Вибраторные антенны с реактивными нагрузками - Овсяников В.В.

Автор: Овсяников В.В.

Теги: электротехника общая радиотехника радио антенны связь

Год: 1985

Похожие

Микрополосковые антенны

Введение в смарт-антенны

Антенны и устройства СВЧ

Коротковолновые антенны

Текст

DbK 32 845
О 34 Ъ
УДК ®ТЖб74.001.24(024)
Овсяников В. В.
О 34 Вибраторные антенны с реактивными нагрузка-
ми.— М.: Радио и связь, 1985. — 120 с., ил.
35 к. 11 000 экз.
Рассмотрены методы расчета и конструктивные особенности шты-
ревых и петлевых вибраторных антенн с последовательным включе-
нием в разрывы их токопроводящих частей одной или нескольких
сосредоточенных нагрузок в виде конденсаторов, индуктивностей, £С-
контуров, отрезков длинной линии. Такое включение позволяет умень-
шить размеры, улучшить характеристики и расширить возможности
вибраторных антенн. Приведены результаты исследования малогаба-
ритных антенн с увеличенной полосой пропускания и управляемыми
диаграммами направленности.
Для инженеров и техников, специализирующихся в области кон-
струирования антенн.
Л 2402020000-193 ББК 32.845
О-——------------- 53-85
046(01)-85 6Ф2.12
Рецензент докт. техн, наук В. Г. Ямпольский
Редакция литературы по радиотехнике
ВИКТОР ВЛАДИМИРОВИЧ овсяников
Вибраторные антеииы с реактивными нагрузками
Даиедукпцкй редакцией В. Л. Стерлигов
I Диктор Э. М. Горелик
дожественный редактор Т. В. Бусарова
Обложка художника В. В. Третьякова
Тв иичиский редактор И. Л. Ткаченко
К irpuxiop Т, Л. Кускова.
ИП М 985
(дано • набор 18 04.85 Подписано в печать 06.08.85 Т 16229
Ф 1 мят 14 108/32 П ч та высокая 1 г р ж II оно чк1 Бумага типограф. № 1 Гарнитура янт»рлтурнпя Усл. печ. л. 6,3 Усл. кр.-отт. 6,51 Уч ичл л 0 67 Изд. № 20815 Зак. № lOfifl Н i rt 16 к.
II датальство «Радио и связь>. 101000 Москва, Почтамт я и 1
II ни и отпечатано 1 типографии итдательсiил I
101000 Москва, Почтамт в/я й I
Тир м иаг алии а ордена Октябрьской Риной i пн н го
К i г Гиимгиц Перной Образцовой топографии ггм ’г
О гголиграфироми при ГоеударспичгИ м И
hi д лам иядатвлььтв полги рафии и и
Москва, М 54 I ал а
© Ий 1ИТРЛ I 1'*85
ПРЕДИСЛОВИЕ
Современные вибраторные антенны широко исполь-
зуют как в виде самостоятельных элементов (одиноч-
ные вибраторы), так и в составе антенных решеток. В
волноводных, рупорных, зеркальных и других антеннах
их используют в качестве возбудителей. Простота виб-
раторных антенн, малые размеры и масса, устойчивость
к атмосферным воздействиям способствуют их широкому
применению во многих областях науки и техники.
В последнее время практика все настойчивее предъ-
являет требования дальнейшего уменьшения размеров и
массы вибраторных -антенн, расширения их рабочего
частотного диапазона, обеспечения возможности управ-
ления диаграммой направленности (ДН). Из ряда ис-
точников [1—5 и др.} следует, что эти требования в зна-
чительной степени можно удовлетворить, включая в
разрывы проводников вибраторных антенн комплекс-
ные, активные или реактивные нагрузки. Действительно,
последовательное включение указанных нагрузок в токо-.
проводящие ветви антенн позволяет значительно изме-
нять распределение тока, ДН и другие характеристики.
Это свойство было использовано для усиления направ-
ленного действия штыревой антенны Франклина [1], в
которую с интервалом в половину длины волны вклю-
чены катушки индуктивности, а также ромбической ан-
тенны [2]' с активной нагрузкой, включенной в точке,
диаметрально противоположной узлу возбуждения.
Включая нагрузки в антенну, можно при необходимо-
сти уменьшить ее направленное действие и получить
равномерную ДН, что было достигнуто в антенне Тата-
ринова с емкостными нагрузками [1]. С помощью вклю-
ченных нагрузок можно уменьшать размеры антенн [3],
расширять их частотный диапазон [4].
При создании антенн с нагрузками путем интуитив-
ных предположений или экспериментального поиска
трудно предвидеть заранее, какими будут их электро-
динамические характеристики, например входное сопро-
тивление, ДН, коэффициент направленного действия
(КНД), КПД, полоса пропускания и др. При этом за-
траты на экспериментальную разработку таких антенн
могут превысить экономический эффект от их использо-
вания. Подобные антенны рассчитывают как прибли-
женными, так и более строгими методами. Например,
методом интегрального уравнения можно вычислить рас-
3
[ пределение тока вдоль малогабаритной нимрйой пря-
молинейной антенны с нагрузками, вхо uine спиротив-
ление и КПД в зависимости от ее толщины, в также от
добротности и места включения индуктивных HaipyioK
[3]. Этим же методом можно оптимизировать ДН сим-
' метричного прямолинейного вибратора произвольной
. длины при включении в разрывы его плеч комплексных
сосредоточенных нагрузок [5]. Методом моментов рас-
считывается распределение тока, а затем и КНД как
функция сопротивления нагрузки. Максимизация КНД
позволяет определить оптимальное значение нагрузки.
Однако сведения о подобных антеннах с нагрузками
рассеяны в виде отдельных публикаций в научно-тех-
нических журналах и патентных описаниях и не могут
в полной мере быть полезными при расчетах и проекти-
ровании новых вибраторных антенн различной конфигу-
рации и толщины с разнообразными нагрузками и ис-
• точниками возбуждения. Кроме того, известные публи-
кации относятся в основном к простейшим случаям —
прямолинейному вибратору или круглой рамке с оди-
ночной или эквидистантно включенными нагрузками.
Основной целью предлагаемой книги является устра-
нение отмеченных недостатков, определение оптималь-
ных методов синтеза включаемых нагрузок и последую-
щая оценка перечисленных параметров антенн. Эта за-
дача рассматривается для более сложных антенн с ре-
активными и комплексными нагрузками, представляю-
• щих практический интерес: V- и П-образных, ромбиче-
ских, шлейф-вибраторных и др. Особое внимание уде-
, ляется антеннам с реактивными нагрузками, имеющим
более высокий КПД, чем антенны с комплексными и
активными нагрузками.
При написании книги применен следующий принцип:
. от теоретических методов расчета и их использования
для исследования разнообразных видов антенн с на-
грузками с целью выявления новых свойств и законо-
мерностей— к рассмотрению конкретных конструкций,
обладающих улучшенными характеристиками. Значи-
тельное внимание уделяется приближенным методам
расчета. В методическом плане такой подход, по види-
мому, целесообразен, так как обеспечивает ясность фи-
зической трактовки.
Все критические замечания и пожелания По книге
следует направлять по адресу. 101000, Москва, Поч-
тамт, а/я 693, издательство «Радио и связь»
4
1. МЕТОДЫ РАСЧЕТА ВИБРАТОРНЫХ АНТЕНН
С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ НАГРУЗКАМИ
Решить задачу о любой антенне, включая вибратор-
ную с нагрузками, означает прежде всего вычислить
распределение тока в антенне и электромагнитное поле
в окружающем ее пространстве. После этого без особых,
затруднений можно найти все вторичные характеристи-
ки антенны: входное сопротивление (ZBX), коэффициент
бегущей волны (КБВ), относительную полосу пропуска-
ния (2А///0), добротность (Qa), КПД, диаграмму на-
правленности, коэффициенты направленного действия,
усиления, эллиптичности поляризационной характери-
стики, действующую длину антенны и др. Первые три
названных параметра характеризуют антенну как на-
грузку для генератора (приемника) переменных токов
высокой частоты, а остальные в большей степени — как
излучатель (приемник) электромагнитной энергии. Зна-
ние этих параметров необходимо при изготовлении, на-
стройке и эксплуатации вибраторных антенн с нагруз-
ками, а отыскание их сопряжено с определенными осо-
бенностями и, как правило, выполняется двумя спосо-
бами.
1.1. СТРОГОЕ И ПРИБЛИЖЕННОЕ РЕШЕНИЯ ЗАДАЧ
О ВИБРАТОРНЫХ АНТЕННАХ
Один из способов расчета вибраторных антенн с на-
грузками заключается в решении задачи о распределе-
нии тока на антенне в строгой постановке, а другой
основан на использовании приближенного заранее из-
вестного распределения тока в антенне, полученного пу-
тем различных аналогий или экспериментально.
При расчетах первым способом решается внешняя
граничная задача для уравнений Максвелла [6]. Антенна
в общем случае рассматривается как проводящее, полу-
5
проводящее или непроводящее те ш он| е (еленной кон-
фигурации, возбуждаемое заде иной иистемой источни-
ков и расположенное в свободном простринетие или
вблизи других тел. При этом учнтыниются реальные
свойства среды и граничные условия, необходимые для
получения однозначного результата решения уравнений
Максвелла. Решение задачи о распределении тока в ан-
тенне в строгой постановке обычно сопряжено с матема-
тическими трудностями. Однако к настоящему времени
получен ряд новых положительных результатов [7—10]
и роль строгой теории антенн неуклонно растет благо-
даря появлению возможностей решения сложных задач
с помощью ЭВМ.
При решении задачи о прямолинейном тонком элек-
трическом вибраторе без нагрузок в строгой постановке
функция распределения тока по вибратору считается
неизвестной, а проекции векторов электрического поля
выражаются через эту функцию. Из условия равенства
нулю касательной к поверхности вибратора составляю-
щей напряженности электрического поля составляют
интегральное уравнение относительно искомой функции
тока вибратора. Решая это уравнение, находят функцию
распределения тока по вибратору, а затем и все необ-
ходимые вторичные параметры [11]. Такой способ рас-
чета антенн называется методом интегрального уравне-
ния.
Для расчета указанным методом симметрично изо-
гнутых антенн с сосредоточенными комплексными на-
грузками (рис. 1.1,а—ж) используется следующее гра-
ничное условие на поверхности антенны [12]:
чм
^CT(s)-f-^(s) = Z(s)2^ 8(s-Av), — d<s<d, (1.1)
где Z^c-rfs) и £s(s)—тангенциальные составляющие па-
дающего (наведенного) и рассеянного электрических
полей соответственно; з— координата точки на поверх-
ности антенны; I (s)—ток в антенне; М — число сосре-
доточенных комплексных нагрузок Z, в плече антенны;
6(s—h4)—дельта-функция Дирака; й» координата
включения v-й комплексной нагрузки, d длина плеча
антенны.
Учитывая определение электро щндмических потен-
циалов [13] и симметрию антенны м( я но ипнеагь ин-
тегральное уравнение дли тока
в
Рис. 1.1. Разновидности вибраторных антенн с реактивными нагруз-
ками:
а — П-образная с индуктивными нагрузками; б, в—V-образные с
индуктивными нагрузками; г, е — ромбические с индуктивной и
емкостными нагрузками; д — шлейф-вибратор А. А. Пистолькорса
с индуктивной нагрузкой; ж—с комплексными нагрузками; з, и —
с коаксиальными шунтами без нагрузок и с индуктивными нагрузка-
ми, к — двухштыревая с индуктивными нагрузками
7
f W [G(s, s') — G(—s, s')]
о - Ns' -
i«i »
J [G(S, s'j(5, s') — G(-5, s') (-§, s')] d ds' +
0 '
[0 при 0 < ( s | < hv
-4- jwe. > =
^|£(А,)Л при | s | <d
(О при O< | s | <й„, ,j 2
Ь^а^/З при hu < | s | < d (0 < | s | <d),
где G(s, s'), G(g, s') —функции Грина точек одной итой
же ветви антенны; G(—s, s'), G(—g, s') —функцииГри-
fea точек разных ветвей; g, s'— координаты точек на-
блюдения и интегрирования на поверхности и оси ан-
тенны соответственно; А = со['/8аца = 2лА.—волновое чис-
ло; и — круговая частота; еа, ца—абсолютные диэлектри-
ческая и магнитная проницаемости; X — длина волны в
свободном пространстве; s' — единичные векторы,
касательные к оси вибратора в соответствующих сече-
ниях; U—напряжение возбуждающего б-генератора;
hu —координата включения б-генератора. Координаты
s, g, s' отсчитываются вдоль оси вибратора, а соответ-
ствующие сечения s, g, s' перпендикулярны его оси.
По сравнению с известными способами решения ан-
тенных задач метод интегрального уравнения обес-
печивает наиболее точный и правильный учет взаимо-
действия факторов, влияющих на конечный результат
расчета, и позволяет расширить разновидности рассчи-
тываемых вибраторов. Например, с помощью интеграль-
ного уравнения (1.2) можно решать задачи для вибра-
торов различной конфигурации, различного поперечно-
го сечения, различной электрической длины, замкнутой
и разомкнутой формы, с различными числом и местами
расположения возбуждающих источников и комплекс-
ных нагрузок [14]. Результаты решения на ЭВМ инте-
грального уравнения (1.2) для вибраторов с нагрузка-
ми и без нагрузок с длиной плеча d/X<l и параметром
Q = 4,6 lg(2d/ra)>7 ... 8 (где га—радиус проводника ан-
тенны) хорошо согласуются с расчетными и эксперимен-
тальными данными [15 17].
Если к точности расчетов не предъявляются высокие
требования, применяется второй способ расчета ан-
8
тенн — приближенный. Основной идеей этого метода
является предположение, что распределение амплитуды
тока вдоль вибратора заранее известно и, как правило,
подчиняется гармоническому (синусоидальному) зако-
ну. При этом фаза тока вдоль вибратора постоянна, но
в «узлах» тока изменяется скачкообразно на 180°.
Подобный подход к решению задач применяется в
методах с использованием вектора Пойнтинга, наводи-
мых электродвижущих сил, эквивалентной линии, бико-
нической антенны и др. В самой сущности этих методов
уже заложена погрешность результатов расчета, обу-
словленная неточным заданием распределения тока в
антенне или антенной системе. Поэтому в дальнейшем
будем называть их приближенными. Когда погрешность
расчетов выходит за рамки допустимых значений, зада-
чу приходится решать в строгой постановке.
Так как распределение тока является важнейшим
параметром, с учетом которого определяются все ос-
тальные электродинамические характеристики антенны,
рассмотрим на примерах, в какой степени синусоидаль-
ное распределение тока отличается от реальных значе-
ний, полученных в результате решения задачи в строгой
постановке. Сопоставим реальные распределения тока
Рис. 1.2. Графики распределения амплитуды (а) и фазы (б) тока
на полуволновых симметричных вибраторах (d=0,25X) при пара-
метре толщины вибратора Й, равном 7,3 (/) и 10 (2)
па ЭВМ методом интегрального уравнения [14], с сину-
(оидальным, заданным на идеальном бесконечно тонком
вибраторе (d=0,25X), которое показано на этом же
рисунке штриховыми линиями. Все значения тока рас-
шатаны при напряжении возбуждающего генератора
U 1 В, а фаза тока определена из выражения <р =
9
— arcsin 1*11, где /. мнимая часть така Комплексное
значение тока (/вх) в точках юзбуждвиия идеального
вибратора получено с учетом того, что его входное со-
противление (£вх), найденное ранее методами вектора
Пойнтинга и наводимых ЭДС [2], составляет 73,1 +
+ ]’42,5 Ом. На основании этих данных можно записать
/вх=UIZ_BX= 1/(73,1 +j42,5) ~ 10,2—j5,9 мА, а амплитуда
и фаза тока равны соответственно V 10,22 + 5,92~
— 11,8 мА, <p=arcsin(—5,9/11,8) ——30°10'.
Как следует из рис. 1.2, форма и абсолютные зна-
чения амплитуды тока на реальных вибраторах отлича-
ются от синусоидального распределения, а фаза тока не-
постоянна вдоль вибратора. С увеличением толщины
проводников вибраторов эти отличия растут, особенно в
центральной части антенны вблизи точек возбуждения.
Входные сопротивления рассматриваемых антенн ко-
нечной толщины, полученные из графиков распределе-
ния тока (см. рис. 1.2), составляют 91,9+j44,7 Ом для
Q2=10 и 114,3+j38,8 Ом — для &i=7,3, т. е. значитель-
но отличаются от ZBX идеального вибратора с синусо-
идальным распределением тока. На основании этих дан-
ных можно судить о значениях погрешностей определе-
ния тока и ZBX для вибраторов различной толщины в
случае применения приближенного метода. Например,
погрешности расчета ZBX, обусловленные заданием си-
нусоидального распределения амплитуды тока на рас-
смотренных полуволновых антеннах, составляют по мо-
дулю в точках возбуждения соответственно Ai = (ll,8—
—8,3)-100/8,3 = 42,7% и Д2= (11,8—9,8) 100/9,8 = 20,6%.
Рис. 1.3. Расчетные (/) [13, 14] и экспериментальные (5) [17] гра-
фики распределения амплитуды fa) и фазы (б) тока иа волновом
симметричном вибраторе (d 0,50 X) конечной толщины (й“9,9)
10
Такие погрешности могут заметно исказить результаты
расчетов. При увеличении длины антенн они, очевидно,
растут. Например, при приближенном расчете волново-
го вибратора (d=O,5X) ток в точках возбуждения виб-
ратора оказывается равным нулю, а входное сопротив-
ление стремится к бесконечности, что не соответствует
действительности. Таким образом, с помощью прибли-
женной теории в данном случае невозможно получить
результат, близкий к реальному, т. е. задачу можно
решить лишь в строгой постановке. Например, рассмот-
рим результаты расчетов методом интегрального урав-
нения реального распределения тока на волновом сим-
метричном вибраторе (рис. 1.3). Как следует из графи-
ков, расчетные входные сопротивления 1 хорошо согла-
суются с экспериментальными данными 2 и соответст-
венно равны 378—j495 Ом и 346—j476 Ом. При этом
Рис. 1.4. Графики распределения амплитуды (а) и фазы (б) тока
ни волновом V-образиом (а“90°) вибраторе конечной толщины
(О 9,9) с возбуждающими источниками, включенными иа расстоя-
нии hu от середины аитеииы, равном ±0,125 X (/); ±0,25 X (2);
£0,375 X, (3); в середине аитениы (4)
амплитуда тока в точках возбуждения не равна нулю,
как это получается в соответствии с приближенной тео-
рией, а фаза изменяется вдоль вибратора по определен-
ному закону, который с помощью приближенной теории
невозможно оценить. Если же выполнить вибратор с
приподнятыми точками возбуждения (см, рис. 1.1,в), то
распределение тока вдоль антенны приобретает еще бо-
лее сложный вид, который также трудно аппроксимиро-
вать синусоидальной функцией. В качестве примера на
рис. 1.4 приведены графики распределения тока на вол-
новом V-образном вибраторе, вычисленные на ЭВМ
методом интегрального уравнения [14]. При включении
нагрузок в ветви подобных антенн форма распределения
тока на них становится еще более сложной, а абсолют-
ные значения тока в антенне тем более не могут быть
определены с помощью приближенной теории, т. е. за-
дача опять-таки должна решаться в строгой постановке.
Таким образом, проведенный анализ показал, что
задание синусоидального распределения тока на реаль-
ных вибраторах с нагрузками может приводить к зна-
чительным погрешностям при расчетах входного сопро-
тивления и зависящих от него параметров (при расче-
тах амплитудных диаграмм направленности представ-
ление неизвестных распределений тока синусоидальны-
ми не приводит к заметным погрешностям). Тем не ме-
нее приближенные способы иногда позволяют оценить
характеристики электрически коротких тонких вибра-
торных антенн (d<0,25X, Q>10) с минимальными за-
тратами времени и приемлемыми для практики погреш-
ностями.
1.2. ПРИБЛИЖЕННЫЙ РАСЧЕТ ШТЫРЕВЫХ АНТЕНН
С ИНДУКТИВНЫМИ НАГРУЗКАМИ
Наряду со строгим подходом при оценочных расче-
тах входных сопротивлений, а также при определении
необходимых значений и мест включения нагрузок в ан-
тенны целесообразно пользоваться приближенными ме-
тодами» .
Сопротивление излучения и активная составляющая
входного сопротивления. При включении индуктивных
нагрузок в электрически короткие антенны (см.
рис. 1.1,а, б) для создания в них режима последова-
тельного резонанса ранее методом'интегрального урав-
12
нения [18] было показано, что распределение амплитуды ’
тока вдоль айуенны близко по форме к трапецеидаль-
ному (рис. 1.5).
Рис. 1.5. Графики распределения амплитуды тока иа электрически '
коротких V- (а) и П-образиых (б) вибраторах длиной 2d с индук-'
тивными нагрузками L
Найдем приближенные формулы для сопротивления •
излучения подобных антенн, применяя определение дей- ’
ствующей длины (Лд) электрически короткой вибратор-
ной антенны [2], которое в рассматриваемом случае за-
писывается следующим образом:
1 *
Ад —— [ I(s)ds,
'х -а
где /(s), /вх — распределение амплитуды тока
вибратора и ее значение в точках подключения
тора к источнику возбуждения соответственно.
Для вибраторов с трапецеидальной формой распре- '
деления тока (рис. 1.5)
лд= -М \inds + f ij\- 4—^
lL \ d—hL
(1.3)'
ВДОЛЬ '
вибра-
ds = d + ht.
вх
(1.4)*
Тогда выражения для сопротивлений излучения П- и
V-образных антенн с учетом их конфигурации и прибли-
женной формулы для сопротивления излучения корот-
ких антенн [2] можно представить в виде:
D 800й / Л„ \2 800й/</+Л£\’
I- =—НН
(1.5)

~ 800а
•5XV Л-
w
Лд V 800а
X / те
/ d + /я У
I * /’
(1-6) 1
13 1
При известных сопротивлениях излучения Rs и по-
терь R„ активная составляющая входного сопротивле-
ния определяется как их сумма [2]. /
Реактивная составляющая входного сопротивления и
оптимизация включаемых нагрузок* Для определения
реактивной составляющей Xвх входного сопротивления
антенны воспользуемся методом эквивалентной линии
[1], в соответствии с которым распределение тока вдоль
антенны предполагается синусоидальным, а под экви-
валентностью линии и антенны подразумевается при-
ближенное равенство погонных параметров линии соот-
ветствующим параметрам антенны. Для вибраторных
антенн без нагрузок:
U/pctg(;M), (1.7)
Wv = F{d, г J, (1.8)
где W? — волновое сопротивление штыревой (разомкну-
той) антенны; £—коэффициент укорочения, учитываю-
щий уменьшение длины волны в свободном пространст-
ве по сравнению с длиной волны в линии.
Для решения задачи об антенне с нагрузками мето-
дом эквивалентной линии представим симметричную ан-
тенную с нагрузками Z (рис. 1.6,а) в виде двухпровод-
Рис. 1.6. Схема вибраторной антеииы с сосредоточенными комплекс-
ными нагрузками (а) и ее представление в виде длинной линии (б)
ной длинной линии (рис. 1.6,6) из идеально проводя-
щих параллельных ветвей, расстояние между которыми
5Л<§Х При этом предположим, что мощность излучения
и джоулевы потери рассматриваемой линии близки к
нулю. Очевидно, что такие допущения упрощают физи-
ческую модель антенны, однако для приближенного рас-
чета реактивной составляющей они могут быть приняты.
Воспользуемся соотношением для входного сопро-
тивления длинной линии с нагрузкой ZH, подключенной
на расстоянии hz от начала линии [1]:
ZH + jirptgW
р U7p + jZHtg(^)
(1.9)
14
Определив для рассматриваемого случая с учетом
(1.7) нагрузку антенны в виде ZH=2Z—j№pctg[£A(d—
—^z)L перепишем (1.9) для входного сопротивления
антенны: \
Z 2- ~ J ^pktg W ~ h'}] + J tg (C^J
-BX P Wp + j {2Z - jirp ctg [tf (d - A,)]} rg (CAA,) U• }
Подобную формулу нетрудно получить и для боль-
шего числа нагрузок Z в каждом плече антенны, но мы
ограничимся рассматриваемым случаем (рис. 1.6). Если
нагрузки, включаемые в антенну, реактивные (Z=jX),
то, как видно из (1.10), и искомое ZBX будет реактив-
ным (Zpx=Нвх) . Например, при включении двух ин-
дуктивных нагрузок в симметричную вибраторную ан-
тенну в точках hz = ±h.L реактивная составляющая ее
входного сопротивления в соответствии с (1.10) прини-
мает вид
X —W %»L/WP + tg($khL)-- cig\tk(d — hL')]
₽ 1 + tg («ААг) ctg [сА (d — hL)] — (2ш£/ 1Гр) tg (;АА£)
(1-Н)
Если нагрузки Z должны обеспечить последователь-
ный резонанс, то значение каждой из них_Zpe3 найдем из
(1.10), полагая входное сопротивление равным нулю:
= j Хк = 0 = 2Zpe3 - j Гр ctg [«k (d - Аг) 14-
+ j^ptg(^),
откуда
£рез = Ирез = j (wp/2) {ctg [;A (d — h2] — tg (;AA3)}.
Тогда резонансная индуктивность для разомкнутых ко-
ротких антенн (d<0,25X)
W
= ~ (1.12)
г ie he —координата включения индуктивной нагрузки;
1-t-^ln^/ra)]-1, а волновое сопротивление антенны
(18) [2]
Wp 120[ln(d/ra)—1]. (1.13)
15
1.3. ПРИБЛИЖЕННЫЙ РАСЧЕТ РОМБИЧЕСКИХ
И ПЕТЛЕВЫХ АНТЕНН / НАГРУЗКАМИ
Чтобы получить приближенный «юотношения для
• расчета ромбических и шлейф-вибраторных замкнутых
антенн, вновь представим антеннуРв виде двухпровод-.
„ ной линии с нагрузками, подобно изображенной на
рис. 1.6,6, но замкнутой на конце. Заимствуя все обо-
значения и условия из предыдущего рассмотрения со-
. ответствующей разомкнутой антенны и учитывая, что
для данного случая ZH=2Z + jH7stg[^(d—й2)], выраже-
ние для реактивной составляющей входного сопротив-
. ления замкнутой антенны при условии, что включаемые
в антенну нагрузки реактивные (Z=jX), в соответствии
, с (1.9) записываем .следующим образом:
X __ir 2^/IF34-tg[^(d-M + tg(^) '
3 l-(2A/IF3)tg(^)-tg[^(a!-Aj]tg(«^)
(1-14)
Для обеспечения последовательного резонанса пола-
гаем в (1.14) А'Вх = 0 и находим из этого выражения не-
. обходимое значение резонансной нагрузки в виде
. Хрез.з = - 0,5F3{tg[^ (d- hx) J + tg^/iJ}, (1.15)
где hx — координата включения реактивной нагрузки;
Ц73— волновое сопротивление петлевой (замкнутой)
антенны.
Волновое сопротивление замкнутых антенн
2761g (d/2ra). (1-16)
Отметим, что при использовании метода эквивалент-
ной линии влияние толщины проводника антенны на ее
j реактивное сопротивление учитывается в выражениях
для волновых сопротивлений W3 и 1ГР, однако в тонких
вибраторах решающее значение имеет не толщина про-
водника антенны, а его длина, а также значение и ме-
, сто включения нагрузок.
Вернемся к выражениям для Хвх и Хрев.в замкнутых
антенн (1.14) и (1.15), которые при включении нагру-
зок в точках hx = ±d, диаметрально противоположных
точке О (см. рис. 1.1,г), при £=1 принимают вид:
2X/UZ3 + tg(fed)
iX 3 1 - (2X/W3)tS(kd)
Хрез.з =—0,5W3tg (kd).
7,(46
(1.17)
(1.18)j
В [18] бьКло показано, что для уменьшения размеров
антенны (с?<9,51) в точках hx = ±d целесообразно
включать индуктивные нагрузки. Тогда с учетом (1.18)
необходимая резонансная индуктивность
Lpes.3=-(^3/4«/)t^(^). (1.19)
Полученные формулы позволяют приближенно оце-'
нить Авх И Арез.з замкнутых антенн различной конфигу-'
рации с емкостными и индуктивными нагрузками.
Шлейф-вибраторы с индуктивными нагрузками. Для
антенны, изогнутой в виде шлейф-вибратора
(рис. 1.7,а), можно применять предыдущие выкладки и
Рис. 1.7. Схема шлейф-вибратора Пистолькорса с индуктивной на-
грузкой 2L (а) и ее представление в виде двухпроводной длинной
линии (б):
/ — шлейф-вибратор; 2 — эквивалентная двухпроводная линия; 3 — точки под-
ключения возбуждающего источника
формулу (1.19). При этом следует считать, что длина
эквивалентной двухпроводной линии (рис. 1.7,6) при-
близительно равна половине периметра шлейф-виб-
ратора, которую можно определять следующими прове-
ренными экспериментально двумя способами. При
<шл/5Шл>10 можно пренебречь шириной 5ШЛ шлейф-виб-
ратора и считать, что d^2lшл, Я ПрИ /шл/5шл <10
ШЛ + $шл [(л/2)—1].
Тогда формулу (1.19) для резонансной индуктивно-
сти шлейф-вибраторов при /шл/5Шл>Ю можно перепи-
сать в виде
I РН.ШЛ - - 4- 1g tg (2*/шл). (1.20)
4к г.
I 1096
17
Формулой (1.20) целесообразно пользоваться при
размерах антенны 0,25A<d<0,45Л,. Точность расчетов
±(15 ...20) %. /
Входные сопротивления шлейф-вибряторов А. А. Пи-
столькорса с индуктивной нагрузкой брис. 1.7,в) можно
оценивать с более высокой точностью; чем при рассмот-
ренном методе эквивалентной линйи, используя метод
суперпозиции [19]. При расчете ряда петлевых антенн с
нагрузками сначала отделяют неизлучающие токи от
излучающих. Первые определяют по обычным форму-
лам теории эквивалентной линии, так как они вносят
незначительный вклад в излучение при условии, что
расстояние между проводниками антенны (5ШЛ) мало
по сравнению с длиной рабочей волны. Вторую разно-
видность токов — излучающих — предлагается опреде-
лять заранее любыми способами, например методом ин-
тегрального уравнения [16] для разомкнутой прямоли-
нейной антенны или по методике, изложенной в [14], при
более сложной конфигурации антенны, причем радиус
/?э данной эквивалентной «толстой» цилиндрической ан-
тенны должен быть связан с радиусом га и расстоянием
Sшл рассчитываемой петлевой антенны (рис. 1.7,а) сле-
дующей зависимостью:
R^VS^~ (1.21)
При этом не исключаются другие способы определе-
ния тока и входного сопротивления эквивалентной ра-
зомкнутой цилиндрической «толстой» антенны, в том
числе и экспериментальный.
Расчетные соотношения для рассматриваемого
шлейф-вибратора имеют вид
ZBX = (4ZTZ, + ZZn + 2ZZT)/(2ZT + 2Z+Z„), (1.22)
где ZT — входное сопротивление эквивалентной «тол-
стой» антенны радиуса /?э; Zn = \Waig(kd)—входное
сопротивление замкнутой двухпроводной линии длиной
d\ Z = 2jZ — сопротивление реактивной нагрузки, вклю-
ченной в антенну так, как показано на рис. 1.7,а.
Разделив действительные и мнимые слагаемые вы-
ражения (1.22), исключая мнимую часть в знаменателе
и обозначая №л = №а tg(kd), запишем выражения для
активной и реактивной составляющих входного сопро-
тивления рассматриваемой петлевой антенны:
/?Т(2Х+17Л)2 „„
/?2 + (2А'4.Л'т+ Ц7л/2)2 ’ '
18
„ 2 (/?? \ X*) (X + Н7Л) + X, (2X + W„)* +
\ ~ _
\ /% + (2Х+Хт +
Ч-2ХЦ7л(*+Хт+ n 9zn
+ ^л/2)8
Далее необходимо определить реактивное резонанс-
ное сопротивление Лрез.шл нагрузки, при включении ко-
торой в петлевую антенну обеспечивается режим после-
довательного резонанса. При исходном электрическом
размере антенны d<0,5X— это первый последователь-
ный резонанс. Аналогично тому как делалось ранее, по-
ложим Хвх=0, тогда из (1.24) после преобразований и
упрощений получим
_ -ТО4 + ^4-/??4-ЗХт1Гл)
2(Ц7Л + 2АТ) *
У(0.25 + X? + R* - - AR^
± ^и7лН-2Ат) ’ (1 '
Выражение (1.25) громоздко для инженерных рас-
четов и Z-pei.i можно было бы определять по прибли-
женной формуле (1.19), полученной методом эквива-
лентной линии. Однако в этой формуле не учтены излу-
чающие свойства антенны и точность расчета по ней
Юнка. Для повышения точности следует использовать
комбинированный способ определения ХРеэ.шл, сочетаю-
щий методы суперпозиции и эквивалентной линии. В со-
ответствии с методом эквивалентной линии при вклю-
чении нагрузок в точках h =±d шлейф-вибратора из
(1.15) получим
XpM..=-0,5HMg(£M). • (1.26)
Для этого же случая при Х = 0 из выражения (1.14)
имеем
*M(x-o) = ^8tg (?&/). (1.27)
Сравнивая (1.26) и (1.27), можно сделать вывод, что
Хр.,.,^-0.5^^0,. (1-28)
В соответствии с (1.28) полагаем в (1.24) Х=0 и
Найденное из (1.24) выражение для ХВХ(х>=о) подстав-
I* 19
ляем в (1.28). Тогда для определения необходимой ре-
зонансной нагрузки в малогабаритном шлейф-вибрато-
ре Пистолькорса получим формулу бодее простую, чем
(1.25), и вместе с тем более точную, чем (1.15):
----[2 (Я* + Х^) И7Л+ +
(1.29)
Шлейф-вибраторы с емкостными нагрузками. Наряду
с рассмотренными вариантами включения нагрузок
представляет интерес последовательно-параллельное
включение определенных емкостных нагрузок в шлейф-
вибраторы, как показано на рис. 1.8. Такие антенны
обладают расширенным ча-
стотным диапазоном. Расчет и
оптимизация входных сопро-
тивлений шлейф-вибраторов с
емкостными нагрузками осу-
ществляется методом суперпо-
зиции с помощью (1.22). В от-
личие от приведенного ранее
случая сопротивление 7Л, вхо-
дящее в (1.22), следует опре-
делять по формуле, учитываю-
щей как реактивное сопротив-
ление Z2 конденсатора С2, так
и координату его включения hc:
Рис. 1.8. Схема шлейф-виб-
ратора Пистолькорса с ем-
костными нагрузками С| и
7 \]Z2- Watg(khc)]tg ^(ZmJ-^)] + JZ2tg(^c)
л 4 [jl^s — ^2tg(^Ac)]tg —Ac)] + 272
(1.30)
Подставляя это значение Zn в (1.22) и учитывая, что
сопротивление Z=l/j2nfCb получаем расчетную фор-
мулу для ZBX шлейф-антенны с последовательно-парал-
лельными емкостными нагрузками. Третий параметр —
входное сопротивление эквивалентной «толстой» антен-
ны ZT — определяется, как было изложено ранее [см.
(1.21) и (1.22)]. На основе полученных соотношений
составляется программа оптимизации, позволяющая на
микрокалькуляторе или небольшой ЭВМ получать не-
обходимые значения ZBX в заданном частотном диапа-
зоне.
20
1.4. ПРИБЛИЖЕННЫЙ РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТА
ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ МАЛОГАБАРИТНЫХ АНТЕНН
С НАГРУЗКАМИ
Оценим одну из важных характеристик антенн с на-
грузками— КПД, определяющий эффективность антен-
ны как излучателя (приемника) электромагнитной энер-
гии. Этот параметр выражается отношением мощности
излучения антенны Ps к общей мощности Рвх на ее
входе или отношением сопротивления излучения к об-
щему активному входному сопротивлению антенны:
7;= = ———=—, (1.31)
где Рп — активные потери мощности в антенне и ее на-
грузках.
Коэффициент полезного действия электрически ко-
роткой антенны с нагрузками можно приближенно оп-
ределить, зная добротности излучения1 Qs и потерь
Qn антенны, связанные с активными сопротивлениями
антенны обратно пропорциональными зависимостями:
Qs= I I IR1-, Qn — I *ях.н I /Яп. (1.32)
где llQn = l/Q»+l/QH-, Qm, Qh — добротности, обуслов-
ленные активными потерями мощности в материалах,
из которых изготовлена антенна, и потерями в сопро-
тивлениях нагрузок антенны соответственно; XBx.H— ре-
активное входное сопротивление ненастроенной корот-
кой антенны. Тогда с учетом (1.32) выражение (1.31)
записывается в виде
n = Qn/(Qs +Qn). (1.33)
При таком определении КПД добротность излучения
Qs электрически короткого вибратора можно прибли-
женно найти, представив его в виде последовательного
колебательного LC-контура с волновым сопротивлением
и резонансным сопротивлением /?о:
<2s»UW0. (1.34)
При этом реактивное сопротивление контура
v г 1 г I ш ш0 tvz I 05 “0 \
«»0>£-----— = V------------- = ---------- .
U)C \ а>0 О) / \ <о0 ш /
_ (1.35)
где LC — резонансная частота.
• Иногда Сд называют добротностью антенны.
21
(О, поду-
— IF/ 1 _i_ “o H — 2
= U/K------------1------- = -t>
\ шо ш2 / «>-»<, шо
ло
(1.36)
Продифференцировав обе части (1
чим
dXn
dw ,
откуда
2 dw | ш=Шо
Подставляя (1.36) в (1.34), получаем приближенную
формулу для расчета добротности излучения вибратор-
ных антенн с резонансной характеристикой, подобной
характеристике колебательного ЕС-контура:
dX,
U)O
Qs 2^
2/?0 dw
Если известна зависимость коэффициента бегущей
волны Аб от частоты, то формулу (1.37) можно преоб-
разовать следующим образом. Входное сопротивление
исследуемой антенны приближенно представим в виде
входного сопротивления линии (1.9) длиной d с волно-
вым сопротивлением W и комплексным сопротивлением
ZH на конце.
Принимая за условный конец линии сечение, в ко-
тором напряжение максимально, можно считать kt,=
= WIZ? и формулу (1.9) переписать следующим обра-
зом:
(1-37)
u>sxu>0

(1.38)
ZHX = W
— k2 cos2 (kd) + sin2 (kd)
(k2 — 1) sin (kd) cos (kd)
k2 cos2 (kd) -|- sin2 {kd)
Если резонансное сопротивление антенны R0=W, то
k6 = fe2cos2(Ad)-|- sm2(kd), (1.39)
откуда определим
sin (kd) = К^б/ Kl + *б! cos (kd) = 1IV 1 + k6. (1.40)
Тогда из (1.38) с учетом (1.40) запишем выражение для
реактивной составляющей антенны
Xbx=-JW7(1-A6)/VX
22
подставляя которое в (1.37), получаем
Q8=-A_
2Д/ Vk6
(1-41)
где 2Д/7/о — относительная полоса пропускания частот
при определенном коэффициенте бегущей волны Ае-
По формуле (1.41) можно определять добротность
излучения электрически коротких антенн при наличии
явно выраженной частотной характеристики КБВ на
входе антенны, полученной при условии R0=W. В каче-
стве примера на рис. 1.9 приведены зависимости доброт-
ностей, вычисленные по значениям КБВ, полученным
путем решения задачи на ЭВМ в строгой постановке
(см. § 1.1 и [14]). Из рис. 1.9 видно, что Qz сильно за-
висит от конфигурации и толщины вибраторов. Напри-
мер, при изменении угла раскрыва V-образного вибра-
тора средней толщины от 60 до 180° (кривая 2) доб-
ротность снижается в три раза. Из (1.33) следует, что
с уменьшением Qz при постоянном значении Qn растет
эффективность антенны. Исследования показали, что
при уменьшении электрических размеров вибраторных
антенн их добротность излучения растет, что приводит
к снижению КПД антенн. Например, при уменьшении
длины плеча d прямо-
линейного симметрич-
ного вибратора (П =
9,1) с 0,25% до 0,12%
Qx увеличивается в
три раза — с 4 до 12.
Рис. 1.9. Зависимости доб-
ротности излучения от элек-
трической длины вертикаль-
ной части (ft/%) полуволно-
вых П-образных антенн и
от угла раскрыва а V-об-
разных антенн при d=0,25%,
nu=0 и параметре толщины
антенны R, равном 11,3 (/);
9,1 (2) и 7,3 (3)
Для определения КПД таких антенн с помощью
(1.33) необходимо еще знать добротность потерь Qn,
которую можно считать при известных проводимостях
антенны и включенных в нее нагрузок или оценить экс-
периментально, например измерением частотной харак-
23
теристики КБВ антенны, закрываемой сплошным про-
водящим экраном малых электрических размеров в со-
ответствии с методикой, приведенной в [20].
1.5. ВЛИЯНИЕ УЗЛА ВОЗБУЖДЕНИЯ НА ВХОДНОЕ
СОПРОТИВЛЕНИЕ ВИБРАТОРНЫХ АНТЕНН
До сих пор мы рассматривали идеализированную
модель антенны, в которой линия питания заменена ис-
точником напряжения, подключенным к бесконечно уз-
кой щели. Приступая к экспериментальной проверке
электрических характеристик реальных антенн, необхо-
димо помнить, что при конечной толщине антенны бес-
конечно узкая возбуждающая щель в ней имеет беско-
нечно большую статическую емкость. В идеальном слу-
чае это приводит к неограниченному росту тока в рай-
оне точек возбуждения. В реальных условиях при
конечной ширине щели ток в точках возбуждения ос-
тается конечным, однако действительно имеет место
ярко выраженный всплеск его, обусловленный квазиста-
тическим полем щели. В рассматриваемых нами элек-
скачок тока спадает очень
трически тонких антеннах
резко в малой области
вблизи питающей щели,
но, несмотря на это, вход-
ное сопротивление антенн
заметно искажается кон-
струкцией применяемого
узла питания (рис. 1.10).
Рис. 1.10. Конструкция узлов
возбуждения несимметричных
вибраторных антенн с кониче-
ским (а) и плоским (б) осно-
ваниями:
1 — несимметричная антенна; 3 —
проводящий противовес; 3 — коак-
сиальная подводящая линия
Экспериментальные исследования влияния конструк-
ции узла возбуждения на ZBX антенн. В качестве при-
мера рассмотрим частотные зависимости входных со-
противлений штыревых антенн, изготовленных из цилин-
дрических проводников двух различных толщин для
работы в частотном диапазоне, в котором антенна ис-
24
пытывает первый последовательный резонанс (рис. 1.11),
и для разных углов при вершине конического основания
(см. рис. 1.10,а). Представленные результаты получены
с использованием стандартного коаксиального узла пи-
ония, имеющего волновое сопротивление №=50 Ом и

> %tx ’ ®м
/,5<? 7,50 1,57 1,64 1,69 М
1,38 1,44 1,50 1,57 1,64 ’ '
Рис. 1.11. Зависимости входных сопротивлений (—^?вх,-------Хвх )
цилиндрических несимметричных вертикальных (а) и Г-образных
Л/ХОр=0,14 (б) антенн от электрической длины при различных углах
конического основания
размеры 7? = 4 мм, г=1,75 мм. Волновое число kcp и дли-
на волны Хер соответствуют четвертьволновой длине
рассматриваемых штыревых антенн.
Как следует из анализа рис. 1.11, изменение угла W
от 19 до 140° искажает активную и в большей степени
реактивную составляющие входного сопротивления дан-
пых антенн. При одной и той же толщине антенн изме-
нение W меньше влияет на входное сопротивление изо-
гнутых (Г-образных) антенн (рис. 1.11,6), чем прямо-
линейных (1.11,а). Таким образом, можно сделать вы-
вод, что с увеличением толщины как изогнутых, так и
прямолинейных антенн шунтирующее влияние узла пи-
тания растет. Поэтому при сравнении расчетных данных,
полученных для идеализированной модели антенны, с
25
экспериментальными необходимо учитывать и исклю-
чать влияние конструкции узла питания.
Наиболее простой способ учета этого влияния пред-
ложен в [16]. Так как электромагнитная связь между
узлом питания и антенной сказывается в пренебрежимо
малой по сравнению с длиной волны области, распреде-
ленная связь заменяется сосредоточенной в виде кор-
ректирующего четырехполюсника, подключенного ко
входу антенны и состоящего из сосредоточенных индук-
тивностей LCB и емкости Ccs (рис. 1.12). Приближенно
L-cft I
|. л А у Рис. 1-12. Эквивалеитиая
— °х -г- со Н-а схема антенны и узла воз-
Т буждения
О VUM I
предполагается, что емкость Ссв не зависит от частоты,
а индуктивность LCB в реальных случаях настолько ма-
ла, что ею можно пренебречь.
Когда антенна по своему диаметру является продол-
жением центрального проводника коаксиальной линии
питания, емкость Ссв мала и не оказывает заметного
влияния на _Za. В этих случаях можно довольно точно
измерять Za при волновом сопротивлении тракта поряд-
ка 50 или 75 Ом. Но диаметр антенны не всегда совпа-
дает с диаметром подводящей линии, а каждый раз из-
менять конструкцию подводящей линии для приспособ-
ления ее к диаметру антенны неудобно. Поэтому для
уменьшения шунтирующей емкости Ссв следует приме-
нять антенны со сточенным на конус основанием
(рис. 1.10,а). Разумеется, полностью исключить погреш-
ность измерения _Za не удается, так как, с одной сторо-
ны, при малых углах Т конического основания
(рис. 1.10,а) нижняя часть антенны является кониче-
ской с переменным радиусом стержня вдоль длины, что,
как правило, не учитывается при расчетах цилиндриче-
ских антенн, с другой стороны, при больших углах Т
конический участок антенны уменьшается, однако резко
возрастает неизвестная нам шунтирующая емкость ос-
нования Ссв антенны с противовесом, что заметно иска-
жает входное сопротивление антенны и нарушает усло-
вие исключения паразитной емкости Ссв, к которому
стремятся при измерениях.
Учет влияния емкости между основанием антенны и
противовесом. Для определения влияния емкости Ссв
26
предлагается, выполнить узел питания антенны в вариан-
ie, представленном на рис. 1.10,6 при Т=180°, оставляя
между основанием антенны и противовесом небольшой
•азор известной ширины Тогда первый из назван-
ных недостатков антенны с коническим основанием ис-
ключается — антенна будет в основном цилиндрической.
Второй недостаток — значительная емкость между осно-
ванием антенны .и противовесом — обращается в преи-
мущество, так как позволяет повысить точность опре-
шления этой емкости. По сравнению с вариантом кони-
ческого основания (см. рис. 1.10,а) емкость плоского
основания легче поддается расчету методами электро-
статики, так как она сосредоточена в электрически ма-
лом участке антенны (t0).
Приближенная формула для определения этой емко-
сти, проверенная экспериментально в широком диапа-
зоне (от 1 до 45 пФ), имеет вид
С, = (eBw2/*0) + {2тсеа/0/[1п (2/0/г) — 1]}. (1.42)
При известной емкости Ссв истинное входное сопро-
тивление антенны
, _ R..+1 И.< + »c„w’„ + xyi ,, т
(«Сев/?»)2 + (1 -Н шСсЛк)2
Предложенный метод учета емкости при тщательно
выполненных измерениях ZBX и Ссв позволяет опреде-
нпъ Za с погрешностями, не превышающими 10% при
шачениях зазоров /г%=0,005 ... 0,020.
Результаты измерения Za, полученные с помощью
рассмотренного метода, отмечены на рис. 1.11 кружка-
ми. Эти значения хорошо согласуются с классическими
ьанными. Кроме своего непосредственного назначения —
ючного измерения ZbX— данный метод позволяет опре-
1елить с помощью, например, графиков на рис. 1.11
оптимальные углы Т конусов оснований антенн, при
которых емкостью Ссв можно пренебречь. Результаты
следующие: ^=*50° для антенн с й = 7,3; W~19o для
<2 9,1; Т~10° для Q = 9,8.
Данным методом можно оценивать также волновые
< опротивления антенн. В частности, было выяснено, что
волновые сопротивления вертикальной и Г-образной
штенн одинаковой толщины и длины, например, пара-
метры которых даны на рис. 1.11 (й = 7,3), мало отли-
27
чаются между собой и равны соответственно 118 и
116 0м.
И наконец, еще один вывод, который можно сделать
из рассмотрения рис. 1.11, состоит в том, что конструк-
тивную емкость в основании антенны можно использо- 1
вать для исключения реактивной составляющей входно-
го сопротивления антенны (Хвх = 0), т. е. для
настройки антенны в резонанс. Например, на рис. 1.11,а
при Чг=140° реактивная составляющая входного сопро-
тивления дважды обращается в нуль: при d/X=0,23 и
d/X=0,27, при этом соответственно J?BX = 38 Ом и /?вх=
=85 Ом. )
Изменяя определенным образом конфигурацию ан-”
тенны, ее радиус и угол конуса, можно получать первый
последовательный резонанс при 7?вх, равном 50, 75,
100 Ом, и других сопротивлениях, удовлетворяющих
условиям согласования со стандартными фидерными ли-
ниями. Это свойство было использовано для реализации
антенны с перестраиваемыми электрической длиной и
емкостью узла питания [22] (см. рис. 2.10).
Подводя итог, можно отметить, что решение задачи
об антенне с заданными нагрузками методом интеграль-
ного уравнения [14] позволяет определить реальное рас-
пределение тока и затем все вторичные параметры ан-
тенны. Однако не всегда можно проводить сложные
расчеты на ЭВМ, а задача синтеза антенных нагрузок
н мест их включения в строгой постановке по заданным
распределению тока, ZBX или ДН еще не решена пол-
ностью.
Поэтому для приближенных расчетов значения и
мест включения нагрузок в электрически короткие тон-
кие П-, V-образные, ромбические и шлейф-антенны це-
лесообразно пользоваться формулами (1.12) и (1.15),
впервые предложенными в [18], с последующим опреде-
лением входных сопротивлений по выражениям (1.7),
(1.11) и (1.14). Погрешность таких расчетов не превы-
шает ±(15 ... 20)%. Погрешность можно уменьшить до
±(10 ... 15)%, применяя метод эквивалентной линии в
сочетании с методом интегрального уравнения для рас-
чета необходимых нагрузок и входного сопротивления
шлейф-вибратора Пистолькорса по формулам (1.22) —,
(1.24), (1.29) и (1.30). Если нужна еще более высокая
точность, можно задавать в программу расчета строгим
методом [14] исходные данные для антенн с нагрузками,
28
предварительно рассчитанные по формулам (1.12),
(1.15) или (1.29), и вычислять на ЭВМ все необходимые
параметры. Искажающее влияние узла возбуждения ан-
1енн учитывается выражениями (1.42) и (1.43).
2. ШТЫРЕВЫЕ АНТЕННЫ С НАГРУЗКАМИ
Рассмотрим штыревые (разомкнутые) симметричные
вибраторы с сосредоточенными нагрузками, концы вет-
вей которых не замкнуты между собой и отстоят на рас-
стоянии, намного большем радиуса провода вибратора
(см., например, рис. 1.1,а—в, ж—к). Включение реак-
тивных нагрузок в разрывы ветвей подобных вибрато-
ров позволяет изменять распределение тока вдоль них
и в одних случаях укорачивать длину вибратора, в дру-
гих— обеспечивать двух- или многочастотную работу
внтенны или расширять ее полосу пропускания, в треть-
их— управлять формой диаграммы направленности ан-
тенны. Достижение и использование каждого из пере-
численных свойств разомкнутых антенн с нагрузками
рассмотрим отдельно.
2.1. ПРИМЕНЕНИЕ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ВКЛЮЧЕНИЯ
ИНДУКТИВНЫХ НАГРУЗОК ДЛЯ УМЕНЬШЕНИЯ РАЗМЕРОВ
ШТЫРЕВЫХ АНТЕНН
Уменьшение размеров вибраторных антенн при со-
хранении приемлемых электрических характеристик
является одной из важнейших задач, от успешного ре-
шения которой зависит возможность дальнейшей миниа>
иоризации современной радиоаппаратуры. Известно, что
наименьшая длина плеча обычной вибраторной антен-
ны, при которой реактивное сопротивление близко к
нулю, а активное приблизительно равно волновому со-
противлению наиболее распространенных коаксиальных
питающих фидеров (№=50 Ом, №=75 Ом), составляет
</ (0,22 ... 0,25)X. Указанные электрические размеры
соответствуют первому последовательному резонансу
при минимальной длине антенны. В этом случае вход
антенны без дополнительных элементов настройки будет
согласован с подводящим фидером, а коэффициент бе-
гущей волны ke близок к единице в точках подключения
фидера ко входу антенны. Попытка обеспечить миниа-
2?
тюризацию непосредственным уменьшением длины ан-
тенны (без проведения дополнительных мероприятий)
приводит к резкому искажению входного сопротивления
(диаграмма направленности при этом практически не
изменяется). Например, уменьшение в два раза (до
d=0,12%) длины плеча вибраторной антенны, выполнен-
ной из проводника среднего поперечного сечения (Q =
=9,2), вызывает уменьшение ее активного сопротивле-
ния с 94 до 11,8 Ом и изменение реактивного сопротив-
ления антенны от нуля до Хвх =—359 Ом. Это приводит
к рассогласованию антенны с питающим фидером и в
большинстве случаев не позволяет обеспечить нормаль-
ную работу радиоаппаратуры. В частности, в рассмат-
риваемом примере при волновом сопротивлении фидера
50 Ом коэффициент бегущей волны на входе каждого
плеча антенны снижается с 0,94 до 0,01. Подобные дан-
ные можно определять по формуле, связывающей коэф-
фициент бегущей волны антенны с нормированными по
волновому сопротивлению подводящего фидера актив-
ной /?вх.н и реактивной XBx.H составляющими входного
сопротивления антенны:
kb = 1 ~ ~ 4/?вх.к/[(1 + /?вх.н)2 + ^~| (2 1)
14- VI - 4/е„.н/[(1 + квх.н)*4- Л£,я]
Чтобы избежать резкого снижения КБВ при уменьше-
нии длины антенны, применяют различные методы, на-
пример: помещают антенну в среду с высокой диэлек-
трической проницаемостью, вводят в нее полупроводни-
ковые элементы или, наконец, включают в разрывы то-
копроводящих ветвей вибраторов сосредоточенные или
распределенные пассивные нагрузки. Известно, что
включение индуктивных нагрузок в точки возбуж-
дения электрически коротких антенн позволяет скомпен-
сировать возникающее в них из-за уменьшения длины
отрицательное реактивное сопротивление — jXBX при
сохранении активного сопротивления и способствует
повышению КБВ на входных разъемах антенны. Из
(2.1) следует, что при 7?вх = 5,9 Ом и Хвх = 0 на входе
каждого плеча рассматриваемой антенны коэффициент
бегущей волны увеличивается до 0,12 (по сравнению со
значением 0,01, которое имеет место при отсутствии
индуктивных нагрузок в основании антенны). Такой ме-
тод широко применяется при настройке антенн [2]; Од-
нако в данном случае не удается полностью согласовать
30
антенну с подводящим фидером, имеющим волновое
сопротивление, например, 50 Ом, в связи с относительно
низким ее активным сопротивлением 27?вх=11,8 Ом.
Активное сопротивление антенны можно повысить,
включая индуктивные нагрузки не в центре симметрич-
ного вибратора, как в рассмотренном случае, а на неко-
юром расстоянии от него (см. рис. 1.1,а—в). Этот ме-
тод эффективнее, чем способ включения индуктивных
нагрузок в центральной части симметричного вибратора
в его точках возбуждения, но еще мало распространен
на практике. Если в соответствии с данным методом в
рассматриваемой укороченной антенне индуктивные на-
грузки включить, например, на расстояниях йд =
±0,83d от центра, то активное сопротивление на вхо-
де каждого плеча увеличится с 5,9 до 20 Ом (при
Лвх = 0), что приведет к соответствующему увеличению
КБВ с 0,12 до 0,40.
Из рассмотренного примера следует, что смещение
ючек включения индуктивных нагрузок в направлении
концов электрически коротких (d<0,25A,) штыревых
антенн позволяет наряду с компенсацией отрицательной
реактивной составляющей входного сопротивления по-
нысить активную составляющую ZBX.
Параметры катушек индуктивности антенн. На прак-
тике в метровом или дециметровом диапазоне в качестве
индуктивных антенных нагрузок можно применять обыч-
ные однослойные каркасные или бескаркасные катушки
индуктивности, а также отрезки длинной линии, вклю-
чаемые в разрывы проводников антенны. Для уменьше-
ния собственной емкости катушек индуктивности намот-
I у провода лучше выполнять не виток к витку, а с ша-
|ом /к~2 0, где 0 — диаметр поперечного сечения про-
водника. Для увеличения индуктивности при малых
габаритах катушек и обеспечения возможности плавной
подстройки индуктивности внутрь последней можно вво-
щть сердечник из альсифера, карбонильного железа или
феррита. В качестве примера (рис. 2.1) рассмотрим гра-
фические зависимости экспериментальных значений ин-
(уктивности катушек, намотанных медным посеребрен-
ным проводом диаметром 0,8 мм с шагом 1,5 мм на тек-
столитовом каркасе без сердечника.
Применяя подобные катушки индуктивности в антен-
нах, следует учитывать, что на частотах метрового диа-
пазона и выше возможен параллельный резонанс коле- Е
31
бательного контура, из индуктивности катушки и ее
собственной емкости, что искажает обычное влияние
индуктивности на более высоких частотах. Очевидно,
Что любая катушка индуктивности обладает активным
Рис. 2.1. Зависимости ин-
дуктивности антенных
катушек индуктивности с
диаметром каркаса 16
(/) и 12 мм (2) от чис-
ла витков пя
Рис. 2.2. Зависимости доб-
ротности антенных катушек
индуктивности от частоты в
метровом диапазоне при
диаметре катушки 12 мм,
Пк=Н (/); при диаметре
16 мм, пк=4 (2); при диа-
метре 12 мм, Лк=5 (3); при
диаметре 16 мм, пк = 2 (4)
сопротивлением Rl на данной рабочей частоте, опреде-
ляющим джоулевы потери мощности в ней. Это сопро-
тивление вычисляется при известной добротности катуш-
ки Ql из обычного соотношения [2]
7?l = XLl(2L = 2KfL/QL, (2.2)
где Xl — реактивное сопротивление катушки.
Добротность катушек с учетом потерь в материалах
каркаса и сердечника измеряется на рабочей частоте f
Обычной аппаратурой. Из рис. 2.2 видно, что она на-
ходится в пределах 250 ... 350 и с ростом частоты изме-
няется приблизительно по линейному закону. Это дает
основание считать, что Rl рассматриваемых катушек
индуктивности в данном частотном диапазоне остается
Приблизительно постоянным и равняется нескольким
омам. Таким образом, сопротивление индуктивности с
потерями является комплексным, а антенны с подобны-
ми нагрузками можно рассчитывать методом интеграль-
ного уравнения.
32
В приведенных далее результатах расчета на ЭВМ
1 1Я катушек индуктивности с Ql =300 сопротивление
/Л 0,5 ... 1,5 Ом, а для катушек с Ql =100 =3 ...
5 Ом, в зависимости от значения L и рабочей ча-
с юты.
Расчеты распределения тока и КПД укороченных
штыревых антенн. Исследуем более детально -свойства
И возможности укороченных антенн с индуктивными
ши рузками на примере электрически короткой (d=
0.12А,) П-образной антенны (рис. 1.1,а) со следующи-
ми геометрическими размерами: d/ra = 50; /i/d = 0,41;
а 180°; р=90°; Q = 9,21. Ориентировочный расчет ин-
дуктивности нагрузок, необходимых для обеспечения в
антенне режима первого последовательного резонанса
OfBX = 0), выполняем по приближенной формуле (1.12).
Для рассматриваемого случая при включении катушек
индуктивности в точках йь=±0,67й? получаем Xl~
j 400 Ом. Это индуктивное сопротивление вместе с
приведенными размерами антенны вводим в программу
расчета на ЭВМ и методом интегрального уравнения
[14] вычисляем распределение тока и входные сопротив-
ления (рис. 2.3). Из результатов расчетов следует, что
Рис. 2.3. Графики распределения амплитуды тока иа П-образиой
малогабаритной аитеиие (<i=0,12 X), возбужденной 6-геиератором с
напряжением 1/=1 В, с индуктивными нагрузками, включенными в
разных точках аитеииы: 1 — в точках /и=0 включены две идеаль-
ные катушки (Ql-’-oo); 2 — в точках Al—±0,081 X включены две
идеальные катушки; 3 — то же, ио добротность катушки 300; 4 —
то же, ио добротность катушки 100
место включения индуктивных нагрузок в плечи антен-
ны существенно влияет на форму распределения тока,
которая из треугольной становится близкой к трапеце-
идальной, а добротность катушек индуктивности значи-
тельно влияет на абсолютное значение амплитуды тока.
Включение индуктивных нагрузок в укороченную
вдвое антенну позволяет получить последовательный ре-
3-4096 33
зонанс, при котором резко возрастает активная состав-
ляющая тока в антенне и снижается до нуля реактивная
составляющая, что вызывает увеличение амплитуды то-
ка приблизительно на два порядка по сравнению с
амплитудой тока в такой же антенне без нагрузок. Этот
рост тока при неизменном возбуждающем напряжении
приводит к увеличению эффективности излучения (при-
ема) антенны. Как видно из рис. 2.3, активные потери в
катушках снижают амплитуду тока в антенне.
Коэффициент полезного действия антенны в зависи-
мости от потерь в катушках индуктивности можно при-
ближенно вычислять как отношение тока через реаль-
ную катушку к току через идеальную катушку той же
индуктивности, включенную в тех же точках антенны,
при неизменном напряжении возбуждающего генерато-
ра. Анализируя результаты расчетов на ЭВМ распреде-
ления тока и КПД антенн с разными индуктивными
нагрузками, включаемыми в различных точках антенны
(рис. 2.4), можно сделать вывод, что при смещении то-
Рис. 2.4. Зависимости КПД мало-
габаритных антенн (d=0,12 X) с
индуктивными нагрузками (Ql=
=300) от координат их включе-
ния:
1 — симметричный вибратор (а=
= 0=180°) [3]; 2 — то же, рассчи-
танное методом интегрального
уравнения [14]; 3 — П-образный
вибратор (а—180°; 0=90°)
чек включения нагрузок к концам антенны ее КПД
вначале растет за счет увеличения сопротивления излу-
чения, затем он снижается из-за роста потерь в катуш-
ках индуктивности, реактивное сопротивление которых
приходится увеличивать при смещении к концам антен-
ны. Сравнение зависимостей 1 и 2 показывает, что рас-
четы КПД прямолинейных вибраторных антенн мето-
дом интегрального уравнения [14] хорошо согласуются с
соответствующими результатами, приведенными в [3].
Рассматривая графики на рис. 2.4, можно также
прийти к заключению, что оптимальное место включе-
ния индуктивных нагрузок в антенны разных конфигу-
раций, обеспечивающее максимально возможные значе-
ния КПД, находится в пределах Лд =±(0,2 ... 0,4) d.
Расчеты входных сопротивлений штыревых малога-
баритных антенн. По расчетным значениям токов в точ-
34
ках возбуждения вычисляют входные сопротивления
[14]. Как видно из рис. 2.5, по мере удаления точек
включения индуктивных нагрузок от центра антенны к
се концам для получения последовательного резонанса
Рис. 2.5. Зависимости входных сопротивлений П-образной малогаба-
ритной антенны (d=0,12 X) от места расположения (hijd) в ней ка-
тушек индуктивности (Ql->oo):
/, 1' — Xi=j 450 Ом при ftu=0 и ftu=±0,48 d соответственно;
2, 2’ — Xi=j 377 Ом при ftu=0 и Ли=±0,48 d соответственно;
3, 3' — Xi=j 300 Ом; 4, 4' — XL=150 Ом; 5, 5' — Xl=0; 6 — резо-
нансное сопротивление антенны
личивать (это следует также из (1.12)). Включив в ан-
тенну индуктивную нагрузку, удается не только ском-
пенсировать отрицательное реактивное сопротивление в
точках возбуждения укороченной антенны, но и повы-
сить активную составляющую входного сопротивления
3* 35
зонанс, при котором резко возрастает активная состав-
ляющая тока в антенне и снижается до нуля реактивная
составляющая, что вызывает увеличение амплитуды то-
ка приблизительно на два порядка по сравнению с
амплитудой тока в такой же антенне без нагрузок. Этот
рост тока при неизменном возбуждающем напряжении
приводит к увеличению эффективности излучения (при-
ема) антенны. Как видно из рис. 2.3, активные потери в
катушках снижают амплитуду тока в антенне.
Коэффициент полезного действия антенны в зависи-
мости от потерь в катушках индуктивности можно при-
ближенно вычислять как отношение тока через реаль-
ную катушку к току через идеальную катушку той же
индуктивности, включенную в тех же точках антенны,
при неизменном напряжении возбуждающего генерато-
ра. Анализируя результаты расчетов на ЭВМ распреде-
ления тока и КПД антенн с разными индуктивными
нагрузками, включаемыми в различных точках антенны
(рис. 2.4), можно сделать вывод, что при смещении то-
Рис. 2.4. Зависимости КПД мало-
габаритных антенн (d=0,12 X) с
индуктивными нагрузками (Ql=
=300) от координат их включе-
ния:
1 — симметричный вибратор (а=
= 0=180°) [3]; 2 — то же, рассчи-
танное методом интегрального
уравнения [14]; 3 — П-образный
вибратор (а=180°; 0=90°)
чек включения нагрузок к концам антенны ее КПД
вначале растет за счет увеличения сопротивления излу-
чения, затем он снижается из-за роста потерь в катуш-
ках индуктивности, реактивное сопротивление которых
приходится увеличивать при смещении к концам антен-
ны. Сравнение зависимостей 1 и 2 показывает, что рас-
четы КПД прямолинейных вибраторных антенн мето-
дом интегрального уравнения [14] хорошо согласуются с
соответствующими результатами, приведенными в [3].
Рассматривая графики на рис. 2.4, можно также
прийти к заключению, что оптимальное место включе-
ния индуктивных нагрузок в антенны разных конфигу-
раций, обеспечивающее максимально возможные значе-
ния КПД, находится в пределах йд =±(0,2 ... 0,4) d.
Расчеты входных сопротивлений штыревых малога"
баритных антенн. По расчетным значениям токов в точ-
34
ках возбуждения вычисляют входные сопротивления
[14]. Как видно из рис. 2.5, по мере удаления точек
включения индуктивных нагрузок от центра антенны к
ее концам для получения последовательного резонанса
реактивное сопротивление Xl нагрузки необходимо уве-
Рис. 2.5. Зависимости входных сопротивлений П-образной малогаба-
ритной антенны (d=0,12X) от места расположения (hnld) в ней ка-
1ушек индуктивности (Ql->oo);
/, 1' — Xt=j 450 Ом при hu=0 и /iu=±0,48 d соответственно;
2, 2' — XL=j 377 Ом при h.u=0 и ftu=±0,48 d соответственно;
i, 3' — XL=j 300 Ом; 4, 4' — Xt=150 Ом; 5, 5' — XL=0; 6 — резо-
нансное сопротивление антенны
личивать (это следует также из (1.12)). Включив в ан-
тенну индуктивную нагрузку, удается не только ском-
пенсировать отрицательное реактивное сопротивление в
точках возбуждения укороченной антенны, но и повы-
сить активную составляющую входного сопротивления
з* 35
антенны /?вх. Рост резонансного входного сопротивления
(кривая 6) при сдвиге нагрузки к концам антенны не
является таким резким, как увеличение активной состав-
ляющей входного сопротивления антенны при положи-
тельных значениях Хвх, По-видимому, максимально до-
стижимое предельное значение резонансного входного
сопротивления рассматриваемых разомкнутых антенн с
индуктивными нагрузками без потерь равно резонанс-
ному входному сопротивлению неукороченной полувол-
новой антенны аналогичной конфигурации без нагрузок.
Расчеты на ЭВМ методом интегрального уравнения
показали, что индуктивность нагрузки, необходимая для
обеспечения последовательного резонанса в антенне, при
одинаковом расположении нагрузок (hL = const) прак-
тически не зависит от конфигурации собственно антен-
ны и места расположения на ней возбуждающих источ-
ников. Последнее объясняется приблизительным посто-
янством тока на участке центр антенны — точки включе-
ния нагрузок.
Иногда возникает вопрос: до каких значений можно
увеличивать электрическую длину плеча антенны путем
включения укорачивающей индуктивности? Исследова-
ния показали, что при исходном размере плеча антен-
ны без нагрузок менее 0,25Х включение катушек индук-
тивности позволяет увеличить электрическую длину пле-
ча антенны до 0,50Л, и не более. Как видно из результа-
тов решения интегрального уравнения (1.2) на ЭВМ,
после достижения с помощью включенных индуктивных
нагрузок электрической длины плеча антенны, равной
0,50Л,, дальнейшее увеличение индуктивности катушек не
имеет смысла. Это объясняется тем, что при такой длине
плеча реактивная составляющая входного сопротивле-
ния антенны остается отрицательной, а в целом входное
сопротивление исследуемой короткой антенны с последо-
вательно включенными увеличивающимися индуктивно-
стями стремится к ZBX «внутренней» части антенны (без
отрезков вибраторов за индуктивностями). При этом
взаимное влияние внутренней части антенны и отрезков,
находящихся за индуктивностями, очень мало, посколь-
ку электрические размеры участков антенны, разделен-
ных индуктивностями, малы. Таким образом, очень боль-
шие индуктивности приблизительно эквивалентны раз-
рывам в плечах вибратора и не производят «укорачи-
вающего» влияния.
36
На рис. 2.6 приведены результаты соответствующих
расчетов на ЭВМ. Исходное входное сопротивление ис-
следуемой антенны без катушек индуктивности состав-
ляет 7,77—j 457,8 Ом. Из графиков следует, что при L =
= 0,6 мкГн й антенне возникает первый последователь-
ный резонанс (кружок с точкой внутри), /?вх=18 Ом, а
при £,= 1,2 мкГн — первый параллельный резонанс (кру-
еопротивления симметричной прямолинейной антенны (d/X=0,l; Q =
9,2) с двумя катушками индуктивности, включенными на расстоя-
ниях /il=±,05 d, от индуктивности этих катушек (отрицательные
шачения кривой 1 показаны ошибочно)
жок с крестиком), соответствующий электрической дли-
не плеча 0,50k При дальнейшем увеличении L реактив-
ное сопротивление антенны остается отрицательным и
его абсолютное значение не становится меньше 900 Ом,
а асимптотически приближается к этому значению, при-
чем стремится к 1,84 Ом. Для сравнительной оценки
полученных результатов на ЭВМ было рассчитано ZBX
симметричной антенны без катушек индуктивности ана-
37
логичного поперечного сечения, но с длиной плеча d=
= ±0,05%, т. е. равной координатам ±йд точек вклю-
чения катушек индуктивности в рассматриваемую ан-
тенну. В результате ZbX=1,79—j 1067,6 Ом, что, как
видно, близко к указанному пределу ZBX исследуемой
Ом
Г *0
0,5 - 20
О L 0
Рис. 2.7. Частотные зависимости от электрической длины (d/%)
П-образных антенн (а=180°; 0=90°; ft=0,41 d; £2=9,2; Лв=0) без
%L=±0,33d (б), /it=±0,5d (в) и %l=±0,67d (г):
1 — КБВ прямолинейного полуволнового вибратора без катушек
катушек индуктивности; 3 — КБВ укороченного П-образного вибра
Явх и Хвх укороченного П-образного вибратора без катушек индук
тивности Xl=] 188 Ом, QL«=300; 8, 9 —то же при XL=j 300 Ом,
при Xl=j 450 Ом, 14, 15 — то же при Xi=j 450 Ом, Ql =
дуктивными нагрузками в виде короткозамкнутых коаксиальных
38
антенны с катушками при неограниченном росте индук-
тивностей. Это подтверждает вывод об ограниченности
укорачивающего влияния антенных индуктивностей.
Таким образом, влияние индуктивностей, больших
тех, которые получаются при расчете по формуле (1.12),
входных сопротивлений и КБВ малогабаритных и полуволновых
катушек индуктивности и с ними, включенными в точках hi=0 (а),
индуктивности; 2 — КБВ П-образного полуволнового вибратора без
юра с катушками индуктивности (Ql=300); 4, 5 — соответственно
тивности; б, 7— КВ1 и Хвх П-образной антенны с катушками индук-
Q/->-oo; Ю, 11 — то же при Xt=j 300 Ом, Ql=300; 12, 13 — то же
100; 16, 17 — и Лвх малогабаритной П-образной антенны с ин-
шунтов
39
и включаемых в плечи электрически малой антенны,
аналогично влиянию разрывов в плечах антенны. На-
ружные участки антенны—за включенными индуктив-
ностями— практически не возбуждаются и мало влияют
на входное сопротивление внутренней части антенны.
Последнее свойство можно использовать для создания
многодиапазонных антенн с катушками, индуктивность
которых превышает значение Ьрез.з, определяемое по
формуле (1.12).
Далее рассмотрим результаты расчетов на ЭВМ
(рис. 2.7) электрических характеристик антенн с индук-
тивными нагрузками вблизи первого последовательного
резонанса. Как следует из рис. 2.7, укороченные вдвое
П-образные антенны до включения в них индуктивных
нагрузок имеют относительно малые сопротивления
7?вх~4 ... 5 Ом (кривые 4) и сравнительно высокое по
абсолютному значению отрицательное реактивное со-
противление около — j 400 Ом (кривые 5). Включение
в эти антенны оптимальных катушек индуктивности по-
зволяет в 3 ... 4 раза повысить /?вх и приблизить Хвх к
нулю (рис. 2.7,6, в, г).
Кривые 1, 2, и 3, характеризующие изменение КБВ
вибраторов трех разновидностей, вычислены по (2.1)
при известных входных сопротивлениях и равенстве ре-
зонансного сопротивления данной антенны волновому
сопротивлению подводящего фидера 1Г=50 Ом. Для
зависимостей 1 и 2 значения электрических длин d/X
даны на дополнительной горизонтальной шкале (см.
рис. 2.6,а). Из сравнения графиков 1, 2 и 3 следует, что
изгибы плеч вибраторов, а также уменьшение их раз-
меров и включение индуктивных нагрузок существенно
влияют на полосу пропускания и добротность антенны,
а следовательно, и на ее КПД. Последнюю характери-
стику можно рассчитать методом, изложенным в § 1.4.
Из рис. 2.7 также следует, что с увеличением he, т. е.
при сдвиге индуктивных нагрузок к концам антенны,
увеличивается наклон кривых RBX и Хвх. Для реальных
катушек индуктивности с потерями наклон кривых /?вх
становится еще больше. Однако с увеличением ht ра-
стет и /?вх. Поэтому, с одной стороны, увеличение на-
клона кривых RBX, Хвх должно приводить к сужению
полосы пропускания антенны, а с другой — рост RBX
способствует расширению ее полосы пропускания.
В реальных случаях взаимодействие этих двух фак-
торов приводит к тому, что при hi =±(0,2 ... 0,4)d по-
40
лоса пропускания и КПД антенны вначале растут, а
при дальнейшем увеличении Hl снижаются. Как видно
из рис. 2.7, полоса пропускания антенны по уровню &б>
>0,5 с добротностью катушки, равной 300, при увели-
чении hL от нуля до 0,33d расширяется с 1,5 до 2%, а
при дальнейшем росте hi сужается до 1% и менее. Та-
ким образом резонансное сопротивление малогабарит-
ных антенн можно в несколько раз увеличить по срав-
нению с активной составляющей входного сопротивле-
ния укороченной антенны без индуктивных нагрузок,
что является положительным свойством, способствую-
щим улучшению согласования антенн с питающими фи-
дерами. При этом йолоса пропускания уменьшенных
вдвое антенн с индуктивными нагрузками сужается по
сравнению с соответствующими неукороченными антен-
нами приблизительно в 4 ... 5 раз, т. е. до 1 ... 2% по
уровню /гб>0,5, а при дальнейшем уменьшении антенн —
еще в большей степени. Поэтому, если основным требо-
ванием к антенне являются ее малые размеры и реше-
ние об изготовлении уменьшенной антенны с последова-
тельно включенными индуктивностями принято, то сле-
дует внимательно проверять размеры антенны и ее на-
грузки, тщательно устанавливать и контролировать ра-
бочую частоту. Рассмотренные методы и результаты
исследований можно распространить на малогабарит-
ные антенны, уменьшенные в любое число раз.
Вибраторные спиральные антенны. Кроме рассмот-
ренных антенн на практике иногда применяют вибра-
торные малогабаритные спиральные антенны [27, 28],
которые можно представить в виде распределенной
вдоль вибратора индуктивной нагрузки. Эксперимен-
тально проверялись два варианта вибраторных спираль-
ных антенн, изготовленных из медного проводника диа-
метром 1 мм, который наматывался на прямолинейный
текстолитовый стержень диаметром 16 мм с шагом 10
и 8 мм. При этом длина плеча d (текстолитового стерж-
ня) одной антенны выбиралась равной 0,12% в метровом
диапазоне, т. е. уменьшенной относительно обычных
размеров в два раза, а другой d = 0,08%, т. е. уменьшен-
ной в три раза. В результате КПД этих антенн, изме-
ренные методами, описанными в § 2.4, оказались рав-
ными для первого варианта антенны 70 ... 80%, для
второго 40%. Это приблизительно на 10 ... 15% ниже
КПД соответствующих антенн такой же длины с катуш-
41
kumii индуктивности, добротность которых порядка 300.
Следовательно, не наблюдается большого отличия КПД
вибраторных спиральных антенн от КПД рассмотрен-
ных малогабаритных антенн с катушками индуктив-
ности.
2.2. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ЕМКОСТИ МЕЖДУ ОСНОВАНИЕМ
антенны и противовесом для настройки антенны
В РЕЗОНАНС
С помощью индуктивных нагрузок, включаемых в
антенны произвольной конфигурации и электрической
длины, не всегда можно согласовать вход антенны с
волновым сопротивлением подводящего фидера. Для
полного согласования антенны целесообразно наряду с
последовательно включенными катушками индуктивно-
сти использовать параллельно включаемую конструк-
тивную емкость узла питания антенны (см. § 1.5,
рис. 1.10). Применение такой емкости не связано с разъ-
единением основного питающего тракта антенны и, сле-
довательно, не снижает ее надежность. Указанную ем-
кость целесообразно выполнять как единое целое с кон-
струкцией основания антенны.
Расчет необходимой емкости основания. Учитывая,
что реактивное сопротивление любой емкости отрица-
тельно: Хс =—]/соСсв, а ее проводимость положительна:
Ус =jcoCCB, можно сделать вывод, что мнимая состав-
ляющая входной проводимости (ya = Ba±jGa.) антенны,
которую необходимо скомпенсировать емкостной прово-
димостью узла питания антенны, должна быть отрица-
тельной —jGa. Если последнее требование можно вы-
полнить, то условие компенсации мнимой составляющей
входной проводимости антенны (—jGa) будет иметь
вид
I Оа | = о)Ссв, (2.3)
из которого емкость настройки антенны в резонанс
Ссв = | Ga | /2.f. (2.4)
Однако для согласования антенны с волновым сопро-
тивлением W питающего тракта необходимо одновре-
менно выполнить второе условие
В. = 1/Г, (2.5)
где Вй — активная составляющая входной проводимости
антенны.
42
Графически на диаграмме полных сопротивлений
Вольперта (рис. 2.8) исходное входное сопротивление
Za антенны, подлежащее согласованию с питающим
трактом, может находиться в любой точке полуокруж-
ности 1, являющейся отображением полуокружности
единичной проводимости 2, или соответственно исходная
входная проводимость Уа антенны может находиться в
любой точке на полуокружности 2. При этом активная
составляющая входного сопротивления антенны /?а мо-
Рис. 2.8. Диаграмма полных сопротивлений Вольперта, поясняющая
согласование антенны с помощью емкости основания
жет значительно отличаться от волнового сопротивления
W питающего тракта. Таким образом, для согласования
антенны с питающим фидером необходимо добиться вы-
полнения условия (2.5), что графически (см. рис. 2.8)
эквивалентно получению такого _Za (или Уа) антенны
43
(без емкости в основании), при котором эти значения на-
ходятся на полуокружностях 1 (или 2). Этого можно до-
стигать изменением размеров антенны или любыми дру-
гими средствами. Вполне приемлемым способом получе-
ния необходимого значения Za является изменение элек-
трической длины антенны с помощью переменной ка-
тушки индуктивности, включенной в разрыв вибратора
антенны. Далее, в точках питания антенны необходимо
параллельно подключить емкость Ссв, определяемую из
выражения (2.4), после чего согласование входа антен-
ны с питающим трактом практически будет завершено.
Конструктивные варианты выполнения емкости основания. Кон-
структивно емкость Ссв может быть реализована в виде цилин-
дрического, плоского или другого конденсатора. Например, в со-
ответствии с [21] емкостная нагрузка представляет собой диск 1
(рнс. 2.9), концентричный осн вибратора 2 и параллельный плоско-
сти противовеса 3. Диск выбирается в зависимости от диаметра
фидерной линии 4, а также от расстояния до противовеса. Недо-
статком такой конструкции конденсатора основания является гро-
моздкость диска, диаметр которого в большинстве случаев в не-
сколько раз превышает диаметр антен-
ны, а также трудность обеспечения
плавного изменения емкости между дис-
ком и противовесом, что усложняет про-
цесс настройки антенны н удлиняет его
время.
Более удачной является конструкция
[22], приведенная на рнс. 2.10. Стержне-
вой излучатель антенны состоит нз про-
водящих трубок 1 и 2, между которыми
включена катушка индуктивности 3.
Основание 4 закреплено на противове-
се 5. В отверстие диэлектрического кар-
каса 8 катушки индуктивности введен
цилиндрический стержень 9 нз магнит-
ного материала. Ннжннй конец проводя-
щей трубки 2 соединен с цилиндрическим
антенны с конденсатором
в виде диска н протнво-
стержнем 10, который является продол-
жением центрального проводника И
входного коаксиального разъема 12 ан- веса
тенны. Проводящие втулки 6 и 7 изоли-
рованы от стержня 10 диэлектрической втулкой 13. Окна 14 в осно-
вании 4 служат для доступа к внешней проводящей втулке 7 с целью
изменения емкости прн настройке антенны. Предварительная на-
стройка антенны на заданную частоту производится без емкостной
нагрузки в основании 4, т. е. на полностью собранной антенне, но
в отсутствие втулок 6, 7, 13. Прн этом, вкручивая или выкручивая
стержень 9, добиваются единичной нормированной активной со-
ставляющей входной проводимости антенны, т. е. расположения
точки входной проводимости на кривой 2 или входного сопротив-
ления на кривой 1 прн любом значении коэффициента k(, (рнс. 2.8).
Затем втулки 6, 7 и 13 устанавливают на свое место и с помощью
• 44
подвижной внешней проводящей втулки 7 емкость в основании
антенны доводят до значения, которое позволяет полностью ском-
пенсировать реактивную проводимость антенны и довести Zgx ан-
тенны до значения, равного волновому сопротивлению питающего
фидера, т. е. полностью согласовать антенну и получить на ее вхо-
де £б=1- Окончательное положение элементов регулировки стерж-
ня 9 и втулки 7 можно зафиксировать заливкой клеем или другим
способом. В такой малогабаритной антенне элементы настройки
размещены внутри самой антенны, что позволяет при настройке
сохранять без изменений ее наружные размеры. Прн использовании
прямопоказывающнх измерителей комплексных коэффициентов пе-
9
В
13
7
Рнс. 2.10. Конструкция
антенны с переменными
индуктивностью и емко-
стью
У - 12

редачи, например типа
Р-4, весь процесс на-
стройки антенны занима-
ет 5 ... 10 мни. Прн необ-
ходимости можно обеспе-
чить автоматическую дис-
танционную перестройку
индуктивности и емкости
основания антенны. Ак-
тивные потерн в элемен-
тах согласования рас-
смотренной антенны мо-
гут быть очень малыми,
если для изготовления
каркаса 8 катушки ин-
дуктивности, стержни 9
и втулки 13 узла емкост-
ной настройки антенны
(рнс. 2.10) использовать
материалы с малыми по-
терями.
Пример расчета ZBX антенны с учетом емкости конденсатора
основания. Рассмотрим пример расчета входного сопротивления
антенны прн параллельном подключении к ее точкам питания кон-
денсатора любой конструкции емкостью Ссв. Пусть аитеииа —
Г-образная несимметричная (d=0,3 м; h/d=0,41; Й=9,1), волновое
сопротивление подключенного к ней фндера 1Г—50 Ом. Исходные
экспериментальные нормированные по 1^=50 Ом входные сопро-
тивления (Za) антенны при изменении ее электрической длины в
пределах 1,45<Ы<1,75 в метровом диапазоне приведены графи-
чески на рис. 2.8 (кривая 3). Как видно из графика, во всем рас-
45
сматриваемом диапазоне исходное значение fee — 0,3. При парал-
лельном подключении к точкам питания такой антенны емкости Сс»
ожидаемое входное сопротивление можно определить по формуле,
вытекающей из выражения (1.43):
_ /?а + ][Ха-шСсв(^ + ^)]
-Х". (1-^СсвЛа)2+(шСсв/?а)2 '
Вычисленные по формуле (2.6) значения ZBX данной антенны для
двух разных емкостей основания Ссв=7 пФ и Сев =14,1 пФ при-
ведены в виде кривых 4 и 5 соответственно (см. рнс. 2.8). Экспе-
риментальные результаты совпадают с этими данными. Как видно
из рнс. 2.8, прн &d=l,69 исходное значение Za антенны располо-
жено на кривой 1 и поэтому с учетом условий (2.4) и (2.5) воз-
можно согласование антенны с питающим фидером прн включении
емкости Ссв, значение которой определяется из (2.4). В данном
случае это емкость Ссв — 14,1 пФ, при которой ZBX=49+jl,7 Ом и
^6=0,98. Указанное значение ZBX находится на кривой 5 и соот-
ветствует практически полному согласованию с питающим фи-
дером.
2.3. МАЛОГАБАРИТНЫЕ АНТЕННЫ С ИНДУКТИВНЫМИ
НАГРУЗКАМИ В ВИДЕ ШУНТОВ
Как уже отмечалось, удлиняющую индуктивную на-
грузку иногда выполняют в диде короткозамкнутого
отрезка 1 длинной линии (шунта) в двухпроводном или
коаксиальном исполнении, последовательно включаемо-
го в разрыв вибраторов 2 антенны (рис. 2.11). При
Рис. 2.11. Варианты конструкций антенн с последовательно вклю-
ченной нагрузкой в виде короткозамкнутого отрезка длинной ли-
нии — шунта:
1 — двухпроводный или коаксиальный шунт; 2 — точки подключения шунта;
3 — часть трубчатого вибраторе, внутри которой размещен шунт; 4 — прово-
дящий противовес; 5 — коаксиальная подводящая линия
электрической длине шунта /ш<0,25%ш, где — длина
волны в шунте с учетом диэлектрической проницаемо-
46
сти заполнителя шунта, последний вносит в точках
включения в антенну индуктивное сопротивление, кото-
рое с помощью теории эквивалентной линии [1] опреде-
ляется как
*£=^§(24^), (2.7)
где — волновое сопротивление шунта.
Конструктивно коаксиальный шунт 1 (рис. 2.11,6—г)
можно размещать внутри трубчатых вибраторов 3
(верхнего или нижнего) [23], что позволяет уменьшать
габариты антенн с нагрузками и обеспечивает менее за-
висимые от положения шунта их электрические харак-
теристики.
При использовании антенн с нагрузками в виде ко-
аксиальных шунтов часто имеют место следующие недо-
статки. Во-первых, добротность индуктивного шунта из
обычного коаксиального телевизионного кабеля в диа-
пазонах метровых волн и ниже мала (около 30), что
является причиной значительных активных высокоча-
стотных потерь в нем. Устранить указанный недостаток
можно, используя в качестве шунта не коаксиальный
кабель, а внутреннюю сплошную хорошо проводящую
Рис. 2.12. Варианты размеще-
ния коаксиального (а) и сек-
юриального (б) шунтов внут-
ри вибраторной антенны
Рис. 2.13. Конструкция антен-
ны с шунтом-лабиринтом
47
гладкую полость вибратора 1 (рис. 2.12,а), закорочен-
ную с одной стороны проводящим диском 2 [23]. Цен-
тральный проводник 3, электрически соединен с дис-
ком 2, изолирован от внутренней полости вибратора и
выходит из этой полости к коаксиальному узлу пита-
ния 4 антенны, установленному на проводящем проти-
вовесе 5. Добротность такого индуктивного шунта при-
близительно на порядок выше, чем у обычных катушек
индуктивности, и, следовательно, потери в нем меньше.
Шунты также свободны от собственной межвитковой
емкости, присущей катушкам индуктивности, что позво-
ляет расширить частотный диапазон применения антенн
с шунтами. Вторым недостатком является трудность
плавного изменения длины шунта при подстройке или
перестройке антенны на другую частоту. При этом удоб-
нее регулировать длину шунта в конструкциях, изобра-
женных на рис. 2.11,в и г, так как доступ к шунту с кон-
ца антенны легче обеспечивается. В антенне, показанной
на рис. 2.12,а, можно изменять электрическую длину
шунта лишь путем осевого перемещения диска 2 или
дополнительного короткоза^ыкателя, вставленного в
полость шунта, а также с помощью введенного в шунт
конденсатора переменной емкости.
Третьим недостатком является небольшая длина виб-
раторов, что мешает размещению шунта внутри антен-
ны. Во избежание этого полость шунта заполняют ди-
электрическим материалом с высоким значением коэф-
фициента диэлектрической проницаемости, однако такой
способ усложняет регулировку длины шунта и приводит
к потерям энергии в его диэлектрике. Тогда шунт мож-
но удлинить, разделив внутреннюю полость антенны 1
продольными перегородками 3 и 4 (см. рис. 2.12,6) на
секторы и разместив в них непрерывный центральный
изолированный проводник 5, выходящий из одного про-
дольного сектора и входящий в соседний. Подобная си-
стема проводников, закрытая с обеих сторон торцевыми
проводящими дисками 2 и 6, образует секториальную
экранированную линию, выполненную в виде «лабирин-
та». На рис. 2.12,6 позиция 7—коаксиальный узел воз-
буждения, а 8 — проводящий противовес. Число про-
дольных перегородок может быть любым в зависимости
от необходимой длины шунта.
Один из возможных вариантов конструктивного выполнения
Шуита-лабнринта [24] показан на рнс. 2.13, где проводящая труба
антенны и верхний проводящий диск условно не показаны. В по-
48
лостях звездчатой продольной перегородки 1 проложен изолиро-
ванный с помощью диэлектрических вставок 6 проводник 2, кото-
рый изгибается и проходит нз одной полости звездчатой перегород-
ки 1 в другую через прорезн в краях стенок перегородки. Начало
проводника 2 пропускается через вырез в нижнем проводящем дис-
ке 7 н соединяется с центральным проводником коаксиального узла
питания 10 антенны. Конец проводника 2 закрепляется в диэлек-
трической втулке 8, плотно вставленной в отверстие инжнего про-
водящего диска 7. В центре звездчатой перегородки 1 вдоль ее оси
выполнено отверстие с прорезью 3 в сторону последнего сектора.
Внутри отверстия установлен ходовой винт 4 с кареткой, на кото-
рой закреплен пружинный проводящий контакт 5. Последний вы-
ступает из прорезн 3 и имеет электрический контакт с проводни-
ком 2. Каретка с контактом 5 перемещавя по ходовому винту 4
вручную с помощью, например, шлица, выполненного в его головке,
или от автоматизированного привода.
Для предотвращения осевого перемещения винта 4 в его го-
ловке выполнена кольцевая прорезь, в которую вставлен стопорный
винт. Вращение винта 4 приводит к продольному перемещению
контакта 5, замыкающего проводник 2 с корпусом звездчатой пе-
регородки 1 в разных точках, что обеспечивает изменение электри-
ческой длины шунта-лабиринта. Остальные полости звездчатой
перегородки 1, где нет контакта 5, можно заполнить диэлектриче-
ским материалом. Шунт-лабиринт вместе с проводящей трубой ан-
тенны прикреплен к диэлектрическому основанию 9, которое
установлено на проводящем противовесе 11. Приемник или пере-
датчик подключаются ко входному коаксиальному разъему антен-
ны 12. Такой шунт-лабиринт позволяет уменьшить занимаемую
реактивной нагрузкой часть антенны и обеспечивает быструю под-
стройку и' перестройку подобных антенн на разные рабочие ча-
стоты.
Для укорочения антенны требуемое индуктивное сопротивление
XL шунта можно найти из формулы (1.12). После этого длина шун-
та определяется следующим выражением, вытекающим из формулы
(2.7):
/ш ~ 2zVr" arCtg (2<8)
где еш — диэлектрическая проницаемость заполнителя шунта.
2.4. ИЗМЕРЕНИЕ КПД МАЛОГАБАРИТНЫХ АНТЕНН
Сравним измеренные и рассчитанные методом ин-
тегрального уравнения (рис. 2.4) значения КПД укоро-
ченных вибраторных антенн. Отметим, что при расче-
тах не учитывалась конструкция индуктивных нагрузок,
которые принимались бесконечно малыми и включались
в бесконечно узких зазорах антенны. Не принимались
также во внимание активные потери в материалах, из
которых изготовлены каркасы катушек индуктивности
или заполнители шунтов, а также активные потери в
вибраторах.
4—1096 49

Из разнообразных методов измерений КПД наиболее
приемлемыми для рассматриваемых нами электрически
малых антенн являются два: метод сравнения [2] и ре-
зонансный метод {20]. При измерении КПД методом
сравнения средняя мощность излучения исследуемой
антенны сравнивается со средней мощностью эталонной
антенны, КПД которой известен. Выражения для КНД
исследуемой и эталонной антенн можно записать в ви- ,
Де [2]
Ди=0и/г]и; Дэ = Сэ/г]э, (2.9)
где (?и, G3 — коэффициенты усиления антенн, пропор-
циональные мощностям Ря, Рэ сигналов, принимаемых ,
исследуемой и эталонной антеннами, при постоянной 1
мощности излучения передающей антенны; т]И, т]э— ко-
эффициенты полезного действия исследуемой и эталон-
ной антенн. Как следует из (2.9), при Да = Д3
1]н = РиГ[э/Рэ. (2.Ю)
Если в качестве эталонной антенны применять обычный !
полуволновой вибратор, то его КНД практически не от-
личается от КНД исследуемых нами антенн уменьшен-
ных размеров. Тогда формулу (2.40) можно принять за
основу для измерений КПД методом сравнения. Однако
для учета разницы потерь в фидерах исследуемой и эта-
лонной антенн необходимо ввести коэффициент потерь
= Цэ.ф/т]и.ф, (2.11)
а для учета потерь на отражение при условии, что вход
высокочастотного приемника согласован, — коэффи-
циент, учитывающий разное отражение от фидеров эта-
лонной и исследуемой антенн:
Л0 = *б.э(1+*б.и)2/*б.и(1+Аб.э)2, (2.12)
где k6.3, &б.и — коэффициенты бегущей волны в точках
подсоединения высокочастотного приемника к фидерам
эталонной и исследуемой антенн соответственно. С уче- 1
том этих уточнений (2.10) принимает вид
Т]и=(РиЦэ/Рэ)*А. (2.13)
При изготовлении эталонной антенны из алюминия
или меди в метровом диапазоне частот и выше можно
принять Т]э~ 100%.
Второй метод — резонансный — основан на определе-
нии добротностей Qs и Qn антенны. При измеренной
резонансной характеристике КБВ антенны в ее рабочем
50
положении и измеренной аналогичной характеристике,
когда антенна закрыта экраном, по формуле (1.41) оп-
ределяют добротности Qa и Qn. После этого при извест-
ных Qa и Qn КПД антенны вычисляется по формуле
(1.33).
Приведенные на рис. 2.4 результаты измерений рас-
смотренными методами КПД укороченных вдвое вибра-
юрных антенн с катушками индуктивности в метровом
щапазоне совпадают между собой. При этом для пря-
молинейных антенн экспериментальные результаты обо-
шачены кружками, а для П-образных — кружками с
ючкой внутри. Во всех случаях измеренное значение
Уп=120. Как следует из графиков, экспериментальные
данные меньше расчетных на 5 ... 10%, по-видимому,
ш-за упомянутых допущений при расчетах. Такую по-
। решность расчетов можно считать вполне приемлемой
при оценке КПД разнообразных антенн с нагрузками,
1см более, что расчет позволяет сэкономить время и
1редства, затрачиваемые на трудоемкие эксперимен-
(альные работы. Для сравнения отметим, что измерен-
ные значения КПД аналогичных укороченных антенн,
но с индуктивной нагрузкой в виде шунта из коротко-
амкнутого телевизионного коаксиального кабеля с на-
ружным проводником из металлической оплетки полу-
чаются на 10 ... 15% меньше при всех равных условиях,
(обротность шунта равна 35 ... 40. Частотные зависимо-
(ти входных сопротивлений П-образной антенны с рас-
< матриваемыми шунтами приведены на рис. 2.7,в (кри-
вые 16 и 17). В соответствии с (2.2) активное сопротив-
ение такого шунта в метровом диапазоне приблизи-
1ельно 10 Ом. Как следует из графиков, частотная за-
висимость Zbx антенны с рассматриваемыми шунтами
круче, чем у антенны с катушками индуктивности, и
КПД антенн с такими шунтами ниже. Коэффициент по-
лезного действия подобных антенн можно повысить,
применяя шунты из сплошного наружного проводника,
имеющие более высокую добротность и, следовательно,
меньшие активные потери.
2.5. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ ДВУХ-
И ТРЕХЧАСТОТНЫХ АНТЕНН С ШУНТАМИ
Различают две разновидности вибраторных антенн,
отличающиеся от обычных расширенной полосой про-
пускания. Антенны первой разновидности обеспечивают
С 51
передачу или прием радиоволн только на нескольких,
фиксированных частотах; второй обладают улучшенны-1
ми приемопередающими свойствами в некотором непре-f
рывном частотном диапазоне. Будем называть антенны
первой разновидности многочастотными, а второй —ши-*,
рокополосными. Остановимся на многочастотных вибра-'
торных антеннах.
Пусть, например, требуется, чтобы вибраторная ан-]
тенна на нескольких значительно разнесенных (более*
20 ... 30%) фиксированных частотах обеспечивала по-’
следовательные резонансы с чисто активными входными
сопротивлениями около 50 ... 100 Ом, а также одинаков
вые ДН, подобные, например, ДН обычного полуволно-1
вого вибратора. 1
Принцип действия двухчастотных антенн с реактив-]
ными нагрузками. Одной из конструкций, удовлетвори-'
ющей указанным требованиям, является так называемая]
«антенна с нагрузкой» [25] (рис. 1.1,ж), длина плеча]
которой d=0,25iH = 0,50%B, где Хи и %в— длины волн,
нижней (/=«) и верхней (fB) фиксированных рабочих ча-^
стот. Нагрузки_Z включены в разрывы в ветвях антенны]
на расстояниях hz = ±0,25%в. В качестве нагрузок ис-1
пользуются параллельные LC-крнтуры, резонирующие!
на частоте fB, или шунты — короткозамкнутые отрезки]
длинной линии, четвертьволновые на частоте fB (см.1
рис. 1.1,з). Сопротивление колебательного £С-контура1
^..₽ = «7^о = Г//?оС (2.14)
при резонансе имеет чисто активный характер и в мет-1
ровом диапазоне обычно составляет несколько десятков]
килоом. j
На частотах, отличных от резонансных, ]
Дэ = --------—---------- ।
- Ro + J (ш£ - 1/шС) 1
и при /?о = 0 1
z (fn.WLTc J
- (2-15)
Из (2.15) следует, что при f<fB сопротивление контура]
имеет индуктивный характер, а при f>fB— емкостный.1
При использовании в качестве нагрузки антенны ко-1
роткозамкнутого шунта его сопротивление в точках]
включения в антенну определяется из выражения (2.7). 1
52 1
Как следует из (2.14), (2.15) и (2.7), на частоте f=fB
рассмотренные нагрузки создают очень высокое сопро-
тивление в точках их включения, что приводит к резко-
му снижению до нуля тока частоты fB в этих точках и к
эффективному подавлению указанного тока на наруж-
ных участках (относительно нагрузок) антенны. Во
внутренних участках антенны возникает последователь-
ный резонанс и на частоте fB формируется ДН, подоб-
ная ДН полуволнового вибратора. На частоте fn<fB в
соответствии с (5.15) и (2.7) нагрузки действуют как
небольшие индуктивности и ток частоты fH беспрепят-
ственно распределяется вдоль всей антенны, вызывая в
ней последовательный резонанс на частоте fB, а ДН ока-
зывается примерно такой же, как на частоте fB.
Рассмотрим подробнее свойства антенны с нагрузка-
ми из коаксиальных четвертьволновых шунтов
(рис. 2.14). В подобных антеннах вибраторы 1, входя-
щие внутрь шунтов длиной ftz = 0,25%B, замыкаются на-
коротко с шунтами в донной части. В результате в рас-
крывах 3 шунтов на частоте fB создается очень высокое
Рнс. 2.14. Упрощенное изображение двухчастотной антенны с шун-
тами
входное сопротивление, подавляющее ток частоты fB на
выступающих из шунтов частях 4 вибраторов. При этом
наружная поверхность шунтов возбуждается током ча-
стоты fB и они работают как полуволновый вибратор на
частоте fB. Одновременно ток частоты fH возбуждает
всю антенну, так как в соответствии с (2.7) в раскрывах
шунтов создается некоторое индуктивное сопротивление,
не препятствующее распространению по антенне этого
тока. Для пояснения принципа работы антенны вос-
пользуемся рис. 2.15. Ток 7В частоты [в (рис. 2.15,а)
распределяется в основном вдоль части 2 антенны в
пределах ±hz, как на обычном полуволновом вибрато-
ре. Одновременно ток 7Н частоты fH распределяется
вдоль всей антенны (рис. 2.15,6), причем наличие ин-
дуктивных нагрузок L позволяет несколько укорачи-
53
вать наружные вибраторы 4 с учетом удлиняющего дей-
ствия шунтов.
Диаграммы направленности рассмотренной антенны
с шунтами на частотах и ?я приблизительно одинако-
вы и подобны ДН полуволнового вибратора.
Рнс. 2.15. Распределение амплитуды тока на двухчастотной антенне
с шунтамн
Экспериментальное исследование входных сопротив-
лений антенн с шунтами. Для рассмотрения входных со-
противлений антенн (рис. 2.14) с коаксиальными шун-
тами 2 одинаковой конструкции и длины, но с разными
длинами выступающих вибраторов 4 на рис. 2.16 приве-
дены (непрерывными линиями) экспериментальные
графики для четырех вариантов антенн в диапазоне ча-
стот от fH до /в. Для упрощения эксперимента и повы-
шения его точности входные сопротивления измерялись
на несимметричных антеннах, установленных над ме-
таллической плоскостью с электрическими размерами
около (1,5x1,5) Хи и коаксиальным узлом питания с
волновым сопротивлением 50 Ом. Здесь же для сравне-
ния показаны входные сопротивления соответствующих
антенн без шунтов (шунты закорочены). Основные па-
раметры рассматриваемых вариантов антенн сведены в
табл. 2.1. Длина шунта Иг =0,25 м, а его внутренняя по-
лость частично заполнена диэлектриком.
Как следует из рис. 2.16, благодаря влиянию шунта
во всех рассматриваемых случаях с разными длинами
54
выступающих вибраторов последовательный резонанс
антенны в верхнем диапазоне наступает на одной и той
же частоте fB (кружки 5). При этом kr, антенны на ча-
стоте резко возрастает в сравнении с антенной без
Рнс. 2.16. Зависимости активной (а) и реактивной (б) составляю-
щих четырех вариантов антенн с шунтом (— ) (га = 0,003 м;
гш=0,008 м; Ц7ш = 50 Ом) и без шунта (----------) от электрической
длины плеча:
5 __ точка последовательного резонанса антенны на частоте fB; 6, 7 —точки
последовательного резонанса антенн на частоте fH; 8 — точка последова-
тельного резонанса антенны на частоте fcp
шунта, кроме варианта 3. Нижняя резонансная частота
JH для каждого варианта антенны определяется длиной
выступающей части вибратора и, следовательно, общей
длиной антенны 2d (см. табл. 2.1), а также небольшой
индуктивностью в раскрыве шунта. На этой частоте
обеспечиваются условия для согласования антенны с
фидером. Для антенны варианта 4 эти условия выпол-
55
няются и на средней резонансной частоте /ср (^6 = 0,85) J
но ДН получается многолепестковая, соответствующая*
антенне с длиной плеча d/K=0,74. При необходимости
можно пользоваться последним свойством для обеспечен
ния работы двухчастотной антенны на третьей часто-:
те /ср. ij
Таблица 2.1
Параметр Вариант
/ 1 2 1 3 4 1
/в//н 1,54 2,04 3,00 3,96 1
d/hz 1,5 2,0 3,0 4,0 1
d, м 0,375 0,500 0,750 1,000 1
0,23 0,23 0,24 0,25 1
d/Хв 0,36 0,48 0,71 0,95 1
|rf—A«|/%B J о,и 0,24 0,48 0,71 I
kn на частоте без шунта с шунтом 0,30 0,75 0,14 0,75 0,66 0,60 0,18 1 0,80 Я
ks на частоте fH: без шунта с шунтом 0,50 0,75 0,59 0,90 0,56 0,78 0.60 1 0,70 Я
Отметим, что не при любой длине выступающей ча-
сти вибратора подавляется ток высокой частоты 7В в
раскрыве шунта. Например, в упомянутом варианте 3
антенны, когда \d—hz1 = 0,48, ДН сохраняет такой же
многолепестковый характер, что и в отсутствие шунтов,
а характер изменения входного сопротивления в диапа-
зоне частот также мало изменяется при наличии в виб-
раторной антенне шунтов. Такое ослабление влияния
шунтов представляет собой определенную закономер-
ность и проявляется при \d—hz | ~п-0,25Хв, где п = 2, 4,
6.... что соответствует нечетным соотношениям совме-
щаемых частот, равным 3, 5, 7, ... При этом антенна
независимо от наличия шунтов становится одночастот-
ной и работает как обычная вибраторная. С другой сто-
роны, при \d—hz | «от-0,252,1,, а также при \d—hz\<
56 1
0,25Лв, где т=1, 3, 5, эффект подавления тока ча-
i готы fB в раскрыве шунтов и на выступающих частях
вибраторов проявляется наиболее сильно. Эти случаи
<. оответствуют соотношениям совмещаемых частот, рав-
ным 2, 4, 6, а также меньшим 2 (в табл. 2.1 это ва-
рианты антенн 1,2 и 4). Ртмеченный недостаток двухча-
сютных антенн с шунтами ограничивает круг их приме-
нения приблизительно в два раза и без дополнительно-
ю ^усовершенствования конструкции не может быть
устранен. Учитывая, что у нормально работающих двух-
частотных антенн длина выступающей части равна не-
четному числу четвертей короткой волны й,в, по-видимо-
му, направление такого усовершенствования должно
быть сосредоточено на получении в раскрывах шунтов
режима последовательного резонанса выступающих ча-
стей вибраторов на частоте /в. При этом общая длина
антенны должна быть такой, чтобы в ее точках возбуж-
дения был создан режим последовательного резонанса
псей антенны одновременно на частоте fa. Если реали-
ювать указанные два условия, то можно создать антен-
ны, работающие на любых произвольно разнесенных
частотах. Практически такой режим можно обеспечить
«принудительно», изменяя электрическую длину высту-
пающих частей вибраторов путем последовательного
включения в их разрывы сосредоточенных или распре-
деленных реактивных нагрузок индуктивного или емко-
стного типа. При создании подобных антенн переменны-
ми регулируемыми величинами является длина высту-
пающей части d—hz, а также значение и место включе-
ния реактивной нагрузки.
2.6. МЕТОДИКА РАСЧЕТА ДВУХЧАСТОТНЫХ АНТЕНН.
С ЛЮБЫМ СООТНОШЕНИЕМ ЧАСТОТ. РАЗНОВИДНОСТИ
МНОГОЧАСТОТНЫХ АНТЕНН
Рассмотрим методику расчета и экспериментальной
проверки антенн с сосредоточенными индуктивными на-
|рузками и шунтами (см. рис. 1.1,и), работающих на
произвольно разнесенных частотах /н и fB. С учетом вы-
ражения (1.12) можно записать для индуктивности, удо-
плетворяющей первому условию — создания в раскрывах
шунтов режима последовательного резонанса выступа-
ющих из шунтов частей вибраторов на частоте fB,
7 %) ,(2.16)
AB I
ctgk—(rf-Ajl-tg
/'» x_
Wb
57
где lFi = 120[ln(|d—ftz |/ra)—1] — волновое сопротивле-
ние дополнительной антенны, условно составленной из
выступающих из шунтов частей вибраторов. Очевидно,
что влияние индуктивности Lt зависит от места ее вклю-
чения в выступающую часть вибратора.
Эта же индуктивность должна удовлетворять второ-
му условию — создания на частоте режима последо-
вательного резонанса всей антенны. С учетом (1.12)
-tg (ЛА4 (2.17)
I J \ / J
где 120 [ln(d/ra)—1)] — волновое сопротивление
всей антенны длиной 2d. При этом индуктивным сопро-
тивлением, вносимым раскрывом шунта, пренебрегаем.'
Для одновременного выполнения условий (2.16) и (2.17)
должно тождественно удовлетворяться ^равенство L|=’
= L2, с учетом которого можно записать трансцендент-
ное уравнение для расчета индуктивности L и размера
hi при d=const (или £ и d при /i£ =const) в виде ’
4^B
W. ।
4irfB I
2u
(ctg — — tg hz)
I _ 'va _
ctg « — (d — hL) — tg ( « — hL •
/J
(2.18)

Уравнение (2.18) легко решается методом последо-
вательных приближений или графическим методом. При
этом удобно, задаваясь длиной антенны 2d, определять
Лд и L. Рассмотрим примеры расчета по выражению
(2.18) и экспериментальной проверки двухчастотных
малогабаритных антенн с произвольно заданным соот-'
ношением частот. 1
При расчетах L и /ц графическим методом опреде-
ляем индуктивности Li и L2 по формулам (2.16) и
(2.17), задавая ряд дискретных значений йд в пределах,
(d—hz)</i£<d. Затем полученные две зависимости
и Lz=f2(h[.) строим на общем графике в,
одинаковом масштабе. Точка их пересечения определяет
искомые оптимальные значения L и /ц..
Расчет антенны для работы на частотах с соотношением 1:3.
Уже отмечалось, что обычные антенны с шунтами (рнс. 1.1,з) не
обеспечивают совмещения частот с нечетными соотношениями
fslfu =3, 5, 7, ... Проиллюстрируем возможность решения такой,
задачи с помощью антенны с шунтами и индуктивными нагрузками,
58
обеспечивающей совмещение частот с соотношением falfn =3 для
метрового диапазона. Как видно нз рнс. 2.17 (~ №2=470 Ом, С=
= 1,1), расчетные зависимости 1 и 2 пересекаются в точке 3 при
Az. = 0,54 и £ = 0,45 мкГн, что и является единственным в данном
случае вариантом решения (2.18) н удовлетворения обоих условий
Как следует из рнс. 2.18, последовательные резонансы в ан-
тенне возникают в нижнем диапазоне на частоте прн относи-
тельно высоких значениях коэффициента бегущей волны Аб=
=0,60 (1Г=50 Ом) и в верхнем диапазоне на частоте fB при &б ”
= 0,70 (для несимметричной антенны). Очевидно, прн указанных
размерах антенны ДН на частотах и аналогичны ДН полу-
волнового вибратора (рнс. 2.19). Следовательно, принцип включе-
ния реактивных нагрузок в выступающие части вибратора с шунта-
ми дает положительный результат — Дн и ZBX на обеих рабочих
частотах удовлетворительны и приблизительно одинаковы. Кроме
этого, как видно из рнс. 2.18, при Ае = 0,65 на частоте fcp в рас-
сматриваемой антенне наступает еще одни последовательный резо-
нанс— третий. Прн этом ДН отличается от ДН полуволнового виб-
ратора наличием дополнительных лепестков, однако иногда и такая
ДН может удовлетворять техническим требованиям. В таких слу-
чаях рассмотренную антенну можно считать трехчастотной.
5»
Pm чет антенны с шунтами для работы на частотах с соотно-
шением 1 :4. Совмещение частот с соотношением fBjf„ =3 невоз-
М muo осуществить с помощью обычных шунтовых антенн без до-
Н тигельных реактивных нагрузок. Поскольку индуктивные на-
ll аки кроме своего основного назначения — создания в раскрывах
hi шов режима последовательного резонанса выступающих частей
вибраторов на частоте fB— выполняют функцию укорочения ан-
тенны, их можно применят^
при совмещении частот с
любым соотношением. Для
примера рассмотрим резуль-
таты расчетов и эксперимен-
тальной проверки антенны с
индуктивностями для слу-
чая, близкого к варианту 4
(рис. 2.16, табл. 2.1), прнве-:
денные на рис. 2.20. Здесь
даны все исходные размеры
для расчета антенны; волно-
вые сопротивления 1^1~
— 114=500 Ом. При этом
крнвьае 1 и 2 пересекаются
два раза при Al=0,26 м,
£=0,17 мкГн (точка 3) и
при /il«0,55 м, £=0,4мкГн
(точка 4), следовательно,
уравнение (2.18) имеет два
решения.
Рис. 2.18. Зависимости ак-
тивной (а) и реактивной
(б) составляющнк входно-
го сопротивления двухча-
стотной антенны с индук-
тивными нагрузками, с шун-
тами (------) и без них
(------), работающей на
частотах с соотношением
4/4=3 от ее электрической
длины; /, 2, 3— точки по-
следовательного резонанса
антенны на частотах fB,
fcp, fB соответственно .
Результаты экспериментальной проверки варианта антенны t
Hl=0,26 н £=0,17 мкГн в полосе частот, перекрывающей диапазон
от /н до fB, показаны на рис. 2.21. В нижнем диапазоне последо-
вательный резонанс наступает на частоте /Нпрн йб = 0,53 в точке 1
(1^=50 Ом), а в верхнем — на частоте fB при kt$ =0,70 в точке 2
(для несимметричной антенны). Как и ДН антенны с соотношением
4/4 =3, ДН антенны с соотношением /а//и «4 также не имеет
дополнительных лепестков и близка по форме к ДН полуволнового
вибратора. При этом благодаря укорачивающему действию нндук-
тнвностей длина антенны уменьшена на 17% по сравнению с дли-
ной соответствующей ей конструкции варианта 4 в табл. 2.1 (без
60
индуктивностей). В других случаях можно получить большее укоро-
чение.
При изготовлении антенн с индуктивностями и шунтами реко-
мендуется обращать особое внимание на соблюдение условия по-
следовательного резонанса выступающих частей вибраторов в рас-
крывах шунтов на частоте f в, что является залогом эффективной
работы шунтов, обеспечивающим прежде всего нормальную работу
антенны на частоте fB. Соблюдение этого условия легко проверяет-
ся экспериментально на так называемой «дополнительной» антенне
в симметричном или несимметричном исполнении, плечи которой
составлены только из выступающих частей вибраторов вместе-.с ин-
дуктивностями.
1вОа
Рис. 2.19. Диаграммы направленности антенны с шунтами (- - - У
и без; них (-----) в плоскости Е на частоте fB
Подключая такую антенну к прибору для измерения ZBX и
регулируя длину выступающей части или число витков индуктив-
ности, добиваются последовательного резонанса дополнительной)
антенны (Лвх=0), который должен наступать при электрических
длинах плеча этой антенны, равных нечетному числу четвертей
короткой волны (d—h2) = т-О,25ЛВ. где т=1, 3, 5, ... Коэффициент
т выбирается в зависимости от заданной частоты fH: чем меньше
/н. тем больше т. После окончательного уточнения параметры до-
полнительной антенны должны быть перенесены на конструкцию
всей антенны, а затем проверены и ДН последней на частотах,
/в и /и-
Таким образом, с помощью индуктивных нагрузок, включенных
в многочастотные антенны с шунтами, удается совмещать частоты
с любым соотношением, чего невозможно достигнуть в обычных ан-
теннах с шунтами без дополнительных реактивных нагрузок.
Конструкции многочастотных антенн. По аналогии с коакси-
альными шунтами для получения многочастотных свойств в вибра-
торные антенны можно вводить четвертьволновые шунты нз двух-
проводных отрезков линий. В таких антеннах, как показано на
рис. 2.22, проявляется тот же эффект подавления тока частоты fв
в «раскрыве» шунта, как н в антеннах с коаксиальными шунтами,
при условии, что расстояние 5<С^в- Подобные антенны называют
многовибраторнымн [8, 26]. Электрическая длина каждого вибра-.
тов. Оба вида антенн обеспечивают совмещенную работу на двух
частотах в любом соотношении.
Если наряду с многочастотностью требуется, чтобы многовнб-
раторная антенна (рис. 2.22) имела уменьшенную длину, ее плечи
можно выполнять в виде спиральных многозаходных конструкций
с диэлектрическим каркасом нлн без него [27, 28] (рис. 2.23). Та-
кая ацтенна состоит нз двух спиральных проводников 1 и 2 разной
электрической длины, намотанных на диэлектрическом цилиндрнче-
1
I
Рис. 2.21. Зависи-
мости активной
(а) и реактивной
(б) составляющих
входного сопро-
тивления двухча-
стотной антенны с
индуктивными на-
грузками с шунта-
ми (------) и без
них (-------), ра-
ботающей на ча-
стотах с соотно-
шением fB/fH«4 от
ее электрической
длины:
1,1 — точки после-
довательного peso-
нанса антенны на ча-
стотах fH и соот-
ветственно
В)
Рис. 2.20. Зависимости индуктивностей Lt (/) и £2 (2) от коордн-|
лат включения их в антенну (Лд): 1
3, 4 — точки пересечения кривых I и ! i
тора 1, 2 и 3 трехчастотной многовибраторной антенны (рис. 2.22,а)
равна четверти длины волны соответствующей рабочей частоты. Это
позволяет получить высокое входное сопротивление в сечениях А—А
н Б—Б, подавляющее токн частот fi и f2, которые в связи с этим
будут распределяться только на участках антенны, обозначенных
Л1/4 н Х2/4, а ток частоты /з будет присутствовать вдоль всей ан-
тенны. С помощью индуктивностей £2 н £3 можно выполнять те же
функции, что н в рассмотренных антеннах с коакснальнымн шун-,
тамн. 1
На рнс. 2.22,6 н в даны примеры выполнения двухчастотных
антенн с различными вариантами включения двухпроводных шун-
«2 !
ском каркасе 3. Ннжнне концы проводников соединены в точке 4
между собой и с центральным проводником 5 коаксиального узла
питания, наружная часть которого 6 соединена с противовесом 7.
Электрическая длина проводника 1 от его верхнего конца до точки
4 с учетом диэлектрической проницаемости каркаса 3 равна чет-
верти длинной волны (Хн), а соответствующая электрическая длина,
проводника 2 равна четверти короткой волны (Лв). Разность элек-
трических длин проводников 1 и 2 равна нечетному числу четвертей
короткой волны (Хв) или меньше четверти этой волны. На рнс. 2.23-
блок 8 представляет собой развязывающее устройство, а 9 и 10 —
63
генераторы илн приемники электромагнитных сигналов частот
/ж и /в. Экспериментальная проверка подобной двухчастотной ан-
тенны прн разносе частот /н и /в, равном 30%, показала, что
такая антенна обеспечивает на каждой из частот в точке 4 значение
^б>0,50 без применения согласующих устройств. Прн этом в рай-
оне каждой частоты /н и /в полоса пропускания по уровню kg>
>0,50 составляет не менее 2%. Высота антенны 0,10Хн, а КПД на
каждой частоте около 80%.
Многочастотность вибраторных антенн можно также обеспе-
чить, используя свойства реактивных нагрузок изменять свое со-
противление с изменением частоты. Например, индуктивная нагруз-
ка, включенная в разрыв проводника антенны на одной частоте,
оказывает удлиняющее действие, а на более высоких частотах —
запирающее (см. § 2.1). Это обстоятельство используется в ряде
УЯ,/41 А,/4
в)
Рнс. 2.22. Конструкции многочастотных антенн с индуктивными на-
грузками н двухпроводными шунтамн:
л — трехштыревая антенна; б, в — двухштыревые антенны
конструкций антенн с индуктивными нагрузками для обеспечения
одновременной работы в нескольких частотных диапазонах. Напри-
мер, в двухднапазонной антенне [29] штыревой вибратор 1
(рнс. 2.24) с емкостной нагрузкой 2, предназначенный для работы
в диапазоне 7 ... 12 ГГц. является составной частью всей антенны,
которая дополнительно включает индуктивную нагрузку 3 и виб-
ратор 4. Возбуждение антенны осуществляется с помощью коакси-
ального узла питания 5, установленного на противовесе 6.
Индуктивность 3 выбрана такой, что в диапазоне 7 ... 12 ГГц
•ее сопротивление значительно превышает входное сопротивление
штыря 1 и поэтому диск 2 надежно изолирован от вибратора 4.
•64
На частотах же 0,75 и 1,2 ГГц сопротивление индуктивности 3
значительно меньше, и на этих частотах работает вся антенна
(рис. 2.24).
* Рис. 2.23. Конструкция двух-
частотной спиральной антенны
Рнс. 2.24. Конструкция двух-
днапазонной антенны с индук-
тнвно-емкостиой нагрузкой
Таким образом, многочастотную работу вибраторных
антенн можно обеспечить, включая в их проводники ко-
лебательные LC-контуры, четвертьволновые шунты, ин-
дуктивные нагрузки и т. п., причем улучшение парамет-
ров антенны наступает на определенных частотах и но-
сит во многих случаях резонансный характер.
2.7. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ВИБРАТОРНЫЕ АНТЕННЫ
Частотный диапазон обычных симметричных вибра-
торов ограничен как по входному сопротивлению, так и
по ДН из-за резкой частотной зависимости распределе-
ния тока вдоль антенны. Например, полоса пропускания
прямолинейной полуволновой антенны средней толщины
(Q=10) по уровню Ав>0,5 не превышает 15 ... 20%.
Зачастую возникает необходимость обеспечения работы
приемопередающих антенн в частотном диапазоне, пре-
5—1096 65
вышающем указанный, и тогда применяют несколько
видоизмененные вибраторные антенны, обладающие ши-
рокополосными свойствами, такие, например, как петле-
вые, биконические, утолщенные, логопериодические, спи-
ральные антенны и другие [6]. В радиолюбительской и
инженерной практике во многих случаях требуется, что-
бы широкополосная антенна была как можно проще,
меньше и легче, т. е. по конструкции была подобной
именно вибраторным антеннам. При этом она должна
иметь ДН, близкую по характеристикам к ДН полувол-
нового или волнового вибратора в диапазоне частот по-
рядка 20 ... 100% и более!, активную составляющую
входного сопротивления в пределах 50 ... 100 Ом, а ре-
активную— равную нулю или близкую к нему. Подоб-
ными свойствами обладают усовершенствованные виб-
раторные антенны, в которых режим бегущей волны’
токов и полей создается за счет последовательного'
включения определенных нагрузок в плечи, что способ-
ствует расширению полосы пропускания антенны как по
ZBX, так и по ДН. \
Антенны с активными нагрузками. Одной из разно-
видностей широкополосных вибраторных антенн с по-
следовательно включенными активными нагрузками5
является антенна Альтшулера, предложенная в 1961 г.:
Антенна (рис. 2.25) представляет собой симметричный
&
11=0,6257
0,375А
0,6257
Рис. 2.25. Упро-
щенное изображе-
ние антенны Альт
шулера
вибратор с длиной плеча d=0,625%, в каждое из кото-
рых включена сосредоточенная активная нагрузка 7?н =
= 240 Ом на расстоянии 0,25% от конца плеча. С по-
мощью методики, изложенной в [14], на ЭВМ были оце-
нены основные параметры данной антенны (Q = 10,6)^
распределение тока, входные сопротивления, КПД и»
КНД, а также параметры аналогичной антенны, но с?
Дн = 460 Ом. I
Как следует из рис. 2.26, амплитуда тока плавной
снижается к концам антенны, а фцза тока на участке
между точками возбуждения и нагрузками изменяется
66 1
приблизительно по линейному закону, что способствует
расширению полосы пропускания антенны. Из рис. 2.27
видно, что для настройки антенны с активными нагруз-
ками в резонанс (А'вх = 0) необходимо увеличить сопро-
тивление нагрузок с Ли = 240 Ом до /?н = 460 Ом.
Рис. 2.26. Распределения амплитуды (я) и фазы (б) тока на сим-
метричных вибраторах Альтшулера (d=0,625X) с активными на-
грузками Ян, включенными на расстояниях й« = ±0,375 А. при Яи,
равном 460 Ом (/); 240 Ом (2) и 0 (------)
Рнс/ 2.27. Зависимости
активной (/) и реактнв-
ной (2) составляющих
входных сопротивлений
антенны Альтшулера
(d=0,625 А; Л, = ±0,375 А)
от сопротивления Яж
5*

Как следует из рис. 2.28, наличие в антенне актив-
ных нагрузок исключает боковые лепестки н способст-
вует получению ДН, подобной ДН полуволнового виб-
ратора. Изменение сопротивления с 240 до 460 Ом слабо
30 е
50 е
.90°
120°
150
1,0 0,
180
150
0,5 0,7
типа Альтшулера (d=
Рнс. 2.28. Диаграммы направленности антенн типа Альтшулера (a=i
=0,625 к; Лк= ±0,375 %) в плоскости Е при Яя, равном 460 Ом
(/); 240 Ом (2) и 0 (--) ,
влияет на характер и общий вид ДН. Сравнительные
характеристики антенн типа Альтшулера с различными
нагрузками приведены в.табл. 2.2. J
Таблица 2.2
Номер варианта Ом ZBX, Ом КПД. % кнд Л
1 460 315 40 1,88 1
2 240 264,2—j80,9 57 2,02 Л
3 0 93,7—j 260,5 100 3,02 1
Приведенные в табл. 2.2 значения КПД и КНД вычис>|
лены в соответствии с [14, 30, 13] по рассчитанным на]
ЭВМ распределениям тока (рис. 2.26).. |
. Как следует из приведенных данных, увеличение зна«1
чений нагрузок /?и от 240 (антенна Альтшулера) до
68 J
460 Ом позволяет исключить реактивную составляющую
входного сопротивления. Однако при этом увеличивает-
ся активная составляющая до 315 Ом и снижается КПД
с 57 до 40%. Такой антенне (с ^н = 460 Ом) можно от-
давать предпочтение перед антенной Альтшулера в
приемном режиме при использовании фидера с высоким
волновым сопротивлением порядка 300 Ом.
Режим бегущей волны, способствующий расширению
полосы пропускания антенн, можно реализовать вклю-
чением в них не только сосредоточенных нагрузок, но и
распределенных, представляющих собой изменяющееся
комплексное сопротивление плеча вибратора вдоль его
длины, что достигается, например, изготовлением виб-
ратора из металлической трубы с переменной вдоль дли-
ны толщиной стенки.
Недостатками всех антенн как с сосредоточенными,
так и распределенными активными и комплексными на-
грузками являются значительная длина (в 2 ... 3 раза
больше, чем у обычных вибраторных антенн) и малый
КПД (40 ... 50%). Более высоким КПД обладают виб-
раторные антенны бегущей волны с последовательно
включенными чисто реактивными нагрузками — емкост-
ными.
Широкополосные вибраторные антенны с реактивны-
ми нагрузками. Антенны с емкостными нагрузками были
упомянуты еще в 1947 г. [1], но ввиду многогранности
свойств и разнообразных вариантов выполнения их н в
настоящее время продолжают исследовать. Из теории
[31] известно, что включение в определенном месте пле-
ча антенны одной чисто реактивной нагрузки приводит
к возникновению бегущей волны тока между точкой
возбуждения и нагрузками. Это теоретическое предпо-
ложение подтверждается результатами эксперименталь-
ной проверки на частоте 600 МГц антенны длиной d =
= 1 м, радиусом га=0,003175 м с реактивными нагруз-
ками Хс =—j363 Ом, включенными в точках hc =
= ±0,811 м. Между Точками возбуждения антенны и
указанными емкостными нагрузками образуется бегу-
щая волна тока. Реализация такой антенны показала,
что режим бегущей волны йожно обеспечить при вклю-
чений не только активных, но и реактивных нагрузок,
что существенно увеличивает КПД антенны благодаря
малым Потерям в емкостных НаТрузках. Из-за большой
длины (d=2X) такая антенна Практического интереса
69
не представляет, однако ее разработка послужила опре-
деленным толчком к созданию подобных антенн с мень-
шей длиной.
В [32] показано^ что режим бегущей волны в антен-
не с конденсаторами можно воссоздать при значительно
меньших длинах плеча антенны (d<0,8X), чем в антен-
Ф12,7
Рис. 2.29. Упрощенная
конструкция цилиндри-
ческой широкополосной
антенны с емкостными
нагрузками
не Найквиста и Чена. Однако
эти расчеты проводились на ос-
нове приближенной теории и не
дали приемлемой точности, осо-
бенно вблизи параллельных ре-
зонансов. Не были также опре-
делены оптимальные значения и
места включения конденсаторов.
В [33] предлагается широкопо-
лосный симметричный вибратор,
в каждое плечо которого вклю-.
чен конденсатор, причем при со-
блюдении соотношений hz/d=
= 0,4 ... 0,6 и С/^=0,25 ... 0,30,
где С — емкость нагрузки в виде
конденсатора в пикофарадах (см.
рис. 1.1,£мс); d—длина плеча ан-:
тенны (в сантиметрах), обеспе-
чивается &б>0,40 в диапазоне
частот 470 ... 890 МГц. Однако в
[33] не оговорена электрическая
длина антенны, что не позволяет
оценить ее габариты и электри-
ческие параметры. ।
В [34] для получения экспо-
ненциально спадающего к кон-
цам антенны распределения тока
типа бегущей волны предложено
включить в разрывы проводник
ков антенны через равные интер-
валы емкостные нагрузки, абсо-
лютные значения которых экспо,
ненциально увеличиваются К
концу 1 антенны (рис. 2.29). Ан-
тенные конденсаторы 2 выполне-
ны в виде диэлектрических дис-
ков, введенных между проводя-
щими цилиндрическими отрезка-
70
ми антенны. Всего в Плечо антенны длиной 250 мм
включено 39 диэлектрических дисков Л, t2.. /39- Экспе-
риментальная проверка распределения тока вдоль ан-
тенны, входного сопротивления в точках возбуждения 3
и диаграмм направленности несимметричной широкопо-
лосной антенны (рис. 2.29) проводилась при установке
ее на коническом проводящем противовесе 4.
Как видно из рис. 2.30, во всем частотном диапазоне
(600 ... 3000 МГц) ток на антенне с емкостными нагруз-
ками экспоненциально затухает в направлении свобод-
ного конца и его распределение слабо зависит от часто-
ты. При этом электрическая длина антенны на низшей
Рнс. 2.30. Нормированные распределения амплитуды тока вдоль ци-
линдрической широкополосной антенны, представленной на рис. 2.29,
с емкостными нагрузкамн (----------) н без емкостных нагрузок
(------) прн рабочей частоте, равной 600 МГц (а), 1200 МГц (б),
1800 МГц (в), 3000 МГц (г)
частоте диапазона fH = 600 МГц составляет d=0,5XH.
Коэффициент стоячей волны напряжения kc (рис. 2.31)
данной антенны при наличии емкостных нагрузок замет-
но снижается и стабилизируется в диапазоне частот по
сравнению с kc антенны без нагрузок. Диаграммы на-
правленности рассмотренной антенны с нагрузками ста-
билизируются только в трехкратном диапазоне частот
(600 ... 1800 МГц). Увеличивая значения всех нагрузок,
можно получить постоянную ДН в более широкой поло-
се частот, однако при этом растет отрицательная реак-
тивная составляющая входного сопротивления антенны
в низкочастотном диапазоне, что не всегда приемлемо.
71
По данным [34] трудно изготовить аналогичную широко-
полосную антенну, так как не указаны диэлектрическая
проницаемость и материал, используемый в нагрузках,
а это не позволяет определить их реактивное сопротив-
ление. Большое число нагрузок с отличающимися друг
от друга размерами делает антенну трудоемкой в изго-
товлении, громоздкой и относительно тяжелой. В рабо-
те не приведена
*с
7
6
5
Ц
3
2
1
С, пФ
теины
же не
чений
ров, а
характере их изменения.
t 35-
-tv-
ч)
25
45
зависимость полосы пропускания ан-
Рнс. 2.31. Зависимости от рабочей частоты
коэффициента стоячей волны напряжения
на входе цилиндрической широкополосной
антенны, представленной на рнс. 2.29, с
емкостными нагрузками (-) и без ем-
костных нагрузок (—-----)
К
/ '
0,3 0,6 0,9 1,2 1,5 1,8 2,1 2,9 f, ГГц
от числа включаемых в антенну нагрузок, а так-
предлагается какия-либо методика расчета зна-
распределения тока, ZBX, ДН и других парамет-
дано лишь наглядное представление об общем
О 5 1IL. 15 t,
0)
Рнс. 2.32. Конструкция переменного антенного конденсатора (а) и
графическая зависимость емкости С от зазора t (б)
Для уточнения зависимости полосы пропускания ан-
тенны с емкостными нагрузками от их числа рассмот-
рим результаты экспериментальной проверки ZBX и ДН
антенн с разным числом конденсаторов в плече. При
этом можно использовать переменный антенный конден-
72
сатор (рис. 2.32,а), включающий корпус 1 с запрессо-
ванной в него фторопластовой втулкой 2, внутрь которой
можно вкручивать стержень 3, изменяя емкость в пре-
делах 2 ... 7 пФ. Антенный конденсатор включается в
разрыв трубки 4 вибратора антенны.
Оптимальное число емкостных нагрузок в плече ан-
тенны, координаты их включения и суммарное реактив-
ное сопротивление. Экспериментальные зависимости
входного сопротивления широкополосных антенн
(рис. 2.33) полученьидля несимметричных вертикальных
антенн, установленных над проводящей плоскостью с
размерами приблизительно (2Х2)%Н при волновом со-
противлении коаксиального узла питания, равном 75 Ом.
Место включения и емкости антенных конденсаторов
подбирались так, чтобы при электрической длине плеча
антенны d/%~0,5 абсолютное значение отрицательной
реактивной составляющей входного сопротивления не
было настолько велико, а активная составляющая вход-
ного сопротивления не была настолько мала, чтобы по-
лучалось &б<0,3. При этом для антенны с тремя кон-
денсаторами в плече не удается расширить полосу про-
пускания путем экспоненциального увеличения емкост-
ного сопротивления нагрузок к концу антенны или пу-
тем неэквидистантного включения конденсаторов вдоль
плеча. Учитывая, что для упрощения изготовления и на-
стройки таких антенн предпочтительно эквидистантное
включение в антенну конденсаторов одинаковой емко-
сти, подробно исследован именно этот вариант антенны.
Значения ZBX и kt, для антенны с тремя одинаковыми
равномерно включенными конденсаторами найдены при
реактивном сопротивлении Хс =—j 470 Ом каждого из
них на низшей частоте диапазона 0,5). Это зна-
чение Хс получено экспериментально и является опти-
мальным с точки зрения достижения в наиболее широ-
ком частотном диапазоне при электрических длинах
плеча антенны, равных (0,5 ... 1,0) X, максимально воз-
можных значений ke при волновом сопротивлении под-
водящего фиДера W=50 ... 100 Ом. Из рис. 2.33,а и б
видно, что введение в антенну конденсаторов укорачи-
вает ее эквивалентную электрическую длину, при этом
Ослабляется отраженная от конца антенны волна тока,
благодаря чему расширяется полоса пропускания ан-'
тенны. В данном случае при fee^0,3 обеспечивается пе-
рекрытие частотного диапазона более чем в два раза,
а при &б>0,5 перекрытие частотного диапазона состав-
ляет 1,82, что превышает даже возможности антенны с
тридцатью девятью конденсаторами в плече [34] (см.
рис. 2.31). Полученный результат свидетельствует о том,
что для достижения режима бегущей волны не обяза-
тельно включать в антенну большое число конденсато-
ров [9, 35, 36]. Для подтверждения того, что сопротивле-
ние Хс~—j470 Ом для каждого из трех конденсаторов
является оптимальным, тонкими линиями показаны экс-
периментальные графики Zbx и k6 при Хс=—j 160 Ом.
Как видно из графиков, в данном случае ZBX антенны в
диапазоне частот значительно хуже стабилизируется,
чем в предыдущем случае, особенно при малых электри-
ческих длинах плеча антенны порядка d = 0,5 ... О,6А. и
k& при этом снижается до 0,1 (рис. 2.33,в).
У аналогичной антенны, но с двумя одинаковыми
конденсаторами, реактивное сопротивление каждого из
которых на низшей частоте диапазона (при d!kK~
~0,5)Хс =—j 720 Ом, координаты включения конден-
саторов hci =0,28d и ftc2=0,54d, перекрытие частотно-
го диапазона при fee >0,3 составляет 1,90. У такой же
антенны, но с одним конденсатором (рис. 2.33), реак-
тивное сопротивление которого на низшей частоте диа-
пазона (при d/A,H~0,5) Хс =—jl450 Ом, координата
включения конденсатора he =0,34d, перекрытие частот-
ного диапазона по уровню £б>0,3 равно 1,80. Во всех
трех случаях ДН стабилизируются в полосе частот и
подобны ДН полуволнового вибратора.
Из приведенного следует, что широкополосные ан-
тенны с емкостными нагрузками по сравнению с обыч-
ными антеннами, в том числе и с рассмотренными мно-
гочастотными, имеют приблизительно в два раза большую
длину. Попытка уменьшить длину антенны приводит к
сужению полосы пропускания в области низких частот.
В отличие от многочастотных антенн, в которых сопро-
тивления нагрузок составляют десятки и•сотни кило-
ом, в широкополосные включаются реактивные нагрузки
сопротивлением в сотни ом, причем независимо от числа
введенных в плечо антенны конденсаторов их суммар-
ное сопротивление на нижней частоте диапазона должно
находиться в пределах Хс =—>j(1400. ...1500) Ом.^На
верхних- частотах это сопротивление соответственно сни-
жается.. При этом включение в плечо всего лишь ,одц(^
емкостной нагрузки позволяет образовать в антенне ,ре;-
жим, близкий к режиму бегущей волны тока, и заста-
билизировать на уровне не менее 0,3 в полосе частот
около 55 ... 60%. С увеличением числа конденсаторов в
плечах антенны можно более равномерно распределить
реактивное сопротивление. Конденсаторы одинаковой
емкости целесообразно включать на расстояниях от кон-
цов антенны, кратных нечетному числу четвертей корот-
кой волны (d—he) ~т-0,25ка, где т—\, 3, 5, ... Бли-
жайшие к центру антенны конденсаторы не рекомен-
дуется располагать на расстоянии от него менее чем
0,15 ... 0,20%н, причем длина плеча антенны должна быть
d>0,5%H. В этом случае наименьшее число включаемых
в плечо конденсаторов будет приблизительно"равно
2d/ft,B. Ожидаемые параметры таких антенн сведены в
табл. 2.3.

Таблица 2.3
Номер варианта Минимальное число конденса- торов в плече антенны Полоса пропускания антенны по уровню Л б >0,30, %
1 >0,75 1...2 55
2 0,75...1,25 2...3 75
3 1,25...1,75 3...4 90
Результаты расчетов на ЭВМ распределения тока
ZBX для V-образного вибратора с емкостными нагрузка-» ,
ми. С помощью изложенной методики [14] можно рас-
считывать на ЭВМ комплексное распределение тока и
другие характеристики как прямолинейных антенн, так
и антенн других конфигураций (см. рис. 1.1,а, б, в, ж).
Учитывая, что все изложенные условия создания широ-
кополосных прямолинейных антенн распространяются и
на изогнутые антенны (см. рис. 1.1,а, б, в) при а, 0>2О°,;
были заданы следующие исходные данные для расчета на
ЭВМ распределения тока и ZBX при трех значениях элек-/
трических длин d=0,54X, d=0,65X и d = 0,83X плеча изо-
гнутой антенны: а=180°; £ = 135°; /iu=0; h=0,04d; Q =
= 11,6. В каждое плечо антенны равномерно включено
по три конденсатора.
Как следует из рис. 2.34, распределение тока иа ан-
тенне с конденсаторами является более плавным, устра-»
ияется «узел» в распределении амплитуды тока и ста-
новится почти линейным распределение фазы, что сви-
76 I

детельствует о создании в антенне режима, близкого к
режиму’ бегущей волны, способствующего стабилизации
и ДН в полосе частот. Результаты расчетов Zbx по
вычисленным токам приведены в табл. 2.4.
Таблица 2.4
<//х Хс, Ом kra ZBX’ Ом
с конденсаторами без конденсаторов
0,54 —j470 0,020 48,2—j 150,2 265—j 567
0,65 —j‘385 0,024 109—j37,6 99,4—j213,9
0,83 —j300 0,031 210,7—j32,6 221+j222
Рассмотренная V-образная антенна с тремя конден-
саторами в плече обеспечивает при оптимальной на-
грузке по уровню £б>0,5 частотную полосу пропускания
50 ... 60%, при этом, как видно из рис. 2.35, ДН в пло-
90°
90°
Рнс. 2.36. Диаграммы направленности V-образной антенны (d=
=0,83 Л) с трёмя конденсаторами в плече (/, 3) н без ннх (2, 4)
в плоскостях Е н Н соответственно
78
скостях Е и Н антенны остаются неизрезанными. На
низших частотах диапазона (d<0,83%) ДН будут еще
более изотропными. Диаграммы направленности 2 и 4
аналогичной антенны без конденсаторов (рис. 2.35) име-
ют изрезанный многолепестковый характер.
Конструктивное выполнение вибраторной широкополосной ан-
тенны. Рассмотрим одну нз простейших конструкции антенны с ем-
костными нагрузками. Антенна (рис. 2.36,а) состоит из диэлектри-
ческой капсулы 1, длина которой не меньше длины волны Лн.
Внутрь капсулы 1 симметрично относительно ее середины вставлены
Рнс. 2.36. Конструкция
вибраторной широкопо-
лосной антенны с емкост-
ными нагрузками (а) н
зависимости коэффициен-
та стоячей волны напря-
жения от электрической
длины плеча (б) антен-
ны с последовательно
включенными тремя ем-
костными нагрузками
(------) и без них
(------)
проводящие стержни 2. Между этими стержнями введены диэлек-
трические вставки 3, которые вместе с разделяемыми ими стержня-
ми 2 образуют определенные емкости н, следовательно, отрицатель-
ные реактивные нагрузки, зависящие от частоты. Указанные емко-
сти определяются геометрическими размерами стержней 2, вставок
3 и диэлектрической проницаемостью материала, из которого изго-
товлены вставки. Если число вставок в одном плече антенны боль-
ше трех, то можно значительно расширить ее полосу пропускания
при суммарном сопротивлении вставок 3 одного плеча антенны на
низшей частоте диапазона Хс=— j(1400 ... 1500) Ом. Для дости-
жения режима, близкого к режиму бегущей волны, вставки 3 мон-
тируются внутрь капсулы 1 на расстояниях от свободных концов
антенны, кратых нечетному числу четвертей короткой волны
<Ав/4, (3/4) Л», (5/4) Хв, (7/4) лв, ..., см. рнс. 2.36,а).
79
Вставки вдоль всей антенны лучше всего выполнять идентич-
ными; обладающими одинаковым реактивным сопротивлением. Раз-
мещение элементов антенны в диэлектрической капсуле 1 защищает
Их от атмосферных воздействий и способствует укорочению общей
длины антенны. Подводящий фидер подключается к клеммам 4. Та-
кая антенна обеспечивает в частотном диапазоне 75% неизрезаиную
ДН и коэффициент йб>0,3 на ее входных клеммах при подключе-
нии к ним оптимальной нагрузки (рис. 2.36,6).
Таким образом, включение емкостных нагрузок в вибраторные
антенны — один из. перспективных и эффективных методов расшире-
ния их полосы пропускания.
2.8. УЛУЧШЕНИЕ НАПРАВЛЕННЫХ СВОЙСТВ АНТЕНН
Пути увеличения направленности вибраторных ан-
тенн. Известен ряд методов улучшения направленности
вибраторных антенн, например путем размещения
антенн вблизи отражателя [6], выполнения плеч V-об-
разных антенн из проводников увеличенного поперечно-
го сечения [2], придания плечам вибраторов различной
конфигурации [37, 38], включения в плечи антенны со-
средоточенных нагрузок [1, 39]. Кроме того, известен
метод улучшения направленности вибраторов произ-
вольной длины путем включения в каждое из его плеч
на одинаковом расстоянии от центра антенны индуктив-
ной нагрузки [5]. Подобные антенны можно рассчиты-
вать методами, изложенными в [14, 30].
Повышение КНД антенны достигается также изве-
стным простым способом: увеличением длины ее плеч.
Например, при увеличении d бесконечно тонкой антен-
ны с 0,25% до 0,625% КНД возрастает с 1,64 до 3,36, од-
нако при d>0,50% уже появляются боковые лепестки,
которые при d=0,625% достигают уровня —10 дБ отно-
сительно главного лепестка, а с дальнейшим удлинением
антенны растут, что является отрицательным фактором.
В частности, КНД бесконечно тонкой вибраторной ан-
тенны с d^=0,75% в главном направлении составляет
0,93, а уровень боковых лепестков (УБЛ) достигает
3,9 дБ. Расчет методом интегрального уравнения антен-
ны такой же длины, но конечной толщины, например
й=9,6, показал, что приведенные значения КНД и
УБЛ несколько изменяются при утолщении антенны,
однако незначительно и соответственно равны 0,64 и
5,4 дБ, что ближе к реальным значениям. Входное со-
противление этой антенны, вычисленное указанным ме-
тодом, равно 132,1+j 25,9 Ом.
80
В [1] сообщалось, что антенна Франклина с такой
же длиной плеча (0,75%) обеспечивает высокую направ-
ленность и малые УБЛ. Предполагалось, что эти свой-
ства возникают в антенне Франклина за счет включения
в ее плечи на расстояниях hi =±0,25% так называемых
’ антирезонансных катушек, поглощающих половину
стоячей волны тока и обеспечивающих синфазное пи-
тание образовавшихся в результате включения катушек
трех полуволновых вибраторов. Индуктивности катушек
выбираются настолько большими, чтобы за счет распре-
деленной емкости на них устанавливалась стоячая вол-
на тока.
Результаты расчетов на ЭВМ распределения тока и
ДН для антенн типа Франклина. С помощью расчетных
алгоритмов [14, 30] были проверены параметры антенны
Франклина и подобных ей антенн. Прежде всего, на
ЭВМ была рассчитана ДН синфазной решетки из трех
полуволновых бесконечно тонких вибраторов с общей
длиной 1,5%, соответствующей длине антенны Франкли-
на. В главном направлении КНД составил 3,34, а уро-
вень боковых лепестков —20 дБ. К этому пределу долж-
ны стремиться предполагаемые параметры антенны
Франклина при возбуждении ее в центре и включении
нагрузок в плечи на расстояниях Л г =±0,25%.
Теперь рассмотрим результаты расчетов антенн оди-
наковой длины d=±0,75% и разного поперечного сече-
ния: Q=9,6 (антенна средней толщины) и Q = ll,4 (тон-
кая антенна). Расчеты проводились для трех типов
включаемых в антейны сосредоточенных нагрузок: ин-
дуктивной Xl = j90 кОм, а также емкостной и активной
приблизительно такого же абсолютного значения. Ре-
зультаты расчетов для указанных нагрузок и толщин
антенн приблизительно совпадают и поэтому приводятся
в табл. 2.5 только для одного случая 0 = 9,6 и Xl~
=j 90 кОм. Штриховыми линиями показаны графики
для соответствующей антенны без нагрузок (см. 'ва-
риант /). В местах включения нагрузок на графиках
распределения амплйтуды тока образуются нулевые
провалы. В отличие от результатов приближенной Тео-
рии (см. § 1.1), амплйтуда тока на антенне без нагрузок
в узлах в нуль не обращается (см. штриховые линии
варианта /), принимая определенное минимальное зна-
чение, а фаза тока плавно изменяется и имеет в рай-
6—1096 81
Таблица 2.5
Номер
варианта
Координата
включении
индуктивно-
сти
Распределение тока
Входное
сопротив-
ление, Ом
Анаграмма направленности,
кнд (Дг)
ht= ±0,25%
(антенна ти-
па Франк-
лина [1])
1,мА
-d/A
-d/A
-0.75-0,5-0,25 0,25 0,50,75
d/A
d/A
46,3—j31,8
2
йг=±0,21%
1,мАА
rf/Л —1—1—L-^J—1—L—'—
“ -0,75-0,5-0,25 0,250,50,75
d/A
d/A
27,5—j 102
Окончание табл. 2.5
3 nt=±0,38% 5 -d/A 264,l+j76,8 Z( 6=0° ст’6 П
-0,75y,rpadj *200 , 0 /1 i i i > 0,25 0,5 0,75 - f . f t _r /«

\
-0,75-0,5-0,25 0,250,50,75
4 . /ir =±0,50% I.MAi 5 ) 392—j312 z ie=o° erf ч
и,л -0,75 <f,rpaB 200 . 0,75 i i—i Л/k

“ ’ -0,75-0,5-0,25 0,25 0,5 0,75 '
’ 5 • й£=±0,58% I, mA, 5 ' Г~\л—< rf/a 167—j305 Zi r I V-'Mj 0=0° ДгЗ.оо gyag A
’J/A -0,75 y.rpud ~200 . ,o > 0,75 i I I И/Я
-0,75-0.5-0,25 0,250,50,75 '
s
снах узлов тока точку перегиба. Из графиков табл. 2.5
следует, что изменение места включения нагрузок в пле-
чи антенны по-разному влияет на распределение тока и'
ДН. В частности, включение нагрузок в узлах тока или
вблизи них (варианты 1 и 2) не приводит к существен-
ному изменению характера распределения тока и ДН
и даже наоборот —увеличивает провал до значения
Дг =0,01 в ДН по оси 0Z, перпендикулярной оси ан-
тенны.
Как видно из табл. 2.5, усиление влияния нагрузок
наблюдается только при увеличении координат их
включения и максимальный КНД без боковых лепест-
ков (Дг =2,67) может быть достигнут при hL =±0,5%
(вариант 4). Дальнейшее увеличение \hz\ (вариант 5)
позволяет повысить Дг до трех, однако при этом появ-
ляются боковые лепестки порядка —11,5 дБ под угла-
ми 60° к оси 0Z. Зависимости фазового распределения
становятся более плавными без точек перегиба.
Таким образом, антенна Франклина не дает того
эффекта, который ожидался ранее [1]: ее КНД в направ-
лении оси 0Z низок, ДН многолепестковая, лепестки
развернуты относительно оси 0Z приблизительно на 45°
в плоскости Е. Включение нагрузок в точках йд =
= ±0,50% и вблизи них позволяет «исправить» ДН, од-
нако ее параметры не дают какого-либо выигрыша по
сравнению с обычными антеннами без нагрузок с дли-
ной плеча, например, d=0,625% или </=0,50%. Прибли-
женная теория, которой пользовались при объяснении
принципа работы антенны Франклина, привела к не сов-
сем точным результатам, а современный численный ме-
тод с использованием интегрального уравнения позволил
выяснить реальные свойства подобных антенн.
Еще раз подтверждаются выводы, полученные в § 2.5
и 2.7 о том, что независимо от вида нагрузки (ЛС-кон-
тур, раскрыв шунта, одиночная активная или реактив-
ная нагрузка) ее влияние на параметры антенны, осо-
бенно на ДН, максимально при включении на расстоя-
ниях от концов разомкнутой антенны, равных нечетному
числу четвертей рабочей волны, и минимально при.
включении нагрузки на расстояниях от концов антенны,
равных четному числу четвертей рабочей волны.
Рассмотренные прямолинейные вибраторы с повы-
шенной направленностью обеспечивают ДН узкую в пло-
скости Е и всенаправленную в плоскости Н. Для полу-
84
чения однонаправленной ДН в обеих указанных плоско-
стях необходимо вблизи таких антенн устанавливать
отражатели, что не всегда удовлетворяет требованиям
к габаритам и массе. В этих случаях можно применять
изогнутые антенны с включенными нагрузками, обеспе-
чивающие направленные ДН в обеих плоскостях Е и Н
и не требующие отражателя.
V-образная антенна с однонаправленной диаграммой
направленности. Одной из разновидностей вибраторных
антенн с однонаправленной ДН является рассмотрен-
ная ранее V-образная широкополосная антенна с тремя
одинаковыми конденсаторами в плече (d = 0,825%), сум-
марное сопротивление которых при этом составляет
Хс=—]'900 Ом. За счет, получения в плечах антенны
режима, близкого к бегущей волне, создаются условия
для превалирующего излучения в направлении раскры-
ва ветвей антенны (рис. 2.35). Дополним сказанное ра-
нее тем, ч1о получать направленную ДН включением
конденсаторов в плечи антенны иногда значительно про-
ще и дешевле, чем утолщением ее ветвей [2] или другими
методами. Расчеты показывают, что V-образная антенна
обеспечивает КНД не менее 2,3 во всех углах в преде-
лах от 0 до 120° относительно оси симметрии антенны в
направлении ее раскрыва.
Представляется перспективным дальнейший поиск
новых вариантов конфигурации вибраторов в сочетании
с включенными в плечи реактивными нагрузками, кото-
рые обеспечат лучшую степень направленности и мень-
ший уровень обратного излучения.
3. ПЕТЛЕВЫЕ АНТЕННЫ С РЕАКТИВНЫМИ
_________НАГРУЗКАМИ_____________________________
В отличие от штыревых вибраторных антенн, обыч-
ные петлевые антенны, как правило, представляют собой
контуры из проводников, в разрывы которых включен
один или несколько возбуждающих генераторов или
приемников. К петлевым или замкнутым антеннам от-
носятся кольцевые, рамочные, ромбические, шлейф-виб-
раторы Пистолькорса и др. Независимо от разновидно-
стей этих антенн минимальная резонансная длина их
токопроводящих проводников, при которой обеспечива-
ются приемлемые для согласования с обычными фиде-
рами входные сопротивления, приблизительно вдвое
больше общей длины проводников соответствующих
Я5
штыревых вибраторных симметричных антенн. Этот не-
достаток, приводящий к некоторому увеличению массы
и габаритов замкнутых антенн, компенсируется улучше-
нием их электрических параметров (ZBX и полосы про-
пускания) при выполнении, например, в виде овала,
шлейф-вибратора или «сплюснутого» ромба с малой
осью симметрии, проходящей через точки включения
возбуждающего генератора (приемника). Например, по
данным [19] входное сопротивление шлейф-вибратора
(Q=10) Пистолькорса составляет 346+J167 Ом, т. е.
его активное сопротивление в четыре раза выше, чем у
соответствующего разомкнутого вибратора. Высокой
активной составляющей входного сопротивления обла-
дает также близкая по форме к шлейф-вибратору' ром-
бическая «сплюснутая» антенна (2d = X, а=150°, 0 = 30°,
Q=ll,4), входное сопротивление которой Zbx =
= (255—jl20) Ом (по результатам расчета на ЭВМ ме-
тодом интегрального уравнения [14]). Полоса пропуска-
ния подобных антенн при £б>0,3 около 30 ... 40%, т. е.
в 1,5 ... 2 раза превышает полосу пропускания разомкну-
тых антенн. При таких исходных параметрах можно до-
стигать лучших результатов (чем в случаях применения
разомкнутых антенн), включая в замкнутые антенны
нагрузки. К сожалению, в круговых замкнутых и дру-
гих антеннах, имеющих форму, близкую к этому конту-
ру, рассмотренные характеристики ухудшаются и ста-
новятся аналогичными электрическим характеристикам
соответствующих штыревых (разомкнутых) вибратор-
ных антенн.
3.1. МАЛОГАБАРИТНЫЕ ПЕТЛЕВЫЕ АНТЕННЫ
- Наименьшая полудлина периметра петлевых антенн,,
при которой их реактивное сопротивление близко к ну-
лю, а активное соизмеримо с волновым сопротивлением
обычных высокочастотных фидеров, составляет (0,5 ...
... 0,6) X независимо от конфигурации антенн. Эти раз-
меры соответствуют первому последовательному резо-
нансу, при котором создаются приемлемые условия для
согласования входа антенны с подводящим фидером. •
Попытка произвольно уменьшить длину петлевой ан-
тенны относительно обычных резонансных размеров
приводит к значительному росту реактивной составляю-
щей входного сопротивления и, следовательно, к рассо-
гласованию входа антенны с фидером. В качестве при*
86
мера рассмотрим результаты расчетов строгим методом
[14] входных сопротивлений ромбической антенны а =
= 0 = 90° средней толщины (Q = 10,3). Уменьшение дли-
ны антенны от резонансной d = 0,58X, например, до d =
= 0,32Х приводит к изменению реактивной составляю-
щей входного сопротивления антенны с Хвх = 0 до Хвх =
= —j902 Ом. При дальнейшем уменьшении полудлины
рассматриваемой антенны, например до d = 0,26X, ее
входное сопротивление еще сильнее отклоняется от ре-
зонансного значения и составляет ZBX= (1522—j4981) Ом.
Коэффициент бегущей волны на входе такой антенны
близок к нулю и согласовать ее с подводящим фидером,
имеющим обычно 1Г=50 ... 100 Ом, сохранив при этом
высокий КПД антенно-фидерного устройства, трудно.
Следовательно, как и в случае разомкнутых антенн, спо-
соб произвольного уменьшения размеров замкнутых ан-
тенн без дополнительных мер, очевидно, не позволяет
решать вопрос их миниатюризации.
Подобно тому как это производилось в гл. 2, рас-
смотрим пути и методы улучшения параметров замкну-
тых антенн включением в них сосредоточенных нагру-
зок.
Исследование строгим методом малогабаритных ром-
бических антенн с нагрузками. Методом интегрального
уравнения можно рассчитать распределение тока и вход-
ные сопротивления замкнутых антенн различной конфи-
гурации с включенными нагрузками. Выполняя расчеты
на ЭВМ в определенном частотном диапазоне и произ-
водя анализ влияния этих нагрузок, можно исследовать
пути уменьшения размеров замкнутых антенн. В каче-
стве примера рассмотрим результаты расчетов квадрат-
ных рамочных антенн (рис. 3.1) с различными вариан-
тами нагрузок. Как следует из сравнения кривых 1 и 3,
включение в рамочную антенну емкостных нагрузок уко-
рачивает электрическую длину антенны, при этом ча-
стотная зависимость ZBX (кривая /) «сдвигается» впра-
во относительно кривой 3. С другой стороны, благодаря
включению емкостных нагрузок в области малых элек-
трических длин (в данном случае при d/A,=0,24) возни-
кает новый дополнительный последовательный резонанс
при входном сопротивлении антенны в несколько десят-
ков ом. Район этого резонанса отмечен кружком 4 на
кривой 1 рис. 3.1,6. Такое свойство целесообразно ис-
пользовать для создания замкнутых малогабаритных
87
антенн размером d/X<C0,25 с емкостными нагрузка-
ми [40].
Из сравнения кривых 2 и 3 видно, что включение
индуктивных нагрузок в точках, диаметрально противо-
положных точкам включения возбуждающего генерато-
ра рамочной антенны, способствует увеличению ее элек-
трической длины, т. е. «сдвигает» зависимость ZBX (кри-
вая 2) влево относительно кривой 3 и первый последо-
вательный резонанс в антенне с индуктивностями, вклю-
Рис. 3.1. Зависимости от электрической длины (d/X) активной (а)
и реактивной (б) составляющих входного сопротивления ромбиче-
ских антенн (а=р=90°; /i=0,5d; Лв=0; £2—11,3) с двумя последо-
вательно включенными реактивными нагрузками при d—0,2X: емко-
стными Хс=—j 760 Ом (7) и индуктивными 112 Ом (2), а
также без нагрузок (3)
88
ченными таким образом, наступает при d/X=0,43 вме-
сто d/X=0,58. Первое значение отмечено на рис. 3.1,6
кружком 5, а второе — кружком 6.
Таким образом, в отличие от разомкнутых антенн,
размеры которых можно уменьшить включением только
индуктивных нагрузок (см. § 2.1), длину проводников
замкнутых можно укорачивать за счет включения в них
как индуктивных, так и емкостных нагрузок, при этом
значительного уменьшения размеров антенн (d/X<C0,25)
можно добиться только с помощью емкостных нагрузок,
так как_ZBX антенны без нагрузок длиной 6<0,25Х име-
ет индуктивный характер [18].
Значения включаемых в антенну реактивных нагру-
зок и места их включения с приемлемой точностью мож-
но определять с помощью теории эквивалентной линии
(см. § 1.3), а затем при необходимости уточнять строгим
методом [14J путем расчета на ЭВМ соответствующих
входных сопротивлений.
Исследование петлевых антенн с нагрузками с по-
мощью приближенных формул § 1.3. Анализируя выра-
жение (1.15), можно прийти к выводу, что при 6<0,251
режим первого последовательного резонанса в антенне
действительно достигается только при емкостном харак-
тере нагрузок независимо от места включения, а при
длине плеча 0,25<d/l<0,50 знак резонансной нагрузки
Арез.з зависит от места ее включения в антенну, т. е.
нагрузка может быть как емкостной, так и индуктив-
Рис. 3.2. Зависи-
мости расчетных
значений резо-
нансных сопро-
тивлений нагруз-
ки от места ее
включения
в плечо антенны
длиной d—0,24 X
(/); d-0,36 X,
(2, 4) и d-0,48 X
(3, 5)
ной. В этом можно убедиться, рассчитав Хрез.з по фор-
муле (1.15) и построив его зависимости от координат
включения нагрузок hx/d (рис. 3.2). Расчеты проводи-
лись для антенн из проводников средней толщины (Q =
= 10,3) с волновым сопротивлением ТГ3 = 450 Ом, най-
денным по формуле (1.16). Из рис. 3.2 следует, что при
8»
г/<0,25Х абсолютное значение сопротивления емкостной
резонансной нагрузки становится минимальным в сере-
дине плеча (/ix = 0,5d) антенны (кривая /). При длине
антенны 0,25X<d<0,5QA. (кривые 2 и 3), если нагрузка
емкостная, то абсолютное значение ее сопротивления
становится минимальным также в середине плеча (h х=
= 0,5d), антенны, а индуктивное сопротивление 4 и 5
минимально только в двух точках hx = Q и hx=d. Оче-
видно, что, включая емкостные или индуктивные нагруз-
ки именно в этих местах, можно получать минимальные
активные потери в антенных нагрузках и, следователь-
но, с точки зрения указанных потерь такие места вклю-
чения будут наилучшими. На основании анализа рис. 3.2
можно составить табл. 3.1 реактивных резонансных на-
Таблица 3.1
Характер нагрузки Место включения нагрузки в антенну
Индуктивный и<Лх/Х< (d/X—0,25)
Емкостный (а/Л—0,25) <Лх/Х<0,25
Индуктивный 0,25<nx/X<d
грузок в зависимости от места их включения в антенну,
длина плеча которой находится в пределах 0,25X<d<
< 0,50k
Определение оптимальных мест включения емкост-
ных нагрузок. Расчет методом эквивалентной линии по
формуле (1.15) антенн (Q=10 ... 11,5) с емкостными
нагрузками показывает, что для обеспечения первого
последовательного резонанса при укорочении антенны
приблизительно в два раза (0,2 ... 0,3)X, необходимо
в каждую ветвь включить нагрузку с реактивным со-
противлением порядка Хс =—j (500 ... 1500) Ом. В со-
ответствии с этими данными на ЭВМ методом инте-
грального уравнения были рассчитаны входные сопро-
тивления ромбических антенн с емкостными нагруз-
ками.
Как видно из рис. 3.3, изменение места включения
емкостных нагрузок существенно влияет на электриче-
ские длины антенны, при которых происходят как по-
следовательные, так и параллельные резонансы. В наи-
более интересных с точки зрения размеров пределах
«0
электрических длин антенн d=(0,2 ... 0,3)Х резонансное
сопротивление при Ях=±0,25Х составляет около 75 Ом
(кривая 1 на рис. 3.3,а), а при увеличении абсолютно-
го значения hx до 0,5d и d резонансное сопротивление
снижается до значений /?Вх = 5 ... 10 Ом (кривые 2 и 3
рис. 3.3,а). При одном и том же сопротивлении нагрузки
и hx=±d дополнительный последовательный резонанс
возникает в антенне при самой меньшей электрической
8)
Рис. 3.3. Зависимости от электрической длины (d/A) активной (я) и
реактивной (б) составляющих входного сопротивления ромбических
антенн (й —11,3; а=0=9О°; Л=0,5 d; Л«—0) с емкостными нагруз-
ками (Хс“—j 760 Ом при d—0,2 А):
/) hC“±0,25 d; 2) hc=±0,50 d; 3) ftc=±d; 4} антенна без нагру-
зок
91
длине, чем при включении этих же нагрузок в любых
других точках антенны (кривая 3 на рис. 3.3,6). Для
всех трех случаев дополнительные последовательные ре-
зонансы отмечены кружками на рис. 3.3,6.
Рис. 3.4. Зависимости от места включения емкостных нагрузок
(hxjd) входных сопротивлений ромбических антенн (d=0,23 X; а=
= 0=90°; £2= 10,3; Л„=0):
/, 2, 3— Квх для X——j 320 Ом, Х=—j 400 Ом и Х=—j 530 Ом
соответственно; 4, 5, 6~ХВ1 для Х=—j 320 Ом, Х=—j 400 Ом и
Х=—j 530 Ом
с нагрузками Х=—j 760 Ом; 3, 6 — /?Вх и Лвх антенны с нагруз-
ками Л—j 700 Ом
92
Для более полного анализа малогабаритных антенн
рассмотрим результаты расчетов на ЭВМ антенн, ана-
логичных исследуемым, но с фиксированными электри-
ческими длинами (рис. 3.4, 3.5). Приближенные значе-
ния емкостных нагрузок для /ix=±0,5d были вычисле-
ны заранее методом эквивалентной линии по выраже-
нию (1.15) и соответственно равны при £=1 Хрез.3 =
= —j398 Ом для d=0,23X и Хрез.3 =—j710 Ом для d =
= 0,32Х. Затем в программу расчета на ЭВМ были за-
даны указанные значения Хрез.3, близкие к ним, а также
все остальные параметры данных ромбических антенн и
вычислены зависимости Zsx=f{hxld). Входное сопро-
тивление ZB3t антенны без нагрузок для d=0,23% равно-
204+j2446 Ом, а для d=0,32X приведено на рис. 3.5.
Как следует из рис. 3.4, оптимизированные методом,
эквивалентной линии по выражению (1.15) значения
резонансных нагрузок действительно обеспечивают до-
полнительный последовательный резонанс в рассмотрен-
ных двух характерных вариантах замкнутых антенн,,
причем погрешность оптимизации весьма мала и не пре-
вышает ±10%. Таким образом, уменьшение абсолютно-
го значения реактивного сопротивления емкостной на-
грузки ниже-вычисленного по формуле (1.15) приводит
к исчезновению дополнительного последовательного ре-
зонанса (например, кривая 4, где Xвх ни в одной точке-
не пересекает ось абсцисс). Увеличение абсолютного-
значения реактивного сопротивления емкостной нагруз-
ки до вычисленного по формуле (1.15) (Хрез.3 =
= —j398 Ом) и более позволяет с уверенностью полу-
чить два дополнительных последовательных резонанса
(кривые 5 и 6 на рис. 3.4). При размере антенны d =
= 0,32Х получаем один дополнительный резонанс npir
включении нагрузки в середине плеча антенны
(рис. 3.5). Координаты включения нагрузок, обеспечи-
вающие дополнительный резонанс, обозначены на
рис. 3.4 и 3.5 кружками.
Из рис. 3.4 видно, что при включении емкостных на-
грузок в точках h х< |0,ld| при небольших изменениях
hx (или вариациях самой емкости-нагрузки) возможны
резкре изменения ZBX антенны, которые зависят от точ-
ности выполнения размеров антенны, точности соблю-
дения координаты включения нагрузки и значения са-
мой нагрузки, от колебаний рабочей частоты. В проти-
воположность этому при Лх>|0,4d| для обоих случаев-
93=
Рис. 3.6
194
95
Рис. Э.6. Частотные зависимости от электрической длины (d/X) вход-
ных сопротивлений и КБВ (9) малогабаритных ромбических ан-
тенн (Л»=0) без нагрузок и с емкостными нагрузками, вклю-
ченными в точках /^=±0,1 d (я), Лх=±0,25 d (б), Лх=±0,55 d (в),
Лх=±0,95 d (г), а также аналогичных антенн с Лв=±0,3 d с емко-
стными нагрузками, включенными в точках ftx=±0,55 d (д) и
Ах=±0,95 d (е):
/, 2 — RBI и Хвх антенны без нагрузок; 3, 4 — 7?вх и ХВ1 при на-
грузке Х=—j 1325 Ом; 5, 6 — 7?вх и ХВх при нагрузке Х=—j 660 Ом;
7, 8 — 7?вх и Хвх при нагрузке Х=— j 440 Ом (d=0,27X)
(рис. 3.4 и рис. 3.5) 7?вх и Хвх изменяются плавно в за-
висимости от hx/d. Однако RBX очень мало (порядка
нескольких ом), что не всегда удобно для согласования
с подводящим фидером. С учетом сказанного можно
сделать вывод, что включение емкостных нагрузок в
точках антенны hx = (0,1 ... 0,4)d наиболее предпочти-
тельно, так как позволяет получать приемлемые для
согласования с подводящим фидером резонансные зна-
чения RBX в несколько десятков ом при относительно
плавных изменениях ZBX в зависимости от hx.
Частотная зависимость ZBX антенн с емкостными на-
грузками. Оценим теперь частотные свойства ZBX рас-
сматриваемых малогабаритных ромбических антенн
(/i = 0,5d; а='Р=90°; Q = 10,3) на ЭВМ при разных зна-
чениях hx и электрических длинах антенн 0,20X<d<:
<0,32% вблизи дополнительных последовательных резо-
нансов (рис. 3.6).
Из сопоставления графиков на рис. 3.5 видно, что
смещение включаемых нагрузок от значения /ix=±0,ld
в сторону увеличения hx, т. е. в направлении от точек
возбуждения к концу антенны, ослабляет частотную за-
висимость ^вх антенны. При этом же значительно сни-
жается Rax антенны. Взаимодействие этих двух факто-
-ров приводит к тому, что при Аб>0,50 полоса пропуска-
•96
ния антенны на оптимальную нагрузку, т. е. нагрузку,
равную резонансному входному сопротивлению антен-
ны, сужается с 3,5% до 2% при изменении hx с 0,Id до
0,95d. Сдвиг точек возбуждения антенны в направлении
ее конца (см. рис. 3.6,д, е) позволяет несколько умень-
шить крутизну изменения Z3X и расширить полосу про-
пускания антенны при Аб>0,50 до 2,5 ... 3%. Электриче-
ские длины антенн, соответствующие дополнительным
последовательным резонансам, обозначены на графиках
кружками.
Оценка точности приближенного метода расчета Хвх
антенн с емкостными нагрузками. Когда не удается
рассчитать рассмотренные антенны строгим методом на
ЭВМ, можно воспользоваться приближенной формулой
(1.14), полученной методом эквивалентной линии. Ис-
следуем пределы применения этой формулы, используя
в качестве опорных результатов соответствующие дан-
ные, найденные методом интегрального уравнения
(рис. 3.7).
На всех графиках вертикальная штриховая линия
означает район параллельного резонанса. При расчетах
по приближенной формуле (1.14) следует учитывать,
что для некоторых частных случаев она значительно
упрощается. Например, при hx=0 (см. рис. 3.7,а) по-
лучим
XBX = T3[2X/T3 + tg(^d)]. (3.1)
При hx = ±d выражение (1.14) принимает вид (1.17).
Как следует из графиков, включение емкостных нагру-
зок в разных точках антенны существенно изменяет ха-
рактер изменения Хвх в диапазоне частот: изменяется
крутизна кривых, места их перехода через нулевые и
неопределенные значения. Отметим, что при hx=±0,5d
(рис. 3.7,в) второй последовательный резонанс в антен-
не с конденсаторами наступает при той же длине (d~
~0,50Х), что и в антенне без нагрузок. Районы этого
резонанса отмечены на рис. 3.7,в кружками для случаев
расчета Хвх методами эквивалентной линии и инте-
грального уравнения. Это следует также из выражения
(1.14), которое при hx=±0,5d имеет вид
Л„ = 21Г,Г-^- +tg -у)]|[1-
—^-tg* . (3.2)
W3 2 ) S 2 J J
7—1096 97
Очевидно, что приближенные расчеты Хвх (кривые 2 и
4) замкнутых антенн с нагрузками по формуле (1.14)
выполняются без учета излучающих свойств антенны,
ее конфигурации и реального распределения тока. Эти
факторы учитываются при расчете методом интеграль-
ного уравнения (кривые 1 и 3). Однако, как следует из
Рис. 3.7. Зависимости от электрической длины (rf/%) реактивной
=90°; h=0,5 d\ £2=11,3; й«=0) без нагрузок и с последовательно
= 0,20 X) в точках Лх=0 (я), Лх=0,25 d (б), ftx=±0,50 d (в) и
по формуле (1.14) соответственно при Х=—j 760 Ом (/, 2), и Х=0
98
графиков, совпадение результатов расчета Хвх обоими
методами довольно хорошее при электрической длине
антенн d<0,4%. При d>O,4X погрешность увеличивается
до 20% и более и использовать формулу (1.14) рекомен-
дуется только для предварительной оценки.
Вариант конструктивного выполнения малогабаритной ромби-
ческой антенны с емкостными нагрузками. Один из вариантов реа-
лизации малогабаритной замкнутой антенны с емкостными нагруз-
соСтавляющей входного сопротивления ромбических антенн (а=Р=
включенной в плече емкостной нагрузкой X——j 760 Ом (при d=
Ax=d;0,95 d (г), полученные методом интегрального уравнения и
7» 99
ками [40] приведен на рнс. 3.8. Аитениа имеет два высокочастот-
ных входа 1 и 2 соответственно для воли горизонтальной и вер-
тикальной поляризации. В первом случае работу аитеины обеспе-
чивает проводящая петля 3 — квадрат из трубки с клеммами 4 в
Рис. 3.8. Конструкция рамочной двухполяризациоиной малогабарит-
ной антенны с последовательно включенными емкостными нагруз-
ками
вершине одного из его углов для подключения подводящего фиде-
ра 5. В петлю 3 по обе стороны от клемм 4 иа расстоянии от иих
Лх=(0,1 ... 0,4)d вмонтированы две емкостные нагрузки 6 в виде
металлического цилиндра 7, имеющего электрический контакт с од-
ной частью проводящей петли.
В цилиндр 7 помещена диэлектрическая втулка 9, внутри ко-
торой свободно скользит стержень 8, электрически связанный резь-
бовым соединением с другой частью проводящей петли, С помощью
резьбы стержень 8 вводится во внутреннюю полость трубки 10, при*
100
крепленной винтами к изолятору 11 нагрузки 6, что позволяет про-
дольно перемещать стержень 8 во внутренней полости диэлектри-
ческой втулки 9 и, следовательно, изменять ^реактивное сопротив-
ление нагрузки €. Концы трубок 10 закрыты заглушками 12. Лет-
ля 3 прикреплена к диэлектрической перекладине 13 с помощью
скоб 14. Скобы 14, припаянные к трубкам 10, одновременно под-
ключают фидер 5 к клеммам 4. Окончательная настройка рамочной
аитеины 3 в дополнительный последовательный резоиаис осущест-
вляется при снятых заглушках 12 путем вкручивания (выкручива-
ния) стержня 8 отверткой или специальным ключом, вводимыми в
трубку 10. После настройки положение стержней 8 можно зафикси-
ровать, например, заливкой компаундом.
Расчетное входное сопротивление одной нз подобных антенн
периметром 2d =1360 мм, изготовленной нз алюминиевой трубки
диаметром 16 мм, при d/%=0,26 без емкостных нагрузок 6 (при
замене их проводящими перемычками) равно 1522—j4981 Ом. При
таком входном сопротивлении обеспечить эффективную работу ан-
тенны затруднительно. Одиако антенна приобретает приемлемые
характеристики при включении в нее двух емкостных нагрузок 6
на расстояниях ft»=±0,25d. Реактивное сопротивление нагрузки б
по формуле (1.15) при С=1 равно — ]’735 Ом, что для рассматри-
ваемого случая соответствует емкости 1,9 пФ. Уточнив эту емкость
методом интегрального уравнения, получим 2,03 пФ. В этом случае
в аитеиие возникает дополнительный последовательный резоиаис
при входном сопротивлении Явх=47 Ом. Абсолютное значение то-
ка при этом возрастает до 21,6 мА в сравнении с 0,19 мА в антен-
не без нагрузок при неизменном напряжении возбуждающего ге-
нератора и = 1 В, что свидетельствует о резком увеличении эффек-
тивности аитениы. Расчеты [14] показывают, что при емкости
нагрузки около 2 пФ и активных потерях в ией около 2 Ом при
изготовлении втулки 9 из фторопласта абсолютное значение тока в
точках питания снизится в сравнении с идеальной нагрузкой без
потерь С 21,6 до 20,7 мА, а это приведет к незначительному сни-
жению КПД аитениы (иа 4%). Методом интегрального уравнения
были также сделаны расчеты_ZBI антенны и ks в зависимости от не-
больших изменений емкостной нагрузки вблизи значений, обеспе-
чивающих дополнительный резонанс. Из графиков, построенных по
результатам этих расчетов (рис. 3.9), следует, что ke иа входе
такой антенны, настроенной в резонанс, сохраняется иа уровне не
меиее 0,50 при отклонении сопротивления нагрузки от резонансного
значения на 8 ... 9% и ие меиее 0,30 при соответствующем откло-
S)
Рис. 3.9. Зависимости (1} и КБВ (2) (а), а также Хвх (б)
ромбической малогабаритной антеииы от небольших изменений ем-
костной нагрузки относительно ее оптимального значения
101
иении сопротивления нагрузки иа 15 ... 16%. Таким изменениям
.сопротивления соответствует ход стержня 8 антенны на 1 ... 1,5 мм
в первом случае и на 2 ... 2,5 мм во втором. Эти проверки показы-
вают, что к точности выполнения нагрузок подобных антенн не
обязательно предъявлять повышенные требования.
Относительно узкая полоса пропускания данной антенны
(3 ... 3,5%) способствует подавлению паразитного излучения пере-
датчика или улучшению избирательности приемника, что в обоих
.случаях позволяет исключать из аппаратуры дополнительные
фильтры.
Рассмотрим вычисленное на ЭВМ распределение тока вдоль
проводящей петли 3 рамочной антенны. Как видно из рис. 3.10, рас-
i
Рис. 3.10. Распределение действительного (а) и мнимого (б) значе-
ний, а также амплитуды (в) тока на электрически короткой ромби
ческой аитеине с двумя симметрично включенными конденсаторами
(/) и без нагрузок (2)
пределеиие тока иа антенне с нагрузками становится более равно-
мерным, чем на аитеине без нагрузок. В распределении амплитуды
тока (см. рис. 3.10,в) устраняется глубокий провал, что позволяет
получить в плоскости антенны ДН с неравномерностью не болев
3,5 дБ.
Для обеспечения функционирования антенны на волнах верти-
кальной поляризации по входу 2 к петле 3 (см. рис. 3.8) диамет-
рально противоположно ее клеммам 4 подключей проводящий
стержневой излучатель 15 с емкостной - нагрузкой 16, имеющий с
петлей 3 электрический контакт. Конструкция емкостной нагрузки 16
аналогична конструкции нагрузок 6. Ее назначение — согласование
входного сопротивления излучателя 15 с волновым сопротивлением
питающего фидера и расширение полосы пропускания антенны по
входу 2. Верхняя часть 17 излучателя 15 является полой, имеет
во внутренней поверхности резьбу, в которую вручен стержень 18
для регулировки емкостного сопротивлениня нагрузки Излуча-
тель 15 установлен перпендикулярно плоскости проводящей петли 3
и снабжен в своем основании узлом питания 19, установленным иа
проводящем противовесе 20. Настройка излучателя 15 вертикаль-
ной поляризации производится путем изменения реактивного со-
противления емкостной нагрузки 16 вкручиванием (выкручиванием)
стержня 18. Емкость нагрузки 16 для рассматриваемого примера
(рис. 3.8) равна 3 пФ, при этом, когда d/X=0,26, на входе 2 ан-
тенны ZBX = 120 Ом и при kf, >0,5 полоса пропускания порядка 5%
от резонансной частоты. При работе антенны по входу 2 рамка 3
вместе с проводами снижения выполняет функцию дополнительной
распределенной емкостной нагрузки, увеличивающей действующую
высоту антенны и ее КПД. Вся аитеииа работает на волнах ортого-
нальной поляризации, что исключает потерю радиосигнала при изме-
нении условий распространения радиоволн.
Исследование ромбических малогабаритных антенн с
индуктивными нагрузками. Как следует из результатов,
вытекающих из теории эквивалентной- линии и выраже-
ния (1.15) (см. § 3.1), наименьшие активные потери в
индуктивностях будут возникать при включении их в
точках антенны — § или hx=±d, так как именно в
этих точках требуется наименьшая индуктивная нагруз-
ка. Этот вывод приближенной теории подтверждается
методом интегрального уравнения, например расчетом
£вх при определенном резонансном сопротивлении ин-
дуктивной нагрузки. Такое сопротивление можно найти
по формуле (1.15) и затем уточнять несколькими проб-
ными расчетами на ЭВМ вариантов антенн с разными
нагрузками до тех пор, пока полученное Хлх при hx = Q
или hx = ±d не будет приближаться к нулю. На рис. 3.5
приведены результаты таких расчетов Т?ЕХ и Хъх ромби-
ческой антенны.
Из этих графиков можно сделать вывод, Что с точки
зрения крутизны изменения _ZBX координаты включения
нагрузок hx = ±d наиболее предпочтительны, так как
именно при таком hx ZbX антенны не будет испытывать
резких изменений, как это происходит при включении
нагрузок в точках hx=0.
103
102
Как видно из рис. 3.11, замкнутая антенна, умень-
шенная приблизительно в два раза благодаря включе-
нию индуктивных нагрузок, имеет приемлемое резонанс-
ное сопротивление ^Вх = 20 ... 30 Ом и полосу пропуска-
ния при йб»0,50 и hu=0 около 3% и при /ia = ±0,3d
около 3,5%. При добротности нагрузки Ql s>300 КПД
подобных антенн не менее 85 ... 90%.
Рис. 3.11. Зависимости от электрической длины (dft.) активной
(/, 3) и реактивной (2, 4) составляющих входного сопротивления,
а также КБВ (5) малогабаритной ромбической аитеииы с двумя
индуктивными нагрузками (d=0,32A,; а=р=90°; £2=10,3; я*—
— ±0,95 d) при включении возбуждающих источников в точках
0 (а) и ftu=±0,3 d {6} и при X=j 710 Ом (7, 2); при X—
—j 890 Ом (<?, 4)
На рис. 3.12 приведены вычисленные на ЭВМ графи-
ки распределения амплитуды и фазы тока на рассмот-
ренной ромбической антенне. Расчетное значение вход-
ного сопротивления такой антенны (<Z=0,32X) состав
104
ляет 22+j7,8 Ом, что очень близко к последовательному
резонансу. Для сравнения штриховыми линиями пока-
заны распределения амплитуды и фазы тока на этой же
антенне без индуктивностей, которым соответствует
входное сопротивление антенны, равное 106—j902 Ом.
Как показали расчеты на ЭВМ методом интегрального
уравнения, подобные рамочные антенны, уменьшенные
по сравнению с обычными в 1,7 и более раз, обеспечи-
вают квазиизотропные ДН без нулевых провалов. Экс-
периментальная проверка рассмотренной антенны с дву-
мя катушками индуктивности по 11 витков при индук-
тивности каждой около 1 мкГн дала результаты, ана-
логичные расчетным.
Рис. 3.12. Распределения амплитуды (а) и фазы (б) тока иа мало-
габаритной ромбической аитеиие с двумя индуктивными нагрузками
(/i) и без иих (/2)
Вариант выполнения малогабаритной петлевой антенны с ин-
дуктивной нагрузкой. При одной и той же электрической длине
аитеииы ее конфигурация почти ие влияет иа реактивную нагрузку,
необходимую для обеспечения последовательного резонанса. Поэто-
му полученные результаты для ромбических аитени распространя-
ются на кольцевые и другие замкнутые антенны. Однако изгиб
замкнутой антенны в двух плоскостях, как показано иа рис. 3.13,
снижает активную составляющую входного сопротивления (2?»х).
Как следует из рис. 3.11, R вх такой аитеииы можно повысить, ие
105
изменяя размеров и конфигурации, путем подключения возбуждаю-
щих источников к двум разрывам в проводящей петле, что и сде-
лано в антенне на рис. 3.13, предназначенной для работы в шестом
телевизионном канале. В один из разрывов петли 1 включена ка-
тушка индуктивности 2, намотанная иа каркасе 3, из диэлектри-
ческого материала. К двум другим разрывам, каждый из которых
скреплен диэлектрическим бандажом 4 или 5, подведено противо-
фазное напряжение от источника высокочастотного возбуждения
следующим образом. Источник возбуждения или приемник (на
рисунке не показан) подключен ко входному разъему 6 коаксиаль-
ного кабеля 7, проложенного внутри стойки 8 и соединяющего
входной разъем 6 с устройством питания антенны, размещенным в
коробке 9 (на рис. 3.13,а крышка с коробки 9 условно снята).
Коробка 9 выполнена из проводящего материала и не образу-
ет разрыва в проводящей петле 1. Устройство питания антенны
представляет собой делитель мощности 10 с одним входом и двумя
выходами. От указанных выходов внутри трубок 11 и 12, являю
щихся составными частями проводящей петли 1, в направлении К
Рис. 3.13. Конструк-
ция петлевой антенны
с последовательно
включенной катуш-
кой индуктивности
106
диэлектрическим бандажам 4 и 5 проложены коаксиальные кабели
13 и 14 соответственно. Разность длин этих кабелей составляет
половину длины рабочей волны в кабеле, что обеспечивает проти-
вофазность возбуждения антенны в двух разрывах, выполненных
в районе бандажей 4 и 5. Коаксиальный кабель подключается к раз-
рыву проводящей петли 1 в районе бандажа 4 (или 5) сле-
дующим образом. С участка коаксиального кабеля 13, выступаю-
щего на трубки 11 (рис. 3.13,6), снимается наружный проводник
(оплетка). Оставшаяся часть 15 наружного проводника (оплетки)
в месте среза прикрепляется гайкой или другим крепежным эле-
ментом по кольцу к внутреиией стенке трубки 11, образуя с по-
следней электрический контакт. Выступающий из трубки 11 цен-
тральный проводник 16 коаксиального кабеля 13 вводится внутрь
проводящей втулки 17 и припаивается к ней в точке 18. Втулка 17
вставлена в конец 19 проводящей петли 1, образуя с ней в конце 19
электрический контакт. Таким образом, внутри бандажа 4 наруж-
ный проводник (оплетка) 15 коаксиального кабеля 13 подсоеди-
няется с одной стороны разрыва проводящей петли 1 к концу
трубки 11, а центральный проводник 16 этого коаксиального кабеля
подключается с другой стороны этого разрыва петли 1 к концу 19
петли 1. Бандаж 4 обеспечивает изоляцию указанных концов про-
водников разрыва петли 1, к которым по коаксиальному кабелю 13
подается возбуждающее высокочастотное напряжение.
Аналогично построен узел возбуждения с бандажом 5, к ко-
торому высокочастотное возбуждающее напряжение подводится по
коаксиальному кабелю 14. Антенна устанавливается и крепится на
посадочном месте с помощью фланца 20. Общий периметр петли,
включая источники возбуждения и индуктивную нагрузку, состав-
ляет Р=1230 мм (0,7Л). В разрывы, выполненные в петле 1, сим-
метрично относительно коробки 9 подключено возбуждающее про»
тивофазное напряжение. Расстояние по петле 1 между этими раз-
рывами равно 440 мм, что составляет 0,36Р. Симметрично относи-
тельно двух указанных разрывов на расстоянии от каждого из них
395 мм, что соответствует 0,32Р, последовательно включена катуш-
ка индуктивности из 13 витков медного провода диаметром 0,7 мм,
намотанная на текстолитовом каркасе диаметром 12 мм с шагом
намотки 1,5 мм. Необходимая индуктивность катушки была опре-
делена по формуле (1.15) и при С=1 равна 0,83 мкГн. Данная
антенна при диаметре проводящей трубки 12 мм и расстоянии меж-
ду параллельными ветвями 0,077k имеет резонансное сопротивле-
ние 28 Ом. Ветви аитеииы загнуты под 90е на расстояниях 0,05Х от
точки подвода фидера. Такая уменьшенная в два раза антенна
обеспечивает квазиизотропиую ДН и полосу пропускания не менее
6% на ее входе при йб>0,50 на оптимальную нагрузку. В заключе-
ние отметим, что замкнутые антенны с индуктивностями можно
уменьшить не более чем в два раза по сравнению с обычными — без
нагрузок — в отличие от замкнутых аитени с конденсаторами, кото-
рые можно уменьшать в любое число раз.
3.2. ПЕТЛЕВЫЕ АНТЕННЫ С РАСШИРЕННЫМ
ЧАСТОТНЫМ ДИАПАЗОНОМ
Известен ряд способов расширения полосы пропу-
скания антенн, среди которых отметим использование
проводников антенны изогнутой, например змеевидной,
107
формы, в результате чего уменьшается взаимная индук-
тивность изгибов, увеличивается емкостное сопротивле-
ние антенны и расширяется диапазон рабочих частот
[41], а также утолщение ветвей петлевого вибратора,
что также позволяет расширить полосу пропускания
антенны до двух октав [42]. Эффективным также являет-
ся включение в токопроводящие ветви замкнутых антенн
сосредоточенных или распределенных реактивных на-
грузок. Например, в материалах патента [43] описана
круглая из двух концентрических полуколец рамочная
малогабаритная ненаправленная антенна, работающая
в диапазоне 3: 1 за счет включенных в нее ДС-нагрузок
и набора спиралей сложной формы.
Петлевые антенны с последовательно включенными
шунтами. Экспериментальная проверка подобной ан-
тенны [43], но составленной из прямолинейных одиноч-
ных проводников показала, что включение в разных
точках определенной реактивной нагрузки, например, в
виде короткозамкнутого отрезка длинной линии позво-
ляет в принципе расширять полосу пропускания антен-
ны в непрерывном частотном диапазоне или улучшать
параметры замкнутой антенны на нескольких дискрет-
ных частотах. Результаты измерений КБВ приведены на
Рис. 3.14. Зависимости от электрической длины (d/k) КБВ несиммет-
ричной ромбической антенны (а=90°; Л=0,5 d; Й=12; йв=0), уста-
новленной на проводящем диске диаметром 0,55 Хя при W подво-
дящего фидера 50 Ом при hx=d (/) и Лв=±0,5 d (2) (--------------ан-
тенна без нагрузок)
козамкнутый отрезок кабеля, обеспечивающий индук-
тивное сопротивление j 150 Ом при d=0,39X и емкостное
сопротивление — jl45 Ом при d = 0,59X, (кривая /), то
можно обеспечить работу антенны при йб>0,50 на двух
частотах, находящихся в соотношении 1 : 1,5. Включение
этого же отрезка кабеля в точке /ix = ±0,5d (кривая 2)
108
уменьшает разнесение рабочих частот, но расширяет не-
прерывную рабочую частотную полосу до 25% при Лб>
>0,40 по сравнению с полосой 15% этой же антенны
без включенных нагрузок. Конструкции подобного типа
просты и могут использоваться для приемных телевизи-
онных антенн, одновременно работающих в нескольких
частотных каналах.
Петлевая антенна с последовательно-параллельно
включенными емкостными нагрузками. Рассмотрим
шлейф-вибратор Пистолькорса с частотным диапазо-
ном, расширенным благодаря включению в него трех
емкостных нагрузок, как показано на рис. 1.8.
С помощью выражений (1.22) и (1.30) была рассчи-
тана антенна со следующими параметрами: /Шл = 0,4 м;
he =0,12 м; га = 0,004 м; 5ШЛ = 0,045 м; J=0,83 м; С\ =
= 1пФ*>; Сч — 7 пФ. При этом сопротивление ZT эквива-
лентной «толстой» антенны определялось методом ин-
тегрального уравнения [14]. ..г
Исследование такой антенны показало, что включен
ние конденсаторов позволяет в относительно широком
Рис. 3.15. Зависимости от электрической длины (d/X) активной (а),
реактивной (б) составляющих входного сопротивления и КБВ (в)
шлейф-вибратора с тремя емкостными нагрузками (----) и без на-
грузок (------)
*) При расчете по рис. 3.16 следует принять С1“0,25пФ.
109
mhciothom диапазоне (рис. 3.15) уменьшить колебания
2.x, особенно активной составляющей (рис. 3.15,а), сни-
зить абсолютную величину Хвх (рис. 3.15,6) и, следова-
тельно, улучшить согласование антенны с подводящим
фидером. (Значения КБВ на рис. 3.15,в даны для не-
симметричного шлейф-вибратора.) При подключении к
антенне фидера с волновым сопротивлением 75 Ом на
входе обеспечивается &б>0,3 в частотном диапазоне
1:2 (рис. 3.15,в) в отличие от аналогичной антенны без
нагрузок, для которой перекрытие частотного диапазо-
на составляет не более 1:1,5 при том же КБВ.
Рис, 3.16. Схема широкопо- Рис. 3.17. Схема петлевой двухполя-
лосной петлевой антенны с рнзационной двухчастотной антенны
конденсаторами с катушками нндуктивности
Один из вариантов реализации шлейф-вибратора с
емкостными нагрузками упрощенно показан на рис. 3.16.
Такая антенна может успешно применяться в качестве
приемной телевизионной как в комнатном, так И в на-
ружном исполнении [44]. Она может использоваться не
только в метровом, но и в других частотных диапазонах,
в частности в дециметровом. При этом целесообразно в
наружном исполнении применять ее с отражателем,
установленным относительно антенны так, как показа-
но, например, на рис. 3.17.
Для сохранения широкой полосы антенны (см.
рис. 3.16) напряжение питания на шлейф-вибратор 1
подается непосредственно от подводящего коаксиально-
го кабеля без применения каких-либо симметрирующих
ПО
устройств, при этом ДН антенны практически симмет-
рична и подобна ДН обычного полуволнового вибрато-
ра. Узел питания размещается в металлической короб-
ке 2, закрепленной на трубке 3, внутри которой к нему
проложен подводящий кабель 4 с высокочастотным
разъемом 5. При емкости конденсаторов Ci = l ... 3 пФ,
С2=6 ... 8 пФ антенна во всем высокочастотном диапа-
зоне 175 ... 230 МГц (от канала № 6 до Кй 12) имеет
As >0,40, что обеспечивает хорошее качество изображе-
ния и звукового сопровождения телепередач.
Двухчастотная двухполяризациониая телевизионная антенна. В
некоторых городах и населенных пунктах передача телевизионной
информации ведется на волнах линейной ортогональной поляриза-
ции и в различных высокочастотных каналах. При этом для приема
сигналов различной поляризации обычно применяют отдельные при-
емные телевизионные антенны, каждая из которых имеет фазирую-
щее и согласующее устройство. Такне конструкции обычно сложны
и громоздки. Вместо них можно использовать простую оригинальную
антенну, обеспечивающую прием телевизионной информации иа зна-
чительно отличающихся частотах с различной линейной поляриза-
цией воли [45] (рнс. 3.17). Данная антенна предназначена для ра-
боты в двух диапазонах волн — низкочастотном (телевизионный ка-
нал № 5), имеющем горизонтальную поляризацию волн, и высоко-
частотном (телевизионные каналы № 7 и № 9) с вертикальной по-
ляризацией волн.
Изгибы шлейф-вибраторов 1 выполнены на электрических рас-
стояних в половину короткой волны (Хв) от узла питания 2, а об-
щая электрическая длина каждого шлейф-внбратора равна четвер-
ти длинной волны (Хн). Выполнение первого условия позволяет
обеспечить прием волн, поляризованных в плоскости, проходящей
через ось трубы 3 и параллельной загнутым концам 4 шлейф-виб-
раторов, а соблюдение второго обеспечивает прием в другой пло-
скости, ортогональной первой, проходящей через ось трубы 3 и го-
ризонтальные иезагнутые части шлейф-вибраторов.
Антенна содержит сетчатый отражатель 5, закрепленный на
диске 6, в центре которого установлена труба 3. На конце трубы
закреплен узел питания 2, представляющий собой полый проводя-
щий корпус. Схема питания аитеииы аналогична рассмотренной в
предыдущей конструкции (см. рнс. 3.16). В шлейф-внбраторы вклю-
чены одинаковые катушкн индуктивности 7 н 8, предназначенные
для соблюдения указанных соотношений их размеров. Одни конец
каждой катушкн индуктивности соединен со шлейф-внбратором, а
второй — с корпусом узла питания 2. К изолированному входу 9
узла 2 подключен одни из концов шлейф-вибратора, соединенный
с центральным проводником подводящего коаксиального кабеля
10, введенного внутрь узла питания 2, через трубу 3, Оплетка это-
го кабеля соединена с корпусом узла 2, закрытого крышкой 11,
на которой может быть установлена система директоров (на чер-
теже не показана). Для подключения антенны к приемнику служит
высокочастотный разъем 12.
Рассмотрим распределение токов обеих рабочих частот на ан-
тенне. Как следует из рис. 3.18,а, где стрелками указаны направ-
ления соответствующих токов на разных участках антенны, сум-
марное поле токов /> распределенных по горизонтальной части в
направлении, перпендикулярном плоскости ХОУ, взаимно компен-
сируется и отсутствует. Это достигается тем, что длина каждого
шлейф-вибратора от узла питании до загиба равна 0,5Хв, а длины
свободного загнутого конца 0,25Хв. При этом на волнах Хв горизон-
тально поляризованный сигнал не принимается и превалирует вер-
тикально поляризованный сигнал
Рнс. 3.18. Графики распреде-
ления тока верхней (а) и ниж-
ней (б) частот на петлевой
двухполяризацнонной двухча-
стотной антенне с катушками
индуктивности
за счет токов 7В, наводимых на
загнутых участках антенны,
ориентированных в вертикаль-
ном направлении (ОУ) и сов-
падающих по фазе. Как сле-
дует из рис. 3.18,6 горизон-
тальная часть антенны эффек-
тивно возбуждается токами/н
длинной волны (Хк). Вклад то-
ков этой волны (распределен-
ных на загнутых вертикальных
частях) в общий принятый сиг-
нал составляет около 10%. По-
этому на длинной волне (X.J
антенна обеспечивает прием в
основном горизонтально поля-
ризованных сигналов.
В такой антенне" загну-
тые части 4 шлейф-вибраторов
обеспечивают прием вертикаль-
но поляризованных сигналов в
диапазоне 183 ... 206 МГц (ка-
налы № 7—9), а незагнутые
части — прием горизонтально
поляризованных сигналов в диа-
пазоне 93 ... 100 МГц (канал
№ 5). Отражатель 5 диаметром
1,5 м установлен на расстоя-
нии 400 мм от шлейф-вибрато-
ров. Периметр каждого шлейф-
вибратора 1,17 м, катушки ин-
дуктивности, с числом витков
каждая 6 ... 7 намотаны на
текстолитовых стержнях
0 12 мм. Конструкция антен-
ны проста, устойчива к атмо-
сферным воздействиям. На всех
указанных частотах Аб>0,3 ...
... 0,4 на входном разъеме 12
антенны. На волнах Л,в ширина
ДН равна ±40° по половинной
мощности, уровень обратного
лепестка ДН — 10 дБ, на вол-
нах Хв ширина ДН составляет
±55’ при том же уровне обрат-
ного лепестка ДН.
Таким образом, включение в замкнутые антенны
реактивных нагрузок позволяет корректировать их ча-
стотные свойства и расширять полосу пропускания.
112
3.3. АНТЕННЫ С УПРАВЛЯЕМОЙ ДИАГРАММОЙ
НАПРАВЛЕННОСТИ
Диаграммы направленности обычных рамочных, ром-
бических и шлейф-вибраторных антенн минимальных ре-
зонансных размеров d=(0,5 ... 0,6)1 имеют в плоскости
Е двухлепестковый характер и два нулевых провала, а
в плоскости Н — всенаправленны (без нулевых прова-
лов), т. е. подобны ДН обычных полуволновых вибра-
торов.
Однако во многих практических случаях требуется
другая, отличная от «восьмерки> форма амплитудной
ДН, например всенаправленная во всех плоскостях или
сосредоточенная в одном определенном направлении.
Такие ДН можно получить, последовательно включая в-
токопроводящий контур замкнутой антенны нагрузки
определенной величины. В [1] описана замкнутая антен-
на Татаринова с длиной периметра 2d=3,71 и с вклю-
ченными через одинаковые интервалы, равные прибли-
зительно 0,61, конденсаторами. Такая синфазная гори-
зонтальная антенна обеспечивает всенаправленную ДН
в плоскости антенны, однако ее размеры в три раза пре-
вышают размеры обычной замкнутой антенны. Намного’
меньшие (в пять и более раз) размеры имеет ромбиче-
ская малогабаритная антенна [40] с двумя последова-
тельно включенными конденсаторами (§ 3.1), обеспечи-
вающая в плоскости антенны всенаправленные ДН и
приемлемые для согласования с подводящим фидером"
входные сопротивления. Емкость антенного конденсато-
ра определяется из выражения (1.15). Для улучшения
равномерности ДН в плоскости антенны число конден-
саторов в каждом плече можно увеличить. В [1, 2] рас-
смотрена ромбическая антенна бегущей волны, обра-
зующейся благодаря включению активного сопротивле-
ния диаметрально противоположно точкам возбуждения
в одном из углов ромба. Подобные антенны обеспечи-
вают высокие значения КНД с главным лепестком, со-
риентированным в направлении включенной нагрузки,,
однако их размеры также велики (2d=8 ... 161), а КПД
снижается из-за потерь в активной нагрузке.
Совершенствование подобных антени продолжается
в направлении уменьшения размеров и повышения КПД.
Одним из перспективных путей является синтез распре-
деления тока вдоль провода антенны, обеспечивающего
заданную ДН [46] В атой антенне оптимальное распре-
8—|109в 113:
деление тока реализуется с помощью включаемых в
петлю комплексных нагрузок, в активных частях кото-
рых, однако, возникают потери, приводящие к сниже-
нию КПД антенн.
Исследования показали, что, включая в замкнутые
антенны чисто реактивные нагрузки (емкостные или ин-
дуктивные), можно, как и в случае комплексных нагру-
зок, увеличивать КНД антенн, сохраняя при этом высо-
кие значения КПД. Например, если периметр замкнутой
ромбической антенны со средним поперечным сечением
(Q=8,5 ... 11) не менее 1,11, то включение в каждое
ялечо антенны через одинаковые интервалы около
(0,15 ... 0,20)1 двух и больше конденсаторов с общим
реактивным сопротивлением —j (600 ... 1000) Ом позво-
ляет увеличить коэффициент направленного действия
(Д>3) в одном из направлений в плоскости антенны.
Было определено, что размыкание ветвей этой же
антенны в точках, диаметрально противоположных точ-
кам возбуждения, приводит к получению квазиизотроп-
яон ДН в плоскости антенны. Таким образом, замыкая
я размыкая, например, дистанционно горизонтальную
ромбическую антенну с конденсаторами, можно попере-
менно обеспечивать связь с корреспондентом, находя-
щимся в определенном пункте, а затем с корреспонден-
тами, расположенными в любых направлениях в пло-
скости, совпадающей с плоскостью антенны.
Один из вариантов конструкции подобной антенны [47] при-
веден на рис. 3.19. Антенна (рис. 3.19,а, б) состоит из металличе-
ских трубок 1, образующих петлю, в которую последовательно
включены антенные конденсаторы 2 (шесть штук), входные клеммы
3 и элемент 4. коммутирующий р-1-л-диод. Все указанные элемен-
ты вмонтированы в петлю антенны через интервалы 0,171, а пери-
метр петли составляет 1,31. Каждый аитеииый конденсатор 2 со-
держит изолятор 5 (рис. 3.19,в), металлические цилиндры 6 и 7 и
крепежные вииты 8 и 9 для сборки конденсатора 2.
При включении конденсаторов в данную аитениу наружные
концы металлических цилиндров 6 и 7 вводятся внутрь соответст-
вующих концов трубок 1 и закрепляются в них. Расстояние между
внутренними торцами металлических цилиндров 6 и 7 определяется
необходимой емкостью С. В метровом диапазоне воли при перн-
метре проводящей петли 2 м и радиусе металлической трубки около
7 мм емкость равна 1,5 ... 3,5 пФ. Такая емкость реализуется при
расстоянии 2 ... 5 мм между внутренними торцами цилиндров 6 и 7
и заполнении этого промежутка фторопластом. Подсобные емкости
легко выполнимы на практике и имеют малые габариты.
Рассматриваемая антенна крепится на диэлектрической пере-
кладине 10 с помощью скоб 11 и 12, которые припаяны к метал-
лическим трубкам 1 и подключают подводящий фидер 13 ко • вход-
ным клеммам 3, и с помощью скоб 14 и 15, которые также, при-
414
паяны к соответствующим металлическим трубкам 1 и подключают
коммутирующий элемент 4. Подводящий фидер 13 проложен от
входных клемм 3 в плоскости проводящей петли антенны вначале
по перекладине 10 в направлении к центру антенны, а затем изги-
бается на угол 90° в плоскости, перпендикулярной плоскости ан-
теииц, и снижается по стойке 16, иа которой установлена перекла-
дина 40 с закрепленной иа ней рамочной антенной.
Рис. 3.19. Конструкция рамочной аитеииы с последовательно вклю-
ченными конденсаторами и управляемой диаграммой направленности
Подводящий низкочастотный кабель 17 проложен от коммути-
рующего элемента 4 аналогичным образом. Высокочастотная энер-
гия подается или снимается со входных клемм 3 антенны с по-
мощью высокочастотного разъема 19. В зависимости от электриче-
ской команды, поданной на низкочастотный разъем 20, ДН антенны
будет направлена в сторону, указанную стрелкой А (см.
рис. 3.19,а, б), или всенаправлеина. Подобная антенна без допол-
нительных согласующих устройств имеет иа входных клеммах 3 в
режиме всенаправленного излучения Аб>0.40, а в режиме направ-
ленного излучения &б>0,50. Экспериментальная проверка показала,
что подводящие линии, проложенные в плоскости петли между
входными клеммами 3 и коммутирующим элементом 4, не нскажа-
8* 115
ют ни входного сопротивления аитениы, ни ее ДН. Применение
емкостных нагрузок позволяет получить КПД антенны ие менее
90% в обоих режимах ее работы. В метровом и более коротком
диапазонах, когда емкость антенного конденсатора составляет еди-
ницы и доли пикофарад, рабочая поверхность конденсатора мала и
при использоваини диэлектрика с малыми потерями активные поте-
ри в таких нагрузках незначительны. Так как указанные нагрузки
почти ие подвергаются нагреванию, с помощью подобных антенн
можно передавать большую электромагнитную энергию. Примене-
ние в антенне одинаковых по конструкции конденсаторов создает
предпосылки для автоматизации производства таких антенн.
Следовательно, однонаправленные ДН ромбических
и других замкнутых антенн можно получать не только
путем включения в них активных или комплексных на-
грузок, но и реактивных — обеспечивающих более высо-
кие значения КПД.
В заключение отметим, что изложенные в книге ме-
тоды расчетов и разнообразные варианты выполнения
вибраторных антенн с реактивными нагрузками могут
быть рекомендованы при разработке антенн с улучшен-
ными характеристиками не только метрового и декамет-
рового диапазонов, но и других диапазонов волн. При
этом конструкция антенных нагрузок, очевидно, будет
видоизменяться. Приведенные результаты целесообраз-
но использовать при исследовании и разработке новых
разновидностей вибраторных антенн с нагрузками, на-
пример микрополосковых.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Пистолькорс А. А. Антеииы. — М.: Связьиэдат, 1947. — 480 с.
2. Драбкин А. Л., Зузеико В. Л. Антенно-фидерные устройства. —
М.: Сов. радио, 1961. — 816 с.
3. Hansen R. С. Efficiency and matching tradeoffs for inductively
loaded short antennas. — IEEE Trans., 1975, v. Com-23, N 4,
p. 430—435.
4. Пат. 4360814 (США). Antenna loading device with series con-
nected coils/D. H. Wells.
5. Ittipiboon A., Hamid M. A. K. Doubly-loaded dipole with high
directivity. — Internal. J. Electronics, 1977, v. 42, N 4, p. 393—403.
6. Айзенберг Г. 3., Ямпольский В. Г., Терешин О. Н. Антенны
УКВ. Ч. 1, — М.: Связь, 1977, —384 с.
7. Марков Г. Т., Васильев Е. Н. Математические методы приклад-
ной электродинамики. — М.: Сов. радио, 1970.— 120 с.
8. Михайлов С. Н. Решение системы интегральных уравнений для
широкополосной многовибраторной антенны. — Труды ЦНИИ.
Мор. флота, 1979, № 245, с. 80—87.
9. Егоров А. Н., Малакшинов Н. П. Оптимизация диапазонных
свойств нагруженного вибратора. — Труды МФТИ. Сер. Радио-
техника и электроника, 1976 (1977), с. 112—116.
10. Дудковский Э. А., Фоминцев С. С. Результаты расчета характе-
ристик ромбических антенн методом решения интегрального
уравнения. — Радиотехника и электроника, 1982, т. 27, Ns 3,
с. 425—430.
11. Марков Г. Т., Сазонов Д. М. Антенны. — М.: Энергия, 1975.—
528 с.
12. Коломейцев Ф. И., Варывдин В. С., Овсяников В. В. Использо-
вание емкостных элементов для повышения широкополосиости
изогнутых вибраторов. — Радиотехника и электроника, 1972,
т. 17, № 11, с. 2429—2432.
13. Варывдин В. С., Овсиников В. В. Исследование малогабаритных
вибраторных антенн, нагруженных сосредоточенными импедаи-
сами. — Сборник научно-методических статей по прикладной
электродинамике, 1980, вып. 3. — М.: Высшая школа, с. 31—49.
14. Овсяников В. В. К расчету штыревых и петлевых вибраторных
антенн с последовательно включенными сосредоточенными на-
грузками.— В кн.: Антенны/Под ред. А. А. Пистолькорса.—
М.: Радио и связь, 1984, вып. 31, с. 88—104.
15. Mel К. К. On the Integral Equations of thin Wire Antennas.—
IEEE Trans., 1965, V. AP-13, N 5, p. 374—378.
16. King R. W. P. Theory of Linear Antennas. — Cambridge: Mass.
Hxrward University Press, 1956.— 927 p.
117
17. Liang-Chi Shen. Current Distribution on a Long Dipole Antenna.—
IEEE Trans., 1968, v. AP-16, N 3, p. 353—354.
18. Овсяников В. В. Применение сосредоточенных реактансов для
уменьшения размеров вибраторных антенн. — В кн.: Электроди-
намика и физика СВЧ / Днепропетровск. уи-т, 1975, выц. 4,
с. 138—144.
19. Harrison С. W., King R. W. Р. Folded Dipoles and Loops. — IRE
Trans., 1961, AP-9, N 2, p. 171—187.
20. Newman E. H., Bohley P., Walter С. H. Two Methods for the
measurement of Antenna Efficiency. — IEEE Trans., 1975, v. AP-23,
N 4, p. 457—461.
21. Пат. 2062110 (ФРГ). Antenne in Form eines Monopol — Strahlers/
Hartenberger, Uhlmann.
22. A. c. 816360 (СССР). Вибраторная аитениа / В. В. Овсяников,
Е. Д. Романенко, С. И. Корниенко. Опубл, в Б. И., 1983, № 31.
23. Пат. 3541556 (США). Composite antenna /J. Cheillan.
24. A. c. 820582 (СССР). Антенна / В. В. Овсяников, Г. А. Вишнев-
ская. Опубл, в Б. И., 1983, № 31.
25. Smiht D. L. The Trap-loaded Cylindrical Antenna. — IEEE Trans.,
1975, AP-23, N 1, p. 20—27.
26. Пат. 3550145 (США). Manipole Broadband Antenna/Chen To
Tai, Ann Arbor.
27. Пат. 3568205 (США). Novel Helical Antenna / A. C. Buxton,
J. S. Foley.
28. Пат. 4161737 (США). Helical Antenna/Е. Albright.
29. Пат. 4083050 (США). Dual Band Monopole omni Antenna/
R. D. Hall.
30. Варывдии В. С., Овсяников В. В., Романенко Е. Д. Машинный
расчет диаграмм направлеииости вибраторных антенных решеток
над проводящей плоскостью. — В кн.: Электродинамика и физи-
ка СВЧ / Днепропетровск, ун-т., 1980, с. 67—79.
31. Nyguist D. Р., Chen К- М. Traveling Wave Linear Antenna with
Nondissipative Loading. — IEEE Trans., 1968, v. AP-16, N 1,
p. 21—31.
32. Maclean T. S. M. Impedance Properties of capacitively Loaded
Dipoles. — Proc. IEE, 1968, v. 115, p. 1411—1416.
33. Пат. 3747112 (США). Wide-band dipole antenna with capacitive
reactance added to arms/K- Hidaka, Yamoto shi, Kanagawa-ken.
34. Rao B. L. J., Ferris J. E., Zimmerman W. E. Broadband Characte-
ristics of Cylindrical Antennas with Exponentially Tapered Capa-
citive Loading.— IEEE Trans., 1969, v. AP-17, N 2, p. 145—151.
35. Popovic B. D. Theory of Cylindrical Antennas with Lumped Impe-
dance Loadings. — Radio and Electron. Eng., 1973, v. 43, N 4,
p. 243—248.
36. Пат.1524210 (Англия). Improvements in or Relating to Radio
Antennae / G. T. Newington.
37. Landstorfer E. M. New Types of Yagi — Uda Arrays and Log-
periodic Antennas. — Int. Symp. Antennas and Prop., Jap., Sendai,
1978, Summ. Pap., 1978, p. 159—162.
38. Галичин О. И. Оптимальная геометрия излучателя. — Сборник
иауч. трудов / Челябинск, политехи, ин-т, 1980, № 255, с. ПО—
114.
39. Заявка 2521978 (ФРГ). Kurzwellen-Steilstrahlantenne / A. Stark.
И 8
40. А. с. 624540 (СССР). Рамочная антенна / В. В. Овсяников. —
Опубл, в Б. И., 1983, № 31.
41. Пат. 3716861 (США). Serpentine Antenna Mounted on a Rota-
table Capacitive Coupler/J. J. Root.
42. Dubost G. A Tuneable Thick Folded-dipole Operating in two Octa-
ves.— 1EEE/AP-S Int. Symp., Univ. Ill., Urbana-Champaign, 1975,
N. Y„ 1975, p. 248—251.
43. Пат. 3680127. (США). Tunable Omnidirectional Antenna/
D. J. Richard.
44. A. C. 793269 (СССР). Петлевая антенна / В. В. Овсяников.—
Опубл, в Б. И., 1983, № 31.
45. А. с. 1081708 (СССР). Антенна/В. В. Овсяников. — Опубл, в
Б. И., 1984, № 11.
46. Risaburo S., Toshltada D., Masashl M. Pattern Synthesis and
Realization of Circular Distributed Current Source. — Technology
Reports, Tohoku Univ., 1970, v. 35, N 2, p. 131—142.
47. A. c. 1023462 (СССР). Рамочная антенна / В. В. Овсяников.—
Опубл, в Б. И., 1983, № 22.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие................................................. 3
1. Методы расчета вибраторных антенн с сосредоточенными
нагрузками.................................................. 5
1.1. Строгое и приближенное решения задач о вибра-
торных антеннах ....................................... 5
1.2. Приближенный расчет штыревых антенн с индук-
тивными нагрузками.....................................12
1.3. Приближенный расчет ромбических и петлевых ан-
тенн с нагрузками......................................16
1.4. Приближенный расчет коэффициента полезного
действия малогабаритных антени с нагрузками 21
1.5. Влияние узла возбуждения на входное сопротив-
ление вибраторных антени...............................24
2. Штыревые антенны с нагрузками............................29
2.1. Применение последовательного включения индук-
тивных нагрузок для уменьшения размеров штыре-
вых антенн..................................... ... 29
2.2. Использование емкости между основанием антенны
и противовесом для настройки антенны в резонанс 42
2.3. Малогабаритные антенны с индуктивными нагруз-
ками в виде шунтов.....................................46
2.4. Измерение КПД малогабаритных антени ... 49
2.5. Экспериментальное исследование двух- и трех-
частотных антенн с шунтами...............................51 •
2.6. Методика расчета двухчастотных антенн с любым
соотношением частот. Разновидности многочастот-
ных антенн......................................57
2.7. Широкополосные вибраторные антенны ... 65
2.8. Улучшение направленных свойств антенн ... 80
3. Петлевые антенны с реактивными нагрузками ... 85
3.1. Малогабаритные петлевые антеииы .... 86
3.2. Петлевые антенны С расширенным частотным диа-
пазоном ..............................................107
3.3. Антенны с управляемой диаграммой направленности 113
Список литературы ....................................... 117