Текст
РАДИОЭЛЕКТРОННЫЕ СХЕМЫ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
ПРОЕКТИРОВАНИЕ И РАСЧЕТ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
диоды
ПАРАМЕТРЫ, МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЙ
ПОД РЕДАКЦИЕЙ Н. Н. ГОРЮНОВА, Ю. Р. НОСОВА
ИЗДАТЕЛЬСТВО
«СОВЕТСКОЕ РАДИО» МОСКВА— 1068
УДК 621 382.2:621.317.6
Полупроводниковые диоды. Параметры, методы измерений. Под ред.
Горюнова Н. Н. и Н о с о в a IO. Р. Изд-во «Советское радио», 1S68,
1 7 л., 50 000. 06 коп
Приводятся сведения о важнейших свойствах полупроводни-
ковых диодов различных классов. Кратко описаны принцип дей-
ствия, конструкция, технология изготовления диодов. Приведены
система электрических параметров диодов и методы их измерения.
Особое внимание уделено эксплуатационным свойствам диодов раз-
ных классов, а также вопросам их правильного применения в
радиоэлектронных схемах.
Книга рассчитана на широкий круг инженерно-технических
работников, занимающихся проектированием, изготовлением и
эксплуатацией радиоэлектронной аппаратуры на полупроводнико-
вых приборах.
13 табл. 143 рис., 253 назв. библ.
АВТОРЫ:
АБКЕВИЧ И. И ., АКИМОВ 10. С., АРОНОВ В. Л.,
ВИЗЕЛЬ А. А., ВАЛЬД-ПЕРЛОВ В. М.. ГИТЦЕ-
ВИЧ А. Б., ГОРЮНОВ Н. Н., ДРОНЕВИЧ В. М.,
ДМИТРИЕВ М. Д., ЗАЙЦЕВА. А., КРУГЛОВ И. И.,
КУЗЬМИН В. А., КУРНОСОВ А. И. ЛИБЕРМАН Л С.
ЛИВШИЦ В. В., ЛОГУНОВ Л. А.. МАДОДН С. Г,
НИСНЕВИЧ Я. Д., НОСОВ IO. Р.. ПЕТРОВ Л. А..
РОМАНОВ Д. И., РЫЖИКОВ И. В., СИДОРОВ ю. и.
СТРОГАНОВ А.Ф., ЧЕРНЫШЕВ А. А., ШПИРТ В. А.,
ШИБАНОВ А. П„ ШУВАЛОВ Б. А
3-3-12
' 10-68
Редакционная коллегия:
Бергельсон И. Г., Валитов Р. А. (отв редактор). Гальперин Е. И.
(зам. отв. редактора), Горюнов Н. Н., Додик С. Д.. Каменец-
кий Ю. А., Конев Ю И., Куликовский А А., Мальский И. В..
Николаевский И Ф., Носов Ю Р., Попов И А..
Сестрорецкий Б. В., Степаненко И. П
от редакции
Широкое применение полупроводниковых приборов
в радиоэлектронных устройствах требует разработки инже-
нерных методов проектирования радиоэлектронных схем
на этих приборах и систематизации накопленного в разра-
ботке аппаратуры опыта.
В то же время большая часть выпущенной до настоящего
времени литературы посвящена общим вопросам теории
и применения полупроводниковых приборов и поэтому
в большинстве случаев не может быть непосредственно ис-
пользована при проектировании аппаратуры.
Эти причины побудили издательство «Советское радио»
выпустить серию книг под общим названием «Радиоэлек-
тронные схемы на полупроводниковых приборах. Проек-
тирование и расчет».
Книги предназначаются для широкого круга научных
и инженерно-технических работников, занимающихся раз-
работкой и эксплуатацией аппаратуры на полупроводни-
ковых приборах, а также для студентов высших учебных
Заведений соответствующего профиля.
План издания разработан редколлегией, состоящей из
специалистов в области теории и разработки полупроводни-
ковых приборов и аппаратуры, обсужден на ведущих пред-
приятиях промышленности и откорректирован в соответ-
ствии с высказанными замечаниями.
Редколлегией совместно с редакцией были привлечены
в качестве авторов книг высококвалифицированные науч-
ные работники и конструкторы в данной области.
Серия состоит из десяти книг. Первые две книги содержат
сведения о полупроводниковых приборах, необходимые
для конструирования различных типов аппаратуры. В них
рассматриваются основные физические процессы в полу-
проводниковых приборах, параметры и методы их измере-
ния, виды и способы испытаний приборов в соответствии
с действующими техническими условиями, а также изла-
3
гаются вопросы предельно допустимых режимов и надеж-
ности.
Последующие книги посвящены основам теории, мето-
дике проектирования и расчету схем на полупроводниковых
приборах:
— апериодических усилителей;
— радиоприемных устройств;
— импульсных устройств;
— элементов ЭВМ;
— автоматического управления;
— источников электропитания;
— СВЧ устройств;
— радиопередающих устройств.
Эти книги построены по единому принципу. Излагаются
краткие общие сведения, приводятся основные теорети-
ческие и расчетные соотношения и даются рекомендации
о целесообразной последовательности расчетов, которые
иллюстрируются типовыми схемами с указанием их пара-
метров.
Все издание намечено выпустить в свет в течение 1967 —
1969 гг.
Издание данной серии книг должно способствовать даль-
нейшему широкому внедрению полупроводниковых при-
боров в новые разработки, улучшейию технических и экс-
плуатационных характеристик отечественной радиоэлек-
тронной аппаратуры; оно будет полезно также для обуче-
ния студентов;.
Настоящее издание, естественно, не свободно от недос-
татков, вызванных необходимостью изложения очень широ-
кого круга вопросов и трудностями координации работы
большого коллектива авторов. Издательство с благодар-
ностью примет замечания, направленные на улучшение
данной серии книг. Замечания следует направлять по адре-
су: Москва, Главпочтамт, п/я 693.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Знание основных свойств полупроводниковых приборов,
ознакомление с их конструкцией и элементами технологии
изготовления, а также методикой измерения параметров
совершенно необходимо для грамотного проектирования
радиоэлектронных схем.
К сожалению, нужные для этого сведения можно полу-
чить, лишь обратившись к большому количеству книг и
статей. К тому же во многих из них детально рассматри-
ваются лишь процессы, происходящие в самих приборах,
мало внимания уделяется вопросам их практического ис-
пользования.
Цель настоящего тома — дать в сжатом виде изложение
по возможности всех тех необходимых сведений о полупро-
водниковых диодах, которые наиболее часто требуются
разработчикам радиоэлектронной аппаратуры.
В первых трех главах рассказывается об основных свой-
ствах полупроводников и электронно-дырочных переходов,
вольтамперных характеристиках диодов и электрических
шумах в них.
В следующих главах даются сведения о диодах раз-
личных классов. Кратко описан принцип их действия, кон-
струкция и технология изготовления. Приводятся системы
электрических параметров диодов каждого класса, методика
их измерения, а также сведения об эксплуатационных свой-
ствах диодов.
Специальная глава посвящена изложению общих правил
применения диодов в радиоэлектронных схемах.
В каждой главе имеется список основной литературы
по данному вопросу. Книга написана коллективом авторов:
гл. 1 — написал Н. Н. Горюнов; гл. 2—написали Ю. С. Аки-
мов, А. Б. Гитцевич, А. Ф. Строганов; гл. 3 —И. И. Абкевич,
М. Д. Дмитриев; гл. 4 — А. А.-Чернышев, Б. А. Шувалов;
гт. 5 — Н. Н. Горюнов, В. М. Дроневич, Л. А. Петров,
А. И. Курносов; гл. 6 — Н. Н. Горюнов, Ю. Р. Носов;
5
гл. 7 — Ю. И. Сидоров; гл. 8 — Ю. Р. Носов; гл. 9 —
В. А. Кузьмин, Я. Д- Нисневич; гл- 10 — М. Д. Дмит-
риев, В. В. Лившиц; гл. 11 — В. Л. Аронов, В. М. Вальд-
Перлов, А. А. Визель; гл. 12 — Л. С. Либерман, В. А.
Шпирт; гл. 13 — А. Б. Гитцевич, А. А. Зайцев, Л. А. Логу-
нов, С. Г. Мадоян, А. П. Шибанов; гл. 14 — И. И. Круглов,
И. В. Рыжиков; гл. 15 — Д. И. Романов, А. А. Черны-
шев, Б. А. Шувалов.
ПРИНЯТЫЕ ОБОЗНАЧЕНИЯ
q — величина заряда электрона;
' тп тр — эффективная масса электрона, дырки;
nt, pi — концентрация электронов и дырок в соб-
ственном полупроводнике в условиях
термодинамического равновесия;
пп, пр, рп,рр — концентрация электронов и дырок в
полупроводнике п- и p-типов соответ-
ственно;
Nc, Nv-—эффективные плотности состояний в зоне*
проводимости и валентной зоне, при-
веденные к краям этих зон, примыкаю-
щим к запрещенной зоне;
Na — концентрация акцепторов;
Np — концентрация доноров;
о — суммарная проводимость полупровод-
ника;
Gt — суммарная проводимость собственного
полуп роводника;
оп, ср — проводимость полупроводника п- и
р-типа;
р — удельное сопротивление полупроводни-
ка, плотность заряда;
рр, Рп — удельное сопротивление полупроводни-
ка р- и «-типа;
рп, рр — подвижность электронов и дырок;
Dn, Dp — коэффициент диффузии электронов й
дырок;
b = рп/рр — отношение подвижностей электронов и
дырок;
Lp — средняя длина диффузии дырок в «-об-
ласти;
Ln — средняя длина диффузии электронов
в р-области;
тп — среднее время жизни электронов в p-об-
ласти;
тр — среднее время жизни дырок в /2-области;
Е—ширина запрещенной зоны;
Ер — энергия уровня Ферми;
7 — абсолютная температура;
Ер — длина Дебая;
k — волновое число, константа Больцмана;
а — градиент концентрации примесей;
фи — контактная разность потенциалов;
в — относительная диэлектрическая прони-
цаемость;
е0 — диэлектрическая проницаемость ва-
куума;
h — постоянная Планка;
1. СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫХ
ПЕРЕХОДОВ
1.1. ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Полупроводниками называются вещества, которые по
своей удельной проводимости являются промежуточными
между проводниками и диэлектриками. Отличительная
особенность полупроводников — сильная зависимость элек-
тропроводности от температуры и концентрации примесей.
Электропроводность полупроводника пропорциональна кон-
центрации подвижных носителей заряда и их подвижности.
Концентрация подвижных носителей заряда зависит от
характера и количества атомов примесей, введенных в кри-
сталл полупроводника. В идеально чистом (беспримесном,
собственном) полупроводнике число носителей заряда
определяется количеством электронов п, оторвавшихся от
атомов в результате теплового возбуждения. Чтобы отор-
вать электрон от атома, требуется сообщить ему энергию,
необходимую для преодоления запрещенной зоны с шириной
Eg.
Незанятое электроном энергетическое состояние в вален-
тной зоне называется дыркой. Рождение (генерация) элек-
трона сопровождается в этом случае появлением дырки.
Дырки в полупроводнике ведут себя как положительно
заряженные частицы (их заряд по абсолютной величине,
так же как и электронов, равен q).
Количество электронов в собственном полупроводнике
nt равно числу дырок р, и сильно зависит от температуры:
nt = Pi = Ае 2/г7, (i.l)
где А — коэффициент, слабо зависящий от температуры;
k — постоянная Больцмана.
Добавление в чистый полупроводник атомов примес-
ного вещества существенно изменяет не только количество
подвижных носителей, но и характер электропроводности.
Присутствие атомов донорной примеси с концентрацией Nn
приводит к появлению в полупроводнике подвижных элек-
тронов, причем при комнатной температуре п Л7д. Это
полупроводник с электронной проводимостью (типа п).
Наоборот, присутствие атомов акцепторной примеси
сопровождается появлением подвижных' дырок, причем
р ~ Na. Это полупроводник с дырочной проводимостью
(типа р). Носители заряда могут рекомбинировать, т. е.
электрон из зоны проводимости может перейти в валентную
зону и заполнить дырку; при этом выделится энергия, рав-
ная Eg. В условиях термодинамического равновесия число
генерируемых электронов равно числу рекомбинирующих.
При этом между концентрациями свободных электронов
и дырок в полупроводниках р- и /г-типа существует со-
отношение
прр± = ПаРп = О-2)
Из соотношения (1.2) следует, что, чем больше носителей
заряда одного типа, тем меньше другого. Соответственно, те
носители заряда, которые присутствуют в меньшем коли-
честве, называются неосновными для данного типа полупро-
водника (рп, пр).
Если равновесие нарушается и в полупроводник вводит-
ся каким-либо способом дополнительное количество основ-
ных или неосновных носителей, то создается их избыточная,
по сравнению с равновесной, концентрация.
Во всех случаях нарушения равновесия каждый объем
полупроводника остается электронейтральным. Но так как
равновесие, характеризуемое соотношением (1-2), в области
повышенной концентрации нарушается, то начинает пре-
обладать процесс рекомбинации носителей заряда.
В первом приближении избыточная концентрация Др не-
основных носителей заряда меняется во времени по за- -
кону
Др(/) = Др(0)е т₽ . (1.3)
За время жизни т неосновные носители заряда вследст-
вие диффузии из области с повышенной концентрацией пере-
10
мегцаются в среднем на некоторое расстояние — диффузион-
ную длину L.
Время жизни, диффузионная длина, коэффициёнт диф-
фузии D и подвижность носителей заряда р связаны соот-
ношениями:
Lp, п -- У п Xpt
(1.4)
Dp,n —---рр. «• (1-5)
Перемещение подвижных носителей в полупроводнике
под действием приложенного внешнего напряжения сопро-
вождается многочисленными столкновениями их с атомами
Подвижные электроны
-----------------------------£д
Ед-Ес~Ер
-------------------------------------ЕF
------------------------------------fa
Подвижные дырки
Рис. 1.1. Зонная диаграмма полупроводника.
кристаллической .решетки. В промежутках между столкно-
вениями электроны приобретают энергию от электричес-
кого поля, а при столкновении ее теряют.
В результате электрон движется с некоторой скоростью,
которая тем больше, чем выше напряженность электричес-
кого поля.
Подвижность носителей заряда рр, п (равная скорости,
приобретаемой ими в электрическом поле с единичной напря-
женностью) зависит от температуры, концентрации приме-
сей и от других факторов. Соответственно изменение подвиж-
ности влияет на величину электропроводности.
При качественном и количественном анализе полупро-
водников и полупроводниковых приборов обычно исполь-
зуются так называемые зонные диаграммы (рис. 1.1). На них
горизонтальными линиями изображаются уровни энергии
электронов. Чем больше энергия электронов, тем выше рас-
11
полагается линия. Линия Ev — верхняя граница (потолок)
валентной зоны, Ес — нижняя граница (дно) зоны проводи-
мости. Уровни энергий электронов, связанных с донор-
ными и акцепторными атомами примесей, изображаются
горизонтальными прямыми Ед и Еа соответственно. Рас-
стояния Ес — Ед и Еа — Ev малы. Энергии теплового
движения при комнатной температуре достаточно, чтобы
перевести электроны с уровня Ед в зону проводимости или
из валентной зоны на уровни Еа.
Количество подвижных носителей заряда в полупровод-
нике при данной температуре определяется положением так
называемого уровня Ферми EF (рис. 1.1).
Положение уровня EF находят из соотношения
EF = 1П Е (1.6)
или
= (1.7)
Z Z Pi
где пир — концентрации свободных электронов и дырок.
Для собственного полупроводника уровень EF проходит
через середину запрещенной зоны. В электронном или
дырочном полупроводнике он лежит соответственно в верх-
ней или нижней половине запрещенной зоны.
В так называемых «вырожденных» полупроводниках, т. е.
в полупроводниках с очень большой концентрацией при-
месей, обусловливающих их высокую электропроводность,
уровень Ферми находится внутри валентной зоны или в
зоне проводимости.
В состоянии термодинамического равновесия уровень
Ферми одинаков как для разных областей одного и того же
полупроводника, так и для двух (или более)контактирующих
между собой полупроводников.
2. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ р-п ПЕРЕХОДА
Электронно-дырочным или р-п переходом называется
область между двумя частями полупроводника с проводимо-
стями типов п и р. Механизм образования р-п перехода рас-
смотрен в работах [1 — 5]. Образующийся в области пере-
12
хода потенциальный барьер характеризуется контактной
разностью потенциалов, равной
<рк = Vln —= —1п^-, (1.8)
q пр q р„ ' v
где рр, пп—концентрации основных, а рп, пр— концен-
трации неосновных носителей заряда.
Если к областям п и р приложено внешнее напряжение,
то оно почти полностью падает на р-п переходе вследствие
его большого сопротивления.
Если внешнее напряжение таково, что оно уменьшает
величину потенциального барьера в р-п переходе (к области
р подключен положительный полюс источника), то величина
диффузионного тока основных носителей заряда резко воз-
растает. Диффузионный ток растет экспоненциально с
уменьшением высоты потенциального барьера, т. е. с рос-
том приложенного внешнего напряжения. При отрицатель-
ном потенциале на полупроводнике типа р увеличивается
высота потенциального барьера, диффузионный ток также
резко падает. Величина тока неосновных носителей заряда
меняется незначительно с изменением внешнего напряжения.
Таким образом р-п структура обладает несимметричной
вольтамперной характеристикой: при одной полярности
приложенного напряжения через нее проходит большой ток
(ток в прямом, пропускном направлении), при другой поляр-
ности проходит незначительный обратный ток.
Несимметричностью вольтамперной характеристики тако-
го же типа обладают не только р-п переходы, но и контакт-
ные соединения металл-полупроводник..
Электронно-дырочные переходы (или переходы других
типов), используемые в полупроводниковых приборах,
включаются во внешнюю электрическую цепь с помощью спе-
циальных невыпрямляющих (омических) контактов, к ко-
торым присоединены внешние выводы. Эти контакты имеют
линейную вольтамперную характеристику в диапазоне
рабочих напряжений и токов полупроводникового прибора.
4 Свойства приборов во многом определяются характером и
расположением невыпрямляющих контактов.
Электронно-дырочный переход, р- и n-части которого
имеют омические контакты для включения во внешнюю
цепь, представляет собой полупроводниковый диод.
13
1.3. ВОЛЬТ АМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА р-п ПЕРЕХОДА
Полный ток / через переход складывается из диффузион-
ного тока 1 ДИф, обусловленного движением носителей заряда -
вследствие наличия градиента их концентраций,и дрейфового
тока /дР, создаваемого движением носителей заряда в элек-
трическом поле. В свою очередь, и диффузионный, и дрей-
фовый токи состоят из дырочной и электронной составляю-
щих:
/дпф р "Ь /диф п Ч" /др р Ч- /др п (1-9)
Токи 1Р и 1п для одномерного случая, создаваемые дыр-
ками и электронами, равны
1Р = s<71Е W Р W Р-р — £>р >
1п = Sq [—Е W п (*) Bn ч- Еп
(1-Ю)
(1.Ц)
Здесь х — координата, отсчитываемая в направлении, пер-
пендикулярном к плоскости перехода; S — площадь пере-
хода; Ё(х) — напряженность электрического поля в плос-
кости х.
Приближенно можно считать, что дырочный ток в р-об-
ласти обусловлен почти целиком дрейфовой составляющей
(так как концентрация дырок в этой области велика), а в п-
области — диффузионной (здесь концентрация дырок мала,
но градиент ее значителен). Аналогично, ток электронов
в «-области является дрейфовым, а в p-области —диффузион-
ным. Следовательно, вычислив диффузионные токи и сло-
жив их, получим полный ток через переход. При этом пред-
полагается, что р-п переход является тонким и носители
заряда, проходя через него, не успевают рекомбинировать.
Для вычисления диффузионного тока необходимо зна-
ние распределения концентраций носителей заряда по обе
стороны от перехода.
Расчет показывает, что
РпМ =Pn+ Ple Lp ’
пр(х) = пр + пге L .
(1-12)
(1.13)
11
Величины Pi и tii — избыточные концентрации неоснов-
ных носителей па границах перехода. Они зависят от при-
ложенного к переходу внешнего напряжения U:
(1.14)
(1-15)
Дифференцируя выражения (1.12) и (1.13) и используя
формулы (1.14) и (1.15), получаем следующие зависимости
для диффузионных токов на границах перехода при х = /э
и х = —/д:
! диф р — Sq
(1.16)
D„np( & \
I№(t>n = Sq
(1.17)
Следовательно, полный ток
В формуле (1-18) положительным напряжением счи-
тается такое, когда плюс приложен к области р.
Выражение (1.18) описывает
вольтамперную характеристику
р-п перехода (рис. 1.2).
Величина тока /0 опреде-
ляется физическими свойствами
полупроводникового материала,
на основе которого изготовлен
р-п переход.
В реальных переходах об-
ратный ток /0 оказывается
больше вычисленного по фор-
муле (1.18). Он складывается
из нескольких составляющих.
Первая — тепловой ток 10,
обусловленный генерацией но-
сителей заряда вне области
15
Рис 1.2. Вольтамперная
характеристика р-п пере-
. хода
перехода (его мы вычисляли выше, размерами об-
ласти пространственного заряда при этом пренебре-
гали).
Вторая — ток термогенерации носителей заряда в об-
ласти пространственного заряда перехода 1&. Отличитель-
ной особенностью этого тока является зависимость его
от напряжения. Так как ширина перехода увеличивается
с ростом напряжения, то возрастает и ток термогенерации.
У большинства германиевых переходов при комнатной тем-
пературе ток термогенерации, как правило, существенно
меньше теплового тока, у кремниевых переходов наблю-
дается обратное соотношение. Ток термогенерации экспонен-
циально растет при увеличении температуры.
Третья — ток утечки /у, шунтирующий переход. Этот
ток обусловлен проводимостью поверхности кристалла.
Его величина зависит от характера обработки поверх-
ности и от условий среды в которую помещен р-п пе-
реход.
Ток утечки слабо зависит от температуры. Изменение
его во времени вызывает наблюдаемую иногда нестабиль-
ность обратного тока диода.
1.4 ЕМКОСТЬ ПЕРЕХОДА
Образование р-п перехода связано с возникновением
объемных зарядов Q, создаваемых неподвижными ионизо-
ванными атомами примесей. Приложенное к переходу внеш-
нее напряжение изменяет величину объемного заряда
в переходе.
Следовательно, р-п переход ведет себя как своеобразный
плоский конденсатор. Обкладками конденсатора служат
проводящие области п и р, а изолятором — обедненный
носителями слой объемного заряда, имеющий большое сопро-
тивление.
Особенностью этого конденсатора, отличающей его от
обычного, является то, что емкость меняется при изменении
приложенного напряжения. Действительно, объемный заряд
образуется неподвижными атомами примеси, и любое
увеличение его должно быть связано с изменением ширины
области, занимаемой объемным зарядом Это эквивалентно
увеличению расстояния между пластинами обычного конден-
сатора и уменьшению его емкости. Емкость резкого пере-
хода получается равной
16
(1.19)
В этой формуле за положительное принимается обратное
напряжение на переходе.
Выражение (1.19) определяет так называемую барьерную
емкость р-п перехода при заданном напряжении на нем.
Ее существование не связано с протеканием тока через
переход, и, за исключением нелинейности, барьерная ем-
кость р-п перехода аналогична по свойствам емкости обыч-
ного конденсатора.
Кроме барьерной, р-п переход обладает так называемой
диффузионной емкостью. Протекание прямого тока через
р-п переход сопровождается попаданием неосновных носи-
телей заряда — дырок в n-область, а электронов в р-область.
Процесс введения неосновных носителей заряда назы-
вается инжекцией. Принципиальной особенностью поведе-
ния инжектированных носителей заряда является их срав-
нительно большое время жизни до рекомбинации с основ-
ными носителями заряда. Если в течение времени жизни
Напряжение на переходе изменить с прямого (при котором
происходит инжекция) на обратное, то инжектированные
Носители заряда могут быть вновь возвращены через пере-
ход в ту область, из которой они пришли. Этот процесс назы-
вается экстракцией носителей заряда.
Чем больше прямой ток через переход, тем больше инжек-
тируется носителей заряда. Следовательно, тем большее
их количество может быть экстрагировано при изменении
полярности напряжения и пройдет в виде импульса тока
по внешней цепи.
Описанные процессы аналогичны заряду и разряду кон-
денсатора некоторой емкости.
Обусловленная инжекцией неосновных носителей заряда
емкость перехода называется диффузионной.
Из соотношения (1.18) для вольтамперной характерис-.
тики можно сделать вывод, что доля тока, переносимого
одним типом носителей заряда (например, дырками), по
отношению к полному току равна
И?- (1-20)
। р Ьр
Рп Ln
2 Зак. 1758
17
Величина ур называется коэффициентом инжекции. Если
выполняется условие рр Р«, то ур st 1. Это означает,
что полный инжектированный заряд почти целиком обра-
зуется дырочной составляющей тока. При этих условиях
выражение вольтамперной характеристики принимает вид
SqLp рп
qU A f qU
QkT~ ^ = 7Де^_ i
(1-21)
Используя формулу (1.14). можно сделать вывод, что
/ чи \
величина SqLppn ^еАГ — 1J в последнем выражении пред-
ставляет прлный заряд Qp, образуемый инжектирован-
ными дырками в «-области.
Ток через переход будет равен
(1-22)
Из соотношения (1.22) легко получить выражение для
диффузионной- емкости перехода:
Сдиф = = тр = тр (/ + /0) . (1.23)-
Величина диффузионной емкости пропорциональна току
через переход. Она становится малой, когда на переход
подано обратное напряжение, т. е. при I « —/0-
В этом случае основную роль играет барьерная емкость
перехода С6. Наоборот, при больших прямых токах емкость
перехода определяется величиной диффузионной емкости
СдИф, которая значительно превышает барьерную.
1.5. ПРОБОЙ р-п ПЕРЕХОДА
Пробоем р-п перехода называется явление резкого уве-
личения обратного тока при достижении обратным напря-
жением определенного критического значения. Различают
электрический и тепловой пробои р-п перехода.
Электрический пробой. Вследствие малой ширины пере-
хода (~1СР см) напряженность электрического поля в нем
Достигает большой величины при сравнительно небольших
напряжениях (единицы или десятки вольт).
18
Существуют два механизма электрического пробоя:
туннельный (его называют также зенеровским или поле-
вым) и лавинный.
Туннельный пробой, в основе которого лежит квантово-
механический туннельный эффект, проявляется в том, что
под действием сильного электрического поля перехода
происходит эмиссия электронов из валентной зоны в зону
проводимости. Этот эффект аналогичен так называемой
холодной эмиссии электронов с поверхности металла, нахо-
дящегося в сильном электрическом поле.
Вольтамперную характеристику в области туннель-
ного пробоя можно описать приближенным выражением
_AE3g'2
/т-~ /ое £кр . (1.24)
Таким образом, ток пробоя сильно зависит от напряжен-
ности электрического поля. Особенно интенсивно ток воз-
растает после достижения полем некоторого критического
значения Екр. Расчетное значение Екр для кремния лежит
около 5 105 в/см.
Используя связь между напряженностью поля в сплавном
(резком) переходе и напряжением на нем, можно получить
зависимость
О-25)
Здесь UT — напряжение туннельного пробоя. Величина (Д
обратно пропорциональна концентрации основных носителей
заряда в базе диода (или прямо пропорциональна величине
удельного сопротивления).
Для кремниевых переходов можно пользоваться следую-
щей эмпирической зависимостью:
Дт = 39рп + 8рр. (1.26)
Используя формулы (1.24) и (1.25), можно записать
выражение для дифференциального сопротивления перехода
в области туннельного пробоя:
/?дт = ^-т. (1.27)
где В — коэффициент, учитывающий свойства материала.
С увеличением пробивного тока дифференциальное сопро-
тивление падает.
2* 19
Лавинный пробой заключается в том, что под действием
сильного электрического поля носители заряда, попавшие
в переход (электроны или дырки), за время свободного
пробега между столкновениями приобретают энергию, дос-
таточную для ионизации атома. При этом образуется пара
свободных носителей заряда. В свою очередь, эти вновь
образованные носители заряда, ускоряясь в поле, могут
также произвести ионизацию.
Таким образом, полный ток через переход / будет больше,
чем ток 10, обусловленный попаданием в него электронов
или дырок:
1 = М10. (1.28)
Коэффициент М носит название коэффициента умноже-
ния.
При некоторых условиях — высокой напряженности
поля и достаточной ширине перехода — величина М -> °о:
происходит лавинный пробой перехода.
Коэффициент лавинного умножения М может быть найден
из следующего эмпирического соотношения:
М =-----7T7V’ С1-29)
1
где ил — напряжение лавинного пробоя.
Величина связана со свойствами полупроводникового
материала, из которого изготовлен переход,
Un = трк. (1.30)
Для переходов на основе кремния значения величин п
т, к, входящих в формулы (1.29) и (1.30), следующие:
Проводимость базы п т К
Электронная 5 86 0,65
Дырочная 3 23 0,75
Таким образом, в области лавинного пробоя вольтампер-
ная характеристика перехода имеет вид
' = (1-31)
20
Дифференциальное сопротивление в области лавинного про-
боя перехода равно
о-32)
- Тепловой пробой. Тепловой пробой р-п перехода возни-
кает вследствие потери устойчивости теплового режима
его работы. При увеличении приложенного к переходу
обратного напряжения мощность, рассеиваемая на нем,
растет. Это приводит к увеличению температуры перехода
и соседних с ним областей полупроводника. В свою очередь,
увеличение температуры приводит к повышению обратного
тока перехода и рассеиваемой мощности. Таким образом,
возникает своеобразная теплоэлектрическая обратная связь
между величиной тока и температурой р-п перехода.
При плохих условиях теплопередачи от перехода проис-
ходит лавинообразное нарастание температуры — тепло-
вой пробой, который часто кончается разрушением перехода.
Характерным признаком теплового пробоя является
наличие на вольтамперной характеристике перехода при
больших обратных напряжениях участка с отрицательным
дифференциальным сопротивлением.
Особенностью пробоя перехода является его локализа-
ция в некоторых «слабых» местах перехода. Температура
этих участков может значительно превышать среднюю по
всей площади перехода. В этих же участках, следовательно,
наиболее вероятно разрушение перехода вследствие пере-
грева.
ЛИТЕРАТУРА
1. Иоффе А. Ф. Физика полупроводников. Изд-во АН СССР,
1957, стр. 257—267.
2. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и тран-
зисторных схем. Изд-во «Энергия», 1967.
3. Ш о к л и. В. Теория электронных полупроводников. Изд-во
иностранной литературы, 1953.
4. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых при-
боров. Изд-во «Советское радио», 1963, стр. 73—132.
5. П и к у с Г. Е. Основы теории полупроводниковых приборов.
Изд-во «Наука», 1965.
2. ВОЛЬТАМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА,
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ДИОДА И МЕТОДЫ
ИЗМЕРЕНИЯ ОСНОВНЫХ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
ПАРАМЕТРОВ
2.1. ВОЛЬТАМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ДИОДА
В предыдущей главе показано, что вольтамперная харак-
теристика (ВАХ) р-п перехода может быть представлена
следующим выражением:
/ = 70 (ew—1), (2.1)
где Х = при комнатной температуре у = 25 мв.
У реального диода последовательно с р-п переходом
имеется сопротивление базы г§. При больших прямых токах
падение напряжения на сопротивлении базы соизмеримо
с падением на переходе. С учетом сопротивления базы
аналитическое выражение зависимости тока диода от
приложенного к нему напряжения'может быть представлено
в следующем виде:
/ = /0[ех<с/-/гб)_ 1], (2.2)
где U — напряжение, приложенное к диоду; гб — сопро-
тивление базы.
Проведя логарифмирование и дифференцирование выра-
жения (2.2), определим дифференциальное сопротивление
в любой точке прямой ветви вольтамперной характеристики:
Яд=^==ГйТ7т + Г6' <2’3)
А di к {/ -f- /0)
Из формулы (2.3) следует, что при малых токах дифферен-
циальное сопротивление зависит главным образом от сопро-
22
тивления р-п перехода. При больших токах дифференциаль-
ное сопротивление перехода мало и общее сопротивление
определяется сопротивлением базы; зависимость тока от
напряжения представляет собой линию, угол наклона
которой пропорционален величине гб-
Во время снятия вольтамперных характеристик и при
больших значениях тока нельзя допускать повышения тем-
пературы диода. Нагрев диода сильно влияет на его харак-
теристику в области прямых токов.
Рис. 2.1. Вольтамперные характеристики:
1—р-п перехода; 2—реального диода.
Из выражения (2.2) можно найти температурный коэф-
фициент напряжения (ТКН), который определяется как
изменение прямого падения напряжения на диоде, соответ-
ствующее изменению температуры на 1° G при постоянном
токе диода, т. е.
ТКН
du
4^(/=const)
(2.4) .
На рис. 2.1 показаны вольтамперные характеристики
идеализированного р-п перехода и реального диода. Обрат-
ный ток диода не имеет насыщения, а увеличивается с рос-
том обратного напряжения; он состоит из трех компонентов:
теплового тока, образованного неосновными носителями.
23
возникающими за пределами перехода; тока термогенерации
пар носителей в области перехода; и тока утечки (см. § 1.3).
Величина обратного тока сильно зависит от окружающей
температуры (см. § 4.2).
На обратной ветви вольтамперной характеристики при
больших обратных напряжениях имеется область быстрого
нарастания обратного тока при незначительном увеличении
обратного напряжения. Причиной этого является раз-
витие одного из видов пробоя р-п перехода, описанных
в § 1.5.
Учитывая перечисленные выше особенности вольтампер-
ной характеристики, в технических условиях на диоды
в качестве электрических параметров задают координаты
ее точек на прямой и обратной ветвях.
Параметры диода, характеризующие прямую ветвь:
Unp — прямое падение напряжения на диоде при задан-
ной величине постоянного прямого тока 7пр. Напряжение
UnT, целесообразно измерять при двух различных значениях
прямого тока: малом (0,001 — 1 ма) и большом (0,005 — Id).
Rn — дифференциальное сопротивление — отношение
приращения напряжения на диоде к вызвавшему его малому
приращению тока через диод.
Обычно дифференциальное сопротивление измеряется
при фиксированном значении постоянного прямого тока.
Этот параметр проверяют у высокочастотных диодов, вари-
капов, а также у диодов, используемых главным образом
для ограничения видео- и радиоимпульсов.
Параметры диода, характеризующие обратную ветвь:
UO6p—постоянное обратное напряжение на диоде при
заданной величине постоянного обратного тока, проте-
кающего через диод;
/о6р— постоянный обратный ток, протекающий через
диод при подаче на него постоянного обратного напряже-
ния (7обр.
2.2. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ДИОДА
В общем случае диод может быть представлен эквива-
лентной схемой, изображенной на рис. 2.2. На схеме при-
няты обозначения:
Ск — емкость корпуса диода;
Ls — индуктивность выводов и контактной пружины,
соединяющей кристалл с одним из выводов;
24
гп — сопротивление р-п перехода;
Сп — емкость р-п перехода;
Гб — сопротивление базы, омического контакта и вы-
водов диода.
Индуктивность Ls составляет 1 — 20 нгн, поэтому ее
имеет смысл учитывать только на частотах выше 100 Мгц,
где сопротивление aLs становится соизмеримым с прямым
сопротивлением диода. Емкость корпуса Ск диодов обычно
не превышает 0,3 пф. Сопротивление перехода гп шунти-
руется емкостью Сп; в зависимости от напряжения, при-
ложенного к диоду, меняются величины гП и Сп. Когда
Рис. 2.2. Эквивалентная схема
диода
диод смещен в прямом направлении, гп мало и представ-
ляет собой прямое сопротивление перехода; для малого
сигнала гп = Rn — гб при заданном прямом токе. Вели-
чина сопротивления перехода не остается постоянной на
разных частотах. Зависимость гп от частоты для малого
сигнала определяется выражением [4]
Гп (со) = ------. (2.5)
*(/+ /о) V 1+к 1 + <о2'4
Емкость СП при прямом смещении диода состоит из барь-
ерной емкости Сб и диффузионной емкости СДИф, обусловлен-
ной неосновными носителями в нейтральных областях
диода.
Частотная зависимость барьерной емкости проявляется
только на частотах, соизмеримых с частотой диэлектри-
ческой релаксации материала
Так, для германия с удельным сопротивлением 0,1 омсм
частота Д да Ю12 гц. Поэтому на частотах вплоть до 1012 гц
емкость С6 можно считать постоянной. Величина барьерной.
2В Зак. 17В8 25
емкости зависит от напряжения на переходе и для диодов
с резким переходом определяется соотношением [3]
= S У= Л (U + сркГ , (2.7)
где Ао — коэффициент, учитывающий константы и гео-
метрию сплавного перехода; <рк — контактная разность
потенциалов.
Для диодов с плавным переходом (диффузионные диоды)
выражение для барьерной емкости имеет вид [3]
(2-8)
где А о — коэффициент, учитывающий константы и гео-
метрию диффузионного перехода.
Диффузионная емкость диода пропорциональна прямому
току и времени жизни тр неосновных носителей в области
базы и определяется соотношением
СдиФ = 4(7+/0)трХ. (2.9)
Величина диффузионной емкости зависит также от
частоты, эта зависимость особенно заметна на частотах, соиз-
меримых с временем жизни неосновных носителей в базе
диода 13]:
Г i \ Х(/ + /0)Тр
СДиф (M) — ----<- --- =• (2; 10)
/2 J/1+ 1/1 + <о2т2
Диффузионная емкость даже при небольших прямых
токах значительно превосходит барьерную, поэтому на
частотах до 100 Мгц,' когда можно пренебречь индуктив-
ностью Ls, эквивалентная схема диода при прямом смеще-
нии имеет вид, показанный на рис. 2.3.
При обратном смещении дифференциальное сопротивле-
ние гп весьма велико (это видно из вольтамперной характе-
ристики), параллельно ему включена барьерная емкость,
влияние которой проявляется на достаточно низких
частотах.
На достаточно высоких частотах активной проводимостью
перехода можно пренебречь. Тогда получим эквивалент-
26
ную схему диода, состоящую из последовательно соединен-
ных емкости перехода и сопротивления базы (рис. 2.4). При
этом следует учитывать, что величина барьерной емкости
зависит от приложенного к диоду обратного напряжения
[формула (2.7) или (2.8)].
Таким образом, основными параметрами диода при работе
в прямом направлении являются:
Рис. 2.3. Эквивалентная
схема диода, смещенного
в прямом направлении.
Рис. 2.4. Эквивалентная схема диода
при обратном смещении
— дифференциальное сопротивление 7?д, включающее
в себя сопротивление перехода, базы, омического контакта
и выводов,
— диффузионная емкость СДИф, характеризующая заряд
неосновных носителей, накопленных в базе диода при про-
хождении через него прямого тока.
Основным. параметром эквивалентной схемы диода,
смещенного в обратном направлении, является барьерная
емкость Cg при заданной величине постоянного обратного
напряжения.
2.3. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ВОЛЬТАМПЕРНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ДИОДОВ
Выбор режима измерения. На вольтамперной характе
ристике диода имеются области с различными дифферен-
циальными сопротивлениями. Поэтому необходимая точ-
ность определения Параметров может быть достигнута при
соблюдении определенных условий измерения. Выясним,
каковы эти условия при измерении прямой характеристики
диода. Логарифмируя выражение (2.2), получаем
U = у In I + If 6.
(2.11)
2В*
27
На основании формул (2.3) и (2.11) можно получить выра-
жение, связывающее относительное изменение напряжения
на диоде с вызывающим его относительным изменением
прямого тока;
, -4- V6 7
1 °
пр
(2.12)
V 'np In ( 1 -J- J-) -J- V6 /
\ ° /
Поскольку справедливо неравенство In (1 +///0)^> 1 при
токе более 1 ма, то первый множитель в формуле (2.12)
значительно меньше единицы. Так, полагая 1=1 ма,
10 = 10 мка, Гб = 10 ом, получаем (AU/U)np = 0,28 (A///)np.
Если сопротивление базы мало, точность измерения
напряжения будет выше, чем тока, при одинаковых отно-
сительных погрешностях измерения этих величин. Поэтому
при оценке параметров прямой ветви вольтамперной
характеристики целесообразно задавать постоянный пря-
мой ток 1пр и измерять прямое падение напряжения t/np-
Требование «задавать ток через диод» означает, что внутрен-
нее сопротивление источника питания должно быть сущест-
венно больше сопротивления диода, чтобы изменение
напряжения на диоде не вызывало изменений тока, выходя-
щих за пределы заданной погрешности измерений, т. е.
источник должен быть генератором тока по отношению
к диоду. Это условие распространяется на измерение напря-
жения во всех участках характеристики, где дифференциаль-
ное сопротивление мало. Так, при измерении параметров
диода в области пробоя следует задаваться величиной обрат-
ного тока /ОбР и определять обратное напряжение £/ОбР.
Условие, которому должно удовлетворять внутреннее
сопротивление генератора постоянного тока, определяется
соотношением
Rt
ДЯд
ДА
ТЯд=^+Яд,
(2.13)
\ ./пр
где А/?д — возможное отклонение величины дифференци-
ального сопротивления диода; At/ — максимально возмож-
ное отклонение величины прямого падения напряжения
на диоде при заданной величине тока /пр; — допу-
стимая относительная погрешность измерения постоянного
прямого тока, протекающего через диод.
При измерении параметров обратной характеристики
диода, за исключением области пробоя, необходимо, чтобы
источник питания, которым задается режим измерения,
имел малое внутреннее сопротивление, так как в противном
случае незначительные изменения обратного тока будут
вызывать большую погреш-
ность при измерении обрат-
ного напряжения.
Рис. 2.5. Блок-схема измерения
прямого падения напряжения на
диоде:
ГТ — генератор тока: ИТ — измеритель
тока (миллиамперметр); БЗ— блок за-
щиты; ИЯ —измеритель напряжения;
ИД — испытываемый диод.
Рис. 2.6. Принципиальная схе-
ма генератора постоянного
тока.
Измерение параметров прямой ветви характеристики
диода. Для измерения прямого падения напряжения на
диоде применяют схему включения, изображенную на
рис. 2.5.
Генератор постоянного тока (ГТ) должен обеспечивать
постоянство прямого тока диода (без подстройки.) при раз-
личных значениях прямого падения напряжения на диоде.
Изменение прямого тока при закорачивании диода не дол-
жно превышать 3 % от номинального значения. Постоянное
прямое напряжение на диоде измеряется вольтметром (ИН).
Блок защиты БЗ предотвращает перегрузку вольтметра
при отключении измеряемого диода. Постоянный прямой
ток измеряется миллиамперметром (ИТ).
Погрешность, с которой задается величина прямого тока
диода, включая погрешность его измерения и ошибку, выз-
ванную потреблением вольтметра и блока защиты, не должна
превышать ±3%.
29
Падение напряжения на контактной системе и в проводах,
с помощью которых испытуемый диод подключается к изме-
рительной схеме, не должно превышать 2% от макси-
мально возможной величины прямого падения напряжения
на диоде.
Вольтметр постоянного тока должен обеспечивать изме-
рение величины Unp с погрешностью не более 1 %. Для этого
применяются магнитоэлектрические приборы класса точ-
ности 1,0.
Величина тока, ответвляющегося в вольтметр, не долж-
на превышать 5 • 10~3А р.
В качестве генератора тока (ГТ) могут быть использованы
батарея или стабилизатор напряжения с включенными после-
довательно дополнительными сопротивлениями, чтобы
выполнялось требование (2.13).
Наиболее рациональная схема источника тока для измере-
ния прямого падения напряжения Unp показана на рис. 2.6-
Она представляет собой стабилизатор тока, выполненный
на транзисторе Т, типа р-п-р. Опорное напряжение снимает-
ся с низковольтного кремниевого стабилитрона Д^. Испыты-
ваемый диод ИД включен в коллекторную цепь транзис-
тора. Переменный резистор обеспечивает глубокую регу-
лировку прямого тока через измеряемый диод. Резистором
выбирают режим работы стабилитрона Д^.
Существует несколько схем, предназначенных для защиты
вольтметра от перегрузок. Одна из них, получившая широ-
кое распространение, показана на рис. 2.7. Работа схемы
основана на использовании инерционности рамки магнито-
электрической системы вольтметра. При включении испы-
тываемого диода ИД срабатывает реле Р и подключает
вольтметр- (ИН).
Рассмотрим схему измерения прямого дифференциального
сопротивления диода (рис. 2.8). На диод подается постоян-
ное напряжение от генератора тока ГТ, и переменное напря-
жение от генератора ГТ2. Величина постоянного тока дол-
жна соответствовать рабочей точке на прямой ветви вольт-
амперной характеристики, в которой измеряется дифферен-
циальное сопротивление (этот ток называют током смещения).
Амплитуда переменного тока должна составлять не более
1 — 2 % от величины тока смещения, так как при большей
амплитуде результат измерения не будет соответствовать
действительному значению дифференциального сопротив-
30
ления диода. Переменное напряжение (синусоидальной
формы), приложенное к диоду (ИД), подается на вход селек-
тивного усилителя СУ и контролируется стрелочным инди-
катором И.
При постоянной амплитуде переменного тока падение
напряжения переменной составляющей на диоде будет
пропорционально дифференциальному сопротивлению. Поэ-
тому шкалу индикатора можно отградуировать в единицах
сопротивления при помощи эталонного резистора 7?к.
Рис. 1Л. Схема защиты вольт-
метра от перегрузок
Рис 2.8. Блок-схема измере-
ния дифференциального сопро-
тивления
Отклонение величины сопротивления резистора от номи-
нального значения не должно быть более 0,5%. ТКС резис-
тора не должен превышать 10~4 град-1. Кроме того,
чтобы уменьшить нагрев эталонного резистора, на время
калибровки выключают постоянное напряжение (ток сме-
щения); резистор выбирают с запасом по величине номи-
нальной мощности рассеяния. В качестве калибровочных
эталонных сопротивлений обычно применяют резисторы типа
УЛИ. Пульсации источника постоянного тока не должны
превышать 0,1%.
Чтобы не вносить дополнительной погрешности в резуль-
таты измерений, входное сопротивление селективного уси-
лителя СУ должно выбираться из условия 7?вх>2ОО7?д Макс,
где Макс — максимальное дифференциальное сопротив-
ление измеряемого типа диодов.
Требования к генератору постоянного тока (тока сме-
щения) такие же, как и к генератору тока при измерении
прямого падения напряжения.
31
В качестве генератора синусоидального тока можно
применить любой звуковой генератор, у которого искус-
ственно увеличено выходное сопротивление до величины,
определяемой соотношением 7?Вых> 200/?д маКс- Измерение
величины 7?д производится на частоте f = 0,5 4- 5 кгц.
Этот диапазон частот удобен для получения хорошей изби-
рательности селективного усилителя, кроме того, на этих
частотах еще не сказываются паразитные реактивности
измеряемого диода и облегчена борьба с фоном перемен-
ного тока и шумами.
Рис. 2.9. Схема измерения дифференциального
сопротивления
Нелинейность амплитудной характеристики селектив-
ного усилителя не должна превышать 2 %; полоса пропус-
кания должна быть не более 0,1/.
Упрощенная схема измерения дифференциального сопро-
тивления изображена на рис. 2.9. В качестве источника
тока смещения применен стабилизатор тока, аналогичный
изображенному на рис. 2.6. В схему введен трансформатор
Тр, с помощью которого осуществляется амплитудная
модуляция опорного напряжения стабилизатора. На пер-
вичную обмотку трансформатора подается синусоидальный
сигнал с выхода звукового генератора ЗГ (типа ЗГ-10).
Частота модуляции 1 кгц. Нагрузкой стабилизатора тока
служит испытуемый диод ИД. Переменная составляющая
падения напряжения на диоде через разделительный конден-
сатор С поступает на селективный усилитель СУ, на выходе
32
при измерении обратного
Рис. 2.10. Схема измерения
обратного тока диода
малым, так как
которого включен стрелочный индикатор выхода (И).
При калибровке индикатора переключателем И выход ста-
билизатора тока подключается к эталонному резистору RK,
при этом регулировкой усиления СУ устанавливается
показание стрелочного индикатора И, соответствующее
номиналу резистора Дк. При измерении выход стабилизатора
.подключается к диоду ИД и по шкале индикатора, програ-
дуированного в омах, отсчитывается значение дифференци-
ального сопротивления.
Измерение параметров обратной ветви характеристики
диода. Схема включения диода
тока /ОбР изображена на рис. 2.10.
От генератора постоянного на-
пряжения ГН на испытуемый
диод ИД подается заданная
величина обратного напряже-
ния. Значение обратного напря-
жения контролируется вольт-
метром ИН.
Обратный ток диода изме-
ряется микроамперметром ИТ.
Выходное сопротивление ге-
нератора постоянного напря-
жения должно быть достаточно
напряжение ГН не должно меняться более чем на 1% при
изменении величины /обр от нуля до максимального (для
испытываемого диода) значения. Вольтметр включают до
измерителя тока и его блока защиты БЗ. Поэтому падение
напряжения на измерителе тока и токонесущих элементах
схемы защиты не должно превышать 2% от устанавливае-
мой величины обратного напряжения. Если генератор напря-
жения питается от сети, то пульсации на его выходе не дол-
жны превышать 1% от выходного напряжения.
Другая распространенная схема измерения обратного
тока показана на рис. 2.11. Обратное напряжение на диод
подается от стабилизированного источника напряжения ГН
через делитель Rlt R2. Оно измеряется вольтметром ИН
класса точности 1,5. Обратный ток измеряют многопре-
дельным микроамперметром (например, типа М-95).
Для защиты микроамперметра от перегрузок используется
устройство, состоящее из усилителя постоянного тока (лампа
Л1 типа 6ЖЗП) и балансной схемы (лампа Л2 типа 6Н1П).
В анодных цепях лампы Л2 включена обмотка реле Р
33
(типа РП-7), контакты которого К разрывают цепь обрат-
ного напряжения диода при перегрузках микроамперметра.
. Сигнал на схему защиты поступает с одного из резисторов
7?3, или R-a в зависимости от положения переключателя
пределов измерения микроамперметра ИТ.
При измерениях обратного тока особое внимание следует
уделять выбору материала, на котором монтируется держа-
тель диода. Если изоляционные свойства материала пло-
ил
Рис 2.11. Принципиальная схема измерителя
обратного тока с блоком защиты
хие, ток утечки становится соизмеримым с обратным током
диода, особенно при больших обратных напряжениях.
Целесообразно держатель диода изготавливать из фторо-
пласта.
Обратный ток следует измерять при значении обратного
напряжения, меньшем максимально допустимого ПОбР Макс>
указанного в паспортных данных на диод.
Для измерения постоянного обратного напряжения на
диоде ДОбр при заданной величине обратного тока /ОбР ис-
пользуется схема, изображенная на рис. 2.12. В этой схеме
испытываемый диод ИД через микроамперметр ИТ подклю-
чен к генератору постоянного тока ГТ. Падение напряже-
ния на диоде, вызванное обратным током /ОбР, измеряется
высокоомным вольтметром ИН.
34
Выходное сопротивление генератора постоянного тока
ГТ должно быть таким, чтобы при всех допустимых значе-
ниях обратного напряжения выходной ток генератора изме-
нялся не более чем на 5%. Для измерения падения напря-
жения можно применять
электростатические вольтмет-
ры класса точности 2,5. Схе-
ма генератора постоянного
тока для измерения обратно-
го напряжения аналогична
схеме рис. 2.6 и отличается от
нее лишь тем, что в ней вме-
сто тр анзистор а испол ьзуется
вакуумный тетрод, а испы-
тываемый диод и опорный
стабилитрон включены в
обратной полярности.
Рис. 2.12. Блок-схема измере-
ния обратного напряжения.
Для измерения обратного напряжения у высоковольтных
диодов в схеме ГТ применяют специальные лампы, допус-
кающие работу при высоком анодном напряжении (несколь-
Рис. 2.13. Принципиальная схема измерения об-
ратного напряжения.
ко киловольт). Эти лампы, например типа 6Э7П, имеют весь-
ма малые межэлектродные токи утечки (доли микроампер).
Схемы защиты измерительных приборов от перегрузок ус-
ложняются, их выполняют на высоковольтных лампах и
газоразрядных стабилитронах.
35
Одна из схем измерения обратного напряжения высо-
ковольтных диодов .изображена на рис. 2.13. Она состоит
из описанного выше генератора постоянного тока, собран-
ного на лампе типа 6Э7П и стабилитроне
По микроамперметру ИТ (типа М24) контролируется
значение обратного тока через диод. Величину этого тока
устанавливают резистором Напряжение смещения на
вторую (управляющую) сетку лампы снимается с резистора
Д2- Газовые стабилитроны типа СГШ (Л2 и Л3) служат для
защиты вольтметра ИН от перегрузки. Пределы измерения
вольтметра 100 и 300 в. В схеме вольтметра применен
микроамперметр М-95 с добавочными сопротивлениями;
потребление прибора 0,1 мка на всю шкалу. Класс точности
1,5. Коэффициент пульсации источника питания не должен
быть более 1 %.
Описанная схема пригодна также для измерения напря-
жения стабилизации 0ст высоковольтных кремниевых ста-
билитронов.
2.4. ИЗМЕРЕНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ ДИОДА
Для определения частотных свойств диода его включают
в схему однополупериодного выпрямителя с активно-емкост-
ной нагрузкой (рис. 2.14). На вход схемы подается
синусоидальное напряжение
Рис. 2.14. Схема измерения час-
тотных свойств диода.
от генератора стандартных
сигналов (ТСС), которое
контролируется амплитуд-
-ным вольтметром (ИН) и
поддерживается постоян-
ным во время измерений.
Резистор 7? г служит для
согласования ГСС с на-
грузкой. Коэффициент гар-
моник тсс не должен пре-
вышать 5%.
Величина выпрямлен-
ного тока измеряется мил-
лиамперметром ИТ.
Частота, при которой выпрямленный ток уменьшается
на 30% относительно своего значения, измеренного на низ-
кой частоте, называется предельной рабочей частотой диода.
При измерениях на частотах выше 100 кгц необходимо при-
нимать меры, чтобы уменьшить погрешности, вносимые
36
паразитными индуктивностями схемы. Расстояние между
деталями должно быть минимальным, монтаж рекомендуется
выполнять плоскими проводами.
Величина емкости С в схеме измерения выбирается из
соотношения
С -> 15 30
Амии (^ + ^1) ’
где /мии — минимальная (низкая) частота измерения (указы-
ваемая в технических условиях на диод); + 7?/ — сум-
марное сопротивление измерителя тока (ИТ) и нагрузки.
Для измерения частотных характеристик рекомендуется
использовать ГСС типа Г4-1А, генераторы сигналов ГЗ-7А,
ГЗ-19, ГЗ-20, вольтметры ВК7-9, ВЗ-12, ВЗ-15.
2.5. ИЗМЕРЕНИЕ ЕМКОСТИ ДИОДА
Емкость р-п перехода в зависимости от смещения, при-
ложенного к нему, для диодов с резким и плавным перехода-
ми описывается выражениями (2.7) и (2.8), соответственно.
Вольтфарадная характеристика диода является криволи-
нейной, поэтому степень точности измерения емкости опре-
деляется точностью задания рабочей точки, в которой изме-
ряется емкость, и точностью измерения переменного напря-
жения, при помощи которого осуществляется это измерение.
Путем логарифмирования и последующего дифференциро-
вания выражений (2.7) и (2.8) можно получить следующие
формулы, определяющие величину относительной погреш-
ности измерения емкости в зависимости от неточности зада-
ния рабочей точки:
для диодов с резким переходом
ДСд(77)_ 1 Д77 , Сд(77) 2 77 + <рк ’
Для диодов с плавным, переходом Сд(77) 3 77 4-<рк *
Погрешность, вызываемая конечной величиной перемен-
ного сигнала, определяется соотношением
Д8 Сд (77) Чп
Сд(77) <(77+<рк)2>
(2.15)
где Um — амплитуда переменного напряжения; U — напря-
жение смещения, при котором измеряется емкость.
Из формул (2.14) и (2.15) следует, что для уменьшения
погрешности измерения емкости точность установки задан-
ной рабочей точки должна быть не ниже чем 2— 1,5% ампли-
туда переменного сигнала при смещении на диоде менее
1 в не должна превышать 50 мв. При напряжении смещения
больше 1 в амплитуда переменного, напряжения может быть
увеличена, но не должна превышать 2% от величины сме-
щения.
а) 6)
Рис. 2.15. Схема измерения емкости Диода методом
емкостно-омического делителя:
а —включение диода в схему; б—эквивалентная схема перехода.
При измерении емкости полупроводниковых диодов наи-
большее распространение получил метод емкостно-оми-
ческого делителя, применяют также резонансный метод
и мостовые схемы измерения. При всех методах измерения
определяют суммарную емкость корпуса и перехода: Сд =
= Сп + Ск.
Метод емкостно-омического делителя. Схема включения
диода при измерении емкости методом емкостно-омического
делителя показана на рис. 2.15, а. На рис. 2.15, б диод
заменен эквивалентной схемой перехода, смещенного в об-
ратном направлении. Из этой схемы следует, что если час-
тота измерения f выбрана таким образом, что ток в цепи
определяется реактивным сопротивлением емкости 1/2л/Сд,
то напряжение на резисторе 7?н будет пропорционально
величине емкости Сд. Установив вместо измеряемого диода
эталонный конденсатор, можно отградуировать вольтметр,
измеряющий напряжение на нагрузке Лн в единицах ем-
кости.
38
Значение измеряемой емкости при этом методе измерения
определяется из уравнения
Р ___ р U в.
где С3 — величина емкости эталонного конденсатора;
Us — напряжение на резисторе Rt, при включении эталон-
ного конденсатора; ил—напряжение на резисторе Rt, при
включении измеряемой емкости диода.
Частоту /, на которой производится измерение емкости
диода, внутреннее сопротивление генератора R, и сопро-
тивление нагрузки RH выбирают, исходя из следующих
условий:
(2.16)
«+<217>
где (ДСд/Сд)! — допустимая относительная погрешность,
обусловленная шунтированием измеряемой емкости сопро-
тивлением 7?д запертого перехода; (ДСд/Сд)2— допусти-
мая относительная погрешность, обусловленная тем, что
сумма сопротивлений Rl и RH соизмерима с реактивным
сопротивлением измеряемой емкости на частоте f.
Обычно для плоскостных и точечных диодов со сварным
контактом условие (2.16) выполняется достаточно легко
при погрешности менее 1% на частотах выше \Мгц. Емкость
диодов СВЧ, имеющих невысокое дифференциальное сопро-
тивление при обратном смещении, .необходимо измерять на
частотах 50 — 180 Мгц. Емкость других типов полупро-
водниковых диодов измеряют обычно при частоте f = 10 Мгц
Схема одного из приборов для измерения емкости ^диодов
(предложенная Э. Н. Рубинштейн) показана на рис. .2.16.
Делитель Rlt R2 предназначен для снижения выход-
ного сопротивления генератора ВЧ. Резистор R г имеет
сопротивление 1 —10 ом. Переключателем П изменяют
величину активного сопротивления, подключаемого к ем-
кости измеряемого диода (резисторы R3 — R6), и тем самым
выбирают пределы измерения прибора. Чтобы устранить
влияние входной емкости усилителя, включенной парал-
39
лельно резисторам R3 — Rs, на входе усилителя включается
индуктивность L, настраиваемая в резонанс с входной
емкостью. Калибровка прибора осуществляется подключе-
нием эталонного конденсатора Сэ в одном из положений пере-
ключателя /7; сохранение калибровки при других пределах
измерения (положения 2, 3, 4) гарантируется точностью
выполнения делителя. Измерение емкости диода произ-
Рис. 2.16. Блок-схема прибора для измерения емкости полупро-
водникового диода
водится при подаче на него обратного напряжения от блока
смещения. Напряжение смещения измеряют вольтметром
ИН. Падение напряжения иа резисторах Rs — R6, пропор-
циональное измеряемой емкости, усиливается резонансным
усилителем, детектируется и подается на стрелочный инди-
катор И, градуированный в единицах емкости.
ЛИТЕРАТУРА
1. «Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам»
под ред. Н. Н. Горюнова. Изд-во «Энергия», 1964.
2. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и тран-
зисторных схем. Госэнергоиздат, 1967.
3. Ф е д о т о в Я. А. Основы физики полупроводниковых при-
боров. Изд-во «Советское радио», 1963.
4. Иванов С. М., Пенин Н. А., Скворцова Н. Е.,
Соколов Ю. Ф. Физические основы работы полупровод-
никовых СВЧ диодов. Изд-во «Советское радио», 1965.
3. ШУМЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ диодов
У всех проводников электричества наблюдаются флук-
туации электрического напряжения (тока), или шумы.
Уровень шумов оценивают по среднеквадратичному значе-
нию этих флуктуаций Ди2 и Дг2. В полупроводниковых
диодах следует различать четыре основные составляющие
внутреннего шума: тепловой шум, дробовой шум, 1//-шум,
шум в области пробоя р-п перехода на обратной ветви
вольтамперной характеристики.
3.1. ТЕПЛОВОЙ ШУМ
При отсутствии внешнего электрического смещения
средний квадрат напряжения шума любых проводников
электричества определяется формулой Найквиста, пред-
ставляемой обычно в виде
Дй2 = 4й71ДД/, (3.1)
где R — активное сопротивление измеряемого источника
шума; Д/ — полоса частот измерителя шума.
Определяемый формулой (3.1) шум пропорционален
абсолютной температуре Т и носит название теплового.
Спектр теплового шума равномерный, т. е. спектральная
плотность не зависит от частоты (белый шум). Последнее
справедливо до частоты f < kTIh, или 2-1010Т, гц, где
начинают сказываться квантовые эффекты [6]. В однородных
материалах тепловой шум обусловлен хаотичностью тепло-
вого движения заряженных частиц, вследствие чего мгно-
венный поток этих частиц в одном направлении отличается,
вообще говоря, от потока в противоположном направлении.
3.2. ДРОБОВОЙ ШУМ
Термин «дробовой шум» используется для обозначения компо-
нента шума полупроводниковых диодов, природа которого анало-
гична дробовому шуму электронных ламп.
В электронных лампах дробовой шум обусловлен тем, что при
пролете электронами межэлектронного пространства, где нет ком-
пенсирующих положительных зарядов, во внешней цепи возникает
импульс тока с длительностью, равной времени пролета. Вследст-
вие беспорядочности таких импульсов имеют место флуктуации
тока диода
Лг3 = 29г0Д/, (3.2)
где i0 — ток насыщения диода.
В р-п переходе, так же, как и в межэлектродном пространст-
ве электронных ламп, нет свободных компенсирующих зарядов и
аналогичный шум наблюдается в полупроводниковых приборах.
Дробовой шум на низких частотах, Через р-п переход
проходят токи различной природы: диффузионный (термо-
электронный), ток термогенерации в слое объемного заряда
[471, токи утечки и др. Основным током обычно является
диффузионный. Остальные токи в процессе производства
приборов стараются по возможности снизить. Аналитическое
выражение вольтамперной характеристики диффузионного
тока диода
7 = 70Гехр^- 11. (3.3)
отражает наличие в р-п переходе двух противоположно
направленных токов: прямого 7пр = /о exp(qU/kT) и обрат-
ного /ОбР = 70. Прямой и обратный токи статистически неза-
висимы, и соответственно каждый из них создает полный
дробовой шум, т. е. для полупроводникового диода
Д» = 2<7(7пр+7обр)ДА (3.4)
При справедливости для прямого и обратного токов урав,
нения (3.3) последнее выражение можно представить в виде
№ = (2ql + 4qI0) А/ (3.5)
или
A^ = 2<77cth(g) Af. (3.6)
Формулы (3.5) и (3.6) удовлетворительно согласуются с ре-
зультатами измерений дробового шума туннельных [10],
а также плоскостных диодов на низких частотах [1].
Уровень шума р-п перехода удобно оценивать по его
относительной шумовой температуре 7(3.21), т. е. по вели-
чине отношения шума этого перехода к тепловому шуму-
генерируемому проводником электричества с проводимостью,
равной дифференциальной проводимости перехода
= (к) = i ('+'•>• <37>
Выражение для относительной шумовой температуры
дробового шума р-п перехода получается в виде
/0 +v
t =------
/о + I •
Отсюда следует, что при больших обратных смеще-
ниях (I ->— /0) /->оо, при больших прямых смещениях
(/>/0) /->1/2, при малых смещениях (/ < /0) t = 1.
В последнем случае мощность шума определяется по фор-
муле Найквиста (3.1).
В отличие от электровакуумных приборов, в которых дро-
бовой шум возникает, когда приложено напряжение, в полу
проводниковых приборах с р-п переходом даже при отсут-
ствии внешнего смещения через переход проходят два равных
противоположно направленных тока /0, каждый из которых
создает полный дробовой шум. Средний квадрат шумового
тока, генерируемого переходом, при отсутствии смещения
равен
Д75 = 4qJ0 &f. (3.8)
Дробовой шум на высоких частотах. Спектр дробового
шума определяется выражением
Дг2------!лр
1 + <оЧ%
(3.9)
где tnP — время пролета свободного от электрических заря-
дов участка.
У полупроводниковых диодов ширина перехода равна
примерно 10-4 — 10-6 см, средняя скорость носителей
заряда 107 см!сек. Соответственно время пролета перехода
составляет 1СУ11 — 10—13 сек. Таким образом, согласно фор-
муле (3.9) интенсивность дробового шума не должна зави-
сеть от частоты ниже 1010 — 1012 гц. В действительности
отсутствие частотной зависимости дробового шума до
столь высоких частот можно ожидать-лишь для диодов,
работающих без инжекции неосновных носителей1. У диодов
1 В литературе такие диоды называют: диоды с барьером Шот-
тки, диоды на горячих носителях, диоды на основных носителях.
43
с р-п переходом подавляющая часть тока обусловлена инжек-
цией неосновных носителей, поэтому их ток нельзя рассмат-
ривать как эмиссию через переход. Значение Znp здесь опре-
деляется сравнительно медленными процессами диффузии
и рекомбинации. Учет этого приводит к отклонению от выра-
жения (3.4) на высоких частотах: в нем появляется дополни-
тельное слагаемое 4kT(gn — go)Af, где gn и g0 — соответ-
ственно проводимости перехода на измеряемой и низкой
частотах. С учетом этой поправки формула (3.5) может быть
записана в следующем простом виде [8, 9]:
= 4kTgn Af — 2ql Af. (3.10)
Выражение (3.10), хорошо согласуется с результатами
измерений для германиевых диодов при не очень больших
токах через диод (до ~1 тип) [7].
Для кремниевых диодов результаты, полученные по фор-
муле (3.10), отличаются от измеренных. Причина этого сос-
тоит в том, что у кремниевых диодов, кроме определяемого
выражением (3.3) термоэлектронного тока, заметную
величину составляет ток генерации в слое объемного заряда
[47]:
Z^exp^-l). (3.11)
Суммарный ток диода аппроксимируется выражением
'«(“Рда-1)- <3-12>
где 1 < т < 2. В работе fill получено выражение для
среднеквадратичного тока дробового шума перехода с учетом
тока генерации в слое объемного заряда
А^ = 4ЙТ&Д/-2<?^ДЛ (3.13)
которое удовлетворительно согласуется с измерениями крем-
ниевых диодов при небольших (до ~1 ма) токах через диод.
Дробовой шум при больших токах. При больших токах
через Диод (больших ~ 1 ма) наблюдаемые шумы превышают
значения, рассчитываемые по формулам (3.5) и (3.10). Тео-
рия, которая количественно объясняла бы эти отклонения,
пока отсутствует.
Влияние сопротивления базы на шум диода. Выражения
(3.5), (3.10), (3.13) определяют только шум перехода. Шум
реального диода слагается из шумов перехода и базы.
Величина сопротивления базы зависит от тока диода. Следует
различать сопротивления базы для постоянного и перемен-
ного токов.
Если (7д = IR есть падение напряжения на сопротив-
лении базы для постоянного тока, то сопротивление базы
на переменном токе
R.
di
dR
(3.14)
г, -dR „
Величину г-д? = /?м6 называют сопротивлением, модуляции
базы. В полупроводниковых диодах сопротивление 7?Мб отри-
Рис. 3.1. Эквивалентная схема полупроводнико-
вого диода как генератора шума.
дательное: вследствие инжекции неосновных носителей и
других эффектов с ростом тока сопротивление базы падает.
На высоких частотах это сопротивление становится ком-
плексным и, как следует из измерений и расчета, имеет
индуктивный характер [48, 49].
Шумы базы удобно разделить на шумы, связанные
с сопротивлением модуляции /?мб, и шумы сопротивления
базы R на постоянном токе. Можно считать [5], что со-
противление базы на постоянном токе порождает только
тепловой шум. Модуляция сопротивления базы (сопротив-
ление /?мб) обусловлена инжекцией, т. е. связана с изме-
нением тока через р-п переход. Соответственно шум от /?мб
должен быть коррелирован с шумом перехода. На экви-
валентной схеме диода эту связь учитывают включением
сопротивления R.-c в цепь генератора шумового тока
перехода и добавлением генератора шума Д^мб, (рис. 3.1).
45
Если пренебречь генератором Аи^б, эквивалентное сопро-
тивление шума при 1 Л) будет
о р2
Яш = -^+ R + Ямб+зТ^, (3.15)
где Rn —дифференциальное сопротивление перехода. Пос-
ледний член в формуле (3.15) мал по сравнению с предыдущи-
ми. Таким образом, шум диода равен сумме дробового шума
перехода RJ2 и теплового шума сопротивления базы на
переменном токе. Последнее согласуется с эксперименталь-
ными данными для плоскостных диодов. Отклонения должны
наблюдаться для диодов с. большим сопротивлением базы
в области больших токов (малых 7?п).
3.3. ШУМЫ В ОБЛАСТИ ПРОБОЯ р-п ПЕРЕХОДА
Шумы в области пробоя р-п перехода значительно пре-
вышают уровень дробового шума (3.1). Имеется несколько
причин такого увеличения шума.
Шумы у начала области лавинного пробоя. В высоко-
вольтных диодах (например, в кремниевых с (7пр > 7 в),
где пробой проходит в виде лавинного умножения носителей,
большие шумы наблюдаются у начала пробивной области.
На осциллограмме происходящий' процесс представля-
ется в виде последовательности импульсов с беспорядоч-
ными амплитудами и фазами. В цепи с высоким сопротив-
лением эти импульсы близки к треугольным, а в цепи с низ-
ким сопротивлением — к прямоугольным. Несмотря на
колебательный характер процесса, спектр его на низких
частотах является равномерным. У частоты повторений
импульсов спектр имеет подъем и далее резкий спад. Интен-
сивность шума (на участке вольтамперной характеристики,
где он наблюдается) слабо зависит от смещения на диоде.
Начало лавинного пробоя проходит по так называемым
«микроплазмам» — участкам р-п перехода размером
~ IO-8 — 10-4 см.
Рассматриваемый шум объясняется возникновением и
рассасыванием микроплазм. Процессы в микроплазмах ана-
логичны процессам при пробое по всему переходу. При
возникновении микроплазмы на этом участке появляется
отрицательное сопротивление и напряжение падает; при
рассасывании микроплазмы напряжение снова возрастает.
Наблюдаемые амплитуды импульсов шума близки к падению
46
напряжения на участке отрицательного сопротивления
р п перехода. Эти амплитуды в среднем возрастают с ростом
пробивного напряжения и составляют от ~ 10 мв для диодов
с пробивным напряжением (7пр = 10 в до ~1 — 4 в для
диодов с £7пр = 100 в. Частота следования этих импульсов
(положение максимума и предельная частота спектра шума)
может быть оценена по постоянной времени перехода RC.
При больших сопротивлениях внешней цепи эта частота
составляет —1 — 2 Мгц для диодов с (7пр = 10 в и — 100 кгц
при Unp — 100 в. С ростом температуры интенсивность шума
переключения микроплазм падает [15]. На вольтамперной
характеристике диода иногда наблюдается несколько участ-
ков с такими шумами. Это объясняется микронеоднорсднос-
тями р-п перехода. Предложена математическая теория
шума переключения микроплазм как шума случайно дей-
ствующего выключателя с двумя положениями: включено —
выключено. Расчет приводит к выражению со спектром
вида (3.9) [16].
У диодов с однородным переходом микроплазменный шум
и диапазон напряжений, в котором он генерируется, малы.
По-видимому, это связано с тем, что напряжения пробоя
отдельных микроплазм близки друг к другу. Удалось изго-
товить диоды с весьма малой площадью перехода, где имеется
только одна микроплазма. Микроплазменные колебания
таких диодов обладают близкими к расчетным значениям
уровнем и спектром шума и могут бвггь использованы как
эталонные источники шума [17].
Шум на остальном участке лавинного пробоя. На осталь-
ном участке лавинного пробоя шумы зтчителыю меньше,
чем в области переключения микроплазм, но также сущест-
венно превышают дробовой шум (3.1). Согласно выполнен-
ному в работе [19] расчету имеет место увеличение шума
вследствие флуктуаций коэффициента умножения. На низ-
ких частотах шум возрастает в М2 раз относительно уровня,
определяемого формулой (3.2). (Коэффициент умножения М
обычно составляет ~102 — 104.) Эти шумы отчасти подав-
ляются пространственным зарядом носителей вблизи пере-
хода, и начиная с некоторого значения тока следует ожи-
дать снижения шума с ростом тока.
Шум при туннельном пробое. В низковольтных диодах
пробой носит туннельный характер — происходит туннель-
ный переход электронов из валентной зоны в зону прово-
димости и туннельный переход дырок из зоны проводи-
л7
мости в валентную зону. Прошедшие через сильное поле
перехода носители тока разгоняются там до больших ско-
ростей. Как показано, они обладают свойствами электрон-
ного газа с температурой, значительно большей темпера-
туры решетки. Соответственно возрастает генерируемый
ими тепловой шум [см- (3.1)]. Эквивалентная температу-
ра (см. §3.5) шума туннельного пробоя имеет токовую
зависимость вида
ТШ = АУТ, (3.16)
где, например, для кремниевых диодов с пробивным напря-
жением 4 в Л»1(ГК м&~~№. Максимальное значение шу-
мовой температуры туннельного Пробоя для этих диодов со-
ставляло 18000° К [20]. При еще больших токах прошедшие
через переход носители получают там энергию, достаточную
для ионизации. Соответственно к шуму туннельного про-
боя добавляется шум, связанный с образованием лавины.
Токовая зависимость шума становится более сильной, чем
(3.16). С ростом температуры интенсивность шума туннель-
ного пробоя снижается.
3.4. 1//-ШУМ
;, При подаче смещения у полупроводников и полупровод-
никовых диодов наблюдается шум с характерным спектром
Дп2 — f~a, где а — близко к единице. В литературе этот
шум называют: низкочастотный шум, фликкер-шум, 1//-шум,
избыточный шум. Следует отметить, что все эти названия
не очень удачны. Так, например, название низкочастотный
шум не отражает того, что на низких частотах, кроме шума
со спектром f~a, присутствуют также тепловой, дробовой и
другие виды шума. Название 1/Кшум дезориентирует отно-
сительно вида, спектра: действительный спектр пропорцио-
нален f~a, причем а иногда имеет значения, лежащие даже
вне интервала 0,6 — 2.
Мы здесь будем пользоваться названием «l/f-шум»;
l/f-шумы в полупроводниках наблюдаются только при про-
пускании тока. Однако из этого не следует, что они генери-
руются током. Как было показано, в полупроводниках
имеют место флуктуации концентрации носителей (элект-
ронов и дырок), которые проявляются в виде 1//-шума
при пропускании тока. Соответственно наблюдается близ-
кая к виду Ди2 г2 токовая зависимость l/f-шума. Дос-
48
товерно установлено, что источник 1//-шума расположен у
поверхности полупроводника. На 1//-шумы сильно влияет
влажность окружающей атмосферы. В разных работах по-
лучены частотные зависимости шума примерно в диапазо-
не Ди2 =» / -(о,э-5-i,в» Нижняя граница 1//-шума обяза-
тельно должна существовать, в противном случае суммар-
ная интенсивность шума была бы бесконечна. Однако по-
ложение этой низкочастотной границы спектра установить
не удалось. Во всяком случае, эта граница лежит ниже
1СН4 — 1(У 'С гц. Верхняя граница 1//-шумов, где интенсив-
ность их становится меньше интенсивности дробового и
теплового шумов, зависит от величины проходящего тока,
конфигурации образца и т. п. и находится вблизи частоты
108гц [21, 24, 30].
Теории l/f-шумов. До 1960 г. в большинстве работ
1//-шумы объяснялись флуктуациями заряда в так назы-
ваемых медленных поверхностных состояниях — заряжен-
ных Центрах, расположенных в окисной пленке на поверх-
ности полупроводника [32]. В 1960 — 1962 гг. было обна-
ружено, что ряд экспериментальных данных^/и в частности
слабое изменение 1//-шумов при удалении Окисной пленки
в ультравакууме, противоречит такому объяснению.
Источник 1//-шумов, по-видимому, расположен не в окис-
ной пленке, а в приповерхностном слое полупроводника.
Часто встречаются ссылки на теорию [34], где пола-
гается, что 1//-шумы обусловлены беспорядочным движе-
нием заряженных ионов к поверхности полупроводника и
обратно по нарушениям кристаллической решетки (дисло-
кациям). Пока нет экспериментальных данных, подтвер-
ждающих. или опровергающих эту теорию. Перспективным
представляется недавно предложенное объяснение 1/7-шума
как флуктуаций плотности потока носителей [36]. Так как
в полупроводниках имеются носители обоих знаков (элек-
троны и дырки), то может возникать неравномерное рас-
пределение электронно-дырочной плазмы без появления
электрических сил. Движущиеся носители заряда создают
вихревое магнитное поле Н, перпендикулярное направление
движения. При этом на носители заряда будет действовать
сила Лоренца
F = i [охН] .
с
направленная к центру пучка как для отрицательно заря-
3 Зак. 1758 49
женных, так и для положительно заряженных носителей
заряда. Действие силы Лоренца будет увеличивать плот-
ность носителей в центре пучка и уменьшать на краях.
Однако такое распределение носителей по сечению пучка
нестабильно. Например, при случайном локальном увели-
чении плотности носителей относительно равновесного зна-
чения произойдет ослабление удерживающего магнитного
поля, и область повышенной концентрации будет диффунди-
ровать к краю пучка, еще больше нарушая’равновесное рас-
пределение. В газовой плазме при таких процессах проис-
ходит полное разрушение пучка. В полупроводнике
же это приводит к тому, что ток носителей будет не лами-
нарным, а квазистационарным турбулентным.
В настоящее время отсутствует математический аппарат,
который позволял бы рассчитать спектр флуктуаций от рас-
смотренной нестационарности. Однако при эксперименталь-
ном исследовании потока жидкости, описываемого анало-
гичными уравнениями, обнаружен спектр флуктуаций
с распределением, близким к l/f. Кроме изложенного, опуб-
ликован еще ряд работ с другими соображениями о природе
l/f-шума.
l/f-шум в плоскостных диодах. Для полупроводниковых
диодов имеется только феноменологическая теория 1//-шума.
В этой теории различают два вида шума — поверхностный
шум и шум утечки. Рассмотрим сначала поверхностный шум.
При прямых смещениях в диодах с р-п переходом происхо-
дит инжекция неосновных носителей, скажем дырок, в «-по-
лупроводник. Здесь «избыточные» носители рекомбинируют.
Рекомбинация в полупроводниках происходит не путем
непосредственных столкновений электрон — дырка, .а на
некоторых центрах рекомбинации, куда последовательно
захватываются дырка и электрон. Такие центры имеются
как в объеме полупроводника, так и на поверхности. В полу-
проводниковых приборах обычно большинство инжектиро-
ванных носителей рекомбинирует на поверхности.
Связь между уровнем 1//-шума и поверхностной реком-
бинацией подтверждена экспериментально. Шум, обуслов-
ленный флуктуациями скорости поверхностной рекомбина-
ции, получил название поверхностного. Поверхностный шум
сильно зависит от обработки поверхности полупроводника
и внешней среды. Этот шум возрастает с ростом скорости
поверхностной рекомбинации: уровень шума выше при шли-
фованной поверхности вблизи р-п перехода и ниже — при
50
хорошо протравленной. Как отмечалось, поверхностный
шум связан с флуктуациями тока инжектированных носи-
телей. Поэтому он проявляется преимущественно при пря-
мых смещениях диода.
Рассмотрим теперь второй вид 1//-шума полупроводни-
ковых диодов — шум утечки. На поверхности полупровод-
ника между р- и «-областями р-п перехода имеется проводя-
щая пленка, природа которой пока не выяснена. Проводи-
мость этой пленки быстро возрастает с приложенным напря-
жением, а ее флуктуации создают шум утечки. Соответст-
венно шум утечки существен при больших напряжениях
на р-п переходе, т. е. в удаленной от начала части об-
ратной ветви вольтамперной характеристики.
На эквивалентной схеме диода источники поверхност-
ного шума и шума утечки могут быть представлены’ гене-
раторами шумового тока, включенными параллельно пере-
ходу: поверхностный шум обусловлен флуктуациями тока
через переход, шум утечки связан с протеканием части
тока через параллельную переходу проводящую пленку.
Как отмечалось в § 3.2, при флуктуациях потока инжекти-
рованных носителей происходят коррелированные флукту-
ации сопротивления базы, что может быть отражено на
эквивалентной схеме диода введением сопротивления моду-
ляции базы ЯМб и генератора Д«мб (см. рис. 3.1). Для по-
верхностного шума (обусловленного флуктуациями потока
инжектированных носителей) места подключения ЯМб и
Д«мб в эквивалентной схеме, очевидно, будут теми же, что
и для дробового шума. Что касается шума утечки, то в
обратной ветви вольтамперной характеристики сопротивле-
ние р-п перехода Яп значительно превышает Ямб, а поэто-
му несущественно, включено Ямб в цепь генератора шу-
мового тока (как на рис. 3.1) или последовательно с R
вне этой цепи. Согласно выполненным измерениям для низ-
кочастотного шума роль генератора мала по срав.
нению с Ямб- Интересен следующий эффект.
Поскольку сопротивление Ямб отрицательно (см. § 3.2),
следует ожидать некоторого минимум шума. Такой мини-
мум действительно был обнаружен на специально изготов-
ленных диодах с большим сопротивлением базы вблнз_и рас-
четного значения тока диода [5]. Иа обычных диодах
удается наблюдать лишь некоторое снижение шумов при
больших токах. Минимум лежит за допустимой величиной
тока диода.
3* 51
3.5. ОПИСАНИЕ И ИЗМЕРЕНИЕ ШУМОВ
В ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДАХ
В предыдущих параграфах были рассмотрены основные
виды шумов в полупроводниковых диодах. Эти виды шумов
имеют различную природу, спектр и по разному зависят
от протекающего через диод тока, температуры и других
факторов. На полюсах двухполюсника, которым является
диод, все эти виды шумов выступают одновременно как ком-
поненты шума диода.
Для расчета влияния шума диода на шумовые характе-
ристики схемы и для интерпретации результатов измерения
этих характеристик необходимо определить способы опи-
сания шума диода и установить доступные для измерения
параметры, характеризующие шумовые свойства диода
в различных схемах егб включения. В зависимости от выпол--
няемой диодом функции и рассматриваемой задачи возможны
различные способы описания шумов диода. При этом исполь-
зуется представление диода эквивалентной схемой в ви-
де многополюсника с , тем или иным числом пар по-
люсов.
Представление диода двухполюсником. Если интерес
представляют шумы только на одной какой-либо паре полю-
сов (например на полюсах низкой частоты детектора или
на полюсах промежуточной частоты смесителя), а условия
на остальных полюсах фиксированы (например, полюса
замкнуты накоротко или нагружены на определенные сопро-
тивления), то диод можно представить двухполюсником.
В этом случае шум диода в небольшой полосе частот- А/
можно представить в соответствии с теоремой об эквивалент-
ном генераторе [3] либо эквивалентным генератором э. д. с.,
включенным последовательно с сопротивлением диода на
данной паре полюсов с шумовой э. д. с. холостого хода
]/ Ап2, либо эквивалентным генератором тока, включенным
параллельно сопротивлению диода с,шумовым током корот-
кого замыкания ]/~Ai2. Величины Ъ.и2 и Ai2 неудобны
тем, что они зависят от выбора полосы А/. Поэтому часто
пользуются другими параметрами, которые не зависят от
выбора полосы А/ и позволяют сравнивать описываемые
ими шумы с хорошо изученными тепловыми и дробовыми
шумами, выражаемыми формулами (3.1) и (3.2). Эти пара-
метры — эквивалентное шумовое сопротивление 7?ш, экви-
валентная шумовая температура Тш и ток эквивалентного
диода 1Ш — определяются формулами:
= 4kT hf ’ (3-17)
Тш = 4kR’ (3.18)
дТз
^ш = 2дД7Ф (3.19)
Физический смысл введенных параметров следующий:
/?ш — активное сопротивление, которое при комнатной
температуре Т имеет на своих полюсах для полосы А/
средний квадрат напряжения шума Аи2;
Тш — температура, при которой активное сопротивле-
ние R, равное выходному сопротивлению диода, имеет
на своих полюсах для полосы А/ средний квадрат напря-
жения шума Аи2;
/ш — ток короткого замыкания некоторого диода,
единственной компонентой шума которого являются дро-
бовые шумы со средним квадратом шумового тока Ai2.
Обозначим Z — R. + jX полное сопротивление диода
на данной паре полюсов и Y = у — g + jb соответствую-
щую полную проводимость. Тогда номинальная1 мощность
шума на этих полюсах будет равна
р ^и2 __ рг Д f
= (3.20)
Отношение номинальной мощности шума диода к номи-
нальной мощности шума любого активного сопротивления
при комнатной температуре, т. е. к KTAf, называется
шумовым отношением (или относительной шумовой темпера-
турой) и определяется выражением
, _ Rm _ Тш _ д /ш
R Т 2kT g
. (3.21)
1 То есть мощность, выделяемая на согласованной нагрузке.
53
All?
Шумовое отношение — наиболее распространенный в
практике параметр для характеристики шумовых свойств
диода.
В некоторых применениях диодов их шумовые свойства
характеризуют относительной спектральной плотностью
Л/2 Р
5=^— = ^— = ^, (3.22)
ио Af А/ р»
где ио, io и Ро— соответственно квадрат э. д. с. холостого
хода, квадрат тока .короткого замыкания и номинальная
мощность сигнала на выходе диода.
В зависимости от применения сигнал может представлять
собой -выпрямленный ток диода, ток промежуточной час-
тоты,'ток гармоники и т. д.
Представление диода четырехполюсником. Во многих
применениях полупроводниковых диодов интерес представ-
ляют соотношения шума и сигнала на двух парах полюсов
эквивалентной схемы диода — на входных и на выходных
полюсах, при фиксированных условиях на остальных парах
полюсов. В этом случае диод представляют четырехполюс-
ником, а его шумы в полосе частот Л/ представляют с по-
мощью двух эквивалентных генераторов — шумового тока
или напряжения, включаемых одним из следующих способов
[1, 3]: либо два генератора с шумовыми э. д. с. Лщ и
]/~Ди1, включаемые последовательно со входом и выходом
схемы соответственно; либо два генератора с шумовыми
токами ]/ и ]/"Д^, включаемые параллельно входу и
выходу схемы соответственно; либо один генератор с шумовой
э. д. с. Аи2 и один генератор с шумовым током |/”Дг2,
включаемые соответственно последовательно и параллельно
входу и (или) выходу в одном из четырех возможных сочета-
ний. Конкретный способ включения обычно выбирают таким
образом, чтобы он наилучшим образом соответствовал
природе физических процессов в данном устройстве.
В общем случае шумы обоих генераторов могут частично
коррелировать. Тогда дл.я полного описания шумовых свой-
ств четырехполюсника необходимы четыре параметра. На-
пример.для первого способа включения Дщ, Диг, Т^еДлг i А«2
и 1тДм’Дпг. Если шумы генераторов некоррелированы,
то достаточно знать только два первых параметра.
Так же как и для случая двухполюсного представле-
ния, при четырёхполюсном представлении диода приме-
нимы параметры Кш, Тш, /ш и Z. В этом случае они харак-
теризуют шумовые свойства диода на выходных полюсах.
Рис. 3.2. Эквивалентные схемы для характеристики
шумовых свойств диода на входных полюсах:
а — с генератором шумовой э. д. с.; б — с генератором тока.
Пользуясь формулами (3.17)—(3.19), можно ввести анало-
гичные параметры вх. ТШВх и 1Ш вх для характеристики
шумовых свойств диода на входных полюсах. В этом
случае (рис. 3.2) эквивалентные генераторы шумовой
э. д. с. Аиш вх или шумового тока Aim вх включа-
ются последовательно и ли соответственно параллельно
внутреннему сопротивлению Zc источника сигнала (напри-
мер, антенны), а величины АищВХ и V AiIBBX опре-
деляются так, чтобы обусловленная ими на выходных
полюсах номинальная мощность шума соответствовала
фактической. Следует отметить, что величины Яш’вх, ТШвх
и /Швх зависят от внутреннего сопротивления источника
сигнала.
С помощью введенных параметров можно выразить такой
широко распространенный параметр шумящего четырех-
полюсника, как коэффициент шума. Коэффициент шума
определяется как отношение полной мощности шума на
выходных полюсах к той ее части, которая обусловлена
одними тепловыми шумами внутреннего сопротивления
источника сигнала. Тепловой шум источника сигнала можно
представить генератором шумовой э. д. с. ~\/~ки? =
= (4&T7?CA7)V2 или генератором шумового тока короткого
замыкания ]/”Ai2 = (47г Т^А/)1/2, включенными соответ-
ственно последовательно или параллельно сопротивлению
55
Zc = Rc + /Хс = (gc +ibQ)~'- На основании определения
коэффициента шума и параметров RUI вх, Тш вх, !ш Вх имеем:
^швх ^швх Я ВХ /О ОЭ\
f==-rT = — = wiT’ (3-23)
Это представление коэффициента шума часто используется
как основа методики его измерения [3, 50 — 53]. Можно
представить коэффициент шума и через выходные параметры,
в частности через шумовое отношение t. Если коэффициент
пёредачн по мощности четырехполюсника обозначить через G,
то мощность теплового шума источника сигнала на выходных
полюсах четырехполюсника составит kTGAf, и на основании
определений коэффициента шума и шумового отношения
имеем
т. е. F есть отнесенное ко входу диода шумовое отношение.
Знание коэффициента шума позволяет непосредственно
определить минимальную мощность сигнала ’Рмин, который
может быть обнаружен на фоне шумов четырехполюсника
(например, смесителя или усилителя), согласованного
с источником сигнала:.
Рмин = FkT Af.
В зависимости от того, является ли сопротивление источника
сигнала большим, малым или оно согласовано с выходным
сопротивлением диода, выгодно добиваться уменьшения Тш,
Еш или F соответственно.
Измерение шумовых параметров диодов. Все существую-
щие методы измерения шумовых параметров диодов могут
быть выведены из определений измеряемых параметров и
сводятся к измерению мощности шума на выходных полюсах
диода. Поскольку эта мощность, как правило, очень мала,
для этой цели необходим усилитель в сочетании с детекто-
ром на его выходе. Наиболее удобно производить измере-
ния, если усилитель линеен, а детектор квадратичен. В этом
случае показания выходного прибора прямо пропорцио-
нальны мощности шума. Однако допустимо и несоблюдение
этих требований, но при этом выходной прибор должен быть
проградуирован непосредственно в единицах мощности
66
шума на входе усилителя с помощью некоторого эталонного
источника шума (шумового диода, проволочного резистора
и др.). Пределы линейности усилителя должны по крайней
мере в три раза превышать максимальное эффективное
значение измеряемого шума, учитывая то обстоятельст-
во, что измеряемый шум имеет мгновенные значения, на-
много превышающие его среднеквадратичное значение.
Выбор полосы пропускания усилителя А/ и постоянной
времени т детектора с измерительным выходным прибором
определяется тем, что вероятная ошибка отсчета, связанная
с флуктуациями показания выходного прибора, равна
1/у Л.f. Поэтому величину А/ стараются сделать возможно
большей, а величину т выбирают из требуемой точности
и удобства измерений. Следует отметить, что если измеряе-
мый спектр шума зависит от частоты, то величина А/ должна
быть такой, чтобы в ее пределах спектральная плотность
оставалась приблизительно постоянной. Обычно достаточно
бывает, если А/ на порядок меньше, чем средняя частота
полосы пропускания усилителя.
ЛИТЕРАТУРА
1. Ван дер Зил А. Флуктуационные явления в полупровод-
никах. Изд-во иностранной литературы, 1961.
2. S a u t t е г. D. Шумы в полупроводниках. В сб. Progress
in semiconductors, 1960, v. 4, p. 125—153.
3. Ван дер Зил А. Флуктуации в радиотехнике и физике.
Госэнергоиздат, 1958.
4. В е 1 1 D. A. Electrical noise. Электрические шумы. London,
1960.
5. F о ng er W. Н. Шумы в электронных приборах. В q6.
«Transistors», v. 1, р. 26, New Jersey, 1956.
6. M и p л и н Д. Н. Электрические флуктуации в полупровод-
никах. В сб. «Полупроводники в науке и технике», т. II, стр. 516.
Госэнергоиздат, 1958.
7. Cuggenbuehl W. М., S t г a t t. J. О. Теории и
экспериментальное исследование дробового шума полупровод-
никовых плоскостных диодов и транзисторов. Proc. IRE, 1957,
v. 45, № 6. р. 839—854.
8. Van der Ziel А. Теория дробового шума в плоскостных
диодах и транзисторах. Proc. IRE, 1957, v. 45, № 7, р. 1011.
9. Van der Ziel А. Теория дробового шума в плоскостных
диодах и транзисторах. Proc. IRE, 1955, v. 43, № 11, р. 1639—
1646.
10. Turner В. Е., Burgess R. Е. Шум прямого туннель-
ного тока в туннельных диодах при малых смещениях. Canad.
J. Phys, 1964, v. 42, № 6, р. 1046—1057.
ЗВ Зак. 1758 57
11. Schneider В., Strait M. j. О. Теория и экспери-
ментальное исследование дробового шума в кремниевых пло-
скостных диодах и транзисторах. Proc. IRE, 1959, v. 47,
№ 4, р. 546.
12. Ма tar е Н. F. Теория шума диодов и транзисторов. Proc
IRE, 1958, v. 46, № 12, р. 1964—1965.
13. Van d е г Z i е 1, А. В е е k i п g A. G. Т. Теория шума
плоскостных диодов и транзисторов. Proc. IRE, 1958, v. 46,
№ 3, р. 589.
14. N i с о 1 G. R. Шум в кремниевых СВЧ-диодах. Proc IRE!
1954, v. 101, III, № 73, р. 317—234.
15. S h er г S., King S. Лавинный шум р-п переходов. Semi"
cond. prod, 1959, v. 2, № 5, p. 21.
16. C h a m p 1 i n K- S. Флуктуации микроплазм в кремнии-
J. Appl. Phys., 1959, v. 30, № 7, p. 1039.
17. M c Sutyre R. J. Теория нестабильности микроплазм
в кремнии. J. Appl. Phys,, 1961, v. 32, № 6, p. 983.
18. Haitz R. H., Goetsberger А. Изучение шума ла-
вины в микроплазмах и однородных переходах. Sol. st. electr.,
1963, v. 6, р. 678.
19. Т а г е р А. С. Флуктуации тока в полупроводнике в усло-
виях ударной ионизации и лавинного пробоя. ФТТ, 1964,
т. 6, стр. 2418—2427.
20. Melchior Н., Strutt М. J. О. Измерение и изучение
весьма высоких температур шума кремниевых диодов в обла-
сти пробоя. Z. tsch. Naturforsch. 1964, Bd, 19а, № 5, S. 563—572.
21. Fo 1 1 m er W. С. Низкочастотный шум в обращенных тун-
нельных диодах. Proc. IRE, 1961, v. 49, № 12, р. 1939—1940.
22. N i с о 1 G. R. Шум в кремниевых СВЧ диодах. Proc. IRE>
1954, v. 101, III, № 73, р. 317—324.
23. Lee С. A., Kaminsky G. Исследование температурной
зависимости шума в диодных и транзисторных структурах.
J. Appl. Phys, 1955, v. 30, № 12, р. 1849—1855.
24. Bosh В. G., Gambling W. A., Wilmshart Т.Н.
Избыточный шум в СВЧ смесительных диодах. Proc. IRE,
1961, v. 49, № 7, р. 1226—1227.
25. М i 1 1 е г Р. Н. Спектор шума кристаллических выпр ямите-
лей. Proc. IRE, 1947,- v. 35, р. 252.
26. Eng S. T. Новый диод с малым l/f-шумом. Эксперименты,
теория, способ изготовления. Sol.. St. Electron, 1965, v. 8, № 1,
p. 59.
27. Pearson G. S., Montgomery H. C., Feld-
man N. L. Шум в р-п переходах кремниевых фотоэлементов.
J. Appl. Phys, 1956, v. 27, № 1, р. 91.
28. В a k е г D. К. Фликкер-шум в германиевых выпрямителях
на очень низких и звуковых частотах. J. Appl. Phys., 1954,
v. 25, № 7, р. 922—927.
29. Н е n d г у А. Температурная зависимость шумового темпера-
турного отношения в германиевых дйодах. Brit. J. Appl. Phys.,
1958, v. 9, № 11, р. 458—460.
30. Hyde F. J. Измерение спектра шума точечных германиевых
выпрямителей. Proc. Phys., Soc., 1953, v. 66B, pt. 12, p. 1017—
1024. ‘
58
31. M u n i er P. Влияние прямого тока смещения на дифферен-
циальную проводимость и фликкер-шум точечных СВЧ диодов.
J. Phys. Radium. Phys. Appl. Suppl., 1962, v. 23, № 6, p. 1177.
32. A. M а к x о p т e p. Шум l/f-типа и свойства поверхности гер-
мания. В сб. «Физика поверхности полупроводников», Изд-во
иностранной литературы, 1959.
33. Белоусов А. П. Расчет коэффициента шума радиоприем-
ников. Государственное изд-во оборонной промышленности.
- 1959.
34. Bess L. Возможный механизм возникновения l/f-шума
в полупроводниковых нитях. Phys. Rev, 1953, v. 91, р. 156'9.
35. Р е t г i t z R. L. Выступление в дискуссии. В сб. Semicond.
Surface Physics. Ed. R. H. Kingston, Philadelphia, 1957.
36. X а н д e ль П. Новый подход к теории низкочастотного шума -
в полупроводниках. Rev. Phys. Acad. RPR, 1962, v. 7, № 4,
p. 407—417.
37. S u r d i n M. Теория шумов в полупроводниках. Le. journ.
Phys. Radium, 1951, v. 12, № 8, 777—783.
38. S c h 6 n f e 1 d H. Шумы полупроводников. Z. Naturforsch.,
1953, Bd. 10a, S. 291.
39. В e 1 1 D. А. Объяснение шума в полупроводниках в точки
зрения теории обслуживания. Proc. Phys. Soc., 1958, v. 72,
p. 27—32.
40. В e 1 1 D. А. Шум в полупроводниках с точки зрения теории
обслуживания. Proc. Phys. Soc. 1963, v. 82, p. 117—120.
41. В г о p h у J. J. Сообщение о симпозиуме по l/f-шумам в по-
лупроводниках. Phys. Today, 1959, v. 12, № 9, р. 30.
42. М а р 1 е Т. G., Bess L., G е b b i е Н. А. Изменение
шума в германии в зависимости от окружающей среды. J. Appl.
Phys.,. 1955, v. 26, №4, р. 490.
43. В г о р h у J. J. Характер l/f-шума в полупроводниках. В сб.
Solid State Physics in Electronics and Telecommunications,
1958, v. 1, p. 548, Brussel.
44. W a t k i ns T. B. l/f-шум в германиевых диодах. В сб,
Solid State Physics in Electronics and Telecommunications.
1958, v. 1, p. 565—574, Brussel.
45. F i r 1 e T., Winston H. Измерение шума в полупровод-
никах на очень низких частотах. J. Appl. Phys.,-1955, v. 26,
р. 715.
46. П и к у с Г. Е. Контактные явления! В сб. Полупроводники
в науке и технике, под ред. А. Ф. Иоффе, т. 1. Изд-во ино-
странной. литературы, 1958.
47. S a h S. Т., Noyce R. N., Shockley W. Генерация
и рекомбинация носителей в р-п переходах и характеристики
р-п переходов. Proc. IRE, 1957, v. 45, № 9, р. 1228—1243.
48. GuggenbuehlW. Теоретические предпосылки физического
обоснования эквивалентной схемы полупроводниковых диодов
при высоких плотностях тока. Arch, electr. Ubertr., 1956, Bd.
10, S. 483.
49. M i s a w a T. Сопротивление растекания диодов на высоких
частотах. J. Phys. Soc. Japan., 1957, v. 12, p. 882.
50. Кузьмин А. Д. Измерение коэффициента шума радио-
приемников, Госэнергоиздат, 1955.
ЗВ* 69
61. Валитов Р. А., Палатов К. И., Черный А. Е.
Методы измерения основных характеристик флуктуационных
сигналов. Изд-во Харьковского университета, Харьков, 1961.
52. Т е т е р и ч. Генераторы шума. Госэнергоиздат, 1961.
53. Т е р м е н Ф., Петтит Дж. Измерительная техника
в электронике. Изд-во иностранной литературы, 1955.
4. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
4.1. ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ И КОНСТРУКЦИИ
ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
Выпрямительные устройства — наиболее обширная, но
не исчерпывающая все возможности выпрямительных дио-
дов область их применения. Выпрямительные диоды широко
используются для развязок в электрических цепях, в цепях
управления и коммутации, для ограничения выбросов напря-
жений в схемах с индуктивными элементами, а также во
всех сильноточных цепях, где необходим вентильный эле-
мент и не предъявляется жестких требований к временным
и частотным параметрам электрического сигнала.
Полупроводниковые выпрямительные (их часто называют
также силовые) диоды по сравнению с вакуумными диодами
обладают рядом существенных преимуществ: имеют более
высокий к. п. д.; не требуют расхода мощности для подо-
грева катода и поэтому постоянно готовы к действию; выде-
ляют при работе меньшее количество тепла; имеют Значи-
тельно большие, чем вакуумные, срок службы и надеж-
ность. Кроме того, полупроводниковые диоды обладают
малыми габаритами и большой стойкостью к механическим
воздействиям, что является одним.из существенных факто-
ров, определяющих выбор радиоэлементов при конструиро-
вании современной радиоэлектронной аппаратуры. Поэтому
в настоящее время в выпрямительных устройствах для пи-
тания радиоэлектронной аппаратуры полупроводниковые
вентили почти полностью вытеснили вакуумные кенотроны.
Полупроводниковые выпрямительные диоды по типу при-
меняемого исходного материала делятся на германиевые
и кремниевые1. Благодаря очень большой величине отноше-
1 Селеновые и купроксные выпрямители, а также диоды на
токи свыше 10 а в данной книге не рассматриваются Их устройство
и применение описано, например, в работах [3, 5].
6J
ния прямого тока к обратному германиевые и кремниевые
диоды представляют собой превосходные ключи, почти без
потерь пропускающие ток только водном направлении. Ма-
лые выделения тепла при работе у германиевых и кремние-
вых диодов по сравнению с селеновыми и купроксными вы-
прямителями позволяют при тех же размерах вентилей
управлять значительно большими мощностями.
В настоящее время наибольшее распространение полу-
чили кремниевые выпрямительные диоды. Кремниевые
диоды имеют во много раз меньшие обратные токи при оди-
наковом напряжении, чем германиевые. Физические свой-
ства кремния позволяют получать диоды с очень высокой
величиной допустимого обратного напряжения, определяе-
мой напряжением пробоя р-п перехода. Это напряжение
может достигать 1000 — 1500 в, в то время как у германие-
вых диодов оно лежит в пределах 100 — 400 в. Работо-
способность кремниевых диодов сохраняется при температу-
рах от —60 до +(125 — 150)° С, германиевых — лишь от
—60 до +(70 — 85)° G. Это обусловлено тем, что при тем-
пературах выше 85° С тепловая генерация электронно-
дырочных пар в германии становится столь значительной,
что происходит резкое увеличение обратного тока и эффек-
тивность работы выпрямителя падает.
Однако, несмотря на перечисленные выше преимущества
кремниевых диодов, в выпрямительных устройствах низ-
ких напряжений выгоднее применять германиевые диоды.
Это объясняется тем, что у германиевых диодов можно
получить величину сопротивления в прямом направлении,
в полтора-два раза меньшую, чем у кремниевых при оди-
наковом токе нагрузки. Следовательно, мощность, рассеи-
ваемая внутри германиевого диода, будет во столько же
раз меньше.
Основными методами получения р-п переходов для
выпрямительных диодов являются сплавление и диффузия.
Переход сплавного кремниевого диода образуется вплавле-
нием алюминия в кремний (рис. 4.1). Пластинка кремния
с переходом 2 припаивается к кристаллодержателю 4, яв-
ляющемуся одновременно основанием корпуса. К кристал-
лодержателю приваривается корпус 5 со стеклянным изо-
лятором 6, через который проходит вывод одного из элек-
тродов 3. В диффузионных диодах переход образуется при
высокой температуре диффузией примеси в кремний из ат-
мосферы, содержащей пары примесного материала. Кон-
§2
струкции диффузионных и сплавных выпрямительных дио-
дов аналогичны. Маломощные диоды, обладающие относи-
тельно малыми габаритами и весом, имеют гибкие выводы,
с помощью которых они монтируются в схемы.
Рис. 4.1. Конструкция сплавного
маломощного кремниевого диода:
/ — припой; 2— кристалл; 3~алюми-
ниевая проволока; 4 —кристаллодержа-
тель; 5 — корпус; 6 —стеклянный изо-
лятор; 7 — внешние выводы.
Рис. 4.2. Конструкция мощно-
го выпрямительного диода:
/ — кристалл; 2— припой; 3 — кри-
сталле дер житель; 4— корпус; 5 —
стеклянный изолятор; 6 ~ внешние
выводы:
У мощных диодов кристаллодержатель представляет
собой массивное теплоотводящее основание с винтом и
плоской внешней поверхностью для обеспечения надежного
теплового контакта с внешним теплоотводом (рис. 4.2).
Размеры кристалла значительно больше, чем у маломощных
диодов. Иногда между кристаллом и основанием помещают
пластинку из вольфрама или ковара, имеющего примерно
тот же коэффициент линейного расширения, что и кремний.
Этим уменьшаются механические напряжения в кристал-
ле при изменении температуры.
$
Выпрямительные столбы представляют собой несколько
специально подобранных диодов, соединенных последова-
тельно и залитых полимеризованной смолой. Некоторые
типы выпрямительных столбов содержат несколько цепо-
чек диодов и могут использоваться *’в мостовой схеме
выпрямления и в схеме удвоения напряжения.
4.2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
И МЕТОДЫ ИХ ИЗМЕРЕНИЯ
При использовании диодов в ключевых и логических
устройствах, в цепях постоянного тока важно знать такие
их основные статические параметры, как
прямое падение напряжения (7пр и
постоянный обратный ток /ОбР (см. § 2.1).
Динамическими параметрами выпрямительных диодов,
характеризующими их работу в выпрямительных схемах,
являются:
/выпР — среднее за период значение выпрямленного
тока;
и„Р ср — среднее значение прямого падения напряже-
ния при заданном среднем значении прямого тока;
/обР сР — среднее значение обратного тока, среднее за
период значение тока в обратном направлении при задан-
ном значении обратного напряжения;
Uo6p ср — среднее за период значение обратного напря-
жения;
А/ — диапазон частот, в пределах которого выпрям-
ленный ток диода не уменьшается ниже заданного уровня.
Существует еще несколько параметров выпрямительных
диодов, которые могут потребоваться при расчете и констру-
ировании схем. К ним относятся:
— дифференциальное сопротивление 7?д;
— емкость диода Сд, слагающаяся из емкости конструк-
ции корпуса и емкости р-п перехода при заданном напряже-
нии смещения (§ 2.1; 2.2; 2.5);
— тепловое сопротивление 7?тк: отношение разности
температур между р-п переходом и корпусом диода к мощ-
ности, рассеиваемой на диоде в установившемся режиме.
Предельно допустимыми эксплуатационными режимами
являются те режимы, при которых диод может работать
64
с заданной надежностью в течение установленного срока
службы.
Предельно допустимый режим выпрямительных диодов
характеризуют максимальными значениями выпрямленного
ТОКА Iпр макс и обратного напряжения ПОбР Макс> максимальной
и минимальной температурой окружающей среды, макси-
мально допустимой мощностью Рмакс, рассеиваемой на диоде.
Кроме того, для выпрямительных диодов задают макси-
мально допустимое значение импульса прямого и выпрям-
Рис. 4.3. Зависимость прямого падения напря-
жения от температуры для диодов типов Д7,
Д205, Д211.
ленного тока. Этот параметр используется обычно при
расчете переходных процессов в моменты включения выпря-
мителей, работающих на емкостную нагрузку.
Постоянное прямое напряжение. От величины £7пр, как
уже указывалось, зависит величина рассеиваемой диодом
мощности и, следовательно, экономичность выпрямитель-
ного устройства. У современных выпрямительных диодов
величина t7np при всех значениях рабочих токов не превы-
шает 1 в для германиевых и 1,5 в для кремниевых приборов.
При постоянном прямом токе величина падения напря-
жения на диоде с ростом температуры уменьшается. При
малых прямых токах, примерно 1 — 2 ма, прямое падение
напряжения на диоде уменьшается по линейному закону.
Это подтверждается экспериментальными зависимостями,
показанными на рис. 4.3. Как у германиевых, так и у крем-
ниевых диодов ТКН лежит в пределах 1,2 4- Змв!град-
Зависимость прямого падения напряжения оттемперату-
ры должна учитываться при выборе типа диода для уст-
ройств, работающих в широком интервале температур.
Метод измерения напряжения С7пр описан в § 2.3.
Постоянный обратный ток. Рассмотрим основные факторы
от которых зависит величина каждой из трех составляющих
обратного тока диода (§ 1.2) при напряжениях, далеких
от области пробоя.
Значение теплового тока 10 (или обратного тока насыще-
ния) пропорционально величине п(- . Поскольку для крем-
ния собственная концентрация пг- намного меньше, чем
для германия (приблизительно на 3 порядка), то тепловой
ток кремниевых диодов при одной и той же температуре
на 6 — 7 порядков меньше, чем германиевых при одина-
ковой цлощади перехода.
Зависимость теплового тока /0 от температуры Т экспо-
ненциальная:
в
/0 = Ле Т, (4.1)
где А — коэффициент, слабо зависящий от температуры;
В — постоянная величина.
Приближенные расчеты показывают, что тепловой ток
удваивается у германиевых диодов на каждые 7 — 10°,
у кремниевых — на каждые 8 — 12° С приращения темпе-
ратуры окружающей среды.
Ток термогенерации Ig при нормальной температуре
у германиевых диодов пренебрежимо мал по сравнению
с тепловым током. У кремниевых диодов, наоборот, ток Ig
превышает тепловой в сотни раз. Величина тока Ig прибли-
зительно пропорциональна значению UO6p и увеличивается
с ростом температуры [2].
В отличие от токов /0 и Ig, текущих через всю площадь
р-п перехода, третья составляющая обратного тока — ток
утечки /у, обусловлена проводимостью поверхности крис-
талла в области выхода наружу перехода. Поверхностная
проводимость вызывается многими факторами, которые
трудно учитывать и контролировать при изготовлении дио-
дов. К этим факторам относятся [ 1 ]: нарушение правиль-
ности кристаллической решетки на поверхности кристалла,
наличие окисных пленок, концентрирующих молекулы
воды и других веществ, различного рода загрязнения по-
верхности, в той или иной мере неизбежные в процессе из-
готовления, и др. На эквивалентной схеме диода ток
утечки отражается включением параллельно р-п переходу
активного сопротивления Дут.
Ток утечки в реальных выпрямительных диодах дости-
гает значительной величины, превышающей сумму токов
/о и 1g- Это приводит к тому, что обратный ток у кремниевых
диодов приближается по величине к обратному току гер-
маниевых диодов, отличаясь от него всего на 1,5 — 2 поряд-
ка-.
Рис. 4.4. Обратные ветви вольтамперных характеристик германием
вых (а) и кремниевых (б) диодов.
Для иллюстрации влияния токов /ои/уна обратную
ветвь вольтамперной характеристики выпрямительных
диодов на рис. 4.4 показаны области обратных токов усред-
ненных характеристик германиевого диода Д7 и кремние-
вого Д207, имеющих приблизительно одинаковые размеры
р-п перехода.
Слабый наклон обратных характеристик германиевого
диода Д7 свидетельствует о том, что основную часть обрат-
ного тока составляет независящий от напряжения ток /0;
Характеристики диода Д207 имеют сильный наклон; основ-
ными составляющими обратного тока являются токи Ig и /у.
Значительная величина тока /у у тех и других диодов
приводит к тому, что температурные зависимости их обрат-
ных токов в сильной степени отличаются от упомянутого
выше закона «удвоения». Ток утечки, увеличивая абсолют-
ную величину /Обр, ослабляет его зависимость от темпера-
туры. Ток утечки является также основной причиной неста-
бильности обратного тока во времени. Зависимость обрат-
ного тока от температуры для маломощного диода типа
Д217 показана на рис. 4.5. Схема измерения обратного тора
диодов изображена на рис. 2.10. По этой же схеме можно
производить исследование нестабильности обратного тока:
вместо измерителя тока включают самопишущий прибор
нужной чувствительности и определяют абсолютную вели-
чину максимального изменения /Обр в течение заданного
интервала времени.
Дифференциальное сопротивление для. прямой ветви
характеристики выпрямительного диода приблизительно
равно сопротивлению базы.
Рис. 4.5. Зависимость тока
/Обр от температуры в партии
маломощных кремниевых дио-
дов Д217.
Действительно, из выраже-
ния для вольтамперной ха-
рактеристики с учетом сопро-
тивления базы при Т=300° К
имеем
п ( 0,026 . \ ..
Кд = “Г—п + Гб)’ 0М- (4-2)
\ 7 пр’ и /
Значение сопротивления
Гб современных выпрямитель-
ных диодов равно примерно
1 ом. Следовательно, при то-
ках 0,2 — 0,3 а первым сла-
гаемым в выражении (4.2)
можно пренебречь.
Дифференциальные сопро-
тивления диода в прямом и
обратном направлении, а также часто используемые при
расчетах сопротивления постоянному току
ЯпР - и яобр -
7 пр 7 обр
(4.3)
можно определить по статическим вольтамперным харак-
теристикам графо-аналитическим способом.
Методика экспериментального определения величины Дд
описана в гл. 5.
Среднее значение прямого падения напряжения и сред-
нее значение обратного тока. При работе диода в схеме вы-
прямителя форма импульса тока через диод сильно отли-
чается от формы импульса прямого падения напряжения на
диоде. Причиной этого является нелинейность вольтампер-
ной характеристики диода. Даже при достаточно точном
аналитическом представлении вольтамперной характеристи-
63
Кй вычисление среднего значения падения напряжения на
диоде весьма затруднительно. Поэтому величину Unp ср зада-
ют в качестве параметра выпрямительного диода при номи-
нальном токе.
Среднее значение обратного тока /обрср при макси-
мально допустимой амплитуде обратного напряжения
является характеристикой запертого вентиля. Величина
Iобрср увеличивается с ростом тока /прср> так как, чем
Рис. 4.6. Схема для измерения средней величины прямого падения
напряжения и обратного тока выпрямительных диодов:
ГН—генератор регулируемого напряжения; ГТ — генератор регулируемого
тока; и Пя — переключатели для коммутации цепей прямого падения на-
пряжения и обратного тока; ИТ, ИН — измерители тока и напряжения; Г.—
калиброванный резистор, ИД — исследуемый диод.
больше амплитуда импульсов прямого тока, тем выше
температура нагрева р-п перехода и больше величина
обратного тока. Ток /ОбрсР увеличивается также .с ростом
частоты приложенного напряжения. Схема измерения па-
раметров диода С7пр ср и /обр ср изображена на рис. 4.6.
Эта схема имитирует работу диода в режиме однополу-
периодного выпрямления. Нужный режим диода устанав-
ливается с помощью генераторов напряжения ГН и
тока ГТ.
Переключатели и Л2 служат,для коммутации цепей
прямого тока и обратного напряжения. Переключение
должно происходить в моменты равенства нулю тока
или напряжения с запаздыванием или опережением не
более 1 мсек при частоте 50 гц. Задержка или опережение
69
момента переключения на время, превышающее указанную
величину, приведет к значительной ошибке при измерениях
величин Unp ср и /обр ср. В качестве переключателей /?! и П2
обычно используют электромеханическое реле. На обмотки
реле через регулируемые фазокорректирующие RC -цепи
подается напряжение той же частоты, на которой произ-
водится измерение.
При измерении тока /о6р ср необходимо помнить что
амплитуда обратного напряжения не должна превышать
величину t/обр макс, которой соответствуют показания из-
мерителя ИН^,
j j t^o6p Макс
иобр ср — 3Д4
Схему измерения рис. 4.6 можно использовать для наблю-
дения динамических вольтамперных характеристик на
экране электронного осциллографа. Для этого последо-
вательно с диодом включают калиброванный резистор R
с небольшим сопротивлением и напряжение с него подают
на вход усилителя вертикального отклонения осциллографа.
На вход усилителя горизонтального отклонения подается
напряжение, снимаемое непосредственно с диода ИД. При
этих измерениях генератор развертки осциллографа должен
быть выключен.
Перед измерением динамических параметров Unp ср и
/обр ср выпрямительных диодов средней и большой мощности
они должны быть установлены на теплоотводящих шасси
соответствующей площади. В течение некоторого времени
после включения диода в номинальный режим величина
обратного тока может немного увеличиваться. Это связано
с постепенным прогревом диода и теплоотвода и не может
расцениваться как нестабильность обратного тока, о кото-
рой упоминалось выше.
Максимальное обратное напряжение. При подаче на
диод обратного напряжения большой величины может нас-
тупить пробой перехода, признаком которого является
резкое увеличение обратного тока (см. § 1.5, а также § 5.2).
Величина пробивного напряжения зависит как от конструк-
тивных и технологических факторов, так и от физических
свойств полупроводника [1, 2, 7].
Необходимо отметить, что выпрямительные диоды могут
быть выведены из строя даже в том случае, когда при пробое
на р-п переходе рассеивается в десятки раз меньшая мощ-
70-
ность, чем он может рассеивать при протекании тока в пря-
мом направлении. Это является следствием того, что
из-за неравномерности р-п перехода по толщине пробой
может возникнуть в небольшой области, где и будет рассеи-
ваться вся мощность.
Так как пробой р-п перехода приводит к отказу диода,
величина максимально допустимого напряжения любой
формы и частоты задается с достаточным запасом по отноше-
нию к пробивному напряжению. При этом обеспечивается
гарантируемая изготовителем надежность работы выпрями-
тельных диодов.
Диапазон рабочих частот. С повышением частоты пере-
менного напряжения, подводимого к диоду, его выпрямляю-
щие свойства ухудшаются, величина выпрямленного тока
уменьшается. Это связано с тем, что на высоких частотах
неосновные носители, инжектированные в базу во время
положительного полупериода переменного напряжения,
не успевают рекомбинировать. Во время отрицательного
полупериода они создают составляющую тока нагрузки,
текущую через р-п переход в противоположном направле-
нии. Чем выше рабочая частота, тем большее число неоснов-
ных носителей возвращается через р-п переход и тем больше
эта составляющая. Описанный выше процесс представляет
собой протекание переменного тока через диффузионную ем-
кость СДИф р-п перехода (§ 1.4), эквивалентное сопротивление
которой падает с ростом частоты. Современные выпрями-
тельные диоды обычно работают без снижения выпрямлен-
ного тока на частотах до-1 кгц.
С повышением рабочей частоты или при работе в импуль-
сных режимах (например, в схемах преобразователей напря-
жения) увеличение тока неосновных носителей, текущих
через переход в обратном направлении, вызывает значитель-
ный разогрев кристалла полупроводника. Для того чтобы
суммарная мощность, рассеиваемая в диоде при прохож-
дении прямого и обратного тока, не превышала допустимой,
на частотах выше 1 кгц задают обычно процентное снижение
/выпр или оговаривают величину /Обр ср-» которая в данном
случае является критерием для определения предельно
допустимой рабочей частоты.
Максимальная рабочая температура. При повышении
температуры р-п перехода сильно увеличивается обратный
ток. Этот ток может достигнуть такой величины, что диод
практически потеряет свои выпрямляющие свойства. С рос-
71
том температуры у германиевых диодов уменьшается вели-
чина пробивного напряжения, результатом чего может
быть выход из строя диода при напряжениях, безопасных
при нормальной температуре. Длительная работа выпрями-
тельных диодов даже в облегченном режиме при предельной
температуре, как правило, вызывает необратимые изме-
нения параметров.
Кремниевые р-п переходы сохраняют выпрямляющие
свойства до температуры 150 — 170° С, германиевые — до
90 — 100° С. Учитывая, что р-п переход нагрет до темпера-
туры, большей, чем температура корпуса, а температура
последнего всегда выше температуры окружающей среды,
для кремниевых выпрямительных диодов устанавливают
величину максимально допустимой окружающей температу-
ры 125°, для германиевых 70° С. Значения этих температур
связаны с тепловыми сопротивлениями конструкции диода
и параметрами режима работы соотношениями
Тп — Тк = Rr к Р,
Tn-~Tc = RrcP, (4.4)
где Тп — температура р-п перехода; — температура
корпуса диода; Тс — температура окружающей среды;
Р — рассеиваемая мощность.
Величина мощности Р рассчитывается как сумма мощ-
ностей, рассеиваемых в диоде при прохождении тока в
прямом и обратном направлении:
Р = Рпр + Р обр.
Во многих случаях величиной Робр можно пренебречь ввиду
ее малости, а значение Рпр равно примерно 2ДПР сР /пР ср.
Для измерения температуры перехода ТП можно исполь-
зовать схему, показанную на рис. 4.7. От генератора регу-
лируемого постоянного тока ГТ j через диод проходит разо-
гревающий ток, измеряемый прибором ИТ 4. Падение
напряжения на диоде измеряется с помощью осциллографа,
имеющего вход для постоянного напряжения. После уста-
новления температуры корпуса, контролируемой с помощью
термопары, диод быстро подключается к источнику тока
ГТ г, задающему измерительный ток. Сразу же после пере-
ключения фиксируется величина напряжения на диоде. По
найденной ранее зависимости Дпр = Л^п) определяется
температура перехода Тп. По формулам (4.4) можно рас-
72
считать тепловые сопротивления 7?т к, RT с по известным
значениям Тп, Тс и Р.
Прохождение измерительного тока 1ИЗЫ не должно вызы-
вать заметного нагрева перехода. В -зависимости от типа
выпрямительного диода величину измерительного тока
выбирают в пределах от 1 до 3 ма. При таких токах является
максимальной и величина температурного коэффициента
напряжения. Предварительное определение зависимости
Рис. 4.7. Схема для измерения температуры р-п перехода:
—регулируемые источники измерительного тока; И1\, ИТа___изме-
рителиэдока.
17пр = Л^п) производится при выбранной величине /изм с по-
мощью термостата. Реальная погрешность при измерении
температуры перехода Тп составляет 10—15°С.
Тепловые сопротивления 7?тс, ° С/ет, выпрямительных
диодов имеют следующие значения:
Маломощные'диоды Д7, Д206-Д211 .... 100—130
Диоды типа Д223 ...................... 250—270
Диоды Д202-Д205 ...................... 70—80 ч
Диоды большой мощности Д242—Д248 . . Т,5—2,0.
Из формул (4.4) видно, что с повышением температуры
окружающей среды должна быть уменьшена величина
допустимой мощности рассеяния Р во избежание превыше-
ния предельно допустимой температуры р-п перехода. Един-
ственным легко осуществляемым методом увеличения допус-
тимой мощности является снижение RT с. Снизить тепловое
сопротивление можно применением теплоотводов (радиато-
ров). -Выпрямительные диоды средней и большой мощности
всегда используют с теплоотводами.
73
Основные параметры выпрямительных диодов
Таблица 4.1
Тип диодов ^ЕЫПр, а ^Пр Ср, 6 ^обр макс, в ^обр, ма обр ПРИ максимально допустимой температуре, ма Максимально допустимая температура. °C
Маломощные германиевые Д7Б— Д7Ж1 0,3 0.5 100—400 0,1 1,0 70
Маломощные кремниевые Д206— Д211 0,1 1 100—600 -0,05 0.4 120
Д217—Д218 . . 0,1 0,7 800—1000 0,05 0,15 120
Д226 - •. ' 0.3 I 400 0,03, 0,1 80
Д202—Д205 0,4 1 100—400 0,5 — 125
Д223, Д223АБ 0,05 1 50—150 0,001 0,050 125 .
Мощные германиевые
Д302—Д3051 1—10 0 25—0,3 50—200 1,25 5—25 70
Мощные кремниевые 1,25 3,0 130
Д245 10 300 3
Д248Б 5 1,5 600 3 3.0 130
Кремниевые высоковольтные
столбы Д1004—Д1008 • 0,05-0,1 5—10 2000—10000 0,1 0,25 125
Данные приведены для справок. Диоды устаревших типов, в новых разработках не применяются.
Выпрямительные диоды на токи до 10 а можно под*
разделить на три класса: 1) маломощные (/вь,Пр<400 ма),
2) мощные (/ВЫпр>1 а), 3) высоковольтные выпрямитель-
ные столбы.
Диоды одного типа делятся на группы с помощью
системы, классификационных параметров. Классифика-
ционными параметрами выпрямительных диодов являются
параметры /выпр, ^Дбрмакс, Дпр.ср. Чаще всего диоды де-
лятся на группы по величине ДОбрмакс. Параметры неко-
торых выпрямительных диодов даны в табл. 4.1.
4.3. ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ И ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЕ
СОЕДИНЕНИЕ ДИОДОВ
При необходимости получить выпрямленный ток, пре-
вышающий предельно допустимое значение для одного
диода, применяют параллельное включение однотипных
диодов. При различных величинах сопротивлений Rrp диодов
(что чаще всего встречается на практике), ток между ними
будет распределяться, неравномерно. Больший ток вызовет
повышенный нагрев р-п перехода, сопротивление 7?Г|; умень-
шится и ток еще больше возрастет. В итоге ток через диод
может превысить предельно допустимый и вывести его из
строя. Так как различие величин А?пр зависит от температуры
диодов и меняется со временем, то подбор диодов с иден-
тичными параметрами не позволяет создать надежно рабо-
тающую схему.
Поэтому при параллельном включении диодов приходит-
ся искусственно выравнивать их прямые сопротивления. Это
достигается с помощью добавочных сопротивлений £доб
небольшой величины, включаемых последовательно с каж-
дым диодом (рис. 4.8, а).
В высоковольтных цепях часто используют последова-
тельное соединение диодов. При таком соединении напря-
жение распределяется между всеми диодами. Однако необ-
ходимо учитывать, что диоды имеют разные значения вели-
чин обратного тока /Обр, а также могут обладать нестабиль-
ностью обратного тока во времени. Очевидно, что при по-
следовательном включении большая часть приложенного
напряжения будет падать на диоде с наименьшим обратным
током. При этом обратное напряжение может превысить
допустимое значение 67ОбР макс и диод окажется в режиме
пробоя. Зависимость величины /ОбР от температуры, воз-
75
можность изменения ее вследствие старения, а также раз-
личного рода нестабильности обратного тока исключают
возможность подбора диодов для последовательного вклю-
чения.
Для обеспечения надежной работы диодов прибегают
к искусственному выравниванию падений напряжений на
диодах с помощью шунтирующих сопротивлений. Шунти-
рующие резисторы одинаковой величины включаются
параллельно каждому диоду (рис. 4.8, б). При достаточно
малой величине сопротивления резистора по сравнению
с обратным сопротивлением диодов напряжения на всех
диодах будут равны.
Рис. 4.8. Параллельное (а) и последовательнее (б) соединение
выпрямительных диодов.
Определение величин выравнивающих и шунтирующих
сопротивлений может быть проведено графо-аналитическим
методом с помощью известных вольтамперных характерис-
тик [9], а также по приближенным формулам, учитываю-
щим наибольший возможный относительный разброс пара-
метров диодов:
р ^прср(п 1)
Адоб т . г
п р макс > 1 >1 1 т
р о(:р макс 1 > 1
(п О ^обр макс
(4.5)
(4.6)
где 1т — амплитудное значение тока нагрузки, постоянный
прямой ток; Um — максимальное обратное напряжение,
прикладываемое к вентильной цепи; п — число диодов,
включенных параллельно или последовательно; коэффициент
1,1 учитывает 10%-ный разброс применяемых резисторов.
Значения параметров 7пр ма1!с, t/обр макс Добр макс опреде-
ляются с помощью справочников для максимальной рабочей
температуры. При расчете схем с параллельным и последо-
76
вательным соединением при выборе числа диодов необхо-
димо правильно выбрать коэффициенты нагрузки по току и
напряжению:
а — 1т ь — ^'т
Кт — nJ ’ 11 — „11 >
пр макс обр макс
которые должны лежать в пределах 0,5 — 0,8. Следует
иметь в виду, что при значениях коэффициентов использо- .
вания, близких к .единице, мощность, рассеиваемая на
выравнивающих и шунтирующих резисторах, растет, сле-
довательно, коэффициент полезного действия выпрямителя
падает.
Необходимо также иметь в виду, что с ростом частоты
увеличивается обратный ток, и при расчетах сопротивления
7?шток /обрНужно определять экспериментально для кон-
кретных режимов работы схемы.
Для выравнивания обратных напряжений иногда ис-
пользуют шунтирование диодов конденсаторами. Примене-
ние емкостных шунтов обеспечивает равномерное распреде-
ление напряжений в широком диапазоне частот и не приво-
дит к дополнительной потере мощности. Величины шунти-
рующих емкостей подбираются обычно экспериментально.
ЛИТЕРАТУРА
1. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых при-
боров. Изд-во «Советское радио», 1963.
2. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и тран-
зисторных схем. Изд-во «Энергия», 1967.
3. П а с ы н к о в В. В., Чиркин Л. К., Шинков А. Д.
Полупроводниковые приборы. Изд-во «Высшая школа», 1966.
4. В.е д е н е е в Г. М., С к р ы п н и к С. И. Об улучшении
отвода тепла от мощных полупроводниковых приборов. В сб.
«Полупроводниковые приборы и их применение» под ред,
Я. А. Федотова. Вып. 8. Изд-во «Советские радио», 1962.
5. Геллер И. X., Мес к и н С. С. Полупроводниковые
выпрямители. В сб. «Полупроводники и их применение». Вып.
6—7. 1956.
6- «Полупроводниковые диоды и транзисторы». Справочник под
ред. И. Н. Горюнова. Изд-во «Энергия», 1964.
7. 3 е л и к м а н Г. А., Л е в е н б е р г Я. С. и др. Плоско-
стные кремниев.ыс диоды. «Электричество», 1959, № 1.
8. Степаненко И. П. Расчет шунтов и добавочных сопро-
тивлений при последовательном и параллельном соединении
полупроводниковых диодов. «Радиотехника», 1962, №
9. 3 д р о к А. Г. Параллельное включение полупроводниковых
диодов. В сб. «Полупроводниковые приборы и их применение»,
под ред. Я. А. Федотова. Вып. 8. Изд-во «Советское радиол,
1962.
77
5. СТАБИЛИТРОНЫ (ОПОРНЫЕ ДИОДЫ)'
5.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
Стабилитронами называются полупроводниковые диоды,
на вольтамперной характеристике которых имеется учас-
ток со слабой зависимостью напряжения от величины про-
текающего тока (рис. 5.1). Поэтому уровень напряжения
на таком диоде остается постоянным при изменении тока
в широких пределах. Так же как у обычных диодов, вольт-
амперная характеристика стабилитрона на участках ОБ и ОВ
достаточно точно описывается выражением (1.18). Рабочий
участок вольтамперной характеристики стабилитрона на-
ходится в области электрического пробоя-р-п перехода
(точка В на рис. 5.1)1.
Вследствие того что стабилитроны в основном изготав-
ливаются на основе полупроводниковых кристаллов с боль-
шой электропроводностью, величина обратного тока 1о
у них обычно мала (доли микроампера).
Использование явления электрического пробоя дает
возможность получить очень высокую крутизну вольтам-
перной характеристики, хорошие стабилизирующие свой-
ства при слабой зависимости напряжения стабилизации
от температуры.
Серийно выпускаемые стабилитроны подразделяются
на стабилитроны общего назначения и прецизионные.
Стабилитроны общего назначения используются прежде
всего в стабилизаторах и ограничителях постоянного или
импульсного напряжения. Кроме того, они применяются
в качестве элементов межкаскадной связи в усилителях,
релаксационных генераторах, как выпрямители, управ-
ляемые емкости, шумовые генераторы.
1 Механизмы пробоя р-п перехода описаны в § 1.5, там же при-
ведены аналитические выражения вольтамперных характеристик
в области пробоя (1.24), (1.31).
78
габаритами, устойчивостью
Б
-Рис. 5.1. Вольтамперная харак-
теристика стабилитрона
Прецизионные стабилитроны используются в качестве
источников эталонного напряжения или опорных элементов
в различных схемах, где необходима высокая точность
стабилизации уровня напряжения. Прецизионные стабили-
троны, не уступая нормальным элементам II класса по ста-
бильности во времени, выгодно отличаются от них боль-
шими рабочими токами, значительно меньшим дифферен-
циальным сопротивлением, более широким интервалом
рабочих температур, малыми
к механическим воздействиям.
Недостатками прецизионных
стабилитронов по сравнению
с нормальными элементами
можно считать отсутствие
автономии и значительные
отклонения параметров от
номинального значения.
Основными преимущества-
ми стабилитронов по сравне-
нию с другими элементами,
выполняющими аналогичные
функции, являются:
— широкий интервал зна-
чений напряжения стабилиза-
ции (от нескольких вольт до сотен вольт при рабочих то-
ках от нескольких миллиампер до нескольких ампер);
— отсутствие скачкообразного изменения напряжения
стабилизации;
— неизменность уровня напряжения стабилизации в тече- •
ние длительного времени;
— высокая степень постоянства напряжения стабили-
зации при многократных включениях и выключениях;
— ‘высокая надежность;
— малые вес и габариты;
— стойкость к вибрационным и ударным перегрузкам.
Для улучшения стабилизирующих свойств материал
перехода выбирают таким образом, чтобы дифферен-
циальное сопротивление в области пробоя было малым
[формула (1.32)].
Нужно заметить, что для развития лавинного пробоя
наряду с высокой напряженностью поля (—-105 e/сж) необ-
ходима достаточная ширина перехода, сравнимая со сред-
ней длиной свободного пробега носителя заряда. Такие
79
условия создаются в переходах, образованных полупровод-
никами с большим удельным сопротивлением. В противо-
положность этому туннельный пробой, в основе которого
лежит квантовомеханический эффект, возникает в узких
переходах между полупроводниками с малым удельным
сопротивлением.
На рис. 5.2 показаны для сравнения вольтамперные ха-
рактеристики при напряжениях, близких к пробивным, для
разных механизмов пробоя при различных температурах.
Рис. 5 2. Вольтамперные характеристики кремниевых пере-
ходов с различными механизмами пробоя, снятые при
температуре +25° С (кривые /); +100° С (кривые 2); —55° С
(кривые 5).
В качестве исходного материала для изготовления стаби-
литронов применяется в настоящее время кремний п-типа.
Выбор кремния обусловлен малым обратным током пере-
ходов в предпробойлой области и значительной крутизной
характеристики в рабочей области, а также высокой допус-
тимой рабочей температурой перехода.
При работе в области пробоя на переходе рассеивается
значительная мощность и переход разогревается. При этом
увеличивается обратный ток перехода, что, в свою очередь,
приводит к повышению разогревающей мощности^ и темпе-
ратуры перехода.1 При некоторых условиях такой процесс
может стать лавинообразным; происходит так называемый
тепловой, пробой перехода (§ 1.5). Особенностью теплового
пробоя является возникновение на вольтамперной характе-
ристике участка с отрицательным сопротивлением (рис. 2.1).
Вследствие того что у кремниевых переходов величина
обратного тока во много раз меньше, чем, например, у гер-
* 80
маниевых, вероятность развития в них теплового пробоя
существенно меньше.
Дифференциальное сопротивление Rfl стабилитронов
уменьшается обратно пропорционально величине тока
[см. формулы (127) и (1.32)]. На рис. 5.3 показана зависи-
мость Rn от тока для стабилитрона КС147А.
Рис. 5.3. Зависимость диффе
ренциального сопротивления
стабилитрона КС147А от тока
стабилизации
Рис. 5.4 Зависимость диффе
ренциального сопротивления
от напряжения стабилизации.
При одном и том же токе величина сопротивления Rn
зависит от напряжением стабилизации. Связь между вели-
чиной Кд и напряжением стабилизации для стабилитронов
типа КС168А, показана на рис. 5.4. При увеличении напря-
жения от 5 до 7 в происходит резкое уменьшение сопротив-
ления Кд. Для стабилитронов с напряжением стабилизаций
свыше 7 в величина Кд снова возрастает.
Наличие минимума величины сопротивления Кд связано
с тем, что в области напряжений 3 — 7 в лавинный и туннель-
ный механизмы пробоя действуют совместно. По мере уве-
личения напряжения туннельный ток уменьшается (вслед-
ствие расширения перехода), а лавинный возрастает; при
напряжении около 7 в остается преимущественно ла-
винный пробой, характеризующийся очень малым диффе-
ренциальным сопротивлением в этой области напряжений.
4 Зак. 175 8 81
5.2. ЗАВИСИМОСТЬ НАПРЯЖЕНИЯ СТАБИЛИЗАЦИИ
ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ
для переходов с различным
напряжением пробоя.
Важнейшей характеристикой стабилитронов является
зависимость напряжения стабилизации (пробоя) от темпера-
туры.
Характер изменения температурного коэффициента
напряжения стабилизации (ТКН) для стабилитронов с раз-
личным напряжением пробоя показан на графике рис. 5.5.
У сравнительно высоковольт-
ных стабилитронов с лавинным
механизмом пробоя ТКН поло-
жителен. Для лавинного меха-
низма пробоя основной причи-
ной температурной зависимости
пробивного напряжения являет-
ся изменение средней длины
свободного пробега носителей
заряда. С увеличением темпера-
туры растет количество столк-
новений носителей заряда с ато-
мами решетки и средняя длина
свободного пробега падает. Это
означает, что для приобретения
энергии, достаточной для ударной ионизации при повышен-
ной температуре, электрон должен двигаться в более силь-
ном электрическом поле. Следовательно, пробивное напря-
жение при увеличении температуры должно увеличиваться.
Из рис. 5.5 видно, что у низковольтных стабилитронов при
напряжении Дст около 5 а и ниже ТКН отрицателен. Это
значит, что напряжение пробоя уменьшается с ростом тем-
пературы. Такая зависимость характерна для переходов
с туннельным пробоем. Вероятность туннельного перехода
электрона из валентной зоны в зону проводимости очень
сильно зависит от ширины запрещенной зоны (см. гл. 1,
формула (1.24)].
При увеличении температуры ширина запрещенной
зоны уменьшается. Ток, обусловленный туннельным эффек-
том, резко увеличивается. Таким образом, с ростом тем-
пературы напряжение пробоя низковольтных переходов
надает.
Температурные изменения напряжения стабилизации
можно компенсировать следующими способами.
82
Последовательно со стабилитроном, имеющим положи-
тельный ТКН и работающим при обратном смещении, вклю-
чают один или несколько диодов в прямом направлении.
Известно, что прямое падение напряжепия па диоде линейно
уменьшается при увеличении температуры (примерно на
2 мв/° С (см. гл. 2). Поэтому увеличение напряжения ста-
билизации компенсируется уменьшением напряжения на
диодах.
Такой способ компенсации используется в прецизион-
ных стабилитронах типа Д818. В этих стабилитронах после-
довательно с основным включены в прямом направлении два
Рис. 5.6. Зависимость напряжения стаби-
лизации и прямого напряжения от тем-
пературы.
компенсирующих р-п перехода. Величина ТКН у подобного
типа стабилитронов может быть очень малой (0,001 %/° С).
Однако трудность изготовления таких прецизионных стаби-
литронов ограничивает их широкое применение.
В качестве термокомпенсирующих элементов можно
использовать стабилитроны, работающие в прямом направ-
лении.
На рис. 5.6 показаны изменения напряжений Дст и Unp
в широком диапазоне температур для диода типа Д813.
Пользуясь такими графиками, можно найти число последо-
вательно включаемых компенсирующих переходов, обеспе-
чивающих требуемую величину суммарного ТКН.
Следует отметить, что суммарный ТКН цепочки из после-
довательно включенных основного и компенсирующего
переходов зависит от величины протекающего через них
тока. Это объясняется тем, что абсолютная величина темпе-
4? 83
ратурного коэффициента прямого падения напряжения на
диоде уменьшается обратно пропорционально логарифму
тока. В то же время величина температурного коэффициента
напряжения стабилизации от тока практически не Зависит.
Рис. 5.7. Зависимость температурного
коэффициента прямого (апряжения от ве-
личины тока
Рис. 5.8 Схема компенсации
изменений напряжения стабили-
зации с помощью резистора с по-
ложительным ТКС.
На рис. 5.7 приведена примерная зависимость температур-
ного коэффициента прямого падения напряжения 7Л,Р от ве-
личины прямого тока для стабилитронов типов Д808 — Д813.
Изменением величины прямого тока через р-п переходы
можно в некоторых преде-
лах регулировать величи-
ну суммарного ТКН.
Температурные изме-
нения напряжения высоко-
вольтных стабилитронов
(у которых Дст х 30 в и
выше) удобно компенсиро-
вать включением последо-
вательно с ними терморе-
зисторов типов ММТ, КМТ
или НКПС, имеющих отрицательный температурный
коэффициент сопротивления (ТКС).
В некоторых случаях, когда ток в нагрузке, подключен-
ной к стабилитрону, остается неизменным, возможно при-
менение схемы компенсации, изображенной на рис. 5.8.
Последовательно с нагрузкой R„ включен компенсирующий
резистор RK. Величина сопротивления резистора RK и
84
его температурный коэффициент выбирают таким образом,
чтобы абсолютное изменение напряжения на нем в нужном
температурном интервале было равно изменению напряже-
ния на стабилитроне ДР
Воздействие температуры вызывает зависимость напря-
жения стабилизации Дст от времени при резком изменении
тока через стабилитрон (например, при включении питания
или при быстрой смене температуры окружающей среды).
Напряжение стабилизации у диодов типов Д808 — Д813
устанавливается, например, через 4 — 6 мин после вклю-
чения тока. Абсолютное изменение напряжения стабилиза-
ции за указанное время пропорционально рассеиваемой на
переходе мощности, температурному коэффициенту напря-
жения аи и величине теплового сопротивления перехода
стабилитрона Дтс:
АДст Дст^ст auRтс- (5.1)
Величина 7?тс для стабилитронов типов Д808 — Д813 равна
примерно 0, ГС/жт.
В последнее время появился особый вид низковольтных
стабилитронов — стабисторы. В стабисторах рабочей явля-
ется прямая ветвь вольтамперной характеристики диода.
При этом в технических условиях нормируется не только
величина прямого падения напряжения (напряжения стаби-
лизации), но и величина ТКН. В качестве стабисторов могут
быть использованы кремниевые диоды.
Перспективными являются также селеновые стабисторы.
У одного из типов стабисторов с диаметром селеновой шайбы
7,2 мм, напряжение стабилизации при токах 0,5 — 2 ма
составляет 0,75 ± 0,05 в; динамическое сопротивление —
около 50 ом.
5.3. ЕМКОСТЬ СТАБИЛИТРОНОВ
Стабилитроны, в основном, используются при обратном
смещении перехода. Главную роль при этом играет барьер-
ная емкость, имеющая вследствие малой ширины перехода и
его относительно большой площади значительную величину.
Так как р-п переход в стабилитроне, как правило, очень
резкий,’ то зависимость емкости диода от напряжения имеет
вид
Сд((Д = Сд(Д0)]Л^. (5.2)
где Сд(Д0) — емкость при напряжении До.
85
Следует отметить, что добротность стабилитрона-конден-
сатор а весьма велика (50 — 100) вплоть до частоты ~ 1 Мгц.
Это объясняется тем, что сопротивления сильно легирован-
ных р- и «-областей перехода очень малы. Кроме того, для
него характерна малая величина обратного тока (обратное
сопротивление достигает сотен мегом) даже при напряже-
ниях, близких к пробивному. Вследствие этого стабилитро-
ны типа Д808 — Д813 иногда используются в качестве ва-
рикапов.
5.4. ШУМЫ И СТАБИЛЬНОСТЬ ПАРАМЕТРОВ
У стабилитронов с лавинным механизмом пробоя (на-
пример, Д808 — Д813) в области формирования пробоя
(при токах 0,1 — 1,0 ма) наблюдаются спонтанные флук-
туации тока и напряжения (шумы). Эти флуктуации вызы-
ваются, образованием и возникновением «микроплазм»—•
микроучастков перехода, в которых развивается пробой.
Это могут быть так называемые «слабые места» перехода:
локальные концентрации примесей, механические напряже-
ния, металлические включения и др. Пробой в микроплазмах
носит неустойчивый, прерывистый характер. Эффективное
напряжение шума на стабилитроне (при питании его от гене-
ратора тока) достигает нескольких сотен микровольт. Спектр
шума — равномерный в диапазоне частот от 0 до 20 кгц.
У стабилитронов с туннельным механизмом пробоя
шумы не возникают.
Однако во всех переходах наблюдается неравномерное
распределение тока при пробое. Оказывается, что в зави-
симости от технологических факторов и степени чистоты и
совершенства исходных кристаллов полупроводника пло-
щадь, охваченная пробоем, составляет 10 — 50% от гео-
метрической площади перехода.
Неоднородность распределения и неустойчивость тока
являются основной причиной нестабильности параметров
стабилитронов при малых рабочих токах. Вследствие этого
в технических условиях на них оговаривается минимальное
значение тока, при котором обеспечивается устойчивая
стабилизация напряжения.
Величина напряжения стабилизации стабилитронов при
неизменных токе и температуре меняется во времени очень
мало. Определение величины изменения напряжения ста-
билизации с течением времени (временного дрейфа) затруд-
86
нительно, так как при этом необходимо с большой точностью
измерять или поддерживать постоянную температуру.
Напряжение стабилизации U„ у стабилитронов типа
Д808 при работе в течение 5 000 час меняется не более чем
на 0,01 — 0,02%. Такой временной дрейф имеют и нор-
мальные элементы II и III классов.
5.5 ТЕХНОЛОГИЯ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
И КОНСТРУКЦИИ СТАБИЛИТРОНОВ
В технологии изготовления стабилитронов используются
сплавной, диффузионный, диффузионно-сплавной и другие
методы создания переходов. Наиболее распространен сплав-
ной метод, обеспечивающий получение резких переходов.
Таким способом изготовлены стабилитроны общего наз-
начения типов Д808 — Д813, К.С156А, К.С168А й др. Исход-
ным материалом для них служит пластинка кремния л-типа
с удельным сопротивлением 0,026 — 0,12 ом • см. В нее вплав-
ляется алюминий (акцепторная примесь для кремния).
Технологическая схема изготовления высокостабиль-
ных прецизионных стабилитронов построена на использо-
вании более совершенного диффузионно-сплавного метода.
Структура таких приборов включает три перехода: основ-
ной, включаемый в обратном направлении, и два термоком-
пенсирующих, включаемых в прямом направлении. Кри-
сталл с переходами помещается обычно в герметизи-
рованный металлический корпус с изолированным выводом
(рис. 5.9, а, б). Для обеспечения герметичности при сборке
корпусов стабилитронов используют метод «холодной»
сварки.
5.6. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И МЕТОДЫ ИХ ИЗМЕРЕНИЯ
Основными параметрами стабилитронов являются:
Дст — номинальное значение напряжения' стабилизации;
/ст — номинальный ток стабилизации — значение тока
стабилизации, при котором определяются величины клас-
сификационных параметров стабилитрона;
Ат мин — минимальный ток стабилизации; при токах,
меньших минимального тока стабилизации, увеличивается
дифференциальное сопротивление перехода, пробой стано-
вится неустойчивым, резко возрастают микроплазменные
шумы;
87
Рис. 5.9. Конструкции стабилитронов:
«--маломощный стабилитрон, б —стабилитрон большой мощности: 1 — кри-
сталл с переходом; 2— внутренний вывод; 3—кристаллодер/Катель; 4—корпус;
5—изолятор; /5 —трубка: 7—внешние выводы.
Iст макс — максимально допустимый ток стабилизации
или наибольшее значение тока стабилизации, при кото-
ром обеспечивается заданная (гарантированная в техниче-
ских условиях) надежность при длительной работе; вели-
чина этого тока определяется обычно максимально допу-
стимой рассеиваемой мощностью Рмакс;
— дифференциальное сопротивление — отношение
приращения падения напряжения на стабилитроне к выз-
вавшему его малому приращению тока (при заданном токе
стабилизации);
ТКН — средний температурный коэффициент напряже-
ния, т. е. отношение относительного изменения напряже-
ния стабилизации к абсолютному изменению температу-
ры окружающей среды:
ТКН 100%;
* (^СТ2 + ^СТ1)(<2—<1)
Д{7СТ t — температурный уход величины напряжения
стабилизации — разность величин напряжений стабили-
зации, измеренная при номинальном токе стабилизации
и при двух температурах окружающей среды. ТКН связан
с AUcTt следующим образом:
ТКН ^crt.
ТКН = -Д^’
ДПСТ — стабильность величины номинального напря-
жения Йст, т. е. разность по абсолютной-величине двух
величин напряжения стабилизации стабилитрона, изме-
ренных при одной и той же температуре окружающей
среды и при номинальном токе стабилизации до и после
проведения соответствующих испытаний;
7?ст — статическое сопротивление — отношение посто-
янного напряжения на стабилитроне к току через него;
Q — критерий качества — отношение статического со-
противления к дифференциальному при данном токе ста-
билизации;
Сд — емкость стабилитрона — емкость между вывода-
ми стабилитрона при заданном напряжении;
£7пр — постоянное прямое падение напряжения при
заданном постоянном прямом токе;
fMHH, ^ма.:с — минимальное и максимальное значения
температуры окружающей среды или корпуса, при которых
4В Зак 1758 89
обеспечивается заданная надежность при длительной ра-
боте.
Классификационными параметрами стабилитронов яв-
ляются с/ст, ТКН или ДС'сто По величинам ТКН или
Л?7СТ/ обычно производится классификация только преци-
зионных стабилитронов.
Схема измерения напряжения стабилизации изображена
на рис. 5.10. От регулируемого генератора постоянного
тока ГТ через стабилитрон пропускается заданный ток и
Рис. 5.10. Схема измерения напряжения стабилизации:
ИД — испытуемый стабилитрон; ГТ — генератор регулируемого дока; ИТ—из-
меритель постоянного тока; ИН— измеритель напряжения стабилизации.
прибором ИН измеряется напряжение стабилизации. Выход-
ное сопротивление генератора тока должно удовлетворять
условию
Коэффициент пульсации постоянного тока не должен
превышать 1%. Точность установления величины тока через
стабилитрон; включая и ошибку, вызванную потреблением
прибора ИН и блока защиты, не должна превышать ±5%.
Для измерений применяются вольтметры класса 1,5.
В качестве измерителей напряжения (ИН) рекомендуется
применять электростатические вольтметры.
Дифференциальное сопротивление измеряется по схеме,
изображенной на рис. 5.11. Испытуемый стабилитрон через
измеритель тока ИТ подключают к генератору постоянного
тока ГТ\ и через конденсатор С — к генератору перемен-
ного тока ГТ2 (звуковому генератору). Переменная состав-
ляющая тока через стабилитрон должна составлять ~ 0,02 от
постоянного тока смещения. Переменное напряжение на ста-
билитроне и калибровочном резисторе R,- измеряют вольт-
метром с избирательным усилителем. Шкалу вольтметра гра-
90
Параметры некоторых стабилитронов
Таблица 5.1
Гип прибора С/ Кд > ОМ МО ТКН. %/° С ст макс при 25 °C. МО ст мин, ма Сд при ^обр = =1.6 в, tub ^обр ПРИ ^обр “ = О,7С7ст t мка ^макс при 25 °C мет.
КС133А .... 3—3.7 65 10 —0.1 ы 3 630 — 300
КС 147А . . . . 4,1—5.2 56 10 —0.08 58 3 590 — 300
КС 168 А 6,1—7.5 28 10 4-0,02 +О.о6 45 3 — — 300
Д808 7—8.5 6 5 4-0.07 33 1 350 0,1 280
Д813 ....... 11.5—14 18 5 +0.1 20 1 '220 0,1 280
Д816В 28—38 15 50 +0,15 150 10 — — 5000
Д817Б ...... 58—78 бо' 50 +0,18 75 5 — — 5000
КС920Л 102—138 150 . 50 +0 2 42 5 320 5000
КС980А 153—207 330 25 +0,2 28 2.5 — — 5000
Д818Г 9 18 10 +0.005 33 3 — — 500
дуируют в единицах сопротивления. Точность измерения
/?д зависит от точности и стабильности сопротивления резис-
тора 7?к, которое должно быть измерено с точностью!),5% на
рабочей частоте и иметь ТКС не более 10-4. Значение сопро-
тивления резистора RK должно удовлетворять условию RK =
= (0,7 — 2,0)/?д. 'Точность задания постоянного тока, про-
текающего через стабилитрон, должна быть не менее 2 %.
Рис. 5.11. Схема измерения дифференциального сопротивления;
А/Д— испытуемый стабилитрон, ГТ t— генератор постоянного гока, ГТ.^~-ге-
нератор переменного (синусоидального) регулируемого тока (звуковой гене-
ратор); ИТ — измеритель постоянного тока; ИИ—электронный вольтметр сиз
бирательным усилителем'- С —разделительный конденсатор' Як —калибровом
ный резистор
К элементам схемы измерения предъявляются следующие
требования:
— коэффициент пульсации генератора тока стабилиза-
ции не более 0,1 %;
— выходные сопротивления генераторов и входное
сопротивление избирательного усилителя должны быть не
менее 200 RK.
Источником переменного тока может служить любой гене-
ратор звуковых частот с диапазоном f = 50 -4- 2 000 гц.
Избирательный усилитель должен иметь полосу пропуска-
ния не более 0,If на уровне 0,7 и линейность не хуже 2%.
Методика измерения других параметров изложена в гл. 2.
Параметры некоторых типов стабилитронов приведены
в табл. 5.1.
5.7. ОСОБЕННОСТИ ПРИМЕНЕНИЯ СТАБИЛИТРОНОВ
При выборе режима работы стабилитрона следует учиты-
вать, что участок в начальной области пробоя является
наименее стабильным. Область рабочих токов должна быть
ограничена значениями /ст мин и lQ1 маКс, указанными
в технических условиях на стабилитрон. У прецизионных
92
стабилитронов необходимо более точно поддерживать вели-
чину номинального тока, что обеспечивает необходимую
стабильность работы приборов при изменении температуры,
а также уменьшает уход напряжения при изменении тока.
Допускается последовательное соединение любого числа
стабилитронов. Это в ряде случаев оказывается конструк-
тивно и экономически выгоднее, чем использование
одного более мощного и высоковольтного опорного диода.
При использовании стабилитронов в качестве термоком-
пенсирующих элементов необходимо обеспечивать точное
поддержание расчетного значения прямого тока и одинако-
вые температурные условия для всех последовательно вклю-
ченных приборов (например, путем термостатирования).
В целях резервирования стабилитроны одного типа могут
быть включены параллельно. В этом случае суммарная мощ-
ность, рассеиваемая на всех стабилитронах, не должна пре-
вышать максимально допустимой одного стабилитрона.
Стабилитроны средней и большой мощности при работе
должны устанавливаться на теплооотводящих шасси или
радиаторах.
' Для повышения надежности целесообразно эксплуати-
ровать стабилитроны в режимах на 20 — 30% ниже пре-
дельных по мощности рассеяния.
ЛИТЕРАТУРА
1. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и тран-
зисторных схем. Изд-во «Энергия», 1967.
2. Пи кус Г. Е. Основы теории полупроводниковых приборов.
Изд-во «Наука», 1965.
3. «Полупроводниковые диоды и транзисторы». Справочник, под
ред. Н. Н. Горюнова. Изд-во «Энергия», 1964.
4. Веденеев Г. М., Вершин В. Е. Кремниевые ста-
билитроны. Госэнергоиздат, 1961.
5. В е р ш и н В. Е. Быстродействующие полупроводниковые
переключатели. Изд-во «Энергия», 1965.
6. М и х и н Д. В. Кремниевые стабилитроны. Изд-во «Энергия»,
1965.
7. Д о д и к С. Д. Полупроводниковые стабилизаторы постоян-
ного напряжения и тока. Изд-во «Советское радио», 1962.
8. Дусавицкий Ю. Я. Температурная компенсация крем-
ниевых стабилитронов. «Радиотехника», 1962, т. 17, № 6.
9. Аладинский В. К., Белозерова Л. В., Ермо-
шин В. Д., Сущик А. С. Прецизионные кремниевые
стабилитроны. «Измерительная техника», 1964, № 8, стр. 39—42.
10. Вострокнутов Н. Н. Параметрические стабилизаторы
напряжения постоянного тока на Д818. «Измерительная тех-
ника», 1964, № 8, стр. 37—39.
93
6. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ДИОДЫ
6.1. ОСОБЕННОСТИ ТОЧЕЧНЫХ ДИОДОВ
При исследовании выпрямительных свойств полупровод-
никовых диодов было обнаружено, что с повышением час-
тоты сигнала величина выпрямленного тока значительно
уменьшается. Частотные характеристики диодов улучшают-
ся при уменьшении площади выпрямляющего контакта и
при снижении времени жизни неосновных носителей заряда.
В диапазоне десятков и сотен мегагерц в качестве достаточно
эффективных выпрямителей практически могут быть исполь-
зованы лишь точечные диоды, для которых характерна
малая площадь выпрямляющего контакта (10—5 см2 и мень-
ше). Поэтому под высокочастотными диодами обычно по-
нимают различные типы точечных диодов.
В настоящее время отечественной промышленностью вы-
пускается несколько типов германиевых точечных высокоча-
стотных диодов (например, Д2, Д9, ДЮ, Д11—14), характе-
ризующихся широким спектром значений допустимых об-
ратных напряжений (10—150в) и выпрямленных токов (3 —
50 ма). Выпускаются также кремниевые точечные диоды
Д101 — ДЮЗ и ДЮ4 — ДЮ6. Следует заметить, что
плоскостные быстродействующие импульсные диоды, в част-
ности Д219, Д220, КД503, могут успешно конкурировать
в высокочастотных схемах с точечными диодами. Однако
в большинстве случаев для ВЧ устройств по-прежнему
применяют точечные диоды.
Выпрямляющий контакт в точечных германиевых при-
борах получается путем прижима жесткой заостренной иглы
из сплава вольфрама с молибденом к поверхности кристалла
германия электронной проводимости. Размеры кристалла,
как правило, составляют 1 X 1 X 0,2 мм. Радиус области
соприкосновения иглы с германием обычно не превышает
5 — 7 мкм. Для улучшения'вольтамперной характеристики
и обеспечения ее стабильности используется электроформов-
94
ка — пропускание через контакт игла — полупроводник
мощных электрических импульсов. При этом происходит
сильное' повышение температуры непосредственно под
иглой, образование термоакцепторов в приконтактной об-
ласти и диффузия их в глубь кристалла, где.и возникает р-п
переход.
При изготовлении некоторых типов диодов на конец
контактной иглы наносят примесь, образующую акцептор-
ные центры в германии (чаще всего индий или алюминий)
Рис. 6.1 Точечный высокочастотный диод.
При электроформовке атомы акцепторной примеси вслед-
ствие разогрева приконтактной области и возникновения
сильных электрических полей диффундируют в полупровод-
ник. При этом образуется сильно легированная р-область.
По такой технологии изготавливаются, например, диоды
типов Д9 и Д18.
На рис. 6.1 показано устройство точечного высокочастот-
ного диода в стеклянном корпусе.
6.2. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ДИОДОВ
Для описания статической вольтамперной характерис-
тику высокочастотных точечных диодов используются те же
параметры, что и для диодов других типов, а именно:
Дпр — постоянное прямое падение напряжения при за-
данном прямом токе /пр;
/обр — постоянный обратный ток при заданном обрат-
ном напряжении Uoe,p.
Обычно эти параметры задаются при трех температурах
окружающей среды: нормальной (25 + 5° С), пониженной
(—60 ± 2° С) и повышенной (+70 ± 2° С для германиевых
и 120 + 2°С для кремниевых диодов).
/Пр макс — максимально допустимый прямой ток — мак-
симальное значение постоянного прямого тока, при кото-
ром обеспечивается заданная надежность при длительной
работе.
95
^оерыакс — максимально допустимое обратное напряже-
ние на диоде любой формы и периодичности, при котором
обеспечивается заданная надежность при длительной
работе.
На рис. 6.2, а показана полная эквивалентная схема
диода. Ее элементами являются:
гд — дифференциальное сопротивление р-п перехода;
Сдпф — диффузионная емкость перехода;
Сб — барьерная емкость перехода;
Рис. 6.2. Эквивалентные схемы диода:
а—общая схема: б— при прямом смещении; в — при обратном смещении.
гб — сопротивление базы;
Ск — емкость корпуса;
гут — сопротивление утечки (в основном обусловленное
проводимостью по поверхности кристалла полупроводни-
ка ’и несовершенством структуры перехода);
LK — индуктивность корпуса Диода (включая индуктив-
ность выводов и контактной иглы).
В зависимости от амплитуды приложенного к диоду
напряжения смещения и его полярности величины элемен-
тов, составляющих эквивалентную схему, принимают раз-
личные значения.
Поэтому рассмотрим отдельно случаи включения диода
в прямом и обратном направлении.
Параметры диода при прямом смещении. Один из воз-
можных режимов работы высокочастотных диодов пред-
ставляет собой наложение малого гармонического сигнала
на относительно большое постоянное прямое смещение. В
этом случае гд гут, Сдиф з> Сб и СД1|ф > Ск, эквивалентная
схема для прямого смещения диода изображена на
рис. 6.2, б.
96
Значения параметров диода выражаются соотношениями:
kT___________V 2_______
<?(/+ /0) ___________Тр___________
1 +
(6.i)
(6.2)
=А- (6-3)
где /0 — обратный ток насыщения диода.
На низкой частоте (со <£ 1/тр) и при большом смеще-
нии (/ > Л)) формулы (6.1) и (6.2) упрощаются:
Сдиф — 2kT ‘ (6.5)
В диапазоне частот 1/т^, ^со<Ч0/тЛ происходит за-
метное уменьшение активного и реактивного сопротив-
лений р-п перехода. При дальнейшем возрастании часто-
ты дифференциальное сопротивление гд и емкость СДИф
убывают пропорционально со-1/2, стремясь к нулю при
CD ~со.
Физически, уменьшение диффузионной -емкости и сопро-
тивления гд перехода с ростом частоты можно объяснить
следующим образом. Инжектированные в базу диода неос-
новные носители заряда смещаются вследствие диффузии
за время 1/со на расстояние l = ]/DI<a. Величина заряда
в базе, а следовательно, и величина диффузионной емкости
пропорциональны I. Отсюда очевидно, что с ростом частоты
диффузионная емкость должна уменьшаться.
G другой стороны, расстояние I определяет градиент
концентрации инжектированных носителей заряда вблизи
перехода: dp/dx ж АрН. Величина тока пропорциональна
dp/dx. Так как / убывает с ростом частоты, то ток увеличи-
вается. Следовательно, дифференциальное сопротивление
перехода также будет уменьшаться (рис. 6.3). Несмотря на
уменьшение емкости СДИф с ростом частоты (рис. 6.3), про-
водимость ее растет (пропорционально со'/2),.
При увеличении прямого тока из-за уменьшения сопро-
тивления гд роль емкостной составляющей в полном сопро-
97
тивлении диода,- как это следует из эквивалентной схемы
рис. 6.2, б, должна уменьшаться, и при неограниченном
увеличении этого тока, когда гд -» 0, роль емкости СДИф
должна свестись к нулю. Полное сопротивление диода при
больших прямых токах определяется главным образом
сопротивлением базы гб. Следует указать, что это сопротив-
ление не является чисто активным, а содержит также индук-
тивную составляющую, связанную с эффектом модуляции
сопротивления базы. Из-за конечного времени распростра-
Рис. б.З. Зависимость сопротивления и емкости Сдиф от частоты
сигнала, полученная на основании формул (6.1) и (6.2).
нения дырок в базовой области (близкого к тр) изменение
тока через нее отстает по фазе от изменения приложенного
к базовой области напряжения (более подробно эффект
модуляции сопротивления базы рассмотрен в гл. 7).
Таким образом, для каждого диода можно найти такое
значение прямого тока смещения, при котором изменяется
характер его сопротивления. Такие зависимости, снятые
при помощи измерителя полных сопротивлений Р2-3
(ИПСП-1), показаны на рис. 6.4. Эквивалентная схема диода
представлялась в виде параллельного соединения активно-
го, емкостного и индуктивного сопротивлений. Определи
ющим является то из сопротивлений XL или Хс, величина
которого меньше.
Для диодов типов ДЮ и Д18 величина так называемого
тока инверсии i„HE, при котором Xl -- Хс, равна несколь-
ким десяткам или сотням микроампер. Чем меньше абсо-
лютная величина сопротивления базы rg. тем больше для
данного диода величина тока инверсии. У плоскостных
98
диодов ток инверсии обычно больше, причем наблюдается
его сильная зависимость от частоты. Так, например, у дио-
дов Д311 г'ИЕВ « 0,8 ма при частоте f = 120 Мгц и возрас-
тает до 3,5 ма при снижении частоты до 30 Мгц.
Зависимость полного прямого дифференциального сопро-
тивления диода
Дд = Гп + Гб
от определяющих его величин (со. и /пр) из-за неопреде-
ленности параметра г6 можно найти опытным путем (рис. 6.5;
6.6). Из графика рис. 6.5 видно, что величина Ra при боль-
Рис. 6.4. Экспериментальные зависимости индуктивной XL и емко-
стной Хс составляющих полного сопротивления диодов ДЮ и Д18
от величины прямого тока.
Кривые 1, 2, 3 сняты соответственно при частотах 30; 70 и 120 Мгц.
ших значениях прямого тока оказывается меньшей у тех
диодов, у которых больше площадь выпрямляющего кон-
такта и больше время жизни дырок тр. При прочих равных
условиях меньшими значениями обладают диоды, у кото-
рых на конец контактной иглы нанесена акцепторная при-
месь. При малых токах кривые 7?д = f(/„,,) для всех диодов
сближаются, так как при этом определяющим является
99
дифференциальное сопротивление р-п перехода, которое
не зависит от радиуса контакта г0, удельного сопротивления
материала р и времени жизни неосновных носителей тр.
Рис. 6.5. Зависимость полного дифференциального
прямого сопротивления диодов различных типов от
прямого тока
Параметры диода при обратном смещении. При смеще-
нии диода в обратном направлении СДИф-* 0, а гл -* од.
В то же время величина гут обычно много больше гб. Сле-
Рис. 6.6. Зависимость полного
дифференциального прямого со-
противления диода от тока при
частоте 1 кгц (кривая 1) и 70 Мгц
(кривая 2)
довательно, в этом случае Диод можно заменить эквива-
лентной схемой рис. 6 2, в. (При частоте сигнала, не пре-
вышающей наивысшую рабочую частоту точечного диода,
влиянием индуктивности корпуса L.. можно пренебречь.)
100
Величина емкости перехода Сг может быть найдена из
соотношения
1,25-105 rg
]/₽•(</+ <рк) ’
(6.6)
где го — радиус контакта (перехода), см.
Барьерная емкость перехода вплоть до очень высоких
частот (101,!— 1011 гц) не зависит от частоты, и для каждого
типа диода определяется лишь величиной запирающего
(обратного ) напряжения.
Рис. 6.7. Зависимость емкости перехода от обратного
смещения для диодов различных типов.
Из графиков рис. 6.7 видно, что сильная зависимость
емкости от напряжения наблюдается лишь при малых об-
ратных напряжениях (1 — 2 в). При увеличении обратного
напряжения емкость точечных диодов можно считать прак-
тически постоянной. Емкости корпусов диодов Ск обычно
малы и составляют 0,1 пф для диода типа Д18 и 0,07 —
0,08 пф для диода Д9. Представление о величинах сопро-
тивлений утечки гут дают обратные ветви вольтамперных
характеристик точечных диодов (рис. 6.8). Даже при боль-
ших значениях обратного тока, например 10 — 15 мка для
диода Д10Б, дифференциальное сопротивление гут велико
(~10с ом при нормальной температуре).
101
Поэтому при частотах свыше 1 Мгц проводимость диода,
смещенного в обратном направлении, определяется вели-
чиной емкости Сд = С3 + Ск.
Рис. 6.8. Вольтамперные характеристики точечных диодов (а);
аппроксимация характеристики при определении прямого и обрат-
ного сопротивлений диодов (б).
Зависимость выпрямленного тока от частоты. При ис-
пользовании высокочастотного точечного диода в качестве
Рис 6.9. Схема измерения частотной зави
симостп выпрямленного тока
детектора синусоидального сигнала необходимо знать час-
тоту, при которой выпрямленный ток уменьшается на опре-
деленную величину.
102
Схема измерения выпрямленного тока в диапазоне частот
изображена на рис. 6.9. В этой схеме ТВЧ — высокочастот-
ный генератор, ИН — вольтметр, контролирующий пос-
тоянство входного напряжения, ИТ — измеритель выпрям-
ленного тока. Низшая рабочая частота диодов принята рав-
ной 0,15 Мгц, амплитуда синусоидального сигнала 1 — 1,5 в,
постоянное прямое смещение на диоде отсутствует. Вели-
Рис. 6,10. Зависимости выпрямленного тока диодов Д18 от частоты
сигнала, снятые при амплитуде входного напряжения 1 в
чину сопротивления нагрузки выбирают равной i; 10;
100 ком. Емкость конденсатора С находят из условия
где f — частота, на которой начинается заметный спад
выпрямленного тока (рис. 6.10). В величину сопротивления
нагрузки включается и выходное сопротивление ГВЧ.
6.3. ПРИМЕНЕНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ДИОДОВ
В радиоэлектронных схемах точечные диоды исполь-
зуются главным образом в качестве детекторов высокочас-
тотных сигналов, ограничителей, нелинейных сопротивле-
ний, коммутационных элементов.
Типовая схема амплитудного детектора радиовещатель-
ного приемника показана на рис. 6.11. Начальное постоян-
ное смещение в детекторах подобного типа, как правило,
отсутствует. Чтобы нелинейные искажения были минималь-
ными, подводимое к детектору высокочастотное напряжение
должно быть не менее нескольких десятков милливольт.
ЮЗ
В этом случае можно считать, что детектирование линейное
и для определения прямого и обратного сопротивлений мож-
но пользоваться кусочно-линейной аппроксимацией вольт-
амперных характеристик диодов (рис. 6.8, б).
Угол отсечки 6 тока через диод можно найти из следую-
щего уравнения:
> = (6.7)
дн л
Рис 6.11. Схема детектора амплитудно-модулирован-
ных колебаний.
Для получения на выходе детектора напряжения, близ-
кого к амплитуде входного сигнала (т. е. большого коэффи-
циента передачи К), необходимы малые углы отсечки, так как
К = cos 0. (6.8)
Входное сопротивление детектора зависит от величины
сопротивления нагрузки Дн и обратного сопротивления
диода До6р:
При расчете детектора следует учитывать значительные
уменьшения 7?о6р, при увеличении температуры диода.
Если амплитуда высокочастотного сигнала, подводи-
мого к диоду, уменьшается, то детектирование становится
квадратичным. При этом значительно увеличиваются нели-
нейные искажения, падает входное сопротивление и коэф-
фициент передачи. При детектировании сигнала с большой
амплитудой диод фактически работает в импульсном режи-
ме. Особенности работы диодов в таком режиме более под-
робно изложены в гл.' 8.
Высокочастотные диоды можно также использовать в
качестве нелинейного сопротивления в схемах автоматичес-
ки
кой регулировки усиления (АРУ). Частотный диапазон регу-
лировки делителя (рис. 6.12) при заданной неравномерности
частотной характеристики определяется емкостью диода,
поэтому необходимо, чтобы он имел минимальное зна-
чение. Для уменьшения потерь в цепи диода необхо-
димо, чтобы достаточно малое сопротивление Щл дости-
галось при минимально воз-
Рис, 6.12. Схема АРУ
Рис. 6.13. Схема двухсторон-
него ограничителя.
Испытание диодов различных типов в схеме регулируе-
мого делителя (рис. 6.12) показало, что Диоды Д2 могут быть
использованы до частот 150 Мгц. Недостатком их являетс-я
значительный спад частотной характеристики, большие
значения обратного тока и сильная зависимость от темпера-
туры, что снижает устойчивость работы схемы. Диоды типа
Д9 из-за большого значения барьерной емкости (Сб «= 1 пф)
могут быть использованы лишь до частот 30 — 50 Мгц.
Применение кремниевых точечных диодов Д104-Д106 ог-
раничивается большой величиной прямого сопротивления.
Наиболее удобны для применения в схемах АРУ при часто-
тах до 70 Мгц точечные диоды типов ДЮ и Д18 и плоско-
стные типа Д311.
Наиболее полно нелинейные свойства высокочастотных
диодов используются в ограничителях — устройствах, ам-
плитуда выходного напряжения которых остается постоян-
ной независимо от величины входного напряжения, если
только входное напряжение выше или ниже определенного
уровня, называемого порогом ограничения.
Одна из схем двухстороннего ограничителя с параллель-
ным включением диодов показана на рис. 6.13. Наиболее
жесткие требования к ограничителям предъявляются при
105
использовании их для подавления паразитной амплитудной
модуляции в приемниках многоканальных ЧМ линий
связи. Эффект подавления амплитудной модуляции возрас-
тает с ростом крутизны диода, равной S = 1/7?д.
Точечные диоды широко применяются для коммутации
высокочастотных сигналов. Преимущества полупровод-
никовых коммутационных устройств по сравнению с анало-
гичными механическими газоразрядными и ферритовыми
устройствами несомненны и заключаются в их большем быс-
тродействии, меньших габаритах и значительно более высо-
кой надежности.
Используемые в коммутаторах полупроводниковые
диоды должны обладать малым прямым дифференциальным
сопротивлением Ra (для пропускания сигнала с минималь-
ными потерями) и малой емкостью при обратном смещении
Сд (для обеспечения хорошего запирания коммутатора).
Этим требованиям хорошо удовлетворяют, например, диоды
ГД402А.Б.
ЛИТЕРАТУРА
1. Иванов С. Н., П е н и н Н. А., Скворцова Н. Е.,
Соколов Ю. Ф. .Физические основы работы .полупровод-
никовых СВЧ диодов. Изд-во «Советское радио», 1965.
2. «Кристаллические детекторы», ч. 1 и 2. Пер. с англ., под ред.
Е. Я. Пумпера. Изд-во «Сове.токое радио», 1950.
3. Калашников С. Г., П е н и н Н. А. Влияние частоты
на выпрямительные свойства полупроводниковых диодов при
малом переменном напряжении, ЖТФ, 1955, т. 25, № 6, стр. 1111
- 4. А д и р о в и ч Э. И. Проводимость и коэффициент передачи
напряжения полупроводникового диода в нестационарном ре-
жиме. ФТТ, 1959, т. 1, № 7, стр. 1115.
5. П е н и н Н. А. Влияние скорости рекомбинации у невыпрщм-
ляющего электрода на частотные свойства р-п перехода для
случая малых переменных напряжений. «Радиотехника и
электроника», 1957, т. 2, Ns 8.
6. Е л к и н Н. А., Т о щ а к о в Л. Н. Детектирование на
полупроводниковых приборах. Связьиздат, 1961
7. Гонеровский И. С. Основы радиотехники. Изд-во
«Советское радио», 1957..
8. Г*уткин Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И.
Радиоприемные устройства, ч. II. Изд-во «Советское радио»,
1963.
9. Носов Ю. Р. Расчет полупроводникового коммутатора высо-
кочастотных сигналов. «Электросвязь», 1966, № 12, стр. 18—20.
7. ВАРИКАПЫ
7.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
Варикапом называется полупроводниковый нелинейный
управляемый конденсатор, сконструированный таким об-
разом, чтобы потери в. диапазоне рабочих частот были
минимальными.
Изменяя напряжение на варикапе, подключенном к коле-
бательному контуру, можно обеспечить дистанционное и
безынерционное управление резонансной частотой контура.
Нелинейность емкости р-п перехода позволила создать новые
типы радиотехнических устройств—^.параметрические уси-
лители, схемы умножения и деления частоты и др.
Свойство емкости р-п перехода изменять свою величину
при изменении внешнего напряжения связано с наличием
объемного заряда в области потенциального барьера р-п
перехода.
В том случае, если приложенное напряжение отпирает
переход, главную роль играет емкость р-п перехода, обус-
ловленная диффузией неосновных носителей в базу (диффу-
зионная емкость СДИф). Величина этой емкости, как правило,
значительно больше барьерной. Режим работы варикапов
при прямом смещении р-п перехода характерен для приме-
нения их в схемах умножения частоты. Наконец, сущест-
вует возможность использования емкости, образованной
зарядом под поверхностью полупроводника [1, 51.
Таким образом, существует три вида нелинейной управ-
ляемой полупроводниковой емкости: две из них связаны
с наличием p-fi перехода и одна требует создания структуры
..металл—диэлектрик — полупроводник.
Однако практическому применению диффузионной и
поверхностно-барьерной емкостей препятствует их силь-
ная зависимость от температуры и частоты, высокий уровень
собственных шумов и низкая добротность. Например,
307
поверхностно-барьерная емкость имеет величину ТК.Е
2-10~3 град-1. Барьерная емкость р-п перехода лишена
указанных недостатков и поэтому широко используется
во многих радиотехнических устройствах. Основные области
применения барьерной емкости р-п перехода следующие:
— усиление и генерация СВЧ сигналов (так называемые
параметрические диоды);
— умножение частоты в широком диапазоне частот,
включая СВЧ (умножительные Диоды, работающие иногда
и в области диффузионной емкости);
— электронная перестройка часто,ты колебательных
контуров в диапазонах РуВ, УКВ, ДЦВ (собственно вари-
капы);
— в системах автоматики (варикапы с большими вели-
чинами номинальной емкости, не менее 1000 пф).
Рассмотрим принцип действия варикапов. Величина
объемного заряда Qo (см. § 1.4) зависит от приложенной
к переходу разности потенциалов U. Это свидетельствует
о том, что переход имеет некоторую емкость
Г. _ dQg
G “ w-
Зависимость емкости р-п перехода от приложенного напря-
жения рассмотрена в работах Б. М. Вула и других авторов
[6—11]. Во всех перечисленных работах рассматривается
одномерная модель р-п перехода, и зависимость С = f(U) в
общем виде получается путем решения уравнения Пуассона
d8t/(x) 4п?
dx2 ее0’
где р Y-. плотность объемного заряда, которую можно запи-
сать следующим образом:
Р = — <7 (^ — А/о+р — п).
После ряда упращений ги решения уравнения Пуас-
сона получается выражение для барьерной емкости р-п
пёрехоДа
___ ЕЕсУ
6 4nd ’
где S — площадь р-п перехода; d — ширина области объем-
ного заряда (ширина р-п перехода).
Таким образом, барьерная емкость р-п перехода равна
емкости плоского конденсатора с площадью пластин, рав-
108
ной площади р-п перехода, и с расстоянием между пласти-
нами, равным ширине области объемного заряда.
Для сплавных р-п переходов (т. е. при ступенчатом изме-
нении концентрации примесей)
(7.1)
(7.2)
Правые равенства в формулах (7.1) и (7.2) верны для вари-
капов типа Д901.
Для диффузионных переходов (т. е. в случае линей-
ного распределения концентрации примесей) с градиентом
примесей а:
d =
3"о (U + <РК)
(7-3)
Сб = S
(££о)а да
192 л2 (С + <рк) ’
см. также (1.8), (1.19).
Величины, входящие в формулы (7.1) и (7.2), имеют сле-
дующие единицы измерения и размерности: d, мкм\ U, в;
С, пф\ N, см~\ а, см~^\ S, мм2.
Для большинства реальных р-п переходов справедливо
соотношение
С = AS (С 4- <Рк)-", (7.4)
где А — постоянный для рассматриваемого случая коэф-
фициент, а п лежит в пределах -g- > п -д- .
Концентрации примесей в частях полупроводника, содер-
жащего р-п переход, как правило, резко отличаются; Если
исходный материал имеет электронную проводимость, то
концентрация акцепторов в области р на несколько поряд-
ков больше концентраций доноров в «-области. В этом слу-
чае можно считать, что объемный заряд проникает лишь
в «-область.
109
7.2. МАЛОСИГНАЛЬНАЯ ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА
ВАРИКАПА
Знание емкости р-п перехода не' может дать полного
представления о работе диода в качестве управляемой ем-
кости. Поведение варикапа будет определяться параметрами
эквивалентной схемы, а поэтому необходимо знать значения
параметров, которые они могут принимать в различных
условиях.
Полная эквивалентная схема варикапа, изображенная
на рис. 7.1, а, применима от низких до сверхвысоких частот
[2, 11, 12, 13]. Собственно р-п переход заменен /?С-цепочкой,
Рис. 7.1 Эквивалентные схемы варикапа:
а — полная; б— упрощенная; в —на низких частотах: г-на высоких частотах.
характеризующей работу варикапа на низких частотах.
На высоких частотах решающее значение приобретает сопро-
тивление rs, включенное последовательно с /?С-цспочкой;
Ск представляет собой емкость корпуса. Для известных
типов варикапов величина емкости Ск не превышает 1 —
1,5 пф. Индуктивность выводов Ls составляет величину
в несколько миллимикрогенри, и, как уже указывалось,
в диапазоне рабочих частот ее можно не учитывать. Пренеб-
регая малыми величинами Ls и Ск, можно изобразить экви-
" валентную схему варикапа, как показано на рис. 7.1, б.
Последовательное сопротивление rs практически опре-
деляет добротность варикапа в диапазоне рабочих частот
и характеризует температурные свойства добротности.
Оно представляет собой омическое сопротивление вари-
капа и состоит из распределенного сопротивления базы и
И)
сопротивления омического контакта. Сопротивление базы
зависит от удельного сопротивления исходного материала
(кремния) и геометрических размеров базы:
^ = р^, (7.5)
где w — толщина базы.
Формула (7.5) справедлива в тех случаях, когда р-п
переход расположен по всей пластине кремния или диаметр
перехода превышает расстояние между переходом и ом'и-
Рис. 7.2. Зависимость сопротивления контакта от удельного со-
противления кремния. Структура контакта:
1 — PbNiSnSb: 2 —Au Sb: 3 — NI; 4 — Ni + P; 5 — Pb Ni + Sn Sb + P;
6 —AuSb-J- P.
ческим контактом. Из формулы (7.5) видно, что для уменьше-
ния сопротивления базы-необходимо уменьшать удельное
сопротивление материала и толщину базы. Сопротивление
омического контакта также становится меньше при снижении
величины удельного сопротивления материала и полупро-
водника (рис. 7.2). Однако минимально допустимую вели-
чину удельного сопротивления материала необходимо выби-
рать с учетом требований, предъявляемых к величине рабо-
чего напряжения и к пределам изменения емкости.
Ш
Сопротивление р-п перехода. Дифференциальное сопро-
тивление, шунтирующее емкость р-п перехода, оиреде-
лястс'я физическими процессами в переходе, его вольтампер-
ной характеристикой (§ 2.1). Практически величина диффе-
ренциального сопротивления определяется величиной-токов
утечки, возникающих вследствии загрязнения поверхности
р-п перехода. Поэтому величина дифференциального сопро-
тивления оказывается ниже расчетной, однако не меньше
мегома.
Полная реактивная проводимость варикапа складывается из
емкости перехода Сб, емкости корпуса Ск, индуктивности выво-
дов Д. Поскольку Ск < Сб: то полное сопротивление
1
X = т 7 -4- ЮЙр.
1“Сб J •’
Индуктивность выводов
A.CL
= 2о In -рг • 10~9, гн.
s и
где а — длина; D — диаметр вывода.
. Полная реактивная проводимость будет иметь емкостной ха-
рактер до частоты
1
^пр ~ 2г /17с '
Частота /пр является предельно допустимой при эксплуатации ва-
рикапа и в реальных случаях близка к тысяче мегагерц.
Добротность варикапа. Зная эквивалентную схему варикапа,
можно рассчитать важнейший его параметр — добротность.
Добротность конденсатора, как известно, определяется отно-
шением реактивного сопротивления к активному, т. е.
Полное сопротивление схемы (рис. 7.1, 6) равно
Z = гх Ч- j
R + ~i^c
Приведя к общему знаменателю и умножив числитель и зна-
менатель на (1 — йоСЛ). получим
rs и>2 Сг R- -f rs 4- R — jtaCR2
co2 С2 7?2 + 1
112
откуда очевидно
х.
uCRa
u2C2R2 4- I •
(7.7)
Учитывая, что в формуле (7.6) rs/R 1, получаем выражение
для добротности
Хс__________t»CR
S R rsR+-^- + 1
(7.8)
На низких частотах, когда соблюдается неравенство rs^\/a>C,
эквивалентная схема представляет собой параллельное соединение
R и С (рис. 7.1, в). Величина добротности при этом определяется
соотношением
Qh =* wCR.
С повышением частоты выполняется неравенство
~7^--
и>С
Эквивалентная схема принимает вид, показанный на рис. 7.1, г.
В этом случае добротность зависит от величины последовательного
сопротивления rs и равна
(7.9)
По заданным величинам добротности, емкости и наивысшей рабочей
частоты можно определить максимально допустимую величину со-
противления rs.
На высоких частотах нельзя повысить добротность Q увеличени-
ем площади перехода S, так как емкость перехода пропорциональна
S, а сопротивление rs обратно пропорционально площади перехода.
Подставив в формулу (7.9) значения С и (считая, что rs « гб).
получим
<2в = — V^-'Pk)— - (7-W)
ЫШ Г* ' к/ ееор
7.3. ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУИРОВАНИЯ ВАРИКАПОВ
Из формулы (7.10) видно, что для увеличения добротности не
обходимо уменьшить толщину базы ш и удельное'сопротивление р.
Однако уменьшение величины р ограничивает пределы изменения
емкости, так как снижается величина напряжения пробоя. Основ-
ная задача конструирования варикапа состоит в том, чтобы разре-
5 Зак. 1758 НЗ
шить именно это противоречие, т. е. получить высокую добротность
(малую величину последовательного сопротивления rs) при доста-
точно большом коэффициенте перекры-
тия по емкости (при высоком пробив- Г
ном напряжении и, -следовательно, при
достаточно высоком удельном сопро-
тивлении р). Решение задачи заклю-
чается [1] в выборе минимальной ве-
личины удельного сопротивления исход-
ного материала, которая может обеспе-
чить необходимое пробивное напряже-
ние. Отсутствие у варикапа запаса по
удельному сопротивлению материала
Рис. 7.3. Структура перехода пп
(а) и р+-п-п+ (б).
требует более тщательной разработки и
более точного соблюдения технологии
создания, обработки и защиты р-п
перехода по сравнению с обычными
диодами.
С другой стороны, для повышения
добротности толщину базы выбирают
минимально возможной (примерно
10 мкм). Поскольку работа с пласти-
нами полупроводникового материала
толщиной 10 мкм невозможна, исполь-
зуют структуры типа п-п+ (рис 7.3).
При этом пробивное напряжение буду-
щего р-п перехода и величина сопротив-
ления базы определяются слоем п-типа,
так как при расчете сопротивления
базы сопротивлением слоя п+ можно
пренебречь ввиду его крайне низкого
удельного сопротивления. Эти струк-
туры получают либо специальной диф-
фузией в исходный кремний п-типа
(имеющий достаточно высокое удельное
сопротивление) с последующей шли-
фовкой слоя n-типа до необходимой
Рис. 7.4. Конструкция
варикапа типа Д901:
/ — кристалл; 2 — контакт
с выводом; 3 — сплав золо-
то-сурьма: 4 —кристалло-
держатель; 5 — внутренний
вывод; 6 —корпус: 7 —вы
воды.
толщины, либо с помощью эпитаксиальной технологии. В обоих
случаях получение слоя п-типа заданной толщины и проводимости
представляет значительные технологические трудности.
114
В показанном на рис. 7.4 сплавном варикапе типа Д901 в кри-
сталл кремния 1 с одной его стороны вплавлен в вакууме алюминие-
вый столбик 2 для получения р-п перехода, а с другой стороны —
сплав золото—сурьма (0,1% Sb) для получения омического кон-
такта 3. Эта структура вплавляется в вакууме в коваровый золо-
ченый кристаллодержатель 4. К алюминиевому столбику прикреплен
внутренний вывод 5. Соединение кристаллодержателя с баллоном 6
и выводом 7 осуществляется сплавлением в водороде.
Рис. 7.5. Разрез варикапа в «бескорпусном» оформле-
нии:
1 — кристалл; 2—контакт с выводом, 3—каучук КЛТ-30;
4 — смола ФНРК 400.
В настоящее время при изготовлении варикапов сначала из-
готавливают структуру типа р+-п-п+ (рис. 7.3, б) и омические кон-
такты к структуре на пластине кремния диаметром 25—35 мм,
и только в дальнейшем производится нарезка кристаллов нужной
площади (в зависимости от номинальной емкости), вплавление золо-
ченых выводов, химическая обработка, защита поверхности пе-
рехода и бескорпусная герметизация. Конструкция варикапа, из-
готовленного по описанной технологии, изображена на рис. 7.5.
7.4. ПАРАМЕТРЫ ВАРИКАПОВ И МЕТОДЫ ИХ ИЗМЕРЕНИЯ
Параметры варикапа, характеризующие его как полу-
проводниковую нелинейную емкость, следующие:
Сном — номинальная емкость — емкость между вывода-
ми варикапа при номинальном напряжении смещения.
Смаке— максимальная емкость — емкость варикапа при
заданном минимальном напряжении смещения.
Смин — минимальная емкость — емкость варикапа при
заданном максимальном напряжении смещения.
Qhom—номинальная добротность варикапа—отноше-
ние реактивного сопротивления варикапа к полному сопро-
тивлению потерь при номинальном напряжении смещения
на заданной частоте.
СМакс — максимально допустимое напряжение — макси-
мальное мгновенное значение переменного напряжения, при
котором сохраняется заданная надежность при длительной
работе.
5* 115
ТКЕ — температурный коэффициент емкости — отно-
сительное изменение емкости варикапа при заданном напря-
жении смещения при изменении температуры окружающей
среды на 1° С в заданном интервале температур.
п — степень зависимости емкости от приложенного
напряжения.
ТКД — температурный коэффициент добротности —
относительное изменение добротности варикапа при задан-
ном напряжении смещения при изменении температуры
окружающей среды на 1° С в заданном интервале температур.
kc — коэффициент перекрытия— отношение макси-
мальной емкости диода к минимальной.
Рмакс — максимально допустимая мощность — макси-
мальное значение мощности, рассеиваемой на варикапе,
при котором обеспечивается заданная надежность при дли-
тельной работе.
RT — общее тепловое сопротивление — отношение раз-
ности между температурой перехода и температурой окру-
жающей среды к мощности, рассеиваемой на варикапе
в установившемся режиме.
Классификация варикапов производится, как прави-
ло, по следующим параметрам: величине номинальной
емкости, величине добротности, максимально допустимому
напряжению.
Рассмотрим методы измерения основных параметров
варикапов — емкости и добротности1. При измерении этих
параметров основная трудность состоит в том, что требуются
очень малые величины переменного сигнала из-за нелиней-
ности вольтфарадной характеристики р-п перехода.
В настоящее время лучшим методом измерения емкости
является метод емкостно-омического делителя (см. § 2.5).
Для измерения добротности варикапа используется резо-
нансный метод.
Схемы измерения добротности варикапов с различной
величиной добротности изображены на рис. 7.6 и 7.7. По-
грешность измерения добротности варикапа по схеме рис. 7.6
не более ±15% (при отсутствии эталона добротности), а
при наличии аттестованного эталона (последовательной
ДС-цепочки)— не более ±10%.
1 Методика измерения указанных параметров варикапов была
предложена Э. Н. Рубинштейн.
Добротность варикапа вычисляется по формуле
1 - Q С*
где Сд — емкость варикапа, равная разности двух пока-
заний конденсатора С4; Ск — полная емкость контура,
настроенного в резонанс при заданной частоте; QK— соб-
ственная добротность контура без варикапа; Q —• показа-
Рис. 7.6. Схема измерения добротности варикапа с величиной
Сном > 50:
ГНJ — генератор синусоидальных напряжений; ИД —испытуемый диод; СУ—
линейный селективный усилитель; ИН— измеритель постоянного напряжения
смещения Е (милливольтметр или вольтметр постоянного тока); ГН2 — гене-
ратор постоянного напряжения смещения Е; И—электроизмерительный при
бор, градуированный в единицах добротности.
ние шкалы измерителя Q, выраженное в долях от мак-
симального значения шкалы, принимаемого за единицу.
Индуктивность контура находят по формуле
L — 2,54- IO4/f2CK мкгн\
сопротивление резистора R и емкость конденсаторов Сх,
С2 и С3 выбирают из условий:
R < 0,01 Дд,
С3> Ю0Ск;
С2/Сх 5s- 4 р Qk/Ck Rbx ft
117
где RBX — входное сопротивление усилителя на частоте
измерения.
При добротности варикапов менее 50 используется схема
измерения, изображенная на рис. 7.7.
Калибровка шкалы измерителя Q производится с помо-
щью эталонных параллельной и последовательной #С-цепо-
чек с величинами-емкости С и добротности Q, близкими к па-
Рис. 7.7. Схема измерения добротности варикапа с величиной
Сном С 50:
(7?! + /?2)— сопротивление нагрузки генератора напряжения (75 ом); L — ин-
дуктивность контура, настраиваемого конденсатором С8. Обозначения осталь-
ных элементов такие же, как на рис. 7.6.
раметрам измеряемых варикапов. Элементы схемы рис. 7.7
должны удовлетворять следующим условиям:
г
р, мин
1) с3> l6fRi,
С2
Су
2) пределы изменения индуктивности контура L при
перестройке
40 fzC
макс
<L<
1
W2CM[IH :
1
3) -q F 2л7?2 /См ин -С 1 a q ,
4L ^маис
где Ql — добротность катушки;
Qmekc — максимальное значение измеряемой доброт-
ности варикапа.
Переменное напряжение на варикапе рассчитывают по
формуле
( = Ur Qk
где Ur — напряжение на выходе генератора
Методика измерения остальных параметров не отличается
от методики измерения аналогичных параметров обычных
диодов.
7.5. ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ЗАВИСИЛАОСТИ ПАРАЛАЕТРОВ
ВАРИКАПОВ
Зависимости номинальной емкости от приложенного на-
пряжения, температуры и частоты. В зависимости от наз-
начения варикапов величина их номинальной емкости может
быть в пределах от нескольких пикофарад до нескольких
тысяч пикофарад. При изготовлении варикапов требуемую
величину номинальной емкости, как правило, получают
подбором площади р-п перехода. Зависимость емкости
варикапа от приложенного напряжения определяется тех-
нологией изготовления р-п перехода.
При создании варикапов, предназначенных для пере-
стройки резонансной частоты контура в широких пределах,
обычно используется сплавной метод получения р-п перехо-
да. Когда допускается меньшая крутизна вольтфарадной
характеристики, как правило, применяют диффузионный ме-
тод получения р-п перехода. Специальным распределением
концентрации примесей вблизи р-п перехода можно полу-
чить более резкую зависимость емкости от приложенного
напряжения. В этом случае величина п в формуле (7.4) на-
ходится в пределах (3>п > 0,7). Однако такие варикапы
имеют низкие рабочие напряжения, очень сложны в изго-
товлении, а величина п у них существенно отличается от
образца к образцу.
Из анализа формул, определяющих величину емкости
р-п перехода, следует, что при изменении температуры
более всего меняется величина контактной разности потен-
циалов. Поскольку влияние разности потенциалов сказы-
вается тем сильнее, чем меньше величина приложенного
к варикапу напряжения, то, очевидно, ТКЕ варикапа будет
увеличиваться с уменьшением внешнего приложенного
напряжения. Обычно величина ТКЕ при напряжении 4 в
119
составляет (400±100) • 10-6 град-1, а при напряжении 40 в—
не превышает (200-4- 100)-10~в град-1.Емкость перехода
практически не зависит от частоты в диапазоне частот от
не'скольких килогерц до тысяч мегагерц. Однако измене-
ние элементов эквивалентной схемы в диапазоне частот мо-
жет привести к изменению эквивалентной емкости вари-
капа.
Величина номинальной добротности варикапа, ее зави-
симость от приложенного напряжения, температуры, час-
тоты. Величина добротности варикапов, как видно из формул
(7.8) и (7.9), сильно зависит от частоты. При изменении
Рис. 7.8. Зависимость величины добротности варикапа
от частоты
частоты величина добротности варикапа достигает максиму-
ма на частотах 1 — 30 Мгц (рис. 7.8), после чего начи-
нает уменьшаться.
В связи с увеличением удельного сопротивления полу-
водникового материала, в частности, кремния, при повыше-
нии температуры растет величина rs. Как правило, в диапа-
зоне рабочих частот варикапов величина добротности опре-
деляется формулой (7.7), и поэтому при повышении темпе-
ратуры добротность ухудшается (рис. 7.9).
При увеличении приложенного к варикапу напряжения
его добротность улучшается. Это объясняется уменьшением
емкости (см. (7.7)) и последовательного сопротивления rs.
Величина rs зависит от толщины базы w, которая уменьшает-
ся с расширением области объемного заряда d, и, следова-
тельно, сопротивление rs также уменьшается.
Таким образом, если необходимо иметь более высокую
добротность варикапа, надо подавать на него большие на-
пряжения.
120
Измерение величины номинальной добротности варикапа
производится обычно в условиях комнатной температуры при
подаче на него переменного напряжения с амплитудой 50 мв,
имеющего частоту 50 Мгц для варикапов УКВ диапазона
с номинальной емкостью 5 — 50 пф и 10 Мгц для варикапов
КВ диапазона с номинальной емкостью 100 — 500 пф.
Большинство типов варикапов УКВ диапазона имеют
номинальную добротность
25 — 30, у л учших типов
она составляет 80 —100, у
некоторых групп равна
150 — 200.
Величина добротности
варикапа не может быть
сколь-угодно большой.
Действительно, положим
сопротивление контакта
бесконечно малым, тогда
rs=r6. Сопротивление базы
зависит от удельного со-
противления исходного ма-
териала р, толщи ньгбазы w
и площади р-п перехода.
Величина р определена за-
данным рабочим напряже-
Рлс. 7.9. Зависимость величины
добротности варикапа от темпера-
туры. Значение добротности при
t — 25° С принято за 100%
нием, а площадь р-п пе-
рехода ограничена требуемым значением номинальной
емкости. Таким образом, единственным способом повыше-
ния добротности при заданных рабочем напряжении и номи-
нальной емкости является уменьшение толщины базы.
Однако толщину базы нельзя сделать меньше ширины
области объемного заряда dKaKC. Поэтому при минимальном
рабочем напряжении
г — Р^макс
' s макс— —------.
, о
Величину £1Макс легко найти из формул (7.1), (7.3). Если
учесть технологический запас, то окажется, что величина
номинальной добротности кремниевых варикапов, ем-
кость которых пропорциональна, U~V*, не превышает 350 —
250 при рабочих напряжениях 80— 100 в. Температурные
и шумовые свойства варикапов достаточно полно изложе-
ны в работе [18].
SB Зак. 1758 121
ЛИТЕРАТУРА
1. Б е р м а н Л. С. Нелинейная полупроводниковая емкость.
Физматгиз, 1959.
2. J о и s о п Е. О. Simpliefild treatment of electric charge
relations of a semuconductor surface. RCA Rev., 1957, v. XVIII,
p. 525—555.
3. Кингстон, Нейштадтер. Вычисление пространствен-
ного заряда, электрического поля и концентрации свободных
носителей тока на поверхности полупроводника. В сб. «Проб-
лемы физики полупроводников» под ред. В. Л. Бонч-Бруе-
вича. Изд-во иностранной литературы, 1957.
4. Р f а п n , Garret. Semiconductor varactors using surface
space — charge, layers. Proc. IRE, 1959, t. 47, Ns 11,
p. 2011—2012.
5. Moll I. L. Variable capacitance with large capacity change.
IRE — Wescon, 1959, v. 3, p. 32—36.
6. В у л Б. M. О емкости переходных слоев в полупроводниках.
ДАН СССР, 1954, т. 96, Ns 2, стр. 257—259.
7. В у л Б. М. О диэлектрических свойствах переходных слоев
в полупроводниках ЖТФ, 1956, т. 25, вып. 1, стр. 3—10.
8. В у л Б. М. О емкостных характеристиках р-п переходов.
ФТТ, 1961, т. 3, вып. 1, стр. 204—205.
9. Giacoletto L. J., Junction capacitance and related
characteristics using graded impurity semiconductors, IRE
Trans., 1957, ED-4, № 3, p. 207—215.
10. C а м о й л e н к о В. И. Особенности работы полупроводни-
ковых диодов и триодов при больших напряжениях. Оборон-
гиз, 1959.
11. Frazier Н. D. Hypersensitive voltage variable capaci-
tors, Semiconductor Products., 1960, March, p. 56—59.
12. S h t r a b 1 e F. G. A voltage variable capacitor, Elect.
Indust., 1958, v. 17, № 5, p. 69—73, № 7, p. 77—80.
13. Сидоров Ю. И. Современные полупроводниковые кон-
денсаторы переменной емкости. В трудах МАИ «Применение
полупроводниковых приборов в авиационных радиотехниче-
ских устройствах», вып. 128, Оборонгиз, 1960.
14. Д е м и н В. П. Использование полупроводниковых элемен-
тов в схемах АПЧ. Известия- вузов, Радиотехника 1958, № 3.
15. С а м о й л е н к о В. И. Теория и расчет частотных модуля-
торов с применением полупроводниковых управляющих элемен-
тов. Радиотехника, 1958, т. 13, № 5.
16. Д е м и н В. П. Дискриминатор с переменной полосой про-
пускания. Радиотехника и электроника. Вып. 2, 1958.
17. Scott J. Applications of silicon p-n junction Capacitors.
Radio and Electronics Components, 1961, v. 2, Ns 10, oct,
p. 760—763.
18. Лабутин В. R. Частотно-избирательные цепи с элект-
ронной настройкой. Изд-во «Энергия», 1966.
8. ИМПУЛЬСНЫЕ ДИОДЫ
8.1. ТИПЫ ИМПУЛЬСНЫХ диодов
Импульсными называют такие полупроводниковые диоды,
которые благодаря специально принятым конструктивно-
технологическим мерам, могут работать в быстродействую-
щих импульсных схемах с временами переключения 1 мксек
и менее.
Основной причиной инерционности полупроводниковых
диодов при работе их в режиме переключения является
эффект накопления неравновесных носителей Заряда вблизи
р-п перехода. Изучение основных физических закономер-
ностей, связанных с этим эффектом, позволяет рассчитать
инерционность диода в той или иной схеме и найти техноло-
гические пути, позволяющие уменьшить эффект накопления
и повысить быстродействие диода. Кроме того, важную
роль в инерционности диода играет барьерная емкость р-п
перехода. Поскольку малое значение барьерной емкости
типично и для высокочастотных диодов, в ряде случаев
отдельные типы этих приборов с успехом используются
в импульсных схемах. Известно, что роль эффекта накопле-
ния неравновесных носителей' заряда ослабевает при умень-
шении их времени жизни. Снижение величины барьерной
емкости достигается главным образом уменьшением пло-
щади р-п перехода.
Таким образом, главные признаки, отличающие импульс-
ные диоды от других диодов, —это малая площадь р-п пере-
хода и малое время жизни неравновесных носителей заряда.
По способу изготовления р-п перехода импульсные
диоды подразделяются на точечные, сплавные, сварные, диф-
фузионные (меза и планарные). Схемы полупроводниковых
структур импульсных диодов показаны на рис. 8.1. С одной
стороны исходного кристалла создается р-п переход, обла-
дающий выпрямляющими свойствами, с другой — невы
5В* . 123
ирямляющий омический контакт. Чаще всего омические
контакты вплавные, полученные путем приплавления к
кристаллу тонкой фольги из сплава, содержащего донорную
(для полупроводника «-типа) или акцепторную примесь.
Рис. 8.1. Устройство р-п пере-
ходов точечных (а), сплавных
(б), сварных (в), диффузион-
ных меза-диодрв (г) и пла-
нарных (д):
I — р-п переход; 2— кристалл; 8 —
омический контакт.
Точечные диоды. В точеч-
ных диодах (рис. 8.1, а) вы-
прямляющий контакт полу-
чается путем прижима жест-
кой заостренной иглы из
сплава вольфрама с молибде-
ном к предварительно очи-
щенной поверхности кристал-
ла полупроводника электрон-
ной проводимости. Посколь-
ку вольтамперная характе-
ристика прижимного кон-
такта нестабильна, после гер-
метизации собранного диода
производят электроформов-
ку — пропускание через при-
жимной контакт электричес-
ких импульсов большой мощ-
ности. Под действием этих
импульсов приконтактная
область полупроводника силь-
но нагревается, и непосред-
ственно под острием иглы-
образуется небольшая по
размерам р-область.
В некоторых случаях для
улучгйения характеристик
диода на острие контактной
иглы наносят примесь, обра-
зующую акцепторные центры
в германии и кремнии (обыч-
но индий или алюминий).
Такие диоды отличаются боль-
шими размерами p-области и
значительно более высокой
прямой проводимостью, чем
чисто точечные диоды. Если
предположить, что образую-
щаяся в результате элект-
124
роформовки p-область представляет собой полусфер/
радиуса г0, то типичные значения г0 составят 5 — 10 мкм
для иглы без покрытия, 10 — 20 мкм для алюминирован-
ной иглы и 15—40 мкм для индированной иглы.
При изготовлении точечных диодов иногда применяют
германий со сниженным временем жизни неравновесных
носителей, но чаще используют стандартные марки полу-
проводников, так как в процессе электроформовки благодаря
сильным термическим воздействиям время жизни носителей
заряда в приконтактной области падает (обычно до единиц и
десятых долей микросекунды). Но и при столь малых вре-
менах жизни диффузионная длина все еще превышает нес-
колько десятков микрометров и, как правило, оказывается
больше радиуса выпрямляющего контакта. По этой причине
инерционность точечных диодов зависит не только от време
ни жизни неравновесных носителей заряда, но и в боль-
шей степени от геометрических размеров выпрямляющего
контакта. Типичным точечным импульсным диодом является
германиевый диод Д18.
Сплавные диоды. В сплавных диодах (рис. 8.1, б) р-п
переход получают вплавлением в кристалл полупроводника
электронной проводимости кусочка сплава, содержащего
атомы акцепторной примеси. Так, прй создании кремниевых
сплавных импульсных диодов в кристалл кремния вплав-
ляется конец тонкой алюминиевой проволочки. После
охлаждения в месте спая образуется очень тонкий слой крем-
ния, обогащенного алюминием и имеющего то же направ-
ление кристаллографических осей, что й исходный моно-
кристалл. Этот слой называют рекристаллизованным. Гра-
ница между исходным монокристаллом электронной про-
водимости и сильно легированным p-слоем представляет
собой р-п переход. Типичными сплавными импульсными
диодами являются кремниевые диоды Д219А — 220Б.
При создании аналогичных германиевых диодов вместо
метода сплавления в печи используют метод импульсной
сварки. К кристаллу германия, закрепленному в баллоне,
подводится тонкая золотая (с присадкой галлия) игла и
через полученный контакт пропускается импульс тока
большой амплитуды. Благодаря низкой температуре плавле-
ния сплава золото — германий (~370° С) конец золотой
иглы сваривается с германием. Несмотря на внешнее сход-
ство описанного процесса с технологией электроформован-
ных точечных диодов, получающийся при сварке р-п пе-
125
реход по электрическим свойствам практически полностью
аналогичен сплавным переходам. Описанные диоды получи-
ли название диодов с золотой связкой.’Типичным для них
является диод ГД507А.
Форма р-п перехода в сплавных и сварных диодах отли-
чается от плоской. Однако в большинстве случаев диффузи-
онная длина Lp носителей заряда в базе очень мала (не
более 20 — 30 мкм), так что радиус кривизны фронта вплав-
ления значительно превышает величину Lp. Поэтому можно
считать, что сплавные диоды представляют собой приборы
с плоскостным р-п переходом.
Диффузионные диоды. Наиболее быстрое развитие в пос-
ледние годы получили диффузионные импульсные диоды.
В этих приборах используется метод диффузии донорных
или акцепторных примесей в твердый полупроводник.
Проникая на некоторую глубину под поверхностью, диф-
фундирующие атомы меняют тип проводимости этой части
кристалла, вследствие чего возникает р-п переход. Для полу-
чения малой емкости осуществляют травление приповерх-
ностных слоев полупроводника, после которого р-п пере-
ход сохраняется лишь на очень малом участке, имеющем
вида столика, возвышающегося над остальным кристаллом.
Такой вид кристалла называют меза-структурой (рис. 8.1, г).
Типичными импульсными диффузионными меза-диодами
являются кремниевые диоды КД503А, КД503Б и германие-
вые Д311—Д311А.
Другую разновидность диффузионных диодов представ-
ляют собой планарные и планарно-эпитаксиальные приборы
(рис. 8.1, д). При их изготовлении диффузия активной
примеси ведется в кремний локально через «окна» в защит-
ной окисной плёнке. Получающиеся при этом р-п переходы
отличаются высокой степенью однородности параметров
и надежностью.
При получении диффузионного р-п перехода импульс-
ного диода наряду с введением донорной и акцепторной
примесей осуществляют также диффузию золота. Вследствие
того что золото имеет очень высокий коэффициент диффузии,
происходит практически равномерное легирование всего
кристалла. При этом, в отличие от сплавных диодов, в диф-
фузионных удается ввести значительно большую концен-
трацию золота и гораздо сильнее снизить этим время
жизни неравновесных носителей заряда.
126
Кроме того, в диффузионных структурах из-за плавного
изменения концентрации примеси в области р-п перехода и
большей ширины области объемного заряда удельная ем-
кость (т. е. емкость на единицу площади выпрямляющего
контакта) оказывается меньше, чем в структурах, получен-
ных по сплавной технологии. Важнейшей особенностью
диффузионных диодов . является существование в базе
встроенного тормозящего поля, обусловленного неравно-
мерным распределением примесей. Так же как и сплавные,
диффузионные диоды представляют собой приборы с плос-
костным р-п переходом.
Общая технологическая классификация. Во всем мно-
гообразии импульсных диодов в зависимости от устрой-
ства их р-п переходов можно выделить следующие
группы:
1) точечные диоды, для которых радиус р-п перехода
одного порядка или меньше • диффузионной длины дырок
в базе;
2) сплавные диоды, имеющие плоскостной р-п переход
и базовую область с равномерным распределением примеси;
3) диффузионные диоды с плоскостным р-п переходом и
с тормозящим полем в базе.
Кроме того, среди сплавных и диффузионных диодов
имеются образцы с тонкой базовой областью. К ним отно-
сятся такие диоды, у которых толщина базы (кратчайшее
расстояние от р-п перехода до омического контакта) меньше
диффузионной длины дырок (например, диоды Д312 — 312А)
Импульсные характеристики каждой из перечисленных
групп диодов имеют свои особенности. ?
8.2. РАБОТА ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ДИОДА
В РЕЖИМЕ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
.Физический механизм переключения. Под воздействием
положительного, входного напряжения через диод проте-
кает прямой ток, величина которого определяется ампли-
тудой импульса, сопротивлением нагрузки и прямой про-
водимостью диода (рис. 8.2) В момент, когда входное напря-
жение меняет свою полярность, можно было бы ожидать,
что ток через диод также мгновенно изменит свое направле-
ние, а по величине будет равен статическому обратному
току диода /обр- Однако практически в первый момент наблю-
дается резкое увеличение обратного тока через диод ц и
127
лишь постепенно с течением времени он уменьшается до
значения, равного /обр.
Причиной наблюдаемого переходного процесса является
эффект накопления и рассасывания неосновных носителей
заряда в базе диода. Известно, что при подаче На диод
Рис. 8.2. Схема переключения
и осциллограммы входного
напряжения и тока через диод.
ток через диод не протекает.
(рис. 8.3, а) прямого смеще-
ния р-п переход инжекти-
рует в область базы дырки,
которые под действием диф-
фузии перемещаются в на-
правлении базового омичес-
кбго контакта. В процессе
диффузии часть инжектиро-
ванных дырок’рекомбинирует
с электронами базы, поэтому
концентрация избыточных
дырок уменьшается по мере
удаления от р-п перехода.
При длительном протекании
прямого тока процесс реком-
бинации дырок в базе урав-
новешивается их инжекцией
р-п переходом. Возникает
некоторое установившееся
состояние, характеризующее-
ся таким распределением ды-
рок, которое на рис. 8.3, б
изображено кривой при t= 0.
Полное количество дырок в
базе диода при протекании
прямого тока значительно
больше, чем в случае, когда
Происходит накопление дырок
или, поскольку дырки можно считать заряженными-части-
цами, накопление заряда. При смещении р-п перехода
в обратном направлении дырки из базовой области беспре-
пятственно переходят в р-о,бласть. Величина возникающего
вследствие этого обратного тока зависит от концентрации
дырок около р-п перехода-со стороны базы. Чем больше
эта концентрация, тем больше и обратный ток, при этом
безразлично, что явилось причиной возрастания числа
свободных дырок — воздействие света, повышение темпе-
ратуры или эффект .накопления заряда.
128 '
Две фазы восстановления обратного сопротивления.
Концентрация накопленных дырок вблизи р-п перехода
обычно достаточно высока, и велика также скорость их
перемещения в p-область, поэтому при резком переключе-
нии приложенного к диоду напряжения через него мог
бы протекать значительный (теоретически бесконечный)
Рис. 8.3. Схема диода и вид распределения равновесных концен-
траций носителей заряда в р- и «-областях (е); распределение
дырок в различные моменты после .переключения (б).
обратный ток. Иными словами, сразу после переключения
р-п переход обладает нулевым сопротивлением.
Благодаря наличию ограничивающего сопротивления
обратный ток через диод, сразу после переключения
не может быть бесконечно большим, он равен = иимп/Яи,
где иимп — амплитуда импульса обратного напряжения на
входе схемы (рис. 8.2, а). х
По мере протекания обратного тока количество избыточ-
ных дырок в базе уменьшается как за счет их вытягивания
в p-область, так и вследствие непрекращающегося процесса
рекомбинации с электронами.
Распределение концентрации дырок в различные моменты
времени после переключения показано на рис. 8.3, б. До тех
пор, пока концентрация дырок в точке с координатой к = О
129
не снизится до нуля, через р-п переход протекает большой
обратный ток, ограничиваемый лишь сопротивлением
нагрузки. В дальнейшем обратный ток уменьшается, дости-
гая с течением времени значения, равного /ОбР-
Таким образом, переходная характеристика диода при
переключении его из прямого направления на обратное
включает в себя две фазы: фазу постоянного обратного тока
(или фазу высокой обратной проводимости) и’ фазу спада
(или восстановления) обратного тока.
Длительность фазы постоянного обратного тока. В слу
чае сплавного плоскостного диода с толстой базовой областью
(w 2LP) длительность фазы постоянного обратного пере-
ходного тока tit т. е. длительность плоской части импульса
обратного тока («полочки»), определяется выражением1
erfi/^—= .--пр . . (8.1)
|/ V 1пр+ 11
Величина пропорциональна тр, а также зависит от
отношения i'1/inp. Для больших _ и малых значений 1Ъ
используя формулы разложения интеграла ошибок в ряд,
можно получить" выражения, определяющие t± в явном
виде.
С 10%-ной точностью при Zi/t'np>l имеем
(I \2
’ (8-2)
^пр *
а при условии 0,01 ij/Znp 0,2
= 0,65 т In ->• (8-3)
1 Р l!
„ Для точечных диодов приведенные формулы несправед-
ливы. Когда линейные размеры контакта соизмеримы с диф-
фузионной длиной дырок в базе Lp, величина оказывается
меньше рассчитанной по формуле (8.1). Если считать, что
в точечном диоде р-п переход имеет вид полусферы радиуса
гс> то при rJLp = 1 длительность «полочки»’ в 3 раза, а при
r0/Lp = 0,3 — в 6 раз меньше рассчитанной по формуле
1 Для сокращения написания принято следующее обозначение
X
интеграла ошибок: erfc х = 1—erf х = 1—J е—“2-da.
О
130
(8.1) При очень малых значениях г0 (приг0/Ьр<^0,1) можно
использовать следующую приближенную формулу: '
, __ 'о / пр
Dp\inp + ii
(8.4)
которая позволяет оценить порядок величины при
ii/inp^>0,1. Интересно отметить, что согласно последней
формуле величина G определяется лишь радиусом точечного
контакта и не зависит от времени жизни дырок.
У диффузионных диодов длительность плоской части
импульса обратного тока всегда больше, чем у сплавных
е таким же временем жизни дырок. В предельном случае,
когда тормозящее поле в базе диффузионного диода велико,
fx«Tpln (l+ >)•
(8-5)
Отношение времени /х диффузионных диодов к значению
ti сплавных равно примерно 1,2 при 4 и 1,5
*пр 1пр
при ^-<0,2.
Отсюда можно заключить, что различие между сплавными
и диффузионными диодами становится значительным при
таких режимах переключения, когда ii^>inp и длитель-
ность полочки мала.
У диодов с тонкой базой (да <" Lp) длительность плоской
к части импульса обратного тока в большой степени зависит от
свойств омического контакта, причем обычно меньше
значения, определяемого формулой (8.1).
Спад переходного обратного тока. В момент времени,
когда концентрация избыточных дырок вблизи р-п перехода
падает до нуля, фаза постоянства обратного переходного
тока оканчивается и начинается фаза постепенного спада
обратного тока!.
Для сплавных и точечных диодов закон уменьшения
обратного тока описывается приближенным выражением
io6p (0 — Др
131
Естественно, что выражение (8.6) верно лишь начиная
с момента t tlt когда fo6p (t) меньше Д.
При больших отношениях t/xp формулу (8.6) можно
представить в виде
^обр (0 — , |°
1 Г0
Рис. 8.4. Зависимость пара-
метра t2ltp от режима переклю-
чения для сплавных, сварных
и точечных диодов.
ние переходного процесса в
В качестве примера укажем,
что 1о6р(0 = O.OIinp при
t = 2тр. Из рассмотрения
двух последних формул вы-
текает, что:
1) спад обратного тока
после окончания плоской
части идет быстрее, чем по
экспоненциальному закону,
и лишь при очень больших
значениях времени —^>2— 31
\тр /
приближается к экспоненте;
2) у точечных диодов ве-
личина обратного тока в каж-
дый момент времени в тече-
раз меньше, чем у
г о
сплавного диода с таким же временем жизни.
У диффузионных диодов и диодов с тонкой базой фаза
спада обратного тока значительно короче, чем у сплавных
и точечных. Если условно характеризовать длительность
фазы спада обратного тока интервалом времени, в течение
которого значение гОбР(0 падает до величины 0,1ч, то для
сплавных и точечных диодов зависимость этого времени
t2 от режима переключения имеет вид, показанный на
рис. 8.4. Для диффузионных диодов и диодов с тонкой базой
время tz составляет менее 0,1тр и слабо зависит от режима
переключения.
• Заряд переключения. Важной, характеристикой пере-
ходного процесса в диоде является величина заряда пере-
ключения Qn, равная полному электрическому заряду,
отданному диодом во внешнюю цепь после переключения-
Графически эта величина выражается площадью (рис. 8.2, б),
ограниченной осями координат и кривой" (ОбР(0-
Если в цепи диода протекает большой ток > inp),
то для сплавных и точечных диодов
Qn ~ 0,5 г । inp гр.
~г г о
(8.8)
У плоскостного сплавного диода r0 Lp и Qn = 0,5/пр тр.
При уменьшении тока (рис. 8.2, б) величина Qn -умень-
шается. Для сплавных диодов зависимость Qn от режима
переключения при выполнении неравенства 0,1<Д<1
*пр
может быть описана следующей приближенной формулой:
Qn а? 0,5гпр хр fl — exp Г— 3 f А) °’7]) (8.9)
V L vnp/
У диффузионных диодов длительность.фазы спада обратного
тока очень мала, поэтому для них при не слишком больших
значениях тока i±, т. е. при “< гпр, справедлива прибли-
женная формула .
Qn«»i4, (8.Ю)
где ti определяется выражением (8.5).
Таким образом, сравнение различных типов диодов
показывает, что наименьший заряд переключения имеют
точечные диоды, в несколько раз большие значения Qn у
сплавных диодов и еще больше у диффузионных. Подчерк-
нем, что указанное соотношение выполняется лишь в том
случае, если все три типа диодов имеют одинаковое время
жизни дырок в базе. Практически у Диффузионных диодов
удается получить минимальное значение тр, поэтому они
могут иметь очень малую величину заряда переключения.
Короткий импульс прямого тока. Выражения (8.8) —
(8.10) получены в предположении, что прямой ток гпр,
предшествовавший переключению диода, протекал через
диод достаточно долго. Если же длительность ^пр импульса
прямого тока мала, то величина заряда переключения Qn
будет меньше заряда, определяемого по формулам (8.8) и
(8.10). Для сплавных диодов при /пр <<0,&гр можно пользо-
ваться следующим приближенным выражением:
Mnp)~inptnp (1 —(8-П)
133
Отсюда видно, что при 4р/тр< 1 Оп-- 4р4р, т. е. весь полу-
ченный заряд диод отдает в процессе переключения. Фи-
зически это объясняется тем, что при кратковременных
процессах рекомбинацией дырок в базе можно прене-
бречь. В наибольшей степени это справедливо для диффу-
зионных диодов.
Длительность фазы постоянного обратного тока Д при
коротком импульсе прямого тока определяется соотно-
шением
*пр
4Р + й
erf
(8.12)
которое при 4Р3>тр преобразуется в выражение (8.1).
Переключение с задержкой. Все полученные выше фор-
мулы для Qn, так же как и для tx и t2, справедливы при
мгновенном переключении схемы рис. .8.2, а с прямого на-
правления на обратное. При работе импульсных диодов в
режиме переключения очень часто между моментами окон-
чания импульса прямого тока и началом запирающего им-
пульса проходит вполне определенное время t3. В этом
случае для плоскостного сплавного диода зависимость мак-
симального заряда переключения от времени задержки пе-
реключения 4 имеет вид
Qu — 0,5t'np Тр exp
В2£з\
(8.13)
' Длительность плоской части импульса обратного тока
(«полочки») при наличии задержки определяется следующим
выражением:
erf Т ~ erfcрА 1 + 3 . (8.14)
Естественно, что при Д-> О выражение (8.13) переходит
в (8.8), а (8.14) — в (8.1). Процесс постепенного спада им-
пульса обратного тока после окончания «полочки» проте-
кает практически так же, как и при отсутствии задержки 4-
Влияние длительности фронта переключающего им-
пульса. В любой реальной схеме переход из одного состоя-
ния в другое происходит не мгновенно. Конечная величина
длительности фронта запирающего импульса приводит к ис-
кажению вида переходной характеристики. Поэтому экспе-
134
риментально измеренные параметры tit t2 и Qn будут от-
личаться от вычисленных по формулам. Если длительность
фронта меньше, чем 0,5тр, то погрешность теоретического
определения величины t2 не превышает нескольких десят-
ков процентов. Измеренное значение ,Qn может быть при
этом в два и более раз меньше по сравнению с расчетным.
Особенно сильно- отличается от теоретического значения ве-
личина t j. При достаточно большой амплитуде запирающего
импульса иимп и малом сопротивлении нагрузки ₽н макси-
мальный бросок обратного тока гв меньше, чем i1; и фазы
постоянного обратного тока (полочки) может не быть.
Особенно часто это наблюдается у точечных диодов, так как
для них характерны малые значения времени
Общая характеристика процесса переключения. Пос-
кольку переходные процессы рассматривались применитель-
но к плоскостным диодам без электрического поля в базе,
то в качестве эталона при сравнении всех типов импульсных
диодов примем переходную характеристику сплавного
диода. При одинаковых ‘режимах переключения и одина-
ковом времени жизни неравновесных носителей в базе у то-
чечного диода заряд переключейия Qn, максимальный бро-
сок обратного тока iB и особенно длительность фазы постоян-
ного обратного тока Н будут значительно меньше, чем
у сплавного диода. Величины же времени спада обратного
тока t2 у этих диодов различаются не очень сильно. У диф-
фузионных диодов, напротив, значения Qn и tlt а также
импульс обратного тока in (в том случае, если он меньше щ)
больше, чем у аналогичных сплавных диодов, а время t2
значительно меньше.
При изменении режима переключения наблюдаются
следующие основные закономерности.
Увеличение тока прямого смещения i’np, предшество-
вавшего переключению, ведет к возрастанию значений tt,
ts, Qn и iE для всех типов диодов, хотя степень этого
возрастания неодинакова.
С ростом амплитуды запирающего импульса длитель-
ности 4 и t2 уменьшаются, а заряд переключения и ам-
плитуда обратного тока возрастают. Особенно сильное
увеличение величин Qn и iB наблюдается у точечных дио-
дов, для которых оно почти прямо пропорционально росту
амплитуды запирающего импульса икмп.
При возрастании сопротивления нагрузки в цепи диода
значения t± и t2 увеличиваются, a Qn и *в уменьшаются.
135
8.3. ПРОХОЖДЕНИЕ ИМПУЛЬСОВ ПРЯМОГО ТОКА
ЧЕРЕЗ ДИОД
В большинстве случаев диод применяют в таких схемах,
где его прямое сопротивление оказывается значительно
меньше сопротивления нагрузки, включенного последо-
вательно с диодом. Поэтому, очевидно, при прохождении
через диод импульсов тока в прямом направлении можно
Рис. 8.5. Схема включения диода в прямом направлении (а) и
осциллограмма напряжения на диоде (б).
полагать, что диод подключен к генератору тока. Форма
напряжения на диоде при пропускании через него импульса
тока показана на рис. 8.5, б. Характерной особенностью
изменения напряжения на диоде является наличие резкого
скачка напряжения при подаче импульса и протяженного
спада («хвоста») после окончания действия импульса тока
через диод.
Физические процессы при включении прямого тока.
Переходной процесс при включении импульса прямого тока
(рис. 8.5), так же как и переключающие характеристики дио-
да, объясняется эффектом накопления неосновных носителей
заряда в базе. В § 8.2 было показано, что при протекании
прямого тока полное количество дырок в базе значительно
больше, чем в случае, когда ток через диод не протекает.
Поскольку проводимость полупроводника прямо пропор-
циональна концентрации подвижных носителей заряда,
то понятно, что при протекании прямого тока удельное
сопротивление областей базы, примыкающих к р-п переходу,
снижается по сравнению с тем значением, которое было без
накопленного заряда.
Рис 8.6. Распределение дырок
в базе диода в различные мо-
менты времени после прило-
жения импульса прямого тока
(координата х—в единицах Lo)
Р(х)
Pi
По этой причине полное сопротивление базовой области
при протекании прямого тока меньше, чем без него. Таким
образом, накопление избыточных подвижных носителей
заряда в базовой области ведет к снижению прямого сопро-
тивления диода.
Скорость распространения дырок в полупроводнике
хотя и велика, но не бесконечна, поэтому распределение,
изображенное на рис. 8.3, б, устанавливается лишь по исте-
чении некоторого времени после начала протекания тока
через диод. Распределение избыточных дырок в базе диода
в различные моменты после приложения прямоугольного
импульса показано на рис. 8.6.
Явление уменьшения сопротивления базы вследствие
инжекции дырок р-п перехода, смещенного в прямом направ-
лении, называют модуляцией сопротивления базы. Таким
образом, переходный процесс, искажающий передний фронт
импульса, проходящего через диод в прямом направле-
нии, обусловлен модуляцией сопротивления базы.
Послеинжекционное напряжение на диоде. После окон-
чания импульса тока на диоде еще в течение достаточно дли-
тельного времени сохраняется напряжение, соответствую-
щее прямому направлению тока через диод (рис. 8.5, б),
т. е. диод сам является источником напряжения, которое
называют послеинжекционным. Наличие этого напряжения
137
после окончания действия импульса тока объясняется тем,
что падение напряжения на диоде при прохождении пря-
мого тока складывается из падения напряжения на р-п
переходе Un и падения напряжения на базе £7Б.
Напряжение на р-п переходе зависит только от концен-
трации избыточных дырок вблизи него и определяется по
известной формуле
= (8.15)
Ч РпО
Падение напряжения на базе представляет собой чисто
омическую составляющую, равную1
(7б = (пр (8.16)
В момент окончания тока величина U6 согласно (8.16)
мгновенно спадает до нуля, чем и объясняется скачок напря-
жения на диоде в этот момент.
Распределение дырок в базе диода мгновенно измениться
не может, поэтому величина Un сохраняется неизменной
сразу после выключения тока. Избыточные дырки в базе
постепенно рекомбинируют, уменьшение их концентрации
около р-п перехода приводит согласно формуле (8.15)
к уменьшению величины 1)п.
Максимальное импульсное прямое сопротивление. Из-
менение падения напряжения на диоде при подаче им-
пульса прямого тока описывается сложной функцией,
полученной при некоторых упрощающих предположениях.
В первом приближении для описания переходной харак-
теристики достаточно знать максимальное и установившееся
значения напряжений на диоде и время установления.
Максимальное напряжение (7пр(0), наблюдаемое в началь-
ный момент, равно сумме падений напряжения на р-п пере-
ходе и на немодулированном сопротивлении базы. Поэтому
для плоскостных диодов
(7.пр(0)-б/п + -^ф^, (8-17)
1 Во всех импульсных диодах величина гак называемой э. д. с.
Дембера, связанной с различием подвижности дырок и электронов,
мала по сравнению с напряжением t/g, определяемым по форму
ле (8.16).
а для точечных и диодов с золотой связкой
k'np(0) = £/n+ (8.18)
где Рб — удельное сопротивление материала базы; S—пло-
щадь, а г0 — радиус р-п перехода.
Установившееся напряжение на диоде равно
t/np(oo) =/?Л/пр +t/n, (8.19)
где R^ — сопротивление базы диода, которое она имеет
при длительном протекании прямого тока.
Практически величину Rj^ рассчитать не удается, и
она определяется экспериментально по величине скачка
напряжения на диоде после окончания импульса тока.
При достаточно больших плотностях прямого тока /пр,
что характерно для работы импульсных диодов, величина
оказывается близкой к контактной разности потенциалов
на р-п переходе фк, отличаясь от нее, как правило, не
более чем на 0,05 — 0,15 в.
При измерении параметров быстродействующих дио-
дов максимальное прямое импульсное напряжение всегда
оказывается намного меньше рассчитанного по формулам
(8.17) и (8.18). Это объясняется тем, что уже за время
- действия фронта импульса прямого тока происходит замет-
ная модуляция сопротивления базы. Расхождение между
экспериментальными и теоретическими значениями (7пр(0)
будет тем значительнее, чем больше величины t^, /пр, ре
и чем меньше w и г0.
Время установления прямого сопротивления. Скорость
спада напряжения на точечном диоде связана с постоянной
времени
тпр = Brl, (8.20)
где
В х {50 [С7пр (со) — фк] + 8}~2 для германия;
В ж {25 [£7пр (°о) — Фк] + 4}~2 для кремния.
Для плоскостного диода при больших плотностях
прямого тока (Ю^/’пг Ре <Д03) и при не слишком тол-
стой базе ^1<С^"<15^ постоянная времени приближенно
равна
тпр « 0,2 exp g) (/пр рб) -°-4. (8.21)
139
В этих формулах значение тпр получается в секундах,
если остальные величины измеряются в следующих еди-
ницах: Unp, в\ <рк, в; /Пр, а!ся?\ р, ом-см. Полное время
установления прямого напряжения на диоде обычно равно
(1-4) тпр для плоскостных диодов. Функция £7пр(0, опи-
сывающая спад прямого напряжения, очень сильно отли-
чается от экспоненты.
Если ввести постоянную времени
1 1 dU„p(t)
Ч Vnp(t) dt
(8.22)
то окажется, что в начале переходного процесса т0<Ю,1тпр,
а в конце т0 ж тпр или даже т0 > тпр.
Следует отметить, что формулы (8.20) и (8.21) справед-
ливы далеко не всегда и могут быть использованы лишь для
качественных оценок, а не для получения точных расчет-
ных выражений.
В подавляющем большинстве случаев время установле-
ния прямого сопротивления диодов ТуСТ уменьшается с по-
вышением их быстродействия. Для примера укажем, что
точечные диоды типа Д9 и плоскостные типов Д219—220
со временем переключения в несколько десятых долей
микросекунды характеризуются значением туст » 0,1 мксек.
Быстродействующие точечные диоды типа Д18 имеют туст яы
я» 10 4- 20 нсек. Еще быстрее прямое сопротивление уста-
навливается у быстродействующих плоскостных диодов.
Так, для диодов типа Д311 туст составляет несколько нано-
секунд, а для диодов типов КД503А, Б туст < 2 нсек.
Спад послеинжекционной э. д. с. во времени описы-
вается для сплавных диодов выражением
^прЮ._;
dt q tp'
(8.23)
Эта формула справедлива для большей части изменения
напряжения («хвоста»); лишь в самом начале процесса
(при t <тр)1 и в заключительной его фазе (при (7пр (0~~j
закон изменения напряжения близок к экспоненциальному.
1 При рассмотрении спада послеинжекционной э. д. с. время
отсчитывается от момента окончания импульса прямого тока.
140
Полагая для простоты, что формула (8.23) справедлива
на всем участке изменения Unp (/) (т. е. до тех пор, пока
UnP (0 > 0), и считая, что сразу после окончания тока
ипр — <Рк получаем
(8.24)
тг /л &Т t
Unp (t) — 4>к — — — -
Ч
Таким образом, уменьшение напряжения на диоде на 0,1 в
Рис. 8.7. Спад^послеинжекционной э. д. с. германие-
вого точечного диода при различных сопротивлениях
нагрузки.
У точечных диодов длительность спада послеинжекцион-
ного напряжения меньше, чем у плоскостных, так как в на-
чальной части переходного процесса у точечного диода на-
пряжение уменьшается быстрее по сравнению с процессом,
описываемым формулой (8. 24). Точное выражение закона
уменьшения напряжения для точечного диода громоздко.
При rJLp » 0,2 у точечного. диода наблюдается примерно
четырехкратное уменьшение длительности переходного
процесса выключения по сравнению со сплавным диодом,
имеющим такое же время жизни дырок в базе.
Если после окончания импульса прямого тока диод ока-
зывается замкнутым на сопротивление конечной величины,
то спад поелеинжекционкого напряжения происходит быст-
рее. Под действием остаточной э. д. с. диода по цепи проте-
кает ток обратного направления, величина которого тем
больше, чем меньше сопротивление нагрузки в цепи диода.
При этом часть накопленных дырок покидает базу диода
и процесс возвращения его в равновесное состояние закан-
чивается быстрее, чем в том случае, когда накопленный за-
ряд убывает только вследствие рекомбинации (рис. 8.7).
141
Большинство приведенных в этой главе формул содержат
величину времени жизни дырок в базе тр. Измеряя длитель-
ности различных переходных процессов, можно, используя
теоретические выражения, рассчитать значение тр в базе
диода. Наиболее -часто для этой цели применяют'выраже-
ния (8.1) и (8.23), но используются и другие формулы. Следу-
ет специально обратить внимание на то, что время жизни
дырок не является константой полупроводника базы, а
зависит от концентрации избыточных дырок и их распре-
деления подлине базы х. Поэтому при различных методиках
и режимах измерения могут быть получены разные чис-
сленные значения величины тр.
8.4. ДИОДЫ С НАКОПЛЕНИЕМ ЗАРЯДА
Переходная характеристика диффузионного диода.
В § 8.2 отмечалось, что у диффузионных диодов длительность
фазы высокой обратной проводимости Ц больше, чем у
сплавных, а длительность фазы спада обратного тока t2
меньше. У некоторых типов диффузионных диодов переход-
ная характеристика переключения имеет почти прямоуголь-
ный вид.
Подобные приборы, получившие название диодов с накоп-
лением заряда (ДНЗ), находят все более широкое применение
в ряде оригинальных электронных схем, где они являются
основным активным элементом.
При конструировании диодов с накоплением заряда
стремятся неограниченно увеличивать длительностьтем
самым увеличивая суммарное время переключения. Однако
благодаря тому, что при работе диода в схемах используется
исключительно малая длительность фазы t2, эти- приборы
справедливо относятся к числу быстродействующих им-
пульсных диодов.
Влияние тормозящего поля на переходную характери-
стику. Характерной особенностью диффузионных диодов
является наличие внутреннего тормозящего поля в базе
около р-п перехода, которое обусловлено неравномерным
распределением ионизированных примесей. Вследствие
этого накопление дырок при протекании прямого тока
происходит только вблизи р-п перехода, так как тормозящее
поле препятствует их диффузии в удаленные области базы.
Равновесное распределение дырок деформируется так,
что величина р± и крутизна спада кривой распределения
резко увеличиваются. Общее количество накопленных дырок
при этом не меняется, и их заряд, как и прежде, равен
QH = inptp.
При подаче на диод обратного (запирающего) напряжения
рассасывание накопленного заряда происходит так, как
описано в § 8.2. При этом внутреннее поле способствует
дрейфу дырок к р-п переходу и препятствует их распростри*
нению вглубь базы. Вследствие этого отдаваемый диодом
заряд, а соответственно и длительность фазы tit у диффу-
зионных диодов оказываются больше, чем у сплавных с
таким же значением тр, но с однородным распределением
примесей в базе.
В момент ti, когда концентрация избыточных дырок на
границе р-п перехода спадает до нуля, оставшийся избыточ-
ный заряд дырок в базе становится очень малым, а следо-
вательно, оказывается малой и длительность фазы уменьше-
ния обратного тока tz.
Конструктивные особенности ДНЗ. Важным конструк-
тивным параметром этих диодов наряду со временем жизни
тр является величина тормозящего поля, определяемая вы-
ражением
£(*) = --->> (8.25)
где а — градиент концентрации, a N — концентрация иони-
зованной примеси в данной точке базы.
Степень влияния тормозящего поля на вид переходного
процесса определяется соотношением величины этого поля
с диффузионной длиной дырок в базе Lp; для количествен-
ных оценок используется безразмерный коэффициент,
равный
£П = -Д^. (8.26)
При создании диодов с накоплением заряда для полу-
чения прямоугольной переходной характеристики стремятся
максимально увеличивать величину тр тормозящего поля.
В реальных ДНЗ величина Еп, как правило, больше 5.
Некоторые типы ДНЗ изготавливают путем создания тонкой
базовой области между р-п переходом и омическим контак-
том, который делается таким, чтобы не снижалось эффектив-
ное время жизни дырок в базе. В этом случае особенности
143
геометрического устройства диода ведут к малой длитель-
ности фазы /2.
Формирование импульсов на ДНЗ. Основное применение
диоды с накоплением заряда находят в формирователях
крутых перепадов напряжения, в диодных усилителях,
умножителях частоты. Простейшие принципиальные схемы
этих устройств и осциллограммы входных и выходных
сигналов, необходимые для уяснения принципа действия
схем, изображены на рис. 8.8.
Основными характеристиками ДНЗ, определяющими его
пригодность для схем формирователей перепадов напряже-
ния, являются длительность фазы высокой обратной про-
водимости («полочки») ti и длительность фазы спада обрат-
ного тока t2.
При произвольном времени протекания импульса пря-
мого тока через ДНЗ /пр расчет длительности этих фаз при-
водит к следующим выражениям:
(8.27)
*2 = 2,3^. (8.28)
Еп
Если длительность /пр>(2 4-3)тр, то
In (1 4- . (8.29)
Когда переходный обратный ток диода значительно
больше тока прямого смещения, что характерно для схем
формирователей (т. е. 4^>гпр), выражение (8.29) упрощается:
= (8.30)
или
(8.31)
при короткой длительности импульса прямого тока (» тр).
Выражение (8.31) имеет наглядный физический смысл:
заряд, приобретаемый диодом за время протекания импульса
прямого тока (7 пр>р)» отдается им без потерь во время первой
фазы переключения (t’iH). Длительность фазы спада обрат-
144
Рис. 8.8. Схемы использования диодов с накоплением заряда;
а — формирователь ' крутых перепадов; б —диодный усилитель; в — умножи-
те ль частоты.
6 Зак 1758
145
ного тока t2, как видно из ^формулы (8.28), не зависит от
режима переключения и определяется только такими элек-
трофизическими характеристиками диода, как тр и Еп.
Умножение частоты с помощью ДНЗ. При использовании
диода с накоплением заряда для целей умножения частоты
важнейшей характеристикой его является значение вре-
мени t2. Граничная частота, до которой можно производить
умножение, приблизительно равна
’ f = . (8.32)
Вплоть до этой частоты зависимость амплитуды гармоники
выходного сигнала от ее номера п подчиняется закону1 1/п.
Длительность фазы Л не является в случае умножения
частоты определяющим фактором, однако практически удоб-
нее использовать диоды с высокими значениями tlt так как
при этом проще подобрать оптимальные фазовые условия
в устройстве рис. 8.8, в. Кроме того, использование диода
с большими значениями отношения tjt2 позволяет сок-
ратить потери, связанные с непрямоугольностыо переход-
ной характеристики. Расчеты показывают, что мощность
этих потерь пропорциональна величине (Q2/Q1)2, где и
Q2 — заряды, вытекающие из базы диода за время t± и
t2 соответственно.
Диодный усилитель. При использовании диодного уси-
лителя (рис. 8.8, б) в качестве усилителя импульсов тока
коэффициент усиления устройства определяется только
величиной сопротивления нагрузки /?н и амплитудой импуль-
са питания:
Д == Л . (8.33)
/пр
’ Наличие барьерной емкости Сд р-п перехода у диода
с накоплением заряда приводит к снижению коэффициента
усиления на высоких частотах. Расчет приводит к следую-
щему выражению для максимальной рабочей частоты уси-
лителя на ДНЗ:
г -_________!______
/макс (1 + Я)£нСд-
1 Заметим, что в‘ этом состоит одно из преимуществ ДНЗ по
сравнению с варакторами, использующими зависимость барьерной
емкости от напряжения. У последних этот закон имеет вид,
близкий Щ г!г?.
146
При величине барьерной емкости Сд = 1 4-2 пф и сопро-
тивлении нагрузки RH = 75 ом на частоте выше 1000 Мгц
можно получить усиление в 5 — 10 раз.
Существование процесса рекомбинации запасаемых
в базе избыточных носителей заряда приводит к уменьше-
нию коэффициента усиления при работе с длительными
импульсами прямого тока. Расчетная минимальная рабочая
частота равна
Таким образом, для расширения частотного диапазона
диодного усилителя (т. е. для повышения Д1аКс и снижения
Гмин) необходимо выбирать диоды с малыми значениями
Сл и t^/ti и с высокими значениями времени жизни
дырок тр.
8.5 ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
ИМПУЛЬСНЫХ ДИОДОВ
Для характеристики инерционности диодов используют
ряд параметров, знание которых, наряду со знанием пара-
метров вольтамперной характеристики, позволяет прово-
дить инженерные расчеты импульсных схем.
Постоянное прямое падение напряжения. В зависимости
от назначения диода величина прямого тока t'np, при котором
ведется изменение 7/пр, изменяется в очень широких пре-
делах от 500 ма для импульсного диода типа Д310 до 5 ма
для диодов типа ГД507А. Как правило, величина i„p выби-
рается такой, чтобы режим измерения соответствовал кру-
тому участку вольтамперной характеристики. При этом
можно считать, что при небольших отклонениях рабочего
тока в схеме от нормировочного значения величина Дпр
меняется незначительно. В некоторых случаях, когда важна
идентичность прямых ветвей вольтамперной характеристики
используемых диодов, величина Дпроговаривается при двух
значениях тока i,1р, причем для меньшего прямого тока на
параметр Дпр вводится двухстороннее ограничение.
Обычно технические условия на импульсные диоды содер-
жат значения Дпр при трех температурах: минимальной
(—60 + 2° С), комнатной (25 ± 10° С) и максимальной
6* 1.47
(70 ± 2 ° С для германиевых и 120 ±2° С для кремниевых
диодов).
Постоянный обратный ток /обр. В подавляющем большин-
стве случаев обратное напряжение, при котором измеряется
/обр, устанавливается равным максимально допустимому
(см. ниже). Норма на величину /обрпри комнатной темпера-
туре у кремниевых диодов, как правило, не превышает еди-
ниц микроампер, тогда как у германиевых составляет де-
сятки и сотни микроампер. Так же как и напряжение
Unp, величина /обр нормируется при трех температурах.
Следует отметить, что реальные значения ЛОбР по край-
ней мере в 5 — 10 раз меньше нормы, что связано с необ-
ходимостью создания технологических запасов и обеспе-
чения высокой надежности приборов. При этом, однако,
расчет схем высокой надежности с взаимозаменяемостью
деталей должен вестись по максимальной величине /обр-
Эти два параметра ((7пр и /ОбР) практически полностью
определяют работу диода в статическом режиме.
Время восстановления обратного сопротивления
Теосст — отрезок времени от момента прохождения тока че-
рез нуль, при переключении диода с прямого тока на
импульсное обратное напряжение, до момента когда обрат-
ный ток диода уменьшается до заданного уровня отсчета
(см. рис. 8.2).
Значения тока прямого смещения выбираются из стан-
дартизированного ряда (от 0,3 до 3000 ма). Наиболее рас-
пространенные значения 10, 30 и 50 ма. Амплитуда запи-
рающего импульса чаще всего выбирается равной 10- в.
Заряд переключения Qn — полная величина заряда,
переносимого переходным обратным током после переклю-
чения диода с заданного прямого тока на импульсное
обратное напряжение. Значения прямого тока и запираю-
щего напряжения выбираются такими же, как и при изме-
рении времени восстановления.
В технических условиях на импульсные диоды чаще за-
дается параметр твооет и реже Qn-
Емкость диода Сд — емкость между выводами диода при
заданном смещении. Часто измерения ведутся при на-
пряжении иобР = 5 в. При уменьшении напряжения ем-
кость диода, которая почти полностью равна барьерной
емкости р-п перехода, возрастает по закону (U + <рк)”,
где п = —1/2 для сплавных и п = —1/3 для диффузионных
диодов. У точечных диодов, для которых важную роль игра-
148
ет также емкость корпуса, зависимость емкости от напряже-
ния более слабая.
Максимальное импульсное прямое падение напряжения
Uпр имп ыакс—максимальное падение напряжения на диоде
при заданной величине импульса прямого тока (см. рис. 8.5)
У большинства типов импульсных диодов значение t/np ИШ1г.1а!(С
измеряется при амплитуде импульса прямого тока, равной
50 ма. Иногда в качестве производного параметра исполь-
зуется значение максимального импульсного сопротивле-
ния /?имп макс, равного отношению максимального импульс-
ного прямого напряжения на диоде к заданной величине
импульсного прямого тока. Иногда для справок приводит-
ся еще и время установления прямого сопротивления дио-
да (см. рис. 8.5).
Эксплуатационные возможности импульсных диодов
характеризуются введением трех максимально допустимых
режимов.
Максимально допустимое обратное напряжение
£/ОбРмакс — максимально допустимое напряжение на диоде
любой формы и периодичности, при котором обеспечивает-
ся заданная надежность диода при его длительной работе
в течение оговоренного срока службы.
Иногда приводится и импульсное максимально допусти-
мое обратное напряжение, превышающее t/o6pliaKc- Макси-
мальная разрешенная длительность импульса при этом не
превышает десятков микросекунд.
Максимально допустимый прямой ток /пр 51акс — макси-
мально допустимое значение постоянного или среднего пря-
мого тока, при котором обеспечивается заданная надеж-
ность диода при длительной работе.
Максимально допустимый прямой импульсный ток
7пр И.,п макс — максимально допустимый импульсный ток через
диод с оговоренной максимальной длительностью импульса,
при котором обеспечивается заданная надежность диода
при длительной работе.
При расчете режима работы диода • необходимо сле-
дить за тем, чтобы не превышались значения 7пр макс
И 1пр’нмп макс-
Следует отметить, что система электрических параметров
диодов с накоплением заряда не приобрела до настоящего
времени такой же законченности, как у малоинерционных
импульсных диодов. В качестве основных характеристик
используют величины t±, t2, QT, и Сд.
149
8.6. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ИМПУЛЬСНЫХ ДИОДОВ
Методы измерения параметров Unp и /о6р, а также емкости
Сд подробно описаны в гл.,2. Здесь мы рассмотрим измере-
ние лишь специфических параметров импульсных диодов.
Измерения тЕОСст и туст. Стандартные блок-схемы изме-
рения времени восстановления обратного сопротивления и
максимального импульсного прямого напряжения изобра-
жены на рис. 8.9.
а) б)
Рис. 8.9 Блок-схема измерения времени восстановления (о) и
максимального прямого импульсного напряжения (б)
В схеме измерения тЕОССТ генератор должен обеспечить
протекание через диод заданного прямого тока и резкое
переключение его на обратное напряжение. Конкретная
величина длительности фронта переключения выбирается
в зависимости от ожидаемого быстродействия измеряемого
диода. По величине времени восстановления все диоды
можно подразделить на три группы: 1) диоды с тЕ0ССТ =
= 5 4- 30 нсек (время переключения должно быть не
более 2 — 3 ксе/с); 2) диоды с тЕОСст = 30 4- 150 нсек (Д =
= 15 -4 20 нсек) иЗ) диоды с тЕОССТ > 150 нсек (£ф = 80 4-
4-100 нсек). Длительность /ф при этом, в отличие от обще-
.принятой методики, измеряется от уровня 0,7inp до уровня
0,9 и„мп. Выходное сопротивление генератора запирающих
импульсов должно быть меньше, чем сопротивление нагруз-
ки диода (рис. 8.9, а), равное сумме выходного сопротивле
ния генератора и сопротивления нагрузки R„. Величина
сопротивления резистора RH выбирается равной 150 ом (для
первой группы), 300 ом (для второй группы) и 600 ом (для
третьей). Во всех случаях точность установления величины
R„ должна быть не хуже +20%. В качестве измерительного
устройства в схеме рис. 8.9, а применим осциллограф с соот-
ветствующей полосой пропускания или любое другое уст-
ройство, позволяющее измерять требуемые временные интер-
150
валы на заданном уровне переходного обратного тока.
В обоих случаях входная емкость измерительного устройства
Свх должна быть настолько малой, чтобы для измеряемых
диодов выполнялось условие CBXRB < 0,2тВОСст.
Аналогичные требования предъявляются и к схеме изме-
рения максимального импульсного прямого напряжения
(рис. 8.9, б), в которой генератор представляет собой гене-
ратор импульсов прямого тока. В этом случае диоды разде-
ляются на те же три группы, только вместо величины тВОСст
Рис. 8.10. Принципиальная схема измерения времени восстановле-
ния диодов среднего быстродействия
используют значения времени установления прямого сопро-
тивления, а под понимают длительность переднего фронта
импульса тока.
Принципиальная схема измерения параметров с инди-
кацией по осциллографу. Простейшая и наиболее распро-
страненная принципиальная схема измерения, использую-
щая в качестве измерительного устройства осциллограф
изображена на рис. 8.10.
Диоды иДг используются для разделения цепей токов
прямого смещения измеряемого диода. Эти диоды должны
быть более быстродействующими, чем измеряемый диод
ИД. В тех случаях, когда выброс переходного обратного
тока намного превышает уровень отсчета, в схему вводят
дополнительный ограничитель обратного тока.
При тщательном выполнении всех требований, предъяв-
ляемых к измерительным схемам, во всех осциллографичес-
ких методах, удается получить точность измерения величины
тВОССт в пределах +30 и —15% и точность измерения
О'пр имп макг» равной +20 Q.
151
Безосциллографические установки. Из-за низкой точ-
ности осциллографических методов, а главным образом
из-за их низкой производительности и возможности субъек-
тивных ошибок в производственных условиях все более
широкое распространение находят безосциллографические
методы измерения тБОС1 и Ппр имп макс.
Наибольшее распространение в заводской практике
получили полуавтоматические установки, использующие
амплитудный дискриминатор на туннельном диоде.
Принцип измерения времени восстановления обратного
сопротивления заключается в том, что туннельный диод
формирует из экспоненциально спадающего импульса пере-
ходного обратного тока измеряемого диода прямоугольный
импульс с крутыми фронтами, по длительности равный тВОСст
от начала запирающего импульса до момента, когда обрат-
ный ток спадает до заданного отсчетного уровня. Длитель-
ность сформированного таким образом- импульса сравни-
вается с временем задержки запирающего импульса, про-
шедшего через калиброванную регулируемую линию за-
держки.
Принцип измерения максимального импульсного на-
пряжения основан на сравнении амплитуды выброса на-
пряжения, возникающего на испытуемом диоде при по-
даче импульса прямого тока, с опорным напряжением Uou.
Схема сравнения, как и при измерении времени восста-
новления, также построена на туннельном диоде. Если
у измеряемого диода величина Йпр ими макс меньше, чем
Поп + ДПик, то переключения туннельного диода не прои-
зойдет; в противном случае туннельный диод переключает-
ся и сработает устройство световой индикации (рис. 8.11).
Плавно изменяя величину UOB. и определяя порог сраба-
тывания туннельного диода, мы тем самым находим вели-
чину Ппр имп макс*
Измерение тБОСст в схеме на туннельном диоде. Одна из
схем измерения времени восстановления безосциллографи-
ческим методом показана на рис. 8.12. В этой схеме при
протекании через испытуемый диод тока прямого смещения
inp рабочая точка туннельного диода находится в положении
I. Ток туннельного диода при этом равен ii = inp+ i'2,
причем величина i2 определяется напряжением источни-
ка —Е2 и сопротивлениями резисторов Т?4 и R5.
После приложения к испытуемому диоду запирающего
импульса напряжения рабочая точка туннельного диода
152
поднимается в положение /7; величину тока t2 выбирают
такой, чтобы точка II лежала ниже точки максимума, т. е.
чтобы не происходило переключение туннельного диода.
По мере уменьшения переходного обратного тока рабочая
точка опускается по туннельной ветви, стремясь к положе-
нию III, в котором i3 i2-
Запирающий импульс, задержанный с помощью калиб-
рованной линии задержки на некоторое время, подается через
резистор R3 на туннельный диод. Параметры схемы выби-
раются такими , что если обратный ток диода к этому времени
не упал ниже заданного отсчетного значения, то туннель-
ный диод переключится на диффузионную ветвь и сработает
внешнее сигнальное устройство.
Таким образом, меняя длительность времени задержки
импульса и находя порог срабатывания схемы, мы тем
самым определяем время восстановления испытуемого диода.
Благодаря высокой стабильности положения точки мак-
симума на вольтамперной характеристике туннельного диода
и высокой скорости его срабатывания на основе описанных
принципов удается измерять время восстановления импульс-
ных диодов от 30 до 150 нсек, с точностью ±5 нсек и макси-
мальное импульсное прямое напряжение в предалах от
0,5 до 5 в с точностью ±0,1 в.
6В. Зак. 1768 153
Измерение заряда переключения. Заряд переключения
импульсных диодов измеряется главным образом в лабора-
торных условиях. Известно несколько способов определе-
ния Qn.
Иногда для измерения Qn используют осциллограмму
переходного процесса переключения диода. Однако вычис-
Рис. 8.12. Схема измерения време
ни восстановления, использующая
туннельный диод (а) и вольтампер-
ная характеристика туннельного
диода (6).
ление заряда переключения, численно равного площади,
заключенной между нулевой токовой линией и кривой
ОбР(^)> крайне трудоемко и неточно.
Наиболее широкое распространение получил безосцил-
лографический метод определения Qn, использующий ту же
схему, что при измерении тВ0ССт (рис. 8.10, а), но с включе-
нием в качестве нагрузки интегрирующей цепочки, состоя-
щей из микроамперметра, шунтированного емкостью.
Простейшая принципиальная схема устройства для из-
мерения заряда переключения показана на рис. 8.13. Не-
трудно показать, что при величине среднего тока микро-
амперметра t’a и частоте следования запирающих импульсов
/ заряд переключения измеряемого диода равен
Qn=l£±j££££.+ Q'_Q''+ Qc.
(8.35)
154
Здесь t2o6P — обратный ток диода Д2, Q' и Q" — заряды
переключения диодов Дг и Д2; Q — заряд паразитной
емкости монтажа.
Заряд паразитной емкости Qc определяется величиной
емкости в точке А по отношению к земле С а и прямым
напряжением на диоде Дг:
Qc = С aU пР-
Поскольку величины зарядов Q', Q" и Qc точно опре-
делить практически невозможно, желательно выбирать такие
Рис 8.13 Схема измерения заряда переключения
диоды Д1 и Д2, заряды переключения которых по крайней
мере на порядок меньше, чем у измеряемых приборов, а
также сводить к минимуму паразитную емкость.
Если все эти условия выполнены и обратный ток диода
Д2 достаточно мал, что практически выполняется при ис-
пользовании кремниевых диодов, то выражение (8.35)
упрощается:
Qn = iaf~l-
Иногда для снижения паразитной емкости точки А в ка-
честве диода Д1 используют вакуумный диод с малым зна-
чением проходной емкости.
ЛИТЕРАТУРА
1. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых при-
боров. Изд-во «Советское радио», 1963.
2. П и к у с Г. Е. Основы теории полупроводниковых приборов.
Изд-во «Наука», 1965.
6В*
155
3. Н о с о в Ю. Р. Полупроводниковые импульсные диоды.
Изд-во «Советское радио», 1965.
4. Е р е м и н С. А., М о к е е в О. К., Носов Ю. Р.
Полупроводниковые диоды с накоплением заряда и их приме-
нение. Изд-во «Советское радио», 1966.
5. Носов Ю. Р. Переходные характеристики полупроводни-
ковых диодов. В сб. «Полупроводниковые приборы и их при-
менение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 4. Изд-во «Советское
радио», 1960.
6. Носов Ю. Р., Гу бы р и н Л. В. Полупроводниковые
импульсные диоды. В сб. «Полупроводниковые приборы и их
применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 3, 12. Изд-во «Со-
ветское радио», 1964.
7. Kingston R. Н. Время переключения в плоскостных дио-
дах и транзисторах. Proc. IRE, 1954, v. 42, № 5, р. 829
8. L а х В., Neustadter S. F. Переходная характеристи-
ка р-п перехода. J. Appl. Phys., 1954, v. 25, № 9, р. 1148.
9. Henderson J, G., Tillman J. Накопление неоснов-
ных носителей в полупроводниковых приборах. Proc. IRE,
1957, v. 104, № 15, р. 318.
10. А г m s t г о п g Н. L., М е t z Е. D., Weiman J. Ха-
рактеристики резкого полусферического р-п перехода. IRE
Trans., 1956, ED-3, Ns 2, p. 86.
11. Kohn G. Nonnenmacher W. Индуктивная характе-
ристика р-п переходов в прямом направлении. Arch. Electr.
Obertrag, 1954, Bd. 8, Ns 11. S. 561.
12. Guggenbu hl W. Теоретический анализ и физическое обос-
нование эквивалентной схемы полупроводникового диода при
больших плотностях тока. Arch. Electr. Ubertrag, 1956, Bd.
10, Ns 11, S. 483.
13. Степаненко И. П. Переходные характеристики полу-
проводникового плоскостного диода. «Известия вузов»; Радио-
техника, 1961, т. 4, № 2, стр. 175.
14. М о 1 1 J. L. К г a k a w е г S. S h е n R. Плоскостные дио-
ды с накоплением заряда. Proc. IRE, 1962, v. 50, Ns 1, p. 61.
15. Kennedy D. R. Переходные характеристики плоскостных
диодов, обусловленные накоплением неосновных носителей за-
ряда. IRE Trans. 1962, ED-9-, № 2, р. 174.
16. К и п о Н. J. Анализ переключающих характеристик пло-
скостного диода. Trans. IEEE, 1964, ED-11, Ns 11, p. 8.
17. F i r 1 e T. E., McMahon M. E., Roach J. E. Из-
мерение времени восстановления в точечно-контактных гер-
маниевых диодах. Proc. IRE, 1955, v. 43, Ns 5, p. 603.
18. Власкин Б. Г., Штейн В. М. Измерение импульсных
характеристик' нелинейных четырехполюсников. «Электро-
связь», 1960, Ns 9.
19. Маравц В. Г. Применение стробоскопического метода для
измерения переходных процессов полупроводниковых приборов.
В сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Я. А.. Федотова, вып. 8, Изд-во «Советское радио», 1962.
20; Rosenheim D. Е., Anderson A. G. Высокочастот-
ная импульсная техника и логические цепи. Proc. IRE>
.1957, v. 45, Ns 2, р. 212.
21. Будянский Я. Транзисторные переключающие схемы.
Изд-во «Связь», 1965.
22. Штагер В. В. Полупроводниковые приборы в импуль-
сных и коммутационных схемах. Госэнергоиздат, 1963.
23. Н а с л э н П. Основы цифровой вычислительной техники.
Госэнергоиздат, 1962.
24. К и р е е в Б. Б., Неупокоев Б. А. Полупроводни-
ковые элементы ЭЦВМ. Изд-во «Советское радио», 1964.
25. Sear В. Е. Наносекундная логическая схема, управляемая
зарядом. Proc. IEEE, 1963, v. 51, № 9, р. 1215.
26. Кг a k a u er S. Генерация гармоник на диоде с резким вос-
становлением обратного сопротивления. Proc. IRE, 1962,
v. 50, № 7, р. 1665.
27. Чжоу (W. .F. Cho w), Хьюберт (J'S. Си b er t).
Наносекундная переключательная схема на туннельных дио-
дах и диодах с накоплением заряда. «Электроника», 1963,
V. 36, № 42, р. 25.
9. ТИРИСТОРЫ (КРЕМНИЕВЫЕ
УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЕНТИЛИ)
9.1. УСТРОЙСТВО И ПРИНЦИП РАБОТЫ
Тиристоры — это полупроводниковые диоды, представ-
ляющие собой четырехслойную структуру типа р-п-р-п,
имеющую выводы от двух крайних областей и от одной вну-
тренней (базовой) области (рис. 9.1).
Если на анод подан положительный потенциал относи-
тельно катода, то крайние р-п переходы П\ и /73 оказываются
смещенными в прямом направлении, а центральный пере-
ход /72 — в обратном (рис. 9.1), т. е. крайние переходы рабо-
тают в качестве эмиттеров и инжектируют неосновные
носители во внутренние базовые области четырехслойной
структуры , а центральный переход /72 работает в качестве
коллектора и собирает неосновные носители, инжектиро-
ванные крайними переходами. Наличие двухсторонней
инжекции и обратносмещенного' центрального перехода
в четырехслойной структуре приводит к возникновению
158
внутренней положительной обратной связи по току, бла-
годаря которой вольтамперная характеристика тиристора
имеет два участка устойчивого равновесия, разделенные
участком отрицательного сопротивления.
Эквивалентная схема тиристора может быть представлена
в виде двух транзисторов п-р-п и р-п-р, включенных по
схеме с общим эмиттером таким образом, что базовый вы-
вод одного связан с коллекторным выводом другого и наобо-
рот, т. е. транзисторы охвачены положительной обратной
связью по току, величина которой определяется коэффи-
циентами усиления cq и а2 (cq и а2) — коэффициенты пере-
дачи по постоянному току в схеме с общей базой транзис-
торов п-р-п и р-п-р, составляющих четырехслойную струк-
туру) [2, 3]. Известно, что такая схема будет находиться
в устойчивом состоянии, если «1 + а2 1, и будет неус-
тойчива, если а! + а2 > 1 [1].
Так как коэффициенты усиления по току зависят от
тока эмиттера и коллекторного напряжения, то увеличивая
напряжение, приложенное к тиристору, или увеличивая
ток управляющего электрода, можно увеличить at и а2
и тем самым перевести тиристор из запертого состояния
в отпертое.
9.2. СТАТИЧЕСКАЯ ВОЛЬТАМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Если к четырехслойной р-п-р-п- структуре приложено
напряжение полярности, указанной на рис. 9.1, то вольт-
амперная характеристика тиристора может быть записана
в следующем виде [1]:
где I — ток, протекающий через тиристор; /ут—ток утеч-
ки центрального перехода.
Коэффициенты передачи по току сц и а2 зависят от на-
пряжения и тока, протекающего через тиристор. Типовая
зависимость коэффициента передачи по току маломощного
транзистора от тока эмиттера показана на рис. 9.2 [1].
Когда напряжение, приложенное к тиристору, меньше
напряжения' лавинного пробоя центрального перехода
четырехслойной структуры, то + а2 1 и ток I «/ут.
159
Рис. 9.2. Типичная зависи-
мость коэффициента усиления
по току от тока эмиттера
Это соответствует выключенному состоянию, в котором ти-
ристор имеет большое сопротивление (10— 100 Мом). .
При увеличении приложенного к тиристору напряже-
ния возрастают ток утечки и коэффициенты передачи по
току «! и а2. Когда («! + а2) приближается к единице,
начинает значительно возрастать ток, протекающий через
тиристор. При «! + «1« 1 в точке включения (Пвкл, /ЕКЛ),
где dUIdl = 0, начинается участок отрицательного сопро-
тивления. За участком отрица-
тельного сопротивления начи-
нается участок включенного
состояния. Нижней границей
этого участка является точка
выключения. Во включенном
состоянии все три перехода
четырехслойной структуры
включены в прямом направ-
лении, а сопротивления обла-
стей четырехслойной структу-
ры малы благодаря присутст-
вию в них большого числа но-
сителей заряда. Сопротивле-
ние тиристора во включенном состоянии мало и составляет
от нескольких долей до единиц ома. Остаточное напряжение
на тиристоре практически складывается из падения на-
пряжения на одном из переходов, в базовых областях и
омических контактах и может быть записано в следующем
виде [31:
kT
ост— q
wn \
e2W 1п£) + //?к,
(9.2)
где wn — ширина базовой области n-типа; RK — сопротив-
ление контактов.
Если к аноду (рис. 9.1) приложить отрицательный по-
тенциал напряжения, то крайние р-п переходы будут сме-
щены в обратном, а центральный переход — в прямом на-
правлениях. Таким образом, вольтамперная характерис-
тика тиристора в - выключенном состоянии при обратном
смещении представляет собой вольтамперную характерис-
тику двух последовательно включенных р-п переходов,
смещенных в обратном направлении.
160
Если через управляющий электрод, связанный с одной
из внутренних областей четырехслойной структуры
(рис. 9.1), пропустить ток/уПр, то, изменяя этот ток, можно
Рис. 9.3 Семейство вольтамперных характеристик
тиристора.
изменять коэффициенты передачи по току о.! и а2 и тем
самым изменять напряжение включения от нуля до макси-
мального значения (рис. 9.3).
9.3. ПАРАМЕТРЫ ТИРИСТОРОВ
В большинстве случаев тиристор применяется как биста-
бильный управляемый элемент; поэтому система параметров
выбирается таким образом, чтобы полностью охарактери-
зовать оба устойчивых участка вольтамперной характерис-
тики и включающие параметры управляющего электрода.
Основные параметры, характеризующие тиристор, приве-
дены в табл. 9.1.
Таблица 9.1
Основные параметры тиристоров *
Наименование параметра Условное обозначение Определение параметра
Максимально допу- стимое прямое напря- жение ^пр макс Максимальное значение пря- мого напряжения, которое можно длительно приклады- вать к аноду при разомкну- том управляющем электроде
Максимально допу- стимое обратное на- пряжение ^обр макс Максимальное значение об- ратного напряжения, которое можно длительно приклады- вать к аноду
1G1
Продолжение
Наименование параметра Условное обозначение Определение параметра
Прямой ток утечки' ^ут пр Ток утечки при максималь- но допустимом прямом напря- жении
Обратный ток утеч- ки ^ут обр Ток утечки при максимально допустимом обратном напря- жении
Средний ток ^ср Среднее значение тока от пертого тиристора
Остаточное напря- жение Падение напряжения на ти- ристоре при среднем токе
Ток выключения ^выкл Минимальное значение тока при котором тиристор еще может находиться в отпертом состоянии
Включающий ток управляющего элект- рода ^упр Минимальное значение тока управляющего ’ электрода, включающего тиристор
Включающее на- пряжение управляю- щего электрода ^упр Напряжение между управ- ляющим электродом и катодом при протекании в цепи управ- ляющего электрода тока, рав- ного по величине включающе- му току управляющего элект- рода
Время задержки Промежуток времени между началом импульса управляю- щего тока и моментом, когда ток через тиристор нарастает до 0,9 от своего максимального значения. Значение этого па- раметра зависит от схемы включения тиристора и режи- ма- измерения
Продолжение
Наименование параметра . Условное обозначение Определение параметра
Время нарастания ^нар Промежуток времени, необ- ходимый для нарастания тока от 0,1 до 0,9 своего макси- мального значения. (Значение параметра зависит от схемы и режима измерения)
Время выключения ^ВЫКЛ Минимальный промежуток времени, в течение которого тиристор из открытого состоя- ния переходит в запертое. (Значение параметра зависит от схемы и режима измерения)
Емкость тиристора с Емкость запертого тиристора (обычно в нулевой точке)
Параметры тиристора могут сильно изменяться в ин-
тервале рабочих температур. Поэтому для правильного
применения тиристоров необходимо знать максимальные
значения параметров при крайних значениях температуры.
Поскольку в большинстве случаев своего. применения
тиристор работает в импульсном режиме, особенно боль-
шой практический интерес представляет значения импульс-
ных параметров цепи управляющего электрода, т. е. зави-
симости минимальной амплитуды включающего тока и
включающего напряжения управляющего электрода от
длительности управляющего импульса. Такие зависимости
позволяют определить минимальную импульсную мощность
включения по управляющему электроду в зависимости
от длительности запускающего импульса. К импульсным
параметрам тиристора относятся максимально допусти-
мые значения тока тиристора в зависимости от длитель-
ности и скважности импульса.
В табл. 9.2 приведены предельные значения основных
статических параметров тиристоров средней мощности при
температуре от —50 до 4*100 ° С [11].
- 163
Таблица 9.2
Предельные значения статических параметров
1ЙП тиристора ^пр макс.. 6 ^ОСТ , е ;упр, мп ^ут пр, ма
Д235 40 (группы А, В) 80 (группы Б, Г) 2 (при- токе 2 а) <50 —
Д238 50 (группы А, Г) 100 (группы Б. Д) 150 (группы В, Е) 2 (при токе 10 а) 150 <30
9.4, УПРАВЛЕНИЕ ТИРИСТОРОМ
И ЕГО ДИНАМИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА
Включение тиристора, т. е. перевод его из выключенного
во включенное состояние, производится путем подачи на
управляющий электрод положительного импульса тока.
Включающий ток и включающее напряжение управляюще-
го электрода определяют минимальную мощность, рассеи-
ваемую цепью управляющего электрода, и связаны между
собой приблизительно так же, как ток базы и напряжение
эмиттер — база в транзисторе, включенном по схеме с об-
щим эмиттером [3]. Переходной процесс включения тири-
стора состоит из трех этапов (рис. 9.4). [1811.
Время задержки t3 определяется временем пролета носи-
телей заряда во внутренних областях четырехслойной
структуры и временем, в течение которого сумма коэффи-
циентов передачи по току достигает единицы. Время задерж-
ки сильно зависит от режима измерения и уменьшается при
увеличении разности /упр — /упр0 (рис. 9.5). Для практи-
ческих расчетов, когда /упр > 2/упр 0, можно пользоваться
приближенной формулой
4-----, (9-3)
1упр упро
где А — коэффициент, зависящий от параметров четырех-
слойной структуры, для маломощных тиристоров А =
=0,5 4- 3,0 мксек-ма.
Время нарастания tK связано с уменьшением напряжения
на переходе Я 2 До нуля и с началом процесса модуляции
164
проводимости; в общем случае время tK зависит от емко-
сти тиристора и сопротивления нагрузки. Для маломощных
тиристоров /н « 0,2 4- 1 мксек.
Рис 9.4. Эпюры управляющего тока и напряжения на аноде
и переходной процесс переключения
Время распространения проводимости tv определяется
кумулятивным процессом (неодновременным началом инжек-
ции по всей площади перехода 77 4 при пропускании импульса
Рис. 9.5 Зависимость времени
задержки от тока управляю-
щего электрода
мксек
2 3^ /упр Дпро,мв
тока через управляющий электрод) и процессом модуляции
проводимости во внутренних областях четырехслойной
структуры, приводящих к уменьшению напряжения на
тиристоре до 2ДОГТ. Это время, в течение которого напряже-
ние на тиристоре уменьшается от ОДД (£— напряжение на
165
аноде тиристора до пропускания тока через управляющий
электрод) до 2£7ОСТ, составляет для маломощных тиристоров
1 — 3 мксек.
Частным случаем включения тиристора является так
называемый эффект «dUldt», ограничивающий скорость
подачи прямого напряжения на выключенный тиристор и,
связанный с наличием емкости тиристора [61. Емкость
тиристора состоит из емкостей трех последовательно вклю-
ченных переходов. В выключенном состоянии емкости край-
них переходов, смещенных в прямом направлении, велики,
поэтому емкость тиристора практически равна емкости
центрального перехода С2. При изменении напряжения
на аноде возникает емкостной ток, равный С2^, который
приводит к увеличению инжекции во внутренние базовые
области четырехслойной структуры, т. е. этот ток эквива-
лентен току базы транзистора. Поэтому эффект, «^у»
приводит к увеличению коэффициентов передачи по току, а
следовательно, к уменьшению напряжения переключения,
что может привести к самопроизвольному включению тирис-
тора.
Выключение тиристора. Перевод большинства тиристо-
ров из включенного состояния в выключенное осуществля-
ется либо разрывом цепи анодного тока, либо подачей отри-
цательного напряжения на анод. Имеются возможности
выключения тиристоров при малых анодных токах путем
пропускания обратного тока в цепи управляющего элек-
трода. Частично разработана теория тиристоров, выключае-
мых по управляющему электроду, и созданы такие тирис-
торы [5]. Согласно этой' теории выключение происходит
в результате запирания перехода /74 и уменьшения анодного
тока до значений, меньших тока выключения при пропус-
кании обратного тока в цепи управляющего электрода.
Более подробно изучен вопрос о выключении тиристоров
по анодной цепи [9, 10].
Расчет показывает, что, в отличие от диодов, время
выключения тиристоров не зависит от амплитуды выклю-
чающего сигнала. В предположении, что для ширины ба-
зовых областей соблюдается неравенство wn wp полу-
чено выражение для нахождения времени выключения
^выкл Тр In - . (9.4)
'выкл
На рис. 9.6 изображена зависимость времени выклю-
чения от анодного тока для маломощного тиристора.
9.5. ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ТИРИСТОРОВ ОТ
ТЕМПЕРАТУРЫ
С повышением температуры возрастают токи утечки
в выключенном состоянии. Причем однозначной связи
между токами утечки и физическими параметрами четырех-
слойной структуры нет, так как в большинстве случаев
эти токи обусловливаются не объемными, а поверхност-
ными явлениями, например наличием поверхностных кана-
лов и утечек.
При увеличении температуры возрастают коэффициенты
усиления по току о.!, а2- Это приводит к следующим изме-
нениям параметров тиристоров:
1) увеличивается величина прямого тока утечки в вык-
люченном состоянии, так как усиливается положительная
обратная связь по току, существующая в четырехслойной
структуре;
2) уменьшается включающий ток управляющего элек-
трода (рис. 9.7);
3) уменьшается ток выключения;
4) возрастает время выключения, так как с ростом
температуры увеличивается время жизни неосновных носи-
телей.
Тиристоры, как правило, используются в ждущем режи-
ме работы, т. е. находятся в выключенном состоянии до
тех пор, пока на управляющий электрод не будет подан
включающий импульс тока. Однако некоторые тиристоры
167
при повышенной температуре могут «самопроизвольно»
включаться, что приведет к нарушению работы аппаратуры.
Это явление связано с нестабильностью тиристора по анод-
ной цепи, вызываемой изменениями тока утечки, утечки
в выключенном состоянии, и с нестабильностью по цепи
управляющего электрода; между этими двумя видами нес-
табильностей существует тесная связь.
Рис. 9.7 Зависимость вклю-
чающего тока управляю-
щего электрода от темпе-
ратуры.
Рис. 9.8. Зависимость величины
включающего тока управляющего
электрода маломощного тиристора
от величины шунтирующего со-
противления.
Следует отметить, что самопроизвольное переключение
тиристора из выключенного во включенное состояние может
происходить вследствие паразитных наводок по анодной
и управляющей цепям. С повышением температуры вероят-
ность такого переключения увеличивается, так как умень-
шаются значения включающего тока управляющего элек-
трода и тока выключения. Нестабильность по управляю-
щей цепи можно уменьшить либо шунтированием цепи
управляющего электрода сопротивлением, либо подачей
отрицательного смещения на управляющий электрод [7].
Однако это может привести к значительному увеличению
включающего тока и мощности управляющего сигнала,
необходимого для включения тиристора (рис. 9.8). Обычно
величина шунтирующего сопротивления составляет нес-
колько килоом для маломощных тиристоров и несколько
десятков или сотен ом для тиристоров средней мощности.
Улучшение стабильности тиристора подачей отрицатель-
ного смещения на управляющий электрод усложняет схему
и применяется редко.
168
9.6. ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ /МЕТОДЫ СОЗДАНИЯ
ЧЕТЫРЕХСЛОИНОй СТРУКТУРЫ
Для изготовления четырех слой ной структуры исполь-
зуются известные технологические методы создания р-п пе-
реходов (диффузия, сплавление и др.). Комбинируя эти
технологические методы, получают четырехслойную струк-
туру диффузионным, диффузионно-сплавным или сплавно-
диффузионным' методом.
Рассмотрим сплавно-диффузионный метод изготовления
четырехслойной структуры (рис. 9.9), используемый для
производства тиристоров типа Д235.
Рис 9.9. Сплавно-диффузионный метод изготовления четырехслой-
ной структуры
а—’Кристалл с р-п-р структурой; б—четырехслойная структура; е — кри-
сталл, защищенный эмалью. 1 — сплав GaAs; 2— контакт для управляющего
электрода; 3— металлизированная поверхность; 4—эмаль.
В тонкие пластины кремния и-типа с двух сторон
проводится диффузия бора при высокой температуре. При
этом с двух сторон пластины образуются р-п переходы на
глубине 40 мкм. Пластины с диффузионными слоями режут
на кристаллы (рис. 9.9, а). В кристалл вплавляется сплав,
содержащий одновременно акцепторную (галлий) и донор-
ную (мышьяк) примеси, таким образом, чтобы он пропла-
вил диффузионную пленку p-типа. Из образовавшегося
в процессе вплавления рекристаллизованного слоя при
высокой температуре 'происходит одновременная двойная
диффузия акцепторной и донорной примесей. При диффузии
образуются одновременно два р-п перехода на глубине 2 и
5 мкм и получается четырехслойная структура (рис. 9.9, б).
Омическим контактом у наружного /г-слоя является
сплав, содержащий галлий и мышьяк. Омические контакты
наружного и внутреннего p-слоев получают металлизацией
кремния путем химического никелирования.
169
Кристаллы с четырехслойной структурой и омическими
контактами подвергают травлению в смеси плавиковой и
азотной кислот для очистки р-п переходов от загрязнения.
Затем покрывают защитной эмалью (рис. 9’.9, в), напаивают
на медный кристаллодержатель и герметизируют.
Рис. 9.10. Диффузионный метод
изготовления четырехслойной
структуры
Более перспективным методом изготовления четырех-
слойной структуры является диффузионный метод (рис.9.10).
В результате двухсторонней диффузии акцепторной при-
меси (бор, алюминий или галлий) образуются переходы
77 2 и П3, и в диффузионную пленку p-типа производится
локальная диффузия донорной примеси (фосфор) для обра-
зования перехода /7j. Указанный метод позволяет полу-
чить одновременно большое число кристаллов с четырех-
слойной структурой на пластине кремния и дает возмож-
ность использовать для защиты поверхности р-п переходов
окисную пленку. Диффузионный метод нашел широкое
применение при изготовлении мощных тиристоров [12], для
которых требуются переходы большой площади и спе-
циальной конфигурации.
9.7. МЕТОДИКА ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ ТИРИСТОРОВ
Статические параметры. Схема измерения прямого и
обратного токов утечки такая же, как при снятии вольтам-
перных характеристик диодов (§ 2.3). Если тиристор при-
меняется с шунтирующим резистором между управляющим
электродом и катодом, то все параметры следует измерять
при включенном шунте. При измерении остаточного напря-
жения и тока выключения (рис. 9.11) тиристор включают
током управляющего электрода путем нажатия кнопки Кн,
затем с помощью переменного резистора R устанавливают
средний ток п определяют падение напряжения на тирис-
170
торе — остаточное напряжение. Затем уменьшают анодный
ток до такого значения, когда дальнейшее уменьшение тока
вызывает выключение тиристора. Это значение принимается
за ток выключения.
Рис. 9.11 Схема установки для измерения оста-
точного напряжения и тока выключения тиристора.
Измерение включающего тока и включающего напряже-
ния управляющего электрода производится на установке,
схема которой изображена на рис. 9.12. На анод тиристора
через резистор /?н подается постоянное напряжение, равное
Рис. 9.12. Схема для измерения включающих тока и напряжения
управляющего электрода тиристора:
ИД —испытуемый тиристор! ГН—-источник постоянного напряжения; ГТ—ре-
гулируемый источник тока; ИН1г ИНг—измерители напряжения (вольтметры;)
ИТ — измеритель тока (миллиамперметр)
обычно 10 в. С помощью регулируемого источника тока ИТ
плавно увеличивают ток в цепи управляющего электрода
до тех пор, пока напряжение на аноде тиристора резко
не упадет. При этом измеряют значения тока и напряжения
на управляющем электроде, которые принимают соответ-
ственно за включающий ток и включающее напряжение
управляющего электрода.
171
Измерения статических параметров тиристоров произ-
водятся обычно при крайних значениях рабочей темпера-
туры. Такне параметры, как остаточное напряжение, ток
выключения, включающий ток и включающее напряжение
управляющего электрода, измеряют в криостате при тем-
пературе —50 или —60° С, где значения этих параметров
максимальны. Токи утечки, имеющие максимальное зна-
чение, а также ток выключения, включающий ток и напря-
жение управляющего электрода, имеющие минимальное
значение, измеряются в термостате при температуре+ 100
Рис. 9.13 Схема измерения
времени выключения мало-
мощных тиристоров
Рис. 9.14. Схема измерения
времени включения тиристоров
средней мощности.
или +120° С в зависимости от типов тиристоров. При всех
этих видах измерения точность поддержания режима долж-
на быть не хуже ±2%, точность измерения не хуже +5%.
В установке для измерения токов утечки должна быть
предусмотрена блокировка на случай самопроизвольного
включения тиристора.
Динамические параметры. Схема измерения времени
выключения маломощных тиристоров изображена на
рис. 9.13. На управляющий электрод тиристора подается
положительный импульс тока с амплитудой, не меньшей
включающего тока управляющего электрода, и длитель-
ностью, равной обычно времени включения. При этом анод-
ный ток тиристора будет I » E/Ra. Через время, значи-
тельно большее времени включения, на анод тиристора пода-
ется отрицательный импульс с амплитудой [7обр и длитель-
ностью не меньше времени выключения, обеспечивающий
выключение тиристора. Частота повторения импульсов
выбирается обычно равной 1 кгц, а длительность включен-
ий
кого состояния тиристора 30 — 40 мксек. На рис. 9.4. пока-
заны эпюры напряжения на аноде и тока управляющего
электрода при переходном процессе переключения. Время
выключения определяют как минимальную длительность
отрицательного импульса, при которой тиристор еще
выключается.
Время включения измеряют по схеме, изображенной
на рис. 9.14. Конденсатор С заряжается через резисторы
R, R,, и индуктивность L до напряжения Е. Постоянная
Рис. 9.15. Схема измерения времени выключения
тиристоров большой и средней мощности
времени заряда тзар«С(7?+ 7?„), после подачи положи-
тельного импульса на управляющий электрод тиристор
включается и конденсатор С разряжается через резистор
RH и тиристор с постоянной времени разряда тра3р-^С/?н.
Элементы схемы выбирают такими, чтобы выполнялись
Е v L
условия -^-<С/выкл, -д- гразр> т- е- ЧТОбы ТОК, ПрОТе-
кающий через* индуктивность L и сопротивление R, в про-
цессе включения практически не изменялся. Как только
ток разряда конденсатора С станет меньше /ВЫКл> тирис-
тор выключается и емкость начинает заряжаться снова.
Частота повторения импульсов выбирается из условия
тзар 4- Lpa3p
Измерение времени выключения тиристоров большой и
средней мощности производится в двухтактной ячейке
(рис. 9.15).
При подаче положительного импульса на управляющий
электрод тиристор включается и через него проходит
173
ток I Конденсатор С заряжается через резистор
RK и тиристор /И до напряжения Е. После подачи в цепь
управляющего электрода второго включающего импульса,
задержанного относительно первого на время, не меньшее,
чем ^выкл + CRn, тиристор Д2 включается, и напряжение
конденсатора С прикладывается к тиристору вызывая
его выключение. Длительность отрицательного выключаю-
щего импульса регулируется изменением величины емкости
конденсатора С. Минимальная длительность этого импульса
принимается за время выключения.
В качестве индикатора процесса переключения исполь-
зуется осциллограф. Точность измерения времени переклю-
чения составляет ±10%.
9.8. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ ТИРИСТОРОВ
Появившись впервые в 1957 г., тиристоры получили
широкое распространение в различных отраслях электро-
техники и электроники. В настоящее время разработаны
различные типы тиристоров с рабочими напряжениями
от нескольких десятков до нескольких сотен вольт
[13] и рабочими токами от нескольких миллиампер до не-
скольких сотен ампер [12]. Следующий этап развития,
связанный с увеличением быстродействия, позволил
создать тиристоры с временем включения до нескольких
десятых долей микросекунды и временем выключения
др нескольких микросекунд.
Перспективными являются тиристоры, выключаемые по
управляющему электроду. Созданы такие тиристоры
с максимальным рабочим током 7 а [ 14] и рабочим напряже-
нием 400 в, ведутся работы по увеличению рабочего тока и
коэффициента усиления по току при выключении тиристо-
ров 15]. Имеются сообщения о возможности увеличения
коэффициента усиления по току до 1 000 путем улучшения
технологии изготовления и применения более совершенных
схем управления.
Дальнейшее улучшение параметров тиристоров связано
с применением новой технологии; так, планарная технология
пеззолит существенно уменьшить токи утечки, исключить
нестабильность и значительно повысить надежность тирис-
торов, а внедрение эпитаксиальной технологии позволит
значительно повысить быстродействие тиристоров.
174
Большой интерес представляет создание приемников
светового излучения на основе четырехслойной структуры —
фототиристоров [15]. В таких приборах роль тока управ-
ляющего электрода играет световое излучение. Максимум
спектральной чувствительности фототиристоров, изготов-
ленных из кремния, соответствуют длине волны около
1 мкм, т. е. лежит вблизи максимума излучения лазеров,
изготовленных из арсенида галлия; Это позволяет создать
четырехполюсник, на входе которого находится лазер,
а на выходе — тиристор, управляемый светом, причем
вход и выход такого четырехполюсника электрически не
связаны.
Перспективной является разработка тиристоров, управ-
ляемых магнитным полем итемпературой.
Представляет интерес разработка тиристоров, имеющих
строго фиксированный уровень управляющего сигнала,
что позволило бы их широко использовать в измеритель-
ной технике. Широкое применение могут найти тиристоры,
имеющие два управляющих электрода, связанных с разными
базовыми областями четырехслойной структурой, так назы-
ваемые бинисторы [16]. Такие двухбазовые диоды позво-
ляют осуществлять независимую друг от друга коммутацию
при включении и выключении; созданы тиристоры, облада-
ющие симметричными характеристиками при прямом и об-
ратном смещениях [17].
Применяемые в настоящее время типы тиристоров можно
подразделить на следующие группы: высоковольтные; быс-
тродействующие; полностью запираемые; симметричные;
специальные (фототиристоры, бинисторы и др.); четырех-
слойные диоды.
ЛИТЕРАТУРА
1. М о 1 1 J. L., Tanenbaum М., Go 1 d е у J. М.,
Н о 1 о п у a k N. р-п-р-п. transistor switches Proc. IRE, 1956,
v. 44, № 9, p. 1174—1182.
(Русский перевод в сб. «Полупроводниковые приборы с отрицатель-
ным сопротивлением», под ред. С. А. Гаряинова. Госэнергоиздат,
1962).
2. Доброхотов Н. Г. Полупроводниковые р-п-р-п пере-
ключатели. В сб. «Полупроводниковые приборы и их примене-
ние, под ред. Я. А. Федотова, вып. 7, Изд-во «Советское радио»,
1961.
8. Кузьмин В. А. Теория и свойства тиристоров. В сб. «По-
лупроводниковые управляемые вентили — тиристоры», под
ред. М. Г. Чиликина, Изд-во «Энергия», 1964.
175
4. Makintosh J. M., Three terminal p-n-p-n transistor swi-
tches. IRE. Trans, on Electron. Devices, 1958, v. ED-5, № 1,
p. 10. Русский перевод в сб. «Полупроводниковые приборы с от-
рицательным сопротивлением», под ред. С. А. Гаряинова, Гос-
энергоиздат, 1962.
5. Storm Herbert F. Introduction to turn — off silicon
controlled rectifiers. IEEE Trans. Commun. Electron, 1963,
№ 67, p. 375—383.
6. Stasior Richard A. How to supress rate effect in p-n-p-n
devices. Electronics, 1964, v. 37, № 2, p. 30—33.
7. R о о t C. D. Negative current bias and resistance bias for
preventing turn on by — of controlled rectifiers. Proc. IEEE,
dt
1963, v. 51, № 1, p. 1672.
8. Misawa T. Turn-on transient of” p-n-p-n triodes. J. Electro-
nics and Control, 1959, v. VIII, № 6, p. 523—533.
9. Кузьмин В. А. О времени выключения приборов со
структурой р-п-р-п. «Радиотехника и электроника», 1964,
№ 8, стр. 1410—1415.
10. Stumpe August С. Das Schaltverhalten der steuerba-
ren Silizumzelle E. T. Z, 1962, Bd. 13, № 23, S. 291—298. (Рус-
ский перевод в сб. «Полупроводниковые управляемые вентили»,
под ред. В. Г. Комара и В. А. Лабунцова, Госэнергоиздат,
1962.
11. Моча л кина О. Р., Спиро Н. Н. Тиристоры типов
Д235 и Д238 на токи 2 и 10а. В сб. «Полупроводниковые управ-
ляемые вентили—тиристоры», под ред. М. Г. Чиликина, Изд-во
«Энергия», 1964.
12. Грехов -И. В. и др. Тиристоры серии ВКДУ на токи
50—200 а. В сб. «Полупроводниковые управляемые вентили —
тиристоры», под ред. М. Г. Чиликина, Изд-во «Энергия», 1964.
j3. Haruki Н i г о m u. Construction and function of Fuji
silicon controlled rectifiers cells. Fuji Deriki Rev., 1963, v. 9,
№ 5, p. 133 — 139.
14. G u t z w i 1 1 e r F. W. Thyristor semiconductor componente
today. IEEE. Trans on Ind. and Gen. Appl., 1965, v. 1, № 6,
p. 403—409.
15. E. Keith Howell. Light-activated switch expands uses
of silicon controlled rectifiers. Electronics, 1964, № 4, p. 53—61.
16. R о s s R. W., S k a 1 n i k J. G. An analisis and experi-
mental investigation of the binistor. IRE Trans, 1962, March,
ED-9, № 2, p. 153—161.
17. Z u s e h e r J., V о о r r i p s H. C. Silicon rectifier con-
trols power in either direction. Electronics, 1963, v. 36, № 51,
p. 63—65.
18. В er g m a n C. D. The gate triggered turn-on process in thi-
ristors solid state. Electronics, 1965, v. 8, № 9, p. 757—765.
10. ДЕТЕКТОРНЫЕ И СМЕСИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
10.1. ПРИНЦИП действия и устройство
Диоды, предназначенные для детектирования, называют-
ся детекторными1, а устройство, в котором они осуществля-
ют свою функцию, — детектором. Диоды, предназначенные
для работы в схеме преобразования частоты, называются
смесительными, ’ а устройство в целом — преобразователем
частоты или смесителем. Следует подчеркнуть различие
между диодом и устройством, в котором диод работает.
В то время как диод является по существу двухполюсным
прибором, детектор или преобразователь частоты удобнее
рассматривать как многополюсник, различные пары полю-
сов которого соответствуют сигналам различных частот.
Разделение сигналов осуществляется системой фильтров,
являющейся неотъемлемой частью детектора или смеси-
теля.
Прижимной контакт. Нелинейное сопротивление в детек-
торных и смесительных диодах СВЧ в настоящее время
создается почти исключительно с помощью прижимного
контакта металл — полупроводник. Выпрямляющий кон-
такт в этих приборах возникает при прижиме к поверх-
ности полупроводника заостренной металлической .про-
волоки (контактной пружины). Такой контакт в литературе
называется точечным.
Вольтамперная характеристика. Физической основой
выпрямляющего действия контакта металл — полупровод-
ник является наличие под поверхностью полупроводника
тонкого (толщиной порядка 10~5 см) запирающего слоя.
Свойства этого слоя как нелинейного сопротивления описы-
1 Применяемое иногда название этих диодов — видеодиоды или
видео детек торы — неточно отражает их назначение и пользоваться
им не рекомендуется.
7 Зак. 1758 177
ваются вольтамперной характеристикой (рис. 2.1), аналити-
ческое выражение которой имеет вид [1]
/ = л(е’^—1) (10.1)
или
C = f Ш(4+ 1).
Коэффициент А определяется рядом физических характе-
ристик контакта и его площадью.
Сопротивление растекания. Напряжение U в выражении
для вольтамперной характеристики представляет с'ббой
напряжение на запирающем слое. Поскольку последова-
тельно с этим слоем всегда включено сопротивление объема
полупроводника г, называемое сопротивлением растека-
ния, то полное напряжение на выпрямляющем контакте
равно
= U + 1г.
Таким образом, уравнение вольтамперной характерис-
тики диода принимает вид .
= 1)+ 1г. (10.2)
Если толщина полупроводникового кристалла значительно
превышает диаметр контакта, а толщина запирающего слоя
много меньше его, что обычно выполняется на практике,
то последовательное сопротивление будет равно [1]
г=^, (10.3)
где d — диаметр контакта.
Вольтамперные характеристики реальных диодов отли-
чаются от (10.1), (10.2). Они не вполне экспоненциальны,
а коэффициент в показателе экспоненты обычно меньше
qikT = 40 в-1 и составляет 20 — 35 в-1. При отрицательных
напряжениях ток через диод не постоянен, как это следует
из (10.1), но возрастает с увеличением напряжения. Нако-
нец, величина сопротивления г обычно в 3 — 4 раза пре-
восходит ее расчетное значение (10.3). Практически для
кремниевых диодов величина г составляет 10 — 50 ом. Ко-
эффициент А имеет величину 10“7 — 10-5а.
178
Емкость запирающего слоя. В диапазоне СВЧ на
работу выпрямляющего контакта оказывает существенное
влияние емкость запирающего слоя. Она включена парал;
лельно нелинейному сопротивлению запирающего слоя,
так что полная эквивалентная схема выпрямляющего кон-
такта принимает вид, показанный на рис. 10.1. Паразит-
ное действие емкости заключается в том, что протекание
емкостного компонента тока через включенное последо-
вательно сопротивление растекания приводите рассеянию
на нем части мощности сигнала.
Рис. 10.1. Эквивалентная схема выпрям-
ляющего контакта.
Величина емкости зависит, в
частности, от диаметра
контакта d и концентрации основных носителей в припо-
верхностной части полупроводника ns:
C^ynsd2. (10.4)
В то же время сопротивление объема полупроводника (10.3)
определяется концентрацией основных носителей в толще
полупроводника:
(10.5)
Различие в концентрациях ns и п создается путем спе-
циальной обработки полупроводника, образующей на его
поверхности тонкий высокоомный слой, так что ns <С п.
Как будет показано ниже, потеря мощности в диапазоне
СВЧ характеризуется произведением ®2гС2. Из формул
(10.4) и (10.5) следует, что этот фактор пропорционален
dsnsln. Создание обедненного слоя уменьшает его величину
и улучшает параметры диодов на СВЧ. Зависимость от
диаметра контакта приводит к необходимости использовать
контакт малой площади, что ограничивает механическую
прочность и стойкость диодов к электрическим перегрузкам,
в особенности в миллиметровом диапазоне длин волн.
7* 179
Патронный тип корпуса. В длинноволновом участке
СВЧ диапазона (до длины волны примерно 3 см) основным
типом корпуса диода является патронный — металлокера-
мический или металлостеклянный (рис. 10.2). Керамичес-
кая трубка 1 соединена с металлическими деталями диода
с помощью резьбы. Для герметизации корпуса применяют
Рис. 10.2. Диод в керамическом (а) и стеклянном (б) корпусе;
/—керамическая трубка; 2— металлические фланцы; 3 — смола, скрепляю-
щая детали корпуса: 4—держатель кристалла; 5 —кристалл; 6 — контактная
пружина; 7— влагозащитное покрытие; 8— выводы; 5 —контактная пружина;
10— стеклянная тру (пса; 11—кристалл.
эпоксидную или кремнийорганическую смолу (3) (иногда
корпус герметизируют с помощью пайки). В металлостек-
лянном корпусе изолятором служит стеклянная трубка 10,
через которую проходят металлические выводы 8. Для гер-
метизации используется сварка. По сравнению с металло-
керамическим корпус этого типа имеет меньшие габариты
и емкость.
Коаксиальный корпус. В диапазоне длин волн 1— 3 см
емкость и габариты корпуса патронного типа становятся
недопустимо большими, поэтому выпрямляющий контакт
монтируют в корпусе коаксиального типа (рис. 10.3).
Контактная пружина 4 соединена с внутренним проводни-
ком 2, который удерживается с помощью опорной шайбы 3,
выполненной из пеностекла. Эта же шайба служит для гер-
метизации диода со стороны входа СВЧ энергии. С другой
стороны диод герметизируют с помощью смол или
мягких припоев.
Рис. 10.3. Коаксиальная конструкция
диода
1 — наружный проводник; 2 — внутренний
проводник; 3— опорная шайба; 4— контакт-
ная пружина; 5 — кристалл; держатель
кристалла; 7—влагозащитное покрытие;
5 —крышка.
Волноводный корпус. В диапазоне субмиллиметровых
и миллиметровых волн требуется коаксиальный корпус
очень малого размера, который трудно выполнить в виде
отдельной конструкции. В этом случае отрезок коаксиаль-
ной линии монтируют в одном блоке с коаксиально-
волноводным переходом, образуя таким образом волно-
водную конструкцию корпуса. В некоторых диодах этого
типа выпрямляющий контакт размещен непосредственно
в волноводе. Волноводное окно защищают с помощью слю-
дяной прокладки.
10.2. ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ДЕТЕКТОРНЫХ ДИОДОВ
Простейшая эквивалентная схема детектора показана
на рис; 10.4. Детектор изображен в виде четырехполюсника,
на вход которого подается переменное напряжение сигнала,
а выход является генератором постоянного напряжения.
181
Параметры диода на низкой частоте1. Для малого
сигнала вблизи выбранной рабочей точки, характеризуемой
напряжением постоянного смещения Uo и током Zo, вольт-
амперную характеристику диода можно аппроксимировать
рядом
i = ай+ Ьи?-±- ... = f (Un)u+ + ... (10.6)
Ограничимся первыми двумя членами ряда. При этом по
самому смыслу разложения в ряд должно выполняться
соотношение
— = (10.7)
аи а
Рис. 10.4. Упрощенная эквивалент-
ная схема детектора
В соответствии со схемой рис. 10.4 представим напряжение
и ток диода в виде суммы постоянной и переменной
составляющих:
и = и0 + Щ. cos (it,
i = i0cos at.
(10.8)
Подставив это в формулу (10.6), получим следующую связь
между компонентами тока и напряжения с учетом неравен-
ства (10.7):
I 2
Zo — сш0 -|- -g- iii»
tl — tZiZjr
(10.9)
1 В этом и следующем подразделах, говоря о диоде, мы будем
иметь в виду непосредственно выпрямляющий контакт. Реактивные
элементы корпуса и диодной камеры не вносят потерь мощности и
влияют лишь на импеданс диодов.
Кроме этого необходимо ввести соотношение дл я цепи пос-
тоянного тока диода
IZo = — С Rh
где RH— сопротивление нагрузки.
Теперь легко найти выпрямленный ток:
Ь и2.
Таким образом, детектирование малого сигнала является
квадратичным. Для того чтобы перейти к рассмотрению
работы детектора в диапазоне СВЧ, выразим выпрямлен-
ный ток через мощность сигнала, рассеиваемую диодом,
которая на основании (10.9) равна
р___„ ______ ° 2
I 2 uji g И \»
Из формулы (10.10) получим
Соотношение (10.11) позволяет представить выходную
цепь детектора как генератор постоянной э. д. с.
£ = = ’ (10.12)
с внутренним сопротивлением
Я = | (10.13)
или как генератор постоянного тока
/ = Ар = рР, (10 14)
к выходным клеммам которого подключено то же сопротив-
ление R (10.13). Последнее играет роль выходного сопротив-
ления детектора (диода). Коэффициент р в формуле (10.14)
называют чувствительностью по току, а коэффициент у =РР
(10.12) — чувствительностью по напряжению. Входное
сопротивление детектора в цепи сигнала, кйк это следует
из формулы (10.9), также равно l/a = R. Таким образом,
183
четырёхполюсник рис. 10.4 можно заменить одной из схем,
показанных на рис. 10.5.
Параметры диода в диапазоне СВЧ. Будем считать, что
эквивалентная схема рис. 10.4 относится к собственно запи-
рающему слою, не имеющему частотной зависимости пара-
метров, а паразитные элементы выпрямляющего контакта
Рис. 10.5. Эквивалентная схема четырехполюсного детектора
с генератором постоянного напряжения (а) и тока (б)
подключены к нему извне. Таким образом, получим новый
четырехполюсник, схема которого изображена на рис. 10.6.
Расчет этой схемы с учетом потери мощности в паразитных
элементах дает следующие значения параметров:
Рис. 10.6. Схема детектора на СВЧ.
Сплошным квадратом показан тот же
четырехполюсник,, что на рис. 10.5
чувствительность по току
(10.15)
выходное сопротивление
R^ = R + r. (10.16)
Обычно для е характеристики выпрямительных свойств
детекторных "диодов используют эти два параметра. Вы-
ходное сопротивление называют еще сопротивлением диода
в рабочей точке (или в нулевой точке, если внешнее смеще-
ние не применяется).
Заметим, что чувствительность по току на СВЧ зависит
от величины паразитных элементов через фактор со2гС2
(поскольку r/R 1); это было использовано выше для
оценки качества выпрямляющего контакта.
Параметры р и R диода с экспо-
ненциальной характеристикой (10.1) мож-
но найти, пользуясь соотношениями (10.6), (10.13), (10.14):
р __ 1
а (/о Ч- А)
Здесь 70 — ток постоянного смещения. Зависимостью сопро-
тивления запирающего сло-я от смещения пользуются для
управления электрическими параметрами диода (см. § 10.7).
10.3. ЧАСТОТНО- ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ
ПАРАМЕТРЫ СМЕСИТЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
Смеситель как шестиполюсник. При анализе смесите-
ля обычно рассматривают лишь полюса гетеродина, цепи
постоянного тока, сигнала, промежуточной частоты (ПЧ)
и зеркальной частоты (34), считая полюса гармоник и
других комбинационных частот замкнутыми накоротко.
Если при этом Считать гетеродин и цепь постоянного тока
«встроенными» в преобразователь частоты, последний пре-
вращается в шестиполюсник (рис. 10.7, а)
Линейные соотношения. В режиме преобразования
частоты малого сигнала амплитуды напряжения и тока
сигнала, ПЧ и 34 связаны линейными соотношениями
[11, 1]. При этом, если диод является нелинейным сопро-
тивлением, то коэффициенты, входящие в соотношения,
можно считать действительными, а число независимых коэф-
фициентов равно трем:
й = У1 Ui 4- у2 и2 + уз из,
г2 = Уг«1+У1«г+} (10.17)
гз=Уз“1 + У1«з- )
(Для комплексных амплитуд тока и напряжения индексами
1, 2 и 3 помечены величины, относящиеся к полюсам соот-
7R. 17KR 185
ветственно сигнала, ПЧ и 34; звездочка означает операцию
комплексного сопряжения.) Через коэффициенты этих
соотношений может быть выражена и входная проводимость
смесителя в цепи гетеродина:
Г = ь-у3. (10.18)
Коэффициенты ylt у2, Уз могут быть вычислены для
данной вольтамперной характеристики в зависимости от
режима возбуждения гетеродином и условий в цепи постоян-
ного тока. Так, для характеристики вида (10.1)
yi, 2, з = Axeat ° Ii, 2. з
Рис. 10.7. Щестиполюсный смеситель на низкой (а) и сверх-
высокой (6) частотах.
где Uo — постоянная; Ut — амплитуда переменной состав-
ляющей напряжения гетеродина на диоде; I — функции
Бесселя мнимого аргумента.
Потери преобразования. Соотношения (10.16) позволяют
рассчитать смеситель в любом режиме его работы. Пос-
кольку смеситель линеен, интересующая нас мощность ПЧ
пропорциональна мощности сигнала. Отношение мощности
сигнала к мощности ПЧ, выделенной на нагрузке смесителя,
называется потерями преобразования. (Это отношение обыч-
но выражают в децибелах.)
Общее выражение для потерь преобразования при про-
извольных нагрузках в цепях ПЧ Y 2 и 34 Y3 имеет слож-
ный вид. и здесь не приводится. Заметим лишь, что наи-
меньшую величину потери преобразования имеют при холос-
том ходе или при коротком замыкании цепи 34, т. е. при
Ys = 0 или Y3 — оо . В этих условиях при улучшении
186
диода теоретически возможно полное преобразование мощ-
ности сигнала в мощность ПЧ.
«Широкополосный» смеситель. На СВЧ промежуточная
частота достаточно мала по сравнению с частотой сигнала,
так что сопротивление генератора сигнала, пересчитанное на
выпрямлющий контакт через согласующий трансформатор
и корпус диода, практически одинаково на частоте сиг-
нала и 34. Поэтому, если смеситель не содержит высокодоб-
ротных резонансных элементов, то в схеме рис. 10.7 про-
водимость нагрузки цепи 34 равна выходной проводимости
генератора сигнала. .Такой режим включения называется
широкополосным. Для измерения потерь преобразования
используют именно широкополосный смеситель. При этом
осуществляют согласование диода не с цепью сигнала, а,
что практически значительно удобнее, с цепью гетеродина.
В этом случае цепь сигнала оказывается рассогласованной
до КСВ«1,6, так что измерение дает величину потерь, не-
сколько завышенную по сравнению с потерями преобразо-
вания в их точном определении. Полученную таким обра-
зом величину потерь преобразования и считают характерис-
тикой самого диода. На схеме рис. 10.7 это отражается
в том, что нагрузку в цепи 34 Y3 и выходную проводимость
генератора сигнала полагают равными (10.18). Расчет
дает следующее выражение для потерь преобразования:
f . (уз+ У2опт)2 4У1(у21-У22)
4у2г2онт угДу*- уз)
(10.19)
где
V — 17 2
г 2 опт — У1 у •
Первый сомножитель в выражении (10.19) показывает
зависимость потерь от величины нагрузки в цепи ПЧ, т. е.
от согласования этой цепи. Величина Угопт играет роль
выходной проводимости смесителя: наименьшие потери дос-
тигаются при Y2 = Угопт- Второй сомножитель пред-
ставляет собой потери преобразования для согласованной
цепи ПЧ. Следует иметь в виду, что даже для идеального
диода типа нелинейного сопротивления эта величина, в
отличие от потерь при реактивной нагрузке цепи 34, не
может быть меньше 2, т. е. 3 дб, из-за поглощения мощно-
сти в цепи 34 и отражения от входа смесителя.
7В* 187
Смеситель на СВЧ. Приведенные соотношения относятся
к случаю низкой частоты, хотя определение параметров и
обсуждение результатов имели более общий характер. Для
получения эквивалентной схемы смесителя на СВЧ можно
в первом приближении поступить так же, как в случае
детекторного диода, — подключить паразитные элементы
к смесителю извне, отнеся полученные соотношения к соб-
ственно запирающему слою (рис. 10.7, б). В этом случае
потери преобразования при согласовании в цепи гетеродина
определяются соотношением [5,12]
1+ L.
к I
(10.20)
где R = 1/Y — входное сопротивление смесителя в цепи
гетеродина (10.18); L — потери преобразования (10.19).
Потери преобразования смесителя на СВЧ и его выход-
ное сопротивление в широкополосном режиме при согласо-
вании в цепи гетеродина и являются теми частотно-преобра-
зовательными характеристиками диода, нормы на которые
приводятся в технических условиях на эти приборы.
10.4. ШУМОВЫЕ ПАРАМЕТРЫ ДЕТЕКТОРНЫХ
И СМЕСИТЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
Шумовое отношение (t) определяется как отношение
номинальной (т. е. отдаваемой в согласованную нагрузку)
мощности шума (Рш ном) в интервале частот А/ на выходе
диода в рабочем режиме к номинальной мощности тепло-
вого шума kTDkf активного сопротивления, находящегося
при комнатной температуре То (То = 290° К):
В определение не входит выходное сопротивление диода.
Однако для определения величины Рш ном его необходимо
знать (см. § 3.5).
Необходимо подчеркнуть, что в данное определение,
общее по форме для детекторного и смесительного диодов,
вкладывается различное содержание ввиду того, что рабо-
чий режим для детекторного и смесительного диодов, разли-
чен. В то время как уровень шума детекторного диода
определяется величиной постоянного смещения (статический
режим), уровень шума смесительного диода представляет
собой усредненное значение за период колебания гетеродина
(динамический режим).
Фигурирующий в определении шумового отношения
интервал частот kf соответствует полосе пропускания дан-
ного приемного устройства. Так, для детекторного диода
шумовое отношение обычно относят к полосе частот
50 кгц— 1,5 Мгц, соответствующей спектру видеоимпульса.
Шумовое отношение смесительных диодов для доппле-
ровских приемников обычно относят к fm = 10 кгц при Д/
менее 1 кгц.
Рис. 10.8. Учет шумов диода и ви
деоусилителя в эквивалентной схеме
детектора, подключенного ко входу
видеоусилителя
Добротность. В эквивалентной схеме детектора (рис. 10.5)
шумы могут быть представлены генератором шумовой э. д. с.
е2 или генератором шумового тока короткого замыкания
г2, включенными соответственно последовательно или
параллельно с генераторами выходного сигнала. Выбрав
первое представление (рис. 10.8), получим для номиналь-
ной мощности шума на выходе детектора.
шном
е2
4^ВЫХ
(10.22)
Пользуясь эквивалентной схемой (рис. 10.8) и формулами
(10.12) — (10.16), (10.21) и (10.22), легко рассчитать отно-
шение напряжения сигнала к шуму на выходе детектора:
Е ____ ?свч ^вых Р
189
(10.23)
*
Шумы видеоусилителя ухудшают это отношение. Обще-
принято характеризовать шумы видеоусилителя шумовым
сопротивлением RA (рис. 10.8), включенным последователь-
но в цепь управляющей сетки первой лампы видеоусилите-
ля с шумовой э. д. с.:
VH = (4kT0RA
Эта величина складывается с шумом детектора (10.23) на
входе первой лампы усилителя. Если усиление по напряже-
нию в полосе пропускания приемника одинаково для сиг- -
нала и шума, то отношение напряжения сигнала к напря-
жению шума на выходе усилителя будет равно их отноше-
нию на выходе детектора:
____£- = РСВЧ £вых Р _ __ М __ 10
]/72+7* ]/4ATcAf(^BbIX+^)
Параметр М = рсвч RBblx/ViRBax + RA зависит только
от выпрямительных и шумовых параметров самого детек-
торного диода и усилителя и называется добротностью.
Добротность при заданном значении RA, наиболее пол-
но характеризует способность детекторного приемника обна-
руживать слабые сигналы на фоне собственных шумов при-
емника. Шумовое сопротивление RA реальных усилителей
обычно равно 1 000 — 1 200 ом. В технических условиях
на отечественные детекторные диоды величина Ra установ-
лена равной 1 000 ом1. Добротность детекторного приемника
с этим стандартизованным шумовым сопротивлением назы-
вается добротностью диода
При малой мощности сигнала (несколько микроватт)
шумы детекторного' диода практически целиком определя-
ются постоянным смещением. Если рабочая точка выбрана
вблизи нуля, то остаются лишь тепловые шумы сопротив-
ления диода в нулевой точке, и t = 1.
Зная величину добротности, можно по формуле (10.24)
рассчитать величину мощности сигнала Рмин, для которой
напряжение сигнала на выходе приемника становится рав-
ным действующему значению напряжения шума, т. е.
ElVе2 + еА = 1. Уровень мощности сигнала, при котором
1 В технических условиях большинства зарубежных фирм для
Ra выбрано значение 1200 ом.
100
оператор способен различить на выходном индикаторе
приемника сигнал на фоне шума, практически превышает
/’мин примерно на 4 дб. Величина Ртаиг, на 4 дб большая Рмин,
в зарубежной литературе называется «тангенциальной
чувствительностью» и выражается в децибелах относи-
тельно 1 мет.
Коэффициент шума смесителя. Шумы на полюсах сиг-
нала и 34 определяются тепловыми шумами сопротивления
источника сигнала (антенны), и их мощность при согласо-
вании1 равна kT6J, где Т—температура источника сиг-
нала и 34. Шумы на полюсах П4 складываются из шумов
на полюсах сигнала и 34, преобразованных смесителем, и
шумов, обусловленных источниками шума в самом смесителе.
Рассмотрим отношение полной мощности шума на полю-
сах П4, к той ее части, которая обусловлена тепловым
шумом источника сигнала, находящегося при температуре
Т =Т0. Это отношение носит название коэффициента шума
смесителя Рсм, который равен
kT0 tbf
FT0
— /-СВЧ i-
(10.25)
т. e. произведению потерь преобразования диода на' его
шумовое отношение.
Нормированный коэффициент шума. Если известен
коэффициент шума смесителя Рсм и коэффициент шума Епч
следующего за ним усилителя П4, то коэффициент шума
супергетеродинного приемника F определится по извест-
ной формуле для коэффициента шума последовательного
соединения двух каскадов [35] ,
Г = Есы+1(Епч-1) = Е(/+Гпч-1). (W.26)
Коэффициентом шума приемника при определенном стандар-
тизованном значении Епч характеризуют и сам смеситель-
ный диод, и тогда этот параметр называют «нормированный
коэффициент шума». В технических условиях на диоды
принимают Епч= 1,41 (1,5 дб) и определяют величину F
либо путем расчета по формуле (10.26), либо путем непо-
средственного измерения.
1 Мы ограничиваемся здесь рассмотрением лишь случая широ-
кополосного согласования смесителя.
191
10.5. ИМПЕДАНСНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ДИОДОВ
Рис. 10.9. Круговая диаг-
рамма, иллюстрирующая
определение КСВ на фикси
рованной волне.
Корпус и диодная камера как согласующий трансфор-
матор. Корпус диода и элементы диодной камеры (т. е.
устройства, с помощью которого диод подключается к линии
передачи) состоят из чисто реактивных элементов, не вно-
сящих потерь мощности, но определенным образом транс-
формирующих импеданс контакта ко входу камеры. В таком
представлении диодная камера
вместе с диодом может рассмат-
риваться как линейный чисто
реактивный четырехполюсник,
нагруженный на линейное или
нелинейное сопротивление вы-
прямляющего контакта. Этот
четырехполюсник играет роль
согласующего трансформатора.
КСВ на фиксированной час-
тоте. Любой диссипативный
импеданс на фиксированной
частоте может быть согласован
до коэффициента отражения
Г = 0, или КСВ = 1. При
согласовании совокупности дио-
дов одного типа настройка
диодной камеры ведется до идеального согласования
некоторого среднего импеданса. Наличие разброса в импе-
дансе различных экземпляров диодов приводит к тому,
что согласование отдельных диодов отличается от идеаль-
ного: точки на круговой диаграмме, изображающие импе-
данс каждого диода, расположены в некоторой области
вокруг центра диаграммы (рис. 10.9). Наименьшая окруж-
ность, охватывающая все эти точки, характеризуется опреде-
ленным значением КСВ, который не зависит от конкретного
устройства камеры, а определяется только степенью раз-
броса в величине импеданса согласуемых нагрузок [14].
В технических условиях на диоды обычно указывается
величина допустимого КСВ на фиксированной частоте. Из
сказанного ясно, что этот параметр характеризует не сам
по себе импеданс диодов, а только меру его разброса отно-
сительно среднего значения.
КСВ в диапазоне частот. В отличие от случая фикси-
рованной частоты, в диапазоне частот диод не может быть
192
согласован лучше, чем до определенного предела, так как
содержит реактивные элементы: емкость запирающего слоя,
индуктивность контактной пружины и т. п. [ 15]. Реализация
этого предела требует большого количества согласующих
элементов, которые к тому же не всегда являются конструк-
тивно выполнимыми. В практике производства диодов огра-
ничиваются обычно измерением КСВ диодов на несколь-
ких фиксированных частотах заданного диапазона в каме-
ре относительно простого устройства. Наибольшая вели-
чина КСВ в диапазоне частот, приводимая в технических
условиях, определяется именно для камеры этой определен-
ной конструкции.
10.6..ИЗМЕРЕНИЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ
ДЕТЕКТОРНЫХ И СМЕСИТЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
В систему контролируемых электрических параметров
детекторных диодов входят чувствительность по току, сопро-
тивление в рабочей точке, шумовое отношение, доброт-
ность и КСВ.
Чувствительность по току. Чувствительность по току
рсвч определяется как отношение выпрямленного тока
i0 к подводимой СВЧ мощности:
В = 1°
*СВЧ Р 1
гсвч
причем сопротивление цепи выпрямленного тока не должно
превышать 5% от наименьшего номинального значения
сопротивления диода в рабочей точке с целью обеспечения
режима короткого замыкания, а уровень подводимой СВЧ
мощности не должен превышать 10 мквт. Последнее огра-
ничение соответствует режиму малого сигнала.
Сопротивление в рабочей точке. Сопротивление в рабо-
чей точке Квых измеряют без подачи СВЧ мощности. К диоду
подводят малое (не более 5 мв) напряжение от генератора
звуковой частоты через сопротивление, много большее
сопротивления диода в рабочей точке. При этом величина
тока через диод практически не зависит от сопротивления
диода, а измеряемое падение напряжения на нем пропорцио-
нально его сопротивлению в рабочей точке К вых- Падение
напряжения на диоде измеряют ламповым вольтметром,
градуированным в единицах сопротивления.
193
Шумовое отношение детекторных диодов. Шумовое отно-
шение t измеряют без подачи на детекторный диод СВЧ
мощности на приборе, представляющем собой малошумящий
усилитель с большим коэффициентом усиления и заданной
полосой пропускания (обычно от 50 кгц до 1,5 Мгц).
Среднеквадратичное значение напряжения шумов на
выходных полюсах детектора после усиления и детектиро-
вания регистрируется выходным прибором, который отгра-
дуирован с помощью безындукционных резисторов в едини-
цах эквивалентного шумового сопротивления /?ш:
& = 4ЙТО/7?ВЫХ Д/ = 4ЙТ0Яш kf. (10.27)
Шумовое отношение рассчитывается ио формуле
f=p-S-. (10.28)
''вых
Добротность. Добротность 7И детекторных диодов обычно
не измеряют, а вычисляют по формуле (10.24) на основе изме-
ренных значений Рсвч> Rbux, t и значения эквивалентного
шумового сопротивления видеоусилителя, условно прини-
маемого равным 1 000 ом.
Коэффициент стоячей волны (КСВ) измеряют с помощью
измерительной линии по обычной для измерений на СВЧ
методике [36], но при ограниченной мощности в линии
передачи (не более 10 мквт), чтобы соблюдался режим
малого сигнала.
В систему контролируемых электрических параметров
смесительных диодов входят выпрямленный ток, потери
преобразования, выходное сопротивление, шумовое отно-
шение, нормированный коэффициент шума и КСВ.
Выпрямленный ток. Выпрямленный ток не входит в
систему параметров, характеризующих преобразователь-
ные свойства смесительных диодов. Тем не менее его вели-
чина оговаривается техническими условиями на диоды и
измеряется при их проверке. Обычно величиной выпрямлен-
ного тока, возникающего при воздействии на диод гетеро-
дина, пользуются для приближенной установки уровня мощ-
ности гетеродина, с тем чтобы избежать использования гро-
моздких измерителей мощности. Измерение производится
при определенном сопротивлении в цепи постоянного тока
(50 или 100 ом), примерно соответствующем сопротивлению
применяемых миллиамперметров. При отличии сопротив-
ления цепи постоянного тока приемника от этого стандарт-
ного значения выпрямленный при заданном уровне мощности
гетеродина ток будет иметь иную величину, и режим работы
диода изменится.
Потери преобразования. Потери преобразования L
измеряют, как правило, модуляционным методом. При этом
имитируют сигнал одной из боковых частот путем модуляции
колебаний гетеродина. Модуляция осуществляется с помо-
щью включенного в СВЧ линию передачи механического
‘модулятора произвольной конструкции, причем коэффи-
циент модуляции по напряжению СВЧ т не должен превы-
шать 10% для обеспечения режима малого сигнала. Потери
преобразования вычисляются по формуле
m2 PR„
L = 101g —, дб, (10.29)
где Р — средняя мощность СВЧ колебаний; RK — сопро-
тивление нагрузки в цепи ПЧ1, равное среднему выход-
ному сопротивлению диода данного типа, U — действующее
значение напряжения частоты модуляции на сопротивлении
нагрузки по ПЧ, измеряемое ламповым вольтметром.
Сопротивление нагрузки по ПЧ приводится в техниче-
ских условиях на диоды и обычно составляет 350 или
400 ом. Частота модуляции обычно равна нескольким десят-
кам герц.
Выходное сопротивление 7?вых измеряют по методике
измерения сопротивления в рабочей точке детекторных дио-
дов. Однако в данном случае при измерении подводят СВЧ
мощность гетеродина, соответствующую рабочему режиму
диода.
Шумовое отношение смесительных диодов. Принцип
измерения шумового отношения t смесительных диодов по
существу такой же, как и для детекторных диодов. Он зак-
лючается в усилении и последующем детектировании шумо-
вого напряжения на выходе смесителя. Имеется, однако,
ряд особенностей, связанных со спецификой смесительного
диода. Шум смесителя измеряется при воздействии на диод
номинальной мощности гетеродина при обеспечении в цепи
выпрямленного тока нагрузки определенной величины.
Шумы гетеродина, частота которых лежит вблизи основной
частоты гетеродина, достигают входа смесителя и, преобра-
1 В данном случае промежуточной частотой является частота
модуляции.
195
зуясь как сигнал, добавляются к измеряемой величине
шумов самого смесителя и искажают результат измерения.
В обычных смесительных диодах шум гетеродина может
быть подавлен с помощью включаемого в тракт СВЧ перед
смесителем фильтра, полоса пропускания которого меньше
ПЧ. Для допплеровских смесительных диодов ПЧ сос-
тавляет лишь несколько единиц или десятков килогерц,
так что подавление шумов гетеродина с помощью фильтра
оказывается невозможным, и для измерения шумового отно-
шения используются балансные методы.
Нормированный коэффициент шума F смесительного
диода обычно определяют расчетным путем по формуле
(10.25) по измеренным значениям L и t, причем коэффициент
шума усилителя ПЧ принимают равным 1,5 дб. Для некото-
рых типов диодов нормированный коэффициент шума изме-
ряется непосредственно, как коэффициент шума приемника,
в смесителе которого включен испытуемый диод. При этом
должен применяться усилитель ПЧ с коэффициентом шума,
равным 1,5 ± 0,1 дб для всего интервала выходных сопро-
тивлений диодов (имея в виду зависимость коэффициента
шума ус шителя ПЧ от сопротивления на входе).
Коэффициент стоячей волны (КСВ) смесительного диода,
так же как и детекторного, измеряют с помощью измеритель-
ной линии по общепринятой методике. В соответствии с при-
веденными выше условиями «широкополосного» включения
диода измеряется КСВ в цепи гетеродина при заданном
уровне мощности последнего.
10.7. ЗАВИСИМОСТЬ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ
ДИОДОВ ОТ РЕЖИМА РАБОТЫ
Регламентируемые техническими условиями значения
параметров диодов относятся к определенному режиму их
работы. При работе в иных режимах параметры диодов
могут изменять свои значения.
Детекторные диоды. Зависимость параметров от смеще-
ния. Кривые зависимости чувствительности по току Рсвч и
сопротивления в рабочей точке /?БЫх от тока смещения для
детекторных диодов типа' Д604 изображены на рис. 10.10, а.
На рис. 10.10, б показаны зависимости от тока смещения шу-
мового отношения t и добротности М. Максимум добротности
лежит при токе смещения 12 — 15 мка, однако сопротив-
ление диода при этом велико (около 3 ком). Дальнейшее
увеличение смещения позволяет уменьшить выходное сопро-
196
тивление диода, что приводит к улучшению воспроизведе-
ния диодом формы модулирующего импульса.
Применение смещения выгодно и в других отношениях.
Поскольку выходное сопротивление диода уменьшается,
относительная роль шунтирующей барьерной емкости сни-
жается. Это уменьшает разброс величин полных сопротив-
лений диодов и облегчает широкополосное согласование
диода. Такая величина сопротивления /?ВЬ1Х непосредственно
способствует широкополосному согласованию благодаря
Рис 10.10. Зависимость параметров детекторных диодов от тока
положительного смещения
уменьшению различия между импедансами передающей
линии и диода. Кроме того, с ростом тока смещения умень-
шается зависимость электрических параметров от темпера-
туры (рис. 10.11).
Смесительные диоды. Зависимость параметров от вели-
чины мощности гетеродина. На рис. 10.12 показано измене-
ние выпрямленного тока /, потерь преобразования L, выход-
ного сопротивления 7?вых, шумового отношения t и норми-
рованного коэффициента шума F от величины мощности
гетеродина для диодов типов Д405Б и Д408.
Такого же характера зависимости имеют место и для
других типов смесительных диодов. Для большинства дио-
дов оптимальная мощность гетеродина лежит в пределах
0,4 — 1 мвт.-
Влияние смещения на параметры смесительных диодов.
Как правило, внешнее смещение на кремниевые смеситель-
ные диоды не подается. Отрицательное напряжение авто-
смещения, создаваемое нагрузкой диода по постоянному
току, приводит к возрастанию шумового отношения, и поэ-
1S7
тому рекомендуется выбирать сопротивление нагрузки по
постоянному току как можно меньшим (обычно 50 — 100 ом).
-50 О 50 100 t,°C
а)
Рис. 1*0.11. Зависимость параметров детекторных диодов от тем-
пературы при различных токах положительного смещения:
а~ зависимости чувствительности по току l3Qgq и сопротивления в рабочей
точке ЯЕЫХ; б —зависимости добротности Л1 и шумового отношения i.
Зависимость параметров от температуры. В интервале
температур —60 4- +70° С зависимость коэффициента шума
Рис. 10.12. Зависимость параметров смесительных диодов от мощ-
ности гетеродина:
а—диод Д408: б—диод Д405
а следовательно, и чувствительности приемника от темпера-
туры незначительна. При температуре выше 100° С коэф-
фициент шума начинает резко возрастать и при 150° С
198
изменение коэффициента шума может достигать 5 дб.
При. температуре ниже —60 ° С коэффициент шума также
возрастает, что в основном объясняется увеличением уровня
избыточного шума [21].
10.8. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПЕРЕГРУЗКИ ДИОДОВ,
ВЫЗЫВАЮЩИЕ ИХ ОТКАЗ
Перегрузки из-за неосторожного обращения. К ним
относится разряд статического электричества, накопленного
на теле оператора, через диод при включении диода в схему.
Таким перегрузкам способствует пониженная влаж-
ность воздуха, ношение резиновой обуви, одежды из легко
электризующихся тканей и т. д. Соблюдение простейших
мер предосторожности, таких, как предварительное каса-
ние рукой диодной камеры перед вставлением диода, исклю-
чает подобные перегрузки. К'перегрузкам этого рода также
относится случайное попадание на диод чрезмерно большой
мощности СВЧ, мощности постоянного или переменного
тока из-за неправильной регулировки схемы, отсутствия
заземления и т. п.
Перегрузки из-за плохой экранировки диода возникают
при попадании на диод большой непрерывной или импуль-
сной СВЧ мощности от близко расположенных генерато-
ров. Чаще всего воздействию большой непрерывной мощ-
ности подвергаются диоды в допплеровских станциях не-
прерывного излучения.
Перегрузки из-за воздействия на диод импульсной СВЧ
мощности, просачивающейся через газовые резонансные
разрядники защиты приемника [34]. Действие выбросов и
плоской части просачивающихся цмпульсов на диод раз-
лично. Длительность выброса импульса меньше времени
установления тепловых процессов в кристалле (времени
тепловой релаксации), равного, например, для кремния при-
мерно 10—8 сек [1]. Поэтому для импульсов с длительностью
менее 10—8 сек выделившееся в приконтактной области теп-
ло не успевает отводиться, и температура контакта опре-
деляется полной энергией импульса. Для импульсов с дли-
тельностью значительно более 10~8 сек в кристалле успевает
установиться стационарное ' распределение температуры,
значение которой в приконтактной области определяется
мощностью импульса. Соответственно разрядники характе-
ризуются энергией пика (10—2 — 5-1С) -1 эрг) и мощностью
плоской части (десятки милливатт).
199
Если перегрузки превышают значения, оговоренные для
диода данного типа, может произойти «выгорание» диода,
т. е. необратимое изменение его детекторных, преобразо-
вательных, а также шумовых характеристик. Часто первым
признаком выгорания является возрастание шумов диода,
за которым через некоторое время следует общее ухудшение
параметров диода. Иногда выгорание происходит как вне-
запное изменение параметров диода.
ЛИТЕРАТУРА
1. «Кристаллические детекторы». Под ред.- Е. Пумпера, т.-1 и II.
Изд-во «Советское радио», 1950.
2. U h 1 i г А. Характеристики полупроводниковых диодов для
детектирования малых сигналов СВЧ. Microwave J., 1963,
v. 6, № 7, р. 59—67.
3. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых при-
боров, Изд-во «Советское радио». 1963.
4. Федорцев Л. М., Лещинский И. Ш. Кристал-
лические смесительные диоды. Воениздат, 1960.
5. Messenger G. С., McCoy С. Теория и работа полу-
проводниковых диодов в качестве смесителей. Proc. JRE, 1957,
V. 45, № 9, р. 1269—1283.
6. S h ur m er Н. Новые усовершенствования полупроводни-
ковых диодов СВЧ. Proc. IEE, 1964, v. Ill, № 8, р. 257—263.
7. Cha cr ап Jay, Tenenholtz R. Новые достижения
в области смесителей СВЧ. IRE Intern. Conv. Rec., 1961, v 9.
. № 3, p. 139—146.
8. Deroy H., Monier P. Шумы полупроводниковых при-
боров с нелинейным сопротивлением, используемых на СВЧ
как детекторы и смесители. Onde electr., 1965, v. 45, Ns 454,
p. 87—100.
9. Иванов С. H.,- Пенин Н. А., Скворцова Н. Е.,
Соколов Ю. Ф. Физические основы работы полупровод-
никовых диодов. Изд-во «Советское радио», 1965.
10. Л и в ш и ц В. В. Преобразование частоты на СВЧ с по-
мощью полупроводниковых диодов. «Полупроводниковые при-
боры и их применение», под ред. Я. А. Федотова, Вып. 15,
Изд-во «Советское радио», 1966.
11. Peterson L., Llevellyn F. Параметры и методика,
измерения смесителей с точки зрения теории линейных цепей
Proc. IRE, 1945, v. 33, Ns 7, р. 458—485.
12. В а г о n С. Теория полупроводникового смесителя СВЧ.
Proc. IRE. 1958, В-105, № 4, р. 662—664, 672—673.
13. Manley Y., R о w е Н. Некоторые общие свойства нелиней-
ных элементов. Proc. IRE, 1956, v. 44, № 7, р. 904—913.
14. Л ив ш и ц В. В. Об инвариантных свойствах преобразова-
ния плоскости комплексного коэффициента отражения при
трансформации через реактивный четырехполюсник. «Радио-
техника и электроника», 1964, т. IX, № 9, стр. 1611—1615.
15. Л и в ш и ц В. В. Теоретический предел широкополосного
согласования импеданса выпрямляющего контакта полупровод-
никовых диодов СВЧ. «Радиотехника и электроника». 1964.
т.. IX, № 9, стр. 1616—1621.
16 Lucas W., Barber Р. Расчет проводимости полупровод-
никового диода. Electric and Radio Eng., 1957, v. 34, № 12,
p. 454—458.
17. L u c a s W. Проводимость полупроводникового диода. Elect-
ronic Technology, 1962, v. 39, № 7, p. 261—263.
18. S t ani f or t h A., Craven J. Расширение предела квад-
ратичного детектирования диодов I N 23В IRE Trans., I960,
v. МТТ-8, № 1, р. 111—115.
19. С т э н т о н, У ц ц о. Получение требуемых свойств простей
шим методом. Trans. IRE, 1960, v. 50, № 2, 23А.
20. Ishii K-, В r a ul t А. Выходной шум и коэффициент шума
миллиметровых детекторных диодов при подаче смещения.
IRE, Trans., 1962, v. МТТ-10, № 4, р. 258—262.
21. Н е п d г у А. Температурнаи зависимость относительной шу->
мовой температуры германиевых диодов. British Journ. Appl.
Phys., 1958, v. 9, № 11, p. 458—460.
22. Andersson L., Hendry А. Исследование свойств
германиевых смесительных диодов при низких температурах
IRE Trans., 1958, v. МТТ-6, № 4, р. 393—398.
23. Lombardini Р., D о v i a k R. Временная и постоянная
порча кремниевых СВЧ диодов Proc. IRE. 1960, v. 48, № 1
р. 119—120.
24 Темкин С. Е., Кролевец К. М. Эффект временного
ухудшения детектирующих свойств кристаллических диодов
при работе их на высокой частоте. «Радиотехника и электро-
ника», 1957, т. II, № 8, стр. 1062—1070.
25. J е п п у D. СВЧ диод на арсениде галлия. Proc. IRE, 1958,
v. 46, Кв 4, р. 717—722.
26. U h 1 i г А. Применение техники интегральных схем на СВЧ.
Proc. IEEE, 1964, v. 52, № 12, р. 1617—1623.
27. Kang D., D’ A s а г о L. Высокочастотные диоды с выпря-
мляющим контактом золото-эпитаксиальный кремний. BSTJ
1964, V. 43, № 1, р. 225—232. .
28. Oxley Т. Обращенные диоды как смесители на СВЧ. J. Elect-
ron Control, 1964, v. 17, № 1, р. 1—17.
29. Eng S. Шумовые свойства обращенных СВЧ диодов. IRE
Trans., 1961, v. МТТ-9, № 5, р. 419—425.
30. S h u г m е г Н. Обращенные диоды как СВЧ детекторы, Proc.
IEE, 1964, № 9, р. 1511—1516.
31. D е г о у Н., Leclerc Р. Характеристики и применение,
обращенных диодов для детектировании на СВЧ. Ann. radi-
ofelectricite, 1964, v. 19, Кв 75, p. 21—29.
32 Еще более низкий уровень шума в смесительных диодах. Micro-
wave J., 1965, V. 8, Кв 1, р. 53.
33 Обращенные диоды. Electronic Design, 1964, Dec. 28, р. 85.
34 «Антенные переключатели». Изд-во «Советское радио», 1950
35 Белоусов А. П. Расчет коэффициента шума радиоприем
ников. Государственное изд-во оборонной промышленности
1959.
36 Гермен Ф., Петтит Дж. Измерительная техника
в электронике. Изд-во иностранной литературы, 1955.
11. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ И ^МНОЖИТЕЛЬНЫЕ
ДИ'ОДЫ
11.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
Идея технического использования управляемой емкости
смещенного в обратном направлении р-п перехода была
высказана советским ученым Б. М. Вулом еще в 1953 г.
Широкое проникновение диодов с управляемой емкостью
в технику сверхвысоких частот началось в 1959 г., когда
возникла потребность в разработке чрезвычайно малошумя-
щего СВЧ усилителя и возродился интерес к параметричес-
ким усилителям применительно к задаче малошумящего
усиления.
Оказалось, что диоды при оптимальной их конструкции
являются наиболее простыми и эффективными элементами
с управляемой реактивностью на СВЧ, поэтому они практи-
чески вытеснили к настоящему времени все остальные управ-
ляемые элементы из техники параметрического усиления.
Другое применение диодов с управляемой емкостью на
СВЧ, получившее в настоящее время значительное развитие,
связано с так называемыми умножителями частоты. Требо-
вания к диодам для обеих применений оказываются сход-
ными, хотя и не идентичными.
В § 1.4 было показано, что р-п переход обладает емкостью,
связанной с наличием объемного заряда в обедненном слое.
Для характеристики нелинейных свойств емкости р-п пере-
хода обычно пользуются зависимостью дифференциальной
емкости от напряжения смещения. Вид этой зависимости
определяется законом распределения донорных и акцептор-
ных примесей в области перехода.
Практическое значение имеют два варианта распределе-
ния примесей в области перехода — резкая граница между
областями полупроводника р- и n-типа и плавное рас-
202
пределение, характеризуемое постоянным градиентом рас-
пределения примесей в области перехода.
В общем виде зависимость емкости перехода от напря-
жения U имеет следующий вид:
Для плавного ’Перехода п = 1/3. Для резкого п=1/2.
Величина <рк определяется обычно экспериментально
для каждого типа диодов и составляет несколько десятых
долей вольта. Диоды со сверхрезким р-п переходом [5],
в которых усиление зависимости С(б') всегда сопровождается
ухудшением остальных электрических параметров, не нашли
широкого применения в параметрических усилителях. Ем-
кость диода может считаться безынерционной вплоть до
частоты примерно 1011 гц.
На эквивалентной схеме диода в диапазоне СВЧ р-п пе-
реход с высокой точностью отображается емкостью, кото-
рая не зависит от частоты. При этом параллельная активная
проводимость перехода может быть опущена для большин-
ства современных СВЧ диодов с управляемой емкостью.
Эффект усиления в параметрическом усилителе, а также
эффект умножения частоты возникают в результате воздей-
ствия мощного сигнала накачки на нелинейную емкость
р-п перехода. Для количественной характеристики воздей-
ствия накачки на нелинейную емкость пользуются понятием
эффективного коэффициента модуляции емкости. Этот тер-
мин заимствован из упрощенной модели параметрического
усилителя [7], в которой делается предположение о емко-
сти, периодически изменяющейся во времени по синусои-
дальному закону
С = Со(1 + msin aHt), (11.2)
где со„ — круговая частота накачки; Со — среднее значение
емкости; т — коэффициент модуляции емкости.
Существует теория параметрического усилителя при
воздействии на реальную нелинейную емкость диода сину-
соидального напряжения накачки [81 и синусоидального
тока накачки (§ 8.3 в монографии [9]).
В обоих рассмотренных случаях оказалось, что оконча-
тельные результаты в теории, учитывающей воздействие
сигнала накачки на реальную нелинейную емкость, могут
быть приведены к той же форме, которую дает упрощенная
203
теория; для этого достаточно вместо коэффициента модуля-
ции т подставить специально вычисляемый эффективный
коэффициент модуляции диода тд.
На рис. 11.1 даны значения эффективного коэффициента
модуляции в функции коэффициента модуляции напряжения
Рис. 11.1. Зависимость эффек-
тивного коэффициента модуля-
ции тл от коэффициента моду-
ляции напряжения Ми для
случая синусоидального тока
накачки:
кривая 1 при п = 1/3, 2 — при п =
= 3 — при n~2/3 и 4 —при
и = 3/4.
на диоде Ма при синусои-
дальном токе накачки. Вели-
чина Ми определена как от-
ношение амплитуды положи-
тельной полуволны напряже-
ния на диоде к постоянной
составляющей напряжения
на потенциальном барьере
(фк+До)- Приведенные графи-
ки относятся к диодам с
различными зависимостями
емкости от напряжения.
В любом реальном диоде
емкостной ток р-п перехода
протекает через области по-
лупроводника, прилегающие
к переходу и обладающие
конечным сопротивлением. В
эквивалентной схеме диода
это обстоятельство учитывает-
ся введением последовательно-
го сопротивления rs, которое
характеризует активные поте-
ри в диоде при работе на СВЧ.
В большинстве случаев сопро-
тивление rs практически не
зависит от частоты и от напря-
жения смещения. У диодов
с весьма тонкой базой, а также у высоковольтных диодов
сопротивление rs может уменьшиться с ростом запирающего
напряжения вследствие расширения слоя объемного заряда
и уменьшения толщины базы.
Являясь источником потерь в диоде на СВЧ, последова-
тельное сопротивление представляет собой основной источ-
ник внутренних шумов диода и определяет минимально
достижимый коэффициент шума параметрического усили-
теля. Другим источником электрических флуктуаций в дио-
де могут быть дробовые шумы обратного тока.
204
Как правило, в диапазоне сверхвысоких частот шумы
диода целиком определяются шумами последовательного
сопротивления. Влияние шумов обратного тока становится
заметным лишь при использовании диодов в диапазоне мет-
ровых, реже — в длинноволновой части дециметровых волн.
Для расчетов предельной чувствительности и коэффи-
циента шума параметрического усилителя может быть ис-
пользована эквивалентная схема, показанная на рис. 11.2.
Рис. 11.2. Эквивалентная схема па-
раметрического диода для расчета
шумов.
Как легко показать, при условии
/обрЛ*С^ (11.3)
можно пренебречь шумами обратного тока диода.
Практически последовательное сопротивление не под-
дается прямому измерению, поэтому для оценки качества
диода, в первую очередь его шумовых свойств, применяется
параметр, называемый критической частотой диода [9]
f _ тмакс 1 (114)
'кр 2 2пг.Сра6’ 1 '
где тмаКс — максимальное значение коэффициента модуля-
ции емкости; Сраб— значение емкости в рабочей точке.
Этот параметр удобен для оценки коэффициента шума,
однако не может быть измерен непосредственно.
Другой параметр, широко используемый в рекламных
сообщениях в качестве критерия качества диода, носит
название предельной частоты.
205
Отечественные диоды наиболее часто характеризуются
постоянной времени диода
(И-6)
при U — 10 в. Этот параметр доступен непосредственному
измерению и в сочетании с известным законом изменения
емкости от напряжения позволяет вычислять rs, а также
коэффициент шума любого конкретного усилителя.
В зарубежной литературе часто используется также
понятие добротность диода на заданной частоте [10]
«=-• (ил
Для использования диодов с управляемой емкостью
в качестве умножителей частоты наряду с высокочастотными
параметрами С и ts важное значение имеет максимально
допустимое напряжение диода 1/ы, поскольку этот пара-
метр ограничивает максимальную мощность, которую можно
получить от умножителя.
Для некоторых применений оказалось полезным час-
тичное использование области прямых смещений парамет-
рического диода. При этом напряжение накачки и постоян-
ное напряжение смещения выбираются таким образом,
чтобы мгновенное напряжение на диоде в течение некоторой
доли периода смещало переход в прямом направлении [22].
В течение этого времени происходит инжекция неосновных
носителей в базу диода. После того как мгновенное напря-
жение на переходе снова меняет знак, начинается интен-
сивная экстракция неосновных носителей из базы.
Так как время диффузии неосновных носителей через
базу обычно существенно превышает период накачки, прак-
тически весь инжектированный заряд экстрагируется, т. е.
уходит через р-п переход в обратном направлении. Во внеш-
ней цепи этот процесс может рассматриваться как переза-
рядка диффузионной емкости. В результате существенно
повышается эффективный коэффициент модуляции емкости,
однако вместе с тем растет среднее значение емкости и
появляется дополнительйый источник шумов, связанный
с инжекцией неосновных носителей.
При попытках реализации режима работы диода с час-
тичным использованием области прямого смещения чаето
возникает своеобразное явление, получившее название
динамического пробоя [11, 12]. Внешним признаком этого
206
явления служит отсутствие выпрямленного тока или даже
протекание в цепи смещения обратного тока, который может
значительно превышать статическое значение обратного
тока диода.
Возникновение динамического пробоя совершенно недо-
пустимо в параметрическом усилителе, так как собственные
шумы усилителя при этом растут катастрофически (шумо-
вая температура может достигать нескольких тысяч гра-
дусов).
В умножителе частоты при большом уровне мощности
это явление не существенно.
11.2. КОНСТРУКЦИИ ДИОДОВ И СПОСОБЫ
ИХ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
Основные параметры диода ts, Се и Uu определяют
выбор как структуры р-п перехода, так и способа его
изготовления.
Можно показать [31, что для диодов с резким р-п
переходом величина rs = rs Со определяется следующим
выражением:
• <1L8)
а для диффузионного
г / (^о)2
s у ^24((Рк + {;)
ph.
(11.9)
Здесь h — толщина базовой области; а — градиент кон-
центрации примесей в области перехода.
Основными материалами для СВЧ диодов являются
германий, кремний и арсенид галлия (в последнее время
для работы в криогенных устройствах стали изготовляться
диоды из антимонида индия).
Для диодов с резким р-п переходом максимальные теоре-
тические значения предельных частот в зависимости от на-
пряжения пробоя показаны на рис. 11.3.
Для практического применения нужны диоды с доста-
точно малой величиной емкости и малым разбросом ее зна-
чений. С этой целью в параметрических диодах исполь-
зуются переходы с меза-планарной и сварной структурами
(см. рис. 8.1), причем эти переходы изготовляются методами
диффузии, сплавления или микросплавления [13, 16, 17].
Известно несколько способов получения меза-структур
[13, 17 ]„ для которых общим является то, что небольшая
часть площади перехода защищается, а остальная поверх-
Рис. 11.3. Теоретические зна-
чения предельных частот Fnp
в функции от пробивного на-
пряжения t/n-
ность удаляется путем трав-
ления или ультразвуковой
обработки.
В результате кристалл с
р-п переходом приобретает
столообразную структуру («ме-
за»).
При изготовлении планар-
ных диодов на поверхности
полупроводниковой пластины
создается слой окисла SiO2,
в котором методами фотоли-
тографии получают отверстия
заданного размера и конфи-
гурации. Переход образуется
путем селективной диффузии
легирующей примеси в не
защищенные окислом участки
полупроводника [18]. Области
выхода перехода на поверх-
ность пластины оказываются
защищенными окислом.
Диоды с очень малой емкостью р-п перехода могут быть
получены путем электрической формовки точечного кон-
такта или сваркой [16,. 19]. Переход образуется при про-
пусканий импульса тока через точечный контакт с поверх-
ностью полупроводника заостренной металлической про-
волочки, содержащей легирующие примеси. Этот тип при-
бора уступает рассмотренным выше меза- и планарным дио-
дам по стабильности и надежности и находит применение
Лишь в области коротких сантиметровых и миллиметро-
вых волн.
Известны также параметрические эпитаксиальные диоды
с прижимным контактом, в которых используется переход
между металлом и полупроводником [20].
Важную роль в работе полупроводникового диода в пара-
метрическом усилителе или умножителе частоты играет
208
ео
Г
1758 209
Таблица Н. 1
Параметры диодов с переменной емкостью
Гнп диода Гип перехода Предельная частота fпр, Г гц Напряжение, соответствую- щее значению f пр. в Максимально допустимое напряжение Емкость С, пф Напряжение, соответств у ю- Шее емкости С. в
IN 2629 (США) С золотой связкой Г ерманиев 18 ые 0 5—10 2,5 0
L 4633j (США) Микросплавной 70 —6 40 0,8 -1,6
39Т1-А (Фр.) Сплавной 80 —5 6 0.5 —0 5
WG.06—50 (ПНР) Сплавной 100 —6 6 0,6 —1,0
GS BIB (Яп ) С серебряной связкой 100 —5 6 0,3 0
Кремниевые
МА4298 (США) Диффузионный 150 — 5 5,5 >2 0
SFD 410 (Фр ) Диффузионный эпитак- 120 —10 10 0,5—1 -6
сиальный
SFD 411 (Фр.) То же 120 -10 30 0,5—1 -6
SFD 412 (Фр.) » 120 —10 60 0,5—1 -6
SFD 413 (Фр ) » 120 —10 90 0,5—1 -6
MD-100 (США) Диффузион. планарный 70 0 60 2,0 0
L 4243) (США) Эпитаксиальный 70 — 6 66 0,8—1,6 -6
L 4277В (США) То же 10 — 6 140 12—20
На основе арсенида галлия
MS 4107 Диффузионный меза 240 320 —2 —6 6 0,2—0,5 0
XD503 To же 144 —2 6 0,5—1,4 0
310 —6
D5047B » 250 —6 6 0,2 0
D4957B Точечный 200 —2 4 0 1—0 3 0
Airton То же 150 0 6 0,1-0,4 0
Bell Telph Lab.(BceCIHA) » 1000 — 10—20 0,045—0,065 —
конструкция корпуса диода. Первые типы приборов с нели-
нейной емкостью собирались в стандартных корпусах СВЧ
диодов. Однако многообразие применений этих приборов
привело к тому, что появилось несколько модификаций
корпусов:
1) таблеточные (без штырьков и со штырьками) для по-
лосковых линий и суженных волноводов;
2) большой СВЧ корпус патронной конструкции и его
варианты с переменной полярностью (с разной высотой кера-
мической втулки и массивными теплоотводами) для при-
боров УКВ диапазона и умножителей частоты;
3) миниатюрные стеклянные с аксиальными проволоч-
ными выводами для диапазона метровых и дециметровых
волн,
4) коаксиальные в виде отрезка миниатюрной коакси-
альной линии с диэлектрической опорной шайбой; для
коротковолнового участка сантиметрового и миллиметро-
вого диапазонов длин волн.
Эти корпуса характеризуются следующими параметрами:
таблеточные — индуктивность L = 0,3 -у 0,8 нгн, емкость
С — 0,08 4- 0,8 пф-, большие СВЧ корпуса — L = 0,5 4-
4- 2 нгн, С = 0,3 4- 0,8 пф\ при тепловых сопротивлениях
RT = 6 4- 75 ° С / вт.
Параметры некоторых диодов с переменной емкостью
на основе германия, кремния и арсенида галлия даны в
табл. 11.1.
Основные применения СВЧ диодов с. управляемой ем-
костью могут быть разделены на две большие области — по-
лупроводниковые параметрические усилители (ППУ) и полу-
проводниковые умножители частоты (ПУЧ).
11.3. ПРИМЕНЕНИЕ ДИОДОВ С УПРАВЛЯЕМОЙ
ЕМКОСТЬЮ В ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ УСИЛИТЕЛЯХ
Среди многих типов параметрических усилителей наи-
большее распространение получили одноконтурные и двух-
контурные усилители без преобразования частоты. Как пра-
вило, эти усилители работают в схеме с ферритовым цир-
кулятором и носят название усилителей, работающих на
отражение. Второй обширный класс усилителей — усили-
тели-преобразователи. В усилителях этого класса эффект
усиления сопровождается преобразованием частоты сигнала
в разностную частоту (частота накачки минус частота сиг-
210
нала) или в суммарную частоту (частота накачки плюс час-
тота сигнала).
Усилители-преобразователи обладают значительными
преимуществами в отношении стабильности и коэффициента
шума, однако эти преимущества тем более ощутимы, чем
больше частота накачки по сравнению с частотой сигнала.
Поэтому при использовании доступных 3-см источников
накачки усилители-преобразователи применяются в качестве
малошумящих усилителей в диапазоне частот 0,3 — 2 Ггц.
В диапазоне 2— 10 Ггц чаще используют одноконтур-
ные и двухконтурные усилители с отрицательным сопро-
тивлением.
Коэффициент усиления и полоса ППУ. Параметричес-
кие усилители с отрицательным сопротивлением являются
регенеративными устройствами, поэтому максимально дос-
тижимый коэффициент усиления этих усилителей опреде-
ляется не параметрами диода, а требованиями к стабильности
усиления при заданной вариации внешних условий. Обычно
коэффициент усиления достигает 15 — 25 дб. Эта величина,
как правило, достаточна для подавления шумов следующего
каскада и в то же время обеспечивает приемлемую стабиль-
ность усилителя.
Усилитель-преобразователь на суммарную частоту явля-
ется нерегенеративным устройством, это гарантирует высо-
кую стабильность усиления, однако усиление по мощности
такого усилителя ограничено величиной fJfQ, что оказы-
вается недостаточным для многих применений-
Усилитель-преобразователь на разностную частоту сов-
мещает в себе свойства нерегенеративного усилителя и
усилителя с отрицательным сопротивлением.
Коэффициент усиления в этом усилителе может быть дос-
тигнут сколь угодно большим путем введения регенерации,
однако любой ограниченный коэффициент усиления по
мощности достигается при меньшей степени регенерации,
а следовательно, и при лучшей стабильности, чем в усилителе
с отрицательным сопротивлением.
Связь полосы пропускания параметрического усилителя
с параметрами диода проследим на примере одноконтур-
ного ППУ с отрицательным сопротивлением [91. Для наг-
лядности будем представлять контур усилителя в виде
сосредоточенных емкости и индуктивности. Емкость диода
Сд при этом составляет часть общей емкости контура С:
8* 211
/-- mn Сп Г 2шт 1
/^8 = ^
Здесь Кр—коэффициеш усиления по мощности; 6 — по-
лоса пропускания, отнесенная к частоте сигнала.
с„
Если принять типичные значения Кр = 20 дб\ =
= 0,3; тя = 0,3; f = 5 • 10е гц\ т< = 1,5-10_ 12 сек, то по-
лоса пропускания такого усилителя составит Af= 10 Мгц.
Выражение (11.10) отражает общую закономерность: из
параметров диода главную роль для повышения широкополо-
сное™ усилителя играет эффективная глубина модуляции
ДИОДа /72д.
Динамический диапазон. Для ряда практических при-
менений ППУ существенную роль играет вид его амплитуд-
ной характеристики. Очевидно, что при достаточно большой
мощности канала Р t всегда должен наблюдаться спад коэф-
фициента усиления Кр, последнее следует из того, что мощ-
ность, поступающая из цепи накачки в цепь сигнала
Р ;(Кр— 1), должна быть меньше мощности, отдаваемой
генератором накачки РГ. При наличии сигнала на входе
усилителя в цепи накачки расходуется дополнительная
мощность (Кр— 1)^1, и, следовательно, в нее вносится
некоторое сопротивление 7?в. зависящее от величины Pj.
Изменение импеданса цепи накачки сопровождается
снижением тока накачки. В свою очередь, это приводит
к уменьшению глубины модуляции тД, к изменению сред-
ней емкости диода и, следовательно, к изменению коэффи-
циента усиления Кр- Второй механизм насыщения связан
с непосредственным воздействием тока сигнала на среднюю
емкость диода, что приводит к расстройке усилителя и к
уменьшению величины Кр-
С учетом обоих механизмов амплитудная характерис-
тика одноконтурного усилителя на диоде с резким р-п
переходом имеет следующий вид:
Кро (1 . 2b2 Pi Г/-3/2 \ f“i 1 V
+ — р~г^ J+ 16тлб2-Л₽о^—
(ii.li)
Здесь
Анализ этого выражения позволяет сделать следующие
выводы.
1. В области 1, т- е. при небольшом рассогласова-
нии цепи накачки, нелинейность амплитудной характерис-
тики усилителя определяется изменением тока в цепи на-
качки. Увеличение а (рассогласование или расстройка
цепи накачки) и одновременное увеличение мощности
генератора накачки Рг ослабляет этот эффект и позволяет
расширить динамический диапазон усилителя.
2. При неограниченной мощности генератора накачки
и сильно рассогласованной или расстроенной цепи накачки
(а 1), нелинейность амплитудной характеристики опре-
деляется изменением средней емкости диода.
Мерой линейности амплитудной характеристики ППУ
является мощность насыщения, т. е. такое значение мощ-
ности входного сигнала Р ь при котором коэффициент
усиления уменьшается в заданное число раз.
В обоих случаях, рассмотренных выше, мощность насы-
щения пропорциональна величине Рт и, следовательно,
будет больше при использовании диодов с большей емкостью,
более высоким пробивным напряжением (если Рг ограни-
чена максимальной реактивной мощностью диода) и с боль-
шей величиной допустимой рассеиваемой мощности
(если Pv ограничена ею).
Эти результаты относятся также к диодам с плавным
р-п переходом и к другим типам усилителей [9].
Шумы параметрических диодов. Основным источником
шумов диода при работе его в параметрическом усилителе
на СВЧ являются тепловые шумы последовательного сопро-
тивления rs.
Однако при практическом использовании диодов пред-
положение о шумах rs как об единственном источнике шумов
диода может нарушиться. В частности, это имеет место,
когда диод работает в режиме частичного детектирования
напряжения накачки. Этот режим может возникать непро-
извольно при попытке реализовать максимальный коэф-
фициент модуляции емкости диода путем увеличения ампли-
туды накачки. К сожалению, величина выпрямленного
тока, протекающего в цепи смещения диода, не может во
всех случаях служить количественным критерием правиль-
ности выбора режима диода. Дело в том, что хороший пара-
метрический диод может оказаться очень плохим детекто-
ром СВЧ, поэтому протекание даже сравнительно небольшо-
213
го выпрямленного тока в цепи смещения может сопровож-
даться значительным увеличением шумов. Вместе с тем ре-
жим с частичным детектированием накачки позволяет по-
высить эффективный коэффициент модуляции емкости, что
дает выигрыш в широкополосности системы. Эксперимен-
тальным путем можно достигнуть приемлемого компромисса
между ухудшением коэффициента шума и улучшением
широкополосности системы [22].
В режиме без детектирования накачки коэффициент
шума параметрического усилителя может быть рассчитан,
если известны параметры диода [9].
В качестве примера рассмотрим коэффициент шума
сильно регенерированного одноконтурного ППУ:
f=1 + r^r—' (1112)
7 ° тд
Здесь Т — температура диода.
Типичный диод ст5= 1,5-10—12 сек в рабочей точке на
частоте 5 Ггц при комнатной температуре и при умеренном
эффективном коэффициенте модуляции = 0,3 обеспечи-
вает коэффициент шума 1,6 дб.
Коэффициент шума F параметрического усилителя су-
щественно зависит (11.12) от температуры диода Т.
Диод, рассмотренный выше (с = 1,5-10-12 сек), при
охлаждении до температуры жидкого азота Т — 78° К дол-
жен обеспечивать на частоте 5 Ггц получение коэффициента
шума F = 0,55 дб. Следовательно, охлаждение парамет-
рических усилителей является эффективным средством для
снижения величины F, если при охлаждении не произойдет
существенного роста величины т5.
В литературе опубликованы многочисленные сообщения
о разработках охлаждаемых параметрических усилителей.
В частности, в работах [23, 25] приводятся результаты
изучения влияния охлаждения диодов на эффективную
шумовую температуру усилителя. На рис. 11.4 приведены
полученные экспериментально зависимости шумовой темпе-
ратуры усилителя от температуры диодов из германия,
кремния и арсенида галлия. Как видно, у всех типов диодов
наблюдается спад шумовой температуры, примерно про-
порциональный уменьшению температуры диода, что говорит
о слабой зависимости величины т5 от температуры у этих
214
приборов. В усилителях, описанных в работах [23, 25],
были получены величины 'Гэфф = 40 -у 60 ° К, а применение
охлаждаемого циркулятора и диодов из антимонида индия
позволило снизить Тэфф до 10 ° к [26].
Дальнейшее уменьшение собственных шумов парамет-
рического усилителя было достигнуто путем охлаждения
диодов до температуры
жидкого гелия [27 ].
Стабильность пара-
метрических усилите-
лей. Параметрические
регенеративные усили-
тели являются потенци-
ально нестабильными
устройствами с повы-
шенной чувствитель-
ностью коэффициента
усиления Кр к измене-
ниям параметров си-
стемы.
Коэффициент усиле-
ния в параметрическом
усилителе без преобра-
зования частоты может
быть приближенно запи-
сан [9] в виде
Рис. 11.4. Зависимость коэффициента
шума ППУ от температуры диода
(11.13)
где ткр = 2/|/ Q2 , а Qi и Qs — добротности контуров
сигнала и разностной частоты.
В усилителях с преобразованием частоты [9]
(11.14)
При больших значениях Кр коэффициент модуляции
емкости т ткр и коэффициент усиления становятся
весьма чувствительными к изменениям величин т и ткр.
Например, значение Кр\ = 100 соответствует отношению
m/mKp = 0,9, и возрастание этого отношения на 5% при-
водит к увеличению Кр\ в 4 раза.
215
Основным источником нестабильности усилителей
являются изменения мощности накачки и изменения пара-
метров диода под воздействием изменяющейся температуры
внешней среды.
Изменение мощности накачки приводит к изменению
коэффициента модуляции напряжения на диоде и, следова-
тельно, к изменению величины тд (рис. 11.1). Расчет по-
казывает [9], что для линейного участка кривой т;1(М)
нестабильность коэффициента усиления усилителей с пре-
образованием и без преобразования частоты связана с ко-
лебаниями мощности накачки Рн следующими соотно-
шениями:
и
(11.15)
(11.16)
Для усилителя-преобразователя с большим отношением
частот (Oa/cDi допустимые колебания мощности накачки
значительно выше, чем для усилителя с сохранением час-
тоты сигнала.
Как и для всех полупроводниковых приборов, наиболее
термочувствительным параметром диодов является обрат-
ный ток. К счастью, обратный ток практически не опреде-
ляет шумовых и усилительных свойств диода, он лишь кос-
венно влияет на настройку усилителя. Однако влияние
обратного тока можно исключить выбором достаточно малой
величины токоограничивающего сопротивления в цепи сме-
щения.
Температурная зависимость rs определяется изменением
удельного сопротивления полупроводника. На основании
данных, приведенных в работе [28], на рис. 11.5, построена
_______ J dp
зависимость величины у = - ~ от концентрации примес-
ных атомов для германия и кремния обоих типов проводи-
мости.
Степень влияния температуры на величину емкости р-п
перехода непосредственно определяется только одним пара-
метром — температурной зависимостью высоты внутреннего
потенциального барьера на переходе q>K(T).
216
Однако косвенно величина емкости и главным образом ее
модуляция связаны также с величиной у, поскольку изме-
нение сопротивления гх приводит к изменению амплитуды
накачки на р-п переходе. Для диодов с резким р-п переходом
Р <Рк dT • (ИЮ
£
Опенку величины р можно получить, положив фк — ~ ,
тогда при Т = 300° К получим р = —3-10~3 град~1.
Рис 11.5 Зависимость -L от концентрации примесей.
Р dT
1— германий п-типа; 2— германий р типа; Я —кремний п-типа; 4— кремний
р-типа.
Изучению стабильности параметрических регенератив-
ных усилителей посвящены работы [29, 301, а также моногра-
фия [9]. Воспользовавшись результатами последней, можно
записать для усилителя без преобразования частоты
^-2|/7<ш Y +
Фк \ } dm\
«рк + <П 1 d^4
АГ
(11.18)
и для усилителя-преобразователя
= [-'+Ф-тт(‘ + а)р]4Г (1119>
8В Jax 175В
217
Используя формулы (11 23 и 11.24). грубо оценим вели-
чину изменения температуры АГ, которая при условии
Кр = 100 вызовет изменение коэффициента Кр в два раза.
Рис 11.6 Кривые изменения
температуры перехода Т, обрат
него тока и напряжения смеще-
ния С/сч диода после воздействия
мощного СВЧ импульса.
Положив ------= 0,1;
<Рк+^
р = — 6 • 10“3 град~'-,
у = 4 х 10~3 град~' и
dm г, „
= 0,3, получим для
усилителя без преобразо-
вания АТ <45° С. а для
преобразователя при — =
= 10; КТ <50° С. В усло-
виях практической ра-
боты часто требуется по-
лучение малого времени
восстановления работоспо-
собности усилителя после
воздействия СВЧ импульса.
Потеря работоспособности
усилителя после воздей-
ствия мощного импульса
объясняется накоплением
неосновных носителей в
областях, прилежащих к
р-п переходу, а также им-
пульсным разогревом дио-
да. Время рассасывания
неосновных носителей
обычно не превосходит
10 7 сек., однако импульс-
ный разогрев может суще-
ственно задержать восста-
новление работоспособ-
ности усилителя. На
рис. 11.6 показаны эпюры
зависимости температуры
перехода, обратного тока и напряжения смещения от време-'
ни в схеме с токоограничивающим резистором в цепи сме-
щения. Нежелательный эффект можно исключить, умень-
шив токоограничивающее сопротивление или включив
параллельно диоду конденсатор.
21а
114 ПРИМЕНЕНИЕ ДИОДОВ С УПРАВЛЯЕМОЙ
ЕМКОСТЬЮ В УМНОЖИТЕЛЯХ ЧАСТОТЫ
Для генерирования колебаний’ гармоник пригодны два
вида нелинейных зависимостей’, присущих полупровод-
никовым диодам, — вольтамперная характеристика i(U) и
вольтфарадная характеристика С(Д). Точечные диоды
с прижимным контактом обычно близки по своим характе-
ристикам к нелинейным сопротивлениям, плоскостные диоды
с резким ил-и плавным р-п переходом (сплавные или диффу-
зионные)— к нелинейным емкостям [31 ]. В настоящее
время для умножения частоты используются в основном
нелинейные емкости.
Существуют теоремы, определяющие максимально воз-
можное значение коэффициента преобразования т]п мощ-
ности сигнала основной частоты Р , в мощность сигнала
п-й гармоники Рп при использовании указанных нелинейных
элементов [32 — 341.
Для положительного нелинейного сопротивления сле-
Р I
дует что т]п = ~ При отрицательном нелинейном
сопротивлении (например, в случае туннельного диода)
величина т]п может превышать 1/П~ за счет одновремен-
ного регенеративного усиления п-й гармоники.
Для нелинейной реактивности без потерь очевидно, что
П
в случае умножения частоты = 0. Это, в сущности,
।
запись закона сохранения энергии, что и выражают извест-
ные соотношения Менли-Роу для случая умножения час-
тоты на нелинейной реактивности (т]„ 1). Ограничение
на величину т]п в этом случае налагается добротностью нели-
нейного реактивного элемента и схемой умножителя час-
тоты.
Возможная схема умножителя частоты последователь-
ного типа (например, для п = 2) изображена на рис. 11.7.
Схема содержит два фильтра и Ф2, сопротивления кото-
рых равны нулю для всех частот, кроме соо и 2со0 соответ-
ственно. В схеме параллельного типа (рис. 11.8) имеется
два фильтра Ф3 и с сопротивлениями, равными бесконеч-
ности для всех частот, кроме сор и 2с’>-. Расчет умножителя
частоты сводится к определению зависимости коэффициента
|)п> Ри и мощности от параметров умножительного
диода и к выбору оптимального его режима. Чаще исполь-
8В* ' 219
зуется схема параллельного типа, обладающая тем преи-
муществом, что в ней через диод протекают только два ком-
понента тока и меньше омические потери, чем в схеме после-
довательного типа [35, 36].
Значительного увеличения т]п для умножителей с и > 2
достигают выбором таких схем, в которых мощность не-
желательных (на выходе) гармоник преобразуется в по-
лезную мощность нужной гармоники [37, 38].
Рис. 11.7 Схема умножителя ча
стоты последовательного типа
Рис 11.8 Схема умножителя
частоты параллельного типа
Параметры умножителей, работа которых основана на
использовании барьерной емкости диодов с резким р-п пере-
ходом, можно определить по приближенным формулам,
полученным для случая полного использования вольтфарад-
ной характеристики от 0 до £7М [38]:
-q — awBbix/wnp.
РвХ = ^4/COg СMHH
Pl — Р<г>о СМив (фк “Ь б'пр)2;
Р>| = Bl(Оо Смии.
(11.20)
Коэффициенты а, |3, А и В для различных умножителей
частоты (в том числе и многоконтурных) приведены в
табл. 11.2.
Таблица 11.2
Номер гармоники а b А В
2(1.2) 9,95 0,0277 0,08 0,136
3(1,3) 11,6 0,0241 — —
1(1, 2, 3, 4) 11,4 0,0226 0,096 0,0625
5 (1, 2, 4, 5) 18,6 0,018 — —
6 (1, 2, 4. 6) 16,6 0,022 — -—
8 (1, 2; 4, 6, 8) 14,9 0,0248 0,14 0.025!
220
Значительного увеличения допустимой для диода вход-
ной мощности и, следовательно, выходной мощности гар-
моники можно достигнуть при работе диода в режиме час-
тичного отпирания р-п перехода (при заходе в область пря-
мой проводимости). В табл. 11.3 приведены теоретические
значения коэффициентов а, р, А и В для удвоителей частоты
с резким и плавным р-п переходами (при <оБЫХ <? 0,1(опр)
в случае обычного режима и режима с отпиранием перехода,
рассчитанные на ЭВМ [39].
Таблица 11.3
Режим Переход В А В
С отпиранигм пе- Резкий 7,5 0.0680 0,100 0,164
рехода Плавный 7,0 0,0680 0.110 0.170
Без отпирания пе- Резкий 9,95. 0.0277 0,080 0.136
рехода Плавный 12.8 0,0118 0.0604 0,102
Из данных табл. 11.3, видно, что в режиме с отпиранием
перехода оба вида диодов обеспечивают одинаковые пара-
метры удвоителя (при одинаковой добротности диодов).
Подробный анализ умножителей для диодов с произволь-
ным типом р-п перехода сделан в работе [40].
Важной характеристикой умножителя на нелинейной’
емкости является полоса пропускания,'определяющая также
фазовую стабильность. Для величины произведения опти-
мального коэффициента преобразования мощности на отно-
сительную полосу пропускания существует предел, опреде-
ляемый параметрами диода [41 ].
Полоса пропускания умножителей составляет 1 — 2%
при т} > 0,5. Широкополосные умножители, со специаль-
ными фильтрами имеют полосу 5 — 10%, но низкий коэф-
фициент г] (меньше 0,1).
Кроме обычных сплавных и диффузионных диодов с нели-
нейной емкостью, для умножения частоты используются спе-
циальные диоды с накоплением заряда (с резким восстанов-
лением обратного сопротивления), позволяющие получить
на выходе умножителей колебания мощностью 10— 100 вт
в диапазоне 50 — 450 Мгц, а также являющиеся эффектив-
ными генераторами гармоник (п = 20 4- 40) 143,-45].
11.5. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ДИОДОВ С УПРАВЛЯЕМОЙ
ЕМКОСТЬЮ
В настоящее время установилась следующая система
электрических параметров диодов с управляемой емкостью:
— емкость диода Сд;
— характеристика изменения емкости перехода с на-
пряжением;
— постоянная времени диода т< = t\ Сп или добротность
диода Qs на заданной частоте;
— собственная индуктивность диода L;
— емкость корпуса диода Ск;
— обратный ток диода /Обр;
— тепловое сопротивление переход—корпус диода /?тпк;
— предельно допустимое напряжение диода Нм,
— предельно допустимая температура перехода дио-
да /макс-
Значения предельно допустимых параметров устанавли-
ваются по результатам специальных испытаний приборов.
Часто вместо теплового сопротивления в технических усло-
виях оговаривается предельно допустимое значение мощ-
ности в статическом режиме. Для характеристики переход-
ного теплового процесса в диоде часто задается предельно
допустимое значение мощности в специально оговоренном
импульсном режиме.
Зависимость емкости перехода от напряжения приводит-
ся обычно в справочном листе в виде графика Сд = f(U).
Значения констант <рк и п, в свою очередь, определяются по
измеренной зависимости емкости от напряжения.
Измерение емкости. Наиболее употребительная схема
измерения емкости диодов иллюстрируется рис. 11.9 (метод
предложен Э. Н. Рубинштейн).
Генератор напряжения ВЧ (ГН 0 имеет внутреннее сопро-
тивление Ri, много меньшее емкостного сопротивления изме-
ряемого диода. Величина сопротивления токосъемного
резистора Rt удовлетворяет тому же условию. Чувствитель-
ный индикатор И со стрелочным прибором на выходе изме-
ряет падение напряжения на резисторе /?т.
Напряжение смещения подается на диод от генератора
напряжения ГН2 через высокочастотный развязывающий
фильтр R^Ci. Нетрудно видеть, что величина вьиокочас-
тотного напряжения на токосъемном резисторе Rt прямо
пропорциональна измеряемой емкости. Перед измерением
и периодически во время измерений производится калибров-
ка схемы: вместо измеряемого диода вставляется эталонный
конденсатор Сэ и чувствительность индикатора регулирует-
ся для получения удобной цены делений шкалы индикатора.
Для правильного представления эквивалентной схемы
диода необходимо измерять емкость собственно р-п перехода.
Для этого эталонные емкости создают в корпусе диода и
все измерения осуществляют по отношению к пустому кор-
пусу.
Рис 11.9 Схема измерения емкости диодов
Для исследования зависимости емкости от напряжения
смещения необходимо обеспечить малую величину пере-
менного сигнала. Расчеты показывают, что измерение с по-
грешностью, не превышающей 5%, должны производиться
при амплитуде переменного сигнала.
И- <у(<рк+ Д).
. где U — минимальное запирающее напряжение смещения.
Если U = 0, то амплитуда переменного напряжения
не должна превышать 50 — 100 мв.
Измерения т., (или добротности Дд). Последовательное
' сопротивление г^.или постоянную времени ts измеряют при
подаче на диоды обратного смещения на сверхвысоких час-
тотах, поскольку на низких частотах невозможно получить
удовлетворительную точность.
Непосредственное измерение импеданса диода на СВЧ
с целью определения rs не дает удовлетворительных резуль-
223
тагов из-за трансформирующего действия корпуса диода,
обладающего распределенными индуктивностью и емкостью.
Проблемам измерения параметра ть диода или доброт-
ности диодов посвящено много работ ]см., например, [1, 2,
47, 48]).
Широко распространенный способ измерения основан на
определении добротности диода [48]. Идея этого метода
сводится к следующему: измеряемый диод подключают
к измерительной линии или к любому другому измерителю
коэффициента отражения через трансформатор полного со-
противления без потерь. На диод подают напряжение смеще-
ния Uo. С помощью трансформатора достигается согласова-
ние полного сопротивления диода с линией передачи, в кото-
рой измеряется коэффициент отражения.
Затем напряжение на диоде устанавливают равным U
Предполагается, что величина rs не изменится при измене-
нии напряжения, а значение емкости диода при обоих зна-
чениях напряжения известны и равны соответственно Со
и Ct. После этого измеряют коэффициент отражения в изме-
рительной линии передачи [ Г1| при напряжении на диоде,
равном UI- Полученные таким образом данные достаточны
для определения добротности диода
2| И |
1 Г—I Г, I2
(11.21)
Эта методика усовершенствована в [1, 49, 50]. Фор-
мула для определения Q приобретает более простой вид и
сильно упрощается процедура измерений, если известен
закон изменения емкости измеряемых диодов от приложен-
ного напряжения, например выполняется условие (11.2)
1 2| Га |
/<₽к + " /1 - | Г, |*
(11.22)
Недостатком описанной методики и всех ее разновидностей
является трудность оценки погрешности измерения, вно-
симой потерями в трансформаторе импедансов. Вместе
с тем указанный метод удобен тем, что с его помощью изме-
рения могут быть осуществлены непосредственно в схеме
параметрического усилителя.
224
Способ измерения добротности или постоянной времени
диодов, основанный на перестройке частоты объемного резо-
натора путем изменения напряжения смещения на диоде,
показан на рис. 11.10. Диод включен в объемный резонатор,
слабо связанный с генератором ВЧ (ГНt) и индикатором И.
Постоянное напряжение на диод подается через высоко-
частотную развязку от генератора ГН %. Измерения произ-
водятся при фиксированной частоте генератора ГНt. Если
Рис 1.1.10. Схема измерения величины диодов
потерями в резонаторе можно пренебречь по сравнению с по-
терями в диоде, то порядок измерений сводится к следующе-
му: на диод подают постоянное напряжение смещения Uo,
резонатор с помощью органов механической перестройки
настраивают на максимум показаний индикатора. Затем
увеличивают и уменьшают напряжение на диоде относи-
тельно величины Uо и фиксируют на индикаторе значения
напряжений Uх и U2, соответствующие падению амплитуды
сигнала на 3 дб.
В этом случае добротность диода или постоянная вре-
мени определяются по формуле
/Фк + и-г п
] 1_*\Фк + ^1/
| фк + ^2 П
1 Фк +
(11.23)
Методическая погрешность может быть оценена экспери-
ментально для конкретного типа резонатора. При этом на
шкале индикатора фиксируют амплитуду сигнала при
настройке резонатора с диодом Ал и амплитуду сигнала
при замене диода пустым корпусом (при неизменной нас-
тройке резонатора) А к. Погрешность оценивается по формуле
2
+
6
100%
м
(11.24)
Практически без особого труда достигается значение 6М<5 %.
Для диодов, имеющих высокую добротность, необходимо
определять погрешность измерения, связанную с потерями
в измерительном устройстве. Оценка этой погрешности
производится с помощью эталонных конденсаторов, которые
специальным образом изготавливают и собирают в корпусах,
идентичных корпусам измеряемых диодов. Эти конденса-
торы представляют собой воздушный промежуток или
промежуток, заполненный диэлектриком с малыми поте-
рями на СВЧ (например, фторопластом).
Измерения ведут в следующем порядке. В объемный резо-
натор устанавливают эталонный конденсатор, емкость кото-
рого близка к емкости измеряемого диода. Резонатор нас-
траивают механическими органами настройки и фиксируют
амплитуду сигнала Лэт на индикаторе. Затем эталонный
конденсатор заменяют измеряемым диодом и, не изменяя
положения органов настройки резонатора, настраивают
его в резонанс путем изменения напряжения на диоде.
Фиксируют амплитуду сигнала Лд, а затем определяют два
значения напряжения смещения U । и U2, соответствующие
расстройке резонатора на 3 дб.
Полученные таким образом данные позволяют вычис-
лить истинное значение (или фд) и погрешность Лт5,
определяемую потерями в резонаторе:
/фк 4-
- 2 ‘ ~уФк + U1) (\
Ts - “ /ФК + ^2 " \ ЛЭТ
1+(фк + ^
(11 25)
(11.26)
226
Для получения малых величин Ат. необходимо обеспе-
чить слабую связь резонатора с генератором высокой час-
тоты и индикатором. Требуемая величина связи устанавли-
вается путем измерения Ат. при последовательном ослабле-
нии обеих связей. При этом обе связи конструктивно иден-
тичны и изменяются одновременно.
Для правильных измерений необходима достаточно малая
величина переменного напряжения на диоде в процессе
измерения. Для проверки выполнения этого условия изме-
Рис 11 11 Эскиз резонатора для измерения т. диодов на частоте
10 Ггц
/—полость резонатора. 2 — испытуемый диод, 3— центрирующая шайба.
4 — орган механической настройки; 5 — ловушки; 6 — волноводный вывод
* к индикатору; 7~ волновод (к генератору).
рения производят при уровне мощности генератора в 2 —
* 10 раз больше нормального уровня. Постоянство результа-
тов измерения при этом служит критерием правильности
выбора амплитуды сигнала.
Конструкция объемного резонатора, используемого
для измерения диодов, показана на рис. 11.11. При изме-
рении параметров диодов с емкостями в пределах 0,1
—0,5 пф погрешность Axs «0,15-10 -12 сек. Потери в резо-
наторе могут быть снижены при сужении диапазона изме-
ряемых емкостей.
Индуктивность диода определяется как ми-
нимальное значение индуктивности, которое можно полу-
чить в замкнутой цепи с диодом; способ измерения индук-
тивности обоснован и изложен в гл. 13.
227
Измерение тепловых параметров. Несколько особняком
в ряду перечисленных высокочастотных параметров стоят
параметры, характеризующие тепловые свойства прибора.
Величина теплового сопротивления и характеристика тепло-
вой инерционности диода важны для определения допусти-
мой мощности перегрузки как в импульсном (для парамет-
рических диодов), так и в статическом режиме (для умножи-
тельных диодов).
Описанный ниже способ измерения теплового сопро-
тивления применим лишь к диодам, обладающим четко
выраженным режимом лавинного умножения, происходящим
по всей площади перехода (наличие такого режима контро-
лируется по наклону характеристики в режиме пробоя).
Метод измерения основан на том, что вследствие темпе-
ратурной зависимости напряжения пробоя диода его диф-
ференциальное сопротивление на участке лавинного умно-
жения в статическом и в изотермическом режимах сильно
различаются. Величину RTnK удается вычислить, зная вели-
чину температурного коэффициента напряжения аи и вели-
чины дифференциальных сопротивлений диода, измеренных
на постоянном токе (статическое значение) и на высокой
частоте (изотермическое значение);
R
тпк
Яе — Р~и
dU I 1\
U dT\X~R« U)
(11.27)
Здесь Ro — статическое сопротивление диода, измеренное
как отношение приращений напряжения и тока; Ru —
дифференциальное изотермическое сопротивление диода,
измеренное на высокой частоте (например, на частоте 2 Мгц)-,
U — напряжение на диоде в режиме лавинного умножения;
, du
/ — постоянный ток через диод; -тт — температурный
коэффициент напряжения пробоя диода; температура из-
меряется на корпусе диода.
Знание величин dtJIdt, Ru и Ro позволяет, кроме того,
экспериментально определить закон изменения температуры
перехода от времени. Для этого на диод, находящийся
в режиме лавинного умножения, подают сигнал, имеющий
форму ступеньки. Проиходящий при этом переходный про-
цесс наблюдают на осциллографе. Этот процесс состоит
из начального скачка, обусловленного изотермическим
сопротивлением диода, и сравни-
тельного более медленно! о участ-
ка, обусловленного целиком
нарастанием температуры пе-
рехода (рис. 11.12).
Для некоторых диодов не
разрешено по техническим усло-
виям. выбирать рабочую точку в
области лавинного умножения.
В этом случае описанный метод
может оказаться пригодным
лишь для определения средних
значений теплового сопротивле-
ния и для определения типич-
ного переходного процесса
(кривая 1) 5 10
(кривая 2) 1ООО 2000
t, мксек
Рис. II 12. Зависимость тем-
пературы перехода от г ра-
мени. прошедшего посла
подачи сигнала
ЛИТЕРАТУРА
1. Б е р л и н А. С., Давыдов В. М. Метод измерения
добротности диодов с нелинейной емкостью на СВЧ, не требую-
щий эталонов и настройка измерительной камеры. «Радиотех-
ника и электроника», 1965, т. 10, № 1-1, стр. 1081—2084.
2. D е 1 о а с h В. С. A new Microwave Measurement technique
fo Caracterize diodes and an 800-Gc Cutoff. Frequency varactor
at zero volts bias. IEEE Trans., 1964, v. MTT-12, № 1, p. 15—20.
3. В у л Б. M. О емкостных характеристиках р-п переходов.
ФТТ, 1961. т. 3, № 1, стр. 204.
4. А ди ров и ч Э. И., Кузнецова Е. М. О емкости и
электрическом пробое р-п переходов. «Радиотехника и электро-
ника», 1959, т. 4. № 10, стр. 1708.
5. F г a z i е г Н. D. Hypersensitive voltage variable capacitor.
Semicond. Prod, 1960, v. 3, № 3, p. 56.
6. C h a n g T. T., F о r s t e r T. H., Ryder R. M. S< mi
conductor junction varactors with high voltage — Sensitivit'
IEEE Trans., v, ED-10, 1963, № 4, p. 281.
7. H e f f n e r, H. W a de G.' Minimum noise figure of parame-
tric amplifier. J. Appl. Phys, 1958, v. 29, № 9, p. 1321.
8. A p о н о в В. Л. Нелинейная емкость полупроводникового
диода в качестве элемента параметрического усилителя. В сб.
Полупроводниковые приборы и их применение», под ред
Я. А. Федотова, Вып. 5, Изд-во «Советское радио», 1960.
9. Э т к и н В. С., Гершензон Е. М. Параметрические
системы на полупроводниковых диодах. Изд-во «Советское ра-
дио», 1964..
• 0. Б л е к у э л л Л., Коцебу К. Параметрические усилите-
ли на полупроводниковых диодах. Пер. с англ. Изд-во «Мир»
1964.
229
11 Siegel К. Anomalous reverse current in varactor diodes.
Proc. IRE, 1960, June, v. 48, p. 1159.
12. С т p у к о в И. А., Э т к и н В. С. К исследованию явления
динамического пробоя полупроводниковых СВЧ диодов «Ра-
диотехника и электроника», 1964, т. 9, № 4.
13. К 1 a m k a J. Potptzewodnikowe diody о zmiennej pojemnosci
WNT, Warszawa, 1964.
14 Jenny D. Gallium A. Arsenide Microwave diode. Pl RE.
1958. v. 46, № 4.
15- P e n f i e 1 d P. Maximum cut-off frequency of varactoi di
odes. Proc. IEEE. 1965, v. 53, № 4, p. 486.
16. E n e S. T. Waters W. P. Agold-bonded Germanium
diode for parametric amplification. Proc. NEC, 1960, № 15, p. 83.
17. Day D. B. Parametric diodes — design and fabrication
J. Brit. Instn Radio Engrs, 1961, v. 21, № 3, p. 283.
18. К о n d о A. Silicon planar variable — capacitance diode with
high — voltage sensitivity. Proc. IEEE 1964. v. 52, № 10.
p 1268
19. В u r r u s C. A. Formed-point-contact varactor diodes utilizing
athin epitaxial gallium arsenide layer. Proc. IEEE, 1963. v 51,
Ns 12, p. 1777.
20. Берлин А. С., Визель А. А. и др. Параметрическое
усиление в диапазоне волн 8 мм. «Радиотехника и электро-
ника», 1965, т. 9, Ns 10, стр. 1875.
21. Benny А. Н., Peerson Т. D. A high frequency wideband
idler circuit for parametric amplifiers. Proc. IEEE, 1965, v. 53.
№ 2, p. 181.
22. Веглейн P. Некоторые ограничения в получении мини-
мальных шумов параметрического усилителя. «Зарубежная
радиоэлектроника», 1961, Ns 3, стр. 100.
23. U е п о h а г а М. Noise consideration of the variable capaci-
tance parametric amplifier. Proc. IRE, 1960, v. 48, Ns 2, p. 169-
24. Boyd C. R. Noise figure measurements relabing the static
and dynamic cut-off frequencies of parametric diodes. Proc. IRE.
1960, v. 48, Ns 12, p. 2019.
25. Кнехтли, Веглейн. Параметрический усилитель с низ-
ким уровнем шумов. «Зарубежная радиоэлектроника», 1961.
Ns 2, стр. 85.
26. Allen С. М. 10° К nois^ temperature from indium an-
timonide varactors at 77° K. Proc. IEEE, 1963, v. 51, № 5.
p. 856.
27. Uenohara M.. E 1 v e г d T. P. Parametric amplifiers
for highsensitivity receivers- IEEE, Trans., 1964. v. AP-12.
Ns 7, p. 939.
28. G a r t n e r R. Temperature dependence of carriers densities,
mobilities, diffusion constant and conductivities in Ge and Si
Semicond. Prod, 1960, v. 3, Ns 6.
29. Uenohara M., Seidel M, 961-mc lower-sideband,
up-converter for satellite-tracking radar. BSTJ, 1961, v. 40, Ns 4.
p. 1138
30. Richardson D. Paramp stability and passive stabili
zation Microwave J., 1964. v. 7. Ns 3, p. 92
230
31 К а у с о в С. Ф., Лившиц В. В., Визель А А.
Использование нелинейной емкости и проводимости полупровод-
никовых диодов для генерирования гармоник в диапазоне СВЧ
В сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Я А. Федотова, вып. 6. Изд-во «Советское радио», I960 г.
32 Page С. Н Frequency conversion with positive nonlinear
resistors. J. Res. NBS, 1956, v. 56, № 4, p. 179.
33 Pa nt ell R. H. Proc. IRE, 1959, v. 46, № 12, p 1910.
34 Manley T. M. Rowe H E Some General energy pro-
perties of non linear elements Proc IRE, 1956, v. 44, p. 904
35. Валь д-П e p л о в В. M. Анализ умножителя частоты на нели-
нейной емкости. В сб. «Полупроводниковые приборы и их при-
менение, под ред. Я. А. Федотова, изд-во «Советское радио».
1964. вып. 11.
36 Красноголовый Б. Н. Двухконтурные умножители
частоты на нелинейной емкости. В сб. «Полупроводниковые при-
боры и их применение», под ред. Я. А Федотова, вып 11
Изд-во «Советское радио», 1964.
37. Л и в ш и ц В. В. Визель А А. Умножители частоты на
нелинейной емкости лиода с резким р-п переходом. «Радиотех-
ника и электроника», 1963, т. 8, Ns 12, стр. 2055.
38 Penfield Р, Rafuse R Р Varactor applications.
MIT Press, Cambridge, Massachusets, 1962.
39 Rafuse R. P. Recent developments in parametric multip-
liers. Proc. NEC, 1963, v. 19, p. 461.
40. Burckhardt С. B. Analysis of varactor frequency mul-
tipliers for arbitrarv capacitance variation and drive level.
BSTJ, 1965/v. 44, № 4, p. 675.
41. В и з e ль А. А., Герцен штейн M. E. О полосе умно-
жителя частоты на нелинейной емкости. «Радиотехника и
электроника», 1962, т. 7, № 1, стр. 175.
42. J о h ns on К. М. Large signal analysis of a parametric
harmonic generator. IRE, Trans. MTT-8, 1960. № 5, p. 525.
43 Roulston D. J. Frequency multiplication using the charge
storage effect. Int. Electronics, 1965, v. 18, № 1, p. 73.
44. H.a 11 R. D. Step-recovery diode add snap to frequency mul-
tiplication. Microwaves, 1965, v. 4, Ns 9, p. 70.
45. T e c h a n J. D. Reflex klystron or solid-state-when do you
use which souce. Electron. Design, 1965, v. 13, Ns 20, p. 28.
46. P u 1 f e r J. K. Lindsay A. E. Simultaneous amplification
and frequency multyplication in. VHF transistors. Proc. IEEE,
1964, v. 52, Ns 2. p. 212.
47 Берлин А. С., Визель А. А. Методы измерения им-
педанса контакта диодов с нелинейной емкостью на СВЧ.
В сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под
ред. Я. А. Федотова. Вып. 8, Изд-во «Советское радио».
, 48. Н о u I d i n g N. Measurement of varactors quality. Micro-
wave J, 1960, v. 3, Ns 1, p. 40.
49. Smith R. B. Varactors diode impedance measurements»
Electronics, 1964, v. 16, Ns 4, p. .401.
50 Mavaddot R Varactor diode Q - factor measurements
Electronics. 1963. v. 15, Ns 1. p. 51
51. Lee T. P. Electron Devices 1965. ED-12, № 8.
231
12. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ СВЧ ДИОДЫ
12.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ
В технике СВЧ большую роль играют устройства, пред-
назначенные для управления сигналом, такие, как выклю-
чатели, переключатели, модуляторы, ограничители, атте-
нюаторы, фазовращатели. В таких устройствах могут быть
использованы полупроводниковые диоды. Управляющие
устройства на полупроводниковых диодах имеют ряд преи-
муществ перед механическими, ферритовыми и газоразряд-
ными. Применение полупроводниковых диодов позволяет
резко сократить габариты и вес устройств, обеспечивает
высокое быстродействие. К числу преимуществ устройств на
полупроводниковых диодах следует отнести также малое по-
требление мощности, необходимой для управления ими, а
также высокую долговечность и большую надежность. Одна-
ко устройства на полупроводниковых диодах, как правило,
уступают другим видам устройств в отношении предельной
рабочей мощности.
Полупроводниковые диоды, предназначенные для ука-
занных выше целей, получили название переключательных
диодов.
Переключательные диоды используются в антенных фа-
зированных решетках, для защиты приемников радиотехни-
ческих устройств, для дистанционного управления уровнем
СВЧ мощности, для импульсно-кодовой модуляции, для
стабилизации уровня СВЧ мощности, ограничения сигнала
при работе на ЧМ и для других целей.
12.2. КЛАССИФИКАЦИЯ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫХ СВЧ ДИОДОВ
Переключательные диоды выполняют в СВЧ технике
много различных функций. Поэтому классификация диодов
по области их применения неоправданна. Зачастую один и
232
тот же диод может быть использован в различных устрой-
ствах, например в аттенюаторе или в фазовращателе.
Однако можно указать признаки, по которым все пере-
ключательные диоды делятся на определенные группы.
Диоды можно различать по принципу действия. Так, имеют-
ся диоды, на которые подается внешнее управляющее напря-
жение, и диоды, управляемые самим СВЧ сигналом. По-
следние получили название ограничительных диодов.
Другим признаком, по которому различаются переклю-
чательные диоды, является тип диодной структуры. В пере-
ключательных диодах используются в основном два типа
структур: р-п переход и p-i-n структура. Если р-п пере-
ход широко используется в СВЧ диодах и диодах других
классов (параметрических, умножительных), то примене-
ние p-i-n структуры в переключательных СВЧ диодах яв-
ляется их характерной особенностью и обусловлено спе-
цифическими свойствами p-i-n структуры на СВЧ.
Третьим признаком, характеризующим переключатель-
ный диод, является конструктивное оформление. Обычно
переключательные диоды выполняются в металлокерами-
ческом или металлостеклянном корпусе, приспособленном
для включения в линию передачи СВЧ — прямоугольный
волновод, коаксиальную линию и т. п. Существует также
бескорпусная конструкция диода. Диоды такой конструк-
ции особенно удобны для включения в полосковую линию.
Особое место среди переключательных диодов занимают
так называемые резонансные диоды. Корпус этих диодов
конструируется таким образом, чтобы на рабочей частоте
в самом диоде имели место резонансы как при прямом, так
и при обратном смещении [5].
Вообще для получения максимальной эффективности
работы переключательного диода, будь то диод с р-п пере-
ходом или с p-i-n структурой, необходимо использовать резо-
нансные системы. В случае диодов нерезонансного типа, а
также при использовании резонансных диодов на частоте,
отличной от расчетной, для получения резонансов при-
меняют настроечные элементы в конструкции выключателя
(или фазовращателя и других устройств).
12.3. ДИОДЫ С р-п ПЕРЕХОДОМ
Принцип действия. Работа переключательного диода
с р-п переходом основана на эффекте изменения импеданса
р-п перехода в зависимости от напряжения смещения.
233
Эквивалентная схема диода с р-п переходом показана
на рис. 12.1, а. При обратном смещении в диапазоне СВЧ,
как правило, R 1/соС, в связи с чем в эквивалентной схеме
можно не учитывать сопротивления R (рис. 12.1, б). При
прямом смещении сопротивление р-п перехода R быстро
убывает с увеличением тока смещения и при токе более
10 — 50 ма становится малым по сравнению с сопротивле-
нием базы. Эквивалентная схема диода для этого случая
Рие. 12.1. Эквивалентные схемы диода с р-п переходом.
/? —нелинейное сопротивление р-п перехода; г — сопротивление базы диода,
г_—сопротивление базы диода при обратном смещении; г+—сопротивленце
базы диода при прямом смещении, L — индуктивность вывода диодной стпук
туры; Сп — емкость патрона люда.
показана на рис. 12.1, в. Следует отметить, что сопротив-
ление базы может иметь разную величину при прямом (г+)
и обратном (г_) смещениях, так как при прямом смещении
может сказываться эффект модуляции сопротивления базы,
а при обратном смещении — эффект модуляции толщины
базы и эффект смыкания.
Устройство некоторых переключательных диодов осно-
вано на использовании этих эффектов для получения весьма
малых величин г+ и г_. В тех же диодах, в которых указан-
ные эффекты малы, г_ г+ гд, где гд — дифференциаль-
ное сопротивление диода при достаточно большом токе сме-
щения.
Выключатель проходного типа. Рассмотрим работу пере-
ключательного диода, включенного в линию передачи
СВЧ, как показано на рис. 12.2. Устройство, принципиаль-
ная схема которого изображена на этом рисунке, называется
выключателем проходного типа, или просто выключателем
234
Рассмотрение данного конкретного вида схемы включения
диода позволяет вывести основные соотношения, характе-
ризующие работу переключательного диода и во многих
других схемах.
Выключатель с диодом имеет два рабочих состояния —
состояние пропускания и состояние запирания. Потери пере-
дачи П, определяемые отношением падающей мощности
к прошедшей мощности, связаны с импедансом диода Z
выражением
П =
(12.1)
где W — волновое сопротивление линии передачи.
Рис. 12.2 Схема включения диода
в линию передачи (W—волновое сопро-
тивление линии передачи)
Величина П должна быть по возможности большой
в состоянии запирания (потери запирания /73) и малой
в состоянии пропускания (потери пропускания /7П) Эф-
фективность выключателя тем выше, чем больше П3 при
заданном Пп или чем меньше Пп при заданном П3.
Резонансные диоды. Как было отмечено ранее, наи-
высшая эффективность достигается при наличии резонансов
в обоих состояниях. В резонансных диодах для получения
резонансов используются конструкционные элементы самого
диода: вывод р-п перехода, неизбежно обладающий некото-
рой индуктивностью, и корпус, имеющий определенную ем-
кость. Величины индуктивности вывода L, емкости корпуса1
Сп и емкости р-п перехода С выбираются таким образом,
чтобы в режиме прямого смещения имел место резонанс
в параллельном контуре LCn, а в режиме обратного смещения
резонанс в последовательном контуре LC.
1) Необходимо подчеркнуть, что величина Сп, характеризующая
на эквивалентной схеме емкостную проводимость корпуса на СВЧ,
может численно не совпадать с электростатической емкостью кор-
пуса, которая измеряется, как правило, на частоте примерно
100 Мгц. Такое несовпадение объясняется тем, что размеры патрона
могут быть сравнимы с длиной волны. Этот эффект особенно сильно
проявляется на коротких волнах.
235
Прямая и инверсная схема. Сконструированный таким
образом резонансный диод относится к так называемой ин-
версной схеме, характеризуемой тем, что прямому смещению
соответствует состояние пропускания (высокий импенданс),
а обратному смещению — состояние запирания (низкий
импеданс).
Возможна другая схема—так называемая прямая схема,
когда прямому смешению соответствует состояние запира-
ния, а обратному смещению—состояние пропускания. Для
реализации такой схемы используются специальные элемен-
ты в выключателе, например индуктивные волноводные диа-
фрагмы и т. п.
Следует отметить, что на достаточно низких частотах,
когда можно уже не учитывать реактивные сопротивления,
создаваемые индуктивностью вывода, емкостями корпуса
и диодной структуры, нет необходимости прибегать к резо-
нансным системам.
Приведенные в настоящем параграфе математические
соотношения относятся к инверсной схеме.
Потери пропускания и запирания. На резонансной часто-
те импеданс диода становится практически чисто активным
как' при прямом, так и при обратном смещении. Поэтому
в соответствии с (12.1) потери пропускания Пп выражаются
формулой
где Rs = Хс/г+ — 1/<о2С2г+, а потери запирания П3 —
формулой
Дз = '1-4 (12.3)
Качество переключательного диода. Потери пропуска-
ния и потери запирания связаны соотношением
~1 = к — 1____ (12 4)
где параметр R, называемый качеством диода, опреде-
ляется только свойствами диода и частотой и не зависит
от волнового сопротивления линии передачи W
Такое же точно выражение для качества Д получается
и в случае выключателя, выполненного по прямой схеме.
236
Оптимальный режим. Перейдем теперь к рассмотрению
условий оптимального режима работы переключательного
диода с р-п переходом. При обратном смещении наиболее
выгодным будет режим, когда напряжение смещения U_
равно половине пробивного напряжения t/np. При этом
амплитуда СВЧ напряжения на р-п переходе Um может
достигать максимальной величины, примерно равной С7пр/2.
Из анализа эквивалентной схемы легко найти, что вели-
чина Um определяется СВЧ мощностью в линии передачи
Рпад. которую будем в дальнейшем называть рабочей
мощностью:
/ 8Р
ит=Хсу (12.5)
Максимально допустимая рабочая мощность диода Рыякс
определяется, следовательно, как параметрами самого диода
илр и С, так и частотой со и волновым сопротивлением
линии передачи W. Так, например, при X = 3,2 см, С =
= 0,2 пф, иир = ЮО в и W = 200 ом максимальная рабо-
чая мощность Рмакс 10 вт.
В случае прямого смещения, очевидно, целесообразно
выбирать такую величину тока, при которой сопротивление
р-п перехода становится малым по сравнению с сопротив-
лением базы.
Сопротивление р-п перехода /?+ при прямом токе
смещения 1+ можно оценить по формуле Я+ ~ —j—1 .
Обычно сопротивление базы имееет величину не более
5 ом. Если принять = 1 ом, ток смещения должен
быть не менее 25 ма.
При высоком уровне СВЧ мощности следует принять
во внимание дополнительные требования к величине тока
смещения. Мгновенное значение полного тока, протекаю-
щего через р-п переход, который равен сумме постоянного
тока и тока СВЧ, не должно быть меньше рассчитанной выше
величины тока смещения. Амплитуда переменного тока
1 Точнее, вместо следовало бы взять модуль импеданса
р-п перехода на частоте ш . —J— который всегда мень-
QI р сот
ше
237
в параллельном контуре £СП (рис. 12.1, в) определяется
равенством
К2^Рпал (12.6)
Лс
Поэтому ток смещения следовало бы увеличивать при воз-
растании мощности. Выполнение условия 1+ > 1т необ-
ходимо только на сравнительно низких частотах, когда
зависимость между мгновенными значениями тока и напря-
жения на р-п переходе приближенно соответствует стати-
ческой вольтамперной характеристике. Ток прямого сме-
щения I + может увеличиваться автоматически за счет вы-
прямления переменного тока, если в цепи выпрямленного
тока не включено значительное сопротивление.
В ди-апазоне СВЧ свойства р-п перехода коренным обра-
зом отличаются от его свойств на низких частотах. Если
не приняты меры по резкому снижению времени жизни
неравновесных носителей заряда, то на СВЧ обычно выпол-
няется условие сот > 1. В силу этого импеданс р-п пере-
хода остается низким даже в том случае, когда амплитуда
тока СВЧ 1т значительно превосходит ток прямого смеще-
ния /+. Однако отношение 1тИ+, как можно показать, не
должно превосходить величины ]/сот.
Указанные свойства р-п перехода связаны с накоплени-
ем заряда в базе, который образуется вследствие инжекции
носителей заряда под действием прямого напряжения на
р-п переходе.
Время переключения. Эффект накопления заряда явля-
ется также основным фактором, определяющим время
переключения.
Время переключения — это - время перехода диода из
одного состояния в другое при мгновенном изменении управ-
ляющего напряжения.
При изменении напряжения смещения с прямого на
обратное импеданс р-п перехода возрастает не мгновенно,
а лишь по мере того, как исчезает избыточная концентрация
подвижных носителей заряда в базе. Уменьшение избы-
точной концентрации носителей заряда происходит как
вследствие рекомбинации, так и за счет переноса их через
р-п переход. Этот процесс определяет время восстановления
tB. При переходе от обратного смещения к прямому проходит
некоторое время, в течение которого импеданс р-п перехода
снижается до своего установившегося значения. Это время
238
называется временем установления ty. Обычно время вос-
становления превышает время установления.
Нагрев диода под действием СВЧ мощности. Как было
показано выше, максимальная рабочая мощность диода
определяется напряжением пробоя. Однако помимо этого
условия, налагаемого на амплитуду СВЧ напряжения,
необходимо принять во внимание ограничение, обусловлен-
ное разогревом диода под действием СВЧ колебаний.
Поглощенная диодом мощность пропорциональна падаю-
щей мощности и коэффициенту поглощения (коэффициент
поглощения т] есть отношение поглощенной мощности к па-
дающей мощности), который полностью определяется поте-
рями передачи1:
П = 2 УП~ 1 . (12.7)
где под величиной П понимают либо /73, либо Пп. На-
пример, при РПяд= 1 вт, П3= 1000 (30 дб), /7П= 1,1 (0,4 дб)
получим величину поглощенной мощности в состоянии
пропускания Pn = т)п Р^д = 0,09 вт и в состоянии запи-
рания Рз = Г|з Рпад = 0,06 вт.
Тепловое сопротивление. При одной и той же величине
поглощенной мощности Рпогд температура р-п перехода будет
тем ниже, чем меньше тепловое сопротивление диода РТ,
что следует из соотношения ДТ = РтРдогд- Так как пере-
ключательные СВЧ диоды обычно используются в таких
устройствах, в которых обеспечивается хороший тепловой
контакт фланцев диода с массивными металлическими дета-
лями (например, с волноводом), основное влияние на вели-
чину оказывают внутренние элементы конструкции диода,
и в первую очередь сама полупроводниковая структура
и области, непосредственно прилегающие к ней. Тепловое
сопротивление одного из переключательных диодов, рас-
считанного на уровень СВЧ мощности до 2,5 вт составляет
около 60 град/вт.
Импульсный режим. Тепловое сопротивление исполь-
зуется для определения температуры в статическом режиме,
когда средняя рабочая мощность неизменна во времени.
В случае импульсного режима важной характеристикой
1 Подчеркнем, что данной формулой можно пользоваться толь-
ко в том случае, когда значения П3 и Пп обусловлены активными
сопротивлениями. Например, она справедлива при наличии резонан-
сов в последовательном и параллельном контурах, рис. 12.1, б и в.
239
диода является время тепловой релаксации тт. Оно опреде-
ляет скорость повышения температуры после начала дей-
ствия СВЧ импульса. Если длительность импульса меньше
тт, температура к концу действия импульса не достигнет
значения, соответствующего статическому режиму при
той же величине мощности. Чем короче импульс по сравне-
нию с тт, тем большую импульсную мощность способен
выдержать диод. Для упомянутого выше диода время теп-
ловой релаксации тт составляет примерно 1 мксек.
Приращение средней во времени температуры в им-
пульсном режиме определяется средней поглощенной мощ-
ностью ДТ = /?тРпо1-л.
Предельная рабочая мощность. Рассматривая вопрос о
предельной допустимой СВЧ мощности, следует иметь в виду
что при прямом смещении достаточно учитывать только
тепловые эффекты, а при обратном смещении — как тепло-
вые эффекты, так и возможность электрического пробоя
диода. Отсюда становится ясным, что предельно допустимый
уровень СВЧ мощности в режиме прямого смещения может
оказаться значительно выше, чем в режиме обратного сме-
щения. Очевидно, что наиболее резкое различие величин
предельной мощности получится при воздействии на диод
импульсной мощности.
Полоса частот. Частотные характеристики выключа-
теля определяются как параметрами диода, так и конструк-
цией выключателя. Рассмотрим лишь простейший выклю-
чатель, принципиальная схема которого показана на
рис. 12.2. При отклонении частоты сигнала от резонансной
частоты f0 эквивалентное полное сопротивление параллель-
ного контура (рис. 12, 1, в) будет уменьшаться, а последо-
вательного контура (рис. 12.1, б) — увеличиваться. Поэ-
тому потери пропускания при расстройке будут больше, а
потери запирания меньше в соответствии с формулой (12.1).
Нетрудно показать, что относительная полоса частот в со-
стоянии запирания 2Af/fo, где Д/о—расстройка, при которой
потери запирания уменьшаются вдвое, определяется собст-
венной добротностью контура: 2Л/7/0= 1/Q, где Q=Xc/r_
Рассматриваемый случай относится к инверсной схеме.
В тех случаях, когда г+ не сильно отличается от г_'
можно согласно выражению (12.4) принять |//<: таким
образом, 2Af/f0 ~ 1 /V К. Например, для диода с качест-
вом /<==400 имеем 2А///О^5%
240
В то же время полоса частот выключателя в состоянии про-
пускания определяется не только параметрами эквивалент-
ной схемы диода, но и волновым сопротивлением линии
передачи, причем, как. правило, полоса частот в этом случае
значительно шире, чем полоса частот в состоянии запира-
Рис. 12.3. Переключательный диод с р-п переходом:
а—меза-структура, примененная в диоде; 1—электрод из сплава Sn—Ag—As, -
2—р-п перехода, 3 — германий p-типа: б —общий вид диода,.
ния. Указанное обстоятельство позволяет использовать
эффект изменения емкости р-п перехода при изменении на-
пряжения смещения для настройки выключателя на задан-
ную частоту сигнала. Этим способом можно достичь строгого
выполнения условий последовательного резонанса, в то
же время небольшое отклонение от равенства toL = 1/(оСк
не приведет к серьезному ухудшению Пп.
Шумы переключательного диода. В некоторых случаях
имеет значение уровень шумов, вносимых диодом в линию
9 Зак. 17S8 241
передачи. Как показывает расчет, а также проведенные
измерения [6], шумы, вносимые переключательным диодом
в линию передачи, оцениваются шумовой температурой
не более 30° К- Такие малые значения шумов объясняются
сильным рассогласованием р-п перехода, являющегося
основным источником шумов, с линией передачи в обоих
рабочих состояниях.
Технология изготовления диодов. Наибольшее распро-
странение получили переключательные диоды с плоскост-
ным р-п переходом. Существуют как германиевые, так и
кремниевые переключательные диоды.
Рассмотрим в качестве примера технологию изготовления
германиевого переключательного, диода. На рис. 12.3, а
показана меза-структура, примененная в этом диоде, а на
рис. 12,3, б, — общий вид диода. Для получения р-п пе-
рехода применен метод диффузии, причем исходный гер-
маний p-типа имеет удельное сопротивление 0,1 ом-см
Омические контакты получены с помощью вплавления ша-
риков из сплава Sn— Ag — As со стороны «-области
и сплава РЬ — Ag — Ga со стороны р-области. После
вплавления омических контактов р-п переходу придают
форму меза-структуры методом электролитического травле-
ния. Диаметр р-п перехода в готовом диоде составляет
примерно 30 мкм.
Описанная технология мало чем отличается от техно-
логии изготовления германиевых параметрических диодов.
Основные параметры описанного диода следующие:
Диапазон длин волн .... . . 3,2—3,9 см
Рабочая мощность Рпад в непрерывном режиме .50—ЮОлгет
Рабочая мощность в импульсном режиме Рпад имп
при длительности импульса не более 1,5 мксек 5 вт
Качество (при токе прямого смещения 10—30 ма и
напряжении обратного смещения 0,5—18 в) ... 150
Напряжение пробоя {7пр .......................... 26 в
Время восстановления /в .........................—5 нсек
12.4. ДИОДЫ С p-i-n СТРУКТУРОЙ
Основные теоретические положения. Свойства p-i-n
структуры в диапазоне СВЧ существенно отличаются от ее
свойств на низких частотах. Такая структура, изображен-
ная схематически на рис. 12.4, а, представляет собой две
сильно легированные области р- и п- типа, разделенные
'242
областью, проводимость ко-
торой близка к собственной
(i-область).
Эквивалентная схема.
Полная проводимость p-i-n
структуры на СВЧ1 почти
целиком определяется ком-
плексной проводимостью /-об-
ласти о' = о + /сое, где о —
удельная проводимость /-об-
ласти; е — диэлектрическая
проницаемость полупровод-
ника. Эквивалентная схема
p-i-n структуры, показанная
на рис. 12.5, состоит из па-
раллельно соединенных емко-
сти С и сопротивления R.
Кроме того, на схеме вклю-
чено последовательное сопро-
тивление г, обусловленное
наличием р- и «-областей, а
также омических контактов.
Емкость p-i-n структуры
определяется ее размерами
и не зависит от приложенного
напряжения., т. е.
С = ^-, (12.8)
где 5 и w — площадь и толщи-
на /-области соответственно.
Активное сопротивление
при отсутствии смещения,
которое обозначим Ro, также
определяется размерами p-i-n
структуры и удельным со-
противлением /-области:
Рис. 12.4. Схематическое изо-
бражение p-i-n структуры и
распределение носителей за-
ряда в i-области
а — изображение p-i-n структуры.
р — область с высокой концентра-
цией акцепторов, n-облсть с вы-
сокой концентрацией доноров, i (v,
тс)—область почти собственной
проводимости имеющая электрон-
ный или дырочный характер про-
водимости; б, в и г распределение
электронов и дырок при нулевом и
обратном смещении соответственно
П29)
1 Предполагается, что амплитуда СВЧ напряжения не слишком
велика, так что можно не учитывать инжекции носителей заряда
в течение положительного полупериода, и что толщина /-области
велика по сравнению с длиной Дебая в материале этой области.
Если выполняется условие о<йе, то /?о^>1/соС и
импеданс p-i-n структуры будет практически чисто емко-
стной. Например, для кремния с удельным сопротивлением
5000 ом-см о = 0,002 ом~1 а произведение сое при
длине волны 3,2 см равно 0,06 ом~1 -см~1, и указанное
выше неравенство удовлетворяется.
Прямое смещение. При прямом смещении импенданс
p-i-n структуры по-прежнему зависит от комплексной про-
водимости i-область1 о'. = о 4- jcoe, однако теперь о
определяется концентрацией неравновесных электронов
Рис. 12.5. Эквивалентная схема p-i-n
структуры:
С — емкость p-i-n структуры; Я—сопротивление
p-i-n структуры на СВЧ; г —сопротивление р- и
^.-областей и омических контактов.
и дырок. Отсюда следует, что эквивалентная схема рис. 12.5
применима и в случае прямого смещения. Емкость С по-
прежнему определяется равенством (12.8), а активное сопро-
тивление, которое теперь обозначим как показывают
расчеты, приближенно выражается формулой
n ___ 2bkT / w \2
К+~(Н1)4/+ (TJ ’
(1’2.10)
где /+ — ток прямого смещения; L — диффузионная дли-
на при биполярной диффузии неравновесных носителей
заряда в i-области.
Эта формула применима при wIL < 1 и плотности тока
1^.1 S 1 ма!см2. Отметим здесь, что сопротивление
близко по величине к сопротивлению i-области на постоян-
ном токе при том же токе смещения /_р.
Для пояснения зависимости сопротивления от раз-
личных физических величин рассмотрим характер распре-
деления концентрации носителей заряда в i-области (12.4, в).
Вблизи границ с р- и «-областями концентрация носителей
1 Название «i-область» мы сохраним для средней области и
в случае прямого смещения, хотя, разумеется, концентрация носи-
телей заряда в этой области может очень сильно отличаться, от соб-
ственной концентрации.
заряда благодаря инжекции возрастает с увеличением пря-
мого тока. Так, при плотности тока 10 а/см2, концентрация
превышает равновесную на 6 — 7 порядков. Рекомбинация
электронов и дырок приводит к постепенному спаданию их
концентрации по мере продвижения в глубь i-области.
В результате увеличения концентрации носителей за-
ряда во всей i-области ее сопротивление сильно уменьшается.
Этот эффект модуляции сопротивления ослабляется при
возрастании отношения w/L. Поэтому при конструирова-
нии p-i-n диодов стремятся сделать толщину i-области мень-
ше диффузионной длины L.
Обратное смещение. Рассмотрим теперь режим обратного
смещения. Концентрация электронов и дырок в i-области
вследствие эксклюзии резко уменьшается (см. рис. 12.4, г).
Поэтому активное сопротивление p-i-n структуры, которое
обозначим теперь /?_, сильно возрастает. При этом емкость
С практически не изменяется.
Режимы смещения. Таким образом, эквивалентная схема
p-i-n структуры (рис. 12.5) справедлива как при прямом,
так и при обратном смещении, если считать, что сопротив-
ление R зависит от напряжения смещения. При достаточно
большом токе смещения, когда 7?_|_ становится малым по
сравнению с емкостным сопротивлением 1/соС, можно
принять, что p-i-n структура представляет собой чисто ак-
тивное сопротивление, зависящее от тока. Это свойство
p-i-n структуры позволяет использовать ее для создания
электрически управляемого аттенюатора. В этом случае
диапазон управляющих напряжений, лежит целиком в об-
ласти прямой проводимости.
Если p-i-n структура используется в выключателе, то
в качестве рабочих режимов можно выбрать нулевое
смещение и такое прямое смещение, при котором сопротив-
ление структуры будет малым. Возможный вариант вклю-
чения p-i-n структуры в линию передачи иллюстрируется
эквивалентной схемой рис. 12.6, которая соответствует
выключателю, собранному по прямой схеме1. В этом вари-
анте внешняя индуктивная проводимость подобрана с таким
расчетом, чтобы на рабочей частоте полностью скомпен-
сировать емкостную проводимость структуры и корпуса.
1 На рис. 12.6 не показано сопротивление г, которое, однако,
можно учесть, включив параллельно с R еще сопротивление
хс2//. - .
245
Потери запирания выключателя определяются формулой
(12.1), где в качестве Z в данном случае можно подставить
сопротивление p-i-n структуры при прямом смещении г+,
причем г+ « + г. Потери пропускания находятся по
той же формуле, где вместо Z подставляется сопротивление
p-i-n структуры при нулевом смещении г0, причем r0 Ro
(точнее, l/r0 = 1/Ro + rIXc, ?• е. г0 соответствует параллель-
ному соединению сопротивления Ro и вносимого сопро-
тивления Хс/г).
Рис. 12.6. Упрощенная принципиальная схема выключателя,
сконструированного по прямой схеме:
С — емкость диодной структуры; Сп —емкость корпуса; Я —активное сопро-
тивление диода; L — внешняя индуктивность.
В состоянии пропускания рабочий режим выгодно выби-
рать не при нулевом смещении, а при некотором обратном
смещении. Это позволяет снизить потери пропускания
поскольку сопротивление 7?_ значительно больше, чем Ro.
Кроме того, применение обратного смещения способст-
вует уменьшению времени восстановления.
Рабочая мощность. Поскольку толщина i-области w
у мощных диодов лежит в пределах 0,01 — 0,05 см, то p-i-n
структура способна выдерживать СВЧ напряжения более
1 кв. Действительно, полагая, что пробивная напряженность
поля для кремния равна 100 кв/см, получим напряжение
пробоя Uпр = 105ву = 10004-5000 в. Это обеспечивает рабо-
тоспособность диода при импульсной мощности 10 кет и
более. Кроме того, p-i-n структура может иметь сравни-
тельно большую площадь (10—3 — 10-2 см2), так как бла-
годаря относительно большой толщине w ее емкость не бу-
дет чрезмерно большой. Это обусловливает малое тепловое
сопротивление диода и, следовательно, большую среднюю
рабочую мощность.
Время переключения. Если диапазон управляющих
напряжений выключателя с p-i-n диодом лежит целиком в
области прямых смещений, то время восстановления опре-
деляется главным образом процессом рекомбинации носи-
телей заряда, в i-области. При этом время переключения
будет составлять микросекунды и десятки микросекунд.
Для получения малого времени восстановления на диод
в момент переключения подается импульс обратной поляр-
ности с большой амплитудой (30 — 200 в). Возникающее
при этом сильное электрическое поле во всей /-области обес-
печивает быстрое вытягивание носителей заряда.
Рис. 12.7. Бескорпусный p-i-n диод в полосковой линии:
I — p-i-n диод*. 2 —проводники полосковой линии; 5 —изолирующая пластина
Так, например, время восстановления одного из пере-
ключательных p-i-n диодов уменьшается от 2 — 3 мксек
до 0,1 мксек, если вместо режима нулевого смещения ис-
пользуется импульс обратного напряжения с амплитудой
50 в.
Аналогичным образом — путем подачи импульса прямо-
го тока с большой амплитудой — может быть уменьшено
время установления.
Технология и конструкция. В качестве материала для
получения p-i-n структур в настоящее время используется
кремний. Для создания р- и «-областей применяется один
из следующих методов: эпитаксиальное наращивание,
вплавлснис алюминия или золота с легирующей примесью,
диффузия примесей. Часто используется комбинация ука-
занных методов.
Так, например, p-i-n структура может быть получена
е помощью эпитаксиально-диффузионной технологии. По
этой технологии на одной из сторон пластины из кремния
p-типа с удельным сопротивлением 1000 — 2000 ом-см
создается эпитаксиальный слой n-типа с высокой концен-
247
грацией доноров, а па другой стороне — Диффузионный
низкоомный слой p-типа. С обеих сторон получают омичес-
кие контакты гальваническим осаждением никеля с после-
дующим отжигом при температуре' 750° С и осаждением
поверх него золота» Приготовленную таким образом плас-
тину разрезают на отдельные структуры.
Другой технологический вариант заключается в том,
что на низкоомную пластину n-типа наращивают высокоом-
ный слой, а поверх него — низкоомный слой p-типа. По-
следующие операции такие же, как и описанные выше.
Рис. 12.8. Конструкция диода с двумя p-i-n структурами, вмонти-
рованными в волноводную диафрагму:
/ — v-i n структуры; 2 — вывод для управляющего напряжения; 3—резонанс-
ная- щель.
P-i-n структура может быть использована без корпуса
(рис. 12.7), что удобно в том случае, если диод предназна-
чен для полосковой линии. Малые емкость и индуктивность
p-i-n структуры при таком включении обеспечивают широ-
кую полосу рабочих частот. Однако чаще p-i-n структуру
помещают в металлокерамический корпус.
Существует и такая конструкция переключательного
диода, в котором использованы две' p-i-n структуры, вклю-
ченные навстречу друг другу с выводом посередине
(рис. 12.8). Структуры впаиваются в щель в волноводной
диафрагме, причем размеры этой щели подбираются та-
ким образом, чтобы с учетом емкости p-i-n структур по-
лучить резонанс на рабочей частоте.
12.5. ОГРАНИЧИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Особенностью ограничительных диодов является зависи-
мость импеданса диода от величины СВЧ мощности. Таким
свойством обладает диод с р-п переходом, электрические
параметры которого подбираются определенным образом.
Если на р-п переходе (рр '3> пп) действует синусоидаль-
ное напряжение с частотой со и большой амплитудой Um,
то выражения для постоянной составляющей и амплитуды
тока первой гармоники имеют вид
= W ^лгехр
(12.12;
kT )'
(12.11)
где
w
/ = g дРд Pn л + Ьд . i — S QB11 Pn
’ Ln „ , w ’ so° L„ ’
Од + хйд th -j—
Ьд
s — скорость поверхностной рекомбинации дырок на оми-
ческом контакте; S — площадь р-п перехода.
Графики функций (12.11), (12.12) изображены на
рис. 12.9. Из графиков видно, что.с увеличением амплитуды
напряжения на р-п переходе токи /0 и быстро возрастают.
Таким образом, с увеличением СВЧ мощности проис-
ходит резкое снижение импеданса р-п перехода (имеется
в виду импеданс на основной частоте, т. е. Z± =
При больших амплитудах напряжения сопротивление
р-п перехода становится малым по сравнению с сопротив-
лением базы, и последнее начинает играть основную роль.
Сопротивление базы также уменьшается с возрастанием
сигнала благодаря быстрому увеличению постоянной сос-
тавляющей тока /0 (эффект модуляции сопротивления базы).
Так, например, при увеличении СВЧ мощности от 1 до
10 вт. сопротивление базы ограничительного диода умень-
шается от 5 до 1 ом [4].
В случае параллельного включения диода в линию
передачи с волновым сопротивлением W потери передачи П
определяются импедансом диода Z.
При малой мощности в линии передачи, когда |Z | > W,
потери передачи близки к единице (участок / на рис. 12.10).
При некотором значении мощности Раак начинает резко
уменьшаться величина | Zx | в силу рассмотренных выше яв-
лений и соответственно растут потери П (участок II на
рис. 12.10). С увеличением мощности, когда начинает
9В. Зак. izse 249
Рис. 12.9. Зависимости величины постоянной составляющей
тока /о и амплитуды первой гармоники тока Ii от
амплитуды напряжения на р-п переходе Um.
Рис. 12.10. Зависимость прошедшей мощности
₽прощ и потерь передачи П от величины падаю-
щей мощности Рпад при использовании ограни-
чительного диода.
250
выполняться неравенство [£].[ <£ |/-в|, импеданс диода ста-
новится равным сопротивлению rR, которое состоит пзюста-
точного сопротивления базы и сопротивления омических
контактов. При этом величина II остается практически пос-
тоянной (участок III на рис. 12.10).
12.6. МЕТОДЫ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ОСНОВНЫХ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ
ПАРАМЕТРОВ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
К числу основных электрических параметров переклю-
чательных диодов следует отнести полную емкость диода
Сд ('Сд=С+Сп), емкость патрона (корпуса) Сп, сопротив-
ления г+, г- (или г0) и гв, напряжение пробоя С7пр, время
восстановления tB, тепловое сопротивление 7?т, а также
качество К-
Емкость диода Сд измеряют при помощи измерителя
малых емкостей, работающего на переменном- токе частотой
1,0 — 200 Мгц. При этом на диод подается обратное (или
нулевое) смещение, соответствующее рабочему режиму.
Емкость корпуса (патрона) измеряют аналогичным спосо-
бом.
Сопротивления г+ и г_ (или г0) могут быть определены
по результатам измерения потерь пропускания и потерь
запирания, например по формулам (12.2) и (1-2.3). Для
определения указанных сопротивлений может быть ис-
пользован также мётод измерения импеданса диодной
структуры, помещенной в коаксиальную линию или вол-
новод [15]. Следует отметить, что сопротивления и г_
(или г0). определенные этими методами, нельзя отождествить
е сопротивлениями, которые имеет сама диодная структура.
Полученные таким образом сопротивления учитывают также
потери, обусловленные сопротивлением вывода диодной-
структуры, диэлектрическими потерями в керамической (или
стеклянной) втулке корпуса и т. д.
Сопротивление гв может быть определено путем измере-
ния импеданса ограничительного диода на высоком уровне
мощности. Оно может быть также найдено по измеренному
на высоком уровне мощности значению потерь передачи.
Для приближенной оценки величины потерь в диоде мож-
но использовать сопротивление гд, измеряемое на низкой
частоте.
Напряжение пробоя Unp, целесообразно измерять в
импульсном режиме. Это особенно относится к p-i-n дио-
9В* 251
дам, пробивные напряжения которых могут достигать 500 в
и более.
Время переключения'. Для измерения времени восста-
новления tB может быть использован следующий метод.
На переключательный диод, находящийся в выключателе,
подается непрерывная СВЧ мощность и импульс управ-
ляющего напряжения с крутым фронтом (длительность фрон-
та должна бьгаь в несколько раз меньше tB). Управляющий
импульс переводит диод из режима прямого смещения в ре-
жим обратного емещения, в результате чего в линии пере-
дачи формируется радиоимпульс, который детектируется
стандартным СВЧ диодом. Длительность фронта наблюда-
емого на экране осициллографа видеоимпульса может слу-
жить мерой времени восстановления. Для измерения малых
времен" восстанетления— порядка ’ нескольких наносекунд
— используется стробоскопический осциллограф. Аналогич-
ным методом можно измерить время установления ty.
Поскольку процесс переключения диода из одного сос-
тояния в другое характеризуется постепенным приближе-
нием к установившемуся режиму, то при измерении tB и ty
необходимо условиться, по какому урозню вносимого
ослабления определяются эти величины. В последнее вре-
мя вместо А (и ty) применяется параметр «накопленный
заряд», по величине которого можно в каждом конкрет-
ном случае рассчитать tB и /у.
Качество диода рассчитывается с помощью формулы
(12.4) по измеренным величинам Пп и П3 или С, г_|_ и
Г— (или Го)-
Тепловое сопротивление диода измеряют одним из из-
вестных методов, изложенных, например, в работе [14].
Вместо теплового сопротивления часто используется дру-
гой параметр —• максимальная рассе'иваемая мощность.
ЛИТЕРАТУРА
1. U h 1 i г A. The potential of semiconductor diodes in high —
frequency communications. Proc. IRE, 1958, v. 46, № 6, p. 1099—
1115.
2. G a r v e r R. V. Theory of ТЕМ diode switching, IRE Trars.,
1961, v. MTT-9, p. 224—238.
3. G a r v e r R. V. and Tseng D. Y. X — Band diode
limiting, IRE Trans., 1961, v. MTT-9, p. 202.
4. Mqrtenson К- E. Microwave semiconductor control
devices. The Microwave J., 1964, № 7, p. 49—57.
252
5. Сестрорецкий Б. В., Либерман Л. С. Теория
СВЧ выключателя на полупроводниковых диодах. В сб. «Полу-
проводниковые диоды и их применение», под ред. Я. А. Федо-
това, вып. 12, Изд-во «Советское радио», 1964.
6. Л и б е р м а н Л. С. Переключательные диоды СВЧ с пло-
скостным р-п переходом. В сб. «Полупроводниковые диоды и
их применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 13, Изд-во «Со-
ветское радио», 1965.
7. К о р о л е в и ч Е. Б., Либерман Л. С. «Переключа-
тельные диоды диапазона СВЧ». В сб. «Полупроводниковые дио-
ды и их применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 8, Изд-во
«Советское радио», 1962.,
8. Л и б е.р м а н Л. С. «Об эффекте возрастания пробивного
напряжения р-п перехода на СВЧ». «Радиотехника и электро-
ника», 1963, т. VIII, № 10, стр. 1795.
9. Hines М. Е. Fundamental limitations in RF snitching and
phase shifting using semiconductor diodes, Proc. IEEE, 1964,
v. 52, p. 697—708.
10. L e e n о v D., The silicon PIN diode as a microwave radar pro-
tector at Megawatt levels. IEEE Trans., 1964, v. ED-11,
p. 53—61.
11. Ma t.t e у W. G. Advances in solid state microwave devices,
The Microwave J, 1964, № 7, p. 41—47.
12. L e e п о v D. PIN diode microwave switches and modulators.
Solid State Design, 1965, pt. I, v. 6, № 4, p. 37; 1965, Pt. 1-1,
" v. 6, Ns 15, p. 33.
13. В a k e r T. H. B. Semiconductor diode waveguide switch.
Electronic Technology, 1961, v. 38, Ns 8, p. 300—304.
14. H о с о в Ю. P. Полупроводниковые импульсные диоды.
Изд-во «Советское радио», 1965.
15. С о к о л о в Ю. Ф. «Радиотехника и электроника», 1961,
т. 6, № 3, стр. 399.
16. D a m о п R., Hines М. Е. U h 1 i г Д( Recent adva-
nces in solid state microwave devices. IRE iriternat, Convent.
Rec., 1961, v. 9, Ns 3, p. 108—115.
17. H i g g i n s V. J. Semiconductor switching and limiting using
3-db short-slot (hybrid) couplers, 1ЕЕ1Ё, Trans., 1964, v. MTT-
12, Ns 2, p. 258.
18. V a s i 1 e f f H. D. P-n-p variable capacitance diode theory.
IRE Trans., 1962, v. ED-9, № 6, p. 499—502.
19. E a r 1 у I. M. P — N — P variable capacitance diode theory,
Pioc. IRE, 1960, v, 48, № 11, p. 1905—1906.
20. Ш п и p т В. А. Свойства р-п переходов при действии сину-
соидального напряжения произвольней амплитуда (малый уро-
вень инжекции). «Радиотехника и электроника», 1966, №12.
21. Garver R. V. J. A. Rosado and Е. F. Turner Theory
of the germanium diode microwave switch. IRE. Trans., 1960,
v. MTT-8, № 1, p. 108—111.
22. Garver R. V., Rosado J. A. Broad-band ТЕМ diode
limiting, IRE Trans., 1962, v. MTT-10, Ns 5, p. 302—310.
23. Garver R. V. High-speed microwave switching of semi-
conductors, IRE Trans., 1959, v. 7, Ns 2, p. 272.
24. Diodes switching in one billionth of a second. Computers and
automation, 1960, v. 9, № 10.
253
25. H i g h-s peed microwave switches. Radio and Electron Eng.,
1965, v. 29, № 3, p. 196.
26. Microwave Switching microdiodes. Electronic ' Design, 1963,
v. 11, № 4, p. 192.
27. Sylvania develops solid state radar receiver protector. Micro-
wave J., 1963, March, p. 140.
28. Hunton J. K., Ryals A. G. Microwave variable at-
tenuators and modulators using PIN-Diodes. IRE Trans., 1962,
v. MTT-10, № 4, p. 262.
29. Lus y. Crystal switching bring greater radar utility. Electro-
nics, 1959, v. 32, № 32, p. 120.
30. Millet M. R. Mierowave switching by crystal diodes. IRE
Trans., 1958, v. MTT-6, July, № 3, p. 284—290.
31. H igg i n s V. J. X-band semiconductor switching and limi-
ting using waveguide series tees. Microwave J., 1963, № 6,
p. 77—82.
32. Jones H. S., Garver R. V. Step-twist diode switch.
ЪЕЕЕ, Trails., 1964, v. MTT-12, № 5, p. 549.
33. W h i t e I. E. High — power p-i-n diode controlled micro-
wave transmittion phase shifter. IEEE Trans., 1965, v. MMT-13,
№ 2, p. 233.
34. Bloom M. Microwave switching with computer diodes. Elect-
ronics, 1960, № 3, p. 85—87.
35. H о о v e r J. C. A 6-kw peak power varactor duplexer. IRE
Trans., 1962, v. MTT-10, № 6, p. 476—479.
36. Бу креев'И. H., M e н у к я н Ю. С. и др. Некоторые
применения диодных переключателей СВЧ в арифметических
устройствах дискретных вычислительных машин. Труды инсти-
тута кибернетики АН Груз. ССР, 1963, т. 1, стр. 111.
37. М a t t s о n R. PIN — diodes control stub. Electronics, 1961,
t. 4452, № 14, p. 76—77.
38. V a s i 1 e f f H. D. Application of the p-n-p variable — capa-
citance diode to microwave switching. Solid State Eh, 1963,
v. 6, p. 313—316.
13. ТУННЕЛЬНЫЕ И ОБРАЩЕННЫЕ ДИОДЫ
13.1. ПРИНЦИП РАБОТЫ ТУННЕЛЬНОГО ДИОДА
Среди полупроводниковых приборов с р-п переходами
особое место занимает класс приборов, действие которых
основано на туннельном эффекте. Это туннельные и обра-
щенные диоды, туннельные триоды, туннельные резисторы,
нейтристоры и др.
Для существования туннельного тока при небольших
напряжениях на р-п переходе необходимо, во-первых,
чтобы переход был достаточно узким и, во-вторых, чтобы
с обеих сторон р -п перехода имелись изоэнергетические
уровни, между которыми возможны туннельные переходы.
Для этого, как р-, так и «-области туннельного диода дол-
жны быть вырожденными. Необходимость этих требований
становится наглядной при рассмотрении энергетической
диаграммы р-п перехода туннельного диода при различных
смещениях (рис. 13.1).
В вырожденном полупроводнике уровень Ферми лежит
в разрешенной зоне, в полупроводнике «-типа — в зоне
проводимости,’ в полупроводнике р-типа — в валентной
зоне. Расстояние уровня Ферми от краев зон обозначим
соответственно и Для простоты рассмотрения будем
считать, что все состояния, лежащие ниже- уровня Ферми,
заполнены электронами (на рисунках они заштрихованы),
а ваше — свободны.
При отсутствии напряжения смещения на р-п переходе
(рис. 13.1, а) уровень Ферми в р- и «-областях проходит
горизонтально, нет перекрытия свободных и занятых уров-
ней в р- и «-областях, отсутствуют токи через переход.
При обратном смещении на р-п переходе (рис. 13.1, б)
уровень Ферми Fp в p-области смещается вверх относительно
уровня Ферми Fn и «-области на величину внешнего смеще-
255
ния U = , при этом против заполненных состояний
в р-области появляются свободные состояния в «-области,
во внешней цепи пойдет
ток. При увеличении об-
ратного смещения число
перекрывающихся уровней
растет, обратный ток мо-
нотонно увеличивается.
Крутому росту обратного
тока способствует также
увеличение вероятности
«туннелирования», вызван-
ное ростом поля в пере-
ходе.
При положительном
внешнем смещении на
переходе число перекры-
вающихся состояний сна-
Рис. 13.1. Энергетические диа-
граммы р~п перехода туннель-
ного диода:
а—при отсутствии смещения; б —при
обратном смещении; в н г — при .пря-
мом смещении.
чала растет до положения,
когда интервалы заполнен-
ных состояний в «-области
и свободных состояний в
p-области максимально
перекрываются (при Up^
р 1 р
~ ’ ПРИ ЭТ0М Т0К
достигает максимума, а
затем убывает (рис. 13.1, в).
При напряжении U =
С I с
= р перекрытие зон
кончается, туннельный ток
должен обратиться в нуль.
При еще больших по-
ложительных смещениях
(рис. 13.1, а) потенциаль-
ный барьер в р-п переходе
значительно понижается,
становится возможной ин-
жекция неосновных носителей — появляется диффузион-
ный ток, как в обычном полупроводниковом диоде.
256
Рис. 13.2. Параметры вольт-
амперной характеристики тун-
нельного диода.
Вольтамперная характеристика туннельного диода
(рис. 13.2) описывается следующими основными пара-
метрами: величиной тока 1 р, соответствующей максимуму
(пику) вольтамперной характеристики, и напряжением
на диоде при токе максимума Up; величиной минимального
тока 1Р, соответствующей минимуму вольтамперной харак-
теристики, и напряжением минимума t/T1; напряжением
Uf, соответствующим напряжению на диоде при токе,
равном 1Р на диффузионной
ветви характеристики.
Все параметры диода в
той или иной степени опре-
деляются свойствами полу-
проводниковых материалов.
Из рассмотрения работы тун-
нельного диода (рис. 13.1, в)
видно, что напряжения -Up и
Uv определяются положением
уровня Ферми, т. е. вели-
чинами tjn, |р, зависящими
от степени легирования
полупроводниковых матери-
алов.
Плотность туннельного тока в зависимости от свойств
применяемых материалов определяется в основном измене-
нием вероятности туннелирования электронов сквозь потен-
циальный барьер р-п перехода.
Величина тока минимума также сильно зависит от
вероятности туннелирования и, кроме того, определяется
плотностью уровней в запрещенной, зоне полупроводнико-
вого материала, благодаря которым может существовать
туннельный ток при напряжениях и _>
Напряжение Uf определяется в основном шириной
запрещенной зоны в полупроводниковом материале й нес-
колько увеличивается с ростом плотности туннельного тока
1Р/С.
Зависимость емкости С, приходящейся на единицу пло-
щади перехода, от свойств полупроводникового материала
определяется формулой
С «8,3-10—5 5 ' ,, пф/см2.
9 фк —
257
Удельная емкость в туннельных и обращенных'диодах
составляет 1 — 3 мкф!см2. Поэтому для получения малых
емкостей диодов (I — 10 пф) необходимо, чтобы площадь
р-п перехода не превышала 10~6 — 1'0^7 см2.
Туннельные диоды могут работать в широком интервале
температур (от нескольких сот градусов Цельсия до абсо-
лютного нуля). Соответствующим выбором степени леги-
рования материала можно добиться минимальной зависи-
мости тока максимума 1Р от температуры для заданного
интервала температур.
Меняя степень легирования, можно получить оптималь-
ное сочетание параметров диода для данного применения.
Так, например, германиевые диоды, изготовленные из сла-
болегированного материала, обладают малыми шумами при
работе в усилительном режиме, но имеют сильную темпера-
турную зависимость тока 1Р и посредственные высокочастот-
ные свойства; термостабильные диоды из более сильноле-
гированного материала обладают большими шумами;
Наиболее высокочастотные диоды на сильнолегированном
германии обладают еще большим шумом и сильной темпе-
ратурной зависимостью 1Р.
Вследствие малой инерционности туннельного эффекта
отрицательное сопротивление практически от частоты не
зависит. Наличие широкополосного отрицательного сопро-
тивления и резкая нелинейность волвтамперной характе-
ристики туннельного диода позволяют использовать его
как активный элемент в различных радиотехнических
устройствах: усилителях, генераторах, смесителях с уси-
лением в диапазоне волн вплоть до миллиметровых. Кроме
того, на Туннельных диодах можно строить различные
импульсные устройства — триггеры, мультивибраторы,
спусковые схемы с очень малыми временами переключения.
13.2. ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ И конструктивные
ОСОБЕННОСТИ ТУННЕЛЬНЫХ И ОБРАЩЕННЫХ ДИОДОВ
Для изготовления туннельных диодов в настоящее
Время используют германий, арсенид гал-лия и антимонид
галлия. На рйс. 13.3 показаны типовые вольтамперные ха-
рактеристики туннельных диодов из перечисленных мате-
риалов.
Кремний для изготовления туннельных диодов приме-
няется сравнительно редко, так как кремниевые туннельные
258
диоды обладают малым отношением 1 p!lv, как правило, не
превышающим 3.
Туннельные диоды из арсенида галлия, имеющие наш
больший раствор вольтамперной характеристики и широкую
область отрицательного сопротивления, используются преи-
мущественно для генерирования СВЧ колебаний и в схемах
переключения.
Рис. 13.3. Вольтамперные характеристики
туннельных диодов из различных материалов:
/ — из ареениДа гал.пия; 2— из германия; 3 — из ан-
тимонида галлия.
Диоды из антимонида галлия обладают наименьшим уров-
нем шумов. Они предпочтительнее длй использования в при-
емо-усилительных устройствах СВЧ.
Наиболее широко распространенными диодами являются
германиевые. Они являются Наиболее надежными и обладают
большой стабильностью параметров в различных режимах
работы.
Обращенными принято называть туннельные диоды
со столь Малыми значениями 1Р, что сопротивление в прово-
дящем направлении превышает сопротивление в запорном
направлении.
Быстродействие туннельных диодов определяется отно-
шением IР/С, которое увеличивается с увеличением концен-
трации примеси в исходном материале, так как при этом
259
рост плотности туннельного тока опережает возрастание
удельной емкости. Поэтому улучшение частотных свойств
туннельных диодов при сохранении неизменным значения 1р
связано, с сокращением площади р-п перехода, вследствие
чего уменьшается механическая и электрическая прочность
диодов. В СВЧ туннельных диодах диаметр р-п перехода
составляет 2 — 3 мкм. Вне зависимости от исходного мате-
риала основным способом изготовления р-п перехода тун-
нельных диодов является вплавление. После вплавления
Рис. 13.4. Конструкции туннельных диодов:
1— кристалл полупроводника; 2— керамическая втулка; 3 —контактная про-
волочка; 4 —выводы.
перехода для уменьшения его площади и получения задан-
ноге значения 1 р его подвергают электролитическому трав-
лению. Высокая проводимость туннельного диода позволяет
осуществлять контроль вольтамперной характеристики в
процессе травления. При достижении определенного зна-
чения Iр травление прекращают, чем обеспечивается задан-
ное значение 1Р. На рис. 13.4 изображены некоторые
конструкции туннельных диодов.
13.3. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ТУННЕЛЬНОГО ДИОДА
. Малосигнальная эквивалентная схема туннельного
диода в первом приближении может быть представлена
Цепью с сосредоточенными параметрами, как показано на
рис. 13-5. На этой схеме: С — емкость р-п перехода,; rs —
омическое сопротивление потерь; Ls — собственная индук-
тивность корпуса; Ск — емкость корпуса; R — дифферен-
циальное сопротивление р-п перехода.
Сопротивление потерь rs современных туннельных дио-
дов в основном сосредоточено в объеме полупроводника,
прилегающего к р-п переходу, и определяется удельной
проводимостью материала и геометрическими размерами
меза-структуры, полученной в процессе травления.
Параметры Ц и Ск определяются конструкцией кор-
пуса диода. При напряжениях UP<^Uсопротивле-
ние R отрицательно. Его минимальная величина R,, в точке
перегиба характеристики обратно пропорциональна макс-и-
Рис. 13.5. Эквивалентная схема
туннельного диода.
мальному току 1Р и может быть вычислена с погрешностью
не более ±10% по эмпирическим формулам
п / \ ИО
— для германиевых диодов,
п / \ 200
Rm (ОМ) —
— для диодов из арсенида галлия.
При работе на второй восходящей ветви (U > Uv) рас-
смотренная эквивалентная схема должна быть дополнена
диффузионной ёмкостью р-п перехода.
Туннельный диод способен работать как усилитель и
генератор только на тех частотах, где активная составляю-
щая импеданса диода отрицательна. Максимальная частота,
на которой еще выполняется это условие, является парамет-
ром, определяющим частотный предел' туннельного диода.
Эта частота называется предельной или резистивной час-
тотой отсечки. Она находится из условия равенства нулю
активной составляющей импеданса диода и рассчитывается
как _______
fK = —1 ”р"
пр"
261
Частота, на которой реактивная составляющая импеданса
обращается в нуль, называется собственной частотой диода
или реактивной частотой отсечки.
13.4. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ ТУННЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
При работе туннельного диода в переключающем режиме
основное значение приобретает раствор вольтамперной ха-
рактеристики, характерные точки которой Служат стати-
ческими параметрами прибора (см. табл. 13.1 и 13.2), так как
эквивалентная схема не отражает- нелинейных свойств диода
и для анализа его работы при большом сигнале имеет лишь
вспомогательное значение (например, можрт служить для
оценки времени переключения).
Таблица 13.1
Параметры арсенидо-галлиевых переключательных диодов
Тип диода 1р„ т Сд. пф Up, е U р в
АИ301А 2±0,4 >8 >12 0,18 >0,65
А ИЗО! Б 5±0,5 >8 >26 0,18 >0,85
АИ301В 5-±0,5 >8 >26 0,18 >1,0
АИ301Г 10±1,0 >8 >50 0,18 >0,8
Таблица 13.2
Параметры германиевых переключательных диодов
Тип диода ' h, ±5/р, % Сд=С + + ск> шр Ор , мв <7/7, в
ГИ304А • 4,8 6 <20 >5 <75 >0,44
ГЙ304Б 5., 2 6 <20 >5 <75 >0,44
ГИ305А 9,6 5 <30 >5 <85 >0,45
ГИ305Б 10,4 5 <30 >5 <85 >0,45
Различают два крайних случая работы переключающих
схем с использованием двухполюсника, обладающего ха-
рактеристикой с падающим участком и-типа, каким является
туннельный диод: переключение токов и переключение на-
пряжений (рис. 13.6).
262
В первом режиме источник питания с э. д. с. Е6 обла-
дает выходным сопротивлением, сравнимым до средним
значением отрицательного сопротивления диода Rcp =
= _ . - , во втором режиме его сопротивление сущест-
' р ‘v
веяно больше, т. е. он служит генератором тока. Пере-
ключение токов характеризуется сравнительно большой
амплитудой выходного импульса тока Ai {величина кото-
Рис. 13.6. Работа переключающего туннельного диода:
д—нагрузочная характеристика в режиме переключения токов; б-^нагрузоч-
ная характеристика в режим'е переключения напряжений.
рого примерно равна А/ — 1Р — Iv), Схема при этом имеет
высокую чувствительность к входному напряжению
(2Сех < £6)., но амплитуда крутого перепада выходного
напряжения Ди мала но сравнению с раствором харак-
теристики Ди — Up — Up- В режиме переключения напря-
жений, наоборот, при малой амплитуде импульса тока на
выходе (At А/) и невысокой чувствительности.(2£вх « Еб)
схема формирует крутые перепады напряжения относи-
тельно большой величины (равные примерно ДУ).
Длительность переключения /ф в наиболее быстродей-
ствующем режиме переключения напряжений может быть
рассчитана как:
Uf
f dU
263
или, предположив с небольшой погрешностью, что Ir~I0
(рис. 13.6) в течение всей длительности переходного про-
цесса,
Поскольку /р/Iv 3>. 1, а А(7 определяется только свой-
ствами полупроводника, из которого изготовлен диод,
можно - считать удельную емкость С/1Р параметром, не-
посредственно определяющим длительность фронта
Q
(нсек)« -т— АН.
1р
Например, для германиевых диодов (АН «0,4 в)
/ф (нсек)
0,4 С (пф)
1р (ма)
а для арсенидо-галлиевых
' /ф (нсек)
С (пф)
!р (ма) '
Особенностью такой области наиболее массового приме-
нения переключающих туннельных диодов, как ячейки логи-
ческих схем, применяемые в вычислительной технике, явля-
ется то, что помимо обычных требований к величинам пара-
метров диода, важнейшее значение приобретает разброс
параметров. Этот разброс вместе с допусками на остальные
элементы схемы решающим образом влияет на максимально
возможное количество входных и выходных цепей логи-
ческой ячейки.
В ряде случаев для обеспечения высокостабильной
работы ячейки необходимо ограничить разброс параметров
вольтамперной характеристики диода в пределах до 1 —
2%. Применение малых допусков позволяет увеличить
возможное количество входов и выходов по сравнению
с минимально необходимым, что дает возможность повы-
сить быстродействие схемы введением форсированного
режима, т. е. увеличением переключающего тока.
264
13.5. ГЕНЕРАТОРНЫЕ ТУННЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Основное требование, которому должны отвечать гене*
раторные туннельные диоды, — это максимальная отда-
ваемая в нагрузку мощность [13, 14, 15].
Для получения максимальной мощности в нагрузке на
заданной рабочей частоте /0 необходимо выполнить следую-
щие условия:
^<0,25,
Ls = 5RK rs С,
/О/?ДС > 0,11,
где
_ 2 Uv-Up
Q ‘ / _ I
а ' р ‘v
— некоторое усредненное отрицательное сопротивление
Диода.
При этом отдаваемая мощность и частота колебаний
равны
Р = 0,12 (Ц,
, _ 0,0712
'°” С
Приведенные формулы позволяют рассчитать оптимальные
параметры генераторного диода, необходимые для того,
чтобы мощность в нагрузке на рабочей частоте была макси-
мальной.
Как правило, в качестве генераторных используют диоды
из арсенида галлия, так как по сравнению с германиевыми
они имеют существенное преимущество — большое значе-
ние (Uv — ир), обусловленное свойствами самого материала.
Параметры генераторных диодов из арсенида галлия приве-
дены в табл. 13.3, а их конструкция показана на рис. 13,4, б.
Величина (Uv—Up) колеблется в пределах 0,35—0,45 в;
отношение токов 7р/7-. > 10; собственная индуктивность
Ls < 1 нгн-, емкость корпуса Ск С 0,6 пф.
Эти диоды способны в дециметровом диапазоне волн
отдать в нагрузку мощность примерно 1 мет при коэффи-
циенте полезного действия до 30%.
265
Таблица 13.3
Параметры арсенидо-галлиевых генераторных диодов
Гип диода /р , ма Сд= с + ск, пф rs, ОМ
» АИ201А Ю±1 <8 <8
АИ201В 10±1 <15 <8
АИ201Г 20±2 <10 <5
АИ201Е 20±2 <20 <4
АИ201Ж 50±5 <15 <2,5
АИ201И 50±5 <30 <2,5
АИ201К 100±10 <20 <2,2
АИ201Л 100±10 <50 <2,2
При создании туннельных генераторов необходимо иметь
в виду, что для получения высоких частот и больших мощ-
ностей резонатор следует выполнять так, чтобы полная
индуктивность колебательного контура была близка к соб-
ственной индуктивности диода.
В особенности это относится к диодам с большим током
максимума типа АИ201Ж—Л.
13.6. УСИЛИТЕЛЬНЫЕ ТУННЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ
Основными характеристиками туннельного усилителя
являются произведение полосы пропускания на коэффи-
циент усиления и коэффициент шума. Связь этих характе-
ристик с малосигнальными параметрами туннельного диода
может быть записана в виде
УТ А/
где у — усиление по мощности; А/ — полоса пропускания;
Л/ш = —шумовой коэффициент диода; 10—ток смещения:
R, С, /д —значение параметров диода в рабочей точке.
266
Эти формулы получены для усилителя, работающего на
отражение, при условии у > 1. Из последних двух формул
следует, что усилительные диоды должны иметь высокие пре-
дельные частоты, по крайней мере в 2—3 раза превышающие
рабочую частоту, и малый шумовой коэффициент Л/ш. Соот-
ношение^//? 1, как правило, имеет место для всех усили-
тельных диодов, выпускаемых промышленностью. С точки
зрения шумов германиевые туннельные диоды имеют пре-
имущества по сравнению с арсенидо-галлиевыми, поскольку
у последних в полтора раза больше. Но в тех случаях,
когда шумы не имеют первостепенного значения, пред-
почтение иногда отдают диодам из арсенида галлия из-за
их более широкого динамического диапазона.
Дополнительным требованием к усилительным1 диодам
является- их потенциальная устойчивость, т. е. возможность
осуществления стабильного режима работы (для этого до-
статочно, чтобы Ls <С RmQ-
Электрические характеристики усилительных диодов из
арсенида галлия и германия приведены в табл. 13.4. Кон-
струкция и параметры корпуса диодов АИ101 такие же,
как и у генераторных диодов АИ201.
Т а б л и ц а 13.4
Параметры усилительных диодов
Тип диода lpf ма са — с 4- + ск> пФ Г£ ом
А р с е н и до-галлиевые
' АИ101А 1±0,25 <4,0 >5 <18
АИ101Б 1±0,25 2,0—8,0 >5 <16
АИ101В 2±0,3 <5,0 >6 <16
АИ101Д 2±0,3 2,5—10,0 >6 <16
Гер \i а н и е в ы е
ГИКИ А 1,5±0,25 <1,8 >5 < 6
ГИ102Б 1,5±0,25 <2,2 >5 < 6
ГИ102В 1,5±0,25 <3,0 >5 <4,5
13.7. ОБРАЩЕННЫЕ ДИОДЫ
Обращенные диоды являются разновидностью туннель-
ных. Они имеют меньшую величину туннельного тока (1Р =
= 0,5 — 0,01 ма) и используются как пассивные элементы
радиотехнических устройств: как детекторы и смесители для
267
работы при Малом Сигнале, а Также как ключевые устройства
для импульсных сигналов малой амплитуды. Эквивалентные
схемы туннельных и обращенных диодов идентичны.
Типичные вольтамперные характеристики обращенных
диодов, изготовленных из германия, арсенида галлия и
антимонида галлия, показаны на рис. 13.7. Вольтампер-
Рис. 13.7. Вольтамперные характеристики обращенных диодов.
ную характеристику обращенных диодов для напряжения
U <^UP обычно можно аппроксимировать следующей фор-
мулой:
где Ro — дифференциальное сопротивление диода при
(7 = 0; экспериментально величину р можно определить
по величине наклона кривой зависимости логарифма про-
водимости от напряжения In ((7) = — In Ro— р(7. Де-
тектирующие и смесительные свойства на малом сигнале
определяются нелинейностью вольтамперной характери-
стики диода в окрестности рабочей точки (7. Мерой этой
нелинейности является относительная кривизна характе-
ристики
/"(С7) _ i/Р2— ;г₽
I'(U) ~ 1—0(7 ’
определяющая чувствительность детектора по току на
низкой частоте. При (7 = 0 отношение (Г/Г) — —2Р и
может быть найдено по известному значению р.
268
В обращенных диодах из германия /"(0)//'(0) обычно
составляет 30 — 40, в диодах из арсенида галлия 10 — 15
и в диодах на антимониде галлия 50 — 70.
Инерционность обращенного диода определяется вре-
менем перезаряда его емкости и зависит от параметров экви-
валентной схемы. Как правило, время переключения обра-
щенного диода не превышает 1 нсек.
Вследствие большей кривизны вольтамперной характе-
ристики обращенные диоды могут работать при меньшем
уровне сигнала, чем обычные детекторы,- и меньшем уровне
гетеродина (—100 мнет), чем обычные смесительные диоды.
Например, чувствительность по току детектора на обращен-
ном диоде в дециметровом диапазоне длин волны в 10 —
20 раз выше, чем на обычном диоде.
Очень эффективно применение обращенных диодов в ка-
честве смесителей в допплеровских системах с низкой про-
межуточной частотой и в детекторах видеосигнала. Обладая
малыми низкочастотными шумами, обращенные диоды дают
в этих случаях выигрыш в коэффициенте шума 20 — 30 дб
[13, 39].
13.8. О КРИТЕРИЯХ УСТОЙЧИВОСТИ ТУННЕЛЬНОГО ДИОДА
Туннельный диод активен на всех частотах от постоян-
ного тока до предельной частоты, которая может достигать
десятков гигагерц. Поэтому для обеспечения устойчивой
работы на падающем участке необходимо выполнить усло-
вия устойчивости во всем этом широчайшем диапазоне
частот.
Как показывает .опыт, эта проблема является одной из
наиболее трудных при экспериментальных исследованиях
параметров на падающем участке, а также при построении
стабильных усилителей и других устройств, использующих
отрицательное сопротивление.
Поэтому с момента изобретения туннельного диода и
по настоящее время анализу устойчивости и способам стаби-
лизации диодов уделяется самое серьезное внимание
[19 — 22].
В простейшем случае смещение по постоянному току
может быть задано на диод от источника с активным выход-
ным сопротивлением R6 и с э.. д. с. Ев (рис. 13. 8). Емкость
корпуса здесь опущена.
269
Теорема 1. Для устойчивости цепи рис. 13.8
необходимо и достаточно выполнить условие
R>Rb+rs>^.
Так как полное сопротивление потерь /?6 + rs может быть
увеличено вплоть до значения Д, то диод, у которого
Д<Д2С, (13.1)
Рис. 13.8. Простейшая схема
питания туннельного диода.
способен работать устойчиво в рассмотренной схеме вклю-
чения. Здесь и в дальнейшем предполагается, что rs<^R.
В общем случае цепь с туннельным диодом может быть
представлена эквивалентной схемой (рис. 13.9), где Z(yco) —
пассивный двухполюсник, содержащий произвольную
комбинацию из сопротивлений, емкостей и индуктивностей.
Рис. 13.9. Общий случай подачи питания.
Естественно, возникает вопрос, а нельзя ли найти такое
Z(jco), которое может обеспечить устойчивость при невы-
полнении условия (13.1).
Теорема 2. Для потенциальной устойчивости
туннельного диода необходимо выполнение условия
LS<R2C (1 + ]/1 --g-)2. (13.2)
Под потенциальной устойчивостью здесь понимается воз-
можность найти такой двухполюсник Z (/со), при котором
цепь с диодом устойчива. Данная теорема не дает ответ
270
на вопрос, можно ли при выполнении (13.2) сделать систему
устойчивой. Однако из нее следует важный вывод, что при
невыполнении условия (13.2) никаким схемным путем
невозможно добиться устойчивости. У таких диодов нельзя
точно измерить дифференциальные параметры на падающем
участке и нельзя, очевидно, использовать их в качестве
стабильных усилителей.
Теорема 3. Характеристическое уравнение цепи
с абсолютно неустойчйвым диодом (у которого соотношение
(13.2) нарушено) всегда имеет хотя бы один положитель-
ный действительный (не комплексный) корень.
Поэтому на абсолютно неустойчивом диоде принципиаль-
но невозможно осуществить генератор чисто гармонических
колебаний.
. Более жесткое условие по сравнению с теоремой 2.
которому должны удовлетворять усилительные диоды, уста-
навливает теорема 4.
Теорема 4. Для потенциальной устойчивости тун-
нельного диода необходимо выполнение условия [13, 18]
L,<R2CF(&).
где
= 63_______1 .
' 1 + 6s 6] — arctg 0 ’
Зависимость F (6) от, rs/R изображена на рис. 13.10. Там же
показана зависимость коэффициента
ь-)2.
который фигурировал в теореме 2. . Из теоремы 4 по-
прежнему не следует, можно ли сделать систему устой-
чивой при R2 С Ls <2 R2 CF (0) и тем более каким при
этом должен быть стабилизирующий двухполюсник Z(jco).
Простейшим стабилизирующим двухполюсником явля-
ется параллельное соединение сопротивления и емкости
(рис. 13.11).
Теорема 5. Если индуктивность диода удов-
летворяет условию
R2C<Ls<R2ch + j/1-^),
271
то активное сопротивление, шунтированное емкостью,
является стабилизирующим двухполюсником при условиях
<13.3>
4- - V- < 4+V 4-р+т
где
Рис. 13.10. Зависимость
коэффициентов
от величины отношения
K„ = F (6) (кривая 2),
Соотношения (13.3), (13.4) являются расчетными фор-
мулами для определения параметров стабилизирующей цепи.
Их одновременное выполнение есть необходимое и доста-
точное условие устойчивости. Зависимость коэффициента
на на рис. 13.10.
который фигурирует в теореме 5, показа-
Правильно выбрать элементы стабилизирующего двух-
полюсника возможно только для заданного диода. Для диода
с другими параметрами эта цепь уже не будет оптимальной
и может обладать даже худшими стабилизирующими свой-
ствами, нежели просто активное сопротивление. Поэтому
при разработке методов измерения на падающем участке
характеристики, пригодных для широкого класса СВЧ
туннельных диодов, используют стабилизацию активным
сопротивлением рис. 13.8, заранее отказываясь от стабили-
зации диодов с р > 1. Анализ схемы рис. 13.8 был проведен
в предположении, что емкость корпуса Ск равна нулю.
Однако такое допущение не всегда оправдано. Для совре-
Рис. 13.11. Питание диода через простейший Сб стабилизиру-
ющий двухполюсник.
менных СВЧ диодов паразитная емкость корпуса оказы-
вается одного порядка, а иногда даже несколько больше
емкости р-п перехода.
Теорема 6. Если туннельный диод при отсутствии
ёмкости Ск устойчив в схеме рис. 13.8 , то наличие паразит-
ной емкости корпуса не может привести к неустойчивости,
если
(13.5)
Коэффициент, стоящий при С, всегда больше единицы.
Следовательно, наличие паразитной емкости, если она не
больше емкости перехода, не приводит к генерации в схеме
рис. 13.8. Выражение (13.5) может быть использовано для
оценки допустимой величины паразитной емкости стабили-
зирующего сопротивления.
13.9. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ТУННЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
Большинство схем, используемых для измерения коор-
динат экстремальных точек диода на вольтамперной харак-
теристике и напряжения раствора Up, основано на свойстве
туннельного диода скачком переходить в высоковольтное
состояние, когда плавно нарастающий ток через диод пре-
10 Зак. 17*8 273
высит значения 1Р, и переключаться в низковольтное сос-
тояние, когда вслед за тем плавно уменьшаемый ток ста-
новится меньше Iv. Наиболее простая схема, позволяющая
измерить эти параметры диода, показана на рис. 13.12.
Переменным резистором увеличивают ток через испытуе-
мый диод. В момент, когда ток становится равным 1Р, вольт-
метр,- измеряющий падение напряжения на диоде, регис-
трирует скачок напряжения. Напряжение, предшествовав-
шее моменту переключения диода, есть Up, ток, измеряемый
миллиамперметром после переключения диода при соблюде-
нии определенных требований, которые рассмотрены ниже,
есть ток 1р.
Рис. 13.12. Принципиальная схема измерения параметров вольтам-
перной характеристики туннельного диода.
Для того чтобы точнее зафиксировать величину тока и
напряжения, при которых происходит переключение диода,
вводится ключ В2. Замыкание В2 возвращает диод на тун-
нельную ветвь; замыкая и размыкая ключ В2, можно доста-
точно точно найти на потенциометре Ri то положение, при
котором незначительное изменение величины сопротивле-
ния Ri вызывает переключение диода. Напряжение, изме-
ряемое вольтметром после переключения диода, при токе,
равном 1р, есть напряжение раствора характеристики Up.
После измерения параметров Ip, Upw Up резистором Ri
уменьшают ток через диод до тех пор, пока напряжение,
измеряемое вольтметром, не уменьшится скачком, что соот-
ветствует переключению диода на туннельную ветвь. Напря-
жение, предшествовавшее моменту переключения диода
в низковольтное состояние, есть Uv, а ток, измеряемый после
переключения, весьма близок к току Д. Для более точной
фиксации значений Д и Uv предусмотрен ключ Blt замы-
кая который можно возвратить диод на диффузионную ветвь
274
характеристики. Удовлетворительная точность измерения
величин 1Р и получается, если ток, потребляемый вольт-
метром, значительно меньше измеряемых величин.
Помимо рассмотренных выше статических параметров
вольтамперной характеристики значительный интерес пред-
ставляют дифференциальные пара-
метры на падающем участке: ми-
нимальное отрицательное сопро-
тивление в точке перегиба RM и
шумовой коэффициент диода Уш.
При измерении этих парамет-
ров прежде всего должна быть
решена задача стабилизации тун-
нельного диода на падающем
участке вольтамперной характе-
ристики. Обычно это достигается
шунтированием диода сопротив-
лением, которое выбирается из
условия
Рис. 13.13. Головка с
малой собственной ин-
дуктивностью для изме-
рения отрицательного
сопротивления:
1 — втулка; 2 — диод; 3 —
сопротивление УНУ-Ш с
проводящим слоем только
на одной стороне; 4, 5 —
гайки; 6 — вывод от поло-
жительного полюса диода:
7 — корпус головки.
^±^-<Rm+rs<RM, (13.6)
где Rm — сопротивление шунта;
Лг—эквивалентная индуктивность
сопротивления шунта и подклю-
чающих контактов.
Конструкция головки, в кото-
рой удается измерить отрицатель-
ное минимальное сопротивление
диодов с Сд//р = 0,5 пф!ма и пи-
ковыми токами до 6 ма, показана
на рис. 13.13.
Измерение RM производится в схеме, которая показана
на рис. 13.14.
Схема работает следующим образом. От генератора пере-
менного напряжения ГН через трансформатор сигнал малой
величины подается на мост, образованный резисторами,
R1, Rz, Rs. R4. Rm-
Мост уравновешивают переменным резистором R3 по ми-
нимуму показаний выходного индикатора И. Затем парал-
лельно резистору RU1 включают испытуемый диод ИД,
при этом происходит разбаланс моста.
10* 275
Регулируя величину постоянного тока от генератора ГТ,
находят такую величину смещения на диод, при которой на-
ступает максимальная разбалансировка моста. Это напряже-
ние смещения соответствует минимальному отрицательному
сопротивлению RM и может быть измерено измерителем на-
пряжения ИН. Затем с помощью ключа В± параллельно ре-
Рис. 13.14. Блок-схема прибора для измерения дифференциального
отрицательного сопротивления, туннельного диода:
ГН — генератор напряжения высокой частоты (100 кгц) ; МС~ магазин сопро-
тивлений; СУ—селективный усилитель на частоту 100 кгц; ГТ—генератор
постоянного тока смещения; ИН— измеритель напряжения (милливольтметр);
ИТ— измеритель тока (миллиамперметр); И—выходной индикатор (микро
амперметр).
зистору /?ш и диоду ИД подключают безреактивный магазин
сопротивлений МС и находят такую величину сопротивле-
ния R, при которой баланс моста восстанавливается. При
этом отрицательное сопротивление диода компенсируется
равным ему положительным сопротивлением магазина R,
которое равно
Я = |Ям|->> (13-7)
Отсюда, зная rs, можно определить RM.
В схеме рис. 13.14 конденсаторы С2 и СД предотвращают
замыкание части тока, подаваемого от генератора постоян-
ного тока ГТ через другие сопротивления моста.
276
13-10 ИЗМЕРЕНИЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ ПОТЕРЬ
Измерение сопротивления потерь туннельного диода
производится при работе его на обратной ветви вольтам-
перной характеристики при токах смещения 0,1 — 1 а (в за-
висимости от типа диода), когда сопротивлением перехода
можно пренебречь и наклон характеристики в основном
определяется сопротивлением базы и выводов. Поскольку
малая емкость перехода туннельного диода обычно дости-
гается путем уменьшения площади р-п перехода, большие
токи вызывают чрезмерный разогрев его, что может привести
к отказу диода. Поэтому при измерениях применяют им-
пульсный ток смещения. Длительность импульсов тока
смещения должна быть примерно 100 нсек, чтобы температура
перехода не успела установиться за время импульса, ампли-
туда импульсов должна соответствовать рабочей точке, в
которой измеряют rs.
Методика, применяемая для измерения сопротивления
rs туннельных диодов, предусматривает подачу на диод им-
пульсов тока, модулированных по амплитуде синусоидаль-
ным напряжением. Спектр последовательности модулиро-
ванных по амплитуде импульсов напряжения на диоде
содержит ряд составляющих, амплитуда которых пропор-
циональна дифференциальному сопротивлению. Выделяя
и усиливая одну из этих составляющих, можно получить
переменное напряжение, амплитуда которого пропор-
циональна измеряемому параметру.
Блок-схема прибора, в котором использован этот метод,
показана на рис. 13.15. Импульсы тока, модулированные
по амплитуде с частотой 2 кгц, подаются на испытуемый диод;
напряжение с диода проходит. через фильтр нижних час-
тот ФНЧ, выделяющий огибающую. Селективный усилитель
усиливает огибающую, которая затем поступает на амплитуд-
ный детектор, в цепь нагрузки которого включается инди-
каторный прибор И. Калибровка прибора осуществляется
включением вместо испытуемого диода прецизионного рези-
стора /?к. При измерении необходимо принимать меры к
тому, чтобы индуктивность проводников, с помощью кото-
рых диод подключается в схему, не вносила заметную по-
грешность в результаты измерений.
Вследствие поверхностного эффекта сопротивление
потерь зависит от частоты. Его величина rs(f) на СВЧ может
быть получена путем измерения на малом сигнале’КСВН
277
диода, смещенного в область минимума вольтамперной ха-
рактеристики. При выполнении требования
f =------ -
р 2nVLsC
(13.8)
проводимость диода равна
(.13.9)
Рис. 13.15. Блок-схема прибора для измерения сопротивления
потерь rs импульсным методом:
ГТ — генератор-модулированных по амплитуде импульсов тока (частота сле-
дования импульсов Си = 50 кгц, частота модуляции 2 кгц); /7Д—испыты-
ваемый диод; RK •—калибровочный резистор; ФНЧ — фильтр нижних частот:
СУ — селективный усилитель.
Поскольку обычно
1 *
(0Ск^<О. ТО —.
'S
Откуда
'•«“«Ян' <1310>
где W — волновое сопротивление измерительной линии.
Поскольку процесс измерения трудоемок, а величина
незначительно отличается от результата измерения на низ-
кой частоте, обычно ограничиваются измерением этого пара-
метра импульсным методом
278
13.11. ИЗМЕРЕНИЕ ЕМКОСТИ ТУННЕЛЬНОГО ДИОДА
Обычно измеряют общую емкость диода, равную сумме
емкостей корпуса и перехода. Так как активная проводи-
мость туннельного диода велика, то целесообразно изме-
рять его емкость в одной из экстремальных точек, где диф-
ференциальной активной проводимостью диода (при изме-
рении на малом сигнале) можно пренебречь.
Рис. 13.16. Блок-схема прибора для измерения емкости туннельных
диодов:
ГВЧ — генератор высокой частоты; Ск— калибровочный конденсатор; ИД — ис-
пытываемый диод; СУ —селективный усилитель; И — выходной индикаторный
прибор.
Для измерения емкости туннельного диода может быть
использован любой из методов, применяемых обычно для
измерения емкости диодов, как резонансный, так и метод
емкостно-омического делителя, рассмотреный в гл. 2. Здесь
еще более жестко должно выполняться требование к вели-
чине высокочастотного сигнала, подаваемого на диод, так
как в противном случае резко возрастает погрешность из-
мерения.
Блок-схема прибора для измерения емкости туннельных
диодов и использующего метод емкостно-омического дели-
теля, изображена на рис. 13.16. Напряжение высокой час-
тоты подается на измеряемый диод через делитель Rit R2.
Напряжение, пропорциональное емкости измеряемого диода,
подается на селективный усилитель с одного из резисторов,
подключаемых к диоду ИД переключателем П^Смещение
279
на диод подается через индуктивность L, настраиваемую
в резонанс с входной емкостью усилителя, и дроссель Др
с низкоомных многооборотных потенциометров Rs,
которые вместе с батареей Б образуют генератор тока сме-
щения.
Поскольку измерение емкости диодов производится при
малом уровне сигнала на диоде (0,5 — 1 мв), сигнал на
входе усилителя не превышает 50 — 100 мкв, поэтому уси-
литель должен иметь высокую чувствительность и низкий
уровень шумов. Паразитная емкость держателя диода дол-
жна быть малой. Калибровка прибора (переключатель 77 j
в позиции Г) осуществляется подключением эталонного
конденсатора Ск- После этого включают испытуемый диод
и переключателем ГЦ выбирают предел измерения, соот-
ветствующий ожидаемой величине емкости диода. На диод
подается напряжение смещения. Когда рабочая точка нахо-
дится в экстремуме вольтамперной характеристики, пока-
зание выходного прибора И минимально, так как отсут-
ствует активная проводимость диода. Острота минимума
зависит от плавности регулировки смещения. Минималь-
ное значение показаний выходного прибора соответствует
емкостной проводимости диода, причем первый минимум
показаний соответствует емкости в точке Up второй —
в точке Uv.
13.12. СОБСТВЕННАЯ ИНДУКТИВНОСТЬ ТУННЕЛЬНОГО
ДИОДА И ЕЕ ИЗМЕРЕНИЕ
Методика измерения этого параметра заключается в сле-
дующем. На конце измерительной коаксиальной линии в ка-
честве нагрузки устанавливают так называемый «безындук-
тивный эталон диода» — металлическую, деталь, по форме
и размерам в точности соответствующую форме и размерам
диода, — фиксируют положение минимума стоячей волны.
Затем вместо безындуктивного эталона включают испытуе-
мый туннельный диод. На него в обратном направлении
подается достаточно большое смещение по постоянному
току и замечается новое положение минимума стоячей волны.
Если частота измерительного сигнала достаточно низка,
так что влиянием паразитной емкости корпуса диода можно
пренебречь, а КСВ большой (>-5), то смещение минимума
стоячей волны А/ при замене «безындуктивного эталона»
на испытуемый диод определяется, как показывает анализ,
280
только величиной собственной индуктивности. Если, кроме
этого, А/ X, где X — длина волны измерительного сиг-
нала, то собственная индуктивность рассчитывается по-
формуле
(13.11)
Здесь Wo — волновое сопротивление линии; С — скорость
света.
Впервые данный способ был использован В.Л. Ароно
вым при измерении Ls параметрических диодов. Для тун-
нельных диодов измерения рекомендуется проводить при
помощи измерительной линии ИКЛ-112 на частоте 2 Ггц
при токе смещения 20 — 40 ма.
13.13. НАДЕЖНОСТЬ ТУННЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
Характерной особенностью туннельных диодов среди
остальных классов полупроводниковых приборов является
своеобразный механизм изменения их электрических пара-
метров при длительной работе, получивший название дегра-
дации. Внешне эффект деградации проявляется как моно-
тонное и необратимое уменьшение пикового тока 1Р при
сопутствующем увеличении или уменьшении тока мини-
мума и уменьшении напряжения раствора Up. Это явление
наблюдается лишь при положении рабочей точки на второй
восходящей ветви вольтамперной характеристики, и его
интенсивность резко возрастает с увеличением протекаю-
щего через диод тока, а также при повышении температуры
окружающей среды.
Экспериментально были установлены максимально
допустимые режимы применения туннельных диодов, при
соблюдении которых скорость деградационных изменений
параметров пренебрежимо мала. Для характеристики допус-
тимых режимов используется коэффициент нагрузки К,
представляющий собой отношение рабочего .тока /раб к ем-
кости диода Сд. Максимально допустимое значение этой
величины Кмакс получило название коэффициента безопас-
ной работы.
В табл. 13.5 даны значения коэффициентов безопасной
работы для различных условий применения арсенидогал-
лиевых диодов [30—32]. Для более устойчивых в деграда-
ционном отношении германиевых диодов величина Кмакс
281
составляет 6 ма!пф в статическом режиме работы и 3 ма!пф
в переключающем, что позволяет применять такие диоды в
импульсных схемах практически без ограничения уровня
тока.
Таблица 13.5
Значения коэффициентов безопасной работы для туннельных
диодов из арсенида галлия
Условия работы . I
Электрический режим Температура окружающей среды, ° С ^макс, ма/кф
Постоянное смещение 25 0,4
70 0,2
Переключающий режим 25 , 0,8
70 0,7
100 0,7
125 0,6
ЛИТЕРАТУРА
1. Esaki L. New phenomenon in narrow germanium p-n junctions.
Phys. Rev., 1958, v. 109, № 2, p. 603.
2. Kane E. O. Theory of Tunneling. J. Appl. Phys., 1961,
v. 32, № 1, p. 83—91.
3. Туннельные диоды. Сб. статей, под ред. В. И. Фистуля. Изд-во
иностранной литературы, 1961.
4. Б о н ч-Б р у е в и ч В. Л., Серебряников И. С.
О вольтамперной характеристике туннельного диода, «Радио-
техника и электронику», 1963, т. 8, № 6, № 8, № 12, стр. 1002—
1008, 2041—2053.
5. Ковалев А. И., Скворцова Н. Е. Влияние леги-
рования германия на основные радиотехнические параметры
туннельных диодов, «Радиотехника и электроника», 1963, т. 8,
№ 6, стр. 1009—1018.
6. Meyerhof er D. et al. Degenerative germanium. I. Tun-
nel, excess and thermal current in tunnel diodes, Phys, Rev,
1962, v. 126, № 4, p. 1'329.
7. С 1 a s s e n R. S. Excess and Hump Current in Esaki Diodes.
J. Appl. Phys, 1961, v. 32, № 11, p. 3272.
8. В о p о н e н к о В. И., Ковалев А. Н. Исследование
особенностей усилителя на туннельном диоде. «Радиотехника и
электроника», 1965, т. 10, № 3, стр. 449.
9. Chow W. F. Tunnel diode digital cirquitry. IRE Trans,
on Electronic Computers, 1960, v. EC-9, № 3.
10. Fol m er W. C. Proc IRE, 1961, v. 49, № 12, p. 1939.
11. Кононов Б. Н„ Сидоров А. С. Туннельные диоды
и их применение в триггерах. В сб. «Полупроводниковые при-
боры и их применение», под ред. Федотова Я. А., вып. 7. Изд-во
«Советское радио», 1961.
12. «Туннельные диоды и их применение в схемах переключения и
в устройствах СВЧ диапазона». Изд-во «Советское радио»,
1965.
13. D е г m i t G. High-Frequency power in tunnel diodes. Proc.
IRE, 1961, v. 49, № 6, p. 1033.
14. D e r m i t G. Tunnel-diode power. Solid State Electr., 1961,
v. 3, № 3/4, p. 208.
15. О g п e у H. Analysis of the frequency and power perfomances
of tunnel diode generation. IEEE Trans., 1963, v. MTT-11, № 5.
p. 412.
16. Логу нов Л. А., Руднева H. К., Черняк E. Б.
Обращенные диоды. «Радиотехника и электроника», 1964,
т. 9, № 7, стр. 1258—1269.
17. К а г 1 о v s к у J., Marek А. Чех. физ. журн., 1961, В 11.
18. S m i 1 е п, Y о u 1 a. Stability criteria for tunnel diodes. Proc
IRE, 1961, № 7, p. 1206.
19. D a v i d s о n Z. Optimum Stability criterion for tunnel
diodes shunted by resistance and capacitance. Proc. IEEE, 1963,
v. 51, № 9, p. 1233.
20. Nelson В., M a s e n s R. Electro — Technology, 1964,
v. 73, № 6, p. 52.
21. Cruenberg. Proc. IEEE, 1964, v. 52, № 6, p. 733.
22. M a г к о w s к i J. Proc. IEEE, 1964, v. 52, № 6, p. 714.
23. T о d d C. D.. IRE Trans, on Instrumentation, 1961, v. 1,
№ 2, p. 57.
24. Hartmann H. J., Michelisch M., S t e i n h a u-
ser W. Archiv der electrischer Ubertrag, 1961, Bd. 15, H. 3.
25. Воронцов Ю. И., Петров В. M., Ржевкин К. С.
В сб. «Полупроводниковые приборы и их применение», под ред.
Я- А. Федотова, вып. 7. Изд-во «Советское радио», 1961.
26. Руководство по применению туннельных диодов фирмы Gene-
ral Electric, 1961.
27. G о о d m а п п А. М. A Test set for displaying the V-l chara-
ctericstic of a tunnel diode. Rev. Scient. Instr., 1960, March.
28, Ho v ar d Card. Bridge measurement of tunnel diode para-
meters. IRE Trans, on Electr. Devices, 1961, № 3.
29. W i 1 f i n g e r R. I., Z о 1 о t a r B. A. The Revew of Scien-
tific Instr., 1962, v. 33, № 9, p. 951.
30. Longini R. L. Rapid zinc diffusion in gallium arsenide.
Solid — St. Electr., 1962, v. 5, p. 127.
31. S h i b a t a A. Solid St. Electr., 1964, v. 5, p. 215.
32. G о 1 d R. D., Weisberg L. R. Permanent degradation
of GaAs tunnel diodes. Solid St. Electr, Pergamon Press, 1964,
v. 7, p. 811.
14. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИСТОЧНИКИ СВЕТА
14.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
В последнее время появился новый тип полупроводни-
ковых приборов — полупроводниковые источники света,
или, как их еще иногда называют, электролюминесцентные
диоды. В основе действия полупроводниковых источников
света лежат два явления: инжекция неосновных носителей
электронно-дырочным переходом и последующая излу-
чательная рекомбинация избыточных электронов и дырок
в р- и «-областях.
Попавшие в p-область электроны рекомбинируют с основ-
ными носителями заряда (дырками). Аналогично ведут себя
дырки, инжектируемые в «-область. На энергетической
диаграмме (рис. 1.1) рекомбинация электрона и дырки соот-
ветствует переходу носителя заряда из одного энергети-
ческого состояния (уровень £с) в другое, характеризующееся
некоторым энергетическим уровнем Ev. Выделяемая при
этом энергия излучается в виде света или же передается кри-
сталлической решетке. В полупроводниковых материалах
с большой шириной запрещенной зоны (GaAs, GaP, SiC)
вероятность излучательной рекомбинации достаточно высо-
ка, что и определяет возможность изготовления'на их основе
источников света. В отличие от указанных материалов, в гер-
мании и кремнии процесс рекомбинации носителей с излу-
чением света в обычных условиях мало вероятен.
14.2. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ИСТОЧНИКОВ СВЕТА
К числу основных параметров полупроводниковых ис-
точников света относятся следующие: длина волны излучае-
мого света, определяющая цвет свечения X; ширина кривой
спектрального распределения; мощность излучения Р;
коэффициент полезного действия т].
Длина волны излучаемого света определяется разностью
энергий уровней, между которыми происходит переход
электронов. В арсениде' галлия и фосфиде индия эта
разность близка к ширине запрещенной зоны полупроводни-
ка. То же самое относится к «зеленой» полосе люминесцен-
ции в фосфиде галлия. Однако не исключено, что в этих
случаях реализуются оптические переходы зона — при-
месный уровень или переходы между уровнями. В фосфиде
галлия или карбиде кремния основную роль играют опти-
ческие переходы между примесными уровнями. Поэтому
обычно Е\ < Ед. Подобное явление имеет место и в арсениде
галлия при больших концентрациях легирующей примеси.
Длина волны излучаемого света связана с разностью энер-
гий уровней электронов соотношением
Так, например, в арсениде галлия, у которого Е\ примерно
равняется ширине запрещенной зоны (1,38 зв), длина волны
излучаемого света составляет 0,9 мкм. Для того, чтобы полу-
чить излучение в более коротковолновой области спектра,
приходится использовать материал с большей шириной
запрещенной зоны. Так, на основе карбида кремния и фос-
фида галлия получены источники света с излучением в зеле-
ной, желтой и красной областях видимого света. Цвет све-
чения определяется как введенными примесями (азот, алю-
миний, бор, галлий, магний в карбиде кремния, цинк, кис-
лород в фосфиде галлия), так и политипизмом полупровод-
ника. Например, при введений бора в карбид кремния
альфа-модификации типа 21/?; 6Н или 4Н могут быть полу-
чены светодиоды с красным, желтым или зеленым цветом
свечения соответственно.
Поскольку с уменьшением температуры ширина запре-
щенной зоны увеличивается, длина волны излучаемого света,
как правило, монотонно уменьшается. Если при комнатной
температуре длина волны излучения арсенидо-галлиевых
источников света равна 0,9 мкм, то при температуре жид-
кого азота она составляет уже 0,84 мкм.
В реальных приборах переход носителей заряда обычно
происходит не между двумя уровнями, а между двумя груп-
пами тесно расположенных друг к другу энергетических
уровней. Это приводит к тому, что спектр излучения оказы-
вается размытым. Размытие характеризуется обычно шири-,
ной кривой спектрального распределения на «полувысоте»,
т. е. расстоянием между двумя точками на этой кривой,
соответствующими половине максимума интенсивности.
При температуре жидкого азота ширина спектра на полу-
285
высоте для источников света из арсенида галлия, составляет
около 200 А. При увеличении температуры спектр расши-
ряется и при комнатной температуре ширина спектра на
полувысоте оказывается равной 300 А. Для источников
света из наиболее чистого карбида кремния и фосфида гал-
лия налбюдается дискретный спектр излучения, аналогич-
ный молекулярным или атомным спектрам.
Коэффициент полезного действия (к. п. д.) полупровод-
никовых источников света определяется как отношение мощ-
ности излучения к электрической мощности, подводимой
к прибору. Часто используют другую характеристику —
квантовую эффективность, которая определяется как отно-
шение числа излучаемых фотонов к числу электронов, про-
ходящих через р-п переход. Квантовая эффективность ока-
зывается подчас более удобной характеристикой для анализа
процессов, происходящих в приборе. Теоретически возмож-
ная величина к.п. д. равна 100%. Однако на практике до-
стигнутое значение к. п. д. в настоящее время значительно
меньше (0,1 — 1%). Это объясняется прежде всего тем, что
в реальных приборах, наряду с излучательными переходами,
имеют место безызлучательные механизмы рекомбинации
носителей заряда. С испусканием фотонов рекомбинирует
только часть носителей заряда, остальные носители не
вносят своего вклада в излучение. Задача увеличения доли
излучательной рекомбинации в общем рекомбинационном
процессе оказывается достаточно сложной и определяется
степенью совершенства кристаллической структуры полу-
проводника, наличием в нем посторонних примесей, техно-
логией изготовления прибора и т. д. Кроме того, умень-
шение к. п. д. в реальных приборах обусловлено потерями
излучения на полное отражение и поглощение в кристалле
и световыводе.
С уменьшением температуры в арсениде галлия и фос-
фиде галлия доля излучательной рекомбинации растет и,
следовательно, увеличивается коэффициент полезного дей-
ствия прибора. Так, к. п. д. источника света из арсенида
галлия увеличивается более чем на порядок при изменении
температуры от комнатной до 77 ° К- В карбиде кремния
имеются две полосы излучения — коротковолновая и длин-
новолновая. Эффективность первой растет с понижением
температуры, а вторая имеет максимум при температуре
100 — 150° С. Эти полосы связаны с наличием различного
вида примесей в материале (алюминия и бора).
Мощность излучения определяется конструкцией при-
бора. Чем больший ток можно пропускать через прибор без
существенного его разогрева, тем больше мощность из-
лучения. При больших токах прибор начинает разогре-
ваться из-за электрических потерь на омических сопротив-
лениях, и его эффективность резко падает.
Полупроводниковые источники света допускают работу
в импульсном режиме. При этом через прибор можно про-
пускать значительно большие токи и, следовательно, полу-
чить в импульсе большую мощность излучения.
Отличительным свойством полупроводниковых источни-
ков света является их малая инерционность. Она составляет
величину 10~8 — 10“9 сек. Благодаря малым временам
жизни неосновных носителей в указанных полупроводнико-
вых соединениях возможна работа их в импульсном режиме
с достаточно большой частотой следования импульсов
(до 100 Мгц). Так, например, на основе сплавного карбидо-
кремниевого перехода создан излучатель наносекундных
импульсов света с собственными фронтами нарастания
и спада светового импульса порядка 3 нсек и стабильностью
амплитуды световой вспышки во времени 1%.
Как и большинство полупроводниковых приборов, ис-
точники света имеют малые габаритные размеры.
В табл. 14.1 приведены параметры некоторых источников
света из арсенида галлия, карбида кремния и фосфида гал-
лия.
Несмотря на то что полупроводниковые источники света
появились сравнительно недавно, уже наметился ряд облас-
тей их применения. Первые опыты по передаче радио- и
телевизионных сигналов с помощью полупроводниковых
источников света на расстояние нескольких десятков кило-
метров дали положительные результаты. Успешно приме-
няются полупроводниковые источники света в ядерной ра-
диоэлектронике. Представляется перспективным использо-
вание их в системах ночного видения, счетно-решающих быс-
тродействующих устройствах, в системах автоматики и т. п.
Наконец, появление полупроводниковых источников
света открывает широкие перспективы для конструирования
интегральных и гибридных схем с оптическими связями.
Улучшение параметров полупроводниковых источников
света, изучение их свойств открывают более широкие
перспективы их использования.
287
Таблица 14.1
Параметры полупроводниковых источников света
Вид диода Диапазон длин волн светово- го излучения, мкм Полушири на спект- ральной кривой,А К.п.д. % Яр- кость нт Время релакса- ции, сек Режим работы Номинальные параметры
при *= =77° К прн t =300° К при t— =77” К при t= =300° к ток, а напряже- ние, в
Карбидо-кремниевый светодиод Красный Желтый Зеленый — 300 • 10“1 30 50 100 ю-8 Непрерыв- ный 0.001—0,01 3,3—5‘
Фосфидо-галлиевый све- тодиод Красный Желтый Зеленый — 200 10~2 30 50 100 10~7 Непрерыв- ный 0,01—0,05 2—3
Арсенидо-галлиевый све- тодиод1 0,84 0,9 150—200 10-1 —- 10~8 Непрерыв- ный, импульсный 0,150 2,0 1,2
Излучатель импульсов света наносекунд ной длительности на осно- ве карбида кремния — 0,5 — ю-5 — ю-9 Импульс ный 1 100
Излучатель импульсов света наносекундной длительности на осно- ве фосфида галлия — — — 10~4 — 10“9 Импульс- ный 1 30
Мощность излучения 150 мет (при температуре 77° К) и 1 мет при 300° К.
Л И ТЕР Д ТV Р Д
1. De Beer J„ Van Geel W. C. Physica, 1935, № 2, p. 186.
2. M о t t N. F., Gurney R. W. Electronic Processes in ionic
crystals, Oxford, 1955.
3. Смит P. Полупроводники. Изд-во иностр, литературы, 1962.
4. Р a t г i с К L. Journ. Appl. Phys., 1957. v. 28, p. 765.
5. G r e e b e F. Phil. Research Rpts. Supplements, 1963, № 1.
6. Gershenzen M., Mi kuly ak R M. Journ. Appl
Phys., 1961, v. 32, № 7.
7. Шокли В. Теория электронных полупроводников. Изд-во
иностранной литературы 1953.
8. R i t t п е г R. N. Phys. Rev., 1954, № 5, р. 94.
9 Н а 1 1 R. N. Proc. IRE, 1952, v. 40, № 11, р. 1512.
10. Hall R. N. Phys. Rev., 1951, v. 83, p. 228.
11. V e b s t e г F. Proc. IRE, 1954, v. 42, № 6.
12 H a r 1 e t A., S p e n k e E. Ztschr Angew. Phys., 1955, № 99.
13. S p e n k e E. Ztschr. Haturforsch, 1956, № Ha.
14. F 1 e t c h e r N. H. Proc. IRE, 1957, v. 25, № 6, p. 362,-
15. Раш ба Э. И., Носарь А. И. ЖТФ, 1957, т. XXVII.
стр. 1431.
16. Рашба Э. И., Т о л п ы г о К. Б. ЖТФ, 1956, т. XXVI,
стр. 1419.
17. Ста фее в В. И. ЖТФ, 1958, т. 28, стр. 1631.
18 И в а н о в-0 иски й В. И., Коломиец Б. Г. ФТТ.
1959, № 1, стр. 913.
19. S р i t z е г W. G., Gershenzen М., Frosch,
Gibbs D. F. Journ.. Phys. Chem. Solids, 1959, v. 11, p. 341.
20. Oswald F., Ztschr Naturforsch, 1955, № 10a, S. 927.
21. Гросс E. Ф., Кочнева И. С., Неузвецкий
Д . С. ДАН, 1964, т. 154, № 1, стр. 64.
22. Г р о с с Е. Ф., Кочнева И. С., Н е у з в е ri
кий Д. С. ДАН, 1963, т. 153, № 3, стр. 574
23. Гросс Е. Ф., Пер моторов. С А., Р а з б о
р и н Б. С., ДАН, 1964, т. 154, № 6, стр. 1306.
24 ГроссЕ. Ф.. Неузвецкий Д С. ДАН, 1962, т. 146,
стр. 1047.
25. А б о г я н А., С у б а н е в В К. ДАН, 1964, т. 156, № 4,
стр. 763.
26. Gershenzen М., М i k u 1 у а к R.. М. Solid State
Electron, 1962, № 5, р. 313.
27. Нас ледов Д. И.. Слободчиков С. В. ФТТ,
1962, т.' 4, вып. 10, стр. 2755.
28. Н а с л е д о в Д. И., Слободчиков С. В. ФТТ.
т. 4, вып. 11.
29. Electrochemical Soc., 1962, v. 109, № 9, р. 205.
30 Gershenzen, Mikulyak R. M. Journ. APP1. Phys., 1962.
v. 32, № 7, p. 1338.
31 Logan R. A., Chynoweth A. C. Journ. Appl, Phys..
1962, v. 33, № 5, p. 1694.
32 Felber th O. G., Weiss H. Zs Naturforsch, 1955.
№ 100, S. 615.
33 К e с а т а н я и P. П., К л о ш и н ы ш Э. Э„ Л о ту-
нов Г. С., Наследов Д. И. ФТТ, 1964, т. 6, вып. 3.
15. ОСНОВНЫЕ ПРАВИЛА ПРИМЕНЕНИЯ
ДИОДОВ В РАДИОЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМАХ
Все преимущества полупроводниковых приборов, позво-
ляющие создавать чрезвычайно экономичную, малогаба-
ритную и надежную аппаратуру, могут быть сведены к ми-
нимуму, если при разработке, изготовлении и эксплуатации
ее не будут приняты во внимание специфические особен-
ности диодов и транзисторов.
В первую очередь необходимо учитывать следующие
особенности полупроводниковых диодов:
— зависимость параметров диодов -от температуры и
режима;'
— технологический разброс величин важнейших пара-
метров диодов и их дрейф в процессе эксплуатации и хра-
нения;
— чувствительность к электрическим перегрузкам.
Правильный учет и нейтрализация этих факторов при
использовании полупроводниковых. приборов определяют
основной качественный показатель радиоэлектронной аппа-
ратуры — ее надежность.
15.1. ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ДИОДОВ
ОТ ТЕМПЕРАТУРЫ И РЕЖИМА
Сильная зависимость параметров диодов от температуры
обусловлена физическими свойствами полупроводников
(см. гл. 1). Для диодов наиболее важны изменения обрат-
ного тока /обр и прямого падения напряжения £7пр.
На рис. 15.1 и 15.2 показаны типичные зависимости
/обп и 11 пп от температуры для импульсных диодов Д18 и
КД503А.
Зависимость от температуры .некоторых параметров
диодов (например, напряжения стабилизации кремниевых
стабилитронов, прямого падения напряжения) с достаточ-
ной точностью можно представлять линейной функцией.
В этих случаях вводится понятие температурного коэффи-
циента для данного параметра (ТК). Значение параметра
в диапазоне температур будет
Х=Хо(1-еа(7п-7о)]. (15.1)
где Хо — значение параметра при температуре То; а — тем-
пературный коэффициент, определяемый отношением при-
Рис. 15.2. Зависимость прямоте на-
пряжения и обратного тока крем-
ниевых диодов КД503А от темпера-
туры.
Рис. 15 1. Зависимость
прямого напряжения и об-
ратного тока германиевых
точечных диодов Д18 от
температуры.
ращения параметра к его номинальному значению при изме-
нении температуры на 1° С.
Для обеспечения надежной работы схемы необходимо
использовать при расчетах значения параметров диодов,
определенные по приводимым в технических условиях
или справочниках зависимостям или вычисленные с помо-
щью формулы (15.1) для нужного диапазона температур.
При этом должны быть использованы крайние (максималь-
ные или минимальные) гарантируемые техническими усло-
виями (ТУ) значения параметров, т. е. нужно делать расчет
для наихудшего случая.
11* 291
15.2. ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЙ РАЗБРОС ПАРАМЕТРОВ,
ИХ ВРЕМЕННОЙ ДРЕЙФ И НЕСТАБИЛЬНОСТЬ
Разброс параметров около номинального значения опре-
деляется граничными значениями, указанными в ТУ на
диоды. Примеры распределения параметров в партиях
диодов разных типов показаны на рис. 15.3.
Под воздействием различных факторов окружающей
среды (температуры, влаги, химических и электрических
воздействий и т. п.), а также процессов, происходящих
внутри полупроводникового прибора, некоторые пара-
метры отдельных диодов могут изменяться. Способом за-
щиты кристаллов полупроводниковых приборов от воздей-
ствия окружающей среды является герметизация корпуса.
Естественно, что абсолютной герметичности корпусов при-
боров добиться невозможно. Кроме того, она может быть
нарушена вследствие неправильного обращения с прибо-
рами. Во время длительной эксплуатации или хранения
у диодов с нарушенной герметичностью корпуса возни-
кают отказы, например значительное увеличение обратного
тока.
При конструировании схем для надежной аппаратуры
необходимо стремиться обеспечить их работоспособность
в возможно широких интервалах изменений важнейших па-
раметров диодов.
Рекомендуется рассчитывать схемы, учитывая следую-
щие интервалы изменения параметров:
— • постоянное прямое напряжение £7пр<^ 1,5/7Пр(С).
— постоянный обратный ток /ОбР 5/O6P.(Q,
— время восстановления обратного сопротивления им-
пульсных диодов Твосст< 1,5 Твосст (С),
— напряжение стабилизации стабилитронов U„ —
= U„(C) ± 10%,
— дифференциальное сопротивление RK С 1,5 Rn (С).
Знак С означает сдаточную норму, указанную в техни-
ческих условиях для самых неблагоприятных условий изме-
рения параметров.
Разброс параметров полупроводниковых приборов и
дрейф их во времени при конструировании радиоэлектрон-
ной аппаратуры могут быть учтены обычными методами,
применяемыми для расчета электрических допусков, или
экспериментально, методом граничных или матричных
испытаний.
292
В некоторых случаях конструкторы для увеличения
точности или чувствительности аппаратуры отбирают из
общей совокупности диодов отдельные экземпляры, удов-
летворяющие требованиям более жестким, чем указано
в технических условиях. При этом не учитывается возмож-
ность того, что величины параметров отобранных приборов
Рис. 15.3. Интегральные кривые распределения диодов Д219А
и КД503А по прямому напряжению и обратному току,
могут измениться, оставаясь в пределах норм ТУ. Нор-
мальная работа аппаратуры при этом нарушается. Именно
поэтому отбор полупроводниковых приборов по парамет-
рам, не «говоренным в ТУ или по более жестким нормам,
делать нельзя, так как это неизбежно ведет к снижению на-
дежности аппаратуры, повышению трудоемкости и себес-
тоимости производства и- практически исключает возмож-
ность ее ремонта.
293
15.3. ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ К ЭЛЕКТРИЧЕСКИМ
ПЕРЕГРУЗКАМ И ПРЕДЕЛЬНО ДОПУСТИМЫЕ
РЕЖИМЫ РАБОТЫ
Характерным свойством диодов и транзисторов являет-
ся пробой р-п переходов (тепловой и электрический) при
воздействии больших напряжений. Ток, протекающий через
прибор, и выделяемая в нем мощность при пробое резко
растут и ' достигают разрушающих величин даже при
условии небольшого превышения предельного напря-
жения.
Установлено, что подавляющая часть повреждений полу-
проводниковых приборов и выходов их из строя вызывает-
ся превышением предельных напряжений.
Тепловой пробой возникает вследствие лавинообраз-
ного нарастания температуры р-п перехода, к которому
приложено большое обратное напряжение.
Выделяемая за счет прохождения обратного тока элек-
трическая мощность разогревает переход. При этом его
обратный ток увеличивается. Увеличение тока вызывает
увеличение разогревающей мощности и т. д.
Если условия теплоотвода плохие и тепло не успевает
достаточно быстро рассеиваться, равновесие между гене-
рацией тепла и его отводом нарушается и прибор разрушает-
ся вследствие перегрева.
Тепловой пробой может быть причиной гибели мощных
диодов, у которых величина обратного тока доходит до
десятков миллиампер (при высокой температуре), если эти
приборы работают в условиях плохого теплоотвода (напри-
мер, без радиатора необходимой площади).
Поэтому чтобы избежать теплового пробоя, в первую
очередь необходимо улучшить отвод тепла от диодов.
При электрическом пробое наблюдается резкое увели-
чение тока при напряжении на переходе, приближающемся
к пробивному. При этом на переходе выделяется большая
мощность, он нагревается и разрушается.
Ток при электрическом пробое увеличивается практи-
чески мгновенно вслед за увеличением напряжения, этот
вид пробоя проявляется даже при очень коротких (порядка
10~9 сек) импульсах напряжения, приложенного к переходу.
Для пробоя характерна локализация его в отдельных
точках перехода. Плотность тока в этих местах очень высока,
и здесь наиболее вероятно повреждение перехода.
Локализация пробоя ведет к тому; что отдельные точки
перехода существенно разогреваются даже при воздействии
коротких импульсов перенапряжения. Вследствие этого
не допускается превышение напряжения на приборе по
сравнению с предельным по ТУ независимо от длительности
импульса напряжения.
Для увеличения надежности действия полупроводнико-
вых приборов следует снижать рабочие напряжения на них.
Так, надежность диодов и транзисторов возрастает в де-
сятки раз при уменьшении рабочего напряжения до уровня
0,70 от предельного.
Следует помнить, что в процессе работы и хранения про-
бивное напряжение р-п переходов может уменьшаться (в не-
которых случаях на 30%). Отсутствие запаса по напряжению
приведет в этом случае к пробою и выходу прибора из строя.
Рекомендуется ограничивать напряжения между элек-
тродами полупроводниковых приборов (в том числе импульс-
ные) величиной, не превышающей 0,7 от предельных.
Этот запас должен обеспечиваться во всем диапазоне
температур, в том числе и при крайних рабочих темпе-
ратурах.
Превышение тока приводит к пробою переходов (за счет
выделения большого количества тепла), сгоранию внутрен-
них соединительных проводников, и выходу прибора из
строя.
При работе диодов в импульсном режиме с большими
токами также могут проявляться эффекты локализации
тока в небольших областях переходов.
. Вследствие этого превышение токов не допускается неза-
висимо от длительности импульсов.
Надежность работы диодов и транзисторов резко увели-
чивается при снижении токов по сравнению с предельными.
Однако нельзя выбирать рабочие токи и очень малой
величины, сравнимой с величиной неуправляемых обрат-
ных токов через переходы. Это приводит к ухудшению пара-
метров приборов, сильному изменению параметров и элек-
трического режима при изменении температуры.
Рекомендуется ограничивать рабочие токи через полу-
проводниковые приборы (в том числе импульсные), величи-
ной, не превышающей .0,7 от предельной.
Использование диодов при напряжениях и токах, рав-
ных предельным, запрещается, так как в этом случае любые
295
случайные колебания режима работы схемы могут привести
к их повреждению.
Максимальная и минимальная температуры определяют-
ся физическими свойствами применяемых при изготовлении
диодов материалов и особенностями конструкции диодов
Величины крайних температур устанавливаются на основе
изучения реальных характеристик диодов и длительных
испытаний при различных температурах и электрических
нагрузках.
В технических условиях и справочниках приводятся
зависимости величин предельных токов и напряжений от
температуры или указывается их значение при нормальной
и крайних температурах.
Работа диодов в совмещенных предельных или близких
к ним режимах недопустима.
15.4. ОСНОВНЫЕ ПРАВИЛА ПРИМЕНЕНИЯ ДИОДОВ
Выбор типа диода. При выборе типа диода нужно руко-
водствоваться стремлением обеспечить наибольшую надеж-
ность работы диода в данной схеме. Необходимо обеспечить
режим в соответствии с рекомендациями, данными в § 15.3.
Однако при выборе группы диода в пределах одного типа
не следует стремиться без необходимости применять приборы
с наивысшими значениями параметров.
Рабочий режим диода в проектируемой схеме часто отли-
чается от того режима, для которого указываются класси-
фикационные параметры. В то же время значения парамет-
ров зависят от режима их измерения. Например, величина
времени восстановления обратного сопротивления импульс-
ных диодов зависит от величины прямого тока, напряжения
переключения, сопротивления нагрузки; потери преобразо-
вания и коэффициент шума диодов СВЧ зависят от уровня
подводимой мощности; ТКН стабилитронов зависит от
величины тока стабилизации и т. д. В технических условиях
гарантируются значения параметров, соответствующие опти-
мальным либо предельно допустимым режимам использо-
вания диодов. Кроме того, в справочных данных приводятся
усредненные зависимости параметров от тока, напряжения,
температуры, частоты и т. д. Эти зависимости должны ис-
пользоваться при выборе типа диода и ориентировочных рас-
четах схем.
При проектировании схем часто возникает необходимость
применения диодов для выполнения функций, в значитель-
ной степени отличающихся от их целевого назначения.
Поэтому возникает необходимость измерения параметров
диодов в режимах, отличающихся от указанных в ТУ, и
испытаний на пригодность к функционированию в конкрет-
ных электрических режимах. Вывод о возможности исполь-
зования того или другого типа диода в режимах, отличных
от указанных в технических условиях, может быть сделан
только после всестороннего обследования параметров в этих
режимах, проведения соответствующих испытаний и опре-
деления количественных показателей надежности. При
этом для исключения ошибки при качественной оценке, ис-
пытаниям должны быть обязательно подвергнуты приборы,
имеющие крайние значения параметров, гарантируемые
техническими условиями.
Измерение параметров диодов должно производиться на
установках и по методикам, исключающим их электри-
ческие и механические повреждения. При этом за основу
должны быть взяты схемы и методики, рекомендуемые соот-
ветствующими техническими условиями.
После включения диода измерение его параметров и
режима следует производить через интервал времени, необ-
ходимый для установления теплового равновесия. Для
миниатюрных диодов это время составляет 0,5 — I мин,
для выпрямительных диодов и стабилитронов малой мощ-
ности 3 — 5 мин, для мощных диодов 5 — 10 мин.
Отвод тепла и тепловой режим работы диодов. Отвод от
полупроводниковых приборов выделяющегося в них тепла
является одной из главных задач при конструировании
аппаратуры.
Отвод тепла от мощных приборов может осуществляться
разными способами: отводом тепла к-массивному корпусу
аппаратуры, охлаждением с помощью специальных жидких
или газообразных теплоносителей, с помощью радиаторов,
осуществляющих теплообмен с окружающей средой (обычно
воздухом при нормальном давлении).
Так как конструктивные требования к радиатору в зна-
чительной степени определяются компоновкой элементов
в аппаратуре, конструкция радиатора выбирается и рас-
считывается конструктором аппаратуры в каждом кон-
кретном случае.
297
Во всех случаях радиатор должен рассчитываться таким
образом, чтобы его тепловое сопротивление обеспечивало
нормальную теплопередачу от корпуса диода к окружающей
среде.
При любой возможной температуре окружающей среды
температура перехода (или корпуса) прибора не должна
превышать максимально допустимой по техническим усло-
виям.
Рис. 15.4. Схематический чертеж пластинчатого радиатора для вы-
прямительных диодов типов Д214, Д215, Д231 и зависимости темпе-
ратуры корпуса этих диодов'от величины рассеиваемой мощности и
площади радиатора S.
Наиболее часто используются радиаторы в виде пластины
(пластинчатые), односторонние ребристые и двухсторонние
ребристые.
На рис. 15.4 приведен схематический чертеж пластин-
чатого радиатора для выпрямительных диодов.
Крепление диодов к радиатору должно обеспечивать их
надежный тепловой контакт. Особое внимание обеспечению
надежного теплового контакта следует уделять при введе-
нии между корпусом диода и радиатором изолирующих
прокладок.
Для уменьшения общего теплового сопротивления всегда
лучше изолировать радиатор от корпуса аппаратуры,
чем диод от радиатора.
298
Поверхность радиатора, контактирующая с корпусом
диода, не должна иметь раковин, заусенец, царапин, выбоин
и грязи.
Отвод тепла улучшается при вертикальном расположе-
нии радиатора, так как это улучшает условия конвекции.
Тепловое сопротивление черненых радиаторов (анодиро-
ванный алюминий) примерно на 100% меньше, чем неокра-
шенных.
При невозможности создания радиатора необходимых
габаритов для рассеяния заданной мощности за счет естест-.
венной конвекции применяют принудительное охлаж-
дение.
Обеспечение оптимального теплового режима работы дио-
дов играет первостепенную роль при создании надежной
аппаратуры. При снижении температуры на 10° С от
предельной число отказов уменьшается почти вдвое. Для
обеспечения теплового режима диодов их не следует р аспола-
гать вблизи элементов схемы, в которых при работе выде-
ляется значительное тепло: мощных ламп и сопротивлений,
силовых трансформаторов, дросселей. Температура вблизи
корпусов этих элементов может значительно превышать
среднюю температуру внутри устройства.
Крепление и пайка диодов б аппаратуре. Корпуса диодов
с мягкими выводами должны жестко крепиться к монтаж-
ной панели с помощью специальных зажимов или клея.
Изгиб выводов необходимо производить так, чтобы отсут-
ствовала деформация вывода у стеклянного изолятора.
При изгибе вывода в непосредственной близости к стек-
лянному изолятору возникающие механические напряжения
могут привести к растрескиванию стекла и нарушению гер-
метичности прибора. Изгиб выводов диодов рекомендуется
производить не ближе 3 — 5 мм от корпуса.
Пайка выводов диодов должна осуществляться на рас-
стоянии от корпуса, указываемом в технических условиях.
При этом необходимо применять теплоотвод между корпусом
и местом пайки и ограничивать время пайки, так как даже
кратковременный перегрев может привести к появлению
скрытого дефекта или немедленному разрушению диода.
Это объясняется наличием в конструкции диодов деталей,
соединенных с помощью низкотемпературных припоев, раз-
личием в температурных коэффициентах расширения крис-
талла и кристаллодержателя.
299
Диоды в стеклянных корпусах без покрытий (Д2, ДЮ),
должны быть защищены от действия источников света,
которое вызывает увеличение обратного тока.
Особенности применения диодов СВЧ. Диоды СВЧ, в осо-
бенности точечно-контактные, очень чувствительны к элек-
трическим и тепловым воздействиям. При монтаже аппара-
туры и установке диодов в диодные камеры недопустимо
воздействие на них высокочастотных электромагнитных по-
лей, источниками которых могут являться работающие мощ-
ные радиостанции, генераторы, искрение в электрических
установках, разряды атмосферного электричества.
Желательно, чтобы помещение, где производится монтаж
СВЧ аппаратуры с полупроводниковыми диодами, было
экранировано.
Перед установкой диода в диодную камеру последняя
должна быть заземлена.
Прежде чем вставлять диод в камеру, нужно взяться за
нее рукой, чтобы исключить возможность стекания через
диод статического заряда, накопленного'на теле оператора.
Не следует хранить и даже кратковременно оставлять
диоды без защитных патронов или другой экранирующей
упаковки.
ЛИТЕРАТУРА
1. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых при-
боров. Изд-во «Советское радио», 1963.
2. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и тран-
зисторных схем. Изд-во «Энергия», 1967.
3. П о л о в к о А. М. Основы теории надежности. Изд-во «Нау-
ка», 1964.
4. Базовский И. Надежность. Теория и практика. Пер.
с англ., под ред. Б. Р. Левина. Изд-во «Мир», 1965.
5. Меся цев П. П. Надежность производства электронно-
вычислительных машин. Машгиз, 1963.
6. Н о с о в Ю. Р. Полупроводниковые импульсные диоды.
Изд-во «Советское радио», 1965.
7. Г у с е в В-. П., Фомин А. В. и др. Расчет электрических
допусков радиоэлектронной аппаратуры. Изд-во «Советское
радио», 1963.
8. Луцкий В. А. Расчет надежности и эффективности радио-
электронной аппаратуры. Изд-во АН УССР, 1<иев, 1965.
9. Б е р г е л ь с о н И. Г., Минц В. И. Надежность полу-
проводниковых приборов. В сб. «Полупроводниковые приборы
и их применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 9, Изд-во
«Советское радио», 1963.
10. Туркельтауб Р. М. Методы исследования точности и
надежности схем аппаратуры. Изд-во «Энергия», 1966.
300
ОГЛАВЛЕНИЕ
От редакции . .............. 3
Предисловие ...................................... 5
П р и н я т ы е о б о з и а ч е н и я............. 7
1. СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫХ ПЕРЕХОДОВ ........ 9
1.1. Основные свойства полупроводников 9
1.2. Принцип действия р-п перехода ... 12
1.3. Вольтамперная характеристика р-п перехода 14
1.4. Емкость перехода . . 16
1.5. Пробой р-п перехода ..................... 18
Литература 21
2. ВОЛЬТАМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА, ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕ-
МА ДИОДА И МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ОСНОВНЫХ ЭЛЕКТРИЧЕ-
СКИХ ПАРАМЕТРОВ . ........ 22
2.1. Вольтамперная характеристика диода 22
2.2. Эквивалентная схема диода................ 24
2.3. Измерение параметров вольтамперной характери-
стики диодов.................................27
2.4. Измерение частотных свойств диода ....... 36
2.5. Измерение емкостей диода................. 37
Литература ....... 40
3. ШУМЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДОВ................. 41
3.1. Тепловой шум ....... 41
3.2. Дробовой шум..............................41
3.3. Шумы в области пробоя р-п перехода . . 46
3.4. l/f-шум............. . . * 48
3.5. Описание и измерение шумов в полупроводни-
ковых диодах................................ 52
Литература ..................................... 57
». ВЫПРЯМИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ ......................... 61
4.1. Области применения и конструкции выпрями-
' тельных диодов.............................6]
4.2. Электрические параметры и методы их измерения 64
4.3. Параллельное и последовательное соединение
диодов ................................... 75
Литература .......................................77
301
5 стабилитроны (Опорные диоды) . . . ............. 78
5.1. Принцип действия и области применения 78
5.2. Зависимость напряжения стабилизации от темпе-
ратуры .... ... 82
5.3. Емкость стабилитронов ..................... 85
5.4. Шумы и стабильность параметров..............86
5.5. Технология изготовления и конструкции стабилит-
ронов ..........................................87
5.6. Основные параметры и методы их измерения . 87
5.7. Особенности применения стабилитронов . . 92
Литература 93
6 . ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ДИОДЫ.......................... 94
6.1. Особенности точечных диодов................ 94
6.2. Основные параметры высокочастотных диодов 95
6.3. Применение высокочастотных диодов . 103
.Л. и т е р а т у р а . 106
7 варикапы . . ............-...................... 107
7.1. Принцип действия и области применения . . 107
7.2. Малосигнальная эквивалентная схема варикапа . НО
7.3. Особенности конструирования варикапов . 113
7.4. Параметры варикапов и методы их измерения... . 115
7.5. Функциональные зависимости параметров варикапов 119
Литература. . . 122
8 .ИМПУЛЬСНЫЕ ДИОДЫ............................... 123
8.1. Типы импульсных диодов.....................123
8.2. Работа полупроводникового диода в режиме пе-
реключения ....................................127
8.3. Прохождение импульсов прямого тока через диод 136
8.4. Диоды с накоплением заряда . . . 142
’8.5. Электрические параметры импульсных диодов 147
8.6. Измерение параметров импульсных диодов . 150
Литература........................ . ... . 155
9 . ТИРИСТОРЫ (КРЕМНИЕВЫЕ УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЕНТИЛИ) . 158
9.1. Устройство и принцип ' работы............. 158
9.2. Статическая вольтамперная характеристика 159
9.3. Параметры тиристоров...................... 161
9.4. Управление тиристором и его динамические свойства 164
9.5. Зависимость параметров тиристоров от температуры 167
9.6. Технологические методы создания четырехслой-
ной структуры . .............................. 169
9.7. Методика измерения параметров тиристоров 170
9.8. Перспективы развития тиристоров 174
Литература. . 175
10 . ДЕТЕКТОРНЫЕ И СМЕСИТЕЛЬНЫЕ ДИОДЫ...............177
10.1. Принцип действия и устройство.............177
10.2. Выпрямительные' параметры детекторных диодов 181
302
10.3. Частотно-преобразовательные параметры смеси-
тельных диодов .... . . 185
10.4. Шумовые параметры детекторных и смеситель-
ных диодов............................ . 188
10.5. Импедансные характеристики диодов...........192
10.6. Измерение электрических параметров детектор-
ных и смесительных диодов . . . . 193
10.7. Зависимость электрических параметров диодов
от режима работы...............................196
10.8. Электрические перегрузки диодов, вызывающие
их отказ.......................................199
Литература...................................... . 200
1. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ и У.ЧТЭ-КИГЕЛЬЯэ! Е ДИОДЫ .........202
11.1 . Принцип действия и области применения . . 202
11.2 . Конструкции диодов и способы их изготовления 207
11.3 . Применение диодов с управляемой емкостью в па-
раметрических усилителях.......................210
11.4 . Применение диодов с управляемой емкостью в ум-
ножителях частоты........................... 219
11.5 . Измерение параметров диодов с управляемой ем-
костью ....................................... 222
Литература ...........................................229
7
12. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ СВЧ ДИОДЫ ...................... 232
12.1. Назначение и области применения............ 232
12.2. Классификация переключательных СВЧ диодов 232
12.3. Диоды с р-п переходом...................... 233
12.4. Диоды с p-i-n структурой .................. 242
12.5. Ограничительные диоды...................... 248
12.6. Методы определения основных электрических па-
раметров переключательных диодов ... 251
Литература ........................................ 252
13 ТУННЕЛЬНЫЕ И ОБРАЩЕННЫЕ ДИОДЫ .....................255
13.1. Принцип работы туннельного диода 255
13.2. Технологические и конструктивные осойекнос.ти
туннельных и обращенных диодов . . 258
13.3. Эквивалентная схема туннельного диода 260
13.4. Переключательные туннельные диоды ... 262
13.5. Генераторные туннельные диоды ....... 265
13.6. Усилительные туннельные диоды ....... 266
13.7. Обращенные диоды ..........................267
13.8. О критериях устойчивости туннельного диода 269
13.9. Измерение параметров туннельных диодов 273
13.10. Измерение сопротивления потерь 277
13.11. Измерение емкости туннельного диода . . . 279
13.12. Собственная индуктивность туннельного диода и
ее измерение' 280
13.13. Надежность туннельных диодов..............28]
Литература ......................................... 282
о-ез
14. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ИСТОЧНИКИ СВЕТА ..........284
14.1. Принцип действия 284
14.2. Основные параметры полупроводниковых источ
ников света................. . 284
Литература . 289
15. ОСНОВНЫЕ ПРАВИЛА ПРИМЕНЕНИЯ ДИОДОВ В РАДИО
ЭЛЕКТРОННЫХ СХЕМАХ . ......................... 290
15.1. Зависимость параметров диодов от температуры и
режима............................ . . 290
15.2. Технологический разброс параметров, их времен-
ной дрейф и нестабильность . . . 292
15.3. Чувствительность к электрическим перегрузкам
и предельно допустимые режимы работы 294
15.4. Основные правила применения диодов 296
Ли тер ату р а . . ........................' 300
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ диоды
ПАРАМЕТРЫ. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЙ И ИСПЫТАНИЙ
Под редакцией Н. Н. Горюнова и Ю. Р. Носова
Редактор Ю. И. Суханов
Художественный редактор В Т. Сидоренко
Технический редактор В. В. Беляева
Корректоры": Л. И Смирнова, Н. М. Кухтяеви
Сдано в набор 16/Х 1967 г Подо, к печ 13/V 1968 г.
Г05091 Формат 84Х 108/32. Бумага типографская № 3
Объем 15,96 уел. п л Уч.-изд. Ц5.629. Тираж 50 000
Цена 96 коп. Зак. 1758
Издательство «Советское радио», Москва
Главпочтамт, п/я 693
Московская типография № 4 Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР
Б. Переяславская, 46