Текст
П1"™"""1»«—
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
Под общей редакцией А. П. Сиверса
Допущено Министерством высшего и среднего специального образования СССР в качестве учебного пособия для студентов радиотехнических специальностей вузов
Москва
«Советское радио» 1976
ииииршкк
СФ2.12
П68
УДК 621.396,62(075)
Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. А. П. Сиверса. Учебное пособие для вузов. М., «Сов. радио». 1976.
Авт.: Клич С. М., Кривенко А. С., Носикова Г. Н. и др.
Излагаются основы и методы проектирования . радиоприемных устройств различного назначения, различных видов сигналов и диапазонов частот. Рассматриваются особенности проектирования радиолокационных, связных, телевизионных, радиовещательных приемных устройств и приемников многоканальных наземных и спутниковых радиорелейных линий связи.
Даются методы проектирования и расчета входных цепей, усилителей радио- и промежуточной частоты, преобразователей частоты, детекторов, амплитудных ограничителей, систем автоматической и ручной регулировки в радиоприемниках. Рассматриваются приемники, использующие как биполярные и полевые транзисторы в дискретном исполнении, так и интегральные микросхемы. Излагаемые методы иллюстрируются примерами проектирования и расчета радиоприемных устройств, в том числе с помощью вычислительных машин.
Книга является учебным пособием по курсовому и дипломному проектированию радиоприемников для студентов радиотехнических вузов и факультетов. Она может быть полезна и инженерно-техническим работникам.
Рис. 301, табл. 65, библ. 146 назв.
Клич С. М., Кривенко А. С., Носикова Г. Н., Павлов В. Н., Сардфов Б. В., Сиверс А. П., Соколов Ю. П., Станкевич Ю. А., Степанов Ю. П.
Рецензенты:
кафедра радиоприемных устройств Московского энергетического ^института;
дйктор технических наук, профессор А. П. Лукошкин,
1
Редакция радиотехнической литературы
П
30404-072
046 (01)-76
За-76
© Издательство «Советское радио», 1976
7J&ДДЧ,
ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящее учебное пособие предназначено для студентов радиофакультетов вузов, готовящих инженеров по специальностям радиотехника и радиоэлектронные устройства; оно может быть также полезным студентам других радиоспециальностей.
В существующей учебной литературе недостаточное внимание уделено особенностям составления структурных схем приемников разных типов, проектированию приемников СВЧ, использованию интегральных схем и ряду других современных задач проектирования.
Данное пособие должно в какой-то степени восполнить этот пробел. Особое внимание в нем уделено методам расчета приемников сверхвысоких частот, широко используемых в современных системах связи, радиолокации, радионавигации, радиоуправления. Наряду с методами проектирования приемников на дискретных биполярных и полевых транзисторах, приводятся методы проектирования с использованием интегральных микросхем. Отдельная глава посвящена принципам конструирования радиоприемников и технико-экономическому обоснованию проектирования.
При написании учебного пособия авторы стремились к такому методическому изложению материала, которое в максимальной степени способствовало бы развитию самостоятельных навыков работы студентов.
В книге отражен опыт коллектива авторов, в который вошли сотрудники кафедры «Радиоприемные устройства» Ленинградского ордена Ленина электротехнического института имени В. И. Ульянова (Ленина) и работники радиопромышленности.
Введение, гл. 1, 2, §§9.1 и 12.2 написаны А. П. Сиверсом; §§ 3.3, 4.3, 5.2 и 8.1 — Носиковой Г. Н.; гл. 10, И — Ю. П. Степановым; §§3.4, 4.4, 5.3 — 5.5, 7.6 и 8.4 — С. М. Кличем; §§ 4.1—4.4— Ю. П. Соколовым; гл. 6 (кроме §§ 6.7, 6.8) — 10. А. Станкевичем; §§9.2—9.4—Б. В. Сарафовым; §§ 6.7, 6.8—В. Н. Павловым; § 12.1 и раздел §4.1, посвященный входным цепям с магнитной антенной — А. С. Кривенко; §§3.1, 3.2, 7.1—7.5—Г. Н. Носиковой и А. П. Сиверсом; § 5.1—Ю. П. Соколовым и А. П. Сиверсом; приложения — С. М. Кличем, А. П. Сиверсом и Ю. А. Станкевичем. Общее редактирование выполнено А. П. Сиверсом.
Авторы считают приятным долгом выразить искреннюю благодарность за большую и плодотворную работу, проведенную при рецензировании рукописи, сотрудникам кафедры радиоприемных устройств Московского ордена Ленина энергетического института под руководством и при участии чл.-кор. АН СССР, д-ра техн, наук, проф. В, И. Сифорова и д-ру техн, наук, проф. Лукошкину А. П.
ВВЕДЕНИЕ
Радиоприемное устройство состоит из приемной антенны, радиоприемника и оконечного устройства, предназначенного для воспроизведения сигналов. В книге рассматривается проектирование радиоприемников, а типы и параметры антенн и оконечных устройств учитываются лишь в той мере, в которой это необходимо для проектирования радиоприемников.
Радиоприемники можно классифицировать по ряду признаков, из которых основными являются: 1) тип схемы; 2) вид принимаемых сигналов; 3) назначение приемника; 4) диапазон частот; 5) вид активных элементов, используемых в приемнике; 6) тип конструкции приемника.
По типу схем различают приемники детекторные, прямого усиления (без регенерации и с регенерацией), сверхрегенеративные и супергетеродинные приемники, обладающие существенными преимуществами перед приемниками других типов и широко применяемые на всех диапазонах частот. Поэтому данная книга посвящена проектированию супергетеродинных приемников.
Принимаемые сигналы служат для передачи сообщений или измерения положения и параметров относительного движения объектов. Книга посвящена проектированию приемников обоих видов сигналов. При этом рассматривается проектирование приемников сигналов передачи сообщений, которые представляют собой:
1) непрерывные колебания с изменяемой (модулированной) амплитудой (ДМ), частотой (ЧМ) или фазой (ФМ);
2) колебания, скачкообразно изменяемые (манипулированные) по амплитуде (АТ), частоте (ЧТ) или разности фаз (ФРТ);
3) колебания с изменяемой амплитудой, частотой или фазой, которые обусловлены видеоимпульсами с амплитудной (ДИМ), широтной (Ц1ИМ), временной (ВИМ) или дельта-модуляцией (ДМ), а также кодовыми группами видеоимпульсов (КИМ).
Принимаемые сигналы могут передавать сообщения от одного источника или от нескольких.
В книге рассматривается также проектирование приемников измерительных сигналов, с помощью которых можно определить временные положения, амплитуды, частоты и сдвиги фаз импульсных илн непрерывных сигналов.
По назначению различают приемники связные, радиовещательные, телевизионные, радиорелейных и телеметрических линий, радиолокационные, радионавигационные и др.)Связные радиоприемники чаще всего служат для приема одноканальных непрерывных сигналов с ДМ., (с несущей и боковыми полосами), ОБП (однополос-4
Таблица B.l
Волны Название диапазона волн Частоты
100—10 км 10—1 км 1000—100 м 100—Юм 10—1 м 100—10 см 10—I см 10—1 мм 1—0,1 мм Мириаметровые Километровые (длинные — ДВ) Гектометровые (средние — СВ) Декамегровые (короткие — К Bl Метровые Дециметровые Сантиметровые Миллиметровые Децим иллиметровые 3—30 кГц 30—300 кГц 300—3000 кГц 3—30 МГц 30-300 МГц 300-3000 МГц 3-30 ГГц 30—300 ГГц 300—3000 ГГц
ной) и ЧМ или дискретных сигналов с АТ, ЧТ и ФРТ. Радиовещательные приемники (монофонические) принимают одиоканальные непрерывные сигналы с AM на длинных, средних и коротких волнах и с ЧМ на ультракоротких волнах. Приемники черно-белых телевизионных программ принимают непрерывные сигналы изображений с AM и частичным подавлением одной боковой полосы частот и звуковые сигналы с ЧМ. Приемники цветных телевизионных программ принимают также сигналы, создающие цветное изображение. Приемники оконечных станций радиорелейных и телеметрических линий обычно предназначены-для приема и разделения каналов многоканальных сигналов с частотным и временным уплотнением.
Приемники промежуточных станций радиорелейных линий (наземных и спутниковых) отличаются от приемников оконечных станций тем, что в них не происходит разделения многоканальных сигналов.
Импульсные радиолокационные приемно-передающие станции обычно излучают зондирующие радиоимпульс^ с фиксированными периодом следования, длительностью импульсов, амплитудой и несущей частотой. Приемники таких станций служат для приема части энергии зондирующих сигналов, отраженной от целей. Отраженные сигналы могут быть импульсными или непрерывными, причем информация о целях может содержаться в изменении во времени амплитуды (или отношения амплитуд) и частоты (или спектре) сигналов.
Согласно рекомендации МККР (Международного консультативного комитета по радио) спектр радиочастот делится на диапазоны (табл. В.1). В настоящей книге будут рассматриваться вопросы проектирования наиболее широко распространенных приемников, работающих в диапазоне частот 30 кГц — 300 ГГц (на волнах от 10 км до I мм);
В качестве активных элементов каскадов приемников, работающих на частотах 30 кГц—300 МГц, сейчас можно использовать полупроводниковые приборы (транзисторы и диоды) и электронные лампы со штыревыми выводами. Предпочтение отдается полупроводни
ковым приборам благодаря их преимуществам (малые габаритные размеры и масса; низкие напряжения и токи питания; большой срок службы и механическая прочность). Состояние отечественной транзисторной и радиоприемной техники позволяет успешно преодолеть недостатки транзисторов (большой разброс и зависимость параметров от частоты, режима и температуры; низкие входные и выходные сопротивления; наличие внутренней обратной связи и относительно высокая стоимость) и использовать их во всех каскадах приемников упомянутого диапазона без ухудшения работы приемников. Лампы применяются лишь в некоторых специальных приемниках и на более высоких частотах.
Приемники конструктивно выполняются из отдельных (навесных) активных и пассивных элементов с печатным или объемным монтажом или из готовых интегральных микросхем, представляющих собой каскады, узлы приемников и даже целые приемники.
Проектирование радиоприемников выполняется согласно техническому заданию. Обычно в техническом задании указываются: общие требования, требования к электрическим характеристикам (диапазон принимаемых частот, чувствительность, избирательность, качество воспроизведения сигналов, определяемое частотными, нелинейными и фазовыми искажениями, а также искажениями импульсных сигналов; данные входов и выходов приемника; параметры ручных и автоматических регулировок; излучение напряжения гетеродина в антенну, которое характеризует электромагнитную совместимость приемников ит. д.); конструктивные, механические, климатические, технологические, экономические, эксплуатационные требования (надежность). Приводится также методика измерения электрических характеристик, климатических и механических испытаний.
Технические требования на радиовещательные приемники должны соответствовать ГОСТ 5651—64. Технические требования на приемники черно-белого телевидения должны соответствовать междуведомственной нормали НПО.202.003 и ГОСТ 18198—72. Технические требования на остальные приемники согласовываются между заказчиком и разработчиком, могут уточняться в процессе проектирования. Приведем формулировки и содержание отдельных пунктов технических требований.
Общие требования. В них указываются назначение и место установки приемника, состав комплекта приемного устройства (антенна, приемник, оконечное устройство) и аппаратура, с которой должен работать приемник, но которая не входит в комплект.
Диапазон частот. Приемник может быть предназначен для работы на одной или нескольких фиксированных частотах или в непрерывном (прерывном) диапазоне частот (/ст]п — /отах)- Для диапазонных приемников определяется число поддиапазонов, коэффициенты перекрытия для них и запасы перекрытия по частоте между поддиапазонами,
Чувствительность. Этот параметр характеризует способность приемника принимать слабые сигналы. Чувствительность приемника с небольшим усилением, на выходе которого шумы практически отсутствуют, определяется э. д. с. (или номинальной мощностью) сигнала в антенне (или ее эквиваленте), при которой обеспечивается заданное напряжение (мощность) сигнала на выходе приемника. Если чувствительность ограничивается внутренними шумами приемника, то ее можно оценить реальной или предельной чувствительностью, коэффициентом шума или шумовой температурой.
Реальная чувствительность равна э. д. с. (или номинальной мощности) сигнала в антенне, при которой напряжение (мощность) сигнала на выходе приемника превышает напряжение (мощность) помех в заданное число раз. Предельная чувствительность равна э. д. с. или номинальной мощности Рдп сигнала в антенне, при которой на выходе его линейной части (т. е. на входе детектора), мощность сигнала равна мощности внутреннего шума.
Предельную чувствительность можно также характеризовать коэффициентом шума No, равным отношению мощности шумов, создаваемых на выходе линейной части приемника эквивалентом антенны (при комнатной температуре Го = 290 К) и линейной частью, к мощности шумов, создаваемых только эквивалентом антенны. Очевидно,
РАп = ^Т0Пш, (3.1)
где k = 1,38 • Ю~23 Дж/град— постоянная Больцмана; Пш — шумовая полоса линейной части приемника, Гц; РАп— мощность сигнала, Вт.
Из (В. 1) видно, что мощность сигнала, соответствующую его предельной чувствительности и отнесенную к единице полосы частот, можно выразить в единицах kT0:
Дап/Пш = JV0 (Щ), (В.2)
Предельную чувствительность можно также характеризовать шумовой температурой приемника Гпр, на которую надо дополнительно нагреть эквивалент антенны, чтобы на выходе линейной части приемника мощность создаваемых им шумов равнялась мощности шумов линейной части. Очевидно, k (То + Тпр)Пш = — /7и/г7’0Пш> откуда
Тпр = То (No - 1). (В.З)
На реальную антенну воздействуют внешние шумы, номинальная мощность которых &ТАПШ > £ТОПШ, где Тд— шумовая температура антенны. Поэтому на выходе линейной части
/<ПШ (ТА + Тар) = (JV0 - 1 + Тд/Т0),
и для получения равенства мощностей сигнала и шумов необходима мощность
РАп = £ТОПШ (Л/о — 1 4- Тд/Т0) > Рдп. (В.4)
Избирательность. Этот параметр характеризует способность приемника выделять полезный сигнал из помех. В задании оговариваются требования к линейной избирательности: ослабление помех от станций, близких по частоте к принимаемой («соседних каналов»), зеркальных помех и помех, частота которых близка к промежуточной. Ослабление соседних каналов обусловливается шириной полосы при ослаблении в 10, 100 и 1000 раз или коэффициентами прямоугольности (т. е. отношением полосы мешания к полосе пропускания при том же ослаблении).
«Нелинейная» избирательность определяется величиной и числом сигналов, обусловленных взаимодействием мешающих сигналов .между собой, с принимаемыми сигналами и с частотой гетеродина или ее гармониками. В результате этих взаимодействий образуются колебания промежуточной частоты.
Качество воспроизведения сигналов. При прохождении сигналов по цепям приемника возникают частотные, нелинейные и фазовые искажения. Частотные искажения оцениваются «кривой верности воспроизведения», т. е. зависимостью коэффициента усиления от частоты модуляции, нелинейные—коэффициентом нелинейных искажений при заданном коэффициенте модуляции, фазовые — нелинейностью фазовой характеристики.
Искажения импульсных сигналов оцениваются длительностями фронта и среза тф и тс, неравномерностью вершины 6П, выбросом на вершине Ьъ выбросом в паузе Ьг.
Ручные и автоматические регулировки Требования к ручной регулировке усиления (РРУ) и полосы (РРП) определяются тем, во сколько раз изменяется выходное напряжение (полоса пропускания) приемника при действии РРУ (РРП). Требования к автоматической регулировке усиления (АРУ) характеризуются наибольшим допустимым изменением выходного напряжения приемника при заданном изменении входного напряжения и допустимой постоянной времени АРУ.
Требования к автоматической подстройке гетеродина (АП) определяются: начальной и остаточной расстройками и максимальной скоростью отклонения разностной частоты от промежуточной и минимальным напряжением разностной частоты, нужным для работы АП.
Входная цепь. В требованиях указывается, с какими типами и эквивалентами антенн и в каком режиме (согласования и т. д.) должна работать входная цепь.
Выходная цепь. В требованиях к ней указываются типы и сопротивления нагрузки и необходимое напряжение (мощность) сигнала на ней.
В требованиях к источникам питания обычно указывается род источника напряжения, его стабильность и пульсация и максимальная допустимая мощность.
Проектирование радиоприемников в промышленности обычно состоит из трех этапов: 1) эскизное проектирование, 2) техническое проектирование, 3) изготовление и испытание образцов. При эскизном проектировании составляются оптимальная структурная схема и чертеж общего вида приемника и проводятся расчеты (а при необходимости и эксперименты), подтверждающие выполнение технического задания. При техническом проектировании составляется и рассчитывается принципиальная схема приемника, разрабатывается его конструкция, изготавливается и экспериментально проверяется действующий макет приемника.
В процессе обучения студентов проводится курсовое и дипломное проектирование радиоприемников. При курсовом проектировании составляются структурная и принципиальная схемы, а также чертеж общего вида приемника. Расчетами подтверждается правильность выбора структурной схемы и наиболее важных частей принципиальной схемы. При дипломном проектировании составляются и рассчитываются полностью структурная и принципиальная схемы, разрабатываются чертежи общего вида и основных узлов конструкции приемника и экспериментально проверяются основные положения дипломного проекта (если это требуется)*.
* Конкретные цифры, указанные далее в тексте, взяты из практики проектирования приемников.
1
СОСТАВЛЕНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ПРИЕМНИКА
И. СОСТАВ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА
Вее супергетеродинные приемники состоят из трех основных частей: линейного тракта, демодулятора и устройств регулировок (управления) (рис. 1.1). Линейный тракт одинаков для приемников различных типов. Он состоит из входной цепи (ВЦ), усилителя ра-
Рис. 1Л. Структурная схема супергетеродина с одинарным преобразованием частоты.
диочастоты (УРЧ), смесителя (С) и гетеродина (Г) преобразователя частоты, а также усилителя промежуточной частоты (УПЧ).
Если в процессе проектирования выяснится, что требования к чувствительности по зеркальному каналу выполняются приемни-
Рис. 1.2. Структурная схема супергетеродина с двойным преобразованием частоты.
ком без УРЧ, то последний можно исключить. Если же приемник, реализованный по схеме рис. 1.1, не может обеспечить одновременное выполнение требований к избирательности, по зеркальному и соседнему каналам, то следует использовать супергетеродин с двойным преобразованием частоты (рис, 1.2),
Ю
При выборе схемы линейного тракта следует учитывать необходимую полосу пропускания, которая существенно влияет на показатели всех каскадов и элементов приемника.
1.2. РАСЧЕТ НЕОБХОДИМОЙ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ПРИЕМНИКА
Ширина полосы пропускания линейного тракта П складывается из ширины спектра радиочастот принимаемого сигнала (Пе), допплеровского смещения частоты сигнала (Д/д) и запаса полосы, требуемого для учета нестабильности и неточностей настроек приемника (Пнс), т. е.
П = Пс + 2Д/Л + Ппс. (1.1)
Величина Пяс определяется по формуле
Пнс = 2 V(6fcr + Ш + W, (1.2) где б/(. и б/г — нестабильности частот сигнала /0 (обычно заданная) и гетеродина /г; б/н и 6/о — неточности настроек частот гетеродина ff и УПЧ
Таблица II
Тип гетеродина Относительней нестабильность частот в диапазоне
ниже 30 МГц | еыше 30 МГц
Транзисторный Однокаскадный без кварцевой стабилизации Ю-з—Ю-4 Ю-г-Ю-з
с кварцевой стабилизацией ю-5—10-7 —
Многокаскадный с умножением часто< ты и кварцевой стабилизацией 10-«—10~? Ю-3—10-‘
На туннельном диоде — 3-ю-4—10-”
На отражательном клистроне — 2-Ю-3—10-«
Относительную нестабильность частоты гетеродина б/г//р можно определить по данным табл. 1.1. При этом надо учесть, что транзисторные однокаскадные гетеродины с кварцевой стабилизацией можно применять на частотах не выше 10 МГц, а без кварцевой стабилизации— на частотах не выше 500 МГц; транзисторные многокаскадные гетеродины с умножением частоты и кварцевой стабилизацией— на частотах до 10 ГГц; гетеродины с туннельными диодами —
на частотах от 0,5 до 100 ГГц; гетеродины на отражательных клистронах — на частотах от 3 до 50 ГГц. Повышая стабильность гетеродинов (за счет температурной стабилизации и т. и.), можно получить меньшие из величин 6/г//г, указанных в табл. 1.1. Увеличивать стабильность необходимо в тех случаях, когда требуется высокая чувствительность приемника, и она сильно падает за счет роста запаса полосы Пнс. Величина 6/н = (0,003...0,01) /г и падает до нуля при настройке приемника по принимаемым сигналам. Коэффициент <5/п = (0,0003...0,003) /„.
Допплеровское смещение частоты сигналов, принимаемых от передатчика, который перемещается относительно приемника с радиальной скоростью с»р, равно
Д/д ~ (vp/c)fa, (1.3)
где с « 3 • 105 км/с— скорость распространения радиоволн. Для сигналов, .которые ретранслируются объектом, перемещающимся относительно приемопередатчика РЛС,
Д/д « (2цр/<. (1.4)
Если передатчик и приемник неподвижны относительно друг друга, то Д/д — 0. Ширина спектра радиочастот Пс различных сигналов указана в гл. 2.
Если указанных мер стабилизации частоты гетеродина будет недостаточно, можно применить автоподстройку частоты гетеродина (ЧАП) и подсчитать полосу пропускания линейного тракта П == = Пчдп по формуле
Пчап = по + (2Д/д + Пнс)/Кчап, (1.5)
где /Счап — коэффициент частотной автоподстройки. Обычно для обеспечения устойчивости частотной автоподстройки приходится брать Кчап С 15...25.
При использовании фазовой автоподстройки Кфап — <ю и
Пфап = Пс + (2 Д/д + Ппс)/Кфап ~ Пс. (1.6)
При использовании автоподстройки частоты гетеродина полосу пропускания ВЦ и УРЧ (преселектора) Ппр нужно определять из соотношения
ПпР = Пс + 2Д/д + 2(6/с), (1.6а)
а полосу пропускания УПЧ — из (1.5) или (1.6). Если приемник в процессе работы подстраивается на частоту принимаемого сигнала, то можно полагать П « Пс.
1.3. ВЫБОР ПЕРВЫХ КАСКАДОВ ПРИЕМНИКА
„Определив необходимую полосу линейного тракта П, нужно перейти к выбору первых каскадов приемника, обеспечивающих требуемую чувствительность. Как было указано во введении, этот параметр можно характеризовать реальной чувствительностью 12
приемника. Если реальная чувствительность задана в виде величины э. д. с. Ед сигнала в антенне, при которой отношение эффектив'-ных значений напряжений сигнал/помеха на выходе приемника больше минимально допустимого отношения увых или равно ему, то следует вычислить допустимый коэффициент шума [3] Л/д из условия
lVa<№Wx)-^ ПШ]/«ТО Пш /?А, (1-7)
где Увх—минимально допустимое отношение эффективных напряжений сигнал/помеха на входе приемника; Еа — напряженность
Рис. 1.3. Зависимость напряженности поля внешних помех от частоты:
/ — средний уровень атмосферных помех днем; 2 — ночью; 3 — при местной грозе;
4 — средний уровень промышленных помех в городах; 5 — в сельской местности; 6 — максимальный уровень космических помех
Рис. 1.4. Зависимость шумовой температуры приемной антенны от частоты:
I — максимальная; 2 — минимальная,
поля внешних помех; /гд — действующая высота приемной антенны; Пш « 1,Ш—шумовая полоса линейного тракта; k = 1,38х X 10-23 Дж/град—постоянная Больцмана; То = 290 К — стандартная температура приемника; /?д—внутреннее сопротивление приемной антенны. Величины увх определяют из приведенных в гл. 2 зависимостей увх = <р (увых), где увых — минимально допустимое отношение сигнал/помеха на выходе приемника.
Если реальная чувствительность задана в виде напряженности поля сигнала Е возле приемной антенны, при которой отношение сигнал/помеха на выходе приемника больше или равно уВЬ1Х, то А/я < [(Wx) - ЕпПш1йф'4/?7’011ш/?А. (1.8)'
Если Еп не задана, то ее можно найти из рис. 1.3. Если одновременно действует несколько источников помех с напряженностями ПОЛЯ ЕП1> Еа2, то
Еп ~ Ею + Егп2 + ... + Е*п. (1.9)"
Если реальная чувствительность задана в виде номинальной мощности сигнала РА, отдаваемой антенной согласованному с ней
приемнику, при которой отношение сигнал/помеха на выходе приемника больше или равно увых, то [3]
< (РА/у^Т0Пш) - [(7\/Т0) -1J, (1.10)
где Тд — шумовая температура антенны, которая характеризует интенсивность воздействующих на антенну внешних шумов и которую можно найти из рис. 1.4.
Так как величины Та и Еа зависят от частоты, то расчеты по формулам (1.7) и (1.8), (1.10) следует вести для крайних точек диапазона.
Заметим, что шумовая температура приемника ТПр, которая иногда приводится для оценки чувствительности, связана с коэффициентом шума N соотношением
JV = l + TDp/re. (1.11)
На метровых и более коротких волнах структура внешних по- ‘ мех близка к шумовым; на выходе линейного тракта узкополосных приемников более длинных волн спектры внешних помех и собственных шумов сходны. Поэтому можно допустить квадратурное : сложение эффективных значений внешних помех и шумов приемника.
Из (1.7)— (1.10) видно, что для обеспечения заданной чувствительности нужно задать достаточно малый коэффициент шума приемника Л/д. Получаемый же коэффициент шума супергетеродинного j приемника равен 13] !
N — (hl Д. Np~l _L . Л'упЧ —1 , \/, , I
Л/о= Л/Вц + —------+ -------—4—-------------------+ ... ] Ьф, .
\ ЛРВЦ ЛГВЦЛУРЧ ЛГВЦ ЛГУРЧ ЛГПЧ //
(1.12) где Л7вц, Np, Л/пч, Л'упч — коэффициенты шума входной цепи, УРЧ, преобразователя частоты и УПЧ соответственно; ЛГевц, Крурч, ЛГрпч — коэффициенты передачи мощности входной цепи, УРЧ и преобразователя частоты; Аф = 10“0,1&Ф(Ф— коэффициент передачи мощности антенного фидера; Рф — погонное затухание (табл. 1.2); /ф — длина фидера.
Если фидеры состоят из ряда отрезков, то надо учитывать, что каждое сочленение в фидере вносит добавочное затухание: разъемное (0,005—0,01 дБ), фланцевое (0,02—0,045 дБ) и вращающееся (0,04— 0,08 дБ).
Из (1.12) видно, что для уменьшения коэффициента шума приемника Л/о нужно увеличить коэффициент передачи мощности фидера Ьф, уменьшив ₽ф (см. табл. 1.2) и длину фидера /ф, а также выбрать первые каскады приемника с малым коэффициентом шума и большим коэффициентом усиления мощности (табл. 1.3).
Максимальным рабочим частотам соответствуют меньшие значения и большие значения Мт1п усилительных и преобразовательных каскадов. Значения /о приводятся в гл, 7, а значения 14
Тип фидера Частота, ГГц Затухание, ₽ф дБ/м Волновое сопротивление и/ф, Ом
Волновод прямоугольный, медный, посеребренный 75—150 37,5—75 25—37,5 7,5-10 4-6,5 "2-3 3,5—7 1,2—2 9 0,46-1,2 0,09—0,13 0,037-0,046 0,015-0,022
Кабель РК-103 коаксиальный 0,045 3 0,05 0,9 74
Кабель РК-120 коаксиальный 0,045 3 0,19 1,1 78
Кабель РК-64 коаксиальный 0,045 3 0.08 1 100
Mmin,r, Г21Э, Киэ и Уг2Э в приложении 4 и справочниках по транзисторам. Из табл. 1.3 видно, что УРЧ имеют меньшие коэффициенты шума, чем преобразователи частоты. Однако введение и увеличение числа каскадов УРЧ заметно усложняет приемник, особенно на частотах более 0,4 ГГц и при плавной настройке приемника в широком диапазоне частот. Поэтому первые каскады необходимо выбирать из следующих соображений:
1. Если уровень внешних помех в антенне значительно больше приведенного к антенне уровня шумов приемника получаемого даже при отсутствии УРЧ, то бесцельно снижать коэффициент шума приемника путем введения УРЧ. Такая ситуация может часто возникнуть при приеме сигналов на частотах ниже 30 МГц. Поэтому, если окажется, что
ВД > 5 (4АТ0Л/0Ра), (EI3)
то первым каскадом приемника должен быть преобразователь частоты (ПЧ) со смесителем и гетеродином на транзисторах.
2. Если неравенство (1.13) не выполняется, то надо подсчитать допустимый коэффициент шума Л/д согласно (1,7), (1.8) или (1.10).
Если необходимо принимать сигналы на частотах 30 МГц^ /е^О.4 ГГц, то следует выбрать преобразователь частоты на транзисторе с малым Л/min т и найти Л/Пч = 4 Мтлпт из табл. 1.3. При Л/пч Л/д в качестве первого каскада можно использовать преобразователь частоты. При Л/Пч > Na необходимо добавить однокаскадный УРЧ на транзисторе с общим эмиттером, обладающем малым Л/т1пт и большим YtlJYl&, определить для него Л/2 — 2 Л/min т и Л'/ч = 0,15 Yil3/Yw и подсчитать
Л/о « + Л/дч/ЛС/ч. (М4)
Вид каскада Частота* ГГц Минимально достижимый коэффициент шума Wmln Максимально достижимый коэффициент передачи по мощности Кр max
j Усилительный на транзисторе v с общим эмиттером <0,4 21Vmin т 0,15У21э/1,12»
Усилительный на транзисторе с общей базой <0,4 21Vmin т 0,25 Yzia/Yzia
Усилительный на транзисторах по каскодной схеме <0,4 2/V min т 0,2Р21э У12»(У|га+ Уггз)
Усилительный на туннельном диоде регенеративный 0,3—10 4—10 30—100
Усилительный с лампой бегущей волны 1-30 4,5—12 10—100
Усилительный параметрический регенеративный с полупроводниковым диодом без охлаждения 1—30 1,15—1,5 30—300
Усилительный параметрический регенеративный с полупроводниковым диодом, охлаждаемый жидким азотом 1—30 1,08—1,3 30—300
Усилительный парамагнитный, охлаждаемый жидким гелием 1-50 1,02—1,05 50—1000
Преобразовательный на транзисторе с общим эмиттером <0,4 4Л)mm т 0,07У21э/У12а
Преобразовательный на транзисторе с общей базой <0,4 41Vmin т 0,09У21э/У22э
Преобразовательный на туннельном диоде 0,3-10 5—12 10—30
Преобразовательный на. полупроводниковом диоде 1—40 <с//< рпч 0,1—0,2
\1 Одноконтурная входная цепь —— 1/К рвц 1 (1 4~&св/^св out)
Примечание: fc — шумовое отношение полупроводникового диодного смесителя; Уги, У1м и Угг» — прямая, обратная и выходная проводимости транзистора (в преобразователях этя параметры берутся для промежуточной частоты); Wmin т — минимальный коэффициент шума транзистора;
и Ле» опт — выбранное и оптимальное значение коэффициента связи между антенной цепью и входным контуром приемника.
Если опять Уо Уд, следует использовать двухкаскадный УРЧ на том же транзисторе и подсчитать
Уо « У, + [(Уг - 1)/УР1 1 + 1(УПЧ - 1)/Кр1Ы, (1-15)
где Nit N2, Kpi, Крг — коэффициенты шума и передачи мощности 1-го и 2-го каскада УРЧ. Применение более двух каскадов УРЧ нежелательно из-за сильного усложнения приемника.
3. При приеме сигналов на частотах более 1,0 ГГц внешними помехами обычно можно пренебречь и принять Еа = 0. В этих случаях в качестве 1-го каскада можно выбрать преобразователь частоты на полупроводниковом смесительном диоде. Надо учесть, что преобразователь частоты со смесительным диодом имеет Кр Пч < 1 и на коэффициент шума приемника будут заметно влиять шумы УПЧ. Поэтому в 1-м каскаде УПЧ рекомендуется использовать транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, с малым Утш т и большим У2и>/У12э » определить Уо по формуле
No & (tdKp -Е I (Уупч 1 —1УЯ£.дя]^_(^ + Уупч п„ 7----- 16)
где Уупч 1 — коэффициент шума 1-го каскада УПЧ, который находят из табл. 1.3.
При No Уд в качестве 1-го каскада можно использовать преобразователь частоты с полупроводниковым диодным смесителем.
4. При Уо > Уя 5 в приемнике необходимо иметь УРЧ. В качестве УРЧ можно использовать один каскад на туннельном диоде (ТД) или на лампе бегущей волны (ЛБВ). УРЧ на ЛЕВ более устойчив и позволяет усиливать в широком диапазоне частот, но имеет большие габаритные размеры и требует высокого напряжения питания.
При наличии УРЧ можно выбрать преобразователь частоты со смесителем на полупроводниковом диоде, если окажется, что
Уо = Ур + (t0 + Уупч - \)/Кр „чКр ач < Уд. (1.17)
В противном случае следует использовать преобразователь частоты на ТД.
5. Если из (1.16) получим No > Уд, причем Уд <; 5, то можно использовать любой из следующих типов однокаскадных УРЧ: параметрический без охлаждения и с охлаждением или парамагнитный. Надо помнить, что при переходе от первого варианта ко второму и особенно к третьему приемник резко усложняется.
Преобразователь частоты необходимо выбрать со смесителем на полупроводниковом диоде, если окажется, что согласно (1.17) Ув
Частота Тип транзисторного гетеродина преобразователя частоты
принимаемых сигналов, МГц без кварцевой стабилизации с кварцевой стабилизацией
^30 30—400 >400 Однокаскадный Однокаскадный Однокаскадный (на ТД) Одно- или многокаскадный Многокаскадный Многокаскадный
Примечание: В диапазоне 3—50 ГГц можно использовать клистрон-ные гетеродины.
Л1Д. В противном случае следует использовать параметрический преобразователь частоты.
6. При приеме на частотах 0,4—1 ГГц в качестве 1-го каскада приемника можно применить преобразователь на ТД, если окажется, что
Мо « Мпч < Мд. (1.18)
В противном случае рекомендуется использовать однокаскадный усилитель радиочастоты и преобразователь частоты на ТД.
7. Разумеется, в случаях 4—6 при очень высоких требованиях к чувствительности можно применить два и более каскадов УРЧ, но при этом сильно усложняется приемник.
8. Гетеродины преобразователей частоты выбирают в зависимости от частоты принимаемых сигналов (табл. 1.4).
В преобразователях частоты смесители и гетеродины реализуют как на отдельных активных приборах, так и на совмещенных. При малом отношении промежуточной частоты к принимаемой можно использовать преобразователи частоты с двухтактными смесителями, коэффициент шума которых снижается за счет ослабления шумов гетеродина.
1.4. ВЫБОР СРЕДСТВ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ ПРИЕМНИКА
В супергетеродинных приемниках частотная избирательность определяется в основном ослаблениями зеркального Se3K и соседнего (или соседних) SeCK каналов. В приемниках с одинарным преобразованием частоты ослабление зеркального канала обеспечивает преселектор, ослабление соседнего канала — в основном УПЧ и частично преселектор. Резонансные характеристики преселектора и УПЧ должны быть такими, чтобы линейный тракт (преселектор а УПЧ с преобразователем частоты) обладал полосой пропускания не меньше заданной П.
Промежуточная частота /п должна лежать вне диапазона принимаемых частот f0 и обеспечивать:
• — заданную изоирательность (ослабление Se3R) по зеркальному каналу;
— заданную избирательность по соседнему каналу SeCK;
— заданную полосу пропускания линейного тракта П;
— возможность применения контуров с реализуемой добротностью;
— устойчивое детектирование радиоимпульсов и хорошую фильтрацию сигналов промежуточной частоты при детектировании;
— требуемое усиление и устойчивость работы УПЧ;
— малый коэффициент шума Мупч в приемниках со смесителем на полупроводниковых диодах и без УРЧ.
Рис. 1.5. Типовые структурные схемы преселекторов радиовещательных приемников умеренно высоких частот.
Для возможности применения контуров с реализуемой добротностью нужно иметь 200 П. Для устойчивого детектирования радиоимпульсов длительностью т желательно выбирать /п порядка (1О...2О)/т. Для фильтрации сигналов промежуточной частоты при детектировании AM сигналов с наибольшей частотой модуляции /тах следует выбирать /п 2 FmaX, при детектировании ЧМ сигналов с индексом модуляции тч — fn^ — тч).
Средства обеспечения избирательности можно выбирать в следующей последовательности.уСначала обосновываем схему, число и параметры контуров преселектора, т. е. ВЦ и УРЧ. Для радиовещательных приемнйков следует руководствоваться рис. 1.5. Более сложные схемы не используются из конструктивных и экономических соображений, так как перестройка приемника должна осуществляться блоком конденсаторов, имеющим не более четырех секций, включая конденсатор гетеродина в 'преобразователе частоты (ПЧ). Применение более одного каскада УРЧ обычно не требуется для обеспечения чувствительности приемника.
В профессиональных диапазонных приемниках преселекторы реализуют по более сложным схемам (рис. 1.6). Однако необходимость их перестройки обусловливает отказ от сложных резонансных систем (фильтров сосредоточенной избирательности) и использование лишь одиночных контуров или пар связанных контуров, перестраиваемых в заданном диапазоне частот блоком конденсаторов
переменной емкости. Обычно применяют не более двух каскадов (УРЧ, обеспечивающих необходимую чувствительность приемника.
Во всех схемах связь между парами связанных контуров выбирается близкой к критической В « Ркр = 1. При = 1 частотная характеристика имеет наилучшую форму с точки зрения минимальных искажений при максимальных значениях полосы пропускания, избирательности и коэффициента передачи. Для производственной унификации все контуры выполняют с одинаковыми затуханиями. Исключение составляют первые контуры, служащие для
ВЦ УРЧ ПЧ
Рис. 1.6. Типовые структурные схемы преселекторов профессиональных приемников умеренно высоких частот.
согласования антенного фидера со входом приемника. Затухание этих контуров в два раза больше, чем остальных. Варианты 1,3, 4, 7 и 8 (рис. 1.5, 1.6) используют в тех случаях, когда требование высокой чувствительности приемника является наиболее важным, варианты 2, 5, 6, 9, 10 и 11—тогда, когда доминируют требование высокой избирательности. Приемники с фиксированной настройкой обычно реализуют по аналогичным схемам.
^Пользуясь нормированными частотными характеристиками при больших и малых обобщенных расстройках £ = 1(/7/с) —
(рис. 1.7, 1.8), (где dgP — эквивалентные затухания контуров преселектора с учетом потерь, вносимых источником сигналов и нагрузкой), схему преселектора, затухания его контуров и промежуточную частоту можно выбирать следующим образом:
Если промежуточная частота приемника fn задана, то следует выбирать эквивалентное затухание из условия "3^^ в,в2. и определять обобщенную расстройку зеркального канала
U = 4 (Ш) К/с + АЖ + 2 /n)l/d8p, (1.19)
при верхней настройке гетеродина и
= 4 ос) КА, - /п)/ (А, - 2 (1.20)
при нижней настройке гетеродина.
Затем необходимо восстановить перпендикуляры к оси абсцисс рис. 1.7, а или рис. 1.8, а в точках с подсчитанными значениями 1зк — Преселектор можно реализовать по простейшей схеме, если пересечение с ее характеристиками дает ослабление зеркального канала SeaK больше требуемого. В противном случае рекомендуется увеличить число контуров преселектора#
Рис. 1.7. Нормированные частотные характеристики преселекторов схем 1—6 для больших (а) и малых (б) обобщенных расстроек.
Если промежуточная частота /п не задана, то откладываем по оси ординат рис. 1.7, а или рис. 1.8, а заданное значение Se3K. Из этой точки проводим горизонтальную линию до пересечения с характеристикой простейшей схемы преселектора. Из точки пересечения опускаем перпендикуляр на ось абсцисс и находим нужную обобщенную расстройку | = £зк. Затем положив dgp '> 0,02...0,01, рассчитываем промежуточную частоту
fo « 0,25 U/Лр- ч (1.21)
при Если /п получалась слишком большой, то рационально
увеличить число контуров преселектора.
В диапазонных приемниках схемы преселектора и частоту /п следует выбирать для /с = /стах-
Теперь переходим к выбору средств обеспечения избирательности по соседнему каналу. При П//п^2,82 dg = 0,014 (если положить do 0,005) и высоких требованиях к избирательности по соседнему каналу рационально применить фильтр сосредоточенной избирательности (ФСИ) на промежуточной частоте, так как в этих условиях
г;. z. zzzzzz .stz'zzzz^z zz^ *:\^.r.':.z^ z^zzzzzz.
ФСИ может дать лучшую избирательность, чем УПЧ с распределенной избирательностью (УПЧ-Р), Добавочным преимуществом ФСИ является сосредоточение средств избирательности перед усилителем, что уменьшает опасность дискретных помех, Наконец, частотная характеристика ФСИ меньше зависит от изменения параметров транзисторов, чем характеристика УПЧ-Р.
При использовании ФСИ необходимое усиление сигналов по промежуточной частоте обеспечивают резистивные или одноконтурные настроенные каскады, полоса которых в 3—5 раз шире полосы ФСИ.
Рис. 1.8. Нормированные частотные характеристики преселекторов схем 7—11 для больших (а) и малых (б) обобщенных расстроек.
Для выбранного преселектора вычисляем обобщенную расстройку для краев полосы пропускания приемника П из выражения
•|пр « П//Др. (1.22)
Для полученной £пр находим из рис. 1.7, б или 1.8, б ослабление Senp, создаваемое преселектором. Рассчитаем ослабление 5еОц, которое можно допустить в ФСИ, из выражения
Seaa = (3 — Senp) [дБ]. (1.23)
Для выбранного преселектора определяем обобщенные расстройки для соседнего канала из выражения
£ск р = Впр • 2AfCK/n, (1.24)
где Д/Ск — расстройка для соседнего канала,
Для вычисленных значений £скР = £ по кривым рис. 1.7, б или 1.8, б находим ослабление Se = SeCK р соседнего канала, создаваемое преселектором, 22
Определяем ослабление соседнего канала 8’еСкп, требуемое от ФСИ,
Se0K п = Se.:K — SeCK р, 1 (1W
где SeCK — полное ослабление соседнего канала, требуемое в приемнике.
Методика детального расчета ФСИ по заданным величинам Sena и SeCK п излагается в гл. 6.
Пример 1.1. Требуется выбрать средства обеспечения избирательности супергетеродинного приемника по зеркальному и соседнему каналам.
Исходные данные: f0 — 4000 кГц; П = 40 кГц; 2 Д/Ск — 80 кГц; SeBK — 100 дБ; SeCK = 25 дБ.
Расчет.
Выбираем схему 6 (рис. 1.5) преселектора и |8К = 30 дБ т 30 из рис. 1.7, а. Принимаем d8p = 0,016 и вычисляем /п =* 0,25х ХЗО • 4000 • 0,016 аз 500 кГц (1.21). Подсчитываем П//п = 0,08 и выбираем УПЧ с ФСИ. Определяем по (1.22) £пр = 40/4000х X 0,016 = 0,6 и из рис. 1.7,6 Senp — 1,2 дБ. Находим по (1.23) Se1Iti — 3—1,2 — 1,8 дБ. Затем рассчитываем из (1.24) |окр = = 0,6 • 80/40 = 1,2 и из рис. 1.7, б определяем Sec„ р = 3,75 дБ. Наконец, получаем из (1.25),SeCK п = 25—3,75 — 21,25 дБ.
При П/Д $7 0,014 для обеспечения избирательности по соседнему каналу рационально использовать УПЧ-Р. Если П/Д, настолько мало, что УРЧ дает Senp 0,2 дБ, то можно полагать, что Senn « аз 3 дБ и использовать для выбора схем, числа контуров и их затуханий методику, изложенную в гл. 6. Если в табл. 6.1 отсутствует необходимый вариант, можно перейти к схеме супергетеродина с двойным преобразованием частоты. При этом желательно выбрать одноконтурный настроенный УПЧ-Р или двухконтурный УПЧ-Р с максимально плоской вершиной частотной характеристики, так как остальные устройства дают иногда лучшую избирательность, но их частотные характеристики значительно изменяются при изменении параметров транзисторов.
Пример 1.2. Требуется выбрать средства обеспечения избирательности супергетеродинного приемника по зеркальному и соседнему каналам.
Исходные данные: f0 = 1000 кГц; П — 1 кГцр ,/п — 150 кГц; 2 Д/ск = 3,5 кГц; Se^ — 90 дБ; SeCK = 20 дБ.
Расчет
Принимаем dap = 0,0125 и вычисляем по (1.19)
£зк = [(1300/1000)— (1000/1300)1/0,0125 = 40.
Находим, что преселектор следует реализовать по схеме 7 на рис. 1.6. Подсчитываем П//п ~ 1/150 & 0,006 и выбираем УПЧ-Р с одноконтурными каскадами.
Определяем по (1.22) £пр = 1/1000 • 0,0125 = 0,08 и из рис. 1.8, б Senp a# 0 дБ. Тогда из (1.23) получаем Senn — 3 дБ. Из табл. 6.1 выбираем УПЧ с п = 4, который имеет Kno.iC <Д/СИ/П = 3,5 и d, = 2,3 П//п = 0,015 > 0,01.
Если при П//о < 0,014 УРЧ в полосе П дает ослабление Seap > >0,2 дБ, то можно рекомендовать более точный способ выбора схем, числа контуров и их затуханий, чем описанный ранее. В этом случае на основании (1.22) находим gnp а из рис. 1.7, б или 1.8, б — значение Senp. Затем с помощью (1.23) рассчитываем Sena и задаемся рядом чисел каскадов УПЧ-Р. Подсчитав для каждого числа каскадов п
Senl = Senn/n [дБ], (1.26)
находим из кривых рис. 1 9 относительные расстройки |пу, а из рис. 1.10 ослабление соседнего канала на каскад SeCK1 при относительных расстройках
Uny = • 2Д/СВ/П. (1.27)
Затем определив £сн р из (1.24), находим по кривым рис, 1.7, б или 1.8, б величину SeCK р и для нее
SeCK = п SeCBI + SeCK р. (1.28)
Далее рассчитываем затухание контуров
d, = ПОпу (1.29)
для одноконтурных настроенных каскадов или
4 = П/2 /ц Sny. (1.30)
для двухконтурных каскадов с параметром связи ₽ = Ркп.
Схему и число каскадов УПЧ надо выбрать так, чтобы ослабление соседнего канала было больше требуемого, а затухание контуров d3 > 0,01. Если это не удается, следует перейти к схеме супергетеродина с двойным преобразованием частоты.
Пример 1.3. Требуется выбрать средства обеспечения избирательности супергетеродинного приемника по зеркальному и соседнему каналам.
Исходные данные: f0 = 2000 кГц; П = 7,5 кГц;
-Д/ск = 7,5 кГц; /п = 300 кГц; Se3K = 90 дБ; SeCK = 20 дБ.
Расчет
Принимаем d8p = 0,0125 и вычисляем по (1.19) g8K — = [(2600/2000) — (2000/2600)1/0,0125 = 40. Находим из рис. 1.8, б, что преселектор следует реализовать по схеме 7 рис. 1.6. Подсчитываем П//п = 7,5/300 = 0,025 и выбираем УПЧ-Р с двухконтурными каскадами.
Определяем из (1.22) Епр = 7,5/2000 • 0,0125 = 0,3 и из рис. 1.8Senp = 1,2 дБ. Из (1.23) получаем Senn — 3—1,2= 1,8 дБ.
Затем берем различное число п каскадов УПЧ-Р и для них рассчитываем ослабление Seai из (1.26); из рис. 1.9 £пу; из (1.27) 24
Рис. 1.9. Нормированные частотные характеристики одноконтурного и двухконтурного каскада УПЧ для малых обобщенных расстроек.
Рис. 1.11. Нормированные частотные характеристики преселектора приемника сантиметровых волн в виде полосового фильтра из п связанных контуров. .
*
Рис. 1.10. Нормированные частотные характеристики одноконтурного и двухконтурного каскада УПЧ для больших обобщенных расстроек.
£CK пу; из рис. 1.10 SeCB1; из (1.24) £ск р; из рис. 1.9 SeCK р; из (1.28) SeCK; из (1.30) d3p.
По результатам расчетов составляем табл. 1.5
Таблица 1.5
п Seni- дБ -пу *ск пу Sec«r яБ SecK, дБ о.б йя
1 1,8 0,82 1,64 11,7 13,45 0,008
2 0,9 0,67 1,34 6,2 14,15 0,009
3 0,6 0,6 1,2 5 16,75 0,01
4 0,45 0,57 1,14 4,3 18,95 0,011
5 0,36 0,55 1,1 3,8 20,75 0,012
Примечание. Для любого числа каскадов gCK р=0,6 и SeCKp=l,75 дБ.
Выбираем УПЧ-Р с пятью каскадами и ds — 0,024.
В диапазонных приемниках величину |пр определяем при == = /с min. При этом нужно учесть, что затухание dap mln на fc roln может отличаться от dap. Для первоначальных расчетов можно принять dap mln = dBp/^nn. Определив входную цепь и УРЧ, следует найти d»p mtn для всех контуров преселектора и затем пересчитать Senp и Senu УПЧ.
Если необходимо большое SeSH и широкая полоса преселектора (например, в приемниках длинных волн), то линейный тракт можно реализовать по смешанной схеме, используя одноконтурные каскады УРЧ с большим ослаблением на границах полосы П и двухконтурные каскады УПЧ с большим провалом в середине частотной характеристики. Параметры такого линейного тракта можно определить из табл. 6.1.
Следует помнить, что частотная характеристика линейного тракта может заметно меняться при изменении параметров транзисторов УПЧ и при перестройке УРЧ.
При выборе средств обеспечения избирательности приемников сантиметровых волн следует руководствоваться изложенной методикой, используя кривые рис. 1.11 вместо кривых рис. 1.7, а и 1.8, а. Определяя из рис. 1.11 Se№ и надо полагать, что:
1) при одноконтурной входной пепи, состоящей из резонансного разрядника защиты приемника радиолокационной приемопередающей станции,
п — 1 иг1эр = 0,01...0,005; (1.31а)
2) при апериодической входной цепи и однокаскадном УРЧ на ТД с одним контуром
n = 1 Hd8p = d (1 — £РеГ); (1.316)
3) при апериодической входной цепи и однокаскадном параметрическом УРЧ
П = 1 И dep = 0,5 (1 — брег)! '' F'“ (1.31в)
4) при апериодической входной цепи и однокаскадном двухконтурном параметрическом УРЧ
п — 1 и б(эр = d (1 — йрег)/(1 + dc/dY); (1.31r)
5) при входной цепи с полосовым фильтром из п связанных резонаторов без УРЧ или при апериодической входной цепи и УРЧ с полосовым фильтром из п связанных резонаторов п равно числу резонаторов в фильтре и d8p = 0,003.
В формулах (1.31) d— собственное затухание резонатора преселектора, dc и dx — затухания «сигнального» и «холостого» контуров параметрического двухконтурного УРЧ; kver = 0,8...0,9 — коэффициент регенерации УРЧ.
При выборе средств обеспечения избирательности приемника сантиметровых волн с однокаскадным УРЧ на ТД или однокаскадным параметрическим УРЧ с полосовым фильтром из п резонаторов, включенным после УРЧ, надои вльзоваться также кривыми рис. 1.11. Ослабление зеркального канала SeSK преселектором будет равно Se3K УРЧ (определенному по рис. 1.11), умноженному на Se8K фильтром (определенному также по рис. 1.11 для п резонаторов фильтра).
В супергетеродинах с двойным преобразованием частоты рационально выбирать частоту настройки 1-го гетеродина выше частоты сигнала, как показано на рис. 1.12. При этом уменьшается требуемый
। fm fm
fPl fyt ffZ faz
Рис. 1.12. Расстановка частот гетеродинов и частотных характеристик УРЧ, УПЧ-1 и'УПЧ-2 супергетеродина с двойным преобразованием, частоты.
коэффициент перекрытия диапазона 1-го гетеродина и вычитаются вызванные однозначными уходами частот 1-го и 2-го гетеродинов изменения второй промежуточной частоты /п2.
Для обеспечения однозначности уходов частоты 1-го и 2-го гетеродинов можно образовать эти частоты путем умножения частоты общего задающего генератора. В преемнике с фиксированной настройкой можно при этом использовать один кварцевый резонатор для стабилизации частот 1-го и 2-го гетеродинов. При расстановке частот, показанной на рис. 1,12, могут появиться зеркальная помеха относительно частоты 1-го гетеродина /зк1 = fc -f- 2/п1 и помеха f3K2 — /с — 2 /П2, которая после первого преобразования частоты 27
превращается в fnl + 2fnss и становится зеркальной относительно частоты 2-гр гетеродина. Помеха /зк1 должна быть ослаблена в преселекторе. Помеха /зн2 может быть ослаблена в УРЧ и УПЧ-1, но так как fn2 Ап'С/с, то /ЗК2 ослабляется главным образом в УПЧ-1,.
Выбор схем преселектора и определение /п1, если она не задана, ведутся по изложенной ранее методике. При этом следует найти ослабления, создаваемые преселектором в полосе П, соседнего канала SeCIt р, 1-го и 2-го зеркальных каналов SeBK1 и Se8K2.
На первой промежуточной частоте можно использовать как УПЧ-1Р, так и ФСИ-1 Средства избирательности УПЧ-1РиФСИ-1 можно проектировать аналогично УРЧ При этом следует определить ослабления, создаваемые УПЧ-1 или ФСИ-1: в полосе П, соседнего канала SeCKn, 2-го зеркального канала Se3K2.
Проектирование средств избирательности на второй промежуточной частоте (УПЧ-2Р или ФСИ-2) не отличается от проектирования УПЧ-Р или ФСИ супергетеродина с одинарным преобразованием частоты.
Пример 1.4. Требуется выбрать средства обеспечения избирательности по зеркальному и соседнему каналам.
Исходные данные: fa = 8000 МГц; П = 1 кГц; 2 А/С1( — 2 кГц; Se3II = 60 дБ; Sectt — 20 дБ.
Расчет
Выбираем схему 7 рис. 1.6 преселектора и из рис. 1.8, б находим сзк = 14. Так как П//п= 1/300^0,003; 2А/СК/П= 2 и d8 = i|> (n)/fn = = 0,0035, то ФСИ и УПЧ-Р с одноконтурными или двухконтурными каскадами не годятся. Выбираем схему с двойным преобразованием частоты и схему 3 преселектора. Из рис. 1.7, б находим g3K р = = 30 дБ. Из (1.21) вычисляем = 0,25 • 30 = 8000 • 0,0125 = = 750 кГц. Для УПЧ1 берем схему 3 рис. 1.5 и из рис. 1.7, а устанавливаем, что Se3K2 = 60 дБ. Из (1.21) подсчитываем /п2 — 0,25X X 30 • 750 • 0,0125 « 80 кГц.
Определяем Взк2 = 4 • 160/8000 = 0,0125 = 6 и из рис. 1.7, а Se3K2 л; 0 дБ. Выбираем по табл. 6.1 п = 3, (л) = 0,98 и d3p =
= 0,98 • 1/80 = 0,012. Ослабление в полосе П в УРЧ, УПЧ1 и УПЧ2 составляет при |пр = 0.01, £м — 0,1 и Ina = 1. согласно рис. 1.7, б Seaf, « 0 дБ, То же относится к ослаблению соседнего канала в УРЧ и УПЧ1,
В результате описанных процедур оказываются выясненными:
1) схема, число и затухания контуров преселектора, т. е. входной цепи и УРЧ;
2) тип средств избирательности по промежуточной частоте (УПЧ-Р или ФСИ);
3) схема, число каскадов и затухания контуров УПЧ-Р;
4) необходимость применять двойное преобразование частоты и упомянутые параметры УРЧ, УПЧ-1 и УПЧ-2.
I В приемниках с несколькими поддиапазонами преселектор с вы-
бранным числом контуров и минимальными затуханиями должен дать требуемое Se3H и допустимое Senp на краях полосы приёмника-11, на поддиапазоне, ограниченном максимальной частотой настройки приемника.
На остальных поддиапазонах можно увеличить затухание контуров преселектора или уменьшить их число, чтобы сохранить допустимое Senp. При коэффициентах поддиапазона /гпд 3 затухание контуров преселектора d можно считать постоянным в пределах каждого поддиапазона.
1.5. ВЫБОР СРЕДСТВ ОБЕСПЕЧЕНИЯ УСИЛЕНИЯ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА
Необходимое усиление сигналов в линейном тракте следует обеспечить при достаточной устойчивости каскадов (возможно меньшем их числе), используя экономичные электронные приборы. Если чувствительность приемника задана в виде э. д. с. сигнала в антенне Ец или напряженности поля сигнала Е у приемной антенны с действующей высотой йд, то коэффициент усиления линейного тракта КОл должен быть равен
КОл^ип/Е^2 = ип/Е11лУ2, (1,32)
где Uа — амплитуда сигнала на выходе УПЧ приемника. Требуемые величины Ua для различных типов приемников приведены в гл. 2.
Если чувствительность приемника задана в виде мощности сигналов в антенне Ра, то коэффициент усиления линейного тракта Кол должен быть равен
^ол = ^п/1/2РГКа, (1.33)
где R\ — активное сопротивление антенны.
При выборе средств обеспечения чувствительности и избирательности приемника (§ 1.3 и 1.4) были определены: схема входной цепи;
! число каскадов и схема УРЧ; тип преобразователя"частоты";’ схема и число каскадов УПЧ, необходимых для обеспечения избирательности.
Выбор средств обеспечения усиления линейного тракта можно начать с определения коэффициента усиления преселектора (ВЦ и УРЧ). Заметим, что в транзисторных приемниках длинных, средних, коротких, метровых и дециметровых волн каскады преселектора характеризуются коэффициентами .усиления по напряжению Ко, тогда как в приемниках сантиметровых и миллиметровых волн каскады преселектора характеризуются коэффициентами усиления по мощности Кр. Поэтому в транзисторных приемниках коэффициент усиления преселектора Копс можно найти из выражения
Копс К0ВцК?,
(1.34)
29
Таблица 1,6
Схема Рабочая частота поддиапазона
начало fc max середина конец fc min
Одноконтурная входная цепь в транзисторном при-емнике с настрой-кой емкостью * с индуктивной связью при fA*Cfc min 1 l 1
77dap 87d0p 100d8p
J с внешней емкостной связью ) >+*пд 1
Ю0*2д 200^д 4Р lOOdgp
С коаксиальной линией или объемным резонатором 1 lOOdap
где Л"овц—коэффициент передачи входной цепи; /Со—коэффициент усиления одного каскада УРЧ и п—число каскадов УРЧ.
В приемниках с фиксированной настройкой коэффициент передачи входной цепи Ко вц можно рассчитать по формуле
Ко вц = B/d8p> (1.35)
где d.,p — затухание контуров входной цепи, которое определяется в § 1.4; В = 0,01 для одноконтурной входной цепи и В = = 0,010/ (1 + Р2) для входной цепи с парой связанных контуров с одинаковыми затуханием и параметром связи р.
Коэффициент усиления каскада УРЧ в приемнике с фиксированной настройкой может достигать величины коэффициента устойчивого усиления /<уст
< /<уст. (1.36)
Для каскадов с общим эмиттером или общим истоком
Кус, да 0,45(1 К21Э|/|У120|). (1.37)
Для каскадов с общей базой или общим затвором
КуС1 да 0,4 g\iglb22i. (1.38)
х Для каскодной схемы типа ОЭ — ОБ или ОИ — 03
Куст да 0,451 У21я|//| ^12э I ( I ^123 “И ^220 I), (1.39)
и для схем ОЭ — ОЭ и ОИ — ОИ
Куст да 0,451 У21э|/| У128|. (1.40)
В..прщемниках_с переменной настройкой нужно предварительно разбить диапазон приемника на поддиапазоны и выбрать способ настройки. После этого надо подсчитать для трех точек поддиапазона, ограниченного максимальной частотой настройки приемника, 30
Таблица 1.7
Схема Рабочая частота поддиапазона
начало ?с max середина конец fс mln
С общим эмиттером (истоком ) 1,2КУСт 0,5ДуСТ(1-р1,2//г11Д) Куст
Кпд
С общей базой (затвором) 1,2/(уст ! 1.2\ 0,5КуСТ| 1 + т— 1 \ *пд/ К уст
£ п д
С туннельным диолом — 8-10 —
Параметрический — 8—10 —
Каскодная схема — Ауст —
Примечание: схемы с ОЭ (ОИ) н ОБ (ОЗ) настраиваются изменением емкости контура.
коэффициент передачи входной цепи Ка вц по формулам табл. 1.6 и коэффициент усиления каскада До УРЧ по формулам табл. 1.7. Далее следует найти коэффициент усиления преселектора Допс по формуле (1.34), взяв при этом минимальные значения До вц и До- Требуемый коэффициент усиления по напряжению УПЧ и преобразователя частоты с транзисторным смесителем равен
Допт “ КОЛ (1-41)
где ke = 2...3 — коэффициент запаса усиления, учитывающий старение электронных приборов, расстройку контуров и уменьшение напряжений питания в процессе эксплуатации.
В приемниках сантиметровых и миллиметровых волн с УРЧ на ЛЕВ, УТД и ПУ и преобразователями частоты на полупроводниковых диодных смесителях каскады преселектора характеризуются коэффициентом передачи (усиления) по мощности
Кр0 = KpbMKpu'/L*, (1-42)
где £ф — коэффициент передачи мощности антенно-фидерной линии; Дрвц — коэффициент передачи мощности входной цепи; Др — коэффициент усиления мощности одного каскада УРЧ; п — число каскадов УРЧ; Кр пч — коэффициент передачи мощности преобразователя частоты.
Величины Др max указаны в табл. 1.3. Амплитуда напряжения промежуточной частоты на выходе диодного полупроводникового смесителя (на входе УПЧ) при согласований
упбх=]/2РдДрВцД" Дрпч/L4gEX, (1-43)
где gBx — активная входная проводимость 1-го каскада УПЧ» Требуемый коэффициент усиления УПЧ по напряжению
Копт = UMUa„. (1.44)
(Порядок выбора числа каскадов, обеспечивающих необходимое усиление и устойчивость УПЧ, излагается в гл. 6.)
1.6. ВЫБОР УСТРОЙСТВ УПРАВЛЕНИЯ НАСТРОЙКОЙ ПРИЕМНИКОВ
Приемники служат для приема сигналов на одной или нескольких фиксированных частотах либо на любой частоте в пределах заданного диапазона или заданных диапазонов частот. Соответственно различают приемники на фиксированную частоту (фиксированные частоты) и диапазонные приемники. При настройке изменяются резонансные частоты контуров входной цепи, каскадов УРЧ и гетеродина преобразователя частоты. При низких требованиях к избирательности контуры входной цепи и каскадов УРЧ можно не перестраивать и изменять лишь резонансную частоту контура гетеродина.
Таблица 1.8
Тип резонаторов Способ настройки ь *пд max
^Резонансный контур с сосредоточенными постоянными Конденсатором переменной емкости Катушкой переменной индуктивности Варикапом Реактивным транзистором 2,5—3 1,4-1,5 1,3—1,5 1,1—1,15
Контур гибридный — ' 1,3-5
Коаксиальная резонансная линия, четвертьволновая Закорачивающим поршнем Подстроечным конденсатором 1,4—2 1,08-1,1
Объемный резонатор Введением настроечных дисков и штырей Перемещением стенок-поршней Деформацией стенок 1,05—2 1,1—1,8 1,03—1,05
В приемниках с двойным преобразованием частоты можно также фиксировать настройку контура 1-го гетеродина и перестраивать контуры входной цепи, каскадов УРЧ, УПЧ-1 и 2-го гетеродина. Входная цепь, каскады УРЧ и УПЧ-1 могут иметь пары связанных контуров и многоконтурные фильтры; однако обычно эти элементы приемников являются одноконтурными. На частотах менее 300 МГц используют резонансные контуры с сосредоточенными постоянными. В диапазоне 300—3000 МГц применяют гибридные контуры, полос-32
ковые и коаксиальные резонансные линии, а на частотах более 3000 МГц — объемные резонаторы и полосковые резонансные линии.
Возможные способы настройки резонаторов различных типов сведены в табл, 1.8. В ней же приведены максимально достижимые величины коэффициентов поддиапазона /?[1Д ,пах = /0 niax//omin. где /0 тах и /оmin — максимальные и минимальные резонансные частоты контуров различных типов.
Управление настройкой может вестись механическими (электромеханическими) приводами или изменением напряжений на элементах настройки. При механических приводах применяется плавная перестройка верньерами. С приводами связаны шкалы с указателями частоты, на которую настроен приемник. Фиксированные частоты настройки меняются кнопочными или поворачивающимися переключателями.
При проектировании устройств настройки нужно: выбрать способ настройки контуров; разбить диапазон приемника на поддиапазоны; обеспечить заданную точность настройки и настройку контуров одной рукояткой, если требуется. Рационально проектирование начать с решения вопроса о том, следует ли разбить диапазон приемника на поддиапазоны (если это не задано техническими требованиями к приемнику) и если нужно делить, то сколько поддиапазонов нужно взять.
С увеличением числа поддиапазонов: 1) уменьшается плотность настройки, что увеличивает точность градуировки и установки частоты; 2) облегчается выполнение противоречивых требований к избирательности и полосе пропускания; 3) уменьшаются габариты блока переменных конденсаторов настройки; 4) облегчается получение постоянства усиления внутри поддиапазонов; 5) упрощается одноручечная настройка приемника. Но с ростом числа поддиапазонов усложняется устройство переключения поддиапазонов и увеличиваются габариты, масса, стоимость, сложность эксплуатации приемника.
Диапазон приемника можно разбивать на поддиапазоны с постоянными коэффициентами поддиапазонов А’цд; с постоянной шириной поддиапазонов и комбинированным способом. В первом случае все поддиапазоны имеют одинаковые коэффициенты поддиапазонов &Пд'» во втором — все поддиапазоны имеют одинаковую ширину
А/д Zjmax /ош!п> (1.45)
в третьем часть поддиапазонов имеют одинаковые kna, а другая часть — одинаковые А/д.
Если при проектировании задается постоянный kn&, то мы получаем
бидо = + У)г1Ч (1.46)
где knm = /отахо//о ,nin j—коэффициент диапазона приемника; /о шахо и /и min о ~ максимальная п минимальная частоты диапазона 2 Зак. 895 33
приемника; у = 2...5% — запас перекрытия поддиапазона для компенсации производственных допусков; пд — число поддиапазонов приемника.
Из (1.46) находим соотношение для выбора числа поддиапазонов
^'Д 1g ^ПД (/1g &пд- (1’47)
Если при проектировании задается точность установки частоты Д/н приемника (обусловленная конструкцией шкалы и устройства настройки), то ширина поддиапазона должна быть
Д/д > ДЛЛ/Ш/Д/Ш, (1.48)
где 1Ш — длина шкалы настройки приемника; Д/ш— минимальное расстояние между делениями шкалы, равное 0,003—0,1 мм при оптических шкалах и 0,5—1 мм при обычных шкалах. Формула (1.48) получена для прямочастотных шкал, по которым настройка может быть установлена с точностью до l/k части деления шкалы.
Если взять все /гпд одинаковыми (что конструктивно наиболее просто), то наибольшую ширину Д/д будет иметь поддиапазон, ограниченный максимальной частотой настройки приемника, обладающий
l (отах____________(отах_______ / ] дт
f Л, , ,, ... •
/от.ах а/д /отах—
При этом число поддиапазонов должно быть равно
Ид > 1g ^до/Hg кия т(п — 2 1g (1 + у)]. (1.50)
Если взять Д/д одинаковой для всех поддиапазонов, то их число должно быть равно
1 ) /о ШМ(1 + V)2. (1-51)
Легко убедиться, что п'я> пл.
Контуры диапазонного приемника обычно настраивают, изменяя емкость. В этом случае после разбивки диапазона на поддиапазоны можно вычислить максимальную емкость //временного конденсатора настройки контура из выражения
Ск 1пах = т1и + С. (^д - 1), (1.52)
где Ск шах и Ск wJn — максимальная и минимальная емкости конденсатора настройки; Со — начальная емкость контура и £пд = = /о шах/о Ш1п — коэффициент поддиапазона.
При известных Со и 1гад выражение (1.52) позволяет выбрать Ск шах и Cv min нужного переменного конденсатора. Все контуры преселектора и гетеродина перестраиваются общим блоком переменных конденсаторов, состоящим из одинаковых секций. Входная цепь имеет меньшую Со, чем каскад УРЧ, так как к контуру входной цепи подключен лишь один транзистор.
Контур гетеродина при верхней настройке требует меньшего коэффициента поддиапазона. Поэтому блок переменных конденса-34
торов следует выбирать так, чтобы обеспечить необходимый коэффициент поддиапазона каскадов УРЧ, для которых
Со = Cl 4- См + Сп + ml Свых 4~ т] Свх, (1.53) где Cl = 3...5 пФ — собственная емкость катушки контура; См = 5...10 пФ — емкость монтажа; Сп = 2...20 пФ— емкость подстроечного конденсатора; Свх — входная емкость транзистора следующего каскада; Свых—выходная емкость транзистора каскада; тг « 1 и т2 = 0,3,,.0,5—коэффициенты подключения транзисторов к контуру.
Зная Со, можно вычислить индуктивность контура
LK 1мкГ] = 2,53 • 1010//S тах [кГц] Со [пФ], (1.54)
где Со — 10..,20 пФ на длинных и средних волнах и 5...10 пФ на коротких и метровых волнах,
Конденсаторный блок надо выбрать так, чтобы выполнить соотношение (1.52) и из (1.54) получить L 2Э 5... 10 мкГ на длинных волнах, 3...5 мкГ на средних волнах, 0,2...0,3 мкГ на коротких волнах и 0,05...0,2 мкГ на метровых волнах.
В радиовещательных приемниках широко применяют конденсаторы с логарифмической характеристикой регулирования (так называемые логарифмические, относительно компактные и удобные для сопряжения), а в профессиональных приемниках конденсаторы, обеспечивающие постоянную плотность настройки по поддиапазону. Вопросы сопряжения настроек контуров преселектора подробно освещены в литературе [1].
1.7. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА СУПЕРГЕТЕРОДИНА С ДВОЙНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ
Возможны три типа супергетеродинных приемников с двойным преобразованием частоты: 1) с фиксированной настройкой; 2) с перестройкой частоты l-го гетеродина (и, если нужно, контуров входной цепи и УРЧ), и фиксированными значениями первой и второй промежуточных частот и частоты 2-го гетеродина; 3) с перестройкой частот 2-го гетеродина, УПЧ-1 (и, если нужно, контуров входной цепи и УРЧ).
Рассмотрим сначала первый случай. Полосу пропускания линейного тракта П приемника можно определить по формуле
П Г1С + 2Д/д 4- 2 У(^7+ШЧЖЕ (1.55) где 5/г! и 6fr2—нестабильности частот 1-го и 2-го гетеродина; /п и fra— частоты 1-го и 2-го гетеродина приемника; 6fH — 0 и б/п — 0.
Решение о применении АПЧ принимается в соответствии с § 1.2. Можно использовать общий задающий генератор для создания гетеродинных напряжений, подводимых к 1-му и 2-му преобразовате-2* 35
лям частоты. Если для 1-го преобразователя frl > /с а для 2-го fr2 >• > fB1 (или наоборот), то нестабильности частот гетеродинных напряжений частично компенсируются и полосу линейного тракта можно еузить и брать равной
)Ы1С + 2bfa 4 2 1/(бГс)г + («2б/рв)г-(Л1б/гоГГ (1.56)
где гц и п2—номера гармоник частоты задающего генератора, используемых для получения гетеродинных напряжений 1-го и 2-го преобразователей частоты; б/г0 — нестабильность частоты задающего генератора.
В таких приемниках можно стабилизировать оба гетеродинных маряжения одним кварцевым резонатором В приемниках с фиксированными частотами 2-го гетеродина и фиксированными обеими промежуточными частотами также целесообразно брать fT1 > fc и fn An (или наоборот) в подсчитывать П по формуле
П ~ Пс 4- 2Д/щ 4- 2 (1-57)
В приемниках с фиксированной частотой 1-го гетеродина и перестройкой частоты 2-го гетеродина следует брать frl> /сшах И определять П по формуле
П «Пс 4- 2Д/д 4-2 V+ (1-58)
В приемниках с двойным преобразованием частоты необходимо иметь достаточное ослабление помех, отличающихся на 2 fn2 от частоты принимаемых сигналов, так как эти помехи после первого преобразования частоты образуют канал, зеркальный относительно частоты 2-го гетеродина /зк2. Так как обычно то эти помехи
не могут быть достаточно ослаблены в УПЧ и ослабляются в УПЧ-1. Величину 1-й промежуточной частоты /П1 выбирают из условия получения в УРЧ необходимого ослабления зеркального канала относительно 1-го гетеродина /зк1 = fc ± 2 /щ! величину 2-й промежуточной частоты /П2—из условия получения требуемого ослабления помех соседних каналов. Резонансную характеристику УПЧ-1 выбирают такой, чтобы при выбранной /п2 обеспечить ослабление
Ширину полосы пропускания УЛЧ-1 нужно брать такой, чтобы УПЧ-1 не влиял на полосу пропускания линейного тракта.
После составления схемы линейного тракта приемника следует перейти к выбору остальных элементов схемы, специфических для приемников различных типов.
При проектировании целесообразно использовать метод математического синтеза. При этом математически обосновывают оптимальный алгоритм (Принцип действия) и структуру приемника, обеспечивающие ианлучшие значения основных показателей приемника при сформулированных математических условиях его работы. Поскольку главной проблемой радиоприема является обеспечение вомехоустойчивости, то задача сводится к отысканию наилучших еоособов приема радиосигналов при наличии помех. Эти задачи реаб
шает теория оптимальных методов радиоприема .[51, развитая В. А. Котельниковым, В. И. Сифоровым, Л. С. Гуткиным и др. советскими учеными.
Она позволяет выбрать критерий оптимальности приемников; разработать структуры приемников, удовлетворяющие выбранным критериям оптимальности и сравнить оптимальные приемники с реальными квазиоптимальными (приблизительнооптимальными), чтобы установить возможность и рациональность дальнейшего повышения их помехоустойчивости.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. ра-, дио». 1974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, С. С. Судаков и др,.
2. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио», 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
3. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воениздат,.
1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
4. Сифоров В. И. Радиоприемники СВЧ. М., Воениздат, 1957.
5. Гуткин Л. С. Теория оптимальных методов радиоприема при флюктуационных помехах. М., «Сов. радио», 1972.
2
ОСОБЕННОСТИ СОСТАВЛЕНИЯ СТРУКТУРНЫХ СХЕМ ПРИЕМНИКОВ РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ
2.1. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Приемники, выполненные по типовой структурной схеме (рис. 2.1), используются чаще всего для приема радиотелефонных сигналов на частотах ниже 30 МГц.
В качестве демодулятора применяется амплитудный детектор (АД), за которым обычно следует усилитель низкой частоты (УНЧ) приемника. Приемник при необходимости снабжается устройствами Частотной автоподстройки гетеродина, состоящим из различителя. (РЧАП) и управителя (УЧАП), и авторегулировки усиления (АРУ).
Проектирование приемника следует начать с составления структурной схемы его линейного тракта согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1. При этом ширину спектра радиочастот принимаемого сигнала в (1.1) следует выбирать из условия =
По = 2 Fmax, (2.1)
где Fmax — максимальная частота спектра управляющих сигналов (для телефонных сигналов Fmax == 3000 Гц по нормам МККР).
При определении максимально допустимого коэффициента шума по формулам (1.7)— (1.10) величину минимально допустимого отношения сигнал/помеха на входе приемника увх можно подсчитать по формуле
Твх ~ Увых У(^п + т:)Пвых/та2 Пш, (2.2)
где та — максимальный коэффициент модуляции сигнала; kn — отношение максимального напряжения управляющего сигнала к действующему; Пвых & 1,1 ^шах—полоса пропускания УНЧЬ При синусоидальной модуляции принимаемого сигнала ka = ]/2; при приеме телефонных сигналов ka ж 3. Формула (2.2) получена для случая приема сигналов с увх;>» 1- При приеме слабых сигна-
Цепи АРУ
Рис. 2.1. Типовая схема приемника непрерывных сигналов с AM.
лов увх медленно растет. Если значение увых не задано, для приема радиотелефонных сигналов можно принять увых = 3...10.
Детекторы приемников непрерывных AM сигналов можно реализовать на полупроводниковых диодах или транзисторах. Диодные детекторы обладают малыми нелинейными искажениями. В линейном режиме, который обеспечивается при сигнале, большем 0,5—1,0В, их коэффициент гармоник kr< 1%. Однако и коэффициент передачи < 1, причем он особенно мал в транзисторных приемниках, где низкое входное сопротивление УНЧ обусловливает малое сопротивление нагрузки детектора или деление ее на две части.
Транзисторные детекторы имеют значительно большие нелинейные искажения (/гг = 3. .10%), но имеют коэффициент передачи от 3 до 10 и обладают малыми входным и выходным сопротивлениями, что удобно для согласования их с УНЧ.
Нелинейные искажения растут при слабых и сильных сигналах, напряжение которых поддерживают в пределах от 0,05 до 0,5 В. Поэтому в переносных и бортовых приемниках, где уменьшение массы, габаритных размеров и потребления питания весьма важно, можно применять транзисторные детекторы. Если же важны малые нелинейные искажения, то рационально брать диодные детекторы. В таких приемниках для уменьшения нелинейных искажений и уве-38
личения коэффициента передачи детектора Кд можно между детектором и УНЧ включить эммитерный повторитель.
Тип диода или транзистора следует выбирать таким образом, чтобы детектируемые сигналы находились в диапазоне частот диодов или транзисторов, т. е. имели /п < /у21. В детекторах и УПЧ разумно применять однотипные транзисторы.
Поскольку приемники непрерывных сигналов с AM обычно служат для приема телефонных сигналов, УНЧ являются усилителями звуковых частот. Составление схемы УНЧ надо начатье выходного каскада приемника, который должен обеспечить требуемую нормальную выходную мощность Рвых (при та = 0,3) или напряжение сигнала Пвых = )^РВЫХ Р„ на заданном сопротивлении нагрузки. В приемниках, предназначенных для приема на слух, оконечным устройством являются головные телефоны или громкоговоритель, а Рвых может колебаться от нескольких милливатт до нескольких ватт. Выходные каскады приемников профессиональной связи обычно работают на проводные линии с волновыми сопротивлениями 600 и 1500 0м, а Рвых составляет 5—10 мВт. Максимальная (номинальная) выходная мощностьР„ вых при та т 1 составляет
Рц вых Ю -Рвых- (2-3)
При выходных мощностях не более 40—50 мВт можно применять однотактные выходные каскады, работающие в режиме класса А на универсальных транзисторах МП40; МП41; ГТ108; ГТ109 и др. Желательно в выходных каскадах таких приемников применять те же транзисторы, что и в УПЧ и УРЧ. При выборе транзистора обеспечивается соотношение
Рн вых 0,5 Рк max, (2-4)
где Рк max — максимально допустимая мощность рассеяния на коллекторе; г]т = 0,7...0,8— к. п. д. выходного трансформатора; Ек ~ 0,8...0,95—коэффициент использования коллекторного напряжения.
Напряжение на коллекторе t/кэ должно быть
(/КЭ<(О,З...О,4) ПкЭтах, (2.5)
где Пкэтах — допустимое напряжение на коллекторе.
При выходной мощности 50—200 мВт применяют двухтактные каскады в режиме класса АВ (дающие экономию мощности питания), используя те же транзисторы, что и в однотактных каскадах. При выборе транзисторов нужно обеспечить соотношение
Рн вых Лт^аРк max- (2.6)
При выходной мощности не менее 0,2 Вт используют двухтактные каскады на специальных мощных транзисторах П201, П202, П207, П208 и т. д., работающих в режимах классов АВ или В. В таких приемниках выходной каскад потребляет большую часть мощ-
пости питания. Поэтому и выходные каскады надо реализовать на транзисторах с минимальным потреблением мощности питания. При выборе транзисторов, работающих в режиме В, можно обеспечить
Рн вых Т|г1к Рк max*
(2.7)
После выбора схемы выходного каскада нужно подсчитать требуемое усиление мощности в УНЧ
К-P НЧ ~ Р Н ВЫХ^Н ВХ» (2.8)
где Рц вх = 0,2...0,25 мВт — максимальная мощность сигнала, потребляемая входной цепью УНЧ. При двухтактном выходном каскаде предоконечный каскад может быть как трансформаторным, так и бестрансформаторным.
Приемник^
Рис. 2.2. Типовая схема магистрального коротковолнового приемника радиотелефонных сигналов с AM.
Затем определяют число каскадов УНЧ, исходя из того, что коэффициент усиления мощности выходного каскада обычно равен 30— 100, а коэффициент усиления остальных каскадов, реализуемых обычно по схеме с ОЭ (общим эмиттером), колеблется от 30 до 300. Каскады УНЧ целесообразно выполнять с непосредственным включением на резисторах и универсальных транзисторах, желательно аналогичных применяемым в УПЧ и УРЧ.
Выходное напряжение приемника можно менять, регулируя вручную усиление УПЧ (УРЧ) или изменяя напряжение сигнала, подводимого от детектора ко входу УНЧ, Можно применять оба вида регулировок с раздельными органами управления. АРУ осуществляется изменением усиления каскадов УПЧ и УРЧ, чаще всего управлением током базы транзисторов. Нежелательно регулировать усиление последнего каскада УПЧ (так как это может вызвать большие нелинейные искажения), преобразователя частоты (что увеличивает комбинационные помехи и нестабильность гетеродина) и, 40
если внутриприемные шумы ограничивают чувствительность, то и 1-го каскада УРЧ (что увеличивает шумы приемника). Для определения числа регулируемых каскадов подсчитываем необходимое изменение коэффициента усиления
. Lo = 6(/EX/6t/BbIX, (2.9)
где 6(/вх и 6[7ВЫХ— изменение входного и выходного напряжений приемника. Для обеспечения регулировки нужно иметь
(2.10)
где Lt = 6... 10— изменение коэффициента усиления на один каскад; п—число регулируемых каскадов. Из соотношения (2.10) находим требуемое число регулируемых каскадов
(2.И)
п > 1g ZVIg
Приемник Z
Рис. 2.3. Схема магистрального коротковолнового, приемника радиотелефонных сигналов с AM и синтезатором частоты.
Так как с изменением усиления меняются также входная и выходная проводимости транзисторов, целесообразно регулировать усиление резисторных или резонансных широкополосных каскадов УПЧ и УРЧ.
Для дальнего приема на коротких волнах на крупных приемных, центрах с большим числом одновременно работающих приемников созданы магистральные коротковолновые приемники с высокими качественными показателями (рис. 2.2), в которых применяется Двукратное преобразование частоты.
На выходе ограничителя (О) включается амплитудный детектор (АД) и усилитель звуковой частоты (УНЧ), с выхода которого сигналы мощностью 0,1 Вт подаются в линию с волновым сопротивлени-
L ем 600 Ом. Для борьбы с глубокими замираниями сигналов приме
няется сдвоенный. прием, при котором складываются выходные Сигналы детекторов обоих приемников и осуществляется сложение АРУ.
Составление схемы линейного тракта не отличается от изложенного ранее.
Приемник на рис. 2.2 можно использовать для дальнего приема радиовещательных программ с целью ретрансляции. Для этого нужно расширить полосы пропускания УНЧ и линейного тракта.
Приемник на рис. 2.3 отличается от приемника рис. 2.2 тем, что к 1-му и 2-му смесителям (С1 и С2) подводится гетеродинное напряжение от синтезатора частоты, который позволяет установить частоты с точностью до 0,1 кГц. Синтезатор частоты включает в себя генератор опорного напряжения (ГОН) на 5 МГц, декадный делитель частоты (ДДЧ) и блоки формирования (БФ) кратных частот, а также блок преобразователей, не показанный на рис. 2.3. В приемнике обеспечивается фазовая автоподстройка частоты (с точностью до фазы) и суточная стабильность частоты порядка 10~8. Настройка приемника на принимаемый сигнал производится изменением емкостей контуров входной цепи и УРЧ, а также установкой соответствующих частот синтезатора. Применение синтезатора частот упрощает устройства настройки приемника и повышает стабильность частоты гетеродинов.
2.2. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ (ЧМ)
Сигналы с ЧМ широко используют для передачи радиотелефонных сигналов на частотах выше 30 МГц. В приемниках таких сигналов (рис. 2.4) демодулятором служит частотный детектор (ЧД), за которым включается усилитель низкой частоты (УНЧ), в данной схеме усилитель звуковых частот. Сигналы с выхода приемника подаются на головные телефоны или громкоговорители.
Для устранения амплитудной модуляции сигналов помехами служит ограничитель амплитуд (О).
При проектировании схемы линейного тракта следует руководствоваться указаниями гл. 1.
Для уменьшения фазовых искажений в УПЧ используют каскады резонансного усиления или каскады с парами контуров с критической связью. Ширину спектра радиочастот принимаемого сигнала в (1,1) можно взять равной
ne = 2Fmax(l + тч + Тш~), (2.12)
где тч == q/^max—индекс модуляции; А/тач‘—максимальная девиация частоты сигнала; Гшах — максимальная частота модуляции сигнала.
При определении максимально допустимого коэффициента шума по формулам (1.7) — (1.10) минимальное отношение сигнал/шум на входе приемника увх можно подсчитать по формуле
Твх ~ Пвых/3т‘ц Пш, (2.13)
где —отношение максимального напряжения управляющего сигнала к действующему; ПВЬ1Х « 1,1 FmaT — полоса пропускания УНЧ. Формулой (2.13) можно пользоваться при увх > 10...16 дБ. В противном случае отношение сигнал/шум на выходе падает из-за взаимодействия сигнала и шума в ограничителе. Во избежание этого в приемник можно ввести устройства снижения «порога» (величины увх, при которой начинает падать увых). Однако эти устройства су-
Рис. 2.4. Типовая схема приемника непрерывных сигналов с ЧМ.
щественно усложняют приемники [8]. Если величина увых не задана, то для радиотелефонных сигналов можно принимать увых = = 3...10.
В приемниках непрерывных ЧМ сигналов можно использовать частотные детекторы с парой связанных (относительно простой и эффективный) или с парой расстроенных контуров, а также детектор отношений. Детектор отношений дает наименьший коэффициент передачи и наибольшие нелинейные искажения. Однако он не требует специального каскада — ограничителя амплитуд, и поэтому может применяться в переносных приемниках, допускающих сравнительно большой уровень искажений. Детектор с парой расстроенных кодтуров дает наибольший коэффициент передачи, но конструктивно сложнее остальных. При использовании детектора отношений амплитуда напряжения сигнала на выходе УПЧ
£/п > 0,2...0,4 В. (2.14)
Для других частотных детекторов на выходе УПЧ (на входе ограничителя амплитуд) амплитуда сигнала
Пп> L/Bop/(1 —твп), (2.15)
где тл в — коэффициент вредной амплитудной модуляции сигнала помехами; t/Hop = 0.05...0.1 В для диодного ограничителя и £/иор == 0,02...0,04 В для транзисторного ограничителя.
Таблица 2.1
Тип детектора Входное напряжение ^ч ВХ Крутизна характеристики $ЧД
Отношений С парой связанных контуров * С парой расстроенных контуров * В о о 2/П 0,6/П 0,9/П
* Крутизна характеристики этих типов детекторов указана при параметрах связи и относительной расстройке от 0,6 до 3.
Амплитуды выходных напряжений составляют Uo = 1...2 В для диодных и 2...4 В для транзисторных ограничителей. Максимальная амплитуда выходного напряжения частотного детектора равна — ^ЧдА/ч max U4 вх> (2.16)
где Зчд — крутизна характеристики детектора: U4 вх — амплитуда входного напряжения ЧД (табл. 2.1).
Максимальную входную мощность УНЧ определяем из выражения
Рн ВХ = ^/2 Явхп, (2.17)
где /?вх.п = вх^чд/(/?н вх + Ячд), Дн вх"—входное сопротивление УНЧ.
Сопротивление нагрузки частотного детектора нужно брать из соотношения
Ячд С 0,5 RH вх. (2.18)
Схему УНЧ составляют согласно указаниям §2.1. Изменение выходного напряжения (мощности приемника) обусловлено изменением напряжения сигнала, подводимого от детектора ко входу УНЧ. Усиление УПЧ и УРЧ не регулируется из-за наличия в приемнике ограничителя амплитуд.
Для автоподстройки гетеродина можно использовать частотный детектор приемника и управитель частоты (УЧАП), который должен - работать лишь при относительно медленных изменениях частоты, вызванных нестабильностью передатчика и гетеродина приемника. Сигналы с ЧМ несущей используются также для магистральной коротковолновой фототелеграфной связи, т. е. для передачи неподвижных изображений с девиацией частоты 500 и 1500 Гц (рис. 2.5). В таком приемнике линейный тракт подобен изображенному на рис. 2.2, но его полоса пропускания должна составлять 6—8 кГц. Для борьбы с глубокими замираниями и влиянием многолучевого распространения радиоволн применяют сдвоенный прием сигналов.
С выхода УПЧ2 линейного тракта ЧМ сигнал проходит через ограничитель (О), где устраняется амплитудная^ модуляция, вызванная многолучевым распространением,радиоволн, и поступает на частотный детектор (ЧД). Продетектированный сигнал изображе-44
ния с выхода ЧД через переключатель (П) и фильтр нижних частот (ФНЧ) подводится к модулятору (М). Здесь он осуществляет амплитудную модуляцию поднесущей частотой 4 кГц, поступающей от генератора (Г), которая после усиления в УНЧ посылается по линии в фотоаппаратную.
Многолучевое распространение радиоволн вызывает также паразитную модуляцию принимаемых сигналов, При ЧМ сдвиги по
Приемник2 I--------—------------(
К УПЧ2 и О приемники Z
Рис. 2.5. Типовая схема магистрального коротковолнового приемника фото' телеграфных сигналов с ЧМ несущей.
времени между многолучевыми волнами создадут между ними разность частот и биения. фНЧ достаточно ослабляет эти помехи при девиации несущей 1500 Гц. Однако при хороших условиях распространения желательно уменьшить девиацию до 500 Гц и сузить полосу УПЧ2 для повышения чувствительности приемников. При этом ФНЧ трудно подавить эти помехи.
Для борьбы с помехами в этих условиях с помощью общей АРУ можно выбрать приемник с меньшими биениями и амплитудной модуляцией сигналов на выходе УПЧ2. Для этого к выхода^ УПЧ 2 обоих приемников подключают дополнительные усилители (У) и амплитудные детекторы (АД). Выпрямленные напряжения биений с выходов АД подаются на дифференциальный амплитудный детектор (ДАД). Разность выпрямленных ДАД напряжений биений подводится к переключателю (П), который подключает к ФНЧ вы
ход ЧД того приемника, где паразитная модуляция меньше. Перекрестные цепи АРУ в системе АД—У усиливают разность амплитуд биений в каналах У1 — АД1 и УII — АДП.
Средние частоты принимаемых сигналов на выходах УПЧ2 должны быть равны с точностью до 5—8 Гц, чтобы средние уровни сигналов на выходах ЧД были одинаковыми во избежание переключений приемников. Для этого автоматически подстраивают частоту гетеродина Г2 одного из приемников под частоту Г2 другого («ведущего») приемника, подавая выпрямленные напряжения обоих ЧД на каскад вычитания (КВ). Разность напряжений с выхода КВ воздействует на управитель частоты (УЧАП) гетеродина Г2. Приемники имеют общую АРУ аналогично рис. 2.2.
2.3. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ ОДНОПОЛОСНЫХ AM СИГНАЛОВ
Для приема радиотелефонных однополосных сигналов можно использовать приемник по схеме рис. 2.6 с местцым гетеродином —» восстановителем несущей частоты сигналов ГЗ и использованием пилот-сигнала для автоподстройки боковой полосы принимаемого сигнала под частоту ГЗ. В линейном тракте рис. 2.6 обычно используется двойное и даже тройное преобразование частоты,
Рис. 2.6. Типовая схема приемника непрерывных однополосных AM сигналов.^
Демодулятор содержит фильтр ФБП, выделяющий боковую полосу принимаемого сигнала, гетеродин ГЗ, частота которого соответствует частоте подавленной несущей на выходе УПЧ2, и смеситель <23, на выходе которого получаем спектр телефонного сигнала. Этот сигнал проходит через УНЧ на выход приемника.
Для обеспечения разборчивости речи на входе смесителя СЗ разность частот подавленной несущей и гетеродина - восстановителя должна быть более 100—150 Гц. Абсолютными отклонениями частот гетеродинов Г2 и ГЗ можно пренебречь по сравнению с отклонениями частот гетеродина П и передатчика, а нестабильности последних считать одинаковыми. Тогда речь будет оставаться разборчивой 46
при абсолютных отклонениях частот передатчиков и гетеродинов приемников до 50—75 Гц. Это значит, что при реально возможной нестабильности частот гетеродина и передатчика порядка 1Q-6 однополосные сигналы на частотах ниже 30 МГц можно принимать без автоподстройки частот гетеродинов приемника и использования пилот-сигнала. Для обеспечения высокого качества воспроизведения речи с сохранением естественности звучания допустима разность частот менее 15—20 Гц.
При приеме однополосных сигналов на более высоких частотах или при худшей нестабильности требуется автоподстройка частоты гетеродина Г1 приемника. Для этого пилот-сигнал (или остаток несущей) с частотой /пс выделяется фильтром ФПС и усиливается в УПЧЗ. В смесителе С4 пилот-сигнал смешивается с сигналом стабильного гетеродина Г4. Образуемый при этом сигнал fae — подается на смеситель С5, где он смешивается с сигналом /н, подводимым от генератора ГЗ. На выходе С5 получаем колебания fac — — ft—tn- Вновь полученный сигнал проходит через ограничитель (О) и подводится к различителю и управителю частоты (РЧАП и УЧ АП) системы автоподстройки гетеродина П. Выходное напряжение РЧАП равно нулю при /пс = fa. При /пс — /п =#= 0 на выходе РЧАП появляется управляющее напряжение, которое стремится привести /1ГС к /н-
АПЧ позволяет сузить полосу пропускания фильтра ФПС дэ 40—>50 Гц. Это сужение полосы нужно для приема слабого пилот-сигнала при воздействии боковой полосы принимаемого сигнала и шумов Более узкая полоса ФПС не применяется из-за опасности ухода частоты пилот-сигнала из полосы ФПС во время глубоких замираний. Для улучшения автоподстройки применяется ФАПЧ.
Иногда в качестве УЧАП применяется мотор, ротор которого при отсутствии управляющего напряжения остается неподвижным. Мотор может быть использован для настройки и подстройки контуров преселектора. Тогда при глубоких замираниях мотор не будет вращаться и сохранит то значение частоты гетеродина, которое было до начала замирания, а пилот-сигнал после замирания окажется в полосе своего тракта.
Длй улучшения избирательности в качестве ФПС применяют многозвенные ФСИ и снижают последнюю промежуточную частоту приемника. При этом для повышения избирательности по зеркальным каналам приходится применять двойное и даже тройное преобразование частоты в канале принимаемого сигнала или вводить дополнительное преобразование частоты в тракте пилот-сигнала.
Иногда на смеситель СЗ для восстановления несущей подается не пилот-сигнал, а остаток ослабленной в передатчике несущей. При этом восстановленная и подавленная несущая всегда будут совпадать. Однако при селективном замирании пилот-сигнала появятся нелинейные искажения при демодуляции, которые не возникнут в приемнике рис. 2.6. В эксплуатации удобно переключать приемник на два описанных способа демодуляции с помощью 47
Спектр f 2-го канала.
Спектр fn 1-го канала
Рис. 2.7. Спектр передатчика, уплотненного двумя однополосными каналами.
Кроме того, для АРУ придется
местного гетеродина и остатка несущей. В коммерческой связи применяется уплотнение сигнала передачи вторым однополосным каналом, спектр которого расположен по другую сторону подавленной несущей передатчика /н, как показано на рис. 2.7. Схема приемника такого сигнала аналогична изображенной на рис. 2.6, но дополнительно вводится второй демодулятор с фильтрами ФБП и УПЧ2, настроенными на частоту второго канала сигнала. Сигнал передачи можно также уплотнить, используя четыре однополосных канала, причем спектры двух из них лежат выше, а двух других ниже частоты остатка несущей передатчика.
Передача без пилот-сигнала вызовет значительные трудности создания в приемнике надежной системы автономной стабилизации частоты гетеродина, использовать выпрямленное напряжение однополосного сигнала. Это потребует постоянной времени АРУ порядка 10 с для устранения скачков усиления в паузах разговора. АРУ становится нечувствительной к быстрым замираниям и после долгих пауз появляются скачки громкости. Сдвоенный прием сигналов с ОБП пока не применяется. Частоты гетеродина-восстановителя ГЗ стабилизируются кварцевым резонатором.
При проектировании линейного тракта надо пользоваться указаниями гл. 1. Ширину спектра радиочастот принимаемого сигнала рекомендуется взять равной
По — Fmax, (2.19)
где Fmax— максимальная частота модуляции принимаемого сигнала, Полоса пропускания преселектора рассчитывается по (1.1), полоса УПЧ1 — по (1,5), а полоса ФБП и УПЧ2 — по формуле Пбд = (Fmax Fmin) 4- (Д/д 4- Пнс)//Счап, (2.20)
где Fmin — минимальная частота модуляции принимаемого сигнала. Минимальное отношение сигнал/шум увх можно определить по формуле
Твх*ТвЫх^ПВых/Пш. (2.21)
Ослабление помех по зеркальным и Соседнему каналам должно быть 80—100 дБ. Высокая избирательность обеспечивается: двойным или тройным преобразованием частоты, автоподстройкой гетеродина, которая позволяет сузить полосу пропускания практически до ширины спектра сигнала, и применением многозвенных ФСИ в тракте принимаемого сигнала последнего УПЧ и УНЧ (в том числе, магнитострикционных и кварцевых фильтров). При определении максимально допустимого коэффициента шума по формулам (1.7) — 4В
1
(1.10) величину минимально допустимого отношения сигнал/шум на входе приемника увх можно полагать равной увы4. Для детектирования непрерывных AM сигналов с ОБП целесообразно использовать полупроводниковые диоды, которые дают наименьшие искажения. Для обеспечения устойчивого и линейного режима работы на вход гетеродинного детектора (смесителя СЗ) надо подавать сигналы с амплитудой
U„ « 0,1 £7Г> илс, (2.22)
где Ur — амплитуда напряжения гетеродина ГЗ, а /7Д0 л- амплитуда сигнала на входе смесителя СЗ, которая обеспечивает линейный режим детектирования. Это значит, что на входе СЗ (т. е. на выходе УПЧ2) нужно создать Un — 0,04...0,06 В. Амплитуда выходного напряжения детектора
Ua « 0,9mt/n, 4' (2.23)
где т — коэффициент модуляции принимаемого сигнала.
Схему УНЧ надо проектировать согласно рекомендациям, изложенным в §2.1.
Очевидно, что устройство настройки магистрального коротковолнового приемника сигналов с ОБП можно реализовать по принципам, заложенным в схемах рис. 2.2 или 2.3.
2.4. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ
С ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Передача непрерывных сигналов с фазовой модуляцией (ФМ) применяется главным образом на многоканальных радиолиниях, предназначенных для работы на частотах выше 100 МГц, однако ФМ можно использовать и на одноканальных радиолиниях.
В состав демодулятора приемника ФМ сигналов (рис. 2.8) входит фазовый детектор (ФД). На его вход кроме принимаемого сигнала подается напряжение опорного гетеродина (ГОН), частота и фаза которого совпадают с частотой и фазой принимаемого сигнала.
Приемник должен содержать систему фазовой автоподстройки (ФАП) колебаний гетеродина ГОН под принимаемый сигнал. Для этого напряжения сигнала с выхода УПЧ2 (через ограничитель О) и генератора ГОН подаются на различитель РФАП системы фазовой автоподстройки. Напряжение сигнала ошибки, созданное РФАП с помощью управителя УФАП, управляет колебаниями ГОН так, чтобы его частота и фаза совпали с принимаемым сигналом на выходе УПЧ.
Для того чтобы быстрые изменения фазы, обусловленные модуляцией передатчика, не вызывали срабатывания устройства ФАП, между РФАП и УФАП включается /?С-цепь или фильтр нижних частот (ФНЧ) с граничной частотой FB < Fmln, где Fmin —• нижняя граничная частота спектра сигналов сообщения.
Приемник должен иметь кварцевую стабилизацию частоты гетеродина Г1 и начальную подстройку второй промежуточной частоты Сигнала failc помощью перестройки частоты fri генератора Г2 под частоту /оп ГОН.
АРУ должна поддерживать стабильность выходного напряжения УПЧ2 для устойчивой работы ограничителя, фазового детектора и различителя устройства ФАП.
При составлении схемы линейного тракта следует руководствоваться указаниями, изложенными в гл. 1.
Рис 2 8. Схема приемника непрерывных сигналов с ФМ.
Для уменьшения фазовых искажений в УПЧ целесообразно использовать каскады резонансного усиления или каскады с парами контуров с критической связью. Ширина спектра радиочастот принимаемых сигналов в (1.1) должна быть равна
~ 2m^,Finax, (2.24)
где — индекс фазовой модуляции.
Минимальное отношение сигнал/шум на входе приемника увх вычисляется по формуле.
~ ¥вых (2.25)
2.5. ПРИЕМНИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ
При амплитудной манипуляции (АТ) дискретные сообщения (буквы, цифры) передаются комбинациями двух видов сигналов (посылок и пауз), отличающихся амплитудой колебаний (U и 0). Различают управление передатчиком с помощью ручного телеграфного ключа и слуховой прием сигналов, а также автоматическую передачу и регистрирующий прием сигналов.
В первом случае, который может применяться на любых волнах, используются излучения А2 и А1. При излучении А2 во время передачи посылок колебания модулируются по амплитуде тональной частотой 800—1000 Гц, а во время передачи пауз модуляция отсутствует. В этом случае можно использовать приемник (рис. 2.9) с полосой
пропускания УПЧ порядка 2 кГц и последетекторным фильтром (ф) с полосой 200—300 Гц и средней частотой 800—1000 Гц, Недостаток приемника—широкая полоса УПЧ и связанная с этим низкая поме-У хоустойчивость. Достоинство—независимость тона слышимых сигналов от изменения несущей частоты, что упрощает управление приемником.
Рис. 2.9. Схема приемника телеграфных сигналов, передаваемых тональными посылками (излучение А2).
При излучении А1 во время передачи посылок излучаются колебания несущей частоты, а во время пауз излучение отсутствует. Прием сигналов можно реализовать по схеме рис, 2.10, в которой УПЧ содержит тональный модулятор (М) принимаемых сигналов. Достоинство такого приемника—независимость тона слышимых сиг-
Рис. 2.10. Схема приемника телеграфных сигналов излучения А1 с тональным модулятором.
налов от изменения несущей частоты, недостаток — низкая помехоустойчивость, которую можно повысить, включив на выходе детектора тбнальный фильтр (Ф), настроенный на частоту модуляции (тонального генератора ТГ).
Наилучшую помехоустойчивость может обеспечить приемник сигналов А1 (рис. 2.11), в котором для повышения помехоустойчивости можно сузить полосу пропускания УПЧ до 200—300 Гц. К выходу УПЧ подключаются смеситель С2 и гетеродин Г2, которые преобразуют сигналы промежуточной частоты в сигналы частотой 800—1000 Гц, хорошо различаемые оператором на фоне помех. Для дальнейшего повышения помехоустойчивости можно включить после детектора узкополосный фильтр, выделяющий частоту сигналов. Недостаток приемника заключается в необходимости подстройки частот гетеродинов приемника при изменении несущей частоты принимаемых сигналов.
Приемники, реализованные по схеме на рис. 2,11, должны быть снабжены устройством подстройки гетеродина Г2 для получения нужной тональной частоты сигналов.
Недостатками слухового приема являются малая скорость обмена (15—30 слов в минуту) и отсутствие возможности проверить ошибки оператора.
Рис. 2.11. Схема приемника телеграфных сигналов излучения А1 по методу биений.
Приемники,, реализованные по схемам на рис. 2.9—2.11, могут обеспечить также прием радиотелефонных сигналов с AM. Для этого в них следует выключить фильтры (Ф) и расширить полосу УПЧ для пропускания спектра радиотелефонных сигналов. Кроме того, в схеме рис, 2.11 необходимо выключить гетеродин Г2, а в схеме рис. 2.10 — выключить тональный генератор (ТГ) и перевести модулятор (М) в режим усиления.
выход
Рис. 2.12. Типовая схема телефонно-телеграфного приемника служебной связи.
В типовом телефонно-телеграфном приемнике служебной связи (рис. 2.12) для приема телефонных сигналов отсоединяют УПЧ1, тональный генератор (ТГ), гетеродин ГЗ, фильтр (Ф); переводят модулятор (М) в режим усиления и расширяют полосу УПЧ2,
При приеме смодулированных телеграфных сигналов отключают тональный генератор ТГ и переводят модулятор М в режим усиления. При Приема модулированных телеграфных сигналов отключают гетеродин ГЗ,
При автоматической передаче информации и регистрирующем приеме можно использовать неравномерный код Морзе с волнообразной записью посылок на ленте и равномерный код Бодо, при кото-52
ром знаки состоят из комбинаций пяти посылок и пауз, с буквопечатающим обменом информации. : J
Достоинство буквопечатающего обмена — отсутствие необходим мости расшифровки принятого текста; достоинство пишущего приема — возможность исправления ошибок при чтении записи сигналов на ленте. Автоматическая передача и регистрирующий прием позволяют вести обмен информации с высокими скоростями (до сотен слов в минуту). Приемники регистрирующего приема должны вырабатывать посылки постоянного тока, необходимые для нормальной работы телеграфного приемного аппарата, или тональные по-
Приемникг
Рис. 2.13. Схема магистрального коротковолнового приемника для регистрирующего приема телеграфных сигналов с АТ.
сылки неизменной амплитуды и частоты для посылки их в отдаленную от приемника телеграфную аппаратную. Автоматическая передача с регистрирующим приемом обычно ведется на линиях магистральной радиосвязи на коротких волнах.
В широко применяемой схеме магистрального приемника для регистрирующего приема телеграфных сигналов с АТ со скоростью до 375 бод (500 слов в минуту) (рис. 2.13) линейный тракт содержит преселектор, три преобразователя частоты и три УПЧ. Третья промежуточная частота выбирается низкой (звуковой) и используется для регистрирующего и слухового приема. Тройное преобразование частоты обеспечивает высокую избирательность приемника относительно соседних, зеркальных и побочных помех. АРУ поддерживает напряжение сигнала на входе смесителя СЗ (а значит, на выходе УПЧЗ) почти постоянным.
Для ослабления импульсных помех перед смесителем СЗ включается ограничитель амплитуд (О). После УПЧЗ сигналы подводятся
к амплитудному детектору (АД), который преобразует их в посылки постоянного тока (телеграфные посылки).
р i Для уменьшения воздействия шумов в паузах между посылками весле АД включают пороговую схему. Наименьшее одновременное воздействие шумов во время приема посылок и в паузах требует подбора оптимального напряжения порога Нпор « 0,5 Ua (где Uo — амплитуда принимаемого сигнала) при изменении отношения сиг-нал/шум вследствие замираний. Ручная регулировка порога затруднительна, и в цепь нужно включать устройство автоматической регулировки порога АРП. Для устранения воздействия шумов во время больших перерывов в передаче сигналов нужно включать устройство автоматического запирания приемника в паузах — автостоп ACT.
После АРП посылки постоянного тока усиливаются и ограничиваются в усилителе-ограничителе (УО), который служит для регенерации формы сигналов, т. е. для преобразования их крутизны фронтов, и подводятся к тонманипулятору (ТМ), который преобразует их в тональные посылки фиксированной частоты и амплитуды, посылаемые по линии с волновым сопротивлением 600 Ом и выходной мощностью 100 мВт. Приемники рассчитываются на работу от симметричных или несимметричных антенн, оканчивающихся фидерными линиями с волновым сопротивлением 60—400 Ом; антенн типа «наклонный луч» (Сд = 100...300 пкФ и 7?д — 100 Ом) и штыревых антенн (Сд « 50 пкФ). Входная цепь и УРЧ (с одним-двумя каскадами) — одноконтурные. Первый каскад УРЧ должен иметь активный элемент с минимальным уровнем шума.
Частота гетеродина Г1 стабилизируется кварцевым резонатором. Диапазон частот (1,5—33,5 МГц) приемника разбивается на ряд поддиапазонов, при смене которых переключаются катушки индуктивности преселектора и кварцевые резонаторы гетеродина П. Внутри поддиапазонов контуры преселектора УПЧ1 и гетеродина Г2 перестраиваются одной ручкой управления с помощью блока конденсаторов с воздушным диэлектриком. При таком способе настройки ширина всех поддиапазонов становится одинаковой (2 МГц), что позволяет увеличить точность настройки по шкале. Нестабильность настройки снижается, так как она обусловлена лишь нестабильностью гетеродина Г2, работающего на относительно низких частотах (порядка 1,5—2 МГц). Используя в смесителе CI преобразование частоты на гармониках гетеродина, можно уменьшить число кварцевых резонаторов. Чтобы упростить систему настройки, рекомендуется применять минимальное число контуров УПЧ1 (не более двух-трех одиночных или слабо связанных между собой) с одним каскадом усиления, тем самым уменьшая комбинационные помехи в смесителе С2.
На входе и в 1-м каскаде УПЧ2 с одноконтурными широкополосными каскадами можно включить два многозвенных ФСИ (на 4—> 5 звеньев) для того, чтобы уменьшить взаимные помехи сигналов. Третий преобразователь частоты может иметь совмещенные смеси-54
тель СЗ и гетеродин ГЗ. УПЧЗ содержит дополнительный фильтр Ф, переключаемый на 5 и 7 кГц.
За двухполупериодным АД включен фильтр манипуляции ФНЧ (фильтр нижних частот) с верхней граничной частотой 0,1—0,3 кГЯ для ослабления .несущей сигнала. Авторегулировка порога (АРП) имеет постоянную времени порядка 10 мкс. Тонманипулятор (ТМ) переключается на ряд частот 900—4000 Гц для многократного использования проводных линий.
В приемнике используется задержанная АРУ, усиленная, с постоянными времени 0,1 и 1 с соответственно при большой и малой
скорости телеграфирования. Кроме того, он снабжен устройствами РРУ, РРЧХ и др.
Для борьбы с глубокими замираниями сигналов широко применяется сдвоенный прием. В этом случае выходные напряжения амплитудных детекторов
Таблица 2.2
Вид передачи м, елоа/мин Пс, Гц П, Гц
Ключом 24 30 260
Пишущая 500 600 1400
двух приемников, настроенных
на одну и ту же станцию, но работающих от двух отдельных антенн, разнесенных на 5—10 длин волн, складываются как показано на рис. 2.13.
Для того чтобы уменьшить действие шумов того приемника, который принимает слабые сигналы, на суммарный выходной сигнал, для обоих приемников используют общую цепь АРУ, хотя каждый из них имеет собственный ДАРУ.
Схема линейного тракта магистрального приемника сигналов с АТ составляется согласно рекомендациям приведенным в гл. 1 и § 2.5,
Ширину спектра радиочастот при регистрирующем приеме в (1.1) следует взять равной
Пс = 1/т
(2.26)
или при работе по методу укороченного контакта для борьбы с переменными временными преобладаниями
Пс = (3„.5)/т. (2.27)
В (2.26) и (2.27) т — длительность точки азбуки Морзе или длительность элементарной посылки равномерного пятиэлементного кода.
В табл. 2.2 приведены величины скорости передачи М, ширины спектра сигнала Пс и полосы пропускания линейного тракта при обычно принимаемой нестабильности и различных видах передачи.
Выходное напряжение линейного тракта (УПЧЗ) берется равным t/n 0,5 В, чтобы получить достаточно большой коэффициент передачи амплитудного детектора и уменьшить усиление последующих каскадов.
При определении максимально допустимого коэффициента шума по формулам (1.7) — (1.10) минимальное отношение сигнал/помеха на входе преемника увх должно равняться
уи да 0,7у
ВЫХ У2ПВЫХ/ПШ, (2.28)
где Пвых — 0,5/т или Пвых = (1,5 ... 2,5)/т при использовании метода укороченного контакта.
Если величина увых не задана, можно принять ее равной 0,7— 2 для слухового приема, 2—5 для пишущего приема и 3—10 для буквопечатающего приема.
Из-за относительно низкой помехоустойчивости и сильной ее зависимости от порога ограничения, который не всегда удается выдержать оптимальным, амплитудная манипуляция сейчас мало используется при регистрирующем, а особенно буквопечатающем обмене.
2.6. ПРИЕМНИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ
При частотной манипуляции (ЧТ) дискретные сообщения (буквы, цифры) передаются комбинациями двух видов сигналов («нажатия» и «отжатия») с разными частотами Д и f2. Телеграфные сигналы с ЧТ широко используются для буквопечатающего телеграфного обмена на магистральных коротковолновых линиях связи из-за большей помехоустойчивости передачи с ЧТ по сравнению с АТ,
При телеграфной передаче с ЧТ используется равномерный пятизначный код, при котором буквы и цифры состоят из пяти элементарных посылок одинаковой амплитуды и длительности. Сигналы характеризуются: скоростью в бодах IPt = 1/т (числом элементарных посылок длительностью т в секунду); отклонением (девиацией или сдвигом) частоты 2Ад при манипуляции и индексом модуляции тт = Ад/0,5 1Ет. Считая, что среднее слово состоит из 5 букв, получаем скорость М = 1Тт/25 слов в минуту. Линейный тракт магистрального коротковолнового приемника ЧТ сигналов (рис, 2.14) аналогичен линейному тракту приемника, реализованного по схеме на рис. 2.13, Демодулятор состоит из ограничителя ОЧТ, который служит для уравнения амплитуд посылок «нажатия» и «отжатия» и для уменьшения действия помех.
Фильтры ФН и ФО («нажатия» и «отжатия») выделяют сигналы с частотами ft и /2 и имеют разнос средних частот 1000 Гц (для приема сигналов с девиацией ± 500 Гц) и средние частоты 4 и 5 кГц или 6 н 7 кГц. Амплитудные детекторы (АД) с интеграторами (И) преобразуют сигналы в посылки постоянного тока,
Каскад вычитания (КВ) превращает эти посылки в двусторонние, которые могут подводиться или к усилителю-ограничителю (УО) (аналогичному показанному на рис. 2.13) или к формирующему и регистрирующему устройству (ФР) телеграфных сигналов. Далее сиг-56
налы через тонманипулятор (ТМ) (аналогичный показанному на рис. 2.13) по проводной линии подаются в телеграфную аппаратную.
Помехоустойчивость приемника растет из-за того, что демодулятор ошибается в приеме посылки лишь тогда, когда амплитуда помехи в одном его плече будет больше суммарной амплитуды сигнала и помехи во втором плече.
Приемник z
Рис. 2.14. Схема магистрального коротковолнового приемника для приема ЧТ сигналов.
Формирующее и регистрирующее устройство (ФР) служит для определения полярности и восстановления (регенерации) формы импульсов, поступивших от КВ, перед подачей их на тонманипулятор.
При регистрации применяется метод интегрального приема, т. е. используется напряжение элементарной посылки в конце ее приема. В цепь приема сигнала (точка /) включается КС-цепь линейного интегрирования с временем установления /у
ty = 2,3 КС = (3„.5)т (2.29)
или
КС = (1,3... 2,5)т. (3.30)
В конце приема посылки в точку 3 передается короткий синхроимпульс, который разряжает КС-цепь и через точку 4 подает накоп
ленное напряжение на спусковое устройство, которое преобразует
напряжение сигнала в прямоугольные импульсы, как показано на эпюре напряжений рис. 2.15, а. Эти импульсы поступают на тон-
манипулятор с запаздыванием на одну элементарную посылку, что не имеет значения. Заметим, что вместо 7?С-цепи можно также применить додетекторные интеграторы (резонансные контуры с полосой меньше (0,2...0,4)/т).
Приемник имеет АРУ, посхе-ме аналогичную рис. 2.13, с постоянной времени 0,05—0,1 с.
Для борьбы с глубокими замираниями применяется сдвоенный прием сигналов. При этом складываются двусторонние импульсы, полученные в каскадах вычитания (КВ) обоих приемников. Приемники охва-
Рис. 2.15. Эпюра напряжений формирующего и регистрирующего устройства рис. 2.14.
чены общей цепью АРУ, как и в схеме рис. 2.13.
Схема линейного тракта
рассматриваемого приемника составляется согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1 и § 2.5. Ширину спектра радиочастот в (1.1) следует выбирать равной
Пс = 2 F& + 3 FT,
(2.31)
где Др — 0,5 ИД — основная частота манипуляции; 1ГТ — скорость передачи, в бодах.
В табл. 2.3 приведены значения 1Гт, Пс при передаче от различных аппаратов и П при обычно принимаемой нестабильности и 2 F& = 1000 Гц.
Выходное напряжение линейного тракта (УПЧЗ) можно брать Ua « 0,5... 1 В для получения эффективного ограничения сигналов в ОЧТ,
Таблица 2.3
т Вид аппарата 1ГТ, бод И с. гч П, Гц
Стартстопный телетайп СТА-2М 50 1075 1350
Трехкратный телетайп TPT-1 152 1230 1660
Многократные буквопечатающие аппараты 300 1450 -ж 2100
Магистральные коротковолновые линии радиосвязи часто уплотняются двумя телеграфными каналами с ЧТ методом двойного частотного телеграфирования ДЧТ. При ДЧТ передатчик может излучать телеграфные посылки на четырех частотах f2, fs и ft, отличающихся на 1 кГц друг от друга. При нажатии на 1-м и 2-м 58
каналах излучение идет на частоте Д, при нажатии на 1-м и отжатии на 2-м — на частоте Д; при отжатии на 1-м и нажатии на 2-м — на частоте, Д при отжатии на 1-м и 2-м— на частоте Д. Спектр сигнала ДЧТ при равном разносе и девиации частот в два раза шире, чем при ЧТ (при синхронной работе аппаратов 1-го и 2-го каналов). При несинхронной работе спектр расширяется.
Приемник!
Рис. 2.16. Схема магистрального коротковолнового приемника сигналов ДТЧ.
В приемнике сигналов ДЧТ (рис. 2.16) схемы линейного тракта и устройства АРУ аналогичны показанным на рис. 2.13 и 2.14.
Демодулятор содержит ограничитель ОЧТ и четыре фильтра (Ф), настроенных на частоты Д, Д, Д и Д (4; 5; 6; 7 кГц) сигналов ДЧТ. Легко видеть, что при детектировании посылок частот Д, /г, Д и Д ДЧТ на выходе каскадов вычитания КВ1 и КВ2 получаем сигналы нажатия и отжатия (обозначенные буквами н и о соответственно), т. е. комбинацию сигналов, как показано в табл. 2.4. Сигналы с К.В1 и КВ2 проходят через цепи, аналогичные использованным в приемнике по схеме рис. 2.14. Проводную линию 59
Таблица 2.4
Л Канал с Сигналы на частотах
/1 ft 1. ь
1 2 О О О н н О н н
можно уплотнить, если два ТМ работают на разных частотах. Также, как при приеме сигналов с ЧТ, для борьбы с глубокими замираниями применяется сдвоенный прием сигналов с ДЧТ. При этом оба приемника охвачены общей цепью АРУ, аналогично схеме рис. 2.14.
Линейные тракты сдвоенных приемников (рис. 2.17) одинаковы и аналогичны приемнику рис. 2.14. Демодулятор содержит два ограничителя ОЧТ, подключенных к выходам УПЧЗ соответствующих приемников, восемь фильтров, настроенных на частоты Д, Д, /8 и Д
Рнс. 2.17. Схема соединений двух приемников для сдвоенного приема сигналов ДЧТ.
ДТЧ, и восемь пар амплитудных детекторов (АД). На выходе КВ1 н КВ2 получаем посылки нажатия и отжатия, аналогичные приведенным в табл. 2.4.
Как видно из сравнения рис, 2.2, 2,13, 2.14 и 2.16, эти схемы настолько сходны, что путем несложных переключений можно создать универсальное коротковолновое приемное магистральное устройство для приема сигналов радиотелефонных с AM и телеграфных с АТ, ЧТ и ДЧТ.
Приемники, выполненные по схеме рис. 2.13, 2.14 и 2.16, могут иметь устройство настройки, подобное показанному на рис. 2,3.
2.7. ПРИЕМНИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ
При передаче дискретных сигналов с фазовой манипуляцией (ФТ) фаза обычно изменяется на 180° при переходе от сигнала нажатия к сигналу отжатия и наоборот.
Рис. 2.18. Схема формирования синхронных колебаний из принимаемых ФТ сигналов.
Рнс. 2.19. Схема формирования синхронных колебаний с помощью местного стабильного гетеродина.
Передача дискретных сигналов с ФТ обеспечивает большую помехоустойчивость приемника, чем передача с ЧТ и АТ. Это объясняется тем, что спектр сигналов с ФТ в два раза уже, чем при ЧТ, а амплитуды боковых частот в два раза больше, чем при АТ. Кроме того, при ФТ ослабляются помехи, не совпадающие по фазе с сигна-
Рис. 2.20. Приемник дискретных сигналов ОФТ со сравнением фаз.
лами нажатия и отжатия. Таким образом, наблюдается выигрыш едва раза по мощности при переходе от ЧТ к ФТ и в четыре раза яри переходе от АТ к ФТ.
В приемнике сигналов с ФТ необходим синхронный гетеродин, фаза которого совпадает с фазой сигнала нажатия или отжатия. Напряжения синхронного гетеродина и принимаемого сигнала подеются на фазовый детектор, на выходе которого появляется положительный импульс при совпадении фаз сигнала и гетеродина и отрицательный при сдвиге фаз на 180°,
Получение синхронных колебаний с помощью автономного местного генератора затруднительно. Их можно сформировать из принимаемых сигналов с помощью соответствующего устройства (рис. 2.18). Умножитель частоты (У) на два превращает сигнал в не-манипулированный. Узкополосный фильтр (Ф) ослабляет помехи в канале синхронизации, а с помощью делителя (Д) на два получаем частоту, равную частоте синхронного колебания, которое через фазовращатель (ФВ) подводится к фазовому детектору (ФД). Недостаток устройства на рис. 2.18 — возможность «обратной работы», так как синхронное колебание может иметь два устойчивых состояния фазы: 0° и 180°. В устройстве, реализованном по схеме на рис. 2.19, этот недостаток уменьшается, хотя и не устраняется. Здесь частота местного стабильного генератора (Г), фаза которой совпадает с фазой сигнала, подстраивается сигналом с помощью системы ФАП, состоящей из умножителей (У') частот сигнала и гетеродина на два, фильтра (Ф), различителя (РФАП) и управителя (УФАП).
Недостаток ФТ устраняется в системе с относительно-фазовой манипуляцией (ОФТ), в которой сигналы нажатия и отжатия определяются сравнением фаз предыдущей и последующей посылок, причем фаза меняется при переходе к сигналу отжатия и не меняется при переходе к сигналу нажатия. В приемнике нет синхронного гетеродина и обратная работа при скачке фазы возможна лишь при приеме одной-двух посылок.
Прием сигналов с ОФТ возможен на приемник со сравнением фаз (рис. 2.20). В этом приемнике на выходе ограничителя в точке / получаем сигнал с ОФТ и ограниченной амплитудой, показанный на рис. 2.21. На вход интеграторов И и И' в точки 2 и 2' с помощью электронного коммутатора (ЭК) подводятся сигналы. В точках 3 и 3' получаем сигналы, состоящие из участков колебаний с нарастающей амплитудой и участков свободных колебаний, причем длительности этих участков равных. В конце каждой посылки импульсы, поступающие от блока синхронизации БС (точка 4), открывают усилители У1 и У2 и на фазовый детектор ФД (точки 5 и 5') поступают радиоимпульсы. На выходе ФД <5 получаем импульсы постоянного тока, полярность которых зависит от соотношения колебаний в радиоимпульсах. При совпадении фаз в точке 6 получаем положительные импульсы, при сдвиге фаз на 180° — отрицательные. Блок синхронизации управляет схемой гашения (СГ), которая прекращает свободные колебания на выходах интеграторов И и И' через интервалы времени т. После устройства формирования телеграфных посылок ФТГ в точке 7 телеграфные посылки поступают к телеграфному аппарату или в проводную линию. Они оказываются сдвинутыми на интервал т относительно принятых, что не имеет значения.
Метод сравнения фаз наиболее прост в реализации, но обеспечивает помехоустойчивость приемника, меньшую, чем метод передачи сигналов с ФТ. Это объясняется тем, что помехи воздействуют на два тракта с одинаковыми полосами.
Прием сигналов с ОФТ можно также реализовать, используя метод сравнения полярностей (рис. 2.22). В точке 1 получаем ограниченные по амплитуде сигналы с ОФТ (рис. 2.23), которые одновременно с сигналами синхронного гетеродина (СГ) подаются на фазовый детектор (ФД). Полученные в точке 2 импульсы постоянного тока, не соответствующие исходным телеграфным посылкам, через интегратор (И) поступают на разрядное устройство РУ (точка 4) одновременно с управляющими импульсами от блока синхронизации БС (точка 3). Последние разряжают конденсатор интегратора И, преобразуя напряжение, полученное в точке 4, в треугольные посылки с переменным знаком (точка 5).
Рис. 2.22. Приемник дискретных сигналов ОФТ со сравнением полярностей.
В усилителях У1 и У2 импульсы усиливаются и подводятся к триггеру Тг1, который преобразует их в прямоугольные посылки (точка 6). Последние дифференцируются цепочкой ДЦ, приводятся к одинаковой полярности (точка 7) и подаются на одно из плеч выходного триггера Тг2, ко второму плечу которого из точки 3 подводятся управляющие импульсы. Импульсы из точки 7 опрокидывают выходной триггер в одно из положений, а управляющие импульсы из точки 3 — в другое. На выходе триггера в точке 8 получаем исходный телеграфный сигнал, который подается на выход приемника.
Приемник, построенный по схеме рис. 2.22, достаточно прост и, сочетая когерентное детектирование с интегральным приемом (оптимальной фильтрацией), позволяет обеспечить потенциальную помехоустойчивость. Однако для нормальной работы его необходим тракт синхронизации колебаний типв, показанного на рис. 2.19, поэтому на практике удобнее реализовать схему рис. 2.20.
Проектирование преселектора, преобразователя частоты и УПЧ наиболее распространенной схемы рис. 2.20 надо вести согласно указаниям гл. 1.
Ширину спектра радиочастот в (1.1) надо брать равной По == = 1,5IFt> где — скорость передачи, в бодах.
Выходное напряжение УПЧ следует выбирать порядка Uu м & 0,5... 1 В для эффективного ограничения амплитуд сигналов в ограничителе О.
Реальную чувствительность приемников дискретных сообщений, передаваемых дискретными сигналами, можно определить, задаваясь допустимыми вероятностями ошибок воспроизведения символов (кодовых комбинаций) рОк, с помощью которых передаются
Рис. 2.23. Эпюры напряжений в приемнике рис. 2.22.
дискретные сообщения при воздействии шумов. При поэлементном приеме й использовании минимальных кодов
Рок = 1 — (1 — р0)" (2.33)
где р0 — вероятность ошибки воспроизведения элементарного сигнала; п — число этих сигналов в кодовой комбинации. При pji <£ 1 получаем
РоК « РоП. (2.34;
Вероятности ошибок р0 определяются отношением энергии сигнала к удельной мощности шума ho на входе приемника, видом модуляции и параметрами приемника. При приеме сигналов с АТ, ЧТ и ФТ на приемник с когерентным детектором, к которому подводятся сигнал и колебания местного гетеродина, синхронные и син-3 Зак. 895 65
фазные с колебаниями сигнала, вероятности ошибок р0 соответственно равны (рис. 2.24):
ро > 0,5 [1 - Ф (0,7ft)], (2.35)
р0 = 0,5 ]1 - Ф (Л)], (2.36)
ро = 0,5 [1 - Ф (1,4ft)], (2.37)
где h _ отношение эффективных напряжений сигнал/шум на входе X
детектора; Ф (х) = (2/)/2л) § ехр (—0,5/2)Л— интеграл вероят-о
Рис. 2.24. Зависимость р0 (Л) при передаче сигналов АТ, ЧТ и ФТ.
ности.
Вероятности ошибок при заданном ft0 будут минимальными, а, значит, помехоустойчивость будет максимально возможной (потенциальной) при приеме сигналов на идеальный приемник, содержащий оптимальный фильтр и когерентный детектор. Отношение мощностей сигнал/шум на выходе оптимального фильтра
ft2 = ft2. (2.38)
Допустимые ft при заданных р0 находятся с помощью формул (2.35) —(2.37) или рис. 2.24, а й0 — с помощью (2.38).
Оптимальный фильтр имеет частотную характеристику, комплексно-сопряженную (согласованную) со спектром сигнала. Заметим, что в прием-
никах с когерентным детектором оптимальный фильтр может быть включен как до, так и после детектора без
изменения помехоустойчивости.
Как видно из рис. 2.24, приемники сигналов АТ имеют наименьшую помехоустойчивость. Для упрощения конструкции можно заменить оптимальный фильтр квазиоптимальным, форма частотной
характеристики которого не согласована со спектром сигнала и лишь ширина полосы выбрана так, чтобы отношение сигнал/шум на выходе было наибольшим. При этом помехоустойчивость падает, так как
А2 = (0,8...0,6)А2, (2.39)
при импульсах с большой и малой скважностью соответственно. Оптимальные полосы додетекторных фильтров П = (0,б5...1,37)/т, последетекторных П = (0,33...0,6)/т.
При замене когерентного детектора некогерентным также уменьшается помехоустойчивость, так как в этом случае не подавляются 66
ортогональные к сигналу составляющие шума. Вероятности ошибок при приеме сигналов ЧТ равны
р0 ж 0,5 ехр (—0,5/г2). (2.40)
и могут быть определены по кривой ЧТНКГ рис. 2.24. Величина /г0 находится по формуле (2.38) или (2.39).
Если частота принимаемых сигналов нестабильна, то полосу додетекторного фильтра приемника приходится брать значительно шире оптимальной, т. е. брать Пт>>1. При этом на входе детектора
/г2 =*= Ао/Пт < (2.41)
Заменяя в (2.40) h согласно (2.41), мы видим, что расширение полосы заметно снижает помехоустойчивость. Однако, включив линейный интегратор или оптимальный фильтр после детектора, можно устранить или уменьшить падение помехоустойчивости при когерентном и некогерентном приеме соответственно. Действительно, приемник с когерентным детектором и оптимальным фильтром, включенным после детектора, обладает потенциальной помехоустойчивостью. Помехоустойчивость приемника с некогерентным детектором, широкополосным додетекторным и оптимальным последетек-торным фильтрами зависит от типа детектора, ширины полосы додетекторного фильтра у тП и соотношения мощностей сигнал/шум h на входе детектора. Действительно, при приеме ЧТ сигналов по схеме рис. 2.14 вероятность ошибки
Д, = 0,5(1 - Ф (ЙВЫ1)], (2.42)
где йвых — отношение эффективных напряжений сигнал/шум на выходе схемы.
При линейном детекторе и й>>1 или при когерентном детекторе обеспечивается потенциальная помехоустойчивость и
^Ы1 = й§; (2.43)
при квадратичном детекторе
hlm = 0,5/1§; (2.44)
при h 1 и любом детекторе
Лвы1 = й§/У2ЙТ. (2.45)
Допустимые /гвых определяются из (2.42) при заданных р0, а требуемое /г0 — из (2.43) — (2.45). При приеме сигналов ОФТ по схеме рис. 2.20
р0 = 0,5 ехр (—Л2), (2.46)
а при приеме по схеме рис. 2.22
р0 = 0,5(1 — Ф2 (1,4/г)]. (2.47)
3* <57
2.8. ПРИЕМНИКИ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНЫМ УПЛОТНЕНИЕМ
Приемники широко используются для приема сигналов радиорелейной связи, радиотелеметрии и радиоуправления на частотах выше 100 Мгц.
, Многоканальный сигнал с частотным уплотнением содержит несущее колебание, модулированное по амплитуде, частоте или фазе несколькими колебаниями различных поднесущих частот, которые, г свою очередь, модулированы по амплитуде (с одной боковой полосой или с двумя боковыми полосами и несущей), частоте или фазе сигналами сообщений (речи, данных измерений, команд и др.).
Ряе. 2 25. Схема приемника многоканальных сигналов с частотным уплотнением (ЧУ).
Многоканальные сигналы обозначают двумя группами букв (AM—AM, AM—ЧМ и т. д.), где первая группа соответствует виду модуляции поднесущих, & вторая — виду модуляции несущей.
Демодулятор несущей (ДН), обычно реализуемый согласно рис. 2.1, 2.4, 2.6 и 2.8 при AM, ЧМ, ОБП и ФМ несущей соответственно, преобразует многоканальный сигнал промежуточной частоты в сумму колебаний поднесущих частот (канальных сигналов) (рис. 2.25).
11 При приеме сигналов с AM и ОБП ограничитель (О) должен ос-
лаблять импульсные помехи, а при приеме сигналов с Ч.М и ФМ должен служить и для борьбы с гладкими помехами. Канальные сиг-валыс AM, ЧМ, ОБП и ФМ поднесущих разделяются фильтрами Ф1, Ф2, ..., Фп, усиливаются в канальных усилителях (УК) и поступают в демодуляторы поднесущих (ДПН), преобразующих канальные сигналы в сигналы сообщений, которые после усиления в УНЧ подаются на выходы приемника.
При использовании ЧМ и ФМ поднесущих после фильтров включаются дополнительные ограничители амплитуд. АРУ приемника обеспечивает устойчивую работу последнего каскада УПЧ, ограничителя и детектора.
При приеме сигналов с AM несущей для ее демодуляции рекомендуется использовать детекторы на полупроводниковых диодах и подводить к ним сигналы с амплитудой 0,5—1,0 В. Авторегулиев
ровка усиления поддерживает уровень принимаемых сигналов на входе последнего каскада УПЧ таким, чтобы нелинейные искажения в этом каскаде так же, как и во всем линейном тракте, были малыми. Для уменьшения взаимных помех каналов коэффициенты усиления их в линейном тракте должны мало отличаться друг от друга. Диодный ограничитель (О) служит только для ослабления пиков импульсных помех и уровень ограничения должен быть выше наибольшей амплитуды сигнала на входе ограничителя (амплитудного детектора)
^пор max e U-afTls,
где ms — коэффициент модуляции несущей результирующим напряжением всех поднесущих многоканального сигнала.
Амплитуда напряжения одного канала на выходе детектора ДН
идк = тДд[/в, (2.48)
где тк — коэффициент модуляции несущей за счет колебаний одного канала; — коэффициент передачи детектора.
Канальный усилитель, включаемый между детектором несущей и детектором поднесущей, должен иметь коэффициент усиления
К* = UVH/UW, (2.49)
где Uail — необходимое напряжение канального сигнала на входе детектора поднесущей, зависящее от вида модуляции поднесущей. При расчете Кк следует учитывать ослабление, создаваемое разделительными фильтрами каналов (Ф).
При приеме поднесущих с AM и ОБП нелинейные искажения в УК должны быть малы, при приеме поднесущих с ЧМ и ФМ он должен вносить малые фазовые искажения. Дополнительный ограничитель, включенный перед детектором поднесущей, должен иметь уровень ограничения
_ (Люр “ ^пн О 0 + ™п)> (2.50)
где Una 0 — амплитуда поднесущей на входе ограничителя; тп = •== 0,03...0,5 — коэффициент модуляции поднесущей помехами.
• Для упрощения приемников генераторы-восстановители поднесущих и генераторы опорных напряжений при приеме с ОБП и ФМ поднесущих можно не стабилизировать по частоте (фазе), если их частоты не очень велики и стабильность частоты высока. Входное напряжение усилителя выходных сигналов УНЧ
U 84 ~ ПН’ (2.51)
где Кд пн — коэффициент передачи детектора поднесущей.
Полоса пропускания канального усилителя выбирается равной ширине спектра радиочастот поднесущей, т. е.
Пк — Пск, (2.52)
где
^ск ^Ктах; ПСк ^mex! Пск = 2Fmax (1-4-тчкТ/Щдк) (2.53) при AM, ОБП, ЧМ поднесущей соответственно.
Таблица 2.5
Сигналы пс С
ОБП—ОБП (^тах 4" AFз) 1
AM—ОБП ; (2 Агпах Ч~ 1/3
ФМ—ОБП "к (2^?тах^Ч)А з) 0,5 т'1А
ЧМ—ОБП ,7к (2Z7niax^qft 4” 1,5т^
AM—AM 2як(2/гШах + ААз) 1/9
ФМ—AM 2ик (2Fщах Ч-^^7з) т1^
ЧМ—AM (2Finax лч-{-AFri) 0,5
ОБП—AM , 2лй (Fmax 1/3
ОБП—ЧМ 2Пк (Fmax4”&F3) тч 0,5Д/тч//|
AM—ЧМ 2^ ^ч*(2РП1ах Ч-^^з) 0.125&О/1
ФМ—ЧМ 2/гк тч {2.Fтах AF3) 0,25(Д^1ч/^)тфд
ЧМ—ЧМ 2пк/пн (2Т7Шах а) 0,75 тчА Д/^ч//1
Примечание: пи — число каналов многоканального сигнала; fmax — максимальная частота спектра сообщения, передаваемого по одному каналу; ДЛ, — защитный интервал между спектрами канальных сигналов; тч и т$ — частотный и фазовый коэффициент модуляции несущей; тчл и Щфа — частотный и фазовый коэффициент модуляции поднесущей ft-го канала; Д — поднесущая fe-ro канала; Д/тч — отклонение частоты несущей.
Частотный разнос между поднесущими должен быть равен
А^пн = Пск + AF3, (2.54)
где AF3 — защитный интервал между поднесущими, необходимый для их разделения.
При приеме сигналов с ОБП несущей для ее демодуляции рекомендуется. использовать детектор (смеситель) ДН на полупроводниковом диоде и подвести к нему от УПЧ сигнал с амплитудой 0,04—0,06 В и напряжение гетеродина-восстановителя несущей с амплитудой 0,5 — 1,0 В. Канал выделения пилот-сигнала и АПЧ первого гетеродина строят согласно указаниям § 2.3, а линейный тракт, ограничитель, АРУ, устройства разделения и обработки канальных сигналов аналогичны используемым в приемнике с AM несуще!.
При приеме сигналов с ЧМ несущей для ее демодуляции следует использовать полупроводниковый диодный частотный детектор (ДН) с парой связанных контуров и диодный ограничитель перед ним, служащий для борьбы как с импульсами, так и с гладкими помехами. К ограничителю подводят сигнал от УПЧ с амплитудой
UD « t/aop/(l — man) « 0,25...,0,5 В, (2.55)
где t/nop — порог ограничения; тан — коэффициент модуляции многоканального сигнала помехами.
Для уменьшения взаимных помех и искажений канальных сигналов фазовые искажения в линейном тракте должны быть малы. Для атого в нем следует использовать каскады резонансного усиленияили каскады с парами, связанных контуров.
Устройства разделения и обработки канальных сигналов аналогичны. используемым в приемнике сигналов с AM несущей.
При определении максимально допустимого коэффициента шума согласно (L.7)—(1.10) величину минимально допустимого отношения сигнал/шум на входе приемника можно подсчитать по формуле
У в* ~ Vb.ki(2.5G) где kp — отношение максимального напряжения многоканального сигнала к действующему значению его (£р яа пк), а коэффициент с определяется из табл. 2.5.
Ширину спектра радиочастот принимаемых сигналов По в (1.1) следует выбирать из табл. 2.5.
2.9. ПРИЕМНИКИ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
С ВРЕМЕННЫМ УПЛОТНЕНИЕМ
В настоящее время для радиосвязи, радиотелеметрии и радиоуправления широко используется передача сообщений модулированными видеоимпульсами преимущественно на частотах выше 100 Мгц. Различают видеоимпульсы: с амплитудно-импульсной (АИМ), с широтно-импульсной (ШИМ), с временной (фазовой) (ВИМилиФИМ),
с кодово-импульсной (КИМ) и с дельта-модуляцией (ДМ). Для передачи сообщений по радиолиниям модулированные видеоимпульсы скачкообразно меняют частоту, амплитуду или фазу несущего колебания, образуя радиоимпульсы. При этом вместо фазовой манипуляции может применяться относительно фазовая манипуляция (ОФТ).
Сигналы, передаваемые радиоимпульсами, кодируются двумя группами букв, причем первая из них обозначает вид модуляции видеоимпульсов, а вторая — вид модуляции несущего колебания.
Рис. 2.26. Схема приемника многоканальных сигналов с временным уплотнением (ВУ).
Например, различают сигналы АИМ-АМ, КИМ-ФМ и т. д. Передача радиоимпульсами позволяет создавать многоканальные радиолинии с временным уплотнением каналов, по которым сообщения различных каналов передаются последовательно в различные интервалы времени.
Время передачи делится на тактовые периоды Tw, в течение которых передается по одному импульсу каждого канала (или по одной кодовой комбинации импульсов при использовании КИМ), и импульс синхронизации. Частоту тактовых периодов FB = 1/Ти следует выбирать выше максимальной частоты спектра сигналов сообщений Fmax по крайней мере в два раза, а обычно от двух с половиной до пяти раз.
Приемник многоканальных сигналов с временным уплотнением (рис. 2.26) должен преобразовать радиоимпульсы в видеоимпульсы; разделить видеоимпульсы, служащие для передачи сообщений по различным каналам, и преобразовать видеоимпульсы, следующие с тактовой частотой, в модулирующие напряжения (сигналы сообщений). После линейного тракта радиоимпульсы промежуточной частоты через ограничитель (О) подводятся к демодулятору ДРИ, который преобразует их в видеоимпульсы. При приеме радиоимпульсов с несущей с изменяющейся амплитудой, частотой или фазой в качестве демодуляторов используются импульсные амплитудные, частотные и фазовые детекторы соответственно. 72
При приеме сигналов с АИМ-АМ ограничитель должен ослаблять импульсные помехи, при приеме остальных видов сигналов ограничитель должен служить и для борьбы с гладкими помехами.
Радиоимпульсы синхронизации также преобразуются ДРИ в видеоимпульсы. Импульсы синхронизации обычно имеют большую длительность, чем импульсы сигналов сообщений, передаваемых по каналам. Они отделяются от канальных импульсов с помощью интегратора (И) и пороговой схемы (ПС) и запускают ждущий мультивибратор МВ1. При этом открывается каскад совпадения КС1 на
Сигнал ошибки
Рис. 2.27. Схема демодуляторов видеоимпульсов с АИМ и расширением импульсов. х
Рис. 2.28. Эпюра напряжений демодулятора видеоимпульсов с АИМ и расширением импульсов.
время приема импульса (или кодовой комбинации импульсов при приеме сигналов с КИМ) 1-го канала, и этот импульс проходит через КС! на демодулятор видеоимпульсов ДМ1. Срез импульса мультивибратора МВ1 запускаетМВ2 (который открывает КС2 и пропускает к ДМ2 импульс 2-го канала) и так продолжается до срабатывания последнего мультивибратора МВп и пропускания через КСп к ДМп импульса последнего n-го канала. Затем проходит следующий импульс синхронизации и процесс повторяется. Конечно, кроме описанной возможны и другие схемы разделения каналов с помощью импульсов синхронизации.
Демодуляторы ДМ1, ...» ДМп преобразуют последовательности импульсов в сигналы сообщений каналов. Тип демодулятора соответствует виду модуляции видеоимпульсов.
Помехоустойчивость канала синхронизации важна для приемника многоканальных сигналов с временным уплотнением, так как под влиянием помех на этот канал нарушается работа всех каналов приема сообщений. Желательно, чтобы помехоустойчивость канала синхроимпульсов была выше, чем у каналов сообщений. Для этого можно увеличивать энергию синхроимпульсов (за счет их длительности или амплитуды) или заменять их кодовыми комбинациями.
Для снижения нестабильности и подавления синхроимпульсов помехами можно использовать инерционную синхронизацию. При
этом синхроимпульсы приемника вырабатываются местным генератором, частота и фаза которого управляется принимаемыми синхроимпульсами с помощью системы ФАПЧ (рис. 2.27). В этой системе выделенные интегратором (И) и пороговой схемой (ПС) синхроимпульсы поступают на фазовый детектор (ФД) вместе с импульсами местного генератора (МГ). Полученный на выходе ФД сигнал ошибки через 7?С-цепь и управитель фазовой автоподстройки (УФАП) воздействует на МГ, обеспечивая синхронность и синфаз-ность принимаемых и выработанных им синхроимпульсов. Вырабо-
Рис. 2.29. Эпюра напряжений, Рис. 2.30. Схема включения двустороннего иллюстрирующая ослабление ограничителя в приемнике сигналов с ШИМ. помех при приеме сигналов с ШИМ с помощью двустороннего ограничителя.
тайные МГ импульсы подаются на мультивибраторы МВ (рис. 2.26). Медленные уходы принимаемых синхроимпульсов компенсируются фазовой автоподстройкой, а быстрые пропадания их сглаживаются RC-цепъю.
Для демодуляции видеоимпульсов с АИМ при малой скважности q = Ги/т (где т—длительность импульсов) можно просто пропустить видеоимпульсы через ФНЧ с граничной частотой 0,5^ > Дв > > Ртах, где Ртах — высшая частота спектра сигналов сообщений.
При большой скважности нужно подать видеоимпульсы с АИМ на пиковый детектор (ПД), чтобы избежать последующего большого усиления сигналов. Для устранения нелинейных искажений при демодуляции и получения значительной амплитуды сигналов сообщений можно использовать «расширители импульсов», которые преобразуют серии коротких импульсов одной полярности в серии более длинных импульсов противоположной полярности, показанные на рис. 2.28. ФНЧ на выходе расширителя импульсов отделяют сигналы сообщений от высокочастотных составляющих напряжения.
Для демодуляции сигналов с ШИМ можно пропустить видеоимпульсы через фильтр нижних частот ФНЧ с граничной частотой Г в, где 0,5FH > FB > Fmax. Для ослабления помех во время приема импульсов и пауз нужно использовать двусторонний ограничитель (ДО), действие которого поясняется рис. 2.29, или электронное реле, которое будет перебрасываться во время прохождения напряжения сигнала через порог ограничения Uaos. Уровень ограничения следует выбирать из условия
UaQp « 0,5t/„, {2.57)
где Ua — амплитуда видеоимпульсов. В этом случае уровень ограничения попадает на участок наибольшей крутизны фронта импульсов и действие помех станет минимальным. Двусторонний ограничитель включают между ДРИ и КС, тем самым уменьшая необходимое число активных элементов (рис. 2.30),
Рис. 2.31. Эпюра напряжений при преобра- Рис. 2.32. Демодулятор сигна-зовании сигналов с ВЙМ в сигналы с ШИМ. лов с КИМ.
От селектора каналов
Для демодуляции сигналов с ВИМ нельзя ограничиться пропусканием сигнала через ФНЧ с О.бАц > FB > Fmax, так как в спектре видеоимпульсов с ВИМ амплитуды составляющих частот сообщений малы. Поэтому сигналы с ВИМ следует преобразовать в сигналы с ШИМ (реже в сигналы с АИМ) (рис. 2.31). Селекторные им-
Рис. 2.33. Схема приемника сигналов с дельта-модуляцией и AM (ДМ—AM).
пульсы запускают электронное реле, которое дает импульсы «8 с длительностью Т. Импульсы напряжения ив открывают усилительный каскад, который работает, начиная от момента приема сигнального импульса К до конца импульса цэ. Таким образом, импульсы К с ВИМ превращаются в импульсы К' с ШИМ. Сигналы с ШИМ де-модулируются описанным ранее способом. Для борьбы с помехами за счет увеличения крутизны фронта порог срабатывания двустороннего ограничителя выбирается равным
1УПОР « 0,5 Док. (2.58)
Преобразование ВИМ в АИМ труднее совместить с селекти-рованием и борьбой с помехами.
Демодуляция сигналов с КИМ ведется путем преобразования их в сигналы с АИМ по схеме рис. 2.32, если «вес» импульсов нарастает с Удалением от начала кодовой комбинации. Каждый импульс кодо
вой комбинации заряжает конденсатор С через электронное реле (ЭР), увеличивая напряжение Uc на фиксированную величину Еа. За время паузы между соседними импульсами конденсатор С разряжается через резистор R и напряжение на нем падает в два раза. В конце приема кодовой комбинации из п импульсов селектор канала открывает считывающее устройство (СУ) и подает остаточное напряжение i/p с конденсатора С на вход демодулятора сигналов с АИМ. Остаточное напряжение
Ео?1^^1 + £о^иЛ..+...+£оО или_0)_ +Е (1 или 0) =
Р и 2n“i и 2П>~2 и 2 * и'
= 1(1 или 0)-ф2(1 или 0) + ... + 2'2-1(1 или 0), (2.59)
т. е. равно уровню напряжения, который передается данной кодовой комбинацией. После считывания <7Р конденсатор С разряжается и начинается прием следующей кодовой комбинации.
Демодуляция сигналов с ДМ-AM реализуется по схеме на рис. 2.33. Как показано на рис. 2.34, при передаче сигналов ДМ-АМ модулирующее напряжение и0 сравнивается со ступенчатым напряжением иот с постоянной длительностью Тс и высотой Диот ступеньки. Если ис < ыст (в моменты времени tlt t2, t3, и t9, <io, рис. 2.34, а), то вырабатывается отрицательный перепад ступенчатого напряжения; если uc > ист (при <5, /6, /7 и/8 рис. 2.34, а) — то положительный перепад. Видеоимпульсы с фиксированной амплитудой, длительностью и частотой, показанные на рис. 2.34, б, поступают на вход модулятора передатчика лишь тогда, когда напряжение uc > ucu как показано на рис. 2.34, в, и лишь в эти моменты передатчик будет излучать радиоимпульсы с постоянной ам-
Рис. 2.34. Эпюра напряжений при передаче сигналов с ДМ—АМ,
плитудой и несущей частотой. Приемник рис. 2.33 состоит из ли-нейнбго тракта, детектора ДРИ, преобразующего радиоимпульсы в видеоимпульсы, и пороговой схемы, которая устраняет действие шумов в паузах между приемом видеоимпульсов, как показано на рис. 2.34, гид. Сигналы и2 с помощью переключателя полярности импульсов (ППИ) изменяют полярность видеоимпульсов и3, вырабатываемых генератором калиброванных видеоимпульсов (ГВИ), синхронизированных с импульсами передатчика (рис. 2.34, б).
На выходе ППИ получаем двусторонние видеоимпульсы и4, которые с помощью ГСН преобразуются в ступенчатое напряжение и5. ФНЧ преобразует ступенчатое напряжение в сигнал по форме, подобный напряжению и0 передатчика.
При передаче сигналов с ДМ шумы квантования больше, чем при передаче сигналов с КИМ, что вынуждает брать частоту следования на порядок выше, чем при КИМ.
При ДМ-ЧМ и ДМ-ФМ передача радиоимпульсов ведется скачкообразным изменением частоты и фазы несущей передатчика соответственно.
2.10. РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫЕ ПРИЕМНИКИ
Звуковое радиовещание служит для передачи речевых и музыкальных монофонических и стереофонических программ. Здесь рассматриваются только приемники наиболее распространенных монофонических передач. При приеме радиовещательных программ нуж-
Рис. 2.35. Типовая схема радиовещательного приемника IV класса.
на высокая точность воспроизведения сигналов, так как важно правильное отображение не только смысловой информации, но и характера передачи (тембра голоса и т.д.).
Радиовещательные приемники должны быть дешевыми, иметь несложную схему и простое управление, поскольку они рассчитаны на массовое производство и служат для индивидуального пользования. Чувствительность их должна быть относительно малой (десятки и сотни микровольт), так как мощности радиовещательных передатчиков значительны. Многие радиовещательные приемники позволяют также воспроизводить звукозапись электропроигрывателем.
Стандартные приемники делятся на 5 классов, качественные показатели которых должны удовлетворять ГОСТ 5651—64. Типовая схема приемников IV класса показана на рис. 2.35, приемников III класса — на рис. 2.36, приемников I и II классов на рис. 2.37.
Радиовещание ведется на длинных (километровых), средних (гектаметровых), коротких (декаметровых) и ультракоротких (метро-
Рис. 2.36. Типовая схема радиовещательного приемника III класса.
вых) волнах. Вещанию в СССР отведены участки: на длинных волнах 150—408 кГц; на средних волнах 525—1605 кГц; на ультракоротких волнах 65,8 — 73 МГц. На коротких волнах вещанию отведено 7 узких участков: 3950 — 4000 кГц (75-метровый); 4750 — 4995 кГц (тропический); 5005—5060 кГц (тропический); 5950—6200 кГц (49-
Рис. 2.37. Типовая схема радиовещательного приемника I и II классов.
метровый); 7100—7300 кГц (41-метровый); 9500—9775 кГц (31-метровый) и 11 700—11 975 кГц (25-метровый). На УКВ применяется частотная модуляция (ЧМ), а на остальных волнах — амплитудная модуляция (AM). На один радиовещательный канал с AM отводится полоса частот 10 кГц; на один канал с ЧМ — 300 кГц.
Приемники IV класса принимают сигналы лишь на длинных и средних волнах (ДВ и СВ) с AM и имеют линейный тракт без УРЧ. Приемники Ш класса принимают сигналы на ДВ и СВ с AM и на УКВ с ЧМ. Линейный тракт приемника сигналов с AM состоит из ВЦ — AM, смесителя С-AM с гетеродином Г-AM и УПЧ-AM. Для 78
приема сигналов с ЧМ служит отдельный блок УКВ, состоящий из ВЦ, УРЧ, смесителя (С) и гетеродина (Г). С выхода смесителя сигналы подаются на С-АМ и УПЧ-AM, схемы которых позволяют использовать их в качестве УПЧ сигналов с ЧМ. Приемники более высоких классов кроме сигналов на ДВ и СВ с AM и УКВ с ЧМ принимают также сигналы на КВ с AM. Их схемы имеют УРЧ-АМ, которые используются и в качестве УПЧ-ЧМ, как показано на рис. 2.37. В приемниках II класса применение растянутых КВ диапазонов не обязательно, в остальных — обязательно.
Автомобильные приемники, выполненные по схеме рис. 2.36, принимают сигналы на ДВ и СВ с AM и на УКВ с ЧМ (часть из них принимает также сигналы на КВ с AM); приемники, выполненные
Цепь АРУ
Рис. 2.38. Возможная схема автомобильного радиовещательного приемника.
по схеме рис. 2.38, принимают сигналы на ДВ и СВ с AM. Существуют (особенно среди приемников более ранних выпусков) приемники, выполненные по другим схемам и с другим набором диапазонов принимаемых частот.
Обычно во входной цепи, усилителе радиочастоты и гетеродине применяют резонансные контуры с сосредоточенными постоянными и одноручечной настройкой конденсаторами переменной емкости с воздушным диэлектриком, обеспечивающими наибольшее перекрытие поддиапазонов kna. Настройка конденсаторами переменной емкости с твердым диэлектриком применяется в переносных приемниках для уменьшения габаритов конденсаторных блоков. Настройка переменными индуктивностями применяется в автомобильных приемниках во избежание микрофонного эффекта, а также при приеме на УКВ, малом перекрытии диапазона /гпя и возможности сопряжения настройки только в одной точке.
Для настройки контуров на ДВ, СВ и УКВ используется по одному поддиапазону. На КВ из-за большой плотности настройки нужно иметь 2—3 поддиапазона. Для уменьшения плотности настройки можно использовать ряд поддиапазонов, «растянутых» на отдельные участки коротковолнового вещания (25, 31, 41 и т. д. метров), На УКВ и растянутых поддиапазонах коротких волн можно использовать фиксированную настройку контуров ВЦ и УРЧ, если промежуточная частота высока и требования подавления зеркальных и комбинационных помех умеренны.
Радиовещательные приемники могут работать на ДВ, СВ и КВ от наружной антенны. На ДВ и СВ широко используют встроенные
магнитные антенны, на УКВ — штыревые, телескопические или петлевые (шлейф-вибраторы Пистолькорса). В переносных приемниках применяют встроенные магнитные антенны для приема на ДВ, СВ (а в некоторых приемниках и на КВ), штыревые телескопические — для приема на КВ и УКВ и наружные антенны для приема на ДВ, СВ и УКВ. В автомобильных приемниках обычно используют штыревые телескопические антенны.
Особенности составления схемы линейного тракта
Входная цепь ВЦ и усилитель радиочастоты УРЧ должны обеспечить заданную чувствительность приемника, ослабление дополнительных каналов приема, снижение внеполосных помех и излучения гетеродина. Для уточнения схемы ВЦ и УРЧ сначала определяем шумовую полосу линейного тракта:
Пш « (1, 1...1,2)П, (2.60)
где П подсчитываем по (1.1). Величину Пс (1.1) находим из соотношения
Пс = 2Fmax ‘ (2.61)
для приема сигналов с AM на всех волнах, кроме УКВ, и
Пс « П (2.62)
для приема сигналов с ЧМ на УКВ. Величины Fmax и П регламентированы ГОСТ 5651—64. Затем при приеме AM сигналов рассчитываем требуемое отношение сигнал/шум на входе приемника:
YBX = Ybbix vfmas № + т%)/т2а Пш, (2.63)
где та — коэффициент модуляции сигнала, увых— отношение сигнал/шум на выходе приемника.
При принятой методике испытаний приемников синусоидально модулированным генератором та = 0,3 и k0 = 1^2". После этого подсчитываем требуемый коэффициент шума по (1.7) или (1.8) и решаем вопрос о введении УРЧ согласно рекомендациям гл. 1.
При приеме ЧМ сигналов
Твх — Твых/^чдВчф, (2.64)
где Вчд и Вчф—выигрыши в отношении сигцал/шум, даваемые системой ограничитель — частотный детектор и фильтром компенсации предыскажений, равные
Вчд = УЗ/и|Пш/^Атах, (2.65)
Вчф = (2лТфК тах)/3(1 ИГС1й2лТфТ'[1]ах/2лТф/*,д1ах). (2.66)
При принятой методике испытаний приемников с помощью синусоидально модулированного сигнала kn — 1,4. Для радиовещания эыбирают тф — 50 мкс; тч = Д/тч/Лпах. где Д/тч = 75 кГц — 80
максимальная девиация частотно-модулированного сигнала; /тах— граничная частота спектра модуляции передатчика. Для обеспечения работы частотного детектора в надпороговом режиме и получении выигрыша Вчд согласно (2.65) нужно иметь
1О...16дБ. (2.67)
Очевидно, следует получить увх таким, чтобы удовлетворить одновременно соотношения (2.64) и (2.67). Затем нужно найти Уд из (1.7) и решить вопрос о целесообразности введения УРЧ согласно рекомендациям, изложенным в § 1.3. Обычно на ДВ и СВ не требуется УРЧ, на КВ не нужно более одного каскада УРЧ и на УКВ не нужно более двух каскадов УРЧ.
Далее следует выбрать число и схему резонансных контуров преселектора и УПЧ. Эти контуры должны обеспечить заданное ослабление зеркального канала Se3K и такую неравномерность резонансной характеристики в полосе пропускания преселектора Senp и УПЧ SenB, которая позволит получить заданную кривую верности приемника. Помехи на промежуточной частоте ослабляются режекторными фильтрами в антенной цепи, а побочные каналы относительно не опасны и с ними можно не считаться при выборе числа каскадов преселектора и УПЧ.
При приеме сигналов на УКВ с ЧМ минимальная полоса линейного тракта П определяется не частотными, а нелинейными искажениями. Согласно ГОСТ 5651--64 П = 0,12...0,18 МГц. Поэтому частотные искажения, определяемые только громкоговорителем УНЧ и детектором, должны быть не более 14 дБ для заданной Fmax.
Наименьшее ослабление зеркального канала Se8K, даваемое одним резонансным контуром,
Se3K V l + (2-2fn/d3J0fflax)2 « 45, (2.68)
что достаточно для всех классов приемников. Выбираем из конструктивных соображений апериодическую входную цепь и первый каскад УРЧ с одиночным резонансным контуром.
Ослабление, даваемое преселектором на границе полосы SeaP линейного тракта
Senp ® У1+(2-0)5ПЧр/от1аУа « 1,17. (2.69)
Ойо настолько мало, что с ним можно не считаться при выборе резонансных контуров УПЧ.
При подсчете SeaK и Senp по формулам (2.68) и (2.69) принято согласно ГОСТ 5651—64 /от1п = 65,8 МГц; fOm„ = 73 МГц; fa = = 6,5 МГц и допущено, чтоф,р = 0,008.
Перейдем к выбору схем резонансных контуров УПЧ. Согласно ГОСТ 5651—64 ширина ската Псб характеристики УПЧ на уровнях от 6 до 20 дБ должна составлять ПСб = (26—6) дБ/5к дБ/кГц « «80... 120 кГц. Эго значит, что коэффициент прямоугольности 6 Зак. 895 81
Лп0)1 УПЧ должен составлять от 1,9...2,35 для приемников высшего класса, до 2.5...3 для приемников III класса.
При приеме сигналов на ДВ, СВ и КВ с AM нужно учитывать, что неравномерность кривой верности М = 14 дБ складывается из неравномерностей, обусловленных линейным трактом (Л1Л), детектором (Мд), усилителем выходных сигналов (усилителем звуковой частоты) (Мд) и громкоговорителем (Мг):
М = мп + мд + мв + Мс. ' ' (2.70)
Для обеспечения избирательности линейного тракта желательно j иметь Мп — 9... 13 дБ и получить Мя + Ма 4- < 5 дБ. Так
как неравномерность М? может достигать 14 дБ, то чтобы выполнить последнее условие, можно: 1) использовать громкоговоритель с более широкой полосой пропускания; 2) использовать несколько громкоговорителей, каждый из которых воспроизводит только часть заданного звукового спектра или 3) зашунтировать звуковую катушку громкоговорителя малым выходным сопротивлением УНЧ. Для дальнейшего уменьшения М? + Ма + Ма можно снабдить УНЧ регулятором тембра, который позволяет поднять усиление верхних частот звукового спектра и получить /Иг 4-+ Мн + Мд < 5 дБ для заданной
Если приемник сигналов с AM предназначен также для воспроизведения грамзаписи, то верхнюю границу частотной характеристики УНЧ обычно выбирают из условия Fa Д (2...3)/7шах и получают Мн«0. Уменьшая при этом Ме указанными ранее способами, можно также получить Мс + Мн + Мя Д 5 дБ. Все эти меры позволяют допустить в полосе П линейного тракта искажения Мл = 9 дБ при приеме сигналов с АЛА на частотах Д Д 250 кГц и Мл = 13 дБ (в соответствии с данными ГОСТ) при приеме на частотах < 250 кГц.
Неравномерность линейного тракта Мп — Мад + Ма, где Л4пр и Мп — неравномерности преселектора и УПЧ, соответственно. Возьмем Д4пр=3 дБ и Мп — 6 дБ для получения большего ослабления сигналов соседних каналов и улучшения устойчивости кривой верности.
Для выбора числа резонансных контуров преселектора и схемы их соединений определяем затухания d3p, которые обеспечивают ослабления зеркального канала Se3K, требуемые ГОСТом на максимальных частотах диапазонов Дшах. Затем находим ослабления Scnp на границах полосы П приемника, которые вызываются преселектором с контурами, имеющими затухания на минимальных частотах диапазона Дш1п. Примем П — 2Гшах, что допустимо на ДВ, СВ и КВ. Эти вычисления проводим последовательно для различных комбинаций контуров, диапазонов волн и классов приемников. Расчеты показали, что для приема сигналов на КВ достаточное ослабление SeaK дают два одиночных контура с затуханиями d9J> = = 0,1...0,3 для II, I и высшего классов приемников. Такие контуры легко реализуемы и дают S<?np та 1 на границах полосы П = 2/7шаХ. 82
Поэтому для приема сигналов на КВ можно использовать ВЦ и УРЧ с одиночными настроенными контурами. Как мы видели, каскад УРЧ нужен и для обеспечения чувствительности при приеме на КВ.
Для приема сигналов на СВ достаточное ослабление SeaK дает одиночный контур с затуханием d3P ~ 0,11...0,054 для приемников I—IV классов. Контуры легко реализуемы и дают ослабление Seop w 1 на границах полосы П = 2/7тах- Поэтому в приемниках I^IV классов на СВ можно взять в преселекторе один резонансный контур.
Одиночный контур в приемниках высшего класса для удовлетворения требований ГОСТа на СВ должен иметь затухание порядка 0,002, что недопустимо. Поэтому в приемниках высшего класса на СВ рационально использовать ВЦ и УРЧ с двумя одиночными настроенными контурами, имеющими затухание порядка 0,06 и Sanp «1,1, что вполне допустимо.
Расчеты показали, что в приемниках Ill—IV классов на ДВ для требуемого ослабления зеркального канала Se3K нужен одиночный контур с d3p = 0,165,..0,33 и Senp « 1, что реализуемо и допустимо. Поэтому в приемниках III—IV классов на ДВ можно использовать в преселекторе одиночный резонансный контур так же, как на СВ.
В приемниках II, I и высшего классов на ДВ для требуемого ослабления зеркального канала Se3K нужна пара контуров с критической связью и dap = 0,24...0,27, которая дает Senp = 1...1Д6, что реализуемо и допустимо. Поэтому в приемниках II, I и высшего классов на ДВ можно использовать ВЦ с парой контуров с критической связью и широкополосный каскад УРЧ.
Учитывая возможность неточности одноручечной настройки приемника, целесообразно выбрать полосу преселектора порядка 1,211.
Усилители промежуточной частоты (УПЧ) могут выполняться: с парами связанных контуров в каждом каскаде (с распределенной избирательностью); с фильтром сосредоточенной избирательности ФСИ (из контуров с катушКЙми индуктивности и конденсаторами); с пьезокерамическими или магнитострикционными фильтрами.
ФСИ включается обычно на входе УПЧ с апериодическими резис-тивнымй каскадами (иногда с непосредственной связью) или с широкополосными резонансными каскадами, мало влияющими на резонансную характеристику приемника. Он обеспечивает меньшее изменение формы резонансной характеристики и большее ослабление взаимных помех сигналов, чем УПЧ с распределенной избирательностью.
УПЧ с распределенной избирательностью можно использовать при желании уменьшить число каскадов УПЧ в приемниках ЧМ сигналов и AM сигналов с умеренными требованиями к ослаблению соседних каналов.
В приемниках, предназначенных для приема н AM н ЧМ сигналов, в УПЧ резонансные контуры, настроенные на различные промежуточные частоты для усиления сигналов с AM или ЧМ, включаются последовательно в коллекторные цепи транзисторов.
Рис. 2.39. Ослабления сигналов соседних каналов SeCK при расстройке Л/ск и полосе П на уровне Мп = =3 дБ для УПЧ радиовещательных приемников с 2, 3 и 4 парами связанных контуров (кривые 2, 3, 4) и с трехзвенными и четырехзвенными фильтрами (кривые Зф и 4ф\,
В УПЧ с распределенной избирательностью связь между парами контуров следует выбирать критической для обеспечения устойчивости формы резонансной характеристики или немного большей критической, если необходимо увеличить полосу пропускания УПЧ.
Для выбора схем УПЧ можно использовать кривые рис. 2.39, из которых следует, что требования к ослаблению соседнего канала могут обеспечиваться в приемниках: IV класса — трехзвенным или четырехзвенным фильтром или двумя парами связанных контуров; III класса—2—3 парами связанных контуров; I и высшего классов — многозвенным фильтром. Реальные УПЧ могут обеспечивать большее ослабление помех, чем это следует из рис. 2.39, так как в них выбирают Ми ~ 6 дБ, связь выше критической между парами контуров УПЧ и разнотипные резонансные характеристики УРЧ и УПЧ.
УПЧ содержат обычно 2—3 каскада для приема сигналов АМ и до 4 каскадов для приема сигналов ЧМ.
Преобразователи частоты можно выполнять на транзисторах с совмещенными или отдельными смесителем и гетеродином. Желательно выбирать /г > fc для уменьшения необходимых коэффициентов поддиапазонов гетеродина kajl г, что приводит к ослаблению зависимости коэффициента передачи преобразователя от частоты и
интенсивности «вистов на некоторых частотах настройки приемника. Для увеличения коэффициента передачи преобразователя напряжение гетеродина на входе смесителя должно составлять 0,1—0,15 В.
При приеме сигналов на УКВ для устранения помех, которые может создать излучение гетеродина радиовещательного приемника приему телевидения, частоту лучше преобразовывать на второй гармонике гетеродина.
При приеме сигналов на УКВ используется устройство автоподстройки гетеродина с управлением частоты на варикапе, причем в качестве детектора АПЧ можно взять дробный частотный детектор приемника и использовать устройство АПЧ для обратной связи по частоте.
В качестве детекторов РМ сигналов можно использовать полупроводниковые диоды с амплитудой входного сигнала 0,5 В. Детекторы ЧМ сигналов обычно дробные — реализуются на полупроводниковых диодах с амплитудой входного сигнала 0,2—0,4В.
Номинальные выходные мощности миниатюрных, малогабаритных переносных и большинства стандартных переносных приемников обычно лежат в пределах от 25 до 150 мВт, комнатных и меньшей части стандартных переносных—до 1,5 Вт, автомобильных — до 2 Вт. Выходные каскады работают обычно на громкоговоритель, номинальная мощность которого в 2—3 раза больше номинальной мощности выходных каскадов, а номинальный диапазон частот равен или больше диапазона частот, охватываемого кривой верности приемника. При очень высоких требованиях к кривой верности приемники могут иметь два громкоговорителя, воспроизводящих верхнюю и нижнюю части спектра звуковых частот, и регулятор тембра в области верхних и нижних участков звуковых частот.
Каскады УНЧ охватываются отрицательной обратной связью, которая уменьшает их нелинейные и частотные искажения. УНЧ могут использоваться для усиления и воспроизведения сигналов грамзаписи с входным напряжением 0,25 В. На входе УНЧ устанавливается ручной регулятор громкости принимаемой программы.
При номинальных выходных мощностях от 25 до 150 мВт можно применять двухтактные выходные каскады в режиме АВ на универсальных транзисторах (МП40, МП41.ГТ108, ГТ109 и др.) с согласующим выходным трансформатором.
В миниатюрных приемниках с малой номинальной мощностью выходные каскады могут быть бестрансформаторными и использовать среднюю точку катушки громкоговорителя для подачи напряжения питания на коллектор.
При номинальных мощностях от 150 до 500 мВт двухтактные выходные каскады, обычно работающие в режиме АВ (чаще всего) или В, реализуются на специальных мощных транзисторах (П201, П201А, П213Б, ГТ402Б и др.) и имеют согласующие выходные трансформаторы. При выборе транзисторов для выходных каскадов, работающих в режиме АВ, рекомендуется обеспечить соотношение
/’явых < Пх^КШЙХ» (2-7!)
85
где Рн вых — номинальная выходная мощность каскада; г|т =» = 0,7. ..0,8 — к. п. д. выходного трансформатора; £к — 0,8...0,95— коэффициент использования коллекторного напряжения; Р& тах — допустимая мощность рассеяния на коллекторе.
При выборе транзисторов для выходных каскадов, работаю-щих в режиме В, нужно обеспечить соотношения
РпвыхС (2.72)
Напряжение на коллекторе t/кэ следует выбирать из условия [/кЭ<(0,3...0,4)[/КЭтах, (2.73)
где i/кэтах — допустимое напряжение на коллекторе.
При двухтактных выходных каскадах с РНвых^0,5 Вт при- меняются предоконечные фазоинверсные, обычно трансформаторные . каскады на универсальных транзисторах.
При номинальных мощностях от 0,5 до 2 Вт двухтактные выход- j ные каскады реализуют по последовательной схеме с бестрансфор- ; матерным входом на специальных мощных транзисторах. При этом предоконечные фазоинверсные каскады могут быть как трансфор- ? матерными, так и бестрансформаторными, на универсальных тран-зисторах различной структуры (р—п—р и п—р—п). Наиболее . распространенная схема УНЧ с чувствительностью 0,2—0,25 мВт содержит каскад усиления напряжения с непосредственной связью, предоконечный и выходной каскады. Коэффициент усиления мощно- ' сти выходного каскада обычно равен 30—100, остальных каскадов с общим эмиттером 30—300 раз.
Автоматическая регулировка усиления в приемниках II и высшего классов ведется при приеме сигналов как с AM, так и с ЧМ. Отдельные детекторы АРУ управляют током базы транзисторов УРЧ и одного-двух каскадов УПЧ. Ток базы последнего каскада УПЧ не регулируется во избежание роста нелинейных искажений. Для усиления действия АРУ используется диод, шунтирующий один из кон-туров УПЧ.
В приемниках -Ш и IV классов функции АРУ выполняет основной детектор приемника, который управляет током базы транзистора 1-го каскада УПЧ. При этом в приемниках Ш класса АРУ используется лишь при приеме сигналов с AM.
Согласно § 2.1 число регулируемых каскадов п должно быть равно
п = lg ZVlgLi, (2.74)
где Aj = 6...10 — изменение коэффициента усиления на каскад; Ln — изменение коэффициента усиления приемника под действием АРУ. Величина
Т0 = б(/вх/6(Увых, (2.76)
где б[/вх — изменение входного напряжения приемника; 6(/вых — изменение выходного напряжения приемника под действием АРУ. Согласно требованиям ГОСТа в приемниках II—IV классов доста-86
точно иметь один регулируемый каскад, в приемниках I класса — два и высшего класса — три. Для улучшения параметров АРУ можно применять шунтирующий диод. Для высококачественного приема местных станций с полосой УПЧ 12 кГц полосу пропускания приемника увеличивают до 12 кГц, скачкообразно увеличивая индуктивную связь между парами контуров УПЧ.
Транзисторные переносные приемники обычно питаются от гальванических батарей, элементов и дисковых аккумуляторов (заряжаемых от специальных устройств и обеспечивающих работу в течение 100—150 циклов).
Комнатные приемники и радиолы с выходной мощностью не менее 1 Вт могут питаться от сети переменного тока с потреблением мощности до 50 Вт.
Автомобильные приемники питаются от автомобильной сети напряжением порядка 12 В с потреблением тока до 200 мА.
Существенным параметром приемников с автономным питанием является продолжительность его работы от одного комплекта батарей. (элементов) или за один цикл зарядки аккумуляторов. Этот параметр зависит от энергоемкости источника и потребления энергии приемника, которое, в свою очередь, зависит от его номинальной выходной мощности. Продолжительность работы определяется при средней громкости приема, которая соответствует громк-ости разговора без шумов. у
Миниатюрные приемникиус номинальной выходной мощностью 25—40 мВт обычно потребдтпот 10 мА при 2,5 В; работают от двух аккумуляторов Д-0,1 (емкостью 0,1 A/i).
Стандартные переносные приемники при 150 мВт потребляют 10 мА при 9 В, работают от элементов 0,65—6,5 А/ч в течение 20— 100 ч; при 500 мВт потребляют 25 мА при 9—12 В, от элементов 6,5 А/ч в течение 50—120 ч.
2.1!. ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
Несущая передатчика модулируется телевизионными сигналами (рис. 2.40) по амплитуде с частичным подавлением боковой полосы частот. Изображение передается 25 раз в секунду, т. е. число кадров и — 25. Применяется чересстрочная развертка на Z = 625 горизонтальных строк. Спектр частот телевизионных сигналов (рис. 2.40) простирается от Fain — 25 Гц до Amax = 0,38&«Z2 ж 5 МГц, где k = 4/3 — формат кадра, т. е. отношение ширины изображения к его высоте. Сигнал звукового сопровождения с ЧМ имеет среднюю частоту /03 = /Ои + 6,5МГц (где )Ои — несущая изображения), девиацию 75 кГц и спектр частот модуляции 50—15 000 Гц. На рис. 2.41 изображен используемый в СССР полный спектр частот телевизионного сигнала, совместно с несущей изображения f0„a„ и звука f()8fK соседних каналов.
Для телевизионного вещания отведено 12 каналов по 8 МГц на метровых волнах (48—100 и 170—230 МГц) и 21 канал на деци-
Таблица 2.6
Номер канала ЕГ £ й <*? Номер канала мгц Номер канала St £ © Номер канала Cf ж 1 U-, Номер канала и S Ё © Номер канала | f0H. МГц
1 49,75 6 175,25 11 215,25 24 495,25 29 535,25 34 575,25
2 59,25 7 183,25 12 223,25 25 503,25 30 543,25 35 583,25
3 77,25 8 191,25 21 471,25 26 511,25 31 551,25 36 591,25
4 85,25 9 199,25 22 479,25 27 519,25 82 559,25 37 38 599,25. 607,25’
5 93,25 10 207,25 23 487,25 28 527,25 33 567,25 39 615,25
метровых волнах (470—638 МГц). Частоты /Ои каналов приведены в табл. 2.6. j
Телевещательные приемники могут выполняться о отдельными и общим трактом усиления сигналов изображения и звука, причем^ последний случай получил наибольшее распространение. В таком,]
10,2 ,
5,1 "J
£4
U
Строчный гасящий импульс
Горизонтальная ' Й
и^а&яп
\j\jl/v (уровеньбелого)
—:-------------*-t,MKC
Уравнивающие Кадровый Уравнивающие Строчные
Конец импОЛЬСЬ1 синхросигнал импульсы синхроимпульсы
I) ыюлукад^а * '' '' * '' * ~
Кадровый гасящий импульс
t.MKCt
Ряс. 2.40. Стандартный телевизионный сигнал изображения СССР,
приемнике (рис. 2.42) суммарный сигнал изображения, звука и j синхронизации проходит через общий линейный тракт. Сигналы ’ изображения, демодулированные амплитудным детектором-смеси- ] телем (ДС) и усиленные видеоусилителем (ВУ), управляют яркостью !
луча приемной электронно-лучевой трубки (кинескопа) ПТ.
Напряжение биений со средней частотой 6,5 МГц подается на УПЧ звука, ограничитель звуковых частот, ЧД, УНЧ и громкоговоритель (Г).
Гасящие и синхронизирующие импульсы выделяются в блоке синхронизации (БС) и с помощью БР управляют разверткой луча кинескопа и гасят луч во время обратных ходов развертки. Помехоустойчивые схемы БС устраняют срывы синхронизации при сильных помехах.
В телевизорах применяются переключение каналов, ручная подстройка гетеродина, АПЧ, АРУ, авторегулировка яркости (АРЯ), АРК (авторегулировка контрастности), ручные регулировки громкости (РРГ), тембра (РРТ) и контрастности (РРК).
Входная цепь (ВЦ) согласовывает входное сопротивление телевизора с волновым сопротивлением антенного кабеля 75 Ом и тем самым устраняет нечеткость изображений. Входная цепь должна быть одноконтурной для повышения чувствительности.
Рис. 2.42. Схема телевизионного приемника с общим трактом изображения и звука.
УРЧ имеет один-два каскада с малыми N и большими Кр для повышения чувствительности. Для уменьшения частотных искажений и увеличения избирательности преселектор (ВЦ и УРЧ) настраивается на /ср *= У/О0/О3, имеет полосу пропускания 8 МГц с неравномерностью 3 дБ и резонансную характеристику, близкую к прямоугольной. Преселектор можно реализовать на одиночных контурах, настроенных на /ср (рис. 2.43, а), одиночных расстроенных контурах (рис. 2.43, в, е) или парах связанных контуров (рис. 2.43, б). Вариант рис. 2.43, а наиболее прост в настройке, варианты рис. 2.43, б и 2.43, г дают наибольшую избирательность.
При переключении каналов обычно меняются индуктивности контуров ВЦ, УРЧ и гетеродина (Г) с помощью барабанного переключателя телевизионных каналов (ПТК). На метровых и дециметровых волнах применяются два переключателя.
Преобразователь частоты следует выполнять с отдельным смесителем и гетеродином на транзисторах. Частота гетеродина выбирается выше частоты принимаемого сигнала для уменьшения комбинационных помех. Подстройка частоты гетеродина в неболь
ВЦ УРЧ пч
о-------->
От антенны
В ВЦ УРЧ ПЧ
h ВЦ УРЧ пч
ВЦ УРЧ] УРЧ2 ПЧ
Рис. 2.43. Возможные схемы и резонансные характеристики преселекторов телевизионных приемников.
К—резонансный контур.
ших пределах ведется конденсатором переменной емкости (при механической подстройке) или варикапом (при электронной подстройке).
Усилитель промежуточной частоты (УПЧ) соединяется с ПТК концентрическим кабелем длиной 15—30 см. Промежуточной частоте изображения /пи = 38 МГц должна соответствовать середина ската характеристики (рис. 2.44) шириной Д/— 1,5— 2 МГц. На частотах ниже /пи коэффициент усиления должен быть не менее 0,7Кср, где Кср — коэффициент усиления на средней частоте. Коэффициент усиления средней промежуточной частоты звука /пз и частот изображения и звука соседних каналов faa ск и /пз Ск должны быть на 26—30 дБ ниже Кср. В УПЧ можно применять каскады с парами связанных или одиночных расстроенных контуров или ФСИ в сочетании с широкополосными резонансными или резистивными каскадами, ширина полосы пропускания которых не менее 90
(2...3)Fmax. Для ослабления частот /пз, /писк, /ПЗск можно использовать режекторные фильтры. УПЧ должен давать усиление
Яоп= (2...3)(/И1/(/п, (2.76)
где (71П — напряжение на входе детектора-смесителя (ДС); Un = = ДаЛовцЛоу₽ч/<0вч, где ЕА~э. д. с. сигнала в антенне; Ко вц, Ко урч, Ко пч~ коэффициент передачи входной цепи, УРЧ и преобразователя частоты.
Детектор-смеситель (ДС) можно реализовать на полупроводниковом диоде с входным напряжением (уровня черного) U\n « яз 0,3 и 1,2 В (при 1-м каскаде ВУ с общим эмиттером и эмиттер-ным повторителем) и Кд = 0,5 и 0,7 соответственно. ДС преобразует также частоту сигнала звука в напряжение со средней частотой 6,5 МГц и коэффициентом передачи Кс.
Рис. 2 44 Желательная резонансная характеристика УПЧ телевизионных приемников^
Видеоусилитель (ВУ) должен усиливать сигнал изображения от 0,15—0,84 В до напряжения UiV, необходимого для управления яркостью кинескопа ПТ, и должен иметь полосу пропускания от 25 Гц до Fmax. Для роста четкости изображения на частотах вблизи Гтах Допустим подъем усиления. Сигналы звука и изображения могут быть разделены после детектора или 1-го каскада ВУ
Усилитель промежуточной частоты звука (УПЧЗ) должен иметь: среднюю частоту 6,5 МГц, полосу пропускания Па — 2Fmax 3 (1 -Ь ~Г m4 + гдетч — индекс частотной модуляции; коэффициент прямоугольное™ резонансной характеристики П,,,05/П0 5 2.
Усиление К3 =(1,5...2)(/v/(/iiiKcKb3> W напряжение сигнала звука на выходе УПЧЗ; Ква — усиление сигналов звука в ВУ; К, — усиление сигналов звука в ДС. При использовании в УПЧЗ связанных контуров связь между контурами должна быть не более критической для устранения нелинейных искажений.
Демодулятором сигналов звука ЧД могут служить детектор отношений или дискриминатор с ограничителем амплитуд. Необходимое напряжение t/v = 10...50 мВ при использовании детектора отношений. Дискриминатор с ограничителем на кремниевых диодах
требует Uy = 300...500 мВ, но он проще в настройке и имеет больший коэффициент передачи Кда.
Усилитель звуковых частот (УНЧ) аналогичен усилителям радиовещательных приемников с соответствующими параметрами. Входное напряжение равно Uy\ — Uy КЛа- Должны быть предусмотрены: введение регулировки громкости (РРГ) и тембра (РРТ); работа от звукоснимателя и на головные телефоны.
Автоматическая подстройка (АПЧ) необходима для устранения ручной подстройки гетеродина при приеме. Функции различителен (РЧАП) могут выполнять дискриминаторы или детекторы отношений (с подавленной амплитудной модуляцией ограничителем или АРУ), а также квадратурно-фазовые детекторы, которые требуют большего входного напряжения. Управителями (УЧАП) обычно служат варикапы (или реактивные транзисторы).
Автоматическая регулировка усиления (АРУ) должна сохранять малые изменения напряжения сигналов на входе ДС при изменении уровня сигналов на входе телевизора в сотни и тысячи раз. Детектор АРУ (ДАРУ) использует для создания управляющего напряжения синхроимпульсы с выхода ВУ или ДС. Наилучшую регулировку обеспечивают ключевые ДАРУ, которые открываются стробимпуль-сами от строчного трансформатора БР. Цепь АРУ охватывает УРЧ и УПЧ.
Ручная регулировка усиления (регулировка контрастности) вводится в ВУ для того, чтобы зритель выбирал нужную контрастность при изменении характера изображения и освещенности.
Автоматическая регулировка яркости (АРЯ) поддерживает постоянное соотношение яркостей частей изображения при ручной регулировке усиления ВУ (регулировке контрастности). Для этого используют устройства, поддерживающие постоянной интенсивность луча кинескопа, соответствующего черному полю изображения.
Автоматическая регулировка контрастности (АРК) вступает в действие при изменении освещенности комнаты, где установлен телевизор. В этом случае в цепи АРУ включается фоторезистор, сопротивление которого уменьшается с ростом его освещенности и который при этом увеличивает коэффициент усиления УРЧ и УПЧ.
При расчете телевизионных приемников нужно поступать следующим образом. Если в требованиях к приемнику указывается необходимая э. д. с. сигналов изображения Еди и звука в антенне, ограниченные только усилением, то необходимо определить коэффициенты усиления:
Ко вц Ко урч Коич Ко упч Цщ/Дди, (2.77)
Ко ВЦ Ко УРЧ Коач Ко УПЧ КсКввКв Uy/EAa. (2.78)
Если в требованиях к приемнику указывается чувствительность канала изображения, ограниченная шумами ЕАш, то следует подсчитать коэффициент шума
Ад < 1КАш/4^7'оКдПшТаых1 + 1 - ТА/Т0, (2.79) 92
где Ra = 75 Ом — сопротивление антенны; То = 290 К — абсолютная комнатная температура; Пш « 1£Ртлх—шумовая йолоса УПЧ; Твых = 38 дБ **- отношение сигнал/шум на выходе приемника; Та — температура внешних шумов.
Измегення показали, что для /0 =30—120 МГц TjJT0 — 1^х X 10в//сШГц1; для /0 > 120 МГц ТА/Т0 w 1.
В приемнике отечественного цветного телевидения (рис. 2.45) два амплитудных детектора АД1 и АД2 выделяют сигналы изображения и звука, тем самым устраняя влияние на канал изображения
Рис. 2.45. Схема цветного телевизионного приемника.
частот биений, возникающих между колебаниями звука 6,5 МГц и поднесущих цветности 4,406 и 4,25 МГц. Иногда для этой же цели используется отдельный УПЧ на 31,5 МГц. С выхода видеоусилй* теля (ВУ) сигналы изображения подводятся к блоку цветности (ВЦ), а оттуда — на катоды трех пушек кинескопа. Блок динамического сведения (БДС) преобразует напряжения кадровой и строчной ре*-вертки генераторов ГКЧи ГСЧ в параболическую форму для питания катушек системы динамического сведения (СДС).
Блок цветности выделяет из сигналов изображения часть, содержащую информацию о цвете изображения.
2.12. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
Активные радиолокационные станции (РЛС) облучают объект (самолет, корабль и т. д.) радиоволнами и определяют его парамеТ» ры (координаты, скорость, ускорение и т. д.), принимая отраженную от объекта энергию радиоволн. Поэтому радиолокационный прием-
9Э
ник является частью РЛС и работает от общей приемопередающеи антенны. Различают РЛС импульсного и непрерывного излучения. Сейчас наиболее широко применяются импульсные РЛС, которые мы здесь и рассмотрим. Расстояние г от импульсной РЛС до объекта измеряется по времени Д/ прохождения этого расстояния и обратно зондирующими радиоимпульсами:
г ~ 0,5Д/с, (2.80)
где с — скорость света.
Направление на объект определяют, вращая остронаправленные антенны и сравнивая интенсивности отраженных сигналов при
различных положениях антенны (или при переключении на различные антенны).
Для повышения точности определения расстояния длительность зондирующих (а при малых размерах объектов и отраженных) радиоимпульсов выбирают малыми (обычно от 0,3 до 3 мкс). Период повторения зондирующих радиоимпульсов для однозначного измерения расстояния до объекта (обычно 30—300 км) выбирают от 0,2 до 4 мс. Поэтому скважность обычно составляет от 100 до 1000.
Рис. 2.46 Возможная схема антенного переключателя импульсной РЛС.
Так как для наилучшего приема импульсных радиосигналов на фоне шумов нужно иметь Пс == = (1...2)/т, то полоса пропускания радиочастот приемника должна быть равна
П = (1 ... 2)/т + 2Д/д + Пне, (2.81)
т. е. полоса приемников РЛС должна быть равна П = 0,5...20 МГц, причем приемники РЛС автосопровождения целей должны иметь наибольшую полосу пропускания. Для приемников РЛС можно взять увх= 1... 3.
Работе приемника РЛС могут мешать:
1) просачивание энергии зондирующих сигналов передатчика;
2) отражения от предметов, окружающих РЛС или объекты наблюдения;
3) организованные помехи;
4) пульсации отраженных сигналов.
Для борьбы с помехами первых двух видов следует быстро восстанавливать усиление приемника после воздействия на него сильных помех.
Для защиты приемников от зондирующих радиоимпульсов можно использовать быстродействующие антенные переключатели АП 94
(рис. 2.46), автоматически переключающие антенну с передачи на прием и обратно. Вовремя излучения зондирующего радиоимпульса передатчика (Прд) разрядники антенного переключателя Р1 и Р2 пробиваются и сопротивления четвертьволновых отрезков в точках аб и вг резко увеличиваются. Поэтому энергия зондирующих импульсов поступает в антенну и практически не ответвляется в приемник (Прм). Энергия отраженных сигналов поступает в приемник и не ответвляется в передатчик, так как после окончания излучения импульса передатчика разряд Р1 и Р2 прекращается и в точках вг сопротивление ответвления к передатчику становится большим, а к приемнику — малым.
Рис. 2.47. Схема РЛС с визуальным определением дальности и угловых координат объектов.
Разрядник защиты приемника Р2 снабжается резонатором, через который проходит энергия отраженных сигналов и который обеспечивает избирательность по зеркальному каналу.
РЛС, предназначенная для визуального определения координат (рис. 2.47), может быть выполнена так. Мотор (М) поворачивает узкую диаграмму направленности антенны (А) по азимуту и углу места и с помощью генератора развертки (ГРУ) синхронно перемещает луч индикатора (ИУ) с большим послесвечением экрана. Отраженные от объекта сигналы увеличивают яркость луча, засвечивая экран в точке, соответствующей направлению на объект.
Синхрогенератор (СГ) запускает передатчик (Прд) и генератор развертки дальности (ГРД), который перемещает по горизонтали луч индикатора дальности (ИД) с малым послесвечением экрана. По вертикали луч отклоняется в моменты прихода сигналов.. Передатчик и приемник подключаются поочередно к общей антенне с по-
мощью ферритового антенного переключателя (ФАП), Радиоимпульс • сы передатчика, просачивающиеся через ФАП, ослабляются в уст- • ройстве защиты приемника (УЗП).
Для повышения чувствительности приемника можно использовать однокаскадный параметрический УРЧ (ПУ), обычно без < Охлаждения. Следующее далее устройство подавления зеркального •< канала (УПЗК) повышает избирательность приемника и снижает ‘ уровень шума. Смеситель С1 (обычно балансный) уменьшает рост уровня шумов под действием гетеродина и может быть реализован на диодах с барьером Шоттки (ДБШ). J
УПЧ, как правило, имеет высокие частоты (порядка 30—90 МГц), -я Для ослабления комбинационных помех можно использовать на вы- J ходе смесителя ФСИ и после него широкополосный настроенный л или резистивный УПЧ. Детектор (ДРИ) и видеоусилитель (Bi') преобразуют радиоимпульсы в видеоимпульсы, которые подаются Я на электронно-лучевые трубки индикаторов. J
Для автоподстройки гетеродина используют радиоимпульсы .1 передатчика, так как отраженные сигналы могут отсутствовать часть ''1 времени обзора. Они ответвляются и ослабляются ответвителем мощ- | ности (ОМ), преобразуются в смесителе С2 в промежуточную часто-ту (с помощью гетеродина (Г)), затем усиливаются в УПЧ2 и с по- 1 мощью РЧАП и УЧАП подстраивают гетеродин приемника (Г). .>
Радиоимпульсы передатчика, просачивающиеся чезез ФАП и УЗП на вход смесителя С1, не подаются на смеситель С2 и не используются, так как они имеют искаженную форму и приводят к неправильному срабатыванию автоподстройки. Для уменьшения мешающего действия отражений предметов, окружающих РЛС, можно использовать временную регулировку усиления (ВРУ), которая представляет собой конденсатор, заряжаемый видеоимпульсами СГ. При заряде конденсатора снижается усиление УПЧ, ослабляя отражений^ от близких предметов, а при разряде его увеличивается усиление',™ УПЧ для приема слабых отраженных сигналов далеких объектов.^
Для различения слабых отраженных сигналов на фоне сильных» непрерывных помех (в том числе и шумовых) применяются УПЧ $ с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). Дня 38 ослабления мешающего действия отраженных сигналов от протяжен- J ных предметов, окружающих наблюдаемый объект, можно приме- ‘| нять быстродействующую авторегулировку усиления (БАРУ) и 1 дифференцирующую А’С-цепь, включаемую между детектором и 1-м Я каскадом видеоусилителя, работающего в режиме ограничения -1 сверху. Эта цепочка предотвращает длительное запирание видео- | усилителя приемника помехой. Для устранения перегрузки прп-'Я меняется инерционная АРУ, которая изменяет усиление УПЧ.>Ц Для быстрого восстановления усиления после Действия помехи нЯ сохранения чувствительности приемника в цепях АРУ и основноюЦ| канала используют цепи разряда конденсаторов с постоянными вре-Я мени не более единиц микросекунд. В цепях АРУ регулирующее» напряжение с этой целью подают через эмиттерные повторители. Я 96 Я
Радиолокационные приемники обычно работают на фиксированных волнах, но при необходимости могут быть снабжены устройствами настройки, РРУ, РРЧХ и т. д.
В РЛС автоматического сопровождения объекта по угловым координатам и дальности с вращающейся антенной (с коническим сканированием) (рис. 2.48) мотор (М) вращает диаграмму направленности антенны (А) (обычно с частотой ЙА в несколько десятков герц) так, что она описывает в пространстве коническую поверхность вокруг оси ааг антенного зеркала. Антенна подключается переми-
рие. 2.48. Схема РЛС с автосопровождеиием объекта по угловым координатам и дальности с вращающейся антенной.
чателем (АП) к приемнику и передатчику, который облучает объект О радиоимпульсами. Если объект сместится относительно оси aat на угол 0 (по азимуту а и углу места 0), то амплитуда отраженных радиоимпульсов будет изменяться с частотой ЙА. Величина изменения определяется величиной отклонения 0, а фаза — направлением отклонения. Амплитудно-модулированные радиоимпульсы проходят смеситель, УПЧ, Д1, где они преобразуются в видеоимпульсы, ВУ и поступают на пиковый детектор Д2. Здесь они преобразуются в напряжение f/д = U [1 + т cos (й/ + <р)1.
Сигнал ошибки (переменная составляющая Um cos (Qt + <p) усиливается в усилителе УСО и поступает на фазовые детекторы ФД1 и ФД2, куда одновременно подаются два напряжения частоты ЙА со сдвигом фаз на 90° от генератора опорного напряжения (ГОН), ротор которого вращается мотором (М) синхронно с антенной. Напряжения на выходе ФД1 и ФД2, пропорциональные углам отклонения объекта от оси aat по азимуту и углу места, воздействуют на 4 Зак. 895 ^7
моторы Ма и Мр, которые поворачивают ось аах так, чтобы сигнал ошибки стремился к нулю, а ось aoj совмещалась с направлением на объект. Напряжения частоты йд на выходе ФД1 и ФД2 отфильтровываются фильтрами нижних частот. Описанная система обеспечивает автоматическое сопровождение объекта по угловым координатам АСУ (по азимуту и углу места). Амплитудно-частотная характеристика следящей системы соответствует характеристике фильтра нижних частот с граничной частотой
FB « (0,35...0,45)//у, (2.82)
где I — время установления в системе антенна — моторы Ма и Мр.
Суммарный сигнал
Рис. 2.49 Схема моноимпульсной РЛС автосопровождения объектов по направлению (АСН) в одной плоскости с.суммарно-разностной обработкой сигналов.
Результирующая ошибка, обусловленная инерционностью системы и действием шумов на входе приемника, будет минимальной при FB = Попт, где Попт — оптимальная полоса следящей системы. Для современных РЛС
Попт = 0,1...0,3 Гц, (2.83)
причем тем меньше, чем меньше скорость перемещения объектов и больше уровень шумов.
Устройство АПЧ и различных регулировок усиления аналогичны используемым в приемнике рис. 2.47.
Метод конического сканирования с автосопровождением объекта по азимуту и углу места используется в радиоастрономических пеленгаторах, измеряющих угловые координаты внеземных источников излучения. В отличие,от РЛС, радиоастрономический пеленгатор не имеет передатчика и роль отраженных сигналов выполняет вносимое шумовое излучение, воздействующее на антенну приемника. При коническом сканировании шумовое напряжение внеземного источника модулируется по амплитуде частотой сканирования, что облегчает использование модуляционного метода приема и отделение сигналов внеземного источника излучения от внутриприем-98
близких к частоте ска-АСН свободны от этого
Рис. 2.50. Зависимость суммарного и разностного напряжения ис и от угла рассогласования а между направлением на объект и осью антенны РЛС (рис. 2.49).
ных шумов. При проектировании таких пеленгаторов нужно учесть, что угловые скорости и ускорения космических источников много меньше, чем у самолетов и ракет, и что большие размеры их антенн усложняют создание следящих систем.
РЛС с автосопровождением цели по направлению (АСН) и коническим сканированием антенного луча подвержены влиянию специфических помех (например, воздействию спектральных составляющих флюктуаций амплитуд сигналов, нирования луча). Моноимпульсные РЛС с недостатка'. Наилучшими являются моноимпульсные РЛС, работа которых основана на суммарно-разностном методе сравнения и выделения сигнала. В этом случае отсутствуют погрешности, обусловленные неидентичностью фазовых характеристик или коэффициентов усиления каналов сравнения.
В таком приемнике (рис. 2.49) сравниваются амплитуды сигналов на выходе облучателей антенн А1 ’и А2 до приемных каналов, что позволяет исключить влияние неравенства коэффициентов усиления каналов. Для этого используется мостовая схема (М), изготовленная из отрезков волноводов, полосковых или коаксиальных
линий в зависимости от диапазона частот РЛС. Излучатели А1 и А2 симметрично смещены относительно фокуса антенного зеркала и подсоединены к точкам суммарно-разностного моста М.
Передатчик (Прд) через антенный переключатель подключен к точке с моста, находящейся на расстояниях а}с — a2c = 0,25Z от точек аг и а2. Излучатели А1 и А2 питаются синфазными напряжениями и образуют суммарную диаграмму излучения /с (а), показанную на рис. 2.50. В режиме приема отраженные сигналы, принятые излучателями А1 и А2, сохраняя свои фазы, приходят в точку с моста, где и суммируются, причем зависимость суммарного напряжения Ua от угла а между направлением на объект и осью антенны аналогична диаграмме излучения. В точке р моста, которая отстоит от отвода аг на 0,5А дальше, чем от отвода а2, образуется разностное напряжение ир, так как сигналы приходят сюда со сдвигом фаз на 180° (см. зависимость /р (а) на рис. 2.50). Суммарный и разностный сигнал подводятся к суммарному и разностному каналам приемника. Если объект отклоняется от равносигнального направления в сторону А1, то фаза ир становится противоположной фазе нс. Если объект отклоняется от равносигнального направления в сторону А2, фазы Up и ие совпадают. Разностная диаграмма показывает величину и знак рассогласования.
Напряжения ис и ир преобразуются смесителями СС и СР в промежуточную частоту, сохраняя фазовый сдвиг с помощью общего 4* 99
гетеродина (Г), усиливаются в УПЧ С и УПЧ Р и затем перемножаются в фазовом детекторе (ФД). Напряжение сигнала ошибки с выхода ФД с помощью следящей системы (СлС) используется для автосопровождения объекта по направлению. Суммарный сигнал после детектирования в амплитудном детекторе (АД) подается на индикатор и используется для обнаружения объекта и измерения его дальности.
Для устранения влияния изменения амплитуд сигнала на крутизну пеленгационной характеристики системы используется быстродействующая авторегулировка усиления (БАРУ) усилителей УПЧС
Рис. 2 51. Схема антенно-фидерных устройств РЛС (рис. 2.49) для аигосопро-вождения объекта в двух плоскостях.
и УПЧ Р, которая работает от суммарного сигнала и Изменяет коэффициент усиления обратно пропорционально входному напряжению суммарного сигнала. Поэтому с изменением ис выходное напряжение УПЧС остается постоянным, а выходное напряжение УПЧР будет обратно пропорциональным ир. Напряжение сигнала ошибки будет зависеть лишь от Аа и не зависеть от амплитуд сигнала.
Схема мон ои мп улье в ой РЛС с суммарно-разностной обработкой сигналов для измерения угловых координат и авгосопровождения в двух плоскостях (по азимуту и углу места) изображена на рис. 2.51. При сопровождении объекта по азимуту и углу места следует использовать четырехлепестковую диаграмму направленности антенны, которую можно получить с помощью четырех облучателей, расположенных симметрично относительно фокуса параболического отражателя.
В антенно-фидерную систему включены четыре фазирующих кольца Mi—М4. Передатчик связан с облучателями кольцами М2, Мз и Af 4, так что все облучатели излучают электромагнитные волны с одинаковыми фазами, т. е. диаграмма излучения является суммой всех четырех лепестков. При приеме суммарный сигнал (от всех четырех излучателей) используется для обнаружения объекта, измерения его дальности и в качестве опорного при образовании сигналов ошибки по азимуту и углу места.
С фазирующих колец М з и М4 снимаются суммы сигналов, принятых облучателями /, 3 и 2, 4, из которых в фазирующем кольце Мг образуется разностный сигнал, содержащий информацию об угле места объекта. Разностный сигнал усиливается и подводится к фазовому детектору ФДр, где образуется сигнал ошибки по углу места. Сигнал ошибки через соответствующий усилитель управляет мотором Мр вращения антенны по углу места.
Для выделения сигнала ошибки по азимуту с фазирующих колец Л4з и М4 снимаются разности сигналов, принятых облучателями /, 3 и 2, 4. Эти разности суммируются в фазирующем кольце Результирующий сигнал усиливается и подводится к фазовому детектору ФДа для образования сигнала ошибки азимута. Сигнал ошибки азимута управляет мотором Ма вращения антенны по азимуту. При моноимпульсном сопровождении сигнал, отраженный от сопровождаемой цели, селектируется по дальности в канале суммарного сигнала. Если селектирование и автосопровождение исключаются, то моноимпульсную РЛС можно использовать для измерения угловых координат многих целей с помощью оператора или ЦВМ.
Система автоматического слежения по дальности АСД (рис. 2.48) обеспечивает автоматическое сопровождение объектов по дальности и вырабатывает селекторные импульсы (СИ). Селекторные импульсы открывают канал приема только на время прохождения импульсов, отраженных от выбранного объекта, что ослабляет помехи, особенно от соседних объектов и других РЛС. Импульсы от СГ и выхода ВУ поступают в блок АСД, который измеряет время А/ между ними, т. е. расстояние г от РЛС. до объекта. Результат измерений, А/ (т. е. г) подается к индикатору дальности. Блок АСД вырабатывает также селекторные импульсы, подаваемые на вход ВУ, который отпирается во время приема отраженных сигналов. Если принимаемые сигналы сместятся во времени относительно селекторных, то блок АСД. вырабатывает сигнал ошибки, который совместит селекторные импульсы с принимаемыми. Система АСД, как и АСУ, является следящей системой с обратной связью.
Для выделения сигналов от движущихся объектов на фоне отражений от неподвижного окружающего фона можно использовать РЛС с селекцией подвижных объектов (СПО) , одна из возможных схем которых изображена на рис. 2.52. Излученные передатчиком ^Прд) зондирующие радиоимпульсы через переключатель АП и антенну (А) достигают объектов, отражаются от них и через А, АП и
УРЧ поступают на смеситель (С). Здесь стабильный гетеродин (Г) преобразует их частоту в промежуточную. После усиления в УПЧ преобразованные сигналы через ограничитель (О) подводятся к фазовому детектору (ФД).
Радиоимпульсы передатчика ослабляются аттенюатором (АТ), преобразуются с помощью стабильного гетеродина (Г) и смесителя С2 в промежуточную частоту и используются для стабилизации колебаний когерентного гетеродина (КГ) по частоте и фазе.
Таким образом, на вход ФД поступают напряжение от генератора КГ, жестко связанное с частотой и фазой колебаний передатчика, и напряжение усиленных отраженных сигналов подвижных
Рис. 2.52. Схема РЛС с селекцией подвижных объектов.
объектов, фаза которых относительно колебаний передатчика меняется от импульса к импульсу из-за доплеровского эффекта, вызванного движением отражающего объекта.
На выходе ФД получаем от подвижных объектов видеоимпульсы с меняющейся амплитудой, обусловленной изменяющимся фазовым сдвигом между отраженными сигналами и колебаниями КГ. Сигналы отражений от неподвижного фона от одного периода следования импульсов к другому не меняются. После прохождения через каскад вычитания (КВ) импульсов, задержанных в линии задержки (ЛЗ) на период повторения Та, и импульсов, прошедших без задержки, напряжение, созданное фоном, будет равно нулю и помехи от фона не будут мешать приему сигналов, отраженных от подвижных объектов. Из-за нерегулярного движения фона (моря, облаков, кустарников и т. д.) полной компенсации отраженных от фона сигналов не будет, но заметное ослабление мешающего действия фона может быть получено.
Современные радиотехнические системы иногда требуют применения антенн, которые позволяют быстро и гибко изменять направление максимума приема (и излучения) электромагнитных волн. Для этого используются антенны с электрическим движением луча (рис. 2.53), состоящие из ряда излучателей (И). Сигналы, принятые отдельными излучателями, усиливаются, преобразуются в промежуточную частоту и суммируются фазовращателями Ф1. В результате получаем сигнал, максимум интенсивности которого ориентирован в пространстве в соответствии с вращением фаз сигналов в Ф1. 102
Другая (и следующая) группа фазовращателей Ф2 позволяет образовать второй луч антенны (и следующие, если нужно).
Значительно проще антенны, в которых фазирование и управление лучом выполняется пассивными волноводными элементами. Такие устройства должны потреблять малую мощность сигнала и иметь низкий уровень шумов.
Рис. 2.53. Антенна с электрическим движением луча.
2.13. ПРИЕМНИКИ НАЗЕМНЫХ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ
Наземная радиорелейная линия (РРЛ) состоит из двух оконечных и ряда промежуточных (ретрансляционных) станций (рис. 2.54), причем соседние станции расположены в пределах прямой видимости Друг от друга (на расстояниях 30—50 км). Оконечные станции снабжаются передатчиком (Прд) для посылок сигналов вдоль РРЛ и приемником (Прм) для приема сигналов, посылаемых от ближайшей промежуточной станции. Промежуточные станции включают в себя два приемника для приема сигналов от соседних станций и два передатчика для дальнейшей передачи принятых сигналов вдоль РРЛ. РРЛ обеспечивают многоканальную телефонно-телеграфную (или фототелеграфную) связи и ретрансляцию радиовещательных или телевизионных программ.
На оконечных станциях устанавливается аппаратура частотного или временного уплотнения (АУ) для обеспечения передачи многоканальных сигналов по РРЛ. При необходимости на промежуточных станциях может устанавливаться аппаратура выделения (АВ) сигналов части каналов РРЛ для обслуживания корреспондентов данной станции. Частотное уплотнение каналов РРЛ реализуется с помощью однополосных сигналов поднесущих частот и частотной модуляции несущих колебаний (т. е. сигналов ОБП-ЧМ). При временном уплотнении каналов РРЛ применяются канальные импульсные сиг-
налы с АИМ, ШИМ, ВИМ, КИМ или ДМ, которые модулируют не-1 сущее колебание по амплитуде, частоте или фазе. Передача сигналов ' по РРЛ ведется на метровых, дециметровых и сантиметровых волнах в диапазонах 100—400; 1700—2300; 3600-4200 и 5900-6500 МГц. :
Передатчики и приёмники станций должны работать на различных несущих частотах, чтобы избежать помех работе приемников
со стороны передатчиков своей станции. Приемники оконечной стан- , ции РРЛ с частотным уплотнением каналов и ЧМ несущей могут <-быть построены по схеме рис. 2.55. В этой схеме используется об- * щий генератор СВЧ (ЗГ). В С1 смешиваются колебания ЗГ (Д — fD) •
Рис. 2.55. Схема окоиечиой станции наземной радиорелейной линии.
и частотно-модулированиого напряжения промежуточной частоты /п передатчика, в результате чего передатчик излучает колебания
В С2 смешиваются колебания ЗГ и генератора сдвига ГС (/с) и на выходе фильтра (Ф) получаем напряжение /п — /с- На выходе ' смесителя (СМ) принимаемый сигнал /2—/, —fc дает напряжение ; частоты Л — /с — (Л — /п — /с) — fD. Таким образом, частота принимаемого сигнала отличается от частоты передатчика и помехи = приему со стороны своего передатчика устраняются. Генератор сдви- ; га стабилизируется кварцевым резонатором на частоте 213 МГц. ! Приемопередающую аппаратуру промежуточных станций РРЛ ! с частотной модуляцией и частотным уплотнением каналов рацио- ; 104 ;
яально строить по гетеродинному принципу, т. е. с усилением сигналов и преобразованием их частоты для устранения помех приемнику со стороны своего передатчика. Такая схема устраняет искажения, которые могут возникнуть в ретрансляторах с демодуляцией принятых сигналов и модуляцией передатчика этими сигналами.
На промежуточной станции (рис. 2.56) принятый антенной А1 сигнал частоты fa проходит полосовой фильтр ПФ1, служащий преселектором, преобразуется в промежуточную частоту fa в смесителе С1, усиливается на частоте fnB УПЧ! и УПЧ2 с ограничителем (О). Затем частота сигнала преобразуется в f2 =£ fx в смесителе С2, про-
Рис. 2.56. Схема промежуточной станции наземной радиорелейной линии.
ходит через полосовой фильтр ПФЗ, усилитель мощности (УМ) и излучается антенной А2 на частоте f2 в сторону соседней станции РРЛ. На вход С1 подается гетеродинное напряжение с частотой f2 + fn — fre, полученное смешением в СЗ колебаний задающего генератора (ЗГ) f2 4- fa и генератора сдвига (ГС) fro. На выходе С2 получаем частоту (f2 + fD)——/2, смешивая колебания ЗГ (fi + /п) « сигнала fa. Генератор сдвига должен иметь частоту /гс = f 2 — fn чтобы обеспечить на выходе С1 частоту (f3 + fa — ~ fee) — fi = fn- При уходе частоты ЗГ на Af3r получаем: (f2 + fn — fee) + Д/зг на выходе СЗ, частоту (f2 + Af3r + fa — — fee) — fl = fn + AfgP на выходе Cl и частоту (f2 + Af3r + fn) — — (fn + Afar) = f2 на выходе C2.
Таким образом, видим что в этой схеме нестабильность ЗГ не изменяет а изменяет лишь fu. Для уменьшения изменения fa частота ЗГ стабилизируется автоподстройкой. Нестабильность ГС менее опасна, ибо fre = /г — fi < far- Очевидно, что схема на рис. 2.56 значительно уменьшает вредное влияние нестабильности гетеродинов промежуточных станций. Ограничитель O2i частотный детектор (ЧД) и ВУ служат для выделения сигналов (телевизионных и др.), адресованных данной станции.
В приемопередающих промежуточных станциях РРЛ с импульсными сигналами и временным уплотнением каналов главной задачей является сохранение крутизны фронтов и срезов импульсов. Поэтому рационально в ретрансляторе демодулировать импульсы, скоррек-
тировать форму импульсов, увеличив их крутизну и модулировать колебания передатчика демодулированными импульсами. В результате ретранслятор будет представлять собой совокупность импульсного приемника и передатчика.
Схемы приемников оконечных станций РРЛ с импульсными сигналами и временным уплотнением каналов отличаются только тем, что выходные сигналы подаются к аппаратуре уплотнения (АУ) вместо передатчика ретранслятора.
2.14. ПРИЕМНИКИ СПУТНИКОВЫХ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
Последние годы начали широко использоваться спутниковые РРЛ связи и ретрансляции телевизионных программ, т. е. РРЛ с двумя земными оконечными станциями и рентранслятором, установленном на искусственном спутнике Земли (ИСЗ). Схема земных
Рис. 2.57. Схемы земных станций спутниковой линии связи с ИСЗ «Молния-1»,
станций таких РРЛ при передаче телевизионных программ через ИСЗ «Молния-1» изображена на рис. 2.57 {71. Сигналы изображения (СИ) и звука (СЗ) поступают от телецентра (ТЦ) по соединительной линии на аппаратуру коммутации, регистрации и усиления (КРУ) земной станции 1 спутниковой РРЛ связи. Далее сигналы подводят к аппаратуре уплотнения (АУ), где СЗ модулируют по ширине специальные импульсы, посылаемые во время обратного хода луча строчной развертки. Затем СИ и СЗ проходят через блок ввода контрольных сигналов (ВКС), которые посылаются в виде специальной «испытательной» строки с серией напряжений различной формы для непрерывного контроля качества работы линии спутниковой связи.
Сигналы, полученные на выходе ВКС, модулируют по частоте сигналы передатчика (Прд), которые через направленный ответвитель (НО) и антенну АН посылаются к спутнику Р на частоте ft и ретранслируются спутником по частоте /2. Сигналы спутника на 106
частоте f2 принимаются антенной А21 земной станции 2 и антенной А12 земной станции 1 для контроля посланных станцией 1 сигналов после ретрансляции их спутником Р. Сигналы, принятые антенной А12, через направленный ответвитель (НО), разделительный фильтр (РФ), выделяющий сигналы частоты /2, контрольный параметрический усилитель (КПУ), контрольный приемник (КПрм), блок контроля качества (КК), аппаратуру разделения сигналов изображения и звука (АР) подводятся к аппаратуре КРУ.
Качество сигналов, излучаемых станцией 1, контролируется
Рис. 2.58. Схема ретранслятора спутника связи «Молния-1».
ft, принимаются антенной А21 станции 2 и через направленный ответвитель (НО) поступают на разделительный фильтр (РФ) и к приемнику станции 2. Сигналы, передаваемые станцией 2, на частоте fs ретранслируются спутником на частоте /4, контролируются станцией 2 через антенну А21 и принимаются антенной А12 станции 1. Сигналы, принятые антенной А12, проходят РФ, параметрический усилитель (ПУ), приемник (Прм), блок контроля (КК), аппаратуру разделения сигналов изображения и звука (АР) и через аппаратуру КРУ посылаются по соединительной линии к телецентру (ТЦ).
Работа контрольного приемника (КПрм) и основного приемника станции проверяется контрольным генератором (КГ), сигналы ко-, торого поступают на вход РФ через направленный ответвитель (НО).
Ретранслятор спутника «Молния-1» имеет приемопередающую антенну (А), два приемника и один передатчик (рис. 2.58). При двусторонней (дуплексной) радиосвязи каждый из приемников принимает сигналы одной из земных передающих станций РРЛ, работающих на частотах Д и /з. Сигналы /у и /з через направленный ответ
витель (НО),полосовый фильтр приема (ПФПРМ), разделительный блок (РБ), фильтры Ф1 и ФЗ, выделяющие сигналы частот Д и /з соответственно, поступают на входы приемников 1 и 2. В этих приемниках частоты сигналов понижаются до промежуточной с помощью преобразователей частоты С1, Г1 и усиливаются в УПЧ. Затем сигналы проходят через ограничители (О), в которых амплитуды сигналов уравниваются и сохраняются постоянными за время прохода ИСЗ в зоне радиовидимости земных станций. В преобразователях С2, Г2 частоты сигналов преобразуются в /2 и Ц, проходят через фильтры Ф2 и Ф4, суммируются в блоке Z и подводятся к широкополосному передатчику.
Рис. 2.59. Схема земной приемной станции сети «Орбита».
1-й каскад передатчика реализован на лампе бегущей волны ЛБВ1, работающей в линейном режиме. После него сигнал через ферритовый вентиль (ФВ), устраняющий самовозбуждение двухкаскадного усилителя на ЛБВ проходит на 2-й каскад на ЛБВ2, работающий в режиме насыщения. С выхода передатчика сигналы поступают на полосовой фильтр передачи (ПФПрд) и на частотах и излучаются антенной (А). Для проверки работы бортового ретранслятора служит имитатор сигналов земных станций (ИНЗ), контрольно-измерительное устройство (КИУ), программно-временное устройство (ПВУ) и коммутатор комплексов (КК).
С помощью спутников «Молния-1» создана сеть приемных станций «Орбита» для передачи программ центрального телевидения СССР в различные удаленные пункты страны (рис. 2.59) [7]. Двухзеркальная параболическая антенна (А) диаметром 12 м соединена фидерной линией длиной 15 м с двухкаскадным УРЧ через направленный ответвитель (НО) и фильтр (Ф). 1-й каскад параметрического усиления ПУ1 регенеративного типа охлаждается до температуры 108
Рис. 2.60. Схема ретранслятора с однократным преобразованием частоты спутниковой линии связи.
жидкого азота (77К), которая сохраняется криостатом в течение 15 сут. без дополнительной заливки азота. ПУ1 включен в схему приемника через циркулятор Ц1. Генератор накачки (ГН) изменяет емкость варакторного диода.
2-й каскад параметрического усиления ПУ2 отделен от ПУ1 циркулятором Ц2 (выполняющим роль вентиля). Работающий без охлаждения ПУ2 усиливает и преобразует частоту сигнала в промежуточную. В смесителе С2 частота генератора накачки Д, преобразуется в частоту /н — /го с помощью генератора (Г). Частота сигнала /с преобразуется в ПУ2 в частоту (/н — /с) . На выходе смесителя С1 получаем (fu — fc) — (/„ — /го) = frc — f0 = /п, т. е. промежуточную частоту, на которую не влияет нестабильность частоты накачки (особенно опасная из-за того, что частота накачки относительно высока). УРЧ имеет шумовую температуру 70 К и дает коэффициент усиления мощности Кр = 30 дБ при полосе Пр = 15 МГц. УПЧ с АРУ дает Кр = 80 дБ при полосе 12 МГц. При приеме сильных сигналов к выходу УПЧ подключается обычный частотный детектор
(ЧД) с ограничителем (О) (в положениях 1—1 переключателя (П)).
При приеме слабых сигналов или при сильных помехах (от других станций или импульсного характера) используется помехоустойчивый синхронный фазовый детектор (ФД) частотно-модулированных сигналов с обратной связью по частоте. На вход ФД подводится сигнал промежуточной частоты от УПЧ и сигнал гетеродина (Го), средняя частота /г0 которого поддерживается равной fa с помощью кольца АПЧ с инерционным усилителем постоянного тока (УПТ). Второе кольцо АП 1 с широкополосным видеоусилителем и цепью обратной связи по частоте (ОСЧ) изменяет «мгновенную» частоту гетеродина Го при частотной модуляции сигнала так, что /г равна мгновенной величине промежуточной частоты fn принимаемого сигнала и между сигналами fn и fr остается лишь сдвиг фаз А<р < 90°. Этот сдвиг фаз обеспечивает пропорциональность между напряжением на выходе ФД и отклонением частоты на его входе.
В такой схеме уменьшаются пороговые явления при приеме час-тотно-модулированных сигналов.
Чтобы не использовать ограничитель, глубину обратной связи по частоте меняют с изменением силы сигналов. С выхода детектора сигналы подводятся к блоку АР разделения сигналов изображения и звука, которые проверяются в блоке контроля качества (КК) и передаются по однопролетной наземной радиорелейной линии (или по коаксиальному кабелю) длиной до 10 км в местный телецентр. При отсутствии приема приемник проверяется с помощью контроль-
ного гетеродина (КГ) с частотной модуляцией от моноскопной установки (МУ) или генератора телевизионных испытательных сигналов (ГИТС).
В спутниковом ретрансляторе (рис. 2.60) сигналы, передаваемые оконечными земными станциями, принимаются антенной (А) и проходят через направленный ответвитель (НО), приемный фильтр Ф2 и УРЧ (построенный, например, на туннельных диодах). Затем сигналы поступают на преобразователь частоты, состоящий из смесителя С и гетеродина Г и преобразующий сигналы, из одной сверхвысокой частоты в другую. Далее сигналы, пройдя усилитель мощности (УМ), передающий фильтр Ф1 и НО, излучаются антенной в сторону других оконечных земных станций.
До 1971 г. спутниковой связи были отведены участки диапазона 3,4—4,7 и 5,7—8,4 ГГц. В связи с ростом потребности сейчас спутниковой связи отведено 6 дополнительных участков диапазона частот в районе 11—250 ГГц, которые подлежат освоению, СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. радио», 1-074, Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антнпов, В. П. Васильев и др.
2. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио», 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
3. Гуткин Л. С., Лебедев В. А., Спфоров В. И. Радиоприемные устройства. М., «Сов. радио». Ч. I, 1961, Ч. II — 1963.
4. Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства. М., «Связь», 1974.
5. Сиверс А. П. Радиолокационные приемники. Расчет и проектирование. М., «Сов. радио», 1959.
6. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воеииздат, 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
7. Куликов В. В. Современные системы беспроводной дальней связи. М., «Наука», 1968.
8. Кантор Л. Я. Методы повышения помехозащищенности приема ЧМ сигналов. М., «Связь», 1967.
9. Павлов К- М. Приемные устройства магистральных радиосвязей. М., «Связь», 1964.
3
АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
И РЕЗОНАТОРЫ РАДИОПРИЕМНИКОВ
3.1. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
В радиоприемниках с дискретными элементами и в гибридных интегральных микросхемах дискретные транзисторы представляют собой самостоятельные конструктивные элементы. В полупроводниковой интегральной микросхеме транзисторы являются частью общего кристалла и поэтому тесно связаны электрически с остальными НО
элементами схемы. Это определяет неразрывность анализа транзисторов и пассивных элементов схемы с учетом паразитных эффектов, которые могут значительно влиять на характеристики как отдельных элементов, так и интегральной микросхемы в целом. Однако в микросхемах, в которых известны напряжения на р—«-переходах, можно выделить часть кристалла, представляющую собой транзисторную структуру, и рассматривать ее как отдельный транзистор.
Рис. 3.1. Германиевые (а) н кремниевые (6) биполярные транзисторы.
Биполярные транзисторы содержат два электронно-дырочных перехода, т. е. два переходных слоя полупроводника с электронной (н-типа) и дырочной (p-типа) проводимостями (рис. 3.1). Основными материалами для изготовления транзисторов являются германий
Рис. 3.2. Схемы включения биполярных транзисторов в усилительных каскадах с общим эмиттером (а), общей базой (б) и общим коллектором (в).
и кремний. Усилительные каскады на транзисторах могут быть включены по схемам: с общим эмиттером (ОЭ), с общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК) (рис. 3.2). При использовании р—п—р-транзисторов на коллектор (к) и базу (б) подаются отрицательные напряжения относительно эмиттера (э), при использовании п—р—п-транзисторов — положительные.
Для расчета цепей питания и стабилизации режима (которые излагаются в гл. 5) и приближенного расчета предоконечных и оконечных каскадов УНЧ используются входные и выходные вольт-амперные характеристики (рис. 3.3). Для расчета каскадов УРЧ и УПЧ используются дифференциальные параметры малого сигнала, при котором изменение переменного напряжения (или тока) в два раза не вызывает изменения параметров транзисторов (в пределах точности измерений).
При расчете линейных схем транзистор можно представить в виде активного линейного четырехполюсника (рис. 3.4), эквивалентная схема которого в системе У-параметров (параметров короткого замыкания) изображена на рис. 3.5. Из системы уравнений такого четырехполюсника П)
(3.1)
/2=ywt/i+4^ (3.2)
можно уяснить физический смысл его параметров.
4
Рис. 3.3. Входные и выходные вольт-амперные характеристики биполярных транзисторов для схем с ОЭ (а) н (ОБ) (б).
Входная проводимость при короткозамкнутом выходе ~ Su + j^u = (Л/^1) I й,=о.
(3.3)
Рис. 3.4. Представление транзистора в виде линейного четырехполюсника.
Рис. 3.5. Эквивалентная схема транзистора в системе У-параметров.
Прямая взаимная проводимость (крутизна) при короткозамкнутом выходе
^2J ~ Sil + К?21 =(^2/(^1) |с,=8 • (3.4)
Обратная взаимная проводимость при короткозамкнутом входе
У12 =Й12 + )Ь12 = (i 1/^2) |у,=о • (3.5)
Выходная проводимость при короткозамкнутом входе
^2-g22 + jb22=U2/^)k = 0. • (3.6)
Таблица 3.1
Y- пара метры Расчетные формулы
£21 fWU +Ро) Ацб (1 +Vs) >
+ II *21 —PoYs/O +Ро)*11б(1 +?s)
Г 211 Ро/(1 +^о)^11б|/" (1+Ys)
о хз £12 — сотк (PoYrp—Tsl/Po *116 (1 +?s)
+ «9 II 09 fH *12 —CoCk-|-WTk (1 4-РоТгрТв)/Ро*11б (1 -TYs) = <0Ci2
|И18| ~ ыСк
01 О* £22 ютктв/*11б(1+т^)
+ см *23 и Ск + й)Тк/Лцб (1 + v!) — ®^22
bs
II
<м к 1 22 1 ~ «>СК (1Ц-ЗА)
•G £11 (1 + 3oYrpYs)/Po*il6 (1 H'Yj)
+ (РоУгр — YsVPoMio (1 +т1) = йС]1
Ьо II *и
1 г„1 0+PoY?p)/0+Vs)/Mii6 ' '
У-параметры транзисторов, включенных по схемам с ОЭ, на частотах ниже 500 МГц можно рассчитать по формулам табл. 3.1, где
Ро — htla (3.7)
~ статический коэффициент усиления тока базы в схеме е общим эмиттером;
Tip = Л/гР; (3.8)
?3.= ///У2Ь (3.9)
где /гр — предельная частота усиления тока в схеме с ОЭ;
fY 2i — граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ. Величина /гр может быть задана в паспортных данных транзистора или вычислена из соотношения
(гР = 1М, (3.10)
где | h2131 — модуль коэффициента усиления тока базы в схеме с ОЭ на частоте f.
Величина fy 21 рассчитывается по формуле
fv 21 = /гр^Нб^б (3-11)
гДе ^иб — входное сопротивление транзисторов в схеме с ОБ на низкой частоте, равное
йиб ~ +/б/Л21э- (3-12)
Активные сопротивления эмиттерного перехода и базы гд и гд определяются из выражений
гэ ~ 25,6/ 1Э = 25,6ао//к; . (3.13)
гб = (3.14)
где гд и /ф измерены в омах; 7Э — ток эмиттера, в миллиамперах; «о = ₽о/(1 + Ро) — коэффициент передачи тока эмиттера; тк —, постоянная времени цепи обратной связи; Ск — емкость коллектора.) Коэффициент В = 1 для сплавных транзисторов, £ = 2—для сплавно-диффузионных и £ = 3 — для мезатранзисторов.
Обычно величины h2is, т„, Ск, frp (или h2lB на частоте f) приводятся в справочниках по транзисторам, а остальные параметры можно вычислить по формулам (3.8)—(3.14). В справочниках /г-параметры, как правило, указываются для тока коллектора /к = 5 мА. При токе ффэ мА параметры Л11брх и Я21э|/К можно вычислить по формулам
^пб ~ ^иб(3/^к); (3.15)
= ^21э (^к^З), (3.16)
где /к измерен в миллиамперах.
Однако по табл. 3.1 и формулам (3.8)—(3.14) нельзя точно определить У-параметры транзисторов, так как часть величин (например, /г21а) приводится в справочниках с большим разбросом, а для части величин (например, Ск, тк, /гр) указываются лишь наибольшие и наименьшие значения. Иначе говоря, эти соотношения можно использовать лишь для ориентировочного выбора типов транзисторов и проектных решений, для чего в приложении 3 приведены справочные данные по ряду транзисторов. Из табл. 3.1 видно, что из экономических соображений в приемниках желательно использовать транзисторы, для которых у5 0,3, так как при больших значениях ys падает | У21э |, растут у11э и g22B, а также Сп и С22.
В формулах, приведенных в табл. 3.1, не учтены индуктивности выводов транзисторов L3, L6 и LK, влияние которых сказывается на частотах />0,3/гр и которые для типовых высокочастотных тран-114
Рис. 3.6. У-параметры транзисторов ГТЗЗОД.
зисторов равны 1—1,5 нГ на миллиметр длины внешнего вывода. Индуктивная составляющая может резонировать с емкостями перехода транзистора и вызывать дополнительные обратные связи, тем самым существенно влияя на параметры транзистора.
На частотах / < 0,ЗД р без ущерба для точности расчетов можно пренебречь индуктивностями выводов.
На частотах выше 0,5 ГГц расчет /-параметров по приведенным выше формулам не дает хорошего совпадения с экспериментом. Непосредственно измерить /-параметры (параметры короткого замыкания) практически невозможно из-за трудностей создания короткозамкнутых цепей. Более точные результаты расчетов получаются при использовании S-параметров (рассеяния), которые измеряются на рабочей частоте [2].
Зная /-параметры транзисторов в схеме с ОЭ, можно вычислить ^-параметры в схеме с ОБ и ОК по данным табл. 3.2.
Соотношения для /-параметров каскодных соединений пар транзисторов приведены в табл. 3.3.
Точные значения /-параметров можно получить, измерив параметры множества транзисторов и статистически обработав результаты этих измерений. Часть таких данных приведена на рис. 3.6—3.9.
Таблица 3.2
У-пара-метры V-параметры в схемах включения тра нзистора
ОЭ ОБ ОК
Ги У и» lla+l712в+ + 21э+^ 22а Ун»
У12 гйв —(У 123+ + У 22») —(У12'д + . +^11э)
K21 Гмй -(У-213 + + У 22») i—(У 21а + + ^Па)
У 22 У 22» У 223 У 11&+17120+ + 1/21а+1/ 220
Таблица 3.3
У -параметры Каскодные соединения
ОЭ—ОЭ ОЭ —ОБ
г и „ У120 у 218 Кш
118 ^118 + У 228
Г12 У 2 г 12э У123 У 22а
У110 + у 22э ^218
^21 V2 _ г21э ^11а+ У 22э У 218
У 22 ^КЭ- Г1гЭ У'21Я ^118 + У 228 -У 120
Активные проводимости и емкости транзисторов на любой частой те fi можно рассчитывать по формулам
। „ , ₽1ь(1 + ^1 . г с110
• Igllol ' ,1 На I 1+ х.
14-x® .
£220(1 +&2*;)
I §22а I — ,
1+4
_______ fi .
1 + 4 ’ Л/ + 21 ’
<>220 (1 + ^3 *2)
Н4 ’
(3.17).
где
fe2 =
, 1+*?
1—?5—---
ЧъХ-г
г*
Х1
а на
где
I С22Э I
fe8 = .-------’------
1 + r6 g21u
частотах / << /г a i — по формулам
ёпо= (1 /^i) rt>'< (7цо = [Сц8)1 (1 4-xi);
§210 = 1^21311 У 1+Xh С-210 ~ gilo/^S'
п _ Ig22»ll (1+*•) , [Л I '+*1
6 220 — 7—— - , ь22О — j l>22ah . . . ~ ,
1+*г4 l + ft3-4
(3-18)
k ('—glgil^?!—?2) .
?2 (?i—1) (1—?a<?3'?4)
Рис. 3.7. У-параметры транзисторов ГТ311Ж.
Рис. 3.8. У-параметры транзисторов ГТ313А.
*
Рис. 3.9, У -параметры транзисторов КП301А, КП302А, КПЗОЗА, КП350А,
?1 ~ I |25 ?2 ~ F1/F& Яз ~ IУэ1 1./I&t 1Э12!
Qi ~ ^usMU'iish; Яз — Ь&гэМЦ^ггэЬ;
/1У21 = /11/?21а11Д^21а]1> /2У21 — f
В (3.18) величины IgnJf, Ig^h; [ЬцЛ; [й22я11—высокочастотные /-параметры, найденные из графиков на рис. 3.6—-3.9 для частоты /1( а |£Цэ]2; 1#22Л; 1^21э]2; [&Пэ]2 и [&22э]2 —те же параметры для частоты/2. Величины/у-21 вычисляются тем точнее, чем ниже А и /2. Если fyi\ для А и /2 получаются различными, то надо взять среднее значение.
Пример 3.1. Требуется рассчитать низкочастотные параметры транзистора ГТ 313А в схеме с ОЭ.
Исходные данные-, /-параметры, полученные из графиков на рис. 3.6-3.9: А = 50 МГц и /2 = 100 МГц; = 8,8 мОм; l^iiah = 8,7 мСм; Ubah = 38 мСм; Ib2iJi = 38 мСм; [К21ЭИ = = 2880 мСм2; — 0,8 мСм; [b22ali = 1,4 мСм; /к = 3 мА; 1/КЭ = —5В) lilial2 ~ 13,1 мСм; l^na^ ~ 8,5 мСм; A/aialz ~ ~ 21 мСм; [Ь21э12 = 30 мСм; 1/21э12 = 1300 мсМ2; [£22э12 = = 1,25 мСм.
Расчет
13,1 , лО 0,8 лд.
о. == —— = 1,49 а5 =----------— = 0,64;
4i 8,8 1,25
. (1 -2,2-0,52) (1 ,02-1,49-0,5) д,
1 — (2,2 —1)-0,53 (1 —0,5-1,02-1,49) ’ ’
„ 50-38 ,.г-„ х 100-21 .. г
fiK2i=—77—= 50 №; /2Г21 = -—- = 70 МГц;
ОО - ОО
х2= 100/60 =1,67;
1 + 1,67а—0,64 (1 +0,832) б5.
Silo — — — 1>5 мСм; Сцо —
12,8-е,52
= У2880 V1 + 0,832 = 90 мСм;
берем fy2i = 60 МГц;
хх = 50/60 = 0,83;
Ь --г —
2 0,64-1,672 (1 -4-0,83а) — 0,832 (1 +1,672)
' г^ =_______------------------= 520 0И
12,8-8,8 (1 + 0,832)-10-s у
_ 47>5 пФ 2л50-10’
0,8-10-з (1+0,832) ^22о~ i+6,5-0,833
= 0,31 мСм;
С _ 9°-2°.-.3._ = 240 Сг10 “ 2л60-10в Z
С — 1,4-10~3 (1 +0,832)
220 “ 2л50- 10е (1+-0,1762-0,83а) ka = 1/(1 + 51-90-Ю-3) = 0,176.
пФ}
= 6,3 пФ;
Пример 3.2. Требуется рассчитать /-параметры транзистора ГТ313А с ОЭ на частоте 80 МГц.
Исходные данные', низкочастотные параметры g110 = 1,5 мСм; С110 = 47,5 пФ; ппо = 90 мСм; С210 = 240 пФ; g220 = 0,31 мСм; С220 = 6,3 пФ; kx = 12,8; k2 = 6,5; ks = 0,176.
Расчет
io । । 1,5(1 + 12,8-1,32) п ,
= 80/60 =1,3; |д11э| =------——12,6 мСм;
1 -f- 1 , □
|С.18| = -Нл®_=17,6пФ; I g21B1 = —— = 39 мСм;
' Па1 1 + 1,32 |<5ЛЭ| 1 + 1,32 |
, । 240 on л । । 0,31 (1 + 6,5-1,32) 1ПО,Г, :
С2181 ;=89 пф; ।।= • V = 1 *22 мСм;
1 -j- 1,0 ‘ 1 "Г 1 ,О
,с | = ЛЩИЦЯ. = 3пф. !
1 <:.! 14-1.з2 I
/-параметры транзисторов приведены для определенного тока! коллектора /кь /-параметры транзистора при другом токе кол- | лектора /кг Ф /hi можно подсчитать по формулам;
V21»l lK2==l*%bl ^//кН 1^11э1/К2 =§Пэ^К2//к1; 1
[^гиаФкг /кг/Аи? l/r2ibK2 = fYz\ /ki//k2. I
r6,'gi23, Cl2a, Clla и С22э мало зависят от величины тока коллектора.
Пример 3.3. Требуется рассчитать /-параметры транзистора ГТ 310Д с ОЭ при /ил —6 мА; 0+.э= —0,5 В на частоте 10 МГц.
Исходные данные', /-параметры, полученные по графикам при 7К1 = 5 мА; = 5,5 мСм; 1Ь11В) = 5,9 мСм; [^12а] ~ 0,04 мСм; 1Ь12Э] = 0,12 мСм; |£22з] — 0,54 мСм; [д22а] = 0,82 мСм; [g21a] = = 90 мСм; [6.аа] = 52 мСм.
Расчет
= 10 • 90/52 = 17,3 МГц согласно (3.18).
|£1|3Ь К2 = 5,5 • 10-3 • 6/5 = 6,6 мСм;
1&22ЭЬк2 = 0’^4 • Ю-3 с 6/5 = 0,65 мСм;
1/у21ЬК2 = 17,3 • 5/6 = 14,5 МГц;
I /21Э Ьк2 = Ю4 • 6/5 = 125 мСм;
|/21Э Pkj = И902 + 522== 104 мСм согласно (3.19).
Величины ^12 и Ь12 можно определить по формулам [31
£1г = (0,15 ...0,2)£22; (3.20)
^18 (Q.2 ... 0,3)/>22, (3.21)
если они не даны в графиках.
При температурах ниже 50—60° С целесообразно применять германиевые транзисторы, при более высоких — кремниевые.
120
3.2. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
1 Полевые транзисторы содержат полупроводниковый канал п-или p-типа и электроды: исток (и), сток (с) и затвор (з). На сток подается напряжение питания Пси, положительное относительно истока при «-канале и отрицательное при p-канале. На затвор на основе р—«-перехода (рис. 3.10, а) подается отрицательное (—) относитель-
Рис. 3.10. Схематическое изображение полевых транзисторов.
но истока напряжение питания Изи при «-канале и положительное (+) при p-канале. При изолированном затворе (рис. 3.10, б) подается положительное (4-) напряжение при «-канале и отрицательное (—) при р-канале.
Увеличение напряжения затвора на основе р — «-перехода относительно истока уменьшает, ток стока /с, а увеличение напряжения изолированного затвора увеличивает его. На сток и затвор подается напряжение от общего источника питания Еа.
Рис. 3.11. Схемы питания полевых транзисторов.
Затвор на основе р — «-перехода питается через цепочку автосмещения (рис. 3.11, сг), изолированный затвор при индуцированном канале — через делитель (рис. 3.1.1, б), при встроенном канале он может работать при нулевом напряжении. Напряжения на электродах выбирают так, чтобы рабочая точка находилась в пологой области выходных (стоковых) характеристик /с (Uc) (рис. 3.12). При этом стремятся избегать чрезмерного тока стока и напряжения пробоя.
При расчете линейных схем малого сигнала полевой транзистор, как и биполярный, можно представить в виде активного линейного четырехполюсника (рис. 3.4, 3.5), У-параметры которого можно выразить через параметры эквивалентной схемы (рис. 3.13), которая справедлива для любых полевых транзисторов, включенных по схеме с общим истоком (ОИ). Из этой схемы получаем
Уц.11 — (®2^В^ЗИ О^СИ О “Ь "I” 1® (^80 o4"^3H о)> (3.22)
У12и 1®О3с0;
(3.23)
У21и « S - )<оСзс 0 « S; (3.24)
(w2R
цСэи&СсИ 7 + (Сси0 + Сзсо)- (3-25)
Рис. 3.12. Выходные (стоковые характеристики) полевых транзисторов.
Рис. 313. Эквивалентная схема полевого транзистора.
Из этих выражений следует, что
£>11 ® Rb ^лио ^сиО "Ь 1 IR.ib' ^11 — ® (Cjco 4" ^зао)-
£\г~ 0; = <»С'зс0;
|y21| = /SrWC^ « S;
g22 = w2 RB Сзс0 С,.и() + 1 //?сц;
— w (C3Cq _Ь б?си0)'.
(3.26)
Для современных высокочастотных полевых транзисторов
7?зи ж ЮВ * 10 * *...1015 Ом, S = 1...10 мСм;
/?си « 104...10в0м; Сги„« 0.5...6 пФ; Сзс0 « 0Д5...1 пФ;
/?н «г 30...50 Ом; О1И„= 1...Ю пФ.
3.3. РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕМЫ С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ
И РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПОСТОЯННЫМИ
В технике радиоприема "используют резонансные системы с со-
средоточенными и распределенными 'постоянными.
В радиоприемниках умеренно высоких частот широко применяют
резонансные контуры с сосредоточенными постоянными, подобные
изображенному на рис. 3.14.
Резонансная частота контура равна
ro = U/LG. (3.27)
Резонансное сопротивление контура
Яэ = L/Cr. (3.28)
Затухание контура
d = r/wBL = w0Cr = П//о, (3.29)
где П — полоса пропускания контура.
Однако уже на метровых волнах размеры катушки индуктив. ности уменьшаются настолько, что ее физическое выполнение затруд. няется, а рост активных потерь в сочетании с уменьшением характе.
Рис. 3.15. Коакси- Рис. 3.16. Несимметричная (а) и сим-альный резонатор, метричная (б) полосковые линии.
Рис. 3.14, Резонансный . контур
ристического сопротивления приводит к падению резонансного сопротивления и росту затухания контуров. На дециметровых и сантиметровых волнах резонансные контуры заменяют резонансными системами с распределенными постоянными в виде отрезков коаксиальных или полосковых линий.
Резонансные линии эквивалентны параллельным резонансным контурам. Резонансные длины волн ненагруженных короткозамкнутых линий равны
= 4l/nlf (3.30)
разомкнутых
— 4//zrg,
(3.31)
где пх и пг — любые нечетные и четные числа соответственно.
Для расчета параметров контуров, выполненных на отрезках линий с распределенными постоянными, необходимо знать волновое сопротивление линии IF. Для коаксиальной линии с диаметром (внутренним) наружного цилиндрического проводника D и с диаметром внутреннего проводника dB (рис. 3.15)
W = 138 lgD/dB. (3.32)
Для несимметричной полосковой линии (рис. 3.16, а) Диэлектриком или с воздушным заполнением
ООзт / t \
(1 -|-Ш/Л)Т/8 \ А / .
с твердым
(3.33)
где w, t — ширина и толщина токонесущей полоски соответственно;, h — расстояние между токонесущей и заземленной полосками; е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика (при воздушном заполнении е = 1).
, Для симметричной полосковой линии (рис. 3.16, б)
W = 200 (1—//А) . (3.34)
Приведенные формулы позволяют определить волновое сопротивление полосковой линии в широком диапазоне значений W с точностью не меньше6%. В полосковых линиях, заполненных диэлектриком, легко обеспечивается волновое сопротивление 15—200 Ом.
Рис. 3.17, Коаксиальный резонатор, нагруженный конденсатором Со.
Рис. 3.18. Коаксиальный резонатор с конденсатором настройки на разомкнутом конце линии.
Обычно ко входу линии присоединяется емкость Со активного элемента (рис. 3.17). Чтобы получить резонанс на заданной частоте /0, входная проводимость Евхл линии должна иметь индуктивный характер и компенсировать емкостную проводимость нагрузки, т. е. КВх л
Длина короткозамкнутого отрезка линии I рассчитывается по формуле
/ = -^arctg(----?---V (3.35)
2л/е. \со0С0Г/ v '
где Со — емкость нагрузки; 70 — длина резонансной волны.
Резонатор можно перестроить, изменяя либо длину линии, либо емкость нагрузки. В последнем случае коэффициент перекрытия емкости элемента настройки равен
та* — тах 1° (2nZ~[/8/Ъ> min) (J jg)
Со min fomlntg(2n//e/Xo max)
где Xomax и ХвпНп — максимальная и минимальная длины волн диапазона.
В длинноволновой части дециметрового диапазона для уменьшения геометрической длины линии конденсатор включают на разомкнутом конце линии (рис. 3.18) и этим конденсатором осуществляют перестройку. Емкость конденсатора С~ рассчитывается по формуле
С~ = I/со W tg [2л (/х - /)/Ц (3.37)
где I — длина линии; lt — расстояние от емкости Со до узла напряжения стоячей волны.
Коэффициент перекрытия емкости конденсатора Кс равен
IZ _£-тах /о max tg 12л (/ —пИп)Мо mini
C~mln to mln tg [2л (Z li max)Mo max]
где Zimin и tjmax находятся из условия настройки в резонанс к min = arctg -——’
«о max
к = arctg---------------5---- .
1шах 2л 6 (Do min Co W
(3.39)
Длину линии l, при которой получается минимальная величина Кс, можно определить из трансцендентного уравнения, которое решается графоаналитическим способом:
-k™*. sin ( 4л Ь/1Д.а£ \ = sin /4„ J-Ji mm; \ ' (3.40)
Хо mln \ max / \ ^о mln 1
Резонансная проводимость короткозамкнутого коаксиального резонатора равна
Go = 1//?э = гп/р2, (3.41)
где р = 1/о)оС — характеристическое сопротивление резонатора; гп — сопротивление потерь, отнесенное ко входу линии.
Сопротивление потерь коаксиального короткозамкнутого резонатора рассчитывается по формуле
г
2л
О
1П + 2- (2kl + sin kl) (— +—1 /cos2 kl, dB 4 л \ D dB /]
(3.42)
где rs — удельное поверхностное сопротивление материала, из которого изготовлена линия (табл. 3.4), Л=2л/Х.
Эквивалентное последовательное сопротивление активных потерь коаксиального резонатора с конденсатором на разомкнутом конце, отнесенное ко входу резонатора, равно
га = -ДА- _L\ [2kl + sin 2k (I—lt) + sin 2Wj/cos2 kl^ (3.43) 8л2 \ D . dB /
Подставляя выражения для ra в формулу (3.41), получаем соответственно резонансные проводимости короткозамкнутого резонатора и резонатора с конденсатором на разомкнутом конце:
__ rs[!n (D/(iB)-r(2^Z+sin kl) (1/Р-}-ГдЦ А./4я] 2л2 р2 cos2 kl
(3.44)
г Л (1/P+i/dJ |2feZ-j-sin 2fe (/~Z,) +sin 2fe/,] 8л'2 p2 cos2 kl
Таблица 3.4
Материалы Серебро Медь Латунь Алюминий
гг, 10~7 Ом 2,52 2,61 5,01 3,26
Резонансная проводимость короткозамкнутого резонатора на полосковых линиях рассчитывается также по формуле (3.41).
Рис. 3.19. Зависимости затухания от геометрических размеров несимметричной (а) и симметричной, (б) полосковой линии.
Сопротивления активных потерь симметричной и несимметричной полосковых линий соответственно равны
гп = 2 (3.46)
гп = 2 IF|32P, (3.47)
где
р __ Х[4лД/е //X4-sin (4л ~|/ё~//Х)4-2} ’ 4л Д/е [1-f-cos (4л Д/ё"//X)].
Pi, ₽2 — коэффициенты затухания в симметричной и несимметричной полосковых линиях соответственно.
Коэффициенты затухания и (З3 определяются по графикам рис. 3.19, где Ra — поверхностное сопротивление материала полосок.
126
Окончательно для симметричного и несимметричного полосковых контуров получаем
б0 = 2ГрхР/р2, (3.48)
. 60 = 2№р8Р/р*. (3.49)
Затухание резонатора на отрезке короткозамкнутой коаксиальной линии равно
d = 2гп/№ (tg kl + Й/cosW), (3.50)
рде га рассчитывается по формуле (3.42).
Рис. 3.20. Схематическое изображение коаксиальной линии с отводом (а) и ее эквивалентная схема (б).
Для коаксиального резонатора с конденсатором на разомкнутом конце
d = (rJ./2n2\V)(]/D + l/dB). (3.51)
Для симметричного полоскового резонатора
d =---------_iLf---------------. (3.52)
1 + (4л'|/е /A)/sin (4л "|/е 1/к)
Для резонатора, реализованного на отрезке несимметричной полосковой линии,
d— 4^2Pctg (2л 1/ё~ //X) 53)
1+(4л}/е //X)/sin (4л "|/8 1/к)
Резонансная линия может быть трансформирующим устройством (рис. 3.20). Эквивалентная схема в этом случае имеет вид контура с отводом (автотрансформаторная схема). Коэффициент трансформации равняется .
(JL. = . (3 54)
’ЧО U (\sin(2.T. Д/е //Х) J
Во внутреннее поле резонатбрЩттоЖет“быть введен виток связи (Рис. 3.21), что эквивалентно трансформаторной схеме. Расчет коэффициента трансформации в зависимости от размеров витка и его
127
положения довольно сложен, поэтому обычно необходимый коэффициент трансформации подбирается экспериментально.
Связь между двумя резонаторами на полосковых линиях может быть осуществлена благодаря наличию краевых полей (рис. 3.22), что эквивалентно емкостной связи между резонаторами.
Пример 3.4. Требуется рассчитать параметры четвертьволнового короткозамкнутого резонатора, выполненного на несимметричной полосковой линии с твердым диэлектриком.
Исходные данные. Резонансная частота /0 = 400 МГц. Ко входу резонатора подключен конденсатор Со = 5 пФ. Токопроводящая
Рис. 3.21. Коаксиальная линия с витком связи (трансформаторная схема).
полоска сделана из меди, поверхностное сопротивление которой Ru = 8,25 • 10_3]//0,4 Ом. В качестве материала диэлектрика использован стеклотекстолит СКМ-1 с относительной диэлектрической проницаемостью е = 4,2.
Задаемся следующими размерами полосковой линии: w = 4 мм; h = 2 мм; t — 20 мкм; ширина основания заземленной полоски должна быть не менее Зш.
Расчет
1. По формуле (3.33) рассчитываем волновое сопротивление линии
= 51 Ом
2. Из условия настройки резонатора на частоту /0 (3.35) определяем длину линии
I —---—- arctg-------------------:-------=0,058 м.
2-3,141/4^ 2-3,14-400-106-5-10~12-51
100 *3,14 /1 0,02
(1 + 4/2)1/472 \ 2
3. По графикам рис. 3.19, а находим нормированное затухание полосковой линии в зависимости от геометрических размеров ее и рассчитываем затухание (J2:
^Ul.l Нп, f2 = l,l ^0,0077 Hl
Ra 377-2-io-» м
4. Сопротивление активных потерь линии, отнесенное ко входу резонатора (3.47)
ги = 2 • 51 - 0,0077 • 0,237 = 0,186 Ом,
где
0,75 [4-3,14 У4,2-Л—sin
0,75
( .— 0,058\ , ]
(.з.иу.,2—)+г]
,__Г / • 0.058
4-3,141/4,2 l+cos 4-3,14 У 4/2 —------
L (. 0,75
= 0,237.
5. Резонансная проводимость несимметричного полоскового ре* зонатора (3.41)
Go = 0,186(2 • 3,14 • 400 • 106 - 5 . 10~7 * * * * 12)2 = 29,31-Ю’6 См.
Рис. 3.22. Полосковые резонаторы. Связь между резонаторами обусловлена наличием краевых полей у полосковых линий.
6. Затухание резонатора, обусловленное потерями в отрезке линии (3.53).
4-0,0077-0,237-ctg 2-3,14 У4,2 пНг
d =---------------------------------------------------= 0,0015.
, , .— 0,058\ / in 0,058 \
7. Полоса пропускания контура на уровне 3 дБ равна
П = 400 • 10е • 0,0015 0,60 • 10» Гц.
Пример 3.5. Требуется рассчитать размеры коаксиального резонатора и пределы изменения емкости конденсатора настройки, включенного на разомкнутом конце линии (рис. 3.18).
Исходные данные-, рабочий диапазон частот f = 470...630 МГц;' сосредоточенная емкость на входе резонатора Со = 5 пФ.
Расчет
1- Найдем волновое сопротивление коаксиального отрезка. Учитывая, что на максимальной частотедиапазона желательно получить максимальное резонансное сопротивление при приемлемых конструктивных размерах резонатора, выбираем 2л//Хот1п = 40°. Характеристическое сопротивление резонатора на частоте /отах равно
Pmin = 1/«отахСо = 1/2-3,14-630-106 • 5-10~12 = 50 Ом.
8 Зак. 895 129
Тогда, решая (3.35) относительно W, получаем
W = 50 ctg 40° = 60 Ом.
Примем dB = 10 мм и по формуле (3.32) получим, что D = 27,5 мм.
2. Определим длину I коаксиального резонатора из условия минимального перекрытия конденсатора перестройки по емкости. По формуле (3.39) вычислим /1т1п и /1тах — расстояния от конденсатора Со до узла напряжения стоячей волны на минимальной Хо min и максимальной волнах рабочего диапазона:
Рассчитаем значения правой и левой частей равенства (3.40) в зависимости от I. По результатам расчета построим график (рис. 3.23). Точка пересечения графиков определяет искомое значение I = 0,125 м.
3. По формуле (3.37) найдем минимальное и максимальное значения емкости конденсатора настройки:
min = 1/6,28 • 630 . 10е • 60 tg [6,28 (0,125—0,0525) /0,475] = д,
= 2,8 пФ; 1
С~юах = 1/6,28 • 470 • 10е • 60 tg [6,28 (0,125—0,089] /0,65] => * = 15,5 пФ;
Кс - С~ щах /С~ min = 15,5/2,8 = 5,5.
3.4. ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ СВЧ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
К пассивным элементам СВЧ ИС относятся линии передачи СВЧ колебаний, функциональные элементы с распределенными параметрами: СВЧ мосты, делители, ослабители и ответвители мощности, фильтры, оконечные нагрузки, а также СВЧ элементы с сосредоточенными параметрами: индуктивности, емкости и резисторы, 130
В качестве линии передачи могут быть использованы микропо-лосковые линии (МПЛ), щелевые линии и копланарные волноводы. Наиболее широкое применение в СВЧ ИС получили МПЛ, которые и рассматриваются далее. Щелевые линии и компланарные волноводы [21, 28]. применяют обычно в сочетании с МПЛ, что оказывается особенно целесообразным при проектировании сложных СВЧ ИС.
Микрополосковые линии передачи
Рис. 3.24. Микрополосковая линия:
1 — полосковый проводник; 2 — диэлектрическая подложка; 3 — заземленная поверхность (нижний проводник); 4 — картина распределения силовых линий электрического поля.
Обычно применяемая в СВЧ ИС микрополосковая линия представляет собой несимметричную полосковую линию, заполненную диэлектриком с высокой относительной диэлектрической проницаемостью е (часто е порядка 10) [5, 28, 27]. Конструктивно МПЛ выполняют (рис. 3.24) в виде диэлектрической подложки 2, на одну сторону которой наносят проводящую полоску 1 в виде пленки металла, а другую полностью покрывают металлической пленкой 3, которая служит проводящей (заземленной) поверхностью.
Основным типом волны МПЛ является квази-ТЕМ-волна. При большой величине е большая часть энергии поля сосредоточена в подложке под полоской, однако часть ее находится также в
пространстве над подложкой и полоской, что эквивалентно уменьшению диэлектрической проницаемости среды в МПЛ по сравнению с величиной 8 подложки. Если в симметричной линии передачи с ТЕМ-волной длина волны в линии равна Л = Х/И& (X—длина волны в воздухе), то в МПЛ длина волны будет больше:
Л = Х/Уеэ,
(3.55)
так как еэ < в, где е8 — эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии. Величина 8Э вычисляется по формуле (с точностью до ±2%)
еэ = 0,5 [1 +e-f-(e—1)/]/1 + lO/i/ш], (3.56)
где h — толщина подложки; w—ширина полоски.
МПЛ нуждается в экранировке. Обычно СВЧ ИС для экранировки, а также для защиты от механических повреждений помечают в металлический корпус. Расстояние от его стенок до поверхности подложки с полосковыми проводниками должно быть 5* 131
в 4—5 раз больше толщины подложки, при этом влияние корпуса ; на электрические параметры МПЛ будет малым. i
Если любой из размеров МПЛ (h или w) приближается к А/4, в линии наряду с ТЕМ-волной могут возникнуть поверхностные 5 ТМ-и ТЕ-волны, в результате чего параметры МПЛ изменятся. , Рабочая частота МПЛ должна быть ниже критической частоты ' /кр поверхностной ТЕ-волны наинизшего типа, определяемой j соотношением (
А!Р[ГГц1 = 75[h [мм]/ё=Л. (3.57) ’
Например, для МПЛ, имеющей в == 9,8 и толщину подложки w = 0,5 мм, применяемой в сантиметровом диапазоне волн, критическая частота равна /кр = 50,5 ГГц.
Волновое сопротивление МПЛ W зависит от в подложки и соотношения размеров линии wlh (рис. 3.25):
• W « —=:----------------------------------- [Ом]. (3.58)
0+-%)^ * Vs (m//i)[i-i^l,735/80’0724y(m//i)-°'836J
<2 Например, для МПЛ, имеющей 8 = 10 и wlh = 1, расчет по формуле (3.58) дает W = 48,3 Ом. Из рис. 3.25 следует, что волновое сопротивление 50 Ом, широко используемое на практике, в линии с 8 = 10 получается при размерах линии wlh — 0,9, т. е. при толщине подложки h = 0,5 мм необходима ширина полоскового проводника w = 0,45 мм.
Величину W можно приближенно рассчитать и по более простой формуле [271:
W sa 314/Уе (1
(3.58а)
откуда требуемое значение wlh для получения заданной величины волнового сопротивления равно
; ау//1 = (314/Г Ув) —1. (3.586)
Отличие результата расчета В7 по формуле (3.58а) от данных рис. 3.25 и формулы (3.58) при некоторых значениях wlh достигает 5—10%.
Предельная мощность МПЛ (при которой в линии возникает СВЧ пробой или недопустимый перегрев полоскового проводника) по сравнению с другими типами линий передачи является наименьшей и достигает единиц или десятков ватт в непрерывном режиме (в зависимости от теплопроводности подложки) и единиц киловатт в импульсном. Рабочий уровень мощности МПЛ должен быть приблизительно в пять раз меньше предельного. Максимально допустимый рабочий уровень импульсной мощности МПЛ рассчитывают по соотношениям, приведенным в [27].
Потери мощности в МПЛ а обусловлены главным образом поглощением мощности в проводниках линии (потери проводимости ап) и в диэлектрике (диэлектрические потери ав), т, е. а — ап -fr 132
4- ад, где потери выражены в децибелах или неперах. Напомним, что 1 Нп = 8,686 дБ.
Погонные (на единицу длины) потери проводимости ₽фп приближенно оцениваются по формуле
РФ п « 8,68 RJW w [дБ/ед. длины], (3.59)
где Ru — поверхностное сопротивление проводников МПЛ, представляющее собой сопротивление части поверхностного слоя (скин-
W,0M
Рис. 3.25. Зависимость волнового сопротивления микрополосковой линии от соотношения размеров w/ti для подложек с различными е.
Рис. 3.26. График для расчета погонных потерь проводимости РфВ в проводниках микрополосковой линии в зависимости от ее размеров w, й, t и поверхностного сопротивления /?и: ------расчет по формуле (3.59).
слоя) пленочного проводника толщиной 6С в форме квадрата (□) и равное [22]
/?п = 1/обс = У<ор,0р,/2о [Ом/П], (3.60)
6е = У2/а>ор0р,. (3.61)
В формулах (3.60), (3.61) обозначены: о — удельная проводимость проводника, См/м; <о = 2л/— рабочая частота; р0 = 1,256х X 10~6 Г/м — магнитная проницаемость вакуума; ц — относительная магнитная проницаемость проводника. Удельная проводимость и произведение толщины скин-слоя 6С на У f для некоторых металлов приведены в табл. 3.5.
Потери проводимости п можно также рассчитать с помощью графика рис. 3.26, откуда следует, что при заданных значениях волнового (W) и поверхностного (Ra) сопротивлений потери рфп.тем Меньше, чем больше толщина подложки h, т. е, чем шире полос-
Металл Серебро Медь Золото Алюминий Воль -фрам Молибден Платина Хром Тантал
а -10-7, См/м 6,17 5,8 4,1 3,72 1,78 1,76 0,94 0,77 0,64
бс V/. мкм-ГГц% 2,03 2,09 2,49 2,61 3,76 3,8 5,2 5,75 6,26
ковый проводник. При построении графиков рис. 3.26 не учитывалось влияние шероховатости поверхности проводников (подложки), которое увеличивает реальные потери рфп, причем тем больше, чем выше рабочая частота [23, 28].
Погонные диэлектрические потери в подложке МПЛ рассчитываются по формуле [24],
р _ 27,3 T/1±10/1/m+1_ f-------*5----1 (3.62)
Л е-|-У1 +lO/i/m-l ед. длины J
где 6 — угол потерь диэлектрика подложки. В монолитных ИС, выполненных на подложках из полупроводника, суммарные погонные потери Рф в основном определяются диэлектрическими потерями полупроводника рф лп, которые в этом случае равны
рфдп«Гш/2р/1 [дБ/см], (3.63)
где р — удельное сопротивление полупроводника, Ом • см. Наоборот, в МПЛ, использующих высококачественные диэлектрические подложки, диэлектрические потери пренебрежимо малы по сравнению с потерями проводимости.
Размеры МПЛ выбирают, учитывая следующие соображения. Как показывает теория, большая часть энергии поля МПЛ сосредоточена в области поперечного сечения линии шириной w + 2 h, т. е. в пространстве непосредственно под полосковым проводником и по обе стороны от него протяженностью h с каждой стороны. Поэтому ширина основания МПЛ (ширина заземленной поверхности подложки) должна быть больше w + 2 h. Отсюда следует также, что минимальное расстояние между двумя полосковыми проводниками, которые не должны иметь заметной взаимной связи, следует выбирать большим удвоенной толщины подложки (порядка 4 /г).
Толщина подложки h должна быть по возможности малой для уменьшения потерь на излучение и для повышения /кр [формула (3.57)1. Однако при заданной величине W чрезмерное уменьшение h влечет за собой уменьшение ширины полоскового проводника щ, т. е. увеличение потерь рфп. Обычно величина рф„ является определяющей при выборе размера К, для которого наметился ряд стандартных значений: h — 0,25; 0,5; 0,75; 1; 1,5 мм. С той же целью 134
Материал подложки 8 tg6-10* Теплопроводность, Вт м °C
Сапфир 9,9 1 25,1
Поликор (99,8% АЬОз) 9,8 1 25,1 ...37,6
Брокерят-9 (97% ВеО) 6,8 6 167
Кварц 3,78 1 5,9...9,6
Ситалл СТ-38-1 7,25 2 ' .
Ситалл КП-15 15 5 29
Кремний 11,7 150 155
Арсенид галлия 13,3 —- 41,9
ферриты 9...16 5...100 25,1
получения малых потерь РФ п толщина проводников должна быть не меньше трех-пяти толщин скин-слоя 6В.
Материал подложек и проводников МПЛ определяет потери и длину волны в линии. Подложка должна обладать достаточно большой диэлектрической проницаемостью е, стабильностью е в широком диапазоне частот и температур, малыми потерями, т. е. малыми tg 6 и электропроводностью, высокой теплопроводностью и малой пористостью. В гибридных СВЧ ИС часто используют керамики из окиси алюминия (А12 О3). Наибольшей теплопроводностью, близкой к меди, обладает керамика из окиси бериллия (ВеО). Последняя используется в ИС, где требуется хороший теплоотвод (например, в генераторах Ганна). В монолитных СВЧ ИС в качестве полупроводниковой подложки применяют кремний и арсенид галлия, являющиеся полуизолирующими материалами. В микрополосковых ферритовых устройствах используют подложки из ферритов. Характеристики некоторых материалов для подложек МПЛ, определенные при f = 10 ГГц и t ~ 20° С, приведены в табл. 3.6.
Материал проводников для МПЛ должен иметь высокую электропроводность и малую величину температурного коэффициента сопротивления. Некоторые характеристики таких материалов приведены в табл. 3.5.
Микрополосковые СВЧ мосты и делители мощности
СВЧ мосты (или гибридные соединения) относятся к числу самых распространенных пассивных элементов СВЧ ИС. Они используются, в частности, для создания балансных смесителей и в качестве делителей мощности пополам. Все СВЧ мосты являются четы-рехплечными соединениями (восьмиполюсниками, рис. 3.27), обладающими рядом общих свойств.
В идеальном мосте при подаче СВЧ колебаний в одно из его плеч Мощность колебаний распределяется поровну между определенной Парой двух других плеч, а в четвертое плечо, называемое изолиро-
ванным, мощность не поступает (предполагается, что все плечи моста нагружены на согласованные нагрузки). Подчеркнем, что пара плеч, между которыми распределяется мощность, тоже обладает взаимной развязкой. Номинальный сдвиг фаз колебаний 0„ = = 03— 04 в выходных плечах моста (плечи 3, 4 на рис. 3.27) зависит от типа моста: в так называемых квадратурных мостах 0О = л/2, а в синфазно-противофазных мостах 0() = 0 или л.
Реальные СВЧ мосты характеризуются рядом параметров. Из-за неидеалыюсти свойств реальных мостов мощность входного сиг-
нала распределяется между выходными плечами не строго одинаково. а сдвиг фаз колебаний в них несколько отличается от номинального 0О. Неодинаковость
распределения мощности 6 = =--10 1g Р3/Р4 [дБ] назовем разбалансом амплитуд моста, а отличие фазового сдвига от номинального Д0 = (03 — — 04)—0и — разбалансом фаз.
Рис. 3.27. Общее представление СВЧ мо-' Наряду С этими параметра в виде восьмиполюсника. рами реальные мосты ха-
рактеризуют также коэффициентом стоячей волны (КСВ) всех плеч р и развязкой изолированного плеча /.раг — lOlgPj/Pa [дБ]. Перечисленные
параметры моста являются частотно-зависимыми, поэтому мост обычно характеризуют значениями 6тах, Д0тах, Ртах И £разт1п в рабочей полосе частот Пваб. При точных расчетах потерь в элементах схемы следует учитывать также потери моста LM = 10 х X Ig/Y (Ps + Р4) [дБ].
Напомним, что при выполнении разного рода расчетов с использованием параметров моста 6, Лраз, Дм (представляющих собой отношения мощностей и поэтому определяемых в децибелах) значения этих параметров необходимо переводить в безразмерные единицы.
Наибольшее распространение в СВЧ ИС получили квадратные (или шлейфные) и кольцевые мосты. Квадратный мост представляет собой четырехплечное устройство, в котором два параллельных отрезка МПЛ параллельно соединены между собой несколькими шлейфами (минимум двумя), имеющими длину и интервал между ними равными четверти длины волны в линии А^/4 на средней частоте рабочего диапазона волн (рис. 3.28). Квадратный мост является квадратурным, т. е. сдвиг фаз колебаний в выходных плечах 0о = л/2. Как видно из рис. 3.28, он полностью симметричен, поэтому его свойства одинаковы со стороны любого плеча. Мощность, поданная, например, в плечо /, распределяется поровну между плечами 3, 4 и не поступает в плечо 2 из-за противофазности возникающих в нем СВЧ колебаний.
Отражения мощности во входном плече 1 при этом не происходит, т. е, КСВ этого плеча р4 = 1.
Для получения таких свойств моста волновые сопротивления составляющих его отрезков основных линий (!ГЛ) и шлейфов (Ц7га) должны находиться в определенном соотношении с волновым сопротивлением подводящих линий (U7). Для двух-и трехшлейфных мостов (используемых чаще всего) требуемые величины этих сопротивлений в виде нормированных значений W„/W, WmIW указаны на рис. 3.28, б у соответствующих отрезков линий. Поэтому проектирование этих мостов после задания сопротивления W (обычно W = 50 Ом) сводится к вычислению №л = 0,707 W,
~Л0/4
Рис. 3.28. Эквивалентная схема двух- и трехшлейфного квадратного моста (а) И топологическая схема полоскового проводника (6).
Fm == 2,415 W и определению с помощью рис. 3.25 или формулы (3.58 б) размеров МПЛ (ft, оу), обеспечивающих такие волновые сопротивления, т. е. сводится к проектированию МПЛ. Размер Л0/4 на топологической схеме рис. 3.28 задают между осями шлейфов и подводящих линий.
Пример 3.6. Требуется спроектировать трехшлейфный мост Для работы в 3-см диапазоне волн со средней частотой f0 — *= 9,37 ГГц (Хо = 3,2 см).
Исходные данные', подложка из поликора (е = 9,8) толщиной Л == 0,5 мм; волновое сопротивление подводящих линий W = *“* 50 Ом (ширина полоскового проводника w = 0,47 мм).
Расчет.
1. В соответствии с рис. 3.28, б определяем волновые сопротивления основной линии Wn = 0,707 • 50 =» 35,4 Ом и двух крайних Шлейфов =s 2,415 • 50 = 121 Ом (для среднего шлейфа —
== И7Д), Из рис. 3.25 видно, что для заданных величин е и h подложки и при минимальной ширине полоскового проводника w = 0,1 мм, еще допустимой с точки зрения потерь проводимости МПЛ и практической возможности качественного изготовления линии, волновое сопротивление МПЛ будет равно W « 90 Ом, что меньше требуемой величины 121 Ом. Следовательно, необходимо снизить волновое сопротивление подводящих линий.
Для этого между исходной подводящей линией с W = 50 Ом и основной линией моста следует включить трансформирующий четвертьволновый отрезок МПЛ (рис. 3.29), волновое сопротивление
Рис. 3.29. Третшлейфиый квадратный мост с трансформирующими четвертьволновыми отрезками МИЛ в подводящих линиях.
которого определим из условия практической реализуемости крайних шлейфов моста. С учетом сказанного зададим для последних ширину полоски w -= 0,1 мм (w/h = 0,2) и по формуле (3.58) найдем
= ——---------------—------------------== 90,4 Ом.
V9,8Ш,2 (1 + 1,735/9,й010724-0,20,836)
2. Из соотношения Ц7Ш. = 2,415 W определим требуемое значение волнового сопротивления подводящих линий = 90,4/2,415 = = 37,4 Ом.
3. Теперь вычислим волновое сопротивление трансформирующего отрезка линии по известному равенству И7тр = yrWW1 =* = ]/50 • 37,4 - 43,2 Ota.
4. Необходимое отношение размеров трансформирующего отрезка МПЛ найдем по формуле (3.586) w/h = (314/43,2)/9,8)— 1 = = 1,32, откуда получаем w — 1,32 • 0,5 = 0,66 мм.
5. Далее рассчитаем волновое сопротивление и ширину полоска основной линии и среднего шлейфа моста: Ц7Л == Ц71/уг2 = = 37,47)/ 2 = 26,5 Ом; w/h = (314/26,5/9J) — 1 = 2,79; w = = 2,79 - 0,5 = 1,39 мм.,
6. Размеры четвертьволновых отрезков элементов моста вычислим по формулам (3.55), (3С56). Основная линия: 8э = 0,б [l-f-9,8 + + (9,8—1) / /’1 + 10/2,79] = 7,45; Ал/4 = 32/4]/7Д5 = 2,93 мм. Крайние шлейфы: еэ = 6,02; Аш/4 = 3,25 мм. Трансформирующие отрезки: 8а = 6,8; А,гр/4 = 3,07 мм, 138
Рассмотренные свойства квадратного моста реализуются на средней частоте fa. При этом предполагается, что потери в нем отсутствуют, а нагрузки всех плеч согласованы. При отклонении частоты от /а параметры моста ухудшаются, причем трехшлейфный мост имеет большую полосу пропускания, чем двухшлейфный. Например, в относительной полосе рабочих частот Пг,аб//0 =12% параметры двух- и трехшлейфного мостов соответственно равны: КСВ р = 1,26; 1,03; разбаланс амплитуд & =*? 0,24; 0,12 дБ; развязка изолированного плеча Lpa3 = 19; 37 дБ. С другой стороны, двухшлейфный мост имеет меньшие потери LM по сравнению с трехшлейфным из-за меньшей электрической и соответственно геометрической длины. Поэтому в тех случаях, когда требуемая полоса рабочих частот не превосходит 5—7% и важны малые размеры СВЧ 4С, целесообразно использовать двухшлейфный мост. Метод расчета частотных характеристик параметров квадратного моста, а также анализ влияния рассогласования нагрузок моста на его параметры приведены в [15].
Наличие потерь в отрезках МПЛ, составляющих реальный мост, ухудшает КСВ и развязку плеч моста, но не изменяет разбаланса амплитуд 115], Влияние потерь на параметры двухшлейфного моста на частоте /0 рассчитывается по формулам
р = (23at + 3 1/2 а2)/(2 + ctj + V2 а2), (3.64)
bpae=201g[2(l+ai + V2 а)/(о1 + У2 а2)] [дБ], (3.65)
^M = 20Jg 0 +°11 + У2 а2) [дБ], (3.66)
где и аа — полные потери в шлейфе и отрезке основной линии моста соответственно, Нп,
Пример 3.7. Требуется спроектировать двухшлейфный мост для работы в 2-см диапазоне волн со средней частотой f0 = 13 ГГц (Ч = 2,3 см) и рассчитать его параметры на этой частоте с учетом потерь.
Исходные данные', подложка из феррита толщиной h = 0,5 мм имеет е = 9 и tgS =0,005; материал проводников —- золото; подводящие линии имеют W = 50 Ом,
Расчет
1. Определяем волновое сопротивление основной линии ~ «= W/V2 = 50 /УГ = 35,5 Ом. Для шлейфов = Г = 50 Ом.
2. По формуле (3.586) находим ширину полоски основной линии w — 0,5 [314/35,51/9^— 1] = 0,97 мм и шлейфов w =
0,5 [(314/50У9)—1] = 0,55 мм.
3. По формулам (3.55), (3.56) вычислим длину четвертьволновых отрезков: для основной линии еэ — 0,5 [1 + 9 + + (9—1) / У 1 + 10/1,94] = 6,61; Ао/4 = 23/4Уб,61 =2,23 мм; ДЛя шлейфов еэ = 6,26; Ао/4 = 2,3 мм,
4. Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета потерь проводимости из табл. 3.5 находим удельную проводимость золота о = 4,1 • 107 См/м и толщину скин-слоя 6С = = 2,49/УТз = 0,69 мкм. По формуле (3.60) определим поверхностное сопротивление проводника Ra = 1/4,1 • 107 • 0,69 х X 10'5 6 = 0,0352 Ом/'П, а по формуле (3.59) — погонные потери проводимости МПЛ основной линии Рф п = 8,68 • 0,0352/35,5 х X 0,097 = 0,089 дБ/см и шлейфа Рф п = 8,68 • 0,0352/50 • 0,055 — = 0,111 дБ/см. Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны а№ = рфп/ = 0,089 • 0,223 = = 0,02 дБ, а1п = 0,111 • 0,23 = 0,026 дБ (/—длина отрезка МПЛ).
Рис. 3 30 Топологическая схема полоскоаого проводника кольцевого моста.
Рис. 3.31. Частотные характеристики параметров кольцевого моста без потерь (нагрузки плеч согласованы).
5. Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезков МПЛ моста, используя формулу (3.62). Потери основной линии
а2д=Рфп/ = 0,223-27,3
9-0,005 0,892
У1 + 10/1,94 + .1 =0 102 дБ>
9+1/14-10/1,94—1
9 0,005
Потери шлейфа
И] = 0,23 27,3 - °'00- Vl±12/1’1+.1— = 0,115 дБ.
0,92 9+У1 +ю/1,1-1
В данном случае из-за большой величины tgS ферритовой подложки диэлектрические потери больше потерь проводимости.
6. Полные потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны: ах = а1п + а1д = 0,026 + 0,115 = 0,141 дБ = — 0,016 Нп; а2 = а2п + а2д = 0,02 + 0,102 = 0,122 дБ = 0,014Нп.
г77 Далее по формулам (3.64) — (3.66) рассчитаем: КСВ входных _плеч моста р = (2 + 3 • 0,016 + 3V2 • 0,014) / (24-0,016 + + V2 • 0,014) = 1,07, развязку изолированного плеча Араз = = 20 1g [2(1 + 0,016 + V? • 0,014) i (0,016 + V2 • 0,014)] = 140
= 35,2 дБ и потери моста LM = 20 1g (1 + 0,016 + V2 • 0,014) = = 0,3 дБ. Эти параметры моста соответствуют средней частоте /0 рабочей полосы частот. При отсутствии потерь они были бы равны р — 1, 7.раз ~ 7.м = 0 ДБ.
Кольцевой мост представляет собой сочленение четырех параллельных Т-тройников, боковые плечи которых соединены последовательно и образуют замкнутое кольцо (рис. 3.30). Длина средней окружности кольца обычно равна /ср = Jtdcp = 3 Ло/2, а расстояние между ближайшими плечами моста вдоль этой окружности одинаково и равно Ло/4, где Ло — длина волны в МПЛ на средней частоте /0. Поэтому мощность, поданная в любое плечо (напри-пример, в плечо /), будет делиться поровну между двумя ближайшими справа и слева плечами 2 и 4, а плечо 3 будет изолировано, так как в его плоскости фазы колебаний, приходящих справа и слева, всегда противоположны (разность хода Ло/2). Очевидно также, что сигнал, подведенный к плечу 2 или 3, будет распределяться между смежными плечами синфазно, а при его подаче в плечо 1 или 4 — противофазно. Таким образом, кольцевой мост является синфазно-противофазным.
Согласование всех плеч кольцевого моста достигается, когда соотношение волновых сопротивлений линии кольца и подводящих линий равно 1ГК /W — V2" (рис. 3.30). Поэтому проектирование кольцевого моста, как и квадратного, сводится к проектированию МПЛ с заданным волновым сопротивлением.
В кольцевом мосте без потерь и при согласованных нагрузках плеч параметры на частоте /0 равны: 6 = ДО =0, Lpa3 -> со, р = 1. При отклонении от частоты /0 развязка плеч ЛРаз уменьшается, возникает разбаланс амплитуд и фаз (6 #= 0, ДО =/= 0), КСВ возрастает (рис. 3.31). Соотношения для расчета частотных зависимостей параметров моста приведены в [15, 27]. В [151 для частоты /0 даны также расчет и анализ влияния рассогласования нагрузок плеч на параметры моста. Для примера приведем результаты расчета параметров моста на /0 — 10 ГГц для двух значений отклонений от средней частоты Д/0//о = 1.7 и 3,4% соответственно: 6 = 0,025; 0,14 дБ; ДО = 2; 4°; Lpa3 = 35,2; 29,3 дБ.
Параметры моста на частоте с учетом потерь в линии кольца можно рассчитать по следующим формулам:
р = (131/2 а + 4)/(11 V2 а + 4), (3.67)
6=201g[(4a + V2)/(3a + '|/2)] [дБ], (3.68)
Lpa8 = 201g[(12V2 а + 4)/У2 а] [дБ], (3.69)
AM=I01g[(6 V2 а + 2)2/(25аг + 14 У2"а + 4)] [дБ], (3.70)
где а—полные потери отрезка линии кольца длиной Л0/4, Нп. 141
Как показывают расчетные данные, при а > 0,015 Нп параметры моста заметно ухудшаются.
Пример 3.8. Требуется спроектировать кольцевой мост для работы в 2-см диапазоне волн со средней частотой ft) = 15 ГГц (Хо = 2 бм) и рассчитать его параметры с учетом потерь.
Исходные данные', подложка из поликора толщиной h = 0,5 мм, е = 9,8, tgS = 10~4. Материал проводников — медь. Волновое сопротивление подводящих линий W = 50 Ом.
Расчет,
1. Определяем волновое сопротивление кольцевой линии Wt, = У2 • 50 = 70,7 Ом.
2. Из рис. 3.25 для е = 9,8 находим отношение размеров МПЛ: для W = 50 Ом w/h = 0,94, для №к = 70,7 Ом w„/h = 0,41. Отсюда ширина полосков w = 0,5 • 0,94 = 0,47 мм, и»и «0,21 мм.
3. По формулам (3.55), (3.56) вычисляем длину волны в кольцевой линии: еэ = 0,5 [1 + 9,8 + (9,8—1) / У1 + 10 • 0,5/0,211 = = 6,29; Ао = 2/1/6,29 = 0,8 см.
4. Длина средней окружности кольца /ср = 3 Ао/2 — 1,5 X X 0,8 = 1,2 см, ее диаметр dcp = 1,2/л = 0,382 см.
5. Рассчитываем полные потери а четвертьволнового отрезка Ао/4 — 2 мм кольцевой линии. Для расчета потерь проводимости из табл. 3.5 находим удельную проводимость меди о = 5,8 • 107 См/м и толщину скин-слоя 6С = 2.09/У15 = 0,54 мкм. По формуле (3.60) вычисляем поверхностное сопротивление проводника Ra = 1/5,8 • 107 • 0,54 • 10~6 = 0,032 Ом/О, а по формуле (3.59) — погонные потери проводимости Р*п = 8,68 • 0,032/70,7 X X 0,21 = 0,0187 дБ/мм,
6. Погонные диэлектрические потери определяем по (3.62),
IX. .= 27.39'8-И~‘ + ,0.00145
8 9,8-j-l/l +10-0,5/0,21 — 1 мМ
Из сравнения величин ₽ф д и Рф п видно, что диэлектрическими потерями можно пренебречь по сравнениюс потерями проводимости.
7. Тогда полные потери четвертьволнового отрезка кольцевой линии равны а = РфП • 2 = 0,0374 дБ = 0,0043 Нп.
8. Параметры кольцевого моста на частоте /0 рассчитываем по формулам (3.67) — (3.70):
р = (131/2*.0,0043 + 4)/(11 У S’-0,0043+ 4) « 1,
6 = 201g [(4- 0,0043 + УГ)/(3- 0,0043 + У Г)] «0 дБ, Z.pa3 = 20 lg[( 12 У2 -0,0043 + 4)/У 2’-0,0043] = 56,6 дБ, LM = 101g [(6 УГ-0,0043 + 2)г/(25-0,0043а+ 14У2-0,0043 + 4)] «
«0,04 дБ.
Из полученных данных видно, что потери моста LM приблизительно равны потерям четвертьволнового отрезка кольцевой ли-142
лии а. Последние же достаточно малы, вследствие чего остальные параметры моста на частоте /0 близки к параметрам моста без потерь. Поэтому параметры такого моста в полосе рабочих частот соответствуют значениям, показанным на рис. 3.31.
Сравнительный анализ параметров кольцевого и двухшлейфного мостов показал, что первый имеет большую полосу пропускания, чем второй, т. е. одно и то же ухудшение параметров по срав-
Рис. 3.32. Эквивалентная (а) и топологическая (б) схемы кольцевого делителя мощности:
R — пленочный резистор с сопротивлением 2 W,
нению с их величиной на средней частоте fn в кольцевом мосте происходит в более широкой полосе частот, чем в двухшлейфном. Кроме того, кольцевой мост менее критичен к отклонению от номинальных размеров по сравнению с двухшлейфным. Трехшлейфный мост приблизительно идентичен кольцевому по полосе пропускания, но, как и двухшлейфный, требует более жестких допусков на изготовление. С другой стороны, кольцевые мосты из-за разно-направленности плеч обычно менее удобны для компоновки СВЧ ИС по сравнению с квадратными мостами. Это особенно относится к случаям их использования в балансных смесителях.
Делители мощности используют для распределения СВЧ мощности (принимаемого сигнала или гетеродина) между двумя или несколькими каналами в заданном соотношении. Весьма часто требуется делить мощность между двумя каналами поровну, т. е. с ослаблением 3 дБ (например, мощность гетеродина между двумя смесителями). Для этого, в частности, можно использовать СВЧ мост с согласованной нагрузкой в изолированном плече.
Более простым и миниатюрным делителем мощности СВЧ пополам является кольцевой делитель (рис, 3.32), Он представляет со-
бой трехплечный СВЧ элемент (шестиполюсник), состоящий из параллельного Т-тройннка, боковые плечи которого связаны между собой активным сопротивлением R на расстоянии А6/4 (для средней частоты /у) от места их разветвления у плеча <3. При волновом сопротивлении кольца, равном W7K = V2W', и сопротивлении R = 2W кольцевой делитель обладает следующими свойствами.
При согласованных нагрузках плеч их входные импедансы тоже согласованы (р = 1), а мощность, подводимая к плечу 3, поровну делится между плечами 1 и 2, которые при этом между собой развязаны. Величина развязки плеч 1 и 2 равна Lpii3 = P^Pt при подведении сигнала к плечу / или Z,pa3 = P-tlPi при его подведении к плечу 2. Это означает, что сигнал, поданный в плечо / или 2, выходит из
Рис 3.33 Частотные характеристики параметров кольцевого делителя без потерь.
плеча 3, ослабленный на 3 дБ (вторая половина мощности сигнала поглощается в резисторе R) и почти, не проходит в плечо 2 (или /).
Частотные характеристики параметров кольцевого делителя без потерь (рис. 3.33) рассчитываются по формулам, приведенным в [ 151. Как видно из рис. 3.33, кольцевой делитель имеет весьма широкую полосу пропускания. В частности, при Араз 20 дБ и р3 С 1,22 его полоса рабочих частот Праб//„ = 36%.
Активные потери в кольцевой линии незначительно ухудшают параметры делителя, при этом вносимое ослабление будет возрастать на величину потерь. Например, при полных потерях отрезка кольцевой линии длиной /, лежащих в пределах а = 0,001.. 0,1 Нп, параметры делителя на частоте равны: pj 2 < 1,002; Рз 1.09; £раз 29,7 дБ, Lr 3— L2 3 3,88 дБ. Расчет влияния
рассогласования нагрузок на параметры делителя приведен в 115].
Если сопротивление резистора R можно считать сосредоточенным, т. е. если его длина значительно меньше Ао/2 (рис. 3. 32, б), то длина кольцевого отрезка линии / — А.,/4. В противном случае для сохранения описанных свойств кольцевого делителя, т. е. для компенсации сдвига фазы, вносимого резистором, необходимо увеличить длину кольцевой линии так, чтобы 2 I = а + Ао/2. При этом требуемый диаметр средней окружности кольца определяется из соотношения лЛср « 2 а + А,/2. В остальном проектирование кольцевого делителя сводится к проектированию отрезков МПЛ определенной длины и волнового сопротивления (аналогично проектированию кольцевого моста), и пленочного резистора.
Элементы с сосредоточенными параметрами для СВЧ ИС
Современное технологическое оборудование для нанесения металлических и диэлектрических пленок позволяет изготавливать пленочные индуктивности L, конденсаторы С и резисторы R столь малых размеров, что их можно считать сосредоточенными вплоть до X « 3 см. Это означает, что геометрические размеры таких элементов составляют малую долю длины волны колебаний—меньше 0,1Л. Использование сосредоточенных L, С, R. вместо микропо-
Рис. 334. СВЧ индуктивности (а) и конденсаторы (б) с сосредоточенными параметрами:
/ — пленочный микрополосковый проводник, создающий индуктивность; 2 — диэлектрическая подложка; 3 — одновитковая индуктивность из проводника /; 4 — полосковые выводы; переходящие в МПЛ; 5 — индуктивность в форме плоской спирали.из проводника Г, 6 — пленочные металлические обкладки конденсатора; 7 — диэлектрическая плей-ка; в —пленочные металлические штыри гребенчатого конденсатора.
лосковых элементов (элементов с распределенными параметрами) приводит к уменьшению размеров СВЧ ИС, повышению плотности их упаковки, снижению в ряде случаев стоимости этих схем и, что особенно важно, к увеличению полосы пропускания СВЧ ИС £19,261. Последнее обусловлено тем, что добротность колебательного контура на элементах с распределенными параметрами при одном и том же активном сопротивлении потерь всегда выше добротности контура на сосредоточенных L, С.
Сосредоточенная индуктивность L может быть реализована в виде прямолинейного пленочного проводника, одновитковой или многовитковой спиральной плоской катушки (в зависимости от требуемой величины L), наносимых на поверхность диэлектрической
подложки (рис. 3.34, а). Индуктивность прямолинейного проводника длиной I и шириной w равна (рис. 3.35) [23, 26]
L да 2 I (In l/w + 1,193 + 0,224 wit) 1нГ], (3.71)
где размеры выражены в сантиметрах, при этом предполагается что t << w. Индуктивность одновитковой катушки рассчитывается по этой же формуле, если диаметр витка много больше w. Пря
индуктивности прямолинейного
ленточного проводника от его размеров:
Т —для //а> = 1...10; 2 — для i/w — 10.,.100
нейной индуктивности определяется соотношением
молинейные и одновитковые индуктивности применяют, когда требуемые значения L < 4 нГ. Для получения больших значений L используют спиральные катушки, индуктивность которых равна
L = 5 п2 (du + dB)2 / (15 da-
—7 dB) [нП, (3.72)
где п — число витков спирали; dH и dB — наружный и внутренний диаметры спирали, мм (рис. 3.34, а).
Ширина пленочных проводников сосредоточенных индуктивностей составляет обычно w =
= 0,1... 0,2 мм, толщина проводника, как и в МПЛ, должна быть t (3...5) 6С, где 6С — толщина скин-слоя. Добротность прямоли-
Q да lALwVf [kl Vp ,
(3.73)
где L — индуктивность, нГ; / — частота, ГГц; р — удельное сопротивление проводника, Ом см (см. табл. 3.5); k = 1,3... 2— поправочный коэффициент, учитывающий вытеснение тока из углов полоскового проводника и зависящий от отношения wit. При wit = 1... 5; 5...10; 10...20 и 20... 100 величина k соответственно равна 1,3...1,4; 1,4...1,6; 1,6...1,7 и 1,7...2. Добротность многовитко-вой спиральной катушки, как показывает анализ, оказывается максимальной при daldB = 5 и в этом случае равна
Qlva^2AwVLflkVpda, . (3.74)
где w, dB измерены в сантиметрах, L — в наногенри, f — в гигагерцах, р— в омах, умноженных на сантиметр. Добротность индуктивностей зависит от частоты (пропорциональна У/) и на f = = 2 ГГц лежит в пределах от 50 до нескольких сот единиц.
Формулы (3.71), (3.72) справедливы, когда вблизи индуктивностей нет заземленных проводников и поверхностей. Чтобы влия-146
нием последних на величину L можно было пренебречь, расстояние от индуктивности до ближайшего заземленного проводника на поверхности подложки должно быть больше 5а>, а расстояние до заземленной поверхности под индуктивностью должно превышать 20а1. Последнее означает, что при наличии на обратной стороне подложки заземленной поверхности толщина подложки должна быть h > 20 w. В противном случае величина L будет меньше рассчитанной по формулам (3.71), (3.72),
Пример 3.9. Требуется рассчитать, размеры и добротность од-новитковой индуктивности.
Исходные данные'. L= 1,6 нГ на частоте / = 3 ГГц (X = 10 см). Материал проводника — медь.
Расчет
Г. Полагаем средний диаметр витка dcp >> w. Поэтому расчет размеров проводим так же, как для прямолинейного проводника. Выбираем отношение размеров проводника //да=20 и по рис. 3.35 находим £,// = 8,4 нГ/см. Требуемая длина проводника I — = 1,6/8,4 = 0,19 см = 1,9 мм.
2. Выбираем ширину зазора между выводами витка (рис. 3.34, а) /3 = 0,5 мм. Тогда суммарная средняя длина окружности витка /ср = I + /3 = 2,4 мм, откуда находим dcp = = /ср/л = 2,4/3,14 — 0,765 мм. Ширина проводника w= //20 = = 0,095 мм = 95 мкм. Отношение dcp/aa = 8,05, т. е. можно считать диаметр dcp много больше ширины ш.
3. Из табл. 3.5 находим для меди удельное сопротивление р = 1/с = 1/5,8 • 105 = 1,72 • 10-9 Ом • см и толщину скин-слоя йс = 2,09/Уз = 1,21 мкм. Толщину проводника берем равной t= 5 6С ж 6 мкм.
4. Добротность индуктивности рассчитываем по формуле (3.73), в которой для wit = 95/6 « 16 принимаем коэффициент k— 1,65:
Q = 1,4-1,6 УЗ/1,65-20 У 1,72-10-® = 90.
Пример 3.10. Требуется рассчитать размеры и добротность спиральной катушки индуктивности (рис. 3.34, а).
Исходные данные-. L = 50 нГ на частоте / = 3 ГГц; материал проводника — медь.
Расчет
1. Задаемся отношением наружного и внутреннего диаметров спирали da/dB = 5 (для получения максимальной добротности) и внутренним диаметром dB — 0,5 мм, тогда da = 2,5 мм.
2. С помощью формулы (3.72) находим необходимое число витков катушки
п = У £(15dH — 7dB)/5(dH + dB)? =
= У50(15-2,5 —7-0,5)/5(2,5 + 0,5)2 — 6,2.
3. Выбираем ширину зазора между соседними витками спирали равной s— 0,5 w. Число витков зазора на единицу меньше числа витков проводника п. Поэтому (dB— dB) /2 = nw (п—1) s = = 0,5 w2 n(n~— Г). Отсюда находим
w = V(dH—-dB)/2-0,5n (n—1) = V(2,5—0,5)/6,2-5,2 — 0,25 мм; s = 0,125 мм.
, 4. Как и в примере 3.9, принимаем р = 1,72 • 10~вОм • см и t = 56с = 6 мкм. Тогда wit — 250/6 « 42 и значение k для расчета добротности принимаем равным 1,8.
5. Добротность катушки индуктивности вычисляем по формуле (3.74):
Qmax = 2,4• 0,025 У5ДЗ/1,8 V1,72-10-9-0,25 = 622.
Сосредоточенные емкости (конденсаторы) бывают двух типов: трехслойные и однослойные, или гребенчатые (рис. 3.34, б). Первые представляют собой обычные плоские конденсаторы, состоящие из двух металлических пленок-обкладок, разделенных тонкой (меньше 1 мкм) диэлектрической пленкой, например, из двуокиси кремния (SiO2). Для них характерны значительные емкости (десятки пикофарад) при малых размерах, поэтому они являются сосредоточенными вплоть до очень высоких частот, однако технология их изготовления сложнее гребенчатых, так как они состоят из трех слоев. Гребенчатые конденсаторы имеют емкость от сотых долей до 10 пФ, являются сосредоточенными до f = 1 —3 ГГц и занимают большую площадь на подложке, чем трехслойные [19,26].
Емкость трехслойиого конденсатора рассчитывается по формуле плоского конденсатора С — ее,, S//n, где е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрической пленки; е0 = = 8,85 • 10~12 ф/м; S = lw — площадь обкладок; /д — толщина диэлектрической пленки. При использовании пленки из SiOa толщиной 1 мкм емкость на единицу площади равна С = = 35,5 пФ/мм2. Добротность конденсатора Q определяется потерями проводимости в обладках (Qn) и диэлектрическими потерями в диэлектрической пленке (Qn), так что
1/Q = 1/Qn + (3.75)
где Qa — I/и RC; Qn — 1/tgS; R = 4ДП//Зш — сопротивление проводника обкладки, а /?п рассчитывается по формуле (3.60). Добротность Qn пленки из SiO.2 лежит в пределах от 20—80 до 5000 и зависит от технологии ее нанесения.
Гребенчатые конденсаторы (рис. 3.34, б) целесообразно использовать при С < 5 пФ. Емкость такого конденсатора зависит от числа ячеек и размеров элементов гребенки (предполагается, что на обратной стороне подложки нет заземленной металлической пленки). Величина емкости рассчитывается по формуле [20]
С = 8,85 . Ю-2 I (е + 1) [2 Aj (n — I) + AJ [пФ], (3.76)
где A = 0,614 (/1//д)°-25 (ш//1)0-439; Л2 = 0,41 + 0,775 ш/(2и—1)х Х(ш + /д),/—длина зубца, см; п—число ячеек гребенки, равное числу зубцов или впадин одного из электродов; е — относительная диэлектрическая проницаемость подложки; h — толщина подложки; /д — ширина зазора между зубцами, w — их ширина. Число ячеек гребенки равно п — шэл /2 (w + /д), где юэл — ширина электрода (подводящей линии).
Добротность гребенчатых конденсаторов имеет величину такого же порядка, что и трехслойных, и рассчитывается по той же формуле (3.75), только в этом случае эквивалентное последовательное сопротивление R — 4Ra U3nw.
Пример 3.11. Требуется рассчитать размеры и добротность гребенчатого конденсатора.
Исходные данные: емкость С = 1,5 пФ на частоте / = 2 ГГц. Подложка из сапфира толщиной h = 1 мм, е = 9,9, tg 8 = 10"*. Материал проводника — медь, ширина электрода гребенки a>9Ji == = 1.5 мм.
Расчет
1. Задаемся шириной зазора между зубцами /д = 30 мкм, а ширину зубца предварительно примем равной w » 5/д = 0,15 мм.
2. Определяем число ячеек гребенки п = шэл/2 (ш + /д) = ~ 1,5/2 (0,15 + 0,03) = 4,16. Округляем до целого числа и принимаем для дальнейшего расчета л = 4. Уточняем величину w из соотношения для числа ячеек: w + /д = ш„л/2и = 0,1875 мм, откуда w — 0,1875 — 0,03 = 0,1575 мм = 157,5 мкм.
3. Из формулы (3.76) находим длину зубца:
I = С/8,85 - 10"а (е + 1) [2АХ (л — 1) + Дг],
где At =* 0,614 (1/0,03)°>26 (0,1575/1)°-439 = 0,66; = 0,41 +
+ 0,775 • 157,5/ (2-4 — 1) (157,5 + 30) = 0,503.
Тогда
I = 1,5/8,85 - 10"а (9,9+ 1)[2 - 0,66 (4 — 1) + 0,503] = 0,35см.
4. Добротность конденсатора рассчитываем по формуле (3.75): 1/Q = ю RC + tg5, где /?= 4/?п U3nw. Из табл. 3.5 находим для меди удельное сопротивление р = 1,72 • 10"6 Ом • см и толщину Скин-слоя 8С = 2.09/V2 = 1,48 мкм. Определяем Ra = р/8с = = 1,72 - 10"в /1,48 • 10"4 = 1,16 • 10~а Ом/П и R = 4 • 1,16Х X 10~а • 3,5/3 • 4 • 0,1575 = 0,086 Ом. Рассчитываем добротность конденсатора Q= 1/(6,28 - 2 • 109 • 1,5 • 10"12 • 0,086+ 10"*) = 581.
Пленочные резисторы изготавливают обычно из хрома, нихрома или тантала с поверхностным сопротивлением /?п = = 10—500 Ом/П. Эти металлы отличаются хорошей стабильностью сопротивления и низким температурным коэффициентом сопротивления. Резисторы имеют прямоугольную или квадратную форму (рис. 3.36, а, 3.38, б). Сопротивление резистора равно
R — Rallw, где I, w— размеры прямоугольника резистора, причем I — размер между подводящими проводниками.
Используя рассмотренные здесь элементы L, С, R с сосредоточенными параметрами, а также ферритовые циркуляторы с сосре- . доточенными параметрами, подобные описанным в [19], можно создавать не только любые пассивные СВЧ ИС (рис. 3.36), но и такие же активные СВЧ ИС, как и на элементах с распределенными парамет
Нижняя сторем поёложки
Рис. 3,36. Примеры топологических схем СВЧ ИС на элементах -с сосредоточенными параметрами и их эквивалентные схемы: а — параллельный резонансный контур с последовательно включенным резистором* б — фильтр нижних частот.
рами: усилители, генераторы и др. Различные активные СВЧ ИС на элементах с сосредоточенными параметрами и их характеристики описаны в [19,23, 26].
Микрополосковые аттенюаторы, ответвители и оконечные нагрузки
Аттенюаторы служат для уменьшения уровня мощности, проходящей через них в линию [25]. В СВЧ устройствах радиоприемников их используют для установления требуемого уровня мощности СВЧ колебаний в некоторых точках СВЧ ИС, например: мощности гетеродина, подводимой ко входу смесителя, мощности сигнала передатчика на входе радиолокационного смесителя АПЧ, мощности накачки на входе параметрического усилителя. Различают аттенюаторы постоянные (фиксированные) и переменные.
Микрополосковый постоянный аттенюатор представляет собой участок МПЛ, содержащий поглотитель СВЧ энергии в виде резистивной пленки (рис. 3.37). Последняя плавно сужается от сере-150
дины к краям для обеспечения низкого КСВ со стороны входа и выхода аттенюатора. Затухание, вносимое им, зависит от поверхностного сопротивления резистивной пленки (хром, нихром, тантал), ее длины и конфигурации.
В переменных аттенюаторах поглотитель представляет собой
подвижную пластину из диэлектрика с резистивным поглощающим слоем или из поглощающего материала. Поглотитель устанавливают над полосковым проводником МПЛ, которому обычно придают специальную форму (например, форму полукольцевого проводника) для увеличения затухания, вносимого поглотителем. При ре-
Рис. 3.37. Микрополосковый аттенюатор:
/ •— резистивная пленка; полосковый проводник МПЛ,
гулировании положения поглотителя относительно полоскового проводника МПЛ (вращением или поступательным перемещением поглотителя) вносимое затухание изменяется. Возможны и другие способы построения переменных аттенюаторов.
В качестве электрически управляемых переменных аттенюаторов в СВЧ ИС применяют также аттенюаторы на р — i — м-дио-дах. Их расчет и проектирование рассматриваются в [30].
Ответвители мощности являются обычно направленными и представляют собой две связанные линии (восьмиполюсник), одна из которых — основная — включается в МПЛ, откуда ответвляют часть мощности, другая — побочная — эту мощность отводит в требуемую часть устройства. Примером направленного ответвителя является шлейфный ответвитель, частным случаем которого является шлейфный мост (рис. 3.28), имеющий переходное ослабление (соотношение уровней мощности в выходных плечах основной и побочной линий) La 0 = 3 дБ. Переходное ослабление шлейф-
ных ответвителей зависит от волновых сопротивлений входящих в них отрезков линий и шлейфов. Обычно в направленных ответвителях Лп0 = 10...30 дБ. Расчет и проектирование микрополоско-вых направленных ответвителей рассмотрены в [15,27, 28]. Направленные ответвители включают в СВЧ ИС для ответвления час
ти мощности сигнала, например, чтобы измерить его частоту, спектр и другие параметры.
Оконечные нагрузки используют в СВЧ устройствах в качестве согласованных поглотителей СВЧ энергии [25], например, в свободном плече направленного ответвителя либо СВЧ моста, работающего в качестве делителя мощности. Микрополосковые нагрузки представляют собой слабо отражающие поглотители СВЧ энергии (КСВ < 1,1...1,2), выполненные в виде пленки из резистивного материала. Нагрузки могут быть распределенными и сосредоточенными (рис. 3.38). В первых (рис. 3.38, а) поглотитель имеет вид плавно расширяющейся резистивной пленки, что обеспечи-
вает согласование поглотителя с МПЛ. Величина КСВ зависит от конфигурации, поверхностного сопротивления пленки и длины поглотителя.
В сосредоточенных нагрузках (рис. 3.38, б) используется пленочный резистор, сопротивление которого равно волновому сопротивлению МПЛ. Резистор нагружен на разомкнутый четвертьволновый отрезок МПЛ, входное сопротивление которого равно
Ряс. 3 38. Распределенная (а) н сосредоточенная (б) микрололосковые оконечные .нагрузки:
/ — полосковый проводник МПЛ; 2— резистивная плевка.
нулю, что обеспечивает для токов СВЧ короткое замыкание выходного зажима резистора с заземленным проводником МПЛ. Расчет резистора для такой нагрузки производят аналогично рассмотренному на с. 149.
Изгибы и разомкнутые отрезки микрополосковых линий
В СВЧ ИС при соединении отдельных элементов отрезками МПЛ часто приходится использовать изгибы МПЛ, особенно 90 градусные. Изгибы бывают плавные и уголковые в виде излома МПЛ (рис. 3.39).
Плавный изгиб (рис. 3.39, а) образуется путем включения в линию кольцевого отрезка МПЛ с радиусом средней окружности г. Неоднородность, вносимая в линию плавным изгибом, минимальна и весьма мала, когда длина кольцевого отрезка МПЛ равна или кратна Ао/2.
Уголковый изгиб (рис. 3.39,6) занимает минимальную площадь на микрополосковой плате, поэтому ему часто отдают предпочтение. Для сохранения низкого КСВ в линии, т. е. для сведения к минимуму неоднородности, возникающей в месте излома МПЛ, уголковый изгиб срезают, причем глубина среза зависит от угла изгиба. Для 90-градусного изгиба оптимальному срезу соответствует а 1,4 w (рис. 3.39, б) [281.
Отрезки МПЛ с разомкнутым концом широко используют в СВЧ ИС: в качестве элементов согласования импедансов (например, диодных секций), в СВЧ фильтрах и др. Для создания нулевого импеданса нагрузки МПЛ (короткого замыкания для токов СВЧ) также применяют разомкнутые четвертьволновые отрезки линии, как это показано на рис. 3.38, б.
J52
Из-за неоднородности, которую представляет собой разомкнутый конец линии, на нем накапливается избыточный электрический заряд, что эквивалентно появлению концевой сосредоточенной емкости, включенной параллельно МПЛ. Кроме того, с этого конца возникает излучение, заметное на частотах выше 1 ГГц, что увеличивает потери в линии. Сосредоточенная концевая емкость увеличивает эффективную длину линии по сравнению с физической на величину А/, зависящую от размеров МПЛ (рис. 3.40). При проектировании разомкнутых отрезков МПЛ физическая длина I должна быть меньше расчетной на величину А/, т. е. I == /расч — А/.
Рис. 3 39. Плавный (о) н уголковый (6) изгибы микрополосковой линии.
Рис. 3.40. Зависимость величины уменьшения А/ разомкнутого отрезка МПЛ от его размеров.
Например, для разомкнутого отрезка МПЛ, имеющего толщину подложки h = 1 мм и отношение wlh — 2, из рис. 3.40 находим, что уменьшение длины из-за концевой емкости составляет Д//А —0,37 и А/ = 0,37 • 1 =0,37 мм.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Транзисторы. Параметры, методы измерений и испытаний. Под ред. И. Г. Бергельсона, Ю. А. Каменецкого, И. Ф. Николаевского. М., «Сов. радио», 1968, Авт.: М. Г. Агапова, В. Л. Аронов, И. Г. Бергельсон и др.
2. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972. Авт.: Г. П. Балан, В. Я. Баржин, Р. А. Валитов и др.
3. Фалькович С. Е., Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных устройств с транзисторными усилителями. М., «Энергия», 1970.
4. Арсланов М. 3., Рябков В. Ф. Радиоприемные устройства. М., «Сов. радио», 1972.
5. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
6. Севин Л. Полевые транзисторы. Пер. с англ. Под ред. Е. 3. Мазеля. М., «Сов. радио», 1968.
7. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. Пер. с аигл. М., ‘Энергия», 1970.
8. Ричман П. Физические основы полевых транзисторов с изолированным затвором. Пер. с англ. Под ред. Г. Г. Смолко. М., «Сов. радио», 1971.
9. Кроуфорд Р. Схемные применения МОП-транзисторов.' Пер. с англ. Под ред. М. С. Сонина. М., «Мир», 1970.
10. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам. Под общей ред. Н. И. Горюнова. М., «Энергия», 1972. Автл Н. Н. Горюнов, А. Ю. Клейман, Н. Н. Комков и др.
11. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Т.1, 2. Пер. с англ. М., «Связь», 1971.
12. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., Гос? энергоиздат, 1958.
13. Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ. М., «Сов. радио», 1964.
14. Орлов С. И. Расчет и конструирование коаксиальных резонаторов. М., «Сов. радио», 1970.
15. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых линиях. М., «Сов. радио», 1972.
16. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам волноводной техники. М., «Сов. радио», 1967.
17. Халяпин Д. Б. Коаксиальные и полосковые фильтры сверхвысоких частот. М., «Связь», 1969.
18. Воинов Б. С. Широкодиапазонные колебательные системы СВЧ. М., «Сов. радио», 1973.
19. Эйчисон, Дейвис, Хиггинс и Др. Элементы с сосредоточенными по-сДояниыми на СВЧ.—«Зарубежная радиоэлектроника», 1972, №8, с.88—101.
20. Бинотто, Пьясентини. Гребенчатые тонкопленочные конденсаторы.— «Зарубежная электронная техника», 1973, № 3, с. 12—19.
21. Воробьев В. В. Щелевые линии передачи и компланарные волноводы для интегральных СВЧ схем. —«Зарубежная радиоэлектроника», 1972, №5, с. 93—116.
22. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1.М., «Высшая школа», 1970.
23. Собол. СВЧ применения технологии интегральных схем. — В кн.: Полупроводниковые приборы СВЧ. Под ред. Ф. Брэнда. Пер. с англ. Под ред. Тагера А. С. М., «Мир», 1972.
24. Шнейдер. Диэлектрические потери в гибридных ИС. — ТИИЭР, 1969, № 7, с. 99—100.
25. Клич С. И. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приемников. М., «Сов. радио», 1973.
26. Колтон, Гершенов, Найт, де Брехт. СВЧ интегральные схемы на элементах с сосредоточенными постоянными и перспективы их применения. — «Зарубежная радиоэлектроника», 1972, Ns 4, с. 104—124.
27. Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. И. С. Ковалева. М., «Сов. радио», 1974. Авт.: В. И. Голубев, И. С. Ковалев, Е. Г. Кузнецов и др.
28. Малорацкий Л. Г. Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ. М., «Сов. радио», 1976.
29. Музыка 3. Н., Пустоваров В. Е., Синица Б. Г. Расчет высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., «Энергия», 1975.
30. Дэехцер Г. Б., Орлов О. С. Р-l-n диоды в широкополосных устройствах СВЧ. М., «Сов. радио», 1970.
4
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКОВ
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Входная цепь соединяет антенну или антенно-фидерную систему с 1-м каскадом приемника (усилителем радиочастоты или преобразователем частоты). Входные цепи можно классифицировать по ряду признаков.
По частотным диапазонам различают входные цепи приемников умеренно высоких частот (длинных, средних, коротких и метровых волн), в которых используются контуры с сосредоточенными постоянными, и приемников сверхвысоких частот (дециметровых, сантиметровых, миллиметровых воли), в которых применяются коаксиальные, полосковые, микрополосковые и полые резонаторы.
По характеру используемой антенны различают входные цепи, работающие с настроенной и ненастроенной антенной. По способу настройки контуров различают входные цепи с настройкой иа фиксированные частоты и диапазонные входные цепи, считая, что настройка производится изменением емкости контуров. По виду связи с антенной различают входные цепи с индуктивной, емкостной, непосредственной и комбинированной связью. По числу контуров различают в основном одноконтурные и двухконтурные входные цепи; апериодические и многоконтурные входные цепи применяются сравнительно редко.
Исходными данными для проектирования и расчета входных цепей являются:
— активные и реактивные проводимости 1//?А и 1/Хд антеннофидерной цепи п их разброс;
— входные параметры 1-го каскада приемника RBZ и Свх и их разброс;
— способ настройки контуров и граничные частоты диапазона или поддиапазонов (в многодиапазонных приемниках) или фиксированные частоты (при отсутствии плавной настройки);
— промежуточная частота приемника;
— число контуров входной цепи и их эквивалентные затухания; —степень связи между контурами двухконтурной входной цепи; "—минимальный коэффициент шума 1-го каскада приемника (расчет его излагается в гл. 5);
— допустимые изменения характеристик входной цепи при перестройке по диапазону частот и изменении параметров антенны.
Приемную антенну можно представить генератором э. д. с. Еа, включенным последовательно с комплексным внутренним сопротивлением ZA (рис. 4.1). Эта э. д. с. равна
Еа = йл Е, (4.1)
где hR — действующая высота антенны, м; Е — напряженность электрической составляющей поля сигнала в точке приема, мкВ/м.
Размеры настроенной антенны выбирают так, чтобы ее резонансная частота/о л равнялась частоте принимаемого сигнала или средней частоте диапазона принимаемых частот. Внутреннее сопротивление настроенной на Да антенны (например, полуволнового вибратора или антенны профессионального приемника __________ СВЧ) является чисто активным (Za — Ra)-6_________Если такая антенна соединена с приемником
А фидерной линией с волновым сопротивлением
ФИД, = Ra или сопротивление фидера согласо-£а вано с антенной трансформатором, то также
----------Za —/?д. На частотах, отличных от Да, согласование антенны с фидером нарушается и Рис. 4.1. Эквняа- мощность, отдаваемая приемнику, падает. По-тенныЭЯ СХвМа аИ этому настроенную антенну можно использовать для приема на фиксированной частоте или в узком диапазоне частот.
При выборе размеров ненастроенной антенны таким образом, чтобы Дтах С 1.7 Да, эквивалент антенны приобретает вид, показанный рис. 4.2, а. При длине антенны /д (< Xmln или Дтах « <<Да (например, при штыревых антеннах подвижных раций) мы получаем Za = Ra + I/JwCa (рис. 4.2, б) и при Ra << 1/(оСа
Рис. 4.2. Эквивалентные схемы ненастроенных антенн.
получаем Za — I/JmCa (рис. 4.2, в). При рамочных магнитных антеннах Za = Ra + JwLa.
При проектировании входной цепи следует выбрать способ связи входного контура с антенной; рассчитать элементы принципиальной схемы входной цепи и определить параметры входной цепи: коэффициент передачи напряжения (мощности); полосу пропускания; ослабление зеркального канала и помехи на промежуточной частоте; коэффициент шума.
4.2. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ УМЕРЕННО ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
^Рассмотрим сначала одноконтурные входные цепи диапазонных приемников с ненастроенной антенной. При выборе связи контура с антенной надо иметь в виду следующее. Непосредственная связь контура с антенной (рис. 4.3) наиболее проста, но для нее харак-156
терно наибольшее влияние параметров антенны на входную цепь и значительное изменение показателей входной цепи (коэффициента передачи, полосы и избирательности) по диапазону. Поэтому такая входная цепь используется в простейших дешевых переносных приемниках.
^Непосредственная связь с магнитной антенной (рис. 4.4) широко используется в переносных приемниках. Магнитная антенна имеет
Рис. 4.3. Схема входной цепи с непосредственной связью с антенной и индуктивной связью с транзистором.
Рнс. 4.4. Схема входной цепи с непосредственной связью с магнитной антенной и внутриемкостной связью с транзистором.
малые размеры, что удобно с конструктивной точки зрения. Кроме того, направленные свойства ее позволяют улучшить помехозащищенность приемника благодаря пространственной селекции. X Внешнеемкостная связь с антенной (рис. 4.5) проста, может обеспечить достаточно большой коэффициент передачи по на-
Рис. 4.5. Схема входной цепи с внеш-Неемкостной связью с антенной и внутриемкостной связью с транзистором.
Рис. 4.6. Схема входной цепи с внутриемкостной связью с антенной и индуктивной связью с транзистором.
пряжению и высокую избирательность, но приводит к большой неравномерности параметров входной цепи по диапазону. Напри» мер, в такой цепи при /()П1ах< /о а коэффициент передачи изменяется пропорционально квадрату частоты. Поэтому эта связь используется либо в низкокачественных приемниках, либо в приемниках с малыми коэффициентами перекрытия поддиапазонов.
Внутриемкостная связь с антенной (рис. 4.6) при /о а >/о max обеспечивает примерно постоянный коэффициент передачи по диа-
пазону. Основной недостаток этой связи заключается в том, что ее коэффициент передачи зависит от емкости антенны. Поэтому такая цепь при применении малогабаритных антенн, т. е. антенн с малой емкостью, имеет низкий коэффициент передачи. Если учесть, что действующая высота малогабаритных антенн невелика, то эффективность таких антенн при внутриемкостной связи особенно низка. Поэтому внутриемкостная связь с антенной используется редко.
• Индуктивная связь с антенной (рис. 4.7) может использоваться в режиме удлинения, когда /ол</от!П, где /0 А — резонансная частота цепи, состоящей из антенны и катушки связи Еспд. Ра-
Рис. 4.7. Схема входной цепи с индуктивной связью с антенной и транзистором.
Рис. 4.8. Схема входной цепи с комбинированной связью с антенной и индуктивной связью с транзистором.
бота в режиме совпадения, когда /Отах >/» а >/о пцп> недопустима из-за большой неравномерности параметров входной цепи по диапазону.
Работа в режиме укорочения, когда д >тах, возможна, но при этом коэффициент передачи изменяется пропорционально квадрату или даже кубу частоты. Поэтому режим укорочения используется редко, лишь при малом коэффициенте перекрытия диапазона или в сочетании с внутриемкостной связью контура входной цепи с транзистором, коэффициент передачи которой обратно пропорционален частоте.
Наибольшее распространение получил режим удлинения, при котором коэффициент передачи падает с частотой. Так как коэф-„ фициент усиления УРЧ растет с частотой, то в режиме удлинения входной цепи коэффициент усиления преселектора по диапазону изменяется незначительно. Недостаток индуктивной связи — пониженная избирательность на частотах, близких к резонансной частоте антенной цепи.
(^Комбинированная связь с антенной (рис. 4.8) сложнее рассмотренных, но обеспечивает малую неравномерность коэффициента передачи при высоких величинах коэффициента передачи и избирательности. Однако для этой связи также характерна пониженная избирательность для частот, близких к резонансной частоте антен-158
ны. Комбинированная связь с антенной применяется в высококачественных радиовещательных и связных приемниках.
Во входных цепях применяются: внутриемкостная, автотрансформаторная и трансформаторная связь контура входной цепи со входом 1-го активного элемента приемника.
Внутриемкостная связь (рис. 4.4, 4.5) характеризуется уменьшением коэффициента передачи с ростом частоты принимаемого сигнала. Поэтому такую связь целесообразно сочетать с внешнеемкостной связью входного контура с антенной или с индуктивной связью контура с антенной в режиме укорочения. При индуктивной связи контура с антенной в режиме удлинения или при комбинированной связи с антенной выгоднее использовать индуктивную (трансформаторную или автотрансформаторную) связь входной цепи с активным элементом, так как коэффициент передачи индуктивной связи не зависит от частоты. Трансформаторная и автотрансформаторная связи контура со входом активного элемента используются также при работе входной цепи с настроенной антенной. Недостатком трансформаторной связи является появление паразитного канала приема, частота которого совпадает с частотой настройки паразитного контура, образованного индуктивностью связи и входной емкостью активного элемента.
Связь контура входной цепи с антенной и входом 1-го активного элемента приемника выбирают на основании высказанных соображений. После выбора этих связей можно рассчитать входную цепь. Расчеты входных цепей многодиапазонных приемников ведутся для каждого поддиапазона.
Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного приемника с внешнеемкостной связью с ненастроенной антенной (рис. 4.5)
Для настройки контура входной цепи используем секцию блока конденсаторов, выбранного при составлении структурной схемы приемника согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.
Вычисляем максимально допустимую емкость входной цепи:
Сех ~ (Скшах — ^2пд Ся т1п) / (ЛПД2 1), (4.2)
где kna — коэффициент перекрытия поддиапазона; Сктах и Ск инп — максимальная и минимальная емкости выбранного блока конденсаторов.
Определяем индуктивность контура по формуле
L = 2,53 • 104(Л2пд — 1)//о max (Сктах — Скт1п), (4.3)
гДе L измерено в микрогенри; / — в мегагерцах и С — в пикофарадах.
Находим наибольшую емкость связи с антенной Ссв ддь при которой разброс емкости антенны вызывает допустимую расст-
ройку входного контура приемника, полагая, что расстройки, обу^И словленные разбросом емкостей антенны и входа УРЧ, одинаковыми
ССв АД/Сд mln (Ск ш|п 4" Ссх)/(Сд max С А mln)* (4.4^^Н
Выбираем емкость связи из условия
Ссв А Ссв АД/-
Вычисляем для /отах коэффициент включения контура к входу’"* УРЧ, при котором обеспечивается требуемая избирательность по зеркальному каналу:
^вх зк (7?вх/^о С) {^wp i б?св а/(Ссв А“Ь6?GK 4 Ск mln)l
(4.бМ
Рассчитываем емкость связи, необходимую для получения /пЫх ЗКЯ|
Сс в вх кт In Ч" См) (1 Ш ,.,х зк) С вх /71«х ЗК1 / Швх зк- (4-7)
Определяем емкость подстроечного конденсатора:
Ср CGX См /И! /ИоСд ч /Ивх зк СВх, (4.8)
ГДе Ис । = Сев А/СА, /7/2 = (Сев вх ”Ь Свх) / (С|, min Срв вх *Р Свх).
mi. ,к = (Ск 011п + См) / (Св т10 + см 4- С„х + Сев вх). (4.9)
Если из (4.8) получим Си < 0, то нужно уменьшить СС(.а или /ивх ак или и то и другое. После этого нужно пересчитать d8p.
Находим d.„v mm Для /()П)1П по формуле
Ф>р т|о ~ ~Р [тг вх зн т|п С / вх) *Р |ССв А / (Сев А 4"
+ Ссх 4" Ск тах)12 7?д /«> min С (4.10)
Если получим d 8р п,|п < <4Р п то следует уменьшить //эр п, либо увеличивая число контуров преселектора, либо увеличивая S^nP и уменьшая 5еИп.
Вычисляем коэффициент передачи входной цепи для крайних частот поддиапазона
Кп вц = 39,5 /о LCc-л д т вх I /4р. (4.11)
где L измерено в. микрогенри, /0 — в килогерцах, С — в пикофарадах,
твх ~ (Ск 4- Си 4- См) / (Ск 4~ Сп 4-См 4- Ссв вх + Свх). (4.12)
Избирательность по дополнительным каналам приема проверяем й согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1. 5
Обобщенная расстройка, соответствующая частоте дополни- г тельного канала приема fnK, равна
Ьк = 1(/пк//оо)—аоо//л«)1/dep, (4.13).
где /00 — наиболее опасная частота настройки приемника, лежащая ближе всего к fRK. - j
160
Пример 4.1. Требуется рассчитать входную цепь радиовещательного приемника IV класса (средневолнового поддиапазона).
Исходные данные: диапазон принимаемых частот от /0 mln = ₽ 500 кГц до /отах = 1680 кГц; промежуточная частота /п = ₽ 465 кГц; параметры 1-го активного элемента приемника 7?вх = 1000 Ом и Свх = 115 пФ; эквивалентное затухание контура входной цепи d8p = 0,05; собственное затухание контура d = 0,01; параметры антенны /?д = 500 Ом; Са min — 75 пФ и Сд Шах — •= 225 пФ.
Расчет
Пользуясь соображениями, изложенными в § 4.1, выбираем схему рис. 4.5.
1. Выбираем двухсекционный блок конденсаторов с СКШ1П = = 4 пФ и Ск тах=220 пФ.
2. Вычисляем (4.2) Ссх = (220—3,362 Х4) /(3,362—1) да 16,3 пФ.
3. Определяем (4.3) L = 2,53 • 104х (1,682—0.52) / (220—4) х X 1,682 • 0,52 да 427 мкГ.
4. Находим (4.4)
-св ад/< 7,5 -10'121/2-0,05 (4 + 16,3)-1 Q-12/(225 —7,5) Ю'12 да да 8,7 пФ.
5. Выбираем (4.5) Ccba = 8,7 пФ.
6. Рассчитываем (4.6)
mBX3F( = V(1000/6,28-1,68-10я-427-10-в) {0,05-0,01 - ”
[8,7/(8,7 4- 16,3 + 4)]2• 500/6,28• 1,68- 10М27-1О-6} = 0,082.
’ 7. Находим (4.7) Ссв вх = 1(4 + 5) 10~12 (1—0,0822) — 115х
X 0,082я] /0,082я = 1250 пФ.
8. Вычисляем (4.8) Сп = 16,3—5—(8,7/150) • 1 • 150—0,0822Х X 115 = 1,2 пФ.
9. Определяем Ловц, пользуясь соотношениями (4.12) и (4.11):
для /0 = 500 кГц
щвх = (220 4- 1,2 + 5) / (220 + 1,2 + 5 + 1250 4-115) = 0,14, Ло вц = 39,5 • 5002 • 10е • 427. • 10~« • 8,7 . 10~12 • 0,14 • 20 да да 1;
для Д = 1680 кГц
. = (4 + 1,2 + 5) / (4 + 1,2 + 5 + 1250 + 115) = 0,008,
Ко вц = 39,5 • 1680я • 10е • 427 • 10~* 6 * 8 9 * * • 8,7 • 10~12 • 0,008 х Х20 = 0,63.
Сочетание внешнеемкостной связи с антенной и внутриемкост-НОЙ связи со входом УРЧ обеспечивает малое изменение коэффициента передачи входной цепи по диапазону.
® Зак. 895 161
Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного приемника с индуктивной связью с ненастроенной антенной (рис. 4.7)
Выбираем блок конденсаторов согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1. Вычисляем Сс!1 согласно (4.2). Рассчитываем L по формуле (4.3). Находим индуктивность катушки связи с антенной
Lc в А = 2,53 • 104 /гуд / Са min /о mini (4.14)
где Сд min — минимальная емкость антенны; /?уд = 1.2...2 — коэффициент удлинения антенны, с ростом которого падает коэффициент передачи входной цепи, но растет его равномерность по диапазону; L измерено в микрогенри, f— в мегагерцах, С — в пикофарадах.
Определяем коэффициент связи с антенной и коэффициент включения входной цепи к входу УРЧ для получения требуемой Se3K (d8p) так, чтобы на fl} mln и /0 тах были равны суммы затуханий, вносимых антенной и входом УРЧ:
^св А зк ^вх зк (4.15)
где
„ ж= fJ---Ц 1 /-------, (4.16)
\ ^дМ ^аЯвх+^п^ваО-!/^)2
Д = ЛЛсв А________WQ.niJ^ia-l)_____ <4 J~
/?вх/?А (1->/^л)-2-^(>-'/^д^д)-2 •
Вычисляем коэффициент связи с антенной, обеспечивающий допустимую расстройку контура входной цепи. При этом полагаем, что антенна и входная емкость УРЧ вносят одинаковую расстройку, причем суммарная расстройка не превышает 0,5 П. Полагаем также, что при регулировке мы компенсируем среднее изменение L по диапазону. Тогда нескомпенсированным остается лишь влияние случайных отклонений Са при эксплуатации. Для этого берем
Im.n-O^lmax-1)^
(X1 max"-4 mln)
где XA min = fo min ! f A maxi Xa max — fg max I /a min» Выбираем kZSi а из условий
^св А Лк’, ^св А &св А зк"> ^св А ^св А Д/х
где kK — конструктивно выполнимый коэффициент связи
^СВ AAf
(4.18)
(4.19)
., . равный
0,5—0,6 для катушек с универсальной намоткой и 0,4—0,5 для катушек с однослойной намоткой.
Выбираем индуктивность связи так, чтобы она совместно с емкостью Свх образовывала контур, настроенный на частоту выше /о max + 2 /п при верхней настройке гетеродина:
Ссв вх < 1/4л2 (fomax + 2fn)2
(4.20)
Вычисляем коэффициент связи между катушками L и LCB вх, необходимый для получения /нвх, определенного по формуле (4.16):
' ^СВ ВХ = ^ВХ ВХ- (4-21)
Находим емкость подстроечного конденсатора
Сц = Ссх — См — mix Свх. (4.22)
Определяем коэффициент передачи входной цепи для /0 min и to max каждого поддиапазона
Уо ВЦ ~ ^св А И2ВХ V/. /б1Эр У 7.св А (1 f 0 mln/^уд f o)f где f0 — частота настройки входной цепи.
Проверяем избирательность по дополнительным каналам ма теми же способами, что и для схемы рис. 4.5.
Проверять d3p min не нужно, ибо величина d8p min = dgp.
Пример 4.2. Требуется рассчитать входную цепь радиовещательного приемника II класса (коротковолнового поддиапазона).
Исходные данные: диапазон принимаемых частот /от!п ::х = 3,95 МГц, /0 тах — 7,4 МГц; промежуточная частота /п = = 465 кГц; параметры 1-го активного элемента приемника RBX — 200 Ом, Свх = 115 пФ; эквивалентное затухание контура входной цепи dap — 0,02; собственное затухание контура d — 0,011; параметры антенны CAmin.= 50 пФ; Сд'тах = 150 пФ; Ra =• = 405 Ом.
Расчет
(4.23)
ПриЬч
Согласно § 4.1 выбираем индуктивную связь входного контура с антенной и входом УРЧ.
1. Выбираем двухсекционный блок конденсаторов КПЕ-3 с параметрами Сц mln == 7 пФ, Св max 210 пФ.
2. Вычисляем (4.2) Ссх = (210—1,872 • 7) / (1,872—1)= 74 пФ.
3. Находим (4.3) L = 2,53 • 104 (1,872— 1) / (210—7) • 7,4г= = 5,7 мкГ.
4. Выбираем У,. = 1,5 и определяем по (4.14) Лсн а = 2,53х X 104 • 1,52/ 50 • 3,952 = 73 мкГ.
5. Находим коэффициенты А (4.17), твхак (4.16) и &сг> А зк (4.15):
А - 5,7-10~6-73-10~8 4л2.з,95М01г(1,87-1) j = j
~ 200-405 1 1 ’ ’
.(1 — 1/1,52)2 1,87(1 —1/1,52.1,87s)2 J
6*
И1В„ ж = f 1---— | X
\ 1,5/
(0,02—0,011) 2л-3,95-108-200-73-10 ~8
(1,08.405-200 4-4л2.3,952.1012-5,7-10-8-73-10-8 (1 — 1/1 ,52)2 = 0,0775,.
^св А ак = 0,0775 УТЖ=0,0805.
163
6. Вычисляем (4.18)
/аmax = 1 /2л V73- 10-в-50-10-12 = 2,63 МГц;
Хд m!n = 3,95/2,63 =1,5;
/аtm = 1 /2л 1/73.10-М50-10-1г= 1,52 МГц;'
Хдшах = 7,4/1,52 = 4,87;
, / (1,52-1) (4,872-1)0,02 _ А 1 69
^вААб<|/ ---------(4,872—1752)------°'162'
7. Сравниваем kCBA 0,4, /?е1,а 0,0805 и йСва^С 0,162. Выбираем /?сва = 0,0805.
8. Выбираем (4.20) LCBBX< 1/4л2 (7,44-0,93) • 10« . 115 х
X ю-12 = зд мкг. ______
9. Находим (4.21) kCB В1 = 0,07751/5,7/3,1 = 0,106, что вполне возможно.
10. Определяем (4.22) Сп = 74 — 5— 0,07752 • 115 = 68пФ.
11. Рассчитываем (4.23):
ДЛЯ /0 min = 3,95 МГц
Ко вц = 0,08 • 0,0775 /5J/0,02 /73 (1 — 1 /1,52) = 0,159;'
ДЛЯ fo max ~ 7,4 МГц
Ко ВЦ = 0,08-0,0775 /5/7/0,0,02 /73 (1 — 3,952/1,52-7,42) = 0,101.
Как видно, выбор /д = 1,5 дал достаточно хорошую равномерность Ко вц по диапазону.
Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного приемника с комбинированной связью с ненастроенной антенной (рис. 4.8)
Выбор блока конденсаторов, вычисление Сох и L выполняем так же, как для схемы рис. 4.5.
Выбираем емкость Ссв д равной нескольким процентам от Сд (обычно 1—20 пФ). При увеличении Ссва усиливается влияние разброса параметров антенны на контур, а при уменьшении ее снижается коэффициент передачи входной цепи.
Вычисляем индуктивность катушки связи с антенной
LcbA = 2,53 • 1010 • / Сд min mm, (4.24)
где L измеряется в микрогенри, / — в килогерцах; С—в пикофарадах.
Поскольку равномерность Ко вц обеспечивается комбинированной связью, можно выбрать йуд = 1,2, при котором Ка вц увеличивается.
Находим коэффициент связи с антенной и коэффициент включения входной цепи к входу УРЧ так, чтобы получить требуемую 164
Se9R и обеспечить равенство коэффициентов передачи на fomax и /о min:
&свА зк — Ссва]/ЛЛсва 4ла fomln (^ПД— 1)/[ 1 /(1 — l/^уд) —
—1/(1 —1/Аг^д ЛЗд)]. (4.25)
Определяем (на верхней частоте поддиапазона) коэффициент включения контура ко входу УРЧ
^вх зк= ^^вх (^эр d ^вн£ )/Ч>о шах (4.26)
где
^вк С ~ R А (Сс в а / (Ссх 4- Ск шт 4“ Сс ва)21 / ®о max ^4 (4-27)
dBBL ~ Rh ^свА / ®0max Гсвд (1 И^уд^пд)2. (4.28)
Рассчитываем коэффициент связи контура с антенной и емкость связи из условия допустимой расстройки контура антенной:
/гсв а д/ < V2 (XДт1п-1) (XUax -1) dap/3 (Xlmax - XU). (4.29) где XA mln /о min / fk. max max fu max / /a mint
Ссвад/ССа VCmln dap/ЗДСА, (4.30)
ГДе Cm{n = CH min 4“ Сд', АСд == (СA ma x CA mln) I 2.
Выбираем коэффициент связи контура с антенной и коэффициент его включения к входу УРЧ из условий
kc в А ^св А в А зк> ^св А в АД/i (4.31)
^1вх '4 П2ВХ зк- (4.32)
Выбираем /гСв вХ так же, как в схеме с индуктивной связью.
Вычисляем емкость подстроечного конденсатора
Са = Ссх—См—тдСд — твх Спх, (4.33)
где ml = Ссва /СА.
Находим коэффициент передачи входной цепи на f0 тщ и/0 тах Ковц = твх [<И2ССсв А 4- ^сваУС/СсвдД! — fomln/^УД /о)]/4>р- (4.34)
Избирательность по дополнительным каналам приема проверяется согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.
Обобщенная расстройка, соответствующая частоте дополнительного канала приема /дк, равна
?дк = 1(/дК / /оо) (/оо//дк)] / ^эр1 (4.35)
Где /0 0 — наиболее опасная частота настройки приемника, лежащая ближе всего к /дк.
Пример 4.3 Требуется рассчитать входную цепь радиовещательного приемника I класса (средневолнового поддиапазона).
Исходные данные-, диапазон принимаемых частот /и тщ =“
500 кГц; Л max = И68 МГц; промежуточная частота fa =
165
= 465 кГц; параметры 1-го активного элемента приемника /?вх = 200 Ом; Свх = 115 пФ; эквивалентное затухание контура входной цепи dgp = 0,11; собственное затухание контура d = 0,01; параметры антенны: Са ш1п =50 пФ; СА max =150 пФ; /?д=505 Ом, Расчет
Согласно § 4.1 выбираем комбинированную связь входного контура с антенной и индуктивную связь со входом УРЧ (рис. 4.8).
1. Выбираем трехсекционный блок конденсаторов с параметрами Скпцп = Ю пФ, Оцтах = 495 пФ.
2. Вычисляем (4.2) Ссх = (495—3,362 • 10) / (3,362—1)=37 пФ.
3. Находим (4.3) L = 2,53 • 104 (3,362—1) / (495—10) • 1,682 = = 190 мкГ.
4. Выбираем kyjl — 1,2 и Ссва = 10 пФ.
5. Определяем (4.24) Lcba = 2,53 • 104 • 1,22 / 0,52 • 50 = = 2920 мкГ.
6. Рассчитываем (4.25)
ДсвА зк = 10-10-12 V 190-10-6-2920-10_в-4л2-5002-106(3,362— — 1)/[ 1/(1 — 1/1,22)— 1/(1 — 1/1,22-3,362)] = 0,351.
7. Вычисляем по (4.27), (4.28), (4.26):
dBllC = (505/2л • 1,68 • 10е • 190 - 10~®) НО/ (10 4- 37 4- 10)12= = 0,0077,
dBHL = 505 • 0,3512 / 2л • 1,68 • 10е • 2920 • 10~® 11—1/1,22 х . х 3,3621 = 0,00214,
твх 8К = 1/(0,11—0,01 — 0,0077 — 0,00214) 200/2л х
х 1,68- 10е-190- 10-в = 0,094.
8. Определяем по (4.29) и (4.30)
/ Атах = 1 /2л 1/2920-10-«-50-10-12 = = 416 кГц; XAmin = 500/416 = 1,2;
fA min = 1 /2л 1/2920-10-в-150-10~12 = 240 кГц; .
ХА max =1680/240 = 7;
йсвАДГ < V2 (1,22-1) (72— 1) 0,11 /3 (72- 1,22) = 0,179; Сев адг < 100-10-121/(124-5)0,11/3-100 = 7 пФ.
9. Сравниваем /гСВА < 0,4; kCBA < 0,351 и /?свА С 0,179. Выбираем (4.31) ^сва = 0,179.
10. Находим (4.33) Сп = 37—5—10—0,0942 • 115 ~ 21 пФ.
11. Рассчитываем по (4,34):
ДЛЯ /0 тщ = 500 кГц
Яовц = 0,094 [4л2-5002-10®. 190-10"®-10-” +
4- 0,1791/190/2920/(1 - 5002/1,22 - 5002) ]/0,11 = 0,143;
для f0 шах = 1680 кГц
/Совц = 0,094 [4л2.1680?-106 1 90 1 0"e 10-”-f-
4-0,179 V190/2920/( 1 — 5002/1,22 16802) ] / 0,11 = 0,221.
Изменение коэффициента передачи по диапазону сравнительно невелико (1,6 раза). Полной компенсации изменения коэффициента передачи входной цепи получить не удалось. Это обусловлено тем, что выбранное значение kCBA оказалось меньше того, которое обеспечивает наименьшее изменение коэффициента передачи.
Методика расчета ВЦ с магнитной антенной (рис. 4.4)
Магнитная антенна конструктивно представляет собой ферритовый стержень (сердечник), на котором размещен каркас с намотанной на нем катушкой входного контура (рис. 4.9). Чаще всего сердечники имеют в сечении круглую или прямоугольную форму. Будем считать при расчете, что нами применен круглый стержень. Свойства прямоугольного стержня аналогичны свойствам круглого с эквивалентным диаметром
d0==2V/tc/n, (4.36)
где h и с — соответственно высота и ширина прямоугольника поперечного сечения стержня. Связь контура ферритовой антенны со входом транзистор-
ного каскада можно реализовать одним из описанных ранее способов (см. расчет схем рис. 4.5, 4.7). Чаще всего используется индуктивная связь с помощью катушки связи.
Исходными данными для расчета являются: требуемая индуктивность контура магнитной антенны L (либо параметры элемента настройки, необходимые для ее расчета, который производится аналогично п. 3 примера 4.2), выходная проводимость 1-го каскада, а также величина затухания d8p нагруженного контура входной Цепи, характеризующая избирательность приемника по дополнительным каналам и частотные искажения в полосе пропускания.
Выбираем сердечник магнитной антенны. Ориентировочный выбор ферритапо величине его начальной магнитной проницаемости р,0 в зависимости от рабочей частоты произведем по табл. 4.1. Окончательно марку феррита уточняем по приложению 6.
Размеры сердечника выбираем из табл. 4.2, где указаны размеры ферритовых стержней, выпускаемых в настоящее время промышленностью. При этом следует иметь в виду, что эффективность антенны растет с увеличением отношения длины стержня к его диаметру //d0 и площади сечения S стержня. Однако размеры стержня обычно ограничены из конструктивных соображений.
Таблица 4
Таблица 4.1
Диапазон частот, МГц До
Менее 0,5 0,5-2 2—30 Более 30 2000—1000 1000—400 400—100 50—10
Диаметр </0 или сечение ЛХс стержня, мм
Длина етержня I, мм
08 010 4X16 3X20
80; 100; 125; 140; 160; 200
200
80; 100; 125
100; 125
Находим отношение //d0 для выбранного стержня. Из табл. 4.3 определяем значение действующей магнитной проницаемости это-
го стержня.
Таблица
4.3
/М. Действующая магнитная проницаемость при l/d„ Действующая магнитная проницаемость при ц0
б 10 100 не менее 200 5 10 100 не менее 200
1 2,25 3,0 3,2 3,5 6 4,5 7,8 25 31
2 3,6 4,6 6,5 8,0 8 4,7 8,3 34 37
3 3,85 6,0 10 12 10 4,80 9,4 41 63
4 4,2 6,7 15 18 15 4,85 9,4 52 78
5 4,35 7,2 20 24 20 4,9 9,6 60 95
Количество витков контурной катушки рассчитываем по формуле
u>K = /Z,/L'Dp.„ mL pLqL, (4.37)
где /.“требуемая величина индуктивности катушки, мкГ; D — диаметр намотки, см; рд — действующая магнитная проницаемость сердечника; L' — коэффициент, зависящий от удлинения сердечника; ть — коэффициент, зависящий от отношения длины намотки а к длине стержня /; рь— коэффициент, учитывающий смещение центра катушки относительно середины стержня; qL = (d0 /D)2.
Коэффициенты L', ть и рь, необходимые для расчета числа витков контурной катушки, определяем по графикам рис. 4.10, 4.11 и 4.12. При этом нужно учесть, что обычно длина намотки катушки составляет примерно 0,2 длины стержня, а смещение катушки относительно середины стержня (для обеспечения подстройки индуктивности перемещением катушки вдоль стержня) имеет величину порядка (0,2...0,3) /.
Диаметр намотки D, во избежание значительного увеличения собственной емкости катушки и диэлектрических потерь в феррите, должен быть примерно в 1,1 раза больше диаметра стержня d0, 168
для чего соответствующим образом выбирают диаметр каркаса. При этом коэффициент qi. « 0,82.
Индуктивность катушки связи характеризуется необходимым коэффициентом трансформации m — L, который рассчитывается так же, как для обычной одноконтурной входной цепи. Конструктивное затухание ненагруженного контура магнитной антенны при этом можно принять d = 0,01. Коэффициент трансформации m выбираем либо из условий получения минимального коэффициента шума, либо из условий достижения необходимой избирательности входной цепи.
0,008
0,004
о
Рис. 4.12. Зависимость коэффициента пропорциональности рь от относительного смещения катушки.
Рис. 4.10. Зависимость коэффициента пропорциональности L' от отношения длины стержня к его диаметру.
Рис. 4.11. Зависимость коэффициента пропорциональности mL от относительной длины намотки катушки.
Расчет выполняем на минимальной частоте диапазона f0 mln. Эта точка является наихудшей в смысле выполнения перечисленных условий.
При расчете по минимуму коэффициента шума индуктивность катушки связи находим из формулы
Ьсв = /?р опт d / 2л/от1п к*. (4.38 а)
Здесь Гсв—индуктивность катушки связи, мкГ; Д ш1п—минимальная частота диапазона, мГц; й«0,8...0,9— коэффициент связи между контурной катушкой и катушкой связи; 7?г опт— оптимальное сопротивление генератора, Ом, при котором достигается минимум коэффициента шума для выбранного транзистора, указывается в справочнике; d — собственное затухание контура.
При расчете по заданной избирательности входной цепи индуктивность катушки связи
^св = (d^~d) RBII 2л f0 mln й2. (4.38 б)
Здесь /?вх— входное сопротивление транзистора 1-го каскада, Ом; dap __ эквивалентное затухание контура, при котором достигается заданная избирательность входной цепи.
Число витков катушки связи рассчитываем по формуле
®СВ = “’к Lcb/^ в (4.38 в)
169
где шк и аусв, L и LCB— число витков и индуктивности контурной катушки и катушки связи соответственно; т — коэффициент трансформации.
Контурную катушку рекомендуется наматывать для длинноволнового диапазона проводом ПЭВ диаметром 0,1—0,12 мм (в несколько слоев на каркасе), для средневолнового — литцендратом ЛЭ 6 X 0,06 или ЛЭ 9 X 0,07 (в один слой; виток к витку), для коротковолнового — проводом ПЭВ или медным посеребренным проводом диаметром 0,35—0,5 мм с шагом 1—2 мм. Катушку связи наматывают проводом ПЭЛШО диаметром 0,12—0,14 мм.
Действующую высоту магнитной антенны (в метрах) определяем по формуле
йд = 2л. wK S р,д /X d3p, (4.39)
где X1— длина волны, в м; — число витков контурной катушки; S — площадь одного витка катушки, в м2; рд — действующая магнитная проницаемость сердечника; d3p—эквивалентное затухание нагруженного контура антенны.
Напряженность поля, необходимая для создания на входе 1-го каскада напряжения необходимой величины, равна
£ = (7вх/т йд. (4.40)
Избирательность входной цепи с магнитной антенной по соседнему и дополнительным каналам, полоса пропускания, коэффициент передачи входной цепи, коэффициент шума 1-го каскада рассчитываем так же, как для обычной одноконтурной входной цепи (без учета расстройки и затухания, вносимых подключением внешней антенны).
Пример 4.4. Требуется рассчитать входную цепь малогабарит ного радиовещательного приемника с магнитной антенной.
Исходные данные: диапазон принимаемых частот: f0 min — — 150 кГц, Д max = 408 кГц. Минимальное напряжение на входе 1-го каскада приемника Uвх mln = 50 мкВ. Эквивалентное затухание J-jp = 0,04. Входное сопротивление первого каскада 1000 Ом.
Расчет.
1. Руководствуясь указаниями гл. 1, выбираем блок конденсаторов с Ск mln = 10 пФ и Ск max = 365 пФ.
2. Выбираем сердечник антенны. Согласно табл. 4.1 допустимая величина р0 = 2000—1000. Выбираем феррит марки 600НН, у которого р0 = 600, что меньше максимально допустимого значения. Из табл. 4.2 выбираем сердечник размерами da =8 мм, I == — 80 мм.
3. Вычисляем lldn — 80/8 = 10.
Из табл. 4.3 находим значение действующей магнитной проницаемости рд = 63.
4. Рассчитываем из (4.3) требуемую индуктивность контура магнитной антенны L = 2,53 • 104 [(408/150)2—1] / (365—10) х i X 4082 = 2940 мкГ.
' Рассчитываем количество витков контурной катушки. Для этого определяем:
а) диаметр намотки D = 1,1 d0 = 1,1 • 8 = 8,8 мм « 9 мм;
б) коэффициенты L', ть и pL (по графикам рис. 4.10—4.12): д' = 0,001; пи. = 0,38 (принимая а/1 = 0,2) и рс = 0,9 (принимая хН — 0,2); *
в) коэффициент qi,— = 0,82.
Подставив эти значения в формулу (4.37), находим
wK = 1/2940/0,001 0,9-63 0,38 0,9 0.82 = 430 вит.
Индуктивность катушки связи определяем из условия обеспечения заданной избирательности входной цепи [формула (4.386)1 LCB = (0,04—0,01) 1000/6,28 • 0,15 • 0,82 = 50 мкГ.
Коэффициент трансформации т = ]/50/2940 = 0,13,
Число витков катушки связи [формула (4.38в)1 wCB = 430 X Х0,13 = 56 вит.
Намотку контурной катушки осуществляем, согласно изложенным ранее рекомендациям, проводом ПЭВ-1 диаметром 0,1 мм, намотку катушки связи — проводом ПЭЛШО диаметром 0,12 мм.
5. Находим действующую высоту антенны. Площадь одного витка намотки
5 = л£)2 = 3.14 . о,ОО92 = 2,54 • 10~4 м2.
На нижней частоте диапазона затухание нагруженного контура = 0,04.
Действующую высоту антенны рассчитываем по формуле (4.39)
ha = 2 • 3,14 • 430 • 2,54 • 10~4 • 63/2000 • 0,04 = 0,62 м.
6. Определим напряженность поля, необходимую для создания на входе 1-го каскада приемника напряжения сигнала требуемой величины (4.40):
Е = 50/0,13 • 0,62 = 1060 мкВ/м.
Рассмотрим входную цепь приемника с настроенной антенной. При настроенных антеннах метровых волн обычно применяются одноконтурные входные цепи. В профессиональных приемниках Длинных, средних и коротких волн используются также и двухкон-тУрные входные цепи.
При выборе связи контура с антенной надо учитывать следующее. При настроенных антеннах, параметры которых в эксплуатации мало меняются, можно применять сильную связь контура с антенной. Это обеспечивает большой коэффициент передачи входной Цепи. Наибольший коэффициент передачи достигается при согласо-вании входной цепи с антенной,
Согласование обеспечивает режим бегущей волны в фидерной линии, соединяющей входную цепь приемника с настроенной антенной, и применяется при профессиональном радиоприеме на магистральных линиях связи в диапазоне КВ, при приеме на метровых волнах, а также в специальных приемных устройствах СВ и ДВ диапазона (например, в некоторых панорамных приемниках).
Рис. 4.13. Схема входной цепи с индуктивной (трансформаторной) связью с настроенной антенной.
При работе с настроенными антеннами наиболее распространены следующие виды связи входной цепи с антенной: трансформаторная (рис. 4.13), автотрансформаторная (рис. 4.14) и внутрием-костная (с последовательной индуктивностью рис, 4.15).
Рис. 4,14. Схема входной цепи с кон-дуктнвной (автотрансформаторной) связью с настроенной антенной и транзистором.
Рис. 4.15. Схема входной цепи с внутриемкостной связью с настроенной антенной и входом УРЧ (схема с последовательной индуктивностью).
Первый вид используется при симметричном фидере, остальные два — при несимметричном.
Трансформаторная связь применяется на частотах не выше 150 МГц, так как на больших частотах трудно получить необходимый коэффициент связи между катушками (индуктивности малы, а связь требуется для согласования сильная). При этом можно простыми средствами обеспечить симметричный вход приемника и согласование с фидером при переменной настройке контура. 1-й каскад приемника имеет несимметричный вход. Поэтому между катушкой L входного контура и катушкой связи LCB А устанавливается 172
электростатический экран, который устраняет емкостную связь между ними, приводящую к нарушению симметрии антенной цепи (антенный эффект фидера). Заземление средней точки катушки Дев а позволяет избежать накопления зарядов атмосферного электричества на проводах антенны и фидера, которые создают помехи радиоприему.
Автотрансформаторная связь применяется на частотах до 350 МГц и только при сильной связи с антенной.
При внутриемкостной связи полная емкость контура оказывается меньше, чем при обычном параллельном включении индуктивности из-за того, что в этом случае конденсатор контура включен последовательно (а не параллельно) емкости 1-го каскада приемника. Это позволяет настраивать контур на более высокие частоты и улучшает его показатели. Такой вид связи применяется на частотах от 200 до 500 МГц и, как правило, используется на фиксированной частоте с подстройкой индуктивностью,
Остальные виды связи применяются в диапазонных приемниках и в приемниках на фиксированные частоты,
Методика расчета одноконтурной ВЦ приемника с трансформаторной или автотрансформаторной связью с настроенной антенной (рис. 4.13 и 4.14)
Выбираем полную емкость схемы по табл, 4,4 и собственное затухание контура по табл. 4,5.
Вычисляем коэффициенты включения фидера и входа УРЧ твх для согласования при заданном dap контура входной цепи:
/пА = У0,5йэва>оСсх^ф, (4.41)
ткх = 1/0,5 (t/3y — 2t()w0Ccx/?M, (4.42)
где №ф— волновое сопротивление фидера.
Таблица 4.4
f0, МГц 0,3 0,3—1,5 1,5—6 6—30 30—100 >100
Ссх, пФ 500—300 300—200 200—100 100—50 50-15 <15
Рассчитываем емкость контура
Ск = Ccs-CL-mh (См + Сйх), (4-43)
где Cl « ЗпФ — паразитная емкость катушки контура.
Находим индуктивность контура
L = 2,53 • 104/Ссх ft, (4.44)
173
Таблица 4.5
Диапазон волн дв СВ кв МВ
d 0,02—0,0125 0,0125—0,008 0,006—0,005 0,01—0,005
где L измерено в микрогенри, Ссх — в пикофарадах, /0 — в мегагерцах.
Определяем индуктивность катушки связи
а = №ф/(оо. (4.45)
Для снижения паразитной емкости между LcbA и L коэффициент связи между ними, обеспечивая согласование, должен быть наименьшим. Вычисляем минимальный коэффициент связи, при котором обеспечивается согласование:
Лсвас= V2(d + m^gBX(o0L). (4.46)
Рис. 4.16. Зависимость £ф от ₽ф /ф. передачи собственно входной
Рассчитываем коэффициент передачи напряжения входной цепи
Ковц=£фК()С, (4.47) где — коэффициент передачи фидера, определяемый из рис. 4.16 по произведению Р*/ф(Рф —затухание в фидере, дБ/м; /ф — длина фидера, м); Кос—коэффициент ши при согласовании, равный
Хос = 0,5 У(1 — 2б/бэр) ^Вх/Й7ф. (4.48)
Затем находим избирательность по дополнительным каналам приема теми же способами, что и для схемы рис. 4.8.
Пример 4.5. Требуется рассчитать одноконтурную входную цепь с трансформаторной связью с настроенной антенной.
Исходные данные', фидер несимметричный (рис. 4.13, б); Ц7ф = = 75 Ом; Рф = 0,1 дБ/м и /* = 10 м. Контур имеет фиксированную настройку на частоту 10 МГц. Эквивалентное затухание контура с!Эр = 0,02. Входные параметры 1-го каскада приемника /?вх = 200 Ом и Свх = 100 пФ, Промежуточная частота /п = 1 МГц.
Расчет
1. Из табл. 4.4 выбираем полную емкость схемы Ссх = 55 пФ.
2. Из табл. 4.5 выбираем собственное затухание контура d =» «= 0,006.
3. Вычисляем коэффициент включения фидера m А и входа УРЧ /ивх для согласования при заданном ф,р (4.41) и (4,42):
шА = Vo,5-0,02-75-6,28-107-55-10~12 = 0,051, mBX = VO,5 (0,02—0,006-2)-6,28-107-55-10-12-200 = 0,0525.
4. Рассчитываем емкость контура (4.43) Ск— 55—3—0,05252Х X (3 4- ЮО) а? 52 пФ.
5. Находим индуктивность контура (4.44) L — 2,53 • 104/55х X Ю2 = 4,6 мкГ.
6. Определяем индуктивность катушки связи (4.45) LCB А — ₽ 75/6,28 • 107 = 1,19 мкГ.
7. Вычисляем коэффициент связи (4.46)
kCB а = V2 (0,006 + 0,05252-0.005-6,28-107• 4,6- 10~в) = 0,141.
8. Рассчитываем коэффициент передачи напряжения. Из рнс. 4.16 по величине 0Ф /ф = 0,1 • 10 = 1 находим Лф = 0,88. Используя соотношения (4.48) и (4.47), получаем
Лос = б 5 V(1-2-0,006/0,02) 200/75 =1,03, Ковц = О,88-1,03 = 0,91. -я
Методика расчета одноконтурной ВЦ, с внутриемкостной связью с настроенной антенной (рис. 4.15)
Вычисляем коэффициент трансформации, обеспечивающий согласование сопротивления фидера и входного сопротивления УРЧ:
mAux = (4.49)#
Выбираем Сг, учитывая, что с ростом С2 L уменьшается и может стать нереализуемой. Однако с уменьшением С2 увеличивается влияние разброса Свх на настройку контура входной цепи, Вычисляем
(?! = (Сг 4- Свх 4- См) / тА вх. (4.50)
Рассчитываем полную емкость схемы
Ссх « CL 4- Сг (С2 4- Свх 4- См) / (Сх +.С2 4- Свх 4- См). (4.51) Находим индуктивность контура
L = 2,53 • 104 / Ссх ft, (4.52)
где L измерено в микрогенри, Ссх—-в пикофарадах и/0 — в мегагерцах, Если при расчете получим L 0,05 мкГ, то надо уменьшить С2 или использовать транзистор с меньшей Свх.
Определяем коэффициент передачи в режиме согласования
Ко вц = Ьф К,м, (4.53)
где — коэффициент передачи фидера, рассчитываемый так же, как ц дЛЯ входной цепи с трансформаторной связью, Кас — коэф-175
фициент передачи собственно входной цепи, при согласовании и при gK & 0 равный
(4.54)
Вычисляем получаемое затухание входного контура dB = {[1/^ф (1 + тА „)] + [ 1//?вх (1 + тА вх)]}/2л Д Сг » (4.55)’
При de < d3p рекомендуется подключать шунтирующее сопротивление параллельно С2, при dB > dBp следует увеличить число контуров преселектора.
Проверяем избирательность по дополнительным каналам приема теми же способами, что и для схемы рис. 4.8.
Пример 4.6. Требуется рассчитать одноконтурную входную цепь с последовательной индуктивностью (рис. 4.15).
Исходные данные: фидер несимметричный №ф == 75 Ом; Рф = 0,1 дБ/м и 1Ф = Юм; контур настраивается на частоту f0 = — 100 МГц; d3p = 0,05; входные параметры 1-го каскада Двх — = 200 Ом и Свх = 25 пФ; промежуточная частота fu = 6 МГц.
Расчет ______
1. Вычисляем (4.49) тдвх — 1^75/200 = 0,612.
2. Выбираем С2 = Свх = 25 пФ
3. Рассчитываем (4.50) Сг = (25 + 5 4- 25) / 0,612 = 95 пФ.
4. Определяем (4.51) Ссх — 3 4- 95 (25 + 25 4- 5) / (95 4-+ 25 + 25 4- 5) = 35 пФ.
5. Вычисляем (4.52) L = 2,53 • 10V35 - 1002 = 0,07 мкГ,
6. Рассчитываем (4.54) /<ос = 0,5 V 200/75 = 0,817.
7. Находим по рис. 4.16 Ьф = 0,88.
8. Определяем (4.53) Ко вц = 0,88 • 0,817 = 0,719, . 9. Вычисляем (4.55)
da = 11/ (1 4- 0,612) • 75 + 0,005/(1 + 0,612)1/6,28 • 100 X
X 10е • 35 • 10-12 = 0,76.
Так как dg » d8p, то надо добавить один контур в преселекторе.
Рассмотрим теперь двухконтурную цепь диапазонного приемника с ненастроенной антенной (рис. 4.17).
Связь между контурами выбирается из следующих соображений. При настройке контуров изменением емкости затухание их остается почти постоянным и полоса пропускания П = /0 d линейно растет с увеличением частоты. Для сохранения постоянства полосы пропускания пары связанных контуров рекомендуется уменьшать коэффициент связи йсв между ними при увеличении частоты. Внутриемкостная связь слишком уменьшает &св:
kBB = Ск / СсВ1 j? 1 / (OqZ^ Ссв1, (4,56)
I где CK, L — емкость и индуктивность контура; Сов1 =- емкость свя-И зи и со0—резонансная частота.
'I Поэтому обычно используют комбинированную связь (рис. 4.17), • сочетая внутриемкостную связь с индуктивной или внешнеемкост-(ной, которые компенсируют избыточное уменьшение коэффициента внутриемкостной связи,
а
S
f
Рис. 4.17. Схемы двухконтурных входных цепей с комбинированной связью Между контурами и с антенной.
43. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ ДЕЦИМЕТРОВОГО
Диапазона
в дециметровом диапазоне волн применяются коаксиальные и Полосковые резонансные линии. В большинстве схем входных цепей приемников встречаются параллельные резонансные контуры.
Поэтому основными типами контуров являются четвертьволновый отрезок замкнутой или полуволновый отрезок разомкнутой линии. Входное сопротивление таких линий при настройке в резонанс имеет большую величину и является чисто активным. При расстройке в ту или другую сторону от резонанса входное сопротивление уменьшается и приобретает емкостной или индуктивный характер. Как известно, именно так изменяется вблизи резонансной частоты полное сопротивление параллельного колебательного контура.
Резонансные линии, работающие в качестве колебательного контура, обладают высокой добротностью, величина которой может доходить до нескольких тысяч, причем с повышением частоты добротность увеличивается.
Рис. 4.18. Схема входной цепи с перестройкой конденсатором переменной емкости (а), индуктивностью (б) и электрическим плунжером, образованным переменным конденсатором на конце полуволновой линии (в).
Для уменьшения габаритных размеров высокочастотных блоков геометрическая длина линии выбирается меньшей, чем электрическая, определяемая длиной волны принимаемого сигнала. Для удлинения линии к ее концу подключается конденсатор, предназначенный для перестройки контура по диапазону, или совокупность переменного и подстроечного конденсаторов (рис, 4.18, а). Перестройка контура может также осуществляться (рис, 4.18, б) за счет перемещения короткозамыкающего плунжера из положения / (4 = /о max) В положение 2 (/0 = /0 min). Практическая реализация этого метода перестройки сопряжена с трудностями создания долговечного и надежного трущегося контакта плунжера с коаксиальной линией. Короткозамкнутый плунжер можно создать электрическим путем, используя переменный конденсатор С„, подключенный к концу укороченной полуволновой линии (рис. 4.18, в). При минимальном значении его емкости Ск mln обеспечивается режим короткого замыкания в точке 1. В этом положении (так же как в схеме рис. 4.18, б) резонансная частота контура максимальна
— Л max). Если же постепенно увеличивать емкость С„, то точка эквивалентного короткого замыкания будет перемещаться вниз, 178
достигая положения 2 при С„ т,х. В этом положении контур настроен на минимальную частоту диапазона /0 = min.
Контур с перестройкой конденсатором в конце полуволновой5 линии обладает некоторыми преимуществами перед контуром с пс-рестройкой конденсатором в начале четвертьволновой линии. Во-первых, при разных требованиях к коэффициенту перекрытия по диапазону /гпд = /отах / /о тт в схеме рис. 4.18, в требуется конденсатор с меньшей максимальной емкостью, а следовательно, и меньшими габаритами, чем в схеме рис. 4.18, а. Во-вторых, в этой схеме конденсатор можно конструктивно расположить вдали от усилительного прибора, что существенно облегчает компоновку входной цепи. В верхней части диапазона коэффициент передачи по напряжению и емкости конденсаторов настройки для линий обоих типов примерно одинаковы, но в нижней части диапазона полуволновая линия имеет более высокий коэффициент передачи. Итак, полуволновые линии позволяют получить более качественные характеристики блока СВЧ в целом, однако иногда предпочтительнее применить четвертьволновые линии, так как это позволяет уменьшить габаритные размеры блока.
Функцию конденсатора переменной емкости может выполнять полупроводниковый прибор (например, варикап), емкость р—п-перехода которого изменяется в зависимости от приложенного напряжения. Такой способ настройки называют электронным.
Связь контура входной цепи с антенной и с входом 1-го каскада приемника может осуществляться по трансформаторной, емкостной или автотрансформаторной схемам. При использовании системы из двух связанных контуров для связи между ними используют отверстия связи в экранирующей перегородке, которые в зависимости от их расположения могут быть эквивалентны либо индуктивной, либо емкостной связи.
На рис. 4.19 схема входной цепи представляет собой полосовой фильтр, состоящий из двух контуров СаХ и L2 Сп2 Ск~, в которых и L2 выполнены в виде четвертьволновых отрезков 1г и /2 несимметричных полосковых линий. Контуры размещены в экранированных камерах. Связь 1-го контура со 2-м осуществляется через щель в перегородке между камерами. Принимаемый сигнал через антенную петлю связи ЛСвА поступает в 1-й контур. 2-й контур включен в эмиттерную цепь усилителя радиочастоты через петлю связи LCB вх. Настройка входной цепи на частоту сигнала осуществляется конденсаторами переменной емкости Ск~.
Во входной цепи, в которой колебательный контур образован короткозамкнутым четвертьволновым отрезком линии I и конденсаторами Ск~ и Сп (рис. 4.20), антенный ввод подключается к контуру с помощью петли связи LCbA- Эмиттерная цепь транзистора связана с входным контуром петлей связи LCB вх. Входная цепь перестраивается в заданном диапазоне частот конденсатором Ск~.
Исходными данными для расчета одноконтурной схемы являются: диапазон принимаемых частот fmia—сопротивление ан-
тенно-фидерной системы /?д — UgA, входные параметры 1-го каскада приемника gBX, Свх и эквивалентная добротность контура. Обычно ставится задача согласования сопротивления источника и нагрузки. Расчет схемы следует вести для средней резонансной частоты диапазона
/оср — (/о min + /о тах)/2, (4.57)
а затем проверить основные показатели на крайних частотах.
Вначале выбирают тип линии (коаксиальная или полосковая). Затем из конструктивных соображений выбирают размеры линии, материал подложки и по соответствующим формулам рассчитывают волновое сопротивление линии W (§ 3.3). Обычно волновое со. противление принимают равным 50—100 Ом. Электрическую дли-
Рис. 4.19. Схема двухконтурной входной цепи.
Рис. 4.20. Схема входной цепи, выполненная на короткозамкнутом четвертьволновом отрезке линии.
ну линии k0 I для средней частоты диапазона рассчитывают из условия k0 I = 2л У я ИКц — 40...60°.
Из условия настройки входной цепи в резонанс с частотой f0 рассчитывают емкость Со
Со == 1/2л/0 W tg (ka I). (4.58)
При этом
Со = + Сп + С'х (4.59)
(рис. 4.21), где С*х = т|х Свх — входная емкость 1-го каскада приемника, пересчитанная к входным зажимам линии (твх = — UBXIU—коэффициент трансформации).
Эквивалентная проводимость контура входной цепи на резонансной частоте равна
G3 = Go + гпа gA + тгвх gBX, (4.60)
где Go — резонансная проводимость ненагруженного контура, рассчитывается в зависимости от типа выбранного резонатора по соответствующим формулам § 3,3; тА gA =
180
- Эквивалентное затухание контура определяется собственным затуханием контура и затуханиями, вносимыми в контур из антенной цепи и со стороны 1-го каскада приемника: и О
dB = d + dA + dBX — Ga p, (4.61)
где dA = mA gA p; dBX = tri^ gBX p; p = l/coo Co.
Коэффициент передачи входной цепи по напряжению на резонансной частоте равен
(4.62)
тА твх SA тА gA + Go+ m^gex
Рис. 4.21. Эквивалентная схема одноконтурной входной цепи.
Коэффициент трансформации, необходимый для согласования с источником сигнала (антенной), определяем по формуле
тАс = V(G0 + gBX)/gA. Резонансный коэффициент передачи при согласовании Ко вц с = mBX/2 тАс.
Эквивалентное затухание контура при согласовании
dge = 2р (Go ШВх £Jbx)-
Полоса пропускания одноконтурной входной цепи П = dBf0.
Избирательность по зеркальному каналу равна
Se & — -----
ОСЗК ~ . I f f •
аЭ \ 10 13К /
(4.63)
(4.64)
(4.65)
(4.66)
(4.67)
Пример 4.7. Требуется рассчитать одноконтурную входную Цепь (рис. 4.20), настроенную на частоту f0 = 400 МГц.
Исходные данные: полоса пропускания контура П — 20 МГц на уровне 3 дБ. Проводимость фидера gA = 13,3 • 10-s См. Вход
ные параметры УРЧ gBX — 5,56 • 10~® См, Свх — 7 пФ. Входная цепь доЖна* обеспечить режим согласования фидера с нагрузкой, Частота нДСтройки УПЧ f0 — 25 МГц.
Расчет
Контур входной цепи выполнен на короткозамкнутом отрезке несимметричной полосковой линии. Волновое сопротивление линии W = 100 Ом; собственное затухание d — 0,0017; резонансная проводимость ненагруженного контура Go = 25 • I0-e См.
Условие настройки в резонанс с частотой /0 рассчитано при емкости Со = 5 пФ. Поскольку контур входной цепи настраивается на фиксированную частоту, то в схему достаточно ввести лишь подстроечный конденсатор CD.
1. Характеристическое сопротивление контура (4.61) р = = 1/6,28 • 400 • 106 • 5 • 10-12 = 80 Ом.
2. Эквивалентное затухание контура (4.66) dB = 20/400 = 0,05.
3. Эквивалентная проводимость контура входной цепи (4.61) Ga = 0,05/80 = 0,625 • 10'3 См.
4. Заданная полоса пропускания в режиме согласования достигается при коэффициенте трансформации (4.6'5)
твх = У|(0,05/2-80) —25-10~6|/5,56-10“® = 0,228.
5. Для согласования нагрузки с антенной необходимо (4.63) тАс = V0.625 10-3/2-13,3- Ю~® = ОД54. J W
— у I z'S4
6. Коэффициент передачи входной цепи при согласовании (4.64)
Ко вц с = 0,228/2 • 0,154 = 0,75.
7. Емкость подстроечного конденсатора (4.59) CD = 5— — 0,2282-7 = 4,62 пФ.
Выбираем Сп = 4—7 пФ.
8. Избирательность по зеркальному каналу (4.67) /зк =^0 -f-+ 2/. = 400 + 2 • 25 - 4К> МГц, Se„ - («» - =
= 4,7 (13,4 дБ).
9. Конструктивная реализация коэффициентов связи и твх осуществляется подбором размеров петель связи LCB А и LCB вх и их расположением в экранированной камере контура входной цепи.
На рис. 4.22 сигнал поступает в широкополосный П-образный контур с параметрами L С Со, включенный в эмиттерную цепь транзистора УРЧ. Индуктивность контура L образована отрезком I полуволновой полосковой линии. Контур настроен на среднюю частоту принимаемого диапазона. Между вводом антенны и П-образным контуром включен трансформатор {Тр), согласующий волновое сопротивление фидера (300 Ом) с входным сопротивлением приемника (75 Ом) (рис. 4.23).
К коаксиальной линии с волновым сопротивлением W = «= 75 Ом подключены два отрезка кабеля без потерь с волновым сопротивлением №ф = 2IF = 150 Ом; причем один из отрезков, на Хо/2 длиннее другого. По более длинному отрезку колебания приходят в точку В на полпериода позже чем по более короткому отрезку в точку А. Таким образом, сдвиг фаз в точках А и В 180°, а это идентично симметричному генератору напряжения. Так как для трансформатора используется кабель без потерь, то между точкой А и шасси, а также между точкой В и шасси напряжения одинаковые и равные напряжению в точке D коаксиального кабеля,
Рис. 4.22. Схема входной цепи с широкополосным П-образным контуром.
Рис. 4.23. Схема согласующего трансформатора.
т. е. напряжение между точками А и В удвоено по отношению к напряжению в точке О. Отсутствие усиления мощности (Рвх = РВых) эквивалентно тому, что сопротивление генератора между точками А и В увеличивается в четыре раза (4 • 75 = 300 Ом):
Р -J^L-Р (2{7вх)2 вх вых 4и7ф •
Таково же действие согласующего трансформатора в обратном направлении. В эквивалентной схеме рассматриваемой входной цепи (рис. 4.24) антенно-фидерная система заменена генератором тока /А с проводимостью §д. Параметры 1-го каскада приемника, пересчитанные ко входным зажимам линии, обозначены gBX и Свх. Входную цепь рассчитывают для средней частоты принимаемого диапазона (4.58). Пренебрегая собственными потерями в линии, для режима согласования необходимо выполнить следующее условие:
gBX sin 2 (kl) = gA sin 2 (/!—/) k, (4.68)
Где k = 2л a l и lx — длины соответствующих участков линии, обозначенных на рис. 4.24. Электрическую длину линии kl обычно выбирают в пределах 20...40°. Из этого условия определим Длину I. Тогда для выполнения условия согласования (4.68) необходимо, чтобы
= / + (1//?) arcsin [К £вх/£а sin(k/}]. (4.69)
183
Волновое сопротивление линии W обычно выбирают равным 50... 100 Ом, чтобы получить приемлемые размеры линии.
Чтобы настроить входную цепь на резонансную частоту /0, следует выполнить два условия:
1/(о0 (Со + Свх) = W tg k I, 1/(о0 С = W tg Ik (Zx—Z)L (4.70) с помощью которых можно рассчитать емкости конденсаторов С и Со.
Входная проводимость 1-го каскада, пересчитанная в последовательное сопротивление линии и отнесенная ко входным зажимам, линии, равна
Гвх - W2 iskl. (4.71)
Рис. 4.24. Эквивалентная схема входной цепи с широкополосным П-образным контуром (рис. 4.22).
В режиме согласования полное активное сопротивление линии с учетом потерь, вносимых из антенной цепи, будет в два раза больше: гэ = 2гвх. Поэтому эквивалентное затухание контура входной цепи в режиме согласования
d _ __________4№,gBx sin2 kl______
3 sin (2W)-f-sin [2fe (/j — /)]-{-2A/i
Полоса пропускания контура входной цепи
П = da fQ.
Ослабление по зеркальному каналу
[дБ].
. #9 X /0 /ЗК /J
Коэффициент передачи в режиме согласования
Ковцс = О,5 VgA/g-Bx.
Для снижения эквивалентного затухания контура
цепи применяют неполное включение 1-го каскада ко входу линии (рис. 4.25), при котором коэффициент трансформации равен
/пвх й* Ci / (Ci 4- С2 + С'вх). (4.76)
(4-72)
(4.73)
(4.74)
(4.75)
входной
g этом случае в формулах (4.68) — (4.71) gBX нужно заменить на /п* 1 2вх ёвх, а в формуле (4.70) величину Се + СЕХ — на Q (Свх +
4- С2) / (Ci + С2 + СВх)- При этом коэффициент передачи в режиме согласования
(4.77)
Пример 4.8. Требуется рассчитать входную цепь с широкополосным П-образным контуром (рис. 4.22, 4.24).
Исходные данные-, контур выполнен на отрезке несимметричной полосковой линии с волновым сопротивлением W — 60 Ом. Диапа-
4=67
-------о
9вх ивх
Рис. 4.25. Схема неполного включения 1-го каскада ко входу линии.
зон рабочих частот контура fmin ...fmax = 510 ...590 МГц. Входные параметры УРЧ gBX — 8,8 • 10~3 4 5 См, Свх = —5,8 пФ, проводимость антенны g& — 13,3 • 10~3 См. Антенна должна быть согласована с входной проводимостью УРЧ. Частота настройки УПЧ /п = 35 МГц.
Расчет.
1. Средняя частота диапазона (4.58) fncp = (510 + 590) / 2 = = 550 МГц.
2. Выбираем электрическую длину отрезка линии (на частоте /оср) kv I = 30°, откуда / = -^- = —^ = 0,0455 м.
3. Для выполнения условия согласования рассчитываем длину линии (4.69)
/4 = 0,0455+ -°’54- arcsin [1/8,8/13,3 sin 30°] = 0,082 м. 6,28
4. Из условия настройки контура в резонанс определяем емкое-' та конденсаторов (4.70):
Со + Свх = 1/6,28 • 550 • Ю6'- 0,577 • 60 = 8,4 пФ,
с = 1/6,28 • 550 • 106 • 60tg (360° • 0,0365/0,545) = 10,8 пФ. '
5. Эквивалентное затухание контура входной цепи (4.72)
, 4-60-8,8-10 - 3 0,52
0,866+0,74+1,88
6. Полоса пропускания контура на уровне 3 дБ П — 550 х Х0.15 = 82,5 МГц.
7. Ослабление помехи зеркального канала на /зк = 620 МГц
с 1 /620 550 \ . й
0,15 \ 550 620 )
Se3K = 4,08 дБ.
8. Емкость конденсатора Са = (Со + Свх) — Свх = 8,4 4- 5,8= == 14,2 пФ.
9. Коэффициент передачи входной, цепи (4.75) Ковц0 = = 0,5 V 13,3/8,8 = 0,616.
4.4. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ
И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Функции и элементы входных цепей
Входная цепь приемника сантиметровых и миллиметровых волн связывает выход антенно-фидерного устройства со входом 1-го каскада приемника: малошумящим усилителем или смесителем СВЧ. При этом вход и выход входной цепи должны быть согласованы с волновыми сопротивлениями присоединяемых к ним линий передач, чтобы в местах соединения не возникало отражений СВЧ энергии. В зависимости от назначения приемника, его структурной схемы и условий применения входная цепь выполняет либо одновременно все, либо те или иные из следующих функций:
— частотная селекция принимаемых сигналов для уменьшения сигналов помех на нерабочих частотах;
— защита 1-го каскада от перегрузки и повреждения СВЧ мощностью сигналов, поступающих в приемник на рабочих частотах;
— уменьшение влияния изменения выходного импеданса антеннофидерного устройства на стабильность характеристик 1-го каскада.
Частотную селекцию сигналов во входной цепи осуществляют с помощью СВЧ фильтра того или иного вида, который в этом случае называют преселектором. Задачей преселектора является пропускание с малым затуханием сигналов, поступающих на вход приемника на частотах, лежащих в заданной полосе его рабочих частот, и запирание входа приемника (внесение большого затухания) для сигналов, поступающих на частотах, лежащих за пределами рабочей полосы частот.
Защита 1-го каскада от перегрузки СВЧ мощностью на рабочей частоте обычно необходима только в радиолокационных приемниках, на вход которых всегда просачивается часть мощности импульсного передатчика РЛС. Эта мощность во многих случаях лежит в пределах от сотен ватт до единиц киловатт в импульсе и более, что неизмеримо превосходит уровни мощности, допустимые для нормальной работы СВЧ полупроводниковых диодов (обычно десят-18 6
ки или сотни милливатт в импульсе), используемых в 1-м каскаде большинства приемников СВЧ. Для защиты диодов от повреждения просачивающейся мощностью передатчика применяют специальные устройства, в качестве которых чаще всего используют разрядники защиты приемника и полупроводниковые ограничители СВЧ мощности [9].
При использовании в 1-м каскаде приемника регенеративного малошумящего усилителя СВЧ (например, параметрического) нестабильность его характеристик определяется наряду с другими факторами изменением импеданса источника сигнала (антенно-фидерного устройства), подключенного ко входу усилителя.
В значительной степени стабилизировать этот импеданс удается с помощью невзаимных ферритовых устройств: циркуляторов и вентилей, которые, будучи включенными между источником сигнала и усилителем, развязывают их между собой, в результате чего усилитель «видит» в основном только выходной импеданс ферритового устройства, который относительно постоянен.
Все элементы входной цепи приемника должны вносить как можно меньшие потери (для обеспечения низкого коэффициента шума) и обладать достаточно широкой полосой пропускания.
Фильтры СВЧ
По взаимному расположению полос пропускания и заграждения различают следующие разновидности фильтров: фильтр нижних частот (ФНЧ) (рис. 4.26, а), фильтр верхних частот (ФВЧ) (рис. 4.26, б), полосно-пропускающий фильтр (ППФ) (рис. 4.26, в), называемый также полосовым, полосно-заграждающий фильтр (ПЗФ) (рис. 4.26, г), называемый также режекторным ПО, 11, 13, 16, 20].
Фильтры СВЧ достаточно широко применяют в СВЧ устройствах радиоприемников: во входных цепях в качестве преселекторов, на выходе малошумящего усилителя для подавления шумов зеркального канала (см. § 5.5), в параметрических усилителях для разделения цепей различных частот (см. § 5.4) и в других случаях.
По используемому типу линии передачи различают фильтры волноводные, коаксиальные, полосковые и микрополосковые, щелевые, а также комбинированные. Фильтры СВЧ на полосковых и микрополосковых линиях строят как на коротких отрезках (рис. 4.26, а, б), так и на резонансных (рис. 4.26, в, г) отрезках линий. Как уже указывалось, для СВЧ ИС на f<Z 10 ГГц они могут быть реализованы и на элементах с сосредоточенными параметрами (Рис. 3.36)
Возможность создания фильтров на отрезках линий, играющих Роль реактивных элементов, основана на том, что короткозамкну-тые и разомкнутые отрезки линий длиной I <Z Л/4 эквивалентны соответственно индуктивности и емкости, а при длинах I = Л/4 или Л/2 они становятся резонансными и эквивалентны параллель-187
ному или последовательному колебательному контуру (в зависимости pjj-длины и того, замкнуты или разомкнуты они на конце). Здесь А — длина волны СВЧ колебаний в линии передачи в отличие от X—длины волны в воздухе. Например, ФНЧ на рис. 4.26, а образован чередованием последовательно включенных коротких отрезков линий /1; /2 с большим и малым W2 волновыми сопротивлениями, эквивалентных соответственно индуктивности (из-за большой погонной индуктивности и малой погонной емкости) и емкости (из-за большой погонной емкости и малой погонной индуктивности). В ФВЧ на рис. 4.26, б используются индуктивности
Рис. 4.26. Топологические и эквивалентные схемы фильтров из коротких (а, б) и резонансных (в, г) отрезков линий, а также их частотные зависимости рабочего затухания.
в виде короткого отрезка линии /2, который короткозамкнут либо непосредственно, либо через емкость разомкнутого отрезка линии /3 с малым волновым сопротивлением П73, а емкости фильтра образованы разрывом полоскового проводника.
ППФ на рис. 4.26, в построен на резонансных полуволновых отрезках линии (полосковых резонаторах). Верхний вариант ППФ образован рядом одинаковых параллельно связанных линий (длина участка связи равна ~ А/4) и является наиболее употребительным из-за отсутствия особо критичных размеров. В нижнем варианте ППФ полосковые резонаторы образованы разрывом полоскового проводника с малой шириной зазора, величина которого весьма критична. Пример распространенной схемы ПЗФ на разомкнутых четвертьволновых полосковых резонаторах приведен на рис. 4.26, г. Здесь резонаторы включены параллельно основной линии. Мож- : но также построить ПЗФ, параллельно соединяя два отрезка МПЛ с электрическими длинами, отличающимися на А/2, как, : 188
например, в кольцевом ПЗФ, показанном на рис. 7.15,6. Такой ПЗФ легко получается из двухшлейфного моста (рис. 3.28) или и3 кольцевого моста (рис. 3.30), если в них исключит^ подводящие отрезки линий, образующие плечи 2, 4.
Рис. 4.27. Топологическая схема (п+1)-звенного полоскового и микрополо-скоВого ППФ на одинаковых связанных линиях.
Расчет и проектирование фильтров СВЧ различных типов подробно излагаются в [10, 11, 13, 16). Рассмотрим приближенный метод проектирования полоскового и микрополоскового ППФ на одинаковых связанных линиях (рис. 4.26, в, 4.27). Основными исходными данными для проектирования являются (рис. 4.28): средняя рабочая частота /0; полоса пропускания ПпР=/пр—/-пР, определя
емая граничными частотами /пР и/_пс; затухание в полосе пропускания Ln (без учета активных потерь), принимаемое обычно равным Ln = 0,5; 1 или 3 дБ; полоса заграждения П3 = /3— —/_а,определяемая граничными частотами /8 и /_3; затухание на границах полосы заграждения Ls (обычно L3 = 15... 30 дБ); волновые сопротивления подводящих линий Wo. Вместо П3 может быть задана полоса перехода Ппер = /3 fap~f—пр
/ —а*
Наиболее широко используемыми функциями аппроксимации частотных характеристик фильтров являются полиномы Чебышева и максимально пло-
, i L,A6
Рис. 4.28. Чебышевская (/) и максимально плоская (2) частотные характеристики рабочего затухания ППФ.
ские функции Баттерворса (рис. 4.28). Чебышевская характеристика имеет более крутые склоны по сравнению с максимально плоской (меньшую величину полосы перехода Ппер), но зато пульсирующий характер затухания и коэффициента стоячей волны (КСВ) в полосе пропускания. Для получения чебышевской характеристики требуется меньшее число звеньев фильтра, чем для получения максимально плоской.
Рассматриваемый метод проектирования ППФ, изображенного на рис. 4.27, основан на использовании в качестве прототипа низкочастотной схемы ФНЧ из п. элементов с сосредоточенными параметрами. Частотная характеристика такого ФНЧ определяется выражениями [131:
— при чебышевской аппроксимации
L = 1 + (£п-1) П.(///пр), (4.78)
— при максимально плоской аппроксимации
L = 1 + (Ln—1) (///пр)2\ (4.79)
где Тп (f/fnv) — полином Чебышева 1-го рода п-го порядка, а затухания L и Ln выражены в безразмерных единицах. Если в этих выражениях заменить /7/пР на (/—Д) / (Л,р—/,,) = 2Д/7Ппр, то они будут описывать частотную характеристику ППФ, расположенную справа от [0 (рис. 4.28). Левая часть характеристики является зеркальным отображением правой.
Число элементов п прототипной схемы ФНЧ рассчитывают по формулам:
— при чебышевской характеристике
п агс'1 У 1^8 !)/(£п 1) , /Д SQ)
~ arch П3/Ппр
— при максимально плоской характеристике
п & 1§УДз-1)/Дп-1) (4 81у
1g Пз/Пггр
где затухания Ln и L3 выражены в безразмерных единицах. Полученное при расчете число п округляют до ближайшего целого. Число звеньев проектируемого ППФ должно быть на единицу больше (рис. 4.27).
Электрическая длина отрезков связанных линий всех звеньев ППФ одинакова и равна .........{п+1) = Ао/4, где Ло = Хо/У^ ~
длина волны в линии на частоте /0, — эффективная диэлектри-
ческая проницаемость среды в линии (для симметричной полосковой линии еэ = е, где е — относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика линии — см. § 3.4). В микрополосковом ППФ геометрические длины этих отрезков могут отличаться из-за различия величин Ла в линиях с разными волновыми сопротивлениями и разной шириной зазора s между связанными линиями при 190
неизменной длине волны В воздухе Хо, что обусловлено неодинаковостью эффективной диэлектрической проницаемости еэ в рассматриваемых отрезках (рис. 4.29, б). Величины /г (i принимает;’ значения от 1 до п + 1) вычисляют после определения размеров Wi и S,.
Для этого необходимо рассчитать волновые сопротивления связанных линий t-ro звена фильтра при четном W(0‘e и нечетном W^ видах возбуждения:
^=ПМ1 + ^ + ^); W^W^-At + АЪ, (4.82)
Рис. 4.29. Зависимость параметров параллельно связанных микрополосковых линий от размеров МПЛ (w/h) и нормированной ширины зазора (slh) между полосками (подложка с е=9,6) [13, 20]:
а — волновые сопротивления МПЛ при четном (Woe) и нечетном (Woo) видах возбуждения; б — эффективная диэлектрическая проницаемость среды в МПЛ,
где _____
Ai = go/Vgi-igi> (4-83)
— заданное волновое сопротивление подводящих линий на входе и выходе фильтра; gt-^ gt — обобщенные параметры прото-типной схемы ФНЧ, определяемые по таблицам [10, с. 517, 548], за исключением крайних элементов gu и gn+r- Последние рассчитывают по формулам
& = лПпР/2/0; gn+i = g0/r, (4.84)
гДе коэффициент г при четном числе элементов п чебышевского про-тотипного ФНЧ равен г = th210,25 In (cth 0,058Ln)], причем La выражено в децибелах или определяется по таблице [10, с. 517] Для заданной величины Ln. Во всех остальных случаях г = 1.
Размеры звеньев микрополоскового фильтра находят с помощью гРафиков рис. 4.29. Откладывая вычисленные по формуле (4.82) значения волновых сопротивлений Woe, W^ на графике Рис. 4.29, а так, чтобы они располагались на одной вертикальной 191
линии выше и ниже кривой slh = оо и в то же время на кривцИН с одинаковой величиной отношения slh, определяют соответствую-”"! щие такому расположению значения (ш/Л)г и (s/Zi), всех звеньев j проектируемого ППФ. Используя эти данные, по графику рис. 4.29, б находим величину еэ(П звеньев и рассчитываем далее длины отрезков /г = Хо/4 ]/г88и). На этом проектирование топо-
логической схемы ППФ закан- s
Рис. 4.30. Влияние потерь рассеиния на частотную характеристику рабочего затухания фильтра (пунктиром показана характеристика того же фильтра без потерь рассеяния).
чивается.
Рассмотренная частотная характеристика рабочего затухания фильтра (рис. 4.28) обусловлена частотной зависимостью коэффициента отражения от фильтра, т. е. рассогласованием его входного импеданса о подводящей линией. Эта характеристика не учитывает наличия активных потерь в фильтре (потерь рассеяния), связанных с поглощением и излучением СВЧ энергии в его элементах. Потери
рассеяния создают начальные потери фильтра (в середине полосы пропускания Lo и на ее границах £огр) и существенно влияют на частотную характе-
ристику фильтра. Она не только приподнимается относительно оси частот на величину Lo (рис. 4.30), но и изменяется по форме. Например, в микрополосковом ППФ приемлемое затухание в полосе пропускания (3—5 дБ) можно получить только при п = 2 и Ппр//0> 5% [12]. Другими сло-
вами, при использовании микрополосковых резонаторов потери в МПЛ ограничивают возможность создания узкополосных фильтров СВЧ с крутыми склонами характеристики.
Потери рассеяния фильтра в середине полосы пропускания можно приближенно рассчитать по формуле [11,16]
£0 [дБ] « 4,34 -А_ V , (4.85)
^пр
где п -— число элементов прототипной схемы ФНЧ (число полуволновых резонаторов ППФ); gt — обобщенные параметры этой схемы, определяемые, как уже указывалось, по таблицам [10]; Qol — собственная добротность i-го резонатора фильтра. Во многих случаях добротности резонаторов фильтра можно считать одинаковыми Qot = Qo и рассчитывать Lo по формуле
’£0 [дБ] = 4,34-^-А- (4-86)
Потери рассеяния фильтра на границах полосы пропускания приближенно оцениваются соотношением [11]
Lo гР 1дБ] = (2 ... 3) £0. (4.87)
Таким образом, суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания равно
Lsrp [дБ] = £п + £0 гр, (4.88)
Для расчета потерь £0 необходимо предварительно найти собственную ненагруженную добротность одиночного резонатора фильтра Qo, которая для полосковых и микрополосковых устройств определяется из соотношения
1/Qo = 1/Qn + 1/<2д + 1/<2и, где Qn, Qa и Qa — собственные добротности резонатора, определяемые при учете только соответственно потерь проводимости в проводниках, диэлектрических потерь в диэлектрике линий и потерь на излучение с разомкнутого конца линии.
Добротность Qn резонатора, выполненного на отрезке линии передачи любого типа, равна
Qn = л/рф ПЛ, (4.89)
где Рф п — погонные потери проводимости линии передачи в неперах; Л — длина волны в линии передачи [10, 11]. Для микро-полоскового резонатора с учетом формул (3.59), (3.60) для РФ п получаем
Qn = wW VTBVof/6, (4.90)
где частота f выражена в гигагерцах.
Добротность, определяемая диэлектрическими потерями, рассчитывается по приближенному соотношению QB « 1/ tg 6, где tg 6 характеризует потери в диэлектрике резонатора. Тогда добротность резонатора, обусловленная поглощением энергии в нем, равна
Qnn = QnQfl/(Qn + Рд) = Qn/(1 + Qn tg 6). (4.91)
Для высококачественных диэлектриков, имеющих tg 6 « 10~*, обычно используемых для полосковых и микрополосковых устройств, Q„ Qn и рПд яз Qn.
Потери на излучение с разомкнутого конца линии можно учесть, введя специальный коэффициент снижения добротности из-за излучения гр В этом случае
1/Qo = l/QnB + l/Qn = i/пРпд, (4.92)
откуда следует, что п = (1 + РПд/Ри)-1 и ненагруженная добротность одиночного резонатора равна
Qo = пРпд = nQn (1 + Qn tg б). (4.93)
1 Зак. 895
Для резонаторов на разомкнутых отрезках несимметричной полосковой линии [14]
•ц = 1-5,04-104
1,8 Г 8э+1
L 8э
(е9-1Г_
2еэ 8Э
In
т/еэ ч~ 1
Уё?—1
]v'<4-94)
где h—толщина подложки; X—длина волны в воздухе; W— волновое сопротивление линии одиночного резонатора. Формула справедлива при условии (ЬЛ)Уе— 1 <^0,25. Для микрополоско-вых резонаторов, имеющих е « 10, W « 50 Ом, в диапазоне сантиметровых волн (k = 1 ... 10 см) величина г] ~ 0,5 ... 0,9.
Пример 4.9. Требуется спроектировать микрополосковый ППФ на одинаковых связанных линиях и рассчитать его затухание в полосе пропускания.
Исходные данные', средняя частота полосы пропускания /0 == = 9 ГГц; полоса пропускания Ппр = 0,6 ГГц по уровню затухания без учета активных потерь Тп = 1 дБ; полоса заграждения П3 == = 1,8 ГГц по уровню затухания L3 = 20 дБ; волновое сопротивление подводящих линий Wo — 50 Ом. Подложка толщиной h = 0,5 мм имеет е = 9,6 и tg 6 = 10~4. Материал проводников — медь.
, Расчет.
1. Выбираем чебышевскую аппроксимацию частотной характеристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны при меньшем числе звеньев фильтра по сравнению с максимально плоской характеристикой. Следовательно, и суммарное затухание в полосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма важно для микрополосковых фильтров, активные потери которых относительно велики.
2. По формуле (4.80) определяем необходимое число элементов прототипной схемы ФНЧ
= arch '|/(I00—1)/(1,26—1) arch (1,8/0,6)
= 2,09.
Полученный результат округляем до ближайшего целого п — 2 (два полуволновых резонатора). Следовательно, необходимое число связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно п + 1 = 3.
3. По справочнику ПО, с. 537) для значения Ln = bn = 1 дБ наводим величину 1/г = 2,66 и обобщенные параметры прототипа gx = 1,822 и g2 = 0,685.
4. По формуле (4.84) рассчитываем g0 = 0,3 • 3,14/9 = 0,105 и gn+i = ga = 0,105 • 2,66 = 0,279.
5. По формуле (4.83) определяем коэффициенты At = = 0,105/К0,105 • 1.822 = 0,24; А2 = 0,105/]/1,822 - 0,685 = 0,0936; А3 = 0,105/]/0,685 • 0,279 = 0,24.
1 i Таблица 4.5
- Параметры и размеры Результат расчета для звена Параметры и размеры Результат расчета для звена
звена 1 2 3 звена 1 2 3 -
' °« 64,8 55,1 64,8 S£, ММ 0,265 0,85 0,265
> Ом | (®/Mi F dDf, ММ 35,2 0,89 0,445 45 0,96 0,48 35,2 0,89 0,445 ho< мм li, мм 6,09 3,38 3,23 6,4 3,3 3,15 6,09 3,38 3,23
(s/ h)i 0,53 1,7 0,53
6. По формуле (4.82) рассчитываем волновые сопротивления связанных линий каждого i-ro звена фильтра при четном и нечетном W^o видах возбуждения. Результаты расчета приведены в табл. 4.6.
7. Используя полученные значения и №[‘1, по графику рис. 4.29, а указанным способом находим отношения размеров МПЛ каждого звена (цу/Л)г и соответствующую относительную ширину зазоров связанных линий (s//i); (см. табл. 4.6). Необходимые для получения этих данных кривые с промежуточными значениями s/г, отсутствующими на рис. 4.29, а, определяем приближенно, интерполируя между имеющимися значениями s//i. Величину (ay//i)0 =* = 0,97 для подводящих линий находим по пунктирной кривой, соответствующей s/h — оо. Абсолютное же значение размеров и st определяем через заданную толщину подложки h = 0,5 мм.
8. По кривым рис. 4.29, б находим эффективную диэлектрическую проницаемость МПЛ каждого звена ея; и с ее помощью соответствующие длины четвертьволновых отрезков связанных линий
//о= ^-о/4 Уея/ = с/4)0 Уеэг = 33,3/4 У%7 [мм],
где с = 3 • 1010 см/с — скорость света в воздухе. Полученные длины отрезков 11о необходимо скорректировать на величину А/г, определяемую по рис. 3.40 и учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ. Поэтому требуемые длины отрезков МПЛ каждого звена равны li = lt0 — Alf (табл. 4.6).
9. Затем составляем топологическую схему спроектированного ППФ (рис. 4.31).
10. Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе пропускания. Поскольку геометрические размеры микрополоско-вых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагру-^енные добротности Qo одинаковыми и потери рассеяния фильтра в середине полосы пропускания Lo рассчитываем по формуле (4.86). Добротность Qo определяем для четвертьволновых резонаторов
одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, полагая резонатор несвязанным.
Вычисляем по формулам (3.56) и (3.58а)
еэ = 0,5 [ 1 + 9,6 + (9,6— 1 )/У1 + 10-0,5/0,4451 « 6,53,
W = 314/1/9J (1 + 0,89) = 53,5 Ом •
и, используя данные табл. 3.5, по формуле (4.90), находим добротность резонатора, обусловленную потерями проводимости:
Qn = 0,445-10-8-53,5 Уб^З-1/5ЛЖ9/6= 232.
Ji =3,23
= 0М5 ч
0^8 §
SZ^O,8S- иг3=0М5 У
S3=0,265^
Рис. 4.31. Топологическая схема микрополоскового ППФ, рассчитанного в примере 4.9.
Учитывая, что tg б = 10~4, получаем по формуле (4.91) фпд « Qn =• — 232. По формуле (4.94) находим значение коэффициента
г, = 1 — 5,04• 104 УУ V’8 Г 6-53+1 -\ 33,3 J [ 6,53
(6,53— I)2 j Уб753 + 1
2-6,53 1/6753 1/6753-1
-Т—= 0,804, 53,5
а по формуле (4.93) рассчитываем ненагруженную добротность резонатора Qe = 0,804 • 232 = 187.
Теперь можно по формуле (4.86) определить потери рассеяния в середине полосы пропускания
Lo = 4,34 - 9 (1,822 + 0,685)/0,6 • 187 = 0,87 дБ.
Потери рассеяния на границах полосы пропускания найдем по формуле (4.87), полагая в ней численный коэффициент равным 2,5. Тогда £огр = 2,5 • 0,87 = 2,18 дБ. Суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания согласно формуле (4.88) равно 2-srp = 1 + 2,18 = 3,18 дБ.
Микроминиатюрные узкополосные ППФ и ПЗФ для СВЧ ИС удается создать, если в качестве резонатора использовать не отрезок линии передачи, а ферритовый образец из монокристалла железо-196
иттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой хорошо отполированной сферы [7, И]. Такие фильтры называют ферритовыми. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов резонирует на частоте ферромагнитного резонанса 111, 15], равной в мегагерцах
/0 = 3,51 • Ю-2Я0, ' (4.95)
где Яо — напряженность внешнего магнитного поля, А/м. Изменяя величину внешнего поля Яо, можно легко и в широких пределах перестраивать резонансную частоту по линейному закону, что практически очень удобно. ЖИГ резонатор из-за весьма малых собственных потерь в феррите обладает высокой ненагруженной добротностью Qq — 1000 ... 10 000 вплоть до коротких миллиметровых волн, но при условии весьма совершенной полировки поверхности сферы.
Связи ЖИГ резонатора с подводящими линиями могут быть реализованы согласно рис. 4.32, а. Сфера ЖИГ размещается в центре двух ортогонально расположенных петель связи, плоскость которых совпадает с направлением поля Яо. При Яо = 0 связь между входом и выходом фильтра почти отсутствует из-за ортогональности взаимного расположения петель связи. При наличии поля Яо благодаря ферромагнитному резонансу в сфере ЖИГ через нее происходит передача электромагнитной энергии от входа к выходу, несмотря на ортогональность петель. В полосковом и микрополосковой ферритовых фильтрах (рис. 4.32, б) петли связи образованы тонкими металлическими полосками, один конец которых припаян к подводящей линии, а второй — к разомкнутому четвертьволновому отрезку, через малое входное сопротивление которого петля оказывается соединенной по СВЧ с заземленной пластиной линии.
Ферритовый резонатор и фильтр рассчитывают на основе ненагруженной Qo, внешней QBB и нагруженной QB добротностей резонатора.
Для ЖИГ резонатора в форме сферы ненагруженная добротность равна
Qo = (Яо _ Л10/3)/ДЯ, (4.96*
где Л40—намагниченность насыщения ферритовой сферы; ДЯ — ширина линии ферромагнитного резонанса сферы. У монокристаллов железо-иттриевого граната в зависимости от внутренней структуры и качества обработки поверхности величина этих параметров лежит в пределах: ДЯ — 20 ... 40 А/м, при этом Л40 = 1,4 • 105 А/м; ДЯ = 40 ... 80 А/м, при этом Л40 = (1,4 ... 0,08) • 10б А/м. Требуемая величина Я(| определяется по формуле (4.95).
Внешние добротности ЖИГ резонатора QBHi и QBH2, обусловленные внешней нагрузкой каждой петли связи, равны [11]
QaHi,a~ 10~^-н- [1+ Г^У]. (4-97)
*Сф L \ Ан / J
где г— радиус петли, м; Гсф— объем сферы, м3; Ra—сопротивление нагрузки петли связи, Ом; Лсв— собственная индуктивность петли, Г (см., например, рис. 4.33).
Добротности резонатора связаны между собой соотношениями:
Qh = Qo Qbh/(Qo Н* Qbh)> 1 (4 98)
Qbh = QbhI QbH2/(Qbh1 "Ь Фвна)» I
где QBB — результирующая внешняя добротность. При QBH1 = — Qbh2 = Qbho. что обычно и используется, QBH — QBno/2. В однорезонаторном фильтре нагруженная добротность и полоса пропускания по уровню затухания £п = 3 дБ связаны известной зависимостью
Пдр — fo-'Qu. (4,99)
Рис. 4.32. Устройство связи ЖИГ резонатора с подводящими линиями с помощью индуктивных петель (а) и пример построения микрополоскового ферритового фильтра на ЖИГ резонаторе (б):
/ — сфера ЖИГ: 2^ петли связи; 3 — микрололосковая линия; 4— подложка*
В узкополосных многорезонаторных полосно-пропускающих фильтрах, как следует из теории [11], потери рассеяния в середине полосы пропускания Lo (рис. 4.30) получаются минимальными в том случае, когда эти ППФ проектируют на основе прототипной схемы ФНЧ с одинаковыми элементами, обобщенные параметры которых равны gi = 1, I — 0, ..., (п + 1), Поэтому в многорезонаторных ферритовых ППФ, являющихся узкополосными фильтрами, используют одинаковые ЖИГ резонаторы с одинаковыми внешними добротностями <2вно и одинаковыми коэффициентами связи между резонаторами (требуемые коэффициенты связи устанавливают экспериментально). Необходимое число резонаторов п такого ППФ рассчитывают по формуле [11]
n « (L3s + 6)/20 1g (П3/Ппр), ' (4.100)
где jL32 = L3 + Lo — полное затухание фильтра на границах полосы заграждения П8, выраженное в децибелах (рис, 4,30).
Величины L32, Пз и Ппр должны быть заданы, причем полоса пропускания Ппр должна быть задана по уровню затухания Гп « & 1 дБ. Рассчитанное значение п округляют до ближайшего целого и определяют требуемую внешнюю добротность ЖИГ резонатора Qbho 53 Qbhx Qbh2 по формуле
ОвМ ------ant 1g —3------
вн0 П3 5 20/г
Рис. 4 33. Зависимость внешней добротности ЖИГ резонатора (рис. 4.32, б), рассчитанной по формуле (4.97), от величины радиусов сферы гСф и петли г: Расчет для f0 — 9375 МГц, Ив — W = 50 Ом, ширины ленточного проводника петли 0,4 мм и Гса, определяемой по формуле (3.71).
(4.101)
где L3S—в децибелах. Уточняют полосу пропускания Ппр по уровню La та 1 дБ, которая будет получена в ППФ с выбранным числом резонаторов п, по соотношению
Ппр//о = 1/<2вно. (4.102)
Используя рассчитанную по формуле (4.101) добротность QBHW можно с помощью рис. 4.33 определить необходимые величины ра* диусов сферы и петель связи.
Потери рассеяния рассчитываемого ППФ в середине полосы про-оускания равны
Lo = 4,34nQBH0/Qo (дБ), (4.103)
где Qo — ненагруженная добротность ЖИГ резонатора.
Суммарное затухание ППФ на границах полосы пропускания' рассчитывается по формуле (4.88), где Ln — 1 дБ. Практически потери рассеяния Lo получаются больше значения, рассчитанного по формуле (4.103), вследствие того, что реальная добротность Q» оказывается меньше расчетной величины по формуле (4.96) из-за потерь рассеяния в элементах крепления ферритовой сферы и петляя связи резонатора с подводящими линиями.
В практических конструкциях ферритовых фильтров с различным числом резонаторов (от 2 до 4) получено: Ьй = 2 ... 5 дБ, Ппр =» *= 20 30 МГц, диапазон электрической перестройки резонансной
Частоты (магнитным полем) (/0 тах ... /0 тш)//о шт = 0,5 ,,, 3, за-Ъ-^ание в полосе заграждения 40—80 дБ,
Пример 4.10. Требуется рассчитать микрополосковый ферритовый ППФ на ЖИГ резонаторах с петлевой связью (рис. 4.32).
Исходные данные-. /0 = 9375 МГц, Ппр = 20 МГц по уровню затухания Ln = 1 дБ, Па = 100 МГц по уровню затухания =« = 20 дБ, волновое сопротивление микрополосковых линий, соединенных с петлями связи, W — Ra = 50 Ом.
Расчет
1. По формуле (4.95) рассчитываем требуемую напряженность внешнего магнитного поля 7/0 = 9375/3,51 • 10-2 — 2,67 • 105 А/м.
2. Для ферритовой сферы выбираем монокристалл ЖИГ с ДЯ = = 40 А/м и Й4О = 1,4- 106 А/м и по формуле (4.96) определяем не-нагруженную добротность ЖИГ резонатора Qo — (2,67 • 106 — — 1,4 • 10й/3)/40 = 5500.
3. Необходимое число резонаторов фильтра находим по формуле (4.100): п = (20 + 6)/20 1g (100/20) = 1,86.
Округляем до ближайшего целого и принимаем п — 2.
4. Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора, обусловленная каждой петлей связи, согласно (4.101)
п 9375 .. 204-6 .
Увно =-----ant 1g —2— = 419.
• вн0 100 5 20-2
5. Из рис. 4.33 по верхней кривой для QBH0 = QBH12 = 419 находим, что требуемый радиус сферы гсф = 0,54 мм и, следовательно, требуемый радиус петли связи в этом случае равен г = Згсф = = 1,62 мм.
Таким образом, определены необходимые исходные данные для конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной 0,4 мм.
6. По формуле (4.102) уточняем полосу пропускания двухрезонаторного ППФ Ппр = 9375/419 = 22,4 МГц.
7. По формуле (4.103) рассчитываем потери рассеяния ППФ на резонансной частоте /0: Lo = 4,34 • 2 • 419/5500 == 0,66 дБ.
8. Полагаем потери рассеяния на границах полосы пропускания согласно формуле (4.87) равными Lnrp = 2,5LO = 1,65 дБ. Тогда суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания [формула (4.88)1 L2rp = 1 + 1,65 = 2,65 дБ,
Устройства защиты приемника
Защиту диодов входного каскада радиолокационного приемника от перегрузки и повреждения СВЧ сигналами (от собственного передатчика РЛС или от внешних источников помех) в полосе рабочих частот, как уже указывалось, обычно осуществляют разрядниками защиты приемника (РЗП) и ограничителями СВЧ мощности на полупроводниковых диодах.
РЗП является газоразрядным прибором СВЧ и представляет собой газонаполненный полосно-пропускающий фильтр, в котором 200
при увеличении уровня мощности, начиная с некоторого порогового значения, называемого мощностью зажигания, возникает разряд. Последний вносит большое затухание для сигнала высокого уровня мощности (до 50—60 дБ), что и обеспечивает защиту входного каскада. Для получения требуемых защитных параметров в РЗП имеется специальный электрод вспомогательного разряда, к которому подводят постоянное напряжение 600 ... 800 В. Тох вспомогательного разряда составляет обычно 50 ... 100 мкА. Прп отсутствии этого напряжения, т, е. в условиях, когда аппаратур?.
Рис. 4.34. Широкополосные РЗП сантиметровых и миллиметровых диапазонов волн.
выключена, защитные свойства РЗП существенно ухудшаются. В настоящее время разрабатываются РЗП, в которых для создания начальной концентрации свободных электронов в разрядном промежутке вместо электрода вспомогательного разряда используют малый источник радиоактивного излучения, направленного в сторону разрядного промежутка. Такие РЗП не требуют никаких источников питания и имеют большую долговечность.
РЗП сантиметровых и миллиметровых волн обычно представляют собой волноводные конструкции (рис. 4.34). Поэтому к полосковым и микрополосковым СВЧ устройствам их подключают с помощью волноводно-полосковых и волноводно-микрополосковых переходов, конструктивно осуществляющих согласованный (с малым КСВ) переход от волновода к полосковой или микрополосковой линии Передачи [7, 13, 201.
РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами низкого уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в режиме приема слабых сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами высокого уровня мощности, характеризующими его защитные и некоторые другие свойства при воздействии на него мощных импульсов СВЧ (происходит СВЧ разряд). К параметрам низкого уровня мощности относятся: полоса рабочих частот Праб = /юах— —/т1п, выраженная в процентах по отношению к средней частоте рабочего диапазона частот Праб//0%; потери в режиме приема Lnp 'дБ] и коэффициент стоячей волны (КСВ). Основными параметрами высокого уровня мощности являются: максимально допустимая им-
Таблица 4.7
X». ем 11раб/^д % ^пр, Дп КСВ р», кВт р заж» мВт 1ГП- 10’, Дж ^ПЛ> мВт <в. мко
8—10 10 1,1 1,5 350 150 0,4 70 25 |
3—5 12 1,3 1,6 10 250 0,3 60 12 I
1,5-2,5 8 1,5 1,7 10 300 0,2 60 1° 1
0,8—0,9 3 1,7 2,0 10 1000 0,05 10 6 ’
0,4—0,5 3 2 2,2 3 — 0,1 50 4
пульсная мощность Рв [кВт] на входе РЗП; мощность зажигания Р?,йж [мВт], представляющая собой максимальную импульсную мощность, просачивающуюся на выход РЗП; энергия пика U7n [Дж] и мощность плоской части Рпл [мВт] просачивающегося через РЗП СВЧ импульса во время его горения; время восстановления РЗП
Рис. 4.35. Внешний вид (а) и примеры конструкций (б) типичных полупроводниковых диодов в керамическом корпусе:
I — ленточный вывод: 2 — полупроводниковая структура; 3 — керамика; /„ П, 111 варианты конструкции корпуса«
1й [икс}, характеризующее время после окончания входного импульса СВЧ, в течение которого потери РЗП снизятся до условной величины Lnp + 6 дБ (иногда £Пр + 3 дБ). Максимальные значения параметров (за исключением величины Пгаб//0, которая является минимальной) широкополосных РЗП сантиметровых и миллиметровых волн приведены в табл. 4.7. Устройство, свойства и характеристики РЗП подробно рассмотрены в [91.
Диодный ограничитель, в отличие от РЗП, как правило, не требует никаких питающих напряжений и поэтому обеспечивает защиту как при включенной, так и при выключенной аппаратуре. Он ха
рактеризуется двумя состояниями: состоянием пропускания при малой мощности сигнала, т. е. на низком уровне мощности (потери пропускания Апр малы), и состоянием запирания при большой мощности сигнала, т. е. на высоком уровне мощности (потери запирания £аап велики).
Рис. 4.36. Эквивалентные схемы ограничительных полупроводниковых диодов на низком (а) и высоком (б) уровнях мощности.
Активным элементом ограничителя является полупроводниковый ограничительный диод, импеданс которого изменяется при изменении мощности воздействующего сигнала. Полупроводниковая структура ограничительного диода может быть р—п- и р—i—п-типа, но чаще она ближе к р—п-типу [9]. Конструктивно ограничительные диоды, как и все другие типы СВЧ диодов, могут быть корпусными и бескорпусными. В первых (рис. 4.35) полупроводниковая структура заключена в герметичный корпус (обычно керамический), с металлическими выводами. У вторых полупроводниковая структура либо не содержит никаких элементов корпуса, либо имеет ме-
таллическое или керамическое основание и заливку электроизоляционной смолой, подобно таблеточной конструкции диода (рис. 4.37).
Конструктивная емкость корпуса Ск011 бескорпусного диода (рис. 4.36) обычно весьма мала (не более 0,05 пФ). Последовательная индуктивность вводов диода Lnoc - 0,2 ... 2нГ. Емкость корпуса миниатюрных корпусных диодов равна Ск011 = 0,1 ... 0,4 пФ.
Основными параметрами ограничительного диода являются нелинейная емкость перехода (Спер) и эквивалентные сопротивления потерь диода на низком (гниз) и высоком (гВЫс) уровнях мощности (рис. 4.36). Обобщенным параметром диода является его критическая частота
/кр — 1/2лСпер V гшз гвыс,
(4.104)
равная такой рабочей частоте, на которой Lap — 7зап, т. е. отсутствует ограничение. На практике значения этих -параметров для Диодов сантиметровых и миллиметровых волн лежат в следующих пределах: Спер — от сотых долей до одной пикофарады, гяя;1—
от единиц до 20—30 Ом, гвыо — от десятых долей до единиц ом,
—от десятков до сотен гигагерц (нижний предел Спер и верхний предел остальных параметров соответствуют миллиметровым волнам). Например, бескорпусный ограничительный диод сантиметрового диапазона волн имеет следующие параметры: СПер = 0,3 .., 0,6 пФ, гниа 12 Ом, гвыс 1,8 Ом, Lnoc = 0,4 нГ, максимально допустимая рассеиваемая средняя мощность Ррас тах 300 мВт.
Характерная особенность ограничительных диодов заключается в том, что, начиная с некоторого низкого уровня мощности (порядка 1 мВт), называемого порогом ограничения (Рпор), импеданс их полупроводниковой структуры быстро уменьшается с увеличением падающей мощности и при Р 10 Вт представляет собой малое чисто активное сопротивление гвыс « 1 Ом (рис. 4.36). Это и обусловливает возможность получения в ограничителе малых потерь Lnp и больших потерь Laan на низком и высоком уровнях мощности соответственно.
В схемах ограничителей результирующий импеданс Z диода со вспомогательными элементами, предназначенными для настройки, включают параллельно линии передачи, по которой проходит сигнал. Следовательно, эквивалентная схема включения ограничителя в тракт представляет собой параллельное соединение импеданса Z с линией, имеющей волновое сопротивление W и нагруженной на согласованные источник сигнала и нагрузку [91. Как следует из теории, максимальное отношение L3an/Lnp получается тогда, когда Z — чисто активное коммутируемое сопротивление, величина которого R:) в состоянии пропускания'много больше сопротивления U7 (Pa W7). а в состоянии запирания оно равно гэ и много меньше величины W (r:,<pW). Для получения чисто активного сопротивления необходимо в обоих состояниях схемы обеспечить резонанс, что характерно для ограничителей, называемых резонансными. Далее рассматриваем только такие ограничители. В этом случае
Lnp = (1 + К72Кз)2; L3an = (1 + W/2re)\ ' (4.105)
Ра/гэ = (V т^п-1 )/(У ТГР-1) = (fKp/n2, (4.106) где /—рабочая частота. Нередко можно принять га & гвыс. Отсюда следует
« Гвые </кр//)2 « 1/®2аерГ11И3. (4.107)
Зная параметры диода и требуемое значение Lnp или L3an, с помощью (4.107) и (4.105) рассчитывают необходимую величину волнового сопротивления W основной линии передачи, при котором будут обеспечиваться эти значения потерь. Следует учитывать, что, как видно из (4.106), при заданных параметрах диода величины Lnp и £зап взаимосвязаны: выбор одной из них однозначно определяет и другую согласно соотношениям
кР = 11 + i2 L9da=n+flp (У Т?р - i)/n*.
(4.108)
Потери запирания ограничителя можно существенно увеличить, если использовать не один, а два диода (или более), включенных вдоль линии передачи на расстояниях Л/4 друг от друга [17], при этом потери Тпр возрастут незначительно.
Полоса рабочих частот Праб, в пределах которой потери пропускания не превышают, а потери запирания не ниже заданных значений, зависит как от параметров диода, так и от схемно-конструктивного выполнения ограничителя. В простейших однодиодных резонансных ограничителях полосу рабочих частот по уровню 3 дБ можно приближенно оценить через добротность QR резонансного контура с диодом:
ПраС«/о%. (4.109)
На низком уровне мощности QR низ да а на высоком —
Qn выо » ®Т/гВЫ0 = 1/ыСпергвы0. Эти добротности могут зна-тельно отличаться, вследствие чего отличаются также рабочие полосы частот на низком Праб ниа и высоком Праб выс уровнях мощности. Полоса пропускания Праб низ обычно значительно больше полосы запирания Праб выс, так как гпиз заметно больше гвыс. Поэтому обычно достаточно обеспечить требуемую полосу запирания на высоком уровне мощности.
В режиме запирания большая часть подводимой к ограничителю мощности отражается, лишь небольшая ее часть (Ррао) рассеивается в диоде, вызывая нагрев полупроводниковой структуры. Допустимая величина Рраетах оговаривается в технических условиях и справочных данных на диод. Именно она определяет максимально допустимый рабочий уровень импульсной (Ра пд тах) и средней (Рпд тах)> или непрерывной, мощности, подводимой ко входу ограничителя. Величину Ррас можно рассчитать через значение Lsaa-
/>рас = 2Рвд(У7~'п-1)Мзаа. (4.110)
Отсюда же определяется максимально допустимая средняя мощность Рпа тах, если задана максимально допустимая мощность Р
рас max-
В микрополосковой однодиодном резонансном ограничителе (рис. 4.37) бескорпусный диод с настроечными шлейфами Z2, 13 подключается параллельно к основной линии через четвертьволновый отрезок линии 1г.
Длина и волновое сопротивление W3 короткозамкнутого шлейфа /3 выбираются такими, чтобы его реактивное сопротивление ]Х3 == == jU73tg (2л/3/Л0) компенсировало реактивное сопротивление диода на низком уровне мощности ]ХД = jcooZ,noc — ]7сооСпер. Таким образом, в режиме пропускания диод и шлейф /3 образуют последовательный резонансный контур, а емкость шлейфа /2 (С2) оказывается зашунтированной малым сопротивлением этого контура, равным г(1иа. Следовательно, нагрузкой четвертьволнового отрезка Zj является малый импеданс параллельного соединения гииз и С2, равный
!/(1/гниз + jw0C2) m гниз. Поэтому входное сопротивление отрезка llt представляющее собой сопротивление /?э, будет большим и близким к чисто активному. Его величина в этом случае равна
р = ур/г ^\э rr j / / низ,
(4.111)
где Wi — волновое сопротивление отрезка линии /j. Значит, основная линия шунтируется слабо, что обеспечивает режим пропускания с малым затуханием Lnp.
На высоком уровне мощности импеданс диода изменится: вместо емкости СП8р и сопротивления гниз будет действовать сопротивление
Рис. 4.37. Пример конструкции и топологической схемы микрополосковой платы диодного ограничителя (а), а также его эквивалентная схема (б):
1 — МПЛ; 2 — бескорпусный диод таблеточной конструкции; 3 — полосковые выводы ! диода; 4 — отверстие с запаянным короткозамыкающнм штырьком; 5 — короткозамкну-J тый шлейф для замыкания цепи выпрямленного тока диода; 6 — подложка. ?|
гВЬ1С (рис. 4.36). Длина емкостного шлейфа 1г подбирается такой,I чтобы его эквивалентная емкость С2 вместе с индуктивностями дио- : да Епос и отрезка /3 создала параллельный резонанс в контуре, нагружающем отрезок /j (т. е. необходимо, чтобы С2 = Спер, где Спер — емкость диода). Эквивалентное сопротивление этого контура велико, так как гвыо мало. Следовательно, входное сопротивление четвертьволнового отрезка представляющее собой в этом случае сопротивление гэ, будет достаточно малым, что приведет к весьма значительному отражению в основной линии с волновым сопротивлением W и большому затуханию Езап. Так осуществляется режим запирания. Сопротивление гл в этом случае равно
ГЭ= конт (4.1 12)
где Ro K0!IT — входное резонанасное сопротивление параллельного контура; Спео — емкость диода.
Короткозамкнутый четвертьволновый шлейф /4, включенный на входе диода (рис. 4.37, а), служит для создания замкнутой цепи диода по постоянному (выпрямленному) току. При отсутствии замкнутой цепи и при подаче большого сигнала на диоде водникает большое отрицательное напряжение автосмещения. Волновое сопротивление этого шлейфа выбирается максимально возможным с точки зрения практической реализуемости, чтобы его входной импеданс был достаточно большим в широкой полосе частот и слабо влиял на цепь, к которой он подключен. Поэтому на эквивалентной схеме рис. 4.37,6 он не отражен. Обычно для получения заданных величин Lm, Ьзяп по результатам расчета оказывается, что волновое сопротивление W основной линии должно быть отличным от сопротивления Й7О подводящих линий. Для согласования этих сопротивлений на входе и выходе ограничителя включают четвертьволновые трансформирующие отрезки линий с волновым сопротивлением Й7тр = УWV70 (рис. 4.37).
Пример 4.11. Требуется рассчитать и спроектировать микропо-лосковый резонансный ограничитель 3-см диапазона волн (/0 = — 9375 МГц, Ао = 3,2 см) по схеме рис. 4.37.
Исходные данные-, на резонансной частоте потери пропускания £пр С/ 0,5 дБ (1,12) и потери запирания L3an 13 дБ (20). Волновое сопротивление подводящих линий №й = 50 Ом. Подложка толщиной h = 0,5 мм, е — 9,8, материал проводников — медь.
Расчет
1. Выбираем бескорпусный ограничительный диод со следующими параметрами: Спер = 0,4 пФ, гниз < 12 Ом, гвыо < 1,8 Ом, Lnoe == = 0,4 Hr, Ррас max = 0,3 Вт.
2. По формуле (4.104) минимальная критическая частота диода равна /кр = 1/6,28 . 0,4 • 10~12 р"12 • 1,8 = 85,4 ГГц.
3. Расчет ограничителя будем производить на основе заданной величины Lsan — 20, считая, что в данном примере важно получить не максимально возможные потери запирания, а минимальные потери пропускания. Последние находим по формуле (4.108): £пр = = [1 + 9.3752 • 1018 (/20 - 1)/85,42 • 1018]2 = 1,085 или 0,35 дБ.
Практически потери £пг, будут несколько выше за счет потерь в отрезках МПЛ 1Х ... /5 и /тр. Потери в отрезках /тр и /3 основной линии по результатам проектирования топологической схемы можно легко рассчитать по формулам (3.59)—(3.62) и прибавить (в децибелах) к полученной величине LIIP = 0,35 дБ.
4. По формуле (4.109) оценим полосу запирания ограничителя: Праб выс = 2л/аСпергВЫ0 = 6,28 • 9,3752 . Ю18 • 0,4 • 10-• 1,8 == == 398 МГц.
5. Рассчитаем максимально допустимые уровни импульсной Рп пд max и средней Рпд тах СВЧ мощности, которые можно подводить ко входу ограничителя. По формуле (4.110) находим
РПЯ max = 2 (у2о1_ 1)/20 = °>865 Вт-
Полагая, что при импульсном режиме работы скважность q = 1/Дп00ти = 1000, где FBOC — частота посылок импульсов, ти — длительность последних, определяем
Рщ пд max ЦРця max = 888 Вт*
6. Переходим к проектированию топологической схемы ограничителя (рис. 4.37, а). Для отрезка МПЛ длиной задаемся волновым сопротивлением Wi = 70 Ом (при больших значениях IFj станет ощутимым влияние потерь этого отрезка на параметры ограничителя, при меньших — требуется, как показывает расчет, слишком
малое волновое сопротивление Рис. 4.38. Разрядники-ограничители IF основной линии). По формуле 3- и 2-см диапазонов волн. (4.112) рассчитываем гэ = 1,8х
X (6,28 - 9,375 • 10е • 0,4- 10~!2Х
X 70)2 ~ 4,9 Ом и из формулы (4.105) находим необходимое
волновое сопротивление основной линии IF = 2гэ (]/Laau—1) = = 2 • 4,9 ( У 20 — 1) = 34 Ом. Для его согласования с подводящими х линиями используем два четвертьволновых трансформатора с вол-
новым сопротивлением WTg = ]^W0 - IF = j/50 • 34 =41,2 Ом.
7. Ширину проводников и длины отрезов llt 15 и ZTD опреде-; ляем по формуле (3.586), (3.55), (3.56): w1 — 0,21 мм, w5 = 0,97 мм,'-= 0,72 мм; /х = Ло1/4 — 3,19 мм, Z5 = ЛО5/2 — 5,96 мм, ' /тр = Л0тр/4 = 3,02 мм.
8. Волновое сопротивление шлейфа выбираем равным IF4 — = 90 Ом по соображениям, изложенным в примере 3.6, из данных которого следует, что для W4 — 93 Ом ширина проводника wt — = 0,1 мм, а /4 = Ло 4/4 = 3,25 мм.
9. Волновые сопротивления шлейфов Z2, Z3 для обеспечения малых потерь в них выбираем относительно низкоомными и равными IF2 — IF3 = Ц7тр = 41,2 Ом.
10. Длину шлейфа 12 определяем из условия равенства его входного сопротивления jX8 сопротивлению емкости jXc: —j!F2 X X ctg2n/8/A02 = l/j®oCnep. Отсюда находим
12 = arcctg — 1 — w2 СОо ^пер
Параметры разрядника-ограничителя типа
Обозначение MD-80S13 | MD-80CI9 | MD-80X5 | MD-80KI2 WF61L*
/о, Ггц 3 5,65 9,05 16,5 34,2
Праб//о> % 6,7 8,85 12,1 6,05 5,85
Lnp, дБ Ри, кВт 0,3 0,3 0,7 0,9 1,5
150 75 50 10 10
Рср. Вт 300 75 50 10 4
№п-107, Дж 0,05 0,05 0,05 0,05 0,02
Рпл, мВт 50 75 50 75 —
/в, мкс 4 2 2 1 1
Долговечность, ч 4000 4000 2000 2000 —
Дл(ша, мм 114 51 38,1 20,3 20,2
Масса, г 1200 600 200 80 —
arctg -------------------------— =1,48 мм.
6,28 в 41,2-6,28-9,375-10в-0,4-10-12
11. Для определения длины шлейфа Z3 вычисляем его требуемое входное сопротивление jXs = / W3 tg 2л/3/Л03 из условия получения последовательного резонанса в цепи диода 1//<о0 Спер+/Юо7.иос+ 4- /X 3 = 0. Отсюда
А'3 = 1/сооСпер — ®<ЛпиС = 1/6,28 • 9,375 • 109 • 0,4 • 10-12 — — 6,28 • 9,375 • 109 • 0,4 • 10“» = 18,8 Ом,
. , Л оз . Ха 12,1 . 18,8 лоп
Z3 = —— arctg —— ---------arctg —:— = 0,82 мм.
2л & W3 6,28 41,2
Основным недостатком диодных ограничителей является относительно небольшой допустимый уровень импульсной мощности /’и пд тах: от сотен ватт до 1—2 кВт. Для устранения этого недостатка и объединения достоинств РЗП и ограничителей используют так называемые разрядники-ограничители (рис. 4.38). Они представляют собой сочетание РЗП (нередко без электрода вспомогательного разряда, см. с. 201) и следующего за ним диодного ограничителя. Разрядники-ограничители, не требующие никаких источников питания, выдерживают большие импульсные мощности (свыше Ю кВт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных сильных сигналов помех. Параметры ряда разрядников-ограничителей без электрода вспомогательного разряда (за исключением отмеченного звездочкой) приведены в табл. 4.8.
Ферритовые циркуляторы и вентили
Ферритовые циркуляторы и вентили представляют собой невзаимные СВЧ устройства, свойства которых неодинаковы при изменении направления передачи сигнала через них на обратное. Они разрабатываются в волноводном, полосковом и микрополосковом 209
исполнении. Устройство и характеристики волноводных и полосковых ферритовых устройств описаны в [15, 18]. Базовым элементом, на основе использования которого формируются циркуляторы и вентили для СВЧ ИС, является микрополосковый ферритовый /-циркулятор (рис. 4.39, а). Последний представляет собой симметричное тройниковое соединение микрополосковых линий на подложке из феррита, находящегося в постоянном магнитном поле, перпендикулярном подложке.
Отрезки МПЛ, образующие тройник и называемые плечами циркулятора, располагаются под углом 120° и соединяются между собой круглым пленочным диском, под которым со стороны заземленной пластины установлен постоянный магнит в форме цилинд-
Рис. 4.39 Устройство микрополоскового ферритового Х-циркулятора (а) я пример его топологической схемы с согласующими четвертьволновыми трансформаторами на входах плеч (б):
1. 2, 3 — подводящие отрезки МПЛ (входы плеч) циркулятора; 4 — ферритовая подложка; 5 — заземленная пленочная пластина; 6 — постоянный магнит.
ра. Во многих случаях используют не ферритовую подложку, а обычную диэлектрическую (см. с. 135); ферритовый же образец в виде диска диаметром D и толщиной (гф помещают непосредственно на поверхности диэлектрической подложки со стороны микрополосковых проводников. В этом случае пленочный металлический диск, соединяющий подводящие линии, наносят не на подложку, а на наружную поверхность ферритового диска (толщина последнего может отличаться от толщины подложки) (рис. 5.31, б, 5.32).
При отсутствии магнитного поля (Яо = 0) рассматриваемое устройство обладает свойствами обыкновенного 120-градусного тройника. При наличии поля Но из-за взаимодействия магнитного поля СВЧ сигнала с намагниченным ферритом распределение поля сигнала в области диска изменяется и становится таким, что на границе диска и одного из плеч (при определенных значениях диаметра D и напряженности поля Но) напряженность поля сигнала становится очень малой. В результате оказывается, что мощность сигнала, подведенная, например, к плечу /, почти вся выходит из плеча 2, лишь незначительно ответвляясь в плечо 3, которое таким образом 210
является изолированным. Теперь устройство обладает невзаимны-ми свойствами: мощность, поданная в плечо 2, выйдет из плеча 3, а плечо 1 будет изолированным.
Направление прохождения сигнала с малыми потерями от одного плеча циркулятора к другому обозначают стрелкой. Для рис. 4.39, а последовательность такого прохождения соответствует /—2—3—1. При изменении направления поля Но на противоположное последовательность прохождения сигнала с малыми потерями станет также противоположной: /—3—2—1.
Основными электрическими параметрами циркулятора являются: потери пропускания (прямого прохождения) La = 10 1g Pi/P2 [дБ], развязка изолированного плеча Lpa3 = 10 1g P^IP^ [дБ], КСВ (коэффициент стоячей волны) плеч р, определяющий степень согласования входных импедансов плеч циркулятора с подводящими линиями, и относительная полоса рабочих частот Праб//0, внутри которой эти параметры не выходят за пределы заданных значений, а ИМеННО. Лп 7. п 111ах» mln’ 0 Ртах* ® МИКроПОЛОС-
ковых /-циркуляторах сантиметровых волн обычно La < 0,3 ... 1 дБ, Lpa3 > 16 ... 20 дБ, р< 1,2 ... 1,3, Праб//0 = 10 ... 15%. На миллиметровых волнах чаще применяют волноводные /-циркуляторы, параметры которых имеют тот же порядок, однако в коротковолновой части миллиметрового диапазона потери Z.n достигают 1,5—2 дБ. Электрические параметры циркуляторов в основном определяются экспериментальными методами. Диаметр металлического диска /-циркулятора, равный диаметру ферритового диска, если последний монтируется на диэлектрической подложке, рассчитывают по формуле
О«0,6МУ^, (4.113)
где Хо = с//0 (с— скорость света); еф — относительная диэлектрическая проницаемость феррита.
Согласование входных импедансов плеч циркулятора с подводящими линиями осуществляют в основном экспериментальными методами с помощью четвертьволновых трансформаторов (рис. 4.39, б) и реактивных шлейфов в виде разомкнутых отрезков МПЛ, подключаемых параллельно подводящей линии вблизи металлического диска. Четвертьволновые трансформаторы с волновым сопротивлением №тр преобразуют входное сопротивление циркулятора Рв на стыке металлического диска с полосковой линией до величины сопротивления W подводящей линии, при этом необходимо, чтобы ./1р = Сопротивление Рц определяется по формуле [7, 19]
7?ц « 97 . 109 /гф//<^4 Юм]- И.114)
где — толщина ферритового диска, м.
На основе рассмотренного микрополоскового /-циркулятора Можно построить ферритовый вентиль и формировать схемы многоплечных циркуляторов (рис. 4.40). Вентиль является невзаимным
двухплечным (вход—выход) устройством, характеризующимся малыми потерями пропускания Ln при прохождении сигнала от входа к выходу и большой развязкой Lvas (большим затуханием) при его обратном прохождении. Основные электрические параметры вентиля те же, что и рассмотренные для циркулятора.
У-циркулятор превращается в вентиль (рис. 4.40, а), когда одно из его плеч нагружают на согласованную нагрузку, например, типа рис. 3.38, б. Основное достоинство вентиля заключается в том, что импеданс (КСВ) его входного плеча 1 почти не зависит от импеданса (КСВ) нагрузки, подключенной к его выходному плечу 2. Это обусловлено тем, что практически вся мощность, отраженная от нагрузки плеча 2, в силу свойств циркулятора проходит в согла-
Рис. 4.40. Топологические схемы микрополосковых ферритовых устройств на i основе У-циркулятора: |
а — веятиль (н — нагрузка с разомкнутым четвертьволновым шлейфом); б —четырех- I пленный циркулятор; в — пятиплечиый циркулятор. !
сованную нагрузку плеча3, где и поглощается ею. Ко входному пле-! чу 1 проходит только малая часть отраженной от нагрузки плеча 2 мощности, обусловленная конечностью развязки плеч 2—1 циркулятора. :
Ферритовые вентили используют в тех случаях, когда требуется; исключить влияние импеданса одного элемента на работу другого, например: влияние источника сигнала или нагрузки на параметры усилителя или влияние нагрузки на работу гетеродина.
На основе У-циркулятора формируют схемы четырех-и пятиплечных циркуляторов (рис. 4.40, б, в). Если в четырехплечном циркуляторе одно из плеч, например 3, нагрузить на согласованную нагрузку, то такое устройство будет представлять собой последовательное соединение У-циркулятора и вентиля. В таком виде его используют в качестве антенного переключателя РЛС, при этом передатчик подключают к плечу 4, антенну — к плечу 1, а приемник — к плечу 2. Важным достоинством такого переключателя является существование взаимной развязки между передатчиком, приемником и антенной. Следует учитывать, что при идентичных У-циркулято-рах потери между плечами 1—2 вдвое больше потерь между плечами 4—1, т. е. ЕпМ = 2Еп4>1.
Такое же устройство используют для подключения регенеративного усилителя, работающего на отражение (например, параме-212
трического, соединяемого с плечом /), к источнику сигнала (соединяемого с плечом 4) и нагрузке (соединяемой с плечом 2), Еще большая стабильность работы регенеративного усилителя достигается при использовании пятиплечного циркулятора (рис. 4.40, я), в котором плечи 4 и 5 нагружают на согласованные нагрузки. Полу* чающаяся схема представляет собой последовательное соединеям вентиль— У-циркулятор — вентиль,в которой усилитель подключают к плечу 2, источник сигнала — к плечу 1, а нагрузку — к плечу 3.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., Гос»ивр-гоиздат, 1958.
2. Палшков В. В. Радиоприемные устройства. М., «Связь», 1965.
3. Айибиидер И. М. Входные каскады радиоприемников. М., «Связы^ 1973.
4. Перцов С. В., Щуцкой К. А. Входные цепи радиоприемников. Хч «Эиегия», 1973.
5. Голубев В. Н. Частотная избирательность радиоприемников АМ еяг* налов. М., «Связь», 1970.
6. Гуткии Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиоприемные уотров-ства. Ч. 1. М., «Сов. радио», 1961.
7. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящаш входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
8. Ломозова Н. 3., Сорокина Р. М. Прием телевидения в дециметром® диапазоне волн. М., «Связь», 1971.
9. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных преемников. М., «Сов. радио», 1973.
> 10. Фельдштейи А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам волноводной техники. М.. «Сов. радио», 1967.
. 11. Маттей Д. Л., Янг Л., Дионе Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. Т. 1,2. Пер. с англ. М., «Связь», 1971.
12. Бачинина Е. А., Прохорова Н. И., Фельдштейн А. Л. Потери в фильтрах СВЧ и проблема миниатюризации. —«Радиотехника», 1971, № 10, с. 46—52.
13. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых линиях. М., «Сов. радио», 1972.
14. Denlinger Е. Radiation from Microstrips Resonators. — (Trant. IEEE», 1969, v. MTT-17, № 4.
15. Лебедев И. В. Техника И приборы СВЧ. Т. 1,М., «Высшая школа^ 1970.
• 16. Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. И. G. Ковалева. М., «Сов. радио», 1974. Авт.: В. И. Голубев, И. G. Ковалей, Е. Г. Кузнецов и др.
• 17. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Малм» ского, Б. В. Сестрорецкого. М., «Сов. радио», 1969. Авт.: М. А. Абдюханоа, Л. А. Биргер, И. А. Волошин и др.
18. Карбовский С. Б., Шахгеданов В. Н. Ферритовые циркуляторы в вентили. М., «Сов. радио», 1970.
19. Массе. Широкополосные СВЧ циркуляторы иа несимметричной и»-лосковой линии. — ТИИЭР, 1968, № 3, с. 120—121.
20. Малорацкий Л. Г. Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ. М., «Сов. радио», 1 976.
5
УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ
5.1. УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ ПРИЕМНИКОВ УМЕРЕННО ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Выбор схемы
УРЧ можно классифицировать по ряду признаков. По частотным диапазонам различают УРЧ приемников умеренно высоких частот (длинных, средних, коротких и метровых волн), в ko'1'брых'’йс-пользуют контуры с сосредоточенными постоянными, и приемников сверхвысоких частот (дециметровых, сантиметровых и миллиметровых волн), в которых используют коаксиальные, полосковые и мик-рополосковые резонаторы.
По способу настройки контуров различают УРЧ с настройкой на фиксированные частоты (см. гл. 6) и диапазонные УРЧ, в которых перестройка контуров производится изменением емкости.
В диапазонных УРЧ используют одноконтурные и двухконтурные каскады. ФСИ используются лишь в УРЧ с фиксированной настройкой. Из-за простоты и экономичности при радиовещательном приеме используют, как правило, одноконтурные УРЧ. При профессиональном приеме наряду с одноконтурными применяют двухконтурные УРЧ.
По виду схем различают УРЧ:
— с однотранзисторными каскадами: с общим эмиттером ОЭ (рис. 5.1, 5.14 и 5.15), общим истоком ОИ (рис. 5.3), общей базой ОБ (рис. 5.2) и общим затвором ОЗ (рис. 5.4);
— с каскодными схемами: ОЭ—ОБ (рис. 5.5), ОИ—ОЗ (рис. 5.6), ОИ—ОБ (рис. 5.7), ОИ—ОЭ (рис. 5.8), ОЭ—ОЭ и ОИ—ОИ;
— с дифференциальными каскадами, состоящими из двух симметричных половин (рис. 5.9—5.13).
Среди однотранзисторных схем с биполярными транзисторами в УРЧ на умеренно высоких частотах наибольшее распространение получила схема с ОЭ, позволяющая получить максимальное усиление номинальной мощности при небольшом уровне собственных шумов. В схеме однокаскадного УРЧ на дискретных элементах (рис. 5.1, а) Ск2СК2 служат резонансной нагрузкой УРЧ; емкости Сп1> Ср2 разделяют по постоянному току рассматриваемый каскад от предыдущего и последующего. Резистор Я3 осущес1вляет термостабилизацию каскада, создавая отрицательную обратную связь по постоянному току. Резистор и конденсатор Сф образуют развязывающий фильтр. Делитель /?д1, обеспечивает подачу прямого смещения на эмиттерный переход транзистора, т. е. обеспечивает выбранный режим УРЧ по постоянному току. Через блокировочный ‘214
конденсатор Сб напряжение сигнала подается непосредственно па эмиттерный переход транзистора, минуя делитель Ся1, Яд2-
В каскаде УРЧ с общим эмиттером на интегральной схеме ИС 2УС281 (рис. 5.1, б) резисторы Rl, R2 обеспечивают выбранный режим по постоянному току. При подаче напряжения смещения че-
Срг
Рис. 5.1. Схемы УРЧ с ОЭ на дискретных элементах с последовательным питанием (а) и с питанием от двух источников (в), а также на ИС (б).
рез L2 резисторы Rl, R2 не шунтируют входной контур C1L1 и поэтому не ухудшают его избирательности. Резистор R3 применяется в том случае, если нужно ИС включить по схеме с ОБ. Резисторы R4, R5, R6 осуществляют термостабилизацию УРЧ. Подключая блокировочный конденсатор СЗ к контактам 5 или 6, можно в определенных пределах (10... 5 мА/B) изменять крутизну характеристики транзистора S и входное сопротивление схемы.
Если нужно получить большую крутизну, то к контакту 4 через блокировочный конденсатор подключают резистор, сопротивление которого (в килоомах) равно
R = (1/S) - (0,07 ... 0,037), (5.1)
Где S — необходимая крутизна, мА/В.
Резисторы R7, R8 совместно с блокировочным конденсатором С5 образуют развязывающий фильтр.
УРЧ с ОБ (рис. 5.2) имеют меньшее усиление по сравнению с УРЧ с ОЭ из-за меньшего входного сопротивления. С ростом частоты входное сопротивление УРЧ с ОЭ быстро падает. На достаточно высоких частотах (для данного типа транзистора) УРЧ с ОБ может быть так же или даже болеё эффективен, чем УРЧ с ОЭ.
Рис. 5.2. Схема УРЧ с ОБ на дискретных элементах (а) и на ИС (б).
При использовании полевых транзисторов наибольшее распространение получила схема с ОИ (рис. 5.3), которая позволяет улучшить коэффициент шума приемника [3]. Резистор R* служит для создания напряжения обратного смещения на затворе и для термостабилизации тока стока. В тех случаях, когда величина RH, необходимая для термостабилизации, больше требуемой, для получения нужного обратного смещения используют делитель /?д1, Ra2, который создает на затворе напряжение прямого смещения, компенсирующее избыточное обратное смещение.
Основные свойства каскада УРЧ с ОЗ (рис. 5.4) аналогичны свойствам каскада УРЧ с ОБ.
Среди каскодных УРЧ лучшими по своим показателям являются реализованные по схемам типа ОЭ—ОБ, (рис. 5.5) ОИ—ОЗ (рис. 5.6), аналогичные по своим свойствам. В схеме рис. 5.5, б резисторы Rl, R5 образуют делитель напряжения для подачи напряжения смещения на транзистор Т1. Резисторы R2, R3, R4 служат той же цели, что и резисторы R4, R5, R6 в схеме на рис. 5.1, б. Так же, как и в схеме рис. 5.1, б, подключая конденсатор к контактам 4, 5 или 6, можно изменять крутизну S и входное сопротивление схемы. При подключении конденсатора к контакту 4 добавочное сопротивление рассчитывается по формуле (5.1). Резисторы R7 216
и R8 обеспечивают требуемое напряжение на коллекторе и совместно с конденсатором С5 образуют развязывающий фильтр.
Можно использовать и смешанные каскодные схемы типа ОИ—ОБ, ОИ—ОЭ. Это обусловлено тем, что сочетание полевых и биполярных транзисторов обеспечивает высокое усиление по мощности. Действительно, полевые транзисторы дают большое усиление по току, а биполярные — по напряжению (при работе на высокоомную нагрузку).
Схема ОИ—ОБ (рис. 5.7) характеризуется высоким усилением и большим входным сопротивлением. Она наиболее пригодна для узкополосных УРЧ. При этом
лучше использовать параллельное питание транзисторов, так как в этом случае требуется источник питания с меньшим напряжением и упрощается выбор режимов обоих транзисторов.
Схема ОИ—ОЭ (рис. 5.8)
имеет по сравнению с преды- рИс. 5.3. Схема УРЧ с ОИ.
дущей меньшее (на порядок) вы-
ходное сопротивление. Поэтому она больше подходит для широкополосных УРЧ.
В УРЧ, выполненных по интегральной технологии, широко используются дифференциальные схемы. Этому способствует ряд свойств этих схем, перспективных для интегральной схемотехники,
а именно:
— универсальность. Дифференциальная схема на частотах 0— 300 МГц [7] способна выполнять функции усиления, смешения, детектирования, сравнения, ограничения, регулирования, коммутирования. Кроме того, она может иметь как симметричный, так и несимметричный вход и выход;
— способность усиливать разность поступающих на входы схемы напряжений и подавлять одинаковые по обоим входам сигналы. Последнее позволяет обеспечить высокую стабильность каскада при изменении окружающей температуры и питающих напряжений. Отсутствие обычных мер обеспечения термостабилизации избавляет от необходимости использовать конденсаторы большой емкости, неудобные для интегральной технологии;
— малая паразитная обратная связь между выходом и входом. Это свойство позволяет использовать дифференциальные усилители на высоких частотах без нейтрализации паразитных обратных связей.
Дифференциальный усилитель (ДУ) состоит из двух симметричных половин (рис. 5.9). Оба транзистора совместно с резисторами в цепях коллекторов образуют мостовую схему, которая будет сбалансирована при идентичности транзисторов и резисторов. При Противофазной подаче сигналов на входы ДУ Двх д напряжения
Рис. 5.4. Схема УРЧ с 03.
Рис. 5.5. Каскодная схема УРЧ типа ОЭ—ОБ на дискретных элементах с па-^млельным (а) и последовательным (в) питанием транзисторов, а также на
Рис. 5.6. Каскодная схема УРЧ типа ОИ—03.
па входах транзисторов будут равны по амплитуде и противоположны по фазе. В результате ток одного транзистора (например, Т1) возрастет и при строгой одинаковости параметров обеих половин схемы ток другого транзистора уменьшится на ту же величину. Таким образом, на коллекторе Т1 напряжение упадет, а на коллек-
Рис. 5.7. Каскодная схема УРЧ типа ИО—ОБ,
торе Т2 возрастет и на выходе ДУ появится разностное напряжение, пропорциональное коэффициенту усиления любой половины ДУ.
При синфазной подаче сигналов на входы ДУ t/BX с (такой сигнал может быть вызван наводками, нестабильностью питающих
Рис. 5.8. Каскодная схема УРЧ типа ои — ОЭ.
Рис. 5.9. Схема ДУ с симметричным выходом.
напряжений, изменением температуры окружающей среды и т. д.) напряжения на входе каждого транзистора будут равны не только по амплитуде, но и по фазе. В результате изменения токов транзисторов и потенциалов коллекторов будут одинаковыми, мост будет оставаться сбалансированным, а выходное напряжение равным нудЮ.
Таким образом, ДУ усиливает парафазные и подавляет синфазные сигналы. При этом качественные показатели ДУ зависят от того, насколько согласованы характеристики обеих половин схе-
мы. В интегральных ДУ удается достигнуть степени согласования характеристик на порядок выше, чем в ДУ на дискретных элементах.
На практике не всегда удобно иметь симметричный выход. Поэтому используется ДУ с несимметричным выходом (рис. 5.10). В этом случае при подаче синфазных сигналов на выходе появится некоторое напряжение. Однако усиление синфазных сигналов будет значительно меньше, чем парафазных. Объясняется это тем, что при появлении синфазного напряжения одновременно увеличиваются токи обоих транзисторов Т1 и Т2, в результате чего увеличивается напряжение отрицательной обратной связи, снимаемое с ре
Рис. 5.10. Схема ДУ с несимметрич ным выходом.
зистора R1 в эмиттерных цепях транзисторов. При этом снижаются управляющие напряжения Uy, действующие на входных зажимах транзисторов Т1 и Т2 (рис. 5.10), что равносильно уменьшению коэффициента усиления ДУ для синфазных сигналов. При появлении парафазного сигнала отрицательная обратная связь действовать не будет, так как в одном из транзисторов ток будет возрастать, а в другом — на такую же величину убывать. В результате ток через R1 будет оставаться неизменным.
Таким образом, коэффициент усиления ДУ для парафазных сигналов значительно выше коэффициента усиления ДУ для синфазных сигналов. Очевидно, что эта разница тем больше, чем больше сопротивление резистора R1, ограничиваемое величиной напряжения источника питания (например, при сопротивлении 1 МОм и токе 1 мА напряжение источника питания должно быть больше 1 кВ) и площадью подложки ИС.
Для решения проблемы необходимо вместо резистора включить двухполюсник, имеющий высокое сопротивление (порядка 1 МОм) переменному току (для обеспечения сильного подавления синфазных сигналов) при малом сопротивлении постоянному току (для экономии напряжения источника питания) и занимающий малую площадь 220
подложки ИС. Таким двухполюсником может служить промежуток коллектор—эмиттер биполярного транзистора (рис. 5.11). Диод Д в этой схеме используется для термокомпенсации изменений тока эмиттера транзистора ТЗ. Для лучшей компенсации он размещается в непосредственной близости от эмиттерного перехода транзистора ТЗ, а его размеры и форма выбираются такими же, как у эмиттерного перехода ТЗ. Нестабильность тока коллектора транзистора ТЗ обусловлена не только нестабильностью тока эмиттера, но также нестабильностями обратного тока коллектора и коэффициента уси-
ления транзистора по току. Поэтому для улучшения термокомпенсации иногда применяют два диода в цепи базы транзистора ТЗ.
При несимметричном выходе ДУ часто не используют резистор в цепи коллектора Т1 (рис. 5.10 и 5.11). Это не оказывает существенного влияния на работу ДУ, так как при достаточно большом напряжении на коллекторе коллекторный ток практически не зависит от напряжения на нем.
Таким образом, во многих случаях ДУ с несимметричным выходом оказывается удобнее. (Однако надо иметь в виду, что коэффициент усиления ДУ с симметричным выходом вдвое больше.) Применение ДУ в качестве УРЧ иллюстрируется рис. 5.12. Назначение элементов ИС типа 2УС282 такое же, как и в описанной схеме на рис. 5.1. Здесь используются навесные бескорпусные транзисторы типа 2Т307, параметры которых не являются строго идентичными. Если степень идентичности транзисторов Т1 и ТЗ оказывается недостаточной, то для выравнивания их токов на базу одного из них (например, ТЗ) подают дополнительное выравнивающее напряжение смещения.
Подавая на контакт 6 вместо постоянного напряжения напряжение АРУ, можно изменять коэффициент усиления каскада на 15—18 дБ. При такой регулировке напряжение на коллекторе ТЗ 221
остается постоянным и, следовательно, настройка выходного контура не зависит от АРУ. Недостатком этой схемы является сравнительно малая глубина регулировки усиления и зависимость частоты настройки входного контура от напряжения АРУ (при АРУ изменяется входное сопротивление и входная емкость транзистора Т1). В этом отношении лучшими характеристиками обладает схема, изображенная на рис. 5.13, в которой контуры включены так, чтобы образовать каскадную схему ОЭ—ОБ, а для АРУ используют транзисторы, образующие дифференциальную схему. При таком вклю-
Рис. 5.13 Схема каскада УРЧ с использованвем дифференциальной ИС 2 УС282.
чении навесных элементов обеспечивается более глубокая АРУ (50—55 дБ) и независимость частот настроек контуров от напряжения АРУ.
Действительно, если напряжение АРУ закрывает транзистор ТЗ, то транзистор Т1 полностью открыт. Сигнал при этом может проходить на выход только по цепям паразитных связей. Если напряжение Л РУ открывает транзистор ТЗ, увеличивая усиление УРЧ, то транзистор Т1 закрывается.
Таким образом, независимо от величины напряжения АРУ ток через транзистор Т2 остается постоянным. Значит, постоянным остаются его входная емкость, входное сопротивление и, следовательно, частота настройки входного контура. Если вместо напряжения АРУ подавать импульсное напряжение, то каскад будет работать в качестве ключа или стробирующего каскада.
По характеру включения контуров различают УРЧ:
— с автотрансформаторной связью (рис. 5.2, а);
- с двойной автотрансформаторной связью (рис. 5.1,6);
— с трансформаторной связью (рис. 5.3);
— с внутриемкостной связью (рис. 5.12);
— с двойной внутриемкостной связью (с последовательной индуктивностью).
По количеству используемых контуров различают одноконтурные и двухконтурные УРЧ. В перестраиваемых двухконтурных УРЧ связь между контурами обычно выбирается индуктивной (рис. 5.14). В двухконтурных УРЧ с фиксированной настройкой также используется индуктивная связь между контурами либо неполная внешнеемкостная связь (рис. 5.15).
В УРЧ диапазонных приемников умеренно высоких частот чаще всего используются одноконтурные каскады, методы проектирования и расчета которых мы и рассмотрим.
Все рассмотренные схемы — с ОЭ (рис. 5.1); ОИ (рис. 5.3); ОБ (рис. 5.2); ОЗ (рис. 5.4); ОЭ—ОБ (рис. 5.5); ОИ—ОЗ (рис. 5.6) и ДУ (рис. 5.11) — могут быть представлены в виде обобщенной схемы с двойным автотрансформаторным включением резонансной нагрузки к выходу усилительного прибора (УП) и ко входу следующего каскада (рис. 5.16) [1, 2. 4]. Параметры обобщенной эквивалентной схемы имеют следующие значения:
для схем с ОЭ, ОБ, ОИ и ОЗ
§вых = §22э, (5-2)
ОВых = .Сгаэ Ом; (5.3)
для схем ОЭ—ОБ, ОИ—ОЗ и ДУ
§ВЫХ — §123, (5-4)
Овых — С12э + См. (5.5)
Здесь §22э, С22э, §12э, С12э — параметры УП, включенного по схеме с ОЭ (ОИ); См = 3 ... 5 пФ — емкость монтажа.
При автотрансформаторном включении контура (рис. 5.2, а)
т = (L„ + M)/LK, (5.6)
где М — коэффициент взаимоиндукции между частями катушки £к и Lt.
При трансформаторном включении контура (рис. 5.3)
- т — M/LK, (5.7)
где М — коэффициент взаимоиндукции между L„ и Лсв.
При внутриемкостном включении контура (рис. 5.12)
m = C6/(Ce -Q. (5.8)
Устойчивый коэффициент усиления каскадов с ОЭ и ОИ, при коэффициенте устойчивости ky = 0,9 относительно невелик и равняется
Куст« 0,45/| У211/| У12|. (5.9)
Устойчивый коэффициент усиления однотранзисторных каскадов можно увеличить, применяя цепи нейтрализации и коррекции
223
Рис. 5.14. Схема каскада двухконтурного диапазонного УРЧ с индуктивной связью между контурами,
Рис. 5.15. Схема каскада дв^контурного УРЧ с неполной внешнеемкостной связью между контурами.
Рис. 5.16. Эквивалентная схема каскада УРЧ:
gnu — активная входная проводимость каскада с учетом элементов схемы, включенных во входную цепь УП; Cbxi — входная емкость каскада; gex?, Свхг — входные активная проводимость и емкость следующего каскада: Foe — проводимость цепи внутренней обратной связи; git, Lk, С — активная проводимость, индуктивность и емкость контура; Gl — паразитная емкость катушки контура (10—20 пФ для многослойных и 3—5 пФ Д^ однослойных катушек): т.\ и т*— коэффициенты включения контура со стороны У‘1 и со стороны входа следующего каскада; Li, Li — индуктивности катушки между соответствующими отводами и землей.
внутренней обратной связи. Однако эти цепи эффективны лишь в относительно узкой полосе частот. Для увеличения устойчивого усиления можно также использовать каскодные схемы ОЭ—ОБ; ОИ—ОЗ; ОЭ—ОЗ или ОИ—ОБ, которые при &у = 0,9 дают устойчивый коэффициент усиления
Кк0 уот к 0,45 |Уг1 |//|Ги|(|Л2 + ад « 0,45|Уа1 |/У|У121 |У221.
(5 10)
Формулы (5.9) и (5.10) справедливы не только для однокаскадных, но и для многокаскадных УРЧ, если коэффициент усиления отдельных каскадов равен Куст или 7(КСуст.
В силу сказанного в начале проектирования надо подсчитать Куст согласно (5.9). Если он окажется достаточно большим, то можно использовать однотранзисторные каскады, если нет, — перейти к каскодным схемам.
Выбор активных элементов
Если тип транзистора для УРЧ не задан, то для однотранзисторных каскадов надо выбрать транзисторы (микросхемы) с
f/21 max, (5-И)
где fyzx — граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ, при которой У21 падает до 0,7 от своего низкочастотного значения, a f0 max — максимальная частота принимаемых сигналов. При выполнении этого неравенства большинство параметров транзисторов (микросхем) мало зависит от частоты, благодаря чему удается получить хорошее постоянство характеристик УРЧ в диапазоне частот.
При использовании каскодных схем в УРЧ достаточно иметь
/>21 2/о max- (5.12)
Если в паспортных данных на ИС (транзистор) указан коэффициент шума (или он известен проектировщику из данных расчетов или экспериментов), то из отобранных по частотным свойствам типов микросхем (транзисторов) выбирают ту, для которой выполняется неравенство
Na(.<N урч, (5.13)
где Уис — коэффициент шума ИС (транзистора), а Л^урч — максимально допустимый коэффициент шума УРЧ.
Для УРЧ, в которых нужно получить малый уровень шума, транзисторы можно отбирать, используя соотношение
Iy21 >/отахУ20/к(1 + £1 t)/(gu + Сш)/Гб g2i0. (5.14)
8 Зак. 895 225
При таком выборе коэффициент шума каскада на /0 тах возрастает не более чем в 2 раза по сравнению с коэффициентом шума на /У21-
Для обеспечения наилучших конструктивно-эксплуатационных характеристик УРЧ, среди ИС (транзисторов), удовлетворяющих приведенным условиям, следует выбрать тот тип, который имеет наименьшие стоимость, мощность источника питания и температурную нестабильность.
Расчет элементов, обеспечивающих режим УРЧ
Выбираем режим УП, причем если не предъявляются специальные требования (например, снижения потребляемой мощности питания или снижения уровня собственных шумов), то желательно использовать типовой режим, указанный в паспортных или справочных данных. После этого рассчитываем элементы схемы питания, обеспечивающие режим УП.
При схеме питания от одного источника, показанной на рис. 5.1,а, которая обеспечивает термостабилизацию режима по
постоянному току и параметров транзисторов в пределах от — 40° С до + 60° С, расчет ведется в следующей последовательности.
Определяем изменение обратного тока коллектора
А/кБО = /кБо2°’;(Гп1ах-^)) (5.15)
для германиевых транзисторов,
А/кбо=/кбо2<,’2,г^х-7'«’> (5.16)
для кремниевых транзисторов, где /кбо — обратный ток коллектора при температуре То = 293 К.
Находим тепловое смещение напряжения базы
А{Уэв = У (7"тах T'mln)» (5-17)
где у = 1,8 мВ/К.
Рассчитываем необходимую нестабильность коллекторного тока
А/к = /к (7тах - Гю1п)/Т0, (5.18)
Вычисляем сопротивления резисторов
Яэ = [А£/аБ + (10 ... 20) A/kbo/^J/A/k, (5.19)
= [(£п - £/кэ)/7к1 - /?э, (5.20)
где и^э — напряжение на коллекторе в рабочей точке (если получим Нф 0, то нужно увеличить Еи)',
RKi = (10... 20) EnfgnRaIK, (5.21) -1
/?д1 — (10... 20) EJg^ (Еи RaIк).
(5.22)
I I
Подсчитываем, емкости конденсаторов:
Сб = Са 500/<во^э> (5.23)
= 50/<во7?ф. 1 (5.24)
Пример 5.1. Требуется рассчитать элементы питания транзистора ГТ313А, включенного по схеме рис. 5.1, а.
Исходные данные-. Еп = 9 В; t/кэ = 5 В; /к — 5 мА; 7кьо =" ₽ 2 мкА; диапазон рабочих температур (— 40-|-60)0 С; /0 = 60 МГц; gu = 5 • IO-” См.
Расчет
1. Вычисляем по (5.15) А/кбо = 2 • 2°-1<333-293) = 32 мкА.
2. Находим по (5.17) Д(/Эв = 1,8 • 10~3 (333 — 293) = 0,18 В.
3. Определяем по (5.18) А/к = 5 • 10~3 (333 — 233)/293 =• е= 1,65 мА.
4. Рассчитываем по (5.19) Ra '±== [0,18 + 10 • 32 » 10“6/6 х X 10-3]/1,65 • 10-3 = 150 Ом.
5. Находим по (5.20) /?ф = [(9 — 5)/5 • 10-31 — 150 = 650 Ом.
6. Находим по (5.21) /?Д2 = 10 • 9/6 • 10-3 • 150 • 5 • 10-3 =• е= 11,5 кОм.
7. Определяем по (5.22) /?д1 = 10 • 9/6 • 10~3 (9 — 150 • 5х X 10-3) = 1,25 кОм.
8. Рассчитываем по (5.23)'С0 = Са — 500/6,28 • 60 • 10е • 150 => » 5250 пФ.
9. Вычисляем по (5.24) Сф = 50/6,28 • 60» 10е - 650 = 250 пФ.
При исключении из цепей питания каскада, реализованного по схеме на рис. 5.1, а, конденсатора Сб (при параллельной подаче напряжения смещения на базу транзистора) уменьшается число деталей, но растет входная проводимость каскада на величину (1//?д1)4-
При схеме питания от двух источников (рис. 5.1, в), которая обеспечивает термостабилизацию режима и параметров транзистора в пределах температур от — 60 до + 60° С [8], расчет следует вести в следующей последовательности.
Находим изменение обратного тока коллектора согласно (5.15) или (5.16), тепловое смещение напряжения базы А/7ЭБ согласно (5.17) и нестабильность коллекторного тока A/к согласно (5.18).
Вычисляем сопротивление резистора
Ra = Д[/ЭБ/(Д/к - А/кво). (5.25)
Если согласно (5.25) получим Ra < 0, следует увеличить 'А/к или использовать транзистор с меньшим А/кво-
Рассчитываем напряжение источника 1
Em = РэЛ<бо + t/вэ» (5.26)
где иъэ находится по статическим характеристикам в исходном режиме.
8* 227
Определяем сопротивление резистора
/?,„ = |(£п1 + £па - £кэ)//к1 - Ra. (5.27)
При /?ф < 0 увеличиваем Еп1.
Вычисляем Сэ и Сф согласно (5.23) и (5.24).
При каскодной схеме рис. 5.5, а расчет элементов схемы питания аналогичен расчету схемы рис. 5.1, а. При каскодной схеме рис. 5.5, в расчет следует вести в следующей последовательности.
Полагая, что транзисторы Т1 и Т2 одинаковы, вычисляем А/КБо
и А(7эб согласно (5.15) — (5.17).
Находим A/к согласно (5.18) и Ra согласно (5.19). Определяем
/?Ф = l(£D - 2(/Кэ)//J - £э. (5.28)
Рассчитываем
. .₽! = R0RaWEa, (5.29)
/?2 = R0UK3/Eat (5.30)
=(5.31) где Ra - (10 - 20) £й/(2£кэ + /?в/к) ЫкЯп. (5-32) Вычисляем емкости конденсаторов
Сф = 500/(о0/?ф, (5.33)
С3 = С3==С4==500/соо/?э. (5.34)
Пример 5.2. Требуется рассчитать элементы питания каскада УРЧ выполненного по каскодной схеме на транзисторах ГТ313А (рис. 5.5, в).
Исходное данные: Еп = —12 В; Uksi = t/кэг = 5 В; /к = 5 мА; /кбо = 2 мкА; диапазон рабочих температур (—40 ... + 60)° С;
= 6 мСм; = 60 МГц.
Расчет.
1. Вычисляем по (5.15) Д/кво — 2 • 2и. иззз—29Э) — 32 МКД.
. 2. Находим по (5.17) А(Лб = 1,8 • 10~« (333 — 293) = 0,18 В.
3. Рассчитываем по (5.18) Д/к = 5 • 10-8 (333— 233)/293 =• = 1,65 мА.
4. Определяем по (5.19) /?в = [0,18 + 20 • 32 • 10~6/6 X
Х10-3]/1,65 • 10-8 = 170 Ом. <
5. Вычисляем (5.28) /?ф = 1(12 — 2 • 5)/5 • 10~s)—170 = 230Ом. . 6. Находим по (5.32) /?0 = 20 • 122/(2 • 5 + 230 • 5 • 10~ч) 230 X х5 • 10-- • 6 • Ю~8 = 40 кОм.
7. Рассчитываем по (5.29) /?j = 40 • 170 • 5 • 10~8/12 « 3 кОм.
8. Определяем по (5.30) £2 = 40 • 108 • 5/12 « 16 кОм.
9. Вычисляем по (5.31) /?» = 40 — 3 — 16 « 20 кОм.
10. Находим по (5.33) Сф = 500/6,28 • 60 • 10е • 230 = 580 пФ.
11. Определяем по (5.34) С, = 500/6,28 • 60 • 10е- 170 aj 4350 пФ.
• Л
Последовательное питание каскодной схемы согласие рис: 5.5, в уменьшает число деталей, но увеличивает потребное напряжение источника питания.
Если в качестве УП используется ИС, то обычно сопротивление резистора Ra, служащее для термостабилизации, задается. Если это сопротивление не задано, то его нужно определить и в остальном расчет вести, как описано ранее.
При использовании в качестве УП полевых транзисторов с р—n-затвором также необходимо стабилизировать режим по постоянному току, так как полевые транзисторы, подобно биполярным, имеют большой разброс параметров и сильную их зависимость от окружающей температуры.
Чтобы обеспечить малую зависимость параметров транзистора от температуры в любом выбранном режиме, используют термостабилизацию с помощью цепи отрицательной обратной связи по постоянному току истока (рис. 5.3). Для хорошей термостабилизации с помощью этой цепи сопротивление резистора /?„, включаемого в цепь истока, должно быть значительным. Для обеспечения нормального режима в этом случае в цепь затвора подается дополнительное напряжение прямого смещения U, компенсирующее избыточное напряжение обратного смещения, возникающее на резисторе /?я. В этом случае ток стока можно определить по формуле
7снач — (Л: max + SHaq(7)/(l + SHaq/?H), (5.35)
где /‘стах — ток в' режиме насыщения при — 0; SHaq — крутизна транзистора, измеренная при (7зи — 0.
При достаточно больших /?и и U ток стока /с нач стремится к постоянной величине /с пач -*• и не зависит от температуры. При U /cmax/SHaq ток стока будет достаточно стабилизированным и SIiaq можно считать постоянной.
Дифференцируя в этих условиях выражение (5.35), получаем относительную нестабильность тока стока
die „ачЖ max = 67с на, = 1/(1+ SHaq/?a). (5.36)
Отсюда находим
/?и == (1 6/с нач)/5нач^/с нач. >(5.37)
Поэтому, задаваясь относительной нестабильностью тока стока (например, 6/с нач = 0,1), из (5.37) находим необходимое значение^. Затем, используя (5.35), по полученному значению/?и находим значение U, которое обеспечит выбранный режим (ток 1с нач):
= 7?ц7с па ч (7с та х — 1с нач)/5нач. (5.38)
Эго напряжение создается делителем Ral /?Д2 с коэффициентом Деления .
а =(//£,,. .(5.39)
Цепи питания транзисторов с изолированным затвором проектируются подобным образом.' ' !
Порядок расчета одноконтурных каскадов УРЧ
Исходными данными для проектирования и расчета каскада УРЧ, которые получаются при составлении структурной схемы приемника, являются:
— способ настройки контуров и граничные частоты диапазона /omin и /отах (или граничные частоты поддиапазонов в многодиапазонных приемниках);
— эквивалентные затухания d3P и dap п контура каскада, которые обеспечивают требуемое ослабление зеркального канала Se3K на Ампах и допустимое ослабление Senp на краях полосы приемника II ИЗ f ОпПгР
— требуемый коэффициент устойчивости /?у = 0,9;
— допустимый коэффициент шума Мурч;
— коэффициент усиления по номинальной мощности Кр урч;
— собственное затухание контура каскада d;
— напряжение источника питания Fu;
— допустимые изменения показателей каскада при перестройке по диапазону
Сначала выбираем схему каскада с ОЭ или ОИ. Затем выбираем тип транзистора, имеющего /У21 3/отах, что позволяет получить слабую зависимость характеристик каскада от частоты.
Определяем параметры выбранного транзистора согласно указаниям гл. 3. Одновременно находим параметры транзистора следующего каскада УРЧ или смесителя.
Выбираем схему питания рис. 5.1, а или 5.1, в и рассчитываем ее элементы по формулам (5.15) — (5.24) или (5.15) — (5.27).
Выбираем блок конденсаторов настройки согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.
Выбираем индуктивность контура L равной вычисленной для входной цепи.
Выбираем коэффициент подключения контура к транзистору (рис. 5.16) в пределах
«,=0.2... I. (5.40)
При этом нужно учитывать, что при переключении приемника на более коротковолновый поддиапазон скачком уменьшается L. В результате резко уменьшается эквивалентное сопротивление контура и, следовательно, уменьшается коэффициент усиления УРЧ. Чтобы выравнять усиление приемника по диапазону, нужно минимальное значение mt выбирать на низкочастотном поддиапазоне. На остальных поддиапазонах т1 следует выбирать так, чтобы выполнять условие
^omaii+l ^Womaxi' (5.41)
где Ko/Omaxp ^o/onwu+i ~ коэффициенты усиления УРЧ- на максимальных частотах г'-го и (I + 1)-го поддиапазонов.
Полоса пропускания каскада П будет наименьшей при f0 m) а ослабление зеркального канала Se3K будет наименьшим при /отах. Поэтому если при составлении структурной схемы определено требуемое эквивалентное затухание контура d-JV, то выбираем т2 из условия
^23к = 1'/Л{((^эр Ф/2л/0 max L\ и, (5-42)
Если каскад УРЧ должен обеспечить только полосу пропускания не менее П, то т2 можно выбрать из условия
/И. > /И. = 1/ min) dj/2nf0 m;Q L) m'i gBbrx (g
Если каскад УРЧ должен одновременно обеспечить полосу пропускания П и ослабление зеркального канала Se3K, то т2 рекомендуется выбирать из условия
т2п < т2 < т2зк. (5.44)
Если условие (5.44) выполнить не удается, то нужно изменить требования к П и Se3K каскада и повторить расчет согласно (5.42) — (5.44).
Если каскад УРЧ должен обеспечить только наибольшее усиление, то следует использовать режим согласования [5] на средней частоте f0 = 0,5 (/0 max + /о mln)« т- е- Получить на этой частоте
^1аёвых ~ ёк И" m2cgnx2- (5.45)
При этом эквивалентное затухание контура
с?эр = П/f, — 2ш|с^вых/G)(,Cy 2 (gK -|- т2с^<п3Сэ, (5.46) где С9 — эквивалентная емкость контура. Отсюда получаем
^1с= КПлСа/^8ь,х, (5.47)
/^С= /((ПЯо) —2d] nfeC„/gBt.2. (5.48)
Эквивалентная емкость контура определяется выражением Сэ = = 1/о?Л-
Теперь можно подсчитать резонансный коэффициент усиления каскада УРЧ на максимальной частоте поддиапазона по формуле
Ко — | У-21 I maxT/tfjp, а, )у- J, ^^^у/^-49)
ГДе d3p ~ d 4“ (йр ma хЕ (tn lgrBbI х ~Ь М в к >' •
Сравним Ко, полученный из (5.49), с Куст (5.9). Если окажется, что Кй <Z KyCJ, то можно перейти к вычислению емкости подстроечного конденсатора Сп (рис. 5.16) с помощью формулы
Са = Ссх mln min ^i^bux Ш2СВхг Сд,
где Ссх ln = 1/eo* masL —минимальная емкость контура каскада; Ск 1п — минимальная емкость конденсатора настройки; Свых = С22 + См — выходная емкость каскада с ОЭ или ОИ;
231
Свт ~ Си 4- См — входная емкость следующего каскада; См =• = 3 ... 5 пФ — емкость монтажа и Cl — паразитная емкость катушки, равная 3 ... 5 пФ для простой и 10 ... 20 пФ для многослойной намотки.
Если получим Сп < 0, следует изменить тг или тг. Если окажется, что Луст < Ко< (2 ... 3) ЛуСТ, то, уменьшая тх или т2, можно снизить Ко До величины
= ^уст^эр/ I ^21 I ®о тахЕ. (5.50)
После этого нужно проверить соответствие тх и т2 условиям (5.44) и (5.45).
а . i
Рис. 5 17. Эквивалентные схемы входной цепи каскадов УРЧ с ОЭ (а) и ОИ (б).
Далее необходимо найти эквивалентное затухание каскада ^ар mln ЧаСТОТе /о mln'
<Ер mln = 2л/0 mln Е (и^вых 4“ /И^вхг)- (5.51)
При d3p mln < d3p п рекомендуется уменьшить с/эр п, увеличивая число контуров преселектора или Senp (уменьшая Sents).
После этого следует рассчитать ослабление SeMK сигналов мешающих каналов по формуле
S^K=/1+^K, (5.52)
где |мк = 1(/мк//0) (ШЧр — обобщенная расстройка для мешающего канал t; /мк — частота мешающего канала;/и — частота настройки контура каскада, ближайшая к /мК; dap — эквивалентное затухание каскада на частоте [0
Затем определяем коэффициент шума каскада N., пользуясь эквивалентной схемой входной цепи каскада резонансного усилителя с ОЭ (рис. 5.17, а).
При настройке входного контура на частоту сигнала /0
Лй 1 + (gn/gj + Го (gc + g^/gc + Gm 11 + гб <gc + ёк)Р/£е +
-t-rcbli/gi +/?ш(£с + go + gnT/gc, (5.53)
где
Gm « 20/K (1 - a0)/a0 (5.54)
— эквивалентная шумовая проводимость транзистора;
Rm « 20/к/|У21|2 (5.55)
— эквивалентное шумовое сопротивление транзистора; rfr, gn, Ьп, «о» 1^211, /к — параметры и ток коллектора транзистора; g' — == gctnl^/ml^ и gi = gdm№ — пересчитанные ко входу транзистора активные проводимости источника сигнала и входного контура.
Выражение (5.53) получено в предположении, что <5ц/б « 1. Если источником сигнала является настроенная антенна (в 1-м каскаде приемника), то входную цепь следует согласовать с ней для обеспечения режима бегущей волны в фидере.
При оптимальном согласовании, подбирая т1вт и /п2вх, можно снизить коэффициент шума до величины [6]
ш 1П = 2(1 — 2^11 + 2<?п/б (1 — гб §ц)1 +
+ 8 + /?ш)2 (gn + g' 0П1), (5.56а)
где
&< опт = §11 X
X ]/ рб4- (-----гб) + <б I —— )-----I I 4(г& Аш> —
V L \ би / \ gn / ёи J /
—1>0. (5.566)
Для этого надо брать
оп г — Vёк'Вк ОПТ и М} ВХ опт V(gn +g 11 от )/§с-
Если условие (5.56,6) не выполняется, то оптимальное согласование невозможно. При этом выбираем т2ЕХ с — .1 и /n18ic = = И§ц/§с, если §с §и (что обычно имеет, место). Если ge<Z gn> то выбираем т, вх с — 1, а согласование обеспечиваем, выбирая т2вх с = У§с/§и- При таком согласовании получаем
Л?с - 1 + (re + 4/?,п) §п 4- lGm (I + 'б§ц)® + , 1/§п, (5,57)
Наименьший коэффициент шума можно реализовать в режиме оптимального рассогласования При этом
7Vpc =1 + 2 |г6С^1 + Rmgii + (?б + 7?ш) §с опт1, ‘ (5.58)
где . , ..
- go опт — V(Gd, + Гб bl 1 + §11 )/(Гб + Am).
Для обеспечения такого режима надо выбирать m2BX рс = 1 и
^1вх ре ~ 1///"§с °пт/§с, еСЛИ §с §с опт ИЛИ рс 1,
^2вх pc ~ gdg~ опт» еСЛИ <g, gc опт.
При выборе т2 и тг 2-го и последующего каскадов можно подсчитывать N по формуле (5.53).
Коэффициент усиления по номинальной мощности каскада с ОЭ, необходимый для подсчета N многокаскадных УРЧ, определим по формуле
Кр = | У21 |а^£11822 U —2d/dap) (5.59)
в режиме согласования на выходе каскада.
Для входной цепи каскада резонансного усилителя с ОИ (рис. 5.17, б) при настройке входного контура на частоту сигнала fe 16]
N = I + (g* + g3aVg‘a + /?ш (g'c + & + gnflg'c, (5.60) гДе gM = 0,12 (couC3H)7g21. _____________
В режиме согласования при m1BXC = V(gH+gn)/gc и /и2вхс = — 1 получаем коэффициент шума
Nc = I + (gK + gsuVlgn + £п) + 4/?ш (g„ + £п). (5.61)
В режиме оптимального рассогласования коэффициент шума Достигает минимального знашния
2VPC = 1 + 2/?шЯеопт, (5.62)
где .____________________
£с опт = (£к + £11)]^ 1 + (£к + ёзи)/^Ш (£к + £и)2-
Для обеспечения такого режима надо выбрать /и2вх ре = 1 и иг1вх рс = К£сопт/£с- Если окажется, что Ко > (2 ... 3) Ку01, то нужно перейти к каскодной схеме ОЭ—ОБ или ОИ—ОЗ, выбрав транзисторы согласно (5.12). Затем находим параметры транзисторов, пользуясь рекомендациями, изложенными в гл. 3.
Если выбирается схема цепей питания, аналогичная показанной на рис. 5.5, а, то перерасчета элементов цепей питания не требуется; если же выбирается схема, аналогичная показанной на рис. 5.5, в, то нужно произвести перерасчет согласно (5.25) — (5.34).
Выбор блока конденсаторов и катушки индуктивности L ведется так же, как описано ранее, а расчет Wj и т2 выполняем согласно (5.44) — (5.50).
Резонансный коэффициент усиления каскодной схемы
Кокс ~ К01К02 = | УД 111 E2i 12Ш1Ш2(оо та xL/d9Bg'BX2, (5.63а)
где Д'Qi и К 02 — коэффициенты усиления 1-го и 2-го каскада; ёвхг — входная проводимость 2-го каскада. В схемах с двумя одинаковыми транзисторами (gBX2 х | У211)
Кокс ~ | УД тах^'/^эр- (5 63б)
Затем сравниваем /<окс, полученный из (5.63а) или (5.636), сКкс Уст> подсчитанным согласно (5.10). При Ко т>Кк0 уст рекомендуется снизить Кокс ДО-Ккс уст, уменьшая т2, или лучше /Ир При этом нужно проверить соответствие коэффициента подключения т.2О условию (5.44).
Емкость подстроечного конденсатора равна
СШ1п Ccx'jniu'— Ск /HjCBbIX пр2Свх CL, (5.64)
где СВЫх = С12 + См — выходная емкость каскада с ОЭ—ОБ или ОИ—ОЗ.
Вычисляем d3p min на f0 т1„ и сравниваем его с d3p п-
Рассчитываем коэффициент шума каскодной схемы в режиме согласования на входе 1-.го транзистора
Nt = {1 + (re + 4/?ш) gu +
+ Ют (1 + + rc&LVgn) +
+ I4gu (0ш + + Rm | Уп |2)]/1 У2118. (5.65)
При отсутствии этого согласования коэффициент шума подсчитывается по формуле
ЛГ2 = Nt + (W2- !)//</>!, (5.66)
где Ni и N2 — коэффициенты шума соответственно 1-го и 2-го каскадов; Kpi — коэффициент усиления по номинальной мощности l-ro транзистора (5.59).
Коэффициентом шума каскадов, следующих за 1-м, можно пренебречь.
Пример 5.3. Требуется рассчитать каскад УРЧ радиовещательного приемника 1 класса (средневолнового поддиапазона), работающий на транзисторный смеситель.
Исходные данные: диапазон принимаемых частот от /0 га!п = — 500 кГц до /отах = 1680 кГц; эквивалентное'затухание контура каскада d3p = 0,11; d3p п = 0,03; собственное затухание контура d = 0,01; требования к уровню шума не заданы.
Расчет
1. Выбираем для УРЧ и смесителя транзистор ГТ308А, который имеет /у21 > 3fo mat- Поэтому параметры транзистора можно считать не зависящими от частоты в рассматриваемом поддиапазоне.
По графикам рис. 3.6 определяем == 1,5 мСм; Сп = 90 пФ, g22 = 0,3 мСм; С22 = 20 пФ; | У211 = 80 мСм; | У12| = 0,1 мСм; /к — 3 мА; а0 = 0,98; г6 = 50 Ом. В смесительном режиме^и = = 1,2 мСм.
2. Выбираем схему питания, аналогичную показанной на рис. 5.1, а, и рассчитываем ее элементы по формулам (5.17) — (5.26).
3. Согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1, выбираем трехсекционный блок конденсаторов настройки с параметрами Ск min=
12 пФ и Ск тах = 495 пФ.
4. Берем индуктивность контура L = 190 мкГ, равную вычисленной для входной це ш.
5. Выбираем коэффициент подключения тг = 0,2.
6. Вычисляем коэффициент подключения по (5.42)
т23К —
= У{Ц0,11 —0,01)/6,28-1,68- 10е-190-10’6]-0,22-0,3- 1(Г3}/1,2- Ю'»"^ = 0,17.
7. Рассчитываем на /0 max (5.49) 7(0 = 80 • 10~8 • 6,28 > 1,68х Х10« • 190 • 10-6 • 0,2 • 0,17/0,11 да 47. _________________
8. Определяем по (5.9) Куст да 0,451/80 • 10—V0.I • 10~8 « да 13.
9. Так как Ко > /уст- переходим к каскодной схеме ОЭ—ОБ на тех же транзисторах ГТ-308А.
10. Выбираем схему цепей питания, аналогичную показанной, на рис. 5.5, в и пересчитываем ее элементы согласно (5.25) — (5.34). /
11. Определяем параметры составного транзистора У22КС’ =" = У12 = 0,1 мСм; С12 = 0,2 • 20 = 4 пФ. 1
12. Берем блок конденсаторов, индуктивность контура и ко* эффициент подключения т1 согласно схеме с ОЭ.
13. Вычисляем по (5.4') =
= У{[(0,11 -0,01 )/6,28-1,68- 10е-190-0,22-0,1 • 10~8}/1,2-10~3« ’ \ да 0,22.
14. По формуле (5.63а) находим коэффициент усиления каскодной схемы Кат} — 80 • 10~3 • 0,2 • 0,22 • 6,28 • 1,68 • 10е • 190х Х10-6/0,11 да 60.
15. Пользуясь (5.10), определяем К1(С ует ~ 0,45 • 80 • 10~3/х хУ0,1 • 10-3 • 0,36 • 10~3 = 180.
16. Поскольку Кис уст > Кокс» оставляем каскодную схему: С подсчитанными параметрами. ' •
17. Вычисляем по (5.64) Сп = 53 — 12 — 0*2а • 9 — 0,222- 90 — ;
— 3 да 3 пФ. - • : у
18. Находим коэффициент шума каскодной схемы при согласова- нии на входе, пользуясь соотношениями (5.54), (5.55) и (5.65): бш =? = 20 • 3 • 10~3 (1 — 0,98)/0,98 да 1,23 • Ю-’ См; = 20 *..ЗХ X Ю~3/802 • 10-« = 9,4 Ом,
/V2 = {1 + (50 + 4 • 9,4) • 1,5 • 10+ +.11,23 • 10~3 (1 + 50 X
X 1,5х 10-3)2 + 50 (6,28 10е • 1680 * 90 • 10-12)2|/1,5 • 10~3} + « + [4 • 1,5 • 10-3(1,23 10~8 + 50 • 6,28 • 1680 • 10е • 90 • 10~12 -Н + 9,4 • 1,52 • 10~6)/802 • 10-вда2,112
на /о = 1680 кГц. На /0 — 500 кГц получим меньший коэффициенту шума Nv. (
19. ’ По формул^ (5.51) определяем +р т1п = 0,01 + 6,28 • 500Х ' Х10* • 190 • Ю-« (0,22 • 0,3 • 10-3 + 0,22* -1,2 • 10~8) = 0,04, так.; как dap min > dap ц, то оставляем .выбранный преселектор.
236
,8.2. УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА
Транзисторы, применяемые в УРЧ приемников дециметровых волн, должны иметь хорошие усилительные свойства, небольшой коэффициент шума и малую емкость обратной связи между выходной и входной цепями. Граничные частоты транзисторов должны
превышать максимальные частоты усиливаемых сигналов, т. е. выбраны согласно (5.13) и (5.14).
Транзисторы в таких УРЧ обычно включают по схеме с ОБ. Это объясняется тем, что в схеме с ОЭ с ростом частоты быстро падает коэффициент устойчивого уси-
Рис. 5.18. Схема УРЧ с резонансным контуром в коллекторной цепи.
ления каскада. В схеме с ОБ коэффициент устойчивого усиления каскада падает медленнее и на дециметровых волнах оказывается большим, чем в каскаде с ОЭ. Кроме того, в схеме с ОБ данный транзистор можно использовать на более высоких частотах, чем в схеме с ОЭ, так как граничная частота усиления по току в схеме с ОБ выше, чем в схеме с ОЭ.
В то же время нужно учй-
тывать, что уровень шумов ка-
скада с ОБ больше, а коэффициент усиления по мощности меньше, чем каскада с ОЭ. Однако с ростом частоты коэффициент шума каскада с ОЭ растет быстрее, чем каскада с ОБ.
Нагрузкой усилительного каскада может быть одиночный контур (рис. 5.18) или пара связанных контуров (рис. 5.19). Функцию индуктивности выполняет отрезок коаксиальной, полосковой или микрополосковой линии с распределенными постоянными. Отрезок линии берется короткозамкнутый четвертьволновый (рис. 5.18, 5.19, б) или разомкнутый полуволновый (рис. 5.19, а).
Настройка контуров производится с помощью конденсатора переменной емкости, функцию которого может выполнять полупроводниковый диод (варикап). Связь между контурами осуществляется с помощью петли связи £св1 или отверстия связи 1 в перегородке между камерами, в которых расположены контуры (рис. 5.19).
Рассмотрим эквивалентную схему усилительного каскада с одиночным контуром в коллекторной цепи (рис. 5.20). Суммарная емкость контура С0 = т|С2.2б -Г Ск + т2Свх.
Характеристическое сопротивление контура равно
р = 1/®0С0 = 1/о>0 (т’Сггб ~Г У ш’Свх)- (5.67)
Условие настройки контура на частоту /0 для короткозамкнутого отрезка четвертьволновой линии с волновым сопротивлением W
р = IV tg (2л Уе //Хо),
что эквивалентно индуктивности контура
L = ~ tg /.
шо ^0
(5.68)
Эквивалентное затухание контура равно
Рис. 5.19. Схема УРЧ с парой связанных контуров на отрезках полуволновых (а) и четвертьволновых (б) линий.
где ^226 = т?ЫР1 dgBX = ^2£bxP; d — собственное затухание контура (рассчитывается по формулам гл. 3).
Полоса пропускания контура на уровне отсчета 3 дБ
П = 4/0.
(5.70)
Эквивалентная проводимость контура на резонансной частоте
Gg = dg/p = + dip + m22gBX. (5.71)
Рис. 5.20. Эквивалентная схема одноконтурного УРЧ.
Рис. 5.21. Эквивалентная схема входной цепи и одноконтурного УРЧ.
Коэффициент усиления каскада по напряжению
Ко ITlytn^ | К21б | /бэ.
(5.72)
Коэффициент устойчивого усиления определяется из следующих соображений. Работу усилителя с ОБ можно считать устойчивой, если изменение суммарной проводимости входного контура в пре
делах полосы пропускания усилителя не превосходит допустимой величины. Из двух контуров — входного и выходного (рис. 5.21) — последний, как правило имеет более узкую полосу пропускания. Поэтому изменение проводимости входного контура рассматривается в полосе пропускания выходного
Рис. 5.22. Эквивалентная схема УРЧ с парой связанных контуров в коллекторной цепи.
контура. В математической форме ‘эти условия записываются' следующим образом. • "
Суммарная проводимость входного контура при нйстройке кон-
туров в резонанс равна
1) «2d)
j 1 goi mid.
+ ёпб
Re (У]2б ^21б)
Здесь первое слагаемое представляет собой проводимость источника сигнала, пересчитанную к входным зажимам транзистора; второе — проводимость входного контура, пересчитанную к входным зажимам транзистора; третье — проводимость транзистора, обусловленную обратной связью по току в режиме короткого замыкания; четвертое — проводимость, обусловленную обратной связью 239
за счет Г12б; ^„ — проводимость нагрузки, пересчитанную к выходным зажимам транзистора, равная для схемы рис. 5.21
ga — £'226 + gozlm\W^ ёвьт2(2)1т1(2)> (5.73)
для схемы рис. 5.22
ё'в = <?22б + (<?01 + G32PW?.
Суммарная проводимость входного контура при расстройке, равной полосе пропускания выходного контура на уровне 3 дБ, равна
Gt = g^ui^ 4- g01/ml{t) + g116 — — [Re (V\26^21 б) + (^12б^/21б)1'/2^а.
Суммарная проводимость входного контура, очевидно, изм< няется на величину
Д Д!_. Re 12б ^21б) 1|Т| 126 21 б)
2g;,
Работу усилителя можно считать устойчивой, если GtIG^ или AG «С (1 — ky) Gj„. Преобразуя последнее выражение, получаем формулу для коэффициента устойчивого усиления схемы (при расчетах можно принимать /гу — 0,8 ... 0,9):
КуС[ < 2 (1 - kJ х
т1<и , gni , R₽ O'tzo ^лб)
?и —'— 4- —;—4-е 11 б-----------------
х К210 -------------. (5.74)
т1'2, Re <^|2б 21б)~ 1'П 126 21б)
Ослабление зеркального канала, даваемое каскадом,
Se3B = GB/| <о.1К C0-(W) ctg (2лКв/Дз1()|. (5.75)
Для каскада УРЧ с парой связанных контуров в коллекторной цепи (рис. 5.22) характеристические сопротивления контуров равны
Pi — 17®о (С22б^1 4* СК!); р2 = 1 /<оо (Свхл12 И- С„2).
При настройке контуров в резонанс на частоту f0
Pi = W tg (2л/е'G/Ч); p2 = W tg (2л/ё /2/Ч)>
откуда следует
/i = -Ч- arctg ( — ; If — —~у- arctg f.
2лТ/в \w r 2л Ve )
Эквивалентное затухание контуров
^Э1 = ^01 *Ь ^1/?22бР1» . ^»2 ~ ^02 "Ь
(5.76)
(5.77)
(5.78)
Полоса пропускания каскада на уровне отсчета 3 дБ
П = daldm V(0г-Р^Р) + /(р2-0^р)2-Н (1 + , (5.79)
где 0 — параметр связи и 0кр = j/0,5 (d91/d3i + d3i!dB1).
Эквивалентные проводимости контуров
6Э1 = dg^/py = тj^226 goi, ^в2 ~ dgjРи~+ gw (5.80) Коэффициент усиления каскада равен
Ко = тг | К21б | /(1 4- 02)/G^. (5.81)
Коэффициент устойчивого усиления с некоторым запасом рассчитывается по формуле (5.74).
Ослабление зеркального канала
______________________=______________
«/14-{[(4fn/fo/ra)a~(02-0Kp)P-(P8-₽,=!p)2}/(l + 0T (5.82)
Коэффициент шума каскада с ОБ
(V == ] д. g'ni [ гб(£н + ^о1.)а гб6 Кб д ^11 ^>и и
0|Л [1 + гб (§'4-^0|)]2-г/?ш [(§^ + ^01+^Пб + 821б)2-|-&21б1 • /с QQJ
Ч------------------------:, (5.83)
где gi, = g„miW™W, £61 = g01M<i); Rm и Gm определяются из соотношений (5.55) и (5.54).
Коэффициент шума достигает минимального значения при оптимальной величине проводимости источника сигнала
f Gid + 1(<?11б + <?21б)2 + 16]4-Гб Ь11б
g„ ОПТ = |/ (5 84)
Требуемое значение gB опт можно получить с помощью коэффициентов трансформации глщ, либо тгц,, которые будут соответственно равны
mI(I) опт — ^2( опт/ 1>и> И12(1 > опт — dl\(\gutgя опт*
При этом значение коэффициента шума рассчитывается по формуле /УбО11п =1+2 кб^ш + Rm (gild + g+.б) +
+ (гб + Rm) £иопт1- (5.85)
Коэффициент передачи усиления по номинальной мощности каскада с ОБ, в общем случае равен
Кгном ----”»?> m|^,ga|r«6|* , (5.86)
Й226 &и+йо1+та<1) gllo)2
а в режиме согласования на входе
ном с = —1 ~~|2 • . (5.87)
4gn6 g226
Пример 5.4. Требуется рассчитать УРЧ, выполненный на транзисторе ГТ341А по схеме с ОБ (рис. 5.19,6).
Исходные данные', частота настройки усилителя /0 = 400 МГц; полоса пропускания П = 11 МГц; частота настройки УПЧ /п= = 25 МГц; режим работы транзистора /э = 3 МА. Uks> — 5 В.
Параметры транзистора в схеме с общей базой для заданных режима и частоты настройки: У11б=(5,56 — j30,7) мСм; |У12б| = =0,36 • IO-3 См; У13б = (0,12 — j0,34) мСм; | У21б| = 18 • 10~3 См; У21б = (7 + ]16,6) мСм; Re (У12бУяб) = 4,58 • 10"" См2; У22б = — (0,84 + j4,2) мСм; Im (У12бГяб) ——4,38 • 10~6 См2. Входная проводимость следующего каскада^, (преобразователя частоты) Увхпч = (3,9 — 130) мСм. Шумовые параметры транзистора гп = = 30 Ом, Иш = 158 Ом, бш = 3,6 • 1Сг3 См.
Контуры усилителя выполнены на четвертьволновых отрезках несимметричной полосковой линии с твердым заполнением. Волновое сопротивление линии W — 100 Ом. Собственное затухание ее d = 0,0017. Резонансная проводимость ненагруженного -контура go = 25 • 10~в См. Относительная диэлектрическая проницаемость е = 4,2.
Параметры контура входной цепи усилителя: длина линии I = = 38,8 мм; линия эквивалентна индуктивности L = 30 нГ; коэффициенты трансформации mI(I) = 0,153, т2(П = 0,19 Проводимость источника сигнала g„ = 13,3 • Ют3 См. Параметр связи fl принимаем равным 1,1 4
Расчет
1. Принимаем эквивалентную емкость контуров С01 = С02 = = Со = 5 пФ.
2. Характеристическое сопротивление контуров
Р1 = р2 = р = — = 1/2-3,14-400-10"-5-10-12 = 80 Ом.
«о С
3. Длину отрезков линии рассчитываем из условия настройки контуров на частоту /0 = 400 МГц (5.77):
\ = /а = / =---°’-Л—~ arctg----------5------------ 38,8 мм.
6,281/4,2 6,28-400-106-1025-10-12
4,. Эквивалентные затухания контуров определяем из^условия получения заданной полосы (5.79). Принимаем дъ1 = — d3-
При этом ркр = 1 и
d3== ll/400K(l,I2-- О +K(1,12—l)24-(l-hl,l2)2 =0,018.
5. Эквивалентная проводимость контура (5.80) Gtl = GBi
*= Ge = d9/p = 0,018/80 = 0,225 • 10~3 См.
6. Коэффициенты включения контуров (5.80):
/ 0^5-10^-25-10-» =04g5
V 0,86-Ю-3
1 / 0,225-Ю-3— 25-10-’ п оод
т2 = I/ --------------------=0,226.
2 V 3,9-10—3
7. Коэффициенты усиления УРЧ (5.81)
s 1,1 0,485-0,226-18-10-» . .
л о =----:-----------;-----------= 4,4.
° 1-Н,13 0,225-10-3
8. Коэффициент устойчивого усиления (5.74) при k7 — 0,8 и g'B = 0,86 • I0-8 + (25 • 10-6 + 0,225 • 10"3 • 1,Р)/0,485/= 2,11 X Х10-3 См:
Куст = 2(1-0,8)-^| 18.10-»Х
„ .a J 0,153 V 25-I0-»’ 4,58-10-»
13,3-10-® ( — - 4.--------- 4-5,56.10~3 —— -------
\ 0,19 ) 0,19* ’ 2,11-10-»
4,58-10~6 + 4,38-10~6
= 0,4 • 8,35 8>5+0,745+5,56-2,16 = 4>7.
8,96
т. е. Куст Ко-
9. Для реализации коэффициентов включения контуров тг и тг определяем расстояние от замкнутого конца линии до точек подключения транзисторов (3.54):
, 0,75 . (п ,о_ . 6,28/4~2-38,8-10-3 \ ,0 0
1т,—---------arcsin 0.485 sin-------------------- I = 13,3 мм.
6.28УГ2 I О-75 J
lm2 = 6,2мм. i
10. Избирательность УРЧ по зеркальному каналу (5.82)
Sew = j/1+{[(4,25/400-0,018)2—( 1, I2—1)р—(1,Г2—1)2}/(1 +1,Г2)2 = = 80,
или S?3K — 38 дБ.
11. Коэффициент шума усилителя (5.83) при g» — 13,3 (0,8)2 = = 8,5 • 10-3 См; g^ = = 0,7 • 10-3 См:
. 0,7 , 30(0.74-8,5)3.10-3 , 30 (30,7)2-10“3 ,
-1 + — +-------------—----------+------—------+
, 3,6(1+30 <8,54-0,7)-10-3}2 , 158[(8,5+0,7+5,56+7р+(16,6)2] 10-3'
= 12,452.
12. Коэффициент усиления по номинальной мощности в режиме согласования (5.87)
_ (18-Ю-3)~ _ ]7
Лг-номс 4.5,56-10“3-0,86-10-**
5.3. МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ
Наиболее важными электрическими параметрами малошумящего усилителя (МШУ) СВЧ являются коэффициент шума Мму или шу-"мовая температура ТшУ, коэффициент усиления мощности Хрму и относительная полоса пропускания Пму//ор, где /ср — средняя частота полосы пропускания Пму. Другими характеристиками, которые учитывают при определении возможности и целесообразности использования МШУ, являются: мощность насыщения по входу Рнас, ПРИ которой амплитудная характеристика МШУ становится нелинейной; стабильность параметров при воздействии различных дестабилизирующих факторов (например, изменение температуры окружающей среды /онр), масса и габаритные размеры МШУ, включая источник его питания.
Из известных в настоящее время МШУ СВЧ наиболее широкое применение, особенно в СВЧ ИС, получают полупроводниковые параметрические усилители.,(ППУ) и усилители на транзисторах (УТР). Распространенными МШУ СВЧ являются также усилители на туннельном диоде (УТД) и на лампе бегущей волны (ЛБВ). Самыми малошумящими усилителями СВЧ являются мазеры — квантовые парамагнитные усилители. Их рабочая температура обычно равна температуре жидкого гелия ( ~4К), поэтому в состав мазера входит криогенная система охлаждения, имеющая большие габаритные размеры и массу, или криостат, периодически заливаемый жидким гелием. В связи с этим мазеры имеют единичные применения в уникальных радиоприемных системах: в наземных пунктах космической радиосвязи и крупных радиотелескопах.
ППУ является самым малошумящим усилителем среди всех известных неохлаждаемых МШУ. Его шумовая температура лежит в пределах от десятков (дециметровые волны) до нескольких сот (сантиметровые волны) градусов Кельвина. При глубоком охлаждении уровень шумов ППУ существенно уменьшается и может быть сделай почти столь же низким, как и в мазерах. Полоса пропускания ППУ Пяу//ср обычно составляет единицы процентов, но с помощью специальных мер может быть расширена до 10—15%. Мощность насыщения Рнас = 1 ... 10 мкВт. Благодаря значительному эффекту снижения общего коэффициента шума приемника ППУ применяют на всех волнах диапазона СВЧ Вместе с тем следует; учитывать, что большинство разновидностей ППУ является регенеративными усилителями, требующими специальных мер для обеспечения стабильности параметров в различных условиях работы. Кроме того, ППУ нуждается во вспомогательном генераторе СВЧ — генераторе накачки.
, УТР является миниатюрным широкополосным нерегенеративным усилителем, питаемым только от источников постоянного тока, чем выгодно отличается от ППУ. По шумовым параметрам, а также по возможности его реализации для работы в коротковолновой части диапазона СВЧ УТР значительно уступает ППУ. Коэффициент шума УТР на частотах 2—3 ГГц равен 4—6 дБ и возрастает с увеличением частоты. Поэтому в настоящее время УТР применяют в основном на волнах % > 10 см, где они успешно вытесняют УТД и ЛБВ. Вопросы расчета и проектирования УТР рассмотрены в предыдущих разделах, а также в [14].
УТД представляет собой миниатюрный регенеративный усилитель с отрицательным сопротивлением, питаемый от низковольтного источника постоянного тока. Параметры усилительных туннельных диодов позволяют создавать малошумящие УТД в диапазонах волн Х>2 см с коэффициентом шума Мутд = 4...7 дБ и относительной полосой пропускания Путд//Со от единиц до 10—20%. Из перечисленных типов МШУ УТД обладает наименьшей мощностью насыщения (порядка 0,1 мкВт) и наименьшей устойчивостью к перегрузкам СВЧ мощностью. По коэффициенту шума на волнах Х>10см УТД не превосходит УТР и уступает ему по другим показателям.
На волнах X < 10 см коэффициент шума УТД на 1—2 дБ меньше коэффициента шума малошумящих смесителей, однако лучшие из последних имеют одинаковый с УТД коэффициент шума. По некоторым другим показателям УТД тоже уступает смесителю. Поэтому по мере продвижения УТР в более коротковолновые диапазоны СВЧ и все более широкого использования современных малошумящих смесителей на диодах с барьером Шоттки применение УТД становится более ограниченным. Их используют главным образом на сантиметровых волнах (где еще нет малошумящих УТР) в тех случаях, когда необходимо малошумящее усиление СВЧ сигналов в широкой полосе частот без преобразования последних в следующем за УТД каскаде, например в приемниках прямого усиления, во входных, каскадах модулей фазированной антенной решетки с обработкой принимаемого сигнала на СВЧ. Вопросы расчета и проектирования УТД рассматриваются в [14, 17, 19].
В отличие от рассмотренных твердотельных МШУ, ЛБВ является электровакуумным усилителем, использующим для фокусировки электронного луча магнитное поле (как правило, постоянного магнита) и питающие напряжения от нескольких сот вольт (сантиметровые волны) до 2000 — 3000 В ('миллиметровые волны). Масса такого МШУ с источником питания (от 4 — 8 до 10—15 кг) и его габаритные размеры существенно больше, чем у полупроводниковых МШУ. Коэффициент шума ЛБВ сантиметровых волн равен 5— 10 дБ и незначительно меньше, чем у малошумящих смесителей. Отличительная особенность ЛБВ — широкая полоса пропускания (20—60%), высокая стабильность параметров (за исключением фазовой стабильности) вследствие нерегенеративного характера усиления и высокая устойчивость к перегрузкам СВЧ мощностью. Для
создания миниатюрных СВЧ радиоприемников ЛБВ обычно не ис»1 пользуют. Свойства и параметры малошумящих ЛБВ описаны в [17].
5.4. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДАХ
В настоящее время из всех разновидностей параметрических усилителей и преобразователей в диапазоне СВЧ в силу ряда достоинств применяют в основном так называемые двухчастотные регенеративные ППУ. В этих ППУ наряду с частотой накачки /нак, возбуждаемой вспомогательным генератором накачки, используют две рабочие частоты: сигнальную /с и холостую /х =/Нак— возникающую в процессе усиления. Последняя получила свое название из-за того, что колебания этой частоты существуют только в
Рис. 5.23. Схема включения регенеративного ППУ, работающего на отражение, в тракт сигнала с помощью циркулятора.
так называемом холостом колебательном контуре усилителя и отсутствуют во входном и выходном сигналах ППУ.
Активным элементом ППУ, с помощью которого осуществляется усиление сигнала, является нелинейная емкость перехода Спер (ц) полупроводникового диода, которая зависит от приложенного напряжениям. В двухчастотном ППУ передача энергии накачки сигналу с помощью емкости Cutp (и) происходит в форме внесения ею отрицательного сопротивления в контур сигнала, что и обусловливает регенеративный характер процесса усиления.
ППУ работает на отражение с общим входом и выходом и использует поэтому ферритовый циркулятор (см. § 4.4) для разделения входного и выходного сигналов (рис. 5.23). Входной сигнал Рс вХ, подводимый через циркулятор к ППУ в виде падающей волны напряжения, возбуждает отраженную волну сигнала Рс ВЫх, мощность которой в результате усиления превышает мощность падающей в Кр „у = Рс вых/Рс вх раз.
В зависимости от соотношения частот /х и /с различают два вида двухчастотных ППУ: двухконтурный (ДПУ) и одноконтурный (ОПУ). В ДПУ частоты /х и /с значительно отличаются,, так что для их выделения в нем имеются отдельные контуры, причем холостой контур не имеет связи с входом — выходом усилителя. ОПУ является частным случаем ДПУ, у которого /х « /с, т. е. /нак « « 2/с- Поэтому в ОПУ для обеих частот/х и /с, поскольку они близки, имеется один общий контур, и, следовательно, в выходном сигнале ОПУ содержатся колебания как частоты /с, так и /х. Другими словами, спектр выходного сигнала ОПУ существенно отличается 246
от входного и представляет собой два спектра, расположенных зеркально-симметрично относительно частоты ftiaK!2 (19, 20}.
Из-за указанных особенностей ОПУ применяют главным образом в радиометрических приемниках шумового сигнала в так называемом двухполосном (или радиометрическом) режиме приема, когда шумовой сигнал поступает на вход усилителя в двух частотных полосах, расположенных в окрестности частот /с0 и /хо- При этом следует учитывать, что из-за искажения спектра входного сигнала чувствительность радиометра с ОПУ ухудшается в V2 раз по сравнению со случаем использования линейного усилителя, имеющего такие же коэффициенты шума и полосу пропускания, но не искажающим спектр [20].
Параметрические диоды
Полупроводниковый параметрический диод работает в ППУ в большинстве случаев при отрицательном смещении (1/0). Параметрические диоды, как и другие типы диодов, бывают корпусными и бескорпусными. В первых полупроводниковая структура помещена в герметичный (обычно керамический) корпус, имеющий метал-
Рис. 5.24. Пример конструкции бескор-пусного диода и его соединения с микро-полосковой линией:
1 — защитный покроэ из смолы; 2 — пленка из золота; 3 — полосковый проводник МПЛ; 4 — подложка; 5 — керамическое основание диода; 6 — проволочный вывод; 7 — полупроводниковая структура.
Рис. 5.25. Эквивалентная схема параметрического диода.
лические выводы (штырь, фланец), с помощью которых диод включают в ППУ (рис. 4.35). В бескорпусных диодах, предназначенных для СВЧ ИС, полупроводниковая структура либо монтируется на керамическом основании, имеющем контактные площадки (выводы), с помощью которых диод припаивают к микрополосковым линиям (Рис. 5.24), либо она имеет балочные выводы (диод с балочными выводами) для непосредственного соединения с МПЛ путем припайки или приварки (рис. 7.14).
По своей структуре диоды разделяются на диоды с р—«-переходом и диоды с контактом металл — полупроводник, называемые Диодами с барьером Шоттки (ДБШ) [17]. Эквивалентная схема параметрического диода (рис. 5.25). состоит из нелинейной емкости полупроводниковой структуры (и), эквивалентного последо-
Таблица 5.f
Параметры диодов .типа
Обозначения параметров и характеристик D6147A D5147D D5147G D5347B 1А404В — — Е 1А408А
0,3—1,2 0,3—0,65 0,3-0,35 0,3-1,0 0,09-0,36 0,5—0,56
т(С/). пс, не более ^нормобр, в, не 0,8 0,45 0,32 0,64 0,85 0,6
менее 6 6 6 6 10 12
<Рк. В 1,2 1,2 1,2 1,2 0,3 0,3
п в формуле (5.88) 2 2 2 2 3 3
Сион, пФ 0,3 о,з 0,3 0,32 0,23 0,32
0,2 0,2 0,2 0,45-0,65 1,2-1,8 0,45-0,66
Ррас max, мВт 30 30 30 — 40 40
РИ пл max, Вт 0,1 0,1 0,1 —- 1 1
^свч и' 107, Дж 0,2 0,2 0,2 . — 0,3 0,3
Интервал рабочих -196... — 196... -196... -269... -60... -196...
температур 0 С +85 ' +85 +85 +85 +70 +25
Вариант конструкции корпуса на рис. 4.35 11 11 11 I см. [22] I
Примечания; I. Значения Спер (С/) указаны для U = О В, за исключением дио» дов типа 1А404В —Е, для которых U = —5 В, и типа IA408A, для которых U— — 10В.
2. Значения т((7) указаны для U- — 6В, за исключением диодов типа 1А404Б — Е, для которых t/=—5В, и типа IA4O8A, для которых U-— 10В.
3. В таблице обозначены через ^pacrrjax и ид тах~максимально допустимые рассеиваемая непрерывная и импульсиая падающая мощности соответственно; ^(?ВЧи“ максимально допустимая энергия пнка (короткого импульса).
вательного сопротивления потерь гпос, включающего все потери рас-сеяния (поглощения) в диоде, и эквивалентных реактивных параметров корпуса (держателя) диода: последовательной индуктивности вводов Lnoc и конструктивной емкости корпуса С„пн. Характерные значения последних для миниатюрных корпусных диодов лежат в пределах: LBOr — 0,2 ... 2 нГ, Скон = 0,1 ... 0,4 пФ.
Основными параметрами параметрических диодов являются: емкость перехода (или контакта металл — полупроводник в ДБШ) при нулевом СпРр (0) или отрицательном Свер (Uo) смещениях, постоянная времени, равная т (Uo) = rD()CCnep (Uo), и нормируемое обратное напряжение 17норм обр. Последнее представляет собой максимально допустимое постоянное обратное (отрицательное) напряжение на диоде, при котором обратный ток не превышает заданной величины, и характеризует его электрическую прочность наряду с максимально допустимыми уровнями импульсной и непрерывной СВЧ мощности. Например, серийно выпускаемые параметрические диоды из германия (Ge) и арсенида галлия (CaAs) для ППУ сантиметровых волн имеют С7нормобр>4 ...20 В, Cnen(t7ft) «0,05... 0,5 пФ, т((70) < 0,3 ... 1,5 пс при Uo — — (2 ... 10 В). У диодов, предназначенных для работы на более длинных волнах, значения этих . параметров больше. Параметры некоторых арсенидогаллиевых и германиевых параметрических диодов приведены в табл. 5.1 122, 23h 248
Зависимость нелинейной емкости диода от приложенного напряжения и и отношение емкостей при двух различных напряжениях выражаются формулами
Спер («) = — = Y^-nep (0) , Сперто = у/ фк + аг ( (5.88)
}С14-и/фк Спер(иг) т фк+«1
где 7 — заряд нелинейной емкости; и — отрицательное напряжение (при положительном и перед ним в формуле (5.88) следует ставить знак минус); <рн — контактная разность потенциалов полупроводниковой структуры. Для германия фк « 0,2 ... 0,3 В; для арсенида галлия фк « 1 ••• 1,2 В. Величина показателя п зависит от типа перехода и характера распределения примесей в р—«-переходе: для переходов с плавным распределением (плавный переход) п = 3, у диодов с резким распределением (резкий переход) и у ДБШ п = 2.
В ППУ нелинейная емкость находится под напряжением и = = Uo — и„ (Z), где Uo — отрицательное смещение, ип (t) — СВЧ напряжение накачки, В результате емкость Спер (м) становится переменной во времени Спер (?) (рис. 5.26). Рассмотрим параметры такой переменной емкости в предположении, что ток накачки синусоидален. При этом напряжение на ней будет несинусоидальной формы. Поэтому в инженерной теории ППУ удобней пользоваться не значением емкости Спер (/), а ее обратной величиной 5 = 1/Спер, называемой жесткостью диода.
Основным параметром переменной жесткости S (/) является ее коэффициент модуляции
тмол = ^i^o, (5.89)
определяемый как отношение амплитуды первой гармоники разложения функции S (/) в ряде Фурье к ее постоянной составляющей Sn. В рассматриваемом режиме накачки синусоидальным то-ком жесткость диодов с резким переходом оказывается чисто синуср; идальной величиной
S (/) — 1/Спев (/) — So + Sj COS <0 на к t = i
= So (1 4- /Пмод COS (ОнакО- (5.90)
Численные расчеты показывают, что величина 30 = 1/С0 превышает жесткость диода при выключенной накачке So (Й„) ?=., == 1/Спер((7о) приблизительно на 5%, поэтому для дальнейших ₽ас-у : четов можно принять
Сп « Спер ((70). (5.91) '
Важнейшим обобщенным параметром диода, от которого зависят, все характеристики ППУ, является критическая частота диода
/иР « тЫоЯ$оМпг0()С « т мод^лгпос^пер (Пй). (5.92)
Можно показать, что частота /кр представляет собой такую частоту сигнала, иа которой отрицательное сопротивление, вносимое
диодом в контур ОПУ, равно гпос, т. е. частоту, на которой усиление становится равным единице.
Режим накачки диода выбирают таким, чтобы получить максимально возможные значения тмоя и /кр. Это происходит тогда когда результирующее напряжение на емкости Спер (и) в отрицательный полупериод накачки достигает величины нормируемого обрат-
Рие. 5.26. Эквивалентная схема полупроводниковой структуры параметриче-. ского диода (а) и иллюстрация режимов накачки без захода (иВак(О—пунк-, тир) и с заходом в область положительных напряжений (б):
Ци) — вольт-амперная характеристика, Спер ср — средняя емкость при воздействии накачки.
ного напряжения ДпОрм обр, а в положительный пол у пер иод— нуля или даже некоторой положительной величины U+ (рис. 5.26). Работа с заходом в область положительных напряжений не всегда допустима [17, 19], поэтому для дальнейших расчетов примем, что напряжение на емкости при накачке меняется от (7т1а = 0 до ^mai Днорм обр-
Требуемое рабочее напряжение смещения, при котором обеспечивается такой режим смещения, для диода с п — 2 рассчитывают по формуле
До = (3/8)
Днорм обр + (1/4) Фв (Г 1 + Дворм обр/ф„- 1). (5.93)
Для диода с плавным переходом (п — 3) можно принять До
Днорм обр/2. u ’
Динамические параметры диода тмоп и /вр, связанные с воздей-ствем накачки, можно рассчитать через его статические параметры т (До)- Фк и напряжения смещения Uo и нормируемого обратного Днормобр- Величины Спер(Д0) и т (До) = rnQC Спер (До) при ра
бочем смещении рассчитывают по второй формуле (5.88), если известны значения Спер и т при любом другом смещении.
Для диодов с резким переходом максимальные значения этих параметров (соответствующие режиму накачки, при котором t/min в °- = Цюрмобр) определяют по формулам:
Р^МОЛ = (V1 4“ ^норм обр/ Фк 0/(1^ 1 4* ^норм обр/Фк "Ь 0> (5.94)
г __ V1 4~ б^норм обр/Дк- 1_1/1 -Ьб'порм обр/фк~/Е ПС\
/вр &1т(У0)У1 + £47<Р« 8лт<°>
Рис. 5.27. Зависимость коэффициента q от 1А)/<рк для диодов с п=2 (кривая 1) и п=3 (кривая 2).
диоду, для модуляции его
Напряжения Ua и £/Норм обр подставляются в формулы со знаком плюс. В указанном режиме накачки для диодов с плавным переходом м-мод 1/2,5 (1 4~ 2<prt/l/BOpM обВ), (5.96) /кР « ^мод/4лт (Uo). (5.97)
Отсюда видно, что у диодов с п = 3 обычно /пмод < 0,4, в то время как у диодов с п — 2 величина тмид 0,6, т. е. приблизительно в 1,5 раза больше. Критическая частота у различных диодов лежит в пределах 25—200 ГГц.
Мощность накачки, подводимая i
емкости, рассеивается в сопротивлении гпос из-за протекания через него тока накачки. В рассматриваемом режиме синусоидального тока накачки необходимая мощность накачки равна
Рнак д = 0>«a„CUvp ((/„) г ((70) (<70 4- <рк)а <7, (5.98)
где ®нак = 2л/„ак, Uo — рабочее напряжение смещения (подставляется в формулу со знаком плюс); q — коэффициент, определяемый по рис. 5.27.
Мощность накачки Рнзк, подводимая ко входу накачки ППУ, обычно заметно выше мощности накачки Риакд, рассеиваемой в Диоде и рассчитываемой по формуле (5.98). Это обусловлено неизбежными дополнительными потерями мощности накачки в реальном ППУ: потерями в проводниках и контактных соединениях ППУ, а также некоторой утечкой мощности накачки в тракт источника сигнала (например, антенны). Эти потери можно учесть с помощью поправочного коэффициента в виде
Рнак ~ ^нак^наи Д, (5.98а)
Где ^нак ~ 1,5 ... 2,5, . причем /гиак = 1,5 используется при /нак «С Ю ГГц, а £нак = 2,5 при /нак >50 ГГц. Величина 6Н8К при промежуточных частотах накачки определяется интерполяцией.
Двухконтурный ППУ (ДПУ)
ДПУ представляет собой СВЧ устройство, содержащее резонансные контуры, обязательным общим элементом которых является нелинейная емкость диода (рис. 5.28). В ДПУ поддерживаются СВЧ колебания трех частот: сигнала ®с- накачки о»нак и разностной, ИЛИ ХОЛОСТОЙ чаСТОТЫ <0х = (йнак— сос.
Показанные на рис. 5.28 элементы Фс, Фх и Фнак представляют собой условные идеальные фильтры, пропускающие только частоты юс, ®х> ®нак. а элементы Тс, Тнак — реактивные четырехполюсники, включающие в себя реактивности диода (АпоС, Скон) и резо-
Рис. 5.28. Эквивалентные схемы ДПУ (а) и его сигнального контура (б):
2. I — эквивалентные схемы соответственно полупроводниковой структуры диода (при воздействии накачки) и внешней по отношению к ней цепи контура сигнала.
нансного контура, а также трансформирующие элементы для связи с источниками сигнала (ес, Rc) и накачки (енак, R|iaK) соответственно.
Кроме того, там обозначены: Xlt А'к — эквивалентные реактивные сопротивления цепей сигнала и холостой частоты, внешних по отношению к полупроводниковой структуре диода; et, Rt — э. д. с. и сопротивление источника сигнала ес, Rc, трансформиро- : ванные четырехполюсником Тс к клеммам полупроводниковой структуры диода. Сопротивление г„оС э представляет собой эквивалентное сопротивление потерь диода с учетом потерь в элементах конструкции ДПУ (потери в проводниках и контактных соединениях, потери на излучение). Для расчетов параметров ДПУ следует при-нять гпос э 1гПо<- ~ тэ/т = ^с. где kc = 1,1 ... 1,3, причем нижний' предел соответствуетЮ ГГц, верхний — /с О 50 ГГц. В микрополосковых ППУ для указанных частотных пределов этот коэффиЛ циент можно принять равным kc == 2 ... 3. <
Цепь накачки служит для подведения к емкости диода СпеР (w) мощности накачки и обеспечения эффективной модуляции емкости, а тем самым и для получения максимального коэффициента тмод-Эта цепь содержит настроечные элементы для компенсации реактивных сопротивлений эквивалентной схемы диода на частоте юнан в Для согласования активных .сопротивлений диода гпОс’ 252.
и генератора накачки /?нав. При расчете характеристик ДПУ цепи накачки и подачи смещения на диод во многих случаях можно не учитывать, если заменить нелинейную емкость Спер («) переменной СВ|.р (/) в соответствии с формулой (5.90).
Как следует из теории, процесс преобразования энергии накачки в энергию сигнала с помощью переменной емкости Спер (!) эквивалентен внесению в контур сигнала импеданса [— R1B — — jXiB + 1/)<в0С0], имеющего* отрицательную активнуючасть R1B. Поэтому в эквивалентной схеме контура сигнала (рис. 5.28,6) емкость Спер (/) можно заменить этим импедансом. Обязательным условием внесения отрицательного сопротивления /?1В и, следовательно, появления усиления сигнала является существование колебаний холостой частоты <вх (т. е. наличие холостого контура) и поглощение их мощности в соответствующей нагрузке. Холостой контур должен быть изолирован от внешних по отношению к нему цепей и не должен содержать другого активного сопротивления нагрузки, кроме1 гпое э (рис. 5.28, а). В этом случае коэффициент шума ДПУ минимален, вследствие чего такая схема ДПУ используется чаще всего.
Сигнальная цепь содержит реактивные элементы для получения резонанса в контуре сигнала ыс и элементы связи, трансформирующие сопротивление источника сигнала Rc — W (т. е. волновое сопротивление линии передачи плеча 2 циркулятора) до величины R, (рис. 5.28, б). Последняя определяет коэффициент усиления мощности ДПУ Кр пу = Ра отр/^с пад- Связь между величиной /?,. требуемым усилением на резонансной частоте /с0 и параметрами диода выражается соотношением
о. = —= -1/Xpnv4~-1 /JL —1), (5.99)
гпосэ укрт — 1 \ А /
где А — ©х/<йс; Q — динамическая добротность диода, равная
Q = -------!----= -^РД-. (5.100)
2- О)(* Тиос О Q (с
Здесь /кр 9 — критическая частота диода в рабочем режиме накачки с учетом потерь в конструкции усилителя. Динамическая добротность диода Q является важнейшим параметром ППУ, от которо-зависят все его характеристики. На сантиметровых волнах Q = 2 ... 20, на миллиметровых Q «э 0.5 ... 3
Отношение р, = Рл/гпос 8 называют «холодным» коэффициентом стоячей волны (КСВ) ППУ, который измеряют на входе последнего без циркулятора при выключенной накачке и настройке сигналь-иого контура в резонанс. При практической разработке ППУ, под-
* При резонансе в холостом контуре сопротивление XiB = 0.г
Рис. 5.29. Зависимость от 1/Q коэффициента шума ДПУ при А = const (------) И При А = Допт (-----------),
а также ОПУ при однополосном (------)
и двухполосном (-------) приеме при
идеальном циркуляторе, Крау—*
Тд = То=290 К.
бирая связь контура сигнала с цепью источника сигнала т. е. с циркулятором, получа-ют рассчитанный по формуле (5.99) «холодный» КСВ, что и обеспечивает заданный коэффициент усиления Крпу при включении генератора накачки. Используемые на практике значения КРау лежат в пределах 13—18 дБ. При большем усилении труд, но получить стабильную работу ППУ в реальных условиях эксплуатации.
Шу мовая температура и коэффициент шума ДПУ. Эти параметры на резонансной частоте при выбранных значениях Крау и отношения частот А всецело определяются величиной Q и при идеальном циркуляторе без потерь равны (рис. 5.29):
+
Л(32 — Д> ’
Т пу
‘^ПУ 14* ^ny/^0’
(5.101)
где 7д — физическая температура диода в К, То — 290 К. С другой стороны, для заданной величины Q (при КРпу = const) существует такое оптимальное отношение частот Лопг, при котором величина Тду достигает минимально возможного значения и равна
Т’пу \ = 2(1-1/Крпу) = / j____1 \ 2
ГД /mln Уф.]. 1 \ КРпу/ 4опт
(5.102)
Оптимальное отношение частот Лопт и соответствующая ему оптимальная частота накачки равны
/нак опт=/С(1+4овт)=/е'И^П.
(5.103)
Оптимальные частоты обычно и выбирают в качестве рабочих частот ДПУ. Однако при Q » 1 частота /нак опт оказывается очень высокой и поэтому практически трудно реализуемой. В таких случаях выбирают /аак раб < /нак опт> поскольку зависимость 254
(А) имеет при Q > 1 тупой минимум, что подтверждается также рис. 5.29: некоторое отклонение А от Лопт не приводит к значительному возрастанию Мпу по сравнению с Nny min.
Коэффициент шума ППУ с учетом потерь реального циркулятора между плечами 1—2 (L12) и 2—3 (L23) равен
^пу ц = Б]2Упу "Ь ^-12 (^-23 1)/К₽пУ ~ ^12^пу> (5.104)
где Упу и Кр пу — коэффициенты шума и усиления ППУ с идеальным циркулятором без потерь, а потери L12 » L23 и обычно не превышают 1 дБ.
Полоса пропускания ДПУ. Ее величина Ппу зависит как от параметров диода тмод, Q и выбранного отношения частот А = = о)х/о)с, так и в значительной степени от добротности (полос пропускания) сигнального и холостого контуров. Последние, в свою очередь, определяются крутизной частотной зависимости суммарных реактивных сопротивлений этих контуров Х12 = — 1/<всС0
иХхх = — 1/<вхС0 (рис. 5.29) на соответствующих резонансных
частотах <вс0 и <вх0.
Эту крутизну удобно характеризовать так называемыми коэффициентами включения емкости диода в контур т11нло, тт1 на тех же частотах <в00 и <вх0 соответственно. Количественно коэффициент включения определяют как отношение производных по частоте, взятых от суммарного реактивного сопротивления простейшего контура, содержащего емкость диода Сп и сосредоточенную индуктивность, и реального контура ППУ, причем обе производные вычисляют на одной и той же резонансной частоте (сигнальной или холостой) [19, 20]:
т = -2-ВКЛ w|Ce
dXj, du
(5.105)
Й)=«е
Более наглядным является энергетическое представление твкя как отношение энергии электрического поля Wc, запасенной в емкости Сй, к полной энергии электрического поля в контуре IFc + + №к:
твял = Wc/(Wc + ЛУК) = С0/(С0 + Сэ), (5.106) где IFK—электрическая энергия, запасенная в эквивалентной емкости С, части контура (резонатора), внешней по отношению к Со. На рис. 5.28 указанной части контура соответствуют реактивные сопротивления Xt и Хх. Методы расчета твклс х на основе энергетического определения коэффициента включения рассмотрены в [20].
Максимальный коэффициент включения твкЛ = 1 может быть только в одиночном простейшем БС-контуре на сосредоточенных элементах, содержащем индуктивность и емкость, во всех остальных случаях /пвкл < 1. В ДПУ колебательная система всегда бо-Лее или менее сложная, поскольку она должна иметь две резонансные частоты: о>со и сохб. Поэтому в ней всегда твкл 0,х < 1- Как
следует из теории [20], в такой системе существует теоретический предел для /пвкл с,х, равный /пв1(л с + тРКЛ „ < 1. При ^вкл с ~В + отпкл х = 1 коэффициенты включения и реактивные цепи (контуры), в которых это обеспечивается, называются оптимальными, ,, Для получения максимальной полосы пропускания при проектировании колебательной системы ДПУ стремятся сделать коэффициенты включения /ивкл с,х возможно большими, что, как правило, является не простой задачей. Обычно на практике /тгвкл 0 х ® = 0,1 ...0,5.
Относительная полоса пропускания ДПУ по уровню 3 дБ при большом резонансном усилении (V/G>ny » 1) и простейшей колебательной системе, не содержащей компенсирующих реактивностей и фильтров для расширения полосы, равна
Пр?_________тМОЯ A1 (Q“ ~ ____ ([J J gyj I
(со с + Д2/«вкл J I
При оптимальных /пвкл 0 х полоса пропускания будет максимально возможной для заданных значений тмоД, Q, А и равной
rinymax//c(^"WA4Q2-4)//^6XQ+43^)2, (5.108) । при этом Щ
^вклс onT=(l+QM3/2)-\ тв1(л хопт=(1 + ЛЗ/2/0)-1. (5.1оЯ
Для расширения полосы пропускания ППУ используют компеяИ сирующие реактивные элементы и фильтры, позволяющие увеличит^! полосу Ппу до 3—4 раз. Методы такого расширения описаны в [1JB 19, 20]. Для этих же целей иногда используют каскадное соединений нескольких одинаковых ППУ (каскадов), работающих при малом коэффициенте усиления Дрпу и имеющих поэтому более широкую | полосу пропускания. Общий же коэффициент усиления каскадной схемы равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов.
Конструкции ППУ. По используемому типу линии передачи различают коаксиально-волноводные, полосковые и микрополоско-' вые ППУ. В первых в цепи накачки используют волноводные элементы, а сигнальный и холостой контуры обычно строят на коаксиальных элементах. Для настройки контуров в резонанс применяют настроечные элементы: волноводные и коаксиальные короткозамы-кающие плунжеры, настроечные винты и прокладки. Для получения максимальной полосы пропускания, т. е. максимальных коэффициентов включения емкости диода /пвкл с х в холостой и сигнальный контуры, запас электрической энергии в отрезках линии передачи, образующих колебательную систему (резонаторы), должен быть минимальным. Это означает, что резонаторы, образующие холостой и сигнальный контуры, должны иметь простую структуру (минимальное число отрезков линий) и минимальный электродинамический объем (минимальную длину образующих их отрезков линий).
Пример конструкции коаксиально-волноводного ДПУ, использующего корпусной параметрический диод, подобный изображенному на рис. 4.35, а, приведен на рис. 5.30. Эта конструкция ДПУ (циркулятор не показан) в значительной степени соответствует эквивалентной схеме рис. 5.28, а и отличается от нее только тем, что контур сигнала (все коаксиальные элементы, начиная с трансформатора 4) полностью включает в себя элементы, образующие холостой контур (коаксиальные элементы ниже режекторного фильтра 6). Поэтому сначала настраивают холостой контур плунжером 1, затем сигнальный трансформатором 4. Эти контуры изолированы от
Рис. 5.30. Коаксиально-волноводная конструкция ДПУ сантиметрового диапазона волн:
Z — коаксиальный короткозамыкающий плунжер для настройки холостого контура; 2 — волноводный плунжер для настройки цепи накачки; 3 — коаксиальный вход — выход сигнала; 4 —. подвижный трансформатор нмпедансов для настройки сигнальной цепи, 5, 6 — радиальные ре-жекторные фильтры (четвертьволновые короткозамкнутые отрезки радиальной линии) для изоляции соответственно цепи накачки к холостого контура от цепи сигнала; 7 — волновод накачки с согласующим ступенчатым трансформатором импе-дансов; 8 — параметрический диод.
цепи накачки благодаря тому, что колебания частот /0 и /х не могут распространяться по волноводу накачки из-за запредельности последнего для этих частот (критическая частота волновода накачки выше /с и /Д.
Примеры других коаксиально-волноводных конструкций ДПУ приведены в [2, 14, 17, 19, 20].
Рассмотрим топологическую схему полоскового йли микропо-лоскового ДПУ (рис. 5.31). Она представляет собой совокупность отрезков полосковой линии, образующую вместе с параметрическим диодом колебательную систему, включающую в себя цепи сигнала, накачки и холостой частоты, а также элементы для развязки этих цепей между собой. Конденсатор 1 служит для разрыва линии по постоянному току (по цепи смещения Uo) и короткого замыкания для токов СВЧ. Требуемую степень связи диода с источником сигнала [требуемый «холодный» КСВ по формуле (5.99)] получают с помощью трансформатора 2. При последовательном включении диода в МПЛ один из его выводов соединяют с заземленной пластиной короткозамкнутым шлейфом 7, чтобы замкнуть цепь напряжения смещения.
В некоторых случаях предусматривают элементы для подстройки холостого и сигнального контуров в резонанс. Основными же способами их настройки после изготовления являются подбор напряжения смещения на диоде и подстройка частоты накачки для получения частоты fx = /яав — /с, равной резонансной частоте холо-® За», 89g 257
стого контура. Число отрезков полосковой линии и их длина должны быть минимальными для получения максимальных значений /пвм с х. Наибольшая полоса пропускания ДПУ, не имеющего специальных элементов для ее расширения, достигается при использовании в качестве холостого контура последовательного резо-
Рис. 5.31. Примеры топологических схем микро-полоскового ДПУ с последовательным (о) и с параллельным (б) включением диода в МПЛ:
1 — блокировочный СВЧ конденсатор с сосредоточенной емкостью: 2 — двух-четвертьволновый трансформатор; 3 — иидкоомный и высокоомный отрезки МПЛ, обеспечивающие развязку пели сигнала от цепи смешения Uo; 4—реактивный шлейф для согласования входного импеданса пени накачки с подводящей МПЛ; 5 — полосно-пропу-скающий фильтр на частоту иакачки; <5 — бескорпусный диод типа рнс. 5.24; 7 — короткозамкнутый шлейф; 8 — корпусной параметрический диод типа рис. 4.35, П; 9 — микрополосковый циркулятор: 10 — микрополоско-вый генератор иакачки на лавинно-пролетном диоде} J1 — вход питания генератора накачки,
нансного контура, образованного индуктивностью вводов Lnoo и емкостью С() параметрического диода (рис. 5.25). Прй этом холостой контур полностью реализуется на реактивных элементах эквивалентной схемы диода, которые в большинстве случаев являются сосредоточенными. Последнее и обеспечивает максимальный коэффициент включения тЕКЛ х, так как в контурах, использующих распределенные реактивные элементы (отрезки линии передачи), коэффициент включения емкости диода всегда меньше. Кроме того, использование такого последовательного резонансного контура 258
в качестве холостого одновременно обеспечивает также его развязку от цепей сигнала и накачки без каких-либо специальных режектор-ных фильтров, так как на зажимах этого контура напряжение холостой частоты близко к нулю. Для замыкания токов холостой частоты в последовательном контуре диода к последнему подключают замкнутый полуволновый (Лх/2) или разомкнутый четвертьволновый (Лх/4) отрезок линии в зависимости от того, требуется или не требуется с его помощью создать короткое замыкание по постоянному току (по напряжению смещения Uo). Рассматриваемый холостой контур, состоящий из индуктивности вводов Lnoe и постоянной составляющей емкости диода Со, а также из короткозамкнутого полуволнового (рис. 5.31, а) или разомкнутого четвертьволнового (рис. 5.31, б) шлейфа, как и в коаксиально-волноводном ДПУ (рис. 5.30), является составной частью сигнального контура. В последний входят также емкость корпуса диода Скои (если она имеется) и высокоомный отрезок МПЛ, выполняющий роль настроечной индуктивности для получения резонанса на частоте сигнала. Параметры диода стремятся подобрать такими, чтобы длина индуктивного отрезка па частоте накачки была близка к Л„ак/4 или ЗЛнак/4. Это предотвращает заметную утечку мощности накачки в цепь источника сигнала, поскольку входной со стороны диода импеданс индуктивного отрезка (нагруженного на малое сопротивление низкоомного трансформатора импедансов цепи сигнала) будет на частоте накачки большим.
Описанный способ настройки сигнального контура в резонанс и предотвращения утечки мощности накачки в цепь источника сигнала с помощью индуктивного отрезка МПЛ длиной ~ Лнак/4 не всегда удается использовать. При другом способе решения этой же задачи (рис. 5.32) вместо индуктивного отрезка МПЛ применяют разомкнутый шлейф llt который включают параллельно линии, соединяющей циркулятор с диодом. Длину такого настроечного шлейфа и его местоположение относительно диода подбирают такими, чтобы на частоте f0 скомпенсировать реактивную проводимость контура сигнала (настроить его в резонанс) и получить при этом необходимый «ХОЛОДНЫЙ» КСВ pi = Ri/Гцос э-
К тому же отрезку МПЛ между циркулятором и диодом подключают еще один разомкнутый шлейф длиной Анак/4 для предотвращения утечки мощности накачки в цепь источника сигнала.
Частота накачки подводится к диоду через полосно-пропускаю-щий фильтр (ППФ), расчет которого дан в §4.4. Его полоса заграждения выбирается такой, чтобы частоты fc и попали в нее. В результате ППФ обеспечивает развязку холостого и сигнального контуров от цепи накачки. Если используемый генератор накачки имеет волноводный выход СВЧ энергии (что обычно бывает при /ван > 30 ГГц), ППФ в цепи накачки не требуется, поскольку, как и в коаксиально-волноводном ППУ, волновод накачки выбирают запредельным для частот /с и При этом связь микрополоскового ППУ с генератором накачки осуществляют с помощью согласован-9* 259
кого волноводно-микрополоскового перехода того или иного вида (рис. 5.32) 114, 181.
Пример 5.5. Требуется рассчитать и спроектировать неохлаж-даемый микрополосковый ДПУ 3-см диапазона волн (рис. 5.32).
Исходные данные: коэффициент шума Мпуц^ 3 дБ, резонансный коэффициент усиления Кр Пу ц = 15 дБ (включая потери в цир-
Рис. 5.32. Микрополосковая плата ДПУ с пятиплечным циркулятором:
/ — У-циркуляторы; 2 — согласованные нагрузки в виде пленочных резисторов; 3 — блокировочный СВЧ конденсатор; 4 — режекторный фильтр в цепи подачи смещения на разомкнутых четвертьволновых шлейфах; 5 — режектирующий разомкнутый шлейф на частоту накачки; 6 — разомкнутый четвертьволновый шлейф для замыкания последовательного холостого контура на реактивных элементах днода; 7 — параметрический диод! Я — цилиндрический штырь — зонд связи с волноводом накачкн; 9 — волноводно-микро-полосковый переход; 10 — ферритовый диск; Н — металлизация ферритового диска; 12 — цилиндрический постоянный магнит; /ь /2 — реактивные шлейфы на частоте fc для настройки контура сигнала в резонанс и получения при этом необходимого «холодного» КСВ в плоскости аа.
куляторе), полоса пропускания (по уровню 3 дБ) Ппу 80 МГц, средняя частота полосы пропускания /со = 9375 МГц/с0 = 3,2 см). Подложка толщиной h — 0,5 мм, е = 9,8. Использовать микро-полосковый ферритовый У-циркулятор с волновым сопротивлением плеч W ~ 50Ом, полагая в нем потери пропускания Ln s/ 0,4 дБ.
Расчет
1. Для обеспечения стабильности параметров ДПУ при изменениях импеданса цепей источника сигнала (например, антенны) и нагрузки (например, смесителя) в качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенный на основе У-циркулятора и описанный в§ 4.4 (рис. 5.32). В таком циркуляторе потери сигнала до входа ДПУ равны Ln 2 = 2ГП = 0,8 дБ. На столько же ослабляется усиленный сигнал, проходящий из ДПУ к выходу циркулятора.
2. Следовательно, собственно ДПУ без циркулятора (точнее, с идеальным циркулятором) с учетом заданных параметров должен иметь коэффициент шума Мпу 5^3— 0,8 = 2,2 дБ и резонансный коэффициент усиления Крпу ~ 15 + 2 • 0,8 = 16,6 дБ (45,7).
3. Поскольку заданный коэффициент шума достаточно низок и рабочая длина волны мала (коротковолновая часть сантиметрового диапазона волн), по табл. 5.1 выбираем параметрический диод типа D5147G, имеющий наименьшие постоянную времени т и индуктивность вводов La0B: СПер (С) = Спер (0) == 0,32 ± 0,02 пФ, Т ([/) = т (- 6) < 0,32 пс, Днорм обр > 6 В, фк = 1,2 В, п = 2, Сион = 0,3 пФ, Lno0 = 0,2 нГ.
4. Рассчитываем необходимое напряжение смещения по формуле (5,93):
Vo = — -64-—-1,2 (1/ 1 + — -1)=2.7В
б. По первой формуле (5.88) находим емкость
Сиер ((/о) = Спер (0) V Фк/(Фк + Ц>7= 0,32/1,2/(1,24-2,7) =
= 0,178 пФ,
а по второй — постоянную времени при рабочем смещении
х (Со) = т(-6)/(фк4-6)/(фк4-Сй) - 0,32/(1,2 4-6)/( 1,2 4-2,7)
= 0,436 пс.
Согласно (5.91) полагаем Со = СПер (t/0) = 0,178 пФ.
6. Коэффициент модуляции и критическую частоту диода определяем по формулам (5.94) и (5.95):
тмод-(1/Г+Ж2-1)/(/Г+Ж2 4- 1) = 0,42,
} =------/14-6/1,2-1------ 73>4 ГГц<
,кр 8-3,14-0,436/14* 2,7/1,2
7. Поправочный коэффициент £с, учитывающий потери в конструкции ДПУ, принимаем равным kc = 2. Тогда находим тэ (Д„) = = kci (L/u) = 2 • 0,436 = 0,872 пс, эквивалентное сопротивление потерь Гпос э — тэ (ДоУСпер (До) = 0,872/0,178 = 4,9 Ом и~ по формуле (5.100) определяем динамическую добротность диода Q = = ММс = 73,4/2 • 9,375 = 3,91.
8. Для полученных данных по формулам (5.103) и (5.102) вычисляем оптимальное отношение частот Л0П1 = /fc = = V3.912 -Г 1 — 1 = 3,04 и соответствующий ему минимальный коэффициент шума
.....’|+(1-^)^-1-644<215дб>’
при этом полагаем, что физическая температура диода равна нормальной температуре окружающей среды, т. е. 7Д = Т» = 290 К. Рассчитанное значение Упу ,,I)D удовлетворяет требуемому N„y < 2,2 дБ.
9. Определим значение холостой частоты /х. Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ДПУ, не применяя специальных элементов для ее расширения, и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последовательный контур, образованный емкостью Сп и индуктивностью вводов Lnm диода. Цепь тока холостой частоты замкнем разомкнутым четвертьволновым шлейфом, подключаемым параллельно диоду (рис. 5.32) и имеющим входное сопротивление, близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода Скон. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода /х0 = 1/2лУБпосС0 = 1/6,281/6,2 • 10-!| • 0,178 • 10~1а = = 26,6 ГГц.
10. При этом отношение частот А = /х0//с (J = 26,6/9,375 = = 2,84, а частота накачки /|1ав = /с (1 + Л) = 9,375 (1 + 2,84) = = 36 ГГц.
11. Расчет коэффициента шума ДПУ по формуле (5.101) с полученным значением Л дает практически ту же величину Nny — 2,16 дБ, что и при оптимальном отношении частот Л„п,.. Этот результат обусловлен тем, что в нашем примере значения А и Лопт весьма близки, а кривая зависимости Nay (Л) имеет тупой минимум.
12, Теперь можно по формуле (5.99) определить «холодный» КСВ сигнальной цепи ДПУ (в плоскости аа на рис. 5.32), который требуется обеспечить для получения заданного резонансного усиления:
Отсюда находим требуемое сопротивление источника сигнала Rv приведенное к зажимам нелинейной емкости в последовательной эквивалентной схеме рис, 5.28, б; Rt — р/пос в = 5,9 • 4,9 = 29 Ом. 262
Рассчитанные значения рь обеспечивают подбором согласующих (трансформирующих) элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.
13. Рассчитаем полосу пропускания Ппу по формуле (5.107), для чего зададимся коэффициентами включения емкости в холостой тг.кл к и сигнальный твкл с контуры. Поскольку холостой контур имеет простейшую структуру и реализуется на сосредоточенных элементах диода и четвертьволновом разомкнутом шлейфе, можно ожидать достаточно хорошее включение емкости в контур и принять твкл х ~ Сигнальный контур (рис. 5.32) имеет более сложную структуру, так как наряду с элементами холостого контура включает в себя емкость корпуса диода Скон, согласующие шлейфы и шлейф, режектирующий частоту накачки. Поэтому примем твкла = 0,2. Тогда получим полосу пропускания
П у = 9375^^2-2'842<3-912 - 2-84)-----------= 103 МГц,
у 1/45,7-3,91 (2,843/0,2 + 3,9Г2/0,5)
которая удовлетворяет заданию.
14. Определим необходимую мощность накачки ДПУ. По рис. 5.27 для t/(,/q>K = 2,7/1,2 = 2,25 и п — 2 находим q = 0,4 и по формуле (5.98) рассчитываем мощность накачки, рассеиваемую в диоде: Риал д = (6,28 36 • 109)2 • 0,178 • 10~12 • 0,436 • 1Q-12 х X (2,7 + 1,2)2 0,4 = 24,1 мВт.
Для частоты /|1ак = 36 ГГц интерполяцией значений коэффициента kBaK находим &на[! = 2,15 и по формуле (5.98а) определяем мощность накачки, которую необходимо подвести к ДПУ: Рняк = — 2,15 24,1 « 52 мВт.
15. Для упрощения тракта накачки (изъятием из него ППФ) и уменьшения тем самым его потерь, что существенно для частоты накачки /НаК = 36 ГГц, лежащей в диапазоне миллиметровых волн, целесообразно применить генератор накачки с волноводным выводом СВЧ энергии. На рис. 5.32 показан принцип построения одного из возможных вариантов волноводно-микрополоскового перехода для связи такого генератора накачки с микрополосковой платой. Согласование этого перехода осуществляют подбором диаметра и глубины погружения зонда в волновод и расстояния до его короткозамыкающей стенки.
16. Рассмотрим топологическую схему рассчитанного ДПУ (рис. 5.32). Волновое сопротивление разомкнутого шлейфа длиной А/4 для замыкания последовательного холостого контура следует выбрать возможно более низким ж 25 ... 30 Ом), чтобы снизить потери проводимости шлейфа и, следовательно, холостого контура и обеспечить низкое-входное сопротивление шлейфа в широкой полосе частот.
Волновое сопротивление МПЛ цепи сигнала выбираем равным стандартному значению 1Г0 = 50 Ом, заданному для плеч циркулятора. Шлейф 1.г, являющийся на частоте сигнала реактивным (из-за запредельности волновода накачки), как и настроечный шлейф
llt влияет на резонансную частоту и «холодный» КСВ контура сигнала при резонансе. Поэтому их длины /2 и местоположение шлейфа /х подбираются для получения требуемых значений; /с0 и рх. Расчет этих длин и местоположения шлейфа достаточно громоздок и поэтому здесь не приводится. Подбором расстояния между шлейфом 5 и диодом улучшают согласование цепи накачки.
Режекторный фильтр в цепи подачи смещения построен на высокоомных (W = 90 Ом) и разомкнутых низкоомных (W = .20 Ом) отрезках МПЛ длиной Ас/4. Поэтому его входное сопротивление со стороны цепи сигнала велико по сравнению с W = 50 Ом.
Необходимые размеры отрезков МПЛ при указанных волновых сопротивлениях рассчитываются по формулам § 3.4 с учетом влияния концевой емкости разомкнутого конца аналогично примерам расчета 3.6, 3.7, 3.8, 4.9 и 4.11.
Одноконтурный ППУ (ОПУ)
В ОПУ частоты /х и /с близки (/х « /с) и зеркально симметричны относительно частоты faaK/2, а контур сигнала одновременно является также и холостым контуром. Поэтому здесь активное сопротивление нагрузки холостого контура то же, что и в сигнальном. Последнее обстоятельство делает параметры и свойства ОПУ существенно отличными от ДПУ. На с. 247 уже указывалось, что из-за искажения спектра усиливаемого сигнала, свойственного ОПУ, последний применяют в основном в двухполосном режиме приема шумового сигнала, поступающего в усилитель одновременно па двух частотах: /с и /х. В однополосном режиме приема (сигнал поступает в усилитель и потребляется от него только на одной частоте), например, в радиолокационном, коэффициент шума ОПУ н 2 раза больше, а полоса пропускания — в 2 раза меньше, чем в двухполосном.
Схемы рис. 5.28 можно рассматривать также в качестве эквивалентных схем ОПУ, если на рис. 5.28, а цепь шх исключить, поскольку она вырождается в цепь w0. По этой причине ОПУ называют также вырожденным ППУ в отличие от ДПУ, являющегося невырожденным усилителем.
Требуемая величина «холодного» КСВ входа ОПУ при резонансе (значение Rt на схеме рис. 5.28, б), при котором обеспечивается заданное резонансное усиление /<рпу, вычисляется по формуле
Р1 = ^посэ«/к7Гу(9-1)/(Ик7Гу-1)- < (5.110)
Двухполосный (радиометрический) коэффициент шума ОПУ без учета потерь в циркуляторе равен
= 1 + — ^г1у~1^-^‘у~|) . (5.111)
Го X^y(Q-i)
Влияние потерь реального циркулятора на коэффициент шума ОПУ учитывают с помощью формулы (5.104).
Относительная полоса пропускания ОПУ в двухполосном режиме приема при большом резонансном усилении (V/fpny >> 1) и простейшей колебательной системе, не содержащей элементов для расширения полосы, равна
СО ^МОД'^ВНЛ 0 1/0/2)^Крпу, (5.112)
где Ппу — полоса пропускания по уровню 3 дБ; твкл — коэффициент включения емкости диода в контур.
Конструкции и топологические схемы ОПУ аналогичны ДПУ, но проще последних, так как не содержат холостого контура [19, 20]. По этой же причине коэффициент включения /т?вкл и, следовательно, полоса пропускания ОПУ получаются большими чем в ДПУ. Обычно твкл лежит в пределах 0,3—0,7,
Стабильность характеристик
Из-за регенеративного характера усиления в ДПУ и ОПУ их характеристики (резонансный коэффициент усиления по мощности Крпу, полоса пропускания Ппу, средняя (резонансная) частота /с0 полосы пропускания, коэффициент шума с учетом потерь в циркуляторе Упуц) могут значительно изменяться при воздействии различных дестабилизирующих факторов: изменении окружающей температуры ZOnp, напряжения смещения Uo, частоты /„ак и мощности Рнак накачки, импедансов источника сигнала и циркулятора. При этом изменяются сопротивление источника сигнала на зажимах диода Rt, сопротивление потерь диода гпос, постоянная составляющая его емкости Со и происходит расстройка контуров ППУ. Наиболее критичными параметрами ППУ являются Крпу, Ппу И /с0.
Нестабильность усиления ППУ, определяемая в виде&Кр ау/Кр пу (&КрПу—изменение Кр пу при воздействии дестабилизирующего фактора), зависит от значений Крпу и динамической добротности диода Q и уменьшается при уменьшении Крпу и увеличении Q. Следовательно, по мере укорочения рабочей длины волны (т. е. уменьшения Q) нестабильность усиления при одном и том же Крпу возрастает [17]. Другими словами, для наиболее коротковолновых ППУ допустимые дестабилизирующие воздействия при одной и той же нестабильности усиления являются наименьшими.
При малом изменении мощности накачки Ряа„ (ДРааи/Рвак —* единицы процентов) нестабильность усиления в ППУ с простой колебательной системой (без элементов для расширения полосы пропускания) при У/(р пу >> 1 можно оценить по формуле
АЛрпу/Крпу & УКроу &Рвав1Раак- (5-113)
265
Например, при /СРпу = 17 дБ (УКрпу = 7,07) и &Paatt/Pn3K ~ = 4% 1(1 + \Рнак)/Раак = 0,17 дБ] нестабильность усиления равна Д/(рпу/7(рПу = 28,3%, т. е. (1 + Д#рПу)//<рпу = 1,08 дБ.
Для получения достаточной стабильности характеристик ППУ обычно обеспечивают Д^окр < 5° С; &Рна«/Раак< 5%, Д/нак// нак < , <0,1%, как правило, путем термостабилизации ППУ с циркуля-' тором, генератора накачки и жесткой стабилизацией питающих ;• напряжений. В некоторых случаях для повышения стабильности ? характеристик целесообразно использовать двух- или трехкас-• кадные схемы ППУ с малым усилением в каждом каскаде 117, 191. J
Генераторы накачки (ГН)
В качестве ГН используют обычно такие же приборы и устройства, что и для гетеродинов сантиметровых и миллиметровых волн, но с повышенными выходной мощностью Дна к и стабильностью этой мощности и частоты /на[!. Высокая стабильность Рнак и /нак при климатических и механических воздействиях и в течение срока службы — важнейшее требование, предъявляемое к ГН.
В настоящее время стремятся использовать в основном полупроводниковые ГН: на диодах Ганна (генераторы Ганна) и лавиннопролетных диодах, транзисторно-варакторные генераторы 114]. Такие ГН работают от миниатюрных низковольтных источников питания, отличаются экономичностью питания, большой долговечностью и позволяют создать полностью полупроводниковые миниатюрные интегральные ППУ подобно изображенному на рис. 5.31, б.
5.5. МЕТОДЫ ПОДАВЛЕНИЯ ВЫХОДНЫХ ШУМОВ
ЗЕРКАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ МАЛОШУМЯЩИХ УСИЛИТЕЛЕЙ СВЧ
Из определения коэффициента шума М четырехполюсника следует, что шумы зеркального канала * в режиме однополосного приема увеличивают /V, поскольку мощность этих шумов попадает на выход смесителя (приемника) и не может быть отнесена к мощности шумов источника сигнала. При использовании широкополосного МШУ перед смесителем зеркальные шумы значительно (примерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как их мощность в этом случае равна приблизительно половине общей мощности шумов на выходе приемника. Поэтому во всех случаях применения широкополосного МШУ принимают мерь, по подавлению зеркальных шумов на его выходе [17].
Простейшим и часто используемым методом решения этой задачи является использование на выходе МШУ фильтра того или иного типа (см. § 4.4), затухание которого в полосе частот сигнала мало (La < 1 ... 1,5 дБ), а в полосе частот зеркального канала велико
‘ Для краткости назовем их зеркальными шумами.
(La >13 ... 15 дБ}. Полоса перехода (см. рис. 4.28) фильтра между этими значениями £п и 1Э должна удовлетворять соотношению
Ппер = 2/п (A/до “Ь Пп), (5.114)
где/п, Пп—промежуточная частота (ПЧ) и полоса пропускания УПЧ, Д/д с — диапазон рабочих частот сигнала. При использовании обычных значений ПЧ /п = 30 ... 60 МГц необходимая полоса перехода П„ер во многих случаях оказывается настолько узкой, что создать такой фильтр на СВЧ весьма трудно или нецелесообразно вследствие его громоздкости и больших потерь L„.
При другом методе подавления зеркальных шумов, свободном от ограничений первого, но более сложном, используют двойное преобразование частоты. При этом первая ПЧ выбирается достаточно высокой, чтобы полоса рабочих частот зеркального канала оказалась за пределами полосы усиления МШУ.
При третьем методе подавления зеркальных шумов применяют схему фазового подавления зеркального канала, описанную в § 7.6 [21, 24]. Вэтой схеме используют для преобразования сигнала не один, а два смесителя, к которым мощности сигнала Рс/2 и гетеродина Рг/2 подводят с определенным фазовым сдвигом. Выходные сигналы ПЧ смесителей суммируют в специальном сумматоре ПЧ. В последнем сигналы ПЧ, поступающие из смесителей и обусловленные СВЧ сигналом зеркальной частоты, подавляются из-за получающейся противоположности их фаз независимо от величины ПЧ. Этот метод может обеспечить подавление зеркального канала более чем на 20 дБ в широкой полосе частот сигнала (10—40%). Вследствие широкополосное™ устройства фазового подавления зеркального канала и отсутствия ограничений на используемую величину ПЧ описанный метод может оказаться предпочтительным во многих случаях применения МШУ.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интегральным схемам. Под ред. Н. Н. Горюнова, М., «Энергия», 1972. Авт.: Н. Н. Горюнов, А. Ю. Клейман, Н. Н. Комков и др.
2. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. радио», 1974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, В. П. Васильев и др.
3. Щуцкой К. А. Резонансные усилители на полевых транзисторах. — «Радиотехника», 1972, т. 27, № 7.
4. Гозлииг В. Применение полевых транзисторов. Пер с англ. М., «Энергия», 1970.
5. Келлер. Линейные интегральные схемы. Ч. 3. Работа дифференциального усилителя. — «Электроника», 1967, № 19.
6. Музыка 3. Н., Пустоваров В. Е., Синицкий В. Г. Расчет высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., «Энергия»,
7. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва, М., Воениздат, 1971. Авт: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, И. В. Мичурин и др.
8. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под ₽ед. Р, А. Валитова. М., «Связь», 1972. Авт.: Г. П. Балан и др.
9. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М., «Сов. радио», 1974.
10. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. ра. дио», 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин и др.
11. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., Госэнергоиздат, 1958.
12. Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ. М., «Сов. радио», 1964.
13. Смогнлев К- А., Вознесенский И. В., Филиппов Л. А. Радиоприемники СВЧ. М., Воениздат, 1967.
14. Руденко В. М., Халяпнн Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
15. Барулин Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах М., «Связь», 1969.
16. Расчет схем на транзисторах. Пер. с англ. Под ред. К. Г. Меркулова, Р. М. Придорогина, Э. В. Цувиной. М., «Энергия», 1969.
17. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приемников. М., «Сов. радио», 1973.
18. Малорацкий Л. Г., Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ( М., «Сов. радио», 1976.
19. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Маль-ского, Б. В. Сестрорецкого. М., «Сов. радио», 1969. Авт.: М. А. Абдюханов, Л. А. Биргер, И. А. Волошин н др.
20. Филатов К. В. Введение в инженерную теорию параметрического усиления. М., «Сов. радио», 1971.
21. Лосс. Фазовое подавление паразитного зеркального канала в приемниках СВЧ — «Электроника», 1965, № 14, с. 22—28.
22. Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., «Энергия», 1975. Авт.: А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов н др.
23. Alpha Microwave diodes. — «Microwaves», 1972, № 4, 10.
24. Немлихер Ю. А., Струков И. А., Эткни В. С. Построение схем диодных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального канала. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 14. М., «Связь», 1974, с. 49—58.
6
УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилители промежуточной частоты, используемые в радиоприемных устройствах, можно классифицировать по ряду признаков.
По величине относительной ширины полосы пропускания их подразделяют на узкополосные и широкополосные. УПЧ с отно- 1 сительной полосой пропускания, не превышающей 0,05, условно считают узкополосными, а с большей относительной полосой —• широкополосными.
По характеру распределения избирательности в каскадах различают УПЧ с распределенной и сосредоточенной избирательно-1 268
стью. В УПЧ с распределенной избирательностью функции усиления и избирательности обеспечиваются в каждом каскаде. При этом резонансные контуры, создающие требуемую избирательность, одновременно определяют также и усиление тракта.
Равномерное распределение избирательности вдоль тракта приводит к тому, что каждый каскад имеет в среднем невысокую избирательность, поэтому воздействию помех мешающих станций подвергается не только 1-й каскад усиления, но и последующие каскады. В результате возможно появление перекрестных искажений в нескольких каскадах усиления, что снижает помехоустойчивость приемника. Это является одним из существенных недостатков данного метода конструирования.
В усилителях с сосредоточенной избирательностью необходимая избирательность обычно создается системой, включенной между преобразователем и УПЧ или после 1-го каскада УПЧ, а требуемое усиление — последующими за ним апериодическими или слабоизбирательными каскадами. Системой избирательности могут быть многозвенные LC-фильтры, а также пьезоэлектрические или кварцевые фильтры, отличающиеся высоким коэффициентом прямоуголь-иости частотной характеристики.
По числу резонансных контуров в каждом каскаде усилители с распределенной избирательностью подразделяют на одноконтурные и двухконтурные. В одноконтурных усилителях все контуры могут быть настроены на номинальную промежуточную частоту (настроенный УПЧ) или иметь соответствующую расстройку (УПЧ с попарно расстроенными каскадами или с каскадами, настроенными на три частоты). В двухконтурных усилителях избирательность обеспечивается полосовым фильтром, образованным системой двух связанных контуров. В ряде случаев находят применение усилители с чередующимися одноконтурными и двухконтурными каскадами (смешанная схема).
По режиму работы каскадов УПЧ различают усилители в режиме максимального усиления и в режиме фиксированного усиления. Первый режим применяют тогда, когда внутренняя обратная связь не оказывает заметного влияния на характеристики УПЧ и когда возможное избыточное усиление не превышает допустимой нормы. Второй режим используют, когда величина коэффициента усиления ограничена либо из соображений устойчивости, либо из-за недопустимости большого избыточного усиления.
По способу включения транзисторов УПЧ можно классифицировать на усилители с общим эмиттером и с каскодным соединением Двух транзисторов. Основным способом включения транзисторов в УПЧ является схема с ОЭ обладающая большими усилительными возможностями, чем схема с ОБ, из-за большей величины входного сопротивления. Однако в УПЧ с ОЭ не всегда удается обеспечить устойчивую работу из-за влияния внутренней обратной связи. Практически это означает, что рассчитанный коэффициент усиления одного каскада превышает устойчивый коэффициент усиления.
В этом случае применяют различные способы повышения устойчивости. Если коэффициент усиления каскада незначительно (не более чем в 2 раза) превышает устойчивый, обычно используют пассивный способ, заключающийся в уменьшении коэффициента усиления каскада до устойчивого. В противном случае целесообразно
Рис. 6.1. Принципиальные схемы каскадов УПЧ: а — одноконтурный с ОЭ; б — двухконтурный с ОЭ; s — одноконтурный каскодный ОЭ - ОБ.
увеличить коэффициент устойчивого усиления, применяя каскодное включение транзисторов.
Помимо транзисторов и колебательных контуров схемы каскадов УПЧ включают в себя дополнительные элементы, предназначенные для обеспечения режима питания транзисторов, их температурной стабилизации, устранения цепей паразитной связи, обеспечения между каскадных соединений и т, п, (рис, 6.1),
6.2. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ С РАСПРЕДЕЛЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬЮ
Исходные данные для расчета усилителей промежуточной частоты получают из предварительного расчета приемника. К ним относятся:
— номинальное значение промежуточной частоты /п;
— коэффициент усиления по напряжению всего УПЧ (с учетом транзисторного преобразователя частоты, если такой используют) •^Опт’
— полоса пропускания частот всего усилителя П;
— избирательность усилителя, характеризуемая коэффициентами прямоугольное™ £в01, £n0.0i, feD0001;
— параметры нагрузки УПЧ gH, С„.
Выбор типа транзисторов и способа их включения
Наиболее часто для усилителей промежуточной частоты используют биполярные транзисторы. Тип транзистора выбирают по величине /у21, вычисляемой по формуле (3.11). Транзистор выбран правильно, если выполняется условие
/У21 > (2 ... 3)/п. (6.1)
В начале расчета следует ориентироваться на способ включения транзистора с ОЭ. Если расчет покажет, что подобное включение не обеспечивает требуемого усиления из-за влияния внутренней обратной связи, то может оказаться целесообразным переход к каскодной схеме включения транзисторов.
Для выбранного транзистора задаются режимом по постоянному току и определяют его параметры gu, Сп, g22, С22, | У211 и | У и I на частоте /п, пользуясь рекомендациями, изложенными в гл. 3.
Если преобразователь частоты в приемнике транзисторный, то в качестве его нагрузки выбирают такую же избирательную систему, как и в каскадах усилителя. В этом случае для расчета необходимы параметры транзистора в режиме преобразования частоты &22пч, С^пч, | У21пч |. Методика их определения дана в гл. 7.
Выбор схемы УПЧ
При выборе схемы УПЧ следует руководствоваться следующими соображениями.
Если требования к избирательности не предъявлены, то целесообразно применять усилитель с одноконтурными настроенными каскадами. К достоинствам такого усилителя можно отнести достаточно высокую степень линейности фазовой характеристики, хорошую стабильность формы резонансной кривой, простоту конструкции и настройки. Однако усилитель с такой схемой обладает весьма малым предельным значением произведения коэффициента
*П0.1 ь ПО.01 ПО.001 *по.1 ь Ц0,01 ^П0.001 *П0.1
tn УПЧ с одно
УПЧ с настроенными УПЧ с двухконтурнымн парно рас Д
каскадами каскадами (р=1) кадамй .>
1 1,00 9,95 100 1000 0,71 3,15 10,0 31,6
2 1,55 4,66 15,5 49,1 0,88 2,16 3,93 7,01 0,71 3,15
3 1,96 3,74 8,89 19,5 0,99 1,94 2,98 4,42
4 2,30 3,38 6,90 12,7 1,07 1,84 2,63 3,57 0,88 2,16
5 2,59 3,19 5,98 10,0 1,14 1,79 2,44 3,16
6 2,86 3,07 5,45 8,57 1,19 1,75 2,34 2,93 0,99 1,94
7 3,10 2,99 5,12 7,72 1,24 1,73 2,26 2,78
8 3,32 2,93 4,89 7,15 1,29 1,71 2,21 2,67 1,07 1,84
9 3,53 2,89 4,72 6,74 1,33 1,70 2,17 2,60
10 3,73 2,86 4,59 6,45 1,37 1,69 2,14 2,54 1,14 1,79
11 3,92 2,83 4,49 6,21 1,40 1,69 2,12 2,49
12 4,10 2,81 4,41 6,03 1,43 1,68 2,10 2,46 1,20 1,75
усиления на полосу пропускания, особенно при большом числе каскадов. Поэтому в процессе расчета может оказаться, что коэффициент усиления с ростом числа каскадов уменьшается или необходимое усиление достигается при конструктивно неприемлемом числе каскадов (более 10—12). В подобных случаях приходится выбирать схемы усилителей, обеспечивающие большее произведение коэффициента усиления на полосу пропускания. К ним относятся усилители с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, с двухконтурными каскадами, с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, со смешанной схемой и т. п. й
Если требование к избирательности предъявлено, то тип УПЧ 1 выбирают по заданному коэффициенту прямоугольности с помощью i данных табл. 6.1. В таблице приняты следующие обозначения: т— J число избирательных систем, —параметр расстройки контуров, J Р — параметр связи контуров, ф — величина, равная отношению полосы пропускания отдельного резонансного контура к полосе пропускания УПЧ с числом избирательных систем т. •
Для выбранной схемы по таблице определяется минимальное число избирательных систем ms, обеспечивающее требуемую избирательность.
Расчет вспомогательных параметров УПЧ I
Для дальнейшего расчета усилителя нужно вычислить ряд вспо- I могательных параметров. I
Максимальный коэффициент устойчивого усиления одного кас- I када I
Ку01=и 0,42/1^171^1. (6.2)
272 I
Таблица 6.1
I
А ГП0.01 ^по.оо! *П0.1 ь *П0.01 Апо.ов1 if ь Лпол *П0,01 АП0.001
контурными построенными кас- УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты (?„ = "j/T * УПЧ с чередующимися одноконтурными и двухконтурными каскадами (3 = "|/”з")
10,0 3,93 31,6 7,01 0,50 2,15 4,64 10,0 0,50 0,58 2,15 1,67 4,64 2,49 10,0 3,66
2,98 4,42 0,58 1,67 2,49 3,66 0,63 1,55 2,07 2,69
2,63 2,44 3,57 3,16 0,63 1,55 2,07 2,69 0,66 0,69 1,50 1,47 1,90 1,82 2,33 2,15
2,34 2,93 0,66 1,50 1,90 2,33 0,71 1,45 1,76 2,05
Минимальное число избирательных систем тк, необходимое для реализации усилителя с заданным коэффициентом усиления; основой для его определения являются неравенства
ig Куст
при использовании диодного смесителя;
т (Kpn Т | Угг I / I ^21 пч 1)
IgAycT
при использовании транзисторного преобразователя частоты.
В качестве тк выбирают минимальное целое число, удовлетворяющее указанным неравенствам и соответствующее принятой схеме УПЧ. В частности, для усилителя с попарно расстроенными одноконтурными каскадами и для усилителя со смешанной схемой число избирательных систем должно быть кратно двум, а для усилителей с каскадами, настроенными на три частоты, — трем.
Исходное для расчета УПЧ число избирательных систем т0. Его выбирают как наибольшее из чисел ms и тк. Если требования к избирательности УПЧ не предъявлены, т0 ~ тк.
Минимально допустимое с точки зрения стабильности формы частотной характеристики отношение эквивалентной емкости контура каскада к емкости, вносимой в контур транзисторами [1],
(6-3) у,П
где b — ДСц/Сц « \С221С22 — относительное изменение входной и выходной емкостей транзистора (при отсутствии дополнительных
сведений следует брать b — 0,1 ... 0,3). Значения параметра р. принимают равными [2]:
1,0—1,5 для УПЧ с настроенными одноконтурными каскадами, 0,4—0,6 для УПЧ с попарно расстроенными одноконтурными каскадами,
0,3—0,4 для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты,
0,8—1,0 для УПЧ с двухконтурными каскадами.
Для смешанной схемы УПЧ рассчитывают два значения а: одно — для одноконтурных каскадов, другое — для двухконтурных. Пользуясь неравенством (6.2), следует иметь в виду, что значение а не должно быть меньше 1,2—1,3.
Расчет отдельных каскадов УПЧ
Задавшись числом избирательных систем (сначала полагают т = т0), определяют необходимое эквивалентное затухание контуров, обеспечивающее заданную полосу пропускания:
d9=-^-ф(тп). (6.4)
I и
Значения функции ф можно найти в табл. 6.'.
Для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, и для УПЧ с чередующимися одноконтурными и двухконтурными каскадами эквивалентные затухания одиночных контуров, настроенных на частоту /и, берут в два раза большими, чем вычисленные по формуле (6.4).
Далее будут приведены методики расчета одноконтурных и двухконтурных каскадов УПЧ. По этим методикам вычисляются параметры всех каскадов усилителя. При этом необходимо учесть, что для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, параметры расстроенных каскадов и каскадов с частотой настройки /п нужно рассчитывать раздельно вследствие разницы в величине эквивалентного затухания контуров. Также раздельно следует рассчитывать одноконтурные и двух контурные каскады при смешанной схеме УПЧ. Оконечный каскад, нагруженный на детектор (или ограничитель) во всех случаях рассчитывают отдельно от остальных. При расчете оконечного каскада в приводимых далее формулах параметр gn нужно заменить на gH и Сп — на Сн.
Транзисторный преобразователь частоты (если он должен быть в приемнике) рассчитывают так же, как и каскады усилителя, заменяя §22- С22 и ( У21 | на соответствующие параметры транзистора в режиме преобразования. При этом расчет отличается тем, что транзисторный преобразователь не проверяют на устойчивость, полагая, что коэффициент усиления преобразователя Копч не ограничен влиянием внутренней обратной связи.
С точки зрения простоты реализации схемы целесообразно использовать полное включение контуров к коллекторам транзисто-274
ров. Поэтому вначале полагают коэффициент включения контура в коллекторную цепь т1 = 1. Однако, если расчет покажет, что индуктивности контутрных катушек при этом слишком малы, по-требуется частично включить контуры в коллекторные цепи (71! < 1).
Методика расчета одноконтурного каскада. Вначале вычисляют критические значения эквивалентного затухания контура:
d' = d+----------!---------, . (6.5)
ла/п (Cji/gn-l-C'ao/fe)
d^d+~L-(g11/C11 + gi2/C22), (6.6)
4ла/п
где d — собственное затухание катушки (обычно d « 0,01). Полученные значения d' и d" сравнивают с эквивалентным за-
туханием контура d3. При этом могут быть три случая:
a) d3 <1 d'. В этом случае режим максимального усиления каскада при заданной полосе пропускания оказывается реализуемым без ограничений. Максимальное усиление достигается при следующем выборе параметров схемы:
— коэффициент включения контура в цепь базы транзистора следующего каскада
т2 = Vgi2/gn. (6-7)
— эквивалентная емкость контура
С _
3 nfn(d9-d)
(6-8)
б d’ < d3 d". В этом случае от каскада не удается получить Максимально возможное усиление, так как для этого требуется слишком малая эквивалентная емкость контура, не допустимая с точки зрения стабильности формы частотной характеристики. В подобной ситуации реализуют режим максимального усиления при ограничении минимального значения эквивалентной емкости контура. При этом коэффициент включения определяют по соот-н ошен и ю ____________________
_ j / 2nfn (da — d) аС22—g22 ‘ zg
Г gn—2л)п (dg—d) аСп
а эквивалентную емкость контура принимают равной минимально допустимой
Сэ = a (С22 + micn). (6.10)
в) dg > d". Как и в предыдущем случае, реализуется режим максимального усиления при ограничении минимального значения эквивалентной емкости контура. Коэффициент включения т2 находят по формуле
т2 — j7 Сг2[ Сц. (6-11)
275
Эквивалентную емкость контура принимают равной минимально допустимой и вычисляют по формуле (6.10). Чтобы обеспечить нужное эквивалентное затухание контура, его шунтируют резистором с проводимостью
£шн 2л/пС3 (с?э d) (6.12)
Во всех приведенных случаях коэффициент усиления одноконтурного каскада на частоте настройки контура рассчитывают по формуле
iz _ т-г I lZ2i I ок 2л/п Сэ d.„
(6.13)
Полученное значение коэффициента усиления каскада сравнивают с коэффициентом устойчивого усиления. Если Кок /<уС1, то каскад устойчив, значение /<ок оставляют без изменения. Если ХОк> Л’уег, каскад неустойчив Необходимо принять меры для повышения устойчивости усилителя.
Если отношение /<0К/Лу,,т sgC 2, целесообразно применить пассивный способ повышения устойчивости, заключающийся в уменьшении резонансного коэффициента усиления до устойчивого. В этом случае каскад рассчитывают применительно к режиму фиксированного усиления, задавшись величиной фиксированного коэффициента усиления Кф = /(уст.
Коэффициент включения контура в цепь базы транзистора определяют при этом как
= 2n^/uCHda/| 1. (6.14)
Значение ти как и ранее, полагают равным единице. Для получения заданной полосы пропускания к контуру нужно подключить шунтирующий резистор с проводимостью
gain = 2л7цСэ (dH d) — ^igu- (6.15)
Эквивалентная емкость контура остается без изменений. Значение резонансного коэффициента усиления Кок оказывается равным У Если отношение КОк//<Уст > 2- т0 применяют каскодное включение транзисторов по схеме ОЭ—ОБ. При этом необходимо заново рассчитать каскад, подставляя в формулы соответствующие параметры составного транзистора. Последние определяют в соответствии с рекомендациями, приведенными в гл. 3.
Если усилитель, построенный по каскодной схеме, все же окажется неустойчивым, следует перейти к режиму фиксированного усиления, полагая Кф равным коэффициенту устойчивого усиления каскодной схемы.
Примечание. При расчете каскада по приведенной методике вычисленное значение коэффициента включения контура в базовую цепь транзистора может оказаться больше единицы. В этом случае полагают тг = 1 и повторяют расчет каскада, пользуясь транс*
формированными формулами. Трансформация состоит в замене индекса 2 индексом 1 и наоборот. Например, формула (6.7) после трансформации будет иметь вид: mY — l/gu/gw
Методика расчета двухконтурного каскада. Обычно при проектировании УПЧ на двухконтурных каскадах исходят из следующих условий:
/о1 = f 02 ~ /п> ^91 = ^92 = di — d-2 — d’, С31 = C32 = Ca, где /01, /о2* dgl, dai, dlt d2, Cal, Ca2 — частоты настроек, эквивалентные затухания, собственные затухания и эквивалентные емкости контуров соответственно в коллекторной и базовой цепях.
Как и при расчете одноконтурных каскадов, вначале предполагают простейший вариант реализации схемы с полным включением контура к коллектору транзистора (mx — 1).
Критические значения эквивалентного затухания контуров определяются следующими выражениями:
d'=d+----, (6.16)
d'=dH—— (6.
2л/п аСи
В зависимости от соотношения da с d' и d" возможны три варианта расчета:
a) d3 С d'. В этом случае величины т.г и С* вычисляют по формулам:
m»==/g22/gll, (6.18)
б) d' < da < d". В этом случае эквивалентные емкости контуров полагают равными минимально допустимым:
Сэ = аС22. ' . (6.20)
В коллекторный контур включают шунтирующий резистор с проводимостью
gnjBl “ 2л/(da —• d) gs2‘ (6.21)
Коэффициент включения контура к базе транзистора следующего каскада определяют как
W2 ~ V^(&22 + §ШП1)/^11- (6.22)
в) da > d". В этом случае коэффициент включения т2 определяется соотношением
т^= /С22/Сп. (6.23)
277
Эквивалентную емкость контуров принимают равной минимально допустимой:
Сэ = аС22. (6.24)
Контуры шунтируют резисторами с проводимостью
ётая1 ~ (d3 d) (6.25)
в коллекторной цепи,
gmH2 = 2яЛА (d8 — d) — (6.26)
в базовой цепи.
Во всех трех случаях коэффициент усиления двухконтурного каскада на частоте настройки равен
X — Р 1^21 I
дк 1-Ь₽2 2n/nC3da
(6.27)
где 0 — обобщенный параметр связи между контурами.
Если в проектируемом УПЧ все каскады двухконтурные, то параметр связи берут равным единице. При этом получается максимальный коэффициент усиления на резонансной частоте и одногорбая частотная характеристика с максимально плоской вершиной.
Для двухконтурных каскадов, используемых в смешанной схеме усилителя (с чередующимися одноконтурными и двухкоитур-: ными каскадами), принимают 0 — Д/З. При условии, что эквивалентное затухание контура одноконтурного усилителя в два раза больше эквивалентного затухания каждого из контуров усилителя со связанными контурами, выбор указанного значения параметра связи обеспечивает получение максимально плоской вершины частотной характеристики УПЧ.
Вычисленный по формуле (6.27) коэффициент усиления сравнивают с устойчивым коэффициентом усиления. При Кяк > /<ус1! усилитель неустойчив. В этом случае принимают меры для повышения устойчивости. Если отношение Кд1./Куст 2, то используют пассивный способ, заключающийся в уменьшении коэффициента усиления до устойчивого. Каскад в режиме фиксированного усиления рассчитывают в такой последовательности.
Задавшись фиксированным коэффициентом усиления каскада (в данном случае Кф = Куст), определяют коэффициент включения т2:
I "Е Р2 КфЦа2л./пСэ /к
т<—5-----------' <в'28)
Значение, емкости Са выбирают при этом то, которое получилось при расчете на максимальное усиление. Коэффициент включения т1 полагают равным единице. Поскольку значение т2 изменилось, 278
проводимость резистора, шунтирующего контур в базЪвой цепи, рассчитывают вновь по формуле
£шнг = 2n/„C3 (d3 — d) (6.29)
При указанном выборе параметров двухконтурного каскада его коэффициент усиления равен /<уст.
Если в результате расчета каскада на максимальное усиление окажется, что /<дК//(уСТ > 2, от схемы с ОЭ целесообразно перейти к каскодной схеме. Двухконтурный каскад на составном транзисторе рассчитывают по приведенной методике. Параметры составного транзистора определяют по формулам, приведенным в гл. 3.
Если и для каскодной схемы условие устойчивости окажется невыполненным, следует перейти к режиму фиксированного усиления с Кф = Куст* гДе ^уст — коэффициент устойчивого усиления каскада на составном транзисторе.
При расчете двухконтурного каскада может оказаться, что вычисленное значение пг2 > 1. В этом случае полагают m2 = I и повторяют вычисления, пользуясь трансформированными формулами, как это указано в примечании к расчету одноконтурного каскада.
Расчет коэффициента усиления УПЧ
В результате расчета отдельных каскадов должны быть получены следующие данные:
— коэффициент усиления промежуточных каскадов КОк и коэффициент усиления оконечного каскада КОк н Для УПЧ с одноконтурными настроенными каскадами и с попарно расстроенными каскадами;
— коэффициент усиления промежуточных каскадов Лдк и коэффициент усиления оконечного каскада Клк н Для УПЧ с двухконтурными каскадами;
— коэффициент усиления промежуточного расстроенного каскада Кок< коэффициент усиления промежуточного каскада, настроенного на промежуточную частоту, коэффициент усиления оконечного каскада Кок н (либо КОк н) для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты;
— коэффициент усиления промежуточного одноконтурного каскада Кок, коэффициент усиления промежуточного двухконтурного каскада Как и коэффициент усиления оконечного каскада К01, □ (либо Как н) для УПЧ со смешанной схемой;
— коэффициент усиления транзисторного преобразователя частоты Ко пч Для приемника с транзисторным преобразователем частоты.
Общий коэффициент усиления УПЧ Ко п вычисляют по одной из приводимых далее формул в зависимости от принятой схемы усилителя.
Число каскадов усилителя п равно числу избирательных систем т в приемниках с диодным смесителем и на единицу меньше т в приемниках с транзисторным преобразователем частоты. Если используется диодный смеситель, значение 7(on4, подставляемое в формулы (6.30) — (6.36), полагают равным единице.
Для УПЧ с настроенными одноконтурными каскадами
Яоо = ЯоПч ЯоГ’Яок в. (6-30)
Для УПЧ с попарно расстроенными одноконтурными каскадами Лопч ^ок '^окн вп=="“(1 + ^Г2
(6.31)
где — параметр расстройки контуров; для получения частотной характеристики УПЧ с максимально плоской вершиной берут значение = 1-
Для УПЧ с двухкоитурными каскадами
Яов = Ховч/СГ'Кдк н. (6.32)
Для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты,
„ К,.вч(К^)п^[Кок)п^ */Сокн
Л°п
(6.33)
если оконечный каскад настроен на частоту /п, и
ЛоЯЧ(^к)ЛЛ ‘(^окЛК^н
(6.34)
если оконечным является расстроенный каскад.
В формулах (6.33), (6.34) /гд — число расстроенных каскадов усилителя; па — число настроенных каскадов. Для получения максимально плоской вершины частотной характеристики УПЧ принимают значение £0 = УЗ.
Для УПЧ со смешанной схемой
/<0п-^пчСОК^К Х-<н
(6.35)
если оконечный каскад двухконтурный, и
/Сов = /<0 вч С01Г1 СДК ^ок и- (6.36)
если оконечный каскад одноконтурный.
Здесь пок, /?дк — число одноконтурных и двухконтурных каскадов усилителя.
Если в результате расчета усиление УПЧ окажется меньше требуемого, т. е. < Л^Опт, то следует увеличить число каскадов и повторить расчет. При увеличении числа каскадов нужно помнить, 280
что для усилителей с попарно расстроенными каскадами и чередующимися одноконтурными и двухконтурными каскадами т должно быть кратно двум, а для усилителей с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты, — трем.
В процессе расчета может оказаться, что при приемлемом с конструктивной точки зрения числе каскадов (п < 10 ... 12) не удается получить требуемый коэффициент усиления. В этом случае рекомендуется перейти к другой схеме УПЧ с большим предельным значением произведения коэффициента усиления на полосу пропускания.
Может также оказаться, что условие /<11П > т выполняется с большим запасом, т. е. усилитель имеет значительное избыточное усиление. Допустимым обычно считают не более чем трехкратное превышение заданного коэффициента усиления. Если это не выполняется, переходят к режиму фиксированного усиления и производят уточненный расчет параметров схемы. Значения фиксированных коэффициентов усиления отдельных каскадов определяют с помощью соотношений:
/<ф = сК0И — для одноконтурных каскадов,
^ф = сКяк — для двухконтурных каскадов,
/(ф = сЛопч — Для транзисторного преобразователя частоты, где /<он, Кдк, Ко пч — коэффициенты усиления, полученные при первоначальном расчете, с ~ К» п-
Далее вычисления производят по методике расчета каскадов в режиме фиксированного усиления. Рассчитанный усилитель имеет в этом случае коэффициент усиления Лоп1.
Расчет элементов контуров
Определяют частоты настройки контуров расстроенных каскадов
U 02 = (V 1 +0,5£od3 Т 0.5&, da), (6.37)
где — параметр расстройки
Рассчитывают индуктивность контурных катушек
, 2.S3.10" (6.38)
II С,
где /о — частота настройки контура; измеряется в микрогенри, Сэ — в пикофарадах, /0—в килогерцах.
Иногда значение Ек, полученное по выражению (6.38), может оказаться меньше конструктивно осуществимого. Приближенные минимальные значения индуктивностей Lmin катушек контуров, которые можно допускать на различных частотах, приведены в табл. 6.2 [3].
Если LK < Emin, то целесообразно использовать неполное включение контура не только в цепь базы, но и цепь коллектора. В этом
281
Таблица 6.2
(о. МГц 0,1—0,5 0,5—1,0 1-5 5—10 10-20 20-40 40-100
ГпНп, мкГ 1000—400 400—250 250—20 20—10 10-5 5—0,8 0,8—0,05
случае последовательность расчета такова. Определяют максимально допустимую эквивалентную емкость контура
(6.39)
Сэп,ах ’
В качестве значения эквивалентной емкости контура принимают
С '-'э max*
Находят коэффициент х:
и — ~VC9lCe гпак,
(6.40’
(6.42)
где Сэ — значение эквивалентной емкости, полученное при первс начальном расчете.
Вычисляют уточненные значения коэффициентов включения т{ = /TijX = х, mi) = m3x. ’ '
По уточненным значениям коэффициентов включения пересчй тывают проводимости шунтирующих резисторов (если они имеются) по формулам (6.12), (6.25), (6.26), Затем продолжают расчет элементов колебательных контуров.
Определяют емкости конденсаторов настройки контуров:
Ск = Сэ — т\См — m)Cu — См (6.41)
для одноконтурных каскадов,
СК1 = СЭ — т\Сп—См,
СК2 ~ С8 — пц СпСм
для двухконтурных каскадов. Емкость монтажа См принимают ; равной 3—5 пФ.
Для одноконтурных каскадов при трансформаторной межкас- . кадной связи вычисляют индуктивность катушки связи
Д.в = LKm.yk^. (6.43)
Значением коэффициента kC3 задаются в пределах 0,7—0,9.
Для двухконтурных каскадов определяют коэффициенты связи и взаимной индуктивности контуров полосовых фильтров feCB == pda’, М — kc&LK. Здесь р — параметр связи контуров.
В случае внешнеемкостной связи контуров полосовых фильтров емкость конденсатора связи рассчитывают по формуле Ссв — ~ вСэ, где kc в = pda.
Элементы цепей питания и термостабилизации рассчитывают так же, как и для усилителей радиочастоты. Методика такого расчета приведена в гл. 5.
4
°---1 —II - | о
‘41 тг т z
cJzr Н-1 о
Рис. 6.2. Элементарное звено фильтра типа
fes] РАСЧЕТ УПЧ С ЭЛЕКТРИЧЕСКИМИ ФИЛЬТРАМИ СОСРЕДОТОЧЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ
В условиях, оговоренных в § 1.4, вместо УПЧ с распределенной избирательностью можно использовать УПЧ с фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ). При этом УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность, и ряд апериодических или слабэизбирательных каскадов, создающих необходимое усиление по промежуточной частоте. ФСИ включают на выходе транзисторного преобразователя частоты или на выходе одного из первых каскадов УПЧ, следующих за диодным смесителем.
Исходными данными для расчета каскада с электрическим ФСИ являются:
— номинальное значение промежуточной частоты /п;
— полоса пропускания П;
— расстройка, соответствующая соседнему каналу, А/Сн;
. — ослабление сигнала соседнего канала, требуемое от ФСИ, к и >
— ослабление сигнала на границе полосы пропускания 5еп;
— параметры усилительного транзистора g22, С22 и ) Y211 или транзисторного смесителя £22пч, С22пЧ и |У21пчГ>
— входная проводимость gtl и входная емкость Сп транзистора следующего каскада.
Наибольшее распространение в радиоприемных устройствах получили фильтры типа 1114, образованные каскадным включением элементарных звеньев, представленных на рис. 6.2.
В теории фильтров в качестве характеристик элементарного звена вводятся частоты среза Д и /2. Для фильтров типа Н14 верхняя частота среза f2 есть резонансная частота параллельного контура, образованного индуктивностью 2L2 и емкостью С2/2. Если к этому контуру дополнительно подключить емкость 2СП то резонансная частота полученного контура будет равна нижней частоте среза Д.
При заданном номинальном характеристическом сопротивлении фильтра №0 все элементы звена однозначно выражаются через ча-. стоты среза:
LaIW0 = (fi ~ fiV^fJi, C2W0 = Д/яД (/2 - Д),, (6.44)
= (Д + А)/4л^2.
Таким образом, расчет ФСИ должен сводиться к нахождению частот среза и числа элементарных звеньев, при которых фильтр Удовлетворяет предъявленным к нему требованиям.
Расчет параметров ФСИ
Для расчета ФСИ можно использовать семейство обобщенных резонансных кривых, показанных на рис. 6.3. По оси абсцисс отложена относительная расстройка z/t = 2AA(A—А), соответствующая абсолютной расстройке А/, Se± — ослабление, создаваемое одним звеном. Кривые построены для различных значений параметра т) = 2/nd/(/a — Д), где d — собственное затухание контуров ФСИ.
Л/ ,дб О
S
10
0,2
2
1
Рис. 6.3. Обобщенные резонансные кривые ФСИ.
к
15о
1,0
! 0.В
0,6
0,6
0,3
О 0,6
1,2 1,6 2,0 2,6^
Рис. 6.4 Графики для определения коэффициента к.
Последовательность расчета такова.
Определяют величину
т)” = 2/п<//П,
(6.4
задаваясь значением d — 0,0025 ... 0,005.
Задаются числом звеньев п. В качестве начального яриближе-ния целесообразно выбрать п — 4. d
Определяют ослаблейие на границе полосы II, создаваемое одним я звеном: |
Seul = SeD/n. (6.46)J
По графикам рис. 6.4 находят параметр х. Я
Определяют разность частот среза Я
А/ср = А - А = П/х. (6.47) I
Вычисляют значение уг при А/ = А/ск и параметр т] — хт]*. | С помощью обобщенных резонансных кривых находят ослабле- ч ние соседнего канала SeCH1, обеспечиваемое одним звеном.
284
Определяют общее расчетное ослабление фильтра на частоте соседнего канала
5еси ф = п&’сц! — &Se, (6.48)
где ASe — ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой. Величиной ASe задаются в пределах 3 ... 6 дБ.
Сравнивают расчетное ослабление Seclt ф с требуемым ScCK п. В зависимости от соотношения между SeCK ф и SeCH п возможны три случая:
а) SeCK n — SerK ф. Фильтр обладает требуемой избирательностью. Значения п и А/ср являются окончательными и используются далее для расчета элементов звеньев и коэффициента передачи ФСИ.
б) SeCK п > SeCH ф. Фильтр не обеспечивает требуемую избирательность по соседнему каналу. Следует повторить расчет, увеличив н на единицу. В общем случае может потребоваться несколько подобных шагов вычислений. Значения п и Afcp, полученные на последнем шаге (при выполнении условия SeCK n^SeCK ф), являются окончательными.
в) SeCK п < SCK ф. Фильтр обеспечивает избирательность не хуже требуемой. Однако следует проверить возможность уменьшения числа звеньев. С этой целью вычисления повторяют, последовательно уменьшая п на единицу. На последнем шаге условие SeCK п s^SeCK ф должно нарушиться. В качестве окончательных значений п и А/Ср принимают результаты предпоследнего шага вычислений.
Расчет элементов звеньев и параметров каскада с ФСИ
Задаются величиной номинального характеристического сопротивления фильтра W'o = 1 ... 50 кОм.
С точки зрения увеличения коэффициента усиления каскада с ФСИ целесообразно выбирать из условия W'og22 5s 1- Однако при больших значениях возникают трудности реализации емкости С1( особенно на высоких частотах. Поэтому значение ограничивают: произведение в килоомах на /п в мегагерцах не должно превышать 100.
Вычисляют коэффициенты трансформации соответственно для первого и последнего контуров ФСИ:
- / 1
( J____
2 I 1/V^T
при №og22<l.
при g2i 1; при №;£и<1, при
(6.49)
Если Wogit < Г, то для согласования фильтра с коллекторной
285
цепью параллельно входу фильтра включают шунтирующий резистор с проводимостью
£шн1 — О — Wog2i)/Wo. (6.50)
Как правило, в качестве шунта используют коллекторный резистор в цепи питания транзистора.
Если < 1, то шунтирующий резистор включают и на выходе фильтра (в базовой цепи). Проводимость шунта рассчитывают по формуле
§ШВ2 = (1 (6.51)
Рис. 6.5. Принципиальная схема каскада с трехзвенным фильтром сосредоточенной избирательности.
Рассчитывают элементы, образующие звенья фильтра (рис. 6.5): = 1/(2л «?</„); С2 = 1/(лГ0А/ср) - 2Cf,
С3 = 0,5С2-/п?С22; С4 = 0,5Сг-^Сп; (6.52)
L2 = Г0А/ср/(4л/’); Lt = 2Z.2.
При индуктивной связи ФСИ с коллекторной или базовой цепью рассчитывают индуктивности катушек связи
LCB = Li (mip/^CB)\ (6.53)
где /пТр — соответствующий коэффициент трансформации; значением коэффициента связи kCB задаются в пределах 0,7 ... 0,9.
Определяют коэффициент передачи Ка $ по графикам рис. 6.6.
Рассчитывают коэффициент усиления каскада, нагруженного на ФСИ:
Коф = O.S^m, IУ21| П7окпф. (6.54)
Если ФСИ является нагрузкой преобразователя частоты, то выражения (6.49), (6.50) вместо g22 подставляют g22n4, а в (6.54) вместо I У21 I I У21ПЧ I
При составлении принципиальной схемы ФСИ следует помнить, что число звеньев п равно числу емкостей Сг и на единицу меньше числа параллельных контуров.
286
Пример 6.1. Рассчитать усилительный каскад с электрическим ФСИ.
Исходные данные-. fa = 465 кГц, П = 10 кГц, А/ск = 10 кГц, £ескп = 30 дБ, Sen = ЗдБ. Параметры усилительного транзистора: g22 = 0,085 мСм, С22 = 15 пФ, | Г21 | = 84 мСм. Параметры нагрузки ФСИ: glt = 1,4 мСм, Си = 116 пФ.
Расчет
1. Определяем по (6.45) параметр т]*, задавшись затуханием d = 0.004: г]* = 2 • 465 • 0,004/10 = 0,37.
2. Задаемся числом звеньев п = 4.
3. Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним звеном (6.46): Senl ;= 3/4 = 0,75 дБ.
4. По графикам рис. 6.4 находим х = 0,78.
5. Определяем разность частот среза (6.47): А/Ср = 10/0,78 = 42,8 кГц.
6. Определяем вспомогательные величины^ и гр = 2-10/12,8= 1,56; г] = = 0,37 • 0,78 = 0,29.
7. По графикам рис. 6.3 находим Se1 = 7,7 дБ.
8. Определяем расчетное ослабление соседнего канала по формуле (6.48), задавшись величиной ASe ==
Рис. 6.6. Графики для определения коэффициента передачи ФСИ.
= 5 дБ: Sec„ ф = 4-7,7 — 5 = 25,8 дБ.
9. Так как SeCil ф< SeCK ц, увеличиваем число звеньев, принимая п = 5. Повторяем расчет: Senl = 3/5 = 0,6 дБ, х = 0,75, Д/ср= 10/0,75 = 13,3 кГц, r/t = 2 - 10/13,3 = 1,5, г] = 0,37 х X 0,75 = 0,28, Sel = 7,2 дБ, ScCH ф = 5 • 7,2 — 5 = 31 дБ.
Требуемая избирательность обеспечивается при п = 5, А/ср = _ = 13,3 кГц.
10. Задаемся величиной номинального характеристического сопротивления Wo = 20 кОм.
11. Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам (6.49): Ц7^22 = 20 • 0,085 = 1,7 >_1, m, = 1/VTT = 0,77, =
= 20 • 1,4 = 28 > 1, т2 = 1/V28 = 0,19.
12. Согласно (6.52) рассчитываем элементы ФСИ:
10я
6,28-20-465
= 17,2 пФ,
10"
2 3,14-20 13,3
2-17,2 = 1156 пФ,
С8 = 1156 • 0,5 — 0,6 • 15 = 569 пФ, С4 = 1156-0,5 — - 0,036 -116 = 574 пФ,
/ = --?°:_!j,3'1,9L_ « 98 мкГ; Lt = 2-98= 196 мкГ.
2 4-3,14.4652
13. По графикам рис. 6.6 определяем коэффициент передачи ФСИ для п — 5 и г] = 0,28: Кп$ — 0,46. j
14. Рассчитываем коэффициент усиления каскада с ФСИ (6.54)"
КОф = 0,5 • 0,77 - 0,19 84 • 20 • 0,46 = 56.
6.4. МАШИННОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ LC-ФИЛЬТРОВ СОСРЕДОТОЧЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ
Расчет ФСИ с помощью обобщенных резонансных кривых является приближенным. Дело в том, что указанные кривые ото-' бражают лишь собственное затухание звеньев фильтра. Ухудшение избирательности вследствие рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой учитывают введением величины ASe, выбор которой недостаточно строг. Кроме того, при опенке избирательности не учитывают асимметрию частотной характеристик!!, свойственную фильтрам типа 1114. Последняя весьма значительна в фильтрах с большой относительной полосой пропускания. Так, например, в 10-звенном фильтре с частотой настройки 70 МГц и по-, лосой пропускания 42 МГц избирательность составляет 193,7 дБ при расстройке — 42 МГн и лишь 40.2 дБ при той же расстройке противоположного знака.
Более точный расчет ФСИ возможен на базе строгих соотношений, полученных в теории фильтров (9i Далее приводятся формулы, являющиеся основой методики машинного проектирования LC-фильтров типа 1114 *
Гиперболический косинус собственного затухания элементарного звена на частоте f
ch Lc = (G 4- tf)/2„
где ,
G ~ V(l+ D’ + CT /7 = У(Д-1)2 +CY A = 2/’ Г’-/?) L c = 2/1П ,
d— собственное затухание контуров, входящих в звенья фильтра/ Собственное затухание элементарного звена в неперах Lc [Нп] =
= In (ch £с + sh Lc), где sh Lc = Veh2 Lc — 1.
Собственное затухание элементарного звена в децибелах Le [дБ] = 8.6859 Д [Нп|.
Затухание сигнала на частоте / вследствие рассогласования фильтра с коллекторной цепью
Lpc к 1дБ1 = 4,343 In 1(1 + Ц7йорн + 2№иоры cos -)/4|, где
\V7_________ft______
WНОРМ — t t .--
f(h + l2)VGH
— нормированное значение характеристического сопротивления,
Фи? “ (arctS + arctg ~г~ 1 / 2
— фазовый угол характеристического сопротивления.
Затухание сигнала на частоте f из-за рассогласования фильтра ё базовой цепью
^рсв[дБ]=4,343 In
1
IF2 норм
2
+ ™----costPuz
норм
/4
Суммарное затухание, обусловленное рассогласованием фильтра с источником и нагрузкой Z.pc = Лрск 4- Лрсб.
- Общее затухание, вносимое фильтром на частоте /п
^-ф = (/п) + ^рс (/п).
Коэффициент передачи фильтра на частоте настройки
Кпф = 1О~^^20.
Ослабление сигнала на частоте f относительно резонансного уровня Se (/) = nLc (/) + Z.pc (/) — Z,4. .
Избирательность rto соседнему каналу, обеспечиваемая /г-звен-иым фильтром, SeCK 4 = Se (/ск), где /ск — частота соседнего канала.
Для машинного расчета ФСИ предлагается следующий алгоритм:
1. Задаются начальные значения частот среза Д = fa — П/2, А = /п + П/2.
2. Вычисляются собственное затухание звена Lc (fa) и затухание из-за рассогласований Лрс (/ц) на частоте настройки фильтра.
3. Вычисляются собственное затухание звена Лс (/ск) и затухание из-за рассогласований Lpc (/ск) на частоте /ск == fn + Д/ск-
4. Определяется необходимое число звеньев для обеспечения избирательности не хуже требуемой SeCK п:
11 ~ ЩГ/эСсК П ^-рс (/св) 4~ ^рс (/ск) (/п)1 + 1},
где Ц (х) означает выделение целой части х.
5. Вычисляется ослабление сигнала Se (/гр) на левой границе полосы пропускания, т. е. на частоте /гр = /п — П/2.
6. Значение Se (/гр) сравнивается с уровнем отсчета полосы пропускания Sen. При этом могут быть два случая:
a) Se (/гр) > Seu. Требуемая полоса пропускания фильтра не обеспечивается. Поэтому разность частот среза увеличивается: А: = А — Д/12; /2 : = /2 + Д/12, где Д/12 — шаг изменения частот среза, и цикл вычислений повторяется, начиная с п. 2.
б) Se (/гр) гС Sea. Полоса пропускания ФСИ не меньше требуемой. Полученные значения частот среза и числа звеньев являются окончательными.
Следует отметить, что частота соседнего канала, на которой определяется ослабление, выбрана выше частоты настройки, в то время Ю Зак. 895 289
Идентификатор Обозначение в тексте Содержание
fl /1 Нижняя частота среза
f2 fi Верхняя частота среза
fm fn Номинальное значение промежуточной частоты (частота настройки фильтра)
f f Текущее значение частоты
fn /нач Начальное значение частоты
fk /кон Конечное значение частоты
vf Л/ Шаг изменения частоты ,
Irm ^•pc (fn) Затухание на частоте fa из-за рассогласования фильтра с источником и нагрузкой, дБ
Im Lc(fn) Собственное затухание звена на частоте /П1 дБ
lr ^-pc Затухание из-за рассогласования фильтра с источником и нагрузкой, дБ
If Общее затухание, вносимое фильтром на. частоте /п, дБ Собственное затухание звена, дБ
b Lc
df Se(f) Ослабление сигнала на частоте /, дБ
dfp $e(frp) Ослабление сигнала на границе полосы пропускания, дБ ,
dfs ф Ослабление сигнала на частоте соседнего канала дБ
vf 12 A/13 Шаг изменения частот среза
divf Afc« Расстройка соседнего канала
sei •S^CRD Заданная избирательность по соседнему каналу, дБ
sp Sea Требуемое ослабление на границе полосы пропускания, дБ
d d Собственное затухание контуров ФСИ
p П Требуемая полоса пропускания фильтра
kf Кцф Коэффициент передачи фильтра
U2 TL2 Нормированная величина индуктивности Li
td2 TC2 Нормированная величина емкости Ci
tel TC1 Нормированная величина емкости Ci
П n Число звеньев фильтра
nmax . nmai Максимально допустимое число звеньев
chi ch£0 Гиперболический косинус Дс
wn норм Нормированное значение характеристического сопротивления фильтра
fiw Фазовый угол характеристического сопротивления
как обеспечение заданной полосы пропускания проверяется на левой ее границе. Такая расстановка частот учитывает асимметрию частотной характеристики ФСИ. Известно, что у фильтров типа П14 левая ветвь ЧХ круче правой. Поэтому оценивать избирательность по соседнему каналу необходимо на частоте fB + Д/ск- Если на этой частоте требования к избирательности выполняются, то они заведомо выполняются на частоте fn — Подобными рассуждениями обосновывается и выбор частоты для проверки обеспечения заданной полосы пропускания ФСИ.
Программа расчета фильтра типа П1ч
(begin real fl, f2, fm, f, fn, fk, Irm, Im, Ir, If, b, df, dfp, sei, dfs, vf!2, vf, divf, d, sp, p, kf, tl2, tc2, tel;
integer n, nmax;
procedure loss(f);
value f; real f;
begin real a, c, g, h, chi, wn, fiw, s, si, s2;
si := fl f 2; s2 := f2f 2; s := if 2;
a := 2 X si x (s — s2)/s/(s2 — si) 4- 1;
c := —2 X si X s2 x d/s/ (s2 — si);
g := sqrt ((a 4- 1) f 2 + c | 2); fiw := 0;
h := sqrt ((a — 1) f 2 + c f 2); chi := (g + h)/2;
b := 8.6859 X in (chi + sqrt (chi f 2 — 1));
wn := 2 x fl x f2/(f x (fl + f2) X sqrt (g X h));
for s : = a + 1, a — 1 do fiw fiw + arctan (s/c)/2;
si := cos (fiw); Ir := 0;
for s := wn, 1/wn do ir := ir + 4.343 X In ((1 + s X (s 4- 2 X sl))/4) end loss;
input (fm, p, divf, sei, sp, d, nmax, fn, fk, vf);
fl := fm — p/2; f2 := fl 4- p; vf 12 p/50;
m : loss (fm); Im b; irm := ir; loss (fm 4- divf);
‘ n := entier ((sei — Ir 4- lrm)/(b — Im) 4- 1);
if n > nmax then n := nmax; If := п x Im 4- Inn;
dfs := n X b 4- Ir — If; loss (fm — p/2);
dfp := n X b 4- Ir — If; kf := 10f (— lf/20);
output (fl, f2, dfp, dfs, n, if, kf);
if dfp > sp then begin fl := fl — vfl2; f2 ;= f2 4- vf 12; go to m end;
for f :'= fn step vf until fk do
begin loss (f); df : = n X b 4- Ir — If;
output (f, df)
end;
b : = 3.1416; t!2 : = (f2 — fl)/(4xbxfl X f2);
tc2 : = fl/(f2 x b x (f2 — fl));
tel : = (fl 4-f2)/(4 xbxfl Xf2);
output (t!2, tc2, tel) end
В соответствии с описанным алгоритмом составлена АЛГОЛ-программа расчета ФСИ. Смысл основных идентификаторов пояснен в табл. 6.3.
Вычисления собственного затухания звена и затухания из-за рассогласований оформлены в виде процедуры loss. Значения Lo и Лрс присваиваются глобальным переменным b и 1г соответственно. 10* 291
Формальным параметром процедуры является частота сигнала, • для которой определяются затухания. Исходные данные для расчета вводятся с помощью оператора input.
Все частотные параметры должны быть выражены в одних и тех же единицах (герцах, килогерцах или мегагерцах).
В качестве первого приближения для частот среза в программе использованы границы заданной полосы пропускания. В ходе вычислений частоты среза могут меняться. Шаг изменения принят равным 0,02П.
Необходимое число звеньев фильтра определяется исходя из требований к избирательности по соседнему каналу. Однако, если рассчитанное число звеньев превышает максимально допустимое, полагается п = — «max- При этом требования к избирательности по соседнему каналу игнорируются, т. е. ча синтеза фильтра лосой пропускания и равным Цтах-
На каждом шаге процесса вычислений
ратора output на печать выводятся следующие данные: нижняя и верхняя частоты среза, ослабление на границе заданной полосы пропускания в децибелах, ослабление на частоте соседнего канала в децибелах, число звеньев фильтра, затухание, вносимое фильтром на частоте настройки, в децибелах и коэффициент передачи фильтра. Последняя строка печати соответствует окончательному варианту параметров. Далее рассчитывается частотная характеристика ФСИ. Для этого в интервале частот от /нач до /Ко„ с шагом А/ вычисляет- : ся ослабление сигнала относительно резонансного уровня. На печать выводятся текущее значение частоты и соответствующее ему значение ослабления сигнала.
В заключительной ляются и печатаются ФСИ
решается зада-с заданной по-числом звеньев,
итерационного • с помощью опе-
части программы по формулам (6.44) вычис-нормированные параметры элементов звена
тл2 = С2/Г0; тС2 = C2U70; тС1 =£,1^.
Эти параметры имеют размерность секунд, миллисекунд, микросекунд, если частота выражена в герцах, килогерцах, мегагерцах соответственно.
Окончательно каскад, нагруженный на ФСИ, рассчитывают вручную. Задавшись величиной номинального характеристического сопротивления U70, как рекомендовано в § 6.3, и используя результаты машинного расчета, определяют значения емкостей Са и Сг и ин-292
дуктивности L2. Значения элементов крайних полузвеньев, коэффициенты включения фильтра к коллекторной и базовой цепям и резонансный коэффициент усиления каскада, нагруженного на ФСИ, вычисляют по формулам (6.49) — (6.54).
Для практического применения приведенной АЛГОЛ-программы ее следует скорректировать с учетом особенностей используемого транслятора. В первую очередь это относится к операторам ввода-вывода.
Программа проверялась на ЭВМ М-222 с транслятором ТА-1М. Для контрольного расчета были приняты следующие исходные данные: /и = 465 кГц; П = 10 кГц; Д/ск = 10 кГц; SeCK п = 30 дБ, SeD = 3 дБ; d = 0,004; nmax = 10; /нач ='450 кГц; А/ = 1 кГц; /кон = 480 кГц.
В результате расчета были получены следующие параметры фильтра: = 458 кГц; /2 = 472 кГц; Se (/гр).= 2,96 дБ; Sec„ ф = — 34,6 дБ; п = 6; Гф = 6,9 дБ; Кпф = 0,45; Т/.2 = 5,2 • 10-в мс; тег = 2,2 • 10-г мс; ю = 3,4 • 10”* мс.
Частотная характеристика рассчитанного фильтра представле-, на на рис. 6.7.
6.5. РАСЧЕТ УПЧ С СИСТЕМОЙ СОСРЕДОТОЧЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ НА ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИХ, ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИХ И ПЬЕЗОМЕХАНИЧЕСКИХ ФИЛЬТРАХ,
Вместо многозвенных ГС-фильтров в схемах УПЧ с сосредоточенной избирательностью с успехом можно применять пьезоэлектрические, электромеханические и пьезомеханические фильтры. Указанные фильтры, имея малые габариты и массу, обладают близ-, кой к идеальной кривой избирательности.
Параметры некоторых фильтров с резонансной частотой 465 кГц приведены в табл. 6.4—6.6 [10]. По таблицам можно подобрать тип фильтра, обеспечивающий требуемую- избирательность.
Таблица 6.4
Параметры Размерность Значение параметра пьезоэлектрического фильтра ПФ1П-М | ПФ111-2
Средняя частота полосы пропускания f0 кГц 465 _V. 8
Ширина полосы на уровне 6'дБ кГц 7—9,5 I 8,5—12,5
Затухание на частоте fa± 10 кГц дБ >46 1 >40
Вносимое затухание в полосе пропускания £ф Номинальное значение характеристических сопротивлений: дБ <8
ВЫХОДНОГО Wr, кОм 0.6
’ ВХОДНОГО W'k кОм 1.2
Габаритные размеры ММ 37 X 24X11
Масса г 10
Параметр Размерность Значение параметра электромеханического фильтра
ЭМФП-5-465-6 ЭМФП-6-465-9 ЭМФП-5. 465-1 3
Средняя частота полосы пропускания /о Ширина полосы на уровне 3 дБ кГц кГц 5,6—6,4 465 ±1,5 8,4—9 ,6 12,2—13$
Затухание на . частоте fo±10 кГц дБ >56 >42 >26
Вносимое затухание в полосе пропускания £ф дБ <8,5 <7,0 <8,0
Номинальное значение емкостей настройки преобразователей: выходного пФ 1500 2200 3300
входного 300 300 300
Номинальное значение характеристических сопротивлений: выходного ВХОДНОГО W'k кОм кОм 10 1,0
Габаритные размеры Масса ММ г 5X5X30 2.5
Таблица 6.8
Параметр ; Размерность Значение параметра пьезомеханического * фильтра
ПФ1 fl-4-1 ПФ1П-4-2 ' ‘ ПФ1П-4-3 ПФ1П<| 5-3
': ' .; ': . • 1 -, ' Средняя частота полосы пропускания fB Ширина полосы на уровне 6 дБ Затухание «а частоте /о±Ю кГц кГц КГ Ц дБ 7—10 >16 465 7-10 >24 2 7—10 >34 9-141 >2о|
Вносимое зату^ацие в поло- дБ кОм <12'
се пропускания Номинальное значение характеристических сопротивлений: выходного ПЙ'б <3,5.. <7 1 ,0 <12|
входного 1ГК Габаритные размеры: диаметр длина : Масса кОм Мм мм. г 9 9 1,8 9 16,5 з.з 2 .0 9 23,5 4,7 9 23,5 4,7
Номинальные значения характеристических сопротивлений пьезоэлектрических и пьезомеханических фильтров, как правило, значительно отличаются от входных и выходных сопротивлений транзисторных каскадов. Поэтому эти фильтры включают в усилитель через согласующие звенья.
Наибольшее распространение получила схема межкаскадной связи, в которой фильтр подключен к коллекторной и базовой цепям соответственно через широкополосный контур и согласующий трансформатор (рис. 6.8).
Расчет сводится к определению элементов связи. Последовательность его такова.
Рис. 68. Схема согласования фильтра- с коллекторной и базовой цепями.
Определяют показатель связи фильтра с Л в = (5 + 0)/(5 — 0), где 0 = 2/п<//П; d — конструктивное затухание dm 0,01).
Вычисляют: — индуктивность
усилителем
(6.55) контура (обычно
контурной катушки L —_________Ё_____
и/п (Лев— 0 8гг
катушек согласующего трансформатора д 1.5^6 2 я/п kl
............. . я/a gll
(коэффициент связи полагают равным Д7; и. 0^
— коэффициент включения
) пц = У()>5(Асл+1) WKg^
— индуктивность катушки связи фильтра с контуром Lr = L„ (m-ifki^
(коэффициент связи полагают равным 0,7 ... 0,9), — емкость контура
Ск = 1/(4л7^к) - С22 - См.
— индуктивности
(6.56)
(6.57)
(6.58)
(6.59)
(6.60)
(6.61)
295
Определяют резонансный коэффициент усиления каскада по напряжению
Ю Лф/?0 fel I У а1 , V2§п 8,11 (^свЧ' 1.)
(6.62)
где — затухание, вносимое фильтром на резонансной частоте;
его определяют по табл. 6.4 — 6.6. j
Малая критичность пьезоэлектрических и пьезомеханических | фильтров к’ изменению нагрузочных сопротивлений позволяет ; подключать их к базе следующего каскада непосредственно (без ; согласующего трансформатора). В этом случае резонансный коэф- , фициент усиления каскада вычисляют как
^=10-4/^11/-—-• (6.63) 1
V 2§22(Лсв+1)
В электромеханических фильтрах согласующими элементами служат внутренние контуры магнитострикционных преобразователей. Как правило, применяют внутриемкостную связь фильтра с коллекторной и базовой цепями. Коэффициенты включения выбирают равными
— i/Vuz к^22 — Для коллекторной цепи,
т2 = — для базовой цепи.
Если коэффициенты включения оказываются больше единицы, контуры магнитострикционных преобразователей включают полностью, а согласования добиваются с помощью шунтирующих резисторов. Коэффициент усиления каскада с электромеханическим фильтром при согласовании вычисляют по формуле
Коф == 0,5m, m21У211 1О~!'ф/20. (6.64)
6.6. РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ УПЧ С ФСИ
В результате расчета отдельных каскадов должны быть получ< ны следующие коэффициенты усиления:
Коф — для усилительного каскада с ФСИ в приемнике с диодным преобразователем частоты,
КОпч ф — Для смесителя с ФСИ в приемнике с транзисторным преобразователем частоты,
KQ — для апериодического или сла^оизбирательного.промежуточного усилительного каскада,
КОп — для апериодического или слабоизбирательного оконечного усилительного каскада.
Общий коэффициент усиления УПЧ вычисляют по формулам:
Коп Кд~2/(офКон 296
Ср
Рис. 6.9. Принципиальная схема апериодического каскада УПЧ.
для приемника с диодным преобразователем частоты, и
Коп — КопЧ фК^~ 1 Коп для приемника с транзисторным преобразователем частоты.
6.7. РАСЧЕТ АПЕРИОДИЧЕСКИХ И СЛАБОИЗБИРАТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ УПЧ
В УПЧ с ФСИ все каскады, кроме каскада с фильтром, могут быть апериодическими или слабоизбирательными.
Слабоизбирательные каскады должны быть одноконтурными настроенными и иметь результирующую полосу, равную (3 ... 5)П. При такой полосе пропускания можно считать, что эти каскады не влияют на частотную характеристику УПЧ, которая будет определяться каскадом с ФСИ. Расчет слабоизбирательных каскадов не отличается из изложенного в § 6.2.
В апериодических каскадах УПЧ нагрузкой транзисторов служат резисторы (рис. 6.9). Это является существенным достоинством, так как при реализации каскадов УПЧ позволяет
обходиться без индуктивных катушек. Исключение при этом может составить лишь оконечный каскад УПЧ.
Недостатком апериодического каскада по сравнению с резонанс--ным является меньшее усиление, особенно на высоких частотах. Вследствие этого использовать апериодические каскады целесообразно лишь при /п < (0.2 ... 0,3) /т к, где /т „ — частота единичного усиления каскада. На этой частоте при gH — 0 и Сн, равной входной емкости каскада, его коэффициент усиления равен единице.
Для схемы включения с ОЭ
К « | у21 |/2зт (Сп 4- С22).
Для каскодной схемы включения ОК—ОЭ
/т к ~ I У21 ]/2зт (Cjз 4* С22).
Таким образом, использовать апериодические_каскады в УПЧ возможно лишь при выполнении одного из следующих неравенств:
/п < (0,2 ... 0.3) | У21 |/2л (Сп + С22), (6 65)
/п < (0,2 ... 0,3) | У21 |/2л (С12 + С22).
(Первое неравенство (6.65) соответствует УПЧ на каскадах с ОЭ, второе — на каскодных схемах с ОК—ОЭ.
Порядок расчета следующий.
Выбирают транзистор методом, изложенным в § 6.2, учитывая при этом (6.65). На основании проверок выполняемости неравенств (6.65) выносят решения о возможности и целесообразности использования в УПЧ апериодических каскадов. Если использование апериодических каскадов оказывается нецелесообразным, то принимают решение о построении УПЧ на резонансных каскадах, рассчитывают их в соответствии с методикой § 6.2, задаваясь полосой пропускания УПЧ, равной (3 ... 5)П.
Проектирование УПЧ с апериодическими каскадами выполняют в такой последовательности. Оконечный каскад, как правило, выбирают одноконтурным. Его рассчитывают по методике§ 6.2 при поло- | се пропускания каскада, равной (3 ... 5) П. В итоге находят Кок а. )
Задаются током коллектора — (0,5 ... 3) мА и падением на- J пряжения на нагрузке l/ц — (0,2 ... 0,6) Еп, где Еп — величина ( напряжения, питающего каскад. j
Находят проводимость нагрузки gK = /к/^к- i
Рассчитывают коэффициент усиления последнего апериодиче- J ского каскада ,
Ко поел = 1УU I/V(йв + £вх)2 + Wn)2 (С4г + Свх)2, 5 (6.66) I
где Свх и gBI — входные емкость и проводимость оконечного кас- када УПЧ. I
Рассчитывают коэффициент усиления одного апериодического каскада , I
I Ко = |У21 |/V(gK 4- £н)2 4- (2л/п)2 (См 4- Си)2. \ (6.67)1
Определяют необходимое число апериодических каскадов п = (1g Ко пт — 1g Ко ф — 1g Ков в — 1g Ко BOCflVlg Ко + 1, (6.68) I или В
п = (1g Ко пт 1g Копч ф 1g Кон и 1g Ко nocaKlg К4 Ч- !• I В число п не входит оконечный каскад УПЧ. I
Вычисляют минимальную частоту спектра сигнала 1
' /ты = /п -0.5П. (6 69) J
Находят требуемое значение емкости разделительного конденса- -тора, задаваясь допустимым спадом частотной характеристики на 10% на частоте [ш1п:
где в в = 0,1/п.
Выбранное значение емкости конденсатора должно также удов- летворять неравенству Ср > (20 ... 50) Си.
Резистивные каскады можно строить на базе ИС серий 218, 224, 228, 235 и др. Порядок расчета УПЧ на ИС аналогичен рассмотренному, только в этом случае дополнительно рассчитывают режим ИС на постоянном токе, а также значения параметров ее транзисто-298
ров. Параметры рассчитывают с помощью следующих приближенных Соотношений [7J:
I иэъ = 0,7 В; | У21 | = 7к/(1,5 ... 2) 1/0, [
I_____________gu = I Yy. |/(Д + О, |(670)
где В —‘коэффициент усиления постоянного тока транзистора в схеме включения с ОЭ (для транзисторов ИС В —30 ... 100; =
= 0,026 В). ----------
Пример 6.2. Рассчитать УПЧ с апериодическими каскадами на ИС серии 224.
Рис. 6.10. Принципиальная схема апериодического каскада УПЧ на ИС К2УС241.
Исходные данные', полоса пропускания ФСИ П = 1 МГц; требуемый коэффициент усиления УПЧ Копт — 3000; номинальная промежуточная частота /п = 30 МГц; каскад с ФСИ имеет КОф = 1; в оконечном каскаде УПЧ Кок н = 5; входная проводимость этого каскада gBX = 10~3 См, входная емкость Свх = 35 пФ; напряжение источника питания Еп = 10 В.
Расчет
1. В качестве УП выбираем ИС К2УС241 (рис. 6.10). Элементы, входящие в ИС, обведены на рис. 6.10 штрихпунктирной линией.
2. Вычисляем постоянную составляющую коллекторных токов транзисторов для схемы, изображенной на рис. 6.10,
V= R2 4- /?4)-Г7ьэ1/7?5 = ПО • 5,6 • _Ю3/(9,1 • 10’;-J-
+ 6,8 • 10s + 5,6 • 103) — 0,71/750 = 2,5 мА.
3. Определяем параметры транзисторов. При этом наряду с,соотношением (6.70) используем методику, приведенную в § 3,1, и данные о транзисторах ИС: | У21 | = 2,5 • ,10~ 3/Г(5 • 0Ж = = 0,06 A/В; gn = 0,06/50 = 1,2 • 10-3См; Сп = 30 пФ; ’ С22 = = 10 пФ. - ...
4. С помощью соотношения (6.65) проверяем целесообразность применения выбранной ИС для построения апериодического уси-
299
лителя: 30 • 10е < 0,25-0,06/2л (30 • 10~12 + 10-10~12) - 60 • 10е. Неравенство выполняется, следовательно, выбранная ИС пригодна для построения апериодического усилителя.
5. Величину RK найдем, исходя из условия отсутствия насыщения в транзисторе Т2 каскодной схемы. Это условие выполняется при НКв >1,5 ... ЗВ. Для рассматриваемой схемы Rv = En^i/(^i+ + Ri У Ri) /к — [/кб/Ак-
Задаваясь Нкь = 2,5 В, получаем
RK = 10 • 9,1 • 103/(9,1 • 103 + 6,8 • 103 + 5,6 • 103) X
X 2,5 • 10-3 — 2,5/2,5 • 10-3 = 700 Ом;
gv. = 1/RK = 1,4 - 10-3 См.
6. Определяем коэффициент усиления последнего апериодического каскада по формуле (6.66):
До поел = 0,06/У (1,4 • 10-3 + 1.0-10-3)2 +
+ (2л-30-10°)2( 10 -10-12 + 35-1 Сг12)2 = 6,8.
7. Рассчитываем коэффициент усиления одного апериодического каскада по формуле (6.67):
Ко = 0,06/У(1,4-10-3+ 1,2-10-3)2+
“* + (2л-30- 106)2 (30 -10-12 + 10 • 10-12)2 = 7,6.
8. По формуле (6.68) определяем общее число апериодических каскадов п = (1g 3000— lg 1 — 1g 5 — 1g 6,8)/lg 7,6 + 1 = 3,2. Берем число апериодических каскадов п — 4. Таким образом, об- ; щее число каскадов УПЧ без каскада с ФСИ равно 5. 1
9. Вычисляем минимальную частоту спектра по (6.69): /т1п' = = 30 • 106 — 0,5 106 = 29,5 • 10е Гц.
10. Рассчитывать емкости разделительных конденсаторов в рассматриваемом случае не требуется, так как входящие в состав ИС конденсаторы обеспечивают прохождение всего спектра сигнала.
6.8. МАЛОШУМЯЩИЕ КАСКАДЫ УПЧ
В приемниках сантиметровых и миллиметровых волн без усилителей радиочастоты существенным фактором, определяющим чувст- ; вительность приемников, является коэффициент шума УПЧ. В та- i ких случаях для снижения коэффициента шума приемника рацио-нально после диодного преобразователя частоты первыми включать малошумящие каскады УПЧ. Низкий коэффициент шума этих g каскадов достигается благодаря использованию в них малошумя- * щих транзисторов, подбору режима их работы и специфическому | построению цепи, соединяющей вход УПЧ с выходом преобразова- ( теля частоты.
Малошумящие, каскады УПЧ на биполярных транзисторах ' надо строить по схеме ОЭ—ОБ. При этом транзисторы должны “ 300
иметь/у21>3/п. Напряжение на коллекторе и ток коллектора мало влияют на коэффициент шума каскада, и их надо выбирать, исходя из требований обеспечения максимума усиления каскада.
Цепь, соединяющая вход УПЧ с преобразователем частоты, может быть выполнена в виде одноконтурной схемы с автотрансформаторным подключением к контуру выхода преобразователя частоты и входа первого каскада УПЧ (рис. 6.11). Подбором в такой схеме коэффициентов включения тс = UC/UK и m2 = U-JUK можно сни-
зить коэффициент шума каскада. Оптимальным с точки зрения ве-
личины коэффициента шума является /га2 = 1.
.При рассмотрении шумовых свойств вхбдных каскадов УПЧ различают два режима их работы: режим согласования и режим оптимального рассогласования. Наилучшие свойства получаются при втором режиме работы. В режиме согласования коэффициент шума больше, но источник сигнала согласован с на-
грузкой, что может оказаться полезным при наличии фидера между преобразователем частоты и входом УПЧ. Кроме того, в этом режиме коэффициент усиления входного каскада больше.
Режимы работы определяются величиной коэффициента включения тс. Режиму согласования соответствует
mc = Vgn/gc.
Рис. 6.1 Г. Эквивалентная схема входной цепи каскада УПЧ.
(6.71)
Коэффициент шума каскада, включенного по схеме с ОЭ, в режиме согласования [6, 8]
Nc = 1 • + (гб + 4Rш) gn + Юш (1 + r6gn)2 + r6bhJ/gu, (6.72)
где
Gm « 20/K/B; (6.73)
/?ш « 20/к/|К21|2. (6.74)
Коэффициент шума каскада, включенного по схеме с ОЭ, в ре-, жиме оптимального рассогласования
/Урс = 1 + 2[гбош 4- /?ш£и 4- (гб + /?ш)£соптЬ (6-75) где
gc опт = , + Rm g\ 1 J/(r64- /?ш); (6.76)
«С ОПТ “ Vgc Om/gc (6.77)
Выигрыш в уменьшении коэффициента шума, даваемый режимом оптимального рассогласования при биполярных транзисторах, от носительно мал.
здт
В усилительных каскадах с полевыми транзисторами в схеме включения с ОИ наименьший коэффициент шума дает режим опти-мального рассогласования, при котором тс = Vgc oni/gc-
Коэффициент шума такого каскада в режиме оптимального рассогласования равен
Мро = 1,+ 2/?ш (gw + gn) V1 + (£к + £зи)/(£к + £п)г> (6.78)
где = g21/| K2i |2 — шумовое сопротивление полевого транзистора; £зи а; 0,12 (сопС3и)2/| У211 — шумовая проводимость емкостной связи между затвором и истоком.
Рис. 6.12. Принципиальная схема одноконтурного каскада УПЧ на
ИС К2УС241.
При этом
Sc om — tSa + 611) * +(gn (Sh+SuA
Следует иметь в виду, что в режимах согласования и “оптимального рассогласования эквивалентное затухание -выходного контура
йэ = d + + mlgii) : • (6.74)
подучается значительным и полоса пропускания широкой^'Поэтом у в приемнике с диодным преобразователем частоты влиянием полосы входной цепи УПЧ на частотную характеристику УПЧ в первом приближении можно пренебречь. Применение коррекции или нейтрализации в малошумящих каскадах УПЧ нежелательно, поскольку это может увеличить коэффициент шума.
В первых малошумящих каскадах УПЧ рациональны каскодные соединения транзисторов ОЭ—ОБ или ОИ—ОЗ. Коэффициент шума каскодного соединения незначительно отличается от коэффициентов шума каскадов, включенных по схеме ОЭ или ОИ соответственно. Поэтому коэффициенты шума каскодных соединений можно рассчитывать по формулам (6.72) и (6.75) или (6.78).
302
Пример 6.3. Рассчитать коэффициент шума каскада на ИС К2УС241 в режимах согласования Nc и оптимального рассогласования Арс.
Исходные данные. Усилитель собран по схеме, приведенной на рис. 6.12, и настроен на частоту ./п = 30 МГц, gc — 20 • 10~3 См, m2 = 1.
Расчет.
1. Определяем режим работы ИС на постоянном токе, а также значения параметров транзистора Т1, отвечающие этому режиму. Согласно примеру 6.2 (см. § 6.7) /к = 2,5 мА; | К211 = 60 мА/B; gn = 1,2 • 10-3 См; bu = 2nfuCn = 2л-30 • 106 • 30 • 10“12 = •= 5,6 • 10"у См. -
2. Вычисляем значения шумовых параметров (6.73) и (6.74): бш = 20 • 2,5 • Ю-з/50 = 10-3 См, /?ш = 20 • 2,5 • 10-3/60а х X 10-6 = 14 Ом.
3. Определяем коэффициент шума в режиме согласования (6.72), считая гб = 50 Ом,
Ас = 1 + (50 + 4 • 14).1,2 • 10-3 + ПО-3 (1 + 50 • 1,2х
X 10-3)2 + 50 (5,6 • 10-3)2]/1,2 • 10-3 = 3,4.
Вычисляем коэффициент включения (6.71)
mc = V1,2 10-3/20-10-3 =* 0,25.
4. Находим коэффициент шума в режиме оптимального рассо-1 гласования по (6.75). Предварительно вычисляем
gc oDt = V[10-3 + 50(5,6.10-3)2+
+ 14 (1,2-10~8)2]/(50+ 14) == 6,4-IO-3 См.
Тогда Арс== Г+2 [50- Ю”3 + 14 -1,2 • 10~3 +- (50+14)6,4- Ю'3] = 2,0; тс опт = V6,4-Ю-з/20-10-3 = 0,56.
Полученные значения коэффициента шума показывают, что режим оптимального рассогласования в рассматриваемом случае может обеспечить выигрыш в чувствительности УПЧ. Однако при этом не надо забывать, что переход к режиму оптимального рассогласования ведет к потере усиления.
СПИСОК’ ЛИТЕРАТУРЫ ’
1. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио», 1971.
2. Радиоприемные схемы на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет. Под ред. Р. А. Валитова, А. А. Куликовского. М., «Сов. радио», 1968.
3. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воениздат, 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, И. В. Мичурин, Д. П. Николаев.
4. Шапиро Д. Н. Расчет каскадов транзисторных радиоприемников. Л., «Энергия», 1968.
5. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М.. Госанер-гоиздат, 1957.
6. Фалькович С. Е., Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных устройств с транзисторными усилителями. М., «Энергия», 1970.
7. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М., «Сов. радио», 1974.
8. Музыка 3. Н., Пустоваров В. Е., Синицкий В. Г. Расчет высокочастотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., «Энергия», 1975.
9. Босый К. Д. Электрические фильтры. Киев, Гостехиздат УССР. 1960.
10. Калихман С. Г.. Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовещательных приемников на полупроводниковых приборах. М., .«Связь», 1969.
7
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В приемниках километровых (длинных), гектометровых (средних), декаметровых (коротких) и метровых волн рационально использовать транзисторные преобразователи частоты. В приемниках дециметровых волн можно применять преобразователи с транзисторными и диодными (резистивными, туннельными и параметрическими) смесителями. Приемники сантиметровых и миллиметровых волн имеют преобразователи с диодными смесителями.
В преобразователях, как правило, понижается частота, т. е. частота сигналов на выходе преобразователя /п ниже частоты сигна-"х'зв на его входе /с.
Преобразователь частоты состоит из смесителя, к которому подводится принимаемый сигнал, и гетеродина, напряжение которого . периодически изменяет параметры смесителя. На выходе смесителя выделяется сигнал преобразованной частоты/п. В преобразователях с внешним гетеродином функции последнего выполняет отдельный электронный прибор. В преобразователях с внутренним гетеродином для смесителя и гетеродина используется общий электронный Прибор.
При простом преобразовании частоты /п = /г—/е или /п = =/с — /. • В диапазонных приемниках /п = h — /с. при этом" коэффициент перестройки гетеродина
^11Д Г = /; inax'Vr min <7 /с rr,axVc mln-
При комбинационном преобразовании, применяемом реже, /„ = ) = n/г — /е или fa = /с — «Л- Оно позволяет снизить частоту /г' и увеличить ее стабильность.
Характеристики преобразователей частоты следующие:
— коэффициент передачи напряжения Хп, £/о/£7с или мощности Крпч = Ра/Рс, где Uc и Рс — напряжение и мощность сиг-304
нала на входе преобразователя, Un и Рп — напряжение и мощность на выходе преобразователя;
— входная GBX и выходная бВЫ1 проводимости на частоте сигнала и преобразованной частоте соответственно;
— коэффициент шума Мпч;
— коэффициент нелинейных искажений kr;
— ослабление дополнительных каналов приема, для которых fa = mfr — nfc или /п = n/c — mfr, где тип — целые числа;
— интенсивность комбинационных свистов.
7.2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Рассмотрим проектирование транзисторных преобразователей частоты с внешним гетеродином при простом преобразовании (рис. 7.1). В таком преобразователе сигнал Uc от входной цепи или последнего каскада УРЧ поступает к базе биполярного транзистора смесителя, включенного по схеме с ОЭ. При таком включении входная проводимость смесителя для напряжения сигнала получается меньшей, чем в схеме с ОБ.
Рис. 7.1. Схема преобразователя частоты с внешним гетеродином на биполярном транзисторе.
Напряжение гетеродина UT поступает в цепь эмиттера смесителя и по отношению к гетеродину смеситель оказывается включенным по схеме с ОБ, так как цепь сигнала представляет собой короткое замыкание для колебаний гетеродина. Подача сигнала и гетеродина на различные электроды ослабляет связь между их цепями и повышает стабильность частоты гетеродина, хотя при этом увеличиваются входная проводимость смесителя и потребление мощности гетеродина.
В цепь коллектора смесителя включают фильтры, подобные фильтрам УПЧ (в данной.схеме резонансный кондур, настроенный на промежуточную частоту). С помощью резисторов R1 и R2 подается напряжение отрицательного смещения на базу транзистора Т. Цепь R4, С2 служит для стабилизации режима работы транзистора при изменении температуры окружающей среды. Резистор R3 используется для подачи напряжения гетеродина в цепь эмиттера. Конденсатор СЗ не пропускает постоянную составляющую тока эмиттера в цепь гетеродина. Поскольку смесители должны иметь высокие 305.
fv2i, У 21 и малый /V, для них берут те же транзисторы, что и для УРЧ.
Усиление и резонансную характеристику преобразователя частоты с транзисторным смесителем можно определить как каскада] УПЧ с параметрами усилительного прибора: 1
б22пч = (0,6...0,7) | У2г|; 5ггпч = вг2; б21ПЧ = (0,4...0,7)| У21|, где | У22|, | У211 — параметры транзистора на частотах /п и /с соот4 ветственно при токе коллектора, равном току смесителя в режима преобразования.
В преобразователе (особенно на высоких частотах) происходит
обратное преобразование и на входе появляются токи частоты /с.
Однако в первом приближении этим можно пренебречь и полагать
L3 L5 _
L5
Гетеродин
чана
Рис. 7.3. Схема преобразователя ча-' стоты на полевом транзисторе с внешним гетеродином.
= Вп, где | Уп |—параметры тран-
ъкипч С5
Рис. 7.2. Схема преобразователя
-стоты с внутренним гетеродином биполярном транзисторе.
^гцпч — (0,7...0,8) |УЦ|; Вцпч зистора на /с.
Исходный режим и цепи термостабилизации смесителя рассчитывают, как и для каскада УРЧ, Чтобы ослабить побочные каналы приема и свисты, смеситель должен работать без отсечки коллекторного тока, т. е. при /к ~ 1 мА, Ur « 100— 200 мВ и Uc 5 —! 10 мВ. Коэффициент шума преобразователя в 1,5—3 раза больше, чем усилителя при одинаковом режиме питания транзистора.
. .Проектирование внешних гетеродинов преобразователей частоты будет рассмотрено в гл. 8.
Транзисторные преобразователи частоты с внутренним гетеродином (рис. 7.2) применяют для уменьшения числа Транзисторов и потребления электропитания. Они имеют худшие характеристики, чем преобразователи с внешним гетеродином, поскольку нельзя одновременно обеспечить оптимальные режимы смесителя дина на одном транзисторе.
7.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ПОЛЕВЫХ
и гетеро-
ТРАНЗИСТОРАХ
В преобразователе частоты на полевом транзисторе с внешним гетеродином (рис. 7.3) напряжения сигнала и гетеродина вводятся между затвором и истоком.
Пользуясь характеристиками полевого транзистора с каналом rt-типа (рис. 7.4), выбираем напряжение смещения равным половине значения напряжения отсечки <7зиотС/2. Сумма амплитуд сигнала й гетеродина не должна превышать напряжения смещения.
Полагаем, что для идеализированного транзистора крутизна при (7зи =0 равна 5нач, а при 7/зи = С/зиотс/2 составляет Saaq/2. Зависимость тока стока /с (£7зи) имеет вид
/с = 0,55аач{/зц ото (1 + 77зи/77зи отс) » (7.1)
где £/зи напряжение между затвором и истоком.
Рис. 7.4. Проходная (а} я выходная (6) характеристике полевого транзистора.
При подаче на вход смесителя напряжений сигнала мс =• = Uс cos о)0/ и гетеродина иР — Ue cos получаем амплитуду тока частоты ып = — <ос
7B = 0,5Sna,t/ct/l/f73H<no (7.2)
и крутизну преобразования
= VC/o = 0,5SaMl/r/C/3HWc. (7.3)
При малом напряжении Uo и Ue —
Snq = 0,25SHaq. ; (7.4)
Напряжение между стоком и истоком не должно быть меньше суммы напряжения отсечки и мгновенного напряжения между затвором и истоком. При совпадении фаз напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты и мгновенном напряжении между затвором и истоком, равном нулю, мгновенное напряжение между стоком и истоком должно быть больше напряжения истока отсечки: ^СИ min 7/зИотс*
Максимум напряжения промежуточной частоты между стоком и истоком Un max < Пси — Сойоте, где f/си — напр яжение пита-
307
НИЯ цепи СТОК— ИСТОК, причем {/СИ {/сИтах ({7сИ max ~~ максимально допустимое напряжение сток — исток).
При I шах I = 0,5(7зиотс = Uc коэффициент усиления преобразователя частоты I
Лпч = {/п max/ {/с max “ 5пч^п =. 0,5ZnSHa4{/r/{/3H отс j
~ 0,52п5нач[0,5{/зиотс— С/сшах^зиоэс ~ 0,25ZnSнач(1 1 3|
2{/с шах /{/зи отс) = ({/си {/зи отс)/{/q max)* (7-5) ,’1
Из (7.5) находим сопротивление нагрузки преобразователя 4
Zn ~ 4 ({/си {/'ЗИ отс)/{/с тах^пач О ~~ 2(/с тах/{/зи отс)- (7.6)* J
При Uc тах = 0,25{/Зиотс получаем g
Л”пч = 4 ({?СИ - {/зиотс)///зи отс- (7.7) Я
При {/с > (/с тах, т. е. при заходе в область положительных сме- | щений, появляются искажения и напряжения комбинационных | частот. Появляется ток затвора и растет входная проводимость, | которая уменьшает избирательность входного контура и стабиль- В ность гетеродина. Коэффициент шума определяют аналогично коэф- | фициенту шума преобразователя с биполярными транзисторами. |
74. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ИНТЕГРАЛЬНОЙ /
МИКРОСХЕМЕ
Такие преобразователи могут быть однотранзисторными, но чаще | используют двухтранзисторные каскады с эмиттерной связью и | трехтранзисторные дифференциальные каскады. I
Рассмотрим типичную интегральную микросхему — дифферен- | циальный каскад е транзистором в общей эмиттерной пени, испольди
Рис. 7.5. Схема преобразователя частоты на ИС К2УС282.
8уемую в качестве преобразователя частоты с внутренним гетеродином (рис. 7.5). Сигнал подается между базами интегральной пары 77—Т2 и снимается с нагрузки, включенной между коллекторами. Гетеродин собран на транзисторе ТЗ. Транзисторы Т1 и Т2, коллекторные цепи которых являются нагрузкой гетеродина, возбуждаются сигналом в противофазе, а гетеродином — в фазе. При условии симметрии схемы напряжение гетеродина в выходной обмотке трансформатора ПЧ отсутствует. При этом же условии в цепи средней точки отсутствуют токи сигнала и промежуточной частоты, что устраняет возможность затягивания и срыва колебаний гетеродина. Глубокая отрицательная обратная связь, создаваемая транзистором ТЗ в цепях базы дифференциального каскада, практически устраняет напряжение гетеродина на базах, улучшая линейность смесителя и уменьшая паразитное излучение гетеродина.
Помехоустойчивость рассмотренного преобразователя лучше, чем у однотранзисторного преобразователя с внутренним гетеродином. Улучшение обусловлено балансными свойствами дифференциального смесителя и отрицательной обратной связью по синфазным составляющим. Недостатком схемы является наличие трансформатора со средней точкой, в которой сложно обеспечить симметрию, однако при печатном монтаже может быть получена необходимая симметрия.
7.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА,
Преобразователи на транзисторах
В преобразователе частоты с внешним гетеродином, схема которого приведена на рис. 7.6, напряжение сигнала через Лсв и напряжение гетеродина через конденсатор СЗ вводятся в эмиттерную цепь транзистора Т. Нагрузкой преобразователя является контур Лк, Ск, R4, настроенный на частоту /п. В коллекторную цепь включен
Рис. 76. Схема преобразователя ча- Рис. 7.7. Схема преобразователя частоты дециметрового диапазона на стоты дециметрового диапазона на транзисторе с внешним гетеродином. транзисторе с внутренним гетеродином.
фильтр нижних частот R6, Ск для лучшей фильтрации напряжения частоты /г. Резисторы Rl, R2, R3 обеспечивают режим работы тран-зистора по постоянному току и термостабилизацию режима. Конденсаторы Cl, С2— блокировочные.
В преобразователе с внутренним гетеродином (рис. 7.7), контур гетеродина состоит из четвертьволновой линии 12 и конденсаторов СЗ и С4. Для уменьшения степени шунтирования контура гетеродина выходным сопротивлением транзистора последний включен через конденсатор малой емкости С2. Петля связи ТСЕ расположена в камере контура радиочастоты, и на ней создается напряжение сигнала. Контур промежуточной частоты включен в коллекторную цепь транзистора через дроссель £др. Резисторы Rl, R2, R3 обеспечивают режим работы по постоянному току. Конденсаторы С5, С6 и С7 — блокировочные.
Рассчитывать преобразователи частоты дециметрового диапазона на транзисторах можно согласно указаниям, приведенным в § 7.2,
Преобразователи частоты иа туннельных диодах
Они несколько уступают по шумовым характеристикам параметрическим преобразователям с преобразованием частоты вверх. В от же время преобразователи на туннельных диодах (ТД) обычно дают меньшие шумы, чем параметрические преобразователи с преобразованием частоты вниз. Это объясняется тем, что преобразование частоты на ТД в основном определяется изменением во времени активного сопротивления, тогда как параметрическое преобразование — изменением емкости. В первом случае интенсивность шума, обусловленного преобразованием частоты, не зависит от направления переноса спектра пб'шкале частот, во втором — она растет с ростом отношения частот входного и выходного сигналов. Поэтому если преобразователи на ТД имеют одинаковый коэффициент шума при преобразовании вверх и вниз, то параметрические преобразователи при преобразовании вниз «шумят» больше, чем при преобразовании вверх. В подавляющем большинстве приемников выходная (промежуточная) частота ниже входной (радиочастоты). При этом преимущества преобразователей на ТД. становятсся очевидными, и в дальнейшем параметрические преобразователи рассматривать не будем.
Заметим, что преобразователи частоты на ТД мало уступают по шумовым свойствам преобразователям с лучшими смесителями на обычных диодах. Кроме того, преобразователи на ТД позволяют получить регенеративное усиление. Поэтому коэффициент шума-приемника, имеющего в качестве входного каскада преобразователь частоты на ТД, получается существенно меньшим, чем при исполь; зовании преобразователей с обычными смесительными диодами, за счет уменьшения влияния шума каскадов, следующих за преобразователем.
Рис. 7.8. Вольт-амперная характеристика туннельного диода.
В преобразователях частоты на ТД используют внешние гетеродины по тем же причинам, что и в преобразователях частоты на транзисторах. Возможные режимы работы смесителей на ТД можно пояснить с помощью рис. 7.8, на котором изображена типичная вольт-амперная характеристика туннельного диода из арсенида галлия.
Если рабочей является точка Д, то смеситель работает в областях положительной' и отрицательной проводимостей. В этом режиме коэффициент преобразования частоты может быть больше единицы. Если рабочей является точка Б, то смеситель работает в области отрицательной проводимости. В этом режиме можно получить значительное усиление мощности, но в этом режиме критична настройка, сравнительно невелик динамический диапазон и низка стабильность параметров. Если рабочей является точка В, то смеситель работает
только в области положительной проводимости. В этом режиме преобразователь на ТД не имеет преимуществ перед преобразователями на обычном диоде.
При простом преобразовании частоты целесообразно использовать режим с рабочей точкой А, так как амплитуда первой гармоники
^2 t-z ffz Sh
Рис. 7.9. Эквивалентная схема преобразователя частоты на туннельном дио-
де с параллельно включенными контурами.
г . - ...
Вых.о9 напряжения промежуточной частоты (шг)
крутизны преобразования в этом режиме максимальна. В этом режиме вольт-амперная характеристика ТД может быть достаточно точно представлена полиномом I = aU + MJ* + cU9, где а, Ь, с определяются из экспериментальной характеристики диода.
Для преобразования к ТД подключают три резонансных контура, настроенных на частоты сигнала, гетеродина и УПЧ, как показано на рис. 7.9.
Резонансный коэффициент передачи мощности равен
К₽в, = 4gcgB&2t/2Pa/GA (1 — «)2. (7-8) '
ап
где
а = bWl/Gfi^,. (7.9)
6i==gi + gc + a; (7.10)
Gi = ёг + ga + a, (7.11)
(7Г =- амплитуда напряжения гетеродина; a, b — коэффициенты полинома. •
При <z-> 1 полоса пропускания преобразователя для сигнала Пп^А (1 — a) /( Q, + Qz -М , (7.12)
/ \ /2 J
где Qi == (OjCj/Gj; = ©г^г^-г-
Рис. 7:11. Схема преобразователя частоты на туннельном диоде.
Рис. 7.10. Схема преобразователя частоты на туннельном диоде с внешним гетеродином.
Входная проводимость смесителя для колебаний сигнальной частоты
= {[(g! + а) + jBJfG, + jB2) - bWtylGt + jB2), (7.13)
где B} « B2 « w2C2A///2.
Выходная проводимость смесителя для колебаний промежуточной частоты
У вых = {(G, + №)[(g2 + а) + jB2l - 52G2}/(G1 + jBj. (7.14) Для обеспечения устойчивости смесителя нужно иметь
Gfi2>b2U3r. (7.15)
Изменение смещения изменяет величину а, из-за чего меняются условия устойчивости и коэффициент преобразования. При заданном смещении и параметрах схемы коэффициент преобразования и устойчивость определяются амплитудой гетеродина.
Возрастающая ветвь и большая часть падающей ветви вольт-амперной характеристики ТД (см. рис. 7.8) аппроксимируется выражением
7/7„ = 15,24 —66,5G2 + 64,5g®
(а - 15,2 7п[См]; b = —66,5 7П 1См/В); с = 64,5 7П [См/В2!)-312
ТД должен иметь критическую частоту fKP (3...5)/г и работать при напряжении смещения U « (0,9...0,95)t/n и амплитудой напряжения гетеродина Ur = (0,5...1,1)<7п.
На рис. 7.10 представлена схема преобразователя на ТД с внешним гетеродином. Она содержит параллельные ТС-контуры, настроенные на сигнальную, гетеродинную и промежуточную частоты. Конденсатор С4 — блокировочный. Резисторы R1 и R2 образуют делитель в цепи смещения.
В схеме преобразователя на ТД с внешним гетеродином, представленной на рис. 7.11, конденсатор С1 блокирует постоянную составляющую и участвует в настройке контура промежуточной час-
Рис. 7.12. Мнкрополосковый преобра- Рис. 7.13. Коаксиальный прсобразова-вователь частоты на туннельном тель частоты на туннельном диоде, диоде.
тоты. Реактивностью этого конденсатора на сигнальной частоте можно пренебречь. На /„ индуктивные катушки L2, L4 с конденсаторами С1 и С2 представляют собой резонансные контуры.
В преобразователе на ТД и микрополосковых линиях (рис. 7.12) диод / включен между двумя короткозамкнутыми четвертьволновыми линиями 2 и 3, соответственно настроенными на /с и /г. ТД соединен с линиями 2 и 3 с помощью элемента 4. Чтобы подать на ТД напряжение смещения, линию 2 изолируют от основания 5 по постоянному току с помощью блокировочного конденсатора 6 Линия 3 гальванически соединена с подложкой. Через отводы 8 и 7 к смесителю подаются напряжения сигнала и гетеродина соответственно.
Преобразователь на ТД с внешним гетеродином может быть выполнен также на коаксиальных линиях (рис. 7.13). В таком преобразователе туннельный диод / соединен с внутренним стержнем коаксиальной линии 2 и через фильтр 3 — с наружной оболочкой линии 2. От резонатора, настроенного на /с, с помощью петли связи 4 сигнал вводится в линию 2. Уровень напряжения сигнала подбирают поворотом петли в магнитном поле резонатора.
Напряжение гетеродина подводится к ТД через коаксиальную линию 5, причем амплитуду напряжения подбирают так, чтобы внутреннее сопротивление ТД было равно волновому сопротивлению линии 2. Регулировка ведется винтом 6 и зондом 7, емкостно связанными с внутренним стержнем линии 2. Дисковое сопротивление 8, равное волновому сопротивлению линии 9 от гетеродина, создает нагрузку гетеродина, которая не зависит от положения зонда 7. Линия «муфта 10— винт 6» длиной 7/4 является изолятором. Постоянный ток и ток частоты fa идут через 4, 1 и контур LC1, настроенный на /п. Фильтр 3 — разомкнутая линия длиной 7/4 создает в плоскости ТД короткое замыкание и не пропускает ток частоты fv в контур LC1.
При малой мощности гетеродина преобразователь дает большое усиление и коэффициент шума, близкий к коэффициенту шума усилителя на ТД, Однако из-за критичной настройки и малого динамического диапазона такой режим практически нецелесообразен. При мощности гетеродина порядка 1 мВт и рабочей точке на падающем участке характеристики можно получить устойчивое усиление больше 1 и коэффициент шума — 8—16 дБ.
7.6. СМЕСИТЕЛИ СВЧ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДАХ
В смесителе принимаемый СВЧ сигнал преобразуется в сигнал промежуточной частоты, при этом диод используется в качестве нелинейного активного сопротивления. Диод помещают в смесительную секцию (коаксиально-волноводную, полосковую или микропо-лосковую), к которой подводят мощности сигнала и гетеродина, и соединяют его со входной цепью УПЧ, служащей нагрузкой диода по промежуточной частоте.
Из-за нелинейности вольт-амперной характеристики диода протекающий через него ток под воздействием напряжений частот сигнала /0 и гетеродина /г содержит составляющие как гармоник частоты /г, так и комбинационных частот вида \mfc ± nfc\, где т, п — целые числа.
Падение напряжения на входном контуре УПЧ создает только комбинационная составляющая тока разностной, или промежуточной частоты fa — [ /г — fc. |. Это напряжение и представляет собой' полезный преобразованный сигнал.
Из всего спектра колебаний тока диода основное влияние на потери преобразования сигнала в смесителе оказывают колебания частот fc, fe и fat а также зеркальной комбинационной частоты fa = /г + fa = 2/г — /с и выпрямленный ток /впсд. Преобразование колебаний сигнала на зеркальную комбинационную частоту является вредным, так как при этом часть полезной энергии сигнала в виде колебаний частоты f3 бесполезно расходуется в нагрузке смесителя для этой частоты. В частности, при широкополосной входной цепи смесителя колебания зеркальной частоты излучаются в цепь источника сигнала (антенну), которая в этом случае является на-314
грузкой смесителя на частоте f3, и полностью или частично поглощаются ею.
Выпрямляющий контакт диода, используемый как нелинейное сопротивление, можно представить в виде шестиполюсника (одна пара полюсов для каждой из частот fc, f3 и /п) с соответствующими нагрузками на каждой паре полюсов ZH с, 2Н 3, ZB п. При этом гетеродин и цепь постоянного тока считают «встроенными» внутрь шестиполюсника. Нагрузками ZH с и ZH 3 является импеданс входной цепи смесителя со стороны выпрямляющего контакта (включая импеданс источника сигнала — антенно-фидерного тракта) вместе с паразитными элементами корпуса и полупроводниковой структуры диода на соответствующей частоте f0 и fs.
На частоте сигнала fD входной импеданс смесителя (нелинейного сопротивления) и его нагрузка Znc всегда приблизительно согласованы для обеспечения максимальной передачи сигнала Рс, т. е. представляют собой комплексно-сопряженные импедансы. Импеданс же нагрузки смесителя на зеркальной частоте fa в общем случае может быть произвольным. Смеситель, в котором ZH с =^= ZH а, называют «узкополосным» в отличие от «широкополосного»*’, у которого ZH с — Za з- Если во входной цепи смесителя нет узкополосных элементов (узкополосных РЗП, фильтров-преселекторов и пр.) нлч если при их наличии непосредственно перед смесителем установлен развязывающий ферритовый вентиль, то такой смеситель является «широкополосным», так как в диапазоне СВЧ при обычных промежуточных частотах (fn < 100 МГц) можно считать ZHC = ZH3. Практически такой смеситель широко распространен.
Частным и наиболее важным случаем «узкополосного» смесителя является смеситель с короткозамкнутой или разомкнутой цепью зеркальной частоты, когда ZH 3 = 0 или ZH 3 = со. В этих случаях^ как следует из теории, потери преобразования смесителя минимальны.
Амплитудная характеристика смесителя линейна до уровней сигнала Рс < 100 мкВт. При Рс > 0,1... 1 мВт она становится нелинейной, потери преобразования смесителя возрастают, а амплитудно-частотный спектр выходного сигнала промежуточной частоты начинает искажаться.
; . Наиболее важными общими требованиями, предъявляемыми к электрическим параметрам смесителей СВЧ, являются: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот (широ-кополосность), минимальнаямощностьгетеродина (что позволяет использовать маломощные гетеродины) и максимальная устойчивость К перегрузкам СВЧ мощностью (что облегчает защиту смесителя). Одновременное удовлетворение всех этих требований не всегда обязательно.
*’ Здесь я далее термины «узкополосный» и «широкополосный» будем писать в кавычках, поскольку они используются только для характеристики нагрузки смесителя на частоте (3.
Полупроводниковые смесительные диоды
В качестве нелинейного сопротивления смесительных диодов наиболее широко применяют полупроводниковую структуру в виде контакта металл—полупроводник. Существуют две разновидности таких диодов, отличающиеся методом создания контакта: точечноконтактные диоды (ТКД) и диоды с барьером Шоттки (ДБШ).
У первых выпрямляющий точечный контакт создается прижимом заостренной металлической иглы-пружинки к поверхности полупроводника. ДБШ имеет выпрямляющий контакт почти столь же мало-
1_/
200
Рис. 7.14. Схематическое изображение структуры ДБШ с балочными выводами (размеры в микрометрах):
/ — ннзкоимпая полупроводниковая подложка; 2 — высокоомная эпитаксиальная пленка" полупроводника; 3 — диэлектрическая- пленка; 4 —балочные выводы’ из золота; 5 — кои-; такт с барьером Шоттки
го диаметра, что и ТКД, только плоский, образуемый напылением пленки металла на поверхность полупроводника. Благодаря более совершенной технологии изготовления у ДБШ контакт металл — полупроводник ближе к идеальному, чем у ТКД, вследствие чего параметры первого лучше второго. В частности, ДБШ обычно имеют меньшее сопротивление потерь и меньший коэффициент шума. С другой стороны, при работе без внешнего смещения ДБШ в ряде случае з из-за большей величины контактной разности потенциалов требуют большей мощности гетеродина, чем ТКД. Все современные смесительные диоды имеют структуру ДБШ, поэтому дальнейшие рассуждения будут относиться в основном к ним.
Эквивалентную схему смесительного диода легко получить, подключая в схеме на рис. 5.25 параллельно нелинейной емкости Спер нелинейное активное сопротивление запирающего слоя R. Последнее является единственно полезным для работы смесителя элементом этой схемы. Остальные ее элементы — паразитные, так как увеличивают потери мощности сигнала (г(10С, С„ер) и частотную зависимость импеданса диода (£пос, Скон). Конструктивно ДБШ 316
могут быть корпусными (рис. 4.35) и бескорпусными (рис. 5.24). В СВЧ ИС получают распространение ДБШ с балочными выводами (рис. 7.14), конструкция которых особенно подходит для микрополосковых схем. Диоды миллиметровых волн для волноводных смесителей конструктивно выполняют в форме тонкой волноводной вставки, описанной в [91.
Для балансных смесителей выпускают разнополярные (прямой и обратной полярности) подобранные пары диодов с нормированным и небольшим разбросом параметров в паре. Обратную полярность диодов в миниатюрном корпусе и бескорпусных получают переворачиванием диода в смесительной секции.
Параметры, которыми характеризуют смесительные диоды, выпускаемые промышленностью, и называют паспортными, измеряют, помещая диод в специальную смесительную секцию, представляющую собой простейший «широкополосный» смеситель. Поэтому следует помнить, что паспортные параметры диода являются по существу параметрами такого «широкополосного» смесителя. К наиболее важным электрическим параметрам диодов относятся потери преобразования, шумовое отношение, нормированный коэффициент шума и выходное сопротивление. Кроме того, диоды характеризуют максимальной величиной коэффициента стоячей волны входа Хст.отах и максимально допустимыми значениями рассеиваемой непрерывной (Ррас 1пах) и импульсной (Ри рас тдх) СВЧ мощности, а также энергии пика (№свчи). Под пиком понимают короткий СВЧ импульс длительностью 5—10 нс.
Потери преобразования диода характеризуют уменьшение мощности сигнала СВЧ (Рс) при его преобразовании в сигнал промежуточной частоты (Рич) и равны отношению номинальных мощностей этих сигналов: —
Т-пр(5 = Ре/Рпч. (7-16)
У диодов сантиметровых волн LB>)6 = 3...7 дБ, в миллиметровом диапазоне Лпрб = 5...15 дБ (наибольшее значение Luo6 соответствует наиболее короткой волне диапазона).
Шумовое отношение характеризует мощность выходного шума диода на промежуточной частоте (с учетом шума источника сигнала) по сравнению с мощностью шума обычного резистора и равно
пш = Рш вых/7г7'0ПГ|, (7.17)
где Рт Вых — номинальная мощность шума промежуточной частоты на выходе диода в полосе частот Пп, равной полосе пропускания УПЧ; /гТ0П[( — номинальная мощность теплового шума резистора в той же полосе частот.
При измерении п.ш влияние шума гетеродина исключают и обычно используют промежуточную частоту, равную fa = 30 МГц. У различных ДБШ лежит в пределах 0,5—1,5 и во многих случаях пшда1. При /п<0,1 МГц (соответствующей диапазону допплеровских частот, -т. е. допплеровскому смещению частоты сигнала в ра-
диоэлектронных устройствах, использующих эффект Допплера) из-за влияния низкочастотного шума диода величина пш существенно возрастает [9].
По определению коэффициент шума диодного смесителя равен
Т’швых Wo Лщ Пп г /7 1Q,
------------------------= спрб пш. (Л 18)
йТ'о Пп/^прб Wo nn/Lnp6
Тогда общий коэффициент шума смесителя с УПЧ вычисляют по I формуле
М, п — Л'сд + £Прб (Л^п — 1) = Ьвьб(пш 4- 2Vn — 1), (7.19) . где Nn—коэффициент шума УПЧ.
Обобщенным параметром смесительного диода является нормированный коэффициент шума, который определяется по формуле J (7.19) при = 1,5 дБ (1,41) и равен |
^норм = 7-про («ш + 0,41). (7.20) I
При fп > Ю МГц у различных типов ДБШ сантиметровых волн .1 Кнорм = 5...9 дБ, в миллиметровом Кяорм = 8..20 дБ (наибольшие -1 Днорм относятся к наиболее короткой волне диапазона).
Выходное сопротивление гаЫхсд представляет собой активную составляющую сопротивления диода на промежуточной частоте. Сопротивление гВЫхсд учитывают при выборе оптимальной связи смесителя с УПЧ для получения минимального коэффициента шума
УПЧ, а также при подборе диодов в пары для балансных смесителей. У различных ДБШ сопротивление гвыхсд лежит в пределах I 150...700 Ом.
КСВ входа смесительной секции с диодом Кстутах характеризует разброс СВЧ импеданса диодов в измерительной секции и для различных типов диодов лежит в пределах 1,3—3.
Максимально допустимые мощности Ррас ma!t, Ри рас max и энергия пика №свчй определяют электрическую прочность диода и для ДБШ сантиметрового диапазона лежат в пределах: Ррас тах я? » 20...50 мВт, Листах « ЮО...500 мВт, Гсвчи « (0,2... ...0,5) • 10~7 Дж (минимальные значения соответствуют наименьшей длине волны). При превышении этих уровней возможно не- I обратимое ухудшение параметров диода или выгорание его выпрямляющего контакта.
Параметры и характеристики ряда смесительных ТКД и ДБШ сантиметровых и миллиметровых волн приведены в табл. 7.1 [101. Указанная в таблице величина Рг соответствует мощности гетеродина, при которой измерены параметры диодов.
Следует учитывать, что параметры диода £прб, мш, гвыксд> Кст и, КнОрм в реальном смесителе могут отличаться от паспортных (измеряемых в специальной измерительной смесительной секции) и зависят от электрического режима работы: мощности гетеродина Рг, напряжения смещения 170, сопротивления нагрузки в цепи выпрямленного тока диода и импедансов нагрузки Za 6, Za3 на 318
Таблица 7.1
Тип диода Тип структуры Тип корпуса Параметры
см дэи*о9 ан ‘gtf аш. не более гвых СД, Ом ^яорм» дБ* I не более Л. г, стетах» । не более 1 Рр, мВт РРас max» мВт р и рас шах» мВт СВЧ И- 10’. Дж 1
2А108А ткд 1 10 5 425—575 6,5 1,5 1 50 100
P1910D (микро-сплавной) ткд 1 10 150—350 5,0 1,7 1
ЗА111Б ДБШ 1 3,2 5,5 — 300-560 7,0 1,5 3 50 550 0,2
АА112Б ДБШ 2( 3,2 <6 — 440—640 7,0 1,8 3 20 300 —
АА113А ДБШ з! 3,2 6~ — — 7,5 3,5 3 50 100 —
DMF- ДБШ 4 3,2 — — 200—500 6,0 — 1 — — —
6034В ЗА110Б ДБШ 1 2,0 6 210-490 7,5 1,6 3 50 150 0,2
2А107А ТКД 1 2,0 7,5 2 175-375 9,0 1,5 0,5 20 300 —
DC-1306 (микро-сплавной) . ДБШ 5 1,8 5,5 1,3 500 7,0 3 0,2
2А103А ТКД 6 — 10 2 200—550 13,8 3 1 10 150 0,06
D5509A ДБШ 1 0,86 7 — 300—700 9,0 — 1 — — —
Д407 ткд 7 — 12 6 400—1500 20 3 1 — 20 0,02
D5252 ткд 8 0,43 — — 300—700 18 ' — 1 — — —
Примечание, Номера типов корпусов означают: 1 —рис, 4.35 (/); 2 — микростёк-лянный (диаметр 1 мм. д.:ина 2,5 мм) типа, показанного на рис. 7,15, а; 3—бескорпус-ный типа овальной таблетки с размерами 0,8X1X0,45 мм [10}, подобный изображенному-на рис, 7.15, б; 4 —рис 4.Л5(/7); 5 —бескорпусный с балочными выводами (рис, 7,14); 6 — коаксиальный [10] (рис. 7,16, б); 7— волноводный {10}; 8 — волноводная вставка ([9, рнс, 2.4]).
СВЧ [91. В частности, существует оптимальная мощность гетеродина Д опт, при которой коэффициент шума Nc п минимален. При отклонении от мощности Pt оп| величина Nca возрастает. При подаче положительного смещения Uo можно снизить величину оптимальной мощности гетеродина Рг опт. Мощность гетеродина, при которой измеряют паспортные параметры диода, приблизительно равна величине Рг 0П1 для используемого при этих измерениях «широкополосного» смесителя с УПЧ и при отсутствии влияния шума гетеродина.
Смесительная секция
Смесительная секция представляет собой СВЧ устройство, содержащее смесительный диод, в которое вводятся мощности сигнала Рс и гетеродина Рг, а на его выходных зажимах выделяется напряжение промежуточной частоты преобразованного сигнала Ua. К этим зажимам подключают вход УПЧ. Диод является поглотителем колебаний Ре и Рг и одновременно генератором напряжения н выпрямленного тока 7ВП сд. Смесительная секция является частью смесителя, который включает в себя также устройство связи
смесительной секции с гетеродином. В балансном смесителе, например, функции такого устройства связи выполняет СВЧ мост.
СВЧ цепь смесительной секции должна быть развязана от цепей промежуточной частоты и тока /Впсд, чтобы предотвратить потери преобразуемого сигнала в этих цепях. Это означает, что для СВЧ токов цепи ПЧ и выпрямленного тока /вп сд должны быть короткозамкнуты. Наименьшие потери преобразуемого сигнала, т. е. наименьшие потери преобразования диода в смесительной секции Lail6 получаются при согласовании входа смесительной секции (диода) с подводящей линией передачи (/(стЦ-*1) во всем рабочем диапазоне частот сигнала и гетеродина Д/д с, Д/д г- Потери мощности сигнала и гетеродина на отражение, обусловленное рассогласованием диода в смесительной секции (ЛСтц > 1), равны
Lo,v = (1 + Лстс/)2/4Лст V- (7.21)
В частности, при ЛСтУ = 2; 2,5; 3 потери на отражение соответственно равны 0,5; 0,9; 1,29 дБ. Обычно стремятся обеспечить Кст у <; < 2...2,5 в рабочей полосе частот Праб.
Минимально необходимая полоса частот смесительной секции и смесителя в целом, включающая зеркальный канал приема, в котором смеситель тоже должен быть согласован для сохранения «широкополосных» свойств в смысле равенства импедансов Za и л; Zu 3,
определяется соотношением
mln — А/Д с 4“ 2/п 4" Пп, (7.22)
где Д/д с, П„ — диапазон рабочих частот сигнала и полоса пропускания УПЧ соответственно. 1
В зависимости от рабочей длины волны смесительные секции, как и смесители в целом, выполняют в виде коаксиальных, волно-водных, полосковых и микрополосковых конструкций. В настоящее время в связи с применением СВЧ ИС’получили распространение микрополосковые конструкции. На миллиметровых волнах применяют в основном волноводные конструкции.
Смесительная секция (рис. 7.15) имеет СВЧ вход, вывод промежуточной частоты и выпрямленного тока /вп сд, а также СВЧ элементы, обеспечивающие: а) согласование импеданса диода с импедансом подводящей линией передачи; б) короткое замыкание для токов СВЧ одного из выводов диода с заземленным (внешним) проводником линии в неволноводных секциях; в) развязку между цепью СВЧ и цепями промежуточной частоты и тока /вп сд; г) замкнутую цепь на корпус для токов промежуточной частоты и /апсд со стороны вывода диода, ближайшего к СВЧ входу, в неволноводных секциях. Нередко функции а, б или а—г выполняются одним
и тем же элементом.
Обычно в СВЧ ИС диод включают в микрополосковую линию (МПЛ) последовательно (рис. 7.15), при этом к выходному выводу диода подключают низкоомный (волновое сопротивление IT « « 15...20 Ом) разомкнутый четвертьволновый отрезок МПЛ (шлейф 320
на рис. 7.15, а, б). Входное сопротивление последнего близко к короткому замыканию в достаточно широкой полосе частот. Поэтому для СВЧ токов выходной вывод диода оказывается практически короткозамкнутым с заземленной пластиной МПЛ, оставаясь изолированным от нее для токов промежуточной частоты и /Впсд. Вход-
ят
Рис. 7.15. Примеры построения топологических схем микрополосковых смесительных секций:
а с согласующим короткозамкнутым шлейфом /шл перед диодом; б — с согласующим четвертьволновым трансформатором перед диодом; в —с согласующим разомкнутым Шлейфом /3 после диода; / — короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации' реактивной составляющей полной проводимости на входе отрезка 2 — диод в стеклянном корпусе; 3 — ннзкоомныЙ разомкнутый четвертьволновый шлейф; 4 — высокоомный короткозамкнутый четвертьволновый шлейф для замыкания входного вывода диода на Корпус для тока ПЧ н постоянного тока, 1 вп СД (на рисунке /о); 5 — бескорпусный диод типа таблетки; 6 — режекторный фильтр СВЧ в цепи ПЧ; 7 — бескорпусный диод типа» приведенного на рис. 5.24.
ной же вывод диода должен быть для этих последних токов соединен с заземленной пластиной МПЛ (корпусом) для обеспечения замкнутой цепи токов промежуточной частоты и 1ва сд со стороны входа смесительной секции. Это достигается использованием на входе секции » высокоомного (U7 « 90... 100 Ом) короткозамкнутого (часто через отверстие в подложке) четвертьволнового отрезка МПЛ, подключен-
11 Зак.. 895
иого параллельно подводящей линии (шлейф 4 на рис. 7.15, б, в). Входное сопротивление такого шлейфа достаточно велико в широкой полосе частот и не оказывает заметного влияния на импеданс линии, к которой он подключен. Необходимость в подобном короткозамкнутом четвертьволновом шлейфе отпадает, если перед диодом установлен согласующий короткозамкнутый шлейф /шл. как на рис. 7.15, а.
Смесительную секцию согласовывают с подводящей МПЛ способами, показанными на рис. 7.15, или их различными сочетаниями. В общем случае ни один из них не может быть назван предпочтительным. Тот или иной способ согласования можно выбрать, .если известен импеданс диода на рабочих частотах.
При согласовании с помощью параллельного короткозамкнутого (7ШЛ на рис. 7.15, а) или разомкнутого шлейфов тот или другой подключают к подводящей линии па таком расстоянии от диода, где активная составляющая полной проводимости линии с Диодом (при отсутствии шлейфа) Y = G + ]В равна волновой, т. е. где G = = 1/В7. Длину же согласующего шлейфа /шл выбирают такой, чтобы его реактивная проводимость Вшл была равна и противоположна по знаку реактивности В, т. е. Вшл — —В. Поскольку полная проводимость диода в линии обычно неизвестна, ее рассчитывают по эквивалентной схемедиода (см. с. 316), если всееепараметры известны, или определяют экспериментально. Зная полную проводимость диода в линии УСд (в плоскости а — о на рис. 7.15, а) и пользуясь круговой диаграммой полных проводимостей Вольперта — Смитта 111], можно определить необходимое расстояние /( и реактивность В. Далее из соотношений для реактивной проводимости короткозамкнутого и разомкнутого шлейфов
ЯП1Лкз = —ct8 — <пЛ, ----— tg — 1шп (7.23)
nt па tyy о л щЛ XX ivy А ШЛ \ •
W ШЛ Л .Л шл л
вычисляют необходимую длину /шл, используя равенство Вшл = —В.
Следует учитывать, что использование разомкнутого согласующего шлейфа предпочтительнее короткозамкнутого, так как последний конструктивно-технологически несколько сложнее. Поэтому в тех случаях, когда входной вывод диода, лежащий в плоскости а—а, не требуется соединять по постоянному току с заземленной пластиной (например, при параллельном включении диода в линию, рис. 5.32), следует использовать разомкнутый согласующий шлейф.
При согласовании четвертьволновым трансформатором (рис. 7.15, б) его расположение относительно диода /2 рассчитывают
Рис. 7.16. Примеры конструкций волноводных смесительных секций 2-сантиметрового диапазона с диодом в керамическом корпусе (а) и 8-миллиметрового диапазона с диодом в коаксиальном корпусе (6):
.1 — днод; 2 s—СВЧ дроссель; 3 — диододержатель; 4 — диэлектрическая втулка (фторо* пласт-4); 5—вывод ПЧ и постоянною тока /ВпСД> 6 — цанговое гнездо; 7 — согласующий ступенчатый переход с пониженной высоты волновода на стандартную; 5 —диэлектри* ческая прокладка (слюда или фторопласт-4), через емкость которой замыкается СВЧ ток; 9 — согласующий плавный переход от Н-волиовода к стандартному прямоугольному!
с помощью круговой диаграммы на основе известного импеданса диода 2Сд = 1/^сд в плоскости а—а таким, чтобы входное сопротивление отрезка 12 был активным (Z = R). Требуемое же значение волнового сопротивления !Етр трансформирующего четвертьволнового отрезка определяют по формуле !Етр = WR, где W — волновое сопротивление подводящей линии.
В смесительной секции рис. 7.15, в согласование осуществляют реактивным шлейфом 1з после диода. В отличие от рассмотренных случаев его длина 1з Ф Л/4. Ее выбирают такой, чтобы реактивное сопротивление шлейфа компенсировало реактивную составляющую импеданса диода, включенного последовательно со шлейфом. В этом случае волновое сопротивление подводящей линии следует брать равным активной составляющей импеданса диода, которая нередко имеет величину порядка 50—100 Ом. Методы экспериментальной отработки смесительных секций описаны в [9].
Различные комбинации низкоомных и высокоомных четвертьволновых отрезков, включенные на выходе смесительной секции в цепи промежуточной частоты и тока Лпсд, являются по существу запирающими (режекторными) фильтрами для колебаний частот
Рис. 7.17. Общий вид полноводных смесительных секций сантиметрового (а) и миллиметрового (б) диапазонов волн.
/с и/г и предотвращают их прохождение в цепи промежуточной частоты и постоянного тока. В схеме на рис. 7.15, б используется кольцевой режекторный фильтр, действие которого основано на противофазное™ у его выхода СВЧ колебаний, распространяющихся по двум параллельным кольцевым ветвям с разностью хода Л/2. С таким фильтром выходная емкость смесителя в цепи промежуточной частоты может быть меньше, чем с другими. Ослабление, вносимое режекторными фильтрами для СВЧ колебаний, должно быть более 15...20 дБ в рабочей полосе частот сигнала и гетеродина.
Принципы построения волноводных смесительных секций (рис. 7.16, 7.17) аналогичны рассмотренным. Диод устанавливают в волновод с помощью диододержателя на некотором расстоянии от короткозамкнутого конца волновода. Цепи СВЧ и цепи промежуточной частоты и тока /впсд развязывают с помощью СВЧ дросселей (рис. 7.16), представляющих собой последовательное соедине-324
ние высокоомного короткозамкнутого (последнее только для СВЧ токов) и низкоомного четвертьволновых отрезков коаксиальных линий. Диод согласуют с волноводом, подбирая длину короткозамкнутого отрезка волновода, высоту волновода и сдвиг диода относительно середины широкой стенки.
Для увеличения широкополосное™ (полосы рабочих частот Праб) смесительных секций применяют диоды коаксиальной конструкции, соединяемые с волноводом с помощью согласованного коаксиально-волноводного перехода (рис. 7.16, б). При этом с той же целью расширения полосы Праб в указанном переходе используют П- или Н-волновод, от которого затем плавно или ступенчато переходят к волноводу стандартного прямоугольного сечения на входе секции [9].
Балансные смесители
В современных радиоприемных устройствах СВЧ в большинстве случаев применяют двухдиодные балансные смесители (БС). Основным их достоинством является способность подавлять шум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получения низкого коэффициента, шума. Наряду с этим БС обладает и другими преимуществами перед однодиодным небалансным смеси
Рис. 7.18. Микрополосковый балансный смеситель:
а — пример топологической схемы с использованием квадратного СВЧ моста (выходные цепи смесительных секций по промежуточной частоте объединены, на входе секции — общий короткозамкнутый четвертьволновый шлейф, подключенный к шлейфу моста для замыкания токов ПЧ на заземленную пластину); б — общий вид конструкции БС (обведен пунктиром) с мнкрополосковым гетеродином (/) и развязывающими ферритовыми У-цнркуляторамн (2).
телем. В частности, БС работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну [9].
Схема БС (рис. 7.18, 7.19) включает две смесительные секции и СВЧ мост (квадратный, кольцевой и др., см. § 3.4). К двум плечам моста подключают смесительные секции, а к двум другим подводят
соответственно мощности сигнала Рс и гетеродина Рг. Работа БС основана на равном распределении мощностей Рс и Рг между двумя Диодами, но с определенными относительными фазовыми сдвигами, что обеспечивается с помощью СВЧ моста. В результате оказывается [9], что на выходе БС (на промежуточной частоте) преобразованные диодами сигналы Рс/2 имеют одинаковые фазы и поэтому суммируются, а шум гетеродина промежуточной частоты, преобразованный из СВЧ шума гетеродина (рис. 7.20), подавляется, так как напряжения шума последнего на выходе Диодов становятся противофазными.
В более общем виде это свойство БС можно сформулировать так: любой преобразуемый сигнал Рс (не обязательно шумовой), подводимый к тому же плечу БС, что и мощность Рг, на выходе БС оказывается подавленным по сравнению с величиной преобразованного сигнала промежуточной частоты, получаемого на том же выходе при подведении колебаний мощностей Рс и Рг к разным плечам БС. Ука-
Рис. 7.19. Общий вид волноводных балансных смесителей сантиметровых волн с использованием свернутых Т-мостов (а) и щелевых мостов (б), рассмотренных в [9].
ванное свойство БС характеризуют коэффициентом подавления шума гетеродина 5Ш, который обычно лежит в пределах 15—30 дБ.
При идеальном СВЧ мосте и полностью идентичных параметрах диодов (смесительных секций) потери преобразования и шумовое отношение БС равны соответствующим величинам одного диода (одной смесительной секции), т. е. Lup6 и пш, а выходное сопротивление БС при этом равно /?Выхсд/2. В таком идеализированном БС величина 5Ш -> оо. В реальных БС значение 5Ш конечно, а его расчет, так же как и других параметров БС, приводится ниже.
В схемах БС, как уже указывалось, применяют подобранные пары разнополярных диодов с малым разбросом параметров в паре.
Последнее необходимо для получения 5Ш > 20 дБ. Разнополярное включение диодов в смесительных секциях (см. рис. 7.18, а) приводит к тому, что, как следует из анализа, шум гетеродина оказывается подавленным непосредственно на общем выводе диодов по 326
промежуточной частоте, при этом можно использовать обычную схему входной цепи УПЧ, как и с небалансным смесителем. При одинаковой полярности включения диодов необходимо использовать более сложную схему входной цепи УПЧ [91, что нецелесообразно.
В БС используют как квадратурные СВЧ мосты (квадратные, щелевые), так и синфазно-противофазные (кольцевые, Т-мосты), рассмотренные в §3.4 и в [9]. Первые позволяют создавать весьма компактные топологические схемы и конструкции. Однако без принятия специальных мер развязка между входными плечами БС, т. е. между гетеродинным и сигнальным входами БС, с квадратурными мостами получается меньше, чем с синфазно-противофазными. Это различие в развязках можно устранить, если при использовании
квадратурного моста смеси
тельные секции подключить к нему со сдвигом по фазе на 90°, т. е. одну из них подключить через дополнительный отрезок линии длиной Л/4.
Конструкции волноводных БС достаточно подробно рас-, смотрены в [9].
В настоящее время наи-. более распространены широкополосные БС, подобные изображенным на рис. 7.18, 7.19. Они имеют относительно широкую полосу рабочих частот (Праб//0 от единиц до 10....20% и более). Такие
БС являются также «широкополосными» в смысле равенства импедансов нагрузок диодов на частотах fc и f3
Рис. 7.20. к процессу преобразования шума гетеродина в смесителе:
Ршг(/) — зависимость спектральной плот-
ности мощности шума гетеродина от частоты; заштрихованные области — участки спектра шума гетеродина, которые после преобразования попадают в полосу пропускания УПЧ.
(см. с. 315). Вместе с тем необходимо учитывать, что наименьший
коэффициент шума можно получить только в «узкополосном» смесителе с реактивной нагрузкой диодов на частоте f3. В таком смесителе потери преобразования могут достигнуть предельно малой величины (Бпсб = 1,5...2 дБ) благодаря использованию энергии сигнала зеркальной частоты f3, возникающего в смесителе. В настоящее время наличие высококачественных ДБШ с низким сопротивлением потерь гпос позволяет создавать и использовать подобные «узкополосные» малошумящие смесители (МШС), выполняемые обычно балансными. Такие МШС по величине коэффициента шума могут конкурировать с некоторыми типами МШУ. Особенности построения «узкополосных» МШС отмечены в [9].
' Наиболее подходящей для многих применений является схема МШС с фазовым подавлением зеркального канала приема и с воз
вращением энергии зеркальной частоты /^возникающей в смесителе (рис. 7.21). Эта схема включает в себя два балансных смесителя, и поэтому для краткости ее удобно назвать малошумящим двухбалансным смесителем (МШДБС). Преимуществами МШДБС по сравнению с другими МШС являются: отсутствие селективных элементов в виде узкополосных высокодобротных фильтров, возможность приема сигналов в широкой полосе частот Праб с одновременным подавлением зеркального канала и отсутствие ограничений на величину промежуточной частоты снизу.
МШДБС работает следующим образом. Принимаемый сигнал с помощью синфазного делителя делят по мощности пополам с одинаковыми фазами колебаний и подводят к двум одинаковым БС.
Рис. 7.21. Малошумящий двухбалансный смеситель с фазовым подавлением зеркального канала:
а — структурная схема; б — пример топологической мнкрополосковой схемы; СД — синфазный делитель мощности пополам в виде Т-соедннення линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе; КД — квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратного СВЧ моста с согласованной нагрузкой в неиспользуемом плече (см. § 3.4).
Колебания гетеродина подводят к этим БС через квадратурный делитель мощности пополам, так что фазы этих колебаний на гетеродинных входах БС отличаются на 90°. Поэтому выходные сигналы смесителей на промежуточной частоте будут тоже квадратурными, т. е. их фазы будут отличаться на90“, а амплитуды будут одинаковы. 328
Суммируются эти сигналы в специальном сумматоре квадратурных сигналов промежуточной частоты, амплйтуда выходного сигнала которого зависит от соотношения фаз входных сигналов: от величины и знака их разности. В частности, при приеме сигнала на частоте /с, когда напряжение мп1 на выходе БС1, например, опережает на 90° напряжение «п2 на выходе БС2 (как показано на рис. 7.21, а), сумматор включают так, чтобы его выходной сигнал был максимальным. Свойства сумматора таковы, что если опережающим станет напряжение «п2, то выходной сигнал сумматора станет равным нулю.
Именно таким будет соотношение фаз напряжений нп1, «П2 при приеме сигнала на частоте зеркального канала* f3K, поскольку знак разности частот /п зк = fr — f3K противоположен знаку fn — — fr — fc. Следовательно, в идеализированных условиях, при приеме сигнала частоты /зн сигнала на выходе сумматора не будет, т. е. зеркальный канал приема подавляется.
Анализ схемы рис. 7.21 показывает, что при преобразовании в смесителях сигнала частоты /с полезно используется также энергия сигналов зеркальной частоты Д, возникающих в каждом БС в процессе преобразования и распространяющихся из них в направлении синфазного делителя. В плоскости симметрии последнего фазы этих сигналов (равные по амплитуде при одинаковых БС) оказываются противоположными (результирующее напряжение равно нулю), поэтому во входном плече синфазного делителя колебания частоты /’3 не возбуждаются и энергия этих колебаний не распространяется к источнику сигнала /с (к антенне). Поэтому сигнал частоты f3, возникший, например, в БС1, поступает в БС2 и, наоборот, из БС2 — в БС1. В них эти сигналы преобразуются в сигналы промежуточной частоты, фазы которых будут совпадать с фазой первичных сигналов промежуточной частоты (от первичного преобразования сигнала fc), если электрическое расстояние от сигнальных входов БС1 и БС2 до плоскости симметрии синфазного делителя равно Ле/4 (или нечетному числу Лс/4). Таким образом, энергия колебаний зеркальной частоты преобразуется в энергию промежуточной частоты, что приводит к снижению потерь преобразования смесителей и, в конечном счете, к снижению коэффициента шума на 1—1,5 дБ.
Можно показать, что для возвращения энергии зеркальной частоты в балансных смесителях МШДБС необходимо использовать синфазно-противофазные мосты. Можно применять и квадратурные мосты, но со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на расстояние Л/4, как показано на рис. 7.21, б.
В качестве синфазного делителя в полосковых и микрополосковых МШДБС применяют Т-соединение полосковых проводников (рис. 7.21, б), а в волноводных устройствах — Т-мост с короткоза-
* Частоты /зк и /3 равны между собой. Два обозначения введены для более четкого отличия сигнала, поступающего в смеситель из антенны по зеркальному каналу приема, от сигнала, возникающего в смесителе и распространяющегося в сторону антенны.
мыкателем в-Е-плече. Для согласования Т-соединения со стороны его входного плеча в последнем используют четвертьволновый трансформирующий отрезок линии, как показано на рис. 7.21, б. Волновое сопротивление этого отрезка определяют по соотношению
й7тр = УГвхГвых/2.
где WBS, ТГВЫХ — волновые сопротивления подводящей линии входного и выходных плеч Т-соединения соответственно.
При Жих = 117вых = W получаем U7jp = 1Т7]/2. Вместо полоскового (микрополоскового) Т-соединения можно использовать также кольцевой мост как аналог волноводного Т-моста; при этом сигнал частоты fc подводят к плечу 2 или 3 (см. рис. 3.30), а соответственно к плечу 4 или 1 подключают реактивный отражатель — короткозамкнутый пли разомкнутый шлейф, длину которого подбирают экспериментально по минимуму коэффициента шума.
В качестве квадратурного делителя мощности пополам удобно использовать кв’&дратный (рис. 7.21, б) или щелевой мост с согласованной нагрузкой в неиспользуемом плече. Сумматором квадратурных сигналов промежуточной частоты может тоже служить квадратурный мост, предназначенный для работы на промежуточной частоте и, в зависимости от величины последней, реализуемый на сосредоточенных или распределенных элементах. Используют 1акже и другие схемы суммирования квадратурных выходных сигналов смесителей иа1, ип2 112, 13].
Расчет параметров балансного смесителя
Основными параметрами БС являются: потери преобразования Ббс. шумовое отношение «вс, выходное сопротивление Гбс, коэффициент подавления шума гетеродина и нормированный коэффициент шума FBC норм- Эти параметры, за исключением 5Ш, характеризуют БС как линейный шумящий четырехполюсник и имеют тот же смысл, что и соответствующие параметры диода Бпрб, пш, гвых сд, ^норм (см. с. 317—318).
Исходными данными при расчете параметров БС являются параметры смесительных диодов Бпрб, пш, гвых сд и параметры СВЧ моста: его потери LM и разбаланс — амплитудный б и фазовый ДО (см. § 3.4). В качестве параметров диодов для инженерных расчетов можно использовать их паспортные параметры, указанные в справочниках [10] и табл. 7.1. Потери и разбаланс амплитуд СВЧ моста определяют по формулам (3.66), (3.68), (3.70), графику рис. 3.31 и численным данным на с. 139, 141. Обычно на сантиметровых волнах потери мостов различных типов лежат в пределах LM « « 0,1...0,3 дБ, на миллиметровых волнах LM яз 0,2...0,5 дБ (верхний предел в основном соответствует коротковолновой части диапазона). Разбаланс амплитуд в зависимости от полосы Праб обычно не превосходит ±0,2 ...0,4 дБ, а разбаланс фаз для значений 330 .
Лпаб^/о 5; 10 и 20% можно принять соответственно равным ДО = = ± 1...2, ± 3...5 и ±5...7°.
При расчете параметров БС предполагают, что нагрузки его входных плеч (источники колебаний Рс и Рг) согласованы, а входной импеданс УПЧ с выходной емкостью БС настроены в резонанс, т. е. результирующая нагрузка БС по промежуточной частоте активна (/?пч)- Обозначения номеров диодов и входных плеч БС соответствуют рис. 7.18, а.
В схемах БС диоды и, следовательно, их выходные сопротивления Сыхсд!,2 включены по промежуточной частоте параллельно друг другу, поэтому ,
^БС ~ гвых СД 1Гвых СД 2/(гвых СД1 + ^вых СД г)- (7-24)
Разброс сопротивлений гвыхСд У различных образцов диодов в пределах одного типа, как видно из табл. 7.1, весьма велик. В подобранных парах диодов он значительно меньше й у промышленно выпускаемых парных диодов обычно равен (гНЫхсд i — гвь)хСд2) < ±30 Ом, т. е. г' = гвых сд 1/гвых сд 2 < 1 ± 30^вых сд2. где величине Гвыхсд 2 соответствует интервал паспортных значений гвых сд (табл. 7.1). Однако наиболее неблагоприятному случаю соответствует экстремальное значение г', которое получается при гвь)Х сд г = = гВых вд min. где гвых сд ты — минимальная паспортная величина Гвыхсд- Тогда следует записать
г' — ГЕЫх СД 1^вых СД 2 1 + 30/гвых СДт1п- (7-25)
С подобранной парой диодов гБс ~ 0,5гвых Сд- При ' расчете входной цепи УПЧ за величину выходного сопротивления БС принимают гБС ср = 0,5гВЬ1х сд ср, где Гвых сд ср — Среднее значение интервала паспортных значений гвЫХсд-
Параметры БС зависят от разбаланса в нем амплитуд и фаз. Разбаланс амплитуд БС обусловлен тем, что в общем случае разбаланс моста 6 =/= 1, а параметры диодов не равны между собой:
L — 7-прб1^7-прб2 7^ 1. Г ~ ГвыхСД 17гвых СД 2 7^ .
Разбаланс фаз БС вызван разбалансом фаз моста А9 и неидентич-ностью коэффициентов отражения (импедансов) смесительных секций. Он равен разности фаз между комплексными амплитудами t7n41, ^пча выходных напряжений промежуточной частоты диодов БС и в общем случае влияет на величины Бб@ и5ш.
Как показывает анализ [9], на частотах fc 1 Гц при широкополосных смесительных секциях и промежуточной частоте fn
30...60 МГц влияние разбаланса фаз БС невелико и им можно пренебречь. При высоких значениях промежуточной частоты (fa> > 60...100 МГц) влияние разбаланса фаз БС может стать сущест- -венным. Приводимые далее формулы для расчета ЛБС и$ш соот-
331
ветствуют наиболее распространенным значениям промежуточной частоты fn 30...60 МГц.
В большинстве практических случаев потери преобразования БС, нормированные к потерям преобразования одного из диодов, равны
Гбс==Гбс/Бпр62«2Б'(1 +г')/(1 +VF?)2, (7.26)
где L' = .rup6]/Lnp63; г' = гвых сд 1/ГвыхСД 2 (при принятых здесь обозначениях L', г' нормирование следует производить по отношению к диоду Д2). У промышленно выпускаемых для БС парных диодов величина L' 0,5 дБ, т. е. L'1,12.
Например, при использовании пары диодов типа ЗАШБ (см. табл. 7.1), у которой Lnp6l = 5 дБ, Бпрб2 = 4,5 дБ, L' = 0,5 дБ, гвыхсд mi.-.— 300 Ом, г' = 1 + 30/300= 1,1; согласно (7.26) находим Лна = 2 • 1,12 (1 1,1)/(1 + /1,12 1,1)2 = 1,06 (0,26 дБ).
Тогда Ббс = ТбсГцр62. Выражая эти величины в децибелах, получаем LBc = Г-вс + Бпрб, = 0,26 + 4,5 = 4,76 дБ.
Таким образом, при использовании подобранных пар диодов, у которых отношение потерь преобразования L' 0,5 дБ, а отношение выходных сопротивлений удовлетворяет соотношению (7.25), потери преобразования БС приблизительно равны среднему значению потерь преобразования диодов, выраженных в децибелах., | При расчете величины Lf,c на основе максимальных значений т Гпрб|пах, приведенных в табл,. 7.1 или в справочниках, следует Принять Z-БС max ==/рб max' ' ' <
Коэффициент подавления шума гетеродина балансного смесителя / в соответствии с определением, приведенным на с. 326, можно 'i записать в виде а
£ _ (Рпч)с с I
(Рич)с г |РСС=^СГ '
где Рс с, Рс г — равные мощности сигналов, поочередно подводи- j мые соответственно к сигнальному и гетеродинному входам БС, У 1/ч)с с, /пч)с г — обусловленные ими мощности промежуточной j частоты на выходе БС. I
Практически коэффициент подавления рассчитывают по фор- / муле • , J
Snj«(l + V6L777)2/(l-V6Z77;)2, (7.27) |
где 6 — разбаланс-амплитуд СВЧ моста, а произведение 6L'r' ха- / растеризует разбаланс амплитуд балансного смесителя. Зависимость, ; рассчитанная по формуле (7.27), приведена на рис. 7.22. Например, для условий предыдущего примера, полагая 6 = 0,3 дБ, опреде-ляем бБ'г' 1дБ] = б [дБ] + L' [дБ] ф- 10 1g г' = 0,3 ф- 0,5 ф- 1 ф- 0,4 =» 1,2 дБ и по рис. 7.22 находим » 24 дБ.
Рассмотрим шумовые характеристики БС. Шумовое отношение БС в большинстве практических случаев равно
Ядд ss Нщср = (^ш1 4~ (7.28)
Рис. 7.22. Зависимость коэффициента подавления шума гетеродина БС от разбаланса амплитуд.
При расчете величины пБС на основе максимальных значений пШтах> приведенных в табл. 7.1 или справочниках, следует принять «БСтах = «ш max- Как ВИДНО ИЗ Табл. 7.1, ДЛЯ ДБШ ШумОВОе ОТ-ношение в качестве паспортного параметра не указывается. Для этих диодов величину пш можно определить с помощью формулы (7.20) на основе данных по Апрб и FHopM, приведенных в этой таблице или в справочнике [101, и затем принять пъс « пш. Таким образом можно найти, например, для диодов ЗА111Б, АА112Б, АА113А значения пш 1,0; 0,85; 1,0 соответственно.
Шум гетеродина, преобразованный в шум промежуточной частоты, увеличивает результирующий выходной шум БС. Последний можно характеризовать суммарным шумовым отношением
Ибсе = «бс + иг/ТмТбс5ш, (7.29) где пе — шумовое отношение гетеродина; L„ — потери моста, упомянутые в начале этого раздела. Параметр пБс2 представляет собой шумовое отношение балансного преобразователя частоты. Величину пе определяют как
«г = (Рш г с 4* Рш г bflkT0Пп, (7.30)
где Рш г с, Рш г з — номинальная мощность амплитудного шума гетеродина на
частотах fc и fs соответственно, содержащаяся в полосе пропускания УПЧ (Пп) и подводимая к гетеродинному входу БС (см. рис. 7.20).
Для характеристики уровня выходного шума гетеродина удобно пользоваться понятием удельного шумового отношения гетеродина /г™ [l/мВт], соответствующего относительной величине выходного шума гетеродина, приходящегося на 1 мВт его выходной модности несущих колебаний Ргвых [мВт], т. е.
^ТО — (Рщ г С 4* Рш г з)вых^^0ПпРг ВЫХ*
(7.31)
Отсюда следует, что
Яго^г,
(7.32)
где — мощность гетеродина, подводимая ко входу БС, мВт.
Величина пг0 зависит от типа гетеродина, рабочей длины волны и величины промежуточной частоты. У отражательных клистронов. ЛОВ, генераторов Ганна величина пго на сантиметровых волнах лежит в пределах от единиц до нескольких десятков l/мВт, а на миллиметровых волнах — от десятков до сотен и тысяч 1/мВт.
Распространенной характеристикой амплитудного шума гетеродина является также относительная спектральная плотность мощ-333
ности шума [дБ/Гц]:
та = 101g (ршгс+Ршг3)вых = 101g „-о_ 1741 (7.33)
Пп Рг вых
Величина та обычно лежит в пределах —(100...180) дБ/Гц. Уровни шума гетеродинов различных типов приведены в § 8.4.
Используя (7.29) и учитывая потери моста LM, общий коэффициент шума балансного преобразователя частоты с УПЧ аналогично (7.19) получаем в виде
ЛДс п — LMLsc(tisc + nr/LML3cSm + Na— 1). (7.34)
Отсюда следует, что для исключения влияния шума гетеродина на величину Ne,c п необходимо выполнить условие
«вс + Пп — 1. (7.35)
Нормированный коэффициент шума балансного преобразователя частоты Гвснорм рассчитывается по формуле (7.34) при Nn = = 1,5 дБ (1,41). ‘
Мощность гетеродина Рг, которую требуется подвести ко входу БС, зависит от выбранного типа диодов. Как уже отмечалось (см. с. 319), существует оптимальное значение РГОпт, при котором. NBc п достигает минимума. При работе с fn > 1 МГц и использовании ТКД оптимальная мощность гетеродина, которую необходимо подвести к каждому диоду БС, равна Рг Опт = 0,6...! мВт. При использовании арсенидногаллиевых ДБШ без положительного смещения Рг оит = 2...4 мВт, с положительным смещением 77О = 0,3...0,6 В значение Рг опт уменьшается в 2...3 раза [91. Необходимую мощность на гетеродинном входе БС вычисляют по формуле
Л-=24мРГопг. (7.36)
где LM — потери СВЧ моста.
Пример 7.1. Спроектировать и рассчитать параметры микро-полоскового БС 3-сантиметрового диапазона волн, пригодного для включения по схеме МШДБС (рис. 7.21).
Исходные данные: Хо = 3,2 см (/0 = 9375 МГц), относительная . полоса рабочих частот Праб//0 = 6%, коэффициент шума
8 дБ при коэффициенте шума УПЧ Иа = 2 дБ и относительной спектральной плотности мощности шума гетеродина та
—160 дБ/Гц. Промежуточная частота fn = 30 МГц. Подложка из поликора (е — 9,8) толщиной/г = 0,5 мм. Волновое сопротивление подводящих линий W = 50 Ом.
Проектирование и расчет
1. Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по табл. 7.1. Используем ДБШ типа АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющие при Рг = 3 мВт потери преобразования LwQ 334
6. дБ, шумовое отношение (как установлено при рассмотрении величины «бс по формуле.(7.28)) пш » 0,85, гвь,хСд = 440...640 Ом И ^норм дБ.
2. Проектируем топологическую схему смесительной секции. Выбираем схему рис. 7.15, а. Волновые сопротивления четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секций принимаем равными 20 и 90 Ом соответственнр для низкоомных разомкнутых и высокоомных отрезков по соображениям, излагавшимся в примерах расчетов 3.6, 4.11, приведенных в §3.4, 4.4. Геометрические размеры этих отрезков-следует рассчитывать по формулам §3.4 с учетом влияния разомкнутого конца аналогично тому, как в упомянутых примерах расчетов.
3. Проектируем СВЧ мост. В балансном смесителе, предназначенном для МШДБС, необходимо использовать синфазно-противофазные, т. е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако, учитывая относительно неширокую заданную полосу Праб, целесообразно использовать квадратурный двухшлейфный мост со сдвигом смесительных секции друг относительно друга на Л/4, поскольку с Ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (рис. 7.21, б).
Расчет и проектирование двухшлейфного моста приведены в § 3.4 (пример 3.7). Из полученных в нем результатов расчета потерь про-, водимости отрезков МПЛ моста (в МПЛ сг подложкой из поликора потери проводимости являются преобладающими) следует, что в коротковолновой части сантиметрового диапазона волн потери такого моста LM < 0,1 дБ и ими при дальнейшем расчете БС можно пренебречь. Разбаланс амплитуд моста 6 определим на основе количественных данных о параметрах двух- и трехшлейфных мостов, приведенных в §3.4 (с. 139) .для npa6/f0 = 12%. Полагая частотную зависимость 6 (/) приблизительно линейной, подобно рис. 3.31, для ПрабД0 = 6% найдем 6 = 0,12 дБ.
4. Определяем разброс параметров диодов в паре. Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом гвых Сд согласно формуле (7.25), т. е. г' = 1 + 30/440 « 1,07, и разбросом £прб, при котором L' = 0,5 дБ-j
5. Находим гБсср = 0,5гВыхсдер = 270Ом и принимаем Lbc тах= “ ^прбтах = 6 дБ, «БС « «ш = 0,85.
6. Рассчитываем величину 6L г' (дБ) — 0,12 + 0,5 + 10 lgl,07=» = 0,92 дБ и по графику рис. 7.22 определяем коэффициент подавления шума гетеродина 5Ш = 26 дБ.
7. Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле (7.36), полагая оптимальную мощность гетеродина равной паспортной (Pr0DT = 3 мВт):
' Рт = 2 • 3 = 6 мВт.
1 *
8. Определяем шумовое отношение гетеродина по формулам (7.33) и (7.32):
пГь-=ъ ant 1g (ma/lO)/lOskT0 — ant 1g (—160/10)/(103 - 4-10 21)=25; nr = 25 - 6 = 150.
9. Рассчитываем коэффициент шума по формуле (7.34): АБСп - 4(0,85 + 150/4 • 400 + 1,58 — 1) = 6,09 = 7,84 дБ.
Смеситель АПЧ радиолокационного приемника
’ В импульсных радиолокационных приемниках с автономным гетеродином используют систему АПЧ для стабилизации разностной частоты гетеродина и передатчика /р = |fr — fc I- Важным элементом этой системы является СВЧ смеситель. Последний имеет такие же
схему и конструкцию, как смеситель принимаемого сигнала, но существенно отличается от него режимом и условиями работы: преоб-
Рис. 7.23. Обобщенные- амплитудные характеристики диодного смесителя при различных мощностях гетеродина.
разуемый импульсный сигнал Рс, ответвляемый из тракта передатчика, является большим по сравнению с сигналом гетеродина Рг‘, процесс преобразования происходит не в паузе между импульсами передатчика, а одновременно с работой последнего.
Работа при больших сигналах Рс приводит к тому,что смеситель превращается в не шненный преобразователь. При этом возрастают токи высших комбинационных ча-
стот, в частности наиболее опасных из них— второй/2Р = | 2/',. —2/с | и третьей f3V = |3/г—3/с | 1 армоник разностной частоты /р. Токи последних могут стать соизмеримыми с током частоты fv, так же как и выходные напряжения смесителя этих частот Uv, L/3p, U3V. В результате возможно ложное срабатывание системы АПЧ по гармоникам разностной частоты и полное нарушение работы приемника.
Схему и рабочие уровни мощностей Рс и Рг смесителя АПЧ нужно выбирать такими, чтобы его выходное напряжение разностной частоты Uv было возможно больше для устранения влияния различных «наводокж'по цепям СВЧ и промежуточной частоты, а отношения выходных напряжений полезного сигнала и его гармоник Up/U2v, UV/U3V были максимально возможными для исключения ложных срабатываний системы АПЧ. Этим требованиям в наибольшей степени удовлетворяет балансный смеситель АПЧ, вследствие чего его обычно и используют, хотя его шумовые свойства в данном случае
не имеют никакого значения.
Одним из наиболее важных достоинств балансного смесителя здесь является его свойство подавлять четные гармоники выходного сигнала, в том числе и наиболее опасную из них — вторую. Степень
подавления четных гармоник тем выше, чем меньше разбаланс амплитуд и фаз балансного смесителя и, в частности, чем меньше разброс параметров диодов. Поэтому в БС АПЧ тоже необходимо использовать пары диодов с подобранными параметрами, как и в БС принимаемого сигнала [9].
Амплитудные характеристики смесителя (7р (Рс, Рг), выражающие зависимость его выходного напряжения от входных мощностей сигнала и гетеродина, позволяют выбрать рабочие значения Рс, Рг и определить соответствующее им значение напряжения (7Р.
При проектировании смесителя АПЧ следует пользоваться обобщенными амплитудными характеристиками смесителя, приведенными на рис. 7.23. Они в равной степени пригодны как для балансного, так и для небалансного смесителей, при этом мощности -Рс, Рг рассматриваются на входе, а (7Р — действующее значение напряжения на выходе того или иного смесителя. С их помощью можно выбрать рабочие мощности Рс, Рт и рассчитать выходное напряжение ДР, если известны потери преобразования смесителя при малом сигнале LMC, определенные при данном сопротивлении нагрузки смесителя 7?рна разностной (промежуточной) частоте. Как и ранее, предполагается, что эта нагрузка активна, т. е. выходная емкость смесителя компенсируется реактивностью его нагрузки.
Потери преобразования балансного смесителя при малом сигнале рассчитывают через потери преобразования LBC (см. (7.26)), т. е.
У - (7-37)
4гЬС ср \ /
где гвсер — среднее значение выходного сопротивления БС.
Сопротивление нагрузки 7?р целесообразно выбирать из условия
1 <Яр/ГБСер<5, (7.38)
так как при этом выходное напряжение (7р будет больше, чем при номинальной нагрузке [9], что следует из представления выходной цепи смесителя в виде эквивалентного генератора э. д. с. разностной частоты.
Как видно из рис. 7.23, амплитудные характеристики имеют 'участок насыщения, на котором при значительных изменениях мощности сигнала Рс напряжение Uv меняется весьма слабо. Именно этот участок и выбирают в качестве рабочего, поскольку при этом стабилизируется 17Р и обеспечивается устойчивая работа системы АПЧ в реальных условиях при изменении мощности передатчика в широких пределах.
Теоретические и экспериментальные исследования зависимостей величины напряжений £7Р, 67ар, (7ЗР и степени подавления четных гармоник от уровней мощности Рс и Рг показали [9], что наиболее целесообразными рабочими уровнями Рс, Рг в БС АПЧ являются:
Рс = 10Рг, (7.39)
где Р„ = 3...4 мВт для ТКД, Рг — 8...10 мВт для ДБШ.
При таких мощностях Рс, Рг получается достаточно большое выходное напряжение Пр «у 0,3...1,5 В, значительное (~13 дБ) подавление второй гармоники разностной частоты U.2P и достаточно низкий уровень напряжений второй и третьей гармоник по сравнению с напряжением 1/р (Пр/П2р « t/p/1/зр « 34...38 дБ).
Пример 7 2. Спроектировать микрополосковый БС АПЧ для импульсного радиолокационного приемника 3-сантиметрового диапазона.
Исходные данные: Хо = 3,2 см, рабочая полоса частот Праб//0 == = 6%, в канале принимаемого сш нала используют БС на диодах АА112Б, рассчитанный в примере 7.1. j
Проектирование и расчет i
1. Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по табл. 7.1. Обычно в смесителях сигнала и АПЧ используют один и тот же тип диодов (но различных групп по величине Рноры, если они имеются) с целью унификации схемы и конструкции обоих смесителей. В данном случае отсутствуют диоды АА112 с большей, чем у диодов АА112Б, величиной 110]. Поэтому в БС АПЧ применим те же диоды АА112Б (в парном подборе) и ту же топологическую схему БС, что и в примере 7.1, с той лишь разницей, что в БС АПЧ можно отказаться от сдвига смесительных секций на А/4 (рис. 7.21) для уменьшения размеров схемы.
Диоды АА112Б представляют собой ДБШ и имеют Бпрб 6 дБ, Гвыхсд = 440...640 Ом (табл. 7.1).
2. Выбираем согласно (7.39) рабочие уровни мощностей гетерот дина Рг = 9 мВт и сигнала Рс = 10Рг = 10-9 = 90 мВт.
3. Определяем гБсср = (440 + 640)/2-2 = 270 Ом и выбираем сопротивление нагрузки БС АПЧ согласно (7.38) равным Rv = = Згвсср = 3 • 270 = 810 Эм.
4. Рассчитываем поформуле (7.37) потери преобразования малого сигнала, принимая Ьъс = Lnp6 max = 6 дБ (4):
Lmc==±^H + _2™ У = 5 34. мс 4-270 \ 810 )
5. По графику рис. 7.23 для Рг.= 9 мВт и Рс — 90 мВт находим Нр ]<LMC//?P = 0,091 B/Ом1/2, откуда рассчитываем выходное напряжение БС АПЧ: £/р = 0,091/^5,34/810 - 1,12 В.
Импульсный сигнал Рс для БС АПЧ ответвляют из тракта передатчика РЛС с помощью предельных или направленных ответвителей, которые на сантиметровых и миллиметровых волнах являют-, ся волноводными устройствами. Микрополосковые направленные ответвители (см. § 3.4) для этих целей можно использовать только в маломощных РЛС. Предельный ответвитель имеет простейшую конструкцию, минимальные габариты и поэтому получил распространение, особенно в малогабаритных бортовых РЛС. Расчет и проектирование предельного ответвителя приведены в 191.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио», 1971. Авт.: Н. Е. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев’
2. Арсланоз М. 3., Рябкэз В. Ф. Радиоприемные устройства. М., «Сов. радио», 1972.
3. Смогилев К. А., Вознесенский И. В., Филиппов Л. А. Радиоприемники СВЧ. М., Воениздат, 1967.
4. Газлинг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
5. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Маль-ского, Б. В. Сестрорецкого. М., «Сов. радио», 1969. Авт: М. А. Абдюханов, Л. А. Биргер, И. А. Волошин и др.
6. Чжоу В. Ф. Принципы построения схем иа туннельных диодах. Пер. с англ. Н. 3. Шварца. М.. «Мир», 1966.
7. Акчурин Э. А., Руль В В., Спирин В. Я. Туннельные диоды в технике связи. М., «Связь», 1971.
8. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехники. М., «Сои. радио», 1971.
9. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных, приемников. М., «Сов. радио», 1973.
10. Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., «Энергия», 1975. Авт.: А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов и др.
11. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1. М., «Высшая школа», 1970.
12. Лосс. Фазовое подавление паразитного зеркального канала в приемниках СВЧ. — «Электроника», 1965, № 14, с. 22—28.
13. Немлихер Ю. А., Струков И. А., Эткин В. С. Построение схемы диодных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального канала.— В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 14, М., «Связь», 1974, с. 49—58.
8
ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ
8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Гетеродин приемника формирует вспомогательное гармоническое напряжение, необходимое для преобразования частоты. Основными требованиями, предъявляемыми к гетеродину, являются:
— обеспечение необходимого значения рабочей частоты и перестройки ее в заданном диапазоне;
— стабильность частоты генерируемых колебаний;
— обеспечение необходимой амплитуды выходного напряжения И ее постоянство;
— минимальный уровень гармоник выходного напряжения.
Простейшие гетеродины представляют собой однокаскадные генераторы с самовозбуждением на транзисторах. Такие гетеродины находят применение в радио- и телевизионных приемниках, а также в некоторых профессиональных устройствах, в которых не требуется высокая точность настройки. К группе простейших гетеродинов
могут быть отнесены клистронные гетеродины, а также гетеродины на туннельных диодах.
К недостаткам гетеродинов, выполненных по простейшим схемам, относится низкая стабильность их частоты. Поэтому в большинстве профессиональных радиоприемных устройств, где важны точность установки частоты гетеродина и высокая ее стабильность, используют более сложные схемы. В качестве примеров можно назвать схе-. мы генераторов с многократным умножением частоты, схемы синтезаторов частоты, квантовых генераторов, обеспечивающих исключительно высокую стабильность частоты.
Широко распространены схемы гетеродинов с кварцевой стабилизацией частоты. Их достоинством является возможность получения стабильных колебаний при относительной простоте. Так, простейший кварцевый генератор без дополнительных мер может обеспечить относительную нестабильность частоты порядка 10~5. Использование стабильных источников питания, термостатирование и герметизация позволяют уменьшить нестабильность частоты кварцевого гетеродина до 10~8.
8.2. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ КИЛОМЕТРОВЫХ, ГЕКТОМЕТРОВЫХ, ДЕКАМЕТРОВЫХ И МЕТРОВЫХ ВОЛН НА ТРАНЗИСТОРАХ
Практическое применение находят генераторы с трансформаторной, автотрансформаторной и емкостной обратной связью (рис. 8.1, а—в). Кроме обычных генераторов с самовозбуждением широко применяют кварцевые генераторы. Для примера можно привести схему генератора (рис. 8.1, г), в которой кварцевый резонатор включен в цепь обратной связи. В качестве контурного конденсатора можно использовать варикап (рис. 8.1, д). Тогда осуществляется электронная настройка гетеродина, упрощается решение задачи дистанционного управления. Гетеродин можно также выполнить на типовой ИС (рис. 8.1, е), где необходимый фазовый сдвиг получается благодаря определенному включению транзисторов.
При энергетическом расчете автогенераторов следует учитывать особенности транзисторов, проявляющиеся на высоких частотах.
Сдвиг по фазе между напряжением возбуждения и первой гармоникой тока коллектора, вызванный комплексностью проводимости Y.lt приводит к тому, что для выполнения условия баланса фаз -f- <р21« 0 (где <рк — фазовый угол колебательного контура), собственная частота контура /0 должна отличаться от частоты генерируемых колебаний /.
значительное время дрейфа неосновных носителей в области базы /др вызывает увеличение угла отсечки тока коллектора на высоких частотах.
Наконец, уменьшение модуля проводимости ] У’21| и коэффициента усиления транзистора по току с увеличением частоты требует 340
Рис. 8.1. Схемы гетеродинов:
а —в е трансформаторной, автотрансформаторной и ем* костной обратной связью соответственно; г — .с кварцевой стабилизацией частоты; д — с электронной настройкой; е — на ИС К2УС282.
увеличения напряжения, подаваемого на базу через иепь обратной связи, по сравнению с его значением на низких частотах.
Энергетический расчет гетеродинов
Энергетический расчет гетеродинов, выполненных по схемам, Приведенным на рис. 8.1, а—в, одинаков.
Исходными данными для расчета на заданную мощность являются активная составляющая генерируемой мощности Раг и частота колебаний f. По этим данным выбирают тип транзистора. Для расчета должны быть известны статические характеристики, У-пара-Метры на заданной частоте (или в заданном диапазоне частот) и время дрейфа tw. В начале расчета выбирают угол отсечки тока коллектора 0К = 70...90° и напряжение источника питания коллектора ^В1-
Приведем порядок приближенного энергетического расчета автогенератора в критическом режиме.
Полная генерируемая мощность
Рг =,Par/cOS фк, (8.1)
где <рк = — aretg_///y2i; frit—частота, на которой модуль Уад уменьшается в У 2 раз (см. гл. 3).
Коэффициент использования источника питания коллектора 1—1 2/5г/(£’п|5кра1), (8.2)
где8кр — крутизна линии критического режима (определяется по выходным характеристикам транзистора, см. рис. 8.2); cq = ф (0К) — коэффициент разложения косинусоидального импульса для первой гармоники, определяется по таблицам А. И. Берга.
/д-А / Линия KpuntuustKKi
режима ,,
/
1
Рис 8-2. Выходные ха-f_______________ рактеристики транзисто-
и*з,В Ра-
Амплитуда напряжения на нагрузке коллекторной цепи .
*/К8 = Вкр|£П1|;. (8.3)
Амплитуда первой гармоники тока коллектора '
/К1 - 2Pr/UbS. (8.4)
Модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора в критическом режиме
2э «р — t/кэ^м- (8.5)
Амплитуда импульса тока коллектора
/к и = I (8-8)
Постоянная составляющая тока коллектора
/к = /к и «о> (8-^)
где а0— коэффициент разложения, для постоянной составляющей тока коллектора, определяемый по таблицам А. И. Берга. Щ
Мощность, потребляемая от источника,
Рп » /к | Fnl |. (8.8)
Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора,
Рк = Ри-Р,г. t (8.9)
Угол отсечки тока эмиттера
0э = ек ~~ (8.Ю)
где ^др 1 /2 л//(21б; ^1в — /п/гр;
tn = 1,2; 1,6 для бездрейфовых и дрейфовых транзисторов соответственно.
Коэффициент усиления транзистора по току, включенного в схеме с ОБ, на частоте f
^216 = /Ц1б/V1 + (А7й21б)а, (8.11)
где h21b — коэффициент усиления по току на низкой частоте; /Л21В — критическая частота по h2i5.
Амплитуда первой гармоники тока эмиттера
^э1 = 7К1/Л21б. (8.12)
Амплитуда импульса тока эмиттера
/эи = /8i/aw, (8.13)
где а1э = ф (9Э)— коэффициент разложения косинусоидального импульса для первой гармоники, определяемый по таблицам А. И. Берга.
Амплитудное значение напряжения возбуждения на базе транзистора, необходимое для обеспечения импульса тока эмиттера,
(/б, =/Эи/(1-СО5 0Э)[ГМ|, (8.14)
где | У21| — полная проводимость прямой передачи транзистора для схемы с ОЭ.
Напряжение смещения в цепи базы, обеспечивающее угол отсечки тока эмиттера,
Ет = Ф + tZ6a cos 9Э. (8.15)
Для маломощных германиевых транзисторов ср = 0,1...0,2 В; для кремниевых транзисторов ср = 0,5... 1,0 В.
Чтобы проверить правильность расчета амплитуды импульсов тока эмиттера, по статическим выходным характеристикам определяем (полагая на низких частотах /г21В « 1) - '
^бэ max = I ^п2 | Ч" ^бэ> min = | Дп11 U кэ- (8.1и)
Проверяем, обеспечивается ли /Эи — f(U6ata^, 7/нэт1п). Если импульс не обеспечивается, необходимо несколько увеличить ИЪ;, и повторить расчет по формулам (8.15) и (8.16). Коэффициент обратной связи
Асв = и5э/икэ. - (8.17)
Пример 8.1. Выполнить энергетический расчет гетеродина.
Исходные данные-, активная составляющая генерируемой мощности Раг = 5 мВт, частота генерируемых колебаний ) = 210 МГц.
Расчет
1. Выбираем транзистор ГТ313Б. Параметры транзистора: граничная частота усиления тока базы /гр = 700 МГц. Постоянная
313
времени цепи обратной связи тк = 40 пс. Емкость коллекторного перехода Ск = 2,5 пФ. Коэффициент усиления по току в схеме с общей базой на низкой частоте/i2tB — 0,98. Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе Рктах = 100 мВт. Максимальное напряжение между коллектором и эмиттером t/K8 тгх = 15 В. Минимальное напряжение между коллектором и эмиттером t/Kg mln=
. = 0,2 В. Максимальное прямое £/бэтах = 0,65 В.
2. По входным характеристикам транзистора находим напряжение среза ср = 0,35 В.
По выходным характеристикам транзистора определяем Крутизну линии критического режима SKP = 30 мА/B.
3. Задаемся режимом работы транзистора: напряжение коллектор — эмиттер принимаем ЕП1 = 5 В; ток коллектора /к = 3 мА.
4. Для выбранного режима работы и требуемой частоты генерации рассчитаем параметры, необходимые для энергетического расчета гетеродина.
Предельная частота усиления для схемы с ОБ
/Л21б = 1,6/гр = 1,6 • 700 = 1,1 ГГц.
Граничная частота по крутизне проходной характеристики транзистора
Mr« frv = 700 = 128 МГц, .
Гб 48
где г8 = — = — = 8,6 Ом; гб = В^- = 3 — =48 Ом.
8 /э 3 6 Ск 2,5
Усредненное время движения носителей тока между переходом (время дрейфа)
<др = 1/2лД21б = 1/6,28 • 1,1 . Ю9 = 1,45 • 10~10 с.
Низкочастотное значение параметра У21э = 100 мА/B. Значение параметра |У21| на частоте генерации 210 МГц
I У211 = y2J8/V ПНЖГГ2 = 100/V1 + (210/128)2 = 51 мОм.
5. Выбираем критический режим работы гетеродина. Угол отсечки коллекторного тока 0к = 90°.
По таблицам А. И. Берга находим коэффициенты постоянной составляющей и первой гармоники импульсного коллекторного тока а0 = 0,319, cq = 0,5.
6. Полная генерируемая мощность согласно (8.1)
Рг = 5/cos 59° = 9,75 мВт,
Фк = —arctg (//Mi) = —arctg (210/128) = —59’.
7. Коэффициент использования коллекторного напряжения (8.2) g=l — 2. 9,75 • 10-3/(52 • 30 • Ю-3 • 0,5) = 0,95.
8. Амплитуда переменного напряжения на контуре (8.3) UM ** = 0,95 • 5 = 4,75 В.
К 9. Амплитуда первой гармоники тока коллектора (8.4) /К1 = | = 2 • 9,75 • 10-я/4,75 = 4,1 мА.
В 10. Модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора Е (8.5) Z3 Кр = 4,75/4,1 • 10-3 = ИЗО Ом.
11. Амплитуда импульса тока коллектора (8.6) /ки = 4,1/0,5= = 8,2 мА.
12. Постоянная составляющая тока коллектора (8.7)/к = 8,2 X X 0,319 = 2,6 мА.
13. Мощность, потребляемая от источника питания, (8.8) Рп = = 2,6 • 10-3 • 5 = 13 мВт.
14. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, (8.9) Рк = 13 — 5 = 8 МВт < РК max-
15. Угол отсечки тока эмиттера (8.10)
08 = 9К — ФдР = 90° — 10,8° = 79,2°,
где <ряр = со/Др = 6,28 • 210 • 10е • 1,45 - Ю"10 = 0,19(10Х).
По таблицам А. И. Берга находим аоэ = 0,28, а,., = 0,47.
16. Коэффициент усиления транзистора по току на частоте генерации (8.11) Л21б = 0,98/}/1 + (210 /1100)2 = 0,96.
17. Амплитуда первой гармоники тока эмиттера (8.12) /Э1 = = 4,1/0,96 = 4,3 мА.
18. Амплитуда импульса тока эмиттера (8.13) /Эи = 4,3/0,47 = = 9,2 мА.
19. Амплитуда напряжения возбуждения на базе на частоте генерации (8.14)
1/б8 =------9А122------- = 0,225 В.
0 (1—cos 79,2°) 51-10-3
20. Коэффициент обратной связи (8.17) /<св = 0,225/4,75 = 0,05.
21. Напряжение смещения, обеспечивающее угол отсечки тока эмиттера, (8.15) £п2 = 0,35 + 0,225 • 0,2 = 0,395 В.
22. Проверяем по (8.16), может ли быть обеспечен импульс эмит-терного тока (9.2 мА) при (/бэтах = 0,395 + 0,225 = 0,62 В< < t/вэтах, (7кн mjn = “ 4,75 = 0,25 В>(/кэпИп- Проверяем
по характеристикам транзистора. Из них следует, что транзистор ГТ313Б может обеспечить такой импульс эмиттерного тока.
9,210-3
Расчет колебательной системы автогенератора
! Исходными данными для расчета элементов схемы автогенератора являются: частота автоколебаний f (или диапазон частот), коэффициент обратной связи /<св, модуль эквивалентного сопротивления контура 2экр и его фазовый угол <рк, добротность ненагруженного контура Qo, напряжение на нагрузке 1/н и ее параметры (обычно проводимость gH и емкость Сн).
Для расчета будем использовать эквивалентные схемы колебательных контуров с учетом входных и выходных параметров тран-« зисторов и параметров нагрузки (рис. 8.3).
345
Для определенности будем полагать, что напряжения даны в действующих значениях, тогда t/x = i7Ka//2 и U2 — £/бэ/]/"2.
Для всех трех схем справедливы соотношения: m6 = тк = tA/tAh тн — UJUQ, где m6, mK, tnn—коэффициенты включения контура в цепи базы, коллектора и нагрузки соответственно.
Коэффициент обратной связи определяется как /<с в — UUх = = т51тк, а коэффициент передачи напряжения в нагрузку равен Кн ~ U н / UI = т a!tn [t.
Рис. 8.3. Эквивалентные схемы контуров гетеродинов с автотрансформаторной (а), трансформаторной (б) и емкостной обратной связью (в).
Из энергетического расчета известны КС8, Za кр и <рк. При этом эквивалентная проводимость контура между точками эмиттер— коллектор, необходимая для обеспечения критического режима, определяется выражением
ёэ кр COS (pK/Za [tp.
(8.18)
Величины Ксв и g3 кр позволяют однозначно определить все коэффициенты включения и, следовательно, полностью рассчитать элементы схемы.
Действительно, для любой из рассматриваемых схем (рис. 8.3), эквивалентную проводимость контура без учета выходной проводимости транзистора g22 можно записать в виде gK = g(, m|gu + + m„ga, где g0 — собственная эквивалентная проводимость контура.
Проводимость gK, приведенная к точкам эмиттер — коллектор, должна быть равной g3 кр, т. е.
g3 кр = gK/m* = gjm* + Kc2Bgu 4- Klga, (8.19) откуда "
кр — К1в£ц — K«gK). (8.20)
После этого определяют: m6 = /(CBmK; та = Кптк. В выражение для тк (8.20) входит собственная эквивалентная проводимость контура, определяемая выражением
go = coC/Q , (8.21)
где С — полная емкость контура, которой обычно задаются в начале расчета; Qo — добротность ненагруженного контура; и — угловая частота автоколебаний, причем при малых расстройках в данном случае можно полагать со & со0.
Для схем на рис. 8.3, а, б полную емкость контура находим как С = С'О + + ^кС22 + т1Си + См, (8.22)
где Со — собственная емкость контура; Сп, С22 — входная и выходная емкости транзистора, определяемые мнимыми частями /-параметров на частоте /; Сн — емкость нагрузки; См— емкость монтажа.
Для дальнейших расчетов необходимо знать эквивалентную добротность контура с учетом вносимых потерь, т. е.
Qa ~ Qoffo^ai (8.23)
где £э = + tn^g22 — полная эквивалентная проводимость на
зажимах контура
После этого определяют собственную частоту контура ю0, полную индуктивность L и остальные элементы схемы.
В качестве примера приведем порядок расчета элементов колебательной системы некоторых схем гетеродинов.
Элементы гетеродина с автотрансформаторной обратной связью (рис. 8.3, а) рассчитывают так. Задаются полной емкостью контура согласно (8.22), в которой
т5 = L/L;. тк = (L2 4- Ls)/L; та = L2/L\
L = Ц. + Л2+ Ь + Lt. (8.24)
Емкость С обычно составляет 10—500 пФ.
Определяют собственную эквивалентную проводимость контура по (8.21). При малых расстройках контура можно принять ю « « (Оо. Добротность ненагруженного контура Qo = 80...200.
Эквивалентную проводимость контура между точками эмиттер — коллектор, необходимую для обеспечения критического режима, находят согласно (8.19).
Коэффициент включения контура в цепь коллектора
= g0/(g3 кр — Kc2Bgn — №gH)> (8.25)
где gH — проводимость нагрузки.
Коэффициент включения контура в цепь базы
тб == Кс^пк. (8.26)
Коэффициент включения контура в цепь нагрузки
/пн = Катк. ' (8.27)
Л7
Собственную емкость контура находят из (8.22):
Со = С — /ПбСп — m^C22 — т*Сн — Сы. (8.28) Если значение емкости Со окажется нереальным — отрицательным или слишком малым, следует применить контур с более высокой добротностью Qo и повторить расчет.
Полная эквивалентная проводимость на зажимах контура составляет
= go + m6gu + 4- (8.29)
Для определения эквивалентной добротности контура Qe используют выражение (8.23). Собственная частота контура
/„ = //(1 + а/2&), (8.30)
где а — —tg <р„ аз 20Q, (/ — /0)//0 — обобщенная расстройка контура.
Теперь рассчитывают полную индуктивность контура
L = 1/(о С, (8.31)
индуктивность катушки обратной связи
Lj = тГ) L. (8-32)
индуктивность катушки,’ включенной меЯсду точками эмиттер2-^ коллектор
= L, + Тз — mKL (8.33)
и индуктивность катушки связи с внешней нагрузкой
______ Lt — mHL. (8.34)
Расчет схемы гетеродина с трансформаторной обратной связью (см. рис. 8.1, а, 8.3, б) аналогичен приведенному. Выражения для коэффициентов включения, коэффициента обратной связи и коэффициента передачи в этом случае имеют вид:
тб = М/L; тк — (L; 4- L2)/L; тв — ЩЦ
К^ = М /(L, 4- L2); Ka = 4- LJ, (8.35)
где I — 4- L2 4- L$; M — взаимоиндуктивность катушек L
и ЛсВ-
Индуктивность катушки обратной связи
Лсв = M2/k2L, (8.36)
где k — конструктивный коэффициент связи (обычно k—Q,02..0,1).
При расчете элементов схемы гетеродина с емкостной обратной связью (см. рис. 8.1, в, 8.3, в) также вначале целесообразно задаваться емкостью контура (обычно 10 — 200 пФ). В этом случае расчет аналогичен расчету элементов схемы с автотрансформаторной обратной связью.
348
Из рйс. 8.3, в следует, что
1/С = l/с; + 1/С3 + 1/С4, (8.37)
где с; = G + Сп; С’3 = С2 + Q?; С'3 ~ С22 + С'Са/(С'г + Сз). Выражения для коэффициентовтб, тк, mR, Кея, Ки в этом случае приобретают вид: ..
тб = CZCjt пгк — С/С’3; tnR = С/С’2; (8.38)
Кея = q/c;; kr = с9/(Сг + с8).
Из^этих соотношений можно определить все емкости контура: Ct — ClttiQ, С2 = Cj Сп; С3 = C/tn*, Ct = (С3 C22)IKR,
са = с; - сн; с3 = ,с^„/(1 - Кя)\ f
С4 = 1/(1/С — 1/С' — l/с;). ’ (8.39)
После этого по формулам (8.29), (8.23), (8.30) и (8.31) находят ga, Qa, /о и соответственно.
8.3. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ ДЕЦИМЕТРОВЫХ ВОЛН
В дециметровом диапазоне колебательными системами чаще всего служат коаксиальные, полосковые и объемные резонаторы. Гетеродины дециметрового диапазона обычно выполняют по схеме с общей базой (рис. 8.4). Частота генерируемых колебаний такого
гетеродина в основном определяется коллекторным контуром, изменяя параметры которого, регулируют частоту гетеродина. Сопротивление контура в цепи база — эмиттер определяет амплитуду и фазу напряжения на базе, т. е. определяет коэффициент обратной связи. Настройкой этого контура можно изменять режим генератора и его полезную мощность. Обратная связь через емкость
Рис. 8.4. Упрощенная схема гетеродина с ОБ. -
коллектор —эмиттер транзистора в ряде случаев бывает недостаточной для самовозбуждения гетеродина. Увеличить связь между контурами можно, включив дополнительный конденсатор Ссв между коллектором и эмиттером.
Рассмотрим схему гетеродина с емкостной обратной связью (рис. 8.5). Его контур выполнен в виде полуволнового отрезка несимметричной полосковой линии I, смонтированной в камере//и включенной в коллекторную цепь транзистора и конденсаторов С1—СЗ. Гетеродин настраивается с помощью конденсатора переменной емкости СЗ. Коллектор транзистора находится под нулевым потенциалом. Эмиттер подключен к источнику питания через резистор R1; напряжение к базе транзистора подается через делитель R2, R3. Пунктирной линией выделена цепь автоматической подстройки частоты гетеродина. Контур в цепи база — эмиттер образован дрос-
селем Др1 и емкостью база*— эмиттер транзистора. Конденсатор С6 — разделительный.
В первом приближении можно полагать, что частота генерации совпадает с собственной частотой коллекторного контура. Порядок расчета параметров полуволнового резонатора с конденсатором настройки на разомкнутом конце изложен в гл. 3.
Рис. 8 6. Схема гетеродина с использованием четвертьволновой линии.
Рис. 85. Схема гетеродина с емкостной обратной' связью и контуром в виде полуволнового отрезка линии.
В схеме гетеродина с емкостной обратной связью можно использовать четвертьволновую КЗ линию (рис. 8.6). Контур такого гетеродина состоит из линии I и конденсаторов Cl, С2. Гетеродин на
а — параллельная; б — последовательная.
страивают конденсатором переменной емкости С2. Применение четвертьволновых резонаторов позволяет сократить размеры блока. Длину I короткозамкнутого отрезка линии рассчитывают по формуле (3.35), а диапазон перекрытия конденсатора настройки — по формуле (3.36).
В дециметровом диапазоне в качестве гетеродина используют также автогенераторы с кварцевой стабилизацией частоты с последующим умножением частоты. Умножители частоты могут быть выполнены на транзисторах. Расчет транзисторных умножителей час-350
тоты подобен расчету ламповых при определенных углах отсечки: для удвоителей 0 = 60°, для утроителей 0 = 40°. Однако с повышением частоты колебаний начинают сильнее проявляться инерционные свойства транзисторов и эффективность умножителей падает.
В последнее время для умножения частоты широко используют полупроводниковые диоды (варакторы), емкость которых нелинейно
зависит от обратного напряжения. Поэтому варакторные умножители называют также емкостными. Поскольку емкость является нелинейной функцией напряжения, ток будет содержать большое число гармоник, которые могут быть выделены фильтрами. Умножители частоты на диодах могут быть собраны по параллельной (рис. 8.7, а) и последовательной (рис. 8.7, б)
Рис. 8.8. Структурная схема гетеродина с умножением частоты.
схемам. Фильтры Ф1 и Ф2 в этих схемах служат для разделения 1-й иn-й гармоник. В параллель
ной схеме (рис. 8.7, а) фильтры Ф1 и Ф2 должны иметь большое сопротивление для всех частот, кроме основной со1 и частоты п-й
гармоники. В последовательной схеме (рис. 8.7, б) фильтры должны иметь малое сопротивление для всех частот, кроме <о± и
На рис. 8.8 приведена структурная схема гетеродина с умножением частоты. Задающий генератор, стабилизированный кварцем, работает на частотеД. Далее следуют два удвоителя частоты на транзисторах и умножитель на варакторном диоде, на выходе которого Выделяется 3-я гармоника. Связь коаксиального резонатора с диодом и нагрузкой индуктивная, с помощью петель связи. Резонатор Подстраивают конденсатором переменной емкости.
Приведем схему гетеродина с умножением частоты, в которой лД = 0,5 ГГц (рис. 8.9). Схема умножителя последовательная. Фильтры Ф1 и Ф2 настроены на частоты и пД. Фильтр Ф‘2 представ-
ляет собой резонатор коаксиального типа, настраиваемый на частоту nf±. Исходное смещение на диоде Д устанавливают переменным резистором R3. Связь фильтра Ф2 с диодом Д и нагрузкой индуктив- । ная. Частота транзисторного генератора стабилизирована кварце- ' вым резонатором, включенным в цепь обратной связи. Автогенера- | тор работает на 5-й гармонике кварцевого резонатора. Небольшая ' подстройка частоты генератора может быть осуществлена измене- I нием емкости С4. Напряжение частоты Д через конденсатор СЗ псйШ ступает на фильтр Ф1.
Рис. 8.10. Графики зависимости потерь при умножении частоты от добротно-1 сти диода:
а—для дяодов с плавным р — n-переходом (у=1/3); б — для диодов с резким р —rtK переходом .g
Потери мощности при умножении частоты зависят от добротности диода <2Д (рис. 8.10). Добротность диода определяется пара--метрами диода и частотой подводимых колебаний, т. е.
<2д = 1/®Спер дгп0(. д, (8.40)
где го — частота подводимого к диоду колебания; Спер д — величина постоянной составляющей емкости в исходной рабочей точке; гпос д — сопротивление потерь диода.
Параметр а на рис. 8.10 представляет собой отношение амплитуды переменного напряжения, подводимого к диоду, U к величине напряжения постоянного смещения Uo (а = U/Uo). Исходное напряжение смещения, подаваемое на диод, и амплитуду переменного напряжения, подводимого к нему, устанавливают таким образом,
чтобы полностью реализовать возможности диода. Напряжение смещения обычно устанавливают равным Uo « 0,5(/норм обр д (здесь i/нормобрд — нормируемое постоянное обратное напряжение диода). Амплитуду переменного напряжения входного сигнала U выбирают приблизительно равной Uo. Подводимая к диоду реактивная мощность равна
Рвх = 0,5[>'г®Спер Д. (8.41)
Для эффективного генерирования гармоник добротности диодов должны быть высокими. Для этого следует выбирать диоды с малой постоянной времени тд = Спер дгпос д. Для многократного умножения исходной частоты генератора лучше включать несколько каскадов умножения. В некоторых случаях между цепочками умножителей следует вводить усилители напряжения для реализации величины а = 0,8...0,95 в каждом каскаде.
Пример 8.2. Рассчитать умножитель частоты.
Исходные данные: частота входного сигнала Д. Нужно получить 12-ю гармонику (п — 12).
Расчет
Для умножения частоты выбираем диод с резким р — п-перехо-дом (у = 1/2). Добротность диода на основной частоте <2д1 == 100. Для всех каскадов умножителя принимаем а = 0,9.
Таблица 8.1
п Сд ^прб, ДБ 2tnp6, дБ Л Сд £прб дБ XL я прб, ДБ п °Д ^прб, ДВ Stup6, дБ
2 6 100 50 1,8 20 21,8 3 4 100 33 3,5 12 15,5 4 3 100 25 5,5 7 12,5
По графикам рис. 8.10 находим величину потерь мощности при умножении частоты для различных комбинаций коэффициентов умножения и подсчитываем суммарные потери умножителя (табл. 8.1). Из расчетов следует, что потери будут минимальными, если частоту сигнала умножить на 4, а затем на 3, т. е. такой вариант умножения на 12 оказывается предпочтительным.
8.4. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Основные характеристики
Гетеродины сантиметровых и миллиметровых волн во многих применениях должны обеспечивать генерацию не на одной определенной, фиксированной частоте, а в некоторой полосе рабочих частот.
12 Зак. 895 853
При этом часто требуется, чтобы перестройка частоты во всей рабочей полосе или ее части осуществлялась не механическим путем, а электрическим, безынерционно. Это относится, в частности, к приемникам некогерентных РЛС, где система АПЧ следит за всеми изменениями частоты передатчика и управляет частотой гетеродина, к приемникам систем радиопротиводействия и др. К параметрам, определяющим основные свойства гетеродинов, относятся:
— рабочий диапазон частот (диапазон перестройки частоты) от ft min ДО ft шах или его величина Д/дг = fr max — Д,т1п в процентах относительно средней частоты в виде Д/дг//г0. Этот диапазон частот должен соответствовать заданному диапазону частот сигнала ft (ntn-'-fc тах> отличаясь от него на величину промежуточной частоты;
— выходная мощность Рг вых в диапазоне частот Д/дг, которая должна быть не меньше суммарной мощности Рг2, необходимой для питания всех СВЧ смесителей приемника;
— диапазон быстрой электрической перестройки частоты АД,Л, который может быть равен или меньше рабочего диапазона Д/дг;
— крутизна электрической перестройки частоты 5ЭЛ = [МГц/B], где At/— изменение управляющего напряжения;
— нестабильность частоты и мощности при воздействии дестабилизирующих факторов: изменений температуры окружающей среды /окр, питающих напряжений и др. Сюда относится, например, температурный коэффициент частоты ТКЧ = Д/7А/Окр [МГц/°С];
— уровень шума на различных частотах по обе стороны от частоты несущего колебания /г, т. е. уровень генерируемого шума при различных промежуточных частотах.
Шум гетеродина обусловлен флюктуациями его частоты и мощности и сопровождает основное гармоническое колебание /г в виде сплошного спектра, располагающегося по обе стороны от /г, подобно изображенному на рис. 7.20. Этот шум можно представить в виде совокупности двух спектров: спектра амплитудного шума, обусловленного амплитудной модуляцией колебаний (флюктуациями амплитуды), и спектра частотного шума, обусловленного частотной модуляцией колебаний (флюктуациями частоты).
Количественные характеристики амплитудного шума уже рассматривались в § 7.6 (см. формулу (7.33)). Относительная спектральная плотность мощности амплитудного шума [дБ/Гц] равна
та = 10 1g (Рша/Рг вых) = 10 lgnro — 174,
где Рш а — суммарная спектральная плотность мощности (в полосе 1 Гц) двух симметричных боковых составляющих спектра флюктуирующих по амплитуде автоколебаний гетеродина; пг0 — удельное шумовое отношение гетеродина (см. § 7.6), причем боковые составляющие и пг0 рассматривают на частоте модуляции, равной частоте сдвига /сдв относительно частоты несущей /г. Спектр частотного шума обычно характеризуют зависимостью спектральной плотности среднего квадрата флюктуаций частоты АД от модулирующей 354
частоты, равной частоте сдвига ^едв относительно частоты fr. Очевидно, что /сдв = /п- Здесь под Д/й [Гц2/Гц] понимается среднеквадратичное отклонение частоты колебаний гетеродина от номинального значения fv на данной частоте модуляции Д.дв в единичной полосе модулирующих частот Д/СДв = 1 Гц. Нередко уровень частотного шума, подобно амплитудному, характеризуют относительной величиной [дБ/Гц]:
mf = 10 1g (Рш//Рг ВЬ1Х).
где Рш/ — суммарная спектральная плотность мощности (в полосе 1 Гц) двух симметричных боковых составляющих спектра флюктуирующих по частоте автоколебаний гетеродина, причем боковые отстоят от частоты /г на частоту модуляции f = /сдв. Связь между величинами Д/2, н mf определяется соотношением
= 10 1g (Рш//Рг вых) = 10 1g (Д/^/2/одв).
Частотный шум не подавляется балансным смесителем и в приемниках с когерентным детектированием сигнала преобразуется в амплитудный, ухудшая чувствительность. Величина Д/щ зависит от типа гетеродина, длины волны колебаний и промежуточной частоты /п = /сдв и лежит в пределах от десятых долей единицы до десяти и более тысяч герц в квадрате на герц. Наибольшие значения и т; соответствуют наименьшим частотам/сдв, лежащим в области допплеровского смещения частоты радиосигналов.
Разновидности гетеродинов сантиметровых и миллиметровых волн
В качестве гетеродинов в этих диапазонах волн используют электровакуумные и полупроводниковые маломощные генераторы СВЧ. К первым относятся главным образом отражательные клистроны и маломощные лампы обратной волны (ЛОВ), ко вторым — маломощные СВЧ генераторы, использующие в качестве активного элемента один или несколько полупроводниковых приборов.
Отражательные клистроны и ЛОВ являются электронно-лучевыми автогенераторами, выполненными в виде металлокерамических конструкций с коаксиальным (при длинах волн Х>5 см) или волно-водным (при X < 5 см) выводом СВЧ энергии, имеющим присоединительный коаксиальный разъем или волноводный фланец.
Полупроводниковый гетеродин состоит из СВЧ колебательной системы (резонатора или системы резонаторов в виде волноводнокоаксиального, полоскового или микрополоскового устройства) и полупроводникового активного элемента, в качестве которого в большинстве случаев используют полупроводниковый СВЧ днод. Для работы такого гетеродина к нему достаточно подвести постоянное напряжение, не превосходящее нескольких десятков вольт. Полупроводниковые гетеродины отличаются экономичностью пита-12* 355
ния, весьма малыми габаритами и массой, большой долговечностью и наиболее удобны для создания СВЧ ИС. Из всех разновидностей полупроводниковых гетеродинов 15] наибольшее развитие в рассматриваемых диапазонах получили так называемые генераторы на диодах Ганна и на лавинно-пролетных диодах.
Отражательные клистроны
Основными элементами клистрона являются (рис. 8.11): катод с фокусирующим электродом, формирующие электронный луч; резонатор с узким зазором, содержащим обычно сетки, в котором взаимодействуют электроны луча с СВЧ полем резонатора, и электрод отражателя с отрицательным потенциалом относительно катода, заставляющий электроны луча возвращаться в зазор резонатора.
Рис. 8.11. Отражательный клистрон сантиметрового диапазона волн:
а — устройство и схема питания; б — общий вид; У — окно связи; 2 — присоединительный фланец; 3 — вннт механической перестройки частоты; 4 —внешний резонатор; 5— герме' тизироваиное окно связи; 6 — внутренний резонатор; 7 — отражатель; 8— катод; 9 — фокусирующий электрод; 10 — сетки резонатора; Яф, Сф — элементы фильтров в цепи питания.
Частота fr и мощность PF вых генерируемых клистроном колебаний зависят от напряжения на отражателе (/отр. При некотором напряжении Потр опт, называемом оптимальным, выходная мощность достигает максимальной величины Рг вых тах. При изменении напряжения отражателя в обе стороны от оптимального Рг вых плавно уменьшается до нуля с одновременным изменением частоты генерации /г. Область напряжений (70тр, в которой имеется генерация, называют зоной генерации, а изменение fF при изменении (70тр — электронной настройкой частоты.
Практически для работы используют не всю зону, а только ту ее часть, в пределах которой PF вых 0,5Рг ВЫхтах> т. е. изменение Рг вых при этом составляет 3 дБ. Соответствующую этой части зоны полосу электронной настройки частоты (между точками 0,5Рг вых тах) называют диапазоном электронной настройки
Отражательные клистроны имеют достаточно большой диапазон механической перестройки частоты Afnr/fro = 3...15% и относитель-356
? 3 А/д,. 'го СП 3 ф М» Д/Эл, МГц 1 не менее ^отр опт. (в диапазоне частот Д1д ), В Урез> В (рез мА ифок> в ТКЧ, МГц/град, не более
2 А ГС (в цеитр« зоны), н< более
7—8 15 80 20 2 100—260 300 55 0 +0,5...—1
3-5 10 35 30 3 70—180 300 50 0 0...—0,2
1.5—2,5 7 20 40 4 100—250 350 50 0 0. ..—0,3
0,8—0,9 4 20 50 5 100—350 500 40 0 0...—0,9
0,8-0.9 10 15 60 6 60—200 150 20 20—100 ±1,2
0,4—0,5 5 10 100 15 120—300 2500 20 20—200 + 1.5...-1
0,2—0,3 6 10 150 10 50—450 1800 15 0 +6. ..—2,6
но узкий диапазон электронной настройки ДДл//го = 0,2...0,5%’ В центре зоны генерации клистрона его мощность Рг вых 7^
10...100 мВт, а крутизна электронной настройки равна 5ЭЛ « № 0,3...15 МГц/B. Наименьшие значения Д/дГ//го, Рг вых
и наибольшие 5ЧЛ соответствуют миллиметровым волнам, противоположные значения этих величин — длинноволновой части сантиметрового диапазона. Предельные значения параметров некоторых отражательных клистронов приведены в табл. 8.2 [5].
В настоящее время используют новый тип отражательного клистрона — так называемый минитрон, представляющий собой сверхминиатюрный низковольтный экономичный клистрон, как правило, без механической перестройки частоты, но с расширенным диапазоном электронной настройки (порядка 100 МГц и более на сантиметровых волнах). Напряжения 7/рез и i70TD лежат в пределах от нескольких десятков вольт до величины порядка 100 В.Минитроны пригодны для использования в СВЧ ИС.
Клистрон относится к числу наименее шумящих гетеродинов. На сантиметровых волнах шумовые характеристики клистронов в центре зоны генерации следующие. Для амплитудного шума на частотах сдвига (относительно частоты /г) /сдв « 100 Гц; 3; 30 кГц и 10... 100 МГц относительная спектральная плотность мощности та соответственно равна—(130...140); —(135...160); —(150...170) и (165...175) дБ/Гц. Для частотного шума на частотах /сдв = 100 Гц, 3 и 30 кГц спектральная плотность среднего квадрата флюктуаций частоты соответственно равна Д/щ = 0,3...10, 0,2.,.1,5 и 0,1...0,3 Гц2/Гп.
С укорочением длины волны шум также возрастает, причем особенно значительно на миллиметровых волнах. Например, в 8-миллиметровом диапазоне волн на частотах /сдв = 30...60 МГц уровень амплитудного шума клистрона на 10...20 дБ выше, чем в 3-сантиметровом диапазоне волн.
Отражательные клистроны обычно требуют для питания резонатора и отражателя относительно высоковольтных стабилизирован-357
них источников питания, особенно на миллиметровых волнах: по цепи резонатора 250.,,350 В при токе 40...50 мА на сантиметровых волнах и500...2000В притоке 15...25 мА на миллиметровых волнах; по цепи отражателя (электронной настройки частоты) 100...350 В практически без потребления тока. Нестабильность напряжений (/отр и ДфОк должна быть не более 0,1 %. Требования к стабильности напряжений возрастают с укорочением длины волны, поскольку увеличивается влияние изменений напряжений на генерируемую частоту.
Лампы обратной волны
Маломощные ЛОВ во многих случаях, особенно на милллиметро-вых волнах, являются самыми широкодиапазонными гетеродинами с чисто электрической перестройкой частоты. У ЛОВ рабочий диапазон частот равен диапазону электрической перестройки А/дг == = А/эл.
Рис. 8.12. Схема устройства ЛОВ с магнитной (а) и периодической электростатической (б) фокусировкой:
/ — фокусирующий электрод: 2 —анод; 3 — замедляющая система; 4 —постоянный магнит; 5 — согласованная нагрузка; 6 — коллектор; 7 — воляовоДный вывод энергии.
Принцип действия ЛОВ (рис. 8.12) основан на передаче энергии электронного луча электромагнитной волне, возбуждаемой в области нагрузки 5 и распространяющейся вдоль замедляющей системы навстречу движению электронов луча. По способу фокусировки электронного пучка различают ЛОВ с магнитной (ЛОВ-МФ) и электростатической (ЛОВ-ЭФ) фокусировками. Важным преимуществом ЛОВ-ЭФ перед ЛОВ-МФ являются значительно меньшие габариты и масса (рис. 8.13). Масса ЛОВ-ЭФ — 300...600 г, а ЛОВ-МФ — 3...5 кг.
Частота/г генерируемых ЛОВ колебаний зависит от напряжения на замедляющей системе, называемого поэтому управляющим (t/ynp). Изменяя это напряжение в широких пределах, получают широкодиапазонную электрическую перестройку частоты.
Диапазон электрической перестройки частоты ЛОВ составляет э .:гго 20...60%. В пределах диапазона перестройки Д/эл на-
блюдаются значительные перепады генерируемой мощности, достигающие величины Рг ВЫ1 mazZ/’r вых min = 5.,,10 дБ. Минимальная
! Тип фокУ- 1 снровки До.сы дДл -г2. % ‘го р г вых mln. мВт, не менее вых max $эл- Мг«/В, не более иа- В 1а. мА. не более иупрВ 1 Дпр- мА> не более
р * г вых mln дБ, не более
МФ 8—10 60 40 10 6 40- -150 15 160—1300 50
ЭФ 8-10 40 50 8 5 50- -100 60 200—900 35
МФ 5—6 50 25 10 7 50- -250 12 220-900 35
ЭФ 3—4 20 30 7 8 150 35 200—800 25
МФ 3-4 45 25 6,5 10 70- 200 10 300—1100 35
МФ 0,6—0,8 35 8 7 25 100- -400 10 500—1500 50
МФ 0,3—0,4 40 5 10 50 100- -400 10 800—2500 50
выходная мощность ЛОВ в диапазоне перестройки Рг пых min составляет от 5—10 мВт на коротких миллиметровых волнах до десятков и сотен милливатт на сантиметровых. Крутизна электрической перестройки 5ЭЛ находится в пределах от единиц до десятков мега-
Рис. 8.13. Общий вид ЛОВ сантиметровых волн с магнитной (а) и электростатической (б) фокусировкой.
герц на вольт. ЛОВ имеет приблизительно такой же уровень амплитудного шума, как и в отражательных клистронах соответствующего диапазона волн, а уровень частотного шума несколько выше, чем у клистронов. ТКЧ ЛОВ приблизительно равен величине ТКЧ отражательных клистронов того же диапазона волн. Предельные параметры гетеродинных ЛОВ приведены в табл. 8.3.
Источники питания ЛОВ подобны источникам питания клистронов. В отличие от последних напряжение управления частотой в ЛОВ является более высоковольтным, чем в клистронах, изменяется в более широких пределах и, что особенно существенно, ток потребления по этой цепи довольно значителен и составляет 20—50 мА,
Генераторы на диодах Ганна
Генераторы на диодах Ганна (ГДГ) представляют собой новейший тип полупроводниковых генераторов СВЧ, разработка и практическое применение которых находятся еще в стадии развития. Актив-
359
ним элементом ГДГ является диод Ганна (ДГ), работа которого основана на использовании объемного эффекта в полупроводнике, т. е. процессов, происходящих во всем объеме полупроводника, а не в каком-либо его узком слое, В отличие от других типов СВЧ диодов структура ДГ не содержит р — «-перехода и представляет собой тонкую пластинку полупроводника (обычно из GaAs «-типа), на обе поверхности которой нанесены невыпрямляющие металлические контакты. В диодах Ганна энергия постоянного тока непосредственно преобразуется в СВЧ энергию при приложении к ним постоянного напряжения, большего некоторой пороговой величины i7nop г.
Известен ряд режимов, в которых могут работать ДГ. Режим работы зависит от параметров схемы, внешней по отношению к диоду, и от электрофизических параметров диода. Физическая сущность этих режимов работы и области их применения описаны в [7,8], В так называемом режиме устойчивого отрицательного сопротивления и некоторых других режимах работы ДГ на зажимах диода при определенном напряжении питания Ur>Unopr возникает отрицательное сопротивление, являющееся источником СВЧ колебаний.
Исследование импеданса ДГ в таких режимах показывает, что полупроводниковый элемент диода в СВЧ диапазоне представляет собой отрицательное сопротивление — Rr, зашунтированное некоторой эквивалентной сосредоточенной емкостью Сг- В режиме устойчивого отрицательного сопротивления последнее весьма широкополосно, т. е. существует в широком интервале частот, и имеет величину от нескольких десятков до нескольких сотен ом. Емкость Сг составляет десятые доли пикофарады.
ДГ выпускают обычно в герметичных корпусах, подобных изображенному на рис. 4.35 (вариант I), однако они могут быть и бес-корпусными. Эквивалентная схема корпусного ДГ имеет такой же вид, как у ряда других СВЧ диодов (например, смесительных), с тем отличием, что содержит отрицательное сопротивление — 7?г вместо положительного сопротивления барьера р — «-перехода.
В генераторах на диодах Ганна коаксиально-волноводной конструкции используют как механическую (рис. 8.14), так и электрическую перестройку частоты, в полосковых и микрополосковых — только электрическую. Наиболее распространенным методом такой перестройки является включение варактора в колебательную систему генератора. При этом габариты генератора увеличиваются незначительно, а управление частотой, как и в отражательных клистронах, происходит практически без потребления мощности.
Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью, подобный параметрическому (см. § 5.4, рис. 5.26), но первый обычно имеет большее напряжение пробоя (до нескольких десятков вольт) и выдерживает большую СВЧ мощность. Конструкции и эквивалентные схемы этих диодов аналогичны. Параметрические диоды тоже нередко используют в качестве варакторов для электрической перестройки ГДГ.
Варактор включают в состав генератора как регулируемую емкость, величина которой изменяется при изменении обычно отрицательного смещения U0B на нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую перестройку частоты генератора. Достоинством такого метода перестройки является практически полное отсутствие потребления тока по цепи управления частотой.
В схему генератора варактор можно включить параллельно или последовательно с ДГ (рис. 8.15). Колебательная система ГДГ включает в себя все реактивные элементы ДГ (Лдосг, Сг, СКОнг) и
Рис. 8.14. Пример волноводно-коаксиальной конструкции полупроводникового генератора сантиметрового диапазона воли на ДГ или ЛПД:
а — продольное сечение; б — общий вид; 1 — волноводный вывод СВЧ энергии с согласующим ступенчатым переходом; 2 — окно связи резонатора с волноводом (нагрузкой); 3 — винт регулировки связи с нагрузкой; 4 — диод; 5 — винт механической перестройки частоты генерации; 6 — коаксиальный резонатор; 7 — коаксиальный четвертьволновый СВЧ дроссель; 8 — вывод диода для подачи напряжения питания <Д>.
варактора (£посв, Сперв), а также настроечно-согласующую секцию, состоящую из отрезка / выходной линии и разомкнутого параллельного шлейфа длиной /шл. Цепи СВЧ от цепей постоянного тока развязывают режекторные фильтры РФ.
Метод исходной настройки генератора на средней частоте /г0 и при соответствующем ей некотором среднем напряжении на варакторе Цов ср основан на следующем. В режиме установившихся колебаний генератора его выходное сопротивление в точках а — а должно быть активным, отрицательным и равным по модулю сопротивлению нагрузки RH = IF. Отсюда становится очевидным, что настраивать и согласовывать ГДГ нужно так же, как и смесительную секцию (рис. 7.15, а), описанную в § 7.6. Расстояние / от варактора до шлейфа нужно выбрать таким, при котором модуль активной состав-
ляющей выходной проводимости ГДГ равен волновой проводимости линии 1/IF. Реактивная же составляющая выходной проводимости ГДГ должна быть скомпенсирована равной ей по величине и обратной по знаку проводимостью шлейфа, откуда и определяется длина шлейфа /шл.
Длины отрезков линии I и /шл обычно определяют экспериментально, поскольку основные параметры эквивалентной схемы используемого ДГ (/?г, Сг, Гпосг), как правило, неизвестны: в паспортные параметры промышленно выпускаемых ДГ они не входят.
Рис. 8.15. Пример построения эквивалентной схемы генератора на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты.
Стабилизирующая цепочка /?ст, СС1 в цепи питания ДГ (рис. 8.15) служит для предотвращения низкочастотных колебаний в цепи источника питания. Резистор 7?огр ограничивает ток в цепи варактора до пренебрежимо малой величины. При отрицательном смещении Сов этот ток обусловлен детектированием СВЧ мощности, генерируемой в ГДГ и частично рассеиваемой в варакторе. Разделительный СВЧ конденсатор Сра3 (см. § 3.4) изолирует цепи питания варактора по постоянному току от внешней СВЧ цепи ГДГ.
Пример конструкции микрополосковой платы ГДГ, выполненного по схеме рис. 8.15, приведен на рис. 8.16. Важным требованием при конструировании ГДГ является обеспечение эффективного теплоотвода от тепловыделяющего вывода диода Ганна (катода). В противном случае подводимая к диоду и рассеиваемая в нем мощность постоянного тока Ро = 2... 10 Вт (£/яомг « 6... 12 В, /р , = = 0,15. ..1,2 А) может привести к недопустимому перегреву или даже выгоранию весьма малого объема полупроводниковой структуры ДГ. В качестве теплоотводящих материалов обычно используют медь или алюминий, при этом стремятся к тому, чтобы поверхность теплоотвода, в качестве которой нередко используют корпус ГДГ, имела достаточное число пазов и ребер, 362
Диапазон электрической перестройки частоты ГДГ, обусловленный изменением емкости варактора ЛСпера = Сперв тах — — Саер в Ю1п при изменении напряжения на нем (70в, зависит от относительной величины этого изменения емкости:
Г ’ (^пер в max Спер в mln)/(Cnep в так 4" ^дер в mln) (8.42) и от степени связи емкости Сперв с колебательным контуром генератора, Эту степень связи можно характеризовать величиной СВЧ
%—*
Рис. 8.!6. Пример топологической схемы и конструкции платы микрополос-кового ГДГ с варакторной перестройкой частоты:
/ — проводящая заземленная поверхность; 2—подложка; 3 — мнкрополосковые проводники; 4 — диод Ганна в герметичном корпусе; 5 — бескорпусный варактор типа, показанного на рис. 5.24; 6 — СВЧ конденсатор; 7 — медный теплоотвод (припаян к поверхности /), в который впаивается тепловыделяющий штырь ДГ; 8 —пленочный резистор; 9 — пленочная перемычка на корпус по торцу подложки; 10 — развязывающий СВЧ ре-жекторный фильтр, состоящий из высокоомных и разомкнутых низкоомных А/4-отрезков МПЛ (см. рис, 5.32).
мощности Рв, рассеиваемой в сопротивлении гп00в варактора за счет общей мощности Рг, генерируемой диодом Ганна. Таким образом, выходная мощность ГДГ равна Ргвых = Рг — Рв-
Зависимость диапазона перестройки от указанных факторов имеет вид
А^-Лго ~ ”?/(! 4“ ?)> <7=^>г вых Qho^PbQb> (8.43) где Рв = Рг —Ргвых; QB = 1/<оггпос вСперв— добротность варактора; Qho — нагруженная добротность контура генератора без учета варактора.
Диапазон перестройки, МГц р
Тип ГДГ fr. ГГц механической Д^мех электрической г вых» мВт, не меиее ^ном Г, В V. А
VSC-9019 4—8 200 50 100 11 0,5
VSX-90U 400 60 25 10 0,3
0 1000 25 10 0,4
8—12,4 0 2000 10 10 0,5
1000 100 50 10 0,5
VSU-9012 12,4—18 400 30 50 8 0,35
0 1000 50 8 0,4
0 2000 10 8 0,5
VSK-9014 18—26,5 1000 100 25 7 0,45
0 1000 25 7 0,4
500 500 100 7 0,6
VSA-9015 26,5—40 400 60 25 6 0,35
0 1000 50 6 0,6
0 150 100 6 1,2
Отсюда следует, что для получения широкого диапазона Д/эл необходимо использовать высокодобротный варактор при низкой добротности контура генератора QB0. К тому же результату приводит увеличение связи варактора с контуром генератора (т. е. увеличение рассеиваемой в нем мощности РЕ) при одновременном увеличении мощности диода Рг для сохранения неизменной мощности Ргвык.
У существующих варакторов коэффициент у = 0,3 ... 0,5, а добротность Qs = 10...30 при /г = 10 ГГц. Добротность контура <?но часто имеет величину того же порядка, что и добротность QB. Поэтому если принять, что Рв = Ргвых, QB0 « QB, q « 1 и у = 0, 4, то по формуле (8.43) получим Д/эл//г0 = 20%. На основе таких расчетов можно определить, насколько мощность Рг, генерируемая ДГ, должна быть больше Рг вых для получения заданного диапазона Д/ал при известных параметрах варактора.
Выходная мощность ГДГ сантиметровых волн—от десяти до нескольких сотен милливатт, миллиметровых — от единиц до ста милливатт. Диапазон электрической перестройки частоты варактором Д/эл //г0 получен от единиц до 10,..15%, при этом значительная часть мощности, генерируемой диодом Ганна (приблизительно от четверти до половины), рассеивается в варакторе.
В случаях, когда требуется получить линейную зависимость перестраиваемой частоты /г от управляющего напряжения (тока) и еще более широкий диапазон Д/эл, вместо электрической перестройки варакторбм используют магнитную перестройку с помощью резонатора на ЖИГ-сфере (см. рис. 4.32). В последнем случае диод Ганна связывают с внешней нагрузкой через ЖИГ-резонатор. Ме-.364
Тип ГДГ fr mln. • . fp max > ГГц Диапазон магнитной перестройки Д^магн» Г1ц р г„вых> мВт, не менее я ‘JW0H« А г, А Напряжение управления уупр’ В> ие более Ток управле-Г Чпр* А, не более
VSX-9O7O 7...11 4 6 15 0,45 7 0,6
VSX-9071 8... 12,4 4,4 10 15 0,45 7 0,6
VSU-9075 12,4... 18 5,6 5 13 0,55 9,5 0,85
няя ток подмагничивания ЖИГ-сферы, линейно изменяют ее резонансную частоту и тем самым частоту генерации ГДГ. Недостатками магнитной перестройки частоты по сравнению с варакторной являются: потребление мощности в цепи управления частотой /г (в цепи тока управляющего электромагнита), меньшая скорость перестройки частоты и более сильная зависимость частоты генерации от температуры.
В табл. 8.4 приведены параметры ряда ГДГ с механической и электрической перестройкой частоты варактором (U0B = 0...50 В), а в табл. 8.5 — параметры некоторых ГДГ с линейной магнитной перестройкой частоты с помощью ЖИГ-резонаторов.
Амплитудный и частотный шумы генераторов Ганна и отражательных клистронов сантиметровых волн соизмеримы. Шум ГДГ тем меньше, чем выше добротность его колебательной системы. Однако при этом, как следует из формулы (8.43), будет также уменьшаться диапазон электрической перестройки А/эл. Другими словами, наименьший уровень флюктуационного шума может быть достигнут в электрически не перестраиваемых ГДГ или в ГДГ с узким диапазоном перестройки А/ал.
Генераторы на лавинно-пролетных диодах
Лавинно-пролетный диод (ЛПД) работает при отрицательном напряжении питания (70> несколько превышающем нормируемое обратное напряжение UH0№ обр. Полупроводниковая структура ЛПД может быть различной, в частности она может быть р— «-переходом. Механизм возбуждения СВЧ колебаний в генераторах на ЛПД (ГЛПД) основан на том, что в определенном диапазоне частот, зависящем от структуры и размеров р—«-перехода, ЛПД обладает динамическим отрицательным сопротивлением, которое в статическом режиме (при отсутствии СВЧ поля) не проявляется. Эквивалентная схема ЛПД близка к эквивалентной схеме диода Ганна (рис. 8.15); отличие заключается в том, что в ЛПД отрицательное сопротивление— Длпд и емкость Слпд, равная 0,1—0,8 пФ, вклю-. чены последовательно. Конструкции ЛПД аналогичны конструкциям диодов Ганна.
Тип ГЛПД Частота /Г( гг« Диапазон перестройки, МГц рг вых» мВ. К. п. д., % (70, В
мехаии. чеокой ДС1ех электри» чеокой А'эл
VSS-9601B 2,6-2,8 0 0 1200 6 28
VSC-9603A 4,4—5 0 0 350 6,5 28
VSC-9524CT 6-8 300 0 1000 6 130
VSX-9523CT 8-10 500 0 1000 5 100
FS-43 8,2-12,4 0 150 10 0,5 90
VSU-9502CT 12,4-15 1000 0 100 3 60
VAO-23H2 15—18 0 0 500 6,8 67
44015Н 53—67 0 10000 200 — —
Особенность ЛПД заключается в том, что его источник питания должен быть источником стабилизированного тока, а не стабилизированного напряжения, как у других типов гетеродинов. Связано это с тем, что ЛПД работает на участке лавинного пробоя, где небольшие изменения напряжения питания приводят к значительным изменениям тока.
В связи со сходством эквивалентных схем и конструкции ДГ и ЛПД схемы, конструкции и методы перестройки частоты ГЛПД аналогичны используемым в генераторах Ганна (рис. 8.14).
Пример топологической схемы микрополоскового ГЛПД сфикси-рованной настройкой частоты, используемого в качестве генератора накачки ППУ, показан на рис. 5.31, б.
Выходная мощность ГЛПД обычно больше, чем у ГДГ. В однодиодных ГЛПД Рг вых « 50...500 мВт на сантиметровых волнах и Рг пых ~ 50...100 мВт на миллиметровых. При использовании нескольких диодов в одном ГЛПД выходная мощность существенно возрастает. Напряжение и ток питания различных типов ЛПД в основном лежат в пределах Uo ж 20...100 В, /р лпд 10...100 мА. Параметры некоторых ГЛПД приведены в табл. 8.6,
Существенной особенностью ГЛПД, в ряде случаев ограничивающей возможность его применения, является высокий уровень его флюктуационного шума, обусловленного влиянием процессов ударной ионизации в ЛПД. В сантиметровом диапазоне при /0Дв > >1 МГц для ГЛПД величины та « —(130...150) дБ/Гц, что приблизительно на 15—25 дБ/Гц больше, чем у отражательных клистронов в том же диапазоне. Уровень частотного шума ГЛПД приблизительно на 20—40 дБ выше, чем у клистронов. Из-за повышенного уровня шума применять ГЛПД в качестве гетеродина малошумящего приемника обычно нецелесообразно. Благодаря большой выходной мощности его часто используют в качестве генератора накачки ППУ [6]. Повышенный уровень шума ГЛПД не ухудшает коэффициент шума двухконтурного ППУ, 366
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972, Авт: Г. П. Балан, В. Я. Баркин, Р. А. Валитов и др.
2. Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства. М., «Сов. радио», 1969.
3. Плонский А. Ф., Медведев В. А., Якубец-Якубчик Л. Л. Транзисторные автогенераторы метровых волн, стабилизированные на механических гармониках кварца. М., «Связь», 1969.
4. Блекуэлл Л. А., Коцебу К. Л. Параметрические усилители на полупроводниковых диодах. Пер. с англ. Под ред. А. Н. Выставкина. М., «Мир», 1964.
5. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приемников. М., «Сов. радио», 1973.
6. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
7. Стерцер. Усилители и генераторы на эффекте переноса электронов (ганновские) в технике СВЧ. — В кн: Полупроводниковые приборы СВЧ. Под ред. Ф. Брэнда. Пер. с англ. М., «Мир», 1972.
8. Колосов М. В., Перегонов С. А. СВЧ генераторы и усилители на полупроводниковых приборах. М., «Сов. радио», 1974.
9
ДЕТЕКТОРЫ И ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУД ПРИЕМНИКОВ
8.1. АМПЛИТУДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
В транзисторных приемниках для детектирования непрерывных амплитудно-модулированных (AM) сигналов используют диодные и транзисторные детекторы. Диодные полупроводниковые детекторы
Рис. 9.1. Последовательная (а) и параллельная (б) схемы амплитудного диодного детектора.
могут иметь как последовательные (рис. 9.1, а), так и параллельные схемы включения (рис. 9.1, б). Предпочтительны последовательные детекторы, имеющие относительно большое входное сопротивление.
Параллельные детекторы применяют лишь тогда, когда контур последнего каскада УПЧ находится под напряжением питания и сигнал на детектор передается через разделительный конденсатор. Обычно диодные полупроводниковые детекторы работают в режиме линейного детектирования при входном напряжении сигналов Uл вх = 0,5.,Л В. Здесь рассмотрим именно такой режим.
Расчет диодг ого детектора непрерывных AM сигналов
При расчете детектора исходными являются
— промежуточная частота /ц;
— напряжение несущей на входе детектора Ua вх;
— эквивалентная проводимость контуров последнего каскада УПЧ Оп;
— максимальный коэффициент модуляции /тггаах (обычно полагают тгаах « 0,8);
— диапазон модулирующих частот от Fmin до Fraax и коэффициенты Л4Н и Мв частотных искажений на этих частотах (обычно 1,05...1,2);
— допустимое эквивалентное затухание последнего контура УПЧ;
— коэффициент фильтрации —• 0,01...0,02.
Приведем последовательность расчета.
Выбирают германиевые или кремниевые диоды с малым внутренним сопротивлением Rif малой емкостью Сд и большим обратным сопротивлением А?обр (например, Д2Б, Д9Б, ДЮ и др.). Параметры некоторых типов диодов даны в приложении 1.
Определяют Rt и RoCo выбранного диода по данным приложения 1.
Определяют требуемое входное сопротивление детектора
ЯвхД > 1/ 1(<Ш 11 Ga, (9.1)
где d3 — затухание последнего контура УПЧ с учетом RBX д; d — затухание того же контура без учета действия детектора. В узкополосных УПЧ надо брать d-Jd < 1, 2; в широкополосных УПЧ d3 должно удовлетворять требования обеспечения полосы пропускания последнего каскада УПЧ.
Подсчитывают сопротивление нагрузки:
/?Н«3/?ЕХД (9.2)
параллельного детектора и
/?няз2/?пхд (9.3)
последовательного детектора или
Rn — 2/?вхд/(1 3RBX я//?обр) (9.4)
с учетом обратного сопротивления диода. Заметим, что формулы (9.2) — (9.4) справедливы при RB > Rh Если согласно (9.4) полу-368
чают RH < 200 кОм, то надо взять RH = 200 кОм и выбрать автотрансформаторное подключение детектора к контуру с коэффициентом включения
ma = V0,2GuRMa. (9.5)
Рассчитывают эквивалентную емкость нагрузки детектора из условий отсутствия нелинейных искажений
^lniax/(2n.Fmax RH mmax) (9-6)
Рис. 9.2. Зависимость коэффициента передачи и динамического внутреннего сопротивления /?(д диодного детектора от отношения Ra/Ri.
и допустимых частотных искажений
Ся < (RH + Rin) -1 /(2nRmax RH Ria), (9.7) где Rsn — динамическое внутреннее сопротивление детектора, определяемое из рис. 9.2. Из значений Са, полученных по формулам (9.6) и (9 7), выбирают меньшую величину.
Находят коэффициент передачи детектора Кя по графику рис. 9.2.
Рассчитывают сопротивления:
/^ = 0,5(1 И1юах) RB -f- Vo,25(1 W2rnax)2 Rh + (1 mrnax) Rh R> max >
(9.8)
где R6 max — максимально допустимое сопротивление в цепи базы
следующего транзистора, и
Ri = RH — Ra. (9.9)
Определяют емкости конденсаторов:
Сг = [(3...5)/ - См2, (9.10)
где См2 = 15...20 пФ — емкость монтажа входной цепи УНЧ,
C1 = CH-(3...5)/2n/nR1, (9.11)
Со > l/2nRfflln Ra (9.12)
369
Находят коэффициент фильтрации напряжения промежуточной частоты для последовательного детектора:
Лф « (Сд + + Сд + См1) 11 + 2 Л/Пх
X(Ci + CM2) (9.13)
и для параллельного детектора:
кф к (\/ (Сх + Сд + См1) И + 2л/п (Сг + См2) RJ, (9.14) где СМ1 = 2,..5 пФ — емкость монтажа; Сд — емкость диода.
В переносных и карманных радиовещательных приемниках возможно применение квадратичного детектирования с (7ВХД^ > (60...80) мВ, при которых нелинейные искажения не превышают допустимых величин. При квадратичном детектировании
Кд = а£/гвхд (9.15)
и при (7ВХ д = 60...80 мВ обычно /<д « 0,15.
Расчет транзисторного коллекторного детектора непрерывных AM сигналов
Транзисторные коллекторные детекторы непрерывных AM сигналов, подобные изображенному на рис. 9.3, применяют в переносных и карманных радиовещательных приемниках. Их основное достоинство— возможность получения /Сд>1; недостаток — большой уровень нелинейных искажений. При расчете детектора исходные данные и требования такие
Рис. 9.3. Схема транзисторного детектора AM сигналов.
нагрузки в коллекторной цепи
же, как для диодных детекторов AM сигналов.
Приведем последовательность расчета.
Выбирают транзистор того же типа, что и для каскадов УПЧ.
Принимают сопротивление детектора
>(5.с.Ю) «нхн, (9.16)
где /?В1В — входное сопротивление 1-го каскада УНЧ, Определяют коэффициент передачи детектора
Кд ~ I У 2181 RkRbX h/(2,5cc.3,3) (Rk + в) =
= |У218|₽а/ (2, 5,„3,3). (9.17),
Подсчитывают емкость в цепи коллектора Ск из условий допусти-i мых частотных искажений на верхних частотах модуляции:
CK<159VMB-l/FmaxRa, (9.18)
где Fmax и Rg выражены в килогерцах и килоомах соответственно, 370
Находят входные сопротивление [кОм] и емкость [пФ] детектора
Лвх д = а Н 4" (fn в Свх/159)2 а Rbx^gL (9.19)
Свхд = в [1 + (fa в Свхгс/159)2], (9.20)
где fn, в мегагерцах; RBX и гб, в килоомах; Свх, в пикофарадах; коэффициенты а = 3...4, в = 0,25...0,33 при UR вх — 0,1...0,15 В, причем с уменьшением Ua вх — а увеличивается, в — уменьшается. Выбирают сопротивление Rx = 0,5... 1 кОм.
Рис. 9.4. Схема последовательного диодного детектора радиоимпульсов.
Рассчитывают сопротивление
R2 = Rj ((10...20) Еп—И,
где Еп — напряжение питания, В.
Находят значение емкости, шунтирующей Rx: Cx>800/Fmln Rx,
где Fmi0 в герцах; Rx в килоомах.
(9.21)
(9.22)
Расчет детектора радиоимпульсов
Для детектирования радиоимпульсов, т. е. для преобразования их в видеоимпульсы, используют последовательные диодные детекторы, выполненные по схеме, приведенной на рис. 9.4. Отрицательное напряжение видеоимпульсов с выхода детектора поступает на ограничитель, в качестве которого служит 1-й каскад видеоусилителя с ОЭ. В этом каскаде сигналы ограничиваются за счет отсечки коллекторного тока. В таких детекторах используют германиевые диоды.
Емкость конденсатора нагрузки берут равной
Сн = 10 Сд - См = С£ - См, (9.23)
где См = 3...5 пФ — емкость монтажа.
Сопротивление нагрузки берут равным
RH « тс/2,3 Си, < (9.24)
где тс — длительность среза видеоимпульсов.
После этого проверяют соотношение
ЯНСН » (1...2)//п, (9.25)
при невыполнении которого заметно падает /Сд. После этого определяют коэффициент передачи Кя и входное сопротивление /?вх д
Рис. 9.5. Кривые для определения входного сопротивления диодного детектора радиоимпульсов.
по кривым, приведенным на рис. 9.2 и 9.5. Вычисляют длительность фронта видеоимпульсов
ТФ — 4,4 CsR^^RJ (RMU + RB),
(9.26)
Рнс. 9.6. Схема диодного детектора радиоимпульсов с цепью коррекции.
где А?э и С3 — резонансное сопротивление и емкость последнего контура УПЧ с учетом /?Вх д в установившемся режиме.
Коэффициент передачи детектора можно повысить, увеличив сопротивление нагрузки и включив для сохранения формы импульсов схемы коррекции, ускоряющие нарастание напряжения, подобные приведенным на рис. 9.6. При этом быть равно
сопротивление нагрузки должно
Rh к -- 1,65 /?н,
где /?н определяется согласно (9.24) и (9.25). Индуктивность нагрузки должна составлять
(9.27)
^-н QnR« кСн,
(9.28)
где Qh — 0,6 во избежание появления больших выбросов напряжения видеоимпульсов.
При определении /<д согласно рис. 9.2 нужно заменить RH на #й к. Для улучшения фильтрации напряжения промежуточной частоты служит дроссель с Дф = 10...40 мкГ (рис. 9.4 и 9.6), настраи-372
ваемый собственной емкостью Сф = 2...4 пФ на = (0,5...0,7) fB. Дроссель дает ослабление напряжения промежуточной частоты в
$еф = (Сф + Свх1)/Сф (9.29)
раз, где Свх1—входная емкость 1-го каскада видеоусилителя. Индуктивность дросселя должна быть равна
£ф = 1/4 л2/|Сф. (9.30)
Для защиты приемника от длительной немодулированной помехи должно выполняться равенство
CgPg = T’tnaxt (9.31)
где тшах — максимальная длительность принимаемых импульсных сигналов.
Вход Ln _ Выход
Рис. 9.7. Схема пикового детектора.
Расчет пикового детектора
Для преобразования напряжения видеоимпульсов в напряжение постоянного тока служат пиковые детекторы, обычно параллельные (рис. 9.7). Исходными при их расчете являются:
— длительность входных видеоимпульсов т и период их следования Та\
— тип транзистора предшествующего каскада и сопротивление его нагрузки Рк или выходное сопротивление каскада Рвых Эп> если детектор подключен к выходу эмит-терного повторителя;
— постоянные времени заряда та и разряда тр конденсатора нагрузки детектора.
Порядок расчета следующий.
Выбирают диод с большим обратным сопротивлением.
Определяют емкость нагрузки детектора
Сн « Т3/ (Рг + Рк), (9.32)
где R, — внутреннее сопротивление диода.
Рассчитывают сопротивление нагрузки
Рн = тр/Сн. (9.33)
Если по (9.33) получают Рн, сравнимое с сопротивлением утечки схемы, то на входе пикового детектора включают эмиттерный повторитель и определяют емкость нагрузки детектора
Си « т3/(Рг + Рвых9п) (9.34)
и сопротивление нагрузки
р; « тр/Сн (9.35)
373
Определяют коэффициент передачи детектора
; Лд =» [ 1 — ехр (—т/тэ) ] [ 1 — ех р (—т / тр)][ Та х
(9.36)
Из (9.36) видно, что с ростом тр растет /<д.
9.2. ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ
Ограничители амплитуды служат для устранения ненужной амплитудной модуляции высокочастотных сигналов. Такое преобразование сигнала осуществляют при детектировании частотно-мо-дулированных сигналов и в процессе автоматической подстройки частоты при создании управляющих напряжений с помощью частотных различителей. В первом случае ограничитель включают между усилителем промежуточной частоты и частотным детектором, во втором — перед частотным различителем системы АПЧ.
Рис. 9.8. Схемы ограничителей: а—диодного; б —на транзисторе.
В транзисторных приемниках ограничители выполняют на полупроводниковых диодах и транзисторах.
Достоинствами диодного ограничителя (рис. 9.8, а) можно считать довольно высокую эффективность ограничения (20—30 дБ), малую инерционность, сравнительную простоту и экономичность. К его недостаткам можно отнести отсутствие усилительных свойств и шунтирующее действие диодов на колебательный контур.
Ограничитель на транзисторе (рис. 9.8, б) не только ограничивает, но и усиливает сигнал. Эффективность транзисторного ограничителя также составляет 20—30 дБ. Недостатки его обусловлены специфичными свойствами транзисторов (разброс параметров, их температурная нестабильность и др.).
Исходными данными для расчета ограничителей являются:
— частота несущей сигнала /0;
— коэффициент паразитной амплитудной модуляции входного напряжения твх;
— верхняя /тах и нижняя /т1п частоты модуляции;
— эквивалентное сопротивление выходного контура /?э; '
— требуемые амплитуда ограниченного напряжения Uorp и эффективность его ограничения М = /ивх/твых.
Если к ограничителю не предъявляют особых требований, то при расчете принимают: твх = 0,3...0,5; /тах = 0,5 П (где П — полоса пропускания приемника); М = 20...40 дБ. Сопротивление R3 задают с учетом следующих соображений. Если выходной контур ограничителя является элементом преобразователя модуляции частотного детектора, то исходное для расчета ограничителя сопротивление /?в получают из расчета частотного детектора. Если же ограничитель предназначен для работы в качестве отдельного каскада, то сопротивление R3 находят исходя из соображений конструктивно осуществимой добротности контура, требуемой полосы пропускания каскада и минимально допустимой емкости контура.
Расчет диодного ограничителя
Обобщенные амплитудные характеристики ограничителя на диодах (рис. 9.9) определяются соотношением
У = f 1 -р — р (2 arc cos—---sin 2 arc cos —
I я r I Y Y
где У —• Uorp/^зап обобщенная амплитуда напряжения на выходе; X = 1/вхХ Х| У21|/?э/(7эап —обобщенная амплитуда напряжения на входе последнего каскада УПЧ; Поап — запирающее напряжение, которое необходимо ввести в цепь каждого диода для обеспечения требуемой величины ограниченного напряжения; 5д — кру-
тизна ^характеристики дно- Рис Обобщенная характеристика
Да’> Р ^ARb- диодного ограничителя.
С помощью характери-
стик, приведенных на рис. 9.9, определяют обобщенные параметры ограничителя X, У и р, при которых обеспечивается эффективность ограничения М для заданного твх.
Требуемое эквивалентное сопротивление контура определяют по формуле
Л, = р/5д.
(9.38)
Необходимое напряжение запирания диодов находят как
^эар I
= U0TV/Y.
(9.39)
375
Требуемая амплитуда входного напряжения равна
1/вх = Х| Usan|/| У21| Я8.
(9.40)
Пример 9.1. Рассчитать диодный ограничитель (рис. 9.8, а).
Исходные данные- тъх = 0,3, М. 20 дБ, Uогр = 2 В, У21 = = 30 мСм, заданное эквивалентное сопротивление контура /?80 = = 5 кОм.
Расчет
1. Выбираем X — 8. При тБХ = 0,3 имеем АХ = 2,4. Из рис. 9.9 определяем У, А У при разных значениях р:
У р ДУ
1,25 50 0,2
1,15 100 0,1
1,10 200 0,03
Для выполнения условия М 20 дБ выбираем р = 200. При этом обеспечивается М = тъх/твъ1х — mBKY/&.Y = 0,3 • 1,1/0,03 =11. В качестве диодов ограничителя могут быть применены точечные диоды, аналогичные используемым в AM детекторах. Выбираем их по крутизне 8д в зависимости от заранее рассчитанной величины эквивалентного сопротивления контура Ra0. Если значение /?я, рассчитанное по формуле (9.38), окажется больше заданного, то это означает, что требования к Догр или М при данном контуре и выбранных диодах невыполнимо. Необходимо выбрать диоды с большей крутизной или применить дополнительный каскад ограничения.
2. Напряжение запирания диодов определяем по (9.39): (7зап = — 1,8 В. Эту величину устанавливаем, выбирая сопротивление резисторов соответствующих делителей.
3. Напряжение на входе последнего каскада УПЧ, изображенного на рис. 9.8, а, согласно (9.40) равно
Пвх«0,1В. ’
4. Если необходимо увеличить коэффициент передачи ограничителя, для уменьшения UBX, то следует уменьшить выбранную величину X до 3—4.
5. Определяем минимальную крутизну диода. Согласно (9,38) Sp = 40 мСм.
Расчет ограничителя на транзисторе
Обобщенная амплитудная характеристика (рис. 9.10) ограничителя на транзисторе (рис. 9.8, б), работающего в режиме симметричного ограничения за счет отсечки и насыщения коллекторного тока, описывается выражением
У = []—2 ? (1/X)] X, (9,41)
где у (А) = (arc cos А — 0,5 sin (2 arc cos A)]; X =
Y = ^огр//к H Ra « ^огр/(7бэ R3 I Y211 — обобщенные амплитуды на входе и выходе ограничителя; (7бэ—напряжение база—эмиттер, соответствующее среднему значению величины импульсов коллекторного тока; /к и — амплитуда импульса коллекторного тока, при которой начинается ограничение из-за отсечки и насыщения (рис. 9.11); /?а— эквивалентное сопротивление контура с учетом шунтирующих влияний транзистора и элементов схемы; I ^2i I ~~ крутизна транзистора на частоте сигнала.
Рис. 9.10. Обобщенная характеристика ограничителя на транзисторе.
Рис. 9.11. К выбору режима работы ограничителя на транзисторе.
По обобщенной амплитудной характеристике (рис. 9.10) выбирают м инимально возможное значение X и находят соответствующее ей значение Y, при котором изменение амплитуды входного напряжения от (1 — твх) X до (1 + твх)Х вызывает изменение амплитуды выходного напряжения Y не больше, чем на допустимую величину АУ/У — 2 твк/М. С помощью найденного значения У определяют амплитуду импульсов коллекторного тока по формуле
/к и = Погр/У/?э. (9.42)
В режиме ограничения амплитуда импульса коллекторного тока равна постоянной составляющей коллекторного тока /ки = /к< Начальный ток базы рассчитывают по формуле
/в = /к /^218» (9.43)
где h2la — статический коэффициент передачи тока транзистора в схеме с ОЭ.
По найденному начальному току базы и входным характеристикам транзистора находят необходимое постоянное напряжение Пвэ-
В заключение рассчитывают требуемую амплитуду входного напряжения
UBX = Х(/вэ. (9.44)
Пример 9.2. Рассчитать ограничитель на транзисторе (рис, 9,8, б).
377
Исходные данные". = 0,3; М > 20 дБ; Uorv = 2 В; = = 5 кОм.
Расчет
1. Выбираем X — 2, тогда ДХ = 2Х т„ = 1,2. Из рис. 9.10 имеем: У = 1,2; ДУ = 0,07; твых = 1,2. При этих условиях не обеспечивается требуемая величина М. Поэтому необходимо увеличить X, например, до X = 3. Тогда согласно (9.41) У = 1,25 и в соответствии с (9.42) /к и = 2/1,25 R3. В ограничителе может быть использован транзистор, аналогичный использованному в УПЧ.
2. Выбираем транзистор ГТ310Б (й21э = 100). Принимаем /к и = /к = 1 мА- Тогда Rs — 1,6 кОм. Коэффициент включения контура к коллектору тк = 0,6. Из (9.43) следует, что /в =s = 10-7100 = 10-6 А.
3. По входным характеристикам транзистора определяем напряжение смещения при Дкэ = £П = 2В: t/вэ = 0,2 В.
4. Определяем входное напряжение (9.46): (7ВХ = 0,6 В,
Расчет симметричного ограничителя
Для симметричного ограничения можно использовать транзисторные ограничители, выполненные по каскодной схеме, в которой каждый транзистор ограничивает только свою (верхнюю или нижнюю) полуволну напряжения за счет отсечки коллекторного тока. В ограничителе, изображенном на рис. 9.12, транзисторы включены
Рис. 9.12. Схема симметричного ограничителя на транзисюрах.
по схеме ОК — ОБ. Транзистор Т1 ограничивает отрицательную полуволну напряжения. Чтобы ограниченное таким образом синусоидальное напряжение передать без искажений на 2-й каскад, необходимо использовать транзисторы с высокой граничной частотой, 2-й каскад ограничивает положительную полуволну напряжения. Резистор /?к2— нагрузка, с которой снимается выходное напряжение. Для выделения полезного спектра сигнала может быть использован резонансный контур. С помощью резистора RKi доби- , ваются симметрии схемы.
Резистор Rg общ определяет положение начальных рабочих точек и уровень входного напряжения, соответствующий началу ограничения. Рассчитать значение его сопротивления можно следующим образом. Используя статические характеристики транзисторов /к =/(t/вэ), строим суммарный ток, протекающий через 7?эобщ (Рис- 9.13, а). Выбрав токи транзисторов /к i = /к 2 = — 1...5 мА, проводим через точку А нагрузочную прямую, угол наклона которой определяется как tg а = 1/R9 общ.
Пример 9.3. Рассчитать симметричный ограничитель (см. рис. 9.12).
Исходные данные', частота несущей /0 = Ю МГц; полоса частот, занимаемая спектром сигнала, П = 4 МГц, (/вых = 0,2 В.
Расчет
1. Определяем верхнюю граничную частоту ограничителя /в + П/2 = 12 МГц.
Рис. 9.13. К выбору режима работы симметричного ограничителя.
Для работы в этом диапазоне частот пригодны транзисторы с граничными частотами 200—300 МГц (например, КТ306Г).
2. Задаемся Еп = 12 В. Принимаем напряжения 1Д = U2 — = 2 В. Выполнив графическое построение в соответствии с рис. 9.13, а, из рис. 9.13, б получим/к s = 2 мА; Rg общ = = 1 кОм. Отсюда /эг /к 1 = 1 мА; /э 2 « /к 2 = 1 мА.
3. Для выбранного типа транзисторов в каскодной схеме ОК — ОБ в диапазоне частот 5—15 МГц можно считать |У211 « 15 мСм, а уровень эффективного ограничения начинается с Йвх ж 60 мВ [7]. Учитывая это, получаем Rk2 = UBUX/(UBX\ У21\) = 220 Ом. Для симметрии схемы принимаем RK1 = RKi = 220 Ом.
8.3. ДЕТЕКТОРЫ ЧМ СИГНАЛА
Для детектирования ЧМ сигналов используют дискриминатор и детектор отношений, представленные на рис. 9.14.
Дискриминатор собран на двух диодах Д1 и Д2. В качестве нагрузки по постоянному току служат одинаковые резисторы R1 и R2, шунтированные конденсаторами С1 и С2. Колебательные контуры фазовращающего трансформатора настроены на промежуточную частоту. Напряжение сигнала промежуточной частоты, полу-
379
ченное с первичного контура, U3 вводится в цепь диодов синфазно. В результате на диоды Д1 и Д2 поступают геометрические суммы напряжений t/щ = U3 + 0,5 U2 и £/д2 = U3—0,5 U2. Выпрямленные каждым диодом напряжения суммируются с противоположными знаками. Отклонение мгновенной частоты ЧМ сигнала от резонансной частоты колебательных контуров в процессе модуляции приводит к изменению напряжений £/д2 и 1/д2. В результате выходное напряжение дискриминатора оказывается пропорциональным отклонению частоты.
Рис. 9.14. Схемы дискриминатора (а) и детектора отношений (6).
В схеме детектора отношений (рис. 9.14, б) диоды Д1 и Д2 включены встречно и выпрямленные напряжения складываются. Благодаря тому, что параллельно С1 и С2 включен конденсатор большой емкости СЗ, выбираемой из условия Cs-2^ = 0,2...0,5 с, сумма напряжений Uri + Ur2 = иСз остается практически неизменной при изменениях амплитуды напряжения на входе каскада. Изменение напряжений 1/д1 и 1/Д2 в процессе модуляции приводит к изменению отношения U^IUr^. По этой причине рассматриваемый каскад получил название детектора отношений. Результирующее выходное напряжение снимается между точками 1, 2. Его значение изменяется пропорционально отклонению частоты и очень слабо зависит от колебаний амплитуды входного сигнала, поскольку напряжение f/C3 поддерживается постоянным. Это позволяет в дробном детекторе обходиться без предварительного ограничителя. Для улучшения симметрии схемы, способствующей лучшего
му подавлению амплитудной модуляции, иногда вводят резисторы небольших сопротивлений, корректирующие разброс параметров диодов.
Частотный детектор может быть выполнен и на ИС. Частотный детектор, схема которого приведена на рис. 9.15, состоит из фазовращающего трансформатора и ИС К2ДС242. Последняя включает в себя кроме диодов и элементов нагрузки детектора также фильтр низкой частоты для коррекции предыскажений, используемых в радиовещании с ЧМ.
Чтобы определить элементы фазовращающего трансформатора (см. рис. 9.14, б), необходимо найти реакцию детекторной цепи на 1-й и 2-й контуры. Можно показать, что для идентичных диодов
Рис. 9.15. Частотный детектор в ЧМ приемнике с использованием интегральной микросхемы К2ДС242,
цепь каждого из них можно считать отдельным детектором (рис. 9.16). Таким образом, входное сопротивление детектирующей цепи в точках I, 4 и /, 5 на рис. 9.14, а также коэффициент передачи по постоянному току Кд можно определить как для амплитудного детектора (рис. 9.16). Сказанное справедливо и для дискриминатора, у которого цепи диодов также независимы.
Катушка L3 передает реакцию цепей диодов в 1-й контур. Учитывая, что напряжения t72/2 и U3 сдвинуты друг относительно друга на 90°, можно представить распределение нагрузки для фазовращающего трансформатора со стороны детекторной цепи, как показано на рис. 9.17, где/?вх — входное сопротивление цепи диода в схеме на рис. 9.16.
Для одинаковых контуров в соответствии с распределением нагрузок, показанном на рис. 9.17, индуктивность катушки L3 определяется как
L3 = Li/4 . (9.45)
где &св — коэффициент связи между катушками L1 и L2.
В частотных детекторах не применяют дополнительного смещения, диоды выбирают с малым обратным током, режим их работы
381
обычно близок к режиму генератора тока. Последнее особенно в аж-но для детектора отношения, режим работы которого от генератора тока обеспечивает необходимое подавление сопутствующей амплитудной модуляции.
Последовательность определения основных элементов частотного детектора может быть следующей. Задаваясь напряжением на диоде 17д и сопротивлением нагрузки по постоянному току Rl, R2, определяют входное сопротивление детектора рис. 9.16. Затем рассчитывают полосовой фильтр так, чтобы заданная полоса обеспечивалась в нем при шунтировании контуров сопротивлениями, равными 2 /?вх-
Приступая к расчету частотного детектора, необходимо учитывать следующее:
Рис. 9.16. Эквивалентная схема AM Рис. 9 17. Распределение нагрузки J детектора. в фазовращающем трансформаторе.
— собственные добротности контуров с учетом выходного сопротивления ведущего транзистора желательно выбирать намного больше рабочей добротности;
— емкости контуров полосового фильтра должны быть не менее 30...50 пФ, чтобы изменение диффузионной емкости диодов не влияло на настройку контуров частотного детектора;
— в радиовещании используют промежуточные частоты 6,5; 8,4 или 10,7 МГц при максимальной девиации 50 кГц; при этом полоса пропускания частотного детектора должна быть, как показано в [4], порядка 250...500 кГц;
— в различных классах транзисторных приемников метрового диапазона значение напряжения на диодах при входных сигналах, соответствующих чувствительности приемника, колеблется от 150 до 300 мВ.
В этих условиях сопротивление резистора нагрузки детектора по постоянному току нельзя брать очень малым и слишком большим. В первом случае нельзя получить требуемый коэффициент передачи, а во втором — обеспечить режим работы диодов от генератора тока. В современных радиоприемниках значение этого сопротивления следует выбирать от 5 до 20 кОм.
Определение параметров детектора ЧМ сигнала
Вследствие зависимости входного сопротивления детектора от уровня сигнала и разницы нагрузок детекторной цепи для постоянного тока и частоты модуляции изменение напряжений на дио-382
дах {/д1 и (7д2 при изменении частоты будет зависеть не только от фазовой характеристики, но и от параметров диодов, нагрузок детектирующей цепи и величины подводимых напряжений.
Для определения коэффициента передачи частотного детектора необходимо: определить глубину амплитудной модуляции т, преобразованной фазовращающим трансформатором из частотной модуляции, при условии, что детектор питается от генератора напряжения; рассчитать элементы детектора AM сигнала, эквивалентного частотному детектору (сопротивления нагрузки по постоянному и переменному току); рассчитать напряжение на входе ведущего транзистора, обеспечивающее заданное напряжение на диодах, а затем и напряжение на выходе частотного детектора.
Определение глубины амплитудной модуляции. Напряжения на диодах частотного детектора со связанными контурами определяют как
1/Д1 = 0,5/i Rg -1+Д±11, Uai = 0,5/г Rg (9.46)
Д (l + R)34-₽2 2 (1-Hs)2+^
где /i — амплитуда 1-й гармоники коллекторного тока; Rg — резонансное сопротивление параллельного контура; £ = A/cQh/Qo — обобщенная расстройка; А/с — девиация частоты сигнала; QH — добротность нагруженных контуров частотного детектора; 0 — параметр связи; &СБ — коэффициент связи между катушками контуров.
При подаче на вход частотного детектора сигнала с девиацией, соответствующей |, напряжение на каждом из диодов колеблется от иг до UПоэтому напряжение на диоде можно представить как AM колебание с амплитудой U и глубиной модуляции
/и = (|[71|-|П2|)/2[(7|. (9.47)
Определяя модули выражений (9.46) и подставляя их в (9.47), можно записать выражение для глубины амплитудной модуляции без учета реакции детекторной цепи
m Jl/i+(g-^P)a-Vi+(S-P71 Vi~+F (948)
2 У(1+₽2-?2)+сг
Коэффициенты модуляции высокочастотного напряжения на диодах при питании детекторной цепи от источников сигнала с нулевым и не равным нулю внутренними сопротивлениями в общем случае не совпадают. Однако при ЧМ изменения амплитуды напряжений на диодах противофазны. Это приводит к тому, что изменение реакции на контур одного диода компенсируется противоположным изменением реакции другого диода, т. е. при ЧМ глубина модуляции напряжения на каждом диоде соответствует формуле (9.48).
Определение параметров детектора AM сигнала, эквивалентного частотному детектору для токов низкой частоты. Если на детектор отношений (см. рис. 9.14, б) воздействует немодулированный сигнал, то выпрямленный ток /вп протекает через диодД/ от контура
к нагрузке, а через диод Д2 от нагрузки к контуру. Пусть за счет быстрого приращения напряжения ток обоих диодов изменился на величину Д/вп. Если на диоде Д1 напряжение возросло, то направление тока Д/вп через него совпадает с направлением тока Iвп. В это же время на диоде Д2 напряжение уменьшилось, уменьшился и выпрямленный ток, что эквивалентно протеканию тока Д/ЕП также от контура к нагрузке.
Так как резисторы R1 и R2 равны и для токов низкой частоты включены параллельно (конденсатор СЗ представляет собой короткое замыкание для токов низкой частоты), то нагрузкой каждого детектора AM является сумма RJ2 + /?вхунч. Падение напряжения на этой нагрузке при протекании тока 2 Д/вп
Ua~ 2Д/ВП (Rbx унч + 0,5 RJ = Д/вп (2/?вх унп + Ri). (9.49)
Уравнение (9.49) позволяет построить эквивалентную схему детектора отношений для токов низкой частоты (рис. 9.18, а). Напряжение низкой частоты на R,JX унч будет равно
нч ~ t/Ада т • 2RBX унч/ (2/?Вх унч + Rt) (9.50)
Эквивалентная схема дискриминатора для токов низкой частоты соответствует рис. 9.18, б, а выходное напряжение можно определить из уравнения
UH = Ubx нч = 2 и тК^. (9.51)
В уравнениях (9.50), (9.51) — коэффициент передачи диодного
детектора по низкой частоте.
Следует подчеркнуть, что в отличие от применяемых на практике схем детекторов AM сигнала и дискриминаторов, схема детектора отношений приводится к детектору, сопротивление нагрузки которого для токов низкой частоты превосходит сопротивление нагрузки для постоянного тока.
Отношение сопротивления нагрузки детектора по постоянному току к сопротивлению нагрузки по переменному току для детектора отношений vx и дискриминатора v2 равны:
vi ~ R\R2Rbx унч + /?0; v2 = (2 + RBX унч)//?Вх унч.
Расчет коэффициента передачи частотного детектора. Из рис. 9.14, 9.17 можно получить выражения для напряжений на 1-м и 2-м контурах полосового фильтра:
//!==[/„/Ии----------------1_
g« + 0,5gBI 1-Н2
и —1} т I ^2! I Р — <-/ВХ тк ,
£к4-0,5£вх 1+02
(9.52)
(9.53)
где 1 !тк — отношение напряжения на 1-м контуре к напряжению на коллекторе.
Учитывая, что при оптимальном выборе параметров фазовращающего трансформатора, как было показано в начале параграфа, 384
L3 ~ L/4 klz, U3 = UJ2, а напряжение на диоде U — геометрическая сумма напряжений 0,5 Uz и Us, из уравнений (9.52) и (9.53) имеем
откуда
I/ = Ч7В„ тк ид п
I ^211 2git + gex
1___
! + ₽«•
(9.54)
(9.55)
Я&унч/Ь
S
Рис. 9.18. Эквивалентные схемы для токов низкой частоты: а —детектор отношений; б — дискриминатор.
Понимая под коэффициентом передачи частотного детектора Кчд отношение напряжения на входе УНЧ к напряжению на базе ведущего транзистора, из соотношений (9.50), (9.51), (9.55) найдем соответственно для детектора отношений
„ _ 2КДЙ I Pai | тк RBX унч т
(2§к4*йвх)(2^вху^ц + ^1) “[/1 _|_р
и для дискриминатора
2КдН I У п I т (2§к-|-2вх)
(9.56)
(9.57)
Величина Кчд. детектора отношений тем больше, чем больше входное сопротивление УНЧ. Оптимальный с точки зрения коэффициента передачи частотного детектора режим работы детекторной цепи совпадает с оптимальным режимом работы детектора AM сигнала.
В зависимости от уровня подводимых к ЧД сигналов, рассчитывать величины /?вхд и Кцр. нужно по разным методикам. При больших сигналах детектор AM можно считать линейным, при малых — экспоненциальным с характеристикой 13 Зак. 895
Рис. 9.19. Зависимость приведенного входного сопротивления и коэффициента передачи детектора от уровня сигнала.
i — io (е?{/я — I). В этом случае входное сопротивление детектора АМ и коэффициент его передачи по постоянному току могут быть определены из графика на рис. 9.19. Для этого необходимо вычислить величины А = yioRi и Ва = 1,41 у(7д. При этом Кла определится выражением
А (Вс)- / (1 +------) , (9.58)
А /о (Вс) / к Л+ВсКд/’
где Jo, Jt — функции Бесселя.
Подавление сопутствующей амплитудной модуляции
При амплитудной модуляции напряжения на диодах частотного детектора изменяются синфазно. Поэтому в первом приближении (пренебрегая зависимостью коэффициента передачи детектора по низкой частоте для АМ сигнала K^qaia от U) низкочастотное напряжение на выходе дробного детектора и дискриминатора пропорционально величине | | — | [72|. Следовательно, в детекторах
обоих типов при симметричности их схем и совпадении частоты сигнала с частотой настройки выходное напряжение, вызванное сопутствующей АМ, отсутствует.
В случае несовпадения частоты сигнала с частотой настройки напряжение на нагрузке, вызванное амплитудной модуляцией, в значительной степени зависит и от глубины ее на диодах (/тгАм) и от величины Кд вам. В [61 показано, что, поскольку входное сопротивление детектора зависит от величины сигнала, глубина модуляции высокочастотного напряжения на диоде отличается от глубины модуляции напряжения на входе преддетекторного каскада. При этом /идм может оказаться существенно меньше, если детектор возбуждается генератором тока.
Поскольку для выполнения указанного условия в схемы частотных детекторов обычно не включают источники смещения, необходимо обеспечить как можно большие значения подводимых к диодам сигналов, минимальные значения Rr и R2, максимальное различие нагрузок для постоянного тока и токов низкой частоты при AM: R, > R„ am. В частности, при использовании дискриминатора получают хорошие результаты по подавлению АМ, если не превышает 5—10 кОм, a RBX унч С 0,2 RP Что касается детектора отношений, то благодаря конденсатору СЗ и включению входа УНЧ между точками 1 и 2 RH Ам оказывается малым.
Высокая степень подавления АМ достигается симметричностью схемы детектора. Асимметрия может быть вызвана паразитной связью между катушками L3 и L2, неидентичностью обеих половин катушки L2 и различием параметров диодов. Для симметрирования схемы используют резисторы, включенные между диодами и нагрузкой. Расчеты показывают, что величина подавления АМ мало зависит от 0 при 0,5 0 2.
Нелинейные искажения и дополнительные настройки в частотном детекторе
Наряду с подавлением амплитудной модуляции параметры частотного детектора во многом определяют уровни нелинейных искажений и дополнительных настроек в приемнике.
Коэффициент гармоник kf можно рассчитать методом трех ординат [5]. При этом считается, что цепь диодов не вносит искажений, т. е. вносимые со стороны диодов сопротивления не меняются в процессе частотной модуляции сигнала. В этом случае
= =
1 3 2 U't + U’ ’
(9.59)
где
Vl+(0,5g+p)a-Vl-K0,5g-P)2
У(1+р2-0,25^) + р^
^.Ушн^-Ужыу c==const.
У1+р2-£2) + 4^
На практике значение^ будет несколько больше, чем рассчитанное по формуле (9.59). Во-первых, уровень 3-й гармоники увеличивается из-за нелинейности детекторной цепи. Во-вторых, при расстройке сигнала сопротивления, пересчитанные со стороны детекторной цепи в контуры фазовращающего трансформатора, будут отличаться от /?БХ, что приводит к искажениям вольт-частотной характеристики частотного детектора (S-кривой).
Искажения, вызванные нелинейностью диодов, невелики. При напряжениях не менее 200 мВ уровень 3-й гармоники в цепи диодов не более 0,5%. Искажения, вызванные зависимостью вносимых сопротивлений от частоты сигнала, имеют существенное значение при больших относительных расстройках (при £ 0,3). Практически
можно считать, что суммарный коэффициент гармоник частотного детектора будет меньше 1,5%, если выполняются следующие условия: 0,5 <1 р <1 2, У 0,3 и g У 0,3 р.
Кривая зависимости напряжения на выходе’детектора от частоты Настройки в метровом диапазоне имеет, как правило, три максимума (рис. 9.20). Средний из них — полезный, соответствует настройке на среднюю точку S-кривой. Боковые максимумы — вредные. Они образуются из-за детектирования, соответствующего боковым скатам резонансной кривой (рис. 9.20).
В приемниках эффективное ограничение напряжения промежуточной частоты наступает при подаче на вход приемника сигнала, в 2—3 раза превышающего его чувствительность. Для таких сигналов S-кривая всего приемника будет практически соответствовать S-кривой частотного детектора. С уменьшением параметра связи величина подавления дополнительных составляющих увеличивается и при р < 0,5 может превысить 10 дБ.
13* ' 387
Пример 9.4. Рассчитать элементы частотного детектора (рис. 9.14.) и его параметры. ' ~ •
Исходные данные', напржение на диоде Ua = 200 мВ; промежуточная частота /п — 10,7 мГц; входное сопротивление УНЧ RBX унч = 2,5 кОм; раствор детекторной характеристики 2 П == = 300 кГц.
Расчет
1. Определяем RBX д детектора AM. Зададимся сопротивлениями нагрузки для постоянного тока Rr = R2 — 10 кОм. Исполь-
ии
Рис. 9.20. Зависимость выходного напряжения частотного детектора от расстройки сигнала.
контура при этом равно
зуем экспоненциальную аппроксимацию характеристики диода. Для точечного германиевого диода можно принять i0 = = 3 мкА, у = 29 В-1. Рассчитываем величины А — yz’o^i = 0.9, Вс = 1,41у^д = = 8. Тогда из рис. 9.19 находим RBxn — =0,7 • 10 = 7 кОм.
2. Определяем параметры фазовращающего трансформатора. Для выполнения заданной полосы рабочих частот выбираем 2 П = (2/3) f$dg. Величина /0 frd;i характеризует раствор характеристики ЧД. Выбираем затухание незагруженных контуров da0 — 0,01, р = 2. Требуемое эквивалентное затухание нагруженного
, 3 2П „
«8=утг. Рассчитываем емкость конту
ра, обеспечивающую необходимое
Ск = ~-------’—:----= 84 пФ.
“» Л Л О /1.1)
^аоЯвхд(— +— )
Индуктивности контуров равны
Г1>2 = 1/(®оСк) = 2,6 мкГ.
Находим коэффициент связи между катушками L1 и L3 ^св —рх Xd8 = 0,05, отсюда в соответствии с (9.45).
, 2,6-10-« „„г г
г—------:--------= 0,25 мГ.
4-25-10—*
3. Рассчитываем Из графика на рис. 9.19 получаем коэф-' фициент передачи детектоа AM для постоянного тока /Сд = 0,52. Для детектора отношений имеем Vl = 0,68 и согласно (9.57) получаем Клв = 0,82. Для дискриминатора имеем v2 = 9, Кдй=0,155.
4. Определяем напряжения на входе УНЧ. Глубина амплитудной модуляции на каждом диоде согласно формуле (9.48) т — 0,36. Напряжение на входе УНЧ в схеме детектора отношений согласно (9.5б) Увх пч ~ 20 мВ; в схеме частотного дискриминатора согласно (9.51) (7вхнч « 16 мВ.
9.4. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
Фазовые детекторы находят широкое применение в различных фазометрических устройствах в системах автоподстройки частоты, в следящих узкополосных фильтрах, способных автоматически перестраиваться при изменении частоты принимаемого сигнала, а также для детектирования фазомодулированных и фазоманипулированных сигналов. По способу построения их можно разделить на векторомерные и коммутаторные. Из векторомерных наиболее часто применяют балансные фазовые детекторы.
Балансный фазовый детектор
Такой детектор (рис. 9.21, а) состоит из двух встречно включенных амплитудных детекторов, нагрузкой которых являются соответственно резисторы и конденсаторы R1, СГ, R2, С2. При этом Сх = С2 = С и Rt = R2 ~ R. Одно из входных напряжений подво-
рие. 9.21. Схема балансного фазового детектора (а) и векторная диаграмма для его расчета (б).
дится к схеме с помощью трансформатора Тр1 со средней точкой таким образом, чтобы составляющие этого напряжения и[ и щ имели одинаковую амплитуду и действовали на диоды Д1 и Д2 в противофазе, т. е.
= U1 cos (со^ + cpj; uj = — U1 cos (co^ + <px).
Второе входное напряжение u2 = U2 cos (со2/ + <p2) через трансформатор Tp2 подводится к диодам с одинаковой фазой.
Таким образом, на каждом из диодов действует сумма двух напряжений (конденсаторы С1 и С2 для токов частот оу, и со2 представляют короткое замыкание): идх = u2 + u't\ ицг = и2 + и[.
Амплитуды результирующих напряжений С/дг и (7Д2 можно определить графически с помощью векторных диаграмм (рис 9.21, б). Результирующий фазовый угол <р между векторами и U2 определяется равенством <р — (coj — <в2) t + <рх — <р2. С помощью диаграмм
389
легко получить значения результирующих амплитуд напряжений, приложенных к диодам Д1 и Д2,
UД1 = Vut + Ul+2UiUzcos(f, Uj^--= VUtl + Ui2-2Ul t/scos<p.
(9.60)
Напряжения (7Д1 и С/д2 детектируются и на нагрузках амплитудных детекторов возникнут напряжения
^выхг — где — коэффициент передачи амплитудного
детектора.
Результирующее выходное напряжение фазового детектора
^вых~ ^вых 1— ^вых 2 = ^д (VU1 + U? + 2[7Lt/2cos (р—
— + —2^ 1Д cos <р). (9.61)
Это выражение представляет собой уравнение амплитудно-фазовой характеристики балансного фазового детектора.
Крутизну характеристики балансного фазового детектора можно найти, дифференцируя уравнение его амплитудно-фазовой характеристики (9.61):
(9.62).
Уравнение (9.6Ь) можно упростить, разложив каждое слагаемое в степенной ряд и ограничившись двумя первыми членами разложения:
^вых = 2/Сд ut Ut cos (9.63)
При этом 5фд по-прежнему определяется выражением (9.62).
Если амплитуда одного из входных напряжений существенно больше амплитуды другого (например, ОД, уравнение характеристики оказывается еще более простым:
и вых ~ 2 КДД COS <р. (9.64)
При этом
Зфд « 2 КЯ1Д. (9.65)
Основное уравнение амплитудно-фазовой характеристики (9.61) является симметричным относительно амплитуд входных сигналов [Д и U2. Поэтому с точки зрения работы схемы безразлично какой из входных сигналов будет являться опорным.
Для балансного фазового детектора характерно, что его выходное напряжение зависит от соотношения амплитуд входных напряжений h = 1Д11Д (рис. 9.22). Амплитудно-фазовые характеристики, приведенные на рис. 9.22, построены по (9.63) для различных значений h. По оси ординат отложены обобщенные значения у = = ^шх^д^г Анализ приведенных графиков позволяет сделать следующие выводы. При 1Д — U2 характеристика практически может считаться линейной, крутизна ее согласно (9.62) будет равна <$фд = У2ХД£/. Если 1Д > 1Д, то характеристика приближается 390
к косинусоидальной, а крутизна детектора стремится к своему максимально возможному значению (9.65).
Предельное значение обобщенной величины у = 2 свидетельствует о том, что максимальное напряжение на выходе детектора не может превышать удвоенной величины наименьшего из входных напряжений (при условии Кд = 1). Предельное значение коэффициента передачи напряжения будет равно /<фд = 2 /Сд.
При выполнении неравенства U.2 > U2 величина максимального значения выходного напряжения зависит практически только от наименьшего из входных напряжений, в данном случае от L\. Следовательно, если требуется, чтобы оставалось неизменным при работе фазового детектора в условиях изменения амплитуды одного из сигналов, необходимо обеспечить постоянство амплитуды наименьшего из двух входных напряжений. Например, при постоянной амплитуде опорного напряжения (t/2) для сохранения неизменным выходного напряжения при колебаниях амплиту
ды напряжения ВХОДНОГО сигнала Рис. -9.22. Обобщенные харак-(С\) необходимо, чтобы всегда ВЫПОЛ- теристики фазового детектора, нялось условие > U2.
Оценим приближенно порядок входных сопротивлений балансного фазового детектора. Если внутреннее сопротивление диода намного меньше сопротивления нагрузки, то входное сопротивление последовательного диодного детектора при достаточно больших входных напряжениях приближенно равно R/2. Следовательно, входное сопротивление балансного фазового детектора со стороны первого входа, пересчитанное ко вторичной обмотке трансформатора Тр1 (см. рис. 9.21, а), будет равно сумме двух входных сопротивлений амплитудных диодных детекторов, т. е.
(9-66)
Со стороны второго входа входное сопротивление, приведенное ко вторичной обмотке трансформатора Тр2, будет складываться из двух параллельно включенных входных сопротивлений диодных детекторов, следовательно
/?„хФД « R/4. (9.67)
Заметим, что для упрощения все входные напряжения и сопротивления в схеме на рис. 9.21, а рассматривались приведенными ко вторичным обмоткам трансформаторов Тр1 и Тр2. Очевидно, эти величины можно легко пересчитать к первичным обмоткам, т. ё. Непосредственно на оба входа схемы фазового детектора.
Рассмотрим некоторые соотношения между элементами нагрузки балансного фазового детектора. Как уже отмечалось, величину резистора R выбирают из условия R Яг- Постоянная времени нагрузки RC должна быть, с одной стороны, такой, чтобы выполнялось известное из теории амплитудных детекторов неравенство RC^> 2n/comin (где ®min — минимальная частота входных напряжений детектора). С другой стороны, чтобы при <ог =# со2 не искажалась форма выходного напряжения и таким образом обеспечивалось требуемое быстродействие, должно выполняться условие RC <<; 2л/(со1 —со2)тах. Последнее неравенство, очевидно, теряет свой смысл, когда <0j = со2. В этом случае верхняя граница постоянной времени ЯС будет определяться возможной максимальной скоростью изменения фазового угла <р0 = <рх — <р2 между сравниваемыми напряжениями.
При практическом использовании фазовых детекторов (особенно в системах фазовой автоподстройки частоты) предъявляются весьма высокие требования к фильтрации отличных от со1 — со2 комбинационных частот на выходе детектора, неизбежно образующихся в процессе детектирования. Эти побочные комбинационные составляющие отрицательно сказываются на работе системы автоподстройки и могут привести к значительным ошибкам. В тех случаях, когда предъявляются высокие требования к фильтрации указанных комбинационных составляющих, прибегают к использованию более сложных (например, кольцевых) фазовых детекторов. Хорошие результаты могут быть также получены при использовании коммутаторных фазовых детекторов.
Коммутаторный фазовый детектор
Такой фазовый детектор (рис. 9.23) выполнен в виде балансного перемножающего устройства с дифференциальным входом. Входной сигнал и.! подается на базу транзистора Т1, сигнал управляющего
Рис. 9.23. Коммутаторный фазовый детектор.
напряжения и2 — непосредственно на затвор полевого транзистора ТЗ. Последний работает как управляемый напряжением аттенюатор с нулевым смещением на участке исток — сток. Вследствие баланса цепи по постоянному току управляющее напряжение, приложенное к затвору ТЗ, изменяет только сопротивление канала полевого транзистора, не влияя на условия передачи постоянных смещений в цепи.
При использовании рассмотренной балансной схемы перемножи-теля в спектре выходного напряжения удается значительно ослабить составляющую частоты со2 и все комбинационные составляющие, за исключением сщ ± со2. Составляющие частоты «ц при этом из спектра не исключаются. Однако при выполнении условия — — «2*^®! ее влияние почти не сказывается, так как она будет подавлена фильтром, стоящим после фазового детектора. Допуская, что участок затвор — канал имеет бесконечное сопротивление и что амплитуда напряжения сигнала Ul значительно меньше напряжения отсечки полевого транзистора, можно показать, что коэффициент передачи фазового детектора для симметричного выхода может быть выражен в следующем виде:
Кфд = -;-- нач RB U2 cos <р, (9.68)
^ЗИотс
где 5нач — начальная крутизна полевого транзистора ТЗ (при Д/Зи = 0); Дзиотс — напряжение отсечки Т3\ Ru— сопротивление нагрузки каждого плеча схемы; Д2 — амплитуда управляющего напряжения на затворе.
Входное сопротивление схемы на частоте сигнала определяется величиной равных сопротивлений Rt, Д2 и имеет порядок ДЕХ
1 кОм.
Максимально возможный коэффициент передачи такого фазового детектора при условии Д2 — 0,5 [7зи отс определяется выражением
Кфл — 0,5 SHa4RH. (9.69)
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. радио», 1974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, В. П. Васильев и др.
2. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. Воениздат, 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
3. Арзуманов В. Н„ Дехтярев В. С. О подавлении амплитудной модуляции в дробном детекторе. — «Труды ЛПИ им. М. И. Калинина», 1958, № 194.
4. Гуткин Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиоприемные устройства. М., «Сов. радио», 1961.
5. Чистяков Н. И., Сидоров В. М., Мельников В. С. Радиоприемные устройства. М., Связьиздат, 1958.
6. Калихмаи С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовещательных приемников на полупроводниковых приборах. М., «Связь», 1969.
7. Лукошкин А. П. Усилители на транзисторах со стабильными фазовыми характеристиками. М., «Энергия», 1973.
10
АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ В РАДИОПРИЕМНИКЕ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АРУ В РАДИОПРИЕМНИКАХ
Распространенным способом регулировки усиления в радиоприемных устройствах является ручная регулировка усиления (РРУ), основанная на использовании переменных резисторов для изменения режимов работы транзисторов в каскадах приемника или затухания в управляемых аттенюаторах. Вручную можно изменять или, наоборот, компенсировать возникшие по разным причинам колебания ’
Рис. 10.1. Структурная схема разомкнутой инерционной системы АРУ.
низатора а
Рис. 10.2. Структурная схема системы временной АРУ (а) и временная диаграмма, поясняющая принцип ее работы (б).
уровня выходного сигнала (изменения входного сигнала, усиления приемника из-за колебаний температуры, напряжения питания и т. д.).
Для того чтобы освободить оператора от операций регулировки усиления, применяют автоматические регулировки усиления (АРУ). С помощью АРУ обеспечивается необходимое для нормальной работы оконечных устройств систем постоянство выходных сигналов при значительных изменениях интенсивности принимаемых сигналов. АРУ предотвращает перегрузки приемного устройства сильными сигналами и тем самым устраняет нелинейные искажения в приемном канале, которые могут возникнуть при приеме амплитудно-модулированных сигналов [1].
По принципу построения АРУ делятся на разомкнутые, или без обратной связи (рис. 10.1, 10.2), и замкнутые, или с обратной связью (рис. 10.3, 10.4). АРУ без обратной связи обеспечивает высокое постоянство амплитуды выходного сигнала при изменении входного сигнала в широких пределах. Однако величина стабилизируемого выходного сигнала в значительной степени зависит от стабильности параметров цепи АРУ (например коэффициента усиления), а время переходного процесса в разомкнутой системе больше, чем в замкнутой системе.
Наибольшее распространение получили инерционные системы АРУ с обратной связью. Они подразделяются на системы непрерывного и импульсного действия. Все перечисленные системы АРУ могут быть задержанными или незадержанными. При использовании задержанных АРУ регулировка усиления начинается лишь после превышения сигналом некоторого минимального значения,
Рис. 10.3. Структурные схемы систем АРУ непрерывного действия с обратной связью:
а — неусиленная с совмещенным детектированием; б — неусиленная с раздельным детектированием; в —с усилением по переменному току; г — е усилением по постоянному току.
соответствующего выбранному порогу срабатывания, называемому напряжением задержки АРУ U3. В незадержанной АРУ порог срабатывания не вводится и регулирование осуществляется при наличии сигнала любой величины.
Системы АРУ могут быть усиленные и неусиленные в зависимости от наличия или отсутствия в цепи АРУ усиления. Усиление
может осуществляться до детектора АРУ (по переменному току) и после детектора АРУ (по постоянному току).
На приведенных схемах регулируемыми усилителями (РУ) условно называются те части приемника, на каскады которых воздействует регулировка усиления. Это могут быть усилители высокой и промежуточной частот, причем что жения, регулировке подвергаются
Рис. 10.4. Структурная схема импульсной системы АРУ. J бы уменьшить нелинейные иска-каскады, на входе которых уров-
ни сигналов малы.
Для всех рассмотренных видов систем АРУ с обратной связью как непрерывного действия, так и импульсных можно составить обобщенную структурную схему (рис. 10.5). К такому виду можно привести большинство систем АРУ, содержащих регулируемые каскады и цепь обратной связи (цепь АРУ). Регулировкой усиления можно охватить отдельно УВЧ, УПЧ или УНЧ (ВУ при импульсной работе), а также сразу несколько усилителей. Основными элементами цепи АРУ являются усилители по переменному (У) и постоянному (УПТ) току, детектор (Д) и фильтр нижних частот (ФНЧ). В один из
элементов вводится цепь, определяющая порог срабатывания (напряжение задержки АРУ Ua). В детекторе АРУ (ДАРУ) при непрерывной работе выделяется напряжение регулирования путем детектирования высокочастотных колебаний сигнала, при импульсной работе с помощью пикового детектора (ПД) производится детектирование видеоимпульсов. Если исключить усилители, то получится неусиленная АРУ, при Ua — 0 — незадержанная.
Свойства системы АРУ и качество ее работы определяются основными ее характеристиками и параметрами. Амплитудной характеристикой приемника (регулируемого усилителя) (рис. 10.6) назы-
Рис. 10.5. Обобщенная струк- Рис. 10.6. Амплитудные характеристики турная схема системы АРУ. приемника без АРУ (/), с незадержанной (2), и задержанной (3) системами АРУ.
вается зависимость амплитуды Выходного напряжения (t/вых) от I амплитуды входного напряжения (t/EX) , |
t/вых =/(£/вх). (10.1)|
При отсутствии автоматической регулировки усиления эту ха- я рактеристику (/ на рис. 10.6) можно считать линейной только до Я определенного значения, близкого к t/ELIX = t/orp. При больших -1 амплитудах сигнала происходит ограничение сигнала. Параметр | С/огр (напряжение ограничения) необходим для дальнейших расче- 1 тов. Угол наклона характеристики к оси абсцисс (ан) определяется | начальным коэффициентом усиления приемника, подвергающегося | регулировке (Кох>) ’
= -Кор ~ Uвыхо^Uвх mln> (10.2) J
где t/EX mln и С/Еыхо — амплитуды минимального входного и соот- | ветствующего ему выходного сигналов. 1
Амплитудная характеристика приемника при воздействии АРУ, | определяющая качество регулирования в диапазоне изменения ам- | плитуды входного сигнала, имеет различный вид при отсутствии | задержки (2 на рис. 10.6) и при наличии ее (3 на рис. 10.6). Амплитуд- , ную характеристику приемника при отсутствии АРУ можно приб- . лиженно определить при,расчете УВЧ, УПЧ и детектора, зная коэффициент усиления приемника (/(ор) и выходные характеристики транзисторов последних каскадов приемника и учитывая, что огра-396
ничение обычно имеет место в одном из них. По выходной характеристике транзистора й-го каскада приемника оценим амплитуду тока ограничения /orpfe « 0,5 /на0 (/нао—ток насыщения), а следовательно, и напряжение ограничения этого каскада
^огр k ~ ^orpfe (10.3)
где Янь — эквивалентное сопротивление нагрузки k-vo каскада. Это напряжение ограничения можно пересчитать на выход приемника (усилителя), умножая полученную величину на коэффициент усиления последующих каскадов. При этом напряжение ограничения приемника будет определяться меньшим из полученных напряжений
t^orp ~ ^огр Ь ••• Кп (10.4)
и в случае равных коэффициентов усиления каскадов
i/orp = f/огрьЯГ*, (10.5)
где Кп — коэффициент усиления последнего каскада.
Обычно ограничение имеет место в последнем или предпоследнем каскадах усиления, так что k = п — 1 или k = п. В транзисторных усилителях 770гр составляет величину порядка нескольких вольт. Чтобы обеспечить неискаженную передачу сигналов с амплитудной модуляцией, а также малое время установления при быстрых изменениях интенсивности входного сигнала, необходимо рабочий уровень сигнала на выходе t/BbIX0, определяемый напряжением задержки АРУ (Ua — иаъ1х о)> выбрать меньше С/вгр:
Uorv/Ua > 2. ‘ (10.6)
Если в выходном каскаде видеоусилителя это условие не выполняется, то замыкать петлю АРУ следует не с выхода, а с одного из предшествующих каскадов видеоусилителя. По параметрам Ко р и t/orP» полученным при расчете основного канала приемника, можно построить приближенную (кусочно-линейную аппроксимацию) амплитудную характеристику приемника (/ на рис. 10.6).
Амплитудной характеристикой цепи АРУ (рис. 10.7) называется зависимость стационарного значения напряжения регулирования от стационарной амплитуды выходного напряжения регулируемого приемника
А) = Ф (t/вых). (10.7)
Если напряжение задержки равно нулю U3 — 0, то характеристика проходит через начало координат (</ЕЫХ = 0, 6/р = 0). При введении задержки напряжение регулирования появляется только при превышении выходным напряжением уровня l/BBi = UB, т. е. характеристика смещается вправо вдоль оси абсцисс и проходит через точку {/вых — U3, Uv — 0. Характеристику можно аппроксимировать прямыми (/, 2 рис. 10.7). Пересечение аппроксимирующей наклонной прямой с осью абсцисс определяет напряжение
задержки [73. Тангенс угла наклона этой прямой к оси абсцисс (Рн) равен коэффициенту усиления цепи обратной связи АРУ:
Кару = tgpH. (10.8)
Ордината горизонтальной прямой, аппроксимирующей область ограничения, равна уровню ограничения [7р0Гр в цепи АРУ, Чтобы можно было регулировать усиление во всем заданном диапазоне, необходимо выполнение следующего условия:
^рогр вых mai Аару, (10.9)
где Д(7ВЫХ тах — максимальное изменение амплитуды сигнала на выходе. Ограничение может происходить не только в последних кас-
Рис. 10.7. Амплитудные характеристики Рис. 10.8. Регулировочная харак-цепи АРУ без задержки (7) и с задерж- теристика.
кой (2).
кадах цепи АРУ, но и в усилителе, предшествующем фильтру. Так же можно оценить уровень ограничения усилителя цепи АРУ и пересчитать его к выходу регулируемого усилителя Г7оГр
i7orp=t/orp. (Ю.Ю) -
Регулировочной характеристикой системы АРУ называется зависимость коэффициента усиления регулируемого приемника (усилителя) от напряжения регулирования
Kp = f(t/p). (Ю.П) ।
Параметры транзисторов или диодов регулируемых каскадов изменяются нелинейно под действием напряжения регулирования 1 12), поэтому регулировочная характеристика нелинейна (рис. 10,8). | Чтобы регулировка усиления была плавной, эта характеристика 1 должна быть непрерывной и монотонно убывающей в рабочем диа- | пазоне изменения 77р, ибо только в этом случае росту напряжения i регулирования будет соответствовать уменьшение усиления. Часто I при расчетах применяют кусочно-линейную аппроксимацию регулировочной характеристики 13]. При этом регулировочную характеристику (рис. 10.8) разбивают на п участков так, чтобы на каждом из них она достаточно точно совпадала с прямой. Нумерацию этих Л участков производят последовательно вдоль оси абсцисс от начала 398
координат (1, 2, 3,..., k, л). Уравнения аппроксимирующих прямых имеют вид
^Рк = Рк ^РУк ^Р’ (10.lt)
Основными параметрами регулировочной характеристики для участка с номером k являются коэффициент усиления (Kpft), равный ординате при заданном (7Р, и начальный коэффициент усиления Кора — ордината точки, в которой С/р = 0; крутизна регулировочной характеристики (5руй), определяемая наклоном аппроксимирующих прямых.
Исходными данными для расчета систем АРУ радиоприемных устройств различного назначения являются:
— динамический диапазон изменения амплитуд входного сигнала, равный отношению максимальной амплитуды сигнала (f/BX тах) к минимальной (Uвх т1п)
D ~ Uвх тах'^вх mini (10.13)
соответствующее этому диапазону максимально допустимое изменение амплитуды на выходе приемника ДС/ВЫХ тах;
— номинальное стабилизируемое выходное напряжение
ВЫХ 0 ~
— требование по обеспечению запаса устойчивости работы системы АРУ (коэффицент запаса устойчивости %);
— минимальная частота Fmin или минимальная круговая частота Qmin модуляции (£2тщ = 2 лЕт1п);
— допустимый фазовый сдвиг на минимальной частоте модуляции <рг;
— допустимое изменение глубины модуляции выходного сигнала по отношению к глубине модуляции входного (тВых/и1Вх);
— допустимый коэффициент нелинейных искажений (/Су);
— допустимое значение длительности переходного процесса (tyy) при изменении сигнала на входе скачком на Dn=UBX „/Шых min (чаще всего Dn — 6 дБ), где С/вх п — амплитуда входного сигнала, соответствующего заданному скачку (перепаду) Du;
— длительность т и частота следования Fn, или период повторения Тп импульсов для импульсной системы АРУ.
Входные сигналы радиоприемного устройства могут меняться в весьма широких пределах. Например, в некоторых радиолокационных станциях [4, 51 диапазон сигналов D, принимаемых от различных целей, превышает 100 дБ. Еще более значительно могут изменяться сигналы в космических системах связи.
Во многих случаях принимаемая полезная информация содержится в амплитудной модуляции сигналов. В приемных устройствах с АРУ медленные изменения сигналов, обусловленные изменением расстояния между радиокорреспондентами, изменением условий прохождения электромагнитных колебаний и т. п., должны компенсироваться, в то время как модулирующий сигнал должен быть передан с малыми искажениями. На практике при инженерных
расчетах задают требования к искажениям не всего сложного модулирующего сигнала, а только составляющих нижних частот огибающей (в случае периодической огибающей — это 1-я гармоника). На этих частотах происходят наибольшие искажения.
Таким образом, при проектировании приемника сигналов с амплитудной модуляцией задают следующие параметры: фазовый сдвиг изменение глубины модуляции твых/твх и коэффициент нелинейных искажений Kf на заданной частоте firnin-
В приемных устройствах, в которых возможны быстрые изменения сигналов (быстрая перестройка приемника с одной станции на другую, быстрое перемещение приемника относительно передатчика и т. д.), задают требования к параметрам переходных процессов в системе АРУ. В частности, ограничивают длительность переходного процесса /уу при скачкообразном изменении интенсивности сигнала. Длительность переходного процесса равна интервалу времени между точками, определенными уровнями 0,1 и 0,9 от стационарного значения напряжения регулирования, отсчитывае-
Рис. 10.9. Переходная ха- МОГО от ИСХОДНОГО уровня (рис. 10.9). рактеристика в цепи АРУ. Длительность процесса установления в системе АРУ зависит от величины перепада амплитуды. Иногда задают значение /уу при максимальном перепаде амплитуд сигналов, равном динамическому диапазону (Оп = D), а чаще при малых перепадах, когда меняется всего в 2—3 раза (Da = 6... 10 дБ).
Часто задают требования к форме переходной характеристики АРУ, ограничивая максимальный выброс б единицами процентов от стационарного значения. В отдельных случаях выбросы вообще недопустимы. Требования обеспечения малых искажений модулирующего сигнала и малой длительности переходного процесса противоречивы. Поэтому при проектировании систем, к которым одновременно предъявляются те и другие требования, необходимо найти разумный компромисс между ними.
В расчет системы АРУ по заданным требованиям входит расчет стационарного и динамического режимов. В первом случае определяют необходимое число регулируемых каскадов пр, напряжение задержки АРУ U3 и коэффициент усиления цепи обратной связи /^ару. Во втором случае помимо этих параметров оценивают еще и постоянные времени фильтров цепи АРУ. Параметры, определенные в результате расчета стационарного режима, уточняются исходя из условий устойчивости и переходного процесса.
10.2. РАСЧЕТ СТАЦИОНАРНОГО РЕЖИМА
При расчете исходными данными являются:
— динамический диапазон амплитуд входных сигналов, т. е. величины t/BX min, шах ИЛИ Р — i-^Bxmax/^BXmlnJ
400
— максимально допустимое изменение выходного напряжения Д^вых шах,
— номинальное выходное напряжение приемника ивых 0.
В качестве примера рассмотрим порядок расчета задержанной, усиленней системы АРУ с раздельным детектированием, так как этот наиболее общий случай охватывает системы как непрерывного действия, так и импульсные. Общее число пр и параметры каскадов приемника, на которые можно подавать регулирующее напряжение, определяются выбранной схемой построения приемника. В радиоприемных устройствах регулировка усиления может производиться в УВЧ, УПЧ и УНЧ (ВУ), поэтому полное число каскадов, в которых можно регулировать усиление, оценивается полным числом каскадов перечисленных устройств.
При расчете следует выбрать каскады приемника, на которые целесообразно и допустимо вводить регулировку усиления, и определить необходимый коэффициент усиления цепи обратной связи Дару, при котором обеспечивается требуемое напряжение регулирования для этих каскадов. При этом необходимо помнить, что не во всех каскадах перечисленных устройств можно регулировать усиление. Чтобы избежать нелинейных искажений, регулировку усиления часто не вводят на смеситель, на выходные каскады УПЧ и УНЧ (ВУ). Кроме того, максимальное число регулируемых каскадов (пр тах) ограничено условиями эффективности регулировки и отсутствия больших нелинейных искажений модулирующего сигнала. Для уменьшения нелинейных искажений регулировкой усиления охватываются только те транзисторные каскады, амплитуды и^э сигналов на базе которых значительно меньше уровня ограничения t/orpft, определенного по формуле (10.3) и пересчитанного к базе этих каскадов.
Указанный пересчет для каскада с номером k можно осуществить, зная его коэффициент усиления Kh-
t/orpft/(5...10)(10.14)
Поделив заданную амплитуду напряжения на выходе приемника (усилителя) t/вых о на найденную величину Uвэ, находим коэффициент усиления выходных каскадов, которые не должны подвергаться регулированию
Квых ~ t/вых (/^БЭ« (40.15)
Зная схему построения и параметры выходных каскадов приемника, по полученному коэффициенту ДВых легко определить число нерегулируемых выходных каскадов пвых и максимальное число регулируемых каскадов пр гаах = п — пвых. Если все выходные каскады приемника одинаковы, то максимальное число регулируемых каскадов равно
ftp шах = п 1g Двых/lg ^1 вых, (10.16)
401
где п — общее число каскадов приемника; /С)вых— коэффициент усиления одного выходного каскада (полученное по формуле число округляется до меньшего целого),
Эффективность работы АРУ в значительной степени зависит от выбранного способа регулирования усиления, В транзисторных усилителях применяются следующие способы регулировок:
1) изменение режима работы транзистора по постоянному току (рис. 10.10, а);
2) изменение глубины отрицательной обратной связи (рис, 10.10, б);
Рис. 10.10. Примеры схем каскадов с регулировкой режима по постоянному току (а), изменением глубины отрицательной обратной связи (б) и регулируемым аттенюатором (в).
3) изменение коэффициента передачи регулируемых аттенюаторов регулирующим напряжением (рис. 10.10, в).
Первый способ является простейшим и его часто используют на практике. Недостаток его заключается в том, что при больших напряжениях регулирования (7Р в каскаде наблюдаются нелинейные искажения. Линейность амплитудной характеристики транзисторного каскада, использующего второй способ регулировки, наоборот, возрастает при увеличении регулирующего напряжения, однако эти каскады сложнее в наладке и эксплуатации и применяются сравнительно редко. Введением большого числа регулируемых аттенюаторов можно обеспечить значительный диапазон регулирования. Кроме того, регулируемые аттенюаторы можно использовать и в сочетании с регулируемыми транзисторными каскадами, но при включении регулируемого аттенюатора уменьшается начальный коэффициент усиления усилителя.
Расчет регулируемых каскадов практически ничем не отличается от расчета линейных каскадов УПЧ и УВЧ (см. гл. 6). В результате этих расчетов определяются: максимальный коэффициент усиления Ктах регулируемого каскада, соответствующий исключению управляющего элемента из схемы (для управляемого транзистора Ктах = | Pol, где ] РоI — модуль коэффициента усиления транзистора по току в схеме с ОЭ); номинальный коэффициент усиления 402
Кп регулируемого каскада (при Up = 0); начальный (при Up =» 0) коэффициент усиления /Сор приемника (усилителя).
Приближенное уравнение регулировочной характеристики усилителя с пр регулируемыми каскадами в неявной форме можно записать в следующем виде [6, 7]:
U U Г1_______( ^тах ___ 1 'l
\ Ло1 /
1 Kmax f Ярр \ лр ____J
/Coi к Кр )
1 1 Ктах / Яор \ пр кл к Кр )
— фТ In X
, (10.17)
для схем на рис. 10.10, а, б;
UP « U о
К 01
—фТ1п х
1
1 Ятах / Ярр \ «р
Я01 \ Яр /
(10.18)
для схемы на рис, 10.10, в, где Uo, Up — номинальные напряжения на управляемых р — n-переходах, определяемые выбранным исходным режимом работы управляемых транзисторов и диодов; <рт — температурный потенциал управляемого перехода (при комнатной температуре срт « 0,025 В).
Номинальное напряжение между базой и эмиттером регулируемого транзистора (рис. 10.10, а) выбирается в соответствии со справочными данными в пределах 0,2—0,8 В, Исходное напряжение Uo на диоде в цепи обратной связи (рис. 10,10, б) устанавливают на экспоненциальном участке вольт-амперной характеристики (Uo « « 0, 1... 1 В), выбирая сопротивление резистора цепи регулировки Rp, подсоединенного к источнику питания Еп, из условия
Яр « (Еп - и0)/10я, (10.19)
где /Од—начальный ток диода, соответствующий выбранному напряжению Ua (оценивается по вольт-амперной характеристике диода).
В регулируемом аттенюаторе в исходном состоянии напряжение на диод не подается. Регулирующее напряжение, выделяемое на диоде, должно меняться в пределах экспоненциального участка вольт-амперной характеристики (Up = 0,1...1 В) диода. Сопротивление Rp следует подобрать так, чтобы большая часть регулирующего напряжения выделялась на диоде, в то же время оно не должно заметно шунтировать нагрузку предыдущего каскада Ян:
Яр = 1/6Яв/<рт. (10.20)
По приведенным формулам можно рассчитать регулировочную характеристику приемника (рис. 10.11).
Регулировочную характеристику усилителя, содержащего нр регулируемых каскадов с коэффициентом усиления КРп и п нерегулируемых с коэффициентом усиления Koi, можно рассчитать по формуле
Кр = (Ко1)« lKpn (t/p)]"'». .. (10.21)
Целесообразно сначала определить возможность создания системы АРУ, не включая усилитель в ее цепь. В этом случае коэффициент передачи цепи АРУ равен коэффициенту передачи детектора Кд АРУ (при совмещенном детектировании Кару = 1)
Кару = Кд, (Ю.22)
Рис. 10.11. Нормированные регулировочные характеристики однокаскадных усилителей, реализованных по схемам на рис. 10.10, а, б (---------j при
Кшах/Ки = 1 и 10.10, в (-----) при
Кшш/Ко1=1.
Максимальное напряжение регулирования, которое можно получить в такой системе АРУ, равно
Ир max = Кд АС/ вых max*
(10.23)
По регулировочной характеристике находим соответствующее изменение коэффициента усиления регу ли-руемого каскада (см. рис, 10.11)
(10.24)
Koi^Ki min>
где Koi — номинальный коэффициент усиления каскада при Пр = 0; Ki тщ— минимальный коэффициент усиления каскада при Пр = Ир тах.
Необходимо оценить также требуемое изменение усиления оу, которое должна дать система АРУ. Учитывая, что начальный коэффициент усиления регулируемого усилителя
Ко р = Ив/С/вх тщ, (10.25)
а минимальный
Кр min (И8 4" At/вых maxVHВх шах» (10.26)
получаем
= —/<°Р =---------Пвхтах Щ. ,(10.27)
/tp mln t/вх mln (t/a4* At/вых max)
Для обеспечения такого изменения необходимо регулировать усиление пр каскадов, где
«р = IgOy/lgo'K* (10.28)
Полученную величину округляем до большего целого.
Требуемое число регулируемых каскадов должно быть меньше
шах-
Пр “'Z Пр max* (10.29)
каскады из
(10.30)
Выполнение этого условия означает, что заданные параметры статического режима АРУ можно получить в неусиленной системе АРУ, регулируя усиление только пр каскадов. В противном случае в состав АРУ необходимо ввести усилитель. При этом целесообразно охватить цепью АРУ все ранее определенные ЧИСЛа Ир max*
пр ~ пр max-
Требуемое изменение усиления на каскад равно
(10.31) найти необ-регулирую-
По регулировочной характеристике каскада можно ходимое для получения этого изменения максимальное щее напряжение Up шах. Его можно также рассчитать следующим образом:
Up max = U0
। / Атах । \ 1
\ ^01 К
Ашах _ пп к01 у
-<рт In f— 1)----------------!—------; (10.32)
\ ftoi J к —
пР _1
*01 у
для схем на рис. 10.10, а, б\
Il IГ' Ктах ( ~п~~ 1 er. in ( ^шах ] \ v
^ртах== Uo~^------1 Ov р —Фт*п —-----------------1 X
Koi \ У /- \ лм У
X---------1—------ м(ю.ЗЗ)
Лшах ~^~_1 Koi у
для схемы на рис. 10.10, в.
Коэффициент усиления цепи АРУ
Кару =. Up шах/А^вых.шах» ДЮ.34)
405
коэффициент усиления усилителя, который необходимо иметь в этой цепи,
/Су = KbpylKp,- (10.35)
При проектировании цепи АРУ напряжение задержки выбирается исходя из заданной по ТЗ номинальной стабилизируемой амплитуды сигнала на выходе приемника. Если цепь АРУ подключается непосредственно к выходу приемника, то напряжение задержки, отнесенное ко входу цепи АРУ, равно номинальной стабилизируемой амплитуде выходного сигнала
С/8 = С/вых о- (Ю.36)
Если АРУ подключено не к выходу приемника, то напряжение' задержки можно определить по формуле '
= С/вых <Жвых П, (10.37)
где Авых п— коэффициент усиления выходных каскадов, включен- :' ных между точкой подключения цепи АРУ и выходом приемника. При этом подразумевается, что глубина модуляции равна 100%. Найденные параметры системы' АРУ, определяющие ее поведение в стационарном режиме при отсутствии амплитудной модуляции сигнала, можно уточнить, учитывая требования к допустимым искажениям модулирующего сигнала и к переходным процессам в системе АРУ,
10.3. РАСЧЕТ ДИНАМИЧЕСКОГО РЕЖИМА СИСТЕМЫ АРУ ПЕРВОГО ПОРЯДКА
Системой АРУ первого порядка называется система АРУ, содержащая одну из цепей с постоянной времени, значительно превышающей постоянные времени дпугих ее цепей. В такой системе АРУ
Рис. 10.12. Схемы инерционных цепей АРУ.
S
инерционной цепью может быть либо детектор, эквивалентная постоянная времени которого превышает постоянные времени других цепей, либо специальный фильтр (рис. 10.12), стоящий после безынерционного детектора. При расчете системы необходимо определить постоянную времени интегрирующей PC-цепи АРУ т$ и уточнить величины Аару и пр, учитывая требования к переходному процессу и допустимые искажения модулирующего сигнала.
Исходными данными для расчета АРУ, предназначенной для | приемника амплитудно-модулированных сигналов, являются мак-, 406
симально допустимые значения фазового сдвига сръ изменения глубины модуляции и коэффициента нелинейных искажений
Kf на минимальной частоте модулирующего сигнала Qmln. Из анализа работы АРУ установлено, что фазовый сдвиг огибающей на выходе приемника по сравнению с огибающей на входе, а также нелинейные искажения увеличиваются с ростом интенсивности обратной связи N, причем в рассматриваемой системе глубина модуляции всегда уменьшается и тем больше, чем больше N.
Рис. 10.13 Зависимости изменения интенсивности обратной связи N от амплитуды входного сигнала С7ВХ.
рис. 10.14. Нормированные характеристики t/l=f(x) ПРИ Kmax/Koi = = 1,5, С7о=О,5 В(---)и t/2=f(x)
при Kmax/Koi = 1, Uо = 0,1 в (------)•
Таким образом, наибольшие искажения происходят при максимальной интенсивности обратной связи, поэтому сначала строим зависимость
N = f/BXSPyAApy, (Ю.38)
где Spy = dKvldUv— крутизна регулировочной характеристики усилителя.
В зависимости от формы регулировочной характеристики коэффициент N меняется по-разному при изменении входного сигнала иът в динамическом диапазоне (рис. 10.13). При t/BX < t/BX mtn, при котором начинает работать система АРУ, система разомкнута и N = 0. При t/BX t/BX min коэффициент N отличается от 0.
Если известно аналитическое выражение регулировочной кривой /(р (ДР), т0 можно найти в аналитическом виде и зависимость N ((/„/). Для регулировочных характеристик (10.17) и (10.18) соответственно (для схем на рис. 10.10, а, би 10.16, в)
'-'О
1 1®
(10.39)
1
Kmax f ^3 ) ”p
Koi \ Kop UBx •
-
V(UBJ = KApy-£-
^0
К max Kmax . f UB \ ”p | фт J I
/<01 Kai k Кор^вх / U«
(10.40)
Анализируя нормированные характеристики интенсивностей обратной связи у = N (им)1Кы>у jj- в зависимости от нормированной величины входного сигнала х — UВхКор/£К (рис. 10.14), можно заметить, что характеристика уг = f (х) монотонно возрастает и максимальная интенсивность обратной связи имеет место в конце динамического диапазона D при максимальном значении входного сигнала
А?! тах = Кару т;2-X
(10.41)
Из-за постепенного падения Крутизны регулировочной характеристики максимальное значение у2 = f (х) имеет место в начале динамического диапазона при U3IUBXK0-p = 1
Kmax . и к
max = Кару ~~ "в ~Г~-----------------------Г". ’ , (10.42)
ио Лтах / Лтах , фт . \
Koi \ Ко, U'o )
При кусочно-линейной аппроксимации регулировочной характеристики (рис. 10.15, а) целесообразно применить следующий приближенный способ построения зависимости N Каждый интервал кусочной аппроксимации делим пополам и определяем коэффициент усиления Кп, соответствующий середине этого л-го интер-408
вала. По приближенной формуле
' ^вхп “ 0UAn - (10.43)
находим амплитуду входного сигнала UBXn, соответствующую выбранной точке, и крутизну регулировочной характеристики на этом участке Spyn. Коэффициент Nn для этой точки равен
Nn~ Адру t/BXnSpyn. (10.44)
По полученным таким образом точкам можно построить
Рис. 10.15. Графики зависимостей K(UB) (а) и N(UBX) (б).
При детальном расчете параметров переходных и стационарных процессов во всем диапазоне изменения амплитуд входных сигналов необходимо определить N для каждого заданного значения амплитуды входного сигнала. В процессе проектирования системы АРУ параметры, обеспечивающие устойчивую работу ее, следует выбирать при максимальном значении коэффициента N (UBX) в заданном диапазоне изменения амплитуд входного сигнала UBX. Если система АРУ устойчива при сигнале, для которого N = Утах> то она устойчива и при любых других сигналах. Общее условие для выбора минимально допустимого значения постоянной времени тф определяется неравенством
Тф AmaxAiminPn» (10.45)
где рп представляет собой наименьшее из чисел
Pi= К1 —(/ивыхМ,х)2> Р2 = А/ и p3 = tg<p1.’ (10 46)
Условия (10.45) получены для непрерывной системы АРУ. Учитывая, что для инерционных АРУ практически всегда тф^>Тп, эти условия распространены с достаточной для практики точностью и на импульсные системы АРУ.
Если в ТЗ на приемное устройство задана длительность переходного процесса в системе АРУ /уу при величине перепадов амплитуд Dn, то максимально допустимое значение постоянной времени цепи АРУ можно выбрать из условия
тф (Zyy/2,2) (1 + ZVn). (10.47)
409
Параметр Уп соответствует заданной величине перепада Dn = — UBxn/UBX min амплитуд сигнала относительно минимальной амплитуды сигнала на входе UBX min, при которой начинает работать АРУ и No = 0. Величину Nn находят или графически по характеристике N = f (UBX), или аналитически при UBTn = DaUBX mIn.
Если в приемном устройстве с АРУ необходимо одновременно сохранить с высокой точностью закон модуляции и обеспечить малое время установления переходных процессов, то одновременно должны быть соблюдены условия (10.45) и (10.47):
< (1 + Уп) (10.48)
^minpn А*
Эти условия могут оказаться невыполнимыми, если
. A'max >(l+JV )Jyy . fimin Рп 2,2
При этом следует скорректировать расчет стационарного режима, изменив исходные условия, или построить систему АРУ, применив более сложные фильтры (при этом увеличивается порядок уравнения, описывающего систему АРУ).
Следует заметить, что переходный процесс системы АРУ первого порядка монотонный, и поэтому требования по ограничению выбросов всегда выполняются. Кроме того, система непрерывного действия всегда устойчива. Для импульсной системы АРУ первого порядка условие устойчивости с учетом необходимого запаса устойчивости имеет вид
(0,5 Ут.ахТ'п). (10.49)
Коэффициент запаса устойчивости % выбирается с учетом разбросов параметров системы
К = 3...4. 4 (10.50)
Поэтому постоянную времени импульсной системы АРУ первого порядка с учетом запаса устойчивости и возможного разброса параметров выбирают из условия
Тф = 2 Та. (10.51)
Сравнивая условия (10.45) и (10.51), выбирают то из них, по которому получается большая величина тф. Рассчитанную постоянную времени цепи АРУ можно реализовать, или применяя специальный фильтр в цепи АРУ, или строя детектор АРУ таким образом, при котором его эквивалентная постоянная времени будет равна расчетному значению тэ = тф.
Пример 10.1. Требуется рассчитать систему АРУ с обратной связью, входящую в состав приемного устройства, принимающего амплитудно-модулированные импульсные сигналы, 410
Исход-ныг данные', динамический диапазон изменения, амплитуд входного сигнала Uвх mln = 5 мкВ; 17вх тах = 5 мВ, D = 103; максимально допустимое изменение амплитуды сигнала на выходе приемника А (7ВЫх тах = 0,5 В; номинальное выходное напряжение £7ВЫх0 — 1 В; система АРУ должна быть устойчивой с учетом разброса параметров элементов системы; коэффициент запаса устойчивости х = 4; минимальная частота модуляции = 50 Гц (Qinin = 314); допустимый фазовый сдвиг на частоте модуляции = 10°; допустимое изменение глубины модуляции твых/твх = = 0,95; допустимый коэффициент нелинейных искажений I(f — = 0,15; максимально допустимое значение длительности переходного процесса tr? 0,3 с при изменении амплитуды входного сигнала скачком на Dn = 6 дБ; длительность и частота повторения импульсов т = 1 мкс; Fn = 1000 Гц (q — 1/тЛп = 103).
УПЧ приемника содержит восемь каскадов. Усиление каждого каскада УПЧ /<01 = 4,2 (12,5 дБ). Детектор приемника имеет коэффициент передачи /<д = 0,3. Видеоусилитель содержит два каскада е коэффициентами усиления Кву1 = 4, /Сву.г = 2. В каскадах УПЧ и ВУ применены транзисторы ГТЗП.-Из расчета УПЧ и ВУ известно, что выходной порог ограничения УПЧ и видеоусилителя соответственно равны t/orpi = 2 В, £7Огр2 = 5 В. Исходный, режим в каскадах УПЧ выбран так, что (7а = 0,3 В, Kmax = I Pel = 8,32.
Расчет .
1. Из расчета приемного канала можно найти параметры амплитудной характеристики. Начальный коэффициент усиления, определяющий наклон линейной части амплитудной характеристики к оси абсцисс, равен (10.2) КОр — 1/5 • 10~® = 2 • Ю&.
2. По формуле (10.4) вычисляем напряжение ограничения видео-•5
усилителя, приведенное к выходу УПЧ, Uorp ву = 2 4 0 3 = 2,1 В, Это напряжение выше порога ограничения УПЧ £/огр ву == = 2,1 В > 170гР1 = 2 В. Поэтому уровень ограничения приемного канала определяется ограничением УПЧ и приведенный к его выходу равен (10.4) t/Orp = 2 • 0,3 • 4 2 = 4,8 В.
3. Напряжение задержки, приведенное к выходу приемника, определяется заданным номинальным уровнем выходного сигнала U3 = Б^вых о = 1 В. Отсюда видно, что условие (10.6) выполняется, так как —— = > 2. Таким образом, цепь АРУ можно замы-
кать непосредственно с выхода видеоусилителя.
4. Полное число каскадов приемника, с учетом детектора и видеоусилителя равно п — 11. Учитывая условие (10.14) можно установить, что не все эти каскады можно охватить цепью АРУ. Максимальная амплитуда сигнала на базе регулируемого каскада УПЧ (10.14) должна быть 17б.э 2/10 • 4,2 = 0,048 В.
Коэффициент усиления нерегулируемых каскадов можно определить по формуле (10.15): Лвых = 1/0,048 = 20,8. Эго усиление
обеспечивается двумя выходными каскадами УПЧ, детектором и двумя каскадами видеоусилителя (пвых — 5): КВых<4,22х х 0,3 • 4 • 2 = 42. Отсюда можно найти максимальное число регулируемых каскадов пр шах = 11—5 = 6.
5. Проверим, можно ли обойтись без усилителя в цепи АРУ. Положим Кару = Кпд = 0,25. При этом необходимо определить максимальное значение напряжения регулирования (10.23): Кр max = 0,25 • 0,5 = 0,125 В.
Минимальный коэффициент усиления и изменение усиления соответственно равны (10.26) и (10.27)
Кр шт = (1 + 0,5)/5 • 10-’ = 3- 10’
Оу = 2 • 106/3 • 102 = 666.
Для того чтобы обеспечить такое изменение усиления в шести каскадных УПЧ, в которых используется регулировка по схеме рис. 10.10, а, по формуле (10.32) требуется регулирующее напряжение (Uo = 0,3 В, Ктах/Км = 1,98, Пр = 6)
t/pmaxT = 0,311 -(1,98-1)(1,98 I)-1] —
—0,025 In [(1,98— 1) (1,98 Г2-103/3— I)-1] = 0,29 В.
Отсюда следует, что Kp max< Kp maxT> и поэтому в цепь АРУ необходимо ввести усилитель так, чтобы обеспечить требуемый коэффициент передачи (10.34) цепи АРУ Кьру = 0,29/0,5 = 0,58. При коэффициенте передачи пикового детектора Кпл = 0,25 необходим усилитель с коэффициентом усиления (10.35) К„ = 0,58/0,25 — = 2,32.
6, Коэффициент Атах по формуле (10.41) равен
Mmax = 0,58x «1 T2
6 1,98
X —t-0,3 ___
1>98(Г(1 98_1}_ /_L_\ 6 + ] 98j
IL 0,3 J L 103 / 0,3 ’ J
= 32,7. A
7. Постоянную времени фильтра цепи АРУ выбираем из условия (10.45), Для этого рассчитаем значения параметра рп (10,46): pj = = V1 — (0,95)2 = 0,36, р2 = tg 10° = 0,176, р3 = 0,15, отсюда рп = 0,15 и из условия (10.45) тф 32,7/314 • 0,15 = 0,72 с.
Находим Уп, соответствующий заданному перепаду амплитуд на входе (10.39), где ± = ' дп = 2 (6 дБ),
Аортах *
^п = 0,58~—-*5 } о
О,025-1,98
= 7,06.’
0,3
Для того чтобы длительность переходного процесса не превышала заданной величины, постоянная времени тф должна удовлетворять условию (10,47): тф 0,3 (1 + 7,06)/2,2 1,1 с.
Условие устойчивости определяется неравенством (10.49)
<гф > 4 • 32,7 • 10-3/2 = 0,0654 с.
С учетом выполнения всех условий выбираем тф = 1 с.
10.4. РАСЧЕТ ДИНАМИЧЕСКОГО РЕЖИМА СИСТЕМЫ АРУ ВТОРОГО ПОРЯДКА
В цепи обратной связи системы АРУ второго порядка в отличие от системы АРУ первого порядка содержатся два инерционных звена. Это может быть фильтр, состоящий из двух звеньев 7?ФСФ (рис. 10.12, а), или инерционный детектор (рис. 10.12, б) и фильтр /?ФСФ (рис. 10.12, а). Параметры стационарного режима в этом случае определяются так же, как и для системы АРУ первого порядка. В результате расчета необходимо определить постоянные времени инерционных звеньев цепи АРУ тф и т2. При этом т2 = Р2С2, а тф = ЯфСф либо тф = та. Эти постоянные времени выбираются так, чтобы длительность переходного процесса и искажения модулирующего сигнала не превышали допустимых величин, а система АРУ работала устойчиво:
(10.52)
где рп представляет собой наибольшее из чисел рх, р2 и р3, определяемых допустимыми значениями фазового сдвига (срх), от которого зависят (йт1птф)1, изменения коэффициента модуляции и
коэффициента нелинейных искажений Kf:
-1/2;
pi = (Qmin тф)р р2 — {2О'[(твых/игвк) 1]}
р, = У 0,5{[1 + (4^)-2] 2 -1),
О = Na/Nmax
— относительная интенсивность обратной связи. Величина (йщщТф)! определяется из уравнения
tg го, —---------------:,
^mln Тф {4$ [1~Н(Йт1п Тф)2] — 1}
(10.53)
(10.54)
(10.55)
которое можно решить графически. Для этого строится график зависимости tg <р /(йщ1пТф) (рис, 10.16) и по заданному допустимому значению tg <р± находится соответствующее значение (Qrain Тф^.
Условие устойчивости импульсной инерцинной системы АРУ второго порядка при Тп тф, 7ф имеет вид
<1о-5б)
Т2 Тф
Следует заметить, что непрерывные системы АРУ второго порядка всегда устойчивы.
Рис. 10.16. Графики зависимостей tg<p=f (йшшТф).
Пример 10.2. Требуется рассчитать систему АРУ второго порядка.
Исходные данные: те же, что и в примере 10.1, за исключением того, что длительность переходного процесса должна быть меньше tyy = 0,1 с.
Расчет
1. Все данные, полученные при расчете стационарного режима, такие же, как и в примере 10.1, яр = 6, Дару = 0,58, Утах = = 32,7, Na = 7,06.
2. В системе АРУ первого порядка заданную длительность переходного процесса обеспечить невозможно, так как условие выбора максимально допустимого значения постоянной времени Тф (10,47) Тф 0,1 (1 + 7,06)/2,2 = 0,367 с несовместимо с условием (10.45) выбора минимального значения (см. пример 10.1) тф 0,72 с.
3. Для системы АРУ второго порядка максимально допустимое значение (10.52) меньшей постоянной времени тф равно тф 0,1/6 = 0,167 с.
Параметр 0, необходимый для дальнейших расчетов, равен (10.54) ft = 7,06/32,7 = 0,216.
Минимальное значение тф определяем из условия (10,52)
Р2 =................. = 4,81, .
У 2-0,216 [(1,05)2-1]
414 •
pg== J^O,5 ]/1 + (4-0,216-0,1)2 — 1 =2,3.
Уравнение (10.55) решим графически, построив функцию tg<Pi = f (йт1ПТф) (рис, 10.16, б) и проведя горизонтальную прямую с ординатой tgcpx = tglOQ = 0,176. В результате получим (йпнп'Гф)! = 1,9- Из трех чисел наибольшее определяет рп — 4,81. Минимальное значение тф (10.52) равно тф 4,81/314 = 0,0153 с. Следовательно, 15,3 мс тф 16,7 мс. Выбираем тф = 16 мс. При этом из (10.52) находим постоянную времени т2 = 4 • 7,06Х X 0,016 = 0,452 с.
10.5. ВЫБОР И РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ЦЕПИ АРУ
Проектирование системы АРУ заканчивается выбором и расчетом принципиальных схем элементов цепи АРУ на основе рассчитанных параметров цепи АРУ. Чтобы реализовать расчетное значение коэффициента усиления цепи обратной связи, в состав АРУ вводится усилитель. Целесообразнее всего осуществлять усиление по переменному току, т. е. усиление сигнала до детектора АРУ, так как в этом случае проще реализовать большую стабильность параметров цепи АРУ. Усилители переменного тока в цепи АРУ строятся по той же схеме, что и выходные каскады приемника (УПЧ, УНЧ, ВУ).
В качестве детектора АРУ иногда используется основной детектор приемника, в этом случае сигнал регулирования снимается с нагрузки этого детектора и через разделительный фильтр подается в цепь АРУ. Детектор АРУ можно рассчитать по общей методике, изложенной в гл. 9. Но, учитывая, что к детектору АРУ предъявляются менее жесткие требования, чем к детектору приемника, эту методику можно упростить. Чтобы обеспечить коэффициент передачи диодного детектора близким к единице (7<д да 1) и большое входное сопротивление, сопротивление нагрузки детектора /?Нд выбирают в пределах 100—500 кОм. При этом емкость детектора Ся должна быть значительно больше межэлектродной емкости диода и удовлетворять условию
Сд>(10...20) Янд Ат1и. (10.57)
Часто детектор используется и как инерционное звено, обеспечивающее рассчитанную постоянную времени тэ = тф. В системах второго порядка большую расчетную постоянную времени т2 > Тф реализуют с помощью дополнительного фильтра
)?2С2 = т2. (10.58)
В импульсной системе АРУ эквивалентная постоянная времени пикового детектора (рис. 10.12) должна быть равна расчетному значению постоянной времени тв цепи АРУ.
гэ =—1еА_( (10.59)
Тв+ Тр/<?
где q = Тп/т — скважность импульсного сигнала; т3 = (7?0 + ‘ + Яд) Сд — постоянная времени заряда конденсатора (Сд) детектора; /?0 — сопротивление источника импульсного тока (например, выходное сопротивление видеоусилителя); 7?д — сопротивление диода детектора; тр = /?НДСД— постоянная времени разряда конденсатора Сд; 7?.нд — сопротивление нагрузки с учетом входного сопротивления следующего каскада и обратного сопротивления диода, Коэффициент передачи пикового детектора равен
Кпд=Ь-е /е Тр / f 1—е~т -^+тр \ (10.60)
\ Тр Тз /
Если выполняются условия Tn/q т3 и Тп <<: тр> то
Кпд « Тр/(Тз9 + Тр). (10,61)
Если считать, что 7<пд и тф заданы, то, решая совместно уравнения (10.59) и (10.60), можно определить постоянные т3 и тр;
Тз = Тф/Кпд?; Тр = Тф/ (1 — Кпд). (10.62)
Определив из расчета видеоусилителя Ro, а по справочнику прямое сопротивление диода /?д, можно найти емкость детектора
Сд = тз/ (7?0 + Яд) (10.63)
и сопротивление нагрузки
Кнд = тр/Сп. (10.64)
Усилитель постоянного Тока (УПТ) необходимо использовать в том случае когда нельзя обеспечить требуемое линейное усиление до детектора АРУ. Функции УПТ в этом случае иногда выполняет один из регулируемых каскадов приемника.
Задержка в цепи АРУ осуществляется подачей запирающего напряжения на один из усилительных каскадов или на детектор цепи АРУ. В приемных устройствах, в которых необходимо сохранить амплитудную модуляцию с высокой степенью точности и обеспечить независимость средней амплитуды на выходе от глубины модуляции, задержку надо вводить после фильтра АРУ. В этих цепях переменная составляющая значительно ослаблена, и поэтому не возникает дополнительных нелинейных искажений за счет отсечки ее.
При проектировании приемного устройства на ИС для цепи АРУ также подбираются соответствующие' ИС. В настоящее время разработаны и выпускаются промышленностью отдельные универсальные ИС, в которых в одном корпусе собраны практически все элементы системы (УПЧ, детектор и цепь АРУ). Примером могут служить универсальные ИС типа К2ЖА372 и К2ЖА421, К2ЖА243 [8].
Пример 10.3. Требуется выбрать и рассчитать элементы цепей АРУ, параметры которых рассчитаны в примерах 10.1 и 10.2. 416
Исходные данные-, исходными данными служат параметры цепей АРУ первого и второго порядка, рассчитанные в примерах 10.1 и 10.2.
Расчет
Чтобы реализовать рассчитанные параметры системы АРУ первого порядка: Лу = 2,32, Кпд = 0,25, U3 = 1 В, тф = 1 с, £/р шах ~ 0,29 В (при А(7вых тах — 0,5 В), — производим выбор и расчет элементов цепи АРУ.
1 В качестве усилителя цепи АРУ используем интегральную схему К2УИ181, обладающую параметрами, приемлемыми для данной цепи АРУ: Ку 3, т = 1 мс, Ро = 400 Ом.
Рис. 10.17. Принципиальная схема импульсной системы АРУ.
2. Если рассчитанная постоянная времени цепи АРУ определяется фильтром, то можно выбрать следующие параметры этого -фильтра: ₽ф = 100 кОм, Сф = 10 мФ.
3. Если пиковый детектор проектировать на диоде КД503А с = 200 Ом так, чтобы его эквивалентная постоянная времени равнялась тэ = тф, то постоянные заряда и разряда (10.62) Должны быть равны т3 = 1/0,25 • 103 = 4 • 10_3 с, тр = 1/(1 — 0,25) = -= 1,33 с.
4. Если сопротивление заряда Ra = (Ro + /?д) = 600 Ом, то емкость детектора (10.63) равна Ся = 4 • 10-3/600 = 6,66 мкФ.
5. Сопротивление нагрузки детектора (10.64) равно /?ид — — 1,33/6,66 • 10~6 = 200 кОм.
6. Для того чтобы исключить шунтирование нагрузки детектора сравнительно низким входным сопротивлением цепи регулировки, на выходе АРУ используем стоковый повторитель на полевом транзисторе КП102Л. Запас усиления в видеоусилителе компенсирует потери усиления в стоковом повторителе.
Параметры системы АРУ второго порядка отличаются от параметров системы АРУ первого порядка только постоянными времени 'Тф
7. Постоянная времени определяется пиковым детектором, поэтому из (10.62) т3 = 0,016'0,25 • 103 = 0,064 • 10~3 с, тр = « 0,016/(1 —0,25) = 22,3 • 10-3 с.
14 Зак. 895 * 17
8. Емкость детектора (10.63) Сд = 0,064 • 10"3/600 = 0,107 мкФ.
9. Сопротивление нагрузки детектора (10.64) /?яд = 22,3 х X ;0"3/0,107 • 10~6 = 208 кОм.
10. Сопротивление фильтра выбираем равным /?ф — 510 кОм,, при этом емкость фильтра Сф = 0,452/510 • 103 = 0,888 мкФ.
Принципиальная схема рассчитанных импульсных систем АРУ приведена на рис. 10.17.
10.6. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ НЕКОТОРЫХ РАЗНОВИДНОСТЕЙ СИСТЕМ АРУ
При проектировании радиоприемного устройства РЛС необходимо учитывать, что на его вход поступают не только полезные сигналы (сигналы от целей), но и помехи, в частности отражения от местных предметов (зданий, возвышенностей, облаков, дождя и т. д.), которые могут создавать перегрузку каскадов приемника. Для уменьшения влияния такого рода помех [4] в приемных устройствах применяют быстродействующие автоматические регулировки усиления (БАРУ).
Особенности проектирования БАРУ заключаются в том, что-постоянную времени ФНЧ необходимо выбирать равной или несколько большей длительности полезного сигнала так, чтобы БАРУ не успевало уменьшить усиление приемника во время действия этого сигнала. БАРУ не может охватывать сразу несколько каскадов приемника, так как в этом случае создается опасность самовозбуждения регулируемого усилителя из-за слабой развязки в цепи обратной связи по высокой частоте при малой постоянной времени ФНЧ.
Для обеспечения быстрой регулировки усиления при изменении помех в большом динамическом диапазоне самостоятельные цепи БАРУ вводят в нескольких каскадах приемника. Каждая цепь БАРУ содержит детектор и фильтр, кроме того, в ее состав могут входить усилители переменного и постоянного тока. Выбор параметров БАРУ, кроме указанных выше, и расчет ее элементов производятся так же, как и для инерционных АРУ.
На входе приемного устройства обзорной РЛС уровни сигнал лов, отраженных от различных целей, в значительной степени зависят от дальности до этих целей. Для выравнивания амплитуд выходных сигналов в таких приемных устройствах [4] применяют временные (программные) автоматические регулировки усиления-(ВАРУ), формирующие регулирующее напряжение специальной (обычно экспоненциальной) формы (рис. 10.1). Исходные данные, необходимые для проектирования ВАРУ: динамический диапазон изменения амплитуд входного сигнала D, т. е. диапазон изменения усиления приемника; период повторения импульсных сигналов Тп, длительность импульсов г, время действия ВАРУ Товару- По заданному диапазону изменения усиления D определяют число -.ре-418
гулируемых каскадов и необходимое максимальное регулирующее напряжение Up max так же, как и для замкнутых систем АРУ.
Параметры Тп, т, Твару, Up max служат исходными данными для расчета импульсного формирующего (программного) устройства, в качестве которого можно использовать ждущий генератор пилообразного напряжения [9]. В состав ВАРУ (рис. 10.18) входит источник питания Ер, зарядное устройство ЗУ, обеспечивающее заряд конденсатора С и управляемое синхронизатором РЛС, разрядное устройство (РУ) и эмиттерный повторитель (ЭП), обеспечивающий необходимую развязку с цепями регулировок усилителя.
В настоящее время автома
тические регулировки усиления широко используются при проектировании приемных устройств со специальными видами амплитудных характеристик, в том числе логарифмических, дискретных и др. Наи-
Рис. 10.18. Схема системы ВАРУ.
более полно вопросы проекти-
рования таких устройств изложены в работах [4, 10, 111.
При проектировании приемных устройств с АРУ часто приходится учитывать, что на его входе действуют не только сигналы, но и помехи (белый шум). Если на выходе приемника используется только часть составляющих спектра сигнала, расположенных вблизи несущей частоты (например, в приемных устройствах РЛС сопровождения по угловым координатам), то под действием АРУ, имеющей сравнительно малую постоянную времени фильтра нижних частот (ФНЧ), энергия помех вблизи несущей частоты может возрасти 112]. В этом случае для уменьшения этих помех приходится увеличивать постоянную времени ФНЧ тф. Время переходного процесса (10.47) при этом соответственно возрастает. .Иногда применяют переключение постоянных времени ФНЧ в цепи АРУ. При появлении помех в цепи АРУ включается фильтр с большой постоянной времени. Максимальное значение постоянной времени выбирают исходя из допустимого увеличения инерционности всей системы, в которую входит приемное устройство с АРУ.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Тартаковский Г. П. Динамика систем автоматической регулировки усиления. М.. Госэнергоиздат, 1957.
2. Крылов Г. М., Смирнов Г. А Транзисторные усилители с автоматической регулировкой усиления. М., «Энергия», 1967.
3. Крисилов Ю Д. Автоматическая регулировка и стабилизация усиления транзисторных схем. М., «Сов. радио», 1972.
4. Лукошкин А. П. Радиолокационные усилители с большим диапазоном входных сигналов. М., «Сов. радио», 1964.
5. Волков В. М. Логарифмические усилители на транзисторах. Киев, «Техника», 1965.
14 * 419
6 Быстрик В. Ф. Стационарный режим транзисторного усилителя. — «Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника», 1968, т. XI, № 4.
7. Быстрик В. Ф. Аналитические выражения амплитудных характеристик транзисторного усилителя с АРУ. — «Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника», 1968, т. XIII, Ns 12. ]
8. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интег-, ральным схемам. Под ред. Горюнова Н. Н. Изд. 3-е, М., «Энергия», 1972. Авт.: Н. Н. Горюнов, А. Ю. Клейман, Н Н. Комков и др.
9. Степаненко И П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. •
М., «Энергия», 1973. 4
10. Волков В. М. Функциональные электронные усилители с широким; динамическим диапазоном. Киев, «Техника», 1967. 4
' 11. Крылов Г. М., Вишневская А. В. Проектирование логарифмических
усилителей с непрерывным детектированием сигналов. М., «Энергия», 1970.
12. Широков В. В.. Репин В. Г. Воздействие помех на систему автоматической регулировки усиления. — «Радиотехника», 1959, Ns 4.
11
АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ В РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ
11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ АВТОМАТИЧЕСКОЙ ПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ
При проектировании супергетеродинных радиоприемных уст-, ройств различного назначения предусматривают ручные и автоматические регулировки частот гетеродинов. Указанные регулировки необходимы для обеспечения настройки приемника на частоты разных источников сигналов и подстройки его, чтобы создать наилучшие условия приема сигналов при всех возможных изменениях как частот сигналов, так и частот настроек приемника [1]. Изменения-частот могут быть вызваны колебаниями температуры, влажности и давления окружающей среды, изменениями условий распространения радиоволн, напряжений источников питания, эффектом Допплера и рядом других факторов. Несущая частота сигнала может также изменяться в соответствии с заданной программой (например, при быстрой перестройке от импульса к импульсу частоты передатчика импульсной РЛС). Если в приемном устройстве не применять регулировок частот, то необходимо расширять его полосу пропускания так, чтобы принимаемые сигналы не выходили из полосы приема при всех условиях эксплуатации. Это приводит к ухудшению чувствительности и избирательности приемника.
Ручные регулировки частоты (РРЧ) сравнительно просты, и их часто применяют в радиоприемных устройствах. Однако, так как изменения частот нерегулярны, то наибольшую эффективность при-420
ема можно обеспечить, применяя автоматическую подстройку частоты (АПЧ) гетеродина.
По характеру изменения частоты подстраиваемого гетеродина системы АПЧ делятся на две группы [2].
1. Системы АПЧ, стабилизирующие частоту гетеродина. В этом случае АПЧ осуществляет подстройку частоты гетеродина (Г) под эталонную частоту (рис. 11.1).
К смесителю
В качестве источника колебаний эталонной частоты могут использоваться высокочастотные контуры, которые определяют стабилизируемую частоту. Измерительный элемент (ИЭ) при этом представляет собой 'частотный детектор (ЧД), настроенный на эталонную частоту. Эталоном могут также быть колебания генератора эталонной частоты (ГЭЧ). Колебания гете-
Рис. 11.1. Структурная схема системы АПЧ, стабилизирующей частоту гетеродина.
родина и эталонного генератора сравниваются в ИЭ, в качестве
которого может использоваться фазовый детектор (ФД). Напряжение, пропорциональное отклонению частоты гетеродина от эталон
а.
Рис. 11.2. Структурная схема системы АПЧ, Рис. 11.3. Структурная схема стабилизирующей промежуточную частоту системы АПЧ с поисковым сигнала. устройством.
ной, используется в качестве сигнала ошибки в цепи управления гетеродина, состоящей из фильтра нижних частот (ФНЧ), усилителя постоянного тока (УПТ) и регулятора частоты (РЧ).
2. Системы АПЧ, стабилизирующие промежуточную частоту сигнала /п, т. е. разность (или сумму) частот сигнала (передатчик!) /с и гетеродина /г, которые могут независимо меняться под дейст-'вием различных причин (рис. 11.2). В таких системах АПЧ, в отличие от систем первой группы, содержится еще смеситель (С) и усилитель промежуточной частоты (УПЧ). Как и в системах первой группы, промежуточная частота здесь сравнивается с эталонной, 14В Зак. 895 421
в качестве которой можно использовать частоту настройки ЧД или частоту ГЭЧ.
Часто в системах АПЧ используют поисковое устройство (ПУ), управляющее частотой гетеродина по определенной программе (рис. 11.3). После того как частота гетеродина достигает значения, обеспечивающего попадание сигнала в полосу приема, в устройстве захвата (УЗ) вырабатываются сигналы «захвата» и перестройка частоты гетеродина прекращается. В качестве ИЭ в этом случае можно использовать резонансный контур, настроенный на стабилизируемую частоту гетеродина (для первой группы систем АПЧ) или на промежуточную частоту (для второй группы систем АПЧ). В некоторых системах АПЧ одни и те же каскады (чаще всего это выходные) могут сначала работать в режиме «поиска», а затем при «захвате» переходить в режим слежения за частотой сигнала. Известны системы АПЧ, которые используются как измерители частоты сигнала [4].
По виду схем различают: электронные системы АПЧ, в которых используют только электронные элементы для усиления и преобразования сигналов, а также для регулировки частоты, и электромеханические системы АПЧ, в которых наряду с электронными элементами содержатся механические регуляторы частоты.
Электронные системы АПЧ обладают ббльшим быстродействием, чем электромеханические, а электромеханические системы АПЧ позволяют обеспечить больший диапазон подстройки частоты. Часто используют комбинированные системы, в которых применены и электромеханические и электронные АПЧ. При этом обеспечивается сравнительно большой диапазон подстройки частоты и достаточное быстродействие.
По характеру сигнала различают: непрерывные, импульсные и дискретные системы АПЧ. В дискретных системах АПЧ регулирующее напряжение формируется из импульсов одного такта работы приемника, а используется в следующем такте [б, 6].
По типу измерительного элемента системы АПЧ делятся на частотные (АПЧ) и фазовые (ФАПЧ). В частотных системах АПЧ в качестве измерительного элемента используются частотные детекторы, а в ФАПЧ—фазовые детекторы [4].
По быстродействию системы АПЧ делятся на быстрые (БАПЧ) и медленные инерционные [8]. В медленных системах АПЧ время установления переходного процесса во много раз больше времени установления переходного процесса в приемном канале, определяемого полосой пропускания канала (для импульсных приемных устройств — несколько периодов повторения импульсов). В БАПЧ время установления переходного процесса меньше длительности ' импульсных сигналов.
По характеру зависимости ошибки от величины внешнего воз- i действия системы АПЧ делятся на статические и астатические. Статическими называются такие АПЧ, в которых при постоянном внешнем воздействии имеется постоянная установившаяся ошибка, за-422
висящая от величины воздействия. Астатическими называются такие системы, в которых при любом постоянном внешнем воздействии установившаяся ошибка равна нулю. Система является астатической, если в ее составе имеются интегрирующие элементы. Примером астатической! системы АПЧ является ФАПЧ.
Основными узлами АПЧ являются гетеродин, регулятор частоты гетеродина, частотный или фазовый детектор и фильтр низких частот. Кроме того, в систему АПЧ могут входить смеситель, преобразователь напряжения, усилители и эталоны частоты (источники эталонных колебаний).
Н2. РАСЧЕТ НЕПРЕРЫВНЫХ ЧАСТОТНЫХ СИСТЕМ АПЧ
Вначале рассмотрим методику расчета электронной непрерывной частотной системы АПЧ второй группы (рис. 11.2). Методика расчета такой системы АПЧ является более общей, ее можно распространить и на другие варианты системы АПЧ с учетом их особенностей. На выходе ЧД формируется управляющее напряжение, которое через ФНЧ и УПТ подается на РЧ гетеродина. Номинальные значения частот промежуточной, гетеродина и сигнала соответственно равны Дп, Дг, До. Под действием различных дестабилизирующих факторов частоты сигнала и гетеродина изменяются (АД, АД) и становятся равными
Д = До + АД; Д=Дг + ДД. • (ПД)
Для нижней настройки гетеродина (Дг < До) промежуточная частота, ее номинальное значение и изменение равны
In — Д — Д ~ /оп 4* АД; ДГ1 = Дс Дг1 АД = АД АД. (11.2) Нижняя настройка гетеродина выбрана для большей определенности расчета, хотя методика расчета пригодна и для верхней настройки гетеродина (Дг > До), так как в этом случае изменяется только знак отклонения промежуточной частоты. Управляющее напряжение зависит от изменения промежуточной частоты.
Основные характеристики и параметры систем АПЧ
Статической характеристикой регулятора частоты (рис. 11.4) называется зависимость изменения частоты АД стабилизируемого гетеродина от подаваемого на него управляющего напряжения ц VyUp.
АД = <р (Пупр). (11.3)
Начало отсчета на этих характеристиках выбирается в середине рабочего диапазона частот гетеродина. В этой точке частота гетеродина Д должна соответствовать номинальному значению Дг, а управляющее напряжение должно быть равно нулю (СДпр = 0). Участок характеристики, проходящий через начало координат (начальный участок), аппроксимируется прямой линией. Крутизной 14В* 423
статической характеристики регулятора частоты на этом участке называется величина
! - .Jfo-I
®Ч dt/ynpr упр-°*
(П-4)
Как правило, за пределами начального участка крутизна постепенно уменьшается и становится равной нулю. Возможный диапазон управления частотой определяется граничными значениями изменения частоты гетеродина Д/гх и Д/г2 и управляющего напряжения ^ynpi И UуПр2-
Рис. 11.4. Статическая характеристи- Рис. 11.5. Статическая характеристика РЧ гетеродина. ка ИЭ (ЧД).
Статической характеристикой измерительного элемента называется зависимость в установившемся режиме напряжения (7Р, развиваемого на его выходе, от величины отклонения частоты Д/п сигнала (в данном случае промежуточной) от номинального значения /Оп:
t/p = (Д/п). (11.5)
Вид статической характеристики определяется частотной характеристикой УПЧ и статической характеристикой частотного детектора. Если полоса пропускания УПЧ, входящего в состав измерительного элемента, значительно больше полосы частот между экстремумами характеристик частотного детектора (как чаще всего и бывает на практике), то характеристика измерительного элемента определяется в основном характеристикой ЧД.
Крутизной статической характеристики измерительного элемента (частотного детектора) на начальном линейном участке называется величина
В зависимости от схемы частотного детектора и выбранной полосы пропускания УПЧ характеристика ИЭ может быть различной (рис. 11.5). За начало отсчета по шкале частот на характеристике 424
. частотного детектора взята точка, соответствующая номинальному значению частоты настройки частотного детектора /Чд. В системах АПЧ, поддерживающих промежуточную частоту сигнала постоянной, эта частота совпадает с номинальным значением промежуточной /чд = /оп- Пределы начального линейного участка характеристики - определяются граничными значениями отклонения промежуточной частоты Д/п1 и Д/п2 и напряжения (7р1 и Пр2 (рис. 11.5). За пределами этого участка крутизна постепенно падает, а затем может менять знак на обратный (кривая 2). Если в начальный момент (в момент включения системы АПЧ) частоты сигнала и гетеродина изменяются на постоянную величину Д/о нач и Д/г нач, то и промежуточная частота в этот момент будет отличаться от своего номинального значения на величину начальной расстройки
А/нач = Д/с нач А/г нач- (И-7)
В результате подстраивающего действия частотной системы АПЧ частота гетеродина стремится к тому значению, при котором промежуточная частота будет мало отличаться от номинальной. Для статической АПЧ в установившемся режиме промежуточная частота сигнала /пу отличается от номинальной /Оп на остаточную ошибку А/о
А/о = Л/оп =/пу “/оп- (Н-8)
Отношение величин начальной расстройки Д/нач и остаточной ошибки Д/о характеризует эффективность работы системы АПЧ и называется коэффициентом подстраивающего действия частотной системы АПЧ [11
Q = Д/нач/Д/0. (11.9)
Установившийся режим определяется точкой пересечения характеристик частотного детектора и регулятора частоты гетеродина ' (а на рис. 11.6), построенных в системе координат Д/п, (7упр. При этом характеристика частотного детектора проходит через начало координат Д/п = 0, ’ Пупр = 0 и ее ординаты увеличены в Хупт (Хунт — коэффициент усиления УПТ) раз, а характеристика регулятора частоты смещена по оси абсцисс на величину начальной расстройки Д/нач. При малых начальных расстройках, когда точка пересечения а не выходит за пределы линейных участков этих характеристик, коэффициент подстраивающего действия равен
Q = 1 + |5Чд5р,ч|Хупт. (11.10)
Из рис. 11.6 и формул (11.7) и (11.8) видно, что установившееся значение остаточной ошибки при этом линейно зависит от начальной постоянной расстройки. Зависимость остаточной ошибки от начальной расстройки Д/о = у (Д/Нач) при больших расстройках можно определить графоаналитическим методом [11.
Если постепенно увеличивать начальную расстройку .(рис. 11.6, а), то остаточная ошибка вначале остается небольшой,
Рис. 11.6. Зависимость остаточной ошибки от начальной расстройки.
а затем, так как характеристики пересекаются на склоне характеристики частотного детектора, возрастает (рис. 11.6,6) значительно. При больших расстройках подстраивающее действие АПЧ .уменьшается. Характеристика АД = у асимптотически прибли-
жается к пунктирной прямой, показывающей связь между АД и А/нач ПРИ бездействующей системе АПЧ, когда АД = А/Нач- Для частотного детектора со статической характеристикой 1 на рис. 11.5 характеристика АД = у (А/нач) ПРИ больших расстройках проходит параллельно пунктирной линии.
Полосой схватывания Пох (рис. 11.6, 6) называют область отклонений (между абсциссами точек Ai и А) промежуточной частоты сигнала от номинального значения, внутри которой обеспечивается эффективное подстраивающее действие системы АПЧ, если предварительно система не находилась в режиме подстройки.
Полосой удержания Пу называют область (между абсциссами точек и Б) отклонений промежуточной частоты сигнала, внутри которой обеспечивается эффективное подстраивающее действие системы АПЧ, если предварительно система находится в режиме подстрой
ки. Полоса схватывания обычно меньше полосы удержания Псх< Пу, а в некоторых случаях они равны. Для системы АПЧ, имеющей частотный детектор с характеристикой, соответствующей кривой 2 на рис. 11.5, полоса удержания больше полосы схватывания (рис. 11.6), так как в режиме слежения точка устойчивого равновесия а будет находиться на начальном участке характеристики частотного детектора и при расстройках, превышающих АДач1, но меньших АДач2.
Временем установления переходного процесса /уч называется временной интервал, который отсчитывается от момента изменения частоты сигнала на входе и по истечении которого изменение промежуточной частоты отличается от своего установившегося значения на 10%, т. е. АД = 1,1 АД.
Переходные процессы в системе АПЧ наблюдаются при быстрых изменениях частот сигнала или колебаний гетеродина. Предполага-426
ется, что длительность этих изменений значительно меньше длительности переходного процесса. Длительность переходного процесса зависит от вида и параметров инерционных цепей системы АПЧ, а также в значительной степени определяется величиной коэффициента подстраивающего действия (Q) системы АПЧ. Инерционными цепями могут быть ЧД, ФНЧ, РЧ. С точки зрения быстродействия постоянные времени этих цепей необходимо выбирать возможно меньшими, a Q, наоборот, большим. При большом Q время установления в замкнутой цепи АПЧ во много раз меньше, чем время установления переходных процессов в инерционных цепях. Однако уменьшение постоянных времени инерционных звеньев и увеличение коэффициента подстраивающего действия ограничены условиями обеспечения устойчивости, а также допустимым расширением спектра частот колебаний гетеродина под действием помех, проникающих на регулятор частоты гетеродина. Особое значение приобретают вопросы устойчивости систем АПЧ, в которых имеется несколько инерционных цепей с близкими по величине постоянными времени, или цепи (контура УПЧ и частотного детектора), создающие запаз-дываниЛ сигналов.
При проектировании системы АПЧ необходимо произвести анализ устойчивости системы или выбрать параметры ее такими, чтобы она была устойчивой. Система АПЧ устойчива, если после устранения возмущающего воздействия она возвращается в состояние равновесия. Система АПЧ возбуждается на какой-то частоте Йо, называемой собственной, если сдвиг фазы <р в цепи 180° и коэффициент передачи на этой частоте не меньше единицы (А(й0) 1).
Учитывая, что параметры системы АПЧ могут быть нестабильными, необходимо обеспечить, чтобы система АПЧ находилась далеко от неустойчивого состояния, т. е. имела запас устойчивости. В противном случае при случайном изменении усиления или сдвига фаз система может стать неустойчивой.
Запасом устойчивости по фазе Д<ру01 называется тот дополнительный сдвиг фаз, который нужно ввести в цепь на частоте, при которой коэффициент передачи равен единице (на частоте среза Qop), чтобы сделать систему АПЧ неустойчивой.
Запасом устойчивости системы АПЧ по амплитуде ААуст называется то дополнительное усиление, которое нужно ввести в систему на частоте Qo, при фазовом сдвиге л, чтобы сделать систему неустойчивой. На практике известно, что достаточно иметь запас устойчивости по амплитуде ААуст = 6... 10 дБ, а по фазе А<руСт = 30 ... ... 40°.
Устойчивость системы АПЧ можно анализировать, пользуясь логарифмическими амплитудно-частотной (ЛАХ) и фазочастотной (ЛФХ) характеристиками, при этом цепь АПЧ должна быть разомкнута между выходом УПТ и входом регулятора частоты (сечение а—а' на рис. 11.2). ЛАХ и ЛФХ разомкнутой цепи АПЧ с коэффициентом подстраивающего действия Q на круговой частоте й, состоящей из п отдельных звеньев, описываются соответственно выраже-
НИЯМИ
K = 201gK(Q) = 201g(Q-l) + j] 201gy((Q), (11.11)
Z—i
<p (Й) = 2 <рг (Q), (11.12)
где 201g yt (Q) = 20 1g Kt (Q)/Kz (0) — нормированные ЛАХ отдельных звеньев цепи АПЧ.
Сначала строят логарифмические характеристики отдельных звеньев, откладывая по оси абсцисс 1g (й) (единицей измерения частоты Q в логарифмическом масштабе является декада), а по оси ординат — коэффициенты передачи, выраженные в децибелах, и сдвиг фаз, выраженный в градусах. Сложив ординаты характеристик отдельных звеньев, можно найти ординаты ЛАХ цепи АПЧ (рис. 11.7).
Рис. 11.7. Логарифмические частотные характеристики системы АПЧ, имеющей Q=101 и содержащей две интегрирующие /?С-цепи с Тф1 = 1 с и Тф2=10 мс.
В технических заданиях на проектирование систем АПЧ гетеродинов супергетеродинных радиоприемных устройств непрерывных сигналов могут быть заданы следующие исходные данные:
— номинальное значение частоты принимаемых сигналов /ос;
— изменение частоты сигнала /с по каким-либо причинам на величину Д/с = Д — /00;
— стабилизируемая промежуточная частота /п;
— допустимая остаточная ошибка системы АПЧ А/о;
— максимально допустимое значение длительности переходного процесса /уч при перепаде частоты сигнала скачком на А/Нач,
— дисперсия флюктуаций частоты гетеродина од;ш при воздействии флюктуационной помехи, сопровождающей сигнал, при заданном их отношении сигнал/помеха на входе у = t/c/aV2.
Кроме того, при проектировании АПЧ гетеродина используются и другие исходные данные, полученные при проектировании приемного устройства. Типовая структурная схема части супергетеродинного приемника, включающей систему АПЧ, приведена на рис. 11.2. Из технических характеристик и параметров, которыми обладает гетеродин, выбранный при проектировании приемника, для расчета АПЧ используются следующие;
— статическая характеристика регулятора частоты (рис. 11.4);
— крутизна статической характеристики регулятора частоты 5рч (11.4);
— граничные значения изменения частоты гетеродина Д/г1 ц Д/г2 и управляющего напряжения {7упр1 и {7упр2, определяющие со« ответственно диапазон перестройки частоты гетеродина 2Д/Г * = А/г1 + Д/г2 и диапазон изменения управляющего напряжения Л^упр = t^ynp2 t/ynplS
— номинальное значение частоты гетеродина /оГ и напряжение (опорное напряжение) (7оР на регуляторе частоты;
— нестабильность частоты гетеродина Д/г.
Если система АПЧ работает по принимаемому сигналу, то ее частотный детектор подключается к УПЧ основного канала приема или к его части. При этом перед смесителем можно использовать усилитель высокой частоты.
Если приемник совмещен с передатчиком, то в системе АПЧ может использоваться самостоятельный смеситель, на вход которого подается часть мощности передатчика. Чаще всего этот смеситель аналогичен основному. В том и другом случае из расчета приемного канала известен уровень сигнала на входе измерительного элемента, а следовательно, и на входе УПЧ (1/п вх). Полоса пропускания УПЧ, входящего в состав АПЧ, может выбираться при проектировании АПЧ или основного канала приема.
Задача проектирования АПЧ заключается в выборе и расчете параметров системы АПЧ и отдельных ее устройств (УПЧ, ЧД, ФНЧ, УПТ).
Изменения частот принимаемых сигналов и гетеродина служат исходными данными для расчета начальной расстройки и полосы схватывания системы АПЧ. Допустимая остаточная ошибка системы АПЧ (A/о) задается в технических заданиях, исходя из допустимого расширения полосы пропускания приемника. Остаточная ошибка получается тем меньше, чем больше коэффициент подстраивающего действия Q. Однако сам коэффициент Q ограничен, так как . нельзя обеспечить сколь угодно большие коэффициенты передачи звеньев АПЧ, а, кроме того, при больших Q система может оказаться неустойчивой.
Частоты гетеродина и промежуточная выбираются при проектировании приемного устройства в целом исходя из заданной номинальной частоты сигнала. Однако следует учитывать, что при сравнительно низких промежуточных частотах возникает опасность захвата системой сигнала с частотой, близкой к частоте зеркального канала, особенно в том случае, когда в АПЧ применяется поиск, осуществляемый в сравнительно широком диапазоне частот. При малых промежуточных частотах в системах АПЧ приходится предусматривать защиту от захвата сигналов с частотами зеркального канала.
Расчет параметров непрерывной частотной системы АПЧ
Так как при расчете АПЧ в приемном устройстве была выбрана нижняя настройка гетеродина (/г < /0), то после смесителя мгновенное значение изменения промежуточной частоты, вызванное изменением частот сигнала и гетеродина, будет равно
Д/п “ Д/о-Д/г- (11-13)
Известно, что изменения частот сигнала и гетеродина могут иметь большое число составляющих, обусловленных разными причинами. Часть этих изменений носит случайный характер, а часть — регулярный. Учет всех этих нестабильностей позволяет определить то максимальное значение изменения промежуточной частоты Д/птах. которое в расчетах АПЧ в каждом конкретном случае используется как начальная расстройка Д/нач = Д/п тах- Если максимальные значения изменений частот сигнала Д/о тах и гетеродина Д/г тах имеют противоположные знаки и носят регулярный характер, то
Д/нач = Д/п max = | Д/о max I 4" I Д/г maxi- (11-14) Если известны дисперсии случайных изменений частот сигнала Од,о и гетеродина Од^, то за начальную расстройку можно принять
Д/нач=1>5/^Г+^Г. (П-15)
Начальная расстройка Д/нач и заданная ошибка АПЧ Д/о позволяют определить требуемое значение коэффициента подстраивающего действия QT частотной системы АПЧ.
Чтобы обеспечить заданную в техническом задании остаточную ошибку Д/о при начальной расстройке Д/нач, коэффициент подстраивающего действия системы АПЧ должен быть равен (11.9)
QT = Д/нач/Д/0. (11.16)
Для выбранного гетеродина известна крутизна статической характеристики регулятора частоты Spq (11.4). На основании рассчитанного коэффициента подстраивающего действия QT можно определить требуемое значение крутизны частотного детектора системы АПЧ
5чдт = (QT - 1)/Зрч. (11-17)
В качестве частотного детектора системы АПЧ могут быть выбраны различные варианты этих детекторов, описание и расчет которых приведены в гл. 9. Методика расчета частотного детектора АПЧ в основном такая же, как для детектора канала приема. Однако выбор некоторых параметров имеет свою специфику.
Основные соотношения для расчета параметров АПЧ приведены в табл. 11.1.
При проектировании системы АПЧ целесообразно обеспечить максимальную крутизну характеристики Зчд max частотного детектора, так как в этом случае для получения требуемой крутизны 430
I Расчетные формулы дл> параметров АПЧ е ЧД Параметры I I на РясстР°енных контурах с резонансом на двух связанных контурах i параллельным | последовательным а ся сад ч в* а со сч Я о 3й S а 1? и* ft Z) *5^. О о « и л* а а Л 13 « - в* ft <0 00 о со в§ fl,2 1чд U da mln) ^ЧД (1 ±0,5 dg mln/V^ 2) f цд ±0,5 dg пнпр^вых(^-±<1вх)| *| __ Z . , „ . _ . - . „ "и ffi 13 + 13 "и 3 w 13 c £ a 13 KJ JT a S 4 JT a В O> 13 C( 5* •*4. co s К 0 E 13 0 О 4 очр* 'н 3 о G E 04 СП 13 X и E( X **. <N О a E сч m 13 (J Ц nF J o" X i cj S' co 1 b. £ 03 и fc co Is 13 d? о be tr ft co в к CQ О К X U CO О я И *$чд ®*14/^Кд//чд CKdg 0*24/к/Сд//Дд Ск ®д64Лд//цд Ск d3 Примера »не. Здесь использованы следующие обозначения: ^—полоса схватывания АПЧ орн максимальной крутизне 5ЧД max* н ^м^*“Полосы частот между экстремумами статической характеристики ЧД при 5цд и 5цд тах соответственно; 2 — частоты, соответствующее экстремумам статической характеристики ЧД; — амплитуда тока промежуточной частоты в цепи коллектора; Кд—коэффициент передачи амплитудных диодных детекторов, входящих в ЧД (см. гл. 9); d9 и ^9mjn—собственное, эквивалентное и минимальное эквивалентное затухания контуров ЧД; и ^вых—затухания, вносимые входным сопротивлением амплитудного детектора и вы- ходным сопротивлением предыдущего каскада; CR—емкость контуров ЧД (для ЧД с двумя связанными контурами С^==6^2=^^ /чд—частота настройки ЧД;й22э — выходная активная проводимость транзистора.
5чдт = 5чд щах Купт потребуется УПТ с минимальным коэффициентом усиления Хупт • При этом необходимо проверить, обеспечиваются ли требуемые полосы удержания и схватывания, которые должны быть не меньше удвоенной начальной расстройки Пу > Пох > 2Д/нач. Расчет системы АПЧ при использовании ЧД с максимальной крутизной выполняется в следующем порядке.
Для частотного детектора выбираются те же транзисторы (высокочастотные и сверхвысокочастотные), что и для УПЧ приемника. Максимальное значение амплитуды тока сигнала промежуточной частоты ограничено током насыщения /нас и равно
/к 0|5/нас.
(11.18)
Выбрав для частотного детектора транзистор, по справочнику находят /нас и
В частотном детекторе используются высокочастотные диоды, как и в детекторе приемного канала. Коэффициент передачи диодного детектора Кд зависит от сопротивления нагрузки частотного детектора /?нчд, которое для непрерывной системы АПЧ выбирается в пределах Хнчд — 200 ... 500 кОм, й от внутреннего сопротивления /?гд диода, которое
как и проходную емкость Сакд находят по справочнику. При этом коэффициент передачи Кя и входное сопротивление RBX д детектора можно найти из графика, приведенного на рис, 11.8, или при Хнчд/Хгд > 50—100 приближенно по формулам
Кд « cos (180*^"ЗКгдл/Ха чд), (11.19)
Хвх д ХиЧд/2.
(11.20)'
Емкость контура выбирается не менее нескольких десятков пикофарад. На меньшую емкость Ск заметно влияют емкости транзисторов и монтажа, не обладающие достаточной стабильностью. Кроме того, при выборе емкости контура необходимо руководствоваться условием обеспечения устойчивости каскадов УПЧ, в качестве нагрузки которых используются контуры ЧД.
Минимальное эквивалентное затухание контуров d9 mln зависит -от собственного затухания контуров (rf « 0,02 ... 0,007) и затуха-432
нии, вносимых выходным сопротивлением транзистора (dBMX) и входным сопротивлением детектора (dBX)i
4» mln ~ “Ь ^вых ”1” ^вх ТГ fgs2a~i~ ~р V (11.21)
2л^ЧдСн I «вхп у
Полосу схватывания АПЧ при максимальной крутизне ЧД определяем из табл. IL 1. Если рассчитанная полоса схватывания для выбранного ЧД, обеспечивающего максимальную крутизну характеристики, больше требуемой Псх$ > Псх т, то определяют максимальную крутизну статической характеристики ЧД по соответствующим формулам табл. 11.1.
При выполнении условия $чд max > $чд т в цепи АПЧ не применяют УПТ. Если Зчд max < Зчд т» то в цепи АПЧ применяют усилитель постоянного тока с минимальным коэффициентом усиления
ЛуПТ mln = <5>ЧДт/<9чд тах« (11.22)
Однако рассчитанная таким образом полоса схватывания может оказаться меньше требуемой. Тогда частотный детектор проектируют так, чтобы в нем реализовалась не максимальная крутизна характеристики, а полоса частот между экстремумами (полоса пропускания) частотной характеристики, обеспечивающая требуемую полосу схватывания. Это достигается расширением полосы пропускания между экстремумами. Полосы частот между экстремумами (Пм), при которых обеспечиваются требуемые полосы схватывания, для первых двух ЧД можно оценить по формулам табл. 11.1.
Для ЧД на расстроенных контурах с последовательным резонансом полоса схватывания зависит только от свойств (§22э и /к) транзистора, к которому подключены контуры ЧД. Поэтому в нем не удается менять полосу схватывания, изменяя полосу частот между экстремумами характеристики.
Для частотных детекторов, у которых требуемая полоса схватывания зависит от полосы частот между экстремумами Пм, крутизна характеристики будет определяться эквивалентным затуханием
da = Пм//чд. (11.23)
При этом следует помнить, что для частотного детектора с двумя связанными контурами параметр связи между ними выбирается равным единице
₽ = V^=1* (11.24)
А так как практически трудно реализовать &св > 0,1 ...0,2, то затухание контуров
da = ga К /2л/чдСк <0,1... 0,2. (11.25)
Требуемое затухание можно обеспечить, либо выбирая емкость контура Ск, либо вводя дополнительный шунт, от величины которого зависит эквивалентная проводимость контура gb к.
Рассчитанные значения эквивалентных затуханий d8 контуров позволяют определить крутизну характеристик частотных детекторов Зцд. '
Коэффициент усиления УПТ Лупт рассчитывается по формуле
Купт — 5чдт/5чд. (11.26)
Напряжение сигналов промежуточной частоты на базах тран- i Зйсторов, к которым подключены контура, Н
Пбэ = /к/|К21В|, . (11.27)
где У218 — прямая проводимость транзистора в схеме с ОЭ« Если Йбэ > Ua вх, то перед частотным детектором используется дополнительный УПЧ, с минимальным коэффициентом усиления
Купч р = Пбэ Ша вх. (11.28)
Для стабилизации крутизны статической характеристики ЧД при изменении уровня входного сигнала в его транзисторах используется режим ограничения, для обеспечения которого коэффициент усиления УПЧ следует выбирать в 2—3 раза больше расчетного: Купч = (2—3) Купч р • Чтобы частотная характеристика УПЧ заметно не влияла на полосу схватывания, полосу пропускания УПЧ выбирают не меньше требуемой полосы схватывания, т. е. Пупч Псх т. Выбранная полоса пропускания Пупч и требуемое значение коэффициента усиления Купч являются исходными для расчета УПЧ АПЧ. Методика расчета УПЧ приведена в гл. 5.
Тип фильтра и постоянные времени его звеньев выбирают так, чтобы длительность переходного процесса не превышала заданной величины /уч, флюктуации промежуточной частоты были меньше допустимых ДД1 и при выбранных параметрах в системе АПЧ выполнялись условия устойчивости (с учетом необходимого' запаса устойчивости). Если начальная расстройка Д/нач не превышает пределов линейных участков характеристики частотного детектора (приближенно < 0,5Пм) и регулятора частоты гетеродина, то максимально возможную величину постоянной времени ФНЧ, выполненного в виде однозвенной интегрирующей /?С-цепи, можно определить по формуле
Тф шах < /y4Q/lg 10 (Q - 1). (11.29)
При больших начальных расстройках, попадающих за экстремумы характеристики ЧД, 4
тф tnax^s
<_____________________________________________________________ -
• 2__________ _____________!__________ 1_. . / пм _,у
5” ’
\ ^/нач/ \ Д/нач / \
(11.30)
Если в системе АПЧ используются безынерционные регулятор частоты и измерительный элемент, а инерционными свойствами обладает только ФНЧ, то система АПЧ, содержащая однозвенную и даже двухзвенную интегрирующие /?С-цепи, устойчива при любом Коэффициенте Q. Однако при ограниченной полосе пропускания контуров УПЧ и ЧД в них имеет место запаздывание сигнала, которое отрицательно сказывается на устойчивости работы АПЧ. Минимально допустимое значение постоянной времени интегрирующей /?С-цепи, при которой обеспечивается устойчивая работа АПЧ, с учетом времени запаздывания т3 уС1, в контурах УПЧ и ЧД равно
Тф mini 2 (Q —• 1) Тз уст/лу (11.31)
Рис. 11.9. Графики для расчета
*tS уст В УПЧ:
1 — одиночные контуры, настроенные на одну частоту; 2 — одиночные попарно-расстроенные контура при критической расстройке; 3 — одиночные контура, настроенные на три частоты при критической расстройке; 4 — пары связанных контуров при критической связи,
Минимальное значение постоянной времени ФНЧ, при которой обеспечивается расширение спектра гетеродина при воздействии шумов не больше допустимого значения по отношению к полосе пропускания УПЧ, равно
\ (Q-I)
4nY(eV’-l)nyn4pf
(11.32)
где Рс = 0дгт/Пупч — относительное расширение спектра гетеродина, сгд?ш — среднеквадратичное значение флюктуаций частоты гетеродина. Большая из величин тф ш1п х и тф mfn2 является расчетным значением минимальной постоянной времени RC-цепи ФНЧ,
Время запаздывания т3 уст обусловлено типом применяемых контуров, их числом п и полосой пропускания УПЧ:
т3 уст = Уй/Пупч, (11.33)
где Уз — коэффициент , зависящий от типа и числа контуров и определяемый с помощью кривых, приведенных на рис. 11.9.
Если условия (11.29)— (11.32) окажутся несовместимыми, т. е.
<гф mln > тф шах, то можно в ФНЧ выбрать постоянную времени 435
тф тех. а Для обеспечения устойчивости системы АПЧ при такой постоянной времени ФНЧ расширить, если это возможно, полосу пропускания УПЧ так, чтобы обеспечить малую величину времени запаздывания
<8 уст == ЛТФ шах/2 (Q 1). (11.34)
Такое время запаздывания можно получить, если вместо полосы пропускания Пупч выбрать полосу пропускания, обеспечивающую малую т8 уст, из условия
П3>у37г3уст, (11.35)
При этом расчет УПЧ необходимо произвести заново, введя в него новую полосу пропускания П3. При больших начальных расстройках А/нач расчетные параметры могут оказаться нереализуемыми. В этом случае в системе АПЧ применяют «поиск» сигнала,
Особенности построения и проектирования импульсных частотных систем АПЧ
Импульсные частотные системы АПЧ используются для подстройки частоты непрерывных колебаний гетеродина импульсного приемника по несущей частоте импульсных сигналов. Различают импульсные частотные системы АПЧ инерционные и быстродействующие (БАПЧ). В первых сигнал рассогласования на выходе частотного детектора вырабатывается в результате действия каждого импульса, однако частота гетеродина подстраивается постепенно в течение нескольких периодов Тп импульсных сигналов. В таких системах используются ФНЧ с большой постоянной времени тф Тп, поэтому по своим статическим и динамическим характеристикам они близки к системам непрерывного действия.
Во вторых отклонение промежуточной частоты в начале импульсного сигнала от номинального значения уменьшается в течение действия импульса длительностью т, так что к моменту его окончания переходные процессы в системе затухают и производится запоминание установившегося к концу импульса значения частоты гетеродина на весь период Та. Работа БАПЧ в течение импульса аналогична работе непрерывной системы АПЧ, Системы БАПЧ рассмотрены в работе 141,
Если при проектировании импульсной системы АПЧ можно выбрать полосу пропускания УПЧ АПЧ Пупч и контуров частот-' ного детектора Пм во много раз больше ширины спектра импульсного сигнала (практически достаточно, чтобы Пупч > (5 ... 10)/т, Пми > (5 10)/т), а постоянную времени ФНЧ такую, чтобы дли-
тельность переходного процесса составляла несколько периодов повторения импульсных сигналов (7уч 10Тп), то расчет импульсной системы АПЧ практически ничем не отличается от расчета непрерывной системы АПЧ. Кроме того, если выбрать постоянные времени цепей нагрузок ЧД значительно больше периода Тп, то 436
этот детектор работает и как частотный, и как пиковый. При этом структура импульсной системы АПЧ ничем не отличается ог структуры непрерывной системы АПЧ.
Однако такой способ выделения регулирующего напряжения малоэффективен из-за малого коэффициента передачи ЧД. Чаще всего регулирующее напряжение формируют дополнительным пиковым детектором, включенным между ЧД и ФНЧ. При этом на выходе ЧД выделяют видеоимпульсы, амплитуда которых пропорциональна отклонению промежуточной частоты импульсов от номинального значения, а полярность их определяет направление отклонения. Перед пиковым детектором можно установить видеоусилитель. При этом результирующую крутизну статической характеристики ЧД можно получить, умножив Зчд на коэффициент передачи всех выходных каскадов АПЧ (Авых), стоящих после ЧД:
5чдх = ЗчдАвых- (11.36а)
Расчет импульсной частотной системы АПЧ имеет ряд особенностей. При расчете параметров ЧД импульсной системы АПЧ необходимо полосу частот между экстремумами характеристики частотного детектора выбирать из условия
ПМ>ПМИ>(2... 5)/т. (11.366)
для исключения ложных нулей в характеристике частотного детектора при сравнительно больших расстройках Д/пач>7/т [21.
Емкость нагрузки Св чд частотного детектора складывается из входной емкости видеоусилителя Свх Ву. емкости монтажа (См), дополнительной емкости (Споп), включенной параллельно сопротивлению нагрузки ЧД:
С в чд = С вх ву 4* См + Сдоп. (11.37)
Расчетное значение емкости Свчд должно удовлетворять условиям
Св чд > ву + См, Снчд >(5 ... 10) СавД, (11.38)
Свчд > (0.03 ... 0,06)//чд /?«д.
Для расчета сопротивления нагрузки частотного детектора Ra чд задаются допустимой длительностью среза импульса
тс с (0,1 ... 0,5) т. ". (11.39)
При этом RB чд т0/2,ЗСнчд. (11.40)
Для пиковых детекторов систем АПЧ выбирают диоды с малым прямым внутренним (Rt д) и с большим обратным (/?обр) сопротивлениями. Сопротивление нагрузки пикового детектора RB пя для обеспечения коэффициента передачи, близкого к единице, выбирают сравнительно большим (RB пд = 0,5 ... 2 МОм). При этом необходимо учитывать, что оно шунтируется обратным сопротивлением диода, н поэтому полное сопротивление нагрузки равно
Rx — RoepRs пд^(^обр Rs пд)‘ (11.41a)
Полное выходное сопротивление каскада видеоусилителя Rbbx ву. к которому подключается пиковый детектор, определяется внутренним сопротивлением R( ву и нагрузкой /?н ву:
Rbhx ву -= Rl ву Rh By/(Ri ву + RH By). (11 41 б>
Коэффициент передачи пикового детектора
Кпд = (1 + T’uRbhx ву/tRi)-1. (11.41B)
Емкость пикового детектора выбирается из условия обеспечения максимального коэффициента передачи и малых пульсаций выходного напряжения:
CDB>5Tn/R£. (11.42)
Максимальное значение постоянной времени ФНЧ импульсной системы АПЧ выбирается из условия обеспечения заданной длительности переходного процесса:
.. . 1 + т(Q— 1)/7'п .... .
тФ®ах<('уя~Тн) lo[10(Q—1)J * ((11.43а)
Минимальное значение постоянной времени ФНЧ импульсной системы АПЧ выбирается из условия обеспечения устойчивости системы АПЧ
<Ф mta > -г (Q ~ О- (11.436)
Выбор и расчет элементов системы АПЧ
Проектирование системы АПЧ заканчивается выбором и расчетом элементов и каскадов цепи АПЧ на основе заданных, по ТЗ и рассчитанных параметров. Смеситель и усилитель промежуточной частоты АПЧ проектируются так же, как смеситель и УПЧ приемного канала. Исходными данными для расчета являются выбранные значения коэффициента усиления Купи и полосы пропускания Пупч-
В качестве ЧД можно использовать один из вариантов частотных детекторов, расчет которых приведен в гл. 9, с учетом особенностей в расчете, приведенных в данном параграфе. Исходными данными для расчета частотного детектора являются заданная частота его настройки (переходная частота), крутизна статической характеристики Зчд и полоса пропускания Пм. Часто нагрузка детектора вместе с шунтирующей емкостью могут формировать расчетное значение постоянной времени тф. Кроме того, постоянную времени можно реализовать с помощью интегрирующей RC-цепи, имеющей расчетное значение постоянной времени (/?ФСФ = тф).
Для исключения шунтирующего действия последующих цепей после ЧД и ФНЧ, как правило, используются эмиттерные повторители. УПТ применяют в том случае, когда не удается создать доста-438
точного усиления в цепях переменного тока (УПЧ, ЧД, ВУ) для обеспечения требуемого значения крутизны частотного детектора. При проектировании УПТ необходимо обеспечить не только заданный коэффициент усиления, но и требуемые пределы изменения его выходного напряжения (7р1 и t/p2 [10, 11]. Опорное напряжение создается с помощью специального источника питания, в цепях АПЧ предусматриваются цепи регулировки этого напряжения для установки исходного режима работы гетеродина.
Рассчитав параметры цепи АПЧ на основе исходных данных и требований ТЗ, можно, сравнивая параметры микросхем с требуемыми, выбрать подходящие ИС для групп каскадов или для отдельных каскадов.
Пример 11.1. Требуется рассчитать систему АПЧ, входящую в состав супергетеродинного приемного устройства самолетного импульсного метеолокатора, выполненного с применением интегральных микросхем:
Исходные данные-, номинальная частота принимаемых сигналов f0o = 9375 МГц; среднеквадратичное значение изменения частоты принимаемых сигналов Од,о — 5 МГц; промежуточная частота fn — 30 МГц; допустимая остаточная ошибка системы АПЧ Д/о
0,35 МГц; максимальное допустимое значение длительности переходного процесса /уч 0,1 с; длительность импульсов т = 1 мкс; период повторения импульсов Тп — 1 мс.
В приемном устройстве применен твердотельный гетеродин на диоде Ганна, имеющий крутизну статической характеристики регулятора частоты гетеродина Spq = 10 МГц/B, диапазон электронной перестройки частоты 2Д/Г 60 МГц, диапазон изменения управляющего напряжения A {7упр = 6 В, опорное напряжение Un = 5 В. Среднеквадратичное значение изменения частоты гетеродина од/ = = 5 МГц.
Так как приемник и передатчик совмещены, в канале АПЧ применен отдельный смеситель. Сигнал промежуточной частоты на выходе смесителя АПЧ имеет амплитуду Un вх = 0,3 В.
Расчет
1. Максимальная начальная расстройка определяется нестабильностью частот сигнала и гетеродина (11.15):
Д/нач = 1,5/(+ 5)2 + (± 5)2 « 10 МГц. ;
Начальная расстройка не превышает возможные пределы электронной перестройки частоты гетеродина Д/нач = Ю МГц < 2А/Г = = 60 МГц.
2. Требуемый коэффициент подстраивающего действия системы АПЧ равен (11.16) QT = 10/0,35 = 29.
3. Для того чтобы реализовать требуемый коэффициент подстраивающего действия, крутизна статической характеристики частотного детектора должна быть равна (11.17) 8чд т — (29 — 1)/10= =* 2,8 В/МГц. “ >
4. В системе АПЧ используем частотный детектор на расстроенных контурах с последовательным резонансом. Его подключаем к каскаду УПЧ, выполненному на интегральной микросхеме К2УС243 (универсальный усилитель), имеющей выходную проводимость g22a = 0,2 • 10-3 См, ток насыщения транзистора /нас = = 8 мА. Максимальное значение амплитуды тока сигнала промежуточной частоты равно (11 18) /« = 4 мА.
5. В частотном детекторе используем диоды Д2Е, имеющие внутреннее сопротивление = 200 Ом и проходную емкость СакД = 1 пФ.
6. Выбираем емкость нагрузки частотного детектора из условий (11.38)
Снчд >• 3 + 3 = 6 пФ, Св чд 5 ... 10 пФ.
Са чд
0,03... 0,06 _
30 .10е. 200 “
5... 10 пФ.
Всем трем условиям удовлетворяет емкость Свчд = 10 пФ.
7. Выбираем длительность среза импульса в соответствии с формулой (11.39) те = 0,5 мкс. Тогда сопротивление нагрузки равно (11.40)
Rh ЧД
0,5-10-»
2,3 - 10- 10-»2
= 21,7 кОм.
Выбираем сопротивление нагрузки /?пчд = 21 кОм.
Величина /?нчд//?(д = 21 • 103/200 = 105. При этом из графика рис. 11.8 Кя = 0,83, /?вх = 7О7?/д = 70 • 200 = 14 кОм.
8. Выбираем емкость контуров частотного детектора Ск = = 10 пФ. Минимальное эквивалентное затухание контуров частотного детектора, переходная частота которого совпадает с промежуточной частотой /чд = /п, равно (11.21) f
1
+ mln = 0,01 -|-------------------------X
mln 2-3,14-30-10». 10.10-!2
J—+ —L_) = 0,01 +0,106+ 0,038 = 0,154.
• 103 14-103/ ’
9. Частоты настроек контуров частотного детектора равны (табл. 11.1)
/1,2=30 I 1±
0,154 4.
------/--------------!------- = 30 (1 ± 0,185) МГц,!
2 I/ (0,01+0,038) • 0,106 / ' ’ '
отсюда Д = 24,5 МГц, Д = 35,5 МГц.
10. Полоса частот между экстремумами частотного детектора равна (табл. 11.1)
Пм =0,154 -30
--------:--------= 11 МГц.
(0,01 + 0,038)0,106
Минимально допустимое значение полосы частот частотного детектора (11.366)
п"» =Т₽-2-'5 МГц-
Следовательно, условие (11.366) выполнено
Пм — И МГц > Пми = 2..,5 МГц.
11. Полоса схватывания АПЧ при максимальной крутизне статической характеристики частотного детектора (табл. 11.1) Псх5Г = = 2 • 10 • 4 • 10-3 • 5 • 103 • 0,83 = 330 МГц. Полоса схватывания больше удвоенной начальной расстройки 2А/нач = 20МГц< < Псх — 330 МГц.
12. Максимальная крутизна характеристики частотного детектора (табл. 11.1)
с 0,64-4-Ю-з.0,83 . с. В
А 302.10*2-10-10-13-0,154 МГц
13. Чтобы последующие цепи не шунтировали нагрузку ЧД, на
его выход ставим эмиттерный повторитель, в качестве которого используем микросхему К2УЭ182 (биполярный эмиттерный повторитель) с коэффициентом передачи Кап — 0,9. Учитывая, что уровни сигналов на выходе ЧД велики, особенно на частотах настройки
контуров, видеоимпульсы после эмиттерного повторителя необходимо усиливать в раздельных каналах. После пиковых детекторов
полученные регулирующие напряжения складываются для формирования результирующей характеристики частотного детектора.
14. Применим параллельные пиковые детекторы. Выбираем диоды типа Д2Е со следующими параметрами: R/д = 200 Ом,
Ro6p = 800 кОм и Сакд = 1 пФ. Принимаем сопротивление нагрузки детектора равным RH пд = 1 АЮм. При этом полное сопротивление нагрузки детекторов (11.41а)
р 800-103-10»
2 ~ 800-103+ Ю»
0^ = 445 кОм. 1,8-10»
15. В качестве видеоусилителей, к которым должны подсоединяться пиковые детекторы, используем интегральные схемыК2УИ 181 (импульсный усилитель на положительную полярность) и КУИ182 (импульсный усилитель на отрицательную полярность), имеющие следующие основные параметры: Аву 3, Rt ву « 100 Ом, длительность усиливаемых импульсов без навесных конденсаторов <г — 0,3—1,0 мкс, RH ву = 400 Ом.
Полное выходное сопротивление видеоусилителей (11.416)
ДвЙХ ву
100 • 400 =80
100 + 400
Ом.
16. Коэффициенты передачи пиковых детекторов (11.41 в)
103.80 \-х
1 . 445 . 10» /
= 0,85,
Емкость пикового детектора определяем из условия (11.42)
С > 5'10'8
445. 103
ss 11200 пФ.
Выбираем Спд = 0,012 мкФ.
17. Чтобы исключить шунтирование нагрузок пиковых детекторов входным сопротивлением цепей управления гетеродином,
Рис. 11.10. Принципиальная схема частотной АПЧ приемника импульсных сигналов.
после пикового детектора установим истоковый повторитель на полевом транзисторе КП102Л, с коэффициентом передачи Аяп = 0,9.
18. Результирующая крутизна статической характеристики частотного детектора (11.36а) 5Чдх = 1,54 • 0,9 • 3 • 0,85 0,9 = = 3,2 B/МГц. Так как 5чд2>5чдт, то дополнительного УПТ в цепи АПЧ не требуется.
19. Постоянную времени интегрирующей цепи ФНЧ выбираем из условий (11.43)
Тф max С (0,1 -0.001) 1+10~8<29-1)/10~3 = 0,0185 с,
фт 1П (10 (29-1)] ’ ’
.Тф mln > 10-6 (29 — 1) = 28 МКС.
Этим двум условиям удовлетворяет величина тф — 0,018 с.
Выбираем сопротивление фильтра /?ф = 100 кОм. Тогда емкость фильтра Сф = 0,018/Ю5 = 0,18 мкФ.
Принципиальная схема рассчитанной системы АПЧ приведена на рис. 11.10.
442
11.3. РАСЧЕТ НЕПРЕРЫВНЫХ СИСТЕМ ФАЗОВЫХ АВТОМАТИЧЕСКИХ ПОДСТРОЕК ЧАСТОТЫ
Принцип действия и основные параметры
Особенность системы фазовой автоматической подстройки частоты гетеродина (ФАПЧ) заключается в использовании в ее измерительном элементе фазового детектора (ФД), в котором сравниваются колебания стабилизируемого гетеродина /г и генератора эталонной частоты (ГЭЧ) /0 или сигнала промежуточной частоты /п и напряжения ГЭЧ (рис. 11.2). Остальные элементы ФАПЧ, т. е. стабилизируемый гетеродин (Г), регулятор частоты (РЧ), фильтр нижних частот (ФНЧ), усилитель промежуточной частоты (УПЧ), усилитель постоянного тока (УПТ) и смеситель (С) такие же, как в системе АПЧ.
В ФАПЧ обеспечивается постоянство разности фаз и, следовательно, равенство частот двух колебаний (/г — f3 или fa « /9). Для схемы на рис. 11.1 в установившемся режиме /г = /э, а для схемы на рис. 11.2 fa = /9. Если эти условия не выполняются и указанные частоты отличаются друг от друга на постоянную величину А/, то в рассматриваемый момент времени t разность фаз ф между ними будет равна ф = 2л (/г — /9) t + Фо = 2л АД + Фо> где фо — начальная разность фаз.
После фазового детектора в системе ФАПЧ включен фильтр нижних частот (ФНЧ), на выходе которого выделяются низкочастотные составляющие продетектированного сигнала. Если коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания принять равным единице, то регулирующее напряжение на выходе фильтра (7Р будет зависеть от текущего сдвига фаз между колебаниями
l/p=l/maxf(<P). ' (11.44)
где Дтах — максимальное выходное напряжение ФД; f (ф) — нормированная статическая характеристика ФД.
Напряжение (7Р используется в схемах ФАПЧ для подстройки частоты гетеродина при помощи регулятора частоты. При этом частота стабилизируемого гетеродина изменяется по тому же закону, что и регулирующее напряжение С/р. Следовательно, изменение частоты /г в данном случае будет определяться изменением сдвига фаз между колебаниями генератора эталонной частоты и стабилизируемого гетеродина или сигнала промежуточной частоты.
Многие характеристики и параметры, используемые при расчете частотной системы АПЧ, применяются и при расчете системы ФАПЧ: статические характеристики регулятора частоты (11.1) и измерительного элемента (11.5), крутизна статической характеристики регулятора частоты (11.4), начальная расстройка (11.7), полосы схватывания и удержания, время установления переходного процесса и др. Однако расчет этих характеристик и параметров имеет свою специфику. Статической характеристикой фазового
детектора называется зависимость (11.44) выходного напряжения фазового детектора от разности фаз сигнала и колебаний генератора эталонной частоты в установившемся режиме. Время установления переходного процесса /уч определяется в ФАПЧ как интервал времени, в течение которого заданная величина начальной расстрой-, ки А/нач уменьшается до заданной величины Л/к в конце этого интервала.
В начальный момент в системе ФАПЧ на выходе фазового детектора образуется переменное напряжение разностной частоты, которое должно быть передано на регулятор частоты гетеродина. Поэтому полоса схватывания (Псх) ФАПЧ зависит от полосы пропускания (постоянной времени) ФНЧ. Величина максимально возможного в данной системе ФАПЧ изменения частоты стабилизируемого гетеродина равна полосе удержания (Пу)
Пу — *5рч^тах- (11.45)
Если для ФАПЧ используется в качестве ФНЧ интегрирующая /?С-цепь с малой постоянной времени (тф), то при выполнении условия
165рч(7тахТф < 1, (11.46)
полоса схватывания равна полосе удержания Псх = Пу [3]. Для обеспечения помехозащищенности и устойчивости системы ФАПЧ постоянную времени ФНЧ необходимо выбирать большой, и если при этом 165рч(7щахТф > 1, то Псх < Пу ТЗ].
По точности система АПЧ уступает ФАПЧ, в которой ошибка по частоте в установившемся режиме равна нулю. Но в системе АПЧ, не уменьшая полосы схватывания, можно выбирать постоянную времени ФНЧ большой величины, что повышает ее устойчивость и помехозащищенность. Возможность получения более широкой полосы схватывания и лучшая устойчивость являются преимуществами системы частотной АПЧ.
Таким образом, в зависимости от того, какой критерий качества (точность или полоса схватывания) является определяющим для подстройки частоты гетеродина, выбирают частотную или фазовую систему АПЧ.
В технических заданиях на проектирование непрерывной системы ФАПЧ предъявляются те же требования, что и для частотной системы АПЧ, за исключением установившегося значения остаточной ошибки, которое для системы ФАПЧ равно нулю. Для расчета ФАПЧ используются те же исходные данные, что и для расчета АПЧ.
Расчет параметров непрерывной системы ФАПЧ
Методика расчета приводится для непрерывной системы ФАПЧ гетеродина супергетеродинного приемника, структурная схема которого приведена на рис. 11.2.. Эту методику легко распростра-444
нить и на другие случаи, учтя особенности рассчитываемых систем. Величина начальной расстройки А/Нач определяется по формулам (11.13) — (11.15). У выбранного гетеродина диапазон электронной регулировки частоты 2Д/Г должен перекрывать поле возможных начальных расстроек
2Л/г>2Л/нач. (11.47)
Чтобы в системе ФАПЧ обеспечивался захват сигнала при всех изменениях его несущей частоты и частоты гетеродина, требуемое значение полосы схватывания должно перекрывать поле возможных начальных расстроек
ПСХт>2А/нач. (11.48)
как полоса схватывания системы ФАПЧ тем больше, чем больше ее полоса удержания, то для обеспечения большой полосы схватывания необходимо выбрать возможно большим максимальное значение регулирующего напряжения Up man ОТ которого ЗЗВИСИТ полоса удержания (11.45). Целесообразно выбрать это напряжение равным половине изменения управляющего напряже-
Тр1 Д1
Рис. 11.11. Схема балансного ФД.
ния гетеродина А{7упр: .
* max = (11.49)
При этом полоса удержания рассчитывается по формуле (11.45).
Регулирующее напряжение формируется фазовым детектором. Для системы ФАПЧ могут быть выбраны различные фазовые детекторы, расчет которых приведен в гл. 9. По приведенной методике можно рассчитать выбранный фазовый детектор и определить его максимальное выходное напряжение (7тах- Если в качестве фазового детектора системы ФАПЧ выбрать балансный фазовый детектор (рис. 11.11), то целесообразно его использовать в таком режиме, при котором его выходное напряжение мало зависит от амплитуды сигнала, для того чтобы стабилизировать характеристику системы ФАПЧ при изменении уровня сигнала. Для этого значение амплитуды сигнала на входе ФД ((7С) выбирается порядка нескольких вольт
1/0=1...5В, (11.50)
а амплитуда сигнала генератора эталонной частоты (U.) намного меньше (70, т. е. UOs^ Ua. Практически достаточно, чтобы
Ua = Цс/(3 ... 5). (11.51)
445
Заданная номинальная промежуточная частота /п, которая равна частоте ГЭЧ (/п = /9), и требуемый уровень напряжения Ua служат исходными данными для выбора принципиальной схемы и расчета ГЭЧ, в качестве которого можно использовать транзисторный кварцевый генератор [10].
Для выбранного фазового детектора при выполнении условия (11.51) статическая характеристика фазового детектора описывается зависимостью
Ср e KnUa cos <р. (11.52)
Коэффициент передачи амплитудных диодных детекторов (Кд) рассчитывается так же, как для частотных детекторов (11.19). Отсю» , да максимальное выходное напряжение фазового детектора равно
Стах = Кд (Н.53)
Если Ср max < ^тах. то в цепи системы ФАПЧ не применяется УПТ, а режим ФД меняется так, чтобы Стах = Ср max- При Ср max Стах коэффициент усиления УПТ должен быть равен
Купт = l/p max/t/max- И
При этом необходимо проектировать УПТ так, чтобы он работал в линейном режиме при изменении регулирующего напряжения
• ОТ Ср max ДО 4" Uр max 1Ю1-
Смеситель (С) системы ФАПЧ выбирается при проектировании канала приема. УПЧ, входящий в состав системы ФАПЧ, рассчитывается так, чтобы полоса пропускания его была не меньше полосы схватывания (Пупч > Псх), а коэффициент усиления его должен выбираться из условия
Купч > tVL/n вх. (11.55)
Параметры Купч и Пупч служат исходными данными для расчета УПЧ (гл. 5).
Постоянная времени ФНЧ выбирается из нескольких условий: заданного времени установления переходного процесса, заданной полосы схватывания и устойчивости системы ФАПЧ. Если постоянную времени интегрирующей КС-цепи ФНЧ выбрать из условия
Тф < (16Sp4Cp max)"1, (П-56)
то полоса схватывания равна полосе удержания Псх = Пу, Время установления при этом не зависит от постоянной времени jj
/?С-цепи ФНЧ
/ « _J---------(11.57)
4Sp4 U р max Л/и
Если расчетное значение ty4 меньше заданного по ТЗ, то определяется допустимое максимальное значение времени запаздывания 446
сигнала в УПЧ (т8 тах), при котором обеспечивается устойчивость системы ФАПЧ
+ !<,>- о. (1168)
1^0,5 ("j/l 4* (85рч Uтах Тф)2 — 1)
Для спроектированного УПЧ с помощью графика рис. 11.9 определяется время запаздывания (т0). Если т8 < т8 таХ) то система ФАПЧ устойчива. При тэ > т8 шах полосу пропускания УПЧ расширяют так, чтобы время запаздывания в УПЧ было равно т8 max
ПупЧз = Уз/Тэ шах* (11.59)
При этом производится вновь расчет УПЧ с полосой пропускания Пупч в-
При такой методике выбора постоянной времени ФНЧ в системе ФАПЧ получается малое время установления переходного процесса /уч и большая полоса схватывания, равная Псх= — Пу, так как постоянная времени Тф получается сравнительно небольшой. Однако постоянная времени может оказаться настолько малой, что она станет соизмерима с постоянными времени других цепей системы ФАПЧ: фазового детектора,
регулятора частоты гетеродина
и др. Система ФАПЧ в этом случае будет неустойчивой или будет иметь малый запас устойчивости,
Поэтому целесообразно полосу удержания'системы ФАПЧ, как и прежде, предусмотреть настолько большой, чтобы она ограничивалась предельно возможным значением выбранного напряжения ^р max (11.49).
Полосу схватывания необходимо выбрать равной удвоенной ве-
личине начальной расстройки
Псх = 2Д/
нач»
(11.60)
а постоянную времени ФНЧ выбрать так, чтобы она определяла необходимую полосу схватывания, равную начальной расстройке. Для этого, вычислив отношение полос схватывания и удержания, по графику рис. 11.12 находим величину х0 и по ней определяем постоянную времени
Тф = Хо/16$рч</
р max*
(11.61)
447
При Псх/Пу < 0,5 постоянную времени фильтра можно рассчитать следующим образом:
Тф = 0,215Пу/Щх. (11.62)
В этом случае время установления переходного процесса в системе ФАПЧ
/уча = 2Тф 1п (А/нач/А/к). (11.63)
Если t742 < то проверяем устойчивость системы ФАПЧ так же, как и для первого случая, по формулам (11.58) и (11.59). Если не удается в системе ФАПЧ реализовать заданные параметры (/учз > /уч), то необходимо в ней применить поиск сигнала по частоте для того, чтобы уменьшить требуемую полосу схватывания.
Заданные по ТЗ и рассчитанные параметры системы ФАПЧ позволяют выбрать принципиальную схему и рассчитать основные элементы цепи ФАПЧ. Методика проектирования этих элементов такая же, как и для частотной системы АПЧ.
11.4. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ НЕКОТОРЫХ РАЗНОВИДНОСТЕЙ СИСТЕМ АВТОМАТИЧЕСКОЙ ПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ ГЕТЕРОДИНА
При проектировании систем АПЧ требования, предъявляемые к отдельным их характеристикам и параметрам, могут оказаться противоречивыми. Так, например, для повышения точности частотной системы АПЧ требуется увеличить крутизну статической характеристики ЧД, для чего следует уменьшить полосу частот между экстремумами характеристики, а это, в свою очередь, приводит к сужению полосы схватывания. Время установления переходного процесса можно сократить, уменьшая постоянную времени тф ФНЧ или увеличивая коэффициент подстраивающего действия Q, но при этом ухудшается устойчивость системы АПЧ. В системе ФАПЧ для увеличения полосы схватывания следует уменьшать постоянную времени Тф, а это снижает устойчивость системы. Для обеспечения высокой точности и широкой полосы схватывания применяют комбинированные системы АПЧ [3]:
— с параллельными широкополосной и узкополосной цепями выделения сигнала ошибки в ИЭ;
— с широкополосным ЧД, управляемым дополнительной узкополосной внутренней системой АПЧ;
— с параллельной работой двух регуляторов частоты гетеродина;
— с устройством поиска сигнала,
В первой системе АПЧ широкополосная цепь обеспечивает требуемую полосу схватывания, а узкополосная — позволяет получить необходимую точность. В широкополосной цепи ИЭ используется, как правило, широкополосный частотный детектор (ШЧД), и эта часть системы работает как частотная система АПЧ 448
(рис. 11.13, а); в узкополосной цепи ИЭ можно применить узкополосный частотный детектор (УЧД) или фазовый детектор. Во втором случае узкополосная часть системы работает как ФАПЧ (рис. 11.13, в).
В этой системе выход ШЧД включен последовательно с УЧД и ФД и суммарный сигнал ошибки поступает на вход общего РЧ гетеродина. Перед УЧД можно применить дополнительное преобразование частоты (рис. 11.13, а). Вторая промежуточная частота выбирается примерно на порядок меньше первой для того, чтобы можно было увеличить крутизну характеристики УЧД. Из суммар
Рис. 11.13. Структурные схемы АПЧ гетеродина с параллельными широкополосным и узкополосным ЧД (а) с широкополосным ЧД, управляемым дополнительной внутренней частотной системой АПЧ (б), с параллельными широкополосным ЧД и ФД (в), с широкополосным ЧД, управляемым дополнительной внутренней ФАПЧ (г).
ной статической характеристики обоих частотных детекторов (рис. 11.14) следует, что большая полоса схватывания обеспечивается ШЧД, а высокая точность — за счет высокой крутизны начального участка УЧД. Поэтому при проектировании параметры ШЧД выбирают так, чтобы обеспечить заданную полосу схватывания, а УЧД и ФД — так, чтобы обеспечить заданную точность.
Для системы АПЧ с УЧД результирующий коэффициент подстраивающего действия равен
Q = 1 + Sp4 (8учд + 8ШЧД). (11.64)
Для обеспечения эффективной работы системы с ФД внутренняя ФАПЧ должна обладать широкой полосой удержания (Пу = 2А/нач).
Во второй системе АПЧ (рис. 11.13, б) дополнительная узкополосная внутренняя система автоподстройки используется для автоматического управления переходной частотой ШЧД, для чего управляющий элемент УЭ подключен к контурам ШЧД. Полоса схватывания внутренней системы автоматической подстройки долж-
на быть несколько больше частотной ошибки широкополосной АПЧ, Коэффициент подстраивающего действия системы о частотной внутренней автоподстройкой равен произведению коэффициентов подстраивающего действия широкополосной (QJ и внутренней узко- -полосной (Qz) систем
Рис. 11.14. Статические частотные характеристики широкополосного (/) и уз-кополосного (2) ЧД, а также их суммарная характеристика (5).
Рис. 11.15. Система АПЧ с параллельными регуляторами частоты гетеродина.
Поэтому при использовании второй системы АПЧ по сравнению о первой удается получить существенный выигрыш по точности. Практически можно получить Qx — 1000 и Q2 = 100, т. е. общий коэффициент подстраивающего действия Q = 105, При таком большом значении Q вторая систе-. ма АПЧ по точности прибли- , жается к системе ФАПЧ.
Точность системы с фазовой внутренней автоподстройкой совпадает с точностью ФАПЧ. Правда, при этом полоса схватывания и удержания системы ФАПЧ должны быть несколько больше величины остаточ
ной частотной ошибки широкополосной частотной системы АПЧ. '
В третьей системе АПЧ (рис, 11.15) первый регулятор частоты , гетеродина может быть электронного типа, а второй — электромеханического (электродвигатель). Эти регуляторы можно считать параллельными, так как они подключены к общему частотному детектору и воздействуют на один стабилизируемый гетеродин. Инерционность первого регулятора частоты (электронного типа) должна выбираться существенно меньше инерционности второго. Тогда за счет действия первого регулятора частоты второй регулятор (электродвигатель) будет плавно изменять частоту гетеродина при подходе к зоне устойчивого равновесия. При этом благодаря интегрирующему действию второго регулятора частоты удается компенсировать начальную расстройку А/наш до величины, определяемой 450
зоной нечувствительности электродвигателя А/Нача и тем самым улучшить точность системы, определяемую первым управляющим элементом. В результате остаточная расстройка A/os = fHa42/Q1 сильно уменьшается.
Система АПЧ с устройством поиска (рис. 11.16) позволяет обеспечить захват сигнала при больших начальных расстройках. Поисковое устройство (ПУ) принудительно изменяет частоту гетеродина в широких пределах. При приближении стабилизируемой частоты к номинальному значению в первом случае поисковое устройство отключается, а во втором — переводится в режим слежения, Во
Рис. 11.16. Системы АПЧ с поисковым устройством, включенным параллельно-(а) и последовательно (6) с основной цепью.
время поиска система АПЧ разомкнута, она включается только при вхождении частоты в полосу схватывания, т, е. система АПЧ и устройство поиска работают последовательно,
В системе АПЧ, реализованной по схеме на рис. 11,16, а, в качестве ПУ можно использовать специальный генератор синусоидального или пилообразного напряжения, связанный с регулятором частоты гетеродина. При вхождении частоты сигнала в полосу схватывания на выходе УПЧ появляется сигнал, который с помощью детектора детектируется и используется для остановки поиска.
В системе АПЧ, реализованной по схеме на рис. 11.16, б, поиск может осуществляться, в частности, путем самовозбуждения УПТ, входящего в систему АПЧ [4], положительной обратной связью. Напряжение с выхода УПТ подается на РЧ и «качает» частоту стабилизирующего гетеродина. При попадании частоты сигнала в полосу схватывания УПТ оказывается охваченным отрицательной обратной связью через систему АПЧ. Если коэффициент отрицательной обратной связи превысит коэффициент положительной обратной связи, то самовозбуждение УПТ прекратится. Для прекращения автоколебаний в УПТ из-за отрицательной обратной связи системы АПЧ и приведения ее в состояние устойчивого равновесия необходимо параметры цепи положительной обратной связи УПТ выбрать так,
L чтобы он возбуждался на частоте поиска, равной [3]
» Аупт Q/Тф. ' (11.66)
В качестве генераторов пилообразного напряжения в УПТ чаще всего используют ламповые или транзисторные фантостроны. Подробный расчет усилителей постоянного тока и генератороа пилообразного напряжения приводится в работах [10, 11, 12],
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Снфорова. М., «Сов. радио», 1974.
2. Капланов М. Р., Левин В. А. Автоматическая подстройка частоты. М. — Л., Госэнергонздат, 1962.
3. Каганов В. И. Системы автоматического регулирования в радиопередатчиках. М., «Связь», 1969.
4. Кривицкий Б. X. Автоматические системы радиотехнических устройств. М. — Л., Госэнергонздат, 1962.
5. Сартасов Н. А., Едвабиый В. М., Грнбнн В. В. Коротковолновые магистральные радиоприемные устройства. М., «Связь», 1974.
6. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частот. М., «Связь», 1969.
7. Шахгильдян В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки_ частоты. М., «Связь», 1972.
8. Бычков С. И., Буренин Н. И., Сафаров Р. Т. Стабилизация частоты генераторов СВЧ. М., «Сов. радио», 1962. ;
9. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М. —Л,:, Госэиергоиздат, 1958.
10. Радиотёхнические схемы на транзисторах и туннельных диодах (теория н расчет). Под ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972.
Авт.: Г. П. Балан, В. Я. Баржнн, Р. А. Валитов и др.
11. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных-схем. М., «Энергия», 1973.
12. Расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах! ' (сборник примеров и задач). Под ред. Т. М. Агаханяна. М., «Сов. радио», 1975. Авт: Т. М. Агаханян, А. Н. Кармазннскнй, А. В. Мезенцев, В. М. Онищенко.
12
КОНСТРУИРОВАНИЕ ПРИЕМНИКОВ
12.1. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ ПРИЕМНИКОВ
Основной задачей конструирования приемника является обеспечение работоспособности устройства с параметрами, заложенными в его электрический расчет. Она состоит из ряда частных задач, а именно:
а) нахождение такого взаимного расположения отдельных каскадов и узлов на печатной плате или шасси, которое давало бы минимум паразитных связей и тем самым обеспечивало высокую устойчивость устройства, решения с этой целью вопросов экранировки и применения ряда других мер;
452
б) обеспечения жесткости конструкции, надежности теплоотвода, в некоторых случаях герметизации, коррозионной и инсекто-стойкости устройства. Эти мероприятия обеспечивают защиту приемника от ударов и тряски при транспортировке, вредных климатических воздействий, от повреждений, вызываемых тропическими насекомыми, от ядерного излучения и т. п., а также его надежность при длительной работе;
в) обеспечения удобства управления, контроля, ремонта, транспортировки, серийного или массового производства, а также внешнего оформления в соответствии с требованиями эстетики;
г) уменьшения габаритных размеров и массы;
д) конструктивного согласования приемника с аппаратурой, с которой он работает совместно.
В настоящее время радиоаппаратура выполняется либо из дискретных элементов, либо на интегральных микросхемах. В ряде случаев (и особенно в приемниках) используются и интегральные микросхемы и дискретные элементы. Так, оконечные каскады УНЧ из-за большой рассеиваемой мощности реализуют на мощных транзисторах, снабженных радиаторами. Предоконечные каскады можно реализовать и на микросхемах.
Элементы контуров (катушки индуктивности, конденсаторы), а также электролитические конденсаторы развязывающих фильтров не входят в состав микросхем и представляют собой дискретные элементы. Соединение дискретных элементов и микросхем осуществляется методом печатного монтажа на общей плате из диэлектрика (гетинакса, стеклотекстолита и пр.), на которую методом травления фольги или напылением наносятся соединительные проводники.
От правильной разработки печатной платы в большой степени зависит устойчивость приемника. Усиление в тракте до детектора может достигать 100—120 дБ поэтому малейшие паразитные связи между каскадами могут привести к самовозбуждению или к существенному изменению параметров по сравнению с расчетными (изменение усиления, искажение формы частотной характеристики).
Паразитные связи могут возникать либо через поля рассеяния, либо через проводящие участки на плате, общие для разных каскадов. Для уменьшения паразитных связей следует тщательно продумать размещение каскадов на печатной плате. При этом нужно руководствоваться следующими соображениями.
Первые и последние каскады тракта должны располагаться пространственно возможно дальше друг от друга. В этом смысле лучшим решением является расположение каскадов «в линейку». Как правило, по этой системе выполняют УПЧ радиолокационных и телевизионных приемников, имеющие большое усиление. Такая линейка представляет собой длинную узкую печатную плату (либо несколько более коротких плат, расположенных в ряд на шасси), полностью экранированную со всех сторон. Наличие внутренних экранирующих перегородок между каскадами дополнительно увеличивает устойчивость (рис. 12.1).
ТЗ-ПУПЧ ТЧ,Т5-УНЧ Тб,Т7-усилитель
мощности
Рнс. 12.1. Линейка УПЧ радиолокационного приемника .(крышка снята).
Рнс. 12.2. Печатная плата радиоприемника «Селга».
Рнс. 12.3. Подключение элементов усилительного каскада к общему проводу и шине питания.
Однако размещение схемы «в линейку», обеспечивая высокую устойчивость, в ряде случаев ведет к нерациональному использованию пространства. Поэтому, например, в переносных радиовещательных приемниках каскады располагают по периметру платы, в то время как в ее центре помещают конденсатор переменной емкости и отверстие для магнитной системы громкоговорителя (рис. 12.2).
Следует стремиться к тому, чтобы все элементы, относящиеся К данному каскаду, подключались к шине питания или к общему проводу в одной точке (рис. 12.3). Это предохраняет от паразитных связей через общие для разных каскадов участки схем. Возможность образования таких связей иллюстрируется схемой рис. 12.4, а,
Рнс. 12.4. Неправильное (а) н правильное (б) включение конденсатора развязывающего фильтра.
на которой место соединения конденсатора Сф с общим проводом выбрано неудачно, так как переменная составляющая тока 2-го каскада, протекая по участку 1—2, создает на нем падение напряжения, приложенное ко входу 1-го каскада последовательно с источником сигнала. Схема на рис. 12.4, б от этого недостатка свободна.
Для соединения большого числа выводов различных элементов в одной точке на печатной плате оставляется специальный проводящий островок, который печатным проводником соединяется с остальной частью схемы.
Печатные проводники, несущие сигнал, должны иметь кратчайшую длину, проходя между соединяемыми точками по прямой линии. Не менее важно это требование и в отношении общего провода. Печатные проводники, несущие сигнал, не должны проходить вблизи аналогичных проводников других каскадов.
Для обеспечения жесткости конструкции печатные платы в приемнике крепятся на прочном основании (обычно на раме, отлитой из алюминиевого сплава или штампованной из стали). В профессиональных устройствах, имеющих блочную конструкцию, такие рамы в виде кассет, со штыревыми разъемами (рис, 12.5) вставляются в направляющие кожухи.
Кожух может быть литым или сваривается из стальных швеллеров и уголков и обшивается снаружи листами дюралюминия. На задней стенке монтируются ответные части разъемов, с помощью которых кассеты соединяются с остальной схемой. Для облегчения
попадания штырьков разъемов в гнезда на раме кассеты устанавливаются направляющие штыри.
При установке приемника на подвижном объекте его кожух крепится к объекту с помощью амортизаторов для уменьшения вредного влияния тряски. Упругим элементом амортизатора может быть резина, стальная пружина или их сочетание. Наибольшее распространение получили амортизаторы с упругим элементом в виде резиновой шайбы специальной формы, привулканизированной по периметру к металлической пластине с металлической втулкой в центре. Они просты по конструкции, компактны и дешевы. Одна-
Рис. 12.5. Блок-кассета панорамного приемника.
ко резина как упругий элемент обладает рядом недостатков: плохо выдерживает большие и длительные деформации, а ее жесткость в сильной степени зависит от температуры.
От этих недостатков свободны пружинные амортизаторы с воздушным или фрикционным демпфированием. В первом случае демпфирование осуществляется за счет вытекания воздуха через калиброванное отверстие из резинового баллона, в который заключена пружина, при его сжатии. Во втором случае затухание достигается за счет трения специального поршня о цилиндрический корпус амортизатора. Подобные амортизаторы выпускаются на нагрузки от 0,25 до 15 кГ. Виброизоляция начинается с частот вибраций 10— 20 Гц. Приемник крепится к полу объекта на четырех-шести амортизаторах и к стене двумя-четырьмя амортизаторами, расположенными на задней стенке корпуса.
Жесткость конструкции в бытовой аппаратуре (телевизионные, радиовещательные приемники) обеспечивается более простыми средствами. В них применяется обычно единственная рама с одной или несколькими печатными платами. Для облегчения ремонта в некоторых случаях рама крепится на шарнирах и может откидываться, открывая доступ к монтажу.
Важное значение имеет прочность крепления элементов к самой печатной плате. Обычно выводы малогабаритных резисторов, конденсаторов, микросхем, катушек индуктивности припаиваются, более крупные элементы: транзисторы (особенно мощные), трансформаторы, конденсаторы переменной емкости и т. п. — имеют дополнительное крепление к плате либо болтами, либо специальными обоймами. Степень требуемой жесткости конструкции приемника определяется условиями его эксплуатации.
В приемнике обычно имеется большое количество разъемных соединений, к ним предъявляются весьма серьезные требования в отношении надежности контакта. Переходные сопротивления не должны превышать 0,01 Ом, что обеспечивается при контактном давлении 50—100 г.
При соединении многожильных кабелей требуется компактность разъема, в этом отношении удобны пары типа, изображенного на рис. 12.6, а. При соединении блоков без кабелей необходимо компенсировать неточность их взаимного положения. Для этого в одном блоке делаются «плавающие» (рис. 12.6, б) контакты или такие пары контактов, которые допускают значительные взаимные смещения (рис. 12.6, г). Соединения рис. 12.6, вид используются в многоконтактных разъемах для подсоединения кабелей к блокам.
Материал изоляционного основания выбирается в соответствии с требованиями к межконтактной емкости и допустимым потерям. Для высокочастотных разъемов применяют полистирол, фторопласт, ультрафарфор и пр. Для низкочастотных разъемов основания изготовляются из пресс-порошка.
Контакты должны быть разгружены от механических напряжений. Для этого нужно обеспечить механически жесткое крепление соединяемых блоков или кабелей (резьбовые соединения, пружинные и байонетные замки, фрикционное соединение обоймы кабеля с патрубком ответной части разъема).
Иногда приемник может подвергаться воздействию тяжелых климатических воздействий (например, при использовании его в полевых условиях или установке на кораблях или самолетах). Чтобы эти воздействия не оказывали вредного влияния на работоспособность приемника и не ухудшали его качественных показателей, наиболее уязвимые элементы (контурные катушки, трансформаторы) и отдельные блоки помещают в специальные герметические кожухи. Лицевая панель блока в этом случае имеет по периметру сплошную резиновую прокладку, которая обеспечивает хорошее уплотнение. Вставленный в кожух блок притягивается к нему болтами через приливы лицевой панели.
. Подлежащие герметизации катушки индуктивности, трансформаторы полностью запаиваются в экран из латуни или омедненной стали. Выводы делаются через стеклянные или керамические «бусы» — проходные изоляторы. Такой изолятор имеет обычно форму цилиндра или шара, через его центральную часть проходит вывод, а часть наружной поверхности посеребрена и пайкой герметично 15 Зак. 895 457
Рис. 12.6. Контактные пары:
а— упругое гнездо с прорезями и жесткий штырек; б — гнездо в виде пружинной вилки и жесткий штырек; в — гнездо в виде трубки из твердого ленточного, материала и плоский нож; г — гнездо в виде пары гнутых плоских пружин н жесткий нож; б—жесткий полузакрытый штырек и изогнутая пластина плоского сечения.
соединена с экраном. В других конструкциях изоляторов в наружную поверхность вваривается пластина из сплава «ковар», которая и припаивается к экрану.
Если герметизации подлежит катушка с подстроечным сердечником, то в экране оставляется небольшое отверстие под отвертку, которое после настройки запаивается. Для герметизации малогабаритных катушек индуктивности и трансформаторов широко применяется заливка их эпоксидным компаундом.
При работе приемника выделяется некоторое количество тепла, которое необходимо отводить во избежание перегрева выше допустимого предела. Теплоотвод от элементов приемника, не помещен
Рис. 12 7. Зависимости площади радиатора — пластины от рассеиваемой ею мощности при температуре окружающей среды +25° С (а) и +50° С (б).
ных в герметичный кожух, достигается за счет естественной конвекции воздуха. При этом транзисторы и микросхемы большинства его каскадов специальных мер по обеспечению теплоотвода не требуют, так как потребляемая ими мощность весьма мала. Исключение составляют мощные транзисторы выходных каскадов. Рассеиваемая ими мощность составляет от единиц до десятков ватт, в связи с чем эти приборы монтируются на радиаторах, обеспечивающих нужный теплоотвод.
Эффективность радиатора характеризуется его тепловым сопротивлением
Ярад = (Тпер - Т)/Р - RBK, (12.1)
где 7?Рад — тепловое сопротивление радиатора, выраженное в градусах Цельсия на ватт; /?пк— тепловое сопротивление «переход —• корпус» в градусах Цельсия на ватт (задается в справочнике); Тодр — температура перехода, которую можно считать равной температуре корпуса транзистора (или приближенно температуре радиатора Град, так как обычно тепловое сопротивление переход —
.15* 459
испускание материала.
Рис. 12.8. Зависимость теплового сопротивления радиатора — пластины от его площади при условии постоянства рассеиваемой
корпус достаточно мало); Т — температура окружающей среды и Р—• мощность, рассеиваемая прибором.
Для обеспечения требуемой величины 7?рад нужно применять радиатор с соответствующей поверхностью излучения, которую можно определить, пользуясь графиками на рис. 12.7, 12.8.
Графики рассчитаны в предположении, что радиатор выполнен в виде вертикальной пластины. Коэффициент е характеризует луче-~ак, для анодированного дюралюминия 8 = 0,8; для необработанного дюралюминия 8 = 0,4; при полном отсутствии лучеиспускания е == 0.
При расчете графиков предполагалось, что конвекция происходит в среде с нормальным давлением.
По графикам находится площадь S одной стороны пластины. Если требуемая величина ее не превышает 40— 50 см2, то можно в качестве радиатора использовать круглую или прямоугольную пластину из алюминиевого сплава толщиной 2—4 мм. При необходимости обеспечить большую поверхность при- , меняют сложные радиаторы с большим количеством ребер или выступов в виде игл, изготавливаемых литьем из силу
мина. Располагать радиаторы необходимо так, чтобы другие детали не препятствовали притоку к ним холодного воздуха и оттоку нагретого.
Корпус транзистора должен иметь с радиатором хороший тепловой контакт. Следует иметь в виду, что у мощных транзисторов корпус электрически соединен с выводом коллектора. Для улучшения теплоотвода следует в этом случае электрически изолировать радиатор от шасси, а не транзистор от радиатора. Выводы транзистора пропускаются через отверстия в радиаторе, причем следует предусматривать отдельное отверстие для каждого вывода, а не одно общее для всех (место наибольшего разогрева в транзисторе находится, как правило, в области между выводами; именно с этого места нужно иметь хороший теплоотвод).
Если блок полностью герметизирован, теплоотвод осуществляется только конвекцией воздуха в его внутреннем объеме. Воздух нагревается от радиаторов, а охлаждается о наружные стенки кожуха. Для повышения эффективности этого охлаждения поверхность кожуха иногда выполняется ребристой.
Одним из наиболее опасных следствий неблагоприятных климатических воздействий является коррозия металлических деталей приемника. В его конструкции, в зависимости от конкретных условий, следует использовать материалы, мало подверженные коррозии (сплавы меди, алюминия) и соответствующую гальваническую 460
Гальванические пары металлов и сплавов '
Основные I Дополнительные
Алюминий и сплавы иа его основе
Магниево-алюминиевый сплав
Цинк и его сплавы
Сталь нелегированная, олово, свинец, сплавы типа ПОС, кадмий
Недопустимые
Медь и ее сплавы, серебро, золото, платина, палладий, родий, олово, никель, хром
Сталь, хром, никель, медь, свинец, олово, золото, серебро, платина, палладий, родий
Медь и ее сплавы, серебро, золото, платина, палладий, родий
Медь, серебро, золото, платина, палладий, родий
Допустимые
Алюминий и все сплавы на его основе
Цинк и его сплавы
Медь и ее сплавы, серебро, золото, родий, платина, палладий
Медь и ее сплавы, серебро
Хром, никель, легированная и яеле-гированная сталь, олово, свинец, оло-вянно-свиицовые сплавы
Сталь нелегированная
Магний и его сплавы, цинк и его сплавы, кадмий, сталь нелегированная
Алюминий и его сплавы, никель, хром, сталь, магниево-кадмиевый сплав, олово, свинец, кадмий
В любых сочетаниях между собой, а также с хромом, никелем и высоколегированными сталями
С оловянно-свинцовыми припоями при пайке
В любых сочетаниях между собой
С медными сплавами при работе со смазкой
обработку (пассивирование, цинкование, анодирование, серебрение, хромирование и т. д.). Необходимо избегать механического соединения деталей, изготовленных из металлов с заметно разными электрохимическими потенциалами. Например, недопустимо соединять латунные детали алюминиевой заклепкой. Для выбора материалов в этих случаях можно руководствоваться таблицей электрохимических потенциалов (так называемый электрохимический ряд).
На основе анализа электрохимического ряда составлена таблица допустимых и недопустимых сочетаний материалов при сопряжении деталей в узел (табл. 12.1).
При защите металлических деталей другими металлами также необходимо учитывать электрохимические свойства последних. Покрытие называется анодным, если в данной среде электрохимический потенциал покрытия меньше электрохимического потенциала детали, при обратном соотношении — катодным. Анодные покрытия защищают металл как механически, так и электрохимически, , так как при нарушении слоя покрытия его металл, являющийся
растворяемым электродом, скорее разрушится, чем металл детали. Катодные покрытия защищают деталь только механически, т. е. при повреждении слоя покрытия быстрее будет разрушаться металл детали.
В зависимости от условий эксплуатации к конструкции приемника могут быть предъявлены специфические требования. Так, некоторые тропические насекомые поедают органические изоляционные вещества, в частности полиэтилен и полихлорвинил. Следовательно, в конструкции тропических вариантов приемников следует избегать применения таких диэлектриков или использовать диэлектрики с присадками, отпугивающими насекомых.
Проектирование внешнего вида приемника является одной из важных и трудных задач конструктора и должно производиться в содружестве с художником. Форма и расположение ручек управления, цвет и пропорция передней панели, удобство чтения шкал — все это в значительной степени влияет на работоспособность оператора профессиональной аппаратуры и на настроение радиослушателя или телезрителя.
Для приемников различных типов существует большое разнообразие пропорций и форм. Однако анализ пропорций современной аппаратуры отражает некоторые тенденции формообразования корпусов. Так, отношения сторон передней панели 0,112 и 0,202 характерны для вещательных приемников, «вписывающихся» в секции современной мебели, а также для блоков профессиональных приемников в стоечном исполнении. Отношение 0,382 чаще используется для переносных радиоприемников средних размеров. Для малогабаритных переносных приемников часто используется отношение 0,944. Наибольшее распространение имеют отношения от 0,553 до 0,618. С такими пропорциями выполняется большинства стационарных приемников, радиол, профессиональных связных приемников, комбинированных телерадиол. В телевизионных приемниках с большим экраном применяется отношение 0,897, с малым—0,764.
Указанные величины являются среднестатистическими для большей части выпускаемых промышленностью приемников и могут изменяться в соответствии с развитием художественного вкуса и колебаниями моды.
Оптимальные форма и размеры органов управления должны быть согласованы с основными антропометрическими данными. По способу управления эти органы можно разделить на следующие группы: управляемые одним пальцем — нажимные в виде кнопок и клавиш и передвижные в виде задвижек (ригелей); управляемые двумя и большим числом пальцев — рычаги и ручки (рис. 12.9).
Кнопки могут быть круглыми или квадратными средних размеров — диаметром 15—20 мм и миниатюрными — диаметром 3—4 мм для кратковременных нажатий с малыми усилиями. Чем быстрее и чаще приходится работать с такими регуляторами, тем больших размеров должны сии быть. Ригельные переключатели целесообразно 462
использовать только для двух устойчивых положений, Надежно работающие переключатели такого типа на три и .большее число положений выполнить трудно.
Клавишные переключатели, как и кнопочные, имеют два устойчивых положения. Ширину клавиш следует брать не менее 18—20 мм при длине не менее 20—30 мм. Величина рабочего хода должна быть не менее 5—10 мм. В любых условиях усилие нажатия на клавишу не должно превышать 2 кг. Иногда для удобства эксплуатации и улучшения внешнего вида кнопочные и клавишные переключатели выполняются с подсветкой.
Рис. 12.9 Схемы движения ручных регуляторов кнопочного (а), ригельного (б), клавишного (в), вращательного (г) и рычажного (<Э) типов.
Органы управления двумя пальцами руки выполняются в виде рычагов длиной 15—40 мм. Они могут иметь два положения (усилие переключения 0,3—0,5 кГ), три и более. Приняты следующие значения положений головки ключа: вправо или вверх — включить, прибавить, влево или вниз — выключить, убавить.
Для надежного захвата пальцами головки рычага она должна иметь диаметр не менее 3—6 мм. Органы управления двумя и большим количеством пальцев руки являются самыми распространенными в приемниках. Они выполняются в виде ручек и штурвалов диаметром от 5 до 150 мм. Форма ручек может быть самой разнообразной; связь между диаметром ручки и допустимым усилием управления иллюстрируется табл. 12.2.
Таблица 12.2
Усилие управления, кг 1 2 5
Диаметр ручки, мм до 10 10—50 60—80
Ручки диаметром 30—50 мм обеспечивают максимальную точность положения при углах поворота до ± 30—40° . Для каждого аппарата целесообразно разрабатывать ансамбль ручек и клавиш (кнопок), выполненных в едином стиле.
Расположение ручек на передней панели должно учитывать последовательность операций управления приемником. Органы последовательно выполняемых регулировок должны находиться близко друг от друга, чтобы оператору не приходилось совершать лишних
движений. На лицевых панелях приемников с большим количеством органов управления необходимы краткие надписи, поясняющие назначение каждого органа и располагаемые в непосредственной близости от него. В большинстве случаев они выполняются методом гравировки. Более простым методом является изготовление пластинок с надписями («шильдиков») и крепление их к лицевой панели заклепками. Надписи наносятся на шильдики фотохимическим травлением, литографическим или другим способом. На пластмассовых шкалах и корпусах переносных радиовещательных приемников эффектные надписи получаются методом рельефного прессования с алюминиевой фольгой.
Большинство типов радиоприемных устройств оснащено частотными шкалами. На выбор схемы и конструкции шкального устройства влияют как требуемая точность отсчета частоты проектируемого приемника условия его эксплуатации, так и требования технологии производства.
По конструктивному исполнению шкалы подразделяются на открытые, закрытые, оптические (с увеличением масштаба оптическими средствами), счетчиковые, нониусные и др. Шкалы открытого типа позволяют одновременно наблюдать всю шкалу включенного диапазона или шкалы всех диапазонов. Они характеризуются простотой конструктивного выполнения-, однако обладают и недостатками, к которым относятся: рассеивание внимания оператора большим количеством одновременно наблюдаемых цифр и рисок шкалы, сложность равномерного освещения всей поверхности шкалы и большая площадь, занимаемая ею на передней панели приемника. На шкалах закрытого типа для наблюдения оператору доступен только небольшой участок шкалы, в середине которого находится частота настройки приемника. В многодиапазонных приемниках такие шкалы снабжаются специальными шторными механизмами, закрывающими при смене поддиапазонов все шкалы, кроме рабочего участка включенного диапазона. Таким образом внимание оператора сосредоточивается на рабочем участке шкалы и исключается возможность грубых ошибок при установке и отсчете частоты. Достоинствами закрытых шкал является защищенность их от случайных механических повреждений, а также возможность установки в них увеличительных линз, позволяющих повысить точность отсчета частоты.
Оптические шкалы представляют собой шкалы закрытого типа с линзовым или проекционным увеличением масштаба. Оптическое увеличительное устройство состоит из одной двояковыпуклой, плоско-выпуклой или цилиндрической линзы, установленной перед визиром. Масштаб таких шкал рационально увеличивать не более чем в 2—3 раза. Длительная работа со шкалой, снабженной линзой, утомляет оператора, поэтому шкалы такого типа применяются сравнительно редко.
Значительно более сложными, но и более совершенными являются оптические шкалы, построенные по принципу проекции рисун-464
ка шкалы с помощью объектива на световой экран (рис. 12.10). Фотошкала (Шк) представляет собой стеклянный диск, на котором фотоспособом нанесены с большим уменьшением риски и цифры. Световой поток осветительной лампы s собирается с помощью конденсатора (К) и направляется через фотошкалу и объектив (О) на матовое стекло (Э), установленное на передней панели приемника. При этом риски и цифры, нанесенные на диск, проектируются на экран с большим увеличением. Преимущество таких шкал заключается в возможности получения весьма больших эквивалентных размеров шкалы и, следовательно, в обеспечении исключительно
Рис. 12.10. Схема проекционной оптической шкалы:
S — источник света, К — конденсатор, Шк — диск фотошкалы, О — микрообъектнв, Э — полупрозрачный экран (матовое стекло) с риской внзнра.
высокой точности отсчета частоты. Для изменения направления светового потока используют зеркала, что позволяет наиболее удобно размещать элементы оптической системы в корпусе приемника. ‘Толстые стеклянные зеркала для этой цели непригодны, так как они дают раздвоенное изображение из-за отражения света как от передней, так и от задней поверхности. Поэтому применяются металлические полированные или тонкие (0,15—0,3 мм) стеклянные зеркала.
При разработке приемников рекомендуется руководствоваться следующими правилами выполнения частотных шкал:
— направление вращения шкалы (или визира) должно совпадать с направлением вращения ручки настройки;
— повышение частоты на шкале должно быть слева направо (снизу вверх);
— при закрытых и оптических шкалах оператор должен видеть на открытом участке шкалы не менее двух рисок, отмеченных цифрами, при любом положении шкалы. При открытых шкалах в приемниках с несколькими поддиапазонами необходимо иметь указатель (механический или световой) включенного поддиапазона. Дробление шкалы на мелкие части должно обеспечивать удобный отсчет
(не следует дробить участки на 3 или 4 части; при дроблении на 10 частей каждая пятая риска должна отличаться от соседних)
— для уменьшения ошибки отсчета желательно цену делений шкал делать на всех поддиапазонах одинаковой, а шкалу или визир следует устанавливать непосредственно на оси блока конденсаторов переменной емкости;
— при использовании дисковых шкал на дуге наименьшего диаметра следует располагать шкалу с наименьшим абсолютным перекрытием частоты (обычно самого низкочастотного диапазона), а на дуге наибольшего диаметра — диапазон с наибольшим перекрытием по частоте. Если частотное перекрытие па всех поддиапазонах одинаково, то следует использовать конструкции с одинаковыми длинами шкал для каждого из них (например, барабанные или проекционные оптические);
— оптические шкалы следует применять в тех случаях, когда заданной точности установки частоты нельзя достигнуть другими средствами;
— если в приемнике имеется кварцевый калибратор частоты, то па шкалах всех поддиапазонов следует отметить опорные точки, соответствующие гармоникам частоты кварца.
12.2. ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКОЕ ОБОСНОВАНИЕ ПРОЕКТА
Технико-экономическое обоснование должно содержать оценку выбора предлагаемого варианта схемы и конструкции с экономической и технической сторон. Желательно приводить экономические оценки во всех разделах проекта, но допустимо наличие и отдельной экономической части, вытекающей из технической.
Предлагаемый вариант характеризуется рядом технико-экономических показателей, которые сопоставляются с показателями других возможных вариантов и существующих устройств подобного назначения. Технико-экономические показатели оценивают соответствие спроектированного приемника или его блока техническим и экономическим требованиям.
В число этих требований могут входить требования, сформулированные во введении к настоящей книге, а также:
— влияние проектируемого приемника на технический уровень соответствующей отрасли техники радиоприема;
— соответствие уровню мировых образцов аналогичных приемников;
— стоимость проектируемого приемника;
— эксплуатационные расходы;
— срок окупаемости;
— возможная экономия от внедрения спроектированного приемника;
— необходимые производственные площади;
— срок эксплуатации;
— количество и квалификация обслуживающего персонала; 466
— простота ремонта;
— степень автоматизации обслуживания и т. д.
Во введение к проекту нужно показать целесообразность проектирования нового или усовершенствования существующего приемника или его блока. Там же следует указать актуальность решаемой в проекте задачи. При выборе структурной схемы приемника необходимо сравнить и оценить возможные варианты с технической и экономической точки зрения. Например, можно сравнить супергетеродины с одинарным и двойным преобразованием частоты, с УРЧ и без него и т. д. Можно сравнивать УПЧ с сосредоточенными или распределенными средствами избирательности, транзисторные и полупроводниковые диодные детекторы и т. д. При конструировании анализируются взаимозаменяемость узлов и детален, влияние возможных решений на массу и габаритные размеры изделий, на требуемые материалы и технологию.
Стандартизация и нормализация применяемых деталей учитывается коэффициентом нормализации
к _ Количество нормализованных и стандартизованных деталей
ГСц " " . -. - г - - - . - ,
Общее количество деталей в приемнике
Технологичность конструкции оценивается коэффициентом повторяемости ' .
, . Общее число деталей в приемнике £ = -------------------------------- ,
Число наименований деталей
причем с ростом kn конструкция упрощается.
В технологической части проекта анализируются варианты технологии процесса производства по наименьшей трудоемкости, возможности механизации и автоматизации операций и применения поточного метода.
В экономической части производится калькуляция себестоимости изготовления или эксплуатации приемника. Однако при калькуляции нельзя забывать о технических характеристиках,' надежности
Таблица 12.3*
Л п/п Статьи расхода Стоимость, руб., мои-. Отношение к заводской себестоимости. Примечание
1 2 3 4 Ъ 6 Материалы для изготовления деталей собственного произвол ства Покупные готовые изделия и полуфабрикаты Заработная плата Цеховые расходы Общезаводские расходы Итого заводская себестоимость > 100%
Наименование деталей • Количество деталей на объект Материал Марка, сорт, размер материала Единица измерения Норма 1 расхода на деталь Цеиа за единицу Сумма 1 Обосно- 1 ванне 1 цены Примечание 1
1 2 3 4 5 6 7 8 9 in
Итого:
Примечание: Сумма в графе 8 получается перемножением цифр в графах 2, 6 и 7. К этой сумме добавляется 5—10% на транспортно-заготовительные расходы и вычитается 1—2% на реализацию отходов.
Таблица 12.5
№ п/п Наименование изделий и полуфабрика ;ов Тип Количество Цена за единицу Сумма Обоснование цены
1 2 3 4 , 5 6 7
4
Итого:
Примечание. Графа 5 заполняется по прейскурантам. К итоговой сумме добавляется 2—6% на транспортно-заготовительные расходы.
Таблица 12.6
№ п/'п Виды работ Разряд Часовая ставка Нормо-часы Заработная плата
1 2 Заготовительные Штамповочные Токарные Фрезерные Слесарные Сборочные Монтажные Отделочные Н а ст роечно- р егулировочные IV
Итого:
№ п/п Статьи расхода Сумма
1 Основные материалы
2 Покупные изделия и полуфабрикаты
3 Основная заработная плата
4 Дополнительная заработная плата (10% основной)
б Начисления на заработную плату (6,6% от суммы пп. 3 и 4)
6 Цеховые расходы (140—160% к основной зарплате)
7 Общезаводские расходы (20—30% пп. 1—6)
8 Расходы по сбыту продукции (3% от заводской себестоимости)
9 Плановые накопления предприятия (5% коммерческой себестоимости)
10 Налог с оборота (25% оптовой цены предприятия)
11 Торговые наценки 30%
Примечания. 1) пп. 1—6 —цеховая себестоимость; 2) пп. 1—7 —заводская себестоимость; 3) пп. 1—8 — коммерческая себестоимость; 4) пп. 1—9 — оптовая цена предприятия; 5) пп. 1 —10 — оптовая цена промышленности; 6) пп. 1—И — государственная розничная цена.
Таблица 12.8
№ п/п Показатели• Единица измерения Аналог Проектируемый приемник
1 2 3 4 б 6 7 8 9 10 И 12 13 14 Чувствительность канала изображения Чувствительность канала звука Чувствительность при приеме ЧМ вещания Разрешающая способность на линиях: по горизонтали (в центре) по вертикали (в центре) Полоса пропускания: звуковых частот канала изображения Промежуточные частоты: изображения звука Размер изображения Мощность, потребляемая от сети Число программ Число полупроводниковых приборов Неискаженная звуковая мощность Масса Габаритные размеры Стоимость
работы и безопасности эксплуатации и жертвовать ими, выбирая более дешевый вариант. Себестоимость приемника делится на статьи согласно табл. 12.3.
Расчет стоимости материалов для изготовления деталей собственного производства ведется согласно табл. 12.4,
Стоимость покупных изделий определяется по табл. 12.5.
Стоимость заработной платы рассчитывается согласно табл. 12.6.
Цена изделия определяется согласно табл. 12.7.
Анализ технико-экономических показателей может производиться по примерному перечню табл, 12,8, составленной для телевещательного приемника.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Горшелев В. Д., Савельев А. А. и др. Основы проектирования радиоприемников. М., «Энергия», 1967.
2. Xарийский А. Л. Основы конструирования элементов радиоаппаратуры. М., «Энергия», 1971.
3. Полохов Ю. С. Основные вопросы конструирования радиовещательных приемников и радиол. Л. «Энергия», 1969.
4. Варламов Р. Г. Основы художественного конструирования радиоэлектронной аппаратуры. М., «Сов. радио», 1966.
5. Бетоньян Д. А. Художественное конструирование телевизоров. М., «Сов. радио», 1968.
6. Екимов В. Д., Павлов К. М. Проектирование радиоприемных устройств. М., «Связь», 1968.
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДОВ
Тип Днода В РнС Я2 Ом Уобр max, В 'обр, мкА «обр, МОм Сд, пФ мГц, не
Д2Б 0,9 5,5 160 40 100 0,1 1 150
Д2В 0,9 8 120 30 250 0,12 1 150
Д9Б 0,9 90 10 10 250 0,4 1-2 40
ДЮБ 0,9 20 45 10 100 0,1 <1 150
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
ПАРАМЕТРЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Тип транзистора О If г б S, мА/В С11и, пФ С22и, пФ С12и, пФ ;зи О, мкА Режим измерения
^СИ, ’ В нач, мА f. МГц
КП301А 0,15 1 3,5 3,5 0,7 0,5 15 5 10
КП302А —— 5 .<20 <10 <8 1 10 3 10
КПЗОЗ — 0,5- 4,5— — 1,3— — — —
4,5 7 3
КГ1350А 0,25 >6 6 6 0,07 — 10 10 10
ПРИЛОЖЕНИЕ 3
ПАРАМЕТРЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ ВЧ И СВЧ ПРИ / = 20° С
Транзяо торы /гр. «г« *21э г6Ск Св,пФ Жэ. мкА Режим измерения РК max» мВт
укэ, в к, мА f. мГц
ГТ308Б 120 50—120 400 8 2 5 5 5
ГТ310Д 80 20—70 500 5 5 5 5 5 «——
гтзни 450 100—300 75 2,5 0,5 5 5 5 150
КТ312Б 120 25-100 400 5 10 10 5 5 225
ГТ313А 450—1000 20—250 >ю 2 0,3 5 5 5 100
КТ315В 250 20—90 500 7 1 10 5 5 —
КТ319В 75 40 — — 10 5 3 —. —'
КТ324Д 600 20—80 180 2,5 0,5 2 5 10 —
ГТЗЗОД 1600 20—300 30 2 5 10 5 10 .—
КТ339В 450 25 50 0,9 1 10 7 5 —
ктзз1г 300 40—120 120 5 0,2 — — 15
КТ332Г 400 40-120 300 5 0,2 — — — 15
КТ336Е 450 20—120 — 5 — — — — 50
КТ343Б 300 20—80 — 6 1 — - 150
ГТ341А 2000 15—100 1 __ 0,25 30
ГТ346 800 10 — 0,4 — — — 0,25 50
ПРИЛОЖЕНИЕ 4
У-ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ, ИЗМЕРЕННЫЕ НА ЧАСТОТЕ 465 кГц
Транзисторы О’ £ 0,3fy21. МГц g/v« •|етгл| S . О S ЗД фи иЭ ?22, мкСм фп ,ггэ фН ,гтЭ g12, мкСм со а» ,тмГ S o' й
ГТ309А 120 27 25—32 30 0,5—2 1 30—90 70 3—30 6 4—12 8 1,8—3,8 2 — 20—70 50 <10 5 <5 2
ГТ309Б 120 27 25—32 30 1,25-0,4 0,6 20—90 50 3—30 6 4—10 8 18—28 2 — 60—180 100 <10 4 <5 2
ГТ310А 160 24 26—32 30 1—0,2 0,6 20—100 70 2—6 5 3—10 8 2—2,9 2,3 20—70 50 <10 3 <5 1,5
ГТ310Б 160 24 26—32 30 0,5 21 40 13 3,95 3 60—180 120 <10 3 <5 1,5
Примечание. 1. Параме ры транзисторов не изменяются до 0,3fy21- 2' Верхние цифры характеризуют граничные параметры; иижние наиболее вероятные значения.
ПРИЛОЖЕНИЕ 5
БЛОКИ КОНДЕНСАТОРОВ ПЕРЕМЕННОЙ ЕМКОСТИ КПЕ
КПЕ с JO3-душным диэлектриком СКШ1П’ пФ С пФ к max» КПЕ с твердым диэлектриком ск min- пФ сктах, пф
КПЕ 12 495 КПЕ-З 7 210
КПЕ-3 10 430 КПЕ-5 5 240
КПЕ 10 365 КПТМ 4 220
КПЕ-2 1 9 280 КПЕ-2 3 150
ПРИЛОЖЕНИЕ 6
ПАРАМЕТРЫ ФЕРРИТОВ
Никель-цинковые ферриты
Марка феррита 2000НН НН0001 ; 600НН i, X X о о 200НН 150ВЧ 50В 42 ЗОВ 42 20В 4 10В41
Начальная магнитная проницаемость 2000±$g 1000 600±*2g 400±^о00 200±то 150 50+'° 30 20+| 10
Маргаиец-цииковые ферриты
Марка. феррита 6000НМ WHOOOt 3000HM 2000НМ WH00SI WH0001 700НМ 1500НМ2
Начальная магнитная проницаемость 6000 4000±85°g 3000 ± ±500 2000±з5°° 1500±3qq 1000± ±200 700±200 1500
ПРИЛОЖЕНИЕ 7
ПРИМЕР ПРОЕКТИРОВАНИЯ И РАСЧЕТА ПРИЕМНИКА РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАНЦИИ ВИЗУАЛЬНОГО ОПРЕДЕЛЕНИЯ ОБЪЕКТОВ
Исходные данные: частота принимаемых сигналов /0 = 9375 МГц; длительность импульса ти = 1 мкс; нестабильность частоты передатчика 6/с = = 10 МГц; радиальная скорость перемещения объекта, отражающего зондирующие сигналы, относительно РЛС < 0,6 км/с; мощность принимаемого сигнала, отдаваемая антенной РЛС согласованному с ней приемнику, Рд > > 1,2 10-13 Вт; отношение мощностей сигнал/шум на выходе линейного тракта приемника увых ± 1,7; необходимое ослабление зеркального канала Se3K > 20 дБ; частота повторения зондирующих импульсов Ги = 1 кГц; импульсная мощность передатчика Ри — 60 кВт; максимальная мощность передатчика, просачивающаяся через антенный переключатель на вход приемника, Ри пад = 6 кВт. СВЧ устройство приемника должно быть построено на интегральных микросхемах.
Д Расчет
1. Так как гетеродин приемника и его источники питания должны быть миниатюрными, то выбираем для гетеродина полупроводниковый генератор на диоде Ганна.
' -2. Для повышения чувствительности приемника и сужения его полосы пропускания осуществляем автоподстройку частоты гетеродина под частоту передатчика с помощью двухканальной АПЧ.
___3. Вычисляем ширину спектра радиочастот принимаемых сигналов
Пс = 1,4/ти = 1,4/1 = 1,4 МГц.
У
I 4. Определяем запас полосы пропускания, необходимый для приема сигналов с учетом нестабильностей и неточностей настройки приемника, согласно (1.2)
nHC=21/(5/c)2+(S/.<)2 + W2+(6/n)2 = 21/10’- + 52-|-0,l2~22 МГц.
& Ж i
При этом принимаем б/н = 0, 6/п = 0,00'1/п, /п <100 МГц; б/с = Ю МГц. Полагая, что нестабильность генераторов на диодах ГаНйа_равна нестабильности генераторов на отражательных клистронах, принимаем б/г//г = 5 • 10~4 (согласно данным табл. 1.1) и /г ~ 104 МГц.
5. Допплеровское смещение частоты равно согласно (1.4)
Д/д = (2ор/с)/0 = (2 0,6/3.106) 104=0,04 МГц.
X 473
6. Подсчитываем полосу пропускания преселектора согласно (1.6а)
Ппр==Пс+26/с+2Л/д = 1,4+2-10 + 0,08»21,4 МГц.
- 7. Для обеспеченияустойчивости работы выбираем коэффициент частот-
ной автоподстройки Кчдп = 35 и находим полосу пропускания линейного тракта (1.5)
П = Пцдг2=Пс + (Пнс 4-2Д^д)/7Счдг[ =• 1, 4 + (22+0Х)8)/35 ~ 2 МГц.
\ , 8. Допустимый коэффициент шума приемника должен составлять согласно (1.10)
^д<[₽а/71хй7'оПш1-[(Та/То)-1] = [1.2-10-13/(3-1,38.10-’3-290.2,2-10«]-— [(150/290) —1] ~ 5,
где То = 290 К, ТА = 150 К находим из. рис. 1.4 и принимаем увх = увых; Пщ = 1,1 П = 2,2 МГц.
— 9. Такой коэффициент шума в 3-сантиметровом диапазоне волн можно обеспечить, используя в качестве однокаскадного УРЧ малошумящий ППУ в соответствии с указаниями § 1.3. Для доказательства правильности этого выбора вычислим коэффициент шума приемника N с таким преселектором.
10. В преобразователе частоты сигнала целесообразно использовать балансный смеситель (БС) па ДБШ с достаточно низким коэффициентом шума, что позволит применить олюкаскадную схему ППУ и тем самым упростить схему и конструкцию последнего. Спроектировав микрополосковый БС на ДБШ типа АА112Б (согласно примеру 7.1), получим следующие данные; Д = 9375 МГц, Праб/)0 = 6%, КР пч = 1/£.у1рб = 0,25; выходное сопротивление гБСср = 270 Ом; мощность, подводимая от гетеродина, Р,. = 6 мВт; коэффициент шума БС с УПЧ Л'БЁП = 6,1 (7,84 дБ) при Мупч = 1>6 (2 дБ), уровне шума гетеродина та ~ — 160 дБ/Гц и Nm = 3,4.
В качестве смесителя АПЧ применим микрополосковый БС АПЧ на ДБШ типа АА112Б, рассчитанный в примере 7.2 и характеризуемый следующими данными: мощность сигнала на входе смесителя Рс — 90 мВт, мощность гетеродина Рг = 9 мВт; выходное сопротивление гБСср = 270 Ом; сопротивление нагрузки /?р = 810 Ом; выходное напряжение 17 р = 1,12 В.
11» В качестве УРЧ используем малошумящий неохлаждаемый ДПУ (рис. .5.32), в результате расчета которого (пример 5.5) получаем следующие результаты (с учетом потерь в циркуляторах): /0 = 9375 МГц; полоса пропускания I!uy = ЮЗ МГц/что вполне достаточно; напряжение отрицательного смещения Uo = 2,7 ‘В1; частота накачки )на1; = 36 ГГц; мощность накачки Гнак — 52 мВт; коэффициент шума Np = Nцу ц = 2 (2,96 дБ); коэффициент усиления мощности Кр урч = Крпуа» 31,5 (15 дБ). В ДПУ используется параметрический диод D5147Q, для которого максимально допустимые энергия ника и импульсная мощность равны 1Гсвчи = 0,2- 10~7 Дж и Ра max = 100 мВт (табл. 5.1).
В качестве генератора накачки целесообразно использовать полупроводниковый генератор на диоде Ганна с волноводным выводом энергии, как это требуется по результатам проектирования ДПУ (рис. 5.32). По табл. 8.4 выбираем ГДГ типа VSA-9015, работающий на заданных частотах диапазона (26,5—40 ГГц), имеющий выходную мощность Ргвых > 100 мВт и диапазон электрической перестройки Д/Э.ч = 150 МГц.
Для поглощения избыточной мощности генератора накачки и точной установки требуемого уровня мощности накачки между генератором и входом цепи накачки ДПУ следует включить переменный волноводный аттенюатор*.
* См. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приемников. М., «Сов. радио», 1973, с. 2G7.
I 12. Для подавления зеркального канала используем фильтр на входе
смесителя сигнала.
Из проведенного расчета видно, что полоса пропускания ДПУ весьма широка и ослабление зеркального канала должно быть обеспечено в основном фильтром.
Полагая rf3p = 0,003, находим из рис. 1.11, что необходимое ослабление Se3K = 20 дБ можно получить, выбрав двухзвенный фильтр радиочастоты и fn = 30 МГц. Расчет двухзвенного микрополоскового ферритового пол осн <Д-пропускаЮщего фильтра на ЖИГ-резонаторах дал следующие результаты (см. пример 4.10): при полосе пропускания Ппр = 22,4 МГц затухание в центре полосы Lo =Д/Кр 0 ~ 1,17 и на краях полосы = \/КР £rp ~ 1,8; полоса перехода фильтра составляет Ппер = 0,5(П3—Ппр)= 38,'8 МГц при Se3K = 20 дБ. Полосе перехода Ппер = 38,8 -МГц_соответствует расстройка Д/зк = Ппр + Ппер = 22,4 + 38,8 ~ 60 МГц, т. е. требЭвания к &>зк удов- А летворяются. Ослабление Se3K = 20 дБ > 15 дБ, что позволяет пренебречь влиянием зеркального канала на коэффициент шума.
С Затухание Lo и гр снижает коэффициент передачи смесителя с фильтром до К'р пч = Кр пцКР о = 0,25 0,85 ~ 0,2 на резонансной частоте и •-Т К“р пч = ^Рпч^гр = 0>25 • 0>55 ~ О-14 на краях полосы фильтра.
U 13. Устройство защиты приемника, включаемое между ФАП и ДПУ, должно обеспечивать защиту ДПУ от внешних помех, попадающих в антенну, । и от сигналов передатчика, поступающих на вход приемника через антенный переключатель (Ри ,1ап = 6 кВт). При этом на выходе устройства защиты просачивающиеся энергия пика и импульсная мощность должны быть меньше предельно-допустимых значений для параметрического диода 1ГП < 0,2 X '' X 10-7 Дж и Рк < 100 мВт Для этих целей используем РЗП совместно с полупроводниковым ограничителем (см. § 4.4), если без последнего защита недостаточна.
По табл. 4.7 определяем максимальные параметры РЗП 3-сантиметрового диапазона волн: [Iраб//„ > 12% (Прад = 1120 МГц для f0 = 9375 4МГц); 7-пр < 1,3 дБ; Ра < 10 кВт; мощность зажигания Рзаж < 250 мВт; 11% С 1 <0,3- 10~7 Дж; Рпл 60 мВт. Учтем, что из всех параметров от полосы
Праб зависят только потери приема Д1Р, которые в цешре полосы Праб меньше, чем на ее границах. По сравнению с полосой Прад = 1120 МГц заданную в настоящем примере полосу частот Пор = 21,4 МГц можно рассматривать f как фиксированную частоту в центре полосы Пра!5. Поэтому для дальнейших расчетов примем потери РЗП Lnp = 0,7 дБ.
Из сравнения защитных параметров РЗП с допустимыми для параметрического диода видно, что Ряат > Ю0 мВт и Wn > 0,2 • 10~7 Дж. Следовательно, необходима дополнительная защита с помощью диодного ограничителя. Минимально необходимые потери запирания ограничителя £за11 определяем по максимальному из отношений Рзаж/Ри max = 250/100 = 2,5 и И%ЖСвЧи ~ 0-3/0,2 = 1,5. Отсюда следует, что Г3апт1п = 2,5 (4 дБ). Для повышения надежности защиты предусмотрим трехкратный запас (на ~ 5 дБ) по сравнению с t3anmin, т. е. примем необходимую величину Гзап = 9 дБ. Используем микрополосковый ограничитель, рассчитанный в примере S4.ll и имеющий параметры: % = 9375 МГц; Гпр — 0,35 дБ; Гзап = 13 дБ и полосу запирания Пра- = 398 МГц. Суммарные потерн приема устройства защиты в виде сочетания РЗП и диодного ограничителя равны
inp2 = 0,7+0,35=l,05 дБ (//рви-=1/^р2~0.8)
И
^вц = 1/^рвц=1 ’25.
14. Исходными данными для выбора гетеродина являются: рабочая частота /го, выходная мощность Ргвых и диапазон электрической перестройки частоты Д/эл (механическая перестройка частоты не требуется, так как передатчик работает на фиксированной частоте /0 = (9375 ± 10) МГц, причем
полоса 20,0 МГц обусловлена влиянием различных дестабилизирующих факторов на частоту передатчика). Кроме того, поскольку проектируемое СВЧ устройство является микрополосковым и малошумящим, гетеродин должен иметь малый уровень амплитудного шума (при расчете БС сигнала принято, что уровень амплитудного шума равен та = — 160 дБ/Гц) и должен быть миниатюрным вместе с источником питания.
Последним двум требованиям удовлетворяет полупроводниковый гетеродин на диоде Ганна (ГДГ), который мы и выбираем.
Полагаем, что /г > fc и = /г — fc = 30 МГц. Суммарная мощность гетеродина, необходимая для питания смесителей сигнала и АПЧ, равна Рг2 = ргс + Ргапч = 6 + 9 = 15 мВт, и не должна быть менее 15 мВт. Необходимый диапазон электрической перестройки 30 МГц.
На основе исходных данных по табл. 8.4 выбираем ГДГ типа VSX-9011, работающий на частотах диапазона 8—12 ГГп и имеющий параметры А/меХ = — 400МГц; Д/эл = 60МГц; Рг ВЬ1Х > 25 мВт; напряжение питания (7НОМ г = = 10 В; ток питания /р г = 300 мА. Механической настройкой надо установить исходную частоту ГДГ в нормальных условиях равной fr = = 9405 МГц.
Мощность гетеродина распределяем между смесителями сигналя и АПЧ -с помощью микрополоскового кольцевого делителя мощности (ДМ на рис. 3.32). Для гашения избыточной мощности гетеродина и установления необходимой величины Рг на входах смесителей, между последними и выходом ДМ включаем микрополосковые переменные аттенюаторы, описанные в § 3.5.
15. Коэффициент шума приемника рассчитываем по формуле
^o = Abu+(^p-1)//<pbu1 + «S4 -')//СрвцКрурч1 + + 1(Л/УПЧ^1)/^РВЦ ^^урч
которую легко получаем из (1.12), пренебрегая потерями в фидере (т. е. полагая КРф = 1) и заменяя КРпч на Крпч,
Мо = 1,25 4- [(2—1)/0,8] + [(3,4—1)70,8 • 3 [ ,5] + [(1,6—1)/0,8 • 31,5 X
X 0,2) ^^27 (3,6 дБ)
на резонансной частоте фильтра и Na = 2,32 (3,7 дБ) на границах полосы фильтра.
\ Таким образом, предложенная структурная схема преселектора при Nyii4 = 2 дБ обеспечит No < 2,32 и может быть принята.
Структурная схема приемника в целом должна соответствовать рис. 2.47, а назначение отдельных элементов указано в § 2.12.
16. Коэффициент усиления по мощности преселектора равен
К Р2 = Крви ^урч ^Рпч ~0,8-31,5-0,14 = 3,5 (5,5 дБ).
17. Мощность сигнала на входе УПЧ при Рд — 1,2- К)'13 Вт составит
Рс вх п= 1,2-10-13-3,5 = 4,2-10-13 Вт.
'^18. Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ при согласовании этого каскада со смесителем равно
п = ]/2Рс ЕХ D/gu = У2.4,2-10-^/2-10-’ ~ 20д6 мкВ,
где gii = 2 • 10-8 См — входная проводимость транзистора, который намерен к использованию в УПЧ.
»^,19. Требуемый коэффициент усиления УПЧ составит
Копт“*з <7п/6/вх п = 3-0,9/20,6.10- 6= 130000.
Ожидаемый коэффициент шума, оказался ниже требуемого Мд в 5/2,27 476
= 2,2 раз. Поэтому, чтобы обеспечить прием сигнала сувых= 1,7, увеличиваем коэффициент усиления УПЧ до 1300001/ 2,2 193000. и
20. Выбираем для УПЧ транзистор ГТЗЗОД, имеющий высокую /У21 и малый уровень шума. Из приложения 3 видим, что г'&Ск = 30 пс; Ск = 2 пФ; Л21э = Ро = 1/20 • 300 = 80. Вычисляем г'6 = ^Ск/Ск = 30/2 = 15 Ом; ®о-“= 80/(1. + 80) ~ 0,99. Выбираем режим /к = 3 мА и согласно рис. 3.6 находим У-параметры: g21 = 60 мСм; Ь21 ~ 60 мСм; | У211 = У 60* + 602 = = 84 мСм; £п = 2 мСм; Ьп = 4 мСм; g22 = 0,4 мСм; Ь22 = 1,0 мСм. Из (3.20) следует, что | У121 = 0,31 мСм.
21. Рассчитываем коэффициент шума 1-го каскада УПЧ в режиме согласования. Для этого находим
/?ш = 20/к/| У и [8 = 20-3-10~3/(842-10~в) ~ 10 Ом,
Сш = 20 /к (1 — а0)/а0 = 20 - 3 - 10~® - 0,01/0,99 ~ 0,6 мСм.
После этого согласно (6.72) определяем
Мупч = ^с= 1 + (15 + 4 • 10) • 2 • 10-3 + [0,6 • 10-® (1 + 15 2х X IO"®)2 + 15 - 16 • 10-в]/2 • 10-® ~ 1 + 0,11 + [0,6 + 0.24J/2 =
, = 1,53 < 1,58 (2 дБ).
22. Выбираем УПЧ с распределенной избирательностью. Для 1-го малошумящего каскада выбран транзистор ГТЗЗОД. При/У21 = 960 МГц он удовлетворяет условию (6.1). Поэтому используем этот транзистор и для остальных каскадов УПЧ.
Параметры транзистора ГТЗЗОД для f„ — 30 МГц и /к = 3 мА в'схеме с ОЭ: gu — 2 мСм; Си = 20 пФ; g22 = 0,4 мСм; С22 = 5 пФ; | У21 I = 84 мСм; | У121 = 0,31 мСм.
Поскольку требования к избирательности УПЧ не предъявлены, выбираем схему УПЧ с одноконтурными настроенными каскадами и производим ее расчет.
Вначале определяем устойчивый коэффициент усиления по формуле (6.2):
Куст = 0,42 1/84/0,31 =6,9.
Далее находим минимальное число избирательных систем для получения заданного усиления:
1g (1,93-10®)
tn
Ig6,9
Принимаем т — 7. Вычисляем параметр а по формуле (6.3), задавшись b = 0,2, р = 1,4-:
0,2-30 о ,, д=---------=2,14. •
1,4-2 ОТ
Для т = 7 по табл. 6.1 находимф = 3,1 и определяем необходимое эквива-
лентное затухание контуров (6.4):
2-3,1
30
+ —
= 0,206. ’
( Вычисляем критические значения эквивалентного затухания контуров промежуточных каскадов по формулам (6.5) и (6.6), приняв d — 0,01:
d'=0,01 4------------------------------------= 0,230,
т 3,14-2,14-30- 10е-(20/2+5/0,4). 10~»
d"=0,01-f
(2/20+0,4/5)-10» _
4.3,14.2,14.3010е ’ ’
dff fl •
Рассчитываем тг и C8 по формулам (6.7) и (6.8):
т2 = 1/0,4/2 = 0,45, 0,4-10-3-1012 Са =-------------------------------= 22 пФ
3,14.30.10е (0,206—0,01)
Вычисляем коэффициент усиления каскада (6.13):
0,45-84.10-3 К =--------------------------------= 44
ок 2-3,14.30.10e.22 10-12.0,206
Кок > Куст, т- е- каскад неустойчив. Переходим к каскодной схеме ОЭ — ОБ, поскольку Кок/Куст > 2 Параметры каскодного соединения: gn = 2 мСм, Си = 20 пФ, g22 = 0,08 мСм, С22 — 1,6 пФ, | /211 = 84 мСм | 1Z)2I = 4 мкСм
Производим перерасчет для каскодного соединения:
Куст = 0,42 1/84/(4.10-’) =61; !g(l,93-106) т >----------------=2,95.
1g 6!
Принимаем т = 3. Для т == 3 находимф = 1,96 и вычисляем
2 1,96 rf.,=------=0,13.
30
Определяем значения d' и d" для промежуточных каскадов:
d' =0,01 -1------------'-------------------------=0,175,
3,14-2,14.30- 10s-(20/2+ 1,6/0,08) • 10“в
(2/20 + 0,08/1,6) 10я d’ = 0,01 + ———— --------------= 0,196.
т 4-3,14-2,14-30-Ю’
Рассчитываем т3 и Сэ по формулам (6.7) и (6.8): т2 = 1/0;О8/2 = 0,2, 0,08-10-3-Ю12
Са =------------------------- =7,1 пФ.
8 3,14.30.10^(0,13-0,01)
Находим коэффициент усиления каскада
0,2.84.10-'’
/С еа ~ — - — 97
ок 2-3,14-30-106-7,1 • 10“12>0,13
Так как/Сок > Куст, переходим к режиму фиксированного усиления, полагая Кф=Куст=61.
Вычисляем т2 по формуле (6.14):
т8 = 2 , 3,14 • 61 • 30 • 10е 7,1 . 10~и • 0,12/(84 . 10s) = 0,127.
Емкость Сэ остается без изменения.
Рассчитываем проводимость шунта, подключаемого к контуру, по формуле (6.15):
ёшн = 2 • 3,14 • 30 10» • 7,1 • 10-12 • (0,13-0,01) • 103 — 0,08—
— 0,127* • 2 = 0,048 мСм.
Переходим к расчету оконечного каскада. Параметры нагрузки УПЧ определяются из расчета детектора радиоимпульсов:
ён — 1/^вх д — 0,42 мСм; Сд Сд — 1 пФ.
Вычисляем значения <Г и d”
d' = 0,01-|-
3,14-2,14-30-10е (1/0,42+1,6/0,08)-10-»
' п , (0.42/1+0,08/1,6)10»
d" = 0,01 + -----г ———------------=0,592.
4-3,14.2,14-30-10е
=0,231,
В соответствии с (6.8) выбираем Сэ = 7,1 пФ, т. е. такое же, что и в промежуточных каскадах.
Определяем тг применительно к режиму фиксированного усиления с Кф = 61. В соответствии с (6.14) тг = 0,127 (как и в промежуточных каскадах).
Вычисляем проводимость шунта, подключаемого к контуру оконечного каскада (6.15):
£ШН = 2 - 3,14 - 30 - 10е - 7,1 - 10~12 • (0,13—0,01) • 103 — 0 08— — 0.127® - 0,42 = 0,075 мСм.
В соответствии с (6.30) общий коэффициент усиления УПЧ Коп — 61’ = = 2,3 • [0s.
Коп > Кот, т. е. усилитель имеет некоторое избыточное усиление причем Коп/Кот— 1,2, что является допустимым.
Рассчитываем элементы контуров по формулам (6.38) и (6.41): индуктивности контурных катушек
2,53-1010
LK =-----------— 4 мкГ,
302-10“-7,1
собственные емкости контуров промежуточных каскадов при См = 3 пФ Ск = 7,1 —1,6—0,1272 - 20 —3 = 2,2 пФ,
собственная емкость контура оконечного каскада
Ск = 7,1 —1,6—0,127s - 1—3 = 2,5 пФ.
23. В заключение рассчитываем детектор радиоимпульсов. Для детектирования используем диод Д2В с параметрами /? = 120 Ом, Сд = 1 пФ. Емкость нагрузки С„ — !0Сд = 10 1 = 10 пФ. Согласно (9.23), (9.24) емкость конденсатора
Сн = ЮСд —. См = 10 • 1—3 = 7 пФ, а сопротивление нагрузки
RH = тс/2,3 С' = 0,1 - 10~6/2,3 • 10 • 10-и = 4 кОм.
Находим RH/R, = 4000/120 = 34 и из рис, 9.2 определяем /Ся = 0,82 , а из рис. 9.5 /?ВХд//?, = 20 и /?вхд = 2,4 кОм.
Проверяем согласно (9.25) RaCa = 4 • 10» • 10 • 10“ls = 40 • IO"18 > > 1/30 • 10“ = 3,3 ю-“.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Автоподстройка гетеродина 44 АЛГОЛ-программа расчета фильтра сосредоточенной индуктивности 291
Амплитудная характеристика приемника 396
Антенна:
магнитная 167
приемная 155—156
с электрическим движением луча 102—103
АРУ:
быстродействующие 418 временные 418—419
Аттенюаторы микрополосковые 150—
151
Вентили ферритовые 211—213
Вероятность ошибок воспроизведения сигнала 65—67
Выбор активных элементов УРЧ 225— 226
— схемы УПЧ 271—272
Генераторы:
на диодах Ганна 359—365
иа лавинно-пролетных диодах 365— 366
накачки 266
Гетеродины.
преобразователей частоты 18 с умножением частоты 350—353
Глубина амплитудной модуляции 383 Делители мощности СВЧ 143—144
Демодулятор:
видеоимпульсов с АИМ и расширением импульсов 73, 74
сигналов с КИМ 75—76
Детектор:
AM сигналов 38, 85, 381—382 отношений 43, 380—381 фазовый балансный 389—392, 445 — коммутаторный 392—393 частотный, выполненный иа интегральной микросхеме 381
— с парой контуров расстроенных 43
— — — связанных 43
Диапазон частот 6
Диоды:
Ганна 360 лавинно-пролетные 365 параметрические 247—251
смесительные полупроводниковые 316—319
Дискриминатор 379—380
Добротность резонатора 193, 197
ЖИГ резонаторы 196—200
Избирательность частотная 8, 18
Изгибы микрополосковых линий 152,
153
Изменение коэффициента усиления 41, 86
Индекс модуляции 42
Индуктивность катушки связи 169, 174
Искажения нелинейные в частотном детекторе 387
Каскад приемника выходной 39, 85— 86
Качество воспроизведения сигнала 8
Классификация:
радиоприемников 4—5
систем АПЧ 421—423
— АРУ 394—395
УПЧ 268—269
УРЧ 214
Конструкции параметрического усили-
теля 256—264
Контур с перестройкой 178—179
Коэффициент:
диапазона приемника 33
'запаса усиления 31
передачи входной цепи 30
— по мощности максимально достижимый 16, 31
— частотного детектора 384—386
поддиапазона 33
усиления линейного тракта 29
— преселектора 29
— УПЧ 279—281
— — по напряжению 32
— УРЧ 31
— устойчивого 30, 272
шума 13—14
— двухконтурного параметрического усилителя 255
— минимально достижимый 16, 38, 92
Коэффициенты поддиапазонов резонаторов 32
Лампы обратной волны 358—359
Линии передачи микрополосковые
131—134
Линия связи с ИСЗ <Молння-1» 106— 107
Манипуляция:
амплитудная 50
фазовая 61
частотная 56
Методика расчета:
каскада УПЧ двухконтурного 277—
-----одноконтурного 275—277 одноконтурной входной цепи с внешнеемкостной связью с ненастроенной антенной 159—161
— — — с внутриемкостной связью с настроенной антенной 175—177 -----с индуктивной связью с ненастроенной антенной 162—164 — — — с комбинированной связью с ненастроенной антенной 164—167 ----- — с магнитной антенной 167-171
—-------с трансформаторной или
автотрансформаторной связью с настроенной антенной 173—175
Мосты СВЧ микрополосковые 135 Мощность на выходе приемника номинальная 39—40
Нагрузки оконечные 151 — 152 Неравномерность кривой верности 82 Нестабильность частоты гетеродина 11
Ограничители СВЧ мощности на полупроводниковых приборах 203—209 Ослабление:
зеркального канала 81, 181 создаваемое преселектором 22, 81 соседнего канала 23, 84
Ответвители мощности 151
Отношение сигнал/шум на входе приемника 38, 43, 48, 56, 71, 80
Отражательные клистроны 356—358 Отрезки микрополосковых линий с разомкнутым концом 152—153
Параметры:
балансного смесителя 330—336 детектора AM сигнала 383—384 — ЧМ сигнала 382—383 параметрических диодов 248 системы АПЧ фазовой 443—444 — — частотной 425—426 транзисторов биполярных 112—119 — полевых 122 фидеров 15
фильтров пьезомеханических 294
— пьезоэлектрических 293
— сосредоточенной избирательности 284—285
— электромеханических 294 Пеленгатор радиоастрономический 98
Переключатель импульсной РЛС антенный 94—95
Подавление сопутствующей амплитудной модуляции 386
Полоса пропускания:
двухконтурного параметрического усилителя 255—256
линейного тракта 11, 35—36, 55
преселектора 12
РЛС 94
УНЧ 38, 43
Преобразователь частоты 84
на транзисторе биполярном с гетеродином внешним 305, 309
------- внутренним 306, 310
— полевом с гетеродином внешним 306—308
иа туннельном диоде коаксиальный 313
— — микрополосковый 313
-----с внешним гетеродином 312, 313
-----с параллельно включенными контурами 311
Преселекторы 19—21
телевизионных приемников 90
Прием сигналов ДТЧ сдвоенный 60
Приемник:
для регистрирующего приема телеграфных сигналов с АТ магистральный коротковолновый 53—55 радиовещательный автомобильный
79
— 1 и II класса 78
. — III класса 78
— IV класса 77
радиотелефонных сигналов с AM магистральный коротковолновый 40, 41-42
сигналов ДТЧ магистральный коротковолновый 59—60
— ОФТ со сравнением полярностей 64
— — — фаз 61
— с дельта-модуляцией и AM 75, 76-77
— телеграфных 50—52
— ЧТ магистральный коротковолновый 57—58, 67
служебной связи телефонно-телеграфный 52
телевизионный с общим трактом изображения и звука 89
— цветной 93
фототелеграфных сигналов с ЧМ несущей магистральный коротковолновый 44—46
Промежуточная частота преселектора
21
Проницаемость магнитная 168 ,
fWjeShnKir защиты приемника 200— ЧОЗ
г5>.< Тройка обобщенная:
для краев полосы пропускания приемника 22
зеркального канала 20
Fac .ev.
вспомогательных параметров УПЧ 272-274
гетеродинов 341—343 •
детектора непрерывных АМ сигналов диодного 368—370
— —-----транзисторного 370—
— пикового 373—374
— радиоимпульсов 371—372
колебательной системы автогенератора 345—349
ограничителя диодного 375—376
— на транзисторе 376—377
— симметричного 378—379
одноконтурных каскадов УРЧ 230— 236
параметров непрерывной системы ФАПЧ 444—448
— — — частотной ЛПЧ 430—436
слемеитов контуров УПЧ 281 — 282
— обеспечивающих режим УРЧ 226-227
— системы АПЧ 438—439
Резонатор:
коаксиальный 124—126
полосковый 127, 128
Ретранслятор:
с однократным преобразованием частоты спутниковой линии связи 109 110
спутника «Молния-1» 107—108
РЛС:
с автосопровождением объекта в двух плоскостях 100—101
---по направлению в одной плоскости 98, 99, 100
—- — по угловым координатам и дальности с воащаюшейся антенной 97—98, 101
с визуальным определением дальности и угловых координат объекта
95-97
с селекцией подвижных объектов 101—102
Связь контура с антенной 156—158
— между контурами УРЧ 223, 224
Сигнал:
изображения СССР телевизионный стандартный 87—88
многоканальный 68
Система:
АРУ импульсная 417
— второго порядка 413
— первого порядка 406
фазовый АПЧ 433
Системы АПЧ частотные импульсные 436—438
Скорость передачи 55, 58
Смеситель:
АПЧ радиолокационного приемника 336—338
балансный микрополосковый 325— 327
— волноводный 325—327
двухбалансный малошумящий с фазовым подавлением зеркального канала 327—330
Смесительная секция 325
Спектр:
передатчика, уплотненного двумя однополосными каналами 48 радиочастот 5
телевизионного стандартного сигнала изображения СССР полный 89
Способы настройки резонаторов 32
— регулирования усиления 402
Стабильность характеристик параметрических усилителей 265—266
Станция:
наземной РРЛ оконечная 104—105
— — промежуточная 105
сети «Орбита» приемная земная
108- 109
Супергетеродины с преобразованием частоты 10
Схемы:
включения биполярных транзисторов 111
питания полевых транзисторов 121
Температура шумовая двухконтурного параметрического усилителя 254
Трансформатор:
согласующий 182, 183
фазовращающий 381, 382
Усилители:
дифференциальные 217—222
параметрические двухконтурные 252-254
— одноконтурные 264—265
промежуточной частоты 83
— — с трехзвенным фильтром сосредоточенной избирательности 286
радиочастоты каскодные 216, 218, 219
— на интегральных схемах 215, 216, 21" ----~ ' -----
— однокаскадные на дискретных элементах 214, 216, 218
— с парой связанных контуров в коллекторной цепи 238, 239
— с резонансным контуром в коллекторной цепи 237, 239
Устройства защиты приемника 200— 209
Фильтры:
СВЧ 187—200
сосредоточенной избирательности 283
Формирование синхронных колебаний 61
Функции входных цепей приемников сантиметровых и миллиметровых волн 186
Характеристики:
преселекторов частотные нормированные 21, 22
систем АПЧ 423—424
УПЧ частотные нормированные 25
Цепи:
входные двухконтурные приемников дециметрового диапазона 179—180 ---- с комбинированной связью
между контурами и с антенной 176-177
— с широкополосным П-образиым
контуром 182—185
питания УРЧ 227—229
Циркуляторы ферритовые 209—211
Число:
витков катушки контурной 168
----- связи 169
избирательных систем минимальное 273
поддиапазонов 34
регулируемых каскадов 41, 86
Чувствительность 7, 29
реальная 13—14, 65
Ширина:
поддиапазона 34
спектра радиочастот 37, 42, 48, 50, 55, 58, 64, 70, 80
Элементы:
входных цепей приемников сантиметровых и миллиметровых воли 186-187
звеньев фильтра сосредоточенной избирательности 286
с сосредоточенными параметрами для СВЧ 145—150
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие........................................................ 3
Введение............................................................. 4
1. Составление структурной схемы линейного тракта приемника 10
1.1. Состав структурной схемы приемника ..............................Ю
1.2. Расчет необходимой полосы пропускания линейного тракта • приемника....................................................... И
1.3. Выбор первых каскадов приемника...................... , . . 12
1.4. Выбор средств обеспечения избирательности приемника . • . . 18
1,5. Выбор средств обеспечения усиления линейного тракта .... 29
1.6. Выбор устройств управления настройкой приемников г. . . . 32
1.7. Особенности проектирования структурной схемы линейного тракта супергетеродина с двойным преобразованием частоты 35
Список литературы . . ................31
2. Особенности составления структурных схем приемников различных типом ... .... ................37
Ь. 1. Приемники непрерывных сигналов с амплитудной модул я ни ей 37
Г2.2, Приемники непрерывных сигналов с частотной модул яцйейфЧМг)—42^ 12 3. Приемники непрерывных однополосных AM сигналов < . . 46
Приемники непрерывных сигналов с фазовой модуляцией Г~~—49
2.5. Приемники дискретных сигналов с амплитудной манипуляцией 50
2.6 Приемники дискретных сигналов с частотной манипуляцией . . 56
2.7. Приемники дискретных сигналов с фазовой манипуляцией 61
V2.8. Приемники многоканальных сигналов с частотным уплотнением 68 2/Г Приемники многоканальных сигналов с временным уплотнением 71
.—2.10. Радиовещательные приемники . . = ..... .......................77
. 2.11. Телевизионные приемники ....... о . . 3 с . . 87
*2.12. Радиолокационные приемники ... г. .... 0 0 . 93
2.13. Приемники наземных радиорелейных линий п с . о ЮЗ
2.14. Приемники спутниковых радиорелейных линий связи .... 106
Список’литературы . . ... .............. о . . . ПО
3. Активные элементы и резонаторы радиоприемников..............НО
\/зЛ. Биполярные транзисторы „ „ • » , , е .... ИО
3.2. Полевые транзисторы . ...... с . . .. . ....... 121
3.3. Резонансные системы с сосредоточенными и распределенными постоянными............................................... . 122
3.4. Пассивные элементы СВЧ интегральных микросхем о о . . . 130
Список литературы................. ... с о ... 153
4. Входные цепи радиоприемников . ....................155
4.1. Общие сведения . . . ... .- G , . . . . 155
4,2. Входные цепи приемников умеренно высоких частот ..... 156
4.3. Входные цепи приемников дециметрового' диапазона ...... 177
4.4. Входные цепи приемников сантиметровых и миллиметровых волн 186
Список литературы .... . . . . о ... с .... . 213
5. Усилители радиочастоты ;.................................. 214
5.1. Усилители радиочастоты приемников умеренно высоких частот 214.
5.2. Усилители радиочастоты дециметрового диапазона............... 232.
5.3. Мал лнумящие усилители СВЧ.................................. .244
5.4. Параметрические усилители на полупроводниковых диодах . . 246
5.5. Методы подавления выходных шумов зеркалдиой частоты малошумящих усилителей СВЧ................................266
Список литературы...............................................267
6. Усилители промежуточной частоты......................268
6.1. Общие сведения.............................................268
6.2. Расчет усилителей промежуточной частоты с распределенной избирательностью..............................................271
6.3. Расчет УПЧ с электрическими фильтрами сосредоточенной избирательности ...............’................................283
6.4. Машинное проектирование ZiC-фильтров сосредоточенной избирательности ..................................................288
6.5. Расчет УПЧ с системой сосредоточенной избирательности на пьезоэлектрических, электромеханических и пьезомеханйческих фильтрах.................................................... 293
6.6. Расчет коэффициента усиления УПЧ с ФСИ..................296
6.7. Расчет апериодических и слабоизбирательных каскадов УПЧ 297
6.8. Малошумящие каскады УПЧ................................300
Список литературы •. . ........................................303
7. Преобразователи частоты............................. 304
7.1. Общие сведения............................................. 304
7.2. Транзисторные преобразователи частоты......................305
7.3. Преобразователи частоты на полевых транзисторах ...... 306
7.4. Преобразователи частоты на интегральной микросхеме .... 308
7.5. Преобразователи частоты дециметрового диапазона............309
7.6. Смесители СВЧ на полупроводниковых диодах ....... 314
Список литературы...............................................339
8. Гетеродины приемников................................339
8.1. Общие сведения..............................................339
8.2. Гетеродины приемников километровых, гектометровых, декамет-
ровых и метровых волн на транзисторах................... . 340
8.3. Гетеродины приемников дециметровых волн.....................349
8.4. Гетеродины приемников сантиметровых и миллиметровых волн 353
Список литературы.............................................. 367
9. Детекторы и ограничители амплитуд приемников.........367
9.1. Амплитудные детекторы......................................367
9,2. Ограничители амплитуды.......................’.............374
9.3. Детекторы ЧМ сигнала..................................... 379
9.4. Фазовые детекторы..........................................389
Список литературы...............................................393
10. Автоматическая регулировка усиления в радиоприемнике . . 394
10.1. Общие сведения об АРУ в радиоприемниках...................394
10.2. Расчет стационарного режима.............................. 409
10.3. Расчет динамического режима системы АРУ первого порядка 406
10.4. Расчет динамического режима системы АРУ второго порядка 413
10.5. Выбор и расчет элементов цепи АРУ.........................415
10.6. Особенности проектирования некоторых разновидностей систем АРУ.......................................................418
। Список литературы.............................................419
11. Автоматическая подстройка частоты в радиоприемных устройствах . ..............................................420
11.1. Общие сведения о системах автоматической подстройки частоты 420
11;2 Расчет непрерывных частотных систем АПЧ...................423
11.3. Расчет непрерывных систем фазовых автоматических подстроек частоты.........................................................443
11.4. Особенности проектирования некоторых разновидностей систем автоматической подстройки частоты гетеродина....................448
Список литературы..............................................452
12. Конструирование приемников...........................452
12.1 Общие принципы конструирования приемников ................452
12.2 . Технико-экономическое обоснование проекта...............466
Список литературы............................................ 470
Приложение 1. Характеристики полупроводниковых диодов..........471
Приложение 2. Параметры полевых транзисторов...................471
Приложение 3. Параметры биполярных транзисторов ВЧ иСВЧпри / = 20° С...................................................471
Приложение 4. Y-параметры транзисторов, измеренные на частоте
465 кГц....................................................472
Приложение 5. Блоки конденсаторов перемеииой емкости КПЕ . . . 472
Приложение 6. Параметры ферритов...............................472
Приложение 7. Пример проектирования и расчета приемника радио-
локационной станции визуального определения объектов .... 473
Предметный указатель ...................................... 480
Клич Семен Михайлович
Кривенко Александр Сергеевич Носикова Галина Николаевна Павлов Владимир Николаевич Сарафов Борис Венцеславович Сиверс Аркадий Петрович Соколов Юрий Павлович Станкевич Юрий Александрович Степанов Юрий Петрович
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
Нод редакцией А. П. Сиверса
♦
Редакторы Э М. Горелик, И. И. Рюжииа Художественный редактор А. Н. Алтунин Обложка художника В. Г. Сидоренко Технический редактор Г. 3. Кузнецова Корректор 3. Г. Галушкина
Сдано в набор 19.IV—76 г. Подписано в печать 16.VII—76 г. Т12550
Формат 60Х90'/|в Бумага типографская Хе 2 -
Объем 30,5 усл. п. л., 32,387 уч.-изд. л.
Тираж 50 000 экз. Зак. 895 Цена I р. 24 к.
Издательство «Советское радио», Москва, Главпочтамт а/я 693
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома при Государственном комитете Совета Министров СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли Москва И-41, Б. Переяславская, 46.