1.
Таким образом, найденные по методу Хоу значения <рц= (2л8)-1-4,485 и
<Р12= (2ле)-1-2,486 Точные значения, определенные для данного примера с уче-
том реального распределения зарядов в проводах 2—7, равны (2ле)-*- 4,482 и
(2л8)-‘-2,482
Для определения <р22 положим Ti=O, Т2=Тз= - =т?=т/6. При этом на про-
водах 2—7 создаются потенциалы
И2 = (2 ле)-1-2,952 т; V3 — V, = (2 ne)-I-2,999 т ;
V4= Ve=(2 ле)-1-3,082т ; V5= (2 л8)-1-3,119 т.
Среднее значение потенциала V2_7 ср= (2ле)-‘ -3,039т, откуда <р22=
= (2ле)-‘ 3,039
Точное значение, полученное с учетом реального распределения зарядов,
равно (2л8)-1-3,036 Согласно (2 2), (2 5) получаем: Н7ц = 147,20 Ом; Ц722=
=99,73 Ом, Ц712= 180,02 Ом Точные значения составляют: Wlt= 147,20 Ом;
1^22 = 99,70 Ом, Г12= 180,06 Ом
Из рассмотренного примера видно, что для относительно больших высот
подвеса метод Хоу обеспечивает весьма высокую точность. Используя этот ме-
тод для рассматриваемой системы проводов, можно получить достаточно общие
аналитические формулы Пусть внешний проводник образован системой из п
проводов Заряд с линейной плотностью Ti, помещенный на внутренний провод,
создает у его поверхности потенциал
^(гле)-1^ ln(4tf/dj).	(2.15)
Среднее значение потенциала, создаваемого этим зарядом иа внешних про-
водах,
V2 ср = п~1 (2 ”8)—1 Tt In (2п Г12 Г13 ... rnIDn),
где у (2Я)2+(D/2)2—277Ocos (2л(£—2)/л) (рис 2 5)
Используя соотношение 1
А=л—1
JJ р_|_х2 — 2х cos (2 л й/« + <р)] = 1 -\-х2п— Чхп cos п <р,	(2.16)
fe=O
находим
V2 ср = (2 ле)—1 [In (4 Я/D)—In I41 — Оп/(4 Я)п].
При D<_H второй член в квадратных скобках можно отбросить и положить
V2Cp«(2ne)-1T1 1п (4Я/О).	(2.17)
Заряд с линейной плотностью т2, равномерно распределенный по проводам
внешней системы, создает у поверхности /г-го провода потенциал
V2=(2 ле)-1 (т2/п) In [r'2k r'3k... rn+lk/(r2h r3h .. rn+life)], (2 18)
где
r\k = у 4 Я2 + О2 coy= [я ^^k — 4)/n\—4HDcos [n(t + *—4) /п] X
X cos (n (i— k)/n) ;
t D sin (n (t — k)/n) при i #= k,
ГЛ ~ I d2/2	при i — k.
Двухкратное усреднение r'lk no i и no k при H>D дает
4cp«2#-	(219)
Среднее значение
rtk ср = 1^№/2) Dn—1 sm (л/n) sin (2 n/n) ... sin [(n—1) n/n] =
= Dyrnd2/D/2.	(220)
Соотношение (2 20) получено из (2 16), в котором следует положить х=1
и продифференцировать его по <р при <р = О'С учетом (2 19), (2 20) выражение
(2 18) приводится к виду
V2 ср = (2 лв)—1 т2 In (4 H/(D y^WdjD)] = (2 ле)-1 т2 In (4 H/D3K).	(221)
Согласно (2 15), (2 17), (2.21) получаем
<Рп = (2 ле)-1 In (4Я/^) ;
<р12 = (2 ле)-1 In (4 И/D) ;
Ф22 — (2 ле)-1 In (4 H/D3K) ;
1 Э™ соотношение следует из тождества |z"— 112= | (z—(г—z2)...(z—zn) |\
где z*—е1 я /» корни уравнении z"—1=0, при подстановке z=xe14>.
^11 = с-1 (Фи—<pf2/<р22) = 60 [In (4/7/dj) —In2 (4Я/О)/1П (4///Оэк)];
1Г12—с 1(<р11	Ф12/Ф22) ф22/<Р12== 1R (4 77/DSK)/ln (4 Zf/D) ;
№22 = с"1 (<Р22 — <Р12 /<Ри) = 60 [In (4Я/ПЭК) —In2 (4Я/Р)/1п (4Я/^)],
где
°эк = D 1/ п d2/D .	(2 22 >
С ростом числа проводов в наружном проводнике D3K->D, <₽22->-<Pi2 и линия
по своим свойствам приближается к коаксиальной со сплошным экраном Так,
для рассмотренного примера удвоение числа проводов приводит к следующим-
результатам ф11= (2ле)-‘-4,486; <pi2=i(2ne)-‘-2j485; <р2®= (2ле)-2,704; Ги =
= 132,1 Ом, 1^22 = 79,6 Ом; Г12= 143,7 Ом.
Случаю сплошного экрана соответствуют значения q>i2=<₽22, ^11 = ^12=
= 120 Ом Значения волновых сопротивлений для различных типов фидеров,
используемых на практике, даны в гл. 19.
2.3.	Дифференциальные уравнения связанных линий
Для системы проводов, показанной на рис. 2.1, дифференциаль-
ные уравнения, описывающие изменение напряжений Ut и U2, то-
ков 71 и 72 вдоль линии, имеют вид, аналогичный (1.1), (1.2). Рас-
смотрим бесконечно милый элемент линии dz. У поверхности про-
вода 7 результирующее продольное электрическое поле, определи-
мое изменением статического напряжения dUi — — (dVJdz)dz и
полями, связанными с ЭДС самоиндукции —L^dz (di 1/dt) и ЭДС
взаимоиндукции —Ll2dz(dl2/dt), должно равняться нулю. Поэтому
dU1/dz = iaL11I1 + ioiL12I2.	(2.23)
Аналогично для провода 2
dU2/dz = i<oL1271	(2.24)
Чтобы найти изменение тока на элементе dz, продифференци-
руем (2.2) по времени. Заменяя У12 на —Ui2 и учитывая, что в со-
ответствии с законом сохранения заряда drldt — —div 7=—dl/dz,
получаем:
d IJdz^ iaC11U1~iaC12U2,	(2.25)
d I2/dz = — i co C12 Uj. + i <0 C22 U2.	(2.26)
Уравнения (2.23) — (2.26) образуют полную систему дифференци-
альных уравнений, описывающую изменение вдоль линии напря-
жений и токов. Эту систему можно записать в матричном виде:
(UA	/	0	0	icoLn НоЛ12\ /17А
772 I 0	0	iwT.12 i<oL22 П |
7j l“l i©Cn —i<oC12 0	0 II 7i Г
12 / \—i<oC12 i<oC22 0	0 / \72 J
Решение (2.27) ищется в виде а ехр (yz), где a={ai, а2, а3,
Я4} —вектор-столбец с неопределенными коэффициентами. Под-
21
ста вл я я это выражение в
линейных уравнений:
(2.27), получаем однородную систему
~У
О
icoCn
>—i®C12
О
—у
— i со Cj2
i co C22
(2.28)
Условием существования ненулевого решения системы (2.28)
является равенство нулю ее определителя. Соответствующее урав-
нение, называемое характеристическим, имеет вад
~у4 + у2 0)2 (Т-li £ц + 7-22 Т-'гз — 2 Т,12С12) + (7,ц 7,22—7,22) (Си С22	= 0.
(2.29)
Это уравнение имеет четыре корня: у2, —уь —уг. Два воз-
-можных знака у означают возможность распространения в линии
как прямой, так и обратной волны. Наличие же двух различных
значений yi#=y2 невозможно, поскольку, как указывалось выше,
любая волна, распространяющаяся в линии, является волной
ТЕМ, фазовая скорость которой должна совпадать со скоростью
света. Ввиду этого
V2=V2 = -P2= -(2лД)2.	(2.30)
Каждое значение уг- определяет вектор-столбец а’, однако крат-
ность корней характеристического уравнения приводит к тому, что
лишь два уравнения в системе (2.28) являются независимыми.
При этом любые два неизвестных, например ар и а2г, являются
произвольными, а оставшиеся однозначно выражаются через них.
В частности, полагая а2’ = 0, из третьего и четвертого уравнений
(2.28) получаем-
я3 = i со Cu а‘/у г; а‘ = — i со С12 a{/yt.
Если положить Я1* = 0, то:
аз = ~ icoC12^/yf; ai = i<»C22ayyi.
Таким образом, кратному корню (2.29) соответствуют два не-
зависимых столбца, и общее решение (2.27) может быть записа-
но в виде
яде определяются выражениями (2.5).
.аааааажД
Каждый столбец в правой части (2.31) описывает определен-
ный тип независимой волны, который может распространяться в
линии. Так, первый столбец описывает волну, в которой U2 = О,
Л = (71/1Г11, 72 =—i/i/W'ia, второй — волну, в которой £Л = 0, /1 =
=—^2/^12, /2= U2IW22, третий и четвертый столбцы — обратные
волны аналогичной структуры. Возможны и другие структуры ре-
шения, например соответствующие 72=0 (a22 = aliW22/W12) или
Л = 0 (a22 = ai1Wi2/Wn). Любое возможное распределение токов и
напряжений в линии является суперпозицией четырех независи-
мых волн — двух прямых и двух обратных — и определяется с
точностью до четырех постоянных.
Как указывалось выше, в силу условия (2 30) погонные емкости н индук-
тивности оказываются взаимосвязанными Эта взаимосвязь может быть полу-
чена из рассмотрения различных частных случаев возбуждения линии. Пусть,
например, 72=0 Выразим с помощью (2.26) U2 через Ui н подставим это
выражение в (2 26) Решая полученное уравнение совместно с (2.23) по ана-
логии с (1 3) находим для этого частного случая
У2 = о2	(Сц — С22 /С22),
откуда следует первое из соотношений (2 4) Подставляя в (2 25) выражение
Ul через U2 и решая его совместно с (2 24), получаем
У2 = to2 7-12 (7-ы 7-22/7-12	7/12) 
откуда следует третье соотношение (2 4) Второе соотношение (2 4) выводится
аналогично
Иногда в (2.31) удобнее заменить экспоненты тригонометри-
ческими функциями:
иг = Afcos р z -J- i В2 sin Р г;
U2 = А2 cos р z -J- i В2 sin р г,
7Х = (Bj/Гц — В2/Г12) cos р г + i (ЛЛ - Л2/Г12) sin р г;
72 = (B2/W22—Bi/^ycosр z + i (A2/W22 — A1/W12) sin р z. (2.32)
Эти соотношения были получены А. А. Пистолькорсом.
Константы в (2.31), (2.32) определяются либо граничными ус-
ловиями, либо заданными напряжениями и токами в некотором
сечении линии. Пусть, например, при 2=0 Ui = Ui°, U2 = U2°, h =
=h°, I2 = I2°.
Из (2.32) находим:
Л1 = С70; Л2=Т/о,
в,=гп г12 (г12 7°+if22 /2°)/(П-wii ^22);
в2 =г22 Г1г (Ц7П 7? +1^12 7°)/(П~Ги W22).	(2.33)
23
При этом
/	COS0Z
I 0
I isin0z/IFu
\ —isin0z/№12
О
cos Рг
— isinP?/№12
i sin p z/№22
ipnsinpz
i r sin P z
cospz
0
irsinpz \ /£/Д
i p22sinPz 11 U2 I
° \fl
COS P Z / \/2 / z=0
где рц = с£ц; p22=cZ,22; r=cLi2.
(2.34)
2.4.	Синфазные и противофазные волны
Анализ работы связанных линий во многих случаях облегча-
ется, если в качестве независимых волн рассматривать синфазные
и противофазные волны ('используются также термины однотакт-
.ная и противотактная волны и четный и нечетный типы колеба-
ний). Следует различать синфазные и противофазные волны по
напряжению и по току. Рассмотрим двухпроводную линию, по-
казанную на рис. 2.1. Синфазной по напряжению волной в такой
линии называется волна, в любом сечении которой напряжения
на обоих проводах равны по величине и совпадают по фазе. При
этом токи в проводах в общем случае неодинаковы.
Противофазной по напряжению волной называется волна, в лю-
бом сечении которой напряжения на проводах равны по величи-
не и противоположны по фазе. Токи в этом случае отличаются
по величине.
Синфазные и противофазные волны по току определяются ана-
логично. В таких волнах напряжения на проводах в общем слу-
чае неодинаковы по величине.
Структура прямой синфазной по напряжению волны следует
из (2.31), если положить в этом выражении a3i = a42 = 0, а\ =
= а22 = ис. В такой волне:
Ui=U2=Uc;	I2 = Uc(\/W22-\/W12).
(2.35)
В прямой противофазной по напряжению волне (a3i =а42 = 0,
«1> = — а22=^п):
А = - un(\/W22 +1/Г12).	(2.36)
Зависимость от продольной координаты z в обоих случаях оп-
ределяется множителем ехр (ipz).
В обратных волнах токи меняют знаки, и зависимость от про-
лольной координаты определяется множителем ехр (—ipz). Раз-
ложение произвольной волны на синфазную и противофазную по>
напряжению составляющие осуществляется по формулам:
b?c = (t/i + C7a)/2; U^fU.-UJ/Z.	(2.37)
Аналогичным образом произвольная волна может быть пред-
ставлена в виде суперпозиции синфазной и противофазной по то-
ку волн:
/с = (/1 + 72)/2; Iu = (h-I2y2.	(2.38)
В прямой синфазной по току волне <Га311=а42=0, а1, (Wn +Wi2) =
= a22(W22 + l/№12)]	11
Л = 72 = 7С; и. = 7С nzn Ц712 (Ц712+1Г22)/(^2-1Г11 Г22);
U2 = 7С W22 W12 (W12 + Ги)/(^2- JFU И722).	(2.39)
В прямой противофазной по току волне [a3i = a42 = 0r
(1/Гц—1/Г12) =а22(1/Г12-1/Г22)]:
7i= -72 = 7П; U1 = IaWnW12(W12-W22)/(W^-W11W22y,
U2 = -InW22Wy2(W12-Wu)HW^-WuW22).	(2.40)
Возможны и другие представления произвольной волны в ли-
нии. Так, при рассмотрении процессов в линии с потерями исход-
ную волну целесообразно представить в виде суперпозиции син-
фазной по напряжению и противофазной по току волн. Этот во-
прос рассмотрен в следующем параграфе.
В случае одинаковых связанных линий (ТГц = и/22) как син-
фазные, так и противофазные волны по току и по напряжению
совпадают. Соответствующие режимы удобно характеризовать
волновыми сопротивлениями для синфазного и противофазного
способов питания:
№с =	+ 72) = Wu W12/[2
Wn = (Щ- U2)/Ia = 2	Г12/(Г12 + Fu). (2.41)
2.5.	Линии с потерями
В случае несимметричной линии, проходящей над поверхно-
стью земли, для части токов обратным проводом является земля.
Текущие в земле токи вызывают повышенные потери энергии, и
при большой длине фидера затухание необходимо учитывать. По
аналогии с (1.1) учет потерь может быть произведен заменой в
(2.27) на i&L^+Rij-
(иЛ /	0	0	i ® £ц + Кц i ® А12 -]- Т?12 \ /77Д
U2 \ _ |	0	0	i ® L12 + T?i2 i ® L22 -(- R22 11 U2 |
7i =l i®Cu —i®Ci2	0	0	1 1 7i I
I2J \ — icoCia i®C22	0	0	/ \72 /
(2.42)
Значения Яг] зависят от распределения токов по поверхности
земли и определяются в зависимости от конкретных геометриче-
25
ских размеров и высоты подвеса линии. Решение (2.42) строится
аналогично решению (2.27). Постоянные распространения у, оп-
ределяют из характеристического уравнения, отличающегося от
(2.29) заменой icoLij на \wLi3+Rz3. Наличие потерь приводит к
тому, что все четыре корня характеристического уравнения ока-
зываются различными, причем постоянные распространения ста-
новятся комплексными. Различие корней связано с тем, что токи
в земле, соответствующие различным структурам волн, различны
и поэтому различными являются постоянные затухания. Посколь-
ку корни характеристического уравнения не являются кратными,
каждому из них соответствует своя вполне определенная структу-
ра независимой волны, определяемая из уравнения типа (2.28).
Неоднозначность, имеющая место в случае идеальной линии, для
линии с потерями отсутствует
Произвольное распределение напряжений и токов, заданное в
некотором сечении линии, как и в случае идеальной линии, может
быть представлено в виде суперпозиции независимых волн. Од-
нако в отличие от случая идеальной линии это распределение да-
же при отсутствии отраженных волн меняется вдоль линии, по-
скольку различно затухание образующих его независимых волн.
Таким образом для описания процессов в линии с потерями необходимо
определить структуры независимых волн и их постоянные затухания. Непосред-
ственное решение характеристического уравнения и последующее определение
структуры независимых волн приводят, однако, к чрезвычайно громоздким
выражениям, анализ которых затруднителен, в частности, из-за плохой обуслов-
ленности системы (малости получающихся определителей третьего порядка).
Более удобным является иной путь, позволяющий установить ряд важных
свойств волн, распространяющихся в линии с потерями, исходя из общих
соображений
Если затухание невелико, волны в линии с потерями удобно представить
в виде суперпозиции независимых воли идеальной линии. Изменение распре-
деления напряжений и токов в процессе распространения может рассматри-
ваться как изменение амплитуд волн, образующих это распределение, происхо-
дящее вследствие их взаимного преобразования. Однако для определенных
комбинаций волн идеальной линии такое взаимное преобразование отсутствует,
и соответствующее этим комбинациям распределение напряжений и токов сохра-
няется вдоль линии (при отсутствии отраженных волн). Такие комбинации
являются независимыми волнами в линии с потерями.
Процесс взаимного преобразования волн может быть описан следующим
образом. Пусть в некотором сечении линии распределение напряжений и токов
представлено в виде суперпозиции волн, соответствующих идеальной линии.
В общем случае эта суперпозиция включает в себя две прямые и две обрат-
ные волны:
/t/j \
= «! а1 -|-«2 а2-|- и3 а8-|- «4 а*,
(2.43)
где а* — вектор-столбец напряжений и токов, являющийся решением (2.28) и
описывающий некоторую независимую волну в идеальной линии Выбор а’ и их
нормировка произвольны. Будем лишь для простоты, полагать, что коэффи-
циенты а/ действительны Как видно из (2 31), система (2 28) такие решения
допускает
Сопротивление потерь можно рассматривать как возмущение в идеальной
линии При распространении волны а* на сопротивлениях R,3dz возникают
дополнительные напряжения dU, и dUt, находящиеся в фазе с токами k-ft
волны и пропорциональные Ukdz:
dUi — (Ru а\ + /?12 а‘) иг dz + (/?u af + /?12 a2) Uadz +
+ (#ц of + Ria a®) «з d г	(/?u a3 + ₽12 oj) «« dz ;
dUa= (#1»	+ Raa a|) «idz + ( Rit af + Raa a<) utdz +
+ (#12аз + #за а?) M* + ( #1»аз + #аа а1) “«* .
Эти напряжения, в свою очередь, могут быть представлены как результат
суперпозиции волн идеальной линии:
/dt/Л
dUa ) ^du1&L->rdUa^+dUa^ + dui3.i.	(2 44)
Выражение (2 44) можно рассматривать как систему линейных уравнений
относительно du,, решая которую можно выразить du, через dUi и dU2 и далее
через uj,dz
Таким образом, потери приводят к изменению амплитуд и>, при распро-
странении волн вдоль линии, и это изменение может быть описано системой
дифференциальных уравнений Как будет видно из дальнейшего, можно огра-
ничиться рассмотрением взаимодействия лишь волн, распространяющихся в
одном и том же направлении, пренебрегая взаимодействием между прямыми
и обратными волнами Для волн, распространяющихся в направлении от гене-
ратора, соответствующая система уравнений имеет вид
р₽ + «и	(2.45)
dz \и2)	\а21 Ф + «22/ \«2/
где коэффициенты а,3 могут быть найдены в результате описанных выше дей-
ствий Не останавливаясь на их вычислении, отметим, что эти коэффициенты
имеют смысл собственных и взаимных затуханий и являются действителоными
величинами Их физические особенности становятся более ясными, если рас-
сматриваемые волны а* обладают свойством ортогональности *:
(а' Q аО = 0 при
где Q — матрица перестановок (см приложение il).
Условие ортогональности не ограничивает общности рассмотрения Под а£
можно понимать, как и ранее, произвольное решение (2.28), под а2 — комби-
нацию двух независимых решений (2 28), взятых с некоторыми коэффициент
1 Более подробно соотношения ортогональности и их следствия рассмотрев
ны ниже
тами, значения которых могут быть подобраны так, чтобы выполнялось условие
ортогональности, под а3 и а‘ — обратные волны аналогичной структуры. В слу-
чае ортогональных воли при действительных а/ мощность, переносимая сово-
купностью прямых волн, Р=(|и1|2+|«г|2)/2 Если в некотором сечении линии
и2=0, изменение мощности на длине dz согласно (2.45) dP=2au|u1|2dz+
+ a2i2|ui|^z2a:2a11|Ui|2dz. В виду этого собственные затухания аи и а22 заве-
домо положительны Для ортогональных и одинаково нормированных both
справедливо также соотношение взаимности ai2=a2i
По аналогии с (2 27) —(2 29) решение (2 45) имеет вид
“i\=uievxz + u2ev2z >	(2.46)
«2/
где и* и и2 — векторы-столбцы с постоянными коэффициентами.
Эти столбцы определяют некоторые, не меняющиеся вдоль линии комбина-
ции ui и иг Соответствующие распределения напряжений и токов описывают
волны, структура которых сохраняется вдоль линии и между которыми, следо-
вательно, отсутствует взаимное преобразование Эти волны и являются неза-
висимыми в линии с потерями Их постоянные распространения определяются
характеристическим уравнением
0Р + «ц—У) (i ₽ + а22 —У) —«12 a2i = 0,	(2.47)
кории которого
71,2 — а1^2 + ' ₽1 , 2 ~ ' ₽ + («11 + «22)/ 2 ± У (an-«2г)2/4 + «12 «21-
(2 48)
Пусть ац>а22 Как следует из (2 48),
«1>«и‘> а2<«22-	(2.49)
Рассматривая в качестве а* и а3 все возможные структуры волн, можно
сделать вывод, что независимыми волнами в линии с потерями являются волна
с максимально возможным и волна с минимально возможным затуханиями
Для этих волн в (2 49) должен иметь место знак равенства, что возможно
лишь в случае ai2a2i = 0, т е при отсутствии взаимодействия
Структура независмых волн, т е соотношение между щ и и2, при котором
распредетение напряжений и токов в проводах не изменяется в процессе рас-
пространения, опредетяется из (2 45) при подстановке (2 46), (2 48) Для вол-
ны с максимальным затуханием
«г/«1 = a2i/(«i —«22) = («1—ац)/«12 •	(2 50)
Для волны с минимальным затуханием
“1/«2= --«12/(«11 —«г) = —(«22 —«г)/«21-	(2 51)
Аналогично можно рассмотреть взаимодействие прямой волны и обратной,
например, а1 и а3 В этом случае коэффициенты второй строки (2 45) будут
иметь обратные знаки и
И,/«1 ««3i/(2i₽).	(2 52)
Как следует из (2.52), обратные волны, образующиеся прн распростране-
нии прямых волн, малы, а учет их вторичного влияния на амплитуды прямых
волн приводит к поправке второго порядка малости
Независимые волны, как можно показать (см. приложение 1),
обладают свойством ортогональности:
U[ '4- U2 /2 + U{4- U2= 0 при 1#=/,	(2.53)
где Ulk. lih — напряжение и ток в k-м проводе, соответствующие
i-й независимой волне.
Используя (2.53), произвольное распределение напряжений и
токов Ut, U2, /1, /2 легко разложить на независимые волны. Ко-
эффициент разложения, соответствующий i-й волне,
Щ + U2 Г2 4- Zj U{ 4- 7, Ui)/Nt,	(2.54)
где Nl = 2(U\I\ + Ul2ll2').
Если распределение напряжений и токов в линии соответству-
ет прямым волнам (Ji = Ui/Wu—U2/W12, I2 = U2/W22—U}/W12), то
щ = 2 (t7x Ц 4- U2 = 2 (7, U\ 4- Z2 m)/Nh (2.55)
Соотношение (2 53) в общем случае не означает энергетичес-
кой независимости волн, однако если затухание мало, то, как сле-
дует из (2.50) — (2.52), мнимые составляющие напряжений и то-
ков малы и с точностью до величин второго порядка малости мож-
но считать
Re (U\ I*’ + U2 12) = 0 при г’У=/.	(2.56)
При этом общая мощность, передаваемая по линии, равна
сумме мощностей отдельных волн, а мощность каждой волны
Р{ = |«{|гУ{/4.	(2.57)
Конкретная структура независимых волн может быть найдена
из условия экстремальности потерь. Если высота подвеса больше
поперечного размера линии, можно считать, что потери определя-
ются суммарным током в земле, равным взятой с обратным зна-
ком сумме токов в проводах В этом случае минимальным затуха-
нием обладает противофазная по току волна (2.40), для которой
ток в земле равен нулю.
Волну с максимальным затуханием можно найти из условий
ортогональности либо максимума величины
71 + = i7i (Wii~1/^12) 4- U2 (1/W22- 1/Г12),
при фиксированной мощности
t/i 7i 4- U2 h =	4- UyW22— 2U± U2/W12 = const.
Несложные вычисления показывают, что максимальным зату-
ханием обладает синфазная по напряжению волна, структура ко-
торой описывается (2 35).
Пусть в некотором сечении линии имеется прямая волна с
напряжениями на проводах Ui и U2 и соответствующими токами
h = Ui/Wn—U2/W}2 и I2 = U2/W22—Ui/W12. Разложение этой вол-
ны на синфазную по напряжению и противофазную по току со-
ставляющие в соответствии с (2.55) имеет следующий вид:
vu = t/г (tV'u/lV'n—1) +	(^12/^22 —1) =	+	.
С	+	^12/^11 + Wla/Wta — 2
/ _/t(IF12/IF22—1) — /2 (^12/^11— 1) z
^12(1-^11^22/^2)
V„ IF22 (^13/^11 + Wla/Waa — 2) ‘	'
Токи в синфазной волне и напряжения в противофазной волне
определяются согласно (2.35) и (2.40) соответственно.
Доля мощности, приходящаяся на синфазную волну,
-^=1-2п	^(^ + /2) _t (t/l-t/2)/^
Р	Р U1l1-\-UaIt	Ui/i + U*/* ’	'
2.6.	Примеры расчета несимметричных линий
Пример 2 Найти распределение напряжений и токов в линии,
изобра-
желной на рис 2 6
Граничные условия имеют вид
Ui (0 — Ua (l) = U, ।
Л (/)= —/2 (0 ;	<
к (0) = 0 ;	1
и2 (0) = /2(0)Z„.	/
(2 60а)
( 2 606)
Подставляя (2 60) в (2 34), получаем систему уравнений относительно
*Л(0) н Л(0).
COS ₽ I (0) + [i (г—р22) sin р /—ZH cos Р Z] /2 (0) = U ;	|
(1/U711— 1/Wla) Ua (0) sin р / + [ZB (1/Г22— 1/Г12) sin р Z-i cos ₽Z] Z2(0)=0. }
Подставляя решение этой системы и (2 60 6) в
Н----------------(2 34), получаем выражение для токов и напряжений
о—	I в произвольном сечении линии.
Пример 3 Определить коэффициент прозрач-
о— —________________ности экрана для линии, показанной иа рис. 2.4.
JL Из за того, что наружный проводник ие являег-
I I ся сплошным экраном, токи во внутреннем и наруж-
[ ном проводниках в общем случае не одинаковы, и для
W части тока, текущего по внутреннему проводнику, об-
Рис. 2.6	ратным проводом является земля Поскольку текущие
в земле токи вызывают повышенные потери энергии,
представляет интерес отношение тока в земле к току в проводе 1 Это отно-
шение можно назвать коэффициентом прозрачности экрана по току
Пусть экран вблизи точки питания заземлен (t/2=0) и в линии имеется
только прямая волна В этом случае согласно (2 31) h = Ul/'Wli, /2=—Z7i/U712.
Ток, текущий в земле, равен сумме токов в проводах, и коэффициент про-
зрачности Ai'nj» = (У, + 73) //j =	JJ7,П71г
Для системы проводов, показанной на рис. 2 4, согласно (2.22)	=
= I —In(4///D) /In (4///D yz4rf?/)'j
Для данных примера 1 (см. § 2.2) й1Пр='0,182 Для удвоенного числа про-
водов Щпр =0,081
Затухание в линии в основном связано с синфазной по напряжению волной
На большом расстоянии от заземления эта волна почти полностью затухает, и
в линии остается лишь волна, противофазная по току Поэтому интерес пред-
ставляет также отношение мощности, приходящейся на быстро затухающую
синфазную волну, к общей мощности, отдаваемой в линию. Это отношение
может быть названо коэффициентом прозрачности по мощности. Согласно (2.59)
йпрр=Рс/Р=1—	Vit/Vl2).
Для данных примера 1 &рпр=0,0В9. Для удвоенного числа проводов
*рпр = 0,008
Для данных примера 1 составляющие напряжений на проводах следующие
t/cu = 0,217t/13; t/niI=0,783t/13; I/n2f=—0,217/7i3, где Ui3 — напряжение на про-
воде 1 вблизи заземления провода 2
Составляющие токов на проводах: /2з = 0,818Л3; /с1р=Оде9/13; /С2Г = 0,143/13;
/п1=0,961/13, где /1з, /2з —токи в проводах / и 2 вблизи заземления провода 2
Для удвоенного числа проводов. Ucи =O,098//i3; Uai 1 =0,902//13; Ua2l =
=—0,098C/i3, /2з=0,919/13; /С1р=0,008/13; /с2^=0,073/13; /,/ = 0,992/13
2.7.	Направленные ответвители
Выше рассматривались регулярные многопроводные системы,
в которых характеризующие их погонные параметры не изменя-
лись вдоль линии и соответственно не менялось распределение
напряжений и токов в распространяющейся волне. Полученные
соотношения могут быть применены и для анализа кусочно-регу-
лярных линий со скачкообразным изменением погонных парамет-
ров. В таких линиях в пределах каждого регулярного участка су-
ществует система собственных независимых волн. Если на различ-
ных регулярных участках структура соответствующих им незави-
симых волн неодинакова, то на границах имеют место отражение
и перераспределение энергии между волнами. Амплитуды прямых
и обратных волн определяются из условия непрерывности токов
и напряжений на границах регулярных участков
Пусть имеются две двухпроводные линии, достаточно разне-
сенные в пространстве, так что электромагнитные процессы в
одной из линий никак не влияют на другую. Эти линии можно
рассматривать как многопроводную систему, причем естественно
принять в качестве независимых волн режимы, при которых в
одной из линий имеется распространяющаяся волна, а в другой
токи и напряжения равны нулю.
Если на некотором участке линии сближаются, то в пределах
этого участка раздельное существование волн в линиях становит-
ся невозможным (W'is^O) и на границах этого участка имеет
место отражение волн; причем, даже если источник питания под-
ключен к одной из линий, отраженные волны появляются в обеих
линиях. Этот эффект может трактоваться как наличие простран-
ственной электромагнитной связи между линиями и взаимное
преобразование волн в пределах участка связи. Соответствующее
физическое описание выглядит следующим образом.
гО
1 о
/---------
Рис. 2.7
Рис. 2.8
Если две линии на некотором участке проходят близко друг
от друга (рис. 2.7), между ними возникает пространственная
электромагнитная связь. Волна, создаваемая в линии 11' источни-
ком питания, возбуждает волны в линии 22'. Ответвляющаяся в
линию 22' энергия в основном переходит в волну, направление ра-
спространения которой противоположно направлению распрост-
ранения волны в линии И'. Основанные на этом принципе устрой-
ства называются направленными ответвителями (НО). Направ-
ленные ответвители со слабой связью применяют для измерения
амплитуд прямых и обратных волн в линии И'. Измерительная
линия 22' располагается вблизи линии И' так, чтобы связь меж-
ду линиями была мала и практически не сказывалась на распро-
странении волн в линии И'. Амплитуда волны на выходе 2 про-
порциональна амплитуде падающей волны, поступающей на вход
1, а на выход 2' при отсутствии отраженной волны в линии 11'
энергия практически не поступает. Амплитуда волны на выходе
2' пропорциональна амплитуде отраженной волны, поступающей
на вход 1'. Сигнал на выходе 2 служит для индикации мощности
падающей волны, а отношение сигналов на выходах 2' и 2 равно
коэффициенту отражения в линии И'.
Направленные ответвители с сильной связью используют в
качестве элементов схем сложения и разделения сигналов в фи-
дерных трактах.
Система проводов, показанная на рис. 2 7, содержит четыре
провода; однако, если расположение проводов и распределение
токов в них симметрично относительно некоторой плоскости А
(рис. 2.8), эта система, эквивалентна трехпроводной линии, пока-
занной на рис 2.1, и к ней применимы соотношения, приведен-
ные в предыдущих параграфах, с той лишь разницей, что значе-
ния всех волновых сопротивлений должны быть удвоены. Если
фидерный тракт выполнен на основе коаксиальных линий, в каче-
стве НО используют трехпроводную систему, представляющую
собой два провода, окруженные общим экраном.
Схема НО показана на рис. 2.9. Резисторами и R2 могут
служить регулярные линии с волновыми сопротивлениями 1Fi =
=/?i и W2 = R2, нагруженные на согласованные нагрузки. Граничные
условия на концах участка связи имеют следующий вид:
(Z1(O)=Z1(O)Z?1;	(2.61а)
*4(0)=/2(0)fl2;	(2.616)
CZ2(Z) = -Z,(/)tf2.	(2.61В)
Рассмотрим, при каких условиях НО будет обладать идеаль-
ной направленостью, т. е.:
Z/2(0)=0; /2(0)=0	(2.62)
Подставляя (2.62) и (2.61 а) в (2.32), получаем с учетом (2.6):
U± (z) = Лх [cos р z 4- i	ЯГ1 (1—Л8)"1 sin' Р z];
Z2 (z) = A,	(cos p z + i W4T1 sin p z);	(2.63)
U2 (z)₽ i Г12 RV1 & (1 —£8)-1 sin Pz;
Z2 (z) = — i A> WTi sin p z.	(2.64)
Из (2.64) и (2.61 в) следует, что идеальная направленность
обеспечивается при условии
R2=W\2RT'k*l(\-k*).	(2.65)
При этом согласно (2.63) входное сопротивление НО
7 = H1SH =Rl +
/1(0	cos Р / 4-i 1Гц1/?х sin р /
Если выполняется условие
^п = Я1/(2.67)
второй сомножитель в правой части (2.66) обращается в единицу.
В этом случае входное сопротивление НО является постоянным,
действительным и равно Ri. Если волновое сопротивление питаю-
щей линии равно Ri, НО будет
идеально согласован в неограни- ченной полосе частот. В ответвителях со слабой связью условия (2.65) и (2.67) выполняются естественным обра- зом. Пусть имеются две линии с волновыми сопротивлениями вне		
		
области связи:		
Г1=у7^ = Фи/с; W2 = L2!C2 =ф22/с.		
		
2—по
Рис. 2.9
33
На участке связи линии характеризуются согласно (2.2) — (2.6)
волновыми сопротивлениями:
(<ри ф22—<р22)/ф22=с-1 Ф11 (1—Р) = ГХ (1— /г2);
^22=6-’ (Фн Ф22-ФЬ)/Ф11 =с~1 %2 (1-А:2) =Г2 (1-^).	(2.68)
Подставляя (2.68) в (2.65) и (2.67), получаем:
^ = ^^(1-0^.	(2.69)
При условия (2 65), (2 67) достаточно хорошо выполня-
ются при
₽2 = ^2-	(2.70)
В НО со слабой связью, применяемых в измерительных целях,
вместо точных соотношений (2.69) обычно имеют место соотноше-
ния (2.70). Использование волновых сопротивлений, отличных от
требуемых, эквивалентно введению скачков волнового сопротив-
ления во внешних линиях идеально согласованного и идеально на-
правленного НО. Эти скачки приводят к рассогласованию и не-
идеальной направленности. В случае слабой связи отразившаяся
от сопротивления /?1 волна возвращается к входу НО, где скла-
дывается с волной отразившейся от входного скачка волновых со-
противлений. Суммарный коэффициент отражения
I pl « I k2 sin р 11/2.
Отразившаяся от выхода 2 (см. рис. 2.7) волна поступает на
выход 2'. Результирующая направленность НО
\U2 (l)/U2 (0)| « 2/k2.
В НО с сильной связью для выполнения условий (2.65), (2.67)
геометрические параметры линий должны скачком изменяться на
границе участка связи. Обычно НО с сильной связью выполняется
из одинаковых линий: Wn = W22- В этом случае из (2.65), (2.67)
следует
R2 = 7?2 = Г2, «722/(Г22 -1F2J
С учетом (2.41) это соотношение может быть записано в виде
ГСГП = Г2,	(2.71)
где W — волновое сопротивление подводящих линий.
Соотношение (2.71) имеет достаточно простой физический
смысл Падающая волна, распространяющаяся в линии 1Г (см.
рис. 2 7), может рассматриваться как результат возбуждения в
системе синфазной и противофазной волн. Токи и напряжения,
соответствующие этим волнам, в линии 11' складываются, а в ли-
нии 22'— взаимно уничтожаются. Условие (2.71) означает, что
коэффициенты отражения от границ участка связи для синфазной
и противофазной волн равны по величине и противоположны по
знаку. При этом для отраженных синфазной и противофазной
волн токи и напряжения складываются в линии 22' и взаимно
уничтожаются в линии И'. Нарушение условия (2.71) приводит
к тому, что амплитуды прошедших участок связи, синфазной и
противофазной волн, не будут равны из-за неодинаковости коэф-
фициентов отражения, и на выходе 2' не произойдет полной ком-
пенсации токов и напряжений. Одновременно из-за неодинаковос-
ти коэффициентов отражения не происходит полной компенсации
отраженной волны на входе 1.
Как следует из (2.63), (2.64), напряжения па сопротивлениях
Ri и Rz сдвинуты по фазе на 90°. Доля мощности, поглощаемая
сопротивлением Ri и называемая внесенным ослаблением,
Л/Лх = Ui (0) (П)1\иг (I) 1\ (/)] = (1 -£2)/( 1 -k2 cos2 р I). (2.72)
Доля мощности, поглощаемая сопротивлением R2 и называе-
мая переходным ослаблением,
PJPn = U2 (0 Г2 (/)Ж (0 1\ (01 =62 sin2 р 1/(1-k2 cos2 р I). (2.73)
Их отношение
Л/Л = k2 sin2 р 1/(1—k2).	(2.74)
Это отношение максимально и слабо зависит от частоты при
длине участка связи I, равной четверти длины волны.
В большинстве случаев такой НО обеспечивает требуемое по-
стоянство переходного и внесенного ослаблений в заданном диа-
пазоне длин волн. Так, в двухкратном диапазоне требуемое отно-
шение деления мощностей изменяется в пределах 0,87—1,15 от за-
данной величины. При более жестких требованиях к постоянству
переходного и внесенного ослаблений могут применяться двухсту-
пенчатые (рис. 2.10,а) и трехступенчатые (рис. 2.10,6) НО. Эти
Рис. 2.10
НО обладают почти одинаковой широкополосностью (рабочая
полоса трехступенчатого НО несколько шире), однако в трехсту-
пенчатом НО с симметричной структурой между сигналами в вы-
ходных плечах поддерживается постоянный фазовый сдвиг 90°,
что важно для некоторых применений, тогда как в двухступенча-
том НО фазовый сдвиг между выходными сигналами является
функцией частоты.
Условие (2 71), обеспечивающее идеальную направленность н согласование,
очевидно, сохраняет силу и для многоступенчатых НО. Из представления па-
дающей волны в виде суммы синфазной и противофазной воли следует, что
переходное ослабление равно квадрату модуля коэффициента отражения проти-
вофазной (и соответственно синфазной) волны. В зависимости от заданного ра-
бочего диапазона длин волн подбирают скачки волновых сопротивлений таким
образом, чтобы обеспечить в этом диапазоне минимальное отклонение коэффи-
циента отражения от требуемого значения. Как показывают расчеты, в случае,
например, трехкратного рабочего диапазона двухступенчатый НО обеспечивает
отношение мощностей на выходах, лежащее в пределах 0,94—1,06 от требуе-
мого значения Для трехступенчатого НО с симметричной структурой эти пре-
делы составляют 0,96—1,06 Длины ступенек выбираются равными четверти
Длины волны на средней частоте рабочего диапазона
Соотношения, устанавливающие связь между коэффициентами отражения
отдельных ступенек и результирующим коэффициентом отражения ступенчатой
линии, даны в гл. 3 [см., в частности, формулы (3 10)] По найденным значе-
ниям коэффициентов отражения отдельных ступенек для синфазной и противо-
фазной волн определяют соответствующие волновые сопротивленния. Дальней-
ший расчет НО осуществляется следующим образом.
Пусть, например,
Wn = aW, Wc = W/a,	(2.75)
где а — некоторое число.
Поделив эти выражения одно на другое, получим с учетом (2.41)
Q2 = 4 (Wu-VtJHVa + H7n) = 4 (1 — fe)/(1 4-k).	(2.76)
Из (2 76) определяют коэффициент связи	(1— а2/4)/(1 +а2/4).
По найденному значению k нз (2.75), (2 41) находят значения
П7ц = a (1+fe) «7/2
и с помощью (2 68) определяют собственные волновые сопротивления отрезков
линий, образующих рассматриваемую ступеньку:
Среди НО с сильной связью особую роль играют ответвители
с переходным ослаблением 3 дБ, обеспечивающие равное деление
мощности между выходными плечами. Реализация требуемого в
этом случае значения km0,74-0,8 может вызвать затруднение.
Равное деление мощностей может быть получено с помощью двух
НО с меньшей связью, соединенных, как показано на рис. 2.11.
В схеме рис. 2.11,а переходное ослабление каждого из НО со-
ставляет 7,66 дБ, а длина соединительных линий L=A,cp/4.
В схеме рис. 2.11,6 длина соединительных отрезков может
быть произвольной. Необходимо лишь, чтобы отрезки были оди-
наковы. Такая схема обладает большей широкополосностью, од-
нако сложнее в исполнении. Требуемое переходное ослабление
каждого из НО составляет 8,34 дБ.
Глава 3.
СТУПЕНЧАТЫЕ ПЕРЕХОДЫ
ДЛЯ СОГЛАСОВАНИЯ АКТИВНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИИ
3.1. Основные соотношения. Виды характеристик
Ступенчатые переходы или ступенчатые трансформаторы при-
меняют для соединения линий с различными волновыми сопротив-
лениями 1Г0 и W и устранения возникающего при этом рассогла-
сования. Они выполняются в ви-
де ряда последовательных отрез-
ков линий, имеющих одинаковую
длину I и различные волновые
сопротивления 1ГЬ 1Г2, ..., Wn
(рис. 3.1).
В дальнейшем будем исполь-
зовать приведенные значения вол-
новых сопротивлений, отнесен-
ные к волновому сопротивлению
подводящей линии:	Рис. 3.1
w0 = 1; W1 «ЗД ; w2 =Wi/W0; ... wn =WnlW0; w =W/W0.
Простейшим устройством этого типа является четвертьволно-
вый трансформатор, состоящий из одной промежуточной сту-
пеньки, длина которой I равна четверти длины волны, а волновое
сопротивление равно среднему геометрическому волновых сопро-
тивлений соединяемых линий:	или Wi=j/tiy.
Отражения от начала и конца ступеньки в таком переходе рав-
ны по величине и складываются на входе в противофазе, в резуль-
тате чего общий коэффициент отражения перехода равен нулю.
Полное согласование, однако, имеет место лишь при одной фик-
сированной длине волны.
Пусть 0=2л//А. — электрическая длина ступеньки, р0=(иц—
—1)/(ьУ1+1), pi= (ьу—— парциальные коэффициенты
отражения от входного и выходного скачков волнового сопротив-
ления; ]/ 1—р02 — коэффициент прохождения волны через стык
ступеньки с подводящей линией. Коэффициент отражения перехо-
да Г можно найти, рассматривая процесс многократного отраже-
НИЯ волны от начала и конца ступеньки. Падающая волна частич-
но отражается от входного скачка волнового сопротивления, про-
ходит ступеньку и частично отражается от выходного скачка вол-
нового сопротивления, возвращается к входу, где вновь частично
отражается, и т. д. Рассматривая последовательные отражения
волны от обоих скачков волнового сопротивления и учитывая, что
коэффициенты отражения от скачка волнового сопротивления для
прямого и обратного направлений распространения волны отли-
чаются знаком, получаем результирующий коэффициент отраже-
ния перехода:
Г = р0 + (1 —pg) Р1 е-210—(1-р2) Ро р2 е-^ +
+ (1-р2) р2 р? е-«“>- . =(Ро + Р1 е-2‘0)/(1 + Ро Р1е-2>0).
При ро = pi = (У w—1)/(У& +1) это выражение принимает вид
Г = 2 р0 cos 6 е-‘е/( 1 + р2 е-210) =
==2l/a,~1 cos6e-i9 /Г i +	e-2i0] .
Коэффициент передачи перехода в этом случае описывается вы-
ражением
Т = (1 -Ро2) е-е-(1 - р*) р* е-з-0 + ... = (1 - р2) е~‘0/( 1 + р2 е~2‘0).
Отношение коэффициентов отражения и передачи
г	2 р0	w—1
— =—cos 0=cose,	3.1)
Т	1-pg	2,V^
причем |Т| = V 1—|ГI2.
При 0=л/2, т. е. при Х = ло = 4/, коэффициент отражения равен
нулю. Пусть л=Ло + М- Раскладывая выражение для Г в ряд по
степеням М/Хо, получаем при АШоС1
Г « 2L ДЛ .	(3 2)
4 1/й> Хо
Как следует из (3.2), использование одной промежуточной сту-
пеньки позволяет получить высокое согласование лишь в относи-
тельно узком диапазоне длин волн. В тех случаях, когда требует-
ся обеспечить высокое согласование в широком диапазоне, приме-
няют переходы с несколькими промежуточными ступеньками. Уве-
личение числа ступенек позволяет получить любой уровень согла-
сования в произвольно широком диапазоне длин волн.
Последовательный учет многократных отражений волны от
ступенек перехода при двух и более промежуточных ступеньках
затруднителен. Математический аппарат, позволяющий произвес-
ти такой учет, основан на применении волновой матрицы пере-
дачи.
Рассмотрим произвольный четырехполюсник (рис. 3.2) с вход-
ным 1 и выходным 2 сечениями. В общем случае в сечениях 1
и 2 имеются как прямые волны, под которыми будем понимать
волны, распространяющиеся слева направо, так и обратные вол-
ны, распространяющиеся в противоположном направлении. Пусть
коэффициент отражения для прямой волны, отнесенный к сечению
1, 5ц, коэффициент отражения для обратной волны, отнесенный
к сечению 2, S22, коэффициенты передачи от сечения 1 к сечению
2 и от сечения 2 к сечению 1 соответственно <S2] и Si2.
Рис. 3.2
Рис. 3.3
Амплитуды волн в сечениях 1 и 2 связаны между собой соот-
ношениями:
«Обр 1 = ^11 «пр 1	^12 «обр 2 > «пр 2 = *^21 «пр 1	*^22 «обр 2»
(3.3)
где коэффициенты образуют так называемую матрицу рас-
сеяния.
Эти соотношения позволяют выразить амплитуды волн на вхо-
де многополюсника через амплитуды волн на его выходе. Решая
(3.3) относительно unpi и «обрь находим:
,,	__ 1	„	^22
«пр 1	"Г- ыпр 2	с	«обр 2 •
021	021
«обр 1 = «пр 2 + (‘S12-” 22'j «обр 2 •	(3.4)
021	\	021 !
Коэффициенты в выражении (3.4) образуют матрицу, получив-
шую в литературе название «волновая матрица передачи»:
lirilsap; Л211 ||1/S21;	-s22/s21	II
II	Т22|| lISn/S^;	S12-Su S22/S21 ||
Физический смысл коэффициентов матрицы передачи, т. е. их
связь с коэффициентами отражения и передачи четырехполюсни-
ка, виден из (3.5). В частности, Гц — величина, обратная коэффи-
циенту передачи, T2i — отношение коэффициента отражения к
коэффициенту передачи и т. д.
В сокращенной матричной записи (3.4) имеет следующий вид:
/«пр =цГц («пр \ .	(3.6)
\«обр/	'«обР'2
Пусть четырехполюсник образован стыком двух линий с раз-
личными волновыми сопротивлениями (рис. 3.3). Коэффициент
отражения от стыка равен р, а электрические длины подводящих
отрезков одинаковы и равны 6/2. В этом случае $ц=р ехр(—i0),
$22=—рехр(—i0), $2i=$i2=Kl—р2ехр(—i0). Матрица переда-
чи такого четырехполюсника
Обратимся к рассмотрению ступенчатого перехода, состоящего
из п промежуточных ступенек одинаковой электрической длины
0 (см. рис. 3.1). Выделим в переходе сечения, проходящие через
середины ступенек и указанные на рис. 3.1 штриховой линией, а
также входное и выходное сечения, обозначенные на рисунке но-
мерами 0 и п+1 соответственно, отстоящие от сечений 1 и п на
длину ступеньки. Связь между амплитудами волн в соседних се-
чениях выражается соотношениями вида (3.6):
(“пр ) =НЛ10(“пр ) ;
\«обр/о	\«Обр 1
“пр '] =||T||J“np 'j ; ..
+обр,1	\«ОбР/2
«ПР
+обр/п
= 11 Л In
«пр
+обр7 п+1
(3.8)
где
скачка
ками.
IIГ||ft = —^=1. IIе8’ Р* II —матрица передачи
У1-рй2 II рл; е~10 II
волновых сопротивлений между k-й и (£+1)-й ступень-
Соотношения (3.8) позволяют найти связь между амплитудами
прямых и обратных волн во входном и выходном сечениях:
Чр) =|т1рез(“ПР )
i«o6p о	\«обр/п+1
где результирующая матрица передачи ||ТЦрез равна произведе-
нию матриц передачи отдельных скачков волновых сопротивле-
ний:
IIГ Ире,- IIГII». ЦТ 111 ..... ||Т||„.	(3.9)
Обычно удобнее относить входное сечение 0 и выходное сечение
л+1 к местам скачков волновых сопротивлений т. е. сдвигать их
на половину длины ступеньки. Для пересчета матрицы передачи
к этим сечениям ||Т||рвз следует умножить слева и справа на мат-
рицы, обратные матрицам передачи однородных отрезков линии,
имеющих электрическую длину 0/2. Получающаяся при этом мат-
«’•«ИГ; 1Н'М1Г;
Перемножение матриц сводится к тому, что коэффициент Тпреа
умножается на ехр(—i0), коэффициент Тггрез — на exp(i9), а ко-
эффициенты Т21рез и Ti2pe3 остаются без изменений.
Используя правила матричного умножения, получаем, в част-
ности, для двух стыков (одной промежуточной ступеньки):
И т ц(2) =_ 1	!| е10 + Ро Pi е-10; р0 е~10+рх е,0|1
рез Г1-р?К1-р? II poeie 4-Pie-10 ; е-10 +РоР1 е16 || ’
(3.10 а)
Для трех стыков (двух промежуточных ступенек).
= [(1 -pg) ( 1 -Р2) (1 — р2)]-1/2 [e2i0 + pi (ро+ р2) +
+ РоР2е-2‘0]; Т<3)=Т(3)-;
Т<з)= [(l_p2)(l-p2)(l-p2)]-«/2[poe2ie +
+ Pi (1 + Ро Рг) + р2 е-2101; 7,(3)=Т<3>*	(3.10 б)
, Для четырех стыков (трех промежуточных ступенек):
Т«» = [(1 -р20)(1 -р?) (1 — pi) (1 -р32)]-1/2 [е310 +
+ (Ро Р1 + Р1 Р2+Р2 Рз) е*° + (р0 Рг + Р1 Рз +
+ Ро Р1 рз Рз) е-10+ро Рз е~310] ;
7^>=7й>‘;
= [(1-P§)(i-Pf)(i-Pf)(i-Pi)]-1/2X
X {ро е310 -ь [Р1 -ь р0 р2 (Р1 -ь Рз)] е10 -ь
+ [рг + Р1 Рз (Ро + р2)1 е~10 + Рз е-310} ;
ТЙ)=ТИ)*.	(3.10 в)
Уровень согласования, обеспечиваемый переходом, определя-
ется коэффициентом T2i матрицы передачи, равным, как следует
из (3.5), отношению его коэффициента отражения к коэффициен-
ту передачи. Задача синтеза перехода заключается в подборе вол-
новых сопротивлений промежуточных ступенек таким образом,
чтобы минимизировать коэффициент T2i результирующей матри-
цы передачи в заданном рабочем диапазоне длин волн.
Рассмотрим общие свойства коэффициента T2i. Пусть ||Т||(%ез—
Матрица передачи k последовательных скачков волнового сопро-
тивления:
Добавление еще одного скачка волнового сопротивления при-
ведет к умножению этой матрицы на матрицу вида (3.7). Соглас-
но правилам матричного умножения
||5>"-’=11?1еТГ^Г||Г+.- e-«‘lh
i || ТЩ е10 + Pfe+1 Т™ ; pfe+1	е-0 ||
“	|| Т® е10 + pft+1 Т<£> ; рй+1 + Т<$ е-° || ’
Сопоставляя это выражение с матрицей передачи одного скач-
ка волнового сопротивления, находим, что элемент T2in+l матри-
цы передачи перехода, состоящего из п ступенек, является сум-
мой полиномов степени п от exp(i0) и ехр (—10), причем коэффи-
циенты полиномов определяются коэффициентами отражения от
стыков и являются чисто действительными величинами, не завися-
щими от длины волны. Учитывая, что exp(±i0) =cos 0±i sin9,
(isin0)2 = cos2 0—1, можно записать
Г(п+и (cos 0) + i sin 0 Qn_j (cos 0),
где Pn и Qn-i — полиномы степени n и n—1 соответственно с
чисто действительными коэффициентами
Изменение электрической длины всех ступенек на л, как сле-
дует из (1.8), не меняет входного сопротивления и, следовательно,
не меняет коэффициента отражения При четном числе ступенек
коэффициент передачи также не меняется, а при нечетном — ме-
няет знак. Поскольку cos(0 + n)=—cos 0, sin(0 +л) =—sin0, то
Рп (—х) — i У1— x2Qn_i (—x) = ±;[Pn (x) + i У1 — x2Q„-i (x) ], отку-
да следует, что Pn — четный либо нечетный полином, a Qn-i —
соответственно нечетный либо четный полином
Для любого реального перехода при стремлении электричес-
кой длины ступенек к нулю выражение для T2i должно стремить-
ся к величине, соответствующей непосредственному стыку соеди-
няемых линий
Т°21 = lim [Рп (х) + i УГ^2 Qn_, (х)] =
= Рп (1) = Го/Г Сто = (W -1 )/(2 yw),	(3.11)
где Г0=(да—1)/(да + 1)—коэффициент отражения от непосредст-
венного стыка соединяемых линий
Это условие накладывает ограничения лишь на коэффициенты
Рп, тогда как коэффициенты Qn-i могут быть совершенно произ-
вольными.
Поскольку задачей синтеза является минимизация абсолютной
величины коэффициента T2i, а | T2i 12 = P2n + Q2n-i sin2 0, можно
заранее ограничиться рассмотрением переходов, для которых
Qn—1=0.
Используя свойства взаимности и отсутствия активных потерь
в переходе можно показать (см. приложение 2), что условие ра-
венства нулю мнимой части Т21 эквивалентно условию антиметрии
перехода, заключающемуся в том, что коэффициенты отражения
перехода для прямого и обратного направлений распространения
волны должны отличаться лишь знаком.
Из условия антиметрии следует, что распределение коэффици-
ентов отражения от ступенек перехода должно быть симметрично
относительно его центра:
Р/=Рп-i-	(3.12 а)
Это же условие, записанное для волновых сопротивлений сту-
пенек, имеет вид
дагдап+]_г=да.	(3.12 6)
Ниже приведены выражения для T2i антиметричного перехода
при различном числе ступенек
п = 1’ Po = Pi; Т£> = (1 — Pg)'1 2 Ро cos 0 ;	(3.13а)
п = 2:р0=р3; TfiMO-pojKl-pil-1 X
X (4р0 cos2 0 + P1 — 2ро + ро Pi) J	(3.13 6)
n=3: р0=рз, Pi = p2; Tg> =[(1— pg) (1 — p?)]-1 x
X [8 p0cos3 0 + 2 (px—3p0 + p2 pi + po p2) cos 0];	(3.13 в)
n==4: p0 = p4>Pi = p3-
nV-Ki-p^d-pOr'i-pl]-1 X
X (16 p0 cos* 0+ 4 (px—4 p0 + po pi + 2 Po Pi p2) X
X COS2 0 + pg + 2 p0 p2 + p2 (p2 + p2 + p* p2) +
+ 2p0—2 pi—2 p2 pt—4 p0 Р1 р2].	(3.13r)
Обычно синтез перехода содержит два этапа. Вначале, исходя из
заданной ширины рабочего диапазона и требуемого уровня со-
гласования в этом диапазоне, подбирается полином P„(cos0), ве-
личина которого меняется с длиной волны желаемым образом, но
с учетом указанных ограничений на характер изменения величины
Т21(8). После этого определяются величины рг и соответствующие
им волновые сопротивления ступенек, а также их длина, при ко-
торых ^(й) сводится к выбранному полиному P„(cos0).
Конкретный вид полинома, описывающего T2t, выбирается так-
же в зависимости от дополнительных требований, предъявляемых
к переходу. На практике обычно требуется, чтобы переход имел
минимальное число промежуточных ступенек либо минимальную
длину. Иногда предъявляют дополнительные требования, связан-
ные с характером поведения коэффициента отражения в рабочем
диапазоне, с ограничениями на выбор волновых сопротивлений
промежуточных ступенек и т д. В зависимости от конкретных
-Требований применяют переходы с различными видами рабочих
'.характеристик.
Наиболее распространены переходы с чебышевской характери-
стикой, показанной на рис. 3.4. На этом рисунке вертикальной
штриховой линией отмечены границы рабочего диапазона, а по
осям отложены длина волны и модуль коэффициента отражения
перехода.
Чебышевские переходы являются оптимальными в том смыс-
ле, что при заданных ширине рабочего диапазона и перепаде
волновых сопротивлений соединяемых линий требуемый уровень
согласования реализуется в них при
использовании минимального числа
промежуточных ступенек. Свойство
оптимальности чебышевского перехода
может быть сформулировано иначе:
при заданных перепаде волновых со-
противлений и рабочем диапазоне и
фиксированном числе ступенек чебы-
шевский переход обеспечивает наилуч-
шее согласование.
Оптимальность чебышевского перехода обусловлена тем, что
среди всех полиномов степени п с одинаковыми коэффициентами
при старшем члене полином Чебышева наименее уклоняется от
нуля в интервале (—1,1). Полином Чебышева Тп(х) определяет-
ся следующими формулами:
Тп (х) = cos (n arccos х) — {(х + Vх2— 1 )п +
+ (х + |Л^=~1)-"}/2; Тп+1(х) = 2хТп(х)-Тп^(х). (3.14)
В частности: 7’](х)=х; Т2 (х) = 2х2—1, 7’3(х)=4х3—Зх; Т1(х) =
= 8х4—8х2 +1; Т5(х) = 16х5—20х3+5х; Т6 (х) =32х6—48х4+18х2—
Нули Тп(х) лежат в интервале (—1,1) и определяются фор-
мулой
xfe=cos[(2&— 1) л/(2п)] (£=1,2,... , п).	(3.15)
В промежутках между нулями Тп (х) принимает экстремаль-
ные значения, равные ±1, Гп(1) = 1, Тп(—1) = (—1)”.
Для получения оптимальной равноколебательной характерис-
тики коэффициент Т21 матрицы передачи перехода должен опи-
сываться полиномом Чебышева от аргумента, изменяющегося в
рабочем диапазоне длин ноли в интервале (—1,1). Поскольку, с
другой стороны, T2i описывается полиномом степени п от аргу-
мента cos 0, для получения чебышевской характеристики выра-
жение, описывающее T2i, должно иметь вид
Т21 =АТп (cos 0/S),	(3.16)
где А и S — некоторые масштабные коэффициенты.
Пусть	— рабочий диапазон длин волн. Вели-
чина COS0 при этом изменяется в пределах cos(2n(/Zmfn)^
^cosG^co^nl/Xmax). Длина ступенек I выбирается из условия.
чтобы cos0 изменялся в симметричных пределах: cos(2n//%min) =
=—cos(2nZ/Xmax). Из этого условия следует
I =^min Ъпах№ t^min “Ь	(3.17)
Рабочий диапазон длин волн удобно характеризовать коэффи-
циентом его перекрытия х=Лтах/Хпип или относительной шириной
Д = 2 (/-max-Хтгп) / (Кпах-\~^тгп) = 2 (х-1) / (х-f- 1) .
Входящую в (3.16) величину S определяют из условия, чтобы
аргумент полинома Чебышева изменялся в пределах (—1,1). В
соответствии с введенными обозначениями
S = cos 0mi„ = cos (2 л ЦЬтах) = COS [л/(1 + x)J = sin (лД/4). (3.18)
Коэффициент А определяется из условия (3.11):
4 = —lL=-^=l-------------1----- •	(3.19)
Tn(l/S) 2 Уш Tn[l/sin(nA/4)]	v
Максимальное значение |Тц | принимает на краях рабочего
диапазона и в п— 1 промежуточной точке:
1Г I -л w~x________________1	=
21 тах	2Vw Тп [1/sin(зтД/4)]
—________________?________ (3.20)
Ую tg" (яД/8) + ctg" (яД/8)
Выражение (3.20) позволяет по заданному перепаду волновых
Сопротивлений соединяемых линий w и заданной ширине рабоче-
го диапазона Д определить требуемое число ступенек п, обеспе-
ЧЯдаЮздее заданный допуск на рассогласование:
IГ|max = IT'aiI тах№	l^21'max.
Для этого <в (3.20) подставляют заданные значения w и Д, а
значение п последовательно увеличивают до тех пор, пока по-
лучающаяся величина |Г|таж не будет
удовлетворять заданным требованиям
к согласованию.
Иногда к согласованию на краях
рабочего диапазона предъявляются ме-
нее жесткие требования, чем к согла-
сованию в его центре. В этом случае
используются переходы с максималь-
но-плоской характеристикой, которая
показана на рис. 3.5. Подобный вид
характеристики определяется условием
отражения в нуль максимально высокой степени в центре рабочего
диапазона. С учетом (3.11) максимально-плоская характеристика
, описывается выражением
T21=[(a;—1)/(2У№)]со5п0.
Рис. 3.5
обращения коэффициента
45
Длина ступенек в этом Случае также определяется (3.17). На
краях рабочего диапазона Тц принимает максимальное значение,
равное согласно (3.18)
|Т21|таж = [^—1)/(2 Vw)] sin" (лД/4).
Из этого выражения определяют число ступенек п, необходи-
мое для реализации заданного допуска на рассогласование.
3.2. Методы синтеза
Существуют различные методы, позволяющие для выбранного
вида рабочей характеристики рассчитать реализующие ее волно-
вые сопротивления ступенек. Для имеются явные аналити-
ческие формулы.
Полином, описывающий T2i, однозначно задается распределе-
нием его нулей и условием нормировки (3 11), причем ввиду ука-
занных ранее свойств четности этого полинома его нули должны
быть распределены симметрично относительно значения 0 = л/2.
При нечетном числе ступенек по крайней мере один нуль должен
находиться в точке 0 = л/2.
Рассмотрим случай двух промежуточных ступенек Пусть T2i
и, следовательно, коэффициент отражения Г обращаются в нуль
при 0 = 0! и 0 = п—01 Из выражения (3 13 6) получаем
4pocos01-|-p1 —2ро+роР1=О.	(3.21)
Использовав условие (3.126) w2 = wfw\, выразив р0 и pi через
волновое сопротивление первой ступеньки:
Ро = й’1— i)/(^i+ 1); р1=(ш2—®1)/(^2 + ^1) =
= (да—wfyfw-j-wty
Подставив эти выражения в (3 21), получаем после неслож-
ных преобразований
wf — [(да— l)/tg2 0J да2—да = 0,
откуда
= (да — l)/(2tg201) +]/(да—l)2/(2tg2 01)2-фда ; да2=да/даг
(3.22)
Подставляя в (3.22) требуемое значение tg20i, получаем реа-
лизующие его значения гец и да2 Для чебышевской характеристи-
ки согласно (3 16), (3 18), (3 15)
cos 01/sin (лД/4) = cos (л/4) или tg2 0х =[2—sin2 (nA/4)]/sin2 (лД/4).
4 _Для максимально-плоской характеристики 0i=n/2, да1 =
У w, w2 = y'r'w\
Для_п=3 окончательной формулы имеют следующий вид:
w2= ]/да; w3 = w/wh а да; определяется из уравнения
(w— l)/tg2 0J = Wi + 2 ywwj.—2 Уw/w1—w/w2i	(3.23)
В случае чебышевской характеристики:	1
cos = sin (лД 4) cos (л/6);
tg2 0! = [4—3 sin2 (лД/4)]/[3 sin2 (лД/4)].
В случае максимально-плоской характеристики 01=л/2.
Для п = 4 : wT = УТ; да2 = w/ws;
ws = Y; wi = w/wlt
где l и а определяются из уравнений:
g2+ ...- L [2 Va w (a—w)—
W (Va I wr
-(a2-u3) (tg^ + tg^K--^ =0;
а2 —[(да—1) №/(tg2 0! tg2 02)] а — да3 = 0.	(3.24)
В случае чебышевской характеристики
cos 0Х =sin (лД/4) cos (л/8) ;
cos 02 =sin (лД/4) cos (3 л/8).
В случае максимально-плоской характеристики 01 = 02=л/2.
Для произвольного числа ступенек существуют точные методы
[1, 2], позволяющие последовательно вычислять волновые сопро-
тивления ступенек. Эти методы, однако, требуют весьма трудо-
емких вычислений, производимых обязательно с высокой топ-
костью, и практически мало пригодны при п>6.
Для практических целей можно ограничиться приближенным
рассмотрением, при котором учитывают лишь однократные отра-
жения волны от ступенек перехода. Погрешность в определении
коэффициента отражения при этом имеет порядок р3,, и точность
расчетов остается удовлетворительной вплоть до достаточно боль-
ших перепадов волновых сопротивлений (да «10), причем с уве-
личением числа ступенек и соответственным уменьшением коэф-
фициента отражения от одной ступеньки точность расчетов увели-
чивается.
В приближении однократного рассеяния коэффициент отра-
жения перехода, состоящего из п промежуточных ступенек, опи-
сывается выражением
Г (0) = Ро + Pi е-219 + р2 e-4i0 + .- + рп е-2«е.	(3.25)
Это выражение является полиномом степени п от ехр(—2i0),
причем, поскольку замена 0 на л—0 не меняет абсолютной вели-
чины, его нули расположены симметрично относительно 0=л/2*.
* В случае действительных симметричных нулей условие антиметрии (3 12 а),
сак можно показать, выполняется автоматически.
Пусть 0i, л—0Ь 02> п—02.. — нули Г(0). Выражение (3.25) можно
представить в виде
Г (0)=Д (e-2i0_e-2iei) (е-210—е2|е>) (е-210—е~2|0«) х
X (е~210—е210»)... = Д (1—2 cos 2 0! e~2i0 + e-410) (I —
— 2 cos 2 02 e-210 + e-410) ...	(3.26)
При нечетном n по крайней мере один нуль находится в точке
0=л/2 и последним множителем в (3.26) будет [1 + ехр(—2i0)].
Производя перемножение в (3.26) и сравнивая результат с
(3.25), получаем отношение парциальных коэффициентов отраже-
ния от ступенек перехода.
В частности:
при п = 2 Г(0)== Д(1—2cos201e-2i0 + e-410);
Po:Pi:	= 1:(— 2cos20i): 1;
при п = 3 Г(0)в=Д(1—2cos201e-2l0 + e-4l0)(l+e-2i0) =
= Д [ 1 + (1 — 2 cos 20j) e-2i0 + (1 — 2 cos 20!) e-4’0 + e~610];
Po:Pi:Pa:Ps“ 1 :(1 —2cos20!):(l —2cos20!): 1;
при n = 4 r(0) = 4’U — 2(cos201+cos202)e-2l0-|-
+ 2 (1 + 2 cos 2 0j cos 2 02) e~410—2 (cos 2 0X + cos 2 02) e~610 -j-e-0'0);
Po: Pi: p2: Ps: P4 “ 1: f — 2 (cos 2 0X + cos 2 02)]:
: [2 (1 + 2 cos 20j cos 2 02)]: [ — 2 (cos 2 0j + cos 2 02)]: 1.	(3.27)
Волновые сопротивления ступенек связаны с величинами pi со-
отношениями р,= (и/i+i—ffi’i)/(ffi’i+i + ®.i); wi+1/wi= (l+pi)/(l— р,).
Установлено, что ошибка в определении Wi, связанная с при-
ближенным характером рассмотрения, уменьшается, если связать
Wf и р, приближенным соотношением
2р,= 1п(10/+1/а»г); да1-4^/да/ = ехр(2р/).	(3.28)
Полагая в (3.25) 0=0, получаем с учетом (3.28)
2 Г (0) =2 р0 + 2 Pi+ ... + 2рп= 1ПЮ1 +
+ 1п (и/2/Ю1) +... + In (w/wn) = In да*.	(3.29)
Соотношение (3.29) заменяет условие (3.11) для приближе-
ния однократного рассеяния.
Поскольку нули коэффициента отражения совпадают с нулями
Ль значения 0ft, определяющие выражение (3.26), берутся из точ-
ных формул для Ль хотя в реальном переходе из-за многократно-
го отражения волны нули несколько сместятся.
Для переходов с чебышевской характеристикой из (3.15),
(3.16), (3.18) находим значения нулей коэффициента отражения:
* См. формулу (5.1).
cos20fe = sin2(jtA/4)cos{(2£— l)n/n] — cos2(nA/4). Подставляя эти
значения в (3.27), получаем распределение коэффициентов отра-
жения от ступенек в чебышевском переходе:
при п=2 р0:р1==1:2с2;
n = 3 р0: pj== 1: Зс2;
n=4 р0:Р1:р2= 1:4с2:2с2 (2 +с2);
п=5 р0: pi: р2 = 1: 5с2: 5са (1-+-с2);
n = 6 р0: Pi: р2: Рз = 1 : 6с2: Зс2(2 + Зс2): 2с2(3 + 6с2 + с4);
п = 7 Ро: р!: р2: р3 = 1: 7с2: 7с2 (1 + 2с2): 7с2 (1 +3с2+ с4);
n=8 Ро: Pi: Рг: Рз: Р4= 1: 8с2: 4с2(2 + 5с2): 8с2(1+4с2 +
+ 2с4): 2с2 (4 + 18с2+ 12с4 + св),	(3.30)
где c=cos(nA/4).
В этих формулах даны коэффициенты отражения от половины
ступенек перехода. Остальные коэффициенты определяют из
(3.12а). Абсолютные значения р{ и W{ находят из (3.29), (3.28).
В случае максимально-плоской характеристики все 0ft=O и
Г(0)=А[14-ехр(—2i0)]«.
При этом распределение р, имеет биномиальный характер:
p0:pi: Pi* Рз— = 1 :n:n(n—l)/2:n(n—1)(п—2)/3!...
Представление о точности приближенного метода дает следующий пример.
Пусть требуется рассчитать переход для перепада волновых сопротивлений
«в—4 и коэффициента перекрытия диапазона х=2 (Д=2/3). Четырехступенча-
тый чебышевский переход позволяет получить в этом диапазоне согласно (3.20)
коэффициент отражения, ие превышающий значения |Г|тах=0,0073.
Нули коэффициента отражения согласно (ЗЛб), (3.16), (3.18) определяются
выражениями:
cos 01 = sin (я/6) cos (я/8) = 0,461940 ;
cos02 = sin (я/6) cos (3 я/8) =0,191342,
откуда 01=1,09062; 02=1,33827; tg 01=1,91996; tg02=6,19968
Подставляя эти выражения в точную формулу (3 24), находим: wi—1,1238;
«2=1,5831; w3=2,5267;	=3,5595.
Из приближенной формулы (3.30)
Ро : Pi: Рг = 1 : 3: 33/8 •
Согласно (3.29) получаем
2ро (1+3 + 33/8+ 34-1) = In 4,
откуда
ро = 0,05717; Р1 = 0,17150; р2 = 0,23581.
По формуле (3.28) определим величины волновых сопротивлений в прибли-
жении однократного рассеяния:
W1 = ехр (2 р0) = 1,1211 ; ш2 = «1 ехр (2 pj = 1,5799;
w3 = w/w2 = 2,5319 ;	= w/w3 = 3,5678
Таблица 3.1
Двухступенчатая линия п=2
W	|Г|тах=0,02			|Г|тах=005			| Г [max —0,1		
	W. |	№ |	^тах^тгп	W, ।		''max mtn	1	‘ 1	^тах^'тгп
1.2 1,4	1,057 1,099	1,135 1,274	2,388 1,875	1,073 1,115	1,119 1,256	4,513 2,792	1,144	1,224	4,954
1,6	1,136	1,407	1,695	1,153	1,387	2,343	1,183	1,353	3,561
1,8	1,170	1,538	1,601	1,188	1,516	2,126	1,218	1,478	3,021
2,0	1,201	1,665	1,538	1,219	1,640	1,993	1,250	1.600	2,725
2,2	1,230	1,789	1,496	1,250	1,760	1,902	1,279	1,720	2,537
2,4	1,257	1,909	1,461	1,277	1,880	1,837	1,306	1,837	2,402
2,6	1283	2,027	1,437	1,303	1,995	1,783	1,332	1,952	2,300
2,8	1,307	2,142 2,256	1,418	1,327	2,110	1,744	1,357	2,063	2,222
3,0	1,329		1,400	1,349	2,223	1,710	1,381	2,172	2,159
3,2	1 351	2,369	1,385	1,370	2,336	1,680	1,404	2,280	2,103
3,4	1 372	2,479	1,372	1,390	2,446	1,656	1,425	2,385	2,058
3,6 3,8	1,391	2,587	1,361	1,410	2,553	1,634	1,446	2,490	2,020
	1,410	2,694	1,352	1,430	2,657	1,615	1,466	2,590	1,987
4,0	1,428	2,800	1,343	1,450	2,758	1,599	1,487	2,688	1,955
4,2	1,446	2,905	1,336	1,467	2,863	1,582	1,504	2,786	1,929
4,4	1,463	3,008	1,329	1,483	2,967	1,569	1,521	2,884	1,905
4,6	1,479	3,110	1,322	1,500	3,067	1,558	1,538	2,982	1,881
4,8	1,495	3,211	1,315	1 517	3,164	1,545	1,555	3,080	1,861
5,0	1,510	3,311	1,ЗЮ	1,533	3,261	1,536	1,572	3,178	1,843
5,2	1,525	3,4Ю	1,304	1,548	3,360	1,525	1,587	3,274	1,827
5,4	1 540	3,507	1,299	1,562	3,457	1,517	1,602	3,370	1,812
5 6	1,554	3,604	1,296	1,576	3,553	1,508	1,616	3,465	1,798
5,8	1,567	3,700	1,291	1,590	3,648	1,500	1,631	3,558	1,784
6 0	1,581	3,795	1,287	1,605	3,741	1 494	1,644	3,650	1,770
6,2	1,594	3,890	1,284	1 618	3,832	1 487	1,658	3,739	1,759
6,4	1,606	3,984	1,280	1,630	3,926	1,479	1,671	3,830	1,749
6,6	1,619	4,077	1,277	1,643	4,017	1,473	1,684	3,920	1,738
6,8	1,631	4,169	1,274	1,656	4,106	1,469	1,697	4,010	1,728
7,0	1,643	4,261	1,270	1,669	4,194	1,463	1,710	4,096	1,720
7,2	1,654	4,352	1,267	1,680	4,283	1,457	1,722	4,180	1,710
7,4	1,666	4,442	1,2б4	1,690	4,374	1,453	1,733	4,265	1,702
7,6	1,677	4,531	1,262	1,701	4,465	1,447	1,745	4,350	1,695
7,8	1,688	4,621	1,259	1,712	4,556	1,443	1,756	4,437	1,687
8,0	1,698	4,710	1,257	1,722	4,646	1,439	1,768	4,525	1,680
8,2	1,709	4,798	1,256	1,733	4,732	1,435	1,778	4,612	1,673
8,4	1,720	4,885	1,254	1,744	4,817	1,431	1,789	4,695	1,665
8,6	1,730	4,972	1,251	1,755	4,900	1,428	1,800	4,778	1,658
8,8	1,740	5,059	1,249	1,765	4,980	1,423	1,810	4,862	1,653
9,0	1,749	5,145	1,247	1,776	5,067	1,419	1,821	4,942	1,646
9,2	1,759	5,230	1,246	1,785	5,154	1,416	1,831	5,020	1,641
9,4	1,769	5,315	1,244	1,795	5,237	1,414	1,841	5,100	1,636
9,6	1,778	5,400	1,243	1,804	5,320	1,410	1,850	5,180	1,630
9,8 10,0	1,787	5,483	1,241	1,814	5,403	1,406	1,860	5,260	1,624
	1,796	5,568	1,239	1,823	5,486	1,404	1,870	5,348	1,619
Таблица 3.2
Трехступенчатая линия п=3
	I Г | п.ах-0,02	|Г|тах=0 05	|Г|тох-0,1
W		J	1 i
	Э	й	й	.<	~	S	3 J	5 1 s	J
1,2	1,047 1,095 1,147 3,657	1,065 1,095 1,1277,006	
1,4	1,067 1,183 1,3122,830	1 1,090 1,183 1,284 4,310	1,123 1,183 1,241 7,668
1,6	1,087 1,265 1,472 2,487	1,113 1,265 1,438 3,592	1,155 1,265 1,3855,518
1,8	1,105 1,342 1,627 2,317	1,133 1,342 1,589 3,224	1,177 1,342 1,529 4,681
2,0	1,120 1,414 1,7862,210	1,149 1,414 1,739 2,971	1,195 1,414 1,674 4,215
2,2	1,133 1,483 1,942 2,129	1,164 1,483 1,8882,849	1,211 1,483 1,8173,907
2,4	1,146 1,549 2,094 2,072	1,179 1,549 2,036 2,732	1 227 1,549 1,956 3,724
2,6	0,160 1,6122,241 2,027	1,193 1,612 2,179-2,645	1 241 1,612 2,095 3,519
2,8	1,172 1,673 2,391 1,987	1,206 1,673 2,322 2,569	1,254 1,673 2,233 3,383
3,0	1,183 1,732 2,536 1,945	1,218 1,732 2,4622,508	1 266 1,732 2,370 3,278
3,2	1,194 1,789 2,680 1,920	1,228 1,789 2,606 2,458	1 278 1,789 2,506 3,191
3,4	1,204 1,844 2,823 1,895	2,237 1,844 2,749 2 416	1^288 1,844 2,640 З.Ш
3,6	1,213 1,897 2,968 1,872	1,246 1,897 2,889 2,379	1 299 1,897 2,771 3,043
3,8	1,221 1,9493,115 1,851	1,256 1,949 3,0252,343	1 311 1,949 2,899 2,985
4,0	1,229 2,000 3,255 1,834	1,267 2,000 3,156 2,312	1’322 2,000 3,025 2,935
4,2	1,2372,0493,395 1,820	1,276 2,049 3,292 2,283	1’331 2,049 3,156 2,890
4,4	1,246 2,098 3,534 1,806	1,284 2,098 3,4272,261	1’339 2,098 3,286 2,849
4,6	1,2532,145 3,671 1,795	1,292 2,145 3,5602,241	1>7 2,145 3,415 2,811
4,8	1,2602,191 3,810 1,784	1,300 2,191 3,692 2,221	1,356 2,191 3,540 2,780
5,0	1,267 2,236 3,947 1,773	1,307 2,236 3,825 2,202	1,365 2,236 3,664 2,749
5,2	1,2732^280 4,085 1,762	1,314 2,280 3,957 2,184	1,373 2,280 3,787 2,719
м	1,279 2,324 4,222 1,752	1,321 2,324 4,088 2,167	1,380 2,324 3,913 2,690
5>э	1,285 2,366 4,358 1,744	1,328 2,366 4,217 2,151	1,387 2,366 4,0372,663
м	1,292 2,408 4 491 1,736	1,335 2,408 4,345 2,137	1,395 2,408 4,158 2,639
6,0	1,299 2,449 4,623 1 728	1,342 2,449 4,473 2,124	1,402 2,449 4,279 2,617
6,2	1,3042,4904,755 1 722	1,348 2,490 4,602 2,107	1,408 2,490 4,403 2,598
6,4	1,3092,5304,889 1,715	1,353 2,530 4,730 2,095	1,414 2,530 4,5262,580
6,6	1,314 2,569 5,021 1 708	1,359 2,569 4,8572,085	1,420 2,569 4,648 2,564
6,8	1,3202,6085,152 1’702	1,365 2,608 4,9842,075	1,426 2,608 4,769 2,548
7,0	1,3252,646 5 283 Г,697	1,370 2,646 5,Ш 2 065	1,433 2,646 4,881 2,530
7,2	1,3302,6835,414 1 692	1,375 2,683 5,236 2,057	1,439 2,683 5,003 2 512
7,4	1,3352,7205,543 1,687	1,380 2,720 5,362 2,051	1,444 2,720 5,125 2’497
7,6	1,340 2,757 5 672 1 683	1,385 2,757 5,487 2 044	1,449 2,757 5,245 2 483
7,8	1,345 2,793 5 7991^677	1,390 2,793 5,612 2 035	1,455 2,793 5,361 2’470
8,0	1,350 2,828 5,927 1,673	1,395 2,828 5,7352,027	1,461 2,828 5,477 2,458
8,2	1,354 2,864 6,056 1,667	1,400 2,864 5,857 2,020	1,466 2,864 5,593 2,444
8,4	1,3582,8986 186 1,663	1,405 2,898 5,9792,103	1,471 2,898 5,710 2,432
8,6	1,3622,9336,314 1,657	1,410 2,933 6,101 2,007	1,476 2,933 5,827 2,420
8,8	1,367 2,966 6,437 1,653	1,414 2,966 6,223 2,000	1,481 2,966 5,942 2 411
9,0	1,371 3,0006,564 1,650	1,419 3,000 6,344 1,993	1,485 3,000 6,059 2,402
9,2	1,375 3,033 6,691 1,646	1,423 3,033 6,465 1,987	1,490 3,033 6,174 2 392
9,4	1,380 3,066 6 816 1 642	1,427 3,066 6,587 1,980	1,494 3,066 6,290 2 383
9,6	1,384 3,098 6,940 1 639	1,430 3 098 6,709 1,973	1,498 3,098 6,406 2,374
9,8	1,387 3,130 7 064 1 636	1 435 3,130 6,829 1,967	1,503 3,130 6,520 2,363
10,0	1,391 3,1627,188 1^634	1,440 3,162 6,947 1,961	1,508 3,162 6,633 2,352
Четырехступенчатая линия п.=4
	|Г|тм-0,02							|Г | max”	0,05	
	W,	wa	- 1	W4	i п	Wi |	W3 ।	w> ।	Wi	
1,2	1,036	1,074	1,118	1,158	5,0	1,062	1,084	1,107	1,130	9,547
1,4	1,053	1,138	1,230	1,330	3,809	1,079	1,151	1,216	1,297	5,897
1,6	1,065	1,192	1,342	1,502	3,365	1,094	1,208	1,325	1,462	4,911
1,8	1,075	1,237	1,455	1,674	3,119	1,106	1,255	1,434	1,627	4,392
2,0	1,084	1,280	1,562	1,845	2,956	1,118	1,301	1,538	1,790	4,090
2,2	1,092	1,322	1,664	2,015	2,849	1,127	1,345	1,636	1,952	3,869
2,4 2,6	1,100	1,362	1,762	2,182	2,762	1,136	1,387	1,730	2,113	3,714
	1,108	1,397	1,859	2,348	2,696	1,145	1,425	1,824	2,271	3,582
2,8	1,114	1,431	1,956	2,513	2,640	1,153	1,459	1,919	2,428	3,470
3,0	1,121	1,464	2,050	2,676	2,590	1,161	1,492	2,010	2,584	3,403
3,2	1,127	1,495	2,141	2,839	2,548	1,168	1,525	2,098	2,740	3,337
3,4	1,132	1,526	2,228	3,001	2,512	1,174	1,558	2,182	2,896	3,275
3,6	1,138	1,554	2,316	3,163	2,483	1,180	1,588	2,267	3,051	3,215
3,8	1,142	1,581	2,403	3,327	2,456	1,185	1,616	2,352	3,206 3,167	
4,0	1,147	1,608	2,488	3,487	2,430	1,190	1,644	2,434	3,360	i 3,123
4,2	1,152	1,634	2,571	2,646	2,406	1,195	1,671	2,514	3,515	3,085
4,4	1,156	1,659	2,652	3,806	2,385	1,200	1,698	2,592	3,667	3,051
4,6	1,160	1,684	2,732	3,966	2,365	1,205	1,722	2,670	3,819	3,021
4,8	1,164	1,708	2,813	4,124	2,348	1,209	1,747	2,747	3,970	i 2,988
5,0	1,168	1,730	2,895	4,283	2,332	1,214	1,770	2,823	4,120	2,961
5,2	1,171	1,752	2,968	4,440	2,317	1,218	1,794	2,898	4,269	2,936
5,4	1,175	1,774	3,043	4,597	2,304	1,222	1,818	2,970	4,419	2,910
5,6	1,178	1,796	3,118	4,754	2,292	1,226 1,230	1,840	3,043	4,568	2,886
5,8 6,0	1,181	1,816	3,193	4,909	2,279		1,862	3,115	4,717	2,866
	1,185 1,188	1,836	3,268	5,064	2,268	1,233	1,882	3,186	4,865	2,849
6,2		1,856	3,340	5,219	2,258	1,237	1,904	3,256	5,012	2,830
6,4	1,191	1,876	3,411	5,374	2,247	1,240	1,925	3,325	5,161	2,811
Таблица 3.3
|Г|га„-0,1
W2 Wi

0,0!»
1,169 1,322 1,513 1,711 5,763
1,180 1,372 1,604 1,864 5,320
1,191 1,416 1,695 2,015 5,047
1,200 1,455 1,787 2,167 4,803
1,209 1,491 1,878 2,316 4,625
1,218 1,526 1,966 2,464 4,469
1,224 1,559 2,052 2,614 4,341
1,231 1,592 2,136 2,762 4,245
1,238 1,622 2,221 2,908 4,155
1,244 1,650 2,303 3,055 4,068
1,250 1,678 2,382 3,201 4,000
1,256 1,708 2,459 3,344 3,934
1,262 1,738 2,527 3,487 3,876
1,267 1,767 2,602 3,631 3,822
1,273 1,793 2,677 3,775 3,772
1,278 1,818 2,750 3,916 3,727
2,283 1,844 2,820 4,056 3,685
1,288 1,869 2,890 4,195 3,647
1,292 1,892 2,960 4,334 3,613
1,297 1,914 3,030 4,474 3,582
1,300 1,936 3,100 4,612 3,551
1,305 1,958 3,166 4,752 3,524
1,308 1,980 3,232 4,889 3,500
Окончание табл. 33
W	iri^-0,02					|Г|та1-0,05					|Г|та1-0,1				
	Wi	w3	1 ”• 1		^твЛип	w,	w2 |	w3 |	w. |		w, J	1	W3 1		w5
	1,194	1,895	3,482	5,528	2,237	1,243	1,945	3,394	5,310	2,792	1,312	2,001	3,298	5,028	3,475
6,8 7,0 7,2 7,4 7,6 7 8	1,197	1,914	3,553	5,682	2,230	1,246	1,964	3,463	5,457	2,776	1,316	2,021	3,364	5,167	3,450
	1 200	1,932	3,624	5,836	2,222	1,24'	1,982	3,530	5,603	2,762	1,319	2,041	3,430	5,306	3,426
	1 202	1,950	3,692	5,990	2,213	1,252	2,002	3,597	5,751	2,749	1,323	2,059	3,497	5,444	3,403
	1 '205	1,969	3,759	6,144	2,203	1,255	2,020	3,663	5,896	2,737	1,326	2,077	3,563	5,581	3,383
	1 ^207	1,986	3,827	6,297	2,194	1,258	2,038	3,729	6,041	2,725	1,329	2,096	3,630	5,719	3,365
	1,210	2,003	3,894	6,449	2,186	1,261	2,056	3,794	6,186	2,714	1,332	2,115	3,694	5,856	3,346
8,0 8,2 8,4 8,6 8,8	1 212	2,019	3,962	6,601	2,178	1,264	2,073	3,858	6,331	2,702	1,335	2,133	3,756	5,993	3,329
	1 ’,215 1,217	2,036	4,027	6,752	2,171	1,266	2,091	3,922	6,475	2,690	1,338	2,150	3,816	6,129	3,311
		2,053	4,092	6,902	2,164	1,269	2,108	3,985	6,619	2,678	1,341	2,167	3,875	6,264	3,293
	1 ’,219 1,221 1,224 1,226 1,228	2,068	4,158	7,055	2,157	1,272	2,125	4,047	6,763	2,667	1,344	2,186	3,934	6,399	3,277
		2,084	4,223	7,207	2,151	1,274	2,141	4,110	6,907	2,657	1,347	2,205	3,991	6,533	3,260
		2,098	4,289	7,355	2,145	1,277	2,157	4,173	7,050	2,648	1,349	2,223 2,241	4,048	6,668	3,242
		2,114	4,352	7,504	2,139	1,279	2,173	4,234	7,193	2,638	1,352		4,106	6,803	3,225
9J 9,6 9,8		2,129	4,415	7,655	2,134	1,282	2,189	4,294	7,335	3,628	1,355	2,257	4,164	6,937	3,211
	1 '230	2,144	4,478	7,805	2,128	1,284	2,204	4,355	7,477	2,619	1,358	2,273	4,223	7,071 7,206	3,197
	1232	2,158	4,541	7,954	2,123	1,286	2,220	4,415	7,620	2,610	1,360	2,289	4,281		3,181
10,0	1,234	2,172	4,604	8,106	2,119	1,288	2,234	4,476	7,763	2,601	1,362	2,305	4,339	7,340	3,167
Из сравнения этих величин с точными видно, что относительная ошибка
в определении волновых сопротивлений не превышает 0,2%
Определим характеристики перехода, рассчитанного приближенным методом
Для этого по найденным волновым сопротивлениям определяем истинные зна-
чения коэффициентов отражения от ступенек по точной формуле
p1=(w1+1____Wt)/.(wt+i/Wt) Эти значения несколько отличаются от полученных
ранее ро=О,05711; pi = 0,16984, р2 = 0,23154
Подставляя эти значения в формулу (3 13г), находим величину Т21 н коэф-
получающегося при расчете по приближенной
показаны на рис 3 6,а Там же дтя сравнения
фициент отражения перехода,
методике Результаты расчетов
Рис. 3.6
штриховой линией показан коэффициент
отражения, получающийся при точном
методе синтеза Вертикальными штрихо-
выми линиями отмечены границы рабо-
чего диапазона
На рис 3 6,6 показаны результаты
подобных же расчетов для ш = 9 Как
видно из рисунков, погрешность, связан-
ная с приближенным методом синтеза,
в основном сводится к некоторому суже-
нию рабочей полосы Эту погрешность
можно существенно уменьшить, если
брать рабочую полосе с запасом Подоб
чый запас желателен и при использова-
нии точных методов синтеза, поскольку
при практической реализации перехода
неизбежны технологические ошибки.
В таблицах 3 1—3 3 приведены рассчитанные точным методом
значения волновых сопротивлений ступенек и коэффициента пере-
крытия рабочего диапазона % для некоторых фиксированных зна-
чений допуска на рассогласование |Г|тах при различных перепа-
дах волнового сопротивления w. Более обширные таблицы име-
ются в [3]
3.3. Ступенчатые переходы для нескольких рабочих диапазонов
Во многих случаях рабочий диапазон длин волн представляет
собой ряд дискретных относительно узких полос. При этом к сог-
ласованию в промежутках между рабочими полосами, часто более
широких, чем сами рабочие полосы, никаких требований не предъ-
являют
Описанные в предыдущих разделах переходы позволяют обес-
печить заданный уровень согласования в непрерывном диапазоне
длин волн, охватывающем как рабочие полосы, так и промежутки
между ними Такое решение в рассматриваемом случае является
неоптимальным За счет увеличения рассогласования в промежут-
ках между рабочими полосами можно достигнуть уменьшения ко-
эффициента отражения в самих рабочих полосах или обеспечить
требуемый уровень согласования при использовании меньшего чис-
ла ступенек.
На рис. 3.7. показан желаемый вид рабочих характеристик ___
чебышевской (рис. 3.7.,а) и максимально-плоской (рис. 3.7,6) для
случая двух рабочих диапазонов. Вертикальными штриховыми ли-
ниями отмечены границы рабочих диапазонов.
Рис. 3.7
Как и в случае непрерывного рабочего диапазона, характерис-
тика перехода задается распределением нулей коэффициента от-
ражения и условием (3.11). При наличии нескольких рабочих диа-
пазонов нули, очевидно, должны быть размещены в пределах этих
диапазонов. Для получения максимально-плоской характеристики
следует совместить несколько нулей, а для получения чебышевс-
кой характеристики распределение нулей в пределах рабочих диа-
пазонов должно быть близким к равномерному
Рассмотрим задачу синтеза ступенчатого перехода для двух
рабочих диапазонов. Начнем с более простого случая максималь-
но-плоской характеристики.
Пусть Xicp и Л,2ср — заданные средние длины волн рабочих диа-
пазонов, при которых требуется обеспечить равенство нулю Г(0).
В этом случае п/2 нулей следует поместить в точку 0 (7icp), а ос-
тальные п/2 нулей — в точку 0(|7гсР). Поскольку нули Г(0) должны
располагаться симметрично относительно значения 0=л/2, длина
ступенек I выбирается из условия 0(72сР)=л—0(7icp), откуда сле-
дует
= ср Т,2 сР/[2 (71 ср + 72 ср)1-
Зная длину ступеньки, можно найти области значений 0, соот-
ветствующие рабочим диапазонам. Центры этих областей распо-
ложены симметрично относительно значения 0 = л/2, а само зна-
чение 0=л/2, как правило, в эти области не попадает.
Число ступенек в случае двух диапазонов следует выбирать
четным, так как в противном случае один из нулей должен быть
размещен в точке 0 = л/2, т. е. между рабочими диапазонами. На-
личие такого нуля мало сказывается на уровне согласования в
рабочих диапазонах, так что добавление одной ступеньки к четно-
му их числу не приводит к заметному улучшению согласования.
Обозначим cos0cp = —cos0(7icp)=eos0(72cp). Характеристика,
соответствующая указанному расположению нулей,
_ а>—1 / COS20 —COS20CP у/2	(3 31)
\	1—COS20CP )	•	v
Максимальное значение коэффициент отражения принимает на
краях рабочих диапазонов. Подставляя соответствующие значения
0 в (3.31), можно подобрать необходимое число ступенек п и опре-
делить получающийся при этом уровень согласования.
Вычисляют волновые сопротивления ступенек либо по приб-
лиженным формулам (3.27) — (3.29), либо при п=2 и п=4 по
точным формулам (3.22), (3 24). Например, при п=4, полагая в
(3.27) 01 = 02 = 0ср, получаем
Po:Pi:p2= 1:(—4cos2 0cp):(2 + 4cos220cp).	(3.32)
Требования, определяющие максимально-плоскую характерис-
тику, могут быть сформулированы несколько иначе. Пусть заданы
два рабочих диапазона:
mln	^1 тйх'г ^2 min	^^^2 max (^1 max ^^2 min)' (3.33)
Длину ступеньки I можно подобрать такой, чтобы на краях
каждого из диапазонов коэффициент отражения принимал одина-
ковое максимальное значение. Пусть 0imax = 2nZ/A,imin, 0imin =
= 2nl/‘kimax, &2тах=2л1/)^2т1П> Q2min=2jll/X2max- СоГЛИСНО (3.31) уКЭ-
занное требование будет выполняться, если
2 cos2 0ср = cos2 0j т1п + cos2 0j тах = cos2 02 min + cos2 02 тах.
Длину ступеньки в этом случае находят из условия
cos2 (2л //Xj тах) + cos2 (2л Z/^ min) = cos2 (2nZ/la тах) + cos2 (2л Z/X2 min).
Величина cos20cp определяется предыдущим выражением, ос-
тальные формулы остаются без изменения.
Обратимся теперь к случаю чебышевской характеристики. В
каждом из двух рабочих диапазонов, определяемых (3.33), нахо-
дится половина общего числа нулей. Оптимальная равноколеба-
тельная характеристика в первом диапазоне будет иметь место в
том случае, если Т2Х описывается полиномом Чебышева степени
л/2 (по числу нулей) от аргумента, изменяющегося в этом диапа-
зоне в интервале (—1,1). С другой стороны, как указывалось вы-
ше, T2i описывается четным полиномом степени п от аргумента
cos0. Характеристика, удовлетворяющая обоим условиям, имеет
вид
Т D- ( 2 COS2 О — COS2 0J таж — COS2 0j min \	/ООП
т21 = вТп/2\ ------—--------—---------- ,	(3.31)
\	COS2 0jl max c0S 01 min	/
где В определяют из (3.11).
Выигрыш в согласовании, получаемый за счет использования п
промежуточных ступенек,
I Tail max _ В _ Г_ / 2 — COS2 0t max COS2 01 min \ 1—1 _
T21	n/ \ COS2 Oj max—«И2 01 mfn /]	“
= _L 1	01 min + Sin 0lnMx W2 i pin 01 min — sinOjmaxW2 1~1
2 l\SinOlfnin—sin 0J max	\ sin 01 min+ sin 01 max/ •>
4	(3.35)
Вторая полоса, в которой обеспечивается согласование, лежит
симметрично первой 'Между значениями л—0imin и л—Qimax- Дли-
на ступенек I выбирается из условия, что эта полоса согласования
соответствует второму рабочему диапазону. Ширина рабочих диа-
пазонов в общем случае неодинакова, и здесь возможен некоторый
произвол. Наилучшее согласование достигается в случае, если t
выбирать из условия 02тгп = л—Bimax, откуда следует 1/(2/) =
= lAimin+l/itamax, что совпадает с выражением для непрерывного
рабочего диапазона
При таком выборе длины ступеньки вторая полоса согласова-
ния соответствует длинам ВОЛН Л2тгп^^^А,2тах, где Х2тах/Х2тгп =
= 1 +^2тахД 1ml п-^2тахД1тах-
Если Т.2тгп<Х2тгп, т. е. ширина второго диапазона по 0 боль-
ше, чем первого, вид рабочей характеристики следует выбирать
исходя из ширины второго диапазона. При этом в (3.34), (3.35)
будут фигурировать величины, соответствующие второму диапазо-
ну, а полоса согласования, соответствующая первому диапазону,
будет лежать В пределах Klmin^^Ximax, где Kimax/klmin = 1/(1 +
+ ^Iminl^2max—^1тгп/^2тгп ) •
Приведенные формулы совпадают с выражениями для непре-
рывного рабочего диапазона при 0imtn = n/2 (для определенности
будем считать, что более широким является первый диапазон).
Если же общий рабочий диапазон используется не водностью, при-
менение переходов с характеристиками вида (3.34) всегда позво-
ляет получить некоторый выигрыш в согласовании. Этот выигрыш
тем больше, чем меньше часть общего диапазона, в которой
требуется обеспечить согласование. Назовем величину
_ 2 тах/^2 min 1
^2 max/^l min 1
коэффициентом использования диапазона. В табл. 3.4 приведены
значения | Тц \тах/Т2°, определяющие выигрыш в согласовании за
счет использования п промежуточных ступенек при различном
числе п и различных значениях kKCn для фиксированного диапазона
Таблица 3.4
						
	1	1 2	3	*	1	1 Б |	6	
1,0 0,8 0,5 0,2 0,1	0,71	0,33 0,32 0,26 0,13 0,072	0,14	0,059 0,056 0,035 0,0090 0,0026	0,024	0,010 0,0087 0,0048 0,00061 0,000096
я = 7,2тах/^1тгп = 3. Случай &Исп= 1 соответствует непрерывному диа-
пазону
Как видно из табл. 3.4, при йисп=0,2 требуемое число ступенек
при одном и том же уровне согласования в 1,5 раза меньше, чем
при сплошном рабочем диапазоне, а при йИсп = 0,1 близкий уровень
согласования достигается при вдвое меньшем числе ступенек.
Вычисление волновых сопротивлений ступенек производится ли-
бо по приближенным формулам (3.27) — (3.29), либо по точным
формулам (3.22), (3.24). Нули коэффициента отражения опреде-
ляют из (3.34), (3 15):
cos2 0fe = {cos2 0Х тах + cos2 0Х min + (cos2 0Х тах —
— cos2 0Х mln) cos[(2k — 1) л/п]}/2.
Например, для четырехступенчатого перехода по формуле (3.27)
Po:Pi: Рг= 1 — 2(cos20lmax+cos20lnn-n)]:2[l +
+ cos 2 0Х тах cos 2 0Х т1п 4- (cos 2 0Х max 4- cos 2 0Х тгп)2/4]. (3.36)
Пусть, например, требуется рассчитать переход для перепада волновых соп-
ротивлений ш=4, обеспечивающий коэффициент отражения, не превышающий
0,0075 в рабочих диапазонах	и Ха	max,
ГДе Х = Х2 mmr/Xl mtn = 3; Xl max/71 тгп= 1,06; %2 max/Ха mtn = 1,2
Находим длину одной ступеньки
1 = /-2 max min/[2 (^2 max 4" 7Х min)] = ^2 max/8 = 3 X,x min/8
Определяем значения 0, соответствующие границам рабочих диапазонов
01 max = 2 Л l/^i min = 0,75 Л , 0Х = 2 Я //Хх тах = 2 я-3/(8.1,06) =
= 0,708я; 02 min — 2 Я //Л2 max — 0,25 Я ; 02 max = 2 Л //Х2 mln —
= 2 л-1,2/8=0,Зя.
Из этих выражений следует, что более широким по 0 является второй диа-
пазон и при расчете перехода следует исходить из ширины этого диапазона.
Полоса согласования, соответствующая первому диапазону, реализуется при
этом с некоторым запасом
^imaxAXmin= 1/(1 4-1/3 —1.2/3) = 1,07 ; 0xmin = O,7n.
Коэффициент использования диапазона
1,2 — 1
^Hcn = 2 $___J —0,2.
Величина |T2i| max, соответствующая требуемому допуску на рассогласование,
irimax/ VX — 1П Lx « 0,0075.
Определяя по формуле (3 11)	T°2i=(w—1)/(2	=0,75, находим
1 Т’г 11 тах/Т°21 = 0,01
В общем случае необходимое число ступенек подбирается с помощью выра-
жения (3 35) Для рассматриваемого примера х=3 можно воспользоваться
Данными табл 3 4, при составлении которой соответствующие расчеты были про-
деланы.
Согласно табл 3 4 требуемый допуск на рассогласование реализуется в слу-
чае АИсп = 0,2 при п=4 с небольшим запасом: |T2i|max/T021=iO,009; ITImox»
« 17211 mM=0,009 0,75 =0,00676.
Согласно (3 36), используя найденные граничные значения 0, получаем
po ’ Pi : р2 = 1 [—2i(cos 1,5л + cos 1,4л)] : 2[1 + cos 1,5л • cos 1,4л + (cos 1,5л +
+ cosl,4n)2/4] = l 0,6180 2,0477
Из (3 29) находим 2ро(1 +0,0180 +2,0477+0,6180+1) =1п 4, откуда ро=О,1®12;
Pi=0,0811.
По (3 28) определяем волновые сопротивления ступенек ач = ехр(0,2624) =
= 1,300; а-2= 1,300 ехр (0,1622) = 1,529; ш4=4/1,300=3,077; ш3 = 4/1,529=2,616
При непрерывном рабочем диапазоне требуемый допуск на рассогласование
|7’2i|mclx/7’(,2i = 0,01 реализуется при п=6 Производя вычисления по (3 28) —(3 30)
н используя значения Д = 2(х— 1)/(х+1) =2(3—1)/(3+1) = 1, cos (лД/4) = 1/j/2\
находим
Ро: Р1: Ра : Рз= 1: 3 : 21/4 : 25/4 ; р0 = 0,028; ^= 0,084;
ра = 0,147; ш1= 1,058; ьу2=1,251; ьу3= 1,679; w4 = 2,383 ;
= 3,197; шв = 3,782.
Профили обоих переходов условно показаны на рис 3 8,а, б
Четырехступенчатый переход для непрерывного рабочего диапазона х=3
позволяет получить согласно первой строке табл 3 4 17’21|т<и/7'()21=0,059, что
при w — 4 соответствует |Г|тм=0,044 Волновые сопротивления ступенек этого
перехода
№1=1,177; №2=11,631, а’з=2,452, ш4=3,398
Профиль этого перехода показан на рис 3.8,а штриховой линией
Применение переходов с меньшим числом ступенек помимо уменьшения дли-
ны н упрощения конструкции позволяет уменьшить требования к точности
выполнения ступенек Ошибки в реализации коэффициентов отражения отдель-
ных ступенек моги рассматриваться как добавка к требуемому точному зна-
чению и в первом приближении складываются с учетом нх знака н фазы (при
неточной длине ступеньки) При меньшем числе ступенек суммарная погреш-
ность уменьшается
Аналогичная методика синтеза применима и в случае большего, чем два,
числа рабочих полос Распредетение нулей коэффициента отражения выбирается
таким образом, чтобы нули соответствовали значениям 0, лежащим в пределах
рабочих полос. Ввиду обязательного условия симметрии расположения нулей
относительно значения 0=я/2 часть нулей может оказаться между рабочими
полосами. Длина ступенек подбирается таким образом, чтобы обеспечить мак-
симально возможную симметрию рабочих полос по 0 с тем, чтобы использовать
нули наиболее экономным образам. Вычисление волновых сопротивлений ступе-
нек производится по формулам (3.27) — (3 29).
Отметим одну особенность переходов описанного типа, для чего обратимся
к формуле (3.32), из которой видно, что по мере увеличения разноса между
рабочими полосами вторая ступенька уменьшается и при 0ср = л/4 исчезает,
сливаясь с первой. Одновременно третья ступенька сливается с четвертой
(Р1=Рз=0). При этом переход вырождается в двухступенчатый со ступеньками
вдвое большей длины и биномиальным распределением коэффициентов отраже-
ния ро: pi: р2=1 : 2 :1, соответствующим обычной максимально-плоской характе-
ристике для непрерывного диапазона.
Это явление связано с тем, что характеристики перехода описываются функ-
циями от cos 0 и, следовательно, являются частотно-периодическими При этом
переход, рассчитанный на некоторую рабочую длину волны Zo, имеет полосы
согласования на гармониках: третьей, пятой н т. д. Случай 0ор = я/4 соответ-
ствует трехкратному разнесению рабочих длин волн
При дальнейшем увеличении разноса между рабочими полосами переход
становится немонотонным, т. е. знаки р, в таком переходе будут чередоваться,
а волновые сопротивления ступенек соответственно попеременно возрастать и
убывать вдоль перехода.
3.4. Немонотонные ступенчатые переходы. Переходы малой
длины. Переходы без промежуточных значений волновых
сопротивлений
Описанные в предыдущих разделах переходы — оптимальные в
том смысле, что они обеспечивают требуемый вид характеристики
согласования в заданных рабочих диапазонах при использовании
наименьшего числа промежуточных ступенек. Это, однако, не оз-
начает, что длина таких переходов минимально возможная, пос-
кольку длина перехода определяется как числом ступенек, так и
их длиной.
Длину ступеньки в описанных выше переходах выбирают рав-
ной четверти некоторой средней рабочей длины волны. Указанный
выбор связан с условием симметрии распределения нулей коэффи-
циента отражения относительно значения 0=л/2 и желанием обес-
печить такую же симметрию расположения рабочего диапазона с
тем, чтобы все нули коэффициента отражения соответствовали ра-
бочим длинам волн. При этом требуемый уровень согласования
обеспечивается наименьшим возможным числом нулей и соответ-
ственно наименьшим числом ступенек.
В тех случаях когда желательной является малость общей дли-
ны перехода, можно использовать ступеньки уменьшенной длины.
При этом часть нулей коэффициента отражения окажется вне ра-
бочего диапазона. Если длина ступеньки мала настолько, что все
значения 0, соответствующие рабочему диапазону, меньше л/2, в
рабочем диапазоне будет находиться не более половины общего
числа нулей коэффициента отражения. Если 0,<л/2 — нуль ко-
эффициента отражения, лежащий в рабочем диапазоне длин волн,
то симметричный ему и обязательно существующий нуль
л—0,>л/2 соответствует длине волны, меньшей, чем минимальная
длина волны рабочего диапазона.
Характеристики, аналогичные описанным в предыдущих разде-
лах, могут быть получены и в этом случае; однако для их реализа-
ции необходимо вдвое большее число ступенек. Если длину сту-
пеньки выбрать существенно меньшей, чем четверть длины волны,
то, несмотря на увеличение общего числа ступенек, длина перехода
будет меньше.
Пусть 10 — четвертьволновая длина ступеньки, определяемая
(3.17). При длине ступеньки 1 = 101т (т>1) электрическая длина
ступеньки 0 изменяется в рабочем диапазоне длин волн в пределах
втгп 0 Вшах, ГДе 0mjn =—- —-—=- f 1---------—
т 14-х 2т \	2

Чебышевская равноколебательная характеристика описывается
в данном случае формулами (3.34), (3.35), в которых необходимо
отбросить индекс 1. Фактически такой переход имеет две полосы
пропускания, причем вторая соответствует произвольно малой
длине волны, а длина ступеньки 1=101т равна четверти средней
для этих двух полос длины волны и соответственно также являет-
ся произвольно малой величиной.
При уменьшении длины ступеньки выражение (3.35), опреде-
ляющее выигрыш в согласовании, стремится к конечному пределу:
2 (( ^тах + ^mln W8 । / ^тах — ^min \п''г
Как следует из (3.37), длина ступенек практически не влияет
на коэффициент отражения и может быть выбрана произвольно
малой. Необходимо лишь, чтобы при выбранной длине ступе-
нек так были подобраны, чтобы характеристика перехода имела
вид (3.34). Число ступенек, необходимое для получения требуе-
мого уровня согласования, как показывает сравнение с (3.19),
(3.20), должно быть приблизительно вдвое большим, чем в случае
обычного перехода с четвертьволновыми ступеньками.
В качестве примера рассмотрим параметры перехода, соединяющего линии
с перепадом волновых сопротивлений w=2 и рассчитанного для двухкратного
диапазона длин волн В табл 3 5 приведены значения |Г|тах и общей длины
перехода L в зависимости от числа ступенек п и отношения 1/10. Первая строка
таблицы относится к обычному чебышевскому переходу.
Вычисление волновых сопротивлений ступенек, реализующих требуемую ха-
рактеристику, следует производить по точным формулам (3 22), (3 24), а прн
Таблица 3.5
п	Z/Zo	I	| Г | max
2	<	1/3	0,050
	1/3	2/9	0,065
4	1/10	1/15	0,076
6	1/10	1/10	0,026
большом числе ступенек — по точной методике [1, 2] либо численными мето-
дами, причем в последнем случае в качестве начального приближения можно
использовать приближение однократного рассеяния Результаты расчетов для
переходов, приведенных в табл 3 5, даны в табт 3 6 На рис 3 9 условно
показаны профили этих переходов
Таблица 3.6
W1	w2	|	w3	u.	|	и.	, ws
1,220 1,694 5,471 4,482	1,640 0,792 0,195 0,181	2,524 10,243 10,140	1,180 0,366 0,197	11,071	0,446
'Как видно из таблицы и рисунка, при уменьшении длины ступенек профиль
перехода существенно усложняется, что накладывает практические ограничения
на минимально достижимую длину Реально можно обеспечить ие более чем
двух-трехкратное уменьшение длины Другое ограничение связано с влиянием
реактивных полей, возникающих на стыках ступенек Наличие этих потей при-
водит к некоторому изменению величины и фазы коэффициентов отражения и
передачи стыков и их частотной зависимости, а также к дополнительной связи
между ступеньками за счет реактивных полей При уменьшении длины ступеиек
и увеличении перепадов волновых сопротивлений соседних ступеиек влияние
этих полей становится существенным
Мешающее влияние реактивных полей может быть уменьшено введением
дополнительных реактивных неоднородностей, компенсирующих реактивность
Ряс. 3.9
Ряс. 3.10
стыков Другой способ заключается в коррекции длин ступенек и перепадов
волновых сопротивлений
Эквивалентная схема скачка волновых сопротивлений с учетом реактив-
ности стыка показана на рис ЗЛО Матрица передачи такого соединения равна
произведению четырех матриц передачи, соответствующих левому отрезку под-
водящей линии, имеющем} электрическую длину 0/2, шунтирующей реактивной
проводимости 1 В, скачку волновых сопротивлений w и правому отрезку линии
длиной также 0/2
где р=(ш—l)/(w+l).
' Комбинация собственного скачка волновых сопротивлений и шунтирующей
.проводимости, соответствующая среднему миожителю, эквивалентна некоторому
«стоакнпиюму скажу волновых сопротивлений, имеющему коэффициент отра-
жения р»в и включенному между двумя отрезками подводящих линий с элек-
трическими длинами ф1 и <р2. Матрица передачи такого соединения
(3.39)
Приравнивая элементы (3.39) и среднего множителя (3.38), находим:
2 _ 1+[B(1+P)/(2.P)JL >р2.
Рэк-Р 1 + (В(1+р)/2]«
<Pi= у {arcts[y (1 + р)] + arctg [«гр- (1 + р)]) ;
ф2= "г" {arctg [т (1 +p)]~arctg С1 +р)] } •
Поскольку |р| <1, либо <pi либо q>2 является отрицательной величиной в зави-
симости от знаков В и р.
С учетом этих равенств матрицу передачи соединения, показанного на
рис. 3.10, можно записать в виде
II еке/2+Ф,) ; о	II
II ТII = II 0	; е-Ке/24-Ф,) || Х
1	|| 1	; Рэк|| || е1'0/^’’ ; о	||
XVT^rL; 1 IIII о ; е-и0/^.> || •
При расчете ступенчатого перехода определяют требуемые значения коэф-
фициента отражения от ступеньки ртр и электрических длин подводящих отрез-
ков 0Тр/2. Для найденного значения рТр определяют соответствующее ему зна-
чение реактивной проводимости В *. После этого находят значение р, несколько
меньшее, чем ртр, реализующее эквивалентное значение рЭк=ртР, н электри-
ческие длины tpi н фа, на которые следует изменить длины подводящих отрез-
ков с тем, чтобы их эквивалентная длина равнялась требуемой-
01/2 + фа = 0Тр/2; 0а/2-|-фл = 0тр/2.
Обычно шунтирующая проводимость является емкостью (В>0). При чере-
довании ступенек с большими и малыми значениями волновых сопротивлений
длина ступенек с большим волновым сопротивлением увеличивается, а с ма-
лым — уменьшается (при р>0 ф1>0, Фа<0, при р<0 ф1<0, фа>0).
В случае емкостной реактивности частотный характер изменения ф1 и ф2
близок к характеру изменения 0 н переход сохраняет требуемые свойства в
широком диапазоне длин волн
На рис. 3 11 условно показаны профили нескорректированного (сплошной
линией) и скорректированного (штриховой линией) переходов
Рнс. 3.11
Другой разновидностью немонотонных переходов, представляю-
щей практический интерес, являются переходы без промежуточных
значений волновых сопротивлений. Такие переходы удобны при
соединении стандартных линий, а также линий различной геомет-
рической структуры, когда реализация промежуточных значений
волнового сопротивления может вызвать затруднения.
* Для случая коаксиальной линии значения В приведены в [3, 4].
Наиболее простой случай такого перехода показан на рис. 3.1?
и описан в [4]. В этом переходе, содержащем две ступеньки, не
используются промежуточные значения волновых сопротивлений,
и весь переход выполняют из отрезков соединяемых линий.
U) 1 Ц) 1 Uf
Рис. 3.13
Рис. 3.12
Характеристика перехода описывается формулой (3.13) для
и = 2, в которой необходимо принять ро = —pi=(w—1)/(оу + 1);
Та = Д+	( cos- 0 - УА U	1 _ 15+121 si„. 0Т.
“ (1' 7^)’ \	1 /	2	-	1
Коэффициент отражения обращается в нуль при
0 = arc sin [Уw/(w + 1)] «жarctg []Лг>+	.
Длина ступеньки
I = (Хо/2я) arctg [f/w+ l/w+ 1“‘ ],
где Ло — средняя длина волны рабочего диапазона.
При малых значениях w это выражение стремится к Хо/12, а
общая длина перехода — к Zo/б. При увеличении w длина перехо-
да стремится к нулю.
Пусть Л=Хо+ДЛ. При АШо<С1.
Г ~ и»—1 arctg (tei-j- 1 /аг?-ф-1)~1/2 Д %
V® (®+i/t«+i)—1/2
При малых значениях
Г « [л/(2 )/3) ] [ (“»—1)/АШо.
При больших значениях w
Г а; [ (w— 1) / ^w] ДЛДо-
Сравнивая эти выражения с (3.2), описывающим четвертьволно-
вый трансформатор, находим, что рабочая полоса описанного пе-
рехода на 15—20% уже, чем у четвертьволнового трансформатора,
а его длина при реальных значениях w в 1,5—2 раза короче.
Более широкополосным является ступенчатый переход, показан-
ный на рис. 3.13, содержащий четыре промежуточные ступеньки,
причем длина крайних ступенек меньше длины средних. Частотная
характеристика такого перехода описывается выражением
= т°21 -1±£- (1 + Р2 - 2 cos 2 02 +	cos 2 (0Х + 02) -
(1--р2)2 I	1-ГР
---ДР*- [2 cos29x —cos2 (е2—ех)]	(3.40)
где p=(w—l)/(w + l); 0i = 2nZi/X; 02 = 2nZ2/X — электрические дли-
ны ступенек; h, Z2 — длины ступенек (см рис. 3 13).
Выражение (3 40) получено непосредственным перемножением
матриц передачи отдельных ступенек. При надлежащем выборе Zi
и /2 частотная характеристика (3 40) практически совпадает с
частотной характеристикой двухступенчатого чебышевского пере-
хода. На рис. 3.14 показана величина |72i/72i°| для перехода со
следующими параметрами: w = 2; Oi/02 = Zi/Z2=O,35; Z, = 2Zi + 2Z2 =
= 0,346 Хер, где L — общая длина перехода; Хср = 2ХтахХтгп/(лтол.Ч-
4“Хтгп) .
По оси абсцисс отложена величина Ог/Огср, где 02cP = 2nZ2/Xcp.
Штриховой линией для сравнения показана частотная характерис-
тика двухступенчатого чебышев-
ского перехода, имеющего тот же
допуск на рассогласование. Как
видно из рисунка, рабочая полоса
чебышевского перехода несколь-
ко шире.
Меняя длины ступенек, можно
изменять ширину рабочей поло-
сы и реализуемый в этой полосе
допуск на рассогласование. Связь
между шириной рабочей полосы
и допуском на рассогласование
приблизительно та же, что и в слу-
чае двухступенчатого чебышев-
ского перехода. В табл. 3.7 приве-
дены значения общей длины пе-
рехода L/k^, величины | 7’21/7’21<>|, характеризующей выигрыш в
согласовании, получаемый за счет использования перехода, и ко-
эффициента перекрытия диапазона х в зависимости от отношения
h/h для нескольких значений w Там же для сравнения приведена
величина х/хЧеб,
где Хчеб — коэффициент перекрытия диапазона двухступенчатого
чебышевского перехода, имеющего тот же допуск на рассогласо-
вание. Данные таблицы получены путем численного анализа вы-
ражения (3 40).
Как видно из таблицы, рабочая полоса описанного перехода
на 5—15% уже полосы двухступенчатого чебышевского перехода,
а длина — на 25—40% короче (длина двухступенчатого чебышев-
ского перехода равна 0,5 ЛСР) -
Таблица 5.7
	|	ЬАСР		Z	
		14) = 1,5		
0,350	0,359	0,078	1,59	0,96
0,400	0,357	0,200	2,10	0,92
0,450	0,355	0,316	2,60	0,90
		w = 2		
0,350	0,346	0,097	1,66	0,94
0,400	0,343	0,217	2,16	0,91
0,450	0,340	0,327	2,63	0,89
0,500	0,338	0,432	3,11	0,86
		ьу=3		
0,325	0,319	0,080	1,59	0,95
0,375	0,315	0,194	2,03	0,90
0,425	0,312	0,300	2,46	0,88
Глава 4. СТУПЕНЧАТЫЕ ПЕРЕХОДЫ
ДЛЯ СОГЛАСОВАНИЯ КОМПЛЕКСНЫХ
НАГРУЗОК
4.1. Общие соотношения
Пусть линия, имеющая волновое сопротивление И7о, нагружена
на комплексное сопротивление Z=/? + iX, причем величины R и X
зависят от частоты. Для улучшения согласования линии с нагруз-
кой может быть использован специальный согласующий ступенча-
тый переход.
Согласующий переход для комплексной нагрузки состоит из
двух частей (рис. 4 1). Ступенчатая линия, непосредственно сое-
диняемая с нагрузкой, приближенно трансформирует комплексное
сопротивление Z в некоторое действительное постоянное сопротив-
ление W. Вторая ступенчатая линия трансформирует сопротивле-
ние W в заданное сопротивление питающей линии Wo.
Расчет перехода разбивается на две независимые задачи. Вна-
чале рассчитывают ступенчатую линию, которая будучи нагружена
на заданное сопротивление Z, имеет на входе коэффициент отра-
жения, не превышающий в заданном диапазоне длин волн требуе-
мый допуск на рассогласование. Входное сопротивление этой наг-
руженной линии W определяют в результате решения Задачи син-
теза. Затем по найденному значению W рассчитывается ступен-
чатая линия, соединяющая это сопротивление с питающей линией.
Методы расчета различных видов таких линий описаны в гл. 3
Обе части перехода соединяются отрезком линии с волновым
сопротивлением W. Длина отрезка Г (рис. 4.1) произвольна и вы-
бирается из конструктивных соображений. В частности, она может
равняться нулю, т. е. ступенька с волновым сопротивлением
непосредственно соединяется со ступенькой, имеющей волновое
сопротивление При этом волновое сопротивление W физически
в переходе не реализуется и фигурирует лишь как формальная ве-
личина при расчетах.
Рис. 4.2

Перейдем к рассмотрению задачи синтеза перехода, трансфор-
мирующего комплексное сопротивление Z в постоянное действи-
тельное сопротивление W. Пусть ступенчатый переход, у которого
волновое сопротивление входной ступеньки W, а выходной WIt
подключен к комплексной нагрузке Z (рис. 4.2) с помощью сое-
динительного отрезка линии длиной 1\. Этот отрезок в дальнейшем
рассматривается как составная часть нагрузки, которая может
быть охарактеризована комплексным коэффициентом отражения
Г= |Г|е|(Р= Z-^-exp(-i^Y
Пусть амплитуда прямой волны в выходном сечении перехода
(см. рис. 4.2) равна 1. При этом амплитуда обратной волны равна
Г, а во входном сечении перехода амплитуды прямой и обратной
волн определяются выражениями:
“пр вх=Тц4-Т12Г;
“обр ВХ = 7*21 + Г,
где Тгз — коэффициенты матрицы передачи перехода.
Результирующий коэффициент отражения Грез, отнесенный к
входному сечению, равен отношению амплитуд обратной и пря-
мой волн:
Грез — “обр вх/“пр.вх = (7'21+7'22 Г)/(Т1!! + Т12 Г).	(4.1)
Как показано в приложении 2, из условия взаимности и отсут-
ствия омических потерь в переходе вытекают следующие соотно-
ше”и2 межДУ коэффициентами матрицы передачи: 722 = 7ц*, 7i2 =
= /21*.
Согласно (3.5) коэффициенты Тц и Тц выражаются через коэф-
фициенты отражения 5ц и передачи S2i перехода следующим об-
разом. 7'1!= I/S21; Т21 = S]1/S21.
Подставляя эти выражения в (4.1), получаем
Sn + Г S21/S2I
1 + S11 Г S21/S2l
(4.2)
Пусть S2i= |52i I e1 ч>«. Использовав это выражение, запишем
(4.2) в виде
Греа=(5ц + Ге2«М/(1+5;]Ге2^.).
Условие согласования, таким образом, сводится к следующе-
му:
Зц = — Г ехр (2i <р21),	(4.3)
т. е. коэффициент отражения перехода Sn должен быть равен ко-
эффициенту отражения от нагрузки Г, взятому с обратным зна-
ком и с учетом фазового набега, связанного с двухкратным про-
хождением волны через переход.
Если Зц = —Г ехр (2i<p2i)+AS, где AS мало, результирующий
коэффициент отражения
Грез«Д$/(1-|Г|2).	(4.4)
В приближении однократного рассеяния коэффициент переда-
чи перехода £21 = ехр (—in0), где п — число ступенек перехода;
0=2л//Л — электрическая длина ступеньки, а коэффициент отраже-
ния Sn описывается полиномом ступени п от
аргумента ехр(—2i0) ([см. выражение (3.25)]:	Ь
Зц = Рпехр(—2i6), коэффициентами которого	‘"'х
Являются коэффициенты отражения от отдель- г*е Ах га \ z
Иых ступенек.	~т4	—I—
Комплексная переменная z = exp(—210)	/
при изменении длины волны описывает на ком-
плексной плоскости часть единичной окружно-	pi
сти (рис. 4.3). Задача синтеза перехода сво- Рис. 4.3
дится при этом к определению полинома
Pn(z), аппроксимирующего комплексную функцию —Г(г)гп для
значений z, лежащих на заданной кривой в комплексной плоскости.
Поскольку коэффициенты Pn(z) являются действительными
величинами, полином обладает следующими свойствами:
ImPn(-l)=0; Pn(z*) = P„’(z);
Чтобы аппроксимация была возможна, коэффициент отражения
от нагрузки Г, рассматриваемый как функция комплексной пере-
менной z, зависящей, в свою очередь, от частотной переменной
f)~f, где f — частота, должен обладать аналогичными свойствами:
1шГ{г(л/2)}-0;	(4.5 а)
Г{г(л-0)}==Г*{2(0)}.	(4.5 6)
Условие (4.5 а) может быть «выполнено за счет выбора длины:
соединительного отрезка лийии между нагрузкой и переходом. Эта
длина всегда может быть подобрана таким образом, чтобы пр»
длине волны, принимаемой за центральную длину волны рабочего
диапазона, коэффициент отражения Г принимал чисто действи-
тельное значение. От.знака Г при атом зависит требуемый знак
коэффициента отражения от ступенек и, следовательно, харак-
тер изменения волновых сопротивлений ступенек в переходе —их
убывание или возрастание. Если желательным является какой-ли-
бо определенный характер их изменения, знак Г может быть из-
менен добавлением к соединительной линии четвертьволнового от-
резка.
Обратимся к условию (4.5 6). Если коэффициент отражения Г
обладает требуемым свойством симметрии по отношению к ка-
кой-либо частоте fo, лежащей в пределах рабочего диапазона, т. е.
Г(/о + А/)=Г*(/о-А/),	(4.5 в)
эту частоту следует принять за центральную частоту рабочего ди-
апазона и длину ступенек I выбрать равной четверти длины вол-
ны на этой частоте. Условие (4.5 в) может выполняться прибли-
женно. В этом случае вместо Г (?) можно рассматривать «симмет-
ризованное» значение
Т(/) = [Г(/) + Г*(2/0-т/2.
При такой замене рассматриваемое значение Г (?) отличаете»
от истинного значения F(f) на величину
АГ = [Г (/) —Г* (2/0—/)]/2.
Это приводит к добавке к результирующему коэффициенту от-
ражения, связанному с неточностью аппроксимации AS. По ана-
логии с (4 4) добавка
А Греэ= АГ/(1 —|Г|2).
Замена Г (?) на Г (f) допустима, если добавка меньше требу-
емого допуска на рассогласование. В значительной степени вы-
полнение условия (4.5 в) зависит от выбора волнового сопротив-
ления IFi отрезка линии, соединяющего нагрузку с переходом; по-
этому этот выбор обычно требует некоторой численной оптимиза-
ции
В тех случаях когда Г (/) не обладает требуемой симметрией,
за центральную длину волны рабочего диапазона следует принять
минимальную длину волны этого диапазона и длину ступенек
выбрать равной четверти этой длины волны. Значения 0, соответ-
ствующие рабочему диапазону, лежат при этом >в пределах
л/(2х)^е^я/2л где %=ктаг/ктгп.
Для симметричных значений 0, лежащих в пределах л/2<0^
л/(2х), коэффициент отражения можно формально доопре-
делить в соответствии с условием (4.5 6). При таком выборе цен-
тральной длины волны эквивалентная ширина диапазона, для ко-
торого синтезируется согласующий переход, расширяется и состав-
ляет
%эк= [«—+(2 х)]/[ л/(2х)] = 2х — 1,
что, естественно, усложняет задачу синтеза.
4.2. Согласование в дискретных точках
Аппроксимация функции —Г(г)гп полиномом может осуществ-
ляться различными способами. Можно воспользоваться, например,
интерполяционной формулой Лагранжа, которая позволяет постро-
ить полином Pn(z), совпадающий с аппроксимируемой функцией
в п+1 произвольно задаваемой точке. В общем случае формула
Лагранжа имеет следующий вид:
(Х1—Х2) (*! — •
где Xt, Х2,..., Xn+i — точки, в которых происходит «сшивание» по-
линома с аппроксимируемой функцией f(x); fi, fi,..., fn+i — зна-
чения аппроксимируемой функции в точках «сшивания».
В рассматриваемом случае на полином накладывается допол-
нительное условие действительности его коэффициентов. Это ус-
ловие будет выполнено, если «сшивание» производится в комплек-
сно-сопряженных точках и значения аппроксимируемой функции
в этих точках комплексно-сопряженные.
Пусть п+1—выбранное число точек сшивания. Оно опреде-
ляет степень аппроксимирующего полинома и, следовательно, не-
обходимое число и промежуточных ступенек в согласующем пе-
реходе. По выбранным значениям длин волн при которых
требуется обеспечить согласование нагрузки с питающей линией,
находят значения электрической длины ступеньки 0i=2nZ/Af, где
I — геометрическая длина ступеньки, определяемая из соображений,
приведенных выше, и обеспечивающая по возможности выполне-
ние условий (4 5 а,б).
Сопряженным значениям комплексной переменной z соответст-
вуют значения 93, расположенные симметрично относительно зна-
чения 0=л/2 : 9; = п—0г-. Длины волн, удовлетворяющие этому ус-
ловию, связаны соотношением Ау= ~—— > что накладывает оп-
I- Aj/(2Z) I
деленные ограничения на выбор точек «сшивания».
Если заданные точки «сшивания» не являются комплексно-со-
пряженными, следует увеличить их число, добавив для каждого
значения zt комплексно-сопряженную точку и формально доопре-
делив Г(г) в этой точке как комплексно-сопряженное значение
Г(г{). Таким образом, общее число точек «сшивания» может ока-
заться большим, чем это первоначально задано.
Пусть
гх = ехр (—2i 0Х),	= ехр [ — 2i (л — 0Х)] = ехр (2i 0Х),
z2= ехр ( —2i 02), z* = exp(2i02),
—	значения комплексной переменной z в точках «сшивания»;
Г1== — Г(01)ехр( — 2ira0x),	— Г (л—01)ехр(21га01), Г2, Tj,...
—	значения аппроксимируемой функции в этих точках.
Если «4-1 — нечетное число, одной из точек «сшивания» долж-
на быть точка_ 2п/г+1 = ехр (—2in/2)= — 1. Соответствующее значе-
ние Гп/2+1 = —Г(л/2) должно быть чисто действительным согласно
условию (4.5 а).
С учетом введенных обозначений выражение для Pn(z), получа-
ющееся из формулы Лагранжа, имеет следующий вид:
(Zi—Zj (Zi—z2)(zx—z2)...
p, (z —zt) (z—z2) (z—z2)...
1	г2)(г;—г;)...
,	(г г1)(г г;)(г г;),..	,
(4.6)
(z2 —zi) (z2—z’) (z2—z2) • • •
Нетрудно видеть, что после перемножения и приведения подоб-
ных членов коэффициенты Pn(z) получаются чисто действительны-
ми. Они являются искомыми коэффициентами отражения от ступе-
нек рг, по которым определяют значения волновых сопротивлений
ступенек.
Формула (4.6) описывает ступенчатый переход, позволяющий
обеспечить согласование в п-j-l точке рабочего диапазона при
использовании минимально возможного числа ступенек га. Такой
переход, однако, может оказаться труднореализуемым из-за слиш-
ком больших или слишком малых значений волновых сопротивле-
ний ступенек, необходимых для его реализации. В этом случае
можно увеличить число ступенек. Тогда в выборе их волновых со-
противлений появляется дополнительная степень свободы, которая
может быть использована для обеспечения приемлемых значений
сопротивлений.
Так, при добавлении одной ступеньки полином, описыва-
ющий переход, обеспечивающий согласование в га-|-1 за-
данной точке, получается из общей формулы (4.6), если в послед-
ней умножить величины Г, на z, = exp(—2i0t) в соответствии с
увеличением числа ступенек на единицу и добавить условие, чтобы
в некоторой точке х0 полином принимал значение С', где х0 и С' —
произвольные действительные числа. Действительность х0 и С'
необходима для того, чтобы обеспечить действительность коэффи-
циентов полинома. Комбинация двух параметров х0 и С' фактиче-
ски сводится к одному произвольному параметру. Положив хо = 0
и C'=CziZ*!Z2z*2..., получим следующее выражение для полино-
ма, описывающего переход, содержащий п-f-l ступеньку:
Pn+l (z) = z Рп (z) + С Qn+i (z),	(4.7)
где Pn(z) определяется (4.6); Qn+1 (г) = (г—z{) (z—z*i) (z—z2)...;
С — произвольное действительное число, положительное или отри-
цательное.
Последнее слагаемое в (4.7) описывает ступенчатый переход,
соединяющий две линии с действительными волновыми сопротив-
лениями, причем нули коэффициента отражения этого перехода
совпадают с точками «сшивания». Формула (4.7) соответствует
наложению двух ступенчатых линий, одна из которых, описываемая
первым слагаемым, обеспечивает согласование в заданных точках
рабочего диапазона, а другая — желаемое повышение или пони-
жение волновых сопротивлений ступенек в зависимости от знака
С. Отметим, что в рассматриваемом приближении однократного
рассеяния взаимодействие отражений от ступенек обеих линий от-
сутствует.
При необходимости можно использовать большее число проме-
жуточных ступенек. В случае двух дополнительных ступенек по-
лином, описывающий согласующий переход,
Рп+2 (z) = z2 Рп (г) + (С, + С2 z) Q„+1 (z).	£4.8)
Последнее слагаемое в этом выражении соответствует наложе-
нию двух ступенчатых линий, сдвинутых друг относительно друга
на длину ступеньки В одной из них сопротивления ступенек мо-
гут возрастать, а в другой — убывать, что позволяет при соответ-
ствующем подборе Ci и С2 оставаться в пределах реализуемых на
практике значений волновых сопротивлений, ограниченных как
сверху, так и снизу. Форма получающегося при этом согласующе-
го перехода иллюстрируется рис. 4.4.
а)	б)
Рис. 4.5
Рис. 4.4
4.3.	Согласование в непрерывном рабочем диапазоне* 1
В тех случаях когда требуется согласовать нагрузку в непре-
рывном диапазоне длин волн, применение формул (4.6) — (4.8)
может оказаться неудобным, поскольку при большом числе точек
«сшивания» они обычно приводят к труднореализуемым значениям
волнового сопротивления ступенек Кроме того, при увеличении
числа точек «сшивания» характер изменения интерполяционного
полинома резко усложняется, что приводит к ухудшению согласо-
вания в областях, лежащих между точками «сшивания».
При непрерывном рабочем диапазоне построение аппроксими-
рующего полинома производится численными методами. При чис-
ленном решении подобных задач наиболее важными моментами яв-
ляются выбор варьируемых параметров и построение начального
приближения. Варьируемые параметры желательно выбирать та-
ким образом, чтобы изменение каждого из них приводило к ясно
предсказуемым изменениям представляющих интерес характери-
стик решения, а начальное приближение должно обладать харак-
терными особенностями, присущими окончательному решению С
этой точки зрения наиболее удобными параметрами, определяю-
щими частотные характеристики и структуру согласующего пере-
хода, являются нули его коэффициента отражения.
Запишем коэффициент отражения перехода Stt в виде
(3.26):
(4.9)
где z = exp(—2i6K
Коэффициент А является действительной постоянной __________
ной. Ее выбор определяет абсолютную величину коэффициента от-
ражения согласующего перехода. Знак А определяет знак коэф-
фициентов отражения от ступенек перехода, т. е. убывание или
возрастание их волновых сопротивлений, и выбирается в зависи-
мости от знака коэффициента отражения от нагрузки.
Нули коэффициента отражения zf следует подбирать таким об-
разом, чтобы обеспечить требуемый характер изменения модуля
и фазы коэффициента отражения перехода в рабочем диапазоне,,
причем модуль коэффициента отражения равен произведению мо-
дулей отдельных сомножителей, а фаза — сумме аргументов сом-
ножителей.
Модуль одного сомножителя геометрически равен расстоянию
на плоскости комплексного переменного между точками z и zif.
а аргумент равен углу между направлением отрезка, соединяюще-
го точки z и гг, и направлением, параллельным действительной
оси (рис. 4.5,а,б). За положительное направление отсчета фазы
принято направление против часовой стрелки. (На рис. 4.5 <р1И
показаны отрицательными).
В переходах, описанных в гл. 3, нули коэффициента отражения
1 Методика расчета ступенчатого трансформатора для получения оптималь-
ного согласования комплексной нагрузки с фидером в непрерывной широкой по-
лосе предложена А Г Курашогым
величи-
располагались на единичной окружности. При этом модуль ко-
эффициента отражения при изменении 0 обращался в нуль в не-
которых точках рабочего диапазона, а фаза в этих точках скач-
ком изменялась на л. Если же нули располагаются не на единич-
ной окружности, модуль коэффициента отражения в нуль не об-
ращается, а изменение фазы происходит плавно.
Рассмотрим несколько примеров, иллюстрирующих влияние ме-
ста расположения нуля в комплексной плоскости z на вид ампли-
тудной и фазовой зависимостей Зц от частоты, а также возмож-
ности построения начального приближения, при котором фаза и
модуль Зц изменяются с частотой требуемым образом. Пусть на-
пример, нуль z, расположен в левой полуплоскости внутри единич-
ной окружности (рис. 4.5,а). С ростом частоты электрическая дли-
на ступеньки 0 возрастает и комплексная переменная z=exp(—2i0)
описывает часть единичной окружности в направлении по часовой
стрелке. Рабочему диапазону соответствует дуга, расположенная
в левой полуплоскости симметрично относительно точки z= 1
(0 = л/2). Фаза коэффициента отражения <рщ при этом является
отрицательной величиной и с ростом 0 убывает, причем убывание
<риг происходит быстрее, чем изменение величины —20, характери-
зующей фазу, вносимую двухкратным прохождением волны через
ступеньку.
Если фаза коэффициента отражения от нагрузки имеет убыва-
ющий с ростом частоты характер, добавление к переходу ступень-
ки, соответствующей нулю, расположенному внутри единичной ок-
ружности, позволяет скомпенсировать как частотное изменение фа-
зы коэффициента отражения от нагрузки, так и частотное измене-
ние фазы, связанное с удлинением перехода на одну ступеньку.
Например, в двухкратном рабочем диапазоне длин волн при обыч-
ном выборе длины ступеньки согласно (3.17) л/3^0^2л/3. Фаза,
вносимая двухкратным прохождением волны через ступеньку, ме-
няется в этом диапазоне от —120 до —240°. Если нуль находится
в точке z =—0,5 (рис. 4.6,я), то срцг изменяется от —90 до —270° и
превышает изменение —20 на 60°. Модуль z—гг изменяется в этом
случае от 0,866 на краях диапазона до 0,5 в его центре. При сме-
щении нуля влево модуль и фаза z—гг изменяются более резко.
Если нуль расположен вне единичной окружности (рис. 4.5,6),
<Рпг с ростом частоты преимущественно возрастает. В частности,
при двухкратном рабочем диа-
пазоне длин волн в случае ну-
ля, расположенного, например,
в точке z=—1,5 (рис. 4.6,6),
<рпг изменяется от —40,9 до
+ 40,9°, причем при изменении
—20 от —131,8 до —228,2° <рн,
возрастает от —41,8 до +41,8°,
а на краях диапазона несколь-
ко убывает. Модуль z—zt из-	Рис. 4.6
меняется от 1,323 на краях диапазона до 0,5 в его центре. Смещение
нуля вправо приводит к более резкому изменению модуля и фазы.
Если с увеличением частоты фаза коэффициента отражения от
нагрузки <р возрастает, то это возрастание может быть скомпен-
сировано увеличением длины соединительного отрезка Zi. Изме-
нение It может производиться лишь дискретно, на четверть длины
волны ввиду условия (4.5 а). Его целесообразно применять в слу-
чае значительного изменения ф с частотой. Как следует из рассмот-
ренных выше числовых примеров, добавление четвертьволнового
отрезка линии при двухкратном изменении длины волны компен-
сирует изменение фазы на 120°.
При слабом возрастании ф можно обеспечить такое же измене-
ние фазы коэффициента отражения согласующего перехода при
размещении нуля в левой полуплоскости вне единичной окруж-
ности. При добавлении соответствующей ступеньки длину соеди-
нительной линии Zi следует уменьшить на длину ступеньки I с тем,
чтобы общая длина перехода с соединительной линией и, следова-
тельно, фазовый набег, связанный с этой длиной, оставались неиз-
менными.
Если li<Zl и такое уменьшение невозможно, следует увеличить
h на четверть длины волны и вновь рассмотреть характер полу-
чающихся фазовых характеристик.
Еще одна возможность при возрастании ф с частотой связана
с размещением нуля в правой полуплоскости Этот случай будет
рассмотрен ниже. При добавлении ступеньки, соответствующей та-
кому нулю, фщ с ростом частоты убывает, однако изменяется мед-
леннее, чем величина —26, так что может быть обеспечено условие
ф—20=фШ.
Комбинация нескольких нулей позволяет получать различный
вид частотной зависимости модуля и фазы Зц. Так, расположение
нулей, показанное на рис. 4.7,а, позволяет получить быстрое изме-
нение модуля при неизменной фазе, а при расположении нулей,
показанном на рис. 4.7,б,в, быстрому изменению фазы соответству-
ет незначительное изменение модуля.
Выбор 'расположения нулей аппроксимирующего полинома ог-
раничен лишь условием действительности его коэффициентов, в
силу которого нули должны быть комплексно-сопряженными ли-
бо лежать на действительной оси.
В рассмотренных примерах нули располагались в левой полу-
плоскости. При таком расположении нулей коэффициенты отра-
жения ступенек имеют одинаковые знаки, и волновые сопротивле-
ния либо монотонно возрастают, либо монотонно убывают в зави-
симости от знака А в (4 9). Такая структура перехода может ока-
заться неудобной для компенсации больших или резко меняющих-
ся с частотой отражений от нагрузки, так как приводит к трудноре-
ализуемым слишком большим или слишком малым значениям вол-
новых сопротивлений. Этого можно избежать при использовании
немонотонных переходов. Подобная структура перехода достига-
ется введением одного или нескольких нулей в правой полуплос-
кости. Пусть, например, трехступенчатый переход имеет нули
Zi=—аь z2 = —а2, z3 = + b3:
Зц (г) = А (г + aj (z + а2) (г—63) =
= А [ — at а2 Ь3 4- а2 — b3—а2 b3) z + + а2—Ь3) г3 + г3].	(4.10)
Как видно из (4 10), переход, описываемый этим выражением,
имеет немонотонный характер. В частности, первый и последний
коэффициенты имеют разные знаки.
Будет для определенности считать, что А — положительное чи-
сло. При малых значениях Ь3 все коэффициенты, кроме первого,
положительны. В предельном случае &3 = 0 переход вырождается
в двухступенчатый: Зц (z) =Az[a}a2-i~ (ai+a2)z+z2].
Наличие множителя z=exp(—2i6) эквивалентно простому пе-
реносу плоскости отсчета на длину ступеньки в направлении от
нагрузки.
При больших значениях Ь3 выражение (4.10) стремится к
Sn (г) = А Ь3 [ — аг а2 — (ах + а2) z—г2 + z3/b3].
При этом все коэффициенты, кроме последнего, имеют отри-
цательный знак. При Ь3->оо, так что ЛЬ3—const, последняя, бли-
жайшая к нагрузке, ступенька вырождается, что эквивалентно
увеличению отрезка соединительной линии на длину ступеньки.
При Ь3«1 входная и выходная ступеньки перехода имеют
близкие значения волновых сопротивлений. Подбирая значение Ь3,
можно регулировать характер изменения волновых сопротивлений
в переходе так, чтобы их значения не выходили за пределы прак-
тически реализуемых.
При использовании большого числа, нулей в правой полуплос-
кости можно получить осциллирующий характер изменения вол-
новых сопротивлений в переходе, как показано на рис. 4.4.
Рис. 4.8
ные соображения о
Рассмотрим, как влияет введение нулей в правой полуплоско-
сти на характер изменения амплитуды и фазы коэффициента от-
ражения перехода. Модуль величины z—zL при изменении z в ок-
рестности точки —1, как видно из рис. 4.8, меняется незначитель-
но, слегка уменьшаясь к краям диапазона. Характер изменения
фазы такой же, как и в случае нуля, расположенного в левой по-
луплоскости внутри единичной окружности,
однако фиг изменяется медленнее, чем вели-
чина 20, добавляющаяся к фазе отражен-
ной от нагрузки волны при двухкратном
прохождении ступеньки. Так, в случае гг=1
при изменении —20 от —120 до —240°, со-
ответствующем двухкратному изменению
длины волны, <рпг изменяется от —150 до
—210°, а модуль г—гг — от 1,73 на краях
диапазона до 2 в его центре. Приведен-
влиянии расположения нулей Sn(z) на
вид частотной зависимости модуля и фазы коэффициента отраже-
ния перехода позволяют построить начальное приближение для
аппроксимирующего полинома, пригодное для последующей чис-
ленной оптимизации. Исходя из общего характера поведения ап-
проксимируемой функции —r(z)zn выбираются необходимые число
нулей и области их расположения Численная оптимизация сво-
дится к варьированию положения нулей с целью получения жела-
емых АЧХ и приемлемых значений волновых сопротивлений сту-
пенек. При этом выбор нулей определяет относительное изменение
модуля коэффициента отражения в рабочем диапазоне длин волн,
а требуемое абсолютное значение достигается подбором коэффи-
циента А в (4.9).
Перемещение нуля влияет на вид амплитудно-фазовой характе-
ристики тем сильнее, чем ближе расположен этот нуль к области
изменения комплексной переменной z=exp(—210). Поскольку ра-
бочему диапазону соответствует изменение z в окрестности точки
z= — 1, перемещение нуля, расположенного в левой полуплоскости,
оказывает значительно более сильное влияние на АЧХ чем такое
же перемещение нуля в правой полуплоскоси. Форма же перехо-
да, как видно из выражения (4.10), в одинаковой степени меняет-
ся при перемещении любого из нулей. Это позволяет подбирать
форму перехода за счет перемещения нулей, лежащих в правой
полуплоскости, а АЧХ — за счет перемещения нулей в левой полу-
плоскости, т. е. независимо решать каждую из указанных задач.
Численная процедура, основанная на варьировании нулей, де-
лает процесс оптимизации достаточно наглядным и целенаправ-
ленным, поскольку характер изменений, вносимых перемещением
любого из нулей, очевиден. Как правило, подбор нулей не требу-
ет большого объема вычислений и может быть осуществлен при
использовании минимальных вычислительных средств, например
микрокалькулятора.
4.4.	Учет многократных отражении
Найденные тем или иным методом коэффициенты аппроксими-
рующего полинома, являющиеся искомыми коэффициентами от-
ражения от ступенек, могут оказаться большими или даже превы-
шающими единицу. Это означает, что приближение однократного
рассеяния неприменимо и необходимо точное рассмотрение.
Точное рассмотрение сводится к учету двух обстоятельств:
полиномом от аргумента z=exp(—2i0) является не коэффици-
ент отражения перехода Sn, а, как видно из выражений (3.10 а,б,в) ,
величина 7’2iexp(—in0);
фаза коэффициента передачи <p2i несколько отличается от —п0,
Пусть истинное значение <p2i =—nd—Дф2ь Во многих практи-
ческих случаях добавка Д<р21 весьма мала. Коэффициенты матриц
рассеяния и передачи можно записать в виде:
S21= |S21| е1<Р!* = |S21| е-Чпб+Лф»);
Tii=l/S21==e1(ne+A<P!1)/|S2i|;
Т,, = 511 = —, 1,5111 е1 (Фи+яе+дфп)
S21	-l/i-|S11|2
Условие согласования (4.3)
|SU| е! ф» = — |Г| е’<ф-2пв~2Дф’>’
может быть преобразовано к виду
____I '_____рЦфи+Дф,,)  ________□______р!(ф—2п0—Дф,,>
Vi —iSiii2	Vi —|гр
Величина, стоящая слева, есть T'2iexp(—in 0) и является, как
указывалось выше, полиномом от z=exp(—2i0). Коэффициенты
этого полинома отличаются от коэффициентов отражения ступе-
нек рг на величину порядка р2г и благодаря множителям 1/]^ 1—р2,
могут быть произвольно большими при | pi | < 1.
Таким образом, при точном рассмотрении строится полином,
аппроксимирующий функцию —	гпе-1Дф21. Методика по-
строения этого полинома не отличается от изложенной в § 4.2,
4.3. Входящая в выражение для аппроксимируемой функции не-
известная величина Д<р21 может быть определена в результате по-
следовательных приближений. Порядок расчета при этом может
быть следующим.
В первом приближении полагается Дф21(1)=0, и путем численно-
го подбора нулей либо при согласовании в дискретных точках по
формулам (4.6) — (4.8) строится полином Pn(I)(z), аппроксимиру-
ющий функцию —у 'Г'г|2~~ 2п П° 'коЭ,ФФии'иента1М 9ТОГО полино-
ма с помощью выражений (3.10ia,6, в) численно определяются ко-
эффициенты отражения ступенек рг(1). Найденные значения рг(1)
подставляются в выражения (3.10 а, б, в) для Гц. Как видно из
этих выражений, Tn = eineQn(z), где Qn — полином степени п. Ар-
гумент этого полинома и является искомой фазовой добавкой Дф2ь
Вычисленная добавка Aq>2i(2) подставляется в выражение для
аппроксимируемой функции и находится уточненное выражение
Pn(2)(z), по которому определяют значения рг(2). Процедура уточ-
нения может повторяться, однако обычно в этом нет необходимо-
сти ввиду малости Дфгь
4.5.	Согласование вибраторов с питающей линией
Описанная методика синтеза согласующих переходов может
быть применена к задаче согласования вибратора с питающей
линией. На рис. 12.11,а приведена экспериментально измеренная
величина входного сопротивления одного из видов вибраторов,
применяемых в синфазных антенных решетках. Следует отметить,
что сопротивление вибраторов, находящихся в разных точках ан-
тенного полотна, различно из-за неодинакового взаимного влияния
и различной высоты над землей. Однако в случае решетки, обра-
зованной вибраторами, параллельно запитываемыми от общего
фидера, можно пользоваться усредненными значениями входного
сопротивления, получаемыми, например, в результате измерения
отраженной волны в общем фидерном тракте Использование ус-
редненного значения входного сопротивления и соответственно оди-
наковых согласующих переходов для всех вибраторов значитель-
но упрощает процесс измерения входного сопротивления и приво-
дит к более простой системе питания вибраторов При этом в точ-
ке питания каждого из вибраторов будет иметь место некоторое
рассогласование, связанное с отличием его действительного вход-
ного сопротивления от усредненного, однако отраженные волны,
складываясь в общем фидере, будут взаимно компенсироваться
Общий фидерный тракт в этом случае будет настроен на режим
бегущей волны, что важно для обеспечения нормальной работы
передатчика, а рассогласование отдельных вибраторов сводится к
некоторому искажению амплитудно-фазового распределения в рас-
крыве антенны, что часто не имеет существенного значения. При-
веденные на рис. 12.11,а значения входного сопротивления явля-
ются такими усредненными значениями.
На рис. 4.9,а и 4.10 (сплошной линией) показаны фаза и мо-
дуль коэффициента отражения вибратора при подключении его к
линии с волновым сопротивлением иц = 450 Ом. Как видно из
рис. 4.9,а, фаза коэффициента отражения имеет возрастающий с
увеличением частоты характер. Такое изменение фазы может быть
скомпенсировано введением соединительного отрезка линии дли-
ной 7, изменяющего фазу коэффициента отражения на величину
, Выбор длины отрезка h ограничен условием (4.5 а), согласно
которому коэффициент отражения в центре рабочего диапазона
должен быть чисто действительным. Поскольку модуль' коэффи-
циента отражения достаточно симметрично изменяется относитель-
но значения Хо/Х= 0,9, это значение можно принять за центр рабо-
чего диапазона. Фаза коэффициента отражения при %оА=О9
равна 250°, и возможные значения h составляют 0,385 Хо и 0,66 Хо.
Условия (4 5 б,в) более точ-
но выполняются при не-
сколько иной длине Zi. На
рис. 4.9, б, в сплошной ли-
нией показана фаза коэффи-
циента отражения при опти-
мизированных с точки зре-
ния выполнения условий
(4.5 а,б,в) длинах li =
= O,382Zo и О,653Хо.
Рассмотрим случай, со-
ответствующий рис. 4.9,6.
В центре рабочего диа-
пазона коэффициент от-
ражения близок к действи-
тельной положительной величине; поэтому коэффициенты отраже-
ния от ступенек согласующего перехода должны быть отрицатель-
ными, т. е. коэффициент А в (4.9) должен быть отрицательным.
Это соответствует возрастанию волновых сопротивлений ступенек
в направлении от нагрузки.
Модуль коэффициента отражения от нагрузки имеет в центре
рабочего диапазона минимум, а фаза с увеличением частоты возра-
стает В случае наиболее простого одноступенчатого согласующе-
го перехода требуемый характер изменения модуля и фазы коэф-
фициента отражения получается при расположении единственно-
го нуля в левой полуплоскости вне единичной окружности
(рис. 4.11). При этом, чтобы не вносить дополнительного измене-
ния фазы, связанного с двухкратным прохождением волны через
ступеньку, входное сечение перехода следует расположить на рас-
стоянии 0,382 Хо от нагрузки, a h соответственно уменьшить на
длину ступеньки.
Принимая за центр диапазона ХоД=О,9, находим длину сту-
пеньки /=0,25Хо/0,9 = 0,278Хо и окончательную длину соединитель-
ной линии /1=0,104 Ко.
Требуемое изменение фазы соответствует расположению нуля в
точке Zi=—1,83. Аппроксимирующий полином, описывающий
Т21ехр(—inO), имеет вид
P1(z) = A(z+l,83).
Оптимальное значение А, полученное численным подбором,
равно —0,196, откуда
Pt(z) = —0,359 — 0,196z.
Используя выражение (3.10а), численно определяем р0 и р(,
реализующие приведенные значения коэффициентов Р\(г):
Ро = —0,333; Р1=—0,182.
Рассчитанная величина Aq>2i имеет характер, близкий к линей-
ному, и составляет ±3° на краях рабочего диапазона.
На рис. 4.9,6, 4.10 и 4.12 показаны штрихпунктирной линией
фаза фи (см. рис. 4.9,6) и модуль коэффициента отражения (см.
рис. 4.10) согласующего перехода, а также результирующий КБВ>
линии (рис. 4.12). Для наглядно-
сти <рц уменьшена на величину
Дф21, которая должна была быть
добавлена к фазе коэффициента
отражения от нагрузки из-за мно-
гократного переотражения волны
ступеньками перехода. Сплошной
линией на рис. 4.12 показан КБВ,
получающийся при непосредст-
венном соединении вибратора с
линией, имеющей волновое сопро-
тивление 450 Ом.
Волновые сопротивления от-
резков линии, реализующие ука-
занные значения Pl (см. рис. 4.1):
Г! = 450 Ом; 11/2 = 650 Ом; «/=
= 1300 Ом. При параллельном
₽«С. 4.12
Рис. 4 13
соединении двух вибраторов, предусмотренном схемой питания ан-
тенны, волновое сопротивление общих участков фидера должно
быть вдвое меньшим. В частности, общей для двух вибраторов мо-
жет быть ступенька с волновым сопротивлением W и требуемое
значение W составляет 650 Ом.
Для получения более высокого согласования необходимо обес-
печить более резкое изменение модуля 5ц при тех же значениях
фазы. Требуемый характер изменения Sn получается при разме-
щении нулей, показанном на рис. 4.7,а. (Простое смещение нуля
в направлении z=— 1 хотя и приводит к более резкому изменению
модуля, но получающееся при этом частотное изменение фазы
оказывается более быстрым, чем требуется.) Двухступенчатый пе-
реход обладает необходимой АЧХ, однако для его реализации тре-
буются слишком большие значения волновых сопротивлений. Что-
бы избежать этого, еще один нуль следует расположить в правой
полуплоскости. Соответствующее расположение нулей, уточненное
в результате численной оптимизации, показано на рис. 4.13. Ап-
проксимирующий полином описывается выражением
P3(z) =_o,225(z+ 1,5) (z + 0,67) (z—1,25) =
= 0,281 +0,384z—0,206z2—0,225z3.
Реализующие указанные значения коэффициентов полинома ве-
личины рг следующие:
р0= 0,246, рг= 0,342, р2=—0,175; р3 = —0,197.
При этом волновые сопротивления ступенек (нумерация в со-
ответствии с рис. 4 1 идет в направлении от нагрузки) равны:
№1=450 Ом; Г2=671 Ом; №3=955,5 0м; №4=468 0м;
№= 283,5 Ом.
При параллельном соединении соседних вибраторов №3 =
=478 Ом, №4 = 234 Ом, №=142 Ом.
Рассчитанная величина Дф21 составляет ±8° на краях рабоче-
го диапазона и имеет близкий к линейному характер изменения с
частотой. В данном случае аппроксимация оказывается более точ-
ной, если за центр рабочего диапазона принять несколько иное
значение %, а именно М^=0,93. При этом длина ступеньки 1 =
= 0,25 МО,93 = 0,269 М
Как и в предыдущем случае, введение нуля в левой полуплос-
кости вне единичной окружности должно сопровождаться умень-
шением длины соединительной линии на длину ступеньки. Соот-
ветствующее значение Zi = 0,113 М
Фаза коэффициента отражения перехода, пересчитанная к се-
чению, расположенному на расстоянии 0,382 Ло от нагрузки, и
уменьшенная на величину Дфгь показана на рис. 4.9,6 штриховой
линией. Модуль 5ц и результирующая величина КБВ показаны
на рис. 4.10 и 4.12 штриховой линией.
Можно построить согласующий переход и с убывающими вол-
новыми сопротивлениями ступенек. Исходным для такого пост-
роения является сечение, расположенное на'расстоянии 0,653 1о
от нагрузки. Как видно из рис. 4.9,в, коэффициент отражения от
нагрузки, отнесенный к этому сечению, в центре диапазона явля-
ется действительной отрицательной величиной, и для его компен-
сации необходимы положительные значения коэффициентов отра-
жения ступенек. Это соответствует убыванию волновых сопротив-
лений в направлении от нагрузки и положительному значению А
в выражении (4.9).
Как видно из рис. 4.9,в, фаза коэффициента отражения во всем
рассматриваемом диапазоне мало отличается от —180° (отличие
не превышает 32°). Ввиду этого заметное улучшение согласования
может быть достигнуто введением простого скачка волнового соп-
ротивления в этом сечении. Оптимальное значение коэффициента
отражения р0 составляет 0,2 (рис. 4.14), что соответствует соеди-
нению линий с МЛ = 450 Ом и 1й7=300 Ом.
Рис. 4.14
Результирующий КБВ тракта для этого случая показан на
рис. 4.15 штрихпунктирной линией. Сплошной линией показан КБВ
вибратора, непосредственно соединенного с линией, имеющей вол-
новое сопротивление 450 Ом.
Лучшее согласование в рассматриваемом случае достигается
при использовании нескольких ступенек. Характерные особенности
коэффициента отражения от нагрузки, которые необходимо учи-
тывать при выборе исходного расположения
нулей, следующие (см. рис. 4.9,в и рис. 4.14k
фаза коэффициента отражения имеет пре-
имущественно убывающий характер, однако в
центре рабочего диапазона фаза имеет возра-
стающий характер;
модуль коэффициента отражения имеет
минимум в центре рабочего диапазона,
Рис. 4.16 причем в достаточно широкой области (от
%оА = 0,85 до 1оД = 1,05) его значение практически постоянно;
Указанный характер поведения Sn реализуется при расположе-
нии нулей, показанном на рис. 4.16. Чтобы избежать необходимо-
сти использования слишком малых значений волновых сопротив-
лений, еще один нуль следует поместить в правой полуплоскости.
Оптимизированные значения нулей следующие:
Zj =—0,64-0,3 i; Z2= —0,6—0,3 i; z3 = — 3; z4= 1.
Оптимальное значение коэффициента А равно 0,165. При этом
аппроксимирующий полином имеет вид
P4(z)= — 0,223 —0,445z +0,025 Z2 +0,528 Z3 +0,165 z4.
Реализующие его значения коэффициентов отражения ступенек
следующие:
р0=—0,185; рх = — 0,358; р2 = 0,032;
р3 = 0,426; р4 = 0,136.
Соответствующие значения волновых сопротивлений:
Гх = 450 Ом; = 342 Ом; 1Г3= 138 Ом;
№4=129 Ом; U7S = 273 Ом, Г =397 Ом.
Величина A<p2i = ±14° на краях диапазона.
За центр рабочего диапазона, как и в предыдущем случае, при-
нималось значение Хо/Х = О,93. Длина ступеньки при этом состав-
ляет 0,269 Ло- Введение нуля в левой полуплоскости вне единич-
ной окружности, как и в предыдущих случаях, должно сопровож-
даться уменьшением длины соединительной линии на длину сту-
пеньки так, чтобы общая длина перехода вместе с соединительной
линией и, следовательно, фаза аппроксимируемой функции не из-
менялись при добавлении соответствующей этому нулю ступеньки.
Результирующая длина соединительной линии составляет при этом
0,384 Ло.
Фаза коэффициента отражения перехода Зц, пересчитанная к
сечению, расположенному на расстоянии 0,653 Хо от нагрузки, а
уменьшенная на величину А<р2], показана на рис. 4.9,в штриховой
линией. Модуль и результирующий КБВ показаны штриховой
линией на рис 4.14 и 4.15.
Рассмотрим другой вид вибратора, входное сопротивление ко-
торого показано на рис. 12.21. На этом примере можно проил-
люстрировать особенности выбора сопротивления соединительной
линии Wi.
На рис. 4.17 показано изменение на комплексной плоскости ус-
редненного входного сопротивления вибратора Z с частотой. В вы-
ражении Г= (Z— W1)/(Z+ №1), определяющем коэффициент отра-
жения при соединении вибратора с линией, имеющей волновое соп-
ротивление Wi, изменение Г с частотой в основном определяется
изменением числителя, тогда как относительное изменение зна-
менателя невелико и его значение близко к удвоенному значению*
максимальной величины R. В «нулевом» приближении можно счи-
тать, что r«;(Z—Wi)/(2Rmax)- При этом модуль коэффициента от-
ражения пропорционален расстоянию на комплексной плоскости
между точками Z и а фаза определяется направлением векто-
ра, соединяющего эти точки.
Как видно из рис. 4.17, расстояние между точками кривой
Z(Xo/X) и точкой будет наименьшим при №1=4004-500 Ом.
Этим значениям Wi соответствует наилучшее естественное согласо-
вание вибратора с питающей линией в рассматриваемом диапа-
зоне длин волн. Однако при таком выборе Wi фаза коэффициента
отражения будет сильно меняться с частотой. Общее изменение
фазы в рассматриваемом диапазоне составит приблизительно 270°;
причем с ростом частоты фаза бу^ет убывать, т. е. вектор, соеди-
няющий точки Z и W, — поворачиваться по часовой стрелке. При
добавлении отрезка соединительной линии быстрота убывания фа-
зы только увеличивается. В центральной же части рабочего ди-
апазона изменение фазы имеет особенно сложный характер.
Построение согласующего перехода с подобным характером из-
менения фазы практически невозможно, так что при указанном
выборе №j отсутствует возможность “
улучшения согласования.
В данном случае целе-
сообразно выбрать №i боль-
ше максимального значения
R. При этом (см. рис. 4.17)
фаза коэффициента отра-
жения изменяется намно-
го медленнее и с ростом
частоты увеличивается. Воз
растание фазы может быть
скомпенсировано введени-
ем отрезка соединитель-
ной линии, так что об-
щее изменение фазы будет
достаточно малым. Модуль
коэффициента отражения
будет иметь минимум в центре рабочего диапазона, и общий ха-
рактер комплексного коэффициента отражения от нагрузки будет
тот же, что и в рассмотренном ранее примере.
На рис. 4.18 и 4.19,а сплошной линией показаны модуль и фа-
за коэффициента отражения при №1 = 600 Ом. Оптимальная длина
соединительного отрезка h, подбираемая с точки зрения выполне-
ния условий (4.5), составляет 0,21 Хо- Фаза коэффициента отра-
жения в этом сечении показана на рис. 4.19,6.
За центр рабочего диапазона удобно принять значение Х=Х0.
При этом длина ступеньки /=0,25 Ло. Некоторая дополнительная
сложность в данном случае связана с тем, что /1</. Это исклю-
чает возможность расположения нуля в левой полуплоскости вне
единичной окружности, обязательно сопровождаемого уменьше-
нием Zi на величину I.
На рис. 4.18 и 4.19,6 штриховой линией показаны соответствен-
но модуль и фаза Sn для двухступенчатого перехода при распо-
ложении нулей в точках zt =—0,6 и г2 = 0,4. Фаза пересчитана к
указанному сечению и уменьшена на величину A<p2i- Аппроксими-
рующий полином имеет вид
Р2(г) = —0,275 (z+ 0,6) (г—0,4) = 0,066—0,055 г—0,275 г2.
Соответствующие значения рг:
р0 = 0,0634; Р1 = — 0,0537; р2= — 0,264.
Необходимые значения волновых сопротивлений ступенек
равны:
№Х = 6ОО Ом; №2«1030 Ом; №3 = 1147 0м; №=1011 Ом.
При параллельном со-
единении двух соседних
вибраторов №2 = 515 Ом,
№3 = 574 Ом, № = 505 Ом.
Результирующий КБВ
тракта показан штрихо-
вой линией на рис. 4.20.
Там же для сравнения
сплошной линией показан
КБВ при соединении виб-
ратора с линией №1=
= 450 Ом.
Рассмотрим для этого
же вибратора задачу син-
теза ступенчатой линии, обеспечивающей согласование в заданных:
дискретных точках рабочего диапазона, например при ХоД1 = 0,7;
Хо/%2= 1,1; %о/Хз=1,4. Усредненные значения входного сопротивле-
ния в этих точках:
Z(X1) = Z1 = 380 + il80 Ом; Z(%2) = Z2 = 400—i 10 Ом;
Z(A.3) = Z3 =305—i 20 Ом.
Волновое сопротивление Wi и длину соединительного отрезка
Zi выберем таким образом, чтобы коэффициенты отражения Г для
X = Xi и Х = Х3 были комплексно-сопряженными. Как показывают
несложные вычисления, равенство модулей Г выполняется при
[(/?2+X2j Лз—4-Xfj /?!]/(/?! —/?з) « 500 Ом.
Фазовые соотношения выполняются при
/1 = Хо X
4л (%о/^1 + ^-оАз)
= 0,198 Хо.
Пересчитанные к началу соединительного отрезка значения Г
следующие:
Г (Xi) = 0,242ехр (i 0,068 л); Г (Х2) = 0,112 ехр (i 0,163 л);
Г(Х3)=Г(Х,)*.
Длину ступенек I выбираем из условия, чтобы значения z, со-
ответствующие X=Xi и Х = Х3, были комплексно-сопряженными:
I = [2 (V^ + W* 1 хо= 0,238 Хо.
Значения z, соответствующие заданным точкам рабочего диа-
пазона равны:
z(X1) = z1 = exp(—i 0,667 л); z (Х2) = z.2 =exp (—i 1,048 л);
г (Х3) = г3 = г*.
Поскольку «сшивание» полинома с аппроксимируемой функци-
ей должно производиться в комплексно-сопряженных точках, до-
бавим еще одну точку сшивания z4=z*2, для которой формально
положим Г4=Г(Х2)*. Таким образом, общее число точек «сшива-
ния», равно четырем, число ступенек — трем и аппроксимируемая
функция будет — z3e~,A^T/ V1— | Г |2.
Отметим, что если бы равенство |Г(М) | = | Г(Х2) | не выполня-
лось ни при каких действительных значениях W), то в качестве
комплексно-сопряженных точек можно было бы принять любую
пару из заданных точек «сшивания», например Xi и Х2 или Х2 и Х3,
соответственно подобрав величины h и I. Наконец, можно бы-
ло ° бы вообще не добиваться комплексной сопряженности значе-
ний Г(2.1) и Г(Хз) и выбрать Wi, h и I произвольным образом, до-
бавив две дополнительные точки «сшивания», комплексно-сопря-
женные значениям z(2.j) и z(X3), и формально доопределив значе-
ния Г в этих точках как комплексно-сопряженные значениям
Г(%1) и Г(Х3). При этом число ступенек в согласующем переходе
увеличилось бы на две.
Полагая в первом приближении A<p2i=0, вычисляем значения
аппроксимируемой функции в точках «сшивания»: Г1 =
=—0,249 ехр (i0,068n); Г2=0,113ехр (Ю,019л).
Подставляя эти значения, а также значения z, в (4.6), полу-
чаем после перемножения и приведения подобных членов Р3(г) =
= 0,553 + 1,206г +1,145г2 + 0,379г3.
Все коэффициенты полинома получились положительными и
достаточно большими, что соответствует монотонному и весьма
резкому убыванию волновых сопротивлений ступенек в направле-
нии от нагрузки. Для того чтобы уменьшить перепады волновых
сопротивлений, добавим еще одну ступеньку, используя (4.7). Вы-
числяем полином Q4(z) = 1+2,977г + 3,977г2+2,977г3+г4.
Коэффициент С подбираем таким образом, чтобы минимизиро-
вать значения коэффициентов Р^(г). Минимальным значениям ко-
эффициентов соответствует С=—0,285. Подставляя это значе-
ние в (4.7), получаем Pi(z)=—0,285—0,296г+0,072г2+0,296г3 +
+0,094г4.
Полученные коэффициенты полинома, приближенно равные ко-
эффициентам отражения от ступенек, существенно меньше, чем в
случае трехступенчатого перехода, причем волновые сопротивле-
ния сначала убывают, а затем возрастают. Вводя еще одну сту-
пеньку, можно еще сильнее уменьшить перепады волновых сопро-
тивлений и общий диапазон их изменения. Полагая в (4.8) Ci =
= —0,379; С2 = 0,112, получаем P6(z)=0,112—0,046z—0,130z24-
+0,032г3+0,129г4+0-г5.
Соответствующий ступенчатый переход содержит также четы-
ре ступеньки (ближайшая к нагрузке ступенька исчезла), причем
перепады волновых сопротивлений между соседними ступеньками
весьма малы и их изменение имеет волнообразный характер. По
сравнению с рассмотренным выше четырехступенчатым переходом
в данном случае из-эа большей общей длины фаза коэффициента
отражения от нагрузки, пересчитанная ко входу согласующей ли-
нии, изменяется с частотой более резко и условие согласования при
изменении частоты нарушается быстрее. При этом рабочие по-
лосы, в которых обеспечи
вается требуемый уро-
вень согласования, оказы-
вается несколько уже.
Коэффициенты отра-
жения от ступенек, реали-
зующие указанные значе
ния коэффициентов поли-
нома: ро =0,109; pi =
= —0,045; р2 = —0,127,
Рз = 0,031; р4 = 0,126.
Найденная по этим
значениям величина Acpsi
не превышает в рассмат-
риваемом диапазоне длин
волн 0,012л и может не
учитываться. Волновые сопротивления ступенек, соответствующие
найденным значениям р«, следующие: №1 = 500 Ом; №2 = 500 Ом;
№3 = 388 Ом; №4 = 365 Ом; №5 = 469 Ом; №6 = 513 Ом,
№=412 Ом.
Величина КБВ на входе согласующей линии, рассчитанная для
указанных значений волновых сопротивлений, показана на
рис. 4.21 штриховой линией. Сплошной линией показан КБВ при
непосредственном соединении вибратора с линией, имеющей вол-
новое сопротивление 450 Ом.
4.6.	Ограничения при согласовании комплексных нагрузок
В случае комплексной нагрузки существуют принципиальные ограничения
«а достижимый уровень согласования в заданной полосе частот Впервые этот
вопрос был исследован Г Боде [5] для нагрузки в виде активного сопротив-
ления Л, шунтированного емкостью С Им было установлено, что независимо
от вида согласующей цепи (подразумевается линейная пассивная обратимая
цепь без потерь) коэффициент отражения удовлетворяет неравенству
“	1	л
1'" пт Л“*=«с -
При полном отражении |Г| = 1 и 1п(|1/|Г|)=0 При уменьшении |Г[
1п(1/|Г|) возрастает Смысл ограничения, налагаемого этим условием, сводится
к тому, что кривая In (1/| Г (со) |) может быть произвольным образом деформи-
рована, однако площадь под этой кривой не может быть увеличена
Если модуль коэффициента отражения постоянен в пределах заданной по-
лосы частот До и равен |Г|тах, а вне этой полосы равен единице, то
Лш *П ГГЧ	РГ и 1Г1таж>е~Я/<ЛС ЛШ) •
Ы I max аЬ
Это значение |Г|тах определяет предельно достижимый уровень согласо-
вания в заданной полосе частот При любом отклонении от оптимальной прямо-
угольной формы |Г(со) |, т е при уменьшении |Г| в какой-либо точке внутри
или вне полосы согласования, максимальное значение |Г| в полосе согласова-
ния увеличивается
Случай произвольной комплексной нагрузки был исследован Р Фано [6].
Анализ Фано основан на представлении нагрузки в виде каскадного соединения
постоянной активной нагрузки и реактивного четырехполюсника На частотах,
при которых коэффициент передачи четырехполюсника равен нулю, никакая
согласующая цепь не позволяет передать мощность в активную нагрузку Это
накладывает определенные ограничения на вид физически реализуемых харак-
теристик согласования, сводящиеся к системе интегральных уравнений, число
которых равно числу независимых элементов в эквивалентной схеме реактив-
ного четырехполюсника.
Для еще одного простейшего случая последовательного соединения индук-
тивности L и активного сопротивления R единственное уравнение имеет вид
J In -J— dw = или |Г|таж >	.
о I* I L
В общем случае интегральные уравнения имеют аналогичный вид
у fk In — da=Ak — 8k,
где ft, — некоторые весовые функции, Ah определяются только свойствами на-
грузки, а 8а зависят также и от свойств согласующей цепи
При большом числе элементов, образующих реактивный четырехполюсник,
нахождение предельного допуска на рассогласование связано с математическими
трудностями Однако и в этом случае оптимальной является прямоугольная
форма |Г(<в) |, хотя такая форма не гарантирует оптимальности согласующей
цепи, поскольку уровень согласования определяется также получающимися зна-
чениями еА Тем не менее близость характеристики к прямоугольной может
служить некоторым критерием качества построенной согласующей цепи.
Обычно используемый принцип построения согласующей цепи, основанный
иа идеях Фано, сводится к дополнению реактивного четырехполюсника до по-
лосно-пропускающего фильтра Для этого к нагрузке подключается реактив-
ность, дополняющая четырехполюсник с каким-то приближением до резонансного
контура, настроенного на центр полосы согласования, и добавляются соответ-
ствующие резонансные контуры, а также скачок сопротивлений, благодаря
которому коэффициент отражения в полосе согласования в нуль не обра-
щается.
Однако практическая реализация такой согласующей цепи для согласова-
ния, например, решетки вибраторов наталкивается на ряд трудностей. Введе-
ние в тракт большого числа реактивных элементов неудобно в конструктивном
отношении и приводит к снижению его электрической прочности При широком
диапазоне согласования для достаточно точного представления реальной на-
грузки требуется весьма сложная эквивалентная схема, тогда как методы син-
теза оптимальной согласующей цепи развиты лишь для простейших схем, со-
держащих не более двух элементов Применяемые на практике реактивные эле-
менты, в частности шлейфы, по своим частотным свойствам отличаются от
идеализированных емкостей и индуктивностей, которые они должны пред-
ставлять
Использование в качестве согласующей цепи ступенчатой линии в значи-
тельной мере свободно от указанных недостатков. Такая цепь хорошо вписы-
вается в схему питания вибраторов, содержащую ряд разветвлений и скачков
волновых сопротивлений, практически ие усложняя ее. Хотя возможности син-
теза оптимальной частотной характеристики при этом иесколько ограничены,
однако для ряда представляющих практический интерес случаев, как видно из
приведенных в предыдущем параграфе примеров, удается получить достаточно
хорошие результаты
Глава 5.
ПЛАВНЫЕ ПЕРЕХОДЫ
5.1. Общие соотношения
Плавные переходы, как и ступенчатые, применяют для согла-
сования линий с различными волновыми сопротивлениями. Их вы-
полняют в виде отрезка неоднородной линии с плавно меняющим-
ся волновым сопротивлением W, включенного между регулярны-
ми линиями с волновыми сопротивлениями IF] и W2. По сравне-
нию со ступенчатыми переходами
плавные переходы отличаются боль-
шей широкополосностью, большей
электрической прочностью и, как
правило, значительно менее жест-
кими требованиями к точности из-
готовления. Однако длина плавного
перехода при том же допуске на
рассогласование больше, чем длина
ступенчатого перехода ].
В антенной технике плавные пе-
реходы появились раньше ступен-
чатых2; однако анализ плавного пе
рехода удобно строить, рассматри-
вая его как предельный случай сту-
“пР	и -*
Рис. 5.1
пенчатого перехода при неограниченном уменьшении длины сту-
пеньки и соответствующего ей скачка волновых сопротивлений.
При малой длине ступеньки Az и малом скачке волновых со-
противлений A IF (рис. 5.1) коэффициент отражения
— L АГ Дг=А- (1пГ)'Аг.
2W 2W dz	2
Функцию^- lnIF(z), часто называемую в литературе функ-
цией местных отражений, обозначим N(z). Эта функция удовле-
творяет условию
p(2)dz=f-i-(lnU7)'d2 = ±in-Za.	(5.1)
гДе Ь — длина перехода.
Это же условие, приближенно справедливое и для конечных
скачков волнового сопротивления, использовалось в (3.29).
Строго говоря, сравнение длин имеет смысл лишь для монотонных пере-
ходов. Как ступенчатый, так и плавный переходы при немонотонной форме
2**еть произвольно малую длину.
лримеиение плавного перехода вместо сосредоточенного транс-
форматора было предложено Г. 3. Айзенбергом в 1932 г.
Связь »между прямыми и обратным® волнам® в линии полу
чают из соотношения (3.6), которое при бесконечно малой длине
ступеньки переходит в систему дифференциальных уравнений-
где р = 2л/Х — постоянная распространения.
В общем (случае произвольной зависимости N(z) не сущест-
вует явного аналитического решения системы (5.2), однако, если
отражение от перехода мало, решение может быть записано в ви-
де ряда последовательных приближений. Для этого система (5.2)
заменяется эквивалентной системой интегральных уравнений-
| «пр (г) = «пр (0) е_|₽2 — J/V (х) «обр (х) е~г~х> dx~,
l	°	(5.3)
I «обр (г) = J N (X) ипр (X) e-W*-2) dx + иобр (£)е-Ф(Ь-г).
Пусть падающая волна ыпР во входном сечении перехода г=0
(см. рис. 5.1) равна 1, а в выходном сечении z = L отсутствует от-
раженная волна «обр. В первом приближении, соответствующем
приближению однократного рассеяния, не учитывается вторичное
преобразование обратной волны в прямую. В этом приближении:
«пр (г) = е-'₽г; иобр (г) = j N (х) ыпр (х)	dx. (5.4)
Найденное значение ыОбР(г) подставляется в первую строку
(5.3), и вычисленное уточненное значение unp(z) подставляется
во вторую строку (5.3). Процедура уточнения может повторяться,
и каждое последующее ‘приближение определяет добавку к пря-
мой и отраженной волнам. Практический интерес, однако, пред-
ставляют лишь те случаи, когда отраженная переходом волна ма-
ла и приближение однократного рассеяния справедливо. В этом
приближении коэффициент отражения перехода
Г (₽) = «обР (0) = f N (г) e-2i₽2 dz.	(5.5)
о
Это (выражение по виду совпадает с выражением, описываю-
щим диаграмму направленности антенны с линейным раскрывом.
Роль амплитудного распределения играет функция местных от-
ражений N(z), а зависимость Г от частотной переменной р ана-
логична зависимости диаграммы направленности от угла. С ро-
стом р коэффициент отражения имеет осциллирующий вид, ана-
логичный лепесткам диаграммы направленности, и уменьшение
отражения вследствие применения плавного перехода имеет тот
же смысл, что и уменьшение (излучения в области боковых ле-
пестков по сравнению с главным лучом. Ввиду этой аналогии все
известные соображения о характере влияния амплитудного распре-
деления на уровень- боковых лепестков применимы для оценки
влияния распределения N(z) на получаемой уровень согласова-
ния. В частности, коэффициент отражения тем меньше, чем силь-
нее N(г) спадает к краям перехода.
При плавной зависимости N (z) выражение (5.5) может быть
разложено в асимптотический ряд путем применения формулы ин-
тегрирования по частям
Г = f (— 2 i ₽ е~2'₽г) dz=-^@- e-21₽*|L—
J -2i(Jk	-2.P	|0
_LC (z.)_ e_2i₽2dz= N-~  e-21₽2|L—
J —2ф	-21P	|0
-CT -N' ,(z). . (—2i6e-2i₽2)dz=e~2l₽2
J(_2if})2v	— 21₽
N'z
(2iP)2
e-21₽JL + r	e-21₽2dz.
|o J (-2 ip)2
Многократное применение этой формулы дает разложение
20	(2 0)2	(2 0)’
Л/'L CTV"(L) е-21₽ь+ f LULL е-2-₽2 dz
\	20	^(2 0)2	(2 0)’ J	J (210)*
(5.6)
Это разложение является асимптотическим разложением по
обратным степеням большого параметра; поэтому, начиная с не-
которого члена, оно расходится, и его следует продолжать лишь
до тех пор, пока его члены убывают. При этом интегральный член
меньше последнего члена разложения и им можно пренебречь *.
Как видно из разложения (5.6), коэффициент отражения в ос-
новном определяется поведением N (z) на краях перехода. Имен-
но в этих областях требуется достаточно точное выполнение его
профиля. В средней же части перехода отклонения от требуемо-
го профиля почти не сказываются на уровне согласования, что и
определяет сравнительно слабые требования к точности изготов-
ления.
Из выражения (5.6) следует также, что чем более плавно со-
прягается переход с регулярной линией, тем меньше коэффициент
отражения и тем быстрее он убывает с частотой. Если на
концах перехода, коэффициент отражения в основном определяет-
ся первым членом разложения:
Г «
2(5
[W (0) — N(L) e-2,₽L].
(5.7)
Один или несколько первых членов разложения могут быть малыми или
даже равными нулю при специальном выборе Af(z). Это не означает несправед-
ливости разложения, если последующие члены являются убывающими
С увеличением частоты амплитуда осцилляции коэффициента
отражения убывает обратно пропорционально р, т. е. частоте.
Если на концах перехода значения dW(z)/dz и, следовательно,
W(z) равны нулю, разложение начинается со второго члена:
г ~~	(O)-JV' (L) е-2‘₽Ч ,
В этом случае осцилляции Г убывают значительно быстрее,
обратно пропорционально р2, и т. д. Приведенные асимптотические
выражения справедливы для достаточно больших значений р. Из
условия (5.1) вытекают следующие оценки:
NL~ — In — ~ 1 ; (jV-L)L
2 Wi	2
1,
3!
и разложение справедливо при 20L >2л или L>. Х/2, т. е. в об-
ласти боковых лепестков.
Рассмотрим конкретные виды плавных переходов.
5.2.	Экспоненциальный переход
В этом наиболее простом типе перехода N (z) = const=JVo и
волновое сопротивление изменяется по закону W(z) =
— Wi ехр (2Noz), с чем связано его название. Как следует из (5.1),
7Vo={l/(2L)]ln(U72/r1).
При постоянном значении N система (5.2) имеет явное ана-
литическое решение. Подставляя в (5.2)
“Пр (г) =а ехр (—i рх г) ; иобр (z) =b ехр (—i р/»,
получаем систему линейных уравнений относительно а и Ь:
i(P1-p)a_7Vob = 0;	1
-7VoaH-i (₽! + ₽) b = 0. J
Условием существования ненулевого решения является равен-
ство нулю определителя этой системы: p2i—р2 + №о = О, откуда
р1 = ± К₽2-^2о; Ь = -1а(р±Г^=Л^)Ж
Общее решение имеет вид:
“ПР (г) = ах ехр (—i р1г) + “2 ехр (i рх z) ;
“обр (г) = -1 [“1 (Р- Кра-^2о) ехр (-i рх z) +
+ а2 (Р + КР2—^) ехр (i рх z)]/N0.
Из граничных условий ыПр(0) = 1 и иОбР(Ь)=0 получаем:
г .-^Sexpi-SlMr’;
L	j
a2= 1 —t—L—-!-----т-ехр (2 i L) .
L p~Kp2-№0	J
Коэффициент отражения иО6р(0)
Г =—-iN°	- Г 1-	ехр’( —2 i	L)1 х
₽ + Vp2—aF20 L	P + Fp2—J
X [1 —exp (-2i/₽2-A^J]	(5.8)
При больших p (5.8) стремится к приближенному выражению
(5.7), которое в данном случае точно соответствует формуле (5.4).
Уже при ^L = 2N0L = \n(W2/Wl) отличие становится пренебрежи-
мо малым.
При pL=O точное выражение (5.8) равно
— [ 1 — ехр (2 No L)]/[ 1 + ехр (2No L)] = (W2-Wl)l(W2 + WJ,
тогда как приближенное выражение дает несколько большую ве-
личину r=JV0L = ln’K^2/^i> которая, впрочем, при встречающих-
ся на практике перепадах волновых сопротивлений не слишком
отличается от точной. Это сравнение еще раз подтверждает при-
емлемую точность приближения однократного рассеяния.
Экспоненциальный переход является наиболее коротким при
невысоких требованиях к согласованию, аналогично тому, как ши-
рина главного лепестка ДН антенны наименьшая при равномер-
ном амплитудном распределении. Первый выброс коэффи-
циента отражения, соответствующий первому лепестку диаграм-
мы направленности, имеет место при fJL=l,43 и равен
0,221n]/W^i. Этот выброс является наибольшим, и начиная с
fJL = 0,8n коэффициент отражения не превышает этого значения.
Бели же требуется обеспечить более высокий уровень согла-
сования, необходимо существенное увеличение длины перехода,
поскольку, как указывалось выше, выбросы коэффициента отра-
жения с ростом 0L убывают медленно. Например, коэффициент
отражения, равный 0,07 In "К ^2/^1» получается лишь после чет-
вертого всплеска характеристики, т. е. pL должно быть больше
4,5л (L>2,25X).
5.3.	Оптимальные переходы
При специально подобранных законах изменения W(z) можно получить
достаточно высокое согласование прн небольшой длине перехода. Как указы-
валось выше, улучшение согласования может быть достигнуто путем бстее
гладкого сопряжения перехода с регулярными линиями так, чтобы разложение
(5.6) начиналось с более высоких членов Например, при N(z) вида С sin— z,
где С = Й1П^ [^(г) = ^1«Р
из (5 5) следует
Г= In V cos Р L ехр ( — I PL)/[1—(2р£/я)2].
График модуля юн функции показан на рис. 5 2 Максимальное значение
выброса коэффициента отражения равно 0,07 In J/ IV2/W'i, и начиная со значе-
ния РЛ= 1,35л (Л=0,68Л) коэффициент отражения не превышает этого зна-
чения.
Еще более высокое согласование можно получить, если подбирать W(z)
таким образом, чтобы не равные нулю члены разложения (5 6) компенсировали
друг друга
Оптимальная равноколебательная характеристика, соответствующая мини-
мальной длине перехода при заданном уровне согласования, получается в пре-
дельном случае чебышевского ступенчатого перехода при стремлении к беско-
нечности верхней границы полосы пропускания. При этом средняя длина волны,
а с ней и длина ступеньки стремятся к нулю, число ступенек стремится к бес-
конечности, а общая длина перехода стремится к конечному пределу. Длина
такого перехода и допуск на рассогласование связаны соотношением
ir|mo;c/lnj/WWi=l/ch₽L.
Из того факта, что чебышевский плавный переход является предельным
случаем ступенчатого перехода при бесконечном расширении полосы пропуска-
ния, следует, что при любой конечной рабочей полосе длина соответствующего
ступенчатого перехода меньше длины плавного
перехода.	* >	/г/
Отличительной особенностью чебышевского 1 Ч "у
плавного перехода является наличие скачков вол-
нового сопротивления на его концах. Необходи-	\
мость таких скачков видна из разложения (5.6),	\
все члены которого убывают сЛ ростом частоты,	\
тогда как чебышевской характеристике соответ-	\
ствуют неубывающие осцилляции Коэффициент	\
отражения от каждого из скачков Гск связан с	\
|Г|тах очевидным СООТНОШеНИбМ Гск= |Г|тах/2,	\
вытекающим из поведения |Г| при (JL->-oo	о,07-----
На концах перехода ЛГ, ЛГ" равны нулю, а	;уя- З'йс л
АР, ЛГ" .. подбирают таким образом, чтобы ском-
пенсировать Гск при умеренно больших значениях	Рнс. S.2
р/. Наиболее простой практический способ нахож-
дения закона изменения U7(z) заключается в расчете ступенчатого перехода с до
статочно большим числом ступенек.
Поскольку чебышевский переход не является собственно плавным, что сни-
жает его практическую ценность, представляет интерес нахождение распреде-
лений A(z), позволяющих получить характеристику, близкую к чебышевской,
но без скачков волновых сопротивлений. Подобная характеристика может быть
получена, если на концах перехода ЛГ, ЛГ".. =0, а члены, содержащие N,
подобраны таким образом, чтобы величина первых всплесков характеристики
была одинаковой и минимально возможной. Наиболее простой закон распреде-
ления У(г), позволяющий это сделать, имеет вид рис. 5.3: W(z) =
=М>[1—Сс08(2лг/£)]. Подставляя это выражение в (5.5), получаем

На рис 5.4 показан характер изменения каждого нз слагаемых в прямо-
угольных скобках Коэффициент С может быть подобран, например, таким
образом, чтобы всплески характеристики в интервалах (л, 2л) и (2л, Зл) имели
одинаковое значение Это соответствует С=0,63 Получающееся значение
|Г|тах=0,03 In Wz/Wi Коэффициент отражения не превышает этого значеиня.
начиная с = 1,5л (1=0,75%)
Рис. 5.3
Значительно более высокое согласование получается в том случае, если
минимизируются всплески в интервалах (2л, Зл) и (Зл, 4л). Для этого случая
С=0,87, |Г|тах=0,0061п^/Г2/^; однако первое обращение Г в нуль имеет
место лишь при р/. = 2л, т е при 1.=%, и указанный допуск на рассогласование
реализуется, начиная с (5Д= 1,95л
Глава 6. ОБЩАЯ ТЕОРИЯ ПРОВОЛОЧНЫХ АНТЕНН
6.1.	Постановка задачи об излучении проволочных антенн
Антенны коротковолнового диапазона волн представляют со-
бой конструкции, состоящие из определенным образом располо-
женных в пространстве отрезков прямолинейных проводов. Поле,
созданное такими антеннами, может быть найдено суммированием
полей, созданных токами, протекающими по воем отрезкам прово-
дов, образующих антенну. Задача об излучении электромагнитных
волн проволочными антеннами решается в два этапа: на первом
определяют распределение тока по проводам, образующим антен-
ну, а на втором рассчитывают электрические характеристики по
найденному распределению тока.
Распределение тока по антенне и поле, созданное этвигЗимк
должны удовлетворять уравнениям Максвелла:	. Л
rotE =—i сор, Н ; rot Н =J + i сое Е.	(6.1)
Здесь J — вектор плотности тока.
Как известно, векторы напряженности электрического Е и маг-
нитного Н полей могут быть выражены через векторный потен-
циал А:
Е = —icoA------ grad div A; H=^rotA, (6.2)
cosp.	ц
где A=J^JJ——dV; r = ]/(x—x')a +(у—z/')2 + (z—z')a
— расстояние от точки интегрирования с координатами х', у', z'
до точки наблюдения с координатами х, у, z; р=<вКвр — коэффи-
циент фазы; V — объем, включающий в себя все области, в ко-
торых имеются токи.
При решении задачи о распределении токов необходимо учесть
граничные условия на поверхности антенны. В такой постановке
задача нахождения распределения тока по антенне сводится к ре-
шению некоторого интегрального уравнения.
6.2.	Интегральное уравнение Галлена для симметричного
электрического вибратора
Наиболее простой и хорошо изученной проволочной антенной
является симметричный электрический вибратор, состоящий из
двух одинаковых отрезков прямолинейных проводов, возбуждае-
мых в зазоре источником сторонней ЭДС (рис. 6.1). При нахож-
дении распределения тока по плечам вибратора проводимость об-
разующих его проводов полагается бесконечной. Это означает, что
ток существует в бесконечно тонком слое на поверхности плеч
вибратора. При расчете поля, создаваемого этим током, можно
пренебречь токами на торцах плеч вибратора1 и считать, что век-
тор поверхностной плотности тока проводимости на боковой по-
верхности вибратора имеет только одну составляющую вдоль оси
г, совпадающей с продольной осью вибратора. В соответствии с
этим векторный потенциал А также имеет одну параллельную оси
z компоненту:
_-»₽г
A - !l f Js-?------dS.
4 Я s r
Здесь S — боковая поверхность плеч вибратора, по которой
протекает ток с поверхностной плотностью /в-
1	Наличие торцевых токов приводит к появлению шунтирующей емкости в
эквивалентной схеме подключения вибратора к источнику ЭДС. В реальных
вибраторах для уменьшения этой емкости концы плеч вблизи точки питания
часто выполняют более тонкими
Обратимся к гранича им условиям на поверхности вибратора.
При бесконечной прппопимости проводов, образующих вибратор,
касательная компонента вектора напряженности электрического
поля на боковой поверхности плеч должна быть равна нулю всю-
ду, кроме зазора между плечами, где она равна некоторому зна-
чению E(z). С учетом (6.2) это условие можно записать в виде
.‘О "РЯ Ь/2-	(6.3)
dz2	Ц <вер Е (?) при |z|	b/2,
где b — ширина зазора между плечами вибратора.
02а
Рис. в.1
Неоднородное дифференциальное урав-
нение (6.3) имеет решение
Az (г) = -й- С. е'₽2 + С2 е-₽2- х
4 л	4 л	2 р
x[e-'Pz j Е (s') e'^'dz' 4-е‘Р2 х
L	—Ь/2
x”f Е (z') e~^'dz'l .	(6.4)
Поле поверхностного тока, текущего
по боковой поверхности кругового цилин-
дра радиуса а параллельно его оси, при
отсутствии азимутальной вариации экви-
валентно полю линейного тока, протека-
ющего по оси цилиндра и равного Z(z') =
= 2naJs{z’).
Соответственно
I	p-i₽r
Л2=Пс J/(2,) ~ dz>' <6-5)
где г=Уа2+ (z—z')2 для точек, лежа-
щих на боковой поверхности вибратора ’.
Приравнивая правые части (6.4) и
(6.5), получаем интегральное уравнение
относительно неизвестной функции рас-
пределения тока I(z'), которое называют по имени его первого ис-
следователя уравнением Галлена 2:
/ Z(z')dz'= СХ е*₽2-|-С2 е-1^2—— х
—I	Г	^0
[1в 2	b/2	1
е-*2 Е (zr) е<₽2' dz' + е'₽2 f Е (z') e-^'dz' .	(6.6)
иИв\(^3)-ДОлЖНО ВЫПОЛНЯТЬ5Я не толыю «а боковой поверхности
рассматриваться Lk точке внутрн ЭТОИ повеРхности- Формула (6 5) может
V триваться как выражение для векторного потенциала А, на оси вибра-
Здесь Zo = У ц/е. — волновое сопротивление среды- г =^'
= ]/(г-г')2+а2.
Прежде чем обратиться к рассмотрению методов решения урав-
нения Галлена, его следует упростить. В коротковолновом диапа-
зоне волн зазор между плечами вибратора может считаться ис-
чезающе малым по сравнению с длиной волны. В этом случае ин-
теграл в правой части можно вычислить, приняв в нем значение
экспоненциальной функции равным единице и обозначив среднее
значение напряженности электрического поля в зазоре Ео:
Ы2
j Е (?') е±1₽г' dz' Ео Ь.
-1/2
Предположим, что вибратор возбуждается источником сторон-
ней ЭДС, представляющим собой идеальный генератор напряже-
ния с нулевым внутренним сопротивлением и ЭДС, равной До (ом.
рис. 6.1). Тогда из закона Кирхгофа о равенстве нулю суммы на-
пряжений в замкнутом контуре следует
Eob = ~Uo.	(6.7)
При теоретическом анализе часто используют другую модель
возбуждения вибратора. Предполагается, что зазор между плеча-
ми вибратора отсутствует, а ток в вибраторе возбуждается неко-
торым сторонним полем Ест, существующим в пределах узкой по-
лоски шириной Ь. Напряжение, соответствующее этому полю,
J £ст (z) dz=U0.
-b/2
Результирующее поле, являющееся суммой стороннего поля и
поля, создаваемого током в вибраторе, должно равняться нулю у
идеально проводящей поверхности вибратора. Это условие выра-
жается равенством (6.7). Таким образом, обе модели возбужде-
ния вибратора эквивалентны.
С учетом (6.7) уравнение Галлена приобретает вид
с /(Z') £^Ldz'^C1^ + C2^+2^U0e^.	(6.8)
—Z	г
В экспоненте при последнем члене в правой части ‘(6.8) знак
«минус» относится к отрезку	«плюс» — к отрезку
—/^25^0. Правая часть (6.8) приводится к более удобному для
расчетов виду заменой экспонент тригонометрическими функция-
тора, создаваемого токами, текущими по боковой поверхности вибратора, а
{6.3) —как условие равенства нутю полного поля на оси вибратора
2	Независимо от Е Галлена это уравнение было получено и подробно
исследовано в работах М А. Леонтовича и М. Л. Левина.
ми. Вводя новые постоянные С3 и С4, можно записать (6.8) в
виде
/ I (2') dz> = С3 cos р z + С4 sin рz-i р Uo sin р |z|.	(6.9)
Здесь член С3 cos pz включает слагаемое (2л/20) Uo cos pz.
У симметричного вибратора распределение тока симметрично
относительно точки z'=0: I(z')=I(—z'). Это же условие справед-
ливо и для векторного потенциала Az, создаваемого этим током:
Az(z) =Аг(—z). Поэтому в (6.9) постоянную С4 следует принять
равной нулю, и уравнение Галлена принимает вид
j I (z') dz'=С cos pz —i sin p |z| ,	(6.10)
где учтено, что волновое сопротивление свободного пространства
Zq= 120л Ом.
Неизвестную постоянную С можно исключить. Для этого по-
ложим в (6.10) значение переменной z равным нулю. Тогда
I	е-фг.	г______
С = [ I (г') ---dz, где r0= Vz'2+a2.
-I	r°
С учетом этого (6.10) принимает вид
J Z(z')K(z,z')dz' = -i^-sinp|z|,	(6.11)
где ядро интегрального уравнения
К (z, z') =e-*Pz/r—cos (P z) е-‘₽г» /г0.
6.3. Методы решения уравнения Галлена
Уравнение Галлена первыми его исследователями решалось ме-
тодом последовательных приближений. Остановимся на основных
моментах этого решения, поскольку его результаты имеют как тео-
ретическое, так и практическое значение. В качестве первого шага
при решении левую часть (6.10) преобразуют к виду
/ I(Z')^d2'={ [I(Z)-I(z) + I(2')^r}d± =
= I(z)	р (z') е_1₽г—Z(z)j ,	(6.12)
где в первом слагаемом учтено, что функция /(z) не зависит от
переменной интегрирования z' и ее можно вынести из-под знака
интеграла. Производя интегрирование в первом 'слагаемом, по-
лучаем с учетом того, что r=Vr (z—z')2+a2:
j =Q+6,
(6.13)
w
Q = 21n(2//a); d = ln (-L [j/' 1 +	+ 1] x
4МИ'-В
После подстановки (6.13) в (6.12) и далее (6.12) в (6.10) по-
лучаем
7 (Z)= "q (С C0SpZ~i 6О~ sin Р 1^1 ) —
—{/(z) 6+ jJ/(z')e-<₽'-Z(z)] ^} .	(6.14)
На концах вибратора при |z|=Z ток должен обращаться в
нуль. Полагая в (6.14) z=l, находим
0=~ ^cosp/-i sinp/^-A / I(z') ^2- dz', (6.15)
где Г1 = ]Л (Z—z')2 + a2.
Вычитая (6.15) из (6.14), получаем
Цг) = -А- [С (cos р z —cos pZ ) — i х
X (sin р |z| —sin pZ)j-(z) 6 +
+ j [/(2')е-!^-/(2)]	I(z') dz'} .	(6.16)
Уравнение (6.16) решается относительно I(z) методом после-
довательных приближений. В качестве нулевого приближения при-
нимается первый член из правой части (6.16):
Л (г) = 4 [С (cos р z-cos р Z)-i (sin р |z| — sinр I)] .	(6.17)
Q L	60	J
Подставляя это выражение в правую часть (6.16), получаем
следующее приближение:
' (Z) 4 [C[f. (*) -	)-4 (О.М- ^)] . (6.18)
где Fo (z) = cos р z — cos p I; Fx (z) = Fo (z) 6 +
+ J [Fo (z') e~‘₽'-F0 (z)] — - J Fo(2') -~^-dz' ;
Go (z) =sin p |z|—sin p Z ; GT (z) = Go (z) 6 +
+ J 1^0 (2') e-^- Go (z)] — - / Go (z') dz'.
Это выражение можно вновь подставить в правую часть (6.16)
и т. д. В результате получается разложение для тока по обрат-
ным степеням большого параметра О. Значение константы С на-
ходится подстановкой разложения для тока в (6.15):
sin ₽ /+ *G + -
cos Р 1 + "o'	+ • •
(6.19)
где
тс = —j Go (z') e — dz'; tf = — J F0(z') е~-‘ dz'.
Подставляя (6.19) в (6.18), получаем с точностью до членов
порядка 1/Q2
г; б/0 Г Sin Р (Z |z|) + x/Q + . 1	/К 9Л\
1 (z) -1 60Й [ co7₽/ + fF7Q+ —J ’	(6-20>
где x=Fotg—Gqtf—sin 0Z + G1 cos pZ.
Разложение (6.20) справедливо, если й является большим па-
раметром и последующими членами разложения можно прене-
бречь. За условную границу можно принять й=10 или Z/a«75.
При стремлении радиуса провода к нулю выражение для тока
стремится к виду
/(z) = Zsin₽(Z-|z|).	(6.21)
Это выражение широко используется в приближенных расче-
тах антенных характеристик (см. § 6.4, 6.5). Расчет входного со-
противления по (6.20) дает удовлетворительную точность для тон-
ких вибраторов, однако неудобен для практически важных случаев
и Х/2, поскольку требует вычисления громоздких вы-
ражений X И Тр.
В настоящее время наиболее распространены численные реше-
ния уравнения Галлена методом моментов. Суть метода сводится
к следующему. Искомую функцию распределения тока I(z') пред-
ставляют в виде суммы линейно-независимых функций:
/(*') = Д /р/р(А	(6.22)
называемых базисными функциями. Коэффициенты I? зд&сь яв-
ляются неизвестными весовыми коэффициентами, с которыми ба-
зисные функции fp аппроксимируют истинное распределение тока.
После подстановки (6.22) в (6.11) интегральное уравнение для
распределения тока преобразуется в функциональное уравнение
Д / fp (г') к (2, г') dz'- -i sin 0 |z|.	(6.23)
Приравнивание правой и левой части (6.23) осуществляется
следующим образом. Обе части (6.23) умножают на некоторую
функцию <p(z), называемую весовой функцией, и интегрируют по
г. Результат интегрирования называется моментом исходного вы-
ражения по отношению к функции <p(z). Вычисляя моменты функ-
ционального уравнения (6.23) по отношению к системе линейно-
независимых функций <pP(z), получаем систему линейных алгеб-
раических уравнений относительно искомых коэффициентов /р:
ДМ	Л>(г') <Р1 (г) K(z,z')dz' dz = — i	J <p1(z)sinp \z\dz ;
2 M J fP(z')<Pz(z)K(z, z')dz'dz = — i	J <p2(z) sin₽|z| dz ;
У IP f J fp(z')(pw(z)/C(z, z')'dz'dz==—J (pw(z)sin0|z|dz.
p=i -i -i	b0 -i	)
(6.24)
Если весовые функции выбирают идентичными базисным
функциям, т. е. <Pp—ifp, то данная разновидность метода момен-
тов называется методом Галеркина. Достоинством этого метода
является то, что ряд интегральных характеристик решения (на-
пример, излучаемая мощность и др.) обладает стационарными
свойствами (см. § 6.4), т. е. слабо зависит от точности представ-
ления искомого тока.
Базисные функции можно выбирать, в принципе, произвольно.
К ним не предъявляют иных требований, кроме того, что они дол-
жны быть линейно-независимыми, а решение с их помощью дол-
жно быть представлено достаточно точно. На практике выбору
системы базисных функций уделяют исключительно большое вни-
мание. От этого выбора зависит то минимальное число членов ря-
да #, при котором искомое распределение тока аппроксимирует-
ся с требуемой точностью. В свою очередь, от числа членов ряда
(6.22) зависит трудоемкость, а в случае сложных антенн —и
принципиальная возможность решения задачи.
Обычно базисные функции выбирают в соответствии с физиче-
скими особенностями решаемой задачи. Например, в рассматри-
ваемом случае симметричного электрического вибратора базисные
функции следует выбирать таким образом, чтобы они обращались
в нуль на концах вибратора при |z|=Z. Опыт практических рас-
четов показал, что решение имеет высокую скорость сходимости,
если воспользоваться системой степенных базисных функций вида
/(z')-f 1Р (1- izW.	(6.25)
p=i
предложенной Поповичем [7]. С ее использованием высокую точ-
вость расчета распределения тока для вибраторов с длиной плеч
/^0,625Л можно достигнуть уже при #=24-3.
Для получения решения системы уравнений (6.24) требуются
значительные затраты машинного времени на двойное численное
интегрирование выражений вида
Zi ft = / j ft (z'l Фл (z) К (z. г') dz' dz.
Для уменьшения объема вычислений можно использовать в ка-
честве весовых функций 6-функции Дирака. В соответствии с ос-
новным свойством б-функции J f(z)t>(z—zk)dz=f(zk) после под-
становки в (6.24) <pft(z)=6(z—гк) эта система уравнений сущест-
венно упростится:
f М fp (z')/С (Zx, 2') dz'= — i	sin р |гг| ;
f/pyP(z')/<(zaiz')dz' = -i^sinp|z2|;}	(6 26>
S /р $ fp (z') K(zNz')dz'^ — i^-sinp |Za,|.
Использование 6-функций в качестве весовых функций озна-
чает приравнивание правой и левой части (6.23) в отдельных точ-
ках zh. Поэтому такая разновидность метода моментов получила
название метода сшивания по точкам.
Каждая из базисных функций в (6.22) может представлять
распределение тока по всей длине вибратора, но возможен и иной
тип базисных функций. Плечи вибратора разбивают на отрезки
и для каждого отрезка задают свою систему базисных функций.
Такой подход наиболее целесообразен при решении задачи о рас-
пределении тока по вибратору, плечи которого состоят из физиче-
ски обособленных отрезков проводов. В качестве примера можно
привести вибратор, в плечи которого включены на определенных
расстояниях сосредоточенные нагрузки — резисторы, катушки ин-
дуктивности, конденсаторы и их комбинации (рис. 6.2).
Из подобных способов аппроксимации распределения тока сле-
дует упомянуть кусочно-степенную аппроксимацию, когда на не-
котором i-м отрезке ток представляется в виде
'<'•»=i	<6-27>
и ее частный случай — ступенчатую аппроксимацию
Ц (z')=/bp = const,	(6.28)
а также кусочно-синусоидальную аппроксимацию
Л (г')=1Л sin р (Zi+x—z') + Ii+1 sin p (?'—/i)]/sin p	(6.29>
Кусочно-степенная аппроксима-
ция (6.27) обладает теми же свой-
ствами, что и система степенных ба-
зисных функций (6.25). Она обеспе-
чивает высокую скорость сходимо-
сти решения на отрезках большой
длины: для отрезков длиной до 0,5Х
достаточно выбрать N=3. При этом
(6.24) необходимо дополнить урав-
нениями непрерывности тока на гра-
ницах соседних отрезков:
р=1	р=1 I й+1 I
Для выполнения концевых усло-
вий I(z') =0 при \z'\ =1 распределе-
ние тока на крайних отрезках целе-
сообразно задавать в виде (6.25).
Особый интерес представляе11'
кусочно-синусоидальная аппрокси-
мация (6.29). Ее применение позво-
ляет существенно упростить алго-
ритм вычислений и развить метод
анализа, тесно связанный с извест-
ными соотношениями метода наве-
денных ЭДС (см. § 6.7).
Рис. 6.2
6.4.	Анализ распределения токов в системе вибраторов
В области коротких волн, а также в других диапазонах широ-
ко применяют сложные антенны, состоящие из многих вибрато-
рои. Кроме того, даже в случае одиночного вибратора наличие его
зеркального изображения в проводящей земле создает условия,
аналогичные условиям совместной работы двух вибраторов.
Если все вибраторы, образующие антенну, параллельны, век-
торный потенциал А имеет только одну компоненту и граничные
условия у поверхности каждого вибратора, заключающиеся в ра-
венстве нулю касательной составляющей напряженности электри-
ческого поля Е, могут быть заменены эквивалентными граничны-
ми условиями для вектора А, аналогичными (6.3). При этом для
каждого вибратора может быть составлено уравнение типа (6.9):
у /(<)	&;+ j /(Z0	&; + ...+
-z, “ rlk	-i2	rtk
+ f I (z'.) ----dz'.+... =C3)1 cos p zft4-
~i.	rik
1П7
+ C4ftsinp2ft-i|^t/ftsinp|zft|,	(6.30)
где lj — длина плеча j-ro вибратора; rjk —расстояние от точки ин-
тегрирования иа оси /-го (вибратора до точки наблюдения на бо-
ковой поверхности йнго вибратора.
Отличие от рассмотренного ранее случая одиночного вибрато-
ра заключается лишь в том, что результирующая величина А2 оп-
ределяется токами во всех вибраторах. Совокупность уравнений
вида (6.30), составленных для каждого вибратора, образует пол-
ную систему уравнений, описывающую распределение тока в си-
стеме вибраторов. Распределение токов в вибраторах может быть
найдено методом моментов. При этом необходимо иметь в виду,
что из-за взаимодействия вибраторов через окружающее их про-
странство распределение тока в каждом из них в общем случае
может быть несимметричным; и в систему базисных функций,
представляющих ток в каждом вибраторе, следует ввести функ-
ции, несимметричные относительно центра вибратора.
Распределение векторного потенциала А также не обладает в
этом случае симметрией относительно центра каждого из вибра-
торов и константы нельзя считать равными нулю. Эти кон-
станты следует рассматривать как дополнительные неизвестные, и
число уравнений нужно соответственно увеличить. Для получе-
ния дополнительных уравнений достаточно увеличить число ис-
пользуемых весовых функций и соответственно число вычисляе-
мых моментов, причем в системе весовых функций также долж-
ны присутствовать функции, не являющиеся симметричными от-
носительно центра вибратора. Некоторые дополнительные особен-
ности построения системы алгебраических уравнений, получаемой
методом моментов для системы взаимодействующих вибраторов,
будут отмечены ниже при исследовании интегральных уравнений
иного типа.
При произвольной ориентации проводов вектор А имеет в об-
щем случае все три компоненты и связать его достаточно про-
стым образом с вектором Е, как это
4	делалось при выводе уравнения Гал-
ш	лена, не удается. В этом случае
Ul ‘i-J/j	уравнения, вытекающие из гранич-
у г,	ных условий на поверхности каждо-
ш хЖ/	го из проводов, можно записать не-
\\\ ////	посредственно для электрических
/ /	полей, создаваемых всеми токами в
у /	0	рассматриваемой системе проводов,
\\\ / /	хотя вычисление коэффициентов ма-
т/ /	трицы получающейся при этом си-
Т /	стемы линейных уравнений в боль-
U /	шинстве случаев сильно усложняет-
ly	ся, и резко ограничиваются возмож-
V	ности использования метода «сши-
Рис. |в.з	вания» по точкам.
Пусть имеется п взаимодействующих вибраторов, произвольно
расположенных и произвольно ориентированных относительно друг
друга (рис. 6.3). Ток в каждом вибраторе ищется в виде ряда
(6.22) с неизвестными коэффициентами:
n,	n,+n2
/&)=У Л6&);	&);•••
7=1	/=N>+1
(6.31 >
где — текущая координата вдоль k-ro вибратора; Nk — число
учитываемых членов разложения в представлении тока в k-м виб-
раторе.
Число учитываемых членов разложения и сам выбор ба-
зисных функций fj для различных вибраторов могут быть неоди-
наковыми в зависимости от размеров и формы каждого вибра-
тора. Результирующее электрическое поле у поверхности каждо-
го из вибраторов слагается из стороннего поля собственного ис-
точника ЭДС, поля, создаваемого током в самом вибраторе, и по-
лей, создаваемых у поверхности этого вибратора токами во всех
остальных вибраторах. Тангенциальное электрическое поле у по-
верхности т-то вибратора, создаваемое составляющей тока
Ijfjilh.) в вибраторе, можно записать в виде
= J G(UM)<^,	(6-32)
~!ь
где lk — длина плеча k-vo вибратора;	%'k)d£'k — поле,
создаваемое в точке элементом тока I(£'k)di'k, находящимся
в точке £'*, причем направление тока совпадает с направлением
Zk, а в точке наблюдения берется составляющая поля вдоль £т.
Выражения для компонент поля, создаваемого элементом тока
в локальной системе координат, центр которой совмещен с
этим элементом тока, даны ниже. В цилиндрической системе ко-
ординат z, р, <р, ось которой совпадает с направлением тока,
имеем:
_ 30 / d %	.Зг2-г2 ] (Зг2 —г2)Р ] . (г2—г2) fl2 J
4>^ргГ-|1- + 2| + |£.1Л;
Р р Г2 L Г® г2 г]
£ф = 0,	(6.33 а)
где г= У p2+z2 — расстояние от излучающего элемента до точки
наблюдения.
В сферической системе координат г, 0, q>, в которой угол 0 от-
считывается от оси, совпадающей с направлением тока,
Er = 60Zdl cos 0 ( -i 4 + 4 )
p	\ Iя r2 )
Ee= 3Old6sin0(_._L +-L+i^e-'P- £ф = 0. (6.33 6)
В (6.33 а) и (6.336) учтено, что волновое сопротивление сво-
бодного пространства J/"p./e= 120л Ом. Отметим, что в соответст-
вии с принципом взаимности
G (U^)=G(gft,gm).	(6.34)
Суммарное поле, создаваемое всеми составляющими токов во
-всех вибраторах у поверхности т-го вибратора,
£2(U)= f Е^3,
где = TVj 4-4- ... +Nn.
При вычислении поля, создаваемого у поверхности вибратора
его собственным током, считают, что ток протекает по оси прово-
да, тогда как поле определяют у его боковой поверхности. При
этом G(gm, g'm) при gm=?'m «е обращается в бесконечность. Мож-
но также считать, что ток равномерно распределен по боковой по-
верхности провода, а поле ищется на его оси, поскольку резуль-
тирующее электрическое поле должно обращаться в нуль не толь-
ко у поверхности вибратора, но и в любой точке, лежащей внут-
ри этой поверхности.
Условие равенства нулю результирующего поля у поверхности
т-го вибратора записывается в виде
=	(6.35)
где £Стт(|т) — стороннее поле внешнего источника, возбуждаю-
щего m-й вибратор.
Для нахождения неизвестных амплитуд токов 13 согласно ме-
тоду моментов обе части (6.35) умножаются на весовые функ-
ции Фг(ёт) и производится интегрирование по gm. Эта процедура
осуществляется для каждого из вибраторов, в результате чего по-
лучается система алгебраических уравнений:
Л	4" ^2 ^124" ••• 4* In ZiN — Ui > j
Л Z214-/2 Z22+...+ /wZ2№t/a ; I	(6 36)
Л ZNi Ч" /2 ^лгеЧ" ••• 4- In Znn = Un> )
где
j" £ит^)ф(У^.
Если стороннее поле действует в бесконечно узкой области, что
эквивалентно возбуждению вибратора источником, включенным в
бесконечно узкий зазор между плечами, то Естт(%т) = Um„6(lm\
и Ui=UmBx^i(0), где Umвх—входное напряжение, поддерживае-
мое в зазоре между плечами m-го вибратора.
В системе (6.36) первые Мг уравнений получены из условия
(6.35) для первого вибратора путем применения Afj различных ве-
совых функций, последующие М2 уравнений — из условий (6.35)
для второго .вибратора и т. д. Число уравнений Мт, составляемых
для т-го вибратора, может быть произвольным и не связанным
с числом Nm членов ряда, учитываемых 'в представлении тока в
т-м вибраторе (должны совпадать лишь общее число уравнений
и общее число неизвестных), однако желательно, чтобы числа
Мт и Nm не слишком отличались. Связано это с тем, что наи-
больший вклад в суммарное поле у поверхности вибратора со-
здает его собственный ток и при совпадении Мт и Nm наиболь-
шие коэффициенты матрицы системы (6.36) будут расположены
на главной диагонали, что повысит устойчивость решения, т. е.
уменьшит влияние ошибок, связанных с конечным числом членов
в представлении тока, приближениями в вычислениях и т. п.
6.5.	Метод наведенных ЭДС
В инженерной практике широко распространен метод наведен-
ных ЭДС, предложенный Бриллюэном и Рожанским и развитый
в работах Кляцкина, Пистолькорса и др. В приближении этого
метода ток в каждом вибраторе описывается одним членом
(6.37)
а в качестве весовой функции используется <рь(Ы =/*&(£&)• При
этом общее число уравнений в (6.36) равно числу вибраторов, а
значения Uh являются напряжениями источников, приложенными
к каждому из вибраторов и пересчитанными к значению тока в
пучности: £7h=£7ftBxf*fc(0).
Такой выбор весовых функций связан со следующими соображениями При
приближенном представлении тока в виде (6 37) неизбежно нарушается соот-
ношение между током в пучности, в основном определяющим поля в дальней
зоне и, следовательно, общую излучаемую мощность, и током на входе вибра-
тора, определяющим мощность, отдаваемую источником питания. Значения
можно подобрать таким образом, чтобы либо та, либо другая мощность, вычис-
ляемая по этим значениям, была равна или по крайней мере близка к ее истин-
ному значению, определяемому, например, в результате точного решения. Од-
нако прн этом баланс между излучаемой мощностью, и мощностью, отдавае-
мой источником, окажется нарушенным.
Выбор в качестве весовой функции	соответствует такому подбору А,
прн котором баланс мощностей выполняется, хотя обе мощности н определя-
ются с некоторой ошибкой Умножим, например, первое уравнение (636) на
I*d2. Действительная часть выражения в правой части
Re {тUi 4=ке'{т t£ст 1 (£i) z*(gi)
есть мощность, отдаваемая источником, подключенным к первому вибратору.
Действительная часть выражений
±	±	/; «оли
а соответствии с теоремой Пойнтинга есть мощность, излучаемая током в пер-
вом вибраторе при взаимодействии с полем £(^i)k, создаваемым £-м вибраю-
ром. Сумма величин, стоящих в левой части уравнения, есть суммарная мощ-
ность, излучаемая первым вибратором при взаимодействии с суммарным полем,
создаваемым токами во всех вибраторах, в том числе его собственным током,
а само уравнение выражает, таким образом, условие баланса мощностей
Выбор весовой функции	не во всех случаях является оптимальным
Запишем k-e. уравнение системы (6 36) в виде
Ik<Gfk, Фь>=— <Eh, Фй>,	(6.38)
где Ёк — поле, создаваемое у поверхности k-ro вибратора подключенным к нему
источником и токами в остальных вибраторах.
В этом выражении поле, создаваемое у поверхности вибратора его соб-
ственным током hfk (£ь), для краткости обозначено с помощью символического
оператора G:
Ik Gh = lk f
~lk
а интегра i от произведения двух функций — с помощью символа скалярного
произведения
<Ek, фь> = f Ек (6л) фл (Ел) U;
<G fk> фь> = J Gfhqk (Zk) d .
~lk
Из (6 38) находим
Ik = — <$k. фь> /’< & fk. Фь> •	(6 39)
Поскольку fk не является точным решением уравнения
IkGfk=~ Ek,	(6.40)
получающееся значение Ik зависит от выбора весовой функции. Пусть требуется
минимизировать ошибку в определении некоторой интегральной характеристи-
ки Q, зависящей от величины и формы распределения тока в вибраторе сле-
дующим образом Q=Ik(fk, Ф>, где Ф — некоторая заданная функция.
Вариационный метод, предложенный Ю Швингером, позволяет выбрать ве-
совую функцию таким образом, чтобы минимизировать ошибку в определении
желаемой характеристики Согласно этому методу в качестве весовой функции
«яедхет взять решение уравнения
Оф=Ф,	(6.41)
причем необязательно искать точное его решение. Как видно из (6.39) функ-
ция <р может быть определена с точностью до произвольного коэффициента.
Кроме того, характер изменения <р(£л) может лишь приближенно удовлетво-
рять (6.41).
Пусть
fk = f°k + bfk’ ФЛ=ф£ + 6фЬ.	(6.42)
где и ф°й — точные решения уравнений (6.40) и (6.41).
Используя (6.39), находим
п_	<£ь> Фь> <ffe. Ф1* . п _ <Ёь. фь> <f°, Ф>
Q	~	» Qo *00’
<<5Д,фй>	(Gfk, ФЛ>
где Qo — истинное значение величины Q
Полагая вариации б« и бфй малыми, находим, используя общие правила
нахождения малых приращений, Q = Qo + 6Q, где
6Q=— {«Eft, 6фй> <f£, Ф> +<ЁЙ1Ф“> <Ф, 6fft»(Gf°, <р°> —
— (Ей, Ф°> </?,Ф>«0 6/л,ф^>+<0/“,6фЛ»}/<0/°, Ф£>2.
Подставляя в это выражение	= Eh/Ih, G<p°k=® и учитывая симметрию
оператора G: (Gf, ф> = <(5ф, )>, вытекающую нз (6.34), получаем 6Q=0, т е
прн указанном выборе весовой функции малые ошибки в определении fk и фь
почти не влияют на величину Q, причем ошибки, сводящиеся к некоторым ам-
плитудным коэффициентам, вообще не сказываются на этой величине
Это не значит, разумеется, что при больших отклонениях от истинных
распределений f(|) и ф(|) ошибка в определении Q остается малой, поэтому
в качестве f и ф желательно использовать функции, не слишком отличающиеся
от точных решений
Пусть, например, требуется рассчитать мощность, излучаемую вибратором
В этом случае Ф=Е\ н фь определяются нз уравнения бфк=Ё*Л
Для нахождения входного сопротивления, определяемого значением тока в
точке питания |ь = 0, в качестве весовой функции следует взять решение урав-
нения Оф*=б(В*), поскольку Ih{fk, 6(Ь)>=ЛЛ(°) =М°)
При практических расчетах обычно принимают
fk(lk)=<h(k)=rk (£ft)=sin₽(Zft-llftl). (6.43)
Такой выбор имеет ряд преимуществ. Как следует из строго-
го анализа [см. (6.21)], распределение тока в тонком вибраторе
асимптотически стремится к виду (6.43) при уменьшении радиуса
провода, так что для тонких проводов ошибки 6f и б<р оказыва-
ются малыми, независимо от того, какой смысл приписывается ве-
совой функции <р. При выборе f и <р согласно (6.43) выполняются
баланс мощностей и соотношение взаимности Z<h=Zh{. Последнее
следует из (6.34) и условия fk=4>k-
Особое практическое преимущество выбора Д в виде (6.43)
связано с тем, что в этом случае выражение для поля, создавае-
мого током в вибраторе, имеет весьма простой аналитический
ВИД.
Пусть в прямллвшрйншм проводе длиной I, ось которого совпа-
дает с осью z цилиндрической системы координат, протекает ток
Z(z). Выражая напряженность поля Ег через векторный потен-
циал А, получаем
где r= ]/p2+(z—z')2.
а2 г а2 г
Учитывая, что ----- = —- ,
az2 az'2’
преобразуем это выражение к
виду
40 I	е—
£2 = -i V j 02'(z') ----------
P о	r
Производя во втором интеграле двухкратное интегрирование
по частям, находим
£. = -i у j [₽ I м
, . 30 d/(z') е"^ \г’~1
Р dz' г |г,=0
Если ток распределен по гармоническому закону Z(z)~
~ ехр (± ipz), оставшееся под знаком интеграла выражение обра-
щается в нуль. Вторая компонента поля Ер определяется из соот-
ношения divE= —г + — — (рЕр)=0, вытекающего из второго
dz р а₽
уравнения (6.1), если к обеим его частям применить операцию div.
Компоненты поля, создаваемого током
£	Z sin р (Z—z), протекающим в одном плече вибра-
8.4	(6.44)
Два симметричных плеча создают поле:	1
£!_-301/[Г^_2еоз₽г^ + ^];
£»“ ЦТ М -2—?'	+<*+0	•
(6.45)
Коэффициенты матрицы системы (6.36) при этом описываются
выражениями:
Zkk = -~— E(gft)ftZ*(Udgft=30i f
I'ftl _Zft	_Zft\ rr
— 2cos0 4	+ -П7~) sin P(Zft— |^|)dgft,	(6.46)
где
Л = Va? + (lk-^ ; r0 = Va2+f,; r2 = У^ + (4 + |Л)2;
Zlk=--1- $ £OZ*(gfe)dBfe =
ll k —ik
= -y- J E sin ₽ (к- 1^1) d^.	(6.47)
1 ~lh
Величина f(^)l берется из (6.45), где под направлением z сле-
дует понимать направление Смысл величин гь г0, г2 виден из
рис. 6.3.
Для компланарных векторов 7?(|ь)1=£,гсо8ф4-£,р8т ф, где ф —
угол между направлениями и В общем случае
Е	= Ez & §ft) + Ер	(5>Го) =
V di—(£гг0)*
= Е2со8ф + Ер^^^££1Д ,
sin т)
где хит]— углы между направлениями и г0, и г0 соответ-
ственно.
Ряд расчетных соотношений дан в приложении ПЗ.
6.6. Применение метода наведенных ЭДС
А. Сопротивление излучения и входное сопро-
тивление одиночного вибратора.
Сопротивление Zn=/?n + iXii, отнесенное к пучности тока, на-
зывается собственным сопротивлением излучения. Действительная
часть 2ц равна удвоенному отношению мощности, излучаемой
вибратором, к квадрату тока в пучности:
(6.48)
Вычисление Zu по (6.46) дает следующий результат1:
Яц = 30 [2 (Е + 1п 2 р Z + Ci 2 р Z) + sin 2 р I (sin 4 0Z—2 Si 2p/) +
+ cos 2pZ (£ + In P Z + Ci 4p I-2 Ci 2pZ)] ;
Xu = 30 [2Si 2p/ + sin 2p I (£ + In p Z-|-Ci 40Z —2Ci 2pZ—
— 2 In Ila) + cos 2 p I (— Si 4 p I + 2 Si 2 p I)],	(6.49)
где £=0,577— постоянная Эйлера; Ci x, Six — интегральные си-
нус и косинус от аргумента х.
z-.	р COS U * __ гр . ।	х~ . х*
Ci х = — [ ---- du—E + In х---------------—...
J и	2-2!	4-4!
_ sin х f .	2!	4!	\ cosx /1	3!	5!	\
X \	X2 Xi	) X \ X X3 X3 ‘ /
Выражение для Rit можно получить также по (6.48), где Р г
определяется интегрированием вектора Пойнтинга по поверхности
сферы бесконечно большого радиуса, окружающей вибратор. При
Ru «20(р/)\
На рис. 6.5 показана величина /?ц в зависимости от отношения
длины плеча вибратора к длине волны. На рис. 6.6 для тонкого
провода Z/a=3000 показана величина Ли.
Входное сопротивление вибратора Zi1BX в приближении сину-
соидального распределения тока связано с 7ц соотношением
вх = -^n/sin2 ₽ I-
Для полуволнового вибратора ZnBx=Zn = 73,l + i42,5 Ом. Та-
ким образом первая резонансная длина вибратора (длина, при
которой реактивная составляющая входного сопротивления равна
нулю) несколько короче 0,5%. При длине вибратора, равной дли-
не волны, входное сопротивление, полученное в предположении
синусоидального распределения тока, оказывается равным беско-
нечности. На самом деле входное сопротивление является конеч-
ной, хотя и большой величиной.
Для оценки входного сопротивления в этом случае использует-
ся следующий прием. Для короткого вибратора выражение для
входного сопротивления, вытекающее из (6.49), можно записать
в виде
^ивх « iXuBx «-iF ctgpZ, где Г = 120 [In (l/a)~ 1]. (6.50)
Это выражение аналогично выражению для входного сопротив-
ления разомкнутого отрезка линии длиной Z с волновым сопро-
прово ^ПцЩеиы члены, стремящиеся к нулю при стремлении к нулю радиуса
тивлением, равным W. Развивая эту аналогию, можио счтггать,
что входное сопротивление вибратора равно входному сопротив-
лению разомкнутой линии с потерями. Длину линии полагают
равной I, волновое сопротивление — W, а постоянную затухания
а подбирают таким образом, чтобы потери в линии равнялись по-
терям на излучение в вибраторе: <x=/?i/(2U^), где Rlt приходя-
щееся на единицу длины сопротивление потерь, определяется из
условия 7?! J Iz(z)dz=IzlRii.
Для Z(z) =Д sin 0(Z—z) в результате несложных вычислений
Рис. 6.6
Соответствующее выражение для входного сопротивления име-
ет вид (1.13).
Б. Взаимные сопротивления двух вибраторов.
Формула (6.47) позволяет вычислить в аналитическом виде
взаимное сопротивление двух вибраторов Zxk~ZM, хотя даже для
наиболее простых случаев их взаимного расположения получают-
ся достаточно громоздкие выражения. Рассмотрим важный для
практики случай двух параллельных вибраторов, имеющих длины
2Zi и 2Z2 (рис. 6 7). Расстояние между осями вибраторов равно D,
а центры вибраторов смещены по высоте на величину Н. В дан-
ном случае ф = 0 и £'(gI)2 = £'z С учетом (6.45) формула (6.47)
приводится к виду
ГН/ -1₽Г1
Z12=Z?12+iX12 = 30i |	( —-----
cos pz2+ sin
П)	Г2 /
H-Hi / е”^Г1
+1 (^-2~х
X cos р 12 + _1_22 j sin р (Zj + Н—В) d I,
где Г1= Ш-В)2 + О2; го =	Гг2 = ]/(Z2 + g)2+Z)2.
В результате вычислений получаем:
Z?i2=> 15 {cos р (Я +Д) [Ci Uj—Ci'u0 + Ci«/0—Ci z/x4-Ci Uj —
—Ci o0 + Ci s0—Ci sJ + cos p (Я—Д) [Ci t0~Ci a>0 +
+ Ci Уо~Ci g0 + Ci n0—Ci x0 + Ci s0—Ci f0] + cos p (Я-f-L) x
X [Ci o>i—Cio>0 + Ci y0—Ci гд + Ci xt—Ci x0 + Ci s0—Ci sj +
+ cosP(tf—L) [Ci m0—Cin0 + Ci y0~Ci g0 + Ci p0—Ci o0 +
+ Ci s0—Ci /J + sin p (H+ Д) [Si иг—Si u0 + Si y0—Si yx—
—Si Vi + Si u0—Si s0 + Si sj + sin p (Я—Д) [Si Zo—Si te>0 +
+ Si y0~Si g0 —Si u0 + Si x0 —Si s0 + Si f0] + sin $'(H + L)x
X [Si ayx—Si w0 + Si y0 — Si уг~Si xx + Si x0—Si s0 + Si sj-f-
+ sin p (H—L) [Si mQ—Si u0 + Si Уо~Si So~Si P0 + Si o0 —
— Si s0 +Si fol>	(6.52)
где A = Z2-Zi: L = Z2 + Zi:
«0 =P IV^+ЦГ^+Н-ZJ; «! =p [К^+^+Лр+Я+Д] ;
». = р[КОЧ;(Я —Zj)2-Я+ZJ; yr=P []/Па + (Я+Д)2—H—Д] ;
®,=p	zx)2+я+/d;	1Коа+(я+/,)2+я+l] ;
*0 = ₽ (УО2 + (// + 4)2-я-4J; Х1 = 0 [Г^нЯ+Тг-я-к];
Уо = 0[]/О2 + Я2+Я].	50 = р[]/О2 + Я2-Я] ;
У! = Р (ГО2 + (Я+/2)2 + н+l2]; Si =Р []/О2 + (Я+/2)2-я-/а]Д
Ро = Р IKD2 + (Я -L)2 - Я + L] ; тй = р[|/О2 + (Я-L)2 + Я- L] ;
n0 = р [VD2 + (Я—Д)2-Я + А]; tQ =р [КО2 + (Я-Д)2 + Я—А] ;
fQ = р []/О2 + (Я-/2)2-Я +l2]; g0 = р []/О2 + (Я-/2)2 + Н-12].
Значение реактивной составляющей взаимного сопротивления
можно получить из (6.52), заменив в квадратных скобках инте-
тральные косинусы на взятые с обратным знаком интегральные
синусы от тех же аргументов, а интегральные синусы — на взятые
с тем же знаком интегральные косинусы.
При 1[ = 12, Н=0 и D=a (6.52) переходит в собственное со-
противление излучения (6.49).
На практике иногда удобнее производить непосредственное чис-
ленное интегрирование выражения (6.47). В приложении 4 приве-
дены некоторые результаты численных расчетов, позволяющие су-
дить о характере изменения Z12 в зависимости от длины вибрато-
ров и их взаимного расположения *.
Степень взаимного влияния соосных вибраторов иллюстриру-
ется кривыми, приведенными на рис. 11.3 (см. гл. 11).
В. Сопротивление излучения и входное сопро-
тивление в системе вибраторов.
Под сопротивлением излучения вибратора в сложной антенне^
состоящей из многих вибраторов, понимается отношение напряже-
ния, пересчитанного к пучности, к току в пучности. Согласно из-
ложенному ранее действительная часть этого отношения равна уд-
военному отношению мощности, излучаемой данным вибратором
с учетом его взаимодействия с другими вибраторами, к квадра-
ту тока в пучности.
Из системы (6.36) следует:
Z. = =ZU + A Z12+ ... + A zln;
z2= А = Az21+Z22+... + Z-=-Z2n;	(6.53)
Z2 ‘2	‘2
Таким образом для нахождения сопротивления излучения не-
обходимо решить систему (6.36) относительно Ц, /2...... In и по-
лученные значения подставить в (6.53).
Пусть ||Уъ-||—матрица, обратная матрице сопротивлений
IlZfjll. Решение системы (6.36) может быть записано в виде:
71 = Уц{/1+У12^2-|- - +\mUn.\
12=Y 2\U\+^ 22U 2-\- — +^2nt/n;
1 Более подробные результаты можно найти в [8].
Добавка к сопротивлению излучения i-ro вибратора в (6.53),
связанная с влиянием k-vo вибратора, называемая наведенным со-
противлением, излучения,
ZikBaB=Ztk (У hl ^1 + ^2 ^2 + ••• + ^n	il U1 +
+ Yt2U2+„ +YinUn).	(6.54)
Полное наведенное сопротивление равно сумме сопротивлений,
наведенных всеми вибраторами: ZlHaB = 2 Zih аав.
k^i
В системе одинаковых вибраторов все отнесенные к пучности
напряжения U{ связаны с входными напряжениями UlBX одним
и тем же соотношением £Л = иг вх sin р/. При этом вместо Ut в
(6.54) можно подставить UlBX. Этот результат сохраняет смысл
и в том 'случае, когда длина всех вибраторов равна длине волны
и формально все U{ равны нулю.
Для оценки входного сопротивления в этом случае можно поль-
зоваться (1.13), где вместо W и а следует использовать величи-
ны Гсв и асв, получающиеся с учетом взамной связи вибраторов.
По аналогии с (6.51) получаем:
V 1+tF'
Z _	#11 Н~ #нав____
СВ Гсв[1 — sin 2 3 Z/(2 ₽/)] ’
где 7?нав — активная составляющая наведенного сопротивления из-
лучения; Хх нав — наведенное реактивное сопротивление излуче-
ния, приходящаяся на единицу длины:
ут _____ ___2 Анав______
1нав— Z[1_sin2p//(2₽Z)] '
Рассмотрим несколько примеров. Пусть вибратор расположен
рядом с идеально проводящим экраном. Влияние экрана можно
учесть, рассматривая систему из двух вибраторов, один из кото-
рых является зеркальным изображением другого. При этом /2=
= —Ц и из формулы (6.53) следует Z =ZU—Z\2.
Рассмотрим случай двух связанных вибраторов. Решая систе-
му (6.36), которая в данном случае состоит из двух уравнений с
двумя неизвестными /1 и /2, находим:
Л —(U1 ^22--^2 Z12)/(ZU ^22 Z?2) ;
Л =(^2 Zn —Z12)/(ZU Z22 ^12).	(6.55)
Сопротивление излучения первого вибратора
Zi = Zn + Z12
(UM Zu—Zlt
Z22--(ZZ2/ZZ1) Z12
Если второй вибратор является пассивным (t/2=0) Zi =
= Zib Z2i2/Z22. в пассивный вибратор может быть включено со-
противление натруЗК|И ZH, которое следует добавить к Z22, пере-
считав его к пучности тока. Пересчет осуществляется с помощью
соотношения
р = Ц ZM/2 + Ц вх гя/2 = I* (Z22 + ZH sin2 Р l)/2,
т. е. вместо Z22 следует брать величину Z22 + ZH sin2 pZ.
6.7.	Обобщенный метод наведенных ЭДС
Относительная простота выражений (6.44), (6.45) позволяет
использовать их для построения точных решений, представляя ток
в вибраторе в виде набора кусочно-синусоидальных функций. Идея
подобного использования предложена Ричмондом [9]. Рассмотрим
вначале случай одиночного вибратора. Ток в вибраторе предста-
вим в виде суммы трех членов:
I (?) = /i А (г) +12 К (?) + I3 f3 (?),	(6.56)
где
, , .	(sinP(//2—|z|) при |z|^Z/2;
1	(.	0 при |z|>Z/2;
f ,	(sin₽(Z/2—|г—Z/2|) при 0=Cz< Г,
Ш=| О при г<0;
f3^= (sinp(Z/2—|z + Z/2|) при —Z<z<0,
3	1	0 при z>0.
Соответствующее распределение тока показано на рис. 6.8. Эти
же функции fi, f2 и f3 используем в качестве весовых функций.
Система (6.36) принимает при этом следующий вид:
+ Л ^12 + Л 213 — Z7BXsin р Z/2;
^1 ^21^2 ^22 ~Ь ^3-^23 = О’>	(6.57)
1 ^3i + h Z32 + /3 Z33 = 0.
Входящие в (6.57) сопротивления Zu, Z22 и Z33 совпадают с
собственным сопротивлением излучения вибратора длиной I и
описываются формулой (6.49), в которой Z следует заменить на
Z/2. Сопротивления Zt2 = Z2i и Zi3 = Z3\ совпадают с взаимными со-
противлениями двух вибраторов, длины которых равны I, а сами
вибраторы смещены вдоль их общей оси на величину //=Z/2. Со-
противление Z23=Z32 есть взаимное сопротивление двух соосных
вибраторов длиной I, смещенных на величину Н=1. Эти сопро-
тивления описываются выражениями (6.52), (6.53), в которых
нужно заменить 1\ и 12 на Z/2 и положить D = a и H=lf2 или Н=1
соответственно.
Таким образом, вибратор представляется в виде системы из
трех отдельных независимых вибраторов, распределение тока по
которым рассчитывается методом наведенных ЭДС.
Используя с;иммртршп задачи Iz=h, а также условия Zu=Z22 =
=2зз, Z23 = Z32 и Z12=Z2i = Zi3=23i, получаем из (6.57):
+	sinpZj
А ^12 4" A (Zri + Z23) = 0, J
.откуда находим:
j = UBI (Zy+Zzs) sin Р .
Zu (Zu -|- Аз)— 2Zj2
UBX Z12 sin р 1/2
Ai (А1 + А3)—2Zf2 '
В частности, учитывая, что входной ток 7(0) =Д sin р//2, по-
лучаем выражение для входного сопротивления:
Z = ^ = (zn-------------.	(6.58)
/(0)	Ai + Аз/ sins ₽J/2	1
Для более точного представления тока можно использовать
разбиение вибратора на большее число «независимых» частей, на-
пример на семь (рис. 6.9). Можно показать, что такое решение
эквивалентно решению уравнения
Галлена методам «сшивания» по
точкам, причем «сшивание» про-
изводится в центрах независимых
.вибраторов.
Рис. 6.9
Рис. 6.8
Совершенно таким же образом строится точная теория для си-
стемы вибраторов, каждый из которых представляется в виде су-
перпозиции независимых частей (рис. 6.10), а также в случае
сложных антенных конструкций, состоящих из большого числа
проводов, например диполя Надененко вместе с элементами его
подвески (рис. 6.11). В последнем случае плечи независимых виб-
раторов могут быть изогнуты друг относительно друга под неко-
торым углом и иметь разные длины, и при вычислении Z^ по
формулам типа (6.47) следует
пользоваться выражениями (6.44),
определяющими поле, создавае-
мое каждым плечом вибратора в
отдельности.
Рис. ело
Рис. 6.12
Рис. 6.11
Данная методика может быть использована и для анализа
влияния проводящих металлических тел на электрические харак-
теристики установленных на них антенн. Действительно, любую
проводящую поверхность можно приближенно заменить простран-
ственной сетчатой конструкцией, состоящей из прямолинейных от-
резков проводов (рнс. 6.12). Развитая здесь методика позволяет
рассчитать распределение токов по проводам такой конструкции и
учесть тем самым влияние металлического тела на электрические
характеристики антенны.
6.8.	Расчет электрических характеристик сложных антенн
Сложная антенна, состоящая из п независимо питаемых вибраторов, может
рассматриваться как 2п-полюсник, между токами и напряжениями на входах
которого имеется линейная зависимость-
11 вх Zil вх + /1 BXZ»a вх + - + ;п вх Z2n вх — U2 вх ;
/1ВХ znl Bl + Ai ВХ Zn2 вх+ ... + ;П вх Znn BI—Un вх-	(6.59)
Коэффициенты Z„bx образуют матрицу входных сопротивлений Физический
смысл этих коэффициентов виден из (6.59) ZtJ Вх есть напряжение на входе
i-ro вибратора, когда входной ток в / м вибраторе равен единице, а в осталь-
ных вибраторах равен нулю, т е их входы разомкнуты (Это не означает, что
ток отсутствует по всей длине вибратора В каждом плече вибратора могут
наводиться независимые токи, иногда значительные) Задание матрицы входных
сопротивлений полностью определяет связь между входными токами и напря-
жениями при любых значениях входных напряжений Используя эту матрицу,
можно рассчитать входные сопротивления отдельных вибраторов Zt Вх=£Л вх/Д вх
и мощность, отдаваемую всеми источниками Re S П, вх/*, вх, для различ-
ных значений входных напряжений Подобная постановка задачи имеет место,
например, при рассмотрении вопросов управления диаграммой направленности
антенны, в частности сканирования При этом нет необходимости каждый раз
решать полную задачу о нахождении точного распределения токов во всех
проводах антенны, а достаточно ограничиться решением системы (6 59), порядок
которой существенно ниже порядка полной системы (6 36) Таким образом мат-
рица входных сопротивлений для сложной антенны играет ту же роль, что и
входное сопротивление для простой антенны, содержащей один активный эле-
На практике при большом числе активных элементов определение матрицы
входных сопротивлений обычно производится экспериментально поочередным
подключением источников к каждому из входов антенны при размыкании ос-
тальных входов и измерением возникающих при этом напряжений на всех
входах. Если же чисто активных элементов невелико, матрица входных сопро-
тивлений может быть найдена расчетным путем Наиболее удобным для расче-
тов является метод, изложенный в § 6 7, поскольку при этом методе входной
ток определяется только первым членом ряда (6.56), представляющего ток в
каждом вибраторе
Представив систему токов в антенне в виде набора N «независимых» виб-
раторов, из которых п активны (к ним приложено внешнее напряжение), а ос-
тальные N—п — пассивны (соответствующие напряжения равны нулю), при-
своим токам в активных вибраторах номера от 1 до п (Эти токи определяют
значения входных токов в реальных физических вибраторах) В качестве пер-
вых п весовых функций возьмем <pi(£i) =sin	|5i|), qMb) =sin P(/2/zn2—
— l^z|) * , совпадающие с распределением токов в активных вибраторах По-
рядок нумерации остальных токов и весовых функций произволен Система
(6 36) принимает при этом следующий вид
тора.
Числа т{ определяются числом разбиений каждого физического вибра-
4 4i + - +4 4n + 4+i 4.n+i + - + 4 4л, = 4;
Матрицу системы (6 60) разобьем на блоки
(6.60)
«2"Н1 %\\-
где блок Z11 имеет размерность пхп, блок Z12 — nx(N—п), блок (Z12)T, по-
лучаемый согласно теореме взаимности транспонированием Z12, — (УУ—п)Хп
блок Z22 — (N—n) X (Х—п)
Вводя обозначения для векторов-столбцов токов и напряжений
записываем систему (6 60) в виде двух подсистем
Z111аZ12 1П = U ; |
(Z’2)rIa + Z22 1п = 0. J
Из второй подсистемы находим In=—(Z22)-1(Z12)TIa Подставляя это вы-
ражение в первую подсистему, получаем
|| z11 —Z12 (Z22)-1 (Z*2)r || Ia = U .
(661)
Токи h, h, , In, образующие столбец Ia, и напряжения Ui, U2, ..., Un,
образующие столбец U, связаны с входными токами и напряжениями соотно-
шениями Лзх=ЛЛ(0), 'иг = и1Ю{г(0) или в матричной форме:
1вх= II flHal U-Ilf l|U»x.
где
Ilf 11 =
fi (0)
о
о
fz (0)
(6.62)
— диагональная матрица
4(0) II
Подставляя (6 62) в (6 61), получаем окончательно
II f ||-1 || Z11 — Z12 (Z22)-1 (Z12)7 II f 1Г1 Ibx = Ubi.
Таким образом, мяту иля входных сопротивлений
II2II«= В г t-Ч	211 (Z22^* <zi2)r и • II f г1.	(6.63)
где умножение слева и справа на диагональную матрицу ||/||-’ сводится к умно-
жению каждого элемента с номером ij матрицы Z11—Z12(Z22)-1(Z12)T на
VA (0)^(0).
Выражение (6.63) — обобщение (6.58) для случая системы вибраторов Ойо
может использоваться и в случае одиночного вибратора, когда матрица вход-
ных сопротивлений сводится к одному входному сопротивлению Zax. При Л1=3
выражение (6 63) переходит в (6 58).
Если антенна расположена рядом с плоским проводящим экраном, каким
является, например, проводящая поверхность земли, его влияние может быть
учтено введением зеркальных изображений токов. При этом общее число неиз-
вестных в системе (6 60) удваивается, а зеркальные токи In+i, 1я+2-.1щ свя-
зываются с токами антенны h, А, , In дополнительными N уравнениями:
A+/w+t=0. Эти уравнения включаются во вторую подсистему. Вид получен-
ных формул при этом не меняется Изменяется лишь размерность блоков Z*2,
(Z12)T и Z22 и столбцов 1п и 0.
Возможен другой способ вычисления коэффициентов матрицы входных соп-
ротивлений, основанных на физическом смысле ZtJ Вх Для вычисления коэффи-
циентов Zi, вх (/=1, 2, .., п.) положим в (660) /« = 1, h= 1з=... =Л> = 0, а
напряжения Uit U2, . , Un будем рассматривать как неизвестные величины.
Решая получающуюся систему уравнений и вычисляя Ui, U2, ..., Un, получаем
по определению коэффициенты Zai,t отнесенные к пучностям токов н напря-
жений. Для пересчета к входным значениям полученные величины следует раз-
делить иа fi(O)fj(O): Zi, ax=Zaijl[fi(O)fj(O)]. Аналогично вычисляются осталь-
ные коэффициенты Zu вх
6.9.	Сравнение различных методов и некоторые результаты
расчетов
Среди рассмотренных выше способов представления тока в виб-
раторе при численном решении уравнения Галлена наибольшая
скорость сходимости имеет место в случае степенного ряда (6.25).
При длине плеча 1^0,6Х приемлемая точность расчетов достига-
ется уже при использовании двух членов ряда. В табл. 6.1 при-
ведены значения входного сопротивления для 1=0,5 и различных
значений 21/а при N=2 и 3.
Таблица 61
21/а	1 140 1	100	1	1 “	35
*=2	292,5—1463	214,5—1366	143,5—1271	105—1214,5	82,5-1179,5
ЛГ==3 1	279—1454 1	209—1369	133-1266	1 94—1207	72-1172,5
При А = 2 выражение для входного сопротивления, полученное
«Утей «сшивания» правой и левой частей 1(6.10) в точках z = 0,
и ^1, имеет вид
7 =i60 [Fi W~F* W cos P	(г/2) —Л (0) cos (P //2)]—
BI	[Ft W — Fi (l)+Ft (0)—Л (0)] sin (p 1/2) —	*
. -[Fj (l)—Fj (0) cos p /] [Га (1/2) —F2 (0) cos (p 1/2)]
— [f2(//2)~fi(//2)]sinp/	’	(6’64)
где l-.й-
В случае тонкого вибратора некоторая сложность возникает
из-за необходимости численного интегрирования особенности 1/г.
При представлении тока в виде (6.25) можно получить приближен-
ное аналитическое выражение для Fm, справедливое при а/Л^ 0,01:
/7m = {2(l-f)'nln-^- + (l—^)m[Cip2 + CiP(/-2)I +
+ ( 1 + у У [Ci Р U + г) - Ci р г] +	+
+ ^^11(cospZcosp2—1) —
+ (i + vV tSi 0 (*+*)—si p 2] + (1+Г-1 c0S^z+2) +
\ i j	\ i ) p i
, r. z cos P(Z—z) 2mcosPz 2 (tn — 1) cos P zsin P/>
л t) Vi "	₽^+----------p^------}• (6-65)
Отметим, что при //X=0,25 ,и а->-0 согласно (6.64), (6.65)
2ВХ = i 60 [Л(/) (2^2- 1) + 2F2(/) (iy/2)] =
= (73,2+i 45,17) Ом,
что согласуется с величиной, полученной методом наведенных
ЭДС.
Следует иметь в виду, что «толстые» вибраторы на практике
обычно выполняются в виде системы тонких проводов, натянутых
по образующей цилиндра. Замена токов, текущих по проводам,
осевым током может привести к заметной ошибке (см. § 10.9).
Уравнение, описывающее распределение токов в такой системе,
аналогично (6.30):
z / --«Ре	e~,₽r’	, e-i₽rn \	,
+(2,)(-+-+^+-+—~)“г =
-Ccosfz-i + sinp |г|,	(6.66)
причем для вычисления первого слагаемого удобно воспользо-
ваться (6.65).
Почти такой же быстротой сходимости обладает кусочно-сину-
соидальное представление тока (6.29). С приемлемой для практи-
Рис. 6.13
ческих целей точностью (расчет входного сопротивления может
производиться по (6.58).
Быстрая сходимость для указанных базисов связана с тем, что
в обоих случаях базисные функции учитывают характерные’осо-
бенности получаемого решения: нулевой ток на концах вибратора
и скачок производной в точке питания. При представлении тока,
например, в виде ряда Фурье по косинусоидальным гармоникам,
обращающимся в нуль на концах вибратора, но имеющим нуле-
вую производную в точке питания, для достаточно точного вычис-
ления входного сопротивления необходимо учесть 15—20 членов
ряда. При использовании кусочно-постоянной аппроксимации, не
учитывающей физических особенностей задачи, необходимое число
разбиений составляет 150—200 [10].
Следует отметить, что при достаточно большом числе членов
ряда, представляющего ток, все численные расчеты, основанные
на методе моментов, независимо от вида используемого базиса и
типа интегрального уравнения дают совпадающие результаты, хо-
рошо согласующиеся с экспериментальными данными. Нарис. 6.13
показано распределение тока в плече вибратора (действительной
и мнимой составляющих) при различных значениях I и а, напря-
Рис. 6.14
жение питания равно 1 В. На рис. 6.14 дано распределение мо-
дуля тока. Точками для сравнения указано синусоидальное рас-
пределение, соответствующее бесконечно тонкому проводу. На
рис. 6.15 приведена зависимость входного сопротивления от //X для
различных фиксированных значений а/А.
Представляет интерес сравнение результатов точного расчета
с приближенным, основанным на методе последовательных при-
ближений и методе наведенных ЭДС. На рис. 6.16 показаны кри-
вые входного сопротивления, рассчитанные тремя методами. Кри-
вая 1 соответствует точному расчету, кривая 2 — расчету по
(6.20), кривая 3 — по (1.13), (6.49) — (6.51). Некоторые расчет-
ные результаты, полученные различными методами, а также экспе-
риментальные данные приведены на рис. 11.4.
Рис. 6.15

Рис. 6.16
Глава 7.
ИЗЛУЧЕНИЕ ПРОВОЛОЧНЫХ АНТЕНН
7.1. Расчет поля излучения. Диаграмма направленности
антенной решетки
Расчет поля излучения по известному распределению токов и
диаграммы направленности антенны, т. е. зависимости напряжен-
ности излучаемого поля от направления излучения, сводится к сум-
мированию полей, создаваемых всеми токами в антенне. При рас-
чете поля в дальней зоне в выражениях (6.33 6) для компонент по-
ля, создаваемого элементом тока Id^,, отбрасывают члены, убыва-
ющие с расстоянием быстрее, чем 1/г, и (6.33 6) принимает вид:
£e=6O«i-^sin0-^; £г=£ф = 0.	(7.1)
Поле, ^создаваемое в дальней зоне симметричным вибратором,
по которому течет ток /(g), в сферической системе координат, ось
которой .совпадает с осью вибратора (рис. 7.1), описывается с уче-
том (7.1) выражением
£=£0= 60л£ Jsin05-^-/(g)dg.	(7.2)
Входящая в это выражение величина г* может быть разложе-
Е2 5Ш2 Q
на в ряд по степеням g- rg =г—gcos0+'---- —... В знамена-
теле (7.2) можно положить жг, а в показателе экспоненты г $л;
кг—geos в. Кроме того, для достаточно удаленной точки наблю-
дения О можно положить sin0g = sin0. С учетом этих приближе-
ний (7.2) принимает вид
Ев = ^LLe-iPrsin 0 / /(gje^edg.	(7.3)
Из (7.3) видно, что небольшие отклонения от точной формы
распределения тока при интегрировании усредняются и мало ска-
зываются на диаграмме направленности; поэтому при расчетах
обычно, можно пользоваться синусоидальным законом распределе-
ния тока: 7(g) =/sin р (/—| g |) (ср. с рис. 10.5). Вычисление (7.3)
в этом случае дает
(74)
и	Г	S1H0	'
Рассмотрим линейную решетку из п одинаковых вибраторов,
расположенных с шагом d (рис. 7.2). Общее излученное поле, со-
здаваемое такой решеткой, равно сумме полей, создаваемых каж-
дым вибратором с учетом фазы> |С которой эти поля приходят в
точку наблюдения 0. Геометрическая разность хода волн до отда-
ленной точки наблюдения для соседних ®ибраторов^|йм(а
dsin0cos<p, и результирующее поле описывается выражением
В. = 60i	(Л + Ле,.+

где u=pdsin0cos<p.
(7.5)
Рис. 7.1
Рис. 7.2
Выражение, стоящее в прямоугольных скобках, называется
множителем решетки или множителем композиции. Таким обра-
зом, результирующая ДН представляется в виде произведения ДН
одного излучателя на множитель решетки. Это свойство являет-
ся общим для антенных решеток, выполненных из одинаковых и
одинаково ориентированных излучателей независимо от конкрет-
ного вида последних. В частности, большая антенная решетка мо-
жет быть образована из набора малых «подрешеток», которые при
этом могут рассматриваться как некоторые сложные излучатели.
Если токи во всех вибраторах решетки одинаковы, множитель
решетки
/ е-.(Л-1) «/2 ( 1 + ei и + е12и + .	, ei(n—1)«) = / ?1П<”Ц/2) .	(7.6)
sin (u/2) V '
Максимум диаграммы направленности соответствует ы = 0 и ле-
жит в плоскости, перпендикулярной оси решетки, проходящей
через ее центр. Если фаза токов линейно изменяется вдоль ре-
шетки, так что сдвиг фаз в соседних вибраторах равен —и0, мно-
житель решетки описывается выражением
/ е— i(n—i) (u—u0)/2 (1 4- ei («—“о) e12	Ц- ei(n—*> (“—“•)) =
= j sin[n (a—a0)/2] .	,7
sin [(a—u0/2)]
Таким образом, наличие линейного фазового сдвига 'Приводит
к повороту ДН. Максимум множителя решетки соответствует и =
= ио, т. е. углам sin0cos<p=[«o/(H)]. и лежит на поверхности ко-
нуса, вершина которого находится в центре решетки, а образу-
ющая составляет с осью у угол arccos[u0/(3d)].
Перейдем к рассмотрению двумерной прямоугольной решетки,
состоящей из ПхХ«в одинаковых вибраторов (рис. 7.3). Положе-
ние точки наблюдения О будем характеризовать углами яр и
щими его положению в т-й строке и k-м столбце. Множитель ре-
шетки при этом можно записать в виде
где « = pdKcosip; y=pdJ/cos%.
Если распределение токов в антенне таково, что =
множитель решетки представляется в виде произведения
Л(яр)Е2(%), где
Fi №) = e-i(^+1,“/2yX Afte<
fc=l
FM = e-i{n“+'}b/22 Bmeimv.
Первый множитель описывает диаграмму линейки облучате-
лей, ось которой совпадает с осью х, второй — диаграмму направ-
ленности линейки, ось которой совпадает с осью у. Этот резуль-
тат можно было бы получить, рассматривая каждый столбец как
некоторый сложный излучающий элемент, а всю решетку — как
линейку таких сложных излучателей. В частном случае, когда то-
ки во всех излучателях равны, множитель решетки имеет вид
sin (пх u/2) sin (пу t>/2)
sin (u/2) sin (v/2)
(7 9)
Максимум излучения без учета направленных свойств отдель-
ных излучателей соответствует углам яр = 90° и х=90°. Наличие
линейного фазового сдвига между токами в излучателях приво-
Дит к повороту диаграммы направленности. Если сдвиг фаз м^ж-
ду соседними столбцами равен — и0, а между соседними строка-
ми —v0, направление максимального излучения соответствует уг-
лам ipo = arccos(«о/(pdx)], xo=arccos[u0/(₽d1/)].
В реальных антеннах из-за взаимного влияния излучателей,
влияния земли и других причин токи в вибраторах при одинако-
вых напряжениях источников питания получаются неодинаковы-
ми и диаграмма направленности отличается от идеализирован-
ных выражений (7.6), (7.9). Однако указанные факторы, оказы-
вающие заметное влияние на входное сопротивление антенны,
обычно значительно слабее сказываются на форме диаграммы на-
правленности, и эти выражения пригодны для приближенных оце-
нок. Более детальное исследование этих вопросов дается в после-
дующих параграфах при рассмотрении конкретных типов антенн.
7.2. Влияние земли на диаграмму направленности антенны
В случае идеальной, обладающей бесконечной проводимостью
плоской земли влияние токов, возникающих на ее поверхности,
можно учесть, вводя зеркальные изображения токов антенны. Рас-
смотрим диаграммы направленности симметричного вибратора,
ориентированного вертикально либо горизонтально по отношению
к земле, в вертикальной плоскости, проходящей в случае верти-
кального вибратора через его ось (меридианальная плоскость), а
в случае горизонтального вибратора — через центр вибратора пер-
пендикулярно его оси (экваториальная плоскость).
Обозначим через Е\ напряженность электрического поля вол-
ны, создаваемой вибратором, а через Е%— напряженность элект-
рического поля волны, создаваемой зеркальным изображением.
Расстояние от центра вибратора до поверхности земли обозначим
Н (рис. 7.4).
Рис. 7.5
Рис. 7.4
На больших расстояниях г^Н лучи от вибратора и зеркаль-
ного изображения могут считаться параллельными. При этом в
случае вертикального вибратора £2=^1 е1ф₽, |а в случае горизон-
тального вибратора £2=— Ех е'Ч’р, где <рр —сдвиг фаз, определяемый
разностью хода лучей от вибратора и его зеркального изображе-
ния. Разность хода CB=2HsinA и <рР=—2p/f sin Д. Таким обра-
зом, напряженность поля вертикального вибратора
Ев = Еу + Ег = Er (1 + e-^PHsmA).
Напряженность поля горизонтального (вибратора
Er = Еу + Е2 = Ei (1 — e-2lPHsinA).
Согласно (7.4) для вертикального вибратора (0 = 90°—Д)
Р ___60 I cos (Р I sin А) — cos ft I
1 г	cos А
а для горизонтального вибратора (0 = 90°)
Et = — (1— cospZ).
Г
Подставляя в выражения для Ев и Ет значения Е\ и заменяя
показательные функции тригонометрическими, получаем с точ-
ностью до множителей, характеризующих фазу:
Ев =	cos(ftlsipA)^—cosftZ cos Яз-п Д).	(7 10)
£г==120£(]_ cos р 0 sin (р Я sin Д).	(7.11)
В случае реальной земли возникающая в ней под влиянием по-
ля вибратора система токов не эквивалентна зеркальному изобра-
жению вибратора. Однако и в этом случае при расчете поля на
больших расстояниях от вибратора можно пользоваться методом,
подобным методу зеркальных изображений.
Пусть над поверхностью земли расположен элементарный виб-
ратор, излучающий сферическую волну. Строгий анализ влияния
земли на структуру поля источника сферических волн достаточно
сложен, и его изложение выходит за рамки данной книги1. Ос-
новные результаты, полученные в работах Г. Вейля, сводятся к
следующему. Сферическая волна, излучаемая источником, может
быть представлена в виде суперпозиции плоских волн, каждая из
которых отражается от плоской поверхности земли в соответствии
с законами геометрической оптики. Коэффициент отражения зави-
сит от параметров земли, угла падения и поляризации падающего
поля. Различают параллельную и нормальную поляризации. Па-
раллельно-поляризованной называется волна, у которой вектор на-
пряженности электрического поля лежит в плоскости падения.
Нормально-поляризованной называется волна, у которой вектор
напряженности электрического поля перпендикулярен плоскости
падения. Плоскостью падения называется перпендикулярная к от-
ражающей поверхности плоскость, в которой лежит направление
распространения луча. Иногда используют термины «вертикаль-
1 См., например, [И].
*Р$ая» и «горизонтальная» поляризации по отношению к поверхно-
сти земли.
Вертикальный вибратор создает только параллельно-поляризо-
ванное электромагнитное поле (поле с вертикальной поляриза-
цией). Горизонтальный вибратор создает в экваториальной пло-
скости только нормально-поляризованное электромагнитное поле
(поле с горизонтальной поляризацией), в меридиональной плоско-
сти— только параллельно-поляризованное электромагнитное поле,
в других плоскостях — поля обеих поляризаций.
Коэффициенты отражения для плоских волн, известные под на-
званием коэффициентов Френеля, описываются выражениями:
;ф„ ersinA— l/er — cos2 A
Pil = IPn I e 11 = —---------- —..- - (вертикальная ковдпо-
er sin A -f- "|/er—cos2 A
нента поля);
sin A — T/er— cos2 A
P± = I P± I е1Ф1 =----- z=-_ _
sin A—|/er—cos2 A
(7.12)
(7.13)
где Er=er—i60oX — комплексная диэлектрическая проницаемость
земли; о — удельная проводимость земли.
Согласно результатам теории Вейля поле в достаточно удален-
ной точке приема определяется в основном полями парциальных
плоских волн, направления распространения которых близки к на-
ских волн, направления распространения которых близки к на-
правлению геометрического хода луча, приходящего в точку при-
ема. При этом независимо от высоты излучателя над землей вол-
на, отраженная от земли, характеризуется коэффициентом Френе-
ля, причем угол падения берется в соответствии с геометрическим
направлением приходящего в точку наблюдения луча.
Таким образом, в случае реальной земли, как и идеально про-
водящей, при определении поля на большом расстоянии от виб-
ратора земля может быть заменена зеркальным изображением
вибратора, причем ток в изображении должен равняться току виб-
ратора, умноженному на коэффициент отражения. Как видно из
(7.12), (7.13), коэффициент отражения зависит от угла наклона.
Соответственно амплитуда и фаза тока изображения зависят от
местонахождения точки наблюдения. Отличие от формул, соответ-
ствующих идеально проводящей земле, сводится к умножению ве-
личины Е2 на коэффициент Френеля:
£.= £,-[!+IP.
£г=Е,Н + |Р±|е,,ф1-!’" •'•«].
Подставляя соответствующие выражения для Е\, 'Производя
несложные преобразования и опуская множители, характеризую-
щие фазу напряженности поля, получаем следующие выражения
для диаграмм направленности в вертикальной плоскости верти-
кального и горизонтального |(в экваториальной плоскости) вибра-
торов:
Eb=^-L £g? (fl/sin A)—cos fl/у j _|_ |P|| |2+2 |p„ |соз(Ф„—2p£sin A) ;
r	cos A J
(7.14)
= — (1 - cos'p /)/Т+Гр1 12 + 2 I p± I cos (Ф, - 2 p Я sin A). (7.15)
В горизонтальной плоскости диаграмма направленности верти-
кального вибратора имеет форму окружности. В случае горизон-
тального вибратора излучаемое им поле следует разложить на
волны с параллельной и нормальной поляризациями и раздельно
рассматривать процесс отражения от земли каждой из этих волн.
Это удобно сделать, разлагая элемент тока Idl в вибраторе на
две составляющие — лежащую в плоскости падения и нормальную
к ней. Первая составляющая создает поле только с параллельной
поляризацией, вторая — с нормальной поляризацией.
Положение точки приема будем характеризовать азимутальным
углом <р, отсчитываемым от вертикальной плоскости, в которой ле-
жит вибратор (cos 0=cos <р cos А). Тогда параллельная и нормаль-
ная к плоскости падения составляющие тока равны соответствен-
но / cos qdl и /sinpdZ.
Выражения для параллельной и нормальной составляющих по-
ля можно получить из (7.4), умножив последнее на cosp и sinp
соответственно. Кроме того, полученные выражения необходимо
разделить на sin0 (множитель, учитывающий направленные свой-
ства элемента тока Idl) и добавить множители, описывающие на-
правленные свойства параллельной и нормальной составляющих
тока — sin А и 1. Заменяя, наконец, 0 на его выражения через <р
и А, получаем:
£	60i / cos (fl Z cos ф cos A) —cos fl Z3	д е_1₽г>
г	1 — cos2 ф cos2 А
£	= 60 i / cos (fl Z cos ф cos A) —cos fl Z g-n g_, р
1 г	1 — cos2 ф cos2 А _____
При определении параллельной составляющей поля, отражен-
ной от земли, £i у следует умножить на —рц . Знак «минус» ста-
вится потому, что tirpiH горизонтальном расположении провода на-
правление вектора напряженности поля, распространяющегося по
направлению к земле и создающего отраженный луч, противопо-
ложно направлению вектора напряженности поля луча, прямо по-
падающего в точку приема (рис. 7.5).
Результирующее поле в точке приема, создаваемое горизон-
тальным вибратором, содержит, таким образом, две компоненты,
описываемые выражениями:
__ 60 i/ cos (fl Z cos ф COS А) — cos fl I
r	1 — cos2 ф cos2 A
X cos q> sin A]/1 + | Pll i2—2 | p n I cos (Ф и — 2 fl £ sin A) e-lpr elv»,
(7.16>
^где
v „ = arete । р ц | sin (2 fl # sin А—Ф .
е 1 — | рц | cos (2 Р Я sin Д — Ф(|)
Е± =£)± [1 + I Pd е‘	=
___ 60 i I cos (fl I cos ф cos A) — cos fl I
r	1 — cos2 ф cos2 A
Xsin<p/1 + 1 P±l2 + 2| p±| соэ;(Ф± —2pHsinA)e~i₽re! v-l ,	(7.17)
J ip.lsinfO.—2 fl Я sin A)
где	v. = arctg	i.
1+со5(Ф± —2fl//sin A)
В общем случае v n =+v± и поле в точке приема имеет эллипти-
ческую поляризацию:
Е~Е„ +Е± е1 <v±-vll> .
Поле с произвольной эллиптической поляризацией удобно
представить в виде двух ортогональных составляющих, сдвинутых
по фазе во времени на 90°:
Е ~ (bj + i b2) е1 “'.
Величины векторов b! и Ь2 и их ориентация в пространстве оп-
ределяют величину и ориентацию осей эллипса поляризации
(рис. 7.6). Выражения для |bi|, |b2| и / имеют следующий вид:
I bj I = {/1Е Ц |2 +1 Е± 12+ 21Е н | | Е± | sin (v±-v н) +
+ /|Ец|2 + |Е±|2—2|Е„| |Е±| sin(v_L—v„)}/2;	(7.18)
lb2l = {/|Ец |2+ |Е±|24 2|Ец | |Ех| sin(vx—v||)—
—/|Ец |2+ |Е±|2—2 |Ёц iJlEj.| sin(v±—vu)}/2;	(7.19)
2 I E и I I E . I cos ( v , —v,|)
llg2l= IB,//	<7'20)
Вывод этих формул дан в приложении 5. Формулы для расче-
та диаграмм направленности сложных антенн приведены в при-
ложении 6.
7.3. Строгие формулы напряженности поля вибратора
при распространении радиоволны вдоль земли 1
Обратимся к рис. 7.7, на котором обозначено: А — центр сим-
метричного вибратора (вертикального, расположенного вдоль оси
г, или горизонтального, расположенного вдоль оси, параллельной
оси х) или начальная точка несимметричного вибратора, ориенти-
рованного в направлении осей z или х; А' — зеркальное изобра-
Написаи по материалам, предоставленным Л. С. Тартаковским.
жение точки А\ С—точка приема; О и Со — проекции точек А
и С на плоскость земли; В—точка отражения геометрического
луча, приходящего в точку приема; Н и z высоты расположе-
ния точек А и С над землей; г, г0 и г' —соответственно радиус-
векторы, соединяющие точки А, О и
А' с точкой С; /? —проекция этих z	с
радиус-векторов на плоскость зем-	///
ли; Д, До и Д' — углы наклона ра-	г /у/
диус-векторов; <р — азимут радиус-	/ у/
векторов.	/у /
Для расчета напряженности по-	_—
Рис. 7.6
Рис. 7.7
ля, создаваемого вибратором, и построения диаграмм направлен-
ности ранее применялся приближенный метод геометрической оп-
тики, который, однако, не во всех случаях правильно передает ха-
рактер изменения поля вдоль земли.
Строгое решение задачи расчета напряженности поля вибрато-
ра (симметричного или несимметричного), расположенного над
плоской землей конечной проводимости, получено в работах
А. Зом1мер|фельда, Г. Вейля и др.
Область применимости метода геометрической оптики ограни-
чена достаточно большими значениями электрического расстояния
точки приема от точки передачи (ф=||Зг=2лгД) и угла наклона
луча, соединяющего точку приема с зеркальным изображением
точки передачи:
Д'«arcsin(z + #)/r.	(7.21)
В (7.21) предполагается, что г'лгг. Для вибраторов, создаю-
щих параллельно-поляризованное поле (вертикального или гори-
зонтального вибратора, лежащего в плоскости падения), метод
геометрической оптики применим при
i|?sinA'« ₽(г + Я)?»П/7ёЛ.	(7.22)
Для вибратора, создающего нормально-поляризованное поле
(горизонтального вибратора, перпендикулярного плоскости паде-
®ия), этот метод применим при
if sin Д'« P(z+#)>1/K57-	(7.23)
В указанных случаях относительные погрешности (метода гео-
метрической оптики имеют порядок соответственно:
D„	(z + //)];	(7.24 а)
£)± « 1/[Кй^Тр(г + /7)].	(7.24 6)
Так как Vlej > 1 (часто даже J/JeT] > 1), при нормальной поля-
ризации обычно можно ограничиться применением метода геомет-
рической оптики. В случае же параллельной поляризации погреш-
ность может быть существенной. Ниже приводятся соответствую-
щие распространению вдоль земли (Д'«0) формулы напряжен-
ности поля вибраторов, создающих параллельно-поляризованное
поле — вертикального вибратора и горизонтального вибратора, ле-
жащего в плоскости падения. Будем рассматривать симметричные
вибраторы с длиной плеча I и несимметричные вибраторы дли-
ной 1. На рис. 7.8, а и б изображены симметричный и несиммет-
ричный вертикальные вибраторы, а на рис. 7.8 в иг — симмет-
ричный и несимметричный горизонтальные вибраторы.
Выражения для напряженности поля, основанные на результа-
тах работ А. Зоммерфельда, Г. Вейля и других имеют следующий
вид:
в случае вертикальвых в иб р а т ор о в симметричных
и несимметричных:
Eec = ~(J-cos$[)Y(u, х);	(7.25а)
х); <7-25б>
в случае горизонтальных вибраторов, лежащих
в плоскости распространения, симметричных и несимметричных:
£rc=^-(P/)sinpZ^=^-;	(7.26а)
Н= у /(Р 02 + sin2p/-(P/)sin2p/-У^) . (7.26 б)
Рис. 7.8
Так как при распространении радиоволны вдоль земли высо-
ты Н и z значительно меньше расстояния, в (7.25) и (7.26) ве-
личины Н и z не входят. Предполагается, что распределение тока
вдоль (вибратора имеет синусоидальный характер, 1 — значение то-
ка в пучности.
В (7.25) и (7.26) через Y (и, х) обозначен модуль введенной
А. Зоммерфельдом комплексной функции ослабления У (и, х), со-
ответствующей распространению радиоволны вдоль земли. Аргу-
менты и и х функции У (и, х) определяются формулами:
и = р R/( е2 4- (60 оА)2;	х = л/2—arctg] (60 оА/ег).
На рис. 7.9 приведены графики функции Y (и) при w=0-r-20 и
различных значениях х, изменяющихся в пределах 0—90° с шагом
Дх = 30°.
На рис. 7.10—7.12 приведены графики, соответствующие от-
дельным интервалам измерения и. При больших значениях и
(£ 50) можно полагать У(и)«1/и.
Рис. 7.9
Из приведенных формул и графиков видны н
терные особенности распространения поля вдоль земли. В случае*
вертикального вибратора в 1непосредственной близости от него
(м<С1) вертикальная компонента поля убывает с расстоянием как
1/7?, т. е. так, как это имело бы место в случае идеальной земли.
С увеличением расстояния при поле убывает как I//?2, од-
нако его напряженность тем больше, чем ближе земля по своим
свойствам к идеальной.
Рис. 7.10
Горизонтальный вибратор, расположенный непосредственно у
поверхности земли, в случае «идеальной» земли не излучает в осе-
вом направлении, однако для реальной земли излучение в осевом
направлении имеет место благодаря индуцированным в земле вер-
тикальным токам. На больших расстояниях напряженность поля
Рис. 7.12
убывает как 1/7?2, и тем больше, чем ближе земля к «идеальной»,
однако зависимость от электрических свойств земли слабее, чем
в случае вертикального вибратора. Электрические характеристики
земной поверхности даны в табл. 7.1.
Условие применимости формул (7.25) и (7.26), соответствую-
щих распространению радиоволн вдоль земли, противоположно
условию применимости метода геометрической оптики (7.22) и
имеет вид pj(z+7f) V |ег|, причем относительная погрешность
этих формул имеет порядок D'\\ =1/Z>ii = ^(z+H)/ У |er|.
Существуют и другие ограничения на область применимости
приведенных 'формул. Для вибратора и точки наблюдения, нахо-
Таблица 7.1
Тип поверхности	ег	]0з м
Морская вода	81	700—7000
Пресная вода	81	5—10
Влажная земля	5—25	1—10
Сухая земля	2-6	0,01—4
дящихся на поверхности земли (Я=0; г=0) можно указать со-
отношения между длиной волны и расстоянием до точки наблю-
дения, при которых приведенные формулы справедливы.
Минимальная длина волны %mtn определяется из условия до-
пустимости пренебрежения кривизной земной поверхности, т. е.
пренебрежения дифракционным характером поля над реальной
(сферической) землей, вызывающим уменьшение напряженности
поля по сравнению со случаем плоской земли.
Из приведенной В. Н. Кеосенихом (Распространение радио-
волн.— М.: ГИТТЛ, 1952) таблицы, полученной на основании ра-
бот В. А. Фока (Дифракция радиоволн вокруг земной поверхно-
сти.— М.: Изд. АН СССР, 1946) и Г. Бреммера (Земные радио-
волны.— Лейден, 1949), следует, что при погрешностях, не пре-
вышающих 10 и 20% можно пренебречь кривизной земной по-
верхности при
d(KM)<dn(10%) = 53/b;	(7.27 а)
^(км)<4(20о/о) = 23,23/>7,	(7.27 6)
где d — выраженное в километрах расстояние от точки приема до
точки передачи, измеренное вдоль сферической поверхности зем-
ли; X — длина волны, выраженная в метрах. Так как здесь рас-
сматривается малый геоцентрический угол, то d^R, где R — рас-
стояние от точки передачи до точки приема, измеренное по пря-
мой. Формулы i(7.27) соответствуют гладкой сферической земной
поверхности. Негладкость, а также неоднородность поверхности
(неровность рельефа поверхности, наличие леса на ней и др.) в
этих формулах не учтены.
Из (7.27) следуют значения минимальных длин волн Хтгп при
заданных предельных расстояниях da, выраженных в километрах,
при которых применимы формулы для плоской земли:
^10%)=^®-.	(™а>
Ч.,„(20%)=-	<7Мб>
Полагая в'(7.28а) dn(10%) = 10 км, а в i(7.'286) dn(20%) =
=50 км, получаем соответственно: Xmol(10%) =8 м; Xmin(20%) =
= 10 м. Приведенные численные примеры могут служить ориенти-
ром при оценке минимальных длин волн, для которых примени-
мы формулы, соответствующие плоской земле.
Максимальная длина волны дтах определяется из обычно при-
меняемого условия дальней зоны, которое имеет вид
>R/kmax= 14-3, откуда ЛС^тах = (0,33-=-1) R. Можно, однако, по-
казать (Л. С. Тартаковский. Область применимости формулы
Зоммерфельда. — Радиотехника, № 11, 1964), что уже при /?/Х>-
>7?Атах = 0,3, откуда \<Z\max = 3,337?, с погрешностью около 10%
можно пренебречь суммой статической (содержащей множитель
1/Д3) и индукционной (содержащей множитель 1/7?2) составляю-
щих поля, соответствующих ближней зоне и не зависящих от пара-
метров земли, по сравнению с волновой составляющей поля, со-
держащей множитель 1/7?, соответствующей дальней зоне и за-
висящей от этих параметров. Заметим еще, что с той же погреш-
ностью около 10% при /?/А.</?/А.бл = 0,05, откуда А,>А,б1 = 20/?,
можно пренебречь волновой составляющей поля по сравнению с
суммой статической и индукционной составляющих. Причем в этом
случае поле не зависит от параметров земли.
Глава 8. ОСНОВНЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ,
ХАРАКТЕРИЗУЮЩИЕ ПЕРЕДАЮЩИЕ
И ПРИЕМНЫЕ АНТЕННЫ
8.1. Диаграмма направленности
В общем виде векторная комплексная ДН передающей антен-
ны может быть представлена в виде трех сомножителей, описы-
вающих соответственно амплитудное, поляризационное и фазовое
распределения излученного антенной электромагнитного поля в
дальней зоне:
F(A, <р) = |F(A, <р)1 р(Д, ф)е!ф(Д><₽).	(8.1)
Амплитудной диаграммой направленности называется зависи-
мость модуля комплексного вектора напряженности поля в точке
наблюдения от направления на эту точку, определяемого азиму-
тальным углом ф и углом возвышения Д (или углом 0 = 90°—Д),
при постоянном расстоянии точки наблюдения от центра антен-
ны. Амплитудная ДН (Г (А, ф) | нормируется таким образом, что
в направлении максимального излучения антенны | F (Дтах, фтах) | =
Для удобства изображения обычно 'используют ДН в опреде-
ленном сечении, чаще всего — в азимутальном сечении F (А, ф)
при A = const (например, А = Атах), ,и ДН в вертикальной плоско-
сти |Г(Д, ф) | при ф = сопб1 (например, ф=фтах). Для сравнения
направленных свойств антенн принято пользоваться следующими
характеристиками диаграмм направленности: шириной основного
(главного) лепестка ДН по уровню половинной мощности, шири-
ной основного (главного) лепестка ДН по нулевому уровню, мак-
симальным уровнем боковых лепестков, углами максимального из-
лучения в вертикальной и горизонтальной плоскостях.
Второй сомножитель в (8.1) представляет собой единичный
вектор поляризации с двумя компонентами, ориентированными по
направлениям базисных ортов сферической системы координат
ее и е <р :
р(Д, Ф) = еере(Д, (р) + ефрф(Д, ср),	(8.2)
где рв и — компоненты, показывающие относительное содер-
жание вертикальной и горизонтальной составляющих вектора на-
пряженности электрического поля в дальней зоне антенны для
каждого направления Д, ф, а также фазовый сдвиг между этими
составляющими; |PeI2+|p<pl2=l-
Третий сомножитель в (8.1) описывает фазовую характеристи-
ку направленности антенны по главной поляризации излученного
поля. Фазовой диаграммой направленности антенны называется
зависимость фазового сдвига напряженности поля от направления
точки наблюдения при перемещении ее по поверхности сферы ра-
диуса г с центром в начале выбранной системы координат.
Диаграмма направленности приемной антенны определяется
амплитудным множителем |F(A, ф)|, показывающим зависимость
напряжения на входе приемника от направления прихода прини-
маемой волны, и поляризационным множителем р(А, ф), учитыва-
ющим поляризацию приходящей волны.
8.2.	Коэффициент направленного действия
Коэффициент направленного действия (КНД) передающей ан-
тенны характеризует степень концентрации излученной мощности
в направлении, задаваемом углом возвышения До и азимутальным
углом фо, и численно равен отношению квадрата модуля полного
вектора напряженности поля, создаваемого антенной в данном на-
правлении |f(Ao> Фо) |2, к среднему по всем направлениям значе-
нию квадрата модуля напряженности поля |£cp|2:
D(A0, Фо)=|£(Ло. Фо)12/|£ср12-	(8.3)
Поскольку значения напряженности поля пропорциональны со-
ответствующим значениям ДН, выражение для КНД можно запи-
сать в виде
D(A0, ф0) = |Г(А0, Ф0)12/|Г(А, Ф)|2р =
I 2Я Я/2	о
= 4л|Г(Д0, ф0)|2 / ft/Ф j |F(A, ф)|2созД</А. (8.4)
/о о
Заметим, что интегрирование по Л производится только от О
до я/2, так как предполагается, что энергия излучается только в
верхнюю полусферу, т. е. ДН берется с учетом влияния земли.
Если влияние земли учитывается отдельно, интегрирование произ-
водится от —я/2 до я/2.
В направлении максимального излучения, определяемом угла-
ми Ашах И (ртах, | Е (Атах, фтах) | = 1 И О (Атах, фтах) —D„iax. Для
любых других направлений Д(А, ф)=Дтах|Е(А, ф) |2. Часто тер-
мин КНД антенны понимается в более узком смысле как макси-
мальное значение:
/2л	л/2
Д = Дп«х = 4л / j dq> J \F(А, ф)|2созАйА.	(8.5)
У большинства типов антенн основная часть излучаемой мощ-
ности сосредоточена в пределах главного лепестка. При оценке
КНД можно положить |Е(А, ф) |2= 1 в области главного лепестка
(по уровню половинной мощности) и |Е(Д, <р) |2=0 вне этой об-
ласти. Из такой оценки следует
D « 4л/(Фо,5 Ао,5) « 40 000/(<р°7Д°’),	(8.6)
где ф°о,5, Д°о,5 — соответствующие значения ширины ДН по уров-
ню половинной мощности, выраженные в градусах.
Если ДН обладает (осевой симметрией, т. е. величина Е нс за-
висит от ф, выражение для КНД принимает вид
/ л/2
D = 2 / J | F | (A) cos A d А.	(8.7)
Величину |ЕСР|2 в (8.3) можно связать с мощностью, излуча-
емой антенной: 4лг2|ЕСр| 2/2= 120лР2 . Излучаемую мощность мож-
но выразить через сопротивление излучения (6.48): Р2 = /2А“г/2,
где под I в общем случае понимается некоторое характерное зна-
чение тока в антенне, а fix определяется по отношению к этому
току. Если известна связь между значением Е (До, ф0) и I, КНД
можно выразить через :
D(A0, ф0) = г2|Е(А0, фо)|2/(30727?2).	(8.8)
Например, в случае тонкого полуволнового вибратора (7/Л =
= 0,25), как указывалось в § 6.6, отнесенное к пучности тока со-
противление излучения =73,1 Ом. Максимальное значение на-
пряженности поля (согласно (7.4) соответствует Атах=л/2—0тах =
= 0 и равно 607/г. Подставляя эти значения в (8.8), получаем для
тонкого полуволнового вибратора в свободном пространстве
Dmax = 1,64.	(8.9)
Для сравнения укажем, что элементарный вибратор, находя-
щийся в свободном пространстве, имеет Dmax= 1,5.
Коэффициент направленного действия приемной антенны ха-
рактеризует избирательные свойства антенны при приеме с раз-
личных «направлений и выражается через ДН формулами (8.4) —
(8.7).	Этот КНД связан с напряжением на входе приемника
при приеме с данного направления Ао, <ро соотношением
£>(АП. Фо)= l^nplVlt/lcp,	(8.10)
где | U12Ср—среднее значение напряжения, соответствующее раз-
личным угловым положениям источника.
8.3.	Коэффициент полезного действия. Коэффициент усиления
Коэффициентом полезного действия передающей антенны
(КПД) называется отношение мощности , излучаемой антен-
ной, к мощности Ро, подводимой к антенне:
П = Рг/Р0-	(8.11)
Коэффициент полезного действия учитывает потери в элемен-
тах антенны, нагрузочных 'Сопротивлениях, а также в земле. В эти
потери обычно не включают потери в линиях питания, их учиты-
вают отдельно. Потери в земле учитывают ввиду того, что ДН
коротковолновых антенн формируется при явном влиянии земли.
Коэффициентом усиления передающей антенны (КУ) в данном
направлении называется отношение плотности потока энергии, со-
здаваемого антенной в этом направлении, к плотности потока
энергии, создаваемого некоторой эталонной антенной при условии
равенства мощностей, подводимых к этим антеннам. Коэффициент
усиления зависит как от направленных свойств антенны, так и от
КПД. Если в качестве эталонной антенны принимается гипотети-
ческий изотропный излучатель без потерь, КУ определяется как
G(A0, <₽о) = ^(Ло> Фо) Л-	(8.12)
В технике коротковолновых антенн в качестве эталонной ан-
тенны обычно принимается полуволновый вибратор, находящийся
в свободном пространстве, направление максимума излучения ко-
торого совпадает с направлением в точку приема. В этом случае
с учетом (8.9)
G(A0, Ф0) = П(А0, Фо)П/1-64.	(8.13)
Коэффициент усиления приемной антенны определяется отно-
шением мощностей, поступающих на вход согласованного прием-
ника при использовании данной и эталонной антенн. Ниже будет
показано (см. § 8.5), что связь между КУ и КНД антенны в режи-
ме приема выражается (8.13), т. е. определяется КПД этой же
антенны в режиме передачи.
8.4.	Действующая длина. Эффективная площадь.
Входное сопротивление
Действующей длиной передающей антенны называется длина
гипотетического вибратора с равномерным распределением тока,
находящегося в свободном пространстве, который в направлении
максимума излучения создает ту же напряженность поля, что и
рассматриваемая антенна с таким же током в точке питания. Со-
гласно введенным определениям напряженность поля, создавае-
мого антенной в дальней зоне,
Д=]/30т]Г)72х7?вх/А
Согласно i(7.3) напряженность поля, создаваемого проводом
с равномерно распределенным током, Е = 60л1вх1л/ (V).
Приравнивая эти выражения, получаем
/д=(Х/л)/г]О/?вх/120.	(8.14)
Действующей длиной приемной антенны называется отношение
ЭДС, возникающей в антенне при приеме, к напряженности по-
ля, действующего на антенну.
Под эффективной площадью передающей антенны понимается
величина, характеризующая КНД этой антенны. Антенна сравни-
вается с плоским равномерно возбужденным раскрывом пло-
щадью S, для которого D=4nS/X2. Соответственно эффективная
площадь антенны
5эф = Х2Р/(4л).	(8.15)
Например, эффективная площадь полуволнового вибратора рав-
на 0,13Х2, а элементарного вибратора 0,12Х2.
Эффективной площадью приемной антенны называется отно-
шение максимальной мощности РПр, которая может быть отдана
антенной в согласованную нагрузку без учета потерь в антенне,
к плотности потока энергии П= |f|2/(240n) в плоской волне, при-
ходящей к антенне:
5эф=240лРПр/(г]|£12).	(8.16)
Входным сопротивлением передающей антенны ZBX называет-
ся отношение напряжения к току на входе антенны. Понятие со-
противления антенны при приеме Za вытекает из эквивалентной
схемы приемной антенны, показанной на рис. 8.1. Для приемни-
ка, подключенного к выходу антенны и имеющего сопротивление
ZH, антенна является источником ЭДС с некоторым внутренним
сопротивлением Za, причем &П9=Е1Л согласно введенному выше
определению действующей длины.
8.5.	Применение принципа взаимности для анализа
приемных антенн
Пусть в поле действия плоской волны находится антенна, на-
пример симметричный вибратор (рис. 8.2). Если вектор напря-
женности электрического поля этой волны Е образует угол 0сосью
вибратора, то тангенциальная составляющая вектора Е равна
Ecos0. Под действием этой составляющей в проводнике вибра-
тора возбуждаются токи, которые вызывают рассеивание энергии
на входе приемника, подключенного к вибратору. Таким образом
осуществляется процесс перехода энергии от распространяющейся
волны в нагрузку (приемник). Токи, возникающие в вибраторе,
являются источниками вторичного поля. Тангенциальная состав-
ляющая вектора Е вторичного поля получается такой, что у по-
верхности проводника удовлетворяются граничные условия. Если
предположить, что проводник обладает идеальной проводимостью,
то суммарная (первичная и вторичная) тангенциальная составля-
ющая вектора Е у поверхности должна равняться нулю. Это озна-
чает, что тангенциальные составляющие первичного и вторичного
полей должны быть равны по модулю и противоположны по фазе.
Между вторичным полем и распределением тока по вибратору
имеется вполне определенная связь, описываемая уравнениями
Максвелла. Учет этой связи, выполнение граничных условий на
поверхности проводников и закона непрерывности тока на зажи-
мах нагрузочного сопротивления достаточны для определения рас-
пределения тока на проводе, в том числе и тока на входе на-
грузки.
М. С. Нейманом было показано, что ток в приемной антенне
и все ее характеристики могут быть найдены, если известны ха-
рактеристики этой же антенны при использовании ее в режиме пе-
редачи. Доказательство основывается на известном в электроди-
намике принципе взаимности (или обратимости).
Пусть имеются две антенны любого типа, разнесенные на некоторое рас-
стояние г и произвольным образом ориентированные друг относительно друга.
Рассмотрим два случая В первом случае (рис. 83,а) в цепи антенны 1 дей-
ствует ЭДС Si При этом в антенне 1 возникает ток 1ц, вблизи антенны 2
возникает напряженность электрического поля £21 и в приемной цепи антенны 2
возникает ток /21 Во втором случае (рис. 83,6) ЭДС Sz действует в цепи
антенны 2 При этом в антенне 2 возникает ток Угг, вблизи антенны 1 возни-
кает напряженность электрического поля Ец и в антенне 1 — ток 1ц.
Применительно к рассматриваемым случаям принцип взаимности может
быть записан следующим образом
^/У21 = »2/У12.	(817>
В первом случае (рис. 8.3,а):
/ц = «1/(^1+BI); £2i = 60nZw jh Fi (д> Ф)/(М-
Из этих выражений следует-
«1=(2И1 + 21ВХ) E^Kr/ieOnl^F^, <р)].	(8.18)
Во втором случае аналогично
^2 = (ZB2 + Z2BI) Е1г %г/[60л<’2Д F2 (А, <р)].	(8.19)
Рис. 8.3
Подставляя (8 18) и (819) в (8 17), получаем
_ (Zh2 + Z* в*) Е12 .	(8 20)
41 4д Fj. (А, ф) Ла ^2Д F2 (А, Ф)
Объединим отдельно в левой н правой части равенства (8 20) все вели-
чины, относящиеся к каждой антенне.
/12 (^Hl + ^BX)____/21 (^Н2 + ^2 вх)
^12 11Д	Е21 F2 (А, Ф)
Поскольку величины, стоящие в правой и левой частях равенства, зависят
от параметров какой-либо одной антенны, следует считать, что стоящая в каж-
дой части равенства величина является константой, не зависящей от свойств
антенны
/ (2н + ^вх)/[5/д/'(А, ф)] = С=сопз1,	(821)
где I — ток на зажимах приемной антенны; Е — напряженность поля волны,
воздействующей на антенну в режиме приема, ZB2, 1Я, F(&, ф) — параметры той
же антенны в режиме передачи; ZH —сопротивление генератора нлн приемника,
включенное между зажимами антенны
Из (8 21)
С£/ДГ(А, Ф) = _%Пр
ZH ZBx ZH -f- ZBx
(8 22)
где ^np = C£/jF(A, ф) — ЭДС, возбуждаемая в приемной антенне
Коэффициент С можно определить из сопоставления ЭДС в какой-либо
простейшей антенне, вычисленной по (8 22) и определенной непосредственно
Рассмотрим в качестве такой антенны элементарный вибратор длиной Z, ось
которого лежит в плоскости, образованной направлением прихода падающей
волны н направлением вектора напряженности электрического поля в этой
волне Если направление прихода волны составляет угол 0 с осью
то из (8 22) <УПр = С£7 sin0
Проекция вектора напряженности поля на ось вибратора равна Esin в и
непосредственное вычисление дает ^np=E/sin0
Сравнивая эти выражения, получаем C=il Если бы ось вибратора не ле-
жала в плоскости падения приходящей волны, в обоих выражениях для «Упр
появился бы одинаковый множитель, учитывающий поляризацию поля. Таким
образом, получаем окончательно
Z+Z 	(823>
4НТ£ВХ	Н^ВХ
Из (8.23) следует, что сопротивление антенны в режиме при-
ема Za равно входному сопротивлению в режиме передачи ZBX,
действующая длина и диаграмма направленности, а следователь-
но, и КНД при приеме совпадают с этими же характеристиками
в режиме передачи.
Используя i(8.14), можно записать
>.^4 F Ч («24)
Найдем мощность, отдаваемую антенной в приемник. В соот-
ветствии с эквивалентной схемой, приведенной на рис. 8.2, мощ-
ность, поглощаемая в нагрузке,
^пр— l^np/(ZH + ZBX)l2^H/2.
Максимум мощности соответствует условию ZH=Z*aK. При этом
Рпр=^пр/(8ЯЪХ).
Используя (8.24), получаем для случая согласованной на-
грузки
(8-26>
где G определяется согласно (8.13) и характеризует режим пе-
редачи. Согласно определению эта же величина равна КУ в ре-
жиме приема.
Используя (8.16), выразим мощность, отдаваемую в нагрузку,
через 5Э*:
Рпр=|£|2ЗэфП/(240л).
Сравнивая это выражение с (8.25), получаем (8.15), т. е. ра-
венство 5Эф для режимов приема и передачи.
Выше указывалось, что для элементарного вибратора 5Эф=0,12А,2 не зави-
сит от его физических размеров Для приемного вибратора это объясняется
тем, что понятие 5Эф характеризует режим оптимального согласования антенны
с нагрузкой Сопротивление элементарного вибратора является почти чисто ре-
активным, и для его согласования с нагрузкой в приемный тракт антенны
* Если G(A, <р) берется с учетом влияния землисто в этом случае под
величиной Е понимается напряженность поля первичной падающей волны без
учета волны, отраженной от земли.
необходимо ввести коитенсирующий реактивный элемент (неоднородность), ко-
торый вместе с вибратором образует резонансный контур, настроенный на ра-
бочую длину волны. Чем короче вибратор, тем больше его реактивное сопро-
тивление и тем выше добропность получающегося резонансного контура.
При приеме в вибраторе возникают большие резонансные токи, создающие
вокруг вибратора область сильных реактивных полей. Наличие этих полей при-
водит к изменению направления и величины вектора Пойнтиига, т. е. изме-
нению направления и потока энергии вокруг вибратора Размер области силь-
ных реактивных полей и определяет 3Эф В описанном явлении проявляются
общие закономерности, присущие эффекту сверхнаправлеиности
8.6.	Помехозащищенность приемных антенн
Помехозащищенность приемных антенн характеризует ослабле-
ние мощности помех на входе приемника по сравнению с мощно-
стью полезного сигнала. Помехи вызываются электрическими яв-
лениями в атмосфере, работой электроаппаратуры различного на-
значения, а также излучением передающих радиостанций и могут
приходить в антенну с одного или нескольких направлений одно-
временно. Рассмотрим случай, когда помехи приходят в антенну
одновременно со всех сторон с одинаковой интенсивностью. По-
скольку сигналы, приходящие с различных направлений, не кор-
релированье на входе приемника складываются мощности этих
сигналов. Пусть среднее значение квадрата напряженности поля,
создаваемого источником помехи, лежащим в телесном угле dQ,
равно £2ndQ/(4n). В этом случае согласно (8.25), (8.5) мощность
помех на входе согласованного приемника
/ 1 ' 2 Е2 D П 2я я/2	/1'2 Е2 Я
/ _£ _^_ Т)	cp)|2cos Ad A А ;
\ я ) 4л.960 0J Т J	1	\ л ) 960
(8.26)
Из (8.26) следует, что мощность ненаправленной помехи на
входе приемника не зависит от направленных свойств антенны и
применение направленных антенн не приводит к уменьшению мощ-
ности помехи. Эффект, даваемый направленной антенной по срав-
нению с ненаправленной, сводится только к увеличению мощно-
сти полезного сигнала Рс= (Х/л)2£)т]^2с/960. На входе прием-
ника
РС/РП = (£С/£П)2Д	(8.27)
и помехозащищенность антенны в этом случае характеризуется
величиной D.
Более типичным, однако, является случай, когда основная по-
меха в каждый момент времени создается каким-либо одним ис-
точником — обычно передающей радиостанцией, рабочая частота
которой попадает в полосу пропускания приемника. Пусть функ-
ция /(Д, <р) характеризует вероятность нахождения источника по-
мехи в направлении А, ср. Мощность, принимаемая антенной от
этого источника, пропорциональна |F(A, <р)|2. Средн»* аикиаоао-
мощности помехи с учетом вероятности углового положения ис-
точника
Рп~г$Лс1ср$ |F(A, <р)|2/(Д, <p)cosAd А.
Если все угловые положения источника помехи равновероят-
ны, PcjPn^D, т. е. помехозащищенность и в этом случае характе-
ризуется величиной D. Таким образом, КНД характеризует апри-
орную помехозащищенность антенны, рассчитанную в предполо-
жении равновероятного углового положения помехи. Она слабо
зависит от уровня боковых лепестков ДН и определяется в ос-
новном шириной главного лепестка, т. е. вероятностью попадания
помехи в главный лепесток диаграммы направленности. Допуска-
ется, в частности, что направления прихода полезного сигнала и
интенсивной помехи могут практически совпадать. Если, однако,
подобная ситуация возникает, нормальная эксплуатация антенны
становится невозможной; поэтому на практике принимаются меры
для уменьшения вероятности этой ситуации (выбором другой ан-
тенны, сменой частоты, изменением расписания работы и др.).
В связи с этим при реальной эксплуатации направления прихода
помехи нельзя считать равновероятными, и критерий сравнитель-
ной эксплуатационной помехозащищенности должен учитывать это
обстоятельство.
Будем считать, что вероятность нахождения помехи равна ну-
лю в пределах некоторого телесного угла Qo, соответствующего
направлению максимума ДН. Все остальные направления прихода
помехи будем считать равновероятными. Рассмотрим два предель-
ных случая.
Пусть приемная антенна является слабонаправленной и телес-
ный угол Qi, соответствующий главному лепестку ДН, существен-
но больше Qo- В этом случае относительная помехозащищенность
антенны характеризуется вероятностью попадания источника по-
мехи в главный лепесток диаграммы направленности антенны, т. е.
в телесный угол Qj—Qo:
РС/РП « 1/(2, -Qo) « 1/Qr
Поскольку КНД антенны обратно пропорционален ширине
главного лепестка [см. (8.6)], вновь приходим к (8.27).
Если же антенна имеет высокую направленность (Qi<Q0),
сравнительная помехозащищенность антенны определяется уровнем
ее боковых лепестков. В промежуточном 'случае, обычно имеющем
место для коротковолновых приемных станций, критерий сравни-
тельной помехозащищенности антенны должен учитывать как ее
направленность, так и уровень ее боковых лепестков. В качестве
такого критерия можно использовать коэффициент направленного
действия «по ЭДС»:
/ 2л л/2
/)эе=4л / ]d<p j IF (A, q>)|cosAdA.	(8 28^
Область интсфиравания в (8.28) можно условно разбить на
область главного лепестка Qi и область боковых лепестков
2л—Q,. При слабой направленности антенны значение 1интепрала
определяется размером области Qi и Z>3^4n/Qi ~Z). В случае вы-
сокой 1направлеНности значение интеграла в основном определяет-
ся областью боковых лепестков. Заметим, что при обычном на-
хождении КНД согласно (8.5) интеграл по области боковых ле-
пестков всегда существенно меньше интеграла по области Qb
Глава 9. ОСНОВЫ И МЕТОДЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ
КОРОТКОВОЛНОВЫХ АНТЕНН
9.1.	Необходимый диапазон длин волн
Основным видом распространения коротких волн (КВ) является
распространение путем отражения от ионосферы (ионосферные
волны).
Как известно, в ионосфере различают несколько ионизирован-
ных слоев. При распространении волн КВ диапазона основную
роль играют слои F2, D, Е и Fi. Ионосферные волны обычно рас-
пространяются на большие расстояния путем однократного или
многократного отражения от слоя F2 и поверхности земли. В свет-
лое время суток волны по пути к слою F2 и обратно к земле про-
ходят слои D, Е и Fi, поглощающие часть мощности. Ночью интен-
сивность ионизации ослабевает. Слой D в ночное время практи-
чески исчезает В результате в ночное время поглощение сущест-
венно уменьшается, что приводит к увеличению напряженности
ионосферных волн
Для эффективного распространения ионосферной волны на за-
данное расстояние необходимо, чтобы ее частота была меньше
критической частоты, при которой радиоволна не отражается от
ионосферы (максимальная применяемая частота), и больше час-
тоты, на которой потери за счет поглощения в ионосфере на дан-
ной линии радиосвязи являются допустимыми (минимальная при-
меняемая частота) Так как ионизирующее действие Солнца на
ионосферу меняется в течение суток, сезона, одиннадцатилетнего
цикла солнечной активности и других факторов, то непрерывно
меняются максимальная и минимальная применяемые частоты.
Следовательно, для эффективной работы линии радиосвязи необ-
ходимо использовать широкий диапазон частот.
На рис. 9 1 приведены кривые, определяющие границы рабо-
чих диапазонов волн, применяемых для круглосуточной и кругло-
годовой связи в годы минимума и максимума солнечной активнос-
Наиболее короткие волны используются летом в дневное время
в годы максимума солнечной активности (кривая /). Зимой на
длинных магистралях в периоды максимума солнечной активности
в Течение короткого времени днем могут применяться еще более
короткие волны (до 5—6 м). Наиболее длинные волны (кривая 2)
можно использовать ночью зимой в годы минимума солнечной ак-
тивности. При ионосферных возмущениях ® этот же период можно
применять еще более длинные
волны (кривая 3).
Используемые диапазоны волн
зависят от трассы распрост-
ранения. На рис. 9.1 приведе-
ны данные для трасс, имею-
щих точки отражения радио-
волн на северной географиче-
ской широте <р = 56°. Для оп-
ределения необходимых длин
волн при других широтах сле-
дует значение длины волны, по-
лученное по кривым рис. 9.1,
умножить на поправочный коэф-
фициент kr (рис. 9.2).
9.2.	Углы наклона лучей, достигающих места приема
При проектировании КВ антенн большое значение имеют углы
прихода лучей, достигающих места приема, так как для устойчи-
вой работы КВ радиолинии ДН передающей антенны в вертикаль-
ной плоскости должна иметь наибольшую эффективность излуче-
ния в секторе, соответствующем этим углам. Вследствие суточно-
го, сезонного и годового изменений высоты отражающего слоя уг-
лы наклона лучей, достигающих места приема, меняются во вре-
мели, из-за неровностей отражающей поверхности, а также диффу-
зии (рассеяния) лучей. Явление диффузии обычно имеет место
в ночное время, особенно в годы пониженной солнечной актив-
ности.
Траектория луча, приходящего в точку приема, и угол прихода
А зависят от дальности передачи D, параметров ионосферы (высо-
ты слоя F2> критической частоты этого слоя fKP и отношения рабо-
чей частоты / к /кР). На рис. 9 3 приведено полученное расчетным
путем [11] семейство кривых, показывающих зависимость угла при-
хода лучей от дальности трассы для различных значений высоты
отражающего слоя hm и различных значений нормированной час-
тоты х=//[кр. Из рисунка видно, что каждой кривой при заданном
значении х соответствует минимальное значение D и максимальное
8)	’ бое увеличение частоты при-
ведет к увеличению
Если задать определенный интервал отношений рабочей часто-
ты к МПЧ, то можно для каждого расстояния D определить ин-
тервал изменения углов прихода лучей. Обычно рабочую частоту
выбирают на 20% ниже МПЧ, т е. / = 0,8 МПЧ Но, учитывая, что
МПЧ является случайной величиной из-за наличия случайных из-
менений в ионосфере, действительный интервал отношений рабо-
чей частоты к МПЧ лежит в пределах 0,6—1,0. В этом случае сек-
торы углов прихода лучей при односкачковом и двухскачковом рас-
пространен™ в диапазоне расстояний 0—4000 км для значений
Л™ = 250, 300, 350 км соответствуют кривым, приведенным на
рис. 9 4. Предельный диапазон углов прихода в вертикальной плос-
кости с учетом возможного изменения высоты отражающего слоя
hm от 250 до 350 км приведен на рис. 9.5. На линиях длиной 200—
2000 км следует ориентиро-
ваться на односкачковый тип
распространения. Для таких
магистралей следует конст-
руировать антенны таким Об-
разом, чтобы в диапазоне
углов, ограниченных кривы-
ми, построенными для вы-
сот /гто = 250 и 350 км для
одного отражения от слоя
F2, получилось возможно бо-
лее интенсивное излучение.
На трассах протяженностью 2000—4000 км в связи с малой
эффективностью антенн и существенным влиянием рельефа мест-
ности на распространение радиоволн под весьма низкими углами
наклона (А <24-3°), соответствующими односкачковому типу рас-
пространения, можно ориентироваться также и на углы прихода
при двухскачковом распространении. На таких и более длинных
магистралях наиболее вероятные значения углов прихода изменя-
ются в пределах:
5—15° при длине магистрали 2000—3000 км;
4—13° при длине магистрали 3000—6000 км;
3—8° при длине магистрали более 6000 км, хотя в отдельных
случаях возможны значения углов, выходящие за эти пределы.
доходят до 20—26°.
Для обеспечения радиовещания на очень удаленные террито-
рии, особенно если трассы проходят через зоны повышенного пог-
лощения, приходится применять высокоэффективные антенны,
имеющие в коротковолновой части рабочего диапазона ширину ДН
Рис. 9.5
в вертикальной плоскости меньшую, чем сектор наиболее вероят-
ных углов прихода. В таких антеннах целесообразно предусматри-
вать формирование по крайней мере двух ДН, одна из которых
имеет максимальное излучение под более низкими углами возвы-
шения, а другая — под более высокими. В зависимости от условий
распространения должна выбираться диаграмма, при которой обес-
печивается наиболее эффективное излучение под нужными углами
возвышения В ряде случаев целесообразно, чтобы передающая
антенна в рабочем диапазоне имела постоянную ширину ДН, рав-
ную ширине сектора наиболее вероятных углов прихода лучей
На радиолиниях протяженностью до 300 км углы прихода на-
ходятся в пределах 90—50°, что требует применения антенн зенит-
ного излучения При падении волны на ионосферный слой луч рас-
щепляется на две составляющие — обыкновенную и необыкновен-
ную При прохождении через ионосферу в присутствии магнитного
поля Земли эти составляющие отражаются на разных высотах, ис-
пытывают разное поглощение и приходят в точку приема сдвину-
тыми по фазе, которая меняется во времени. Это приводит к глу-
боким интерференционным замираниям. Если падающая на ионо-
сферу волна под углом возвышения, близким к 90°, имеет круго-
вую поляризацию, то в зависимости от направления вращения век-
тора Е падающей волны отраженная волна будет иметь одну преи-
мущественную составляющую Днем, когда поглощение сравни-
тельно велико, целесообразно использовать обыкновенную волну.
Ночью на той же частоте более эффективно отражается необыкно-
венная волна, так как ее критическая частота выше критической
частоты обыкновенной волны. В связи с этим в антеннах зенитного
излучения применяется круговая поляризация с оперативным из-
менением направления вращения вектора электромагнитного поля.
Антенна указанного типа должна концентрировать излученную
энергию в зенит в секторе углов, при котором обеспечивается необ-
ходимый уровень напряженности поля на обслуживаемой радиове-
щанием территории или заданных линиях радиосвязи. За предела-
ми этого сектора уровень излучения должен быстро падать, что
необходимо для повторного использования частот на других радио-
станциях.
9.3.	Девиация лучей
Нормально радиоволны распространяются от точки передачи
до точки приема по дуге большого круга земного шара. В резуль-
тате поперечного наклона ионизированного слоя ионосферы и вли-
яния магнитного поля Земли траектории лучей могут заметно от-
клоняться от плоскости дуги большого круга (девиация траекто-
рии лучей). В результате в место приема приходят лучи, излу-
ченные по азимутам, не совпадающим с направлением дуги боль-
шого круга. Возможен также одновременный приход лучей, рас-
пространяющихся по дуге большого круга, и лучей, имеющих неко-
торую девиацию, причем последние могут быть более интенсивны-
ми, чем первые.
Имеющиеся к настоящему времени экспериментальные данные
показывают, что девиация наблюдается главным образом при рас-
пространении волн по частично освещенной трассе. В подавляю-
щем большинстве случаев девиация бывает небольшой — не более
нескольких градусов. При аномальном состоянии ионосферы, осо-
бенно при магнитных бурях, девиация может достигать десятков
градусов.
При проектировании антенн должна быть учтена возможность
девиации лучей. Ширина ДН в горизонтальной плоскости антенн,
предназначенных для работы в условиях частичной освещенности
трассы, должна быть достаточна для обеспечения связи, когда ра-
бота происходит на лучах, имеющих некоторую девиацию. Вопрос
о том, до каких пределов можно сузить ДН в горизонтальной плос-
кости при работе на частично или полностью неосвещенной трас-
се, не вызывая при этом значительного увеличения продолжитель-
ности времени непрохождения сигнала вследствие девиации, к нас-
тоящему времени нельзя считать окончательно выясненным. Мож-
но полагать достаточной ширину диаграммы 4—6° по уровню по-
ловинной мощности.
9.4.	Эхо и замирание. Избирательное замирание
Лучи, имеющие различные пути распространения, приходят в
место приема неодновременно. Чем больше число отражений, тем
позже луч достигает места приема. Это приводит к повторению
сигнала при приеме — явлению эхо. Экспериментальные данные
показывают, что разность времени прихода лучей доходит до 2—
3 мс. Временная .разность хода между соседними лучами тем
больше, чем больше число их отражений. Например, разность хода
между первым и вторым лучами на трассе Москва—Нью-Йорк
имеет величину около 0,8 мс, а между третьим и четвертым 1,2 мс.
Для лучей с одним и тем же числом отражений временная раз-
ность хода увеличивается с укорочением магистрали.
Эхо вызывается также отражением лучей неровностями релье-
фа, крупными строениями и др.
Существуют различные методы борьбы с эхо. Одним из эффек-
тивных методов является уменьшение числа лучей, принимаемых
антенной. Это достигается соответствующим выбором формы ДН
передающей и приемной антенн. Лучи, приходящие по различным
путям, как правило, имеют неодинаковые углы наклона и девиа-
ции, поэтому при сужении ДН и соответствующей ее ориентации
можно выделить желаемые лучи или их группы.
Кроме описанного ближнего эхо наблюдается также дальнее
эхо, в частности обратное эхо. Последнее создается в результате
приема лучей, обходящих землю в направлении противоположном
направлению хода прямых лучей. При обратном эхо разность хо-
да может достигнуть десятков миллисекунд. Для борьбы с этим
видом эхо следует добиваться высокой степени однонаправлен-
ности как передающей, так и приемной антенны.
Наличие в месте приема лучей, проходящих различные пути,
вызывает непрерывное колебание напряженности поля — явление
замирания, которое происходит вследствие непрерывного измене-
ния соотношения фаз напряженности поля отдельных лучей. Кро-
ме того, сами лучи обычно неоднородны: каждый луч фактически
состоит из пучка близких по направлению лучей, имеющих малую,
но достаточную для создания замирания разность хода. Вследст-
вие этого даже отдельные лучи подвержены явлению замирания.
Колебания напряженности поля отдельных лучей происходят
также из-за вращения плоскости поляризации, происходящего
вследствие расщепления луча в ионосфере на обыкновенную и не-
обыкновенную составляющие, траектории распространения кото-
рых неодинаковы. Из изложенного следует, что картина колебаний
напряженности поля достаточно сложна.
При распространении сигнала, содержащего конечный спектр
частот, наблюдается либо одновременное замирание всего спектра,
либо замирание отдельных частот. В последнем случае замирание
называется избирательным. Избирательное замирание наблюдает-
ся в том случае, когда в месте приема имеются лучи или пучки
лучей со значительной разностью хода, вследствие чего разность
фаз складывающихся полей сильно зависит от частоты.
Избирательное замирание приводит к искажению спектра пере-
даваемого сигнала. Одним из способов его устранения является
применение антенн с узкими и управляемыми ДН, позволяющих
принимать только один луч. Другой способ борьбы с замираниями
заключается в использовании сдвоенного приема, при котором; асу-
ществляется одновременный прием двух независимых сигналов,
различающихся местом приема, направлением прихода лучей или
поляризацией. Вероятность одновременного глубокого замирания
этих двух сигналов существенно меньше, чем в случае одиночного
сигнала. Этот способ более подробно описан в гл. 19.
9.5.	Основные требования, предъявляемые к передающим
антеннам, и методы их конструирования
Основным требованием, предъявляемым к передающим антен-
нам, является получение в пределах заданных углов наклона и в
требуемом секторе азимутальных углов необходимого усиления.
Увеличение интенсивности излучения в указанном пространствен-
ном секторе при фиксированной мощности передатчика возможно
только за счет уменьшения интенсивности излучения в других нап-
равлениях, т. е. путем сужения ДН и соответствующей ее ориента-
ции.
Сужение ДН и усиление поля в заданном направлении дости-
гается либо распределением энергии между большим числом соот-
ветствующим образом сфазированных простых излучателей (ан-
тенные решетки), либо за счет использования длинных проводов
(антенны типа бегущей волны).
Рост усиления антенны за счет распределения мощности между
несколькими излучателями может быть проиллюстрирован на сле-
дующем примере. Пусть имеется п одинаковых и одинаково ориен-
тированных излучателей, например вибраторов, расположенных
вдоль линии, перпендикулярной направлению максимального из-
лучения (см. рис. 7.2). Если подводимая мощность Ро делится по-
ровну между излучателями, напряженность поля в дальней зоне,
создаваемая каждым из них,
Ег =У6О (Po/^Gi/r,
где Gi — коэффициент усиления одного излучателя, определяемый
согласно (8.12).
При синфазном возбуждении поля отдельных излучателей в
направлении, перпендикулярном оси линейки, складываются в фа-
зе и суммарное поле
= п Ех = У 60 Ро nG-Jr = V60 P0G^/r,
?№G-% = nG1.	(9.1)
Таким образом, равномерное распределение мощности между п
излучателями приводит к увеличению усиления антенны в п раз.
При этом ширина ДН, как следует из (7.6), уменьшается с рос-
том п.
Соотношение (9.1) справедливо в случае достаточно разнесен-
ных излучателей, когда взаимное влияние между ними пренебре-
жимо мало и их коэффициент усиления и входное сопротивление
такие же, как в случае одиночного излучателя. При уменьшении
расстояния между излучателями из-за их взаимного влияния коэф-
фициент усиления имеет тенденцию к уменьшению. Ширина ДН
системы излучателей, как следует из (7.6), увеличивается при
уменьшении расстояния между ними. Эти же закономерности име-
ют место и в случае двумерной решетки излучателей (см. рис. 7.3),
ДН которой без учета направленных свойств отдельных излучате-
лей описывается (7.9). Таким образом, для решетки излучателей
КНД пропорционален общей площади, занимаемой этими излуча-
телями, что согласуется с (8.15). Если расстояния между излуча-
телями велики и их взаимное влияние мало, эффективная пло-
щадь антенны равна сумме эффективных площадей отдельных из-
лучателей.
При больших расстояниях между излучателями возможно появ-
ление побочных дифракционных лепестков ДН, имеющих тот же
уровень, что и главный лепесток. Появление дифракционных ле-
пестков объясняет то обстоятельство, что хотя ширина ДН ре-
шетки облучателей уменьшается при увеличении расстояния меж-
ду ними, общее усиление антенны не возрастает и определяется
(9.1).
Направление главного лепестка ДН характеризуется тем, что
в этом направлении поля, создаваемые отдельными излучателями,
складываются в фазе. В направлении дифракционного лепестка
поля отдельных излучателей складываются со сдвигом фаз 2л.
Направление максимума дифракционного лепестка определяется,
таким образом, соотношением (см. рис. 7.2) (2n/X)d sin дм cos <рм =
=2л.
В частности, в плоскости 9 = л/2
cos<pM = X/d	(9.2)
и условие отсутствия дифракционного максимума имеет вид
d < %.	(9.3)
Поскольку дифракционный лепесток имеет конечную ширину,
обычно требуется выполнение более жесткого условия, соответст-
вующего отсутствию этого лепестка целиком, а не только его мак-
симума. При максимуме дифракционного лепестка знаменатель
(7.6) обращен в нуль, т. е. и = 2л. Ближайшее обращение в нуль
множителя решетки, определяющее границу дифракционного ле-
пестка будет при пи/2=(п—1)л, откуда следует условие
d<X(n—1)/п.	(9.4)
Равномерное распределение мощности между всеми излучателя-
ми соответствует максимальному усилению в направлении главно-
го лепестка. В последнее время, однако, с увеличением количества
действующих радиосредств повысились требования к их электро-
магнитной совместимости. Применительно к передающим антен-
нам эти требования сводятся к уменьшению уровня боковых лепе-
стков. Существенное снижение уровня боковых лепестков может
быть достигнуто за счет уменьшения амплитуд токов у
лучающеи линеики, хотя при этом несколько уменьшаетсяумлё-
ние всей антенны и расширяется главный луч. Аналогичный эф-
фект может быть достигнут за счет неэквидистантного расположе-
ния излучателей, в частности более редкого у концов линейки.
Указанное расположение облучателей и синфазное их возбужде-
ние не являются обязательными. Выигрыш в коэффициенте усиле-
ния всегда имеет место в том случае, когда фазы отдельных излу-
чателей подбираются таким образом, чтобы для заданного нап-
равления максимального излучения разность фаз компенсировала
геометрическую разность хода лучей, идущих от отдельных излу-
чателей. Например, в случае линейки излучателей при наличии
постоянного фазового сдвига между соседними излучателями нап-
равление максимального излучения согласно (7.7) отличается от
направления нормали к оси линейки. Часто используется способ
питания, при котором разность фаз между соседними излучателя-
ми равна pd, т. е. значению набега фазы в волне, распространяю-
щейся вдоль линейки. В этом случае направление максимального
излучения совпадает с осью линейки (решетки осевого излучения).
При несинфазном способе питания условие отсутствия дифрак-
ционного луча в эквидистантной линейке излучателей имеет вид
d< —------------------------------b---t	(9.5)
П 1 4- COS (Dr.	'	'
где фо — угол между осью линейки и направлением главного ле-
пестка.
Ширина ДН линейки излучателей определяется ее длиной. В
режиме излучения, близком к поперечному, согласно (7.7) ширина
главного лепестка по нулевому уровню
Дф0 « 2 X/(nd sin ф0) = 2 X/(D sin ф0),
где D — длина линейки.
При осевом излучении
Аф0 « 2 V2kfD.
(9.6)
(9.7)
' В режиме осевого излучения фазовый сдвиг между соседними
излучателями обычно делается несколько больше, чем pd. При
этом ширина главного лепестка уменьшается и КНД антенны воз-
растает.
В случае двумерной решетки ширина ДН в каждом сечении
определяется соответствующим размером решетки.
Провод с бегущей вдоль него волной тока может рассматри-
ваться как линейка осевого излучения, излучателями в которой
являются бесконечно близко расположенные элементарные токи.
Особенность данного случая заключается в том, что в направле-
нии оптимального фазирования, т. е. вдоль провода, поля, созда-
ваемые элементарными токами, равны нулю и направление мак-
симального излучения составляет с осью провода некоторый угол
So. С увеличением длины провода ширина главного лепестка ДН
уменьшается и КНД увеличивается. Антенны, основанные на этом
принципе, выполняются из одного или нескольких длинных про-
водов, расположенных таким образом, чтобы направления их мак-
симального излучения совпадали.
Изложенный метод создания направленных антенн, заключающийся в рас-
пределении мощности между большим числом излучающих элементов, располо-
женных и сфазнрованных таким образом, чтобы в нужном направлении поля
этих элементов складывались в фазе нли с небольшим сдвигом фаз, обеспе-
чивает получение максимальной напряженности поля в требуемом направления
прн относительно малых токах в элементах антенны за счет увеличения ее
размеров.
Существует, однако, принципиальная возможность получения произвольно
малой ширины ДН н любого уровня боковых лепестков прн сколь угодно ма-
лых размерах антенны. Принцип действия сверхнаправленных антенн заклю-
чается в подавлении излучения во всех направлениях за счет несннфазного
возбуждения токов в элементах антенны Прн этом для главного направления
подавление делается меньшим, чем для остальных.
Представление о методах синтеза сверхнаправленной антенной решетки, т. е.
методах определения числа излучающих элементов, расстояния между ними в
закона нх возбуждения, необходимых для получения заданной формы ДН,
можно получить нз рассмотрения весьма близкой в математическом отношении-
задачи синтеза ступенчатого перехода, описанной в гл. 3 Угловая зависимость
множителя решетки (7 5) аналогична частотной зависимости коэффициента
отражения ступенчатого перехода. Множитель решетки является полиномом от
угловой переменной ехр (i и), а прн симметричном законе распределения то-
ков — от cos и, аналогично тому, как коэффициент отражения ступенчатого-
перехода является полиномом от частотной переменной cos 0. Метод решения
и характер получающихся результатов аналогичны методу и результатам син-
теза сверхкороткого ступенчатого перехода, описанного в § 3.4.
Характерной особенностью решения является быстро осциллирующий закон
изменения токов вдоль лннейкн излучателей и весьма большие значения токов,
необходимые для получения конечного значения напряженности поля в задан-
ном направлении, соответствующего излучению всей подводимой мощности.
Как отмечалось в § 85, это связано с ростом реактивной энергии. Отношение
реактивной энергии к излучаемой быстро растет по мере уменьшения габарит-
ных размеров антенны Рост реактивной энергии сопровождается соответствую-
щим сужением полосы пропускания и увеличением потерь. Кроме того, сильная
взаимная связь между элементами антенны при близком нх расположении и
больших токах в ннх затрудняет нх настройку.
Ввиду изложенного малогабаритные высоконаправленные антенны не полу-
чили распространения. Возможность уменьшения габаритных размеров высоко-
направленных антенн прн несннфазных полях, создаваемых их отдельными эле-
ментами, как указывалось выше, в ограниченной степени получила практичес-
кую реализацию в антеннах осевого излучения.
Приведенные выше требования к передающим антеннам выте-
кают, из необходимости формирования нужной ДН исходя из ус-
ловий распространения на заданных трассах. Кроме того, к пере-
дающим антеннам предъявляется ряд требований, связанных с
обеспечением надежной работы антенн и фидерных траийЙ.’«'Ш<
редатчиками заданной мощности.
Передающая антенна должна быть спроектирована таким об-
разом, чтобы на проводах вибраторов и фидеров не возникали
факельные разряды и пробои изоляторов при любых вероятных ме-
теорологических условиях и при попадании на провода птиц,
листьев, пыли. Это требование для распределительных фидеров
при большой мощности передатчика практически можно выпол-
нить при условии, если естественные значения КБВ в рабочем диа-
пазоне антенны не ниже 0,5.
Главный питающий фидер, по которому подводится к антенне
вся мощность передатчика, должен снабжаться элементами для
настройки его на режим бегущей волны и элементами для компен-
сации отражений от конструктивных узлов. При этом КБВ на вхо-
де питающего фидера обычно должен быть не менее 0,8, что необ-
ходимо для нормальной работы передатчика большой мощности.
Конструкция антенны и фидерных линий должна обеспечивать
надежные электрические контакты, обладать высокой механичес-
кой надежностью и выдерживать нагрузки, обусловленные задан-
ными климатическими и сейсмическими условиями, а также долж-
на быть удобной при их монтаже, эксплуатации и проведении про-
филактического ремонта.
9.6.	Требования, предъявляемые к приемным антеннам
Принципы конструирования приемных антенн в основном те же,
что и принципы конструирования передающих антенн. Важнейшим
требованием является обеспечение высокой направленности, поз-
воляющее уменьшить мешающее влияние помех и ослабить зами-
рания, связанные с многолучевым приемом.
Направленность приемной антенны обеспечивается использо-
ванием некоторого числа приемных элементов, соединенных таким
образом, чтобы при приеме с главного направления их сигналы
на входе приемника складывались в фазе. При приеме с других
направлений сигналы, принимаемые различными элементами ан-
тенны, складываются не в фазе и гасят друг друга. Эквивалент-
ность характеристик антенны в режимах приема и передачи, в
частности совпадение ДН, вытекает из принципа взаимности.
При использовании остронаправленных антенн принимаемый
уровень сигнала обычно достаточно велик, так что согласование и
КПД антенны и фидерного тракта не играют существенной роли.
В тех случаях когда применение крупногабаритных направленных
антенн затруднительно или нецелесообразно ввиду конкретной по-
меховой обстановки в месте приема, требования к КПД и согласо-
ванию антенны возрастают, однако и в этом случае они обычно
ниже, чем соответствующие требования к передающей антенне,
где они вызываются, в первую очередь, необходимостью обеспе-
чить высокую электрическую прочность. При большой длине фи-
дерного тракта требования к согласованию антенны возрастают.
Входное сопротивление антенны вместе с фидерным трактом при
наличии двух разнесенных неоднородностей, вызывающих отра-
жение распространяющейся волны, сильно зависит от частоты, что
при работе с широкополосными сигналами приводит к искажению
их спектра.
Большинство типов антенн применяются как передающие и как
приемные, однако отсутствие специфических требований, связан-
ных с пропусканием большой мощности, позволяет упростить ряд
элементов конструкции приемных антенн, а также применять не-
которые типы антенн, не получившие распространения в качестве
передающих, а частности, из-за низкого КПД.
Глава 10. СИММЕТРИЧНЫЙ ГОРИЗОНТАЛЬНЫЙ
ВИБРАТОР
10.1.	Описание и условные обозначения
Симметричный вибратор является одной из наиболее простых
и широко распространенных коротковолновых антенн. Симметрич-
ные вибраторы 1применяют как самостоятельные антенны, а также
в качестве элементов антенных решеток.
Схема симметричного горизонтального вибратора показана на
рис. 10.1. Как видно, вибратор представляет собой провод, в се-
редину которого с помощью фидера вводится ЭДС.
Для антенн этого типа принято условное обозначение ВГ (виб-
ратор горизонтальный). Симметричный вибратор с пониженным
волновым сопротивлением, используемый в широком диапазоне
волн, обозначают ВГД (вибратор горизонтальный диапазонный).
Для указания высоты подвеса вибратора над землей и длины его
плеча к буквенным обозначениям добавляется дробь, числитель
которой указывает длину плеча Ц
знаменатель — высоту подвеса
Н. Например, ВГ — обозначает:
вибратор горизонтальный с дли-
ной плеча 10 м и высотой под-
веса 15 м.
Общая теория симметричного
вибратора изложена в гл. 6, 7.
Результаты этой теории использованы ниже для определения
электрических характеристик вибраторов, применяемых в корот-
коволновом диапазоне волн.
10.2.	Диаграмма направленности
Компоненты поля, создаваемого горизонтальным вибратором
описываются (7.16), (7.17). В вертикальной плоскости, перпенди-
кулярной оси вибратора (<р=90°), ДН определяется (7.15).
На рис. 10.2 приведена серия ДН в вертикальной
рассчитанных для различных значений Я/Л. Ввиду симметрия ДН
относительно Д=90° на рис. 10.2 они нанесены только для одного
квадранта. Сплошные, штрихпунктирные и штриховые линии на
этом рисунке соответствуют ДН при идеально проводящей земле
(о=оо), влажной земле (ег=8; о=0,005), сухой земле (ег=3; о=
=0,0005). Диаграммы направленности для неидеальной земли рас-
считаны для волны длиной 30 м. Однако эти ДН характерны для
любой волны коротковолнового диапазона.
20 40 Д, град
Диаграмма направленности в горизонтальной плоскости F(<p)
(A=const) без учета поляризационных характеристик излучаемого
поля определяется угловой зависимостью эффективной напряжен-
ности поля £’= X|£ц |2+|Дд I2- Для идеально проводящей земли
из (7.16), (7 17) следует
Е1Етах = Д (Д) [cos (Р I cos Д cos ф) —cos 0 Z]/]/ 1 — cos2 Д cos2 ср.
(Ю.1)
Особый интерес представляет ДН при малых углах Д, где она
может быть легко измерена. При Д->0 в (10.1) можно положить
cos Ди 1 и
Е1Етах « А (Д) [cos (₽ I cos <р)—cos ₽ Z]/sin ф. (10.2)
На рис. 10.3 приведена серия ДН в горизонтальной плоскости
при А->0 и различных значениях Z/A.
На рис. 10.4 показана серия ДН симметричного вибратора в
горизонтальной плоскости для различных значений Z/Л, и угла нак-
лона А.
Из приведенных на рис. 10.3 и 10.4 ДН видно, что симметрич-
ный вибратор наиболее интенсивно излучает в направлении, пер-
пендикулярном его оси, при значениях
Z/Х, лежащих в пределах 0—0,7, т. е.
от самых длинных волн до волн дли-
ной около 1.4Z. При дальнейшем укоро-
чении длины волны излучение в этом
направлении быстро уменьшается.
Видно также, что вибратор имеет дос-
таточно широкую ДН со слабой зави-
симостью от азимутального угла <р при
больших значениях А. Это указывает
на возможность использования гори-
зонтального симметричного вибратора
при надлежащем выборе высоты его
подвеса для ненаправленного излуче-
ния в азимутальной плоскости под
Рис. 10.3	большими углами наклона.
Выражения (10 1), (10.2) соответствуют синусоидальному рас-
пределению тока. Более точный результат может быть получен при
учете затухания вдоль плеча вибратора:
I (z)=I0 sh у (Z—|z|),
(10.3>
где y = a + ip; а определяется согласно (6.51); р = 2л/Л. Соответ-
ствующее выражение для ДН при Д->-0:
Р , . _ у sin <р [ch у I—cos (Р I cos <р)]
Р [(P/T)cos2<p + y/p](cbT/—1) •
(10.4>
При точном представлении тока в вибраторе, например, п ий»*
(6.25), ДН при ЛГ=3
F (ф) = sin ф I 1111 ~~cos (Р 1 cos <Р)] + 2 [Р z cos Ф—
w Ч	ф/COS <р)2(/1/2 +
у —sin (Р I cos <р)]/Ф / cos <р) 4-3 /3 [(Р I cos <р)2—2+ у
4- 'г/З 4-
__ 4-2 cos (РУ cos ф)]/(рр OOS <р)2 I	, 10 5)
4-Л/З)	Г	‘ '
где коэффициенты Ц, 12, /3 определяются в результате решения
уравнения Галлена (см. § 6.3).
На рис. 10.5,а приведены ДН, рассчитанные по (10.5). Там же
для сравнения точками показаны экспериментальные ДН. На
рис. 10.5,6 приведены диаграммы, рассчитанные по (10.5) (сплош-
ной линией) и (10.2) (штриховой линией), крестиками показаны
результаты расчета по (10.4).
Рис. 10.5
10.3.	Сопротивление излучения
Сопротивление излучения симметричного вибратора, находящегося в сво-
бодном пространстве, рассчитывается по (6 49) Формула определяет сопро-
тивление излучения, отнесенное к пучности тока, и выведена без учета влияния
земли При высотах подвеса симметричного вибратора над землей около Х/4
и более влияние земли на сопротивление излучения может быть учтено прибли-
женно, если сделать предположение об идеальной проводимости земли. Это
предположение позволяет заменить землю зеркальным изображением вибратора.
При идеальной проводимости земли зеркальное изображение представляет
собой излучатель, идентичный вибратору, но обтекаемый током, сдвинутым по
фазе на 180° относительно тока вибратора. Таким образом, сопротивление излу-
чения с учетом влияния земли может быть рассчитано по формуле
/?2 = Я11 — ^12.	(10.6)
где /?ц — собственное сопротивление излучения вибратора, рассчитанное по
(6 49); R’i2 — взаимное сопротивление двух вибраторов, разнесенных на рас-
стояние 2Н, рассчитано по (6 52)
На рис 10.6 приведена расчетная кривая, определяющая зависимость соп-
ротивления излучения симметричного вибратора с длиной плеча /=0,25Х от
высоты подвеса Н. Кривая рассчитана указанным здесь приближенным мето-
дом. На этом же графике
Рис. 10.6
точками нанесены экспериментальные значения
активной составляющей сопротивления вибрато-
ра. Как видно из рисунка, прн ///Х>0,25 экспе-
риментальные значения входного сопротивления
и значения сопротивления излучения, рассчитан-
ные по (10 6), хорошо совпадают. При низких
высотах подвеса экспериментальные значения ак-
тивного сопротивления значительно превосходят
расчетные. Это несовпадение кривых объясняется
как отличием реального распределения тока в
земле от принятого идеализированного, так и
изменением закона распределения тока в вибра-
торе из-за сильного взаимного влияния между
вибратором и его зеркальным изображением.
10.4.	Входное сопротивление
Входное сопротивление симметричного вибратора с длиной пле-
ча /<0,32. без учета влияния земли может быть рассчитано приб-
лиженно:
ZBI = #2/sin2₽Z—il^ctgpz,
где IF=120[(ln(2Z/d) — 1)] — волновое сопротивление вибратора;.
d — диаметр провода вибратора.
Для более длинных вибраторов входное сопротивление опреде-
ляют из решения интегрального уравнения Галлена по методике,
изложенной в гл. 6.
На рис. 10.7 и 10.8 приведены значения входных сопротивле-
ний, рассчитанных 'путем решения уравнения Галлена. Кружками
на рис. 10.8 отмечены полученные Р. Б. Маком экспериментальные
значения, взятые из [7]. Входные сопротивления тонких вибрато-
ров (рис. 10.7) рассчитаны по (6.64), (6.65).
Анализ кривых входных сопротивлений вибраторов с различ-
ным отношением Ца показывает, что зависимость входного соп-
ротивления от Z/2, тем слабее, чем меньше отношение l/а. Кроме
того, видно, что при уменьшении l/а уменьшается абсолютное зна-
чение реактивной составляющей при всех значениях отношения
Z/Z. Активная составляющая входного сопротивления при умень-
шении отношения 11а уменьшается в основном в области парал-
лельного резонанса. В вибраторах с конечным радиусом уменьша-
ется фазовая скорость распространения тока. Соответственно про-
исходит смещение параллельного резонанса (максимальных зна-
чений Z?BX) в сторону меньших значений Z/Л. Причем это смещение-
тем больше, чем меньше отношение 1/а.
Существенное искажение распределения тока по вибр^йфу >
соответствующая деформация кривых входного сопротивления по-
лучаются в результате влияния емкости торцов плеч вибратора, а
также влияния емкости изоляторов. Результаты эксперименталь-
ных измерений входных сопротивлений показывают, что искаже-
ние кривых входных сопротивлений по сравнению с расчетными
кривыми тем больше, чем меньше отношение //а. Для уменьше-
ния влияния торцевой емкости на входное сопротивление плечи
вибраторов в месте подключения выполняют в виде конуса.
Влияние земли на входное сопротивление симметричного вибра-
тора может быть приближенно учтено, если сделать предположе-
ние об идеальной проводимости земли. В этом случае землю мож-
но заменить зеркальным изображением вибратора. Входное соп-
ротивление вибратора с учетом идеально проводящей земли можно
определить из решения интегрального уравнения
J 1 (2') [0ц (z, z')—G12(z, г')] dz' =С cos р г— sin р |г|,
где Gn — ядро интегрального уравнения (6.10); Gi2 — добавка,
учитывающая влияние зеркального изображения вибратора; знак
«минус» показывает, что ток, протекающий по зеркальному изо-
бражению, сдвинут по фазе на 180° относительно тома в вибраторе.
	ZBX, Ом	|	H'K	Ом
0,25	785 — 1 82	0,6125	810 — 183
0,312	625—155	0,75	730 + i 80
0,375	530	1,00	540 + i 168
0,437 0,50	474 + i 54 535	0°	620 + i 145
В качестве примера в табл. 10.1 приведены значения входного
сопротивления вибратора с длиной плеча 0,375% и радиусом 0,007% '
при различных высотах подвеса над землей ///%.
10.5.	Коэффициент направленного действия и коэффициент
усиления
Коэффициент направленного действия может быть вычислен по
(8.8), где значение Е для вертикальной плоскости, перпендикуляр-
ной оси вибратора, берутся из (7.15):
D = 120 (1 — cos р Z)2 [1 + |р±12 + 2 |p±|cos (ФЛ —2₽ tfsin Д)]//^,
(Ю.7)
где /?/2=/?£т]з — эффективное сопротивление излучения, харак-
теризующее излученную мощность; R^ — сопротивление, отнесен-
ное к пучности тока; т]3 — коэффициент, учитывающий потери в
земле
Для бесконечной проводимости земли (10 7) принимает вид
D = 480 (1 — cos ₽ I)2 sin2 (₽ Н sin Д)Д?2.	(10.8)
Значение КНД в направлении максимального излучения при
идеально проводящей земле
Dmax = 480 (1 -cos ₽/)W	(Ю-9)
Коэффициент усиления можно найти из (8.13). Входящий в (8.13)
коэффициент полезного действия определяется потерями в земле,
в проводах антенны, изоляторах, применяемых для подвески ан-
тенны, а также в других телах, на-
ходящихся вблизи антенны. При
надлежащем выполнении антенны *
всеми потерями, кроме потерь взем- 12
ле, можно пренебречь. При высотах то
подвеса вибраторов над землей око- 8
ло (0,44-0,5)% и выше и средних
параметрах земли потери, вноси- s
мые землей, также невелики (см. 4
рис. 10.2). Ввиду этого можно при 2
расчетах коэффициента усиления
КПД принимать равным едини- 0
це.
На рис. 10.9 приведены зависи-
мости коэффициентов усиления и
направленного действия от //%. Кривые рассчитаны в предполо-
жении, что земля имеет бесконечную проводимость. Влияние зем-
ли на сопротивление излучения не учитывалось.
Как видно из рис. 10 9, сначала по мере увеличения Z/% коэф-
фициент усиления возрастает. Максимальные значения КУ и КНД
получаются при //%=0,63. Дальнейшее увеличение //% сопровож-
дается резким уменьшением КУ в экваториальной плоскости. Это
Рис. 10.9
обстоятельство должно учитываться при определении рабочего диа-
пазона вибратора.
Зависимости КУ и КНД от /Д, так же как и кривые входных
сопротивлений, в действительности несколько смещены в сторону
меньших значений /Д, смещение зависит от отношения //а.
Для оценки КУ при реальной земле можно воспользоваться
графиками, приведенными на рис 10 2, учитывая при этом, что
КУ пропорционален квадрату напряженности поля. Поправка к КУ
равна 11 +рт] 2/4, где рЛ берется для направления максимального
излучения При более точных расчетах необходимо учитывать
влияние земли на сопротивление излучения
10.6.	Максимально допустимая мощность в симметричном
вибраторе
При конструировании антенных устройств для мощных радио-
передатчиков должно быть обращено внимание на обеспечение
необходимого запаса электрической прочности. Нарушение элект-
рической прочности может происходить за счет возникновения
электрического пробоя в воздухе, возникновения разряда вдоль
поверхностей изоляторов и нарушения их теплового режима.
Максимально допустимая мощность в антенне при надлежащем
выборе изоляции определяется диэлектрической прочностью воз-
духа, окружающего антенну. Если напряженность электрического
поля на поверхности проводов антенны превосходит определен-
ное значение, возникает опасность факельного истечения. Макси-
мально допустимое значение эффективной напряженности поля в
диапазоне коротких волн обычно равно 6—8 кВ/см.
Вектор напряженности электрического поля у поверхности про-
водника имеет только нормальную компоненту, величина которой
определяется плотностью поверхностного заряда. В случае цилинд-
рического проводника радиуса г
Е = т/(2 я г е0).
Линейная плотность заряда т связана с распределением тока
вдоль провода уравнением непрерывности
d I/dz = i сот,
откуда Е= (60/fir)dI/dz
Максимальное значение напряженности поля имеет место на
концах вибратора, где dl/dz«0/о (/о — значение тока в пучности):
Е,к = 6О/о/г.
Величина /0 связана с подводимой мощностью соотношением
P = IO2R±I2 Таким образом,
Ек = 60]/2Р/(г]/^) .	(10.10)
Переходя к эффективному значению, получаем
176	£К.ЭФ = 1900 УР1(г	(10.11)
где Я2 приведены на рис. 6.5, Р дано в кВт. Если
выполнен из п отдельных проводов, напряженность поля у поверх-
ности провода в основном определяется током в этом проводе,
который в п раз меньше полного тока в вибраторе, и собственным
радиусом провода:
£к.эф = 3800 VPKndVR^,	(10.12)
где d — диаметр отдельного провода, Р, кВт.
Более точный расчет основан на решении уравнения Галлена.
При представлении тока в виде (6.25) напряженность поля у кон-
ца вибратора £'K = 60/i/(Pr/).
При выполнении вибратора из отдельных проводов зависимость
£к от числа проводов п, как следует из точного расчета несколько
отличается от (10.12). На рис. 10.10
приведена расчетная зависимость Ек
от l/К для различного числа проводов
п. Расчеты выполнены для проволоч-
ного цилиндра радиусом 0,72 м и ра-
диусом отдельного провода 6 мм при
длине волны Л = 20 м. Точками пока-
заны значения, соответствующие
(10.12) для п=4 и 8. По оси ординат
отложено амплитудное значение £к,
отличающееся от эффективного мно-
жителем Приведенные значения
Ек соответствуют излучаемой мощнос-
ти 1 кВт.
Следует иметь в виду, что при из-
лучении модулированного сигнала
мгновенные значения Ек при той же
средней мощности могут быть больше,
чем указанные на рис. 10.10. Соответ-
ственно допустимая средняя мощность
оказывается меньше. Например, в
случае сигнала с амплитудной модуляцией пиковая мощность мо-
жет в 4 раза превышать мощность немодулированного сигнала.
Соответственно допустимая средняя мощность должна быть в 4
раза ниже.
10.7.	Диапазон использования симметричного горизонтального
вибратора
Диапазон использования симметричного вибратора определяет-
ся прежде всего его направленными свойствами в горизонтальной
плоскости. Из приведенных на рис. 10.3 ДН следует, что для волн
длинее 1,4/ направление максимального излучения остается пер-
пендикулярным оси вибратора.
Вторым моментом, определяющим диапазон использования сим-
метричного вибратора, является возможность согласования его
входного сопротивления с волновым сопротивлением питающего
фидера. Эта возможность определяется естественным КБВ в фи-
дере, под которым понимают КБВ при отсутствии элементов наст-
ройки. При работе на фиксированной волне согласование входно-
го сопротивления вибратора с волновым сопротивлением фидера
при использовании элементов настройки может осуществляться
при любом отношении //%. Однако при низких значениях естест-
венных КБВ настройка неустойчивая и сильно подвержена влия-
нию метеорологических условий. Можно считать, что минимальные
естественные значения КБВ должны быть больше 0,15.
Для наиболее распространенных в диапазоне КВ вибраторов с
волновым сопротивлением 350—660 Ом естественные значения
КБВ выше 0,15 получаются при отношении /Д>0,2. Таким обра-
зом, устойчивое согласование может быть обеспечено при длинах
волн, меньших (44-5)/.
При работе в широком диапазоне частот применяются вибра-
торы с пониженным волновым сопротивлением, имеющие удовлет-
ворительное согласование (КБВ^0,4) с фидером в весьма широ-
ком диапазоне Такое согласование в зависимости от выбора вол-
нового сопротивления фидера обеспечивается на волнах длиной
(34-4)/ и короче. При использовании диапазонных шунтовых виб-
раторов удовлетворительное согласование получается на волнах
короче 6/. В последнее время широко распространены плоские виб-
раторы, основанные на принципе самодополнительности (см.
§ 10.12). Они позволяют получить КБВ^0,5 в питающем фидере
на волнах короче 6/.
Весьма важным дополнительным фактором, ограничивающим
диапазон использования симметричного вибратора, является необ-
ходимость обеспечения излучения под определенными углами к
горизонту. Указанное ограничение зависит от условий работы на
данной трассе вещания или связи.
При работе симметричного вибратора с мощными передатчи-
ками диапазон использования ограничивается повышенными тре-
бованиями к согласованию питающего фидера с передатчиком, а
также снижением его электрической прочности при увеличении
длины волны. Последнее связано с уменьшением активной состав-
ляющей входного сопротивления (см. рис. 10.8) и соответствующим
увеличением тока в вибраторе при фиксированной излучаемой
мощности.
10.8.	Конструктивное выполнение вибратора из тонкого провода
Наиболее простой и самой распространенной слабонаправленной антенной
в диапазоне КВ является симметричный горизонтальный вибратор, выполнен-
ный из одиночного провода. Обычно такой вибратор выполнен из антеииого
канатика или биметаллического провода диаметром 4—6 мм и имеет волновое
сопротивление около 1000 Ом Изоляторы, включенные в середину и по краям
вибратора, должны иметь возможно меньшую емкость, чтобы избежать значи-
тельных потерь в них и ухудшения согласования вибратора с питаюл^щ
дером, а также уменьшить возбуждение поддерживающих тросов
Симметричные вибраторы подвешивают на деревянных или асбоцементных
опорах, оттяжки опор секционируют изоляторами таким образом, чтобы оии не
содержали отрезков длиииее 0,25Л.
Для уменьшения наводимых токов в тросах, поддерживающих вибратор,
необходимо на расстоянии 2—3 м от конца вибратора в этн тросы вставить
дополнительные изоляторы
Высоту подвеса вибраторов иад землей выбирают такой, чтобы обеспечить
соответствие между направлением максимального излучения и углами наклона
лучей, достигающих места приема Питание вибратора осуществляется обычно
двухпроводным фидером с волновым сопротивлением 600 Ом
10.9.	Вибраторы с пониженным волновым сопротивлением
Симметричные вибраторы, используемые в широком диапазоне
волн, выполняют с пониженным волновым сопротивлением. Это
позволяет уменьшить пределы изменения входного сопротивления
вибратора в рабочем диапазоне и тем самым повысить естествен-
ные значения КБВ в питающем фидере. Кроме того, снижение вол-
нового сопротивления повышает его электрическую прочность.
Снижение волнового сопротивления симметричного вибратора
обычно достигается выполнением его плеч из проводов, располо-
женных по образующим цилиндрам (рис. 10.11). Такой вибратор
Рис. 10.11
впервые был предложен С. И. Надененко и известен в литературе
под названием диполя Надененко. Условное обозначение такого
вибратора — ВГД. Его волновое сопротивление может быть опре-
делено по формуле W= 120[1п(//аэк) — 1], где аэк — эквивалентный
радиус вибратора, т. е. радиус вибратора, выполненного из сплош-
ной трубы и имеющего такое же волновое сопротивление, как и
данный вибратор: аэк = Я у/ nr/R', п—-число проводов вибратора;
R — радиус цилиндрической поверхности вибратора; г — радиус
провода вибратора [см. (2.22)].
Обычно £ = 0,54-0,75 м, а число проводов 6—8. Волновое соп-
ротивление такого вибратора лежит в пределах 250—400 Ом.
Для диполя Надененко при сравнительно больших отношениях
его диаметра к длине волны (низких волновых сопротивлениях)
расчет входных сопротивлений с помощью (6.10) дает заметные
погрешности, так как в этом случае замена поверхностных токов
осевым является весьма приближенной. Для анализа проволочных
вибраторов типа диполя Надененко используют уравнение (6.66),
учитывающее проволочную структуру вибратора.
Результаты расчетов входного сопротивления для многопрово-
лочного вибратора (/?//=0,103; r/R=Q;0083) с различным числом
проводов («=3, 6, 10) приведены на рис. 10.12. Распределения
суммарного тока вдоль вибра-
тора для /Д=0,35 при п=3, 6
приведены на рис. 10.13. Там
Же показано распределение
тока, рассчитанное строгим ме-
тодом для вибратора эквива-
лентного радиуса. Из рис. 10.13
ЧОО
200
%
600
Рис. 10.12
Рис. 10.13
видно, что замена проволочного вибратора сплошным цилйВДрЬ»
радиуса 7?эк приводит к качественно близким результатам, однако*
вблизи точки питания ошибка становится заметной.
При проволочном исполнении провода вибратора вблизи точки
питания постепенно сближаются и сводятся в один жгут (см рис.
10.11). При этом отсутствуют плоские торцевые поверхности и
связанная с ними дополнительная емкость между плечами виб-
ратора, ухудшающая его согласование с питающей линией. От-
сутствие плоских торцов позволяет получить хорошее совпадение
между расчетными и экспериментальными результатами, не вво-
дя в рассмотрение токи на торцевых поверхностях (см. § 11.2»
рис. 11.4).
Указанные геометрические соотношения являются достаточно
типичными для применяемых на практике вибраторов. Как сле-
дует из кривых входного сопротивления (см. рис. 10.12), питание
вибраторов этого типа целесообразно осуществлять фидером с вол-
новым сопротивлением близким к 300 Ом.
10.10.	Петлевые вибраторы
Петлевой вибратор, предложенный А. А. Пистолькорсом, пред-
ставляет собой систему из двух параллельных короткозамкнутых
на концах проводников (или системы проводников), расположен-
ных на небольшом относительно длины волны расстоянии друг от
друга (рис. 10.14,а). Генератор включается в центре проводника 1.
При длине проводников, образующих петлевой вибратор, равной
Х/2, проводники 1 и 2 возбуждаются синфазно, а на их концах
имеют место узлы тока. Распределение тока вдоль проводников
Рис. 10.14
петлевого вибратора показано на рис. 10.14,а штриховой линией.
Приведенное на рис. 10.14,а распределение тока можно объяс-
нить, если рассмотреть закороченную на конце двухпроводную
линию длиной %/2 (рис. 10.14,6) и, постепенно деформируя ее, пе-
рейти к петлевому вибратору.
Входное сопротивление петлевого вибратора является функцией
отношения диаметров проводников 1 и 2. Подбором диаметров
этих проводников можно добиться необходимого согласования виб-
ратора с питающим его фидером в заданном рабочем диапазоне.
Диапазонность петлевого вибратора по входному сопротивлению
может быть несколько расширена включением дополнительных пе-
ремычек между проводниками (рис. 10.14,в). Вибраторы этого
типа принято называть шунтовыми (ВГДШ). В середину провод-
ника 2 может быть включено комплексное, реактивное или актив-
ное сопротивление (рис. 10.14,г). В последнем случае можно по-
лучить существенное расширение рабочего диапазона вибратора
по входному сопротивлению. Однако ввиду низкого КПД такие
антенны применяются только в качестве приемных.
В тех случаях когда длина проводов петлевого вибратора от-
лична от Л/2, нули тока на концах вибратора отсутствуют, а рас-
пределение токов вдоль проводов 1 и 2 различаются, т. е. про-
вода возбуждаются не в фазе, как это имело место при длине про-
водников, равной Л/2.
Анализ петлевых вибраторов можно проводить на основе тео-
рии несимметричных линий путем разделения токов в проводни-
ках вибратора на синфазные и противофазные составляющие
(рис. 10.14,г).
Ввиду малости расстояния между проводами вибратора излу-
чением противофазной составляющей тока можно пренебречь. При
расчете дальнего поля петлевой вибратор обычно заменяют сим-
метричным вибратором с соответствующим эквивалентным радиу-
сом, по которому протекает суммарный синфазный ток 7o=7ci4-
+/с2, где Zci и /с2 — амплитуды синфазных токов, протекающих
соответственно по проводам 1 и 2.
Входное сопротивление петлевого вибратора с различным диа-
метром проводников 1 и 2 и включенной в середину проводника 2
нагрузкой может быть вычислено по формуле [12]
у _ AZBX(ZH + irnptgp/) + i (Vk—i)2zBrnptgp/
+ • (10ЛЗ)
где k — коэффициент трансформации петлевого вибратора, опре-
деляемый радиусами проводников и, г? и расстоянием между ни-
ми d; k= (l+N)2/N2, где А = 1п— /ln-у-; Znx— входное сопротив-
ление обычного симметричного вибратора с эквивалентным радиу-
сом /?эк= (r2Nd) N+i ; i — длина плеча вибратора; Ц7пр — волновое
сопротивление петлевого вибратора по противотактной
ределяемое по ф-ле Fnp=1201n у== .
В частном случае, когда сопротивление нагрузки равно нулюг
(10.13)	принимает вид
__i kZBIWnptgfil
ш £ZBX + i W’HptgfJZ '
(10.141
Для вибратора с длиной плеча / = 0,25Л входное сопротивление
2Bx.m=AZBx.	(10.15)
Достоинствами петлевого вибратора являются более высокое
входное сопротивление и возможность его регулировки путем со-
ответствующего подбора радиусов проводов. В ряде случаев, на-
пример, при использовании вибратора в качестве элемента антен-
ной решетки или антенны ВГД-2У (см. § 10.11) геометрические
размеры вибраторов ограничены в связи с необходимостью доста-
точного близкого их расположения. При //%«0,25 входное соп-
ротивление обычного симметричного вибратора составляет приб-
лизительно 75 Ом. Реализация фидера с таким волновым сопро-
тивлением связана с определенными конструктивными трудностя-
ми, тогда как при использовании петлевого вибратора при тех же его
размерах питание может осуществляться типовым фидером с вол-
новым сопротивлением 300 Ом.
В петлевых и шунтовых вибраторах в середине проводника 2
(см. точку 0 на рис. 10.14,а) имеет место узел потенциала, поэто-
му в этой точке вибратор может крепиться без изолятора к любой
опоре. В районах с повышенной грозовой опасностью важное зна-
чение имеет возможность заземления точки нулевого потенциала.
Вибраторы этого типа могут выполняться как в проволочном,
так и в жестком варианте. В последнем случае их в основном ис-
пользуют в качестве элементов антенных решеток. При этом их
диапазонность по входному сопротивлению увеличивается.
Пример конструктивного выполнения жесткого шунтового виб-
ратора, предложенного Г. 3. Айзенбергом, показан на рис. 10.15,а
Шунт выполняют из металлических труб, с помощью которых виб-
ратор крепится к мачте без изолятора.
Эквивалентная схема шунтового вибратора, поясняющая его
диапазонные свойства, показана на рис. 10.15,6. Наличие в вибра-
Рис. 10.15
торе разомкнутой (1—5—6—2) и замкнутой (1—7—2) ветвей поз-
воляет удовлетворительно согласовать его входное сопротивление
с волновым сопротивлением питающей линии в широком диапазоне
волн. По направленным свойствам его диапазонность практически
такая же, как и у вибраторов обычного типа.
10.11.	Антенны кругового излучения
Описанные выше антенны ВГД и ВГДШ имеют ярко выраженную направ-
ленность в горизонтальной плоскости. Для радиосвязи с корреспондентами, рас-
положенными в различных направлениях, используют антеииы, имеющие ДН в
горизонтальной плоскости, близкие к круговым. Такими аитеииами являются
вибратор УГД (уголковый, горизонтальный, диапазонный) (рис. 1016,а), пред-
ложенный А. А. Пистолькорсом, и уголковый горизонтальный диапазонный виб-
ратор ВГД-2У (рис. 10 16,6).
Для антенны УГД выражения для нормальной и параллельной компонент
вектора напряженности электрического поля над идеальной землей имеют вид:
= 60 (Z/r) ехр (— i 0 г) [Z7! sin <р 4- Ft cos <p] Fa (Д);	(10.16)
£|i = 60 (Z/r) exp (— i 0 r) [Z7! cos <p—Fa sin <p] sin Д Fa (Д),
где
Fi = {[cos (P Z cos Д cos <p) — cos p I] + i [sin (P Z cos Д cos <p)~
—sin p Z cos Д cos <₽]}/(! —cos2 A cos2 <p) ;
a)
Рис. 10.16
Z72=Z7i(n/2—<p); q> — азимутальный угол,
отсчитываемый от оси одного плеча в
направлении к другому плечу; Д—угол
места; Н — высота подвеса вибраторов
над землей; Г3(Д) = sin(07Z sin Д).
На рис 10.17 приведена серия ДН в горизонтальной плоскости для раз-
личных значений углов Д и Z/Х. Как видно из рисунка, по мере увеличения
угла Д увеличивается равномерность излучения по всем направлениям. Длина
плеча вибратора значительно влияет на форму ДН. Наиболее равномерное
излучение по всем направлениям получается при отношении Z/Х, близком к 0,5.
В вертикальной плоскости ДН антенны УГД практически такая же, как у обыч-
ного горизонтального вибратора. Поэтому высоту подвеса антенны УГД выби-
вают из тех же соображений, что и для антенн ВГД.
Диапазон использования антенн УГД определяется теми же соображениями,
что и в случае антенны ВГД, н зависит от конструктивного выполнения. В пи-
тающем фидере КБВ в таком же диапазоне несколько ниже, чем ir а52йа*
ВГД.	ъ
Для улучшения согласования в широком диапазоне обычно в уголковых
антеннах используют шунтовые вибраторы. В этом случае условное обозначе-
ние уголковой антенны — УГДШ.
Рис. 10.17
Равномерность излучения в горизонтальной плоскости под низкими углами
места может быть существенно повышена при выполнении уголковой антенны
из двух симметричных вибраторов, расположенных под углом 90° друг к другу
(см. рис. 1016,6).
Для антенн ВГД-2У выражения для компонент вектора напряжеиностн
электрического поля над идеальной землей имеют вид:
£х = 240 (//г) е~’₽г [Л sin <ре!₽/ с0’ ’ д + F„ cos <p е!₽! s,n ’ с0’д] X
X sin (₽ Н sin Д) ;
£|| = 240 (Z/r) е-1₽г [Л cos <ре!₽'см *	д—Fs sin <p е’₽' ”n ” в0’д] X
X sin Д sin (₽ Н sin Д),	(10.17)
где
F1= [cos (Р I cos <p cos Д) — cos р /]/(1— cos* <p cos2 Д); Г2 (<p) =Fj (я/2—<р).
На рис. 1018 приведена серия ДН антенны ВГД-2У в горизонтальной плос-
кости для различных значений Д и /Д
Диаграммы направленности антенны ВГД-2У в вертикальной плоскости
близки к ДН симметричного горизонтального вибратора. Коэффициент усиления
при углах наклона, соответствующих главному лучу ДН, примерно равен 2,4
при идеально проводящей земле. Для реальной земли КУ изменяется пропор-
ционально (| 1+р |)2/4. Сказанное относительно КУ применимо к случаю, ког-
да /Д имеет значение, при котором обеспечивается слабая направленность ан-
тенны в горизонтальной плоскости
10.12.	Плоские горизонтальные вибраторы
В последние годы разработаны и внедрены плоские проволоч-
ные вибраторы, основанные на принципе самодополнительности,
отличающиеся высоким естественным согласованием с питающим
фидером в широком диапазоне волн.
В основу создания плоских вибраторов положен принцип са-
модополнительности, впервые сформулированный Буккером [13].
Этот принцип характеризует свойства плоских бесконечно протя-
женных антенн, состоящих из металлических листов произвольной
формы и идентичных им по форме отверстий. При возбуждении
такой антенны ее входное сопротивление в точках подключения
ЭДС чисто активно, равно 60л и не зависит от частоты.
Специфические свойства самодополнительных структур связаны с известным
из электродинамики принципом дополнительности. Две структуры, выполненные
нз бесконечно тонких проводящих листов, называются дополнительными, если
одна из них может быть получена из другой заменой проводящей части плос-
кости на отверстие, и наоборот. Пример дополнительных структур (щелевого
излучателя и металлического вибратора) показан на рис. 10 19. При возбужде-
нии таких структур их входные сопротивления связаны соотношением [13]
ZxZ2 = (60n)2.	(10.18)
Структура (рнс 10.20,а), выполненная из треугольных металлических плос-
костей бесконечной протяженности с углами при вершинах 90°, является само-
дололнительной — она совпадает со своей дополнительной структурой с точно-
стью до поворота на 90°. При подведении питания к вершинам углов эта струк-
тура, рассматриваемая как металлический вибратор, характеризуется некоторым
входным сопротивлением Zal. Эта же структура, рассматриваемая
излучатель, имеет согласно (10.18) входное сопротивление, связанное с сопро-
тивлением дополнительного вибратора ZH в соотношением ZBX= (60n)2/ZBB.
Поскольку дополнительный вибратор совпадает по форме с самой рассмат-
риваемой структурой, 2Дв=2вх, откуда следует ZBX=60n
Рис. 10.20
Рис. 10.19
Реально такие вибраторы реализуются по схеме, показанной на
рис. 10.20,6. Полная реализация принципа самодополнительности
при конструировании антенн практически невозможна, поскольку
размеры любой антенны конечны. Конечна также толщина метал-
лических листов, из которых эти антенны изготовляют. Нарушение
принципа самодополнительности происходит также в точках пита-
ния антенны. Однако, как следует из экспериментальных данных,
входные сопротивления антенн при конечных размерах металли-
ческой части излучателя в широком диапазоне слабо меняются и
имеют сравнительно малую реактивную составляющую.
Выполнение в диапазоне КВ антенн из сплошных металличе-
ских листов неприемлемо по конструктивным соображениям. По-
этому металлические пластины заменяют системой проводов, что
является также отходом от принципа самодополнительности. Изме-
рения показали, что полные входные сопротивления проволочных
плоских вибраторов изменяются более существенно, чем полные
входные сопротивления плоских вибраторов из металлических лис-
тов.
Практическое выполнение вибратора ВГДШП показано на
рис. 10.21. Плечи вибратора соединяются шунтовыми перемычка-
ми, которые вместе с боковыми сторонами плеч вибратора обра-
зуют щелевой вибратор, по размерам и форме идентичный элек-
трическому вибратору. Длина плеча (вибратора (среднего провода)
равна ОДбХтах-
Поперечная перемычка соединяет центры проводов, образующих
плечо вибратора. Ее назначение — выравнивание потенциалов со-
седних проводов и устранение таким образом противотактных
волн, которые могли бы возникнуть между соседними проводами
из-за их конструктивной несимметрии и неточностей выполнения.
При отсутствии перемычки при //Х«0,5 возможны резонансные яв-
ления, связанные с этими волнами, искажающие электрические ха-
рактеристики вибратора и резко снижающие его электрическую
прочность. Резонансные явления возможны и на частотах гармо-
ник; поэтому прн необходимости делают несколько перемычек.
Результаты измерений входных сопротивлений антенны
ВГДШП при длине плеча вибратора 1=4,8 м приведены на
рис. 10.22. При питании антенны фидером с волновым сопротив-
лением 200 Ом естественные значения КБВ выше 0,5 практически
в трехкратном диапазоне (рис. 10.22).
Входное сопротивление плоского вибратора можно варьировать
изменением угла при вершине плеча. Среднее значение активной
составляющей входного сопротивления при уменьшении угла воз-
растает, при увеличении — убывает. При этом, однако, диапазон-
ные свойства вибратора несколько ухудшаются. Достаточная широ-
кополосность сохраняется при углах 60—90°.
На рис. 10.23 показана антенна ВГДШП-2У, состоящая из двух
вибраторов ВГДШП, расположенных под углом 90° друг к другу.
Применение в антенне плоских вибраторов позволяет получить в
-200-160-120 -80-0-0	0 00 80 120 у, град
Рис. 10.25
антенны фидером с волновым сопротивлением 220 Ом естествен-
ные значения КБВ выше 0,5 в 2,5-кратном диапазоне.
В тех случаях когда необходимо обслуживать определенный
сектор углов, может применяться вибратор типа ВГДШП с рефлек-
тором, выполняемым из достаточно густой сетки горизонтальных
проводов. Расстояние между полотнами вибратора и рефлектора
0,3 Хо, Z/Xo=O,25, где Хо« V ЪпгпЪпах — некоторая средняя длина
волны. Горизонтальный и вертикальный раскрывы рефлектора
увеличены по сравнению с размерами вибратора на 0,25 Ло.
Естественные значения КБВ в питающем фидере в диапазоне
(0,175-^0,375) Z/Z больше 0,5. На высокочастотном краю рабочий
диапазон ограничивается направленными свойствами антенны в го-
ризонтальной плоскости.
Направленные свойства антенны ВГДШП с апериодическим
рефлектором характеризуются экспериментальными ДН, приве-
денными на рис. 10.25 и 10.26.
При использовании антенн ВГДШП с апериодическим рефлек-
тором для вещания перекрытие вещательных диапазонов 16—75 м
обеспечивается комплектом из двух антенн с Хо=23 и 54 м.
Рис. 10.27
10.13.	Антенны зенитного излучения
Для местного радиовещания в диапазоне 60—80 м в некоторых случаях
(см. гл. 9) применяют антенны зенитного излучения с круговой поляризацией.
Наиболее простой антенной зенитного излучения является турникетный из-
лучатель, выполненный из двух взаимно-ортогоиальных симметричных вибрато-
ров (рис 10 27). При питании этих вибраторов со сдвигом фаз 90° в направ-
лении, перпендикулярном к осям вибраторов (Д=90°), поле имеет круговую
поляризацию, а в плоскости антенны (Д = 0°)—линейную. В общем случае при
Д=И=90° поле имеет эллиптическую поляризацию.
Для получения ДН, близкой к круговой в горизонтальной плоскости при
малых углах Д, длина плеч вибраторов должна лежать в пределах (0,2—0,3)Х.
Для хорошего согласования с фидером, имеющим волновое сопплтим».^'
300 Ом, длина плеч вибраторов должна быть (0,4-s-0,5) X.
В настоящее время разработаны н внедрены антенны зенитного излучения,
позволяющие реализовать как линейную, так и вращающуюся поляризацию
излученного электромагнитного поля
В основном используют два типа антенн зенитного излучения — антенны,
базирующиеся на применении цилиндрических вибраторов с пониженным вол-
новым сопротивлением и плоских квадрат-
ных излучателей.
Типовая антенна зенитного излучения,
состоящая из четырех цилиндрических виб
раторов с пониженным волновым сопротив-
лением, показана на рис. 10 28 Вибраторы
расположены таким образом, что в плане
образуют четыре крестообразные группы,
центры которых лежат в вершинах квадра-
та Электрический контакт между пересека
ющимнся вибраторами в крестообразной
группе отсутствует, так как по вертикали
они смещены.
Геометрические размеры антенны сле-
дующие: длина плеча вибратора /=30 м,
расстояние между параллельными вибрато-
рами d=31 м, высоты подвеса пар вибра-
торов над землей 14 и 17 м. Вибраторы,
примененные в антенне, выполняются из шести проводов диаметром 4 мм, распо-
ложенных по образующим кругового цилиндра радиусом 1,2 м.
Схема питания антенны показана на рис ГО 29. Как видно из этого рисун-
ка, система питания антенны состоит из двух пар распределительных фидеров
Рис. 10.29
и главного фидера с волновым сопротивлением 300 Ом. Для улучшения согла-
сования антеииы с питающим фидером между точками питания вибраторов и
участками распределительных фидеров с №=600 Ом включаются две последо-
вательные корректирующие фидерные вставки с волновыми сопротивлениями
710 и 660 Ом. Длины этих фидерных вставок равны 15 м. Параллельно точ-
кам подсоединения корректирующих вставок (точки 0 на рис. 10.29) подклю-
чаются короткозамкнутые шлейфы с №=400 Ом и длиной 15 м. Приведенная
на рис. 10.29 схема питания обеспечивает в главном питающем фидере есте-
ственные значения КБВ не менее 0,5.
Режим круговой поляризации излученного антенной электромагнитного поля
осуществляется питанием одной из пар вибраторов через фазирующую линию
длиной 15 м с волновым сопротивлением 300 Ом. При обходе фазирующей ли-
нии может быть обеспечена линейная поляризация нзлучениого поля.
Под антенной прокладывается высокочастотное заземление в виде сетки иэ
взаимно перпендикулярных проводов диаметром 2 мм. Размеры заземления
100X100 м2, шаг сетки 1X1 м.
На рис. 10 30 приведены экспериментальные значения входных сопротивле-
ний на входах вибраторов и значения КБВ в питающем фидере
Антенна зенитного излучения нз квадратных излучателей показана иа
рис. 10.31. Каждый квадратный излучатель выполниется нз провода диаметром
Рис. 10.30
подводится к вершинам квадратов с помощью двух систем
деров (/ и 2) с волновым сопротивлением 600 Ом, которые обеспечивают вов-
буждеиие в антенне электромагнитного поля с двумя взаимно-ортогональными
поляризациями.
0,335Л^
Рис. 10.31
Рис. 10.32
При возбуждении излучателей фидерной линией I участок фидера между
точками б—б служит короткозамкнутым шлейфом (шунтом) и в точках под-
ключения фидерной линии 2 имеет место узел напряжения. При возбуждении
излучателей фидерной линией 2 шунтом служит участок фидера между точка-
ми а—а, а узел напряжения имеет место в точках подключения фидерной ли-
нии 1 Такое подключение фидерных линий 1 и 2 обеспечивает высокую развяз-
ку между ортогональными излучателями При возбуждении фидерных линий 1
и 2 со сдвигом фаз, равным 90°, имеет место круговая поляризация Для изме-
нения направления вращения круговой поляризации достаточно изменить поляр-
ность одной из фидерных линий.
Антенна из квадратных излучателей подвешивается на высоте (0,15-е-0,25)Хо
иад землей. Под полотном антенны укладывают заземление в виде сетки из
взаимно-перпендикулярных проводов.
На рис. 10 32 приведены экспериментальные значения КБВ в фидерном
тракте антенны для двух значений высот подвеса излучателей над землей.
При необходимости получить узкую ДН в вертикальной плоскости излуча-
тели, создающие поле с вращающейся поляризацией, можно объединить в ре-
шетку
Составляющие электрического поля, создаваемого описанными выше излу-
чателями, могут быть определены по формулам:
= (240 lx/r) [Ft sin <р + F2e,,,/2 cos <p] sin (0 Я sin Д);
F|l = (240 iy/r) [Fi cos <p—Fa e*"/2 sin <p] sin Д sin (0 H sin Д),	(10.38)
где
Fi = 2 [(cos (0 Zcos <p cos Д)—cos 0Д)/(1—cos2q> cos2 Д)] cos ^0 — sintpX
X cos Д) ; Fa=Fi (Я/2 —q>).
Коэффициент эллиптичности и ориентация осей эллипса поляризации излу-
ченного поля могут быть вычислены по (7.18)—(7.20).
в антеннах зенитного излучения с помощью мостового устройства может
быть обеспечено оперативное управление поляризацией электромагнитного поля
(рис. 10.33). На входы мостового устройства подключаются два передатчика,
фазирование которых осуществляется изменением фазы их возбудителей К вы-
ходам мостового устройства подключаются две фидерные линии, идущие к
взаимно-ортогональным излучателям
Рис. 10.33
Рис. 10.34
При синфазном или противофазном возбуждении передатчиков антенна
излучает электромагнитное поле линейной поляризации. Возбуждение передат-
чиков со сдвигом фаз 90 и 270° позволяет получить электромагнитное поле
круговой поляризации с нужным направлением вращения.
10.14.	Вибратор с рефлектором или директором
Симметричный горизонтальный вибратор над землей имеет два
направления максимального излучения. В условиях радиосвязи и
радиовещания может оказаться целесообразным усилить интенсив-
ность излучения в одном направлении за счет ее ослабления в
другом (противоположном). Для достижения этого можно приме-
нить рефлектор или директор.
Принцип действия рефлектора заключается в следующем. Пусть
имеется вибратор А (рис. 10.34), питаемый генератором. Усилить
излучение в направлении Г] и ослабить интенсивность излучения в
направлении г2 можно установкой на некотором расстоянии d от
вибратора А в направлении г2 дополнительного вибратора Р. Этот
вибратор возбуждается таким образом, что создаваемая им напря-
женность поля в направлении г2 ослабляет, а в направлении п
усиливает напряженность поля, создаваемую вибратором А. Такой
дополнительный вибратор называется рефлектором. Основной виб-
ратор будем в дальнейшем называть антенной.
В том случае когда дополнительный вибратор располагается на
расстоянии d от антенны в направлении гь выполняя те же функ-
ции, что и вибратор Р, он называется директором.
Одним из наиболее часто применяемых рефлекторов является
вибратор, выполненный аналогично антенне и располагаемый на
Ирйюстоянии Х/4 от нее. Рефлектор может быть активнЬ^и^в^».
Лениным. Активным называется рефлектор, который, так	и
антенна, питается непосредственно от передатчика; пассивным на-
зывается рефлектор, который непосредственно не связан с передат-
чиком. Ток в пассивном рефлекторе наводится полем антенны. Для
регулировки амплитуды и фазы наведенного в пассивном рефлекто-
ре тока в его середину включается переменное сопротивление на-
грузки ZH, выполняемое обычно в виде короткозамкнутой линии.
Величина и знак реактивного сопротивления регулируются пере-
движением короткозамыкателя К. Применение активного рефлекто-
ра связано с усложнением системы питания; поэтому более широко
распространен, особенно в простых антеннах, пассивный рефлек-
тор. Из простых соображений следует, что наиболее эффективно
рефлектор ослабляет поле в направлении г2 и усиливает в направ-
лении гь если d=X/4, а сдвиг фаз между токами в ан-
тенне и рефлекторе составляет 90°. Если амплитуды токов
равны, то суммарное поле в направлении г2 равно нулю, а
в направлении п—удваивается. Для достижения существен-
ного ослабления напряженности поля в направлении г2 необя-
зательно точное соблюдение указанного расстояния между антен-
ной и рефлектором. Анализ показывает, что при надлежащей ре-
гулировке амплитуды и фазы хорошие результаты могут быть по-
лучены при значениях d, лежащих в пределах (0,1 4-0,3)Х.
При длине плеча вибратора /^0,3 X токи в системе антенна —
рефлектор могут рассчитываться по (6.55), для более длинных виб-
раторов — путем численного решения системы интегральных урав-
нений (6.30). Напряжение С72 на клеммах пассивного вибратора
связывается с током /2вх соотношением t/2 = —/2BXZH, которое до-
бавляется к системе (6.30).
Результаты расчетов для двух вибраторов с длиной плеча 1=
= 0,618%, с радиусом провода а=0,0022Х и расстоянием между ни-
ми d=0,235 X приведены на рис. 10.35— 10.37. В середину пассив-
ного вибратора включено реактивное сопротивление Хн, которое
может изменяться в пределах 004—оо. Предполагается, что вибра-
торы подвешены высоко над землей и ее влияние не учитывается.
Распределения токов в вибраторах для трех значений Хн(оо, 0
и 460 Ом) показаны на рис. 10.35. Величины с индексом «1» со-
ответствуют активному вибратору, с индексом «2» — пассивному.
Для сравнения там же показано распределение тока в одиночном
вибраторе без рефлектора. Входные сопротивления активного виб-
ратора для указанных значений Ха равны: 88—i 354 Ом; 94—
1351 Ом; 89—i 320 Ом соответственно. Как видно из приведенных
данных, входное сопротивление меняется в небольших пределах
при изменении Х„.
Анализ расчетов показал: что при Хн=400-?600 Ом в пассивном
вибраторе возбуждается ток, амплитуда которого близка к ампли-
туде тока в активном вибраторе, а фаза близка к оптимальной.
При этом^коэффициент защитного действия, т. е. отношение напря-
женностей поля, излучаемого в направлениях г2 и гь лежит в пре-
делах 0,2—0,3. Для других значений Ха ток в пассивном вибраторе
значительно слабее тока в активном вибраторе и рефлектирующее
действие практически отсутствует.
На рис. 10.36 даны результаты расчета коэффициента защитно-
го действия в'зависимости от Хн. Там же приведены эксперимен-
тальные данные и результаты расчета по методу наведенных ЭДС.
HF На рис. 10.37 приведены рассчитанные ДН в горизоит^ь^
плоскости для указанных выше значений Ха. Угол ф отсчитывается
ют направления максимального излучения, соответствующего на-
правлению Г] (см. рис. 10.34). Крестиками отмечены эксперимен-
тальные значения.
На рис. 10.38 приведены кривые, характеризующие зависимость
коэффициента защитного действия (КЗД) от величины Хв при ра-
диусе вибраторов а=0,00222. и различных значениях <//Хи//Х. Кри-
вые рассчитаны без учета влияния земли, что допустимо при боль-
шой высоте подвеса антенн. Штриховые кривые соответствуют рас-
чету по методу наведенных ЭДС, сплошные — по методу численно-
го решения интегральных уравнений.
Сравнение результатов расчета по методу наведенных ЭДС и
результатов численного решения интегральных уравнений показы-
вает, что при длинах плеч вибраторов /Д>0,3 имеет место их су-
щественное различие. Поэтому расчет антенны с рефлектором при
длине плеча вибратора 1/Х>0,3 необходимо проводить методом
численного решения интегральных уравнений.
Пользуясь графиками, приведенными на рис. 10.38, можно оп-
ределить величины Хи, обеспечивающие необходимый режим рабо-
ты системы из активного и пассивного вибраторов.
В табл. 10.2 приведены значения сопротивлений Ха, при которых
взаимное влияние между активным и пассивным вибраторами мак-
симально и минимально. При минимальном взаимном воздействии
между вибраторами токи в пассивном вибраторе практически не
оказывают влияния на ДН антенны. Эти сведения могут быть по-
лезны при размещении нескольких антенн на площадке ограничен-
ных размеров, а также в тех случаях, когда по условиям работы
необходимо временно исключить влияние рефлектора.

Рис. 10.38
Таблица 10.2
Взаимное влияние	d/X	Величины сопротивлений Хн для Z/X, равных						
		0,1	0,15	0,25	0,3	0,4	|	0,5	1
Минимально Максимально	0,25	400 - оо 0	400-оо 0	400—оо —600	оо	400-оо —600—ОО 0	400 — оо —600 оо 0	400—оо —600—ОО 0	2004-00 -3004—ОО 0
Минимально Максимально	0,30	400—оо -400-0	400-оо -200-0	300—оо —200 —0	300-оо —200 - 0	300 :-оо -200-0	200-оо —200-0	ЮО^ОО -1000 ^-00 —200—0
Минимально		200—1000	300-1000	3004-1000	200-1000	200-1000	100-1000	0-1000
Максимально	0,40	—1000— ^-600	—1000—200	-600 -0	-1000-7- ——200	—1000— —200	—1000— 	200	—1000- 	500
Минимально		2004-500	200-500	200-500	2004-500	200 -500	0-500	0-600
Максимально	0,50	—4004-800	—400-800	-400-800	-400-800	—400 -800	— 100	ос	—500	оо
Минимально		—4004-400	—100-400	—3004-400	—300 ,300	—300 :-400	0-300	—500 —300
Максимально	0,55	ОО	ОО	800-оо	800-оо	800—оо	оо	оо
Минимально		—200 -200	-200 -200	-200 -200	-200 - 200	—200 200	-100 - 300	-1000-400
Максимально	0,60	ОО	800 . оо	800 ,оо	600:оо	600 ОО	600—ОО	600—ОО
На рис. 10.39 для полуволновых вибраторов (//Х=0,25) повяза-
на зависимость G/Go (Go — коэффициент усиления одиночного виб-
ратора) от величины Х22+-Хи, т. е. от настройки пассивного вибра-
тора. Сплошные линии соответствуют случаю, когда пассивный виб-
ратор является рефлектором, штриховые — когда пассивный вибра-
тор является директором. Кривые приведены для d/X=0,l и 0,25.
Из рисунка видно, что рост КУ при d/k=0,l несколько боль-
ше, чем при d/%=0,25. На практике, однако, не рекомен-
дуется располагать пассивный вибратор слишком близко к
антенне, так как при этом уменьшается сопротивление из-
лучения, что затрудняет согласование вибратора с питающей ли-
нией. Соответствующая зависимость сопротивления излучения для
случая, когда пассивный виб-
ратор является рефлектором,
дана на рис. 10.40. Сравнение
рис. 10 39 и 10.40 показывает,
что значительному возраста-
нию КУ соответствует значи-
тельное уменьшение сопротив-
ления излучения.
Рис. 10.39
Рис. 10.40
Глава 11. ВЕРТИКАЛЬНЫЕ СИММЕТРИЧНЫЕ
И НЕСИММЕТРИЧНЫЕ ВИБРАТОРЫ
11.1.	Применение вертикальных вибраторов
В коротковолновом диапазоне волн для передачи и приема
применяют вертикальные симметричные (рис. 11.1,а) и несиммет-
ричные (рис. 11.1,6) вибраторы. Вертикальные вибраторы не име-
ют направленности в горизонтальной плоскости. В вертикальной
плоскости ДН вертикального вибратора сильнее «прижата» к зем-
ле, чем ДН горизонтального вибратора, что позволяет при малой
высоте подвеса над землей излучать и принимать волны под низ-
кими углами к горизонту, необходимыми для связи с отдаленными
корреспондентами. Диаграмма направленности и усиление верти-
кальных вибраторов слабо зависят от частоты, и диапазон их ис-
пользования в основном опреде-
I	ляется возможностью их согласо-
вания с фидерным трактом.
Вертикальные вибраторы соз-
дают также достаточно интенсив-
ную поверхностную волну (см.
_____§ 7.3), распространяющуюся не-
т____посредственно вдоль земли без
отражения от ионосферы и позво-
•	ляющую осуществлять связь с
близко расположенными коррес-
пондентами.
—	Интенсивный прием поверх-
аН	постных волн является одновре-
----L I------------- ------------I L « менно и недостатком вертикаль-
47;-----------------5) пых вибраторов ввиду большей
чувствительности к местным по-
Рис- ИЛ	мехам. К недостаткам вертикаль-
ного вибратора следует также от-
нести более высокие, чем у горизонтального вибратора, потери в
земле при излучении.
Указанные особенности, а также более простая, чем в случае
горизонтального вибратора, конструкция и малые размеры пло-
щадки, необходимые для размещения вибратора, определяют об-
ласть применения вертикальных вибраторов в качестве самостоя-
тельных антенн и элементов антенных решеток.
11.2.	Распределение тока и входное сопротивление
Распределение тока и входное сопротивление в вертикальном
симметричном вибраторе могут быть найдены путем численного
решения уравнения Галлена либо с помощью обобщенного метода
наведенных ЭДС (см. гл. 6). Влияние земли учитывается введением
зеркальных токов. В связи с тем что на практике поверхность зем-
ли вокруг вибратора обычно металлизируется, такая идеализация
допустима.
Специфической особенностью симметричного вертикального ви-
братора является некоторая асимметрия распределения тока в его
плечах, заметная, однако, лишь при малых высотах подвеса и резо-
нансной длине плеча /~0,5Х. Возможная асимметрия должна быть
учтена в представлении тока в вибраторе. Число независимых ко-
эффициентов, определяющих распределение тока и соответственно
порядок получающейся системы алгебраических уравнений, в этом
случае больше, чем при анализе горизонтального вибратора.
На рис. Ц.2 показано рассчитанное распределение тока в вер-
текальном симметричном вибраторе при различных высотах под-
веса и длинах вибратора для радиуса провода а = 0,007Х. Сплош-
ной линией показана (действительная составляющая тока, штрихо-
вой — мнимая. Ток соответствует входному напряжению 1 В.
Как видно из рисунка, асимметрия распределения тока невелика
даже при малых высотах подвеса, когда нижний конец вибратора
почти касается земли, а ток в точке питания практически не зави-
сит от высоты подвеса. Ввиду этого влиянием земли на входное
.сопротивление можно пренебречь и для определения входного со-
противления пользоваться кривыми, приведенными на рис. 10.7,
10.8, 10.12. Зависимость входного сопротивления симметричного
вибратора от высоты подвеса иллюстрируется рис. 11.3.
В случае несимметричного вертикального вибратора при метал-
лизации земной поверхности вокруг вибратора введение зеркаль-
ных токов эквивалентно добавлению симметричного плеча. Ввиду
этого распределение тока в несимметричном вибраторе совпадает
с распределением тока в плече симметричного вибратора, находя-
щегося в свободном пространстве, а его входное сопротивление
вдвое меньше сопротивления симметричного вибратора.
На практике вертикальные вибраторы обычно выполняются в
виде набора проводов, натянутых по образующей цилиндра. Такая
система эквивалентна сплошному металлическому цилиндру с ра-
диусом aaK = R V nrIR, где п — число проводов; г — радиус отдель-
ного провода; R — радиус образующей цилиндра (см. § 10.9).
В случае «толстых» вибраторов наличие плоской торцевой по-
верхности у точки питания приводит к заметному отличию между
расчетными и экспериментальными значениями входного сопротив-
ления из-за неучета торцевой емкости и связанных с ней токов.
Для уменьшения торцевой емкости, ухудшающей согласование
вибратора с линией питания, плечо вибратора вблизи точки пита-
ния выполняется в виде конуса. При этом расчетные значения
входного сопротивления, полученные без учета торцевых токов, хо-
рошо совпадают с экспериментальными.
На рис. 11.4 показана расчетная кривая входного сопротивления
«толстого» вибратора a!l=Q,Q18. Кружками показаны эксперимен-
тальные значения, полученные на модели, установленной на ме-
таллической подставке. Угол при вершине конуса, образованного
сходящимися в точку питания проводами, составлял 90°. При рас-
четах ток в вибраторе представлялся в виде степенного ряда
(6.25) с У = 2 и 3. Для сравнения приведены также значения вход-
ного сопротивления, рассчитанные по (1.13) при замене вибрато-
ра эквивалентной длинной линией с потерями (см. § 6.6).
В заключение отметим, что металлизация земной поверхности,
выполняемая для уменьшения потерь в земле, существенно упро-
щает задачу расчета электрических характеристик вибратора, по-
зволяя свести влияние земли к добавлению зеркальных токов. При
отсутствии металлизации задача расчета входного сопротивления
намного усложняется [14].
11.3.	Диаграмма направленности, коэффициент полезного
действия, коэффициент усиления
Диаграмма направленности вертикального вибратора в горизон-
тальной плоскости представляет собой окружность. В вертикальной
плоскости ДН симметричного вибратора в предположении синусо-
идального распределения тоиа описывается (7.14), где коэффи-
циент отражения от земли рн определяется (7.12).
Выражение (7.14) представляет собой произведение ДН вибра-
тора, находящегося в свободном пространстве, и множителя, учи-
тывающего интерференциющрямого и отраженного от земли лучей.
Синусоидальное распределение тока соответствует бесконечно тон-
кому вибратору. Поправки, связанные с реальным распределением
тока в вибраторе конечного радиуса, иллюстрируются рис. 10.5,6.
Они заметны лишь при /Д £ 0,5 и сводятся в основном к сглажи-
ванию ДН.
На диаграмму направленности вертикального вибратора су-
щественно влияют параметры земли. На рис. 11.5,а, б показана за-
Рис. 11.2
висимость |р|| | от угла наклона А для различных длин волн и раз-
личных параметров почвы. На рис. И.5,в, г показана соответст-
вующая зависимость фазы коэффициента отражения фц.
На рис. 11.6 дана серия ДН симметричного вибратора в верти-
кальной плоскости, рассчитанных по (7.14) для различных длин
волн. Длина плеча вибратора Z= 10 м, высота подвеса //=20 м.
На рис. 11.7 приведены аналогичные ДН для несимметричного
вибратора (/=10 м), рассчитанные непосредственным интегрирова-
нием для реального распределения тока в вибраторе радиусом а—
= 0,007 X.
Расчет КНД вертикального вибратора ввиду азимутальной сим-
метрии его ДН удобно производить по (8.7). Зависимость КНД от
длины волны для сухой и влажной почв в случае несимметричного
вибратора показана на рис. 11.8, соответствующие зависимости
КУ — на рис. 11.9. При расчете КУ непосредственно определялось
поле в максимуме ДН и сравнивалось с полем, создаваемым полу-
волновым вибратором в свободном пространстве при равенстве
подводимых к ним мощностей. Сопоставления кривых КНД и КУ

Рис. 11.5
Окончание рис. 11.5
----С укая земля	ег 5	е-0,00"
Рис. 11.в ------Влажная земля	ег~2Е	& = 0,001
20 40 ВОД,град 20 40 ВОЛ,град 20 4Q 60Д,град
а)	о)	0)
£/ Emaz	E/Enfaz	E/Етах
140 м	а/Л4,ои/
Сухая земля	£г=^’	£=0,001
Влажная земля е/ ег~25~,	£-0,01
Рис. ПЛ
согласно (8.13) позволяют судить о доле мощности, поглощаемой
землей. Большие потери в земле в случае вертикального вибратора
связаны с явлением Брюстера — малым значением рн при опреде-
ленных углах (см. рис. 11.5). Отметим, что для нормально-поляри-
зованного поля, создаваемого горизонтальным вибратором, явле-
ние Брюстера отсутствует и потери в земле незначительны.’
Рис. 11.8	Рис. 11.9
11.4.	Конструктивное выполнение
Один из вариантов выполнения симметричного вибратора с по-
ниженным волновым сопротивлением показан на рис. 11.10, в ко-
тором в качестве вибратора используются участки оттяжек дере-
вянной или асбоцементной мачты. Питание осуществляется двух-
проводным фидером. Точками обозначены места контакта, кружка-
ми— изоляторы. Для улучшения согласования между двухпровод-
ной линией и вибратором включается фидерный трансформатор,
выполненный либо в виде экспоненциальной линии, либо в виде
многоступенчатой линии. Угол, образованный фидерным трансфор-
матором и осью вибратора, близок к 90° во избежание появления
асимметрии в распределении тока в вибраторе и фидере.
Вариант конструкции несимметричного вертикального вибра-
тора с пониженным волновым сопротивлением показан на рис.
Н.П. Питание несимметричного вибратора осуществляется либо
высокочастотным кабелем (рис. 11.11), либо проволочной коакси-
зальной линией (рис. 11.12). Возможны и другие ваРиан^ЦНВЖ
дочного несимметричного фидера. При выборе схемы и консэтит-’7
ции такого фидера должно быть уделено вниманиеуменыиениюёго
коэффициента прозрачности.
На рис. 11.13,а, б показаны два варианта плоскостных несим-
метричных вибраторов. Первый вариант (рис. 11.13,а) состоит из
двух заземленных опор, на которых подвешивается проволочное
полотно треугольной формы, состоящее из пяти —семи проводов
Риа. плз
подводится с помощью коаксиального или концентрического фиде-
ра с 1Г=75 Ом. Измеренные значения КБВ в таком фидере при-
ведены на рис. 11.14 (кривая /).
Второй вариант плоскостного вибратора (см. рис. 11.13,5) со-
стоит из заземленной мачты, двух заземленных проводов, образую-
щих между собой угол 90°, и шести проводов, соединенных внизу с
собирательным кольцом. Эти провода и заземленная мачта обра-
зуют короткозамкнутый шунт длиной, равной высоте мачты. В слу-
чае необходимости длину шунта можно регулировать установкой
горизонтальной перемычки, замыкающей излучающие провода и
мачту. В том случае, когда шунт имеет длину, равную половине
высоты излучателя, КБВ в питающем фидере с W= 100 Ом в диа-
пазоне /Д=0,24-0,5 не падает ниже 0,5 (рис. 11.14, кривая 2).
Во избежание слишком низких значений КПД поверхность зем-
ли вокруг несимметричного вибратора металлизируется. Металли-
зация осуществляется с помощью 80—120 проводов длиной
(1,54-2,0)/. Провода прокладываются на
глубине 15—20 см, а также по поверх-
ности земли, если по местным условиям
нет основания опасаться их повреждения.
Для приемных антенн достаточно 10—15
проводов длиной около 0,5/.
Одна из возможных конструкций не-
симметричного вибратора показана на
рис. 11.15. Вибратор поднят на металли-
ческую башню, вершина которой снабже-
на металлическим кольцом с радиальны-
ми проводами, которое играет роль про-
водящего экрана. Питание вибратора
осуществляется кабелем, проложенным
вдоль тела башни. Оболочка кабеля при-
соединяется к экрану. Радиус экрана же-
лательно сделать не менее (0,24-0,25)/.
Рис. 11.14
Рис. 11.15
Подъем вибратора приводит к усилению поверхностной волны,
поскольку увеличивается расстояние прямой видимости. Увеличи-
вается также угол наклона луча, приходящего в точку приема, в
результате чего прямой и отраженный от земли лучи в меньшей
степени гасят друг друга.
11.5.	Конические вибраторы 1
Конические вибраторы обладают рядом достоинств, делающих
целесообразным их применение в КВ диапазоне. Они являются
самыми малогабаритными среди ненаправленных антенн. Они
сверхширокополосны как по диаграммам направленности, так и по
согласованию и могут без перестройки работать в диапазоне час-
1 Параграф напнсан Г. С. Омаровым.
тот с перекрытием 6:1, а в ряде случаев и выше. Существует воз-
можность синтеза излучателя по заданному значению КБВ.
Конические вибраторы в различных модификациях изображе-
ны на рис. 11.16. Вибратор записывается коаксиальной линией
центральный проводник которой соединяется с вершиной конуса, а
Рис. 11.16
внешний экран — с проводящей плоскостью или системой прово-
дов, имитирующих ее. Иногда применяют вибраторы со сфериче-
ским или коническим торцом. Следует иметь в виду, что торец
вибратора мало влияет на излучение; поэтому для уменьшения вы-
соты антенны в КВ диапазоне лучше использовать вибраторы с
плоским торцом или полые, выполняя их в виде проволочных кон-
струкций (рис. 11.16,б,в) из 8—16 проводов.
Замена сплошного металлического конуса системой проводов
приводит к кажущемуся уменьшению эквивалентного угла 6о при
вершине конуса, определяющего волновое сопротивление антенны:
0О эк = 2 arctg {tg (0о/2) [nd/(4 a tg (0о/2))]
где п — число проводов; d — диаметр провода; а — длина прово-
да.
На рис. 11.17 приведены экспериментальные ДН полых кони-
ческих вибраторов, расположенных на идеально проводящей по-
верхности. При расположении вибратора у поверхности реальной
земли излучение под низкими углами к горизонту ослабляется.
Для его увеличения следует по возможности увеличивать радиус
заземления.
На рис. 11.18 приведены экспериментальные кривые входных
сопротивлений конических полых вибраторов. Сопротивления бо-
лее тонких вибраторов имеют резонансный характер.
Усовершенствованным вариантом конических вибраторов явля-
ются шунтовые конические вибраторы (см. рис. 11.16,в). Наилуч-
шие результаты дает установка шунта у конца плеча. На рис.
11.19 приведены кривые КБВ конусов с 0О = 32°, шунтированных
различным количеством меридианально протянутых шунтов: от О
до 4. У конуса без шунтов КБВ монотонно возрастает с увеличе-
нием частоты. При Ра=2 (а=0,32%) КБВ = 0,7. При трех шунтах
(т=3) КБВ=0,7 достигается уже при Ра=1, т. е. размер вибра-
тора уменьшается в 2 раза, причем КБВ на более высоких часто-
тах не опускается ниже 0,78. Оптимальное число шунтов определя-
ется их толщиной. Оно тем больше, чем тоньше шунт. При четы-
рех шунтах (т=4) наблюдается снижение общего уровня согла-
сования. Приведенные данные соответствуют 2Ьш//ш=0,056, где
26ш — периметр сечения шунта, 1Ш — длина шунта. В случае при-
менения вертикальных шунтов характер кривых КБВ такой же.
/За = 5	/За-6	/За-7
в0-зг° а)
/За-7	fia=J	pa=S
fla-5	fia=6	pa=7
3)
ра--г
fia^J	pa-k
pa-5	/За-S	pa-7
9o-SO° в)
Рис. 11.17
ffSx, Ом
400 ------
						
		32°	72,5°\			^ВаЗЗ
	/					
						
5)
Рис. 11.18
Рис. 11.19
На рис. 11.20,а приведены экспериментальные ДН полого кони-
ческого вибратора с 6о=4О° и шестью мериднанальными шунтами
толщиной 0,001/ш, что соответствует оптимальному согласованию.
Сплошная линия соответствует ДН в вертикальной плоскости, про-
ходящей через шунты, штриховая — между шунтами.
На рис. 11.20,6 приведены ДН такого же вибратора, но с
шестью вертикальными шунтами. При длине плеча, близкой к 0,8 X,
ДН существенно расширяется. Меридианальные шунты слабо вли-
ра = 2	/За 3
/За-5	fla = 6	/За~7
а)
/а 2	/за 3	/За-k
/За 5	/За = 6	/Зсг-7
S)
Рис. 11.20
яют на ДН, несколько сглаживая дифракционную иарвмшосгь
при Таким образом, изменением положения шунтов можно в
определенной степени управлять формой ДН.
На рис. 11.20,в 'Приведены ДН в горизонтальной плоскости при
меридианальных шунтах. Заметно влияние шунтов, начиная с 0а=
= 6. Увеличение числа шунтов при одновременном уменьшении их
диаметра позволяет уменьшить изрезанность диаграммы направ-
ленности, расширив тем самым диапазон возможного использова-
ния вибратора в сторону верхних частот.
Нижняя граничная частота определяется согласованием вибра-
тора с питающей линией. Максимальная длина волны составляет
примерно 6а. Следует иметь в виду, что оптимальные значения уг-
лов раскрыва конуса 60 лежат в пределах 20—50°. При меньших
углах согласование ухудшается, при больших углах улучшения
согласования не наблюдается, поскольку одновременно с уменьше-
нием Авх уменьшается 7?Вх, однако резко возрастают поперечные
размеры излучателя.
Степень согласования вибратора с питающим фидером можно
оценивать, пользуясь представленными на рис. 11.21 номограмма-
ми, выражающими предел Чу—Харрингтона1 для уровня согла-
сования антенны в зависимости от коэффициента перекрытия диа-
пазона % и размера антенны Ра. На этом рисунке по горизонталь-
ной оси отложены значения электрического радиуса сферы, в кото-
рую вписана антенна произвольной формы. Сплошные кривые со-
ответствуют зависимостям минимально возможного размера антен-
ны ра от КБВ при различных фиксированных значениях коэффици-
ента перекрытия диапазона %. Значения КБВ отложены на левой
вертикальной оси и соответствуют некоторой идеальной антенне,
согласованной с питающей линией бесконечным числом чисто реак-
1 L. J. Chu. Physical limitation of omnidirectional antennas. — J Appl Phys.
Dec. 1948, 19, p. 1163—1175, R. F. Harrington. Effect of antenna size on gain,
bandwidth and efficiency —J Res Nat Bur Stand, vol. 64D, p. 1—12, Jan —
Feb, 1960.
См. также: P. 4. Хансен. Фундаментальные пределы в области антенн,—
ТИИЭР, февр., 1981, т. 69, № 2, с. 35—49.
тивных элементов. Узкополосные излучатели (Af/fo^O,5) характе-
ризуются штрихпунктирной линией, приведенной на этом же рисун-
ке, показывающей зависимость минимального размера антенны 0а
от величины (2/л)1п| 1/р| Д///о (где р — коэффициент отражения),
отложенной на правой вертикальной оси.
Конический вибратор с Оо=32° обозначен на номограмме точ-
кой 1. Он имеет размер в 2,94 раза больше минимально возмож-
ного. Можно считать, что «качество» его согласования равно
1/2,94 = 0,34. Вибратор с тремя шун-
тами обозначен точкой 2. Его раз-
।	-h	мер в 1,47 раза больше теоретиче-
Z"6x~	ского предела. Сравнение дано для
!	—У	случая полубесконечной полосы частот
(и = оо). Переход к ограниченной полосе
Рис. 11.22	частот х = 6 практически не дает выигры-
ша в согласовании.
Проведенный С. А. Шелкуновым строгий анализ показал, что
конический вибратор эквивалентен длинной линии с волновым со-
противлением 1^=60 In ctg(0o/2), нагруженной на конце на сопро-
тивление Zt (рис. 11.22). Входное сопротивление вибратора
= W (Zt + i W tg 0 a)/(W + i Zt tg 0 a).
Если известно ZBX, сопротивление эквивалентной нагрузки мо-
жет быть рассчитано по формуле
zt = W (ZBX-i W tg 0 ZBI tg 0 a).
Кривым ZBX, показанным на рис. 11.18, соответствуют Zt, при-
веденные на рнс. 11.23. Реактивное сопротивление Xt является ем-
костным, монотонно убывающим с частотой. Сопротивления Zt,
"7/7Z7	60°	11 \ \\ь \\	II	1 II	I '1	। V	7
-7/77			'"65°	
-J00	/ /	/ /		
Рис. ПЛЗ
нормированные к волновым сопротивлениям вибраторов, показаны
на рис. 11.24. Нормированные активные сопротивления для различ-
ных вибраторов практически совпадают. Характер зависимости от
ра нормированной реактивной составляющей для различных ви-
браторов отличается лишь масштабным множителем. Следователь-
но, характеристики согласования вибраторов с различными угла-
ми при вершине будут одинаковы, если одновременно с 0О изменить
длину плеча а.
Наиболее сжатой по частотной оси является кривая при 0О=
= 32°. Этому значению соответствует наименьшая длина плеча ви-
братора при заданном уровне согласования. На рис. 11.25 пред-
ставлена кривая, характеризующая коэффициент «растяжения» по
частотной оси кривых Xt/W в зависимости от 0О. Эта кривая опре-
делена по точкам пересечения
кривых Xt/W при различных зна-
чениях Оо с единичным уровнем.
Из рисунка следует, что вибрато-
ры с 0о=12,5 и 60° должны иметь
размер плеча, в 1/0,72 = 1,39 раза
больший, чем вибратор с 0о = 32°,
а вибратор с Оо = 7,5° должен быт»
длиннее в 1,66 раза, чтобы иметь
такие же потенциальные возмож-
ности согласования.
Рис. 11.25
Для сравнения иа рис. 11.24 приведены значения Zt/W для
плоского самодополиительного вибратора с углом при вершине,
равным 90°. Из приведенных данных видно, что длина его боковой
стороны должна быть примерно на 30% больше, чем у оптималь-
ного конического вибратора.
Улучшение согласования вибратора с питающей линией дости-
гается введением в вибратор согласующих элементов. Требуемый
тип этих элементов и возможности согласования становятся более
ясными из рассмотрения нормированных проводимостей раскрыта
конуса (рис. 11.26).
YtW=W/Zt = Gt/YB + iBt/YB, где Ув=1/№.
Выше некоторой граничной частоты реактивная проводимость
монотонно уменьшается и вибратор может быть coraiacoBiaiH парал-
лельно включенной индуктивностью в полубесконечной полосе ча-
стот. Указанную индуктивность можно реализовать с помощью
шунтов.
На рис. 11.27 представлено семейство YtW шунтовых вибрато-
ров с 00=32°. На рис. 11.28 приведены проводимости шунтов, по-
лученные вычитанием из кривых YtW шунтовых вибраторов YtW
конуса без шунтов. Шунты вносят некоторую активную проводи-
мость, а их реактивная проводимость является индуктивной.
Явные аналитические выражения для Zt могут быть получены для коничес-
кого вибратора со сферическим торцом, выполненным из идеального проводника
или из идеального магнетика. Для полых конических вибраторов хорошее приб-
лижение при 0о<5° дает формула, описывающая среднее для указанных двух
задач значение:
где г/п(ра)=-1Я<2>п+1/2(ра)/[Д(2)п-1/2(ра)- —Ж2)п+1/2(₽а)]; tf<2>»+1/2(₽a) -
функция Ганкеля второго рода; Рп(cosво)—полином Лежандра; штрих у сум-
мы означает суммирование по нечетным индексам.
Рис. 11.26
Рис. 11.28
Расчетные ДН для идеальной земли приведены на рис. 11.29. Оии доста-
точно хорошо совпадают с экспериментальными, приведенными на рис. 11.17.
Характер У( вибраторов и проводимостей шунтов позволяет сде-
лать вывод, что согласование вибратора шунтами, включаемыми в
раскрыве, аналогично согласованию 7?С-цепи параллельно включен-
ной индуктивностью. Такая схема согласования является частью
более общей лестничной согласующей структуры, в которой сле-
дующим согласующим элементом является последовательно вклю-
= 6	fta = 7
9^°° a)
;:a=8

Рис. 11.29
ченная емкость, реализуемая в виде кольцевого разреза оо- ло-
верхности конуса (рис. 11.30). «Крышка» замыкается тпуати^,
на землю. Кривая КБВ конуса с 0й=32°, тремя шунтами и емкост-
ной крышкой показана на рис. 11.19 штриховой линией. Нижний
граничный размер 0а=О,8 по уровню КБВ, равному 0,6. Более вы-
сокий КБВ можно получить, если увеличить высоту вибратора и
уменьшить диаметр крышки. На рис. 11.21 эта антенна отмечена
точкой 3. Она реализует 78% предельного качества согласования.
Аналогичная антенна с более низким профилем (/1=0,075 Атах)
приведена на рис. 11.31. Там же показаны соответствующие значе-
ния ее КБВ. В этой антенне крышка и конус замкнуты двумя от-
резками провода, образу-
ющими вместе с крышкой
короткозамкнутые шлей-
фы с волновым сопротив-
лением 150 Ом длиной
0,074Атах каждый. Шлей-
фы увеличивают крутиз-
ну частотной зависимости
емкостного сопротивле-	Рис. 11.30
ния крышки вблизи ниж-
ней граничной частоты. На рис. 11.21 эта антенна обозначена точ-
Шунты, как первый элемент согласующей схемы, дают наиболь-
ший вклад в согласование вибратора. Относительный вклад после-
довательно включаемого разреза значительно меньше. В соответ-
ствии с лестничной схемой дальнейшее улучшение согласования
может быть получено за счет добавления числа согласующих эле-
ментов — шунтов и разрезов, однако эффект от их включения уже
незначителен.
Следует иметь в виду, что характеристики согласования силь-
но зависят от правильности подбора сопротивлений шунтов; поэто-
му каждый шунт следует снабдить собственным достаточно разви-
тым радиальным заземлением.
Глава 12. СИНФАЗНЫЕ ГОРИЗОНТАЛЬНЫЕ
ДИАПАЗОННЫЕ АНТЕННЫ
Рис. 12.1
12.1.	Схема антенны и условные обозначения
Синфазные горизонтальные диапазонные антенны являются ос-
новным типом передающих антенн, применяемых в КВ диапазоне
для радиовещания на трассах различной протяженности. Антенны
этого типа применяются также для радиосвязи и других целей.
Основным преимуществом синфазных диапазонных антенн перед
другими типами антенн является высокий КПД, а также возмож-
ность получения высокого КУ и управления ДН как в горизонталь-
ной, так и в вертикальной плоскости.
Синфазная горизонтальная диапазонная антенна состоит из по-
лотен собственно антенны и рефлектора, распределительных и пи-
тающего фидеров. Полотно антенны (рис. 12.1) состоит из несколь-
ких рядов горизонтальных син-
фазно возбужденных симметрич-
ных вибраторов (этажей), распо-
ложенных на определенном рас-
стоянии di друг относительно
друга. В каждом этаже распола-
гается несколько симметричных
вибраторов с расстоянием между
их центрами db Систему вибрато-
ров, расположенных друг над
другом, с точками подключения
питания, лежащими на одной вер-
тикальной оси, принято называть
секцией антенны.
Питание вибраторов в полотне
антенны осуществляется таким
образом, что синфазность их воз-
буждения не зависит от частоты.
Это достигается равенством длин распределительных фидеров от
точек подключения главного фидера (фидера, идущего от передат-
чика) до точек питания каждого вибратора.
Для обеспечения однонаправленного излучения антенны приме-
няют рефлектор, располагаемый на некотором расстоянии dp от
полотна антенны. Рефлектор может быть апериодическим (РА),
пассивным настраиваемым (PH) и активно питаемым (РАД).
Апериодический рефлектор представляет собой сетку горизон-
тальных проводов, густота которой выбирается такой, чтобы обес-
печить необходимое ослабление излучения в направлении, противо-
положном главному.
Пассивный настраиваемый рефлектор представляет собой полот-
но, идентичное полотну антенны, возбуждаемое за счет пространст-
венной электромагнитной связи между полотнами антенны и реф-
лектора. Необходимые амплитуда и фаза токов, наводимы*
раторах рефлектора, обеспечиваются подключением соответствую-
щего реактивного сопротивления на вход фидера рефлектора.
Активно питаемый рефлектор, так же как и настроенный, пред-
ставляет собой полотно, идентичное полотну антенны, возбуждав-
мое как за счет электромагнитной связи между полотнами антенны
и рефлектора, так и некоторой частью мощности, подведенной к
полотну рефлектора.
Для получения хорошего согласования антенны с питающим
фидером в широком диапазоне волн в полотнах синфазных гори-
зонтальных антенн используют вибраторы с пониженным волно-
вым сопротивлением — как проволочные, так и жесткие.
В тракте питания антенн применяют ступенчатые трансформа-
торы (см. гл. 3), обеспечивающие согласование фидерного тракта
на всех участках распределительных фидеров от точек питания ви-
браторов до главного фидера в заданном диапазоне волн. Исполь-
зование ступенчатых трансформаторов устраняет необходимость
применения распределительных фидеров с низким волновым сопро-
тивлением, выполнение которых встречает значительные конструк-
тивные трудности.
Синфазная горизонтальная диапазонная антенна условно обо-
значается буквами СГД. К этим буквам добавляется дробь tnjn, где
т — число этажей; п — удвоенное число секций или число плеч
симметричных вибраторов в этаже. Тип рефлектора указывается
буквами PH, РА, РАД.
В настоящее время наиболее распространены двух-, четырех- и
восьмиэтажные антенны, число этажей которых выбирают в зави-
симости от протяженности трасс радиовещания.
12.2.	Анализ секции антенны СГДРА
В полотнах синфазных антенн наиболее часто применяют вибраторы с дли-
ной плеча (0,35 —0,45)Хо где ?.и= у XmaxXmin; /max и — соответственно
самые длинная и короткая волны рабочего ди
апазона При таких плечах вибраторов аппрок-
симация распределения токов синусоидальной
функцией является весьма приближенной и не
позволяет с достаточной для практических це-
лей точностью рассчитать такие электрические
характеристики антенны, как входные сопро-
тивления в точках питания вибраторов и соот-
ветственно значения КБВ в фидерном тракте
Более точный анализ может быть осуществлен
методами, описанными в гл 6, в частно-
сти иа основе уравнений (6 30) или
(6 36)

Рис. 12.2
--4 О
При анализе антенпы апериодический рефлектор и земля могут быть за-
менены зеркальными изображениями полотна антенны, расположенными соот-
ветственно на расстояниях Qdp и 2Н от антенного полотна (рис. 12.2). Токи
в вибраторах зеркальных изображений равны по величине н противоположны
по фазе токам в вибраторах полотна антенны
Напряжения на входах вибраторов в общем случае неодинаковы. Рассмот-
рен, например, секцию двухэтажной антенны (рис. 12 2) Связь между вибра-
торами через систему распределительных фидеров выражается с помощью
системы уравнений длинных линий:
U = t/j cos (Р da/2) + i Ц (0) W sin (P d2/2);
U = U2 cos (3 da/2) + i Ia (0) W sin (P d2/2) ;
где Ui и U2 — напряжения соответственно на входах вибраторов 1 и 2; U —
заданное напряжение в геометрической середине между вибраторами, опреде-
ляемое напряжением на генераторе, /1(0), /г(0)—входные токи вибраторов.
Напряжения Ui и U2 можно выразить через известное напряжение U и
токи на входах вибраторов:
Ui — U/cos (Р da/2)- U2 = U/cos (Ма/2) — Я,Х,0и 500 400 -—	£—  зоо	—/— 200 —	= —— 100			 о J	 0,8 0,9 1,0'1,1 1,2J,^T7i~ -юо	^Ч йр О,9Ло -200 	VfA	dp-0,3^ -300		1 0,35Л„ -ЛДД 1 1 1 1 1 1 а-°’0!^ 500 у	 300	—	X; 200 к, ;ЛЛ ————J 0,8 0,9 1,0	1,2 Л/Ч _ ° Z Ьчч	ЧЧ f	dp Of 5л о -300		1-0,35^ -ООО 1 1 1 1 1 1	-i Wi (0) tg (P da/2) ; i W2 (0) tg (P da/2)	(12.1) R,X, 0 м 500 400 		/		 /	V - 300 	=		 200 4	— 100 		 0 ———I /Г - U -Г НЧч 0,8 0,9 1,0 '1,1 SI,2 1,3 Л/Л„ ioo —г-—г—/А—	 ! 4 0’^ 200		-J-		 йр-Л,2?Л0 300 			 Z -0,35X„ kJ I R,X, 0 м 500 	/Л"\			 400 	A			 300 уЛ'-	— 200 /—		 ioo —	i—Л— о °’,8 J9 -TOO		1		 -200	d2 = 0’5^ г Ч7 ,S	dp=0,23Hp -300 — 		Z =О,35Л0 -0.00	a 01152-1,
Рис. 12.3
Выражение (12.1) подставляют в уравнения (6.59), описывающие сзссгавд
взаимодействующих вибраторов. Аналогично определяют входные напряжевв>
и при большем числе этажей антенны.
На рис. 12.3, 12.4 приведены результаты расчета входных сопротнвленн*
вибраторов в секции четырехэтажной антенны. Параметры Xt и Хг —
входные сопротивления крайнего и среднего вибраторов соответственно. Вход-
ные сопротивления рассчитывались без учета влияния земли, которое сущест-
венно слабее, чем взаимное влияние вибраторов н влияние рефлектора. По-
скольку электрические характеристики вибратора в основном определяются его
Рис. 12.1
ближайшим окружением, эти результаты могут быть использованы и при вы-
боре волновых сопротивлений распределительных фидеров для двух- и восьми-
этажных антенн.
"Если в решетке используются короткие вибраторы (Z^O,ЗА), для расчета
их входных сопротивлений можно воспользоваться приближенным методом на-
веденных ЭДС (см § 6 6)
12.3.	Направленные свойства антенн СГДРА
Направленные свойства антенн СГДРА определяются геометри-
ческими размерами полотна антенны, его расстоянием от апериоди-
ческого рефлектора и высотой подвеса над землей. В переднем по-
лупространстве ДН может быть приближенно рассчитана заменой
рефлектора зеркальным изображением антенны. Влияние земли
учитывают также заменой ее зеркальными изображениями антен-
jhh и рефлектора или более точно—с учетом реального значения
коэффициента отражения от земли. Если амплитуды и фазы то-
ков в одной секции одинаковы (различием можно пренебречь),
ДН представляется в виде
Е(Д, <p)=F1FAF3Fp,	(12.2)
где Fi — ДН вибратора (7.4): FA— множитель решетки (7.9);
F3 — множитель, учитывающий влияние земли, определяемый со-
гласно (7.16), (7.17), где под Н понимается Дср; в пренебрежении
потерями в земле F3 = 2sin (|3/7fP sin Л), Fp = 2sin ((3<7Р cos Д sin ср) —
множитель, учитывающий влияние рефлектора (<р — азимуталь-
ный угол, отсчитываемый от плоскости антенны).
Если распределение амплитуд и фаз токов в пределах секции
непостоянно, произведение FAF3 заменяется множителем компози-
ции FA3
FA3 = Fa (д> Ф) + ^а (—д- ф) Р ехР 2 ₽ ^ср sill Л),	(12.3)
где Fa определяется общим выражением (7.8); р = р± или р =
= —ри —в зависимости от рассматриваемой поляризации.
Входящие в (7.4), (7.8), (7.9) углы 0, ф, % связаны с азимуталь-
ным углом ср и углом наклона Д соотношениями: cos0 = cosif) =
= cos Д cos ср; cos % = sin Д.
Диаграмма направленности в вертикальной плоскости в основ-
ном определяется множителями FA и F3, зависимость от
азимутального угла — множителем FA. Множители и Fp слабо
меняются, и их влияние проявляется преимущественно в области
боковых лепестков.
В заднем полупространстве ДН антенны приближенно опреде-
ляется (12.2), где Fp следует заменить на Коэффициент про-
зрачности сетки по мощности [15]
б « 1 / Г 1 +1 A	_!—— Г1 при Г^а<к, (12.4)
/ L 12 а 1п (2nrila) | J
где а — расстояние между проводами сетки; Г! — радиус провода.
Следует иметь в виду, что излучение в заднем полупространст-
ве определяется не только просачиванием энергии сквозь сетку, но
и дифракцией поля на ее краях.
Для управления ДН в азимутальном направлении секции ан-
тенны запитываются с линейным фазовым сдвигом В соответствии
с изложенным в § 7.1 при наличии фазового сдвига и0 между со-
седними секциями
Рд = F (Д) sin	I sin
Pdi cos A cos <p—u0
2
(12.5)
Пусть максимум излучения в вертикальной плоскости, опреде-
ляемый первым сомножителем (12.5) и F3, соответствует углу на-
клона До. Азимутальный угол фо, соответствующий максимуму FA,
согласно (12.5) равен arccos[u0/(pdicosДо)].
Фактически угол поворота ДН несколько меньше, поскольку множители Ft
и Fp, также зависящие от ф, остаются неизменными Угол фтах, соответствую-
щий максимуму излучения, определяется условием— (FiFpFa)=Fa — (FjFp)-|-
dcp	d<p
+ F4FP — Fa = 0, откуда следует
dtp
FjFp dtp е	ГА d Ф
При Ф = фр dFA/dq = Q При малых значениях фтож—фр.
Подставляя эти выражения в (12 6) получаем
4>тах — Фо «
fa dUW !d'FA I
FiFp Й / dtp- |ф=фо ’
(12.7)
Для управления ДН в вертикальной плоскости полотно антен-
ны обычно разбивают по вертикали на две группы вибраторов с
равным числом этажей в каждой группе и изменяют соотношение
фаз токов, протекающих в вибраторах различных групп.
Пусть Т — сдвиг фаз между верхней и нижней группами виб-
раторов. В этом случае Fa представляется в виде произведения
множителя композиции двух одинаковых подрешеток и множите-
ля одной подрешетки. В частности, первый множитель в (12.5)
F (Д) = 2 cos Г У + Р (tfi —tf2) sin А -л sin (/n Р d2 sin А/4)
[	2	J sin (P d2 sin A/2)
где Hi, H2— средние высоты подвеса соответственно верхней и
нижней групп вибраторов; Hi—Н2 = md2/2.
Подставляя (12.8), (12.5) в (12.3), получаем в общем случае
Fa , ,2(cos	I cos	) р елр х
х(—2i₽Hcp sin А)(| sin d*sln A j x
x 5in n (Ml cos Л cos <p—UO j I |-sin(Masin A) sin Ml cosAcosq>—
(12.9)
При uo = 0, 4f=180° и идеальной земле (p = — 1)
Fa a = 4 sin3	cos (p Hcp sin Д) x
X s.n pMiCQs Acosj]^ I р.п	) sin	.
(12.Ю)
12.4.	Методика анализа и направленные свойства антенн
СГДРН и СГДРАД
Для расчета электрических характеристик антенн СГДРН н СГДРАД не-
обходимо определить токи в вибраторах, образующих полотна антенны и реф-
лектора. Строгий анализ может быть осуществлен на основе (6.30). Напря-
жения на входах пассивных вибраторов определяются их входными токами и
сопротивлением нагрузки: Ui=—IbxiZb-
Напряжения на входах активных вибраторов, образующих полотно антен-
ны, а в случае антенны СГДРАД н полотно рефлектора, связаны с напряже-
нием источника соотношениями (12 1), учитывающими конкретную схему пи-
тания антенны Токи в активном нли пассивном вибраторе представляются в
виде ряда с неизвестными коэффициентами. Общее число неизвестных прн этом
вдвое больше, чем необходимо при анализе антенны СГДРА
В конечном итоге на этапе конструирования антенны интерес представ-
ляют усредненные значения токов в вибраторах полотна антенны н рефлектора,
определяющие направленные свойства антенны н требуемые волновые сопро-
тивления распределительных фидеров. Ввиду этого указанное усреднение целе-
сообразно ввести непосредственно в (6 30) н тем самым существенно умень-
шить объем вычислений.
В наиболее упрощенном варианте предполагается, что токн в вибраторах
антенного полотна и нх входные напряжения одинаковы, также одинаковы
токн и входные напряжения в вибраторах рефлектора, а ток в рефлекторе
отличается от тока в антенне комплексным коэффициентом
/Р = /АЛе’ЧГ-	(12.11)
В правую и левую часть (630) подставляют значения, усредненные от-
дельно для вибраторов антенны н вибраторов рефлектора, но полученные с
учетом взаимодействия всех вибраторов прн заданном распределении токов.
Анализ миоговнбраторной антенны прн этом сводится к анализу системы из двух
эквивалентных «усредненных» вибраторов — антенны и рефлектора.
Ввиду нестрогостн «усредненной» системы уравнений следует
минимальным числом членов ряда, представляющего ток. Например, ток может
быть представлен тремя членами степенного ряда (6.25), что позволяет с уче-
том произвольной константы (12.11) и неизвестных констант С{ обеспечить
«сшивание» правой и левой частей (6 30) в трех точках каждого вибратора
При увеличении числа членов ряда сходимость решения может не иметь места.
Возможны и более точные приближения Например, вместо (12.11) распре-
деление тока в «усредненном» рефлекторе может быть задано независимым
степенным рядом.
В предположении (12 11) ДН антенны имеет вид (122), где
Fp = 1 + A exp (i Т—i Р dp cos A sin q>).	(12.12)
Различие в законах распределения тока в антенне н рефлекторе на форме
ДН сказывается мало и то лишь в области дальних боковых лепестков н зад-
нем полупространстве Если это различие учитывается прн анализе, в (12 2)
множитель FiFp заменяется на
Л + Лр A' exp (i ¥' — i Р dp cos A sin <р),
где Fi и Fip — ДН «усредненных» вибраторов антенны и рефлектора, рассчи-
танные с учетом фактического распределения токов в ннх; Чг' —разность фаз
полей, излучаемых антенной и рефлектором в направлении максимума излуче-
ния; А' — отношение амплитуд этих полей.
12.5.	Выбор основных геометрических параметров синфазных
антенн. Диапазон использования
Электрические характеристики антенн СГД и их диапазонные
свойства в значительной мере определяются геометрическими пара-
метрами антенны.
Расстояние между полотном антенны и апериодическим рефлек-
тором существенно влияет на ее направленные свойства и согласо-
вание с фидером. Оптимальные значения dp лежат в пределах
(0,24-0,3)Хо*. При больших значениях dp максимум множителя Fp
в (12.2) не совпадает с максимумом FА, что проявляется в увели-
чении уровня боковых лепестков. Увеличение dp связано также с
усложнением конструкции антенны. Уменьшение dp приводит к час-
тичному подавлению излучения вибратора излучением токов в
рефлекторе. При этом уменьшается сопротивление излучения, воз-
растает относительное значение реактивной составляющей входного
сопротивления и, как следствие, ухудшается согласование с фиде-
ром.
По тем же соображениям, а также с целью оптимального по-
давления излучения в заднем полупространстве в антеннах с на-
строенным или активным рефлектором dP выбирается равным
(0,254-0,27) Хо.
* В зависимости от конкретных условий эксплуатации, ослабления или
ужесточения тех или иных требований допустимый диапазон использован 1я
одной н той же типовой антенны может несколько меняться. В связи с этим
под Хо ниже понимается некоторая номинальная длина волны, относительно
которой определяются все размеры антенны.
Размеры апериодического рефлектора выбираются несколько
большими, чем размеры полотна антенны, приведенной на рис. 12.6.
Расстояние Д/ц от оси верхнего вибратора до верхнего провода
рефлектора обычно равно (О,154-О,2)Хо, а расстояние ДЛ2 от оси
нижнего вибратора до нижнего провода рефлектора —
(0,254-0,4) U
Радиус проводов апериодического рефлектора и расстояние
между ними определяют допустимой величиной просачивающейся
сквозь сетку энергии б. С точки зрения потерь усиления антенны
можно считать 6 — 0,07, что соответствует согласно (12.4) а«
«0,035 Хо и Г] = 3 мм. В тех случаях когда по условиям эксплуата-
ции требуется более высокое защитное действие, густота проводов
увеличивается, что, однако, приводит к возрастанию нагрузки на
несущие опоры.
Максимальное расстояние между секциями выбирают из ус-
ловия подавления паразитного дифракционного лепестка ДН ан-
тенны (см. § 9.5) и определяют в зависимости от требуемого сек-
тора углов поворота луча антенны. Чем меньше db тем в больших
пределах возможно управление диаграммой направленности. Фак-
тически ограничения на максимальную величину di несколько ме-
нее жесткие, чем это следует из (9.5), поскольку уровень даль-
них боковых лепестков уменьшается благодаря множителям Fi и
Fp. С другой стороны, поскольку величина d{ накладывает ограни-
чения на минимальную длину волны, в типовых антеннах она вы-
бирается с некоторым запасом.
Ограничения на минимальную величину di определяются раз-
мером вибраторов, а также требованием получения необходимой
ширины ДН. Как следует из (12.5), ширина главного лепестка ДН
Фо—Фгр ~ (cos фгр—cos Фо)/5Ш Фо = 2 X/(ndx cos До sin <р0),
где фгр — направление, соответствующее границе главного лепест-
ка ДН по нулевому уровню.
Ширина главного лепестка по уровню половинной мощности
2(ф0—фо,5) «0,88 (фо—фгр).
В типовых антеннах с сектором управления лучом ± 10° dt
обычно выбирается равным (0,94-1)Х0, а с сектором управления
±(204-30°) равным (0,54-0,7) Хо.
Расстояние между этажами d2 существенно влияет на входное
сопротивление вибратора и характер его частотной зависимости.
При уменьшении d2 диапазон согласования вибратора с фидером
расширяется. С другой стороны, величина d2 при фиксированном
числе вибраторов определяет общий вертикальный размер антенны
и, следовательно, влияет на ширину ДН в вертикальной плоскости
и угол наклона луча. Обычно d2 лежит в пределах (О,44-О,5)Хо. В
тех случаях когда в полотне антенны используют вибраторы с боль-
шим ^поперечным размером, расстояние d2 может быть увеличено
Высота подвеса антенны над землей определяет угол наклона
луча антенны и его ширину в вертикальной плоскости. Чем боль-
ше ЯСр, тем уже луч и тем сильнее он прижат к земле. Правиль-
ное соотношение между вертикальным размером антенны (т—l)d2
и высотой подвеса ЯСР особенно важно при управлении ДН в вер-
тикальной плоскости. При дискретном управлении (изменении фа-
зы в верхней или нижней группе вибраторов на 180°) желательно
подобрать это соотношение таким образом, чтобы максимумы мно-
жителей sin2(m0d2sin A/4)/sin(pd2sin Д/2) и cos(0Z7Cpsin А) в
(12.10) совпадали. При этом ширина главного лепестка и уровень
боковых лепестков будут наименьшими, а сопротивление излуче-
ния — наибольшим.
Диапазонные свойства антенн СГД определяются как диапазон-
ными свойствами вибраторов, образующих полотно антенны, так
и указанной зависимостью электрических характеристик от соот-
ношения между геометрическими размерами и длиной волны. При
указанных выше геометрических размерах антенны СГД сохраня-
ют направленные свойства в диапазоне (0,74-3) Хо. Однако с уд-
линением волны расширяется ДН и соответственно уменьшается
КУ. Предельные длины волн, при которых направленные свойст-
ва и коэффициент усиления могут считаться приемлемыми, опре-
деляются в зависимости от конкретных условий.
12.6.	Четырехэтажные антенны СГДРА с проволочными
вибраторами
Четырехэтажные антенны СГДРА обычно применяются на трас-
сах протяженностью от 2000 до 6000 — 8000 км.
В настоящее время на радиоцентрах используют в основном
два типа четырехэтажных антенн, базирующихся на применении
проволочных вибраторов, показанных на рис. 12.5,а, б. Вибраторы
выполняются из проводов диаметром 4—6 мм.
Основные геометрические размеры антенн, использующих виб-
раторы, показанные на рис. 12.5,а, следующие: di=V, d2 = O,5^o;
dP=O,3ko; Нср выбирается в пределах (1,254-1,75)Хо.
Общий вид четырехэтажной антенны показан на рис. 12.6.
Антенны с >.о=33 и 44 м подвешиваются на трех опорах, с более
Рис. 12.S
короткими Ло — на двух опорах. Полотно рефлектора располага-
ется в плоскости, соединяющей оси опор, и представляет собой
сетку из горизонтальных проводов (обычно биметаллических),
прикрепленных к опорам. Вибраторы полотна антенны устанав-
ливают в необходимое положение с помощью системы леерных
канатов, подвесок и растяжек. В качестве изоляторов в полотне
антенны применяют монтажные изоляторы типа ИТФ.
Антенны могут использовать для работы в двух противопо-
ложных направлениях. Для этого по обеим сторонам рефлектора
подвешивают два идентичных полотна антенны
Электрическая схема питания секции четырехэтажной антенны
показана на рис. 12 7, а. На этом рисунке кружочками показаны
точки питания вибраторов, Wi, Ws, W3,..., W6 — волновые сопро-
а)
w= 160 Ом
т ом
196 Ом
111 ом
120 0м
Шлейф настроили
К передатчику
Рис. 12.7
тивления участков симметричных фидеров, Z — длины этих участ-,
ков.
Система распределительных фидеров, обеспечивающая возбуж-
дение четырехсекционной антенны, показана на рис. 12.7,6, где
I—IV — секции антенны. Пример ее конструктивного выпол-
нения показан на рис. 12.8.
венно расширяет диапазон высо-
кого естественного согласования	риа 12.8
10 20 30(90-у)}град	0 10 20 30 40(90-?),град 0 10 20 30 (90-у),град
вибратора. Однако, как следует из результатов § 4.5, его наличие
в значительной степени препятствует дальнейшему улучшению со-
гласования с помощью специальных согласующих переходов.
Поскольку диапазоны естественного согласования с фидером
для обоих типов вибраторов различны, при использовании вибра-
	
------Н=О,5Ло	Лг = О,5Хо
Рис. 12.10
торов с компенсаторами геометрические размеры антенны несколь-
ко иные: di=X0; £?2 = О,4Хо; dp = (0,234-0,25) Хо; Яср= (1,14-1,6) %о.
Соответствующие ДН в вертикальной плоскости приведены на
рис. 12.12.
Расчетные значения коэффициента усиления при различных ге-
ометрических размерах антенны показаны на рис. 12.13.
Рис. 12.11

1,0
0,8
0,6
0,9
0,2
О
20 90 60 Л, град
6/6 max
0,7 0,9 1,1 1,3 1,5 1,7А/Аа	0,70,91,1 1,3 1,5 1,7А/А0
Рис. 12.13

12.7.	Восьмиэтажные антенны с проволочными вибраторам^
Восьмиэтажные антенны используются, как правило, на трас-
сах протяженностью от 6000 км и более.
Основные геометрические размеры типовой антенны СГД 8/8
РА следующие: di=X0; Й2 = О,4Х0; dv= (0,23-4-0,25) Хо. По вертикали
антенна разбита на две группы вибраторов по четыре этажа в
каждой. Высоты подвеса геометрических центров верхней и ниж-
ней групп равны соответственно 3,6%0 и 1,6Хо. В другом варианте
антенны эти высоты равны 2,7Хо и 1,1Хо. Расстояние между чет-
вертым и пятым этажами равно 2d2. Наличие зазора связано с
необходимостью независимой подвески верхних и нижних этажей
во избежание чрезмерных нагрузок на леерный канат.
В антенне применяются трехпроводные проволочные вибрато-
ры с компенсаторами. Рабочий диапазон от (0,74-1,5) Xq. Для пе-
рекрытия вещательных диапазонов от 13 до 50 м обычно использу-
ется комплект из двух антенн с Хо = 19 и 34 м.
Общий вид антенны СГД 8/8 РА показан на рис. 12.14. Антен-
ну с Хо=34 м подвешивают на трех опорах (мачтах или башнях),
с Хо=19 м — на двух опорах.
Электрическая схема питания антенны показана на рис. 12.15.
Каждая пара вибраторов по вертикали соединяется между собой
симметричным двухпроводным фидером с волновым сопротивле-
нием 480 Ом. В геометрической
середине этих фидеров подклю-
чается ступенчатый трансформа-
тор ТФ 310/480 (рис. 12.15,а).
Электрическая схема распредели-
тельных фидеров, расположен-
ных под антенной, показана на
рис. 12.15,6. На этом рисунке
Рис. 12.16
Е/Етах
I1L		-Яо
-Н-г		
Ум,		
	XL*:	
10 20 30 00 50 60 Л, гр ал
Рис. 12.19
Рис. 12.20
ПУ — устройство, обеспечивающее управление ДН в горизонталь-
ной плоскости. Главный фидер антенны выполняется четырехпро-
водным перекрещенным с волновым сопротивлением 120 Ом (см.
Диаграмма направленности антенны СГД 8/8 РА в азимуталь-
ном сечении не отличается от соответствующей ДН антенны
СГД 4/8 РА (см. рис. 12.9). На рис. 12.16 показан уровень макси-
мального бокового лепестка
при различном угловом по-
ложении главного лепестка.
Расчетные ДН при син-
фазном и противофазном ре-
жимах питания для высот
подвеса //icp=l,6Xo и //гср =
= 3,62„о приведены на рис.
12.17 Как видно из рисунка,
ширина ДН при обоих ре-
жимах питания практически
одинакова. Расчетные зна-
чения коэффициента усиле-
ния для синфазного и про-
тивофазного режимов пита-
ния приведены на рис 12 18
Значения КУ даны для неотклоненного луча и луча, отклоненного
на 15° в азимутальном направлении
Диаграммы направленности в вертикальной плоскости при син-
фазном (Чг = 0°) и противофазном (Т=л;) режимах питания для
высот подвеса Я1сР=1,1Хо и Я2ср = 2,7Хо приведены на рис. 12.19.
Экспериментальные значения КБВ в фидерном тракте показа-
ны на рис. 12.20. На рис. 12.21 показаны результаты измерений
усредненных входных сопротивлений вибраторов. Штриховая ли-
ния соответствует крайней секции антенны, сплошная — средней
секции.
В некоторых случаях применяют антенны СГД 8/16 РА, ДН ко-
торых в азимутальном сечении вдвое уже.
12.8.	Антенны СГД с жесткими вибраторами
В некоторых случаях, особенно в районах с тяжелыми кли-
матическими условиями, целесообразно использовать жесткие
конструкции антенн СГД. В этом случае в полотне антенны ис-
пользуются жесткие шунтовые вибраторы (рис. 12.22,а,б,в)*.
В настоящее время на радиоцентрах наиболее широко приме-
няют антенны СГД 8/8 РА и СГД 4/8 РА с жесткими вибратора-
ми, выполненными в виде горизонтально расположенной четырех-
угольной цельносварной фермы с треугольной решеткой (все стер-
* Впервые антенна СГДРА с жесткими шунтовыми вибраторами была
предложена Г. 3. Айзенбергом.
жни фермы выполнены из труб), поддерживаемой консолью ана-
логичной конструкции (см. рис. 12.5,6). Со стороны точек пита-
ния вибраторов имеются специальные штыри для компенсации
емкостной составляющей входного сопротивления вибраторов.
Рис. 12.22
Общий вид антенны СГД с жесткими вибраторами показан на
рис. 12.23,а. Вибраторы полотна антенны закрепляются на плос-
ких башнях. В плоскости, перпендикулярной полотну антенны, рас-
полагают несколько ярусов оттяжек. Полотно антенны разбитй
на две группы вибраторов по четыре этажа в каждой.
Система питания секции антенны СГД 8/8 РА показана на
рис. 12.23,6. Для облегчения конструктивного выполнения систе-
мы питания антенны трансформация волновых сопротивлений на-
чинается непосредственно у точек питания вибраторов. В схеме
нрименен четырехступенчатый трансформатор с коэффициентом
Рис. 12.23
трансформации 300/960, где 300 Ом — усредненное значение ак-
тивной составляющей входного сопротивления, 960 Ом —эквива-
лентное волновое сопротивление фидера снижения, пересчитанное
к входу вибратора.
Основные геометрические размеры антенны с жесткими шун-
товыми вибраторами следующие: rfi = O,9Ao; fi?2=O,5Ao; rfp=O,23%o.
Высота подвеса геометрических центров антенн СГД 8/8 и СГД 4/8
над землей соответственно равны 2,45Хо и 1,45А.о- Рабочий диапа-
зон антенны (0,74-1,4) Хо.
Направленные свойства антенны в горизонтальной плоскости
характеризуются ДН, приведенными на рис. 12.24. Сплошными
линиями показаны расчетные данные, а штриховыми — экспери-
ментальные значения.
Уменьшенное по сравнению с антеннами СГДРА с проволочны-
ми вибраторами расстояние между секциями антенны di=0,9Xo
позволяет несколько уменьшить уровень боковых лепестков при
управлении ДН в горизонтальной плоскости. Зависимость макси-
мальных уровней боковых лепестков от рабочей волны при раз-
личных углах поворота ДН показана на рис. 12.25. Приведенные
зависимости получены экспериментально на дециметровых мо-
делях.
Для управления ДН в вертикальной плоскости в антенне пре-
дусмотрена возможность синфазного и противофазного питания
верхней и нижней групп вибраторов. В тех случаях когда необхо-
димо расширить главный лепесток ДН, может применяться режим
питания, обеспечивающий сдвиг по фазе л/2 на минимальной вол-
не рабочего диапазона. При этом питание верхней группы вибра-
торов осуществляется через фазирующую петлю длиной Атгп/4.
Расчетные ДН антенны СГД 8/8 РА в вертикальной плоскости
для этих режимов приведены на рис. 12.26. Ширина ДН по поло-
винной мощности при синфазном и противофазном питании групп
вибраторов практически одинакова и изменяется от 3,5° на волне
О,7А.о до 7° на волне 1,4А.о При питании групп вибраторов со сдви-
гом л/2 на короткой волне диапазона ширина ДН по уровню
0,7 Етах в рабочем диапазоне практически постоянна. Углы мак-
симального излучения при синфазном питании групп вибраторов
и при расфазировке их на л/2 на минимальной волне одинако-
вы и примерно вдвое меньше углов максимального излучения при
противофазном питании.
Расчетные значения коэффициента усиления антенны СГД 8/8
РА с жесткими шунтовыми вибраторами для трех режимов пита-
ния групп вибраторов приведены на рис. 12.27.
Экспериментальные значения КБВ в фидерном тракте антен-
ны приведены на рис. 12.28. Как видно из рисунка, естественные
значения КБВ в рабочем диапазоне не падают ниже 0,6 (сплош-
ная линия).
В тех случаях когда необходимо расширить сектор управления
ДН в горизонтальной плоскости до ±25°, следует применять в
антенне жесткие петлевые вибраторы (см. рис. 12,22,в) с длиной
Рис. 12.24
плеча 0,25А<). Вибратор состоит из синфазно возбужденных про-
водов, к которым подводится питание, и трубы, образующей шунт.
Эквивалентный радиус такого петлевого вибратора 7?эк=О,О29Хо,
волновое сопротивление по противотактной волне Wnp = 282 Ом, а
коэффициент трансформации ктр = 2,17 (см. § 10.10).
Рис. 12.27
Применение в антеннах жестких петлевых вибраторов с длиной
плеча О,25Хо позволяет уменьшить расстояние между соседними
секциями до (0,54-0,6) Хо и благодаря этому расширить сектор уп-
равления ДН в горизонтальной плоскости. Однако при этом для
получения КУ, равного КУ антенны с жесткими шунтовыми виб-
раторами, необходимо увеличить число секций в антенне практи-
чески в 2 раза так, чтобы гори-
зонтальные размеры антенн с пет-
левыми и шунтовыми вибратора-
ми были одинаковы.
Экспериментальные значения
КБВ в фидерном тракте антенны
с большим числом секций (п=
= 12) приведены на рис. 12.28
(штриховая линия).
габаритных размеров полотна ан-
7,7	0,9	1,1	1,3 д/Л0
Рис. 12.28
При сохранении основных
тенны с петлевыми вибраторами, такими же как у антенны с шун-
товыми вибраторами, направленные свойства антенны характери-
зуются ДН, приведенными на рис. 12.24 и 12.26.
12.9.	Поворотная антенна СГДРА
Общие сведения. Необходимые для радиоцентра число антенн
определяется обычно сектором азимутальных углов, в котором
осуществляется вещание, а также рабочим диапазоном волн.
Синфазные антенны, применяемые для вещания на расстояния
свыше 3000—4000 км, имеют узкие ДН в горизонтальной плоско-
сти. Дополнительное расширение сектора азимутальных углов, об-
служиваемых одной антенной, может быть достигнуто управлением
ДН в горизонтальной плоскости. У антенн с расстоянием di =
= (0,9~1)Хо максимальный угол поворота ДН не превышает
±20°. Причем при таком повороте возрастает уровень боковых
лепестков ДН и уменьшается коэффициент усиления Несколько
шире сектор управления ДН в горизонтальной плоскости у ан-
тенн с di= (0,54-0,6) %о- В этом случае максимальный угол пово-
рота ДН увеличивается до 30°.
Обычно для обеспечения достаточной загрузки передатчиков
радиоцентра в течение суток вещанием обслуживаются террито-
рии, расположенные в разных часовых поясах, т. е. в весьма ши-
роком секторе азимутальных углов. Это приводит к необходимо-
сти иметь на радиоцентре на каждый передатчик 5—7 антенн.
В связи с этим оказалось целесообразным разработать пово-
ротную синфазную антенну, позволяющую поворотом всей башен-
ной конструкции, на которой смонтированы вибраторы антенны.
Рис. 12.29
вращать ДН в секторе 360°. Это дает возможность использовать
антенну для вещания в любом направлении.
На рис. 12.29 показан общий вид двухсторонней синфазной
поворотной антенны. Антенна представляет собой конструкцию из
ферм, на которой смонтированы два антенных полотна. Одним
из полотен является восьмиэтажная четырехсекционная антенна
типа СГД 8/8 РА, а вторым полотном — четырехэтажная двух-
секционная антенна типа СГД 4/4 РА. Каждая из антенн снаб-
жена апериодическим рефлектором.
Антенна СГД 8/8 РА предназначена для работы в диапазоне
11—30 м, а антенна СГД 4/4 РА —для работы в диапазоне 25—
60 м.
Основные геометрические размеры антенны СГД 8/8 РА следующие
расстояние между этажами	. 6,8 м
расстояние между четвертым и пятым этажами	.	16,6 м
расстояние между полотнами антенны и рефлектора .	...	4,6 м
расстояние от нижнего этажа до нижнего провода рефлектора . 11м
расстояние от верхнего этажа до верхнего провода рефлектора .	.	7,65
высота подвеса нижнего этажа вибраторов .	.	.	. 18 м
расстояние между проводами рефлектора	.	.	.	. 0,6 м
диаметр проводов рефлектора .	.... 6 мм
По вертикали полотно антенны разбито на две группы вибра-
торов по четыре этажа в каждой. Соответствующей фазировкой
групп вибраторов (синфазное и противофазное питание групп
вибраторов) возможно управлять ДН в вертикальной плоскости.
Электрические параметры антенны такие же, как у антенн
СГД 8/8 РА с проволочными вибраторами.
Основные геометрические размеры антенны СГД 4/4 РА следующие:
расстояние между соседними этажами	.	. 13,6 м
расстояние между вторым и третьим этажами .	.	20,4 м
расстояние от полотна антенны до рефлектора .	.	.	. 9,2 м
расстояние от верхнего провода рефлектора до верхнего этажа . 14,1 м
расстояние от нижнего провода рефлектора до нижнего этажа .	,11м
расстояние между проводами рефлектора .............................1,2	м
диаметр проводов рефлектора	.	.	.	. 6 мм
высота подвеса нижнего этажа вибратора .	..................18 м
Электрические параметры антенны примерно такие же, как у
антенн СГД 4/4 РА с проволочными вибраторами. В полотнах
антенн используют жесткие шунтовые вибраторы (рис. 12.22,а).
Измерение значений КБВ в фидерном тракте антенны пока-
зали, что в вещательных диапазонах значения КБВ выше 0,5
(рис. 12.30). На рис. 12.30 также указаны вещательные диапа-
зоны (заштрихованы).
Металлоконструкция антенны. Нижняя часть металлоконструк-
ции, как это показано на рис. 12.29, представляет собой одну
поперечную и две опорные фермы, выполненные из металлических
элементов открытых профилей. Опорные фермы имеют перемен-
ные размеры по высоте и ширине, уменьшающиеся от средне!
части к концам, шарнирно-закрепленным на тележках.
Четыре опорные тележки, каждая из которых снабжена своим
уменьшает возможность перекосов опорных балок и способствует
плавному повороту антенны даже в случае выхода из строя при-
вода у одной из тележек.
Верхняя несущая часть металлоконструкции (каркас полотна
антенны) выполнена из металлических труб в виде четырех вер-
тикальных колонн и трех промежуточных плоских ферм. На про-
тяжении восьми—десятиметровой высоты антенны размещено че-
тыре ряда поперечных поясов — ферм, жестко связывающих по-
парно вертикальные колонны, и 28 распорных ферм для восприя-
тия усилий натяжения нитей рефлекторов и тросов крепления
нитей.
Распорные фермы — консоли, шарнирно-присоединенные с
внешней стороны металлоконструкции к вертикальным колоннам,
обеспечивают 75-метровую ширину рефлекторного поля. Это поле
окаймлено тросами, закрепленными на концах консольных ферм.
Натяжение тросов в нижней части полотна регулируется гибкими
подкосами со стяжными муфтами, а в верхней — поперечными
тросами. Нити рефлекторов, равноотстоящие друг от друга по
высоте, присоединены к трубчатым панелям вертикальных колонн
и промежуточных плоских ферм. Таким образом получается как
бы сотовая конструкция каркаса полотна антенны. Размещение
точек крепления нитей рефлектора на примерно равном расстоя-
НИИ при такой конструкции полотна позволяет при максимальном
натяжении нитей иметь незначительное их провисание 0,15—0,2 м
под наибольшей нагрузкой.
Верхние поперечные фермы, связывающие попарно вертикаль-
ные колонны, соединены с опорными фермами предварительно
напряженными тросами расчалок, уменьшающих как изгибное
действие ветровой нагрузки на колонны, так и деформативность
полотна антенны.
Малые жесткие вибраторы (вибраторы антенны СГД 8/8 РА)
с помощью консольных трубчатых балок крепятся непосредст-
венно к панелям колонн, а большие вибраторы — к поперечным
фермам.
Вся металлоконструкция антенны монтируется из отдельных
секций, каждая из которых отвечает требованиям транспортабель-
ности по железной дороге. Эти секции, изготовленные на заводе,
объединяются сваркой, муфтами или фланцами. Последний ва-
риант, требующий большей точности изготовления, обеспечивает
инвентарность конструкции антенны в случае ее многократного
использования в качестве временного передающего устройства, но
является более дорогим.
Полная масса антенны составляет примерно 500—600 т; из
них около 20% приходится на долю антенного полотна, около
половины — на долю несущей конструкции, остальное составляет
массу опорного узла, самоходных тележек, рельсового пути и т. п.
12.10.	Синфазные антенны со спаренными вибраторами
Как уже отмечалось, расширение рабочего диапазона синфазной антенны
с высокими значениями КБВ в фидерном тракте может быть достигнуто ис-
пользованием в полотне антенны вибраторов с пониженным волновым сопро-
тивлением (№в^300 Ом) Примерно такие же результаты получают при вы-
полнении излучателей антенны в виде двух параллельных высокоомных вибра-
торов с №=600 Ом (спаренные вибраторы), расположенных симметрично отно-
сительно точки питания своего этажа на сравнительно малом расстоянии один
от другого
Использование в полотне антенны высокоомных вибраторов (600 Ом) поз-
воляет несколько упростить конструкцию полотна антенны, поскольку каждый
вибратор выполняют всего из двух параллельных проводов диаметром 4—6 мм
Схема такой антенны показана на рис 12 31 Все вибраторы полотна антенны
возбуждаются синфазно Так как расстояние между вибраторами в каждой
паре мало (примерно 0,1/.о), то каждая пара вибраторов является эквивален-
том вибратора с волновым сопротивлением примерно 280—300 Ом Дополни-
тельное улучшение согласования антенны с фидером происходит за счет взаим-
ной связи между близко расположенными вибраторами
Антенны со спаренными вибраторами могут выполняться с различным чис-
лом этажей (2, 4, 6 и 8)
Направленные свойства антенны со спаренными вибраторами в горизон-
тальной и вертикальной плоскостях такие же, как у антенны с обычными объем-
ными вибраторами (имеются в виду трехпроводные проволочные вибраторы).
Экспериментальные значения КБВ в фидерном тракте четырехэтажной двух-
секционной антенны приведены на рис. 12.32. Основные геометрические разме-
ры антенны со спаренными вибраторами следующие: расстояние между этажами
^2=О,5Хо; расстояние между секциями di-«
=Хо; расстояние между полотнами антен-
ны и рефлектора rfp = O,25Zo Вибратор вы-
полняется нз двух проводов длиной 0,41Л,«,
диаметром 4—6 мм, расположенных иа
расстояннн О,О366Ло друг от друга.
Рис. 12.32

Рис. 12.31
12.11.	Антенны с пассивным настраиваемым рефлектором
Синфазные диапазонные антенны с пассивным настраиваемым рефлектором
состоят нз двух идентичных полотен собственно антенны и рефлектора По-
лотна антенны СГДРН выполняются аналогично полотнам антенн СГДРА.
Использование вибраторов с пониженным волновым сопротивлением (обычно
трехпроводных) в сочетании с диапазонной схемой питания обеспечивает ис-
пользование антенны СГДРН примерно в двухкратном диапазоне волн. Настрой-
ка рефлектора для получения максимального защитного действия осуществляет-
ся с помощью короткозамкнутых шлейфов переменной длины Расчеты н экспе-
риментальные исследования антенн СГДРН показали, что подбором длины шлей-
фов можно получить весьма высокий коэффициент защитного действия (около
0,15) в двухкратном диапазоне волн
W^5500m ,1-0,25ла
5360м; 0,225
510 0м, 0,27130
080 Ом
080 Ом
5)
Рис. 12.33
Наиболее распространены в настоящее время антенны СГД 4/4 PH. На
рис. 12 33 приведены варианты схем питания секции четырехэтажной антенны
Применение системы питания, показанной на рис 12.33,6, позволяет несколько
упростить конструкцию полотна антенны
Антенны СГДРН без управления ДН в горизонтальной плоскости имеют
общий шлейф настройки рефлектора, который подключается к точке запаралле-
ливания распределительных фидеров секций рефлектора.
Антенны СГД 4/4 PH имеют хорошие направленные свойства на всех вол-
нах длиннее О,73Ло Экспериментальные ДН антенны в диапазоне волн приве-
дены на рнс 12 34
Рис. 12.34
В диапазоне волн (0,91 1,7)7о КБВ в главном фидере не падает ниже 0,5
В диапазоне (0,75— 1,8)Хо антенна имеет КБВ не менее 0,4
Расчеты показывают, что коэффициент усиления антенны СГД 4/4 PH при-
мерно на 10—15% ниже, чем аналогичной антенны СГД 4/4 РА
Антенны СГДРН имеют преимущество перед антеннами СГДРА в конст-
руктивном выполнении Они более легкие и могут применяться в районах с
тяжелыми климатическими условиями Однако антенны СГДРН требуют пере-
стройки при смене рабочей волны, что крайне усложняет их эксплуатацию и
значительно обесценивает возможности их использования в широком диапазоне
волн
12.12.	Антенны с активным диапазонным рефлектором
В тех случаях когда антенна СГД с вибраторным рефлектором
используется при частой смене нескольких рабочих волн, целесо-
образно применять активный диапазонный рефлектор.
Простейшая схема питания такой антенны показана на
рис. 12.35. Для создания сдвига фаз 90° между токами в реф-
лекторе и антенне в фидерную линию 1, идущую к антенне, вклю-
чается удлиняющая петля, длина которой выбирается равной
Хср/4, ГДе Хер= 2Xmin^max/(Xmtn+Xmax) • Д^Я ПОГЛОЩенИЯ ОТрЭЖен-
ных от антенны и рефлектора волн на расстоянии Хср/4 от точек
включения главного фидера включаются балластные сопротивле-
ния /?. Ток падающей волны (волны, идущей от генератора) в
балластные сопротивления не ответвляется, так как потенциалы
в точках 1 и 2, а также в точках Г и 2' одинаковы. Волны, от-
раженные от антенны и рефлектора, приходят к точкам 1 и 2 и
1 и 2 со сдвигом фаз, определяемым двойной длиной петли Этот
сдвиг на средней волне равен 180°. Если /? = 21Е, где W— волно-
вое сопротивление четырехпроводного фидера, образованного дву-
мя двухпроводными фидерами, идущими к антенне и рефлектору
вся мощность отраженных
от антенны и рефлектора
волн выделится на этих со-
противлениях.	4
Благодаря поглощению
отраженных волн в балласт-
ных нагрузках их влияние
на соотношение амплитуд и
фаз токов в антенне и реф
лекторе на волне Хср устра-
няется и улучшается согла-
сование антенны с фидером.	Рис. 12.35
Небольшой уровень обрат
ного излучения и удовлетворительное согласование сохраняются в
диапазоне с коэффициентом перекрытия 1,6—1,7 Реально даже на
волне Хер полного поглощения отраженных волн не происходит,
что объясняется наличием пространственной электромагнитной
связи между полотнами антенны и рефлектора, которая приводит
к тому, что на входах антенны и рефлектора токи не равны по
амплитуде, а фазовый сдвиг между ними отличается от 90°.
Расширить рабочий диапазон и уменьшить уровень обратного
излучения позволяет схема питания антенны и рефлектора, по-
казанная на рис. 12 36. Фидерные линии антенны и рефлектора
К антенне
Нpeep гектару I I
TV 220!'ЗПр
{’/д 2200м
Рис. 12 36
имеют разные волновые сопротивления и подключаются к ним
через согласующие трансформаторы. Подбор волновых сопротив-
лений фидеров антенны 1ЁА и рефлектора 1Рр позволяет получить
распределение мощности, при котором амплитудно-фазовое соот-
ношение между токами в антенне п рефлекторе с учетом прост-
ранственной связи оптимально. Вместо одной пары сопротивлений
вдоль фидерных линий антенны и рефлектора включается не-
сколько пар, благодаря чему обеспечивается поглощение отра-
женных волн в более широком диапазоне. Удлиняющая петля /в
в этой схеме включена в фидер рефлектора, а фидер антенны
имеет дополнительное перекрещивание. В данном случае сдвиг
фаз между токами падающих волн фпад= 180°—pdP) где ^ — рас-
стояние между антенной и рефлектором. При dp=ln соотношение
фаз между токами антенны и рефлектора соответствует минималь-
ному излучению в направлении, противоположном главному, не-
зависимо от длины рабочей волны.
Применение описанных выше схем антенн с активным реф-
лектором (см. рис. 12.35 и 12.36) для передачи встречает трудно-
сти, обусловленные сложностью создания сосредоточенных сопро-
тивлений, рассчитанных на поглощение большой мощности и при-
годных для установки под антеннами. Практически описанные
выше схемы антенн могут использоваться с передатчиками мощ-
ностью до 10 кВт. При работе с более мощными передатчиками
поглощение может осуществляться на сопротивлениях, выполнен-
ных из отрезков поглощающих линий. В этом случае питание
антенны и рефлектора целесообразно выполнять по схеме, пока-
занной на рис. 12.37 (антенна СГДРАД2). В этой схеме отрезки
двухпроводных линий длиной, равной четверти средней волны
рабочего диапазона, образуют замкнутый контур (мост). Волно-
вые сопротивления плеч моста ВА и ВБ выбраны таким образом,
чтобы обеспечить заданный коэффициент деления мощности /2 =
= 1Г1/1^2- Фидерные линии антенны и рефлектора подключаются
к точкам А и Б через соответствующие диапазонные ступенчатые
трансформаторы. Кроме того, в фидерную линию антенны вклю-
чается удлиняющая петля 3 длиной Аср/4. Главный фидер под-
ключается к мосту в точке В через диапазонный ступенчатый
трансформатор. В точках Г к мосту подключается балластная на-
грузка, выполненная в виде поглощающей линии.
Рнс. 12.37
Рве. 12.38
Рассмотрим принцип действия этой антенны. Для простоты до-
пустим, что рабочая волна равна средней волне диапазона, а про-
странственная связь между антенной и рефлектором отсутствует.
В этом случае напряжения падающих волн будут без отражения
поступать в линии антенны и рефлектора в заданном соотноше-
нии и со сдвигом фаз, равным 90°. Так как плечи моста имеют
одинаковую длину и одно из них выполнено перекреше<ййий^^*м^,.
ность падающих волн в балластной нагрузке выделяться нечбудет.
Отраженные волны в этом случае в точках А и Б будут равны
по амплитуде и противоположны по фазе (сдвиг 180° получается
из-за двухкратного прохождения удлиняющей петли 3). Поэтому
мощность отраженных волн выделится полностью в балластной
нагрузке, и в главном фидере будет иметь место бегущая волна.
При работе в диапазоне частот мощность падающих волн так-
же будет выделяться в балластной нагрузке, однако в этом слу-
чае сдвиг фаз между отраженными волнами в точках А и Б
не будет равным 180°. Кроме того, в реальных антеннах имеет
место сильная электромагнитная связь между антенной и реф-
лектором. Все это приводит к тому, что отраженные волны ча-
стично поступают в главный фидер, а соотношение амплитуд
токов в антенне и рефлекторе в рабочем диапазоне волн меня-
ется.
Расчеты и экспериментальные исследования показывают, что
антенны типа СГДРАДг могут использоваться в диапазоне
(1 : 2,2) — (1:2,5) с малым уровнем излучения в заднем полупро-
странстве при коэффициенте деления моста по мощности t2 =
= 0,55-4-0,6.
В настоящее время разработаны и внедрены два типа антенн
СГДРАД, базирующихся на использовании направленных ответ-
вителей (СГДРАД и СГДРАДз).
На рис. 12.38 приведена схема питания антенны СГДРАД.
Использованный здесь одноступенчатый направленный ответви-
тель состоит из двух отрезков линий 1—2 и 3—4, длины которых
выбраны равными четверти средней длины волны рабочего диа-
пазона. Фидерные линии антенны и рефлектора подключаются
к выходам 2 и 3 направленного ответвителя, к выходу 4 подклю-
чается балластная нагрузка, выполненная в виде поглощающей
линии. Передатчик подключается к выходу направленного ответ-
вителя 1.
Особенностью согласованного направленного ответвителя (см.
§ 2.7) является то, что он обеспечивает заданный коэффициент
деления мощности падающих волн, поступающих в антенну и
рефлектор независимо от их согласования с фидерами в широ-
ком диапазоне длин волн. Другой особенностью направленного
ответвителя является постоянный фазовый сдвиг между ответв-
ленным и прошедшим напряжениями падающей волны, рав-
ный 90°.
Расчеты и экспериментальные исследования показали, что при
/2 = 0,24-0,3 коэффициент защитного действия антенн СНГДРАД
не превышает 0,25 в диапазоне (1 : 1,6) — (1 : 1,8).
Дальнейшее улучшение параметров этих антенн может быть
достигнуто применением двухступенчатых направленных ответви-
телей с фазирующей петлей (рис 12 39) или трехступенчатых
с симметричной структурой (см. § 2.7).
При соответствующем выборе параметров двухступенчатого
направленного ответвителя можно получить практически постоян-
ный в трехкратном диапазоне коэффициент деления и близкие
к оптимальным соотношения фаз токов в антенне и рефлекторе.
В результате удается расширить диапазон использования этих
антенн до (1: 2,5)—(1 : 2,8).
Антенны СГДРАД могут иметь такое же исполнение, как и
антенны СГДРН. В настоящее время наиболее распространены
антенны СГД 4/4 РАД и СГД 4/4 РАД2. Эти антенны в основном
внедряют при реконструк-
ции ранее построенных ан-
тенн СГД 4/4 PH в том
случае, когда возникает
эксплуатационная необходи-
мость в частой смене ча-
стоты, а сооружение антенн
СГДРА невозможно. По-
лотна антенн СГДРАД и
СГДРАДг выполняют ана-
логично полотнам антенн
СГД 4/4 PH.
Рис. 12.39
В антенне СГД 4/4 РАД без поворота ДН в горизонтальной
плоскости применяется один направленный ответвитель для обеих
секций антенны (рис. 12.40). В антенне с поворотом ДН при-
меняют два направленных ответвителя (рис. 12.41). На рис. 12.40
Рис. 12.40
и 12.41: 1 — снижение полотна антенны, 2 — снижение полотна
рефлектора; на рис. 12.41: ДН — устройство для управления диа-
граммой направленности.
Система питания антенны СГДРАДг (мостовая схема) зани-
мает существенно большую площадь, чем система питания ан-
тенны с направленным ответвителем. В связи с этим антенну
СГД 4/4 РАД2 нецелесообразно использовать при необходимости
управления ДН в горизонтальной плоскости.
Направленные ответвители, используемые в антеннах
СГДРАД, представляют собой связанные симметричные двухпро-
Рис. 12.41
водные линии, геометрические размеры которых выбираются та-
ким образом, чтобы обеспечить коэффициент деления по мощ-
ности /2 = 0,2. При использовании в антеннах одного направлен*
ного ответвителя последний рассчитывается на входные и выход-
ные сопротивления 300 Ом. Такое значение волнового сопротив-
ления может быть получено, если выполнить направленный ответ-
витель из трубок диаметром 50—60 мм или из проволочных ци-
линдров с соответствующим диаметром.
Диапазонный фидерный мост выполняется из отрезков фиде-
ров с волновыми сопротивлениями Wj = 220 Ом и I¥z2 = 550 Ом. По-
глощающая линия подключается с помощью линии с волновым
сопротивлением 550 Ом Главный фидер соединяется с мостом
через ступенчатый трансформатор ТФ 300/160. В фидеры антен-
ны и рефлектора включены ступенчатые трансформаторы ТФ
220/300 и ТФ 550/300.
Для обеспечения достаточной электрической прочности плечо
моста с волновым сопротивлением 220 Ом, по которому проходит
80% всей подводимой к антенне мощности, выполняется в виде
фидера из двух проволочных цилиндров. Линии с волновым соп-
ротивлением 550 Ом обычно состоят из двух биметаллических про-
водов диаметром 6 мм. Для увеличения электрической прочности
каждый провод этой линии можно выполнить в виде жгута из двух-
трех проводов при соответствующем увеличении расстояний меж-
ду противофазными проводами.
Как уже отмечалось, в антеннах СГДРАД и СГДРАД2 приме-
няют поглощающие линии, поэтому КПД этих антенн ниже 100%.
В рабочем диапазоне КПД этих антенн не ниже 70%.
Диаграммы направленности антенн типа СГДРАД в переднем
полупространстве мало отличаются от ДН соответствующих ан-
тенн СГДРН. Излучение этих антенн в заднем полупространстве
Достаточно полно характеризуется коэффициентом защитного дей-
ствия, выраженным отношением E1SOIEG, где Ео — напряженность
поля в направлении максимального излучения, a EiBo — напряжен-
ность поля в обратном направлении.
На рис. 12.42 приведены зависимости коэффициента защитного
действия антенн С ГД 4/4 РАД и С ГД 4/4 РАД2 в диапазоне, изме-
ренные на реальных антеннах. Как видно из рис., антены имеют
В антеннах СГДРАД часть энергии отраженных волн теряет-
ся в балластной нагрузке. Это приводит к некоторому улучшению
согласования этих антенн с питающим фидером по сравнению с
антеннами СГДРН и к уменьшению коэффициента усиления на
20—30% за счет снижения КПД.
На рис. 12.43 приведены измеренные на реальных антеннах
значения КБВ и КПД антенн СГД 4/4 РАД и СГД 4/4 РАД2 от
частоты. Как видно из этого рисунка, значения КБВ в фидерных
трактах этих антенн в широком диапазоне волн не ниже 0,5, при-
чем в большей части диапазона они лежат в пределах 0,6—0,8.
12.13.	Двухэтажные синфазные антенны
Двухэтажные синфазные антенны используются обычно на трассах до
3000 км как с апериодическим, так и с настроенным нлн активным рефлектором,
В полотнах антенн применяют ннзкоомные многопроводные вибраторы с
пониженным волновым сопротивлением (около '280 Ом), состоящие нз 12 про-
водов Диаметром 4 мм. Это связано с необходимостью получения естественных
ШЙёвий КБВ в фидерном тракте выше 0,5. Следует отметить, чМгяпнь-
йтеиие числа взаимных связей между вибраторами приводит к более В*мгому
Изменению входного сопротивелния вибратора в диапазоне частот и увеличе-
нию реактивной составляющей входного сопротивления. В связи с этим исполь-
зование в полотнах двухэтажных антенн
типовых вибраторов, применяемых в мно-
гоэтажных антеннах (см. рис 12 5), не обе-
спечивает необходимого согласования ан-
тенны с фидером
Основные геометрические размеры ан-
тенны следующие: rf2 = O,57o; dp = O,27Xo;
Н стр — О,75Хо.
Направленные свойства антеин в го-
ризонтальной плоскости такие же, как у
четырехэтажной антенны с соответствую-
щим горизонтальным раскрывом. Направ-
ленные свойства антенны СГД2/п в верти
калькой плоскости характеризуются ДН,
приведенными на рис. 12 44
12.14.	Синфазные антенны, питаемые несимметричным фидером
Описанные антенны типа СГД предназначены для работы с пе-
редатчиками, имеющими симметричный выход. Фидерные тракты
современных передатчиков выполняются в виде бикоаксиальных
фидеров, а фидерные тракты антенн— симметричных многопро-
водных фидеров.
Симметричный бикоаксиальный фидер передатчика выполняет-
ся из двух коаксиальных фидеров с волновым сопротивлением W=
= 60 Ом. Внешний проводник заземляется. По однотактной волне
волновое сопротивление бикоаксиального фидера равно 30 Ом.
Главный фидер антенны выполняется обычно симметричным воз-
душным и располагается над землей на высоте около 3—4 м. Вол-
новое сопротивление такого фидера по однотактной волне состав-
ляет около 300—400 Ом.
Применение симметричных многопроводных фидеров в син-
фазных антеннах, работающих от симметричных передатчиков,
вполне оправдано по конструктивным соображениям. Однако име-
ет место и ряд недостатков, а именно: симметричный главный фи-
дер антенны принципиально не согласуется с симметричным бико-
аксиальным фидером передатчика по однотактной волне; недоста-
точна защита открытых симметричных фидеров от внешней сре-
ды (листья, птицы и т. п.), что вызывает в ряде случаев вынуж-
денные факельные истечения; недостаточная биологическая защи-
та при работе с передатчиками большой мощности.
Отсутствие согласования симметричного воздушного фидера
антенны с бикоаксиальным фидером передатчика по однотактной
волне приводит к нежелательным резонансным явлениям, затруд-
няющим настройку передатчиков и существенно снижающим эле-
шения согласования фидерных трактов антенны и передатчика по
однотактной волне могут применять специальные трансформаторы.
Однако опыт работы с такими трансформаторами показал, что
координально проблему согласования трактов антенны и передат-
чика в рабочем диапазоне они не решают.
Другим направлением борьбы с резонансными явлениями по
однотактной волне является полная ликвидация причин ее вызы-
вающих, т. е. ликвидация асимметрии в тракте передатчика. Это
может быть достигнуто выполнением последнего по однотактной
схеме.
При использовании синфазных антенн с однотактными пере-
датчиками возникает задача стыковки симметричного фидера ан-
тенны с несимметричным фидером передатчика. Эта задача мо-
жет быть решена применением широкополосного симметрирующе-
го устройства (см. § 12.16). Другой путь заключается в исполь-
зовании синфазной антенны, питаемой несимметричным фидером
(кабелем). Схема такой антенны показана на рис. 12.45. Пары же-
стких шунтовых вибраторов между собой соединены двухпровод-
ным симметричным фидером, выполненным из проволочных ци-
линдров. В геометрическую середину этого фидера (точки а—а)
подключается коаксиальный фидер (коаксиальный кабель), кото-
рый к этим точкам подходит через шунт одного из плеч вибрато-
ра, по телу этого же вибратора и примыкающему к этому плечу
вибратора одному из проводов симметричного фидера (кабель
проходит внутри цилиндра, образующего провод фидера). В точ-
ках а—а внешняя оплетка кабеля электрически присоединяется к
цилиндру, внутри которого этот кабель проходит, а внутренняя
жила кабеля присоединяется к другому проводу этого же фиде-
ра. Токи, текущие по внутреннему и внешнему проводам кабеля,
в точках а—а вытекают наружу (на двухпроводный фидер, сое-
диняющий вибраторы в пару) и разветвляются поровну в направ-
лении каждого вибратора. Поскольку токи, текущие по внешнему
и внутреннему проводам кабеля, равны, то равны и токи, возбуж-
дающие плечи вибраторов.
Таким образом, шунт, пара вибраторов и двухпроводный фи-
дер выполняют функции симметрирующего и согласующего уст-
ройств в широком диапазоне волн, определяемом в основном диа-
пазонными свойствами шунтовых вибраторов.
Волновое сопротивление двухпроводного фидера, соединяюще-
го вибраторы в пары, 1Гф= К2Яср^к, где WK — волновое сопро-
тивление кабеля; 7?ср — среднее значение активной составляющей
входного сопротивления вибратора с учетом всех наведенных на
него сопротивлений другими вибраторами полотен антенны и реф-
лектора.
До последнего времени применение синфазных антенн с ка-
бельным питанием сдерживалось отсутствием кабелей, способных
пропускать большую мощность. В настоящее время существуют
кабели, которые в диапазоне КВ при КБВ=0,5 пропускают мощ-
Рис. 12.45
Рис. 12.47
ность около 120—140 кВт. С учетом указанной электрической
прочности кабеля секция четырехэтажной антенны может вместить
мощность около 250 кВт.
На рис. 12.46 приведены значения КБВ в фидерах снижений»
выполненных из несимметричных коаксиальных фидеров или ка-
белей, рассчитанные по измеренным на реальной антенне значе-
ниям входных сопротивлений для вибратора, показанного на
рис. 12.22,6. Волновое сопротивление двухпроводного фидера, сое-
диняющего вибраторы, составляет 180 Ом.
Система распределительных фидеров под антенной выполняет-
ся из коаксиальных проволочных фидеров. Главный фидер имеет
волновое сопротивление 60 Ом.
При использовании антенны, питаемой коаксиальными фидера-
ми, для работы с двухтактными передатчиками можно применять
схему питания, показанную на рис. 12.47. Антенну в этом случае
разбивают на две идентичные половины, питаемые коаксиальными
кабелями (фидерами), образующими симметричный бикоаксиаль-
ный фидер. Для этого в одной половине антенны коаксиальный
фидер проходит через шунт и, например, левое плечо вибратора,
а в другой — через шунт и правое плечо вибратора. В этом случае
фидерный тракт антенны согласуется с фидерным трактом пере-
датчика как по однотактной так и по двухтактной волне.
12.15.	Антенна с малоизменяющейся шириной диаграммы
направленности в горизонтальной плоскости
В синфазной антенне можно получить ДН в горизонтальной плоскости с
мало изменяющейся шириной в весьма широком диапазоне воли Для этого
антенна выполняется из двух идентичных половин с повернутыми друг отно-
сительно друга направлениями максимального излучения В качестве примера
на рис 12.48 показана антенна,
' состоящая из четырех секций. Ле-
вая половина антенны 1 благода-
ря смещению точки питания /
вправо имеет ДН, повернутую вле-
во. Правая половина антенны 2,
точка питания которой смещена
влево, имеет ДН, повернутую
вправо. Суммарная ДН, являю-
щаяся результатом сложения двух парциальных диаграмм, имеет ширину, мало
изменяющуюся в рабочем диапазоне антенны.
В схеме синфазной антенны можно подобрать точки питания первичных
распределительных фидеров таким образом, чтобы на самой длинной волне
диапазона коэффициент усиления получался немногим меньше коэффициента
усиления при синфазном питании всех секций. По мере укорочения рабочей
волны коэффициент усиления антенны, выполненной по схеме рис. 12 48, увели-
чивается примерно пропорционально Xmax/Х, тогда как коэффициент усиления
антенны, у которой все секции возбуждены синфазно, растет примерно пропор-
ционально
Рис. 12.48
Использование симметрирующих устройств в фидаум»
трактах синфазных антенн
в § 12.14 описаны схемы синфазных антенн, в которых система распреде-
лительных фидеров выполняется из коаксиальных кабелей Если в полотнах
Синфазных антенн используют объемные проволочные вибраторы, то приме-
нение схем питания с коаксиальными кабелями (см. рис. 1245), невозможно.
Поэтому прн работе синфазных антенн от передатчиков с несимметричным вы-
ходом в фидерном тракте антенны необходимо предусмотреть симметрирующее
устройство Назначение этого устройства — обеспечить переход от несиммет-
ричного фидерного тракта, выполненного из коаксиального проволочного фидера
или кабеля к симметричному фидерному тракту, выполненному из симметричных
двух или четырех проводных воздушных фидеров. Прн непосредственном соеди-
нении коаксиального н симметричного фидеров нарушается режим симметрии
токов на проводах симметричного фидера и происходит вытекание части тока
на внешний экран коаксиального кабеля. Наличие асимметрии в фидерном
тракте антенны приводит к дополнительным потерям в фидерном тракте (за
счет излучения однотактной волны и увеличения потерь в земле) и к непра-
вильному возбуждению вибраторов в полотне антенны
Симметрирующее устройство может располагаться около технического зда-
ния (в этом случае главный фидер антенны выполняют симметричным) или под
антенной (в этом случае главный фидер выполняют несимметричным).
Схема широкополосного симметрирующего устройства показана иа рис. 12 49.
В этой схеме симметрирование осуществляется короткозамкнутым шлейфом дли-
ной Хср/4 с волновым сопротивлением
№кз. Этот шлейф образуется внешним
проводником коаксиальной линии н до-
полнительным проводником такого же
сечения. Трансформация волнового соп-
ротивления двухпроводной симметричной
Рис. 12.49
Рис. 12.50
линии Wc л в сопротивление несимметричной линии л осуществляется чет-
вертьволновым коаксиальным трансформатором длиной Хср/4 с волновым сопро-
тивлением 1Ртр. Волновое сопротивление трансформатора 1Гтр =	лТРН л
Коэффициенты отражения, создаваемые трансформатором н короткозамкну-
тым шлейфом, компенсируются разомкнутым шлейфом с волновым сопротив-
лением WXX-
Симметрирующее устройство, показанное на рис. 12.49, может быть пред-
ставлено в виде эквивалентной схемы (рис. 12 50). Введем следующие обозна-
чения: Ххх=—W'x.xctgfM — входное сопротнвелние последовательно разомкнутого
шлейфа; Лкз= ТГка tg pl — входное сопротивление короткозамкнутого шлейфа;
I — длина симметрирующего устройства.
Входные сопротивления в точках 1, 2 со стороны симметричной н несим-
метричной линий можно записать в виде
Г г13а^тр-|/н 1 Г 
[	+	J+1 [ 1Гт2рП + ^3а2
7	_ ^тр(1+«2)	: ^тра(я—1)
вх-н	-Г n-f-a2
где a = tgpZ, п=1^сл/1^нл — коэффициенты трансформации
Величины и характер изменения этих сопротивлений можно регулировать
соответствующим выбором волновых сопротивлений короткозамкнутого и ра-
зомкнутого шлейфов. Величины этих волновых сопротивлений зависят от коэф-
фициентов трансформации п и перекрытия диапазона х=Хпих/Лт1п.
На рис. 12 51 и 12 52 приведены графики для выбора волновых сопротив-
лений №кз и Wxx н зависимости от х н п. Минимальные значения КБВ для
различных значений п и х приведены на рис. 12 53.
Vk.3/VtP
Рис. 12.51
Глава 13. СИНФАЗНЫЕ АНТЕННЫ ИЗ ПЛОСКИХ
ВИБРАТОРОВ, ОСНОВАННЫЕ НА ПРИНЦИПЕ
САМОДОПОЛНИТЕЛЬНОСТИ
13.1.	Схема и принцип работы
Расширение рабочего диапазона синфазной антенны при одно-
временном улучшении ее согласования с питающим фидером мо-
жет быть достигнуто снижением волнового сопротивления вибра-
торов за счет увеличения их поперечных размеров и числа прово-
дов. Опыт проектирования многоэтажных синфазных антенн по-
кавывает, что применение в полотнах антенн объемных вибра-
торов с числом проводов больше трех встречает значительные кон-
структивные трудности. Значительно проще задача улучшения со-
гласования антенны с питающим фидером решается путем исполь-
зования в полотнах антенн плоских излучателей, основанных на
принципе самодополнительности (см. § 10.12). Принцип самодо-
полнительности в одиночном излучателе ввиду малых размеров
последнего реализуется в ограниченной мере. Более полно этот
принцип может быть реализован в антенном полотне, выполнен-
ном из большого числа вибраторов. Синфазные антенны этого
типа были предложены Г. А. Клигером.
Наиболее часто в синфазных антеннах, основанных на принци-
пе самодополнительности, применяются вибраторы, показанные на
рис. 13.1. Вибратор (рис. 13.1,а) состоит из пяти проводов одина-
ковой длины / = О,41Хо. Угол при вершине между крайними прово-
дами около 60°.
с)
Рис. 13.1
Вибратор, показанный на рис. 13.1,6 состоит из пяти проводов
неодинаковой длины. Длина среднего провода равна 0,35 Хо, а
крайних О,496Хо. Угол при вершине между крайними проводами
составляет 90°, а между соседними проводами 22,5°. На рассто-
янии 0,112 Хо от вершины провода вибратора перемыкаются анти-
резонансной перемычкой (см. § 10.12).
Вибратор, показанный на рис. 13,1,в состоит из пяти проводов
разной длины, на концах перемкнутых перемычкой. Длина сред-
него провода 0,225 Хо, а крайних 0,314 Хо. Угол при вершине меж-
ду крайними проводами приблизительно равен 90°. Вибратор име-
ет два шунта, образованных перемычками между вершинами, при-
лежащими к основаниям треугольников, образованных проводами.
Вибратор, показанный на рис. 13.1,г, имеет плечи квадратной
формы, состоящие из проводов, имеющих электрический контакт
в точках их пересечения.
При использовании в синфазных антеннах плоских проволоч-
ных вибраторов с большими поперечными размерами удается по-
лучить высокое естественное согласование антенны с питающим
фидером и относительно низкий уровень боковых лепестков ДН в
вертикальной плоскости за счет более равномерного заполнения
проводами вертикального раскрыва антенны. По этой же причине
имеется возможность значительно, примерно в 1,5 раза, увеличить
расстояние между точками питания плоских вибраторов по вер-
тикали по сравнению с расстояниями между этажами в антеннах,
использующих объемные вибраторы. Увеличение расстояния меж-
ду точками питания вибраторов по вертикали в свою очередь при-
водит к упрощению системы распределительных фидеров, так как
для получения необходимого вертикального раскрыва антенны чи-
сло вибраторов в каждой секции уменьшается.
Антенны, базирующиеся на использовании самодополнитель-
ных плоских излучателей, по своим направленным свойствам при-
ближаются к плоской равномерно возбужденной поверхности. Для
антенн этого типа принято следующее условное обозначение:
СГДП a/в РА, где буква П обозначает, что в полотне антенны ис-
пользованы плоские вибраторы; а и в — соответственно вертикаль-
ный и горизонтальный размеры раскрыва антенны в длинах волн.
Ниже рассматриваются конкретные схемы антенн типа СГДПРА
и приводятся их основные электрические характеристики.
13.2.	Антенна СГДП 2,8/4,5 РА
В антенной решетке применяются плоские треугольные вибра-
торы, показанные на рис. 13.1,6. Общий вид антенны приведен на
рис. 13.2. Полотно антенны, образованное плоскими вибраторами,
подвешивается на опорах с помощью системы леерных канатов
(горизонтальных и вертикальных), что позволяет уменьшить уси-
лия в элементах полотна антенны и изоляторах, упрощает гео-
Рис. 13.2
метрик» его отдельных частей, повышает надежность его работы.
Вертикальные канаты между секциями антенны, боковые и верх-
ние леера изоляторами не секционируются. Провода вибраторов
присоединяют к вертикальным канатам через палочные изолято-
ры. В связи с тем что каждый изолятор несет нагрузку от одного
провода, а не от группы проводов, как это имеет место в случае
объемных цилиндрических вибраторов, увеличивается запас ме-
ханической прочности полотна антенны.
Для управления ДН в вертикальной плоскости раскрыв антен-
ны по вертикали делят на две группы. Концы соседних вибрато-
ров, находящихся в пределах одной группы, соединяют между со-
бой электрически, а в соседних группах — через изоляторы. Мощ-
ность к каждой секции антенны подводится по двум вертикальным
фидерам снижений (рис. 13.2) с волновым сопротивлением 240 Ом.
Электрическая схема питания антенны с учетом управления ДН
Рис. 13.4
в горизонтальной и вертикальной плоскостях показана на рис. 13.3.
На рисунке обозначено: П1 — фазовращатели, предназначенные
для управления ДН в горизонтальной плоскости; Пг — фазовра-
щатель для управления в вертикальной плоскости.
Основные геометрические размеры антенны следующие: а —
=2,8 Хо; Ь=4,5Хо; </а = О,7Хо; di = O,75Xo; с?Р=О,23Хо; высота подве-
са центра полотна антенны над землей Яср=2,05Ло. Рабочий ди-
апазон антенны (0,7ч-1,47) Хо.
Направленные свойства антенны СГДП 2,8/4,5 РА ‘в горизон-
тальной плоскости характеризуются расчетными ДН, приведен-
Рис. 13.5
Рис. 13.6
СГДП 2,8/4,5 РА уменьшено по сравнению с антеннами СГД 8/8 РА
с жесткими вибраторами до 0,75Zo. В этом случае сектор управ-
ления ДН в горизонтальной плоскости составляет ±20°. На
рис. 13.5 приведены экспериментальные графики зависимости мак-
симальных уровней боковых лепестков от угла поворота ДН.
По направленным свойствам в вертикальной плоскости антен-
на близка к антенне СГД 6/п РА. Экспериментальные ДН антен-
ны в вертикальной плоскости приведены на рис. 13.6. Сплошная
линия соответствует режиму синфазного питания групп вибрато-
Значения КБВ в фидерном тракте антенны в диапазоне (0,74-
4-1,5) Zo приведены на рис. 13.8. На этом же рисунке показаны
экспериментально измеренные усредненные значения входных со-
противлений вибраторов Я и X. Среднее значение активной состав-
ляющей входного сопротивления около 300 Ом.
13.3.	Антенны СГДП, предназначенные для замены типовых
антенн СГДРА
В § 12.6 описаны антенны СГД 4/8 РА, базирующиеся на ис-
пользовании трехпроводных вибраторов. Антенны этого типа ши-
роко распространены. В ряде случаев, когда возникает необходи-
мость модернизации полотен этих антенн, последние могут быть
заменены полотнами с плоскими вибраторами. Такая замена по-
зволяет увеличить естественные значения КБВ в фидерном трак-
те, а также повысить электрическую прочность как полотна ан-
тенны. так и фидерного тракта.
Антенна СГДП 2/3,5 РА (рис. 13.9) предназначена для заме-
ны полотна антенны СГД 4/8 РА с расстоянием между этажами
с?2=0,5Хо. В полотне антенны используются вибраторы, показан-
ные на рис. 13.1,а, с углом при вершине около 63°. Выбор угла
при вершине вибратора связан с необходимостью размещения по-
лотна антенны на типовых опорах, предназначенных для подвес-
ки полотна антенны СГД 4/8 РА.
Основные геометрические размеры„ антенны следующие: “i =
тракте, которые в рабочем диапазоне антенны не падают ниже 0,7.
Это показано на рис. 13.10 сплошной линией. На этом же рисун-
ке приведены экспериментальные значения усредненных значений
входных сопротивлений вибрато-
ров 7? и X. Среднее значение ак-
тивной составляющей входного
сопротивления около 300 Ом.
По направленным свойствам
в горизонтальной плоскости ан-
тенна близка к антенне СГД 8/8
РА с жесткими вибраторами (см.
рис. 12.24), а в вертикальной пло-
скости — к антенне СГД 4/8 РА с
проволочными вибраторами (см.
рис. 12.10).
Антенна СГДП 2,8/3,8 РА
предназначена для замены полот-
на антенны СГД 4/8 РА с рассто-
янием между этажами d2 = O,4Xo.
В полотне антенны используют
квадратные плоскостные вибраторы, показанные на рис. 13.1,а.
Проволочная структура этих вибраторов обладает осевой симмет-
рией и удобна для крепления в полотне антенны.
Основные геометрические размеры антенны следующие; di=%o;
«2=0,4 А,о; dp=0,25Xo; длина плеча вибратора по диагонали 0,4
Рабочий диапазон антенны (0,7—1,5)Хо. Направленные свойства
антенны в горизонтальной и вертикальной плоскостях такие же»
как у антенны СГД 4/8 РА с расстоянием между этажами 0,4 Хо
(см. рис. 12.11 и 12.9). Усредненное значение активной составля-
ющей входного сопротивления вибраторов 240 Ом. Значения КБВ
в фидерном тракте антенны при питании вибраторов фидером а
волновым сопротивлением 240 Ом показаны на рис. 13.10 штрихо-
вой линией.
13.4.	Антенные решетки с широким сектором сканирования
Описанные выше в гл. 12 антенные решетки допускали управ-
ление ДН в горизонтальной плоскости в пределах ±20°. При этом
уровень боковых лепестков в коротковолновой части рабочего ди-
апазона возрастал до 0,75 Етах, где Етах— напряженность поля
в направлении максимального излучения. Для увеличения секто-
ра сканирования ДН в горизонтальной плоскости в соответствии
с изложенным в § 9.5 необходимо уменьшить расстояние между
секциями di. Уменьшение этого расстояния в свою очередь приво-
дит к необходимости использования в полотне антенны коротких
вибраторов. В качестве таких вибраторов могут быть использова-
ны вибраторы, показанные на рис. 13.1,в.
Схема антенны СГДП 3,6/4 РА с широким сектором управле-
ния ДН в горизонтальной плоскости (±30°) показана на рис. 13.11.
Рис. 13.11
Основные геометрические размеры антенны следующие: di=O,5Xo;
^2 = О,45Хо; </р=О,23Хо. Геометрический центр антенны располо-
жен на высоте 2,6 Хо над землей. Рабочий диапазон антенны
(0,74-1,5) Хо.
По направленным свойствам в вертикальной плоскости антен-
на СГДП 3,6/4 близка к синфазно возбужденной плоскости ана-
логичных размеров. Экспериментальные ДН антенны в вертикаль-
ной плоскости приведены на рис. 13 2 для Х=1,4Х0; Хо; О,7Хо.
Экспериментальные ДН в горизонтальной плоскости в главном
направлении (<ро=9О°) и при повороте на угол ±30° показаны
на рис. 13.13 Как видно из рисунка, при повороте ДН на ±30°
уровень боковых лепестков на
волне 0,7Ха составляет 0,4Emai.
На волнах Х>О,85Хо уровень бо-
ковых лепестков не превышает
Q,3Emax- Экспериментальные ис-
счедования направленных свойств
антенны на моделях в диапазоне
300—600 мГц показали, что не-
секционированные оттяжки, расположенные в плоскости, перпен-
дикулярной плоскости полотна антенны, практически не влияют
на уровень боковых лепестков при управлении ДН в горизонталь-
ной плоскости.
Система питания антенны показана на рис. 13.11. От каждой
секции антенны идут два фидера снижения с волновым сопротив-
лением 480 Ом. Трансформация волновых сопротивлений начина-
ется непосредственно от точек питания вибраторов в полотне ан-
тенны. Для перехода от входного сопротивления вибраторов (ак-
тивная составляющая входного сопротивления вибратора около
300 Ом) к волновому сопротивлению фидера снижения, равного
480 Ом, применен чебышевский ступенчатый трансформатор (см.
рис. 13.11). Естественные значения КБВ в фидере снижения в ра-
бочем диапазоне антенны не падают ниже 0,55 (рис. 13.14). Ес-
260 280 300 320 340 0 20 40 (90-<?),граЛ
8/£тих
260 280 300 320 343 0 20 40 (90~<f),гри_
Рис. 13.13
Рис. 13.14
тественные значения КБВ могут быть несколько увеличены за
счет выполнения вибраторов из большего числа проводов.
Зависимость коэффициента усиления антенны СГДП 3,6/4 РА
от длины волны приведена на рис. 13.15. Сплошная линия соот-
Рис. 13.15
Антенна СГДП 3,6/4 РА может быть выполнена в жестком ва-
рианте на опорах, применяемых в антеннах с жесткими вибрато-
рами (см. рис. 12.23). В этом случае плоские вибраторы антенны
Рис, 13.16
подвешиваются на специальных
металлических стойках, закреп-
ленных на опорах (рис. 13.16).
Вершины вибраторов имеют элек-
трический контакт с упомянуты-
ми крепежными стойками, кото-
рые одновременно выполняют
роль дополнительных шунтов.
Результаты измерений вход-
ных сопротивлений вибраторов с
дополнительными шунтами пока-
зали, что среднее значение ак-
тивной составляющей входного
сопротивления 240 Ом, а естест-
венные значения КБВ не падают
ниже 0,5.
Направленные свойства антен-
ны с дополнительными шунтами
практически такие же, как у ан-
тенн СГДП 3,6/4 РА без дополни-
тельных шунтов.
13.5.	Слабонаправленные антенные решетки
Применение плоских излучателей, выполненных на принцип**
самодополнительности, позволяет получить большие значения КБВ
в фидерах антенн, по своему раскрыву в вертикальной плоскости
близких к двухэтажным антеннам типа СГДРА.
Схемы двух типов таких антенн показаны на рис. 13.17 и 13.18.
В одной антенне (рис. 13.17) использованы плоские вибраторы
треугольной формы из семи расходящихся проводов с изолятора-
ми в каждом проводе. Длины проводов следующие; /1 = О,4Хо;
/2=0,407 Хо; /з = 0,433Хо; /4 = 0,472 Хо- В другой антенне (рис. 13.18)
использованы вибраторы треугольной формы из девяти расходя-
Рис. 13.18
Z4 = 0,411%o; /5=0,471%о. Основные геометрические размеры антен-
ны показаны на рисунках.
Электрическая схема питания секции антенны показана на
рис. 13.17,6. Кружочками на этом рисунке показаны точки питания
вибраторов.	'
Антенны обладают высоким естественным согласованием с пи-
тающим фидером (рис. 13.19). Сплошная линия соответствует ан-
тенне, показанной на рис. 13.17, а штриховая — антенне, показан-
ной на рис. 13.18. Приведенные на рис. 13.19 значения КБВ изме-
рены на реальных антеннах.
Система питания описанных антенн показана на рис. 13.17.
13.6.	Электрическая прочность синфазных антенн
Вмещаемая в антенны типов СГД и СГДП мощность зависит
от числа вибраторов в полотне антенны и электрической прочно-
сти системы распределительных фидеров. Как правило, ограниче-
ние мощности определяется системой распределительных фидеров,
расположенных в полотне антенны. Это связано с тем, что увели-
чение электрической прочности распределительных фидеров до-
стигается за счет увеличения их размеров, числа проводов и их
диаметра, что, естественно, приводит к утяжелению и усложнению
конструктивного выполнения полотна антенны.
Применяемые в полотнах антенн СГД и СГДП вибраторы вме-
щают следующую мощность (расчетные данные, подтвержденные
экспериментально): трехпроводные цилиндрические вибраторы до
150 кВт, жесткие шунтовые вибраторы до 500 кВт, плоские само-
дополнительные вибраторы из пяти проводов до 300 кВт.
Опыт проектирования синфазных антенн показывает, что ти-
повая конструкция первичных фидеров (фидеров, соединяющих
точки питания вибраторов между собой) позволяет пропускать
мощность около 125 кВт при КБВ = 0,5. Исходя из этой цифры
может быть рассчитан весь фидерный тракт антенны с учетом то-
го, что на всем протяжении от точек питания вибраторов до вы-
хода передатчика фидера должны иметь равнопрочную конструк-
цию. Это означает, что в антенне СГД mln главный фидер должен
быть рассчитан на мощность (62,5-т-п) кВт. Если антенна долж-
на работать от передатчика мощностью Р, то первичный фидер
должен быть рассчитан на мощность 2Р/(тп). Методика расчета
фидеров на электрическую прочность приведена в гл. 19.
Глава 14. РОМБИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
14.1.	Описание и принцип действия
Ромбическая антенна представляет собой симметричную линию,
провода которой расположены по сторонам ромба (рис. 14.1,а). К
одному из острых углов ромба (точка 1) подводится напряжение,
к другому (точка 3) — подключается активное сопротивление,
равное волновому сопротивлению антенны. При этом в (Проводах
антенны устанавливается режим бегущей волны. Направление
максимального излучения лежит в вертикальной плоскости, про-
ходящей через вершины острых углов ромба.
Рис. 14.1
Режим бегущей волны в антенне обеспечивает постоянство ее
входного сопротивления, а также однонаправленное излучение,
слабо меняющееся при изменении длины волны. Благодаря этому
ромбическая антенна может работать в широком диапазоне длин
волн.
Ромбическая антенна подвешивается горизонтально на четы-
рех опорах. Поскольку провода антенны расположены по сторо-
нам ромба, расстояние между ними меняется и соответственно ме-
няется волновое сопротивление. Изменение волнового сопротив-
ления вызывает появление обратной волны, наличие которой при-
водит к увеличению излучения в обратном направлении и зави-
симости входного сопротивления от длины волны. Для уменьшения
этого эффекта боковые стороны ромба обычно выполняют из двух
расходящихся проводов, расстояние между которыми максималь-
но у вершины тупого угла (рис. 14.1,6). Такое выполнение антен-
ны позволяет уменьшить изменение волнового сопротивления вдоль
нее.
Горизонтальная ромбическая антенна обозначается буквами
РГ. Для указания длины стороны I, тупого угла 2ф и высоты под-
веса ромба над землей Н к буквенному обозначению РГ добав-
ляется численное выражение — Ъ, где а = 1)'кй-,	Хо— неко-
торая номинальная длина волны. Например, ромбическая антен-
на, у которой Ф“65°, /=4Ао, Я=1о, обозначается РГ ® 1.
Для пояснения принципа действия ромбической антенны рассмотрим изле-
чение провода, обтекаемого бегущей волной тока /(г)=/оехр(—yz). Выраже-
ние для излученного поля, получаемое из (7.3), имеет вид
_	60я	„ (i р cos 0—у) I—1
Е6 -1 — sin в ехр	Л' е-'И'.
(14.1)
Соответствующая ДН в плоскости, проходящей через ось провода, пока-
зана на рис. 14 2
Если пренебречь затуханием, (14 1) принимает нид
60/0
sin 0
(1---COS0)
sin^y (1— cos 0)
(14.2)
При большой длине провода направление максимума излуче-
ния определяется в основном последним множителем в (14.2):
sin [₽ / (1 —cos 0о)/2] « 1 ; ₽ I (1 -cos 0О) « я;
0О & Ук/1.	(14.3)
Рис. 14.2
Каждый из проводов ромбической антенны излучает в прост-
ранство конус лучей, ось которого совпадает с осью провода, а
максимум излучения образует с осью провода угол 0О. Если два
провода с бегущей волной тока расположить под углом 20о, их
максимумы излучения ориентируются в направлении биссектрисы
этого угла (рис. 14.3). Лепесток а провода 1—2 и лепесток а'
провода 1—4 одинаковы по форме и одинаково ориентированы.
Из простых соображений следует, что поля от лепестков а и я'
складываются в фазе в направлении их максимума, если токи в
проводах 1—2 и 1—4 противофазны. Такая схема представляет
собой V-образную антенну. Однако эти антенны широко не при-
меняют из-за трудности практического обеспечения режима бегу-
щей волны в расходящихся проводах.
Ъ 2
Рис. 14.3
Рис. 14.4
Ромбическая антенна состоит нз двух V-образных антенн (рнс 14 4) Ее
важным конструктивным достоинстом является удобство подключения погло-
щающего сопротивления в точках сближения проводов 2—3 и 4—3 Найдем
соотношение фаз между векторами напряженности поля, создаваемого обеими
V-образнымн частями ромбической антенны Выделим на проводе 1—2 элемент
AZi на расстоянии h от точки 1, а на проводе 2—3 — элемент Д/2 на том же
расстоянии li от точки 2 Для направления, совпадающего с диагональю ром-
ба, сдвиг фаз между векторами напряженности поля, создаваемого элементами
AZi и Д/г, Дф=л—pZ(l—sin Ф) Эта величина не зависит от и, следовательно,
определяет сдвиг фаз между полными полями, создаваемыми сторонами ромба.
Таким образом условие синфазного сложения лепестков а н а" в направлении
диагонали ромба имеет вид
Р / (1—зшф) = л.	(14 4)
Условие синфазного сложения полей от лепестков о и а' и их одинаковой
ориентации имеет вид Ф=90°—0о С учетом (14 3) это условие совпадает с
(14.4). Таким образом, условие синфазного сложения полей, создаваемых всеми
четырьмя сторонами ромба, имеет вид (14 4)
На практике требуется обеспечить максимум излучения под некоторым уг-
лом к плоскости ромба. Для этого следует несколько увеличить угол Ф. Отме-
тим также, что значение 0О, определяемое (14 3), несколько превышает истин-
ное. Поэтому увеличение Ф и соответствующее уменьшение угла между прово-
дами V-образной части ромба приводят к более точному совпадению направ-
лений максимума излучения отдельных-проводов.
14.2.	Направленные свойства ромбических антенн
Направленные свойства горизонтальных ромбических антенн
характеризуются следующими выражениями для нормальной (го-
ризонтальной) составляющей вектора напряженности поля и па-
раллельной составляющей вектора напряженности поля.
Нормальная составляющая вектора напря-
женности поля
Е = 30 7° Г	cos <ф + <Р)_|_
г L sin (Ф + <р) cos Д 4-iyp/p
4------СО£(Ф —ф)----п р  ц р sjn (ф_|_ ) д 
sin (ф —<р) cos Д4-1 Yp/P J 1	v
— Тр] 1} {1—ехр [i Р sin (Ф—ф) cos Д—ур] 1} х
X [ 1 4-1 р± I ехр i_(Ф± — 2 р Н sin Д)].	(14.5)
Параллельная составляющая вектора напря-
женности поля
Ец^зшДГ------------ЁИ®±Ф)----------
г L sin (Ф 4~ <₽) cos Д 4- i Тр/₽
-------51п_(Ф —ф)---п г । _	[ i р sin (Ф 4- ф) cos Д —
sin (Ф —ф) cos A4-i ?р/Р J
—Tpl 0 {1—ехр [i Р sin (Ф—ф) cos Д—ур] 1} х
X [1 —|рц|ехр i (Фц —2 р Zf sin Д)]„	(14.6)
где /о — ток в точках питания антенны; ф — азимутальный угол,
отсчитываемый от большой диагонали ромба; Д — угол возвыше-
ния, отсчитываемый от плоскости земли; ур=ар-НРр — коэффици-
ент распространения волны тока по проводам ромбической ан-
тенны;! Рх |, | рц|, Ф±, Ф|/ —соответственно модули и фазы коэф-
фициентов отражения от земли волн с нормальной и параллель-
ной поляризациями.
Вывод (14.5) и (14.6) приводится в приложении 7. Из (14.6)
следует, что при ф = 0° или Д->0° Е\\ =0, т. е. в горизонтальной и
вертикальной плоскостях, направленные свойства ромбических ан-
тенн характеризуются только нормальной составляющей вектора
напряженности поля. Подставляя в (14.5) Д->0°, пренебрегая за-
туханием в проводах (аР = 0) и считая фазовую скорость распро-
странения равной скорости света (₽р = ₽), получаем следующее
выражение для ДН ромбической антенны в горизонтальной пло-
скости:
F (<о}=А1М Г cos (ф + ф)_- + c°s (Ф—<р) -I
(Ф)	[ 1—5ш(Ф4-ф)	1—sin (Ф —ф) J Х
X sin {Н [1—sin (Ф4-Ф)] } sin {v f1 —sin (ф—ф)] } . (14.7)
Аналогично, подставляя в (14.5) <р = 0°, получаем следующее вы-
ражение для ДН ромбической антенны в вертикальной плоскости:
Г(Д)=Л----------------- х
' '	(1 —sin Ф cos А)
X sin2^ (1 —sin Фcos 1 + I р±|2 + 2 | р±| cos (Ф± — 2 0/7 sin А).
2	(И.8)
При идеальной проводимости земли (|рх| = 1; ф± = 180°) на-
пряженность поля, создаваемая ромбической антенной в верти-
кальной плоскости, принимает вид
= |Е | = -g-g д Х
г (1 —sin Ф cos А)
X sin2 [ ^- (1 ~ sin Ф cos A)] sin (0 Н sin А) .	(14.9)
Более точное выражение, учитывающее затухание в проводах:
|£| = |£, I — 120 Z"	cos Ф	. х
г Vi1—Sin Ф COS Д)2 + (ССр/Р)2
X 11— ехр ( — ар Z) exp [—i 0 I (1—sin Ф cos А)]|2 sin (0 /7 sin А).
(14.10)
14.3.	Коэффициенты полезного действия и усиления
Коэффициент затухания волны тока в проводах ромба аР мож-
но оценить методом, аналогичным использованному в § 6.6.
ар = /?1/(2 1Гр),	(14.11)
где /?1 — активное сопротивление излучения, приходящееся на еди-
ницу длины; Wp — волновое сопротивление ромбической антенны.
Амплитуда тока в пределах одной стороны ромба обычно ме-
няется незначительно (aPZ 0,5). При этом можно считать, что по-
гонное сопротивление излучения R[ в каждой стороне ромба такое
же, как у провода, обтекаемого бегущей волной (без затухания)
с некоторым средним значением амплитуды. При таком упроще-
нии выражение для сопротивления излучения провода имеет про-
стой аналитический вид:
/?« = 60 [1п 2 0 Z-Ci (2 0 Z) + sin (2 0 Z)/(2 0 I)—
—0,423] «60 (In 20 Z—0,423).	(14.12)
Это выражение может быть получено с помощью (6.48) непо-
средственным интегрированием вектора Пойнтинга в дальней зо-
не. Поскольку стороны ромба, расположенные симметрично от-
носительно большой диагонали, в одинаковой мере излучают мощ-
ность, то:
7?! « 2 7?°/Z; ap « R^/(Wp Z).	(14.13)
Индекс р в выражении аР в дальнейшем опускается.
Полная мощность, излучаемая ромбической антенной,
i	fl 1
|/(z)|Mz = y/?1Je-2“zdz =
Стоящее в скобках выражение, в котором /?°2 определяется
(14.12), представляет собой сопротивление излучения ромбичес-
кой антенны. Поскольку ее входное сопротивление Wp, КПД
ромбической антенны
г] = Ps/P0 ~ /?2/Гр = 1 - ехр (- 4 а /) ~ 1 - ехр (- 4 R °/Гр). (14.15)
Коэффициент усиления ромбической антенны (в соответствии
с определением) может быть рассчитан по формуле
<к1б>
где /?л/2 = 73,1 Ом, £\/2 = 6О/о/г — соответственно входное сопро-
тивление и напряженность поля эталонного полуволнового вибра-
тора.
С учетом (14.10) и (14.13) получаем
292,4	,	cos2 Ф	.	„
~ ~R^ “ 1 (1—sin® cos Дтаж)2 + (сс/₽)2 |1—ехР I— al~ 1Р
X (1—sin Ф cos Дтаж)]|4 sin2 (₽ Н sin Дтаж). (14.17)
Коэффициент направленного действия антенны может быть оп-
ределен по формуле
D=1,64Gt].	(14.18)
Приведенные формулы получены на основе приближенной оцен-
ки величины а, не учитывающей, в частности, взаимного влияния
сторон ромба и влияния их зеркального изображения в земле. Бо-
лее точно величина а может быть получена следующим образом.
Исходя из выражения для КПД антенны ti=1—ехр(—4aZ), нахо-
дим с учетом (14.16), (14.18)
= -J7ln[	<1419>
Выражение (14.19) может рассматриваться как уравнение от-
носительно а, поскольку входящие в правую часть (14.19) вели-
чины Етах и D зависят от конкретного значения а. Уравнение
(14.19) решается численно. При этом Етах определяют из (14.10),
a D рассчитывают по общей формуле (8.4) с использованием вы-
ражений (14.5), (14.6).
Для нахождения характеристик антенны с учетом реальной
проводимости земли можно пользоваться значениями а, получен-
ными в предположении идеальной проводимости земли. При этом
КУ антенны определяют из (14.16), Етах рассчитывают по (14.5).
Величина КНД слабо зависит от свойств земли и может оцени-
ваться по (14.18), исходя из значений G и т), полученных для иде-
ально проводящей земли. Реальное значение КПД т]р, определя-
емое с учетом потерь в земле, находят из соотношения т]р=
= 1,64Gp/Z?=t]Gp/G.
14.4.	Выбор размеров ромбической антенны
В случае антенны, поля от отдельных элементов которой скла-
дываются синфазно, в принципе может быть получено сколь угод-
но большое значение КУ за счет увеличения размеров антенны.
Ромбическая антенна не является синфазной (поля, создаваемые
отдельными ее элементами, складываются в направлении макси-
мального излучения с некоторой расфазировкой); поэтому можно
указать оптимальные размеры, обеспечивающие максимальное
значение КУ в заданном направлении. Эти размеры могут быть
получены из анализа выражения (14.17).
Пусть требуется обеспечить максимальное усиление антенны
в направлении, характеризуемом углом наклона До. Полагая
<х/Р^1, оптимальное значение угла Ф находим из условия макси-
мума множителя В=соэФ/(1—81пФсозД0). Из условия dBld® =
=0 получаем з1пФ=созДо, откуда
Ф = 90°—До.	(14.20)
Оптимальное значение I определяется условием максимума мно-
жителя |1—ехр(—а/)ехр[—ip/(l—sinФcos До)] |, имеющего место
при:
Р I (1— sin Ф cos Д0)=л; I = 1/(2 sin2 До).	(14.21)
Оптимальное значение Н определяется условием максимума
множителя sin (рЯ sin До)
Я = 1/(4 sin До).	(14.22)
С учетом (14.20) —(14.22) выражение для КУ принимает сле-
дующий вид:
G =
(14.23)
1 + (а //л)2
Оптимальное значение al и далее, с учетом (14.13) оптималь-
ное значение Ц7Р можно найти из условия максимума (14.23). Оп-
тимальное значение al составляет 0,68. При этом КПД антенны
т| = 0,93, а максимальное значение КУ с учетом (14.12)
—	16,8	1	(1 д. од\
тах~ [In (2 Jr/sin2 Ао) — 0,4231 sin» До '	U4'24)
Угол наклона Д*о выбирают в зависимости от протяженности
радиолинии (ом. § 9.2). Например, для дальности 1500—2000 км
требуемое значение До составляет приблизительно 15°. Соответст-
вующие оптимальные размеры антенны: Ф = 75°; 1=7,4Х; Н = \.
Максимальное значение Gma* = 61 реализуется при №р/(al) =
= 400 Ом.
При практическом выполнении ромбических антенн обычно не
придерживаются указанных оптимальных значений Ф и I, так как
антенны в этом случае весьма громоздкие, дорогие и требуют для
своего размещения большой площади. Некоторое отклонение от
оптимальных размеров, в частности уменьшение длины в 1,5—2
раза, не приводит к заметному уменьшению КУ, поскольку в ок-
рестности своего максимума КУ слабо меняется при изменении
определяющих его параметров. Обычно I не превышает 6Хо, где
Хо—средняя длина волны рабочего диапазона. При выбранном
значении I угол Ф определяется из условия pZ(l—эшФсоэДо) =
= л.
На практике наиболее распространены антенны со следующи-
ми геометрическими размерами:
Ф = 65°, Z = 4%0, 7/ = %0 (РГ^1) ;
ф = 70°, Z = 6 К0,Н = 1,25 ^0(РГу 1,25^ ;
Ф=75°, Z = 6X0, 77 = 1,25 Хо РГ 1,25 ) .
Для трасс малой протяженности (менее 1000 км) требуемые
углы наклона лучей достаточно велики, и размеры антенны мож-
но выбирать близкими к оптимальным, поскольку это не приво-
дит к чрезмерно громоздким конструкциям.
Выбор величины al и соответственно волнового сопротивления
антенны на практике также отличается от указанного оптималь-
ного в основном из-за трудностей, связанных с практической реа-
лизацией низких волновых сопротивлений вблизи вершины тупо-
го угла, где расстояние между проводами велико. При увеличении
волнового сопротивления уменьшается КПД, хотя направленные
свойства антенны несколько улучшаются, поскольку увеличивается
эффективный размер антенны, определяемый размером области,
в которой токи достаточно велики. Обычно al = 0,34-0,4, что соот-
ветствует ц = 0,74-0,8 и Fp = 6004-700 Ом. При этом КУ снижает-
ся на 20—10%, а КНД возрастает на 6—4%.
* Следует отметить, что направление До, для которого подбираются раз-
меры антенны, не совпадает с направлением Дт«, соответствующим направлению
максимального излучения антенны при этих размерах и этой же длине волны
(ДтахСДо).
14.5.	Электрические характеристики ромбических антенн
На рис. 14.5 приведены зависимости КУ от длины волны при
1Гр = 700 Ом для трех указанных выше типов антенн. На рис. 14.6
для этих же антенн показана величина КПД. На рис. 14.7 дано
значение \тах, соответствующее направлению максимального из-
лучения.
На рис. 14.8—14.11 показаны ДН антенны РГ—1 в вертикаль-
ной плоскости при различных значениях X. Сплошная линия со-
ответствует идеальной проводимости земли, штриховая — сред-
ней проводимости земли (ег=8; 6 = 5-10-3). Сопоставление этих
кривых позволяет определить уменьшение КУ за счет конечной
проводимости земли.
На рис. 14.12—14.15 приведены ДН этой же антенны в азиму-
тальном сечении, соответствующем Д=Дтвх. Сплошной линией по-
казан модуль полного вектора напряженности поля, штрихпунк-
тирной — нормальная составляющая поля, точками — параллель-
ная составляющая.
На рис. 14.16—14.31 показаны аналогичные диаграммы направ-
ленности антенн РГ-^1,25 и РГ ^1,25. (См. рис. 14.31 на с. 295).
На рис. 14.32—14.34 для трех указанных типов антенн приве-
дены зависимости КУ от длины волны при различных фиксирован-
ных углах наклона Д. Штриховыми линиями показаны значения
КУ в максимуме ДН, соответствующие рис. 14.5.
Рис. 14.9



Рис. 74 21




14.6.	Двойная ромбическая антенна
Ромбические антенны типа РГ имеют значительный уровень
бокового излучения. Для улучшения их направленных свойств
Г. 3. Айзенбергом была предложена двойная горизонтальная ром-
бическая антенна, состоящая из двух горизонтальных ромбов, на-
ложенных один на другой (с небольшим разносом по вертикали)’
и смещенных друг относи-
тельно друга в направлении
малой диагонали на рассто-
яние порядка /«о Обозна-
чается двойная ромбиче- _ff=\
ская антенна буквами РГД
с добавлением цифрового
выражения, характеризую-
щего геометрические па-
раметры одного ромба	'
Схема антенны показана на	_
рис 14 35.	Рис-14-35
Напряженность поля, создаваемого антенной типа РГД, опи-
сывается выражением
Е2 (А, <р) = ЕХ (А, <р) 2 cos cos A sin <p'j ,	(14.25)
где Ei (A, q>) —напряженность поля, создаваемого одиночной ром-
бической антенной.
Диаграмма направленности в вертикальной плоскости у антен-
ны типа РГД практически такая же, как у одиночной ромбической
антенны. В горизонтальной плоскости у этих антенн уровень боко-
вого излучения существенно уменьшается за счет интерференции
полей, создаваемых обоими ромбами. При этом КНД и КУ двой-
ной ромбической антенны приблизительно вдвое больше, чем у
одиночного ромба при практически той же ширине главного ле-
пестка ДН.
Расчет электрических характеристик антенны РГД целесооб-
разно производить численным методом, основанным на применении
(14.19), где величины D и Етах рассчитывают в соответствии с
(14.6), (14.6), (14.25), a Wp заменяют на 2№р.
Приближенный расчет может быть осуществлен методом, ана-
логичным использованному в § 14.3. При этом следует учесть
взаимное влияние параллельных сторон смещенных ромбов, кото-
рое проявляется в изменении коэффициента затухания и некото-
ром изменении эквивалентного волнового сопротивления. Пусть !
2\ нав=^1 нав + iJVi Нав — погонное наведенное сопротивление, т. е.
приходящееся на единицу длины. Эквивалентное волновое сопро-
тивление антенны	;
Г9К = /(® Л + Хх нав)/(® Q = Wp Г1 + хх нав/(₽ 1ГР);
* = (Я1 + #1 нав)/(2 ^эк) =	+ ЯнавЖр (У 1 + ХНав/(₽ lWp)]. (14 26)
Расчет погонного наведенного сопротивления может произво-
диться без учета затухания при использовании формул § 6.6. При
расстоянии между ромбами Di <: X взаимное влияние между ни-
ми мало. При этом коэффициент затухания и сответственно КПД
двойной ромбической антенны на коротких волнах примерно такие
же, как у одиночного ромба, а КУ и КНД — примерно вдвое
больше. В длинноволновой части рабочего диапазона взаимное
влияние становится заметным, коэффициент затухания и КПДуве-
Рис. 14.36
Рис. 14.37



Е/Етах,

Рис. 14.52
личиваются, а выигрыш в КУ по сравнению с одиночным ромбом
уменьшается и составляет приблизительно 1,6.
На рис. 14.36 показана зависимость КУ от длины волны для
трех антенн: РГД®1; РГД™1,25, РГД^1,25 (Z)1 = %0). На рис. 14.37
даны соответствующие зависимости КПД. Сплошной линией здесь
показаны результаты расчета, а штриховой — результаты измере-
ний. В отношении некоторого расхождения результатов расчета и
измерений на коротковолновом краю рабочего диапазона необ-
ходимо заметить следующее. При измерениях излучаемая мощ-
ность считается равной разности мощностей, подведенных к ан-
тенне, и поступившей в нагрузку. Однако наличие потерь энергии
в земле и в проводах ромбической антенны приводит к кажуще-
муся увеличению излучаемой мощности. Поэтому измеренные зна-
чения КПД несколько превосходят расчетные, полученные в пред-
положении отсутствия потерь в проводах и в земле.
На рис. 14.38—14.49 приведены ДН этих антенн в азимуталь-
ном сечении, проходящем через максимум главного лепестка. На
рис. 14.50—14.52 показана зависимость КУ от длины волны под
фиксированными углами наклона А. Штриховая линия соответст-
вует максимальным значениям КУ (см. рис. 14.36).
14.7.	Диапазон использования ромбических антенн
Ромбические антенны хорошо согласуются с питающим фиде-
ром во всем коротковолновом диапазоне волн. Поэтому их рабо-
чий диапазон ограничивается только ухудшением направленных
свойств и уменьшением коэффициента усиления по мере отхода
от волны, близкой к оптимальной. В зависимости от требований,
предъявляемых к коэффициенту усиления под заданными углами
излучения, получается тот или иной диапазон использования ром-
бической антенны.
На ответственных протяженных линиях связи для обслужива-
ния всего диапазона целесообразно применять не менее двух ан-
Таблица 14 1
Длина линии связи, км	В комплект входят антенны типов:	Номинальная длина волны А®, м
Свыше 4000	РГД—1,25 р-й-	15; 25 40
2000—4000	65 , ргД— 1	12,5; 22; 35
1000—2000	65 . РГД-^О.6	22; 43
тенн. На особо ответственных линиях связи, используютДЖ!^.
пазон волн от 10 до 70—100 м, целесообразно для перекрытия
всего диапазона использовать не менее трех ромбических антеяа
для работы в трех поддиапазонах. В табл. 14.1 приведены наибо-
лее распространенные комплекты типов ромбических антенн, ис-
пользуемые на линиях связи различной протяженности.
Оптимальная длина волны антенны РГД — 0,6 примерно в 1,5
раза больше оптимальной длины волны антенны РГД — 1. Эта ан-
тенна рекомендуется для радиолиний небольшой протяженности.
14.8.	Согнутая ромбическая антенна
Согнутая ромбическая антенна (обозначаемая буквами PC) предложена
В С Школьниковым и Ю А Митягиным Схема этой антенны показана на
рис 14 53 Как видно из рисунка, антенна имеет различные высоты подвеса
над землей т^пых и острых углов ромба При этом высоты подвеса острых
углов значительно меньше, чем высота подвеса антенны типа РГ. Снижение
высоты подвеса острых углов упрощает конструкцию антенны и уменьшает ее
стоимость. С другой стороны, снижение высоты подвеса острых углов сопро-
вождается ухудшением электрических характеристик антенны Для компенсацию
этого приходится увеличивать
длину стороны ромба и высоту	jr-----
подвеса его тупых углов. Обыч-	/1
ио принимают. /с//«1,5; /Л///»	/
«0,5; Я2/Я«1,25, где /с и / - -	/ $7
длины сторон согнутой и гори	/
зонтальной ромбических антенн /
соответственно; Н — высота под- /
веса горизонтальной ромбиче- губп
ской антенны; Hi и //2 — высо -Д-
ты подвеса острого и тупого уг-
лов согнутой ромбической антеииы	рис. 14.53
соответственно.
Для практического применения можно рекомендовать антенну PC. ,
6 1,25
т е антенну со следующими данными половина тупого угла между проекция-
ми сторон ромба на горизонтальную плоскость Ф=67°; /С/Хо=6; ZA/ta=0,5;
//2/210=1,25	:
Формулы для ДН согнутой ромбической антенны приводятся в j приложе-
нии 7
Диаграммы направленности антенны PC — в вертикальной плоскости
6 1,25
показаны иа рис 14 54—14 56, диаграммы направленности в азимутальном се-
чении, проходящем через направление максимального излучения на рис.14.57—
14 59 На этих рисунках штрихпунктирной линией даиа горизонтальная (нор-
мальная) составляющая поля, точками — параллельная На рис. 14.60 изобра-
жена зависимость направления максимального излучения от длины волны,


Jmax.
0,8 1,0 1,2 1,0 1,6 1,8 ЛД,
Рис 10 60
Рис 74 S5
иа рис 14 61 зависимость КУ от длины волны при фиксированном угле накло-
на Д. Штриховой линией даны значения КУ в максимуме диаграммы направ-
ленности.
Согнутые ромбические антенны также могут быть выполнены в сдвоенном
варианте Разнос между ромбами приблизительно 0,2/с При этом ДН в вер-
тикальной плоскости, проходящей через направление максимального излучения,
практически не меняется, а в азимутальных сечениях заметно уменьшается уро-
вень боковых лепестков. Общий эффект от сдваивания такой же, как и в случае
горизонтальных антенн.
На рис 14 62—14.64 показаны ДН антенны РСД — -2JL в азимуталь-
ных сечениях, проходящих через направление максимального излучения, на
рис 14 65 — зависимость максимального КУ от длины волны для антенн PC
и РСД На рис 14 66 изображены соответствующие зависимости КПД
14.9.	Конструктивное выполнение
Стороны ромба обычно выполняют из проводов диаметром 4—
6 мм. Электрическую прочность антенны определяют по тем же
формулам, что и электрическую прочность фидера. Эти формулы
приведены в гл. 20. При указанном выполнении допустимая мощ-
ность в антенне составляет 400—800 кВт.
При выполнении сторон ромба из одного провода (см.
рис. 14.1,а) волновое сопротивление у вершины тупого угла воз-
растает приблизительно до 1000 Ом. При этом ухудшается согла-
сование антенны с фидерным трактом, снижается КПД и КУ на
10—15%, хотя КНД практически не меняется. Такие антенны ис-
пользуют только в качестве приемных, поскольку в этом случае
указанные недостатки не играют существенной роли.
У передающих антенн стороны ромба выполняют из двух про-
водов, расходящихся у вершины тупого угла (см. рис. 14.1,6) на
расстояние (0,24-0,3)/ так, чтобы обеспечить постоянство волно-
вого сопротивления вдоль стороны ромба. Как указывалось в §14.4,
волновое сопротивление 600—700 Ом не является оптимальным с точ-
ки зрения высоких значений КУ и КПД, однако его снижение до
оптимального значения, приблизительно равного 400 Ом, на прак-
тике трудно реализуемо из-за большого расстояния между прово-
дами вблизи вершины тупого угла. Рост КПД сопровождается
также некоторым снижением КНД.
Б В Брауде был предложен вариант ромбической антенны (рис 14.67), в
которой расстояние между проводами увеличивается, а волновое сопротивление
соответственно уменьшается по мере удаления от точки питания. Среднее зна-
чение волнового сопротивления в такой антенне ниже, чем в обычной симмет-
ричной, что увеличивает ее КПД. Благодаря плавной трансформации волнового
сопротивления ослабление тока в такой антенне выражено слабее, так что ее
КНД не снижается В зависимости
от закона изменения волнового со
противления увеличение КПД и КУ
составляет 10—20%.
Недостатком такой антенны яв-
ляется сложность подключения по
глощающего сопротивления Высокий
КПД антенны позволяет в некоторых
случаях обойтись без поглощающего
сопротивления, однако возникающая
при этом отраженная волна приводит
к заметному увеличению излучения в
обратном направлении. Например,	рис ]4б7
если КПД антенны с поглощающей
нагрузкой равен 90%, уровень обратного лепестка составляет приблизительно
0,35£т„
Антенну описанного типа можно использовать для работы только в одном
направлении, тогда как симметричные ромбические антенны используются для
работы в двух противоположных направлениях, причем в случае приемной ан-
тенны прием с двух противоположных направлений может осуществляться одно-
временно Ввиду большой площади, занимаемой ромбической антенной, необхо-
димость наличия на радиоцентре двойного комплекта антенн является сущест-
венным недостатком, препятствующим широкому распространению антенн указан-
ного типа
Ограниченность площади радиоцентра приводит в некоторых случаях к
необходимости размещения двух ромбических антенн на общей площадке
(рис 14 68) Такое размещение допустимо лишь в том случае, если эти антен-
ны работают не одновременно (например, одна из них работает в дневное, а
другая — в ночное время суток) Экспериментальные исследования, проведен-
ные на моделях, показали, что характеристики внешней антенны при таком
размещении меняются слабо, тогда как у внутренней антенны КУ может за-
метно снизиться Для уменьшения влияния внешней антенны ее линия питания
замыкается накоротко Оптимальное положение точки короткого замыкания под-
бирается экспериментально
На рис 14.69—44.72 показаны кривые уменьшения КУ внутренней антенны
G/Go в фиксированных направлениях Д для четырех наиболее распространен-
ных типов антенн. Для антенн РГ и РГД-5? 1 размеры большого ромба превос-
ходят размеры малого ромба в 2 раза, для антенн РГ и РГД— 1,25—в 2,2 ра-
6
за Из приведенных кривых следует, что уменьшение КУ в направлении макси-
мального излучения невелико
Рис. 14.71
Рис. 14.72
Опоры для подвески ромбической антенны могут
ревянными, так и металлическими. При установке метяп
мачт у тупых углов их целесообразно отнести на 5—6 м от1 вер-
шины угла во избежание наводки в них больших токов, вызыва-
ющих отражение энергии и уменьшение эффективности антенны.
По указанным причинам нежелательна подвеска люлечных тро-
сов и применение подъемных тросов у тупых углов. У этих углов
целесообразно крепить ромб к мачтам наглухо.
В качестве поглощающего сопротивления при малых мощно-
стях передатчика (1—3 кВт) можно применять специальные ма-
стичные сопротивления. При больших мощностях поглощающее со-
противление выполняется в виде длинной линии из стального или
фехралевого провода. Длина линии подбирается таким образом,
чтобы амплитуда токов в ней уменьшалась в 3—5 раз. Требуемая
длина линии из стальных проводов составляет 300—500 м, длина
фехралевой линии 30—40 м. Поглощающая линия прокладывает-
ся под ромбом вдоль его большой диагонали. Для экономии опор-
ных столбов поглощающая стальная линия выполняется из не-
скольких петель, подвешенных на общих столбах. Поглощающую
линию следует проводить строго симметрично относительно сторон
ромба во избежание индуцирования в ней больших токов.
В приемных антеннах поглощающее сопротивление может быть выполнено
из тонкой высокоомной проволоки Обычно применяется проволока, имеющая
погонное сопротивление 400—600 Ом/м, намотанная бифилярно для уменьше-
ния индуктивной составляющей полного сопротивления Для уменьшения пара-
зитной емкости намотка выполняется по схеме рис 14 73 Более целесообраз-
ным является применение мастичных поглощающих сопротивлений, имеющих
весьма малую реактивную составляющую полного сопротивления и представ-
ляющих собой керамические трубки, на внешнюю поверхность которых нанесен
тически закрытых ящиках.
I
±
Рис. 14.74

Рис. 14.73
При грозах в антенне могут наводиться большие токи, что может вызвать
сгорание поглощающего сопротивления. Для удобства замены сгоревшего сопро-
тивления присоединение его к антенне удобно осуществлять через фидер, верти-
кально спускающийся к поверхности земли. Желательно предусмотреть грозо-
вую защиту поглощающего сопротивления (рис. 14 74). В качестве надежного
поглощающего сопротивления, не требующего специальной грозовой защиты,
может служить поглощающая линия Для приемной антенны поглощающую
линию можно выполнить из провода малого диаметра (1—1,5 мм). При этом
длина стальной линии сокращается до 120—150 м Такая поглощающая линия
может быть сделана в виде нескольких петель длиной по 30—40 м, подвешен-
ных иа общих столбах Длина фехралевой из проволоки диаметром 1 мм долж-
на быть около 20—40 м Конец поглощающей линии следует заземлить.
Часто для независимого приема с двух противоположных направлений к
обоим концам антенны подключаются согласованные приемники.
Глава 15. АНТЕННЫ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
15.1.	Описание антенны и ее условные обозначения
Антенна бегущей волны (АБВ) является широкодиапазонной
и применяется обычно для приема радиоволн. Как видно из
рис. 15.1, антенна состоит из идентичных симметричных вибрато-
ров, которые присоединяются к собирательной линии через рав-
ные промежутки с помощью элементов связи с сопротивлением
2СВ. К концу собирательной линии, обращенному к принимаемому
корреспонденту, присоединяется поглощающий резистор с со-
противлением, равным волновому сопротивлению собирательной
линии. Ко второму концу собирательной линии присоединяется
приемник.
Рнс. 15.1
Антенну бегущей волны подвешивают обычно на высоте 16—
40 м над землей так, чтобы оси симметричных вибраторов были
ориентированы горизонтально. Длину антенны выбирают около
100 м. Число вибраторов, их длина, волновое сопротивление со-
бирательной линии и 'Сопротивление элементов связи выбирают из
условия получения оптимальных электрических характеристик в
пределах возможно более широкого диапазона волн. Как будет
показано, при выборе в качестве элементов связи резисторов ока-
зывается возможным использовать одну антенну'
коволновом диапазоне волн.	,	»•	|
Для улучшения направленных свойств часто применяют д ве или ;
четыре параллельно соединенные антенны бегущей волны. - На I
рис. 15.2 показана сложная антенна бегущей волны, состоящая из?
двух одиночных антенн, соединенных параллельно. Дальнейшее"
Рис. 15.2
улучшение направленных свойств может быть получено располо-
жением нескольких антенн бегущей волны (АБВ) последователь-
но друг за другом, как это показано на рис. 15.3. Каждая из
антенн, входящих в такую систему, соединяется с приемником соб-
ственной фидерной линией, длина которой подбирается так, чтобы
ЭДС, создаваемые на выходе приемника отдельными антеннами,
складывались оптимальным образом. Такая схема включения ан-
тенн позволяет за счет применения фазовращателей осуществить
электрическое управление ДН в вертикальной плоскости (см.
§ 15.7).
В условное обозначение антенны бегущей волны входит пер-
вая буква Б. Вторая буква указывает на характер сопротивления
связи. В случае применения в этом	___ _________ ______
качестве резисторов антенну обо rFru	|
значают буквами БС, при использо-	гт4	гтт	Гдт
вании реактивных сопротивлений	П Lr^l III 47771
связи — буквами БЕ (емкостные со [—I] t—I || *--------1 I----»
противления) или БИ (индуктивные П=-----------	11
сопротивления)
Число параллельно соединенных р приемнику
антенн бегущей волны обозначают .
цифрой, расположенной после ус-	Рис. 15.3
ловного буквенного обозначения. Так сложная антенна бегущей
волны, состоящая из двух параллельно включенных антенн с рези-
сторами в качестве элементов связи, обозначается БС2. При после-
довательном расположении антенн число антенн, расположенных
друг за другом, обозначают цифрой, стоящей перед условным бук-
венным обозначением антенны.
Для указания основных данных антенны к условному буквен-
ному обозначению добавляются соответствующие цифровые обо-
значения. Полное условное обозначение одиночной антенны бегу-
щей волны с резисторами в качестве элементов связи записывает-
ся следующим образом:
БСу-^- Н,
где N — число симметричных вибраторов в одном полотне антен-
ны; I — длина одного плеча симметричного вибратора, м; R — со-
противление резистора, включенного в одно плечо симметричного
вибратора, Ом; Ц— расстояние между соседними вибраторами по
собирательному фидеру, м; Н — высота подвеса антенны над зем-
лей, м.
21 200
, БС2------25 обозначает: антенна бегущей волны,
состоящая из двух параллельно соединенных полотен с резисто-
рами в качестве элементов связи; W=21; /=8 м; /1 = 4,5 м; R =
= 200 Ом; 77=25 м.
В случае антенн с реактивными сопротивлениями связи в ус-
ловном обозначении вместо значения сопротивления R указывают
значение емкости элемента связи в сантиметрах (антенна БЕ) или
индуктивности в микрогенри (антенна БИ).
15.2.	Принцип действия антенны бегущей волны
Прием энергии электромагнитных волн в антенне бегущей вол-
ны осуществляется симметричными вибраторами. Электродвижу-
щие силы, наводимые в вибраторах падающей волной, создают на-
пряжения в собирательной линии. Эквивалентная схема антенны
бегущей волны показана на рис. 15.4. В эквивалентной схеме каж-
дый симметричный вибратор заменен источником ЭДС е3, с кото-
рым последовательно соединены сопротивление ZB, равное вход-
Рис. 15.4
ному сопротивлению вибратора, и 2ZCB, равное сотфотивлеййк)
двух последовательно соединенных сопротивлений связи.
Суммарное сопротивление ZB + 2ZCB обычно значительно пре*
восходит значение волнового сопротивления собирательной линий
а расстояние между вибраторами мало по сравнению с длиной
волны. При таких условиях антенну можно рассматривать как
длинную линию с равномерно распределенными постоянными.
Влияние вибраторов на коэффициент распространения волн в ли-
нии в первом приближении может быть учтено при расчете рас-
пределенных постоянных собирательной линии. При этом входную
проводимость вибратора и элементов связи, равную 1/(ZB + 2ZCB),
можно условно считать распределенной по всему промежутку меж-
ду двумя соседними вибраторами Таким образом, дополнительная
распределенная проводимость линии, определяемая влиянием виб-
раторов, равна l/[(ZB + 2ZCB)/i]. На практике эта величина не оста-
ется постоянной вдоль антенны, так как сопротивления, наведен-
ные на различные вибраторы, неодинаковы. Поэтому волновое со-
противление линии несколько изменяется от вибратора к вибра-
тору. Не будут постоянными вдоль антенны и фазовая скорость,
и коэффициент затухания волны, распространяющейся в собира-
тельной линии. Однако в первом приближении этим можно пре-
небречь и рассматривать антенну бегущей волны как линейную
антенную решетку с некоторым постоянным комплексным фазо-
вым сдвигом —и0 между соседними элементами. Величина iir,=
= p/i/(Ai—определяется расстоянием между вибраторами 11у
фазовой скоростью Оф в собирательной линии и затуханием в ли-
нии «л, связанным с излучением и потерями в элементах связи.
Диаграмма направленности линейной антенной решетки описыва-
ется (7.7). При приеме с главного направления волны, создавае-
мые отдельными вибраторами в собирательной линии, складыва-
ются на входе приемника оптимальным образом (в фазе). При
приеме с других направлений фазы волн, создаваемых отдельны-
ми вибраторами, сильно отличаются и поступающая в приемник
мощность уменьшается.
15.3.	Оптимальная фазовая скорость распространения волны
в собирательной линии
Направленные свойства антенны бегущей волны удобнее анализировать, рас-
сматривая режим передачи Полученные при этом результаты на основании
принципа взаимности могут быть распространены и на режим приема.
Если фазовая скорость в собирательной линии совпадает со скоростью
света в свободном пространстве, излучаемые отдельными вибраторами поля
складываются в фазе в направлении оси антенны При Оф>с направление мак-
симального излучения, для которого потя отдельных излучателей сфазированы,
составляет некоторый угол с осью антенны При Оф<с для всех направлений
поля отдельных излучателей складываются с некоторой расфазировкой; однако
для осевого направления эта расфазировка меньше, чем для других направ-
лений
Наибольший КНД имеет место при Нф<с. При таком режиме излучение
в направлении максимума ДН несколько подавляется и соответственно увели-
чивается уровень боковых лепестков, однако ширина главного лепестка сущест-
венно уменьшается. В случае линейной антенны, выполненной из близко распо-
ложенных ненаправленных излучателей прн отсутствии затухания КНД опре-
деляется выражением [15]
D=2 0L(1 — cos Л)/(Л2 /),
где Л = 0Л(1/*1—1); /= (1—cos Л)/Л+(1—cos B)/B+Si В—Si Л; В=0£(1/й1 + 1);
kt = Уф/с
На рис. 15 5 показана зависимость £)//>о от величины
зового набега А на длине антенны при различных длинах антенны. Мыгеийяль-
ное значение D имеет место при pL(l/At—1) «я н составляет (l,8-5-2)D0. При
большей фазовой скорости КНД падает нз-за расширения главного лепестка,
при меньшей — из-за роста боковых лепестков
На рис 15 6 показаны ДН линейной антенны длиной £=4А при различных
значениях коэффициента замедления kt
Если элементы антенны обладают направленными свойствами, уровень бо-
ковых лепестков уменьшается и уменьшается оптимальное значение kt С дру-
гой стороны, влияние земли приводит к ослаблению излучения в направлении
оси антенны, что вызывает необходимость увеличения kt С учетом всех обстоя-
тельств оптимальное значение дополнительного фазового набега близко к 180°.
15.4.	Выбор геометрических размеров антенны, характера
и величины элементов связи
Основные геометрические размеры антенны, а также харак-
тер и величину элементов связи можно выбрать на основе ана-
лиза приближенных формул для расчета фазовой скорости, ко-
эффициентов фазы и затухания с учетом приведенных в § 15.3
данных о влиянии сдвига фазы между токами, возбуждаемыми в
первом и последнем вибраторах антенны, на ее направленные
свойства.
Как было указано в § 15.2, при достаточно малом расстоянии
между вибраторами их влияние на параметры собирательной ли-
нии можно свести к изменению ее распределенных постоянных. До-
полнительная проводимость на единицу длины собирательной ли-
нии, создаваемая вибраторами,
^1д=ЗД = 1/1(2в+22св) ZJ.	(15.1)
Эта величина для разных вибраторов различна. В (15.1) со-
противление ZB представляет собой некоторое усредненное сопро-
тивление вибраторов с учетом взаимного влияния между ними.
Более строгий анализ показывает, что учет изменения дополни-
тельной проводимости вдоль собирательной линии не приводит к
существенному уточнению результатов.
Коэффициент распространения волны по собирательной линии
(15.2)
где Z, и У] — соответственно сопротивление и проводимость на
единицу длины линии, определенные без учета влияния вибра-
торов. Если пренебречь потерями в проводах, то Z1 = i(oLI, Yi =
= iaCi, где Li и С\ — индуктивность и емкость на единицу длины
линии. С учетом этого (15.2) можно записать в виде
= ГА(Л + у1д),
Подставляя в (15.3) ул = ал + 1рл и J^ZjY^ip, получаем ал +
+ 1рл = 1₽У 1 + У1д/У1.
Дополнительная проводимость У1Д много меньше Собственной
проводимости линии У1я и поэтому
ал + 1 ₽л «П₽(1 + У,д/2 Ух).	(15.4)
Учитывая, что У1 = 1йС1 = 1р/№, где W — волновое сопротивле-
ние собирательной линии без учета влияния вибраторов, из (15.4)
получаем:
Рл = 1 = 1_______________1У(Хв + 2Хев)_____
Р	гр/н^в+г^+ив+гх^г] :	1	’
а =	1Г(/?в + 2/?св)______	п 5 6.
л ’
В этих выражениях 2в=Дв + 1^в; ZCB = RCB + iXCB. Аналогично
можно получить формулу для волнового сопротивления собира-
тельной линии с учетом влияния подключенных к ней вибраторов.
Действительно, волновое сопротивление 2ВЛ = l^Zi/(У1 + У1Д) =
= рг7^уГ]/1/(1 + у1д/у1). Отсюда ZB„=W^/yn^ Wkb
При использовании (15.5) и (15.6) необходимо иметь в виду,
что входящие в них составляющие входных сопротивлений вибра-
торов Дв и Хв определяются как собственным сопротивлением
вибраторов, так ,и наводимыми сопротивлениями. Для определе-
ния наводимых сопротивлений необходимо знать фазовую скорость
и коэффициент затухания волны тока в собирательной линии.
Учитывают наводимые сопротивления обычно приближенными
методами. В частности, можно определить фазовую скорость и ко-
эффициент затухания по (15.5) и (15.6) без учета пространствен-
ной связи вибраторов и вычислить наводимые сопротивления по
этим предварительным данным. После этого по (15.5) и (15.6) мож-
но получить уточненные данные о фазовой скорости и коэффи-
циенте затухания.
Анализ выражения (15 5) показывает нецелесообразность использования в
схеме антенны бегущей волны индуктивных сопротивлений связи между вибра-
торами и собирательной линией, так как при такой связи фазовая скорость
распространения волны в собирательной линии почти во всем рабочем диапа-
зоне антенны больше скорости света. Из двух других видов сопротивлений
связи — емкостного и активного — предпочтительнее второй (предложенный
Г. 3. Айзенбергом). Это вытекает из следующего.
При использовании емкостных сопротивлений связи рабочий диапазон ан-
тенны ограничивается как со стороны длинных, так и со стороны коротких волн.
На Длинноволновом краю диапазона входное сопротивление вибратора имеет
емкостной характер и резко возрастает по мере удлинения волны. При исполь-
зовании емкостных сопротивлений связи суммарное сопротивление ZB+ZCB ста-
новится слишком большим. При этом токи в вибраторах малы, излучательная
способность антенны резко уменьшается и подводимая к антенне мощность
почти полностью уходит в поглощающую нагрузку. (В приемном режиме виб-
раторы слабо возбуждаются приходящей волной и почти не отдают энергии
в собирательную линию)
При уменьшении длины волны, когда длина плеча вибратора больше, чем
Х/4, входное сопротивление вибратора становится индуктивны?
сопротивление Z,+ZCB оказывается слишком малым. При этом возникает
близкий к короткому замыканию собирательной лннни, и энергия вдоль нее ке
распространяется
При использовании активных сопротивлений связи суммарное сопротивление
|Zb+Zcb| изменяется в меньшей степени, что позволяет обеспечить оптималь-
ный режим работы антенны в широком диапазоне волн Ввиду этого в даль-
нейшем будут рассматриваться только антенны этого типа (антенны БС).
В антенне БС на коротковолновом краю рабочего диапазона фазовая ско-
рость становится больше скорости света, поскольку входное сопротивление виб-
раторов имеет индуктивный характер Это приводит к уменьшению КНД ан-
тенны, которое, однако, компенсируется возрастанием КНД из-за увеличения
L/X Таким образом происходит выравнивание направленных свойств антенны
в рабочем диапазоне
Волновое сопротивление собирательной линии и сопротив-
ление резисторов связи определяют КПД антенны. Чем больше
волновое сопротивление собирательной линии, тем большее значе-
ние сопротивления резисторов связи требуется для обеспечения
нормального режима работы антенны: уменьшения отражений от
точек подключения вибраторов и получения оптимальной фазовой
скорости. Увеличение сопротивления резисторов связи сопровож-
дается уменьшением КПД и соответствующим уменьшением КУ
антенны. Поэтому волновое сопротивление собирательной линии
выбирают настолько низким, насколько это возможно без допол-
нительного усложнения ее конструкции. Если собирательную ли-
нию выполнять в виде четырехпроводного перекрещенного фидера,
то ее волновое сопротивление можно уменьшить примерно до
160 Ом. При этом значения сопротивлений резисторов связи,
включаемых в каждое плечо вибраторов, можно уменьшить до
200 Ом. Эти значения сопротивлений приняты для типовой ан-
тенны. При увеличении /?св увеличивается КНД антенны, особенно
при X = 4/, но уменьшается КУ.
Направленные свойства антенны БС сильно зависят от
фазового сдвига между токами в крайних вибраторах, и его из-
менение в рабочем диапазоне не должно выходить за приемлемые
пределы (приблизительно ±1,5л). В первом приближении общий
фазовый сдвиг равен сумме фазовых сдвигов, вносимых каждым
вибратором в отдельности. Поскольку входное сопротивление виб-
ратора существенно меняется при изменении длины волны и со-
ответственно меняется вносимый им фазовый сдвиг, общее число
вибраторов не должно быть .слишком большим. Расчеты показы-
вают, что приемлемый диапазон изменения суммарного фазового
сдвига получается при числе вибраторов, не превышающем 20—
10. Это, в свою очередь, накладывает ограничение на общую дли-
ну антенны, поскольку расстояние между вибраторами должно
быть меньше половины минимальной длины волны рабочего диа-
пазона во избежание появления дифракционного лепестка (см.
§ 9.5) и сильных отражений в собирательной линии.
Длину плеча вибратора выбирают равной приблизительно
0,7Xmin. При большей длине плеча вибратора его направленные
свойства резко ухудшаются на коротковолновом краю рабочего
диапазона (ом. § 10.2). Уменьшение длины вибратора также не-
желательно, поскольку это приводит к увеличению модуля его
входного сопротивления и уменьшению связи собирательной ли-
нией на длинноволновом краю рабочего диапазона.
Высоту подвеса антенны определяют из условия получения
максимальной интенсивности приема под заданными углами на-
клона До: 7/=0,25X/sin До. Для углов наклона приходящих лучей
7—15° высота подвеса антенны должна составлять одну—две дли-
ны волны. Увеличение высоты подвеса антенны сопровождается,
однако, резким повышением ее стоимости. Ввиду этого в применяе-
мых в настоящее время типовых антеннах БС высота подвеса не
превышает 25 м.
Типовая антенна БС имеет следующие параметры: L = 90 м;
Л7 = 21; /?св = 200 Ом; 1 = 8 м; /i=4,5 м; Н=17 или 25 м. Обозна-
„„21 200	„„ 21 200ot-
чения типовых антенн: ЬС-------- 17 и ЬС — —-2о.
8 4,5	8 4,5
Эти антенны могут быть использованы во всем коротковолно-
вом диапазоне волн 11—100 м. В тех случаях, когда желатель-
но повысить эффективность приема на длинноволновом краю диа-
пазона, может быть использован комплект из двух антенн:
21 200	21 200
БС-------25 и БС-------45. Первая антенна обслуживает диапа-
8 4,5	16 10
зон волн 11—40 м, вторая 30—100 м.
15.5.	Расчет электрических характеристик антенн бегущей
волны
При расчете электрических характеристик антенну бегущей
волны будем рассматривать в качестве передающей. Расчет элек-
трических характеристик антенны бегущей волны разделяют на
две части: определение амплитудно-фазового распределения токов
по вибраторам антенны и расчет входного сопротивления и харак-
теристик излучения по найденному распределению токов.
При расчете распределения токов по вибраторам предполага-
ют, что ток на входе собирательной линии /БХ известен. Его зна-
чение может быть задано произвольно, например 1 А. В прило-
жении 8 показано, что в такой постановке эта задача сводится
к решению системы линейных алгебраических уравнений:
0	II (10 0-0
0	0 1 0 .. 0
0	= j 0 01.. 0
0
01
Y}h и Zjk — коэффициенты, учитывающие связь между
Здесь ,	„
вибраторами по собирательной линии и по полю излучения соот-
ветственно; 13 — входные токи в вибраторах (подробнее см. при-
ложение 8).
Напряженность электрического поля в дальней зоне рассчи-
тывают по найденным токам с учетом реальной проводимости зем-
ли (см. § 7.2). Входное сопротивление антенны определяют через
напряжение на ближайшем к входу вибраторе:
^вх = ^вх+ i -^вх = ^Двх = (Л Zm + h Znz+ ••• +	Zm)ll
(15.8)
(нумерация ведется от поглощающей нагрузки).
По известному входному сопротивлению и напряженности по-
ля в максимуме ДН может быть определен КУ антенны:
G -=	.	(15.9)
Потери в антенне складываются из потерь в сопротивлении
связи Рсв = 2|Л|27?св (коэффициент 1/2 отсутствует, так как каж-
дый вибратор соединяется с линией через два резистора) и мощ-
ности, уходящей в поглощающую нагрузку, Рн= | 1Л|2/(2Я7), где
Ui = IiZii + I2Z2i+ ... +INZN1 — напряжение на ближайшем к на-
грузке вибраторе. Коэффициент полезного действия антенны
tl=l-POB/P0-PH/Po,	(15.10)
где Ро=|/вх|^вх/2 — подводимая к антенне мощность.
Коэффициент направленного действия D= 1,64 G/ц.
Приближенный расчет характеристик антенны может быть осуществлен сле-
дующим образом. Входное сопротивление вибраторов рассчитывают по методу
наведенных ЭДС для системы связанных вибраторов (см. § 6 6) При расчете
наведенного на /-й вибратор сопротивления учитывают влияние только несколь-
ких вибраторов, расположенных ближе к входу антенны, чем рассматриваемый,
т е вибраторов с номерами /+1, /+2 При этом можно не учитывать затуха-
ния в собирательной линии и отличие фазовой скорости от скорости света,
т е считать	— ехр(1 0Z1&) Влияние вибраторов, расположенных ближе к
нагрузке, можно не учитывать, поскольку их поля в месте расположения j-ro
вибратора сильно расфазированы По найденному таким образом сопротивле-
нию некоторого среднего вибратора согласно (15 5) определяют усредненную
постоянную распространения ул
Распределение токов вдоль антенны полагают экспоненциальным: 1,=
= Луехр[—ynZi(N—/)] Напряженность потя, создаваемого всеми вибраторами,
Е__Е ехР [Nlj (i Р cos ф cos Д—Ул)] — 1
1 ехР [11 (i Р cos ф cos Д—ул)1 — 1
(15.11)
где Ei—напряженность поля, создаваемого одним вибратором; <р — азимуталь-
ный угол, отсчитываемый от плоскости, проходящей через ось собирательной
линии; Г(Д) — множитель, учитывающий влияние земли;
60IN cos (Р / cos 6) — cos р/
e^Eq— ^sh	sjn 0
гда /№=I/BI/(ZB+2/?ca) — входной ток в ближайшем к источнику вибраторе;
0 — угол, отсчитываемый от оси вибратора; (для горизонтального вибратора
cos 0=cos A sin <p, а для вертикального cos0=cosA; у — постоянная распро-
странения волны тока в вибраторе (см. § 6 6); UBX — напряжение на входе
собирательной линии
Множитель Fa определяется формулами § 7.2. Для идеальной земли Г(Л) =
=2sin(P# sin Л).
Входное сопротивление антенны Евх—Ев.л, где ZB а= №р/ул~ Wki—эквива-
лентное волновое сопротивление собирательной линии; ki = v$/c — коэффициент
замедления в линии
Поступающая в антенну мощность Рв= ||2/?вх/2. Мощность, уходящая в
поглощающую нагрузку, Рн = Ро ехр(—2ал1). Мощность, теряемая в сопротив-
лениях связи, Рсв= (Во—/’н)2Лсв/(Лв+27?св) Коэффициент полезного действия
антенны
t] = [1—exp (—2<Хл7-)]Вв/ (Вв+2Всв).
По найденным значениям напряженности поля, входного сопротивления ч
КПД определяют КУ и КВД антенны
Для увеличения КУ и КНД широко применяют сложные ан-
тенны бегущей волны. Наиболее часто используют двойные антен-
ны, состоящие из двух параллельно соединенных полотен — ан-
тенны БС2 (см. рис. 15.2). Очевидно, что токи в соседних виб-
раторах обоих полотен этой антенны одинаковы. Поэтому при
решении задачи о амплитудно-фазовом распределении токов по
вибраторам антенны БС2 число неизвестных токов в системе
уравнений (15.7) будет таким же, как и в случае антенны БС.
Отличие расчета лишь в том, что в случае антенны БС2 необ-
ходимо учитывать взаимные влияния между всеми вибраторами
обоих полотен и их зеркальных изображений (см. приложение 8).
При расчете напряженности поля необходимо учесть интерферен-
цию полей от обоих полотен:
£2 (Д, <р) = Ек (Д, ф) 2 cos (0,5 р dx sin ф cos Д),
где Ei(&, ф) —напряженность поля одного полотна антенны; cP—
расстояние между собирательными линиями обоих полотен, рав-
ное для типовых антенн 25 м.
При приближенных расчетах изменение направленных свойств
двойной антенны в горизонтальной плоскости можно учесть по
формуле
Г2 (ф) =Fr (ф) cos (Р di sin ф/2),
где Fi (ф) — дн одиночной антенны.
Коэффициент направленного действия двойной антенны может
быть приближенно определен по формуле Дг=-О1<р1/<р2, где- <pt в
<р2 —ширина ДН в горизонтальной плоскости по половинной мощ-
ности одиночной и двойной антенн соответственно.
Коэффициент усиления двойной антенны примерно в 2 раза
больше, чем одиночной. Такой рост КУ на коротковолновом краю
диапазона объясняется улучшением направленных свойств за счет
интерференции полей от обоих полотен. На длинноволновом краю
диапазона увеличение КУ происходит в основном за счет увели-
чения КПД антенны.
15.6.	Электрические характеристики антенн бегущей волны
с активными элементами связи
При анализе работы антенны бегущей волны точность расче-
та электрических характеристик определяется, очевидно, точно-
стью расчета амплитудно-фазового распределения токов по виб-
раторам антенны. В свою очередь, точность расчета распределе-
ния токов определяется тем, насколько точно рассчитываются ко-
эффициенты матрицы ||Zjfe|| в (15.7).
Для характеристики точности расчетов на рис. 15.7 и 15.8 при-
водятся результаты расчета амплитудно-фазового распределения
токов по вибраторам антенны БС^-^25 на волнах 20 и 32 м со-
ответственно. Кривая 3 на этих рисунках представляет результа-
ты, полученные путем решения системы интегральных уравнений
типа Галлена для антенны бегущей волны (см. приложение 7).
Эти результаты имеют, очевидно, наивысшую точность и могут
рассматриваться как эталонные. Такие расчеты, однако, могут
быть выполнены лишь на ЭВМ с большим объемом оперативной
памяти и требуют значительных затрат машинного времени.
Исследования показали, что практически такую же точность
расчетов можно получить при использовании более простых при-
ближенных методов. На рис. 15.7 и 15.8 кривая 2 представляет
результаты расчета амплитудно-фазового распределения токов, по-
лученные в предположении синусоидального распределения токов
по вибраторам. В этом случае коэффициенты Z]k рассчитываются
по методу наведенных ЭДС.
Хорошее совпадение результатов расчета, полученных по стро-
гой методике путем решения системы интегральных уравнений и
по методу наведенных ЭДС, объясняется тем, что вибраторы ан-
тенны бегущей волны в рабочем диапазоне имеют исчезающе ма-
лый радиус а по сравнению с длиной волны (отношение а/7< ле-
жит в пределах 8-10-5—10-5). Как известно, синусоидальное рас-
пределение тока тем ближе к истинному, чем меньше радиус виб-
ратора.
В связи с изложенным все расчеты электрических характери-
стик антенн бегущей волны выполнялись путем решения системы
уравнений (15.7) с расчетом матрицы коэффициентов Zjh по ме-
тоду наведенных ЭДС, за исключением небольшого диапазона волн
(от 14 до 18м), в пределах которого вследствие близости длины
плеча вибраторов к .половине длины волны предположение о сину-
соидальном распределении тока по вибраторам дает чрезвычай-
но большую погрешность при пересчете собственных и наведенных
сопротивлений к входу вибраторов. В этом участке диапазона рас-
пределение тока находилось путем решения системы интеграль-
ных уравнений.
j/lrnlLX
Рис. 15.7
9 18 27 36 95^ 59 63 72 6,М
6)
1 -приближенный
метод
2-метод небеден
ных ЭДС
3-интегральные
уравнения
На рис. 15.7 и 15.8 кривая 1 (штриховая линия) представля-
ет результаты приближенного расчета распределения тока по виб-
раторам антенны бегущей волны путем замены антенны некото-
рой эквивалентной длинной линией с постоянными распределен-
ными параметрами, рассчитанными по (15.5) и (15.6). Как вид-
но, результаты получаются достаточно близкими к полученным
строгими методами. Поэтому ДН, рассчитанные приближенно и

строго, практически совпадают. Существенные различия наблюда-
ются в результатах расчета КУ и КПД антенн бегущей волны по
приближенной и строгой методике, поскольку эти электрические
параметры (более чувствительны к ошибкам в определении ампли-
тудно-фазового распределения токов.
На рис. 15.9 приводятся зависимости коэффициента направ-
ленного действия антенн типов БС^-а|^17, БС2 ^17,
°35,5 д;.,	8 4,5
БСу^25 и БС2^-— 25’от длины волны для направления мак-
симального приема. Зависимость коэффициентов усиления этих ан-
тенн от длины волны приводится на рис. 15.10. Зависимость коэф-
фициентов полезного действия показана на рис. 15.11.
Рис. 15.13
Диаграммы 'направленности одиночных и двойных антенн бе-
гущей волны приводятся на рис. 15.12—15.21. Диаграммы на-
правленности в вертикальной плоскости приводятся для одиноч-
сг, 21 200,_ .	.	„„21 200 пс .
ных антенн ВС— —17 (сплошная линия) и ВС— — 25 (штрихо-
8 4,5	8 4,5
вая линия). Двойные антенны бегущей волны в вертикальной пло-
скости обладают такими же направленными свойствами, как и
одиночные.
Диаграммы направленности в азимутальном сечении Д=Дтаж
21 200
приводятся для одиночной антенны ВС——25 (сплошная линия)
21 200
и для двойной антенны БС2у — 25 (штриховая линия). У антенн
Рис. 15.14
Рис. 15.15
Рис. 15.18

БС —17 и БС2 — 77 17 направленные свойства в азимутальном
8 4,5	8 4,5
сечении практически такие же, как у соответствующей одиночной
или двойной антенны, подвешенной на высоте 25 м.
Л max 1 град
—I——— Illi
1020 30 40 50 60 70 80 Л,м
Данные, приведенные на рис. 15.11—
15.21, показывают, что в горизонтальной
плоскости уровень приема с боковых на-
правлений и сзади у антенн бегущей вол-
ны весьма мал. Поэтому помехоустойчи-
вость антенн БС сравнительно велика.
Рис. 15.22
Рис. 15.23
Сопоставление ДН в вертикальной плоскости антенн БС, подвешен-
ных на высотах 17 и 25 м показывает, что при высоте подвеса, рав-
ной 25 м, ДН в вертикальной плоскости существенно улучшаются.
В частности, получается более эффективным прием под углами
7—15° к горизонту, под которыми приходят лучи на дальних лини-
ях связи.
Зависимость угла максимального приема Дтоож от длины вол-
ны показана на рис. 15.22 для антенн с высотами подвеса Н=
= 17 м (штриховая линия) и Я=25 м (оплошная линия). Зави-
симость КНД от длины волны при фиксированном угле наблюде-
ния Д показана на рис. 15.23—15.26 для четырех указанных вы-
ше типов антенн. Штриховой линией даны кривые максимального
КНД, соответствующие рис. 15.9. Соответствующие значения КУ
могут быть получены умножением D на т)/1,64.
Рве. 15.24
10 20 30 90 50 60 70 80 90
Рис. 15.25
Рис. 15.26
15.7.	Сложные антенны бегущей волны с управляемей
диаграммой направленности
Как уже отмечалось, существенное увеличение эффективности
антенн бегущей волны может быть достигнуто применением слож-'
ных систем, состоящих из двух, трех и более антенн типа БС2,
расположенных последовательно. Такие антенны целесообразно
также (использовать для повышения помехоустойчивости приема на
дальних линиях связи.
На рис. 15.3 приведена схема сложной антенны бегущей вол-
ны ЗБС2, состоящей из трех антенн БС2, установленных друг за
другом и соединенных между собой через линейный фазовраща-
тель. Длины распределительных фидеров подбираются таким об-
разом, чтобы ЭДС, наводимые в приемнике антеннами, были
приблизительно в фазе.
С помощью фазовращателей можно управлять ДН в верти-
кальной плоскости таких антенн и тем самым обеспечивать мак-
симальное использование эффективности антенны.
Диаграмму направленности сложной антенны типа пБС2 при-
ближенно можно рассчитать по формуле
Fn (Д,<р) =FX (Д, ф) fn (Д,<р),
где Fi—диаграмма направленности одной антенны БС2; fn—мно-
житель решетки из п излучателей’
fn = sin {0,5n [[Jd (1 —cos <p’cos]A)—ip]}/sin {0,5 [[Jd x
X (1 —cos <p cos Д)—ф]}.
В этом выражении d — расстояние между центрами отдельных
антенн БС2; ф— сдвиг фаз, определяемый фазовращателем.
При линейном фазовращателе ф=р/2, где 12 — отрезок линии,
создающий необходимый сдвиг фаз. В этом случае
fn =sin {0,5 nfi[d (1—cos <p cos Д) —
— Z2]}/sin {0,5 p [d (1 — cos <p cos Д) — Z2]}.
Угол наклона До, при котором /П(Д, 0) имеет максимальное
значение, не зависит от длины волны и определяется величиной
12: оозДо=1—l2/d При применении положительных расфазировок
(ф>0) угол максимального приема увеличивается, при отрица-
тельных ф — уменьшается. Фазовращатель, позволяющий управ-
лять ДН в вертикальной плоскости, описан в § 15.10.
15.8.	Электрические характеристики сложных антенн бегущей
волны
На рис. 15.27 показана зависимость от длины волны КНД ан-
о_.-,„21 200	. огро21 200__ /
тенн 2БС2—— 25 /(штриховая линия) и ЗБС2——25 (сплошная
линия). Кривые а соответствуют ф=—20°, б — ф=+20°. Рассчи-
тывался КНД непосредственным численным интегрированием ДН
для d=96 м.
На рис. 15.28 показаны соответствующие зависимости угла мак-
симального приема. Диаграммы направленности более распростра-
ненной антенны ЗБС2 при различных длинах волн и угле фазиро-
вания ф=0 показаны на рис. 15.29—15.36.
Как указывалось в § 8.6, помехозащищенность априорная при-
емных антенн определяется КНД, а в условиях реальной эксплуа-
тации зависит в значительной степени от уровня боковых лепест-
?5|				1	 20 \			 -<1/^ 75	:—’ I — 16С2 10		1 — 2602 \ а ~(р- 20° 5 '/	1	।	5	20° 7	30	60	50 5i Рис. 15.28	W	W	50	00	70 Л, М KoiB. Эксплуатационная помехоза- щищенность приемной антенны может быть охарактеризована Ч	 КНД «ПО ЭДС», определяемым (8.28). На рис 15.37 показанызна- 	। чения КНД для несколрких типов 1 приемных антенн в зависимости 	| от длины волны. На рис. 15.38 I	приведены соответствующие зави- ।	симости £)э. Номинальная длина т	1 волны ромбических антенн пола- i	।	галась равной 20 м, что соответст- х-	1	вует общей длине антенны РГД / л, М	Ал	«7л - 1 140 м и РГД™ 1,25 225 м.
Рис. 15.30
Рис. 15.32
Рис. 15.35
15.9.	Фазирующее устройство для управления диаграммой
направленности антенны ЗБС2
Для управления ДН в вертикальной плоскости антенн ЗБС2 и 2БС2 при-
меняется линейное фазирующее устройство (рис 15 39), разработанное В Д Куз-
нецовым Как видно из схемы, фазирующее устройство представляет собой ис-
кусственную симметричную длинную линию, заменяющую длинную линию с рав-
номерно распределенными параметрами
К зажимам 1—1 искусственной линии присоединяется антенна 1, к зажи-
мам 2—2 — антенна 2, а к зажимам 3—3 — антенна 3 Кроме того к зажи-
мам 2—2 через переходной трансформатор присоединяется приемник Подвиж-
ные контакты зажимов 2—2 скользят по искусственной линии
Кприемпипу
Рис. 15.39
Длины фидеров и искусственной линии выбраны такими, что в среднем
положении скользящего контакта 2—2 ЭДС от всех антенн складываются иа
входе приемника в фазе при подходе луча с направления, совпадающего с
направлением собирательных линий антенн
При передвижении скользящего контакта к зажимам 1—1 сдвиг межд^
ДДС, поступающими на вход приемника от антенн 1 и 2, а также от ан-
тенн 1 и 3, увеличивается, что эквивалентно понижению фазовой скорости (по-
лучению отрицательных значений ф) При передвижении скользящего контакта
к зажимам 3—3 сдвиг фаз между ЭДС, поступающими иа вход приемника от
антенн 1 и 2 и антенн 1 и 3, уменьшается, что соответствует повышению фа-
зовой скорости (получению положительных значений ф)
Эквивалентная длина искусственной линии выбирается из условия обеспе-
чения возможности синфазного сложения ЭДС, поступающих на вход прием-
ника под необходимыми углами возвышения /1< = 2<7(1—cos До), где d— рас-
стояние между точками питания аитени БС2 в системе Если принять d=96 м,
До = 35°, получим /Э1=35 м
Искусствеииая линия состоит из 68 элементарных ячеек Эквивалентная дли-
на одной элементарной ячейки выбрана равной 0,52 м При такой длине сдвиг
фаз между ЭДС от соседних антенн, даваемый одной ячейкой на самой корот-
кой волне рабочего диапазона Х=12;5 м, равен 31,2°. Каждая элементарная
ячейка выполняется в виде двух однослойных катушек индуктивности, намо-
танных на гетинаксовых каркасах, и одного конденсатора Индуктивность одной
катушки 0,2 мкГи, емкость конденсатора ячейки 10 пФ
Для согласования входа приемника с выходом фазирующего устройства
применяется переходной трансформатор с 60 иа 180 Ом Схема трансформатора
приведена на рис 15 39 Данные трансформатора Б1=9,42мкГн, Б2=3,13мкГн;
Ci = 30 пФ; С2=107 пФ, С3 = 1380 пФ.
Необходимым условием нормальной работы антенной системы ЗБС2 являет-
ся идентичность конструкции и характеристик антенн, а также фидерных линий.
Длины фидеров всех антенн до входов фазирующего устройства должны соот-
ветствовать следующим данным длина фидера антенны 1 равна S; длина фи-
дера антенны 2 равна S + d +0,5/э11, длина фидера антенны 3 равна S+2rf
В фазовращателе предусмотрена возможность выравнивания длин фидеров
в пределах до 2,5 м Для этого в разрыв фидера от антенны 2 дополнительно
включается небольшой отрезок искусственной линии.
15.10.	Вертикальная антенна бегущей волны
Для приема параллельно-поляризованного поля разработана
вертикальная несимметричная антенна с активными элементами
связи (БСВН). Эту антенну можно также использовать в тех
случаях, когда возникает необходимость существенного уменьше-
ния стоимости антенны бегущей волны, а также сокращения вре-
мени, необходимого для ее сооружения. Возможно выполнение ан-
тенны и из симметричных вибраторов. При этом упрощается кон-
струкция фидера, отпадает необходимость 'в развитом заземлении
и несколько улучшаются направленные свойства антенны в вер-
тикальной плоскости.
Схема антенны БСВН приведена на рис. 15.40,а. Для повыше-
ния эффективности .вертикальной антенны бегущей волны целе-
сообразно применять два параллельно соединенных полотна
(рис. 15.40,6). Руководствуясь соображениями, изложенными в
§ 15.5, можно рекомендовать следующие основные размеры одно-
го полотна БСВН: длина полотна антенны L = 90 м; количество
несимметричных вибраторов в полотне М=21—42; длина плеча
вибраторов 1=8 м; расстояние между вибраторами Zi = 2,254-
-1-4,5 м; расстояние D между двумя полотнами БСВН2 можно вы-
бирать в пределах 15—25 м.
Рис. 15.40
Собирательная линия антенны БСВН выполняется в виде не-
симметричного концентричного многопроводного фидера с волно-
вым сопротивлением, равным 140 Ом. Сопротивления резисторов
связи, включаемых между вибраторами и внутренней системой
проводов собирательного фидера, целесообразно выбирать в пре-
делах 350—800 Ом. Сопротивление поглощающего резистора вы-
бирается равным волновому сопротивлению собирательного фи-
дера. Вертикальная антенна бегущей волны обозначается следую-
щим образом: БСВН -у- у .
Анализ работы антенны БСВН представляет собой весьма
сложную задачу из-за необходимости учета влияния реальной поч-
вы на распределение токов в несимметричных вибраторах, пита-
емых несимметричным фидером. Как показали исследования (ом.
§ 15.6), достаточную для практических нужд точность расчета на-
правленных свойств можно получить, представляя антенну в виде
отрезка эквивалентной длинной линии с равномерно распределен-
ными параметрами. В таком приближении ДН антенны БСВНпри
Д-э-О рассчитываются по формуле
F (<Р) = l/ch	- cos [ р ТУ <! (I - cosg)! cos (0,5 sin ф).
m V	chJ^/j)—cos [P/H1/&1— cos <p) ]	' H w
Диаграмма направленности в вертикальной плоскости
= 1 1h) —c°s [0# h cos А)]
cos А К ch (ал Zj) —cos [Р Zi (1/Й! —cos А)] Х
X <{[cos (PZsin A)—cosp Z] (14- |рц| cos Фц) +
+ |рц| sin Фц [sin (P I sin A)—sin f3 Z sin A]} 4- i {[sin (p/sin A)—
—sin p Z sin A] (1 — 1 pj|| cos Фр) 4- [ pjj | sin Фц [cos (Р/sin A) — cosP Z]}>.
Здесь обозначено: |рц| и Фц —соответственно модуль и фаза
коэффициента отражения от земли параллельночполяр1изованного
луча; <р и А — соответственно азимутальный угол и угол возвыше-
ния принимаемого луча.
Коэффициент замедления фазовой скорости ki и коэффициент
затухания волны тока в собирательной линии ал рассчитываются,
как для горизонтальной антенны, по (15.5) и (15.6).
250 270290300370 320 330
110 100908070 60 50 50	30
Рис. 15.41
Диаграммы направленности в горизонтальной плоскости двой-
ной антенны БСВН2^-^ приводятся на рис. 15.41. Расчет сде-
лан для расстояния между полотнами Z> = 25 м. Сопоставление ДН
в горизонтальной плоскости вертикальной и горизонтальной ан-
тенн показывает, что уровень боковых лепестков у вертикальной
антенны значительно больше.
На рис. 15.42 приведены ДН той же антенны в вертикальной
плоскости для влажной почвы (ег=25, о=10-2 1/0м-м — сплош-
ная линия) и сухой почвы (ег=5, о=10-3 1/0м-м — штриховая
линия).
Коэффициент направленного действия антенны БСВН2 с до-
статочной для практических значений точностью может быть опре-
делен сравнением ДН этой антенны с ДН антенны БС2. На
рис. 15.43 приведена зависимость максимального КНД антенны от
длины волны для влажной и сухой почвы. Расчетные значения
максимальных КУ в диапазоне волн показаны на рис. 15.44.
В заключение данного раздела следует отметить, что антенну
БСВН совместно с горизонтальной антенной бегущей волны мож-
но использовать для поляризационно-разнесенного приема. Причем
вертикальную антенну можно устанавливать под горизонтальной
антенной на общей площадке. Для обеспечения минимального
взаимного влияния между антеннами целесообразно, чтобы про-
екции собирательных линий на землю у горизонтальной и верти-
кальной антенн совпадали.
ЧОПО1003080 70 60 50 60	30
110100 308070 60 50 00	30
11010030807060 50 60 50
---- влажная почва 06^-25, 8-10'г)
-----сухая почва (Сг-‘5>	Ю'3)
Рис. 15.42
Рис. 15.44
15.11.	Конструктивное выполнение антенн бегущей волны
Полотно антенны БС 'состоит из 21 симметричного вибратора.
Длина полотна антенны 90 м. Вибраторы выполняются из твердо-
тянутой медной или биметаллической проволоки диаметром 2 мм.
На рис. 15.45 показан один из вариантов крепления вибратора
к собирательной линии. Крепление резистора связи, включаемого
между симметричным вибратором и собирательной линией, пока-
зано на рис. 15.46.
В качестве резисторов связи можно использовать мастичные
резисторы типа МЛТ, рассчитанные на рассеивание мощности
2—5 Вт. Для грозовых районов целесообразно использов!ать ре-
зисторы, рассчитанные на рассеивание мощности 10 Вт
Полотно антенны подвешивается на четырех — шести деревян-
ных или железобетонных мачтах с помощью леерных канатов. Ле-
ерные канаты секционируются изоляторами через каждые 3—4 м.
Изоляцию симметричных вибраторов целесообразно осуществлять
с помощью палочных изоляторов, имеющих малую паразитную ем-
кость.
К концу собирательного фидера, направленному на корреспон-
дента, присоединяется шестипроводное снижение с волновым со-
противлением, равным 170 Ом, идущее к поглощающему резисто-
ру с сопротивлением 170 Ом.
Все сказанное выше относительно выполнения поглощающих
резисторов для приемных ром-
Рис. 15.45
Рис. 15.46
Собирательная линия антенны БС выполняется в виде четырех-
проводного перекрещенного фидера, имеющего волновое сопротив-
ление 168 Ом. Для согласования собирательной линии антенны
БС со стандартным питающим фидером, имеющим волновое со-
противление 208 Ом, применяется шестипроводный фидерный
трансформатор ТФ6—. Для согласования антенны БС2 с питаю-
щим фидером используют два трансформатора ТФ6^|, каждый
из которых состоит из последовательно соединенных трансформа-
торов ТФ6 — и ТФ6 —.
г 208	416
В тех случаях когда антенны БС и БС2 используются для ра-
боты в двух противоположных направлениях, к собирательному
фидеру с обоих концов подключаются питающие фидеры с вол-
новым сопротивлением 208 Ом (через соответствующие фидерные
трансформаторы), идущие к техническому зданию. Поглощающие'
резисторы устанавливают в техническом здании. Смена направле-
ния приема (реверсирование) осуществляют переключением при-
емника и поглощающего резистора с одного конца собирательного
фидера на другой.
Антенна БС2 подвешивается с помощью леерных канатов на
шести—девяти деревянных или железобетонных опорах. Антенна
ЗБС2 подвешивается с помощью леерных канатов на 8—21 мач-
тах. Каждое полотно антенны БСВН2 подвешивается на двух опо-
J7n ; pax высотой 12—14 м с помощью леерных
канатов, которые секционируются изолято-
рами через каждые 3—4 м.
Сечение несимметричного собирательно-
го фидера антенны БСВН показано на рис.
15.47. Провода 1 образуют экран концентри-
ческого фидера, а провода 2 — внутреннюю
жилу-фидера. Провода экрана соединяются
Рис. 15.47 между собой с помощью перемычки. Для
улучшения экранирования центральной жи-
лы и подавления однотактной волны экран целесообразно выпол-
нять не из четырех, как на рисунке, а из 6—12 проводов.
У каждого вибратора экран заземляется с помощью штырей,
забиваемых в землю на глубину 50—100 см. Для уменьшения по-
терь в земле целесообразно вместо штырей использовать радиаль-
ные заземления, состоящие из 10—12 проводов длиной 5—10 м.
Глава 16. ЛОГОПЕРИОДИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
16.1.	Схемы и принцип действия логопериодических антенн
Направленные свойства диапазонных антенн коротковолново-
го диапазона (ромбических антенн, АБВ, синфазных горизонталь-
ных антенн и др.) существенно меняются с изменением длины
волны. Наряду с этим изменяется и ориентация ДН относительно
поверхности земли- угол возвышения максимума ДН увеличивает-
ся примерно пропорционально длине волны. Ввиду этого для пе-
рекрытия необходимого рабочего диапазона (лежащего в преде-
лах 10—15 до 60—80 м) обычно применяется комплект из двух-
трех диапазонных антенн, каждая из которых обслуживает опре-
деленный поддиапазон. Это приводит к необходимости большой
площади для размещения антенных систем, к увеличению затрат
на их сооружение и к усложнению системы коммутации антенн.
Следует отметить, что применение комплекта антенн не устра-
няет зависимости направленных свойств антенной системы от дли-
ны волны. Это особенно нежелательно в радиовещании, где сек-
тор обслуживания, определяемый пространственной ориентацией
ДН и ее шириной, не должен изменяться при смене рабочей вол-
ны. Необходимо также отметить, что использование автоматизиро-
ванных передатчиков предъявляет повышенные требования к по-
стоянству входного сопротивления антенн в рабочем диапазоне-
(КБВ в фидере, связывающем автоматизированный передатчик с-
антенной, как правило, не должен быть менее 0,6—0,7).
Коротковолновую антенну с практически постоянной ДН во-
всем рабочем диапазоне волн и высоким согласованием с пита-
ющим фидером можно построить на базе частотно^независимых
антенн. Частотно-независимые антенны конструируются на осно-
ве принципа электродинамического подобия, в соответствии с ко-
торым две антенны на волнах 2ц и 2.2 имеют одинаковые элект-
рические характеристики, если все их геометрические размеры про-
порциональны отношению длин волн Ai/fa. При этом проводи-
мость окружающей среды и материала, из которого выполняются
обе антенны, должны изменяться в соответствии с тем же отно-
шением. Последнее требование при выполнении антенн из метал-
ла с высокой удельной проводимостью и при размещении антенн
в воздухе не является решающим и может не выполняться.
Принципу электродинамического подобия удовлетворяют ан-
тенны бесконечных размеров, форма которых полностью опреде-
ляется углами. Для создания практически выполнимых антенн ча-
стотно-независимые структуры должны обладать свойством «кон-
цевой отсечки тока». Это свойство предполагает, что на каждой
данной волне ток протекает в пределах ограниченного участка ча-
стотно-независимой структуры, размер которого определяется дли-
ной волны. За пределами этого участка структуры (называемого
активной областью антенны) ток быстро затухает (отсекается).
Для объяснения этого явления следует обратиться к выводам теории воз-
буждения периодических структур Как известно, при возбуждении периоди-
ческих структур возможны два режима работы: в первом — вдоль структуры
распространяется без излучения электромагнитная волна, а во втором — наб-
людается излучение электромагнитных волн в окружающее пространство. Режим
работы периодической структуры определяется соотношением между коэффи-
циентом фазы питающей волны, распространяющейся вдоль структуры, и пе-
риодом структуры При малом по сравнению с длиной волны периоде излуче-
ние отсутствует. При совпадении периода структуры с длиной волны происхо-
дит интенсивное резонансное излучение
Если в периодической структуре имеет место резонансное излучение, то
энергия питающей волны на конечном отрезке структуры практически полно-
стью преобразуется в энергию излученных электромагнитных волн. Прн этом
возбуждение структуры за областью излучения резко уменьшается, н обрыв
структуры не нарушит режима ее работы Период структуры у логоперноди-
ческой антенны является переменным, постепенно увеличиваясь в направлении
от точек питания антевны. Поэтому отсечку тока в этих антеннах можно объяс-
нить тем, что для любой волны (в случае бесконечной структуры) всегда най-
дется такая ограниченная область антенны, в пределах которой соотношение
между периодом структуры и длиной питающей волны соответствует режиму
интенсивного излучения
Частотно-независимой антенной, таким образом, является та-
кая антенна конечных размеров, которая в определенном диада-
зоне волн обладает .всеми свойствами бесконечных антенн. Мак-
симальная ®олна ее рабочего диапазона определяется максималь-
ными размерами .антенны, а минимальная волна — точностью вы-
полнения структуры 'вблизи точек питания антенны.
Пример плоской логопериодической структуры, обладающей к
тому же свойством самодополнительности (см. § 10.12), показан
л .	на рис. 16.1. В коротковолновом диапазоне
।	волн применяются структуры, показанные
Лх на рис. 16.2. Структура рис. 16.2,а образо-
\ вана из плоской структуры рис. 16.1 сгиба-
। нием плоскости по линии 11' с тем, чтобы
~"—Т обеспечить однонаправленное излучение.
1 \ /'"~] / Металлическая поверхность заменяется ее
I / * внешним контуром. Структура рис. 16.2,6 яв-
х/ I , ляется модификацией структуры рис. 16.2,а,
V/ более удобной в конструктивном отношении.
'	* Заменяя каждый зубец одним проводом и
Рис. 161 сводя обе половины антенны в одну пло-
скость, получаем структуру рис. 16.2,в.
Логопериодическая антенна (ЛПА) представляет собой сово-
купность элементов, размеры которых образуют геометрическую
прогрессию оо знаменателем т: J?,/J?,+i = /,//,+i=t. Очевидно, что
изменение всех размеров бесконечной структуры в т раз приведет
к получению структуры, форма которой полностью совпадает с ис-
ходной. Поэтому электрические характеристики логопериодической
антенны повторяются лишь на частотах, образующих геометриче-
скую прогрессию со знаменателем т: f0, fo%, f0T2, ..., f0Tn, ... При
изображении на шкале частот с логарифмическим масштабом эти
частоты образуют периодическую последовательность с постоян-
ным периодом, равным 1пт, что и определило название антенн
этого типа. Очевидно, что в пределах одного периода изменения
частоты от f0Tn до /дтп+1 электрические характеристики логопе-
риодических антенн будут изменяться. Непременным условием,
при котором практически выполнимая антенна может считаться
частотно-независимой, является достаточно малое изменение ее
электрических характеристик в пределах одного периода измене-
ния частоты. Это условие справедливо при таком конструктивном
исполнении частотно-независимой структуры, при котором один
период изменения частоты оказывается малым. При этом следует
отметить, что выполнение антенн в виде самодополнительных
структур, как это показано на рис. 16.1, является дополнительной
гарантией малости изменения электрических характеристик антен-
ны в пределах одного периода изменения частоты.
В коротковолновом диапазоне волн неудобно использовать ло-
гопериодические антенны (ЛПА), выполненные из сплошного ме-
таллического листа, даже -при условии его замены сеткой прово-
дов. Как показали исследования, частотно-независимые свойства
у ЛПА сохраняются, если тонкий металлический лист заменить
проволокой, которая воспроизводит форму границ листа. Кроме
того, форма зубцов, образующих логопериодическую структуру, не
обязательно должна быть округлой: частотно-,независимым,ипм^й-
ствами обладают структуры с некоторой преимущественной ори-
ентацией прямолинейных проводов, образующих антенну (см.
рис. 16.2,а и б). Такую антенну легко подвешивать на опорах с
помощью леерных оттяжек.
Наиболее удобным для коротковолнового диапазона волн ва-
риантом ЛПА является дипольная логопериодическая антенна (см.
рис. 16.2,в), принцип действия которой состоит в следующем.Рас-
положенные в начале структуры очень короткие по сравнению с
длиной волны вибраторы практически не излучают. Из-за пере-
крестного подключения к линии питания и малости расстояний
между вибраторами по сравнению с длиной волны поля, созда-
ваемые этими вибраторами, оказываются почти в противофазе.
Следует учесть также, что токи, ответвляющиеся в короткие виб-
раторы, очень малы по
амплитуде вследствие боль-
шого реактивного сопро-
тивления коротких вибрато-
ров.
По мере удаления от
точек питания расстояние
между вибраторами посте-
Рис. 16.2
Рис. 16.3
пенно возрастает. Токи в вибраторах приобретают дополни-
тельный сдвиг по фазе, пропорциональный расстоянию меж-
ду вибраторами. Поля, создаваемые токами соседних вибраторов,
приобретают сдвиг по фазе Д<р = Дф1+Дф2, где Дф[ = ₽rfi,t+i —
сдвиг по фазе за счет запаздывания тока в i-ui вибраторе по срав-
нению с током в (г+ 1)-м вибраторе; Д<р2 = Мг,г+icos0—сдвиг по
фазе за счет разности хода лучей (рис. 16.3); diti+1 — расстояние
между 1-м и (г+1)-м вибраторами. Этот дополнительный сдвиг
по фазе между полями соседних вибраторов в определенной мере
компенсирует противофазность полей, возникающую вследствие
перекрестного включения вибраторов в линию питания. Очевид-
но, что максимальный дополнительный сдвиг по фазе будет в на-
правлении 0 = 0°, т. е. в направлении, обратном направлению рас-
пространения питающей волны в линии (рис. 16.3).
Если расстояние между вибраторами di,i+l примерно равно
четверти длины волны, то дополнительный сдвиг по фазе в на-
правлении 0 = 0°, равный 20dt, г-н, окажется близким к 180°. В сум-
ме со сдвигом по фазе на 180° за счет перекрестного подключе-
ния к линии питания полный фазовый сдвиг окажется равным
360°, т. е. поля сложатся в направлении 0 = 0° синфазно. Таким
образом, для получения интенсивного однонаправленного излуче-
ния расстояния между вибраторами, размеры которых близки к
резонансным, должны быть близки к Х/4.
Следует, однако, учесть, что лишь у резонансного полуволнового вибратора
входное сопротивление чисто активное У остальных вибраторов входное соп-
ротивление является комплексным, что приводит к сдвигу по фазе между током
в вибраторе и напряжением в питающей линии, а также к изменению эквива-
лентной фазовой скорости волны в питающей линии (см § 15 4). У более ко-
ротких вибраторов, расположенных ближе к точке питания, входное сопротив-
ление имеет емкостной характер, и оба указанных фактора приводят к тому,
что расстояние между вибраторами должно быть уменьшено Изменение фазы
токов в вибраторе связано также с сильным их взаимным влиянием через внеш-
нее пространство Следует также учесть, что оптимальное усиление соответствует
ие синфазному сложению полей отдельных вибраторов, а сложению со сдвигом
по фазе, близким к 180° для крайних вибраторов активной области (см §15 3).
Ввиду изложенного оптимальное расстояние между вибраторами активной об-
ласти существенно меньше Х/4, причем возможно его изменение в достаточно
широких пределах Соответственно угол раскрыва структуры а (см. рис 16 3)
и ее период т не являются жестко взаимосвязанными, как это следовало бы
из упрощенного рассмотрения
Чем ближе т к единице, тем больше число вибраторов, для которых соз-
даются условия резонансного излучения. При этом размер активной области
и соответственно усиление антенны возрастают. При фиксированном угле рас-
крыва а увеличение размера активной области незначительно, поскольку с рос-
том т уменьшается расстояние между вибраторами. Заметное возрастание коэф-
фициента усиления возможно в том случае, когда рост т сопровождается соот-
ветствующим уменьшением а и увеличением длины антенны при сохранении
оптимального расстояния между вибраторами. Однако и в этом случае увели-
чение размера активной области ограничено тем, что вибраторы, расположенные
ближе к точке питания, перехватывают большую часть мощности и до более
удаленных вибраторов мощность не доходит. Такой режим нежелателен, по-
скольку и этом случае положение активной области становится неустойчивым
и сильно подверженным влиянию технологических неточностей В реальных ан-
теннах число вибраторов, образующих активную область, ие превышает четы-
рех-пяти
Из изложенного следует, что коэффициент усиления ЛПА принципиально
не может быть большим, причем рост КУ должен сопровождаться непропор-
ционально большим увеличением габаритов антенны
Постоянство входного сопротивления антенны объясняется следующим. Ко-
роткие вибраторы, расположенные между точкой питания и активной областью,
слабо возбуждаются, и их влияние сводится к некоторому изменению эквива-
лентного волнового сопротивления питающей линии и изменению фазовой ско-
рости в ией (см. § 15.4) Вибраторы активной области расположены на рас-
стоянии Х/4 друг от друга, и отраженные ими волны и значительной степени
взаимно компенсируются Кроме того, электрическое расстояние от точки пи-
тания до активной области постоянно, поэтому пересчитанное к входу антенны
эквивалентное сопротивление с частотой ие меняется
Описанный принцип действия ЛПА сохраняется и в том случае, когда обе
половники структуры образуют некоторый угол ЧА а излучающие элементы
имеют трапецеидальную или треугольную форму (см рис. 162,а и б). Такие
антенны называются пространственными ЛПА в отличие от дипольных лого-
периодических антенн, которые называются плоскими ЛПА
В связи с разбором принципа действия ЛПА следует отметить их свойство,
называемое принципом вращения фазы Для его пояснения предположим, что
активная область ЛПА состоит из трех вибраторов с номерами i, 1+1 и 1+2
(см рис 16 3) Если увеличить длину волны в т раз, то активная область
сместится иа одни вибратор от точек питания аитениы и будет включать сле-
дующие три вибратора- г+1, г+2 и г+З Легко заметить, что вибраторы в
активной области в этих двух случаях подключаются к собирательной линии
по-разному Назовем условно способ подключения г-го вибратора к собиратель-
ной линии «синфазным» Тогда в первом случае два вибратора активной об-
ласти оказываются включенными «сиифазио» [i-й и (г+2)-й], а одни вибратор
(г+1)-й — «противофазио». Во втором случае оказывается включенным «сии-
фазио» лишь одни средний вибратор активной области (г + 2)-й, а первый и
последний вибраторы (г+1)-й и (г+3)-й — «противофазио» Примем за исход-
ную фазу поля в некоторой точке дальней зоны иа волне Хо При изменения
волны в г раз в точке, расположенной в том же направлении иа том же элек-
трическом расстоянии, фаза поля, очевидно, изменится на 180°.
Эта особенность логопериодических антенн может использоваться для соз-
дания постоянного иа всех частотах рабочего диапазона сдвига по фазе между
полями, излучаемыми двумя ЛПА Для этого все размеры одной из антенн
необходимо изменить в т?/180 раз, где у — требуемый угол сдвига фаз в гра-
дусах.
16.2.	Применение логопериодических антенн
в коротковолновом диапазоне волн
В коротковолновом диапазоне волн возможно использование
как пространственных ЛПА с трапецеидальными и треугольными
вибраторами, так и плоских дипольных ЛПА. Направленные свой-
ства и согласование антенн с питающим фидером существенно
зависят от влияния земли. В свою очередь, влияние земли опре-
деляется отношением высоты расположения фазового центра ан-
тенны над землей к длине волны. Очевидно, что логопериодические
антенны утратят свои частотно-независимые свойства, если не при-
нять мер для обеспечения постоянства электрического расстояния
от фазового центра антенны до поверхности земли.
В случае логопериодических антенн эта задача может быть
решена простыми средствами. Как указывалось, в излучении ЛПА
на данной волне рабочего диапазона участвует небольшая группа
вибраторов, образующих активную область. Примерно в середине
активной области располагается фазовый центр антенны. При из-
менении длины волны активная область перемещается вдоль струк-
туры, располагаясь в той части антенны, где ее поперечный размер
равен примерно половине длины волны. При этом изменяется
расстояние между точками питания ЛПА и ее фазовым центром.
"Однако, как это следует из принципа действия ЛПА, в долях дли-
ны волны это расстояние остается постоянным.
Из изложенного следует, что фазовый центр ЛПА будет рас-
полагаться на постоянном электрическом расстоянии от поверх-
ности земли, если линию, вдоль которой перемещается фазовый
центр, расположить наклонно. При этом короткие вибраторы, об-
разующие структуру ЛПА, должны быть ближе к земле, чем длин-
ные, а вершина треугольника, в который вписывается антенна,
Рис. 16.4
Рис. 16.5
должна лежать на поверхности земли. В этом случае ЛПА -будет
иметь постоянную по форме и ориентации диаграмму направлен-
ности и высокое согласование с питающим фидером.
Конструкция плоской ЛПА с нормальной (горизонтальной)
поляризацией излучаемых волн показана на рис. 16.4. Вершину
угла а можно расположить на некоторой высоте над землей. В
этом случае высота фазового центра над землей будет равномер-
но возрастать по мере укорочения длины волны. В соответствии
с этим угол возвышения максимального луча диаграммы направ-
ленности в вертикальной плоскости будет плавно уменьшаться.
Диаграммы направленности пространственной ЛПА будут об-
ладать частотно-независимыми свойствами, если образующие ее
полотна расположить наклонно относительно поверхности земли
(рис. 16.5). Следует, однако, отметить, что пространственные ЛПА
нашли меньшее применение в коротковолновом диапазоне. Основ-
ной причиной этого является чрезмерная сложность конструкции
при практически тех же направленных свойствах, что и в случае
плоских ЛПА (рис. 16 4)
Конструкция ЛПА с параллельной (вертикальной) поляриза-
цией излучаемых волн показана на рис 16.6 Линию, питающую
Рис. 16.6
симметричные вертикальные вибраторы, в данном случае также
необходимо расположить наклонно относительно поверхности зем-
ли с целью получения частотно-независимых электрических харак-
теристик. Структура антенны оказывается при этом несимметрич-
ной относительно линии питания Как показали исследования, эта
асимметрия (усугубляющаяся из-за влияния земли) не приводит
к заметному^нарушению нормального режима работы линии, т. е.
к появлению в ней синфазных (однотактных) волн. Она может
быть скомпенсирована за счет некоторого укорочения нижнего
плеча вибратора.
16.3.	Расчет электрических характеристик логопериодических
антенн
Плоские ЛПА, на основе которых конструируются наклонные
плоские ЛПА с нормальной (горизонтальной) поляризацией (см.
рис. 16.4) и с параллельной (вертикальной) поляризацией излучае-
мых волн (см. рис. 16.6), представляют собой решетки симмет-
ричных вибраторов, подключаемых последовательно к симметрич-
ной распределительной линии. Таким образом, конструкция ЛПА
в принципе аналогична конструкции рассмотренной в гл. 15 ан-
тенны бегущей волны. Поэтому для расчета электрических харак-
теристик ЛПА может быть полностью использован алгоритм рас-
чета электрических характеристик антенн бегущей волны, из-
ложенный в § 15.6. Остановимся здесь лишь на тех особенностях
расчета, которые связаны с конструктивными особенностями ЛПА.
Для расчета распределения тока по вибраторам ЛПА справед-
лива система уравнений (15.7), в которой необходимо учесть пере-
крестное включение вибраторов в распределительную линию. Для
этого необходимо изменить на обратные знаки при коэффициентах
Yjk и Yk], сохранив прежними знаки при диагональных коэффици-
ентах У„ матрицы ||У^||, учитывающей связь вибраторов по
линии (см. приложение 8). Кроме того, следует принять равным
бесконечности сопротивление поглощающего резистора, включае-
мого у антенны бегущей волны на конце собирательной линии,
т. е. исключить член 1/W из коэффициента Уп и учесть различие
расстояний между вибраторами. Наконец, ввиду прямого подклю-
чения вибраторов ЛПА к распределительной линии сопротивления
связи 27?св в диагональных коэффициентах Z3] матрицы взаимных
и собственных сопротивлений ||Z3ft|| следует принять равными ну-
лю. С учетом этого система уравнений для расчета распределения
токов по вибраторам ЛПА принимает вид (15.7)
Точность расчета распределения токов путем решения (15 7) определяется
точностью учета пространственной взаимной связи между вибраторами и точ-
ностью расчета их собственных сопротивлений Вполне достаточная для прак-
тических нужд точность обеспечивается при расчете собственных и взаимных
сопротивлений по методу наведенных ЭДС (см. § 6 6). Это связано с принци-
пом действия логопериодических антенн. Действительно, на каждой волне ра-
бочего диапазона необходимо с достаточной точностью найти распределение
токов по тем трем-четырем вибраторам, образующим активную область, токи
в которых достигают максимального значения Дли этого необходимо с доста-
точной точностью определить распределение токов и во всех вибраторах, пред-
шествующих активной области, т е расположенных между точками питания
и активной областью В более длинных вибраторах, следующих за активной
областью, токи резко уменьшаются, и поэтому ошибки в определении этих
токов практически не сказываются на расчете электрических характеристик ЛПА.
У вибраторов, расположенных от точек питания до активной области включи-
тельно, длины плеч не превышают четверти длины волны Распределение токов
в тонких вибраторах с такой длиной плеч является, как известно, практически
синусоидальным. Поэтому с помощью метода наведенных ЭДС можно с доста-
точной точностью рассчитать распределение токов по вибраторам ЛПА всьвсем
ее рабочем диапазоне	. , .
Электрические характеристики ЛПА могут быть рассчитаны по
известному амплитудно-фазовому распределению токов по вибра-
торам. Напряженность поля в дальней зоне можно найти, просум-
мировав поля от всех вибраторов антенны с учетом их зеркальных
изображений в земле (см приложение 6).
Расчет входного сопротивления, КУ и КНД аналогичен расчету
этих характеристик для антенны бегущей волны (см. § 15.5). В
предположении идеальной проводимости земли КПД может быть
принят равным 1. При учете реальной проводимости земли КНД
антенны определяется путем численного интегрирования диаграм-
мы направленности, а КПД, учитывающий потери в земле, нахо-
дится из сравнения КНД и КУ. При приближенных расчетах мож-
но полагать, что КНД слабо зависит от проводимости земли. В
этом случае КПД антенны равен отношению КУ при реальной и
идеальной проводимостях земли
Входное сопротивление ЛПА определяется двумя факторами:
шунтирующим действием коротких вибраторов, расположенных
вблизи точки питания, и отражением волны от активной области.
Входная проводимость короткого вибратора Увх= (—i/W'sHg
№—ip//IFB. Расстояние между вибраторами пропорционально их
длине I. Поэтому усредненная на единицу длины шунтирующая
проводимость постоянна, и ее влияние сводится к изменению эк-
вивалентного волнового сопротивления линии. Выражая длину
вибраторов и расстояния между ними через период структуры!и
угол раскрыва а, получаем [19]
1Тл=1г/]/	(16.1)
где W — волновое сопротивление линии питания без учета шун-
тирующего действия вибраторов, 1ГВ — среднее волновое сопро-
тивление вибраторов.
16.4.	Электрические характеристики плоских наклонных
логопериодических антенн с нормальной поляризацией
излучаемого поля
Все приведенные ниже расчетные данные относятся к вариан-
там ЛПА с волновым сопротивлением линии питания, равным
300 Ом, и с волновым сопротивлением вибраторов, равным при-
мерно 600 Ом Такие ЛПА имеют наиболее простое конструктив-
ное исполнение: собирательная линия выполняется в виде стан-
дартного четырехпроводного симметричного фидера, используемого
в коротковолновом диапазоне для питания передающих антенн, а
плечи вибраторов изготовляются из одного провода с диаметром
3—4 мм. Подключаются плечи вибраторов к линии питания перек-
рестно с помощью крестообразных изоляторов (конструкция ЛПА
подробнее описывается ниже).
В некоторых случаях, например при подведении к антенне большой мощ-
ности, оказывается необходимым понизить волновое сопротивление вибраторов
за счет увеличения их диаметра При этом наблюдается некоторое изменение
направленных свойств: каждое удвоение диаметра плеч приводит к увеличению
коэффициента усиления иа 0,2 дБ, если радиус плеча вибраторов и его длина I
лежат в пределах 50а </< 1'0 000а Это объясняется тем, что с понижением
волнового сопротивления вибраторов уменьшается значение реактивной части их
входного сопротивления и активная область ЛПА несколько расширяется В ре-
зультате ДН несколько сужается и уменьшается уровень излучения назад
С уменьшением волнового сопротивления вибраторов входное сопротивление
ЛПА несколько уменьшается в соответствии с (16.1)
Волновое сопротивление распределительной линии ЛПА следует выбирать по
возможности низким Это позволяет уменьшить шунтирующее действие на соби-
рательную линию коротких вибраторов, не входящих в активную область,
повысить электрическую прочность антенны и улучшить ее согласование. Однако
в коротковолновом диапазоне волн конструкция симметричных линий с волно-
вым сопротивлением менее 200 Ом оказывается весьма сложной Таким образом,
пределы изменения волнового сопротивления распределительной линии ЛПА не-
велики: 200—400 Ом На направленных свойствах такие изменения волнового
сопротивления практически не сказываются. Увеличение волнового сопротив-
ления приводит к более сильному шунтирующему действию вибраторов. При
этом короткие вибраторы возбуждаются сильнее, а до более длинных доходит
меньшая доля мощности, так что активная область несколько смещается в сто-
рону коротких вибраторов практически без изменения своего размера. Измене-
ние волнового сопротивления заметно сказывается лишь на входном сопротив-
лении антенны в соответствии с (16 1)
Таким образом электрические характеристики логопериодических антенн оп-
ределяются в основном их конструктивным исполнением: высота расположения
активной области над землей зависит от угла наклона полотна антенны к по-
верхности земли ф, число вибраторов в активной области и расстояния между
ними зависят от угла раскрыва полотна а и периода структуры т (см рис. 16 4).
Длину плеча самого длинного вибратора можно принять рав-
ной Хтах/4, поскольку активная область ЛПА, как показывает ана-
лиз, несколько смещена в сторону более коротких вибраторов по
отношению к вибратору резонансной длины. В этом случае мак-
симальная длина ЛПА
L=Xmaxctg(a/2)/4.	(16.2)
Из приведенных в § 16.1 соображений относительно принципа
действия ЛПА следует, что длина ЛПА не может быть меньше не-
которого минимально допустимого значения. Действительно, ин-
тенсивное однонаправленное излучение у ЛПА имеет место при
условии равенства расстояния между вибраторами в активной об-
ласти примерно четверти длины волны. Поэтому нецелесообразно
использовать ЛПА с общей длиной порядка (0,25ч-0,3) Кпах, т. е.
с углами а около 70—90°. У таких ЛПА существенно ухудшаются
как направленность излучения, так и согласование с питающим
фидером. Необходимость наклонного расположения полотна'ЛПА
относительно поверхности земли, при котором высота антенны свя-
зана с ее длиной соотношением H = L sin ф, также приводит к не-
обходимости увеличения длины ЛПА.
В -связи с изложенным минимальной длиной наклонных ЛПА
можно считать L=0,6Zmax(a=45°). На рис. 16.7 показаны зависи-
мости ее коэффициента усиления от высоты расположения самого
длинного вибратора Н/кщах над землей. Параметром кривых явля-
На рис. 16.8 — рис. 16 12 приводятся зависимости коэффициен-
тов усиления наклонных ЛПА от высоты подвеса, имеющих длины
l,0Xmax(a=28°); l,5%max(a= 19°); 2,0Uax(a= 14°); 2,5^ (а = 11,5°)
и 3,0Zmox(a==9,5°) соответственно. Параметром кривых является
период структуры т.
Влияние на диаграмму направленности ЛПА периода структу-
ры т показано на рис. 16.13 и рис. 16.14 для ЛПА длиной L =
= l,0A™ax, подвешенной так, что самый длинный ее вибратор рас-
полагается на высоте 0,4Xmax над землей. На рис. 16 15, 16.16 по-
казано распределение амплитуд и фаз токов в ЛПА длиной L —
= 2ктах При Т = 0,96 И ЗКтах ПрИ Т = 0,95.
Приведенные на рис. 16.7—16.12 данные показывают, что у
каждого варианта ЛПА с данной длиной L имеется некоторый оп-
тимальный угол наклона к поверхности земли ф, связанный с оп-
тимальной высотой подвеса антенны соотношением /70Пт=
= L sin фонт, при котором данный вариант ЛПА имеет максималь-
ное значение коэффициента усиления. Эта особенность объясня-
ется влиянием земли на излучение ЛПА с наклонным расположе-
нием оси антенны, при котором максимум излучения направлен в
землю. Если угол наклона оси ЛПА мал, то фазовый центр антен-
ны оказывается на малой высоте над поверхностью земли, что
приводит к увеличению угла возвышения максимального луча и к
расширению ДН. Коэффициент усиления антенны при этом ока-
Рис. 16.12
зывается малым. По мере увеличения угла if высота расположения
фазового центра антенны над землей увеличивается, ДН у верти-
кальной плоскости становится уже и более «прижатой» к Поверх-
ности земли, а КУ возрастает. При дальнейшем увеличений угла
наклона оси антенны максимум излучения ЛПА оказывается ори-
ентировочным под большим углом в землю. В результате этого
создаются условия для увеличения уровня бокового излучения под
большими углами к горизонту, что приводит к уменьшению КУ
антенны. Это иллюстрируется приведенными на рис. 16.17 и 16.18
диаграммами направленности наклонной ЛПА длиной 2,01)nax(as::,
= 14°) в вертикальной и горизонтальной плоскостях. Диаграммы
Рис. 16.13

10 20 30 90 50 SO 10 80 90 100 ПО 120 ISO 190 150 160 (f,ipaO
Рис. 16.14
земли. Диаграммы направленности различных ЛПА при фикси-
рованных высотах подвеса показаны на рис. 16.19—16.28.
Для увеличения коэффициента усиления наклонных плоских
ЛПА две антенны соединяются параллельно (рис. 16.29). Замет-
Рис. 1в.1в

О 10 20 JO 90 50 60 70 SO 30 100 1W 120 130 1W 150 '50 у/граЗ
Рис IBIS
0 10 20 30 00 50 60 70 80 90 IffO 110 120 130 1W 150 160&ttpag
Рис n.io

e(v)/e,
20 30 00 50 60 70 80 30 100 110 120 130 100 150 160 й,град

ный выигрыш здесь можно получить лишь при условии, ЧТО ПОЙОТ-
на ЛПА будут разнесены по горизонтали на достаточно большое
расстояние. В свою очередь, это предполагает использование дос-
таточно длинных полотен. Например, наклонная ЛПА длиной L =
=ЗХтах (т=0,97), выполненная по схеме рис. 16.29, подвешенная
на высоте 0,9Лтазс с разнесением между осями полотен D = Kmax,
имеет КУ, равный 36. Одиночная ЛПА с теми же геометрическими
данными имеет коэффициент усиления равный 19,5. Диаграмма
Рис. 16.29
Рис. 16.30
направленности в горизонтальной плоскости описанной решетки
из двух ЛПА показана на рис. 16.30.
Приведенные данные позволяют сделать следующие выводы.
Высота подвеса, при которой антенна имеет максимальный КУ,
определяется в основном ее длиной и практически не зависит от
периода структуры т. С увеличением т КУ возрастает; но начиная
с некоторого значения, рост КУ замедляется, и для каждой фик-
сированной длины антенны существует предельное значение КУ.
Для увеличения КУ следует увеличить длину антенны. С увели-
чением длины, однако, характеристики антенны становятся неус-
тойчивыми, что ограничивает возможности увеличения КУ значе-
нием приблизительно равным 20 для одиночной ЛПА.
Угол наклона максимума ДН ДтОх практически не зависит от
длины ЛПА и определяется высотой подвеса:
sin (Р Я sin	= I.	(16.3)
С ростом Н увеличиваются боковые лепестки ДН в вертикаль-
ной плоскости, что ограничивает минимальный угол наклона луча
значением Дтах~ 15°.
Порядок определения параметров ЛПА по заданным значениям КУ и Дто»
может быть следующим. Исходя из заданного значения Ьтах из (16.3) опре-
деляется высота подвеса Н, по найденному значению Н с помощью кривых
рис. 16.7—16.12 — длина антенны н период структуры т Пусть, например, тре-
буется найти параметры ЛПА с Атах=20° и КУ, равным 15. Из (16.3) находим
Я/Ато1=0,73, а нз кривых рис. 16.Ю—16.12, что при этом значении Н требуемое
значение КУ реализуется при L=2Zmax, t=i0,96—0,97; L=-2,5Xmax, т=0,925 и
L=3Xmai, т=0,94.
Значение т определяет число вибраторов, образующих полотно ЛПА. Пусть
1m.я н 1тах — минимальная н максимальная длины плеч вибраторов, найденные
из условия перекрытия требуемого диапазона длин волн. Необходимое число
вибраторов N определяется нз соотношения 1тш11тах=т:к~1, откуда
= 1п(1т1п//та1)/1пт+1. Например, прн /тох//т.п=6 значению т=О,97 соответст-
вует А1=60. Прн т=0,94 АГ=30, прн т=0,92|5 #=24.
Выбор того нлн иного варианта определяется конструктивными соображе-
ниями, а также размером площадки, на которой должна быть размещена ан-
тенна Прн меньшем числе вибраторов вес антенны меньше и система ее под-
вески на опорах проще
Согласование ЛПА с питающей линией тем выше, чем ближе
к 1 период структуры т. При увеличении длины антенны согласо-
вание улучшается: КБВ у коротких ЛПА падает до 0,5, а у длин-
ных ЛПА КБВ не ниже 0,7—0,8 во всем рабочем диапазоне. Ука-
занные значения КБВ реализуются в случае питания ЛПА сим-
метричной линией с волновым сопротивлением, равным среднему
значению входного сопротивления, определяемому (16.1). Умень-
шение волновых сопротивлений распределительной линии и вибра-
торов, образующих полотно ЛПА, приводит к некоторому улучше-
нию согласования антенны.
16.5.	Электрические характеристики плоских
логопериодических антенн с параллельной поляризаций
излучаемого поля
Конструкция плоской ДПА с параллельной (вертикальной) по-
ляризацией излучаемого поля показана на рис. 16.6. Как видно,
конструктивное разнообразие этих антенн существенно меньше,
чем в случае наклонных плоских ДПА с нормальной поляризацией
излучения: эти антенны могут отличаться лишь полной длиной
(т. е. значением угла а при вершине полотна) и периодом структу-
ры т. Зависимость коэффициента усиления антенн с параллельной
поляризацией от этих геометрических параметров приводится на
рис. 16.31. Параметром кривых является длина антенны, выражен-
ная в долях максимальной длины волны рабочего диапазона.
Коэффициенты усиления рассчитывались для случая расположения
антенн над землей средней влажности (о=0,01 См/м; ег=25) без
учета металлизации земли В связи с этим следует отметить, что
продленное в направлении распространения луча заземление уве-
личивает коэффициент усиления антенн примерно вдвое за счет
снижения потерь энергии в земле
Из данных, приведенных на рис. 16.31, следует, что увели-
чение коэффициента усиления антенн за счет увеличения длины
ДПА и в данном случае имеет предел, поскольку очень длинные
ЛПА чрезвычайно чувствительны к точности выполнения структу-
ры.
Сравнение с результатами, полученными для антенн с нормаль-
ной поляризацией, показывает, что антенны с нормальной поля-
ризацией имеют большие значения коэффициента усиления, чем
антенны с параллельной поляризацией. При этом, однако, следует
учесть, что у антенн с параллельной поляризацией при малой об-
щей высоте антенны (около 0,5Хтаж) ДН получаются более «при-
жатыми» к поверхности земли: угол возвышения главного луча у
всех конструктивных вариантов ЛПА равен 13—15°. Поэтому в
определенных случаях антенны с параллельной поляризацией из-
лучаемых волн могут оказаться предпочтительнее антенн с нор-
мальной поляризацией.
Рис. 16.33
На рис. 16.32 приводятся ДН в вертикальной плоскости я”**"»,
длиной 2,5Хтаж и l.OXmax, имеющих период т = 0,96, при которой у'
них коэффициент усиления максимален. Диаграммы направлен-
ности этих антенн в горизонтальной плоскости (при A=Amasc) пока-
заны на рис. 16.33.
Типичное изменение направленных свойств антенн при измене-
нии периода т характеризуется диаграммами направленности, по-
казанными на рис. 16.34 (вертикальная плоскость) и 16 35 (гори-
зонтальная ПЛОСКОСТЬ При А = Arnax) ДЛЯ ЛПА ДЛИНОЙ 1,5Хтах-
Для повышения коэффициента усиления ЛПА с параллельной
поляризацией можно соединять в синфазные решетки (рис. 16.36).
Выигрыш в коэффициенте усиления у такой решетки по сравне-
Рис. 16.34
Рис. 16.35
нию с данными, приведенными на рис. 16.31, не превышает при-
мерно 1,5 раза, так как взаимное влияние между полотнами в схе-
ме антенны по рис. 16.36 больше, чем в схеме по рис. 16.29.
Все сказанное в отношении зависимости входного сопротивле-
ния антенн и их согласования с питающим фидером в рабочем диа-
пазоне применительно к антеннам с нормальной поляризацией (см.
§ 16.4) справедливо и для антенн с параллельной поляризацией.
Рис. 16.36
В заключение следует отметить, что плоские ЛПА с вертикаль-
ной ориентацией вибраторов и параллельной рабочей поляриза-
цией поля могут служить в качестве весьма эффективных прием-
ных антенн. Как видно из ДН, приведенных на рис. 16.32—16.35,
при оптимальном выборе периода структуры т такие антенны име-
ют весьма высокий коэффициент защитного действия. Коэффици-
ент направленного действия этих антенн достаточно высок. За-
висимость КНД от длины полотна и периода структуры т показана
на рис. 16.37 (значения КНД получены численным интегрирова-
нием для почвы средней влажности).
Как видно из приведенных на рис. 16 37 данных, по максималь-
но достижимым значениям КНД логопериодические антенны ус-
тупают таким приемным антеннам, как антенны бегущей волны
или ромбические антенны. Однако следует иметь в виду, что при-
водимые на рис 16.37 значения КНД ЛПА имеют на всех волнах
рабочего диапазона, включая самые длинные, в направлении Д==
= 15° к горизонту. Под углом возвышения Д=10° КНД у всех ва-
риантов ЛПА уменьшается лишь на 20%, а при А = 5° — на 50%
КНД, равный 25 и 15 соответственно на всех волнах рабочего диа-
пазона. При использовании этой антенны в схеме синфазной ре-
шетки (см. рис. 16.36) КНД под этими углами к горизонту увели-
чивается примерно в 1,5 раза. Очевидно, что в тех случаях, когда
важно получить высокие значения КНД под малыми углами к
горизонту при сравнительно малой общей высоте антенны, плос-
кие ЛПА с вертикальной ориентацией вибраторов могут оказаться
предпочтительнее антенн других типов.
16.6.	Варианты логопериодических антенн с вертикально
ориентированными полотнами
Логопериодические антенны по принципу действия являются
антенными слабонаправленными. Поэтому на их базе можно скон-
струировать антенны аналогичные по своим направленным свойст-
вам таким слабонаправленным антеннам коротковолнового диапа-
зона, как горизонтальный диапазонный вибратор, или горизонталь-
ный уголковый вибратор. По сравнению с этими вибраторными
антеннами ЛПА имеют частотно-независимые электрические ха-
рактеристики во всем рабочем диапазоне волн.
Горизонтальный диапазонный вибратор имеет двунаправленную
ДН чечевицеобразной формы с максимумами излучения, образую-
щими некоторый угол с поверхностью земли (см. гл. 10). Анало-
гичную диаграмму направленности ЛПА будет иметь, если по-
лотно антенны расположить вертикально, ориентировав вибраторы
параллельно поверхности земли (рис. 16.38).
Следует отметить, что в данной схеме антенны не может быть
такого разнообразия конструктивных вариантов, как в схемах
ЛПА с нормальной и параллельной поляризациями излучаемого
поля (см. § 16.4 и 16.5), поскольку
эти антенны не могут иметь произ-
вольную длину. С одной стороны, в
этой схеме антенны, как и в схемах
других коротковолновых ЛПА, нель-
зя использовать полотна короче
0,4^тах, так как такие антенны теря-
ют свои диапазонные свойства. По
мере увеличения длины полотна воз-
никает другая трудность. При высо-
те расположения фазового центра
антенны 0,75Л над землей, излуче-
ние вертикально вверх от антенны и
ее зеркального изображения скла-
дываются в фазе, а уровень излуче-
ния под низкими углами к горизон-
ту уменьшается. При дальнейшем
увеличении длины полотна диаграм-
ма направленности антенны стано-
вится многолепестковой с преиму-
щественным излучением вертикаль-
Рис. 16.38
но вверх, что объясняется переотра-
жением от поверхности земли излучения ЛПА, направленного мак-
симумом вдоль оси антенны вниз.
Из изложенного следует, что в схеме вертикальной ЛПА с нор-
мальной поляризацией излучаемого поля (см. рис. 16.38) целесо-
образно использовать полотна с длиной примерно О,5Лтазс (с углом
а при вершине, равным примерно 50—60°).
На рис. 16.39 и рис. 16.40 приводятся ДН вертикальной ЛПА
с а = 53° и т=0,8 в вертикальной и горизонтальной (при A = Amasc)
плоскостях. При волновом сопротивлении собирательного фидера,
равном 300 Ом, антенна имеет среднее значение входного сопро-
тивления около 150 Ом. Коэффициент бегущей волны во всем ра-
бочем диапазоне не ниже 0,5.
Схема ЛПА, по принципу действия аналогичная уголковому
диапазонному вибратору (ВГДШ-2У), показана на рис. 16.41. Эта
уголковая ЛПА имеет всенаправленную диаграмму направлен-
ности в горизонтальной плоскости при нормальной поляризации
излучаемого поля. Все приведенные выше соображения относи-
тельно выбора длины полотна ЛПА справедливы и для уголковой
ЛПА. Поэтому она имеет практически такие же направленные
свойства в вертикальной плоскости, как и вертикальная ЛПА
(см. рис. 16.39).
Рис. 16.39
Уголковая ЛПА состоит из двух полотен с горизонтальными
вибраторами, оси которых взаимно перпендикулярны. Подвешива-
ется антенна на трех опорах. Вершины обоих треугольных поло-
тен располагаются в общей точке у поверхности земли. Как по-
казали исследования, для повышения равномерности распределе-
ния излучения в горизонтальной плоскости эту точку следует рас-
полагать не в точке «а» у общей для обоих полотен мачты
(рис. 16.41), а на четверти расстояния «аб» по биссектрисе прямо-
го угла, образованного вибраторами полотен.
Как и в случае вертикальной ЛПА (см. рис. 16.38), каждое по-
лотно уголковой ЛПА имеет среднее значение входного сопротив-
ления около 150 Ом, если в качестве линии питания используется
стандартный симметричный фидер с волновым сопротивлением
300 Ом, КБВ в рабочем диапазоне не ниже 0,5.
Направленные свойства антенн, использующих вертикальные
ЛПА с горизонтальными вибраторами (см. рис. 16.38 и 16.41)
можно существенно улучшить, если обеспечить в антеннах режим
поперечного относительно оси излучения. Для этого вибраторы ак-
тивной области должны возбуждаться синфазно, т. е. расстояние
между ними должно быть близко к половине длины волны в ли-
нии питания.

Можно привести следующие оценки. Сопротивление	включенное
в линию параллельно, изменяет фазу проходящей волны на угол
XW_________
Дф — arctg ^ + 2(Х2 + /?2) ’	(16'4>
где W — волновое сопротивление линии
Этот результат может быть получен непосредственно из соотношений тео-
рии длинных линий (см гл 1)
Для коротких вибраторов при X^W>R Д<р«№'/(2Х) Изменение фазы,
отнесенное к расстоянию между вибраторами, определяет эффективное измене-
ние фазовой скорости в линии Мнимая часть входного сопротивления корот-
кого вибратора Х=—№Bctg р/« —	где WB — волновое сопротивление
вибратора; Z — длина его плеча Расстояние между вибратором с длиной плеча I
и ближайшим более коротким вибратором равно (1—r)Zctg(a/2). Расстояние
до более длинного вибратора (1/т) (1—r)/ctg(a/2). Среднее расстояние будег
(1/]/7)(1—T)/ctg(a/2). Соответствующая добавка к постоянной распростра-
нения
• <и-5>
В области, где X<.R, фазовая добавка (164) мала, одиако имеет место
дополнительное изменение фазы тока относительно фазы напряжения в линии,
связанное с изменением фазы входных сопротивлений вибраторов вдоль линии»
Пусть го — координата резонансного вибратора Длина плеча вибратора, рас-
положенного в точке z, равна (X/4)i(l+z—z0)tg (a/2). Мнимая часть его вход-
ного сопротивления
X = Ц7В tg [р (г—z0) tg (a/2)] « WB p (z—z0) tg (a/2).
Сдвиг фазы тока относительно фазы питающего напряжения
Д<р = — arctg (X/R) ж — X/R « Р (г—z„) tg (a/2) ^в//?2,
где Rs «75 Ом — входное сопротивление резонансного вибратора
Эквивалентная добавка к постоянной распространения
ДР=Р tg(a/2) Гв//?£.	(16 6)
Значения (16.5) и (16.6) обычно достаточно близки, так что можно счи-
тать, что во всей активной области эквивалентная длина волны в линии
Условие синфазного возбуждения вибраторов активной области имеет вид
1 + ^£,8Т=2гЬ,8Т'	<16-8>
У ЛПА, работающих в режиме поперечного излучения, период
структуры т существенно меньше, чем у ЛПА обратного осевого
излучения с той же длиной полотна (с тем же углом раскрыва а).
Малое значение периода приводит к ухудшению диапазонных
свойств ЛПА по согласованию из-за увеличения разноса между
Рис. 16.42
соседними резонансными частотами. Кроме того, ухуяпмидяр сог-
ласования по сравнению с ЛПА обратного осевого излучения свя-
зано с тем, что волны, отраженные от вибраторов активной облас-
ти; складываются в фазе.
Режим поперечного излучения весьма критичен к изменению
фаз полей, создаваемых отдельными излучателями, в отличие ог
режима осевого излучения, при котором допустимо изменение со-
отношения фаз в достаточно широких пределах. Ввиду этого длина
ЛПА с поперечным излучением не может быть большой, так как
в противном случае режим ее работы становится неустойчивым.
Допустимыми можно считать A^2Zmax(a^l4o). Длина ЛПА не
может быть также слишком малой, так как при этом период ее
структуры т мал и диапазонные свойства по согласованию резко
Рис. 16.43
п го 30 W 50 60 70 5 град
Рис. 16.44

ухудшаются. Полагая т>0,7, находим из (16.8) tg (а/2)^1/[6,67—
—1,4(^/^в)]. При Ц7В = ЗОО Ом а<22° (^1,3UM).
При выборе варианта вертикальной ЛПА поперечного излуче-
ния следует иметь в виду, что излучение под высокими углами к
горизонту и вертикально вверх можно существенно уменьшить,
если длину ЛПА выбрать так, чтобы ее фазовый центр распола-
гался на высоте, кратной половине длины волны. Практически воз-
можен единственный вариант вертикальной ЛПА поперечного из-
лучения, удовлетворяющий всем приведенным выше требованиям.
Это ЛПА с углом а, равным примерно 16°, у которой фазовый
центр располагался на расстоянии 1,5% от точек питания.
На основе изложенных здесь соображений была разработана
ЛПА поперечного излучения, состоящая из трех полотен, образую-
щих синфазную решетку в горизонтальной плоскости, с а =16,7°
и т = 0,78 (рис. 16.42). Для получения однонаправленного излуче-
ния в схеме антенны использован апериодический рефлектор в
виде линейной сетки проводов, ориентированных параллельно осям
вибраторов. Антенна имеет два одинаковых активных полотна,
подвешенных по обе стороны от плоскости рефлектора, что обес-
печивает работу антенны в двух противоположных направлениях.
В каждом активном полотне ЛПА расположены веером, а плоскос-
ти активных полотен образуют небольшой угол с вертикальной
плоскостью рефлектора, так что короткие вибраторы расположены
ближе друг к другу и к рефлектору, чем длинные. Это обеспечива-
ет постоянство электрических характеристик антенны во всем ее
рабочем диапазоне. Антенна этого типа предложена Э. М. Жур-
бенко.
Распределение токов в полотне антенны при Л=0,49А показано
на рис. 16.43. Диаграммы направленности этой антенны в верти-
кальной и горизонтальной плоскостях показаны на рис. 16.44 и
16.45. При использовании в качестве собирательного фидера стан-
дартной симметричной линии с волновым сопротивлением 300 Ом
среднее значение входного сопротивления каждой ЛПА равно
;	примерно 150 Ом, а КБВ относительно
к л	этого значения не ниже 0,5. Коэффициент
усиления антенны во всем диапазоне око-
ло 5о-
//	В антенне используются вибраторы с
пониженным волновым сопротивлением,
выполненные в виде расположенного в
одной плоскости веера проводов, концы
рч.	которых соединены между собой (рис.
16 46). Такое конструктивное исполнение
— \ вибраторов наряду с уменьшением их вол-
нового сопротивления обеспечивает сни-
жение потенциалов на концах вибрато-
ров, что повышает электрическую проч-
ность антенны. Поэтому треугольная фор-
Рис. 16.46	ма вибраторов (см. рис. 16.46) может
быть рекомендована для всех прочих конструктивных варрантов
ЛПА, питаемых передатчиком с большой мощностью.
Вертикальная ЛПА с рефлектором (см. рис. 16.42) может за-
менить комплект антенн СГД -у- РА.
16.7.	Конструктивное выполнение логопериодических антенн1
Ввиду больших геометрических размеров ЛПА целесообразно
выполнять их из гибких элементов, подвешиваемых в пролетах
между опорами в виде мачт или башен. Необходимость получения
плоского антенного полотна, располагаемого вертикально или нак-
лонно относительно поверхности земли, обусловливает применение
леерной подвески. Правильный выбор формы леера обеспечивает
равномерное натяжение полотна антенны и деформацию его в за-
данных пределах под действием ветра и гололеда.
На рис. 16.47,а показан вариант с вертикальным плоским по-
лотном (ВЛПА) из однопроводных симметричных (вибраторов.
Полотно ВЛПА подвешивается между двумя мачтами: низкой пе-
редней, располагаемой непосредственно перед фронтом излучения
антенны, и задней, более высокой, воспринимающей основную наг-
Рис. 16.47
1 Параграф написан по материалам, предоставленным Н А Эскиным
рузку ОТ антенного полотна. Задняя мачта обычно металлическая
<с оттяжками из металлического троса, секционированными таке-
лажными изоляторами, или из диэлектрического каната — из
стекловолокна или синтетических волокон; передняя мачта чаще
выполняется из диэлектрического материала — асбоцементной или
стеклопластиковой трубы. Не исключается применение и металли-
ческой передней мачты. В этом случае мачта располагается на
достаточно большом расстоянии от антенного полотна, при кото-
ром влияние ее на направленные свойства антенны несуществен-
но. Вибраторы через изолирующий поводок подвешиваются к ле-
еру, нижний конец вибратора через небольшой изолирующий пово-
док закрепляется на собственном фундаменте — анкере.
Распределительный фидер и леер крепятся к передней мачге
через винтовые стяжки, позволяющие регулировать положение
вибраторов антенны. Жесткое крепление распределительного фи-
дера у передней опоры упрощает подключение главного фидера к
точкам питания ВЛПА. У задней опоры канаты от распредели-
тельного фидера и леера перебрасываются через ролик и вытя-
гиваются с помощью винтовых стяжек или контргрузов, подвеши-
ваемых за концы канатов у основания мачты. Контргрузы позволя-
ют обеспечить постоянство нагрузки на мачты в тяжелых метео-
условиях (ветер, гололед) за счет некоторой деформации (выду-
вания, провеса) элементов полотна. Нагрузка на распределитель-
ный фидер обычно значительно меньше, чем на леер, что позволя-
ет крепить ее на обеих мачтах без контргрузов. Конструкция рас-
пределительного фидера и узлы крепления леера на металличе-
ской мачте показаны на рис. 16.48.
Обычно плоскость проводов фидера перпендикулярна плоскос-
ти полотна антенны. Плечи вибраторов крепятся к крестообраз-
ному изолятору с помощью контактных перемычек (см.
рис. 16.47,6). Верхние провода вибраторов поочередно соединяют-
ся то с правым, то с левым проводом соединительного фидера. Та-
кая схема подключения несколько изменяет входное сопротивление
вибратора, которое сводится в основном к некоторому изменению
эквивалентной длины плеча вибратора, примерно на длину пере-
мычки, и должно быть учтено при проектировании ВЛПА.
Возможен и другой вариант подключения вибраторов к распре-
делительному фидеру, показанный на рис. 16.47,в. В этом вариан-
те плоскость проводов фидера совпадает с плоскостью антенною
полотна. Фидер «перекрещивается» с помощью перемычек, выпол-
ненных из жесткого провода и изогнутых таким образом, чтобы
расстояние между проводами, образующими перемычки, сохраня-
лось постоянным. Недостатком этого варианта является то, что
длина линии между вибраторами отличается от геометрического
расстояния между ними, причем разница меняется вдоль антен-
ны, становясь особенно заметной вблизи коротких вибраторов.
Кроме того, схема с крестообразными изоляторами более проста
в конструктивном отношении, в связи с чем она и получила боль-
шее распространение.
Различное влияние земной поверхности на верхние и иа«яи1>
плечи вибраторов может привести к асимметрии напряжрний и
токов на входе антенны. Некоторая компенсация этой асимметрии
может быть получена за счет сокращения длин нижних плеч -виб-
раторов.
Шлейф
Заземляющий
провоЗ
К опоре снижения
Натяжной
подъемный
канат
Натяжной подъемный канат
Соединительное адено
Изолятор _
стержневой gepnra/(a/fiH61p Вибратор
/ Контактные перемычка
Изолятор
крестообразной
Вертикальный
вибратор
Металлическая
распорка.
Рис. 16.48
В тех случаях когда необходимо уменьшить размеры антенны
даже за счет некоторого ухудшения ее электрических характерис-
тик, может быть использована антенна с несимметричным пита-
нием (ВЛПА-Н), показанная на рис. 16.49,а. В антенне применены
двухпроводные вибраторы. Это позволяет более строго выдержать
принцип логарифмической периодичности, сохраняя неизменным
волновое сопротивление вибратора независимо от его длины, что
.практически невыполнимо в случае однопроводных вибраторов.
Эффект «перекрестного включения» достигается путем включения
в линию между вибраторами фазовращателей, выполненных из со-
средоточенных элементов и обеспечивающих сдвиг фазы на 180°.
Ряс. 16.49
При несимметричной схеме питания под антенной необходимо
проложить заземление (рис. 16.49,6). Непосредственно под вибра-
торами заземление выполняется из густой сетки проводов. Оно
обеспечивает отсутствие потерь при возбуждении вибратора и тре-
буемое значение его входного сопротивления. Кроме того, одноли-
нейная сетка проводов покрывает область, активно участвую-
щую в формировании диаграммы направленности. Наличие этой
сетки позволяет существенно увеличить интенсивность излучения
под низкими углами к горизонту, что особенно важно ввиду малой
высоты антенны. Густую сетку целесообразно размещать над зем-
лей во избежание скопления на ней снега, грязи и т. п.
Несимметричная схема питания вдвое уменьшает длину виб-
ратора и примерно в 1,5 раза высоту антенны (с учетом леерной
подвески). Дополнительное сокращение длины вибратора может
быть получено за счет использования на его конце емкостной на-
грузки. На рис. 16.50 показан вариант антенны с использованием
Г-образных вибраторов. Отогнутая часть вибратора включена в
поддерживающий леер. Такое уменьшение высоты антенны приво-
дит к уменьшению КУ и некоторому отклонению от принципа лого-
периодичности, что сказывается на ухудшении согласования ан-
тенны с главным фидером.
Контурный леер антенны, к которому жестко крепятся верхние
поводки вибраторов, служит для обеспечения заданного распре-
деления тяжений в вибраторах полотна и минимальной его дефор-
мации в условиях внешних воздействий (ветра, гололеда). Леер
представляет собой ломаную линию с изгибами в местах крепле-
ния поводков вибраторов. Специфическим обстоятельством, кото-
рое необходимо учитывать при расчете леера, является неравно-
мерность его нагрузки из-за неодинаковой густоты расположения
вибраторов в полотне антенны.
Рис. 16.50
Оптимальная форма леера получается в том случае, если в промежутке
между средними вибраторами отрезок леера идет параллельно линии, соеди-
няющей верхние концы вибраторов, в непосредственной близости от нее. В пе-
редающей антенне расстояние между верхним концом вибратора и леером
лежит в пределах 400—600 мм и определяется длиной стержневого изолятора
на конце вибратора Леер из диэлектрического (синтетического) каната может
проходить непосредственно через концы средних вибраторов
Горизонтальная составляющая сил тяжения в леере постоянна по его длине
и равна некоторой величине Го, называемой распором Тяжение в (п + 1)-м виб-
раторе /п+1 равно разности проекций на его ось тяжений в двух смежных с
ним отрезках леера (рис 16.51)
/п+1 = Го tg ап — Го tg an4-i = Го [Д yn/dn— Д t/n+i/(T ^п)1>
откуда
Д Уп+i — (Д Уп— tn+i dn/То) т,
где Д(/п — приращение ординаты леера в точке крепления п го вибратора; dn —
расстояние между (п+1)-м и n-м вибраторами, т — период структуры
Это выражение позволяет найти приращение ординаты леера через прира-
щение ординаты соседнего более длинного вибратора, заданное расстояние
между вибраторами и выбранное тяжение в вибраторе, т е дает возможность
последовательно рассчитать форму леера Для расчета приращения в сторону
более длинных вибраторов достаточно т заменить на 1/т
Д Уп—1 = (ДГ^п — tn—1 dn/T^lx.
Исходное значение Дуп задается наклоном отрезка леера, выбранного в
качестве начального Удобно начинать расчет с отрезка, параллельного линии,
соединяющей верхние концы вибраторов Значение /,/Го выбирают в пределах
0,05—0,2, в зависимости от суммарной длины вибратора и поводка.
Полотно наклонной логопериодической антенны, состоящее из
горизонтальных вибраторов, удерживается в заданной наклонной
плоскости с помощью системы лееров. При легком полотне, вы-
полненном из однопроводных вибраторов и отрезков синтетических
канатов, можно ограничиться двумя боковыми контурными леера-
ми, симметричными относительно распределительного фидера ан-
тенны и рассчитываемыми аналогично верхнему лееру ВЛПА. Тя-
желые полотна обычно имеют дополнительные лееры, поддержи-
вающие распределительный фидер и даже боковые контурные ле-
еры в заданной плоскости. Тяжения в дополнительных поддержи-
вающих леерах определяются главным образом весом полотна.
Повышенной устойчивостью обладает система, показанная на
рис. 16.52. Здесь полотно образовано веерообразными вибратора-
ми, плоскости которых расположены вертикально либо перпенди-
кулярно распределительному фидеру. Концы вибраторов раскреп-
лены на четырех боковых леерах, тяжение в которых целиком
определяется их формой и весом контргрузов. Верхняя пара ле-
еров нагружена несколько больше нижней, так как она восприни-
мает вес антенного полотна.
Часто ЛПА образуется двумя и более полотнами. Полотна из
вертикальных вибраторов и в этом случае остаются конструктивно
самостоятельными элементами, имеющими собственную опорную
конструкцию и леерную систему. Полотна из горизонтальных виб-
раторов оказываются либо конструктивно связанными и закреп-
ленными на общей леерной системе (см. рис. 16.29), либо поддер-
живаются самостоятельными леерными системами (рис. 16.53). В
последнем случае боковые лееры, поддерживающие одно и то же
полотно, оказываются несимметричными, причем их форма не
может быть независимой, так как статическое равновесие любой
точки полотна возможно лишь при равных тяжениях в левом и
правом поводке каждого вибратора. Это условие может С?Ыт%> за-
писано в виде
То (А уп—А 1/„+1/т) == Т'о (А у’п — А г/;+1/т).
Выполнение этого условия обеспечивает равномерное натяже-
ние всех элементов конструктивно несимметричного полотна и
отсутствие изломов на всем протяжении распределительного фи-
дера.
Леерная подвеска ЛПА облегчает их конструкцию, монтаж и
эксплуатацию. Поскольку крепление полотен к опорам произво-
дится в относительно небольшом
Вид Я
числе точек, облегчается подъем
и спуск полотна с помощью не-
скольких лебедок. Выбор формы
леера всегда является компромис-
сом между габаритными размера-
ми антенны и допустимыми по-
грешностями в ее исполнении.
Большой прогиб леера приводит
к увеличению длин поводков и
	
Рис. 16.52
расстоянию между опорами, т. е. к перерасходу материала и уве-
личению площади, занимаемой антенной, при одновременном сни-
жении тяжений в леере относительно тяжений в поводках. При
малом прогибе экономится материал и занимаемая площадь, но
увеличиваются тяжения в леере, нагрузки на опоры и резко воз-
растают требования к точности выполнения всех элементов. Ука-
занные выше соотношения ЩТ0 выбраны на основании опыта раз-
работки ЛПА с леерной подвеской.
Большое количество вибраторов в ЛПА обусловливает боль-
шое количество канатных элементов, поддерживающих полотно, и
изоляторов для их секционирования Наличие большого числа изо-
ляторов не только усложняет конструкцию и изготовление антен-
ного полотна, но также увеличивает его массу, а следовательно,
и нагрузки на опорные конструкции. Этим объясняется стремление
выполнять леерную систему ЛПА из диэлектрических материалов,
в частности из канатов на основе синтетических волокон, имеющих
малую удельную проводимость, и позволяющих 'исключить много-
численные изоляторы.
Глава 17. ОДНОПРОВОДНАЯ, ДВУХПРОВОДНАЯ
И СЛОЖНЫЕ АНТЕННЫ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
17.1.	Схема и принцип действия однопроводной антенны
бегущей волны
Однопроводная антенна бегущей волны (антенна Бевереджа)
(рис. 17 1) представляет собой длинный провод, подвешенный
сравнительно невысоко над землей и нагруженный на одном кон-
це активным сопротивлением, равным волновому сопротивлению
провода Другой конец этого провода подключается к выходу
трансформатора, имеющего выходное сопротивление, равное вол-
новому сопротивлению провода.
К входу трансформатора присо- ж ру~|----------------------
единяется фидер, соединяющий к приенный/
антенну с приемником.	_______ т
Электродвижущая сила в про- //////////////////^^^^
воде антенны создается горизон-
тальной составляющей вектора	Рис. 17-*
напряженности поля Е падающей
волны. В случае поверхностного луча эта составляющая связана
с потерями в земле. Ее значение равно нулю три идеальной поч-
ве и увеличивается с уменьшением проводимости почвы. Если в
точку приема приходит пространственный луч, то горизонтальная
составляющая вектора Е определяется углом прихода луча. Оче-
видно, что в вертикальной плоскости, совпадающей с плоскостью
расположения провода, антенна принимает только параллельно-
поляризованное поле. В других направлениях антенна принимает
как параллельно-, так и нормально-поляризованное поле.
Если направление приходящего сигнала мало отличается от на-
правления провода, то создаются условия для благоприятного
сложения ЭДС, наводимых в отдельных точках провода, на выходе
антенны. Если же направление прихода волны существенно
отличается от натравления провода, прием будет значительно
ослаблен интерференцией ЭДС, наводимых в отдельных точках
провода.
Однопроводная антенна бегущей волны используется в основ-
ном на очень коротких трассах, как правило, для приема поверх-
ностного параллельно поляризованного луча и на длинных трас-
сах— для приема отраженного от ионосферы луча. В данной главе
будут рассмотрены антенны для связи на большие расстояния.
Следует отметить, что по своим электрическим параметрам од-
нопроводная антенна бегущей волны уступает рассмотренным в
гл. 15 высокоэффективным приемным антеннам (БС, БС2, ЗБС2).
Однако в ряде случаев эта антенна успешно применяется на радио-
линиях различной протяженности благодаря простоте ее конст-
рукции. Лучшие направленные свойства и повышенный КУ имеют
многопроводные и сложные антенны бегущей волны.
В дальнейшем однопроводную антенну бегущей волны сокра-
щенно будем обозначать ОБ -- , где L — длина провода, м; Н —
высота подвеса провода над землей, м.
17.2.	Расчетные формулы
Приведенные ниже формулы получены для режима передачи.
Распределение тока по проводу с достаточной для практики точ-
ностью может быть представлено в виде:
/(х) = /оехр( —улх),	(17.1)
где /0 — ток в начале провода; х — текущая координата по про-
воду, отсчитываемая от его начала; ул==ал + 1Рл — постоянная рас-
пространения волны по проводу; р/рл = Нф/с = &1 (Пф — фазовая
скорость распространения волны вдоль провода, с — скорость све-
та).
При принятом законе распределения тока с точностью до фазо-
вого множителя напряженность параллельной составляющей элект-
рического поля
Е и = (30 I0/r) sin A cos ср 11 — | р и | exp (i Ф ц — i 2 р/7 sin А) | X
-[/~ 1—2ехр(— ал1) cos[flZ-(l/#i — cos A cos <p)J-f-exp (—2«л Z)
V	(1/fci — cos A cos ф)2-|-(ал/Р)2
(17.2)
где азимутальный угол <р отсчитывается от вертикальной плоско-
сти, в которой лежит провод.
Нормальная составляющая электрического поля
£± = (30 /0/г) sin<р| 1 + |p_LI exp (i Ф± —i 2 р 77sin А)| х
-I / 1—2ехр( —ал£) cos[PL(l/fei— cos A cos ф) ]Д exp ( —2ал1) .. ,
V	(1/Й! — cos A cos ф)2+(ал/Р)2
Анализ (17.2), (17.3) показывает, что под низкими углами нак-
лона антенна ОБ практически не принимает нормально-поляризо-
ванную составляющую поля, поэтому под такими углами ДН оп-
ределяется (17.2).
Направленные свойства антенны ОБ зависят от отношения фа-
зовой скорости волны в проводе к скорости света и коэффициента
затухания ал. Из-за влияния земли фазовая скорость оказывается
меньше скорости света, а затухание в основном определяется по-
терями в земле Параметры ал и ki могут быть найдены из соот-
ношения [16]
l/^-i «л/Р = 1 —/=7[2 1п(2Я/а)],	(17.4)
где F=2S2f t +р * - e~btdi', е, = ег— i60Xo — комплексная
о еД + -]//2 + р2
относительная диэлектрическая проницаемость почвы; а^радиус
провода; 5=| К1—er|; b = 2$HS\ р=К1—ег/|	(|р|_р
На рис. 17 2 и 17.3 показаны значения с/иф—1 и ал/р для про-
вода диаметром 2 мм при различных высотах подвеса и проводи-
мостях почвы в диапазоне волн 10—100 м.
Следует отметить, что приведенная формула для расчета ко-
эффициента затухания ач относится к случаю бесконечно длинной
антенны без потерь в металле провода. Коэффициент затухания
в антенне конечной длины определяется не только потерями в зем-
ле, но и потерями на излучение, причем он зависит от длины антен-
ны. Однако в случае длинных антенн (БД>2ч-3) можно при ин-
женерных расчетах полагать, что коэффициент ал не зависит ог
длины антенны и практически равен коэффициенту затухания в
проводе бесконечной длины
Коэффициент усиления антенны ОБ определяется выражением
где IF = 60 (l/^i) In (2/7/а) ж 601п (2/7/а) — активная составляющая
входного сопротивления антенны, равного ее волновому сопротив-
лению.
Коэффициент направленного действия антенны ОБ рассчиты-
вается по общей формуле (8.4).
17.3.	Выбор размеров антенны
Выражение (17 2) можно представить в виде произведения трех
сомножителей:
£	/ 60ЛЛ, sin Д cos ф \ Fs 1 — exp [(ул —, Р cos A cos ф) L]t
\ X г	)	ул — i Р cos A cos ф
Первый сомножитель описывает свойства элемента тока, вто-
рой — результат интерференции прямого и отраженного от земли
лучей, третий — результат суммирования полей отдельных эле-
ментов тока по всей длине антенны Зависимость F3(/\) для раз-
личных высот подвеса антенны, параметров земли и длин волн
показана па рис. 17 4. Как видно из рисунка, зависимость F3 от
10 20 30 00 50 60 70 Л град Ю 20 30 W 50 60 70 0,град 70 20 30 W 50 60 700,град
а) '	5)	S)
Рис. 17.4
высоты подвеса для углов А<20°, в пределах которых обычно на-
ходится максимум ДН, несущественна. Также несущественное
влияние оказывает высота подвеса на величину третьего сомножи-
теля при высотах более 2 м, причем некоторое увеличение зату-
хания при уменьшении высоты подвеса отчасти компенсируется
общим увеличением тока из-за уменьшения 'волнового сопротивле-
ния антенны.
Таким образом, высота подвеса антенны слабо влияет на ее
характеристики. Следует отметить, что с увеличением высоты под-
веса возрастает интенсивность приема паразитной нормальной
составляющей поля и усиливается антенный эффект вертикальных
проводов, соединяющих антенну с фидером и заземлением, что
приводит к росту боковых лепестков. Ввиду этого высоту подвеса
выбирают из соображений удобства эксплуатации обычно в пре-
делах 2—5 м, чтобы не мешать свободному проходу и движению
транспорта.
Усиление антенны и положение максимума ее ДН в основном
определяются длиной антенны. Если пренебречь влиянием земли
на ул, выражение для напряженности поля в вертикальной плос-
кости, проходящей через провод, принимает следующий вид:
=	(17.6)
Для фиксированного угла наклона, как следует из (17.6), за-
висимость напряженности поля от L имеет осциллирующий харак-
тер С ростом L уменьшается угловая ширина главного и боковых
лепестков ДН и изменяется их ориентация, но все они лежат в
пределах не зависящей от L огибающей
Етах = [(60 /0/г) Fa (A)>in А]/( 1 -cos А) = (60 Z0/r) F3 (A) ctg (А/2).
Затухание в проводе приводит к некоторому уменьшению уров-
ня этой огибающей. Для используемых на практике антенн уровень
огибающей (по полю) на 20—30% ниже. Максимальному излуче-
нию в заданном направлении Ао соответствует длина антенны
Lom~М[2(1—cosAo)]. Более точное выражение, учитывающее
затухание и замедление волны в линии, имеет вид
j ____	%	г 1	1 arctg	1
опт " 2 (1/*! —cos Ао) L а С § P(l/*1 —cosAo) J ‘
Для получения максимального излучения под углами 10°—20э
к горизонту длину антенны целесообразно выбрать равной 300—
400 м. Отметим, что максимум ДН при этом не совпадает с Ао и
соответствует более низким, чем До, углам Атах. При малых А
(А<30°) (17.6) можно преобразовать с точностью до фазового мно-
жителя к виду
£в = (60/0/г) Fa (А)^рТ sin м2/п,
где и= У$1Л/2.
Максимум Ец (А) практически совпадает с максимумом мно-
жителя sin_«2/w, который имеет место при м=1,08 или Атах =
= 1237^6/.. Реально из-за зависимости от А множителя F3 и за-
медления волны в антенне максимум ДН соответствует несколько
меньшим углам:
&тах «но7т
Границам главного лепестка «по нулям» соответствуют м=0
и и= Уп или А = 0 и Л=2037УрГ.
Максимальное значение множителя sinw2/w составляет 0,85.
В реальных антеннах из-за затухания в проводе и некоторого сме-
щения максимума ДН значение этого множителя для максимума
ДН составляет около 0,7. Множитель земли, как видно из рис. 17.4,
для представляющих интерес углов наклона А близок к единице
При этом КУ антенны может быть оценен по формуле
G « (73, W) Р L/2 « (200/Ю (L/X).

Рис 17 8
О го ‘to М SO 100	120	100 160<f,ipaa
X	Рис 17 12
п	л_, 300
17.4.	Электрические параметры антенны ОБ
На рис. 17.5—17.8 приведены расчетные ДН в вертикальной
плоскости антенны ОБ — в диапазоне волн 12—100 м для влаж-
2,5
пой (ег = 20, о = 0,05 См/м) и сухой (ег=3, о = 0,0005 См/м) почв.
Как видно из диаграмм, антенна ОБ имеет значительные боковые
лепестки в вертикальной плоскости, причем уровень лепестков
при влажной почве выше, чем при сухой.
На рис. 17.9—17.12 приведены расчетные ДН для параллельной
составляющей поля антенны ОБ в азимутальных сечениях
под углами возвышения, соответствующими направлению макси-
мального приема Так как ДН антенны ОБ в азимутальных сече-
ниях слабо зависят от параметров почвы, они приведены только
для влажной почвы.
На рис. 17.13 приведены значения КНД антенны в диапазоне
волн для влажной и сухой почв. Значения КНД определены по
(8.4) путем численного интегрирования. Данные рис. 17.13 пока-
зывают, что КНД антенны ОБ сравнительно слабо зависит о г
параметров почвы. На коротковолновом краю КНД антенны, рас-
положенной на сухой почве, в 1,3—1,бб раза больше КНД антен-
Рис. 17.14

Рис 1717


Значения КУ антенны ОБ в диапазоне волн приведёны на
рис. 17 14 Как видно, КУ антенны ОБ весьма сильно меняется
при изменении параметров почвы. При влажной почве КУ антенны
ОБ значительно меньше, чем при сухой почве
100
17.5.	Электрические параметры антенны ОБ ---
2,5
В тех случаях когда сооружение антенны длиной 300 м ока-
зывается затруднительным, можно применять более короткие ан-
тенны, например антенны длиной 100 м
На рис. 17.15—17.18 представлены ДН в вертикальной плос-
кости антенны ОБ для влажной и сухой почв. На рис. 17.19-
17 22 приведены ДН для параллельной составляющей поля в ази-
мутальных сечениях под углами возвышения, соответствующими
максимальному приему, для влажной почвы
Коэффициент направленного действия антенны ОБ при-
мерно в 3 раза меньше КНД антенны ОБ . Зависимость КУ
антенны ОБ — от длины волны приведена на рис. 17.23.
17.6.	Многопроводные и сложные антенны бегущей волны
Увеличение КУ антенны бегущей волны может быть получено
выполнением ее из нескольких параллельно включенных проводов,
подвешенных на одинаковой высоте. Как показали расчеты, су-
щественное увеличение КУ многопроводной антенны бегущей вол-
ны может быть получено в случае высокой проводимости почвы
при расстояниях между проводами около нескольких метров, что
позволяет подвешивать провода на общих опорах. Рост КУ много-
проводной антенны происходит за счет увеличения ее КПД.
При правильно выбранном расстоянии между проводами нап-
равленные свойства многопроводной антенны мало отличаются от
направленных свойств однопроводной антенны. Наиболее часто
применяется двухпроводная антенна бегущей волны (рис. 17.24).
В данном случае параметры k'i и «Д определяются из соотноше-
ния
J_____{	_	__________(F+H	(17.7)
k\	₽	1	21n(2///a)+2 1nV(d2 + 4№)/d2
где d — расстояние между проводами антенны;
F’ = 2S2 f t —V/2 + p2 —I— e~w cos p t d i;
p=pdS.
Волновое сопротивление двухпроводной антенны
W2	[30 In (2Я/а) + 30 In (]/(d2+4№) /d)].	(17.8)
Диаграмма наир1авлен1ности двухпроводной антенны ОБ рассчи-
тывается по формуле
Г2(Д, Ф) =Г1(Д, <р) cos cos Asin	(17.9)
”—I TV I—
Н приемнику
Рис. 17.24
Рис. 17.25
где Fi (А, ф) — ДН однопроводной антенны с постоянной распрост-
ранения тока в проводе у'л = а'л + 1 ₽'л.
Коэффициент усиления двухпроводной антенны может быть
рассчитан по (17.5), если в нее подставить W2 вместо W, а значе-
ние Е определять по (17.2) с учетом значений а'„ и k'i. Следует
отметить, что оптимальная
длина двухпроводной антен-
ны отличается от оптималь-
ной длины однопроводной
антенны.
Для увеличения КНД, а
также КУ необходимо при-
менять сложные антенны из
нескольких однопроводных
или многопроводных антенн,
расположенных на значи-
тельном расстоянии di друг
от друга.
На рис. 17.25 показана
схема антенны, состоящей
из двух параллельно вклю-
ченных антенн ОБ. Диаграммы направленности двойной антенны
(антенна ОБ2) рассчитываются по (17.9) >с заменой d на d{.
Диаграммы направленности антенны ОБ2 показаны на
рис. 17.19—17.22 штриховыми линиями. Расстояние между антен-
нами di выбрано равным 18 м. Для более длинных антенн расстоя-
ние di целесообразно увеличить. Так, для антенны ОБ2— рас-
стояние d{ должно быть равно примерно 30 м.
Выигрыш в КНД антенны ОБ2 — по сравнению с антенной
ОБ в диапазоне 12—20 м при di=18 м равен 1,5—2. На длин-
новолновом краю диапазона выигрыш уменьшается. Коэффициент
усиления антенны ОБ2 увеличивается примерно в 1,7—2 раза во
всем диапазоне волн 12—100 м.
Для дальнейшего повышения КНД и КУ можно применять и
более двух параллельно включенных однопроводных или много-
проводных антенн бегущей волны. Одна из таких антенн показана
на рис. 17.26. Эта антенна (ЗОБ2) состоит из трех антенн ОБ2 —
2,5 ’
установленных друг за другом и соединенных между собой через
линейный фазовращатель. Если требуется одновременно несколько
Рис. 17.26
независимых ДН в вертикальной плоскости, например четыре, то
можно применить схему формирования, приведенную на рис. 17.27.
Схема обеспечивает формирование четырех независимых ДН в
вертикальной плоскости сложной антенной системы из четырех
Рис. 17.27
антенн ОБ2, установленных друг за другом (4ОБ2). При этом в
каждом из четырех трактов формирования диаграмм обеспечива-
ется заданный постоянный сдвиг фаз между ЭДС соседних антенн
ОБ2 ф в рабочем диапазоне, например, 12,5—100 м. Можно подо-
брать значения ф для четырех диаграммообразующих трактов та-
ким образом, чтобы ДН имели максимумы под различными уг-
лами возвышения и пересекались друг с другом на заданном уров-
не, например на уровне 0,7 Етах.
Для получения постоянного фазового сдвига в диаграммооб-
разующей схеме используются фазовые контуры 1-го и 2-го по-
рядков [17]. Фазовые контуры Ф1 и ФЗ рассчитываются из ус-
ловия получения постоянного фазового сдвига между ЭДС от 1-й
и 2-й антенн, равного фь Фазовые контуры Ф4 и Фб должны обес-
печивать такой же фазовый сдвиг ф] между ЭДС 3 и 2-й антенн.
С помощью фазовых контуров Ф2 и Ф5 обеспечивается сдвиг фаз
2ф] между двумя групповыми ЭДС.
Вторые выходы четырех ШАУ используются для формирования
второй ДН в вертикальной плоскости. При этом фазовые кон-
туры выбираются такими, чтобы обеспечить сдвиг фаз между
ЭДС соседних антенн, равный ф2 Аналогичным образом форми-
руются третья и четвертая ДН.
17.7.	Конструктивное выполнение антенны ОБ
Антенна ОБ обычно выполняется из медного или биметалли-
ческого провода диаметром 2—4 мм. Высота подвеса антенны 2,5—
5 м. Поглощающие сопротивления выбираются в зависимости отвы-
соты подвеса и диаметра провода Так как обычно антенна ОБ
работает в широком диапазоне волн, целесообразно выбирать пог-
лощающее сопротивление равным волновому сопротивлению ан-
тенны на средней волне заданного рабочего диапазона. Волновое
сопротивление однопроводной антенны равно приблизительно
500 Ом, а двухпроводной 300 Ом.
Антенна обычно подвешивается на деревянных, асбоцементных
или стеклопластиковых опорах. Расстояние между опорами около
20 м. Заземления поглощающего сопротивления и переходного
трансформатора выполняются из 10—15 радиально расходящихся
медных проводов длиной 10 м, укладываемых на глубине 20—
30 см. Диаметр проводов заземления 2—3 мм.
Непосредственное присоединение антенны ОБ к приемнику до-
пустимо в тех случаях, когда антенна расположена вблизи техни-
ческого здания. Однако, как правило, на приемных радиоцентрах
антенны находятся на значительном удалении от технического
здания. В этом случае антенна ОБ присоединяется к приемнику с
помощью четырехпроводного стандартного воздушного фидера.
Так как антенна ОБ является несимметричной системой, то ее
соединяют с фидером через симметрирующий трансформатор
500X208 (рис. 17.28). Возможно также использование вместо воз-
душного фидера коаксиального несимметричного фидера с малым
Ceple/пик М WOO НМ
Пробна пзвфо/пмм
СерВечниИ М1000НМ СерВечнин М1000НМ СенВечнин м чоппнм
СерВечниИ MJ000HM
ПроВод пав 0 0,41мм
Сердечник М1000НМ
Пробна пав $о,41мм
ni s !ff, nz =2S
СерВечнин M1000НМ
ПроВоО ПЭВ 0 0\41мм
п1 = 10, пг = 20
Рис. 17.28
Рис. 17.29	Рис. 17.30 Рис, 17.31
затуханием. В этом случае фидер соединяется с антенной через пе-
реходной трансформатор 500X75 (рис. 17.29) и подантенный уси-
литель.
Для двухпроводной антенны симметрирующий трансформатор
должен быть 300x208 (рис. 17.30), а переходной трансформа-
тор — 300X75 (рис. 17.31).
В антенне ОБ2 соединение одиночных антенн может осуществ-
ляться либо с помощью двухпроводного фидера с волновым соп-
ротивлением 400 Ом( см. рис. 17.25), либо коаксиальным несим-
метричным кабелем с волновым сопротивлением 75 Ом. В первом
случае используется основной фидер в виде симметричного воздуш-
ного фидера с волновым сопротивлением 208 Ом. Во втором --
середина кабеля соединяется с основным коаксиальным фидером
через переходной трансформатор 37,5x75.
Глава 18. КОЛЬЦЕВЫЕ АНТЕННЫ
18.1.	Однокольцевые антенные решетки
Кольцевые антенные решетки, выполненные из равномерно рас-
положенных по окружности излучателей, применяются в основном
в качестве приемных антенн для радиосвязи Используются решет-
ки из одного или нескольких концентрических колец. Более часто
применяются кольцевые антенны с апериодическим рефлектором.
Кольцевые решетки позволяют сформировать несколько незави-
симых управляемых или неуправляемых ДН для приема сигналов,
приходящих с любого азимутального направления в пределах 360°.
Рассмотрим направленные свойства однокольцевой решетки
излучателей. Анализ удобнее проводить для режима передачи.
Напряженность поля, создаваемого кольцевой решеткой,
Е(к, ф)= £in(A, ф)7пехр{ —i[i|>n —₽acosAcos(<p—<p„)]}, (18.1)
п—1
где IV — число излучателей в решетке; Е1п — напряженность поля,
создаваемого п-м излучателем при единичном токе в нем; 1п —
амплитуда тока в n-м излучателе; — фаза тока в n-м излуча-
теле; а — радиус кольца; ^>n = 2nnlN — азимутальный угол, опре-
деляющий положение и-го излучателя.
Будем считать, что все излучатели сфазированы в направлении
До, <ро, т. е. ф,г = расоз Д0соз(фо—фп). Рассмотрим направленные
свойства решетки из ненаправленных равномерно возбуждаемых
элементов (£щ = 1; /п = 1). Введем новые переменные:
р = а К (cos Д cos ф—cos До cos ф0)2 + (cos Д sin ф—cos До sin ф0)2;
cosJj = (а/p) (cos Д соэф—cos Д0созф0).	(18.2)
С учетом (18.2) множитель решетки в (18.1) принимает вид
F(A, <р)= exp[iррcos (£—<pn)J.	(18.3)
Используя известное соотношение
exp[i₽pcos(g—фп)]= J Р Jp(₽p)eip(5 фп).
где JP — функция Бесселя порядка р, и изменяя в (18.3) порядок
суммирования, находим с учетом выражения для фп, что при значе-
ниях р, не кратных N, суммирование по п дает нуль.
Рис. 18Л
При p=mN (т-0, ±1, ...) суммирование по п дает ЛЧтЛ\1тЛ-Х
Х(Рр)е1тЛ^. Таким образом,
F(A, q>) = JVp0(pp) + 2f i^J^(₽p)cos^g)j. (18.4)
Членами, стоящими под знаком суммы, можно пренебречь, ес-
ли IV достаточно велико, так что порядок функции Бесселя больше
ее аргумента. Поскольку максимальное значение р«2а, стоящими
под знаком суммы членами можно пренебречь при расстояниях
между элементами решетки, меньших Х/2. При больших значениях
расстояния в ДН появляются побочные максимумы, связанные с
отброшенными членами (18.4).
На рис. 18.1, 18.2 для До=фо = О приведены ДН однокольцевой
Рис. 18.2
решетки в горизонтальной (Д = 0) и вертикальной плоскостях (<р =
=0) для различных значений радиуса кольца и различных N.
Сплошные линии соответствуют расстоянию между излучателями,
близкому Х/2 штриховые — близкому к X. Ширина ДН «по нулям»
в горизонтальной плоскости 2<р' определяется из соотношения
sin (<р'/2) =0,19 к/a или <р' « 22° (к/а).
Уровень первого бокового лепестка составляет 0,4 Етах.
18.2.	Многокольцевые антенные решетки
Основным недостатком однокольцевых антенн является высокий уровень
боковых лепестков Снижение уровня лепестков возможно за счет неравномер-
ного амплитудного распределения токов в элементах решетки, однако это при-
водит к усложнению схемы формирования ДН Уменьшенный уровень боковых
лепестков можно получить,- используя многокольцевые решетки Результирую-
щее поле, создаваемое такой решеткой, равно сумме полей каждого кольца
Поля колец должны быть сфазированы таким образом, чтобы в направлении
максимума ДН они складывались синфазно Прн достаточно плотном распо-
ложении излучателей в каждом кольце
м
F (Д > ф) = 3 Л (РРш) >
где Jm — амплитуда тока в излучателе m-го кольца; Ут —число излучателей в
/n-м кольце; рт — приведенный радиус, пропорциональный радиусу ат т-го
!0 20 30 40 50 SO ТО град
Рис. 18.3
кольца
Схему формирования ДН удобно выполнять таким образом, чтобы суммар-
ный ток ImNm в каждом кольце был одинаков При этом схема формирования
ДН состоит из двух ступеней. Пер-
вая ступень осуществляет равномер-
ное деление общего тока на М кана-
лов, соответствующих М кольцам, и
фазирование полей отдельных колец
с помощью линий задержки в соот-
ветствии с условием их синфазного
сложения в максимуме ДН. При
До=О разность электрических длин
линий питания колец равна разно-
сти радиусов колец Вторая ступень
осуществляет равномерное деле-
ние тока между Nm излуча-
телями т го кольца и соответствующую фазировку тока в каждом кольце.
При выбранном числе колец их радиусы могут быть найдены в результате
численной оптимизации с учетом конструктивных ограничений и в соответствии
с тем или иным критерием качества ДН. Для иллюстрации на рис 18 3 пока-
зана ДН пятикольцевой решетки с 01=0,37%; 02=0,55%; 03=0,74%; 04=0,9% и
“5=%. Следует иметь ж жиду, что низкий уровень боковых лепестков сохраняется
лишь в ограниченном диапазоне длин воли.
18.3.	Круговая антенна с апериодическим рефлектором
Наибольшее распространение получили круговые антенны, сос-
тоящие из равномерно расположенных по окружности вертикаль-
ных вибраторов и апериодического рефлектора, выполненного в ви-
де многогранной призмы, вписанной в цилиндр (рис. 18.4). Такая
антенна отличается низким уровнем боковых лепестков, высоким
защитным действием, простотой фазирования и управления ДН
в горизонтальной плоскости.
Один из вариантов такой антенны [23] выполнен из 40 верти-
кальных вибраторов с пониженным волновым сопротивлением
(рис. 18.5), расположенных на окружности диаметром 120 м вок-
руг призмы (одна грань призмы на один вибратор). Основной ра-
бочий диапазон 17—34 м.
Для формирования ДН в нужном азимутальном направлении
используется группа из восьми вибраторов. Для обеспечения син-
фазного сложения ЭДС вибраторов применены искусственные ли-
нии задержки фазы, работающиеврежимебегущейволны. Дляус-
тановки максимума ДН в любом заданном направлении применен
коммутатор, состоящий из неподвижного статора, к которому под-
водятся фидеры от отдельных вибраторов, и подвижного ротора,
на котором расположены линии задержки фазы (рис. 18.6). Связь
между контактными шинами ротора и фидерными линиями осу-
ществляется через малые емкостные за-
зоры; схема фазирования последователь-
ная.
Можно сформировать несколько неза-
висимых ДН с различными направления-
ми максимумов. Для этого каждый виб-
ратор соединяется с усилителем, имею-
щим соответствующее количество развя-
занных выходов (см. рис. 18.4).
Еще один вариант антенной системы
[24] представляет собой две передающие
круговые антенны с апериодическими ре-
флекторами, вибраторы которых распо-
ложены на окружностях с общим цент-
ром. Первая круговая антенна имеет де-
вять вертикальных симметричных вибра-
торов и апериодический рефлектор, вы-
полненный в виде девятиугольной приз-
мы из вертикальных проводов (рис. 18.7). Для формирования ДН
в заданном направлении используется три вибратора; причем ам-
плитуда тока в крайних вибраторах вдвое меньше амплитуды тока
в среднем вибраторе. В цепи еще двух вибраторов вводятся погло-
Рис. 18.6
щающие сопротивления для подавления возможных резонансных
явлений. Рабочий диапазон этой антенны 3,54-7 МГц. Ширина ДН
в горизонтальной плоскости в указанном диапазоне меняется в пре-
делах 484-60°.
Рис. 18.7
Вторая круговая антенна (рис. 18.8) предназначена для рабо-
ты в диапазоне частот 7—14 МГц и состоит из девяти трехэтаж-
ных секций горизонтальных вибраторов. Рефлектор выполнен из
Рис. 18.8
горизонтальных проводов Для формирования ДН используются
вибраторы трех соседних секций. Ширина ДН в рабочем диапазо-
не меняется в пределах 42—70°. Вибраторы обеих антенн выпол-
нены в виде плоских проволочных конструкций.
18.4.	Анализ направленных свойств круговой антенны
с апериодическим рефлектором
При расчете направленных свойств круговой антенны с аперио-
дическим рефлектором можно воспользоваться известным (см.,
например, [15]) решением задачи дифракции волны на проводя-
щем цилиндре. Напряженность поля в дальней зоне, создаваемая
в направлении Д, <р элементарным вибратором длиной I, парал-
лельным оси цилиндра радиуса Ro,
(Д, ф) = — i 0 е-1 cos |е‘ ₽ cos ч>cos д —
-2 |	[П>	C0S А>COS • <18’5)
где /о — ток в вибраторе; г — расстояние от оси цилиндра до точ-
ки наблюдения; Ri=R0 + d — расстояние от оси цилиндра до виб-
ратора, d — расстояние от поверхности цилиндра до вибратора,
азимутальный угол <р отсчитывается от радиуса, проведенного в
направлении вибратора; гт= 1/2 при т=0, ет=1 при т=^0; Jm —
функция Бесселя m-го порядка; Н^т — функция Ханкеля второго
рода m-го порядка.
На рис. 18.9 показана рассчитанная по (18.5) фаза излучен-
ного поля Ф в зависимости от Rofk для различных азимутальных
направлений <р и трех значений d/k. Фаза отсчитывается от точки,
лежащей на поверхности цилиндра. Из приведенных данных сле-
пне. 18.9
дует, что для углов, не превышающих 50—60°, при /?о/Х>1,5
можно с достаточной точностью считать, что фазовый центр из-
лучателя с учетом зеркального изображения лежит на поверхности
цилиндра. При этом для всех Х</?о/1,5 необходимые фазовые со-
отношения между токами в вибраторах могут быть обеспечены с
помощью однородных отрезков длинных линий.
Ввиду медленной сходимости (18.5) при больших значениях
7?о/Х можно использовать приближенные аналитические выраже-
ния для амплитудной диаграммы направленности излучающего
элемента. На рис. 18.10 сплошными линиями показаны экспери-
ментальные амплитудные диаграммы направленности в горизон-
тальной плоскости вертикального вибратора, расположенного у
апериодического рефлектора, выполненного в виде многогранной
призмы, вписанной в цилиндр радиуса Ро. Число граней призмы
равно 30. Вибратор расположен против центра плоской грани на
расстоянии Ro + d от оси цилиндра. Рефлектор выполнен из про-
водов, густота которых подобрана таким образом, чтобы коэффи-
циент просачивания по мощности не превышал 0,05 на самой ко-
роткой волне рабочего диапазона. Данные приведены для фик-
сированного отношения d/Ro = 0,062. Штриховой линией на этом
рисунке показаны ДН, рассчитанные по (18.5) для рефлектора в
виде кругового цилиндра. Штриховой линией с крестиками пока-
заны ДН, соответствующие замене рефлектора зеркальным изоб-
ражением вибратора.
Fj = Д sin (pd cos«p).	(18.6)
Рис. 18.11
Рис. 18.12
Более точную аппроксимацию для горизонтальной плоскости
дает формула
Л =Л[1—cosPd + (l 4-pd)cos<p—(l/6)(Pd)3cos8q>].	(18.7)
Соответствующие значения показаны штрихпунктирными ли-
ниями.
На рис. 18.11—18.14 в качестве примера приведены результаты
расчета ДН в горизонтальной плоскости круговой антенны, сос-
тоящей из 120 вибраторов. Диаграмма направленности сформиро-
вана 30-ю вибраторами с неравномерным распределением ампли-
Рис. 18.14
туд: /1=/зо = О,776; Z2=Z29 = 0,333; Z3=Z28 = 0,365; Z4=Z27 = 0,46;
Л = Лб = 0,528; Z6=Z25 = 0,594; Z7=/24=0,66; Z8=Z23=0,724; Z9=
=722=0,784; Z10=/2i=0,836; Zn=Z20 = 0,886; Z12=Zi9 = 0,929; Z13=
=/18 = 0,961; Zi4=/i7 = 0,985; Zis=Ae = 1. Фазы токов в вибраторах
подобраны таким образом, чтобы в главном направлении поля
всех вибраторов складывались в фазе. Вибраторы расположены на
окружности радиуса 7?i вокруг цилиндра радиуса /?о=О,971/?1. Ре-
зультаты даны для четырех значений X. Сплошные линии соот-
ветствуют расчету ДН вибратора по (18.6), штриховые — по
(18.5). Сравнение кривых показывает хорошее совпадение резуль-
татов, полученных по приближенной и точной формулам. Выбран-
ное амплитудное распределение соответствует чебышевскому рас-
пределению в линейной решетке с уровнем боковых лепестков
-25 дБ.
18.5.	Влияние геометрических параметров антенны
на ее характеристики
На рис. 18.15 показана зависимость ширины диаграммы нап-
равленности круговой антенны в горизонтальной плоскости по
Рис. 18.15
направленности. Изменение ф соответствует изменению числа из-
лучателей, расположенных на фиксированном угловом расстоя-
нии ф1 = 3° друг от друга. Амплитуды токов в излучателях равны,
фазы подобраны таким образом, чтобы обеспечить синфазное сло-
жение полей в главном направлении. Кривые даны для различных
значений Z при фиксированном отношении Ro/Ri = 0,971. Размеры
7?о и 7?i выбраны таким образом, чтобы расстояние от вибратора
до рефлектора d=R\—в пятикратном диапазоне длин волн из-
менялось от 0,07% до 0,35%. Указанные пределы изменения d/h
обеспечивают как приемлемые значения сопротивления излучения
вибратора, так и приемлемую форму его диаграммы направлен-
ности.
Зависимости от ф уровней первого и второго боковых лепестков
в горизонтальной плоскости для равномерного амплитудного рас-
пределения тока при различных значениях X (показаны на рис. 18.16,
Рис. 18.16
Рис. 18.17
и рефлектором. Зависимости от d уровней первых четырех боковых
лепестков для равномерного амплитудного распределения при фик-
сированном числе излучателей и нескольких фиксированных зна-
чениях 7?! приведены на рис. 18.18. Уровень боковых лепестков
уровня боковых лепестков в горизонтальной плоскости вибрато-
ры круговой антенны следует располагать настолько близко к
рефлектору, насколько это позволяют требования, предъявляемые
к импедансу антенны. При использовании антенны в широком
диапазоне длин волн возможности уменьшения расстояния между
Рис. 18.19
Рис. 18.20

вибраторами и рефлекто-
ром ограничены. Умень-
шение уровня боковых ле-
пестков, особенно в корот-
коволновой части рабоче-
го диапазона, может быть
также получено за счет
уменьшения угла ф, т. е.
числа вибраторов, форми-
рующих диаграмму на-
правленности. Однако и в
этом случае возможности
уменьшения бокового из-
лучения ограничены. Кро-
ме того, уменьшение чи-
сла излучателей сопро-
вождается расширением
диаграммы направленно-
сти.
Для существенного
снижения уровня боко-
вых лепестков необходи-
мо применять неравно-
мерные амплитудные рас-
пределения. На рис.
18.19—18.24 приведены
результаты расчета ши-
рины ДН в горизонталь-
ной плоскости и уровня
первого (максимального)
бокового лепестка в зави-
симости от ф для трех
значений X при фиксиро-
ванном отношении
7?о/7?1 = О,94 и четырех за-
конов распределения то-
ка: равномерного (сплош-
ная линия); распределе-
ния, рассчитанного по ме-
тоду Дольфа — Чебыше-
ва для плоской решетки,
число вибраторов кото-
рой равно числу вибрато-
ров круговой антенны
(штриховая линия); спа-
Рис. 18.25
дающего распределения Zft=sin[«(A!—1)/(W~-1)] (штрихпунктир-
ная линия); спадающего распределения 7fe = sin2[n(&— 1)/{N—1)]
'(штриховая линия с крестиками). Чебышевское распределение рас-
считано для уровня боковых лепестков —25 дБ. Угловое расстояние
между излучателями в круговой решетке = 5°. Расчеты проводи-
лись по (18.5).
Из приведенных результатов следует, что ширина диаграммы
направленности круговой решетки практически совпадает с шири-
ной ДН плоской синфазной решетки, размер которой равен разме-
ру проекции на плоскость круговой решетки. Чебышевское рас-
пределение позволяет существенно снизить уровень боковых ле-
пестков при незначительном расширении главного лепестка ДН.
Более подробно характеристики чебышевского распределения
показаны на рис. 18.25. На этом рисунке показаны расчетные зна-
чения ширины ДН и уровня первого бокового лепестка в зависи-
мости от длины волны для равномерного амплитудного распре-
деления и четырех амплитудных распределений, рассчитанных по
методу Дольфа — Чебышева для плоской решетки, число вибрато-
ров которой N равно числу вибраторов, формирующих ДН круговой
Дд1,град
20 00 10 80 $100 120 100
Рис. 18.28
решетки. Чебышевские ампли-
тудные распределения соответ-
ствуют уровням боковых лепе-
стков —20, —25, —30, —35 дБ.
Кривые обозначены штрихо-
вой линией, штрихпунктир-
ной, штрихпунктирной с двумя
точками и штриховой с крести-
ками. Сплошной линией пока-
заны значения, соответствую-
щие равномерному амплитудному распределению. Угловое рас-
стояние между вибраторами круговой решетки ipi = 3°; Ro/Ri =0,971.
В вертикальной плоскости ДН круговой решетки может быть
представлена в виде произведения трех сомножителей:
F(A)«F1(A)F8(A)FP(A),	(18.8)
где Fi (Д) — ДН вибратора в вертикальной плоскости; Е3(А) —
множитель, учитывающий влияние земли, рассчитываемый по за-
конам геометрической оптики (см. § 7.2); ЕР(А) — множитель ре-
шетки, учитывающий как влияние рефлектора, так и конечный
продольный размер круговой решетки. На рис. 18.26 приведена
зависимость угловой ширины множителя решетки от величины
дуги ф, на которой расположены вибраторы, для различных зна-
чений ЛоА и трех значений расстояния между вибраторами и реф-
лектором. Расчеты выполнены для равномерного амплитудного
распределения.
Если антенна выполняется из нескольких этажей, (18.8) сле-
дует умножить на множитель комбинирования, учитывающий ко-
личество этажей (см. § 7.1). Множитель земли при этом рассчи-
тывается для средней высоты антенны.
Глава 19. РАЗНЕСЕННЫЙ ПРИЕМ
19.1.	Пространственное разнесение
В настоящее время для борьбы с замираниями сигнала широко
применяется так называемый разнесенный прием. Наиболее широко
распространено разнесение в пространстве и разнесение по поляри-
зации. В отдельных случаях применяется разнесение по углу мес-
та.
Как известно, колебания напряженности поля в точках, отстоя-
щих на значительные расстояния друг от друга, происходят не-
синхронно, так как лучи, попадающие в эти точки, отражаются от
весьма удаленных друг от друга областей ионосферы. Вследствие
недостаточной однородности ионосферы, вращения плоскости по-
ляризации лучей, а также изменения фазы поля из-за изменения
высоты отражающего слоя колебания напряженности поля в раз-
несенных точках происходят несинхронно.
Если в точке приема имеется два или более лучей, с различны-
ми углами наклона, то несинхронность колебаний напряженности
поля вызывается также неодинаковостью составляющей фазовой
скорости распространения этих лучей вдоль поверхности земли
(о3). Эта составляющая увеличивается с увеличением угла А: о3=
= c/cosA, где с—скорость света (рис. 19.1).
В случае двух лучей суммарное поле
Е = Е2У 1 + /и2 + 2/п cos (Р z (cos Д2—cos AJ -f- (%—ф^)],	(19.1 >
где zn=Z?i/Z?2; Ei и E2 — амплитуды векторов напряженности поля
первого и второго лучей; Ai и Лг — углы наклойа первого и второго
лучей; z—текущая координата на оси, проведенной вдоль поверх-
ности земли в направлении распространения лучей; ф( и ^—-фа-
зовые углы векторов Ei и Е2.
Углы ф1 и ф2 определяются длиной пути, изменением фазы при
прохождении через ионосферу и т. д.
Если Ei = E2=E0, то суммарная напряженность поля в направ-
лении z изменяется по закону
Е = 2Е0 cos (-1- [₽ z (cos Д2—cos Дх) + (ф2—фх)] |.	(19.2)
Как видно из (19.2), вдоль поверхности земли образуются стоя-
чие волны напряженности поля. Пучности напряженности поля по-
лучаются в точках гПучн, определяемых из соотношения
₽ ^пучн (cos Д2—cos Д1) + СФ2—Фх) = 2л л,	(19.3)
где л=0, 1,3....откуда
гпучн = Мп—(ф2—Ф1)/(2л)]/(соз Д2—cos Дх). (19.4)
Узлы напряженности поля получаются в точках .гузл, определяе-
мых из соотношения
₽	(cos Д2—cos ДО + (ф2—фг) = (2л + 1) л.	(19.5)
откуда
гуал = А,[0,5(2л+ 1)—(ф2—ф1)/(2л))/(созД2—cosAx).	(19.6)
Расстояние между пучностью и узлом напряженности поля
й=гузл—гпучн = М2(со8 Д2—cosAx)].	(19.7)
При выводе (19.7) не учитывались изменения ф1 и ф2. В дейст-
вительности ф1 и ф2 вследствие сложной структуры лучей непре-
рывно меняются. Соответственно этому пучности и узлы напряжен-
ности поля непрерывно перемещаются вдоль оси z.
Рис. 19.1
Рис. 19.2

При наличии в месте приема нескольких лучей с различными
амплитудами распределение максимумов и минимумов напряжен-
ности поля у поверхности земли становится более сложным.
Следует отметить, что сложный характер имеет распределение
поля вдоль земли и при наличии одного луча. Дело в том, что по-
нятие «луч» является весьма условным. Практически вследствие
«шероховатости» и неоднородности ионосферы «луч» представляет
собой пучок однородных лучей, имеющих хотя и мало различаю-
щиеся, но все же неодинаковые траектории и соответственно не-
сколько отличные углы наклона.
Схема разнесенного приема показана на рис. 19.2. Как видно,
на территории антенного поля устанавливается три антенны (Аь
Аг, А3). Разнос между центрами антенн делается не менее 300—
400 м. Фидер от каждой из антенн подводят к отдельному прием-
нику. Сигналы с выходов приемников 1—3 складываются. Вследст-
вие несинхронности колебаний напряженности поля у отдельных
антенн вероятность совпадения во времени минимумов сигналов от
отдельных приемников весьма мала; в частности, весьма мала веро-
ятность совпадения глубоких кратковременных минимумов сигна-
лов. Таким образом, благодаря разнесенному приему значительно
сокращается время, в течение которого имеют место глубокие ми-
нимумы сигнала, что эквивалентно повышению мощности передат-
чика.
В настоящее время наиболее широко распространен сдвоенный
разнесенный прием.
Согласно приведенным выше соображениям относительно при-
чин, вызывающих колебания напряженности поля, при сдвоенном
приеме целесообразно разносить антенны одновременно как по на-
правлению распространения луча, так и перпендикулярно к нему.
Имеющиеся экспериментальные данные показывают, что при
телеграфной работе сдвоенный прием по сравнению с одиночным
дает существенный выигрыш, эквивалентный увеличению мощности
передатчика в 5—8 раз.
19.2.	Поляризационное разнесение
Как известно, вследствие особенностей распространения элект-
ромагнитных волн, отраженных от ионосферы, в месте приема про-
исходит непрерывное вращение вектора напряженности поля. Вви-
ду этого эффективный прием возможно осуществить на антенны,
принимающие поля различной поляризации, в частности нормально
и параллельно-поляризованные. Так как нормальная и параллель-
ная составляющие поля замирают не одновременно, то таким пу-
тем можно существенно ослабить замирания
|	сигнала.
Проведенные исследования показали, что
применение поляризационного сдвоенного при-
ема дает эффект, близкий к эффекту сдвоенно-
го приема на разнесенные антенны.
Простейшая схема антенной системы по-
ляризационного сдвоенного приема показа-
на на рис. 19.3. Схема состоит из одного вер-
тикального и одного горизонтального виб-
раторов. Высота подвеса вибраторов над зем-
лей выбирается таким образом, чтобы обеспе-
Рис. 19.3
чить работу под необходимыми для данной трассы углами излуче-
ния (углами места). Для повышения эффективности антенной сис-
темы можно использовать апериодический рефлектор, состоящий из
решетки горизонтальных и вертикальных проводов. В некоторых
случаях могут быть использованы решетки из вибраторов, пока-
занных на рис. 19.3. При этом вертикальные и горизонтальные ви-
браторы имеют раздельные фидерные тракты, идущие к разным
приемникам.
Одним из удобных вариантов антенной системы для поляриза-
ционного сдвоенного приема может быть система, состоящая из го-
ризонтальной антенны бегущей волны БС2, под которой располо-
жена несимметричная вертикальная антенна бегущей волны БСВН2
(см. гл. 15).
Н. И. Чистяков предложил применять для поляризационного
сдвоенного приема две несимметричные антенны бегущей волны с
наклонными вибраторами. Все геометрические размеры антенн, в
том числе и длины вибраторов, такие же, как у антенны БСВН.
Антенны в зависимости от условий могут быть сдвоенными
(БСВН2) или одиночными (БСВН).
Были проведены экспериментальные исследования счетверенно-
го приема, базирующегося на одновременном применении простран-
ственного и поляризационного разнесений. Результаты получились
весьма положительными.
19.3.	Разнесение по углу места
Разнесенный прием уменьшает глубину замираний, однако не
дает эффективного ослабления избирательного (селективного) за-
мирания и явления эхо.
Как было указано в гл.9, избирательное замирание возникает
в результате сложения в месте приема лучей, имеющих значитель-
ную разность хода.
Обычно существует определенная связь между временем при-
хода лучей и углом наклона: чем меньше угол наклона луча, тем
короче путь и тем раньше он достигает места приема. Отсюда сле-
дует, что ослабление избирательного замирания может быть до-
стигнуто с помощью приемных антенн с узкими ДН в вертикальной
плоскости, позволяющими выделить один луч или пучок лучей,
приходящих в узком секторе углов наклона. Однако применение уз-
кой ДН целесообразно тогда, когда возможно управление углом
наклона максимального луча диаграммы в соответствии с измене-
нием углов наклона приходящих лучей.
Схема антенной решетки из 16 ромбических антенн, обладаю-
щей узкой управляемой ДН [18], приведена на рис. 19.4. Антенная
система состоит из 16 ромбических антенн, расположенных по од-
ной линии в направлении на корреспондента и присоединенных к
приемному устройству, обеспечивающему синфазное сложение всех
ЭДС от всех антенн.
Функциональная схема работы приемной системы показана на
рис. 19.5. Как видно, сигнал от каждой антенны подводится к де-
тектору D, на выходе которого получается ток промежуточной
частоты, который затем распределяется по четырем ветвям. В каж-
дой ветви выходы детекторов присоединяются к общей шине через
фазовращатель Ф. Соответствующей регулировкой фазовращателей
можно получить синфазное сложение ЭДС от всех антенн. Электро-
движущая сила от каждой из ветвей подается на отдельный при-
емник П.
Рис. 19.5
Диаграмма направленности в вертикальной плоскости каждой
из ветвей
sin —- |ip —р (1/fej — cos А) |
F (Д) = Л (Д) —Ц---------------------
sin |	—$d(\fk±— cosA)|
— множитель, характеризующий ДН одиночной ромбиче-
ской антенны; N — число ромбических антенн, входящих в решет-
ку; Ф — угол сдвига фаз между ЭДС от двух соседних антенн, соз-
даваемый фазовращателем; d — расстояние между центрами двух
соседних ромбов; Ai = uK/c; нк— фазовая скорость распространения
волн по кабелю, соединяющему антенны с приемником.
Кабель прокладывается по направлению больших диагоналей
ромбов, и разность длин кабелей, подводящих ЭДС от двух сосед-
них антенн, равна расстоянию между центрами этих антенн.
Как видно из (19.8), угол наклона, при котором получается
максимальный прием, зависит от величины ф. Изменяя ф, можно
управлять значением этого угла.
Диаграмма направленности антенной системы получается доста-
точно острой. На рис. 19.6 приведены ДН в вертикальной плоско-
сти, рассчитанные для следующих условий: антенная система со-
стоит из 16 ромбических антенн РГ — 1 с длиной стороны /=100 м,
длина оптимальной волны ромба Хю = 25 м, &i = 0,95. Диаграммы вы-
числены для ф = 40° (сплошная кривая) и ф =—80° (штриховая
кривая).
Узкая и управляемая ДН позволяет в каждой ветви настраи-
ваться на прием только одного из приходящих лучей. Прием осу-
ществляется следующим образом. Каждая из ветвей 1—3 (см. рис.
19.5) с помощью своей индивидуальной системы фазовращателей
настраивается на прием одного из приходящих лучей; причем от-
дельные ветви настраиваются на различные лучи. Сигналы от каж-
дого из принимаемых лучей проходят через свои индивидуальные
приемники, после чего они складываются.
Обратимся к функциональной схеме рис. 19.5. Выход приемника
ветви 1, принимающей луч с максимальным углом наклона, прихо-
дящий в точку приема позже других лучей, присоединяется к со-
бирательной линии непосредственно.
Выход приемника ветви 2, настроенной
на прием луча с меньшим углом на-
клона, приходящего в точку приема
на некоторое время т раньше луча,
принимаемого ветвью 1, присоединяет-
ся через замедлитель Зь Замедлитель
31 представляет собой систему конту
ров, создающих искусственное регули-
руемое запаздывание сигнала, компен-
сирующее опережение при прохожде-
нии трассы. Аналогично выход прием-
ника ветви 3, принимающей луч с ми-
нимальным углом наклона, присоедп-
Е/Е
1,0
0,8
0,6
0,<t
0,2
0
					
	80°^	j 1			40°
		к			
		1			
		1 L_l	1	S	
10	20 Л, град
Рис. 19.6

няется через замедлитель За, компенсирующий время опережения
прихода этого луча. Таким образом, сложение сигналов в собира-
тельной линии получаются таким, как если бы все три луча прихо-
дили одновременно.
Настройка ветвей 1—3 на максимальный прием одного из лучей
управляется специальной системой, автоматически меняющей по-
ложение фазовращателей при изменениях углов наклона лучей.
При наличии в месте приема только двух интенсивных лучей при-
ем осуществляется на двух ветвях. Ветвь 4 служит для контроля
структуры поля в месте приема.
Прием в каждой из ветвей только одного пучка лучей, имеющих
незначительную разность хода, приводит к резкому ослаблению из-
бирательного замирания. Однако замирание в каждой из ветвей
вследствие сложной структуры луча и вращения плоскости поляри-
зации не устраняется. Ослабление неизбирательного замирания
происходит благодаря сложению сигналов двух или трех ветвей,
что эквивалентно разнесенному сдвоенному или строенному приему.
Описанная система одновременно с ослаблением избирательного
замирания и общего замирания дает увеличение КНД в каждой
из ветвей в 16 раз по сравнению с приемом на одном ромбе.
Опыт эксплуатации показал, что приемная система с управ-
ляемой ДН дает надежный положительный эффект только при на-
личии в месте приема явно выраженных лучей с определенными
углами наклона.
При наличии в месте приема рассеянного поля система не да-
ет надежного эффекта. Рассеянное поле, не имеющее явно выра-
женных лучей, часто наблюдается на длинных линиях при плохом
прохождении радиоволн.
В качестве приемных антенн в решетке можно применять раз-
личные другие типы приемных антенн (двойные ромбические ан-
тенны, антенны бегущей волны из горизонтальных симметричных
вибраторов, антенны бегущей волны из вертикальных симметрич-
ных и несимметричных вибраторов и др.).
Глава 20. ФИДЕРНЫЕ ЛИНИИ ПЕРЕДАЮЩИХ
И ПРИЕМНЫХ АНТЕНН
20.1.	Требования к фидерным линиям передающих антенн
Основным требованием, предъявляемым к фидеру передающей
антенны, является доведение до минимума потерь энергии в нем.
Имеется два вида потерь энергии в фидере: потери на нагревание
проводов, изоляторов и окружающей среды (различного рода пред-
метов) и потери вследствие излучения. Уменьшение потерь на на-
гревание достигается применением проводов с высокой проводи-
мостью (медь, биметалл), специальных высокочастотных изолято-
ров, а также удалением открытого фидера от земли и окружающих
предметов. Для уменьшения потерь на излучение применяют сим-
метричные фидеры с близко расположенными друг к другу прово-
дами, несущими противофазную волну тока, или экранированные
фидеры. Эти меры одновременно приводят к уменьшению потерь
энергии в окружающих предметах.
Определенные требования предъявляют также к электрической
прочности фидера. Волновое сопротивление и число проводов, а
также их диаметр должны выбираться таким образом, чтобы была
исключена возможность факельного истечения; изоляторы фидера
должны обладать минимальной емкостью и достаточной электриче-
ской прочностью, исключающей возможность их пробоя и разруше-
ния вследствие перегрева.
Наконец, должны быть обеспечены надлежащая механическая
прочность и удобство замены или ремонта конструктивных узлов
фидера.
20.2.	Типы фидерных линий передающих антенн и их условные
обозначения
В качестве передающих фидерных линий коротковолновых ан-
тенн наиболее часто используют симметричные двухпроводные, че-
тырехпроводные и шестипроводные воздушные фидеры (рис. 20.1).
Фидеры такого типа преимущественно применяются ввиду просто-
ты их конструктивного выполнения. Симметричные фидеры могут
быть:
а)	двухпроводные — однопроволочные и многопроволочные
(рис. 20.1,а);
б)	четырехпроводные перекрещенные — однопроволочные и мно-
гопроволочные (рис. 20.1,6);
в)	четырехпроводные неперекрещенные — однопроволочные и
многопроволочные (рис. 20.1,в);
г)	шестипроводные перекрещенные — однопроволочные (рис.
20.1,г);
д)	шестипроводные неперекрещенные — однопроволочные (рис.
20.1,6).
Условное обозначение симметричных фидеров состоит из букв
<Ф» (фидер), цифр и букв, обозначающих число проводов (числи-
тель), число проволок в проводе (знаменатель), волновое сопро-
тивление, буквы «К» (если фидер перекрещенный). Пример услов-
ного обозначения симметричного многопроволочного перекрещен-
ного фидера с числом проволок в проводе, равном 5, волновым со-
противлением 120 Ом: фидер Ф 4/5 120 К.
Для питания передающих антенн могут также использоваться
несимметричные фидеры (рис. 20.2), концентрические (многопрово-
лочные) и плоскостные (многопроволочные). Условное обозначе-
ние таких фидеров состоит из букв «ФК» (фидер концентриче-
ский) или «ФП» (фидер плоскостной) и цифр, обозначающих, чис-
ло проволок, находящихся под потенциалом на внутреннем и внеш-
нем цилиндрах (плоскостях), волновое сопротивление фидера в
омах. Пример условного обозначения концентрического фидера с
количеством внутренних проволок 12, внешних проволок 16, волно-
вым сопротивлением 150 Ом: фидер ФК 12/16 150.
Иногда могут применять комбинированные фидеры, которые ис-
пользуют и как симметричные экранированные и несимметричные
концентрические (рис. 20.3). Условное обозначение фидера состоит
из букв «ФЭ» (фидер экранированный), цифр в виде дроби, где
202 o«d
гог 'эиц
Рас. 20.3
числитель обозначает число внутренних проволок и волновое со-
противление при симметричном включении, а знаменатель — число
внешних проволок и волновое сопротивление фидера при несиммет-
ричном включении. Пример условного обозначения комбинирован-
ного фидера с числом внутренних проволок 2, внешних 4, волновым
сопротивлением при симметричном включении
500 Ом, при несимметричном включении
225 Ом: фидер ФЭ — — .
4 225
В некоторых случаях для питания коротко-
волновых антенн можно применять коаксиаль-
ные кабели. Они полностью защищены от ат-
мосферных влияний и внешней среды, удобны
в монтаже и позволяют простыми средствами
осуществлять коммутацию фидерных линий.
В настоящее время выпускают коаксиальный
кабель 75-120-Д, пропускающий при КБВ=1
мощность 250 кВт.
20.3.	Волновое сопротивление фидеров
Расчет волнового сопротивления фидера сводится к решению
соответствующей электростатической задачи (см. § 2.2).
А.	Двухпроводный симметричный фидер. Для
двухпроводного симметричного фидера, образованного параллель-
ными цилиндрическими проводниками радиуса г (см. рис. 20.1,а)
имеется точное аналитическое выражение волнового сопротивления:
"’'-,20,n[v ('+/'-(<-)*)]•	(201)
При 2r/D^l, что обычно имеет место,
Г « 120 [In (D/r) — (r/D)2] « 120 In (D/r).	(20.2)
Если цилиндрический провод образован п отдельными прово-
локами (см. рис. 20.4), в (20.2) подставляется согласно (2.22) эк-
вивалентный радиус RaK = Rv' nrfR. Этот результат получен с по-
мощью метода Хоу (см. § 2.2), основанного на усреднении зарядов
и потенциалов по поверхности проволочного цилиндра. Более точ-
ные результаты, а также истинное распределение токов (в стати-
ческом случае — зарядов) по проволокам, образующим провод,
могут быть найдены в результате решения системы линейных урав-
нений относительно зарядов па каждой проволоке, получающейся
из условия равенства потенциалов на проволоках, образующих
каждый провод, и равенства нулю полного заряда на обоих прово-
дах. Результаты численных расчетов для многопроволочного фи-
дера (рис. 20.4) с различным числом проволок, образующих ци-
линдрический провод, приведены в табл. 20.1. Величина показы-
вает, во сколько раз ток в проволоке, ближайшей к оси линии,
превышает среднее значение.
Таблица 20»
W, Ом	D, мм	2R, мм |	п		2г. мм	St
390	300	29	4	3	1,09
308	300	72	4	3	1,14
300	300	63	6	3	1,162
284	300	70	6	3	1,17
283	500	ПО	8	4	1,19
276	500	ПО	10	4	1,20
270	450	ПО	8	4	1,21
240	380	ПО	10	4	1,28?"
240	300	ПО	6	3	1,27
214	300	ПО	10	4	1,38
Б. Четырехпроводный симметричный фидер. Рас-
смотрим четырехпроводный перекрещенный фидер (см. рис. 20.1,6).
Линейная плотность зарядов т на всех проводах одинакова. По-
тенциалы проводов 1 и 2 равны по величине и противоположны
по знаку. Потенциал провода
I 2г	2D2	2Di
Волновое сопротивление фидера
ir=30V/T = 601n[D1D2/(r]/D24.Z)2)].	(20.3)
Для неперекрещенного четырехпроводного фидера потенциал
провода и волновое сопротивление фидера равны соответственно:
V = 2т In [DxУЦ+ОЦ{гD2j\; W = 60 In [Dx V^D^rD^].
(20.4)
Приведенные формулы получены без учета влияния земли. На-
личие земли может быть учтено введением зеркальных изображе-
ний проводов. Например, горизонтальный двухпроводный фидер
2/?	, \~Т "уКгТу- 1 у7 д	>2)2222)22222/2222222'2 1 О &
Рис. 20.4
Рис. 20.5
Тип фидера




Таблица 20.2
Расчетные формулы для волнового	1 сопротивления (Ом)	1	|	Примечания
276 1g-у-	т->« 2г
D 276 1g	 	V">3 2г
	
138 1g — Г 60arcch г	Я» 2г
Тип фидера
/////////Л'///////Л
Продолжение табл 202
Расчетные формулы для волнового сопротивления (Ом)	Примечания
1381g 1,27-^-	^->2 2r
1381g 1,4 —	H
138	
138 1g 1,08 — 2r	>2 2r
ia «ц» za			Э] 8£1 &+1аДха
	Я/<?9‘1 +б9‘0
1>~й~	OSI
5<4-	-SS‘2 3l 8£1
г< —	-J- S‘£»18£1
н	HZ
ВИНЕЬЭНИаЦ	(ИО) кииэвнихоЛиоэ oJoeoHiro« uitV пгЛнйоф энихэьээд
Z OZ V9D1 smsxvoQodjj	
'//////////////////,‘

в<1э1Гиф шц.
Тип фидера
Продолжение табл. 20.2
Расчетные формулы для волнового сопротивления (Ом)	Примечания
1381g— r^ + Dl	D2 «Я» Di
2»l8 \ 2Dt }	\ 2Dg )	
,nn J D 4R»—D» + 4r*\ 120 arcch	—			г ] \r 4/?2 4-D2—4r2 / / D 4R^-D^\ g( r 4&+D»)	A q| й

	Продолжение табл. 20 2
Расчетные формулы для волнового сопротивления (Ом)	Примечания
276 , 22? 	 1g	 п	пг	//>27? п — число синфазных проводов
276 D 1/п 8—Г~	п — число синфазных проводов
1381g v— R У nr/R	Я>2/? п — число проводов в цилиндре
Тип фидера
Окончание табл. 20.2
Расчетные формулы для волнового сопротивления (Ом)	Примечания
1381g	 . тАТ 1 V R	п —число проводов экрана
1381g	==		п2 — число проводов экрана П1 — число внутренних прово- дов
над землей (рис. 20.5) эквивалентен четырехпроводному перекре-
щенному фидеру. Его волновое сопротивление
r“,20ln7vrTWWr- (20-5)
В.	Формулы для расчета волновых сопротивле-
ний фидеров различных типов (табл. 20.2).
20.4.	Конструктивное выполнение фидеров
Воздушные двухпроводные, четырехпроводные и многопровод-
ные фидеры обычно выполняют из биметаллических или медных
твердотянутых проводов. Их диаметр в зависимости от длины фи-
дерной линии и мощности передатчика выбирают в пределах 3—
6 мм. Расстояние между проводами обычно выбирают исходя из
значения волнового сопротивления и необходимой электрической
прочности1.
Фидеры крепят на деревянных, асбоцементных или железобе-
тонных опорах. Последние обычно используют для подвески тяже-
лых фидеров с волновым сопротивлением около 120 Ом.
Крепление фидеров к опорам производят с помощью специаль-
ных изоляторов. Подвеска двухпроводных высокоомных фидеров
(около 600 Ом) и четырехпроводных фидеров с волновым сопро-
тивлением приблизительно 300 Ом на промежуточных опорах вы-
полняют обычно с помощью неармированных изоляторов, практи-
чески не вносящих дополнительной паразитной емкости. При ис-
пользовании для подвески фидеров армированных изоляторов не-
обходимо принимать специальные меры для компенсации вносимых
этими изоляторами отражений. В частности, следует устранить воз-
можность синфазного сложения волн, отраженных несколькими
изоляторами. Для этого расстояния между опорами, рассчитанные
из конструктивных соображений, изменяют в пределах ± 15% по-
закону случайных чисел.
Дополнительная емкость, вносимая в фидер армированными
изоляторами, может быть скомпенсирована соответствующим
уменьшением диаметров проволочных цилиндров иа определенной
длине. Так, для типового фидера Ф4/5-120К этот участок имеет
длину около 1500 мм (рис. 20.6).
Фидерные линии подвешиваются на
равной 3 м от поверхности земли. При
пересечении полотна дороги на техниче-
ской территории высота подвеса должна
быть не менее 4,5 м.
Длина фидерной линии обычно не пре-
вышает 1000—1200 м и имеет ряд пово-
ротов. В этом случае для подвески фиде-
высоте, приблизительно
Рис. 20.6
1 В некоторых случаях при работе с передатчиками большой мощности фи-
деры могут выполняться нз металлических труб диаметром 50—110 мм.
ра кроме промежуточных опор используют поворотные и угловые
опоры. В начале и конце фидерных линий (перед техническим зда-
нием и около антенны) устанавливают оконечные опоры.
Рис. 20.8
На рис. 20.7—20.10 показаны
элементы типовых конструкций
фидерных линий.
20.5.	Максимальные напряжения, токи и напряженность
электрического поля в линии
При использовании фидерной линии для передачи больших
мощностей важно знать максимальные напряжения, потенциалы и
токи, возникающие в ней.
Эффективное напряжение в пучности напряжения
1/пучн = V = VPW/K,	(20.6)
где Р — мощность, подводимая к линии; 7?Пучн=^'/К— сопротивле-
ние линии в пучности напряжения; К. — КБВ в линии.
Эффективное значение тока в пучности тока, где сопротивление
равно WK, определяется по формуле
/ny4H=KP7W).	(20.7)
Максимальная напряженность электрического поля имеет мес-
то у поверхности проводов. Для волны ТЕМ (см. § 1.1), распро-
страняющейся в линии, напряженность электрического поля может
быть выражена через напряженность магнитного поля: Е=120лЯ.
У поверхности провода диаметра d, по которому течет ток /,
H—I[(nd). При фиксированной передаваемой мощности наличие
отраженной волны приводит к увеличению напряженности поля в
пучности в 1/ уТлГраз. Таким образом,
Етах = 120ГР/(КОГ d).	(20.8)
Если провод выполнен из п отдельных проволок диаметром
ток в каждой проволоке в п раз меньше общего тока в проводе и
Етах = 120У77(ГО^ «di)-	(20.9)
Неравномерность распределения тока может быть учтена коэф-
фициентами и £2:
E^^^Q^VPlkVl^nd^	(20.10)
Коэффициент gi (см. табл. 20.1) показывает, во сколько раз ток
в проволоке с максимальным значением
значение I/п. Коэффициент |2 учитывает
неравномерность распределения тока по
окружности проволоки.
Как показали расчеты, gi в основном
определяется значением волнового сопро-
тивления фидера. На рис. 20.11 показана
величина |2i в зависимости от воЛнового
сопротивления фидера для двухпровод-
ного (кривая 1) и четырехпроводного пе-
рекрещенного (кривая 2) фидеров.
Коэффициент в случае проволочно-
го цилиндра можно оценить по формуле
W[4etnbjiexnpiSa(int>iu pudtp]
|2~1+(п—1)^/7?.	(20.11)	Рис. 20.11
20.6.	Максимальная мощность, пропускаемая фидером
Максимальная мощность, пропускаемая фидером, определяется электричес-
кой прочностью изоляторов и воздуха, окружающего фидер. Рассмотрим сна-
чала электрическую прочность воздуха. Если напряженность поля превосходит
допустимое значение, то начинается процесс ионизации воздуха, в результате
чего может произойти пробой воздуха.
Явление пробоя сводится к следующему. В пространстве и, в частности,
вблизи поверхности проводов имеются свободные электроны, которые под влия-
нием поля провода приобретают дополнительную скорость передвижения! Чем
больше напряженность поля у поверхности провода, тем больше скорости, дос-
тигаемые электронами, и тем чаще происходит ионизация нейтральных молекул
воздуха при столкновении с ними электронов, т. е выбивание электронов из
их орбит. Выбитые электроны, в свою очередь, ускоряют процесс дальнейшей
ионизации Положительные ионы, т е молекулы, имеющие избыток положи-
тельных зарядов, бомбардируют отрицательно заряженный проводник, вызывая
дополнительный поток электронов с поверхности проводника в воздух и тем
самым усиливая ионизацию Ускорение ионизации вызывается также непосред-
ственным воздействием ионов на нейтральные частицы
Одновременно с ионизацией происходит и процесс убывания ионизированных
частиц, вызываемый рекомбинацией и отчасти рассеиванием заряженных частиц
в окружающее пространство. Если напряженность поля не слишком велика, то
процесс убывания заряженных частиц быстро приводит к тому, что начавшийся
процесс ионизации прекращается. Прн больших напряженностях поля начав-
шийся процесс ионизации поддерживается В результате в воздухе вокруг про-
вода появляются устойчивые объемы ионизированного воздуха
В процессе ионизации молекул происходит излучение электромагнитных
волн, лежащих в пределах оптического диапазона Вследствие этого ионизи-
рованный объем воздуха светится
Напряженность поля вдоль линии не одинакова Это объясняется наличием
стоячих волн, а также местными неоднородностями (изгибы, выступы и др), у
которых образуется повышенная напряженность поля Вследствие этого процесс
ионизации начинается обычно не вдоль всего провода, а в определенных местах
и сопровождается повышением температуры воздуха в этих местах. Столб иони-
зированного воздуха, как и обычное пламя, поднимается вверх, принимая форму
факела Отсюда термин «факельное истечение» При наличии даже весьма сла-
бого ветра образовавшийся факел перемещается в направлении движения воз-
духа и в случае попадания в область, где имеет место пониженная напряжен-
ность поля, гаснет. Факел, возникший иа вертикальных или наклонных прово-
дах, обычно передвигается вверх
Факельное истечение на фидерных линиях недопустимо Оно может привести
к перегреву и расплавлению проводов Наличие факельного истечения приводит
также к потере высокочастотной энергии
Напряженность поля Es, при которой имеет место самопроиз-
вольное образование факела, называется начальной. Минимальную
напряженность поля, при которой возникшее факельное истечение
поддерживается, принято называть критической Екр. Если напря-
женность поля ниже начальной, но выше критической, то факель-
ное истечение может возникнуть вследствие случайного искрообра-
зования, вызванного прикосновением к токонесущим проводам
проводящего тела (падающего листа, птицы, насекомого, капель
воды и др.).
Начальная напряженность поля равна примерно 30 кВ/м. Кри-
тическая напряженность поля в большой степени зависит от кли-
матических условий, т. е. от температуры и влажности воздуха. С
увеличением температуры и влажности воздуха критическая на-
пряженность поля снижается. Вследствие этого летом критическая
напряженность поля ниже, чем зимой. Кроме того, критическая на-
пряженность поля зависит от частоты. В длинноволновой части
коротковолнового диапазона критическая напряженность поля не-
сколько выше, чем в его коротковолновой части. Поэтому обычно
испытания фидеров на электрическую прочность проводят на наи-
более высоких частотах.
Обычно считается допустимым такой режим работы линии, при
котором максимальная напряженность поля ниже начальной, но
выше критической. При этом гарантируется отсутствие самопро-
извольного факельного истечения, а передающее оборудование
снабжается устройством защиты, выключающим передатчик на ко-
роткое время из-за случайного попадания на провода посторонних
тел. Принцип действия автоматических устройств защиты основан
на регистрации изменения КБВ в линии при возникновении раз-
ряда или светового излучения факела с помощью оптических дат-
чиков.
Поскольку в линии всегда имеются трудно учитываемые ло-
кальные повышения напряженности поля, связанные с механически-
ми дефектами, .попаданием на провода осадков, грязи и т. п., до-
пустимой считается расчетная амплитудная напряженность поля
Ел=6-т-7 кВ/см. Для южных районов Ед~5 кВ/ом. При этом допус-
тимая мощность
Ртах = Е2Л d2 п2 К W/ (28 800|| Ц).	(20.12)
При телефонной работе с амплитудной модуляцией и заданной
мощностью передатчика пиковая амплитуда напряженности поля
может быть в 2 раза больше, чем при телеграфном режиме. Соот-
ветственно можно ожидать уменьшения допустимой мощности в
4 раза. Однако, как показали экспериментальные исследования,
вследствие того, что пиковая напряженность поля имеет место в
течение очень короткого промежутка времени, можно при необхо-
димости допустить пиковую амплитуду напряженности поля в У~2
раз больше. Таким образом, при телефонии с амплитудной моду-
ляцией можно в случае необходимости допустить пиковую амп-
литуду напряженности поля 8,4—9,8 кВ/см. Соответственно допус-
тимая мощность при телефонии уменьшится не в 4 раза, а в 2.
Перейдем теперь к вопросу об электрической прочности изо-
ляторов. Изоляторы фидеров находятся на открытом воздухе; по-
этому максимально допустимые потенциалы определяются электри-
ческой прочностью изоляторов, покрытых влагой, которая значи-
тельно ниже, чем при сухой поверхности. Можно считать допус-
тимым приложение к мокрым изоляторам таких потенциалов, кото-
рые создают падение потенциала на поверхности изолятора, не пре-
вышающее 1—1,5 кВ/см. Изоляторы фидеров для уменьшения со-
здаваемой ими паразитной емкости обычно выполняют в виде длин-
ных стержней (палок) с гладкой поверхностью. Падение потенциа-
ла на единицу длины принято считать примерно одинаковым вдоль
всей длины изолятора, т. е. dVIdl^V/l, где V —потенциал, прило-
женный к изолятору; I — длина поверхности изолятора от точки
приложения потенциала до точки нулевого потенциала. Для вы-
равнивания падения потенциала по длине изолятора последний
снабжается металлическими наконечниками (рис. 20.12). В про-
тивном случае в месте приложения напряжения получается увели-
ченный градиент потенциала.
Рис. 20.12
20.7.	Пути увеличения пропускаемой мощности
Из (20.12) следует, что самый простой путь к увеличению мощ-
ности, пропускаемой фидером, заключается в увеличении числа
проводов и их диаметров. Однако для любого типа фидера с оп-
ределенным волновым сопротивлением существует ограничение,
обусловленное резким возрастанием коэффициентов gi и g2- В фи-
дерах, состоящих из проволочных цилиндров, при выборе числа
проводов н их диаметров целесообразно, чтобы расстояние между
проводами превышало 5di.
В фидерах из проволочных цилиндров провода обычно распо-
лагают равномерно по окружности цилиндра. В этом случае, как
следует из табл. 20.1, имеет место существенная неравномерность
распределения токов по проводам проволочных цилиндров. Для
увеличения пропускаемой мощности желательно, чтобы токи по
проводам проволочных цилиндров распределялись равномерно. При
этом коэффициент gi = l. Этот эффект можно получить путем не-
равномерного расположения проводов по окружностям цилиндров.
Расстояния между проводами, ближайшими к линии нулевого по-
тенциала, следует уменьшить, а между удаленными — увеличить
3*
Рис. 20.13
О
по сравнению с расстоянием, соответствующим равномерному рас-
положению проводов (рис. 20.13). Можно так подобрать расстоя-
ния между проводами, чтобы получить §i близким к единице.
Рассмотрим в качестве примера типовой фидер Ф4/5-120К
(рис. 20.13,а). Располагая провода неравномерно по окружности
цилиндра (<pi = 0, <р2 = 72°, <р3= 144°, <р4 = 216°, <р5 = 300°), получаем
§1=1,01. При равномерном расположении проводов §1 = 1,15 и со-
ответственно максимальная пропускаемая мощность по фидеру
уменьшается на 25%.
Аналогичный эффект можно получить для двухпроводного фи-
дера. Так, в фидере Ф2/6-240 (рис. 20.13,6) при расположении про-
водов неравномерно (<pi = 0, <р2 = 35°, <р3 = 95°, <р4 = 180°, <р5=325°)
§1=1,02, а при равномерном расположении проводов §1=1,27, т. е.
при неравномерном расположении проводов максимальная пропус-
каемая мощность увеличивается на 60%.
20.8.	Коэффициент полезного действия
Пусть постоянная затухания волны в линии равна ал, а ампли-
туда прямой волны, создаваемой передатчиком на входе линии —
единице. Мощность, отдаваемая линией в нагрузку, Рн =
= ехр(—2aJ)(l—р2), где р — коэффициент отражения от нагруз-
ки. Мощность, возвращающаяся ко входу линии, РОтр=
= р2ехр(—4<ХлО- Коэффициент полезного действия линии, равный
отношению мощности, уходящей в нагрузку, к мощности, отдавае-
мой передатчиком,
т]=—-------= ехр(— 2ал/)--------------!--------------. (20.13)
1—	Ротр	1+[1— ехр( — 4ал/)]р2/(1— р2)	V
Таким образом, КПД линии тем выше, чем лучше согласование
линии с нагрузкой.
Постоянная затухания ал =^?i/(2I17), где — активное сопро-
тивление фидера на единицу длины. В симметричных воздушных
фидерах коэффициент затухания определяется потерями в метал-
ле проводов ам, в земле а3 и в окружающих предметах аок: ал =
= ам + Из+яок-
Потери в металле зависят от волнового сопротивления фидера,
числа проводов и их радиуса:
ам=5,5- 108Kp7p/(rIFpTn),	(20.14)
где р — удельное сопротивление материала провода, Ом/см; рг—
относительная магнитная проницаемость материала провода.
Для концентрического фидера (см. рис. 20.2,а) потери в ме-
талле зависят от общего количества проводов в фидере и соотно-
шения между их числом на внешнем и внутреннем цилиндрах п2 и
«1. Обычно для увеличения экранирующего действия n2>«i. Коэф-
фициент затухания в этом случае определяется соотношением
aM=^i(n1 + n2)g/(2^n1n2),	(20.15)
где g= —4 П1 ”2-коэффициент, характеризующий увеличение за-
(П1 +пг)2
тухания в металле из-за неравномерного распределения проводов
между цилиндрами фидера; — погонное сопротивление одного
провода.
Коэффициент затухания а3, вызванный потерями в земле, су-
щественно зависит от конструкции фидера, его геометрических раз-
меров и высоты подвеса относительно земли. Обычно потери
в земле определяются экспериментальным путем. Для почвы с хо-
рошей проводимостью потери в земле для двухпроводного фидера
можно определить по формуле [20]
я8»7,9 • 10"5 D2 V f/а/(WHa),
(20.16)
где D — расстояние между осями проводов, м; Н — высота подвеса
фидера над землей, м; ст — проводимость почвы, См/м; / — часто-
та, Гц.
Из формулы (20.16) видно, что коэффициент затухания а3 в
большой степени зависит от высоты подвеса фидера над землей,
расстояния между проводами фидера и величины его волнового со-
противления. На рис. 20.14 приведены графики для КПД двухпро-
водного фидера длиной 1 км из медных проводов диаметром 20 мм
с учетом потерь в земле и проводах в режиме бегущей волны Гра-
фики показывают зависимость КПД от расстояния между провода-
ми при разных высотах подвеса фидера над землей. Кривая Я=оо
соответствует случаю, когда учитываются потери только в прово-
дах фидера Аналогичные зависимости для различной проводимости
земли приведены на рис. 20.15 для двухпроводного фидера из про-
волочных цилиндров диаметром НО мм, по окружностям которых
расположено по 10 медных проводов диаметром 4 мм.
WO 200	300	400 D, ММ ’ ООО 400	500	600 Л, мм
Для двухпроводных фидеров наиболее эффективным способом
уменьшения потерь в земле может служить увеличение высоты под-
веса до 5—6 м или искусственное увеличение проводимости почвы,
т. е. прокладка заземления.
Другой способ уменьшения потерь в земле — конструирование
фидеров с малыми внешними полями. Рассмотрим четырехпровод-
ный перекрещенный и неперекрещенный фидеры (рис. 20.1,6 и в).
Для фидеров этого типа коэффициент затухания может быть при-
ближенно оценен по формуле [20]
Знак «плюс» относится к
перекрещенному фидеру.
На рис. 20.16 приведены
неперекрещенному, а знак «минус» к
зависимости отношения коэффициен-
тов затухания четырехпроводного и двухпроводного фидеров от от-
ношения HIDz. Двухпроводный фидер выполнен из таких же про-
водов, что и четырехпроводный. Расстоя-
ние Di для обоих типов фидеров одина-
ково и равно 300 мм. Высота подвеса
двухпроводного фидера H + D2. Из гра-
фиков рис. 20.16 хорошо видно, что с точ-
ки зрения потерь в земле неперекрещен-
ный фидер (кривые 1) менее выгоден,
чем двухпроводный, подвешенный па той
же высоте. Перекрещенный фидер (кри-
вые 2) имеет большие преимущества пе-
рец двухпроводным. Так, при П2 = 500мм,
Я = 3 м этот фидер обеспечивает выиг-
рыш в коэффициенте затухания а3 в срав-
нении с двухпроводным более чем в 20
раз. В то же время коэффициент ам у обоих фидеров примерно оди-
наков, и, следовательно, КПД перекрещенного фидера при прочих
равных условиях будет существенно выше.
Потери в неоднородностях, распределенных дискретно (потери
в опорах, изоляторах, переходных контактах и т. п.), определяют
обычно экспериментальным путем. Они значительно меньше потерь
в металле и земле. Сопротивление, определяющее потери в фидер-
ных опорах и изоляторах 7?оп, подключено к фидеру параллельно
в местах расположения опор. В том случае, когда опора оказы-
вается в пучности напряжения, вносимые ею потери максимальны,
и наоборот, когда она оказывается в узле напряжения, потери
практически отсутствуют. При условии	где п — число
опор, аок = nW 1(21Лон), где 7?оп определяется экспериментальным
путем.
Экспериментальные исследования показали, что в случае двух-
проводных фидеров материал, из которого изготовлены опоры, за-
метно влияет на КПД фидера. Так, в случае применения железо-
бетонных опор КПД фидера длиной 1 км только благодаря поте-
рям -в них составляет 92%. Поэтому применение железобетон-
ных опор при конструировании двухпроводных фидеров нецелесо-
образно.
Исследования перекрещенного четырехпроводного фидера по-
казали, что от материала опор затухание фидера практически не
зависит, поскольку поле фидера сконцентрировано в основном меж-
ду его проводами.
Потери в земле под концентрическим фидером зависят от ре-
жима его работы. Если наружный цилиндр имеет соединение с
землей, то некоторая часть тока на фидере будет протекать по зем-
ле вследствие неполной экранировки внутреннего цилиндра наруж-
ным. Потери в земле получаются весьма высокими, и применение
такого режима нецелесообразно (см. § 2.5, 2.6). Если фидер и его
нагрузка не имеют соединения с землей, то ток в земле будет зна-
чительно меньше и потери в земле практически исключаются. В
этом случае в фидере устанавливается режим, когда токи на про-
водах внутреннего и внешнего цилиндров имеют одинаковые зна-
чения. Полный ток в земле равен нулю, ia на наружном цилиндре
имеется напряжение относительно земли, величина которого опре-
деляется степенью экранировки внутреннего проводника и состав-
ляет небольшую часть от напряжения между внутренним и внеш-
ним цилиндром. Для реализации этого режима необходимо наруж-
ный цилиндр фидера подвешивать на изоляторах. Кроме того, этот
режим не может быть реализован в чистом виде, так как неизбеж-
но у передатчика наружный цилиндр фидера имеет заземление.
Расчеты и экспериментальные исследования показали, что в этом
случае значения потерь в земле составляют (0,24-0,4) % при реаль-
но осуществимой экранировке внутреннего цилиндра фищра.
20.9.	Коэффициент асимметрии
При монтаже фидерных линий неодинаковое выполнение кон-
структивных узлов приводит к тому, что в одном поперечном сече-
нии на проводах фидера имеют место неодинаковые значения по-
тенциалов. Разность этих потенциалов характеризует асимметрию
в линии. В случае асимметрии в линии распределение токов и по-
тенциалов на проводах обычно представляют в виде суммы двух со-
ставляющих— синфазной и противофазной: 1Л = Кс+Рп; Е2=Кс—
— Рп, где Vc и Кп — значения потенциалов по синфазной и противо-
фазной волнам соответственно; Vi и V?— значения потенциалов на
проводах фидера в одном сечении. Таким образом, наличие асим-
метрии в фидере всегда характеризуется наличием синфазной (од-
нотактной) волны.
Асимметрию принято характеризовать коэффициентом асим-
метрии, %
в«[(Vi—V2)/(Vx + V2)l Ю0%.	(20.18)
Коэффициент асимметрии в фидере, нагруженном на активную
нагрузку, равную волновому сопротивлению фидера, в соответствии
с ГОСТ не должен превышать 5%. Наличие асимметрии в фидере
характеризуется также углом скоса волны, который определяется
разностью положений максимумов и минимумов потенциалов на
проводах фидера. Угол скоса волны не должен превышать 3° при
нагрузке фидера на сопротивление, равное волновому. Измерение
угла скоса волны дает возможность установить разность электри-
ческих длин проводов фидера, которая может быть результатом
ошибок при монтаже.
20.10.	Фидеры приемных антенн
Основным требованием, предъявляемым к приемному фидеру,
является отсутствие приема электромагнитной энергии (отсутствие
антенного эффекта). Прием электромагнитной энергии фидером
приводит к искажению ДН антенны и увеличению интенсивности
приема помех.
Снижение антенного эффекта достигается применением воз-
душных экранированных симметричных фидеров (см. рис. 20.3) или
экранированных симметричных и несимметричных кабелей.
Желательно также обеспечить достаточно высокий КПД фиде-
ра, хотя при приеме КПД не имеет столь большого значения, как
при передаче.
В отношении паразитной емкости изоляторов, механической
прочности, удобства ремонта и замены поврежденных частей со-
храняются те же требования, что и в случае передающих фидеров.
В области приема наиболее распространен воздушный четырех-
проводный перекрещенный фидер, симметричный и коаксиальный
кабели. Симметричный и коаксиальный кабели при соответствую-
щем выполнении перехода к антенне практически исключают ан-
тенный эффект.
На ответственных линиях, оборудованных высоконаправленны-
ми приемными антеннами, целесообразно для наилучшего использо-
вания их пространственной избирательности применять симметрич-
ные и коаксиальные кабели.
В настоящее время наиболее распространены приемные воздуш-
ные перекрещенные фидеры с номинальным волновым сопротивле-
нием 208 Ом. Такое волновое сопротивление имеет фидер, состоя-
щий из четырех биметаллических проводов диаметром 1,5 мм, рас-
положенных по вершинам квадрата со стороной 35 мм.
Следует иметь в виду, что перекрещенные четырехпроводные
воздушные фидеры имеют заметный антенный эффект из-за про-
никновения во входной контур приемника однотактной волны. Эта
волна образуется вследствие того, что фидер принимает электро-
магнитную энергию так же, как антенна Бевереджа, состоящая из
нескольких параллельных проводов. Особенно интенсивные одно-
тактные волны наводятся пространственными волнами, распростра-
няющимися в плоскости оси фидера.
Для подвески фидеров используются деревянные или асбоце-
ментные опоры. Конструкция подвески проводов приемных фиде-
ров обеспечивает их-равномерное натяжение при сезонных измене-
ниях температуры, а также отсутствие электрической асимметрии
при поворотах. Часто на одних и тех же опорах крепятся несколько
фидеров. При этом для исключения взаимного влияния расстояние
между отдельными фидерами берется не менее 0,75 м.
Двухпроводные воздушные фидеры применяют только для со-
единения полотен в сложных антеннах и в качестве коротких пе-
ремычек для соединения отдельных фидеров друг с другом. Для
уменьшения антенного эффекта двухпроводные фидеры через опре-
деленные расстояния перекрещиваются. Эти расстояния в распре-
делительных фидерах делаются порядка одного метра, а в перемыч-
ках, выполняемых из близко расположенных и подвешенных без
натяжения проводов, — несколько десятков сантиметров.
Для ввода в техническое здание применяются симметричные
двухпроводные экранированные высокочастотные кабели. Эти же
кабели используют для внутренней коммутации приемных антенн.
В приемных коротковолновых антеннах применяются также ко-
аксиальные кабели. При выборе типа кабеля исходят из допусти-
мого затухания при заданной длине. Для компенсации затухания
приемных фидерных линий обычно используют устанавливаемые
непосредственно под антеннами широкополосные транзисторные
усилители с усилением, приблизительно равным 10 дБ.
Глава 21. МНОГОКРАТНОЕ ИСПОЛЬЗОВАНИЕ АНТЕНН
21.1.	Принципы построения систем многократного использования
передающих антенн
На современных крупных радиоцентрах антенные сооружения
занимают сотни гектаров, а стоимость этих сооружений доходит до
40% от общей стоимости радиоцентра.
Одним из способов экономии территории радиоцентра и умень-
шения стоимости антенных сооружений может быть использование
одной антенны для одновременной работы двух передатчиков. По-
следнее возможно за счет применения фильтрующих устройств, по-
зволяющих к одной антенне параллельно подключить несколько
передатчиков. При этом накладываются определенные ограничения
на рабочие частоты этих передатчиков для исключения взаимной
связи между ними.
Выбор конкретной схемы многократного использования антенн и
ее выполнение зависят от мощности передатчиков и эксплуатаци-
онных требований. При небольших мощностях передатчиков такие
устройства выполняются на базе элементов с сосредоточенными
постоянными. Перестройка таких систем осуществляется опера-
тивно, и рабочий диапазон таких систем может быть широким.
При больших мощностях целесообразно применять устройства
с распределенными постоянными. В этих случаях иногда целесооб-
разно ограничивать рабочий диапазон системы.
По оперативным возможностям системы многократного исполь-
зования, базирующиеся на элементах с распределенными постоян-
ными, можно подразделить на два класса, резонансные и диапа-
зонные. Резонансные настраиваются на заданные частоты передат-
чиков и допускают изменение частот в весьма малых пределах, ди-
апазонные допускают работу каждого передатчика в одном или
нескольких диапазонах без перестройки.
Кроме параллельного включения двух передатчиков на одну
антенну возможны варианты многократного использования слож-
ных антенн, при которых для каждого передатчика формируется
своя фиксированная или управляемая ДН.
21.2.	Системы многократного использования с резонансными
шлейфами
Основным элементом схемы многократного использования ан-
тенн, базирующейся на применении резонансных шлейфов, явля-
ется комбинированный шлейф (рис. 21.1). Шлейф представляет
собой короткозамкнутую с обоих конпов двухпроводную линию,
присоединенную к фидеру в некоторой точке Ь. Общая длина
шлейфа равна целому числу полуволн одного из передатчиков.
.Обозначим длину волны этого передатчика через А.ь Присоедине-
ние шлейфа к фидеру производят таким образом, чтобы длина од-
ной из его частей равнялась половине рабочей волны второго пе-
Рис. 21.1	Рис. 21.2
редатчика, работающего на волне При таких соотношениях
шлейф, если пренебречь его затуханием, представляет собой бес-
конечно большое сопротивление на волне Zi и короткое замыкание
на волне
Схема работы двух передатчиков на одну антенну при одной
рабочей волне у каждого передатчика показана на рис. 21.2. При
работе передатчика Пу на волне Xi шлейф abc длиной rikylZ имеет
большое сопротивление и пропускает эту волну, практически не
оказывая заметного влияния на нее. Отрезок de шлейфа def, дли-
на которого Xi/2, закорачивает фидер второго передатчика. Отрезок
ре между точкой разветвления и шлейфом, длина которого равна
Xi/4, трансформирует нулевое сопротивление в бесконечно большое,
так что волна Xi проходит в антенну, не испытывая отражения в
этой точке, и не проходит в фидер передатчика /72. При работе пе-
редатчика /72 на волне Х2 схема работает аналогично. Таким об-
разом осуществляется одновременная работа двух передатчиков на
одну антенну без существенного взаимного влияния между ними.
Сопротивление комбинированного шлейфа abc на волне Xi
2Ш=21^Ш sin2	(21.1)
где — волновое сопротивление шлейфа; Ry — сопротивление на
единицу длины шлейфа; I — полная длина шлейфа; 1у — длина лю-
бого из составляющих отрезков комбинированного шлейфа.
Аналогичное выражение получается для шлейфа def при работе
на волне Х2.
Чем меньше разница между Xi и Х2, тем меньше множитель
sin2pZj и, следовательно, меньше Zm. Так как Wud^Ryl, то сопро-
тивление шлейфа на волне Xi получается во много раз больше вол-
нового сопротивления даже при небольшой разнице между X] и Х2.
Практически достаточно, чтобы длины волн Xi и Х2 отличались друг
от друга на 8—10%. Если применять для изготовления шлейфов
проводники с малыми потерями, то настройка системы возможна и
при разнице в длинах волн Xi и Х2, равной приблизительно 5%.
При смене частот передатчиков необходимо перестраивать дли-
ны комбинированных шлейфов и места их подключения к фидерам.
Этот недостаток, а также большие токи и напряжения, возникаю-
щие в комбинированных шлейфах при небольших разносах частот,
привели к тому, что эта схема широко не распространена.
Более совершенна схема многократного использования антенн,
базирующаяся на применении удлиненных комбинированных шлей-
фов и диапазонного разветвителя, предложенная В. Д. Кузнецо-
вым. В этой схеме общие длины комбинированных шлейфов равны
целому числу полуволн своего передатчика (т. е. передатчика, к
фидеру которого они подключены). Длины короткозамкнутых
участков шлейфов равны целому числу половин длин волн парал-
лельных передатчиков и близки к нечетному числу четвертей длин
волн своих передатчиков (рис. 21.3). Точки подключения шлейфов
к фидерным линиям не передвигаются при смене рабочих частот
передатчиков. Каждое плечо схемы имеет набор относительно уз-
ких рабочих полос, в которых возможна работа соответствующего
передатчика.
Диапазонное разветвительное устройство представляет собой от-
резок ЛИНИИ ДЛИНОЙ Xo/2 = XmtnXmaa/ (Xmin+ Xniaa). Волновое СОПрО-
тивление этого участка равно WT. В средней точке этой линии
подключен короткозамкнутый шлейф длиной Л0/4 с волновым со-
противлением WT. К этой же точке подключен фидер с волновым
сопротивлением Wo, идущий к антенне. Для двухкратного рабоче-
го диапазона длин волн оптимальное значение ^т/1^о=0,75. При
этом во всем диапазоне коэффициент отражения р^0,04.
Максимальные напряжения и токи в шлейфах при указанном
выборе длин комбинированных шлейфов близки к тем, которые
имеют место в фидере, идущем к антенне.
Как было показано, длины короткозамкнутых участков комби-
нированных шлейфов должны удовлетворять соотношению
/Ш1 = «2 Л2/2 = (2п4 — 1) Хх/4 + s Хх,
(21.2)
где б — допустимое отклонение длины шлейфа от требуемого зна-
чения в долях длины волны Ль п2 и гц— целые числа. Аналогич-
ное соотношение можно записать для 1Ш2-
Анализ соотношения (21.2) показывает, что не для всех значе-
ний Л] и Л2 оно может быть обеспечено с достаточно малым б. В
этом случае можно испрльзовать разомкнутый шлейф и его длину
определять из соотношения
— (2п2— 1) Л2/4 — Их Лх/2 4- бЛг.
Общая длина шлейфа при этом должна быть равна нечетному чис-
лу Л1/4.
21.3.	Системы многократного использования антенн
с мостовыми устройствами
Системы многократного использования антенн, базирующиеся
на мостовых устройствах (рис. 21.4), удобно применять, когда ан-
тенна разделена на две идентичные части. Наиболее часто такие
-системы используют для работы с антеннами типа СГД, которые
могут быть разбиты на две половины по горизонтали или по вер-
тикали. Передатчики Ih и П2 подключают к развязанным пле-
чам моста, образованного из отрезков симметричных линий, имею-
щих длину, равную четверти средней волны рабочего диапазона.
Фидеры от половин антенн подключают к двум другим плечам
моста, причем один из фидеров должен иметь удлинение на вели-
чину I для получения одинаковых фаз токов в обеих половинах ан-
тенны на рабочих частотах передатчиков. Величина I выбирается
из условия
1={пг + 0,5) ^=п^2,	(21.3)
где nt и /г2 — целые числа.
При достаточно большой длине I каждый из входов схемы
может быть использован для работы на нескольких частотах.
Синфазное возбуждение половин антенны обеспечивается при дли-
нах волн:
^i, = Z/(i + 0,5); K2j = l/j.	(21.4)
Мост согласуют с подключенными к нему фидерными линиями
выбором волновых сопротивлений отрезков линий, образующих
мост. При И+/+0 — 0,75 в двухкратном диапазоне длин волн коэф-
фициент отражения р^0,05.
Аналогичная схема может быть выполнена при использовании
вместо кольцевого моста трехдецибельного направленного ответви-
теля (НО). Длина фазирующей петли в этом случае изменяется
на Х/4 с тем, чтобы скомпенсировать фазовый сдвиг 90° между сиг-
налами выходных плеч НО.
Мостовое устройство при любой длине волны обеспечивает ра-
венство мощностей, уходящих в каждую половину антенны. Его
широкополосность ограничена ухудшением согласования с фиде-
ром. Направленный ответвитель обеспечивает высокое согласование
в произвольном диапазоне длин волн, однако с изменением длины
волны меняется отношение мощностей, уходящих в каждую полови-
ну антенны.
При длинах волн, отличающихся от (21 4), обе половины антенны возбуж-
даются с неодинаковой фазой Наличие фазовой ошибки приводит как к иска-
жению ДН, так и к появлению связи между передатчиками из-за несннфазных
отражений от половин антенны Фазовую ошибку можно устранить при исполь-
зовании схемы, показанной на рис 21.5,а Вместо кольцевых мостов можно
применять трехдецибельные НО Такая схема является простейшей фазоразност-
ного типа В ней частотная избирательность создается введением отрезка ли-
нии, обеспечивающего зависящую от частоты разность фаз сигналов, посту-
пающих на выходное суммирующее устройство Недостатком простейшей схемы
является заметное снижение КПД при длинах волн, отличающихся от (21.4).
Характеристики передачи с большей «столообразностью» можно получить при
использовании более сложных фазоразностных схем [21], например с помощью
схемы рис. 21.5,6, содержащей три НО и два фазирующих отрезка линий.
Вместо трехдецибельных НО могут использоваться кольцевые мосты (рис 21 5,а).
При работе двух передатчиков на антенну СГДРА, обеспечи-
вающую управление ДН в вертикальной плоскости, схема много-
кратного использования антенны с мостовым устройством (см.
рис. 21.4), может быть существенно упрощена. В этом случае отпа-
дает необходимость в применении фазирующей петли. Передатчик
П{ обеспечивает противофазное возбуждение групп вибраторов ан-
тенны и соответственно диаграмму направленности в вертикальной
плоскости с максимумом излучения под высокими углами. Пере-
датчик 772 обеспечивает синфазное возбуждение групп вибраторов
и ДН в вертикальной плоскости с максимумом излучения под бо-
лее низкими углами. При взаимной смене волн между передатчи-
ками изменяется и формируемая ими диаграмма направленности в
вертикальной плоскости.
Входные сопротивления нижней и верхней групп вибраторов в
антеннах СГД 8/8 РА различаются незначительно. Измерения на
реальных антеннах показали, что развязка при работе передатчи-
ков в различных вещательных диапазонах выше 23—25 дБ.
Схема, показанная на рис. 21.4, может быть использована для
сложения мощностей двух когерентных передатчиков одинаковой
мощности, если вместо петли I ввести в схему устройство, обеспе-
чивающее сдвиг фаз 90° для компенсации сдвига фаз токов на вы-
ходах моста, равного 90° при любой фазировке передатчиков. В
этом случае может быть также обеспечена регулировка амплитуд
токов в половинах антенны изменением фазы возбуждения одного
из передатчиков. При произвольной разности фаз возбуждения пе-
редатчиков ф отношение амплитуд токов на выходах мостового уст-
ройства может быть определено по формуле /2/Л = tg(i|V2). Так,
для схемы, показанной на рис. 21.4, при синфазном возбуждении
передатчиков вся мощность пойдет в половину антенны Аь а при
противофазном — в А2. При возбуждении передатчиков с разностью
фаз 90° мощность между Ai и А2 разделится поровну.
21.4.	Схемы многократного использования антенн, основанные
на применении направленных ответвителей
Схема, показанная на рис. 21.6, предложена В. Д. Кузнецовым.
Она включает в себя три направленных ответвителя (см. § 2.7) и
два отрезка фазирующей линии. По своим передаточным характе-
ристикам эта схема является промежуточной между схемами, по-
казанными на рис. 21.5,а и б.
Сигналы от передатчиков 771 и П2 поступают в идентичные на-
правленные ответвители НО} и НО2, соединенные между собой со-
гласованными линиями длиной I. При этом сигналы передатчиков»
делятся между ветвями А и В так, что сдвиг фаз между напряже-
ниями в этих ветвях постоянен и равен 90°; амплитуды напряже-
ний мало изменяются в рабочих участках диапазона. На рис. 21.7
приведены кривые изменения напряжений в ветвях Л и В от пер-
вого и второго передатчиков в зависимости от величины 2л//А. Ра-
бочие полосы частот первого и второго передатчиков 2Д/1 и 2Д/2 за-
штрихованы. Как видно из рис. 21.7, напряжения UA и UB изме-
няются по периодическому закону, и имеется возможность исполь-
зовать для каждого передатчика несколько рабочих полос.
Рис. 21.6	Рис. 21.7
Напряжения, поступающие по ветвям Л и В в трехдецибельный
ответвитель НО% (см. рис. 21.6), арифметически складываются в
нагрузке (антенне) и вычитаются в балластном сопротивлении 7?.
Ширина рабочих полос зависит от UaIUb в центре рабочей полосы.
Отношение UaJUb\ =—UA2IUb2 =—i2a sin(2n//Z—<р)/(1—а2), где a
и <p—модуль и фаза коэффициента ответвления НОг и НО%.
На рис. 21.8 показана схема, работающая на две идентичные
половины антенны (чаще всего антенны типа СГДРА). В этой схе-
ме ветви А и В подключают к двум половинам антенны. В фидер
одной из половин антенны вклю-
чено устройство, компенсирую-
щее в рабочем диапазоне частот
фазовый сдвиг между UA и UBt
созданный НО. Схема обеспечи-
вает синфазное возбуждение по-
ловин антенн с отношением токов
в них, равном |17а/С7в|. Изменяя
Рис 21 8	в небольших пределах длины со-
единительных линий, обычно мо-
жно получить необходимое отношение амплитуд напряжений UAIUB
в нужных частотных диапазонах.
Характерной особенностью схемы, показанной на рис. 21.8, яв-
ляется то, что при идентичных половинах антенны отраженные вол-
ны возвращаются к своему передатчику и теоретически обеспечи-
вается полная развязка передатчиков независимо от согласования
антенны с подходящей к ней фидером.
Если из схемы рис. 21.8 исключить фазовый компенсатор, то по-
явится возможность сложения мощностей двух когерентных пе-
редатчиков одинаковой мощности. При этом отношение амплитуд
токов в половинах антенны можно регулировать изменением фазы
одного из передатчиков.
21.5.	Использование одной антенны для работы в двух
направлениях
Схемы многократного использования антенн, описанные выше,
могут быть применены для одновременной работы двух передатчи-
ков на одну антенну в различных направлениях. Причем диаграм-
мы направленности, создаваемые передатчиками, могут независи-
мо управляться в горизонтальной плоскости. Принципиальная схе-
ма такой антенной системы приведена на рис. 21.9. Группы вибра-
торов каждой секции антенны
1-Г71	(-ГП	ГТ] jyi СГД8/8РА показаны на рис. 21.9
'—	‘। Г—’ квадратами 1 и 2. Фидеры сни-
жений от каждой группы вибра-
Рис. 21.10
Рис. 21.9
торов подходят к входам устройства многократного использования
антенны М. С выходов этого устройства фидерные линии поступают
на входы соответствующих фазовращателей Ф, которые осуществ-
ляют независимое фазирование фидерных трактов антенной систе-
мы для каждого передатчика. В качестве фазовращателей могут
применяться антенные переключатели, коммутирующие соответст-
вующим образом петли фазирования, выполненные из отрезков
длинных линий.
В качестве примера на рис. 21.10 показана антенна СГД 8/8
РА, в фидерный тракт которой включены мостовые устройства,
обеспечивающие одновременную работу двух передатчиков, и пе-
реключатели типа РАП 2x2 с цетлями фазирования, обеспечиваю-
щие независимое управление диаграммой направленности передат-
чиков.
21.6.	Принципы построения систем многократного
использования приемных антенн
Системы многократного использования приемных антенн полу-
чили весьма широкое распространение. Простейший вариант такой
системы представляет собой простое параллельное подключение
короткими линиями к одной антенне нескольких приемников, име-
ющих резонансные входные цепи, которые с учетом соединительных
линий слабо шунтируют антенну на рабочих частотах параллельно
работающих приемников. В дальнейшем в связи, с необходимостью
включения на одну антенну большого числа приемников и исклю-
чения ограничений на перестройку приемников в схему многократ-
ного использования приемных антенн ввели усилительные и рас-
пределительные устройства. Эти устройства обеспечили компенса-
цию ослабления сигнала при распределении между приемниками и
существенно уменьшили взаимную связь между ними.
На современных радиоцентрах осуществляется связь с большим
числом корреспондентов. При этом предъявляются высокие требо-
вания к качеству сигнала и помехозащищенности линий связи.
Для обеспечения необходимого качества приема применяются
сложные антенные устройства и специальное оборудование для
формирования и управления диаграммами направленности.
В настоящее время наибольшее распространение получила схе-
ма многократного использования приемных антенн, показанная
на рис. 21.11. Согласно этой схеме сигналы от каждой из п прос-
ibix антенн, составляющих сложную антенную решетку, раздельно
усиливаются идентичными усилителями У и разветвляются в де-
лителях Д на т ветвей, развязанных друг от друга. Затем ветви
от всех секций антенны поступают на т фазирующих устройств Ф,
в которых осуществляется сложение
сигналов с определенным соотношени-
ем амплитуд и с заданным или регу-
лируемым соотношением фаз. После
фазирующих устройств сигналы снова
усиливаются и поступают через дели-
тели или коммутаторы К на прием-
ники.
Примененные в схеме рис. 21.11
усилители обеспечивают сохранение
отношения уровня сигнала к уровню
собственных шумов во всей системе,
близкое к тому, которое может быть
получено при подключении одного при-
емника ко всей сложной антенне через
одно фазирующее устройство. Основ-
ными характеристиками антенных уси-
лителей для систем многократного
приема являются: уровень собственных
шумов, рабочий диапазон частот, со-
Рис. 21.11
гласование входа и выхода, допустимые уровни сигналов на входе.
В качестве широкополосного антенного усилителя применяется
ламповый усилитель ШАУ-8С, выполненный по двухтактной схеме
бегущей волны на высокочастотных мощных тетродах и рассчитан'
ный на установку в технических помещениях, или транзисторные
усилители ШАУ-10 и его модификации ШАУ-11 и ШАУ-12, выпол-
ненные на мощных высокочастотных транзисторах и рассчитанные
на установку вне технических помещений.
Используемые в схеме многократного приема делительные уст-
ройства обеспечивают во всем рабочем диапазоне частот постоян-
ное деление мощности между нагрузками при малых потерях и вы-
сокую развязку между ними. В настоящее время промышленностью
выпускаются распределительные устройства Кр 200/2 и Кр 200/4.
Распределительные коммутаторы К обеспечивают такие под-
ключения приемников, при которых реализуются ДН сложной при-
емной антенны. Коммутаторы практически исключают влияние па-
раллельных приемников и холостых выводов на уровень сигнала в
каждом приемнике, подключенном к антенне. Для этого приемники
подключаются к антенне через развязывающие резисторы, а концы
линий коммутатора нагружаются на поглощающие резисторы. В
качестве коммутирующих элементов применяются полупроводнико-
вые диоды. Это дает возможность создать компактные коммутато-
ры с дистанционным управлением при большом числе приемников.
Отечественной промыш тенностью выпускается несколько типов
коммутаторов различной емкости, рассчитанных на применение
симметричных линий с волновым сопротивлением 200 Ом. Имеется
также универсальный коммутатор УКПР, набираемый из блоков,
который позволяет осуществлять коммутацию при числе антенн от
4 до 80 и числе приемников ст 8 до 160.
Для формирования диаграмм направленности сложных прием-
ных антенн необходимо складывать сигналы от отдельных секций
антенны с определенными фазовыми соотношениями. При этом в
рабочем диапазоне эти соотношения должны изменяться по опре-
деленному закону, обеспечивающему заданные требования к ди-
аграмме направленности. Выполнение указанных требований осу-
ществляется с помощью фазовращателей, выполненных из искусст-
венных линий, образуемых из ячеек фильтров или отрезков линий
задержки, имеющих согласованные с трактом характеристические
сопротивления.
Описанная выше система многократного приема обеспечивает
достаточно высокую линейность, исключающую возможность по-
явления гармоник и комбинационных сигналов на уровне, сравни-
мом с уровнем собственных шумов системы при реальных значе-
ниях сигналов на входе системы. Отношение сигнал-собственный
шум в системе лежит на уровне, близком к такому отношению при
непосредственном подключении одного приемника к антенне. Схе-
ма обеспечивает также необходимую точность амплитудных и фа-
зовых соотношений сигналов в системе для заданного диапазона
частот.
Глава 22. АНТЕННАЯ КОММУТАЦИЯ1
22.1.	Коммутация передающих антенн
При проектировании коротковолновых радиопередающих цент-
ров вопросам построения системы антенной коммутации уделяется
особое внимание, так как процесс эксплуатации технических радио-
передающих средств непосредственно связан с необходимостью
оперативной или неоперативной коммутации передатчиков с ан-
теннами [22]. Система антенной коммутации (система коммутации
передатчиков с антеннами) является основой современного пере-
дающего центра. Она позволяет объединять в единый комплекс
большое количество антенн и передатчиков и устанавливать рацио-
нальное их соотношение и режим эксплуатации.
В систему коммутации входят:
1.	Антенные коммутаторы, предназначенные для переключения
передатчиков на заданные антенны в соответствии с расписанием
работы.
2.	Антенные переключатели (размещаемые на антенном поле)
для дистанционного управления диаграммами направленности и
настройки антенн.
3.	Отдельные антенные переключатели, размещаемые до или
после коммутатора, несколько расширяющие коммутационные воз-
можности антенных коммутаторов.
4.	Оборудование для управления, блокировки и сигнализации,
обеспечивающее процесс коммутации и контроль за правильностью
выполнения системы.
Основные характеристики промышленных типов антенных ком-
мутаторов сведены в табл. 22.1. Вошедшие в таблицу коммута-
торы в основном предназначены для работы в диапазоне 3—
30 МГц, за исключением коммутаторов 1, 3 и 9, рассчитанных на
диапазоны 1—30, 1,5—30 и 3—27 МГц соответственно. Комму-
таторы 7 и 10 работают также в ДВ и СВ диапазонах при не-
симметричном одноэтажном исполнении.
Коммутаторы выполнены по симметричной схеме и имеют вол-
новое сопротивление 300 Ом, только у коммутаторов 7, 8 к 10 вол-
новое сопротивление составляет 120 Ом при симметричной схеме
применения и 60 Ом при несимметричной, используемой в ДВ и
СВ диапазонах. Коэффициент отражения, вносимый коммутатора-
ми всех типов в фидерный тракт, не превышает 5—8%.
Коммутаторы рассчитаны на работу при КБВ антенного фи-
дера не менее 0,3, за исключением коммутатора 1, для которого
при мощности 25 кВт допускается КБВ до 0,2, а при мощности
5 кВт — до 0,1.
1 Написана Л. Ф. Гольдеибергом.
Таблица 22.1
Основные характеристики промышленных типов антенных коммутаторов
№ комму татора	Емкость	Схема построения	Мощность,	Время комм}	1 Переходное затухание, дВ	Размеры (длина, ширина высота), м	Масса, т
1	6x12	Координатная	25	30	52-60	3,6X1,3X2,3	5,0
2	6x12	Координатная	30	3	Не менее 50	3,3x0,7x2,3	0,9
3	4x10	Матричная	30	15	40	2,3X0,5x1,7	0,41
4	4ХЮ+2	Матричная	120	15	40	3,1X0,7X1,9	0,63
5	4X16	Встречная	120	40	60	8,3x5,8X3,1	4,1
6	10X20	Координатно-встречная	100	4	60	5,2X1,3X3,3	2,5
7	2X4	Встречная	250	8	60	3,2x3,2x3,5	2,0
8	4X16	Встречная	250	5	60	5,9x4,7X3,1	7,0
9	4X10	Матричная	250	15	50	6,0x3,5x2,4	5,75
10	3x8	Встречная	500	8	60	4,1x4,1X5,1	10,6
11	6x12	Координатная	120	30	-	6,4X1,2X3,5	4,3
12	6X8	Координатная	1	8	-	1X1,1X0,31	0,12
Приведенные в таблице значения мощности для коммутато-
ров 2, 3, 6 и 11 допустимы в телеграфном режиме, для 5, 7, 8, 9
и 10 — в телефонном, для коммутатора 1 — в любом режиме ра-
боты передатчиков. Время коммутации дано максимальное. Фак-
тически затрачиваемое на переключение время для коммутатора
1 может быть в 2, а для коммутаторов 3 и 4 — в 4 раза меньше
указанного, в зависимости от исходного положения коммутатора.
Антенный коммутатор 5 может применяться в модификациях ем-
костью 4X8, 4X16, 8X16, 8X32.
Построение коммутаторов 3 и 4 допускает изменение соотно-
шения числа подключаемых передатчиков и антенн при их посто-
янной сумме. Коммутатор 4 кроме коммутации четырех передат-
чиков на десять антенн допускает дополнительное подключение
двух соединительных линий В зависимости от требуемой емкости
коммутатор 9 изготавливается в четырех исполнениях: с количе-
ством вводов 6, 8, 14 и 16.
Коммутатор 10 емкостью
3x8 может быть исполь-
зован и для переключения
двух передатчиков на де-
вять антенн. Коммутатор
12 емкостью 6x8 выпуска-
ется в модификации емко-
стью 3X4
На современных пере-
дающих центрах, имеющих
большое число передат-
чиков и антенн, обычно не-
сколько антенных коммута-
торов объединяют в об-
щую систему с помощью
дополнительных переключа-
телей Такое построение
схем антенной коммутации
позволяет несколько расши-
рить коммутационные воз-
можности радиоцентров. На
рис. 22.1 показан вариант
схемы коммутации шести пе-
редатчиков на 38 антенн.
22.2.	Принципы построения схем антенных коммутаторов
Существует несколько принципов построения антенных комму-
таторов. Применяемые антенные коммутаторы по своим комму-
тационным возможностям делятся на три типа: неполнодоступные,
полнодоступные и блокирующие. В схеме неполнодоступного ком-
мутатора в любом ее состоянии определенным группам передат-
чиков доступны вполне определенные группы антенн и отсутст-
вует возможность коммутации между группами, т. е. невозможно
включение любого передатчика на любую антенну. В полнодо-
ступных коммутаторах любой передатчик может быть включен на
любую антенну в любых сочетаниях действующих трактов без на-
рушения их работы. В схемах блокирующих коммутаторов могут
быть комбинации, при которых какие-то передатчики заблокиро-
ваны от включения на какие-то антенны, и необходимость выполне-
ния нужной коммутации требует перекоммутации действующих
трактов. Полнодоступные коммутаторы предпочтительнее неполно-
доступных или блокирующих, если они могут быть осуществлены
без значительных затрат.
Антенный коммутатор любого типа включает в себя подвиж-
ные и неподвижные контакты, приводы, переключающие подвиж-
ные контакты, и внутренние соединения, с помощью которых со-
бирается схема коммутатора. В создании коммутационного тракта
участвует только небольшая часть подвижных и неподвижных кон-
тактов и внутренних соединений, а так как каждый элемент вно-
сит какую-то неоднородность и снижает надежность, то показа-
тель количества таких элементов в тракте является одним из ос-
новных показателей при сравнении типов коммутаторов. Чем боль-
ше переключателей в тракте, тем труднее получить высокий КБВ
и тем выше требования, предъявляемые к каждому переключа-
телю.
Независимо от типа коммутатора сложность конструкции кон-
тактных элементов определяется током и напряжением, на кото-
рые контакт должен быть рассчитан, с условием, что этот кон-
тактный элемент должен создавать очень незначительные наруше-
ния однородности тракта. Следовательно, для коммутаторов раз-
личных типов, но выполненных для одинаковых мощностей и вол-
нового сопротивления, должны получиться примерно одинаковые
по сложности контакты. Разные типы коммутаторов позволяют со-
брать на один привод большее или меньшее число подвижных кон-
тактов, и поэтому каждый тип коммутатора характеризуется опре-
деленным количеством приводов. Точно также каждый тип ком-
мутатора в зависимости от его схемы -и принципа переключения
имеет большее или меньшее число внутренних соединений, по-
движных и неподвижных контактов.
Показателями для сравнения антенных коммутаторов могут
быть- число контактов и внутренних соединений в коммутацион-
ном тракте, контактных элементов, в том числе подвижных и не-
подвижных, внутренних соединений, приводов.
Известны следующие принципы построения схем антенных ком-
мутаторов: координатный, встречный, координатно-встречный, мно-
гопозиционный, матричный и встречно-многопозиционный, рас-
смотрим основные принципы на примере различных однолинейных
схем.
Координатный принцип. Схема коммутатора показана на
рис. 22.2. Коммутатор состоит из горизонтальных фидеров 1, к ко-
торым подключены передатчики, и вертикальных 2, к которым
подключены антенны. В местах пересечения фидеров установлены
переключатели 3, соединяющие передатчик с антенной и одновре-
менно отсоединяющие продолжение фидеров, чтобы к коммутаци-
онному тракту не оставались подключенными холостые концы. Раз-
работано много типов переключателей. Все они практически ре-
шают одну и ту же задачу и обычно имеют два подвижных и два
неподвижных контакта в каждом прово-
де в месте пересечения фидеров.
Как правило, каждый переключатель
имеет свой привод, который одной опера-
цией выполняет переключение всех четы-
рех подвижных контактов. Различие кон-
струкций переключателей координатные
коммутаторов определяется стремлением
создать однородный тракт при простоте
самого переключателя и его привода.
Рис. 22.2	Коммутатор координатного типа для ком-
мутации Р передатчиков с А антеннами
имеет в своем составе P-А переключателей, P-А приводов, 4Р-А
подвижных, 4Р-А неподвижных контактов и 2(Р+Л—1) разрыв-
ных контактных пар в наихудшем тракте.
Встречный принцип. Схема коммутатора (рис. 22.3) собирает-
ся из переключателей 3, коммутирующих одну входящую (выхо-
дящую) цепь 1 с несколькими исходящими 2. Для обеспечения
полнодоступности с помощью указанных переключателей созда-
ются многократные поля передатчиков и антенн с Р-А выходами»
соединение которых дает возможность подключать любой передат-
чик к любой антенне. Как правило, даже при большом объеме
Рис. 22.3
Рис. 22.4
коммутации с каждой стороны стараются делать не более двух-
трех ступеней коммутации. Если со стороны передатчиков имеет-
ся две ступени с переключателями емкостью 1 Xpi и 1Хр2, то ко-
личество переключателей равно P(l+pi). Точно также количе-
ство переключателей со стороны антенн при двух ступенях ком-
мутации с переключателями емкостью IXai и 1Хя2 равно
Д(1+й1). При трех ступенях количество переключателей
P(l+pi+pip2) и А (1 +ai + aia2).
На практике часто с целью унификации комплектующих изде-
лий и технических решений используют однотипные переключате-
ли типа 1XQ. В этом случае возможны схемные решения, в ко-
торых зависимость количества входов и выходов коммутатора от
Q определяется соотношением:
Л = i (Q-1)+ 1; 4 = /(Q-l)+l,
где /=1, 2, 3,	i... является целым числом. Обычно А>Р, вслед-
ствие чего
Координатно-встречный принцип, предложенный Л. Ф. Гольден-
бергом и В. П. Яковлевым, применяется для построения антенных
коммутаторов большой емкости (рис. 22.4) и сочетает преимуще-
ства координатного и встречного принципов. Он позволяет создать
полнодоступную систему с легко наращиваемой емкостью. Ком-
мутатор состоит из групп переключателей двух типов- IXpi и
IXfli. Причем переключатели в группах соединены встречно, об-
разуя полнодоступную структуру емкостью (pi—1)Х(Я1—1);
группы же соединены между собой линиями размножения, обра-
зующими координатную структуру требуемой емкости, кратной по
входу Я1—1, по выходу р\—1.
Формула для определения количества переключ!ателей, при-
водов и подвижных контактов имеет вид
К=РД/(р1-1) + РЛ/(я1-1).
Число неподвижных контактов в коммутаторе
Лн= РА pJkPi— 1) + РАа^— 1).
Число разрывных контактных пар в наихудшем тракте состав-
ляет
В = Р/(а1-1)-Д/(Р1-1).
В случае применения однотипных переключателей 1XQ зави-
симость Р и А от Q можно выразить следующими формулами:
P.=i(Q-l); A} = j(Q-1).
Многопозиционный принцип основан на применении переклю-
чателей с количеством входов и выходов больше единицы (много-
позиционных по входу и выходу). На рис. 22.5 изображена кон-
структивная реализация данного переключателя минимальной ем-
кости. На торцах неподвижного корпуса (статора) 1 по оси рас-
положены два вращающихся коаксиальных разъема 2, А разъ-
емов 3 размещено по окружности статора.
В двух роторах установлены два отрезка 4, которые оканчи-
ваются контактной системой 5 и постоянно сочленены с торце-
выми разъемами 2. При установке подвижного конца одного из
отрезков в какое-либо из А положений другой может быть уста-
новлен в любое из А—1 оставшихся положений благодаря воз-
Рис. 22.5
ложности свободного движения в ту или иную сторону в зави-
симости от выбираемого положения и от положения, занятого
другой линией. Количество приводов и подвижных контактов в
данном случае равно количеству передатчиков, т. е. минимально.
Возможны и иные конструктивные решения многопозиционных
коммутаторов: для коммутации передатчиков мощностью 100кВт
создан коммутатор емкостью до шести передатчиков на 24 антен-
ны, и могут быть разработаны коммутаторы емкостью 6-10 пере-
датчиков на 30—40 антенн ib зависимости от мощности, опреде-
ляющей размеры переключателей.
Матричный принцип предложен П. Г. Сурововым и Е. В. Го-
лицыным Схема матричного коммутатора построена из двух ря-
дов переключателей, соединенных между собой по вертикали и
горизонтали и кольцевыми перемычками (рис. 22.6). Каждый пе-
реключатель 3 представляет собой четырехножевой плоский ком-
мутационный диск, который в трех возможных положениях обес-
печивает любую комбинацию соединения подходящих к нему че-
тырех фидеров. Все вводы коммутатора 1, 2, ... идентичны, и к лю-
бому из них могут быть подключены как антенна, так и пере-
датчик. Выпускаемый промышленностью коммутатор, построенный
по этому принципу, рассчитан на емкость 4X10 и имеет соответ-
ствующую систему управления и блокировки.
Для построения коммутатора большей емкости количество коль-
цевых структур (дорожек) следует увеличить. При малом коли-
честве дорожек резко возра-
стает вероятность блокировок.
При увеличении числа доро-
жек коммутатор усложняется
и его стоимость возрастает. До-
статочная экономичность и од
новременно малая вероятности
блокировок получается при ко-
личестве дорожек, равном по-
ловине количества передатчи-
ков. Однако в тех случаях,
когда блокировка недопустима,
нельзя.
Количество переключателей определяется по формуле
К = Р(Р + Л)/4.
Поскольку в каждом переключателе восемь подвижных и че-
тыре неподвижных контакта, их число соответственно
КП=2Р(Р+Л), КН=Р(Р+Л).
Встречно-многопозиционный принцип. Разновидностью встреч-
ного и многопозиционного принципов является гибридная структу-
ра, в которой во встречном соединении участвуют многопозицион-
ные переключатели. Так, если в коммутаторе емкостью 4X16 со
стороны передатчиков использовать два переключателя типа 2Х
X 16, а со стороны антенн 16 переключателей типа 1X2, то полу-
чится коммутационная схема с очень рациональным количеством
основных конструктивных элементов, причем внутренних соедине-
ний и подвижных контактов будет как минимум в два раза мень-
ше, чем в обычной встречной.
Данные сравнения описанных принципов построения антенных
коммутаторов по рассмотренным показателям приведены в
табл. 22.2 для двух емкостей коммутаторов коаксиального типа
Рис. 22 6
такой коммутатор применять
Таблица 22.2
й	Наименование схемы, количество и тип ком- мутационных ячеек	|	Число кон тактных со единений в		Число контактных систем			|| с8 | я
						§ *	6 £ is	
			= i					
1	Емкость 4x16 Многопозиционная 1—4X16	8	i	i	20	4	16	Нет
2	Встречно-многопози- ционная 2—2X16, встречно 16—1Х2	20	2	2	84	20	64	32
3	Встречная 4—1X16, встречно 16—1X4	20	2	2	148	20	128	64
4	Координатио-встреч- иая 8—1Х9 и 16-1Х5	24	2	3	176	24	152	68
5	Встречная 4—1X2 и 8—1x8, встречно 16—1X4	28	3	3	164	28	136	72
6	Координатио-встреч- иая 32—1x5	32	2	5	192	32	160	76
7	Встречная 4—1x4 и 16—1X4, встречно 16—1X4	36	3	3	180	36	144	80
8	Матричная 20 ячеек в две дорожки	20	4	20	240	160	80	30
9	Координатная 64—2Х2	64	2	38	512	256	256	108
1	Емкость 8x32 Миогопозициоиная 1—8x32	16			40	8	32	Нет
2	Встречио-многопози- ционная 4—2X32, встречно 32—1X4	40	2	2	296	40	256	128
3	Встречная 8—1X32, встречно 32—1 Х8	40	2	2	552	40	512	256
4	Встречная 8—1X2 и 16—1X16, встречно 32—1x8	56	3	3	584	56	528	272
5	Координатно-встреч- ная 64—1 Х9	64	2 ’	5	640	64	576	280
6	Встречная 8—1x4 и 32—1x8, встречно 32—1x8	72	3	3	616	72	544	288
7	Коордииатно встреч ная 128—1X5	128	2	10	768	128	640	344
8	Матричная 80 ячеек в четыре дорожки	80	4	40	960	640	320	140
9	Координатная 256—2Х2	256	2	78	2048	1024	1024	472
четыре передатчика на 16 антенн и восемь передатчиков на 32 ан-
тенны. Как видно из таблицы, многопозиционная и встречно-много-
позиционная схемы являются наиболее рациональными. Однако-
конкретный выбор того или иного типа коммутатора зависит так-
же от степени удачности конкретных конструктивных решений,,
требований к пропускаемой мощности и др. Примером удачного
сочетания конструктивных решений и структурного принципа яв-
ляется построенный по координатно-встречному принципу антен-
ный коммутатор АК 10X20, имеющий весьма высокие технико-
экономические показатели (рис. 22.7).
Рис. 22.7
22.3.	Переключатели
Как видно из рассмотрения основных применяемых принци-
пов построения антенных коммутаторов, для каждого из них со-
здаются разные по конструкции, принципу действия и степени
сложности коммутационные ячейки (модули). Каждая коммута-
ционная ячейка вносит некоторую неоднородность в фидерный
тракт, поэтому чем больше количество ячеек, входящих в состав
скоммутированного тракта, тем жестче должны быть требования
к электрическим характеристикам отдельной ячейки.
Контактные пары фидерного тракта антенного коммутатора по
роду работы можно разделить на две группы. К первой группе
относятся некоммутируемые контакты, предназначенные для пос-
тоянного соединения фидерного тракта или чрезвычайно редкого
его разъединения. Это вращающиеся или телескопические соеди-
нения фидерных переключателей, а также контактные пары, обыч-
но зажимного типа, между соединительными участками фидера.
При удовлетворительном их выполнении эти соединения облада-
ют малыми и стабильными переходными сопротивлениями и прак-
тически не влияют на электрические характеристики схемы, в ко-
торую они включены.
Ко второй группе относятся коммутируемые контакты, пред-
назначенные для периодического соединения и разъединения
обесточенного фидерного тракта. Коммутируемые (разрывные)
контакты находятся в особых условиях эксплуатации, и к ним
предъявляются жесткие требования по простоте, прочности, ра-
боте- и ремонтоспособности и в целом — по высокой надежности.
Следует учитывать, что при работе разрывных контактов в рабо-
чей зоне одновременно происходят сложные физико-химические
процессы, связанные с окислением контактных поверхностей, про-
хождением тока, механическим износом и др. Кроме того, рабо-
чие поверхности разрывных контактных пар при хранении в склад-
ских условиях или транспортировке .могут подвергаться воздейст-
вию влаги, пыли, грязи, плесени, грибков, агрессивных паров, га-
зов ит. п.
Степень сложности конструкции разрывных контактов опре-
деляется значениями рабочих токов и напряжений и обычно не
зависит от типа коммутатора. При больших мощностях (сотни ки-
ловатт) применяются преимущественно контакты ножевого типа
(см. ниже), при меньших мощностях (десятки киловатт) — точечные
контакты, шаровые и т. п. Рабочие поверхности разрывных кон-
тактов часто покрываются благородными металлами.
Перейдем к рассмотрению конкретных видов переключателей,
применяемых в коммутаторах различного типа. В коммутаторах
координатного типа коммутационная ячейка при всем многообра-
зии возможных конструктивных выполнений решает одну и ту же
техническую задачу: соединение обычно взаимно перпендикуляр-
ных фидеров передатчика и антенны в месте их пересечения, ли-
бо создание «транзитного» тракта для коммутации других пар пе-
редатчиков и антенн. Принципиальная однолинейная схема пере-
ключателя роторного типа показана на рис. 22.8. Горизонтальные
фидеры передатчиков и вертикальные фидеры антенн лежат в
параллельных смещенных друг относительно друга плоскостях. В
местах их пересечений в каждой плоскости имеется группа подвиж-
ных контактов. Обе группы связаны с общим приводом. В поло-
жении а) осуществляется соединение вертикального и горизон-
тального трактов и отключение свободных концов этих трактов.
В положении б) образуются «транзитные» тракты по вертикали и
по горизонтали. Выполненная по этой схеме коммутационная ячей-
ка, выпускаемая фирмой Brown Boveri (Швейцария), показана на
рис. 22.9. В ячейке применены разрывные контакты ножевого ти-
па, конструкция которых показана на рис. 22.10. Все подвижные-
и неподвижные изоляторы, на которых крепятся контакты, со-
стоят из специального керамического материала с незначитель-
ными ВЧ потерями, соединительные линии внутри переключате-
ля изготавливаются обычно из меди. Изогнутая перемычка в ви-
де скрутки на 90° выполняется таким образом, чтобы расстояние:
между проводами в любом сечении было одинаково.
Рис. 22.8
В координатном коммутаторе А. В. Шандорина переключение
осуществляется поступательным перемещением каретки, на кото-
рой смонтированы две отдельные группы перемычек (рис. 22.11).
Каретка перемещается перпендикулярно плоскости коммутацион-
Рис. 22.9
ного поля по параллельным направляющим. При этом к фидерам
подключаются либо перемычки, образующие «транзитные» тракты
(положение «Выключено»), либо перемычка, осуществляющая уг-
ловое соединение (положение «Включено»).
Привод мотора устанавливается обычно вне корпуса переклю-
чателя и снабжается микровыключателями, гарантирующими от-
ключение ВЧ мощности при размыкании тракта. Конструкция яче-
ек обычно позволяет устанавливать их рядом и соединять между
собой непосредственно. Емкость коммутатора варьируется простым
набором числа ячеек.
Переключатели типа IXN, применяемые в коммутаторах
встречного и координатно-встречного принципов выполняются по
принципу «рубильника». Они содержат один постоянно включен-
ный трущийся контакт, позволяющий осуществлять вращение пе-
ремычки. Перемычка принимает одно из W положений, соответ-
ствующих соединению одного из АГ разрывных контактов. На
рис. 22.12 показан переключатель емкостью 1X8. В переключате-
ле применены разрывные кон-
такты ножевого типа. По
сравнению с переключателя-
ми координатного типа, где
ножи занимают одно из край-
них легко контролируемых
положений, в переключате-
лях необходимо прини-
мать специальные меры для
фиксации N возможных поло-
жений ножей.
Принцип действия матрич-
ных переключателей ясен из
рис. 22.6, где показаны раз-
личные рабочие положения
вращающихся перемычек. В
этих переключателях также
Рис. 22.10	необходимо принимать спе-
Рис. 22.11
циальные меры для точной фиксации рабочих положений ро-
тора.
Наиболее сложными по конструкции, но обладающими наи-
большими коммутационными возможностями являются многопози-
ционные переключатели. Их применение особенно целесообразно
на крупных радиоцентрах для коммутации большого числа пере-
датчиков и антенн. Использование в этих случаях координатных
переключателей, например, привело бы к чрезмерно большому
числу коммутационных ячеек. При этом изменение в весьма ши-
роких пределах числа ячеек, образующих скоммутированный
тракт, взывало бы заметное 'изменение его электрических харак-
теристик, что потребовало бы индивидуальной настройки тракта
на режим бегущей волны при каждом переключении.
Описание и принцип действия простейшего многопозиционно-
го переключателя даны в предыдущем параграфе (см. рис 22.5).
Рис. 22.13
На рис. 22.13 показан переключатель коаксиальных линий боль-
шей емкости, предложенный М. А. Шкудом. Переключатель со-
держит коммутируемые каналы 1, оканчивающиеся вращающими-
ся сочленениями 2, статор 3, по окружности которого размещены
коаксиальные выходы 4, и роторы 5 в виде отрезков коаксиаль-
ных линий. Для подключения коммутируемого канала 1 к одно-
му из коаксиальных выходов 4 ротор 5 коммутируемого канала
подводится к соответствующему разм-
ену 6. Конструкция разъема показа-
на на рис. 22.14. Телескопически вы-
двигаемый приводом 8 отрезок коак-
сиальной линии 9 поворачивает крыш-
ку 12 п через отверстие 7 подключа-
ется к разъему. При этом сферическая
поверхность конца центрального про-
водника 10 контактирует с шаро-
вой поверхностью конца централь-
ного проводника 11 коаксиального вы-
хода.
Два одинаковых коаксиальных пе-
реключателя позволяют осуществить
коммутацию двухпроводных линий
Двухпроводный симметричный фидер
трансформируется в бикоаксиальный.
и каждая коаксиальная ветвь комме
тируется своим переключателем. По-
сле переключателя коаксиальные вет-
ви вновь сводятся в двухпроводным
фидер.
Более подробные сведения по ком-
мутации передающих антенн имеются
в следующей литературе.
Рис. 22.14
1	Суровой П. Г. Коммутация передающих антенн иа коротковолновых ра-
диоцентрах — Электросвязь, 1975, Xs 10
2	Суровое П. Г., Качурина А. П. Антенные коммутаторы передающих КВ
радиоцентров (обзор) —Обзорная информация о зарубежной технике связи
Сер РРТ, 1971, вып 3
3	Гольденберг Л. Ф Антенные коммутаторы передающих радиоцентров
Проектирование средств связи Сер РРТ — Экспресс-информация — ЛНТИ
ЦНИИС 1971, вып. 4
4	. Гольденберг Л. Ф. Оборудование радиопередающих центров, оснащенных
фирмой Brown Boveri (обзор) —Связь за рубежом Сер РРТ, 1973, вып. 8
5	. Гольденберг Л. Ф. Анализ систем коммутации коротковолновых передат-
чиков Вопросы физики, вычислительной математики и автоматики на железно-
дорожном транспорте —Труды МИИТ, 1973, вып 412
6	Гольденберг Л. Ф. Многопозиционный переключатель двух коаксиальных
линий —Вестник связи, 1972, № 5
7	Гольденберг Л. Ф. Антенные коммутаторы передающих коротковолновых
радиоцентров фирмы Brown Bovert (обзор). — Связь за рубежом, сер РРТ,
1972, вып 6
8	. Гольденберг Л. Ф. Обзор антенных коммутаторов передающих коротковол-
новых радиоцентров —Связь за рубежам Сер РРТ, 1977, вып. 7.
9	. Реутт Е. К., Саксонов И. Н. Электрические контакты. — М.: Воениздат,
1972
Ю Левин А. П. Контакты электрических соединителей радиоэлектронной ап-
паратуры — М.: Сов радио, 1972.
22.4. Коммутация приемных антенн 1
Коммутаторы приемных антенных систем осуществляют опера-
тивное соединение фидеров антенн и входов приемников, причем
к одной антенне может быть подключено несколько приемников.
В современных коммутаторах управление коммутациями дистанци-
онное или по системе телеуправления. Применение коммутаторов
позволяет:
увеличить число связей (количество приемников) без увеличе-
ния количества антенн;
выбрать оптимальную антенну в соответствии с условиями про-
хождения сигнала в данный момент;
оперативно управлять диаграммами направленности сложных
антенных систем.
Требования, предъявляемые к электрическим характеристикам
коммутатора, определяются следующими обстоятельствами. Спектр
сигнала, принимаемого антенной, содержит множество составляю-
щих и может произвольно меняться во времени. При этом уровни
помех могут во много раз превышать уровни составляющих сиг-
нала, несущих принимаемую информацию, а амплитуды сигналов
могут лежать в диапазоне от долей микровольта до сотен милли-
вольт и более. Коммутационные устройства не должны заметно
ухудшать отношение мощности полезного сигнала к мощности шу-
мов (помех), и в спектре коммутируемого сигнала не должны по-
являться новые составляющие. Кроме того, к коммутаторам предъ-
являют следующие требования.
1.	Должна обеспечиваться стабильность уровня сигнала на вхо-
де любого приемника при включении на одну антенну двух или
более приемников.
2.	Переходное затухание между цепями коммутации должно
иметь такое значение, при котором проникаемые в цепь соедине-
ния одной антенны ЭДС из цепей других антенн не могли бы
заметным образом исказить ДН этой антенны (вызвать появле-
ние добавочных боковых лепестков).
3.	Скорость выполнения соединений должна быть такой, что-
бы за время переключения приемника с одной антенны на другую
возможные потери информации были минимальны. При приеме ре-
чевой информации допустимые перерывы сигнала составляют 10—
20 мс, а при приеме информации в цифровой форме (телеграф,
передача данных и т. п.) желательно, чтобы время, в течение ко-
торого приемник отключен от антенны, не превышало бы длитель-
ности одиночной посылки. Например, при приеме телеграфного
1 Параграф написан по материалам, предоставленным Б. К. Барановским.
сообщения со скоростью 200 Бод это время должно быть не более
2—3 мс.
4.	Должна быть обеспечена высокая надежность соединений.
Уровень принимаемого сигнала может флюктуировать из-за изме-
нения условий его распространения по трассе, поэтому измене-
ние уровня сигнала из-за ухудшения качества соединения трудно
обнаружить своевременно. Следует также отметить, что возраста-
ние сопротивления в точке коммутации, как правило, сопровож-
дается возникновением нелинейности в коммутационном элемен-
те, и появляющиеся продукты нелинейных искажений сигнала мо-
гут ухудшить отношение сигнал-шум не только для скоммутиро-
ванного приемника, но и для других приемников, соединенных ис-
правными коммутационными элементами с той же антенной.
В состав коммутационной системы входят широкополосные ан-
тенные усилители (ШАУ), собственно коммутатор с необходимым
числом входов и выходов и устройство (устройства) управления.
Введение ШАУ в состав коммутатора не является обязательным,
но, как правило, необходимо для компенсации потерь мощности
сигналов в коммутаторе. Тракт передачи сигнала можно предста-
вить в виде последовательной цепи, состоящей из генератора сиг-
нала, эквивалентного приемной антенне, антенного фидера, ШАУ,
коммутатора и входа приемного устройства.
Для количественной оценки шумовых свойств устройства пере-
дачи сигнала наиболее часто используется коэффициент шума F,
показывающий, во сколько раз уменьшается отношение сигнал-
шум на выходе устройства по сравнению с входом, если источ-
ником шума на входе устройства является сопротивление с неко-
торой нормальной шумовой температурой То. Обычно То прини-
мают равной 290 К. Все устройства, входящие в тракт передачи
сигнала, вносят дополнительные шумы. Эти шумы принято пере-
считывать к входу тракта. Пересчитанная к входу тракта мощ-
ность шума в полосе частот Af определяется выражением
Рш = 6Т0(Та/7; + Г-1)ДЛ
где 6=1,38-10-23 Дж/град — постоянная Больцмана; Та —эквива-
лентная шумовая температура антенны. Часто используется так-
же понятие эквивалентной шумовой температуры тракта Тш =
= TO(F-1).
Шумовая температура антенны определяется мощностью теп-
ловых шумов, принимаемых антенной от земли и собственных бал-
ластных сопротивлений, а также мощностью атмосферных и инду-
стриальных помех, помех от других радиостанций и т. п. Темпера-
тура, соответствующая тепловым шумам, приближенно равна То.
Другие виды помех в КВ диапазоне создают значительно больший
уровень шумов. Обычно шумовая температура антенны составляет
несколько десятков То, но может изменяться в широких пределах
от сотен до единиц То. Шумовые характеристики тракта в любом
случае не должны быть ограничивающим фактором для качества
приема сигнала; поэтому допустимые значения коэффициента шу-
ма F составляют несколько единиц.
При последовательном соединении ряда устройств, образу-
ющих тракт передачи сигнала, коэффициент шума тракта
F = F. + (F2- i)/Kl + (F3~ l)/^ К2) + ...,
где Кг — коэффициент передачи i-ro устройства по мощности.
Из этого выражения видно, что ШАУ целесообразно устанавли-
вать в начале тракта передачи 'сигнала. При этом влияние шумов,
вносимых последующими устройствами, оказывается незначитель-
ным. Если антенный фидер имеет большое затухание, ШАУ целе-
сообразно устанавливать непосредственно у антенны. Следует от-
метить, что из-за недостаточной экранировки или асимметрии про-
водов фидера у него может появиться антенный эффект, эквива-
лентный ухудшению диаграммы направленности антенны. Уста-
новка ШАУ в начале фидера увеличивает отношение сигнала, сни-
маемого с антенны, к уровню помех, возникающих в фидере, т. е.
снижает антенный эффект.
В настоящее время выпускается несколько типов ШАУ, рассчитанных на
установку на опорах антенно-фидерных сооружений Их конструкция обеспечи-
вает необходимую защиту от воздействия окружающей среды (осадков, грозовых
разрядов и т п ) Электропитание этих ШАУ осуществляется дистанционно по
проводам фидера Примерами таких усилителей являются ШАУ-10, ШАУ-11 и
ШАУ-12
Усилители ШАУ-10 (рис 22 15), ШАУ-11 и ШАУ-12 однотипны по схеме
и конструкции и различаются только выходными цепями
Их выходы рассчитаны на соединение с нагрузкой-
ШАУ-10 — двухпроводной воздушной линией с волновым сопротивлением
200 Ом;
ШАУ-11—коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 75 Ом;
ШАУ-12— симметричным кабелем с волновым сопротивлением 200 Ом
Входные цепи ШАУ одинаковые, симметричные, с волновым сопротивлением
Рис. 22.15
200 Ом Рабочий диапазон частот 1,5 — 30 МГц Коэффициент усиления йе менее
12 дБ
Затухание нелинейности (комбинационных помех) при подаче на вход ШАУ
двух сигналов с уровнями по 100 мВ не менее 90 дБ Модуль коэффициента
отражения по входу не более 0,2
Коэффициент шума
в диапазоне частот 1,5—25 МГц не более 4;
в диапазоне частот 25—30 МГц не более 6
Питание 24 В постоянного тока, потребляемый ток 170 мА.
Грозозащита обеспечивает защиту усилителя от наводимых разрядов с нап-
ряжением до 1500 В в симметричных линиях или кабелях и до 3000 В в коак-
сиальных кабелях
Усилитель собран на мощных высокочастотных транзисторах, включенных па
двухтактной схеме с общей базой Схема усиления выполнена с коррекцией ха-
рактеристики верхних частот фильтрами нижних частот На входе й выходе
усилителя установлены согласующие трансформаторы, выполненные на высоко-
частотных ферритовых тороидах, связанных с помощью объемного витка. Эти
трансформаторы обеспечивают хорошее согласование и высокую симметрию во
всем рабочем диапазоне частот
Защита схемы от перенапряжений, возникающих при грозовых разрядах,
осуществляется с помощью разрядников и фильтров, включенных на входе и
выходе усилителей для поглощения наводимых импульсов В схеме предусмот-
рены цепи обхода усилителя по постоянному току для проверки состояния вы-
сокочастотных фидеров и антенн, а также защита от случайной подачи напря-
жения полярности, обратной требуемой для питания
Влагонепроницаемый корпус каждого усилителя состоит из литой крышки и
основания, являющегося радиатором, отводящим тепло от транзисторов через
конические теплоотводы Крышка соединяется с основанием с помощью откидных
винтов. Между крышкой и платой проложена уплотняющая резиновая прокладка.
Усилитель крепится на типовых деревянных или бетонных опорах с помощью
специального кронштейна и защищен козырьком от нагревания прямыми солнеч-
ными лучами
Для заземления корпуса усилителя предусмотрен земляной болт.
При проектировании систем коммутации больших емкостей воз-
никает необходимость в введении в тракт последовательно двух
ШАУ. При этом целесообразно устанавливать один ШАУ у ан-
тенны, а второй на выходе антенного фидера перед коммутато-
ром. При такой схеме тракта уменьшается опасность перегрузки
второго ШАУ по входу, приводящей к резкому увеличению нели-
нейных искажений.
Собственно коммутатор включает в себя коммутационное поле
и устройства, обеспечивающие возможность подачи сигнала с од-
ного из входов на несколько выходов одновременно. Коммутаци-
онное поле выполняется по координатному принципу и содержит
N шин входов, соответствующих N антеннам, и М шин выходов,
соответствующих М приемникам. В точках пересечения шин на-
ходятся управляемые коммутационные элементы, осуществляющие
электрическое соединение входной и выходной шин. Образующие-
ся гари соединении двух шин холостые концы не должны оказы-
вать заметного шунтирующего действия; поэтому их длина долж-
на быть много меньше Х/4. Применение деталей с большой ди-
электрической проницаемостью увеличивает электрическую длину
шины и делает это условие еще более жестким. При большой ем-
кости коммутатора (большой длине шин) для уменьшения дли-
ны холостых концов целесообразно внешние цепи подключать к
серединам шин. В этом случае максимальная длина холостого
конца не превышает половины длины шины.
Существующие схемы распределения входного сигнала на не-
сколько выходных шин можно разбить на две группы. К первой
группе относятся схемы, основанные на применении развязываю-
щих сопротивлений (рис. 22.16). Схемы этого типа весьма ком-
пактны и просты в конструктивном отношении. Их основным не-
достатком является зависимость внесенного затухания от числа
одновременно подсоединенных к данному входу приемников. При
большой длине шин затухание меняется и при ci ене точек ком-
мутации. Установка балластных сопротивлений на концах шин не-
сколько стабилизирует вносимое коммутатором затухание и ослаб-
ляет влияние холостых концов. Еще одним недостатком указан-
ной схемы является не очень высокая развязка_ между выходами,
подключенными к общему входу. При этом напряжение гетероди-
на одного приемника может попадать на вход другого приемника.
К другой группе относятся схемы с использованием распреде-
лителей на дифференциальных трансформаторах (рис. 22.17).Эти
схемы существенно сложнее, но обеспечивают стабильность вне-
сенного затухания и высокую развязку между выходами. Так, при
выполнении условий 7?г = 0,5/?н; R& = 2RH для схемы рис. 22.17,а или
Rz Vn^=2Rn; R6 = 0,5RH для схемы рь 22.17,6 при обрыве или
коротком замыкании нагрузки в одном из плеч трансформатора,
например в плече ВС, напряжение в другом плече АС останется
неизменным. При каскадном соединении т ступеней (рис. 22.18)
получается распределитель с 2т развязанными выходами, причем,
если ко всем выходам подключены согласованные нагрузки, поте-
ри энергии в схеме распределения отсутствуют.
Рис. 22.17
Рис. 22.16
В качестве коммутационных элементов обычно применяют
полупроводниковые диоды или герконы.
Конечная проходная емкость диода и наличие некоторой па-
разитной емкости монтажа (в сумме около 1 пФ) не позволяют
получить необходимое переходное затухание в положении «Вы-
ключено» при использовании только одного диода в цепи комму-
тации; поэтому коммутационную ячейку выполняют из комбина-
ции диодов, например, как это по-
казано на рис. 22.19. Схема пред-
ставляет собой управляемый Т-об-
разный аттенюатор, горизонталь-
ные ветви которого образованы
встречно-соединенными диодами
Рис. 22.19
Рис. 22.18
Д1 и Д2, а вертикальная — шунтирующим диодом Дз, включен-
ным между точкой соединения диодов Д1 и Д2 в обратной поляр-
ности. При подаче в точку соединения диодов напряжения уп-
равления, полярность которого соответствует прямой проводимо-
сти диода Дз, диоды Д1 и Д2 заперты, диод Д3 открыт и ячейка
находится в состоянии «Выключено». При смене полярности уп-
равляющего напряжения диод Д3 закрыт, диоды Д1 и Д2 откры-
ты и ячейка находится в состоянии «Включено». Для повышения
надежности работы коммутатора источник напряжения выключе-
ния ячейки (f2 на рис. 22.19) может быть постоянно соединен с
диодами через балластное сопротивление R.
Ограничения при использовании диодов связаны с нелинейно-
стью их вольт-амперных характеристик, что необходимо учиты-
вать при выборе режима работы диодов. В частности, для обес-
печения минимальных нелинейных искажений коммутируемого
сигнала прямой ток через диоды в состоянии «Включено» должен
быть возможно большим для увеличения отношения прямого то-
ка к току полезного сигнала. Емкость закрытого диода также за-
висит от приложенного напряжения, что может явиться источни-
ком нелинейных искажений при большом числе коммутационных
ячеек; поэтому величину напряжения запирания устанавливают по
наиболее линейному участку.
Применение диодов в качестве коммутационных элементов поз-
воляет выполнять коммутационные ячейки в виде весьма компакт-
ных конструкций с малыми габаритами, незначительным потреб-
лением энергии в цепях управления, высокой надежностью и прак-
тически 'неограниченным сроком службы. Выполнение коммутаций
возможно с любыми необходимыми скоростями. Недостатком, ог-
раничивающим использование диодов в коммутаторах приемных
антенн, является наличие в них нелинейных эффектов.
Электромеханические реле на высокочастотных герконах обес-
печивают отсутствие нелинейных явлений в трактах коммутации.
Межконтактные емкости герконов имеют тот же порядок, что и у
высокочастотных диодов; поэтому герконы также приходится объ-
единять в коммутационные ячейки.
При необходимости обеспечения особо высокой надежности со-
единений в коммутаторах на герконах предусматривается конт-
роль состояния контактов для своевременного обнаружения их не-
исправности (залипания, увеличение контактного сопротивление
и т. п.).
Примерами современных коммутаторов являются комму 1<1торы КВС и УКПР.
Коммутаторы КВС (координатные ВЧ соединители) изготавливаются двух
типов КВС-1 и КВС-2, различающихся емкостью
Коммутатор КВС-1 имеет 14 входов и 24 выхода, КВС-2 — 7 входов и
12 выходов. В состав КВС входят собственно коммутатор, индивидуальные блоки
управления — ИВУ (по числу приемников) и табло отображения выполненных
соединений (рис. 22.20).
8V Цепи
Рис. 22.20
Распределение энергии сигнала при одновременном подключении к одному
входу нескольких выходов осуществляется с помощью резисторов, в качестве
коммутационных элементов использованы диоды
Коммутационное поле с развязывающими резисторами и коммутационными
элементами размещено в шкафу вместе с источниками питания и устройствами
контроля н сигнализации
Блоки ИБУ устанавливаются около приемников, табло отображения соеди-
нений — на рабочем месте дежурного приемного центра Помимо управления
с помощью ИБУ предусмотрена возможность телеуправления
КВС имеет развитую систему контроля со световой и звуковой аварийной
сигнализацией о повреждении или выходе из строя отдельных узлов и блоков
(в том числе и коммутационных диодов)
Основные электрические параметры
диапазон рабочих частот 1,5 — 30 МГц;
рабочее затухание при одновременном включении на один вход до восьми
приемников в КВС-1 или шести в КВС-2 не более 17 дБ,
переходное затухание между входами не менее 70 дБ,
переходное затухание между любыми двумя выходами, соединенными с од-
ним входом, не менее 20 дБ,
затухание нелинейности, определяемое отношением уровня комбинационной
помехи вида fk=ft±f2 при подаче на вход двух сигналов с напряжениями по
200 мВ, не менее 100 дБ,
питание от сети переменного тока, потребляемая мощность ие более 400 Вт
для КВС-1 и ие более 200 Вт для КВС 2
Р-юммутатор УКПР (универсальный коммутатор приемного радиоцентра) мо-
жет иметь различное количество координатных полей со взаимными связями, что
позволяет оперативно варьировать общую емкость системы коммутации в соот-
ветствии с потребностями
Коммутатор содержит распределители на дифференциальных трансформато-
рах в виде блоков из четырех распределителей с восемью выходами каждый
(рис. 22 21) и координатных коммутационных потей 8x8. Входы коммутационных
полей могут соединяться с выходами распределителей в любых желаемых со-
четаниях К тюбой антенне может быть подключено до восьми приемников
одновременно
Рис. 22.21
Рабочее затихание коммутатора не зависит от количества выходов, одно-
временно соединенных с одним входом, и не превышает 15 дБ Развязка между
выходами, соединенными с одним входом около 30 дБ Остальные параметры
УКПР аналогичны параметрам КВС
Более подробные сведения по приемным коммутаторам имеют-
ся в литературе
1. Челышев В. Д. Приемные радиоцентры. — М.: Связь, 1975.
2 Kaluski М. Komutacja Krotkofalowych anten odbioczych — Wiadomosti te-
lekoinunikacyine, 1/7, 1982
22.5. Молниезащита
Весьма разветвленная сеть воздушных антенных фидеров, подходящих к тех-
ническому зданию, коммутационному оборудованию, передатчику создает опас-
ность наведения молниями высоких потенциалов внутри здания Защита фндер-
них линий (с учетом вводов их в технические здания) от прямых ударов молний
осуществляется путем заземления антенно-фидерных устройств Если принцип
работы антенно-фидерных устройств не допускает их заземления, то на входе
антенны и иа вводе ее фидеров в техническое здание необходимо установить
грозоразрядиики, ие влияющие на работу передатчика и антенно-фидерных уст-
ройств. Воздушный зазор грозоразрядника рассчитывается на 1,3 пикового ам-
плитудного напряжения в месте установки грозоразрядника при 100-процентной
модуляции передатчика Для стекания статических зарядов на выходе передат-
чика и в антенных павильонах устанавливаются дроссели
Грозоразрядиики для молниезащиты нужно использовать только в районах
с повышенной грозовой деятельностью (20 и более грозовых часов в год) Гро-
зоразрядники устанавливаются у ввода фидера в техническое здание на наруж-
ной стене Необходимо отметить, что с целью выполнения правил техники безо-
пасности в помещениях на вводах антенн должна предусматриваться установка
переключателя, обеспечивающего при необходимости отключение антенны ч фи-
дера от коммутационного оборудования здания и передатчика и заземление их.
Учитывая определенные трудности достижения высокого КБВ в антенных
коммутаторах КВ диапазона, на входах антенн в КВ диапазоне дополнительный
переключатель практически никогда не устанавливается
Необходимо отметить, что каким бы фидером (воздушным или кабельным)
ни осуществлялась подводка от приемной антенны к коммутационной и приемной
аппаратуре, ввод фидеров в техническое здание в настоящее время, как правило,
обеспечивается посредством кабеля В этом случае в местах перехода с воз-
душного фидера на кабель (под антенной илн у техздания) устанавливается
специально разработанная переход-
Рис. 22.22
ная коробка, а также размещается
молниезащитная аппаратура Прн
этом в каждом проводе фидера дол-
жен быть установлен разрядник, дрос-
сель для стекания зарядов и разде-
лительный конденсатор Первые вы-
воды разрядника н дросселя подклю
чаются к фидеру, а вторые заземля-
ются Таким образом, все оконечные
Рис. 22.23
опоры имеют заземлители. Для выравнивания возникающих при ударе молнии
высоких потенциалов близко расположенные (до 10—15 м) заземлители электро-
установок технического здания и молннезащнты антенных сооружений следует
соединять между собой (в земле)
На рис 22 22 показана схема включения разрядников и дросселей утечки
для КВ передатчиков На рисунке обозначено 1 — выходной контур передат-
чика, 2 — экранированный фидер в здании, 3 — арматура ввода, 4— наружный
фидер, 5 — разрядник, 6 — заземлитель, 7—дроссели стекания статических за-
рядов
На рис 22 23 показана установка разрядников у фидерного ввода в тех-
ническое здание На рисунке обозначено 1 — разрядники; 2 — токоотвод (к
наружному контуре заземления), 3 — фидерный ввод, 4— искровой промежуток.
Глава 23. ИЗМЕРЕНИЯ И НАСТРОЙКА АНТЕНН
23.1.	Приборы для измерения параметров антенн
В большинстве случаев измерение и настройку антенн прихо-
дится производить в условиях действующего радиоцентра, когда
в настраиваемой антенне и ее фидерном тракте наводятся значи-
тельные токи другими действующими антеннами. Особенно значи-
тельными оказываются внешние помехи при настройке антенн,
входящих в состав передающего радиоцентра. Большинство изме-
рительных приборов, позволяющих производить разнообразные и
достаточно тонкие радиотехнические измерения в лабораторных
условиях, в условиях действующего радиоцентра непригодны. Что-
бы ослабить мешающее влияние внешних помех, в качестве изме-
рительного генератора используют штатный передатчик; при этом
измерительные приборы должны быть пригодны для работы с со-
ответствующим уровнем мощности.
Для настройки и измерения основных электрических парамет-
ров передающих антенн используются: индикатор разности потен-
циалов на фидерных линиях с настроенным резонансным конту-
ром ;(ИРПР), индикатор разности потенциалов апериодический
(ИРПА) и индикатор напряженности поля (резонансный индика-
тор излучения — НИР). Общий вид приборов показан на рис.23.1.
Индикатор напряженности предназначен для снятия ДН переда-
ющих антенн на расстоянии не более 1 км при мощности передат-
чика более 3 кВт. Индикатор состоит из симметричного контура,
настраиваемого в резонанс блоком переменных конденсаторов, де-
тектора, собранного по двухполупериодной схеме выпрямления на
кристаллических диодах, и магнитоэлектрического прибора типа
М-24. Диапазон частот 2,8—28 МГц, перекрываемый прибором,
разбит на два поддиапазона: I (2,8—9,3 МГц) и II (8,1—28 МГц).
Конструктивно прибор оформлен в виде симметричного виб-
ратора, укрепленного на сборной штанге из бумажно-бакелитовых
труб. На штанге, в верхней части, в отдельном корпусе размеще-
ны детектор и резонансный контур. В блоке, установленном в
средней части штанги, размещается прибор М-24 и элементы ре-
гулировки чувствительности.
Для возможности снятия ДН от маломощного передатчика в
комплект прибора входят три пары вибраторов с длинами плеч—
0,6; 1 и 1,5 м.
Индикатор разности потенциалов резонансный предназначен
для измерения разности потенциалов в относительных единицах
при мощности передатчика выше 1 кВт. Штанга с прибором под-
вешивается к проводам фидера с помощью металлических крюков,
закрепленных на изоляторе. Связь контурной системы прибора с
фидером осуществляется через конденсаторы связи, конструктив-
но выполненные в виде металлических хомутов, закрепленных на
изоляторе (на этом же изоляторе закреплены металлические
крюки).
Прибор состоит из резонансного контура, настраиваемого бло-
ком переменных конденсаторов, симметрирующего трансформато-
ра с Объемным витком, детектора, собранного по двухполупериод-
ной схеме, и стрелочного прибора М-24. Конструктивно резонанс-
ный контур и детектор размещены рядом в средней части штанги.
Индикатор разности потенциалов апериодический предназначен
для тех же целей, что и прибор ИРПР. Конструктивно прибор вы-
полнен из двух блоков От , >з блоков, содержащий детектор,,
расположен в экране и закреплен в верхней части штанш вблизи
конденсаторов связи. Другой блок прибора (индикатор) находит-
ся в средней части штанги.
Измерение электрических параметров антенн (КБВ в фидер-
ном тракте, входные сопротивления) можно проводить с помощью
высокочастотных мостов. Применение мостовых устройств для из-
мерений электрических параметров передающих антенн в условиях
современных радиоцентров может быть целесообразным только
при отсутствии помех.
При измерениях с помощью мостов с целью уменьшения влия-
ния помех в комплекте с ними целесообразно применять генера-
тор типа Г-4-18 и приемник типа ИП-12-2М или измерительные
приемники других типов.
При отсутствии мостов с симметричными выходами могут быть
использованы мосты с несимметричными выходами. В этом случае
измерительные мосты подключаются к измерительным линиям че-
рез специальные симметрирующие трансформаторы. Точность из-
мерений в этом случае ниже точности измерений с помощью сим-
метричных мостов из-за потерь и дополнительных отражений в
симметрирующих трансформаторах.
Для измерения изоляции антенно-фидерных трактов использу-
ется переносный мегометр.
В качестве измерительного рефлектометра при измерениях при-
емных антенн обычно применяют выпускаемый промышленностью
прибор ИСПФ. Рефлектометр предназначен для включения в раз-
рыв симметричного кабеля и позволяет производить измерения ко-
эффициента отражения во всем коротковолновом диапазоне.
23.2.	Методика измерений основных параметров передающих
антенн и фидерных линий
Измерение сопротивления изоляции. Измерение сопротивления
изоляции производят обычно непосредственно после окончания
монтажных работ. Цель этих измерений, в первую очередь, со-
стоит в определении дефектных изоляторов, а также ошибок мон-
тажа (коротких замыканий, касаний проводов фидера, опор и т. д.).
Отдельно проводят измерение изоляции антенных полотен, фидер-
ных линий и антенных переключателей. Измерение изоляции обыч-
но проводят между проводами фидера и каждым проводом и зем-
лей При измерениях используют мегометр на напряжение 2,5 кВ.
Следует иметь в виду, что сопротивление изоляции в значи-
тельной мере определяется состоянием поверхности изолятора. По-
этому сопротивление изоляции в сухую и сырую погоду может раз-
личаться в десятки раз. Особенно велика эта разница у загряз-
ненных изоляторов.
Обычно изоляцию антенного полотна или фидера считают нор-
мальной, если сопротивление изоляции, пересчитанное на один
изолятор, составляет не менее 500 МОм.
Измерение коэффициента бегущей волны в фидере производят
путем снятия распределения напряжения вдоль проводов фидера
при включенном передатчике с помощью индикатора разности по-
тенциалов. При ^отсутствии помех целесообразно использовать апе-
риодический индикатор ИРПА. Если остаточные показания инди-
катора три выключенном передатчике превышают 10% от показа-
ний в минимуме напряжения при включенном измерительном пе-
редатчике, следует применять резонансный индикатор ИРПР.
При резко выраженной стоячей волне в фидерах для опреде-
ления КБВ можно использовать соотношение
К = Sin 0 z//(t/2/t/min)2—cos2 0 z,
где Uz— напряжение, измеренное на расстоянии z от узла.
Для измерения КБВ в фидере можно использовать направ-
ленный ответвитель, выполненный из отрезка фидерной линии, на-
пруженной на обоих концах сопротивлениями, равными ее волно-
вому сопротивлению (см. § 2.7). Напряжение, измеренное на со-
противлении НО со стороны генератора, пропорционально напря-
жению падающей волны ДПад, а со стороны нагрузки (антенны) —
напряжению отраженной волны t/0Tp. Измерение напряжения мож-
но производить индикатором разности потенциалов или другим
аналогичным прибором.
Измерение коэффициента асимметрии фидерных линий произ-
водят индикатором разности потенциалов. При измерениях инди-
катор одним и тем же крючком подвешивают поочередно на каж-
дый провод (фазу) фидера в одном сечении и замечают показания
прибора.
Вторым параметром, характеризующим асимметрию в фидер-
ном тракте, является скос волны. Скос волны заключается в том,
что пучности и узлы потенциала на разноименных проводах фи-
дера лежат в разных сечениях. При измерении скоса индикатор
напряжения перемещают поочередно по проводу одной и другой
фазы фидера и находят положение минимума или максимума на-
пряжения.
Скос обычно имеет небольшое значение, и для более точного
его определения рекомендуется положение минимума потенциалов
на фидере определять методом «вилки»: находят предварительно
положение минимума и устанавливают удобную для такого отсче-
та чувствительность индикатора; перемещают индикатор по обе
стороны от предполагаемого минимума и находят точки, в кото-
рых показания индикатора равны; середина расстояния между
этими точками и будет соответствовать положению минимума. Эту
же методику можно применить для определения максимумов.
В соответствии с принятым в настоящее время ГОСТом коэф-
фициент асимметрии б= (Vi—V2)/(Vi + V2) фидеров, нагруженных
на активную нагрузку, равную волновому сопротивлению фидера,
не ’’Олжен превышать 5%, а угол скоса Аср = 360°/Д^3° (/ — рас-
стояние между минимумами или максимумами на проводах фи-
дера).
Измерение коэффициента асимметрии фидерного тракта про-
изводят непосредственно около антенны. Для этих измерений вы-
бирают однородный участок фидера длиной не менее половины
максимальной длины волны рабочего диапазона. Чтобы исклю-
чить наводки за счет излучения полотна антенны, участок для из-
мерений выбирается на расстоянии нескольких десятков метров от
плоскости полотна антенны.
Коэффициент асимметрии измеряют на двух-трех волнах. Если
его величина оказывается в пределах нормы, переходят к измере-
ниям КБВ в фидере в рабочем диапазоне антенны. Если же ко-
эффициент асимметрии выше нормы, то необходимо установить
причину возникновения асимметрии. Для этого следует перекре-
стить провода фидера в точках присоединения передатчика. Если
при этом сохраняется различие в показаниях индикатора потен-
циалов, но взаимно меняются показания на первом и втором про-
водах фидера, это является признаком того, что асимметрия со-
средоточена на выходе передатчика. Если асимметрия сохраняет-
ся без изменений, это свидетельствует о том, что она сосредоточе-
на в самой антенной системе. В последнем случае устанавлива-
ются характер и место возникновения асимметрии. Для этого с
помощью короткозамыкателя закорачивают фидер вблизи антен-
ны и снова проверяют асимметрию. Если при этом асимметрия
исчезает, то это является признаком того, что она вносилась ан-
тенной. Причиной асимметрии может быть повреждение изоля-
торов, неидентичность симметричных половин антенны и т. п. Ес-
ли асимметрия не исчезала, то путем передвижения короткозамы-
кателя по фидерному тракту антенны можно обнаружить ее ме-
стонахождение.
Коэффициент полезного действия фидера измеряется путем оп-
ределения напряжений в узлах и пучностях в начале и конце фи-
дера-
Лф— Umtn 1 Umax	2 Uwax ?)>
где итгп 1 и Umaxi — напряжения в конце фидера, a Umin2 и
Umax 2 — напряжения в начале фидера.
Во избежание погрешностей при определении КПД для изме-
рений следует выбирать однородные участки фидера без источни-
ков отражения волн. Кроме того, при измерениях КПД необхо-
димо также принимать меры к поддержанию постоянной мощно-
сти измерительного передатчика. Когда контроль мощности не мо-
жет быть обеспечен с помощью имеющихся на передатчике при-
боров, на фидере подвешивают второй индикатор напряжения и
по его показаниям судят о постоянстве мощности в период из-
мерений. В случае необходимости с учетом показаний контроль-
ного прибора могут быть сделаны соответствующие поправки.
В некоторых случаях, в частности при сильных помехах, при-
меняют другой способ измерения КПД фидерных линий, основан-
ный на измерении КБВ короткозамкнутого участка фидера. При
этих измерениях особое внимание следует обратить на надежное
короткое замыкание фидера, которое достигается установкой двух
короткозамыкателей на расстоянии четверти длины волны друг от
друга. Надежность короткого замыкания проверяют с помощью
индикатора (напряжения, подключая его к фидеру после коротко-
замыкателей..
По найденному значению КБВ рассчитывают затухание al, ис-
пользуя 'известное соотношение Ккз — tga/ или /СКз = а/ при al<
<0,15.
Снятие диаграмм направленности антенн в горизонтальной
плоскости. Диаграммы направленности в вертикальной и горизон-
тальней плоскостях дают представление о правильности настрой-
ки и общей картине излучения антенн.
Снятие диаграмм направленности производится на поверхности
земли или под некоторым углом к горизонту с помощью само-
лета.
Снятие диаграмм направленности у поверхности земли осущест-
вляется путем обхода антенны с индикатором напряженности
поля. Индикатор перемещают вокруг антенны по окружности,
центр которой совпадает с центром антенны. Радиус окружности
r^2L2±/Z; r>64-10L||, где	Ьц—максимальный продольный
и поперечный линейные размеры антенны (ширина, длина, высо-
та) по отношению к направлению от антенны до точки наблюде-
ния. Желательно, чтобы площадь вокруг антенны в пределах это-
го радиуса была ровной и свободной от различного рода соору-
жений. Следует стремиться к тому, чтобы высота установки ин-
дикатора в различных точках была одинаковой.
Если по условиям местности приходится устанавливать инди-
катор на различных расстояниях от центра антенны, то приведе-
ние данных измерений к одному расстоянию производится с уче-
том того, что напряженность поля поверхностного луча из-за из-
менения угла наклона меняется обратно пропорционально квад-
рату расстояния.
При измерениях диаграммы направленности необходимо под-
держивать постоянство излученной антенной мощности и в каж-
дой точке проверять уровень помех, вызванных теми или иными
причинами искажений поля. При отсутствии искажения поля и
помех со стороны других передатчиков максимум и минимум по-
казаний индикатора напряженности поля при поворотах его антен-
ны должны иметь место при соответствующей ориентации антенны
индикатора по отношению к измеряемой антенне.
Снятые у поверхности земли диаграммы направленности обыч-
но достаточно точно повторяют диаграмму направленности, сня-
тую путем облета. Поэтому к облету антенн прибегают в тех слу-
чаях, когда снятие диаграмм направленности путем обхода по
земле затруднено или невозможно из-за наличия различных соору-
жений перед фронтом антенны.
Измерение согласования фидерных линий. При проведении ра-
бот по компенсации отражений в фидерных трактах, создаваемых
конструктивными элементами, необходимо в первую очередь из-
мерять рассогласование, вносимое этими элементами. Основная
трудность этих измерений состоит в том, что отражения от отдель-
них элементов обычно малы. Для облегчения намерений фидер
подключается к нагрузке, создающей коэффициент отражения ме-
нее 0,02. Так как высокие естественные значения КБВ в диапазо-
не коротких волн получить в большинстве случаев трудно, приме-
няют настройку фидера на бегущую волну. Подстроив конец фи-
дера со стороны нагрузки на бегущую волну, производят измере-
ние согласования вдоль всего фидера, разбив его предварительно
на несколько участков. Путем таких последовательных измере-
ний обычно легко обнаружить место, где есть дополнительные от-
ражения. Описанным способом удается измерить весьма малые
отражения.
Второй метод измерения отражений, создаваемых конструктив-
ными узлами, заключается в следующем. Фидер нагружается на
антенну или эквивалент, создающий коэффициент отражения не
более 0,02. Снимается зависимость КБВ и входного сопротивления
на входе питающего фидера от частоты. При наличии в фидерном
тракте одной сосредоточенной неоднородности, создающей отра-
женную волну, КБВ с изменением частоты изменяется медленно,
а входное сопротивление меняется периодически. Период измене-
ния \f, МГц, определяется расстоянием I, м, от входа фидера до
неоднородности Af== 150/Z По измеренному значению периода оп-
ределяют местонахождение неоднородности.
При наличии двух разнесенных неоднородностей с соизмеримы-
ми коэффициентами отражения pi и р2 периодически изменяется
КБВ фидера. Максимальный коэффициент отражения будет в слу-
чае синфазного сложения волн, отраженных обеими неоднородно-
стями, pmax~pi + p2- Минимальный коэффициент отражения соот-
ветствует сложению отраженных волн в противофазе pmin~
« |pi—рг|. По измеренным значениям ртах и ртгп можно найти ве-
личины pi и р2. Измеренный период изменения позволяет найти
расстояние между неоднородностями, что облегчает задач} опре-
деления их местонахождения.
В том случае когда в фидере имеется три или более источника
отражения, зависимость КБВ от частоты носит более сложный ха-
рактер. Однако в большинстве случаев и здесь удается проследить
результат сложения отражений, находящихся в различных селе-
ниях фидерной линии.
Измерение входных сопротивлений антенн обычно производят
с помощью мостовых приборов. В этом случае измеряется входное
сопротивление на входе питающего фидера и затем по соответ-
ствующим формулам § 1.4 пересчитывается к входу антенны или
к любой другой интересующей точке фидерного тракта.
Когда из-за наличия сильных помех нет возможности восполь-
зоваться для измерений мостовыми приборами, следует применять
индикатор напряжений. Измерения проводят следующим образом:
1.	Определяют КБВ в питающем фидере.
2.	Находят положение узла напряжения методом «вилки».
3.	Пересчитывают сопротивление из узла напряжения к входу
антенны или к любым интересующим точкам фидерного тракта,
учитывая, что в узле напряжения сопротивление имеет чисто ак-
тивный характер и равно WK.
23.3.	Настройка фидеров на режим бегущей волны
Отраженную волну в фидерном тракте можно скомпенсиро-
вать, вводя в него неоднородность, создающую отраженную вол-
ну той же амплитуды и противоположной фазы. Пусть в некото-
ром сечении линии отраженная волна характеризуется комплекс-
ным коэффициентом отражения Г = | Г| е1’’, где фаза коэффициен-
та отражения <р зависит от рассматриваемого сечения. В частно-
сти, в узлах напряжения ф = л, в пучностях напряжения <р = 0. Ус-
ловие идеального согласования [см. § 4.1, формула (4.3)] имеет
вид 5ц = —Г exp (2itpi2), где Su= |Sn |е’ч>” — комплексный коэф-
фициент отражения от компенсирующей неоднородности; ф12 —
фаза коэффициента прохождения через компенсирующую неодно-
родность. Предполагается, что компенсирующая неоднородность
не вносит потерь. Если к тому же компенсирующая неоднород-
ность симметрична, то как следует из (П.2.3,б), фц = ф12+л/2, и
условие согласования принимает вид:
|5и| = |Г|; ФП«—ф.	(23.1)
При настройке фидера на режим бегущей волны сначала под-
бираются параметры компенсирующей неоднородности таким об-
разом, чтобы обеспечить требуемый модуль коэффициента отра-
жения. Затем определяется фаза коэффициента отражения от ком-
пенсирующей неоднородности и место ее включения в линию, при
которой выполняются требуемые фазовые соотношения.
В качестве компенсирующей неоднородности часто использует-
ся короткозамкнутый индуктивный шлейф (рис. 23.2), подключае-
мый к фидеру параллельно. Требуемая проводимость шлейфа
Уш=-/(1-Ю/(/^^).	(23.2)
что соответствует длине шлейфа
.	(23.3)
Шлейф устанавливается на расстоянии
Z=[X/(2ji)]arctg]/K	(23.4)
от узла напряжения в сторону нагрузки.
Для согласования фидеров антенн, используемых для работы
с мощными передатчиками, разработаны специальные коротко-
замкнутые шлейфы с дистанционным управлением. Шлейф рас-
полагается в специальном павильоне и представляет собой корот-
козамкнутую петлю из латунных труб, которая с помощью тележ-
ки передвигается вдоль настраиваемого участка фидера. Длина
шлейфа меняется с помощью подвижного короткозамыкателя, а
контакт с фидером обеспечивается скользящими зажимами. Фи-
дер на участке настройки выполняется из труб.
Настройка с помощью описанного шлейфа заключается в сле-
дующем: измеряют КБВ в фидере и находят положение узла на-
пряжения перед шлейфом настройки со стороны антенны; по
(23.4) и (23.3) определяют место установки шлейфа и его длину;
измеряют КБВ в фидере (на участке после шлейфа) после уста-
новления расчетных значений шлейфа; производят коррекцию дли-
ны шлейфа и его места подключения до получения КБВ выше
0,8—0,9.
Рис. 23.2
Рис. 23.3
В качестве компенсирующей неоднородности может использо-
ваться включенный в фидер отрезок линии с волновым сопротив-
лением, отличным от волнового сопротивления фидера (рис. 23.3).
Длину отрезка, называемого трансформатором, целесообразно вы-
бирать равной Х/4. При этом требуемый коэффициент отражения
обеспечивается при наименьшем перепаде волновых сопротивле-
ний. Требуемое волновое сопротивление трансформатора №тр рав-
но ^/Тлибо W/VК.
Согласование с помощью последовательных трансформаторов
длиной Х/4 в диапазоне вызывает значительные трудности, так как
при изменении рабочей волны необходимо менять волновое со-
противление и длину трансформатора, а также место подключе-
ния его к фидеру. На практике удобнее настраивать фидер по-
следовательным трансформатором с постоянным волновым сопро-
тивлением или постоянной геометрической длиной. Удобнее изме-
нять волновое сопротивление трансформатора и сохранять посто-
янной его длину. В этом случае для настройки необходимо подо-
брать волновое сопротивление трансформатора и его место под-
ключения к фидеру (рис. 23.3).
Коэффициент отражения трансформатора можно найти, рас-
смотрев процесс многократного отражения волны от скачков вол-
нового сопротивления:
Sii = Р — (1 — Р2) Р е-219 (1 + р2 е-219 + р4 е-419 +...) =
= 2 i р е—19 sin 0/(1 — р2 е—2,е),	(23.5)
где p=(WTp/W—i)/(WTP/W+l) — коэффициент отражения от
скачка волнового сопротивления; 0 = 2л/тр/Л. — электрическая дли-
на трансформатора; /ТР — длина трансформатора.
В соответствии с (23.1) требуемое значение
р2= l + 2sin20(l —]Г|2)/|Г|2 —
— ]/n+2sin20(l —|Г|2)/|Г|2]2—1,	(23.6)
откуда следует
= Й7! 1( 1 — К)2 ~Н 4 K sin2 0 ± (1 — К)]/(2 Р KsinO). (23.7)
Из (23.5) находим (для случая U7TP< №)
Фп=Зл/2 — 0 —arctgfp2 sin 20/(1 —р2 cos 20)].	(23 8)
В узле напряжения ср = —л. При смещении в сторону генера-
тора на расстояние I ср = —л—2р/. Из (23.1) с учетом (23.8) на-
ходим, что трансформатор должен быть смещен от узла напря-
жения в сторону генератора на расстояние
[Х/(4л)] {л/2—0—arctg [p2sin 20/(1 — р2 cos 20)]},	(23.9)
где р определяется (23.6).
Изменение волнового сопротивления последовательного транс-
форматора можно осуществить путем поднесения к проводам фи-
дера металлической поверхности или решетки из продольных про-
водов, соединенных между собой. Приближение металлической по-
верхности к проводам фидера снижает его волновое сопротивле-
ние. Передвижение этой поверхности вдоль проводов фидера из-
меняет точку подключения трансформирующего участка.
Надежность описанных выше контактных короткозамкнутых
шлейфов прн работе с передатчиками большой мощности из-за на-
личия скользящих контактов с фидером оказывается недостаточ-
ной. Кроме того, подстройка с помощью короткозамкнутых шлей-
фов связана с необходимостью значительного снижения мощно-
сти передатчика.
От указанных недостатков свободны устройства бесконтактной
настройки, выполненные на основе применения последовательных
трансформаторов постоянной длины.
Следует отметить, что снижение волнового сопротивления фи-
дера на участке настройки за счет приближения металлической
поверхности приводит к уменьшению электрической прочности По-
этому для настройки фидера на бегущую волну используют два
последовательных шлейфа, имеющих постоянные волновое сопро-
тивление и геометрическую длину. Перемещая вдоль фидера два
последовательных трансформатора (т. е. две металлические по-
верхности, расположенные на определенном расстоянии от прово-
дов фидера) и меняя расстояние между ними, можно настраивать
фидер на бегущую волну в достаточно широком интервале есте-
ственных значений КБВ в рабочем диапазоне антенны.
Бесконтактные системы настройки фидера на режим бегущей
волны, так же как и короткозамкнутые контактные шлейфы, снаб-
жаются системой дистанционного управления.
23.4. Настройка фидера на режим бегущей волны
на нескольких рабочих частотах
Используя две компенсирующие неоднородности, можно на-
строить фидер одновременно при двух значениях длин волн Xi и
Х2, если по крайней мере одна из неоднородностей не создает от-
ражений на одной из рабочих длин волн. Пусть первая неодно-
родность не создает отражений для волны Х2. В этом случае на-
стройку на волне Х2 производят с помощью второй неоднородно-
сти, после чего настройка на волне Xi производится с помощью
первой неоднородности.
Настройку удобнее осуществлять, если каждая из неоднород-
ностей создает отражения только на одной волне и не соз-
дает на другой. В этом случае определения коэффициентов от-
ражения компенсирующих неоднородностей и места их включения
в фидере можно производить независимо в соответствии с приве-
денными выше формулами.
В качестве таких неоднородностей можно использовать ком-
бинированные шлейфы (рис. 23.4). При указанном на рисунке вы-
боре длин шлейфов каждый из
них на одной из рабочих частот
представляет собой весьма боль-
шое сопротивление и не изменяв!
режима работы фидера. На дру-
гой частоте подбор требуемых
параметров шлейфа производят
изменением соотношения дли i
его ветвей При кратных длинах
волн одну из ветвей шлейфа мож-
но выполнить разомкнутой Воз-
можны и другие варианты комби
нирозанных шлейфов. При изме-
нении рабочих частот необходи-
мо производить перенастройку
фидера.
Обычно набор рабочих частот, на которых предполагается ис-
пользовать данную антенну, ограничен и заранее известен. В этом
случае целесообразно обеспечить режим постоянной настройки фи-
дера на рабочих частотах.
Для настройки фидера на нескольких фиксированных частотах
можно использовать электрические неоднородности, создающие не-
большие коэффициенты отражения, включенные на расстоянии
0,5Х друг от друга. Известно, что электрические неоднородности,
расположенные на фидере с равными интервалами, например фи-
дерные опоры, создают большое отражение на частоте, для кото-
и незначительные отражения на других частотах.
В качестве электрических неоднородностей удобно использо-
вать небольшие емкости, выполненные в виде металлических про-
волочных рамок (рис. 23.5)*.
Рис. 23.5
Для настройки на бегущую волну рамки располагают на рас-
стоянии половины длины волны настройки друг от друга. Обыч-
но (используют от пяти до семи пар рамок. Положение рамок на
фидере выбирают в соответствии с формулами (23.2) и (23.4). При
этом необходимо учесть, что включение емкостных рамок через
0,5А. эквивалентно включению суммарной емкости С? =пСъ где
п — число пар рамок; Ci — емкость одной пары рамок. Система
рамок настраивает фидер в узкой полосе частот. Вне этой поло-
сы система рамок почти не вносит дополнительных отражений и
практически не влияет на режим работы фидера. Это позволяет
использовать одновременно несколько систем рамок для незави-
симой настройки фидера на нескольких частотах (до 4—5 частот).
Оптимальное расстояние между неоднородностями, при кото-
ром отраженные ими волны складываются в фазе,
d яа (X/2) [ 1 — (1 /л) arcsin р],
где р — модуль коэффициента отражения от одной неодородно-
сти.
Ближайшая к нагрузке неоднородность устанавливается на
расстоянии /= (А/8)[1 —(2/л) arcsinр] от узла напряжения в сто-
рону генератора. При указанном расстоянии между неоднородно-
стями результирующий коэффициент отражения |Sn| =
= (1—qN)[(l +qN), где <7=(1—р)/(1 + р); N — число неоднородно-
стей. При изменении длины волны |Sn| ~psin(/Vp/)/sin(p/).
Периодическая неоднородность, настроенная на длину волны
М, может дать сильное отражение на волне Ai/2, поскольку при
этом расстояние между неоднородностями близко к длине вол-
ны. Ввиду этого настройку следует начинать с максимальной дли-
ны волны.
* Применение для согласования фидера с антенной нескольких малых неод-
нородностей в виде рамок, разнесенных на 0.5А, предложено Л С. Казанским.
Практически ряды рамок для разных фиксированных частот
располагают на одном и том же участке фидера, чтобы осущест-
вить настройку как можно ближе к антенне. При этом места
включения отдельных рамок, принадлежащих разным диапазонам,
могут совпадать и одну из рамок можно не устанавливать.
Неоднородности в виде емкостных элементов могут применять-
ся также для компенсации отражений от фидерных опор и дру-
гих конструктивных узлов. Для этого две пары рамок распола-
гают на расстоянии четверти средней волны заданного рабочего
диапазона симметрично относительно неоднородности, отражение
от которой компенсируется. Это позволяет обеспечить компенса-
цию отражений, как правило, более чем в двухкратном диапазоне.
23.5. Измерение параметров приемных антенн
Измерение входных сопротивлений и КБВ в фидерном трак-
те приемной антенны, как правило, производят с помощью мосто-
вых измерительных приборов. Однако наиболее часто при изме-
рении согласования приемных антенн используют рефлектометр
типа ИСПФ. Он предназначен для включения в разрыв сим-
метричного кабеля и позволяет измерять коэффициент отражения
во всем коротковолновом диапазоне. Достоинство рефлектометра
состоит в быстроте измерений при прямом отсчете значений коэф-
фициента отражения. Другое преимущество состоит в том, что все
измерения могут производиться без перерыва в эксплуатации из-
меряемой антенны на малых уровнях сигнала без помехи дейст-
вующим на радиостанции радиолиниям. Рефлектометр может быть
использован как для измерения согласования со стороны антенны,
так и для измерения со стороны приемника. Эта возможность обес-
печивается тем, что измерения могут выполняться на нормальных
эксплуатационных уровнях. Следовательно, исключается влияние
перегрузок входных каскадов на величину входных сопротивлений
приемников или антенных усилителей.
Важным параметром для приемных антенн является «антен-
ный эффект» фидерных линий. Непосредственное измерение абсо-
лютного значения «антенного эффекта» фидерных линий приемных
антенн представляет собой достаточно сложную задачу, для ре-
шения которой требуется применение специальных приборов. В
связи с этим ограничиваются относительными измерениями, даю-
щими качественную характеристику «антенного эффекта». При
этих измерениях антенну подключают к обычному магистрально-
му приемнику, находят какую-либо устойчиво принимаемую стан-
цию и отмечают по выходному прибору ее уровень. Прием дол-
жен вестись в линейном режиме приемника при выключенной
АРУ. Затем отключают фидер от антенны и нагружают его на
активное сопротивление, равное волновому, увеличивают усиление
приемника до возобновления приема выбранной станции и полу-
чения того же уровня сигнала, что и при приеме с антенной. От-
ношение напряжения на входе приемника для обоих случаев из-
меряется методом замещения с помощью измерительного генера-
тора. Измерения повторяют на разных частотах и при приеме раз-
личных станций. Отношение напряжений при исправном фидере
должно быть не менее 20 дБ.
Описанные измерения можно проводить и без отключения ан-
тенны. При этом достаточно замкнуть накоротко фидер непосред-
ственно под антенной. Получаемые при этом результаты обычно
достаточно близки к результатам, полученным при отключении ан-
тенны.
Коэффициент полезного действия приемных коротковолновых
фидерных линий обычно измеряют методом короткого замыкания,
который состоит в измерении КБВ в короткозамкнутом на конце
фидере. По найденному значению КБВ в фидере определяют ко-
эффициент затухания и КПД.
ПРИЛОЖЕНИЯ
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
ВЫВОД СООТНОШЕНИЯ ОРТОГОНАЛЬНОСТИ волн в линии
С ПОТЕРЯМИ
Пусть а* и а* — векторы-столбцы напряжений н токов, описывающие две
независимые волны в линии с потерями. Эти столбцы удовлетворяют соотно-
шениям:
А а{ = у.а1' ; А а' =	а’,	(П.1.1)
где А — матрица системы (2 42)
Соотношение (2 53) может быть записано в виде
a1 Q а' =0 при i^j,	(П.1.2)
где Q — матрица перестановок,
л /0	„	/ 1 0\
Q = I 1 ; Е = I о j 1 — единичная матрица
При умножении произвольного вектора Ь на Q элементы bi и Ь3, Ь2 и
меняются местами
Умножим первое соотношение (П 1.1) слева на a^Q, второе — на a*Q и
вычтем их друг из друга
a!QAal — a1 Q.Aa! — уг a7 Qat — yfllQa!.	(П 1 3)
Матрица Q является симметричной, поэтому a-’Qa^a'Qa-1 Матрица Q/1, полу-
чающаяся в результате перестановки элементов матрицы А при умножении на
матрицу Q, также является симметричной, поэтому aiQAa{ = a'QAa] и левая
часть (П 1 3) равна нулю При этом (П.1.3) приводится к виду
0=(уг — у,-) аг Q а'.	(П.1.4)
Дтя прямых и обратных волн, а также для прямых волн при различном
затухании y.=/=yj и из (П 1 4) следует (П 1 2)
ПРИЛОЖЕНИЕ Z
СООТНОШЕНИЯ МЕЖДУ ЭЛЕМЕНТАМИ ВОЛНОВЫХ МАТРИЦ
Для четырехполюсника, изображенного на рис 3 2, при отсутствии потерь-
энергии амплитуды входящих и выходящих из него волн связаны соотношением
I “пр 1 I 2 + I “обр 2 1 2 = I “обр 1 I 2 + I “пр 2 I 2
или
“пр 1 “пр 1 + “обр 2 “обр 2 = “обр 1 “обр 1 + “пр 2 “пр 2,	(П2.1)
Используя (3 3), получаем
1“пр 112+ 1“0бр 2,2= (1$1112 + 1$21|2)1“пр ll2 + (|S2212+ |S12|2)|uo6p2|2 +
+ ($11 S12	S21 S22) “npl “обр2 + ( $11 S12 + S21 S22) “Пр9 “обр 2 .
Эти соотношения должны выполняться при любых значениях ипр1 и uo6p2r
поэтому коэффициенты Si,, описывающие четырехполюсник, должны удовлет-
ворять соотношениям.
1+.12+1$2112--1;
1$2212+1$1212= 1 ;	(П22)
$11 $12 + $21 $22 = 0 •
Последнее соотношение разбивается на два, связывающие модули и фазы
входящих в него величин Обозначая Sn= |5ц|е‘Фи, S22 = [Szzle1 <fe, SI2 =
= |Si2|e1 Фи, S2l = |S21|ei4’2i, получаем:
l$lll/I$22l = I$211/l$121 ;	(П23а>
Фн + ф22= Ф12 + Ф21+Л.	(П 2 36)
Из (П2 2), (И 2 3 а) следует
1$111 = 1$22|; 1$1з! = 1$21|.
Из условия взаимности Si2=$2i следует <p2i = Ti2
Подставляя полученные соотношения в выражение (3 5) для коэффициен-
тов матрицы передачи, получаем:
7’и = Т22; 7’12 = 7’;, ; |7’ц|2 = ]7’2i|2+1
Согласно (3 5) коэффициент 7+ матрицы передачи определяется выраже-
нием
7’21 = S11/S21 = (I$111/1$211) е,(ч’“~<Р21) •
Условие вещественности T2i фи = ф21 вместе с (П2.3 6) и условием взаим-
ности приводит к условию ф11 = фг2 + л, и, следовательно, Su=—S22
ПРИЛОЖЕНИЕ
АЛГОРИТМ РАСЧЕТА РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ТОКОВ ПО ПРОИЗВОЛЬНОЙ
ПРОВОЛОЧНОЙ АНТЕННЕ С ПОМОЩЬЮ ОБОБЩЕННОГО МЕТОДА
НАВЕДЕННЫХ ЭДС
КВ антенны представляют собой пространственные проволочные конструк-
ции, состоящие из некоторого числа прямолинейных отрезков проводов, такие,
например, как диполь Надененко (рис П3 1) Очевидно, что с учетом теерной
системы подвески, металлических конструкций опор и системы их от-
тяжек любую антенну декаметрово.» диапазона роли следует рассматривать
как некоторую пространственную проволочную конструкцию Распределение то-
ка по проводам пространственной проволочной конструкции, как показано в
гл. 6, целесообразно представить в виде перекрывающихся отрезков синусоид
(см рис. П3.1). Для повышения точности такого представления длинные пря-
молинейные отрезки проводов могут быть разделены на соприкасающиеся сег-
менты со своим распределением тока на каждом (На рис. П3 1 длинные гори-
зонтальные отрезки проводов считаются состоящими из двух соприкасающихся
сегментов)
Рис. П.3.1
При таком представлении распределения токов по пространственной прово-
лочной конструкции ее можно рассматривать как систему связанных вибрато-
ров с синусоидальным распределением тока по плечам. Каждый вибратор со-
стоит из двух соседних сегментов, в точке соприкосновения которых ток дости-
гает некоторого максимального
значения, равного I,, а на про-
тивоположных концах этих сег-
ментов ток уменьшается до
нуля Плечи вибраторов частич-
но перекрываются, однако эго
не вызывает затруднений при
расчетах, так как ток считает-
ся текущим по осн провода, а
выполнение граничных условий
при выводе расчетных соотно
шений (см гл 6) требуется на
поверхности провода Поэтому
между плечами взаимодейству-
ющих вибраторов всегда име-
ется расстояние, равное радиу-
су плеча Как видно из рис
П.З 1, вибраторы в общем слу-
чае являются несимметричны-
Рис. П.3.2
ми с согнутыми под произвольными углами плечами, а их ориентация в прост-
ранстве друг относительно друга также произвольна. _
Расчет распределения токов по произвольной проволочной конструкции
сводится, как это показано в гл 6, к решению системы линейных алгебраи-
ческих уравнений
|	Zu 212	213	21Л,	/1
ZNN
Un zn\ ZN2 zns
N
Здесь UJ — напряжения на входе вибраторов, на которые разбивается произ-
вольная проволочная конструкция (t/jT^O лишь в тех точках, где подводится
возбуждение), ^ — взаимные (при ]=£k) и собственные (при j=k) сопротив-
ления излучения вибраторов, пересчитанные к точкам питания; 13—неизвестные
амплитуды токов
Расчет собственных и взаимных сопротивлений Z]k произвольно ориент I-
роваиных несимметричных вибраторов с согнутыми под произвольными углам»
плечами рассмотрим на примере двух связанных вибраторов (рис. П.3.2), по-
скольку в (П3.1) под собственными сопротивлениями Z), следует понимать
сопротивления излучения вибраторов в свободном пространстве, а под взаим-
ными сопротивлениями Zlk — взаимные сопротивления между каждой парой
вибраторов, рассчитанные без учета влияния всех остальных вибраторов
Взаимное расположение обоих вибраторов характеризуется координатами
концов плеч вибраторов и точек их сгиба (питания) Пусть в пространственной
проволочной конструкции рассматриваемые вибраторы имеют /-й и А-й номера.
Обозначим координаты нижнего конца, точки сгиба и верхнего конца /-го виб-
ратора в декартовой системе координат (*,-!, y3_i, Zj-i), (Xj, yj, z,) и (xj+i,
У1+1, z1+i) соответственно Координаты аналогичных точек k-ro вибратора обо-
значим (X*-!, Ук-1, Zk-1), (хк, ук, гк) и (Хк+1, Ук+i, z*+1) На рис П3 2 для
сохранения наглядности указаны лишь координаты нижнего конца и точки сги-
ба /-го вибратора
С осями х и z нижнее плечо /-го вибратора образует углы ф, и 0, соот-
ветственно (рис П32), а верхнее плечо — углы q>,+i и 0j+1 соответственно.
У А-го вибратора эти углы равны ф&, Qk, <p*+i, Оы-i Расстояния от концов
/-го вибратора и точки сгиба его плеч до некоторой точки М с координатами
(Хм, Ум, Zm) следующие
= 'У хм /-1	+глг,/-1 ;
rM.i — V хм,!^т Ум,; zM,j 5	(П 3.2)
гЛ1,/+1 — V ХМ,/+1 +^Л1,/+1 + zM,i+l ,
Где Хм }-1=Хм~Xj-j; ум ,-^Ци- у}-\', Zm ,-i=Zm—Z,-i и т. д.
При вычислении собственного сопротивления точку М следует располагать
на поверхности рассматриваемого вибратора а при вычислении взаимного со-
противления — на поверхности соседнего вибратора
Расстояниям (П 3 2) соответствуют радиус-векторы-
гм,/-1 = хохм,/-1 +Уо Ум, j-1 + zozm,/-i !
TM,i = хо Хм,/ + Уо Ум,; + zo zM,j;	(ПЗЗ)
Глг,/-Н =хо хлг,/-н +Уо«//и,/->-1 +zozai,/4-i>
где хс, Уо, zo —орты декартовой системы координат.
Введем единичные векторы, направленные вдоль нижнего х, и верхнего
Т;+1 плеч /-го вибратора и вдоль иижиего хк и верхнего т*+1 плеч k-ro виб-
ратора:
т/ = х0 sin 0/ соз ф/ уо sin 07 sin ф; + z0 cos 0/;
X;+I = х0 Sin 0Ж cos ф/+1 + у0 sin 0,+1 sin фж + z0 cos 0/+1;
xh = х0 sin 0Й cos фй + у0 sin 0ft sin фЛ + cos 0ft;	(П 3 4>
T*+1 = XO sin 0ft+I cos Фй+1 + Уо sin 0A+I sin фж + z0 cos 0ft+1.
Для расчета собственных и взаимных сопротивлений излучения необходимо
найти выражение для касательной к поверхности плеч вибраторов составляю-
щей вектора напряженности электрического поля, созданного током, текущим
по рассматриваемому или по соседнему вибратору С этой целью введем вра-
щающуюся цилиндрическую систему координат с центром в точке сгиба плеч
рассматриваемого вибратора Продольную ось £ этой системы координат будем
совмещать с продольной осью того плеча вибратора, поле которого вычисляется
в точке наблюдения М
Рассмотрим в такой постановке задачу вычисления поля, созданного то-
ком, текущим по нижнему плечу /-го вибратора (рис ПЗ.З). Задача, очевид-
но, является двумерной, поскольку отсутствует зависимость поля от азиму-
тальной координаты ф Произвольная точка М имеет в новой системе коор-
динат координаты £м,, и рм,, Координату £ можно найти, спроецировав ра-
диус вектор тм j на ось £ (рис ПЗЗ)-
&м, f=(TJrM./),	(П.3 5)
поскольку ось 5 направлена вдоль нижнего плеча j-ro вибратора Подставляя
выражения гм , и т, из (ПЗЗ) и (П34) в (П3 5), получаем
~xm,i sin cos Фт+ Ум,!ьт sin 4>} + гм,1 созе7. (ПЗ 6)
Координата рм, 3 (см рис ПЗЗ) очевидно будет
Pm,i = ^ ГМ.! ^М.!'	(П3.7)
где гм , вычисляется по (П 3 2)
В произвольной точке М вектор напряженности электрического поля имеет
две составляющие
Ем,/ = EZ m.i + Ро м, I,	(П3.8)
где ?о=т3, а единичный вектор ро, направленный вдоль радиальной коорди-
наты, можно вычислить как разность векторов гм,, и т,^м,,, отнесенную к
расстоянию рм , (см рис ПЗЗ)
Ро = (гм,1	Рм,/-	(П3 9)
Пусть точка М лежит на нижнем плече k-ro вибратора Тогда касательную
компоненту вектора ЕМ] к поверхности этого плеча можно вычислить по фор-
муле Exk}. =(ЕМ;Тл) С учетом (П3 4), (П 3 8) и (П3 9) это равенство можно
записать в виде
Ех k,j = (тг El М / + (Ро Tk) Ер м,!~
= (Е$М,!—±М,1 EpM,i/ РЛТ>/) [Sin6> 5111 c°s (cpj — ф*) + cos 0j cos 4-
+ Ep м, j (xm.i sin cos Ф* + Ум,! sin Qk sin фл + zM,icos O*)/PAf,/• (п зл°)
Задача, таким образом, свелась к вычислению составляющих вектора напря-
женности электрического поля, созданного стоячей волной тока, протекающего
по прямолинейному отрезку провода (см рнс ПЗЗ) Выражения для компо-
нент вектора Е в цилиндрической системе координат приводятся в главе 6
(см § 6 5) С использованием введенных здесь обозначений их можно записать
30 i [ ехр(—iprv /_i)
sin Р I] I гМ'
±м I .
------ sin
30 i f (^Af,/+b)
pM /sinp lj I rMi
rM.i
-| cosp/y+if^----------—-Ti£)sinP/yleXp(-iprM,/)
L гм./	\ ’Р'Х/	!РГЛ1,/ rM,j / J
(ПЗ 1
Здесь l3 — длина ннжнего плеча /-го вибратора
При расчете поля, созданного током, протекающим по верхнему плечу /-го
вибратора, ось $ следует направить вдоль его продольной оси (,рис. П.3.4).
В этом случае орт £0 равен т,+1- Повторяя те же рассуждения что н для
нижнего плеча вибратора, получаем координаты точки наблюдения М в новой
системе координат.
См, /+1 = хм,; sin 9J+1 cos <рж + yMi! sin 0Ж Sin <p;+1 + zMj cos e/+1;
Pm, н-i — r~M,i Cm,/+!•
(П 3.12)
Касательная к поверхности иижнего плеча fc-го вибратора составляющая
вектора напряженности электрического поля, созданного током, текущим по
верхнему плечу /-го вибратора (если точку М поместить на поверхность ниж-
него плеча /г-го вибратора), может быть рассчитана по формуле
Ех к, /+1 = (£S М, /+1 См, /+i Ер м> /+1/ рм /+1)Х
х [sin е/+1 sin eft cos (<p/+1—<pft) + cos e/+I cos eft]+
+ fpM,/4-l (*M,/sin6ftcost№ + yM,/sin0fcSin 4* 4"ZM,/ c°sOfe)/pM. /+!•
(П3.13)
Выражения для компонент вектора напряженности электрического поля,
созданного стоячей волной тока на верхнем плече /-го вибратора, можно за-
писать с использованием введенных здесь обозначений в виде:
sinp//+i exp (— i Р r/Vr ,) |,	(П.3 11)
[/3+i — длина верхнего плеча /-го вибратора; £j+i= (т,+1Гм,))].
Расчет касательных к верхнему плечу k-ro вибратора составляющих вектора
напряженности электрического поля, созданного токами, текущими по /-му виб-
ратору, можно провести по (П3 11) и (П3 14) с учетом (П3 10) и 3 13),
только в (П.3.11) и (П.3 13) углы 0* и ф* следует заменить иа 0А+1 и ф*+1.
С учетом изложенного взаимные и собственные сопротивления Zlk для си-
стемы уравнений (П3 1) можно рассчитать по формуле
„	, _ Г sinP(/fe + £fe)
ZW—ZA —	s,inpzft (£Tft/ + £Tfe, i+i)dik-
_ sinp(
J sin 6 Z«. ,,
(£t*4-1, ; + Ex *4-1, /4-1) 6*4-1-
Здесь Z* и lk+i — длины нижнего и верхнего плеч k-ro вибратора; £* и
текущие координаты вдоль нижнего и верхнего плеч k-ro вибратора
ft, j+i — касательные к ннжнему плечу k-ro вибратора составляют с
напряженности электрического поля, созданного токами /-го вибратора
и Exk+i ]+1 — касательные к верхнему плечу k-ro вибратора сос
ктора
с *4-1, i
ющие
вектора напряженности электрического поля, созданного токами /-го вибратора.
В общем случае взаимные и собственные сопротивления вычисляются чис-
ленным интегрированием.
Влияние земли при расчетах собственного и взаимного сопротивлен й обыч-
но учитывают введением зеркальных изображений вибраторов в зе.м ie При
этом величина ZkJ< рассчитанная без учета влияния земли, замен тетей в
(П3 1) на Zki+Z3k], где Z3k] — сопротивление, наведенное на k-v, в1 братор
токами в зеркальном изображении /-го вибратора Направления вертикальных
компонент токов в вибраторе и его зеркальном изображении совпадаю! гори-
зонтальных компонент — противоположны Соотношение взаимности Z =Z3jk
сохраняется
Аналогично учитывается влияние плоских проводящих экранов, входящих
в конструкцию антенны
ПРИЛО НИЕ 4
ГРАФИКИ ВЗАИМНЫХ СОПРОТИВЛЕНИЙ ПАРАЛЛЕЛЬНЫХ
СИММЕТРИЧНЫХ ВИБРАТОРОВ
На рис П4 1—П.4.16 приведены графики активной Rt2 и реактивной Xti
составляющих взаимного сопротивления двух идентичных параллельных сим-
метричных вибраторов при отсутствии взаимного смещения по направлению их
осей Значения составляющих взаимного сопротивления отнесены к пучности
тока На рисунках обозначено: Z — длина плеча вибратора, D — расстояние
между осями вибраторов
ПРИ Л С	НИЕ 5
ВЫВОД ФОРМУЛ ДЛЯ КОЭФФИЦИЕНТА ЭЛЛИПТИЧНОСТИ и
НАПРАВЛЕНИЯ ОСЕЙ ЭЛЛИПСА ПОЛЯРИЗАЦИИ
Поле Е=Ео е1 и'= (хоСх + уоС» е1 v)el а', образованное двумя орто- льными
составляющими Ех н Еу, сдвинутыми по фазе на угол v (хо, Уо—в.. чо пер-
пендикулярные единичные векторы), является эллиптически поляритон шым и
может быть представлено в виде
Е =- (bi + । b2) е1 <“ <+Ч” .	(П5 1)


Рис. п.4.6
Рис. П.4.7
Рис. П.4.8
Рис. П.4.9
Рис. П.4.10
Рис. П.4.12
Рис. П.4.13
Рис. П.4.14
Рис. П.4.15
Рис. П.4.16
где bi и Ь2— взаимно перпендикулярные векторы повернутые относителыо
исходных векторов х0 и v0 на некоторый угол % (см рис. 7 6).
Сдвиг фаз между составляющими Ь( и 1Ь2 = Ь2 е1 л/а равен 90°, и длина
векторов bi и Ь2 определяет величину осей эллипса поляризации, а их отноше-
ние &i/&2 — коэффициент эллиптичности результирующего поля
Возможность представления поля в виде (П5 1) вытекает из следующего.
Пусть (ЕоЕо) =Е2х+Егу е21 v= | Ео|2 е2 1 Ф Положим Е0 = Ве1'Ф, где B=b<-rib2.
Тогда из условий (ВВ) =&2i + &22+2 1(Ь±Ь2) = | Ео|2 следует (bib2)=0, т. е век-
торы bi и Ь2 действительно взаимно перпендикулярны
Для нахождения длин векторов Ь( и Ь2 рассмотрим следующие очевидные
соотношения Из соотношения (Е0Е*0) = (ВВ*) следует

(П.5.2)
Из соотношения [Е0Е*о] = [ВВ*], используя правила векторного умножения,
находим
Ех Ev sin v = bi b2.	(П.5.3)
Из (П5-2), (П.5.3) определяем
Z>1>2 = KE* + 4 + 2£*^sinv ±2£xEffsinv .
Для нахождения направления векторов Ь( и Ь2 рассмотрим выражение
(Ео ЬД ( е; b2) = ((bi + i b2) е1 * bj ((bi — i b2) e”1 ♦ b2) = —	, (П.5.4)
действительная часть которого равна нулю
Пусть ортогональная пара векторов Ь( и Ь2 повернута относительно орто-
гональной пары х0 и уо на угол %. Тогда:
bi=XoZ>iCO’x + yo*isinx; b2 = —x0Z>2sinx + y0&2cos%.
Подставляя этн выражения в левую часть (П5 4) и приравнивая нулю
действительную часть полученного выражения, имеем:
Re ( — F^sinx cosx + ^sinX cos % — ExEy e,vsin2x +
+ £x£J/e-,vcos2x) = 0;
( E2y — E2) sin 2x + 2Ex Ev cos 2 x cos v = 0o
откуда tg2x=2E'x£'vCosv/(£2x—&vh
ПРИЛОЖЕНИЕ 6
РАСЧЕТ ПОЛЯ, СОЗДАВАЕМОГО СЛОЖНОЙ ПРОВОЛОЧНОЙ АНТЕННОЙ
В ДАЛЬНЕЙ ЗОНЕ
При анализе распределения токов в сложной проволочной антенне, состоя-
щей из системы прямолинейных отрезков проводов, ток в каждом проводе
можно представить в виде набора перекрывающихся отрезков синусоид (см.
§ 6 7 и приложение 3) При этом сложная антенна представляется в виде
набора частичных вибраторов с прямолинейными плечами, в общем случае
соединенными под некоторым углом и имеющими различную длину.
Поле сложной проволочной антенны в дальней зоне можно иайти, сумми-
руя поля от всех частичных вибраторов, образующих антенну Сложение век-
торов целесообразно проводить, разлагая их на составляющие в декартовой
системе координат По известным компонентам EXj, EVJ и Ег] составляющие
вектора напряженности электрического поля аитениы в сферической системе
координат, в которой полярный угол 0 отсчитывается от оси z, а азимуталь-
ный угол ф — от плоскости xz, можно иайти по формулам:
N	N	N
Е& = cos 0 cos Ф Ех} + cos 0 sin Ф	Еу]~ sin 0	Ezj;
N	'~N	(П6.1)
Дф= — 5Шф J, Дх/Н-совф^^у.
Здесь 0 и ф — текущие углы сферической системы координат
Полный вектор напряженности электрического поля в дальней зоне Е=
= + .
Вектор напряженности поля, создаваемого в направлении г элементом то-
ка Idt,, лежит в плоскости векторов г и £0, где — единичный вектор, парал-
лельный оси провода, и пропорционален sin0', где 0' —угол между иаправле-
ниями г и So Пусть е —единичный вектор, параллельный вектору напряжен-
ности поля в точке наблюдения, R=r/r— единичный вектор, направленный в
точку наблюдения. Тогда
е sin 0' = [Rx [RXg0]] = R (R So) — So (RR) = R cos 0' —g0.
Таким образом, вектор напряженности поля в точке наблюдения может
быть представлен в виде суммы двух неортогональных составляющих — про-
дольной составляющей и составляющей, параллельной проводу Поскольку про-
дольная составляющая в конечном счете выпадает из выражений, определяю-
щих поперечные компоненты поля, удобно ее сразу отбросить и в (П61) вмес-
то истинных значений декартовых компонент поля подставлять выражения:
Ех] = — i	exp (— i р г) j Z (?) exp (i р g cos 0') cos (g0Tl0) d S;
4
Eyj — —i-^y-exp ( — i₽ r j I (S)exp(ipgcos0')cos(E^o)dg;
£z/= — iy^-exp( —ipr) J /(S)exp(i₽Scos0')cos(g7zo)d‘5, (П.6.2)
где 7 (S) —закон изменения тока по проводу; lj — длина провода
Углы между единичным вектором So и ортами декартовой системы коорди-
нат в подынтегральных выражениях (П6 2) остаются постоянными в пределах
интегрирования, и функции этих углов, как постоянные, могут быть вынесены
за знак интеграла. Поэтому для расчета напряженности поля по (П6 1) доста-
точно вычистить интеграл вида
• J}= J/(S)exp(ipScos0;)dS.	(П63)
Рассмотрим произвольно расположенный /-й вибратор, длина нижнего пле-
ча которого равна I,, а верхнего l,+t Если отсчет текущей координаты S ве-
дется от точки соприкосновения плеч вибратора, то распределение тока по
нижнему его плечу записывается в виде
Z(S) = /jsin₽(Z7 + S)/sinpZ;	(П64)
Подставляя (П6 4) в (П6 3) и интегрируя от —I, до нуля, получаем
Jj =------------------------ (cos (р I] cos 0() — cos p/j +
P(l — cos2 0')sinp/, V ”
-f- i [cos 0’ sin p lj — sin (p lj cos ©,)]},	(П 6 5)
Распределение тока по верхнему плечу того же вибратора имеет вид
=	sinp(/;+1 — S)/sinpZ;
(П6 6)
Подставляя (П 6 6) в (П6 3) и интегрируя по переменной от нуля до /3+t,
получаем
/+1	р(1—cos2 0Ж) sin Р /;+1
{cos (р /;+1 cos0/+]) —cos ₽	—
— i [cos0(.+i sin p l/+l— sin (p l!+l cos0{+1)]}.
(П6 7)
Для расчета составляющих вектора напряженности электрического поля
в дальней зоне в декартовой системе координат (П6.5) и (П.6 7) в соответст-
вии с (П 6 2) необходимо умножить на косинусы углов между единичным век-
тором go и ортами декартовой системы координат Выполняя это, получаем для
нижнего плеча вибратора:
Jx] == Jj cos (g0, x0) = Jj cos.<p;'sin.0;;
Jyj == Jj cos (g0, y0) = Jj sin <p; sin Oy;
Jzj = Jj cos (g^?z0) = Jj cos 0;.	(П 6 8)
Для верхнего плеча рассматриваемого вибратора
Jx z+i = j t+x cos фж sin 0/+1; J у /+1 = J/+1 sin <p/+1 sin 0/+1;
Jz /4-1 = Л+i cos 0/+i-	(П.6.9)
В (П6 8) и (П6 9) 0j и 0j+i —углы, образованные плечами вибратора с
осью z; <р, и <P;+i — углы, образованные с осью х проекциями плеч вибратора
на плоскость ху Входящие в (П.6.5) и (П 6 7) функции углов 0', и 0'j+i меж-
ду направлением в точку наблюдения и плечами /-го вибратора:
cos 01 == sin 0; sin 0 cos (ф;— <p) + cos Qj cos 0;
cos 0'+, == sin 0/+1 sin_0 соз (фж — ф) 4- cos 0/+1 cos0, (П.6.10)
где 0 и ф — текущие углы сферической системы координат.
При нахождении поля произвольной проволочной антенны путем сумми-
рования полей от образующих ее отдельных вибраторов отсчет разности хода
лучей целесообразно вести от центра декартовой системы координат, в кото-
рой заданы положения прямолинейных отрезков проводов, образующих прост-
ранственную проволочную конструкцию Пусть точка соединения /-го вибратора
имеет координаты xjt у„ г, Обозначим &.rj=xax1 + y(,yj + zozj. Расстояние от
центра координат до точки наблюдения обозначим г. Растояние от /-го вибра-
тора до точки наблюдения равно г—(ArzR)=r—Дг;соз%,, где — угол между
вектором Дг и направлением в точку наблюдения Пусть точка наблюдения
соответствует углам 0 и ф. Тогда:
7?ж = 81п0 созф; Ry = sin 0 sin ф, 7?z = cos0;
Д r} cos = X] sin 0 cos ср -f- У] sm0 sin fp-[-z;cos 0- (П 6.11)
С учетом изложенного получаем:
v
Eq — — i 60 л/(Л r) exp (— i ₽ г) 2 ехР 0 ₽ д ri cos %/) (jVx; cos 0 cos ф -j-
-\-Nyj cosOsin ф—iVZjSin0);
N
Ev= — i 60 n/(V) exp (— i P r) exp (i P Д r,cos%z) (iV^sin ф—Nyj cos ф),
(П6 12)
где N— число вибраторов, образующих проволочную конструкцию,
Nxj = Jx] -|_ Jx ^_|_1 ; ^vi—JylA-J у, i+\',^zj —Jzj-\-Jz,
Jxi, Jyj, Jzi и JX, /-1-1, Jy, /4-1,	/4-1
определяются (П 6 8) и (П6 9).
Влияние земли учитывается следующим образом Поле в точке наблюдения
формируется в результате сложения прямого луча, приходящего от антенны, и
луча, отраженного от земли Пусть ось г направлена вертикально Тогда 'е
определяет параллельную составляющую поля, Е^ — нормальную составляющую.
При этом:
(Л,<р) = Е01Л, <р)4-Е0( —Л, <р)| Рц| ехр[1(Фц—20EsinA)];
Ех'(д> ф)=£ф(д- Ф)+£Ф( —Д- Ф) |Р±| ехр[1(Ф±—2pWsinA)], (П.6.13),
где Л = 90°—0; |Рц 1» |р_|_|, фц, ®j_—модули и фазы коэффициентов отраже-
ния от земли; Н—высота иад землей центра декартовой системы координат,
принятого за начало отсчета фазы
Аналогично учитывается влияние плоских проводящих экранов, входящих
в конструкцию антенны
ПРИЛОЖЕНИЕ 7
ВЫВОД ФОРМУЛ ДЛЯ ДИАГРАММ НАПРАВЛЕННОСТИ РОМБИЧЕСКИХ
АНТЕНН
Рассмотрим общий случай согнутой ромбической антенны (рис П.7.1).
Можно считать, что токи в проводах ромбической антенны распределены по
закону бегущей волны I, (£) =/Oj ехр[— (а-Н 0)£], где /о; — ток в начальной
точке /-го провода
Zoi = 7о5 Лг =—Z03=/0exp[	(a4~'P)Z],
/04= — 70exp [ —(<х 4-i ₽) 7],	(П71)
где /о—входной ток антенны, / — длина стороны ромба, £—текущая коорди-
ната вдоль провода
Согласно (7 3) напряженность поля, создаваемого в дальней зоне током
в /-м проводе,
Е} = 1	- Z0Jexp(—i ₽ г,) sin 0' f exp ( — a — i 0 + i 0 cos 9') Ld £ =
А О	0
где r} — расстояние от начальной точки /-го провода до точки наблюдения;
0'/ —угол между направлением оси /-го провода и направлением в точку наб-
людения, х, = 1—cos 0'j—i a/0
Введем декартову систему ко
ординат с вертикальной осью г,
центр которой совпадает с точкой
питания антенны и ось х проходит
через вершины острых углов, а так-
же сферическую систему коорди-
нат, полярная ось которой совпадает
с осью г (см рис. П71). Пусть
—единичный вектор, параллельный
оси / го провода, pj — единичный век-
тор, параллельный вектору напряжен-
ности поля, создаваемого /-м прово
дом, ен, е0, еф — единичные орты	Рис-
сферической системы координат
Вектор лежит в плоскости векторов ен н и перпендикулярен ен Сог-
ласно известным формулам векторной алгебры
р/ sin^' = [е X [eR £;]] = eR (eR £/) — g; ( eR eR) — eR cos 0;	g;.
Поперечные компоненты поля Ед} и £ф7 пропорциональны проекциям
Pj sin 0', на орты е0 и еф Поскольку (еяе0 ) = (еяеф) =0, получаем:
£в/ = —ф е0) (301л/г}) exp (— i ₽ rj) [ 1 — exp (— i ₽ x}
EV} = — fa e„) (30 I9/r}) exp (— i p rj) [ 1 — exp (— i ₽ т//)]/т/.
Пусть 0j, <Pj — углы, определяющие направление оси /-го провода, 0, ф —
направление в точку наблюдения. При этом:
^x = sin0/cosq)j; Zjy = sin 0/sin <pj; £/z = cos 0/;
e0 x = cos 0 cos <p; e0y = cos 0 sin <p; е0г =—sin0;
ефж=— sin ф; ew=cos<p; ефг = 0
и
(St e0) = ljx е0ж -f- l]y egy + g/z e0z = sin 0/ sin Д cos (ф—tpj) — cos 0/ sin Д;
(С/ еф) =- £Jx ефх + ljy еф? + g/z ефг = — sin 0/ sin (ф—ф/),	(П.7.2)
где Д = 90°—0.
Расстояние от начальной точки /-го провода до точки наблюдения rj—r—&rj,
где г — расстояние от центра координат до точки наблюдения;
Дг1 = Дг2 = 0; Ar3 = /cos0'; Дг4 = /соз02.	(П.7.3)
Величина cos 0',= (£,ея) =^хеЯх + ^1/ев1/ + ^геЯг. Декартовы компоненты:
еЛл. = sin 0 cos ф; — sin 0 sin ф-, еДг=соз0
и
cos 0у = sin 0/ cos Д cos (ф— ф7) -j- cos Gj sin Д.	(П.7.4)
С учетом влияния земли компоненты поля, создаваемого антенной в даль-
ней зоне.
£ц=£0(Д, ф)4-£в( —Д, Ф) | Рц | exp[i (Фо —2₽Я15щД)];
Д± = £ф(Д, ф)4-Еф( —Д, ф) ( рх| ехр(1(Ф±— гря^шД)], (П.7.5)
где Ед = Egj-t =	Е^}-
IP Н 1> |РХЬ фц> Ф± —модули и фазы коэффициентов отражения от земли;
Hi — высота точки питания над землей
В этих выражениях с учетом (П7.1)—(П7.4).
EgJ = — (30 loj/r) exp (— i Р г) [sin 0/ sin Д cos (ф— фу) —
— cos О/sin Д] exp (i р Д г,) [1—exp (— 1 Рт7/)]/т7,
Eyj = (3010j/r) exp (— i p г) sin 0/ sm (ф— фД X
Xexp (i p Д r7) [1 —exp (— i P /)]/т7,
где /01 = /0; /02=—/0; /08=/оехр[ —(а4-1 Р)/];
/04= —Zoexp[ —(а+ 1Р) /],
Дг!=Дг2 = 0; Д г3= I cosOp Дг4=/соз02;
х} = 1 — cos 0' — 1 а/Р,
cos 0'- = sin О/ cos Д cos (ф— ф7) -f- cos 07 sin Д.
В общем случае согнутой ромбической антенны:
0! = arc cos[(//2—//!)//]; q>i = 90° —Ф;
e2 = ei; е3 = 18о°—Оь 04 = i8o°—04;
q>2 =—Фп Фз =—Фп Ф« = Ф1 >
где Нг, Hi — высоты подвеса тупого н острого углов ромба; 2Ф — угол между
проекциями сторон ромба, образующих тупой угол, на горизонтальную плос-
Для вертикальной плоскости, проходящей через вершины острых углов
(<р=0):
cos 0j = cos 02 = sin 0j cos A sin Ф 4* cos 04 sin A;
cos0j = cos04 = —sin 0j cos A sin Фcos 04 sin A;
A r± = A r2 = 0; A r3 = A r4 = Z cos 0j;
?! =t2= 1 —cos 0j — i а/p; r3 = r4 = 1 —cosOj— i a/p.
С учетом (П 7.1)
*<₽ =
60 /0 _,Rr . n J 1 —exp ( —i P r4 Z)
-----e p sin 0! cos Ф -----------------------—
— exp [—(a4- i p) Z 4- i p Z cos0,] -----IL!2/-)] _
t2 J
60 Zq	,	„Г 1 —exp( —ipT4Z)
= —-------exp (— i p r) sin 04 cos Ф ---------------—
. , n _ „ 1—exp( —ipT2Z) 1
— exp (— i P t4 Z) ------—----------I.
Влияние земли учитывается по (П7 5).
В случае горизонтальной ромбической антенны
H2 = Hi, 04 --90°;
cos 0j = cos 0' = cos A sin (<p 4* Ф); cos d’2 = cos 0g = cos A sin (Ф— <p);
Ar1 = Ar2 = 0; Ar3=Zcos0j; Ar4==Zcos02.
С учетом (П 7.1).
£в = _^е-'»'5,»л[51»(Ф+ф)
° r	L	Ti
— sin (Ф— <p) —-eXP T Ta	sjn (ф—<p) exp (— i p t4 Z)X
1—exp( — ipx2Z)	. „	1—exp (— i p t4 I) "I
	— sin (Ф 4~ ф) exp (— i p t2 Z)	 ==
t2--------------------------------------------t4----------J
= — 3-°	e—‘^rsin A (1 — e~1₽T‘z) [1 —exp (— i p t2 Z)]X
Г sin (Ф 4- ф) sin (Ф—ф) ]
£ф„	е-№[cos(Ф + Ф)	+
1 —ехр (— 1 Р т2 /)
+ cos (Ф— <р)-------—----------— cos (Ф — Ф) X
1 — ехр (— i В т2 /)
Хехр (- 1 ₽ Т1 /)---------Р_2_2_
Т2
1 — ехо (— i В Ti /П
— cos (Ф ф) ехр (—i f}r2 /)-------------] =
= — 30 7° ехр (— 1 р г) (1 —ехр (— 1 Ptj /)) (1 —ехр (— 1 £ т2 /)Х
г
Feos (Ф-|- Ф) cos (Ф—ф) 1
Х[ Tj	т2 ]’
где Т|= 1— cos Д з1п(Ф + ф)— ia/fj, т2= 1—cos Д sm (Ф—ф)—ia/(3
Влияние ^емли учитывается по (П.7.5), причем:
£0(Д, ф) =— Ев(—д> ф); ^(Д- Ф) = £ф(—д> Ф)-
ПРИЛОЖЕНИЕ 8
РАСЧЕТ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ТОКОВ В РЕШЕТКАХ СИММЕТРИЧНЫХ
ВИБРАТОРОВ, ПИТАЕМЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНО СИММЕТРИЧНЫМ
ФИДЕРОМ
Эквивалентную схему антенны бегущей волны можно представить в виде
соединения трех многополюсников, показанных на рис. П8.1. В ТУ-полюсиике
I связь между входами Г, ..., И' определяется электромагнитным взаимодейст-
вием вибраторов через внешнее пространство. Соотношения между токами и
напряжениями в сечении А можно записать с помощью матрицы входных соп-
ротивлений:
N _
А = 2 г}а или ил=1ЙНд,	(П8.1)
/=1
где UA, 1л — столбцы напряжений и токов в сечении А
Рис. П.8.1
Методы нахождения матрицы входных сопротивлений описаны в § 6.8.
2М-полюсиик образован независимыми линиями, содержащими сопротив-
ления связи. Поскольку токи в сечениях А и В равны (направления, принятые
За положительные, показаны иа рисунке стрелками), связь между напряжения-
ми в сечениях А и В имеет вид
Ut в = U. л + 2 RCBI. в или Ug = Од 4~ ^св Ц£Ц I.B, (П.8 2)
где ЦЕН — единичная матрица порядка N
С учетом (П.8.1), (П 82) связь между входными токами и напряжениями
в сложном 2М-полюснике, образованном каскадным соединением 2Л1-полюсни-
ков I и II, имеет вид
N
^b='S^Z7b + 2Z?cb/jB "ли ив=И1в, (П83)
/=1
где ||Z|| = ||2|| + 2ЕСв1|Е|| — матрица входных сопротивлений указанного сложного
многополюсника
Рассмотрим многополюсник III, связь между токами и напряжениями 1а
входах которого может быть выражена с помощью матрицы входных прово-
димостей (матрицы, обратной матрице входных сопротивлений)
4 = f У km Um в или I = ||Г|| UB.	(П 8 4)
За положительные направления токов It приняты направления, указанные
на рисунке стрелками При этом токи 1k равны соответствующим входным
токам сложного 2Л;-полюсника I—II, за исключением тока In, который равен
Inb—1вх, где /вк— входной ток антенны С учетом этого из (-П8 3), (П.8.4)
получаем
1В— 1вх = ЦГ|М|2|| 1В;
{||Е|| —||r||.||Z||}IB = IBX,	(П8 5)
(° \
0 1
•
/вх /
Соотношение (П.8.5) представляет собой систему линейных уравнений от-
носительно токов в вибраторах Пв, решение которой дает амплитудно-фазовое
распределение по аитение Найдем коэффициенты матрицы ||У|| Согласно
(П.8 4) УЬт есть отношение тока на входе k, когда напряжения на всех входах,
кроме т-го, равны нулю (входы короткозамкнутые) Пусть замкнуты входы
2 3, Л В этом случае с учетом направления, принятого за положительное:
/з=/4= . =IN = 0; /2=(7i/(i IV sin pZi); h = — Ut/(iW tg ₽Zi)—UJW (W — волно-
вое сопротивление собирательной линии; Zt — расстояние между вибраторами).
Таким образом-
Г11= ~ irtgpZj- V 1	= iFsinpZj ’’ rmi=0(m# 1,2).
Пусть замкнуты входы 1, 2.... N—1. В этом случае’ Ii—h = .. =/л'-2=0;
In-i = Un/(i W sin [11л-); /w=—£/w/(i IFIgflZw). Таким образом:
ynn=~ i rtgPZA, ’ YN-\,N = iFsinpZjv ; YmN = ^(m * N~ 1-W-
Для /-го входа (/ #1, N). Yjj =	+
при lj = Zy-i = Zt.
V}i= ~ 1 IT tgp Zj : Г/+1./ = Г/-1./ = Г21: YmJ = 0(m *j— 1, j, /4-1).
Для антенны БС, где l,=li, матрица ||У|| имеет вид-
l|F|1 irsinpz.
q—i sin Р	1	О	О	...	О
1	2q	1	О	...	О
О	1	2q	1	...	О
где q=— cos 0Zb
О.................О 1 2q 1
О.................00 1?
(П.8.6)
СПРАВОЧНЫЙ раздел
С.1. ФОРМУЛЫ ДЛЯ РАСЧЕТА НАПРАВЛЕНИЙ И ДЛИН ЛИНИЙ
РАДИОСВЯЗИ
Направление линии характеризуется ее азимутом, т. е. углом, образованным
дугой большого круга и северным направлением меридиана, проходящими че-
рез пункт, из которого определяется направление. Отсчет азимута произво-
дится по часовой стрелке На рис. С.1 1 показаны азимуты пунктов а, Ь, в, d,
расположенных в различных направлениях от пункта А. Азимуты линии могут
меняться от 0 до 360°.
Для определения направления и длины линии, соединяющей пункты А и С
(рис. С 1 2), пользуются теоремами синусов и косинусов:
cos а == cos b cos с -{- sin 6 sin с cos а;
cos Z> == cos a cos с sin a sin с cos Р;	(С.1.1)
cos с = cos a cossin a sin 6 cosy;
sin а/sin a s= sin(3/sin Ь = sin y/sin с,	(C.1.2)
a, b, с и а, P, у —стороны и углы сферического треугольника АВС, образован-
ного дугами больших кругов, проходящих через пункты А и С н северный
полюс В.
Стороны и углы треугольника АВС выражены в градусах и связаны с
географическими широтами и долготами пунктов А и С следующими соотно-
шениями.
а = 90°—62; с = 90° — Sj; р = Ф1—ф2,	(С.1.3)
где Ф1 и <р2 — долготы точек А и С, 0] и 02 — широты точек А и С.
Формулы (С 1.3) имеют алгебраический характер, т. е. при пользовании
ими следует учитывать знак широты и долготы Условимся считать северную
М и восточную Е долготу положительными, а южную S и западную IF —от-
рицательными.
Направление (азимут) линии определяется по (С 1 1)—(С,1.3).
Расстояние между пунктами А и С находится по формуле, км-
d = 2 я Rb/36O = 6,28-63706/360 = 111 b (км),	(С.1.4}
где 7?=6370 км — радиус земного шара; Ь — угловое расстояние между пунк-
тами А и С, выраженное в градусах
Пример 1. Пункт А — Москва, пункт С — Куйбышев. Найти азимут и дли-
ну линии Москва—Куйбышев.
Географические координаты (широта и долгота) Москвы и Куйбышева
следующие: широты соответственно 55°44'45"М и 53°10'30"М, а долготы.
и 49°45'30"£'
Согласно (С 1 3):
с = 90° — 0! = 90° — 55°44'45" = 34°15' 15";
а = 90° — 02 = 90°—53° 10'30" = 36°49'30";
ф2 — ф1 = 49°45'30" — 37°17'30" = 12°28'.
Согласно (С 1 1)
cos b = cos с cos а + sin с sin a cos р= 0,9911,
откуда 6 = 7°39'=7,65°
Согласно (С.1.4) d= 1116= 111-7,65°=849 км.
Азимут Москва—Куйбышев определяется из соотношения
sin а=sin a sin p/sin 6 = 0,5993 • 02159/0,1331= 0,969,
откуда а может иметь два значения <ц = 75°42' или а2=104°18' Так как Куй-
бышев находится юго-восточиее Москвы, то, как видно из рис. С 1.2, угол,
образованный линией Москва—Куйбышев с северным направлением меридиана,
является тупым, следовательно, а=а2= 104^18'
Пример 2. Пункт А — Нью-Йорк, пункт С — Москва. Найти азимут и дли-
ну линии Москва — Нью-Йорк Географические широты и долготы Нью-Йорка и
Москвы следующие
02 = 55°44'45"М, 01=4О°4Г55"М,
Ф1=73'Ь8'21"Г, ф2=37°17,30"£;
с = 90° — 40°41 '55" = 49° 18'05";
а = 90° — 55°44'45" = 34°15'15";
р = ф2_ ф1 = 37°17'30" — (— 73°58'21") = 111 ° 15'51"
Согласно (С 1 1)
cos 6 = 0,6521 • 0,8266 + 0,7581 • 0,5628 (— 0,3654) = 0,3832,
откуда 6 =67’28'= 67,467°, d= 1116 = 7492 км.
Направление из Москвы на Нью-Йорк определяется из соотношения
sin у = sin с sin p/sin 6 = 0,764,
откуда у= 49’49'
Нью-Йорк находится западнее Москвы, и поэтому азимут линии Москва—
Нью-Йорк равен у'=360°—49°49'=310°11'.
С.2. ИЗОЛЯТОРЫ И ПРОВОДА1
Керамические изоляторы, используемые в антеннах и фидерах, по их наз-
начению можно подразделить на такелажные, опорные, проходные, распорные
и стержневые.
1 Раздел написан Е С Туршу
Такелажные изоляторы служат для изоляции оттяжек от мачтовых и фидер-
ных конструкций или отдельных элементов оттяжки друг от друга, а также для
разбивки леерных канатов и проводов. К ним относятся прежде всего изоля-
торы типа ИТ (рис. С 2.1, табл С 2 1). Достоинством изоляторов данного типа
Рис. С.2.1
Рис. С.2.2
являются простота конструкции и надежность в работе К недостаткам можно
отнести большую проходную емкость и невысокую электрическую прочность,
поэтому для изоляции цепей с высоким напряжением применяются стержневые
изоляторы
Таблица С21
Тип изолятора1	Максималь иая разруша- ющая нагруз	Максималь ный диаметр каната, мм	Мокрораз- рядиое напряже иие2, кВ	Размеры, мм					Масса
				А | В		D 1	d	н	
ИТ-30-VI	3	8,7	6	21	16	70	55	74	0,45
ИТ-40-VI	4	9,7	9	26	20	78	70	94	0,30
ИТ-70-VI	7	12,5	1 1	28	20	95	60	106	1,30
ИТ-100-VI	10	16	12	35	30	112	94	127	1,97
И1-160 VI	16	21	13	40	32	140	120	157	4,00
ИТ-200 VI	20	22,5	13	40	38	160	140	175	6,00
1 Материал фарфор
2 На частоте f=50 Гц
Для аналогичных целей используются фарфоровые изоляторы: изолятор
антенный 3235 (рис С 2.2), изолятор леера 4007 (рис С 2 3), изолятор вибра-
тора 3996 (рис С 2 4)
2ог>в.<М
-Грира
Рис. С.2.3
Рис. С.2.4
Опорные изоляторы применяются для жесткого закрепления и изоляции от
земли мачтовых и фидерных конструкций Достоинством керамических изоля-
торов является большое допустимое напряжение при сжатии. Электрическая
прочность определяется высотой изолирующего элемента, а также конструктив-
ными особенностями арматуры изолятора На рис. С.2 5 показан изолятор опор-
ный стеатитовый СБ-007с На рис С26 показан выполненный также из стеа-
тита изолятор опорный СБ-Оббс
Рис. С.2.5
Рис. С.2.6
Рис. С.2.7
К проходным изоляторам относятся, например, изоляторы типа ПР (рис.
С 2.7, табл. С 2 2), выполненные из фарфора Применяются для фидерных вво-
дов в стене технического здания Ввод провода состоит из двух проходных
изоляторов типа ПР, стянутых токопроводящим стержнем, и рассчитан на уста-
новку в цепях маломощных передатчиков Передатчики мощностью 100 кВт
и более комплектуются проходными изоляторами специальной конструкции Для
увеличения электрической прочности применяют поддув сухим воздухом или
газом, обладающим более высокой по сравнению с воздухом электрической
прочностью, например азотом
Существует много видов распорных изоляторов, основное назначение ко-
торых состоит в сохранении формы и геометрических размеров групп проводов,
образующих фидерную линию. К ним относятся, например, распорные неарми-
рованные изоляторы для передающих фидеров типа СБ (рис С 2 8, табл С 2 3),
Таблица С 2 2
	Размеры,						ММ					
А 1 J J				а. 1	Д 1	d, 1	d2 1	1 d.	1 d.	! d	1 d	1 d,
42	8	5	10		42	32	30	22	16	9	6	—
60	12	6	15		60	45	42	35	22	17	12	22
75	16	у	20		74	58	52	44	28	20	14	—
90	13	8	25		86	70	58	56	35	16	21	—
160	30	12	33	20	155	125	90	95	60	40	30	—
0,052
0,135
0,245
0,350
1,850
Таблица С23
Размеры, мм
26
30
30
30
30
15
15
15
15
15
8
8
8
8
0,31
0,40
0,49
0,57
выполненные в виде трубчатой конструкции, и изолятор распорный неармиро-
ванный (рис С.2.9) Оба изолятора выполнены из стеатита
Для аналогичных целей используются выполненный из фарфора изолятор
фидерный четырехпроводиый 3231 (рис С.2.10) для приемных фидеров и сте-
Рис. С.2.8
атитовые изолятор антенный 3454 (рис. С.2.11) и изолятор дисковый ДФ-750
УХЛ1 (рис С.2 12). К достоинствам этих изоляторов можно отнести отсутствие
армировки, благодаря чему они не вносят заметной неоднородности в линию.
В тяжелых многопроволочиых конструкциях используются армированные крес-
тообразные изоляторы, например стеатитовый изолятор АК-1500-(100)-200 УХЛ1
Рис. С.2.9
К наиболее распространенной группе изоляторов относятся стержневые изо-
ляторы, представляющие собой стеатитовые стержни длиной от 200 до 600 мм,
армированные по концам силуминовыми головками (рис. С.2.14, табл. С.2.4).
Указанный тип изоляторов используется в полотнах антенн и в фидерных
линиях на анкерных и угловых опорах, т. е. там, где необходимо сочетание
высокой механической и электрической прочности. Отечественные изоляторы до-
пускают нагрузку при растяжении до 4,5 т. При больших нагрузках приходится
применять цепочку из нескольких параллельно соединенных элементов. Цепочка
снабжена системой балансиров, обеспечивающих равную нагрузку иа каждый
изолятор На рис С.2.15 показана цепочка из палочных изоляторов типа ЦИП
имеющая массу кг при разру-
шающей нагрузке 16 т, и допуска-
ющая рабочее напряжение 150 кВ. Сле-
дует отметить, что надежность цепоч-
ки резко падает из-за больших допу-
сков иа линейные размеры каждого
элемента и неизбежную кривизну
стержня, вызванную технологическими
трудностями при обжиге изоляторов.
Все это приводит к местным перенапря
Рис. С.2.10
Рис. С.2.11
жениям в теле изоляторов Существенным недостатком такой конструкции явля-
ется также увеличение паразитной емкости из-за наличия балансиров на концах
цепочки
4	0 7J
Рис. С.2.12
Рис. С.2.13
В настоящее время наметился переход от керамических стержневых изоля-
торов к полимерным конструкциям, обладающим высокой механической проч-
ностью и малым весом К ним относится стеклопластиковый изолятор (рис.
Рис. С.2.14
В’ качестве несущего элемента, определяющего механическую прочность, в
этом изоляторе использован стеклопластиковый стержень, состоящий из высоко-
прочных тонких стеклянных нитей, связанных между собой наполнителем, на-
пример эпоксидной смолой Для придания стержню атмосферостойких свойств
снаружи иа него наносят защит-
ное покрытие из светостабилизи-
рованного литьевого фторопла-
ста марки Ф32Л или кремиийор-
ганической резины марки К-69.
При одинаковых электромехани-
ческих характеристиках масса
стеклопластикового изолятора
примерно в 5 раз меньше цепочки
из стержневых изоляторов.
Достоинством стеклопластн-
ковых изоляторов является о г
сутствие ограничения в дли-
нах. Изолятор может иметь прак-
тически любую длину, что позво
ляет создавать эффективные высоковольтные конструкции Фактором, ограни-
чивающим электрическую прочность, может явиться возникновение так назы-
ваемых дужковых разрядов вдоль тела увлажненного изолятора В этом случае
принципиальное значение приобретает форма защитного покрытия Изоляторы
Таблица С24
|	Размеры, мм								
Тип изолятора	А	1	а	1 д 1	! д	i ь	1 fci	4	Масса, кг
АС-750 200УХЛ1	359	329±9	200±7,5	24	28	12	13	0,88
АС-1500-200УХЛ1	369	339±9	200+7,5	28	42		13	1,345
АС-1500-300УХЛ1	470	440±12	300+8,5	28	42	12	13	1,55
АС 1500 380УХЛ1	549	519=4=15	380+11	28	42	12	13	1,6
АС-1500-600УХЛ1	769	739±18	6ОО±15	28	42	19	13	2,15
АС-2500 200УХЛ1	406	364±10	200=4=7,5	36	44	12	18	2,23
АС-2500 300УХЛ1	506	464±13	300±8,5	36	44	12	18	3,11
АС-4500-200УХЛ1	426	370=4=10	200=4=7,5	40	48	12	18	2 7
АС-4500-ЗО0УХЛ1	526	470±13	300±8,5	40	48	12	18	3,18
с гладким покрытием, например из фторопласта, оказались менее прочными, чем
с ребристым, так как частичные разряды вдоль гладкой поверхности стекло-
пластика оставляют науглероженные участки (треки), в то время как ребристая
структура, препятствующая образованию сплошной мокрой поверхности, резко
уменьшает возможность возникновения частичных разрядов, что, в свою очередь,
заметно увеличивает электрическую прочность изоляторов Изоляторы КВ диа-
пазона имеют некоторые особенности конструкции. Во-первых, отсутствие боль-
ших напряжений позволяет ограничиться длиной до одного метра. Во-вторых,
в КВ диапазоне важное значение имеет снижение проходной емкости, что вле-
чет за собой уменьшение диаметра антикоронных колец Широкодиапазоньые
свойства изоляторов достигаются ценой некоторого снижения электрической
прочности, поэтому разработка ведется в части оптимизации формы и размеров
антикоронных колец, размеров ребристой структуры, а также способов заделки
изолирующего элемента в арматуру.
3000
Рис. С 2.15
Рис. С.2.16
Таблица С25
н 3		5 = 1		Мз		Размеры, мм			Масса,
						1	di	d2	
	ЛК 70/110	15	7	2640	50	1456	300	300	; э
ИС	ЛК 160/500	22	16	9550	150	3973	1000	600	32
	ЛК 300/500	28	30	9130	150	3993	1000	600	40
Внедрение полимерных изоляторов в области коротких волн позволяет пере-
смотреть многие конструктивные решения Например, питающий проволочный
фидер, подвешиваемый на Г-образных фидерных опорах, обладает тем недо-
статком, что при возникновении факельного разряда происходит неизбежное
разрушение поддерживающего фндер керамического изолятора Использование
стеклопластика позволяет создать конструкцию промежуточной фидерной опоры
не подвесного, а поддерживающего типа с установкой изолядора под проволоч-
ным фидером и не подверженного разрушению от факельных разрядов По-
скольку промежуточные опоры составляют 96% всех фидерных сооружений, это
существенно повысит надежность работы фидерных линий. Представляется целе-
сообразным применение стеклопластика как конструкционного элемента и в
антенных полотнах, а также в качестве несущего элемента небольших антенн
и фидеров с одновременным использованием его изолирующих свойств
Характеристики проводов н канатов, применяемых при строительстве ан-
тенно-фидерных сооружений, приведены в табл С.2 6—С 2 8. Наибольшее при-
менение находит биметаллическая сталемедная проволока марки БСМ-1, техни-
ческие характеристики которой представлены в табл С 2.6. Проволока в се-
чении состоит из стального сердечника и медного покрытия толщиной 0,1—0,2 мм
в зависимости от ее диаметра Широкое применение марки БСМ-1 объясняется
удачным сочетанием высоких механических свойств проволоки с низким удель-
ным электрическим сопротивлением ее покрытия.
Медная проволока круглого сечения марки ММ находит применение прежде
всего в качестве высокочастотного заземления антенны ввиду ее высокой кор-
розионной стойкости, а также в качестве перевязочной проволоки при монтаже
биметаллических проводов При работе со стальными канатами в качестве пе-
ревязочного материала используется проволока стальная оцинкованная В табл.
С.2.6 представлены также характеристики высокоомной проволоки из специаль-
ного сплава марки Х23Ю5, применяемой, например, в поглощающих линиях
ромбических антенн
В табл С.2.7 приведены характеристики многожильных проводов, исполь-
зуемых в антенных сооружениях. Достоинством многожильных проводов яв-
ляется их относительная гибкость при большом диаметре провода Медные
гибкие провода марок МГ и МА нашли применение в качестве перемычек,
например, в узлах подключения фидеров к вибраторам большинства антенн’
Бронзовые провода марки ПАБ, как более прочные в механическом отношении,
могут быть использованы в протяженных конструкциях из гибких нитей, к ко-
торым предъявляются требования повышенной гибкости, например в быстро-
разворачиваемых антенных сооружениях
Сталеалюминиевые провода марок А, АС в настоящее время в диапазоне
коротких волн применяются редко, однако эксперименты с использованием ста-
леалюминиевых проводов в вибраторах мощных КВ антенн показали перспек-
тивность этого направления.
Характеристики стальных канатов, применяемых при строительстве антеино-
мачтовых конструкций, приведены в табл. С.2.8 Канаты в основном исполь-
зуются в оттяжках мачт и в леерных системах для подвески больших аитет-
ных полотен При необходимости секционирования оттяжек и лееров такелаж-
ными изоляторами или при креплении леера через систему блоков используются
Таблица CJ2.&
Основные данные сплошных проводов, применяемых в антенных сооружениях
й	Наименование проводов	в.® ii		g «> я s S = 5° о g = - g O _<N mS-&	po if o'	11	Ke стандар-
1	Проволока медная	2,51	4,95	3,6	215	44,0	гост
	круглая для связи	3,00	7,07	2,5	310	63,0	2112—79
	марки МС	3,53	9,78	1,8	420	87,0	
		4,00	12,56	1,4	540	112,0	
2	Проволока медиая	1,0	0,79	22,0	20	7,0	ГОСТ
	круглая мягкая	2,0	3,14	5,5	75	28,0	2112—79
	марки ММ	3,0	7,07	2,4	160	63,0	
		4,0	12,56	1,4	275	112,0	
3	Проволока биме-	1,6	2,01	47,3	150	16,5	ГОСТ
	таллическая ста-	3,0	7,07	7,1	530	59,5	3822—79
	лемедиая марки	4,0	12,56	4,0	940	106,7	
	БСМ 1	6,0	28,26	2,0	1840	239,0	
4	Проволока сталь-	1,5	1,77	78,1	115	13,9	ГОСТ
	ная оцинкованная	2,0	3,14	43,9	204	24,7	1668—73
	для воздушных	2,5	4,91	28,1	280	38,5	
	линий связи	3,0	7,07	19,5	400	55,5	
		4,0	12,56	11,0	715	98,6	
		5,0	19,63	7,0	1120	154,0	
		6,0	28,26	4,9	1610	222,0	
5	Проволока сталь-	1,0	0,79		51	6,2	ГОСТ
	ная оцинкованная	1,2	1,13		74	8,8	15892—70
	перевязочная для	1,4	1,54		100	12,1	
	воздушных линий	2,0	3,14		205	24,7	
	связи	2,5	4,91		280	38,5	
6	Проволока из пре-	0,3	0,07	19285	3,5	0,51	ГОСТ
	цизионных спла-	0,5	0,20	6750	10	1,45	12766 1—77
	вов с высоким	1,0	0,79	1710	42	5,70	
	электрическим со-	1,6	2,01	670	108	14,50	
	противлением (для	2,0	3,14	430	170	22,80	
	элементов сопро-	2,5	4,91	275	265	35,60	
	тивления из спла-	3,0	7,07	190	382	51,30	
	ва марки Х23Ю5)	4,0	12,56	110	678	91,00	
		5,0	19,63	70	1060	142,00	
		6,0	28,26	45	1526	205,00	
		7,5	44,16	30	2385	320,00	
Таблица С27
Основные данные многожильных проводов, применяемых в антенных сооружениях
№ п/п	Наименование проводов	Номинальное сечение про- вода, мм2	Диаметр провода	Диаметр отдель ных проволок, мм	j	Число |	проволок	Электрическое1 сопротивление Разрывное		1 км про-	№ стандар
						1 км провода при 20° С, Ом	усилие, не менее, кгс		
1	Провод медный	1,5	1,56	0,52	7	12,7	56	14	гост
	антенный неизо-	2,5	2,04	0,68	7	7,6	96	23	20685—75
	лированный мар-	4,0	2,55	0,85 1,04	7	4,8	151	36	
	ки МА	6,0	3,12		7	3,2	225	54	
		10,0	4,05	1,35	7	1,9	392	92	
		16,0	5,20	1,04	19	1,2	613	150	
2	Провод медный	10,0	4,68	0,52	49	1,76	392	95,0 144,0	ГОСТ
	гибкий неизоли-	16,0	5,76	0,64	49	1,15	613		20865—75
	рованный марки	25,0	’,67 8,70	0,58	98	0,70	955	237,0	
	МГ	35,0		0,58	133	0,50	1340	322,0	
		50,0	10,20	0,68	133	0,40	1820	442,0	
		95,0	14,28	0,68	259	0,20	3275	861,0	
		120,0	16,17	0,77	259	0,15	3905	1104,0	
		185,0	20,00	0,80	361	0,10	5670	1662,0	
3	Провод неизоли	50	9,0	3,00	7	0,59	734	135,0	ГОСТ
	рованный для	70	10,7	3,55	7	0,42	1028	189,0	839-80
	воздушных линий	95	12,3	4,10 3,15	7	0,32	1330	252,0	
	электропередачи	150	15,8		19	0,20	2320	406,0	
	марки А (марки	185	17,5	3,50	19	0,16 0,12	2868	502,0	
	АКП для более	240	20,0	4,00	19		3741	655 0	
	жестких условий эксплуатации)	300	22,1	3,15	37	0,10	4514	794,0	
Л’о п/п	Наименование проводов	Номинальное сечение про- вода, ММ2	Диаметр провода,
4	Провод неизоли	50/80	9,6
	рованный для	70/11	11,4
	воздушных линий	95/16	13,5
	электропередачи	185/24	18,9
	марки АС (марки	205/27	19,8
	АС КП для более	240/32	21,6
	жестких условий	300/39	24,0
	эксплуатации)		
5	Провод антенный	1,5	1,6
	бронзовый неизо-	2,5	2,3
	лированный мар	4,0	2,9
	ки ПАБ	6,0	3,5
		10,0	
		16,0	б’1
		25,0	
Окончание табл С 2.7
Диаметр отдель ных проволок, мм	проволок	Электрическое сопротивление 1 км провода 1ри 20° С, Ом	Разрывное усилие, не менее, кгс	Масса 1 км про вода, кг	№ си адар
Алюм Сталь	Алюм. Сталь				
3,30 3,20	6	1	0,60	1697	195	ГОСТ
3,8(J	3, d(J 4,50 4,50	6	I 6	1	0,43 0,31	2393 3307	276 385	839—80
3,15 2,10	24	7	0,16	5735	705	
3,30 2,20	24	7	0,14	6295	774	
3,60 2,40	24	7	0,12	7409	921	
4,00 2,65	24	7	0,10	9092	1132	
0,32	19	26,70	95	15	ТУ 16 705.
0,26	49	16,40	165	26	015—77
0,32	49	10,00	300	40	
0,39	49	6,65	450	60	
0,52	49	4,10	750	100	
0,49	84	2,50	1200	160	
0,49	133	1,65	1800	250	
Основные данные канатов, применяемых в антенных сооружениях
№ л/п	Наименование каната	Диаметр каната,	Диаметр проволоки, мм				Площадь се чения всех проволок, мм2	Разрывное усилие, не	Масса	№ стандартов
			централь ной (6 проволок)	1 го слоя (внутреннего) (36 проволок)	2 го слоя (наружно го) (36 проволок + + 36 проволок)					
1	Канат стальной	5,6	0,4	0,38	0,30	0,40	11,90	1580	116,5	ГОСТ 2688—80
	типа ЛК-Р с од-	6,9	0,5	0,45	0,38	0,50	18,05	2400	176,6	
	ним органическим	8,3	0,6	0,55	0,45	0,60	26,15	3480	256,0	
	сердечником	9,1	0,65 0,70 0,80	0,60	0,50	0,65	31,18	4155	305,0	
	(маркировочная	9,9		0,65	0,55	0,70	36,66	4885	358,6	
	группа	11,0 12,0		0,75	0,60	0,80	47,19	6285	461,6	
	160 кгс/мм2)		0,85 0,90	0,80	0,65	0,85 0,90	53,87	7175	527,0	
		13,0		0,85	0,70		61,00	8125	596,6	
		18,0	1,30	1,20	1,00	1,30	124,73	10600	1220,0	
				Диаметр про	волоки, мь					
			центральной		в слоях					
			(1 проволока)		(36 проволок)					
2	Канат стальной	5,6	0,85 1,10		0,80		18,66 29,22	2480	159,5	ГОСТ 3064-80
	типа ТК (марки-	7,0			1,00			3890	248,7	
	ровочная группа	8,5	1,30		1,20		42,04	5600	359,0	
	160 кгс/мм2)	9,2	1,40		1,30		49,32	6570	421,0	
		9,9	1,50 1,70		1,40		57,18	7610	488,0	
		11,5			1,60 1,70		74,65	9895	637,0	
		12,0	1,80				84,26	11150	719,0	
		14,0	2,20		2,00		116,89	15500	993,6	
		15,5	2,40 2,80		2,20		141,37	18800	1200,0	
		18,5			2,60		197,29	26250	1685,0	
канаты с мягким органическим сердечником, например ЛК-Р. При несекционк-
рованных оттяжках, а также при использовании канатов в качестве излучаю-
щих элементов возможно применение более жестких канатов без органического
сердечника, например канатов типа ТК
Список литературы
1.	Рибле Р. Н. Общий синтез четвертьволновых трансформаторов полного со-
противления. — Вопросы раднолокацнонной техники, 1957, 4 (40).
2.	Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюс-
ников на СВЧ —М. Связь, 1971.
3.	Фельдштейн А. Л., Явнч Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам
волноводной техники. — М.: Сов радио, 1967.
4.	Маттен Д. Л., Янг Л., Джонс Е. ГЛ. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи
и цепи связи. Т. 1. — М: Связь, 1971.
5.	Боде Г. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью.—
М.: ИЛ, 1948.
6.	Фано Р. Теоретические ограничения полосы согласования произвольных им-
педансов. — М • Сов. радио, 1965.
7.	Popovic В. D. Polinomial Approximation of Current along Thin Simmetrical
Cylindrical Dipoles —Proc. IEE, 1970, vol 117, N5
8.	Лавров Г. А. Взаимное влияние линейных вибраторных антенн. — М.: Связь,
1975
9.	Richmond J. Н. Computer analysis of three-dimensional wire antennas.—
Techn. Rept. N 2708—4, Electro-Science Lab, Ohio State University, Colum-
bus, Ohio, 1969.
10.	Вычислительные методы в электродинамике- Под ред Р Мнтры Пер. с
англ/Под ред Бурштейна Э Л.—М : Мнр, 1977
И. Бреховских Л. М. Волны в слоистых средах —М Наука, 1973.
12.	Клигер Г. А. К анализу шунтовых вибраторов. — Радиотехника, 1973, т. 28,
№ 6
13.	Booker Н. G. Slot Aerials and Their Relation to the Complementary Wire
Aerials. —IEE (London), III A, 1946, N 4.
14	Лавров Г. А., Князев А. С. Приземные и подземные антенны. — М- Сов.
радио, 1965.
15.	Айзенберг Г. 3., Ямпольский В. Г., Терешин О. Н. Антенны УКВ Т. 1,
Т. 2 — М • Связь, 1977.
16	Гринберг Г. А., Бонштедт Б. Э. Основы точной теории волнового поля
линий передачи —ЖТФ, 1954, т XXIV, № 1
17	Брук Ю. М., Инютин Г. А., Содин Л. Г. Матричные схемы для многолуче-
вых антенных решеток — В кн Антенны/Под ред. А. А. Пистолькорса —
М Связь, 1977, вып 20.
18	Фрис н Фельдман. КВ приемная антенная система с управляемой направ-
ленностью — PIRE, July, 1937
19.	Кэррэл. Расчет логопериоднческих вибраторных антенн —В кн • Сверхши
рокополосные антенны Пер с англ/Под ред Л С Бенеисоиа —М Мио,
1964
20	Кузнецов В. Д., Комиссаров В. И. Влияние земли на КПД симметричных
фидерных линий —Электросвязь, 1974, № 9
21	Шкаринов Ю С. Многосекционные фазоразностиые устройства для сложе-
ния сигналов различных частот — В кн.: Антенны/Под ред А А Пистоль-
корса — М Радио и связь, 1984, вып 31, с 143—155
22	Гольденберг Л. Ф., Шкуд М. А. Принципы антенной коммутации радиове-
щательных центров —Электросвязь, 1976, № 6
23	Rindfleisch Н. Die GroBbasis — Peilanlage «Wullenwexег» —NTZ, 1956, Heft
3, Marz.
24	Hudock E. Collins Radio Company Cedar Rapids, lOWa —IRE Nat Conven
tion Record, March 18—21, Part 1 1957
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
r-»/p“V,“«TS|?3
бегущей волны 312
Антенная решетка 132
__ многокольцевая 404
« ОДнокольцевая 401
Базисные *ффект фидеРа 445
оазисные функции 104
Вибратор 99
— вертикальный 201
конический 212
— петлевой 181
- симТеИЛиСчХйД°Л0ЛНИтельный 186
уголковый 184 РИ30НТаЛЬНый 168
— Шунтовой 182
волновое сопротивление
— взаимное 17
— вибратора 117, 172 179
— линии 10	’ 9
Гпл^а уРавнение 100
JРозоразрядник 480
Дп”2“?“.“М “«"»« 1«
Диоль	'«
Директор 194
Л»ффер«шилькый трапеф0рчат0р
зХра'кТ/^ “• « «2
избирательное 163
Изоляторы
— опорные 519
~ проходные 519
распорные 519
~ стержневые 520
такелажные 518
£?уХ""“а “е** «7
- .’Spp:,™;rsr0”“"u'’“»“«463
- 463
— матричный 463 ’
Кп=°.?.ОЗИвдОнный 461, 469
2 бегущейИвГоа“М 12еТрИИ линни 444
затухания в фидере 441
= 143
- ппп!крытня диапазона 45
__ _^лезнОДо действия антенны 149
~ — фидера 441
связи линий 16
— усиления 149
— Френеля 137
— шума 15
пои 438
— идеальная 10
— многопроводная 15
—- связанные 15
огопериодическая антенна 344
~ плоская 349	4
-Эпередачи°38ЫХ сопР°™влений 124
~ рассеяния 39
Множитель решетки 133
«.°."1™	пропуск*,.
йк™-=Г“32
ЬЕХ™-®
занесенный прием 418
Резонансный шлейф 447
Рефлектор 194 ф
РоХХНаЬ^ХРнааИГ7МЫЙ 224
двойная 295
- согнутая 303
tes™”"3'" 3
— антенны 150
— входное 13
— излучения 115, 119
изоляции 483 ’
— наведенное 120
Ток в линии 8
Угол скоса волны 445
— Двухпроводный 427
-n™?SpS“«3 425-434
ный 42дехЛр°ВОД1!ЬП! неперекрещен-
— перекрещенный 428
ЧебыШевский ступенчатый переход 74
ША₽У 4О55ОЛ4О7С4НЫЙ Ус™™>
Эффективная площадГан?ен„5ы 150
Оглавление
Предисловие .	.......	3
Список основных обозначений	.	...	5
Глава 1. Теория однородной линии	7
1 1 Свойства волны ТЕМ	.	7
1 2 Телеграфные уравнения Связь между токами и напряжениями в ли-
нии	.	.	.	.	•	................ 8
13 Коэффициент отражения Коэффициент бегущей волны	.	11
1 4 Эквивалентное и входное сопротивления Пересчет сопротивления
вдоль линии	.	13
Глава 2. Многопроводные, несимметричные и связанные линии .	14
21 Общие замечания .	.	.....	14
2 2. Распределенные постоянные и волновые сопротивления связанных
линий. Методы расчета .	.	.	.16
2 3. Дифференциальные уравнения связанных линий	.	21
2 4 Синфазные и противофазные волны	.	24
2 5 Линии с потерями	.	25
2 6 Примеры расчета несимметричных линий .	.	.	.30
2 7 Направленные ответвители	.	.	.	.	.	.	31
Глава 3. Ступенчатые переходы для согласования активных сопротив-
лений	37
3 1 Основные соотношения Виды характеристик	.	.	.	37
3 2 Методы синтеза	.	•	.46
3 3 Ступенчатые переходы для нескольких рабочих диапазонов	54
3 4 Немонотонные ступенчатые переходы Переходы малой длины Пере-
ходы без промежуточных значений волновых сопротивлений	60
Глава 4. Ступенчатые переходы для согласования комплексных нагрузок 67
4 1 Общие соотношения	.	.	.	67
4 2 Согласование в дискретных точках	.	71
4.3 Согласование в непрерывном рабочем диапазоне	.	74
4 4 Учет многократных отражений	.	79
4 5	Согласование вибраторов с питающей	линией	80
4 6	Ограничения при согласовании	комплексных нагрузок	90
Глава 5. Плавные переходы	.	92
5 1	Общие соотношения	92
5.2	Экспоненциальный переход	95
5 3	Оптимальные переходы	96
Глава 6. Общая теория проволочных антенн	98
6 1 Постановка задачи об излучении проволочных антенн .	.	98
6 2 Интегральное уравнение Галлена для симметричного электрического
вибратора	.	.	99
6 3 Методы решения уравнения Галлена	.	102
6 4 Анализ распределения токов в системе вибраторов	.	107
6 5 Метод наведенных ЭДС .	.	.	111
6 6 Применение метода наведенных ЭДС	.	115
6 7 Обобщенный метод наведенных ЭДС .	121
6 8 Расчет электрических характеристик сложных антенн	123
6 9 Сравнение различных методов и некоторые результаты расчетов	126
Глава 7. Излучение проволочных антенн	.................132
7 1. Расчет поля излучения Диаграмма направленности антенной решетки 132
7.2 Влияние земли на диаграмму направленности антенны .	.	.	135
7 3 Строгие формулы напряженности поля вибратора при распростране-
нии радиоволны вдоль земли .	.	.................139
Глава 8. Основные электрические параметры, характеризующие передаю-
щие и приемные антенны	...	146
8.1. Диаграмма направленности .	.	.	.	...	146
8.2.	Коэффициент	направленного действия	.	147
8.3.	Коэффициент	полезного действия Коэффициент	усиления	.	149
8 4.	Действующая	длина Эффективная площадь	Сопротивление	.	149
8 5. Применение принципа взаимности для анализа приемных антенн 151
8 6	Помехозащищенность приемных антенн	.	154
I л а в а 9. Основы и методы конструирования коротковолновых антенн 156
9 1. Необходимый диапазон длин волн	.	156
9 2 Углы наклона лучей, достигающих места приема .	.	157
9 3. Девиация лучей ...	.	.	.	.	161
9 4 Эхо и замирание Избирательное замирание...........................161
9 5 Основные требования, предъявляемые к передающим антеннам, н ме-
тоды их конструирования .	.	.	...	163
9 6 Требования, предъявляемые к приемным антеннам	167
Глава 10. Симметричный горизонтальный вибратор	.	168
10 1. Описание н условные обозначения ...	.168
10 2. Диаграмма направленности ....	.	.168
10 3. Сопротивление излучения .	.	.171
10 4. Входное сопротивление ...	.	.	172
10 5. Коэффициент направленного действия и коэффициент усиления	175
10 6. Максимально допустимая мощность в симметричном вибраторе	176
10 7 Диапазон использования симметричного горизонтального вибратора 177
10 8 Конструктивное выполнение вибратора нз тонкого провода	178
10 9 Вибраторы с пониженным волновым сопротивлением	.	179
10 10 Петлевые вибраторы .................... .	181
10 11 Антенны кругового излучения ....	.	184
10 12 Плоские горизонтальные вибраторы ...	.	.	.	186
10 13 Антенны зенитного излучения ...	.	190
10 14 Вибратор с рефлектором или директором	194
Глава 11. Вертикальные симметричные и несимметричные вибраторы 201
11 1 Применение вертикальных вибраторов	201
112. Распределение тока и входное сопротивление	202
11	3 Диаграмма направленности, коэффициент полезного действия, коэф-
фициент усиления		204
114 Конструктивное выполнение ...	.	................210
115 Конические вибраторы	212
Глава 12. Синфазные горизонтальные диапазонные антенны	224
121 Схема антенны и условные обозначения	224
12	2 Анализ секции антенны СГДРА	.	225
12	3 Направленные свойства антенн СГДРА	228
12	4. Методика анализа и направленные свойства антенн СГДРН и
СГДРАД .	.	...	230
12	5 Выбор основных геометрических параметров синфазных антенн
Диапазон использования .	•	•	.	.	.	231
12	6 Четырехэтажные антенны СГДРА с проволочными вибраторами 233
12	.7 Восьмиэтажные антенны с проволочными вибраторами	239
12	.8 Антенны СГД с жесткими вибраторами	.	241
12	.9 Поворотная антенна СГДРА	.	246
12	.10. Синфазные антенны со спаренными вибраторами .	.	.	'	250
12	.11. Антенны с пассивным настраниаемым рефлектором	’	' 251
12 12 Антенны с активным диапазонным рефлектором	252
1213 Двухэтажные синфазные антенны ...	\	’ 258
12 14 Синфазные антенны, питаемые несимметричным фидером	'	259
12 15 Антенна с малоизменяющейся шириной диаграммы направленности
в горизонтальной плоскости	.	262
12 16 Использование симметрирующих устройств в фидерных трактах син-
фазных антенн	.	....	.	263
Глава 13. Синфазные антенны из плоских вибраторов, основанные на
принципе самодополнительности
13 1 Схема и принцип работы
13 2 Антенна СГДП 2,8/4,5 РА	.	’ i
13 3 Антенны СГДП, предназначенные для замены типовых антенн
СГДРА
13 4 Антенные решетки с широким сектором сканирования
13 5 Слабонаправлеиные антенные решетки
13.6 Электрическая прочность синфазных антенн
Глава 14. Ромбические антенны
14.1. Описание и принцип действия
14 2. Направленные свойства ромбических антенн
14 3 Коэффициенты полезного действия и усиления
14 4 Выбор размеров ромбической антенны
14 5. Электрические характеристики ромбических антенн
14 6 Двойная ромбическая антенна
14 7 Диапазон использования ромбических антенн
14 8 Согнутая ромбическая антенна
14 9 Конструктивное выполнение
Глава 15. Антенны бегущей волны
264
264
266
280
281
283
285
295
302
303
308
312
15 1 Описание антенны и ее условные обозначения	312
15 2 Принцип действия антенны бегущей волны	314
15 3 Оптимальная фазовая скорость распространения волны в собира-
тельной линии	315
15 4 Выбор геометрических размеров антенны, характера и величины
элементов связи	.	.	317
15 5 Расчет электрических характеристик антенны бегущей волны	320
15 6 Электрические характеристики антеин бегущей волны с активными
элементами связи	323
15 7 Сложные антенны бегущей волны с управляемой диаграммой нап-
равленности	333
15 8 Электрические характеристики сложных антенн бегущей волны 333
15 9 Фазирующее устройство для управления диаграммой направлен-
ности антенны ЗБС2	337
15 10 Вертикальная антенна бегущей волны	338
15 11 Конструктивное выполнение антенн бегущей волны	342
Глава 16. Логопериодические антенны	344
16 1 Схемы и принцип действия логопериодических антенн	344
16 2. Применение логопериодических антенн в коротковолновом диапа-
зоне воли	.	350
16 3 Расчет электрических характеристик логопериодических антенн 352
16.4 Электрические характеристики плоских наклонных логопериодичес-
ких антеин с нормальной поляризацией излучаемого поля .	353
16 5. Электрические характеристики плоских логопериодических антенн с
параллельной поляризацией излучаемого поля	365
16 6 Варианты логопериодических антенн с вертикально ориентирован-
ными полотнами .	.	•	. . .	369
16.7. Конструктивное выполнение логопериоднческих антенн .	.	377
Глава 17. Одиопроводная, двухпроводная н сложные антенны бегущей
волны ...	....	385
1	7.1. Схема и принцип действия однопроводной антенны бегущей волны 385
1	7.2. Расчетные формулы .	.	.	.	.	386
1	7.3. Выбор размеров антенны	.	.	.	.	388
300
1	7.4. Электрические параметры антенны ОБ^~^ .	393
100
17	5. Электрические параметры антенны ОБ^; .	397
17	6. Многопроводиые и сложные антенны бегущей волны	397
17	7. Конструктивное выполнение антенны ОБ	400
Глава 18. Кольценые антенны	40L
18	1. Однокольцевые антенные решетки	401
18 2 Многокольцевые антенные решетки	404
18.3.	Круговая антенна с апериодическим рефлектором	405
18.4.	Анализ направленных свойств круговой антенны с апериодическим
рефлектором.......................... .	.	...	407
18 5 Влияние геометрических параметров антенны на ее характеристики 412
Глава 19. Разнесенный прием	.	.	418
19.1.	Пространственное разнесение	.	.	.	.	.	418
19 2 Поляризационное разнесение................. .	.	420
19 3	Разнесение по углу места	.	.	.	421
Глава 20. Фидерные лннни передающих и приемных антенн	424
20 1 Требования к фидерным линиям передающих антенн .	424
20 2 Типы фидерных линий передающих антенн и их условные обозна-
чения	.	425
20.3	Волновое сопротивление фидеров	.	.	427
20.4	. Конструктивное выполнение фидеров	.	.	.	435
20.5	Максимальные напряжения, токи и напряженность электрического
поля в линии	.	.	.	.	.	436
20 6 Максимальная мощность, пропускаемая фидером	437
20 7 Пути увеличения пропускаемой мощности .	440
20 8 Коэффициент полезного действия	441
20 9 Коэффициент асимметрии	444
20 10 Фидеры приемных антенн	445
Г л а в а 21. Многократное использование антенн	446
21 1. Принципы построения систем многократного использования переда-
ющих антенн	446
21.2 Системы многократного использования с резонансными шлейфами 447
21 3 Системы многократного использования антенн с мостовыми устрой-
ствами	449
21 4 Схемы многократного использования антенн, основанные на приме-
нении направленны:-: ответвителей	451
21.5 Использование одной антенны для работы в двух направлениях 453
21 6 Принципы построения систем многократного использования прием-
ных антенн	.	.	•	454
Глава 22. Антенная коммутация	456
22.1	Коммутация передающих антенн
22.2	Принципы построения схем антенных коммутаторов
22.3	Переключатели
22.4	Коммутация приемных антенн
22 5 Молниезащи^а
Глава 23. Измерения и настройка антенн .............................481
23 1. Приборы дли измерении параметров антенн	...	43 j
23 2 Методика измерений основных параметров передающих антеин и
фидерных линий	...	.	.	.	.	433
23.3 Настройка фидеров на режим бегущей волны	.	433
23 4 Настройка фидера на режим бегущей волны на нескольких рабочих
частотах ....	.	.	.	. . 491
23 5 Измерение параметров приемных антенн	493
ПРИЛОЖЕНИЯ .......................................................  494
Приложение 1 Вывод соотношении ортогональности волн в линии с по-
терями .	.	....	.	.	494
Приложение 2 Соотношения между элементами волновых матриц .	495
Приложение 3 Алгоритм расчета распределении токов по произвольной
проволочной антенне с помощью обобщенного метода наведенных
ЭДС	.	.	495
Приложение 4 Графики взаимных сопротивлений параллельных симмет-
ричных вибраторов	.	.	500
Приложение 5. Вывод формул для коэффициента эттиптичпости и направ-
ления осей эллипса поляризации	500
Приложение 6 Расчет поля, создаваемого сложной проволочной антен-
ной в дальней зоне	.	508
Приложение 7 Вывод формул для диаграмм направленности ромбических
антенн .	511
Приложение 8 Расчет распределения токоз в решетках симметричных
вибраторов, питаемых	последовательно	симметричным	фидером	514
Справочный раздел	516
С 1 Формулы для расчета	направлений	и	длин	линий	радиосвязи	516
С 2 Изоляторы и провода	517
Список литературы	529
Предметный указатель	530
ИБ № 734
Григорий Захарович Айзенберг
Сергей Павлович Белоусов
Эдуард Михайлович Журбенко
Григорий Аронович Клигер
Александр Григорьевич Курашов
КОРОТКОВОЛНОВЫЕ АНТЕННЫ
Художественный редактор Т
Корректор Т С Власкина
101000 Москва, ул Кирова, д. 40