МУЗЫКА 3. н„ ПУСТОВАРОВ В. Е., СИНИЦКИЙ Б. Г.
РАСЧЕТ
ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ
КАСКАДОВ
РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Сканировала: СветЬАКа
Взято с сайта
http://svetlana-06-89.mylivepage.ru/
«ЭНЕРГИЯ»- МОСКВА • 1975
6Ф0.32
М89
УДК 621.375.4
J *	* <'	>
- '1 X . ~ и	i
l'	Jf J ‘V . ' 1 V
f ••.. ./ " 7 ; ;
- 4 v -f/ jjHjh ;$4 /
/ .--равдения
.	> • лч-рг'нир'я

© Издательство «Энергия», 19/5.
ПРЕДИСЛОВИЕ
z
Транзисторы, благодаря малым габаритам, массе и потреблению энергии от источников питания, сравнительно низкому уровню шумов, высокой надежности и большому сроку службы, в последние годы успешно конкурируют с электронными лампами.
Радиоприемные устройства представляют собой одну из перспективных областей применения высокочастотных транзисторов. В настоящее время отечественная промышленность производит большое число типов транзисторов, которые могут эффективно работать в широком диапазоне частот, включая диапазон СВЧ.
В книге приводятся эквивалентные схемы транзисторов и рассмотрены основные способы их включения, а также излагаются необходимые сведения об источниках внутренних шумов в биполярных и полевых транзисторах, приводятся их эквивалентные шумовые схемы и расчетные соотношения для шумовых характеристик каскадов. Изложена методика и приведены примеры инженерного расчета типовых высокочастотных узлов на транзисторах: усилителей высокой и промежуточной частоты, преобразователей частоты, автогенераторов (гетеродинов) и детекторов амплитудно-модулированных сигналов. Рассмотрены вопросы проектирования цепей питания и элементов термостабилизации высокочастотных каскадов.
Обычно при расчетах малосигнальных устройств транзистор заменяется активным линейным четырехполюсником, который описывается одной из систем харак^ теристических параметров. Наиболее удобной, по мнению авторов, является система У-параметров. К сожалению, в литературе приводятся редко высокочастотные значения У-параметров, которые к тому же не систематизированы. Для расчета их по данным, имеющимся в справочниках, требуются громоздкие вычисления. В свя-
I
3
зп с этим в приложении даны зависимости У-парамстров основных типов современных высокочастотных транзисторов от изм-енений тока коллектора и частоты в виде графиков. Часть этих данных заимствована из литературных источников [Л. 1, 4, 18], а остальные получены -авторами совместно с С. С. Пруслиной, Ж. П. Ноздриной, В. А. Беляевым и В. С. Либерманом, которым авторы весьма признательны.
Приводятся также формулы, с помощью которых можно рассчитывать параметры высокочастотных транзисторов для произвольных частот и токов коллектора.
Ввиду справочного характера книги в ней отсутствуют определения качественных показателей, выводы основных расчетных соотношений и описание принципов работы тех или иных каскадов, которые подробно излагаются в учебниках и учебных пособиях по радиоприемным устройствам.
Авторы признательны каид. техн, наук И. М. Пол-ковскому и канд. техн, наук Г. М. Крылову за критические замечания, сделанные при рецензировании и редактировании рукописи.
Авторы примут с благодарностью все замечания и пожелания, направленные на улучшение книги.
1.	ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
При построении радиотехнических цепей возможны три способа включения транзисторов — по схемам с общим эмиттером (ОЭ), с общим коллектором (ОК) и с общей базой (ОБ). В резонансных усилителях наиболее распространенным является включение транзистора по схеме с общим эмиттером, обеспечивающее сравнительно высокое входное сопротивление каскада и наибольшее усиление по сравнению с другими способами включения.
Кроме того, с целью повышения устойчивости работы усилителя нередко применяют каскодное включение транзисторов, причем наибольшее распространение получили два варианта: общий эмиттер — общий эмиттер (ОЭ—ОЭ) и общий эмиттер — общая база (ОЭ—ОБ). При качественном исследовании каскадов такого типа транзистор обычно заменяют одним эквивалентным усилительным элементом с параметрами, эквивалентными параметрам пары транзисторов. После этого расчет каскада производится по тем же формулам, что и расчет каскада, который выполнен на одном транзисторе [Л. 3].
Эквивалентные схемы транзисторов можно условно разделить на физические и формальные. Физические эквивалентные схемы — это схемы, которые с достаточной для практики . точностью отображают физические процессы, происходящие в транзисторе. Очевидно, что составить точную физическую схему транзистора, пригодную для широкого диапазона частот, практически невозможно, поскольку не существует пределов уточнения ее с учетом всех сложных физических явлений, происходящих в транзисторе. Поэтому в работах, посвященных расчету и проектированию усилительных устройств, обычно даются упрощенные физические эквивалентные схемы, пригодные для использования в определенном диапазоне частот.
Одной из таких упрощенных схем транзистора с ОЭ является гибридная П-образная эквивалентная схема, представленная на рис. 1. Параметры ее элементов в достаточно широком диапазоне частот являются частотнонезависимыми и имеют следующий физический смысл: г'б— объемное сопротивление базы; g6,3 и Сб,э — проводимость и емкость р-п перехода база — эмиттер; £б.к и. Сб'к — проводимость и емкость между коллектором и внутренней базой Б' (гб—0); gl{.3 и Ск.э— проводимость -и емкость между коллектором и эмиттером; SUe' —генератор тока, отображающий процесс воздействия напряжения L/б' перехода база — эмиттер на коллекторный ток транзистора. Из рис. 1 видно, что эквивалентная схема содержит сравнительно большое количество элементов. С увеличением рабочей частоты для удовлетворительного отображения физических процессов в транзисторе эквивалентную схему необходимо усложнять путем добавления различных активных и реактивных
Рис. 1. Гибридная П-образная физическая эквивалентная схема транзистора.
элементов, что в значительной степени усложняет расчет и анализ каскадов. Кроме того, генератор тока SUq' определяется напряжением U&' на внутреннем р-п переходе транзистора, которое не поддается непосредственному измерению. Все это затрудняет использование физической эквивалентной схемы для расчета качественных показателей каскадов. Устранение указанных недостатков в известной степени достигается применением так называемых формальных эквивалентных схем, которые непосредственно не отражают физических про
цессов, происходящих в транзисторе. Условием эквивалентности физической и формальной схем замещения транзистора при этом является обеспечение одинаковых токов короткого замыкания и напряжений холостого хода на входных 1-1 и выходных 2-2 зажимах физической и формальной схем замещения. Характеристические (эквивалентные) параметры формальной схемы замещения могут быть непосредственно измерены или рассчитаны заранее, исходя из физической схемы.
2.	МАЛОСИГНАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ФОРМАЛЬНЫЕ ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Малосигнальные параметры характеризуют работу транзистора при его работе в режиме передачи сигналов малого уровня. Обычно этот режим имеет место в таких узлах приемника, как усилители высокой и промежуток-и
нои частоты, а также в преобразователях частоты и в предварительных усилителях низкой частоты. Под сигналом малого уровня понимается такой сигнал, воздействие которого вызывает
в транзисторе переменные
токи, значительно меньшие Рис. 2. Транзистор в виде непостоянных ТОКОВ в ИСХОД- тырехполюсника.
ной рабочей точке. Другими словами, уровень сигнала считается малым, если при изменении его в 2 раза параметры транзистора остаются неизменными в пределах заданной точности измерений. Поскольку транзисторы характеризуются резко выраженными нелинейными свойствами, величины малосигнальных параметров существенно зависят от выбора режима работы. При воздействии малого сигнала транзистор обычно заменяют формальной эквивалентной схемой в виде линейного активного четырехполюсника (рис. 2). В соответствии с теорией четырехполюсников входные и выходные напряжения и токи £71, 71 и U2, /2 однозначно связаны между собой системой двух уравнений, содержащих четыре параметра — систему характеристических параметров
7
*
четырехполюсника. Из существующих систем характеристических параметров при расчетах усилителей высокой и промежуточной частоты, а также преобразователей частоты наиболее часто употребляется система У-параметров, к основным преимуществам которой можно отнести:
простоту записи и удобство обозрения основных соотношений для качественных показателей каскадов, построенных в соответствии с различными схемами включения транзисторов;
единство теории и методов анализа аналогичных транзисторных- и ламповых каскадов;
возможность связи У-параметров с физическими процессами в транзисторе и определения их зависимости от выбора исходной рабочей точки и изменений окружающей температуры; кроме того, в настоящее время уже имеется достаточно хорошо разработанная методика анализа и расчета малосигнальных транзисторных устройств (усилителей, преобразователей и др.) с использованием У-параметров; па высоких частотах методика измерения У-параметров не представляет особых затруднений.
Уравнения четырехполюсника в системе У-параметров имеют вид:
11 ^1 ~У 12
• »
21 “У ^22 ^2-
О)
Характеристические параметры Ун, У12, У21* У22 определяются в режиме короткого замыкания входных /-/ и выходных 2-2 зажимов четырехполюсника и имеют следующий физический смысл:
н — .
U1 с2=о
— входная проводимость транзистора
при коротком замыкании по переменному току на выходе;
12	.

— проводимость обратной связи меж-
ду выходом и входом транзистора при коротком замыкании по переменному току на входе;
А
У 21 —
— проводимость прямой передачи
(крутизна характеристики транзистора) при коротком замыкании по
переменному току на выходе;
2
22 — ~ U
2 Щ = 0
— выходная проводимость транзисто-
ра при коротком замыкании по переменному току на входе.
Формальная эквивалентная схема транзистора, непосредственно моделирующая систему уравнений (1) и называемая эквивалентной схемой с двумя зависимыми
Рис. 3. Формальная эквивалентная схема транзистора с двумя генераторами тока.
генераторами тока, представлена на рис. 3. Ее достоинством является то, что она справедлива для любого способа включения транзистора. При этом формулы для определения основных показателей (коэффициента усиления, частотной характеристики и т. д.) каскадов с разным включением транзисторов по внешнему виду не отличаются между, собой. Различие состоит лишь в значениях характеристических проводимостей Ун, У12, У2ь У22. Поэтому в дальнейшем У-параметрам транзистора при различных способах включения приписываются соответствующие индексы. Так, У-параметрам транзистора с ОЭ приписывается индекс «э»: Уц3, У12э> У21э, Уггэ; У-параметрам транзисторов с ОБ — индекс «б»: Уно, У216, У226; У-параметрам транзистора с ОК—индекс «к»: У11к, У12к> У21к, У22к. Эквивалентные У-параметры каскодного включения транзисторов обозначаются Уне, Уг2е, У21г, У22Е. Между У-параметрами транзисторов при различных способах включения имеется простая однозначная связь (табл. 1).
Таблица 1 Связь /-параметров при различных способах включения транзисторов с параметрами транзистора с ОЭ	Схема включения транзисторов	Каскодные (примерные соотношения)	ОЭ — ОЭ '	ОЭ — ОБ	(Т г—1 04 (Ъ С4	11Э	у	1 V	113 ' 113 1 Г 229		у	; у	523 у г 119 “Г Z 22Э	г 219	<т>	<П 1 1	1 119 Г 1 229	И ся <п	1 229 — v	. v	1 129 119 1	229
		ОК		tn				 И 129 "Г 1 11Э/		— О 219 “Г 7 11э7			1 119 Т 1 129 “Г 1 219 Т 1 229
		ОБ			1 113TZ 129 *т 1 219 Т 1 22Э	Ь’	— У 129 i г 2297			 И 213 Г* г 229/		229	
		ОЭ		Гцэ 1		1 129		219			m ея ся	
	14 d ion •edeu			1—»		1—4		С1			ОЭ	
<
10
Для основного способа включения транзистора с ОЭ У-параметры моделируются довольно простыми электрическими цепями (рис. 4) с частотно-зависимыми элементами. При этом
Рис. 4. Электрическая модель /-параметров транзисторов с ОЭ.
Частотная зависимость элементов, приведенных в соотношении (2), определяется следующими приближенными выражениями [Л. 3, 9]:
где /?2ь Сцо, С220—-низкочастотные значения соответствующих параметров; Д —граничная частота по
И
проводимости прямой передачи У21; К\, К2, Л’з — постоянные коэффициенты; x=f/fs.
Низкочастотные значения параметров, входящих в систему (3), и частота fs однозначно связаны с параметрами физической эквивалентной -схемы транзистора (рис. 1) и могут быть рассчитаны или измерены. Так, например, низкочастотные составляющие активных сопротивлений легко определяются по статическим характеристикам транзистора в соответствии с известной методикой [Л. 7].
Коэффициенты Ki, К2, Къ мог^т быть найдены из соотношений [Л. 3]:
Низкочастотные значения емкостей рассчитываются по формулам
Здесь Сб,э, Сб,к, — параметры физической эквивалентной схемы транзистора. Для современных высокочастотных транзисторов эти параметры лежат в пределах
Сб,э = (5-200) пФ, С6,к=(2—10) г,Ф, г; = = (40—100) Ом.
Ниже приведена более точная методика определения составляющих У-параметров с помощью графиков, представляющих собой зависимость последних от частоты.
Иногда наряду с формальной эквивалентной схемой с двумя генераторами тока (см. рис. 3) используется формальная П-образная эквивалентная схема (рис. 5), которая по внешнему виду напоминает физическую экви- -валентную схему электронной лампы на высокой частоте. Параметры схем, изображенных на рис. 3 и рис. 5, связаны соотношениями
В некоторых пособиях по проектированию малосигнальных устройств на транзисторах дается методика расчета с применением Л-иа-раметров. Значение /z-napa-
(6)
1
Рис. 5. Формальная П-образная эквивалентная схема транзистора.
метров транзистора для любого способа включения- нетрудно рассчитать по известным значениям /-параметров с использованием следующих известных формул (для одного и того же способа включения транзистора):
Как следует из выражения (3), параметры транзисторов в сильной степени зависят от рабочей частоты: с ростом частоты увеличиваются проводимости Уцэ, У\2э, У22Э и уменьшается проводимость Kid- Эточ приводит к ухудшению усилительных свойств транзистора. Выбор транзисторов для работы на данной частоте удобно производить по его граничной частоте fs, на которой модуль проводимости прямой передачи | У21 | при основном способе включения транзистора уменьшается до 0,707 от своего низкочастотного значения. В том случае, когда частота неизвестна, она может быть рассчитана по известным значениям других граничных частот транзистора и параметрам его эквивалентных схем, которые приводятся в справочной литературе. Связь частоты fa с други-
13
мп граничными частотами транзистора определяется соотношениями [Л. 6]:
где гэ, г'б, Ск — сопротивления эмиттера, базы и емкость коллекторного перехода; «о, ро — низкочастотные значения коэффициентов передачи тока при включении транзисторов с ОБ иОЭ соответственно. В последнем соотношении произведение ^ Ск дано в пикосекундах, fT в мегагерцах, fs в герцак у= (1,24-1,6). ^Граничная частота fs, как показано ниже, может быть Определена по зависимостям У-параметров\ транзистора от частоты.
Если к каскаду не предъявляется особы^ требований, то при выборе транзистора дл5Кработы на данной частоте достаточно выполнения условия-^
/о<(2-нЗ)Д.
(8)
В тех случаях, когда каскад должен обеспечить минимальный уровень внутренних шумов, стабильность и симметричность частотной характеристики, транзистор необходимо выбирать таким образом, чтобы его граничная частота была больше, чем это определяется соотношением (8).
3.	СРАВНЕНИЕ СУЩЕСТВУЮЩИХ МЕТОДИК РАСЧЕТА У-ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ
В настоящее время существует большое количество аналитических выражений для расчета У-параметров транзисторов [Л. 3, 9, 27—38]. Все они в той или иной степени учитывают физические процессы, протекающие в транзисторах, и получены из анализа соответствующих эквивалентных схем замещения. Естественно, что любая эквивалентная схема не может учесть в полной мере всех процессов, протекающих в транзисторе. Стремление к более полному отражению этих процессов приводит к усложнению его эквивалентной схемы и, следовательно, к более громоздким аналитическим выражениям для расчета параметров транзисторов.
14
Некоторые авторы [Л. 33, 35] приводят настолько громоздкие соотношения для определения У-параметров транзисторов, что пользование ими вызывает значительные затруднения при проведении практических расчетов. Кроме того, чем сложнее соотношения для расчета У-параметров, тем больше необходимо знать исходных данных, которые как правило, в справочной литературе не приводятся.
Рис. 6. Зависимость входной проводимости от частоты. Заштрихованная область показывает экспериментально найденные пределы изменения параметра для различных экземпляров транзистора указанного типа.
1 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 34]; 2 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 3];
—рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 9]; 4 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 28, 37]; 5 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 31]; 6 — рассчитана по формулам, приведенным В [Л. 27].
Рис. 7. Зависимость выходной емкости С22 от частоты. Заштрихованная область показывает экспериментально найденные пределы изменения параметра для различных экземпляров транзистора указанного типа.
1 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 36]; 2—рассчитана по* формулам, приведенным в [Л. 9]; 3 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 32]; 4 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 3]; 5 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 34];
6 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 28, 37]; 7 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 33].
15
Таким образом, стремление к более полному отражению процессов в транзисторах не всегда оправдано с точки зрения удобства использования полученных соот-
Рис. 8. Зависимость модуля проводимости прямой передачи | У211 от частоты. Заштрихованная область показывает экспериментально найденные пределы изменения параметра для различных экземпляров транзистора указанного типа.
/ — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 33]; 2 — рассчитана по формулам, приведенным в ]Л. 34]; 3 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 31]; 4 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 28, 37];- 5 — рассчитана по формулам, приведенным в [Л. 3].
различным формулам, примерно
ношении при практических расчетах.
Между тем анализ результатов, полученных при расчетах по различным формулам, приведенным в литературе, сравнение их  между собой, а также с экспериментальными данными показывает, что и с точки зрения необходимой точности значения /-параметров использование для расчетов сложных соотношений не всегда целесообразно.
На рис. 6—8 приведены зависимости параметров транзистора ГТ310Д от частоты, рассчитанные по формулам, которые приведены в [Л. 3, 9, 27— 38], а также экспериментальные данные для различных экземпляров транзисторов указанного типа.
Из приведенных зависимостей видно, что на частотах до 4fs* рассчитанные значения параметров отличаются друг от друга по величине. Однако характер зависимостей составляющих этих параметров, полученных по одинаков и совпадает
о
с характером зависимостей, полученных эксперименталь-
* На частотах	усилительные свойства транзисторов зна-
чительно ухудшаются и использование их становится нецелесообразным.
16
ным путем. Учитывая большой технологический разброс параметров транзисторов от образца к образцу, можно заключить, что средняя точность расчета /-параметров по всем формулам [Л. 3, 9, 27—38] примерно одинакова. Следовательно, при расчетах /-параметров транзисторов практически нет необходимости использовать громоздкие выражения, затрудняющие инженерные расчеты.
Наиболее целесообразно при расчетах каскадов использовать экспериментальные данные /-параметров транзисторов, а в случае их отсутствия — рассчитывать параметры транзисторов по формулам (3) — (5).
4. ШУМЫ В БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Основными источниками внутренних шумов в транзисторах являются [Л. 5] тепловые шумы омического сопротивления базы дробовые шумы прямых и об
ратных токов, протекающие через р-п переходы, и шумы токораспределения. На низких частотах (34-5) кГц] имеют место так называемые избыточные шумы. Спектр тепловых, дробовых шумов и шумов токораспределения в.диапазоне рабочих частот транзистора постоянен. Избыточные шумы имеют спектр, изменяющийся обратно пропорционально частоте. Обычно дробовые шумы обратных токов /ко и /эо малы по сравнению с дробовыми шумами прямых токов /к и /б и не учитываются при практических расчетах. Избыточные шумы трудно поддаются аналитическим расчетам, поскольку еще до конца не выяснены причины их возникновения.
Физическая эквивалентная шумовая схема транзистора для частот, на которых уже нет необходимости учитывать избыточные шумы [/> (5-=-10) кГц], представлена на рис. 9 [Л. 5]. Квадраты действующих значений шумовых токов выражаются соотношениями
('U2 = 2^/7;
'U = 2^э “о (1 = UTr'6 П,
ао)
(9)
где 1,6-10-19 Кл
заряд электрона (дырки); /э
ток
2—441
эмиттера в исходной рабочей точке; а0=/к//э — коэффициент усиления тока; &=1,38-10“23 Дж/К — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура; П — полоса частот, в которой измеряются шумы.
Для того чтобы расчетным путем оценить шумовые свойства транзисторных каскадов, эквивалентную шумо-
Рис. 9. Физическая эквивалентная шумовая схема транзистора с ОЭ.
Рис. 10. Эквивалентная шумовая схема транзистора с ОЭ с внешними источниками шумов.
вую схему (рис. 9) целесообразно преобразовать таким образом, чтобы она была подобна эквивалентной схеме замещения, изображенной на рис. 3; конечно, с соответствующими источниками шумов. На рис. 10 представлена формальная эквивалентная шумовая схема транзистора с ОЭ, называемая эквивалентной шумовой схемой с внешними источниками шумов. Здесь шумовые токи и напряжения статистически не связаны между собой, за исключением токов /ш.бу1 и /ш.бу2> между которыми име-
18
ется полная статистическая связь. Квадраты действующих значений шумовых токов (рис. 10) равны:
(10)
Шумовые токи (10) учитывают дробовые шумы прямых токов коллектора /к и базы /б транзистора, а также шумы, возникающие при разделении эмиттерного тока /э на токи коллектора /к и базы /б (шумы токораспреде-ления).
Квадрат действующего значения напряжения £7ш.б, учитывающего тепловые шумы базы, определяется соотношением
и2ш.в = ^Тг'П.	(11)
’ Коэффициенты yi и у2 учитывают результат пересчета тока /ш.б на внешние полюсы транзистора и определяются выражениями
(12)
Часть схемы (рис. 10),обведенная пунктирным прямоугольником, не отличается от эквивалентной схемы транзистора, представленной на рис. 3. Следовательно, схема (рис. 10) является полной эквивалентной схемой транзистора с ОЭ, учитывающей как усилительные, так и шумовые свойства последнего, и по этой причине пригодна для расчета всех показателей транзисторных каскадов, в том числе и тех, которые связаны с учетом внутренних шумов.
Полная эквивалентная схема транзистора с ОБ (с учетом источников шумов) представлена на рис. И. Здесь все элементы схемы и источники шумов определяются выражениями, приведенными выше.
Шумовые свойства транзисторных усилителей принято оценивать коэффициентом шума Ш, характеризующим ухудшение отношения сигнал/шум на выходе кас-• када по сравнению с таким же отношением на его входе [Л. 16, 21], т.е.
Ш =
(Рс/ЛЭвх (ЛУ^ш)вых
(13)
2*
19
Эквивалентные схемы, представленные на рис. 10, И, можно непосредственно использовать для расчета коэффициента шума резонансного усилительного каскада. Однако расчеты значительно упрощаются, если эти схемы преобразовать таким образом, чтобы они совпадали по внешнему виду с известными эквивалентными шумовыми схемами электронных ламп [Л. 11].
Рис. 11. Эквивалентная шумовая схема транзистора ми истопниками шумов. f
с ОБ с внешни-
Для этого в эквивалентной схеме, транзистора с ОЭ, представленной на рис. 10, все источники шумов, отображающие дробовые и тепловые шумы, а также шумы то-кораспределения в цепи базы, пересчитаем на входные , полюсы транзистора и представим их генератором шумового тока
^ = 4^77,	(14)
где G^ = GUI 1 |-<Т0 - + г' Y„
полная эквивалент-
ная проводимость шумов базы, приведенная к входным полюсам транзистора; Уо— полная проводимость эквивалента источника сигнала, пересчитанная к входным полюсам транзистора;- <7ш = 20 7э(1—ао)=2О7б— эквивалентная шумовая проводимость- транзистора. Если на входе транзистора с общим эмиттером обеспечивается
режим согласования, то, очевидно,
(15)
Источники шумов, отображающие дробовые шумы и шумы токораспределения коллекторного тока, также пересчитаем на вход транзистора и представим генератором шумового напряжения
П,
(16)
20
где /?ш —20 /э«о/1 )Z2i|2 — 20 /к/1 ) 2112 — эквивалентное шумовое сопротивление транзистора с общим эмиттером.
В результате указанных преобразований эквивалентной шумовой схемы транзистора с ОЭ, изображенной на рис. 10, она примет вид, показанный на рис. 12.
Аналогичным способом преобразуется к эквивалентной схеме, изображенной на рис. 12, эквивалентная шумовая схема транзистора с ОБ, приведенная на рис. 11.
Рис. 12. Эквивалентная шумовая схема транзистора с ОЭ с двумя независимыми источниками шумов.
Рис. 13. Эквивалентная шумовая схема транзистора с ОБ с двумя независимыми источниками шумов.
Эквивалентное шумовое сопротивление транзистора с ОБ выражается через эквивалентное шумовое сопротивление транзистора с ОЭ по формуле
где
R ш. б	Д ш Q »
07)-
Шумовые ток 7Ш и напряжение Um определяются выражениями (14) и (16) соответственно. При обеспечении на входе транзистора с ОБ режима согласования
G*
ш.б
(18)
В заключение отметим, что эквивалентная шумовая схема транзистора с ОК полностью совпадает с эквивалентной шумовой схемой транзистора с ОЭ ГЛ. 51 (рис. 9, 12).
Для определения коэффициента шума каскада транзисторного усилителя высокой частоты с ОЭ используется упрощенная схема, изображенная на рис. 14. К входным полюсам транзистора 1-1 присоединена входная
21
цепь (резонансный контур L, С) и эквивалент источника сигнала g&. При входной цепи, настроенной в резонанс, и температуре 7’, равной средней комнатной температуре, То ^300 К, общее выражение для коэффициента шума каскада (рис. 12) имеет вид [Л. 5, 20]:
где g'^garf/ml и g'K — gu/ml —активные проводимо-1 сти эквивалента источника сигнала и контура, пересчи- | тайные на входные полюсы 1-1 транзистора;
Рис. 14. Упрощенная принципиальная схема каскада на биполярном транзисторе с ОЭ для определения коэффициента шума.
= 0)0^113 и glia — реактивная и активная составляющие] входной проводимости транзистора. Выражение (19) в! общем виде справедливо также для каскада на транзис- j торе с ОБ.	'
Как видно, коэффициент шума каскада зависит от| коэффициентов трансформации т\ и m2, рабочей частоты (от частоты зависят проводимости 6цэ, ^иэ, | ^21э| ) и от ] рабочего режима (7К и L7K). С увеличением частоты ко-| эффициент шума растет (рис. 15). Увеличение проводимости g'a ведет сначала к снижению коэффициента шума до некоторого минимального значения, а затем к его < ; повышению (рис. 16), причем с увеличением т2 коэф-1 фициент шума уменьшается. Поэтому целесообразно для уменьшения коэффициента шума выбирать т2— 1. Зави-симости-коэффициента шума от тока коллектора 7К и-напряжения на коллекторе UK приведены на рис. 17. ’’	|
Исходя из характера шумовых свойств транзисторов различают два основных режима работы транзисторных I
22
усилителен: режим согласования и режим оптимального рассогласования. В режиме согласования имеет место максимальный коэффициент усиления каскада по напряжению и по мощности. Кроме того, если источник сигнала подключается к каскаду с помощью фидерной линии, в последней обеспечивается режим бегущей волны. При
Рис. 15. Зависимость коэффициента шума от частоты.
9 а. опт
Рис. 16. Зависимость коэффициента шума от проводимости источника сигнала.
а;
Рис. 17. Зависимость коэффициента шума для транзистора ГТ313А от тока коллектора (а), от напряжения на коллекторе (б).
этом коэффициент шума каскада не будет минимальным и для схемы с ОЭ определяется выражением [Л. 5, 20]:
///
э.с
(^б	g’us -j-
£11Э
(20)
Коэффициент шума каскада с ОБ в режиме согласования вычисляется по формуле [Л. 5, 20]:
Ш
пб
гб ^пб
£цб
£пб
£116
(21)
23
В режиме оптимального рассогласования коэффициент шума Д/Мин может быть несколько меньще, чем в режиме согласования. В каскаде с ОЭ коэффициент шума
в режиме [Л. 5, 20]:
^^Э.МИН
рассогласования определяется выражением
1 + 2 К g, 1э +	) Я'.от].	(22)
где
>
9
S а.опт
Рис. 18. Зависимость коэффициента шума транзисторного усилителя с ОЭ и ОБ от частоты и режимов согласования.



Минимальное значение коэффициента шума в каскаде с ОБ вычисляется также по формуле (22), но этом
№ * г
при
21э
а.опт
-)
зна-
В формулы (17) и (18) необходимо подставлять чсния У-параметров. На рис. 18 приведены кривые зависимости коэффициента шума усилительных каскадов с ОЭ и ОБ от частоты на транзисторе ГТ313А для режимов согласования и оптимального рассогласования.. Здесь же точками отмечены экспериментально измерен- • ные значения коэффициента шума. Каскад с ОБ имеет j больший коэффициент шума, чем каскад с ОЭ, как в ре-'
•я
Ь.
жиме согласования, так и в режиме оптимального рассогласования. Коэффициент шума каскадов с ОЭ и ОБ в режиме оптимального рассогласования мало отличается от коэффициента шума в режиме согласования. Поэтому оптимальным режимом для транзисторных усилителей является режим согласования (при т2=1) и
Коэффициент шума усилителей с каскодным включением транзисторов ОЭ—ОЭ и ОЭ—ОБ рассчитывается по формулам (20) и (22), т. е. так же, как и для каскадов с ОЭ.
Для высокочувствительных усилительных каскадов транзисторы необходимо выбирать исходя из условия обеспечения минимального коэффициента шума по формуле
где
Ош = 207к	=20/6; GL=201^=201*,  /э, /„, /б-
ао
постоянные токи эмиттера, коллектора и базы в исходной рабочей точке; £ц — входная активная проводимость транзистора на частоте f0; ао=О,964-0,99— коэффициент передачи тока эмиттера. При этом коэффициент шума на рабочей частоте /о каскада возрастает по сравнению с коэффициентом шума в области частот, где параметры транзистора не зависят'от частоты, не более - чем в 2 раза.
Пример. Рассчитать коэффициент шума'усилительного каскада на транзисторе ГТ311Е с ОЭ в режимах согласования Ш3.с и оптимального рассогласования Шэ.мив. Усилитель настроен на частоту /о=100 МГц и транзистор при /к = 3 мА, £7К = 5 В имеет следующие значения параметров: §-иэ=Ц,5 мСм, g218=17,0 мСм, «0=0,98, Л>11э = 7,8 мСм, 621э=32 мСм, rg = 50 Ом.
1. Рассчитываем вспомогательные величины:
квадрат модуля проводимости прямой передачи |У21»[
|У21э|2 = g219 + ь21э = 172 + 322 = 1313 мСм2;
25
проводимость бш
к
сопротивление /?ш
ш
|ГЙ1Э|2
20/к	20-3-10^ лг
--------, ~ 45 Ом. 1313- кгЛ
2. Определяем, коэффициент шума усилителя на транзисторе ГТ311Е с ОЭ в режиме согласования Шэ.с (20):
= 1 + (50 + 4.45). п,5.10“3 * 5 +
1,21-10~3(1+50-11,5-10~3)2 + 50-7,82.1О“6 л 1п -----------------------------------------= 4,18.
11.5-10“3
3. Находим коэффициент шума усилителя на транзисторе ГТ311Е с ОЭ в режиме оптимального рассогласования Й7э.мин (22):
^Дмин 1+2 Ош
а.опт
= 1 + 2 [50-1,21 • 10“3 + 45* 11,5-10“3 + (50+45). 10,4.10“3] = 4,14,
где	_________________________
1	Т г6 ^Пэ +	£11з
ga-опт ~ I/	'	' [ п
*	гб "т
1,2Ь 10~3 + 50-7,82.10~6 + 45-11,52.10~6 _	4
50 + 45	“	’
Полученные значения коэффициента шума для режимов согласования и оптимального рассогласования подтверждают сделанный ранее вывод о том, что оба режима по величине коэффициента шума на достаточно высоких частотах практически совпадают.
5. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И ПАРАМЕТРЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
В последние годы наряду с совершенствованием биполярных транзисторов большое внимание уделяется разработке и применению полевых (униполярных)/транзисторов. Современные полевые транзисторы в. области высоких частот по абсолютным значениям коэффициен-
та шума уже в настоящее время не уступают лучшим типам биполярных транзисторов. Если же рассматривать сочетание таких показателей, как усиление, линейность, уровень шумов, входные и выходные сопротивления каскадов на полевых транзисторах, то преимущества их применения становятся вполне очевидными.
Особенно большие перспективы открываются для использования полевых транзисторов в малошумящих усилителях высоких и сверхвысоких частот радиоприемных и других радиотехнических устройств. Последние разработки и испытания полевых транзисторов показывают, что лучшие образцы их обеспечивают коэффициент шума 2—3 дБ на частотах порядка единиц и десятков гигагерц [Л. 12].
В связи с наметившейся тенденцией широкого применения полевых транзисторов большое внимание уделяется исследованию их эквивалентных схем и оценке параметров. При этом полевые транзисторы, как и другие усилительные приборы (электронные лампы, биполярные транзисторы), в большинстве случаев заменяются эквивалентными схемами с сосредоточенными параметрами. Однако до настоящего времени еще нет установившейся эквивалентной схемы, которая была бы пригодна для исчерпывающего описания свойств транзистора во всем диапазоне радиочастот.
На рис. 19 представлена одна из эквивалентных схем, достаточно хорошо отображающая работу транзистора в широком диапазоне вплоть до сверхвысоких частот [Л. 13, 14]. Элементы этой схемы имеют следующий физический смысл: и — сопротивления участков полупроводника между контактом затвора и р-п переходом; и Ru—-сопротивления полупроводника между контактами стока и истока и областью канала соответственно; /?3.и и С3.и — сопротивление и емкость участка полупроводника затвор — исток; 7?3.с и С3.с — сопротивление и емкость участка полупроводника затвор — сток; °с.и и Сс.и — сопротивление и емкость канала сток — исток.
Очевидно, что эта схема из-за своей сложности мало пригодна для инженерных расчетов. Однако, учитывая соотношения между параметрами элементов схемы, некоторыми из них без больших погрешностей можно пренебречь. Упрощенная таким образом эквивалентная схема полевого транзистора изображена на рис. 20.

Рис. 19. Физическая эквивалентная схема полевого транзистора с общим истоком.
*	ijs
i;
Рис. 20. Упрощенная физическая эквивалентная схема полевого транзистора с общим истоком.	I
Рис. 21. Формальная эквивалентная схема замещения полевого тран зистора.	я
28
На практике при анализе линейных усилителей на полевых транзисторах последнюю схему удобнее представить в виде активного линейного четырехполюсника и использовать для расчетов систему У-параметров, измеренных (рассчитанных) на внешних полюсах четырехполюсника; как при расчетах устройств на биполярных транзисторах.
На рис. 21 приведена формальная эквивалентная схема замещения полевого транзистора в виде активного линейного четырехполюсника с двумя генераторами токов.
В последней схеме У-параметры связаны с физическими параметрами эквивалентной схемы, представленной на рис. 20, следующими приближенными соотношениями:
з.и
с.и
з-и
У12 '	А*^-'з.с>
21' ' /СоС3. с
22
з.и
с.и
(25)
с.и
Входящие в эти выражения параметры современных высокочастотных полевых тразисторов лежат в пределах
(Ю10-^Ю15) Ом; S^(l--lO) мСм;
/?с.и^(104-ь-106) Ом; Сс.и^ (0,5-4-6) пФ;
7?и	(30 -н 50) Ом;	С3.и ^(1-^-10) пФ;
- С3.с^ (0,05-н 1,0) пФ.
Очевидно, что на определенных частотах теми или иными слагаемыми в выражении (25) можно пренебречь.
Ниже приводятся графики экспериментально измеренных зависимостей составляющих У-параметров современных высокочастотных полевых транзисторов КП301, КП302, КПЗОЗ, КП350 от частоты, которые используются при расчете линейных каскадов.
Пример. Рассчитать У-параметры полевого транзистора КП301А по формулам (25) на частоте /==100 МГц и сравнить их
29
с экспериментальными данными. На низких частотах транзистор имеет следующие параметры:
Я3.и = Ю12 Ом; Яи = 30 Ом; С3.и = 2,0 пФ;
Сс ,1 = 2,0 пФ; С3.с = 0,5 пФ; S = 1 мА/В;
₽с,и = 104 Ом;
Ян — &	С3.цССи=	/
з• и
= — + (2л-108)2-30-2,0-10“ 12-2-10“12 = 0,05 мСм;
1012
Ьп = (О (С3.и + С3.с) = 2л-108 (2,0-10~12 + 0,5-10~12) = 1,57 мСм;
У12=—(оС3 с= — 2л Ю8-0,5-10“12 = — 0,32 мСм;
У, I = 1/52 + (D2 С2 = 1Л1 + (2п-108-0,5-10~12)2 = 1,05 мСм; Z 1 •	о. С	г
= — + (2л-108)230-2,0-10—12-2,0-10“12 = 0,15 мСм; 10^ v
622 = (о (Сс.и + С3.с) = 2л-108 (2,0-10"12 + 0,5-10“12) = 1,57 мСм.
Рассчитанные по формулам (25) параметры полевого транзистора КП301А незначительно отличаются от экспериментальных данных, приведенных на рис. 1-50.
6. ВНУТРЕННИЕ ШУМЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Основными источниками внутренних шумов полевых транзисторов на достаточно высоких частотах являются тепловые шумы проводящего канала и дробовые шумы, обусловленные флюктуациями тока затвора. Эти шумы с достаточной для инженерной практики точностью можно представить соответственно двумя генераторами шумовых токов, включенных на входе и выходе эквивалентной цепи замещения (рис. 22),
Лп.Т  	(26)
^Ш.З !BS ^kTg9 П,	(27)
где ggi ~~ активная составляющая проводимости прямой передои (крутизна характеристики) транзистора в ис«
за
Ходном рабочем режиме; £з=0,12(соС3.и)2/£21 — проводимость емкостной связи между затвором и каналом.
Схему, изображенную на рис. 22, при шумовых расчетах удобнее заменить эквивалентной шумовой схемой, в которой оба источника включены на входе эквивалентной цепи замещения. Учитывая, что генераторы шумовых токов /ш.т и /ш.з практически не коррелированье и представив генератор тока /ш.т генератором напря-
Рис. 22. Эквивалентная шумовая схема полевого транзистора.
Рис. 23. Эквивалентная шумовая схема полевого транзистора с двумя независимыми источниками шумов.
Рис. 24. Упрощенная принципиальная схема каскада на полевом транзисторе для определения коэффициента шума Ш.
жения 1/ш.т, включенным на входе транзистора, получим эквивалентную шумовую схему, показанную на рис. 23. При этом квадрат действующего значения напряжения тепловых шумов определится выражением
Й.т = 4*7^, -Л-
И 211
(28)
Отношение | У21Р обозначают через Rm и называют эквивалентным шумовым сопротивлением транзис-
31
тора. С учетом сказанного выражение (28) можно запи- ’ сать:
ul.r = 4kTRa П.	(29)
। >|>Я
Используя эквивалентную шумовую схему транзисто- ’ ра (рис. 23), нетрудно получить общее выражение для < коэффициента шума каскада резонансного усилителя, упрощенная принципиальная схема которого изображена на рис. 24:	Я
f
Ш=1 + ^ + ^[^ + g'K + gliy+{b’s+b'K+blty], (30)	1
S a Sa	I
где g, = gab'a = ba n^lm^ g'K = gjniy &' = bjml —	'
активные и реактивные проводимости источника сигнала и входного контура, пересчитанные на вход транзистора.	I
При настройке входного контура в резонанс с частотой усиливаемого сигнала сумма реактивных проводи- | мостей будет равна нулю и выражение (30) примет вид:
. &а
(31)
I
Учитывая, что коэффициент шума снижается с уменьшением g'K (это может быть достигнуто выбором т2 — " = 1), а также обеспечивая на входе каскада режим согласования, при котором
выражение для коэффициента шума можно представить в виде	-	j
шс=1+	+ 47?ш fe + gn). (32)	|
Sk + gii	I
В режиме оптимального рассогласования (g'& = =£а.опт) коэффициент шума каскада достигает минимального значения и определяется формулой
При этом коэффициент трансформации mi опт рассчитывается по формуле
"!1ОПТ = 1/	(34)
Г «а
В отличие от усилителей на биполярных транзисторах, коэффициент шума усилителей на полевых транзисторах в режиме оптимального рассогласования может быть в 2—3 раза меньше, чем в режиме согласования. Поэтому для высокочувствительных усилителей следует использовать режим оптимального рассогласования. «
Пример. Рассчитать коэффициент шума для режимов согласования (32) и оптимального рассогласования (33) каскада резонансного усилителя на транзисторе КП301А, настроенного на частоту f=300 МГц, а также определить коэффициент трансформации Шюпт (34). При напряжении на стоке t/p=15 В и токе стока /Р = 5 мА транзистор имеет следующие значения параметров:
С3.и —2,0 пФ, gK = 0,1 мСм, ga = 0,24 мСм, g2i = 0,9 мСм, [У21| = 1,05 мСм, £а = 10,0мСм.
1. Определяем Шс (32):
С I
ёк ~1~
ёк + ё11
47? ш (gK 4~ gij)
! I 0,1*10-3 + П9-Ю-3 0,1 • 10“3 + 0,24-10“3
4-0,8Ы03(0,1 • 10“3+0,24.10“3)=8,0,
где
0,12 (®С3.И)2 ёз —	—
ёъ!
0.12 (2л.300-106*2,0-10“12)2
-----1------------г--------- = 1,9 мСм;
0,9* Ю-"3
0,9-10“3
----------- =0,81 кОм. Л,052-10“6
2. Находим Шмип (33):
МИН
1	£а опт
1 4-2-0,81.103.0,6Ы0“3 = 1,98,
3—441
33
где
®а.опт
0,1-10
3. Определяем /Июпт (34):
| ОТ1ОПТ
б а.опт
ёа
0,61
10
< 7. РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ВЫБОРУ ТРАНЗИСТОРОВ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КАСКАДОВ
При расчетах малосигнальных устройств радиоприемных устройств на транзисторах (усилителей высокой и промежуточной частоты, преобразователей частоты, детекторов и др.) полупроводниковые приборы замещаются активными линейными четырехполюсниками, которые описываются одной из систем характеристических параметров, измеренных (рассчитанных) на внешних полюсах. В данной книге в качестве основной принята система У-параметров, зависимость которых от частоты и тока коллектора для основных типов современных вы-сокочастотных транзисторов приведена ниже.
Тип транзистора следует выбирать таким образом, чтобы получить необходимое усиление при возможно меньшей стоимости устройства и потребляемой мощности от источников питания.
Германиевые транзисторы целесообразно применять в устройствах, работающих при температурах ниже 50— 60° С; при более высоких температурах рекомендуются кремниевые транзисторы.
В радиотехнических устройствах, где основным показателем является чувствительность, транзисторы необходимо выбирать из условия обеспечения достаточно большого коэффициента усиления и минимального коэффициента шума, который зависит от граничной частоты транзистора fs по проводимости прямой передачи У21- Ис
34
ходя из этого частотные свойства транзистора можно оценить по формуле (24).
В тех случаях, когда в проектируемом устройстве чувствительность не является определяющим показателем, выбор транзисторов можно .производить из условия (8).
Для увеличения устойчивого коэффициента усиления каскада желательно, чтобы отношение |У21|/| У1г| на рабочей частоте fo (или максимальной частоте поддиапазона ^с.макс для каскадов, работающих в диапазоне частот) было по возможности большим.
Ток коллектора в исходной рабочей точке не рекомендуется выбирать меньше (0,5—1) мА, так как при этом сильно сказывается зависимость параметров транзистора от температуры, затрудняется осуществление температурной стабилизации каскада и значительно уменьшается проводимость прямой передачи У2ь Последнее приводит к снижению коэффициента усиления каскада [Л. 8].
Полевые транзисторы целесообразно использовать при построении каскадов, в которых требуется обеспечить большое входное сопротивление и низкий коэффициент шума. Методика расчета устройств на полевых транзисторах остается такой же, как и для устройств, выполненных на биполярных транзисторах. Ч
8. РАСЧЕТ ЦЕПЕЙ ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИИ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ
Одним из основных этапов расчета высокочастотного каскада является выбор исходного режима работы транзистора по постоянному току и обеспечение стабильности этого режима в изменяющихся условиях эксплуатации. Последнее является основным условием обеспечения нормальной работы каскада и его высоких качественных показателей и достигается путем стабилизации положения рабочей точки.
Режим работы транзистора выбирается по семействам входных и выходных статических характеристик и определяется назначением каскада.
Большое влияние на режим работы транзистора оказывает окружающая температура, что обусловлено значительной температурной зависимостью обратных токов р-п переходов.
3*	35
При оценке влияния температуры на ток коллектор-’ ного перехода необходимо учитывать, что на него подано постоянное напряжение, смещающее переход в направлении запирания. Через коллекторный переход протекает обратный ток /ко, величина которого примерно экспоненциально зависит от изменения температуры и практически не зависит от режима работы транзистора. Именно это является одной из основных причин, обусловливающих температурную зависимость режима работы транзистора.
Для практических расчетов величины /к0 удобно пользоваться упрощенными формулами [Л. 19, 23]:
для германиевых транзисторов
Т-7\_
/ко(П = Д/ко=/ко2"10 ;	'	(35)
для кремниевых транзисторов
т—г, /ко(П = Д/ко = /ко2®5	,	(36)
где /ко — обратный ток коллектора при температуре Го— =293 К", /ко (Г), Т — текущие значения обратного тока коллектора и температуры. Влияние обратного тока коллектора проявляется только при температурах Т^Т0.
Воздействие температуры на ток эмиттерного перехода германиевых и кремниевых высокочастотных транзисторов учитывается величиной теплового смещения напряжения базы
Д//б = уАТ,	(37)
где у—(1,64-2,1) мВ/K; АГ — изменение температуры транзистора.
Изменение температуры приводит, с одной стороны, к изменению параметров транзистора в рабочей точке; с другой стороны, вызывает изменение положения рабочей точки на статических характеристиках из-за изменения токов, протекающих через транзистор, что в свою очередь приводит к изменению параметров транзистора.
Зависимость основных параметров высокочастотного транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером, от тока коллектора и температуры может быть представлена в следующем виде:
36
(38)
где Гц,| У21|, ^22, /ок — параметры транзистора и ток коллектора в исходном режиме при 70=293 К; Hi (/к, 7), | У211 (/к, 7), Г22(/к, 7)—параметры транзистора при произвольных значениях тока коллектора /к и температуры 7.
В высокочастотных каскадах принимаются специаль: ные меры по стабилизации качественных показателей и прежде всего коэффициента усиления в интервале температур. ,
Для обеспечения температурной стабилизации в каскады вводят отрицательные обратные связи по постоянному току и напряжению. Эти способы температурной стабилизации являются общими для усилителей малой ' мощности различного назначения. При построении высокочастотных усилительных каскадов наиболее широкое применение получили три способа температурной стабилизации. (Принципиальные схемы каскадов различного типа по постоянному току приведены на рис. 25.)
Построение каскада в соответствии со схемой, изображенной на рис. 25, а, обеспечивает высокую стабильность коллекторного тока при работе в широком интервале температур. Стабилизирующие свойства обусловлены наличием в каскаде отрицательной обратной связи по постоянному току, образованной за счет включения резистора Яз в состав эмиттёрной цепи. Глубина обратной связи растет при увеличении сопротивления резистора Яз и уменьшении приведенного сопротивления в цепи базы, которое образовано параллельно соединенными резисторами Я1 и Яч.
В,каскаде осуществляется автоматическая балансировка режима работы. Вследствие того, что приведенное
37
сопротивление базы мало, а входное сопротивление транзистора по постоянному току из-за отрицательной обратной связи велико, потенциал базы транзистора жестко фиксирован относительно общего провода питания и определяется делителем напряжения Т?2. При увеличё-
Рис. 25. Схемы термостабилизации режима транзистора.
а — с отрицательной обратной связью по постоянному току (однобатарейное питание); б — с комбинированной обратной связью по постоянному току и напряжению (однобатарейное питание); в — с отрицательной обратной связью по постоянному току (двухбатарейное питание)t
нии тока коллектора растет падение напряжения на ре-зисторе 7?з и, следовательно, уменьшается напряжение база — эмиттер. Последнее в свою очередь препятствует увеличению тока коллектора. Рассмотренный способ стабилизации эффективен при работе усилителя в диапазоне температур (—4(Н—f-60) °C [Л. 23].
В каскаде, который построен в соответствии со схемой, изображенной на рис. 25,6, используется комбинированная отрицательная обратная связь по току и напряжению. Обратная связь параллельного типа по постоянному напряжению осуществляется подачей выходного напряжения с резистора 7?ф через резистор Ri на вход каскада. Обратная связь последовательного типа по току обеспечивается резистором эмиттерной цепи. Этот способ обеспечивает более высокую стабильность, чем предшествующий. Каскады, построенные таким образом, рекомендуются для работы в интервале температур (—60-?+60) °C [Л. 19, 23].
. Широкое применение находят схемы каскадов с двухбатарейным питанием (рис. 25, в), обладающие наилучшими качественными показателями. Это объясняется тем, что приведенное сопротивление в базовой цепи равно
38
нулю и влияние обратного тока коллектора сведено к минимуму; кроме того, каскад содержит меньшее число деталей. Этот способ стабилизации целесообразно применять при работе каскадов в интервале температур (—604-+60) °C. Выбор того или иного способа стаби-
Рис. 26. Принципиальные схемы термостабилизированных каскадов УПЧ с отрицательной обратной связью по постоянному току (рис. 25, а). . .
а —с параллельным включением источника сигнала в базу; б — с последовательным включением источника сигнала в базу.
лизации определяется конкретными требованиями к разрабатываемому устройству.
Так, способы стабилизации, иллюстрируемые на рис. 25 а, б, позволяют использовать как параллельное, так и последовательное включение источника сигнала в базовую цепь транзистора (рис. 26, 27), а при использовании третьего способа (рис. 25, в) предпочтительно
39
Рис. 27. Принципиальные схемы термостабилизированных каскадов УПЧ с комбинированной обратной связью по постоянному току и напряжению (рис. 25,6).
а — с параллельным включением источника сигнала в базу; б — с последовательным включением источника сигнала в базу.
Рис. 28. Принципиальная схема термостабилизированного каскада УПЧ с двухбатарейным питанием (рис. 25, в).
40
последовательное включение источника сигнала в базу (рис. 28).
В коллекторной цепи, как правило, используется последовательное питание.
Описанные выше способы используются в одинаковой степени и для стабилизации режима по постоянному току, и для термостабилизации коэффициента усиления избирательных высокочастотных каскадов.
Жесткая стабилизация режимов каскадов не позволяет обеспечить постоянство коэффициента усиления в широком интервале изменения температуры, что объясняется существованием прямой зависимости высокочастотных параметров транзисторов от температуры (38) при постоянном токе коллектора.
Стабилизация коэффициента усиления каскадов основана на компенсации изменения параметров транзистора от температуры пропорциональным изменением тока коллектора.
Условием высокой стабильности коэффициента усиления резонансного каскада при изменении температуры является выполнение равенства [Л. 26]:
Д/к _ ДТ
(39)
т. е. относительное приращение тока коллектора должно быть равно относительному изменению абсолютной температуры.
Порядок расчета цепей термостабилизации режима по постоянному току. Исходные данные для расчета: тип транзистора; напряжение источника питания Ек\ диапазон рабочих температур (Тмин—Умакс); относительная нестабильность тока коллектора в заданном интервале температур Д/к//ок; обратный ток коллектора /ко при Т'о=293К; исходный режим работы /ок, t/к.э, рабочая частота /о-
Каскады с отрицательной обратной связью по постоянному току (рис. 25, а\ 26).
1.	По формулам (35) и (37) определить изменение обратного тока коллектора и величину теплового смещения напряжения базы:
Д/ко А<о '2 10	| ►
“ ? (/"мако^^мин)» -
(40)
41

где Гмакс, Лшн — соответственно максимальная и минимальная температура транзистора, К; 7== 1,8. мВ/К-
2.	Вычислить сопротивление резистора /?з в цепи эмиттера. Сопротивление резистора R$ следует выбирать возможно большим. Максимальная величина /?з ограничивается допустимым падением на нем напряжения источника питания:
(0,8 : 1,0)
'ОК
3.	Определить сопротивление резистора /?ф:
Если то необходимо увеличить Ек-4. Найти сопротивления резисторов 7?i и /?2-
d __	/Rs&Ik At/б__। .
I ок \ ^з^^ко .	/	•
Г) __
2 р _____р J 1
ск —'ок
(41)
(42)
(43)
(44)
где А/к— заданное изменение тока коллектора. При получении отрицательных значений R\ необходимо выбрать сопротивление резистора R$ большей величины-и провести весь расчет заново.
5. Вычислить емкости конденсаторов Сь С3, Оф (рис. 23):
50
__ •
50
(45)
Каскады с комбинированной обратной связью по постоянному току (рис. 25, б; 26).
1.	Используя соотношения (35), (37), (40), найти изменение обратного тока коллектора А/Ко и величину теплового смещения напряжения базы At/б-
2.	Вычислить сопротивление резистора Rz по формуле (41).
3.	Определить сопротивление резистора R# по формуле (42). Если /?ф^0, то необходимо увеличить £к.
42
4.	Найти сопротивление резисторов
п -	___ |\ I А ^б ,	46)
/ок \ ^з А /ко / Кз & Iко
2^ т ~ Кз (/?1 ~Ь #ф) ^ок	(47)
2 Ек - (R, + ед /„к •
где А/к — заданное изменение тока коллектора. В случае отрицательных значений 7?i необходимо выбрать сопротивление резистора /?з большей величины и произвести весь расчет заново.
5.	Определить емкости конденсаторов С], С3, С$ (рис. 27):
50
	_ _	в
2л /о /?д
50
(48)
ф 2п/„А'ф ‘
Каскад с питанием от двух батарей (рис. 25, в\ 28).
1.	По формулам (35), (37), (40) определить изменение обратного тока коллектора А/Ко и величину теплового смещения напряжения базы А£Д.
2.	Из условия обеспечения заданной нестабильности тока коллектора А/к//ок стора /?3:
наити сопротивление рези-
Ai/б
Д/к —Д/к0 ‘	’
При получении отрицательных значений /?3 необходимо выбрать транзистор с меньшим значением /ко либо несколько увеличить исходный ток коллектора.
3.	Определить расчетную величину напряжения источника смещения.£с:
Е* ^З^ко Ч" ^б.э»	(50)
где (Уб.э — напряжение постоянного смещения на эмит-терном переходе (определяется по статическим характеристикам в исходном режиме).
4.	Рассчитать сопротивление резистора /?ф
= Ек + £„ - ик.э _	(51)
'ОК
Если /?ф^0, то необходимо увеличить Ек.
43
J~-J .1	u 4Z]	_1 I» .I1 .» 4 U . ..Jt I j'JIi ' ,,'J.". 3ZO1 4.41 'II u: ;ll TJi |	,'u n^4W^I'':u.jli|.iinj|mwilM|Hii|
5.	Найти емкости конденсаторов С3, Сф:
2л/0/?ф
(52)
Пример расчета цепи термостабилизации режима усилительного каскада. Рассчитать элементы /?i, R2, R3, Дф, Ci, С3 и Сф каскада УПЧ, собранного по схеме (рис. 26, б). Исходные данные для расчета: тип транзистора ГТ313А; напряжение источника питания Ек~—12 В; относительная нестабильность тока коллектора Д/к//ок = =0,1; исходный режим работы транзистора по постоянному току /0к = 5 мА, ик:э—5 В; обратный ток коллектора /ко=2 мкА; диапазон рабочих температур (—40-т--|-60) °C; средняя частота полосы пропускания /о=30 МГц.
Расчет.
1.	По формулам (40) находим Д/ко и AUq:
333—293 
Д/к0 = 2-2 10	=32 мкА;
Д(/б = 1,8-10“3 (333 — 233) = 0,18 В.
2.	Определяем сопротивление резистора /?з (41): 5
R3 =------- = 1 кОм.
5-10—3
3.	Рассчитываем сопротивление резистора /?ф (42):
12 — 5 /?ф =------- — Ь103 = 400 Ом.
5-10“3
4.	Находим сопротивления резисторов Rt и R2 по формулам (43)—(44):
12	/1 • 103-0,5-10~3 — 0
Ri —------о1 I	о г-
5-10~3 \	1-103’32-10~6
22-103.1 • 103-5-10“3	Л
R2 —-----------1--------« 16 кОм
12— 1-103-5-10—3
,18	\
— — 1 I « 22 кОм;
5. Рассчитываем лам (45):
Cf = С3 =
емкости конденсаторов Сь С3, Сф по форму-
---------------------= 264-10~12 Ф; 2»3,14.30-106»1•103
= 660* 10~12 ф.
2.3,14*30.106*400
50
44
Порядок расчета цепей термостабилизации коэффи-циента усиления резонансных усилителей. Температурная стабилизация коэффициента усиления резонансного каскада может быть осуществлена на основе использования рассмотренных выше способов. Отметим, что каскады, построенные в соответствии с изображенной на рис. 25, б схемой, используются редко.
Выбор элементов цепи термостабилизации производится исходя из требования обеспечить необходимый закон изменения тока коллектора с температурой (39). Исходные данные для расчета: тип транзистора; диапазон рабочих температур (Гмин—Тумаке); напряжение источника питания Ек; исходный рабочий режим транзистора /ок и //к.э; обратный ток коллектора транзистора /ко; рабочая частота /о; входное сопротивление транзистора гц—1/gii на рабочей частоте.
Каскад с отрицательной обратной связью по постоянному току (рис. 25, а\ 26).
1.	По формулам (35), (37), (40) определить изменение обратного тока коллектора А/Ко и величину теплового смещения напряжения базы Д(7б.
2.	Найти нестабильность коллекторного тока (39), необходимую для обеспечения постоянства коэффициента усиления в заданном интервале температур:
-- /qk
Т'маке
МИН
(53)
3.	Определить сопротивление резистора в эмиттерной цепи 7?з
п __ &Uб -4гд Д/ко
3	ДЛ
(54)
где А =(10-т-20).
4.	Рассчитать сопротивление резистора /?ф по формуле (42). Если /?ф^0, то необходимо увеличить Ек.
5.	Вычислить сопротивления резисторов Ri и п   Ага Ек
Rs /ок Аги Ек ;к Rs^ok
(55)
)
6.	Величины емкостей конденсаторов Сь С3, Сф вычислить по формулам (45)7
45
Каскад с питанием от двух'батарей (рис. 25,в; 28)
Методика расчета элементов цепи температурной стабилизации коэффициента усиления резонансного каскада, построенного на основе двухбатарейного питания, аналогична методике расчета цепи стабилизации режима.
Различие состоит лишь в том, что нестабильность коллекторного тока не задается в исходных данных, а определяется из формулы (53).
Пример расчета схемы температурной стабилизации коэффициента усиления. Рассчитать элементы цепи температурной стабилизации коэффициента усиления (/?ь R2, /?з, /?ф, Сь С3, С$) каскада УПЧ (fo=3O МГц), собранного по схеме (рис. 26,6). Исходные данные для расчета: тип транзистора ГТ313А; диапазон рабочих температур (—6O4-+6O) °C; напряжение источника питания Ак = =—9 В; исходный рабочий режим транзистора 10к=5 мА; UK:9= =5 В; обратный ток коллектора /ко=2 мкА; рабочая частота /о= =30 МГц; входное сопротивление транзистора на рабочей частоте Гц = 150Ом.
Расчет.	 ।
1.	По формулам (40) находим Д/Ко и MJ&-.
333—293
Д/к0=2-2 10 =32 мкА;
Д£/б = 1,8. Ю~3 (333 - 213) = 0,216 В.
2.	Определяем необходимую нестабильность коллекторного тока (53):
о 333 — 213
Д/к = 5 • 10 • —-------= 2 мА.
293
3.	Рассчитываем сопротивление резистора /?3 по формуле (54): 0,216 + 20-150-32-10“6
/?з =------!--------------= 160 Ом.
2-10“3
Здесь А =20.
4.	Определяем сопрэтивление резистора /?$ по формуле (42):
9 ~~~ 5	* -—-
Яф = —~3 — 160 = 740 Ом.
5.	Находим сопротивления резисторов Ri и R2 по формуле (55):
20-150-9
---------- = 23 кОм; 160-5. Ю-3
 20-150-9
/?2 =--------------- = 3,3 кОм.
9 — 160-5.10-3
f
6.	Определяем емкости конденсаторов Сь С3 и С$ по формуле (45):
Cf = с3 =--------—---------= 1650 -10~12 ф;
1	3	2-3,14-30-10е-160
50	19
Сф =------------------= 390‘ 10~12 Ф.
ф 2*3,14*30* 10в*740 т
Порядок расчета элементов цепи температурной стабилизации коэффициента усиления резонансного усилителя, собранного по каскодной схеме с последовательным питанием транзисторов. Характерной особенностью ста-
Рис. 29. Принципиальная схема термостабилизированного каскодного УВЧ.
а — схема по постоянному току; б — полная схема.
билизации режима работы каскадов с последовательным питанием является необходимость строгой фиксации потенциалов баз транзисторов [Л. 19]. В противном случае вследствие большой величины динамического сопротивления со стороны коллектор а транзистор а (рис. 29) даже небольшие изменения коллекторного тока приведут к такому перераспределению напряжения питания, в результате чего один из транзисторов может перейти в режим насыщения. i
Жесткая фиксация потенциалов баз последовательно включенных транзисторов (рис. 29) достигается тем, что фактически оба транзистора оказываются стабилизированными при помощи отрицательной обратной связи по постоянному току (рис. 25,а), причем роль эмиттерного
47
резистора транзистора Т2 выполняет выходное сопротивление транзистора Д. Вследствие глубокой отрицательной обратной связи потенциалы эмиттеров транзисторов автоматически поддерживаются близкими к потенциалам, снимаемым с потенциометрического делителя питания баз. Поэтому напряжение коллектор— эмиттер (С/К.Э1) транзистора практически равно падению напряжения на резисторе R2 и, следовательно, распределение напряжения вдоль плеч делителя R2t R3 не зависит от параметров транзисторов и их нестабильности.
Исходные данные для расчета: тип транзисторов; диапазон рабочих температур Гмин—ГМакс; исходный рабочий режим транзисторов /ко, ^к.эь ^кэг; обратный ток коллекторов транзисторов /ко; рабочая частота fo; входное сопротивление Гц транзистора 7\ на рабочей частоте f0.
Порядок расчета.
1.	Определить изменение обратного тока коллектора Д/ко и величину теплового смещения напряжения базы Д£7б по формулам (40), полагая транзисторы Л и Т2 идентичными.
2.	Найти изменение тока коллектора в интервале температур, необходимое для обеспечения постоянства коэффициента усиления по формуле (53).
3.	Вычислить сопротивление резистора R± в эмиттер-ной цепи транзистора Л, используя формулу (54).
4.	Рассчитать сопротивление резистора R&.
Кф = £к ~ 2,Л-8 — Rt.	(56)
'ок
Здесь £7к.э1=== ^к-э2*
Если то необходимо увеличить Ек.
5.	Найти суммарное сопротивление делителя напряжения базового смещения (Rq=R1-\~R2-\-R3) : -
Лг,, Е
11 1
(2£/к. s-j- Ок)	/Ок
6.	Определить сопротивления резисторов Ri
(57)
ок ,
Ук.Э . о >
(58) ‘
Rt^Ro^ R^R2. j
48
7.	Рассчитать емкости блокирующих* конденсаторов (рис. 25, б) С3, С4, Сф:
- 50
2л f0 /?4
50
2л/0/?ф
(59)
Пример расчета.
Рассчитать элементы цепи температурной стабилизации коэффициента усиления УВЧ, собранного по каскодной схеме. Исходные данные: тип транзисторов ГТ313А; диапазон рабочих температур (—60ч-4-60) °C; напряжение источника питания Ек——12 В; исходный рабочий режим транзисторов //к.Э1 = /7к.э2=^к.8 = 5 В, /ок=5 мА; обратный ток коллектора /ко=2 мкА; входное сопротивление каскодной схемы на рабочей частоте f0 и токе /ок Тп — = 1/^11 = 75 Ом; рабочая частота f0= 100 МГц.
Расчет.
1.	Определяем изменение обратного тока коллектора и величину теплового-смещения напряжения базы по формуле (40):
333—293
Д/к0 = 2«2 10 =32 мкА; f Д(/б = 1,8.10~3 (333 —213) = 0,216 В.
2.	Находим необходимое изменение тока коллектора по формуле (53):
о 333 —213
Д/к = 5.10~3 ——-— = 2 мА.
293
3.	Рассчитываем сопротивление резистора /?4 по формуле (54): 0,216 4-20-75.32.10~6 <лл л
/?4 = —!---—---------------= 100 Ом.
2-10“3
4.	Находим сопротивление резистора /?ф по формуле (56):
12 — 2-5
/?ф =		— 100 = 300 Ом.
5.10“
5.	Определяем сопротивление резистора /?0 по формуле (57): 20-75-12а
/?о = -~: = 67 кОм.
(2-5 4- ЮО-5’ 10-3). 100-5.10~3
6. Рассчитываем сопротивления резисторов /?а и /?3 по формуле (58):
5-10~3
= 67«10?* 100 ——- =2,7 кОм;
4—441	49
5
/?2 = 67* 103 — = 27 кОм}
1
/?3 = 67 —2,7 —27 = 37,3 кОм.
7.	Определяем емкости конденсаторов C3, С4 и Сф по формуле (59):
50
= 800-10~12 Ф; 2-3,14*100-10е-100
50	__ . _ io
2-3,14-100-10e-300
9. РАСЧЕТ ДИАПАЗОННОГО УСИЛИТЕЛЯ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ С ДВОЙНЫМ АВТОТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВКЛЮЧЕНИЕМ КОНТУРА
В приемных устройствах диапазона длинных, средних и коротких волн основным назначением усилителей, высокой частоты (УВЧ) является обеспечение требуемой избирательности по зеркальному каналу и получение достаточного для нормальной работы преобразователя частоты усиления напряжения. В диапазоне метровых и более коротких волн УВЧ обеспечивает максимальную чувствительность приемника. Требования к избирательности по зеркальному каналу в этом диапазоне волн являются второстепенными, так как прием сигналов осуществляется в пределах прямой видимости [Л. 16, 21].
В транзисторных приемниках широко применяются УВЧ с двойным автотрансформаторным включением контура (рис. 30,а). Усилителям этого типа, предназначенным для работы в диапазоне частот, присуща зависимость коэффициента усиления от частоты: он увеличивается с частотой. Неравномерность коэффициента усиления в пределах диапазона можно уменьшить специальным подбором коэффициентов включения mi и тг транзисторов к контуру. С целью повышения устойчивости каскадов можно рекомендовать каскодное включение транзисторов ОЭ—ОБ (рис. 30, б).
Исходными данными для расчета диапазонного УВЧ с двойным автотрансформаторным включением контура (рис. 30,а) обычно являются: собственное затухание-контура УВЧ dK; граничные частоты поддиапазона
50
fc-мип—/с.макс; полоса пропускания приемника /7; промежуточная частота приемника fo; избирательность УВЧ по зеркальному каналу ог3.
РасчетУВЧ.
1.	Руководствуясь указаниями,.изложенными в § 7, выбрать тип транзистора, его режим работы по постоянно-
Рис. 30. Принципиальная схема диапазонного УВЧ с двойным автотрансформаторным включением контура.
а •— на транзисторе по схеме с общим эмиттером; б с каскодным включением транзисторов ОЭ—ОБ*
му току (/к, [?к.э) и определить параметры на трех частотах поддиапазона: минимальной /с.мин, средней
с-макс
(60)
и максимальной /с.макс. В тех случаях, когда /с.макс <0,3 fs, параметры транзистора практически не зависят
4*
51
4.. . -i! '1 JI J. Ji JLX.il JI ,‘lb.U Jk.W-ii.lli JLlil Ш 1Ц'iuiUUiXUJiHUJMlX
iFtnufrariiieiiifi
от изменения частоты, поэтому их можно определить на частоте fc.cp и использовать при расчете на граничных частотах поддиапазона.
2.	Выбрать по табл. 2 для заданного диапазона частот граничные значения емкости Ск.макс и Ск.мин блока переменных конденсаторов. Число секций в блоке должно быть равно числу перестраиваемых контуров приемника, включая и контур гетеродина.
Таблица 2
Граничные значения емкости блока переменных конденсаторов в различных диапазонах частот
f, МГц	<0,3	0,3—1,5	1,5-6,0 ♦	6,0-30,0	>30,0
Ск.макс* Ск.мин* пФ . .	450—750 12—25 ♦	250—500 10—15	150—250 8—12	50—150 6—10	30—50 3—7
3.	Определить индуктивность контура L по известной формуле [Л. 22]:
2,53»104
С^к-макс бк.мин
С-1 f
1с.макс
(61)
где Ск.макс и Ск.мин — максимальное и минимальное значения емкости блока переменных конденсаторов; /СПд= =/c.MaKc/fc.MHH — коэффициент перекрытия поддиапазона; f — частота, МГц; С — емкость, пФ; Л — индуктивность, мкГ.
4.	Из условия обеспечения заданной полосы пропускания приемника и избирательности по зеркальному каналу определить эквивалентное затухание контура из условия [Л. 8, 11]:
dn<d3<da,	(62)
где d3—требуемое эквивалентное затухание каждого из контуров УВЧ, обеспечивающее заданные полосу пропускания и избирательность приемника по зеркальному каналу;
эквивалентное затухание каждого из контуров УВЧ, обеспечивающее требуемую полосу пропускания;
d =-------------------
/с’.макс
— эквивалентное затухание каждого из контуров УВЧ, обеспечивающее необходимую избирательность по зеркальному каналу;
п— число каскадов УВЧ.
Обычно полоса пропускания УВЧ в 2—3 раза шире полосы пропускания П приемника (УПЧ). Это учитывается введением соответствующего коэффициента в формулу (62).	>
5.	Определить коэффициенты трансформации (включения) mi и т2 из условия обеспечения требуемых полосы пропускания УВЧ, избирательности по зеркальному каналу и режима согласования на минимальной частоте поддиапазона по формулам
т
43Г/с.МИН ^22
(63)
т2 = т1
(64)
г gii
При этом с ростом частоты возрастание коэффициента усиления каскада в пределах поддиапазона замедляется и уменьшается его неравномерность вследствие перехода к режиму рассогласования за счет увеличения gii, £22 и уменьшения | У211 •
6.	Если при расчете по формуле (63) окажется, что 1, целесообразно положить mi = l
ния режима согласования подключить к рующий резистор с проводимостью
и для обеспече-контуру шуити-
(65)
С-МИН
Коэффициент трансформации т2 при этом рассчитывается по формуле (64).
7.	Рассчитать эквивалентное затухание контура d3 на максимальной /с. макс, средней fc.cp и минимальной fc. мин частотах поддиапазона по формуле
L S^_ + ml g,, + £m).	(66)
53
При расчете каждого значения d3 в формулу (66) следует подставлять необходимую частоту поддиапазона fc и параметры транзистора, определенные на этой же частоте. Значения б4.макс, ^э.ср, ^э.мин должны удовлетворять неравенству (62). Если это условие не выполняется, необходимо увеличить число каскадов УВЧ.
8.	Рассчитать резонансный коэффициент усиления каскада в наихудшей точке поддиапазона ( fc. макс):
iz _ 2лтхт2 |У21| fc •макс /'01макс —

(67)
“э.макс
9.	Рассчитать устойчивый коэффициент усиления каскада УВЧ на максимальной частоте поддиапазона по известной формуле [Л. 5]:
К
1^211 .
|Vj2|
и сравнить его с коэффициентом усиления, найденным по формуле (67). Усилитель устойчив, если
Ау А^1макс«	(69)
При невыполнении условия (69) необходимо принять меры для повышения устойчивости усилителя (см. п. 12— 14).
10.	По формуле (67) определить резонансный коэффициент усиления на минимальной /с.мин и средней f частотах, значения d3 (66). Построить по известным AOi мин, Aoi Aoi .макс зависимость /Coi—ф (fc).
11.	Рассчитать емкость подстроечного конденсатора
(68)
I
с:ср подставляя в формулу (67) соответствующие
ср,
к.макс 'пд к. мин
р’
(70)
пд
где	c22-|-m2bii-t-uM-t-Ci, — распределенная ем- .
кость схемы; См — емкость монтажа; CL — собственная емкость катушки контура. Обычно в диапазоне длинных, средних и коротких волн См= (24-7) пФ, Сь=(34-5) пФ, а в диапазоне метровых и более коротких волн См= = (14-3) пФ, Сь=(14-2) пФ.
Если при расчете величина Сп получается слишком большой (Сп>50 пФ), целесообразно ’выбрать
54

^50 пФ, а недостающую емкость скомпенсировать включением в контур конденсатора постоянной емкости.
12.	В том случае, когда условие (69) не выполняется и отношение Ло1 максАКу^2, целесообразно применить пассивный метод повышения устойчивости, т. е. понизить резонансный коэффициент усиления до устойчивого. Это достигается путем выбора коэффициентов трансформации mi и m2 из условий обеспечения устойчивого коэффициента усиления, заданных полосы пропускания и избирательности по зеркальному каналу на максимальной fc. макс частоте поддиапазона по формулам
(71)
где
_	1^211
01С --	-------
2 V giigM
(73)
. После этого расчет УВЧ производится в следующей последовательности:
рассчитать резонансный коэффициент усиления на минимальной fc. мин и средней fc, ср частотах поддиапазона по формуле (67), подставляя в нее значения dd, полученные из выражения (66) с новыми коэффициентами трансформации mi и/п2, и шо известным .Koi макс=Ку, Koi ср, Koi мин построить зависимость /Со1 = ф (fc) ;
по формуле (70) определить емкость подстроечного конденсатора Сп.
13.	Если отношение Koi макс/Ку>2, целесообразно использовать каскодное включение транзисторов по схеме ОЭ — ОБ (рис. 27,6), определить параметры составного транзистора по формулам табл. 1 и произвести заново расчет каскада УВЧ начиная с п. 5 настоящего . пара-.графа.
14.	В. тех случаях, когда и каскодная схема окажется неустойчивой, необходимо коэффициенты трансформации т\ и т2 определить по формулам (71) и (72), подставив в них параметры составного транзистора. Дальнейший
расчет произвести, пользуясь рекомендациями п. 13 настоящего параграфа.
Пример расчета.
Рассчитать каскад диапазонного УВЧ с двойным автотрансформаторным включением контура (рис. 30,а), используя следующие исходные данные:
собственное затухание контура УВЧ dK = 0,01; граничные частоты поддиапазона /с.мин=1,63 МГц; /С;макс=3,1 МГц; полоса пропускания приемника /7=7 кГц; промежуточная частота f0= =465 кГц; избирательность УВЧ по зеркальному каналу о3=30 дБ (31,6 раза).	,
1.	На основании рекомендаций § 7 и справочных данных выбираем для УВЧ транзистор типа ГТ308А. В рабочем диапазоне частот параметры транзистора можно считать частотно-независимыми и при /к = 5 мА И'[/К.э=—5 В, имеющими на средней
1,63 + 3,1
/с.ср =	.......=2,37 МГц
частоте поддиапазона следующие значения: £ц = 1,5 мСм; Сц = =60 пФ; £22=0,5 мСм; С22=15 пФ; |Г21|=80 мСм; |У12| — =0,1 мСм.
2.	По табл. 2 определяем граничные значения емкости блока переменных конденсаторов Ск.макс =250 пФ, Ск.мин=10 пФ.
3.	Определяем по формуле (61) индуктивность контура L:
2,53-10*
250 — 10
'-----77— = 28,6 мкГ,
3,1я
где/<пД=3,1/1,63 =1,9.
4.	Из условия обеспечения заданной полосы пропускания приемника и избирательности по зеркальному каналу, задавшись числом каскадов УВЧ п=1, находим эквивалентное затухание конту-‘ ра по формуле (62):
0,014 < аэ < 0,108.
Принимаем </о=0,05.
5.	Определяем коэффициенты трансформации т{ и т2 из формул (63) и (64):
mi
0,05 — 0,01
—_ Л Q7-
4-3,14-1,63-106-28,6> 10—в-0,5-10—3	’ ’
з — 0,37 *
/р, 5 >10-8
У 1,5*10—8
= 0,21.
6. Рассчитываем da по формуле (66) для трех частот поддиапазона:

56
d9.MHH = 0.01 4 2-3,14.1,63. IO6-28,6.10-6 (0,372.0,5.10-3 +
+ 0,212-. 1,5-IO-3) = 0,051;
I
d9CD = 0,01 4-2-3,14.2,37.106-28,6.10-6 (0,372-0,5.10-3 +
-4- 0,212-1,5-10—3) = 0,069;
d3.MaKC = 0,01 4- 2.3,14-3,1.106-28,6.10-6 (0,372-0,5• 10—3 +
4- 0,212-1,5-10—3) =0,087.
Так как все значения d3 удовлетворяют неравенству (62), это означает, что обеспечиваются заданные избирательность по зеркальному каналу и полоса пропускания.
7.	Рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада УВЧ по формуле (67) на максимальной частоте поддиапазона (/с.макс)•
2-3,14.0,37.0,21.80-10—3.3,1.106-28,6.10-6 = ------------------------------------------- = 40.
8.	Вычисляем устойчивый коэффициент усиления каскада УВЧ на максимальной частоте поддиапазона (68):
V 80-10—3 TTl^-'0'0-
Условие (69) не выполняется.
9.	В связи с тем, что отношение Ло1макс/^у = 4>-2, целесообразно перейти к каскодной схеме включения транзистора ОЭ—ОБ (рис. 30,6). Используя формулы табл. 1 и (180), находим недостающие параметры транзистора ГТ308А:
^12=0,2-0,5=0,1 мСм; С!2 = 0,2-15=3,0 пФ; 1^121=0,58 мСм.
10.	Определяем по формулам (63) и (64) коэффициенты трансформации т\ и m2 с учетом параметров каскодного включения транзисторов:
_______	0,05 — 0,01 __________ 4-3,14- 1,63.10е. 28,6.10—6-0,1-10—3
УО,Ы0-3
ТП^ = 0’2'-
11.	Находим новые значения d3 (66) для трех частот поддиапазона:
4,мин = 0,01 +2.3,14-1,63. ю«.28,6- ю-6 (0,832-0,1-10-3 +
+ 0,212.1,5-10-3) =0,05;
d9.cp = 0,01 + 2-3,14-2,37.10е-28,6-10~6 (0,832-0,!• 10-? +
+- 0,212-1,5-10—3) = 0,068;
57
+.макс = 0,01 + 2-3,14-3,1 • Юв-28,6-Ю-6 (0,832-0,1 - 10-3 +
+ 0.21М ,5-10—3) = 0,086.
Все значения d3 удовлетворяют неравенству (62), поэтому можно считать, что и при новых значениях d3 требуемые полоса пропускания и избирательность по зеркальному каналу будут обеспечиваться.
12. Рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада на максимальной частоте поддиапазона (/’с маке) по формуле (67):
*. *
2«3,14-0,83.0,21 «80.10—3-3,1 • 10е-28,6-10-6
= 109.
Ло1макс —
Рис. 31. Зависимость коэффициента усиления каскада УВЧ от частоты.
^^13, Определяем устойчивый коэффициент усиления каскада,
80-10—3-8Q. 10—3 0,58-10-3-0,1.10-3
= 117.
14.	Рассчитываем резонансный коэффициент усиления на минимальной f муле (67): -	-
2-3,14-0,83-0,21 -80-10—3-1,63- 10в-28,6-10—6
Логмин —	Л	—
с.мин и средней /с.ср частотах поддиапазона по фор-
2.3,14.0,83-0,21.80.10-3.2,37.106.28,6.10-в /<о!ср^--------------------ГТ77---------------------= 104.
0,068
• Строим зависимость /<01=ф(/с) (рис. 31).
15.	Находим емкость подстроечного конденсатора по формуле (70):
250— 1,92.10
П -- <
— 11,74 к 70 пФ



где Ср = 0.832 • 3,0+0,212 • 60,0+4,0+3,0
11,74 пФ.
]
1
58
I.
Так как Сп = 70 пФ>50 пФ, выбираем Сп = 43 пФ и включаем в контур конденсатор постоянной емкости С'= 70—43 = 27 пФ.
Методика расчета элементов каскада УВЧ по постоянному току изложена в § 8.
10.	РАСЧЕТ ДИАПАЗОННОГО УСИЛИТЕЛЯ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ "СВЯЗЬЮ В РЕЖИМЕ «УДЛИНЕНИЯ»
В тех случаях, когда в диапазонном усилителе высокой частоты необходимо обеспечить падающий характер коэффициента передачи в пределах поддиапазона, рекомендуется автотрансформаторное включение контура -(рис. 32, а, б) в режиме «удлинения», т. е. в режиме, когда собственная частота контура в коллекторной цепи, образованного катушкой связи Асв, выходной емкостью транзистора С22 и емкостью монтажа, выбирается мень- * *ше наименьшей частоты поддиапазона fc-мин [Л. 11].
а;
Рис. 32. Принципиальная схема диапазонного УВЧ с индуктивной связью контура.
а — на транзисторе по схеме с общим эмиттером; б —с каскодным включением транзисторов ОЭ-^ОБ.
59
Исходными данными для расчета диапазонного УВЧ в режиме «удлинения» (рис. 39, а) обычно являются собственно затухание контура УВЧ dK; граничные частоты поддиапазона /с.мин—/с.макс; полоса пропускания приемника П; промежуточная частота приемника /о; избирательность УВЧ по зеркальному каналу о3-
Расчет.
1.	Руководствуясь указаниями, изложенными в § 7, и справочными данными, выбрать тип транзистора, его режим работы по постоянному току (/к, 67к.э) и определить параметры на трех частотах поддиапазона: минимальной /с.мин, средней fc:cp (60) и максимальной fc.MaKc. В тех случаях, когда /с.макс=^0,3 fs, параметры транзистора обычно являются частотно-независимыми, поэтому их можно определить на частоте fc.cp и использовать при проведении расчета на граничных частотах поддиапазона.
2.	Выбрать граничные значения емкости Ск. макс И Ск. мин блока переменных конденсаторов, определить индуктивность контура L, его эквивалентное затухание dd и коэффициенты трансформации т\ и in2 так, как указано в п. 2—7 § 9.
3.	Задавшись коэффициентом «удлинения» v= 1,2-? 1,5, рассчитать собственную частоту контура в цепи коллектора, образованного индуктивностью катушки связи £св, выходной емкостью транзистора С22, емкостью монтажа См и межвитковой емкостью катушки связи CL [Л. 22]:
/ок = —.	(74)
V
4.	Рассчитать индуктивность катушки связи LCb по формуле
4л2 f2 С
/оксок
(75)
где Cok—C22~[-Cm-]-Cl.
Если при этом окажется, что £Св>>(34-5) L, необходимо уменьшить индуктивность катушки связи и выбрать LCB= (34-5) L, включив в коллекторную цепь конденсатор с емкостью ‘	'
(76)
5.	Определить коэффициент связи
(77)
и сравнить его с конструктивно выполнимым, величина которого лежит в пределах £св=0,14-0,7.
6.	Рассчитать резонансный коэффициент усиления каскада на минимальной частоте поддиапазона (/с.мин)
К
01мин —
1У211 /с-МИН L
(78)
7.	Рассчитать устойчивый коэффициент усиления каскада УВЧ на минимальной частоте поддиапазона по формуле (68) и сравнить его с коэффициентом усиления, найденным по формуле (78). Усилитель устойчив, если выполняется неравенство (69).
При невыполнении условия (69) необходимо принять меры для повышения устойчивости усилителя (см.п. 10— 12).
8.	По формуле (78) определить резонансный коэ
циент усиления на максимальной /с.макс и средней fc.cp4a-• стотах поддиапазона, подставляя в формулу (78) соответствующие значения dQ. По известным значениям Koi макс, Koi ср, Ло1 мин построить ЗЭВИСИМОСТЬ Ко1 = Ф (fc).
9.	Рассчитать емкость подстроечного конденсатора
ни»:
к .макс
пд к.мин
(79)
пд
где Ср=щ2 (С22+С)-|-См-|-Сь4-т2	— распределен-
ная емкость схемы; См — емкость монтажа; CL — собственная емкость катушки контура. Обычно в диапазоне длинных, средних и коротких волн См= (2-4-7) пФ, CL— = (34-5). пФ, а в диапазоне метровых и более коротких волн См= (14-3) пФ, CL—( 14-2) пФ.
Если при расчете величина Сп>*50 пФ, целесообразно выбрать Сп<50 пФ, а недостающую емкость скомпенсировать включением в контур конденсатора постоянной емкости.
10.	В том случае, когда условие (69) не выполняется и Ло1мин^у^2, целесообразно использовать пассивный
61
метод повышения устойчивости, понизив резонансный коэффициент усиления до устойчивого значения. Это достигается выбором коэффициентов трансформации т\ и т2 из условий обеспечения заданной избирательности по зеркальному каналу, полосы пропускания и устойчивого коэффициента усиления на минимальной /с.мин частоте поддиапазона по формулам
dn
d$
1г ____	211
Лою —	.—:
2 У gii Ё22
где
После определения коэффициентов трансформации mi и т2 по формулам (80) и (81) расчет УВЧ производится в. следующей последовательности:
рассчитать резонансный коэффициент усиления на средней fc. ср и максимальной fc. маКс частотах поддиапазона по формуле (78), подставляя в нее значения d9, полученные из выражения (66) с коэффициентами трансформации mi и т2, и по известным Koi мин= Ку, Леи ср, Лох макс построить зависимость Ко 1=ф (fс) ;
определить по формуле (79) емкость подстроечного конденсатора Сп.
11.	Если отношение Koi мин/7Су>2, целесообразно перейти к каскодному включению транзисторов по схеме ОЭ—ОБ (рис. 32,6), определить параметры составного транзистора по формулам табл. 1 и заново произвести расчет УВЧ, начиная с п. 2 настоящего параграфа.
12.	В тех случаях, когда и каскодная схема УВЧ окажется неустойчивой, необходимо определить коэффициенты трансформации mi и т2 по формулам (80) и-(81), подставив в них параметры составного транзистора. Дальнейший расчет произвести, пользуясь рекомендациями п. 11 настоящего параграфа.
62
1
Пример расчета.
Рассчитать каскад диапазонного УВЧ с трансформаторным включением контура в режиме «удлинения» (рис. 32,а), используя следующие исходные данные: собственное затухание контура УВЧ ^к = 0,01; граничные частоты поддиапазона - /с.мин=3,6 МГц; fc.MaKc = 6,2 МГц; полоса пропускания приемника /7=12 кГц; промежуточная частота /о=465 кГц; избирательность УВЧ по зеркальному каналу о3=30 дБ (31,6 раза).
1.	На. основании рекомендаций, изложенных в § 7, и справоч; ных данных выбираем для УВЧ транзистор типа ГТ308А. В рабочем диапазоне частот параметры транзистора практически не зависят от частоты и при токе /к=5 мА и UK.9=—5В на средней частоте fc.cp= (3,64-6,2)/2=4,9 МГц поддиапазона имеют значения gu = = 1,5 мСм; Сц = 60 пФ; £22=0,5 мСм; С22=15 пФ; |У21| =80 мСм; I KiaI =0,1 мСм.
2.	По табл. 2 определяем граничные значения емкости блока переменных конденсаторов Ск.макс=250 пФ, Ск.млн=10 пФ.
3.	Определяем по формуле (61) индуктивность контура L:
2,53-10*	1,72 —-1
250— 10 '	6,22
= 5,2 мкГ,
где /<пд=6,2/3,6=1,7.
4.	Из условия обеспечения заданной полосы пропускания приемника и избирательности по зеркальному каналу, задавшись числом каскадов УВЧ и=1, находим эквивалентное затухание контура по формуле (62):
2-12	4-465
Принимаем J3 = 0,02.
5.	Определяем коэффициенты трансформации гщ и т2 по формулам (63) и (64):
__________0,02 — 0,01_______~
4-3,14-3,6.106-5,2-10—6-0,5*10-5
т2 = 0,29-
/ 0,5’10—3
V 1,5*10—5
= 0,17.
6. Рассчитываем da по формуле (66) для трех частот поддиапазона:
^э.мин = 0,01 4- 2-3,14.3,6.10в-5,2.10—6 (0,292-0,5. 10-5 4-
4-0,172.1,5-IO-?) =0,02;
d9.cp = 0,01 4- 2’3,14.4,9»10е-5,2.10-6 (0,292.0,5-10-5 4- -
4- 0,172.1,5. IO-3) =0,023;
63
da макс = 0.01 + 2.3,14.6,2* IO6-5,2-10—6 (0,292.0,5. 10-s 4-
+ 0,172-1.5.10-3) =0,027.
Заданные избирательность по зеркальному каналу и полоса пропускания обеспечиваются, так как все найденные значения ,da удовлетворяют условию (62).
7.	Задавшись v=l,2, находим собственную частоту контура в цепи коллектора (74):
3,6-10® /ок =	’	- =3,0 МГц.
*
8.	Рассчитываем индуктивность катушки связи Ьсъ по формуле (75) 4
£св =-------------—-— --------—— = 120 мкГ,
с	4.3,142.3,02.1012.23.10-12
где Сок = 15,04-5,04-3,0=23,0 пФ.
9.	Так как Ссв>С (120^>5,2), выбираем Тсв = 5Т:
£сн = 5-5,2 = 26,0 мкГ
и по формуле (76) определяем величину емкости дополнительного конденсатора, который подключаем параллельно катушке связи £св:
4-3,142«3,02‘ 1012’26,0’ 10-6
10.	Находим коэффициент связи Лсв по формуле (77):
£св = 0,29
5,2’10-е
26,0 НО-6
= 0,13.
Такой коэффициент связи конструктивно выполним.
11.	Рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада на минимальной частоте (78):
Л01МИН —
2’3,14.0,29.0,17.80’ 10—3-3,6- 10в-5,2.10-6
= 52,7.
12. Определяем по формуле (68) устойчивый коэффициент усиления на минимальной частоте поддиапазона
Ку = 0,35*
-1/ 80’10-3 V 0,1-10—3
10,0.
Условие (69) не выполняется.
13. В связи с тем, что отношение Ло1мин/Лу ~5,27>2, целесообразно перейти к каскодному включению транзисторов по схеме
64
ОЭ—ОБ (рис. 32,6). Используя формулы табл. 1 и (180), находим недостающие параметры транзистора ГТ308А:
£12=0,2-0,5 = 0,1 мСм; С12=0,2-15 = 3,0 пФ; | У2г| — 0,58 мСм.
14. Находим по формулам (63) и (64) коэффициенты трансформации «1 и тг с учетом параметров составного транзистора
-1/	0,02-0,01
mi = 1/ -----------------------------------— =0,64;
|	4-3,14-3,6-106-5,2 • 10—е-0,1 • 10—3
п ' .. / 0,1-10—3 щ2 = 0,64-Л/ —---------- =0,16.
2 V	1,5-10—3
15. Определяем .новые значения (66) для трех частот поддиапазона:
&.МИН = 0,01 + 2-3,14-3,6- 10е-5,2-10-6 (0,642-0,1 -10—3 +
4- 0,162-1,5-10—3) = 0,02;
d3.cp = 0,01 ф-2-3,14-4,9-106-5,2-10-6 (0,642-0,1-10-3 +
+ 0,162-1,5-10—3) = 0,024;
^э.макс = 0,01 +2-3,14-6,2-106-5,2-10-6 (0,642-0,1 -10—3 4
-ь 0,162-1,5-10—3) = 0,028.
- Все значения d9 удовлетворяют неравенству (62).
16.	Рассчитываем индуктивность катушки связи £Св по формуле (75): 
= 253 мкГ
св 4-3,142-3,02-1012-11,0-10—12
где СОк = 3,045,043,0=11,0 пФ.
Выбираем ЛСв = 5£ = 26,0 мкГ и емкость дополнительного конденсатора С=107 пФ..
17.	Находим коэффициент связи &св по формуле (77):
[ 5,2-10—6 fcCB = 0,64- Л/ —г--------=0,29.
У	26,0-10—6
18.	Рассчитываем по формуле (78) резонансный коэффициент усиления каскада на минимальной частоте поддиапазона
А01МИН —
2-3,14-0,64-0,16-80-10—3-3,6-106-5,2-10—6
= 115.
0,02-
19.	Определяем устойчивый коэффициент усиления на минимальной частоте поддиапазона по формуле (68):
80-10-3-80-10-3
0,58-10-3-0,1 • 10-3
= 117.
5—441
Условие (69) выполняется.
20.	Рассчитываем резонансный коэффициент усиления на средней fc.cp и максимальной /с.макс частотах поддиапазона по формуле (78):
Амер —
2.3,14.0,64.0,16.80.10—3-4,9-10е.5,2-10—6
0,024
4,9 у
3,0 )
= 32,7;
Л о!макс—
2-3,14-0,64.0,16-80-10-3- 6,2.106-5,2-10-6
= 18,0.
23
Рис. 33. Зависимость коэффициента усиления каскада УВЧ от частоты.
По известным значениям Л01мин> TCoicp, Лопиакс СТрОИМ зависимость Aoi = ф (f с), (рис. 33).
21.	Находим емкость подстроечного конденсатора Сп по формуле (79):
250 — 1,72.10
1,72 — 1
— 56,0 = 60,0 пФ,
где Ср = 0,642 (3,0+Ю7,0) +5+ +3+0,162.60,0=56,0 пФ.
Так как Сп>50 пФ, выбираем Сп = 30 пФ и включаем в контур конденсатор постоянной емкости:
С' =60,0 — 30,0 = 30,0 пФ.
Расчет элементов каскада по постоянному току производится по методике, изложенной в § 8.
11.	РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
С ФИКСИРОВАННОЙ ЧАСТОТОЙ НАСТРОЙКИ
В диапазоне метровых и более коротких волн нередко радиоприемные устройства работают на фиксированной частоте. В каскадах УВЧ таких радиоприемных устройств целесообразно использовать двойное автотрансформаторное включение контура (рис. 34,а, б). Обычно к УВЧ с фиксированной частотой настройки особых требо» ваний к избирательности по зеркальному каналу не предъявляют, поэтому эквивалентное затухание контура УВЧ целесобразно рассчитывать из условия обеспечения
66
1
Рис. 34. Принципиальная схема УВЧ с фиксированной частотой настройки.
а — на транзисторе по схеме с общим эмиттером; б — с каскодным включением транзисторов ОЭ—ОБ.
заданной полосы пропускания. Для повышения устойчивости УВЧ с фиксированной частотой настройки можно рекомендовать применение каскодного включения транзисторов (рис. 34, б).
Исходными данными для расчета УВЧ с фиксированной частотой настройки обычно являются: собственное затухание контура УВЧ dK; частота настройки УВЧ fc; полоса пропускания приемника П.
Расчет УВЧ целесообразно проводить в следующей последовательности.
1.	Руководствуясь рекомендациями § 7 и.справочными данными, выбрать тип транзистора, его режим рабо-
5*
67
In	11	' jf
ты по постоянному току (/к, Пк.э) и определить параметры на частоте fc.
2.	Из условия обеспечения заданной полосы пропускания приемника определить эквивалентное затухание контура
dn
(2 4- 3)/7
(82)
где dn — требуемое эквивалентное затухание каждого из контуров УВЧ, обеспечивающее заданную полосу пропускания; п — число каскадов УВЧ.
3.	Рассчитать резонансный коэффициент усиления Koi из условия обеспечения режима согласования и требуемой полосы пропускания по формуле
К01 =	'*д!_ (1 - •y-'l •	(83)
2Пы/ ds!
4.	Определить устойчивый коэффициент усиления каскада по формуле (68) и сравнить его с коэффициентом усиления, найденным по формуле (83). Усилитель устойчив, если удовлетворяется неравенство (69). При невыполнении условия (69) необходимо принять меры для повышения устойчивости усилителя (см. п. 12—14).
5.	Так как обычно полоса пропускания каскадов УВЧ выбирается в 2—3 раза шире полосы пропускания приемника, то к стабильности частотной характеристики УВЧ жестких требований не предъявляется. Поэтому можно задаться минимальной эквивалентной емкостью контура
э.мин
(84)
В диапазоне метровых и более коротких волн обычно
6.	Рассчитать коэффициенты трансформации т\ и m2 по формулам
т
£*Э.МИН (^э	^к) .
(85)
т2 — гпг
Sii
(86)
7.	Если окажется, что коэффициент трансформации необходимо положить т\—\ и определить оптимальную эквивалентную емкость Сэ.Опт по формуле
^22
э.опт
с (^э 5 ^к)
(87)
Коэффициент трансформации т2 рассчитать по фор-
муле
т2
(88)
8.	Определить собственную емкость контура Ск по формуле
•	+	(89)
В том случае, когда mi — 1, в формулу (89) вместо Сэ.мин подставлять Сэ.опт (87), а также новое значение т2 (88). При этом, если окажется Ск<0, необходимо выбрать большее значение Сэ.МИн и произвести заново расчет коэффициентов трансформации и т2 по формулам (85) и (86).
9.	Рассчитать индуктивность катушки’контура L
4л2 f2 С 'ССЭ.МИН
(90)
Если mi=l, то в формулу (90) необходимо подставлять значение Сэ.опт (87).
10.	Если хотя бы один из коэффициентов трансформации равен единице, рассчитать резонансный коэфици-ент усиления по формуле
rz __	CL |К2il
^oi —	;
(91)
и сравнить его с устойчивым (68). Если условие (69) выполняется, то можно продолжать расчет дальше.
11. Рассчитать коэффициент шума усилителя в режиме согласования Шс по формуле
9	20/
где rj — сопротивление базы;	— эквивалент-
|Е all2
69
ное шумовое сопротивление транзистора с ОЭ; (7Ш= -= 20 7К -—— — эквивалентная шумовая проводимость
транзистора.
12.	В том случае, когда условие (69) не выполняется и Ло1/7Су^2, целесообразно применить пассивный способ повышения устойчивости, заключающийся в умень- ; шении резонансного коэффициента усиления до устойчивого. Этого можно' достичь путем выбора коэффициента трансформации Ш\ и т2 из условий обеспечения устой- ' чивого коэффициента усиления и заданной полосы пропускания по формулам	' >
т1 =
4л/с 7^22
(93)
da ТСу
2 яд. L |У21| т±
(94)
4?
где Aoi и Ку — коэффициенты усиления, найденные по формулам (83) и (68).	1
Резонансный коэффициент усиления каскада при этом будет равен устойчивому, рассчитанному по формуле (68).	1
13.	Если отношение /Coi/7Cy>2, необходимо использовать каскодное включение транзисторов по схеме ! ОЭ—ОБ (рис. 34, б), определить параметры составного транзистора по формулам табл. 1 и произвести заново расчет каскада УВЧ начиная с п. 3 настоящего параграфа.	'1
14.	В тех случаях, когда усилитель, построенный по каскодной схеме, окажется неустойчивым, необходимо определить коэффициенты трансформации mi и т2 по формулам (93) и (94), подставив в них параметры составного транзистора.	.	|
Пример расчета.	j
Рассчитать каскад усилителя высокой частоты с фиксированной настройкой (рис. 34,а), используя следующие исходные данные: собственное затухание контура УВЧ t/K = 0,01; частота настройки УВЧ fc = 144 МГц; полоса пропускания приемника 77= 1,2 МГц.	1
1.	На основании рекомендаций, изложенных в § 7, и справочных данных, выбираем транзистор ГТ313А. На частоте 144 МГц и при 7К=3 мА и ик.э = —5 В параметры транзистора ГТ313А имеют еле- 1 дующие значения: £ц = 17,0 мСм; Си =7,0 пФ; £22=1,8 мСм; С22 = = 2,0 пФ; ао=0,99; г^=52 0м; |У12| =0,6 мСм; |У21| =35 мСм. Ц
70
Из условия обеспечения заданной полосы пропускания находим по формуле (82) полагая п=1:
dn —
2.1,240е
= 0,026.
144*106*
ле
— 1
Выбираем da = 0,04.
Рассчитываем резонансный коэффициент усиления по форму-(83):
35*10—3	/	0,01 \
К01 =-----7'*- —..... '	---~ 1 — -L— =2,38.
2*/ 17,0* 10“3* 1,8* 10—3	\	0,04/
4. Находим устойчивый коэффициент усиления (68):
КУ = 0,35 1/ -35,10 3 = 2,68. '	0,6-10-3 •
Условие (69) выполняется.
5. Определяем по формуле емкость контура СЭ;мин:
(84) минимальную эквивалентную
^э.мин — 5*3,0 — 15,0 пФ.
6.	Рассчитаем коэффициенты трансформации т\ и т2 по формулам (85) и (86):
mt
=/
3,14* 144* 106* 15* 10~12 (0,04 — 0,01)
1,8*10~3
= 0,33;
т Л QQ "1 /	1,8*10	Л11
т2 = 0,33* L/ —’-----------= 0,11.
'	17,0* 10~3
л
7.	Определяем собственную емкость контура Ск по формуле Ск = 15,0 — 0,332*2,0 — 0,1Р.7,0 — 3,0.^ 11,5 пФ.
8.	Находим индуктивность катушки контура L по формуле (90)
L = 4-3,142.144а.1012.15,0-10-12 = °’08 МКГ‘
9.	По формуле (92) рассчитываем коэффициент шума Шс в режиме согласования:
= 1 + (52,0 4-4*49,0). 17,0* 10”3 4
0,6* 10-3
(1 4- 52,0* 17,0* 10“3)24-52,0 (2*3,14* 144-106-7,0* 10~12)2
17,0* 10—3
= 5,45,
20-З-Ю-3
где /?ш = —--------- = 49,0 Ом;
352» 10“6
1__0 99
6Ш = 20• 3’ Ю-3 ’------— = 0,6 мСм.
0,99
Порядок расчета элементов каскада по постоянному току изложен в § 8.
12.	РАСЧЕТ ОДНОКОНТУРНОГО УСИЛИТЕЛЯ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Одноконтурные усилители промежуточной частоты (УПЧ) целесообразно применять в случаях, когда к избирательности приемника по соседнему каналу не предъявляются высокие требования.' Исходными данными для расчета одноконтурного УПЧ (принципиальная схема каскада изображена на рис. 35, а, б,) обычно являются
Рис. 35. Принципиальная схема одноконтурного УПЧ.
а— на транзисторе по схеме с общим эмиттером; б — с каскодным включением транзисторов ОЭ—ОБ.
частота настройки контура f0; требуемый резонансный коэффициент усиления УПЧ Лоптр', заданная полоса пропускания УПЧ Пп\ требуемая избирательность УПЧ по соседнему каналу ос при заданной расстройке Д/с; собственное затухание контура dK.
Расчет УПЧ.
1.	Используя рекомендации, изложенные в § 7 и справочные данные, выбрать конкретный тип транзистора, его режим работы по постоянному току (/к, ^к.э) и определить параметры на резонансной частоте f0.
2.	Задавшись числом каскадов (контуров) п УПЧ и исходя из требуемых полосы пропускания Пп и избирательности по соседнему каналу ос, определить необходимое эквивалентное затухание контуров из соотношения
dn<d3<do,	(95)
где =-------------------------------
foV ^е/П-1
— эквивалентное затухание контуров УПЧ, обеспечивающее заданную избирательность по соседнему каналу;
fo Fi (n)
—- эквивалентное затухание контуров УПЧ, обеспечивающее заданную полосу пропускания;
F! (п) = / 2|/л—I
— функция числа каскадов (контуров) одноконтурного УПЧ. Значения функции F\ (п) приведены в табл. 3.
Таблица 3
Значения функции числа каскадов резонансного усилителя
п		2	3	4	5	6	7	8	9	10
Л(")	1,00-	0,64	0,51	0,43	0,39	0,35	0,32	0,30	0,28	0,21
В случае затруднения выполнения неравенства (95) необходимо изменить число каскадов или выбрать другой тип УПЧ.
73
3.	С целью упрощения конструкции контуров УПЧ выбрать коэффициент трансформации /ni = l и, исходя из условия обеспечения максимального коэффициента усиления, определить оптимальную эквивалентную емкость контура из соотношения
Э.ОПТ --
#22 rfo (^Э '-^к)
(96)
4.	Рассчитать собственную емкость контура Ск и его индуктивность L по формулам (здесь и в дальнейшем для упрощения записей в емкость Ск включена распределенная емкость схемы):
О э.опт
и,
. При этом должно выполняться условие
э.мин
э.опт
э.макс
или
(97)
(98)
(99)
к.мин
к.опт
к* макс»
t
где Ск.макс — максимальная собственная емкость контура, ограниченная конструктивными соображениями; Ск.мин — минимальная собственная емкость контура. Если на собственную емкость Ск контура не наложены ограничивающие условия по обеспечению стабильности качественных показателей УПЧ, то без учета распределенной емкости монтажа ее можно выбирать из условия
О Ск (пФ) % (м),
(100)
где Ск(пФ) —собственная емкость контура в пикофарадах; Х(м)—длина волны, усиливаемых колебаний в метрах. Распределенная емкость монтажа в зависимости от резонансной частоты f0 выбирается в пределах
См = (1-н5) пФ.
5.	При выполнении условия (99) рассчитать коэффициент трансформации т2 по формуле
«’2=1/— >	(101)
» 8x1
74
где g22 и gii — выходная проводимость рассчитываемого и входная проводимость последующего каскадов соответственно.
6.	Исходя из условий обеспечения заданных полосы пропускания и избирательности, рассчитать резонансный коэффициент усиления каскада по формуле
Км=—(102) ZVgiig^ э/
7.	Рассчитать устойчивый коэффициент усиления каскада по формуле (68).
8.	Сравнить коэффициенты усиления (102) и (68). Усилитель устойчив при выполнении условия (69).
При невыполнении условия (69) необходимо принять меры для повышения устойчивости усилителя. Если отношение Ло1/7(у^2, целесообразно применить пассивный способ повышения устойчивости, заключающийся в уменьшении резонансного коэффициента усиления до устойчивого. Этого можно достичь путем выбора коэффициентов трансформации тщ и т2 из условий обеспечения устойчивого коэффициента усиления, заданных полосы пропускания и избирательности по формулам
(ЮЗ)
(Ю4)
где Aoi и Ку — коэффициенты усиления, рассчитанные по формулам (102) и (68);
р = ------— = сооС —характеристическое сопротивле-
ние Оэ.опт
ние контура.
Резонансный коэффициент каскада при этом будет равен устойчивому, рассчитанному по формуле (68).
Если отношение Koi/K-y’>2, целесообразно использовать каскодное включение транзисторов по схеме ОЭ— ОБ (принципиальная схема каскада изображена на рис. 35,6). При этом необходимо заново рассчитать Сэ.опт (96), Ск (97), L (98), т2 (101), KOi (102) и Лу (68), подставляя в формулы параметры составного транзистора ОЭ—ОБ, определяемые из табл. 1.
75
В тех случаях, когда усилитель, построенный по каскодной схеме, окажется неустойчивым, необходимо коэффициенты трансформации т\ и т2 рассчитать по формулам (103) и (104), подставляя в них параметры составного транзистора.
9.	Решив вопрос об устойчивости усилителя, рассчитать общий коэффициент усиления УПЧ по формуле
КОп = Кпт	' (105)
и сравнить его с требуемым значением Коп тр. При выполнении условия
(106)
усилитель обеспечивает требуемое усиление. При невы- -полнении условия (106) необходимо увеличить число каскадов п и произвести расчет заново. В тех случаях, когда условие (99) не выполняется, целесообразно использовать следующую методику расчета.
1. Пусть емкость контура, рассчитанная по, формуле (97), больше максимально допустимой емкости (99). В этом случае целесообразно выбрать Ск=Ск.макс, а коэффициент трансформации т\ рассчитать по формуле
*1 / ^/о Сэ.макс (^э ^к)
У	g22
(Ю7)
где Сэ.макс — Ск.макс + С22 +
S22 г>
и11-£11
Коэффициент трансформации т2 при этом рассчитывается по формуле
(Ю8)
Дальнейший расчет УДЧ не отличается от приведенного выше.
2. Емкость контура, рассчитанная по формуле (97), меньше заданной. Данный случай может иметь место в широкополосных УПЧ на достаточно высоких частотах, когда в результате расчета собственной емкости контура по формуле (97) ее величина получается настолько малой, что возникают трудности в ее реализации, или когда минимальная эквивалентная емкость Сэ.МИн задана из
76
условий обеспечения требуемой стабильности качественных показателей УПЧ. В этом случае целесообразно выбрать коэффициент трансформации mi = l, эквивалентную емкость контура СЭ = СЭ.МИП, а коэффициент трансформации т2 рассчитать из условия обеспечения требуемого эквивалентного затухания контура dQ по формуле
(Ю9)
Резонансный коэффициент усиления рассчитать по формуле
*01 =
1^21> Р
(ПО)
«^слученный коэффициент усиления сравнивается с устойчивым. При выполнении условия (69) рассчитывается общий коэффициент усиления УПЧ по -формуле (105) и сравнивается с требуемым.
Если в результате расчета по формуле (109) коэффициент трансформации т2 получается больше единицы, необходимо выбрать m1 = m2=l, Сэ = Сэ.МИн, а к контуру для обеспечения требуемого затухания подключить шунтирующий резистор с проводимостью
где
С00^'э.мин(^э	Л)’
 (111)
Резонансный коэффициент усиления каскада при этом рассчитывается по формуле
= 7с"' z) •	<112>
шо Ьэ.мин аэ
Пример расчета.
Рассчитать одноконтурный УПЧ на транзисторах по следующим исходным данным: резонансная частота /о=30 МГц; требуемый резонансный коэффициент усиления УПЧ Лоптр^4-106; полоса пропускания УПЧ 77п=3 МГц; избирательность по соседнему каналу ас = 20 дБ при расстройке Д/С = 277эт; собственное затухание контура dK — 0,01.
Расчет.
1.	Выбираем транзистор ГТ313А, который на частоте fo==3O МГц при токе коллектора /к 3 мА и Напряжении на коллекторе UK.9==
77
=—5 В имеет следующие параметры; £п=4,2мСм; §-22=0,6мСм; 1^211=70 мСм; Сц = 42 пФ; С22 = 4 пФ; | Y121 = 0,17 мСм; £fi2 — = 0,09 мСм; Ci2=0,8 пФ; | У22] =1,0 мСм.
2.	Задаемся числом каскадов УПЧ л.=4 и определяем эквивалентное затухание контуров, исходя из заданных полосы пропускания и избирательности (95):
30-0,43
к 0,23;
2-2-3 12
ЗоКю1/2 — 1	30-1,46
Выбираем d3 = 0,25.
3.	Рассчитываем оптимальное значение эквивалентной емкости контура (96):
„	0,6-10~3
С'э.опт —	'	25 пФ.
3,14-3-106 7 * (0,25 — 0,01)
4.	Определяем собственную емкость (97) и индуктивность (98) контура:
Ск = 25 —4,0 — —-42 = 15пФ;
4,2
(6,28-3)2-1014-2,5-10
= 1,14 мкГ.
Условие (99) выполняется.
5.	Рассчитываем коэффициент трансформации т2 (101):
ш2 =
0,6
у2- =0,38.
6. Рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада (102):
______70-10~3________ 2-И 4,2-10—3-0,6-10~3
7. По формуле (68) рассчитываем устойчивый коэффициент уси-
ления каскада
Усилитель неустойчив, причем Aoi/Ay>2. Поэтому целесообразно применить каскодное включение транзисторов по схеме ОЭ—ОБ (рис. 35, б),
78’
8.	Рассчитываем устойчивый коэффициент усиления каскада с каскодным включением транзисторов по формуле (68), подставляя в нее параметры составного транзистора (табл. 1):
Ку = 0,35
(70)2
0,17-1,0
~ 60.
9.	Рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада с каскодным включением транзисторов по формуле (102), подставляя в нее выходную проводимость составного транзистора (g22s=gi2= = 0,09 мСм),	-
70	/	10-2 \
К<Л =	' 1 -----------Г = 54.
2- V 4,2-0,09 \	25-10-2 /
Усилитель с каскодным включением транзисторов устойчив.
10.	Пересчитываем элементы контуров и коэффициент включения т2 по формулам (96) — (98), (101):
0,09* IO”3 
Сэ опт =-----------------------=3,8 пФ;
эоп 3,14*3* 107 (0,25 —0,01)
0,01
Ск = 3,8 —0,8— -1— *42 = 2, 9 пФ.
4,2
Поскольку в собственную емкость контура входит распределенная емкость монтажа, принимаем Ск = 0:
L —-	о 1 д '	1 о — 7,5 мкГ
(6,28*3)2* 1014*3,8* 10~12
11.	Рассчитываем резонансный коэффициент усиления УПЧ (105):
/fozz = 544 = 8,4* I06.
Так как Коп>Коп гр, то требуемое усиление обеспечивается.
Методика расчета УПЧ по постоянному току изложена в § 8.
13. РАСЧЕТ ДВУХКОНТУРНОГО УСИЛИТЕЛЯ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
В большинстве современных радиоприемных устройств используются двухконтурные (полосовые) усилители промежуточной частоты с индуктивной, связью меж-
79
ду контурами (принципиальная схема каскада изображена на рис. 36, а, б). При этом не требуется дополнительных элементов связи, регулировка степени связи между контурами не влияет на собственную частоту контура, а при настройке контуров путем изменения емкости конденсаторов коэффициент связи не зависит от частоты.
Рис. 36. Принципиальная схема двухконтурного УПЧ.
« — на транзисторе по схеме с общим эмиттером; б —с каскодным включе-ином транзисторов ОЭ—ОБ.
Обычно при проектировании полосовых усилителей стремятся выполнить следующие условия: f0i=f02=f0; da\ ==^э2==^э5 ^ki=^k2=^k; Сэ1== Сэ2== б?э, где fo 1—частота настройки контура; dd, dK — эквивалентное и собственное затухания контуров; Сэ — эквивалентные емкости контуров. По сравнению с одноконтурными двухконтурные УПЧ обладают лучшей избирательностью и обеспечивают более широкую полосу пропускания частот.
Исходными данными для расчета полосовых УПЧ являются: резонансная частота настройки контуров f0; требуемый резонансный коэффициент усиления- УПЧ
80
Коп тр’, заданная полоса пропускания УПЧ Пп\ требуемая избирательность по соседнему каналу <тс при заданной расстройке Afc; собственные затухания контуров dK.
Расчет УПЧ целесообразно производить в следующем порядке.
1.	Руководствуясь указаниями, изложенными в § 7 и справочными данными, выбрать конкретный тип транзисторов, их режим работы по-постоянному току (7К, £/к.э) и определить параметры на рабочей частоте f0-
2.	Задавшись числом каскадов (пар контуров) п УПЧ, исходя из требуемых полосы пропускания Пп и избирательности по соседнему каналу сгс, определить необходимое эквивалентное затухание контуров из соотношения
(113)
где
° f0F ($., n,<jc)
— эквивалентное затухание контуров, обеспечивающее заданную избирательность по соседнему каналу;
F (₽, n, ас) = У ₽2 — 1 + ]/ а2/" (1 + ₽2)2— 4Р2
— функция обобщенного коэффициента связи между контурами р числа каскадов п и избирательности ос; Р = &св№; ^св= (0,14-0,7)—коэффициент связи между контурами.
Для получения максимального коэффициента усиления на резонансной частоте и одногорбой резонансной кривой обобщенный коэффициент связи рыбирается в большинстве случаев равным единице. И только в тех случаях, когда требуется увеличить избирательность УПЧ по соседнему каналу при относительно широкой полосе пропускания, величину р рекомендуется выбирать больше единицы (р^2).
При р = 1 выражение для функции Г(р, п, ос) упрощается и принимает вид:
F(n,oc) ==)/2 YО<2С/П~ 1 >
6—441
81
а выражение для dG определяется соотношением л _ 2Д/С .
f0F(n, Р)
— эквивалентное затухание контуров УПЧ, обеспечивающее заданную полосу пропускания;
— функция обобщенного коэффициента связи 0 и числа каскадов п УПЧ.
При р=1 выражение для функции F (п, р) упрощается и принимает вид F (п)—]^2 F2 (п), а эквивалентное затухание dn при этом определяется соотношением
А> V2 f2 («)
Значения функции F2(n) приведены в табл. 4.
Таблица 4
Значения функции числа каскадов для полосового усилителя при критической связи между контурами
п	1	2	3	4	5	6	7	8	9
FM	1	0,8	0,71	0,66	0,62	0,59 *	0,57	0,55	0,54
3.	Выбрать коэффициент включения первого контура к транзистору mi равным единице и рассчитать оптимальную эквивалентную емкость контура из соотношения (96), а затем определить коэффициент включения второго контура т2 к транзистору следующего каскада из условия обеспечения требуемого затухания второго контура по формуле
(Н4)
4.	Рассчитать собственные емкости и индуктивности контуров по формулам
(115)
В соотношениях (115) для упрощения записей при определении собственных емкостей контуров CKi и Ск2 учтены распределенные емкости монтажа См (См=1-ь-3 пФ). При этом необходимо, чтобы все элементы контуров были реализуемы, т. е.
э.мин
с
’-'э.опт
э-макс»
L>(50-h100) нГ,
(П6)
где
Э.мин --
CKiMI1H + ^22 ~ ДЛЯ первого контура;
СК2мин + т2 — для второго контура
— минимальная эквивалентная емкость первого и второго контуров, определяемая реализуемыми минимальными значениями собственных емкостей CKi мин и Ск2 мин*, Сэ.макс — максимальные эквивалентные емкости контуров, ограниченные конструктивными соображениями.
Если выбор собственных емкостей контуров не ограничивается какими-либо требованиями, то их величины могут лежать в пределах, которые определяются соотношением (100).
5.	Рассчитать резонансный коэффициент усиления каскада по формуле
К<>1 =
(117)
и сравнить его с устойчивым, определяемым из соотношения (68). При выполнении условия (69) усилитель устойчив и расчет можно продолжать дальше.
При невыполнении условия (69) необходимо принять меры для повышения устойчивости усилителя. Если отношение /Coi/Лу^ 2, целесообразно уменьшить резонансный коэффициент усиления каскада (117) до устойчиво
6*
83
го путем уменьшения коэффициента включения т\ и подключения к первому контуру шунта, обеспечивающего требуемое затухание. При этом коэффициент т2 рассчитывается по формуле (114), а тх и gmi — по формулам
= <118>
Р	Р 1^21 1^2
gmi=-~	m?g22.	(119)
р
Резонансный коэффициент усиления каскада при этом равен устойчивому
Koi = ^y.	(120)
Если отношение Ло1/Ку>2, целесообразно использовать каскодное включение транзисторов по схеме ОЭ— ОБ (рис. 36, б).
При этом в расчетные формулы (113) — (117) и (69) следует подставлять параметры составного транзистора (табл. 1). Если же усилитель, построенный по каскодной схеме, окажется неустойчивым, необходимо коэффициенты трансформации рассчитать по формулам (114), (118) и проводимость шунта'—по формуле (119).
6.	Определить общий коэффициент усиления УПЧ по формуле (105) и сравнить его с требуемым. Если окажется, что
< ^Ч)лтр> ж необходимо увеличить число каскадов п и расчет произвести сначала.
Как правило, усилитель, рассчитанный по изложенной методике, реализуем на практике. Однако в некоторых случаях, условие (116) выполнить невозможно, в связи с чем рекомендуется следующая методика расчета.
1. Пусть емкости контура, рассчитанные по формуле (96), больше максимально допустимых значений (116). В этом случае целесообразно выбрать CQ=CQ, макс, рассчитать коэффициент трансформации mi и т2 по формулам
(121)
(122)
84
а резонансный коэффициент усиления — по формуле (117). После этого по соответствующим формулам, приведенным ранее, производится дальнейший расчет УПЧ (Скь Ск2, L, Лу, Коп) •
2. Если при расчете по формуле (96) оказалось, что Сэ.опт<Сэ.мин, целесообразно выбрать mi=l, Сэ= = Сэ.мин, а Для обеспечения требуемого затухания в первый контур включить шунт с проводимостью
ArJk _Й2>	(123)
р
а затем рассчитать коэффициент т2 по формуле (114) и резонансный коэффициент каскада по формуле
I ^21 I Р
(124)
После этого рассчитываются остальные элементы и показатели УПЧ по формулам, приведенным ранее. При этом может оказаться, что коэффициент т2, рассчитанный по формуле (114), больше единицы. Тогда нужно выбрать т2=1, а ко второму контуру также подключить шунт с проводимостью
(125) р
Приведенная методика расчета двухконтурного УПЧ справедлива, если входная проводимость следующего каскада £ц больше выходной проводимости g22 рассчитываемого каскада. В тех сравнительно редких случаях, когда £ц <£22,расчет элементов контуров производится по приведенной выше методике с той лишь разницей, что вместо выбора необходимо выбирать т2, а затем рассчитать эквивалентную емкость контура по формуле (96). Дальнейший расчет аналогичен изложенному выше.
Пример расчета.
Рассчитать двухконтурный УПЧ на транзисторах по следующим исходным данным: резонансная частота f0=465 кГц; требуемый ко* эффициент усиления по резонансной частоте Коптр^Ю8; полоса пропускания Пп—& кГц; избирательность УПЧ по соседнему каналу Ос5>40 дБ при расстройке 2Д/с = 1,5/7п; собственное затухание контуров dK = 0,01.
Расчет.
1.	Поскольку рабочая частота УПЧ сравнительно низкая, выбираем транзисторы ГТ308Б, имеющие при /к = ЗмА, (7к.э ——б В следующие значения параметров: £ц = 1,0 мСм; Си =70 пФ; £22=
85
= 0,1 мСм; С22 = 20 пФ; |У21| = Ю0 мСм; £12 = 0,02мСм; С12 = 4пФ; | У12| =2,24-IO-2 мСм; | У22| =0,12 мСм.
2.	Задаемся числом каскадов УПЧ и = 4, обобщенным коэффициентом связи Р=1 и определяем эквивалентные затухания контуров из требуемых полосы пропускания Пп и избирательности ос по формуле (113):
dn =------------—------= о,О14;
4,65-Ю2- V 2 -0,66
dG = -------------------= 0,016.
4,65-102- 02 . У1001/2 — 1 Выбираем в соответствии с соотношением (113) d3 = 0,015.
3.	Полагая mi = l, по формуле (96) рассчитываем оптимальную эквивалентную емкость контуров
____________10~4____________
э опт~ 6,28-4,65-105 (0,015 — 0,01) = 7000ПФ’
Из полученного результата видно, что оптимальное значение эквивалентной емкости оказалось слишком большим; применение конденсатора с большой емкостью приведет к нежелательному увеличению габаритов усилителя. Поэтому выбираем эквивалентную емкость контура Сэ = 500 пФ и по формулам (121) и (122) рассчитываем коэффициенты трансформации тх и т2:
6,28-4,65-105-5-10~3-5-1О~10 = Q 2
10~4
1	/ 10—4 т2 = 0,27 I/ —— ~ 0,09,
Г 10~3
а также собственные емкости по формуле (115)—с учетом емкостей монтажа и индуктивности контуров — по формуле (115):
Ск! = 500 —20^0,27)2 « 498,5 пФ;
Ск2 = 500 — 70-(0,09)2 » 499,4 пФ;
Л = £2 = “Г—Т 7ГТ--------7й------Гл ~ 240 мкГ.
2	(6,2$-4,65)2- 101О-5- 1О~10
>
4.	По формуле (117) рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада (₽ = 1):
100	/	0,01 \	_
Ко! = ---------- 1 — —« 52.
2/Г^Л 0’015'
86
5.	По формуле (68) рассчитываем устойчивый коэффициент усиления
/Су = 0,35
100
2,24-10
« 23,5.
Усилитель неустойчив, причем Ло1/^Су>2. Применим каскодное включение транзисторов по схеме ОЭ—ОБ (рис. 36,6). Поскольку при каскодном включении транзисторов | У22е I = I Нг!» то, оставив эквивалентную емкость контура без изменения (Сэ = 500пФ), пересчитаем т\ (121), т2 (122), /COi (117) и Ку (68):
I / 6.28-4,65.10б.5-10~3.5-1О~10 mi=l/ —--------------------------------= 0,5;
'	2.10“5
Ко! —
т2 = 0,5
2-10~5 10“3
= 0,07;
100
2 У1.2.10“2
116;
Ку = 0,35
1002
2,24-Ю~2.0,12
» 675.
Усилитель с каскодным включением транзисторов устойчив.
6.	По формуле (105) определяем общий коэффициент усиления УПЧ
= (Н6)*=1,8.108.
Сравнение полученного коэффициента усиления УПЧ с требуемым показывает, что четырехкаскадный двухконтурный УПЧ с каскодным включением транзисторов обеспечивает требуемое усиление. Полоса пропускания и избирательность по соседнему каналу при этом обеспечиваются автоматически.
14. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ С ФИЛЬТРОМ
СОСРЕДОТОЧЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ (ФСИ)
Усилители промежуточной частоты с ФСИ применяются в тех случаях, когда необходимо обеспечить высокую избирательность УПЧ при небольшом числе каскадов. В радиоприемных устройствах ФСИ, как правило, ставится на выходе преобразователя частоты. В качестве ФСИ наиболее часто применяется цепь связанных колебательных контуров, характеристическое сопротивление которой согласовано с выходным сопротивлением
87
транзистора, предшествующего ФСИ, и с входным сопротивлением последующего каскада. Функциональная схема УПЧ с ФСИ представлена на рис. 37. Результирующая частотная характеристика УПЧ определяется частотной характеристикой ФСИ, а необходимое усиление
Рис. 37. Функциональная схема УПЧ с ФСИ.
Рис. 38. Принципиальная схема УПЧ с ФСИ.
осуществляется апериодическими или широкополосными резонансными-каскадами. Так как с увеличением числа контуров фильтра усиление каскада с ФСИ уменьшается, то число контуров ФСИ обычно не превышает шести. Принципиальная схема каскада с ФСИ, который выполнен в виде комбинации нескольких связанных колебательных контуров с внешнеемкостной связью, изображена на рис. 38. Кроме фильтров такого вида применяются электромеханические и пьезоэлектрические ФСИ, позволяющие обеспечить еще более высокую избирательность. Такие ФСИ представляют собой конструктивно законченные узлы, выпускаемые промышленностью. При проектировании УПЧ необходимо лишь выбрать ФСИ, качественные характеристики которого соответствуют требуемым.
Усилители промежуточной частоты с ФСИ, состоящие из колебательных контуров, как правило, необходимо
рассчитывать для каждого конкретного типа УПЧ. Исходными данными для расчета УПЧ с ФСИ (принципиальная схема представлена на рис. 38) являются номинальная частота настройки ФСИ fo; требуемая полоса пропускания УПЧ 17п; избирательность УПЧ по соседнему каналу ос при заданной расстройке A fc; собствен^ ное затухание контуров ФСИ tZK; характеристическое сопротивление фильтра р (выбирается р=10-н50 кОм).
Расчет УПЧ с ФСИ.
1.	Проверить целесообразность применения ФСИ по формуле
(126)
2.	Выбрать конкретный тип транзистора, руководствуясь указаниями § 7 и справочными данными, его режим работы по постоянному току (/к, Ск.э) и определить параметры.
Если ФСИ является нагрузкой преобразователя частоты, то необходимо определить параметры транзистора в режиме преобразования частоты. Необходимо также определить параметры транзистора £ц, Си (входную проводимость и емкость) следующего каскада.
3.	Вычислить вспомогательные величины: обобщенное затухание ФСИ
₽ = ^;	(127)
** п г*
относительную расстройку по соседнему каналу
ас = 2-^,	(128)
* 7 п
после чего по графику (рис. 39, а) определить ослабление, создаваемое одним звеном ФСИ. Необходимое число звеньев ФСИ вычислить по формуле
п =
9
<71
(129)
округлив его в случае дробного числа до ближайшего большего целого числа.
89

4. Рассчитать коэффициенты трансформации и /?г2 из условий обеспечения режима согласования по формулам
т1 = 1/—; (13°)
Г Р£22
(131)
г PS11
5. Определить коэффициент передачи напряжения
ФСИ Лф по графику (рис. 39, б) для выбранных значений п и р.
Рис. 39. Графики для расчета многозвенных ФСИ.
а — график для определения ослабления одного звена; б график для расчета величины Кф»
90
6. Рассчитать резонансный коэффициент усиления каскада с ФСИ по формуле
/<„, = к*1 ГаЛ .	(132)
V gll g22
Если ФСИ является Нагрузкой преобразователя частоты, то в формулы (130) и (132) необходимо подставлять проводимости g22n и | F211 п транзистора в режиме преобразования.
7. Рассчитать элементы контуров, образующих звенья ФСИ, по формулам:
а)	емкость конденсаторов связи
;	(133)
юор
б)	емкость контуров промежуточных звеньев
С2 = -^--2С1;	(134)
лПпр
в)	емкость контура входного звена ФСИ
Cs = 0,5С2 —/п? С22;	(135)
г)	емкость контура выходного звена ФСИ
С4= 0,5С2 — mlcn;	(136)
д)	индуктивность контуров промежуточных" звеньев
р/7п.10« .
(137)
е)	индуктивность контуров крайних звеньев
(138)
Здесь емкости С в пикофарадах, индуктивности L в микрогенри, сопротивления р в килоомах, частота в килогерцах.
Пример расчета.
Рассчитать каскад с ФСИ (рис. 38) по следующим исходным данным: номинальная рабочая частота f0 = 465 кГц; требуемая полоса пропускания Пп = 10 кГц; избирательность по соседнему каналу <Тс^=—50 дБ при расстройке Af0 = 15 кГц; собственное затухание контуров ФСИ dK=0,006; характеристическое сопротивление фильт-
@1
pa p = 20 кОм. Транзистор, предшествующий ФСИ, работает в усилительном режиме.
Расчет.
1.	Проверяем целесообразность применения ФСИ (126):
dK =-----—----------= 0,76-10-2 > 0,6.10~2 .
2}Л2 .4,65-102
Применение ФСИ целесообразно.
2.	Выбираем* транзистор типа ГТ310Д и по соответствующим графикам определяем его параметры при /к = 3 мА и UK.3=—5 В, а затем по формулам рассчитываем низкочастотные значения этих параметров (в предположении, что следующий каскад собран на таком же транзисторе): £ц = 1,4 мСм; Си = 116 пФ; [Уг1| =84 мСм; £22=0,085 мСм; С22=15 пФ.
3.	Вычисляем вспомогательные величины по формулам (127) и (128):
2.4,65-102-0,6-10“2 ---------------------=0,56;
10
2-15
после чего по графику одним звеном ФСИ,
(рис. 39, а) находим ослабление, создаваемое
Oi = - 13 дБ.
По формуле (129) определяем необходимое число звеньев
— 50
п ='-----= 3,85.
— 13
Принимаем п = 4.
4.	По формулам трансформации
У*
=
(130) и (131) рассчитываем коэффициенты
9
2-104.0,85.10
= 0,77;
т2 —
----Z-------Г = 0,19. 2-104.14-10-4
5.	По графику (рис. 39,6) определяем коэффициент передачи напряжения ФСИ для п=4 и [3 = 0,56
/Сф = 0,18.
6.	Рассчитываем резонансный коэффициент усиления каскада с ФСИ по формуле (132):
0,18.8,4-IO"2 = 43 5
У1,4-10“'3.0,85.10“4
92
7.	По формулам (133) — (138) рассчитываем элементы ФСИ:
106
Ci = --------77“------= 17,2 пФ;
1	6,28.4,65.102-20
10е
• =--------------— 2-17,2 = 1536 пФ;
2	3,14-10.20
С3 = 0,5-1536 — 0,6-15 = 761 пФ;
С4 = 0,5-1536 — 0,036.116 = 766 пФ;
20.10-106
L =-------------------- = 74 мкГ;
1	4-3,14 (4,65)2.104
L2 = 2-74 = 148 мкГ.
15.	РАСЧЕТ ТРАНЗИСТОРНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Транзисторные преобразователи частоты (ПЧ) строятся как с совмещенным, так и с отдельным гетеродином. Последние находят наибольшее распространение, так как позволяют обеспечить более высокую стабильность гетеродина и оптимальный режим работы смесителя. Смесительные транзисторы в большинстве случаев вклю-чаются по схеме с общим эмиттером, что позволяет получить больший коэффициент усиления и меньшую входную проводимость ПЧ. Для уменьшения взаимной связи между цепями гетеродина и смесителя, а также для повышения стабильности работы ПЧ целесообразно напряжение-сигнала подавать в цепь, базы, а напряжение гетеродина — в цепь эмиттера. Стабилизация режима ПЧ по постоянному току осуществляется такими же способами, как и в усилительных каскадах (§ 8). Для уменьшения шунтирования контуров транзисторами применяется частичное включение транзисторов к контурам. Принципиальная схема транзисторного ПЧ с общим эмиттером и отдельным гетеродином изображена на рис. 40. При проектировании транзисторных ПЧ необходимо учитывать, чХО^«^инШыйд1елшм^их работы наступает при сравни-. тельно малых напряжениях входного сигнала (примерно 5—7 мВ). С увеличением напряжения гетеродина возрастают постоянные токи базы и коллектора смесительного транзистора, что приводит к изменению его входной и выходной проводимости. Поэтому стремление увели
93
чить коэффициент усиления ПЧ путем увеличения напря- I жения гетеродина может привести к значительному шун- I тированию и расстройке контуров преобразователя.
Исходными данными для расчета ПЧ на транзисторе Ц являются: частота преобразуемого сигнала fc (при рабо- | те ПЧ в диапазоне частот задаются крайние /с.мин и 1 /с.макс частоты диапазона); преобразованная (промежу- | точная) частота fo', эквивалентное затухание выходного контура dQ, полученное из условия обеспечения заданных
Рис. 40. Принципиальная схема преобразователя частоты с отдельным гетеродином.
Рис. 41. Проходная характеристика транзистора ГТ308В.	Ж
полосы пропускания и избирательности; собственное за-  тухание выходного контура ПЧ dK; параметры £ц и , Сц — входная проводимость и емкость следующего каскада.
Расчет ПЧ.
1.	Выбрать тип высокочастотного транзистора (по частоте сигнала fc), руководствуясь указаниями § 7 и справочными данными.		*
2.	По статической характеристике транзистора /к= 1 = ф (^б.э) определить напряжение отсечки коллекторного тока Еотс и максимальное напряжение £маКс на базе, при котором наступает линейность коллекторного тока. Указанные построения для транзистора ГТ308В сделаны на рис. 4L
94
Если для данного транзистора характеристика /к= = Ф (^б.э) отсутствует, ее можно построить по характеристикам /б==ф1 (^б.э) И /к==ф2 (t/к.э).
3.	Используя данные, полученные из графического построения, рассчитать амплитуду напряжения гетеродина Umr и напряжение смещения на базе Есм по формулам
_____ I ^макс I I ^отс I . тг
(139)
1 — cos 0
|£см| = \Е
макс
(140)
где 0 — угол отсечки коллекторного тока.
При преобразовании на первой гармонике частоты гетеродина оптимальный угол отсечки коллекторного тока / 01 опт== 120°Дна второй гармонике 02опт = 6О°, на третьей гармонике 03 ОПТ---- 40° и т. д.	|
4.	По характеристике /к—Ф (^б.э) определить макси- 1 у) мальное значение импульса коллекторного тока /к.макс \ при напряжении на базе, равном Емакс> а затем рассчитать среднее значение коллекторного тока и амплитуду k-й гармоники (в зависимости от того, на какой гармони- , ке частоты гетеродина осуществляется преобразование) по формулам
I
^ср = ^к.макс ао (®)>	(141) |
^тк ~ ^к.макс ^к (®)>	(142)
где ак (9) — k-й коэффициент разложения импульса коллекторного тока (коэффициент Берга). Так, например, при преобразовании на первой гармонике частоты гетеродина аюпт = 0,54, на второй аг опт = 0,28, на третьей а3 опт — 0,185 и т. д.
Отметим, что в транзисторных ПЧ чаще всего применяется преобразование на первой гармонике частоты гетеродина. Преобразование на высших гармониках рекомендуется при достаточно высокой преобразуемой частоте, что вызывает трудности при проектировании
гетеродина, или в некоторых других специальных случаях.
5.	По соответствующим графикам определить параметры выбранного транзистора в режиме преобразования: а) при токе /ср и частоте fr определяются входные проводимость и емкость Cj|n, выходные проводимость £22п .и емкость С22п. и, если необходимо, среднее
95
г.
  4I
значение крутизны | T2i | ср в режиме преобразования;Ц
б) при токе 1тк и
ГарМОНИКИ КРУТИЗНЫ |У21|к-
Крутизна преобразования рассчитывается по формуле
частоте fr определяются значения k-й ? ы | У21 |к-	ДЯ

д
Ж
К*
(143)
I л 21 1ПК
6. Коэффициент шума транзисторного ПЧ при необходимости можно рассчитать по формулам, приведенным выше (§ 4). Так, например, формулу для расчета коэффициента шума ПЧ в режиме согласования можно получить из формулы для расчета коэффициента шума уси-
лительного каскада путем замены в ней параметров ’ транзистора в режиме усиления на соответствующие параметры в режиме преобразования. В результате такой замены получим:
'Л € 1 •
• Н h
If*.
' 1
1 4

шп
6ЦП
£11п
Я
(144) «
л
Р _____	20/ср #	г, _____ пл ^ср (1 ао
ГДе Лщ.п	„ ,	^ш.п
IV I г 21 *п.к	0
Заметим, что если в составе приемного тракта до ПЧ имеется усилитель высокой частоты, то шумы ПЧ прак- | тически не влияют на чувствительность приемника и в расчете коэффициента шума ПЧ нет необходимости, j
7. Расчет элементов контуров, коэффициентов трансформации и коэффициента передачи не отличается от ' расчета аналогичных параметров УПЧ, изложенного выше: Порядок расчета гетеродина на транзисторе приведен в § 17.	-Я
Примеррасчета,
Рассчитать ПЧ на транзисторе с отдельным гетеродином (рис. 40) по следующим исходным данным: рабочая частота сигнала’ , 1 fc = 100 МГц; номинальная преобразованная частота /о=30 МГц; эквивалентное и собственное затухания выходного контура d3 = 0,25 и dK = 0,01; нагрузкой ПЧ является одиночный колебательный кон- ; тур с подключенным к нему УПЧ на транзисторе ГТ311Е, имеющем | следующие значения параметров: gn=7 мСм; Сц=40 пф; преобразование осуществляется на первой гармонике частоты гетеродина в , оптимальном режиме.	-
Расчет.
1.	Руководствуясь рекомендациями § 7, выбираем транзистор ГТЗПЕ.
2.	По статической характеристике /к = ф(£/б.е) определяем |Емакс|=0,35 В; |Еотс|=0,15 В, а по формулам (139) и (140) рассчитываем напряжение гетеродина Umr и смещение (при 0юпт = = 120°): *	U
Um г —
0,35 — 0,15
1 —(—0,5)
= 0,13 В;
|ЕСМ| = 0,35 — 0,13 = 0,22 В.
3.	По графику /к = ф(^б.э) определяем максимальное значение тока коллектора /к.макс==4мА при |//б.э| = |Емакс [ =0,35 В.
4.	Рассчитываем среднее значение и амплитуду первой гармоники коллекторного тока по формулам (141) и (142):
/ср = 4-0,4 = 1,6 мА;
1т1 = 4-0,54 = 2,16 мА,
Q При токе /Ср и частоте /г= 130 МГц по соответствующим графикам" определяем параметры транзистора в режиме преобразования:
giin — 14,5 мСм; Сип = 11,6 пФ;
^22п = 1,0 мСм; 6?22п = 3,5 пФ.
6.	При токе 1т\ и частоте /г по соответствующим графикам определяем первую Гармонику крутизны
I ^2111 ~ 24,0 мСм.
Крутизну преобразования рассчитываем по формуле (143):
I E2i |п1
к 12,0 мСм.
7.	Рассчитываем элементы выходного контура ПЧ по методике, изложенной в § 12..
Оптимальное значение эквивалентной емкости контура (при mr= 1) по формуле (96):
1,0-10~3
э'опт 3,14-3-107 (0,25 — 0,01)
« 43,8 пФ;
собственная емкость контураJ по формуле (97):
1,0
Ск = 43,8 — 3,6 — -у -40 = 34,5 пФ;
индуктивность контура по формуле (98):
L = —-----------!-----------=0,64 мкГ;
(6,28-3)2-1014-4,4-10“11
7—441
97
коэффициент трансформации т2 по формуле (101)':
коэффициент усиления ПЧ по формуле (102):
8.	По формуле (144) рассчитываем коэффициент шума ПЧ: Шп.с = 1 + (40 + 4-220) 1,45- Ю“2 +
40-1,45-10-2)2 4- 40-9,52-10“6 ------------------------------= 14,4, 1,45-10-2
0,2-10“3 (1
где г^=40Ом; 7?ш.п —220Ом; Ош.п — 0,2 мСм; .do— 0,99.
16. РАСЧЕТ МАЛОМОЩНОГО ТРАНЗИСТОРНОГО АВТОГЕНЕРАТОРА С АВТОТРАНСФОРМАТОРНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Транзисторные автогенераторы (рис. 42) находят широкое применение в высокочастотных узлах радиотехнических устройств (гетеродины супергетеродинных радиоприемников, задающие генераторы передатчиков и др.).
Рис. 42. Принципиальная схема автогенератора с автотрансформа торной обратной связью.
Расчет автогенераторов производится в соответствии с методикой, принятой в ламповой технике, т. е. сначала выполняется расчет энергетического режима усилитель
98
ного прибора, а затем — расчет колебательной системы [Л. 3,9]. 
Исходные данные для расчета: частота генерации fr; параметры нагрузки gH, Сн; амплитуда напряжения генерируемого колебания на нагрузке UmH; напряжение источника коллекторного питания Ек.
Расчет энергетического режима.
1.	Выбрать угол отсечки тока коллектора 0к в пределах (70—90°). Соответственно выбранному углу отсечки по таблицам А. И. Берга [Л. 10] определяются коэффи-
циенты разложения сц и а2-
2.	Выбрать коэффициент полезного действия контура т|к. Обычно [Л. 9] с целью увеличения стабильности частоты генерируемых колебаний целесообразно выбирать т]к=0,1-^-0,3.
3.	Рассчитать полную мощность генерируемого колебания
l/L. SH
р __ ти 6 н
2*Пк
4.	Зная полную мощность и частоту генерируемых ' колебаний, выбрать транзистор. По статическим характеристикам найти крутизну линии критического режима 5кр и напряжение отсечки t/OTc. Линия критического режима располагается в середине узкого сектора, охватывающего изломы выходных характеристик тока коллектора. Напряжение отсечки определяется точкой пересечения спрямленной входной характеристики транзистора с осью абсцисс.
5.	Вычислить коэффициент использования напряже-
ния питания коллектора
£ = 1__________—_____
к.э кр 1
(146)
где UK,3 — постоянное напряжение питания между коллектором и эмиттером транзистора.
6.	Определить амплитуду напряжения на нагрузке в коллекторной цепи
(147)
7.	Вычислить амплитуду первой гармоники тока коллектора
~ ~г. •	(148)
99
8.	Найти модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора
2,.Kp = -TSS-.	(U9)
' тк! ч	-*
9.	Вычислить амплитуду импульса тока коллектора
•	rmK = -^-t	(150)
10.	Найти постоянную составляющую тока коллектора
^0к ~	(151)
11.	Определить мощность, потребляемую от источника коллекторного питания,
(152)
12. Рассчитать торе транзистора,
где Ра — активная мых колебаний;
мощность, рассеиваемую на коллек-
PK = PQ-P
(153)
доставляющая мощности генерируе-
ма = Р COS | ф51;
Параметры b2i, g2i определяются на основании приведенных ниже справочных данных для У-параметров при заданных значениях тока /Ок и частоты fr. При этом должно ВЫПОЛНЯТЬСЯ уСЛОВИе	доп-
13.	Определить угол отсечки тока эмиттера
0э = 6к- |Ts|.	(154)
14.	Найти амплитуду напряжения возбуждения на базе транзистора
__	4 тК
тб /1	А \ 1 V I
(I — COS 0Э)‘| Г 21 I
(155)
где | Y2i -^модуль крутизны транзистора при токе /окчй частоте
15.	Рассчитать напряжение смещения, обеспечивающее угол отсечки тока эмиттера,
^б.э == ^отс Н”	б COS 0Э.	(156)
Здесь С7отс — напряжение отсечки [для маломощных транзисторов £70тс = (0,14-0,2) В].
16.	Определить коэффициент обратной связи
'Ксв = ит б/ит к.	(157)
б
Рис. 43. Эквивалентная схема колебательной системы автогенератора с автотрансформаторной обратной связью.
Расчет колебательной системы автогенератора.
На рис. 43 приведена эквивалентная схема колебательной» системы, для которой справедливы следующие соотношения:	m^=UjUQ\ mn-UulUo, Ксв—
— ^б/ик —	Кн = C7H/t/K =	^0== ^с0>
где /Пб, тк, тн — коэффициенты включения контура соответственно в цепи базы, коллектора и нагрузки; /Сев, /Сн — коэффициент обратной связи и коэффициент передачи напряжения во внешнюю нагрузку.
1.	Определить эквивалентную проводимость контура между точками коллектор — эмиттер:
£э.кр =	• cos I <ps |.	(158)
^э.кр
2.	Рассчитать коэффициенты включения контура:
/Ссвтк; тн — /Сц^к,
(159)
101
где gii — входная проводимость транзистора генератора (определяется по справочным данным при /к=/ок, f= =fr); §о—2л}гСэ(1к-, CQ — эквивалентная емкость контура (обычно выбирается в пределах 50—500 пФ); dK= = (0,014-0,005) —собственное затухание ненагруженно-го контура.
3.	Вычислить собственную емкость контура
Со = Сэ-^С11-^С22-т’Ся-См,	(160)
где См — емкость монтажа. Если С0=С0, то необходимо выбирать контур с меньшим собственным затуханием dK.
4.	Найти полную индуктивность контура
L = 1/4л2/2Сэ.	(161)
Расчет элементов цепи питания. 
1. Рассчитать сопротивление резистора в цепи эмиттера по формуле (41):
Я3 - (0,8 нн 1,0) Ск.э//Ок.
2. Определить сопротивления резисторов делителя базового смещения
(162)
Здесь /д= (0,24-0,5) /ок — ток, протекающий через потенциометр Ri, /?2- Емкости блокирующих и разделительных конденсаторов рассчитываются по формулам, приведенным в § 8.
Пример расчета.
Рассчитать автогенератор, который выполнен по схеме, изображенной на рис. 42. Исходные данные для расчета: частота генерации /г = 30 МГц; параметры нагрузки £н=10мСм, Сн = 10 пФ; амплитуда напряжения генерируемого колебания £7тн=0,5В; напряжение источника питания Ек=—9 В.
Расчет энергетического режима.
1.	Выбираем угол отсечки тока коллектора 0к==90°. Из [Л, 10] находим коэффициенты разложения
а0 — 0,32;~	= 0,43.
2.	Задаемся к. п. д. контура:
= 0,1. %
102
3.	Находим полную мощность генерируемого колебания по фор* муле (145):
(0,5) • 10.10~°	л
----——-------= 12,5 мВт,
4.	Руководствуясь рекомендациями § 7 и справочными данными выбираем транзистор ГТ308В.
По статическим характеристикам определяем крутизну линии критического режима SKp = 40 мА/B; напряжение отсечки UOnc = =—0,1 В.
5.	Определяем коэффициент использования напряжения питания коллектора по формуле (146):
1кр —
2-12,5.10-3 52-40-10“ 3-0,43
= 0,95.
6.	Находим амплитуду напряжения на нагрузке в коллекторной цепи по формуле (147):
Um к = 0,95-5 = 4,75 В.
7.	Определяем амплитуду первой гармоники тока коллектора по формуле (148):	1
_ 2-12,5-10
I т к1=
л г =5,2 мА. 4,75
8.	Рассчитываем модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора по формуле (149):
4 75	•
%э-кр —	й = 900 Ом.
5,2.10“3
9.	Определяем амплитуду импульса тока коллектора по формуле (150): 10 11 12
5,2.10“3
ffl IZ —	— 12 мА а
тк 0,43
10. Находим постоянную составляющую тока коллектора по формуле (151):
/ок = 12* Ю“3.0,32 = 3,84 мА.'
11. Определяем мощность, потребляемую от источника коллекторного питания, по формуле (152):
Ро = 3,84-10“3-9 = 34,6 мВт.
12. Находим мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора, по формуле (153):
Рк = 34,6-40—3 — 12,5.10“3. cos
arctg
— 40* 10~ 3 65-10“3
= 23,35 мВт.
103
13.	Вычисляем угол отсечки тока эмиттера по формуле (154):
еэ = 9о° —
— 40-10-3
arctg---------
65-10~3
« 60°.
14.	Рассчитываем амплитуду напряжения возбуждения на базе транзистора по формуле (155):
12.10~3
Um б =-----------------------= 0,34 В.
(1 — cos 60°)-70-10~3
15.	Определяем напряжение смещения на эмиттерном переходе по формуле (156):
иб э =— 0,1 + 0,34 cos 60° =4- 0,07 В.
16.	Рассчитываем коэффициент обратной связи по формуле
/<„ = “^ = 0,07.
4,75
Расчет колебательной системы.
1.	Находим эквивалентную проводимость контура между точками коллектор — эмиттер (158):
£?э-кр — ——- — 0,55 мСм.
900
2.	Определяем коэффициенты включения контура (159): задавшись значениями dK=0,01; Сэ = 50 пФ, найдем g0=2-3,14-30- 104 * 6Х Х50-10-12-_0,01=0,1 мСм;
= 0,5;
=
1 — 0,072
4	# Ю \
---_0,12	---
0,55	0,55/
т6 = 0,07-0,5 = 0,035;
тн = 0,1-0,5 = 0,05.
3.	Определяем собственную емкость контура по формуле (160):
Со = 50-10~12 (0,035)2-25-10-12— (0,5)2-10-10-12 —
— 4-10~12 = 43 пФ.
4.	Рассчитываем " полную индуктивность контура по формуле (161):
L =------------------------------= 0,55 мкГ.
4 (3,14)2-(35» 106)2»50-10~12
104
1.	Находим сопротивление резистора в цепи эмиттера по формуле (41):
0,8-5 3,84:10_3
1 кОм.
2.	Определяем сопротивления резисторов делителя базового смещения /?1, Ri по формуле (162):
1-103-3,84-10~3 —0,07
2	о
ыо-3
= 3,77 кОм;
М = — з - — 3,77-103 = 5,23 кОм. 1-10-3
Здесь /д = 1 мА.
17. РАСЧЕТ ТРАНЗИСТОРНОГО ДЕТЕКТОРА АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
В радиоприемниках AM сигналов довольно часто применяются детекторы, выполненные на транзисторах. Такие детекторы дают возможность получить коэффициент усиления в 20—40 раз больший по сравнению с диодным детектором, что позволяет соответствующим образом уменьшить коэффициент усиления УНЧ [Л. 3].
Наибольшее распространение получил коллекторный детектор, схема которого представлена на.грис. 44.
Рис. 44. Принципиальная схема транзисторного детектора ампли-тудно-модулированных сигналов.
105
Исходные данные для расчета: промежуточная частота приемника /о; низшая FH и высшая FB частоты модуляции; допустимые частотные искажения AfB и на высшей и низшей частотах модуляции; входное сопротивление и входная емкость Си первого каскада УНЧ; максимальный коэффициент глубины модуляции т; амплитуда напряжения, подводимого к детектору эквивалентное dd и собственное dK затухания контуров УПЧ.	.
Порядок р асчета. ,	•
1.	Выбрать транзистор из условия практической независимости его параметров от промежуточной частоты, что обеспечивается при выполнении условия
fs>2fQ. ’	(163)
4	ч
Тип транзистора и его режим работы по постоянному току целесообразно выбрать такими же, как в УПЧ.
2.	Из условия незначительного шунтирования входного сопротивления следующего каскада определить величину сопротивления нагрузки детектора
7?я = (510)7?и.	(164)
3.	Рассчитать крутизну характеристики детектора 5Д:
5Д = —|Уа|0.	(165)
где |Уг1|о — модуль крутизны характеристики транзистора на промежуточной частоте.
4.	Найти эквивалентное сопротивление нагрузки детектора по переменному току
(166)
Внутреннее сопротивление детектора /?гд можно приближенно определить по статическим характеристикам транзистора
_ Д*/к ' д Д/к
<7б.э = const ’
Однако в большинстве случаев для транзисторов выполняется условие
. * Ri, Re, R< д» R9» Rн> Ru,
106
при этом
<4
(167)
5.	Определить коэффициент передачи детектора
7<„ =	(168)
Д Д	'
6.	Найти допустимую величину емкости Сн в цепи коллектора из условия допустимых частотных искажений на высшей частоте модуляции:
(169)
7.	Определить емкость разделительного конденсатора С3 из условия обеспечения заданных частотных искажений на низшей частоте модуляции:
(170)
2^„ («н + Лц) - 1
8.	Для расчета элементов цепей питания транзистора по постоянному току (7?ь Т?2, Ci) необходимо задаться исходным напряжением смещения на базе
Об.э =(0,2 ~ 0,3) В.
Постоянная составляющая тока базы при этом может быть приближенно определена как
/б(171)
9.	Выбрать ток потенциометра R2 из условия
/д = (50 н-100)/б.
' (172)
10.
Рассчитать сопротивления резисторов потенцио-
метра
(173)
11.	Найти емкость шунтирующего конденсатора Ci
С,
5
2л/?н
(174)
107
fc-,11 1|,ж-1|-|:.|1^1,.^41^ ,1.41. ii.ii.4-in-ii.ii цц.Л4.|'М1 .,ли.^|ч|-4|>4 .Ич1.Х^-|| litJlJW-ikAJUiMl^ J<-^l.iluiia.Ji .lk,|-:u.x-.lM.|l :i| 4 )nU J i| JI

L;IUk.JI.>.lUBb».llUkilW »< III X 4:JII ;lllillJH. II.X'II III.IIIJILII. 'll-IU-lirJU muiU-ll.iHlf.'illin-ui.uuHililuii ll i‘ 'll H <h il 'I I' i|. j! ц .i| ГГ
12.	Определить входное сопротивление и входную
емкость детектора
^вх.д = (5-Ю)гп;]
(175)
где Гц и Си — входное сопротивление и емкость транзистора детектора на промежуточной частоте fo.
13.	Рассчитать амплитуду напряжения, подводимого -к УНЧ:
U _,__тт = U К т9, вх УНЧ т д 'д 2*
(176)
14.	Вычислить коэффициент подключения детектора т2 к контуру последнего каскада УПЧ:
(177)
Если при этом получится т2>1, то необходимо выбрать т2—\, а к контуру подключить шунтирующий резистор сопротивление которого рассчитывается по . формуле
(178)
2 л/о/>2
^вх.д
Пример расчета.
Рассчитать транзисторный детектор AM сигналов (рис. 44). Исходные данные: промежуточная частота приемника f0=465 кГц; низшая частота модуляции £н = 50Гц; высшая частота модуляции F3 — = ЗкГц; допустимые частотные искажения на высшей и низшей частотах модуляции Л1в=Л1н = 1,2; детектор подключен ко входу УНЧ на транзисторе МП40 с параметрами 7?ц = 1к0м, Сц = 45 пФ; максимальный коэффициент глубины модуляции т=0,8; амплитуда напряжения, подводимого к детектору, UmR = 0,\ В; эквивалентное затухание контура УПЧ ^э = 0,016; собственное затухание контура УЧП dK = 0,01.
1. С учетом рекомендаций § 7 и справочных данных выбираем s>2f0;
транзистор типа ГТ308В, у которого граничная частота f
I ^21 о = 8О мСм; /ко^5 мкА; С/к.э =—5 В.
2.	Определяем сопротивление нагрузки детектора по формуле (164):
/?н =5г103 = 5 кОм.
108
3.	Находим крутизну характеристики детектора по формуле (165):
80
=-----= 25,5 мСм.
А 3,14
4.	Рассчитываем эквивалентное сопротивление нагрузки детектора по формуле (167):
5-103-103
/?„ =--------------= 835
н~ 5-103+103
Ом.
5.	Определяем коэффициент передачи детектора по формуле (168):
/Сд = 25,5.10“3-835 = 21,2.
6.	Находим допустимую величину емкости Сн в цепи коллектора из условия допустимых частотных искажений на высшей частоте модуляции по формуле (169):
н
2.3,14-3.102.835
0,042 мкФ.
7.	Рассчитываем емкость разделительного конденсатора по формуле (170):
1
С3 = ----------------------------—о,89 мкФ.
2-3,14.50 (5-103 + 103)"К1,22— 1
8.	Вычисляем постоянную составляющую тока базы по формуле (171): '	i
/б = 5-10“6А.
9.	Находим ток потенциометра по формуле (172):
К = 50-5-10“6 = 250 мкА.
Г1
10.	Определяем сопротивления резисторов потенциометра /?2> Ri по формуле (173) при | С7б.э| =0,25 В:
0,25 250-10“6
1 кОм;
5
250-10“6
— Ь103 = 19
кОм.
11.	Находим емкость шунтирующего конденсатора по формуле (174):
= 16 мкФ.
2-3,14.50.1 -103
109
1 = 800 Ом, Сц=40пФ на
12.	Определяем входное сопротивление и входную емкость детектора по формуле (175) (для ГТ308В частоте f0=465 кГц):
/?вх д == 5-800 = 4 кОм;
40-10-12 п
вх.д—	_	—.8 пФ.
»
13.	Рассчитываем амплитуду напряжения на входе УНЧ .по формуле (176):
4/вхУНч = 0,1-21,2-0,8 = 1,7В.
14.	Вычисляем коэффициент включения детектора к контуру УПЧ по формуле (177), полагая индуктивность контура £2=0,23мГ:
_ 1 /	(0,016 —0,01)-4-103 _
у	2-3,14-465- 103-0,23-Ю—3	’ '
ПРИЛОЖЕНИЕ
П-1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ С ПОМОЩЬЮ ГРАФИКОВ
В процессе проектирования и разработки высокочастотных радиотехнических устройств большое значение имеет знание зависимости малосигнальных У-параметров транзисторов (точнее — действительной и мнимой составляющих этих параметров) от частоты и тока коллектора в исходной рабочей точке. Ниже приведены соответствующие экспериментальные данные для новых высокочастотных транзисторов малой мощности. Такие транзисторы успешно применяются в каскадах высокой и промежуточной частоты радиоприемных устройств, а также в составе радиотехнических узлов различного назначения.
Высокочастотные значения Уэ-параметров транзисторов с. общим эмиттером для данной частоты и тока коллектора определяются с помощью графиков по формулам
У 11э = 8пэ + /^иэ» )	%
У 219 — 8219 + /^219» |	(179)
У229 = 8229 + /^229, '
где &11Э = ^^119». ^219 — ®^21Э»	^229 ~ ®C*229‘
Проводимость обратной связи Ylz, которую необходимо учитывать при расчете устойчивого коэффициента усиления, элементов цепей нейтрализации, входной и выходной проводимостей каскадов, на графиках приводится не для всех транзисторов. Составляющие этой проводимости при необходимости могут выбираться из условий
£129 — (0,15 4- 0,3) ^229’ ^129 = (0»2 4- 0,4) С229-
(180)
После этого проводимость Уцэ рассчитывается по формуле
— У129 — 8129 + /&12Э,
(181)
Где &12э — й)С12э.
Значения У-параметров для других способов включения транзисторов определяются по соотношениям, приведенным в табл. 1. При расчете каскадов с использованием системы Л-параметров последние можно рассчитать по формулам (7), подставляя в них У-параметры для соответствующего способа включения транзистора.
111
Для расчета качественных показателей транзисторных каскадов часто необходимо знание низкочастотных параметров транзисторов £ио, Спо, £210, C2io, £220, С220, а также таких параметров, как /<. и гб, Большинство из них приведено в последующем изложении. В случае необходимости они могут быть также рассчитаны по известным значениям высокочастотных параметров.
Предположим, что нам известны значения высокочастотных У-параметров на двух произвольных частотах fj и f2, определенные по графикам или другим способом. Обозначив через
Я1 — I [^21э]1/[^21э]2 I2; 7г — fi/fz't Яз — — [^иэ]1/[^11э]2’ Я1 ~ [£11э]2/[£11э]1»
Яз — (£223)1/(£223)2» Ki —
(182)
(Я1—')^—Я2ЯзЯ4)
можно, используя соотношения (3), получить приближенные выражения *:
fs — fl [£213)1/(^213)1» или fs — fz [£2£э]2/[/,21э]2>
1 + 4
1/#1 гб»
£по — 1/^и ~
(183)
(184)
(185)
Cno — с11э 1(1 + ^?);
&210 — 1 / #21 — [^219 1 У 1 +
С2ю — £2io/(Os»
(186)
(187)
(188)
(189)
(190)
* Выражения (183) для fs являются весьма приближенными и результаты получаются тем точнее, чем ниже выбранные частоты fi и f2. Если частоты fs, рассчитанные по формулам (183), будут отличаться одна от другой, то целесообразно выбрать в качестве f8 среднее значение.
112
где
2
i
(191)
значений
Индексы 1 и 2 при составляющих высокочастотных У-параметров означают, что эти составляющие определены соответственно на частотах fi и fs-
Пример. Транзистор ГТ313А с ОЭ при /к = 3 мА; UK,3 — — —5 В. Определить fs, /"5, g’no, Оно, £210, £220, С220, Сгю-
По графикам определяем значения составляющих У-параметров на двух произвольных частотах, например на /1 = 50аМГц и /2= = 100 МГц.
Получаем: [£цэ]1
J&2ia] 1 = 38 мСм, [Уг1э]1
например на /1 = 50 .МГц и /2=
= 8,7 мСм, [^21э]1=38 мСм, = 0,8 МСМ, [&22э] 1 = = 8,5 мСм, [£21э]г = 21 мСм,
— 8,8мСм, [&цэ]1
=2880 мСм2, [^ггэ] 1
= 13,1 мСм, [&цэ]2
= 1300 мСм2, [^22э]2=1,25 мСм.
[&21э]г—30 мСм, [Уг1э]2
По формулам (182) находим вспомогательные коэффициенты: 2880	_ 50
1зоо = 2 Л ^“юо" )2; <у4 =	_ = 1,49,
0,0
1	\/1,02.1,49
71 =
7з =
0,8
0,5
7б =
= 12,8.
Л (2,2— 1)(1 —0,5-1,02.1,49)
Рассчитываем граничную частоту fs по формуле (183):
fsi = 50-	= 50 МГц; fn = 100- -|^ = 70 МГц,
оо	oU
берем среднее значение /« = 60 МГц.
По формулам (191) и известной граничной частоте /« определяем дополнительные коэффициенты:
50
Xi = — = 0,83;
1	60
100
„ = 1,67;
60
1-0,64-'
0,64-1,672'
8—441
113
По формулам (184) — (190) находим составляющие низкочастотных параметров транзистора:
. _____1 + 12,8-0,832
Гб~ 12,83-8,8(1 + 0,832)-10-3 = 52 Ом;
£110 ~ 12,8-52 = 1 ’5 мСм;
8,7-10“3
с-=2-^ет-(1 +0’832^47’5пф; •
g2io = /'2880 - /1~+0,832 = 90 мСм;

I I О gg2
g220 = 0,8- IO”3. 	’	= 0,31 мСм;
1 -f- 6,5-0,832
90-10"3
---------= 240 пФ; 2Л-60-106
1,4-10
Со20 =
22	2П-50-106
1 +0,832
1 + 0,17б2-0,832
= 6,3 пФ,
где
=3 = 0,176.
Значения высокочастотных У-параметров на графиках приведены только для определенных частот. Поэтому в тех случаях, когда требуется знание У-параметров на любой частоте ft, они могут быть рассчитаны по соответствующим низкочастотным значениям, пользуясь выражениями
£иэ It — Silo
t
2 ’
I &21Э It —
£210 .
(192)
— ^-220
•]
j
2
 ‘4
Коэффициенты Ki, К%, Кз и частота fs рассчитываются по формулам (182), (185), (191).
Пример. Определить значения составляющих У-параметров транзистора ГТ313А с ОЭ на частоте 80 МГц. Для расчета используем результаты, полученные в примере (с. 147):
^110= 1,5 мСм; Сцо=47,6 пФ; 5’2io=90 мСм; С2ю=240 пФ; £220 = = 0,31 мСм; С220=6,3 пФ; Ki = 12,8; /<2=6,5; /<3 = 0,176.
Находим по формулам (192):
80
60
I £иэ It — 1 >5*
1 4- 12‘,8-1,32 • 1 + 1,32 '
12,6_мСм;
47 5 lC113|t =—у—= 17,6 пФ; 1 + 1,32
I &21Э |l —
90
1 + 1,32
— 33 мСм
,	240
I С21Э li — lit 02 — 69,0 пФ;
1 + 1,32
&22Э
= 0,31
1 +6,5-1,32
1 + 1,32
= 1,22 мСм;
„	1 + 0,176.1,32 Л
1 c223li=6,3 —J  =3,0 пФ.
1 +1 ,з2
Составляющие У-параметров приведены при фиксированных значениях тока коллектора /к. Для произвольных значений тока /к в режиме линейного усиления модуль проводимости прямой передачи | У21Э |, входное сопротивление /?цЭ, выходное сопротивление . Кцэ транзистора и предельную частоту fs можно определить по следующим, приближенным формулам:
где | У21э|, £цэ, £22э, fs — параметры транзистора, определенные при коллекторном токе /к1; 1К21Э|*, <7цэ, <722э» Ss—значения параметров транзистора при коллекторном токе /к2-
Другие параметры транзистора гб, gi2a, С12Э, СцЭ, С22э слабо зависят от изменений коллекторного тока и эту зависимость можно не учитывать при определении У-параметров транзистора.
Пример. Рассчитать значения составляющих У-параметров транзистора ГТ310Д с ОЭ при /к=6 мА, UK.a=—5 В на частоте f = = 10 МГц.
8*
115
Определим по графикам значения составляющих У-параметров при /к = 5 мА:
[£пэ] =5,5 мСм; р11э] =5,9 мСм; [£1гэ]=0,04 мСм; [&12э] = = 0,12 мСм; [g223] =0,54 мСм; [&22э]=0,82 мСм; [gsia] =90 мСм; [^21э] =52 мСм.
Найдем приближенное значение fs по формуле (183):
90
= 10. —= 17,3 МГц.
По формулам (193) вычислим:
^Пэ = 5’5*10-3 ’ ПГ = 6>6 мСм;
^22э ~ 0,54« 10-3 • — = 0,65 мСм;
/* = 17,3*-^-= 14,5 МГц;
6
1 ^21э I* = 104- — = 125 мСм,
где
I ^2131 = Кэо2 + 522 = 104 мСм.
Параметры gl29, Спэ(бца), С12э(&12э), С22э(б22э) слабо зависят от коллекторного тока и этой зависимостью можно пренебречь.
П-2. КЛАССИФИКАЦИЯ И МАРКИРОВКА ТРАНЗИСТОРОВ
Современные транзисторы, разработанные после 1964 г., делятся на классы по мощности (малая, средняя и большая), частотному диапазону (низкочастотные, среднечастотные, высокочастотные) и исходному полупроводниковому материалу (германиевые и кремниевые). Германиевые транзисторы могут нормально работать в диапазоне температур от —60 до 4-85° С, кремниевые от —60 до +150° С.
Обозначение типов биполярных транзисторов состоит из четырех элементов: перый элемент — буква или цифра, указывающая исходный материал (Г или 1—германий, К или 2 — кремний); второй элемент — буква Т (транзистор); третий элемент — номер, указывающий область применения транзистора по допустимой мощности рассеивания на коллекторе и частоте (табл. П-1); четвертый элемент —• буква, которая указывает разновидность типа транзистора в данной группе. Например, ГТ311А — германиевый транзистор малой мощности, высокочастотный (/^=30 МГц), разновидность А; КТ312В — кремниевый транзистор малой мощности, высокочастотный (/^30 МГц), разновидность В и т. д.
Полевые «или униполярные транзисторы классифицируются и обозначаются так же, как и биполярные транзисторы, за исключени-
116
Обозначение транзисторов в зависимости от мощности
и частотного диапазона
Частотный диапазон
Мощность, рассеиваемая на коллекторном переходе
низкочастотный
f « 3 МГц
среднечастотный
= 3	30 МГц
высокочастотный
f > 30 МГц
Малая (до 0,3 Вт) Средняя (0,3—3) Вт Большая (более 3 Вт)
101—199
401—499
701—799
201—299
501—599
801—899
301—399
601 —699 901—999
ем того, что во втором элементе вместо буквы Т стоит буква П. Например, транзистор КП301Б — кремниевый полевой транзистор малой мощности, высокочастотный (f^30 МГц), разновидность Б.
П-3. СПРАВОЧНЫЕ ДАННЫЕ И УКАЗАНИЯ ПО ЭКСПЛУАТАЦИИ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ t
При расчете высокочастотных каскадов необходимо знать тип проводимости транзистора, его классификационные параметры и конструктивные данные, а также особенности эксплуатации транзисторов. Для удобства использования справочных данных все они сведены в соответствующие таблицы.
Классификация транзисторов по назначению. Сведения о типах проводимостей транзисторов и основные каскады, в которых эти транзисторы наиболее целесообразно использовать, приведены в табл. П-2. В графе «Основное назначение» применены следующие обозначения: УВЧ — усилитель высокой частоты, УПЧ — усилитель промежуточной частоты, Г — гетеродин, ПЧ — преобразователь частоты, ВУ — видеоусилитель, И — импульсное устройство, П — переключающее устройство, ВТ — вычислительная техника.
Классификационные параметры биполярных и полевых транзисторов. Как и все полупроводниковые приборы, транзисторы разделяются на типы (подтипы) по классификационным параметрам, которые особо выделяются в технических условиях или справочных листах. Маломощные высокочастотные транзисторы классифицируются по статическому коэффициенту усиления при включении по схеме с общим эмиттером /г21э и модулю коэффициента усиления тока |^21э| на частоте 10—20 МГц. Вместо последнего параметра часто приводится предельная частота усиления по току в схеме с общим эмиттером /т, на которой |/i2ia| = l. Обычно в классификационные параметры включают емкость коллекторного перехода Ск и постоянную времени цепи обратной связи г$Ск. При расчете цепей питания и термостабилизации необходимо знать обратный ток коллектора /к.о. В табл. П-3 приведены эти параметры для биполярных транзисторов. Сноски примечаний относятся ко всем разновидностям отмеченного типа транзисторов.
117
Таблица П-2
Классификация транзисторов по назначению
Тип транзистора	Типы проводи’ мости и затвора	Основное назначение	Примечание
, Биполярные транзисторы
КТ306А—КТ306Д I п-р-п	I УВЧ, УПЧ, П I —
КТ307А—КТ307Г I п-р-п	УВЧ, Г, ПЧ Микромодуль-
“	ны схемы
ГТ308А-—ГТ308В р-п-р	УВЧ, Г, ПЧ, И —
ГТ310А—ГТ310Е	р-п-р - УВЧ, Г, ПЧ, —
УПЧ
ГТ311Е—ГТ311И \ п-р-п	УВЧ, Г, УПЧ, —
ПЧ
КТ312А—КТ312В \ п-р-п	ВУ, ВТ	-	—
ГТ313А—ГТ313Б \ р-п-р	УВЧ, Г, ПЧ, -	—
УПЧ
КТ315А—КТ315Г п-р-п	УПЧ, Г, ВТ	~
КТ319А—КТ319В I п-р-п	УВЧ, Г, ПЧ, Микромодуль-
УПЧ	ные схемы
КТ324А—КТ324Е \ п-р-п	УВЧ, Г, ПЧ, »
УПЧ
КТЗЗОД—ГТЗЗОЖ п-р-п	УВЧ, Г, ПЧ • СВЧ диапазон
КТ339А—КТ339Г п-р-п	УПЧ	Телевизионная
аппаратура
.Полевые транзисторы
КП301А—КП301Б
КП302А—КП302В КПЗОЗ
КП350А—КП350В
Изолированный
р-п-переход р-п-переход
Изолированный
УВЧ, ПЧ, И
УВЧ, ПЧ
УВЧ, УПЧ
УВЧ, Г, ПЧ,
УПЧ
Малошумящий транзистор
Полевые высокочастотные транзисторы классифицируются по статической крутизне характеристики S и входной проводимости goa. Обычно к этим параметрам добавляют входную Сц, выходную С22 и обратную проходную емкость С12. Все эти величины приведены в табл. П-4.
Конструктивные данные. При выполнении конструктивного расчета узлов радиоприемника желательно иметь сведения о размерах и весе транзисторов. В табл. П-5, кроме этих величин, указаны материал, из которого изготовлен корпус транзистора и номер рисунка с его общим видом, а также расположением выводов.
118
Таблица П-3
Классификационные параметры биполярных транзисторов
Тип транзистора	ЕГ •*	1	cry	OU J	К	о	Режим измерения			
							b	s	=r *	о о *
КТ306А1 КТ306Б КТ306В КТ306Г КТ306Д КТ307А2 КТ307Б КТ307В КТ307Г - ГТ308А ГТ308Б ГТ308В ГТ310А ГТ310Б	 ГТ310В ГТ310Г ГТ310Д ГТ310Е ГТ311Е3 гтзнж ГТ311И КТ312А4 КТ312Б КТ312В ГТ313А ГТ313Б КТ315А КТ315Б КТ315В КТ315Г КТ319А КТ319Б КТ319В КТ324А6 КТ324Б КТ324В	300 500 300 500 200 250 250 250 250 90 120 120 160 160 120 120 80 80 250 300 450 80 120 120 300— 1000 450— 1000 250 250 250 250 55 65 75 800 800 800		20—60 40—120 20—100 40—200 30—150 20 40 40 80 20—75 50—120 80—200 20—70 60—180 20—70 60— 180 20—70 60— 180 15—80 50—200 100—300 10—100 25—100 50—250 20—250 20—250 20—90 70—130 20—90 70—350 15 25 40 20—60 40— 120 80—250	500 500 500 500 500 400 - 400 500 300 300 ‘ 300 300 500 500 75 100 75 500 400 400 30—75 >40 300 500 500 , 500	5 5 5 5 5 6 6 6 6 8 8 8 4 4 5 5 5 5 2,5 2,5 2,5 5 5 5 2,5 2 7 7 7 7 2,5 2,5 2,5	0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 2,0 2,0 2,0 5 5 5 5 5 5 0,5 0,5 0,5 10 10 10 0,3 0,3 1 1 1 10 10 10 0,5 0,5 0,5	5 5 '5 5 5 1 1 1 1 5 5 5 5 5, 5 5 5 5 5 5 5 10 10 10 5 5 10 UO 10 10 5 5 5 2 2 2	10 10 10 10 10 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 3 3 3 5 5 5	10 10 10 10 10 10 10 10 10. 5 5 5 5 5 5 -5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 5 10 10 10	20 20 20 20 20 20 20 20 20 20	. 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20 20
119
Продолжение таблицы
Тип транзистора	fT. МГц		и с •к	С •*	я ** о	Режим измерения			
						•К	•ч	f, МГц	•ч
КТ324Г .	600	40—120		2,5	0,5	2	5	10	20
КТ324Д	600	20—80	180	2,5	0,5	2	5	10	20
КТ324Е	600	60—250	180	2,5	0,5	2	5	10	20
ГТЗЗОД7	1600	20—300	30	2	5	10	5	10	20
ГТЗЗОЕ	1200	20—300	50	2	5	10	5	10	20
гтззож	1100	20—300	100	2	5	10	5	10	20
КТ339А8	300	25	25	0,9	1	10	7	5	25
КТ339Б	250	15	 25	0,9		10	7	5	25
КТ339В	450	25	50	0,9	1	10	7	5	25
КТ339Г	250	40	100	0,9	1	10	1 7	5	25
1 Параметр измерялся при
>=5 мА.
в;
'к.о"Ри
при
Ук-|5 *
2	Параметр измерялся при U к=2 В; Iк при UK =10 В.
3	Параметр CR измерялся при f=10 МГц; 7R	при CR =12 В.
4	Параметр 7 измерялся при {7 =15 В.
5	Параметр /R оизмерялся при {7R=12 В; f т при 7 =1 мА.
в	Параметр /г21э измерялся при (7R = 1 В, IR =10 мА; 7 при U= 10 В.
7	Параметр fT измерялся при t/R=5 В.
8	Параметр Соизмерялся при 1;,=5 В; 7„ „при С, =20 В. ТА.	К.	Л •	* Л
Т а б л и ц а' П-4
Классификационные параметры полевых транзисторов
	2						Режим измерения			
Тип	2		^0		к	2				
транзистора	S	2	с Л	сч	сч	я	S	2		cP
	Ь?	Cq	6*		и	б	и	о		*4^
КП301А1	0,15	1	3,5	3,5	0,7	0,5	15	5	10	20
КП301Б	0,15	1	3,5	3,5	1,0	0,5	15	5	10	20
КП302А2	—— 	5	<20	<10		I3	10	3	10	20
КП302Б2>3		7	<20	<10		Р	10	3	10	20
КП302В2-4	—	  —	<20	<10	^^8	16	10	3	10	20
КПЗОЗ		0,5—	4,5-	——	1,3-					
		4,5	7,0		3,0	  		— 	——	20
КП350А5	0,25	6	6	6	0,07		10	10	10	20
КП350Б	0,25	>6	6	6	0,07		10	10	10	20
КП350В	0,251	>6	6	- 6	0,07		10 J	20	10	20
1 Параметр £ои измерялся при f=				=504-1500 Гц.						
2 Параметр S измерялся при f=5(				14-1500 Гц и С,		и =0 1	в.			
3 Параметры Си,		С22 и Ci	2 измерялись при /с = 18 мА.							
4 Параметры Сц,		С22 И С]	12 измерялись при 7 =33 мА. kJ							
5 Выходная проводимость g22 приведена					вместо параметра g .					
6 Вместо тока Л „дан обратный				ТОК р-п	перехода IQ		• ио*			
120										
Таблица П-5
Конструктивные данные
	Корпус					• S 1 * О?о S
Тип транзистора	Диаметр, мм	Высота, мм	Материал	Выводы	Масса,	Номер сунка с щего в Да5
Биполярные транзисторы
КТ306А—КТ306Д	7,0	4,0	Металл	Г ибкие	1,0	45
КТ307А—КТ307Г	0,7/0,71	0,8	—  "	Г ибкие	 — 'И	46
ГТ308А—ГТ308В	11,5	8,0	Металл	Г ибкие	2,0	47
ГТ310А—ГТ310Е	3,4	2,5	Металл	Гибкие	0,1	48
ГТ311Е—ГТ311И	11,0	5,0	Металл	Г ибкие2	2,0	49
КТ312А—КТ312В	7,3	4,0	Металл	Г ибкие	0,8	50
ГТ313А—ГТ313Б	11,0	5,0	Металл	Гибкие2	2,0	49
КТ315А—КТ315Г	7,0/2,5!	6,0	Пласт-	Жесткие	0,3	51
			масса			
КТ319А—КТ319В	1,3	1,1	 —	Гибкие	0,01	
КТ324А—КТ324Е	0,7/0,71	0,8				Г ибкие	— -	46
гтззод—гтззож	7,4	3,3	Металл	Жесткие2	0,5	52
КТ339А—КТ339Г	8,0	5,3	Металл	Гибкие2			53
Полевые транзисторы
КП301А—КП301Б
КП302А—КП302В КПЗОЗ
КП350А—КП350В
6,0
9,4
5,5
6,0
5,3
6,0
5,1
5,3
Металл Металл Металл Металл
' Гибкие3 Г ибкие3 Г ибкие3 Г ибкие4
54
55
56
57
)
1	Указаны длина и ширина корпуса.
2	В указанных типах биполярных транзисторов вывод коллектора не соединен с корпусом: имеется четвертый вывод, который подключен к корпусу.
3	У этих полевых транзисторов корпус имеет отдельный вывод.
4	Вывод корпуса соединен с истоком.
3	Все размеры даны в мм.
Указания по эксплуатации. Особенности применения и эксплуатации транзисторов в значительной степени зависят от их конструктивного выполнения. Общими для всех транзисторов, кроме мик-ромодульных, являются требования к креплению их к монтажной плате. Все транзисторы при монтаже крепятся с помощью специальной панельки или путем пайки выводов оловом не ближе 5 мм от корпуса. Для транзисторов типа КТ306, КТ312, КТ339 это расстояние может быть уменьшено до 3 мм. Изгиб выводов желательно выполнять радиусом не менее 1,5 мм и не ближе 3—5 мм от корпуса. При эксплуатации транзисторов в аппаратуре, подверженной механическим воздействиям с ускорением более 2g, их необходимо дополнительно крепить за корпус. Должны быть также приняты меры против перегрева транзисторов в процессе пайки (время пайки не более 3 с).
121
Рис. 45. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа КТ306 (все размеры даны в мм).
Рис. 46. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа КТ307 и КТ324 (все размеры даны в мм).
Рис. 47. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа ГТ308 (все размеры даны в мм), —•к.
Маркировочная
точка 00.7
Коллектор
Рис. 48. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа ГТ310 (все размеры даны в мм).
Рис. 49. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа ГТ311 И .ГТ313 (все размеры даны в мм).
122
Рис. 50. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа КТ312 (все размеры даны в мм).
Рис. 51. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа К.Т315 (все размеры даны в мм).
Эмиттер
Рис. 52. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа ГТЗЗО (все размеры даны в мм).
Рис. 53. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов' типа КТ339 (все размеры даны в мм).
123
Рис. 54. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа КП301 (все размеры даны в мм).
Рис. 55. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа КП302 (все размеры даны в мм).
Рис. 56. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа КПЗОЗ (все размеры даны в мм).
Монтаж микромодульных транзисторов типа КТ307, КТ319, КТ324 в модуль должен осуществляться в условиях микроклимата. При этом необходимо принять меры, исключающие соприкосновение выводов с кристаллом и их изгиб ближе 0,3 мм от защитного покрытия кристалла. Пайку выводов целесообразно выполнять не ближе 1 мм от покрытия, исключая возможность перегрева кристалла и смолы. Для исключения фотоэффекта конструкцию микросхемы необходимо делать светонепроницаемой.
Рис. 57. Габаритный чертеж и расположение выводов транзисторов типа КП350 (все размеры даны в мм).
При пайке полевых транзисторов типа КП301, КП302, КПЗОЗ, КП350 жало паяльника нужно заземлить, а мощность паяльника не должна превышать 60 Вт с напряжением 6—12 В. Для предохранения транзисторов КП301 и КП350 от пробоя статическим 'электричеством при монтаже необходимо применять пружинные замыкатели. При этом транзистор вынимается из упаковки, сдвигается кембрик к концу выводов и растянутый пружинный замыкатель надевается на выводы у корпуса транзистора. Убедившись, что все его выводы закорочены, полностью снимается кебрик и производится пайка транзистора.
Остальные сведения, которые могут понадобиться при проектировании высокочастотных устройств, приведены в табл. П-6.
П-4. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И РЕЖИМНО-ЧАСТОТНЫЕ ЗАВИСИМОСТИ У-ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ
Чаще всего при расчетах каскадов используются два семейства статических характеристик транзисторов: входные и выходные. При расчете преобразователя частоты необходимо знать и проходные характеристики транзистора. У-параметр.ы транзисторов, определенные по режимно-частотным зависимостям, нужны для проектирования высокочастотных каскадов различного назначения. Все эти зависимости в виде графиков приведены в настоящем параграфе, а в предыдущих показано на примерах, как ими пользоваться.
125
Эксплуатационные характеристики
л
А Л ч
Р <ъ> 2
Тип транзисторов
Диапазон рабочих температур, °C
Максимальное напряжение коллектор—эмиттер (сток—исток), В, при сопротивлении кОм
Таблица П-6
К ъо (D	П Д (D Рн 3 » s-м К S 2 ° \о 2" So* s 2^ I  Д 5 + Я Ръ Ш —	1 ф в> 2* 2 S X о f-сО Л (D о 3 kJ д g < >»х	Относительная влажность при температуре (=40°С, %	Срок службы, тыс. ч
15	1	150		10
1 —			 
15	150	95—98	10
31			95—98	5
7,52	25	95—98	5
7,52	75	98	5
З1	50	95—98	i	5
— 	—	1^1	5
	1	—	1—		5
	1	 		10
	1	—	95—98	7,5
«—1	1	—	98	5
		 »| 	1	’ 1 "
	1		1	—
	1!		,1	1
  t	I	— ~	95—98	1 10
10(3) Ю(3) 12(1)
1 150(90) 15(55)
150(40) 20(30)
150(25) 225(30)
100(20) 150(25)
. 100(25) 15(55) 50(25)
250(55)
200(25) 300(20) 150(20) 200(25)
при вибрации
при вибрации 10—600 Гц.
КТ306А—КТ306Д
КТ307А—КТ307Г
ГТ308А—ГТ308В
ГТ310А—ГТ310Е
ГТ311Е—ГТ311И
КТ312А—КТ312В
ГТ313А—ГТ313Б
КТ315А—КТ315Г
КТ319А—КТ319В
КТ324А—КТ324Е ГТЗЗОД—ГТЗЗОЖ КТ339А—КТ339Г
КП301А—КП301Б
КЛ302А—КП302В КПЗОЗ
КП350А—КП350В5
1 Ускорение измерено 3 Ускорение измерено .
3 Для транзисторов типа КТ339Б эта величина

50
10
50
30
10
10
20
20
15 24^
30
10—70 Гц.
—55-ь +60
—20-ь +55
—40-ь +60
—40-ь +80
—20 ь- +55
—40-ь +60
—10 —{-55
40—;—85
12(2)
12(0,5) 25(10)
15
403
20
20
20
15
составляет 25 В.	А
. -	..-	.	ьный ток стока составляет 43 мА, а для К.П302В — 80 мА.
ва с“р 2
равно 15 В. При темпе-
£’
г
Рис. 62. Зависимость входной проводимости Уцз транзисторов КТ306Г от частоты и тока коллектора.
О 10 20 30 40 50 60 70 80 90100мОм
921э
Рис. 63. Зависимость проводимости прямой передачи У21Э транзисторов КТ306Г от частоты и тока коллектора.
Рис. 64. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов КТ306Г от частоты и тока коллектора.
Рис. 65. Зависимость входной проводимости УцЭ транзисторов КТ307А от частоты и тока коллектора.
128
Рис. 67. Зависимость выходной проводимости Y22a транзисторов КТ307А от частоты и тока коллектора.
Рис. 66. Зависимость проводимости прямой передачи У21э транзисторов КТ307А от частоты и тока коллектора.
Рис. 68. Входные характеристики транзисторов типа ГТ308А по схеме с общим эмиттером.
Рис. 69. Входные характеристики транзисторов типа ГТ308Б по схеме с общим эмиттером.
9—441
129
Рис. 70. Входные характеристики -транзисторов типа ГТ308В по схеме с общим эмиттером,
Рис. 71. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ308А по схеме с общим эмиттером.
Рис. 72. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ308Б по схеме с общим эмиттером.
Рис. 73. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ308В по схеме с общим „эмиттером.
130
Рис. 74. Выходные характеристики транзисторов типа ГТ308А— ГТ308Б по схеме с общим эмиттером.
Рис. 75. Выходные характеристики транзисторов типа ГТ308В по схеме с общим эмиттером.
-10 О 10 20 30 40 50мОм
0 2 4 6 8 101214161820 222426мСм
Рис. 77. Зависимость проводимости прямой передачи У21э транзисторов ГТ308А—ГТ308Б от частоты и тока коллектора.
Рис. 76. Зависимость входной проводимости Уцэ транзисторов ГТ308А—ГТ308Б от частоты и тока коллектора.
Рис. 78. Зависимость выходной проводимости У22э транзисто-ров ГТ308А—ГТ308Б от частоты и тока коллектора.
9*
Рис. 79. Зависимость входной проводимости Уцэ транзисторов ГТ308В от частоты и тока коллектора.
131
0,5 1ft 1,5 2ft 2,5мОм

Рис. 81. Зависимость выходной проводимости У22Э транзисторов ГТ308В от частоты и тока коллектора.
.т
A j
№
Рис. §0. Зависимость проводимости прямой передачи У21Э транзи-тока

I
и
сторов ГТ308В от частоты коллектора.


r
»

Рис. 82. Входные характеристики транзисторов, типа ГТ310. по схеме с . общим эмиттером.
\ г
Рис. 83. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ310 по схёме с общим эмиттером..

4

1

- £а
 -а®
И
132
Рис. 84. Выходные характеристики транзисторов типа ГТ310 по схеме с общим эмиттером.
Рис. 85. Зависимость входной проводимости Гцэ транзисторов ГТ310Д от частоты и тока коллектора.
мОм 0,2 0,15
0/5 О
			П310Д						
			и,		-5В				
г % Z		'91.	?3 +	jb					
	'гз'						5	\М! 		ц
							. 10/.		
									
									
				*					
									
			-%		9 /				
		•							
									
								•	
								'	
	_3(	94						•	
	£							1	
								f	
		3	1мА						
		I,	<					f	
						-		bi 				
0,05
0,15
О/
0/5
0,4
0,45 мОм
Рис. 86. Зависимость проводимости обратной передачи Yl23 транзисторов ГТ310Д от частоты и тока коллектора.
133
Рис. 87. Зависимость проводимости прямой передачи Y2i3 транзисторов ГТ310Д от частоты и тока коллектора.
Рис. 88. Зависимость выходной проводимости Y229 транзисторов ГТ310Д от частоты и тока коллектора.
Рис. 89. Входные характеристики транзисторов типа ГТ311Е—ГТ311И по схеме с общим эмиттером.
Рис. 90. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ311Е по схеме с общим эмиттером.
134
Рис. 91. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ311Ж по схеме с общим эмиттером.
Рис. 92. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ311И по схеме с - общим эмиттером.
Рис. 93. Выходные характеристики транзисторов типа ГТ311Е по схеме, с общим эмиттером.
Рис. 94. Выходные характеристики транзисторов типа ГТ311Ж по схеме с общим эмиттером.
О „ 20 Ч-О 60 80 мОм I 11	..... ы
Рис. 97. Зависимость проводимости прямой передачи У21Э транзисторов ГТ311Е от частоты и тока коллектора.
Рис. 95. Выходные характеристики транзисторов типа ГТ311И по схеме с общим эмиттером.
135
Рис. 96. Зависимость транзисторов ГТ311Е тора.
ВХОДНОЙ ПРОВОДИМОСТИ Уцэ от частоты и тока коллек-
Рис. 98. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов ГТ311Е от частоты и тока коллектора.
Рис. 99. Зависимость входной проводимости Упэ транзисторов ГТ311Ж от частоты и тока коллектора.
136
водимости прямой передачи У21э транзисторов ГТ311Ж от частоты и тока коллектора.
Рис. 101. Зависимость выходной проводимости
ГТ311Ж от частоты и тока коллектора.
У22э транзисторов
Рис. 102. Зависимость входной проводимости Уцэ транзисторов ГТ311И от частоты и тока кол-лектопа.
137
О го чо 60 80	100 120 мОм
Рис. 103. Зависимость проводимости прямой передачи ¥2)а транзисторов ГТ311И от частоты и тока коллектора.
Рис. 104. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов ГТ311И от частоты и тока коллектора.
Рис. 107. Проходные характеристики транзисторов типа КТ312В по схеме, с общим эмиттером.
Рис. 105. Входные характеристики транзисторов типа КТ312 по схеме с общим эмиттером.
Рис. 106. Проходные характеристики транзисторов типа КТ312А—КТ312Б по схеме с общим эмиттером.
138

ммвжмймJ	-т—р-——j—f-T~^H^r~rrrrrwi। hi— < "| —i~vi~—^niiiTn ‘»A>v—>ип> шожмЖяАамнмш
О 10 20 30	40 50 860 0	10 20 30	40 50 8 60
Рис. Ю8. Выходные характеристики транзисторов типа КТ312А— КТ312Б по схеме с общим эмиттером.
Рис. 109. Выходные характеристики транзисторов типа КТ312В по схеме с общим эмиттером.
О 1ft 2,0 Зр 4.0 5р брмСм
Рис. ПО. Зависимость входной проводимости Уцэ транзисторов К.Т312А от частоты (до ^30 МГц) и тока коллектора.
Рис. 111. Зависимость проводимости обратной передачи ^12э и емкости обратной передачи С12э транзисторов КТ312А от частоты (до f^30 МГц).
20 30 40 50 60  70 80 90 100 110 120мСм О
-10
-20
-30
-40
-50
мСм
-60
Рис. 112. Зависимость проводимости прямой передачи У21э транзисторов КТ312А от частоты (до /=С30 МГц) и тока коллектора.
139
Рис. 113. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов КТ312А от частоты (до 7^30 МГц) и тока коллектора.
Рис. 114. Зависимость входной проводимости Уцэ транзисторов КТ312А—КТ312Б от частоты и тока коллектора.
Рис. 115. Зависимость проводимости прямой передачи У21Э транзисторов КТ312А—КТ312Б от частоты и тока коллектора.
140
Рис. 116. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов КТ312А—КТ312Б от частоты и тока коллектора.
Рис. 117. Зависимость входной проводимости УцЭ транзисторов КТ312В от частоты и тока коллектора.
-10	0	10 20 30 ЧОмСм
Рис. 118. Зависимость проводимости прямой передачи Y2l3 транзисторов КТ312В от частоты и тока коллектора.
Рис. 119. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов КТ312В от частоты и тока коллектора.
141

:	Tur
Рис. 120. Входные характеристики транзисторов типа ГТ313А—ГТ313Б по схеме с общим эмиттером.
Рис. 121. Проходные характеристики транзисторов типа ГТ313А—ГТ313Б по схеме с общим эмиттером.
Рис. 122. Выходные характеристики транзисторов типа ГТ313А—ГТ313Б по схеме с общим эмиттером.
142
Рис. 123. Зависимость входной проводимости Уцэ транзисторов ГТ313А от частоты и тока коллектора.
Рис. 124. Зависимость проводимости прямой передачи Pais транзисторов ГТ313А от частоты и тока коллектора.
0,5	1,0 1,5 2,0 мОм
Рис. 125. Зависимость выходной проводимости Уааэ транзисторов ГТ313А от частоты и тока коллектора.
143
Рис. 126. Зависимость входной проводимости Уна транзисторов КТ315В от частоты и тока коллектора.
Рис. 127. Зависимость ирово-димости обратной передачи У12э транзисторов КТ315В- от частоты и тока коллектора.
Рис. 128. Зависимость проводимости прямой передачи У21Э транзисторов KT315J3 от частоты и
тока коллектора.
144
Рис. 129. Зависимость выходной проводимости Уггэ транзисторов КТ315В от частоты и тока коллектора.
Рис. . 130. Зависимость входной проводимости Уцз транзисторов КТ319В от частоты и тока коллектора.
Рис. 133. Зависимость выходной проводимости У22Э транзи-сторов КТ319В от частоты в тока коллектора.
Рис. 131. Зависимость проводимости обратной передачи gi28 и емкости обратной передачи Cisa транзисторов КТ319В от частоты.
10—441
145
Рис. 132. Зависимость проводимости прямой передачи У21э транзисторов КТ319В от частоты и тока коллектора.
Рис. 134. Зависимость входной проводимости УцЭ транзисторов КТ324Д от частоты и тока коллектора.
Рис. 135. Зависимость проводимости прямой передачи У2}э транзисторов КТ324Д от частоты и тока коллектора.
Рис. 136. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов КТ324Д от частоты и тока коллектора.
Рис. 137. Входные характеристики транзисторов типа ГТЗЗО' по схеме с-общим эмиттером.
Рис. 138. Проходные характеристики транзисторов типа ГТЗЗО по схеме с общим эмиттером.
Рис. 139. Выходные характеристики транзисторов типа ГТЗЗО по схеме с общим эмиттерам.
10*
147
Рис. 140. Зависимость входной проводимости Уцэ транзисторов ГТЗЗОД от частоты и тока коллектора.
Рис. 141. Зависимость проводимости прямой передачи Yzia транзисторов ГТЗЗОД от частоты и тока коллектора.
Рис. 142. Зависимость выходной проводимости У22Э транзи-сторов ГТЗЗОД от частоты и тока коллектора.
148
1
Рис. 143. Входные характеристики транзисторов типа КТ339 по схеме с общим эмиттером.
Рис. 144. Проходные характеристики транзисторов типа КТ339 по схеме с общим эмиттером.
Рис. 145. Выходные характеристики транзисторов типа КТ339 по схеме с общим эмиттером.
Рис. 146, Зависимость входной проводимости УИэ транзисторов КТ339 от частоты и тока коллектора.
149
Рис. 147. Зависимость проводимости прямой передачи У21э транзисторов КТ339 от частоты и тока коллектора.
Рис. 148. Зависимость выходной проводимости У22э транзисторов КТ339 от частоты и тока коллектора.
0,1 0,07 0,05 005
Рис. 149. Выходные характеристики транзисторов типа КП301 по схеме с общим истоком.
1 0,7 0,5 0,5 0,2
КП301А
100	200	500 МГц
Рис. 150. Зависимости £ц, bn, g22, b22, | У2(1 транзисторов КП301А по схеме с общим истоком от частоты.
150
Рис. 151. Выходные характеристики транзисторов типа КП302А по схеме с общим истоком.
Рис. 152. Выходные характеристики транзисторов типа КП302Б по схеме с общим истоком.
Рис. 153. Выходные характеристики транзисторов типа КП302В по схеме с общим истоком.
Рис. 154. Зависимости 6ц, g2s,' bzz, I ^2i I’ транзисторов КП302А по схеме с общим истоком от частоты.
151
10
Рис. 155. Выходные характеристики транзисторов типа КПЗОЗ по схеме с общим истоком.
^22,
Рис. 156. Зависимости £ц, &ц, транзисторов КПЗОЗ по схеме с общим истоком от частоты.

f
*
Рис. 157. Выходные характеристики транзисторов типа КП350А по схеме с общим истоком.
Рис. 158. Зависимости gn, &ц, Ьц, g22, Ьц, | У211 транзисторов типа КП350А по схеме с общим истоком от частоты,
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Транзисторы. Справочник. Под ред. И. Ф. Николаевского. М., «Связь», 1969, 623 с.
2.	Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам. Под ред. Н. Н. Горюнова, М., «Энергия», 1968, 350 с.
3.	Акулов И. И. и др. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. М., «Связь», 1966, 512 с.
4.	Зайцева О. В. Транзисторы широкого применения. — «Радио», 1968, № 10, с. 50—52.
5.	Фалькович С. Е., Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных устройств с транзисторными усилителями. М., «Энергия», 1970, 128 с.
6.	Радиоприемные устройства. Проектирование и расчет. Под ред. Р. А. Валитова и А. А. Куликовского. М., «Советское радио», 1968, 384 с.
7.	Терещук Р. М., Фукс Л. Б. Малогабаритная аппаратура. Киев. «Наукова думка», 1967, 448 с.
8.	Екимов В. Д. Проектирование транзисторных приемников. — «Радио», 1966, № 8, 9, с. 26—29, 44—47.
9.	Герасимов С. М., Мигулин И. Н., Яковлев В. Н. Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов. Гостсхиздат УССР, 1961, 431 с.
10.	Дробов С. А. Радиопередающие устройства. М., Воениздат, 1951,1019 с.
11.	Сифоров В. И. Радиоприемные устройства. М., Воениздат, 1954, 804 с.
12.	Невежин В. К., Маранц В. Г., Сопов О. В. Полевые транзисторы.— В кн.: Полупроводниковые приборы и их применение. М., «Советское радио», 1971, с. 128—158.
13.	Малин Б. В., Сонин Н. С. Параметры и свойства полевых транзисторов. М., «Энергия», 1967, 112 с.
14.	Акимов Ю. С. Некоторые вопросы методики измерения канальных транзисторов. — «Вопросы радиоэлектроники. Серия 11», I960, вып. 2, с. 61—69.
153
15.	Пустоваров В. Е. Линейная аппроксимация выражений для расчета проводимостей Гц, У21 и У22 транзисторов. — «Реферативная информация по радиоэлектронике», 1971, № 11, с. 14.
16.	Бобров Н. В. и др. Радиоприемные устройства. М., «Советское радио», 1971, 495 с.
17.	Домнин Б., Гордеева В. Новые транзисторы. — «Радио», 1971, № 5, с. 51—59.
18.	Ноздрина Ж. П., Пелехов В. В. Транзисторы К.Т339А — КТ339Г, Информационно-справочный листок № 1523. М., Министерство электронной промышленности СССР, с. 4.
19.	Чаповский М. 3. Методы стабилизации транзисторных усилителей. Киев, «Техника», 1964, 195 с.
20.	Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах (теория и расчет). Под ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972, 464 с.
21.	Смогилев К. А. и др. Радиоприемники СВЧ. М., Воениздат, 1967, 556 с.
22.	Куликовский А. А., Болошин И. А., Потрясай В. Ф. Основы учебного проектирования радиоприемников. М., Госэнергоиздат, 1956, 328 с.
23.	Чаповский М. 3. Улучшение качественных показателей транзисторных усилителей. М., «Связь», 1968, 232 с.
24.	Полковский И. М., Стабилизация параметров транзисторных усилителей. М., «Энергия», 1973, 336 с.
25.	Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. М., «Энергия», 1973, 374 с.
26.	Носов Ю. Р., Хазанов Б. И. Уравнение термостабильности усилителя напряжения на полупроводниковых триодах различных типов. — «Радиотехника», 1960, № 3, с. 38—45.	,
27.	Аникеев Е. 3. и др. Расчет усилителей высокой частоты по параметрам технических условий на транзисторы. — «Полупроводниковые приборы .в технике электросвязи», 1967, вып. 1, с. 70—83.
28.	Транзисторы. Параметры, методы измерений и испытаний. М., «Советское радио», 1968, 504 с.
29.	Екимов В. Д., Павлов Н. М. Проектирование радиоприемных устройств. М., «Связь», 1968, 503 с.
30.	Николаевский И. Ф., Игумнов Д. В. Параметры и предельные режимы работы транзисторов. М., «Советское радио», 1971, 382 с.
31.	Барулин Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах. М., «Связь», 1969, 144 с.
32.	Савельев С. А., Челноков О. А. Высокочастотные параметры и эквивалентная схема транзистора П411. — «Полупроводниковые приборы и их применение», 1963, вып. 10, с. 310—338.
154
33.	Лоу и др. Основы полупроводниковой электроники. М., «Советское радио», 1958, 580 с.
34.	Wolfgang W. Gartner. Temperature Depemdence of Junction Transistor Parameters.—«Proceeding of the IRE», 1957, v. 45, № 5, p. 662—680.
35.	Pritchard R. L. Frequency Variations of Junction — Transistor Parameters.—«Proceeding of the IRE», 1954 v. 42, № 5. p. 679—681.
36.	Берестенев П. Д. и др. Радиотехнические схемы на полупроводниковых приборах. Куйбышев (Куйбышевское книжное изд-во), 1969, 240 с.
37.	Калихман С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовещательных приемников на полупроводниковых приборах. М., «Связь», 1969, 448 с.
38.	Аронов В. Л., Каменецкий Ю. А., Сметанина Д. И. Высокочастотные свойства транзисторов типа ГТ311 и ГТ313. — «Полупроводниковые приборы и их применение», 1969, вып. 22, с. 89—105.
1
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие............................................    3
1.	Эквивалентные схемы биполярных транзисторов	.....	5
2.	Малосигнальные параметры и формальные эквивалентные схемы биполярных транзисторов........................ 7
3,	Сравнение существующих методик расчета /-параметров транзисторов ........................................... 14
4.	Шумы в биполярных	транзисторах..................... 17
5.	Эквивалентные схемы	и параметры	полевых транзисторов 26
6.	Внутренние шумы полевых транзисторов................. 30
7.	Рекомендации по выбору транзисторов высокочастотных каскадов................................................ 34
8.	Расчет цепей термостабилизации высокочастотных усилительных каскадов........................................ 35
9.	Расчет диапазонного усилителя высокой частоты с двойным автотрансформаторным включением контура ....	50
10.	Расчет диапазонного усилителя высокой частоты с трансформаторной связью в режиме «удлинения» .....	59
11.	Расчет усилителя высокой частоты с фиксированной частотой настройки.......................................... 66
12.	Расчет одноконтурного усилителя промежуточной частоты	72
13.	Расчет двухконтурного усилителя промежуточной частоты	79
14.	Расчет усилителя промежуточной частоты с фильтром сосредоточенной-избирательности (ФСИ).................  .	87
15.	Расчет транзисторного преобразователя частоты ....	93
16.	Расчет маломощного транзисторного автогенератора с автотрансформаторной обратной связью....................... 98
17.	Расчет транзисторного детектора амплитудно-модулиро-ванных сигналов .	.	.	'............................ 105
Приложение.............................................. 111
П-1. Определение параметров транзисторов с помощью графиков ................................................ 111
П-2. Классификация и маркировка транзисторов............ 116
П-3. Справочные данные и указания по эксплуатации высокочастотных транзисторов ................................ 117	’
П-4. Статические характеристики и режимно-частотные зависимости У-параметров транзисторов........................ 125	<
Список литературы ...................-................... 153	'
ных устройств на транзисторах. М., «Энергия», 1975.
160 с. с ил.
Перед загл. авт.: 3. Н. Музыка, В. Е. Пустоваров, Б. Г." Синицкий.
В книге даны общие сведения о высокочастотных транзисторах и их параметрах, приведены эквивалентные схемы биполярных и по- » левых транзисторов без учета и с учетом внутренних шумов.
Изложены методика и порядок расчета типовых высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. Книга проиллюстрирована большим числом примеров. Приведены графики зависимостей действительной и мнимой составляющих F-параметров основных типов современных высокочастотных транзисторов от тока коллектора и частоты.
. Книга предназначена для студентов радиотехнических специальностей старших курсов в качестве учебного пособия при курсовом и дипломном проектировании. Она может быть использована также инженерно-техническими работниками, занимающимися разработкой радиоэлектронной аппаратуры на транзисторах.
30404-275
М -----------
051(01)-75
306-75
6 ФОЛ 2
МУЗЫКА Зиновий Николаевич ПУСТОВАРОВ Владимир Евгеньевич СИНИЦКИЙ Борис Гаврилович
РАСЧЕТ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ КАСКАДОВ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Редактор Г. М. Крылов
Редактор издательства А. А. Цитленко
Обложка художника А. А. Иванова
Технический редактор Т. А. Маслова Корректор В. С. Антипова
Сдано в набор 26/XI 1974 г. Подписано к печати 12/11 1975 г.
Г-03401 Формат 84Х 1О8'/з2 Бумага типографская № 3
Усл. печ. л. 8,4	Уч.-изд л. 7,91
Тираж 30 000 экз.	Зак. 441	Цена 40 коп.
Издательство «Энергия»,
Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10.
Владимирская типография Союзполиграфпрома при Государственном комитете Совета Министров СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли Гор. Владимир, ул. Победы, д. 18-6.