Автор: Шахгильдян В.В.
Теги: электротехника радиотехника радиоэлектронные аппараты радиоприемники
Год: 1976
Текст
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ
Под редакцией
доктора техн, наук
В. В. ШАХГИЛЬДЯНА
ДОПУЩЕНО МИНИСТЕРСТВОМ СВЯЗИ СССР
В КАЧЕСТВЕ УЧЕБНОГО ПОСОБИЯ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОТЕХНИЧЕСКИХ ИНСТИТУТОВ СВЯЗИ
Scan Pirat
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ*
МОСКВА 1976
6Ф2.12
П78
УДК 621.396.61.001.2(075.8)
Проектирование радиопередающих устройств.
П78 Под ред. В. В. Шахгильдяна. Учеб, пособие для вузов.
М., «Связь», 1976.
432 с. с ил.
На обороте тит. л. авт.: В. Н. Аксенов, А. М. Захаров,
Э. С. Забалканский и др.
Рассмотрены вопросы проектирования радиопередающих устройств
различного диапазона волн и мощностей. Дана методика расчета связных
радиовещательных и телевизионных радиопередатчиков, а также радио- -
передатчиков радиорелейной и космической связи Изложены особенности
проектирования транзисторных каскадов радиопередающих устройств и
возбудителей различного диапазона частот
Книга рассчитана на студентов вузов связи, а также может быть
полезна для разработчиков радиотехнической аппаратуры.
30404—026
11 045(01)—76 27—76
6Ф2.12
Рецензенты: Кафедры передающих устройств МЭИС и ЛЭИС
Ваган Ваганович Шахгильдян, Борис Беньяминович Штейн,
Михаил Сократович Шумилин, Василий Алексеевич Власов, Ва-
лерий Михайлович Розов, Александр Алексеевич Ляховкин, Вик-
тор Борисович Козырев, Валерий Петрович Нуянзин, Эдуард
Сергеевич Забалканский, Ариан Михайлович Захаров, Григорий
Абрамович Зейтленок, Андрей Иванович Лебедев-Карманов, Алек-
санд Евгеньевич Рыжков, Арон Залманович Хайков, Алексей
Иванович Хотяков, Владимир Николаевич Аксенов, Андрей
Андреевич Пименов, Евгений Паулович Хмельницкий
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Редактор Л. И. В е н г р е н ю к
Обложка художника А. Н. Панченко
Техмический редактор Е. Р. Черепова,
Г. И. Колосова
Корректор Г. Ф. К ц о е в а
Сдано в набор 20/Х 1975 г Подп. в печ. 16/1 1976 г.
Т-01517 Формат 60x90/i« Бумага тип. № 3 27,0 усл -печ. л-
28,57 уч-изд л. Тираж 27 000 экз Изд № 16 200. Зак. № 243
Цена 1 руб. 23 коп.
Издательство «Связь».
Москва 101000, Чистопрудный бульвар, д 2
Типография издательства «Связь» Госкомиздата СССР
Москва 101000, ул. Кирова, д. 40
© Издательство «Связь», 1976 г.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие...................................................... 6
Глава 1. Введение
1.1. Общие сведения.................................................... ?
1.2. Электровакуумные приборы для радиопередающих устройств ... 8
1.3. Общие рекомендации по построению структурной схемы тракта высо-
кой частоты передатчика.............................................. 16
Список литературы ................................................ 19
Глава 2. Радиопередатчики длинных и средних волн
^2.1. Типы и назначение передатчиков..................................21
2.2. Основные требования к передатчикам...............................22
2.3. Структурные схемы................................................25
2.4. Расчет системы выходных контуров...................ч . 33
2.5. Особенности принципиальных схем выходной ступени.................36
Список литературы ............................................... 41
Глава 3. Проектирование передатчиков коротковолнового диапазона
. 3.1. Типы передатчиков и требования к ним............................42
3.2. Структурные схемы.................................................45
3.3. Выбор режима и расчет лампового резонансного усилителя ... 52
3.4. Расчет условий устойчивости и коэффициента усиления по мощности
* резонансных каскадов...............................................56
С3.5. Ступени широкополосного усиления................................ 62
3.6. Проектирование широкополосных трансформаторов КВ диапазона 70
’ 3.7. Колебательные системы . ...............................84
'3.8. Фильтрация гармоник......................’.......................94
' Список литературы.................................................106
'} Глава 4. Расчет режимов генераторов с амплитудной модуляцией
'4.1. Краткие сведения об амплитудной модуляции.......................109
>4.2. Модуляция на управляющую сетку смещением........................ НО
4.3. Расчет усилителей модулированных колебаний.......................113
4.4. Модуляция на пентодную сетку.....................................114
4.5. Анодная модуляция................................................115
Список литературы.................................................121
Глава 5. Модуляторы связных и радиовещательных передатчиков
5.1. Модуляторы связных передатчиков..................................122
5.2. Модуляторы радиовещательных передатчиков.........................127
* 5.3. Отрицательная обратная связь в модуляторах.....................140
Список литературы ............................................... 143
’ Глава 6. Однополосные передатчики коротковолнового диапазона
6.1. Общие сведения...................................................- 144
6.2. Структурные схемы однополосных передатчиков.......................145
'6.3. Групповой сигнал в тракте однополосного передатчика .... 149
6.4. Порядок проектирования передатчика с ОМ.......................... 151
6.5. Технический расчет выходного каскада ... .... 156
3
Стр.
6.6. Расчет промышленного КПД передатчика с ОМ.........................164
Список литературы ................................................ 165
Глава 7. Проектирование оконечных каскадов транзисторных передатчиков
7.1. Введение....................................................167
7.2. Генераторный транзистор и его параметры.....................168
7.3. Классификация транзисторных генераторов.....................174
7.4. Генераторы в недонапряженном и критическом режимах . . . 178
7.5. Генераторы в ключевом и перенапряженном режимах . . . . 194
7.6. Особенности проектирования промежуточных каскадов .... 208
7.7. Особенности проектирования генераторов при коллекторной амплитуд-
ной модуляции....................................................209
7.8. Проектирование цепей связи..................................212
7.9. Расчет теплового режима.........................................
Список литературы..............................-..................216
Глава 8. Возбудители
8.1. Вводные замечания.................................................218
1.2. Выбор и обоснование функциональной схемы датчика опорных частот 219
1.3. Формирование видов работ в возбудителе......................226
1.4. Выбор частот возбудителя..........................................230
Список литературы..................................................232
'лава 9. Проектирование и расчет колебательных систем усилителей
метрового, дециметрового и сантиметрового диапазонов
1.1. Особенности конструкций усилительных приборов...............234
).2. Принципы построения колебательных систем усилителей .... 242
1.3. Колебательные системы с использованием однородных линий . . 249
1.4. Колебательные системы с использованием неоднородных линий . . 266
).5. Цепи связи..................................................274
).6. Цепи питания усилителя......................................292
Список литературы............................................294
Глава 10. Вещательные передатчики изображения диапазонов ОВЧ и УВЧ
,0.1. Общие сведения.............................................296
0.2. Составление общей структурной схемы.......................297
0.3, Построение и расчет тетродных каскадов УМК ...... 310
0.4. Построение и расчет тракта широкополосного транзисторного УМК, 320
0.5. Построение и расчет тракта модулированных колебаний на проме-
жуточной частоте..................................................325
Список литературы ............................................... 333
'лава 11. Передатчики ЧМ вещания и звукового сопровождения
елевизиоииых программ
1.1. Основные технические характеристики передатчиков ЧМ вещания и
звукового сопровождения..............................................334
1.2. Составление структурных схем передатчиков . ...... 334
1.3. Проектирование каскадов тракта усиления ВЧ......................341
1.4. Проектирование частотных модуляторов на варикапах .... 345
Список литературы ............................................... 349
'лава 12. Передатчики на клистронах для тропосферной и космической
вязи и телевидения
2.1. Основные технические характеристики передатчиков тропосферных
и космических линий связи ...................................... 350
2.2, Составление структурных схем....................................351
2.3. Выбор типа клистрона............................................353
12.4. Расчет электрических и геометрических параметров клистрона . . 355
12.5. Расчет режима усилителя..........................................363
12.6. Поверочный расчет частотных характеристик........................369
12.7. Коэффициент усиления. Мощность возбудителя.......................370
12.8. Составление принципиальной схемы клистронного усилителя . . 371
12.9. Проектирование клистроиных усилителей телевизионной радио-
станции ...............................................................373
1'2.10. Расчет режимов клистронного усилителя передатчика изображения 377
12.11. Расчет режима клистронного усилителя передатчика звукового со-
провождения ...........................................................382
12.12. Построение схемы оконечных каскадов телевизионных клистроиных
усилителей.............................................................384
Список литературы..............................-.................386
Глава 13. Усилители и автогенераторы УВЧ и СВЧ
иа металлокерамических лампах
13.1. Вводные замечания...........................................387
13.2. Схемы усилителей и автогенераторов..........................387
13.3. Расчет режима усилителя мощности............................389
13.4. Пример расчета режима и колебательной системы усилителя . . 395
13.5. Усиление модулированных колебаний...........................406
13.6. Расчет режима автогенератора................................408
Список литературы .............................................. 410
Глава 14. Передатчики радиорелейной связи
14.1. Вводные замечания...........................................411
14.2. Основные требования к передатчикам РРЛ с частотной модуляцией 412
14.3. Построение структурных схем ЧМ РРЛ передатчиков . . . . 415
14.4. Проектирование частотных модуляторов на варикапах .... 419
14.5. Проектирование частотных модуляторов на отражательных клист-
ронах ................................................................422
14.6. Проектирование СВЧ смесителей передатчиков..................423
14.7. Расчет полосовых СВЧ фильтров....................................426
Список литературы............................................. 426
Приложение 1.........................................................427
Приложение 2.........................................................431
ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящая книга написана как учебное пособие по кур-
совому и дипломному проектированию радиопередающих уст-
ройств для студентов вузов связи специальности «Радиосвязь и
радиовещание». Хотя курс радиопередающих устройств в вузах
связи и обеспечен двумя учебниками1), выпущенными в последние
годы издательством «Связь», однако при проведении проектиро-
вания студенты часто сталкиваются с определенными трудностя-
ми, связанными главным образом с многообразием задач проекти-
рования. С целью облегчения процесса проектирования коллекти-
вы кафедр радиопередающих устройств Московского, Ленинград-
ского и Всесоюзного заочного электротехнических институтов связи
написали настоящее пособие. В нем подробно описана методика
расчета наиболее сложных узлов радиопередатчиков, которая в
учебной литературе изложена недостаточно полно. При изложении
же сравнительно простых вопросов авторы ограничивались соот-
ветствующими ссылками на учебники.
Пособие состоит из 14 глав.
Пособие написано коллективом авторов. Глава 1 (кроме § 1.1,
1.2 и 1.5) и § 3.3 написаны М. С. Шумилиным; § 1.1, 1.2, 1.5 —
В. Н. Аксеновым и М. С. Шумилиным; гл. 2 — А. А. Пименовым;
гл. 3 (кроме § 3.3, 3.4, 3.8) — В. П. Нуянзиным; § 3.4 — А. А. Ля-
ховкиным; гл. 4 и § 3.8 — Б. Б. Штейном; гл. 5 — В. Н. Аксено-
вым; гл. 6 — В. М. Розовым; гл. 7 — В. Б. Козыревым и И. А. По-
повым; гл. 8 — В. В. Шахгильдяном и В. А. Власовым; гл. 9 —
А. М. Захаровым; гл. 10 — А. И. Лебедевым-Кармановым; гл. 11 —
А. И. Хотяковым; гл. 12 — А. 3. Хайковым и Э. С. Забалканским;
гл. 13 — Г. А. Зейтленком; гл. 14 — А. Е. Рыжковым. Приложе-
ние 1 написаны М. С. Шумилиным; приложение 2 — А. М. За-
харовым.
Замечания и пожелания по книге следует направлять в адрес
издательства «Связь» (101000, Москва-центр, Чистопрудный буль-
вар, 2)
В. В. Шахгильдян.
1> Радиопередающие устройства. Под ред. Б П. Терентьева. М, «Связь»,
1972. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка М., «Связь», 1969.
6
Глава 1
ВВЕДЕНИЕ
♦
1.1. Общие сведения
Курсовой и дипломный проекты представляют собой
сравнительно сложный комплекс вопросов схемного, расчетного и
конструктивного характера. Приходится выбирать способ модуля-
ции или манипуляции, схемы, лампы и транзисторы, элементы
колебательных систем, источники питания, решать и другие во-
просы путем технико-экономического сравнения возможных ва-
риантов и ознакомления с уже выпущенными проектами. Квали-
фицированно решить эти вопросы, пользуясь только учебниками,
затруднительно. Это пособие облегчит студентам процесс проекти-
рования.
В связи с быстрым ростом сети радиопередающих станций Со-
ветского Союза, повышением требований к качеству и надежности
их работы особое внимание студентов обращается на необходи-
мость использования в разрабатываемых ими проектах новых и
новейших достижений отечественной и зарубежной техники в об-
ласти радиопередающих устройств. Сюда относятся такие вопросы,
как применение новых мощных радиоламп с активированным ка-
тодом, в отдельных случаях разборных радиоламп; мощных ламп
с воздушным и испарительным охлаждением; выбор экономически
наиболее выгодных режимов анодной цепи и накала; широкое
применение транзисторов, экранированных ламп, схемы с зазем-
ленной сеткой, ультралинейных каскадов усиления в модуляторах;
использование электронных манипуляторов, быстродействующей
электронной защиты; применение широкополосных усилителей
(например, с распределенным усилением) и др.
Материал книги подобран так, чтобы проектантам не было
необходимости прибегать к использованию большого количества
дополнительной литературы. Вместе с тем пособие не претендует
на то, чтобы охватить все вопросы, возникающие при проектиро-
вании, вследствие большого разнообразия тем, предлагаемых сту-
дентам, и неоднозначности возможных решений. В частности, по-
собие не содержит полных справочных материалов по параметрам
ламп, транзисторов и других радиотехнических изделий.
В пособии даются направление и порядок проектирования, при-
ведены методы выбора схем и их основных параметров, дано зна-
7
чительное количество формул и таблиц с указанием границ их
применения.
Предполагается, что проектант хорошо знаком с теоретической
частью курса «Радиопередающие устройства» специальности «Ра-
диосвязь и радиовещание» (спец. 0703). Поэтому в пособии ис-
пользуются соотношения и формулы, известные из этого курса,
без выводов и доказательств.
Термины и обозначения в этой книге приняты такие же, что
в [1.1].
1.2. Электровакуумные приборы
для передающих устройств
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В радиопередающих устройствах используются разнооб-
разные электронные, полупроводниковые и ионные приборы. Ассор-
тимент их постоянно обновляется: разрабатываются принципиаль-
но новые, совершенствуются существующие, изымаются из прак-
тики устаревшие.
Целесообразность применения ламп или транзисторов и их кон-
кретные типы для каждого каскада определяются технико-эконо-
мическим расчетом. Общая тенденция в настоящее время такова.
В мощных каскадах передатчиков (за исключением самых
длинноволноьых) в основном применяются электронные радиолам-
пы и специальные электронные приборы СВЧ. В маломощных кас-
кадах все более широко применяются полупроводниковые прибо-
ры. Использование в передающих устройствах маломощных гене-
раторных и приемно-усилительных ламп оправдано только в том
случае, если доказана невозможность или явная нецелесообраз-
ность использования транзисторов, полупроводниковых диодов
и т. п. Например, применение приемно-усилительных ламп оказы-
вается неизбежным в условиях высокой температуры окружающей
среды, при большой разнице максимальной и минимальной тем-
пературы, при наличии проникающей радиации и т. п.
Технические характеристики электронных приборов публику-
ются в справочниках, цены — в прейскурантах.
Ниже дается по возможности полный и в какой-то мере систе-
матизированный по области применения перечень радиоламп, ко-
торые могут быть использованы в радиопередающих устройствах
длинных, средних, коротких и ультракоротких волн с некоторыми
справочными данными. Как и всякая систематизация, приведенное
здесь разделение ламп на группы в значительной мере условно.
Особенности использующихся в передающих устройствах полу-
проводниковых приборов рассмотрены в гл. 7, а электронные лам-
пы и некоторые специальные приборы для диапазона СВЧ —
в гл. 9—14.
8
СООБРАЖЕНИЯ ПО ВЫБОРУ ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП
Выбор лампы или нескольких ламп для каждого каска-
да передатчика производится по заданной мощности каскада и
его рабочей частоте с учетом способа модуляции, способа охлаж-
дения и конструктивных особенностей лампы, необходимых питаю-
щих напряжений, возможной схемы каскада (однотактная или
двухтактная, с общим катодом или общей сеткой) и возможного
вида колебательной системы (с сосредоточенными параметрами
или в виде отрезка длинной линии) [1.1, с. 47, 50—52, 112, а также
гл. 3 и 9].
Всегда предпочтительно использование более дешевых и эко-
номичных ламп.
В эксплуатационном отношении удобнее иметь дело с меньшим
числом типов ламп при большом количестве ламп каждого типа,
так как это способствует взаимозаменяемости. Поэтому при проек-
тировании целесообразно придерживаться тех типов ламп (из
числа безусловно перспективных), которые наиболее распростра-
нены в том ведомстве, для которого предназначается новая разра-
ботка. Для уменьшения числа типов ламп в передатчике широко
практикуется использование в ряде промежуточных каскадов вы-
сокой и низкой частоты одинаковых ламп при значительном недо-
использовании их по мощности в одних каскадах и при совмест-
ной работе двух—шести ламп в других.
В тех случаях, когда в каком-либо мощном каскаде и особен-
но в выходном по техническим соображениям возможно примене-
ние нескольких разных вариантов комплектов радиоламп, выби-
рают вариант, обеспечивающий наименьшую стоимость часа экс-
плуатации. Себестоимость часа эксплуатации комплекта ламп кас-
када слагается из затрат на приобретение ламп, отнесенных к часу
работы, и затрат на оплату электроэнергии питания. Срок службы
ламп принимается по данным справочника; тариф на электроэнер-
гию — в соответствии с вероятными будущими условиями эксплуа-
тации.
Надежность работы генератора во многом определяется пра-
вильным выбором режима и точностью его соблюдения в процессе
эксплуатации. Ряд рекомендаций по особенностям применения ге-
нераторных ламп, перечень необходимых устройств защиты, пра-
вила включения изложены в {1.4, т. 2, с. 9—15].
Рабочая частота каскада (для умножителей и преобразовате-
лей частоты частота в анодном контуре), как правило, не должна
превосходить максимальную частоту лампы /макс. Превышение мак-
симальной частоты приводит к опасной перегрузке электродов
ламп емкостными токами, к чрезмерному нагреву изоляции лам-
пы. Как правило, экономически нецелесообразно, хотя технически
и допустимо, применение на относительно низких частотах сущест-
венно более высокочастотных ламп (например, в средневолновом
передатчике с рабочей частотой порядка 0,5—1,0 МГц ультрако-
ротковолновых ламп с максимальной рабочей частотой 200—
9
250 МГц), так как высокочастотные лампы более дороги и потреб-
ляют больше энергии.
В исключительных случаях возможно применение ламп на ча-
стотах, превышающих /макс, но с обязательным существенным сни-
жением анодного напряжения и при наличии официального раз-
решения ведомства-изготовителя лампы.
Колебательная мощность, получаемая от лампы Pi, не должна
превышать ее номинальную мощность PiH0M. В каскаде могут ис-
пользоваться одна или несколько ламп. Для совместной работы
применимы только однотипные лампы в одинаковом режиме
[1.1, с. 112]. Практикуется параллельное включение двух, реже
трех радиоламп и не более. В двухтактной схеме используются
одна, две или три лампы в плече.
При выборе генераторных ламп по величине выходной котеба-
тельной мощности необходимо руководствоваться не максимальной
мощностью, указанной для лампы, а значением выходной мощно-
сти, принятой в качестве критерия долговечности. Например, ко-
лебательная мощность лампы ГУ-46 — 700 Вт; ее долговечность —
1000 ч. при критерии долговечности — снижении колебательной
мощности до 600 Вт. Кроме того, как показала практика, чрезвы-
чайно полезно иметь запас по мощности в размере 20—30% от
номинала. Таким образом, от лампы ГУ-46 не следует стремиться
получить более 500 Вт [1.4, т. 2, с. 11].
Предприятия-изготовители радиоламп запрещают их примене-
ние с одновременным использованием нескольких предельно допу-
стимых эксплуатационных значений. Не допускается также и дли-
тельная эксплуатация при одном предельно допустимом параметре
режима. Так, не допускается использование лампы в таком режи-
ме, когда рассеиваемые на электродах мощности равны допусти-
мым или тем более превосходят их. Здесь необходим запас по-
рядка 25% и более. С повышением запаса по рассеиваемой на
электродах мощности увеличивается надежность лампы и устрой-
ства в целом.
Для ряда ламп (ГУ-81, ГУ-50, ГУ-19 и др.) в справочниках
приводятся несколько значений максимальных частот и соответст-
вующие значения номинальной мощности и допустимого питающе-
го напряжения £% Большим частотам соответствуют меньшее на-
пряжение и меньшая мощность. Снижение напряжения анодного
питания £а сопровождается, как правило, снижением колебатель-
ного напряжения Ua и, следовательно, емкостных токов через
лампу.
Номинальная мощность может быть получена от лампы только
при номинальном питающем напряжении. Если Р1<РщОм, то на
коротких и ультракоротких волнах бывает целесообразно сниже-
ние питающего напряжения Еа в пределах
£аном>£а>-^-£а[1.3, с. 58].
*1Н0М
10
При этом облегчаются условия работы лампы вблизи максималь-
ной рабочей частоты, облегчаются требования к анодному колеба-
тельному контуру (уменьшается необходимое /?э), но ухудшаются
КПД анодной цепи ца и коэффициент усиления лампы по мощ-
ности /\р. Если пониженная мощность получается от лампы, как
это практикуется на длинных и средних волнах, а иногда на ко-
ротких и ультракоротких при Еа = £'а.ном, то КПД и Кр получают-
ся лучше, но требуется большее /?э.
В современных генераторных тетродах для подавления дина-
тронного эффекта и уменьшения токов управляющей и экранирую-
щей сеток используется электростатическое фокусирование потока
электронов. Оптимальное распределение электронов рассчитывает-
ся для максимального (паспортного) значения анодного тока.
Поэтому современные лампы, как правило, следует применять в
режимах с полным использованием паспортного значения тока.
При выборе ламп и при определении Еа и Ес2 очень важно так
подобрать величины питающих напряжений, чтобы сделать воз-
можным питание анодных и экранных цепей всего передатчика от
минимального числа выпрямителей. Нежелательно применение га-
сящих сопротивлений в цепях питания, так как они снижают об-
щий КПД передатчика. Полезно применение выпрямителей со
средней точкой — схема Ларионова, двухфазная мостовая (схема
Греца), — позволяющих простейшим путем получить два значения
напряжения, отличающиеся друг от друга в два раза [1.5].
В ряде ведомств существуют внутриведомственные нормали на
рекомендуемые напряжения питания. Для учебных целей можно
рекомендовать следующие часто встречающиеся на практике на-
пряжения: 100, 125, 150, 200, 250, 300, 400, 500, 600, 800, 1000,
1250, 1500, 2000, 2500, 3000, 5000, 8000, 10 000, 12 000 В и др. Ис-
пользование общепринятых напряжений позволяет применять в
выпрямителях стандартные силовые трансформаторы, что упро-
щает проектирование и удешевляет производство [1.11].
Мощные генераторные лампы имеют принудительное охлажде-
ние анода. Ввиду сложности систем принудительного охлаждения
нельзя применять в одном передатчике лампы с разным охлажде-
нием (водяным или воздушным) анода. Обычно способ принуди-
тельного охлаждения (водой, испарением или воздухом) опреде-
ляется по самой мощной лампе передатчика. Если есть возмож-
ность выбора, то предпочтение следует отдать воздушному охлаж-
дению как относительно более простому, компактному, надежному.
Отдельные серии ламп в соответствии с их основным назначе-
нием имеют характерные конструктивные особенности, рассматри-
ваемые ниже.
ГЕНЕРАТОРНЫЕ ЛАМПЫ ОБЩЕГО ПРИМЕНЕНИЯ
К лампам общего применения (см. табл. П.1 приложе-
ния 1) могут быть условно отнесены универсальные тетроды и пен-
тоды малой и средней мощностей и отчасти триоды и тетроды
11
большой мощности, широко использующиеся в связной и веща-
тельной аппаратуре длинных, средних и коротких волн, в усили-
телях низкой частоты и другой аппаратуре. Это простые, массо-
вые, относительно дешевые лампы. В подавляющем большинстве
высшая рабочая частота /макс меньше 70 МГц, а у некоторых—-
меньше 25 МГц, причем на более высоких частотах бывает необ-
ходимо снижение анодного напряжения и, следовательно, полез-
ной мощности (см., например, ГУ-81).
В конструктивном отношении эти лампы при мощности до не-
скольких сотен ватт аналогичны приемно-усилительным и отлича-
ются только большими габаритами. При большей мощности при-
меняются конструкция с наружным анодом, обеспечивающая при-
нудительное охлаждение, и кольцевой вывод экранирующей сетки,
обладающий малой индуктивностью. Срок службы — 1000—2000 ч.
Мощные генераторные тетроды ГУ-39А и ГУ-39Б, ГУ-44А и
ГУ-44Б при использовании на коротких волнах нуждаются в ней-
трализации вредного влияния проходной емкости.
Радиолампы ГУ-56Б, ГУ-58А, ГУ-58Б, ГУ-59А, ГУ-59Б, ГУ-62А
выпускаются промышленностью для применения в технологичес-
ких генераторах для высокочастотного нагрева [1.8]; использова-
ние этих ламп в радиопередающих устройствах недопустимо из-за
большой нелинейности их статических характеристик.
ГЕНЕРАТОРНЫЕ ЛАМПЫ ДЛЯ ДИАПАЗОНА УКВ
И ШИРОКОПОЛОСНОГО УСИЛЕНИЯ
Для использования в УКВ передатчиках выпускаются
специальные лампы, учитывающие специфику диапазона 50—
250 МГц. Можно выделить две конструктивные разновидности:
1) двойные тетроды малой и средней мощностей с естествен-
ным охлаждением, предназначенные для двухтактных схем с ко-
лебательным контуром в виде отрезка двухпроводной линии или
с обычным контуром с сосредоточенными параметрами: ГУ-17,
ГУ-18, ГУ-19, ГУ-29, ГУ-32, 6Р2П и др.;
2) лучевые тетроды коаксиальной конструкции средней и боль-
шой мощностей с принудительным охлаждением, предназначенные,
прежде всего, для работы с контурами в виде отрезков коаксиаль-
ных линий: ГУ-ЗЗА, ГУ-ЗЗБ, ГУ-34Б, ГУ-35Б, ГУ-40Б и др.
У двойных тетродов, как известно, в общем баллоне располо-
жены электроды двух ламп, экранирующие сетки которых соеди-
нены между собой кратчайшим путем. При работе в двухтактной
схеме такая конструкция обеспечивает устойчивость усилителя
против самовозбуждения до 300—500 МГц [1.1, с. 278]. Использо-
вание двойных тетродов на УКВ в однотактных схемах исключено;
их применение на низких частотах нецелесообразно из-за малого
срока службы (500, редко 1000 ч) и повышенной стоимости.
Коаксиальные тетроды имеют наружный анод и кольцевые вы-
воды экранирующей сетки и катода, а некоторые — и управляющей
сетки. Благодаря мощному активированному катоду (в большин-
12
стве ламп прямого накала) получены большая крутизна
(5 = 254-50 мА/B и больше), большой анодный ток и, следователь-
но, пониженное необходимое эквивалентное сопротивление анодной
нагрузки /?э, что очень полезно на УКВ и при усилении широкопо-
лосных сигналов. Анодные характеристики некоторых типов коак-
сиальных тетродов начинаются не из начала координат [1.1, с. 58],
т. е. имеют так называемое «анодное напряжение сдвига» Е'а, ко-
торое следует учитывать при расчете режима. У таких ламп не
рекомендуется снижать напряжение £а при неполном использо-
вании по мощности из-за заметного снижения КПД анодной цепи.
Применение коаксиальных ламп на низких частотах обычно
нецелесообразно из-за их высокой стоимости, повышенного по-
требления энергии цепью накала.
Для широкополосного усиления на УКВ выпускается несколько
типов мощных триодов с кольцевыми выводами управляющей сет-
ки: ГУ-37Б, ГУ-4А, ГУ-ЗОА, ГУ-45А и другие, находящие, однако,
все меньшее применение.
ЛАМПЫ ДЛЯ УСИЛЕНИЯ мощности однополосного
СИГНАЛА
К усилителю мощности однополосного сигнала, наряду
с требованием заданной мощности и высокого КПД, предъявля-
ются жесткие требования в отношении нелинейных искажений
[1.1, с. 157, 317]. Промышленность выпускает серию ламп для
линейного усиления мощности: ГУ-42, ГУ-72, ГУ-46, ГУ-70Б,
ГУ-69Б, ГУ-43А, ГУ-43Б, ГУ-71 Б, ГУ-73Б, ГУ-77Б, ГУ-39Б-1,
ГУ-61Б, ГУ-61А, ГУ-53А, ГУ-53Б, ГК-ПА и др. Это экраниро-
ванные лампы с достаточно «левыми» характеристиками. В ре-
жиме линейного усиления они работают без тока управляющей
сетки, но развивают при этом мощности на 30—40% меньше мак-
симальной. Нижний криволинейный участок анодно-сеточной ха-
рактеристики описывается степенным рядом, не содержащим чле-
нов третьего, пятого и более высоких нечетных степеней (точнее,
• постоянные коэффициенты при этих степенях достаточно малы),
что уменьшает комбинационные частоты нечетных порядков, при-
водящие к переходным помехам в многоканальных однополосных
передатчиках. Удовлетворительную линейность обеспечивает и лам-
па общего применения (ГУ-39Б, ГУ-39А). Для линейного усиления
предназначается «правый» триод ГУ-67А, ГУ-67Б [1.12].
Нелинейные искажения, возникающие в усилителе однополос-
ных колебаний, сильно зависят от правильности подбора напря-
жения смещения для каждого экземпляра лампы [1.1, с. 323; 1.2,
с. 386], поэтому каждая ступень усиления многоканального пере-
датчика должна иметь регулятор для точного подбора смещения.
Источники напряжения смещения и напряжения экранирующих
сеток должны обладать высокой стабильностью напряжения.
Особого внимания требует также режим покоя (Г% = 0) неко-
торых ламп в режиме однополосного усиления (ГУ-50, ГУ-43Б
и др.), так как значительный ток покоя при оптимальном, с точки
13
зрения нелинейных искажений, смещении приводит к недопустимо
большим потерям на аноде или экранирующей сетке. Для защиты
от перегрева в режиме покоя приходится снижать питающие на-
пряжения £а и £02, что сопровождается соответствующим сниже-
нием полезной мощности лампы.
Конструктивно ГУ-42 — двойной тетрод; ГУ-46 — пентод (оба
в стеклянном оформлении); ГУ-70Б, ГУ-69Б, ГУ-71Б, ГУ-43Б,
ГУ-73Б, ГУ-47А и ГУ-47Б, ГУ-39Б-1, ГУ-61А и ГУ-61Б, ГУ-53А
и ГУ-53Б — тетроды с наружным анодом и кольцевыми выводами
экранирующей сетки и катода. Некоторые имеют и кольцевой
вывод управляющей сетки.
В одноканальных однополосных передатчиках с низким требо-
ванием к линейности нет особой необходимости использовать спе-
циальные лампы для линейного усиления. Как правило, здесь
могут быть применены лампы общего применения 6П21С, ГУ-50,
ГУ-81, некоторые лампы УКВ диапазона ГУ-29, ГУ-34Б и др.
При использовании в однополосном передатчике ламп общего
применения (как триодов, так и экранированных), а также спе-
циальных ламп для однополосных передатчиков в режимах с то-
ками управляющей сеткн широко используется схема с общей
сеткой, обладающая хорошей линейностью (1.6, с. 269].
При использовании в схемах с общим катодом на коротких
волнах тетроды ГУ-47А, ГУ-47Б, ГУ-53А, ГУ-53Б нуждаются в
нейтрализации влияния проходной емкости.
В связи с широким распространением однополосных передат-
чиков и ламп к ним возможно применение этих ламп и в передат-
чиках других видов.
РАДИОЛАМПЫ ДЛЯ УСИЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ
С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УСИЛЕНИЕМ
В настоящее время в промежуточных каскадах широко-
диапазонных часто перестраиваемых передатчиков все чаще
используются неперестраиваемые широкополосные усилители
[1.1, с. 125]. Применение широкополосных усилителей позволяет
упростить и ускорить перестройку передатчика и при определен-
ных условиях повысить его надежность.
Усилитель с распределенным усилением (УРУ) является одним
из ряда перспективных разновидностей широкополосных усили-
телей, так как позволяет получить большую мощность при наи-
высшем для широкополосных усилителей КПД, обладает большим
коэффициентом усиления и высокой надежностью [1.10]. В мощ-
ных УРУ используются «левые» пентоды и тетроды, работающие
без токов управляющей сетки. Для получения большого КПД и
высокого коэффициента усиления при широкой полосе усиливае-
мых частот лампы должны обладать малыми входными и выход-
ными емкостями, большой крутизной статической характеристики,
малым остаточным напряжением на аноде [1.10, с. 161]. Поскольку
КПД анодной цепи УРУ невелик, лампы должны иметь большую
14
допустимую мощность потерь на аноде. Кроме указанных в
[1.10, с. 218] ламп для УРУ, пригодны лампы 6П14П, 6П15П,
6П18П, ГУ-43Б, ГУ-71Б, ГУ-77Б и некоторые другие.
РЕКОМЕНДАЦИИ ПО ОПРЕДЕЛЕНИЮ ЭКВИВАЛЕНТНЫХ
РАСЧЕТНЫХ ПАРАМЕТРОВ ГЕНЕРАТОРНЫХ РАДИОЛАМП
Определение эквивалентных расчетных параметров ге-
нераторных ламп S, 5ГР, Ес, D, Е^о, Еса рекомендуется производить
по реальным характеристикам ламп методом, изложенным в
[1.3, с. 45—47, 96—100].
МОДУЛЯТОРНЫЕ ЛАМПЫ
В мощных усилителях низкой частоты передатчиков с
амплитудной модуляцией используются лампы серии ГМ (ряд ус-
таревших ламп имеет индекс М, например, М 600). Лампы серии
ГМ предназначены в основном для работы в схемах усилителей
с катодным выходом, т. е. в предоконечных каскадах (подмодуля-
торах) модуляционных устройств передатчиков с анодной моду-
ляцией. В выходных каскадах таких модуляционных устройств
(в модуляторах) обычно используются такие же генераторные
лампы, как и в модулируемом на анод каскаде [1.1, с. 175]. Каска-
ды, предшествующие подмодулятору, строятся на генераторных
лампах общего применения средней и малой мощностей и на при-
емно-усилительных лампах. В ряде случаев в модуляционных уст-
ройствах целесообразно применение полупроводниковых приборов.
Применение модуляторных ламп не по прямому назначению,
как правило, нецелесообразно ввиду специфичности их характе-
ристик.
1.3. Общие рекомендации по построению
структурной схемы тракта высокой
частоты передатчика
После того как путем сравнения всех известных спосо-
бов и схем получения заданных техническими условиями видов
модуляции и манипуляции выбраны наиболее целесообразные для
проектируемого передатчика, а также обоснованно выбран типовой
возбудитель или намечены схема и возможная мощность автоге-
нератора (возбудителя), который придется изготовлять специаль-
но для проектируемого передатчика (см. гл. 8), составляется ори-
ентировочная структурная схема всего тракта высокой частоты
передатчика. Схема ориентировочна потому, что составляется на
основе обобщения опыта проектирования передатчиков, накоплен-
ного в прошлом, путем использования усредненного коэффициента
Ер, представляющего собой отношение номинальных (паспортных)
мощностей электронных приборов двух соседних каскадов. Такой
обобщенный подход позволяет достаточно просто получить пред-
15
ставление о том, каким же в первом приближении будет проекти-
руемый передатчик, и при дальнейшем проектировании согласовы-
вать отдельные частные решения с общей структурной схемой пе-
редатчика в целом. В процессе реального производственного про-
ектирования или при выполнении дипломного проекта, когда рас-
считываются все каскады передатчика, иногда в структурную схе-
му приходится вносить некоторые изменения, возникающие в ре-
зультате более точного учета свойств каждого каскада передат-
чика. При курсовом проектировании из-за ограниченного объема
расчетов обычно не возникает оснований для подобной коррек-
тировки.
Задача составления структурной схемы состоит в том, чтобы
определить рациональное число каскадов высокой частоты между
возбудителем (автогенератором) и выходом передатчика, обеспе-
чивающее выполнение заданных технических требований к пере-
датчику при минимальных затратах средств на изготовление и
при достаточно высоком коэффициенте полезного действия. В про-
цессе составления структурной схемы определяются также мини-
мально необходимое число выпрямителей и их напряжения.
Поскольку проектирование ламповых и транзисторных передат-
чиков заметно различается, ниже рассмотрено составление струк-
турной схемы лампового передатчика, а транзисторным передат-
чикам посвящена гл. 7.
Составление структурной схемы передатчика начинается с вы-
ходного, самого мощного каскада, поскольку выходная мощность
передатчика задана. Необходимая паспортная (номинальная) мощ-
ность лампы (или ламп) выходного каскада определяется с уче-
том заданного вида и выбранной схемы модуляции, что рассмот-
рено в соответствующих главах. Прежде чем по необходимой мощ-
ности выбирать конкретные типы ламп, необходимо выбрать одно-
тактное (несимметричное) или двухтактное (симметричное) по-
строение выходного каскада. Свойства обоих вариантов построе-
ния схем общеизвестны из [1.1, с. 112—116, 118, 119, 104, 105, 220,
279—283, 285—291; 1.2, с. 98, 99, 112, 132, 133, 334, 335]. Общая
тенденция сейчас такова. Наиболее часто используется однотакт-
ная схема как наиболее простая и компактная. При необходимости
обеспечить работу несимметричного выходного каскада на симмет-
ричную нагрузку (например, двухпроводный симметричный фи-
дер) применяются широкополосные симметрирующие трансформа-
торы с ферритовыми сердечниками (см. § 3.6). Поскольку пока
ферритовые трансформаторы находят применение при мощностях
не более нескольких десятков киловатт, передатчики- большой мощ-
ности (более 50—100 кВт) при работе на симметричную нагрузку
имеют обычно двухтактный выходной каскад. Двухтактные каска-
ды применяются также при построении колебательных систем на
основе отрезков двухпроводных симметричных линий, при исполь-
зовании на УКВ двойных лучевых тетродов, при необходимости
применения мостовой нейтрализации вредного влияния проходной
емкости ламп.
16
Когда в соответствии с рекомендациями § 1.3 и с учетом по-
строения каскада по симметричной или несимметричной схеме вы-
браны лампы выходного каскада, принимается решение о выборе
схемы с общим катодом или с общей сеткой [1.1, с. 57, 61, 116, 117,
272—283, 374; 1.2, с. 14, 45—50, 319—336]. В связи с известными
преимуществами ламп с экранирующей сеткой и выпуском про-
мышленностью широкого ассортимента новых генераторных тетро-
дов и пентодов наиболее часто в современных передатчиках ис-
пользуется схема с общим катодом на тетродах, дающая, как из-
вестно, наибольшее усиление по мощности. Схема с общим като-
дом применяется также в случае использования триодов в диапа-
зоне длинных и средних волн обычно совместно со схемами ней-
трализации вредного влияния проходной емкости триода. При
необходимости использования триодов в диапазоне коротких и
ультракоротких волн применяется исключительно схема с общей
сеткой, обладающая, как известно, малой проходной емкостью,
но обеспечивающая малое усиление по мощности. В однополосных
передатчиках для повышения линейности [1.6, с. 296], в коротко-
волновых и ультракоротковолновых передатчиках для повышения
устойчивости [1.2, с. 49] по схеме с общей сеткой иногда включа-
ются тетроды.
Теперь, для того чтобы определить, какие лампы следует при-
менить.в предоконечном каскаде, воспользуемся упомянутым выше
коэффициентом Кр:
Кр ^1ном(Ю /^1ном(п— 1),
где Р1ном(п) — номинальная мощность ламп какого-то каскада, на-
пример, выходного; Р1ном(п-1) — номинальная мощность ламп пред-
шествующего каскада, в данном примере предоконечного.
Для определения значений коэффициентов К.р можно восполь-
зоваться табл. 1.1.
Зная номинальную мощность ламп выходного каскада и вид
его работы (усиление модулированных колебаний, анодная моду-
ляция или другое), тип ламп (с экранирующей сеткой или трио-
ды) и схему включения (с общей сеткой или с общим катодом),
по таблице коэффициентов К.р определяется ориентировочное зна-
чение Кр(П) обсуждаемого (в данном примере выходного) каскада.
Теперь ориентировочное значение номинальной мощности ламп
предыдущего каскада можно определить по формуле Р 1ном(п-1)=
= PiHOM(n'l/Kp(n), где индекс (п—1) относится к предыдущему
(в данном примере предоконечному) каскаду.
Аналогично приведенным выше рассуждениям принимается
обоснованное решение о построении (п—1)-го каскада: однотакт-
ный или двухтактный, на тетродах или триодах, с общим катодом
или с общей сеткой, конкретный тип ламп и их номинальная мощ-
ность. По таблице коэффициентов КР определяется его значение
для (п—1)-го каскада Xp(n-i) и вычисляется ориентировочное зна-
чение номинальной мощности ламп следующего (п—2)-го каска-
да. Так продолжается до тех пор, пока необходимая мощность
очередного каскада окажется равной (или несколько меньшей)
17
Таблица 1.
Виды модуляции Напряженность режима Тип ламп Схема КР
5<25~30 мА/В 5 >254-30 мА/В
I. Резонансные каскады
У сидение колебаний с Слабо перенап- Тетроды, ок 20—30 60—80
постоянной амплитудой (Al, Fl, F6) ряженный пентоды То же ОС — 12—15
Триоды ок 10—12 12—15
ОС 5—7 10—12
Умножение частоты в Слабо перенапря- Тетроды, ок 20- -30
п раз, п-2 или 3 женный, гранич- пентоды п
ный ок 10- -12
Триоды ч
—•»— ОС 5- -7
Л
Усиление модулирован- Недонапряжен- Тетроды, ОК1) 20—25 40—50
ных по амплитуде колеба- НЫЙ пентоды
ний (АЗ, АЗ/, АЗВ) То же ОС 10—12 12—15
Триоды ОК1) 10—12 12—15
Анодно-экранная ампли- ОС 5—7 10—12
Граничный, ела- Тетроды, ок 15—20 30—50
тудная модуляция (АЗ) бо перенапря- пентоды
женный
Анодная комбинирован- Перенапряжен- Триоды ок 10—12 12—15
ная амплитудная модуля- ция (АЗ) НЫЙ —»— ОС 5—7 10—12
II. Широкополосные каскады при полосе частот от 1,5—2 до 25—ТО МГц (см. §3.5)
Усилитель с распреде- Недонапряжен- Тетроды, ок 30—100
ленным усилением с чис- лом активных звеньев до 10 НЫЙ пентоды
Усилитель с широкопо- лосными трансформаторами —»— То же ок 3—10
Одноламповый усили- тель, нагруженный на сог- ласованный фильтр —» — —» — ок 3—10
') Для каскадов УМК К р указано с учетом потерь мощности в балластных сопротив-
лениях, устанавливаемых обычно на их входе для улучшения линейности усиления
мощности выбранного ранее типового возбудителя или намечен-
ной предварительно мощности автогенератора (индивидуальной
возбудителя).
Наконец, зная типы ламп всех каскадов и их питающие напря-
жения' fa, £сг, определяется минимально необходимое количестве
выпрямителей и их напряжения (см. § 1.4).
На этом заканчивается составление ориентировочной структур-
ной схемы передатчика. Полезно сравнить составленную структур
ную схему проектируемого передатчика со структурной схемо!
18
передатчика-прототипа. Структурная схема должна быть утверж-
дена руководителем проектирования.
Если оказалось целесообразным построить выходной каскад
по симметричной (двухтактной) схеме, то, как правило, в состав
передатчика приходится вводить так называемый «симметрирую-
щий» каскад, осуществляющий переход от однотактной схемы к
двухтактной, поскольку возбудитель и маломощные каскады в по-
давляющем большинстве случаев бывают однотактными. Резонанс-
ный симметрирующий каскад [1.1, с. 124, рис. 2.26г; 1.3, с. 179,
рис. III.29] обладает низким КПД колебательного контура, так
как его коэффициент анодной связи р = 0,5. Поэтому номинальную
мощность ламп резонансного симметрирующего каскада прихо-
дится брать в два—четыре раза большей, чем это необходимо для
обычного каскада усиления. По той же причине симметрирующий
каскад располагают в середине структурной схемы передатчика,
а именно, в таком месте, чтобы, с одной стороны, было как можно
меньше сложных двухтактных каскадов и, с другой стороны, что-
бы низкий КПД контура симметрирующего каскада не приводил
к заметному снижению промышленного КПД передатчика в целом.
Практически передатчики, имеющие симметричный выходной кас-
кад, строились с двумя-тремя двухтактными каскадами при мощ-
ности примерно до 50 кВт и с тремя-четырьмя при больших мощ-
ностях.
Современные широкодиапазонные часто перестраиваемые авто-
матизированные передатчики строятся с использованием в про-
межуточных каскадах различных широкополосных усилителей
(см. § 3.5). Переход от однотактных каскадов к двухтактным в
таких передатчиках осуществляется при помощи трансформаторов,
входящих в состав широкополосных усилителей.
В некоторых типах передатчиков ряд промежуточных каскадов
работает в режиме умножения частоты [1.1, с. 83; 1.2, с. 50;
1.3, с. 127]. Умножение частоты приходится использовать в том
случае, если полоса рабочих частот возбудителя уже заданной
полосы рабочих частот передатчика, если рабочие частоты возбу-
дителя ниже рабочих частот передатчика, если глубина частотной
модуляции, осуществляемой в возбудителе, меньше заданной для
передатчика [1.2, с. 353 и 356; 1.3, с. 544 и 514] и в некоторых дру-
гих. Поскольку энергетические показатели умножителей частоты
хуже, чем усилителей, в режим умножения частоты обычно ставят
относительно маломощные каскады передатчика. Как правило,
применяется умножение частоты на 2 и на 3.
Примеры структурных схем современных передатчиков будут
приведены в гл. 3.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1 1 Радиопередающие устройства Под ред Терентьева Б. П., М., «Связь»,
1972. 456 с.
1 2 Радиопередающие устройства Под ред. Зейтленка Г. А. М., «Связь», 1969.
542 с.
19
1.3. Радиопередающие устройства. Под ред. Терентьева Б. П. М., «Связь»-,
1962. 711 с.
1.4. Кацнельсон Б. В., Ларионов А. С., Калугин А. М. Электровакуумные элек-
тронные н ионные приборы. Справочник. Т. 1 и 2. М., «Энергия», 1970.
336 с.
1.5. Терентьев Б. П., Китаев В. Е. Электропитание предприятий радиосвязи.
М., «Связь», 1966. 296 с.
1.6. Верзунов М. В. Однополосная модуляция в радиосвязи. М., Воениздат,
1972. 296 с.
1.7. Агафонов Б. С. Расчет эксплуатационных режимов генераторных ламп.
М„ Госэнергоиздат, 1962. 224 с.
1.8. Лифшиц 3. М., Церевитин В. А. Новые генераторные лампы для высоко-
частотных установок промышленного применения. — «Радиотехника», 1969,
№ 2, с. 47—50.
1.9. Антипов Г. Я., Мартаков Г. М. Генераторные металлокерамические лампы
СВЧ диапазона. Триоды и тетроды малой и средней мощности. М., «Со-
ветское радио», 1969. 64 с.
1.10. Алексеев О. В. Усилители мощности с распределенным усилением. М.,
«Энергия», 1968. 224 с.
1.11. Аппаратура радиоэлектронная. Номинальные значения напряжений и силы
токов питания. ГОСТ 18275—72. Введен 12.XII 1972. 'М., 1972. 3 с.
1.12. Церевитин В. А. Мощный генераторный триод с нулевым смещением
ГУ-67 АБП. — «Радиотехника», 1973, № 4, с. 106—108.
1.13. Электровакуумные приборы. Справочник. М., Госэнергоиздат, 1956. 422 с.
1.14. Кацнельсон Б. В., Ларионов А. С. Отечественные приемно-усилительные
радиолампы н их зарубежные аналоги. Справочник. М., «Энергия», 1974.
464 с.
1.15. Стандартизация в радиоэлектронике. Серия «Библиотека по стандартиза-
ции». Под ред. В. В. Бойцова. Вып. 2. Группа авторов. М., Издательство-
стандартов, 1971. 351 с.
1.16. Указатель Государственных стандартов СССР. М., Издательство стан-
дартов. Издается ежегодно.
1.17. Указатель отраслевых и республиканских стандартов и технических усло-
вий. М, Издательство стандартов, 1974
1.18. Князев А. Д., Пчелкин В. Ф. Проблемы обеспечения совместной работы
радиоэлектронной аппаратуры. Библиотека радиоинженера «Современная
радиоэлектроника». Вып 6. М., «Советское радио», 1971. 200 с.
1.19. Регламент радиосвязи. Женева, 1959. Издано Министерством связи СССР.
М., Связьиздат, 1961.
1.20. Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений радиопередатчиков,
всех категории и назначений ('гражданских образцов). М., «Связь», 1972.
25 с.
1.21. Общесоюзные нормы на допустимые отклонения частоты радиопередатчиков
всех категорий и назначений. М., «Связь», 1975, 14 с.
1.22. Общесоюзные нормы на ширину полосы частот для различных классов из-
лучений (для передатчиков гражданского назначения). М,, «Связь», 1967.
48 с.
Глава 2
РАДИОПЕРЕДАТЧИКИ
ДЛИННЫХ И СРЕДНИХ ВОЛН
♦
2.1. Типы и назначение передатчиков
Пожалуй, ни в каких других диапазонах частот радио-
передатчики так не разнообразны по типам, назначениям, мощ-
ностям и другим характеристикам, как в диапазонах длинных иг-
средних волн.
Условно к диапазону длинных волн обычно относят радиочас-
тотный спектр в интервале от 10 до 200 кГц (длины волн X от 30-
до 1,5 км) и к средним волнам — от 200 до 3000 кГц (Х= Г500-г-
4-100 м). Существуют и другие определения: так, в радиовещании
для Европейского района длинными волнами называются частот-
ные полосы от 150 до 285 кГц, средними — 525—1605 кГц; именно-
так обозначаются диапазоны на наших радиовещательных прием-
никах.
В настоящее время принята новая классификация частотных
диапазонов, которой рекомендуется пользоваться при выполнении
проектных работ (табл. 2.1).
Таким образом, в этой главе речь идет о передатчиках, рабо-
тающих в основном в диапазонах километровых и гектаметровых
волн и частично в диапазоне мир'иаметровых волн (на частотах
от 10 до 30 кГц).
Назначения передатчиков, работающих в диапазонах длинных
и средних волн, определяются особенностями распространения
этих волн [2.2]:
— малым затуханием с расстоянием, что определяет большие
дальности действия радиостанций на расстояния, измеряемые сот-
нями и тысячами километров;
Таблица 2.1
Номер час- тотной по- лосы Обозначение полосы Диапазон частот (включая верхнюю и исключая нижнюю час- тоту), кГц Метрическое наимено- вание волн
4 ОНЧ (очень низ- кие) НЧ (низкие часто- ты) СЧ (средние часто- ты) 3—30 Мириаметровые
5 30—300 Километровые
6 300—3000 Г ектаметровые
21
— независимостью условий распространения от ионосферных
возмущений, что позволяет достичь высокой надежности действия
линий радиосвязи, в том числе в полярных зонах,
— способностью проникать в глубь морской воды,
— сравнительно высокой стабильностью времени распростране-
ния, особенно в диапазоне частот 10—60 кГц, что позволяет ис-
пользовать радиосигналы для синхронизации высокостабильных
генераторов различных важных служб (единого времени, слеже-
ния за спутниками космической связи, синхронного радиовещания,
навигации, астрономических наблюдений и др )
Здесь рассматриваются радиопередатчики межконтинентальной
глобальной радиосвязи, морской радиосвязи, радиопередатчики,
предназначенные для радиовещания с амплитудной модуляцией
и для передачи точных частот высшего класса
Мощности передатчиков всех типов определяются по мощно-
сти, подводимой к антенне При этом мощность телефонных (ве-
щательных) передатчиков соответствует мощности несущей часто-
ты, а телефонно-телеграфных (связных) передатчиков — макси-
мальной мощности излучения в телеграфном режиме
2.2. Основные требования к передатчикам
Радиовещательные передатчики с амплитудной модуля-
цией удовлетворяют таким основным техническим требованиям,
определенным ГОСТ 13924—68 [2 1]
1
2
3
4
5
6
7
Номинальные мощности несущей частоты, кВт , ,
Диапазон рабочих частот, МГц
Относительное отклонение рабочей частоты от номи-
нала за месяц, не более
0,25, 1, 5, 10, 30,
75, 150, 250, 500
0,15—1,605
1 10-61>
Модуляция (с максимальным коэффициентом модуля-
ции тМакс = 100°/о) . . . амплитудная
Номинальный входной уровень звуковой частоты
1000 Гц, соответствующий 100% ной модуляции . . 0±6 дБ к «нуле
вому» уровню * 2>
Воспроизводимый диапазон частот (Гц) при неравно
мер«ости амплитудно частотной характеристики ASj =
= 2 0 дБ и AS2=14 дБ (см рис 2 1) 50—10 000
Примечание На волнах, длиннее 1000 м, воспроизводимый диапа-
зон частот может быть уже, определяясь в этом случае полосой пропуска-
ния антенного контура
Среднеквадратичный коэффициент гармоник (коэффи-
циент нелинейных искажений) задается табл 2 2
8 Отношения
сигнал/фон, не менее 62 дБ
сигнал/шум, измеряемое по интегральному (т е не псо
фометрическому) значению шума, не менее 65 дБ
*> Если передатчик не работает в сети синхронного радиовещания, см да-
лее § 2 3
2' 1 мВт на входном сопротивлении передатчика, равном 600 Ом, т е
0,775 В действ
22
9 Выходная нагрузка , ................ . , несимметричная
Параметры нагрузки задаются табл 2 3 ,
10 Промышленный КПД при отсутствии модуляции для
передатчиков
мощностью от 30 до 250 кВт , ,60%
мощностью 500 кВт . ..............., 65%
Таблица 22
Частота моду ляцнн, Гц Коэффициент гармоник
при глубине модуляции
90% 10-50%
50—100 3,8 1,5
100—4000 2,0 1,0
Более 4000 4,0 2,2
Примечание Допускается измене
ние значения выходной нагрузки для пере
датчиков до оО кВт при использовании
стандартных концентрических кабелей с
волновым сопротивлением отличающимся
от указанных величин
Таблица 23
Мощность пе редатчика, кВт Характеристика нагрузки
Величина соп ротнвления, Ом КБВ не менее
От 250 до 500 60 0,8
От 50 до 150 150 0,8
Менее 50 75, 250 0,8
(Для передатчиков мощностью 10 кВт и менее промышленный КПД ГОСТ
не оговорен и определяется по техническим условиям)
11 Ширина занимаемой полосы частот при ослаблении
энергии боковых частот 100% шумовой модуляции в
полосе спектроанализатора па 36 дЬ относительно 5ров
ня немоду лироваппой несущей, не более 28 кГц
Примечание Рекомендуе
мое ГОСТ измерение спектраль
пой плотности невыполнимо так
как не регламентирована частот
ная полоса анализатора спектра
12 Средняя мощность каждо
го побочного излучения (комбина
циопиого колебания возбудителя
гармоники рабочей частоты) по
ступающего в фидер антенной си
стемы, в зависимости от мощности
передатчика1) задается табл 2 4
Передатчики для меж-
континентальной и глобаль-
ной связи на длинных вол-
нах представляют собой уни
кальные сооружения очень
большой мощности (500—
2000 кВт), ориентировочно
удовлетворяющие следую-
щим требованиям
Таблица 24
Средняя мощность пе редатчика кВт Средняя мощность побоч ного излучения, не более
До 0,5 вкл — 40 дБ к средней мощности на рабо- чей частоте
Свыше 50 — 60 дБ к средней мощности на рабо чей частоте
Свыше 0,5 до 50 вкл — 50 мВт к средней мощности на рабо чей частоте
*) Норма промышленная, эксплуатационная норма [2 7] определяется допу
стимой мощностью излучения определяемой по напряженности поля побочного
излучения у антенны радиопередатчика
23
1. Диапазон рабочих частот , , ....... 15—ilOO кГц
для глобальной связи . . ........ 10—30 кГц
2, Относительное отклонение рабочей частоты от иомина-
ла за месяц (если передатчик не используется одновре-
менно для передачи точных частот, см. далее), не более 1 -10~а
в. Модуляция при телефонии — однополосная, полоса частот модуляции 300—
2700 Гц при неравномерности AS2=24-3 дБ, ASi=3-~5 дБ (см. рис. 2.1).
4 Манипуляция при телеграфии.........................частотная
скорость манипуляции , . ....... 50 Бод
девиация частоты.................................... 40—50 Гц
5. Коэффициент нелинейных искажений в телефонном ре-
жиме, измеренный по методу двух тонов на комбина-
ционных частотах третьего порядка ...... 30 дБ к уровню
максимальной
мощности
•6. Уровень паразитной модуляции.....................50 дБ к уровню
максимальной
мощности
7, Выходная нагрузка (два фидера по 60 Ом к двум по-
луантеннам) . . . ........................... несимметричная
>8. Промышленный КПД в телеграфном режиме . . , 50—60%
9. Мощность каждого побочного излучения, не более . , 60 дБ к макси-
мальной мощно-
сти
Используются мощные радиопередатчики межконтинентальной
'И глобальной связи в основном на
Рис 2 1. Шаблон для амплитудно-
частотной характеристики
вия. Обычные мощности — 0,5—10
береговых радиостанциях мор-
ской связи, обслуживающих
акватории Мирового океана
для связи с различного рода
судами.
Передатчики морской связи
(надводная служба) находят-
ся обычно на судах и служат
для связи между судами с пор-
товыми администрациями и
для передачи сигналов бедст-
кВт.
Основные технические требования к ним следующие:
1. Диапазоны рабочих частот , ....... 415—525 и
1605—2850 кГц
2. Частота вызова и сигнала бедствия (SOS) .... 500 кГц
3. Нестабильность частоты ............................ 3-10_5
4. Модуляция . .................................амплитудная
[телефон, полоса частот модуляции FKод = 3004-2700 Гц при неравномерно-
сти ASi = 34-5 дБ, AS2=24-3 дБ (см. рис. 2 1)]
5. Манипуляция . ..............................амплитудная
(телеграф, незатухающие колебания; скорость манипуляции 704-100 знаков
Морзе в минуту; автомат SOS).
6. Среднеквадратичный коэффициент гармоник при теле-
фонии, менее . .................. 10%
7. Уровень паразитной модуляции ....... —45 дБ к уровню
максим мощно-
сти по ТУ
8. Выходная нагрузка .................. по ТУ
9. Промышленный КПД в телеграфном режиме . . . 40%
10 Мощность каждого побочного излучения, не более . 50 мВт
24
Передатчики точных частот обычно имеют мощность 5—50 кВт.
Так как прием точных частот может вестись на очень узкополос-
ные (1,0—0,01 Гц) приемники, такая мощность достаточна для*
приема на очень больших расстояниях; при совмещении службы
передачи точных частот со службой связи (см. выше) мощности
могут быть гораздо большими [2.3]:
1 Обычно используемый диапазон........................15—ООО кГц
Дополнительное требование, кратность частоты излучения 1 или 0,1 кГц (для
удобства трансформации точной частоты в синхронизируемых системах).
Специально выделенная частота 20,0 кГц±50 Гц.
2. Нестабильность частоты передатчика (цезиевый стан-
дарт частоты)........................................ около 1-Ю-12
Ошибка в определении времени на приемной стороне Л/= 1-110"6 с за>
сутки, что соответствует неточности определения частоты
А/// =МГГ= 10-6/(24-3600) « 1-10-”.
Здесь Т — интервал измерения (одни сутки).
3. Модуляция для передачи сигнала времени
— импульсная с длительностью фронта импульса Тф»1/2Д/ при полосе
2А/= 104-1100 Гц,
— частотная манипуляция с девиацией Л/д, кратной одной из поочередно
Г Г „ . I* /'2 (/1) . ,
излучаемых частот /1 и /2, т. е. 2Д/д= ---=/2—/1, где п — целое число
п
(л ='100 и более), а 2Л/а = 100-Н10Ю10 Гц
Показатели по уровню паразитной модуляции (например, —50 дБ), про-
мышленному КПД (например, 50%) и мощности побочных излучений (не более
50 мВт) по ТУ, обычные для передатчиков в этом диапазоне (см выше).
2.3. Структурные схемы
Все перечисленные службы диапазонов НЧ и СЧ тре-
буют высокой надежности действия радиопередатчиков. Поэтому
непременным требованием при разработке структурной схемы яв-
ляется построение передатчика по блочной схеме со сложением
мощностей на мосту М О (рис. 2.2). Во многих случаях достаточно
иметь два блока, при этом
в случае аварии в одном из
них работа передатчика
продолжается при уменьше-
нии напряженности поля
сигнала у корреспондента
в Y2 раз (—3 дБ); в боль-
шинстве случаев такое вре-
менное уменьшение мощно-
сти допустимо. При этом не-
обходимо предусмотреть схе-
му обхода моста, чтобы ис-
ключить потери на балласт-
ном сопротивлении при вы-
ключении одного из блоков
[2.4]. В других случаях, при
Рис. 2 2. Структурная схема передатчика,
построенного по блочной схеме
’> Для передатчиков малой мощности ((сотни ватт или единицы киловатт)
может быть обоснован отказ от применения моста сложения мощностей с целью
упрощения схемы.
25
особо высоких требованиях к надежности, могут быть заложены
в проекте четыре блока со сложением (по два блока на двух мо-
стах) и затем сложение полной мощности двух полукомплектов
передатчика на третьем мосту или в эфире (с помощью двух сфа-
зированных в заданном направлении антенн). Сложение в эфире,
наряду с повышением надежности, позволяет увеличить эффектив-
ную мощность передатчика в заданном направлении в два раза
(за счет увеличения коэффициента усиления антенны) С целью
повышения надежности предварительные усилители для возбуж-
дения выходных усилителен ВУ (см рис 2 2) каждого блока сле-
дует делать раздельными Высокостабильные возбудители (Bi и
S2) работают в схеме взаимного резервирования и при выходе из
строя одного из них автоматически заменяются с помощью элек-
тронных ключей 17} и П2 Поскольку обычно номинальная мощ-
ность на выходе возбудителя равна 50 мВт, а мощность выходного
усилителя ВУ может быть очень большой (несколько сотен кило-
ватт), то в тракте при усилении на одной частоте легко возникает
самовозбуждение даже при очень тщательной экранировке каска-
дов Радикальным средством борьбы с самовозбуждением является
включение умножителя частоты («х») (обычно удвоителя) так,
чтобы коэффициенты усиления по мощности до умножителя К} и
после К2 были примерно равны К>,хК2 = К = Ко (здесь Ко —
полный коэффициент усиления блока по мощности). При очень
большой мощности и большом числе каскадов усиления целесооб-
з _______________________________________________________
разно в тракт включить два умножителя так, чтобы К = V Ко Со-
ответственно частота задающего генератора и девиация частоты
при частотной манипуляции уменьшаются в число раз умножения
частоты.
При ориентировочном выборе ламп можно пользоваться
табл. 1.1. Коэффициенты усиления следует брать для удвоителей
частоты на 3 дБ, а для утроителей — на 5 дБ меньше. Предоконеч-
ный каскад никогда не следует ставить в режим умножения ча-
стоты, так как он имеет существенный вес в общем энергобалансе
передатчика и в режиме умножения частоты его КПД будет
примерно в п раз меньше (п — коэффициент умножения частоты).
По мере уменьшения номера каскада (удаления от выходного
усилителя ВУ) не следует слишком уменьшать мощность отдель-
ных каскадов; нужно выбрать некоторый конструктивный мини-
мум мощности каскада, например 2 Вт, для передатчика мощ-
ностью 100 кВт и более и 50 мВт для передатчиков меньших мощ-
ностей, слишком сильное уменьшение мощностей в предваритель-
ных каскадах не дает никакого выигрыша в энергетике, но очень
осложняет задачи экранировки маломощных каскадов от влияния
мощных каскадов своего и соседних передатчиков. Каскады мощ-
ностью менее 20 Bi следует проектировать на транзисторах
(см гл. 7)
Во всех случаях рекомендуется применять по возможности од-
26
нотактные схемы, имея в виду, что при этом повышается надеж-
ность и уменьшаются расходы на радиолампы.
Модуляторы Modi и Мод2 радиовещательных передатчиков це-
лесообразно делать отдельные на каждый блок, это, с одной сто-
роны, повышает надежность станции, с другой — позволяет рабо-
тать при необходимости в «букетном» режиме, подключив разные
блоки на разные антенны, и на разных волнах передавать разные
программы.
В радиовещательных передатчиках применяется в основном
анодная модуляция на оконечные каскады й.
Однако использование не одного, общего, а раздельных моду-
ляторов для каждого блока имеет также недостаток, который со-
стоит в том, что фазо-частотные характеристики обоих модуля-
ционных трактов должны быть достаточно идентичны, иначе бо-
ковые частоты блоков не будут алгебраически складываться меж-
ду собой и с суммарной несущей передатчика. Допустимое рас-
хождение фаз не должно превышать 30—40°, обычно этого легко
удается достичь.
Для автоматического поддержания синфазности колебаний,
поступающих от блоков 1,2 на мост сложения мощностей М, слу
жит цепь фазовой автоподстройки {2 8], состоящая из фазового
детектора ФД, связанного с помощью конденсаторов Сев с выход-
ными фидерами блоков 1,2 и управителя У (например, перемен-
ный конденсатор, управляемый сервомотором, или емкость запер-
того р-«-перехода), воздействующего на резонансную частоту од-
ного из предварительных каскадов усиления радиочастотного трак-
та и, таким образом, изменяющего фазу колебаний на выходе
соответствующего блока.
В передатчиках морской связи (подвижная служба), работаю-
щих в телефонном и телеграфном режимах, для телефонии может
быть применена сеточная модуляция. Дело в том, что если пере
датчик большую часть времени работает в телеграфном режиме, то
нет смысла применять анодную модуляцию, так как мощный и
дорогой анодный модулятор большую часть времени не будет
использоваться. Выгоднее несколько потерять на эксплуатацион-
ных расходах при менее эффективной сеточной модуляции в те
небольшие интервалы времени, когда передатчик работает в теле-
фонном режиме и когда не требуются высокие качественные по-
казатели, свойственные анодной модуляции.
Сеточный модулятор подключается к одному из каскадов после
умножителя частоты так, чтобы после модулируемого генератора
было не более двух каскадов усиления модулированных коле-
баний.
Особенность возбудителей В1 и В2 радиопередатчиков, рабо-
тающих в сетях синхронного радиовещания, состоит в том, что
в режиме частотного синхронизма расхождение частот радиостан-
О Расчет режимов при модуляции дан в гл 4, особенности проектирования
анодных модуляторов — в гл 5
27
ций не должно превышать 0,1 Гц (т. е. на частоте 1,5 МГц
;С0,05 : 1,5-106«;3-Ю^8), а в режиме фазового синхронизма рас-
хождение фаз не должно превышать 30—40° за один час работы.
Поэтому для работы в режиме частного синхронизма в передат-
чиках применяются высокостабильные кварцевые генераторы
(Д//\f 5• 1О9 за сутки) с трансформаторами частоты (синтезаторы
частот), позволяющими получить на выходе любую рабочую ча-
стоту радиовещательного канала, а для работы в режиме фазо-
вого синхронизма задающие кварцевые генераторы этих передат-
чиков подстраиваются по фазе на точную частоту, передаваемую
на километровых волнах специальным передатчиком.
Теория чисел позволяет доказать, что по какой бы числовой
системе ни был построен трансформатор частоты, на его выходе
неизбежно, кроме желательной рабочей частоты /р, появятся так-
же многочисленные комбинационные частоты fK, причем через
равные интервалы, точно равные1) «шагу» трансформатора, т. е.
частотному интервалу между соседними возможными рабочими
частотами на выходе трансформатора. Если шаг трансформатора
равен 1 кГц, то комбинационные частоты отстоят от частоты воз-
будителя fp на интервалы, кратные 1 кГц.
Подавить комбинационные частоты, применив амплитудное
ограничение, нельзя, так как при этом паразитная амплитудно-фа-
зовая модуляция несущей частоты передатчика превратится в фа-
зовую модуляцию при очень незначительном (в 1^2 раз) ослабле-
нии интенсивности комбинационных частот. Между тем в синхрон-
ной сети никакая паразитная фазовая модуляция передатчика с
амплитудной модуляцией посторонними2) частотами недопустима,
так как на приеме эта фазовая модуляция может превратиться,
в амплитудную модуляцию. Произойти это может, во-первых, в
результате неточной настройки приемника или несимметрии час-
тотно-фазовых характеристик фильтра его промежуточной часто-
ты; во-вторых, это составляет специфическую особенность сетей
синхронного вещания: в зоне интерференции передатчиков син-
хронной сети фазовая модуляция одного из слагаемых колебаний
переходит в амплитудную модуляцию результирующего сигнала
в антенне приемника [2.10].
Отсюда следует, что в амплитудномодулированных передатчи-
ках вообще, а в передатчиках синхронных сетей в особенности тре-
бования к уровню паразитной фазовой модуляции посторонними
частотами, в том числе комбинационными частотами синхронного
возбудителя, а также частотами пульсаций питающих напряжений
(50 Гц и ее гармоники) должны быть жесткими.
В частности, если интервал между комбинационными часто-
тами равен 1000 Гц, то после их детектирования в приемнике по-
*> При правильно выбранной числовой системе; в общем случае комбина-
ционные частоты могут располагаться на интервалах, в целое число раз мень-
ших, чем шаг трансформатора.
2> Посторонними, т. е. некоррелированными с частотами спектра полезней
модуляции.
28
лучатся звуковая частота 1000 Гц и ее гармоники, к которым слух
очень чувствителен. Поэтому обычные нормы на паразитную мо-
дуляцию (—50-4 60 дБ), применяемые, главным образом, к па-
разитной модуляции низкими частотами пульсаций питающих на-
пряжений, в данном случае не применимы. Для подавления пара-
зитных комбинационных частот до уровня ниже —70 дБ на выходе
возбудителя ставится синхронный фильтр, представляющий собой
систему фазовой автоподстройки частоты [2.8]. С выхода синхрон-
ного фильтра колебания частоты подаются в тракт усиления пере-
датчика.
Рассмотрим структурную схему радиопередатчика для межкон-
тинентальной и глобальной связи (рис. 2.3).
(линия)
Рис. 2.3. Структурная схема передатчика межконтинен-
тальной н глобальной саязи
На станциях километровых волн для глобальной радиосвязи
применяют частотную манипуляцию, позволяющую получить не-
который выигрыш в мощности передатчика по сравнению с мощ-
ностью при амплитудной манипуляции. При этом для передачи
сигналов телеграфного буквопечатающего аппарата со скоростью
В — 100 Бод (две буквопечатающие телеграфные связи, частота ма-
нипуляции «по первой гармонике» FM — 50 Гц при обычной в этих
случаях девиации частоты Рд = 50ч-75Гц) требуемая полоса про-
пускания частот антенны должна составлять
2Д/= 2 | Д<4~^д i = 200 -^250 Гц. (2.1)
Даже при скорости В = 50 Бод требуемая полоса может превышать
100 Гц. Между тем полоса пропускаемых частот даже очень доро-
гой антенны на мириаметровых волнах может составлять всего
40 Гц [2.13].
Для того чтобы такой спектр пропустить через узкополосную
антенну, применяют способ частотной телеграфной манипуляции
параметров антенны. При этом резонансная частота антенны из-
меняется в соответствии с изменением частоты излучаемого сиг-
нала и динамическая частотная характеристика антенны оказы-
вается согласованной со спектром излучаемого сигнала.
Со входа телеграфные сигналы поступают параллельно на воз-
будитель передатчика с частотной манипуляцией ЧМ и на амнли-
29
тудный манипулятор AM во вспомогательном тракте управления
частотой антенны (см. рис. 2.3). Частотноманипулированные сиг-
налы с возбудителя поступают на блоки мощного высокочастот-
ного усилителя ВЧ4 и ВЧ2 и мост сложения мощностей М и через
индуктивность связи £сн в антенный контур.
Амплитудный манипулятор осуществляет манипуляцию коле-
баний тональной частоты 1800 Гц, подаваемых далее на усилитель
и выпрямитель. Усиленные по мощности и выпрямленные теле-
графные сигналы управляют индуктивностью насыщаемого фер-
ритового дросселя НД, подключенного к удлинительной катушке
антенны Ау.
При прохождении через насыщаемый дроссель управляющего
тока резонансная частота антенного контура передатчика увели-
чивается на величину разноса частот A\f=(fn—fo) при частотной
манипуляции. При проектировании следует выбирать мощность
усилителя тональной частоты
2,2-10-4 МР*Ч- (2.2)
Например, при мощности передатчика РВч~ 1000 кВт и разносе
частот Д)= 100 Гц /3Нч = 2,2-10~'* •102-103=22 кВт.
Структурная схема передатчика точной частоты представлена
на рис. 2.4. Здесь обозначения такие же, как на рис. 2.2. Атомный
Рис. 2.4. Структурная схема передатчика точной ча-
стоты
эталон частоты АЭ выдает высокостабильные колебания
— 1 • 10~10-4-1 • 10-11) [2.3]. При такой высокой стабильности частоты
(фазы) колебаний всякие сдвиги фазы в резонансных контурах
тракта передатчика совершенно недопустимы.
Для того чтобы уменьшить эти фазовые сдвиги, во-первых, кас-
кады работают в недонапряженных режимах с малыми сеточными
токами, благодаря чему уменьшается изменение нагрузки на ко-
лебательные контуры при изменении напряжений питания; во-вто-
рых, колебательные контуры зашунтированы «декрементными»
сопротивлениями для еще большего ослабления влияния изменяю-
щихся входных сопротивлений радиоламп и уменьшения крутизны
фазовых характеристик колебательных контуров: для уменьшения
влияния их случайных расстроек на фазу выходных колебаний
передатчика; в-третьих, вход—выход передатчика охвачен цепью
фазовой автонастройки. Ясно, что работа ламп промежуточных
30
каскадов в недонапряженном режиме на контуры, зашунтирован-
ные декрементными сопротивлениями, требует некоторого увели-
чения числа каскадов в высокочастотном тракте передатчика.
Цепь' фазовой автонастройки, охватывающая вход—выход пе-
редатчика, включает умножитель частоты Лф, фазовый детектор
ФД и управитель У, воздействующий на резонансную частоту
входного каскада ВЧ тракта, автоматически корректирует рас-
хождение фаз колебаний в антенне и на выходе атомного эталона.
Для передачи сигналов времени к передатчику должен быть
подключен соответствующий амплитудный манипулятор телеграф-
ного типа или коммутатор поочередно излучаемых частот (на
функциональной схеме рис. 2.4 эти устройства не показаны).
2.4. Расчет системы выходных контуров
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
При расчете системы колебательных контуров исходят
из требований обеспечить необходимые фильтрацию гармоник Ф,
КПД контуров г|к и полосу пропускания 2Д/Д при заданных мощ-
ности Р (или эквивалентном сопротивлении нагрузки генератора
₽э) и сопротивлении полезной нагрузки 7?н (фидера /?ф или ан-
тенны Да). Необходимая величина коэффициента фильтрации1)
Ф = (2.3
(здесь индексы а и н указывают соответственно токи в аноде
и в нагрузке (антенне или фидере), а индексы 1 и п-—токи пер-
вой и n-й гармоник) зависит от того, как задана норма на подав-
ление побочных излучений: по допустимому уровню их мощности
в фидере к антенне радиопередатчика [2.1] или по допустимому
уровню их мощности, излучаемой антенной передатчика [2.7].
Первая норма — промышленная, применяемая к передатчику
как к товару; вторая — эксплуатационная, предъявляемая к ра-
диостанции как к предприятию. Естественно, что определяющая —
норма эксплуатационная [2.7], контролируемая по эквивалентной
напряженности поля побочных излучений, т. е. по максимально
допустимой напряженности поля, создаваемой мощностью побоч-
ных излучений, равной норме и приведенной к расстоянию в 5 км
от излучателя [2.7]. Нормы на допустимые мощности побочных
излучений такие же, как нормы для мощностей побочных излуче-
ний в фидере передатчика (см. табл. 2.4).
Поскольку сопротивление фидера (к согласованному с ним
в пределах нормы активному нагрузочному сопротивлению) для
токов первой и п-й гармоник может отличаться в (\/к5)2 раз, в худ-
шем случае, необходимая величина коэффициента фильтрации по
заданному уровню мощностей Рф и Рфп в фидере
’> Можно также пользоваться коэффициентом ослабления тока гармони-
ки к, (см. гл. 3). В СДВ передатчиках удобнее пользоваться коэффициентом
фильтрации Ф.
31
<3-4’
«б — коэффициент бегущей волны.
Очевидно, что при таком определении не учитывается фильтра-
ция гармоник в колебательном контуре антенны. Если под «фи-
дером к антенне» понимать провод, идущий от колебательной си-
стемы передатчика к снижению антенны, то выполнение нормы
на подавление гармоник в фидере облегчается; при этом необхо-
димо иметь в виду, что сопротивление антенны для токов первой
и n-й гармоник существенно различно. Для антенн с электрической
длиной //ЛйС0,25 отношение сопротивлений антенны для токов пер-
вой и второй гармоник Raz/Rai = F(t]a) « 1 + Зт]А, т)а— КПД антен-
ны; при этом необходимый коэффициент фильтрации
<м>
Наконец, при эксплуатационном нормировании по излучаемой
мощности, а также для антенны с электрической длиной /Д^0,25
в соответствии с квадратичной зависимостью сопротивления излу-
чения от частоты
(2-6>
У Яп
РАСЧЕТ КОЛЕБАТЕЛЬНЫХ КОНТУРОВ
Основными типами колебательных контуров являются:
— П-контур, представляющий собой четырехполюсник с ем-
костными связями с внешними цепями [рис. 2.5а];
1) в отношении напряжений
ut и и„ на Хая
Рис. 2 5. Типы колебательных
контуров
32
— iC-контур с последовательно включенным сопротивлением
нагрузки [антенный контур, рис. 2.56, в]. Здесь XL — индуктивность
настройки антенны, если она работает с удлинением (//Л<0,25),
или индуктивность антенны (при //Х>0,25), а Хс— укорачиваю-
щая емкость [рис. 2.56, в] или емкость антенны (если //Х<0,25).
Для практических расчетов коэффициент фильтрации П-кон-
тура удобно определять по приближенному соотношению
для последовательного антенного контура =л или
npA/Ra, если ЛД<рА- Здесь рА — волновое сопротивление провода
антенны.
Параметры П-контура (см. рис. 2.5а) должны удовлетворять
трем условиям
1) согласования нагрузки с генератором
№ = Pjk ; (2.7)
1 Q
2) согласования контура с нагрузкой
Х2= %2 Ъ . (2.8)
2 1 Rs
3) резонанса
р = -(Х1+Х2). (2.9)
Здесь R3 — требуемое сопротивление нагрузки генератора и
R„— заданное сопротивление нагрузки.
Совместное решение этих трех уравнений позволяет опреде-
лить неизвестные Xt, Х2 и р; при этом
^ = -(^ + ^cp)/Q; Х2 = - (RH + Rcp)/Q, (2.10)
где Rcp = VR3Ra,
р = - (X, + х2) = - <^+№)2.
2.56) необ-
систему из
(правая часть последнего равенства для проверки вычислений).
При расчете системы связанных П-контуров (рис.
ходимо определить пять неизвестных величин, решив
пяти уравнений:
— условий согласования нагрузок
X2 Q X2 Q
Р1 = ДГ ” р’ = х-;
— условия критической связи
X — /р1рГ
/v2 —-------—------------ ,
Q К Rs RH
(2.U)
*> Приводимые ниже соотношения для расчета П-контуров (2.10), (2.12),
(2 13) справедливы, конечно, не только для ДВ и СВ передатчиков, но для
передатчиков любого диапазона частот
2—243 аз
— условий резонанса двух контуров
Pi = (^i + Х2) и р2 = — (Х2 4- Х8).
Здесь положено, что добротности связанных контуров Qi = Qz= Q.
Полагая по-прежнему Rcp = ]/ Дэ^?н, получаем расчетные соот-
ношения
-Рср , jjz _ __ X;Xg ' __ _ 7?HQ ~ Rcp .
1 Q2—1 ’ 2~ RCP ’ 3~ Q2—1 ’
Pi, p2 определяются по уравнениям условия резонанса.
Для проверки вычислений
0 _ КР1Р2 _ Р1 __ Рз
~ “ у2 ~ у2 '
х2 Х1 л3
Прежде чем приступить к расчету, необходимо убедиться
что заданное сопротивление нагрузки (фидера или антенны) боль-
ше минимально допустимого: для одного П-контура
^н.мин > P/Q = W-,
.для системы двух П-контуров
^•MHH>^3/(Qa-l)2.
(2.12)
(2.13)
в том,
(2.14)
Исходным для расчета системы колебательных контуров яв-
ляется выбор их добротности в нагруженном состоянии из прак-
тических компромиссных соображений: с ростом добротности
Q = Q1 = Q2 фильтрация улучшается, полоса пропускания сокра-
щается, КПД контуров падает (табл. 2.5).
Таблица 25
Параметры контура Значения параметра для
одного П-контура двух П-контуров
Коэффициент фильтра- ции ФаЖ1Я*@4
Полоса пропускаемых частот ЫГЧ/Q
КПД системы контуров Пк1=1—Q/Qxx«i— —Ф1/(п’<Зхх) w=i—2Q/Qxx« «1-2/Ф, /(n2,5Qxx)
Зависимость КПД одного П-контура и двух П-контуров от
коэффициента фильтрации представлена на рис. 2.6. Как видно,
при удовлетворительном КПД (80—90%) одноконтурная система
позволяет получить сравнительно небольшое ослабление второй
гармоники (на 40—45 дБ). Двухконтурная система несравненно
лучше: позволяет получить практически любые необходимые ос-
34
лабления гармоник при отличных величинах КПД системы. При
этом особенно следует обратить внимание на то, что полоса про-
пускания двухконтурной системы почти в полтора раза больше,
чем одноконтурной. Поэтому во всех случаях, когда использова-
ние одноконтурной системы не позволяет удовлетворительно раз-
решить противоречие между КПД, фильтрацией и полосой про-
пускания, радикальное решение достигается применением двух-
контурной системы.
Рис 2 6 Зависимость КПД П-контуров от коэффициента
фильтрации
Токи в контурах (действующие значения) для расчета проводов и деталей
могут быть определены следующим образом
— по входной мощности
Д =
— по выходной мощности
Д = урВЫхЯн/хспн, (2,15)
— по мощности в контуре (антенне)
Здесь Хсвн—сопротивление связи с нагрузкой, РВх = Ря—мощность, от-
даваемая лампами в колебательный контур.
В заключение заметим, что в этом параграфе приведены фор-
мулы и порядок расчета систем колебательных контуров, т. е. кон-
туров, имеющих добротность Q^3~5; в последние годы в ряде
конструкций передатчиков вместо колебательных контуров с целью
уменьшить контурные токи применяют полосовые фильтры или
фильтры нижних частот с добротностью <2ф~ 14-1,5 [2.14]. Такие
фильтры должны рассчитываться соответствующими методами, из-
вестными из теории фильтров.
2* 35
2.5. Особенности принципиальных схем
выходной ступени
Расчет системы контуров можно начинать с наиболее
длинной волны диапазона, определяя Бмакс = ip/сомин. Настройку по
заданному диапазону частот целесообразно проводить, изменением
индуктивности, имея в виду, что
(^макс/^мии)2 = ^макс/^мин и ^макс/^мин (2.16)
Более чем десятикратное изменение индуктивности (т. е.
трехкратное изменение длины волны) принимать не сле-
дует, так как осуществить это трудно: в частности, из-за появле-
ния резонансов закороченных частей катушки, влияния индуктив-
ностей короткозамыкателей и соединительных проводов на самых
коротких волнах, сильного уменьшения КПД контура.
Конструктивно индуктивность целесообразно выполнять в виде
двух полукатушек, намотанных в разные стороны и закорачивае-
мых с двух концов; возможно также применение вариометров [2.12].
С повышением частоты (уменьшением L):
— согласование сопротивлений Дэ и Д, не изменяется (естест-
венно, если 7?н не изменяется с частотой);
— полоса пропускания одиночного л-контура не изменяется;
— критическое значение коэффициента связи двух связанных
П-контуров уменьшается, обратно пропорционально частоте; связь
становится больше критической;
— добротность Q и соответственно коэффициент фильтрации Ф
увеличиваются пропорционально частоте;
— КПД контура уменьшается (потери растут пропорционально
частоте).
Эти простые зависимости следует иметь в виду при выборе ис-
ходной величины Q в начале расчета.
При определении емкости конденсатора необходимо пом-
нить, что он включает в себя емкость Свн, вносимую в контур
схемой радиоламп и монтажом; с учетом этого конденсатор Ci(Xi)
должен быть соответственно уменьшен: = (coXj)-1—Свн.
На длинных и средних волнах эта поправка может быть очень
небольшой.
Для регулировки связи (регулировки сопротивления нагрузки)
в пределах ±(10—20) % параллельно конденсаторам Сг(Хг) и
Ci(Xi) следует включить дополнительные конденсаторы с неболь-
шой емкостью (или последовательно с ними дополнительные кон-
денсаторы с небольшим сопротивлением).
Анодное питание можно подключить или, как обычно, в схеме
параллельного питания, или через дроссель Lp к средней точке
контурной индуктивности (рис. 2.9а), или, что лучше, к точке
нулевого потенциала на этой индуктивности (нулевого потенциала
по колебательному напряжению первой гармоники). Однако сле-
дует иметь в виду, что при симметричном закорачивании катушки
(36
с двух концов точка нулевого потенциала несколько смещается.
При использовании в выходной ступени мощных триодов лучше
включить их по схеме с общей сеткой (рис. 2.96). В случае по-
строения по схеме с общим катодом (см. рис. 2.9а) целесообразно
Рис. 2.7. Схема выходного каскада
передатчика
применить анодную нейтрали-
зацию с помощью нейтродин-
ного конденсатора CN. Симво-
лами Ср, Lp на схемах обозна-
чены разделительные (блоки-
ровочные) емкости и индук-
тивности. В цепь катода лампы
а;
Рис. 2.8. Схема двухтактного каскада
передатчика
на рис. 2.9а включено реле Р— максимальный автомат, служащий
для выключения напряжения £а при появлении в лампе недопусти-
мо большого тока.
Иногда вместо дросселя в цепи анодного питания применяют
«стопорный контур» £аСа (см. рис. 2.96). Недостаток такой схе-
мы состоит в том, что параллельная индуктивная ветвь La вносит
лишний орган управления настройкой, не улучшая при этом основ-
ные показатели системы (т]к, Ф, 2А/).
Хотя передатчики средних и длинных волн работают на несим-
метричную антенну, в некоторых случаях, для очень мощных пе-
редатчиков, целесообразно применить двухтактную схему, умень-
шив таким образом число параллельно соединенных радиоламп.
Пример соответствующей схемы приведен на рис. 2.10а, а ее экви-
валентная схема — на рис. 2.106, где обозначено Р= Рэ/2— со-
противление нагрузки на одно плечо двухтактной схемы.
3'7
Расчет этой схемы проводится из условий согласования нагру-
зок, критической связи и резонанса двух контуров (см. выше).
Соответствующие расчетные формулы имеют вид:
Y __ _ ОД ~Ь 27?ер е _____ __ RrQ Ч~ Rep
1 Q2 — 1 3~ Q2—2
Pi = — (Х!+Х2); р2 = — (0,5Х2 4- Х3);
(2.17)
Q = Q1 = Q2 — добротность первого и второго колебательных кон-
туров.
Особенность схемы состоит также в применении симметриру-
ющей индуктивности Хс [2.9]. Ее величина выбирается из условия
Хс=—0,25Х2. (2.18)
Назначение симметрирующей индуктивности — создать цепоч-
ку последовательного резонанса (короткое замыкание) для одно-
тактной волны напряжения на выходе первого (pi, Х4, Х2) коле-
бательного контура и обеспечить таким образом нулевой потен-
циал в средней точке с и симметричные противофазные напряже-
ния в плечах схемы.
Мостовая схема сложения мощностей (рис. 2.11а) позволяет
очень сильно повысить надежность действия радиопередатчика:
одновременная авария двух полукомплектов передатчика по неза-
висимым причинам очень мало вероятна; при необходимости еще
больше повысить надежность в каждом полукомплекте также
можно применить сложение на мосту. По сравнению с «блочными»
схемами сложения мощностей, в которых слагаемые генераторы
(«блоки») параллельно или последовательно подключаются к об-
щей нагрузке, мостовая схема имеет такие преимущества:
— при аварии одного из слагаемых генераторов режим остав-
шегося в работе генератора не изменяется (в блочной схеме ста-
новится опасно недонапряженным);
— обнаружение аварийного блока с помощью детектора, вклю-
ченного в систему автоматики, здесь достигается очень надежно,
так как колебательное напряжение на выходе аварийного блока
пропадает (в блочной схеме остается колебательное напряжение,
создаваемое блоком, оставшимся в работе).
Расчет мостовой схемы прост и определяется двумя условиями:
1) сопротивление RrM балластного контура LqC^Rq между анода-
ми щ и az должно быть в два раза больше, чем нормальное сопро-
тивление нагрузки R's на плечо (полукомплект) передатчика, т. е.
R^=‘2R'3; 2) входное сопротивление нагрузочного П-контура
Xit р, Xz между точками с—к должно быть в два раза меньше со-
противления R’3 в режиме сложения и равно ему между точками
и—к для работы на нагрузку одного генератора через систему
обхода моста.
38
Рис. 2.9. Мостовые схемы сложения мощностей передат-
чиков
Действительно, если оба полукомплекта синфазно работают на
мост (см. рис. 2.11а), то к точке с П-контура подходит ток 2 Ли,
создающий на сопротивлении R'J2 напряжение Да = /а1/?' ; на бал-
ластном контуре при этом колебательное напряжение отсутствует,
так как токи /а1 обоих полукомплектов включены в балластный
контур с противоположных концов.
При аварии одного из полукомплектов, например левого, на
П-контуре между точками с—к будет напряжение Да/2, но такое
же напряжение появится между точками с—а2 балластного кон-
тура: /ai2 R'3pz = 0,5 IalR 3 = 0,5 Да, здесь р = 0,5 — коэффициент связи
с балластным контуром работающего полукомплекта. Таким обра-
зом, режим оставшегося в работе полукомплекта не изменится,
39
на нем сохранятся полное колебательное напряжение Ua и нор-
мальная нагрузка R'3. На аноде аварийного генератора колеба-
тельное напряжение пропадает, так как сумма напряжений между
точками с — к и с—а (UJ2 и —77а/2) равна нулю, детектор /71
(см. рис. 2.116) надежно зарегистрирует аварийный полукомплект.
Работа на мост с одним выключенным генератором невыгодна,
так как при этом половина мощности оставшегося генератора те-
ряется на балластном сопротивлении 7?б, излучаемая мощность
падает в четыре раза, сила сигнала — в два раза.
Во избежание этого, в схеме автоматики передатчика преду-
сматривается система обхода моста, состоящая из переключателей
771, 772, 773, Л4 и Л5.
В указанной выше аварийной ситуации напряжение на выхо-
дах б, в, д, е детектора пропадает; соответственно через логи-
ческую схему «И» (на рисунке не показана) разомкнется контакт
замыкателя 77г, переключится контакт переключателя 773, замкнет-
ся контакт Л5. Генератор второго полукомплекта окажется нагру-
женным непосредственно на П-контур между точками и — к, где
входное сопротивление П-контура равно по расчету R’3, а аварий-
ный генератор первого полукомплекта — на балластный контур
(через переключатели 77± и Л5 для испытаний во время ремонта).
Сигналы с выводов е, е детекторов Дь Д2 через другую логичес-
кую схему «И» (также на рисунке не показанную) приводят в
действие устройство кратковременного запирания (на 0,5—1 с)
возбудителя передатчика для того, чтобы переключатели 772, 773, Л5
(или Ль Лг, 774 при аварии второго полукомплекта) срабатывали
при отсутствии высокочастотных колебаний, во избежание обго-
рания контактов.
П-контур рассчитывается, как показано выше [см. выражение
(2.10)], на входное сопротивление i7?3 = ^ = Па//а t — нормальное
сопротивление нагрузки для одного полукомплекта с отводом
(точка с), где входное сопротивление в два раза меньше (соот-
ветствующее сопротивление связи равно Xi/]/2 = 0,71 Xi).
Расчет балластного контура не критичен и определяется вели-
чиной мощности одного полукомплекта, подаваемой к нему при
испытаниях. На характеристики (т]к, Ф, 2Af) основного тракта
балластный конТур никак не влияет, поэтому его добротность Qq
может выбираться в сравнительно широких пределах; его волно-
вое сопротивление pg = 2R'JQe', сопротивление связи с балластным
сопротивлением Агсв=рб]Л-^б/2 7?,; сопротивление анодной связи
(«i-T/s; «г—774) равно р/2.
При сложении мощностей в пространстве антенны полукомп-
лектов передатчика должны быть разнесены на расстояние
R^ (2-4-3)/г, где h— высота антенн, но с условием, что 7?^СЗ/5Х,
где X — длина волны. Разнесение необходимо для уменьшения
энергетической связи между полукомплектами передатчика; при
этом питание антенн полукомплектов может быть сфазировано
40
в любом заданном направлении, что дает выигрыш по мощности,
излучаемой в этом направлении, в два раза сравнительно со слу-
чаем излучения всей мощности радиопередатчика через одну ан-
тенну. Делать разнесение больше чем 3/5 X нельзя, так как сум-
марная диаграмма излучения радиостанции при этом станет мно-
голепестковой со сжатием ширины лепестка в главном направ-
лении.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
2.1. Передатчики радиовещательные стационарные. Основные параметры. ГОСТ
13924—68. Введен 1.01.70. М., 1968. 26 с.
2.2. Использование радиоспектра. Перевод с английского под ред. М. С. Гу-
ревича. М., «Связь», 1969. 272 с.
2.3. Время и частота. Перевод с английского. М., «Мир», 1973. 216 с.
2.4. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., «Связь»,
1972. 456 с.
2.5. Радиопередающие устройства иа полупроводниковых приборах. Под ред.
Р. А.-Валитова и И. А. Попова. М., «Советское радио», 1973. 462 с.
2.6. Кочержевский Г. Н. Антенно-фидерные устройства. М., «Связь», 1968. 484 с.
2.7. Общесоюзные нормы на уровни побочных излучений радиопередатчиков
всех категорий и назначений (гражданских образцов). Гос. комиссия по
радиочастотам СССР. М., «Связь», 1972. 10 с.
2.8. Шахгильдяи В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки ча-
стоты. М., «Связь», 1972. 448 с.
2.9. Хмельницкий Е. П. Количественные соотношения в двухтактном генера-
торе с симметрирующей индуктивностью. — «Вестник связи», 1954, № 3,
с. 7.
2.10. Пирогов А. А. Синхронное радиовещание. М., изд. ВЗЭИС, 1961. 53 с.
2.11. Хмельницкий Е. П. Проектирование колебательных систем передатчиков
средних и коротких волн. М., изд. ВЗЭИС, 1972. 96 с.
2.12. Писаревский А. М. Построение блок-схем и колебательных систем передат-
чиков ДВ, СВ и КВ. Изд. ЛЭИС, 1960. 224 с.
2.13. Гусятинский И. А., Пирогов А. А. Радиосвязь и радиовещание. М., «Со-
ветское радио», 1974. 176 с.
2.14. Буряк В. Г. Регулировка связи с нагрузкой кв передатчиков большой мощ-
ности. — «Электросвязь», 1974, № 6, с. 39—49.
Глава 3
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПЕРЕДАТЧИКОВ
КОРОТКОВОЛНОВОГО ДИАПАЗОНА
3.1. Типы передатчиков и требования к ним
В соответствии с рекомендациями МККР [3.7] спектр
радиочастот разделен на несколько диапазонов, причем частоты
3—30 МГц называются высокими частотами (ВЧ) или декаметро-
вым'и волнами, а частоты 0,3—3 МГц — средними частотами (СЧ)
или гектометровыми волнами. Однако в существующих ГОСТ
[3.4—3.6] коротковолновым (КВ) считается диапазон частот
1,5—30 МГц, который включает в себя ВЧ диапазон и частично
диапазон СЧ.
Диапазоны ВЧ и СЧ в основном заняты различными служба-
ми стационарной и подвижной радиосвязи и радиовещанием; кро-
ме того, отдельные полосы этих диапазонов отведены для радио-
навигации, метеослужб, передачи стандартных частот, аварийных
служб и передачи сигналов бедствия и др. Ниже рассматривают-
ся лишь радиовещательные и связные передатчики. Основные па-
раметры проектируемых передатчиков должны удовлетворять тре-
бованиям ГОСТ [3.4—3 6] и рекомендациям МККР [3.7].
Радиовещательные передатчики должны обеспечивать качест-
венные показатели не ниже требований II класса вещания, поэто-
му неравномерность АЧХ не должна превышать 1,4—2 дБ, а коэф-
фициент нелинейных искажений при глубине модуляции 90% Дол-
жен быть г%2% в полосе 100—4000 Гц. Промышленный КПД в
режиме молчания не хуже 45—50%. Требования на остальные по-
казатели вещательных передатчиков оговариваются в ГОСТ
13924—68 [3.4].
Диапазон несущих частот . ......
Номинальные значения мощности в режиме несущей
Нестабильность несущей частоты за месяц, не более
Вид модуляции...............
Класс излучения ..........
Глубина модуляции ..............
Диапазон модулирующих частот......
3,95—26,1 МГц
50, 100, 250, 500 кВт
±ыо-«
AM
АЗ
100%
50—104 Гц
Связные передатчики в зависимости от того, для какой систе-
мы связи они предназначены, могут быть мощностью от единиц
ватт в системах низовой связи до 100 кВт в магистральной связи.
42
1. Передатчики для магистральной связи имеют
несколько номинальных значений средних мощностей РСр и соот-
ветственно диапазонов рабочих частот:
Рср, кВт ...••> s > i 1 5 20 100
f, МГц...................... 1,5—20 3—30 4—30 5—30
Рср — средняя мощность при двухтоновом испытательном сигнале.
Передатчики магистральной радиосвязи могут работать в следую-
щих режимах:
А1 — амплитудная телеграфия;
АЗА — однополосная телефония (одна боковая, ослабленная
несущая);
АЗВ — телефония на двух независимых боковых полосах (несу-
щая ослаблена);
АЗН — однополосная телефония (одна боковая, полная несу-
щая) ;
A3J — однополосная телефония (одна боковая, подавленная
несущая);
А7А—А7В — многоканальная телеграфия (одна боковая поло-
са или две независимые полосы, несущая ослаблена);
A7J —• многоканальная телеграфия (одна боковая, подавлен-
ная несущая);
F1 —частотное телеграфирование (ЧТ);
F6 — многоканальное частотное телеграфирование, в том числе
и двойное частотное телеграфирование (ДЧТ).
Режим работы АЗ — двухполосная телефония с несущей, т. е.
обычная AM может использоваться в связных передатчиках лишь
в исключительных особых случаях. При учебном проектировании
может быть задано меньшее количество конкретных видов работы.
Основные технические показатели передатчиков следующие:
Допустимая нестабильность несущей частоты:
для передатчиков с возбудителями «кварц-волна»
для передатчиков с диапазонными возбудителями с
дискретной сеткой частот .
Полоса частот телефонного канала.......................
Неравномерность АЧХ в полосе телефонного канала .
Коэффициент гармоник (при л*=90 % в режиме АЗ) .
Уровень нелинейных комбинационных искажений, не хуже
Скорость телеграфирования..............................
+50 Гц
±о,но-’
250—300 Гц или
300—3400 Гц
^3 дБ
<4%
—35 дБ
50—300 Бод
Требования к остальным параметрам приведены в
ГОСТ 13420—68 [3.5]. Параметры некоторых передатчиков магист-
ральной связи приведены в табл. 3.1.
2. Передатчики для радиосвязи с подвижными
объектами (авиационные, судовые и др.) и низовых сис-
тем связи имеют мощность менее 1 кВт, работают в диапазоне
1,5—24 МГц и обеспечивают работу в режимах Al, A3J и как
резерв в режиме АЗ. Иногда эти передатчики проектируются и для
работы в режимах А2, F1. Основные технические показатели этих
передатчиков несколько хуже, чем соответствующие показатели
передатчиков магистральной радиосвязи.
43
Таблица 3.1
Тип передатчика «Снежинка* рс-1К РС-5К «Молния-2* РС-20К РС-100К Вещательный РВ-100К
Выходная мощность (в телеграф- ном режиме), кВт Диапазон частот, МГц Число рабочих частот, переклю- чаемых автоматически Сетка частот, шаг сеткн, Гц Виды работы Нестабильность частоты: за сутки за месяц Возможное число телефонных ка- налов Полоса частот телефонных кана- лов, Гц Неравномерность АЧХ, дБ Уровень шумов и фона, дБ Коэффициент нелинейных искаже- ний, % Скорость телеграфирования, бод Промышленный КПД, % Габаритные размеры, м Масса, кг Оптовая цена, тыс. руб. 1 2—20 5 100 Al, А2, АЗА АЗВ, Fl, F6 ±2,5-10—6 2 300—3400 ±2 —40 6 50—300 22 660 37 1 2—20 6 Al, А2, АЗА, АЗ ±1 • 10“6 ±8-10-6 2 250—3000 ±2,5 —50 6 до 300 33 1,2x0,Эх XI,8 600 5 3—30 10 Al, А2, АЗА ±1Ю~6 ±8- IO-6 4 250—3000 ±2 —50 5 50—300 35 2x1x2,1 1750 15 4—30 100 Al, А2, АЗА, F4 ±2-10“ 7 ±1,5-10—6 2 300—3400 ±2,5 —40 5 до 300 38 4300 80 20 4—30 10 Al, А2, АЗА ±1 •ю-6 ±5-10-6 4 250—3000 ±2 —50 5 до 300 40 3x2,1X1,2 3500 100 5—30 10 100 Al, А2, АЗА +2-10~7 ±1,5-10-6 4 250—3000 100—60001) ±2,5; ±4») —50 5 до 300 45—53 252 100 (несущ.) 4—30 6 АЗ ±2-10-6 50—10* ±1±1,5 —60 >50 7,5X2,7X3 8000 470
') При трансляции до двух вещательных программ
Градации номиналов выходной мощности, Вт . . . , 0,11—1,3—5,
30—50; 200—300
Нестабильность частоты абсолютная Гц...............±'10-н±75
Уровень взаимомодуляционных искажений *), дБ . . , —35-:—20
Неравномерность АЧХ телефонного канала О, дБ , 3—6
Остальные показатели подобных передатчиков отражены в
ГОСТ 13260—67 [3.6].
3.2. Структурные схемы
Для передатчиков КВ диапазона в общем применимы основные
принципы построения структурных схем, изложенные в гл. 1. Одна-
ко необходимо учесть особенности КВ диапазона, в частности,
работу УВЧ на высоких частотах 1,5—30 МГц, необходимость пе-
рекрытия значительного диапазона (10—20-кратное перекрытие по
частоте для одного передатчика), сложности построения колеба-
тельных контуров с большой перестройкой по частоте, необходи-
мость разбивки рабочего диапазона на поддиапазоны и т. п.
В последнее десятилетие существенно повысились требования
к таким показателям радиопередатчиков, как стабильность часто-
ты, побочные излучения, качество передачи информации, надеж-
ность, экономичность, автоматизация и т. и.
Значительные успехи достигнуты к настоящему времени элек-
тронной промышленностью в создании новых генераторных ламп
и мощных ВЧ транзисторов. Разработаны тетроды на мощность
до 80—100 кВт, причем характеристики их весьма «левые» и токи
управляющей сетки малы, благодаря чему усиление по мощности
ступени УВЧ на таких тетродах может достигать значений поряд-
ка 100 и даже более в схеме с общим катодом (ОК) на частотах
КВ диапазона. Поэтому в ступенях УВЧ мощностью до 100 кВт,
целесообразно использовать тетроды, а при мощности ^1 кВт —
пентоды.
Ступени усиления мощности КВ диапазона большей частью
выполняются на тетродах по однотактным схемам с ОК (рис. 3.1
и 3.2), которые устойчиво работают благодаря заземлению по ВЧ
Рис ЗД. Структурная схема связного передатчика РС-1К
*> В зависимости от класса станции
45
Рис. 3.2. Структурная схема связного передатчика РС-20К
экранирующей сетки и уменьшению за счет этого емкостной связи
между входом и выходом. Схема с общей сеткой используется в
случаях, когда ступень УВЧ выполняется на триодах, например,
при мощности 2^100 кВт (рис. 3.3). Иногда УВЧ на тетроде с ОК
оос
Рис. 3 3. Структурная схема радиовещательного передатчика РВ-100К
не обеспечивает устойчивого высокого усиления (об этом см. §3.4).
В таком случае применяется схема на тетроде с заземленными
по ВЧ управляющей и экранирующей сетками (см., например, на
рис. 3.2 выходной каскад передатчика РС-20К).
Применение однотактных схем упрощает конструкцию и по-
вышает надежность работы передатчика.
Двухтактная схема, являясь более сложной в схемном и осо-
бенно конструктивном отношении, не способна без специальных
дополнительных фильтров удовлетворять современным нормам на
побочные излучения даже по четным гармоникам, так как прак-
тически всегда есть некоторая несимметрия. Симметричные же
фильтры гораздо сложнее несимметричных. Кроме того, в послед-
нее время разработаны и все шире применяются несимметричные
фидеры из коаксиальных кабелей (до уровня мощности 50 кВт).
Однотактная схема УВЧ не требует специальных переходов при
работе на коаксиальный фидер. Двухтактная схема может ока-
заться предпочтительнее для мощных вещательных передатчиков
46 .
(см. рис. 3.3), так как при питании накалов ламп со сдвигом фаз
позволяет уменьшить уровень фона, что весьма важно для ве-
щания.
Проблема перехода от несимметричной однотактной схемы к
симметричному фидеру в настоящее время может решаться с по-
мощью широкополосных ферритовых трансформаторов (Гршп),
которые выполняются на мощность до 20—30 кВт и на всю полосу
КВ диапазона. Подобными трансформаторами комплектуются поч-
ти все связные передатчики мощностью 1—20 кВт (см. рис. 3.1
и 3.2). При мощности Р^20кВт нецелесообразно применять на
выходе передатчика специальные симметрирующие контуры, так
как они весьма громоздки и требуют перестройки и коммутаций
в диапазоне частот. Маломощные передатчики подвижных систем
связи имеют, как правило, несимметричный выход под коаксиаль-
ный кабель. Широкополосные ферритовые трансформаторы при-
меняются также и в цепях межкаскадной связи для симметрируйэ-
щих переходов и согласования импсдансов.
В передатчиках КВ диапазона мощностью 10 кВт для обес-
печения норм на побочные излучения необходимы дополнительные
фильтры гармоник (см. например, рис. 3.3). Эти фильтры обычно
выполняются как система четырех—шести коммутируемых октав-
ных фильтров (с перекрытием по частоте /в//н^2) [3.32, 3.33] либо
могут быть перестраиваемыми по диапазону. В передатчиках мощ-
ностью до 10 кВт необходимая фильтрация может быть достигнута
при использовании одиночного П-контура (см. об этом подробнее
в § 3.8). Для снижения помех телевизионному вещанию в настоя-
щее время мощные (>5кВт) КВ передатчики оснащаются в ряде
случаев телевизионным фильтром.
В последние годы большое внимание уделяется вопросам упро-
щения эксплуатации передатчиков, автоматизации управления пе-
редатчиком вплоть до создания необслуживаемых, дистанционно
управляемых передатчиков, а также повышению надежности рабо-
ты передатчика. Этим требованиям наиболее полно отвечает по-
строение ВЧ тракта передатчика с использованием перестраивае-
мых резонансных усилителей мощности только в оконечных и
(при мощности передатчика ^10 кВт) также в предоконечных
ступенях. Весь остальной тракт предварительного усиления яв-
ляется неперестраиваемым широкополосным усилителем, который
обычно состоит из ступеней апериодического усиления (АУ) и
распределенного усиления (УРУ). По этому принципу построено
большинство современных отечественных (см. рис. 3.1—3.3) и за-
рубежных КВ связных и вещательных радиопередатчиков.
Настройка резонансных усилителей и регулировка связи в око-
нечной ступени производятся обычно с помощью электромехани-
ческих приводов, управляемых системой автонастройки или дис-
танционно оператором с пульта. Как резервный вариант предус-
матривается также и ручная настройка посредством ручек управ-
ления и штурвалов.
47
Большинство связных передатчиков в основном работает на
ОБП, причем модуляция и формирование ОБП сигнала произво-
дится в возбудителе (см. гл. 8). Весь ВЧ тракт передатчика пред-
ставляет линейный усилитель мощности необходимого диапазона.
Применение умножителей частоты при этом недопустимо. Если
в подобном передатчике также предусматривается работа с обыч-
ной AM (режим АЗ), то модуляция может производиться как в воз-
будителе с использованием всего ВЧ тракта в режиме усиления
модулированных колебаний (УМК), так и в одной из ступеней ВЧ
тракта (обычно в таком случае используется AM на защитную
сетку пентода в промежуточной ступени усиления).
При телеграфной работе в режимах Al, А2, Fl, F6, А7 манипу-
ляция также осуществляется в возбудителе (см. гл. 8). При ам-
плитудной телеграфии (режим А1), кроме этого, для уменьшения
излучений в паузах может производиться дополнительно манипу-
ляция запиранием одного или двух промежуточных каскадов ВЧ
тракта.
В радиовещательных передатчиках используется преимущест-
венно анодно-экранная модуляция в оконечной ступени ВЧ тракта
при выполнении ее на тетродах. В передатчиках мощностью более
100—250 кВт выходные ступени ВЧ выполняются обычно на трио-
дах, включенных по схеме с ОС, и модуляция осуществляется в
оконечной ступени (анодная, с использованием автосмещения) и
в предоконечной ступени (анодная или анодно-экранная в зави-
симости от применяемых там ламп).
В настоящее время освоен выпуск мощных ВЧ транзисторов
многоэмиттерной структуры, способных на частотах )бС30МГц
обеспечить мощность до 50—70 Вт с одного транзистора, при этом
усиление по мощности КРх- 3-4-5, КПД Цэл ~0,5-4-0,7. Связные пе-
редатчики мощностью до 100—200 Вт выполняются полностью на
транзисторах (см. табл. 3.2). Имеются уже и отдельные образцы
связных транзисторных передатчиков мощностью 1; 5 и даже
10 кВт. Однако выполнение на транзисторах мощных передатчи-
ков встречает ряд трудностей, и делается это только в отдельных
специальных случаях. Весьма перспективным и рациональным яв-
ляется вариант комбинированного построения передатчика, где
только один выходной каскад резонансного усиления выполнен
на лампе, а весь остальной УВЧ тракт—широкополосный — на
транзисторах. Благодаря малой добротности входных и выходных
импедансов транзисторы легко обеспечивают эффективное усиле-
ние в полосе КВ диапазона (см. гл. 7).
Транзисторные передатчики мощностью от сотен ватт до еди-
ниц киловатт строятся по блочно-модульному принципу. Струк-
турная схема такого передатчика изображена на рис. 3.4. Необ-
ходимая выходная мощность /*—ВЫх образуется путем сложения
мощностей А—бл двух или более блоков, каждый из которых объ-
единяет мощности /’—мод нескольких модулей (на рис. 3.4 по 3 мо-
дуля в блоке) — элементы 3—5, 6—8. Усилительный модуль — это
самостоятельный в схемном и конструктивном отношениях ВЧ
48
усилитель, имеющий свои входные и выходные цепи, развязки, бло-
кировки, устройства теплоотвода и защиты, т. е. модуль может
быть отдельно использован для передатчика мощностью ^Р^,мод-
Построение ВЧ тракта из нескольких идентичных модулей очень
удобно, так как передатчики разной мощности будут содержать
лишь различное количество модулей в выходной ступени. Такие
же модули могут использоваться и в ступенях предварительного
усиления (элементы 1 и 2 на рис. 3.4). Модули могут быть выпол-
Рис. 3 4. Структурная схема связного транзисторно-
го передатчика
йены широкополосными, тогда весь УВЧ тракт передатчика будет
широкополосный и не требует перестройки, но на выходе необ-
ходима фильтрующая и согласующая система, которая либо пере-
страивается по диапазону, либо представляет систему коммути-
руемых октавных фильтров. Ламповые передатчики большой мощ-
ности также часто выполняются по блочному принципу, когда не-
обходимая Л^вых обеспечивается сложением мощностей двух бло-
ков (или полукомплектов). Причем в случае необходимости можно
либо работать одним блоком, обеспечивая 0,5Р-.ВЬ!х, либо исполь-
зовать каждый из блоков как самостоятельный передатчик поло-
винной мощности. Правильное блочно-модульное построение обес-
печивает высокую надежность работы. Сверхмощные радиовеща-
тельные передатчики Р~ъых= 1000ч-2000 кВт обычно также вы-
полняются по блочному принципу [3.1].
Составление структурной схемы проектируемого передатчика
начинают с выхода. Выходная мощность Р~вых передатчика за-
дается для вещательных передатчиков в режиме несущей (мол-
чания), а для связных передатчиков задается максимальная мощ-
ность в телеграфном режиме (F1, нажатие при А1) или пиковая
мощность (при A3J).
Лампы для выходной ступени следует выбирать по номиналь-
ной мощности Рл ном, рабочей частоте и системе охлаждения из
соотношений
р
Л ном
ВЫ.
'ЦФ'Птр'Пкс
(3.1)
гДе т]ф = 0,9ч-0,95 — КПД фильтра побочных излучений; т]Тр =
= 0,94-0,95 — КПД симметрирующего выходного трансформатора;
49
tJkc — КПД колебательной системы выходной ступени, которым
следует задаться соответственно мощности передатчика:
Рвых, кВт , . 1 1—10 20-60 100
Ли, с.................. . 0,75—0,8 0,75—0,85 0,8—0,9 0,9—0.95
Кт — коэффициент, зависящий от вида модуляции и режима ра-
боты (для режимов Al, Fl; F4; F6, A3J, АЗВ Кт=1).
Для связных AM передатчиков (АЗ) с модуляцией в промежу-
точных ступенях и дальнейшим УМК
K(m) = (l+m)2, (3.2)
а при анодной или анодно-экранной модуляции в выходной ступени
К (tri) = 1 + tn, (3.3)
где т — коэффициент глубины модуляции.
При построении передатчика на транзисторах даже при коллек-
торной AM в выходной ступени, транзисторы для нее следует вы-
бирать ближе к соотношениям (3.1) и (3.2), так как во избежа-
ние пробоя транзистора необходимо снижать напряжение питания
коллектора в полтора—два раза по сравнению с номинальным.
Для осуществления анодной (коллекторной) AM требуется
мощный модулятор, который выполняется по двухтактной транс-
форматорной схеме класса В. Лампу (транзистор) для одного пле-
ча выходной ступени модулятора необходимо выбрать [3.1, 3.2, 3.11]
по мощности
?л мод ном -у у-^оВЧнес . (3.4)
р 1
где Д>вч= —~ЕЬ|Х-----— мощность, потребляемая анодной цепью
НФИтрПкс 'Пэл
модулируемой ступени в режиме молчания; г]Эл — электронный
КПД модулируемой ступени; щ, тр ~ 0,94-0,95—КПД модуля-
ционного трансформатора. При анодно-экранной модуляции зна-
чение Р'л мод увеличивается на 10—15% по сравнению с (3.4).
Иногда для модулятора выбирают тот же тип ламп, что и для
модулируемой ВЧ ступени. Такое решение основано на некоторых
практических соображениях: однотипность ламп, возможность ис-
пользовать лампы, отработавшие свой срок в ВЧ ступени, в моду-
ляторе, где режим их значительно более легкий.
Лампы для предоконечной ступени УВЧ выбираются из соот-
ношения
₽л Н0М(АГ-1) > P~(N- 1) = ~N K(tri}, (3.5)
pN
где Kpn — коэффициент усиления оконечной (W-й) ступени по
мощности, значение которого можно взять из вышеприведенной
табл. 1.1.
При мощности /Д(л-1)«50—100 Вт ступень целесообразно вы-
полнять в виде широкополосного (ШП) УРУ, а при мощности
50
3—5 Вт и менее — в виде ШП апериодического усилителя (АУ)
(см. § 3.5). Ориентировочные значения КР ступеней ШП усиления
также приведены в табл. 1.1. При определении числа каскадов
ВЧ тракта передатчика можно принять, что современные возбу-
дители обеспечивают выходной уровень сигнала Н~вь1Х«0,5ч-1 В
на нагрузке 50 или 75 0м (см. гл. 8).
Составляя структурную схему передатчика, необходимо сразу
же ориентировочно выбрать источники питания. При этом следует
стремиться к меньшему количеству требуемых выпрямителей, на-
пример, за счет питания от одного выпрямителя нескольких каска-
дов. Пример рационального построения системы питания см. на
рис. 3.3.
На рис. 3.1—3.3 приведены упрощенные структурные схемы
двух связных и одного вещательного передатчиков КВ диапазона,
выпускаемых в настоящее время промышленностью [3.8], основные
показатели которых приведены в табл. 3.1.
а) Связной передатчик РС-1К (см. рис. 3.1) содержит в ВЧ
тракте лишь одну перестраиваемую выходную ступень УМВЧ на
тетроде ГУ-43Б, включенном по однотактной схеме с ОК. Весь
остальной тракт предварительного усиления ВЧ — неперестраивае-
мый широкополосный. Настройка контура выходной ступени, пере-
ключение поддиапазонов и регулировка связи автоматизированы.
Передатчик комплектуется широкополосным ферритовым транс-
форматором Тршц, позволяющим работать на симметричные на-
грузки (фидеры), а также измерителем КСВ фидера и выходной
мощности (KW) и антенным коммутатором АК (на шесть выхо-
дов).
б) Связной передатчик РС-20К (см. рис. 3.2) имеет две пере-
страиваемые ступени однотактных резонансных УВЧ на тетродах.
В выходном каскаде тетрод ГУ-61Б включен с заземленными по
ВЧ обеими сетками (т. е. схема с ОС), а в предоконечном каскаде
используется схема с ОК. Предварительный тракт усиления так-
же широкополосный неперестраиваемый, а настройка резонансных
УВЧ автоматизирована. Переход на симметричный выход в этом
передатчике осуществляется с помощью двух широкополосных
ферритовых трансформаторов: один для работы в диапазоне
3—12 МГц, второй — для 10—30 МГц. Такое решение оказалось
более рациональным по стоимости, габаритам и массе, чем ва-
риант 20 кВт трансформатора на весь диапазон 3—30 МГц.
в) Вещательный передатчик РВ-100К имеет также предвари-
тельный широкополосный усилитель и три ступени перестраивае-
мых резонансных УВЧ, выполненных по двухтактным схемам.
В оконечной ступени применены триоды ГУ-66Б, включенные по
схеме с ОС, предоконечные УВЧ собраны на тетродах с ОК. Пере-
стройка колебательных систем осуществляется одновременным из-
менением индуктивности и емкости так, что нет необходимости
в разделении на поддиапазоны. Модуляция производится в око-
нечной ступени — анодная с автосмещением и в предоконечном —
анодно-экранная. Модулятор выполнен по двухтактной схеме клас-
51
са В на тех же триодах ГУ-66Б, работающих в облегченном ре-
жиме. Подмодулятор выполнен по схеме дроссельного катодного
повторителя для уменьшения нелинейных искажений, вызываемых
сеточным током ламп выходного каскада модулятора. Техниче-
ские показатели передатчика РВ-100К и некоторых отечественных
связных передатчиков приведены в табл. 3.1.
3.3. Выбор режима и расчет лампового
резонансного усилителя
Под выбором режима понимают обоснованный выбор
степени напряженности и угла отсечки анодного тока. Общие
соображения по выбору режима усилителя (генератора с внешним
возбуждением) имеются в [3.1, 3.2 и др.]. В значительной мере эти
вопросы затронуты и в предыдущих разделах настоящего пособия.
Выбор режима в основном определяется видом управлёния коле-
баниями в усилителе.
Ниже рассмотрены в основном соображения по выбору режима
усилителя без модуляции при частотном и амплитудном теле-
графировании. Вопросы амплитудной модуляции ламповых гене-
раторов рассмотрены в гл. 4, однополосной — в гл. 6, а режим
транзисторных генераторов — в гл. 7.
При частотном и амплитудном телеграфировании резонансные
манипулярные каскады, так же как и каскады без какой бы то
ни было амплитудной модуляции или манипуляции, рассчитыва-
ются на непрерывную работу в слегка перенапряженном или близ-
ком к критическому режиме
1 = UJEZ = (1-г-1,05)|гр. (3.6)
Такой выбор напряженности обеспечивает хороший КПД анод-
ной цепи и малую чувствительность к небольшим изменениям на-
пряжения возбуждения Uc и сопротивления анодной нагрузки Rs,
возможным в реальных условиях эксплуатации. Расчет режима
ведется по формулам, приведенным в [3.1, с. 47, 53, 56, 59; 3.2,
с. 32, 39, 44, 48].
Угол отсечки анодного тока обычно берут 0^90° [3.1, с. 41—43;
3.2, с. 23, 34]. Для наиболее современных генераторных радиоламп
с экранирующей сеткой, имеющих большую крутизну статической
анодно-сеточной характеристики (20-4-25 мА/B), при построе-
нии усилителя по схеме с общим катодом целесообразно примене-
ние малых углов отсечки 9 = 604-70° {3.2, с. 34; 3.15, с. 44]. При
использовании схемы с общей сеткой обычно применяют 9 = 90°
или немногим меньше [3.3, с. 112; 3.2, с. 46].
Исходными величинами и соображениями для расчета резонанс-
ного усилителя являются: мощность на выходе подлежащего рас-
чету каскада Рвых; рабочая частота или диапазон рабочих частот
fi—fz’, вид и способ модуляции или манипуляции; качественные
показатели при модуляции; стремление получить по возможности
высокий КПД.
52
Расчет рекомендуется проводить в следующей последователь-
ности:
1. Уточняется выбор типа ламп и их количества для рассчиты-
ваемого каскада. Первоначальный выбор ламп или транзисторов
проводится на стадии составления развернутой структурной схемы
передатчика. При расчете каждого каскада полезно проверить при-
нятые ранее решения с учетом результатов уже выполненных рас-
четов последующих каскадов.
Из расчета режима последующего каскада или его устойчивого
коэффициента усиления (см. § 3.4) известна необходимая для
этого каскада мощность возбуждения. Это и есть выходная мощ-
ность рассчитываемого каскада РВых. Естественно, для выходного
каскада передатчика понятие выходной мощности каскада совпа-
дает с понятием выходной мощности передатчика.
Далее необходимо выбрать возможное значение КПД анодного
контура (или системы связанных контуров) рассчитываемого кас-
када. Ориентировочное значение этого КПД т]к ориент можно взять
из рекомендаций на стр. 50. В конце расчета каскада совершенно
необходимо вычислить действительное значение КПД контура
Т]к.расч и сравнить его С Т]к.ориент- ЕСЛИ окажется, ЧТО Т]красч<
<г]к.ориепт, то в расчет каскада необходимо внести коррективы,
о чем будет сказано ниже.
Вычисляется колебательная мощность каскада
Л = ^вых/Лк.ориент • (3..7)
Применительно к связным передатчикам, основным видом ра-
боты которых является телеграфирование, в качестве номиналь-
ной мощности указывается обычно максимальная мощность
Т’вых макс- Эту мощность называют также телеграфной.
Выбор ламп каскада производится по максимальной мощности
Даамп ~ 7>вых/т)к ОрИент . (3.8)
Рекомендации по выбору ламп изложены в § 1.4 и [3.3]. По-
лезно еще раз подчеркнуть, что определение эквивалентных рас-
четных параметров идеализированных характеристик следует про-
водить по реальным характеристикам ламп методом, изложенным
в [3.3, с. 45—47].
2. В соответствии с конкретным типом ламп, выбранным для
рассчитываемого каскада, их количеством, местом каскада в
структурной схеме передатчика, видом управления колебаниями
и т. п. выбирается схема каскада: однотактная или двухтактная,
с общим катодом или общей сеткой.
3. Угол отсечки 9 выбирается так, как изложено выше, или
по рекомендациям гл. 4 и 6.
4. Вычисляется критическое значение коэффициента использо-
вания анодного напряжения.
Для схемы с общим катодом [3.1, с. 52; 3.2, с. 31]
£ — 1 I JL т /1 ____ 8р1макс q,
Г₽ 2 2 V «1 (6) Згр Е2а ’
53
Для ламп с общей сеткой [3.2, с. 47]:
(3.10)
= 1+0 + > Г (1+-D)2 2Р1макс(1+Р)&
2 у 5 а1(6) Srp^a
Рис. 3.5. Идеализированные анодные
ных ламп
характеристики некоторых современ-
Для ламп со сдвинутым на £' началом анодных характеристик
(рис. 3.5а) [3.1, с. 58; 3.3, с. 96] при схеме с общим катодом:
г ==_L_i__L1/' 1____________Р1макс__=_________ / о 11 х
Srp 2 ' 2 V ^)S„{Ea-E^ Е&-Е'й <ЗЛ1)
‘ (3.12)
са
Для ламп, на анодных характеристиках которых не показан
участок зависимости is = f(ea) при малых еа (рис. 3.56), прихо-
дится считать минимальное значение еа, для которого приводятся
анодные характеристики, соответствующим критическому значению
^а.мин.гр- При необходимости вычисляется
^р = 4>.гр/£а = (Е& мин )/Да. (3.13)
Затем выбирается рабочее значение g так, как это указано
выше, или в соответствии с рекомендациями гл. 4 и 6.
5. Далее рассчитываются анодная и сеточные цепи по мето-
дикам, изложенным в [3.1 и 3.2].
Полезно проверить правильность расчетов, сопоставив найден-
ное расчетным путем значение амплитуды импульса анодного тока
Д.макс.расч = Д1/^-1(0) (3.14)
со значением /а.максфакт, определенным по реальным характери-
стикам лампы:
^а.макс.факт (^а.мин’ ^с1макс> ^с2 ) • (3.15)
Расхождение не должно превышать ±20%. В противном слу-
чае следует проверить правильность определения эквивалентных
расчетных параметров ламп и прежде всего Srp.
54
Расчет режима цепей сеток необходимо вести по реальным
характеристикам токов сеток [3.1, с. 46, ф-лы (1.51а) и (1.52);
3.2, с. 41, ф'-лы (2.63) и (2.64); там же с. 44, ф-лы (2.80) и (2.81);
3.3, с. 90 и 107]. Применение эмпирических формул для расчета
цепей сеток современных генераторных ламп часто приводит к
большим ошибкам.
У генераторных тетродов напряжение сдвига характеристик
анодного тока Е^ часто не совпадает с напряжением сдвига для
тока экранирующей сетки Е". В этом случае характеристики тока
экранирующей сетки располагаются несколько правее анодных и
угол отсечки тока экранирующей сетки Вег оказывается меньше
угла отсечки анодного тока 9:
cos 9с2 = (Е" — Ес )/Uc. (3.16)
В процессе расчета определяются мощности, рассеиваемые на
аноде Ра, экранирующей Рсг и управляющей Pci сетках. Эти мощ-
ности должны быть меньше соответствующих предельных значе-
ний, известных из справочников. У связных передатчиков обычно
вычисляются мощности, рассеивающиеся на электродах в режиме
максимальной мощности. Тепловой режим ламп при амплитудной
и однополосной модуляции рассмотрен в гл. 4 и 6.
У любого передатчика бывает рабочее состояние, когда все
источники питания включены, а напряжение возбуждения отсут-
ствует — режим покоя. Он может быть при амплитудном теле-
графировании при ненажатом телеграфном ключе или у любого
передатчика, когда специальным ключом выключено возбужде-
ние. Режим покоя устанавливается и в аварийном состоянии, когда
из-за повреждения одного из каскадов передатчика на последую-
щие не поступает напряжение возбуждения. Режим покоя для
каскадов с фиксированным смещением при углах 0^90° не опасен.
Иначе обстоит дело в каскадах с автоматическим смещением за
счет тока управляющей сетки. При отсутствии возбуждения, как
правило, отсутствует ток управляющей сетки и, следовательно,
напряжение автоматического смещения также отсутствует. Напря-
жение на управляющей сетке получается равным нулю. При этом
получится недопустимо большой ток анода или экранирующей
сетки:
Л.пок , Лг пок = f (^а> ecl = 0, Ес2) (3.17)
и превосходящие допустимые значения мощности потерь на аноде
и экранирующей сетке:
^а.пок = Еа/а.пок 1 ^с2пок = Ес21с2пак- (3.18)
Для защиты электродов ламп, работающих с автоматическим
смещением, от перегрева в режиме покоя практикуется использо-
вание комбинированного смещения. От выпрямителя смещения по-
дается минимально необходимое фиксированное смещение такой
величины, чтобы в режиме покоя рассеиваемые на электродах лам-
пы мощности не превосходили допустимых значений. Недостающее
55
(3.20)
напряжение смещения создается в нормальном рабочем режиме
за счет тока сетки так, чтобы
Ес = -Ес.фикс + = Е'с — ((7С — DUa) cos 0. (3.19)
6. Завершается расчет каскада выбором элементов колебатель-
ной системы (3.6) и определением КПД анодного контура [3.1,
с. 93; 3.2, с. 109]
Лкрасч~
Полученное значение т]Красч должно равняться или несколько
превосходить принятое в начале расчета значение т]к.ориент:
Т]к расч= ( 14- 1,1) Т]к ориент’
Если окажется, что т]Красч<т]к ориент, то можно рекомендовать
следующие пути достижения их совпадения. Во-первых, следует
в пределах реальных возможных значений увеличить принятую
в расчете величину добротности холостого хода контура Qxx
(см. § 3.7). Во-вторых, можно попытаться несколько увеличить
характеристическое сопротивление контура р = У Ек/Ск, уменьшив
емкость контура Ск и соответственно увеличив индуктивность LK.
Как известно, реальное значение Qxx не может быть сколь угодно
большим, а емкость контура не может быть меньше начальной
(паразитной) емкости схемы, поэтому двумя перечисленными вы-
ше путями не всегда удается достичь совпадения т]к.расч и т]к.ориент.
В крайнем случае приходится пересматривать весь расчет режима
каскада, начиная с выбора ламп и питающих напряжений. Для
получения более высокого значения т]Красч при невозможности
повысить /4 xx=p2Qxxp надо снижать необходимое эквивалентное
сопротивление нагруженного анодного контура Ra—U&II&. Этого
можно достичь, снизив в пределах допустимого напряжение анод-
ного питания Еа, применив другую лампу с меньшим Е& и боль-
шим анодным током при той же полезной мощности, применив
параллельное включение двух—трех радиоламп с небольшим Еа.
Выбор других ламп и иного Еа влечет за собой необходимость
нового расчета режима каскада.
3.4. Расчет условий устойчивости
и коэффициента усиления по мощности
резонансных каскадов
Как показано в § 3.2, структурная схема и число каска-
дов передатчика предварительно определяется на основе прибли-
женных эмпирических данных об усилении тех или иных приборов
(см. табл. 1.1).
При расчетах электрических режимов следует определить и
обеспечить запас устойчивости и усиление каждого каскада с уче-
том обратной связи (3.16—3.20}.
56
В дальнейшем ограничимся
рассмотрением на основе квази-
линейного метода узкополосных
каскадов с одним усилительным
прибором, управляемым напря-
жением.
На рис. 3.6 показана эквива-
лентная схема каскада, построен-
ного по принципу соединения об-
щего электрода усилительного
прибора с общим узлом «О» ос-
тальной части схемы. Блок Si
отображает усилительные авой-
Рис 3 6 Эквивалентная схема кас
када с общим катодом
ств-а прибора и представляет собой идеальный генератор тока, уп
равняемый напряжением. Элементы уа, уъ, Ув отображают проводи-
мости между электродами реального усилительного прибора в ре-
альном режиме. Элементы ук, ус, Ун — проводимости вывода и мон-
тажа катода, источника сигнала и нагрузки соответственно.
Очевидно, что элементы уб и ук создают обратную связь в си-
стеме. Степень влияния обратной связи на работу каскада с един-
ственным кольцом обратной связи полностью определяется комп-
лексным (операторным) коэффициентом передачи кольца Т=
[3.16—3.20], называемым петлевым усилением или возвратным от-
ношением и играющим основную роль в широко известном крите-
рии устойчивости Найквиста [3.16, 3.18].
Величины 'k и — коэффициенты передачи прямой и обратной
ветвей кольца обратной связи.
В узкополосных каскадах фаза обратной связи сильно зависит
от настройки контуров и частоты и практически является неопре-
деленной. Такая обратная связь вносит неопределенность режима
работы каскада вплоть до самовозбуждения, и поэтому ее стара-
ются уменьшить.
Если потребовать, чтобы обратная связь (при любой ее фазе)
создавала неопределенность режима того же порядка, что' и не-
определенность (разброс) номиналов деталей и неточность техни-
ческих расчетов (5—20%), то величина |Т| (по крайней мере,
в рабочей полосе частот) должна лежать в пределах
0,05 < |f| < 0,2.
(3.21)
Поэтому, прежде всего, необходимо уметь вычислять Т.
Возвратное отношение в схеме рис. 3.6 имеет вид
у-__ __________— $! 1УсУн 4~ Уб (Ук 4~ Ус ~Ь Ун)]_
(Уб + УЯ + Ун) (Уд + Уб + Ус) (Ук + Ус + Ун) — 2убУсУн!—
~У„ (Уа + Уб + Ус) + Уб2(Ук + Ус + Ун)+Ус2(Уб + Ув + Ун) ’ (3.22)
57
Громоздкость этого выражения затрудняет его практическое
использование. Если, как обычно, выполняются неравенства:
\Уъ I I Ум I, | Ун I IУ к |, I Уъ I
। Уа (Ук + Si)
Ус I .
У а + У я + Si
|уб|^ 1^1, (3.23)
то нестрогую оценку запаса устойчивости можно осуществить по
приближенному выражению для величины Т:
$! УсУн।Уб
Уб + Ув + Ун _ (Ус + Уа) Ук Уб + Ус + Уа_
(3.24)
Если дополнительно предположить или потребовать выполне-
ния часто встречающегося на практике неравенства |«/а| | «/с|,
то
t & Та = --Л .
Уа + Уб +Ун
Ун Уб
Ун Уб + Ус + Уа_
(3.25)
Для приближенной оценки максимально возможной величины
|Л| предположим, что на входе и выходе каскада имеется по
одному настроенному колебательному контуру, причем на входе
выполняется комплексно сопряженное согласование вида: Reyc =
= Reya; Imz/c=—Imya.
В этом случае согласно (3.24)
I Л 1Мако < ЗЛ23 [0,5Qlp | ZKI /R-2+®2(Ca.0;+Ca.K)«+ co Ca.eRus] /(3.26)
n 7?
где /?22э ~ —11 Э" — резонансное сопротивление между узлом 2
Кц + Кз
и общим узлом 0; Qip — рабочая добротность входного контура;
Диэ— резонансное сопротивление между узлом 1 и общим узлом;
ZK— полное сопротивление между катодом и общим узлом.
При малом внутреннем сопротивлении источника сигнала по-
лучаем
1^2 1иакс ^1^229 [| I ]/ R~2 + И8 (Са.е + Са.к )2 Сао ^цэ] • (3.27)
Первое и второе слагаемые после раскрытия квадратных ско-
бок в выражениях (3.24)—1(3.27) отображают обратную связь че-
рез сопротивление вывода катода и через емкость анод—сетка со-
ответственно.
Если окажется, что при рассогласовании во входной цепи вида
I Уа. | С | Ус | согласно (3.27) первое слагаемое JT'aj близко к еди-
нице или превышает ее, то это указывает на наличие значитель-
58
ной и почти неустранимой обратной связи через сопротивление
катодного вывода. В таком случае следует перейти к схеме с об-
щей сеткой.
При грубых ориентировочных расчетах для ламп прямого на-
кала можно исходить из формулы в омах
ZK(i со)«
2л-1000----+ <а
с
Рад
2л-1000 —
4-ico-lO-5 — I,
м
(3.28)
с
где Un и 1В -— напряжение и ток накала; I — длина лампы в метрах.
Если выполняется неравенство
141 У7?-2 + ®2(Са.с +са,к)2< (0,01 + 0,05), (3.29)
то влиянием обратной связи через сопротивление вывода катода
можно пренебречь и учитывать только обратную связь через про-
ходную емкость. В таком случае (строго говоря, при zK=0, т. е.
для схемы рис. 3.7) можно пользоваться ф-лами (3.30) — (3.37).
Возвратное отношение для активного элемента при этом будет
_ — -Sij/б
(Уа + Уб + Ус) (А'вН' Ун) + Уб (Уа + Ус)
(3.30)
В качестве приближенной оценки величины |Г| можно принять
|тХкс « -т--------|51Уб1маКе-. , . =51ИСа.с7?11э7?22э. (3.31)
I (Уа + Ус) (Ув + Ун) I мин
№
4=^
о
Рис. 3.7. Эквивалентная схема кас-
када с общим катодом без учета ин-
дуктивности вывода катода
После обеспечения требуемого значения | Т | согласно (3.21)
можно, если это необходимо, приступить к определению функции
цепи: коэффициентов передачи, входного сопротивления и т. п.
Отношение напряжения, вы-
ходного сигнала к ЭДС источни-
ка входного сигнала (рабочее
усиление напряжения) для схе-
мы рис. 3.7
Д’ = ^ =
<ХИСН - ---
U1
УсУп
(Уп 4" Ус) (Ут + Ун) — Уи Ун
• (3.32)
Здесь Уи = Уа + Уб, 2/12=2/6, г/21=Д1 + (/б, Угг= Уб + Ув — параметры ко-
роткого замыкания усилительного прибора.
Отношение активной мощности в нагрузке к активной мощности,
проходящей через входные зажимы (действительная часть коэф-
69
фициента усиления полной мощности),
д- __________гн___________ Уъ1Уя
Re (уг1- ,У12Уг1-) У”+Ув
\ Угг ~i~ Ун J
(3.33)
Модуль коэффициента усиления полной 'мощности
Лв.а
У12 У 21
Ун — .
Угг + Ун
Уг1Ун
Угг + Ун
(3.34)
Последнее выражение более полно характеризует усилитель-
ные свойства каскада с точки зрения требований к возбудителю,
чем (3.33), ибо является мерой усиления и активной, и реактивной
мощностей.
Входная проводимость схемы рис. 3.7 определяется выраже-
нием
V — /с — 1 — » У12У21
ВХ -- --- . --- У11
U1 ^-вх Угг + Ун
(3.35)
Активная мощность, отдаваемая или получаемая источником сиг-
нала,
Рвх = 0,5 Д1 РеУвх. (3.36)
Если НеУвх>0, то эта мощность поступает от источника сиг-
нала (возбудителя) на вход усилителя. Если Re УВх<0, то эта
мощность поступает от входа усилителя на источник сигнала и
рассеивается на внутреннем сопротивлении последнего. На прак-
тике это может привести к нежелательному нарушению режима
источника сигнала и даже к его перегреву или пробою.
Обычно после выбора усилительного элемента и расчета его
режима параметры у&, Уб, уъ, ys и s{ становятся известными. Для
вычисления параметра ус, который определяет требования к воз-
будителю, практически следует наложить на величину IPIwaKc
ограничение типа (3.21) и определить наименьшее допустимое зна-
чение проводимости источника сигнала
I Уе 1н Д = (Re ус)н.д = —!-> |4д-Уб1ма- - Re ул. (3.37)
''ПЭв.д Н [макс.в.д
Здесь индексы «н.д» и «в.д» указывают нижнее и верхнее допус-
тимые значения соответственно. Величина IP) макс.в.д выбирается
из соотношения (3.21) с учетом технико-экономических сообра-
жений.
Радикальным средством повышения устойчивости резонансных
каскадов (по крайней мере, на триодах) является переход к схеме
с общей сеткой (вис. 3.8).
60
Обычно zr в этой схеме удается сделать очень малым. При
£=0 (|//г| =оо).
Т =
1 ос
(Уа + Ус)
Ув (Уб + Ун+Уа + Ус) . .
т-1
_ (Уб + Ун) (г/а + г/с)
(3.38)
Если, как обычно, |//в| —малая ве-
личина такая, что
| ^ | = (У6 т Ун ~ Уат г/с) ।
(Уб + Ун) (Уа + Ус)
го вместо (3.38) можно пользовать-
ся приближенным выражением
^4 == — ^1/(Уа + Ус)-
(3.40)
(3.39)
Рис. 3 8. Эквивалентная схема
каскада с общей сеткой
Обычно Si — действительная величина и Re7\<0, поскольку
всегда Re(//a+Ус) >0. Это означает, что в каскаде имеется соглас-
но (3.40) вполне определенная «отрицательная» обратная связь.
Мерой влияния обратной связи с неопределенной фазой, воз-
никающей через проходную емкость и проводимость на величину
Тос, может служить параметр |т|. Неравенство (3.39) гаранти-
рует малость этого влияния и практическую устойчивость и ста-
бильность каскада с общей сеткой, хотя величина | Т0 с | может
и не быть малой. В этом, в частности, проявляется положительное
свойство каскада с общей сеткой.
Точная ф-ла (3.38) показывает, что, даже если |т| велик
и (3.39) не выполняется, | То с | можно уменьшить, увеличивая
j Ус + У а. |.
При расчете функций каскада с общей сеткой можно пользо-
ваться ф-лами (3.32) — (3.36), однако входящие в эти формулы
//-параметры следует определять так: //н = //а+//в + Si, //i2=—//в,
//21 =-(Ув + Si), 1/22 = Ув + Уб-
Порядок использования приведенных соображений может быть
следующим: после обычного расчета режима каскада следует оце-
нить влияние обратной связи по выражению (3.27). Если при этом
окажется, что первое слагаемое величины | Т2|Макс близко к еди-
нице или превышает ее, то влияние обратной связи может быть
большим и даже есть опасность самовозбуждения. В таком случае
следует проверить возможность применения схемы с общей сеткой.
В случае гк = 0 следует вначале определить по выражению
63.34) | Лв.а| для схем с общим катодом и с общей сеткой и выбрать
:хему, для которой получается большее усиление на самой высо-
кой рабочей частоте. После этого, если выбрана схема с общим
катодом, по выражению (3.37) следует определить минимально
допустимое значение Re ус на высшей рабочей частоте и по этой
зеличине рассчитать и построить предварительный каскад так,
зтобы минимальное значение его выходной проводимости оказа-
лось не менее допустимой величины?
Если выбрана схема с общей сеткой, то, как правило, после
обычных расчетов режима достаточно убедиться в выполнении
неравенства (3.39) или выражения (3.21). Если они не выполня-
ются, то следует ввести нейтрализацию или увеличить | ус + уа |.
3.5. Ступени широкополосного усиления
Ступени широкополосного усиления (ШПУ) использу-
ются в КВ передатчиках главным образом в тракте предваритель-
ного усиления сигнала, создаваемого возбудителем (0,5—1 В на
нагрузке 75 0м), до уровня мощности порядка 20—50 Вт, необхо-
димого для возбуждения ступени резонансного усиления мощ-
ностью 0,5—1 кВт. КПД предварительного усилителя в общей энер-
гетике передатчика существенной роли не играет. В передатчиках
с однополосной модуляцией требуется высокая линейность всего
ВЧ тракта. При этом в ШПУ используется режим класса А в слу-
чае однотактных схем, а режимы классов АБ или В возможно
применять только при двухтактных схемах.
Первые одна-две ступени ШПУ до уровня мощности 1—5 Вт
выполняются по схемам апериодического усиления (АУ), дальней-
шее усиление осуществляется ступенью с распределенным усиле-
нием (УРУ). В последнее время стало возможным выполнять
предварительный ШПУ КВ передатчиков на транзисторах по схе-
мам резистивных и трансформаторных АУ (см. гл. 7).
Апериодические усилители (АУ)— это усилители, нагрузка ко-
торых с учетом всех паразитных параметров не имеет выражен-
ных резонансных свойств, хотя и может являться частотнозависи-
мой. Простейшим АУ является резистивный усилитель, обычно
дополняемый различными вариантами схем коррекции АЧХ (3.28,
3.29]. Лучшие ламповые АУ обеспечивают «площадь усиления»
n = Kycfb порядка 100—300 МГц, а транзисторные АУ — до 400—
600 МГц. Удачным решением является использование в широко-
полосных АУ цепей постоянного сопротивления (ЦПС), включаю-
щих в себя паразитные емкости. На рис. 3.9а приведена схема,
использующая ФНЧ типа m с граничной частотой frp>fB. При со-
гласовании фильтра /?н=рф, сопротивление в точках 1—2 примерно
постоянно и активно Zt_2(ш)рф в полосе частот от 0 до /гр. Ха-
рактеристическое сопротивление фильтра типа m определяется по
формуле
m
Рф== УГУ’
Л /грС
62
(3.41)
Рис. 3 9. Схема ступени широкополосного усиления, ис-
пользующая звено ФНЧ для выравнивания нагрузки в
рабочей полосе частот
где С — общая - емкость фильтра с учетом монтажа и нагрузки.
В схеме рис. 3.9а при работе в режиме класса В форма выходного
напряжения С/ВЫх будет сильно искажена (рис. 3.96). Можно из-
менить фазу t/вых на 180° и одновременно улучшить согласование
лампы с входным сопротивлением фильтра, включив в т. 1—2
широкополосный трансформатор Тр (рис. 3.10а) с коэффициентом
трансформации
и = t/2/t/x = ФХ//?, Птр, (3.42)
Рис. 3.10. Включение согласующего и фазоинвертирующего
ШП трансформатора для усовершенствования схемы
рис. 3 9(a) и формы напряжения на аноде и на выходе схем
рис. 3.10 (б)
где т)тр = 0,854-0,95 — КПД трансформатора; Ra — необходимое
эквивалентное сопротивление нагрузки в анодной цепи лампы,
определяемое общей емкостью Со в т. 1—2:
/?9 =--------
2 л /ГРС0
(3.43)
Остальные параметры фильтра определяются соотношениями:
£ = РФ^+1. £o==2(£+A1) = £LP1 . (3.44)
Л f гр 4/71 Л f гр
м = Р/Л/гр ; 7?н = рФ.
4m
Для лучшей равномерности АЧХ целесообразно принять т —
1,354-1,43 и /гр= (1,14-1,2)/в. Выбор ламп и расчет режима про-
63
изводится обычным для широкополосных усилителей порядком
[3.23; 3.27—3.29; 3.32].
В качестве примера на рис. 3.11 приведена принципиальная схе-
ма двухкаскадного АУ, используемого в КВ передатчике «Сне-
жинка».
Рис. 3 11. Схема апериодического усилителя
КВ передатчика «Снежинка» •
Принципы работы и теория усилителей с распределенным уси-
лением (УРУ) достаточно полно освещены в (3.31; 3.34; 3.35 и др.]
Уместно лишь отметить, что в УРУ при включении N усилитель-
ных приборов (ламп или транзисторов) через определенные ин-
тервалы к входной и выходной линиям паразитные емкости не
суммируются и не шунтируют напрузку Рц, они лишь влияют на
волновые сопротивления линий, а результирующая крутизна =
= AS(i) возрастает в N раз. Поэтому УРУ позволяет получить
большее усиление в более широкой полосе частот по сравнению с
одной лампой или с N параллельно включенными лампами. В пред-
варительном усилителе передатчика КВ диапазона целесообразно
использовать УРУ с однородными линиями как наиболее простые
и обеспечивающие высокое усиление. В маломощных УРУ
(Р -вых < 10 Вт) проще применить однотактную схему в режиме
класса А, в УРУ мощностью 10—50 Вт с целью уменьшения теп-
ловых потерь целесообразнее применять двухтактную схему в ре-
жиме класса В или АВ.
Расчет УРУ с однородными линиями можно выполнить в та-
ком порядке:
1. Мощность, отдаваемая лампами одного плеча двухтактной
схемы,
= 1_р 1 (1 + ^бв)2
2 ~вых т]ТРг|лин 4Хбв
(3.45)
1Де т]ли!1~0,8ч-0,9 — коэффициент, учитывающий потери в выход-
ной линии; г]трл;0,8—0,9 — КПД выходного ШП трансформатора;
Кбв^1 — коэффициент бегущей волны на выходе УРУ. При согла-
сованной нагрузке Кбв= 1-
2. Обычно частоту среза frpa анодной линии принимают на
10—20% выше верхней рабочей частоты /в, т. е.
ДР.а = (и-1Ж. (З-46)
64
а для сеточной линии из соображений повышения устойчивости-
УРУ против паразитного самовозбуждения частоту среза выбира-
ют несколько выше, чем для анодной:
I,,.. «(1.05-1,1(3.47)
Однако из теории УРУ известно [3.31; 3.34], что для правильной
работы необходимо обеспечить одинаковую фазовую скорость рас-
пространения волн в анодной и сеточной линиях, поэтому следует
выполнять условие
£а/С.= £0Сс- (ЗЛ8)
Соотношение (3.47) является некоторым нарушением этого усло-
вия, так как f^^mln V LC и неравенство фазовых скоростей в ли-
ниях ведет в конечном счете к снижению усиления и КПД УРУ.
Можно вместо (3.47) выбрать frp.c = 2/гр.а, однако при этом необхо-
димо в сеточной линии взять вдвое больше звеньев, чем в анодной.
Устойчивость против самовозбуждения будет еще выше [3.31].
3. По справочникам и табл. П.З выбирается тип лампы, имею-
щей при одинаковой мощности большее значение S/CBm и обеспе-
чивающей большую величину гатп при ес^0. Уточняются значения
. So, SKp, Свх, Свых, Га.макс, ном, Ра.доп, Рс2доп, ^а.ном, Ео,ном ДЛЯ
выбранного типа лампы. Желательно, чтобы лампа имела разне-
сенные конструктивно выводы анода и управляющей сетки.
4. Необходимое количество ламп в плече может быть опреде-
лено ориентировочно из соотношений
Р’ ( N \
N > 2 , так как Р~в = Р^9К — , (3.49)
г~ном \ 2 /
Р~вои — мощность, отдаваемая последней, N-н, лампой. Более
строго требуемое количество ламп может быть определено [3.32;
3.32а] по соотношениям:
а) ПрИ Ограничении ПО 1а.маке
У > 1/ 32я Р— Свм (3.50)
У «'Im.ko
б) при ограничении по рассеиваемой на аноде мощности
Р&.ДОИ
N> G+ 1/& 1 q Зя.'^р« Свм, (3.50а)
V SBrm
где О = 2Р'^п/^(9)Ра.доп; 1,41 — параметр звена линии; g<a)“’
коэффициент формы импульса тока анода. Обычно рациональная
величина У = 4ч-8. При N>8 следует взять более мощную лампу,,
а при У<4 — менее мощную и повторить расчет с п. 3.
5. Для обеспечения лучших энергетических показателей УРУ
анодную линию целесообразно выполнять с максимальным волно-
вым сопротивлением, поэтому емкость линии образуется лишь ем-
костью СВЫх я монтажом, т. е. Са = Свьгх+См + С'а; См=54-10 пФ;
3—243 65-
Сп = 5ч-15 пФ — подстроечный конденсатор. Волновое сопротивле-
ние анодной линии ра рассчитывается по ф-ле (3.41) при С = Са.
В сеточной линии допустимо иметь меньшее значение волновых со-
противлений, поэтому можно увеличить начальную емкость входа,
например, включая дополнительные (или подстроечные) конденса-
торы Сд01Ь Сп. Таким образом, Cc = CBI+CM+C„f)n; Сдоп»10н-
4-40 пФ, и тогда волновое сопротивление рс определяется также
по ф-ле (3.41) при С = С-о и
^ГР ^гр С
6. Определяется расчетный параметр б=Л^крра.
7. Амплитуда первой гармоники анодного тока каждой лампы
4, = ]/"-Р~н • (3.51)
М V ра№ V
8. Постоянная составляющая и амплитуда импульса анодного
тока каждой лампы:
= /а,п = /Л(0)<*;.иакс. (3.52)
«1 W
9. Амплитуда напряжения на выходе плеча
^а № = /2Р^нра. (3.53)
10. Максимальная амплитуда колебательного напряжения на
анодах ламп с учетом возможного рассогласования (/(бв<1)
,макс = 0,5/а^Ра (1 + <3-54)
\ I + Абв /
11. Напряжение источника анодного питания определяется по
формуле
= 0,5/а1М Ра (1 + + 4) (3.55)
или по характеристикам лампы определяется еа.вст==ф(”1а.макс) или
ея ост = 7ат/5Кр и затем определяется
Е, = е -4- U . (3.55а)
® а.ост 1 а.макс ' '
Напряжение питания экранной сетки принимается равным:
£С2 (0>8 ~ 1)^С2 НОМ-
12. По .реальным характеристикам лампы определяется
е (i , е , Е,.Л < 0. (3.56)
е макс \ а маке’ а.ост’ С2/ '
13. Амплитуда напряжения возбуждения (при D«0)
(9) (3.57)
и напряжение смещения
Е„ = <? — IE. (3.58)
с с макс с* \ /
66
14. Определяются по характеристикам импульс тока экранной
сетки 1С2макс(еа.ост, Есг, е0.макс) и его постоянная составляющая
(полагая, что 0С, ~6)
^с20 = г'с2макс ав (0) (0,6 -г- 0,75). (3.59)
15. Мощность, рассеиваемая на экранной сетке,
^С2 = 7С2О^С2 ^С2ДОП- (3.60)
16. Определяются частоты:
f ~ 1,25 f f ~ [i______2>5 f м fin
;н m(N—l)rpa’ /в [ т»(ЛГ—I)»] 'гР-а ‘ V 4
17. На аноде первой лампы рассеивается наибольшая мощ-
ность, так как — невелико. Если частоты /'н и f'B лежат вне
рабочего диапазона, т. е. /'иС/ш то
'Па(1)макс = Pfl(l) = 1в^Еа Ра.доп . (3.62)
При f'B<fB или на аноде первой лампы может еще рассеи-
ваться и ВЧ мощность, поэтому
Ра(1)МаКс = Pw + А Р~ = Еа1а0 - -%- (-L - А) < Ра.доп. (3.62а)
Если /За(1)макс>^’а.доп и превышения незначительные (менее 25%),
то можно облегчить тепловой режим первой лампы, снизив не-
сколько ЕЭ(1) или Ес2<1). При большом превышении следует взять
для УРУ более мощную лампу и повторить расчет с п. 3.
18. Мощность, рассеиваемая на аноде последней лампы,
Ра W = Ро - Y ;al ?aN < Р’ «оп • (3-63)
19. Рассеиваемая в балластном сопротивлении анодной линии
мощность
I2 о
(3-64)
20. Мощность, затрачиваемая источником возбуждения в се-
точной линии,
U2
Рв03б = ~ • . (3.65)
2рс
Эта мощность рассеивается в сопротивлении Рб.с, так как ic~0.
21. Коэффициент усиления УРУ по мощности
Кр = '^ = S2У1 (6)* №РсРа (3.66)
^возб (1-РКбв)2
22. Потребляемая одним плечом по анодной цепи мощность
P'l2 = -V/a0£a. (3.67)
3* 67
23. КПД УРУ по анодной цепи
, р-Лвв\’
2 NI„Et 4 ®не) / J-Лб, 4 \ •
\ 1+Лвв 6 )
(3.68)
24. Для полосовых УРУ при больших отношениях fB/fB и зна-
«еииях /я порядка единиц МГц линии обычно целесообразно вы-
полнять не из полосовых фильтров, а из звеньев ФНЧ типа т. На
>ис. (3.12а) показано Т-образное звено ФНЧ типа т и поиведены
8) т* 1,35-1,43
м
Рас. 3.12. Схемы звеньев ваодиых и выходных линий УРУ в
виде простейших ФНЧ
соотношения, связывающие величины его элементов с величинами
£« и Ск фильтра типа X, имеющего такое же волновое сопротив-
ление р и граничную частоту frp.
При этом:
I 1 „ д»
” е в ~ я /То ‘
(3.69)
₽ = vma = .
Я ITP С
Наиболее благоприятные фазовые и частотные характеристики
для использования в УРУ имеют з'венья с щ»1,41, что и следует
принять для анодных и сеточных линий. Для согласующих звеньев
рис. 3.126 принимают т'лгО.б.
Практически используют схему рис. 3.12в, которая может быть
полностью эквивалентна классическому звену т (см. рис. 3.12а)
благодаря наличию взаимоиндуктивности М между катушками Гр
Условия эквивалентности таковы:
— индуктивность полузвена
; (3.70)
а /ГР 4m
— взаимоиндуктивность полузвеньев
— полная индуктивность и емкость звена ФНЧ типа т при
ЭТОМ
L « 2 (Lt + М) = —2- ; (3.72)
Я Гп
48
— полная емкость
с = _р_ = сланп + СМО1Т + Сдеп. (3.73)
Л / гр Р
25. Параметры согласующих полузвеньев (рис. 3.12в) опреде-
ляются по следующим формулам:
, р т' _ г __ т’ ,
*-1о — ; ’> '-'1с — о , •
2я /г? 2л/грр
= о / , I1 — (m')2L где т’ « 0,6.
2n fnm
Элементы звеньев сеточной линии рассчитываются аналогичным
путем ПрИ /гр =/гр с, р = Рс-
26. Для улучшения симметрии двухтактной схемы, создания
нагрузки для синфазных составляющих токов и токов четных гар-
моник в среднюю точку выходного трансформатора и в холостые
звенья анодной линии включают балластные сопротивления
R6i = 0,5Ра. (3.75)
На рис. 3.13. приведен пример принципиальной схемы двухтакт-
ной ступени УРУ, содержащей по четыре тетрода в плече.
Рис 3 13 Схема двухтактного широкополосного усилителя с распределенным
усилением
Для повышения выходной мощности и КПД УРУ при тех же
лампах можно применить неоднородные анодные линии, ра кото-
рых понижается к выходу. Расчет таких УРУ имеется в [3.31; 3.32;
3 32а]
Переход от тракта широкополосного усиления к входу резо-
нансного усилителя представляет некоторую проблему, так как
89
входная проводимость Увх последнего имеет значительную реактив-
ную составляющую (гВвх), обусловленную входной емкостью
С,вх=Сск + С,м и действием обратных связей. Наличие Ввх может
вызвать значительные изменения амплитуды возбуждения в диа-
пазоне частот. Возможно несколько путей решения этой проблемы.
1. Применить на входе резонансного усилителя колебательный
контур, перестраиваемый в рабочем диапазоне частот, однако та-
кое решение усложняет автоматизацию настройки, снижает на-
дежность передатчика.
2. Создать систему из нескольких полосовых фильтров, при-
чем Ввх включить в состав этих фильтров. При полосе фильтров
порядка октавы (/в//н~2) потребуется переключать всего четы-
ре—пять фильтров для работы во всем КВ диапазоне. Расчет по-
добных фильтров можно провести по [3.23].
3. Создать согласующую цепь (СЦ), обеспечивающую работу
без каких-либо коммутаций и перестроек во всем диапазоне час-
тот. Синтез и расчет такой СЦ представляет довольно сложную
самостоятельную задачу, решение которой можно найти в [3.24;
3.33]. Пример связи между отдельными ступенями широкополосно-
ю тракта усиления приведен на рис. 3.11, где входная емкость
лампы второго АУ входит в состав фильтра (см. рис. 3.9).
3.6. Проектирование широкополосных
трансформаторов КВ диапазона
Широкополосные трансформаторы (ШПТ) применяются
в радиопередатчиках для различных целей:
а) для согласования выхода передатчика с входным сопротив-
лением фидера, при этом часто производится и симметрирование.
Такие ШПТ реадизуются в настоящее время до уровня мощности
30—40 кВт в КВ диапазоне [3.32; 3.37] (см. также рис. 3.1 и 3.2);
б) в цепях межкаскадной связи ВЧ тракта передатчика для со-
гласования входного и выходного импедансов ступени УВЧ с ис-
точником возбуждения и последующей ступенью. Такие транс-
форматоры незаменимы в АУ, УРУ (см. § 3.5) и особенно в тран-
зисторных широкополосных УВЧ (см. гл. 7). Мощность этих ШПТ
невелика и обычно не превышает несколько десятков ватт. Кроме
согласования импедансов, ШПТ могут также выполнять функции
инвертирования фазы и разделение цепей по постоянному току
(см., например, рис. 3 10), симметрирования (см. рис. 3.13) и др.;
в) в устройствах широкополосного сложения и деления мощ-
ности (например, на рис. 3.4 блоки Do и So,i,2 выполняются для КВ
диапазона исключительно на ШП трансформаторах; см. также
[3.38; 3.42]);
г) в измерительных устройствах передатчика (например, для
измерения Р~Вых и Кбв в рабочем диапазоне).
ШП трансформаторы характеризуются следующими парамет-
70
рами: мощностью Р~и
КПД Птр =
р.
, передаваемой в нагрузку;
Р___ +-Рпот
где Рпот — мощность потерь в трансформаторе; входным (ZBX) и
выходным (ZBbiX) сопротивлениями; коэффициентом трансформа-
ции напряжения п=^вых/^вх или сопротивления nz=ZBbrsJZBXj при-
чем п2«^|п|2; полосой рабочих частот сон—<вв, где изменения ос-
новных показателей п(со) или г}<гр(®) оказываются в допусти-
мых пределах. Современные
ШПТ могут обеспечивать
<ов/сон порядка 10—103[3.42].
Поэтому основные положе-
ния данного раздела будут
справедливы для интервала
частот от 0,5—1 до 50—
100 МГц.
Рис. 3.14. Трансформатор, ис-
пользующий принцип электро-
магнитной индукции
Ct-2KnC1-2
Рис. 3.15. Эквивалентные схемы трансфор-
матора рис. 3.(14:
а) полная; б) упрощенная для области
НЧ, в) упрощенная для области ВЧ
Наиболее широко применяются трансформаторы (рис. 3.14),
основанные на использовании принципа электромагнитной индук-
ции по закону Фарадея. Ток /вх в первичной цепи вызывает маг-
нитный поток Ф, который, в свою очередь, вызывает во вторичной
цепи ЭДС е2=—.Для увеличения связи применяется замкну-
dt
тый магнитопровод МП из материала с ц!>1. Энергия передается
в таких трансформаторах только магнитным полем, а неизбежно
существующие электрические поля играют вредную роль, вызывая
емкости между обмотками, между обмотками и сердечником, меж
ду витками. При анализе работы трансформаторов данного типа
пользуются приближенной эквивалентной схемой (рис. 3.15а)
(3.36; 3.43] из сосредоточенных элементов, где Li — индуктивность
первичной обмотки; LSI, Lsz — эквивалентные индуктивности рас-
сеяния первичной и вторичной обмоток, а С\ и С2 — их эквивалент-
ные собственные емкости; rit г2 и Rc — эквивалентные сопротивле-
ния потерь в обмотках и сердечнике; Ci_2 — эквивалентная ем-
кость между обмотками; ИТ — идеальный трансформатор, в кото-
ром нет потерь и паразитных параметров, а п(со) = const. При ана-
74
f)
Объемный,
виток
вход
Рис. 3.16 Примеры рациональных конструкций широкополос-
ных трансформаторов:
а) равномерное нанесение обмоток на тороидальный сердеч-
ник и использование проводящих экранов; б) трансформатор
с «объемным витком»; в) его упрощенная схема; г) и д') кон-
струкции мощных ВЧ трансформаторов
72
лизе АЧХ и определении рабочей полосы частот трансформатора
потерями в и Rc обычно пренебрегают и схему рис. 3.15а
упрощают для НЧ области до вида рис. 3.156, а для области ВЧ —
до вида рис. 3.15в. Нижняя граница полосы од, определяется шун-
тированием сопротивлением <вн^1 нагрузки генератора. Верхнюю
границу сов определяют величиныLs; Ci; С'2- Для работы в широ-
кой полосе частот необходимо обеспечить [3.36; 3.38; 3.43] условия:
1,2
®н ^>(2 4-4)7?;; 1,2R^C^C'2< -—г. (3.76)
Ra
Для обеспечения широкой полосы частот следует увеличивать
Li и одновременно уменьшать Ls и Ci и С2 (и также Ci_2). Требо-
вания эти противоречивы, однако при рациональном конструиро-
вании ШПТ удается обеспечить полосу частот порядка 1—30 МГц
и даже более. Отметим наиболее удачные приемы и конструкции:
— ферритовые сердечники с наибольшей возможной величиной
п,3>1 и наименьшими потерями tg б на рабочих частотах Т3.46].
При ц^>1 требуемая из (3.76) величина Li обеспечивается при
наименьшем количестве витков W\;
— форма сердечников обычно тороидальная, витки наносятся
равномерно по окружности; при этом будут меньше Ls (чему спо-
собствует также ц^>1) и небольшие межвитковые емкости (на
рис. 3.16г показана часть обмотки);
— витки вторичной обмотки U72 могут располагаться между
витками первичной (при малом их количестве), что снижает Ls;
— потенциальные концы обмоток выводят в противоположные
стороны для снижения влияния емкостей (рис. 3.16<?);
— для уменьшения индуктивности рассеяния Ls обмотка часто
выполняется лентой (рис. 3.16г) так, чтобы уменьшить зазоры
между витками, однако это приводит к возрастанию емкостей;
— намотанный трансформатор целесообразно поместить в эк-
ран (рис. 3.16а) из хорошего проводника (медь, латунь) [3.38;
3.43], что значительно уменьшает Ls. Однако во избежание резкого
увеличения емкостей следует обеспечить зазор Д~2—3 мм между
экраном и обмотками. В ШПТ небольшой мощности (до 10 Вт мо-
жет быть использована конструкция с «объемным витком» [3.39]
(рис. 3.166), в которой практически устранена емкость Ci_2 между
обмотками, намотанными на двух отдельных торах 1 и 2, благода-
ря электростатическому экрану-шайбе 4. Сильная электромагнит-
ная связь первичной и вторичной обмоток осуществляется за счет
протекания тока по внутренней поверхности экрана 3 к централь-
ному стержню 5, образующим «объемный виток» (рис. 3.16в). Та-
кие ШПТ обеспечивают ®в/<йн~Ю0 при значениях согласуемых со-
противлений 50—100 Ом и более.
В мощных ШПТ требуются сердечники большого объема, и од-
ной из основных проблем является отвод тепла, рассеиваемого в
феррите. Сердечники выполняются наборными из ряда более мел-
ких, разделенных зазорами б для увеличения поверхности охлаж-
дения (см. рис. 3.16г). Возможны конструкции ШПТ с сердечником
75
из прямоугольных брусков [3.36]. Распространенный вариант кон-
струкции мощного ШПТ приведен на рис. 3.16д, где ферритовые
торы 1—1 перемежаются пластинами 2 из алюминия, играющими
роль радиаторов охлаждения и одновременно экранов уменьшаю-
щих рассеяние. Такие конструкции для диапазона КВ изготовляют-
ся на мощность до 30 кВт [3.44]. При необходимости в ШПТ можно
применить более эффективное жидкостное охлаждение, поместив,
конструкцию ШПТ в резервуар с маслом или кремнийорганически-
ми жидкими диэлектриками. По изложенным выше принципам
удается создать ШПТ мощностью до 30 кВт на весь КВ диапазон,
лишь когда величины согласуемых сопротивлений составляют бо-
лее 50—100 ом.
Расчет обычных трансформаторов можно произвести следую-
щим образом [3.36; 3.43].
Исходные данные к расчету — Р-н, ZBX, ZDHI (или Рвх, РВЫх);
допустимые искажения—Л4Я.ДОП, Л4В.ДОП, т]тр, КбвСИ.
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ
1. Коэффициент трансформации на средних частотах
п = <3-77>
2. Индуктивность первичной обмотки трансформатора
£1 > . ......J. , (3.78)
R£+R'a <он]/ М2—1
где 7?'н=#нМ2 — приведенное ко входу сопротивление нагрузки;
7?,- — сопротивление источника (генератора), питающего транс-
форматор.
При |Л4Н| =СЗ дБ можно пользоваться соотношением [3.36; 3.41]
£1>(2 4-4)7?>н. (3.78а)
3. Индуктивность рассеяния определяется из схемы рис. 3.19в
при |Л4В| ^3 дБ
Z-s < 1,27?вх/(вв. (3.79)
4. Собственные емкости обмоток
®в ^вх
где Рвх w R* . (3.80)
5. При КбВ<1 сопротивление нагрузки принимает экстремаль-
ные значения:
Рн.мин Рно *бв. ^нмакс = ^но/^бв* (3.81)
И соответственно напряжения /7ВХ и it/Bbn, а также токи /вх и
/вых могут изменяться во столько же раз, что заставляет сечение
провода обмоток и сечение ферритового сердечника выбирать с за-
74
пасом по максимально возможным токам и напряжениям. Реали-
зация ШПТ не вызовет затруднений [3.36], если значение коэффи-
циента рассеяния
о = Z-s/Z-i >Зч-5%. (3.82)
КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ
6. Выбираются тип (марка) феррита и размеры выпус-
каемых из этого феррита сердечников [3.46—3.48]. Наиболее под-
ходящие для трансформаторов КВ диапазона марки ферритов и
их параметры приведены также в табл. 3.2, причем для транс-
Таблица 3.2
Марка феррита Параметры для полей
слабых СИЛЬНЫХ
Н.ач. гс/э Q Гизм, МГц frV МГц МГц Добротность Q прн
75 ге 100 гс 200 гс
1500НМ 1500 45 0,1 0,8 0,5 20
1000НМ 1000 60 0,1 1 0,5 20
700НМ 700 80 0,1 2,1
2000НН 2000 0,2 0,1 6
1000НН 1000 0,5
600НН 600 80 1 ‘
400НН 400 120 2
400НН-11) 350 80 7 3 50 30
300НН 270 150 3 5 3,5 20 10 3
200НН-21) 210 150 15 3 80 40
7 33 9
200ВЧ1) 200 150 3 20 3 120 80
60 10 10 70 40
150НН 150 90 3 30 3 >60
150ВЧ1) 150 >100 20 25 3 >100
100НН 100 130 6 15 6 50
100ВЧ1) 100 40 30 35 15 >100 80
7 >180 150 70
90НН1) 90 60 30 45 7 50
90ВЧ1) 90 60 30 70 3 >220 200 >150
200 10
180 15 15 120
60НН 60 110 15 35 15 80
50ВЧ-2 50 130 15 35 15 50
50ВЧ-31) 50 400 3 100 3 «320 270 200
100 50 8 150
’) Рекомендуется для применения в сильных ВЧ полях.
форматоров с Р~н «0,54-1 кВт и более следует предпочесть фер-
риты, способные работать при больших значениях амплитуд ВЧ
индукции В~, так как при заданном объеме сердечника Р~ооВ_2.
7. Выбирается рабочее значение В~Раб из соображений обес-
печения стабильного теплового режима феррита. Удельные тепло-
75
вые потери в феррите составляют
2,5/Bl-lO-8/Втх
№ nQ(B^f) [смзр
где f — в Гц, ц — в гс/э, В~— в гс.
Во избежание разрушения сердечника от перегрева необходи-
мо не превышать некоторой допустимой величины Ают.дош завися-
щей от условий охлаждения и конфигурации сердечника (от от-
ношения поверхности сердечника к его объему). Практически мож-
но принимать:
для жидкостного охлаждения РПот.доп~0,54-1 Вт/см3,
для воздушного принудительного Рпот.доп« 0,14-0,3, а с исполь-
зованием дополнительных радиаторов (например, рис. 3.16д)
0,34-0,5 Вт/см3.
Расчет по (3.83) часто затруднен отсутствием сведений о зави-
симости добротности феррита Q(B~; f), приводимых в справочной
литературе [3.46—3.48]. Значение В~раб определяется для нижней
частоты полосы по формуле
(3.83)
^~раб.н
^ПОТ.ДОП И (/)
(3.84)
2,5/
Тогда на верхней частоте
В~ раб.в — В~раб.н/н//в- (3.85)
Для некоторых марок ферритов экспериментально установлены
величины В~разр , при которых происходят перегрев и разрушение
сердечника (см. табл. 3.3). В этом случае B~pas можно определить
[3.36] через В~разр :
Раб.н » (0,7 -4- 0,8) В~разр.н )
В~раб.в (0,6 4- 0,75) В~ разр.в )
8. Число витков первичной обмотки трансформатора
. _ „ Wh^cp5 ~раб. н
oij = 15,7---------,
Н ^вх.мзкс
где Dcp~D + d/2 — средний диаметр выбранных торов,
относительная магнитная проницаемость феррита;
(Дх .макс — ^вх /7<бв, если *421.
Для маломощных трансформаторов (Рн_-<154-10 Вт)
(3.86)
(3.87)
см; ц —
сердеч-
ник выбирается часто из удобств конструктивного выполнения и
тогда
1 [ п РррД 1 лв
1,25(13 ’
Число витков вторичной обмотки
и>2 = nwv ‘
Wi и w2 следует округлить до ближайшего целого числа.
76
(3.88)
(3.89)
Т а б д i а а ЗЛ
Марка феррнтта frp. <5-Ю. МГц в~р.ар («> **я МГц
0,18 1 > 1В SI
600НН 1-2 320 100 80 —
400НН 2—3 220 120 40 —-
400НН-1 7 340 120 40 13 4
ЗООНН б — 70’) — 8»)
200НН-1 27 ШМ 55 20 в
—— 70*) — N»
а» 80’) 10»)
200НН-2 15 — 75 3
100’) 5»)
150НН 25 15’) 10»)
150ВЧ 20 40 3
100ВЧ 25 45 30
ЗОВЧ-1 (ЛЦ-ЗО) 100 —9 — 50 25 20
') Принудительное воздушное охлаждение.
2) Феррит помещен в замкнутый корпус, заполненный жаснож. Охлаждение «врез
кость корпуса. Остальные данные для естественного охлаждении.
(3.99)
(3.31)
(3.92’
9. Необходимое сечение ферритового сердечника
£ ^вх.махс' 108
2n/eB~pa6o>s
10. Необходимое количество сердечников N выбранного типе-
размера DXdXh определяется через сечение одного, тора Si —
= 0,5(77—d)h
N = S/SW
и округляется до ближайшего целого числа, а в конструкция
рис. 3.16<5 N должно быть четным. Действительное сечение сердеч-
ника 5 = У5(ц.
11. Уточненная величина индуктивности
= 10_,
D„
12. Тепловые потери мощности во всем объеме (V) ферритэ-
вого сердечника
Рф = р' V = Р’ л DC„S, (3.93v
где Р'пот рассчитывается по (3.83) на fB и /в при соответствующие
В-.раб .
13. Необходимый периметр проводника обметок в миллиметрах
П ж 0,18/д У f в(Гц) /Д(3.94).
где /д — наибольшее действующее значение тока в соответст-
вующей обмотке с учетом возможного ЛбВ<1; А/ — перегрев про-
77
вода обмотки по отношению к окружающей среде (обычно допу-
стимо А/л?40-4-50°С).
14. КПД трансформатора
’1” " р +Д+р ~1 - А • <3-95>
Г~Н Г -Г н
Рм — потери в проводниках обмоток; могут быть вычислены из-
вестными способами с учетом скин-эффекта. Но обычно
15. Размеры дополнительных пластин-радиаторов (см. рис
3.16<5) могут быть определены теплотехническим расчетом (3.45]
Ориентировочно общая площадь поверхности пластин-радиаторов
определяется по следующей формуле:
S '= —------------ ^2),
ат Л <рад
(3.96)
Л/рад — перегрев радиатора по сравнению с окружающей средой
(^30—40°С); «т — коэффициент теплоотдачи. Для пластин ра-
Вт •
диаторов из алюминия ат — 3-^10 <м2 град> при естественном кон-
векционном охлаждении; при принудительном охлаждении (обдуве)
эта величина может быть в два-четыре раза больше. Следует от-
метить, что иметь Кбв<1 нежелательно, так как это приводит к
необходимости проектировать ШП трансформатор на большую
мощность: Ррасч~ Р ~н/Лбв-
Для работы в цепях с низкими импедансами (от 3—5 до 50—
70 Ом), например в схемах мощных транзисторных УВЧ, наиболее
приемлемы трансформаторы, использующие в качестве обмоток от-
резки линии в сочетании с ферритовыми сердечниками. В технике
ДЦВ широко применяются трансформаторы импедансов на отрез-
ках длинных линий, однако они сравнительно узкополосны
(<ов/сон~ 1,5-4-2). Если же применить в них ферритовые сердечники
с 1, увеличивающие индуктивное сопротивление проводников
линии |[3.40], то можно значительно расширить их полосу в сторону
нижних частот.
Принцип работы трансформаторов-линий (ТЛ) можно пояснить
на основе фазоинвертора (рис. 3.17). Если нагрузка 7?н связана с
генератором при помощи проводников 1—2 и 3—4, образующих
отрезок линии длиной I с волновым сопротивлением Zo, и обеспече-
но согласование A?H=Z0, то верхний предел АЧХ определяется гра-
ничной частотой линии /гр, имеющей значение порядка единиц ги-
гагерц. При неточном согласовании может иметь место
сильная неравномерность АЧХ в области частот, для которых I
кратна Л/4. Однако если взять длину отрезка /<Д/4 на верхней
частоте <вв рабочего диапазона, то АЧХ будет достаточно равномер-
на даже при (0,5-4-2) Zo (3.41]. Если у нагрузки заземлить точ-
ку 2, обеспечив тем самым фазоинверсию, нижняя граница <он по-
лосы частот будет определяться соотношением между индуктив-
78
ным сопротивлением проводников I—2 и 3—4 совА-г и /?н- Для
снижения сон необходимо увеличить Li-a, что легко достигается за
счет применения сердечника Ф с ц^>1, помещенного, например, по-
верх линии (рис. 3.17а). Дальнейшее увеличение Li-г возможно,
Рис ЗЛ7. ШП трансформатор-фазоинвертор на
отрезке линии с ферритовым сердечником
а) схематическое изображение; б) вариант схем-
ного изображения ТЛ; в) аналог в виде обычно-
го трансформатора
если линию намотать в виде w витков на тот же сердечник, так
как L пропорциональна w2. На НЧ индуктивность Li-г играет та-
кую же роль, чго и индуктивность первичной обмотки Li в обыч-
ном трансформаторе и количественно <вн определяется из соотно-
шения (3.78) при Li =£1-2- Необходимое сечение сердечника S
можно определить по (3.90), заменив f/вхмакс величиной напряже-
ния, действующего между концами линии C71_2=t,s_4 (для фазоин-
вертора рис. 3.17 t71_2= UH). На рис. 3.176 изображен тот же инвер-
тор, что и на рис. 3.17а, а на рис. 3.17в представлен его же экви-
валент в виде обычного трансформатора.
При помощи ТЛ можно легко обеспечить симметрирующие пе-
реходы (рис. 3.18) от однотактных схем, к двухтактным, от несим-
метричного источника к симметричной нагрузке или наоборот. Ес-
Рис. 3 18. Симметрирующие трансформаторы .на отрезках линий
79
ли нагрузка не имеет заземленной средней точки, то в схеме
рис. 3.18а из-за различного сопротивления в точках 2 и 4 относи-
тельно земли появится асимметрия, возрастающая с понижением
частоты. Этот недостаток легко устраняется включением еще од-
ного проводника 5—6, намотанного на тот же сердечник с таким
же количеством витков, что и линия (рис. 3.186). Схемы рис. 3.17
и 3.18 не производят трансформации сопротивлений, т. е. п=1.
Используя ТЛ, можно легко обеспечить целочисленные коэффи-
циенты трансформации (п=1, 2, 3, 4 или 1/п = 2, 3, 4), если кон-
цы N отрезков линий включить с одной стороны последовательно,
а с другой — параллельно (рис. 3.19). При этом п= l/W,
а условие согласования импедансов
KOZT- (3.97)
В ТЛ рис. 3.19 можно обеспечить фазоинверсию, заземлив точ-
ки b и с или симметрирование, заземлив среднюю точку входного
соединения линий. Если ТЛ рис. 3.19 несимметричен по входу и
выходу, т. е. точки bud заземлены, то C7i_t-=(N—1) UB; = 0
и нижнюю линию можно устранить. По этому принципу выполне-
ны трансформатор с п = 2 (рис. 3.20а), где нижняя линия из про-
водников 5—6 и 7—8 отсутствует. Однако такое упрощение при-
водит к невозможности точного согласования Zo с Rn и 7?Вх [3.40];
при этом компромиссно выбирается Zo~0,5/?H- На рис. 3.206 пред-
ставлен аналог схемы рис. 3.20а в виде обычного автотрансформа-
тора.
Рис. 3.19. Получение целочисленных коэффициен-
тов трансформации с ислольвованйем N отрезков
линий
Рис. 3/20. Трансформатор 1 : 2:
а) схема на одном отрезке линии; б) аналог
в виде обычного автотрансформатора
Напряжения tA-i-, t/a-2-, Un-n’ на отдельных линиях в схеме
рис. 3.19 различны, поэтому при реализации ТЛ на отдельных сер-
дечниках необходимо обеспечить в соответствии с (3.90) различ-
ные сечения сердечников или при намотке линий на один общий
сердечник сделать числа витков w пропорциональными напряже-
ниям, так как из (3.90) получаем
®ляя ~ “2 л* (3.98)
При создании ТЛ для КВ диапазона могут использоваться
коаксиальные линии, полосковые (ленточные) линии и двух- или
многопроводные линии из скрученных проводников. Выбор линии
зависит от требуемого волнового сопротивления Zo, передаваемой
мощности Р~н (или токов и напряжений в линии), а также кон-
структивных соображений:
а) коаксиальные линии (КЛ) очень удобны для ТЛ, однако
имеют ряд ограничений: величина Zo = 5O, 75, 150 Ом для стандарт-
ных кабелей, минимальный диаметр кабеля с внешнец изоляцией
£)вн~4—5 мм, поэтому КЛ недостаточно гибкие. В последнее вре-
мя разрабатываются и начинают изготовляться КЛ более тонкие
(DBH^ 1,5-4-2 мм) и с пониженным волновым сопротивлением
Zo^12, 18—20 Ом;
б) полосковые линии (ПЛ) более гибкие, чем коаксиальные, и
могут быть изготовлены на очень низкие Zo>5 Ом. Величина Zo оп-
ределяется выражением
7 120 л d
Z<> - при d < b, (3.99)
где d — толщина изоляции между полосками; b — ширина полос-
ки; е — относительная диэлектрическая проницаемость изолятора
Легко получить требуемые Zo подбором ширины полосы Ь;
в) линии из скрученных между собой проводов (ЛСП) наибо-
лее гибкие и весьма простые в изготовлении. При напряжениях
между проводниками не более 50—70 В можно применять для
ЛСП обычные обмоточные медные провода ПЭВ, ПЭТ. Аналити-
ческий расчет геометрии ЛСП для требуемого Zo затруднителен,
практически целесообразнее подобрать конструктивные параметры
ЛСП экспериментально, при этом можно ориентироваться на опыт-
ные данные табл. 3.4. ЛСП позволяют легко реализовать Zo в диа-
пазоне от 15—20 до 100—150 Ом.
Конструктивно ТЛ могут выполняться в двух вариантах:
1. Одновитковая конструкция, когда сердечник из ряда торов
малого диаметра надевается поверх линии (рис. 3.21а) — аналог
схемы рис. 3.20. Этот вариант удобен при коротких и недостаточно
гибких линиях. Можно использовать торы из различных марок
ферритов для увеличения полосы ТЛ.
2. Многовитковая конструкция (рис. 3.216) удобна при исполь-
зовании гибких линий достаточной длины для намотки w витков.
81
Таблица 34
Вид ЛСП Диаметр про- вода d, мм Марка провода Скрутка, витк/см Z9, Ом
Двухпроводная 0,19 ПЭВ-2 75—80
0,27 ПЭВ-1 4 50
очень сильная 30
0,61 ПЭВ-1 1 48
2 43
3 35
0,8 — 1 45
2,5 33
Четырехпроводная 0,27 ПЭВ-1 — 18—20
Рис. 3.21. Варианты конструкций ШП трансформаторов на
отрезках линий:
а) однавитковая; б) м.нотовиткозая
Уже при w х 5-4-10 она способна обеспечить /н порядка сотен кило-
герц. При использовании гибких ЛСП габариты ТЛ могут быть
весьма небольшими; например, на торе размерами 32X20X6 мм
из феррита 200НН-2 выполняется 50-ваттный трансформатор КВ
диапазона.
РАСЧЕТ ФЕРРИТОВЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ-ЛИНИЙ
Исходными данными являются: диапазон частот fH—/в,
мощность Р~н, передаваемая в нагрузку; значения трансформируе-
мых сопротивлений R& RBX-
1. Исходя из назначения и необходимого по (3.77) коэффициен-
та трансформации п выбирается схема ТЛ и определяются на-
пряжения Ui-2 и ток /л в линии.
2. Необходимое волновое сопротивление Zo находят по (3.97).
3. Выбираются тип линии (коаксиальная, полосковая или
ЛСП) и конструкция ТЛ (одно- или многовитковая). Необходимо
отметить, что желаемого низкого Zo можно достичь, включив па-
раллельно т одинаковых отрезков линии с волновым сопротивле-
нием 7о(ц тогда Zoo6m=Zo(i)/m.
4. Определяются геометрические размеры линии: для стандарт-
ных коаксиалов — по справочникам, для полосковых линий — по
(3.99). При этом периметр проводников линий должен соответст
N
вовать (3.94) с учетом П~Ь для полосковых линий, П— nd
для ЛСП из N проводов; /д = /л—действующее значение тока в
воднике линии.
5. Длина линии определяется верхней рабочей частотой /в-
/<0,151мин, _ (3.100)
Хмин = —-----минимальная длина волны в линии, с =
У 8 fB
= 3-108 (см/с) —скорость света.
В [3.41] показано, что при выполнении (3.100) неравномерность
АЧХ не будет на /в превышать 1 —1,5 дБ, даже если /?н =
= (0,5-4-2)Zo; Zo — необходимое для точного согласования волновое
сопротивление линии.
6. Необходимая индуктивность проводника линии Li_2 опреде-
ляется по (3.78) или (3.78а).
7. Выбираются материал ферритового сердечника и рабочее
значение индукции Д~раб аналогично п. 6 и 7 расчета обычного
ШПТ (см. выше). Следует отметить, что в ШПТ—Л свойства фер-
рита влияют на работу трансформатора лишь в нижней части по-
лосы, а на работу в ВЧ области, по крайней мере (0,5—1)/в, фер-
рит существенного влияния не оказывает, мощность со входа на
выход передается электромагнитным полем линии. Для маломощ-
ных ТЛ КВ диапазона можно применять ферриты с 600-5-2000,
не предназначенные для работы в сильных ВЧ полях, для них мож-
но принять В~раб = 204-50 гс.
8. Необходимое сечение феррита для одновитковой конструкции
ТЛ МОЖНО Определить ПО (3.90) при Ш=1, ДВх.макс= П1-2мин-
Выбираются подходящие по диаметру типоразмеры торов [3.47;
3.48] и определяется их количество по (3.91). Проверяется выпол
нение Ж</Лин; h — высота тора.
9. Число витков линии в многовитковой конструкции можно
определить по (3.87) или из (3.88), задавшись некоторым типо-
размером выбранного феррита.
10. Потери в сердечнике и КПД трансформатора находятся по
(3.93) и (3.95).
Следует отметить, что благодаря примененному в ТЛ решению
включать паразитные для обычных трансформаторов межобмоточ-
ные емкости и индуктивности рассеяния в волновое сопротивление
линий легко достигаются полосы рабочих частот ТЛ, значительно
превышающие КВ диапазон. Выполняя обмотки обычного воздуш-
ного трансформатора таким образом, чтобы они образовали ли-
нии определенного волнового сопротивления, можно также суще-
ственно улучшить его АЧХ [3.37].
83
3.7. Колебательные системы
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Колебательная система (КС), включаемая на выходе
передатчика, должна удовлетворять ряду требований, основные из
которых следующие:
1) трансформировать сопротивление нагрузки ZH (в общем слу-
чае комплексное) в активное эквивалентное сопротивление нагруз-
ки R3, необходимое для нормальной работы выходной ступени
УВЧ;
2) обеспечить необходимую фильтрацию высших гармоник
тока;
3) обеспечить работу в заданном диапазоне частот с
соблюдением требований 1 и 2;
4) иметь достаточно высокий КПД (т]кс^0,75) в рабочем диа-
пазоне;
5) быть достаточно простой и оперативной, т. е. иметь мини-
мальное число регулируемых и коммутируемых элементов.
Требование пропускания сигнала с допустимыми искажениями в
КВ диапазоне выполняется обычно автоматически, так как по-
лоса пропускания КС оказывается достаточно широкой по срав-
нению со спектрами реальных связных и вещательных сигналов.
К колебательным системам в цепях межкаскадной связи не предъ-
является требование 2 о фильтрации и допустимы значительно
меньшие значения с» 0,34-0,5; однако наиболее важным стано-
вится требование 5. Некоторые из указанных требований (напри-
мер, 2 и 4) противоречивы, поэтому приходится принимать ком-
промиссные решения при выборе параметров КС. При проектиро-
вании КС следует учитывать особенности КВ диапазона.
1. Значительная ширина КВ диапазона и большое перекрытие
по частоте 104-20 вызывает необходимость разбиения
рабочего диапазона на ряд поддиапазонов, так как в противном
случае потребовались бы переменные реактивности с перекрытием
Кь, с = №/ = 1004-400, что нереализуемо, и т]к с невозможно полу-
чить высоким в широком диапазоне частот.
2. Работа на высоких частотах до Д лгЗО МГц затрудняет по-
лучение высокого т]кс, так как
т]кс= 1-/?эД?э„, (3.101)
хх = P*pQxx — «л f Qxx- (3.101а)
/вСкмин
Здесь /?,> — требуемая величина сопротивления нагрузки; CKMmj —
минимальная емкость контура (обычно Скмин~504-150 пФ); Qxx~
st-1504-250—-добротность ненагруженной КС; р — характеристи-
ческое сопротивление контура (обычно на частоте 30 мГц р~304-
4-100 Ом); р— коэффициент включения контура.
3. Нагрузка передатчиков КВ диапазона имеет комплексный ха-
рактер (рис. 3.22а и б) и может изменяться в весьма широких пре-
84
делах. КВ передатчики мощностью 1 кВт обычно работают на
фидер с волновым сопротивлением 1Гф=120, 200, 300 Ом при ко-
эффициенте бегущей волны К.ъ в^0,5т-0,7 [3.4; 3.5]. Однако в ря-
де случаев, например в системах подвижной связи и при недоста-
точном согласовании антенно-фидерных трактов, в КВ диапазоне
может оказаться в ~ 0,254-0,3. На рис. 3.22в изображена на
$
Рис. 3.22. Нагрузка передатчика на фидер с волно-
вым сопротивлением ВТ;, при коэффициенте бегущей
ВОЛНЫ /<Пв'41
комплексной плоскости область возможных входных сопротивле-
ний фидера, являющегося нагрузкой передатчика в виде заштри-
хованной окружности с координатами:
мин = Кб в ^ф> макс — Й^ф/Лб.в !
+ Жбв), хнмаКс=±^(1/кб.в-лб.в)| (3,102)
В ряде случаев оказывается целесообразным применить для повы-
шения Кб.в отдельное согласующее устройство (СУ) в антенно-
фидерном тракте (рис. 3.22г). Такое решение часто применяется
в КВ передатчиках небольшой (^1 кВт) мощности для подвиж-
ных систем связи, и особенно целесообразно применять СУ в
транзисторных передатчиках (см. рис. 3.4).
Современные методы синтеза линейных цепей, в принципе, по-
зволяют спроектировать КС, оптимальную по всем предъявленным
к ней требованиям. Однако при большом числе оптимизируемых
параметров решение становится чрезвычайно сложным и нецеле-
8S
соооразным для инженерного расчета. Поэтому обычно произво-
дится выбор конкретной КС исходя из предъявляемых требова-
ний, экономических и конструктивных соображений и с учетом
имеющегося опыта построения и эксплуатации КВ передатчиков.
Затем рассчитываются все элементы и основные показатели вы-
бранной КС. Если оказывается, что некоторые показатели не соот-
ветствуют требуемым или же параметры элементов КС трудно реа-
лизуемы, то выбирается другая КС и расчет повторяется.
ВЫБОР КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ
В связи с возросшими требованиями к допустимым по-
бочным излучениям (см. §3.8) при выборе КС на выходе передат-
чика первостепенное значение приобретает фильтрация высших
гармоник тока. Поэтому следует стараться строить КС по принци-
пам фильтров нижних частот (ФНЧ), где параллельные элемен-
ты — емкости, а последовательные — индуктивности. В выходных
ступенях нецелесообразно применять схемы рис. 3.23а с последо-
вательной емкостной связью или рис. 3.236 — с емкостным дели-
телем — дифференциальным конденсатором G—С2. Эти схемы об-
ладают невысокой фильтрацией, но довольно просты, поэтому их
целесообразно применять в промежуточных ступенях, если послед-
ние выполняются как резонансные УВЧ. Наиболее часто в выход-
ных ступенях передатчиков применяется схема П-контура (рис.
3.23в), обеспечивающая наивысшую фильтрацию при использова-
нии только трех реактивных элементов. Кроме того, в этой схеме
легко и в очень больших пределах регулируется связь изменением
соотношения емкостей Ci и С2. Поскольку обычно Ra> |2ф|, то
то C2>Ci и регулировка связи в П-контуре возможна изменением
С с
С2. При этом общая емкость контура Ск =•——— »СХ меняется
61 + С2
незначительно. Иногда связь регулируют индуктивностью LCB, вклю-
чаемой последовательно с нагрузкой (фидером) на выходе П-кон-
тура (рис. 3.23г). Фильтрация этой схемы вдвое выше, чем просто-
го П-контура.Влияние регулировки связи на настройку можно
еще уменьшить, применив на выходе П-контура дифференциаль-
ный конденсатор Сев (рис. 3.236), являющийся емкостным делите-
лем с плавной регулировкой, или использовав в качестве С2 сту-
пенчатый емкостный делитель (рис. 3.23е), при этом плавная ре-
гулировка связи в небольших пределах может осуществляться ин-
дуктивностью Lce.
Расчеты и практические результаты показывают, что подавле-
ние высших гармоник до существующих норм может быть достиг-
нуто с использованием одного контура в КВ передатчиках мощно-
стью до ~ 5 кВт, а при использовании схемы рис. 3.23г — до
10—15 кВт. В передатчиках мощностью ^20 кВт необходимо
применять дополнительные фильтры гармоник или более сложные
КС, например, представленную на рис. 3.23ж. Эта схема представ-
ляет комбинацию параллельного LC-контура и П-контура CiLBC2,
86
Рис. 3.23. Различные варианты колебательных систем КВ передат-
чиков
связанных последовательной индуктивной связью АСв, и обеспечи-
вает необходимую фильтрацию в передатчиках мощностью до
»50 кВт. При мощности КВ передатчика более 50 кВт следует
применять сложные многоконтурные КС, например, подобные схе-
ме варианта 9 [3.2, с. 107], расчет которой приведен в [3.50], либо
использовать более простую КС в сочетании с дополнительным
фильтром гармоник, как это сделано в схеме выходного каскада
передатчика 100 кВт (см. рис. 3.3). Сравнительная оценка фильт-
рующих свойств различных КС может быть сделана по [3.2, с. 107],
где рассмотрены 11 вариантов КС.
После выбора КС необходимо решить вопрос, какими элемента-
ми осуществлять настройку и регулировку связи, при этом следует
учитывать возможности реализации переменных реактивных эле-
ментов в КВ диапазоне. Переменные индуктивности с плавной ре-
гулировкой могут выполняться в виде:
87
а) вариометров с подвижными катушками, обеспечивающих
изменение индуктивности Яь=£Макс/£мин«5-4-1О раз. Они приме-
няются ограниченно в КВ передатчиках с Р~вых<1 кВт;
б) катушек с плавным изменением числа работающих витков
(иногда называемых вариометрами со скользящим контактом),
этот вариант может обеспечить ЛК я» 50-4-80, однако конструкция
получается довольно сложной, возрастают габариты, масса и стои-
мость. Рационально использовать катушки с ЛК ~ 20-4-25. Этот тип
вариометров может быть сконструирован на любую практически
необходимую реактивную мощность. Конструкции рассмотрены в
{3.10; 3.49; 3.53; 3.54];
в) ферровариометров с электрическим управлением [3.2,
с. 500—504]. Они обеспечивают Kl до 10—20, очень удобны для ис-
пользования в системах автонастройки КС передатчиков и согла-
сующих устройств. Однако из-за ограничений по реактивной мощ-
ности, вызываемых специфическими особенностями ферритовых
сердечников, ферровариометры находят применение цока что в пе-
редатчиках мощностью до 1—2 кВт. Конструкции ферровариомет-
ров рассмотрены в [3.55].
Переменные емкости в КС КВ передатчиков применяются в
виде:
а) переменных конденсаторов с воздушным диэлектриком. В
основном это плоские дифференциальные конденсаторы для регу-
лировки связи на выходе передатчика (см. рис. 3.236) или в цепях
межкаскадной связи (см. рис. 3.236). В качестве контурных, воз-
душные конденсаторы используются при мощностях до 100—
200 Вт, обеспечивая Кс — Смакс/Стт^ 10. Кроме того, конденсато-
ры с воздушным диэлектриком применяются в цепях нейтрализа-
ции, где обычно СК ма1:С=К20 пФ;
б) переменных вакуумных конденсаторов, обеспечивающих при
малых габаритах реактивную мощность порядка сотен и даже ты-
сяч киловольтампер и перекрытие по емкости ЛК» 10-4-100 в зави-
симости от типа [3.51]. Эти конденсаторы находят в последние го-
ды широкое применение в контурах мощных (^1 кВт) передат-
гиков.
Настройка КС и регулировка связи (загрузка) в КВ передат-
диках могут осуществляться различными элементами.
1. При использовании вариометров переключение поддиапазо-
1ов производится обычно коммутацией групп конденсаторов посто-
тнной емкости, например, образующих Ci и Сг (см. рис. 3.23а), точ-
гая настройка в поддиапазонах производится вариометром 4В, а
дегулировка связи—вариометром 4СВ.
2. При использовании переменных вакуумных конденсаторов
дереключение поддиапазонов производится коммутацией отводов
>т катушек индуктивности, а настройка и регулировка связи —
[временными емкостями (например, Сн и Ссв, см. рис. 3.23з).
3. Применив для настройки вариометр и переменный конден
атор, можно одновременно менять индуктивность и емкость кон-
ура так, чтобы обеспечивалось р»const в диапазоне перестройки,
18
например, в схеме рис. 3.23s (G и LK могут быть механически со-
пряжены, а связь регулироваться конденсатором С2). При этом-
можно обойтись без разбивки на поддиапазоны, что удобно с точ-
ки зрения эксплуатации и автоматизации передатчика. Однако-
здесь требуется лишний переменный элемент, возникают трудно-
сти при механическом сопряжении LK и Clt а также возможны на-
стройки на гармоники основной частоты.
РАЗБИВКА НА ПОДДИАПАЗОНЫ, РАСЧЕТ L И С-КОНТУРОВ
В ПОДДИАПАЗОНАХ
При перестройке колебательной системы по диапазону
частот изменением индуктивности или емкости Ск контура из-
меняется p = tt>LK= 1/шСк, что приводит к изменению КПД контура
т]кс и ухудшению фильтрации (см. § 3.8). Поэтому обычно рабочий
диапазон частот КВ передатчика разделяется на несколько (обыч-
но три—пять) частичных поддиапазонов и при переходе с одного
поддиапазона на другой производится скачкообразное изменение
элементов LK или Ск, образующих контур. При этом коэффициент
иерекрытия по частоте в поддиапазонах
Упд = ^Ж~1'3-2,5. (3.103)
В передатчиках большой мощности очень важно обеспечить наибо-
лее высокий г]к.с, поэтому может оказаться целесообразным уве-
личить число поддиапазонов до пяти—шести (по крайней мере,
в КС выходной ступени), уменьшив унд. Целесообразно также по-
нижать уПд при переходе к более низкочастотным поддиапазонам,
так как при этом лучше используется переменный реактивный эле-
мент настройки и легче его реализовать, поскольку перекрытие его
^максДмин или Смакс/Смин будет меньше. Разделение на поддиапа-
зоны с уПд~ const является менее удачным вариантом.
В наиболее высокочастотном поддиапазоне обычно емкость кон-
тура образуется из начальной емкости схемы Снач, которая может
быть различной в зависимости от схемы КС, включения лампы
(ОС или ОК), наличия цепей нейтрализации, применяемых дета-
лей и компактности монтажа и т. п. Например, для схемы оис.
3.23s
Ок мин = Сиач = (СВЫх.л + С1МЯН + , (3.104)
' + ]/?
' *\э
где Свых л — выходная емкость лампы (в схеме с ОК на тетроде
Свых.л = Саа+Са.к, в схеме с ОС СЕЬ1Х~Саэ для триода Са.э заме-
няется на Са.с); С1мин — наименьшая емкость переменного конден-
сатора; См= 104-15 пФ — емкость монтажа, которая возрастает
при увеличении компактности конструкции; CL^ 104-15 пФ — соб-
ственная емкость катушки LK, включая емкость ее относительно
земли; 1Рф — номинальное сопротивление фидера при Кб.в=1. Ем-
кость конденсатора связи С2 определена выше приближенно, точ-
8S
ные значения индуктивности и емкостей П-контура в каждом под-
диапазоне определяются с учетом фильтрации (см. § 3.8).
Расчет элементов контура в поддиапазонах можно выполнить
следующим образом:
на верхней частоте рабочего диапазона
________1 _ 531А,мин (м)
₽МИН~ 2л/аСк.МЙН ~ ^к.МИИ (пФ) ’
(3.105)
минимальная индуктивность контура
1 25 350
•*-к мин = --= -------- •
®в мин 'в(МГц) мин (пФ)
(3.106)
Следует отметить, что минимальная индуктивность вариометра с
переменным числом витков ЛМин~0,24-0,3 мкГн, однако при вы-
полнении контура добавляются индуктивности проводников, сое-
диняющих катушку контура с лампой, поэтому для контура в це-
лом можно принять LK мин ~ 0,34-0,5 мкГн. Максимальная индук-
тивность в первом поддиапазоне
г . . 25 350
^к^макс [ Упд ] ^к.мин ~~ Г f( 1)12 • (3.107)
[ I н J ик мин
Причем 1,84-2,5 (меньшие значения для большей мощности).
При переходе ко второму поддиапазону емкость контура увеличи-
вается на (например, как в схеме рис. 3.23г). При этом вели-
чина Сдоп определяется из соотношений:
5311 <2)
р^~(1.з-1ЖУн; Q2>= с$п = с^-с™. (з.Ю8)
Рмин
Затем производится выбор стандартной величины Сдоп по [3.51;
3.52] и уточняются емкость и индуктивность второго поддиапазона:
Г(2) = С 4- С(2>
''к '-нач Ш '-доп >
25 350
£(2) =__________
к мии ' (3.109)
25 350
7.(2) _ Г (2) Г v(2) 12 — _,______
к макс к мин [ Тпд J ’
Аналогичным образом рассчитываются и другие поддиапазоны.
Следует стремиться, чтобы рмакс в поддиапазонах не превышало
некоторой величины, определяемой требуемой фильтрацией (см.
об этом § 3.8). На рис. 3.24 показаны изменения р в четырех под-
диапазонах. Практически следует-обеспечить примерно 5%-ное пе-
рекрытие границ поддиапазонов, т. е. Д2) ~ 1,05/(н>и т- п- ® каж-
дом поддиапазоне следует рассчитать ток в контуре /к, КПД кон-
тура т]к с, реактивную мощность в контуре Рг (или добротность в
90
Рис. З.Е4. Изменение параметров контура при разбивке
диапазона на частичные поддиапазоны
нагруженном состоянии QH)
Ik = Uk/P«, (З.И0>
в схеме П-контура:
i>K = uL = uc,+ua = ujp..
р. + Л=1; р.-^, рф-^; <3-1н)
пк с = 1 —^э/^э хх =1 — Qh/Qxx; Qh = ^pk; (З.Н2)
PrL = Prd = -^C14 = UC^XCV PrC2 = У иС2^ (3J13)
Результаты расчетов контура во всех поддиапазонах целесообраз-
но свести в табл. 3.7.
Таблица 37
Поддиапазон ск сдоп LK рк 'к ’’не Рг р~фид
II II 0
Максимальная индуктивность контура £Кмакс определяется из
расчета на fH для самого низкочастотного поддиапазона. Реализа-
ция вариометра не вызовет затруднений, если Kl254-30, т. е.
7-макс 15—20 мкГн.
В последнее время с созданием вакуумных конденсаторов пере-
менной емкости стало возможным осуществлять плавную пере-
стройку в КВ диапазоне без разделения на поддиапазоны. При
этом перестройка П-контура производится одновременным измене-
нием индуктивности LK и емкостей и С2 (рис. 3.25), объединеп-
91
«ых общим приводом 1 так, чтобы Ci/C2~const и рк~ const. Тогда
КПД и фильтрация во всем диапазоне будут высокими и близкими
к оптимальным. Для перестройки в КВ диапазоне Ху=/в//н< Ю не-
обходимо иметь переменные емкости и индуктивность с
Кд =
^•макс/^-мин Kf, Кс = б" максимин > К/, (3.114)
Рас. 3.25. Колебательная система с полным
перекрытием КВ диапазона (без разбив-
ки на частичные поддиапазоны)
что не представляет затруд-
нений для современной тех-
ники. Подобное решение
очень удобно с точки зрения
автоматизации и использу-
ется при мощности передат-
чиков до 20—30 кВт. Связь
обычно регулируется индук-
тивностью Лев, управляемой
приводом 2. Параметры кон-
тура на верхней частоте диапазона можно рассчитать по (3.104) —
(3.106). На нижней частоте диапазона:
^к.макс — Ск иди К/. Ск макс — Ск мин К/. (3.115)
Затем на /в и fH рассчитываются по (3 ПО) — (3.113) токи, напря-
жения и реактивные мощности элементов контура. Проверяется,
соответствуют ли выбранные детали (конденсаторы и С2) рабо-
чему режиму, при необходимости выбор корректируется. Далее не-
обходимо обеспечить сопряжение механических приводов конден-
саторов С(С2 и вариометра LK, чтобы обеспечивалось const в
диапазоне.
В передатчиках большой мощности Снач оказывается высокой,
а рМ1ш низким, что затрудняет получение высокого т]кс при необхо-
димой фильтрации. В таком случае в анодной цепи выходной сту-
пени целесообразно применить параллельный контур LC (см. рис.
3.23ж и з). Включение индуктивности L параллельно начальной ем-
кости схемы Снач можно рассматривать как эквивалентное умень-
шение Снач- Расчет параметров схемы рис. 3.23дас приведен в {3.50].
При большой мощности передатчика Р~н^100 кВт обеспечивать
требуемую фильтрацию удается, лишь применяя сложные КС, на-
пример типа двойного П-контура (см. § 3.8), или же дополняя
сравнительно несложную КС специальными фильтрами гармоник
ФГ (см. рис. 3.23з).
КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ ИНДУКТИВНОСТЕЙ КОНТУРОВ
КВ ДИАПАЗОНА
В контурах КВ передатчиков обычно применяются ин-
дуктивности, имеющие конструкцию цилиндрических однослойных
спиралей (рис. 3.266). В последнее время при мощности до 10 кВт
стали применять конструкцию в виде плоской спирали (рис. 3.26а),
обеспечивающую большую компактность. Конструкции обычно бес-
каркасные, витки крепятся к нескольким изоляционным стержням-
92
траверсам. Изменение индуктивности производится переключением
отводов или перемещением подвижного контакта ПК (рис. 3.266),
изменяющего плавно работающую часть индуктивности. В пере-
Рис. 3.26. Конструкции катушек индуктивности КВ передат-
чиков:
а) плоская спираль; б) цилиндрическая катушка
датчиках мощностью 1 кВт индуктивности могут выполняться
на сплошном (или ребристом) каркасе и в качестве вариометоов
могут использоваться конструкции с поворотными катушками
[3.49]. Особенности конструирования катушек индуктивности КВ
передатчиков различной мощности изложены в [3.10; 3.49; 3 53;
3.54].
Исходными данными для конструктивного расчета являются
величины Z-к.макс, In, полученные в результате электрического рас-
чета контура (см. табл. 3.7).
1а. Необходимое число витков цилиндрической катушки (см.
рис. 3.266) определяется соотношением
^"к.расч
DCpF
(3.116)
где Ак расч (1,1-4-1,2)Lк.макс необходимая с учетом размагни-
чивающего влияния близко расположенных проводников (стенки
блока, детали конструкции каскада, токосъема и т. п.) расчетная
величина индуктивности (мкГн); F(Dfl) — коэффициент формы,
зависящий от отношения диаметра катушки D к длине намотки I.
Наиболее рациональная конструкция индуктивности получается
при (l,5-y2,5)D. Некоторые значения F приведены ниже, про-
межуточные величины можно найти интерполяцией или в [3.10;
3.49]:
D/1............. 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 1
F............... 0,001817 0,002617 0,000353 0,00404 0,00467 0,00526 0,00582 0,0068
D — средний диаметр витка, см. Можно рекомендовать задавать-
ся: Dx 10-4-15 см для катушек передатчиков мощностью «1 кВт
и 494-50 см при Р~вьв х 100 кВт.
98
16. Число витков катушки в виде плоской спирали (рис. 3.26а)
определяется
^к.расч'
2лЕ>сп(1п — 0,5
ср\ в
(3.117)
где Z)Cp=X>+(®—l)b; B = wb; b — шаг намотки. Обычно Ья
« 1-4-2 см из соображений межвитковой изоляции и с учетом раз-
мещения подвижного токосъемного контакта.
2. Необходимый периметр (77) проводника катушки опреде-
ляется [3.49; 3.54] в сантиметрах
П = 0,018/к .действ
в (Гц)
Д t2
(3.118)
где 7К действ — действующее значение тока в катушке с учетом ви-
да модуляции (а); Л?— допустимый перегрев проводника катуш-
ки (Лг=С50оС при воздушном охлаждении). При водяном охлаж-
дении значение П можно уменьшить в два—три раза по сравне-
нию с результатом расчета по (3.118).
3. Шаг намотки выбирается в следующих пределах:
b fv (1,5 4- 2,5) d, (3.119)
где d — ширина выбранного проводника или диаметр его, если
выбран круглый провод. Катушки передатчиков 7ШВых ^5 кВт вы-
полняются обычно проводником прямоугольного сечения. Прове-
ряется bw = l и в случае необходимости корректируется расчет,
т. е. выбираются несколько иные величины D и D/1.
Подробные расчеты катушек различных конструкций можно
найти в (3.10; 3.49; 3.50; 3.53; 3.54].
3.8. Фильтрация гармоник
ПОБОЧНЫЕ ИЗЛУЧЕНИЯ
Внеполосные излучения радиопередатчиков — это излу-
чения на частотах, находящихся вне рабочей полосы частот. Су-
ществует много видов внеполосных излучений. Однако основным
видом следует считать излучения на гармониках. Выходные кас-
кады передатчиков работают, как правило, в режиме В или С.
Вследствие этого на выходе передатчика появляется ряд колеба-
ний на кратных частотах (гармоники). В качестве примера на
рис. 3.27 приведен теоретический спектр косинусоидального им-
пульса для угла отсечки 0 = 80°. Заметим, что реальный спектр
(т. е. рассчитанный по реальным характеристикам) отличается
большей интенсивностью.
Высшие гармоники проникают через элемент связи в антенно-
фидерную систему. Мощность гармоник, излучаемая антенно-фи-
94
дерной системой, и является основным внеполосовым излучением
передатчика. В двухтактном выходном каскаде, при полной сим-
метрии плеч, излучающей системой для четных гармоник является
симметричный фидер [3.56].
Нечетные гармоники излучаются антенной, как и колебания
основной частоты. Мощность, развиваемая высшими гармониками
Рис. 3 27. Теоретический спектр косинусо-
идального импульса анодного тока, 0 = 80°
в фидере, может достичь ощутимых величин, значительно превы-
шающих установленные нормы на внеполосные излучения.
Совместная работа радиоаппаратуры предъявляет жесткие
требования к уровню мощности внеполосных излучений.
НОРМЫ НА ВНЕПОЛОСНЫЕ ИЗЛУЧЕНИЯ
Уровень внеполосных (побочных) излучений не должен
выходить за допуски, приведенные в табл. 3.8.
Таблица 38
Диапазон основных (рабочих) частот, МГц Средняя мощность любого побочного излучения
Ниже 30 40 дБ ниже средней мощности на основ- ной часготе, но не выше 50 мВт1)
30—225 а) для передатчиков с Р1>25 Вт f 60 дБ’ниже средней мощности на основ-
б) для передатчиков с /\sC25 Вт новной частоте, но не выше 1 мВт 40 дБ ниже средней мощности на основ- ной„частоте/ но^не выше 25 мкВт
1 Согласно ГОСТ 13924—68 для радиовещательных передатчиков мощностью свыше
50 кВт, мощность Рп, подаваемая в фидер, должна быть не более 60 дБ по отношению
* Pi Желательно, чтобы Рп <50 мВт
95
Для подвижных средств связи /\=С200 мВт. При расчете
необходимой фильтрации гармоник необходимо исходить из норм,
приведенных в таблице.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ТРЕБУЕМОЙ ФИЛЬТРАЦИИ ГАРМОНИК
При известном значении Рп можно определить допусти-
мое значение тока n-й гармоники в фидере
/фВДоп = У2Рп//?фя, (3.120)
где R$n — активная составляющая входного сопротивления фиде-
ра для n-й гармоники тока в фидере.
Коэффициент бегущей волны высших гармоник Кп значитель-
но меньше единицы. Вследствие этого R$n изменяется в широких
пределах:
^Фл макс — = (3.121)
Ориентировочно можно полагать /01 = 0,3-4-0,5.
Из соотношений (3.120) и (3.121) следует, что разброс допус-
тимых значений /фл получается довольно заметный. Расчет допу-
стимых значений 1$п должен быть выполнен для экстремальных
величин РфП с учетом соотношений (3.121).
Из электрического расчета выходного каскада передатчика из-
вестны значения амплитуд гармоник анодного (или коллекторно-
го) тока (см. ниже). Обычно ограничиваются определением ампли-
туды второй гармоники, т. е. наиболее мощной. Требуемая фильт-
рация по току равна:
доп = larJlfyn доп- (3-122)
Очевидно, что колебательная система должна быть спроектиро-
вана с запасом в отношении фйльтрации гармоник, т. е. должно
быть выполнено условие
Фисх>Фмдоп, (3-123)
где Фгпсх представляет собой коэффициент фильтрации схемы.
Требуемая фильтрация гармоник в каждом конкретном случае мо-
жет быть рассчитана с помощью соотношений (3.120) — (3.123).
Данные расчета являются исходными для проектирования фильт-
рующей системы.
РАСЧЕТ АМПЛИТУД ГАРМОНИК
Необходимая фильтрация гармоник может быть вычис-
лена при известных значениях /ап- Однако расчет амплитуд токов
n-х гармоник анодного тока обусловливается назначением и видом
работы передатчика.
Здесь 'приведены соотношения для однотактных генераторов. При расчете
фильтрации в двухтактных схемах надо учесть, что четные гармоники склады-
ваются.
9Ь
Рассмотрим этот вопрос применительно к режимам частотной
телеграфии, анодной, автоанодной и однополосной модуляции.
1. Частотная телеграфия. В этом режиме генераторная лампа
работает, как правило, в критическом режиме с неизменной вели-
чиной импульса анодного тока 1ат. Полагая, что импульс анодного
тока имеет косинусоидальную форму, имеем
Ian — S(U,.~DUa)yn (3.124)
или Ian = ctnIam, (3.125)
где уп и а,г определяются из таблиц. При этом 'Необходимо иметь
в виду следующее. При угле отсечки 0 = 90° (или близком к 90°)
амплитудььнечетных гармоник стремятся к нулю. В действительно-
сти в силу криволинейности статиче-
ских характеристик импульс анодного
тока расширяется и /ап>0 (п = 3,5 ...). Л А
В таких случаях рекомендуется опре- / \ У! \
делить значения 1яп графо-аналитиче- / ] \
ским путем. / । \
2. Анодная модуляция (t/c = const). / 1 \
Анодная модуляция, как известно, про- / * \
текает в перенапряженном режиме и —
осуществляется в выходном каскаде. 1 0
При модуляции на анод изменяются Рис- 3-28- Импульс анодного
высота импульса анодного тока 1&тл ^име В недонапряжениом ре‘
нижний угол отсечки 0 и отсечка сед-
ловины 0i (рис. 3.28).
Анализ показывает [3.57], что в процессе модуляции параметры
импульса анодного тока (1зт, 0, 0i) изменяются таким образом,
что модуляционная характеристика второй гармоники Iaz=f(Ea)
остается практически линейной. При этом в телефонном режиме
амплитуда второй гармоники
^а2т ~9,5 {/а0 макс?2 (^макс) С0 макс) 8 2 (®макс)П’ (3.125)
где /а о макс — значение постоянной составляющей анодного тока в
режиме максимальной мощности; 1'со — постоянная составляющая
тока седловины:
Уо = (JJC — DUa uaKC) -f- SKUa .макс] У о (®1 маКсХ
бмакс и 01 макс — соответственно углы отсечки анодного тока (ниж-
ний) и седловины в режиме максимальной мощности (0маКс выби-
рается при расчете режима максимальной мощности, 0iMaKc вы-
числяется по формуле cos 0i макс ЫЮ; Яг('0макс) И g2(01 макс}
коэффициенты формы образующего импульса и седловины. Пола-
гая, что пик-фактор сигнала р [3.1, с. 140, 141] определенным об-
разом характеризует модулирующий сигнал, необходимо требуе-
мую фильтрацию для второй гармоники определить из среднего
значения /а2Ср-‘
4—243
97
fa2 ср = /з2т +^макс М (3.126)
3. Анодная модуляция с переменным возбуждением (тройная).
Система анодной модуляции с дополнительной синфазной модуля-
цией напряжения возбуждения находит довольно широкое приме-
нение в радиовещательных передатчиках. С модуляцией Uc услож-
няется зависимость параметров импульса анодного тока от изме-
нений Еа- Все это обусловливает более сложный вид модуляционных
характеристик высших гармонических /an=/f£a}. Вычисления по-
казывают, что амплитуды второй гармоники в режиме несущей
частоты получаются несколько выше по сравнению с анодной мо-
дуляцией при Uс — const.
Для расчета необходимой фильтрации гармоник можно ограни-
читься определением уровня второй гармоники при ш = 0. Можно
показать, что приближенно
/а2т fa 0,5/аа MaKcg2 (бцакс) 0 5/с0 макс , (3.127)
ГД® со макс = макс ~~ DJa) 4~ SxUa MaJ с] макс).
4. Автоанодная модуляция. При автоанодной модуляции возни-
кают серьезные трудности в определении 1ап, связанные с тем, что
при автоанодной модуляции происходит изменение формы импуль-
са анодного тока в пределах периода модуляции. Причем измене-
ние формы импульса анодного тока протекает так, что внутри пе-
риода модуляции постоянные составляющие 1&0, 1'со и /со остаются
неизменными в пределах цикла модуляции.
Из теории автоанодной модуляции известно, что при модуляции
вниз угол отсечки анодного тока равен, как правило, 180°. В ре-
жиме несущей частоты угол отсечки также значительно больше
90°. В результате существенно уменьшаются значения амплитуд
высших гармонических. Уровни гармоник зависят от глубины мо-
дуляции. Кроме того, можно считать, что практически гармоники
появляются лишь в режиме несущей и существуют во время поло-
жительного полупериода модуляции.
При автоанодной модуляции может быть предложена следую-
щая методика приближенного расчета амплитуды второй гармони-
ки. Вначале рассчитывается значение 7аг в телеграфном режиме
При этом подразумевается, что мощность телеграфного режима
равна половине пиковой мощности для ш=1, т. е. Р1тлг=0,5Е1Пик,
Так как Р 1пик = 0,5/а1макс2£'а.макс^макс-
Достаточно ограничиться расчетом 7агср для тСр = 0,5. Прибли-
женно имеем
/а2ср« 0,2/а2тлг. (3.128)
Мы видим, что особенности автоанодной модуляции обусловлива-
ют резкое ограничение уровней высших гармонических.
5. Однополосная модуляция. При однополосной модуляции ге-
нераторная лампа выходного каскада работает в режиме линей-
ного усиления с углом отсечки 90°. Это обстоятельство существен-
98
но облегчает расчет уровней высших гармонических. Полагая, что
пик-фактор сигнала известен и определенным образом характери-
зует статистику передаваемой информации, имеем
/а2ср = 0,42/а1шкс^-. (3.129)
Однако необходимо здесь учесть следующее. В усилителях од-
нополосных колебаний применяются, как правило, лампы с пара-
болическими характеристиками (в нижней части). Это приводит к
увеличению амплитуды второй гармоники на 20%. В итоге имеем
/;2ср « 0,5/а1макс у . ' (3.129')
Амплитуда третьей гармоники должна быть определена графо-
аналитическим путей, построив предварительно импульс анодного
тока по реальным статическим характеристикам лампы. Однако
заранее можно утверждать, что 7аз<;/а2.
П-ОБРАЗНЫЕ КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ КОНТУРЫ
В современных КВ передатчиках широко применяются
резонансные колебательные цепи, обладающие определенными
фильтрующими свойствами. Причем уровень фильтрации зависит
от схемы и построения резо-
нансной цепи. Так, обычный
параллельный резонансный
контур обладает сравнительно
малой фильтрующей способ-
ностью. Высокоэффективными
фильтрующими системами яв-
ляются П-образный контур и
многозвенные октавные филь- - Рис 3 29 П-образный контур
тры. Рассмотрим здесь под-
робно П-образные контуры, широко используемые в современных
передатчиках.
Следует иметь в виду, что П-образный контур, включенный в
цепь анода (рис. 3.29), выполняет две функции: трансформацию
входного сопротивления фидера к точкам 1—1 и фильтрацию
гармоник.
Трансформация входного сопротивления осуществляется с по-
мощью контурных конденсаторов С1л С2 и элемента связи Лев-
Трансформация входного сопротивления фидера осуществляется
таким образом, чтобы входное сопротивление в точках 1—1 ока-
залось бы равным RB. т. е.
#вх = R3,
(3.130)
где R3 = Ujlal.
Соотношение (3.130) представляет собой условие нормальной
загрузки передатчика. При выполнении этого условия генератор-
4* 99
100
Рис. 3.30г
фильтрации П-контура при разных пара-
метрах схемы
ная лампа работает в требуемом режиме и, следовательно, разви-
вает на выходе расчетную колебательную мощность При этом
мы считаем, что П-контур нагружается через Хсв сопротивлением
фидера на основной частоте 2ф (точки 2—2). При рассмотрении
второй функции П-контура, т. е. фильтрации гармоник, будем счи-
тать нагрузкой контура входное сопротивление фидера для п-й гар-
моники 2фп (точки 3—3).
Вопрос о нормальной загрузке передатчика, т. е. о расчете .Y,;n>
рассмотрим в следующем разделе. Вначале исследуем фильтрую-
щие возможности П-контура.
Расчет фильтрации гармоник рекомендуется вести для двух
экстремальных значений Z$n, определяемых соотношениями
(3.121). Фильтрация гармоник зависит от параметров
П-контура’) и значений входных сопротивлений фидера для ос-
новной частоты (так как ХСв зависит от R$) и n-й гармоники. Для
Фгпсх получаем соответствующие соотношения для емкостной и ин-
дуктивной связи:
ф.
сх
а п(а+ I)2 (п2 —1) j2
ф.
сх
а П(а+ I)2 (пг— 1)1*
а
п2(а+1) _R (a-|-l)2(n2—1)]г
а
(3.131)2
n2(a-f~ 1) , Ща+ I)2 я2 (/? — I)]2
а
a J
(3.131')
а
*> Все последующие соотношения получены из предположения, что П-кодтур
настроен в резонанс элементами Ct, LK, Сг. Об учете вносимого реактивного со-
противления фидера см. разд. «Проектирование П-контуров».
2) В отношениях (3.131) и (3.131'): а = С2/С1\ а=1/?фп/р; р=|Хсв|/р,
Р =|С0(Фк.
й01
При переходе с одной частоты на другую меняются параметры
контура, сопротивление связи и входное сопротивление фидера
/?фП- Ввиду этого удобно исследовать зависимость Ф,псх от а для
разных значений р и а. Вопрос о требуемом значении р (т. е. Хсв)
будет рассмотрен в следующем разделе.
На рис. 3.30а—3.30г приведены зависимости <Pincx=f(a) Для
п = 2 и разных значений р и а1). Из рассмотрения графиков, при-
веденных на рис. 3.30а—3.30г, видно, что одно и то же значение
фильтрации гармоник может быть получено при разных величинах
Р и а. Однако необходимо иметь в виду, что аир являются неза-
висимыми и их выбор (во всем рабочем диапазоне) зависит от
конкретной схемы и параметров фидера. Иными словами, опреде-
ление потенциальных возможностей схемы в отношении фильтра-
ции гармоник является вопросом конкретного проектирования.
Вернемся к этим вопросам позже.
Возвращаясь к соотношениям (3.131), отметим, что
Ф(псх = Фшсх.макс прИ а = ®макс, Р = Рмакс,
&1п чех = &in г.сх.мин ПрИ а = амин, Р = Рмин-
Выше было отмечено, что существуют два значения /фПДоп (а.
следовательно, и ФгпДоп) в зависимости от величин R$n. Таким об-
разом, условие (3.123) должно быть соответственно распростране-
но на два возможных значения Ф,Пдоп и Фщисх (минимальное и
максимальное).
ЗАГРУЗКА ПЕРЕДАТЧИКА И РАСЧЕТ |ХСв|
При нормальной загрузке передатчика генераторная
лампа работает в заданном режиме. Это достигается выполнением
условия (3.130). При настройке выходного каскада условие (3.130)
выполняется путем выбора параметров контура в режиме холосто-
го хода и регулировки связи с фидером. После преобразований
получаем соотношение, характеризующее условие нормальной за-
грузки передатчика:
п |^Св| бхх 1 --- Цк / / / ,9
₽ =----1/ н - ;2--------- а — « )2, (3.132)
р Y (1+а)2 Чк
где а' = /?ф/р, /?ф — активная составляющая входного сопротивле-
ния фидера на основной частоте. Соотношение (3.132) раскрывает
связь между требуемой величиной |ХСВ| и параметрами контура и
нагрузки: р, Qxx, т|к, а и /?ф.
В общем случае условие нормальной загрузки передатчика
имеет место при неравенстве
’> Сплошные и пунктирные кривые относятся соответственно для индуктив-
ной и емкостной связи.
102
Частный случай нормальной загрузки передатчика характери-
зуется равенством между левой и правой частями в (3.133). Тогда
необходимая трансформация /?ф к точкам 1—1 (см. рис. 3.29) до-
стигается путем регулировки параметра а:
/?вх1-1 = = а27?ф. (3.134)
Если существует физическая возможность реализации условия
(3.134) во всем рабочем диапазоне частот для /?фМин^
Кф.макс, то нормальная загрузка передатчика может быть выпол-
нена при Хсв = 0.
Порядок расчета р=|Хсв|/р может быть рекомендован следую-
щий. Для заданных р, Дф.миа, Яф.макс, Яэ, Qxx И а определяются
вначале значения КПД контура
Пк=1 - ~~ • (3-135)
а Р Qxx
Затем в соответствии с (3.132) находим Рмин и Рмакс- Соответст-
венно минимальное и максимальное значение Ссв и LCB равны:
Ссв.МИн= G -2- -J— , (3.136)
* + а Рмакс
Сев.макс =С1Т^- —, (3.136')
1 + а Рмин
Ссв.мин (мкГ) = 0,28рмин —-р---— . [(3.137)
аи1(пФ)
(1+а)Д,2) ,9|97,,
Ссв.макс(мкГ) = 0,28 Рмакс —
“Ч (пФ)
Необходимо лишь иметь в виду, что при расчете Ссв и Ссв сле-
дует в соотношениях (3.136) и (3.137) брать соответствующие
значения С, и а, использованные ранее при определении рмакс
и Р ИНН-
проектирование П-КОНТУРОВ
Коэффициент фильтрации П-контура для конкретного
случая может быть найден после расчета значений |ХСВ| при удов-
летворительной величине г|к. Заметим, что проектирование П-кон-
тура представляет собой неоднозначную задачу. Вполне вероятны
перерасчеты с целью отыскания компромиссных решений. Возни-
кающие трудности часто связаны с физическими возможностями
реализации того или иного варианта.
Определенные трудности заложены в противоречивости тен-
денций двух важных параметров П-контура: фильтрации гармоник
и КПД. Изложенные соображения обусловливают порядок и по-
следовательность проектирования.
1. Определяется примерное количество поддиапазонов при за-
данном рабочем диапазоне волн.
103
2. В первом поддиапазоне на самых коротких волнах контур
формируется с помощью начальных емкостей. Коэффициент пере-
крытия волн уг~2. Полагая, что С2 = СНач = СВЫх + Сь + Сионг,
находим
Ск/ = 0,5СнаЛ
Определяется максимальное значение индуктивности
Т _ а 90 )* 2
^-к макс — v,zo ~ .
Ск/
Здесь Амин — в метрах; Си1 — в пикофарадах; — в микро-
генри. При конструктивном оформлении контурной катушки сле-
дует предусмотреть запас в 20—25%.
3. Исходя из известных значений LHManc, уи, угп, yiv опреде-
ляются требуемые значения Си1г, Ск1ц и т. д. Далее рассчитывают-
ся рмакс и рмш1 в каждом поддиапазоне. Заметим, что при использо-
вании в качестве СкП, Ск111 и других вакуумных конденсаторов пе-
ременной емкости можно предусмотреть настройку контура путем
регулировки как LK, так и Ск. Этим можно достичь меньшего раз-
броса значений р в рамках поддиапазона. Определение парамет-
ров П-контура исходя из его настройки в резонанс нуждается в
уточнении. Дело в том, что емкость С2 шунтируется реактивным
сопротивлением, зависящим от XCB, Дф и Хф.'
Х^ИШМ,,. „ = хЛ.
Р + п
Расчеты показывают, что изменения р контура, связанные с
влиянием Лщ, находятся в пределах 10%. Таким образом, расчеты
элементов П-контура исходя из настройки в резонанс вполне пра-
вомерны. Однако при выборе величин L,-, С< и С2 следует преду-
смотреть запас в пределах 20—25%.
4. В соответствии с (3.135) рассчитываются значения в каждом
поддиапазоне (т. е. г|кмакс и т]Кмип)2). При получении в некоторых
поддиапазонах низких значений т|к следует попытаться уменьшить
емкость контура за счет увеличения ТКМакс- Однако при этом не-
обходимо придерживаться конструктивных возможностей. Для пе-
редатчиков средней мощности речь может идти о величинах
макс «104-15 мкГ. Значение т|к может быть также достигнуто
путем увеличения параметра а в рамках Ск = const. Это условие
предполагает уменьшение емкости Ci до величины С4=
= СК(1 +а)!а.
Реализация этой возможности должна быть тщательно про-
верена. Существенное повышение значения т]к может быть получе-
но при форсированном использовании лампы по току, что позволя-
ет уменьшить требуемое нагрузочное сопротивление 7?э = Па//аь
’) Речь идет об однотактном построении схемы.
2' Этот расчет ведется вначале применительно к симметричному контуру,
т. е. а=1.
104
Для этой цели может понадобиться выбор более мощной лампы.
5. В соответствии с (3.132) рассчитывается сопротивление свя-
зи |-¥Св], т. е. p=i/(a')- Этот этап проектирования выполняется для
известных гщ, a, Qxx применительно к четырем значениям а':
1) а = KtИ^ф/рмин,’ 2) = К11Кф/рмакс; 3) a'— 4) а =
= 1Гф//({рмакс (Kt — коэффициент бегущей волны в фидере на ос-
новной частоте). При этом невыполнение условия (3.133) (т. е. от-
сутствие физической возможности загрузки передатчика) серьезно
усложняет процесс проектирования.
В такой ситуации необходимо попытаться повысить значения р,
несколько увеличить минимальное значение Kt и т. д. Крайней ме-
рой является сознательное уменьшение значений г|1Ъ что может
быть достигнуто путем некоторого увеличения R3. Иными словами,
невозможность загрузки передатчика может потребовать перерас-
чета режима лампы выходного каскада. Завершается расчет Хсв
определением требуемых величин Ссв или LCB по формулам:
р Ск .
'“'св Л »
X2
^св(мкГн) = 0,28 р '
ик (пФ)
6. Известные параметры П-контура позволяют окончательно
решить вопрос о фильтрующих возможностях колебательной це-
пи. Коэффициент фильтрации рассчитывается для худшего случая
(р — рмин) Фгпсх может быть определено с помощью графиков,
приведенных на рис. З.ЗОп—3.30г. При этом должно быть выпол-
нено условие (3.123). При заметном расхождении указанного ус-
ловия следует увеличить параметр а (в пределах физических воз-
можностей), что приведет к росту значения Ф1ЛС£. Далее должны
быть уточнены величины р и гщ
КАСКАДНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ П-КОНТУРОВ
Рис. 3.31. Двухконтурная система
П-«юнту|рюв
Каскадная схема (рис. 3.31) представляет собой много-
контурную систему и позволяет получить очень высокую фильтра-
цию гармоник. В данной схеме загрузка передатчика может осу-
ществляться и при |Хсв| = О1). При
этом предполагается, что оба кон-
тура настроены в резонанс. В общем
случае |ХСв| >0. Однако мы ограни-
чимся кратким рассмотрением ос-
новных соотношений для частного
случая при |JVCB| =0. Трансформа-
ция сопротивления фидера может
производиться путем регулировки
*> Заметим, что при Xcs=0 настройка двухкоитурной системы оказывается
весьма сложной. В этом случае настройка осуществляется по заранее .подготов-
ленным таблицам.
105
коэффициентов трансформации и а2
Я9 = /?м = а?а|Яф, (3.138)
где til = Cg/Cjj оа = С4/С3.
Коэффициенты трансформации at и а2 регулируются таким об-
разом, чтобы загрузить передатчик, т. е. выполнить условие (3.138)
ДЛЯ .МНЕ И Яф .макс-
Коэффициенты фильтрации контуров I и II равны:
ф1 исх / = а (1 + а1)3 а& (п* - 1), (3.139)
ах
Ф/исх// = а-^^-п(п2—1). (3.140)
«1
Суммарная фильтрация
исх 2 = ф/ исх I исх II» (3.141)
Подобная схема может быть использована в мощных передат-
чиках (/)ф>20 кВт). Суммарный КПД анодных контуров
----„ >-1 (3.142)
, , (l+o-O2»' 1 7
ОхХЦ
QxxX[ P;
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
3.1. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., «Связь», 1972.
456 с.
3.2. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь», 1969.
542 с.
3.3. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., Связьиздат,
1962. 711 с.
3.4. Передатчики радиовещательные стационарные. ГОСТ 13924—68. Введен.
1.01.70. М„ 1968. 26 с.
3.5. Передатчики для магистральной радиосвязи. ГОСТ 13420—68. Введен.
1/VII 1968. М., 1968. 16 с.
3.6. Радиостанции низовой КВ радиосвязи с однополосной модуляцией. ГОСТ
13260—67. Введен. 1.01.68. М., 1968. 44 с.
3.7. Документы XI пленарной ассамблеи МККР- Т. I. М., «Связь», 1969. 280 с.
3.8. Каталог «Изделия радиопромышленности». Т. I. Выпуск: Аппаратура ма-
гистральной радиосвязи и передатчики радиовещательные. М., Изд. НИИ
экономики и информации по радиоэлектронике, 1970. 59 с.
3.9. Каталог «Изделия радиопромышленности». Т. 1. Выпуск: Станции низовой
радиосвязи для нужд народного хозяйства (дополнение). М., Изд.
НИИЭИР, 1969. 28 с.
3.10. Писаревский А. М. Построение блок-схем и колебательных систем передат-
чиков длинных, средних и коротких волн. Л., изд. ЛЭИС, 1960. 224 с.
3.11. Писаревский А. М. Тракт низкой частоты современных радиовещательных
передатчиков с анодной модуляцией. М., «Связь», 1970. 63 с.
3.12. Ильина Н. Н. Особенности построения схем современных радиовещатель-
ных передатчиков. М., Связьиздат, 1956. 47 с.
3.13. Коротковолновые радиопередающие устройства. Информационный сборник
«Техника связи». М., Связьиздат, 1958. 150 с.
3.14. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проекти-
рование и расчет. Под ред. Р. А. Валитова и И. А. Попова. М., «Советское
радио», 1973. 462 с.
106
3.15. Агафонов Б. С. Расчет эксплуатационных режимов генераторных ламп.
М., Госэнергоиздат, 1962. 224 с.
3.16. Куликовский А. А. Устойчивость активных линеаризованных цепей с уси-
лительными приборами новых типов. М.-Л., Госэнергоиздат, ГЭИ, 1962.
192 с.
3.17. Шапиро Н. Д. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты на
транзисторах. М„ Связьиздат, 1962. 280 с.
3 18. Баруллин Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах. М., «Связь», 1969.
_ 144 с.
3.19. Смогилев К. А. Резонансные усилители на трехполюсниках. М., «Советское
радио», 1972. 304 с.
3.20. Волин М. Л. Паразитные процессы в радиоэлектронной аппаратуре. М.,
«Советское радио», 1972. 280 с.
3.21. Иванов А. Б., Сосиовкин Л. Н. Импульсные передатчики СВЧ. М., «Совет-
ское радио», 1956. 615 с.
3.22. Нейман М. С. Курс радиопередающих устройств. М., «Советское радио»,
1965. 594 с.
3.23. Лапицкий Е. Г., Семенов А. М., Сосиовкии Л. Н. Расчет диапазонных
радиопередатчиков. Л., «Энергия», 1974. 270 с.
3.24. Лондон С. Е., Раутиаи В. Г. Проектирование входных цепей широкополос-
ных усилителей. — «Вопросы радиоэлектроники», сер. X, № 4, 1965,
с. 35—42.
3.25. Евтяиов С. И. Ламповые генераторы. М., «Связь», 1967. 384 с.
3.26. Окунь Е. Л. Расчет и проектирование радиопередатчиков. Л., Судпромгиз,
1962. 415 с.
3.27. Верзуиов М. В. и др. Проектирование радиопередающих устройств. Л.,
«Энергия», 1967. 375 с.
3.28. Цыкии Г. С. Усилительные устройства. М., «Связь», 1971. 367 с.
3.29. Лурье О. Б. Усилители видеочастоты. М., «Советское радио», 1961. 675 с.
3.30. Крисилов Ю. Д. Автоматическая регулировка и стабилизация усиления
транзисторных схем. М., «Советское радио», 1972. 272 с.
3.31. Алексеев О. В. Усилители мощности с распределенным усилением. М.,
«Энергия», 1968. 224 с.
3.32. Кривогузов А. С. Расчет и проектирование широкополосных усилителей
мощности для КВ неперестраиваемых радиопередатчиков. Новосибирск,
изд. НЭИС, 1969. 91 с.
3.32а . Кривогузов А. С. Расчет распределенных усилителей мощности КВ диа-
пазона. Труды учебных институтов связи, вып. 46, 1969, с. 62—73.
3.33. Лондон С. Е. Широкополосные радиопередающие устройства. Л., «Энер-
гия», 1970. 152 с.
3.34. Шапиро Л. Я. Усилители с распределенным усилением. М., «Связь», 1965.
240 с.
3.35. Боич-Бруевич А. М. Радиоэлектроника в экспериментальной физике. М.,
«Наука», 1966. 765 с.
3.36. Кривогузов А. С. Теория и расчет мощных широкополосных ВЧ трансфор-
маторов на ферритах. Новосибирск, изд. НЭИС, 1966. 66 с.
3.37. Кузнецов В. Д., Парамонов В. К. Мощный симметричный согласующий
трансформатор для диапазона 3—30 МГц. — «Электросвязь», 1970, № 3,
с. 58—61.
3.38. Кагаиов В. И. Транзисторные радиопередатчики. М., «Энергия», 1970.
328 с.
3.39. Лебедев-Красин Ю. М. Широкополосные трансформаторы нового типа. —
«Радиотехника», 1957, № 9, с. 38—46.
3.40. Мейтик. Импульсные трансформаторы на линиях. — «ТИИЭР», 1968, № 1,
с. 57—74.
3.41. Питцализ, Коуз. Данные для практического расчета широкополосных транс-
форматоров на основе линий передачи. — «ТИИЭР», 1968, № 6, с. 88—90.
3.42. Ruthroff С. L. Some Broad-Band Transformers. — «Proc. IRE», 1959, N 8,
p. 1337—1342.
3.43. Grossner N. R. Transformer for Electronic Circuits. N.Y., 1967, 315 p.
3.44. Stokes V. O. Radio Transmitters. London, 1970, p. 280.
107
5.45. Дульнев Г. Н. Теплообмен в радиоэлектронных устройствах. ГЭИ, 1963.
276 с.
1.46. Шольц Н. Н., Пискарев А. А. Ферриты для радиочастот. М.-Л., «Энергия»,
1966. 257 с.
3.47. Ферриты н магнито диэлектрики (Справочник). Под ред. Н. Д. Горбунова,
Г. А. Матвеева. М., «Советское радио», 1968. 173 с.
3.48. Злобии В. А. и др. Изделия из ферритов и магнитодиэлектрнков. М., «Со-
ветское радио», 1972. 239 с.
3.49. Финкельштейн Л. А., Гиршман Г. X. Антенные контуры широкодиапазонных
коротковолновых передатчиков. М., ГЭИ, 1960. 263 с.
3.50. Хмельницкий Е. П. Проектирование колебательных систем и передатчиков
средних и коротких воли. М., ВЗЭИС, 1972. 95 с.
3.51. Конденсаторы постоянной и переменной емкости вакуумные. ГОСТ
14611—69. Введен. 1.01.70. М., 1971. 1 с.
3.52. Конденсаторы керамические высоковольтные К15-У-1,2,3. ГОСТ 7160—67.
Введен. 1.01.68. М., 1967. 50 с.
3.53. Гелль П. П., Иванов-Есипович Н. К. Конструирование радиоэлектронной
аппаратуры (гл. VIII). Л., «Энергия», 1972. 230 с.
3.54. Эитин М. Ю. Конструирование контурных катушек КВ радиопередатчиков.
М., ВЗЭИС, 1969. 44 с.
3.55. Нуяизин В. П. Некоторые возможные конструкции ферровариометров боль-
шой реактивной мощности. — «Известия вузов. Радиоэлектроника», 1971,
№ 3, с. 308—317.
3.56. Терентьев Б. П., Штейн Б. Б. Высшие гармонические в КВ передатчи-
ках. — «Электросвязь», 1963, № 7, с. 7—15.
3.57. Штейн Б. Б. Высшие гармонические при анодной и автоаиодной модуля-
ции. — «Электросвязь», 1974, № 6, с. 49—55.
3 58. Севальнев В. П. Техник« радиопередающих устройств на выставке
«Связь—75». Электросвязь, 1976, № 2, с. 76—79.
Глава 4
РАСЧЕТ РЕЖИМОВ ГЕНЕРАТОРОВ
С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
4.1. Краткие сведения об амплитудной
модуляции
Основные соотношения, характеризующие работу гене-
раторов с AM, приведены в учебниках {4.1; 4.2]. Ввиду этого здесь
перечислены лишь основные соотношения.
В случае отсутствия модуляции, т. е. при т = 0, режим передат-
чика называется режимом несущей частоты или телефонным.
Мощность, отдаваемая генератором в этом режиме, обозначается
через
^>I(m=0) = Р\Т (4.1)
В тот момент времени, когда амплитуда модулированных коле-
баний приобретает максимальное значение, генератор развивает
ПИКОВуЮ МОЩНОСТЬ Р1макс-
Лмакс=Лт(1 +<• (4-2)
Аналогично средняя мощность при модуляции, т. е. при т>0,
Лср = Лг(1 +"гс2р/2)> (4 3)
где тСр — среднестатистический коэффициент модуляции.
Как и следовало ожидать, средняя мощность при AM зависит
от средних значений коэффициента модуляции, т. е. от пик-фак-
тора сигнала р [4.1, с. 140, 141, 143]. Пикфактор р характеризует
отношение максимального значения сигнала к эффективному. Что
касается соотношений для подводимой мощности и рассеиваемой
мощности на аноде лампы, то они различны для разных систем
AM. Эти соотношения будут рассмотрены применительно к кон-
кретным системам AM.
Исходной мощностью при проектировании каскадов передатчи-
ков с AM является Рп. Однако лампа модулируемого генератора
должна быть способной развивать в нагрузке в пике модуляции
мощность Амане- Это положение является очень важным. Дело в
том, что в связных или радиовещательных передатчиках средне-
статистические значения коэффициента модуляции очень малы—по-
рядка 0,2—0,4. В общем значения тср зависят от величины пик-
фактора, т. е.
(4.4)
Р
где р — пик-фактор сигнала.
109
Между тем передатчики с AM проектируются исходя из макси-
мального (заданного) значения тмаьс. Иными словами, при проек-
тировании AM каскадов надо исходить из пиковой мощности
Р1«аке=Лт(1 +™макс)2. (4.5)
Очень часто тМакс=1-
При расчете значений токов и напряжений полагают, что мо-
дуляционные характеристики линейны, т. е.
AiIt Ламакс/О ^макс)> (4.6)
^аОт Л(0маКс/(1 Т~ ^макс)> (4.7)
^ат = ^4lMaKc/0 4“ ^маКс)- (4.8)
Важной задачей проектирования модулируемых каскадов яв-
ляется достижение высоких энергетических показателей (возмож-
ных при данном способе AM) при заданных качественных показа-
телях. Нелинейные искажения, возникающие в модулируемом ге-
нераторе, определяются нелинейностью модуляционной характе-
ристики. Нелинейные искажения также возникают в модуляторе.
Частотные искажения возникают в модуляционном устройстве (в
тракте НЧ) и в модулируемых каскадах передатчика (при про-
хождении модулированных колебаний через колебательные цепи)
Суммарные частотные искажения в децибелах равны:
Л42 = Мнч + Мет. (4.9)
Заметим, что в декаметровых передатчиках колебательные кон-
туры обладают широкой полосой (иоЭ>Й) пропускания и Л4ВЧ—>-0.
Нормы, характеризующие качественные показатели вещатель-
ных и телефонных (связных) передатчиков [ГОСТ. Передатчики ра-
диовещательные стационарные 13924—68], приведены в §3.1
4.2. Модуляция на управляющую сетку
смещением
При модуляции изменением напряжения смещения Ес
генераторная лампа работает в недонапряженном режиме В про-
цессе модуляции напряжение Е, изменяется в соответствии с сиг-
налом низкой частоты:
Ес = Ес т + U& cos Й t,
где Ес.т — напряжение смещения в телефонной точке; Uсв —ам-
плитуда сигнала низкой частоты.
Данная система модуляции подробно описана в [4.1, с. 146—
154]. Там же приведены основные соотношения, необходимые для
расчета.
Выбор лампы производится исходя из мощности пикового ре-
жима Рном^Р1макс- В тех случаях, когда сеточная модуляция осу-
ществляется в выходном каскаде (в маломощных передатчиках),
необходимо при выборе лампы учитывать потери мощности в про-
110
межуточном контуре:
р' ____ Рп О ~F wMaKe)2 . р р, м 10}
г 1 макс „ ’ ном 1 макс ’ \ • >
Чк
где т]к — КПД анодного контура.
В целях удлинения линейного участка модуляционной характе-
ристики выбирают угол отсечки в пиковом режиме
9Макс = 110 4-120°. (4.11)
Для режима максимальной мощности режим лампы выбирает-
ся близкий к критическому, т. е.
LaKc = (0,95-l)gKp. (4.12)
Обычно сеточная модуляция осуществляется в маломощном
каскаде. В таких каскадах используются, как правило, лампы с
экранированным анодом, т. е. тетроды и пентоды. Для тетродов
рекомендуется определять gi;p на основании реальных характерис-
тик лампы (см. рис. 3.5):
gKD = l — е /Ея. (4.13)
ЪКР а мин.кр' а \ ’ '
Далее расчет ведется по известным соотношениям: Да.макс =
= £максДа> Д(макс = 2Р(макс/Па макс,’ Домакс — ZalMaKcCto/cti (0макс) И Т. Д.
[см. 4.1, с. 150—153].
Рассмотрим расчет сеточных цепей. Расчет режима экранирую-
щей сетки имеет целью определить величину рассеиваемой мощ-
ности РС2т в режиме несущей частоты. Вначале определяется мак-
симальное значение постоянной составляющей тока экранирующей
сетки
Д20 макс = Дсго ао (®са) Дгт1), ^Сс20~9,7, (4.14)
где 1С2т — максимальное значение экранного тока при /n = znMaKc;
/с2т определяется по реальным статическим характеристикам лам-
пы: ic2=f(ec; еа; Дс2) для ес = есмакс и еа = еамин. Полагая, что /с20=
= f(Ec2) представляет собой линейную зависимость, находим:
Д20Т Д2омаКс/(1 “Ь ^макс)> (4.15)
Дгот ~ ДготДг- (4.16)
Должно быть выполнено условие
^с2Доп<Д2т- (4.17)
Расчет режима управляющей сетки дает возможность сформу-
лировать исходные данные для расчета модулятора. Из расчета
режима несущей частоты известно максимальное значение ампли-
туды напряжения НЧ U со - Максимальное значение постоянной
составляющей сеточного тока находится по аналогии с током эк-
ранирующей сетки:
^со маке “-^со а0 (®с) Дт> Л\о ~ 0,66. (4.18)
’> Полагаем 9сг~0.
111
В 4.1 показано, что модуляторная лампа должна быть выбра-
на исходя из мощности:
Pit макс — 0,5 -jz- > (4.19)
ШЭмин
где Ра мин ~ /До макс-
В трансформаторной схеме с шунтом (Рш) во вторичной об-
мотке должны быть учтены потери в рш [см. 4.1, с. 157].
Рис. 4.1. Зависимость ко-
эффициентов нелиней-
ных искажений от глу-
бины модуляции
Нелинейные искажения, обусловленные
нелинейностью модуляционной характери-
стики /ai (Ес), могут быть оценены с помо-
щью графиков, приведенных на рис. 4.1. На
этом рисунке приведены зависимости нели-
нейных искажений по второй и третьей гар-
моникам (по НЧ) от глубины модуляции т.
Среднеквадратичный коэффициент гар-
моник
Ke = Vk22F + kif, (4-2°)
Частотные искажения, вызванные про-
хождением модулированных колебаний че-
рез ВЧ контур, определяются соответствен-
но для одноконтурного и двухконтурного
генераторов соотношениями:
(4.21)
(4.22)
где o = F/\f; a = 0,5SDP3; Q'i=Qi (1— т]к); Qi — добротность первого
контура; Qa — добротность антенного контура.
Другой причиной возникновения частотных искажений могут
быть фильтры источников питания. Дело в том, что через фильтр,
анодного выпрямителя протекает переменная составляющая анод-
ного тока IaOQ
Во избежание заметных частотных искажений необходимо, что-
бы собственная частота фильтра выпрямителя Оф оказалась вне
диапазона модулирующих частот. Обычно выбирают
йф • ОМин 2 , J
(4.23)
Емкость фильтра
падение напряжения
0,2) Еа-
Сф должна быть достаточно большой, чтобы
на выходе фильтра Сф не превышало (0,1 —
____тмакЧ аот
(0,1 -z- 0,2)Яа Омин
10е, мкФ.
(4.24)
112
4.3. Расчет усилителей модулированных
колебаний
Генераторы, работающие в режиме усиления модулиро-
ванных колебаний (УМК), встречаются в передатчиках с модуля-
цией в промежуточном маломощном каскаде. На сетку лампы
УМК подается модулированное напряжение ВЧ, а в анодной цепи
происходит усиление модулированных колебаний. Таким образом,
УМК относятся к генераторам с модуляцией на управляющую сет-
ку. Отличие от генераторов с модуляцией напряжения смещения
заключается в том, что в УМК Ес = const, а изменяется Uc.
Теория УМК подробно изложена в (4.1, с. 158—164].
Генераторная лампа работает в недонапряженном режиме.
Лишь при т=тмакс режим лампы приближается к критическому.
Для выходных каскадов передатчика, работающих в режиме УМК,
действительно соотношение (4.10). В целях линейного усиления
выбирают обычно 0 = 90°. (Здесь рассматриваются вопросы рас-
чета УМК применительно к связным и вещательным передатчи-
кам. Вопросы линейного усиления в однополосных передатчиках
рассматриваются отдельно.) £Макс рассчитывается в соответствии с
(4.12). Применительно к тетродам со статическими характери-
стиками вида рис. 3.56 рекомендуется определять gi:p по ф-ле
(4.13). Для пентодов и триодов §Макс рассчитывается по известной
формуле [4.1, (1.66)].
Далее расчет УМК производится по варианту расчета генера-
тора на заданную МОЩНОСТЬ Pl макс (или Ломакс). Определяются
все необходимые параметры анодной и сеточной цепей в режимах
максимальной мощности, несущей частоты и модуляции. Расчет
режима экранирующей сетки рассмотрен в § 4.2.
Расчет режима управляющей сетки может быть ограничен оп-
ределением Pci макс (это необходимо для расчета предыдущего
каскада) и мощности рассеяния в режиме максимальной мощно-
сти Рс.макс- Здесь используются известные соотношения;
Pci макс = 0 Д/С1 Максис.макс» (4.25)
РС макс Pci макс “Ь Р'с.макс^сО макс» (4.26)
где ^с1 макс = ^cl (®с) ^ст> ^1^0,75; COS 6С = Ez.макс/^с.макс.
Частотные искажения, обусловленные ВЧ контурами, рассчи-
тываются в соответствии с соотношениями (4.21) и (4.22). Сообра-
жения по выбору параметров фильтра анодного выпрямителя ана-
логичны рассмотренным в § 4.2.
Отметим некоторые особенности расчета модулированных уси-
лителей по схеме с общей сеткой. Мощность в нагрузке возра-
стает за счет проходной мощности
+ад).
113
Для современных ламп увеличение мощности составляет ве-
личину порядка 5—10%.
Коэффициент использования напряжения на нагрузке (U,,) ра-
вен':
5нМ(1+ W).
Аналогично возрастает требуемое значение сопротивления на-
грузки:
^=ад1 = ад1(1 + ад).
Соответствующие расчетные соотношения приведены в [4.1,
с. 61—63 и 4.2, с. 45—47].
Усиление модулированных колебаний широко применяется в
схемах с общей сеткой.
4.4. Модуляция на пентодную сетку
Модуляция на пентодную сетку находит довольно ши-
рокое применение в связных передатчиках и в предварительных
каскадах передатчиков с автоанодной модуляцией.
При этом виде модуляции лампа работает в перенапряженном
режиме (особенно по экранной сетке). В процессе модуляции им-
пульсы анодного тока видоизменяются примерно как при модуля-
ции на анод. Однако поскольку Ea = const и К^сз) повторяет за-
висимость /а1(^сз)> то по энергетической эффективности данная
система модуляции приравнивается к сеточной модуляции. Наря-
ду с этим схема модуляции на пентодную сетку обладает рядом
преимуществ (см. ниже).
Теория пентодной модуляции изложена в [4.1, с. 187—191]. Вы-
бор лампы производится так же, как при модуляции на управля-
ющую сетку. Для этой цели следует воспользоваться соотноше-
нием (4.5) или (4.10). В пиковой точке лампа работает в крити-
ческом режиме с углом отсечки 0макс~ 70-4-80°. дКр рассчитывает-
ся применительно к случаю, когда задана мощность Pi макс
[4.1, ф-ла (1.66)]. Напряжения Есз макс И Е с2 макс равны номиналь-
ным, указанным в справочнике. Для современных пентодов обыч-
но 7%3ном = 0.
Расчеты режимов максимальной мощности, несущей частоты и
модуляции вычисляются на основании идеализированной модуля-
ционной характеристики /ai=f(£сз)> т. е. как при модуляции на
управляющую сетку.
Для линеаризации модуляционной характеристики применяет-
ся обычно автоматическая регулировка напряжений Ео и ДС2
(рис. 3.53 в [4.1]):
— EbL Д:0^с1>
^с2 ~ Ев1 " ^с20^с2,
(4.27)
ГЛР Р ________ Р . Р _____________ Р . г> __ (0,3-5- 0,5) |£с-макс1
I де _^в1 — £-с.макс> сс2 — Сс2 макс» ---------".---------------
‘ со макс
114
/?е2 = (0,1 4-0,5) -£g3-“aHC.. .
Л20 макс
Ввиду того что лампа работает в перенапряженном режиме,
необходимо обстоятельно проверить тепловые режимы экрани-
рующей и управляющей сеток. Должны быть выполнены условия:
Рс2т макс^с20т ^с20т ^с2 ДОП' (4.28)
НДС Л 2 От 0,25/а0макс ),
Pc т — 0,5£/с7с1т 4“ Р-t максЛот ^сОт^Ы доп ’ (4.29)
где Л1т 1»5Д1Макс> Лот Л5-Л макс-
Значения РС2доп и Рс.доп приведены в справочнике.
Рассмотрим основные исходные данные для проектирования
модулятора. Максимальное значение амплитуды напряжения НЧ
равно:
иса=0МР^1К~Ес3ыт), (4.30)
£
где fc3MHH=------— напряжение запирания лампы.
Из
При пентодной модуляции Есз макс-H) и 1сз->-0. Это означает,
что в процессе модуляции модулятор не нагружается активным
током со стороны генераторной лампы. Данное положение харак-
теризует основное преимущество системы пентодной модуляции.
Однако при выборе лампы модулятора следует учесть, что наг-
рузкой является блокировочная емкость С3 [4.1, рис. 3.53]. На выс-
шей модулирующей частоте через емкость С3 протекает ток
Дз = Ucti ПВС3. (4.31)
Ток, определяемый (4.31), протекает через модуляторную
лампу.
При проектировании модуляторов для схем с пентодной мо-
дуляцией надо учесть, что модуляторная лампа нагружается то-
ком /(73-
Соображения о требованиях к источникам питания, изложен-
ные в 4.2, остаются в силе также применительно к рассматривае-
мой схеме модуляции. Однако следует учесть, что пентодная мо-
дуляция протекает при сравнительно больших токах экранирую-
щей сетки. Во избежание заметных частотных искажений емкость
фильтра источника Ес2 должна быть выбрана в соответствии с
(4.24); необходимо лишь вместо Лот и Es поставить соответствен-
но /с20т И Ес2т-
4.5. Анодная модуляция
Анодная модуляция обладает высокой энергетической
эффективностью и широко применяется в радиовещательных пе-
редатчиках.
> Данное приближение базируется на опытных данных
1<15
При применении генераторных триодов* используется система
анодной модуляции с автоматическим смещением (двойная моду-
ляция), на тетродах применяется анодно-экранная модуляция.
Часто встречаются комбинированные системы анодной модуляции,
в которых также модулируется предыдущий каскад (т. е. t7c).
В энергетическом плане все упомянутые системы модуляции на
анод почти идентичны и расчет анодных цепей осуществляется с
помощью известных соотношений. Некоторые особенности расче-
та других цепей будут рассмотрены ниже.
Теория и расчет генераторов с модуляцией на анод подробно
изложены в [4.1, с. 164—187 и в 4.2, с. 181—*210].
АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ В ГЕНЕРАТОРАХ НА ТРИОДАХ
При выборе генераторных ламп следует учесть, что мо-
дуляция осуществляется в выходном каскаде передатчика. Необ-
ходимая номинальная мощность генераторных ламп
Дном = Лт ( 1 + ^максМ* (4.32)
где Дк — КПД анодного контура.
Из теории известно, что при номинальной мощности ламп, оп-
ределяемой (4.32), генераторные лампы развивают в пике мо-
дуляции мощность
Р1 макс = Лт(1 + ^максГ/Пк- (4-33>
При этом максимальное значение анодного напряжения
Да макс = £а т ( 1 + WMaKc). (4.34)
Обычно 7?;1 „ом- Однако в тех случаях, когда лампа не ис-
пользуется полностью по номинальной мощности, желательно
уменьшать Дат по сравнению с Еапом (т. е. по сравнению с рабо-
чим напряжением, указанным в справочнике). В таких случаях ре-
комендуется выбирать в соответствии с соотношением
Еа т = Да ном рРном , (4.35>
гном спр
где Дном — требуемая номинальная мощность в соответствии с
(4.32); Рном.спр — колебательная мощность лампы, приведенная в
справочнике.
Допустим, что в соответствии с (4.32) требуется мощность
Дном = 22,5 кВт. Предположим, что выбрана лампа ГУ-22А;
Дном спр = 30 кВт, Да.ном = 9 кВ. В соответствии с (4.35) имеем
Дат =9-103^= 6750 В.
30
Округляем величину Е& т до Е& т = 7-10~3 В.
Таким образом, выпрямитель для питания модулируемого гене-
ратора должен быть спроектирован на Ел = Es т = 7-10“3 В.
При анодной модуляции генераторная лампа работает в пеле-
не
напряженном режиме, причем пиковый режим рассчитывается в
слабонапряженном режиме:
Ukc = (1.02-1,04) ?кр.
(4.36)
В соотношении с (4.36) значение £Кр определяется исходя из
заданной мощности Р 1 макс (4.33).
Задаваясь углом отсечки в максимальном режиме 0Макс =
= 80—90°, ведем дальше расчет применительно к заданной мощ-
ности Pi макс (для слабонапряженного режима)
^а! макс = 2^1маКс/^а MaKci макс Вмакс^а макс.
Для расчета остальных данных
режима необходимо определить па-
раметры импульса анодного тока в
слабоперенапряженном режиме
(рис. 4.2). Угол отсечки седловины
(впадины) 0! определяется соотно-
шением
cosO, = 1/(1 + Ag) « U/Ukc. (4.37)
ГДе Д| - Вмакс Вкр-
Постоянная составляющая анод-
ного тока и другие параметры опре-
деляются посредством сложных ко-
эффициентов разложения уОсл и
Т1сл. зависящих от напряженности
режима и углов отсечки 0маКс и 0р.
Уосл = То (0макс) “ (1+ Л) Yo (01).
У1сл = Y1 (0макс) — (1 + A) Y1 (01)>
„„„ Л £кр Вcos бмакс
д А-----------
Рис. 4 2. Импульс анодного тока
в слабоперенапряженном режиме
(4.38)
(4.39).
Постоянная составляющая анодного тока
Г ________То СЛ г
^аОмакс 1 al макс*
?! сл
(4.40)
Напряжение сеточной цепи находится из соотношений:
[/c^Z«M,aKe+ Д[/амакС| (4.41).
S Yi сл
£с макс=-----cos 0макс + Е' , (4.42).
S Г1СЛ
где Е'с определяется по статическим характеристикам ta=f(ec, е&)<
ДЛЯ еа = £а.макс-
Режим максимальной мощности завершается определением ве-
личины сопротивления автоматического смещения
~ I 7: с. макс |/Zc0m»kc> (4.43)
117'
ГДе I со макс — ЛсО<1о’(6с.макс)/с.м! СО80с.макс-—смакс_ • МаКСИ»
о с
мальное значение импульса сеточного тока /с.м отыскивается по
семейству характеристик ic=/(ec;eaj) Для ес.макс=£с.маме+ Пс и
мин — Еа.макс Па.макс-
Емкость Сс, шунтирующая сопротивление Ес, выбирается из
условия
ЕсСсЯа<1, (4.44)
где QB = 2jtFB; Ев — наивысшая модулирующая частота.
Мощность возбуждения цепи сетки в пиковом режиме
^с! макс = 0>5Ц/с1маКс> (4.45)
гДе [<Л макс ~ *С1 ®1 (Эс.макс) ^с.м .
Режимы несущей частоты и модуляции рассчитываются исхо-
дя из линейности модуляционной характеристики. Эти соотноше-
ния приведены в § 4.1. В режиме модуляции мощность, рассеи-
ваемая на аноде лампы, предопределяет тепловой режим анода
( 2 \
1 + ^Ь (4.46)
где Рат — Рот Pit/Лк-
Должно быть выполнено условие
ср Ра , оп . (4. 46 )
Из расчета этих режимов получаем исходные данные для рас-
чета модулятора. Требуемая максимальная мощность модулятора
Е>, _ макс р /д. дух
1м макс — ~z 0t’ /
Величина эквивалентного нагрузочного сопротивления модуля-
тора
Рг = Ра.т /Лот- (4.48)
Завершаются расчеты режимов определением рассеиваемой
мощности на управляющей сетке в режиме несущей частоты
Рс.т = Рс1т-Р0тРс<Рс.доп, (4.49)
где РС1Т = 0,5/clTt/c.
Однако нахождение слагающих сеточного тока требует опре-
деления ряда параметров минимального режима, т. е. при Еа=0.
При £’а = 0, еа=0 и 0=0мин- Установлено, что
До (9мин)
Параметры S и Рс, входящие в правую часть уравнения, из-
вестны. Тогда по графику Ро=^(9мин), приведенному на рис. 4.3,
находим величину 0МИн-
118
Далее можно рассчитать обходимые для расчета Рс.т'. величины, не-
млн 333 (4.50
^С0 мин = 1 Ес.мкп 1/Rc, (4.51j
^сОт (Ло’макс ^с0 мин)> Г ОЦ (бмнн) г 1 el мин ,п \ 2с0т> «0(°мин) (4.52)
(4.53)
^с!т 0,5 (/сп МаКс 4" 7С1 мин)* (4.54)
Теперь появилась возможность определения
Рс.т по (4.49).
Рис. 4.3. График для определения 0Мин при
анодной модуляции
АНОДНО-ЭКРАННАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В современных передатчиках находят широкое приме-
нение генераторные лампы с экранированным анодом: тетроды и
пентоды. При анодной модуляции пентодных или тетродных гене-
раторов необходимо осуществить одновременную модуляцию эк-
ранного напряжения. Теория анодно-экранной модуляции рассмот-
рена в [4.1, с. 184—197 и в 4.2, с. 201—203].
Максимальное значение коэффициента модуляции экранного
напряжения
^« = (0,8 4-1)тамаке. (4.55)
Во избежание образования больших пиковых напряжений в ре-
жиме максимальной мощности необходимо несколько уменьшить
значения £С2Т и Еа.? по сравнению с номинальными значениями
£ciT = (0,6 4-0,8)Ec2HOM; Еа.т « 0,8£а.ном . (4.56)
Номинальная мощность генераторных ламп выбирается в соот-
ветствии с (4.32). При существенном недоиспользовании ламп по
номинальной мощности следует при выборе величины £а.т вос-
пользоваться соотношением (4.35). Пропорционально уменьшает-
ся также значение ЕС2т- При модуляции тетродов со смещенной
линии критического режима
£а.т = 0,5 (£а.макс + Е'а) , (4.57)
где Д'а— напряжение сдвига линии критического режима.
Режимы анодной цепи при анодно-экранной модуляции рассчи-
тываются в полной аналогии с анодной модуляцией на триодах.
Заметим, что в маломощных передатчиках с анодно-экранной Mo-
ll»
дуляцией допустима работа ламп в недонапряженном режиме. Не-
которые особенности расчета относятся к расчетам сеточных це-
пей.
Максимальное значение постоянной составляющей экранного
тока определяется в соответствии с соотношением (4.14). Значе-
ния максимальной величины экранного тока /е2м необходимо отыс-
кать на семействе статических характеристик iC2=f(ec; еа; Ес) для
Сс = 3с.макс еа = £а.макс—^а.макс И £с2 = £с2т(1 4"^с2 макс) Далее,
исходя из линейной зависимости /сго от £С2, находим
Лгот — Лг0макс/(1 +/Пс2макс)- (4.58)
Данные режима экранирующей сетки позволяют находить мощ-
ность рассеяния на экранирующей сетке и требуемую мощность
модулятора.
Тепловой режим экранирующей сетки проверяется в режиме
модуляции. Мощность рассеяния
Рс2ср — Рс2т (1 + тс2 макс^Р*) ’ (4.59)
ГДе £egT ~ Да 0тРс2т-
Должно быть выполнено условие РС2 ср<£с2доп-
Требуемая мощность модулятора получается несколько выше
по сравнению с анодной модуляцией на триодах, поскольку допол-
нительно модулируется £c2. Требуемая мощность модулятора
Лм.макс = °-5 (тв2.максрот + макс Рс2г) • (4-60)
Рассмотрим расчет режима управляющей сетки. Напряжения
£с и £с рассчитываются по соотношениям (4.41) и (4.42). Однако
напряжение сдвига £'с должно быть найдено для еа=£а,макс и
£с2=£с2 макс-
Далее необходимо учесть следующее. Статические характери-
стики тетродов и пентодов расположены в значительной мере в
левой части системы координат ia, ес. Таким образом, если приме-
нять исключительно автоматическое смещение, то при Uc = 6 рас-
сеяние на аноде (и на экранирующей сетке) может достичь недо-
пустимых значений. Ввиду этого при анодно-экранной модуляции
рекомендуется применять комбинированное смещение
£с — £с.ВН — ДоРс>
где £свн—постоянное напряжение смещения от внешнего источ-
ника.
£с.вн и Rc можно выбрать:
с вн = fe£c макс,
, (l-A)l £смакс1
‘С = г >
1 со макс
(4.61)
(4.62)
где &<1 (ориентировочное &«0,5).
Мощность, рассеиваемая на управляющей сетке, может быть
приближенно определена исходя из следующего положения. Опыт
120
показывает, что при анодно-экранной модуляции с автосмещением,
постоянная составляющая тока сетки при £а-^0, т. е. /сомин увели-
чивается по сравнению с /со макс (в пиковом режиме) примерно в
полтора—два раза.
Таким образом, полагая
40мИ» = (1,5 4-2)4^, (4.63)
находим
4ог ®>^(^сОмакс Ч- 4о мии) 1>^4омакс- (4.64)
Мощность, рассеиваемая на управляющей сетке в режиме не-
сущей частоты,
Рс.т ~ РС1т I Рс.вн I /ео» — ^сОт^с- (4.65)
Для расчета РС1т полагаем /с1Т 2/сОТ*
Более точно значения /сОТ и /С1Т могут быть найдены путем
отыскания величины угла отсечки 6Мин (для £4—>-0) при комбини-
рованном'способе подачи напряжения смещения {см. 4.1, с. 173].
АНОДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ С ПЕРЕМЕННЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В мощных передатчиках часто применяется в схемах
анодной модуляции одновременная модуляция предоконечного
каскада, т. е. напряжения возбуждения Uc. Такая комбинирован-
ная система анодной модуляции (рис. 4.4) позволяет выравнивать
Рис. 4.4. Комбинированная схема анодной модуляции
входное сопротивление генераторной лампы и уменьшать мощность
возбуждения управляющей сетки (а также мощность, рассеивае-
мую на сетке РСср). Теория и расчет режимов при этом виде мо-
дуляции приведены в [4.1 и 4.2].
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
4.1. Терентьев Б. П., Калашников Н. И., Клягин Л. Е., Штейн Б. Б. Радиопере-
дающие устройства М, «Связь», 1972. 456 с.
4.2. Радиопередающие устройства. Под ред Г. А. Зейтленка. М., «Связь», 1969.
542 с.
301
Глава 5
МОДУЛЯТОРЫ СВЯЗНЫХ
И РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
♦
5.1. Модуляторы связных передатчиков
В связных передатчиках малой и средней мощностей,
как правило, применяется модуляция на управляющую (или пен-
тодную) сетку с последующим усилением модулированных коле-
баний.
В основу расчета модулятора, предназначенного для этой це-
ли, должны быть положены величины, полученные из расчета ре-
жимов модулируемых каскадов.
1. Амплитуда модулирующего напряжения НЧ (7cs.
2. Максимальный прирост постоянной составляющей тока сет-
ки в процессе модуляции
^сО ^сО макс ^сОт
(/со макс — постоянная составляющая тока сетки в максимальном
режиме); /сот — то же, в режиме несущей частоты.
3. Допустимые частотные искажения на наивысшей Мв и наи-
низшей Ма частотах модуляции в заданной полосе воспроизведе-
ния полезного сигнала.
4. Допустимый коэффициент нелинейных искажений (КНИ)
Kf при максимальном коэффициенте модуляции тМакс==1-
Для коммерческой телефонии установлена полоса передавае-
мых частот 300—3400 Гц с допустимым отклонением частотной
характеристики на крайних частотах в пределах ±3 дБ по отно-
шению к средней частоте 1000 Гц.
Если передатчик работает на частотах выше 500 кГц, то высо-
кочастотный тракт передатчика, как правило, частотных искаже-
ний не вносит. Поэтому приведенные выше требования надо от-
нести целиком к низкочастотному тракту и, следовательно, расчет
модулятора вести, ориентируясь лишь на слегка ужестченные нор-
мы, например, допуская частотные искажения в пределах ±1,5-—
±2 дБ.
В связных передатчиках повышенного качества применяется
расширенная полоса 100—6000 Гц. Соответственно повышаются
требования и к модулятору.
В отличие от частотны/, нелинейные искажения при сеточной
модуляции возникают в основном в тракте высокой частоты.
Согласно нормам на связные передатчики допустимый КНИ
Кг=С4°/о при т = 0,9, поэтому модулятор должен иметь минималь-
ный КНИ, не превышающий 1—1,5%.
122
Проектирование начи-
нается с выбора схемы
модулятора. В настоя-
щее время наиболь-
шее распространение
получили три схе-
мы. трансформаторная
(рис. 5.1), схема Мин-
ца (рис. 5.2) и схема,
использующая катод-
ный повторитель (рис.
5.3)
Схема рис. 5.1 про-
ста и легко реализуе-
ма, но обладает тем
Рис б 1 Трансформаторная схема модуляции
а) на управляющую сетку, б) на третью сетку, в) эквивалентная схема
модулятора для ВЧ
ничиванием выходного трансформатора модулятора анодным то-
ком лампы или коллекторным током транзисторов модулятора
Вот почему эта схема применяется только в передатчиках малой
мощности.
Схема рис. 5.2 лишена указанного недостатка, поэтому ее
можно рекомендовать к широкому применению, если сеточный
ток модулируемого каскада не о)7-
очень велик, т. е. мощность этого
каскада лежит в пределах нес-
кольких десятков ватт.
Если же эта мощность имеет
порядок 100 Вт и более, то сле-
дует выбрать схему рис. 5.3, по-
скольку она способна обеспечить
очень низкий уровень частотных
и нелинейных искажений даже
при большой нелинейности и зна-
чительной величине сеточного то-
ка модулируемого каскада.
Рис 52 Схема Минца модуляции
на управляющую сетку
12?
Перечисленные схемы рассчитываются методами, хорошо из-
вестными из курса «Усилительные устройстваэ [5.3], но с учетом
трех особенностей.
Во-первых, следует иметь в виду, что нагрузка усилительных
Рис. 5 3 Катодный повторитель в схеме
модуляции .на сетку
ламп во всех этих схемах
не чисто активная; она
имеет емкостную состав-
ляющую за счет емкости
С = Сб1 + сб2 + Свх,
где Свх — входная ем-
кость лампы модулируе-
мого каскада.
Для того чтобы мож-
но было не считаться с
этим обстоятельством, не-
обходимо выполнить ус-
ловие
С 1 ^сот
3QB 1Дй
(5.1)
где Йв — наивысшая модулирующая
~ " " невыполнимо, то выход модулятора надо
сопротивлением так, чтобы
Если условие (5.1)
шунтировать активным
R с *
ш ЗйвС
Кроме того, должно
^6^62 •
круговая частота.
(5.2)
быть
соблюдено условие
так как в противном случае на резонансной частоте контура, со-
стоящего из L6 и Сб2, будет иметь место существенное искажение
частотной характеристики.
Во-вторых, из-за нелинейности характеристики сеточного тока
нагрузка модулятора сильно меняется в процессе модуляции. Со-
противление этой нагрузки в максимальном режиме много мень-
ше, чем в режиме несущей частоты и тем более в режиме мини-
мальном, так как
Ес макс/До макс Ес т / Дот Ес мин / До мин-
Полагая, что импульс огибающей тока сетки при максималь-
ном уровне модуляции имеет угол отсечки 6 порядка 70°, имеем
Доз агДомакс ~ О,25Домакс. (5.3)
Учитывая, что выходное сопротивление модулятора для вто-
рой гармоники сеточного тока при наличии шунтирующего сопро-
тивления Дш практически равно сопротивлению для первой гар-
моники, находим, что коэффициент нелинейных искажений по вто-
рой гармонике
Кр2 —
l сой^иых I co макс RmRs
UcQ 4t/cQ Rm + RB
(5.4)
где 7?"в — выходное сопротивление собственно модулятора, приве-
денное к входной цепи модулируемого каскада.
Для схемы рис. 5.1 Р"в = Ргп2,
> рис. 5.2 R\ = Ri,
» рис. 5.3 R"B=RJ(l+ii)^US.
Здесь Ri. ц, S — параметры лампы модулятора; п — коэффи-
циент трансформации модуляционного трансформатора.
Задаваясь допустимым коэффициентом нелинейных искажений
KF2~K.f и пользуясь (5.4), находим необходимое сопротивление
/?ш<4ЛР2- ~
' со макс
«в
R'b~^F2
UeQ
Iсо макс
(5.5)
Отсюда видно, что при
^F2
I ео макс
(5.6)
т. е. надобность в нем отпадает.
Этого можно достичь, применяя схему рис. 5.3 и используя в
модуляторе лампу с большой крутизной анодного тока.
Такое решение целесообразно еще и потому, что катодный пов-
торитель обеспечивает получение хорошей частотной характери-
стики. Формулы (5.2) и (5.5) обычно дают разное значение Rm-
Естественно, надо выбрать меньшее из них. Тогда вторая особен-
ность будет учтена автоматически.
Наконец, третья особенность схем рис. 5.2 и 5.3 состоит в том,
что для избежания недопустимых частотных искажений в области
низших частот необходимо, чтобы проводимость конденсатора С&
на самой низкой частоте модуляции йн была в несколько раз
больше общей проводимости цепи, состоящей из Лир и /?ш, т. е.
Отсюда
Выбрав схему
мощность
Р — 1 9
мод — 1>Z
модулятора,
‘ + 2/?ш . ’
2
(5.7)
следует уточнить его выходную
(5.8)
Коэффициент 1,2 вводится для компенсации неуточненных по-
терь и разброса параметров ламп.
1125
Ввиду того что мощность РМОд обычно невелика, а от модуля-
тора требуется неискаженное воспроизведение сигнала, лампу
модулятора следует использовать в режиме класса А и дальней-
ший расчет провести согласно рекомендациям курса «Усилитель-
ные устройства» для этого режима [5.3].
Описанные три варианта схем модуляторов, применяемых для
модуляции на управляющую сетку, могут использоваться также
и для модуляции на третью (пентодную) сетку. Отличительной
особенностью этих модуляторов является отсутствие активной на-
грузки, так как /с(3=0. Поэтому они имеют чисто емкостную на-
грузку, которую создает для них блокировочный конденсатор С^з
(см. рис. 5.16).
Для того чтобы избежать существенных частотных искажений
на высших частотах модуляции QB, необходимо делать модулятор
с малым выходным сопротивлением. Это достигается следующи-
ми путями: модуляторная лампа Лм выбирается по возможности
с малым внутренним сопротивлением трансформатор Тр дол-
жен быть понижающим, собственная частота паразитного контура,
образованного конденсатором Сбз и индуктивностью рассеяния
этого трансформатора, отнесенной ко вторичной обмотке L"s, дол-
жна лежать за пределами рабочей полосы частот модулятора, т. е.
должно выполняться условие
И, наконец, желательно, чтобы вторичная обмотка трансформато-
ра была шунтирована активным сопротивлением /?ш. Оно выпол-
няет двоякую роль. Во-первых, снижает выходное сопротивление
модулятора:
= n2Rj
n2Ri + Rm 1 + п2Л,-/Лш
Во-вторых, вносит затухание в паразитный контур C^L"s и этим
также способствует улучшению частотной характеристики. Для
эффективного действия этого сопротивления необходимо, чтобы
Яш < ^VL"SIC&3
Эквивалентная схема модулятора представлена на рис. 5.1s.
Частотные искажения в области высших частот могут быть
вычислены по формуле, аналогичной (5.26):
1 +niRi!R1a
1 + n?RJRm
В области низших частот частотные искажения вычисляются
по формуле, сходной с (5.25):
126
Здесь Li — индуктивность первичной обмотки трансформатора
Тр-
Выбор и расчет режима лампы Лм производятся методами, из-
вестными из курса «Усилительные устройства» [5.3].
Исходными данными для расчета являются:
1. Амплитуда выходного напряжения модулятора U<& =
= I fo8 , где £сзмин — напряжение полного запирания модули-
руемого пентода.
2. Полная выходная мощность модулятора
3. Допустимые частотные искажения в области высших и низ-
ших ЧаСТОТ Л4в.доп, А^н.доп*
5.2. Модуляторы радиовещательных
передатчиков
Как уже указывалось в гл. 1, в современных мощных
радиовещательных передатчиках применяется в основном моду-
ляция на анод. Вследствие этого к модуляторам предъявляются
требования, существенно отличающиеся от перечисленных в §5.1.
Ввиду большой мощности резко возрастает роль КПД моду-
ляторов передатчиков с анодной модуляцией. Поэтому для них
выбирают угол отсечки порядка 90—110° и, как следствие, во
избежание больших нелинейных искажений — двухтактную схе-
му включения ламп. В связи с тем, что при анодной модуляции,
в отличие от сеточной, уровень нелинейных искажений передат-
чика определяется модулятором, а высокочастотный тракт нели-
нейных искажений практически не вносит, к модулятору предъяв-
ляются по этому виду искажений те требования, которые норми-
рованы для передатчика в целом (табл. 5.1).
Таблица 51
т, % Диапазон частот, Гц V % т, % Диапазон частот, Гц
90 50—100 100—4000 4000 3,8 2,0 4,0 10-50 50—100 100—4000 4000 1.5 1.0 2,2
Передаваемый диапазон звуковых частот для высшего класса
радиовещания 50—10000 Гц с допустимой неравномерностью ча-
стотной характеристики:
в диапазоне 50—75 Гц — 2 дБ,
» 75—6600 Гц — 1,4 дБ,
» 6600—10 000 Гц— 2 дБ.
127
Отношение максимальный сигнал/фон — не менее 62 дБ. Эти
же требования следует предъявить и ко всему низкочастотному
тракту передатчика. Собственно же модулятор должен обладать
несколько более высокими показателями.
Известны три основные схемы анодной модуляции:
а) модуляция на анод выходного каскада (рис. 5.4а и б);
Рис 5 4 Двухтактный модулятор и выходной
каскад с анодной модуляцией
а) по схеме параллельного питания, б) по
схеме последовательного питания
б) одновременная модуляция на анод выходного и предыду
шего каскадов (рис. 5.5);
Рис 5 5 Схема модуляции на
аноды выходного и предвыходно-
го каскадов
Рис 5 6 Схема одновременной модуляции
на анод и экранирующую сетку выходного
каскада
128
в) одновременная модуляция на анод и экранирующую сетку
выходного каскада (рис. 5.6).
В современных радиовещательных передатчиках большой мощ-
ности средневолнового диапазона модуляция осуществляется по
схеме рис. 5.4а, реже — рис. 5.46. Первая из них (параллельное
питание) обладает тем преимуществом, что через модуляционный
трансформатор не течет постоянная составляющая анодного тока
модулируемого каскада. Это существенно облегчает конструкцию
трансформатора.
С другой стороны, она требует применения модуляционного
дросселя Дрм и блокировочного конденсатора Сбм-
Несмотря на этот недостаток, схема рис. 5.4а предпочтитель-
нее, так как общий объем стали, требующейся на модуляционный
трансформатор и модуляционный дроссель, при одинаковых ка-
чественных показателях для схемы рис. 5.4а меньше, чем для схе-
мы рис. 5.46.
Выбор модуляторных ламп и расчет их режимов для обоих
схем одинаков. Двухтактная схема позволяет использовать режим
класса Б. Исходными данными являются напряжение и ток пи-
тания анодной цепи модулируемого каскада в режиме несущей
частоты £аот и /аот Обычно модулятор собирается на тех же лам-
пах, что и модулируемый каскад. Это позволяет недоиспользовать
модуляторные лампы по току и напряжению, что очень существен-
но для уменьшения нелинейных искажений. Несмотря на это, не-
линейные искажения модуляционного устройства получаются все
же большими из-за асимметрии и нелинейности характеристик
ламп и индуктивности рассеяния трансформатора
Для уменьшения нелинейных и частотных искажений, а также
с целью снижения уровня фона применяется отрицательная об-
ратная связь, глубина которой определяется путем сопоставления
расчетных качественных показателей с качественными показате-
лями согласно техническому заданию на проектируемый передат-
чик.
В случае необходимости можно воспользоваться обширной ли-
тературой, имеющейся по этому вопросу, например [5.1, с. 183—
198; 5.2, с. 139—208; 5.3, с. 30—47 и др.].
Применение глубокой отрицательной обратной связи для эф-
фективной компенсации нелинейных искажений требует наличия
некоторого запаса амплитудной характеристики модулятора. Наи-
меньшая нелинейность этой характеристики получается в том слу-
чае, когда в режиме, соответствующем т=1, запас по использо-
ванию тока и напряжения будет одинаковым, т. е. при
/ан/рл = ии
где 1е — ток насыщения лампы; р— максимально возможное зна-
чение коэффициента использования лампы по току; £кр — соответ-
ствующее ему критическое значение коэффициента использования
лампы по напряжению; Дм— импульс анодного тока; —коэф-
фициент использования лампы по напряжению.
5—243 Т29
В соответствии с этим можно рекомендовать следующий поря-
док расчета режима модуляторных ламп при заданной максималь-
ной мощности, отбираемой от ламп:
Здесь т]Тр — КПД модуляционного трансформатора, лежащий в
пределах 0,94—0,98.
Сначала ведем расчет на максимально возможную мощность
выбранных ламп.
1. Задавшись коэффициентом использования тока эмиссии лам-
пы (обычно порядка р = 0,85), получаем максимально возможный
импульс анодного тока
1&.Ы.М — Р Д.
Если 1е неизвестен или лампа имеет активированный катод, то
«G.M.M 5/\нОм/ЕаоНОМ)
где Pi ном и Еаоном — номинальная мощность и анодное напряже-
ние лампы.
2. Критический коэффициент использования лампы по напря-
жению
/ Ц
f. 1 'а.м.м 1
ёкр " 8к£аот ’
SK — крутизна линии спада анодного тока.
3. Соответствующее ему колебательное напряжение на аноде
Иа.кр = ^кр^яОт-
4. Максимально возможный ток первой гармоники
lai м м = 0,5/а.м.м> так как 0 = 90 .
5. Максимально возможная мощность лампы
Рг.кр Д1 м.м
2
Возбуждение, соответствующее этой мощности,
= 4 м м IS + DU& к_.
Смещение
Ec = D (£a0T Eao) = £c •
8. Степень использования лампы по мощности в режиме, соот-
ветствующем заданной мощности,
Кл = P1IP1M.
9. Колебательное напряжение на аноде, соответствующее Pi,
Ua.M^U^VK'
О £аот может отличаться от £аоном. Часто выбирают £аот = 0,9£аваом.
6.
Uc.M.M
7.
130
10. То же, на сетке
t/c.M = t/e.M.M
11. Максимальный импульс анодного тока
7а.м==7ам.м Кл.
12. Ток первой гармоники
Л1м~^а1м.м Кл.
13. Постоянная составляющая анодного тока при т=1
7аО = 0,327ам.
14. Подводимая мощность при т=1>
Р0 ~ ^аОтЛот-
15. Рассеяние на аноде
Ра^/’о-Л-
16. Запас амплитудной характеристики
z = (^а.кр -Ua.M )/Иа.м = (^а1м.м ^а1м)/Д1м = 0 Р^л)/ Р^(5.10)
Как показывает опыт мощного радиостроения, этот коэффи-
циент у модуляторов высококачественных радиовещательных пе-
редатчиков находится в пределах 20—60 % • Соответственно ис-
пользование модуляторных ламп по мощности на основании (5.10)
7<л= 1/(1 Да)2. (5.10а)
Оно составляет всего 40—70%. Таким образом, при расчете
модуляторов z следует принимать, по крайней мере, в пределах
0,2 с z с 0,3,
т. е. иметь запас амплитудной характеристики не менее 20%, или
примерно полуторный запас по мощности радиоламп.
Для расчета подмодулятора необходимо определить мощность,
потребляемую сеточной цепью ламп одного плеча модулятора при
максимальном коэффициенте модуляции лгМако= 1:
Pci=t/c.M/ciM/2,- (5.11а)
^со= 1 Ес | /с6м, (5-116)
Рс = Р«-Рс0. (5.Ив)
Здесь Pci — мощность, отдаваемая подмодулятором; Рсо —мощ-
ность, выделяемая в источнике смещения; Рс — мощность, рассеи-
ваемая на сетках модуляторных ламп. Естественно, она не долж-
на превышать допустимой мощности рассеяния:
^с1м~ ai (9С) ^с.м 0,47см;
7с0 « -^-а0(0с)7с.м« 0,25/с.м [см. 5.6, с. 10].
О
5*
131
/см —максимальный импульс сеточного тока, определяемый по
характеристикам при еСМакс=|£с—|£с| и еамин=£'а—U&-
При отсутствии характеристик сеточного тока можно принять
/с м « (0,05 4-0,1)/а М.
Далее необходимо выбрать основные параметры модуляцион-
ного трансформатора.
1. Коэффициент трансформации
W,
п = —
Еаот
^ам/Пгр
(5.12)
Здесь w2 и — полное число витков вторичной и первичной об-
моток; £аот — напряжение питания генератора в режиме несущей;
Пам — колебательное напряжение на анодах модуляторных ламп,
соответствующее мощности Рг, г]тр — КПД модуляционного транс-
форматора.
Если в цепь анодов модуляторных и генераторных ламп вклю-
чены ограничивающие сопротивления /?он и Ror2 (см. рис. 5.4а),
то
„ = ------£аоТ+2/аОТРог2 > (5J3)
2 ( //а м /аот Pori) КЛтр
где /'аот — постоянная составляющая анодного тока плеча моду-
лируемого каскада генератора в режиме несущей.
2. Индуктивность первичной обмотки и индуктивность дрос-
селя £дР выбираются исходя из допустимых частотных искаже-
ний Л4„ на наинизшей частоте модуляции QH-
Должно выполняться требование
As>-----------, (5.14)
| (/?;+ R'T)QaVMl- 1
где Ья =-----*— =------1-5— ,
L1+Lfl пЧ1 + Ья
R\— приведенное сопротивление ламп модулятора; для двухтакт-
ной схемы при угле отсечки 90° R'l = 4Rl; R'T — сопротивление ге-
нератора постоянному току, приведенное к первичной, обмотке мо-
дуляционного трансформатора.
= (5-15)
Л /аот
В связи с тем, что сконструировать дроссели с большой индук-
тивностью значительно проще, чем трансформатор с большой ин-
дуктивностью первичной обмотки, целесообразно принять Ь'я=
= КЯЬ1, где Кд=34-5. Тогда получаем
Lх-------------------, (5.16)
*д (^+r;)qhK^-i
132
(5.17)
3. Рассеяние между первичной и вторичной обмотками опре-
деляет не только ход частотной характеристики в области высших
частот модуляции, но также величину нелинейных искажений,
возникающих из-за переходных процессов в трансформаторе при
работе ламп с отсечкой.
Чем меньше Ь8, тем меньше нелинейные искажения и тем луч-
шая частотная характеристика может быть получена в области
высших частот
При заданном допустимом
коэффициенте нелинейности KF
можно найти допустимое L8,
пользуясь кривой Писаревско-
го [5.1] (рис. 5 7) По этой кри-
вой сначала определяют пара-
метр
2 (0,5/?' + 0,25/?')
а — —------5_______— —
Q Ls
= /?;+0,5/?'
затем
Рис 5 7 Кривая Писаревского для оп-
ределения коэффициента нелинейных ис-
кажений модулятора
где
L8i — индуктивность рассеяния первичной обмотки модуляционно-
го трансформатора; Lsz — индуктивность рассеяния вторичной об-
мотки, приведенная к первичной; Q — частота модуляции, для ко-
торой нормируется R'z— внутреннее сопротивление ламп од-
ного плеча; R'Y— сопротивление нагрузки модулятора, приведен-
ное к первичной обмотке модуляционного трансформатора.
Из этой формулы видно, что для получения малых нелинейных
искажений целесообразно применить в качестве модуляторных
лампы с большим Rt, т. е. генераторные лампы. Это еще одна из
причин применения в модуляторе ламп того же типа, что в моду-
лируемом каскаде.
Выбор малого Ь8 при заданном L] ограничен конструктивными
возможностями. Известно, что у лучших модуляционных транс-
форматоров Ls составляет не менее 0,25—0,3% от L\.
Поэтому, если окажется, что необходимое Ls<0,0025Li, то сле-
дует снизить L\, а получающиеся вследствие этого частотные ис-
кажения на низших частотах скомпенсировать отрицательной об-
433
ратной связью или частотной коррекцией в одном из предыдущих
каскадов.
Если нагрузка модулятора содержит индуктивную составляю-
щую, например приведенная индуктивность блокировочного дрос-
селя генератора L^Jn2 соизмерима с LB, то ее необходимо учесть.
В этом случае должно выполняться условие
г /?; + 0,5< Лб
*-• ст Э
6 a Q 2п2
Емкость разделительного
5.5) выбирается так, чтобы
1
^нСб.м
«Яг.
(5.19)
конденсатора Сб.м (рис. 5.4а и рис.
Например, если
Сб.м > -4- , . (5.20)
то частотными искажениями, вносимыми Сб.м, можно пренебречь.
После того как выбраны основные параметры схемы L\, Ls,
Едр, сбм и другие, можно рассчитать частотную характеристику
модулятора. Однако этот расчет зависит от конкретной схемы и
от последующего ее преобразования в эквивалентные схемы со-
ответственно для низших, средних и высших частот. Рассмотрим в
качестве примера двухтактный генератор с параллельным пита-
нием (см. рис. 5.4а).
Как известно, модулируемый каскад (генератор ВЧ) создает
нагрузку для модулятора
Rr —- Еа.т /^а.т .
(5.21)
Рис. 5.8. Эквивалентная схема модулятора
При модуляции это сопротивление комплексно [5.1, с. 132], но
будем считать приближенно, что оно активно, постоянно и рав-
но Rr-
Тогда можно составить для модулятора эквивалентную схему,
представленную на рис. 5.8, где активным сопротивлением обмо-
ток /?б21 и /?б22 модуляционного трансформатора обычно пренебре-
гаем ввиду его малости по
сравнению с 47?,. Здесь на-
пряжение, действующее на
вторичной обмотке, и внут-
реннее ее сопротивление
приведены к первичной об-
мотке модуляционного тран-
сформатора; Ls — индуктив-
ность рассеяния, Стр— рас-
пределенная емкость обмоток трансформатора; остальные пара-
метры ясны из рис. 5.4а.
>134
Схему рис. 5.8 удобно рассмотреть с точки зрения частотных
свойств, приводя ее к четырехполюснику рис. 5.9, для которого
коэффициент усиления
Рис. б 10. Эквивалентная схема мо-
дулятора для средних частот
Рис 5 9. Приведенная экви-
валентная схема модуля-
тора
.. .............. • (O.ZZI
(1+Z3/Z4) [1 + Zi/Z2 + 2i/(Z3 Z4)J i/j А 4- i В
Соответственно для средних, низких и высших частот моду-
ляции эквивалентная схема рис. 5.8 может быть преобразована в
схемы рис. 5.10, 5.11 и 5.12.
Рис. 5 11. Эквивалентная схема мо-
дулятора для низших частот
Рис 5 112 Эквивалентная схема модуля-
тора для высших частот
Для средних частот (200<Т7<2000 Гц) можно положить:
QL^ = 00; Q (Ls + — 0; ------- 0; --— — оо;
Q Гбм й ^тр
Q.L’ = оо; Й 4С1 = оо;
д’ б ’
(5.23)
поэтому получим:
Zj = 4Rj 2Ror! Rer2/2 = R$,
= 00; Z3 = 0; Z4 = RT •
Соответственно из рис. 5.10, пользуясь (5.22), имеем
КСР==-----S.
Ср 1+/?э/Яг
Для низших частот (30<Г<200 Гц) влиянием индуктивности
’модуляционного трансформатора и дросселя пренебречь нельзя.
Поэтому схема рис. 5.8 заменяется эквивалентной схемой рис. 5.11,
где сопротивление RzO22/2 с целью упрощения расчета перенесено
в первичную обмотку модуляционного трансформатора. Такое из-
135
менение эквивалентной схемы допустимо, так как оно приводит
только к некоторому незначительному ухудшению результата рас-
чета по сравнению с действительным ходом частотной характе-
ристики.
Здесь:
Z2 = i Йн£.э; Zb = 0; Zt — Rr ,
где L, = / (L, H-Г) ,
Подставляя эти значения в (5.22), получаем коэффициент уси-
ления на низших частотах
р.
= ~T+R3/R'r + R3/iQSiL3 (5’24>
Следовательно, коэффициент частотных искажений на низших
частотах
Ах Лер 1 4~ W + ^э/i ^W-э
Ля 1 + R3/Rr
его модуль
R3Rr
2
он £.» (R»4~ Rr)
(5.25)
схема рис. 5.8 заменяется
По этой формуле вычисляется частотная характеристика в облас-
ти низших ча. от.
|В области ьысших частот (F>2000)
эквивалентной схемой рис. 5.12.
Здесь:
Zi R3 + i Пв (L$ + Z.e/2) = R3 + i Пв£вэ,
Z2 = oo; Z8 = 0; Z4 —------——------- ,
1 + i йвсвэ Rr
(5.26)
с;э=с;р+4сб.
Емкость обмоток трансформатора Стр зависит от его конструк-
ции и приближенно может быть принята в пределах 100—200 пФ.
Остальные параметры определяются в процессе расчета. Подоб-
ным образом могут быть рассчитаны частотные искажения для
других схем генераторов и модуляторов.
Подставляя эти значения в (5.22), получаем коэффициент уси-
ления на высших частотах
Кв= —----------;---
Rr + (jRa + i «вЧэ) (1 + i свэ Rr)
Следовательно, коэффициент частотных искажений на высших
частотах
136
M- = VT~
Хер _ ‘ °в £вэ) 0 4~ ' ОВСВЭ йг)
Кв Кэ+ R'r
Его модуль
^вэ ^вэ _|_ ав ( Аи/К,- + CB3R3) (5 27)
1 + Rs/Rr 1 + Кэ/йг
представляет собой частотную характеристику модулятора в об-
ласти высших частот.
Беря первую производную от Л4В по Йв, находим, что при ча-
стоте
2
р
1 + A J 1
Св э L _ I С _
В У В -7 у В . У •
(5.27а)
частотная характеристика имеет максимальный подъем.
Из (5.27а) видно, что подъем может существовать только при
'+^->0.5f-TO^+4_y
Св э Лз.э \ э э /
Из (5.28) получаем, что подъем характеристики будет иметь мес-
то, если соблюдено два условия:
где
и /?э< R'r .
-(5.286)
В противном случае подъема частотной характеристики нет, а
ее спад, определяемый в основном вторым слагаемым подкорен-
ного выражения (5.27), имеет монотонный характер.
Фазовый сдвиг между выходным и входным напряжениями мо-
дулятора на высших частотах
+ СвэКэ)
<Р = — arc tg-----1—-
йэ \ ( ЙВ Свэ Лвэ \
1 + —г 1 —---------7~
йг /[ 1 + Йэ/Кг /
В практике построения модуляторов мощных радиовещатель-
ных передатчиков в их анодной цепи широко применяется П-об-
разный фильтр, предложенный С. В. Персоном. Он состоит из
конденсаторов Сф (рис. 5.13), эквивалентной индуктивности 7/в.э,
эквивалентной емкости С'вэ, демпфирующего сопротивления 7?д и
сопротивления нагрузки R'T.
Эквивалентная схема фильтра дана для первой гармоники 1йо-
Дулирующего напряжения на рис. 5.14. Здесь все элементы, вклю-
137
ченные во вторичную обмотку трансформатора Тм, приведены к
его первичной обмотке.
Рис 5.13. Фильтр Персона в схеме анодной мо-
дуляции
/?; (mEj
о---
Рис. 5 14. Эквивалентная схе-
ма фильтра Персона
Сопротивление /?д не входит в контур, обтекаемый первой гар-
моникой 'анодного тока модулятора, но вносит затухание в кон-
, тур, обтекаемый четными гармониками,
--- и тем самым облегчает режим работы
конденсаторов Сф.
' Назначение фильтра Персона со-
стоит в существенном улучшении ам-
плитудно-частотной и фазо-частотной
характеристик модулятора в области
высших модулирующих частот. Это не-
обходимо для реализации глубокой противосвязи во всем диапазо-
не рабочих частот и уменьшения перенапряжений, возникающих при
глубокой модуляции высшими частотами. Кроме того, этот фильтр
существенно снижает нелинейные искажения в области высших
частот, так как эффективно подавляет частоты, выходящие за пре-
делы его полосы пропускания.
В [5.4] дано подробное исследование фильтра Персона. Здесь
же приведены рекомендации, вытекающие из этого исследования,
позволяющие рассчитать элементы фильтра.
Частотная характеристика модулятора с учетом действия
фильтра Персона в области низших и средних частот та же, что
и без него, т. е. определяется ф-лами (5.25) и (5.23).
На высших частотах [5.2]:
6 + ю I2 , 1 1 +«v2 + & (1 — X2) I2
1 +(a'j [ v (1 + a) J
X l + av2 + & (1 —X2)
v 1 + a —X2(& + «)
(5.30)
138
Здесь X = —; Qo = — 1 •
Qo /с;х ’
V = p/7?r; Р= VL’JC'B3;
а = 7?Х; Ь = Сф/С'вэ.
В качестве примера на рис. 5.15 даны частотные характеристи-
ки модулятора с фильтром Персона и без него при прочих равных
условиях, соответствующих часто встречающимся соотношениям;
а=0,33, b = 1, v = 2.
В этом случае при наличии фильтра:
Мвф = У (1 — ха) + X2 (1,25 — 0.375Х2)2,
tgep^-X 1-25-0'375^ .
ф 1—X2
Без фильтра & = 0,
ч = Jh-x^f+rp^
у \ 1 + а / [v (1 + а) J
= У(1 — 0,25Х2)2 + 0.875Х2,
tgф==_2L А+^± = _ 0.87Х
v 1 + а + ау2 1 —0.25Х2
(5.30a)
(5.306)
(5.31a)
(5.316)
Сопоставление (5.30) и (5.31) и соответствующих им кривых
рис. 5.15 убедительно подтверждает целесообразность использо-
вания фильтра Персона.
139
С другой стороны, как (5.316), так и (5.306) свидетельствуют
о больших фазовых сдвигах в области высших частот, что, есте-
ственно, препятствует применению глубокой противосвязи. Поэто-
му делитель, с которого снимается противосвязь, включается не
на выход, а на вход фильтра Персона, как показано на рис. 5.13.
В этом случае фазо-частотная характеристика при Ь = 1 [5.2]:
tg <Рф1 = — —
v
X* + (у2 — 3) Х2 — + 2
а [X4 + (у2 - 2)№ + 1] + 1 '
(5.32)
На рис. 5.15 дана кривая <рф1 для ранее принятых значений
а = 0,33 и v = 2. Она значительно благоприятнее кривых <р(Х) и
<Рф(Х), так как в полосе пропускания обеспечивает меньшие фа-
зовые сдвиги между выходным и входным напряжениями моду-
лятора.
7?д определяется из условия получения контура с большим за-
туханием для второй гармоники высшей модулирующей частоты:
Яд > Ра = • (5-33>
Оййд С«ф
5.3. Отрицательная обратная связь
в модуляторах
Для улучшения амплитудно-частотной характеристики,
снижения нелинейных искажений и уровня шумов в модуляторах
широко применяется отрицательная обратная связь.
Она строится по симметричной схеме, поскольку мощные мо-
дуляторы всегда бывают двухтактными.
Как уже было указано в § 5.1, напряжение лротивосвязи по-
дается от делителя, включенного параллельно первичной обмот-
ке модуляционного трансформатора Трм (см. рис. 5.13). Рекомен-
дуется выполнять этот делитель по емкостно-резисторной схеме
(рис. 5.16), так как в этом случае получатся наименьшие фазо-
частотные искажения в самой цепи противосвязи.
Условием отсутствия этих искажений является выполнение
требования [5.1, с. 190]
rtCt ~ const, (5.33а)
Рис. 5 16. Схема включения противосвязи модулятора
140
где ггСг — постоянная времени отдельных звеньев делителя.
Обратная связь подается на один из предварительных каска-
дов усилителя, возбуждающего модулятор.
Один из вариантов схемы включения противосвязи (обратной
связи) показан на рис. 5.16.
В связи с тем, что при анодной модуляции коэффициент не-
линейных искажений (КНИ) Kf всего передатчика определяется
КНИ тракта низкой частоты Kfb, т. е. Kf~Kfh, необходимый ко-
эффициент обратной связи р определяется из известного соотно-
шения [5.3, с. 37]
I ЛоР | >^Н/^доп-1, . (5.34)
где Лрдоп — КНИ, допустимый согласно техническому заданию;
Ко — усиление основного тракта модулятора, включая подмоду-
лятор и усилитель.
Следует заметить, что ф-ла (5.34) справедлива лишь в том
случае, если все каскады тракта низкой частоты, охваченные про-
тивосвязью, имеют необходимый запас амплитудной характеристи-
ки и не имеют существенных фазовых сдвигов. Этот запас дол-
жен удовлетворять условию z>2Kfh и КНИ всего низкочастотного
тракта, кроме модулятора, при напряжении сигнала
Uc = Uc М(1 + 2ЛР„) -= Uz м(1 + z) (5.35)
должен быть значительно (желательно на порядок) ниже Kfk-
Здесь С/см—напряжение сигнала, обеспечивающее максимальный
уровень модуляции.
Как известно, введение противосвязи снижает усиление основ-
ного тракта Ко в 1 +1 Лоф | раз, поэтому входной трансформатор
Трвх рассчитывается таким образом, чтобы на его вторичных об-
мотках напряжение сигнала достигало бы величины
= (5.36)
где U2o — напряжение, обеспечивающее максимальный уровень
модуляции без использования противосвязи. Величина Ко опре-
деляется соотношением
Ко = иа макс/7/20, (5.37)
где С/амакс — максимальное колебательное напряжение на аноде
модуляторной лампы. С другой стороны,
Л2 = «вх^1/2, (5.38)
где /1вх коэффициент трансформации входного трансформатора
7рвх, который не следует выбирать выше 4—5, Ui—заданное
входное напряжение.
Решая совместно (5.34), (5.36), (5.37) и (5.38), получаем
2Г/ К
тг макс aFh
Ко-----------------
(5.39)
141
и затем согласно (5.34) |0 |= — ----1
Ко J^F доп
(5.40)
По полученному Ко рассчитывается усилитель низкой частоты,
возбуждающий модулятор. Делитель, служащий для подачи на-
пряжения обратной связи, можно рассчитать, исходя из следую-
щих соображений. Сопротивление г4 надо выбрать так, чтобы
(5.41)
Г1 £2В Сд ’
где Сд = Сй(1+ [т)—динамическая входная емкость усилительной
лампы Л]. Емкости С1 = Сг = ... Сг должны быть на порядок боль-
ше паразитных емкостей на землю обмоток трансформатора Ти и
самих цепочек ггСг. Выбрав гг и С,, определяем число последова-
тельно включенных звеньев N3 из соотношения
|Р|= ri — = -^-, откуда N3 = . (5.42)
/i-HMi—l)/i К3 |₽1
Наконец, для исключения влияния блокировочных конденса-
торов на фазовую характеристику их величина выбирается на по-
рядок больше Сг, т. е
C6«10Ct.
(5.43)
Вопросы фазовой коррекции, часто применяемой в системах с
глубокой обратной связью, в объем настоящего пособия не вхо-
дят. Они освещены в ряде статей и монографий (см., например,
[5 2; 5.3, 5.4]).
Следует иметь в виду, что модулятор работает с сеточными
токами, поэтому подмодулятор следует выполнять по схеме с
общим анодом (катодный повторитель), как показано на рис. 5.16.
Это обеспечивает получение значительно лучшей частотно-фазо-
вой характеристики, чем при использовании трансформаторного
каскада, что существенно облегчает реализацию противосвязи.
Катоды ламп мощных модуляторов, как правило, питаются пе-
ременным током. Это создает повышенный уровень фона, оценка
которого может быть произведена при помощи табл. 5.2.
Противосвязь при хорошей фазо-частотной характеристике по-
нижает уровень фона также в (1 + |КоР|) раз.
Если ожидаемый уровень фона высок, как, например, при двух
лампах в двухтактном каскаде Кф =—30 дБ (см. п. 1 табл. 5.2),
то определение необходимых значений Ко₽ производится, исходя
из требуемого снижения уровня фона по формулам, аналогичным
<5.39) и (5.40):
_ маке ^Ф
О TS
ЛВХ ДОП
l₽l-T-f-K”------1
До ц доп
142
Таблица 52
ей О о Двухтактный УНЧ Уровни фона при разных числах ламп для
однотактного УВЧ двухтактного УВЧ
я * S
с? «а л недона пряженный перенапряжен- недонапряженный перенапряжен-
S а я X я л а режим ный режим режим ный режим
S ® Л 05 я
а х В X х
с о к о ко S ©eg
с s е* S & S & « -9* S •©
-S- л л ч л Л «5 „ Ч о £ Ч о £ 4 ф £ Ч 2- £
о о о 5 tf Д tf я О Л <У О Л й о л «V о S &
н ч ® и О ч ® ч а ® и и О о о ° Ча: 05 * S
ст s а. к л К л СХ[О tr « Ski ег a: х л схЮ х S ьг a! ег X
1 100 2 —25—30 1 —25—30 1 —35 2 —35—30 2 —35
2 200 4s) —35—40 2 —35—40 2 —45 2 -35-40 2 —45
3 150 — — — — — — 21) —30—35 — —
4 300 — — — — — — 28) —45—48 — —
5 400 — — 4 —55
’) Каждая лампа с трехфазным катодом, включенным по схеме «звезда» с заземленной
нулевой точкой Синфазное включение нитей обеих ламп
2) То же самое, но при противофазном включении нитей ламп
3) Питание катодов каждой пары ламп обоих плеч сдвинуто на 90° относительно друг
друга
где ожидаемый Кф и допустимый /(дои, уровни фона должны быть
выражены уже не в децибелах, а в относительных единицах.
Вместе со снижением уровня фона и коэффициента нелиней-
ных искажений противосвязь улучшает также и частотную харак-
теристику приблизительно в 1 + |Ло₽| раз, т. е.
М' « н—, М' - А- .
в 1+| М| в l+IKopi
(5.44)
Дроссель L (см. рис. 5.16) включен в цепь катодов ламп- пер-
вого каскада усилителя для создания противосвязи, подавляющей
напряжение четных гармоник, поступающих синфазно по цепям
обратной связи модулятора к первому каскаду Сопротивление R
обеспечивает автоматическое смещение на его сетках
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
5 1 Модель 3. И. Вопросы построения мощных радиостанций М, Госэнерго-
издат, 1947 206 с
5 2 Эйленкриг Л. И., Гликман С. 3. Модуляционные устройства для передат-
чиков с амплитудной модуляцией |М, «Советское радио», 1954 240 с
5 3 Цыкин Г. С. Усилительные устройства М, «Связь», 1971 367 с
5 4 Персон С. В. Широкополосная компенсация искажений в мощном моду-
ляционном устройстве класса В — «Радиотехника», 1947, № 3, с 18—31.
5 5 Яковлев Л. Н. Нелинейные искажения в мощном модуляционном устрой-
стве с противосвязыо — «Труды ЛЭИС», вып II (35) Л, ЛЖ, 1958,
с 3—25
5 6 Писаревский А. М Тракт низкой частоты современных радиовещательных
передатчиков с анодной модуляцией М , «Связь», 1970 63 с
5 7 Нюренберг В. А. Параметры вещательных сигналов в каналах передачи.
М, МЭИС, РИО ВЗЭИС, 1969 57 с
5 8 Аксенов В. Н. Выпрямители и трансформаторные подстанции М, «Связь».
1961 439 с
Глава 6
ОДНОПОЛОСНЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
КОРОТКОВОЛНОВОГО ДИАПАЗОНА
6.1. Общие сведения
Передатчики с однополосной модуляцией (ОМ) полу-
чили широкое распространение в последние два десятилетия, вы-
теснив на большинстве магистральных радиосвязей (отечествен-
ных и зарубежных) передатчики с амплитудной модуляцией. Этот
процесс замены передатчиков продолжается и сейчас в службах
низовой, морской и другой радиосвязи.
Однополосное радиооборудование в зависимости от назначе-
ния строится одно-, двух- и четырехканальным с возможностью
универсального использования каналов для передачи непрерыв-
ных или дискретных сигналов телефонных, телеграфных, фототе-
леграфных систем связи. Требование универсальности каналов
радиооборудования с ОМ приводит к необходимости жесткого
нормирования ряда показателей, в частности таких, как загрузка
передатчика, нелинейные переходные искажения в передатчике
и приемнике, неточность восстановления частоты передаваемого
сигнала, частотные и фазовые характеристики каналов и др.
Для облегчения организации радиосвязи с использованием ра-
диооборудования с ОМ, изготовленного в разных странах, пос-
леднее строится, как правило, с учетом имеющихся рекомендаций
МККР на параметры передатчиков и приемников с ОМ. В СССР
разработаны и введены в действие ГОСТ на однополосное радио-
оборудование [6.1; 6.2; 6.3].
При проектировании передатчиков всех назначений необходи-
мо в максимальной степени выполнить требования указанных
ГОСТов. Следует также иметь в виду, что передатчики с ОМ мощ-
ностью 1 кВт и выше, как правило, дополняются узлами, с по-
мощью которых в передатчиках обеспечиваются, кроме ОМ (АЗА,
АЗВ и др.), также и другие виды модуляции и манипуляции —
AM и ЧМ (А1, АЗ, Fl, F6 и т. д.).
Проектирование передатчика начинается с разработки и сог-
ласования или получения от заказчика технических условий (ТУ).
В ТУ должны содержаться требования к основным характеристи-
кам передатчиков (диапазон рабочих частот, мощность, виды ра-
бот, вид источников питания, параметры антенн, число и пара-
метры телефонных каналов и др.), а также могут быть дополни-
тельные требования, отражающие специфичность назначения пе-
144
редатчика или условий эксплуатации. В техническом задании
(ТЗ) должны быть отражены также: современные тенденции со-
вершенствования передатчиков с ОМ, автоматизация настройки и
программное управление, повышение энергетических показателей,
транзисторизация маломощных каскадов и др. для передатчиков
магистральной связи; применение линейных интегральных схем и
монолитных кварцевых фильтров, полная транзисторизация, при-
менение методов повышения надежности и экономичности, умень-
шение габаритов и веса для передатчиков низовой радиосвязи.
Большая часть этих требований должна соответствовать нор-
мам, указанным в ГОСТ 13420—68 [6.1] и ГОСТ 13260—67 [6.2].
Для радиостанций подвижных служб связи имеется ГОСТ
16019—70, предусматривающий механические и климатические
требования, а также оговаривающий методы испытания [6.4].
Краткое изложение ГОСТов [6.1], [6.2] и некоторых рекомен-
даций МККР, относящихся к связным и радиовещательным пере-
датчикам, приводится в [6.5].
6.2. Структурные схемы однополосных
передатчиков
Структурные схемы однополосных передатчиков весьма
разнообразны, особенно если учесть передатчики старых типов,
спроектированные в 40—50-е гг. Эти схемы различаются числом
каскадов, местом формирования однополосного сигнала, струк-
турными схемами возбудителей. Полезные сведения о построении
структурных схем однополосных передатчиков можно найти в
[6.6; 6.10; 6.12 и 6.23]. Более подробные сведения приведены в
[6.11]. Здесь рассмотрены общие структурные схемы современных
однополосных передатчиков и возбудителей, а также приведены
структурные схемы нескольких серийных транзисторных, транзи-
сторно-ламповых и ламповых передатчиков. В [6.13] приведены
структурные схемы двух серийно выпускаемых однополосных пе-
редатчиков мощностью 1 и 1,5 кВт. В [6.14] рассматриваются струк-
турные схемы транзисторных передатчиков. Материал, изложен-
ный в [6.14], будет полезен при проектировании транзисторных и
транзисторно-ламповых однополосных передатчиков.
Ниже очень кратко будут рассмотрены структурные схемы
двух современных одополосных передатчиков: мощного и мало-
мощного. Учитывая целевую направленность настоящего руко-
водства, сведения о передатчиках устаревших типов приводиться
не будут. Здесь не приводятся также описания структурных схем
типовых возбудителей для передатчиков с ОМ, поскольку этот
материал изложен в гл. 8.
Общая структурная схема мощного однополосного передатчика
приведена на рис. 6.1. Она включает в себя возбудитель с устрой-
ством модуляции (7); линейный усилитель (ЛУ) или собственно
передатчик (2); аппаратуру управления, блокировки и сигнали-
зации (УБС) и автоматической настройки передатчика (3); аппа-
145
ратуру питания передатчика постоянным и переменным токами
(4)-, стабилизатор питающих напряжений (5) и антенный комму-
татор (6).
Рис 6 1 Структурная схема мощного однополосного пе-
редатчика
Линейный усилитель — мощный усилитель высокочастотных
колебаний с линейной амплитудной характеристикой — состоит
из нескольких каскадов — усилителей модулированных колеба-
ний. Типовые параметры входа ЛУ: максимальная амплитуда на-
пряжения 0,8—1 В; сопротивление 75 Ом. Параметры выхода ЛУ
должны выбираться так, чтобы мощный каскад ЛУ во всем диа-
пазоне рабочих частот отдавал номинальную мощность в симмет-
ричный фидер, входное сопротивление которого составляет
300 Ом, а КБВ находится в пределах 0,5—1 для передатчиков
мощностью до 20 кВт и 0,6—1 для передатчиков мощностью вы-
ше 20 кВт.
Первые два-три каскада ЛУ обычно являются широкополос-
ными усилителями напряжения. Эти каскады выполняются либо
в виде ламповых усилителей с апериодической нагрузкой (экви-
валент длинной линии), либо в виде усилителя с распределенным
усилением. В последнее время все чаще эти каскады выполняются
в виде транзисторных широкополосных усилителей.
Последующие один-два каскада — усилители мощности. В лам-
повых передатчиках в этих каскадах устанавливаются современ-
ные генераторные тетроды с высокой крутизной. В качестве анод-
ных нагрузок используются настраиваемые резонансные колеба-
тельные контуры в предоконечных каскадах и системы из нес-
кольких колебательных контуров в оконечных каскадах. В пере-
датчиках специального назначения мощностью ниже 5 кВт и в
этих каскадах иногда применяют усилители с распределенным
усилением (УРУ) и выходной трансформатор для связи с фиде-
ром антенны.
В передатчиках мощностью ниже 10 кВт, предназначенных
для подвижных служб, каскады мощного усиления, так же как и
все предыдущие, все чаще выполняют на транзисторах. В этих
случаях мощный каскад ЛУ представляет собой несколько парал-
лельно работающих блоков-модулей (обычно двух-четырехтранзи-
сторных), каждый мощностью 200—300 Вт, подключенных к об-
щей нагрузке.
146
В последнем каскаде всех передатчиков для фильтрации гар-
моник используют либо перестраиваемую ручным способом или
автоматически колебательную систему (КС) из нескольких резо-
нансных контуров, либо переключаемые октавные фильтры ниж-
них частот. Последнее решение применяется в транзисторных пе-
редатчиках и в передатчиках с УРУ. Если передатчик должен ра-
ботать в широком диапазоне частот или на сменные антенны, то
в выходном каскаде такого передатчика применяется элемент
связи (ЭС) колебательной системы с фидером антенны, регули-
руемый ручным способом или автоматически.
Большинство выходных каскадов современных передатчиков
строится по однотактной схеме, поэтому на выходе этих каскадов
включаются симметрирующие ферритовые трансформаторы (ФТр).
Мощность современных трансформаторов, работающих во всем
КВ диапазоне, достигает 20—50 кВт. Иногда для упрощения кон-
струкции этих трансформаторов они строятся для перекрытия
части КВ диапазона; например, один трансформатор работает в
диапазоне 3—10 МГц, второй — в диапазоне 10—30 МГц.
Для подключения передатчиков к той или другой антенне ис-
пользуются антенные коммутаторы (АК) (6). Эти устройства с
ручным дистанционным или автоматическим управлением пост-
роены по принципу «швейцарского коммутатора» и позволяют пе-
реключать каждый из М передатчиков на каждую из N антенн,
где М и N достигают 10—20. Снижение КБВ нагрузки передат-
чика из-за включения АК обычно не превышает нескольких про-
центов.
Аппаратура УБС и автонастройки (3) состоит из механиче-
ских и электрических элементов управления передатчиком (кно-
пок, ручек, тяги, реле, моторов и др.), элементов электрической
и механической блокировки, элементов электрической сигнализа-
ции об этапах включения передатчиков, их настройки, об имею-
щихся режимах в каскадах, о возникших неисправностях. Аппа-
ратура автонастройки в современных передатчиках обычно со-
стоит из элементов грубой настройки (элементов мостиковой схе-
мы, магнитных усилителей, исполнительных двигателей), элемен-
тов точной настройки (фазовых датчиков, элементов точной под-
стройки колебательных контуров) и элементов установки режи-
мов каскадов и загрузки оконечного каскада передатчика. При
проектировании передатчиков то или другое решение в части
УБС и автонастройки принимается в зависимости от заданных в
ТУ требований на вид включения и управления, допустимое вре-
мя включения, допустимое время перестройки из одного режима
в другой, с одной волны на другую.
Аппаратура питания передатчика постоянным и переменным
токами (4) включает в себя выпрямители на необходимые мощ-
ности и напряжения для питания анодных, сеточных, коллектор-
ных цепей электронных приборов, трансформаторы для питания
накальных цепей и др.
147
В комплект современного однополосного передатчика входит
обычно стабилизатор питающего напряжения (5), рассчитанный
на полную потребляемую мощность передатчика. Следует иметь
в виду, что, помимо этого стабилизатора, в цепях питания управ-
ляющих и экранирующих сеток мощных каскадов, изменение пи-
тающих напряжений которых оказывает сильное влияние на ли-
нейность модуляционной характеристики передатчика, часто ста-
вятся дополнительные электронные стабилизаторы.
Общая структурная схема маломощного однополосного пере-
датчика приведена на рис. 6.2. В этих передатчиках используются..
Рис 6 2 Структурная схема маломощного однополосного
передатчика
как правило, два преобразования частоты, поскольку первое*
транспонирование телефонного сигнала производится в область
частот около 500 кГц, а диапазон рабочих частот передатчиков
ограничен сверху 8—15 МГц. Как видно из структурной схемы,
передатчик состоит из входного усилителя низкой частоты УНЧ,
балансного модулятора БМг, кварцевого генератора поднесущей
частоты КГ, первого усилителя модулированных колебаний УМК\,
полосового (чаще всего электромеханического) фильтра ЭМФ, вто-
рого УМКг, второго БМг, диапазонного кварцевого генератора с
переключателем кварцевых резонаторов КГД, буферного каскада
Б, третьего усилителя УМКз, оконечного, мощного усилителя
УМК^ с колебательной системой КС для фильтрации гармоник и
элементом связи с антенной ЭС.
На вход передатчика в зависимости от его назначения можно
подавать сигналы из линии, от микрофона или, для осуществле-
ния телеграфной связи, от генератора НЧ Чя 1000 Гц) через те-
леграфный ключ. Источником питания таких передатчиков слу-
жат гальванические или аккумуляторные батареи, генераторы с
ручным или ножным приводом, маломощные мотор-генераторы
При питании от аккумуляторов и батарей в схему передатчика
часто вводится преобразователь напряжения постоянного тока для
питания мощного каскада повышенным напряжением.
Из краткого описания структурной схемы следует, что, в отли-
чие от мощных передатчиков, в маломощных передатчиках нег
четкого разделения на возбудитель и ЛУ. Более того, в тех слу-
148
чаях, когда передатчик и (приемник объединены конструктивно, в
одной упаковке, часть узлов (например, на рис. 6 2 эти узлы зак-
лючены в пунктирный контур) с помощью переключателей можно
вводить то в схему передатчика, то в схему приемника, таким
образом сокращая общее число узлов в радиостанции
В последние годы маломощные передатчики с ОМ строятся,
как правило, транзисторными В редких случаях вместо класси-
ческого метода получения однополосных сигналов применяется
фазофильтровый метод, однако никакого выигрыша при этом по-
лучить не удается, поскольку в маломощных передатчиках, как и
при классическом методе, используется всего два преобразования
и один сравнительно недорогой ЭМФ.
6.3. Групповой сигнал в тракте
однополосного передатчика
Как уже отмечалось, однополосные передатчики могут
иметь различное число независимых телефонных каналов (от од-
ного до четырех) и при эксплуатации таких передатчиков по этим
каналам могут передаваться сигналы от различных источников-
(телефонные аппараты, многоканальные устройства уплотнения,
фототелеграфные устройства и др.) с разными характеристиками
Таким образом, групповой сигнал в общем для всех каналов
тракте возбудителя и линейного усилителя является сложным,
многочастотным сигналом.
Для каждой комбинации числа работающих каналов и вида
передаваемых в них сигналов групповой сигнал будет характери
зоваться параметрами, соответствующими только этой комбина-
ции {6.11] В большинстве случаев групповой сигнал следует рас-
сматривать как случайный нестационарный узкополосный про-
цесс, характеризуемый плотностью распределения вероятностей
амплитуд и фаз, функцией автокорреляции, связанной с его сред-
ней мощностью, спектром и характеристикой выбросов (пиковых
значений). На интервалах времени, когда число работающих ка-
налов (активных) и средняя мощность отдельных передаваемых,
сигналов, входящих в групповой сигнал, неизменны, групповой
сигнал считают стационарным процессом.
При проектировании передатчиков с ОМ нет необходимости
учитывать все многообразие вариантов групповых сигналов, по-
скольку, как показывает их анализ, многие варианты имеют близ-
кие статистические характеристики. Поэтому для энергетических
расчетов передатчиков с ОМ используют три варианта эквивалент-
ного группового сигнала (ЭГС).
1 В случае многоканального группового сигнала (табл. 6 1)
плотность распределения вероятностей амплитуд ЭГС аппрокси-
мируют рэлеевским законом
X / Xs \
F(X)=—ехр г , (б.1у
149
где X=it7rp(0/t7rp.MaKc; Urp(t) 'и (71Т,.Макс—мгновенное и макси-
мальное значения амплитуды группового сигнала; <т2х =
= ст2гр/У2Гр.макс; ст2гр — средняя мощность группового сигнала на
единичном сопротивлении.
Таблица 61
Тип излучения Количество действующих каналов Варианты группо- вого сигнала Функция рас- пределения огибающей эгс Средняя мощность ЭГС Эффективное значение оги- бающих ЭГС Пик-фактор orv бающих ЭГС р Коэффициент допустимого увеличения за- грузки
А1 или А1А 1 1Т — — — 1,о 1,0
А7А 1 6Т (6.1) 8.33-10—2 0,408 2,45 1,73
А7В 2 Р+Р (6.2) 2,25-10—2 0,212 4,72 1,50
АЗВ 3 Р+Р-рр (6.2) 5,00-10—2 0,316 3,16 1,22
АЗВ 3 20Т4-Ф4-Ф (6.1) 6,87-10~2 0,371 2,70 1,50
АЗВ 4 р_|_р_|_ф_|_4Т (6.1) 4,52-10—2 0,300 3,33 1,48
АЗВ 4 р+Ф+ют+ют (6.1) 3,75-10~2 0,274 3,65 1,63
Примечания: 1. Обозначения: Р — сигнал аналоговой телефонии; Ф — фототелеграф-
ный сигнал с ЧМ, Т— телеграфный сигнал с ЧТ или ФТ. Число перед буквами означает
число парциальных каналов, работающих в одном телефонном канале.
2 Для всех вариантов реальных групповых сигналов независимо от числа Л’тлф мак-
симальное значение безразмерной огибающей принято равным Л’макс = 1.
3. При работе двух, трех или четырех телефонных каналов максимальные мощности
сигналов в них одинаковы
4 Коэффициент КУ показывает; во сколько разможно увеличить амплитуду реального
группового сигнала, чтобы уровень нелинейных переходных искажений за счет перемодуля-
цни стал равным нормированному для данного усилителя уровню переходных нелинейных
искажений прн двухтоновом сигнале или чтобы средняя полезная мощность группового сиг-
нала на выходе усилителя соответствовала бы рекомендованной МККР.
При n-канальном групповом сигнале расчет о2х производится
после определения ст2гр по одной из формул: °Г?Р:=У^ а2,если ам-
i=i
плитуды парциальных сигналов случайны и заданы их средние
1 "
мощности о2г; сг2р=—’2j 1» если амплитУДы парциальных сигна-
i=i
лов Ui постоянны и заданы. В частном случае, если частотные со-
ставляющие группового сигнала имеют одинаковые амплитуды:
Ui=Ui+l = U0, последняя формула принимает более простой вид:
ц2 = _2_ уч
гр 2 0
2. В случае одноканальной телефонной работы амплитуда сиг-
нала в ЛУ не остается постоянной; ее распределение при наличии
в тракте НЧ усилителя ограничителя часто принимают в виде
одностороннего нормального закона
= ехр(-[/2р/2<72р) (0<1/гр<оо). ' (6.2)
у zJv Огр
150
В случае отсутствия ограничителя пик в тракте НЧ распреде-
ление амплитуд чаще берут экспоненциальным
*' “О (—vSH (0 < (6-3>
2 у 2 Орр \ У 2о гр у
В (6.2) и (6.3) о2гР( как и выше, — средняя мощность группо-
вого сигнала. В обоих случаях усилитель следует загружать в со-
ответствии с рекомендацией МККР так, чтобы PiCp = №ycr2rp, Амане =
= 0,1 Р 1макс.
3. В случае передачи одноканальных телеграфных сигналов с
ЧМ или ОФМ амплитуда группового сигнала в ЛУ Ucjw постоян-
на; мощность сигнала на единичном сопротивлении равна 0,5(72лу>
В табл. 6.1 приведены характеристики семи вариантов груп-
повых сигналов. Более полная таблица имеется в [6.11] и [6.23].
В заключение отметим, что применение ф-л (6.1), (6.2) и (6.3),
нормированных в бесконечном интервале (0—оо), для описания
реальных групповых сигналов (с ограниченными значениями ам-
плитуд) приводит к некоторой ошибке при нахождении средних
величин. Однако эти ошибки невелики (при п = 6 6^10%) и
быстро уменьшаются по мере увеличения 7Утлф и п.
6.4. Порядок проектирования
передатчика с ОМ
Работа по проектированию передатчиков с ОМ, как и
любых других, разделяется на несколько этапов. Пояснения к
первому этапу — разработка, уточнение и утверждение ТЗ; шес-
тому этапу — расчет элементов схем каскадов; седьмому этапу —
конструктивный расчет нетиповых и наиболее важных деталей и
девятому этапу — расчет надежности передатчика даны во введе-
нии и в гл. 1—3 этой книги. Второй этап — разработка структур-
ной схемы — и третий этап — ориентировочный расчет структур-
ной схемы — рассмотрены в этом параграфе. Четвертый этап —
технический расчет каскадов,'—пятый этап — расчет модуляцион-
ных характеристик усилительных каскадов — и восьмой этап —
расчет промышленного КПД передатчика — рассмотрены в после-
дующих параграфах этой главы.
Разработка структурной схемы проектируемого передатчика
может быть начата после тщательного изучения ТЗ. На этом эта-
пе нужно, исходя из ТЗ и современного уровня техники, сформу-
лировать общее представление о будущем передатчике. Нужно
решить, будет передатчик ламповым, транзисторным или смешан-
ным; возбудитель передатчика — типовой (и какой) или специ-
альный в виде отдельного устройства или встроенный в передат-
чик. Если проектируется передатчик радиостанции низовой связи,
то нужно решить, какие узлы передатчика будут общими с при-
емником. Затем следует принять решение о структуре выхода пе-
редатчика (симметричный, несимметричный, наличие симметриру-
ющих трансформаторов и АК), о типах предварительных усили-
телей (резонансные, широкополосные, УРУ), о степени автомати-
151
зации передатчика и, наконец, об источниках питания и их струк-
туре.
Результатом этого'этапа должна быть ориентировочная струк-
турная схема передатчика, число каскадов в которой уточняется
на третьем этапе. Ответы на поставленные вопросы можно найти в
[6.6; 6.7; 6.9; 6.10].
Исходными данными для ориентировочного расчета структур-
ной схемы передатчика являются: диапазон рабочих частот пере-
датчика (/мин—/макс), коэффициент нелинейных искажений на вы-
ходе передатчика Куз общ (дБ), измеренный двухтоновым мето-
дом, максимальная мощность, отдаваемая передатчиком, измерен-
ная на входе фидера антенны (Рамакс, кВт), и, наконец, допусти-
мая мощность побочных излучений (Рп , МВ) или их ослабление
(в децибелах) по отношению к мощности первой гармоники.
В процессе выполнения этого этапа необходимо установить
для каждого каскада передатчика: диапазон рабочих частот и не-
обходимые полосы пропускания (частотный план), входную и вы-
ходную мощности или выходную мощность и коэффициент усиле-
ния каскада по мощности КР (диаграмма уровней), допустимый
уровень нелинейных искажений( А^з для каскадов, находящихся в
тракте группового сигнала; выбрать типы электронных приборов
(ЭП). Кроме этого, на этом уровне устанавливается схема коле-
бательной системы выходного каскада, уточняются необходимые
источники питания и номиналы питающих напряжений.
Ориентировочный расчет структурной схемы удобно начать с
распределения нелинейных искажений по каскадам тракта груп-
пового сигнала. Для оценки степени нелинейных искажений здесь
и ниже будем пользоваться коэффициентом нелинейных искаже-
ний третьего порядка Куз (ом. [6-6], с. 319; [6.9], с. 213; [6.11], ч.П,
с. 35 и др.). Результирующее значение Куз общ для усилителя с
числом каскадов N можно получить из формулы
•К/зобщ < У, (6.4)
i=i
где Кузг = 10°,05Kf3‘ (дБ) — коэффициент для каскада с номером i.
Эта формула справедлива при малых значениях Кузобщ<0,05
(—20 дБ) и в случаях, когда нелинейные искажения, возникшие
в одних каскадах усилителя, не компенсируются обратными иска-
жениями в других. В промежуточных усилителях получение низ-
ких значений Ку3г достигается применением ламп с квадратичны-
ми характеристиками и слабым их использованием (низкие зна-
чения g, Т]а, Пиром, Лмакс/Piw) Для МОЩНЫХ КЭСКЭДОВ Значение Куз
выбирается как компромиссное решение между уровнем нелиней-
ных искажений и энергетическими показателями каскада. Обычно
для выходного каскада принимают Кузвых — (0,5-у0,7)Куз общ. Остав-
шуюся часть искажений распределяют между остальными каска-
дами, задавая для каскадов меньшей мощности более низкие
уровни искажений. По полученным результатам целесообразно
152
n
построить график сумм^ К/зг аналогично тому, который показан
i=i
для иллюстрации на рис. 6.36 штрих-пунктирной линией для пе-
редатчика по рис. 6.3а с К/зобщ=—30 дБ.
Рис 6 3 Развернутая структурная схема и диаграмма уровней одно-
полосного (передатчика
Далее производится расчет диаграммы уровней. Для этой це-
ли, прежде всего, необходимо установить ориентировочные значе-
ния ?]кс — КПД колебательной системы КС и т]тр — КПД симмет-
рирующего трансформатора ФТр. КПД КС зависит от числа кон-
туров в КС, их загрузки и определяется в результате расчета КС
по необходимой фильтрации. Для расчета же структурной схемы
значения т]кс и т)Тр можно задать, руководствуясь табл. 6.2, со-
держащей усредненные параметры реальных передатчиков.
Таблица 62
Рл , кВт А до 1.0 около 30 около 100 свыше 100 '
Число промежуточных контуров в КС 1 1—2 2—3 3
^КС 0,7 0,75—0,8 0,8-0,9 0,8-0,95
Лтр 0,9—0,97 —
Найдя максимальную или среднюю мощность, отдаваемую элек-
тронным прибором (ЭП) в колебательную систему
р ______ ^Амакс п Ра ср
*1макс > ° 1Ср = ,
Отр Пкс г1тр
(6.5)
153
следует перейти к выбору типа ЭП. При этом, прежде всего, нуж-
но решить вопрос о том, какие это будут приборы: транзисторы
или лампы. Если в ТЗ нет никаких требований, на основании ко-
торых можно однозначно решить этот вопрос (габариты, время
включения, механические перегрузки и др.), то следует принять
во внимание стоимость передатчика. При этом для передатчиков
с Ра макс=С ЮО-г-ЗОО Вт выгоднее транзисторный вариант, а для
передатчиков с Ра макс500 Вт — ламповый. В современных лам-
повых КВ передатчиках с ОМ. триоды, как правило, не применя-
ются; для них разработаны и серийно выпускаются мощные гене-
раторные тетроды с квадратичным нижним сгибом статических
характеристик, расположенных, главным образом, в области от-
рицательных ес. Такие лампы могут отдавать мощность, равную
до 70—80% от номинальной, работая без токов управляющей сет-
ки и обеспечивая К/з=—40 дБ. Таким образом, для выходного кас-
када лампового передатчика следует выбирать тетроды (или пен-
тоды) и двухтактную схему их включения, если мощность одной
лампы недостаточна.
Что касается выбора номинальной мощности ЭП, то здесь име-
ются два следующих подхода:
а) в передатчиках, которые должны длительное время рабо-
тать при максимальной мощности Ра макс (например, одноканаль-
ный передатчик с видами работ Al, F1 и АЗА), номинальная мощ-
ность ЭП Pin должна быть на 10—40% больше Р 1 макс;
б) в передатчиках, в которых Pi Макс достигается на очень ко-
ротких интервалах времени (многоканальная работа), а длитель-
ная работа с этой мощностью не предусмотрена условиями экс-
плуатации, удобнее задавать и нормировать среднюю мощность в
антенне Ра ср и среднюю отдаваемую мощность Pi ср, и тогда но-
минальная мощность Р\ N ЭП может быть меньше Pi макс- Крите-
рием пригодности того или иного ЭП в этом случае является вы-
полнение неравенства Ракорд Ра.н.доп при заданном значении Р1ср
(Ран—мощность, рассеиваемая в ЭП). Расчет необходимой но-
минальной мощности ЭП в этом случае производится в следующем
порядке,
1. По заданной средней мощности Ра ср находим Pi ср по (6.5).
2. Из всех заданных вариантов загрузки передатчика по табл.
6.1 выбирается вариант, для которого отношение Ку/р минималь-
но. Здесь: р— ]КрА макс/РА ср г— пик-фактор эквивалентного группо-
вого сигнала (ЭГС); Ку= Йгр.макс/Пгр.макс гт— коэффициент увели-
чения загрузки; Ргрмакс2т— максимальная амплитуда двухтоново-
го сигнала, при которой К/з = К/здоп; Игр макс — максимальная ам-
ллитуда группового сигнала, при которой динамический диапазон
передатчика £> = К Л сР/РпеРех= 1/К/з доп’, Рперех — мощность пере-
ходных помех из одного телефонного канала в другой.
3. Приняв ориентировочно для максимального значения КПД ЭП
выходного каскада значение 0,7, определяют средний КПД ЭП
по формуле:
154
_ 1 ’ 13т1эПмаКС к °>87<У /6
Лэп ср — р лу ~ —— - (°-°/
и среднюю потребляемую мощность ЭМ. без учета тока покоя
Роер = •^Хср/'ПэПср • (6.7)
4. Расчет средней мощности, рассеиваемой в ЭП, с учетом
тока покоя ведется по формуле
Рэп ср = Р0 ср + 6 1 nPa — Лер. (6.8)
где /п — ток покоя; Еа— напряжение анодного питания, таблич-
ные параметры, а значение 6 можно принять равным 0,25—0,32.
По Рэп ср выбирается подходящий тип ЭП.
Выбор типов транзисторов (по номинальным мощностям) для
КВ передатчиков с ОМ может проводиться аналогичным образом
(см. гл. 7).
Количество и выбранный тип ламп или транзисторов указы-
вается на составляемой структурной схеме (см. рис. 6.3).
Для определения максимальной отдаваемой мощности пред-
оконечным каскадом (на рис. 6.3 УМКУ) необходимо установить
коэффициент усиления по мощности КР для выходного каскада и
КПД колебательной системы предоконечного каскада лкспром-
Для ориентировочного расчета структурной схемы передатчика с
ОМ значения KP = Pi макс/Рс макс можно установить по табл. 6.3.
Таблица 63
Типы ЭП Значение Кр
при полном использовании ЭП по номинальной мощности при использовании номинальной мощности ЭП на 50—70%
Современные тетроды 40—80 80—200
Современные триоды в схеме с ОС 15—40 15—50
Транзисторы в схеме с ОЭ 4—10 8—20
Выбор т)кспрой обусловлен степенью снижения напряжения
возбуждения при возникновении тока в цепи управляющей сетки
(или базы) ЭП выходного каскада, а значит, нелинейными иска-
жениями ([11], ч. II). Для того чтобы не увеличивать заметно об-
щий уровень нелинейных искажений, значения т)кспром принимают
в пределах 0,1—0,5. Большая цифра относится к случаю малых
сеточных (или базовых) токов.
Ориентировочная отдаваемая мощность предоконечного кас-
када определяется из
р
п __ Ммакс.вых . _
г 1макс.пок — — » (О. У)
"•Р ^КСпром
По этой мощности выбирается тип ЭП.
155
Приведенные выше для предоконечного каскада расчеты пов-
торяются последовательно для каждого предварительного каска-
да ЛУ. При этом следует иметь в виду, что для сравнительно ма-
ломощных каскадов в целях достижения низких значений /G3 до-
пускаются весьма слабое использование ЭП (£=С0,7-н0,5) и ра-
бота в режиме класса А без сеточных токов для ламповых и с
малыми токами базы для транзисторных усилителей.
После выбора типов ЭП для всех каскадов уточняются номи-
нальные значения питающих напряжений, которые указываются
на структурной схеме. Целесообразно также указать на схеме ра-
бочие частотные диапазоны для каждого узла схемы, т. е. соста-
вить частотный план передатчика.
Все данные, полученные при ориентировочном расчете струк-
турной схемы, следует рассматривать как основные пункты тех-
нического задания для детального проектирования каждого кас-
када.
Для проверки ориентировочного расчета структурной схемы
передатчика целесообразно построить диаграмму уровней инфор-
мационных сигналов в передатчике, приняв за нулевой номиналь-
ный уровень входного сигнала (1 мВт на сопротивлении 600 Ом)
и откладывая в децибелах уровни сигналов на выходе каждого
каскада. В некоторых узлах тракта передатчика (диодные БМ,
фильтры, сумматоры на активных сопротивлениях и др.) имеет
место ослабление группового сигнала. При составлении диаграм-
мы уровней можно принять следующие значения этих ослаблений
в децибелах
Диодные БМ .....................................6—12
Кварцевые канальные фильтры..................................8—12
Механические канальные фильтры...............................10—14
Катушечные ФСС...............................................6—10
’’Сумматоры с активными элементами до 20
На рис. 6.36 для примера приведена диаграмма уровней для
передатчика мощностью 100 кВт (оплошная линия при работе
двумя телефонными каналами, пунктирная — одним каналом).
Эта диаграмма дает ясное представление о распределении уси-
ления в тракте, а также показывает точки с малым уровнем сиг-
нала, где наиболее вероятно возникновение помех при недоста-
точной ‘экранировке (на рис. 6.36 это часть тракта от выходов Ф[
и Ф2 до входа УМКз).
6.5. Технический расчет выходного каскада
Технический расчет каскада, состоящий из расчета ре-
жима ЭП по заданной отдаваемой мощности, расчета средних
значений электрических величин, расчета элементов схемы и рас-
чета колебательной системы, ведется по техническому заданию,
сформулированному при проектировании и ориентировочном рас-
чете структурной схемы передатчика (отдаваемая ЭП мощность
Р1маьс или Pi ср, тип и количество ЭП, диапазон рабочих частот,
166
способ охлаждения ЭП, номинальные напряжения питания, коэф-
фициент нелинейных искажений и др.).
РАСЧЕТ РЕЖИМА ЛАМП С КОРОТКИМ НИЖНИМ СГИБОМ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
Исходные данные для расчета: 1) отдаваемая лампами
максимальная мощность Pi макс (кВт) или средняя мощность Рюр
(кВт), во втором случае расчет ведется для максимальной рас-
четной мощности
Амайе расч = АсрР2/^ J (6.Ю)
2) количество (т) и тип ламп; 3) напряжение анодного питания
Еа; 4) параметры группового сигнала; 5) коэффициент нелиней-
ных искажений А/Здоп. Расчет, как правило, проводят для одной
лампы, т. е. для мощности Р' =—Р1макс.
Для того чтобы обеспечить низкий А/з, выбирается угол от-
сечки анодного тока 0 = 90°, режим работы ламп — недонапря-
женный; напряжение питания цепи экранирующей сетки Ес2 —
номинальное (табличное).
Наиболее важной частью расчета является определение мак-
симальной амплитуды напряжения на аноде Памакс. Чтобы ис-
ключить при этом ошибки, целесообразно воспользоваться стати-
ческими характеристиками выбранных ламп. Для иллюстрации на
рис. 6.4 приведены анодные характеристики для триодов и пенто-
Рис 6 4 Анодные характеристики современных пентодов (а) и
тетродов (б)
дов (а) и современных тетродов (б). На характеристиках в том
месте, где линейная часть характеристик переходит в изогнутую,
отмечаются точки а1г 6i, ви .. , а2, б2, в2 и через них проводят
прямую щс?! или а2д2, отделяющую область линейного усиления
от области, где усиление будет сопровождаться заметными иска-
жениями. Далее из точки с координатами еа = Еа, 1а = 0 до пере-
157
сечения с линией (или а2д2) проводят несколько прямых и
выбирают ту, для которой выполняется равенство
4 ^а. макета, макс макс. (6-^0
Для этой динамической характеристики по статическим харак-
теристикам токов ici и iC2 определяются /с.макс и /сгмакс- Далее,
пользуясь соотношениями, приведенными в любом учебнике (на-
пример, [6.6], с. 47—60 и [6.7], с. 26—35 и 40—45), по полученным
Параметрам /а.макс; ^а.макс; Ea',P'i макс', 7с.макс И /сгмакс раССЧИТЫ-
ваются все остальные электрические параметры анодной и сеточ-
ной Цепей: ва.мин; I'm макс; Раомакс^Омакс; 7>/а.нмакс; Т]а.макс; Ес',
E'cMSKCt I с20макс1 Р/с20макс; I'cl макс! Рсомакс’, PZcl макс', Р со макс!
Р с.макс; Я'т Кр^Р' 1 ыакс/Р'cl макс-
Коэффициент усиления по мощности Кр при работе без сеточ-
ных токов и без учета потерь в изоляции и на излучение прини-
мает бесконечно большое значение. Однако не следует полагать,
что в этих условиях можно обеспечить нормальную работу мощ-
ного каскада при возбуждении его от очень маломощного каска-
да,-т. е. при очень большом сопротивлении цепи возбуждения,
подключаемой к промежутку сетка—катод ламп выходного кас-
када. Из теории автогенераторов известно, что для каждой лампы,
на каждой частоте при прочих неизменных условиях можно опре-
делить такое сопротивление, подключенное к промежутку сетка—
катод, при котором самовозбуждение будет отсутствовать. Это со-
противление 7?ск макс определяет наименьшую мощность возбуж-
дения и максимальное значение Кр.
В гл. 3 (см. § 3.4)этого пособия приводится методика расчета
Крдоп для'режима устойчивого усиления. Этот расчет нужен для
окончательного выбора мощности предоконечного каскада: найдя
КР и выбрав ранее т]кспром, мощность, отдаваемую предоконеч-
ным каскадом Лмакслок, определяют из (6.9).
В случае, если лампы должны работать в схеме с общей сет-
кой, расчет параметров цепей следует вести с учетом особенно-
стей этой схемы ([6.6], с. 116, 117; [7], с. 45—50).
При наличии подробных характеристик расчет параметров Еа
и Пс.макс удобнее и точнее выполнять по статическим характери-
стикам. Если же по каким то причинам нет возможности восполь-
зоваться анодными характеристиками, расчет можно вести и по
табличным данным (£а, Есг; 5; SK; D; Е'с), но имея в виду, что
точность его будет ниже, и это снижение будет тем больше, чем
больше разница между PiN и Романе- Расчет в этом случае про-
водится в следующем порядке: 1) по известным Романе; Ей; Е'й;
6; SK определяется gKp; 2) в качестве рабочего значения ёмакс при-
нимается значение, несколько меньшее дкр:
1макс = (0,8 4-0,9) gKp;
3) определяется [/а.макс = £макс Ел и далее рассчитываются все элек-
трические параметры анодной и сеточной цепей по указанным вы-
ше методикам.
1'56
Проверка приемлемости принятого режима лампы производит-
ся по выполнению неравенств:
Ра.н макс <1 Ра.и.доп, Рс20 макс Рс20 доп> Рс.маке Рс.доп. (6.12)
В случае, если передатчик не предназначается для однока-
нальной телеграфии с ЧМ или ОФМ. и расчет каскада ведется для
средней мощности Лер с учетом возможного увеличения загруз-
ки (Ку), то, как уже отмечалось выше, тип лампы следует вы-
бирать, исходя из условия
Ра.н.доп Ра.и.ср = Ррср 4" 6 7пЕа Plcp’
а выбор режима и расчет параметров этого режима следует вес-
ти для мощности
Р2
р __ р г
г 1макс.расч — г 1ср „2 ’
КУ
При этом можно допустить невыполнение неравенств (6.12), од-
нако обязательно должны выполняться следующие неравенства:
Ра.н.ср < Ра.н.доп, РС20 ср Рс20 доп> Рс.ср < Рс.доп . (6.13)
Указанное здесь средние рассеиваемые мощности определя-
ются по следующим формулам [6.11]:
+ (6.14)
^с20 ср Ь25ахРс20макс> (6.15)
Рс.ср = 2РС1 мако о-* Г (2; г2) + (ре1 макв —— +
ес.макс \ _ ве.маке
4- Рсомакс ^С уКС- | К2<ТХГ (— ; Z2 + Рсо маис ~ Г (1 ? Z2).(6.16)
ес.макс / \ 2 / вс.маке
В ф-ле (6.16) Г(1; д2), Г |д-:
функции — зависят от величины
можно определить из табл. 6.4.
zj иГ(2;г?) — неполные гамма-
1 "
Z2 = —V
2а2х
Л. макс
. Их значения
Л
Таблица 64
Z* 1,0 1 ,5 2.0 2,5 3,0 3 ,5 4,0 4,5 5,0 6,0 7,0
Г(1; z!) 0,368 0,223 0,135 0,082 0,50 0,030 0,018 0,011 0,007 0,002 0,001
г ( 3 \ ЦТ Z ) 0,508 0,347 0,231 0,153 0,099 0,064 0,041 0,026 0,016 0,007 0,003
Г'(2; г1)' 0,736 0,557 0,405 0,287 0,200 0,135 0,090 0,060 0,042 0,014 0,008
Если в выходном каскаде используются две лампы или более,
то в заключение этого этапа следует определить параметры кас-
159
када в целом: сопротивление колебательного контура потреб-
ляемые анодными цепями ток /ao=i/n//ao и мощность Р0~тР'о,
напряжение на колебательном контуре и мощности, потреблямые
сеточными цепями РСо и Рего- В дальнейшем эти параметры пот-
ребуются для проектирования источников питания, колебатель-
ной системы, а также для расчета промышленного КПД передат-
чика.
РАСЧЕТ РЕЖИМА ЛАМП
С «КВАДРАТИЧНЫМИ ХАРАКТЕРИСТИКАМИ»
Рис 6 5 Зависимость 1г. = 1(ес)
Расчет параметров режима этих ламп проводится по
разделе, т. е. по исходным
данным рассчитываются
электрические параметры
для максимальной точки в
предположении, что угол от-
сечки анодного тока 0 = 90°.
По статическим характери-
стикам определяются [/а макс,'
/амакс! Рамин! /смаке, /с2макс!
затем по этим величинам
определяются остальные па-
раметры режима, за исклю-
чением Ес; [/смаке и Ро мане-
Напряжения возбужде-
ния [/смаке и смещения Ес
для этих ламп определяют-
ся графически по сеточной
характеристике, поскольку
известные расчетные форму-
лы получены в предположе-
нии, что параметры S и D в
активной области постоянны,
выбирается характеристика
/а = ^еа при Рамин (рис. 6.5), на ней отмечаются точки а и б для
1а=/амакс и ia = —/а макс,через них проводится прямая линия абв.
Напряжение на управляющей сетке, соответствующее точке в,
равно напряжению смещения Ес-, расстояние между точками г и в
равно амплитуде напряжения возбуждения [/смакс, а отрезок вд
соответствует току покоя /п.
Потребляемая анодной цепью мощность Ромакс из-за сравни-
тельно большой величины тока покоя /п должна определяться с
учетом этого тока; ее можно рассчитать по формуле
/’омакс ~ /»о макета /п^а,
/ао макс ~ ®0 (8) /а макс И д Л? 0,25 0,32.
160
Для определения Ес и [/с макс
Проверка допустимости выбранного режима производится по
тем же параметрам, что и для ламп с коротким нижним сгибом
характеристики.
РАСЧЕТ РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРОВ
Выше уже отмечалось, что для усилительных каскадов
передатчиков с ОМ транзисторы следует выбирать с возможно
высокой граничной частотой Если наивысшая рабочая частота
передатчика ниже, чем Зо>т/ро, то расчет электрических пара-
метров можно проводить по методикам, приведенным в гл. 7 нас-
тоящего пособия или в [6.16, с. 43—69; 6.6, с. 83; 6.7, с. 86—92],
Расчет режима транзисторов, работающих в диапазоне частот вы-
ше Зсот/Во, следует проводить по методикам, изложенным в гл. 7
настоящего пособия, а также в [6.16, с. 43—69].
СХЕМЫ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ И РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМ
Правила построения схем и расчета их элементов изло-
жены в [6 6, с. 90—138; 6.7, с. 96—135; 6.10, с. 50—85 и 296—341],
В гл. 1 настоящего пособия описываются новые схемные решения,
применяемые в КВ передатчиках. В [6 13, с. 468—508] приводит-
ся ряд схем серийных передатчиков. Поэтому в данном разделе
будут на примере двух схем рассмотрены только особенности
построения схем выходных каскадов передатчиков с ОМ, связан-
ные с повышением линейности усиления сигналов. Сюда относят-
ся меры по стабилизации питающих напряжений, особенно в це-
пях управляющей и экранирующей сеток в ламповых усилите-
лях и базы в транзисторных; индивидуальные регулировки этих
напряжений в каскадах с несколькими ЭП и, наконец, введение
отрицательной обратной связи (ОСС).
На рис 6.6 изображена схема двухтактного каскада на двух
тетродах с детализированными цепями управляющей и экрани-
рующей сеток. Питание этих цепей производится от отдельных
• стабилизированных выпрямителей Bj и В2. Мощность выпрямите-
ля Вь приходящаяся на каждую лампу каскада, выбирается рав-
ной (6—12)/С(>Ес при работе ламп каскада с сеточными токами
и несколько ватт или десятых ватта при работе без сеточных то-
ков Выпрямитель В} нагружен на два балластных потенциомет-
ра Bi для независимого подбора напряжения смещения для каж-
дой лампы Ток каждого потенциометра Д выбирается равным
(5—10)/с0 Выбор здесь и ниже большей цифры для коэффициен-
та запаса приводит к некоторому улучшению линейности усиле-
1 2£
ния Сопротивление резисторов = -—— .
Л
Балластные сопротивления Re, шунтирующие вход ламп, выби-
раются меньше наименьшего значения сопротивления входной цепи
6—243 161
Rc мин— Ue макс//cl макс- Обычно выбирают Дб^Дсмин/(3—5) и учи-
тывают его при расчете КПД промежуточного контура. Дальней-
шее уменьшение этого сопротивления невыгодно из-за повышен-
ной потери в нем мощности, отдаваемой предоконечным каскадом.
Рис 6 6 Схема двухтактного каскада
Очень важной мерой также является выбор схемы связи лам-
пы предоконечного каскада с сеточной цепью ламп оконечного
каскада. В современных мощных передатчиках эта схема выпол-
няется в виде настраиваемого двух-, трехконтурного фильтра,
входное сопротивление которого равно требуемому нагрузочному
сопротивлению лампы предоконечного каскада, а сопротивление
выхода, подключенное к управляющим сеткам ламп выходного
каскада, составляет несколько ом или десятки ом. Сведения о
проектировании таких устройств связи приведены в гл. 3 настоя-
щего пособия.
Параметры дросселей Дб и конденсаторов Сб выбираются из
условий: при наличии сеточного тока (34-5) Дб1—-—< — ;
СО Сд 10
при отсутствии сеточного тока дроссель Lcl можно не ставить,
если есть Дб, и необходимо установить, если Дб отсутствует:
соДб > (510) Дсмин; или -±-
©Сб 5-5-10 со Се 5-4-10
Цепь экранирующей сетки должна питаться от стабилизиро-
ванного выпрямителя В2. Потенциометры Д2 служат для инди-
видуального подбора напряжений на экранирующих сетках. Ток
/2 в этих потенциометрах выбирается равным Л(3-^7)/с2о макс-
162
Напряжение Ес20, отдаваемое выпрямителем В2, выбирают равным
(1,1—1,2)£с2. Сопротивление потенциометров равно:
R (Cl — 1,2)£с2
(3 7) /с20 Макс
Мощность выпрямителя В2, приходящаяся на одну лампу выход-
ного каскада, равна (3,3—8,4)£с2/с20макс.
Введение ООС в каскадах ЛУ способствует улучшению линей-
ности ДМХ. В современных передатчиках по ряду обстоятельств
используется ООС по напряжению высокой частоты. При глубине
обратной связи у (дБ) уровень нелинейных искажений (Л/з) сни-
жается приблизительно на —у (дБ). Наибольшая глубина ООС
по ВЧ, при которой реализуемые передатчики еще работают ус-
тойчиво, составляет 18—20 дБ. Обычно петля ООС охватывает
два-три последних каскада передатчика, где наиболее возможны
искажения. При двухтактной схеме выходной ступени петля ООС
охватывает две-три также двухтактных ступени. Напряжение ВЧ
для ООС снимается либо непосредственно с анодов ламп выход-
ного каскада (см. рис. 6.66), либо с емкостных делителей, вклю-
ченных между анодами ламп этого касйада и землей (рис. 6.6а).
Это напряжение £Вых, равное Павк в случае отсутствия делителя
и ?£авк при наличии делителя, где £ = Сз/(С3+С4), с помощыб
емкостного делителя Сь С2 снижается и подается в сеточную цепь
одного из предварительных каскадов. Следует при этом учиты-
вать, чтобы шины, соединяющие конденсаторы Ci и С2, были за-
метно короне, чем — лМИи- Напряжение обратной связи на конден-
саторах Ci равно: £оос = £вых——--------. Если напряжение возбуж-
Ci Ч- С2
дения каскада без ООС было равно Z7'BX, а при введении ООС
желательно выбрать ее глубину у (дБ), то напряжение ООС
должно быть
( -у \
^оос = ПО20 - (6.17)
а новое напряжение возбуждения
£4х= Ю20 UBX. (6.18)
По этим параметрам рассчитываются элементы цепи ООС —
емкости Ci, С2, С3, Сц. Дроссели £см служат для подачи смещения
на лампы Л1 и Л2. Они должны обладать малой собственной ем-
костью Co^Cj/lOO и индуктивностью £см>------------.
ИминС1
Отметим в заключение, что схема суммирования напряжений
Uooc и £Вх, приведенная на рис. 6.66, несовершенна из-за связи
Входных цепей ламп Л1 и Л2 (£Сь промежуток с—к, С\) и цепей
ООС за счет общего элемента Сь При работе ламп Ль Л2 с се-
6* 163
точными токами схему суммирования напряжения UBX и Uqoc вы-
полняют либо в виде емкостного моста ({6.6], рис. 7.34), либо с
помощью разделительных ламп ({6.10], рис. 8.30).
Что касается выходных каскадов транзисторных передатчиков,
то вопросы их проектирования обсуждаются в гл. 7 настоящего
пособия.
6.6. Расчет промышленного КПД
передатчика с ОМ
Промышленным КПД передатчика называется отноше-
ние отдаваемой полезной мощности в фидер антенны к общей
мощности, потребляемой от источника питания (сеть, аккумулято-
ры и др.). Если КПД найден при работе передатчика в режиме
максимальной мощности, то его называют КПД максимального
реЖИМЗ Цдром.макс ; если же КПД определяется как отношение
средних мощностей, то его называют средним КПД. Наконец, если
КПД определяется для какой-то одной режимной точки при ра-
боте передатчика, то такое значение КПД можно назвать мгно-
венным (текущим). При изменении амплитуды усиливаемого сиг-
нала от нуля до максимального значения мгновенный КПД при-
нимает все значения от нуля до т]прои.маже- График зависимости
T)npoM=f(t7Bx) дает визуальное представление о качестве передат-
чика как преобразователе электрической энергии, т. е. о его энер-
гетической эффективности.
Можно видеть, что при передаче сигналов с изменяющейся ам-
плитудой КПД будет соответственно меняться, причем эти изме-
нения будут определяться как характером изменения амплитуд
усиливаемого сигнала, так и характером зависимости т)прОм=[(Увх)•
Именно поэтому не достигает цели оценка промышленного КПД
передатчика лишь для одного какого-то режима; например, КПД
максимального режима че учитывает характера статистики усили-
ваемого сигнала, а КПД при UBX = С7Вх.с₽ ®е учитывает всей зави-
симости Т}пром=/(Пвх>).
Для того чтобы получить численную величину, характеризую-
щую энергетическую эффективность реального передатчика, уси-
ливающего реальные сигналы, необходимо ввести два следующие
условия:
1. Энергетическую эффективность передатчика будем оцени-
вать по среднему значению промышленного КПД т]Пром ср, вычис-
ленному как отношение средних значения отдаваемой и потреб-
ляемой МОЩНОСТеЙ: Т]пром.ср==Р1Аср/-Рпотр.ср.
2. Средние значения Piacp н -Рпотр.ср определяются при усиле-
нии ранее введенного эквивалентного группового сигнала (ЭГС),
распределение относительных амплитуд которого X— Uвх/ПВх макс
подчиняется закону Рэлея (4.1), а загрузка каскадов передатчи-
ка выбрана оптимальной, при которой <?х=0Д54-; о2х = 0,125;
1/о2х=8.
164
С учетом этих условий расчет среднего промышленного КПД
передатчика ведется в следующем порядке:
1. Для выходного каскада определяется средняя полезная мощ-
ность при работе с ЭГС: Да ср <эгс) =0,25/’1Амакс-
Если в ТЗ заданы средняя мощность Алср и вариант рабочего
сигнала, то сначала определяется Лдмаксрасч по (5.6), а затем и
Р1А ср (ЭГС)-
2. Для всех каскадов передатчика определяются средние зна-
чения потребляемых мощностей анодными (коллекторными) це-
пями Pocpj и цепями экранирующих сеток Рсгоср/-
3. Определяются мощности, потребляемые цепями накала и
м
системой охлаждения V Рнак и Рохл.
/=1
4. Определяется средний промышленный КПД
(мм м \ — 1
5 I Р»ср i 4" У Л:20ер i 4" У Рцлк 4- Л>хл I • (6.23)
/=1 /=1 /=1 /
Приведенная формула для Т]пром.ср не учитывает потерь в вып-
рямителях, трансформаторах накала в цепях сигнализации и др.
Для ориентировочного учета этих потерь знаменатель выражения
(6.23) для т]пром ср нужно увеличить процентов на 10.
Отметим также, что для -современных достаточно мощных пе-
редатчиков в формуле для Т]пром.ср достаточно учесть потребляе-
мые мощности только последних двух-трех каскадов.
Наконец, чтобы решить, выполняется ли для спроектированно-
го передатчика требование ГОСТа в отношении КПД, необходимо
найти промышленный КПД передатчика в максимальной точке
См м м \
4 ^Омакс/4* У ^*c20 макс/ 4* V Гнаку4- Рохл I (6.24)
/=1 /=1 /=1 /
и сравнить полученное значение т]Проммакс со значением, требуе-
мым ГОСТом.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
•6 1. Передатчики для магистральной радиосвязи. ГОСТ 13420—68. М., 1968. 17 с.
6 2. Радиостанции (приемопередатчики) низовой КВ радиотелефонной связи с
одиополосиой модуляцией класса АЗ. ГОСТ 13260—67. М., 1968. 44 с.
6 3. Радиоприемные устройства магистральной КВ связи. ГОСТ 14663—69. М.,
1969. 14 с.
6.4. Радиостанции низовой народнохозяйственной радиосвязи. Механические и
климатические требования. Методы испытаний. ГОСТ 16019—70. М., 1970.
25 с.
6 5. Энтин М. Ю. Технические требования к современным связным и радио-
вещательным передатчикам. Учеб, пособие. М., ВЗЭИС, 1970. 27 с.
<6.6. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., «Связь»,
1972. 456 с.
165
6.7. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь»,
1969. 542 с.
6.8. Верзунов М. В., Лобанов И. В., Семенов А. М. Однополосная модуляция.
М., Связьиздат, 1962. 299 с.
6.9. Верзунов М. В. Однополосная модуляция в радиосвязи. М., Военное изда-
тельство МО СССР, 1972. 296 с.
6.10. Верзунов М. В. и др. Проектирование радиопередающих устройств. Л.,
«Энергия», 1967. 375 с.
6.11. Розов В. Кузьмин В. Ф. Однополосные коротковолновые радиопере-
датчики. Учеб, пособие. Ч. I и II. М, МЭИС, 1970. 159 с.
6.12. Рараев В. А. Однополосные радиопередатчики. Пособие по курсовому
проектированию. М., ВЗЭИС, 1970. 108 с.
6.13. Пахлавяи А. Н. Радиопередающие устройства. Гл. 17. М., «Связь», 1967.
567 с.
6.14. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Под ред.
Р. А. Валитова и И. А. Попова. Гл. 7. М., «Советское радио», 1973. 462 с.
6.15. Власов В. А. Описание лабораторной работы Xs 31 «Изучение возбуди-
теля ВО-71». М., МЭИС, 1973.
6.16. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Под ред.
Р. А. Валитова и И. А. Попова. Гл. 7. М., «Советское радио», 1973. 462 с.
6.17. Евтянов С. И. Радиопередающие устройства. М, Связьиздат, 1950. 643 с.
6.18. Дальняя связь. Под ред. А. М. Зингиренко. М., «Связь», 1970. 408 с.
6.19. Босый Н. Д. Электрические фильтры. УССР, ГИТТЛ, 1964. 320 с.
6.20. Моле Д. X. Расчет электрических фильтров для аппаратуры связи. М.,
Госэнергоиздат, 1963. 331 с.
6.21. Нюренберг В. А., Млодзеевская И. А. Автоматические регуляторы уровня
вещательных передач. М, Связьиздат, 1963. 55 с.
6 22. Есаков В. Ф., Кудрин И. Г., Шполь М. М. Автоматическая регулировка
усиления в усилителях НЧ. М, «Энергия», 1970. 80 с.
6.23. Розов В. М„ Тараненко А. Д., Ермистов В. В. Измерения и контроль в
однополосном радиооборудовании. М., «Связь», 1974. 208 с.
Глава 7
♦
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ОКОНЕЧНЫХ
КАСКАДОВ ТРАНЗИСТОРНЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
7.1. Введение
Создание мощных высокочастотных транзисторов, гене-
рирующих мощности десятки ватт на частотах до 100—1000 МГц,
открыло возможности для замены ламп транзисторами в боль-
шинстве каскадов радиопередающих устройств самых различных
назначений. При этом происходят улучшение ряда важнейших по-
казателей передатчика и, прежде всего, увеличение его надеж-
ности, коэффициента полезного действия и уменьшение габари-
тов. Хотя преимущества транзисторов перед лампами в радио-
передатчиках не столь бесспорны, как в радиоприемных или счет-
но-решающих устройствах, практика конструирования и производ-
ства передатчиков в последние годы подтверждает целесообраз-
ность внедрения транзисторов и в эту область радиотехники.
В настоящее время отечественная и зарубежная промышленность
выпускает большое число передатчиков, в которых все маломощ-
ные каскады — транзисторные, а также некоторые полностью тран-
зисторизованные передатчики, в том числе передатчики значи-
тельных мощностей (10 кВт в диапазоне декаметровых волн).
Создание теории и методов расчета транзисторных генерато-
ров далеко не завершено. Подавляющее большинство наиболее
полных и известных работ развивается на основе выявления ана-
логии в свойствах транзистора и лампы. Здесь принимается, что
транзистор аналогично лампе находится под воздействием напря-
жений гармонической формы, причем вся специфика транзистора
сводится к учету его инерционности. В результате обсуждаются
схемы, режимы и методы расчета, широко известные из теории
ламповых генераторов. Однако можно указать по меньшей мере
два фундаментальных обстоятельства, требующих иного подхода
к конструированию схем и методам их расчета.
Во-первых, входное сопротивление современных генераторных
транзисторов очень мало (единицы ом) и оказывается меньшим,
чем выходное сопротивление источника возбуждения. При этом
нелинейный характер входного сопротивления вызывает сущест-
венные искажения в форме возбуждающего напряжения. Соотно-
шения между сопротивлениями источника и входом транзистора
таковы, что правильнее идеализировать возбуждение на входе
транзистора в виде гармонического тока, а не напряжения.
167
Во-вторых, низкое питающее напряжение при большой мощ-
ности определяет малое сопротивление нагрузки в коллекторной
цепи (единицы или десятки ом). По этой причине действие пара-
зитных емкостей, шунтирующих нагрузку, в транзисторах сущест-
венно меньше, чем в лампах, что позволяет в широком диапазоне
частот использовать нерезонансные схемы с апериодической ил i
резистивной нагрузкой.
Апериодическая и резистивная нагрузки позволяют строить
генераторы, в которых транзисторы работают в режимах с негар-
моническими формами напряжений. Среди этих режимов особен-
но интересен ключевой режим, где работа транзистора подобна
работе ключа Такой режим отличается высокими КПД и надеж-
ностью.
Нерезонансная нагрузка позволяет также реализовать работу
генератора в широком диапазоне частот без применения пере-
страиваемых контуров, что значительно улучшает надежность,
экономические и конструктивные характеристики передатчика в
целом.
В настоящей гла<ве учитываются обе такие особенности тран-
зисторного генератора. С этой точки зрения материал главы яв-
ляется дальнейшим развитием принципов проектирования и рас-
четов, сформулированных в [7.1]. В настоящей главе рассматри-
ваются только оконечные и промежуточные каскады передатчика,
выполненные на биполярных транзисторах. После краткого об-
суждения особенностей мощных генераторных транзисторов и
классификации схем и режимов, в которых они работают, изла-
гаются основы проектирования и расчета каскадов сначала в не-
донацряженном и критическом режимах, затем в ключевом и пе-
ренапряженном режимах. Изложение проводится раздельно для
каскадов с широким диапазоном частот и для узкодиапазонных
каскадов. Каскадом с узким диапазоном частот считается такой,
который может работать в диапазоне частот до октавы (перекры-
тие по частоте в два раза) без подстройки или смены его элемен-
тов
Вопросы выбора транзисторов и проектирования структурной
схемы выходных каскадов передатчика в целом отнесены в конец
главы. Такое изменение традиционного порядка изложения мате-
риалов по проектированию связано с необходимостью предвари-
тельного обсуждения ряда новых вопросов, возникающих при при-
менении различных схем и режимов в транзисторных каскадах.
7.2. Генераторный транзистор
и его параметры
Генераторные транзисторы конструктивно отличаются
от транзисторов других назначений большой площадью переходов
и имеют многоячеечную структуру эмиттерного перехода. Диффе-
ренциальное сопротивление открытых переходов таких транзисто-
ров очень мало, поэтому их статические характеристики опреде
168
ляются главным образом сопротивлением материала базы Гб, кол-
лектора гк и эмиттера /?э, а также коэффициентом усиления по
току р0 (в схеме с ОЭ) или ао (в схеме с ОБ) На высоких часто-
тах свойства транзистора определяются также емкостями перехо-
дов, индуктивностями выводов и предельными частотами. /т —
предельная частота усиления тока в схеме с ОЭ, fa — граничная
частота усиления тока в схеме с ОБ Малое значение сопротив-
ления открытых эмиттерного и коллекторного переходов позво-
ляет при расчетах режима транзистора использовать полигональ-
ную аппроксимацию его свойств в каждом состоянии (состояние
отсечки, активное состояние, состояние насыщения или инверсное
состояние) свойства транзисторов могут быть представлены ли-
нейными эквивалентными схемами, в частности, на низких часто-
тах — линеаризованными статическими характеристиками. Нели-
нейные свойства транзистора проявляются при переходе из одно-
го состояния в другое при некоторых напряжениях на эмиттер-
ном и коллекторном переходах Е'.
Необходимые сведения о современных генераторных транзи-
сторах представлены в табл. 7.1. Здесь указаны марка транзисто-
ра, тип проводимости (р-п-р или п-р-п).
В разделе «Параметры идеализированных статических харак-
теристик» приведены сопротивление насыщения гнас для некото-
рых транзисторов НЧ и ВЧ; напряжение отсечки Е', статический
коэффициент усиления по току р0 в схеме с ОЭ
В разделе «Высокочастотные параметры» приведены значения:
сопротивление материалов базы Гб и эмиттера R9- предельная ча-
стота /т; емкость активной и пассивной частей закрытого коллек-
торного перехода Ска, Сип при напряжении 77Кб~77кбном и ем-
кость закрытого эмиттерного перехода Са при напряжении Ua б~0,
индуктивности выводов эмиттера, базы, коллектора Ба, Тб, LK.
Для расчета генераторов по схеме с ОБ необходимы значения
статического коэффициента усиления по току ао и граничной ча-
стоты усиления тока fa • Приближенно можно принять ао = О,94-0,95
л fa=l,2fT для сплавных транзисторов, /а = (1,б4-1,8)/т для диффу-
зионных транзисторов В табл 7 1 приведены диффузионные
транзисторы.
В разделе «Предельно допустимые величины» приведены пре-
дельно допустимые значения напряжения на коллекторе 77Кбдоп в
схеме с ОБ и [/Кэдоп в схеме с ОЭ. Приведены также: предельно
допустимое обратное напряжение на эмиттерном переходе Т/бэдоп,
предельно допустимый ток коллектора /Кдоп и предельно допусти-
мая температура переходов транзистора ?°Пдоп.
В разделе «Тепловые параметры» даются значения тепловых
“Сопротивлений; RaK — переход—корпус и /?пс — переход—среда
(без дополнительного теплоотвода).
В разделе «Некоторые типовые экспериментальные данные»
приведены характеристики данного транзистора, обычно указан-
ные их разработчиками. Эти данные приводятся для условий,
близких к предельно допустимым по какому-либо из параметров,
169
Таблица 7.1
ГЕНЕРАТОРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Тип полупро- водникового прибора Проводи- мость Предельно допустимые величины Тепловые сопротивле- ния Некоторые типовые экспериментальные данные при *среды=20°С
^КбДОП В ^НЭ доп в ^Эб ДОП В 'к Доп А Доп °C «п/О без радиа- тора Нпк. °С/Вт f. МГц Р[, Вт Tf. % е' , в к* режим
КТ306А п-р-п 15—20 10—12 3-4 0,05 150 100,0 170 0,4 4,5 40 40
КТ603 п-р-п 15—30 15—30 3 0,6 120 200 150 50 0,5 0,6 3 9 55 65
КТ606 п-р-п 65 65 4 0,8 120 44,0 100 400 1,5 1,0 45
КТ610 п-р-п 26 26 4 ^КО ДОП*' <0,3 150 65,0 400 1,0 >4 45 12,6
ГТ702 р-п-р 60 60 4 30 80 2,0 0,05 250 60 30
КТ802 п-р-п 150 90 3 10 150 30 2,5 20 30 9 50 30
КТ803А п-р-п 60 4 10 150 1,7 1 10 100 30 6 90 65 28 ключе- вой
КТ805 п-р-п 160 160 5 8 150 30 3,3
КТ903А п-р-п 80 80 4 5 150 3,33 30 50 20 15 8 3 60 40 30 35
КТ904А п-р-п 65 65 4 1,5 150 16,0 100 400 8 3—3,5 8 3—3,5 >65 >40 28 28 ключе- вой
КТ907А п-р-п 65 65 4 3 150 7,5 150 400 13,5 9 ,о ш 'to VW 4^ СТ) О Q1 28 28
КТ909А п-р-п 60 60 3,5 4 150 5,0 500 20 2 55 28
Тип полупро- водникового прибора Проводи- мость Параметры идеализированных статичес- ких характеристик Высокочастотные параметры
гнао Е', в ₽. f*. МГц гб, *9. Ом с пФ скп пФ с9 пФ Г-э- Г-б- Гк, нГ
КТ306А п-р-п 35 0,7 20—80 >600 гб=15 0,5 4 5
КТ603 п-р-п 0,7 20—180 200 Ск< 15 40
КТ606 п-р-п 10 0,7 30 >350 2,5 7 42
КТ610 п-р-п 0,7 80—100 700—1400 Ск«4 15
ГТ702 р-п-р 0,025 0,25 25 0,4 500 500 1000
КТ802 п-р-п 0,5 0,7 15—75 10—45 гб=1.5 80 300 1000
КТ803А п-р-п 0,7 10—50 >20 Ск>300 3300
КТ805 п-р-п 1,0 0,7 >15 20
КТ903А п-р-п 5 0,7 15—80 120 гб=14-2 40 100 1400 Лэ=10-?15 7,6=104-15
КТ904А п-р-п НЧ 3,5 ВЧ 10 0,7 >10 >350 гб=5 1,5 8 130 II II II to to to Ъ1 U1 СП
КТ907А п-р-п НЧ 1,7 ВЧ 5 0,7 30 >350 гб=1-4-2,5 7?э=0.4 3 13 250 Г-1 Р" Р" Я СА » II II II to to о СЛ СП 00
КТ909А п-р-п НЧ 1,25 ВЧ 3,0 0,7 >10 >350 гб=1 1 Я»=0,04 ' 8 20 300 ю О сч II II II
Продолжение
Тнп полупро- водникового прибора Проводи- мость Предельно допустимые величины Тепловые сопротивле- ния Некоторые типовые экспериментальные данные ПРИ 'среды^20’6
^кб Доп В ^кэ доп В ^эбДоп В г А 'к Доп* Л *п доп °C «ПС’ °С/В7 без радиа- тора «пк-’С/Вт Г, МГц Pj, Вт п'. % Бк В режим
КТ909Б п-р-п 60 60 3,5 8 " 150 2,5 500 40 2 55 28
КТ911А п-р-п 55 40 3 0,4 150 33,0 1800 1,0 2.5 30 28
КТ912А п-р-п 90 70 5 20 150 1,6 30 30 70,0 35,0 34-5 60 40 28 28 линейный
КТ913А п-р-п 55 55 3,5 1 150 20,0 1000 3,0 2,5 4б| 28
КТ913Б п-р-п 55 55 3,5 2 150 10,0 1000 5,0 2,5 45 28
КТ913В п-р-п 55 55 3,5 2 150 10,0 |1000 10,0 2,5 5б| 28
КТ916А п-р-п 55 3,5 4 150 4,5 1000 20,0 2,5 55 28
КТ918А п-р-п 30 2,5 Л<о лоп< о,2 150 50,0 |ЗООО | 0,25 2,0 20
КТ918Б п-р-п 30 2,5 Л«> доп^-0,2 150 I 50,0 [30001 0,5 2,0 | 20
КТ919А п-р-п 45 3,5 I КО ДОП <0,7 150 | 12,5 (2000 4,4 [ 2,5 | 28
КТ919Б п-р-п 45 45 3,5 ^ко доп<0,35 | 150 25,0 ’|2000 2,0 1 2,5 28
КТ919В п-р-п 45 3,5 ^ко доп<0 >2 150 40,0 |2000 1,0 3,5 28
КТ922А п-р-п 65 65 4,0 1,5 150 15,0 175 5,0 1 7,0 28
К.Т922Б п-р-п 65 65 4,0 4,5 150 6,0 175 20,0 5—11 >60 28
КТ922В п-р-п 65 65 4,0 9 150 3,0 175 40 5-7 >60 28
Продолжение
Тип полупро- водникового прибора Проводи- мость Параметры идеализированных стати- ческих характеристик Высокочастотные параметры
гиас Е', В Ра 1т, мгц гб’ *э> Ом Ска’ пФ Скп, пФ Сэ. пФ L6’ LK’ нГ
КТ909Б п-р-п НЧ 0,5 ВЧ 1,25 0,7 30 500 гб=0,5 /?э=0,04 15 45 500 •Г©Г' 11 II II ю ►— о ах сл
КТ911А п-р-п 10 0,7 | 20 1000 Гфзжб Сц= =5 17 Le«=0,3
КТ912А п-р-п 0.1 0,7 10-50 100 гб=0,5 40 200 4000 Le=5,0 Lg =» 5,0
КТ913А п-р»п 0,7 1200 Си— 6
КТ913Б п-р-п 0,7 1100 I Сн= = 10
КТ913В п-р-п 0,7 1100 Ск= = 12
КТ916А п-р-п 0,7 1200 Ск= =20
КТ918А п-р-п 0,7 800 сн= =4,2
КТ918Б п-р-п 0,7 1000 ск= =4,2
КТ919А п-р-п 0,7 1500 ск= =10
КТ919Б п-р-п 0,7 1500 Ск= =6,5 20 L3 = 1,5 _
КТ919В [ п-р-п 0,7 1500 Ск= =4,5
КТ922А [ п-р-п НЧ 2,5 ВЧ 6,0 0,7 30 — 70 300 Ск =10 65
КТ922Б п-р-п НЧ 1,5 ВЧ 3,5 0,7 30—70 300 г 6=1 Ск! «25 200 ’З* о сч сч II я а ® О Л
КТ922В п-р-п НЧ 0,7 ВЧ 1,5 0.7 30—50 300 TgsssO ,5 = 0,1 Скв»50 600 4в“=0,9 Бб«=2,4 Ги=2,4
ограничивающих мощность так, чтобы можно было гарантировать
достаточную надежность работы транзистора. Здесь указываются
мощность P'i«P'a, которую можно снять с данного транзистора
при коллекторном напряжении Е'к в схеме генератора с внешним
возбуждением без нейтрализации лри работе транзистора в клас-
се С в режиме, близком к критическому, и коэффициент усиления
по мощности кр. Для некоторых транзисторов приводятся также
данные при работе в ключевом режиме и в режиме линейного
усиления (в нед он отряженном режиме). Как правило, экспери-
ментальные характеристики снимались на достаточно высокой ча-
стоте f', где коэффициент усиления по мощности еще удовлетво-
рителен (/cP>3). Таким образом, этот раздел таблицы является ис-
ходным для выбора типа транзистора, так как превышение мощно-
сти свыше Р'ъ приводит к снижению надежности, а увеличение ча-
стоты свыше }' приводит к низкому усилению по мощности.
7.3. Классификация транзисторных
генераторов
Классификацию транзисторных генераторов можно про-
вести по двум показателям: по режиму работы транзистора и по
видам нагрузки.
При классификации режимов работы транзистора можно пре-
небречь его инерционностью и воспользоваться его статическими ।
характеристиками. Для примера на рис. 7.1а показаны выходные
Ik(us) статические характеристики транзистора в схеме с общим
эмиттером при постоянном токе базы is. Все дальнейшие харак-
теристики и формулы приводятся для транзисторов типа п-р-п.
Для уменьшения рассеиваемой мощности РраСс в транзисторе,
повышения КПД коллекторной цепи ц и колебательной мощности
Pi режим транзистора выбирается таким образом, чтобы коллек-
торный ток проходил импульсами (работа с отсечкой тока). При
такой работе часть периода ВЧ колебаний эмиттерный переход
закрыт; транзистор находится в состоянии отсечки тока. В другую
часть периода ВЧ колебаний при открытом эмиттерном переходе
транзистор может находиться в активном состоянии или в состоя-
нии насыщения. По этому признаку выделяют два крайних режи-
ма работы транзистора [7.1, 7.2]. Недонапряженный режим—тран-
зистор попеременно находится в состоянии отсечки тока и в ак-
тивном состоянии. Ключевой режим — транзистор попеременно
находится в состоянии отсечки тока и насыщения. Промежуточ-
ное положение занимает перенапряженный режим, при котором
транзистор находится как в состоянии отсечки тока, так и в ак-
тивном состоянии и в состоянии насыщения. Граничным между
недонапряженный и перенапряженным режимами является кри-
тический режим, когда в некоторый момент времени транзистор
находится на границе между активным состоянием и состоянием
насыщения.
174
Выделение и противопоставление двух режимов: недонапря-
женного и ключевого — вызвано их качественным различием в
способе управления током коллектора
В недонапряженном режиме на этапе, когда транзистор нахо-
дится в активном состоянии, амплитуда и форма тока коллекто-
ра iK{at) определяются током возбуждения током базы 1б(о>/) в
схеме с ОЭ и током эмиттера гэ(«7) в схеме с ОБ — и слабо за-
висят от напряжения коллекторного питания и от коллекторной
нагрузки. В таком режиме транзистор близок к генератору тока
со
сложной формы У !кп (рис. 7.16), амплитуды гармоник которого
определяются током базы 1’б(оК)
В ключевом режиме тран-
зистор эквивалентен ключу К
с последовательно включенным
сопротивлением насыщения
/"нас (РИС 7 1б) ПОСКОЛЬКУ НЭ
этапе насыщения транзистор
представляет сравнительно ма-
лое сопротивление гНас~И), ам-
плитуда и форма коллекторно-
го тока определяются напря-
жением коллекторного питания
и коллекторной нагрузкой и
мало зависят от амплитуды то-
ка возбуждения 1'5 (оК) или
i3(oK). Цепь возбуждения
определяет только моменты за-
мыкания и размыкания ключа.
Различие в способе управ-
ления током коллектора опре-
деляет и ограничивает обла-
сти применения того и другого
режимов Ключевой режим
можно использовать только в
генераторах, работающих с по-
стоянной амплитудой ВЧ коле-
бании, например, при усиле-
нии ЧМ и ФМ колебаний, при
импульсной, телеграфной ра-
боте (амплитудной, частотной,
фазовой), а также при коллек-
торной амплитудной модуляции и амплитудной модуляции изме-
нением связи генератора с нагрузкой. Наоборот, ключевой режим
нельзя использовать при усилении амплитудномодулированных и
ОМ колебаний, а также при осуществлении базовой или эмиттер-
нои амплитудной модуляции
В ключевом режиме обеспечивается более высокий КПД кол-
175
или током
эмиттера ig(at).
оз
Инверст.
обл
и)
LK
к
•0
Дкт об часть | i-j
Т-1 КП
п=о
характеристики и
------ф
Рис 71 Статические
упрощенные эквивалентные схемы тран-
зистора
а) выходные характеристики в схеме с
ОЭ, б) эквивалентная схема в недона-
пряженном режиме, в) эквивалентная
схема в ключевом режиме
-лекторной цепи, меньше рассеивается мощность на коллекторе
транзистора, а значит, обеспечивается большая надежность рабо-
ты транзистора, требуется менее мощная система охлаждения и
тем самым могут уменьшиться габариты и масса всего устройства.
Пожалуй, самым важным преимуществом ключевого режима яв-
ляется малая зависимость выходной мощности от параметров
транзистора и от амплитуды возбуждения. По этой причине клю
чевой режим выгодно отличается от недонапряженного режима
при работе генератора в тяжелых температурных условиях, а так-
же в условиях массового производства, когда недопустимы спе-
циальный подбор и отбраковка транзисторов по усилительным па-
раметрам и дополнительная регулировка аппаратуры.
Однако для ключевого режима характерны меньшие значения
коэффициента усиления по мощности кр и существует ограниче-
ние его применения, обусловленные влиянием выходной емкости
транзистора Ск. Оба эти обстоятельства ограничивают возмож-
ность реализации ключевого режима областью сравнительно низ-
ких частот, верхняя граница которых составляет (0,1—0,2)fT.
На более высоких частотах возможно применение перенапря-
женного режима, который по стабильности выходной мощности
близок к ключевому режиму, но отличается меньшим значением
кпд коллекторной цепи.
По типу нагрузки генераторы можно разделить на два класса-
генераторы с широкодиапазонной нагрузкой и генераторы с узко-
диапазонной, в частности с резонансной, нагрузкой.
На низких частотах f^0,01fT, которые для современных мощ-
ных высокочастотных генераторных транзисторов типа КТ-904,
КТ-907, КТ-909 находятся в пределах до 1—10 МГц, можно не
учитывать влияние выходной емкости и индуктивностей выводов
транзистора, реактивную составляющую входного сопротивле-
ния транзистора и считать нагрузку близкой к резистивной. Ос-
новное преимущество генераторов с резистивной нагрузкой в от-
сутствии подстроечных и перестроечных элементов, при этом диа-
пазон рабочих частот генератора может достигать от единиц ки-
логерц до единиц мегагерц.
На средних частотах f»O,lfT необходимо учитывать: во-пер-
вых, влияние коллекторных емкостей транзисторов, паразитных
емкостей монтажа, паразитных емкостей согласующих трансфор-
маторов (которые обозначим С); во-вторых, индуктивности выво-
дов транзистора и соединительных проводов, индуктивности рас-
сеяния согласующих трансформаторов (которые обозначим L);
в-третьих, частотную зависимость коэффициентов усиления тран-
зистора а(<в) или р(со) и действие обратных связей. По этим при-
чинам становятся комплексными входные и нагрузочные сопро-
тивления транзисторов. Однако правильное конструирование меж-
каокадных цепей связи, когда емкости С, индуктивности L и реак-
тивные составляющие входных и нагрузочных сопротивлений
транзистора оказываются элементами диапазонных согласующих
фильтров, применение специальных трансформаторов на отрезках
176
длинных линий (см. гл. 3) позволяет при необходимости выпол-
нять диапазонные неперестраиваемые генераторы на частотах до
100—200 МГц.
На высоких частотах fmft влияние емкостей С, индуктивно-
стей L и реактивных составляющих входных и нагрузочных сопро-
тивлений транзисторов проявляется еще сильнее. В результате
нагрузка становится узкодиапазонной, резонансной.
В ряде случаев, например при проектировании узкодиапазон-
ных передатчиков или передатчиков, работающих на фиксирован-
ной частоте о), нет необходимости применять широкодиапазонные
цепи связи. В этих случаях даже и в диапазоне низких частот
обычно применяют резонансные узкодиапазонные цепи связи. При
этом можно использовать простые в конструктивном отношении
резонансные L- и С-согласующие цепи, обеспечивающие большие
коэффициенты трансформации. При этом можно обойтись без при-
менения подстроечных элементов, несмотря на значительный раз-
брос параметров транзисторов и других элементов генератора.
В выходных каскадах передатчиков в качестве нагрузки обыч-
но используются антенны с относительно большой реактивной со-
ставляющей входного сопротивления. По этой причине, а также
из-за необходимости фильтрации высших гармоник на выходе
оконечного каскада обычно устанавливают перестраиваемые ре-
зонансные контуры, обеспечивающие для генератора постоянное
резистивное сопротивление нагрузки на основной частоте <в и ре-
активное сопротивление нагрузки на частотах высших гармоник.
При использовании достаточно широкодиапазонных антенн вы-
ходная колебательная система может выполняться неперестраи-
ваемой с полосой пропускания не выше октавы сов/<вн<2. Такое
ограничение вызвано необходимостью фильтрации второй гармо-
ники в нагрузке передатчика. Действительно, если полоса пропус-
кания будет больше октавы <ов/сон>2, то при работе генератора
на нижней частоте шн вторая гармоника 2ojH будет попадать в по-
лосу пропускания выходной колебательной системы. Правда, в
некоторых генераторах, например в двухтактных, вторая гармо-
ника может быть значительно ослаблена (до 20—40 дБ). Если та-
кое ослабление второй гармоники в нагрузке передатчика доста-
точно, то полоса пропускания выходной колебательной системы
может быть больше октавы 2<<ив/<он<3 и уже будет ограничена
необходимостью фильтрации третьей гармоники.
В более широкодиапазонных передатчиках на выходе устанав-
ливают на отдельные поддиапазоны переключаемые широкодиа-
пазонные фильтры с полосой пропускания, не превышающей ок-
1 авы.
Таким образом, выделены два режима работы транзисторных
генераторов (недонапряженный и ключевой) и два типа нагрузок
(широкодиапазонная и узкодиапазонная). В последующих разде-
лах рассматривается раздельно проектирование генераторов в не-
донапряженном (критическом) и в ключевом (перенапряженном)
режимах при разных нагрузках.
177
7.4. Генераторы в недонапряженном
и критическом режимах
ВВОДНЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Недонапряженный режим работы транзистора и крити-
ческий режим, как его граничный случай, используют прежде все-
го тогда, когда требуется осуществлять усиление AM или ОМ ко-
лебаний. Кроме того, на высоких частотах f~fv, где коэффициент
усиления по мощности невелик, целесообразен критический ре-
жим, поскольку применение ключевого или перенапряженного ре-
жима приводит к дополнительному снижению коэффициента уси-
ления по мощности.
ШИРОКОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Однотактные генераторы используются главным обра-
зом в маломощных промежуточных каскадах. В таких генерато-
рах транзисторы работают обычно в классе А без отсечки коллек-
торного тока (0=180°). Работа транзистора с отсечкой тока
(0<18О°) в маломощных промежуточных каскадах не оправдана.
Во-первых, при этом снижается коэффициент усиления по мощно-
сти, что особенно существенно на высоких частотах Во-вто-
рых, появляется значительная нелинейность входного сопротивле-
ния транзистора (нагрузка на предыдущий каскад). В-третьих,
увеличивается уровень высших гармоник, что, в свою очередь,
вызывает опасность перехода транзистора в перенапряженный ре-
жим из-за паразитных резонансов в межкаскадных цепях связи
на частотах высших гармоник.
Таким образом, при работе в классе А ценой некоторого сни-
жения КПД коллекторной цепи генератора достигается ряд до-
полнительных преимуществ и, главное, достигается* большая ши-
рокодиапазонность, поскольку отпадает необходимость в фильт-
рации высших гармоник.
В предварительных каскадах можно использовать резистивные
схемы (рис. 7.2а). Выходное сопротивление транзисторов обычно
значительно больше его входного сопротивления, поэтому можно
считать, что транзистор возбуждается от источника тока и рабо-
тает в этой схеме как усилитель тока. В таком случае включение
транзистора в схеме с общей базой нецелесообразно, так как уси-
ление по току в этой схеме всегда меньше единицы и оправдано
только включение по схеме с общим эмиттером. Резисторы в це-
пях базы и эмиттера создают внешнее и автоматическое смеще-
ние на эмиттерном переходе. Главным преимуществом резистив-
ных схем является отсутствие блокировочных дросселей и транс-
форматоров, что упрощает конструирование таких усилителей.
В то же время к недостаткам можно отнести некоторые потери
мощности в резисторах от постоянных составляющих токов кол-
лектора, базы и эмиттера и токов высокой частоты. Чтобы исклю-
178
Рис 7 2 Схемы промежуточных каскадов-
а) резистивная схема, б) дроссельная схема; в, г) транс-
форматорные схемы
чить эти потери мощности, можно перейти к дроссельной схеме
(рис. 7.26), в которой напряжение смещения на эмиттерный пере-
ход £д и коллекторное питание Ек необходимо подавать от отдель-
ных источников. Здесь также транзисторы должны включаться
только по схеме с общим эмиттером.
На практике наиболее широко используются трансформатор-
ные схемы (рис. 7.2в, г), которые обеспечивают трансформацию
тока и тем самым позволяют значительно повысить коэффициент
усиления каскада. В трансформаторных схемах можно включать
транзисторы по схеме с ОЭ и с ОБ. Обычные трансформаторы с
магнитной связью между обмотками (см. рис. 7.2е) можно при-
менять только на частотах до 1—10 МГц для согласования каска-
дов на маломощных транзисторах. Для современных мощных ге-
нераторных транзисторов характерны низкие нагрузочные и вход-
ные сопротивления, измеряемые десятками, единицами и даже
долями ома. Для таких нагрузок изготовить широкодиапазонные
трансформаторы обычным способом не представляется возмож-
ным. В этих случаях используют трансформаторы на отрезках
длинных линий (см. § 3.6). В качестве примера на рис. 7.2г по-
казан понижающий трансформатор на трех отрезках длинных
линий, включенных последовательно по входу и параллельно по
выходу. Такой трансформатор обеспечивает трансформацию по
напряжению 3/1.
Двухтактные генераторы применяются в мощных оконечных и
предоконечных каскадах передатчиков, в которых в целях улуч-
179
шения энергетических характеристик коллекторной цепи транзи-
сторы работают в классе В с отсечкой тока 0 = 90°. При косинусо-
идальных импульсах с углом отсечки 0 = 90° в коллекторном токе
отсутствуют нечетные гармоники п~3, 5..., а при хорошей симмет-
рии работы обоих плеч двухтактного генератора в нагрузке ком-
пенсируются четные гармоники п — 2, 4... Практически в двухтакт-
ных генераторах с резистивной нагрузкой удается обеспечить ос-
лабление высших гармоник: в схеме с ОЭ до 15—20 дБ; в схеме с
ОБ до 15—25 дБ. Как уже отмечалось, это позволяет строить
предоконечные и оконечные каскады без перестраиваемых или
переключаемых фильтров. При более высоких требованиях к
фильтрации высших гармоник на выходе одного (или нескольких
однотипных генераторов после системы сложения мощностей) ста-
вят дополнительные переключаемые фильтры на отдельные под-
диапазоны (например, см. § 3.2).
Наиболее просто двухтактные генераторы выполняются на тран-
зисторах с разным типом проводимости п-р-п и р-п-р. В схеме на
рис. 7.3а транзисторы включены параллельно по переменному
Рис. 7 3. Двухтактные схемы
а) на транзисторах разного типа проводимости, б, в, г) на транзисторах
одного типа проводимости
току по входу и по выходу без применения фазовращающих транс-
форматоров. При выполнении двухтактных генераторов на тран-
зисторах одного типа проводимости потребуется включение на
входе и выходе одного из них трансформаторов для поворота фа-
зы на 180°. Например, на рис. 7.36 показана хорошо известная
схема двухтактного генератора на обычных трансформаторах.
В связи со спецификой современных мощных генераторных
"ранзисторов (низкие величины входных и нагрузочных сопротив-
лений) в настоящее время двухтактные генераторы, как правило,
180
строятся на трансформаторах из отрезков длинных линий (рис,
7.Зе, г). В схеме на рис. 7.3в трансформаторы Гр} и Тр2 создают
поворот фазы на 180° соответственно на входе первого и на вы-
ходе второго транзисторов. Транзисторы включены параллельно
по переменному току по входу и по выходу, как в схеме на рис.
7.3а. Для устранения несимметрии работы плеч, обусловленной
тем, что коэффициенты передачи у трансформаторов Tpi и Тр2 по
модулю отличны от единицы, а по фазе отличны от нуля, вклю-
чают аналогичные дополнительные трансформаторы на входе
второго транзистора и на выходе первого транзистора. На рис.
7.3в эти трансформаторы показаны пунктиром. В другой схеме
двухтактного генератора на рис. 7.3г трансформаторы Тр^ и Тр4
включаются для осуществления перехода от несимметричной на-
грузки к симметричной. Если это необходимо, они могут обеспе-
чивать дополнительную трансформацию сопротивлений. Транс-
форматоры Тр2 и Тр3 включают для короткого замыкания четных
гармоник (2®, 4®...), что повышает КПД генератора. Эта схема
является аналогом схемы на рис. 7.36.
Для сохранения угла отсечки 0 = 90° в широком диапазоне час-
тот применяют последовательное включение транзисторов по
входу по высокой частоте. Например, для этого достаточно в схе-
ме на рис. 7.36 у трансформатора Трх изолировать среднюю точ-
ку (убрать конденсатор Сбл1), а в схеме на рис. 7.3г исключить
трансформатор Тр2.
Рассмотренные генераторы с резистивной нагрузкой выполня-
ются на частотах до 1—10 МГц. На более высоких частотах
/>14-10 МГц для компенсации влияния паразитных емкостей и
индуктивностей (транзисторов, согласующих трансформаторов), а
также для компенсации снижения коэффициента усиления тран-
зистора по току а(®) или р(®) в межкаскадные цепи связи вклю-
чают обычно последовательно со входом транзистора дополни-
тельные корректирующие LCR-элементы [7.9; 7.10; 7.11], напри-
мер, вместо конденсаторов Сбл на рис. 7.2г и рис. 7.3в, г.
УЗКОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Генераторы с узкодиапазонной резонансной нагрузкой
выполняются, как правило, однотактными. Применение двухтакт-
ных генераторов при такой нагрузке не оправдано, поскольку их
построение вызывает значительные трудности из-за обеспечения
симметрии работы плеч. Обсуждавшееся ранее важное преимуще-
ство двухтактных генераторов с широкодиапазонной нагрузкой,
связанное с фильтрацией высших четных гармоник, при резонанс-
ной нагрузке не имеет существенного значения, так как при резо-
нансной нагрузке эта дополнительная фильтрация сравнительно
просто достигается правильным выбором L- и С-элементов кол-
лекторной цепи генератора. По этой причине двухтактные гене-
раторы с резонансной нагрузкой ниже не рассматриваются.
181
В 'простейшем случае резонансная нагрузка обеспечивается
включением параллельно выводам транзистора емкости Ct и ин-
дуктивности Lt, как показано на рис. 7.4а.
Рис. 7 4. Схемы генераторов с резонансной нагрузкой:
а, б, в) коллекторные цепи; г, д) входные цепи; е) межкаскадные цепи
[где вмест9 Li (или Z.i + Lc) надо читать Li (или Е1+ЕД1) и вместо
Lz (или Еа+^сг) —7-2 (или Е2-|-Ед2)]
Суммарная емкость (С1 + Свых), где СВЫ1— выходная емкость
транзистора, и индуктивность образуют параллельный контур,
который настраивается на рабочую частоту со— соо= .
__________________________________________________ У71(С1+ Срых)
или на среднегеометрическую частоту co = Vсовсон заданного диа-
пазона частот Дсо = сов—<он- Чтобы нагрузка была резонансной,
добротность контура должна быть достаточно высокой:
Qh = Як/Р = ® (Q + СПЬ1Х) >2 4-3, (7.1)
где /?к— эквивалентное сопротивление контура при резонансе;
Ск
в схеме с ОБ,
Овых -
Q 1-1- Ро71 (9)
К1 1-НМ/®т)2
в схеме с ОЭ;
С’к = С’ка + СКп — суммарная емкость коллекторного перехода;
yi(0)—коэффициент разложения косинусоидального импульсй.
Отметим, что на высоких частотах />1004-200 МГц для вы-
полнения условия (7.1) бывает достаточно только выходной емко-
сти транзистора СВЫх и отпадает необходимость включать Ci.
Если сопротивление нагрузки отличается от оптимального
сопротивления RK генератора, применяют более сложные цепи
связи. Например, в схеме на рис. 7.46 сопротивление нагрузки Ен
включено в индуктивную ветвь LC-контура, а напряжение коллек-
торного питания подается через блокировочный дроссель Ебл-
182
Здесь ГС-контур можно рассматривать как согласующее Г-звено,
которое, как известно [7.1; 7.5; 7.14], осуществляет трансформацию,
уменьшающую нагрузочное сопротивление (7?н<7?к). На высоких
частотах ([>1004-200 МГц) в качестве емкости Г-звена может
быть выходная емкость транзистора, при этом индуктивности вы-
водов транзистора включаются в индуктивность Г-звена.
В схеме на рис. 7.4в для согласования используется 77-контур,
образованный емкостью Ci + Свых, , индуктивностью Ц и емко-
стью С2. Появление второй емкости С2 позволяет трансформиро-
вать сопротивления любым образом (7?к <7?н) и одновременно
повышает фильтрацию высших гармоник в нагрузке Гн [7.1; 7.5;
7.14].
При низких нагрузочных сопротивлениях (7?к, 7?н) индуктив-
ности L в согласующих цепях могут быть малой величины и труд-
но выполнимыми практически, даже в диапазоне низких частот.
В схемах на рис. 7.46, в возможно увеличение индуктивности L
до величины, конструктивно выполнимой, причем избыточную ин-
дуктивность Гд следует компенсировать последовательным вклю-
чением дополнительной емкости Ся=1/м2Ья. Кроме того, в вы-
ходных каскадах для повышения фильтрации высших гармоник
в нагрузке в схемах на рис. 7.46, в можно специально увеличивать
индуктивность Гя и уменьшать емкость Сд. Однако при этом бу-
дет уменьшаться диапазонность Ди=ив—сон и возрастают относи-
тельные потери в ГС-элементах. Поэтому такие схемы применя-
ются лишь в оконечных каскадах простейших передатчиков, рабо-
тающих на фиксированной частоте или допускающих перестройку
ГС-элементов. В передатчиках, предназначенных для работы в
узком диапазоне частот без перестроек, обычно включают после-
довательно несколько Г-, П- или Т-звеньев. Такие цепи связи по
структуре выполняются в виде фильтров нижних частот (индук-
тивности в продольных ветвях и емкости в поперечных ветвях).
При этом они обеспечивают необходимую фильтрацию высших
гармоник в нагрузке. Колебательные цепи, построенные на базе
фильтров нижних частот, сравнительно просто выполнить конст-
руктивно как на частотах ниже 100—500 МГц, так и на более
высоких частотах в диапазоне СВЧ, например, на полосковых и
микрополосковых линиях [7.12; 7.13].
При построении согласующих ГС-цепей на входе транзистор-
ных генераторов необходимо учитывать комплексный характер и
низкие значения по модулю входных сопротивлений ZBX=/?BX +
-НАвх современных мощных генераторных транзисторов, поэтому
на входе транзистора обычно ставят Г-звено (рис. 7.4г), которое
повышает резистивную составляющую /?вх до некоторой величи-
ны R (R>Rbx) и одновременно компенсирует реактивную состав-
ляющую XBx и индуктивное сопротивление соединительных про-
водов о)ГВыи- Из расчета Г-звена, особенно при учете реактивной
составляющей Хвх и индуктивности Гвыв, может оказаться индук-
тивность Г] малой величины, трудно выполнимой практически.
Здесь также индуктивность может быть увеличена до удобной в
183
конструктивном отношении величины, а избыточную индуктив-
ность необходимо скомпенсировать включением последователь-
ного конденсатора СД=1/®2ЛД. Конденсатор Сд включают вместо
блокировочного конденсатора СбЛ-
В ряде случаев на входе транзистора включают Т-звено (рис
7 4д), где индуктивность Ь2 оказывается большей величины, чем
у Г-звена [7.1; 7.5; 7.14].
В простейшем случае, как отмечалось выше, межкаскадная
цепь связи может содержать всего одно Г-звено (для этого доста-
точно в схеме на рис. 7.4е объединить в одну индуктивности L\
и L2 и исключить емкость С2). Такое Г-звено должно трансформи-
ровать сопротивление RBX в RK с учетом емкости СВых и индук-
тивностей выводов Лвыв первого транзистора и реактивной со-
ставляющей входного сопротивления ЛвХ второго транзистора.
При больших трансформациях сопротивлений (RK/RBX> 10-4-
-4-100) включают два Г-звена (рис. 7.4е): первое осуществляет
трансформацию RI: в R и второе — R в RBX. Обычно сопротивле-
ние R выбирают близким к ]/ RKRBx, т. е. поровну распределяют
трансформацию сопротивлений между двумя Г-звеньями. Если
расчетные значения индуктивностей и Л2 с учетом индуктивно-
стей выводов ЕВЫв и реактивной составляющей входного сопро-
тивления Лвх оказываются малыми, индуктивности Li, L2 увеличи-
вают до приемлемых значений, а реактивные сопротивления избы-
точных индуктивностей Лщ, Лд2 компенсируют последовательным
включением дополнительных конденсаторов-
От ~ 1/®г7.д1; Сд2 — 1/со27.д2.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ГЕНЕРАТОРОВ
Как отмечалось выше, для современных генераторных
транзисторов характерны низкие входные сопротивления, поэтому
сопротивление рассеяния согласующего трансформатора, сопро-
тивление цепи связи или корректирующие ECR-элементы оказы-
ваются больше входного сопротивления транзистора. Это позво-
ляет считать, что всегда возбуждение транзисторов осуществля-
ется от генератора гармонического тока. Кроме того, даже при
использовании в качестве согласующих элементов трансформато-
ров на отрезках длинных линий с малыми индуктивностями рас-
сеяния входное сопротивление данного транзистора, пересчитан-
ное в коллекторную цепь предыдущего каскада, оказывается мно-
го меньше выходного сопротивления транзистора предыдущего
каскада. Такое соотношение между сопротивлениями, как прави-
ло, всегда обеспечивается для достижения достаточно высоких
энергетических показателей в коллекторной цепи транзистора пре-
дыдущего каскада.
В связи с этим практически можно всегда считать, что возбуж-
дение транзисторов осуществляется от генератора гармоническо-
го тока. Известно [7.1], что при возбуждении транзистора от гене-
4 84
ратора гармонического тока форма импульсов коллекторного тока
может отличаться от отрезков симметричной косинусоиды с уг-
лом отсечки 0. «Перекос» в импульсах коллекторного тока связан
с переходными процессами в моменты открывания и закрывания
эмиттерного перехода, что, в свою очередь, обусловлено разли-
чием постоянных времени при открытом и при закрытом эмиттер-
ном переходе. Постоянная времени открытого эмиттерного пере-
хода:
=------в эквивалентной схеме с ОБ,
= — — в эквивалентной схеме с ОЭ.
отк шт
Постоянная времени закрытого эмиттерного перехода т3ак =
= Сэ/^уэ, где /?уЭ — сопротивление утечки эмиттерного перехода.
Для современных многоэмиттерных транзисторов характерны
сравнительно низкие значения сопротивлений 10004-100 Ом.
Как правило, выполняются следующие соотношения между
постоянными времени-
т ак > Тотк ОЭ И Тзак •?> Тотк ОБ •
Конечная величина сопротивления утечки Дуэ приводит к то-
му, что на очень низких частотах и<0,3/тзак в открытом и в зак-
рытом состояниях сопротивление эмиттерного перехода близко к
резистивному. Поэтому будут отсутствовать переходные процес-
сы и импульсы коллекторного тока будут близки к отрезкам сим-
метричной косинусоиды [7.1].
На низких и средних частотах, поскольку обычно постоянные
времени не равны- Тзак^Тотк, — будут наблюдаться переходные
процессы и будет иметь место «перекос» в импульсах коллектор-
ного тока [7.1].
Наконец, на высоких частотах ®>3/хОтк1) в открытом и закры-
том состояниях сопротивление эмиттерного перехода близко к ем-
костному. Поэтому здесь также будут отсутствовать переходные
процессы и импульсы коллекторного тока будут близки к отрез-
кам симметричной косинусоиды [7.1].
Таким образом, «перекос» в импульсах коллекторного тока бу-
дет наблюдаться в схеме с ОБ практически во всем диапазоне ча-
стот 0,3/тзак<®< (0,34-1,0) ®а; в схеме с ОЭ только на низких и
средних частотах О,3/т3ак<®<Зит/₽о Напомним, что на очень низ-
ких частотах (о<0,3/тзак «перекос» также будет отсутствовать.
Как показывает анализ [7.1], «перекос» в импульсах коллек-
торного тока приводит к незначительным поправкам в расчетах
входной цепи генератора (в расчетах цепи смещения, входного со-
противления, входной мощности). В еще меньшей степени «пере-
кос» сказывается в расчетах коллекторной цепи генератора, по-
скольку коэффициент формы коллекторного тока £i=/ki//ko при
о Величина шт0ТК может быть больше трех только в эквивалентной схеме
при включении транзистора с ОЭ При включении с ОБ на рабочих частотах
эта величина не превышает 0,3—1,0
185
перекошенном импульсе тока iK(®0 мало отличается от gi(0) при
косинусоидальном имшульсе тока Д(о)/) с углом отсечки 0 и это
не вносит заметных поправок в энергетические показатели кол-
лекторной цепи генератора.
Однако «перекосы» в импульсах коллекторного тока могут
быть нежелательны, например, в двухтактных генераторах с ши-
рокодиапазонной нагрузкой при работе транзисторов в классе В.
При перекошенных импульсах коллекторных токов появляются
нечетные гармоники, которые будут поступать в нагрузку. «Пере-
косы» можно устранить включением на входе каждого транзисто-
ра дополнительных корректирующих сопротивлений Дд. Дополни-
тельное сопротивление выбирается так, чтобы были равны пос-
тоянные времени открытого и закрытого эмиттерного перехода.
Учитывая, что «перекос» в импульсах коллекторного тока ве-
дет к незначительным изменениям в энергетических соотношениях
для коллекторной и входной цепей генератора, и учитывая также,
что во многих практических случаях «перекос» вообще отсутст-
вует либо его сравнительно просто устраняют, ниже излагается
упрощенная методика расчета генератора в предпосылке, что пе-
рекос в импульсах коллекторного тока отсутствует. Такой прибли-
женный подход тем более оправдан, поскольку позволяет исполь-
зовать в расчетах известные коэффициенты а(0) и у(0) Для ко'
синусоидальных импульсов [1.1].
1. П роектирование коллекторной цепи. Проектирование генера-
тора проводится при заданной колебательной мощности Pi (з
двухтактных генераторах производится при заданной мощности
Pi, развиваемой одним транзистором). Напряжение коллекторно-
го питания £к бывает задано или его необходимо определить ис-
ходя из полного использования транзистора по напряжению, ког-
да UK макс = Uк доп- Во втором случае будут более высокие значения
КПД и коэффициента усиления по мощности. Поэтому, если не
эговаривается напряжение источника питания, выходной каскад
целесообразно проектировать при полном использовании транзи-
стора по напряжению, а предоконечный и маломощные каскады
для упрощения схемы питания при заданном (или меньшем) на-
тряжении коллекторного питания Ек, определенного из расчета
зыходного каскада.
Величина напряжения (7Кдоп зависит от схемы включения тран-
зистора (с ОБ или с ОЭ), рабочей частоты и параметров транзи-
стора, но всегда остается меньшей, чем допустимое напряжение
^к.б доп- Для схемы с ОБ можно считать б.Доп= доп- Для
схемы с ОЭ на низких и средних частотах (со<3сот/₽о) напряже-
дие UKдоп= t/к.эдоп; на высоких частотах (®>3сот/₽о) можно до-
дускать большее значение Дк.доп= Дк.б.доп [7,3; 7.4]. Для повыше-
дия надежности рекомендуется несколько снижать Дк.э.доп я
7Кбдоп против паспортных значений.
При работе транзисторов с отсечкой тока угол отсечки 0 обыч-
до выбирается близким или равным 90°. Отметим, что в двухтакт-
дых генераторах с широкодиапазонной нагрузкой в целях сниже-
86
ния уровня нечетных гармоник в нагрузке углы отсечки токов в
обоих транзисторах выбираются равными 90° (класс В).
В последующие формулы входят ао(0); сы (0); уо(0); yi(0) —
коэффициенты разложения косинусоидальных импульсов, значе-
ния которых приведены в [1.1]. Кроме того, в эти формулы входит
ряд параметров транзисторов (гНас, ^к.доп, Е', СкА, Скп, Са,
₽о, ао, /т, fa), которые обсуждаются в § 7.2 и приведены в табл. 7.1.
Порядок расчета генератора излагается в предпосылке его ра-
боты на резистивную или на настроенную резонансную нагрузку.
В расчетах не учитывается наблюдаемое в некоторых типах тран-
зисторов увеличение сопротивления гвас с ростом частоты со.
Расчет коллекторной цепи. 1. Амплитуда первой гармоники
коллекторного напряжения в критическом режиме
«1(6) £« \
16 ГнасР 1
«1 (6) ^к.доп
ИЛИ
(7.2)
2. Максимальное напряжение на коллекторе (7Кмакс или'напря-
жение коллекторного питания £к
^кмакс ~ (7к.кр < (7к.доп ИЛИ £к = Uк лог, (7ккр, (7.3)
3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока
7Ki = 2Рх/(/к.кр. (7.4)
4. Постоянная составляющая коллекторного тока
/ =Ео_(®)/ при 0 <; 180° или /к0=(1,1-т- 1,2) 7К1 при 0 = 180°. (7.5)
«Не)
5. Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:
Азо ~ 7ко/Ро> 7эо == 7КО -ф /б0. (7.6)
6. Максимальная величина коллекторного тока:
Ас.макс — ~ 7КО С /«.доп (при 0 <7 180 ),
а0 (В)
к. макс ~ 7ко + 7К1 </к.дОП (при 0<18О°). (7.7)
7. Мощность, потребляемая от источника коллекторного пита-
ния,
P9 = EJkq. (7.8)
8. КПД коллекторной цепи
П = Рх/Ро. (7.9)
9. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора,
Ррасс = Ро-Р1. (7.Ю)
187
10. Сопротивление коллекторной нагрузки 7?к (в двухтактных
генераторах для одного транзистора)
(7.11)
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ВХОДНОЙ ЦЕПИ
1. Безразмерный параметр
_ | атотК об = f/fa (для схемы ОБ); (7.12а)
1®то™оэ =Шт (Для схэмы ОЭ). (7.126)
2. Амплитуда входного тока:
/вх= /э= У1+(ЮТ°™ОБ)2 I в схеме ОБ; ' (7.13а)
«oYi (9)
/вх = /б = ~"йлеГ)2 в схеме 0Э> (7.136)
где
®%кв= ®ТОТК оэ - Ро со CKRK Yi (0). (7.14)
Для схемы с ОЭ выражение для тока 1ъ-1=1б записано с уче-
т@м действия обратной связи через емкость коллекторного пере-
хода С*к — С]; Д~Г Ск п [7.1].
3. Дополнительное сопротивление между выводами базы и
эмиттера транзистора, включаемое для устранения «перекоса» в
импульсах коллекторного тока,
1
2л fa Сэ
Ро
2 л fTC3
в схеме с ОБ;
в схеме с ОЭ.
(7.15а)
(7.156)
В реальной схеме с ОБ сопротивление можно увеличить
в (34-10) раз.
Отметим, что в реальных генераторах сопротивление мож-
но не ставить: при работе транзистора в классе А (0=180°); при
работе транзистора с отсечкой тока (0<18О°) в схеме с ОЭ на вы-
3/
соких частотах f> —; при работе транзистора на очень низких
Ро
частотах / < 2л С —(в этом случае в последующих ф-лах (7.16)
и (7.19) вместо сопротивления Rn надо подставлять сопротивле-
ние утечки Ry.s и опускать радикал у 1+ (их)2).
4. Максимальная величина обратного напряжения на закры-
том эмиттерном переходе [7.1]
_ (1 - cos 6) 7?д/вх I р> I < и (7 161
"бэ.макс- I £ I < Обэ.доп, (7.16)
где т=тОткОБ — Для схемы с ОБ; т=тЭкВ — для схемы с ОЭ.
При работе транзистора в классе А 0=180° можно опустить рас-
чет напряжения Де.э.макс и проверку Дб .э макс^С: ^б.э.ДОП-
188
5. Если напряжение £7б.э.макс превышает допустимое, неоохо-
димо уменьшить сопротивление Ря:
Я, < кт+м- '"Х2Х1 ' (7-17)
При этом, чтобы выполнялось равенство т3ак=т0тк, параллель-
но сопротивлению Яд необходимо включать дополнительную ем-
кость:
сд= ~2л'7^д — сэ (в схеме с об);
С„ = ——--------Сэ (в схеме с ОЭ).
д 2л /ТЯД э v '
(7.18а)
(7.186)
Отметим, что при включении транзистора с ОЭ на высоких ча-
стотах (/>3/т/₽о) в реальной схеме можно не ставить сопротив-
ление Яд, оставив только одну емкость Ся.
6. Напряжение смещения на эмиттерном переходе [7.1]:
== ~ ।Е Н ;эо Н-------------в схеме с ОБ; (7.19а)
V 1 ХО^откОв) \ 1 + ₽о/
у0(Л - 0) RttIk , ,
£б =-----+ i£ । + /бокб+(1+₽о)^э] в схеме с ОЭ.
V ^(“Ккв)2
(7.196)
Отметим, что ф-лы (7.19) справедливы для двухтактных гене-
раторов при последовательном включении транзисторов по
по высокой частоте.
7. Входное сопротивление транзистора ZBx=/?BI + i Хвх.
В схеме с ОБ:
^вх #3 + г6 — «оУх (0) 2л faL6 + [Яд Y1 (л — 0) —
- «оУт(0)(>б “ 2л/аЬб)]/[ 1 + (®тотк 0Б )2],
Хвх » 2л/ (£э + £б) — [Яд у! (л — 0) — aoY1 (0) (гб — 2л faL6)] X
входу
(7.20а)
откОБ ' L ' \шоткОБ ) J ’
В схеме с ОЭ:
7?вх 7?э -j- гб г Уч (6) -|- [Яд уд (л 0) +
+Л1(9)Оэ- 2лШ]/[1 + (о)Тэкв)2],
Хвх ss 2л f (L3 + L6) - [7?д Y1 (л - 0) + у1 (0) (₽0Я, - 2л f т £э)] X
X ®тЭКв/[ 1 + (®тэкв) L
7. Мощность возбуждения
Р —-I2R
ЬХ 2 1 вх^вх-
8. Коэффициент усиления по мощности
= Т’х/Рвх-
(7.206)
(7.21)
(7.22)
189
Проектирование цепей смещения. В маломощных промежуточ-
ных каскадах при работе транзистора в классе А цепи питания
большей частью выполняются по схемам, показанным на рис.
7.5а, б. Необходимое смещение на базу Eg согласно (7.19) обеспе-
чивается, во-первых, внешним смещением ЕП —от источни-
Е1+Е2
ка питания Еа через делитель из сопротивлений Ei и Т?2; во-вто-
рых, автосмещением (7б0 —|- Ia0R3 'j , которое создают постоян-
ные составляющие тока базы Но и тока эмиттера /э0. Стабиль-
ность работы каскада воз-
растает при увеличении со-
противления автосмещения
в эмиттерной цепи Rg. С этой
точки зрения целесообразно
его сделать максимально
возможным, используя пол-
ностью напряжение питания
Еа оконечного каскада. На-
оборот, увеличение автосме-
щения в базовой цепи может
ухудшить тепловую стабиль-
ность при изменении неуп-
равляемого тока коллектор-
ного диода. Поэтому ток де-
лителя Enl (Ri + Rz) из со-
противлений Ri и R2 должен
превышать постоянную со-
ставляющую тока базы /ео.
Таким образом, можно за-
писать следующие соотно-
шения для определения эле-
ментов цепей питания:
‘бО
Рис 7.5. Схемы цепей питания:
а, б, в, г) при работе транзистора в классе
А в схемах ОЭ и ОБ; <5, е) при работе
транзистора с отсечкой в схемах с ОЭ и
с ОБ
/?8 = -Еп Ек . (7.23)
7эо
На практике возникают
трудности выполнения бло-
кировочных конденсаторов
СбЛ1, заземляющих выводы эмиттера или базы. Индуктивность вы-
водов этих конденсаторов создает дополнительную обратную связь
по высокой частоте. Это, в первую очередь, относится к мощным
высокочастотным, широкодиапазонным каскадам. Чтобы избежать
этого, общий вывод транзистора непосредственно соединяют с кор-
пусом всего устройства. В этом случае, если напряжение питания
Еа превышает необходимое напряжение Ек, в цепи коллектора
190
включают гасящее сопротивление (рис 7 5в, г)
Р4 = (Еп-Ек)/Д0. (7.24)
Кроме того, в схеме с ОБ на эмиттерный переход подают от-
пирающее смещение от дополнительного источника £П2 (рис. 7.5а).
Для стабилизации постоянных составляющих токов эмиттера и
коллектора источник подключают через сопротивление
^, = (£П2-ОЛо. (7.25)
т е. вводят эмиттерное автосмещение.
При работе транзистора с отсечкой тока (0<18О°) напряже-
ние смещения оказывается близким к нулю или запирающим. При
нулевом смещении между выводами базы и эмиттера транзистора
включают блокировочный дроссель Кбл1 (рис. 7.55, е при Р2=0,
Рз = 0) Необходимое запирающее смещение обычно создается с
помощью автосмещения: в схеме с ОЭ от постоянной составляю-
щей тока базы До на сопротивлении Р2 в цепи базы Eq — R2Iqq
(рис. 7.55); в схеме с ОБ от постоянной составляющей тока эмит-
тера До на сопротивлении Р3 в цепи эмиттера E^—Rs^o (рис. 7.5е).
Сопротивление R2 (или /Д) может одновременно выполнять роль
дополнительного корректирующего сопротивления /?д [см ф-лы
(7.15) и (7.17)]. В этом случае в схемах на рис. 7.55, е исключа-
ются блокировочные конденсатор Сбл и дроссель Кбл1 и сопротив-
ления Рд и R2 (или R3) заменяются одним.
ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРА ПРИ УСИЛЕНИИ
ОМ КОЛЕБАНИЙ
При проектировании генераторов, предназначенных для
усиления ОМ. колебаний, необходимо обеспечивать главное требо-
вание’ высокую линейность модуляционной характеристики, т. е.
зависимости амплитуды первой гармоники коллекторного тока IKt
от амплитуды входного тока Дх (тока эмиттера 1Э в схеме с ОБ
или тока базы Д в схеме с ОЭ). Для этого принимают следую-
щие меры.
При проектировании коллекторной цепи генератора первона-
чально рассчитывается по ф-ле (7.2) амплитуда первой гармони-
ки напряжения £Дкр при максимальной мощности Pi макс- Затем
задаются меньшим значением напряжения
макс < (0,85 4- 0,95) (Д кр, (7.26)
чтобы обеспечивался с некоторым запасом недонапряжённый ре-
жим работы транзистора. После этого по ф-лам (7.3) — (7.11) про-
водят расчет коллекторной цепи в режиме максимальной мощно-
сти Рг макс- Далее определяют средние значения1)’
*> Соотношения (7 27) записаны при условии постоянства угла отсечм
9=const на всем интервале изменений токов (напряжений) от нуля до макси-
мальных значений.
191
Рис. 7.6. Схемы цепей
питания линейных уси-
лителен при работе
транзистора с отсечкой:
а) схема с ОЭ; б) схе-
ма с ОБ
Р = т2 Р
‘ 1ср ср 1макс>
До ср ^срДо макс (в классе А /к0 ср До макс),
(7.27)
Д)ср Д«Доср> Лер ^Icp/^OCP’
где тср — значение средней глубины моду-
ляции. Величины тср для различных ОМ
сигналов приводятся в § 6.3.
Для сохранения высокой линейности в
маломощных и предварительных каскадах
транзисторы работают в классе А (9 =
= 180°).
В мощных выходных каскадах при ра-
боте транзисторов с отсечкой тока 0<18О°
для достижения линейности модуляционной
характеристики необходимо обеспечивать
постоянство угла отсечки 0~ const при усло-
вии постоянного коэффициента усиления
транзистора по току |а| (или |р|) на всем
интервале изменений входного тока /Вх от
Нуля ДО /вхмакс-
С этой целью на эмиттерный переход по-
дают комбинированное смещение: внешнее
отпирающее смещение Евв, равное напряже-
нию отсечки Е':
Ет ~ Е' —
Ек---------- (в схеме на рис. 7.6а);
R1 + Rz
р
Еа -----5--- (в схеме на рис. 7.66)
Ri + Rz
(7.28)
и автоматическое запирающее смещение на сопротивлении
^авт— Дз +
Ri + Rz
Ri + Rz
(7.29)
Конструктивно удобно осуществлять'автосмещение в схеме с
ОБ (рис. 7.65) от постоянной составляющей эмиттерного тока До;
в схеме с ОЭ (рис. 7.6а) от постоянной составляющей базового
тока /б0.
Учитывая (7.19), напряжение смещения на эмиттерном перехо-
де будет определяться по формуле:
192
в схеме с ОБ
уа (Я —6) Кд/Э
1 + (“VtkOB )2
= I Ева | -J- 7э0/?авт,
Е6 =
—1£'|—/90 /?9 +
Гб \
1 + Ро/
в схеме с ОЭ
(7.30)
Еб «----^(" Д?Д;--+1т/б<,1гб+(1+Ро) /?э] »
V 1 + (ШТэкв)а
£bhI ^бО^жвт-
Постоянная составляющая тока эмиттера /э0 (или тока базы
7бо) и амплитуда переменной составляющей входного тока — тока
эмиттера /э (или тока базы /б) связаны следующим образом:
в схеме с ОБ
/ко /к1«о(0) |а(ш)| У1(0)ао(0) уо(0)
= ----- --------=-----------------------1Э ~
а0 а0 «1 (0) а0 ®i(0) V1 + (®тотя об )а
в схеме с ОЭ
у — ^н° — 7кд «о (в) I Pi (m) I ?i (в) «о (в) 7 _ Yo (0) 7 (731)
60 ₽о ₽о «1(0) Ро «1(0) 6 /1+(®W °'
При условии (7.28), учитывай соотношение (7.31) из (7.30), сле-
дует, что на всем интервале изменений входного тока /вх от нуля
До /вхмакс будет сохраняться неизменным угол отсечки 0=const.
Для заданного угла отсечки 0 из (7.30) можно определить величи-
ну сопротивления авт о смещения:
^авт = Т° -~ 9- — (#9 + rjM в схеме на рис. 7.76, (7.32а)
То(0) \ 1 + Ро/
R.bt = - ("~9' — кб + 0 +Po)^s] в схеме на Рис- 7.7а, (7.326)
То (0)
откуда, в частности, следует, что при 0 = 90° сопротивление 7?;ibt~
~/?д, т. е. одно и то же сопротивление может выполнять две функ-
ции: шунтироватыБХОД транзистора по высокой частотен создавать
необходимое автоматическое смещение по постоянному току.
В этот: случае в схемах на рис. 7.6 можно исключить блокировоч-
ные элементы Сбл1 и £бл1 и сопротивление /?д, роль которого бу-
дет выполнять сопротивление R=Rs+RiRz/(Ri + Rz)
Таким образом, при усилении ОМ колебаний входная цепь ге-
нератора рассчитывается при максимальной мощности Pi макс, при
включении сопротивления Rn или 7?дСд-цепочки. В конце расчета
по ф-лам (7.32) определяют сопротивление автосмещения /?авт и
по ф-лам (7.28) и (7.29) рассчитывают сопротивления 7?i, R2 и Rs-
Отметим, что в двухтактных генераторах при параллельном
включении транзисторов по входу по высокой частоте достаточно
на каждый транзистор подавать только внешнее смещение Евн,
равное напряжению отсечки Е'; при последовательном (включении
необходимо, как в однотактных генераторах, (на каждый транзи-
стор подаватывнешнее и автоматическое смещение.
7—243
193
Рис 7 7 Эпюры коллекторного напряжения и тока транзистора
а) в критическом (недонапряженном) режиме в генераторе с резо
нанснои нагрузкой, б) в ключевом режиме в генераторе с резистив-
ной нагрузкой, в) в однотактном ключевом 'генераторе с формирую
щим контуром, г) в двухтактном ключевом генераторе с последова-
тельным контуром
Введение внешнего и автоматического смещения позволяет по-
лучшь наибольшую линейность модуляционной характеристики
Ли от /вж. В каскадах на современных мощных ВЧ генераторных
транзисторах типа КТ909, КТ912 уровень нелинейных искажений
составляет —25-;—32 дБ (при испытаниях двухтоновым сигна-
лом). Однако нелинейные искажения могут резко возрастать по
мере приближен ля к точкам минимальной >-0, /вх->0) и мак-
симальной (/’1~>В1 Макс, /вх~>Л}х макс) мощностей Это обусловлено
многими факторами, в частности, зависимостью коэффициентов
усиления по току а (или р), а также сопротивления г б от вели-
чины действующих токов, нелинейности характеристик эмиттерно-
го р-п-перехода (особенно при малых токах), реакции коллектор-
ного напряжения и нелинейности емкости коллекторного перехода
Ск (особенно при больших токах и мощностях). В целях сниже-
ния нелинейных искажений можно вводить отрицательную обрат-
ную связь по высокой частоте или по огибающей.
7.5. Генераторы в ключевом
и перенапряженном режимах
ВВОДНЫЕ ЗАМЕЧАНИЯ
Генераторы в ключевом и перенапряженном режимах
можно использовать в тех случаях, когда не требуется осущест-
влять усиление колебаний переменной амплитуды Например, при
194
усилении несущей частоты, при усилении ЧМ, ФМ колебаний, при
импульсной манипуляции (амплитудной, частотной, фазовой), а
также лри коллекторной амплитудной модуляции и при ампли-
тудной модуляции изменением связи генератора с нагрузкой.
Однако ключевой режим, при котором обеспечивается высокий
КПД коллекторной цепи генератора, можно реализовать только
на относительно низких частотах (при /Мако<50ч-150 МГц). На
более высоких частотах возможен только перенапряженный ре-
жим. По энергетическим характеристикам такой режим прибли-
жается к критическому Поэтому расчет перенапряженного режи-
ма можно проводить в соответствии с рекомендациями, изложен-
ными в предыдущем разделе. В этом разделе обсуждается толь-
ко ключевой режим.
Поскольку работа ключевых генераторов возможна только на
сравнительно низких частотах, где всегда коэффициент усиления
по мощности в схеме с ОЭ оказывается больше, чем в схеме с
ОБ, в ключевых генераторах транзисторы всегда включаются по
схеме с ОЭ.
ШИРОКОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
Широкодиапазонные ключевые генераторы с резистив-
ной, апериодической нагрузкой выполняют однотактными или
двухтактными В ключевом режиме транзисторы работают с от-
сечкой тока обычно с нулевым или с запирающим смещением на
эмиттерном переходе. Запирающее смещение создается постоян-
ной составляющей тока базы /бо- Для уменьшения обратного на-
пряжения на эмиттерном переходе и для линеаризации входного
сопротивления (нагрузочного сопротивления для предыдущего
каскада) параллельно базовому и эмиттерному выводам транзи-
стора включают дополнительный резистор Кд- Часто дополнитель-
ный резистор одновременно обеспечивает необходимое запираю-
щее смещение на эмиттерном переходе. В ключевом режиме фор-
мы тока и напряжения на коллекторе и на базе транзистора, а в
ряде случаев и на нагрузке, оказываются негармоническими. Это
предъявляет более высокие требования к полосе пропускании
согласующих трансформаторов, которые в этих случаях должен
пропускать до пяти—десяти гармоник рабочей частоты <в. По этой
причине в ключевых генераторах уже на частотах 1—2 МГц в ка-
честве согласующих трансформаторов используют трансформато-
ры на отрезках длинных линий (см. гл. 3). Например, ключевые
генераторы можно выполнять по схемам на рис. 7.2а и 13а,в,г.
Вместо блокировочных дросселей в цепях базы транзисторов ус-
танавливают сопротивления Дд (между выводами базы и эмитте-
ра). Кроме того, в двухтактных ключевых генераторах транзи-
сторы по выходу по переменному току могут включаться последо-
вательно. Для этого достаточно в схеме иа рис. 7.3г исключить
трансформатор Тр3.
195
Режим цранзистара выбирается таким, чтобы транзистор по-
переменно по полпериода был в состоянии насыщения и ® состоя
нии отсечки При резистивной нагрузке формы импульсов кол-
лекторного напряжения ик(ыО и тока tK(co?) будут представляв
меандры (рис 7 76) й [длительности этапа насыщения тнас = сой1ч<
и этапа отсечки тОтс = ы^отс равны (оУнас = ®ч>тС = л)] При этом
форма йМ1П1ульао1в входного тока 1б(®1) не имеет существенного
значения, поскольку транзистор работает (в режиме двустороннего
ограничения Необходимо лишь, чтобы в коллекторной цепи фор
миравались импульсы с достаточно крутыми фронтом и спадом
При этом рассеиваемая на коллекторе транзистора мощность
£расс, усредненная за период ВЧ колебаний 7’=2л/со, определяет-
ся только потерями на сопротивлении насыщения гнас на этапе
насыщения
р __ тнас /2
расе 2Я 8ао к макс •
Отсюда Г ’ДНО, ЧТО при /нас~>“0 МОЩНОСТЬ Ррасс—Ч).
Длительности этапа насыщения тпас и этапа отсечки t0TL могут
немного различаться, что приводит лишь к некоторому изменению
относительной мощности первой и высших гармоник Pi/Po,
00
V Рп/Ро, а также максимальных значений напряжений и tokoib
и^=2
Ux макс/^к, At чакс/До
Высокие энергетические показатели ключевых генераторов реа-
лизуются лишь на сравнительно низких частотах На более вы-
соких частотах оказываются (инерционность транзисторов, шунти-
рующее действие выходных емкостей и индуктивностей выводов
транздетертв и т д По этим причинам напряжение ык(ю/) и ток
1к(«й) не м^гут изменяться скачками, что ведет к появлению эта-
нов, когда транзистор находится в активном состоянии, и к до-
полнительных! потерям мощности в транзисторе Например, при
одинаковой длительности этапа насыщения и этапа отсечки до-
полнительные относительные потери мощности Р$.с /Ро, обуслов-
ленные активными этапами, определяются [7 2] следующим обра-
зом.
Р^ « —<й/а,
расе Зл а>
где ta— длмтсльность одинаковых активных этапов, обычно опре
деляемая ч стопными свойствами транзистора, амплитудой воз-
буждения и т д Увеличивая амплитуду (возбуждения, т е сте-
пень насыщения транзистора, можно уменьшить длительность ак-
тивных этапов Однако при (когда Р$сс -Я)) в транзисторе
остаются так называемые коммутативные (потери Р 1ра[с , обуслов-
*> Для срав 1ения на рис 7 7а приведены эпюры напряжения ик (<Щ) и тока
/к (ш/) в кр ц-’ческом режиме когда в качестве нагрузки используется контур
с высокой добротностью, настроенный на частоту возбуждения
196
ленные рассеянием энергии, запасенной в емкостях и индуктив-
ностях выводов транзистора [7.2].
По этим причинам при выполнении генераторов с резистивной
нагрузкой на современных мощных высокочастотных генератор-
ных транзисторах типа КТ904, КТ907, КТ909 при допустимых до-
полнительных потерях мощности в транзисторах Р^>сс 1?о или
^расс /Ро порядка 1—5% ограничения наступают на частотах 10—
30 МГц.
Для работы на более высоких частотах (на современных тран-
зисторах [>104-30 МГц) необходимо скомпенсировать вредное
влияние выходной емкости и индуктивностей выводов транзисто-
ра, а также существенно уменьшить потери мощности на актив-
ных этапах. Это возможно при переходе к однотактному ключево-
му генератору с формирующим апериодичеслим LC-контуром, для
чего достаточно в схемах на рис. 7.4а, б поставить LC-контур с
определенной добротностью и расстройкой относительно часто-
ты со. В оптимальном режиме (с точки зрения электронного КПД)
транзистор попеременно находится в состоянии отсечки и в со-
стоянии насыщения [7.1] На рис. 7.7в приведены формы импуль-
сов напряжения «к(й0 и тока iK(at) коллектора в таком режи-
ме (кривые 1, 2 соответственно для схем рис. 7.4а и 7.46). В дей-
ствительности при переходе транзистора из состояния насыщения
в состояние отсечки коллекторный ток уменьшается не скачко-
образно, т. е. появляется активный этап. Однако, как показывают
расчеты [7.6], потери на активном этапе оказываются незначитель-
ными и ими можно пренебречь. Для ключевых генераторов с фор-
мирующим LC-контуром характерна большая величина пик-факто-
ра напряжения на коллекторе IJV= UK Макс/Дк=34-5 (см. рис. 7.7в).
Это, в свою очередь, снижает величину максимальной мощности
Рь снимаемой с транзистора при полном использовании транзи-
стора по напряжению, когда задано UK Макс = Аф доп.
Для достижения оптимального режима при заданной длитель-
ности этапа насыщения тНас, как отмечалось выше, параметры
формирующего контура и сопротивление нагрузки RK или /?н (см.
рис. 7 4а, б) должны быть подобраны вполне определенным обра-
зом В частности, должно выполняться соотношение соС1/?к =
= 0,24-1,6 При работе на высоких частотах реализация этого со-
отношения затруднена. С одной стороны, величина сопротивления
нагрузки Rx определяется коллекторным напряжением Ек и коле-
бательной мощностью Pi; с другой стороны, минимальная вели-
чина емкости Ci формирующего контура определяется выходной
емкостью транзистора СК = СК а+Скп- Отсюда появляются огра-
ничения на максимальную частоту генератора в оптимальном
ключевом режиме. Для современных мощных генераторных ВЧ
транзисторов максимальная частота, на которой реализуется оп-
тимальный ключевой режим, находится в пределах 50—150 МГц
[7 1, 7.6].
197
Для построения широкодиапазонных неперестраиваемых про-
межуточных каскадов можно использовать схему на рис. 7.46.
В этом случае выходная емкость Ск и индуктивность LK транзи-
стора (емкость Ci==0), индуктивность Ц, емкость С$ и сопротив-
ление Ru образуют фильтр нижних частот. Параметры этого
фильтра подбираются таким образом, чтобы «а частоте и, близ-
кой или равной верхней частоте рабочего диапазона сов, обеспе-
чивался оптимальный режим. На более низких частотах (о<<ов
будет происходить отклонение от оптимального режима и нес-
колько возрастут потери мощности в транзисторе. Однако при
дальнейшем уменьшении частоты, когда со->0, влияние емкостей
Ск, Сг и индуктивности будет сказываться все в меньшей сте-
пени и такой генератор приближается к генератору с резистивной
нагрузкой с прямоугольными импульсами коллекторного напря-
жения «к(со/) и тока iK(co/) (см. рис. 7.76). Здесь важно, чтобы
транзистор был достаточно высокочастотным так, чтобы потери
на активных этапах, обусловленные инерционностью транзистора„
Лыли невелики.
УЗКОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
В узкодиапазонных промежуточных каскадах можно ис-
пользовать генераторы по схемам на рис. 7.4а и 7.46. Для согла-
сования с нагрузкой обычно используют Г, Т или 77-цепочки в
виде фильтров нижних частот,,
как показано на рис. 7.8. В ге-
нераторе по схеме на рис. 7.8а
входное сопротивление согла-
сующей (и фильтрующей) це-
Рис 7 8 Схемы ключевых генерато-
ров с формирующим и фильтрую-
щими контурами:
а) при параллельном включении ин-
дуктивности L4; б) при последова-
тельном включении индуктивности Ls
пи должно быть на основной частоте со резистивным, а на часто-
тах высших гармоник па достаточно большим по модулю; поэтому
согласующая цепь должна начинаться с последовательной индук-
тивности 7,2 определенной величины, т. е
2ВХ (и) = RK, ® L2fRH >14-2. (7.33)
В генераторе по схеме на рис. 7.86 входное сопротивление це-
пи связи должно быть резистивным на основной частоте. На ча-
стотах высших гармоник па здесь нет жестких ограничений на
величину входного сопротивления. Поэтому согласующая цепь
может начинаться с параллельной емкости или с последова-
тельной индуктивности 7,2, как в схеме на рис. 7 8а:
2вХ(®) = /?„; юС2/?н>14-2 или ZbX(co)=7?h; в>£2/7?н< 1 4-2. (7.34)
198
На рис. 7 7в показаны формы тока и напряжения коллектора
при работе рассмотренных схем в оптимальном режиме. Графики
напряжений практически не отличаются, а графики токов изме-
няются более заметно (1 соответствует схеме на рис. 7.4а, 2 —
схеме на рис. 7.8а, 3 — схеме на рис. 7.86).
В выходных каскадах для фильтрации высших гармоник в на-
грузке необходимо включать фильтры, так как форма напряже-
ния на коллекторе транзистора ключевого генератора негармо-
ническая.
При использовании в выходных каскадах ключевых генерато-
ров с резистивной нагрузкой Рк на выходе включается специаль-
ная колебательная система. Она состоит из двух отдельных филь-
трующих цепей, обычно включаемых параллельно (рис. 7.9). Ос-
Рис 7 9 Схема выходной фильтрующей цепи ключе-
вого генератора с резистивной нагрузкой
новная цепь — фильтр нижних частот (ФНЧ) или полосно-про-
пускающий фильтр (ППФ) — пропускает первую гармонику в ос-
новную нагрузку /?носн. Дополнительная цепь — фильтр верхних
частот (ФВЧ) или полосно-заграждающий фильтр (ПЗФ) — не
пропускает первую гармонику и обеспечивает прохождение выс-
ших гармоник в дополнительную нагрузку А’ндоп- Основная и до-
полнительные цепи проектируются таким образом, чтобы их сум-
марное входное сопротивление на всех частотах было резистивным
и постоянным
ZBX(®)=/?K. (7.35)
Для этого при параллельном включении необходимо, чтобы основ-
ной фильтр начинался с последовательной индуктивности, а до-
полнительная цепь — с последовательной емкости (см. рис. 7.9)
Усложнение выходной колебательной системы в схеме на рис
7 9 окупается малой по величине и постоянной во всем диапазоне
частот рассеиваемой мощностью в транзисторе и высоким КПД
транзистора
со
л + 2 рп
Чэ = 1 - Ppacc/Pfl - -,
^0
где Ро — мощность, потребляемая от источника коллекторного пи-
199
тания. КПД rja характеризует относительные потери мощности в
транзисторе: Ррасс/Ро=1—т]э. В то же время КПД генератора по
первой гармонике i}i = PilPo оказывается сравнительно невысо-
ким из-за потерь мощности высших гармоник в дополнительной
нагрузке /?н.доп- При меандрах напряжения ык(со/) и тока гн(со?)
при Гнас^-0 КПД т]1 составляет 0,82. Однако в большинстве слу-
чаев важно снизить мощность, рассеиваемую на. транзисторе, и
тем самым повысить надежность его работы, при этом допуская
некоторые потери мощности в дополнительном нагрузочном со-
противлении.
Заметим, что применение двух параллельных систем фильтров
незначительно усложняет конструкцию выходного каскада, по-
скольку элементы дополнительного фильтра должны быть рас-
считаны на меньшие токи и напряжение, чем основной фильтр, и
допускает большие потери в LC-элементах без ухудшения рабо-
ты всей системы.
Выходная колебательная система для генератора по схеме на
рис. 7.9 1.может быть спроектирована на полюсу пропускания, близ-
кую к октаве (ов/сон^2. Противоречивые требования широкой по-
лосы пропускания и высокой степени фильтрации высших гармо-
ник в нагрузке RB удовлетворяются при усложнении колебатель-
ной системы (увеличением числа L- и С-элементов). В этом отно-
шении в коллекторной цепи генератора выходного каскада необ-
ходимо добиваться более строгого приближения к равенству дли-
тельностей этапа насыщения и этапа отсечки, поскольку при этом
оказывается не только наименьший относительный уровень выс-
оо / / оо \
ших гармоник / I Р1+^РРп 1 — 0,18, а главное, отсутствует близ
п=2 / \ 2 /
лежащая вторая гармоника (Р2=0).
Ослабление второй (и остальных четных) гармоник до 35—
40 дБ можно достигнуть в двухтактных ключевых генераторах
(см. рис. 7.6а, б, г). При таких невысоких требованиях к ослабле-
нию второй гармоники (не выше 35—40 дБ) выходная колеба-
тельная система может быть спроектирована на полосу больше
октавы йв/сон^З.
Главным недостатком ключевых генераторов с резистивной
нагрузкой при использовании их в выходных каскадах передатчи-
ков являются потери мощности высших гармоник в дополнитель-
ной нагрузке /?н.ДОп.
Этот недостаток отсутствует в так называемых двухтактных
ключевых генераторах с параллельным или с последовательным
фильтрующим контуром [7.1; 7.2]. В таких генераторах два тран-
зистора находятся попеременно точно по полпериода в состоянии
отсечки и в состоянии насыщения. При этом происходит преобра-
зование мощности Ро, потребляемой от источника коллекторного
питания, в колебательную мощность первой гармоники Рг без до-
полнительных потерь мощности высших гармоник в дополнитель-
ном сопротивлении 7?н.доп-
200
В транзисторной технике наиболее перспективны двухтактные
генераторы с последовательным фильтрующим контуром (рис.
7.10а) как более высокочастотные. Входная цепь генератора обес-
печивает противофазное воз- а)
буждение транзисторов так,
что каждый транзистор попе-
ременно по полпериода нахо-
дится в состоянии отсечки и в
состоянии насыщения. На рис.
7.1г показаны эпюры напряже-
ния ик(с£Й) И тока iK(tL>0 одно-
го из транзисторов. Импульсы
коллекторного напряжения
близки к меандрам с пик-фак-
тором /7„= {7к.макс/-Ё'к=2, а
импульсы коллекторного тока
iK(c£>0—к отрезкам симмет-
Рис. 7.10. Схемы двухтактных ключевых
генераторов с резонансной нагрузкой:
а) на транзисторах одного типа прово-
димости; б) на транзисторах разного
типа проводимости
ричной косинусоиды с углом
отсечки 9 = 90°. Это является
важным преимуществом‘данно-
го генератора. Во-первых, для
транзистора опасны пиковые
напряжения, а здесь макси-
мальное напряжение £7к.макс всего в два раза больше средней со-
ставляющей Ек; во-вторых, импульсы тока iK(c£>0 косинусоидаль-
ные, а не прямоугольные, поэтому инерционность транзистора в
меньшей мере сказывается на энергетические показатели коллек-
торной цепи.
Генераторы по схеме рис. 7.10а 'выполняются на транзисторах
одного типа проводимости, поэтому здесь требуется включение
на входе специальных трансформаторов. В этом отношении схе-
ма на рис. 7.106 на транзисторах разного типа проводимости бо-
лее простая, поскольку не требует включения трансформатора на
входе.
В схеме на рис. 7.10 транзисторы включены последовательно
по постоянному току, поэтому напряжение источника питания ока-
зывается равным: Еп=2Ек. Серьезным недостатком таких двух-
тактных схем является то, что у одного из транзисторов (Л) все
три вывода должны быть изолированы от корпуса установки.
У некоторых современных мощных генераторных транзисторов
эмиттер соединен с корпусом прибора. При использовании таких
транзисторов в генераторе по схеме на рис. 7.10 транзистор 1\
необходимо изолировать от корпуса установки по высокой часто-
те и одновременно обеспечить малое тепловое сопротивление на
корпус установки, что вызывает большие конструктивные труд-
ности. В этом случае двухтактные ключевые генераторы с после-
довательным контуром можно выполнять по схемам рис. 7.3а, б, а, а,
только последовательно с сопротивлением /?и необходимо вклю-
чить фильтрующий контур.
201
Для расширения полосы пропускания и повышения фильтра-
ции высших гармоник в нагрузке вместо одного последователь-
ного Л1С\-контура можно включать многозвенный широкополос-
ный фильтр нижних частот (ФНЧ) или полосно-пропускающий
фильтр'(ППФ). Входное сопротивление фильтра должно быть на
основной частоте и резистивным, а на частотах высших гармоник
па— достаточно большим по модулю, поэтому фильтр должен на-
чинаться с последовательной индуктивности L\ (рис. 7.105) опре-
деленной величины, т. е.
(<в) = Яв; © LilRB >14-2. (7.36)
Такой фильтр может быть спроектирован с полосой пропуска-
ния до октавы шв/юц^2. Если допускается невысокое ослабление
второй гармоники (до 30—40 дБ), вызванной несимметрией фор-
мы коллекторного напряжения в реальной схеме, полоса пропус-
кания выходного фильтра и всего генератора может быть больше
октавы: 2 < — < 3.
®н
Частотные ограничения двухтактных ключевых генераторов с
последовательным LjCj-контуром обусловлены выходной емко-
стью транзисторов и паразитной емкостью схемы, показанной на
рис. 7.10 пунктиром в виде одной емкости Сп. Из-за этой емкости
коллекторное напряжение не может скачком меняться от 0 до
2£к, поэтому в транзисторе появляются дополнительные потеря
мощности. Практически на современных транзисторах такие двух-
тактные ключевые генераторы можно выполнять на частотах до
10—30 МГц.
Более высокочастотными (до 50—150 МГц) оказываются клю-
чевые генераторы с формулирующим и фильтрующими контура-
ми, показанные на рис. 7.8 [7.1; 7.2; 7.6]. Поскольку формирующий
LjCj-контур оказывается достаточно широкополосным (его доб-
ротность QH«1), полоса пропускания таких генераторов практи-
чески определяется полосой пропускания фильтрующей и согла-
сующей цепей (обычно ФНЧ или ППФ). Такие многозвенные
фильтры можно проектировать на полосу пропускания, близкую
к октаве: шв/ын^2. Значительного дополнительного ослабления
ближайшей второй гармоники можно достигнуть при переходе к
двухтактным генераторам (рис. 7.3а, в, г). При этом необходимо
включать формирующие LjCj-контуры по схеме рис. 7.45 раздель-
но в каждое плечо двухтактного генератора.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ КЛЮЧЕВЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Проектирование коллекторной цепи. Генераторы с рези-
стивной нагрузкой используются, главным образом, для построе-
ния промежуточных каскадов широкодиапазонных передатчиков
на частотах не выше 10—30 МГц и реже для построения выход-
ных каскадов, поскольку здесь требуется включение более слож-
ных колебательных систем (см. рис. 7.9) и происходят потери
мощности высших гармоник в дополнительной нагрузке.
202
Двухтактные генераторы с фильтрующим контуром использу-
ются большей частью в выходных каскадах передатчиков на ча-
стотах до 10—30 МГц.
Генераторы с формирующими контурами используются в про-
межуточных и оконечных каскадах, во-первых, на частотах выше
10—30 МГц как единственно возможные, и во-вторых, на частоте
ниже 10—30 МГц при построении уэкодиапазоиных передатчиков.
После выбора схемы проводится расчет коллекторной цепи
ключевых генераторов при заданной колебательной мощности Pi
(в двухтактных генераторах при мощности Pi, развиваемой одним
транзистором). Ниже приводится порядок расчета при заданном
напряжении коллекторного питания Ек или при полном использо-
вании транзистора по напряжению, когда бк.Макс = Дк.доп анало-
гично тому, как это проводилось для генераторов в критическом
режиме. Расчет коллекторной цепи для всех ключевых генерато-
ров можно вести по единой методике, взятой из [7.15]. В после-
дующих формулах используются коэффициенты a, v и X, которые
зависят от схемы генератора. Их физический смысл и определе-
ние для данных форм токов и напряжений даны в [7.15].
Для однотактных и двухтактных генераторов с резистивной
нагрузкой (см. рис. 7.9 и 7.3) при одинаковой длительности эта-
пов отсечки и насыщения:
00=1/2; ai=2/n; о0=л/4; ом=л/2; ХО=ХМ=1; ^=0. (7.37)
Для двухтактных ключевых генераторов с фильтрующим конту-
ром (см. рис. 7.10):
а0=1/л; ai=l/2; о0=л/4; ом=л/2; 1о=Хм=0; Хх= 1. (7.38)
Для генераторов с формирующими LC-контурами (см. рис 7.4а, б
и 7.8) значения коэффициентов a, v и X в функции от длительно-
сти этапа насыщения тЯас приведены в табл. 7.2. В этой таблице
приведены значения коэффициентов /(тЯас) и с(твас), необходи-
мых для расчета элементов формирующего контура. С точки зре-
ния колебательной мощности Pj, КПД и кр оптимальная величи-
на длительности этапа насыщения тНас оказывается близкой к л.
Рекомендуется следующий порядок расчета.
1. Пик-фактор формы коллекторного напряжения
~ Ек макс/Р'к;
П = —
"о —
Ор
или
П = —
Ср
1 °м Хр °рХм
1 —
2 Рр (Хр -|- CpXi) _
Хр Ц)Хм
8°Р (Хр 4~ Ро Xi) гнас р 1 (у gg)
Г«1 J
. ч , 80м(Хи4-СмХ1) гЯае р
1—1/ 1 —----------------—2----
2Рр (Хм + Хх) L г «1 ^к.доп
«1
2. Максимальное напряжение на коллекторе (7кмако или напря-
жение коллекторного питания Ек
^к.макс = ^оЕк i/к.доп ИЛИ Ек — б^с.доп /Пv
(7.40)
1
203
Таблица 72
тнас 120 150 180 210 240 Примечание
0,2 0,282 0,378 0,445 0,476 —
а1=Х1 0,34 0,46 0,554 0,556 0,556 —
^макс 0 0 0 0 0 —
0,85 0,852 0,733 0,637 0,584 —
»и 2,27 2,595 2,6 2,67 3,155 —•
с 1,95 1,15 0,617 о.з 0,125 Для схемы на рис 7.4 б и 7.86
1 0,375 0,55 0,81 1.2 1,9
с 0,253 0,2375 0,184 0,1125 0,06 Для схемы на рис. 7.46 и 7.86
1 2,15 1,55 1,136 0,8 0,6
3. Коэффициент полезного действия
____1 । 1 Г । 8v0 (л0 + v0 Xi) гнас (7 41)
2 2 V at Е1 *'
4. Мощность, потребляемая от источника коллекторного пи-
тания,
Ро = Л/Пэ. (7-42)
В случае ключевого генератора с резистивной нагрузкой необ-
ходимо добавить множитель 1,22.
5. Мощность, рассеиваемая на коллекторе,
Рра=с = Ро(1-Пэ)- (7.43)
6. Постоянная составляющая коллекторного тока
/ко = Ро^к. ' (7.44)
7. Максимальная величина коллекторного тока
/к макс= — < доп. (7.45)
а0
204
8 Сопротивление коллекторной нагрузки (в двухтактных ге-
нераторах в расчете на один транзистор)
/?к = ~ 11 - (Ч + ^оЧ) (7.46)
2Pj 'ко L J
Для однотактного генератора с формирующим АС-контуром по
схемам на рис. 7.45 и 7 86.
п “о Ек Г, .. . гнас^кмако 1 ! (7 47)
«в = 771П Т~ 1 “ (4+ иоЧ) F Г-Д/Чт Г ’ ' • ’
'ко L р-н ^тнас)
9 Значения L- и С-элементов формирующего контура: для од-
нотактного генератора ио схемам на рис. 7.4 и на рис. 7.8
L = l^L R. Cj = _ (СкА + Скп), (7.48)
2л f 2л [R
где для схем на рис. 7.4а и 7 8а соп|р|отийление 7?=i/?K из (7.46),
а для схем на рис. 7 46 и 7.86 сопротивление = из <(7.47).
Если емкость Ct сказывается отрицательной (Ci<jO), необхо-
димо уменьшать либо длительность этапа насыщения тНас или
снижатынапряжение коллекторного питания Ек.
Проектирование входной цепи широкодиапазонных генерато-
ров. На низких частотах f =CO,OlfT (для современных мощных вы-
сокочастотных генераторных транзисторов типа КД904, КТ907,
КТ909 на частотах до 1 —10 МГц) можно не учитывать (влияние
коллекторных емкостей и индуктивностей выводов транзистора и
можно считать входное conip оживление транзистора при открытом
эмиттерном переходе близким к резистивному, а при закрытом
переходе — близким к бесконечности.
На таких частотах для построения предоконечных и маломощ-
ных каскадов широкодиапазонных передатчиков обычно исполь-
зуют ключевые генераторы с резистивной нагрузкой. Поэтому
входные цепи этих каскадов, а также и выходного каскада проек-
тируют 'в предположении того, что предыдущим каскадом являет-
ся ключевой генератор с резистивной нагрузкой. Изложенная ни-
же методика расчета входной цепи построена в предпосылке то-
го, что на вход транзистора поступают прямоугольные импульсы
(меандры) тока, которые обеспечивают предыдущий каскад.
1. Амплитуда базового тока
4 = s/кмакс/Ро, (7.49)
где s =11,5-1-3—>коэффициент насыщения.
2 Постоянная составляющая базового тока
/б0=4-/е. (7.50)
3 Мощность возбуждения
= (7.51)
205
где
4. Вспомогательный коэффициент
_____7бКд_____
2|/eRj+ I E' | ] •
5. Амплитуда входного напряжения
Ai&g
(7.52)
(7.53)
(7.54)
2/з7?2 -|“ 2 j Er I
U№
I
/б^2
6. Входное сопротивление транзистора, усредненное за период
ВЧ колебаний,
= (7.55)
\ 'б /
(7.56)
(7.57)
пере-
(7.58)
(7.59)
(7.60)
будет
Чтобы
7. Дополнительное сопротивление
^д = £ ^вх.ср.
8. Напряжение автосмещения
До.»= ^/бо-
9. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном
ходе
^б.э.макс — ^вх ~Ь I ^бэ I I ^6 э доп!-
10. Входное сопротивление с учетом сопротивления Rn
jjj» ___ ^вх.ср^Д
835 ^вх.ер *Д
11. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада,
U2
^=-^ = №(1 + Ш
КВх
Если величина g много меньше 1, в сопротивлении Ra
теряться значительная мощность от предыдущего каскада,
«исключить эти потери, последовательно с сопротивлением Яд надо
включить блокировочный дроссель Ьбл- В этом случае Р/Вх = Ръх=
= f/2Bx//?Bx.cp-
Проектирование входной цепи узкодиапазонных генераторов.
Расчет входной цепи ключевых генераторов при возбуждении гар-
моническим током можно в первом приближении проводить ана-
логично, как для генераторов, работающих в недонапряженном
(критическом) режиме (см. § 7.4). Некоторые отличия состоят в
следующем. Во-первых, в ключевом режиме входной ток (ток ба-
зы 7б в схеме с ОЭ) должен быть увеличен в s раз (s =1,54-3 —
206
степень насыщения). Во-вторых, включение параллельно база—
эмиттер транзистора дополнительного сопротивления (или ем-
кости Ся) в ключевых генераторах необходимо только с целью
снижения максимального обратного напряжения на эмиттерном
переходе.
1. Амплитуда тока базы
V 1 4~ (свТэкв)2
₽0?1
Ап
As ~ s
2nfCKRKpoV1(^-)
где (отэнв«^Ч------------------
Гт S
(7.61 >
(7.62)
— сопротивление коллекторной нагрузки согласно (7.46).
2. Дополнительное сопротивление
R < 1/1 _L (сот у I ^б э-Д°п f + 1 £ 1
< и 1 + (ыт9КЬ) (1 + cos (Твао/2)] 1б
(7.63)
Практически сопротивление Ra включают на низких и средних ча-
3 3
стотах /<— /т- На высоких частотах />-—fT можно ограничиться
»Ро №о
включением только дополнительной емкости
Г1 , „ „ тнас \ ,
I 1 + COS у б
Сд ~ М(! ^б.э.доп 1+ I £' । ) “ Сэ (ПРИ Сд>0)’
3. Постоянная составляющая базового тока
Ао = *АоФо-
(7.64)
(7,65).
4. Напряжение смещения на эмиттерном переходе на низких
и средних частотах при включении дополнительного сопротивле-
ния 7?д
I Тнао \ г, г
То «— "V" ИД/б / r \ 1
-----+ | Е' | + /б0 k + 1 + , (7.66а)
V 1 + (йПэкв)2 \ S ] J
на высоких частотах при включенной дополнительной емкости
( ^нас \ г
То л — “VJ /б Г / R \ 1
£б«-------"Fl// • + l£'l+;во h + 1 + т • (L666)
2л/(Сэ+Сд) L \ s / J
5. Входное сопротивление транзистора ZBx=^Bx+i ХВх прибли-
женно определяется по ф-ле (7.206), в которой надо подставлять
9 = Тнас/2 и (ОТэкв согласно (7.62).
6. Мощность возбуждения РВх и коэффициент усилеиия по мощ-
ности 2<р определяется по ф-лам (7.21) и (7.22).
W
7.6. Особенности проектирования
промежуточных каскадов
Исходным для проектирования предыдущего (i—1)-го
каскада является колебательная мощность Pi г-ь равная мощно-
сти Рвх i .и Р'вх г, необходимой для возбуждения последующего
i-го каскада с поправкой на КПД согласующей межкаскадной це-
пи СВЯЗИ Рс Ц.
Pu-i = ~~РВК1, (7.67)
Чс ц
где КПД находится обычно в пределах т]с ц=0,54-0,95.
Проектирование предоконечного и остальных предварительных
каскадов ведется, как правило, при напряжении коллекторного
питания, меньшем напряжения Ек выходного каскада или равным
ему^
Если в выходном каскаде используют т однотипных генерато-
ров, соответственно предоконечный каскад проектируется на мощ-
ность, в т раз большую, чем требуется для возбуждения одного
генератора Кроме того, необходимо учесть КПД делителя мощ-
ности, включаемого между предоконечным и выходным каска-
дами.
Если в выходном каскаде используется большое число одно-
типных генераторов, целесообразно и в предоконечном каскаде
использовать такой же типовой генератор
В выходном каскаде при использовании большого числа одно-
типных генераторов системы деления и сложения мощностей вы-
полняются по мостовым схемам Этим самым существенно повы-
шается надежность работы оконечного каскада, поскольку выход
из строя одного или нескольких генераторов мало сказывается на
работе остальных и при этом незначительно снижается выходная
мощность. В этом плане значительно повышаются требования к
надежности предоконечного и предварительных каскадов, по-
скольку здесь выход одного из каскадов ведет к выходу из строя
всего передатчика. Поэтому при построении этих каскадов необ-
ходимо обеспечить значительный запас надежности, в частности,
максимальные значения токов и напряжений должны быть в пол-
тора— два раза меньше предельно допустимых. Здесь целесооб-
разно применять более мощные транзисторы, несмотря на увели-
чение стоимости и габаритов.
В каскадах с широкодиапазонной нагрузкой в качестве согла-
сующих устройств используют трансформаторы на отрезках длин-
ных линий (см. гл. 3). Коэффициент трансформации у таких
трансформаторов обычно дискретный v = 1, 2, 3, 4 .. (по напря-
жению, току) и во многих случаях бывает сразу оговорен по тем
или иным конструктивным соображениям. В частности, в каска-
дах с широк одп ап а зонной апериодической нагрузкой первоначаль-
но проектируется межкаекадная цепь связи на заданный диапа-
208
зон частот и затем определяется оптимальная величина коэффи-
циента трансформации [7.9; 7.10; 7.11].
В этих случаях проектирование предоконечното и предвари-
тельных каскадов ведется не только на заданную мощность
Рц-±=Рвх г/т]сц, но и на заданное сопротивление коллекторной
нагрузки транзистора (i—1)-го каскада.
Порядок проектирования при работе транзистора в критиче-
ском (недонапряженном) режиме следующий:
ии = У2Р^. (7.68)
2. Амплитуда первой гармоники IKi, постоянная составляющая
/кв и максимальная величина /к.макс коллекторного тока соответ-
ственно:
1ч = 7ко=^/к1; /к макс = Л ДОП.' (7.69)
«1 (0) «о (0)
3. Напряжение коллекторного питания
£и > UK Гнас/К макс, (7.70)
где знак «>» — для недонапряженного режима, знак « = »— для
критического режима.
4. Максимальное напряжение на коллекторе
макс = + У < У доп . (7.71)
5. Значения Ро, ц, Ррасс, входная цепь и цепь смещения рас-
считываются, как в § 7.4.
Порядок проектирования при работе транзистора в ключевом
режиме:
1. Амплитуда напряжения на коллекторе (см. рис. 7.76)
(7.72)
4
2. Максимальная величина коллекторного тока
/к макс = 2НК//?И Л доп. (7.73)
3. Напряжение коллекторного питания
= 4" гнас^к макс. (7.74)
4. Максимальное напряжение на коллекторе
U =Ек + ии<и (7.75)
к макс К 1 к к доп ' 7
5. Значения Ро, т], Ррасс, входная цепь и цепь смещения рассчи-
тываются, как в § 7.5.
7.7. Особенности проектирования
генераторов при коллекторной
амплитудной модуляции
Известно несколько способов амплитудной модуляции.
К ним относятся: коллекторная, базовая, эмиттерная амплитуд-
ная модуляция; амплитудная модуляция изменением связи гене-
209
ратора с нагрузкой (АМС), а также модуляция изменением ам-
плитуды возбуждения (усиление AM колебаний).
При коллекторной AM транзистор может работать в высоко
эффективном (ключевом или перенапряженном, критическом) ре-
жиме, т. е. модуляция осуществляется при сохранении высокого
КПД коллекторной цепи ВЧ генератора. При этом обеспечивает-
ся высокая линейность, особенно при введении подмодуляции в
предварительные каскады. При базовой и эмиттерной AM транзи-
стор может работать только в недонапряженном режиме, т. е. при
низком КПД коллекторной цепи генератора. Эмиттерная и осо-
бенно базовая модуляция сопровождается значительно большими
нелинейными искажениями. Кроме того, эмиттерная и базовая мо-
дуляция осуществляется путем введения запирающего смеще-
ния на эмигтерный переход транзистора. Это, в свою очередь,
вызывает опасность пробоя эмиттерного перехода. Главным преи-
муществом эмиттерной и особенно базовой AM является сущест-
венно меньший по мощности модулятор.
Из-за низких энергетических показателей коллекторной цепи
ВЧ генератора и значительных нелинейных искажений режим
усиления амплитудно-модулированных колебаний используется
редко. Исключение составляют каскады телевизионных передат-
чиков изображения (см. гл. 10). Амплитудная модуляция измене-
нием связи с нагрузкой (АМС) пока не находит широкого при-
менения на практике.
В связи с этим в настоящее время используется, главным- об-
разом, коллекторная AM в оконечном каскаде. Для обеспечения
высокой линейности модуляционной характеристики /Н1 от Ек для
сохранения высокого КПД коллекторной цепи, а также для умень-
шения паразитной фазовой модуляции вводят подмодуляцию (так-
же коллекторную) в один или несколько предварительных каска-
дов передатчика. Введение подмодуляции в предоконечном каска-
де может быть вызвано еще одним обстоятельством. При низких
коэффициентах усиления по мощности транзистора, а также если
в выходном каскаде используется большое число однотипных ге-
нераторов, предварительный каскад должен будет обеспечивать
значительную колебательную мощность. Обычно напряжение кол-
лекторного питания для него берется таким же, как для выход-
ного каскада. Однако в случае коллекторной модуляции в выход-
ном каскаде напряжение коллекторного питания предоконечного
каскада будет сравнительно низким (равным напряжению коллек-
торного питания ЕКт выходного каскада в телефонной точке).
При таком напряжении коллекторного питания транзистор пред-
о-конечного каскада может не развить необходимую колебатель-
ную мощность. Введение коллекторной подмодуляции (увеличе-
ние мгновенного напряжения на коллекторе при максимальной
мощности) позволяет исключить эти затруднения.
Главная особенность проектирования ВЧ генератора при кол-
лекторной AM состоит в том, что транзистор, в отличие от лам-
пы, не допускает даже кратковременного превышения допустимо-
210
го напряжения на коллекторе. В связи с этим первоначально рас-
чет ВЧ генератора ведется в точке максимальной мощности
Р1 — Р1 макс-
Если задано напряжение источника коллекторного питанияЕкт
(напряжение на коллекторе в телефонной точке), то, прежде все-
го, определяется напряжение
Ек.макс = (1 4* /Д)ЕК т , (7.76)
где т — глубина модуляции определяется заданием на проекти-
рование передатчика. Напряжение Екмакс подставляется в ф-лы
(7.2), (7.3), (7.8) или (7.39), (7.40), (7.41), (7.44) для расчета
генератора в точке максимальной мощности Pt — Pt Макс- При пол-
ном использовании транзистора по напряжению Ек.макс = Ек.ДОп
расчет коллекторной цепи генератора проводится в точке макси-
мальной мощности Е1 = Р1макс по ф-лам (7.2) — (7.11) или (7.39) —
(7.48). После определения напряжения коллекторного питания
Ек макс (7.3) или (7.40) рассчитывают напряжение коллекторного
питания в телефонной точке
Ек = Ек.макс/(1+т). (7.77)
Напряжение Ек.т должен обеспечивать источник питания передат-
чика Еп (обычно он является также источником питания предва-
рительных каскадов и модулятора).
После расчета ВЧ генератора в точке максимальной мощно-
сти проводят ряд дополнительных вычислений. Нижеследующие
формулы записаны в предпосылке линейности модуляционных ха-
рактеристик Л1 и /ко от Ек, что всегда справедливо при подмоду-
ляции предыдущего каскада.
1. Постоянная составляющая коллекторного тока ВЧ генера-
тора (ток в телефонной точке, потребляемый от источника пита-
ния Ект)
Лот =: Ломакс'----• (7.78)
1-^т
2. Мощность, потребляемая от источника питания Ект,
Pqt = Лет Лот— Лмакс ,. , цр (7.79)
+ т)
3. Колебательная мощность ВЧ генератора в телефонной точке
Лт^Лмакс/О+'П (7.80)
4. Низкочастотная составляющая коллекторного напряжения,
обеспечиваемая модулятором,
Еке = тЕк.т . (7.81)
5. Низкочастотная составляющая коллекторного тока, потреб-
ляемая от модулятора,
Лое = тЛот. (7.82)
211
6. Сопротивление нагрузки для модулятора (сопротивление ВЧ
генератора для источника коллекторного питания)
/?н мод = /ЛсОЙ — Екл /^кОт- (7.83)
7. Мощность, потребляемая от модулятора коллекторной цепью
ВЧ генератора,
Ра = ~~ /кос. (7.84а)
Отметим, что от модулятора может потребоваться гораздо
большая мощность Ра . Во-первых, в выходном каскаде может
использоваться не один, а несколько однотипных ВЧ генерато-
ров; во-вторых, при введении подмодуляции в предварительные
каскады потребуется также увеличение мощности модулятора;
в-третьих, надо учитывать потери в выходном трансформаторе мо-
дулятора, КПД которого может составлять 0,8—0,9.
8. Средняя мощность, рассеиваемая на коллекторе ВЧ тран-
зистора,
р — Р 1 + У^ср (7 846)
(1 + т)2
где тср — средняя статистическая глубина модуляции (для рече-
вого сигнала тср«0,3 при тМакс=1).
Значения UKa, /кой, /’мод являются исходными для проектиро-
вания модулятора. Кроме того, из расчета ВЧ генератора изве-
стно напряжение питания модулятора Дп.мод^Кк.т-
Поскольку при коллекторной модуляции от модулятора тре-
буются сравнительно большие мощности (мощность Ра (0,54-
4-1) Рил; (0,1254-0,25)7’1 Макс), модулятор выполняется обычно по
двухтактной трансформаторной схеме при работе транзисторов в
классе В. Такой модулятор практически ничем не отличается от
двухтактного трансформаторного усилителя низкой частоты.
7.8. Проектирование цепей связи
На низких частотах /^0,lfT, как отмечалось выше,
можно не учитывать коллекторные емкости и индуктивности вы-
водов транзистора, поэтому можно считать входное сопротивление
транзистора близким к резистивному ZBX^RBX (или /?'Вх), опре-
деляемому по ф-лам (7.20) или (7.55), (7.59). Межкаскадная цепь
связи между (t—1)-м и i-м каскадами должна обеспечивать необ-
ходимую трансформацию
<7-85)
В широкодиапазонных неперестраиваемых каскадах в качест-
ве согласующих трансформаторов можно использовать трансфор-
маторы на отрезках длинных линий (см. гл. 3). При этом надо
помнить, что у них коэффициент трансформации обычно дискрет-
212
ДЛЯ РАСЧЕТА СХЕМ СВЯЗИ
Таблица 7.3
Схема Расчетные формулы кпд
Г -звено - . 1 1 Л В Ч* - 5 В 'ВВ ~ -। + ~В в °?« и К |сч II ч ,t?' и 11 О и 'L ” О 1 2л f (Lr 4- Lfu) RaQblS
fejL2z_JZ_2S Г - Звено • • м - - с< 1 Х + 7 В -5 <=С |ос о? 7 а?1к ~ * ч 1 „ о| - | [В » + ~ + “ \ К ^l1^ ' X °S -ч "IS Г—*- СЧ t qJq? »—- Д О 1 Й ~ ‘1 В В* " " II и В' 1- 11 J < L 'L л о ^0? 1 i i f ~Ь ^Я1) ' Rl Qcis 1 i । ~Ь ^Д2) RAlz's
Lj Ln Cq u 1V1 У в ^тУ П - звено о г, о о 7 li ~i " ?Г аI а! и “ Л - "1° д ~ . II Л > Аэ i - ч •*> > х а _ t" Salsa 1 й0]»?3 salsa J3 © | СО , Ф Н* '"ю " '" --' 1 1 ' i 1 , 2л f (Lt + £Д1) RoQlix
213
,ный: v=l, 2, 3, 4... Получение промежуточных кратных значений
вызывает значительные конструктивные трудности [7.16].
В каскадах, работающих на фиксированной частоте со или в
узком диапазоне частот (с полосой до ±10%), необходимую
трансформацию (7.85) можно осуществить с помощью согласую-
щих LC-звеньев.
В табл. 7.3 приведены схемы и расчетные соотношения для оп-
ределения параметров Г-, Т- и /7-звеньев, трансформирующих со-
противление Ri и R2 на заданной частоте f. При расчете Т- и
77-звеньев сопротивлением Ro задаются в соответствии с указан-
ными неравенствами в табл. 7.3.
В формулах для КПД согласующих цепей учитываются толь-
ко потери в индуктивностях, поскольку обычно добротность ин-
дуктивностей Qi, много меньше добротности конденсаторов Qc.
Юднако если добротности QL и Qc оказываются соизмеримыми, то
для приближенных оценок КПД в формулы табл. 7.3 необходимо
подставлять Qcp=QlQc/(Ql + Qc) •
В ряде случаев при расчете по приведенным формулам могут
потребоваться столь малые значения индуктивностей, что их реа-
лизация затруднена. Тогда следует усилить неравенство при вы-
боре сопротивления Ro или перейти к значениям индуктивности,
удобной в конструктивном отношении, а избыточное значение ин-
дуктивности скомпенсировать последовательным включением до-
полнительного конденсатора Сд. В обоих случаях это связано с
уменьшением ширины частотного диапазона цепи связи и умень-
шением его КПД.
Согласующие LC-звенья, помимо трансформации сопротивле-
ний RK г_] и RBX f, на основной частоте ю должны обеспечивать оп-
ределенное входное сопротивление на частотах высших гармоник
£вх (пи) .
Например, для генераторов, работающих в недонапряженном
режиме, |2вх(пи)| должно быть достаточно малым, чтобы обес-
печивалась форма напряжения на коллекторе, близкая к гармо-
нической. Для этого согласующая цепь должна начинаться с па-
раллельной емкости С]. Значения элементов согласующей цепи
рассчитываются по формулам из табл. 7.3 с учетом ограниче-
ния (7.1).
Аналогично для ключевых генераторов в генераторах по схе-
мам на рис. 7.8а и 7.10 согласующая цепь должна начинаться с
последовательной индуктивности Lj. Значения элементов согла-
сующей цепи определяются по формулам из табл. 7.3 с учетом
ограничений (7.33) или (7.36). В генераторе по схеме на рис. 7.86
согласующая цепь может начинаться с параллельной емкости С]
или с последовательной индуктивности L2, как в схеме на рис.
7.8а. Элементы определяются из табл. 7.3 с учетом ограничений
(7.34).
На средних и высоких частотах />0,01/т при проектировании
согласующих цепей связи надо учитывать реактивную составляю-
.щую входного сопротивления транзистора Хи(со). В генераторах,
214
работающих в недонапряженном режиме, надо учитывать выход-
ную емкость транзистора (7.1) и индуктивность коллекторного
вывода. В ключевых генераторах коллекторная емкость Ск=
= Ск.а+Ск.п и индуктивность коллекторного вывода включаются
в элементы формирующего LC-контура.
При проектировании цепей связи для широкодиапазонных ге-
нераторов, работающих в недонапряженном режиме, необходимо-
также учитывать частотные зависимости коэффициентов усиления
по току а (и) и р (со). При построении таких генераторов удобно
использовать эквивалентную схему транзистора по первой гармони-
ке (при включении дополнительного сопротивления Лд- и 7?дСд-це-
почки), изображенной на рис. 7.11.
Рис. 7.11. Эквивалентные схемы транзистора:
а) для схемы с ОБ; б) для схемы с ОЭ
А) 3) (в) Ъ
Для схемы с ОБ:
Бет ~ Бэ -ф Z.g, Ra ?"б ®0^6®aYl (0)»
~ #д Yi X? ~ 9) + аоух (0) [шаБб— r6J; Свх к —;
“<Лх
£ = /э. (7.86а)
1фх го/соа э v ’
Для схемы с ОЭ:
Бвх ~ + Бб; 7?вх « Яэ -ф гб -ф <вт Ls ух (0);
^ет « #д Y1 (л - 0) + ух (0) (Ро -®Т Бэ]; Свх « ТЭКВ//?М,
где
, E°Y1(r9), /б, гДе тэкв= — + роСк7?к ух (0). (7.866).
1 + 1 юро/®т МТ
В § 10.3 и в [7.9; 7.10; 7.11] рассматривается проектирование
широкодиапазонных генераторов.
215
7.9. Расчет теплового режима
В расчет теплового режима входит определение макси-
мальной температуры переходов транзистора /°п.макс, которая не
должна превышать предельную допустимую /°п.Доп:
при отсутствии дополнительного теплоотвода
ZLaKe = ^с.макс + РРасс № к + с ) < /°.доп , (7.87)
при охлаждении с помощью дополнительного теплоотвода
^п.макс = ^с.макс + (^.к + т + Ят) < /°.доп . (7.88)
где /%.макс — максимальная температура окружающей среды, °C;
Ррасс—мощность, рассеиваемая в транзисторе, Вт; /?п.к—тепло-
вое сопротивление переход—корпус транзистора, °С/Вт; 7?п.с —
тепловое сопротивление корпус—среда транзистора, °С/Вт; —
тепловое сопротивление корпус—теплоотвод [~ (0,5ч-1,0) °С/Вт];
7?т — тепловое сопротивление теплоотвода (радиатора), °С/Вт.
Мощность Ррасс приближенно равна мощности, рассеиваемой
на коллекторе транзистора, и определяется из расчета генератора.
При усилении AM и ОМ колебаний, при амплитудной модуляции,
при импульсной (телеграфной) работе необходимо подставить
среднее за период модуляции значение рассеиваемой мощности
Ррасе.ср = Р0 ср—Р1 ср-
Тепловое сопротивление теплоотвода определяется из (7.88)
при f п.макс^С t п.доп:
~ ('г.... - 'г.™) - - ) г-89»
г расе
Величина /?т является исходной для проектирования теплоот-
вода. В ряде руководств [7.7; 7.8] расчет теплоотвода проводится
непосредственно без предварительного расчета сопротивления Rt
при заданных ИСХОДНЫХ .величинах Аг.манс, ^°п.доп, Ррасс, #пк-
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
7.1. « Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проекти-
рование и расчет. Под ред. Р. А Валитова, И. А. Попова М, «Советское
радио», 1973. 462 с.
7.2. Козырев В. Б., Попов И. А. Транзисторные генераторы гармонических ко-
лебаний. — «Радиотехника», 1971, т. 26, № 11, с. 90—103.
7.3. Ароиов В. Л., Зайцев А. А. Система параметров генераторных СВЧ тран-
зисторов. — «Электронная техника», сер. «Полупроводниковые приборы»,
1972, вып. 5 (69), с. 165—178
7.4. Попов И. А. Исследование лавинного пробоя транзистора в генераторных
режимах. В кн.: Полупроводниковые приборы и их применение, вып. 26.
М., «Советское радио», 1972, с 41—50.
7.5. Yin Н. В. «Electronic Industries», July, 1960.
7.6. Козырев В. Б. Однотактный ключевой генератор с фильтрующим конту-
ром. В кн : Полупроводниковые приборы в технике электросвязи, вып. 8.
М.., «Связь», 1971, с. 152—166
7.7. Аксенов А. И., Глушкова Д. Н., Иванов В. И. Отвод тепла в полупровод-
никовых приборах. М.., «Энергия», 1971. 175 с.
216
7.8. Скрипников Ю. Ф. Радиаторы для полупроводниковых приборов. М.„
«Энергия», 1973. 48 с.
7.9. Алексеев О. В., Говорухин В. И. О построении Широкополосных транзи-
сторных усилителей мощности. В ки.: Полупроводниковые приборы в тех-
нике электросвязи, вып. 9. М., «Связь», 1972, с. 66—77.
7.10. Козырев В. Б., Попов И. А. Широкодиапазонные неперестраиваемые каска-
ды транзисторных радиопередатчиков. В кн.: Полупроводниковые приборы
в технике электросвязи, вып. 15. М, «Связь», 1975, 80—95.
7.11. Козырев В. Б. Широкодиапазонные неперестраиваемые усилители мощности
на транзисторах по схеме с общим эмиттером. В кн.: Полупроводниковые
приборы в технике электросвязи, вып 16. М, «Связь», 1975, с. 131—142.
7.12. Маттей Д. Л., Яиг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи
и цепи связи. М., «Связь», 1971. 440 с.
7.13. Малорацкнй Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование ц расчет СВЧ элементов
на полосковых линиях. М., «Советское радио», 1972. 230 с.
7.14. Каганов В. И. Транзисторные передатчики. М, «Энергия», 1970. 462 с.
7.15. Козырев В. Б. Транзисторные умножители частоты в ключевом режи-
ме. — «Радиотехника», 1975, т. 30, № 2, с. 54—65.
7 16 Лондон С. Е., Томашевич С В. Трансформаторы на линиях с дробным
коэффициентом трансформации — «Радиотехника», 1974, т 29, № 4,
с 100—101
Глава 8
ВОЗБУДИТЕЛИ
♦
8.1. Вводные замечания
Возбудитель современного радиопередатчика — сложное
и дорогостоящее устройство, во многом определяющее работу пе-
редатчика в целом. Поэтому при разработке передающего обору-
Рис. 8.1. Функциональная схе-
ма возбудителя, (/й — моду-
лирующий сигнал
дования вопросам проектирования воз-
будителей уделяется большое внима-
ние.
В состав возбудителя (рис. 8.1)
входят: датчик опорных частот (ДОЧ),
часто называемый синтезатором час-
тот; формирователь видов работ
(ФВР) на фиксированной поднесущей
частоте; тракт переноса сформирован-
ных колебаний в рабочий диапазон ча-
стот (ПЧ).
Кроме того, большинство возбуди-
телей имеет автономный блок питания, блок дистанционного уп-
равления и устройство стабилизации уровня выходного сигнала
(эти блоки на рис. 8.1 не показаны).
При проектировании возбудителя учитывают следующие основ-
ные технические показатели [8.5]:
1. Диапазон рабочих частот (fn—f3).
2. Характер изменения рабочей частоты (плавный или дискрет-
ный) .
3. Общее количество фиксированных частот (N) или шаг час-
тоты [F=(fB—fs)/N].
4. Нестабильность частоты е=Д/7Д
5. Уровень побочных составляющих [8.3, § 3.2].
6. Инерционность перестройки (время перехода с одной часто-
ты на другую).
7. Виды работ, формируемые в возбудителе.
8. Качественные показатели формируемых видов работ.
9. Выходное напряжение ПВых и сопротивление нагрузки /?н
[обычно иъъгх= (0,5-=-1) В при Дн=50 или 75 0м].
10. Условия эксплуатации.
Как правило, большинство показателей возбудителя взаимо-
связано и обеспечивается компромиссными техническими реше-
ниями.
При проектировании возбудителя необходимо выбрать и обос-
новать структурную схему основных элементов (ФВР, ДОЧ, ПЧ)-,
выбрать и рассчитать электрические принципиальные схемы от-
218
дельных каскадов возбудителя; оценить выполнение .технических,
требований по стабильности частоты, уровню побочных состав-
ляющих и по инерционности перестройки возбудителя.
При проектировании радиопередающего устройства в большин-
стве случаев предполагается применение типового возбудителя,
так как разработка нового возбудителя — весьма сложная и до-
рогостоящая задача. Справочные данные некоторых отечествен-
ных возбудителей приведены в табл. 8.1.
Выбор типа возбудителя определяется назначением передат-
чика, диапазоном его рабочей частоты, техническими параметрами
излучаемого сигнала (см. соответствующие ГОСТы).
В вещательных радиопередающих устройствах ДВ, СВ, КВ и
УКВ диапазонов используются либо типовые возбудители (для
ДВ и СВ «Синхронизатор» или «СВ-150-2»; для КВ — «ВО-71»;
«Декада», «ВТ-53М» и т. д.), либо возбудители типа «кварц-вол-
на», которые разрабатываются изготовителем по согласованию
с заказчиком (т. е. не являются серийными).
Вещательные передатчики УКВ диапазона (УКВ ЧМ вещание
и телевидение) являются одноканальными (или малоканальными)
и комплектуются возбудителями типа «кварц-волна».
За основу схемного и конструктивного построения возбудителя
«кварц-волна» могут быть взяты схема и конструкция опорных
генераторов типа «Нарцисс» или «Лотос» [8.3].
Типовые возбудители для передатчиков КВ и УКВ низовой
подвижной связи пока не выпускаются отечественной промышлен-
ностью. В передатчиках магистральной связи (КВ) используются
возбудители типа «ВО-71», «Декада».
В передатчиках радиорелейной и космической связи исполь-
зуют возбудители типа «кварц-волна» (с умножением частоты);
при этом для частотного уплотнения каналов из опорной частоты-
возбудителя формируют ряд поднесущих частот. При импульсной
или кодово-импульсной модуляции возбудитель упрощается в ча-
сти датчика опорных частот (ДОЧ), но усложняется за счет фор-
мирователя видов работ (ФВР). Типовые возбудители для пере-
датчиков радиорелейной и космической связи отсутствуют.
В последние годы для радиосвязи и радиолокации широко
используют шумоподобные сигналы. Ввиду специфичности и слож-
ности построения возбудителей для таких случаев в настоящем
пособии они не рассматриваются.
При невозможности использования типового возбудителя необ-
ходимо разработать возбудитель с требуемыми техническими по-
казателями.
8.2. Выбор и обоснование
функциональной схемы датчика
опорных частот
При небольшом числе фиксированных частот (7V<10)
ДОЧ строят по принципу «кварц-волна» [8.1, § 12.1]. При этом для
каждой рабочей частоты используют автогенератор со своим квар-
219
220
Таблица 81
<U Й 5 1 я « U « ч о к >3 я а я ч Диапазон частот, МГц fa-fB Относи- тельная нестабиль- ность час- тоты «вых Характер перекры- тия диапа- зона Подавле- ние побоч- ных коле- баний, дБ Виды ра- бот в воз- будителе Габариты мм Масса, кг Шаг сетки частот F Я X 3 СО S N Примеча- ние
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
ВО-71 «Декада» 41-51 (46-31) 41-49 ВТ53М ВТ-44 ВД-43 ВД-54 Арена 1,5—30 3-30 0,00005—50 0,00005-1,0 3—6 1,5—3 3—6 1,5—3 1,5—30 2-Ю-7 2-10“7 за сутки; 2-10“6 за месяц 5-10“9 за! с при/=5 МГц 5-10“9 за 1 с 3,3-10~5 3,3-10~5 7-10“5 7-10“5 1-10“8 Дискретный по декадам То же —s— —»— Плавный Плавный —»— —-»— Дискретный по декадам —60 —50 —54 —60 —60 —60 —60 —60 —60 А1, АЗА, АЗВ, АЗН, АЗ, F1, F6, F3 А1, АЗА, АЗВ, АЗР, A3J, F1, F3, F6 Fl, F6 Fl, F6 Al, F1.F6 Al, Fl, F6 Al, F1 Al, F1 AI, АЗ, АЗВ, Fl, F6 850X640X Х495 1055Х530Х Х603 480X200X Х475 480X280X Х475 334X277X Х437 334Х277Х Х437 360X573X Х300 360X573X Х300 200 200 59 40 40 40 40 40 100 Гц 100 Гц 0,01 Гц 0,01 Гц (до 100 кГц), далее 0,1 Гц 100 Гц 0,8 1 0,5 1 150 150 150 150 75 Ом 75 Ом 50 Ом 50 Ом 20 кОм 43 пФ 20 кОм 43 пФ 20 кОм 43 пФ 20 кОм 43 пФ Цена 20 500 руб. Время переклю- чения частоты< < 1 мкс Время переклю- чениям! мкс Потребляемая мощность Ро=15О Вт Ро=15О Вт Ро=25О Вт Ро=25О Вт Используется в приемнике «Аре- на»
Г1 ррД|Ошжание табл 8.1
цевым резонатором. Именно по это-
му принципу построен ДОЧ в воз-
будителе ВТ-2 [8.4]. Основным недо-
статком датчиков опорных частот
этого типа является их громозд-
кость при увеличении числа рабочих
частот N.
Если JV>10, в ДОЧ использует-
ся диапазонно-кварцевая стабилиза-
ция частоты [8.5, гл. 7]. При относи-
тельно небольшом числе фиксиро-
ванных рабочих частот (Л'=411004-
4-200) ДОЧ, как правило, строят
по принципу генератора гармо-
ник [8.5, § 2—1] или по интерполя-
ционному принципу [8.2, с. 265].
В датчике опорных частот, по-
строенном по принципу генератора
гармоник, из колебаний опорного
кварцевого генератора с помощью
умножителей частоты формируется
ряд частот в заданном диапазоне
/н—/в с требуемым шагом F. Далее
узкополосным полосовым фильтром
выделяется сигнал требуемой рабо-
чей частоты. По такому принципу
построен ВТ-53М.
При интерполяционном принци-
пе построения ДОЧ [8.2, с. 265] ра-
бочая частота получается путем
сложения (или вычитания) двух
вспомогательных частот и f2. На-
пример, ДОЧ возбудителя ВЧД-100,
построенного по интерполяционному
принципу, использует ряд сменных
частот fi и плавно изменяемую ча-
стоту fz. Если и flt и f2 изменять ди-
скретно, то, увеличивая количество
фиксированных преобразуемых ча-
стот (fi и Д), в интерполяционном
ДОЧ можно получить произвольное
количество рабочих частот N. Но
при этом более рациональным ока-
зывается использование принципа
многократной интерполяции (рис.
8.2). В отличие от однократной ин-
терполяции, здесь удается получить
большее количество фиксированных
частот N при том же количестве
221
кварцев и легче решается задача выделения полезного сигнала на
выходе преобразователей частот [8.2, с. 278].
Кварцевые генераторы КГ0, КГъ КГъ ..., КГп (см. рис. 8.2)
обеспечивают соответственно Ад, Ait А& Ап фиксированных ча-
стот каждый.
Рис. 8 2. Функциональная схема ДОЧ, построен-
ного по принципу многократной интерполяции
Преобразователи частоты CMt—СМп и полосовые фильтры
ПФь ПФъ ПФП позволяют получить суммарные или разностные
частоты. На практике часто для упрощения схемы используются
только суммарные или только разностные частоты. При этом об-
щее количество фиксированных частот на выходе возбудителя бу-
дет N=AgAi... Ап.
В современных возбудителях вместо нескольких кварцевых ге-
нераторов используют, как правило, лишь один опорный кварце-
вый генератор, а для получения вспомогательных частот
/о, fn (см рис. 8.2) частота опорного генератора подвергается
когерентным преобразованиям. Датчики опорных частот, в кото-
рых рабочая частота изменяется децимальными ступенями (на-
пример, через 100 Гц, 1 кГц, 10 кГц и т. п., см. возбудитель
«ВО-71»), принято называть декадными.
Дальнейшим развитием принципа многократной интерполяции
является принцип «идентичных декад» (рис. 8.3).
Рлс. 8.3. Функциональная схема ДОЧ с иден-
тичными декадами
На рис. 8.3 высокостабильный кварцевый генератор КГ рабо-
тает на частоте /кг • В блоке «Формирователь вспомогательных
частот» образуются сигналы десяти опорных частот fOi _1_/о01ои
сигнал с частотой f’Q=fot /9.
222
Опорные частоты /о, —/о1о связаны соотношением /о„= fa, +
+ (п—1)-Д/, где п=1, 2, 10; Д/ — шаг сетки вспомогательных
частот. С помощью декадных переключателей /71—Пп сигнал
с одной из частот fo, —folo можно подать на вход каждого декад-
ного преобразователя СМ. Полосовые фильтры ПФ выделяют
сигналы суммарной частоты. Частота выделенного сигнала затем
делится в десять раз в делителе частоты Д (в последней декаде
делитель отсутствует). Нетрудно показать [8.1, § 12.3], что выход-
ная частота подобного ДОЧ может быть найдена из соотношения
/вых= Ю/' + Д f + • • •+ j ,
где к — число декад; щ — номер положения переключателя Пц
(nfi = 0, 1, ..., 9).
Шаг полученной сетки частот в раз мельче интервала
между соседними опор1НЫ|МИ частотами fOi —/о,„.
Существенным достоинством датчиков опорных частот подоб-
ного типа является возможность получения сколь угодно малого
шага частоты за счет увеличения числа декад. Большинство эле-
ментов ДОЧ идентично; перестройки АС-контуров не требуется.
Однако при использовании принципа идентичных декад необ-
ходимо значительное количество преобразователей частоты, по-
лосовых фильтров, что в конечном итоге усложняет получение
подавления побочных частот на выходе ДОЧ более чем на 60—
80 дБ.
Рассмотренные выше принципы построения датчиков опорных
частот относятся к так называемому методу синтеза, при кото-
ром частота выходных колебаний ДОЧ образуется в результате
сложения, вычитания, деления, умножения опорных вспомогатель-
ных частот.
Другой метод построения датчиков опорных частот основан
на анализе частот. В возбудителях, построенных по методу ана-
лиза, можно выделить три основные части:
1. Управляемый по частоте автогенератор, частота колебаний
которого f/yr) является рабочей частотой возбудителя.
2. Цепь коррекции частоты управляемого генератора. Для кор-
рекции частоты используются системы фазовой АПЧ (ФАПЧ) или
частной автоподстройки частоты (ЧАП). Поскольку системы ФАПЧ
обеспечивают меньшую нестабильность частоты подстраиваемого
генератора, чем системы ЧАП, в возбудителях большей частью
используются именно системы фазовой АПЧ.
3. Тракт анализа частоты /уГ . В качестве тракта анализа мо-
жет быть использована любая из схем ДОЧ, построенного по ме-
тоду синтеза с той лишь разницей, что преобразование частоты
ведется в обратном направлении [от /Вых=/уг к частоте, на ко-
торой работает дискриминатор системы автоматической подстрой-
ки частоты (АПЧ)].
Разнообразные схемы ДОЧ, построенные по методу анализа
частот, можно разделить на две разновидности'
223
а) с суммированием — вычитанием частоты в тракте анализа;
б) с делением частоты в тракте анализа.
На рис. 8.4 для примера представлена схема ДОЧ, построен-
Рис. 8 4. Функциональная схема ДОЧ, по-
строенного по методу анализа с вычита-
нием частот
тот. Тракт анализа частоты /уг по
ного по методу анализа с ис-
пользованием вычитания ча-
стот. Здесь: ФД — фазовый
детектор; КГ0—КГп — квар-
цевые генераторы; СМ{—
СМп — преобразователи ча-
стот; ПФ1—ПФп— полосо-
вые фильтры; УТ —управ-
ляемый по частоте генера-
тор; УЭ — элемент управле-
ния частотой генератора;
ФНЧ—фильтр нижних час-
существу представляет собой
’многократный преобразователь частоты. Система автоподстройки
частоты — фазовая. Выходным сигналом ДОЧ являются колеба-
ния управляемого генератора без каких-либо нелинейных преобра-
зований. Это обеспечивает повышение спектральной чистоты вы-
ходного сигнала ДОЧ по сравнению со спектральной чистотой ко-
лебаний на выходе ДОЧ, построенного по методу синтеза частот,
где выходной сигнал получается за счет нелинейных преобразова-
ний сигналов вспомогательных частот.
В установившемся режиме работы системы ФАПЧ частота вы-
ходного сигнала ДОЧ (см. рис. 8.4) находится из соотношения
/вых = /ур — /о + Л + • * + fn-
ИзмФшя частоты Д—fn, можно изменять Дых-
Существенным недостатком датчиков опорных частот рассмот-
ренного типа является сложность получения шага частот F менее
100—200 Гц. Дело в том, что шаг частот определяется рабочей
частотой фазового детектора (F=f0). При уменьшении fo для обес-
печения требуемой фильтрации этой частоты в тракте АПЧ необ-
ходимо увеличивать инерционность фильтра нижних частот ФНЧ-,
при этом, естественно, возрастает длительность переходных про-
цессов в ДОЧ.
Примером возбудителей, в которых датчики опорных частот
построены по методу анализа с
вычитанием частот, являются воз-
будители типа ВД-54, ВД-43,
Р-802ГМ.
Упрощенная функциональная
схема ДОЧ, построенного по ме-
тоду анализа с делением частоты
в тракте анализа, изображена на
рис. 8.5. Сигнал с выхода дели-
теля частоты поступает на фазо-
вый детектор, на который одно-
временно подается сигнал квар-
224
Рис. 8 5. Функциональная схема
ДОЧ, построенная по методу анали-
за с делением частоты в тракте ана-
лиза
цевого генератора КГо с частотой f0- Выходное напряжение фазо-
вого детектора через фильтр нижних частот (ФНЧ) воздействует
на управляющий элемент (УЭ), который изменяет частоту управ-
ляемого генератора (КГ). В установившемся режиме fo=fyr /АД
где N — коэффициент деления частоты. Изменяя коэффициент де-
ления N, можно изменять частоту колебаний на выходе ДОЧ1
/уг
Если коэффициент деления N может принимать только значе-
ния целых чисел, то шаг частоты ДОЧ (а значит, и возбудителя))
будет равен f0. При использовании делителей частоты с дробным®
коэффициентами деления частоты шаг частоты может быть мень-
шим f0 [8.6].
В качестве делителей частоты с переменным коэффициентов
деления (ДПКД) используются счетчики импульсов. Цифровые
ДПКД устойчиво работают при частоте входного сигнала менее
20—30 МГц. Если fyr >204-30 МГц, то для снижения частоты
входного сигнала ДПКД используется два способа: понижение
частоты вычитанием (рис. 8.6а); понижение частоты делением
/(рис. 8.66).
На рис. 8 6: КГ — кварцевый генератор; ДПКД — делитель с
переменным коэффициентом деления; СМ — преобразователь ча-
Рис. 8.6 Функциональная схема ДОЧ с использованием понижения
частоты колебаний на входе ДОЧ
стоты; ФД— фазовый детектор; ФНЧ — фильтр нижних частот;:
УГ— управляемый по частоте генератор; УЭ— элемент управле-
ния частотой УГ; Д — делитель частоты в т раз; У — умножи-
тель частоты в R раз. (Датчики опорных частот, построенные по^
схемам рис. 8а и 86, имеют одинаковый шаг частоты F=f0.)
При понижении частоты колебаний на входе ДПКД вычита-
нием (рис. 8.6а) часто приходится весь диапазон изменения частот
ты fyr разделять на поддиапазоны, чтобы для каждого из ни®
получить такие диапазоны изменения отношения fyr IftJK при ко-
торых обеспечивается меньший уровень побочных составляющие
в полосе пропускания полосового фильтра, выделяющего полез-
ный сигнал на выходе СМ.
Уменьшение в т раз рабочей частоты фазового детектора при-
водит к увеличению инерционности системы ФАПЧ, что являете®
недостатком варианта, показанного на рис. 8.66.
Отметим достоинства датчиков опорных частот с ДПКД'.
1. Возможность получения выходного сигнала с высокой спект-
ральной частотой.
8—243 225
2. Возможность получения большого числа фиксированных
частот.
3. Возможность микроминиатюрного исполнения ДОЧ.
• К числу недостатков ДОЧ с ДПКД относятся:
1. Большая, чем в ДОЧ, построенных по принципу «идентич-
ных декад», инерционность перестройки с одной рабочей частоты
на другую. Это объясняется значительной инерционностью систе-
мы ФАПЧ.
2. Сложность получения малого шага частоты (F< 100—200 Гц).
Таким образом, определяющим при выборе функциональной
схемы датчика опорных частот являются величина шага частоты,
число рабочих волн, уровень побочных составляющих и инерцион-
ность перестройки:
а) при небольшом числе частот (jV<10) ДОЧ строится по
принципу «кварц-волна». При 10<У 1004-200 обычно исполь-
зуются ДОЧ, построенные по интерполяционному принципу (при
жестких требованиях по быстродействию) или по принципу гене-
ратора гармоник (инерционность возбудителя большая, уровень
побочных составляющих — менее —60 дБ). При большом числе
рабочих частот используются возбудители с «идентичными дека-
дами» (при малой инерционности перестройки, при малом шаге
частоты) или возбудители с ДПКД (при малом уровне побочных
составляющих — 60 дБ и менее);
б) для снижения уровня побочных составляющих при форми-
ровании выходного сигнала ДОЧ большое значение имеет после-
довательность преобразований сигнала. Используемая в ДОЧ по-
следовательность преобразований не должна приводить к увели-
чению уровня побочных составляющих в процессе преобразований
сигнала.
Отметим характерные особенности частотных преобразований
[8.3, § 3.3].
I. Умножение частоты приводит к повышению уровня побоч-
ных составляющих, деление, как правило,— к понижению. Поэто-
му использование деления частоты предпочтительней умножения
частоты.
2. Для получения больших коэффициентов умножения частоты
используется последовательное умножение несколькими каскада-
ми, что упрощает выделение полезного сигнала.
3. Отношение частот, складываемых или вычитаемых в пре-
образователях частоты, должно выбираться исходя из допустимого
уровня побочных составляющих (см. § 8.4).
8.3. Формирование видов работ
в возбудителе
При угловой модуляции (манипуляции) передача ин-
формации связана с изменением частоты и фазы колебаний; при
этом управление колебаниями производится в возбудителе.
226
В радиопередатчиках с амплитудной модуляцией (манипуля-
цией) управление колебаниями из-за энергетических соображений
чаще всего производится в оконечном каскаде (или в оконечном
и предоконечном каскадах). Тем не менее в сложных современ-
ных возбудителях амплитудная телефония (АЗ) или амплитудный
телеграф (А1) предусматриваются либо в целях универсализации
возбудителя, либо как резервные виды работ.
Однополосная модуляция осуществляется в возбудителе радио-
передающего устройства.
Таким образом, в универсальных возбудителях формируются
все виды работ. Например, в возбудителе типа «ВО-71» предусмот-
рено более 30 видов работ. В возбудителях предусматриваются
формирователи видов работ (ФВР), позволяющие осуществить
требуемые виды работ.
В простейших возбудителях (типа «кварц-волна» или в воз-
будителях интерполяционного типа с малым числом рабочих час-
тот) формирование требуемого вида работ производится одновре-
менно с формированием рабочей частоты, т. е. возбудитель нельзя
условно разделить на формирователь видов работ (ФВР) и дат-
чик опорных частот (ДОЧ) (см. рис. 8.1). Такое построение воз-
будителя рационально с позиций снижения габаритов, массы его,
если при этом обеспечиваются требуемые качественные показа-
тели сформированного колебания. Однако с увеличением числа
каналов и диапазона рабочих частот возбудителя становится вы-
годным формирование видов работ и опорных частот в самостоя-
тельных блоках. Это тем более необходимо делать, если разраба-
тываемый возбудитель планируется использовать одновременно
и для передатчика, и для приемника (например, для подвижной
радиостанции).
Совмещение функций формирования видов работы с формиро-
ванием рабочей частоты возбудителя усложняет получение требу-
емого подавления побочных составляющих на выходе возбудителя,
особенно если возбудитель должен работать в широком диапазоне
частот. Еще более усложняется эта задача в возбудителях, по-
строенных по методу анализа частот (см. § 8.2), так как постоян-
ная времени кольца АПЧ будет ограничивать скорость манипуля-
ции, а расширение полосы пропускания фильтра нижних частот
для обеспечения высокой скорости манипуляции ухудшит филь-
трующие свойства системы АПЧ.
По указанным причинам в многоканальных современных воз-
будителях ввод информации (формирование требуемых видов ра-
бот) осуществляется на одной фиксированной вспомогательной ча-
стоте /м, а в тракте переноса частот (ПЧ) осуществляется преоб-
разование сформированных колебаний в рабочий диапазон частот
с помощью регулируемой опорной частоты f (см. рис. 8.1).
В тракте переноса частот (ПЧ) преобразователи частоты дол-
жны работать в линейном режиме (уровень выходного сигнала
линейно зависит от уровня входного сигнала, поступающего с фор-
мирователя видов работ). Диапазон датчика опорных частот (точ-
8* 227
згее, диапазон частоты f — см. рис. 8.1) смещен относительно диа-
пазона рабочих частот возбудителя на величину fM (т. е. на вели-
чину средней частоты колебаний на выходе ФБР).
При построении схемы ФБР необходимо стремиться к макси-
мальному использованию одних и тех же каскадов для форми-
рования различных видов работ.
Частоты сигналов )м и f, поступающих на входы тракта пере-
носа частот (см. рис. 8.1), обычно в несколько раз выше рабочей
частоты возбудителя и выбираются такими, чтобы их разность
равнялась рабочей частоте. Чем выше частоты fM и f, тем легче
отфильтровать побочные составляющие в тракте переноса частот.
•Ограничением для увеличения [м и f служит увеличивающаяся с
ростом частоты сложность построения каскадов возбудителя.
Обычно и f не выше 200 МГц при (fM±f) =С30 МГц. Соотноше-
ние между fM и f выбирают, исходя из требуемого уровня подавле-
ния побочных составляющих (см. следующий параграф).
Формирование однополосного сигнала в ФБР осуществляется
чаще всего с помощью фильтров и повторной балансной модуля-
щией [8.2, с. 302]. Одноканальные однополосные ФБР строятся
« шириной полосы 3 кГц, двухканальные — с шириной полосы от
3 до 6,0 кГц каждый.
Для частотной модуляции используют чаще всего автогенера-
'тор, который в такт с телеграфными посылками расстраивается
яа требуемую величину ±Af от среднего значения. Для получения
^большей стабильности средней частоты при частотной манипуля-
ции (F1 или F6) отклонение частоты получают путем не прямого,
а косвенного регулирования частоты манипулируемого генерато-
ра — к фиксированной средней частоте, определяемой автогене-
ратором, прибавляют (или вычитают из нее) требуемую величину
Af в дополнительном смесителе частот; причем сдвиг частоты Af
получают за счет деления частоты автогенератора в требуемое
число раз.
Внедрение повышенных скоростей манипуляции, освоение СВЧ
.’диапазонов, специфика которых требует использования больших
(Сдвигов частоты при манипуляции (например, для линий ионо-
’сферного рассеяния необходим частотный сдвиг 6—11 кГц [8.27]),
.привели к необходимости поиска таких путей формирования сиг-
налов ЧТ (или ДЧТ), при которых обеспечивается более высокая
«стабильность частот, существенно меньшая погрешность частот-
ных сдвигов. Весьма эффективным направлением в решении ука-
занных задач является использование принципа формирования
сигналов ЧТ или ДЧТ с помощью управляемых делителей часто-
ты при неизменных параметрах опорного генератора [8.27, гл. 3].
Амплитудная и фазовая телеграфия может быть осуществлена
в соответствии с рекомендациями [8.2, гл. 9]. Необходимо под-
черкнуть, что для уменьшения высших гармоник в спектре теле-
графного сигнала телеграфные посылки должны быть скруглены
(«мягкое» манипулирование) — эти посылки пропускаются через
фильтр нижних частот в соответствии со скоростью телеграфирова-
21В
ния Формирование сигналов фазовой манипуляции осуществляется
чаще на базе дискретных (цифровых) микросхем {8 27, § 3 8].
На рис. 8.7 для примера представлена упрощенная функцио-
нальная схема формирователя видов работ возбудителя «ВО-71»,
Рис 8 7. Функциональная схема формирователя видов работ возбу-
дителя ВО-71
Виды работы Положение ключей Место ввода информации в ФВР Примечания
К.
А1, АО 4 2 Модулирующий сигнал управляет А3 Ключ Кз—электронный
АЗ, АЗА, АЗВ, АЗН, A3J 3 2 F1 (1-й канал) F (2-й канал) Остаток несущей рег-ся R (при 100%—АЗ)
F3 (ЧМ) 4 1 Fn Уровень сигнала 128 кГц=100%
F1 (ЧТ) 2 2 Fin Регулятор R в положе- нии «0%»
F6 (ДЧТ) 2 2 Fni Регулятор R в положе- нии «0%»
«Внешн. инф.» 1 2 «Внешн. инф.» Регулятор R в положе- нии «0%»
в котором обеспечиваются следующие виды работ: АО; А1; АЗ;
АЗА; АЗВ; АЗН; A3J; Fl; F6; F3 и др. От датчика опорных частот
в ФВР поступают частоты 128; 500; 94 кГц и 5,5 МГц. Модули-
рующий сигнал обозначен F. Установка требуемого вида работ
производится с помощью ключей Ль Кг и Кз- Однополосная мо-
дуляция обеспечивается с помощью полосовых фильтров и трех-
кратной балансной модуляции на частотах поднесущих 128;
722 кГц и 5,5 МГц. Требуемая боковая полоса выделяется на вы-
ходе первого балансного модулятора (АМ{ или BM'i) кварцевым
полосовым фильтром (K&i или КФ\ соответственно); на выходе
второго и третьего балансных модуляторов — полосовыми LC-филь-
трами (ПФ2 и ПФ$ соответственно). Ввод информации по первому
каналу — сигнал Flt по второму — F. При режимах работ АЗ, АЗВ
на входы обоих каналов подается один и тот же модулирующий
сигнал. Уровень несущей регулируется с помощью делителя на-
пряжения р.
229
Режимы работ Fl, F3, F6, АО и А1 формируются, минуя тракт
первого балансного преобразования частот (см. рис. 8.7).
Для осуществления режимов Fl, F6, F3 используются блоки
управления частотой (блоки ЧТ и ЧМ, рис. 8.7).
Как видно из рис. 8.7, в формирователе видов работ возбу-
дителя «ВО-71» для формирования различных видов работ удает-
ся использовать несколько общих каскадов, что уменьшает стои-
мость и габариты возбудителя.
8.4. Выбор частот возбудителя
Разработка функциональной схемы возбудителя может
считаться законченной после того, как выбраны рабочие частоты
каждого каскада и определены технические требования к каждо-
му из них.
Выбор частот, используемых в возбудителе для получения
требуемой рабочей частоты колебаний на выходе возбудителя,
определяется следующими факторами:
1. Способом ввода информации в возбудитель (подробнее об
этом говорилось в предыдущем параграфе).
2. Необходимостью выбора такого соотношения частот А//г
в преобразователях частоты, при котором в полосу пропускания
фильтра, выделяющего полезный сигнал с частотой (ft+fe) или
(fi—fz), не попадают комбинационные составляющие (±tnfi±nfz)
недопустимо низких порядков (8.3, с. 101]. Порядком комбинацион-
ной составляющей называют
величину р — т + п, где т и
ПЛ 5 7 Ч
п=0, 1, 2...
На рис. 8.8 представлена
ориентировочная зависимость
ослабления d комбинационных
составляющих от величины их
порядка р; ослабление комби-
национной составляющей рас-
тет с ростом ее порядка р. Ве-
личина ослабления и скорость
и р его роста зависят от р, а так-
Рис. 8.8. Зависимость ослабления ком- же_ от кривизны вольт-ампер-
бииационных составляющих от величи- НОЙ характеристики нелиней-
ны их порядка ных элементов преобразовате-
ля частоты, от его схемы пост-
роения и режима работы [8.3, § 2.4].
Выбор соотношения (или диапазона изменения соотношения)
частот А и f2 производится по известной номограмме, приведенной
на рис. 8.9. На этой номограмме fc — частота полезного колебания
на выходе преобразователя частоты (fc = fi + fz или fc=h—А).
По номограмме находят участок рабочей линии А = А + А (или
А=А—А), соответствующей полезному сигналу, с таким соотно-
шением fi/fz, при котором рабочая линия fc не пересекается с дру-
230
Рис. 8.9. Номограмма для определения комбинационных частот
Пример При /1/72=0,800-^0,941 и /с=/2—fi рабочая линия пересекается
с комбинационными составляющими 6fi— 5f2, 5ft^4f2, 4ft— 4f2 и 6f2—(cm.
рис. 8.9), имеющими 8, 9 и 11-й порядок. При этом побочные комбинационные
составляющие на выходе преобразователя частоты будут ослаблены не менее
чем на 78 дБ (см. рис. 8.8). Если требуется большее их подавление, то или
выбирают другую область рабочей линии (другое соотношение /i/f2), или в
возбудителе используется дополнительно разбиение на поддиапазоны. При этом
необходимо, чтобы в каждом из поддиапазонов использовались такие соотно-
шения при которых получается требуемое ослабление побочных комбина-
ционных составляющих (например, при fi/fc = 0/9414-0,866 р>1'1 и ослабление
'более 87 дБ).
гимн в диапазоне изменения fl/f2 и наиболее удалена (по оси
ординат) от линий, соответствующих комбинационных состав-
ляющих.
231
Расстояние по вертикали от рабочей линии до ближайших нера-
бочих линий в используемом диапазоне соотношения fififz опре-
делит расстройку по частоте (относительно полезного сигнала fc)-
Порядок комбинационной составляющей указан на каждой линии
номограммы. Пересечение рабочей линии с другими в диапазоне
изменения fi/f2 свидетельствует о совпадении частот полезного сиг-
нала fc и комбинационной составляющей в точке пересечения.
Ослабление такой комбинационной составляющей достигается лишь
выбором режима работы и схемы преобразователя и не может
быть увеличено последующими (за преобразователем частоты)
фильтрами [8.3].
3. В возбудителях с ДПКД счетного типа (т. е. с ДПКД, по-
строенными на цифровых элементах [8.7]), максимальная частота
сигнала на входе ДПКД не должна превышать 20—30 МГц. Де-
лители счетного типа с постоянным коэффициентом деления, по-
строенные на интегральных микросхемах, устойчиво работают
при (604-100) МГц. Для понижения частоты входного сиг-
нала ДПКД используют способы, рассмотренные в § 8.2.
4. Номиналы поднесущих частот в формирователе видов работ
возбудителя определяются особенностями построения формирова-
ния однополосного сигнала (подробнее в гл. 6).
При выборе номиналов поднесущих (или других .вспомогатель-
ных) частот, используемых в возбудителе, необходимо стремиться
к использованию таких частот, которые или уже употребляются
в других каскадах, или могут быть наиболее просто получены из
других вспомогательных частот.
Выбрав значения частот, необходимо определить требования
к фильтрам, используемым в возбудителе: зная диапазон измене-
ния частоты полезного сигнала, степень ослабления и расстройку
мешающих комбинационных составляющих, определяют полосу
пропускания фильтра и необходимое ослабление фильтра на ча-
стотах ближайших побочных комбинационных составляющих.
Ослабление комбинационной составляющей (в децибелах) на вы-
ходе фильтра равно сумме ослабления преобразователя частоты
и ослабления фильтра. Естественно, что оно должно быть не хуже
требуемого по техническому заданию.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
8 1. Радиопередающие устройства. Под ред Г. А Зейтленка. М, «Связью,.
1969. 542 с.
8 2. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., «Связь»-,
1972. 456 с.
8 3. Сартасов Н. А., Едвабный В. М., Грибин В. В. Коротковолновые магист-
ральные радиоприемные устройства. М., «Связь», 1971. 288 с.
8 4. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частот. М., «Связь», 1969. 80 с.
8 5. Левин В. А. Стабилизация дискретного множества частот. И., «Энергия»,
1970. 326 с.
8 6 Козлов В. И., Варфоломеев Г. Ф. Цифровой синтез частот на основе дроб-
ного деления. — «Вопросы радиоэлектроники», X, 1971, № 3, с. 78—83.
8.7 Варфоломеев Г. Ф. Вопросы проектирования цифровых синтезаторов и не-
232
которые пути их решения. — «Вопросы радиоэлектроники», X, № 3, 1971,
с. 73—78.
8.8. Шитиков Г. Т. Стабильные диапазонные автогенераторы. М., «Советское
радио», 1965. 614 с.
8.9. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Под ред.
Р. А. Валитова и И. А. Попова. М., «Советское радио», 1973. 462 с.
8.10. Елисеев А. А., Лейфер М. М. Автогенератор с широкополосной перестрой-
кой частоты варикапом. — «Вопросы радиоэлектроники», серия РТ, 1970,
№ 4—5, с. 107 и ИЗ.
8.11. Воробьев А. М., Непринцев В. И. 7?С-автогеиератор с повышенной ста-
бильностью частоты на основе гибридной схемы с распределенными пос-
тоянными. — «Микроэлектроника», № 1, с. 16—23. Таганрог, 1973.
8.12. Сун, Перестраиваемые генераторы синусоидальных колебаний на инте-
гральных схемах. — «Зарубежная радиоэлектроника», 1973, № 1.
8.13. Альтшуллер Г. Б. Кварцевая стабилизация частоты. М., «Связь», 1974.
8.14. Варфоломеева Г. И. и др. Малогабаритный высокостабильный кварцевый
генератор. — «Электронная техника», IX, 1967, вып. 3, с. 37.
8.15. Верзунов М. В. и др. Проектирование радиопередающих устройств. Л.,
«Энергия», 1967. 375 с.
8.16. Лабутин В. К. Частотно-избирательные цепи с электронной перестройкой.
М., «Энергия», 1966. 207 с.
8.17. Знаменский А. Е., Лоткова Е. Д. О расчете фильтров, состоящих из свя-
занных контуров. — «Вопросы радиоэлектроники», серия ТПС, 1971, № 5.
•8.18. Шахгильдяи В. В., Ляховкии А. А. Системы фазовой автоподстройки ча-
стоты. М., «Связь», 1972. 447 с.
8.19. Усоскин Э. Г. Методика расчета и конструирование спирально-резоиатор-
ных фильтров. — «Вопросы радиоэлектроники», серия ТПС, 1971, вып. 9,
с. 22—39.
8.20. Нисневич Д. Г., Левин В. А, Анализ структурных схем делителей частоты
с переменным коэффициентом деления. — «Вопросы радиоэлектроники»,
серия ТРС, 1972, вып. 1, с. 80—89.
8.21. Ризкин И. X. Умножители и делители частоты. М., «Связь», 1966. 296 с.
8.22. Жаботинский М. Е., Романова Р. М. Варакторные умножители частоты
параллельного типа. — «Радиотехника», 1972, № 7, 8, с. 40—48 и 58—65.
8.23. Аппаратура для частотных и временных измерений. Под ред. А. П. Горш-
кова. М., «Советское радио», 1971. 334 с.
8.24. Лапицкий Е. Г., Семенов А. М., Сосновкин Л. Н. Расчет диапазонных ра-
диопередатчиков. Л., «Энергия», 1974. 270 с.
8.25. Губернаторов О. И., Соколов Ю. Н. Цифровые синтезаторы частот радио-
технических систем. М., «Энергия», 1973. 175 с.
8.26. Львович А, А., Гейсман Ю. В. Высокостабильные кварцевые генераторы
на туннельных диодах. М., «Связь», 1970. 168 с.
8.27. Машбиц Л. М. Цифровая обработка сигналов в радиотелеграфной связи.
М., «Связь», 1974. 192 с.
8.28. Дальняя связь. Под ред. А. М. Зингеренко. М., «Связь», 1970. 285 с.
8.29. Рараев В. А. Однополосные радиопередатчики. М., 1ВЗЭИС, 1970. 108 с.
8.30. Босый Г. Д. Электрические фильтры. УССР, ГИТТЛ, Киев, 1964. 515 с.
Глава 9
ПРОЕКТИРОВАНИЕ И РАСЧЕТ
КОЛЕБАТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ
УСИЛИТЕЛЕЙ МЕТРОВОГО,
ДЕЦИМЕТРОВОГО И САНТИМЕТРОВОГО
ДИАПАЗОНОВ
9.1. Особенности конструкций
усилительных приборов
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Для генерирования, усиления и преобразования колеба-
ний на ОВЧ, УВЧ и СВЧ используются электронные приборы е
электростатическим управлением (диоды, триоды, тетроды). Ши-
рокое применение на этих частотах находят полупроводниковые
приборы (транзисторы, туннельные диоды, варикапы и т. д.).
На СВЧ и УВЧ используются электронные приборы с динамичес-
ким управлением (клистроны, ЛБВ, магнетроны и т. д.). У боль-
шинства приборов с электродинамическим управлением колеба-
тельная или замедляющая система входит в конструкцию усили-
тельного прибора. Большинство полупроводниковых и электрон-
ных приборов — с электростатическим управлением, некоторые
клистроны имеют внешнюю, проектируемую отдельно от усили-
тельного прибора, часть колебательной системы.
Данная глава посвящена вопросам проектирования и расчета
колебательных систем усилителей, работающих на приборах с
электростатическим управлением. Усилительный прибор рассмат-
ривается как часть колебательной системы, обычно выполняемой
в виде замкнутого резонатора. Изложенная методика может быть
использована для расчета колебательных систем клистронов и
других резонансных усилителей, например, на полупроводнико-
-вых приборах.
ЛАМПЫ С ЭЛЕКТРОСТАТИЧЕСКИМ УПРАВЛЕНИЕМ И ИХ
ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
В диапазоне ОВЧ, УВЧ, СВЧ широко применяются три-
оды и тетроды. Эти приборы выполняются в виде металлостеклян-
ных ламп (МСЛ), металлокерамических ламп (МКЛ), разновид-
ностью последних являются титанокерамические лампы (ТКЛ).
Основные особенности конструктивного исполнения этих ламп —
малые междуэлектродные расстояния, цилиндрические или диско-
234
вые выводы электродов, высокоэффективные катоды с плотностью
тока до 0,5—0,6 А/см2 (в последних разработках до 1—1,5А/см2).
Металлокерамические триоды типа ГИ-12Б, ГИ-11Б, ГС-9Б,
ГС-90Б, ГИ-7Б, ГИ-70Б, ГИ-6Б, ГС-1Б, ГС-2Б имеют цилиндриче-
ские выводы всех электродов. На рис. 9.1 изображен разрез ме-
Рис. 9.1. Разрез металлокерамической лампы ГИ-12Б (без радиа-
тора) !
/—•колпачок вывода накала; 2 — керамическая шайба цоколя; 3 — внешняя
катодная трубка, 4 — внутренняя гофрированная катодная трубка, 5 — кера-
мический изолятор, 6 — штенгель (трубка для откачкн), 7— кольцо со слоем
газопоглотителя, 8 — сеточный цилиндр (вывод сеткн), 9 — керамический ка-
тодный изолятор, 10 — подогреватель, 11 — катод; 12 — сетка, 13 — анод, 14 —
керамический изолятор между анодом и сеточным цилиндром, /5 — анодный
болт для крепления радиатора
таллокерамической лампы ГИ-12Б. Междуэлектродное простран-
ство и выводы электродов образуют входную и соответственно
выходную цепи лампы. В общем случае это цепи с распределенны-
ми постоянными. Только на относительно низких частотах, когда
размеры (длина) выводов электродов значительно меньше длины
волны, распределенным характером этих цепей можно пренебречь
и считать, что в точках подключения внешней части резонатора
входная и выходная цепи эквивалентны конденсаторам с емко-
стями, значения которых приводятся в паспортных данных
(Сае, Сек).
В средней и коротковолновой частях рабочего диапазона длин
волн лампы размеры выводов электродов соизмеримы с длиной
внешней части резонатора и для повышения точности расчета
приходится учитывать распределенный характер входной и вы-
ходной цепей лампы.
Неоднородности внутреннего объема лампы затрудняют рас-
чет резонатора, и поэтому для облегчения расчета резонатора
Целесообразно внутриламповую конструкцию, включающую ряд
неоднородностей, заменить упрощенным эскизом, учитывающим
только основные неоднородности.
На рис. 9.2 и 9.3 представлены упрощенные эскизы лампы
ГИ-12Б и соответствущие этим эскизам эквивалентные схемы
входной и выходной цепей в виде конденсатора и отрезков длин-
ных линий (в двухпроводном изображении). Эскиз, изображен-
ный на рис. 9.2, представляет простейшую аппроксимацию внут-
235
риламповой конструкции, ие учитывающую неоднородности за
счет керамических шайб и других более малых неоднородностей.
Эскиз, изображенный на рис. 9.3, несколько сложнее для расчета»
Рис. 9.2. Простейший эскиз лампы
ГИ-12Б (а) и ее эквивалентные схе-
мы входной (б) и выходной (в) це-
пей
Рис. 9.3. Упрощенный эскиз лампы
ГИ-12Б (а) и ее эквивалентные схемы
входной (б) и выходной (в) цепей
но на более высоких частотах позволяет получить большую точ-
ность.
Для определения параметров эквивалентных схем необходимо
знать геометрические размеры междуэлектродного пространства
и выводов электродов лампы. Если сеточное полотно лампы доста-
точно плотное, статические междуэлектродные емкости С*с, С’к
можно определить по формуле плоского конденсатора. Между-
электродные емкости С*с, С*к обычно меньше паспортных зна-
чений Сас, Сск, в которых учитываются не только междуэлектрод-
ная емкость, но и емкость выводов электродов лампы. Для коак-
сиальной конструкции выводов электродов лампы (рис. 9.4а)
С* — 1 11
°ас (ск) — 1>11
236
Рис. 9.4. Упрощенный эскиз пространства взаимодей-
ствия и электродов лампы:
а) коаксиальной конструкции; б) радиальной (диско-
вой) конструкции; в) радиальной конструкции без се-
ток
^(см) | Фсм) |п (D — d)
(ск) (см) 2л 2dac (CKj
(9.1)
Для радиальной конструкции (рис. 9.46)
d2
С —111 (см)
<“><«) ,u i6dac(CK) (см)
]п *--------- , пф.
2л йас (ск)
(9.2)
В приведенных формулах второе слагаемое приближенно учи-
тывает емкость, обусловленную краевым эффектом [9.1]. Реактив-
ные составляющие междуэлектродной проводимости, обусловлен-
ные пролетными соотношениями в лампе и внутриламповой
связью, в приведенных формулах не учитываются.
Длины и волновые сопротивления отрезков линий в эквива-
лентных схемах определяются геометрическими размерами выво-
дов электродов лампы с учетом диэлектрической проницаемости
керамики на участках керамических шайб. В МКЛ первых разра-
боток применяется стеатитовая керамика (е = 5,5). Для миниатюр-
ных МКЛ используется форстерритовая керамика (е = 6,5). В МКЛ’
с большими удельными тепловыми нагрузками электродов ГС-15Б
и др. применяется высокоглиноземная керамика (8=9,5). В' табл:
9.1 приведены параметры эквивалентных схем входной цепи неко-
торых отечественных МКЛ, определенные с учетом измеренным
значений входных сопротивлений [9,2].
Таблица
Теп лампы с’к- пф lv., мм 1\1 гК2, мм Ом Ki Г,.., Ом 1\2
ГС-9Б ГС-90Б 4,2 23 10 46,5 16 8,4+1,2
ГИ-7Б ГИ-70Б 6,3 34 10 31 16 11,1±1,1
ГС-1Б ГС-2Б 13,6 37 12 17 10 21,5+2,5
ГИ-12Б 3,25 15,4 17,5 58,5 9 11+2
С’с 1.1 ^а2 W al ^ае
ГИ-12Б 1,26 6,5 7,1 52,5 22,2 2,65+0,65
Своеобразие выходной цепи первых МКЛ, входной и выходной
цепей современных МКЛ и ТКЛ, как это следует из приводимых
ниже продольных сечений, заключается в том, что для этих кон-
струкций трудно выбрать точки, относительно которых можно
строить эквивалентную схему лампы. Значительная часть выводов
электродов лампы обычно является внутренней частью внешнего
резонатора, конфигурацию которого заранее предопределить не-
возможно. В данном случае при расчете приходится упрощать
конструкцию лампы и учитывать лишь основные неоднородности.
Для примера на рис. 9.5 даны упрощенные эскизы выходной?
цепи ламп ГС-90Б, ГИ-70Б и ГС-2Б. Размеры и расчетные пара-
23У
метры этих ламп приведены в табл. 9.2. Для ламп ГС-90Б и
ГИ-70Б на рис. 9.5а изображена эквивалентная схема внутрен-
него участка анодно-сеточной цепи.
Рис 9 5. Упрощенный эскиз анодной цепи _
лампы:
а) ГС-90Б, ГИ-70Б; б) ГС-2Б (С=С*ас)
Таблица 92
Тип лампы 2 2 Q D9t мм Da, мм 2 а а 2 2 2 мм 2 2 е & ъ • л и С» пФ 2 2 лв WO Л пф
ГС-90Б 10 24 34 7 19 __ 0,8 0,48 8 65 3,15±0,35
ГИ-70Б 12 24 34 5 19 — — — 2 0,44 6,5 27 4,6±0,6
ГС-2Б 48 63 36 7 5 20 5 11 3 — — — 4,5±0,7
Емкость неоднородности С учитывает скачкообразное измене-
ние анодного цилиндра На полной эквивалентной схеме
238
Таблица 93
Тип лампы Кон- струк- ция Статические параметры лампы Предельные величины
S, мА/В Q фн ‘Н:,Д фи ,0ВЭ фп ,!}ВЭ CQ а CQ а 03 сц CQ а сц £ "оз Ом 1Я 'то</ 1 1 *гэ<7 ^макс, ГГц f, ГГЦ I £ о.
6С17 КВ мкл 15 0,8 3,0 1,5 0,015 6,3 0,3 0,2 2 0,1 . 6,0 0,025
ГС-И ткл 17 0,8 2,8 1,3 0,015 6,3 0,29 0,175 1,5 0,1 __ 3,0 2,0 0,1 0,1
ГС-48 мкл 18 1,7 3,0 1,7 0,04 6,3 *0,47 0,25 15 0,4 — 6 4,2 1
ГС-13 ткл 18 1,5 3,8 2,1 0,04 6,3 0,42 0,25 13 0,4 — — 4,0 1
ГИ-22 ткл 15 1,7 3,0 1,7 0,04 6,3 0,57 1,6и*) 10 0,1 — 5 и 4,3 400 и
ГС-6В ткл 22 1,5 4,5 2,0 0,06 6,3 0,89 0,45 28 0,5 — — 3,9 2
ГС-14 ткл 20 1,4 5,5 2,3 0,06 6,3 0,73 0,35 28 0,5 ' — 3,9 2
ГИ-25 ткл 24 1,2 4,0 2,4 0,08 6,3 0,95 2,8 и 12 0,25 — 5,5 и 4,0 900 и
ГИ-31 ГИ-41 мкл ткл 22 86 1,6 5,0 7,2 2,7 2,7 0,04 0,05 6,3 6,3 0,95 1,3 2,8 и 3 и 10 40 0,5 0,8 — 4,3 и 2,2 3,0 2000 и 1500 и
ГИ-11Б мкл 10 1,1 11,0 2,6 0,16 12,6 0,82 0,8 80 2,0 — 2,7 2,1 8
ГИ-12Б мкл 10 1,1 11,0 2,6 0,04 12,6 0,82 2,0 и 0,8 80 2,0 2,7 0,8 3,3 20 3
ГИ-13БМ мкл 10 1,1 11,0 2,7 0,2 12,6 0,65 2,0 и 9 и 80 2,0 2,7 2,5 110 и
ГИ-130БМ ГИ-15Б мкл 10 1,1 10,5 2,5 0,04 12,6 0,81 0,8 80 2,0 4,3 и 3,2 3
ГИ-150 ГИ-21Б мкл 26,5 1,15 12,3 2,95 0,05 12,6 0,88 4 и 0,8 ПО 2,0 3,5 3,2 6
ГИ-210 ГС-16 мкл 16 3,3 4,0 2,1 0,04 6,3 1,1 5 и 0,475 25 54 0,3 4 и 1,7 3,2 22 12
ГС-9Б мкл 19,5 0,9 8,4 3,15 0,04 12,6 1,1 2,5 — 300 2,2 — 2 1,6 40
ГИ-6Б мкл 22 1,5 11,3 4,6 0,25 12,6 1,9 2,5 — 350 7 1,35 0,58 130
ГИ-7Б мкл 23 1,5 11,1 4,6 0,075 12,6 1,9 9 и 2,5 350 7 1,65 и 2,7 1,2 1,6 40 30
ГС-15 ГС-1Б мкл мкл 16 30 1,0 8,0 21,5 1,8 4,5 0,12 6,3 12,6 2,2 3,2 9 и 1,37 3,0 0,3 200 1000 3 15 — 1,0 1,07 0,6 1,0 1,0 200 160 180
о
Продолжении i-абл. 9.3
Статические параметры ’Лампы Предельные величины
Тип лампы’ Кон- струк- ция иА/В 'И. % е и е и е и ей со X CQ X <5 Н CQ ₽г! CQ а о SJ д
X о к А 3 53
00 Q о* ьв cq СЧ
ГС-2Б 0,5 360
ГИ-14Б мкл 30 1,0 20,0 5,55 0,12 12,6 3,45 21 и •— 500 10 — 1,0 1,0 125 кВт и
ГИ-39Б мкл 30 0,8 23,0 5,5 0,085 12,6 3,7 20 н —. 440 5 — 1,2 1,0 128 кВт и
ГС-7А мкл 30 1,0 21,0 4,5 0,12 12,6 3,1 3,0 —» 2000 26 — 1,07 1,0 350
ГС-7Б 1500 0,5 800
ГС-ЗА мкл 35 (9) 30,0 20,0 0,07 26,0 3,4 2,7 0,7 3000 30 60 1,0 0,5 2300
ГС-ЗБ 18,0 115,0 0,86 2,1 0,5 2000 45 0,5 1500
ГИ-ЗЗБ мкл 35 0,4 35,0 21,0 0,06 26,0 3,4 4,5 0,9 700 25 40 — 0,65 4500и
(Ю) 1,5
ГУ-ЗЗА мкл 26 0,4 39,0 6,7 0,1 6,3 4,95 0,4 150 2 10 0,5 0,25 120
ГУ-ЗЗБ (8)
ГУ-34Б мел 28 0,5 (6) 0,5 65,0 8,5 0,12 12,6 3,65 4,0 0,6 500 5 20 0,25 0,05 400
ГУ-40Б мел 18 33,0 14,0 0,6 6,3 33,0 5,0 0,83 2000 30 75 0,25 0,25 1 кВт
(Ю) 3,0
ГУ-37Б мел 35 4,0 34,0 19,0 0,6 3,4 110,0 3500 200 0,33 0,3 1,5 кВт
ГУ-35Б мел 24 0,6 (9) 0,5 56,0 14,0 0,7 6,3 38,0 5,0 0,9 3500 45 ПО 0,25 0,25 2 кВт
ГУ-36Б мел 85 150,0 2,3 0,6 8,3 100,0 7,0 1,25 14000 150 300 0,25 0,25 10 кВт
(Ю)
) «и» — импульсный режим работы
резонатора к этой емкости может добавиться емкость неоднород-
ности за счет внешней части резонатора.
Основные параметры МКЛ, ТКЛ, МСЛ приведены в табл. 9.3
и 9.4.
Таблица 94
Тип лампы Расстояние сет- ка-анод (daC), мм Расстояние сет- ка-катод (dCK ), мм Диаметр анода в области прилега- ния к сетке мм Диаметр катода в области прилега- ния к сетке (£>к), мм Диаметр сеточно- го окна (Рс)> мм Размер на основе (Лф), мм Размер по утку (Лу), мм Диаметр провода сеточного полот- на (d), мм
6С17КВ 0,165 0,049 3,0 3,35 3,45 0,1 0,008
ГС-4В 0,22 0,075 4,5 5,0 5,5 0,1 — 0,02
ГС-6В 0,36 0,09 6,5 7,0 7,3 0,1 — • 0,02
ГИ-22 0,275 0,072 4,5 5,0 5,5 0,1 — 0,02
ГИ-25 ГС-9Б 0,37 0,11 6,5 7,0 7,3 0,1 — 0,02
(ГС-90Б) ГИ-7Б (ГИ-70Б) 0,9 0,3 10,1 10,0 10,2 0,28 0,28 0,05
ГИ-6Б ГС-1Б 1,2 > 0,35 18,6 16,5 17,2 0,435 0,415 0,065
(ГС-2Б) 2,9 1,0 30,0 30,0 31,0 0,6 0,8 0,1
ГИ14Б ГС-ЗБ ГС-ЗА 1,9 5,0 1,0 катод-сетка №1 0,7 сетка №1— —сетка №2 0,9 30,0 54,4 30,0 30,7 0,6 0,72 0,12
В приложении 3 приведены упрощенные эскизы отдельных
генераторных ламп, даны их размеры. Буквами А, С, К, П обозна-
чены соответственно выводы анода, сетки, катода, подогревателя.
КЛИСТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Методика расчета колебательных систем клистронных
усилителей аналогична расчету колебательных систем ламповых
усилителей. Пространство взаимодействия может быть представ-
лено на эквивалентной схеме конденсатором. Для зазора с сет-
ками емкость конденсатора определяется по формуле для плоского
конденсатора с учетом краевого эффекта. У зазора без сеток
(рис. 9.4s) при 2rT>d
С3«
0,55 —Г 1пА_]_ 1п?Д
jt I d d
, пФ.
(9.3)
В выражении (9.3) учтены емкости между боковыми поверх-
ностями пролетных труб. Торцевая емкость пролетных труб ввиду
малой их толщины не учитывается.
241
Резонаторы клистрона могут быть выполнены как одно целое
с вакуумной частью прибора или иметь «внешнюю», съемную
часть. На рис. 9.6 представлен эскиз пространства взаимодействия
Рис. 9.6. Эскиз пространства взаимодействия
внутриламповой части резонатора клистрона
типа КУ-318:
1— пролетные трубы, 2 — внутриламповые стенки ре-
зонатора; 3 — керамический цилиндр, 4 — цилиндри-
ческие выводы для подключения внешней части ре-
зонатора
и внутриламповой части резонатора клистрона типа КУ-318. К ци-
линдрическим выводам, расположенным за керамическим цилинд-
ром, подсоединяется при помощи контактных пружин внешняя
часть резонатора.
9.2. Принципы построения колебательных
систем усилителей
ТИПЫ РЕЗОНАТОРОВ
Колебательная система усилителя состоит из входной
или выходной цепи усилительного прибора (внутриприборная часть
колебательной системы) и присоединяемой к нему внешней части.
Форма внешней части, как правило, определяет название коле-
бательной системы. Замкнутые колебательные системы принято
называть резонаторами. Имеется большое разнообразие форм ре-
зонаторов: цилиндрические, тороидальные, коаксиальные, ради-
альные, прямоугольные, полосковые и т. д. Резонаторы с осевой
симметрией (коаксиальные, тороидальные, радиальные) хорошо
сочетаются с вакуумными приборами, имеющими, как правило,
также осевую симметрию, легко и достаточно точно рассчитыва-
ются, просты в изготовлении и поэтому широко используются
в усилителях.
В диапазоне метровых волн в колебательных системах исполь-
зуются отрезки открытых длинных линий — двухпроводных и од-
242
нопроводных над проводящей поверхностью. Потери на излучение
снижают КПД такой колебательной системы. Для уменьшения
излучения в мощных усилителях колебательные системы экраниру-
ются. В коротковолновой части метрового диапазона и в децимет-
ровом диапазоне волн широко применяются резонаторы коакси-
ального типа (рис. 9.7а). Они просты по форме, позволяют пере-
крывать большой диапазон при сравнительно простой настройке
поршнем, хорошо сочетаются с электродами ламп. Резонаторы
радиального (рис. 9.76), тороидального типа (рис. 9.7в), полоско-
вые колебательные системы исполь- а)
зуются в диапазонах дециметровых
и сантиметровых волн.
КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Возможны различные ва-
рианты относительного расположе-
ния лампы входного и выходного
резонаторов. Триодный усилитель,
работающий по схеме с общей сет-
кой, может иметь двустороннее рас-
положение резонаторов (рис. 9.8а)
или одностороннее. В последнем
Рис 9 8. Варианты (расположения
резонаторов в усилителе:
а) двусторонняя конструкция усили-
теля, б) односторонняя конструкция
усилителя с внешним выходным ре-
зонатором; в) односторонняя конст-
рукция усилителя с внешним вход-
ным резонатором
243
случае внешним резонатором может быть выходной (рис 9 86) или
входной (рис 9 8s). Выбор того или иного варианта расположения
резонаторов зависит от типа лампы, заданных габаритов усилите-
ля, способа охлаждения лампы, эксплуатационных требований, к
которым относятся удобство настройки резонаторов и регулировки
связей, простота смены лампы и т. д. Иногда эти условия полнее
удовлетворяются при использовании в усилителе резонаторов раз-
Рис 9 9 Варианты конструкций усилителей
а) усилитель с резонаторами разных типов, б) усилитель без входно-
го резонатора
ных типов На рис. 9 9а в качестве примера изображен усилитель,
у которого входной резонатор — коаксиального типа, а выходной —
радиального. При работе усилителя в диапазоне частот необходи-
мость одновременной перестройки выходного и входного резонато-
ров создает серьезные трудности при конструировании элементов
и приводов, осуществляющих настройку и связь. Конструкция уси-
лителя существенно упрощается, если входной резонатор отсутст-
вует и входная цепь усилителя при помощи конического переход-
ного устройства подсоединяется к питающему коаксиальному ка-
белю (рис. 9.96). Односторонняя конструкция усилителя с внешним
выходным резонатором получила наибольшее распространение.
Тетродный усилитель, работающий по схеме с общей сеткой,
может иметь расположение резонаторов, аналогичное триодному
Рис 9 10 Схемы конструкций тетродных усилителей
а) с общей сеткой, б) с общим катодом
244
усилителю. Эквипотенциальность сеток по ВЧ обеспечивается бло-
кировочным конденсатором, расположенным непосредственно у
выводов сеток (рис. 9.10а). При использовании схемы с общим
катодом необходимо произвести инверсию выводов электродов лам-
пы, например, по схеме, изображенной на рис 9.106 [9.4]. Разде-
лительный конденсатор, указанный на схеме, позволяет иметь не-
зависимые потенциалы по постоянному току на экранирующей
сетке и катоде при эквипотенциальности этих электродов по ВЧ
(разделительные конденсаторы для других цепей на приведенных
рисунках не указаны). В некоторых типах ламп, например ГУ-35Б,
ГУ-40Б, инверсия выводов электродов осуществлена внутри лампы.
Для таких ламп расположению резонаторов, указанному на рис.
9 10а, соответствует схема с общим катодом.
В многокаскадных усилителях связь между каскадами может
осуществляться при помощи питающего фидера или таким обра-
зом, что входная цепь возбуждаемого каскада и выходная цепь
каскада возбудителя образуют один колебательный контур. Схе-
ма конструкции такой колебательной системы изображена на
рис. 9.11.
Рис. 91'1 Схема конструкции связи между каска,
дами при помощи общего контура
Резонаторы клистронных усилителей, как правило, имеют то-
роидальную конструкцию (рис. 9.7s).
ТРЕБОВАНИЯ К КОЛЕБАТЕЛЬНЫМ СИСТЕМАМ
Колебательные системы усилителей должны:
— • настраиваться на заданную частоту или в диапазоне частот,,
имея требуемый тип электромагнитного поля;
— иметь достаточно высокий КПД;
— обладать достаточной электрической прочностью;
— обеспечивать требуемую фильтрацию гармоники тока основ-
ной частоты;
— обеспечивать пропускание заданной полосы частот;
— иметь эквивалентное сопротивление, обеспечивающее задан-
ный режим работы усилителя;
— иметь простую конструкцию, удобную в эксплуатации.
Отрезки фидерных линий, образующих колебательную систему
усилителя, обычно имеют многосвязное сечение [9.8]. В таких
фидерных линиях могут существовать поперечно-электромагнитное
поле (ТЕМ), поперечно-электрическое (ТЕ) и поперечно-магнит-
245.
ное (ТМ). В качестве примера на рис. 9.12 приведена структура
этих полей в коаксиальной линии. Колебания данного типа с наи-
низшей частотой называются основными колебаниями, а все ос-
тальные — высшего порядка. В резонаторах обычно используется
основной тип колебаний ТЕМ (основной осевой тип). Резонаторы
как системы с распределенными постоянными имеют большое
Рис. 9.|12. Структура электромагнитного поля в
коаксиальной линии:
а) поперечню-электромапнитного (ТЕМ); б) по-
перечно-электрического (ТЕц) и в) попереч-
но-магнитного i(TMoi)
количество собственных резонансных частот. При выборе разме-
ров внешней части резонатора необходимо стремиться к тому,
чтобы устранить возможность возникновения нерабочих типов ко-
лебаний, а для используемого типа колебаний исключить одно-
временную настройку резонатора на частотах, кратных рабочей.
Для коаксиального резонатора условие, обеспечивающее отсутст-
вие основного типа колебаний ТЕ (азимутальные колебания), за-
писывается в виде
ЧМте « л (D - d)/2 < %мии. (9.4)
Условие отсутствия основного типа колебаний ТМ (радиаль-
ные колебания)
'(^кр)тм d < ^мин* (9.5)
246
Выбирая форму внешней части резонатора, необходимо пред-
усмотреть возможность конструктивного исполнения элементов;
перестройки и связи.
Коэффициент полезного действия резонатора определяется по-
терями в нем, которые складываются из потерь в стенках резо-
натора, контактных соединениях и во внутриламповой части ре-
зонатора. Обычно при правильно сконструированном и изготов-
ленном резонаторе основные потери сосредоточены в лампе и кон-
тактных соединениях, поэтому выбор оптимальной, в отношении
наименьших потерь в стенках резонатора, формы резонатора —
малоэффективное средство для повышения КПД резонатора. Для>
уменьшения потерь во внешней части резонатора желательно ис-
пользовать основной тип колебаний. Обычно потери в резонаторе-
оцениваются его добротностью. Значения добротностей резонато-
ров входной цепи усилителя Qx= 1504-400, а выходной Qx =
= 3004-800.
Для обеспечения электрической прочности поперечные разме-
ры линии, используемой в качестве внешней части резонатора,
должны быть выбраны так, чтобы напряженность поля не превы-
шала величины, при которой возникают корона и электрический
пробой. Кроме того, размеры линии должны быть достаточно боль-
шими для рассеяния мощности потерь без недопустимого пере-
грева.
В усилителях малой мощности (единицы, десятки ватт) выбор,
поперечных размеров линии не связан с этими требованиями.
В усилителях большой мощности с увеличением мощности увели-
чиваются диаметры выводов электродов ламп- и соответственно
поперечные размеры линии, поэтому второе требование обычно
выполняется автоматически. Первое требование также выполня-
ется, если в резонаторе используется основной тип колебаний. При
колебаниях высшего порядка, выбирая поперечные размеры ли-
нии, необходимо учитывать допустимую напряженность поля.
Если колебательная система имеет большую добротность, а
соседние резонансные частоты достаточно удалены от рассмат-
риваемой, то в пределах малых расстроек реакцию колебатель-
ной системы с распределенными постоянными по отношению к
внешней цепи можно считать эквивалентной колебательной систе-
ме с сосредоточенными параметрами. Условием эквивалентности
является равенство как для эквивалентного контура, так и для
резонатора: резонансной частоты ©о, полной реактивной мощности
электрического или магнитного поля 2РГ, активной мощности
Р~ (Рп)- Так как в резонаторах напряжение и ток имеют прост-
ранственное распределение, параметры эквивалентного контура,
определяемые через напряжение (U) и ток (I), будут различными,
они будут зависеть также от сечения, относительно которого стро-
ится эквивалентная схема. Как показано в [9.3], характеристика
эквивалентного контура, определенная через напряжение,
U2
и~ 22 Р,
(9.6)*
247’
Для эквивалентных сопротивлений нагруженного и ненагружен- ного контуров, а также для активного сопротивления контура имеем: ^ = -^7’ (9.7)
в - и* иг(Ъ ' raja xV 2Ра 2SPr ’ ( ’ )
r'u = Р^эС/, (9.9)
= (9Д0)
’Ik = 1 ' R’-ul^xU ~ 1 ^э<7 ru^b‘ *(9.11)
Характеристика эквивалентного контура, определенная через
ток,
Р/ = 22РГ/Д. (9.12)
Активное сопротивление контура:
2Р~ 22 Рг
ri — (r 1 Гвн)1 — /2 — PQ > (9.13)
г =2^!-=2^-, (9.14) 1 /2 /3<А
цк = 1 — fjjrj. (9.15)
Емкость и индуктивность эквивалентного контура соответствен-
но равны:
(пФ) = 5,31 ^(CM)/Py (Ом)’ (9.16)
А/(НГ) = Р<7 (ом) (9.17)
Полоса пропускания одиночного контура на уровне половины
мощности
2А / =р = _L_ (9.18)
' Rsu 22 Л- V ’
При заданных f и RaU полоса пропускания обратно пропорцио-
нальна полной реактивной мощности резонатора.
Из (9.11) следует, что при заданных и rv КПД контура
возрастает с увеличением ри, т. е. с уменьшением полной реактив-
ной мощности.
Реактивная мощность внутриламповой части резонатора опре-
деляется выбранным типом лампы. Варьируя параметрами внеш-
ней части резонатора, можно уменьшить в определенных пределах
запасаемую в ней реактивную мощность, а следовательно, резона-
тора в целом и увеличить КПД резонатора и полосу пропускания.
Величина <RaU, необходимая для получения заданного режима
работы усилителя, обеспечивается подбором связи резонатора с
нагрузкой. Связь резонатора с внешней цепью может осущест-
.24S
вляться при помощи емкостных, индуктивных, кондуктивных эле-
ментов, а также при помощи согласующих трансформаторов.
При проектировании резонатора необходимо учесть необходи-
мость расположения в нем элементов связи. Оценка и порядок
расчета цепей связи даны в § 9.6.
9.3. Колебательные системы
с использованием однородных линий
УСЛОВИЕ РЕЗОНАНСНОЙ НАСТРОЙКИ
Пространство взаимодействия усилительного прибора
может быть представлено сосредоточенной проводимостью, реак-
тивная составляющая которой ЬВхл = Ьс + Ьэл, где Ьс — проводи-
мость емкости зазора; Ьдл — проводимость, обусловленная элек-
тронной нагрузкой. Обычно | Ьэл | | Ьс |, и при расчете колеба-
тельной системы ее можно не учитывать. Внешняя часть резона-
тора, присоединяемая к лампе, чаще всего выполняется в виде
отрезка или комбинации отрезков однородных длинных линий. Для
колебаний типа ТЕМ расчет колебательной системы можно вы-
полнить, используя соотношения теории цепей (длинных линий).
Основные параметры длинной линии: емкость (СД, индуктивность
(Li), сопротивление (Ri), проводимость (Gt) на единицу длины.
В однородных линиях эти параметры не изменяются вдоль линии.
Волновое сопротивление и скорость распространения для волн
типа ТЕМ (при Д1 = Gi = 0):
w = уТдсД v = \/VLfiT.
В табл. 9.5 приведены эскизы и волновые сопротивления неко-
торых типов линий, используемых в колебательных системах уси-
лителей.
Если добротность колебательной системы достаточно высокая
(Q>1), можно считать, что в линии устанавливаются стоячие
волны. Входная проводимость (сопротивление) короткозамкнуто-
го отрезка линии
bBX — — cig tnl (Хвх = W tg ml). (9.19)
Входная проводимость (сопротивление) отрезка линии, нагру-
женной на реактивную проводимость Ьи (сопротивление Хн),
ьвх = A 1Хвх = w , (9.20)
W l — WbHtgml \ W— XHtgml / v ’
где т = 2л/А,— угловой коэффициент линии; I — длина линии.
Условия резонансной настройки, применимые для любого по-
перечного сечения резонатора:
— при параллельном включении участков
26 = 0; (9.21)
249
Таблица §5
r;= WaF, где
r0 = 1381g 4-;
a
n — число витков на 1 см.
Тип линии
W, Ом
276 1g 1,08 —
d
d
При — <0,5
138 lg (1,08 —
\ d /
D
1381g —
a
Продолжение
— при последовательном включении
2Х = 0. (9.22)
.Для простого резонатора, состоящего из емкости зазора (С)
и * отрезка однородной линии, условие (9.22) имеет вид
^вх + ^с = 0.
Принимая во внимание (9.19), имеем
Л&т1 = 5,31 Х(см) . (9.23)
С(пФ) ^(Ом)
Предполагая известными значения X, С, W, можно определить
длину линии
1 = — arc tg —---\-п — , (9.24)
2л СГ 2 v
где n = 0, 1, 2 ... — число целых полуволн.
ВЫБОР ПАРАМЕТРОВ ЛИНИИ
Параметры линии, входящей в колебательную систему, выби-
раются с учетом требований, перечисленных выше. Важнейшими
из них являются обеспечение электрической прочности и мини-
мальное значение реактивной мощности, запасаемой в линии. Ре-
.активная мощность электрического поля короткозамкнутого от-
резка линии [9.3]
Рг = -----— sin 2ml 'j ,
2Г \ 2 4 / ’
где U,,— амплитуда напряжения в начале линии.
Принимая во внимание выражение (9.19), получим
р __ р / _____
r \ sin 2ml 2 / ’
1------------б2
где Р ------ ----реактивная мощность в сопротивлении Хвх при
2 ХВх
напряжении t7H, причем Хвх рассматривается в данном выражении
как сопротивление сосредоточенного элемента.
Электрическая длина линии и ее входное сопротивление свя-
заны между собой соотношением (9.19), т. е.
ml — arc tg + п л. (9.26)
W
Выражения (9.25) и (9.26) позволяют установить связь между
относительным значением реактивной мощности линии PrfP и от-
носительным значением входного сопротивления Хвх/1^ при зна-
чениях п, взятых в качестве параметра. На рис. 9.13 и рис. 9.14
эта зависимость представлена графиками, из которых следует,
252
что при Хвх>0 и п = 0 реактивная мощность в линии уменьшается
с увеличением W. Для других значений п и при Хвх<0 реактивная
мощность в линии по сравнению с первым случаем увеличивается,
Рис. 9 13 Зависимость относительного
значения реактивной мощности от отно-
сительной величины входного сопротив-
X X 1
ления при ХВ1>0, — n<zl< — (п + —)
Рис. 9 14. Зависимость относительного
значения реактивной мощности от отно-
сительной величины входного сопротив-
X 1 , X
ления при Хвх<0, ~ (п-f- ~)<1< —
(п + 1)
но при этом есть оптимальные значения W'oht, при которых реак-
тивная мощность имеет наименьшие значения.
Для простого резонатора данные кривые непосредственно ука-
зывают, во сколько раз реактивная мощность электрического поля
линии больше реактивной мощности в сосредоточенной емкости,
включенной на ее входе, т. е.
(9.27)
В усилителях большой мощности и в тех случаях, когда резо-
натор работает на колебаниях высшего порядка, геометрические
размеры линии необходимо выбирать с учетом допустимой напря-
женности поля. Минимальное значение D (табл. 9.5, рис. 1,5) при
заданной допустимой напряженности поля определяется по фор-
муле [9.1]
Ямин = 6,25к —, (9.28)
макс, доп
где к = 0,217 для двухпроводной линии, к=0,435 для коаксиаль-
ной линии; Дмакс доп= (б-г-10) кВ/см — допустимая напряженность
поля для нормальных атмосферных условий; Uмакс — максималь-
ное напряжение на линии.
253
В резонаторе выходной цепи усилителя, работающего по схеме
е общей сеткой, при и наличии постоянного напряжения на
линии
и ~ р _______р д________б'н
маКС а с sin (2л//X) ’
при /<Л/4 t/MaKc=£a-£e + t/H.
Если постоянное напряжение на линии отсутствует,
{/макс = ----—----- , ИЛИ (/„.„„ == LL
sin (2л//Л) “ ° и’
UH — напряжение в начале линии.
Выбранный размер D должен быть не меньше £>МиН. Пределы,
в которых можно выбирать диаметр цилиндра d, определяются
Рис. 9.15. График для выбора размеров
линии
из рис. У. 10. по отношению
DIDмин находятся два предель-
ных значения Dfd, при которых
напряженность поля имеет за-
данное допустимое значение.
Так как необходимые для рас-
чета данные получаются толь-
ко после расчета резонатора
и режима работы усилителя,
следует первоначально сделать
ориентировочный расчет, пола-
гая Uмакс — -£а, где Dq анод-
ное напряжение выбранной
лампы. При помощи ф-лы
(9.28) можно приближенно
оценить электрическую проч-
ность линий, помещенных в табл. 9.5 (рис. 3, 4, 7, 8). В полосковых
линиях минимально допустимое расстояние между полосками опре-
деляется ПО {/макс И Емакс.доп-
Т а б ли ц а 9.6
Материал в Тангенс угла потерь на частоте 10 ГГц Пробивное напряже- ние, кВ/см
Кварц плавленный 3,8 0,00017 150
Полистирол 2,5 0,0007 400
Слюда 5,4 0,0003 500
Стекло С49-2 5,2 0,009 100—150
Текстолит 3,67 0,06 6—24
Эбонит 2,67 0,006 350
Фторопласт-4 2,08 0,00037 250—270
Тиконд-Т-80 75—80 -— 100
254
Волновое сопротивление и электрическая длина линии, запол-
ненной диэлектриком:
W^W/Ve, lt = Vsl.
Основные электрические характеристики твердых диэлектри-
ков приведены в табл. 9.6. При определении геометрических раз-
меров линии, заполненной диэлектриком, помимо пробивных на-
пряжений, указанных в табл. 9.6, необходимо учитывать допусти-
мое напряжение по поверхности диэлектрика. Величина этого на-
пряжения зависит от чистоты поверхности. Заниженное значение
этого напряжения ^ожно считать равным 1,5 кВ/см.
НЕОДНОРОДНОСТИ КОАКСИАЛЬНЫХ РЕЗОНАТОРОВ
В резонаторах коаксиального типа внешняя часть резо-
натора выполняется в виде отрезка короткозамкнутой на одном
конце коаксиальной линии. Другой конец линии сочленяется с
электродами лампы. В некоторых случаях внешняя часть резона-
Рис. 916. Неоднородно-
сти коаксиальных линий
и их эквивалентные схе-
мы
V х\\\\\\\\\\\\\\\\У
с
\\\\\\\\\\
255
тора имеет более сложную конфигурацию Она может состоять
из нескольких отрезков коаксиальных линий, имеющих разные
диаметры внутренних и внешних цилиндров, образующих линию
Неоднородность линии, которая получается в местах стыковки
однородных участков, может быть учтена на эквивалентной схеме
емкостью неоднородности На рис 9 16 приведены неоднородности
коаксиальной линии, наиболее часто встречающиеся в резонато
Рис 9 17 Емкость неоднородности на единицу дли
ны окружности внешнего цилиндра коаксиальной
линии (см рис 9Д6а)
256
pax коаксиального типа, и их эквивалентные схемы. При скачко-
образном изменении диаметра внутреннего цилиндра коаксиаль-
ной линии (рис. 9 16а) емкость неоднородности
СН1 = (а, т), * (9.29)
где a=(Dt—dt)l(Di—d2), x=Di/d2, т) — емкость неоднород-
9—243
Рис 9 18 Емкость еоднородности на единицу дли
ны окружности внутреннего цилиндра коаксиальной
линии (см рис 9 166)
257
лости на единицу длины (см) окружности внешнего цилиндра
(рис. 9.17).
Пр® скачкообразном изменении диаметрд внешнего цилиндра
коаксиальной линии (рис 9.166) емкость неоднородности равна
г), (9.30)
где«г=(А—di)l(D2—di), i = D2/di, CS^a, т) — емкость неоднород-
ности на единицу длины, см, окружности внутреннего цилиндра
(рис. 9.18).
Прв скачкообразном изменении обоих цилиндров коаксиаль-
жяй jsww (рис. 9.16в) емкость неоднородности
— Cgj -f- CBg.
Емкость, неоднородности CHi рассчитывается так, как если бы
эденьшвй внешний цилиндр линии продолжен направо без неодно-
родности, емкость Сн2 — так, как если бы больший внутренний ци-
9 19 Емкости неоднородности для последовательного
разветвления линий (см. рис 9 16г)
линдр линии продолжен налево без неоднородности:
СЯ1 = nDxCH1 (а, т),
где а= (Di~d2)l(Dl—dt)-, x^Dddf, С‘Н1(а, т) определшежв ®
рис. 9.17;
Си8 = 11 d2C'ei (а, т),
где (Di~ d2)/(D2—d2), x = D2ld2, С1^(а,т) определяете» в?
рис. 9.18.
При последовательном разветвлении линий (рис. 9.16г| ме-
чения емкостей неоднородности на единицу длины окружности
внешнего цилиндра коаксиальной линии можно определить из кри-
вых рис. 9.19, которые построены без учета толщины стенки между
линиями В и С. Емкость СА имеет отрицательное значение
СОСТАВЛЕНИЕ ЭКВИВАЛЕНТНОЙ СХЕМЫ РЕЗОНАТОРА
Рассмотрим порядок составления эквивалентной схемы на при-
мере коаксиального резонатора. Прежде всего, необходим© за-
даться диаметрами цилиндров коаксиальной линии, образующих
внешнюю часть резонатора, нарисовать эскиз. Соображения отно-
сительно выбора диаметров цилиндров линии приведены в разделе
выбор параметров линии. На рис. 9.20 и рис. 9.21 в качестве при-
мера представлены эскизы резонаторов входной цепа (лампа
ГИ-12Б) и выходной цепи (лампа ГС-9Б). Внешняя часть резо-
натора входной цепи (рис. 9.20а) выполнена в виде отрезка одно
родной линии. Волновое сопротивление линии W может быть опре-
делено по заданным размерам. На эквивалентной схеме эта часп
резонатора представлена двухпроводной линией длиной I. Еык
длина внутриламповой части резонатора меньше (1/20-М/25Ж
распределенный характер внутрилампового объема лампы можно
не учитывать и эквивалентная схема резонатора имеет вид, пред-
ставленный на рис. 9.206. Конденсатор Сс к имеет емкость, кото-
рую указывают в паспортных данных. С укорочением волны необ-
ходимо учитывать распределенный характер внутрилампового объ-
ема. Для этой цели можно воспользоваться упрощенными эскн
зами лампы и соответствующими эквивалентными схемами вход-
ной цепи. Если длина внутриламповой части резонатора меньше
(1/10-4- 1/12)Х, можно использовать эскиз и схему рис. 9.2, на более
коротких волнах — эскиз и схему рис 9 3 Эквивалентные схемы
резонатора в этих случаях будут более сложными. Они представ-
лены на рис. 9.20г и рис 9.20е соответственно. В месте стыковке
лампы и внешней части резонатора происходит скачкообразное
изменение диаметров наружных и внутренних цилиндров аияк,
г с имеет место неоднородность, изображенная на рис. 9.16®.
эквивалентных схемах рис. 9.20г и рис. 9.20® она учтена емкостью
неоднородности Св.
На рис. 9.21а изображен упрощенный эскиз выходного резона-
тора для лампы ГС-9Б (односторонняя конструкция усилителя!
9* Ж
Рцс 9 20 Входной резонатор усилителя
а) эскиз резонатора, б) простая эквивалентная схема резо-
натора, в, д, ж) распределение амплитуд напряжения и то-
ка во внешней части резонатора, г, е) сложные эквивалент-
ные схемы резонатора
Конструкция усилителя представлена на рис 9 22. Реальная кон-
струкция анодной цепи лампы на рис 9 21а заменена упрощенным
эскизом (см рис 9 5а) Если можно пренебречь распределенным
характером внутрилампового участка, эквивалентная схема резо-
натора имеет вид, представленный на рис 9 216. Резонатор в этом
260
Рис 9 21 Выходной резонатор усилителя
а) эскиз резонатора, б) простая эквивалентная схема
резонатооа, в, д) распределение амплитуд напряжения
и тока во внешней части резонатора, г) сложная эк
Бивалентная схема резонатора
случае состоит из конденсатора Са с (с паспортным значением
емкости) и двух отрезков коаксиальных линий, включенных после-
довательно Эквивалентная схема рис 9 21г учитывает распреде-
ленный характер внутриламповой части резонатора, а также неод-
нородность на стыке участков линии (СА, Св, Сс, см рис. 9 16г).
261
Рис 9 22 Конструкция усилителя на ламше ГС-9Б
/ — входной гнездовой разъем, 2— конусный переход (внутренний стержень), 3 — настроечный виит, 4 — комплект блокировочных элементов,
5 — втулка с резьбой для перемещения контактного поршня, 6 — катодный цилиндр, 7 — сеточный цилиндр, 8— анодный цилиндр, 9 — ко-
роткозамыкающий поршень, 10 — крепежная шпилька, 11 — трубка, 12 — подвижная пластина конденсатора связи; 13 — выходной гнездовой
разъем, 14 — цанговый зажим, 15— лампа ГС 9Б, 16 — фланец, 17 — конденсатор анодно-разделительный КВЦ-2, 18 — контакт для подводки
анодного напряжения, 19, 22 —защитный кожух, 20 — втулка и шайба проходного изолятора; 21 — патрубок для подачи воздуха, 23— окна
для выхода воздуха, 24—26 — центрирующие диэлектрические втулки
Для более высоких частот расчет по эквивалентной схеме рис. 9.21г
дает большую точность. Частичное (слоистое) заполнение одного
из участков резонатора керамикой должно быть учтено при опре-
делении волнового сопротивления We и электрической длины /8
(см. табл. 9.6, рис. 6). Аналогично составляются эквивалентные
схемы резонаторов, имеющих другую конфигурацию внешней и
внутриламповой частей.
РАСЧЕТ РЕЗОНАТОРОВ
Используя составленные в предыдущем разделе эквива-
лентные схемы, рассмотрим порядок расчета резонаторов.
Расчет резонатора по эквивалентной схеме рис. 9.206 выпол-
няется следующим образом. По заданным значениям А, Сск> W
при помощи выражения (9.24) определяем длину внешней части
резонатора I. Распределение амплитуд напряжения и тока вдоль
линии подчиняется следующему закону (рис. 9.20в):
U = Un sin тх, I — /п cos тх,
где (J — -Л3 и I — к — напряжение и ток в пучности.
° sinmZ п cos ml
Реактивная мощность электрического поля резонатора
£Pr = Pr + p =lHL №L + _LSin2m/k ' (9.31)
\ 2 4 )
Для вычисления реактивной мощности можно также восполь-
зоваться выражением (9.27) и рис. 9.13, имея в виду, что ХВ1=
= —Ас = 5,31 А/Сс к. Параметры контура, эквивалентного резона-
тору, определяются по ф-лам (9.6) — (9.18).
Если расчет резонатора производится по эквивалентной схеме
рис. 9.20г, вначале определяются фазовые углы распределения
амплитуд, соответствующие началу и концу каждого участка:
5,31 А . 2л
H = arcctg——+пл, Фк к = фк н- к>
Gc. к
(U7 ’ Г П7 \
^~Ctg(PK к+тТТГ > °-
WK и 0,о1А )
где п = 0, 1, 2 ... — число целых полуволн напряжения всего резо-
натора.
Учитывая, что <рн=2л//Х, можно определить длину внешней
части резонатора. Затем определяются реактивные мощности в
сосредоточенных емкостях С*к , Сн и участках резонатора по фор-
мулам:
Р _____ . р /К К \
г с о ч чп ’ ~ “опГ — ^к>’
2-0,31л 2W
263
где С и U — рассматриваемая емкость и напряжение на этой
емкости;
А'и = — у sin 2<рн, Кк == -^- — -i- sin 2фк
— коэффициенты, определяющие реактивную мощность в участке
линии; W, Un — волновое сопротивление и напряжение пучности
рассматриваемого участка линии. Так как £/кн='П* к, С/к.к=|^н
и учитывая, что U = t/nsin<p, / = /ncos<p, /Кн=И* К/А'с.к> амплитуды
всех напряжений на участках резонатора, в том числе и ампли-
туды напряжений, необходимые для расчета реактивных мощно-
стей, можно выразить через напряжение или ток, относительно
которого строится эквивалентная схема. Если это напряжение на
междуэлектродном пространстве ((/с’к), то
U — —у — -Ji— sin о, — (J sin m
К-П Sinai ’ н 81ПФ„ „ тк, к к. п тк. К>
1 К. п 1 К . Н
и Uh = у* sin ф«- к
п sin<pH с- к sin<pHsin<pK н
полная реактивная мощность
Рг — Рг С + РГН + К + Рг-
По известной реактивной мощности определяются характеристика
и параметры контура, эквивалентного резонатору.
Расчет резонатора по эквивалентной схеме рис. 9.20е выпол-
няется аналогично. При расчете необходимо учесть второй внутри-
ламповый участок резонатора. Подобным образом рассчитыва-
ются и резонаторы, внешняя часть которых состоит из нескольких
однородных участков.
При двусторонней конструкции усилителя выходной резонатор
имеет обычно форму, аналогичную изображенной на рис. 9.20а,
и его можно рассчитать по изложенной методике.
При односторонней конструкции усилителя выходной резона-
тор, как правило, имеет форму, представленную на рис. 9.21а.
Такой резонатор можно считать состоящим из последовательно
разветвленных коаксиальных линий, состыкованных в плоскости,
проходящей через сечение аа. Если для расчета можно восполь-
зоваться эквивалентной схемой рис. 9.216, то условием резонанс-
ной настройки является (9.22)
Хс =
v 5.31Х v
где Ас =-----~——сопротивление емкости анод—сетка; л/ =
^ае
= W tg срн — входное сопротивление линии, расположенной слева
от сечения аа; Хе = We tg<pEH —входное сопротивление линии, рас-
положенной справа от сечения аа.
264
Выбрав диаметры цилиндров D, d и определив волновые со-
противления линий W, We из уравнения резонансной настройки
можно найти длину внешней части резонатора I. При последова-
тельном включении входных сопротивлений линий (рис. 9.23а):
Эти уравнения позволяют определить по заданному значению Ua.c
амплитуды напряжений и токов в начале линий и, следовательно,
в любом сечении резонатора. Расчет реактивной мощности во
внешних участках резонатора и все последующие расчеты анало-
гичны изложенным выше.
Рис. 9.23. Эквивалентная схема резонатора для
сечения аа:
а) для рис. 9.216; б) для рис. 9.21г
При расчете резонатора по эквивалентной схеме рис. 9.21г
условие резонансной настройки для сечения аа можно записать
как
Х’с + Х’ + Х’е = 0,
где Х'1г X' — входные сопротивления с учётом емкостей неодно-
родностей Сс, СА (рис. 9.236) (емкость СА имеет отрицательное
значение); Х’с— сопротивление емкости С* с> пересчитанное через
отрезок линии длиной /а с волновым сопротивлением 1Га и учи-
тывающее также емкость неоднородности Св. Напряжение и ток
47' с, Гъ е определяются путем пересчета Па.с и 7а.с к началу линии
(Wa, la). Из эквивалентной схемы рис. 9.236 следует, что
Mi. с = -р t/8H, /а. с + IСВ = Д, 4“ 4. с ~ 4н 4~ ^СА-
Определив значение Xi, можно найти длину внешней части резо-
натора, а зная величины Йа.с, Па. с, t/H, U№, q>a.a, фа.к, фвюфн, мож-
но рассчитать реактивные мощности в участках резонатора и со-
средоточенных емкостях С* с, СА, Св, Сс- Подсчитав полную реак-
тивную мощность резонатора, можно определить параметры кон-
тура, эквивалентного резонатору. Численный пример расчета ре-
зонатора по схеме рис. 9.21г приведен в гл. 13.
265
9.4. Колебательные системы
с использованием неоднородных линии
ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
В неоднородной линии параметры Li, Ct, J?i, G( не оста-
ются неизменными. Конструктивно неоднородные линии могут
быть выполнены в виде двухпроводных, коаксиальных, полоско-
вых и других линий (см. табл. 9.5). Изменение параметров в двух-
проводной линии достигается изменением расстояния между про-
водами или диаметров проводов. В коаксиальной линии изме-
няется диаметр внутреннего или внешнего цилиндра. Возможно
их одновременное изменение. В полосковой линии изменяется ши-
рина полосков или расстояние между ними. В радиальной линии,
имеющей постоянное расстояние между дисками, образующими
линию, с увеличением радиуса увеличивается емкость на единицу
длины, а индуктивность уменьшается, поэтому такая линия явля-
ется также неоднородной.
Закон изменения волнового сопротивления вдоль неоднородной
линии обычно отражается в названии линии. Для экспоненциаль-
ной, параболической, гиперболической линии волновое сопротив-
ление изменяется по закону
( ерх
I +р~г
(9.32)
где И7Н—волновое сопротивление в начале линии (см. табл. 9.5);
— коэффициент, характеризующий степень возрастания или
убывания волнового сопротивления; х — расстояние, отсчитывае-
мое от начала линии; I — длина линии; k= — 1, —2 — гиперболи-
ческая линия; k = 2 — параболическая линия; k=l— линия с пря-
молинейным изменением волнового сопротивления.
Для радиальной линии W(r) = 60h/r= W„ra/r, где h— расстоя-
ние между дисками, образующими линию; гп—радиус, соответ-
ствующий началу радиальной линии (см. рис. 9.28а).
Подобно однородным неоднородные линии используются для
создания колебательных систем. Применение неоднородных линий
позволяет в зависимости от поставленных требований удлинить
или укоротить внешнюю часть резонатора, работая на первом узле
напряжения. Используя неоднородные линии, можно уменьшать
величину реактивной мощности, запасаемой в колебательной си-
стеме.
Резонансные частоты короткозамкнутых отрезков неоднород-
ных линий зависят от закона изменения волнового сопротивления.
Это позволяет воздействовать на распределение спектра резонанс-
ных частот и улучшить фильтрацию гармоник [9.5].
В силу указанных обстоятельств использование неоднородных
266
линий для создания колебательных систем в ряде случаев может
оказаться более предпочтительным, чем применение однородных
линий.
ЭКСПОНЕНЦИАЛЬНЫЙ РЕЗОНАТОР
Резонатор состоит из усилительного прибора и отрезка
короткозамкнутой экспоненциальной линии. Волновое сопротивле-
ние линии изменяется по экспоненциальному закону (9.32).
Входное сопротивление отрезка короткозамкнутой экспонен-
циальной линии [9.6]
X ер ll~^ sinm'y
“ Г н cos(m'y + 'P) ’
где m' = m ]/1 — (р/2т)г— фазовый множитель экспоненциальной
линии; т — 2л/Х— фазовый множитель однородной линии; X — дли-
на волны в свободном пространстве; Т — сдвиг фаз между напря-
жением и током бегущей вдоль линии волны:
tg Y = p/2m •
V l-(p/2m)» ’
I — длина линии;
у — расстояние до рассматриваемого сечения от конца линии
(1/ = /—х).
На рис. 9.24 дана зависимость относительного значения вход-
ного сопротивления от электрической длины однородной линии
(ml), выраженной в градусах, при различных значениях парамет-
Рис. 9.24. Зависимость относительного значения входного сопротивления от элек-
трической длины линии (ml)
267
ного сопротивления однородной линии (р/2т = 0). Для резонанс-
ной настройки входное сопротивление линии должно быть равно
по абсолютной величине и обратно по знаку реактивному сопро-
тивлению присоединяемого прибора Из рис 9 24 следует, что
необходимое для резонансной настройки входное сопротивление
может быть получено как при более коротком, чем для однород-
ной линии (р/2т>0), так и при более длинном (р/2т<0) отрез-
ках экспоненциальной линии. Необходимость укорочения резона-
тора возникает при работе в метровом диапазоне волн, а удлине-
ния — в сантиметровом.
Распределение амплитуд напряжения и тока вдоль экспонен-
циальной линии подчиняется следующим законам
U 2 У>> smm'y
— = е -----------— ,
sinm'I
_ ic^~ (l~V) cos(m'j/ + Y) .
t/a sin m'l
Реактивную мощность электрического поля короткозамкнутой
на одном конце экспоненциальной линии можно определить по
формуле
1 • О ч'
— sin 2т I
4
(9.33)
_________________________• Im'l
2№а У Т—(p/2m)a sinW/ \ 2
Рис 9 25 Зависимость относительной величины реактивной
мощности электрического поля линии от относительной
величины входного сопротивления при п=0 и индуктив-
ном характере входного сопротивления
268
Для сравнительной оценки реактивных мощностей в экспонен-
циальных линиях, имеющих одинаковое входное реактивное со-
противление, но отличающихся коэффициентом р, характеризую-
щим степень возрастания или убывания волнового сопротивления.,
удобнее ур-ние (9 33) пронормировать и изобразить графически..
Рис 9 26 Зависимость относительной величины реак-
тивной мощности электрического поля линии от отно-
сительной величины входного сопротивления при п=\
и индуктивном характере входного сопротивления
Учитывая, что при у — 1
^ = 1FB--Sinw7 ,
cos (m'l У)
ур-ние (9.33) можно записать следующим образом:
тЧ 1
V - Т sinW/
Р cos(m7-|- ’FJsin/n'/ cos Т
где
p = /2X№, cosT = [l-(p2mY.
(9.34>
(9.35 >
26»
Из заражения (9.34) следует, что электрическая длина корот-
хозамкиутон экспоненциальной линии и ее входное сопротивле-
ние связаны между собой соотношением
ъ'1 = arcctg/----------F tg ЧП + п л, (9.36)
| -^вх ... I
у с0® /
зде я = (К I, 2, - • • .
Рассматривая совместно выражения (9.35) и (9.36), можно
.тостроить зависимость Pr/P^^X^fW^) при значениях р!2т, взя-
тых в качестве параметра. При значении p!2m = Q, т. е. р = 0, все
ариаедеивые выше соотношения описывают короткозамкнутый от-
резе» однородной линии.
На рис. 9.25 и 9.26 построены зависимости относительной ве-
s-ачияы реактивной мощности линии от относительной величины
ее вхэдвого сопротивления при п = 0, п=1 и индуктивном харак-
тере входного сопротивления.
Пользуясь приведенными графиками, можно достаточно легко
сделать сравнительную оценку экспоненциальных резонаторов с
точки зрения геометрических размеров и реактивной мощности,
зыясшпь яреимущества таких резонаторов по сравнению с одно-
родными резонаторами. Порядок расчета экспоненциальных резо-
наторов аналогичен расчету однородных резонаторов.
РЕЗОНАТОРЫ РАДИАЛЬНОГО ТИПА
Резонаторы радиального типа применяются в диапазоне
дециметровых и сантиметровых волн. Пример конструкции резо-
натора радиального типа представлен на рис. 9.27. На рис. 9.28а
дай упрощенный эскиз этого резонатора. Конструкция анодной
цепи лампы ГС-4В (см. приложение 3) заменена упрощенным
эскизом (см. рис. 9.46). Обычно в радиальных резонаторах ис-
пользуются колебания основного радиального типа или первого
порядка. Для этих колебаний электрическое поле имеет только
доставляющую, параллельную оси Z; силовые линии магнитного
золя— окружности, центры которых лежат на оси Z. Рассматри-
вая внешнюю часть резонатора как радиальную линию, замкну-
тую яа конце, можно записать условие резонансной настройки
9.2]
= etg (mrH, mrK),
где b— проводимость части резонансной системы, подключаемой
ко входу радиальной линии; 1Гн = 60/г/гн — волновое сопротивле-
ние радиальной линии на входе; ctg(mrH> oirH) — малый радиаль-
ный котангенс.
Графики функции etg (тга, тгк) приведены на рис. 9.29 и 9.30.
Зяая радиус гв, соответствующий началу радиальной линии, и за-
давая высоту h, а следовательно, и волновое сопротивление линии
Рис 9 27. Конструкция выходного резонатора усилителя CW'
тиметровых волн с согласующим трансформатором:
/ — лампа, 2 — резонатор радиального типа, 3 — двухступенчатый
1ласующий трансформатор, 4 — волноводнокоаксиальный переход. 5-
проходной конденсатор, 6 — блокировочный дроссель; 7 — штырь; 3? -
контактный поршень для настройки резонатора, 9 — втулка с
для перемещения контактного поршня
Ун, используя приведенные графики, можно определять радиус
соответствующий концу радиальной линии гк. Функцаг
ctgfmrn, тгк) — повторяющаяся, поэтому резонатор может рабо
тать на колебаниях основного типа (п = 0), первого (я= I) а боле*
высоких порядков Это следует иметь в виду при пользование
графиками,
Распределение амплитуд напряжения и тока вдоль радиально»
линии подчиняется следующим законам:
U
, , , Л (тгк) ,
Ja (wB) — —----------~Na (тгн)
Vo М
[Л (mr) -У, (w)l,
L V0(mrH) Т
I
ЯП
Рис. 9.29. Графики функции ctg(/nrB, /wK) для mrK<3fi
272
I mr
Ir тГ« T I X
J1 (mrH)
A (^k)
(mrK)
TVi (mrH)
Jt (mr)
J о (fflf K)
Na (mrK)
Nt (mr)
1
где Jo(mr), N0(mr) — цилиндрические (бесселевы) функции пер-
вого и второго рода нулевого порядка; Jt(mr), Ni(mr) — цилиндри-
ческие функции первого и второго рода первого порядка.
Рнс 9.30 Графики функций ctg(/wH, тгк) для
3,6<mrK<6,8
Задаваясь параметрами радиальной линии, необходимо руко-
водствоваться соображениями, аналогичными изложенным выше
о требованиях, предъявляемых к резонаторам.
Реактивную мощность электрического поля радиальной линии
можно определить, пользуясь графиками рис. 9.31. На этом ри-
сунке подобно графикам рис. 9.13 построена зависимость относи-
тельного значения реактивной мощности линии от относительного
значения входной проводимости. Величины, необходимые для рас-
чета реактивной мощности: Р = UH2bBX/2, Ьвх =—Ь.
273
Рис 9 34 Зависимость относительного значения реак-
тивной мощности линии от относительной величины
входной проводимости при &вх<0 и работе линии на
первом и втором узлах напряжения
Приведенные графики позволяют определить оптимальное зна-
чение Гн опт, при котором реактивная мощность имеет наименьшее
значение.
9.5. Цепи связи
ВИДЫ СВЯЗЕЙ И ИХ КРАТКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
Из расчета режима усилителя известны напряжение и
ток во входной цепи, т. е. известна входная проводимость между-
электродного промежутка сетка—катод. Реактивная составляю-
щая этой проводимости может быть компенсирована соответствую-
щей настройкой входной цепи. Активная проводимость должна
быть трансформирована входной цепью в сопротивление, обеспе-
чивающее требуемый режим работы возбудителя. Если возбуди-
тель подключается при помощи фидерной линии, то это сопротив-
ление, как правило, должно быть равно волновому сопротивле-
нию фидера.
В выходной цепи усилителя имеет место аналогичное преобра-
зование сопротивления, как правило, равного волновому сопротив-
274
лению фидера или входной цепи следующего каскада, в сопротив-
ление, обеспечивающее заданный режим работы усилителя. Это
сопротивление, отнесенное к междуэлектродному промежутку
анод—сетка, обычно известно из расчета режима усилителя.
Таким образом, колебательная система и цепь связи входной
и выходной цепей усилителя выполняют роль трансформатора со-
противлений. В расчете этих цепей много общего. В перестраивае-
мых усилителях необходимая трансформация сопротивления долж-
на быть обеспечена в заданном диапазоне частот, кроме того, цепи
связи должны быть достаточно широкополосными, чтобы не огра-
ничивать полосу частот, пропускаемых колебательными системами
Связь с колебательной системой может быть емкостная или
индуктивная в зависимости от того, от какого поля (электрическо-
го или магнитного) отбирается энергия.
Емкостная связь осуществляется при помощи конденсатора
связи. Обычно это плоский конденсатор, одна из пластин которого
закреплена на внутреннем проводнике фидерной линии, а дру-
гая — стенка резонатора. На рис. 8.32а дано схематическое изобра-
жение емкостной связи с коаксиальным, радиальным резонатором
и с открытой колебательной системой, выполненной в виде отрезка
двухпроводной линии. Для эффективной работы конденсатор свя-
зи должен располагаться там, где электрическое поле наибольшее.
Регулировка связи осуществляется изменением емкости связи пу-
тем перемещения пластины. Введение конденсатора связи ослаб-
ляет электрическую прочность колебательной системы. Это необ-
ходимо учитывать при проектировании резонаторов мощных уси-
лителей.
Связь при помощи зонда (штыря) является разновидностью ем-
костной связи. Схематическое изображение такой связи представ-
лено на рис. 9.326. Она менее эффективна и используется в тех
случаях, когда не требуется сильная связь резонатора с внешней
цепью.
Индуктивная связь осуществляется с помощью витка связи.
Взаимная индуктивность между витком связи и резонатором за-
висит от площади витка и расположения витка по отношению к
магнитному потоку, проходящему через виток связи.
Регулировка связи осуществляется изменением глубины погру-
жения витка связи в резонатор или его поворотом относительно
плоскости силовых линий магнитного поля резонатора.
Для эффективной работы индуктивной связи виток связи дол-
жен располагаться в плоскости, перпендикулярной линиям маг-
нитного поля в месте его наибольшего значения, т. е. в районе
пучности тока резонатора. Схематическое изображение индуктив-
ной связи для различных типов колебательных систем приведено
на рис. 9.32в.
Кондуктивная связь (рис. 9.32а) есть частный предельный слу-
чай индуктивной связи. Недостатком кондуктивной связи в замкну-
тых колебательных системах является сложность регулировки
связи.
275
Рис. 9.32. Виды связей:
а) емкостная; б) штыревая; в) индуктивная; г) кондуктивная;
д) с применением согласующего трансформатора
276
Для связи резонатора с внешней цепью можно использовать
согласующий трансформатор. Простейшим трансформатором мо-
жет служить отрезок четвертьволновой линии. В замкнутых коле-
бательных системах применяется последовательное включение сог-
ласующего трансформатора, в открытых — параллельное (рис.
9.32д) и последовательное (см. рис. 9.44) включение. Размеры
согласующего трансформатора обычно превышают размеры коле-
бательной системы, поэтому данный способ связи находит приме-
нение в основном в диапазоне СВЧ.
Введение элементов связи в колебательную систему нарушает
структуру поля, что, с одной стороны, вызывает изменение настрой-
ки колебательной системы, с другой стороны, затрудняет точный
расчет связи. В ряде случаев размеры элемента связи много
меньше длины волны и распределенным характером тока и напря-
жения на участке действия элемен-
та связи можно пренебречь. Однако
конечные размеры элемента связи
приводят к тому, что, кроме основ-
ного вида, имеют место и другие
виды связей. Это обусловливает при-
ближенный расчет цепи связи. По-
этому при проектировании следует
предусмотреть возможность значи-
тельной регулировки величины
связи.
ЕМКОСТНАЯ СВЯЗЬ
В задачу расчета связи
входит определение требуемого со-
противления связи, емкости и гео-
метрических размеров конденсато-
ра связи. На рис. 9.33а приведены
эквивалентная схема колебательной
системы и цепи связи. Параметры
эквивалентного контура определя-
ются по ф-лам (9.6) — (9.8);
(9.16), (9.17) через 2РГ, Р~, Рп
и амплитуду напряжения в месте
расположения конденсатора связи
t7 = t/CB, т. е. эквивалентная схема
строится относительно сечения, в
котором расположен конденсатор
Рис. 9.33. Эквивалентная схе-
ма резонатора и цепи связи:
а) эквивалентная схема вы-
ходного резонатора и цепи
связи; б) преобразованная эк-
вивалентная схема; в) эквива-
лентная схема входного резо-
натора и цепи связи
СВЯЗИ.
Для простой колебательной системы, выполненной в виде от-
резка однородной линии,
^св = Un sin m/CB = sin m/CB.
sin ml
277
Для резонатора радиального типа
и8Б ----------------------------------
Jo (wH) - No (mrs)
Nо \mrк)
•М^св)
Д (wK)
М (wK)
В простых колебательных системах, изображенных на рис. 9.32,
напряжение UB можно считать равным напряжению на между-
электродном промежутке лампы. В более сложных колебательных
системах требуется дополнительный расчет, устанавливающий
связь между этими напряжениями.
Цепь связи (см. рис. 9.33а) состоит из сопротивления конден-
сатора связи Хсв и сопротивления нагрузки ZH = rB-f-i Хв. Преобра-
зуем последовательное включение сопротивлений в параллельное.
Преобразованная цепь связи изображена на рис. 9.336, где
/?ВВ
%+х* v 'i + x*
г » Лвн ~ х
'Н Л
X — хев + х„.
При X > Гв
ДвндаХ2/гн, Хю ~ X.
Реактивная составляющая вносимого сопротивления вызывает
расстройку колебательной системы, которая может быть компен-
сирована соответствующей настройкой резонатора. Приведенные
ниже соотношения получены в предположении, что это условие
выполнено. Величина активной составляющей вносимого сопротив-
ления и требуемое сопротивление связи вычисляются по фор-
мулам:
х = хсв+хи = гад;>
Кх ~~
где R3 = U2CB/2P~.
Для входной колебательной системы Р~ соответствует мощ-
ности, поступающей от возбудителя в колебательную систему, для
выходной — это мощность в анодной цепи усилителя. Учитывая,
что
т|к = 1 — R3!RX = (Rx — R,)IRX,
получим
X = Хсв + Хв = ]/= -иа 1/. (9.37)
у пк V %р~ Як
Обычно при расчете цепи связи известны величины Р~, т]к
и ZB. Для выходной колебательной системы ZB может быть задано
волновым сопротивлением фидерной линии (№ф), коэффициентом
бегущей волны (к) или коэффициентом отражения Г=
— (ZB—W$)/(ZB+Wfy). Модуль коэффициента отражения |Г| и
коэффициент бегущей волны связаны соотношениями:
|Г | = ; к = J-JCL. .
1 1 1+к 1-НГ1
278
В зависимости от длины фидера гн и Хв могут меняться в пре
делах:
<
н
к
(9.38)-
— к
(9.39>
тивления связи при помощи
круговой диаграммы
2 \ к ) н
Как следует из выражения (9.37), большая емкость связи по-
требуется при меньшем значении гн и емкостном характере сопро-
тивления нагрузки. При расчете связи следует ориентироваться,
на предельные значения гв, Хк. Так
как предельные значения гн и Хн
имеют при разной длине фидера,
такой расчет позволит обеспечить
некоторый запас по величине связи.
Для входной цепи усилителя на- .
грузку возбуждающего фидера
можно представить в виде сопро-
тивления R3, подключаемого к фи-
деру через Лев (см. рис. 9.33в). Па-
раметры эквивалентного контура
определяются для сечения, в кото-
ром расположен элемент связи.
В данном случае также ставится
задача определить Хсв по заданным
значениям Ra, к, №ф. Поставленная
задача может быть решена при по-
мощи круговой диаграммы полных
сопротивлений. Для этого необхо-
димо определить точку пересечения окружностей, соответствующих
заданному к и R3IW$. Окружность реактивного сопротивления, про-
ходящая через эту точку, позволит найти необходимое сопротив-
ление связи (рис. 9.34). Из диаграммы следует, что решение воз-
можно, если выполняется условие
1 > Rb. > к
к '' 1Гф
При значениях = K и /?э/ТСф=1//с Хсв = 0, т е. емкостная-
связь превращается в кондуктивную.
Требуемая мощность в нагрузке при рассогласовании мо-
жет быть получена за счет увеличения мощности, поступающей
от возбудителя РПад. Если фидер согласован в сторону возбуди-
теля,
^П»Д _ 1 _ (1 4~ к)8
— 1 — I Г I’ ~ 4яс
Согласование можно считать достаточно хорошим, если
(0,54-0,7), при этом Рпад/Т3—^ (1,1254-1,035)
27&
После определения Хсв необходимо проверить реализуемость
требуемого значения. На рис. 9.22 и 9.35 представлены примеры
конструктивного выполнения конденсаторов связи усилителей диа-
пазона дециметровых и метровых волн. С некоторым приближе-
нием (без учета краевого эффекта) емкость конденсатора связи
можно рассчитать по формуле плоского конденсатора.
Площадь пластины конденсатора связи обычно предопределе-
на размерами конструкции колебательной системы в целом. Ми-
нимальное расстояние между пластинами следует выбирать, исходя
из допустимой напряженности поля, т. е. /г = Ймакс/-Едоп, где £ДОц=
= (54-10) кВ/см — допустимая напряженность поля, UMaKc — мак-
симальное напряжение на пластинах конденсатора.
Если постоянное напряжение между цилиндрами резонатора
отсутствует, Пмакс = 17св, при наличии постоянного напряжения
Рис. 9 35. Конструкция элементов емко-
стной связи для двухпроводной колеба-
тельной системы:
/ — проводник фидерной линии; 2 — подвиж-
ная пластина конденсатора связи; 3 — непод
вижные пластины конденсатора связи; 4 —
один нз проводников симметричной линии
Рис. 9.36. Элемент емкост-
ной связи:
а) эскиз; б) эквивалентная
схема
Ь'макс^Е’+^св. Для резонатора маломощных усилителей мини-
мальное значение расстояния между пластинами обычно выби-
рается по соображениям конструктивной реализуемости.
В усилителях дециметровых волн подвижная пластина кон-
денсатора связи располагается на штыре, индуктивность которого
может заметно влиять на величину сопротивления связи. Эскиз
и эквивалентная схема такого элемента связи представлены на
рис. 9.36. В этом случае
Хсв — ® LU1 1 /со Ссв.
Если /шС100(/ш, индуктивность штыря можно определить по
формуле
Ьш (нГ) = 2/ш (см) (2,3 lg - I + М .
\ “ш 2/ш'
Пример расчета емкостной связи дан в гл. 13.
280
ИНДУКТИВНАЯ связь
Для расчета индуктивной связи колебательную систему
целесообразно представить в виде последовательного эквивалент-
ного контура, параметры которого определяются через %РГ, Р~ >
Рп и значение тока I колебательной системы в сечении, где рас-
положен элемент связи. Цель расчета — определить требуемое
сопротивление связи и геометрические размеры витка связи.
Эквивалентная схема выходной колебательной системы и цепи
связи представлены на рис. 9.37а. Преобразованная эквивалент-
ная схема изображена на рис. 9.376. Параметры приведенных
схем могут быть определены из соотношений (9.12) — (9.17).
Вносимое в контур сопротивление
у 2 у 2
Лсв Лсв
у2 у2
гн---------iX'----,
^+«)2 н^+«)2
(9.40)
где 7.г-а = Гн + i Х/н=Гн + i (Хв +ХН_), Хсв = (оМ, ZH = rH + iXH, Хв = оДв—
сопротивление витка связи. Сопротивления г, г' и, следовательно^
г]к можно считать известными:
Г Г 4- гвн
Из выражения, определяющего КПД колебательной системы,
можно найти вносимое сопротивление и далее, используя выраже-
ние (9.40), определить сопротивление связи:
Хсв = Z'„ 1/^ =]Z'| 1/ —• (9.41)
св н Г Гн «I т гн (1—Т)к) v г
Сопротивление связи должно быть тем меньше, чем меньше
Х'н и г. Величина сопротивления Х'н зависит от индуктивности
витка связи и реактивной составляющей сопротивления нагрузки.
Если нагрузкой является входное сопротивление фидера, пределы
изменения Хн и гн, как было отмечено выше, зависят от КБВ
и определяются соотношениями (9.38) и (9.39). Сопротивление г,.
как следует из выражения (9.14), имеет наименьшее значение
при / = /п, т. е. в том случае, когда виток связи расположен вблизи
пучности тока.
Эквивалентная схема входной колебательной системы и цепи
связи представлена на рис. 9.37в. Сопротивление г', пересчитан-
ное в цепь витка связи, совместно с реактивным сопротивлением
витка является нагрузкой . возбуждающего фидера (рис. 9.37г):
X2
2Н = гя 4- i со LB = —" + i со LB.
Г
Полагая Х2св/г/=^ф, определим сопротивление связи:
*св - (9.42)
281
Далее, пользуясь круговой диаграммой полных сопротивлений,
определим для заданного КБВ допустимое сопротивление витка
связи (XB = &LB) или по известному сопротивлению Хв определим
КБВ на фидере.
Рис 9 37 Схемы индуктивной связи:
а) эквивалентная схема выходной колебатель-
ной системы и цепи связи; б) преобразован-
ная эквивалентная схема, в) эквивалентная
схема входной колебательной системы и цепи
связи, г) преобразованная эквивалентная схе-
ма
После определения сопротивления связи оценим ее реализу-
емость. Реализуемое сопротивление связи зависит от взаимоин-
дуктивности витка связи и колебательной системы:
Хсв = соЛ4,
где М=Фо!1 — взаимоиндуктивность; Фо—амплитуда магнитного
потока, проходящего через плоскость витка; I — амплитуда тока
колебательной системы.
Для коаксиального резонатора, эскиз которого изображен на
рис. 9.32в, магнитный поток, проходящий через виток связи,
Л, I,
'Фо = J Н (х, r)dxdr,
h
где щ = цоЦ, Цо = 4л =10~7 Г/м; ц — относительная магнитная про-
ницаемость.
Учитывая, что
И (х, г) = , / (х) = /п cos т х,
после интегрирования получим
Фо = In —£ (sin tnl2 — sin mlj) • 1 СП' .
282
sin mli
cos ml.
Взаимоиндуктивность, отнесенная к току резонатора в сече-
нии, расположенном на расстоянии /2 от короткозамыкающей пере-
мычки (Z=/ncos ml2),
М = = — In (tg ml2 -s-^ У 10-7.
/ п /?! \ cos mlj
Сопротивление связи
ХСв = (о М = 60 In ^tg т1г
Предельную величину сопротивления связи для принятого мес-
та размещения витка (12) можно получить, увеличивая размеры
витка связи до полного использования площади продольного се-
чения резонатора, т. е. переходя от индуктивной связи к кондук-
тивной. В этом случае /1 = 0, R\. — dl2, R2=DI2. Принимая во вни-
мание, что 60 \n(D/d) = W есть волновое сопротивление коаксиаль-
ной линии, образующей резонатор, получим
X.. — Wtg ml2.
Это выражение позволяет оценить реализуемость индуктивной
связи. Очевидно, необходимое сопротивление связи, определяемое
ф-лой (9.41) или (9.42), должно быть меньше Хсвпред
Для радиального резонатора, изображенного на рис 9 32в,
магнитный поток, проходящий через виток связи,
г, h
Фо = pi j j Н (z, г) dzdr.
ri 0
Учитывая, что
# (z, И = , 1 = г-^- ИЛ (/иг) + BN1 (mr)],
г 1 w г
Wr — 60h/r (волновое сопротивление радиальной линии при ц=1,
е=1),
Jo М
Jo (™н) — —-----“ (™н)
/Vo (mrK)
g __ ___ Jq (^k)
Хо(™-к)
после интегрирования получим
ф° = ДГ?т{ИЛ(/пг1) + ВХ0(тг1)] —[Л/0(тг2) + BN0(mr2)]}-10~7 .
Qu тт /z
Взаимоиндуктивность, отнесенная к току при г = п,
__ Фр _ А. 1 1
In itrt ( ctg(mri, тгк)
— Jq (mr2) No (mrK) — No (mr2) Jo (тгк) ) _ |Q-7
J1 (тгг) No \тгк) — (mrg Jo (тгк) /
28c-
Сопротивление связи
X = со М ~ Г________ 1________Д (тгг) No (mrK) Хо (Wa) Jp (mrK) 1
Г1 L etg (wy, mrK) J1 (mrj (mrK) — (mrj Д (mrK) ] ’
где Jo, No, Ji, Nt — цилиндрические функции первого и второго рода
нулевого и первого порядка (см. § 9 4).
Предельная величина сопротивления связи (при /гв = й, /'2=/'к’>
X =
св пред ctg(mr1, тгк)
Сопротивление связи колебательных систем, образованных из от-
резков двухпроводных линий, можно определить из следующих
соотношений. Для системы, представленной на рис 9.326,
^св — ^сь tg /и/2,
где волновое сопротивление связи определяется из соотно-
шения
FCB = 276 lg (D12/d12).
Для системы, изображенной на рис. 9.32в,
Лв = ^св^
cos ml2 .
В расчетное соотношение (9.40),
связи, входит сопротивление витка
может быть выполнен (рис 9.38) из
определяющее сопротивление
связи Xb = (dLb. Виток связи
круглого или прямоугольного
Рис 9 38 Витки связи
а) круглый виток круглого сечения, б) круглый виток прямоуголь-
ного сечения, в) прямоугольный виток прямоугольного сечения
проводника и иметь форму кольца или прямоугольника. Ниже
приведены формулы для определения индуктивности витков раз-
личной конфигурации (геометрические размеры даны в сантимет-
рах):
круглого кольца из провода круглого сечения (рис. 9.38а)
LB = 4л R ( In — 2х), нГ;
\ d /
284
круглого кольца из провода прямоугольного сечения (рис. 9.386)
= 1п8А -2х), нГ,
\ g /
где
In g =-----5-[г2 In г + a2 In а + 2ar In d + а (г + а) <рх ф-
(а + г)2 L
Ч 1
+ г (г + а)<р2 + -- (г 4- a)2j ;
проводника квадратного сечения.
при r = a Ing = In а — 0,54;
при а )3> г LB = 4л 7? (In — — 0,5^ , нГ;
\ а )
прямоугольного витка из провода прямоугольного сечения
(рис. 9 38в)
LB = 4(J>+ с)Г 1п-^----^1п(с + ]/5Ч^)--^ X
|_ а + г b + с о + с
/ /•----\ 9 l/ь2 X г2 1 Я 4- Г 1
X In (b + Vb* + с2) + +X-----------+ 0,447 ~ , нГ;
и -и z, и "j- оj
витка квадратной формы (с = Ь)
LB = 8c( In — + 0,223 XtZ + 0,726^ , нГ.
\ <2+ г с J
Обеспечить необходимое сопротивление связи тем легче, чем
меньше сопротивление витка при заданной его площади, поэтому
для витков связи предпочтительнее применять провод прямоуголь-
ного сечения с соотношением сторон а^>г. Полную компенсацию
а?
Рис 9 39 Конструкции витков связи с компенсацией собственной реак-
тивности витка связи
а) при помощи компенсирующего конденсатора, б) и в) при помощи ко-
роткозамкнутого шлейфа
285
собственной индуктивности витка связи можно получить, исполь-
зуя резонансную настройку цепи связи, которая может быть обес-
печена введением в виток связи последовательно компенсирую-
щего конденсатора (рис 9 39а) Емкость конденсатора опреде-
ляется из соотношения соЛв—1/соСк —0 Роль компенсирующего
конденсатора может выполнять также последовательно включен-
ный короткозамкнутый шлейф (рис 9 396) или параллельно вклю-
ченный с выбором места включения (рис 9 39в)
КОНДУКТИВНАЯ связь
Кондуктивная связь есть предельный случай индуктив
нои связи, и, следовательно, для расчета пригодны соответствую
щие выражения, приведенные выше
СВЯЗЬ С ПРИМЕНЕНИЕМ СОГЛАСУЮЩИХ
ТРАНСФОРМАТОРОВ
Для согласования колебательной системы с нагрузкой
и in возбудителем можно использовать согласующие трансформа
горы, выполненные в виде ступенчатых или плавных переходов
Ступенчатый переход состоит из одного или нескольких каскад
но соединенных отрезков фидерных линий, имеющих одинаковую
длину и различные волновые сопротивления Плавный переход
состоит, как правило, из одного отрезка неоднородной линии с
волновым сопротивлением, изменяющимся по определенному за
кон\ (экспоненциальному, параболическому, гиперболическом1»
Рис 9 40 Связь с применением сопасхющих
трансформаторов
а) резонатор с одноступенчатым неподвижным
согласующим трансформатором, б) распределе
ние амплитуд тока вдоль резо атора в) резона
тор с подвижным согласующим тращформато
ром
286
и т д) Сравнительные ис-
следования ступенчатых и
плавных переходов показа-
ли, что ступенчатые перехо-
ды короче плавных
Одноступенчатый и двух
ступенчатый коаксиальный
переход, используемый как
элемент связи резонатора с
внешней цепью, изображен
на рис 9 40а, в и рис
9 41а, б Эквивалентная схе-
ма выходного резонатора и
согласующего трансформа
тора приведена на рис 9 41в
Выбрав место подключения
трансформатора к резона-
тору, можно найти значение
тока резонатора в этом се-
чении и определить сопро-
тивление гвв, в которое дол
жно быть трансформирова
Рис 9 41 Двухступенчатый согласующий
трансформатор
а) для радиального резонатора, б) для
коаксиального резо ta-ropa, в) эквивалент
ная схема
но сопротивление нагрузки Ra (для согласованною фидера
Ян=^ф)
2 / 2РЛ 2Р_
Св г г : у2 Q~ J ~ /г Лк-
Волновое сопротивление одноступенчатого четвертьволнового
трансформатора следует взять равным
Из за резонансных свойств четвертьволнового трансформатора
согласование выполняется только на заданной частоте f0 При от
клонении частоты от f0 появляется рассогласование, которое оце
нивается коэффициентом отражения Г или коэффициентом бегу
щей волны к Для выходного резонатора рассогласование приво
дит 1 изменению вносимого и, следовательно, полного и эквива
ленгного сопротивления резонатора Установив допустимое изме
неиие полного сопротивления г'1г'] = к', можно определить соответ
сгвующее изменение вносимого сопротивления, т е предельное
рассогласование
Дм _ j 1 Д_____Д _ 1
ГВН Пь к' ) К '
Недостатком одноступенчатого трансформатора является его узко
полосность Полоса пропускания трансформатора (2Afn, рис 9 42)
уменьшается с увеличением перепада согласуемых сопротивлений
R = Согласующие трансформаторы, используемые в качест
287
Рис 9 42 Полосы пропускания ступенчатых трансформаторов с чебышевской
частотной характеристикой для различного числа секций п.
ве элементов связи, работают при значениях R десятки и сотни
единиц.
Для согласования в более широкой полосе частот при больших
значениях R следует использовать несколько отрезков четверть-
волновых линий. С увеличением числа секций возрастает общая
длина трансформатора. Трансформатор, имеющий наименьшую
длину (/о = п/) при заданных значениях R, |Г|макс, 2Д[П, называют
оптимальным, или чебышевским. При проектировании трансфор-
матора могут быть заданными значения R, |Г|макс и п. Искомыми
являются 2Д/„ и W'n или заданы значения R, |Г|Макс и 2Д[П,
требуется определить п и Wn-
Расчетные соотношения для первого варианта [9.8]:
1. Относительная полоса пропускания
„ 2Д /п 4 . с
2оп = —— = — arc sin S,
/о я
где
1 , 1 Л , ( R — 1
— = ch — Arch]---
S п I2VRv
I Г 1макс_
l/iZirt2
r 12 'макс
ЕСЛИ I Г 1макс < 1 ’ T0 V = | Г |макс,
при п — 1 1/S—(R—l')/2vVR-
2. Приведенные волновые сопротивления секций трансформа-
тора при п = 2:
= ид/Гзи = /Трт+WW^T^ =r2/rBH = wr ,
при п = 3 Wу* определяется из уравнения
---R = 'Д2 + 2W.. y^R — R/Wi> — 2 VR/Wi<
4/3S2 — 1 1 1
(уравнение решается графически),
U72# = ]/£, F3. =WP .
288
Расчетные соотношения для второго варианта:
1 Число секций
Аг ch С
п = ---------- ,
/ 1 \
Ar ch —
\ S /
где С = (R — 1 )/2v /Я, S « sin ,
4
при R » 1 и IГ < 1 С « /Д/21 Г |маке.
Далее расчет приводится по п. 2 первого варианта. Для вход-
ного резонатора нагрузкой трансформатора является полное со-
противление эквивалентного контура (г'). Это сопротивление дол-
жно быть трансформировано в сопротивление, равное волновому
сопротивлению фидера.
Регулировка связи может быть осуществлена изменением вол-
новых сопротивлений ступенчатых переходов. Недостатками та-
кого способа регулировки связи являются малые пределы регу-
лировки связи и сложность конструкции. Регулировку связи можно
осуществить, перемещая согласующий трансформатор относитель-
но пучности тока резонатора [9.9]. На рис. 9.40в дано схемати-
ческое изображение резонатора с подвижным согласующим транс-
форматором. Согласующий трансформатор коаксиальный, двух-
секционный. Подвижная часть трансформатора может переме-
щаться вдоль резонатора независимо от положения поршня на-
стройки резонатора. Волновое сопротивление секции, вводимой в
резонатор, обычно мало (единицы ом), отношение диаметров ци-
линдров секции трансформатора близко к единице, поэтому вве-
дение трансформатора в резонатор незначительно меняет его
объем и резонансную частоту. При перемещении ступенчатого пе-
рехода ьдиль резонатора величина гвн (сечение А А) остается неиз-
менной, однако мощность, передаваемая — /2cBHj в нагруз-
ку, изменяется из-за изменения тока / (см. рис. 9.406). Для одно-
родного резонатора / = Zncosm/CB.
Добротность резонатора можно определить из выражения
(9.13). Учитывая соотношения (9.14), (9.31), имеем
= — Н------------—---------cos2 m/eB.
Q Qx ! 1 \ ев
W I т//2 + — sin 2т/
\ 4 /
"При /св = Х/4 <Q = QX; при /Св == 0 добротность наименьшая, ее
величина зависит от выбора гвн. Полученное выражение можно
представить в нормированном виде
Q 1
Q.i 1 + q cos2 m/CB ’
где q = QxrBa/pIa — параметр, характеризующий связь, р/п=
Ю—243 28®
— Ц7 J- sin 2ml\ — характеристика
эквивалентного контура,
рассчитанного относительно тока пучности.
На рис. 9.43 данное выражение представлено графически Учи-
тывая, что т]к= 1—Q/Qx, кривые рис. 9.43 можно использовать для
Рис 9 43 Зависимость добротности
резонатора от положения согласую-
щего трансформатора
определения КПД резонатора.
Наибольшие пределы регулиров-
ки добротности резонатора мо-
гут быть получены при работе
резонатора на втором узле на-
пряжения. При работе резонато-
ра на первом узле напряжения
длина резонатора обычно мень-
ше %/4(т/<90°) и полная раз-
грузка резонатора перемещением
согласующего трансформатора не
может быть обеспечена. Приве-
денные соотношения и кривые
могут быть использованы при
различной постановке задачи рас-
чета.
Рассматриваемый способ свя-
зи резонатора с внешней цепью
может быть использован и для
других типов колебательных си-
стем с распределенными постоянными. На рис. 9.44 представлен
эскиз колебательного контура с двухпроводной линией и элемен-
Рис. 9 44 Колебательный контур с двухпроводной линией,
согласующим трансформатором и симметричным нагрузочным
фидером-
1 — отрезок двухпроводной лннин, 2 — короткозамыкающая перемычка
3 — четвертьволновые коаксиальные трансформаторы; 4 — нагрузочный
двухпроводный фидер
290
том связи, выполненным в виде подвижных четвертьволновых
трансформаторов. Электроды усилительного прибора подключа-
ются к разомкнутому концу линии. Настраивается контур пере-
мещением короткозамыкающей перемычки, т. е. изменением дли-
ны отрезка двухпроводной линии I. Регулировка связи осущест-
вляется перемещением входа четвертьволновых трансформаторов
(сечение АА) относительно короткозамыкающей перемычки, т е.
изменением ZCB- Настройка контура и регулировка связи возмож-
ны независимо друг от друга.
Согласованный нагрузочный фидер имеет входное сопротивле-
ние, равное волновому сопротивлению фидера U7=2761g(2Z)/d).
Так как двухпроводный фидер симметричный, можно полагать,
пренебрегая неоднородностью перехода, что ко входу каждого из
четвертьволновых трансформаторов подключено сопротивление
Дн=П7/2 (сечение ББ). Эти сопротивления трансформируются
отрезками четвертьволновых коаксиальных линии в сопротивления
гвн/2= U72t/7?h, где U7T= 138\g(DT/dT) — волновые сопротивления
коаксиальных линий Трансформированные сопротивления включе-
ны последовательно в колебательный контур в сечении АА. Мощ-
ность, выделяемая в этих сопротивлениях, т. е. передаваемая в
нагрузочный фидер, Р~н= 1 /2/2гвн. Добротность колебательного
контура зависит от ZCB и гвн и может быть определена по соотно-
шениям, приведенным выше.
Вместо двухпроводного нагрузочного фидера колебательный
контур может быть связан с двумя коаксиальными нагрузочными
фидерами или с одним коаксиальным нагрузочным фидером
(рис. 9.45).
bj г «у
Рис 9 45 Колебательный контур с двухпроводной линией, согласую-
щим трансформатором и коаксиальным нагрузочным фидером
I — отрезок двухпроводной линии, 2 — короткозамыкающая перемычка 3 — чет
вертьволновый коаксиальный трансформатор, 4 — коаксиальный нагрузочный
фидер
Используя подвижные согласующие трансформаторы для свя-
зи резонатора с внешней цепью, можно обеспечить широкие пре-
делы изменения добротности резонатора в пределах от доброт-
10" 291
йости ненагруженного резонатора до получения апериодической
цепи. Благодаря совмещению элемента связи с резонатором и
нагрузочным фидером уменьшаются габариты колебательной си-
етемы в целом.
9.6. Цепи питания усилителя
Принципы построения цепей питания усилителей раз-
личных диапазонов частот аналогичны [9.3], [9.14], однако конст-
руктивное исполнение блокировочных элементов цепей питания
существенно зависит от рабочей частоты усилителя.
Основным блокировочным элементом в цепях питания усили-
телей УВЧ и СВЧ является разделительный конденсатор. Этот
конденсатор разделяет электроды лампы по постоянному току.
Чтобы такое разделение не сопровождалось чрезмерным наруше-
нием структуры электромагнитного поля резонатора и излучением
мощности за его пределы, разделительный конденсатор должен
иметь емкость Ср= (1004-200)CIt где С/ — емкость эквивалент-
ного резонатору контура, рассчитанного относительно тока в се-
чении, в котором расположен разделительный конденсатор. По-
ставленное условие выполняется тем легче, чем ближе к узлу
тока резонатора расположен разделительный конденсатор. Обыч-
но емкость разделительного конденсатора имеет величин}' при-
близительно 100—4000 пФ. Необходимую величину емкости можно
обеспечить плоским кольцевым или цилиндрическим конденсато-
ром, обкладками которого являются стенки резонатора. В ка-
честве высокочастотного диэлектрика используются слюда, кера-
мика, фторопласт (см. табл. 9.6). Необходимую площадь обкла-
док конденсатора можно найти из формулы, определяющей ем-
кость плоского конденсатора. В диапазонных усилителях раздели-
тельный конденсатор иногда монтируется в короткозамыкающем
поршне. Такое расположение конденсатора расширяет пределы
перемещения поршня. В, конструкции усилителя, изображенного
на рис. 9.27, роль разделительного конденсатора выполняют сек-
ции согласующего трансформатора 3. Напряжение на анод лампы
поступает через проходной конденсатор 5, блокировочный дрос-
сель 6 и штырь волноводно-коаксиального перехода 7. Принци-
пиальная схема анодной цепи этого усилителя изображена на
рис. 9.466.
Разделительный конденсатор должен быть механически проч-
ным, так как он входит в конструкцию резонатора как деталь,
несущая механическую нагрузку. Конденсатор должен быть элек-
трически прочным. Он должен выдерживать постоянное напряже-
ние, действующее между электродами лампы, и высокочастотное
напряжение, величина которого зависит от места включения кон-
денсатора и величины высокочастотного междуэлектродного на-
пряжения.
В качестве разделительных конденсаторов также широко при-
меняются керамические конденсаторы. Основой такого конденса-
292
тора служит керамический цилиндр или кольцо, в которые вжи-
гаются два слоя серебра, образующие обкладки конденсатора.
С обкладками конденсатора непосредственно контактируют стенки
резонатора и вывод электрода лампы.
Промышленностью выпускаются керамические анодно-раздели-
тельные и блокировочные конденсаторы типа КВЦ и КВК для
металлокерамических ламп с диаметром радиатора 45, 50, 65,
100 мм и для ламп с кольцевыми выводами с внутренним диамет-
ром: 83, 110, 120, 145, 150 мм. Анодно-разделительный конденса-
тор типа КВЦ-2 использован в конструкции усилителя, изобра-
женной на рис. 9.22 (поз. 17). На принципиальной схеме этого
усилителя (см. рис. 9.46а) —это конденсатор Ci.
Рис. 9.46. Принципиальная электрическая схема:
а) усилителя с резонатором коаксиального типа рис.
9.22; б) анодная цепь усилителя рис. 9.27
Блокировочные дроссели, применяемые в цепях питания уси-
лителей метрового, дециметрового, сантиметрового диапазонов,
выполняются в виде однослойных цилиндрических или спиральных
катушек бескаркасной конструкции или намотанных на керами-
ческое основание. Индуктивность блокировочного дросселя должна
быть выбрана Ада= (10-4-50)Lv, где Lu — индуктивность эквива-
лентного резонатору контура, рассчитанного относительно напря-
жения в точках подключения дросселя. При рабочих частотах
100—1000 МГц необходимая индуктивность дросселя составляет
10—0,1 мкГ.
Индуктивность цилиндрической однослойной катушки при
Z =----------^-”Р(СМ)]2-----+ nD (2,8 — — 3,4) ,
( * «(си) + 0,45D(CM) \ d ’ J
293
плоской
где п— число витков.
катушки со спиральной намоткой
(9.43)
г 2WPCPUM)
Ъ(нГ) — о
1 + 2,75 —
Г>ср
где ДСр — средний диаметр
тушки.
Блокировочный дроссель
катушки; 5=(Д—d)/2— ширина к$-
со спиральной намоткой входит в
комплект блокировочных элементов усилителя, изображенного на
рис. 9.22 (поз. 4). На принципиальной схеме усилителя (см. рис.
9.46fl) — это Li, Lz.
Через блокировочные дроссели на подогреватель лампы пода-
ется напряжение накала, и через один из них протекает постоян-
ная составляющая катодного тока. Блокировочные дроссели раз-
делены диэлектрическими прокладками. Кольца, подключенные к
концам дросселя, являются обкладками разделительных конден-
саторов С3—Ст. Расчет такого блокировочного дросселя рассмот-
рен в гл. 13.
В усилителях УВЧ и СВЧ в качестве дросселей широко ис-
пользуются четвертьволновые, закороченные на конце, коаксиаль-
ные линии.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
9.1. Иванов А. Б., Сосновкии Л. Н. Импульсные передатчики СВЧ. М., «Со-
ветское радио», 1956. 615 с.
9.2. Захаров А. М. Резонаторы генераторов дециметровых волн. М., «Связь»,
1967. 71 с.
9.3. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь»,
1969. 542 с.
9.4. Современное радиопередающее оборудование для радио н телевизионного
вещания на ультракоротких волнах. Под ред. А. И. Лебедева-Карманова.
М., Связьиздат, 1963. 201 с.
9.5. Литвиненко О. Н., Сошников В. И. Колебательные системы нз отрезков
неоднородных линий. М., «Советское радио», 1972. 142 с.
9.6. Захаров А. М. Параметры экспоненциальных резонаторов. Трубы учебных
институтов связи, 1969, вып. 43, с. 82—91.
9.7. Захаров А. М. Оценка реактивной мощности радиальных резонаторов.
Труды учебных институтов связи, 1966, вып. 31, с. 30—37.
9.8. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам
волноводной техники. М., «Советское радио», 1967. 360 с.
9.9. Захаров А. М. Коаксиальный резонатор. Авторское свидетельство № 374685.
«Открытия. Изобретения. Промышленные образцы. Товарные знаки», 1973,
№ 15, с. 18.
9.10. Терентьев С. Н., Картавых В. Ф. Триодные передатчики дециметровых волн.
Киев, Гостехиздат, УССР, 1962. 346 с.
9.11. Андреевский М. Н. Конструкции генераторов дециметровых н метровых
волн. .М., Оборонгиз, 1956. 132 с.
9.12. Плодухнн Б. В. Коаксиальные диапазонные резонаторы. М., «Советское
радио», 1956. 240 с.
294
9.13. Орлов С. И. Расчет н конструирование коаксиальных резонаторов. М.,
«Советское радио», 1970. 252 с.
9.14. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., «Связь»,
1972. 456 с.
9.15. Лииде Д. П. Основы расчета ламповых генераторов СВЧ. М., Госэнерго-
издат, 1969. 431 с.
9.16. Антипов Г. Я., Маршаков Г. М. Генераторные металлокерамические лампы
СВЧ диапазона. М., «Советское радио», 1969. 64 с.
9.17. Кацнельсон Б. В., Ларионов А. С., Калугин А. М. Электровакуумные элек-
тронные и ионные приборы. Справочник. Книга вторая. М., «Энергия», 1970.
336 с.
9.18. Воинов Б. С. Шпрокодиапазонные колебательные системы. М., «Советское
радио», 1973. 303 с.
Глава 10
ВЕЩАТЕЛЬНЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ
ИЗОБРАЖЕНИЯ ДИАПАЗОНОВ
ОВЧ И УВЧ
10.1. Общие сведения
- Телевизионное вещание в СССР ведется на частотах
48,5— 100 МГц (I—II диапазоны), 174 — 230 МГц (III диапазон)
и 470 — 622 МГц (IV—V диапазоны). Передаваемому сигналу
изображения присуща полоса частот от 0 до 2—3 Гц и, далее, от
50 Гц до 6 МГц; при передаче цветного изображения в этой же
полосе находится и поднесущая (со средней частотой около
4,25 и 4,4 МГц), частотномодулированная цветовой информацией.
Для передачи указанного сигнала по радио принята амплитудная
модуляция (AM) негативной полярности, причем в модулирован-
ном колебании должны быть строго .фиксированы: пиковый уро-
вень (уровень синхроимпульсов), уровень гасящих импульсов
(75 + 2,5% от пикового, он выше уровня «черного» на 4,2%) и
уровень «белого» (15 + 2,0% от пикового); при цветном теле-
видении (ЦТ), однако, огибающая, определяемая результирую-
щим сигналом собственно изображения, выходит за уровни гаше-
ния и «белого». В спектре выходного радиоколебания передатчика
нижняя боковая полоса частот должна содержаться полностью
лишь в пределах 0,75 МГц от несущей; за частотой, отстоящей
от последней на 1,25 МГц, она должна быть ослаблена (по отно-
шению к соответствующей верхней боковой), по крайней мере,
на 20 дБ, а на частотах, определяемых цветовой поднесущей, —
на 40 дБ. В целом канал изображения телевизионной станции
должен вносить малые амплитудно- и фазо-частотные искажения
(АЧИ и ФЧИ), определяемые по неравномерностям его ампли-
тудно-частотной характеристики (АЧХ) и характеристики груп-
пового времени запаздывания (ХГВЗ), обладать малой нелиней-
ностью, оцениваемой дифференциальными коэффициентом пере-
дачи и фазовым сдвигом (не должны быть хуже 0,85 — 0,9 и
±5° соответственно), и иметь малый уровень собственного AM
фона (ниже 42—45 дБ). Абсолютная нестабильность несущей ча-
стоты этого канала должна быть не более (150—350) Гц. Звуковое
сопровождение телевидения передается методом частотной модуля-
ции (ЧМ) в канале, номинальная средняя частота которого выше
несущей канала изображения на 6,5 МГц. Пиковые мощности со-
временных вещательных передатчиков по каналу изображения ле-
296
жат в пределах от единиц и десятков ватт (у необслуживаемых
местных ретрансляторов) до одной-двух сотен киловатт (у неко-
торых уникальных станций). Мощность по каналу звука должна
составлять 1/5—1/10 от пиковой мощности по каналу изобра-
жения.
Ниже излагаются основы проектирования и расчета радиоча-
стотного тракта вещательных передатчиков изображения, преиму-
щественно мощных 0.
10.2. Составление общей структурной
схемы
ТЕТРОДНЫЙ И КЛИСТРОННЫЙ ВАРИАНТЫ
Разработка структурной схемы канала изображения те-
левизионной радиостанции, как и всей этой станции в целом, на-
чинается с определения типа выходного электровакуумного при-
бора (ЭВП). В метровом диапазоне в настоящее время использу-
ются в основном широкополосные лучевые тетроды коаксиальной
конструкции. В дециметровом диапазоне применяются как тетро-
ды, так и широкополосные многорезонаторные пролетные клистро-
ны, так как каждому из этих типов приборов присущи свои пре-
имущества и недостатки [10.2, 10.3]; однако в последние годы все
чаще отдается предпочтение клистронам'. При мощностях до
15—20 кВт перспективны и тетроды (и в метровом, и в децимет-
ровом диапазонах), и клистроны с принудительным воздушным,
а при больших мощностях — клистроны с испарительным охлаж-
дением.
ВЫБОР СИСТЕМЫ РЕЗЕРВИРОВАНИЯ
Одним из центральных при построении структурной схе-
мы является вопрос обеспечения необходимой надежности обору-
дования. Он в значительной мере решается введением в передат-
чики тех или иных систем оперативного резервирования аппара-
туры. Основным способом резервирования всех сравнительно мощ-
ных устройств в тетродных передатчиках изображения (и звуко-
вого сопровождения) (как отечественных, так и зарубежных) яв-
ляется в настоящее время постоянное нагруженное резервирова-
ние, реализуемое путем построения указанного участка тракта из
двух одинаковых постоянно работающих полностью автономных
единиц половинной мощности (полукомплектов), выходные колеба-
ния которых складываются в общем фидере с помощью мостовой
схемы. Такое построение обычно сочетается с системой обхода
мостового устройства; тогда при выходе из строя одного из полу-
комплектов полного отказа передатчика не происходит — лишь
колебательная мощность его понижается вдвое.
^ц°°®Ражения 0 построении видеочастотиого тракта этих передатчиков
297
Альтернативой системе сложения могло бы быть использова-
ние резервирования замещением, когда имеется специальный до-
полнительный резервный элемент (например, целый полукомп-
лект), включаемый при отказе рабочего При этом и при аварии
поддерживалась бы номинальная мощность передатчика и не тре-
бовались бы дополнительные устройства сложения Из общей
теории надежности известно, кроме того, что ненагружанное
резервирование, например замещением, дает выигрыш по нара-
ботке на отказ (при наличии восстановления) в пределе, вдвое
больший, чем постоянное нагруженное Однако применительно к
мощной радиоаппаратуре система сложения обладает следующими
сравнительными достоинствами практически все оборудование по-
лезно работает все время (т е используется весьма эффективно),
требуемая номинальная мощность передатчика в случае надобно-
сти может быть получена с помощью менее мощных ЭВП, коли-
чество оборудования и, следовательно, его масса, габариты и стои-
мость увеличиваются (по сравнению с аналогичной аппаратурой
без резерва на полную мощность в одном комплекте) не более чем
на 30—40%, а промышленный КПД станции снижается всего на
2—3% и, наконец, переход в аварийный режим практически не
сопровождается изменением условий работы полукомплекта, ос-
тавшегося в действии Между тем опыт эксплуатации мощного
передающего оборудования показал, что наибольшее число отка-
зов происходит как раз в момент его включения (в данном слу-
чае ненагруженного или частично нагруженного резерва) и в пер-
вые минуты работы В силу изложенного применение резервиро-
вания замещением в мощной аппаратуре нецелесообразно Вме-
сте с тем оно вполне рационально для маломощного предваритель-
ного тракта передатчика, в особенности выполненного на тран-
зисторах (тогда резерв может быть ненагруженным) Упрощенная
Рис 10 1 Упрощенная структурная схема
передатчика по каналу изображения
/ — маломощный тракт 2 — источники питания
маломощного тракта 3 — полукомплект мощных
каскадов 4 — источники питания мощных каска
дов 5 —мост сложения полукомтектов 6 — бал
частная нагрузка
структурная схема передат-
чика по каналу изображе-
ния, сочетающая систему
сложения мощных (лампо-
вых) полукомплектов (с соб-
ственными устройствами пи-
тания, охлаждения и т д)
и резервирование замещени-
ем для маломощного трак-
та (с его элементами пита-
ния и прочее), представле-
на на рис 10 1 При этом к
маломощному тракту может
быть отнесено большее или
меньшее число каскадов
Так, например, в отечественных УВЧ передатчиках изображения
с модуляцией на выходной частоте [10 22] в маломощный тракт,
кроме возбудителей и устройств видеочастотной коррекции (для
которых и ранее всегда предусматривалось резервирование заме-
298
щением), включаются и умножители частоты, и предварительные
УВЧ усилители, а в рассматриваемых ниже наиболее современных
передатчиках с модуляцией на промежуточной частоте — вообще
все элементы видео-, промежуточной и радиочастот, которые могут
быть построены на транзисторах
Если при проектировании достаточно данных для предвари-
тельного расчета надежности всех элементов передатчика с их
устройствами питания, охлаждения и управления, то наиболее
рационально распределить аппаратуру между маломощным трак-
том и мощными полукомплектами так, чтобы получить эти систе-
мы примерно равной надежности Естественно, однако, что жела-
тельно (с конструктивной и эксплуатационной точек зрения) вво-
дить в состав формируемого маломощного тракта только каскады,
более или менее однородные по оборудованию (например, тран-
зисторные и на низковольтных маломощных лампах) Учитывая
такое соображение, в некоторых случаях разделяют маломощный
тракт на два последовательных, независимо резервируемых блока,
при этом и наработка на отказ дополнительно повышается
В настоящее время [10 2, 10 3] и в СССР, и за рубежом в тет-
родных телевизионных радиостанциях, построенных по системе
сложения мощностей, объединяют источники питания постоянным
током полукомплектов передатчиков по каналам изображения и
звукового сопровождения При этом сокращается количество вы-
прямителей, значительно упрощаются системы УБС и силового
питания с соответствующим повышением надежности оборудования
и облегчением эксплуатации В таком случае, конечно, отсутствует
возможность так называемого «перекрестного резервированиям,
когда вещание продолжается при одновременном выходе из строя
одного полукомплекта капала изображения и одного полукомп-
лекта канала звука в разных полукомплектах станции Но с точки
зрения надежности подобная возможность была бы не очень су-
щественна, так как интенсивность отказов в более простом тракте
звукового сопровождения практически значительно меньше, чем
в тракте изображения При аварии с каким-либо источником пи-
тания, естественно, одновременно выходят из строя и полуком-
плект качала изображения, и полукомплект канала звука, но это
не может рассматриваться как недостаток данной структурной
схемы, так как и при длительном отказе только одного из этих
полукомплектов второй все равно приходится отключать для со
хранения заданного соотношения выходных мощностей по указан-
ным каналам Применение объединенных источников питания поз-
волило иметь в современных тетродных телевизионных станциях
два разделительных фильтра (для совместной работы каналов
изображения и звука)—по одному на каждый полукомплект
станции — и одно мостовое устройство — для сложения мощно-
стей этих схемно законченных полукомплектов При таком построе-
нии существенно (по крайней мере, вдвое) сокращается необхо-
димое число мощных высокочастотных переключателей, осущест-
вляющих подключение полукомплектов передатчиков в обход мос-
299
тов сложения на антенну или на ее эквивалент и соответственно
дополнительно повышается надежность комплекса аппаратуры
Структурная схема телевизионной станции, соответствующая из-
ложенным прогрессивным принципам, представлена на рис 10 2.
Отметим, что в маломощных трактах каналы изображения и зву-
кового сопровождения могут иметь и раздельные источники пи-
тания.
В клистронных телевизионных радиостанциях также исполь-
зуется (в частности, за рубежом) построение передатчиков изобра-
жения и звука по системе сложения мощностей клистронных уси-
лителей в соответствии со структурной схемой рис. 10.2. Однако
Рис 10 2 Структурная схема тетродной телевизионной
радиостанции (сложение мощностей схемно закончен-
ных мощных полукомплекто®, резервирование замеще-
нием маломощного тракта).
1— возбудитель канала изображения; 2— ЧМ возбудитель, 3 —
маломощные каскады канала изображения, 4 — маломощные
каскады канала звукового сопровождения; 5 — источники пита-
ния маломощных каскадов; 6 — полукомплект мощных каскадов
канала изображения, 7 — то же, канала звукового сопровож
дения, 8 — общие источники питания мощных каскадов 9 —
разделительный фильтр, 10 — балластная нагрузка, // — мост
сложения полукомплектов
с целью сокращения числа применяемых в аппаратуре сравни-
тельно дорогостоящих клистронов во многих случаях для выход-
ной части более рациональна структурная схема рис. 10.3, кратко
рассмотренная в [10.2; 10.3]. Следует отметить, что все три клист-
рона здесь однотипны и в канале звукового сопровождения мощ-
ность прибора просто недоиспользуется. При выходе из строя
одного из клистронов канала изображения (или же канала звука)
мосты (уравнительный и сложения) автоматически обходятся.
В отступление от схемы рис. 10.3 возможно применение двух
несколько более мощных высоковольтных выпрямителей для пи-
тания всех трех клистронов; это приводит к дополнительному со-
кращению количества единиц и габаритов аппаратуры, но немного
усложняет коммутацию питания при переходе к работе на поло-
винном уровне мощности. Если при заданной мощности н налич-
ном ассортименте приборов достаточно иметь в каналах изобра-
300
жения и звука на выходе всего по одному клистрону, то приме-
няется и такой способ их резервирования, когда при отказе одного
из клистроиных усилителей колебания от обоих предварительных
трактов коммутируются через дополнительный разделительный
фильтр на вход исправного клистрона, а основной фильтр обхо-
дится (рис. 10.4). Однако во избежание больших перекрестных
От маломощн'.
изовраж
и звука |
(равтего ц ре
зервного)
| К ан-
'тёмне
Рис 10 3. Структурная схема выходной части теле-
визионной радиостанции на трех клистронах-
/ — уравнительный (распределительный) мост, 2 — балласт
ная нагрузка» 3 — клистронный усилитель канала изобра-
жения, 4 — клистронный усилитель канала звукового сопро-
вождения, 5 — высоковольтный выпрямитель 6 — мост ело
жения, 7 — разделительный фильтр
От малой
трантов-
(равтего_
и резер
вжка)
Рчс 10 4. Структурная схема выходной части
телевиаиоиной радиостанции на двух клист-
ронах.
1 — дополнительный разделительный фильтр 2 — бал-
ластная нагрузка, 3— клистронный усилитель, 4 —
высоковольтный выпрямитель, 5 — разделительный
фильтр
искажений выходная мощность при этом снижается более чем
в два (в три—четыре) раза. Оба клистрона здесь (как и в схеме
рис. 10 3) заранее настраиваются одинаково — на пропускание
суммарной полосы каналов изображения и звука. Отметим, что
в схемах рис. 10.3 и 10.4, по существу, реализуется принцип так
называемого «резервирования замещением функций».
СООБРАЖЕНИЯ О МЕТОДАХ ЭХОПОГЛОЩЕНИЯ И
ПОДАВЛЕНИЯ ПОБОЧНЫХ ИЗЛУЧЕНИЙ
Из-за наличия в антенно-фидерных трактах телевизион-
ных радиостанций так называемого фидерного эха для сведения
К допустимой величине связанных с ним искажений типа допол-
нительных контуров на принимаемом изображении необходимо
304
уже при разработке структурной схемы телевизионного передат-
чика предусмотреть придание его выходу свойств эхопоглощаю-
щего устройства. Это может быть достигнуто за счет: а) построе-
ния указанного выхода по квадратурной схеме сложения мощ-
ностей полукомплектов или блоков оконечного каскада, б) созда-
ния в выходном каскаде отрицательной обратной связи для по-
ступающего эхо-сигнала; в) включения на выходе невзаимного
ферритового устройства (циркулятора, вентиля).
Первый способ, принцип действия, теория и преимущества
которого изложены в работах [10 2; 10.4], получил в настоящее
время самое широкое распространение. В структурных схемах
рис 10.1, 10 2 и 10.3, в частности, уже подразумевалось, что сло-
жение мощностей в канале изображения обязательно квадра-
турное Следует лишь указать, что при наличии отражений в на-
грузке полукомплекты (или блоки выходного каскада), склады-
ваемые квадратурно, должны обладать запасом по мощности,
большим, чем если бы они непосредственно работали на ту же
несогласованную нагрузку, так 'как рассогласование на входе
моста сложения для одного из полукомплектов дополнительно
увеличивается. Например, при активной нагрузке с КБВ = 0,8 этот
запас должен быть уже не менее 22%, а в случае КБВ = 0,7—
не менее 35%, при этом в балласте моста сложения теряется соот-
ветственно около 1,2 и 3,1% суммарной мощности, отдаваемой
полукомплектами. Правда, в условиях передатчика изображения
важно иметь хорошее согласование нагрузки с выходом моста,
главным образом, на несущей частоте и вблизи се; на краях рабо-
чей полосы квадратурная схема допускает здесь сравнительно
низкий КБВ нагрузки (до 0,4 — 0,5), что существенно упрощает
требования к антенно-фидерному тракту. Широкополосность эхо-
поглощающих свойств самой квадратурной системы сложения
определяется в основном частотными свойствами используемого
типа моста; при двухпроводном мосте на связанных линиях она
весьма велика. В целом рассматриваемая система снижает на
практике уровень эхо-сигналов на порядок и более. Недостаток
ее — необходимость иметь два мощных ЭВП и в тех случаях,
когда сложение мощностей не требуется и заданная колебательная
мощность может быть получена от одного ЭВП.
Второй метод [10.5] может быть реализован в оконечном каска-
де и на одном ЭВП с помощью структурной схемы рис. 10 5
(для случая использования тетрода). Здесь мост сбалансирован
и рассчитан на сложение неравных мощностей (с соотношением
их, равным номинальному коэффициенту усиления каскада по мощ-
ности при отсутствии отражений в нагрузке). Колебательные си-
стемы (выходная и в цепи возбуждения) по своим частотным свой-
ствам обязательно идентичны Вход колебательной системы в цепи
возбуждения включен последовательно со входом ЭВП. Если
плечи II и III моста нагружены согласованными сопротивлениями,
то между входной и выходной цепями ЭВП никакой связи нет.
Электрические длины линий между мостом и колебательными си-
302
стемами выбраны так, чтобы мощности, поступающие в мост из
входной и выходной цепей, полностью складывались в полезной
нагрузке (т е. в плече II). Если же поступает отраженная волна
(пунктирные стрелки на рис. 10 5), то она разделяется мостом
на две части в отношении, равном коэффициенту усиления кас
када; большая часть достигает
выходного электрода ЭВП,
а меньшая поступает на его вход
и после соответствующей фази-
ровки и усиления компенсирует
отражения, достигшие выхода.
Отраженный сигнал возвращает-
ся в нагрузку существенно ослаб-
ленным. Однако по степени эхо-
поглощения в широкой полосе ча-
стот рассматриваемая система
существенно уступает квадратур-
ной Следует отметить также, что
Рис 10 5 Структурная схема тетрод-
ного выходного каскада с отрица-
тельной обратной связью для эхо-,
сигнала
1, 4 — колебательные системы 2—лампа
оконечного каскада, 3 — мост, 5 — балласт-
здесь требуется повышеннаямощ- ная нагРУзка
ность возбудителя, так как, по
крайней мере, половина ее (при отсутствии отражений) проходит
прямо в нагрузку через мост.
При использовании в канале изображения трех- или четырех-
плечего нагруженного ферритового циркулятора отраженные сиг-
налы поглощаются его балластом (или балластами). Циркулятор
целесообразно включать непосредственно на выходе оконечного
каскада передатчика. Тогда при всяких коммутациях в последую-
щем ВЧ тракте (например, при обходе моста сложения) нагрузка
на ЭВП будет оставаться практически постоянной; устраняются
также отражения в участке фидера, отходящем от каскада Глав-
ное же, при системе сложения включение отдельного циркулятора
в каждом полукомплекте позволяет применить такой прибор с
меньшей номинальной проходящей мощностью (которая пока огра-
ничена). С точки зрения уменьшения вредных последствий (на
приеме) повторных отражений от элементов антенно-фидерной си-
стемы такое включение, естественно, менее выгодно; однако эти
отражения второго порядка малости (по сравнению с отраже-
ниями от выхода передатчика). Современные циркуляторы допу-
скают средние проходящие мощности на дециметровых волнах по-
рядка сотни киловатт, а на метровых — порядка десятка киловатт.
Они создают в прямом направлении потери примерно 0,5— 1,0 дБ,
а в обратном—15—20 дБ при КБВ на входе не ниже 0,8 — 0,9.
Обычно это устройства пока сравнительно узкополосное [полоса
приблизительно от ± (6—8) % Д° ±(Ю—12) % относительно сред-
ней частоты]: поэтому даже для перекрытия диапазонов 174 — 230
или 470 — 622 МГц необходимы два типоразмера циркуляторов.
Начиная с проходящих мощностей в сотни ватт, циркуляторы уже
требуют принудительного воздушного, а при мощностях в еди-
ницы киловатт — жидкостного охлаждения.
зоз
Относительный уровень высших гармоник на выходе телеви-
зионной радиостанции без принятия каких-либо дополнительных
мер составляет от —(20—25) дБ для второй гармоники, до
— (50—55) дБ для пятой; уровень гармоник выше шестой
обычно пренебрежимо мал. Для обеспечения допустимой абсолют-
ной мощности излучения на гармониках (менее 1 и 20 мВт соот-
ветственно у передатчиков метрового и дециметрового диапазонов)
неизбежно применение специальных фильтров их подавления с ре-
альным затуханием 60 дБ (а с расчетным 70—80 дБ) и более.
При этом фильтр гармоник для передатчика изображения должен
давать в полосе телевизионного канала достаточно точное согла-
сование с входным сопротивлением отходящего фидера (КБВ на
входе фильтра при работе на соответствующую активную нагрузку
должен быть не хуже 0,85 — 0,9). Как указано в [10.6], фильтры
гармоник современных отечественных и зарубежных телевизион-
ных радиостанций — в основном- фильтры нижних частот. Это
позволяет во многих случаях использовать один и тот же типо-
размер фильтра для подавления гармоник передатчиков изобра-
жения и звукового сопровождения в данном частотном канале
и, более того, даже в нескольких смежных телевизионных каналах.
Включаются фильтры гармоник на выходе каждого (телевизион-
ного и звукового) передатчика перед разделительным (антенным)
фильтром, что дополнительно позволяет существенно понизить
уровень колебаний комбинационных частот между несущей одного
канала (например, изображения) и высшими гармоническими ча-
стотами другого (например, звукового сопровождения); эти ком-
бинационные компоненты возникают вследствие проникновения
(через упомянутый разделительный фильтр) на аноды (коллек-
торы) выходных ЭВП одного передатчика напряжения с выхода
другого. При очень большой мощности телевизионного передат-
чика, состоящего из двух полукомплектов, фильтры гармоник це-
лесообразно включать на выходе каждого из последних.
В некоторых случаях еще одним источником паразитных ча-
стот в спектре выходного радиоколебания канала изображения
станции (создающих в конечном итоге помеху в виде сетки на
экране телевизора) может быть процесс амплитудной модуляции
этого колебания напряжением частоты возбудителя, если эта ча-
стота— 6 МГц или ниже, а фильтрация ее в первом умножителе
и возникших боковых частот — в промежуточных усилителях, не-
достаточна. Поэтому на метровых волнах не следует иметь в
тракте более двух умножительных (причем предельно — утроитель-
ных) каскадов; на дециметровых волнах, где применяются объем-
ные резонаторы с большими добротностями, можно использовать
и более высокие степени умножения (пятую, седьмую) в одном
каскаде.
ВЫБОР МЕСТА И СПОСОБА ПЕРВИЧНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Весьма важным моментом при построении структурной
схемы передатчика изображения является правильный выбор уров-
304
ня мощности, на котором будет осуществляться первичная моду-
ляция. Сравнительные преимущества системы модуляции на «низ-
ком» уровне (т. е. в одном из предварительных каскадов) доста-
точно широко известны (10.7; 10.2]. В настоящее время особое зна-
чение приобрело то обстоятельство, что при этом варианте уда-
ется получить существенно лучшие и более устойчивые в эксплуа-
тации качественные показатели тракта.
Тривиальным недостатком классической модуляции смещением,
общепринятой до последних лет в телевизионных передатчиках,
является присущий ей значительный нижний изгиб статической
модуляционной характеристики. Вызываемые им нелинейные иска-
жения особенно сильно проявляются в случае передачи цветного
изображения, когда уровень непромодулированной несущей при
прохождении полного телевизионного сигнала (сигнала ярко-
сти + сигнала цветности) может понижаться до 7—8% от пико-
вого. Новейшие исследования [10.10] показали, однако, что еще
большие нелинейные искажения при модуляции смещением вызы-
вает паразитная внутренняя обратная связь, всегда существующая
в ОВЧ и УВЧ каскадах. Кроме того, эта обратная связь служит
причиной сопутствующей фазовой модуляции (СФМ), которая
приводит к дополнительным АЧИ и ФЧИ, зависящим от уровня
передачи, к искажениям переходной характеристики и т. п.
Перенос первичной модуляции на очень малый уровень мощ-
ности позволяет эффективно уменьшить все перечисленные иска-
жения, так как здесь могут быть использованы различные энерге-
тически невыгодные, но высоколинейные методы: модуляция сме-
щением с компенсационной лампой [10.8], модуляция поглоще-
нием с использованием моста и двух диодов [10.2, 10.9] и, наконец,
как теперь в основном и принято, балансная модуляция. При этом
может быть соответственно существенно снижена степень пред-
коррекции искажений. В современной структурной схеме канала
изображения телевизионной радиостанции (рис. 10.6) модуляция
Канал част^ы^гсте-'^ Канал бых, частоты
К ^аз/Зелит.
фильтру
Канал промеж частоты
Рис. 10.6. Структурная схема канала изображения те-
левизионной радиостанции с модуляцией на промежу-
точной частоте:
1— основной возбудитель; 2— умножители частоты и усили-
тель; 3 — смеситель; 4 — полосовой фильтр; 5 — широкополос-
ные УМК; 6 — режекторный фильтр; 7 — возбудитель ПЧ, 8 —
модулируемый каскад ПЧ; 9 — буферный широкополосный УМК
ПЧ; Ю— фильтр формирования АЧХ; И— корректор ХГВЗ,
12 — корректор нелинейности; 13 — широкополосные УМК ПЧ;
14 — модуляционное устройство
305
на малом уровне мощности производится не на основной (выход-
ной) его частоте, а на постоянной и независящей от рабочего
канала промежуточной частоте (ПЧ) порядка нескольких десят-
ков мегагерц. Здесь имеются два высокостабильных возбудителя;
один дает указанную промежуточную частоту, второй — после
соответствующего умножения — очень или ультравысокую часто-
ту, отличающуюся от требуемой выходной частоты передатчика
на величину ПЧ и называемую «частотой гетеродина», или «часто-
той накачки». На ПЧ производится не только первичная модуля-
ция, но и формирование АЧХ тракта (включая подавление части
одной боковой полосы) и предкоррекция искажений. В некоторых
случаях устройство формирования АЧХ включается между бу-
ферными каскадами УПЧ. Модулированные колебания ПЧ (при
надобности после дополнительного усиления) и колебания ОВЧ
(или УВЧ) подаются на вход смесителя, на выходе которого
выделяется разностная или, реже и только на УВЧ, суммарная
частота. Заметим, что в первом случае в тракте ПЧ должно осу-
ществляться подавление части верхней боковой полосы сигнала.
Смешение также выполняется на малом уровне мощности и не
вносит существенных искажений, так как при правильном вы-
боре ПЧ побочные продукты преобразования (в том числе и из-за
СФМ) оказываются в основном за пределами рабочей полосы пе-
редатчика. Для подавления остатков этих побочных продуктов
в схеме рис. 10.6 предусмотрен специальный полосовой фильтр.
Входные и выходные сопротивления смесителя должны быть до-
статочно хорошо согласованы с соответствующими внешними со-
противлениями во избежание дополнительной перекрестной моду-
ляции и связанных с ней искажений. Иногда (в частности, на де-
циметровых волнах) согласование обеспечивается с помощью фер-
ритовых циркуляторов (на рис. 10.6 не показаны). Линейное УМК
после смесителя осуществляется обычными методами, причем пер-
вые, маломощные каскады его часто работают в режиме класса А.
Основные преимущества модуляции на ПЧ сводятся к следую-
щему. Во-первых, вся аппаратура ПЧ (включая модулируемый
каскад и устройства формирования АЧХ и предкоррекции) оказы-
вается унифицированной и неперестраиваемой (не зависящей от
рабочего канала станции), т. е. может окончательно регулиро-
ваться в заводских условиях. Во-вторых, получение ряда качест-
венных показателей здесь значительно упрощается; формирование
необходимой АЧХ радиотракта осуществляется на относительно
низкой частоте, поэтому фильтр подавления части нижней боковой
полосы конструктивно прост, выполняется из элементов с сосредо-
точенными постоянными, имеет малые габариты и стабильные
характеристики; симметрирование балансной схемы модуляции на
такой частоте тоже облегчается. Все это в сочетании с выше-
упомянутым уменьшением необходимой степени предкоррекции по-
вышает устойчивость характеристик передатчика в целом. В-треть-
их, и это принципиально важно, для системы передачи с подав-
лением части одной боковой полосы создается практическая воз-
306
можность осуществлять коррекцию нелинейности и коррекцию
ХГВЗ на радиочастоте и тем сделать их более эффективными;
в частности, коррекция несимметричной относительно несущей
ХГВЗ может выполняться раздельно для нижней и верхней боко-
вых полос. Заметим, что введение ПЧ в канал изображения обыч-
но сопровождается, как показано ниже, использованием ее и в ка-
нале звукового сопровождения.
Применение модуляции на малом уровне мощности целесооб-
разно, естественно, лишь при установке в выходных каскадах
УМК ЭВП с достаточно большим усилением мощности (т. е. со-
временных высокоэффективных тетродов или клистронов) и при
выборе их режима, обеспечивающего максимальную линейность.
Однако даже из-за остаточной нелинейности тракта УМК возмож-
на частичная регенерация в нем ранее подавленных (на ПЧ) ниж-
них боковых компонент модулированного радиосигнала и в том
числе относительно сильных колебаний нижней боковой частоты,
соответствующей цветовой поднесущей. Поэтому необходимо вклю-
чение на выходе тракта специального селективного (режекторно-
го) фильтра, обеспечивающего дополнительное ослабление ука-
занной составляющей (см. рис 10.6). Применение в полукомплек-
тах каналов изображения и звука ЭВП с большим усилением мощ-
ности позволяет выполнить эти полукомплекты с малым числом
каскадов (от одного до трех); при этом в тетродных передатчиках
отпадает необходимость в ранее обязательно применявшейся си-
стеме автоматического фазирования полукомплектов по ВЧ.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЧИСЛА КАСКАДОВ ОСНОВНОГО ВЧ ТРАКТА
КПД разделительных фильтров по каналу изображения
лежит в пределах 0,95—0,98. КПД мостов сложения при работе
на реальные антенно-фидерные системы телевизионных станций
достигает 0,97—0,98, а уравнительных мостов при работе на реаль-
ные входные цепи последующих каскадов — 0,92—0,94.
При составлении структурных схем передатчиков изображе-
ния метрового диапазона можно ориентироваться на следующие,
полученные из отечественной инженерной практики, примерные
значения коэффициентов усиления мощности в широкополосных
тетродных каскадах УМК1'1'.
— при схеме с двумя общими сетками (ОС), а также при од-
нотактной схеме с общим катодом (ОК) для ламп с крутизной
20—30 мА/B — 12—15;
— при схеме с ОС, а также при однотактной схеме с ОК для
ламп с крутизной 80—120 мА/В — 25—30; при квадратурной схеме
сложения блоков на частотах до 100 МГц — 30—35 и более.
Для тетродных передатчиков изображения дециметрового ди-
апазона соответствующие коэффициенты в каскадах с ОС: при
квадратурной схеме сложения блоков— 10—15, при простой одно-
тактной схеме — 7—9.
4> С учетом КПД их колебательных систем.
307
Широкополосный клистронный каскад дает усиление мощности
в 500—1000 и более раз. Если на дециметровых волнах не удает-
ся получить необходимую для возбуждения клистронного уси-
лителя колебательную мощность от транзисторного каскада, то
целесообразно иметь в УВЧ тракте один предварительный
каскад на широкополосной ЛБВ. Такой каскад может работать
без перестройки во всем диапазоне 470—622 МГц и обеспечивать
усиление от 500 до 1000 раз.
ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ВОЗБУДИТЕЛЕЙ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ РАДИОСТАНЦИЙ
Выше уже отмечалось, что при больших степенях умно-
жения в ВЧ тракте передатчика осложняется подавление паразит-
ных боковых частот процесса формирования выходной несущей;
кроме того, при этом ухудшается уровень шумов и фона на выходе
тракта (из-за углубления ПАМ в каждом каскаде умножения).
Поэтому даже на метровых волнах рационально применять доста-
точно высокочастотные кварцевые генераторы, например, непо-
средственно на частоты 40—100 МГц, для чего при современном
уровне техники используется возбуждение кварцевых резонато-
ров на механических гармониках (до седьмой—девятой включи-
тельно) .
Для обеспечения постоянства разности (Д/р=6,5 МГц) между
средней частотой канала звукового сопровождения и несущей ча-
стотой канала изображения в большинстве современных телеви-
зионных радиостанций или частота возбудителя канала изобра-
жения используется для формирования средней частоты канала
звука {10.3], или же (при модуляции на ПЧ) в формировании вы-
ходных частот обоих каналов участвует один общий опорный ге-
нератор (источник «частоты гетеродина»). Соответствующие
структурные схемы представлены на рис. 10.7 и 10.8.
В простейшей схеме рис. 10.7а разность частот Д$р—т(к—n)fi +
±xf2, и если к>п, а отношение достаточно мало, то ее ста-
бильность в большей степени определяется кварцевым генератором
канала изображения. При этом, однако, должно выполняться усло-
вие ^0,04н-0,05, так как иначе трудно расфильтровать частоты
mfi
на выходе смесителя; поэтому указанное положительное свойство
схемы может быть использовано только на I—II диапазонах. При
преобразовании с выделением суммарной частоты, если принять
к=п, то ^fp — nfz, т. е. можно иметь неперестраиваемый (в зависи-
мости от рабочего канала станции) ЧМ возбудитель; и это тоже
реализуемо лишь на частотах до 100 МГц.
Схемы рис. 10.76 и в могут применяться, в случаях передатчи-
ков звукового сопровождения с непосредственной ЧМ (с АПЧ
с помощью соответственно ЧД и ФД); в схеме рис. 10.76 один из
смесителей должен обязательно работать с выделением суммарной
частоты. В этой схеме &fp=n(f2±f3), если /2>/з, или <А/р = п(7з—/У,
308
если /з>/г. Следовательно, частота кварцевого генератора системы
АПЧ здесь }3=fz±^L-, или -----------она не связана с каналом
п п
станции, ЧМ возбудитель и элементы его автоподстройки могут
работать на неизменной частоте. В схеме рис. 10.7e Afp=nhfs, где h
Рис. 10 7. Структурные схемы формиро-
,вания средней частоты канала звуково-
го сопровождения с использованием ча-
стоты возбудителя канала изображе-
ния:
а) простейшая; б) и в) при непосред-
ственной ЧМ о АПЧ с помощью ча-
стотного и фазового детекторов;
1 — кварцевый генератор канала изображения:
2— ЧМ возбудитель; 3— смеситель, 4 — уси-
лители и умножители; 5 — кварцевый генера-
тор системы АПЧ; б — система АПЧ с ЧД\ 7 —
система АПЧ с делителями частоты и ФД
представляет собой отношение коэффициентов деления делителей
в системе АПЧ. Очевидно, и здесь ЧМ возбудитель и устройства
автоподстройки — неперестраиваемые. В обеих последних схемах
постоянство разностной частоты (А/р) определяется стабильностью
кварцевых генераторов систем АПЧ ЧМ возбудителей (а в схеме
рис. 10.76— еще и ЧД этой системы).
В телевизионных станциях с модуляцией на ПЧ Для фор-
мирования жестко связанных частот каналов изображения и
звука целесообразно использовать какой-нибудь из вариантов
структурной схемы рис. 10.8. Все смесители здесь должны рабо-
тать или с выделением суммарной, или с выделением разностной
частоты. На схеме рис. 10.8 в обоих случаях Д/р=/2, т. е. частота
309
на выходе ЧМ возбудителя здесь должна быть неизменна, она
строго задана (6,5 МГц), и стабильность ее целиком определяет
стабильность разноса. Для уменьшения взаимного влияния кана-
лов изображения и звука последние каскады в тракте умножения
частоты общего опорного генератора на рис. 10.8 разделены; на
дециметровых волнах иногда этого не делают, но для той же цели
применяют маломощные ферритовые циркуляторы (на рис. 10.8
Рис 10.8. Структурная схема формирования частот
каналов звукового сопровождения и изображения
(при модуляции на ПЧ) от одного общего опорно-
го генератора:
/ — кварцевый генератор ПЧ; 2 —- усилитель ПЧ; 3 — тракт
ПЧ с модуляцией, формированием АЧХ и коррекцией; 4 —
смеситель; 5—полосовой фильтр; 6 — кварцевый генератор
ОВЧ; 7 — умножитель с фильтром; 8 — усилитель и умно-
житель с фильтром; 9 — кварцевый генератор системы АПЧ;
10 — ЧМ возбудитель с АПЧ, 11 — ферритовый циркулятор;.
12 — балластная нагрузка циркулятора
показаны пунктиром). В другом возможном варианте схемы от-
сутствует смеситель, следующий непосредственно за ЧМ возбуди-
телем; тогда Д/р==н=('/?2—fa), т. е. стабильность разноса опреде-
ляется здесь стабильностью ПЧ канала изображения и частоты
на выходе ЧМ возбудителя; последняя должна быть сравнительно
более высокой (близкой к ПЧ канала изображения) и тоже не
зависит от выходных рабочих волн станции.
10.3. Построение и расчет
тетродных каскадов УМК^
СООБРАЖЕНИЯ ПО ВЫБОРУ ПРИНЦИПИАЛЬНЫХ СХЕМ
И КОНСТРУКЦИЙ
Оконечные и предварительные ламповые каскады ши-
рокополосного УМК тетродных передатчиков изображения и мет-
рового, и дециметрового диапазонов строятся в настоящее время
по однотактной схеме, каждый на одном ЭВП соответствующей
мощности. Если в выходном каскаде используется квадратурная
схема сложения мощностей двух блоков, то последние также од-
*) Расчет .клистронного УМК передатчика изображения дай в гл. 12.
310
нотактные и одноламповые. Это связано с применением на ука-
занных волнах объемных (в основном коаксиальных) конструкций
контурных систем. Кроме того, как и в других диапазонах, при
однотактных схемах каскадов может быть меньше общее количе-
ство ламп в оборудовании, если ассортимент их достаточен.
В метровом диапазоне, на фиксированных частотах (что ха-
рактерно для телевизионных станций) современные тетроды до-
статочно устойчиво работают и в схеме с ОК; лишь в некоторых
случаях (в частности, например, для ламп ГУ-70Б, ГУ-40Б и
ГУ-36Б) необходимо введение сравнительно некритичной мосто-
вой сеточной нейтрализации. Преимущество схемы с ОК — воз-
можность получения в каскаде большего коэффициента усиления
мощности; оно сохраняется и в передатчиках изображения, хотя
здесь необходимо искусственное повышение затухания сеточной
цепи тетрода путем балластирования для обеспечения прохожде-
ния широкой полосы частот и уменьшения нелинейности нагруз-
ки, создаваемой этой цепью. Преимущества каскада с ОС, помимо
большей устойчивости, — возможность упрощения схемы и наст-
ройки входной цепи и эффективное ослабление возникающих в
нем шумов и нелинейных искажений за счет присущей схеме с ОС
отрицательной обратной связи. В дециметровом диапазоне боль-
шинство мощных телевизионных тетродов обеспечивает пока до-
статочно устойчивую работу только в схеме с ОС.
В качестве нагрузок ламп в широкополосных каскадах УЛ4К
нашли наиболее широкое применение простая двухконтурная,
двухконтурная с дополнительными резонансными цепями и трех-
контурная колебательные системы. Вторая из этих систем исполь-
зована во многих действующих в -СССР передатчиках изображе-
ния метрового диапазона, главным образом, в оконечных каска-
дах, третья — в некоторых зарубежных станциях. В [10.11; 10.2]
показано, что при одинаковых амплитудно-частотных искажениях
трехконтурная система со связями несколько больше критических
обладает для асимметрично расположенной несущей частоты наи-
большим активным входным сопротивлением при наименьшей от-
носительной величине реактивного. Введение дополнительных ре-
зонансных цепей в двухконтурную систему также создает значи-
тельный выигрыш по указанному активному сопротивлению. Одна-
ко при современных тетродах с высокими эмиссией и крутизной
(т. е. способных работать на низкое сопротивление нагрузки) это
достоинство более сложных колебательных систем стало менее
существенным, и в каскадах УЛ4К, особенно выходных, широко
используется и простая двухконтурная схема. Последнее, в част-
ности, характерно для передатчиков с модуляцией на ПЧ, где
в функции указанной системы не входит формирование склонов
результирующей АЧХ. Трех- и даже четырехконтурные схемы при-
меняются в отдельных случаях в предварительных ступенях УМ К,
когда по конструктивным соображениям анодную цепь предыду-
щего и входную цепь последующего каскадов нельзя расположить
311
близко геометрически и приходится иметь между ними отрезок
соединительного фидера.
Упомянутые выше коаксиальные конструкции контуров на вол-
нах короче 3 м характерны в настоящее время как для выходных,
так и для входных колебательных систем каскадов УЛ4/(. Малое
излучение, обеспечиваемое этими конструкциями, существенно не
только с точки зрения уменьшения потерь в контурах, но и для
выполнения санитарных норм по от-
ношению к обслуживающему персо-
налу. При этом используются как
односторонняя, так и двусторонняя
конструкции каскадов: достоинст-
вом последней считаются сравни-
тельная простота и технологичность
и поэтому большая надежность в
эксплуатации. На волнах длиннее
3 м выходные контуры (в особенно-
сти при значительных мощностях) —
тоже обязательно коаксиальные,
входные же могут быть построены
и из элементов с сосредоточенными
постоянными.
Рис. 10 9. Пример схемы выходного каска-
да УМК передатчика изображения I—II
диапазонов:
1 — наружная труба анодного контура, 2— анод-
ная (внутренняя) труба того же контура; 3— ем-
костный плунжер настройки анодного контура;
4 — добавочная сменная катушка индуктивности;
5 — емкостный элемент подстройки контура прн
смене лампы; 6 — наружная труба нагрузочного
контура; 7 — внутренняя труба индуктивной вет-
ви того же контура; 8 — плунжер регулировки
индуктивной ветви; 9 — передвижной участок
внутренней трубы емкостной ветви того же кон-
тура, 10 — ВЧ блок-дроссели
На рис. 10.9, 10.10 и 10.11 даны для иллюстрации реальные
схемы выходных каскадов УМК. некоторых современных передат-
чиков изображения (соответственно I—II, III и IV—V телеви-
зионных диапазонов); указаны и приближенные эквивалентные
схемы их выходных колебательных систем. Каскады, представлен-
ные на рис. 10.9 и 10.11, построены по схеме с ОС, а на рис. 10.10 —
по схеме с ОК- При этом в случае схемы рис. 10.9 для обеспече-
ния устойчивой работы у некоторых типов ламп (например,
ГУ-73Б) приходится все же при конструировании подбирать ин-
дуктивность вывода экранирующей сетки. В случае же схемы
рис. 10.11 малое сопротивление по ВЧ между экранирующей и уп-
равляющей сетками обеспечивается их большой междуэлектрод-
ной емкостью, а возможный резонанс (на рабочих частотах) этой
емкости и отрезка коаксиальной линии сетка — экран устраняется
,312
неоперативной регулировкой длины последнего. Анодные резона-
торы во всех схемах короче четверти волны, а нагрузочные в схе-
мах рис. 10.9 и 10.10 имеют эквивалентную длину в четверть вол-
Рис. 10.10. Пример схемы выходного
каскада УМК передатчика изображе-
ния III диапазона:
/—наружная труба анодного контура,
2 — анодная труба того же контура, 3 —
плунжер настройки анодного контура, 4 —
элемент регулируемой емкостной связи,
5 —наружная труба нагрузочного конту-
ра; 6 — внутренняя труба того же конту-
ра; 7 — плунжер, регулирующий связи
с фидером (т. е. затухание нагрузочного
контура); 8 — плунжер настройки нагру-
зочного контура; 9— экранно-катодная
труба входного контура; 10 — сеточная тру-
ба того же контура; И— продолжение се-
точной трубы, 12— перемещаемая низко-
омная секция
Рис. 1011. Пример схемы выходного
каскада УМК передатчика изображения
IV—V диапазонов:
1—анодная труба (анодного и нагрузочного
контуров); 2 — экранная труба, 3— плунжер
настройки анодного контура 4 — наружная
труба (нагрузочного контура); 5 — плунжер
настройки нагрузочного контура, 6 — элемент
регулируемой емкостной связи; 7 — регулируе-
мые щелн связи анодного и нагрузочного кон-
туров, 8 — сеточная труба; 9— катодная тру-
ба; 10 — емкостный плунжер настройки вход-
ного контура; 11 — фидер подачи возбуждения
(включая четвертьволновый трансформатор),
12 — элемент регулируемой емкостной связи;
13 — плунжер неоперативной регулировки дли-
ны линии сетка — экран, Ф — ферритовые
фильтры
ны, а в схеме рис. 10.11—в полволны. При этом нагрузочный
резонатор на рис. 10.9 неоднородный, а на рис. 10.10 частично
разделен на две параллельные ветви: настройки (7) и связи (7/).
Конструкция каскада на рис. 10.10 двусторонняя; входной (сеточ-
но-катодный) резонатор длиной несколько короче полуволны на-
страивается здесь так называемой низкоомной секцией, т. е. пе-
ремещаемым участком с весьма низким (несколько ом) волно-
313
Таблица 10 1
314
Тип тетрода Р кВт1) S* Q К со макс, кВ ^С2 мако кВ ₽андоп. кВт ?С2 ДОП- Вт £ Е О Ч о О. Эквивалентные параметры га £ V ‘н/ Междуэлектродные емкости, пФ Диаметры, мм
S, мА/В । Srp, мА/в («а ,овг СП о О £4 X 3 X Ш О X о р. с о анодного ра- диатора вывода сетки второй
ГУ-36Б3) 10,5 250 >30,0 7,04) 1,25 14,0 300 150 80 12 0,005 0,1 — 5 8,3 120±5 24 150 0,6 184±1 —
ГУ-73Б 2,56) 250 >8,0 3,0 0,325 3,5 35 5 100 15 0,0011 0,17 0 26 4,85± 27 190 0,2 100± 1 82±_
* ±0,25 +0,5
ГУ-35Б®) 2,0 250 >6,0 5,0 0,83 3,5 110 45 32 10 0,006 0,1 250 20 6,3 38 15 56 0,5 100±1 —
ГУ-40Б7) 1,0 250 >4,0 5,0 0,83 2,0 75 30 18 6 0,0167 0,1 200 23 6,3 33+3 12 30 0,03 94±1 —
3,6±
ГУ-74Б 0,55Б) 250 >2,4 2,0 0,3 0,6 15 2 41 13 0,0015 0,1 — — 12 12,6 ±0,3 11 51 0,09 71±1 51±
3,65± +0,5
ГУ-34Б 0,4 250 >1,7 4,0 0,6 0,5 20 5 30 15 0,005 0,065 200 0 12,6 ±0,35 9 68 0,12 94+ —
±0,5
ГУ-34Б-18) 0,4 250 >2,0 2,5 0,5 0,65 15 1,5 57 3,4 -0,001 0,075 — 0 12,6 4±0,4 11,5 85 <0,1 94 +
160± ±0,5
ГС-17Б 4,6 960 >30,0 5,5 1,0 10,0 100 50 62 13 0,0063 0,115 И "» 28 3,4 + 12 22,5 55 <0,05 160±2 76±
5,7± ±0,6
ГС-23Б 5,0 960 >3,8 2,5») 0,5 1,5 12 1,5 65 J 0,0015 0,075 —6 6,3 ±0,4 11,5 33 0,025 90±2 0,5
*) Условная величина номинальной колебательной мощности лампы в непрерывном режиме, 2) напряжение сдвига линии граничного режима
при напряжениях £С2, близких к максимальному, 3) имеется модернизированный металлокерамический вариант (ГУ 36Б I), отличающийся тем,
что у него ^самакс“ кВ и ^андоп *“ кВт, иа частотах Д° Ю0 МГц —8 кВ, б) в режиме АВЬ 6) имеется модернизированный ва
риант (ГУ-ЗбБ I), отличающийся тем, что у него /э> 5А и /н = 34±4А, 7) модернизированный вариант (ГУ 40Б I) имеет те же параметры,
8) это модернизированный вариант ГУ 34Б с существенно улучшенными параметрами, 9) допустимое пиковое значение в непрерывном режиме —
3,5 кВ, в телевизионных передатчиках рекомендуется Еа == 2,1 кВ
вым сопротивлением. Входной резонатор на рис. 10.11 имеет
длину короче трех четвертей волны; в данном случае это допус-
тимо, так как у входной цепи каскада с ОС имеется большой
запас по затуханию. Питающие напряжения подаются в ламповый
блок в схеме рис. 10.11 через ферритовые фильтры (отрезки ко-
аксиальной линии с заполнением из ферритовых шайб); это по-
могает получить малый уровень ВЧ поля вокруг передатчика.
ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ВЫХОДНЫХ КОЛЕБАТЕЛЬНЫХ
СИСТЕМ
При проектировании каскадов УМК передатчиков изоб-
ражения лампы для них, как правило, выбираются (в соответст-
вии с заданными рабочим диапазоном частот и колебательной
мощностью на уровне гасящих импульсов />~гаш1)) из числа ОВЧ
и УВЧ тетродов, специально предназначенных для широкополос-
ного усиления. Параметры и конструктивные данные некоторых
отечественных приборов этой категории приведены в табл. 10.1.
После выбора лампы, для того чтобы определить емкость анод-
ного контура, ориентировочно оценивается конструкция анодной
коаксиальной линии. Рабочая длина ее по возможности не долж-
на превышать 1/8 средней волны диапазона. При выходных ем-
костях современных ОВЧ и УВЧ тетродов (мощность — более
500 Вт) порядка 12—25 пФ это означает, что на IV—V и на III те-
левизионных частотных диапазонах необходимое волновое сопро-
тивление указанной линии невелико и обычно конструктивно реа-
лизуемо при большом диаметре центральной (внутренней) трубы.
Тогда в конструкциях III диапазона анодный радиатор лампы раз-
мещается внутри указанной трубы (рис. 10.12а); в конструкциях
IV—V диапазонов это же относится к выводу экранирующей сет-
ки (рис. 10.126). В таких условиях сосредоточенная емкость
в начале линии практически равна выходной емкости лампы, а
действующая емкость анодного контура (Со) оценивается как
(1,2—1,3)СВых На I—II диапазонах во многих случаях требуемое
высокое волновое сопротивление было бы нереализуемо; однако
здесь (при малом диаметре центральной трубы) действует зна-
чительная паразитная емкость анодного радиатора на внешнюю
трубу (рис. 10.12в), которая по данным измерений примерно рав-
на выходной емкости лампы. Это позволяет снизить требуемое
волновое сопротивление и осуществить линию, в результате дей-
ствующая емкость оценивается как 2,5 Свых
Значение Со уточняется после определения в общеизвестном
порядке с учетом вышеуказанных соображений реальных пара-
метров отрезка коаксиальной линии анодного контура (т. е. вы-
бора диаметров труб и di, расчета волнового сопротивления W
Необходимая мощность в моменты передачи синхроимпульсов Р~Макс =
= l,78P~rani современными мощными тетродами с высокой эмиссией при этом
всегда обеспечивается.
315
и нахождения электрической длины отрезка ml для длинной вол-
ны) . Если используется отрезок однородной линии, то
Р ___Р ml 4- 0,5 sin 2ml
— ^вых ; - -------->
sin 2ml
где для случая рис. 10.12в вместо СВых следует представлять
2 Свых-
Рис. 10.12. Упрощенные эскизы конструкций анодных конту-
ров в передатчиках III (а), IV—V (б) и I—II (в) телеви-
зионных диапазонов (разделительные и (блокировочные емко-
сти не показаны):
I — экранная труба; 2— анодная труба, 3 — плунжер настройки, 4 —
анод (радиатор) лампы, 5 — вывод экранирующей сетки
При дальнейшем расчете, а также при настройке выходных
колебательных систем широкополосных радиочастотных каскадов
передатчиков изображения могут реализоваться два варианта:
а) указанные системы в каждом каскаде проектируются и
реализуются так, чтобы получить наибольшее приближение их
АЧХ к идеальной «столообразной», отклонения от которой строго
нормируются;
б) в оконечном каскаде параметры системы выбираются так,
чтобы получить ее АЧХ с резко выраженными «горбами», но обес-
печить при этом на асимметрично расположенной несущей высо-
кое активное и весьма малое реактивное сопротивления нагрузки;
возникающие в оконечном каскаде значительные АЧИ и ФЧИ
компенсируются соответствующими характеристиками предшест-
вующего ВЧ тракта [10.12].
При электрическом расчете колебательной системы по перво-
му варианту удобно воспользоваться табл. 10.2 *>. Предварительно
определяется резонансное эквивалентное сопротивление простой
двухконтурной системы с критической связью и с АЧИ на краях по-
1 24
лосы в —2 дБ, условно принятой за «исходную»: В31 =------5-----
2л (2Д /мане) ^0
О Дополненной и уточненной по отношению к подобной таблице в [10.2].
316
Таблица, 10 2
Тип системы Отклонение АЧХ каскада от среднего уровня в поло- се, дБ Отклонение АЧХ каскада от уровня на средней часто- те полосы, дБ д>4 в*2) 2А'макс 0 f п 'ср 2^'макс ^ср на средней частоте *нес'*э1 %iec +ес^*Э1
на асимметрично установ- ленной несущей
Двухконтурная +0,5 0,5 0-4 1,0 +0,5— -0,5 + 1,04-0 0,5 0,746 0,916 — 1,0 1,22 0,35 0,51 0,78 0,91 1,01 1,04 1,0 0,82 0,84 0,8 0,74 0,92 1,00 27 27 25 0,84 1,03 1,10
+ 1,0-?—1,0 ЮОЮ о ? о <м 1 1 1 о 1 + -I- -1- 4- ,|.1О О1Л о о о — — сТ ++++ 0,5 0,746 0,916 1,09 1,26 — 1,0 1,22 1.35 1,48 1,6 0,62 0,89 1,02 1,14 1,24 1,24 1,19 1,11 1,04 0,98 1,0 0,96 0,9 0,84 0,79 0,82 0,97 1,06 1,13 1,21 35 34 32 30 27 1,00 1,17 1,25 1,30 1,36
Трехконтурная (с трехгорбыми АЧХ, кроме случа- ев К—Ккр) +0,5-?—0,5 0-?—1,0 0-—1,0 +0,5-4—0,5 0,375 0,76 0,648 0,889 0,883 1,03 1,0/1,03) 2,18/1,42 1,73/1,31 0,40 1,02 0,91 1,20 1,52 1,36 0,97 1,23 1,10 0,91 1,17 1,19 29 23 21 1,05 1,27 1,28
+ 1,0-?—1,0 Н—1—h — — 0 0 © СП О Ul'l' ‘1' .|. ф [ 1 1 1 I 5°^ о — — о о сл о сл 0,375 1,06 0,943 0,822 0,694 0,889 0,72 0,836 0,98 1,16 1,0/1,03) 2,55/1,68 2,44/1,59 2,3/1,48 2,12/1,36 0,46 1,36 1,27 1,19 1,07 1,37 1,78 1,61 1,48 1,33 1,11 1,44 1,30 1,19 1,07 0,98 1,29 1,32 1,40 1,42 36 18 17 16 16 1,21 1,36 1,38 1,46 1,48
Двухконтурная с дополнительными резонансными ,цепя- ми4) +0,5-?—0,5 + 1,0-?—1,0 +0,54—0,5 +0,5ч—1,5 1.0 1,414б) 1,43 1,45 1,43 1,45 1,15 1,17 1,12 1,14 34 34 1,35 1,37
317
Kz
д[2
’) А2 = (К<?2)2 для двух в А2 = (К2з<?з)2 Для трех контуров, г) В2 = -—-—- ; а) в числителе в знаменателе К2з/К2зкр,
*23 «3
2 А ___
) параметра дополнительных резонансных цепей ра 0,35 и . q2== 1/2,7, где Afco —расстройка, соответствующая частотам
'ср
резонанса этих цепей, причем в зависимости от схемы [10,2] р = р2/ри Q2 = р2/й или р — р/р2 и Q2 ” *В/р2, где р — характеристика указанных
цепей, s) относительно К _ для простой двухконтурной системы
к р
03
co
Таблица 10.3
Тип системы Отклонение АЧХ тракта от среднего уров- ня в полосе, ДБ Отклонение АЧХ тракта от уровня на сред- ней частоте по- лосы, дБ Л*1) В‘2> Эквивалент предва- рительного тракта по АЧХ 2А'маКс _ f . 'ср 2А'маКс„ f Q‘ 'ср «э/«э1 иа средней час- тоте ^нес'^э! ^нес ^нес^э!
на асимметрично установ- ленной несущей
Двухконтур- ная +0,5——0,5 + 1,0?—1,0 о О — сч 1 1 •I- 1- о о 1,822 — 1,91 Одноконтур- ная система с Q Q.2 1,25 1,36 0,69 0,75 0,55 0,6 1 ,07 1,24 4 10 1,07 1,26
Трехконтур - иая (с двухгор- бой АЧХ) -4-0,5-;—0,5 + 1,0-?—1,0 -(-0,5ч—0,5 +0,5-?—1,5 0,49 2 1,96/1,14’) Двухконтур- ная система с критической свя- зью с Qz— =0,97Q3 0,83 0,87 0,85 0 88 0,68 0,71 1,21 1,36 3 1 1 ,21 1,36
Двухкон гур- ная с дополни- тельными резо- нансными цепя- ми4) +0,5-=—0,5 + 1,0ч—1,0 +0,5-?— 0,5 +0,5-?— 1,5 2,0 — 25) Двухконтурная система с крити- ческой связью с ^2пред—0>52Q2ok 1,75 1,79 0,86 0,89 0,71 0,72 1,30 1,39 4 5 1,30 1,40
l), 2), 3) % s) — то же, что в табл 102.
2 Д fco
4) При р = 1 И F
1 ср
Q2 =« 2,35 (обозначения см
в табл. 10 2)
(где 2А/Макс — заданная полоса пропускания). После выбора ти-
па системы и допустимых АЧИ табл. 10.2 позволяет сразу найти
необходимую добротность выходного контура (Qn), коэффициенты
связи между контурами (К), резонансное эквивалентное сопро-
тивление (Лэ) и добротность (Qi) нагруженного анодного конту-
ра и все данные последнего на асимметрично установленной несу-
щей (т. е. активную составляющую, модуль и фазовый угол его
ПОЛНОГО сопротивления — /?Нес, Дгес, фнес)
При расчете по второму варианту удобно аналогичным обра-
зом воспользоваться табл. 10.3. Здесь, в отличие от табл. 10.2,
оговорены АЧИ не для данного (в частности, оконечного) каска-
да, а для радиотракта передатчика в целом и указана, какой
должна быть результирующая АЧХ предварительных каскадов,
чтобы обеспечить эти, заданные на весь тракт, АЧИ. При опре-
делении в последующем, например, параметров колебательной си-
стемы предоконечного УМК можно полагать, что рекомендуемая
табл. 10.3 АЧХ предварительного тракта относится именно к это-
му каскаду, так как у еще менее мощных УМК, как правило,
нетрудно получить практически горизонтальную характеристику
в необходимой полосе. Рассматриваемый второй вариант, как мож-
но установить из сопоставления табл. 10.2 и 10.3, позволяет (по
сравнению со случаями «столообразных» характеристик с теми же
АЧИ): 1) повысить для асимметрично установленной несущей
активную составляющую (Янес/-Кэ1) на 15—20%, 35—40% и
45—50% (в зависимости от типа системы) и во много раз снизить
фазовый угол (фнес) сопротивления нагрузки, что дает возмож-
ность заметно увеличить КПД и коэффициент усиления оконеч-
ного каскада, а при ограниченной эмиссии лампы — и отдаваемую
им колебательную мощность; 2) сузить на 40—65% (в зависи-
мости от вида используемых систем) полосу пропускания пред-
оконечного УМК (по уровню спадания АЧХ на —1 дБ) и этим
существенно облегчить его построение. Кроме того, при таком
варианте получается больше суммарная избирательность колеба-
тельных цепей передатчика (крутизны срезов АЧХ и степень по-
давления за полосой). Наконец, и это весьма важно, вместе с меж-
дукаскадной компенсацией АЧИ автоматически получается и эф-
фективная компенсация ФЧИ так, что результирующая ХГВЗ
по сравнению со случаем «столооб-
разных» АЧХ существенно линеари- ,
зуется [10.12]. | ~
При известном значении Qn для I--------------------------- -
расчета реальных параметров вы- —————
ходного (нагрузочного) контура ко- wc П ц/
лебательной системы необходимо _________________у нагР L
выбрать ее конкретную принципи- ~Вг/й3 |___________
альную схему. Предположим, на- д
пример, что используется схема г 2
рис. 10.10, но с нагрузочным конту- р,ис 10 13. Эквивалентная схема
ром от схемы рис. 10.9 (эквивалент- второго (нагрузочного) контура
319
ную схему этого контура с обозначениями см. на рис. 10.13). Диа-
метры труб (общей наружной и различных внутренних и ds
для отрезков линий, соответствующих его индуктивной и емкостной
ветвям, выбирают из конструктивных соображений, причем обычно
следует стремиться к получению возможно более низких волновых
сопротивлений (WL и Wc) указанных отрезков. Электрические дли-
ны этих отрезков (mlL и mlc) определяются из условия резонанса
контура (WiAgmlL = Wccigml.c); одной из длин задаются меньше
30—40°. Действующая емкость нагрузочного контура (для схемы
рис 10.13) вычисляется по формуле
531X / ml, mlr \
С2 =-------- -— ------1---Ь— .
^2 tg m/jr у sin2zn/L sin 2mlc )
Далее находится активное сопротивление нагрузки, которое долж-
но быть включено параллельно данному контуру для обеспечения
требуемой его добротности Q2; если оно отлично от максимально
возможного активного входного сопротивления отходящего фи-
дера (Дф макс= где КБВМИН ожидаемый минималь-
ный КБВ в этом фидере, а 117$ — его волновое сопротивление),
то необходимо использование соответствующей трансформации.
10.4 Построение и расчет тракта
широкополосного транзисторного УМК
СООБРАЖЕНИЯ К ОПРЕДЕЛЕНИЮ ЧИСЛА КАСКАДОВ
И К ВЫБОРУ СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ И РЕЖИМА
ТРАНЗИСТОРОВ
В передатчиках изображения с модуляцией на ПЧ целе-
сообразно максимальное число промежуточных ВЧ каскадов ли-
нейного УМК строить на транзисторах При современном состоя-
нии транзисторной техники эти каскады могут обеспечить выход-
ную пиковую мощность на метровых волнах в десятки и сотни
ватт, а на дециметровых — до нескольких десятков ватт; при этом
уровень мощности на входе УМК — от десятых до сотен милли-
ватт. Для предварительной ориентировочной оценки требуемого
числа каскадов следует принять во внимание, что коэффициент
усиления мощности, даваемый существующими транзисторами,
уже на III телевизионном диапазоне не превышает 5—8, а в IV—V
диапазонах — всего 3—4. Поэтому широкополосный транзистор-
ный УМК и на ОВЧ, и на УВЧ обычно должен иметь 4—6 и более
каскадов. С целью повышения линейности в первых каскадах трак-
та (до мощности в единицы ватт) транзисторы целесообразно ис-
пользовать в режиме класса А, а в остальных каскадах — в ре-
жиме класса ABi.
С той же целью следует работать с максимально допустимыми
коллекторными напряжениями питания, т. е с Ек»-^-ек б доп, это
Параграф написан совместно с Калининым Л Б
320
снижает также влияние нелинейной выходной емкости прибора,
которая на ОВЧ составляет уже существенную часть емкости меж-
каскадной или выходной цепи. Влияние указанной емкости может
быть ослаблено и выбором не очень высокого коэффициента ис-
пользования коллекторного напряжения (до 0,7 — 0,75). Нелиней-
ность при малых токах коллектора, как показано в гл. 7, можно
свести к минимуму, подобрав оптимальное начальное смещение
и сопротивление автоматического смещения в цепи эмиттера или
базы. Важно, однако, подчеркнуть, что в УМК должны быть обя-
зательно использованы специальные схемы температурной ста-
билизации оптимального режима (10.15].
В гл. 7 уже указывалось, что выбор схемы включения самого
транзистора (с ОЭ или с ОБ) всегда неоднозначен. В УМК диапа-
зонов ОВЧ и УВЧ реализуемые в полосе частот коэффициенты уси-
ления мощности каскадов при обеих схемах близки по величине
[10.14]. Однако схема ОЭ менее чувствительна к рассогласованию
нагрузки, и поэтому рекомендуется для последнего каскада тран-
зисторного тракта. С другой стороны, схема с ОБ дает более
линейное усиление, менее критична к неодинаковости параметров
транзисторов и к изменению температуры; ее целесообразно ис-
пользовать в промежуточных каскадах УМК-
При оценке необходимого количества модификаций транзис-
торного тракта в радиостанции следует принимать, что каждая
из них может иметь без перестройки рабочую полосу пропуска-
ния не более ±16%, т е в диапазонах 48,5—66 МГц, 76—100 МГц
п 174—230 МГц можно иметь по одной, а в диапазоне 470—
622 МГц — по две неперестраиваемые модификации. Важно, что
для каждой из них частотное перекрытие меньше двух, т. е. не тре-
буется сложных схем выходных и межкаскадных цепей и принятия
специальных мер по фильтрации второй гармоники.
ПОСТРОЕНИЕ И РАСЧЕТ ВЫХОДНЫХ
И МЕЖТРАНЗИСТОРНЫХ ЦЕПЕЙ
Характеры входных и выходных полных сопротивлений
транзистора на ОВЧ и УВЧ в схеме с ОЭ и в схеме с ОБ подобны,
а величины их в схемах — одного порядка. Входное сопротивление
—это последовательное соединение активного сопротивления, ем-
кости и индуктивности (Гвх, Свх и Лвх1’) и в целом на частотах
(>3[Т/Во (где Во — «статический коэффициент усиления» прибо-
ра, а /т— предельная частота) имеет индуктивный характер
(Бвхэ). Выходное сопротивление образуется соединением эквива-
лентного внутреннего сопротивления прибора как источника тока
или напряжения и емкости (СВЫх), подключаемым к внешней схе-
ме через индуктивность коллекторного вывода (LK), которая не
менее 3 —4 нГ
*> Эти параметры определяются по формулам §78
И—243 321
Для выходной цепи транзисторного тракта УМК с относитель-
ной полосой пропускания до ± 20 % Ч (|/максДМин« 1,5) рекомен-
дуется, например, схема двухзвенного фильтра нижних частот
(рис. 10.14а). Расчет ее может быть выполнен по формулам гл. 7
с той особенностью, что в первом звене Свых иД заданы.
Рис 10 14 Принципиальные (по переменному то-
ку) схемы выходного и промежуточных каскадов
широкополосного транзисторного УМК и эквива-
лентные схемы соответствующих цепей
В функции межтранзисторных цепей промежуточных каскадов,
сверх обычной задачи необходимой трансформации сопротивлений
в требуемой полосе, входит коррекция снижения усиления, давае-
мого последующим транзистором с ростом рабочей частоты. Для
этого должен быть обеспечен нарастающий с частотой ток через
индуктивное входное сопротивление транзистора.
Если при этом для предыдущего транзистора необходимо со-
хранить в полосе примерно постоянную нагрузку, то используются
цепи, представленные на рис. 10.146 и в. Цепь рис. 10.146 приме-
няется при схеме с ОБ; она представляет собой тот же двухзвен-
ный фильтр нижних частот, в котором входное сопротивление
транзистора служит индуктивностью второго звена. Поскольку
при таком расчете обеспечивается постоянство ВЧ напряжения на
сопротивлении R, ток через индуктивность второго звена здесь с
частотой увеличивается, но не пропорционально частоте, а мед-
леннее.
*) Некоторый запас относительно упомянутых выше ±16% позволяет кон-
струировать цепи без элементов настройки.
322
Цепь рис. 10.14в применяется при включении приборов по схе-
ме с ОЭ, где коэффициент усиления транзистора (р) резко падает
с частотой; она позволяет на верхней частоте полосы полностью
реализовать усиление приборов. Быстрое возрастание (с частотой)
тока через входное сопротивление транзистора получается здесь
в результате приближения к резонансу на верхних частотах по-
лосы последовательного (LiCi) и параллельного (LzCzL^g) кон-
туров. Контур СвыхБкА настраивается в резонанс (например, ’ин-
дуктивностью L) на средней частоте полосы, но имеет малую доб-
ротность (так как пересчитанное на его зажимы сопротивление
нагрузки близко к 1/2 л/Свых) и поэтому влияет мало. Заметим,
что в эквивалентной схеме 10.14в (и ниже 10.14г) необходимо учи-
тывать активное входное сопротивление гвх, так как именно оно
практически целиком определяет добротность базового контура.
Если допустить, чтобы в относительной полосе пропускания
±20% нормированный модуль сопротивления нагрузки предшест-
вующего транзистора не превышал 1,1, то расчет параметров этой
цепи может быть произведен по следующим формулам:
т ______. р р . г 1 >05 УRsf вх .
~ (2л /мако)а Свы1 ’ - Аэ’ ~ 2л /макс 1
причем следует иметь:
Бг^ЭЛвхэ, где LB2^4-y5 нГ;
с =я . = 11,1 , с 1,1
(2л/макс)аС1 (2л/макс)а
где — необходимое сопротивление нагрузки предшествующего
транзистора, причем
2л f макетных
В маломощных каскадах коррекция усиления обеспечивается
в результате увеличения с частотой переменного напряжения на
коллекторе предшествующего транзистора благодаря соответству-
ющему росту эквивалентного сопротивления его нагрузки. Полосу
пропускания ±20% (при неравномерности коэффициента передачи
по сравнению с линейным нарастанием не более 15%) обеспечи-
вает двухконтурная расстроенная система, представленная на
рис. 10.15г Элементы ее при таких требованиях рассчитываются
по следующим соотношениям:
j __________5,0_______ ________________Свых_________ q
1 (2л/макс)3с2вы1яэ ’ 1 ’ св
/макс
с ~_________________0,39_______________
2~ гВх 2л/мако [0,76-0,096 (/п — 1)] ’
1 /— 4,1
где у п = ----------------- , причем цепь реализуется при
2л fмакетных У Кэгвх
11
323
У'п^Б.Э; если ]/п>8,9, следует использовать более сложные
схемы, R3—расчетное эквивалентное сопротивление нагрузки на
частоте 0,84 /макс.
СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ТРАНЗИСТОРОВ В КАСКАДАХ
ШИРОКОПОЛОСНОГО УМП
В мощных каскадах ОВЧ и УВЧ полупроводникового
тракта передатчика изображения, как правило, приходится исполь-
зовать сложение мощностей нескольких транзисторов. Как и в слу-
чае мощных ламповых каскадов, сложение наиболее рациональ-
но осуществлять с помощью мостовых устройств, которые здесь
удачно реализуются на полосковых линиях передачи. Однако на
рассматриваемых частотах реактивные сопротивления соединений
линии с транзистором и блокировочных емкостей оказываются
соизмеримыми с полными входными и выходными сопротивления-
ми приборов. Поэтому между линией и транзистором включаются
простейшие схемы из элементов с сосредоточенными постоянны-
ми, примерно компенсирующие суммарную паразитную реакгиб-
кость в заданной полосе частот (и тем обеспечивающие возмож-
ность согласования) и одновременно используемые для выравни-
вания режимов приборов.
Из соображений унификации целесообразно в качестве ис-
ходных ячеек при построении мощных каскадов употреблять моду-
ли на двух—четырех транзисторах, выполненные с одинаковыми
согласованными входными и выходными сопротивлениями. Мощ-
ности модулей складываются с помощью мостовых устройств, ана-
логичных применяемым в самих модулях. Распространение полу-
чили устройства сложения на четвертьволновых линиях синфаз-
ного (рис. 10.15а) или квадратурного (рис. 10.156) типа, позволяю-
Рис. 10.1Б. Принципиальные схемы мостовмх уст-
ройств сложения мощностей иа полосковых ли-
ниях:
а) синфазное сложение; б) квадратурное сложе-
ние
щие складывать мощности п=2к источников (где k=\, 2 ...).
Впрочем, на частотах до 100 МГц с целью сокращения габаритов
вместо полосковых линий с волновым сопротивлением W могут ис-
пользоваться звенья П-образных фильтров (рис. 10.16). Если вы-
полняются условия nfCpL= l/nfcpC= W и требуемый коэффициент
фициент трансформации сопротивления одним звеном Nl^2, то
324
модули входных сопротивлении такого звена и четвертьволнового
отрезка линии отличаются в полосе ±15% не более чем на 5%-
Коэффициент трансформации устройства сложения в целом
определяется формулой Л%= п — , где п — число модулей (или
транзисторов в модуле); /?„— сопротивление общей нагрузки; R—
необходимое сопротивление
нагрузки данного модуля
(или транзистора). Каждый
четвертьволновый отрезок
линии, как общеизвестно,
трансформирует сопротив-
ление в соответствии с фор-
мулой = 1К2//?Вых. Коли-
чество отрезков, включае-
мых последовательно между
каждым из входов и общим
выходом устройства сложе-
ния может быть и больше к
(именно этот случай и
представлен на рис. 10.15а);
оно определяется, исходя из
заданной неравномерности
коэффициента передачи и
Рис. ГСЫ6. Принципиальная схема модуля
на двух транзисторах при использовании
в качестве устройств сложения (вместо
четвертьволновых полосковых линий)
звеньев П-0‘бразных фильтров нижних ча-
стот (АС, L/C'):
Lit L3 — компенсирующие (и выравниваю-
щие режимы) индуктивности
необходимого коэффициента трансформации [1,0.16]. Зная эти вели-
чины, находят и требуемые значения балластных сопротивлений
Rr и R2 [10.17]. В простейшем случае, когда число упомянутых от-
резков равно к (см. рис. 10.156) и предполагается максимально
плоская АЧХ коэффициента передачи, величины балластных со-
противлений могут быть определены по формулам: R§ = 2/?„ (IF/
/IFi) 2 и Ki = W^/Rh. Системы сложения квадратурного типа, как
показано в [10.18], обеспечивают расширение полосы пропускания
входных цепей каскадов и улучшают согласование. Квадратурные
звенья мостовых устройств (см. рис. 10Л56) не участвуют в транс-
формации сопротивлений; их волновые сопротивления (1FKB) равны
их расчетной нагрузке при идеальном согласовании.
10.5 % Построение и расчет тракта
модулированных колебаний
на промежуточной частоте
ВЫБОР ОПТИМАЛЬНОГО ЗНАЧЕНИЯ ПЧ
В передатчиках изображения с модуляцией на промежу-
точной частоте при выборе номинала ПЧ необходимо руководст-
воваться следующим:
*> Параграф написан совместно с М. М. Козловским.
325
1. Эта частота должна, естественно, в несколько раз превосхо-
дить наивысшую модулирующую частоту (6 МГц), но не должна
быть слишком высокой, чтобы не усложнялся тракт ее передачи;
вместе с тем желательно все же, чтобы она была несколько выше
30 МГц и таким образом исключалась возможность помех каналу
ПЧ со стороны близрасположенных мощных КВ станций
2. ПЧ и наиболее существенные продукты процесса ее моду-
ляции (в том числе и в области подавленной боковой полосы, ко-
торая, как указывалось, может частично регенерироваться) не
должны находиться в частотных диапазонах, отведенных для теле-
визионного вещания, и, в частности, в первом канале.
Таким образом, следует в первую очередь исходить из неравен-
ства (30 МГц +/цп) <fn< (48,5 МГц — /цп), где /цп = 4,686 МГц —
наиболее выраженный ВЧ компонент в спектре телевизионного
сигнала (цветовая поднесущая, соответствующая при системе
СЕКАМ передаче голубого цвета в одной из строк).
3. Вторая гармоника ПЧ и продукты ее модуляции (как на-
иболее вероятные комбинационные частоты) также не должна на-
ходиться в полосах, отведенных для телевизионного вещания, и,
в частности, в ближайших втором и третьем каналах, т. е. следует
выполнять условие (65, 625 МГц+ /цц) ^2(76,5 МГц — /цп),
которое жестче предыдущего.
Учитывая, что помеха, попадающая в телевизионный канал
вблизи его границы, незначительно влияет на качество изображе-
ния, последнее неравенство с округлением переписывается в виде
35,0 МГц 36,0 МГц.
Тщательный анализ возможности поражения того или. иного
канала комбинационными продуктами более высокого порядка по-
казал, что целесообразно брать номинал ПЧ ближе к верхнему
пределу данного неравенства. Для передатчиков дециметрового
диапазона выбор этого номинала в достаточной мере произволен,
однако в целях унификации трактов ПЧ следует, конечно, исполь-
зовать то же ее значение, что и на метровых волнах.
ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА РЕЖИМА МОДУЛИРУЕМОГО
КАСКАДА
Как уже упоминалось, в передатчиках изображения пер-
вичную модуляцию на ПЧ наиболее рационально осуществлять на
малом уровне мощности (десятые доли или единицы милливатт)
в кольцевой балансной схеме на диодах (см. гл. 6); она проста,
обеспечивает наилучшее подавление побочных продуктов модуля-
ции и позволяет получить высокую линейность. При выборе режи-
ма схемы следует учесть наличие в модулирующем телевизионном
сигнале средней составляющей, т. е. фиксированных уровней1). Так
*) Именно из за этого входы модулирующей и модулируемой частот здесь
меняются местами (см рис 2 в [10 20]) по сравнению с обычным вариантом,
фиксированные уровни соответственно разбалансируют схему
326
как модуляционная характеристика схемы балансной модуляции
проходит через начало координат, то между фиксируемым уров-
нем гашения в модулирующем сигнале (Егат) и полным размахом
собственно сигнала изображения в нем — от уровня гашения
до уровня белого) должно быть то же соотношение, что и в оги-
О 75
бающей модулированного колебания ПЧ, т. е. £гаш=7/из-:---,
0,75 — /пбел
где тбел — принятая относительная величина непромодулированно-
го остатка несущей в этом колебании при передачи уровня белого.
Анализ зависимости первой гармоники тока в нагрузке моду-
лируемого балансного каскада от уровня модуляции (в предпо-
ложении, что импульсы токов диодов имеют угол отсечки, близ-
кий к 90°) позволяет получить следующую приближенную связь
амплитуды напряжения ПЧ (Ua) и полного размаха телевизион-
ного сигнала (Uq ), приложенных к диодам:
Ц, < (1 -тбел) V 2Kd(\-be%2U^,
где Део — напряжение отсечки по идеализированной вольт-ампер-
ной характеристике диода (или приближенно протяженность по
оси напряжений нелинейного участка этой характеристики); Кл —
дифференциальная нелинейность, обычно /Q<0,05.
В остальном расчет схемы балансной модуляции обычен [10.19].
РАСЧЕТ ФИЛЬТРА ФОРМИРОВАНИЯ АЧХ
В тракте ПЧ в качестве фильтра подавления части од-
ной боковой полосы, обеспечивающего в основном формиройание
АЧХ передатчика, может быть использована двухконтурная коле-
бательная система с дополнительными резонансными цепями, в
принципе, подобная указанной, например, в строках 17, 18
табл. 10 2 0. На рис. 10.17 дана схема „
одного из ее вариантов, удобного в __________
рассматриваемом случае для практи-
ческой реализации. Для уменьшения
влияния предшествующего транзисто- z~~*> ' Т '
ра (отделяющего модулируемый кас- К] I
кад от фильтра) используется непол- oL
ная связь его с первым контуром (ко- Рис. 10 [7 Принципиальная
эффициент включения Z,Ki/Z,i = 0,3-b схема одного из вариантов
-т-0,5). фильтра формирования АЧХ в
К такому малогабаритному фильт- тракте ПЧ
ру из элементов с сосредоточенными
постоянными могут быть предъявлены более жесткие требования,
чем к колебательным системам мощных каскадов передатчиков
(в частности, допускается неравномерность АЧХ не более 3%);
*> См также рис 16 10 в [10.2]
327
в соответствии с этим коэффициент р, например, в отличие от
табл. 10.2 и 10.3, здесь следует взять равным 0,45. Поскольку, кро-
ме того, относительная полоса пропускания рассматриваемого филь-
тра весьма широка (достигает 20%), рассчшывать его параметры
целесообразно непосредственно по нижеследующим точным фор-
мулам, полученным на основе методов синтеза цепей:
Г - _ /2я(2А /) (1/_?________1.
1 2л(2А/)7? (2л/ср)27? RB '
С = (2А/) (_ ]) •
(2л '//?и
С /2л(2А/) . L _ /2л(2А/)й . /2>н
(2л Лр)2 VRR^ ’ 1 (2п /с₽)2 ’ 2 ~ 2л (2Д /) ’
L = Ь12 /ср ( /г~/1) . с = 2п (2А /) /а ~/ср .
3 2л(2А/) /2(/2-/с2р) ’ 3 (2"/е₽)21,12/?н ‘
L = Ь12^ /ср( /г-/?) . с = 2л(2Д)) /ср -
4 2л(2Д/) f22(72cp-Z2) ’ 4 (2nfCP)2l,12/?H Z2_/? ’
где /Ор== V (/п + 0,75 МГц) (fn—6 МГц) —среднегеометрическая ча-
стота канала ПЧ; 2 А/» 6,75 МГц — полоса пропускания фильтра;
(i,2~/ep-F4,14 МГц — частоты резонанса дополнительных цепей
L3C3 и LiCt; R и Дп — соответственно входное сопротивление филь-
тра на средней частоте и его сопротивление нагрузки.
При расчетах обычно задаются величинами R и Rs (или С\
и Rn), определяемыми конструктивными и электрическими пара-
метрами буферных транзисторных каскадов, между которыми
включается проектируемый фильтр. Так, например, сопротивление
резистора нагрузки должно быть примерно на порядок меньше
полного входного сопротивления, следующего за фильтром тран-
зистора. Входное сопротивление фильтра связано с необходимым
нагрузочным сопротивлением в коллекторной цепи предшествую-
щего транзистора (RK) обычным соотношением: R = (LJLKl)2RB.
Емкость первого контура выбирается по величине (Ск) из условия
Cl^\0(LilLKi)CK, но не более 100 пф.
Если требуется обеспечить формирование заданной АЧХ со
значительными технологическими запасами, можно включить по-
следовательно два рассмотренных звена, также разделив их бу-
ферным каскадом.
РАСЧЕТ АКТИВНОГО ФАЗОВОГО КОРРЕКТОРА
. Для компенсации неравномерности характеристики груп-
пового времени запаздывания (ХГВЗ) канала передачи изображе-
ния в тракте ПЧ -в настоящее время используются наиболее удоб-
328
ные в настройке активные фазовые корректоры [10.20, 10.1], вклю-
чаемые на уровне мощности порядка десятка милливатт. Упрощен-
ная принципиальная схема одного звена такого корректора и век-
торная диаграмма, поясняющая ее работу, приведены на рис. 10.18.
Рис. 10 18. Упрощенная прин-
ципиальная схема одного звена
активного фазового корректора
и векторная диаграмма, пояс-
няющая ее работу; U't, U's и
U"h U"s — значения напряже-
ний Uf и 17 3 на' частотах, от-
личных от резонансной конту-
ра LC
В сущности, действие этого звена подобно действию видеочастот-
ного предкорректора, использующего мост в сочетании с диффе-
ренциальным усилителем [10.1]. Предполагалось (при построении
диаграммы), что усиленные напряжения сигнала на коллекторах
транзисторов Т{ и Т2 при настроенном контуре LC одинаковы, а
усиление транзистора Т3 (сумматора) с учетом действия развязы-
вающих сопротивлений (RC^>R) равно единице; принималось так-
же, что R много больше характеристики контура LC. Из диаграм-
мы видно, что модуль коэффициента передачи звена не зависит
от частоты, а фазовый угол при изменении последней от 0 до оо
меняется в пределах от 0 до 2л.
Требуемая ХГВЗ устройства формируется путем сложения за-
держек, вносимых несколькими последовательно соединенными
звеньями (разделенными буферными каскадами), частоты наст-
ройки контуров которых смещены друг относительно друга.
Расчет корректора ведется в следующем порядке.
1. Определяется (рассчитывается или, лучше, измеряется)
ХГВЗ передатчика.
2. По ХГВЗ передатчика находятся требуемая ХГВЗ коррек-
тора и ее максимальная неравномерность (ДтМакс) в заданной
полосе частот (2Af) телевизионного канала на ПЧ.
3. Оценивается требуемое число корректирующих звеньев;
(1,05— 1,1) ДТмакс2Д/.
4. Рассчитываются частоты настройки контуров звеньев:
2Д f
fot = fa Н---- R где i — порядковый номер звена, a fB — нижняя
п + 1
граничная частота ПЧ канала.
5. Определяются параметры контуров звеньев (предполагает-
ся, что их постоянные времени одинаковы): RC « 0,175 1
,, , 1 d х
и Li —-------; здесь — —максимальная крутизна склона тре-
j2n/0[-)2C af
(иакс
буемой ХГВЗ корректирующего устройства в целом вблизи грани-
329
цы канала (она определяется в основном ХГВЗ крайних по ча-
стоте звеньев).
6. Рассчитывается ХГВЗ всего устройства:
т = V 27?с
к Zj i + 4n*(f-W(W'
1=1
Она сравнивается с требуемой, и при необходимости значения
foi и (RC)i уточняются; величина сопротивления (в данном произ-
ведении RC) может варьироваться и зависит от мощности тран-
зистора.
Отметим, что применение активных фазовых звеньев позво-
ляет при необходимости ввести предыскажения АЧХ практически
без нарушения формы ХГВЗ (изменением соотношения величин
сопротивлений в коллекторной цепи Т2).
РАСЧЕТ КАСКАДА КОРРЕКЦИИ НЕЛИНЕЙНОСТИ
Основная нелинейность тракта передатчика изображе-
ния с модуляцией на ПЧ проявляется вблизи уровня гашения и
особенно на участке передачи синхроимпульсов. Именно в этих
областях и следует предусмотреть рас-
тяжку амплитудномодулированных си-
гналов ПЧ. Ее можно осуществить на
мощности порядка десятков милли-
ватт в специальном каскаде (работаю-
щем в режиме класса А) с зависящей
от уровня сигнала глубиной отрица-
тельной обратной связи (рис. 10.19),
в принципе, подобном предкорректо-
рам нелинейности, используемым на
видеочастотах [10.1]. Здесь при про-
хождении AM колебаний ПЧ, ампли-
туда которых больше половины запи-
рающего напряжения Ев, происходит
поочередное отпирание диодов Д( и Д2 и частичное шунтирование
эмиттерного сопротивления 7?э с соответствующим увеличением ко-
эффициента передачи каскада.
Результирующая (эквивалентная) величина эмиттерного со-
противления, обеспечивающая необходимое форсирование коэффи-
циента передачи, может быть найдена по формуле
, (1-А)Т?к
£>' __ R SKgRaN tXj
э э 1 — A'
1 +----
2А<Х!
где R3 — эмиттерное сопротивление, определяющее начальную
(в линейном режиме) глубину обратной связи; RK — коллекторное
сопротивление; ^o — коэффициент усиления каскада без учета
330
Рис. 10.19. Принципиальная
схема корректора нелинейно-
сти в тракте ПЧ
действия обратной связи (т. е. при i/?3=0); М— относительное зна-
чение крутизны амплитудной характеристики корректируемого
тракта на нелинейном участке (по сравнению с линейным); си —
коэффициент первой гармоники косинусоидального импульса при
6 = arccos(l—ДД/ДВХ), причем £7ВХ — амплитуда входного сигна-
ла; &U — доля амплитуды входного сигнала, приходящаяся на
корректируемый участок амплитудной характеристики.
Как очевидно из рис. 10.19, 7?ДОб=-;—г1з, где г1Э— сопро-
«э R3
тивление отпертого диода. Чтобы обеспечить необходимые преде-
лы изменения коэффициента усиления корректирующего каскада,
начальная глубина обратной связи в нем должна быть выбрана
так, чтобы выполнялось условие
„ R3 .1-N
°RK 2Аа1
Для получения минимальных значений ri3 и обеспечения тем-
пературной стабильности работы корректирующего каскада напря-
жение, прикладываемое к диодам и Дг, должно быть достаточ-
ным для их надежного отпирания с использованием части линей-
ного участка вольт-амперных характеристик. Применяя введенное
ранее обозначение (|Де0) для протяженности (по оси напряжений)
начального (нелинейного) участка этих характеристик и учтя, что
напряжение на входе корректора (с амплитудой (7ВХ) не меньше
напряжения в его эмиттерной цепи, найдем, что необходимо иметь
----2— - где значение 0 уже указывалось выше. Наличие v
1 — cos 0
вольт-амперных характеристик диодов упомянутых нелинейностей
делает изгибы амплитудной характеристики корректора более
плавными.
СООБРАЖЕНИЯ К ПОСТРОЕНИЮ УСИЛИТЕЛЯ ПЧ
И ПОВЫШАЮЩЕГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
Для обеспечения линейности транзисторы в каскадах
УМК ПЧ используются в режиме класса А. Эти каскады — апе-
риодические (реостатные, дроссельные и пр.) и строятся по схеме
с ОЭ. Дополнительное согласование сравнительно низкого вход-
ного сопротивления последующего транзистора с выходным пре-
дыдущего при мощностях 0,1—2 Вт возможно при помощи ВЧ
распределенного У-образного трансформатора [10.21] (двухпровод-
ные линии из свитого провода, намотанные на ферритовом
кольце).
Выбор уровня мощности, на котором в передатчике изображе-
ния производится повышающее преобразование с получением мо-
дулированного сигнала ОВЧ или УВЧ, зависит в настоящее время
от диапазона передатчика. На метровых волнах, гДе, как указы-
валось выше, в транзисторном ВЧ тракте широкополосного УМК
можно получить удовлетворительное усиление мощности на кас-
331
кад, число таких каскадов (от смесителя до лампового УМК)
может быть еще разумным (не более 7—9) даже при мощности
на выходе смесителя в сотни микроватт. При этом, естественно,
упрощаются проблемы получения высокой линейности преобразо-
вания и фильтрации его побочных продуктов. В дециметровом диа-
пазоне для сокращения числа УВЧ каскадов УМК целесообразнее
перенести преобразование на уровень выходной мощности в сотни
милливатт. При составлении структурной схемы следует1 иметь
в виду, что потери в смесителе (по тракту ВЧ) составляют
12—15 дБ.
Что касается схемы-смесителя, то наиболее рациональна коль-
цевая балансная (подобная аналогичной схеме модуляции). Для
улучшения симметрии и здесь можно рекомендовать использовать
вышеупомянутые распределенные У-образные трансформа юры.
Из-за неодинаковости параметров диодов и несимметричности па-
разитных емкостей полной балансировки этой схемы по отношению
к частоте гетеродина, ПЧ, их гармоникам и ряду комбинационных
частот достигнуть не удается, но все же уровень их ослабляется
на 10—20 дБ. Другим возможным вариантом (в особенности на
УВЧ при повышенном уровне мощности) являются схемы преоб-
разователей на варакторных диодах с резким р-н-переходом, на-
пример балансная, представ-
ленная на рис. 10.20. Здесь
под действием напряжения ге-
теродина происходит периоди-
ческое (с'частотой fT) измене-
ние величины емкости обратно
смещенных варакторов Дь
Дг1\ что приводит к появле-
нию в составе тока, протекаю-
щего через варакторы при по-
даче напряжения ПЧ, состав-
ляющей с частотой /и, = /г —
— fn1, колебания этой частоты
в виде отрезка полосковой ли-
нии. Из-за перекрещивания одной из линий моста и изоляции для
частоты fr точки а от земли (так как длины плеч моста равны
Хг/4) сигналы гетеродина, поступающие на выход двумя путями,
оказываются противофазными, что и обеспечивает их существенное
подавление. Напряжение ПЧ на выходе также значительно ослаб-
лено, так как электрические длины отрезков полосковых линий для
ПЧ весьма малы и точки а и б на этой частоте практически соеди-
нены накоротко с землей.
а
Рис. 10.20. Балансная схема преобразо-
вателя на варакторных диодах с рез-
ким р-д-переходом
выделяются настроенным контуром
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
10.1. Лебедев-Карманов А. И. Видеочастотные тракты современных передатчи-
ков изображения. Ч. 1. Л., ЛЭИС, 1973 28 с ; Ч. 2. Л , ЛЭИС, 1975. 20 с.
О Источник напряжения смещения на рис 10 20 не показан.
332
10.2. Радиопередающие устройства (гл. 16). Под ред. Г. А. Зейтленка. М.,
«Связь», 1969. 542 с.
10.3. Лебедев-Карманов А. И., Файнштейн А. Л, Техника современных мощных
телевизионных радиопередатчиков дециметрового диапазона. — «Вопро-
сы радиоэлектроники», серия «Техника радиосвязи», 1968, вып. 2, с. 67—82.
10.4. Глазмаи Э. С. Поглотитель фидерного эха для телевизионных передат-
чиков. — «Радиотехника», 1959, № 2, с. 3—16.
10.5. Глазмаи Э. С., Козловский М. М. Подавление фидерного эха в оконеч-
ном усилителе телевизионного передатчика. — «Электросвязь», 1970, № 12,
с. 31-35.
10.6. Лебедев-Карманов А. И. Новые отечественные радиопередающие устрой-
ства для телевизионного и звукового вещания на УКВ. Некоторые общие
принципы построения оборудования. В кн.: Современное радиопередаю-
щее оборудование для радио- и телевизионного вещания на УКВ. М.,
Связьиздат, 1963, с. 9—11.
10 7. Лебедев-Карманов А. И. О рациональных границах использования режи-
ма широкополосного усиления модулированных колебаний в телевизион-
ных радиопередатчиках. — «Электросвязь», 1964, № 9, с. 28—32.
10.8. Лебедев-Карманов А. И. К теории одной схемы улучшения линейности
модуляции смещением в каскаде телевизионного передатчика. — «Воп-
росы радиоэлектроники», серия X, 1963, вып. 1, с. 27—44.
10 9. Воробьев А. А., Житомирский Б. Н. Об одной схеме широкополосной
амплитудной модуляции на СВЧ. — «Вопросы радиоэлектроники», серия
«Техника радиосвязи», 1969, вып. 1, с. 33—34.
10.10. Глазмаи Э. С., Воробьев А. А. Модуляционные искажения в телевизион-
ных передатчиках. — «Электросвязь», 1973, № 4, с. 33—42.
10.11. Лебедев-Карманов А. И. Некоторые замечания к анализу систем колеба-
тельных контуров как широкополосных нагрузочных устройств каскадов
радиопередатчиков в условиях достаточно высоких частот. — «Вопросы
радиоэлектроники», серия X, 1961, вып. 4, с. 66—97.
10 12 Глазмаи Э. С. О формировании частотных характеристик телевизионного
передатчика. — «Электросвязь», 1968, № 11, с. 35—42.
10.13. Лебедев-Карманов А. И. О режиме анодной цепи оконечного УМК теле-
визионного УКВ радиопередатчика. — «Радиотехника», 1963, № 3,
с. 42—53.
10 14 Корчагин Ю. В. К вопросу о схеме включения транзисторного усилителя
мощности. В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи,
вып 9. М., «Связь», 1972, с. 61, 62
10.15. Полковский И. М. Стабилизация параметров транзисторных усилителей.
М., «Энергия», 1973, с. 103—119.
10 16. Фельдштейн А. Л. и др. Справочник по элементам волноводной техни-
ки. М., «Советское радио», 1967, с. 294—296, 320—322.
10 17. S. В. Cohn A. Class of Broadband Three-Port TEM-Mode Hybrids.—
«Trans. IEEE», 1968, v. MTT-16, N 2, p. 112, 113.
10 18. Глазман Э. С. Квадратурная генераторная ступень для широкополосного
усиления модулированных колебаний. — «Вопросы радиоэлектроники», се-
рия X, 1959, вып. 4, с. 16—23.
10 19. Верзунов М. В. Однополосная модуляция в' радиосвязи. М., Воениздат,
1972. 296 с.
10 20. Лебедев-Карманов А. И., Глазман Э. С., Козловский М. М. Телевизионные
передатчики с модуляцией на промежуточной частоте. — «Электросвязь»,
1975, № 2, с. 1—7.
10 21. Ruthroff С. L. Some broad-band transformers. — «РЩЕ», 1959, VIII,
\ ol. 47, N 8, р. 1337—1342
10 22 Розенталь С. Л., Файнштейн А. Л., Шишкин А. С. Радиопередающее обо-
рудование телевизионных станций TB-25/5-IV-V. — В кн.: Оборудование
радиопередающих телевизионных и УКВ ЧМ вещательных станций. М.,
«Связь», 1974.
333
Глава 11
ПЕРЕДАТЧИКИ ЧМ ВЕЩАНИЯ
И ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ
ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ПРОГРАММ
11.1. Основные технические характеристики
передатчиков ЧМ вещания и звукового
сопровождения
В СССР радиовещание с использованием ЧМ ведется
в диапазоне частот 66—73 МГц, в некоторых зарубежных стра-
нах— в диапазоне 87,6—108 МГц. В техническом задании на про-
ектирование радиостанции ЧМ вещания указываются: число одно-
временно передаваемых программ, номинальные мощности несу-
щей (средней) частоты передатчиков программ, диапазон исполь-
зуемых частот каждым из передатчиков. Проектируемые передат-
чики по качественным показателям должны соответствовать
ГОСТ 13924—68.
Основные параметры радиовещательных стационарных пере-
датчиков должны быть следующие:
Номинальные мощности на несущей частоте . . . .
Относительное отклонение рабочей частоты от номинала
за месяц, не более..................................
Максимальная девиация частоты на выходе УКВ ЧМ пе-
редатчика, соответствующая 100% модуляции, не менее .
Воспроизводимые диапазоны звуковых частот . . . .
Коэффициент нелинейных искажений ’...................
Выходная нагрузка несимметричная 75 Ом при КБВ, не
менее...............................................
Ширина занимаемой полосы частот, не более . . . .
2; 4; 7,5; 15 кВт
15-10-6
±50 кГц
30—15 000 Гц
<1%
0,85
145 кГц
11.2. Составление структурных схем
передатчиков
Современные УКВ ЧМ вещательные радиостанции мно-
гопрограммные. Передаваемые программы могут быть монофони-
ческими и стереофоническими, поэтому в радиостанциях предус-
матривается оборудование для передачи обоих видов программ.
В качестве примера на рис. 11.1 изображена структурная схе-
ма четырехпрограммной станции. Как видно из схемы, все четыре
передатчика идентичны, соединены с антенной через общий фидер
и общий разделительный фильтр. Передатчик каждой программы
построен по принципу сложения мощностей полукомплектов, из-
ложенному в гл. 10. Структурная схема высокочастотного тракта
передатчика строится по обычному принципу: частотномодулиро-
334
ванный возбудитель ЧМВ, предварительный тракт усиления и ум-
ножения частоты, усилитель мощности (рис. 11.2).
Для получения заданной мощности в современных передатчи-
ках оконечный каскад выполняется на клистроне либо на тетроде
со значительным коэффициентом усиления по мощности. При
мс |
ПК1
ПК2
Впр
Рис. 1,1.1. Структурная схема
четырехпрограммной радио-
станции:
ФГ — фильтр гармоник, МС —мост
сложения, ПК.1— первый полуком-
плект, ПК.2 — второй полукомплект
большой мощности передатчика в слу-
чае использования ламп предоконеч-
ный каскад также выполняется на те-
троде. В предварительном тракте уси-
ления мощности и в возбудителе целе-
' сообразно использовать транзисторы.
I Усилители и
умножители,
Рис. 112. Структурная схема высокоча-
стотного тракта передатчика:
ЧМВ — частотномодулированиый возбудитель,
ОК — оконечный каскад полукомплекта пере
датчика; МС —мост сложения мощностей по-
лукомплектов, ФГ — фильтр гармоник
Все каскады передатчика строятся по однотактной схеме. При
использовании тетродов оконечный каскад передатчика предпоч-
тительно выполнять по схеме с общим катодом, однако часто
из соображений устойчивости он строится по схеме с общей сеткой
(заземлены обе сетки по высокой частоте).
Колебательная мощность выходного каскада определяется по
следующей формуле:
Р , (11.1)
2ЦкЦфЛмЛф. п. г Яр. ф
где Р~п— полная мощность передатчика программы в фидере;
т]к — КПД анодного контура выходного каскада (приблизитель-
но 0,95); т)ф — КПД участков высокочастотного фидера от вы-
хода полукомплекта до входа разделительного УВЧ фильтра (при-
близительно 0,95); Т]м — КПД моста сложения (приблизительно
0,97); т)фПГ — КПД фильтра подавления гармоник (приблизитель-
но 0,98); т)Рф — КПД разделительного фильтра (приблизитель-
но 0,9).
Мощность предоконечного каскада зависит от усилительных
свойств выходного каскада. Усилитель на многорезонаторном кли-
строне имеет обычно коэффициент усиления мощности более 27 дБ.
Мощность, подводимая ко входу такого усилителя, не превышает
335
10 Вт. Предоконечный каскад в данном случае выгодно построить
на ЛЕВ. Коэффициент усиления мощности каскада на ЛЕВ до-
стигает 500—1000. Он работает без перестройки во всем диапа-
зоне частот передатчика.
Для усиления на тетроде коэффициент усиления мощности при-
ближенно полагают равным 35—40 для схемы с общим катодом
и 10—15 для схемы с общей сеткой. В этом случае мощность
предоконечного каскада достигает сотен ватт. Его удобно также
построить на тетроде.
'В диапазоне метровых волн для повышения стабильности ча-
стоты автогенератора возбудитель часто выполняют на понижен-
ной частоте и затем используют один или несколько каскадов
в режиме умножения частоты. Это обстоятельство учтено при
изображении блока предварительного усиления на рис. 11.2.
В каскадах промежуточного высокочастотного тракта передат-
чика используют транзисторы. Особенностям построения и. рас-
чета усилителей на полупроводниковых приборах посвящены гл. 7
и 10 (см. § 10.3) настоящего пособия, а также [11.1; 11.2].
Структурные схемы ЧМ возбудителей могут быть представле-
ны несколькими вариантами. Их различие обусловлено рядом фак-
торов. К числу последних можно отнести, например, метод полу-
чения частотной модуляции, способы поддержания стабильности
центральной частоты в заданных пределах, диапазон перестройки
по частоте, требования к качественным показателям, мощность на
выходе возбудителя и др.
В ЧМ возбудителях, выпускаемых до настоящего времени оте-
чественной промышленностью, использовался в основном косвен-
ный метод частотной модуляции с преобразованием модулирован-
ных по фазе импульсов в непрерывные ЧМ колебания. Эти воз-
будители подробно описаны в [11.3]. Достоинство этого метода
модуляции в том, что средняя частота колебаний стабилизирована
кварцем. К недостаткам следует отнести, во-первых, большой ко-
эффициент умножения частоты в передатчике, что ухудшает его
КПД, повышает уровень паразитной частотной модуляции; во-вто-
рых, возникновение при широкой полосе модулирующих сигналов
их существенных искажений, так как первый утроитель возбуди-
теля имеет сравнительно узкую полосу пропускания (30—40 кГц)
для ограничения прохождения к выходу возбудителя гармоничес-
ких составляющих кварца.
В передатчиках, выпускаемых промышленностью в настоящее
время, и во вновь проектируемых все шире внедряется принцип
непосредственной частотной модуляции. Возврату к прямому ме-
тоду ЧМ способствовала появившаяся возможность использования
в качестве модулятора варикапа. Это существенно упростило схе-
му ЧМ автогенератора.
В схемах непосредственного получения ЧМ автогенератор не
может иметь кварцевой стабилизации частоты и потому стабиль-
ность частоты генерируемых колебаний оказывается низкой. Если
учесть, что в контур автогенератора включен варикап, то стабиль-
336
ность частоты при изменении напряжения питания окажется еще
меньшей. Для поддержания стабильности частоты в заданных пре-
делах применяют различные методы: используют интерполяцион-
ную схему, системы автоматической подстройки частоты и др.
Интерполяционная схема описана в [11.4]. Частотная модуляция
в ней осуществляется на промежуточной частоте.
В системах автоподстройки частоты (АПЧ) находят примене-
ние как частотные, так и фазовые детекторы. Наиболее высокую
Рис 11 3. Структурная схема (воз-
будителя:
Г — автогенератор, ЧМ — частотный мо
дулятор, Ус - усилитель. ФД — фазо-
вый детектор, ФНЧ — фильтр нижних
частот, и Д-1 — делители частоты,
КГ — опорный кварцевый генератор
Рис. 111.4 Полярный модулятор:
ГПЧ — генератор поднесущей частоты.
AM — амплитудный модулятор
стабильность обеспечивает схема фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ). В качестве примера ниже приведены некоторые вариан-
ты структурных схем ЧМ возбудителей.
На рис. 11.3 представлена структурная схема ЧМ возбудителя
с фазовой автоподстройкой частоты.
Такой возбудитель обычно используют в стационарных веща-
тельных передатчиках, постоянно работающих на одной из частот
в заданном диапазоне.
Основными функциональными блоками схемы являются: авто-
генератор (Г), частотный модулятор (ЧМ), усилитель (Ус) и си-
стема ФАПЧ, включающая в себя фазовый детектор (ФД), два
делителя частоты (Д{ и Д2) с коэффициентами деления лц и т2
соответственно, опорный кварцевый генератор (КГ) и фильтр ниж-
них частот (ФНЧ).
Частота возбудителя зависит от коэффициента умножения ча-
стоты блока усилителя-умножителя, следующего за возбудителем.
Умножение частоты, как известно, позволяет повысить стабиль-
ность частоты колебаний в автогенераторе, а также устойчивость
работы промежуточных каскадов. Рабочая частота возбудителя
обычно лежит в районе 20 МГц.
Принцип работы схемы ФАПЧ и ее расчет изложены в [11.4]
и [11.8].
В случае передачи стереофонической программы структурная
схема возбудителя принципиальных изменений не претерпевает.
Для осуществления модуляции используют полярный модулятор.
337
Подробное описание систем стереофонического радиовещания из-
ложено в [11.6]. Полярномодулированные колебания получают раз-
личными методами. На рис. 11.4 приведена одна из структурных
схем полярного модулятора. Здесь колебание поднесущей частоты
[п модулируется по амплитуде разностным сигналом (А—В) двух
каналов и затем в сумматоре складывается с суммарным низкочас-
тотным сигналом (А + В).
С полярномодулированного выхода устройства сигнал подается
к частотному модулятору возбудителя. Если на выходе полярного
модулятора сумматор отсутствует, сложение колебаний произво-
дится в ЧМ возбудителе. В этом случае в частотном модуляторе-
предусмотрено два варикапа. Высокочастотное колебание поляр-
ного модулятора подводится к одному варикапу, низкочастотное —
к другому. Второй варикап используется одновременно как уп-
равляющий элемент в системе АПЧ.
В отечественной системе стереофонического вещания [п=
= 31,25 кГц.
На рис. 11.5 приведена структурная схема современного ЧМ
возбудителя радиовещательного передатчика. Выходное напряже-
ние снимается с синхронизируемого системой АПЧ автогенератора
Рис. 11.5. Структурная схема диапазон-
ного ЧМ возбудителя:
Г — автогенератор; ЧМ — частотный модуля-
тор; ОГ — опорный генератор; ФИ — форми-
рователь импульсов; ДЧ—делитель частоты;
ДПКД — делитель частоты с переменным ко-
эффициентом деления; ФД — фазовый детек-
тор; ДЧ — частотный детектор; ФНЧ — фильтр'
нижних частот; УсПТ — усилитель постоянно-
го тока; ФСН — формирователь ступенчатого-
напряжения
Г, перестраиваемого в требуемом диапазоне частот. Здесь приме-
нена двухконтурная система АПЧ, состоящая из контура пред-
варительной (грубой) настройки генератора, являющейся систе-
мой частотной автоподстройки (ЧАП), и контура точной подстрой-
ки, являющейся системой фазовой автоподстройки (ФАПЧ). Сиг-
нал ошибки с частотного детектора ЧД через формирователь сту-
пенчатого напряжения ФСН сначала используется для управления
грубой настройкой автогенератора, затем, когда частота генера-
тора попадет в полосу захвата контура (петли) точной ФАПЧ,
сигнал ошибки с фазового детектора ФД обеспечивает полную син-
хронизацию генератора на требуемой частоте.
В цепь ФАПЧ включены делители частоты с постоянным ко-
эффициентом деления ДЧ10, а также делитель с переменным (точ-
нее переключаемым) коэффициентом деления ДПКД. Напряже-
ния, поступающие на входы делителей частоты, имеют форму им-
пульсов, полученных в результате преобразования напряжений
опорного генератора ОГ и автогенератора Г. В качестве ДПКД
338
можно использовать, например, делители частоты типа счетчиков
импульсов. Такие схемы не содержат контуров и не требуют пере-
стройки в диапазоне частот. Коэффициент деления в них регули-
руется изменением числа работающих счетных ячеек и связей
между ними. ДПКД, выполненные на транзисторах, устойчиво ра-
ботают на частоте входных колебаний ниже 20 МГц, поэтому ча-
стоту сигналов, поступающих на их входы, понижают.
Возбудитель может работать в широком диапазоне частот.
Рабочие частоты синтезируют соответствующим изменением коэф-
фициента деления частоты при одновременной перестройке авто-
генератора (11.9].
Рассмотрим некоторые структурные' схемы радиопередающих
устройств звукового сопровождения телевизионных программ, ра-
ботающих в диапазоне деци-
метровых волн. На рис. 11.6
изображена схема полукомп-
лекта пятикиловаттного пере-
датчика, работающего в диа-
пазоне 470—622 МГц (IV диа-
пазон телевизионного веща-
ния). Величина разноса несу-
щих частот передатчиков изоб-
ражения и звука равна
6,5 МГц. Отклонение не пре-
вышает ±500 Гц. Основные
технические характеристики
передатчика соответствуют
приведенным в § 11.1. Обору-
дование передатчика позволя-
ет вести звуковое сопровожде-
ние на двух языках. При осу-
Рис. 11.6. Структурная схема полу-
комплекта передатчика звукового со-
провождения телевизионных про-
грамм:
ВЧМ — возбудитель ЧМ колебаний; ФГ —
фильтр гармоник
ществлении звукового сопровождения на двух языках девиация
частоты основного канала уменьшается до ±40 кГц, а девиация
второго канала равна ±15 кГц.
Основной высокочастотный тракт полукомплекта передатчика
(без возбудителя и блока умножения частоты) состоит из трех
однотактных каскадов, построенных на тетродах по схеме с об-
щей сеткой (заземлены по высокой частоте обе сетки). Предоко-
нечный и предшествующий ему каскады выполнены на тетродах
металло-керамической серии. В первом каскаде во входной и вы-
ходной цепях использованы объемные резонаторы квадратного се-
чения. Во втором каскаде входная цепь содержит коаксиальную
з
линию, размер которой <—X, выходная цепь — коаксиальную ли-
нию размером <Х/4. В оконечном каскаде во входной цепи вклю-
3
чен отрезок коаксиальной линии длиною <—%, выходная цепь
построена по двухконтурной схеме, в анодном контуре — коакси-
альная линия <А./4, в нагрузочном контуре —• коаксиальная корот-
339
незамкнутая линия, длина которой равна Л/2. Связь между анод-
ной и нагрузочной линиями щелевая.
Возбуждение обоих полукомплектов передатчика осуществляет-
ся от блока усилителей-умножителей через блок фазирования по-
лукомплектов, в котором одновременно производится деление мощ-
ности возбуждения.
Для обеспечения независимости настройки полукомплектов пе-
редатчика при работе от общего маломощного тракта возбужде-
ние на первые каскады полукомплектов подается через феррито-
вые циркуляторы.
Блок усилителей-умножителей содержит четыре каскада, три
из которых усилители и один умножитель, коэффициент умноже-
ния частоты равен 5. Напряжение возбудителя на усилитель-ум-
ножитель поступает от ЧМ возбудителя, структурная схема кото-
рого представлена на рис. 11.7.
Рис. 11.7. Структурная схема ЧМ возбудителя
передатчика звукового сопровождения телевизи-
онных npoipaMM
Возбудитель построен по ,схеме с непосредственной ЧМ и фа-
зовой автоподстройкой средней частоты. В схеме возбудителя ис-
пользован принцип переноса частот. ЧМ колебания автогенера-
тора сравнительно низкой частоты fr (приблизительно 17—22 МГц)
смешиваются с колебаниями опорной частоты /оги =Д/6, т. е. с ко-
лебаниями возбудителя телевизионного передатчика. Здесь Д
означает несущую частоту передатчика изображения, а цифра 6 —
коэффициент умножения частоты в его усилителе-умножителе.
В этом случае центральная частота модулируемого автогенератора
fr = (Л + 6,5)/5 — /т/6 = (fr + 39)/30.
Такое построение возбудителя повышает стабильность разно-
сти частот между несущими частотами передатчиков изображения
и звука. Так как частота модулируемого автогенератора примерно
в пять раз меньше опорной, уменьшается влияние нестабильности
частоты автогенератора на стабильность частоты звукового пере-
датчика. Частота сравнения /ср колебаний, подводимых к ФД,
приблизительно равна 20 кГц. Колебания с частотой /ср получают
от специального опорного кварцевого генератора звукового пере-
340
датчика (коэффициент деления частоты равен 8). Общий коэффи-
циент деления частоты делителя, включенного в кольцо ФАПЧ„
равен 1024.
Для передачи программы на втором языке звуковой спектр
сигналов второго языка преобразуется в надтональный спектр-
однополосной модуляции поднесущей частоты. Однополосный сиг-
нал с выхода первичного модулятора поступает на модулятор вто-
рого канала ЧМ возбудителя (второй варикап, подключенный к ав-
тогенератору) .
Выше указывалось, что в оконечном каскаде передатчиков УВЧ,
кроме тетродов, применяются клистроны. При проектировании пе-
редатчиков на клистронах следует воспользоваться материалами
гл. 13.
11.3. Проектирование каскадов тракта
усиления ВЧ
Исходными данными для расчета оконечного каскада*
полукомплекта являются мощность, отдаваемая лампами [получен-
ная в соответствии с выражением (11.1)], и диапазон рабочих ча-
стот.
В качестве усилительных ламп в каскадах усиления мощности
ЧМ колебаний используются металло-стеклянные или металло-
керамические лучевые тетроды коаксиальной конструкции.
В метровом диапазоне на фиксированных частотах эти тетро-
ды достаточно устойчиво работают в схеме с общим катодом Ч
В дециметровом диапазоне мощные тетроды обеспечивают доста-
точно устойчивую работу только в схеме с общей сеткой.
Все каскады строятся по однотактной схеме. Режим каскадов
выбирается слабоперенапряженный. Расчет режима ведется ме-
тодом, изложенным в [11.4]. Так как при работе тетродов в пере-
напряженном режиме увели-
чивается рассеивание мощно-
сти па экранирующей сетке,
следует особое внимание обра-
тить на то, чтобы эта мощ-
ность не превысила допусти-,
мой.
Рис. L1.8 Принципиальная схема
оконечного каскада полу комплекта
передатчика
Принципиальные схемы око-
нечного и предоконечного кас-
кадов полукомплекта передат-
чика метрового диапазона волн
представлены соответственно на рис. 11.8 и 11.9. Как видно из схе-
мы рис. 11.9, индуктивность анодного контура предоконечного кас-
када образована отрезком однопроводной линии, расположенной
’’ В некоторых случаях, в частности для ламп ГУ-40Б и ГУ-36Б, необхо-
димо предусматривать введение в схему мостовой сеточной нейтрализации.
341
'над металлическим экраном. Длина линии может регулироваться.
Индуктивность контура может быть также выполнена в виде бес-
каркасной катушки.
Расчету колебательных систем должна предшествовать оценка
необходимой полосы пропускания колебательных систем, при ко-
торой нелинейные искажения модулирующего сигнала не превы-
Рис. 111.9. Принципиальная схема пред-
оконечного каскада
сят заданного значения. Нели-
нейные искажения при ЧМ за-
висят, прежде всего, от харак-
тера изменения мгновенных
значений фазы выходного на-
пряжения. В [11.4] показано,
что если удовлетворяется не-
равенство AcoiQ <Со)2о, то мгно-
венное значение фазы выход-
ного напряжения определяется
характеристиками установившегося режимд.
Полоса пропускания одного каскада усилителя с одиночными
одинаково настроенными контурами определяется в этом случае
из выражения
П — F
11 2 ма«с
3,'Г2пМ24
/
(П.2)
где /^макс — максимальное значение частоты модуляции; п — число
каскадов; Mi— индекс модуляции; /Снз-—коэффициент нелиней-
ных искажений.
Необходимая добротность нагруженного контура
!<?н =АЖ
Простейшие расчеты показывают, что при допустимых значе-
ниях нелинейных искажений добротность нагруженных контуров
получается больше 100. На практике нагруженная добротность из
энергетических соображений допускается значительно меньшей,
что приводит к расширению полосы пропускания усилителя.
Расчеты коаксиального анодного контура выполняются в соот-
ветствии с методикой, изложенной в гл. 9. Связь с фидером рас-
считывается с помощью соотношений, также приведенных в гл. 9.
иа
^Вых
Сн
с К сею ко
| | \оконечно-
д д го каскада
Рис. 11.11. К определе-
нию размеров однопро-
водной линии
% Tf U V
Рис. 111.10. Эквивалентная схема анодного
контура предоконечного каскада
.342
Рис. 11)1.12. Эпюра напряжения на
линии
Приведем порядок расчета анодного контура предоконечного*
каскада схемы рис. 11.9. Эквивалентная схема анодного контура'
показана на рис. 11.10.
Эквивалентный контур состоит из выходной емкости предоко-
нечного каскада, отрезка несим-
метричной (однопроводной) ли-
нии длиной I, обеспечивающего
необходимую величину индуктив-
ности Да, емкости связи Ссв,
входной емкости оконечного кас-
када Свх и емкости конденсатора
плавной настройки. Грубая на-
стройка контура производится
изменением длины отрезка ли-
нии I. Сопротивление емкости Ср
считаем малым и в расчете кон-
тура не учитываем.
1. Выбираем размеры поперечного сечения линии и находим W:
№=138 1g-у, (11.3>
d — расстояние от центра провода до экрана: dz 10 b (рис. 11.11);
b — радиус провода (/?« 0,5-4-1,0 см).
2. Обычно <оСвх^> 1/7?вх и входное сопротивление оконечного
каскада можно считать емкостным:
Хвх = 531 Х/Свх. (11.4)*
3. Сопротивление выходной емкости предоконечного каскада
Хвых = 531 Х/СвЫх. (П.5>
4. Амплитуда напряжения в пучности (рис. 11.12):
Un = —, mV = arc tg (ХвЫХ/№). (11.6>
cos ml
5. Задаемся величиной напряжения в конце линии (в точке §')
U'c3 = kUc, где Uc — амплитуда напряжения на сетке лампы око-
нечного каскада.
При этом должны выполняться условия:
U'<Un-, к> 1; Uc< U' .
Для получения приемлемой величины Ссв полагают коэффи-
циент к« (24-3), т. е. Ссв «'(0,5-4-1,0) Свх.
6. Находим длину Z, при которой напряжение U'CB имеет тре-
буемую величину:
Z =2_(mZ" —mZ'), (11.7)*
2л
где I" = Г Z, cos ml" = — ml" — arc cos (— U'eJUn).
343»
7. Выходное сопротивление линии в точке g'
ХвЫх = IF ctgm/". (11.8)
Из условия резонанса Х'Вых =—Х'вх, где XZBX — сопротивление
емкостей Сн? Ссв и Свх, определенное между точкой g' и корпусом.
8. Емкость связи
СсВ = Свх—-------- . (11.9)
9. Сопротивление емкости связи
Хсв = 531 Х/Ссв. (11.10)
10. Сопротивление емкости настройки
Y _ Хвх (Хсв + ХВх)
Лн Л , (li.il)
(Хсв + Хвх)-Хвх
где Хвх = ^ВЬ1Х-
11. Емкость настройки
СН=531Х/ХН. (11.12)
12. Реактивная мощность контура
р Un Г cos2 ml' . cos2 ml” 1 (ml sin 2m/'—sin 2ml" V
2 [ Хвых IF \ 2 4 У
(11.13)
13. Полное затухание контура
14. Затухание, обусловленное потерями в сеточной цепи око-
нечного каскада (из-за сеточного тока, потерь в элементах кон-
струкции лампы),
fi = 1 5Р JPr, где Р К = Р
оконечного каскада. Коэффициент 1,5 учитывает потери на нагрев
деталей лампы.
15. Затухание, вносимое балластным сопротивлением,
= <5 — <5ВХ — <5х, (11.15)
где 6x=l/Qx — собственное затухание резонатора; Qx~200.
16. При 6б>0 мощность, расходуемая в балластном сопротив-
лении,
Р^ = Рг^. (Н.16)
17. Балластное сопротивление
I/2
(П.17)
344
Если 6б = 0, то 7?б = °° (т. е. балластное сопротивление вклю-
чать не следует). Если 6б<0, то следует соответственно увеличить
мощность предоконечного каскада.
Приведем порядок расчета
анодного контура предоконечно-
го каскада при выполнении ин-
дуктивности контура в виде ка-
Рис 11.13 Схема колебательной
системы предоконечного каскада
тушки. Эквивалентная схема цепи представлена на рис. 11 .13. Uc. Для
Задано: Р~, IJA (а следовательно, и Дэ)- Из расчета оконечного каскада известно, 410 и{ (В«
волны 1мин находим:
\ вых“531Хмин/Свых, (11.18)
(11.19)
Ра = UJ (Уа + Uc св), (11.20)
UK = иа/У2Рл, (И.21)
Х( Ссв+9 = Uc cJ V2JK, (Н.22)1)
Ссв + С = 531 Хмин/Х( ссв+с), (11.23)1)
Ссв = (С„ + С)-С, (11.24)
X = X + X СВЫХ (Ссв+с) (1 1.25)
7-е мин = Хмин/1880, (11.26)
О — (11.27)
Те же расчеты производятся на волне лмакс. Выбирается конден-
сатор Сев
11.4. Проектирование частотных
модуляторов на варикапах
В настоящее время известно большое количество схем
частотных модуляторов на варикапах. Подробный анализ неко-
торых схем приведен в работе [11.7]. В ней рассмотрены схемы
с автотрансформаторной связью варикапа с контуром автогенера-
тора (рис. 11.14) и с емкостной связью (рис. 11 15). При сравне-
нии этих схем отмечается, что схема с автотрансформаторной
Предполагается, что колебательная мощность сосредоточена в основном
в контуре и в цепях связи.
345
Рис. 11.14. Схема модулятора с
автотрансформаторной связью с
контуром автогенератора
Рис. 11.15. Схема модулятора
с емкостной связью с конту-
ром автогенератора
•связью обладает меньшей широкополосностью, так как эквива-
Рис. 11.16. Схема модуляции диапа-
зонного автогенератора
лентная емкость модулятора в ней значительно больше, чем во вто-
рой схеме, поскольку разделительная емкость Ср гораздо больше
емкости связи Ссв. По сравнению
со схемой с автотрансформатор-
ной связью в схеме рис. 11.15 по-
лучаются меньшие нелинейные
искажения. При частотной моду-
ляции диапазонного автогенера-
тора важным требованием явля-
ется сохранение постоянства кру-
тизны модуляционной характери-
стики SM в диапазоне рабочих ча-
стот. Если диапазон автогенера-
тора не слишком широкий (Кд =
=/макс//мин) 1,3), вполне удовлетворительную равномерность кру-
тизны SM обеспечивает схема рис. 11.16, где варикап включается в
контур последовательно. Постоянство 5М поддерживается за счет
того, что при изменении Ск меняется и величина связи с варикапом.
Широкое распростране-
ние, особенно в ОВЧ диапа-
зоне, получила схема, пред-
ставленная на рис. 1'1'17, где
варикап также включен по-
следовательно в контур ав-
тогенератора. С помощью Ci р
изменяется коэффициент
включения варикапа в кон-
тур, а величины емкостей С2
и Cs определяет коэффици-
ент подключения контура к рис цду Схема частотной модуляции с
транзистору рк. Как и в схе- последовательным включением варикапа
ме рис. 11.16, изменением
общей емкости делителя С2С3 регулируется связь контура с тран-
зистором, что очень существенно для реализации малых эквива-
лентных сопротивлений нагрузки
.346
Построение ЧМ генераторов с большой относительной девиа-
цией частоты и малым коэффициентом нелинейных искажений рас-
смотрено в гл. 14. Отметим также, что в ряде случаев для умень-
шения уровня нелинейных искажений применяются схемы с диод-
ными и транзисторными компенсаторами [11.7].
Обратимся к расчету схем частотных модуляторов с емкостной,
связью (рис. 11.15, 11.16). При проектировании модуляторов в
качестве исходных данных используются следующие:
1. Диапазон частот автогенератора /мин—ifмакс-
2. Диапазон модулирующих частот FMsm—FMaKC.
3. Девиация частоты А/макс-
4. Допустимый коэффициент нелинейных искажений сигнала.
5. Допустимый уход (нестабильность) центральной частоты
автогенератора А/о-
6. Глубина паразитной амплитудной модуляции.
Для расчета также должны быть заданы амплитуда колеба-
тельного напряжения на контуре и величина эквивалентного со-
противления нагрузки, полученные из расчета режима электрон-
ного прибора. Проведем расчет схем рис. 11.15, 11.16 на основе
соотношений, приведенных в [11.7].
Для схемы 11.15 р = Ссв/(Ссв + См), а полная емкость контура
Сэ= Ск+рСк, где р — коэффициент включения варикапа. Для
схемы рис. 11.16
Р = Ск/(ск + См + С„), а С3 = р (С„ + Сд), Сд = + С8).
Для обеих схем динамическая составляющая емкости контура
при подаче на варикап модулирующего напряжения АСэ = р2АС'м-
Так как ^-с =-------, т0
/о 2 Сэ
SA/макс V/о
UQ _/ 1
(11.28)
2Емо — +~ДМ
\ Р Р*СЫО ]
Здесь £мо—-смещение на варикапе; См0 —емкость варикапа
при смещении Емо; -v ——1/2 или —1/3 — коэффициент,
щий характер перехода варикапа.
Исходным соотношением для расчета модулятора
выражение для коэффициента нелинейных искажений
сигнала (по второй гармонике).
При 1 и Ссв<См
«,г=- ЧЦ®5)1+ -£?-) <11.29)
z /о \ Р СМ0 /
Более общее выражение k2f в практически важном случае,
когда • -> 1
Р2СМО
учитываю-
является
выходного
имеет вид:
Ск
ргскз
(11.30)
где ф2 — числовой коэффициент.
347
Величина коэффициента ф2 определяется с йомощыо следую-
•щих выражений:
для схемы рис. 11.15 (при Ссв<§:Смо)ф2~О,5;
для схемы рис. 11.16 ф2 « 0,5 fl --——).
k CM0 + cJ
Величины Смо и Сд не могут быть разных порядков; на прак-
тике они не отличаются более чем в три раза.
Если условие Ccb^CAo не удовлетворяется, то для схемы
рис. 11.15
= 0,5>
1 + Ссв/Смо
для схемы рис. 11.16
ф —05 I А~ б?м0/(См0 -|- Сд) ЗСсв/См0
1 + Ссв/Смо
(11.31)
(11.32)
При заданном Kzf расчет начинается с определения необходи-
мого отношения из выражения (11.30):
] Р2Смо > _А'2_ f макс
Сж K2F f0
Существенный расчетный запас величины р2Смо/Ск неприем-
лем, поскольку при этом увеличиваются фон и шум передатчика
и ухудшается стабильность частоты. Действительно, нелинейный
сдвиг центральной частоты, обусловленный асимметрией модуля-
ционной характеристики [11.7],
f Ой М /макс\2 Ск
~К~ А /о / Р2ст
не должен превышать допустимой нестабильности частоты авто-
генератора. Обычно в спроектированных оптимальным образом
модуляторах величина р2См0/Ск лежит в пределах 0,01—0,2. При
этом удается свести к минимуму дополнительные нелинейные ис-
кажения и паразитный сдвиг центральной частоты из-за измене-
ния ВЧ напряжения на варикапе , а также из-за низкой тем-
пературной стабильности варикапа [11.7].
2. Выбираем варикап и величины Сы0, р, Ем0. Предпочтитель-
нее выбирать большую величину См0 и меньшее значение р, так
как при этом улучшается стабильность параметров схемы. Однако
максимальная величина емкости См0 ограничивается требования-
ми к частотной характеристике модулятора.
3. Рассчитываем крутизну SM с помощью (11.28) и определяем
амплитуду напряжения Ua . Следует проверить, удовлетворяется ли
неравенство
4, + ^ + Ям.со. (11.33)
На практике часто встречаются следующие соотношения.
Ем0 = 5 ч- 10 В; = 2 ч- 7 В; На < 1 ч- 2 В.
348
4. Определяем требования к стабильности напряжения сме-
щения модулятора и выбираем способ необходимой его стабили-
зации. Допустимая нестабильность £ы0 связывается с допустимым
режимным уходом частоты автогенератора за счет модулятора.
Используется соотношение
А £мо __, 2 /Л \ / 1___р ск
^мо V \ /о /макс \ р р2См0
(11.34)
где Д£мо/£мо—относительная нестабильность смещения; Д/о//о—
соответствующий допустимый уход частоты генератора.
При р2Смо/Ск>0,05, как правило, прибегают к дополнительной
местной стабилизации смещения £мо при помощи стабилитронов.
При этом особое внимание следует уде-
лять термокомпенсации выходного напря-
жения стабилизатора, для чего использу-
ют открытые р-п-переходы кремниевых
диодов, как это показано на рис. 11.18.
Здесь для компенсации температурного
коэффициента напряжения стабилитрона
применены два последовательно включен-
ных в прямом направлении диода, пос-
кольку температурный коэффициент со-
противления открытого р-п-перехода в
два-три раза меньше (по абсолютной Рис- Схема подачи
величине) температурного коэффициента
напряжения стабилитрона. Для регули-
рования результирующей величины температурного коэффициента
Дмо-и в определенных пределах ТКЧ генератора в цепь открытых
диодов введено регулировочное сопротивление /?к {11.7].
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
11.1. Каганов 'В. И. Транзисторные радиопередатчики. М., «Энергия», 1970. 328 с.
11.2. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проекти-
рование и расчет. Под ред. Р. А. Валитова, И. А. Попова. М., Советское
радио», 1973. 462 с.
11.3. Бесидский Г. 3. и др. Частотномодулированный возбудитель. Техника свя-
зи. М., «Связь», 1963. 125 с
11.4. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь»,
1969. 542 с.
11.5. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., «Связь»,
1972. 456 с.
11.6. Галкин Д. И., Коионович Л. М., Корольков В. Г. Стереофоническое радио-
вещание и звукозапись. М, Госэнергоиздат, 1962. 127 с.
11.7. Чудаков И. М. Частотная модуляция с помощью емкостей р-гг-иереходов.
М... «Связь», 1968. 108 с.
11.8. Шахгильдян В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки ча-
стоты. М., «Связь», 1972. 447 с.
11.9. Эверс. Универсальный цифровой синтезатор частоты для аппаратуры под-
вижной радиосвязи — «Зарубежная радиоэлектроника», 1967, № 10.
с. 27—45.
349
Глава 12
ПЕРЕДАТЧИКИ НА КЛИСТРОНАХ
ДЛЯ ТРОПОСФЕРНОЙ И КОСМИЧЕСКОЙ
СВЯЗИ И ТЕЛЕВИДЕНИЯ
12.1. Основные технические характеристики
передатчиков тропосферных
и космических линий связи
Тропосферная и космическая связь осуществляется в
различных участках диапазона частот от 0,35 до 8,0 ГГц. Мощ-
ность передатчиков, работающих в этих системах связи, состав-
ляет от единиц до нескольких десятков киловатт. Передатчики
тропосферной связи мощностью в несколько десятков киловатт ра-
ботают на частотах около 1,0—2,0 ГГц. На коротких линиях связи
мощность передатчиков равняется нескольким киловаттам. Такие
передатчики работают в различных полосах всего указанного вы-
ше диапазона частот.
Линии тропосферной и космической связи применяются для пе-
редачи программ телевидения и многоканальных сообщений (те-
лефонных, телеграфных, сигналов тензометрии и передачи дан-
ных). Используются те же способы модуляции и уплотнения ка-
налов, что и в обычных радиорелейных линиях. Сигналы много-
канальной телефонии и телевидения в основном передаются с по-
мощью частотной модуляции, а дискретные сигналы — посред-
ством частотной и фазовой манипуляции. Применяются также им-
пульсно-кодовая 'модуляция и дельта-модуляция.
В случае телефонии возможна однополосная модуляция.
Требования к элементам тракта и допустимые "уровни искаже-
ний для рассматриваемых здесь передатчиков аналогичны требо-
ваниям к обычным РРЛС, они изложены в гл. 14. Некоторые осо-
бенности имеет лишь передача программ телевидения по тропо-
сферной линии связи, где полосу видеосигнала сокращают до
4—5 МГц, а максимальную девиацию частоты при частотной мо-
дуляции, соответствующую полному размаху сигнала, выбирают
равной 4—8 МГц. Спектр ЧМ колебаний ограничивают полосой
10—12 МГц, что существенно меньше, чем в обычных РРЛС, ра-
ботающих в сантиметровом диапазоне волн. Считается, что иметь
большую полосу у передатчиков нецелесообразно, поскольку из-за
специфических условий распространения радиоволн при тропосфер-
ном рассеянии четкость изображения не увеличивается.
350
Основным требованием к оконечным усилителям на клистро-
нах передатчиков тропосферной и космической связи является по-
лучение заданной мощности в нагрузке и требуемой полосы ча-
стот с малым (примерно 1,0—1,5 дБ) отклонением амплитудно-
частотной характеристики (АЧХ) от максимального ее значения.
Если в пределах полосы пропускания отклонения АЧХ не превы-
шают указанных выше, то фазовая частотная характеристика
(ФЧХ) близка к линейной и искажения ЧМ сигнала малы. В гл. 14
показано, как выбирается полоса частот при передаче многока-
нальных сообщений и телевидения с помощью ЧМ и при других
способах модуляции. Полоса клистронных усилителей должна
быть не менее указанной в этой главе. Желательно иметь полосу
пропускания еще большей, чтобы уменьшить искажения, вносимые
оконечным каскадом.
Для улучшения качественных показателей и повышения на-
дежности тропосферных и космических линий связи часто приме-
няется одновременная передача сообщения на двух несущих ча-
стотах. В этом случае передатчик имеет два высокочастотных
тракта. Разнос между несущими выбирается пцрядка сотен мега-
герц.
12.2. Составление структурных схем
Начинать проектирование передатчика следует с состав-
ления структурной схемы. Принципы построения передатчиков
тропосферной и наземных станций космической связи приведены
в учебниках [12.1; 12.2]. Сведения о таких передатчиках имеются
также в работах [12.3; 12.4].
Выходная мощность оконечного клистронного усилителя, как
правило, определена заданием. После выбора типа клистрона по
его техническим характеристикам, имеющимся в справочниках,
ориентировочно определяется мощность, которая должна быть
подведена ко входу клистрона. Эта мощность составляет единицы
или десятки ватт и близка к мощности передатчиков обычных
РРЛС. Структурная схема всех предварительных каскадов проек-
тируемых передатчиков, включая возбудитель, полностью соответ-
ствует схемам, рассматриваемым в гл. 14.
Упрощенная структурная схема передатчика тропосферной или
космической связи приведена на рис.
предварительный тракт показан как
возбудитель В и более полно представ-
лены устройства, относящиеся к око-
нечному усилителю. На схеме изобра-
жены клистронный усилитель КУ, раз-
вязывающее устройство РУ, включен-
ное на его входе, согласующее устрой-
ство СУ и фильтр гармоник ФГ на вы-
ходе, а также источники питания.
а этой схеме весь
Рис. 12 1 Упрощенная струк-
турная схема передатчика тро-
посферной связи
351
В качестве развязывающих устройств применяются феррито-
вые вентили и циркуляторы. Они имеют небольшое (порядка 0,5—
1,0 дБ) затухание в прямом и значительное (более 20 дБ) зату-
хание в обратном направлениях. Описание таких приборов мож-
но найти, например, в работе [12.6]. Применение развязывающего
устройства исключает влияние входного фидера на частотные ха-
рактеристики клистрона и обеспечивает работу тракта предвари
тельного усиления на согласованную нагрузку. Сам клистрон то-
же должен рабртать на согласованную нагрузку. Для выполне-
ния этого условия и служит согласующее устройство СУ, которое
позволяет получить на. выходе клистронного усилителя коэффи-
циент стоячей волны, не превышающий допустимой величины.
Фильтр гармоник ФГ обеспечивает заданное ослабление высших
гармонических на нагрузке передатчика
Для питания клистрона необходимы источник ускоряющего
(анодного) напряжения ИАН и источник напряжения накала
ИНН. При использовании клистрона с электромагнитной фокуси-
ровкой имеется еще источник питания фокусирующих катушек
постоянным током ИПФК.-
Рассмотрим теперь несколько подробнее пример построения
структурной схемы радиостанции, имеющей два тракта передачи
сигнала на близких радиочастотах. На рис. 12.2 показана струк-
Рис 12 2 Упрощенная структурная
схема радиостанции
сится в диапазон СВЧ, где несущие
значения. Колебания, поступающие
УМН1 и УМН2, имеют различные ч
гурная схема такой радиостан-
ции Здесь ЧМ колебания по-
лучают и усиливают до необ-
ходимой величины на ироме
жуточной частоте, такой же,
как и в обычных РРЛС. Для
обоих каналов используются
общий модулируемый генера-
тор ЧМГ и тракт усиления
УПЧ Затем с помощью смеси-
телей СМ 1 и СМ2 спектр моду-
лированных колебаний перено-
: час'Оты принимают заданные
на смеситель от умножителей
ас юты Источником высокоста-
бильных колебаний, подводимых ко входам умножителей, является
блок опорных частот БОЧ, где формирование двух близких радио-
частот из колебаний опорного кварцевого тенерагора осущест-
вляется так же, как и в телевизионных радиостанциях (см гл 10).
Колебания с выходов возбудителя подводятся ко входам кли-
стронных усилителей От каждого из оконечных усилителей мощ-
ность поступает в общий антенно-фидерный тракт АФТ. Клистро-
ны подключаются к общему фидерному тракту через разделитель-
ный фильтр РФ, который служит для взаимной развязки оконеч-
ных усилителей. Для ослабления высших гармонических в таком
передатчике может быть использован общий фильтр гармоник
ФГ
352
С целью уменьшения габаритов, массы и стоимости передат-
чика целесообразно для двух оконечных усилителей на клистро-
нах применить общий источник ускоряющего (анодного) напря-
жения.
12.3. Выбор типа клистрона
Тип клистрона для передатчиков тропосферной и кос-
мической связи выбирают, руководствуясь сведениями, которые
приводятся в справочниках по электронным приборам. Данные
некоторых клистронов указаны в табл. 12.1. Напомним, что каж-
дый тип многорезонаторных усилительных клистронов имеет наи-
менование, включающее в себя буквы /(У или КЯУ, и порядковый
Таблица 42.1
Тип клистрона Рабочая частота или диапазон час • тот, ГГц Выходная мощность, кВт Усиленные, ДБ Ширина полосы, МГц кпд, % Анодное напряже - ние, кВ Масса, кг
КУ304 0,84—0,86 10 40 6 35 16 60
КУ304А 0.79—0,83 10 37 10 28 15 65
КУ308 0,81—1,00 4 30—45 4—8 30—40 10 35
КУ309 0,47—0,63 3 40 — 35 9 50
КУ310А 0,47—0,55 15 35 8 27 15 85
КУ 31 ОБ 0,55—0,63 15 35 8 27 15 85
номер. Первое обозначение (К.У) относится к приборам непре-
рывного действия, второе — к импульсным. Буквы А и Б, стоя-
щие иногда после порядкового номера, в отличие от генератор-
ных ламп, не определяют способа охлаждения электродов. Ими
отмечаются различия 1в диапазоне частот однотипных приборов.
В справочниках указываются следующие технические харак-
теристики клистронов.
Число резонаторов .....................
Диапазон рабочих частот......................
Мощность в полезной нагрузке (номинальное значение)
Наименьший КПД при номинальной мощности
Интервал анодных (ускоряющих) напряжений, в котором
мощность в нагрузке достигает номинальной величины
Ширина полосы пропускания.................
Максимальное отклонение амплитудно-частотной характе-
ристики (АЧХ) от наибольшего ее значения в полосе Л/
Ток катода (номинальный)......................
Гок анода (корпуса) (указывается максимальное значе-
ние, его превышение недопустимо) .......
Мощность возбуждения (номинальная) . . . » .
Волновое сопротивление входного фидера .......
Волновое сопротивление выходного фидера . . . .
Максимальное значение коэффициента стоячей волны на
выходном фидере . « . .
Гок накала . . ...........
12—243
п
f мвв—f маке
PaN
T)W
£а мин—Да.мако
Л/
М’
Ikn
^а.мако
P»S. N
Wax
Wbux
Ксв
353
Напряжение накала . .....................UB
Срок службы......................................./сд
Оговаривается также способ охлаждения, система фокусировки
электродов и др.
Величина отклонения АЧХ от максимального значения обыч-
но указывается в децибелах:
М — lOlgfP нмакс/^нмин), (12.1)
где Рнмакс и Рвмин—максимальная и минимальная мощности в
лол осе Af.
Параметры выбранного клистрона должны соответствовать
требованиям, указанным в задании на 'проектирование радиопе-
редатчика. В станциях тропосферной и космической связи приме-
няют клистроны непрерывного действия.
Номинальная мощность выбранного клистрона должна быть
равна заданной или превышать ее. Применение клистрона для по-
лучения мощности, меньшей номинальной, ведет к уменьшению
промышленного КПД передатчика, увеличивает его массу, габа-
риты и стоимость. Однако снижение мощности не более чем в два
раза по сравнению с номинальной допустимо. Если для уменьше-
ния колебательной мощности в указанных пределах понизить
анодное (ускоряющее) напряжение, то электронный КПД падает
.•незначительно. Такое использование клистрона еще оправданно.
В тех случаях, когда мощность имеющихся приборов меньше
заданной, можно построить оконечный каскад по схеме сложения
мощностей.
Диапазон частот fMaKc—^мин, в котором может работать выб-
ранный клистрон, должен соответствовать заданному. Примене-
ние клистрона вне указанного в паспорте диапазона частот невоз-
можно. Прибор должен обладать достаточной полосой пропуска-
ния Af, в которой отклонение амплитудно-частотной характери-
стики от максимального значения меньше допустимого. Указан-
ные в паспорте клистрона величины полосы пропускания А/ и
максимально допустимого отклонения АЧХ в большинстве слу-
чаев не являются предельными. Полосу частот, в которой АЧХ
имеет паспортное значение М', можно увеличить либо уменьшить
зеличину М' в полосе Af. С этой целью на выходе клистронного
усилителя включается еще один резонатор, в результате чего вы-
годная цепь превращается в двухконтурную. Напомним, что при
максимальной плоской АЧХ полоса частот двухконтурной цепи,
определяемая по уровню 7И' = 3 дБ, приблизительно в 1,4 раза
•больше полосы одиночного контура. Если допустимое в полосе
частот Af отклонение АЧХ принимается равным М'=1 дБ, то пе-
реход к двухконтурной цепи увеличивает полосу почти вдвое, и
она становится равной полосе пропускания одиночного контура,
отсчитываемой на уровне 3 дБ.
Следует иметь в виду, что увеличение полосы А/ клистрона по
сравнению с паспортными данными ведет к снижению коэффи-
циента усиления мощности. Это объясняется тем, что одновремен-
но с расширением полосы пропускания выходной цепи следует
увеличить и полосу группирователя. Последнее достигается уве-
личением расстроек резонаторов относительно центральной ча-
стоты f0.
При прочих равных условиях целесообразно выбрать клистрон
с воздушным охлаждением электродов и электростатической фо-
кусировкой или фокусировкой с помощью постоянных магнитов.
Применение таких приборов упрощает схему передатчика, повы-
шает его промышленный КПД и надежность.
После того как клистрон выбран, рекомендуется его техниче-
ские характеристики, а также рисунок с изображением внешнего
вида прибора с указанными на нем основными размерами привес-
ти в пояснительной записке. Полезно также дать условное графи-
ческое обозначение клистрона, отметив на нем выводы всех элек-
тродов.
В передатчиках тропосферной и космической связи чаще всего
используются клистроны с внутренними резонаторами. При рас-
чете режима клистрона с внутренними резонаторами необходимо
учитывать следующее. Выходной резонатор такого прибора имеет
фиксированную связь с внешней нагрузкой (фидерной линией).
Максимальный Ксв на выходном фидере, как правило, не должен
превышать 1,2—1,4, поэтому па центральной частоте f0 полосы
пропускания клистрон нагружают на согласованный фидер. Ве-
личина сопротивления нагрузки Лап, пересчитанного к зазору вы-
ходного резонатора, определяется тогда конструкцией прибора и
не регулируется.
Промежуточные резонаторы не имеют в большинстве случаев
связи с ,внешней нагрузкой, их добротность определяется собст-
венными потерями резонатора и активной составляющей проводи-
мости электронного потока и, следовательно, также не может
быть изменена.
Входной резонатор имеет фиксированную связь с питающим
фидером, но величина Лев на входном фидере не оговаривается.
Обычно нагруженная добротность входного резонатора, выбирает-
ся вдвое меньшей, чем собственная, тогда коэффициент передачи
входной цепи и усиление клистрона максимальны [12.1]. Доброт-
ность входного резонатора можно изменять в небольших преде-
лах, включая на входе клистрона трансформатор полных сопро-
тивлений. В справочниках сведений о добротностях резонаторов
не приводится.
12.4. Расчет электрических
и геометрических параметров клистрона
Прежде чем начать расчет режимов клистрона, следует
установить, каковы его электрические и геометрические парамет-
ры: ускоряющее напряжение Еа, ток катода /к, первеанс электрон-
ного потока А = EIEazl2, проводимость электронного потока Go =
—/?гг' = !К/Еа, радиус пролетных труб гт, радиус электронного по-
12* 355
тока гп, длина зазоров d, расстояние между центрами зазоров со-
седних резонаторов Lo, характеристическое сопротивление резона-
торов р, параметр пространственного заряда 9=©/<ор (<о — круго-
вая частота, соответствующая середине полосы частот усилителя),
<ор — эквивалентная редуцированная круговая частота плазмы.
Часть этих параметров может быть найдена по паспортным дан-
ным прибора, другие должны быть вычислены или оценены с
приемлемой точностью.
Как правило, из справочных данных известны номинальный ток
катода и допустимые изменения напряжения £а.мин и Еамакс. Пер-
воначально можно считать, что номинальную мощность в нагруз-
ке Pun клистрон отдает при среднем значении напряжения, и тог-
да £ал=0,5(Еа.макс+£а.мин).'По известным значениям и EaN
может быть найден первеанс потока А. При изменении ускоряю-
щего напряжения первеанс остается неизменным. Поэтому с его
помощью находят ток в тех случаях, когда от клистрона требует-
ся получить мощность, меньшую номинальной, и с этой целью
уменьшается Еа. Обычно вводится 8 рассмотрение микропервеанс
А = ЮМ
[мкД Т Г А *1
-----I I------
R3/2 «3/2
о j L и J
(в квадратных скобках будем указывать, в каких единицах изме-
ряется данная величина). У современных однолучевых клистронов
величина Лц имеет значения порядка (1—2) мкА/B3/2. Следова-
тельно, ток /к и напряжение Еа не могут быть выбраны произ-
вольно, так как между этими параметрами существует жесткая
связь, определяемая величинами первеанса и подводимой мощ-
ности Р0=Еа1к.
Итак, по известным номинальным значениям тока и напряже-
ния находится микропервеанс
4 = 31’6 • (12-2)
£аЛГ[кВ]
Если заданная мощность клистрона меньше номинальной не более
чем в два раза, можно считать, что КПД не будет заметно отли-
чаться от его минимального значения, приведенного в справоч-
ных данных. Это позволяет оценить, какова будет подводимая
мощность
Po^PJn, (12.3)
и затем определить параметры:
4[л] =0,251 ^0[кВт3А2, £a[KB]-3,98Ps[KBTi л-2
7? о , = (Ge)-> = 15,8Р-Г Л~5 = ^а(ЖВ? .
'0 [кОм] ' о [кВт] g 'к [Л]
Микропервеанс всегда измеряется в м,кА/В3/2.
356
(12.4)
(12.5)
ИМ^'ЛЯ определения 1К, Еа, Ro и Go mo заданным Ро и Ац удобно
использовать номограмму, .приведенную на рис. 12 3 При этом
леХю п “я™ и ВИоДУ4„Ч,Т0.„П.^._На.Х0Ж>?ен^и £а следует применять
........................................ — правую шка-
использовать номограмму, .приведенную на рис. 12.3.
левую шкалу Л^,
лу Лц .
а ири 'Нахождении
Ik, jRo или
Р-0 кВт 100~з 4 0<L кВ
80 2 6~ ^30
60 т t25~
00i 4~z з20
303 Bi -
20~- ~-l5-
ts\ 2-- -
10-i я - —10 - 9
М о - 8
62 - Z
0-3 0,^- -6
jf opi -y
— —
23 0,0--
—
0,3-- ^3
OB- Ofc 0,2~~ ттгтр
o,15k z2
opi -
0,3^ ~1,5
0,08~2 H.
0}15Ё o>os~: — 7 -0,9
o,i — — t-0,6
Pn E Ajl
La 0,5
Ключ л номограмме
Р0 &о Р’В
НОм МСМ мкА/в %
токя 12'3' НомогРамма для 'Расчета параметров электронного по-
367
Рис. 12 4 Схематический
чертеж участка группиров-
ки и эаэора резонатора
клистрона
На рис. 12.4 схематически показаны
два резонатора клистрона и соединяющая
их пролетная труба и обозначены геомет-
рические размеры. Зазоры резонаторов
мощных клистронов, как правило, бессе-
точные. Обычно в справочных данных не
приводятся значения параметров гт, гп и
d. Если имеется чертеж прибора, то ве-
личина £0 может быть определена как
расстояние между центрами органов на-
стройки соседних резонаторов. В против-
ном случае ее также нужно уметь рас-
считать.
Геометрические размеры клистрона определяются рядом взаи-
мосвязанных условий. Коэффициент электронного взаимодействия
бессеточного зазора
₽ = Mr,
(12.6)
где
\ 2 / уе га1й (уе гт)
Здесь Jo — функция Бесселя первого рода нулевого порядка; /о и
Л — модифицированные функции Бесселя нулевого и первого по-
рядка. Параметр, называемый фазовой постоянной электронного
потока, в рад/м
ув = 0»/Ve,
постоянная скорость электронов
(12.7)
На рис. 12 5 приведены графики зависимостей и рг от геомет-
рических параметров.
В настоящее время отсутствуют достаточно точные аналитиче-
ские методы расчета характеристических сопротивлений резона-
торов клистронов. Соотношение оценочного характера имеет сле-
дующий вид:
р= Юо/^-У’3 . (12.8)
\ d /[Ом]
Усиление клистрона пропорционально величине (р2р)п-!, где
п — число резонаторов. Размеры гп, гт и d выбираются так, чтобы
получить максимально возможную величину р?р. Если уменьшать
d, то Pd увеличивается, а р падает из-за увеличивающейся емко-
сти зазора. Поэтому обычно величина d выбирается такой, что
параметр близок к одному радиану.
В клистронах большой мощности зазор выходного резонатора
приходится иногда выбирать большим, исходя из условий элек
358
трической прочности. Ориентиро-
вочно можно считать, что допус-
тимый средний градиент напря-
жения внутри прибора Unld =
= 100 кВ/см. Амплитуда высоко-
частотного напряжения на выход-
ном зазоре в режиме максималь-
ной мощности ЦП~1,2Е&. Поэто-
Рис 12 5 Зависимости коэффициентов Ра от -уД(а) и рг и рг от уеГт при
различных Гп/Тт
му величина d должна выбираться в соответствии с неравен-
ством
^[ии] (12.9)
а при заданном значении yed — с помощью формулы
d = . (12.10)
/[ГГц]
Для определения d удобно использовать номограмму, приведен-
ную на рис. 12.6. Если при yed—\ параметр d по ф-ле (12.10) ока-
жется больше, чем по ф-ле (12.9), то эту величину и следует ис-
пользовать в дальнейших расчетах. В противном случае нужно
увеличить параметр yed, взяв значение из ф-лы (12.9).
Выбор радиусов пролетной трубы и электронного потока влияет
на величину коэффициента взаимодействия и характеристическо-
го сопротивления резонаторов. Кроме того, от значения гп зависит
плотность тока /о =/о/№п, что, в свою очередь, определяет пло-
щадь катода и коэффициент сжатия электронного потока (обычно
площадь катода в 10—100 раз больше площади поперечного се-
чения электронного потока). По 'мере роста гт и гп параметры рг,
р и /0 уменьшаются. Уменьшение первых двух параметров приво-
дит к падению усиления, полосы и КПД прибора, тогда как при
уменьшении /0 облегчаются требования к конструкции катода.
Целесообразно иметь значение у^гт, лежащее в пределах от 0,5
До 1 рад (меньшее число относится к приборам дециметрового
359
диапазона, большее — сантиметрового). Работа клистрона при
уегт^1,5 становится неэффективной.
Выбрав величину уегт, следует проверить, не превысит ли /&
допустимые значения. Плотность тока катода может достигать в
непрерывном режиме примерно 2 А/см2. С учетом предельных
значений коэффициента сжатия плотность тока в электронном по-
токе не должна превышать 200 А/см2. Величина коэффициента за-
полнения rttlrT, как правило, точно не известна. Принято считать,
что у клистронов большой мощности гп//"т = 0,64-0,8, средней мощ-
ности Гц/гт =0,54-0,7, малой мощности гпЛт=: 0,4 4-0,6. Меньшие
числа относятся к клистронам сантиметрового диапазона, боль-
шие — дециметрового.
Если по заданным значениям уегт и у,Гп определить гт и гп с
помощью ф-лы (12.10), где достаточно заменить d на гт или
или номограммы рис. 12.6, то величину /0 можно найти по формуле
Ш “ 318 '• мЛ W • (I2JI>
[см8 J
360
Если полученная величина будет меньше 200 А/см2, радиусы
гт и гп, определенные из принятых значений уегт и уегп, увеличи-
вать не следует.
Усиление клистрона зависит от параметра, назьгваемого кру
тизнои участка группировки Крутизна участка между h-м и k-м
зазорами
" -1 -
Shk — Shke 2 = SmsinYPLkke 2 , (12.12)
где Lhk — расстояние между центрами этих зазоров, уР=уе/<7; мак-
симальная крутизна
Sm = ±FqG0. (12.13)
Обычно все пролетные трубы клистрона имеют примерно оди-
наковую длину. Только последняя труба делается короче других
Если чертеж внешнего вида клистрона имеется, расстояние между
центрами зазоров может быть найдено как расстояние между
центрами органов настройки резонаторов. В противном случае
можно считать, что все трубы одинаковы, а величину Lo опреде-
лить из следующих соображений.
Для участка между соседними резонаторами
<$0 — Sm sin YP Lo.
(12.14)
При ypL0 —эт/2 усиление прибора максимальное. Однако выбор
YpL(j='l приводит к уменьшению усиления многорезонаторного
клистрона всего на несколько децибел и к сокращению длины
корпуса клистрона в полтора раза. Поэтому обычно приборы кон-
струируются так, что урАо~1, и эту величину следует использо-
вать в дальнейших расчетах. Чтобы определить длину Lo, необ-
ходимо сначала найти параметр q с помощью формулы
]/ ?^+1,45(1 + л*< ?о
[1 — 2,65(лп/лт -0,63)4 У~А^ '
(12.15)
На рис. 12.8 приведены зависимости постоянной для приме-
няемых на практике параметров зазоров. Величина Ео может быть
найдена с помощью ф-лы (12.10), если учесть, что yeLo = qypLo.
После определения указанных параметров следует найти ве-
личину So и относительную величину активной составляющей про-
водимости электронной нагрузки зазора
Уе Гт11 (уе Гт)(?« Гд)
1(АУеГт) 1о(уеГп) — 12(уеГп)
— УеЛ .„У nd.
(Ye Лп) ?(Ye гп)
I2 (Ye гт)
361
Зависимость относительной
проводимости G'e от геомет-
рических размеров зазора
дана на рис. 12.7.
Величины р, G'e, р, 30 и
yPL0 будут нужны при рас-
чете режимов клистрона.
Приведенные выше фор-
мулы позволяют определить
требуемые параметры как
при номинальном ускоряю-
щем напряжении, так и при
пониженном, когда Pu<PIiN.
Отметим, что согласно ф-лам
(12.4), (12.5) и (12.7) уско-
ряющее напряжение при
Ps^0,5PhN и примерно со-
храняющемся КПД умень-
шается не более, чем на
25%, а параметры Go и уе —
не более, чем на 13%. Так
как мы не имеем возможно-
сти первоначально опреде-
лить параметры d, гт и гп с
большей точностью, следует
в дальнейших расчетах ис-
пользовать эти величины,
найденные при номиналь-
ном ускоряющем напряже-
нии.
Рис. 12.7. Графики зависимости G'e при
азличиых гп/гт
Рис. 12.8. График зависимости
параметра q
12.5. Расчет режима усилителя
ЦЕЛЬ РАСЧЕТА
Основная цель расчета режима состоит в том, чтобы
установить величины анодного напряжения и мощности возбуж-
дения, которые необходимы для получения в полезной нагрузке
выбранного клистрона заданной колебательной мощности. Следует
также найти ток и мощность источника анодного напряжения,
оценить величину КПД усилителя и определить мощности, рас-
сеиваемые на электродах. Кроме того, определяются резонансные
частоты и добротности резонаторов, при которых реализуется тре-
буемая АЧХ усилителя.
Исходными данными для расчета являются мощность Рн и до-
пустимое отклонение АЧХ М'. Для выбранного клистрона пола-
гаются также известными все паспортные данные и определенные
выше величины р, G'e, р, 30 и yPL0.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ НАГРУЗКИ
Величину сопротивления нагрузки R9n найдем по из-
вестным из паспортных данных клистрона значениям полосы Af
и отклонения АЧХ от максимального значения М'. Отклонение М'
определяется частотными свойствами группирователя и выходной
цепи: М'—М'вих+М'гр. Здесь величины М' выражены в децибе-
лах. Можно принять отклонение Л4/гр=О,5ч-1,О дБ, тогда М'ВЫ1=
= ЛГ—(0,54-1,0) дБ.
Полная добротность выходного резонатора
q„ = А(ю°'1Л<вых-1). (12.17)
Для вычисления нагруженной добротности Qsn, от которой за-
висит величина сопротивления нагрузки Ran, найдем добротность
резонатора Qe. Последняя учитывает влияние активной составля-
ющей электронной проводимости потока на частотные характери-
стики резонаторов. Если считать геометрические размеры всех ре-
зонаторов одинаковыми, что обычно и бывает, то для всех резо-
наторов клистрона добротность Qe также одинакова и определя-
ется по формуле
= (12.18)
Характеристическое сопротивление р и относительная электрон-
ная проводимость G'e вычисляются по ф-лам (12.8) и (12.16). Со-
противление луча Ro еще не известно, но оно слабо зависит от
использования номинальной мощности клистрона и при расчете
добротности Qe может быть принято номинальным и вычислено по
ф-ле (12.5).
Нагруженная добротность Q3n определяется потерями в стен-
ках резонатора и сопротивлением, вносимым со стороны полез-
363
ной нагрузки. Она 'больше полной добротности Qn и равна:
QSn = QnQe/(Qe-Qn). (12.19>
Сопротивление нагрузки
R»n=pQ3n. (12.20)
Полезно убедиться, что найденная 'величина сопротивления
Ran удовлетворяет условию
Kn = Ran/R0< 1,5 4-2,0. (12.21)
Большие значения R'an на практике не используются, так как
при дальнейшем увеличении сопротивления нагрузки КПД усили-
теля падает. Это обстоятельство учитывается при конструирова-
нии клистронов, и поэтому условие (12.21) всегда выполняется
Если расчет по ф-лам (12.17) — (12.20) дает значение R'3n, боль-
шее, чем следует из (12.21), значит, полоса Д/ данного клистрона
меньше полосы выходной цепи и определяется группирователем.
В этом случае величину сопротивления 7?эп следует найти из ус-
ловия (12.21).
Коэффициент полезного действия выходного резонатора
Л« = 1-2эЛ (12.22>
Максимальная добротность ненагруженного резонатора Qx ле-
жит обычно в пределах от 1000 до 2000. »
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ДВУХКОНТУРНОЙ ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ
Выше указывалось, что для увеличения полосы частот
усилителя с заданным значением М' выходная цепь клистрона
может быть построена как двухконтурная. Схема включения вто-
рого резонатора показана на рис. 12.9. Размеры элемента, соеди-
няющего выход клистронного уси-
лителя с нагрузкой, как правило,
соизмеримы с длиной волны. Что-
LJk бы соединительный фидер между
резонаторами не влиял на частот-
Рис. 12.9. Схема двухконтурной вы- иые характеристики выходной це-
ходной цепи пи, его длина выбирается кратной
четверти рабочей длины волны
В полосе частот коэффициент стоячей волны на этом фидере не
должен превышать допустимого значения. Поэтому желательно
применить второй резонатор (п2) с возможно меньшей добротно-
стью Qn2. Уменьшение добротности Qn2 полезно еще и потому, что
возрастает КПД второго резонатора выходной цепи и уменьшаются
потери в нем. Это не только увеличивает мощность в нагрузке, но
и облегчает отвод тепла от резонатора. Последнее особенно важно
для мощных усилителей.
Указанные выше условия лучше выполняются при максималь-
но плоской АЧХ, которая и рекомендуется для двухконтурной вы-
364
ходной цепи клистронного усилителя. Такая АЧХ получается три
выборе добротности второго резонатора, равной Qn2=0.5Qn- По-
скольку /выходной резонатор клистрона нагружен на согласован-
ный фидер, его добротность Qn остается прежней [ф-ла (12.17)].
Добротность Qn2 определяется собственными потерями (Qxn2~
«800-41200) и сопротивлением, вносимым со стороны полезной
нагрузки:
Qbh «2 --- Qxм я2 - <?«)- (12.23)
Величина <2Внпг является исходной при расчете сопротивления
связи резонатора с нагрузкой. Коэффициент полезного действия
второго выходного резонатора
П«2= (12.24)
РАСЧЕТ НАПРЯЖЕНИЙ, ТОКОВ И МОЩНОСТЕЙ
Расчетное значение колебательной мощности берем с
учетом потерь в выходном резонаторе:
Р~ = PM- (12.25)
Если предполагается применить двухконтурную .выходную
цепь, то в знаменатель выражения (12.95) подставляется произ-
ведение КПД контуров выходной цепи т]пГ]п2. Амплитуда напря-
жения на зазоре /выходного резонатора
Un = \'2Р^Я. (12.26)
Амплитуда первой гармоники наведенного тока
7H„ = 2Pjt/„. (12.27)
Для определения тока катода необходимо вычислить первую
гармонику конвекционного тока /е„ в выходном зазоре. Зависи-
мость наведенного тока от конвекционного нелинейна. Можно по-
казать, что эта нелинейная зависимость хорошо аппроксимируется
выражением Р /1-0,12 (gf-ga) ' н п * еп < » где ^Рэп^еп . . r~g~ (1 + «эп<и И (12.28) (12.28а)
а
= (12.286)
Коэффициент «1 численно равен той, нормированной к анодному
напряжению Е&, ам/ялитуде СВЧ напряжения на зазоре, которая
получается при расчете наведенного тока по формулам малого
365
сигнала, т. е. без учета нелинейных явлений в зазоре выходного
резонатора. Коэффициент аг учитывает уменьшение наведенного
тока, вызываемое различием начальных скоростей электронов на
входе в выходной зазор (так называемый разброс скоростей).
Мы хотим вычислить величину конвекционного тока 1еп по за-
данному наведенному току Isn. Зададимся отношением 1'еп- Оно
определяется процессами в группирователе клистрона. При разум-
ном выборе резонансных частот резонаторов группирователя и
оптимальной 'мощности возбуждения отношение Л,п = 1,2-М,4.
В -широкополосном усилителе, когда полоса &f клистрона исполь-
зуется полностью, на центральной частоте f0 рекомендуется взять
меньшее значение Геп-
Итак, полагая отношение токов Геп известным, с помощью
ф-лы (12.28) вычислим величину первой гармоники конвекцион-
ного тока, которая обеспечит получение расчетного значения на-
веденного тока /н„, найденного по ф-ле (12.27).
Ток катода
4 = Лп/Гп. (12.29)
В статическом режиме, когда мощность возбуждения на вход
клистрона не подается, ток анода составляет около 0,05/к. В ре-
жиме максимальной мощности ток 1а возрастает. Этот ток во всех
случаях не должен превышать указанного в справочнике предель-
но допустимого значения /а.макс- Если величина /а.макс в справоч-
нике не указана, то ориентировочно ее можно принять равной
(0,15—0,20)/к. При неполном использовании номинальной-мощно-
сти клистрона удается, несколько изменив режим фокусировки,
снизить и ток анода. Примем
I. < (0,8 4-0.9),, . (12.30)
Ток коллектора
4вл = 4-/«. (12.31)
Напряжение источника анодного питания, которое необходимо
для получения расчетного значения тока катода,
_2
"2.32)
Первеанс электронного потока определяется при номинальных
напряжении EaN и токе IKN [ф-ла (12.2)]. Мощность, подводимая
к усилительному клистрону от источника анодного напряжения,
Рв = /кЕа. (12.33)
Коэффициент полезного действия усилителя
П = Пя-р-= р-• (12.34)
В статическом режиме подводимая мощность Ро равна мощно-
сти рассеяния на коллекторе и аноде. Распределение мощностей
366
рассеяния зависит от коэффициента токопрохождения, равного:
ат = 4олЯк. (12.35 >
В статическом режиме ат«0,95, поэтому практически вся мощ-
ность, подводимая к усилителю, рассеивается на его коллекторе.
Для некоторых типов клистронов эта мощность превышает допу-
стимую. В этом случае в справочнике указывается, что анодное
напряжение должно включаться после подачи на вход клистрона
мощности возбуждения.
В режиме усиления полная мощность, рассеиваемая электро-
дами,
Рр = Р0-Р~. " (12.36)-
Точная оценка мощностей, рассеиваемых каждым из электродов,
затруднительна, поскольку электроны покидают выходной зазор
с различными скоростями. Часть из них попадает на пролетную
трубу за выходным зазором и увеличивает ток анода, остальные
собираются коллектором. Для большинства электронов скорость,
на выходе из зазора близка к средней скорости:
увых = |/~ 1 — р Jpo = ио — ть
Полагая скорость всех электронов на выходе из последнего зазора
одинаковой и равной пВых, определим мощность, рассеиваемую
на коллекторе
РК0Л = атРр (12.37)
и аноде
ра = рР-р«оп. (12.38)
РАСЧЕТ ДОБРОТНОСТЕЙ И РЕЗОНАНСНЫХ ЧАСТОТ
РЕЗОНАТОРОВ
Добротность выходного резонатора определена выше.
Этот резонатор настраивается на центральную частоту fo полосы
пропускания Л/. Добротности и резонансные частоты входного
и промежуточных резонаторов выбираются такими, чтобы АЧХ
тока 1еп при малом сигнале, когда усилитель работает в линей-
ном режиме, имела заданное отклонение ЛГгр. Решение такой за-
дачи для многорезонаторного .клистрона является сложным f 12.5].
При расчете удобнее использовать табл. 12.2 и 12.3 для клистро-
нов с четырьмя и пятью резонаторами. В них указаны относитель-
ные величины добротностей и расстроек
Q; = Q^hF; = 2^. (12.39)
Индекс h соответствует номеру резонатора. Счет начинается
от входного. Используя табличные значения относительных вели-
чин добротностей Q'h и расстроек АД и ф-лы (12.39), при задан-
367
Таблица 12.2
V сч 0.3 0с
5,2 1,60 1 2,52 4,35 3,42
0,183 ?1,02 1,03
3,0 1,6 2,29 5,02 3,66
0,270 1,00 1,03
2,8 1,61 г2,21 6,10 4,15
0,356 ‘1,01 1,03
2,0 1,72 '1,89 5,55 3,73
0,470 ,1,00 1,00
1,6 1,84 <1,86 3,82 2,84
0,456 '1,00 0,948
1,2 2,27 ’1,88 2,83 2,35
0,376 .0,997 1 0,940
Таблица 12 3
Д «2 -4 Оз -р3 «4 Д Ос
2,6 2,16 2,60 4,67 7,37 4,08
0,312 0,531 1,016 1,016
2,0 2,10 2,69 4,41 8,16 4,11
0,275 0,569 1,017 1,016
1,7 2,06 2,77 4,22 8,91 4,14
0,245 0,600 1,017 1,016
1,5 2,02 2,83 4,08 9,48 4,17
0,226 0,619 1,017 1,016
1,3 1,97 2,96 3,87 Ю,7 4,21
0,186 0,659 1,017 1,014
1,0 1,89 3,22 3,61 11,6 4,33
0,131 0,710 1,017 1,085
ных Af и f0 легко найти добротность Qh и резонайсные частоты fh
резонаторов. Постоянная Q'c, которая указана в .последнем столб-
це таблицы, используется при расчете частотных характеристик
клистронного усилителя.
Параметром таблиц является постоянная
Г = _Р SmFо tg Тр Д> __ _Р S<Ja______ ц 2 40)
0 2(я — 2) А/ 2(я — 2) AfcosypLo '
Если резонансные частоты fh и добротности Qh резонаторов
группирователя соответствуют расчетным, то получают чебышев-
ские характеристики конвекционного тока 1еп в зазоре выходного
резонатора с отклонением ЛГгр=0,5 дБ.
Напомним, что в справочниках величины добротностей Qh не
указываются. Как отмечалось выше, у клистронов с внутренними
резонаторами добротности резонаторов не регулируются. Полез-
но сравнить получаемые из расчета значения добротностей Qh с
теми, которые реализуются без внешних нагрузок или введения в
резонатор специальных поглощающих покрытий.
Максимальная собственная добротность резонаторов с учетом
электронной нагрузки
(12.41)
Если добротность Рмакс ^Qh, то это означает, что для получения
расчетного значения Qh необходимо увеличить потери в резона-
торе. Это могло быть сделано при изготовлении клистрона. Доб-
ротность, которая определяет эти дополнительные потери,
Qbh h = - Qh). (12.42)
Для входного и выходного резонаторов добротность QBh явля-
ется исходной величиной при расчете сопротивления связи с ис-
точником возбуждения в первом случае и нагрузкой (фидером)
во втором.
368
Когда собственная добротность фмаксСфл., расчетное значение
добротности Qh. при данной конструкции зазора не реализуется.
При расчете частотной характеристики следует тогда принять
Qh = ФмакС'
На этом расчет параметров резонаторов заканчивается. Ре-
зультаты расчета рекомендуется свести в таблицу, указав в ней
значения Q'h, Qh, QBH, F'h, Fh = fh—fo.
Добротности и резонансные частоты контуров группирователя
рассчитаны, исходя из требований к частотной характеристике вы-
ходной цепи и группирователя при малом сигнале. Выбранный
способ расчета обеспечивает получение АЧХ, основные параметры
которой — ширина полосы пропускания Af и отклонение М' от
максимального значения — слабо зависят от режима усилителя.
12.6. Поверочный расчет частотных
характеристик
В передатчике с ЧМ желательно определить частотные
характеристики в нелинейном режиме, когда мощность в полез-
ной нагрузке близка к максимальной при данном напряжении ано-
да. Соответствующие расчеты, в которых учитываются нелиней-
ные явления, возникающие при группировке электронов и их взаи-
модействии с электрическим полем в выходном зазоре, весьма
трудоемки. Выше было указано, что при переходе от режима ма-
лого сигнала к максимальному основные параметры АЧХ сохра-
няются. Еще в меньшей степени влияет уровень сигнала на фор-
му фазо-частотной характеристики. Поэтому можно ограничиться
поверочным расчетом АЧХ в режиме малого сигнала. Для вы-
полнения такого расчета удобно использовать представление ко-
эффициента усиления напряжения Кн в комплексной форме [12.1].
Определим комплексный коэффициент усиления следующим об-
разом:
Дн = к0М(П
где ко — постоянный множитель, a M(F')—частотнозависимая
часть. Независимой переменной здесь является нормированная те-
кущая расстройка F' = 2 .
Для расчета АЧХ и ФЧХ достаточно вычислить квадрат моду-
ля и аргумент функции M(F').
В случае одноконтурной выходной цепи
ЛЕ (F) = 1 + ---- (12.43)
П {1 + [Qi(F' - Fh )f }
й=1
И
369
arg M (F') = arctg(F' — F^) — £ arctg Q; (F' -F'h).
Л=1
Если же применяется двухконтурная выходная цепь с максималь-
но плоской АЧХ, то
/И2 (F') =-------l+JQc(f~ --------------- (12.43а)
п—1
ii+4(q;h2] П о + К^'-О2}
/1=1
и
п—1
arg М (F') = arctg Q' (F' - F'c) - arctg 2Q/F' - У arctg Qh (F' - F’h ).
h=l
При расчете АЧХ полезно найти квадрат модуля М ,в интерва-
ле расстроек F' от —1,5 до +1,5. Это позволяет определить от-
клонения М2 от максимального значения в полосе А/, где текущая
расстройка изменяется от —1,0 до +1,0, и оценить спад характе
теристики за пределами полосы. Величину М' можно найти по
формуле
М' = 101g(M2aKC/Al2). (12.44а)
Напомним, что при расчете по этой формуле спаду АЧХ соот-
ветствуют положительные значения М'.
Фазо-частотную характеристику удобно определить так, чтобы
фазовый угол на центральной частоте равнялся бы нулю. Тогда
Ф„ = argM(F') — argM(O), (12.446)
а сдвиг фаз между напряжениями на входе и выходе клистрон-
ного усилителя на центральной частоте полосы
ф« о = (п — ОТе Д) + argAf (0) + я/2.
При установке расчетных добротностей и резонансных часто;
резонаторов группирователя величина отклонения АЧХ усилите-
ля от максимального значения в целом должна получиться мень-
ше или равной заданной. В других случаях, когда требуемые доб-
ротности промежуточных резонаторов не реализуются, величина
АЕмакс может оказаться выше допустимой. Можно не уточнять
величину добротности и резонансную частоту входного резонато
ра, если расчетное значение ЛГмаКс превышает допустимое на
0,5—1,0 дБ. В режиме максимальной мощности, которая исполь-
зуется в проектируемом усилителе, из-за нелинейных явлений от-
клонения М'макс уменьшается.
12.7. Коэффициент усиления.
Мощность возбудителя
Коэффициент усиления мощности клистронного усили-
теля равен отношению мощности в полезной нагрузке Рн к мощ-
ности возбуждения Рв^. Под мощностью возбуждения понимают
370
мощность падающей волны во входном фидере. Часто величину
коэффициента усиления выражают в децибелах. Таким образом,
кР==рн/рвх или к;ГдБ] = loigKp.
Коэффициент усиления клистрона из-за нелинейности амплитуд-
ной характеристики усилителя зависит от уровня входной мощно-
сти. В режиме «большого» сигнала
п
nw
Кр = ГрЗоАф 2----------Ы--------------- _ (12.45)
L Д/ J "
QIbXbh П [1 + ( F'h Q'h )’ ]
Л=1
В этой формуле уже учтено, что в режиме максимальной мощ-
ности коэффициент усиления уменьшается примерно в четыре ра-
за по сравнению с его значением в режиме «малого» сигнала.
Мощность возбудителя РВозб определяется с учетом потерь в
развязывающем устройстве и соединительных фидерах:
^воэб — (1,5 4-2,0)Рвх = (1,5 4-2,0)^- . (12.46)
Ар
12.8. Составление принципиальной схемы
клистронного усилителя
Рассмотрим принципиальную схему оконечного усили-
теля на многорезонаторном клистроне, приведенную на рис. 12.10.
При составлении схем других каскадов передатчиков тропосфер-
ной и космической связи следует руководствоваться рекоменда-
циями, данными в гл. 14.
На рис. 12.10 показан клистрон Л1 с внутренними резонатора-
ми, электромагнитной фокусировкой электронного потока и по-
догревным катодом. Один из выводов подогревателя внутри при-
Рис. 12.10 Принципиальная схема клистронного усилителя
371
бора соединен с катодом Для питания подогревателя использует-
ся переменный ток. Напряжение накала подается на прибор ог
питающей сети через понижающий накальный трансформатор Tpi.
Величина тока подогревателя измеряется амперметром А1. Ток
наката должен соответствовать значению, которое указывают в
паспорте каждого отдельного клистрона. Фокусирующие катушки
ФК питаются постоянным током от специального выпрямителя.
Режим усилителя зависит от фокусировки электронов, которая
часто оказывается достаточно критичной к величине тока фоку-
сирующих катушек, подбираемого при настройке усилителя. Вы-
прямитель фокусировки должен иметь соответствующий орган ре-
гулировки тока. Величина тока катушек контролируется ампер-
метром А2
Номинальное значение тока фокусировки для номинальной
мощности указывается в паспорте прибора. При неполном исполь-
зовании номинальной мощности ток фокусировки усиливается.
Ускоряющее (анодное) напряжение приложено между анодом
и катодом клистрона. Напряжения накала и анодное повышаются
от нуля до номинала плавно либо несколькими ступенями.
Для безопасности обслуживающего персонала анод (корпус)
заземлен. Элементы цепи катода и подогревателя, находящегося
по отношению к корпусу под высоким отрицательным потенциа-
лом, должны иметь соответствующую изоляцию. Для контроля ре-
жима усилителя служат амперметры АЗ и А4, которые измеряют
постоянные токи коллектора и анода. Ускоряющее напряжение
контролируется вольтметром VI
Возможен и другой вариант включения амперметров АЗ и А4,
когда измеряется ток катода и анода (корпуса) Прибор, изме-
ряющий ток катода, включают в общий провод, который соеди-
няет анод и коллектор с источником питания. В цепях анода и
коллектора, кроме измерительных приборов, устанавливают об-
мотки реле максимального тока. Система УБС отключает уско-
ряющее напряжение, если какой-либо из контролируемых токов
превысит допустимое значение.
Перейдем к рассмотрению СВЧ цепей. Мощность возбуждения
от предварительного усилителя подается на ферритовый вентиль
ФВ1, откуда поступает во входной резонатор клистрона. Для конт
роля уровня мощности возбуждения служит ваттметр W1, изме-
ряющий мощность падающей волны во входном фидере. Величи-
на мощности возбуждения регулируется в предоконечном каска-
де. Выходная цепь клистрона в данном примере двухконтурная
Второй резонатор выходной цепи связан с выходом клистронного
усилителя отрезком жесткой коаксиальной фидерной линии. В эту
линию включено вращающееся соединение и направленный ответ-
витель. Вращающееся соединение обеспечивает изменение вели-
чины связи между резонаторами путем поворота петли связи, раз-
мещенной во втором резонаторе Условия согласования в линии
контролируются с помощью направленного ответвителя и измери-
теля мощности отраженной волны W2. Такие же элементы содер-
372
жит и фидерная линия, соединяющая второй резонатор выходной
цепи с волноводным антенно-фидерным трактом.
Мощность на выходе усилителя измеряется ваттметром W4.
Для ослабления внеполосных излучений до допустимого уров-
ня применяется фильтр гармоник ФГ.
12.9. Проектирование клистронных
усилителей телевизионной радиостанции
В телевизионных радиостанциях дециметрового диапа-
зона многорезонаторные клистроны используются в качестве око-
нечных усилителей модулированных колебаний в передатчиках
изображения и звука. Общие вопросы проектирования телевизи-
онных передатчиков, требования к ним и структурные схемы рас-
смотрены в гл. 10. Палагая, что читатель ознакомился с содер-
жанием этого раздела, перейдем к выбору типа клистронного уси-
лителя.
Исходными данными для такого выбора являются заданные
колебательная мощность в нагрузке в максимальном режиме
Р и макс и диапазон рабочих частот /Мин—/макс радиостанции. Для
телевидения используются специальные клистроны, в конструк-
ции которых учтены особенности работы передатчиков изображе-
ния и звука. Режим максимальной мощности в передатчиках
изображения кратковременный и соответствует прохождению сиг-
налов синхронизации, поэтому телевизионные клистроны рассчи-
таны на длительную работу в непрерывном режиме только на
уровнях, не превышающих 0,56РНмакс, что соответствует передаче
черного поля. В справочниках же
указывается максимальная мощ-
ность приборов. В этом смысле те-
левизионные клистроны в опреде-
ленной степени подобны импульс-
ным
Предварительный тракт усиле-
ния мощности легко сделать доста-
точно широкополосным и линейным,
поэтому амплитудная характеристи-
ка передатчика целиком определя-
ется соответствующей характеристи-
кой клистрона. Типичная амплитуд-
ная характеристика показана на рис
ность верхней части этой характеристики, с помощью коррекции-
входного сигнала номинальную мощность прибора можно, как и
в ламповом усилителе, использовать полностью
В телевизионных клистронах применяются также специальные
меры и для повышения среднего КПД усилителя и уменьшения
мощности, рассеиваемой на коллекторе. У обычных клистронов
средний КПД при усилении AM колебаний оказывается очень низ-
ким, так как подводимая мощность у них не меняется в процессе
373-
Рис 12 11 Амплитудная ха-
рактеристика клистронного
усилителя
12.11. Несмотря на нелиней-
модуляции. Увеличение КПД телевизионных усилителей дости-
гается подачей на коллектор напряжения, меньшего, чем на анод.
Тогда на участке анод (корпус)—коллектор электроны движутся
в тормозящем электрическом поле, их скорость уменьшается и
снижается мощность, рассеиваемая коллектором. Количество элек-
тронов, попадающих на анод при таком способе питания анода и
коллектора, зависит от режима усилителя.
Наибольшим ток анода будет в максимальном режиме, когда
средняя скорость электронов за зазором выходного резонатора
самая малая и большая часть электронов попадает на анод. Од-
нако, как уже отмечалось, такой режим кратковременный. При
уменьшении колебательной мощности скорость электронов на
входе в участок анод—коллектор возрастет и условия для про-
хождения тока на коллектор улучшатся. Коллекторы телевизион-
ных клистронов имеют специальные устройства, улучшающие ус-
ловия прохождения электронов на коллектор.
Полоса пропускания клистронного усилителя должна быть не
менее 8 МГц при отклонении АЧХ № в этой полосе не больше
чем 1,0 дБ
Бели потребовать, чтобы полюса пропускания выходной цепи
равнялась 8 МГц, то пришлось бы использовать электронный по-
ток с высоким первеансом (Ам>2). Подобные клистроны в нас-
тоящее время широкого распространения не получили. Фокуси-
ровку электронных .потоков с такими первеансами с помощью
постоянных магнитов, а также электростатическую фокусировку
пока осуществить невозможно. С ростом первеанса уменьша-
ется и КПД клистрона. Поэтому используются приборы с перве-
ансом около 1 . Полоса пропускания выходного резонатора
при таком первеансе оказывается значительно меньшей, чем8МГц,
если отношение сопротивлений выбрать оптимальным. При
работе клистрона в линейном режиме требуемую АЧХ получают
для усилителя в целом. Эти значения полосы А/ и отклонения АЧХ
указываются в справочных данных. При уровня* мощности, близ-
ких к максимальным, полоса пропускания усилителя заметно
уменьшается и становится почти равной полосе пропускания вы-
ходного резонатора. Однако такой способ получения заданной
АЧХ вполне оправдан, так как большая полоса частот необходи-
ма только для передачи сигналов изображения, когда Рв^
0,56 Рн макс, а при передаче синхроимпульсов она может быть
значительно меньшей
Диапазон частот, в котором работают телевизионные станции
Дециметрового диапазона, достаточно широкий (от450 до 622МГц).
Перестройку прибора в таком диапазоне легче получить при ис-
пользовании так называемых «внешних» резонаторов. Клистроны
с резонаторами такого типа и получили преимущественное приме-
нение в телевизионных станциях. Важным их достоинством явля
ется возможность регулировать величину связи каждого резона-
374
тора с внешней нагрузкой и тем самым получать требуемые зна-
чения добротностей резонаторов.
Телевизионные клистроны, как правило, имеют дополнитель-
ный управляющий электрод (первый анод), который использует-
ся для запирания тока при увеличении ускоряющего напряжения
.от нуля до номинального значения во время включения клистро-
на. Кроме того, с его помощью уменьшается до необходимой ве-
личины ток катода,- когда номинальная мощность клистрона ис-
пользуется неполно, как это имеет место в звуковом передатчике.
Примером прибора для работы в телевизионных станциях яв-
ляется отечественный четырехрезонаторный клистрон типа КУ-318
{12.7]. Основные технические характеристики этого клистрона сле-
дующие:
Максимальная мощность Ря ялял ....... 12 кВт
Диапазон частот /мако—fn«« . .'............ 4150—620 МГц,
Ширина полосы пропускания ДР .............8 МГц
Максимальное отклонение ЛГмакс в полосе Af > 1 дБ
Номинальное напряжение второго анода £а . 19,0 кВ
Номинальное напряжение коллектора Ея . ... 9,6 кВ
Ток катода /к . ............. 2,1 А
Рис 12.12 Упрощенная
схема включения источ-
ников питания клист-
рона
Зазоры и пролетные трубы этого прибора имеют такие разме-
ры: длина зазора d=2,4-10~2M; радиус пролетной трубы гт =
= 1,2-КН2 м; расстояние между центрами
зазоров £о=О,254 м. Радиус электронного
потока изменяется от 0,4гт в центре зазора
до (0,6—0,8) гт в центре трубы. При расчете
коэффициента взаимодействия и электрон-
ной проводимости можно принять радиус
потока минимальным, а при определении па-
раметра пространственного заряда q ис-
пользовать среднее значение гп«0,7гт.
Фокусировка электронов в клистроне
КУ-318 периодическая магнитная с помо-
щью постоянных магнитов. Охлаждение
электродов — воздушное. Упрощенная, схе-
ма включения источников питания клистрона дана на рис. 12.12.
Внешний вид этого клистрона со снятыми резонаторами пока-
зан на рис. 12.13, а его конструкция — на рис. 12.14. Резона-
торы выполняют из двух частей, подсоединяемых к кольцевым
выводам на корпусе клистрона. На рис. 12.15 изображен один
элемент внешней части выходного резонатора с размещенной в
его полости петлей связи с нагрузкой.
Рис 12.13. Внешний вид клистрона КУ-318 со снятыми резонаторами
375
9ZC
242J
Рис. 12.14. Конструкция клистрона КУ-318
I —узел катодной ножки; 2, 3, 4 — полюсные наконечники магнитной системы; 5 —коллек-
тор; 6 — предколлектор; 7, 8, 9, 10 — керамические изоляторы резонаторов; 11 — узел элек-
троразрядного насоса; 12 — защитный колпак места отпая; 13 — контактные поверхности для
внешних частей объемных резонаторов
Рис. 12.15. Элемент внешней части
выходного резонатора
Рис. I1S.16. Внешний вид клистронного усилителя
В шкафу радиопередатчика клистрон устанавливается като-
дом вверх. К корпусу клистрона присоединяются внешние части
резонаторов и фокусирующие магниты. Внешний вид клистрона с
установленными резонаторами, магнитами и контактным узлом,,
соединяющим выводы электронной пушки с внешними цепями,,
представлен на рис. 12.16.
12.10. Расчет режимов к ли стройного
усилителя передатчика изображения
общие (Соображения
Полезно определить режим клистронного усилителя при:
нескольких уровнях модуляции. Наиболее важными являются ре-
жимы максимальный, передачи черного поля и средний. В макси-
мальном режиме определяются напряжения и токи источников
питания и сопротивление нагрузки, при которых мощность усили-
теля соответствует заданной. Расчет режима передачи черного по-
ля важен потому, что он может 'быть длительным в процессе на-
стройки и испытания передатчика. Именно в этом режиме прове-
ряются величины мощностей, рассеиваемых на электродах. Для
оценки промышленного КПД и других энергетических показате-
лей радиостанции следует рассчитать средний режим.
Исходными данными для расчета являются заданная колеба-
тельная мощность в нагрузке Рн.макс и параметры выбранного»
клистрона, в том числе и электрические р, р, G'e и So. Последние-
вычисляются по ф-лам (12.6) — (1.2.13). В дальнейшем предпола-
гается, что используется клистрон, добротности резонаторов кото-
рого могут регулироваться. Это позволяет выбрать сопротивление
нагрузки так, чтобы КПД усилителя в максимальном режиме был
наибольшим. Порядок расчета режима на наибольший КПД не-
сколько отличается от принятого выше для усилителей с фиксиро-
ванным сопротивлением нагрузки.
РАСЧЕТ МАКСИМАЛЬНОГО РЕЖИМА
Расчетное значение мощности найдем с помощью ф-лы
(12.25), приняв ориентировочно КПД выходного резонатора 0,9.
Предположим, что в максимальном режиме мощность возбуж-
дения клистронного усилителя такова, что конвекционный ток и
зазоре выходного резонатора имеет наибольшую амплитуду пер-
вой гармоники. Возьмем отношение токов /'ен= 1,34-1,4.
Для эффективного торможения электронов в выходном зазоре
амплитуда СВЧ напряжения на нем должна быть больше напря-
жения второго анода Да, в 1,1—1,3 раза. Такую амплитуду напря-
жения получают при сопротивлении нагрузки
я =-----W (‘12.47)
P<n(l+G;) I'en
377
Сопротивление луча /?0 еще неизвестно, поэтому ф-ла (12.47) ис-
пользуется для вычисления оптимального отношения сопротивле-
нии Ran/Ro~R эп-
Электронный КПД, учитывая зависимость между наведенным и
конвекционным токами, данную ф-лой (12.28), определим следу-
ющим образом:
= П, (мс) [1 - о, 12 пг (мс) R'a „ - 0,06 /4 ]2 , (12.48)
соответствует тому значению КПД, который получается, если не
учитывать нелинейные явления в выходном зазоре.
Мощность луча в выходном зазоре
P0 = Pji]e. (12.49)
Напряжения первого (управляющего) анода £у и второго анода
Еа вычисляем по ф-лам (12.4) либо находим по номограмме на
рис. 12.3. Величина первеанса /1Ц определяется по ф-ле (12.2) при
номинальных напряжении Еа и токе /к. Напряжение коллектора
уменьшают пропорционально анодному напряжению:
Ek = ^-EkN. (12.50)
a W
Ток катода находим по ф-ле (12.33). Сопротивление луча
7?0 = = ЕЯЦК. (12.51)
Сопротивление нагрузки Ran вычислим по ф-ле (12.47). Нагружен-
ная добротность выходного резонатора
Q9n = Rsn/p. (12.52)
Коэффициент полезного действия резонатора г|п найдем по ф-ле
(12.22), полагая Qx^8004-1 000. Мощность в нагрузке Рв=Р~т]п.
РАСЧЕТ РЕЖИМА ПЕРЕДАЧИ ЧЕРНОГО ПОЛЯ И СРЕДНЕГО
Мощность усилителя в данном режиме составляет
0,56Рн.макс- Напряжения £а, Еу, Ек и ток катода от уровня моду-
ляции не зависят и имеют те же значения, что и в 'максимальном
режиме. Ток анода, как указывалось выше, не должен превышать
допустимого значения /амакс. данного в справочнике. Величина
тока /а макс приближенно может быть найдена по ф-ле (12.31).
Ток коллектора и коэффициент токораспределения найдем по
ф-лам (12.32) и (12.35). Мощность, подводимая ко второму
аноду,
^ = 4^. (12.53)
37S
Мощность, подводимая к коллектору,
Рок = Wk- ’ (12.54)
Полная мощность, подводимая к усилителю,
Рокл = РОа + Рок. (12.55)
а его электронный КПД
Ле ч = Р-^ерИ/Ро кл- (12.56)
Суммарная мощность, рассеиваемая анодом и коллектором,
определяется по ф-ле (12.36). Мощности, рассеиваемые каждым
из этих электродов, найдем с помощью ф-л (12.37) — (12.38).
Средний режим. В этом режиме мощность в нагрузке
Рн.ср равна т2срРп.макс- Напряжения источников питания и ток ка-
тода такие же, как в максимальном режиме. Ток второго анода
(корпуса) найдем ориентировочно, полагая, что он уменьшается
прямо пропорционально величине модулирующего напряжения:
/ г /7?ср
а. ср 7 а черн q уд *
Дальнейший порядок расчета режима такой же, как и при пере-
даче черного поля. В результате расчета находим КПД усилителя
и мощности, рассеиваемые его электродами в среднем режиме.
РАСЧЕТ РЕЗОНАНСНЫХ ЧАСТОТ И ДОБРОТНОСТЕЙ
РЕЗОНАТОРОВ
Исходными данными для этого расчета являются число
резонаторов клистрона п, полоса частот усилителя Af~8 МГц и
максимальное отклонение М' АЧХ, которое обычно равно 1,0 дБ.
Считаются также известными несущая частота /н передатчика
изображения и центральная частота /о полосы, приближенно рав-
ная fn — 2,75 МГц. Требуемую АЧХ целесообразно аппроксимиро-
вать по Чебышеву, тогда усиление клистрона будет наибольшим.
В телевизионных станциях преимущественное распространение
получили четырехрезонаторные клистроны (п = 4). О расчете та-
ких клистронов и пойдет речь в дальнейшем.
Полная добротность выходного резонатора
Qn = Q4 = Q3„Qe/(Q3n + Qe). (12.57)
Напомним, что добротность Q3n вычисляется по ф-ле (12.52),
а добротность Qe— по ф-ле (12.18).
Для получения высокого КПД желательно, чтобы выходной
резонатор был настроен на частоту /н.
Полоса пропускания выходного резонатора, отсчитываемая при
отклонении его АЧХ от максимального значения на 3 дБ,
2А/>Ш. (12.57а)
379
Таблица 12.4
Fc «2 -4 «3 F3 «4 -ч <2с
2,51 4,98 6,75 2,22 5,73
3,4 0,496 1,017 1,016 0,349
2,57 4,78 7,24 2,17 5,76
2,5 0,524 1,017 1,016 0,324 — 1
2,62 4,63 7,72 2,13 5,79
2,1 0,547 1,017 1,016 0,304 _—
2,70 4,41 9,35 2,07 5,84
1,7 0,589 1,017 1,016 0,271 —
2,77 4,26 9,52 2,03 5,88
1,5 0,615 1,018 1,016 0,246 .
2,88 4,05 Н,1 1,96 5,94
1,3 0,60 1,018 1,015 0,209 —
Чаще всего полоса 2Д/*4 меньше 8 МГц, поэтому резонансные ча-
стоты и добротности входного и промежуточных резонаторов вы-
бираются такими, чтобы АЧХ конвекционного тока 1еп в зазоре
выходного резонатора имела
подъемы, компенсирующие спады
АЧХ выходной цепи.
В тех редких случаях, когда
полоса 2Д/*4^8 МГц, рекоменду-
ется применять на выходе двух-
контурную цепь, а группирова-
тель рассчитать так же, как и в
передатчике тропосферной связи.
Рассмотрим порядок расчета
параметров резонаторов, когда
полоса 2Д/*4<8 МГц. Добротно-
сти и резонансные частоты'резо-
наторов можно вычислить, осно-
вываясь на требованиях к АЧХ
усилителя, если задаться видом
аппроксимации характеристики.
При выборе аппроксимации по
Чебышеву нормированные доб- .
ротности ,и расстройки резонаторов при отклонении Л4/=0,5 дБ бу-
дут соответствовать указанным в табл. 12.4.
Может оказаться, что определенные с помощью этой таблицы
параметры выходного резонатора будут иметь значения, не сов-
падающие с найденными из условий работы с наибольшим КПД.
Небольшие (менее 20%) различия в значениях добротности вы-
ходного резонатора слабо повлияют на величину КПД- Резонан-
сную частоту выходного резонатора желательно иметь близкой к
несущей. При этом его относительная расстройка должна удов-
летворять следующему неравенству:
F’n < F4 < + 0,30/Q;. (12.58)
Если при указанном выше небольшом различии значений доброт-
ности выходного резонатора расстройку F'B выбрать не по табли-
це, а в соответствии с неравенством (12.58), то вид АЧХ будет
отличаться от характеристики Чебышева. Заданную полосу мож-
но получить при некоторой коррекции расстроек других резонато-
ров. Рассчитывать такую коррекцию не будем. Когда же таблич-
ные значения добротности выходного резонатора заметно отлича-
ются от величины, соответствующей максимальному КПД, реко-
мендуется следующий порядок расчета, в котором исходными яв-
ляются Д///о и Q4.
Положим первоначально усиление клистрона достаточйо боль-
шим, чтобы пренебречь влиянием несоседних резонаторов £12.1] и
определим величины добротностей и резонансных частот по за-
данной добротности выходного резонатора. В дальнейшем это ре-
шение используется в качестве нулевого приближения.
380
Для четырехрезонаторного клистрона имеем две пары резона-
торов с одинаковыми добротностями. Выберем одинаковыми доб-
ротности входного Qi(o) и выходного Qi резонаторов и промежуточ-
ных Q2(o)= Q3(o) = 2,4OQi.
Резонаторы с меньшими добротностями должны иметь и мень-
шие расстройки относительно частоты f0, т. е.
(0) = ~ 0,383 /1 + 1,08/Q4'; ^'(0) = -^(0)( (12.59)
— F’ = F' = — 9 40 F
' 3 (0) 2 (0) , U 1 (0) •
Расчет частотных характеристик по найденным выше значе-
ниям Q'/i(o) и РП(0) показывает, что из-за влияния несоседних ре-
зонаторов АЧХ имеет отклонения М', существенно (на 7-у 10 дБ)
превышающие допустимые. Уточним параметры резонаторов. Доб-
ротность выходного, чтобы не уменьшать КПД, оставим без изме-
нений. Его резонансную частоту (расстройку) выберем так, что-
бы выполнялось неравенство (12.58). Небольшое увеличение ре-
зонансной частоты выходного резонатора по сравнению с /н облег-
чает получение требуемой АЧХ.
Резонансные частоты промежуточных резонаторов (h = 2 и
Л = 3) оставим без изменений, т. е. примем F,2=K/2(0) и /?/з= EQfO),
а их добротности необходимо скорректировать. Величины попра-
вок, учитывающих влияние несоседних резонаторов, зависят от
постоянной F'c. Она вычисляется по ф-ле (12.40). Относительные
добротности второго и третьего резонаторов найдем следующим
образом:
0,90Q'(0)/
^2 ~ + 1,00
2
и
Q3 ~ Qi (0)
(?2
2Q2 — Ог (0)
+ [1,оо+к4(О) q;j2
(12.60)
(12.61)
Необходимо убедиться, что нужная добротность третьего резона-
тора реализуется. Ее следует сравнить с максимальной доброт-
ностью QK.-ikc, вычисляемой по ф-ле (12.41). Если условие QQ^
=CQ\iai.c не выполняется, то в дальнейших расчетах следует при-
нять Q/3=Q<MaKC-
Относительную расстройку входного резонатора выберем рав-
ной F'i=O,75, а относительную добротность
Р* ____
Q5 = — (12.62)
So
где
= [( ^4 (О))3 + (^4 (О))2 ] [(63 (О))3 + (^3 (О))2 Ь
а
[(р8+(F; - Л)8 ] [(5')8 +( f; - лу ]ц ву + ( f; - лу j
(бЭ2 + (^-<
381
При расчете постоянных go и /q удобнее заменить добротности
обратными величинами 6 = Q~1.
Постоянная Q'c, необходимая для такого расчета, определяет-
ся следующим образом:
Расчет частотных характеристик ведется по ф-лам (12.43),
(12.44).
Полезно убедиться, что отклонения АЧХ, получающиеся при
указанных выше параметрах резонаторов, не превышают 1,5—
2,0 дБ. Эти величины больше допустимой, но при настройке уси-
лителя путем небольшой коррекции параметров резонаторов мо-
жет быть получено заданное значение.
Для расчета сопротивлений, вносимых в резонаторы, и вели-
чин необходимых для этого сопротивлений связи следует вычис-
лить добротности Qbh/i по ф-ле (12.42). Результаты расчета АЧХ,
а также параметров резонаторов Q'h, F'h, Qh и АД удобно пред-
ставить в виде таблиц. Порядок расчета коэффициента усиления
и мощности возбуждения не отличается от приведенного в § 12.7.
12.11. Расчет режима клистронного
усилителя передатчика звукового
сопровождения
Требования к передатчикам звукового сопровождения,
в которых в качестве оконечных усилителей ЧМ колебаний приме-
няются многорезонаторные клистроны, определены в гл 10
Рассмотрим наиболее распространенный случай, когда телеви-
зионная станция включает в себя три однотипных прибора. Струк-
турная схема такой радиостанции рассмотрена в гл 10. Предпо-
ложим, что применен клистрон, на коллектор и анод которого
можно подавать отличающиеся напряжения, связь выходного ре-
зонатора с нагрузкой регулируется, а электронная пушка имеет
управляющий электрод. В данной схеме мощность прибора, при-
меняемого в передатчике звукового сопровождения, значительно
превышает требуемую. Это позволяет использовать в усилителе
ЧМ колебаний пониженное напряжение на коллекторе и объеди-
нить источники питания всех трех клистронов Режим клистронно-
го усилителя передатчика изображения считается известным, а
напряжения питания Ек и £а— заданными. Для получения тре-
буемой мощности передатчика звукового сопровождения необхо-
димо уменьшить напряжение на первом аноде и подобрать нуж-
ную величину тока катода.
Расчетное значение мощности передатчика звукового сопро-
вождения берется в 1,20—1,25 раза больше заданного. Такой боль-
шой запас мощности необходим потому, что при неполном исполь-
зовании мощности клистрона и близких к номинальным питающих
напряжениях заметно уменьшается КПД выходного резонатора
382
Полоса частот, занимаемая ЧМ колебаниями, сравнительно неве-
лика. Это позволяет выбрать резонансные частоты резонаторов
группирователя, исходя из условия наилучшей группировки элек-
тронов. При соответствующей мощности возбуждения удается по-
лучить относительную величину конвекционного тока Геп в выход-
ном зазоре равной 1,40. Отношение сопротивления нагрузки Ran к
сопротивлению Ro подбирается оптимальным [ф-ла (12.47)].
Если величины Геп и R'an определены и параметры клистрона
известны, можно вычислить электронный КПД по ф-ле (12.48),
мощность Ро — по ф-ле (12.49) и ток катода — по ф-ле (12.33).
Напряжение управляющего анода найдем по ф-ле (12.32), заменив
Еа на Еу.
Далее рассчитываются сопротивление луча [ф-ла (12.51)], со-
противление нагрузки [ф-ла (12.47)], нагруженная добротность
Qan выходного резонатора, КПД резонатора и мощность в полез-
ной нагрузке
В передатчике звукового сопровождения клистрон работает с
высоким электронным КПД и при пониженном напряжении на
коллекторе, поэтому ток второго анода (корпуса), несмотря на не-
большую величину тока катода, следует принять близким к мак-
симальному /а « (0,84-0,9) 7а макс-
Основные энергетические соотношения рассчитываются в той
же последовательности, что и при расчете режима передачи чер-
ного поля передатчика изображения.
Выходная цепь проектируемого усилителя всегда одноконтур-
ная. Выходной резонатор настраивается на несущую частоту/изв
передатчика звукового сопровождения. Основные параметры ре-
зонатора вычисляются по ф-лам (12.52) и (12 57). Входной резо-
натор также настраивается на частоту [нзв. Связь входного резо-
натора с возбудителем подбирается такой, чтобы коэффициент уси-
ления мощности был наибольшим. Тогда вносимая добротность
Qbhi должна равняться максимальной [см. ф-лу (12 41)], а полная
добротность быть вдвое меньше ее. У промежуточных резонато-
ров связь с внешней апериодической нагрузкой может отсутство-
вать, и ИХ добротности будут ОДИ1НаКО1ВЫМИ И равными QMaKc. По-
лезно выбрать одинаковыми по величине, но противоположными по
знаку и расстройки этих резонаторов. Тогда фазо-частотная ха-
рактеристика в полосе частот модулированного колебания будет
более линейной.
Для хорошей группировки электронов относительная расстрой
ча третьего резонатора выбирается равной:
F = ^8([з -£н зв) _ 8 0 9 0 а _ Ft.
3 /н ЗВ
Коэффициент усиления мощности найдем с помощью ф-лы
(12.45) Чтобы воспользоваться ею, необходимо найти относи-
тельные добротности Q'h и расстройки F'h, можно принять в каче-
стве нормирующего множителя полосу пропускания выходного
резонатора ЗВ
Мощность возбудителя вычислим по ф-ле (12 46).
12.12. Построение схемы оконечных
каскадов телевизионных клистронных
усилителей
Для усилителей на клистронах удобно составить две
принципиальные схемы: цепей питания и высокочастотного трак-
та. Вначале рассмотрим показанную на рис. 12.17 схему включе-
Рис 12 17 Принципиальная схема цепей питания кчистрон-
ного усилителя
ния источников питания. Цепь накала клистронного усилителя пи-
тается переменным tokoim. Для получения номинального напря-
жения накала применяется понижающий трансформатор Тр1. Во
избежание разрушения подогревателя при включении напряже-
ния накала это напряжение плавно увеличивают от нуля до но-
минального с помощью автотрансформатора Тр2. Чтобы обеспе-
чить требуемую температуру катода и подогревателя и тем самым
увеличить срок службы прибора, необходимо поддерживать ток
катода в заданных пределах, для чего используется тот же авто-
трансформатор Тр2. Ток подогревателя изменяется ампермет-
ром А1.
Для фокусировки электронного потока между катодом и фо-
кусирующим электродом подается напряжение £ф. Это напряже-
ние регулируется с помощью потенциометра R1. На фокусирую-
щий электрод подается отрицательное напряжение, поэтому ток
фокусирующего электрода отсутствует. Вольтметром VI контро-
лируется фокусирующее напряжение.
Напряжение на первый и второй аноды и коллектор подается
от выпрямителя, собранного по схеме Ларионова. Выпрямитель
имеет два фильтра. На выходе первого фильтра (L1C1) получают
полное, а на выходе второго (L2C2) половинное напряжения. Для
обеспечения безопасности обслуживающего персонала корпус
клистрона заземляется. Цепь катода и отрицательный полюс ис-
точника должны иметь соответствующую изоляцию. Положитель-
ный полюс источника через измерительный прибор А2 и обмотку
максимального токового реле Р1 соединен с корпусом. Напряже-
384
••
СП
Рис 12 18 Принципиальная схема СВЧ тракта оконечных усилителей телевизионного передатчика
4-«-
ние на первый (управляющий) анод подается с потенциометра.
В первом положении движка потенциометра напряжение между
катодом и первым анодом равно нулю и ток клистрона отсутст-
вует. Перемещая движок потенциометра в следующие положения,
увеличивают напряжение Еу и ток /к возрастает. Цепь, состоя-
щая из конденсатора СЗ и резисторов R2 и имеет большую
постоянную времени, поэтому напряжение Еу возрастает плавно.
Ток первого анода практически отсутствует и потому не контро-
лируется. Ток второго анода (корпуса) измеряется амперметром
А2, а ток коллектора — амперметром АЗ. Максимальные реле Р1
и Р2 отключают высокие напряжения, если протекающие по их
обмоткам токи превышают допустимые.
Перейдем теперь к рассмотрению принципиальной схемы вы-
сокочастотного тракта. На рис. 12.18 показана схема двух послед-
них каскадов передатчика изображения. Оконечный каскад вы-
полнен по схеме сложения мощностей на клистронах Л1 и Л2,
предоконечный — на ЛЕВ (ЛЗ). На схеме показано, что ЛЕВ
имеет коаксиальный вход и выход. Напряжение на вход ЛЕВ от
возбудителя подается по коаксиальному кабелю. С выхода ЛЕВ
через циркулятор Ц1 колебания подводятся к разделительному
мосту МР, далее они подаются на входы фильтров формирования
АЧХ (ФФ1 и ФФ2) и через циркуляторы Ц2 и ЦЗ поступают на
входы клистронных усилителей.
В оконечном каскаде применены четырехрезонаторные клист-
роны с внешними резонаторами. Входной резонатор имеет индук-
тивную регу .чуемую связь с источником возбуждения. Для конт-
роля за величиной мощности возбуждения служат измерители
мощности падающей волны во входных фидерах W1 и W2.
Выходной резонатор связан с нагрузкой при помощи жестко-
го краксиального фидера. Выходы клистронов подключены к
фильтрам гармоник ФГ1 и ФГ2 соединительными коаксиальными
фидерами с волновыми сопротивлениями JFBbK. Согласующие уст-
ройства СУ1 и СУ2 служат для компенсации отраженных волн,
возникающих в соединительных фидерах. Блоки направленных от-
ветвителей НО1 и НО2 используются для контроля мощности на
выходе клистронного усилителя и величины Асв на линиях, сое-
диняющих клистронные усилители с нагрузкой. Колебания с вы-
ходов фильтров гармоник Поступают на мост сложения (МС) мощ-
ностей двух полукомплектов по квадратурной схеме.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
12.1. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь»,
1969. 542 с.
12.2. Радиопередающие устройства. Под ред. Б. П. Терентьева. М., «Связь»,
1972. 456 с.
12.3. Антипов В. А Тропосферная связь. М., Воениздат, 1970. 142 с.
12.4. Калашников Н. И. Системы связи через ИСЗ. М., «Связь», 1969. 383 с.
12.5. Хайков А. 3. Клистронные усилители. М., «Связь», 1974. 391 с.
12.6. Карбовский С. Б., Шахгеданов В. Н. Ферритовые циркуляторы и вентили.
М., «Советское радио», 1970. 72 с.
12.7. Кацман Ю. А. Приборы сверхвысоких частот. М., «Высшая школа», 1973.
Глава 13
УСИЛИТЕЛИ И АВТОГЕНЕРАТОРЫ
УВЧ И СВЧ НА
МЕТАЛЛОКЕРАМИЧЕСКИХ ЛАМПАХ
♦
13.1. Вводные замечания
Усилители и автогенераторы УВЧ и СВЧ на металло-
керамических лампах получили широкое распространение из-за
своей универсальности, возможности перестройки частоты в ши-
роких пределах, относительной простоты конструкции и настрой-
ки, низкой стоимости, малых габаритов. В настоящее время в этих
диапазонах частот металлокерамические лампы по мощности зна-
чительно превосходят полупроводниковые приборы. Появившиеся
в последние годы УВЧ тетроды позволяют получить ,в непрерыв-
ном режиме мощность в десятки и даже сотни киловатт на часто-
тах до 1000 МГц. На тетродах (наряду с клистронами) строятся
телевизионные передатчики дециметрового диапазона, металло-
керамические лампы применяются в оконечных каскадах передат-
чиков для радиорелейной и тропосферной связи; в СВЧ диапазо-
не автогенераторы на триодах используются для возбуждения ан-
тенн типа «фазированных решеток». В последнее время промыш-
ленностью разработаны так называемые «модульные конструк-
ции», где лампы и объемные резонаторы выполняются как единое
целое, что позволяет увеличить жесткость и прочность всей кон-
струкции. Наконец, ламповые автогенераторы и усилители СВЧ
применяются в измерительной аппаратуре, а также в генераторах
для нагрева, медицинских целей и т. п.
Расчет режима ламп, работающих на УВЧ и СВЧ, сложнее,
чем хорошо разработанный для ВЧ. В связи с этим ниже, в
§ 13.2, приведены ф-лы (13.3а) и (13.36), которые определяют,
начиная с каких частот необходимо в расчете принимать во вни-
мание пролетные явления в междуэлектродных пространствах
лампы.
13.2. Схемы усилителей
и автогенераторов
Так как в диапазоне УВЧ и СВЧ в усилителях и авто-
генераторах на триодах в качестве колебательных систем приме-
няются замкнутые резонаторы, главным образом коаксиальные,
то они, усилители и автогенераторы, строятся по схеме с общей
сеткой. Усилители на тетродах могут быть выполнены как по схе-
113* • 387
выводов (сетки и
д,------------,4
----------<Сг
С,'-------'С,
Ki-r~\—<K
Рис. 13,1 Инверсное
воздав
ме с общим катодом, так и с общей сеткой. Однако в схеме с об-
щим катодом должны применяться специальные типы тетродов, у
которых блокировочные конденсаторы между экранирующей сет-
кой и катодом вмонтированы внутри баллона лампы, так как при
применении коаксиальных резонаторов включение внешних кон-
денсаторов с малой индуктивностью монтажных проводов встре-
чает серьезные трудности,
В некоторых типах тетродов (ГУ-35Б, ГУ-40Б) для работы по
схеме с ОК применено так называемое инверсное расположение
катода) согласно рис. 13.1. В этом случае ин-
дуктивности выводов сетки и
А _____________________________,А катода возрастают. Усилители
на тетродах с инверсным рас-
'сг положением выводов удовлет-
/С-у--ir-’Л' ворительно работают в диапа-
зоне СВЧ, но на более высоких
' ’ частотах они требуют нейтра-
раслоложение вы- лизации проходной проводимо-
сти. В большинстве же типов
тетродов применено нормаль-
ное расположение выводов электродов, но блокировочные конден-
саторы внутри баллона лампы не размещены, поэтому при приме-
нении коаксиальных резонаторов такие тетроды используются в
схеме с ОС. В этой схеме удовлетворительно работают триоды. Они
дешевле тетродов, не требуют дополнительного источника питания
(экранирующей сетки у тетродов); на частотах, на которых не ска-
зываются пролетные явления, их КПД выше, так как у них не по-
требляется мощность на питание экранирующей сетки. Однако у
тетродов проходная емкость меньше, чем у триодов. Из-за этого
даже в диапазоне ОВЧ тетроды находят преимущественное приме-
нение. На частотах, на которых сказываются пролетные явления,
у тетродов скорость электронов, входящих в анодный участок, вы-
ше, чем у триодов, а следовательно, коэффициент взаимодействия
электронов с электрическим полем и КПД у тетродов также выше,
чем у триодов. Поэтому на этих частотах применение тетродов тем
более желательно. Усилители на тетродах конструируются на час-
тотах до 1 ГГц.
Структурная и принципиальная схемы усилителей и автогене-
раторов для этих диапазонов частот на металлокерамических
лампах такие же, как усилителей и автогенераторов ВЧ, но на
УВЧ и СВЧ в качестве колебательной системы применяют резо-
наторы, конструкция которых во многом определяется конструк-
цией металлокерамической лампы.
В гл. 9 были рассмотрены вопросы о конструктивном построе-
нии схемы усилителя с ОС на металлокерамических лампах, в
частности, было отмечено, что при применении коаксиальных ре-
зонаторов могут быть три решения: 1) с односторонним располо-
жением выходного (анодного) и входного (сеточного) резонато-
ров, при котором выходной резонатор является внешним (см,
368
рис. 9.86); 2) с односторонним расположением, но внешним вход-
ным резонатором (см. рис. 9.8s); 3) с двусторонним расположе-
нием резонаторов (см. рис. 9 8а). Наибольшее распространение
получила конструкция с односторонним расположением и внеш-
ним выходным резонатором. Она компактна, в ней более удобна
смена лампы, несколько лучше условия охлаждения анода. В не-
которых случаях для упрощения эксплуатации входной резонатор
не ставят, а возбуждаемое напряжение подводится к входу уси-
лителя от коаксиального кабеля через конический переход и
трансформатор сопротивления, как эуо указывалось в гл. 9 (см.
рис. 9.48, 9.22, поз. 2, 6, 7).
13.3. Расчет режима усилителя мощности
В работе (13.1] рассмотрены физические явления в трио-
де на СВЧ и даны основные соотношения для расчета анодной и
сеточной цепей, условия, определяющие оптимальный режим уси-
лителя, указан порядок и дан пример расчета режима триодного
усилителя. Было указано, что в диапазоне УВЧ триодные усили-
тели с коаксиальными резонаторами строятся по схеме с общей
сеткой. Физические явления на СВЧ в тетроде и вывод основных
соотношений для расчета его режима даны в работах [13.2; 13.3].
Здесь излагается более общий подход, справедливый как для
триодов, так и для тетродов, и даются обобщенные формулы и
единый метод расчета их режима.
Как указано в [13.1], если на сетку лампы подать переменное
напряжение, то в положительный полупериод электроны движут-
ся от катода к сетке с некоторой конечной скоростью и для про-
хождения расстояния катод—сетка требуется конечное время. На-
копившийся отрицательный заряд в этом пространстве тормозит
выход электронов из катода. Эмиссия прекращается раньше, чем
напряжение на сетке станет отрицательным. Часть электронов из
накопившегося заряда отрицательным полем отбрасывается на
катод, выделяя на нем мощность. Чем выше частота, тем отно-
сительно больше время движения электронов по отношению к пе-
риоду колебаний, тем относительно больше электронов отбрасы-
вается на катод и меньше переходит на анодный участок. Умень-
шение амплитуды первой гармоники конвекционного тока, перехо-
дящего на анодный участок, по отношению к амплитуде тока на
частоте, стремящейся к нулю, характеризуется для фс^2л коэф-
фициентом
Рс - , /рс1 - 0,9 + 0,lcos^-(n-e)[M, (13.1)
'р с! со-*О 2 \ 1V /
где фс = кс-^ф*.
фс — параметр пролетного, режима на участке катод—сетка.
389
Здесь для (Уу-сЕу угол пролета
-----—— , а для
2-106К£у
^у»£'с Ф’ =
“Ч к
3-10s/ l/y(l —COS0)
кс — коэффициент для ф*с^2л /сс = 0,86[1—0,16cos(t|)*c/2)], для
ф*с>2л кс=1; 0 = arccos(—(Ey/Uy)], ЕУ = ЕС—Ec0+DEa и Uy =
= | l/c(l +-D) +i)Lra|; dc.K — расстояние катод—сетка.
На рис. 13.2 дана зависимость Рс(фс)- Параметр кривых —
угол отсечки 0. Анодный ток (во внешней цепи анод—сетка) воз-
никает в тот момент, когда первый слой электронов входит в анод-
ный участок и начинает движение к аноду, и прекращается, ког-
да последний слой электронов, пересекающий плоскость сетки,
достигает анода. Так как электроны движутся к аноду тоже с
конечной скоростью, то импульс анодного тока шире импульса
входного конвекционного на время прохождения последнего слоя,
поэтому амплитуда первой гармоники анодного тока /ai меньше
амплитуды первой гармоники входного конвекционного /ра. ы, что
учитывается коэффициентом электронного взаимодействия
₽з = ЛЛс. я1 = Мп-1Вэ-?Аэ.
Угол пролета анодного участка
“Ч с
Фэ = , >
3-1041 +/п) /Еа
da с—расстояние между экранирующей (в триоде управляющей)
сеткой и анодом; п = Еэ/Еа — коэффициент экранного напряжения.
Для триода м=0 и
Ф, = Фа = -----~Т=Г- •
3 -105 уЕй
390
При фа^л:
W
Мп At COS-—
3(1 + Гп) /
4,5
0,78
?(1 + Гл)а
0,32 а2 \ . 2 1ЬЭ ,
—-----2— sin2 -77 у = ajao,
/ *
л -
9 ~ 16(1 + Г704
Для триода
C0S2^(l.+..£n)
2
п . ’J’a 2 Фа о 0,78/, 0,32а, \ . „ ib.
Л = 0, Мп « COS — , Д, = — COS2 — , В, At 1-------------------- Sin2 — .
4,5 16 2 у \ а0 ) 2
Если анодная цепь настроена на частоту возбуждающих коле-
баний, то напряжение на контуре находится в фазе с первой гар-
моникой анодного тока, но сдвинуто по отношению к напряжению
на сетке на угол
%, + + (13.2)
Здесь угол фс/2 определяет запаздывание первой гармоники кон-
векционного тока в плоскости управляющей сетки, фС1 сг — запаз-
дывание из-за прохождения первой гармоники конвекционного то-
ка участка управляющая—экранирующая сетки; фс1с2 = —Юй?с1С2-_,
3-1051< £*э
где Jci с2 — расстояние между сетками; а 2_+К?. — сдвиг фаз
между первыми гармониками анодного и входного конвекционного
токов.
391
Следовательно, амплитуда первой гармоники анодного тока,
учитывая ур-ние (13.1),
—1<₽
4i==S₽i₽cpae ао.
Так как ток Ли уменьшается с повышением частоты, то и колеба-
тельная мощность, отдаваемая лампой, тоже уменьшается. В то
же время постоянная составляющая анодного тока равна постоян-
ной составляющей входного конвекционного тока (все электроны
доходят до анода), поэтому электронный КПД т]э~'“-¥1Ра тоже
падает с повышением частоты. Для получения одной и той же
мощности Р[ нужно, по крайней мере, сохранять одно и то же
значение тока /ai, а следовательно, с повышением частоты увели-
чивать амплитуду напряжения Uc. Это приводит к увеличению
мощности, рассеиваемой на проводах сетки и потребляемой от
возбудителя, а также рассеиваемой на аноде и потребляемой от
источника питания анода.
Увеличивающиеся тепловые нагрузки на электродах, уменьше-
ние коэффициента усиления мощности с повышением частоты оп-
ределяют предельную частоту усиления для данного типа лампы.
Расчет режима тетрода (триода) нужно выполнять с учетом
пролетных соотношений, если пролетные углы фэ>л/4 или ф0>тс.
Если фа<л/4 и фс~0 или фс<лифэ«0, то расчет режима можно
производить по обычным формулам. Ошибка расчета в этом слу-
чае не превышает 10%.
Если в неравенство фа<л/4 подставить выражение фэ=
с
—-------------——, то определим частоты, для которых расчет
310Д1 + /п)/Еа
может быть произведен по формулам, не учитывающим пролетные
явления:
f 3,75 (1 —1~ п) z 1 о
'пред (МГЦ) j * ' ‘ '
иа.с(см)
Отметим, что здесь значение напряжения Еа надо взять согласно
ф-ле (13.4), приводимой ниже.
Для расчета усилителя, с учетом влияния обратной связи вы-
ходной цепи на входную или других аналогичных вопросов, про-
летные соотношения необходимо учитывать для более низких ча-
стот, чем определяемые ф-лой (13.3а). Для грубой оценки пре-
дельной частоты можно положить, что при <ра.с<л/12 можно не
учитывать сдвига фаз между входным и выходным напряжения-
ми. Тогда, полагая в ф-ле (13.2) Ус~0, 1Еа и <Л.к~<Л1 c2~0,3da.c,
получим <ра.с ~фэ=Сл/12 и
f 1 '25 (* Т~ "ЖЛ /1 о 3(5У
'пред (МГц) j
°а. с (см)
3912
В работах [13.2; 13.3] указано, что пролетные явления на ка-
тодном участке у тетрода не отличаются от триода и описываются
теми же уравнениями. В схеме с ОС на участке управляющая—
экранирующая сетки можно считать, что переменное поле отсут-
ствует, а скорость электронов в плоскости экранирующей сетки,,
которую они приобретают под действием экранного напряжения,
много больше их входной скорости в плоскости управляющей
сетки. Поэтому можно принять, что импульс входного конвекци-
онного тока на этом участке переносится в плоскость экранирую-
щей сетки без искажения формы. Можно также пренебречь вход-
ной скоростью электронов и считать, что все электроны пересе-
кают плоскость экранирующей сетки с одинаковой скоростью'
Да=5,93-Ю5]/.^, м/с. Таким образом, ,в отличие от триода, в
тетроде электроны входят в анодный участок со скоростью, кото-
рой нельзя пренебрегать. Это не вносит принципиальных измене-
ний в характер пролетных явлений, однако количественные соот-
ношения несколько меняются, что учитывается в ряде формул
введением коэффициента (1+]/п), где п — Еэ1Еа. Это позволяет
рассматривать триод как частный случай тетрода, у которого п = 0.
Ниже дается единая методика расчета режима тетрода и трио-
да. В приводимых формулах для расчета режима триода надо
полагать, как отмечено выше, п = 0.
Исходными данными для расчета режима усилителя являются
мощность А в полезной нагрузке (для оконечного каскада в фи-
дере, если нагрузкой является антенна, а для промежуточного —
во входной проводимости катод—сетка лампы) и рабочая часто-
та (или диапазон рабочих частот). Должно быть также известно
эквивалентное сопротивление Rx настроенной ненагруженной ко-
лебательной системы. Если Rx неизвестно, то надо оценить его
значение, выбрав тип лампы в соответствии с заданной мощно-
стью Рп и частотой /.
Для коаксиального резонатора, работающего на первом узле-
основного типа осевых колебаний, можно принять, что его нена-
груженная добротность Qx = 3004-600, а характеристическое со-
противление р 0 „---------, сопротивление же 7?x=pQx-
1 ,z со са с
Чем выше рабочая частота, тем ниже характеристические со-
противления контуров колебательной системы и тем выше потери
мощности в арматуре лампы. Поэтому эквивалентное сопротив-
L/a с
ление Rx уменьшается, потери в нем Рх = —'—яа-------возраста-
2RX 2RX
ют, а КПД контура t]k=Ai/(Ai+А) падает. Для повышения .
нужно уменьшить Рх, а следовательно, снизить напряжение Еа.
Однако с понижением Еа растет пролетный угол выходного уча-
стка фэ, уменьшаются коэффициент взаимодействия ра, коэффи-
циент g, вследствие чего уменьшается и электронный КПД т]э«
«О,5у£ра- Очевидно, существует оптимальное напряжение Аопт,.
при котором КПД усилителя т]о=т)кТ]э имеет наибольшее значение.
39»
В [13.1] указано, что значение Е'аопт зависит от пролетного ре-
жима на выходном участке (сетка — анод), определяемого пара-
метром
1 ( ЧЛ
2РПЯХ \ 3 10* / ’
где da с •—расстояние экранирующая сетка—анод (управляющая
сетка—анод для триода).
Если h^l, что соответствует фэ=Сл/2, коэффициент ра слабо
зависит от напряжения Еа (согласно [13 2] для фэ^л/3 ра~
Арэ \
да cos t 7 ц у-у I и оптимальное значение напряжения
Здесь А1=«15Гр/?х, a EaN— значение напряжения Еа, указывае-
мое в паспорте лампы как номинальное Если Еаопт>Еа, то наи-
больший реализуемый КПД ро можно получить при Еаопт = Еа.
Для фа>0 минимум напряжения ея мин не совпадает с максиму-
мом напряжения на управляющей сетке еОмакс, а скорость элек-
тронов у анода не определяется мгновенным значением напряже-
ния ea(t). Поэтому для фэ^л/2 перенапряженный режим насту-
пает при Ггр>£гр-
Для схемы с общей сеткой
Ч'“ (^щ + zH +
I \. Sгр-Ер i /
S (1 — cos 0) (1 + Г>)
С увеличением фэ коэффициент ра уменьшается более резко Для
пролетного угла фа>л/2, что соответствует параметру Л>1, на
оптимальность значения Еа, определяемого условием получения
т]о макс (Еа), помимо зависимости т]к(Еа) и 1(Еа), сказывается так-
же зависимость ра(Еа).
Как указано в [13.1], для параметра А>1
~ 1 /2PnRxa>da с\2/5
а ог:т~ 2 \ ЗЮ5 /
В этом случае лампа отдает наибольшую колебательную мощ-
ность при угле отсечки 9 = 90°, а оптимальное значение коэффи-
циента
— Вэ + 1/” Ва + аМ^ + -Еа
? =_______________’_____________< ?’ где а —----------.
SonT аМ„ + ЗЛ9 Sr*’ ^PnRx
Если £опт> 1*гр, берем £опт—5 гр.
Следует иметь в виду, что максимум зависимости ро(Еа) вы-
ражен не резко Поэтому при определении Еа можно несколько
394
отходить от Еа=ЕОпт, учитывая применяемые в передатчике ис-
точники питания и в силу того, что слишком низкое напряжение
£а обусловливает больший угол фэ, низкий коэффициент ра и тре-
бует большего напряжения Uc.
Таким образом, по заданным мощности Рп и частоте f (или
/макс, если задан диапазон частот) выбираем тип лампы и выпи-
сываем ее электрические параметры и расстояния между электро-
дами. Для некоторых типов ламп они даны в табл. 9.5, а в табл.
9.4 приведены эскизы ламп. Вначале оцениваем сопротивлениеRx
и рассчитываем режим лампы Затем рассчитываем резонатор,
определяем сопротивление Rx и, если нужно, уточняем расчеты
режима и резонатора (обычно в этом нет необходимости).
13.4. Пример расчета режима
и колебательной системы усилителя
ВЫБОР СХЕМЫ
Задано РП=ЗО Вт, / = 1,5 ГГц
По заданным мощности и частоте выбираем триод типа ГС-9Б Парамет-
ры лампы E>;f = l,5 кВ, 5= (19,5±4,5) A/В, D= (0,9±0,3) 40-2, Згр=6 мА/В
Выходная мощность на Х=9,2 см Р~ = 15 Вт
Междуэлектродные емкости и расстояния емкость зазора анод—сетка
С*ас—0,8 пФ, емкость анод—сетка, включающая емкость выводов, Са с =
=13,15±0,35 пФ, емкость неоднородности, обусловленная скачкообразным изме-
нением диаметра цилиндра анода, С=О,48 пФ, расстояние анод—сетка da с =
=0,9 мм, емкость зазора сетка—катод С*с к = 4,2 пФ, емкость сетка—катод
Сс к=8,4±1,2 пФ, dc к =10,3 мм, емкость анод—катод Са к=(\04 пФ
Предельно допустимые нагрузки Радоп=Э00 Вт, РСдоп=2,й Вт, Еаиакс =
=2,5 кВ Мгновенные значения напряжения вамакс = 5 кВ, ес макс =50 В,
«с мин = —200 В, мгновенное значение тока (к Макс = 700 мА (в режиме В), тем-
пература /°с макс = 200° С минимальная длина волны Хмин = 9 ом, сопротивле
лие автоматического смещения 7?смакс = Ю кОм Рамеры лампы и другие дан-
ные, необходимые для расчета колебательной системы, даны в табл 9.1, 9 2
и приложении 3
В соответствии с соображениями, приведенными в гл 9 и [13 1], выбираем
схему с общей сеткой, выходной резонатор коаксиального типа, расположение
резонаторов одностороннее Наружный (внешний) цилиндр анодно сеточного
резонатора заземляем Схема усилителя с указанием блокировочных элемен-
тов, включенных в цепях источников питания и ВЧ, показана на рис 947
РАСЧЕТ РЕЖИМА УСИЛИТЕЛЯ
Ниже дается расчет режима усилителя на триоде При этом при-
водятся обобщенные формулы, справедливые для расчета усилителя как на тет-
роде, так и на триоде
1 Расчет начинаем с оценки значения сопротивления ~ — За-
даемся Qx = 400 Тогда
400
:R у =-----------------------пт— = 9000 Ом.
х 1,2 2л 1,5 10е 3,5 10~12
2 Задаемся углом отсечки 9=90Р (ai=0,5, <Хо=О,32, а2=0,212, у=1,57)
395
3. Определяем параметр
- 1 рЦ.сУ 1 /2я-1,5-10’ 0,9-10’\4
Л = 2PnRx \ 3-10* ) “ 2-30-9-Ю3 \ ЗЛО5 ) “1,1.
4. Выбираем значение напряжения Ел:
а) для A < 1 Еа опт = 1/ 2^.Х=—} < ЕгК,
г /ai ErpRx +1 — 1
1 /2Pn^(Odac\2/5
б) для ft > 1 Еа опт - ----3710^--] < EaN •
Выбираем значение £а с учетам применяемых в передатчике источников -
питания. Так как согласно расчету ,(п. 3) А>1, то
„ 1 ( 2-30-9-103-2л-1,5-10э-0,9-10“3 \2/5
Еа опт = ~Т (--------:) = 440 В.
Выбираем £а = 500 В
® da с
5 Определяем пролетный угол т|5э= ------—---— . Для триода п==0 в
3-i0’(i+/«)/£a
® da с 2л-1,5-109 0,9-10~3
фа =---------—- =----------------------- = 0,41л.
3-105/£а 3-105/500
6. Определяем коэффициент
7 2РП 1
\ ttiSrp/
/ 2-30
Вгр
Spp
1 ( 0,5-бТГ3 -5002 + 0,5-6.10~3 -9-Ю3
6- ю—3
1 —-------------------
20-10-3 (1+0,01)
1 —-------------------
S(l—cos0) (1 4- D)
1 \
(1 +0,1 (0,41л)2)= 1,02,
Вопт—
В9 =
0,78
1,57
Вэ + у Вэ -\-аМа + ЗЛЭЛ4П *
аМа + ЗЛЭ *^ГР
0,78 / 0,32а,\ фэ
+ V+) \ ао / 2
/ 0,32-0,212 \ 0,41л
1 —------------I sin2
\ 0,32
= 0,14
(1+0, Ч2)
0&1
2
El 5002
^PnRx^ 2-30-9-Ю’
= 0,96,
16(1 +/п)4
(0,96)’ (0,41л)’
_ 1-!—Z-kJ------Z_ =0,087 « 0,09
16
396
— 0,14 +/(0,14)“ + 0,46-0,96 + 3-0,09-0,96
*0DI” 0,46-0,96 + 3-0,09 —1 < grp —1,02
Следовательно, берем £=>£опт = 1,00.
7. Амплитуда переменного напряжения между анодом и сеткой
Ut е = g Е, = 1 • 500 — 500 В.
8. Мощность, теряемая в иенагруженной колебательной' системе,
1 и2а., (500)“
/5------------_ _ _ 14 Вт,
кДл 2 Rx 2-9-10“
9. Колебательная мощность, отдаваемая лампой,
•Р~ — Т’п + Дх “ 30 + 14 = 44 Вт.
10. Амплитуда первой гармоники анодного тока
2Р_ 2-44
</,, = —7— =------------- 176 мА.
(500)“
L1. Эквивалентное сопротивление настроенного анодного резонатора
С/. , 500
Ла = -—— =-------------— — 2840 Ом.
/Я1 176-10~3
62. Эффективный коэффициент взаимодействия на анодном участке
$аг=Мп — g В, —?“ А3 = 0,96— 1-0,14— 1-0,09 = 0,73.
13. Амплитуда первой гармоники конвекционного тока в плоскости управ-
ляющей сетки
/рС.а] “ “ 176/0,73 = 240 мА-.
14. Постоянная составляющая анодного тока
г?ао =/pa.ai/Y “ 240/1,57 = 153 мА.
15. Мощность, потребляемая от источника анодного напряжения,
Ро = ЕЯ1М = 500-153-10—3 = 76,5 Вт.
16. Для фоСл амплитуда управляющего напряжения на сетке
для 6=90°
Uy S0J ’''72(1 — cos0) \ 4-106 0 )
для 0 = 90°
240-Ю-3 1 / 2л-1,5-109-0,3-10~3 л V
4/у =--------------+— ------------------------------ =26,8 В.
20-10“3-0,5 72 \ 4-105-л/2 J
Так как эта формула справедлива для фе<л, проверяем ее применимость.
Находим:
•Чн 2л-1,5-109-0,3-10-3 „ г„
яс -j-и- № ____ ан (J, Do Л»
“° 3-10“/Уу(1 — cos0) 3-10»/26,8
7 ф *\ { 0,58л \
Ко= 0,86 I 1 —0,16 cos -у 1 =0,86 I1 — 0,16 cos —-—1 = 0,76,
%= Ч .•у'Ч’е*=
0,76-л-0,58л
я/2
= 0,87 л,
397
Если окажется, что фс>л, то надо решить совместно систему уравнений
tfyPc « -5^- >
₽с = 0.9+ O.lcos^- - (л - 6) (М8, I
Ч>С - *0 -у <
графически или методом последовательных приближений
17. Сдвиг фаз между напряжениями на сетке и на колебательной системе
1 , ь 2 + Уп
Фа.с “ 2 ^с + Фс1м+ з Фэ-
Для триода
0,87л 2.0,41л
л =0, фс1с2 =- 0 и фа в «= —--+------------=0,7л.
£ о
18. Амплитуда переменного напряжения на управляющей сетке
t/y + DUa с cos фа с 26,8 + 0,01 -500cos0,7л
Ус = (1 + D) (1 +Z)2) = ~ 1 +0,01 =23,9 В.
(для триода £>2=0)
19. Напряжение смещения
Ес = Есо — D2EC2 — DEa — Uc cos 6 = 1,2 — 0,01-500 = — 3,8 В.
20. Постоянные составляющие тока сеток: экранирующей /сго~
~0,8(х—11)/ао, управляющей /сю~0,2(х—1)/ао. Для триода /со=(х—1)/»о.
Принимаем х~1,25 (обычно х~1,25—1,05).
/00= (1,25 — 1) 153= 38 мА.
21. Мощности, потребляемые от источников постоянного тока, питающих
экранирующую и управляющую сетки: РС2о = Ес2Л:2о, Рсо=Ес1сю- Для триода
ро0 = Ес1со = —3,8-38.10-3 = —0,14 Вт
22. Мощность, расходуемая возбуждающим каскадом на разгон электро-
нов, поступающих в анодный участок,
0,87 л
sin-----
1 „з!пфс/2 1 , 2
Р3 = — SxP^—^-(1 + Д2) = — 20-10-3 -0,5-23,9“ ———— =2,5 Вт.
2
23 Мощность, расходуемая на раз-ген электронов, отбрасываемых иа катод,
для 0=90°
„ фс о 0,87л
Pk=Sx t/2 (1 + Ds) = 20-10~3 • 1,25 (23,9)“ —•- «0,2 Вт.
£xj\J ZvU
24. Мощность, потребляемая от возбуждающего каскада,
Рв = Рз + Рк Вт
25. Коэффициент усиления мощности
Др =РП/РВ = 30/2,7 «11.
26 Мощность, передаваемая возбуждающим каскадом в анодную цепь,
ДР = Рэ/х = 2,5> 1,25 = 2 Вт.
398
21 . Часть этой мощности, передаваемая в анодную колебательную систему,
Л Р'= -у Zalt/C(l +£>2)cos <ра с =“^- • 176: (10~3 -23,9cos0,7n) = — 1,23 Вт,
а рассеиваемая анодом лампы
ДР’= ДР —ДР' =2 4- 1,23= 3,23 Вт.
28 . Мощность, выделенная в цепях сеток: экранирующей Рс2—~0,8(Рэ—ДР)<
и управляющей Pci~ ?аО,2(Рэ—ДР). Для триода
Рс~ = Дэ —ДТ’ = 2,5—2 = 0,5 Вт.
29 Мощность, рассеиваемая сетками: экранирующей Рс2=Ре2~Ч-Рс2о, управ-
ляющей Рс1 = Рс1—-t-Pcio Для триода
Дс = -Рс~4-рсо =0,5 — 0,14 =0,36 Вт.
30 Мощность, рассеиваемая анодом,
Ра = Р04-ДР— Р_ = 76,5 4-2 — 44 = 34,5 Вт.
31 Мощность, отдаваемая усилителем в колебательную систему,
Р_уе = Р_ +ДР'=44— 1,23 = 42,77 Вт.
32 Электронный КПД анодной цепи
33 . КПД анодной колебательной системы
134 Общий КПД анодной цепи усилителя
По — ЧэЧк = 0,56-0,7 = 0,39.
2РВ
35. Входная активная проводимость gBx— глп —>
1/с(1 4“ ^2)
для триода
2РВ 2-2,7
ёвх = -7д- =---------=9,45-10 3 См.
(23,9)2
86. Входная реактивная проводимость:
• / sin ^с/2 0 \ „ „
6вх = <0 сс к = (0 Сс кх 0,77 4-0,56 ;с - sin —- j — S xPipe sm — ,
\ Vc/Z z / z
ibp /ibc \3 0,87л
Pc= 0,9 4-0,1 cos ^-(л-0) =0,9 4-0, Icos ——
2 \ 16 / 2
, 0,87л
/ sin-----
2 л
&вх = о>Сс.к=2л-1,5-103-4,2-10-12 0,77 4- 0.56 ’ д~sin
\ 2
— 20-10"3 -1,25-0,5-0,96 sin °’^7л- = 30-10~3 См.
3©9
37. Активная проводимость электронной нагрузки, включенная параллельно
выходному резистору,
__ в>78 /а0 / 0,32а2\ , 'Фэ
(l+r«)* EaV“ а0 Г’П 2 -
153-Ю-3 ( 0,32-0,212 \ 0,41л
«=0,78 500 \ — q 32 J sin* 1 2 * g = 1,8-10 См.
’^эл а
38. Реактивная проводимость электронной нагрузки
°.16 ho („ . «2 , Фэ\
I ---\2 р I 2sin фэ т|ээ cos 1 —
+ ]/) Еа \ а0 4 /
0 16-153-10-3 ( . 0,212-0,41л 0,41л \ ,
' — 2sin0,41л —- -- ---------cos------J =0,93-10~4 См.
500 \ 0,32 4 /
РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОЛЕБАТЕЛЬНОЙ СИСТЕМЫ И ЦЕПИ
СВЯЗИ С ФИДЕРОМ
1. Определение диаметров цилиндров резонатора.
В резонаторе используем осевой тип колебаний. Упрощенный эскиз проек-
тируемого резонатора представлен на рис. 9.21. Конструкция усилителя изоб-
ражена на рис. 9 22. Так как диаметр радиатора лампы £>р=65 мм, выбираем
внутренний диаметр внешнего цилиндра резонатора 0=65 мм, внешний диа-
метр внутреннего цилиндра d=40 мм, толщину стенок 2 мм. Выбранные диа-
метры цилиндров позволяют установить между .ними контактный короткозамы-
кающий поршень для настройки резонатора, обеспечивает малое сопротивление
воздушному потоку, проходящему через радиатор лампы. Для выхода воздуха
из радиатора во внешнем цилиндре вырезаны окна (см. рис. 9.2Е). Проверим,
удовлетворяет ли выбранное расстояние между внешним и внутренним ци-
линдрами требованию электрической прочности. Согласно ф-ле (9.28)
£>мин = 2,72 -р—-К9---- =2,72- ~г- = 0,27 см <0=6,5 см.
па макс, доп 500U
Отношение диаметров: О/£)мин=6,5 ; 0,3=21,7; £)/d=65 : 40= 1,62. Следова-
тельно, согласно графику рис. 9Л5 выбранные значения диаметров вполне обес-
печивают электрическую прочность Убедимся также, что при выбранных диа-
метрах цилиндров настройка резонатора ла рабочую частоту ,не совпадет с на-
стройкой на основной тип азимутальных или радиальных колебаний. Согласно
ф-лам (9.4) и (9.5)
D^d 6,5 + 4
л —-— = л-------— = 16,5 < ?. = 20 см
и D — d = 6,5 — 4 = 2,5 < X = 20 см.
Таким образом, и это требование выполняется.
2. Эквивалентная схема выходной колебательной системы.
Упрощенный эскиз лампы ГС-90Б изображен на рис. 9 5а. Согласно табл.
92 01=10 мм, О2=24 мм, £>3 = 34 мм, h=7 мм, /2=19 мм, Сас = 0,8 пФ, С=
=0,48 пФ, /а=8 мм, Ц7а = 65 Ом. Эквивалентная схема резонатора изображена
на рис 9 21г. Напомним, что здесь С с, Св, СА — емкости неоднородностей, где
происходит скачкообразное изменение диаметров внешних и внутренних цилинд-
ров линии в местах стыковки лампы и резонатора. Эквивалентная схема резо-
натора, составленная для сечения a—а, изображена на рис. 9.236. Сопротивле-
ние Хс — пересчитанное выходное сопротивление лампы к сечению a — ас уче-
том распределенного характера внутрилампового участка соединительной линии;
Хе и Х[ — сопротивления внешних участков резонатора, яеперестраиваемого
(Хе ) и перестраиваемого i(Xi)s
400
3. Расчет длины настраиваемого участка резонатора.
Вначале определим в сечении лампы а—а (см рис 9 21) емкости неодно-
родностей и их проводимости. Согласно рис. 9 16г и графикам рис. 9.19 дл»
отношения Г1/г2=1,2: 1,7=0,7 и г3/-Г1 = 3,25: 1,2 » 2,7 находим
С,.
н-^-= 2,5-10~2 ; Cs =2,5-10—2 -2л-3,25 = 0,51 пФ,
г3 ’
Гс= i со Сс = 1 2л-1,5-109-0,51 • 10~12 = 1 0,48-10~12 См,
_ = 1 о. 10~12> сд =— 1-Ю-2 -2л-3,25 =• — 0,2 пФ,
2пг3 ’
УА = i соСд = — 10,19-10~2 См,
Св
= 3,2-10-2 ; Сл = 3,2-10-2 -2л-3,25 = 0,65 пФ.
С учетом емкости неоднородности С = 0,48 пФ емкость
Св = Св + Сс = 0,654-0.48= 1,13 пФ,
У'в= ifflC^-=i 1,06-Ю-2 См.
Выходная проводимость лампы
/ С* \
УВЫХ = YCa с + i &ал а — Ц 531^ +&эл а j =•
/0,8 ,
= > ——!—— 4-0,93-10—4 I =i 7,62-IO-3 См,
\ 531-0,2 /
а выходное сопротивление 1ХВых =—i 131 Ом
Пересчитаем его к сечению а—а:
, „ 1^вых + » ^atgmZa
° Э IF. + iX^tg/n/a
/360 \° .
— 1 131 + 1 65fg I —0,8j
= 65 ----------------/360----~ 1 76,3 ОМ ,
65+11-1 131 tg^— 0,8И
а с учетом проводимости емкости неоднородности
iXc
iXC гв+1
— i 76,3
-------------------------= — i 42,2 Ом.
— 1 76,3i 1,06-IO'2 + 1
Перейдем к определению сопротивления в сечении а—а участка резонатора
длиной /2 . Его волновое сопротивление найдем согласно рис. 9.5 и формулам
табл 9 5
Параметр, учитывающий частичное заполнение этой линии керамикой,
Здесь erl = 5,6; 6ri=L
14—243
401
'Приведенная длина
1е = к/2 = 1,19-19 = 22,6 мм.
Волновое сопротивление
(Г
138 D 138
— 1g — =------------
к Ог 1,19
1g----= 50,3 Ом,
Xf = ' U>'e tgmZ6 = i 50,3tg 2,2GJ = i 43,4 Ом.
С учетом проводимости емкости неоднородности
, i X i43,t
< X = ----------- =----------------------------= i40
1 + 1 i 43,4 (— i 0,19-10 2)+l
Сопротивление настраиваемого участка резонатора
j Xi = i W tg ml,
где
D 65
T— 1381g— = 1381g — = 29 Ом.
С учетом проводимости емкости неоднородности Сс
; у
1 iXiYc+ 1 •
Условие резонансной настройки резонатора записывается
i Хс- -j-i Xg -f- i Xj = 0,
откуда
iXc4~iXe —142,2-|-140
(lx; + ix;)yc+ l’= 7(40 - 42,2) 10,48-10-2 + 1
а длина настраиваемого участка
1 i Xt 20 i 2,2
/ = — arc tg------= ------- arc tg--= 0 ,24 cm.
m 1 IT 2л 1 29
На длине резонатора l нельзя разместить элемент связи с фидером и поршень
настройки Поэтому увеличиваем длину настраиваемого участка на половину
длины волны, т. е. принимаем
Г «=Х/2ф- 1 = 20:24-0,24 = 10,24 см.
4 Расчет напряжений на линиях и реактивных мощностей.
Амплитуда напряжения в сечении а—а иа выходе линии внутрилампового
участка резонатора (см. рис. 9 236 и 9.2'16)
, 5,пФак
U = и --------
аС ас 51П%Н
где
— 1 Хвых ( i 131)
* =arc tg ~7¥Г = arc g Тб— =64
/ 360-0 8 \°
<₽а .к= Фан — mla = 64” — (---~-----I = 49 ,6°
402
и
^ас~ ^а.с
sintp sin49,6
-------- 500 ---------= 424 В
sin <р sin 64
Амплитуда напряжения в сечении а—а на неперестраиваемом участке резона-
тора
, * i 40
гЛн = С -------— = 424 —— = 400 В,
ен _i X' i 42,2
а на перестраиваемом участке
iXl 12,2
ун = ^.с=^=^— = 22 В.
На перестраиваемом участке резонатора амплитуда тока .в пучности
. ^2 1Л А
/ п *“• == — — 10 A t
cos ml Xi cos ml /360-10,24\
2,2 cos j----
k 20 /
а амплитуда напряжения в пучности
Ua =/nF= 10-29 = 290 В
Распределение амплитуд напряжения на участках резонатора изображено на
рис. 9.215. Рассчитаем реактивную мощность электрического поля, запасаемую
в резонаторе. Она состоит из мощности, запасаемой в емкостях и в линиях.
Реактивная мощность, запасаемая в емкостном сопротивлении ХВЫх,
1 U2a с 1 5002
Р™“ = ~2 Т “13Г = 94° В'А’
запасаемая в емкостях неоднородностей.
РгС'В = 4 ( ЬС'В = Т (4W 1 ’°6'10~2 = В’А
PrCC = ЬСс= 4" (22)2 0 >48. Ю-2 = 1,06 В А,
РгСА = у ^2н ЬСА = 4“ (400)2 (~°’19 •10-2 )= - 152 В А
Реактивная мощность, запасаемая в линиях
_ 1 с(ка н-S к) _ (500)2 (0,36- 0,187)
“ 2 tt7asin2({aH 2-65 sin2 64°
где
Фа н 1 1 /2л-64 \ 1
S Н= -~ ~Fsin 2% Н = ~2Д-360 /- Vsin(2'64)C = 0’36'
ЧРа к 1 1 / 2л-49,6 \ 1
S к= ~2~ - -Г sin 2<Ра к = Т \---------360--Sln(2 49-6>‘ ==0 1187
р 1 ^ен Кек 1 (400)2 0,1
ге = 2 «in2 Фен = Т 50,3-sin2 40,7° = 84 А’
14
403
360*2,26
где <рЕЯ = mlf =-----------= 40,7е,
Фев 1 1 / 2л-40,7 \ 1
КЕН = ~2~ ~ ~Т sin 2Фвн = V к--------360~/ Т Sin (2-40«7>в'= ОJ-
Us Кн
1 1 (22)*-1,57
Pre =--------------=--------—-----:---= 2290 В-А,
2 W sin2 <рн 2 29 sin* 184°
360-10,24
—= 184е,
20
1 /2я-184\ 1
— —-------- — — sin (2-184)°= 1.57.
2 \ 360 / 4 ' ’
Полная реактивная мощность
Z Рг = 940 + 950 +• 1,06 4- 560 — 152 4-184 4- 2290 = 4773 В-А.
5. Параметры параллельного эквивалентного контура, присоединенного и
точкам анод—сетка (к напряжению Пас).
Характеристическое сопротивление контура
и1 с 5002
Or г =------=--------= 26 Ом,
ги 22 Рг 2-4773
емкость контура
531% 531-0,2
Си
где фл = ml' «=
Фя 1 • о
— — — sin 2фн
2 4
Ри
26,0
4,1 пФ,
ка
индуктивность контура
РуХ 26,0*0,2
LU = 1885 = 1885 =2,76>10 мкГ-
Задаваясь добротностью ненагружеиного контура Qx=400, определяем его эк-
вивалентное сопротивление
/?x = Pc/Qx= 26-400 = 10400 Ом.
Оно близко к значению, которое было определено ориентировочно при расчете
режима лампы, поэтому расчет не уточняем.
6. Расчет цепи связи с фидером.
Выбираем связь выходного резонатора с коаксиальной фидерной линией
емкостную. Конструкция конденсатора связи дана на рис. 9.22, упрощенный
эскиз и схема — на рис. 9.36. Располагаем конденсатор на перестраиваемом
участке резонатора в пучности напряжения, т. е. на расстоянии 1/4=5 см от
короткозамыкающего поршня. Пусть волновое сопротивление фидера №$ =
=75 Ом, а КБВ — к = 0,8 Реактивное сопротивление цепи связи
Х = Хсв4-Хш+Хф = - у
Здесь Хсв — сопротивление конденсатора связи; Хт—индуктивное сопротивле-
ние штыря, на котором передвигается конденсатор связи; г® и X® — активное
и реактивное входные сопротивления фидера. Напомним, что для экстремаль-
ных з1 ачечий г® мгв = х'фК = 75-0,8=60 Ом и г® м»м=«’®/к=94 Ом, а Х® =
= 0, а дтя =- т с лечых з- ачегий Хф == ± (1 — «?)==-±(1~~
&К 4"VfО
404
ДЛИНу
ш/
0,45 \ „ „ ,,
------1 « 2,6 мкГ,
2-0,95/
СВ
С *св
св 531К
из со-
рассчи-
—0,82)=±17Ом активное сопротивление г*= — (!+№)= 77 0м. Наименьшее
2к
значение Хсв соответствует минимальному входному сопротивлению фидера
гФмжн = 60 Ом. Задаемся размерами пластины конденсатора (см. рис. 9 36) диа-
метром Dc = 15 мм, толщиной пластины Лс = 2 мм, диаметром штыря </ш=4,5мм.
Минимальное расстояние между пластиной конденсатора и внутренним цилинд-
ром резонатора
Лмнм “ ^п/^доп “ 290 > 5000 = 0,058 см.
Из конструктивных соображений принимаем Л'мЖн = 0,1 см. Определяем
штыря
— (D — d)/2 — к’мля — Лс = (65 — 40): 2 — 1 — 2 = 9,5 мм
Индуктивность штыря
Ап — 2/ш f2,3 1g —— 1 + ;
\
[ 4-0,95
- 2-0,95 2,31g 14
\ 0,4а
а сопротивление
188,5ЕШ 188,5-2,6
--------= —— -------=25 Ом.
X 20
«Следовательно,
ота
—45— — 602 — 25 = - 100 Ом.
ЮО „
------------------------- =0,94 пФ
531-0,02
и расстояние между пластиной и внутренним цилиндром
е0егяр2 0,0885-л-1,5а
Лмия“-----------=------= 0,165 см > Лмин •
ии 4Ссв 4-0,94 мин
7. Расчет блокировочных элементов.
Емкость разделительного (блокировочного) конденсатора выбираем
отношения Ср=(100—200)С/, где Ci — емкость эквивалентного контура,
тайного для сечения резонатора, в котором расположен разделительный кон-
денсатор. Располагаем его в пучности тока неперестраиваемого участка резо-
натора
С/ен 400
7пе = X cos ml = "7 Г360-2,26\~= 12,6 А’
лес°8/шв 43 4 cos |-------—
\ 20 /
Характеристическое сопротивление эквивалентного последовательного контура
для этого сечения
22 Р, 2-4773
р, = —-к— =------------= 60 Ом,
7ие (12,6)2
емкость контура
531X 531-0,20
С, = :---= 1,77 пФ.
1 Р/ 60
Выбираем разделительный конденсатор типа КВЦ 2 С=ЗЗС- лФ.
ДОЗ
13.5. Усиление модулированных колебаний
При усилении модулированных колебаний (AM, ЧМ,
ОМ) режим лампы и параметры контуров должны быть выбраны
так, чтобы искажения сигнала не превосходили допустимых значе-
ний. Искажения определяются нелинейностью амплитудной и фа-
зо-частотной характеристик и неравномерностью амплитудно-ча-
стотной характеристики.
Построение амплитудных (модуляционных) характеристик
СВЧ триодов и их анализ рассмотрены в работах (13.4; 13.5], а
.изучение фазо-частотных характеристик — в {13.5].
Так как активная и реактивная проводимости, вносимые элек-
тронным потоком во входную цепь, зависят от пролетного пара-
метра фс, а последний — от амплитуды напряжения Uc, то при
усилении амплитудномодулированных колебаний или однополос-
ных сигналов возбудитель нагружен на нелинейную входную ком-
плексную проводимость катод—сетка лампы. Сюда же входит и
нелинейная комплексная проводимость, обусловленная связью
входной цепи с выходной через проходную проводимость лампы.
В выходную (анодную) цепь электронный поток также вносит
нелинейную комплексную проводимость, зависящую от амплиту-
ды напряжения на резонаторе — промежутке анод — экранирую-
щая сетка (управляющая сетка для триода) и постоянной состав-
ляющей анодного тока, которые также зависят от амплитуды на-
пряжения Uc. Из-за обратной связи в выходную цепь также вно-
сится комплексная проводимость, зависящая от напряжения Uc
Одновременно с изменением Uc изменяется и пролетный угол ф*с
на участке катод—сетка, а следовательно, изменяется и сдвиг
фаз л—фас между напряжениями Uc и Uac- Таким образом, при
изменении напряжения Uc меняются входная и выходная комп-
лексные проводимости лампы, фазы входного (Uc) и выходного
(Uac) напряжений, а следовательно, амплитудная модуляция со-
провождается фазовой.
Вносимые электронным потоком и обратной связью перемен-
ные комплексные проводимости во входную цепь оказывают зна-
чительно более сильное влияние, чем в выходную. Включение
балластной нагрузки во входную цепь существенно уменьшает
сопутствующую фазовую модуляцию из-за изменения входной про-
водимости, и линеаризует амплитудную характеристику.
При усилении однополосномодулированных колебаний сопут-
ствующая фазовая модуляция вносит нелинейные искажения в пе-
редаваемые сигналы. Напряжения этих нежелательных частот
сдвинуты по фазе на 90° по отношению к напряжениям тех же ча-
стот, но возникающих из-за нелинейности модуляционной харак-
теристики. Побочные частоты, возникающие из-за сопутствующей
фазовой модуляции, вызванной изменением угла фс, рассмотрены
в работе [13.6]. На основании этой работы А. Е. Рыжковым пред-
406
ложена следующая формула для расчета отношения амплитуды
комбинационной составляющей третьего порядка к основной:
bJb, = Ф(т) ф
1 \ / тс макс
(3 + Уп)М2п
96(1 + Уп)
Здесь Ф(т) —коэффициент, зависящий от параметра
0,44 --- 0,44 —Д5------------
макс ___ - 1 а макс
1-0,44 -у. 5с - 1 — 0,44 ---
макс макс
где Ес — напряжение смещения; /п—анодный ток в отсутствие
модуляции; 1аМакс — максимальное значение импульса анодного
тока и фс макс — пролетный параметр, соответствующий напряже-
нию t/смакс- Для современных ламп, применяемых в однополосных
передатчиках, как указано в [13.1], отношение /п/га.макс лежит в
пределах 0,14—0,2. Следовательно, параметр т лежит между
0,065 ssfmsC 0,1. В интервале значений 0^т^0,2 коэффициент
Ф(т) может быть аппроксимирован уравнением Ф(т)=0,8—
—2m + 2,5m2.
Расчеты показывают, что уровень нелинейных искажений уже
при фс=10° только по этой причине значителен (приблизительно
—36 дБ). Для некоторых типов ламп это соответствует частотам
ВЧ диапазона. Для фс=30° уровень искажений приблизительно
—25 дБ и в передатчиках УВЧ и СВЧ является основным источ-
ником искажений. Поэтому в них (передатчиках) должны быть
предусмотрены меры по понижению уровня нелинейных искаже-
ний (например, применение обратной связи).
Построение модуляционных характеристик рассмотрено в ра-
ботах [13.4; 13.5]. Для 0=90° модуляционная характеристика мо-
жет быть аппроксимирована прямой, проходящей через точку с
координатами (1,1) и пересекающей ось абсцисс в точке
[/со/[/смакс= (фсмакс/4)2. Оценка режима несущей частоты при
УМК или «средней» мощности при усилении однополосного сигна-
ла может быть произведена по обычным соотношениям.
Как было отмечено выше, при изменении напряжения Uc во
входную и выходную цепи вносятся активные и реактивные про-
водимости. Модуляционная характеристика наиболее линейна,
если входные и выходные цепи настроены в резонанс в точке
0,7 (UcfU, Макс).
13.6. Расчет режима автогенератора
Как отмечалось ранее, УВЧ и СВЧ автогенераторы на
металлокерамических лампах строятся двухконтурными. Анало-
гично усилителю (рис. 9.8) один резонатор (анодный) включен
407
между анодом и сеткой, второй (сеточный) — между сеткой и ка-
тодом. Нагрузка вносится в анодный резонатор. Построение схем-
автогенераторов, их расчет, а также расчет режима лампы даны
в 113.7].
Эквивалентную схему автогенератора удобно строить анало-
гично схеме усилителя с ОС так, как показано на рис. 13.4. Па-
Рис. 13 4 Эквивалентная схема автогене-
ратора
раллельно анодному резона-
тору включены активная и
реактивная проводимости
электронной нагрузки
£эла + 1Ьэла. В ПРОВОДИМОСТЬ
анодного резонатора Уа с
включена выходная емкость,
лампы Сас- Параллельно
проводимости сеточного ре-
зонатора Ус включены вход-
ные активная и реактивная проводимости лампы ^вх + ^вх- Вход-
ная емкость лампы С*ск учтена в проводимости ЬВх, а проводи-
мость gBX отражает, в частности, передачу мощности ДР из сеточ-
ной цепи в анодную.
Колебательная система, состоящая из двух" резонаторов, свя-
занных емкостной связью (Сак— емкость анод—катод), возбуж-
дается генератором тока [13.1]
^возб с а! ^^э).
Значения Мп, A, g3„a, 6эл.а, gBX и Ьвх даны ранее. В колебатель-
ную систему передается мощность Pi = -~I*A\Ua с Ч. Сюда входит
мощность ДР'= -у PaiB'cK, передаваемая источником сеточного
напряжения и потребляемая из той же самой колебательной систе-
мы. Поэтому мощность, передаваемая в колебательную систему
анодной цепью автогенератора,
= Р~^Р’ = у с - ^с. к) = y /а1
Она расходуется в полезной нагрузке (Рп), в -цепи сетки (РВ03б)
и в собственном сопротивлении анодного резонатора (Рх). Отсю-
да следует, что при одном и том же напряжении <7а.с и той же
мощности Р_, отдаваемой автогенератором, его полезная мощ-
ность Рп меньше полезной мощности Р'п, отдаваемой той же лам-
пой в режиме усиления:
Р =Р' —Р
Обратная связь в автогенераторе осуществляется за счет емкости
Са.к. Поэтому в лампах, предназначенных для работы автогене-
раторами, ее искусственно увеличивают. Если эта емкость мала»
408
то вводится дополнительная обратная связь с помощью петель
или штырей, связывающих анодный и сеточный резонаторы, или
через отверстия в общей стенке резонаторов (дифракционная об-
ратная связь).
Для рассматриваемой эквивалентной схемы под коэффициен-
том обратной связи удобно понимать отношение к = £7с.к/Уа.с, а
под сопротивлением Дэ= ^а.с/Дь Тогда
^С. к * ^о. с
к =-------—------=------------—----------= к е ,
Zz. к + 1-/‘ 6о. с &с. к + ‘ ( 6с. к + 6о. с)
где
.«= Ь°с.........— , (13.6)
V g2c. к+ре. к+*о.с)2
а
<₽„ = 4 - arctg . (13.7)
2 g*. к
Здесь g'c.K и Ьск—полные активная и реактивная проводимо-
сти цели, включенной между сеткой и катодом. Обозначая прово-
димость внешней цепи сеточного резонатора Ус=^с + 1Ьс> пересчи-
танную к внутренним точкам сетка—катод, напишем:
£с. к = £вх “Ь gc> к = ^ВХ ~Ь ^с-
Для
’Фс < у п g > ga и gc к « gBK = Sxpi sn^~ « S xpxcos .
В стационарном состоянии в автогенераторе должны быть выпол-
нены условия баланса амплитуд и фаз. Для
= 1, Ф5 + Фи + Фх = 0.
Для получения при прочих равных условиях большей стабильно-
сти частоты и мощности нужно, чтобы частота генерируемых ко-
лебаний была равна собственной частоте колебательной системы.
При этом ф2 = 0 и, следовательно, необходимо, чтобы
Фк = — Ф$- (13-8)
Так как <рв=—фа.с, то фк=фа.с=’фс/2+2/3’фа.
Фаза коэффициента обратной связи фк должна быть выбрана
согласно соотношению (13.8) в зависимости от пролетных углов
<Рс И (ра*
Согласно ур-нию (13.7) фазовый угол <рк можно изменять в
пределах, немного меньших, чем 0—л, изменяя проводимость Ьс.к-
Если же фа.с>л, то компенсировать фазовый угол ф8 выбором
*> Здесь и дальше имеются в виду вещественные части выражений.
409
(13.9)
с. к ' о. с
угла <рк невозможно, <рз+фк=И=0, <рг=И=О и эффективность работы ав-
тогенератора снижается. Однако эти режимы представляют огра-
ниченный интерес, так как в этом случае резко уменьшается ко-
эффициент ра, возрастают тепловые нагрузки на электроды, па-
дает колебательная мощность, возрастает режимная нестабиль-
ность частоты.
Из ур-ния (13.7) после несложных преобразований получим
Ьс. к + Ьо. с
Учитывая равенство (13.6), найдем
Ь л-b = -г8в1
с- к °’ ° tg<Pa. с
Из расчета режима автогенератора известны амплитуды Uac и
f/t к
Uc.k, а следовательно, и к=—:—. Подставляя выражение (13.9)
Ц|. е
в (13.6) и преобразовывая, получим
Ь = К8вх h = 8*х
°' С sin Фа. с ’ с- к 81Пфа с
Расчет режима автогенератора не отличается от расчета уси-
лителя. Однако при выборе напряжения Еа надо учитывать, что
нестабильность частоты при изменении Еа приближенно пропор-
циональна пролетному углу фа, поэтому желательно работать при
больших значениях Еа. Исследование режимной нестабильности
частоты СВЧ автогенератора с ОС проведено А. Е. Рыжковым в
работе [13.8].
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
(13.10)
13.1. Радиопередающие устройства. Под ред. Г. А. Зейтленка. М., «Связь».
1969. 542 с.
13.2. Зейтленок Г. А. Теория и расчет режима СВЧ усилителя мощности на
триоде и тетроде. ЛЭИС, 1967.
13.3. Свердлов Б. Д. Наведенный ток в анодной цепи тетродиого генератора
СВЧ Всесоюзная научная сессия, посвященная 70-летию изобретения ра-
дио А. С. Поповым. Секция радиопередающих устройств НТОРЭС им.
А. С. Попова. Центр, правл. М., 1965, с. 36—48.
13.4. Левин В. А. Вопросы расчета модуляционных характеристик триода с
учетом пролетных явлений в диапазоне СВЧ. Материалы юбилейной НТК
ЛЭИС, вып. 2, с. 90—96.
13.5. Левин В. А. Вопросы расчета амплитудных и фазовых модуляционных
характеристик с учетом действия обратной связи и нелинейности входного
сопротивления усилителя СВЧ. Материалы НТК ЛЭИС, вып. 3, 1971,
с. 133—138.
13.6. Рыжков А. Е. К вопросу о паразитной фазовой модуляции в ламповом
СВЧ усилителе мощности. Труды учебных институтов связи, вып. 56, 1971,
с. 38—44.
13.7. Рыжков А. Е. Развитие теории СВЧ ламповых автогенераторов. Диссер-
тация на соискание ученой степени кандидата технических наук. ЛЭИС,
1970. 20 с.
13.8. Рыжков А. Е. Нестабильность частоты СВЧ автогенератора от изменения
питающих напряжений. Материалы юбилейной научно-технической кон-
ференции ЛЭИС, вып. 2, 1967, с. 108—<113
Глава 14
ПЕРЕДАТЧИКИ РАДИОРЕЛЕЙНОЙ СВЯЗИ
14.1. Вводные замечания
В соответствии с видами модуляции, принятыми на ра-
диорелейных линиях, радиопередающие устройства РРЛ разде-
ляются на передатчики с частотной модуляцией и импульсной мо-
дуляцией. Исходными данными для проектирования передающих
устройств РРЛ являются: выходная мощность, рабочие частоты
и их стабильность, вид передаваемых сообщений и допустимые
искажения при передаче.
Основой для составления задания на проектирование служат
Общесоюзные нормы и рекомендации МККР [14.1], определяющие
характеристики передаваемых сигналов для РРЛ в целом. Требо-
вания к передатчику отдельной станции зависят от протяженно-
сти линии, характера трассы, числа промежуточных станций, ха-
рактеристик антенн и приемных устройств.
По назначению станции РРЛ делятся на оконечные, узловые и
промежуточные. На магистральных РРЛ большинство станций
трассы является промежуточным. Поэтому при проектировании
передатчиков оконечных и узловых станций за основу берется
схема передатчика промежуточной станции, к которой добавля-
ются модуляторы и другие необходимые элементы.
В данной главе рассмотрены вопросы проектирования радио-
передающих устройств РРЛ с частотной модуляцией. Принципы
построения и расчета импульсных передатчиков РРЛ изложены
в [14.5, 14.10—14.12].
Следует отметить, что радиопередающая аппаратура, наземная
и спутниковая, систем космической связи во многом схожа с ап-
паратурой, применяемой на линиях тропосферной связи и РРС.
Материалы данной главы, а также гл. 12, посвященной расчету
усилителей на многорезонаторных клистронах, могут быть исполь-
зованы при проектировании передатчиков космической связи. Осо-
бенности передатчиков космической связи рассмотрены в [14.2;
14.3].
411
14.2. Основные требования
к передатчикам РРЛ с частотной
модуляцией
Радиорелейные линии с частотной модуляцией предназ-
начены для передачи многоканальных телефонных и телевизион-
ных сигналов. По числу каналов в одном стволе они делятся на:
РРЛ большой емкости — передача 600—2700 телефонных ка-
налов или канала телевидения с несколькими каналами звуково-
го сопровождения;
РРЛ средней емкости — передача 60—300 телефонных кана-
лов или канала телевидения с одним каналом звукового сопро-
вождения;
РРЛ малой емкости — число телефонных каналов — менее
60; передача телевизионного сигнала не предусмотрена.
Для работы РРЛ с частотной модуляцией выделены полосы
частот в диапазонах УВЧ и СВЧ. Выходная мощность передатчи-
ков лежит в пределах от десятых долей ватта (на линиях, являю-
щихся ответвлениями от магистральных РРЛ) до единиц ватт,
достигая в отдельных случаях 10—20 Вт.
Согласно рекомендациям МККР относительная нестабильность
частоты на трассе между двумя узловыми или оконечными стан-
циями Af/fo не должна превышать 3-10~4 для линий, работающих
на частоте выше 500 МГц, и 5-1СН4 для линий, работающих на ча-
стоте ниже 500 МГц. Величина относительной нестабильности ча-
стоты определяется выражением
где Afnep/fo — нестабильность частоты передатчика оконечной стан-
ции; Afnp/fo — нестабильность частоты гетеродина приемника око-
нечной станции; ^”ром j2—нестабильность частоты, вно-
симая т промежуточными станциями.
Допустимые величины нестабильности частоты даны в § 14.3.
Полосы передаваемых частот и девиация частоты передатчика
определяются емкостью РРЛ. При передаче многоканального те-
лефонного сообщения речевой сигнал ограничивается полосой
300—3400 Гц. Граничные частоты группового сигнала, объединяю-
щего сигналы N телефонных каналов (с защитными промежутка-
ми), приведены в табл. 14.1.
Девиация частоты зависит от мощности группового сигнала.
Нормами МККР установлена эффективная девиация частоты А/к
на один телефонный канал при подаче на его вход измерительного
412
Таблица 14 1
Число телефонных каналов 24 60 120 300 600 960 1260 1800 1920 2700
Граничные частоты Рща—^макс. кГц 12-108 12—252 60—552 60—1300 60 "•’"2540 60—4028 60—5636 312—8204 312—8524 312—12 388
А/к. кГц 35 501) 100 200 501) 100 200 200 200 200 1401) 200 140 140 100‘) 140
Рср, мВт, по нор- мам СССР 2,822) 8,0 9,5 15,8 30 48 63 89 95 85s)
’) Выбор девиации зависит от девиации в сети РРЛ, с которой сопрягается проектируемая
2) Рекомендация МККР
уровня мощностью в 1 мВт (см. табл. 14.1). При передаче N ка-
налов групповой сигнал является случайным процессом, характе-
ризуемым средней мощностью Рср и квазипиковой мощностью
Рпик- По нормам МККР величина Рср, выраженная в децибелах,
по отношению к мощности измерительного уровня, принятому за
О дБ, составляет:
при > 240 Рср(дБ) = —15+101g;V; Рср(дБ) =-13+ 10 IgW по
нормам СССР;
при М < 240 Рср(дБ) = — 1 + 4 1g N.
С учетом характера передаваемой информации в СССР приняты
несколько большие уровни Рср (приведены в табл. 14.1).
Эффективное значение девиации (в килогерцах) многоканаль-
ного сообщения связано со средней мощностью соотношением
А/эФФ = А/к /Рф [мВт] • (14.2)
Максимальная девиация частоты (и полоса передаваемых ча-
стот) определяются квазипиковой мощностью (на уровне с вероят-
ностью в 99,9%). При jV>240 А/пик = З.ЗЛ^фф. На линиях с jV<240
отношение ДАшк/Д/эфф выше, так что при малом числе каналов
(12—24) максимальная девиация частоты составляет несколько
сотен килогерц [14.1].
При расчете требуемой полосы пропускания при индексе моду-
ляции Мч = ^-макс >> 1 можно воспользоваться выражением
Fмакс _________________
/7 = 2FMaKC(1+Л1ч+КМЧ). Практически в аппаратуре РРЛ с чис-
лом каналов N— 1800 (1920) полоса пропускания П составляет ве-
личину 35—40 МГц.
Групповой сигнал телевизионного канала обычно образуется
в результате сложения видеосигнала и сигнала звукового сопро-
вождения, расположенного на поднесущей. Полоса частот видео-
сигнала ограничивается ГМакс = 6 МГц при размахе девиации
8 МГц (±4 МГц). В РРЛ системах, рассчитанных на передачу
1800 телефонных каналов и более, предусмотрена передача сов-
местно с видеосигналом двух сигналов звукового сопровождения
(на двух языках) и двух независимых радиовещательных сигна-
лов — всего четырех сигналов на четырех поднесущих. Поднесу-
щие располагаются в районе 8 МГц. Ширина спектра, занимае-
мого ЧМ телевизионным сигналом, П = 4Гмакс = 24 МГц. Эта по-
лоса достаточна и для передачи сигналов звукового сопровожде-
ния. На некоторых линиях сигналы изображения и звукового со-
провождения передаются в разных стволах.
Как известно, телевизионный сигнал является униполярным, и
его спектр начинается с нуля. Для повышения помехоустойчиво-
сти связи и облегчения требований к частотному модулятору ви-
деосигнал подвергается предыскажениям. В результате уменьша-
ются уровни низкочастотных составляющих, а среднее значение
414
приближается к постоянной величине. На оконечной станции про-
изводится восстановление первоначальной формы сигнала.
Существуют также схемы, где на входе модулятора включают
устройства для восстановления постоянной составляющей, анало-
гичные описанным в [14.2].
Передатчики РРЛ должны удовлетворять весьма жестким тре-
бованиям в отношении шумовых характеристик тракта передачи,
линейности амплитудно-частотных и фазо-частотных характери-
стик. Последняя характеризуется величиной производной дф/д®,
называемой групповым временем запаздывания Тгр- При переда-
че телевидения отклонения группового времени запаздывания Тгр
в полосе передаваемых частот не должны превышать нескольких
наносекунд. Допустимые искажения АЧХ в полосе пропускания
составляют ± (0,5—0,8) дБ на границах полосы.
Шумы передатчика обусловлены тепловыми шумами за счет
флуктуаций фазы в элементах схемы, а также невнятными пере-
ходными помехами из-за нелинейности тракта, в том числе моду-
ляционных характеристик частотного модулятора, характеризуе-
мой коэффициентами нелинейных искажений по гармоникам 2. и 3
модулирующей частоты (k2f и Кзг?) . В РРЛ большой емкости до-
пустимая величина k2f при передаче многоканального телефонного
сигнала не превосходит сотых долей процента, а кЗР — тысячных
долей процента. При использовании ствола только для передачи
сигнала изображения к линейности модуляционных характеристик
не предъявляется столь жестких требований, однако приведенные
нормы должны быть выполнены при совмещении" в стволе сигна-
лов изображения и звука.
14.3. Построение структурных схем
ЧМ РРЛ передатчиков
Выбор структурной схемы передатчика РРЛ зависит от
назначения радиорелейной линии. Передатчики магистральных
РРЛ с большим числом промежуточных станций целесообразно
строить по схеме со сдвигом частоты (рис. 14.1). В оконечных или
узловых станциях частотная модуляция производится на промежу-
точной частоте (fn4 = 70 МГц при работе на частоте Дых>1 ГГц;
/Пч = 35 МГц при ^вых<1 ГГц). Сигнал с выхода частотного моду-
лятора (ЧМ), а в промежуточных станциях с выхода приемника
далее усиливается в УПЧ и поступает на СВЧ смеситель передат-
чика. К смесителю подводится и напряжение частоты гетеродина.
г , (+2--10№ (-0,5-1)15 (-0,5—1)15 (05-Ч)дБ 50-5006
' '— — —
сигнал
Выхи!! |
приемника
см
свм
Гет
VB Ф5П ФВ
Рис 14 1 Структурная схема РРЛ со сдвигом частоты
4115
Полосовой фильтр (ФБП) на выходе смесителя выделяет сигнал
одной боковой полосы, который далее усиливается в усилителе
СВЧ (УСВЧ) и направляется к разделительным фильтрам антен-
но-фидерного тракта. Для устранения искажений, вносимых от-
раженными волнами, в СВЧ тракте включаются развязывающие
ферритовые вентили (ФВ).
Применение схемы со сдвигом частоты позволяет использовать
одинаковые частотные модуляторы и усилители промежуточной
частоты для разных стволов РРЛ, а также понизить требования к
стабильности центральной частоты модулятора, что облегчает его
построение.
При разработке структурной схемы можно руководствоваться
численными величинами коэффициентов усиления мощности кр,
приведенными на рис. 14.1. Эти коэффициенты позволяют по за-
данной выходной мощности передатчика найти мощность на вы-
ходе УПЧ. Коэффициент усиления УПЧ определяется из условия,
что мощность с выхода приемника или с частотного модулятора
составляет 10 мВт.
УПЧ состоит из нескольких каскадов усиления на транзисто-
рах. Каскады (выполняются по схемам резонансных усилителей.
Для расширения полосы пропускания контура шунтируются ак-
тивными сопротивлениями. В РРЛ большой емкости при формиро-
вании частотной характеристики УПЧ используют методы синте-
за полосовых усилителей, прибегая к расстройке контуров отдель-
ных генераторов относительно центральной частоты [14.4].
Коэффициент усиления мощности СВЧ смесителя зависит ог
схемы смесителя. кр УСВЧ приведен для усилителя на ЛЕВ. Из-
вестно, что ЛЕВ отдает максимальную мощность в режиме насы-
щения, однако в этом режиме искажения, вызванные преобразо-
ванием паразитной AM в ЧМ, недопустимо велики для передат-
чиков РРЛ. Поэтому ЛЕВ ставится в номинальный режим рабо-
ты, близкий к линейному; кроме того, применяются специальные
лампы, где эффект преобразования AM—ЧМ ослаблен. Такой
является отечественная лампа УВ-229-1 (диапазон рабочих частот
3400—4200 МГц, РВых>6 Вт в номинальном режиме).
Для увеличения выходной мощности передатчика применяют
сложение мощностей двух идентичных полукомплектов на выхо-
де, где каждый полукомплект включает ® себя все каскады, на-
чиная с УПЧ. Если мощность передатчика составляет доли ватта
(передатчики РРЛ малой и средней емкостей), то вместо УСВЧ
на ЛЕВ используют транзисторный СВЧ усилитель или получают
требуемую мощность непосредственно на выходе смесителя.
Рассмотрим структурные схемы гетеродина передатчика. На
промежуточных станциях частоты гетеродинов передатчика и при-
емника получают с помощью одного задающего генератора и ге
нератора частоты сдвига (рис. 14.2). Это позволяет снизить тре-
бования к стабильности частоты задающего генератора П, кото-
рый выполняется как кварцевый автогенератор с частотой само-
возбуждения в несколько десятков мегагерц и относительной ие-
416
стабильностью частоты порядка 10-4. За автогенератором следует
усилительно-умножительная цепочка; общий коэффициент умно-
жения достигает 100. Полученная на выходе мощность подводится
к мосту деления; часть мощности направляется к смесителю сдви-
Рис. 14.2 Структурная схема гетеродина передатчика РРЛ
Рис 14 3 Схема усиления напряжения гетеродина
Рис. 14 4. Структурная схема ге-
теродина с АПЧ
га для образования /ует-приемника, а остальная поступает на сме-
ситель передатчика. В случае необходимости мощность генерато-
ра усиливается в У СВЧ на транзисторе или ЛЕВ до требуемого
уровня (расчет смесителя см. в § 14.6). Например, в отечественной
аппаратуре Р-6002М для усиле-
ния напряжения гетеродина ис-
пользована ЛЕВ в УСВЧ сигнала
(рис. 14.3) [14.1]. Разделение час-
тот сигнала и гетеродина произ-
водится с помощью полосового
фильтра (ПФ) и фильтра узкой
полосы (ФУП), включенных на
соответствующих выходах волно-
водного тройника (Т).
Опорный генератор частоты сдвига (Г2 на рис. 14.2) также яв-
ляется кварцевым автогенератором с частотой самовозбуждения
порядка нескольких десятков мегагерц. Его относительная неста-
бильность частоты (1—5)-10~5 определяет нестабильность
(AfnpoM/fo) в выражении (14.1).
С целью снижения уровня шумов в тракте гетеродина находит
применение автопоисковая система синхронизации частоты зада-
ющего генератора (рис. 14.4). Автогенератор Г возбуждается на
417
частоте в несколько сотен мегагерц и обеспечивает требуемый
уровень мощности гетеродина. В фазовом детекторе его частота
сравнивается с частотой опорного кварцевого автогенератора.
Если разность частот.превышает величину полосы схватывания, то
переменным напряжением на выходе фазового детектора запуска-
ется вспомогательный генератор А с частотой 400 Гц. Он изменяет
частоту задающего генератора и автоматически отключается пос-
ле установления синхронизации.
На оконечных станциях используются раздельные гетеродины
в передатчике и приемнике РРС. Они строятся по схемам, рас-
смотренным выше; относительная нестабильность их частоты со-
ставляет величину порядка (1—5)-10~5. Эта величина определяет
в (14.1) Afnp/fo и часть отклонения Afnep/fo (в значение этой неста-
бильности входит также нестабильность центральной частоты мо-
дулятора) .
На РРЛ малой и средней емкости, используемых для обслу-
живания железных дорог, нефтепроводов и других продуктопрово-
дов, для связи с подвижными телевизионными станциями — Там,
где требуется демодуляция и последующая модуляция сигнала на
каждой промежуточной станции, — передатчик строится на отра-
жательном клистроне, совмещающем в себе СВЧ автогенератор
и частотный модулятор.
Из других схем РРЛ передатчиков отметим схему с фазовой
модуляцией, применяемую в РРЛ малой и средней емкостей (рис.
14.5). Групповой сигнал подается на фазовый модулятор (ФМ)
Рис 14.5 Структурная схема передатчика
РРЛ с фазовой модуляцией
через частотный корректор (ЧК), коэффициент передачи которого
обратно пропорционален частоте группового сигнала. После фа-
зового модулятора следуют каскады усиления и умножения, в ре-
зультате девиация возрастает в п раз, что позволяет осуществлять
в фазовом модуляторе линейную модуляцию (АфМакс = 0,7). Мини-
мальная частота группового спектра /МИн, при которой еще обеспе-
чивается требуемая девиация выходной частоты А/вых,
с А /вых
'мин —
п Дфмакс
Так как п не превышает 100, то ГМин>1 кГц и в РРЛ с фазовой
модуляцией возможна передача только многоканального телефон-
ного сигнала. Телевизионный сигнал передавать нельзя.
418
14.4. Проектирование частотных
модуляторов на варикапах
Частотные модуляторы передатчиков РРЛ могут стро-
иться как на полупроводниковых элементах, так и на электронных
приборах СВЧ: отражательных клистронах, ЛОВ, митронах [14.5].
Использование в качестве частотных модуляторов полупроводни-
ковых диодов позволяет резко увеличить надежность схемы при
улучшении ее рабочих характеристик. Применение в модулято-
рах приборов СВЧ, прежде
всего отражательных клистро-
нов, целесообразно лишь в пе-
редатчиках РРЛ малой емкос-
ти с ответвлением каналов на
каждой станции. Вопросы про-
ектирования частотных моду-
ляторов на отражательных
клистронах рассматриваются в
§ 14.5.
Исходными данными для
расчета модуляторов являют-
ся: вид передаваемой инфор-
мации, полоса модулирующих
частот группового сигнала,
максимальная девиация часто-
ты, допустимый коэффициент
нелинейных искажений соглас-
но данным, указанным в § 14.2.
Кроме того, должны быть за-
даны выходная мощность и
стабильность центральной ча-
стоты
Рис. 14 7. Схема автогенератора
частотной модуляцией
Рис 14 6. Структурная схема частотно-
го модулятора на варикапах
Частотный модулятор на варикапах, обеспечивающий высокие
качественные показатели, строится по структурной схеме, приве-
денной на рис. 14.6. Промежуточная частота получается как
разность частот автогенераторов ЧМАГ1 и ЧМАГ2, модулируемых
в противофазе. Девиация частоты на выходе смесителя Д/пч=
=Af^ + Af4) и при одинаково построенных ЧМАГ увеличивается
в два раза, нелинейные искажения по четным гармоникам (по вто-
рой) компенсируются, если = Кроме того, нелинейные ис-
кажения удается снизить до требуемого уровня (в том числе и по
нечетным гармоникам) включением на выходе каждого ЧМАГ
линеаризирующих цепочек (ЛЦ) (рис. 14.7), которые линеаризи-
руют модуляционную характеристику.
Смеситель для получения частоты Дп выполняется на одном
диоде или по балансной схеме. Для' последующего расчета УПЧ
419
можно принять, что мощность на выходе ПФ на частоте /Пч не
превышает 10% мощности на выходе ЧМАГ.
Частоты автогенераторов ЧМАГ1 и ЧМАГ2, fO) и /(2) выбира-
ются из компромиссных соображений. Чем они выше, тем меньше
нелинейные искажения при модуляции, тем легче осуществлять
фильтрацию промежуточной частоты на выходе смесителя, но тем
сложнее построить транзисторные автогенераторы. При выборе
частот fO) и /12> надо следить за тем, чтобы наиболее подчеркну-
тые паразитные комбинационные на выходе смесителя не распо-
лагались вблизи частоты /пч. Наилучшие соотношения получают-
ся при /(1’2)= (1,6+ги)/пч, где т—целое число. Обычно ги = 2-г4.
Стабильность частоты автогенераторов определяют, исходя из
требований к стабильности промежуточной частоты^п?= [
/пч ' /гет //пч
Величина А/гет//гет, как указывалось ранее, составляет (1—10) X
ХЮ-5. Для ЧМАГ1 и ЧМАГ2 требования к стабильности часто-
ты жестче:
А/(1'2) = М/пч) /пч
/О-2) \ /и, / ft1-2’
Каждый ЧМАГ строится по схеме емкостной трехточки (см.
рис. 14.7). Для уменьшения нелинейных искажений, обусловлен-
ных влиянием высокочастотного напряжения на -варикапе (см.
ный колебательный кон-
тур автогенератора
§ 11.4), два диода Д4 и Д2 включаются по-
следовательно так, что под действием ВЧ
напряжения они модулируются в противо-
фазе; напряжение частоты группового спек-
тра подается на них синфазно. Контур авто-
генератора образован индуктивностью Lt,
емкостями Ct, С2, С3, емкостями варикапов
Д1 и Д2, емкостями транзистора и монтажа.
Сопротивление /?1 служит для подачи сме-
щения на диод Д4 и выбирается таким, что-
бы не шунтировать контур. Для расчета
схемы рис. 14.7 используем соотношения, приведенные в гл. И для
проектирования частотных модуляторов на варикапах. Схема экви-
валентного контура автогенератора изображена на рис. 14.8. Ем-
кость делителя Сд образована конденсаторами С2 и С3, а также ем-
костями транзистора. Эквивалентная емкость двух варикапов См,
включенных последовательно, в два раза меньше емкости одного
диода. В схеме учтена емкость монтажа Сп~0,5СМо, где Смо — эк-
вивалентная емкость варикапов при выбранном смещении на них
L'mO-
Расчет элементов схемы (см. рис. 14.8) сводится к расчету
схемы частотного модулятора (см. рис. 11.15), если в выражения
(11.28), (11.31) и (11.32) вместо Ск подставить величину Сп, а
коэффициент включения варикапа определить как
420
Р — Ссв/(СМО -J- Ссв), где Ссв — С1Ср/{С1 4* Сд).
Порядок расчета схемы состоит в следующем.
1. Выбирается варикап, обладающий достаточно высокой доб-
оотностью Qb ==х------- на частоте колебании автогенератора
(rs -—сопротивление потерь варикапа). В соответствии с рекомен-
дациями, приведенными в гл. 11, выбираются параметры статиче-
ского режима: £мо, Смо-
2. Задавшись допустимой величиной коэффициента нелинейных
искажений K2f<1%, из (11.31) находим р. Из (11.32) находим
нелинейный сдвиг центральной частоты и убеждаемся, что его
величина не превышает допустимой нестабильности Af<i, 2).
(В (11.31) и (11.32) вместо Ск подставляем Сп.]
3. Рассчитываются Ссв = р--м0- и характеристическое сопротив-
ление контура р — —В ОВЧ диапазоне потери вари-
капа могут заметно снижать добротность эквивалентного конту-
ра, величина которой, обусловленная сопротивлением rs,
p*prs (со См0)г
Результирующая добротность эквивалентного контура Q =
= QiQb/(Qi4-Qb), где Qi = 754-150 — добротность, определяемая
суммарными потерями в контуре за вычетом rs.
4. Из расчета режима транзистора при условии, что частота
автоколебаний равна собственной частоте эквивалентного конту-
ра, определяется £к.б=|£к.б/^кь Соотношение
(С \2
М PQ
Од /
позволяет найти Сд; далее определяются емкость Cj и элементы
цепи обратной связи.
5. Из (11.28) находятся крутизна модуляционной характери-
стики и напряжение модулирующего сигнала Ua, соответствую-
щее квазипиковому уровню передачи. Определяется напряжение
высокой частоты на варикапе Ua — UK б—— и проверяется выпол-
нив
некие неравенства (11.33)—Em0 + Uq +(/ю<0. Отметим, что для
эффективной компенсации четных гармоник необходимо, чтобы
крутизны модуляционных характеристик обоих автогенераторов
были равными.
В случае, если найденные значения емкостей Сд и Ct трудно
реализовать или если величина Ся указана в качестве исходной,
то, задавшись Сд или Clt рассчитываем схему в обратной последо-
вательности.
421
14.5. Проектирование частотных
модуляторов на отражательных
клистронах
Рис 14 9 Схема модулятора на от-
ражательном клистроне
Достоинством ЧМАГ на отражательных клистронах яв-
ляется возможность осуществления относительно простой схемы
модуляции непосредственно на рабочей частоте в СВЧ диапазоне
(рис. 14.9). Собственно автогенератор состоит из клистрона (лам-
пы с в(нутренним резонатором
Р1) и волновода для отвода энер-
гии колебаний частоты Дых- Эле-
менты, обведенные пунктиром,
образуют систему АПЧ, резона-
тор Р2 используется для линеа-
ризации модуляционной характе-
ристики.
До последнего времени отра-
жательные клистроны применя-
лись для получения широкополос-
ной модуляции на промежуточной
частоте в возбудителях по схеме
рнс. 14.6; однако в настоящее время подобные схемы строятся на
более надежных полупроводниковых приборах.
У отражательного клистрона существует несколько зон гене-
рации в зависимости от того, какое количество целых периодов
ВЧ колебаний укладывается за время пролета электронами уча-
стка резонатор—отражатель. Углы пролета <р, соответствующие
максимальной мощности, отдаваемой клистроном в центре каж-
дой зоны при =
%пт = 2л(У + 3/4),
где N — номер зоны.
Частота генерации определяется выражением
f~fJ1-----1-tgua} ,
I 2Qh [ Eo + | Bowl 1
где До и Дотр—напряжения на резонаторе и отражателе, a QH—
нагруженная добротность клистрона (QH=75-4-150).
Из (14.3) крутизна модуляционной характеристики
S = df = я^ + 3/4) /о
(Эйотр Qh -Д 4~ । ^отр I
(14.3)
(14.4)
Qh
а коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике
„ __ / A f максУ
3 \ /0 )
(14.5)
В соответствии с (14.4) и (14.5) расчет модулятора на клист-
роне заключается в выборе клистрона и его режима — напряже-
ний на электродах.
422
Тип клистрона, работающего на частоте fo, и отдаваемая им
мощность определяются по справочнику. С целью увеличения кру-
тизны модуляционной характеристики (что особенно важно при
большой девиации частоты) выбирают режим при Л/®? 2, для чего
понижают напряжение на отражателе £Отр. При этом отдаваемая
мощность падает по сравнению с номинальным значением. При-
ведем некоторые данные клистронов, применяемых в аппаратуре
РРЛ:
а) клистрон К-48 — диапазон частот 3400—4000 МГц, Рвых>
>35 мВт, 2А[макс>45 МГц, SM> 1,5 МГц/В;
б) клистрон К-308 — диапазон частот 3400—4000 МГц, РВых>
>0,5 Вт, 2Д/маКс>25 МГц, SM>0,5 МГц/В.
Как показывает опыт, при широкополосной модуляции коэф-
фициент нелинейных искажений Кзу превышает допустимую вели-
чину. Для линеаризации модуляционной характеристики к резо-
натору клистрона подключают дополнительный пассивный резо-
натор Р2. Связь между резонаторами делается переменной (при
использовании клистронов с внешним резонатором Р1 — щеле-
вой). Добротность резонатора Р2 меняется путем изменения связи
с дополнительной нагрузкой Дб- Оптимальные характеристики,
позволяющие в три—пять раз увеличить максимальную девиацию
частоты Аймаке, получаются при отношении добротностей резона-
торов Qi/Q2=0,54-1. Коэффициент связи между контурами лежит
0 35 — 0 9
в пределах к=—-—-—:—, причем kQi = 0,35 соответствует Qi/Q2= 1,
Qi
a kQi = 0,9 — отношению Qi/Qa=0,5 (14.5; 14.11].
Частота клистронного генератора в сильной степени зависит
от нестабильности питающих напряжений [допустимое значение
пульсаций при заданной нестабильности Afo/fo определяется из
ф-лы (14.4)], а также от изменения температуры окружающей
среды. При необходимости стабилизации центральной частоты ав-
тогенератора используют систему АПЧ (см. рис. 14.9). Колебания
клистрона через направленный ответвитель (НО) поступают на
смеситель СВЧ, куда подводится и напряжение частоты эталон-
ного генератора (ЭГ) (кварцевый автогенератор с умножителями
частоты). Разностная частота после усиления подается на огра-
ничитель — частотный дискриминатор, управляющее напряжение
после усиления подводится к отражателю клистрона. Точность
автоподстройки зависит от точности настройки дискриминатора,
который в ряде случаев требует термостабилизации.
14.6. Проектирование СВЧ смесителей
передатчиков
В последнее время СВЧ смесители передатчиков РРЛ строят-
ся на варикапах большой и средней мощности. Главным преи-
муществом этих схем является высокая эффективность преобра-
зования сигнала ПЧ в СВЧ сигнал, что позволяет в передатчи-
42®
№
Рис 14 10 Структурная схема варак-
тврного смесителя СВЧ
Рис 14ill Эскиз конструкции варактор-
ного смесителя СВЧ
ках малой мощности получить
требуемую мощность непосред-
ственно на выходе смесителя;
во всяком случае резко умень-
шается мощность частот [Пч
И /гет-
Структурная схема смеси-
теля показана на рис. 14.10.
Напряжение гетеродина через
ферритовый вентиль, циркуля-
тор (Ц) и фильтр гармоник по-
дается на варактор (СЛ4) вме-
сте с напряжением промежу-
точной частоты. Суммарная ча-
стота fs=freT A~ftT4, пройдя че-
рез циркулятор, отфильтровы-
вается в полосовом фильтре от
частоты гетеродина и комбина-
ционных частот и далее следу-
ет к УСВЧ или к антенно-фи-
дерным устройствам передат-
чика. Из двух возможных ре-
жимов преобразования обычно
используют режим с повышением частоты как более устойчивый.
Мощность нижней боковой полосы вместе с остатком сигнала гете-
родина отражается от фильтра и через циркулятор поступает на R.
Упрощенный эскиз конструкции варакторного преобразователя
приведен на рис. 14.11. Варактор (4) помещен в прямоугольный
волновод (7) внутри коаксиального контура (3), настроенного на
частоту fg. Напряжение промежуточной частоты подается на диод
по коаксиальной линии (5). Фильтр (6) служит для фильтрации
частот ^гет и fB. Его включение выполнено таким образом, чтобы
на частоте fB входное сопротивление коаксиальной линии в сече-
нии А—А было бы максимальным. В схеме преобразователя ис-
пользуются три элемента настройки: коаксиальный контур (8),
входная цепь по частоте /пч на выходе оконечного УПЧ (на рисун-
ке не показан) и втулка (2), меняющая длину коаксиального ци-_
линдра, а тем самым сопротивление нагрузки. Участок волновода*
(1) выбирается равным Ло/4, где Ло — длина волны в волноводе.
Параметры прямоугольного волновода выбираются согласно ре-
комендациям, приведенным в § 14.8.
Строгая теория варакторного смесителя при большом уровне
подводимых сигналов сложна и в процессе проектирования целе-
сообразно воспользоваться приближенными соотношениями, поз-
воляющими рассчитать мощности сигналов ПЧ и гетеродина, по-
даваемые на смеситель [14.7].
Используемые в смесителях кремниевые варакторы являются
диодами с резким переходом. Их параметры приведены в табл.
14.2.
424
Таблица 14 2
Наименование параметра Значения параметров для нескольких типов варакторов
мощного средней мощности
А Б А 1 Б 1 ° Г
Емкость, пФ, при сме- щении: — 4В — 6В 18—32 28—48 4,7—8,7 2,7—4,7 1,7—2,7 1,2—1,7
UДОП > В 80 80 60 60 45 45
Предельная частота /пред» ГГц 2,5 2 15 25 35 50
Мощность рассеяния Г’доп» ^т 5 5 2,5 1,5 1 0,5
Предельная температура корпуса +75° 4-75° 4-100° 4-100° 4-100° 4-100’
Связь между величиной заряда на диоде и напряжением сме-
щения перехода в обратном направлении устанавливается соот-
ношением u(i)/UKaiw=[Q(t)/QMaKcp. Максимальному напряжению
t/макс соответствуют максимальный заряд QMaKc и минимальная
емкость варактора СЫИн. В [14.7] при допущении, что мгновенный
заряд на варакторе определяется тремя составляющими: Q(t) =
= Q114 (сВпч^+фпч) + Qb cos (о)в£+ <рв) + QreT COS (о)гет^+<Ргет) , — ПОЛу-
чены соотношения, связывающие мощности сигналов Рт, Ртет, по-
даваемых на варактор (14 6, 14.7), с мощностью на выходе Р-л
(14.8).
РПч ^мин^макс^пч (^пч^гет^в 2(ОпчТвар (14.6)
^гет “ ^мнн^макс ^гет (^пч^гет^в ^^гет^вар 7гет)’ . 0^*7)
~ ^мин^икс ®в (^пч^гет^в ' 2tt>nTBap £/а). ( 14.8)
В качестве расчетных параметров в (14 6) — (14.8) используются
ОТНОСИТеЛЬНЫе ВеЛИЧИНЫ Заряда: <7пч=<Эпч/<7макс, <7гет = 2гет/<7макс,
<7в= Qb/<7m3kc, где ^макс — 2Смин(/макс. тВар= CmhhTj, — постоянная вре-
мени варактора; rs — сопротивление потерь варактора; иМакс^
^Пдоп- Мощности, рассчитываемые с помощью выражений (14.6)—-
(14.8), соответствуют максимальной мощности на выходе варак-
торного преобразователя Рвмакс при выбранном пмакс.
При энергетическом расчете смесителя выбирается варактор,
425
"о) 0,2 0,3
Рис 14 12 Функ
ЦИИ <7пч} <7гет> Я в
от параметра
(Ов^вар
’ззять для расчета
мощность рассеяния которого в два-три раза
превышает требуемую выходную мощность.
Далее по графикам (рис. 14.12) определяем
оптимальные величины qa4, qrei: и qB (рис.
14 12 взят из [14 7]). Затем с помощью (14.6)—
(14 8) определяются максимальная мощность
на выходе преобразователя, мощность, требу-
емая от гетеродина, и мощность возбуждения
промежуточной частоты
Если макс оказывается больше требуе-
мой величины выходной мощности Рв, то мож-
но или уменьшить напряжение 1/макс, или
менее мощный варактор Если РВмакС<Л» то
следует произвести расчет на более мощном варакторе
Находим коэффициент полезного действия преобразователя
г] = Рв1(РГет + Рпч) и определяем мощность, рассеиваемую на ва-
ракторе РВар= Рв——'<Рдоп- Следует заметить, что мощность, пот-
ребляемая варактором по промежуточной частоте, весьма мала и
коэффициент преобразования идеального преобразователя
Кр = Рв1Рцч^>1 Реальный коэффициент преобразования кр^04-
4-3 дБ, так как для получения линейной частотной характеристи-
ки и для улучшения устойчивости схемы входная цепь смесителя
по промежуточной частоте шунтируется малым резистором
14.7. Расчет полосовых СВЧ фильтров
Фильтры СВЧ, применяемые в передатчиках РРЛ,
строятся на основе волноводов с помещенными внутри неоднород-
ностями (полосовые фильтры и фильтры гармоник) или путем
соединения волноводных тройников (режекторные фильтры) Под-
робное описание различных видов фильтров и методов нх расче-
та приводится в монографии 1[14 8]
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
14 1 Инженерно-техническим справочник по электросвязи Радиорелейные ли-
нии М, «Связь», 1971 440 с
14 2 Радиопередающие устройства Под ред Г А Зейтленка М, «Связь»,
1969 542 с
В таблицах ткв приложения 1 использованы следующие обозначения — катод прямого накала из торированного карбидированного
Подогр оксидн В Pi Pi яви вольфрама, — катод косвенного накала (подогревный), оксидный, — катод прямого накала, — номинальная колебательная мощность лампы, — номинальная колебательная мощность в линейном режи
/мако Еа Eci Ра доп ме, — наибольшая рабочая частота, — наибольшее постоянное напряжение анодного питания, — наибольшее постоянное напряжение экранирующей сетки, — наибольшая (предельно допустимая) мощность, рассеивав мая анодом,
Рс2 доп, Рci ДОП — наибольшая мощность, рассеиваемая экранирующей сет-
кЗ нак / пак кой и соответственно, управляющей сеткой, — номинальные напряжения накала и ток накала
426
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
Таблица П1
427
ГЕНЕРАТОРНЫЕ РАДИОЛАМПЫ ОБЩЕГО ПРИМЕНЕНИЯ И ДЛЯ ЛИНЕЙНОГО УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
Тип лампы Конструктивные особенности Тип катода •НИ1П</ Pt, кВт й £ са £Q ad "са bq £Q X «а X са Долговеч- ность, ч Нели шбное искажение, дБ S, мА/В Масса, кг Охлаждение Цена руб
ГУ 42 Стеклянный бесцоколь ный двойной лучевой тет- род —» — 0,04 0,05 60 0,75 0,3 6,3/12,6 2/1 1000 — 4,5 0,1 17
ГУ 72 —»— 0,07 100 1,3 0,7 26,0 0,95 1000 — 19,0 0,32 — —.
ГУ-64 —-f) — —»— 0,23 175 2,0 0,4 6,3 3,15 1000 — 11,5 0,325 — —
ГУ-70Б Метал локерам кольц выводы экран сетки —» — 0,25 250 2,0 0,4 6,0 3,1 1000 —30 22,0 0,15 45 —
ГУ-46 Стекл кольц вывод защити сетки ткв 0,5 0,7 60 3,0 0,65 8,8 15,0 1000 — 9,5 0,9 —- 145
ГУ-69Б ГУ 69П Металлокерам вывод экран сетки Подогр оксиды 0,55 60 2,0 0,3 12,6 3,55 1000 —28 31,0 0,42 35 испа- рением —
ГУ-74Б Металлокерам Подогр оксиды 0,55 60 о 0,3 12,6 3,6 1000 —28 32 0,55 35 —
ГУ-71Б Металлокерам кольц выводы сеток и катода То же 1.3 1.6 75 3,5 0,4 12,6 6,1 1000 —39 60 1,7 60 —
ГУ 77Ь Металлокерам кольц выводы экран сетки и катода - »— 1.5 250 2,2 0,3 27,0 3,15 1000 — 70 1,2 100 —
Продолжение табл. П.1
Тип лампы Конструктивные особенности Тип катода PUW кВс Pi, кВт | ef 2 о X S3 £а. кВ а* -гэя РЭ § к £ < а S3 я Долговеч- 1 ность, ч Л Нелинейное искажение, дБ S, мА/В Масса, кг Охлаждение .... Цена, руб. |
ГУ-73Б ГУ-73П Металлокерам выводы сеток и кольц. катода —в— 2,5 4,0 250 3,2 0,3 27,0 4,6 1000 —30 92 2,5 150 испар. —
ГУ-47А ГУ-47Б Металлостекл. выводы сеток и кольц. катода ткв 4,0 6,0 70 6,0 1,2 6,3 62,0 2000 40 2,0 3,2 12 400 132 139
ГУ-75А ГУ-75Б ГУ-75П Металл оке рам выводы сеток и кольц. катода —в 6,0 16,0 10,0 75 8,0 0,9 6,3 120,0 1000 —43 62 5,0 7,0 15 11 испар. —
ГУ-39А-1 ГУ-39Б-1 ГУ-39П-1 Металлокерам экран, сетки вывод —в— 8,0 13,0 30 (100) 10,0 2,0 6,3 95,0 2000 — 22 4,0 8,0 11,0 12 500 испар.
ГУ-61А ГУ-61Б ГУ-61П Металлокерам выводы сеток и кольц. катода —в 20,0 30,0 70 10,0 1,5 8,3 139,0 1000 — 74 11,0 18,0 17,0 52 1350 испар. 1420 1600 1600
ГУ-44А Металлостекл. выводы сеток кольц. —в 40 70 30 12 2,0 12,6 185 1000 — 65 13,0 75 420
ГУ-44Б То же —в— 40 70 30 12 2,0 12,6 185 1000 — 65 20,0 1900 49о
ГУ-53А ГУ-53Б Металлокерам выводы сеток и в кольц катода —»— —в— 50 50 80 80 75 60 12 12 1,8 1,8 14,0 14,0 245 245 1000 1000 — 125 125 17/20 26/33 100/50 2300/1650
ГК-ПА ГК-11П Металлокерам выводы сеток н кольц. катода » 100 250 30 15 2,0 22,0 320 2000 —36 205 38,0 45,0 ПО испар.
Примечания 1. В графе «Нелинейные искажения» приведены относительные уровни напряжений комбинационных частот третьего по-
рядка, измеренных методов двух тонов
2 В графе «Охлаждение» указан расход воды (в м3/мин) или воздуха (в м3/ч) для охлаждения анода
ГЕНЕРАТОРНЫЕ лампы для диапазона метровых волн и широкополосного усиления
Таблица П 2
Тип лампы Конструктивные особенности Тип катода Pit кВт ef 5* § ни •ва' £Q as S4 £Q X са я Ю V '1ге,7 S, мА/B Долговеч- ность, ч Масса, кг Охлаждение Цена, руб.
6Р2П Пальчиковая Подогр 0,011 300 0,35 0,25 6,3 0,6 2,5 100 — 8,0
ГУ-17 Пальчиковая (ДЛТ) В 0,011 250 0,4 0,25 6,3/12,6 0,8/0,4 2,45 400 0,025 — 3,55
ГУ-63 Стекл. с кольц. вывод экран, сетки (ДЛТ) в 0,011 250 0,7 0,3 6,3 0,7 2,8 500 0,04 — —
ГУ-32 Стекл. (ДЛТ) в 0,014 200 0,5 0,25 6,3/12,6 1,6/0,8 3,5 1000 0,1 — 3,7
ГУ-18 В в 0,04 0,015 200 600 0,6 0,3 6,3/12,6 1,25/0,62 22,0 400 0,065 — 12,0
ГУ-29 в в 0,045 200 0,4 0,225 6,3/12,6 2,25/1,12 8,0 1000 0,125 — 4,4
! У-19 в в 0,045 0,07 500 200 0,75 0,25 6,3/12,6 2/1 4,5 1000 0,1 — 9,6
1 У-ЗЗА Металлостекл. кольц. выводы сеток и катода в 0,13 0,12 60 250 500 1,5 0,4 6,3 5,15 26,0 1000 0,13 28,0
ГУ-ЗЗБ То же в 0,13 0,12' 60 250 500 1,5 1,0 0,4 0,25 6,3 5,15 26,0 1000 0,22 40 25,5
П ръдолжение табл П.2
Тип лампы Конструкт ивные особенности Тип катода £ * сц да в: гс2 кВ да к «з з; Д) К «5 S, мА/В 1 Долговеч | ность, ч 'Масса, кГ Охлаждение Цена, руб
ГУ-34Б 1 То же То же 0,4 250 1,8 0,5 12,6 3,65 28,0 '1000 1,0 100 51,5
ГУ-34Б-1 » 1 » 0,4 250 2,5 0,5 12,6 4,0 70,0 2000 1,0 80 86,0
ГУ-40Б Металлостекл кольц. выводы сеток и катода ткв 0,75 250 5,0 0,83 6,3 33,0 17 1000 1,6 250 75,0
ГУ-40Б-1 То же » 1,0 250 5,0 0,83 6 3 33,0 17 2000 130 93,0
ГУ-27А » 1,0 110 4,0 1,0 7,5 24,5 7 2500 1,0 8 45,0
ГУ-27Б-1 » 0,9 НО 3,5 1,0 7,5 24,5 7 1000 2,5 170 49,2
ГУ-37Б Металлостекл кольц вывод сетки Триод 1,5 300 3,0 — 3,4 ПО 31 1000 3,0 500 175,0
ГУ-35Б ГУ-35Б-1 Металлостекл кольц выводы сетки и катода » 2,0 2,0 250 250 5,0 5,0 0,8 0,8 6,3 6,3 38,0 34,0 24 27 1000 2000 2,5 2,5 400 300 105,0
ГУ-36Б Металлостекл кольц выводы всех электродов » 10,0 100 250 8,0 7,0 0,75 8,3 120,0 85 1000 10,0 1400 265,0
ГУ-36Б I Металлокерам кольц выводы всех электродов' х> 10,(' 250 100 7,0 8,0 1,1 8,3 120,0 83 2000 11,0 1200 445,0
ГУ-4А Металлостекл кольц выводы сетки Триод 13,0 100 6,0 — 8,3 145,0 30 500 5,0 60 226,0
ГУ-ЗОА То же » 30(40) 100 7,5 — 10,5 220,0 45 1000 6,0 90 220,0
ГУ-57 А Металлокерам кольц выводы катода и двусто- рон кольц сетки Триод1 55 250 8,0 __ 2,5 1800,0 250 500 21,0 195
Примечания l В графе «Охлаждение> указан расход воды (в м3/мин) или воздуха (в м3/ч) для охлаждения анода
2 ДДТ — двойной лучевой тетрод
ПРИЛОЖЕНИЕ
ГАБАРИТЫ ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП
ГС 15
ГС 4В, ГИ 22 (разрез для ГС-4В)
31.3
ГС 6В, ГС 14, ГИ-25
(разрез для ГС-6В)