Л. Н. Бочаров
С. К. Жебряков
И. Ф. Колесников
Расчет
электронных
устройств
на
транзисторах
МАССОВАЯ
РАДИО
библиотека
Выпуск, 963
Л. И. Бочаров,
С. К. Жебряков,
И. Ф. Колесников
Расчет
электронных
устройств
на
транзисторах
S51
Москва • «Энергия* ♦ 1978
ББК32.85-
Б86
УДК-62ЕЭ82.в01.24
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ:
Берг А. И., Белкин Б. Г., Борисов В. Г., Ванеев В. И.,
Геништа Е. Н„ Гороховский А. В., Демьянов И. А., Ельяшке-
вич С. А., Жеребцов И. П., Корольков В. Г„ Смирнов А. Д., Та-
расов Ф. И., Чистяков Н. И., [Шамшур В. И.[
Бочаров Л. Н. и др.
Б86 Расчет электронных устройств на транзисторах/
Бочаров Л. Н., Жебряков С. К-, Колесников И.Ф.—
М.: Энергия, 1978. — 208 с., ил. — (Массовая радио-
библиотека; Вып. 963).
1 Р-
В книге изложена методика расчета основных устройств на тран-
зисторах с приведением конкретных числовых примеров. Кратко пояс-
нены принципы действия схем. Работа устройств проиллюстрирована
временными диаграммами.
Книга рассчитана на подготовленных радиолюбителей.
Б
30404-211
051(01)-78
124-78
ББК 32.85
6ФО.З
Лев Николаевич БОЧАРОВ
Сергей Константинович ЖЕБРЯКОВ
Иван Фомич КОЛЕСНИКОВ
Расчет электронных устройств на транзисторах*
Редактор В. П. Соколов
Редактор издательства Н. В. Ефимова
Обложка художника Я. Т. Ярешко
Технический редактор Г. А. Маслова
Корректор 3. Б. Драновская
ИБ № 1383
Сдано в набор 28.11.77. Подписано к печати 04.07.78. Т-12889. Формат
84Х108’/з2. Бумага типографская Ке 0. Гарн. шрифта литературная
Печать высокая. Усл.-печ. л. 10,92. Уч.-изд. л. 13,54. Тираж 100 000 экз.
Зак. 384. Цена 1 р.
Издательство «Энергия», 113114, Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10
Владимирская типография «Союзполиграфпрома» при Государственном
комитете Совета Министров СССР по делам издательств, полиграфии
и книжной торговли. 600000, г. Владимир, Октябрьский проспект, д. 7
Издательство «Энергия», 1978,
Предисловие
В предлагаемой читателям книге приведены расчеты основных
радиотехнических устройств на полупроводниковых приборах, ис-
пользуемых в радиолюбительской практике.
Проектирование электронного устройства включает обоснование
технических (исходных) данных для расчета, выбор устройства, поз-
воляющего решить поставленную задачу, выбор элементов (тран-
зисторов, диодов, резисторов, конденсаторов и т. п.). Обычно эта за-
дача допускает несколько решений (или вариантов решений), соот-
ветственно и методика расчета также может быть различной.
Обоснование технических данных и выбор устройств зависят от
многих факторов: назначения, условий работы, места установки, тре-
бований к габаритам, массе и стоимости устройства, наличия деталей
и т. п. Эта задача может быть решена для конкретных случаев.
В данной книге исходные данные задаются для случаев, наиболее
часто встречающихся на практике.
Книга разделена на три части. В первой части рассматривается
расчет усилителей низкой, высокой и промежуточной частоты, а так-
же амплитудных детекторов, преобразователей частоты и автогене-
раторов. Приведенная методика расчета этих .элементов может при-
меняться и тогда, когда они используются в других (не радиопри-
емных) устройствах. Во второй части рассматривается расчет
элементов импульсной техники (импульсных усилителей, триггеров,
мультивибраторов, блокинг-генераторов и генераторов пилообразно-
го напряжения). В третьей части приведен расчет усилителей посто-
янного тока и источников питания.
Все расчеты произведены на конкретных числовых примерах.
Там, где это оказалось возможным, применен «сквозной» расчет, при
котором учитывалось, что нагрузкой данного каскада является кас-
кад, рассчитанный ранее.
Работа по созданию книги распределялась между авторами сле-
дующим образом. Расчеты усилителей мощности, усилителей напря-
жения низкой частоты, эмиттерного и истокового повторителей и фа-
зоинверсных каскадов, усилителей промежуточной и высокой часто-
ты, преобразователей частот сделаны Л. Н. Бочаровым, расчеты
мультивибраторов, триггеров и блокинг-генератора — С. К. Жебря-
ковым; расчеты амплитудных детекторов, автогенераторов (гетеро-
динов), генераторов пилообразного напряжения, усилителей посто-
янного тока, источников питания, предисловие, введение и приложе-
ние— И. Ф. Колесниковым; расчет импульсных усилителей —
совместно Л. Н. Бочаровым и И. Ф. Колесниковым.
Р
Введение
В электронных устройствах транзисторы могут включаться по
схеме с общей базой (ОБ), с общим эмиттером (ОЭ) и общим кол-
лектором (ОК). Наилучшими усилительными свойствами (усиление
тока, напряжения и мощности) обладает транзистор в схеме с ОЭ.
В схеме с ОБ усиление мощности значительно меньше, чем в схеме
с ОЭ. Кроме того, в схеме с ОБ транзистор имеет сравнительно ма-
лое входное и большое выходное сопротивление, что затрудняет со-
гласование каскадов.
В схеме с ОК транзистор тоже обеспечивает меньшее усиление
мощности. Однако в схеме с ОК транзистор имеет сравнительно
большое входное и небольшое выходное сопротивления, и поэтому
схема с ОК часто применяется в качестве согласующего каскада
между источником сигнала с высокоомным выходным сопротивлени-
ем и низкоомной нагрузкой. Наиболее же часто в электронных уст-
ройствах применяется включение транзистора по схеме с ОЭ.
Для расчета электронных устройств на транзисторах необходимо
знать их параметры, а в некоторых случаях и вольт-амперные ха-
рактеристики. Существуют различные системы параметров транзи-
сторов: Z, У, h и др. При расчетах обычно пользуются й-параметра-
ми, которые представляют собой величины, характеризующие приме-
нение транзистора как электронного прибора, управляемого током,
а именно: Ли — входное сопротивление транзистора при коротком
замыкании на его выходе; Й22 — выходная проводимость транзисто-
ра при холостом ходе на его входе; h2\ — коэффициент передачи
тока транзистора при коротком замыкании на его входе и Й12 — об-
ратный коэффициент передачи напряжения транзистора при холо-
стом ходе на его входе. Кроме того, й-параметры наиболее просто
определяются экспериментально, так как при малом входном и вы-
соком выходном сопротивлении транзистора сравнительно легко осу-
ществить режимы короткого замыкания на выходе и холостого хода
на входе транзистора.
В зависимости от схемы включения транзистора индекс й-пара-
метров помимо двух цифр содержит еще буквенное обозначение,
определяющее схему включения транзистора. Например, йцб— вход-
ное сопротивление транзистора с ОБ; й21Э — коэффициент передачи
тока транзистора с ОЭ. В справочниках приводятся коэффициенты
передачи тока: а — коэффициент передачи тока транзистора в схеме
с ОБ; 0— коэффициент передачи тока транзистора в схеме с ОЭ.
Следует иметь в виду, что а= |й21б| и 0 « й21э.
Между й-параметрами для различных схем включения транзи-
стора существует однозначное соответствие. В табл. 1 приведены
формулы, связывающие между собой й-параметры схем с ОЭ,
ОБ, ОК.
4
Кроме Л-параметров при расчетах используются и другие пара-
метры транзисторов: fh^—предельная частота передачи тока
транзистора в схеме с ОЭ С/КБ макс и U^3 макс — соответственно
максимально допустимые значения напряжений между коллектором
и базой и между коллектором и эмиттером; /к макс — максимально
допустимое значение тока коллектора; Рк макс — максимально допу-
стимая мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора; /КБО —
обратный ток коллектора; Ск — емкость коллекторного перехода;
гб — объемное сопротивление базы; /п макс — максимальная темпе-
ратура коллекторного перехода.
Иногда в справочниках приводится предельная частота переда-
чи тока транзистора в схеме с ОБ или граничная частота
транзистора Л^/л21б. В этом случае
f/1213 == //121б/0 + ^21э) ~ fЛ21б/^213»
В приложении приведены основные параметры некоторых тран-
зисторов.
При расчетах электронных устройств возникает необходимость
правильно выбрать рабочую точку транзистора в режиме покоя, ког-
да входной сигнал отсутствует.
Рассмотрим выбор точки покоя усилительного каскада на тран-
зисторе, включенном по схеме с ОЭ. Выбор точки покоя сводится
к выбору тока коллектора 1ка и напряжения U^3n в режиме покоя.
На семействах выходных и входных характеристик, показанных на
рис. 1, эти точки обозначены буквой П. Через эту точку на выход-
ных характеристиках проходят линии нагрузки: статическая (по по-
стоянному току) и динамическая (по переменному току). Входная
нагрузочная характеристика по постоянному и переменному току
практически совпадает со статической входной характеристикой при
Таблица 1
Схема с ОБ	Схема с ОЭ	Схема с ОК
h , __ Л11э ~	/1Пэ=/1цб (1+&21э) « ~ hus Л21э	^11к ~ ^119
"116 — . . ,	~ 1“Г"21Э		
~^Цэ/^21Э		
Ь л -	^1Э	,	^216 — 		^21К “ 14~^21Э	^219
"216 — . < . 1+^213	"219 — .	, 1—"216	
А	^22Э	^229 = ^22б (^~Ь^21э) ~ ~ ^22б ^219	h
"22б— ... ’ ~ 14Л1Э		"22К — "229
^^229^219		
^12б	/гПб h223	. "129 ~	,	—"216 1—«216	^12К “ 1
5
С/кэ <^кэнас	В для транзисторов р-п-р типа или >
> £/КЭнас ~0,5 В для транзисторов п-р-п типа, где ^кэнас~“на"
пряжение насыщения транзистора [15]. В справочниках обычно при-
водится входная характеристика при |с/кэ1 В-
В усилителях напряжения точка покоя выбирается исходя из за-
данны* значений амплитуды, напряжения на коллекторе £7кт и
связанной с ней амплитудой тока коллектора /к™=№»»//?„, где
Ян — сопротивление нагрузки переменному току. Чтобы исключить
Рис. 1. Определение режима покоя усилителя на транзисторе с ОЭ.
возможность попадания рабочей точки в область насыщения и об-
ласть отсечки (из-за чего появляются значительные нелинейные ис-
кажения выходного сигнала), координаты точки покоя должны
удовлетворять следующим условиям:
| ^КЭП |	^Кт + ( ^КЭмин |»

(2)
где и^э мин — напряжение на коллекторе, соответствующее началу
прямолинейного участка выходных статических характеристик
(рис. 1,а); k3 — коэффициент запаса.
Для транзисторов малой мощности рекомендуется брать
1^КЭмин1 = 1 в> а «ля мощных транзисторов- |£/КЭмин| =2В [16].
Коэффициент запаса k3 не должен превышать 0,7—0,95, так как
иначе могут возникнуть значительные нелинейные искажения. В слу-
чае же выбора £3<0,7 ухудшается к. п. д. каскада.
Кроме того, положение точки покоя должно удовлетворять ус-
ловиям
I УКЭП | +	< I ^КЭмакс |*>	| ^КЭП | ^КП < ^Кмакс,
6
1. е. точка покоя должна лежать левее вертикали Uмакс и ниже
гиперболы Рк макс» где и^э макс и Ркмако — максимально допусти-
мые напряжения и мощность [16].
В случае малого сигнала, когда выбор точки покоя не критичен,
следует учитывать зависимость параметров транзистора от режима,
т. е. задаваться таким током /^п и напряжением 4/^эп, ПРИ кото’
?ых коэффициент передачи тока Л21Э, а также предельная частота
Л2£б имеют максимальные значения.
Достаточно большому значению £/кэп будет соответствовать
малая емкость Ск, которая влияет на частотные свойства транзисто-
ров. Обычно следует ориентироваться на режим, рекомендуемый
в справочнике (]#кэ] ==5 В; /кп =1 мА), хотя в ряде случаев от-
ступления от этого режима не только допустимы, но и желатель-
ны, Например, для повышения экономичности усилителя целесооб-
разно выбирать меньшие значения напряжения и тока / кп<
При этом, конечно, должно выполняться условие (1). Однако при
малых токах коллектора (менее 0,6—0,8 мА) проходная характери-
стика транзистора становится существенно нелинейной и возникают
нелинейные искажения. Поэтому желательно, чтобы мгновенные
значения тока коллектора не были меньше /кмин=0,6~0,8 мА.
В этом случае ток /кп следует определять по формуле
^кп >	+ ^Кмин.	№
В усилителях мощности напряжение на коллекторе в режиме по-
коя выбирается согласно условию
in » ~ I ^КЭмакс I — I ^КЭмин |
I икэп I <	2	“П акэмин I “
| ^КЭмакс |	| ^КЭмин |
=	2	‘	'
Ток покоя /кп в усилителе мощности, работающем в режиме А»
должен удовлетворять условию
при выполнении которого рассеиваемая на коллекторе мощность не
превышает заданного значения Рк.
Определение тока /кп в режиме В рассмотрено при расчете со-
ответствующего усилителя.
После определения значений тока /кп и напряжения на
семействе выходных характеристик отмечают точку покоя //
(рис. 1,а), по которой находят ток базы в режиме покоя /БП. Если
точка П не совпадает с приведенной на графике выходной характе-
ристикой, применяют метод интерполяции, используя две ближай-
шие к точке П характеристики. Токи /кп и /вп 8 сумме составля-
ют ток эмиттера /эп ~	^ак как обычно ^кп^бп» 70
^кп-
7
На входной характеристике точку П отмечают в соответствии с
найденным значением тока /БП и определяют напряжение £7БЭП
(рис. 1,6).
Требуемые значения токов /кп, /БП и напряжений икэп, ^еэп
обеспечивают с помощью источников питания и резисторов.
На рис. 2 приведены схемы питания транзистора, включенного
по схеме с ОЭ. Для схемы с делителем напряжения Л2, Rs (рис. 2, а)

Рис. 2. Схемы питания транзистора с ОЭ.
а —с делителем напряжения; б —с трансформаторным включением нагрузки?
в —с гасящим сопротивлением; г—с параллельной отрицательной обратной
связью по напряжению.
связь между напряжениями и токами транзистора в режиме покоя
определяется следующими выражениями:
^КЭП =~	+ /эп #1,
иьэп-----Л2 + ;эп #1,
^='дел*а; У3 = ('дел+'ьп)*3;
£К = ^ + "з,
где 7дел — ток делителя, протекающий через резисторы Яг и Rs.
В устройствах с трансформаторным включением нагрузки
(рис. 2,6) в коллекторную цепь транзистора вместо сопротивления
Лн включается первичная обмотка трансформатора, сопротивление
которой постоянному току невелико. Для схемы рис. 2,6 напря-
жение
^КЭП = — £}< + ^эп + ^кп Г1 ~	+ ^эп #1»
В процессе работы напряжения (7КЭП, ^бэп и токи ^кп» ^бп
могут изменяться из-за нестабильности напряжения источника пита-
ния £к, сопротивлений резисторов, а также при изменении темпе-
ратуры окружающей среды /окр. Изменение этих напряжений и то-
ков приведет к перемещению точки покоя по статической линии
нагрузки, что в свою очередь может привести к появлению значи-
8
тельных нелинейных искажений и изменению параметров усилителя.
В транзисторных каскадах наибольшее влияние на режим ра-
боты транзистора оказывает изменение температуры, которое при-
водит к значительным изменениям обратного тока коллектора /КБО •
В справочниках приводится /КБО при табличной температуре tT
(обычно 20°С). Значение обратного тока при температуре, отлич-
ной от табличной, можно определить по формуле
^КБО
^окр
~ 7КБО
*окр“*т
с А ю
(7)
где коэффициент /4 = 2 (для германиевых транзисторов) и А=2,5
(для кремниевых транзисторов). Изменение обратного тока при из-
менении температуры на = /окр — t\ определяется по формуле
Д^КБО — ^кбо
/ ” ^КБО / ~ 7кбо
гокр	гт
(8)
Изменения обратного тока /КБО вызывают изменения тока ба-
зы /БП (при увеличении /КБП ток 1БП уменьшается), и, следова-
тельно, изменения напряжений £Л= (/дел4-/Бп)^з, ^2=£к—и
[/БЭП вПри этом даже малые изменения напряжения
Цбэп приводят к значительным изменениям токов транзистора. Для
уменьшения влияния температурной нестабильности тока ?КБО>
обусловливающего нестабильность тока базы /БП, необходимо, что-
бы ток делителя /дел был значительно больше изменений тока ба-
зы /БП, так чтобы изменения последнего практически не отражались
на напряжениях (/з, U2 и (7БЭП. Очевидно, чем больше /дел, тем
лучше стабилизация режима транзистора. Однако для увеличения
/дел необходимо уменьшать сопротивления резисторов R2 и /?з, что
приведет к увеличению выделяемой на них мощности и уменьшению
входного сопротивления каскада, так как резисторы R2 и R3 шунти-
руют входное сопротивление транзистора. На практике ток делителя
определяют согласно условию
7дел^(5^10);БП
для маломощных транзисторов и
(9)
(Ю)
для мощных. Желательно также, чтобы ток делителя не превышал
10—15% тока коллектора, т. е.
При изменениях температуры меняется также ток эмиттера, так
как
/?ВХ.б + R1
9
где /?вх.б — нестабильное входное сопротивление трднзистора в схеме
с ОБ, сильно зависящее от температуры. Заметим, что входное со-
противление транзистора в схеме с ОЭ
•^вх.э ~ -^вх.6 (1 + ^21э) ® Квх.б ^21Э •
Если выбрать сопротивление	то ток эмиттера будет
практически определяться напряжением U2 и сопротивлением рези-
стора Ri и сравнительно слабо зависеть от нестабильного входного
сопротивления транзистора Явх.б. На практике сопротивление Ri оп-
ределяют по формуле
> (5-;-10) /?вх.б » ^-0) *вхз ,	(12)
"21Э
Включение Ri в цепь эмиттера создает отрицательную обратную
связь по постоянному току: при увеличении тока /эп увеличивается
падение напряжения /эп/?1 на резисторе Ri, вследствие чего напря-
жение ^БЭП==“^деЛ+ 7эп^1 уменьшается по модулю (становит-
ся менее отрицательным), что препятствует значительному увели-
чению тока /эп. Чем больше сопротивление резистора Ri, тем эф-
фективнее обратная связь и лучше стабилизация тока эмиттера.
Однако выбирать это сопротивление слишком большим нежелательно,
так как с его увеличением потребуется увеличивать напряжение ис-
точника питания Ек, чтобы обеспечить требуемое напряжение
^кэп =='— E^Jr /кп + 7эп Обычно падение напряжения на
резисторе Ri не должно превышать значения = /эп Rt— (0,1-?-
->0,2)£^. При этом, как правило, выполняется условие [12].
При закрывании транзистора (/^«0, /э«0) напряжение
поэтому должно выполняться условие |(/кэ| <
[ U кэ макс|» для чего необходимо выбирать
< I ^КЭмакс I.	03)
Для количественной оценки температурной нестабильности тока
коллектора используют коэффициент нестабильности
Д/к
я « ——,
а/КБО
показывающий, во сколько раз изменение тока коллектора Д/к
больше вызвавшего его изменения обратного тока коллектора
а/КБО> т- е-
Д7к = ^Д/кбо.	(14)
Для схемы рис. 2, а коэффициент нестабильности
N
....h -
N — Л21б
где N— 1+R1/R2+R1IR3. На практике вполне удовлетворительными
считаются значения 7^ (2-4-10).
При расчетах усилительных каскадов после выбора точки по-
коя (^кэп» Лщ» Л>п > ^БЭП ) сначала определяют напряжение ис-
10
точника питания £к и сопротивление резистора Ri, а затем находят
сопротивления резисторов /?2 и Rst
X	^п^х+Рбэп! .	pg)
2	'дел	/дел
цз —	"8	_	~ "2	__ ЕК ~~ 'дел ^2	р7)
'дел + 'вп 'дал + 'вП 'дел +'бП
которые получаются из выражений (6).
Схема питания транзистора, изображенная на рис. 2, в, обеспе-
чивает худшую стабилизацию режима покоя, чем схема рис. 2, а.
Однако она более экономична, так как через резистор Re протекает
небольшой ток базы и на нем выделяется небольшая мощность.
Кроме того, сопротивление резистора
Я, _ _fcj£!»!± , Л.	(18)
'БП	'БП
оказывается сравнительно большим и слабо шунтирует входное со-
противление усилителя по переменному току.
Несколько лучшей стабильностью режима покоя, чем схема
рис. 2, в, обладает схема, изображенная на рис. 2, г. В ней осуще-
ствляется параллельная отрицательная обратная связь, которая
уменьшает входное сопротивление каскада. Для схемы рис. 2, г со-
противление Re определяется по формуле
I"кэпI — | "бэпI I "кэп I
Аб —	f	~ I *
'БП	'БП
Выше рассмотрены основные схемы питания транзисторов. На
практике могут применяться схемы, имеющие некоторые отличия от
приведенных. Эти особенности учитываются при расчете соответст-
вующих устройств.
Выбор элементов устройств (резисторов, конденсаторов и т. п.)5
производится в соответствии с ГОСТ. В книге номинальные значе-
ния сопротивлений и емкостей, выбираемых резисторов и конденса-
торов указываются в скобках после их значений, полученных в ре-
зультате расчета. Если расчетное значение соответствует ГОСТ, то
скобки не ставятся. Резисторы также выбираются по рассеиваемой
на них мощности, которая определяется по формуле Рв=/2/?, где
R — сопротивление резистора, а I — действующее значение протека-
ющего через него тока. Определение мощности PR производится оди-
наково во всех случаях, поэтому при расчете каждого устройства
не приводится.
Расчет усилителей мощности низкой частоты
Низкочастотный усилитель мощности (УМ) предназначен для
создания требуемой мощности сигнала в нагрузке. В радиолюбитель-
ских конструкциях нагрузкой УМ обычно служит акустический при-
бор (головные телефоны или громкоговоритель), воспроизводящий
звуковой сигнал. В общем случае нагрузка является комплексной
11
где /?н —активное сопротивление акустического при-
бора, Хп — реактивная составляющая, которая в обычных акусти-
ческих приборах носит индуктивный характер. В пределах средник
частот усилителя реактивная составляющая оказывается относи-
тельно малой. На этих* частотах сопротивление нагрузки (7н~/?н)
представляет собой параметр акустического прибора, приводимый в
паспортных данных и используемый для расчета УМ.
При расчете УМ обычно требуется одновременно удовлетворить
ряд противоречивых требований: наиболее полно использовать уси-
лительные свойства транзистора, получить хорошую стабильность
Рис. 3. Схема усилителя напря-
жения низкой частоты (а) и од-
нотактного усилителя мощно-
сти (б).
Рис. 4. Схема усилителя мощно-
сти с непосредственным вклю-
чением нагрузки в коллектор-
ную цепь.
параметров усилителя и по возможности больший коэффициент по-
лезного действия (к. п. д.), обеспечить требуемую полосу пропуска-
ния (Fn—FB) и относительно малые нелинейные искажения, которые
оцениваются коэффициентом гармоник Кг. Искажения, соответству-
ющие Кг ^2%, на слух не воспринимаются, становятся явно замет-
ными при Кг 15 % и вызывают неприятные ощущения при /Сг>
>25%. Поэтому обычно накладывают условие 15%.
Усилители мощности могут быть однотактными и двухтактны-
ми. Однотактные УМ работают только в режиме А. В двухтактных
УМ могут использоваться режимы как А, так и В. На рис. 3,6 изо-
бражен однотактный УМ с трансформаторным выходом. Выходной
трансформатор Тр обеспечивает наилучшее согласование нагрузки
с транзистором. В простейших УМ головные телефоны или динами-
ческий громкоговоритель могут включаться непосредственно в кол-
лекторную цепь. Один из возможных вариантов такой схемы изо-
бражен на рис. 4.
Расчет однотактного усилителя мощности в режиме А. Произве-
дем расчет УМ, удовлетворяющего следующим исходным данным:
сопротивление нагрузки /?н = 8 Ом; мощность в нагрузке Рн =
= 450 мВт; полоса усиливаемых частот Fa—FB = 250-~-5000 Гц; ко-
эффициент частотных искажений на крайних частотах М3~М3 —1,18;
коэффициент гармоник Кг^Ю%; температура окружающей среды
Сжр ^40°С.
12
Коэффициенты частотных искажений обычно задают на весь
низкочастотный усилитель Ми общ=Мв.Общ=/2= 1,41 и распределяют1
поровну между УМ и усилителем напряжения (УН), поэтому Мн =
= Мв = Мн.общ^ j/" Мб.о6щ= 1,18.
1. Выбор громкоговорителя производится по мощности в на-
грузке Ри и полосе воспроизводимых частот. Для мощности Рн==
450 мВт подойдут громкоговорители 0,5ГД-10; 0,5ГД-14; 0,5ГД-17Б
и т. д. — см. табл. 2 (число, стоящее на первом месте обозначения,
указывает номинальную мощность громкоговорителя в ваттах).
Таблица 2
Тип головки громкогово- рителя	Номинальная мощность, Вт	Полоса воспроизводимых частот, Гц	Полное сопротивление катушки, Ом	Резонансная частота диффузора, Гц
0,025ГД-1	0,025	600—4000	6+0,6	500+50
0,1ГД-3	0,1	400—3000	6,5+0,7	500+50
0,1ГД-8		450—3000	10+1 ,5	400+40
0,15ГД-1	0,15	400-8000	6+0,6	—
0,2ГД-1	0,2	300—10 000	6+0,6	—
0,25ГД-1	0,25	300—3000	8+0,8	300+30
0,5ГД-11	0,5	150—7000	5zt0,5	150+30
0,5ГД-14	0,5	250—3500	28+3	200+30
0,5ГД-17Б	0,5	250—5000	8	400+70
1ГД-5	1	150—6000	6,5+0,7	120+20
1ГД-14	1	150—10 000	5+0,5	150+30
2ГД-6	2	90—7000	420	—
2ГД-7	2	70—10 000	4,5+0,5	85*15
ЗГД-15	3	1000—18 000	4,5+0,5	270*30
ЗГД-16	3	80—8000	4,5+0,7	80*10
4ГД-3	4	70—7000	3,6+0,4	70*20
6ГД-9	5	70—7000	4+0,4	70*10
Остановим выбор на громкоговорителе 0,5ГД-17Б (полоса воспро-
изводимых частот 250—5000 Гц, /?н = 8 Ом). Если радиолюбитель
располагает конкретным громкоговорителем, то этим определяется
сопротивление нагрузки Ра и мощность Рц^Р?.
2. Выбор транзистора УМ производится * по рассеиваемой на кол-
лекторе мощности и предельной частоте усиления. Транзистор дол-
жен обеспечить -выходную (колебательную) мощность сигнала в
коллекторной цепи
Рвт = Ра/^ = 'кЛт/^	(20)
где /кт, Укт — амплитуды переменного тока и напряжения коллек-
тора; Т|тр — к. п. д. трансформатора, значения которого приведены
в табл. 3 [11].
Для переносной установки с Рн<1 Вт по табл. 3 находим
*h₽~0,7. Следовательно, РВых = 450/0,7=643 мВт.
13
Таблица 3
Мощность в нагрузке, Вт	^тр	
	в стационарных устройствах	в переносных установках
Менее 1	0,7—0,8	0,6—0,75
1—10	0,75—0,85	0,7—0,8
10—100	0,84—0,93	0,75—0,85
Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, определя-
ется по формуле
= ^вых/^К = 7кп| ^кэп |,
где /кп, ^эп —постоянные составляющие коллекторного тока и
напряжения транзистора; т]к — к. п.д. коллекторной цепи транзи-
стора.
В режиме А для схемы транзистора с ОЭ при коллекторных на-
пряжениях	В значения т] к находятся в пределах 0,4—
0,45, при пониженных коллекторных напряжениях (около 1,5—3 В)
Я к=0,254-0,35. В нашем случае, принимая т]к=0,4, находим Рк=
= 643/0,4=1,6 Вт.
Учитывая некоторый разброс параметров транзистора в преде-
лах ±(10—20%) при определении требуемой мощности,транзистора
обычно вводят коэффициент запаса &3=0,84-0,9, поэтому
Р'к = PK/k3 = 1,6/0,85 = 1,9 Вт;
полученное значение мощности Рк позволяет выбрать транзистор.
Если УМ работает при повышенной температуре окружающей
среды, то максимально допустимая мощность транзистора рассчиты-
вается по формуле
__f
р — р о п.макс *окр	УЛ_.
^Кмакс гКмакс fT ;------------;— ,	(21)
^п.макс ~~
где Р о — максимально допустимая мощность, рассеиваемая на
К макс t
т
коллекторе транзистора при температуре t ° — значение темпе-
ратуры, указываемое в справочнике; ^ макс—максимальная темпе-
ратура- коллекторного перехода (ориентировочно для германиевых
транзисторов tn макс =85°С, для кремниевых (—150°С).
Таким образом, максимально допустимая мощность, рассеивае-
мая на коллекторе транзистора, должна удовлетворять условию
р о fП.макс	*окр р' __
Кмакс 'т f	„ k •
макс *т	*тр з
14
откуда
, ^п.макс	л 35 — 20
^Кмакс /т >	~’	85 —40	’ Т>
4 л. макс *окр
где tv ==20°С.
Следующим параметром, определяющим выбор транзистора, яв-
ляется его предельная частота
fh2i3 >	------= — 6	— = 7,7 кГц; (23)
V Ма—1 Vl,4l — 1
Условие (23) носит предварительный (ориентировочный) харак-
тер и обычно удовлетворяется при выборе любого низкочастотного
транзистора, если кГц.
Рис. 5. Характеристики транзистора ГТ403А.
а — базовые; б — коллекторные совместно с временными диаграммами.
Условиям (22) и (23) удовлетворяет низкочастотный транзи-
стор средней мощности ГТ403А со стандартным теплоотводом. Его
основные параметры: Рк макс 20оС =4 Вт, t/K3MaK0----------30 В,
/Л21э^8 кГц, Аг 13=20-4-60, собственный обратный ток коллектора
*КБО~50 мкА, т'ранзистор р-п-р типа. Расчет производится для сред-
него значения /г21э=40.
Коллекторные и базовые характеристики транзистора ГТ403А
приведены на рис. 5, а, б. На коллекторных характеристиках целе-
16
сообразно нанести характеристику' максимально допустимой мощно-
сти /к=РКмакс^кэ- гАе рКмакс=2>8 Вт определяется по формуле
(21), и линии, соответствующие ^кэмакс = —30 В и U кэ мич ~
«</КЭНас = “1 в (Рис- 5,а,б).
3. Определяем режим работы транзистора по постоянному току,
т. е. положение точки покоя (П) на характеристиках (рис. 5, а, б).
По формуле (4) находим напряжение
| ^кэп | "А/ * = 15,5 В, принимаем | t/^эп | = 13 В.
По формуле (5) находим ток:
/кп = 1,6/13 =0,123 А.
Если в исходных данных задан источник коллекторного напря-
жения, то РКЭп1 «0,8£к при одновременном удовлетворении усло-
вия (4). Если условие (4) не выполняется, то следует выбрать тран-
зистор с большим значением ^кэмакс» например ГТ403Б.
На семействе коллекторных характеристик транзистора отмеча-
ют точку покоя П (рис. 5, б), по которой определяют постоянную со-
ставляющую тока базы /бп~3 мА. Следовательно, =
+ /БП = 1234-3= 126 мА.
Используя соотношение (1), определяем амплитуду коллектор-
ного напряжения:
^К/П < I ^кэп I ~ | ^КЭмин |=13 — 1 = 12В.
Затем, используя формулу (20), определяем амплитуду тока
коллектора	— 2-0,643/12 = 0,106 А.
Для нормальной работы схемы должно выполняться неравенст-
во I к,т< ^кгг так как в противном случае будет происходить отсеч-
ка коллекторного тока и возникнут значительные нелинейные иска-
жения. При невыполнении указанного неравенства следует несколь-
ко увеличить значение / кп, но так, чтобы точка покоя И оставалась
ниже характеристики допустимой мощности.
4. На коллекторных характеристиках транзистора производят
построение динамической линии нагрузки. Для этого от точки покоя
вниз откладывают амплитуду тока /кт, а вправо — амплитуду на-
пряжения U К/л. Пересечение этих уровней	и ^кэп~~^Кт
определяет точку М. Через точки М и П проводят прямую (дина-
мическую) линию нагрузки. При этом пересечение динамической ли-
нии нагрузки с осью абсцисс должно располагаться левее точки
^КЭ макс •
Производим расчет эквивалентного сопротивления коллектор-
ной цепи по переменному току	=(/кт//кт= 12/0,123 = 97,5 Ом.
По динамической линии нагрузки определяем максимальное и
минимальное значения токов базы (точки N и /И на рис. 5,6). Зна-
чения токов базы мА; /БМ=0,15 мА и /БП=3 мА отмечаем
на входной характеристике транзистора при	—5 В, которая в
усилительном режиме практически совпадает с динамической вход-
ной характеристикой (рис. 5,а), и далее находим соответствующие
16
ик напряжения: ^бэ№—280 мВ; U бм-----------мВ; ^бэп 23
• =-—230 мВ. Вычисляем среднее за период значение амплитуды
входного напряжения УМ:
^вхМ “ ^БЭ т ср —
^БЭЛ1”^БЭЛГ —100 4-280 лл о
-------------------------= 90 мВ
и среднюю за период амплитуду тока базы
_ ^БЭЛ/ ~~ ^бэм
* Бтср	2
2	= 2,93 мА — 3 мА,
Среднее за период входное сопротивление транзистора
*вх.э = ^БЭтср/^тср = 90/2,93 « 30 Ом.
5. Производим расчет параметров трансформатора. Требуемый
коэффициент трансформации
= 0,34.
(24)
Выходной трансформатор с коэффициентом трансформации п^0,1
реализуется относительно легко.
Сопротивление первичной обмотки трансформатора постоянному
току
4t	97,5
Г1 = — (1-т]тр)=-у-(«-0,7) = 14,6 Ом. (25)
Обычно полагают г i—r2—r2/n2t откуда активное сопротивление
вторичной обмотки выходного трансформатора
Г2==Г1п2 = 14,6-0,342 « 1,7 Ом:	(26)
Индуктивность первичной обмотки малогабаритного (маломощ-
ного) трансформатора обычно находится в пределах £1 = 0,54-2 Г.
Принимаем £1 = 0,5 Г.
Определяем частотные искажения, вносимые трансформатором
на нижней частоте:
„ l/.xf К«~Г''Г ’ 1/1+Г ^“6 У - +№
* у	= *	V5’28-250-0,5;
(27)
так как эти искажения незначительны, то ими можно пренебречь.
Индуктивность рассеяния выходного трансформатора обычно не
превышает значения Ls= (0,014-0,02)Li, Г. При этом частотными ис-
кажениями, вносимыми выходным трансформатором, на верхней ча-
стоте также можно пренебречь. Следовательно, единственным фак-
тором, определяющим Мв, является сам транзистор. Решая выраже-
ние (23) относительно Л1В, получаем:
/и, = V1 + (f в//Л21э)2 = /1 + (5/8)2 =1,18.
2-384
17
Найденные значения параметров выходного трансформатора
пу ri, r2, Li, £» являются исходными данными для его электрическо-
го и конструктивного расчета.
6.	Производим расчет резисторов усилителя и напряжения ис-
точника питания. По формуле (12) для схемы (рис. 3,6) сопротив-
ление резистора 7?i> (54-10)/?вх.э/Л21э= (54-10) 30/40 принимаем
7?1 —10 Ом.
Напряжение источника питания
Ек = | £/кэп | + /эп 7^/^= 13+ 0,126-10+0,123-14,6^ 16 В.
(28)
Рис. 6. Эквивалент-
ная схема входной це-
пи транзистора.
Если в исходных данных задано зна-
чение то формулу (28) следует ис-
пользовать для расчета после чего
произвести проверку условия (12).
После определения на коллектор-
ных характеристиках (рис. 5,6) строят на-
грузочную прямую по постоянному току
(статическую линию нагрузки), положение
которой определяют точки 77 и (7КЭ =
= —Ек .
Согласно условиям (9) и (11) вы-
числяем ток делителя:
7дел > (5-10) 7бп - (5—10) 3 == 15—30 мА;
7дел < (0,1-0,15)7кп = (0,1-0,15) 123 = 12,3-18,5 мА.
Принимаем 7дел=15 мА, что составляет примерно 12% от то-
ка ^кп-
По формулам (16) и (17) вычисляем сопротивления резисторов
Rz и Rs'.
_ ^ЭП + I ^БЭП |
Ri — г
1 дел
£К ~~ 7дел ^2
7 де л + 7БП
0,126-10 + 0,23
0,015
= 99 Ом (100 Ом);
16 —0,015,-100
0,015+ 0,003
= 805 Ом (820 Ом) j
7.	Оцениваем коэффициент температурной нестабильности кол-
лекторного тока. По формуле (15)
А/к N
^КБО	N — I ^216 I
где
АГ=1+ ~~
^2
^21Э
-—-+——-=1,112;
100	820	’
I Л21б I =	= 01975’
"219 +1 4U + I
18
находим
1,112
q =-------------- ~ 8.
1,112 — 0,975
При изменении температуры окружающей среды до 40°С ток
коллектора согласно выражениям (8) и (4) изменится на
/ 40°—20°	\
I Ю° I
д/к =	=	^КБО^С	^КБо|20°с)	==	^КБо|20°С\2	—1/ =
==8*50« 10~3 (4—1) мА =1,2 мА, что составляет меньше 1% от /КП;
При этом 1 кп|40°с== КП Д^к = 23 Ч“ 1,2 = 124,2 мА» Точка покоя Н
сместится вверх по нагрузочной прямой до уровня 124,2 мА. Малый
масштаб рис. 5,6 не позволяет показать этого смещения.
8.	Определяем емкости конденсаторов. Частотные искажения
УМ на нижней частоте определяются емкостью конденсатора С\,
шунтирующего резистор Rit емкостью разделительного конденсато-
ра и индуктивностью первичной обмотки трансформатора £ь
• В соответствии с формулой (27) частотные искажения, вносимые Li,
незначительны. Учет влияния С2 на частотные искажения и соот-
ветственно расчет этой емкости обычно относят к предшествующему
каскаду (к усилителю напряжения), поэтому
<1,18.
Емкость конденсатора Ci определяется по формуле
Ci > -----------............... " ,	(29)
2^н(*Й+*вх.9) /^-1
I , 1	1,1	1,1,1
где Ru = ~	+ — + — + — « — + — + —
аВЫх.э	аз Аз а4 а3 аз
— внутреннее сопротивление источника усиливаемого сигнала
(рис. 6); Явых.э — внутреннее (выходное) сопротивление транзисто-
ра предшествующего каскада (оно относительно велико, поэтому его
влиянием можно пренебречь); /?< —сопротивление в коллекторной
цепи транзистора предшествующего каскада. Пока не рассчитан
предшествующий каскад, это сопротивление неизвестно, однако им
можно задаться в пределах 0,54-2 кОм. Полагаем ^ = 1 кОм, тогда
1
1
1000
1
100
-Ь—~ == 0,01222 См,
откуда /?' =1/0,01222 «82,5 Ом.
По формуле (29) определяем емкость конденсатора Сп
Сх > --------------------------------« 360- ю-e ф (5оо мкФ);
6,28-250(82,5 + 30) ]Л,182 — 1
9.	Произведем оценку нелинейных искажений, ограничиваясь
основными искажениями сигнала только по второй гармонике.
В транзисторе с ОЭ нелинейность входной цепи (по второй гармо-
нике) частично компенсируется нелинейностью выходной цепи. Не-
2*
19
линейные искажения выходной цепи по второй гармонике относи-
тельно невелики, поэтому
7' —7"
*Г2 = *Г2ВХ - *Г2ВЫХ « *Г2ВХ = -^7--------- ,	(30)
2(/Бт+М
Выходная цепь при перегрузке УМ создает некоторое искаже-
ние сигнала по третьей гармонике.
Из рис. 5, б следует, что при синусоидальной форме тока сигна-
ла форма напряжения сигнала на базе оказывается несинусоидаль-
ной, т. е. искаженной. Очевидно, если к базе приложить синусои-
дальное напряжение сигнала, то из-за нелинейности базовой харак-
теристики форма тока базы будет искажена, что и определяет нели-
нейные искажения входной цепи. Коэффициент гармоник КГ2вх бу-
дет ,определяться различными значениями амплитуд тока положи-
тельного и отрицательного полупериодов тока базы.
В реальных усилителях нелинейные искажения входной цепи
транзистора следует находить с учетом внутреннего сопротивления
источника усиливаемого сигнала (в соответствии с эквивалент-
ной схемой рис. 6). В этой схеме
^вх.э ~ ^вх.э ~ ^БЭт^Бт == (^БЭП ““ ^БЭЛ/) ^Бт ==
= 50/2,93= 17,1 Ом
— сопротивление входа транзистора для положительного полупе-
периода|
^вх.э ^вх.э == ^БЭт^Бт (^БЭМ ““ ^БЭПр^Бт =
= 130/2,93 = 44,5 Ом
— сопротивление входа транзистора для отрицательного полу-
периода;
< = 82,5 Ом, откуда при ГЪт = Ест/ «х э +
и ^Бт = £с/п/(^вх.э	*и).
~ ^Бт ^Бт_______________^вх.э ^вх.э_________
Г2ВХ (l'Bm + /Ц ~ 2 (2Я' + <х.э + <х.э)
27,4
=----------1« 0,061
2 (2-82,5 + 61,6)
(т. е. Кг2вх=Сб,1 %), что вполне удовлетворяет исходным данным.
При необходимости уменьшения нелинейных искажений следует уве-
личить постоянную составляющую тока базы соответствующим*
уменьшением сопротивления 7?3 или увеличением сопротивления Т?2
(см. рис. 3,6). Нелинейные искажения можно существенно снизить,
уменьшив выходную мощность, однако при этом ухудшается к. п. д.
УМ. Меньшими нелинейными искажениями обладает схема транзи-
стора с ОБ, но она имеет примерно в раз меньшее входное со-
противление по сравнению со схемой транзистора с ОЭ.
20
10.	Определяем входное сопротивление УМ, которое является
нагрузкой для усилителя напряжения (УН):
— Н------—И ~~ ~ ~—I-----------— + —-— = 0,0445 См,
/?вх.э /?2	/?3	30	100	820
т. е- ЯвхМ = 1/0,0445=22,25 Ом.
Общий к. п. д. УМ рассчитывается по формуле
_ Рн _______________Рн_________ ______________0>45___________
11 р М'кп + 'вп + 'дел) 16(0,123 + 0,003 + 0,015)
= 0,2= 20%.
Если температурная стабильность УМ не играет существенной
роли, то питание цепи базы можно осуществить по схеме рис. 4.
Расчет двухтактного УМ в режиме АВ. Двухтактный УМ, рабо-
тающий в режиме В, обладает лучшим к. п. д. Кроме того, во всех
двухтактных схемах практически устраняются нелинейные искаже-
ния сигнала по четным гармоникам. На рис. 7 представлена одна
Рис. 7. Схема двухтактного усилите-
ля мощности с усилителем напряже-
ния низкой частоты.
итрг (Рбз1 »иб.зг)
Рис. 8. Временные диаграммы, иллю-
стрирующие работу двухтактного УМ
в режиме усиления В.
из возможных схем двухтактного УМ с транзисторами, включенны-
ми по схеме с ОЭ. В этом УМ транзисторы работают поочередно.
Один из транзисторов формирует положительные полупериоды сиг-
нала, другой — отрицательные. В выходном трансформаторе токи
транзисторов суммируются и в нагрузку поступает полный сигнал.
Работа двухтактного УМ в режиме В наглядно иллюстрируется
временными диаграммами (рис. 8). Вторичная обмотка входного
трансформатора Тр2 имеет вывод от средней точки и подключена к
транзисторам так, что на их базы поступают сигналы, равные по
21
амплитуде^ но сдвинутые один относительно другого на 180°
(рис. 8,а). Ток в коллекторной цепи каждого транзистора появля-
ется приыб.э<0, т. е. транзисторы работают поочередно (рис. 8, б, а).
Но так как токи и iK2 по первичной обмотке выходного транс-
форматора Tpi текут в противоположных направлениях, то общий
ток, определяющий магнитный поток в сердечнике трансформатора,
представляет собой алгебраическую сумму токов i«i+(—*«2)
(рис. 8,г). Напряжение, которое индуцируется во вторичной об-
мотке трансформатора мВых, является выходным напряжением УМ
(рис. 8, д).
Произведем расчет двухтактного УМ, удовлетворяющего следу-
ющим исходным данным: громкоговоритель 0Д5ГД-1 (соответствен-
но мощность в нагрузке Рн = 150 мВт, сопротивление нагрузки 7?н =
«=6 Ом); полоса усиливаемых частот Fa—FB = 4004-8000 Гц; коэф-
фициенты частотных искажений МН=МВ= 1,18; коэффициент гармо-
ник Лг^10%; температура окружающей среды /°кр^40°С.
1.	Производим выбор транзистора по рассеиваемой на коллек-
торе мощности и предельной частоте усиления.
Определяем выходную мощность, обеспечиваемую одним тран-
зистором в коллекторной цепи. Задаваясь к. п. д. выходного транс-
форматора Tpt в соответствии с табл. 3 (т)тр=0,7) и учитывая, что
каждый транзистор обеспечивает мощность в нагрузке, равную Рв/2,
получаем:
Рн 150
Соответственно общая выходная мощность транзисторов Рвых=
=2РВых1=214 мВт.
Мощность, рассеиваемая на коллекторе каждого транзистора,
равна:
= ро - Рвм = -Рвых1 ('/пк - 1) = 107 (1 /0,6 - 1) = 71,5 мВт,
где т]к = Рвых1/Ро = 0,6 — к. п. д. коллекторной цепи в режиме В.
С учетом коэффициента запаса ^3=0^5 получаем
РкДз== 71,5/0,85 = 84,5 мВт.
Так как предусматривается работа УМ при /°кр ^40°С, то мак-
симально допустимую мощность транзистора следует вычислять по
формуле (22):
о / ^п.макс	85 — 20
Ркмакс	~О----------Г ~ 84,5--------— = 122 мВт;
Кмакс Т К о	о	’	85 — 40
‘л.макс	‘окр
Исходя из заданного коэффициента частотных искажений Мв,
определяем требование к транзистору по предельной частоте усиле-
ния (без учета влияния трансформатора):
Рв	8
fh2i3>------------~	— 12>5 кГц*
]/м2в- 1	rl,182—1
Этим условиям удовлетворяет транзистор МП39Б. Его основ-
ные данные: ^\Маке20ос мВт (без теплоотвода); ^кэмакс^
——15 В; Л21э«20~60; /л216=0,5 МГц, /Л21э= 12,5 кГц; /кмакс «150 мА
(в режиме насыщения) ; /КБО =15 мкА; ^КЭнас ~ ^КЭмин =~1 В;
транзистор р-п-р типа.
Расчет производится для среднего значения й21э=40. Для удов-
летворительной симметрии двухтактного УМ подбираются два тран-
зистора, у которых различие Ьцэ составляет не более 30%, т. е.
^21э^21э = 1’S-
РИС. 9. Коллекторные характеристики транзистора МП39Б и времен-
ные диаграммы коллекторного тока и напряжения, иллюстрирующие
работу транзистора в режиме АБ.
На коллекторные характеристики транзистора МП39Б для схе-
мы с ОЭ (рис. 9) нанесена характеристика допустимой мощности,
приведенной к /°кр=40°С в соответствии с формулой (21).
2.	Определяем режим транзистора по постоянному току. По
коллекторным характеристикам определяем Uмин ~ У нас =
*=—1 В и по формуле (4) находим постоянную составляющую кол-
лекторного напряжения:
, I ^КЭмакс | + | ^КЭмин |	15+ 1	„
| ^КЭП | <	2	— 2	—8 В,
23
Принимаем ^кэп“—7 В и по формуле (1) находим амплитуду
коллекторного напряжения	I ^кэпИ^кэмин|~7“~^
Принимаем	В. Следует помнить, что в режиме В, как и в
режиме А, должно выполняться неравенство 117^эп 14-(7 КЭт <
<РкэмаКс1 = 15В.
Максимальное значение коллекторного тока
,,	2РВЫХ 2-0,214
^Кмакс ~	~~ U^3tn 55	— 78 мА < /КмакС — 150 мА,
где /кт — значение амплитуды коллекторного тока, определяющее
колебательную мощность в коллекторных цепях обоих транзисторов.
Рис. 10. Базовая характеристика транзистора МП39Б и временные
диаграммы базового тока и напряжения, иллюстрирующие работу
транзистора в режиме АБ.
Выбираем точку покоя на входной динамической характеристи-
ке, которая практически совпадает со статической базовой характе-
ристикой, снятой при Uкэ=—5 В (рис. 10). Если на этой характе-
ристике выбрать точку покоя П' с координатами /БП = 0,	=
= —0,075 В, соответствующей режиму В, то из-за нелинейности на-
чальных участков входных характеристик в УМ возникнут значи-
тельные нелинейные искажения при малом уровне входного сигнала.
Для уменьшения этих искажений постоянную составляющую тока
базы обычно выбирают следующим образом. К почти прямолиней-
ной части входной характеристики проводят касательную линию,
точка пересечения которой с осью абсцисс (точка М на рис. 10)
24
определяет	0,2 В. По этой точке на входной характеристи-
ке определяют значение IБП = 0,2 мА (точка П на рис. 10) и по кол-
лекторным характеристикам при ^кэп==—6,6 В —значение /Кп ~
=8 мА (точка П на рис. 9).
Строго говоря, данный режим является режимом АВ, так как
при малом уровне входного сигнала УМ работает в режиме А, бла-
годаря чему и устраняются нелинейные искажения (по четным гар-
моникам) на начальных участках входных характеристик. Но так
как в8 мА<^/^макс —78 мА и =0,2 мА<^С/=2,8 мА,
то при большом сигнале УМ практически работает в режиме Bt что
и определяет соответствующую методику его расчета.
3.	Определяем режим работы транзистора по переменному току.
Динамическая линия нагрузки одного транзистора без учета влияния
коллекторного тока другого определяется точкой N (^кмакс»
^кэнас) и точкой покоя П (7кп, £/кэп) * так как в моменты
времени, когда wBX=0, УМ попадает в режим А, при котором
7КП1 + (—Л(П2)в0> т0 эквивалентная динамическая линия нагрузки
будет определяться точками N и М((7КЭ = и/к =/КП1—
~~ ^КП2 == °) •
Определяем эквивалентное сопротивление коллекторной цепи по
переменному току
Ом.
По рис. 10 определяем входное сопротивление транзистора в
схеме с ОЭ:
*BX9 == ^БЭт^Бт = 0,3/2,8-10-3 = 107 Ом,
откуда
7?вх.б « ^вх.э/Л21э = Ю7/40 = 2,68 Ом.
4. По формуле (24) находим требуемый коэффициент трансфор-
мации выходного трансформатора (для одного плеча);
Активное сопротивление первичной обмотки трансформатора
(для одного плеча) определяем по формуле (25):
ЙН	70,5
ri = — (1 - Птр)	(1-0,7) = 10,6 Ом.
Сопротивление вторичной обмотки выходного трансформатора
вычисляем по формуле (26): г2“П«2= 10,6*0,352« 1,3 Ом. Принима-
ем индуктивность первичной обмотки (для одного плеча) Li = 0,5 Г.
По формуле (27) находим частотные искажения на нижней ча-
стоте:
„	1/. / Ян —П У , /\ /70,5 — 10,6 \а
« У ’+ ShFhL, / ~ ]/ 1+(б,28-400-0,5/ * 1*002,
25
Частотные искажения на верхней частоте» как и в однотактной
схеме, определяются не индуктивностью рассеяния £*«(0,014-
4-0,02) Li, поскольку она относительно мала, а частотными свойст-
вами транзисторов, поэтому
м, = К1+(ЛЛл.1э)а = V 1+ (8/12,6)* = 1,18,
Числовые значения параметров выходного трансформатора Tpi
являются исходными данными для его электрического и конструк-
тивного расчета. Определение параметров входного трансформато-
ра Тр2 и его влияние на работу схемы отнесены к расчету усилителя
напряжения.
5.	Рассчитываем элементы УМ, определяющие его режим по по-
стоянному току. Резистор Ri обеспечивает температурную стабили-
зацию тока эмиттера. В схеме, приведенной на рис. 7, кроме ста-
билизации постоянной составляющей тока эмиттера резистор Ri вы-
равнивает амплитудные значения эмиттерного тока транзисторов,
что способствует улучшению симметричности плеч двухтактного УМ,
т. е. уменьшает нелинейные искажения по четным гармоникам, воз-
никающим из-за различных значений коэффициентов fai» у тран-
зисторов.
Для обеспечения удовлетворительной стабилизации и симметрии
плеч принимают >(54-10)Явх.б/2«7,54-13 Ом (10 Ом). В этом
случае при h2l3/h"2i3 =1,3 отношение амплитуд коллекторных токов
/Кмакс^кмакс " М. Определяем значение Ек = |1/кэп |+ 27.^+
+ 7кп q = 7 + 2(8-{- 0,2)10.10-»+ 8.10,6.10-»«7,25В. Принимаем
Ек=7 В.
Для определения резисторов делителя R% и /?5 необходимо за-
даться током делителя /двл. Так как по резистору Rz в отдельные
моменты времени протекает ток базы, равный /Б.у, то ток делителя
не должен быть меньше /Б#> т. е. /дел >/5#= 2,8 мА.
Принимаем /дел«3 мА, что одновременно удовлетворяет усло-
виям /дел «(24-10) *2/бп -0,84-4 мА и /два< (0,14-0,15)/кср=»
«6ч-9 мА, где
/Кср « 0,635 (/Кт+/кп л) == 0,635 (78 -f-8-3,14) «= 65 мА (31)
— среднее значение тока, потребляемого коллекторными цепями
транзисторов от источников питания Ек [7].
Определяем сопротивление резистора R2, на котором выделяется
напряжение
t/2 = | (/БЭП | + 2/эп	= 0,2 + 2 (8 + 0,2) 10• 10—3 0,36 В,
откуда /?2 = ^2//Дел = 0,36/3‘10~a=120 Ом.
Находим сопротивление резистора Rit на котором падает напря-
жение Ui—Ек—U2=7—0,36 «6,64 В и протекает ток
+2/БП«3+2-0,2«3,4 мА:
R3 = U3/IR3 = 6,64/3,4 == 1,95 кОм (2 кОм), (32)
6.	Произведем ориентировочную оценку нелинейных искажений.
26
Коэффициент искажения по второй гармонике находим, учиты-
вая возмржную асимметрию плеч УМ (^ыакс = Ы^цмакс) 00 Ф°Р*
муле, аналогичной выражению (30):
д,	^Кмакс ^Кмакс 1,1 — 1
2 (7Кмакс + ^Киакс) 2’2,1
= 0,024 = 2,4%.
Искажения, создаваемые входными цепями транзисторов, по
второй гармонике в двухтактных УМ взаимно компенсируются.
Основными нелинейными искажениями в двухтактных УМ явля-
ются искажения по третьей гармонике, возникающие в коллектор-
ных цепях транзисторов. Для их определения по коллекторным ха-
рактеристикам (рис. 9) найдем значение тока коллектора при токе
базы I^N 0,5=0,5-2,8 =1,4 мА. Согласно построениям на рис. 9
этот ток равен /^0 5 =48 мА при /^макс =78 мА. Для второго тран-
зистора из-за асимметрии получаем /^макс «78/1,1 «71 мА и /^0,5 =
= 48/1,1 =43,6 мА.
Коэффициент искажений по третьей гармонике
(7К0,5+ ^KO,s) (^Кмакс4~ ^Кмакс)
2 (\о,5 + \о,5 + ^Кмакс + ^Кмакс)
2 (48 + 43,6)-(78+71) = 34^
2(48 + 43,6 + 78 + 71)	481,2
Общий коэффициент гармоник
*г =	= V2,42 + 7> 1* = 7,6%,
что вполне удовлетворяет исходным данным.
7.	Общая мощность, потребляемая от источника питания при
максимальном сигнале
Р = £к (/Кср + 2/бп + /дел) = 7* (65 + 0,4 + 3) « 480 мВт,
при этом т) = Рн/Р= 150/480«0,31=31%.
Требуемое напряжение сигнала на одном из плеч вторичной об-
мотки входного трансформатора
= lBN (*вх.9+ *»+ *Л1э) « 2,8.10-3.640 « 1,8 В.
(33)
Сопротивление нагрузки входного трансформатора
р __ (^вх.э + /?3 4* ^1^21э)
* Р2 #з 4“ ^ВХ.Э + ^2 4~ Rlfhld
2-0,64
2 + 0,64
= 0,485 кОм.
(34)
Мощность сигнала, потребляемая нагрузкой входного трансфор-
матора,
{7^ 9	1 С2
^н,тр2 == ^вхЛ1= ~	_	«3,3	мВт.	(35)
4“'Ндр2 Z-чоэ
Числовые значения, найденные по формулам (33)—(35), явля-
ются исходными данными для расчета предшествующего каскада.
27
8.	Для обеспечения большей экономичности всего усилителя це-
почку делителя Rz и Rs можно питать напряжением, падающим на
эмиттерном сопротивлении температурной стабилизации транзисто-
ра предшествующего каскада. Для этого резистор Rs подсоединяют
к точке А', как это показано на рис. 7 штриховой линией. Чтобы
осуществить расчет резистора Rs, следует задаться напряжением
t/4= (0,24-0,3) £к. Принимаем С/4 = 2 В. Следовательно, =
—U2=2—0,36=1,64 В. Используя выражение (32), получаем Rs =
= (Л//Д3=1 >64/3,4-1 О*3=482 Ом (470 Ом), где 7н3 = /дел+2/БП=
= 3+0,4=3,4 мА.
В соответствии с формулой (34) сопротивление нагрузки вход-
ного трансформатора оказывается равным RH тр2=0,47-0,64/(0,47+
+0,64) =0,27 кОм. Мощность,
Рис. 11. Схемы бестрансфор-
маторного двухтактного УМ
с параллельным входом и
выходом (б) и усилителя
напряжения низкой частоты
(а).
поступающая в нагрузку вход-
ного трансформатора	Рнтр2 =
= +тВДя тр2= 1,872-270 »
«6 мВт. В простейшем варианте
схемы УМ резистор Ri можно не
включать.
Расчет бестрансформаторного
двухтактного УМ в режиме АВ.
В настоящее время находят ши-
рокое применение бестрансформа-
торные УМ, работающие в режиме
В или АВ. На рис. 11, б приведен
такой УМ с параллельным входом
и выходом на транзисторах с раз-
ным типом проводимости. Для реа-
лизации этой схемы требуются
идентичные транзисторы с различ-
ной полярностью (проводимостью),
что представляет собой одну из
основных трудностей при конст-
руировании каскада.
Произведем расчет схемы,
удовлетворяющей следующим ис-
ходным данным: мощность в на-
грузке Рн=0,5 Вт; сопротивление
нагрузки (громкоговоритель 0,5ГД-14) RH = 28 Ом; полоса усилива-
емых частот Fn—FB=2504-3500 Гц; коэффициент гармоник /Сг<
<10%; коэффициент частотных искажений МН=МВ= 1,18, темпера-
тура окружающей среды ^кр=2^-
1. Производим выбор транзисторов. Требуемое напряжение ис-
точника питания
£к > 2 (]/2РнRa + | С/КЭнас|) = 2 (Кг-0,5 • 28 + 0,б) =11,6 В.
Принимаем 12 В, откуда
I ^КЭмакс |	2 I ^кэп I ~	В.	(36)
Максимальный ток коллектора
^Кмакс “ 1к/п~	/?н ~	28 ~ 0’
28
при этом мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора [ll]t
Рк = £к/4п2/?н = 122/4-9,85-28 = 130 мВт. (38)
По формуле (23) определяем требование к транзисторам по пре-
дельной частоте:
/А21э> —-==г =	3,5 - = 5,5 кГц. (39)
V M2B-i И 1,18*-1
Условиям (36) — (39) удовлетворяют транзисторы ГТ402А (тип
р-п-р) и ГТ404А (тип п-р-п). Их основные данные: |^кэ максН^б В;
Рк = 300 мВт (в другом варианте 600 мВт); /1219 —304-80 (Й21э=55—
среднее значение); /л21э=1б кГц; 7кманс = 0,5 А.
Рис. 12. Характеристики транзистора ГТ402А.
а — базовые; б — коллекторные.
2. Определяем режим покоя УМ, так чтобы обеспечить мини-
мальные нелинейные искажения для малых сигналов (режим АВ).
Из построений на рис. 12, а находим | ^Бэп | =0,15 В; /БП==
= 0,5 мА. Определяем точку покоя на коллекторных характеристи-
ках: значениям /Бп = ^ мА и I^кэп| =£к/2 = 6 В соответствует
ток/кп=25 мА (точка П на рис. 12,6).
3. Производим построение динамической линии нагрузки с уче-
том взаимного влияния транзисторов. Первая точка М (vK3n,
«0), вторая ^(/^макс ==189 мА; ^кэнас=“~0^ В), откуда
макс	мА. По графику рис. 12,а определяем
/?вх.э= Г/Б/л//Бт =0,1/3,8« 10“3 4=26 Ом. По трафику рис. 12,6 нахо-
дим:	/2 — | ^КЭнас | = 6 — 0,5 = 5,5 В.
4. Для определения резисторов делителя Ri, R2, R3 и /?4 (см.
рис. 11) необходимо задаться током делителя ^дел ^/Б макс—^Бд/ ~
—/Ет=3,8 мА. Принимаем /дел=4 мА. Определяем сопротивления
резисторов /?2, Ra< на каждом из которых выделяется напряжение
29
смещения РБэп| ж°»15 В' fl2==tf3= | С/бэн^/двл «0Д5/4 •10-’=
=37,5 Ом (39 Ом). Определяем сопротивления резисторов Ri, R+,
на каждом из которых выделяется напряжение Ul — ul—EilIZ—
~~1^бэп1~ 12/2—0,15 = 5,85 В и протекает ток Л?1=Л?4 = /дел+ /бп =
=4+ 0,5=4,5 мА, откуда Ri^R^UJIrt=5,85/4,5=1,3 кОм.
5. Емкость разделительного конденсатора Ci определяем из вьь
ражения
2лл,(*н+
—— ------------------ ----== 36 мкФ (50 мкФ);
6,28-250 (28 4-0,5) KlJS2— 1
6. Рассчитываем общее входное сопротивление Схемы Rbxm, яв-
ляющееся нагрузкой для предшествующего каскада:
1__________1	____________1________________1_
^вхМ R3 + R^ _ Ri (#вх.э + Rh ^21э) Ri
R1 + RbX.3 + ^Н^21Э
+	_ 0,78.10-„ + , .4. ,0*. „
RiRnh213 1300	1300-1540
= 2,38-10-» См,
(40)
откуда /?вхм=103/2,83=420 Ом. Приближения в формуле (40) сде-
ланы на основании условий Ri~
^дел+^вп
Рис. 13. Бестрансформатор-
ный двухтактный УМ на
транзисторах с одинаковым
типом проводимости.
ключить так, чтобы сигналы при
= /\4^>/?2 —Rs',	Rbx.3<CRh^21o^>/^1.
Входное напряжение С/Вхм=
= ^Бт (^2 э+/?нЛг1э) =3,8 X
Х10~3(39+26+28-55) =6,1 В.
Следует заметить, что данный
УМ усиления по напряжению не
дает, так как иъМ > иКЭт =
= ^вых^5,5 В.
Мощность входного сигнала
^вхМ = ^вхм/2/?вхМ —6,12/2 • 420 =
=44,3 мВт, откуда Rp=Ph/Rbxm =
= 500/44,3=11,5.
При отсутствии идентичных
транзисторов с разным типом про-
водимости бестрансформаторный
двухтактный УМ можно собрать
на транзисторах с одинаковой про-
водимостью (см. рис. 13). Входные
сигналы на базы транзисторов УМ
подаются с раздельных вторич-
ных обмоток входного трансфор-
матора. Эти обмотки следует под-
одинаковой амплитуде были сдви-
нуты один относительно другого на 180°.
Расчет такого УМ производится так же, как и расчет УМ с
30
транзисторами различной проводимости по формулам, приведенным
выше. При одинаковых исходных данных получаются и одинаковые
значения параметров режима и элементов УМ, за исключением вход-
ного сопротивления УМ и требуемого значения амплитуды входного
сигнала.
Согласно рис. 13 при условии Я1==/?4=1,3 кОм^ЯгЧ-Лвх.э по-
лучаем
~	+ *вх.э = 39 + 26 = 65 Ом,
при этом
^ВХМ ~ 'б™	+ *вхэ) = 3,8.10-3.65 = 0,25 В
(Явхм и t/вхм в дальнейшем используются при расчете УНЧ).
Расчет усилителей напряжения низкой частоты
Усилитель напряжения низкой частоты (УНЧ) является предва-
рительным усилителем сигнала, обеспечивающим нормальную рабо-
ту УМ. В приемных устройствах он усиливает сигнал, поступающий
от детектора. Для расчета УНЧ необходимо иметь следующие ис-
ходные данные: сопротивление нагрузки — входное сопротивление
УМ Лн=/?вхм; выходное напряжение — входное напряжение УМ
^вых=(7вхм (в некоторых случаях Рвых=Рвхм — входная мощность
УМ); входное напряжение — напряжение источника усиливаемого
сигнала (7ВХ (в радиоприемнике это напряжение снимается с детек-
тора); полоса частот, соответствующая полосе частот УМ £н—Рв',
частотные искажения Мн=Мв=1,18, приходящиеся на УНЧ (вклю-
чая детектор радиоприемника) при частотных искажениях на весь
усилитель Af=|/2=1,41; температура окружающей среды /окр ;
источник питания £к, выбранный при расчете УМ.
Нелинейные искажения, вносимые УНЧ, малы по сравнению с
нелинейными искажениями, вносимыми УМ, поэтому их обычно не
учитывают. На рис. 3, а приведена схема однокаскадного УНЧ. Ра-
бота однокаскадного УНЧ на транзисторе проиллюстрирована ха-
рактеристиками и временными диаграммами, изображенными на
рис. 14.
Расчет УНЧ для однотактного УМ с бестрансформаторным вхо-
дом. Произведем расчет УНЧ для спроектированного ранее УМ, ра-
ботающего в режиме А (рис. 3). Примем входное напряжение УНЧ
равным t/Bx=50 мВ. В дальнейшем это условие будет наложено на
источник усиливаемого сигнала, т. е. на амплитудный детектор ра-
диоприемника.
Исходными данными для расчета УНЧ являются: /?н=/?вхм=
=22,25 Ом, t/вых = ^вхм==90 мВ, С7вх=0,05 В, Fh4-Fb=2504-5000 Гц,
Мн=Мв=1,18, /°кр^+40°С.
1.	Производим выбор транзистора. Определяем требуемое число
каскадов п предварительного усиления и значение коэффициента Лги
31
транзисторов. Так как К* =/<i/<2... Knt где
а
is i, ^вхМ
Лп ~ ГС21Э—-----
Авх.э
10
^вых
^вх
__ Ь” 1Л ^вхМ
~ Ад/ ~ л21э —)---
Авх.э
откуда
Й21Э —
^вых ^вх.э
^ВХ ^вхМ
(41)
где п — требуемое число каскадов при условии Л21Э == 20-—-60.
На основании соотношения .(41) получаем: при п=\ выбранный
транзистор должен иметь коэффициент передачи тока базы
0,09-200
0,05-22,25
Л21э >
Рис. 14. Характеристики транзистора и временные диаграммы при
работе однотактного УНЧ.
Требуемая предельная частота коэффициента передачи тока низ-
кочастотных транзисторов рассчитывается по формуле (23). Для од-
ного каскада получаем:
5
fh2i3^ ----------- ~7,7 кГц.
V 1,182 — 1
При п>1 частотные искажения следует равномерно распреде-
лить по каскадам.
82
Напряжение источника питания принимаем равным £к=16 В
(как для УМ) и по справочнику выбираем подходящий транзистор
МП40А, у которого Л21Э ==20-т-40 (принимаем среднее значение
/*21э=30);
fh2i3 ~ /й21б/^21э = 1000/30 ~ 33 кГц.
|Цкэмакс| = 30 В > Ек=16 В; РКмакс 20оС = 50 мВт, по формуле (21)
находим:
85° _ 40°
^Кмакс 40°С = 150 9fP 100 мВт’
^КБО=^ мк^-
На рис. 15,6 приведены коллекторные характеристики транзис-
тора МП40А.
2.	Произведем выбор режима работы транзистора по постоянно-
му току. Находим амплитуду тока коллектора
;кт = ^выМ = 90/22,25 = 4 мА,
где
, ^д^вхМ Л
RH —	~ ^вхМ ~ ^2,25 Ом,
"Г квхМ
так как /?< = 1 kOm^/?Bxm=s^h = 22,25 Ом.
Сопротивлением резистора /?4=/?к=1 кОм мы предварительно
задались при расчете УМ. Однако в дальнейшем оно нуждается в
Рис. 15. Характеристики транзистора МП40А.
а — базовые; б — коллекторные.
уточнении. По формуле (2) определяем постоянную составляющую
тока коллектора /кп /Кт	4/0,7=5,8 мА (принимаем /кп =
=6 мА). Принимаем типовое значение С/кэп=— 5 В и по характери-
стикам рис. 15, б находим /БП =0,2 мА. По характеристике рис. 15, а
определяем /?вх.э=А£/БЭ/Д7Б = 0,05/0,25«10“3==200 Ом. Рассчитыва-
ем мощность, рассеиваемую на коллекторе:
^кп | ^кэп | = 6*5 = 30 мВт < РКмакс 40оС = 100 мВт.
3-384
33
Определяем общее сопротивление коллекторной цепи постоянно-
му току (см. рис. 3, а):
+	—Ц—!,S3 кОм.
7кп	6
Оно состоит из сопротивления резистора в цепи коллектора 1?к=
=/?4 и сопротивления резистора в цепи эмиттера 7?э=7?5. Резистор/?5
кроме температурной стабилизации обеспечивает отрицательную об-
ратную связь (ООС). Введение ООС подобного типа приводит к
увеличению входного сопротивления каскада УНЧ, что благоприят-
но сказывается на работе детектора, являющегося источником уси-
ливаемого сигнала.
3.	Произведем расчет схемы УНЧ по переменному току. Опреде-
ляем коэффициент усиления каскада без ООС
<	22,25
К = йМэ-7--- « 30	= 3>35	(«)
•*'ВХ.Э
и требуемый коэффициент усиления
/Сгреб Uвых/^/вх == 0,09/0,05 = 1,8.
Находим сопротивление резистора обеспечивающего ООС
в УНЧ.
Коэффициент усиления усилителя с ООС определяется
жением
к к
Ло‘с 1 + уК’
где
^о.с	1эт%ь	(^21э+1)^5
у =------=--------— = -----------
^вых	lKmR'a Л2ЬЛ,'
•—коэффициент передачи цепи ОС. В нашем случае К=3,35;
=/Сгреб “ 1 >8.
По формуле (43) находим:
/С ~~/Со с 3,35—1,8
у =-------— = —-------— = 0,26,
г ККОС 3,35-1,8	’ ’
выра-
(43)
(44)
Ко.с =
(45)
откуда, учитывая соотношение (44), вычисляем:
_	/*21э
5==	Л21э+1
0,26-22,25-30
31
= 5,5 Ом (5,6 Ом).
(46)
Следовательно, уточненное значение	/?4 = 1,83—0,0056=
= 1,8244 кОм (1,8 кОм).
Сопротивление резисторов в цепи базы
£К (7Кп + /бп)^_ 16 —(6 4-0,2) ю-3 5,6
^БП	0,2-ю-3
== 80 кОм (82 кОм).
34
Общее входное сопротивление УНЧ
D ___	^6 1₽ВХ.Э + ^5 (^21Э 4~ 0]
вхН“ R. + R^+R^h^+l)
~ Явх.Э + % (^213 + 1) =
= 200 + 5,6-31 = 373 Ом.
(47)
4.	Определяем емкости разделительных конденсаторов С2 и С3.
Распределяя поровну частотные искажения в области низких частот
Mcz—Mcs= 1,09, находим:
1
^(«вхм + ^н) КЛ^-I
----------------------- - -=0.885 мкФ (1 мкФ), (48)
6,28-250(22,25+ 1800) V 1,092 — 1
где ^выхН = Rt = 1800 Ом;
С3
1
2^и(*вхн+*выхД)Кл12С3-1
—!—-........— = 0.63 мкФ (1 мкФ) 4	(49)
6,28-250.-2573 У 1,09а— 1
В формуле (49) принято /?выхд =/?'=2,2 кОм. Если /?выхд не- -
известно, то обычно полагают ^ВыХд = 0, в этом случае получают С3
с некоторым запасом: С3^3,7 мкФ (5 мкФ).
FB
Так как выбран транзистор с fh2ia = 33 кГц>——......-.
V ^-i
5
= —~ -....... =7,7 кГц, то можно не проверять значения AfB<l,18,
V1,18s— 1
на верхних частотах.
Схема УНЧ, изображенная на рис. 3, а, обладает худшей темпе-
ратурной стабильностью, но имеет большее входное сопротивление
по сравнению со схемой рис. 3, б, в которой применен делитель на-
пряжения. Если входное сопротивление не играет существенной ро-
ли, то каскад УНЧ можно рассчитать с делителем напряжения, т. е.
в схему рис. 3, а добавить резистор /?7. Расчет делителя в этом слу-
чае производится по методике, изложенной в предыдущем пара-
графе.
Несколько лучшей стабильностью обладает схема, изображенная
на рис. 16. В ней 7?б соединяется с коллектором транзистора. Его
сопротивление рассчитывается по формуле (19)
I ^кэп I “ I ^БЭП I ~ | ^кэп I
Яб =------
7ЬП	УБП
5
-------= 25 кОм ^24 кОм).
2-10—3
3
35
Из-за действия параллельной ООС по напряжению входное сопро-
тивление каскада УНЧ несколько уменьшается
П-________________________
ВХН ~ 1 + Й21Э RK/(Rk + *б)
373
1 +30-1,8/(1,8 + 24) = 120 °М
Расчет УНЧ для однотактного и двухтактного УМ с согласую-
щим трансформатором. 1. Для предварительного усиления сигнала
можно использовать УНЧ с трансформаторным выходом (рис. 17).
Этот УНЧ имеет много общего с однотактным УМ, работающим в
Рис. 17. Схема УНЧ с
трансформаторным вы-
ходом.
Рис 16. Схема УНЧ с пи-
танием базы коллектор-
ным напряжением.
режиме А. Исходными данными для расчета схемы являются: /?н =
—	—22,25 Ом; £^вых—£Дхм—0,09 В; £/вх—0,05 В; Fb.-1-Fb —
= 2504-5000 Гц; AfH=AfB= 1,18; /°кр=+40°С; £к=16 В (как для
однотактного УМ, рассчитанного ранее).
Для УНЧ подходит любой маломощный низкочастотный тран-
JP
зистор, например МП40А, у которого /л21э = 33 кГц>.....в -. ~
/Л1в2-1
5
=—	- = 7.7 кГц. Для транзистора можно выбрать эконо-
pl, 182 — 1
мичный режим работы 7КП=1 мА, | (7КЭП | =5 В, 7?^ =500 Ом.
Используя формулу (24), находим:
22,25
0,7-500
= 0,25.
Согласно условию (3) определяем амплитуду тока коллектора
/к«=/кп— /Кмин=1— °>5=0>5 мА. При этом UK9m=R'HlKm=500X
ХО,5 = 250 мВ, что вполне подходит, поскольку |^кэп1=5 В.
36
По выходным характеристикам (рис. 15,6 точка 77') определяем
^бп =0 ,04 мА. По входной характеристике (рис. 15, а) для точки 77'
находим /?вх.э = АГ/бэ/А7б =0,075/0,08-10-3=940 Ом.
По формуле (42) находим коэффициент усиления усилителя без
ООС для случая 7^=500 Ом и 7?вх.э=940 Ом К» 30-500/940= 16.
Требуемый коэффициент усиления /<треб = 7Со.с =
= 0,25/0,05 = 5. По формуле (45) определяем у=(16—5)/16• 5 = 0,138
и по формуле (46) 7?э = 0,138-500 30/31 =67 Ом (68 Ом). По формуле
(25) сопротивление первичной обмотки трансформатора ri =
= 500(1—0,7)/2 = 75 Ом.
Для питания УНЧ требуется источник с = | ^кэпН~г1^кп "Ь
4“	7Бп)^э = 54-0,075-Г 1,04* 10-3*68 = 5,146 В. Сопротивление
резистора в цепи базы
„	| ^кэп | — | ^БЭП | + fl ^кп | ^кэп |
R6 = —=
'БП	'БП
5
=  0 ^10^з" = 125 кОм (»20 кОм).	(50)
По формуле (47) определяем входное сопротивление УНЧ
7?вж.н = 940+68-31 =3410 Ом. Так как для УНЧ используется общий
с УМ источник питания Е^ = 16 В, то избыточное напряжение сле-
дует погасить на сопротивлении фильтра:
£к £К — 5,146
g^-7-n+,b„ "-,.04..О-.'° '»'«°*
Резистор 7?ф нужно зашунтировать конденсатором фильтра
10	10
Сф > “7—т— =	= 0,6 мкФ (1 мкФ).
ф 2лгн/?ф	6,28-250-Ю4	'
Частотные искажения, вносимые трансформатором, рассчитыва-
ются по формуле (27), а разделительным конденсатором — по фор-
муле (49).
2. Усилитель напряжения с трансформаторным выходом хорошо
согласуется с двухтактным УМ (см. рис. 7). В этом случае вторич-
ная обмотка выходного трансформатора УНЧ (входного трансфор-
матора УМ) должна иметь вывод от средней точки. Расчет произ-
водится для одного плеча вторичной обмотки выходного трансфор-
матора. При конструктивном исполнении трансформатора число
витков вторичной обмотки удваивается и делается вывод от средней
точки.
Произведем расчет УНЧ для двухтактного УМ по данным, по-
лученным на с. 28: 7?н = 7?ахм = 0,27 кОм; Рн = Рн.тр2 = 6 мВт; FH—
—FB = 400—8000 Гц; МН=МВ=1,18 ^кр = +40°С; Ек =7 В; 7/дел-
= 77i=2 В; /дел==3 мА.
По формуле (20) находим колебательную мощность в коллек-
торной цепи транзистора УНЧ РВых=7>н/т]тр =6/0,7=8,4 мВт.
По формуле (1) оцениваем возможное значение амплитуды кол-
лекторного напряжения	I ^кэ мин I	1 2—-4 В.
37
Принимаем с некоторым запасом ^КЭл71=3 В, при этом 7кт =
= 2РВЫХ/^КЭ/П = 16,8/3 = 5,6 мА.
По формуле (2) рассчитываем постоянную составляющую кол-
лекторного тока 7КП== 7КЭгп/&3=5,6/0,7=8 мА. При этом мощность,
рассеиваемая в коллекторной цепи, PK=j С/кэп| ^КП~(^К—
—t/дел)/кп =5-8 = 40 мВт. Выбираем маломощный низкочастотный
транзистор МП39Б однотипный с транзисторами УМ. Его основные
данные приведены на с. 23.
Сопротивление коллекторной цепи по переменному току /?н =
3/5,6-10-3 = 535 Ом. По формуле (24) находим коэф-
фициент трансформации (для одного плеча)
г n d' г 0,7-535	’
ч.рлн г
По формуле (25) оцениваем сопротивления первичной обмотки
П = 535 (1—0,7)/2=80 Ом.
Постоянная составляющая коллекторного напряжения |^эп| =
=Ек~С/4~Г1/кп =7—2—80-8-IO"3 = 4,36 В.
Так как 1^кэп| — | £/кэ мин | = 4,36 1 =3,36>£/КЭот = 3 В, то вы-
бранный режим обеспечивает требуемую амплитуду коллекторного
напряжения.
По выходным характеристикам (рис. 9) находим положение
точки покоя 77" и определяем постоянную составляющую тока базы
7 БП =0,2 мА. На входных характеристиках (рис. 10) выбранная
ючка покоя совпадает с точкой 77. Для этого режима | £7БЭП| =
= 0,2 В; 7?вх.э = ЗОО Ом. По формуле (50) сопротивление резистора
в цепи базы (см. рис. 7)
r I^KSllI ““ ^бэп! + 7кп 4,36 — 0,2 + 0,64
7бп	0,2-10-3
Следовательно, 7?вхн ~7?вх.э=300 Ом, так как 7?5>7?вх.э.
Сопротивление резистора /?4 в цепи эмиттера
t/4	U,	2=
/кп+^БП-^з (8+0,2-3,4). 10-3
= 416 Ом (430 Ом).
Общее эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера транзисто-
ра УНЧ, определяющее температурную стабилизацию тока эмитте-
ра, равно:
Кэ х 2к^з)_ ---------------= _2_ = 240 Ом.
+	7кп + ^бп 8,2-10 3
По формуле (42) рассчитываем коэффициент усиления УНЧ. Для
7?^ =535 Ом и 7?Вхэ = 300 Ом получаем 7<=/i2n7?*/7?вх.э=40Х
Х535/300=71. Следовательно, входное напряжение УНЧ, равное на-
пряжению детектора, = U= и^Эт1К=3/71 = 0,04 В.
38
Пренебрегая частотными искажениями, вносимыми трансформа-
тором (при £1=0,54-2 Г), распределяем Mci=Mc2 = 1,09 (при Л1а =
=MCiMC2=l,18).
Емкость Ct определяют по формуле (29), где ₽и=/?выхд—
выходное сопротивление детектора, а емкость С2 находят по фор-
муле (49).
Расчет УНЧ для двухтактного бестрансформаторного УМ с па-
раллельным входом. Реализация такого УНЧ с резистивно-емкост-
ной связью и источником питания, выбранным для УМ, оказывается
весьма сложной. Действительно, для схемы рис. 11,6 £Лыхн = £Лхм=
=6,1 В, а £к = 12 В<24/выхн, т. е. простое решение задачи невоз-
можно. Можно увеличить £к, но это не всегда целесообразно, так
как для обеспечения нормального режима УНЧ по постоянному току
при /?к>Явхм требуется значительное увеличение Ек, что приводит
к недоиспользованию коллекторного напряжения транзисторами УМ
и к уменьшению к. п. д. последнего.
Наиболее простым решением является использование дросселя
в коллекторной цепи транзистора УНЧ, как это показано на
рис. 11, а. Индуктивность £др определяется по условию
XL = 2лГн £др > /?вхМ == /?н:
Откуда находим £др = 10/?Вхм/2л£я=4200/6,28-250=2,7 Г.
1. Производим выбор транзистора. По формуле (1) находим
коллекторное напряжение:
|^кэп| > UK3m + ^КЭмин = 6,1 + 1 = 7,1 В.
Принимаем | £^э 1“^ выбранный транзистор должен иметь
Ркэмакс! > |^КЭП| +^ = 8 + 6,1 = 14,18,
Амплитуда коллекторного тока
~ ^кэт/^вхМ =6,1/420= 14,55 мА,
при этом /кп =/кт/^з= 14,55/0,85» 17 мА.
Мощность, рассеиваемая на коллекторе,
Рк = |"кэп| 'кп = 8-17-10-3 = 13б мВт,
Выбираем маломощный низкочастотный транзистор МП40Л,
основные данные которого приведены на с. 33.
2. На выходных характеристиках (рис. 18,6) определяем поло-
жение точки покоя П (/кп = 17 мА, ^кэп=—8 В) и находим /БП=
= 0,6 мА. По входной характеристике (рис. 18, а) определяем значе-
ния Uбэп~—0,275 В и Евх.э=Л^/БЭ/Д/Б =0,05/0,375=133 Ом. При-
нимаем выходное напряжение детектора ^ВхН=^выхДв^ В и на-
ходим требуемое значение коэффициента усиления КтРеб=
= ^вых/^вх = 6,1/0,2=30,5.
Коэффициент усиления, который может обеспечить усилитель
без ООС,
* = А21э Rn/R™ = 30-420/133 = 94 > Кгреб.
По формуле (45) определяем коэффициент передачи цепи обрат-
ной связи у =(94—30,5)/94-30,5=0,022 и по формуле (46) сопротив-
ление резистора в цепи ОС /?з=0>022«420-30/31=9,25 Ом (10 Ом).
39
Требуемое значение сопротивления обмотки дросселя
— ^кэп! — (7кп + 7Бп) 12 — 8 — 17,6* 10—3
7кп
17-103
= 226 Ом.
При очень большом значении ri это сопротивление составляют из rj
и как показано на рис. 11, а.
^U63f\	10
\ЧбЭ
Рис. 18. Характеристики транзистора МГ140А.
а — базовые; б ** коллекторные.
Сопротивление резистора в цепи базы
£К Рвэп| ~~ Kj (^КП + ^вп)
Re =
По формуле (47) рассчитываем входное сопротивление УНЧ:
„	_ 20-Ю3 (133+10-31) _ лло
ЛвхН 20-103 + 133 + 10-31	443 Ом-
Частотными искажениями, вызываемыми применением дросселя
(при 1др = 2,7 Г), можно пренебречь. Поэтому, полагая Мс2=Мсз~
= 1,09, находим емкость С2 по формуле (48), где /?Иыхн=Г1. Ем-
кость С3 рассчитывается по формуле (49).
Расчет УНЧ на полевых транзисторах. На полевых транзисто-
рах можно создать УНЧ с очень большим входным сопротивлением,
что способствует хорошей работе детектора радиоприемника или
пьезокристаллического звукоснимателя проигрывателя, но следует
гомнить, что полевые транзисторы нуждаются в больших сопротив-
лениях нагрузки.
Произведем расчет УНЧ на полевом транзисторе (рис. 19, а),
работающего от пьезокристаллического звукоснимателя, у которого
£Ст = 0,07 В и внутреннее сопротивление RiC=5 кОм. Выходное на-
пряжение усилителя £/Вых^0,7 В, полоса частот FH—Гв = 200-т-,
-г-10 000 Гц, частотные искажения Л1Н = МВ=1,18, сопротивление на-
грузки =	100 кОм (входное сопротивление следующего кас-
када).
В схеме использован полевой транзистор КП102И с управляю-
щим р-п переходом и каналом p-типа. Его основные данные: мак-
симальное напряжение сток — исток ^симакс=—20 В, ток затвора
Рис. 19. Схема УНЧ на по-
левом транзисторе с управ-
ляющим р-п переходом и
каналом p-типа (а), УНЧ на
биполярном транзисторе с
непосредственной связью
(б).
73ут =1,5-10"9 А, напряжение отсечки ^зиотс = 4 В, емкость за-
твора Сз=10 пФ, ток стока при Гзи=0; 1с = 1,5 мА, сопротивление
канала для постоянного тока RK~2 кОм.
1.	Производим проверку пригодности выбранного транзистора
по частотным свойствам. У полевого транзистора с управляющим
переходом частотные искажения в области верхних частот в основ-
ном определяются постоянной времени (или частотой) затвора т3=
= 1/2л/з = С37?к/2. Так как в усилительной схеме использован источ-
ник сигнала с относительно большим внутренним сопротивлением,
то следует определить постоянную времени (или частоту) всей
входной цепи
твх = 1/2л/вх = С3 (RK/2 + Ric) = 10.10-12 (2/2 + 5) 103 = 6-10—8 с,
откуда
fBX = 1/2лтвх = 1/6,28-6.10—8 — 2,65 МГц > FB = 10 кГц;
рледовательно, искажениями, вносимыми входной цепью в области
*Берхних частот, можно пренебречь.
2.	Производим выбор режима транзистора по постоянному току.
Определяем постоянную составляющую напряжения стока
|^сип| > ^зиотс + ^вых +	= 4 + 1 + 0,5 = 5,5 В, (51)
где ^зиотс = 4 В —- напряжение отсечки; /7Вых= = 1 В — ам-
плитудное значение напряжения стока; AL73 =0,5 В — напряжение
запаса, обеспечивающее работу транзистора в рабочей области сто-
ковых характеристик.
41
Задаемся постоянной составляющей тока стока /сп=0,3 мА
(точка П на рис. 20, а, б), при этом напряжение смещения в цепи за-
твора Сзип = 2 В. Напряжение источника питания принимаем £с~
= I ^си макс I ~20 В.
3.	Рассчитываем основные элементы усилителя.
Сопротивление автоматического смещения
R = [/онп//гп = 2/0,3-ю—3 = 6,7 кОм (6,8 кОм);
li UU11 ' k_.ll	'
Рис. 20. Характеристики полевого транзистора КП102И.
а — стоковые; б — стоко-затворные.
Сопротивление в цепи стока
£’с~|^сип|	„	20 — 5,5	„ п ,
- 0,3.10- ~6'8--
= 41,7 кОм (43 кОм).
Емкость Си
10	10
Си	~	~ ==1,2 мкФ (2 мкФ).
2nFHRtt	6,28-200-6,8-103	v
Сопротивление резистора R3 выбирается из условия /?3>/?ic==
= 5 кОм. Принимаем 7?3=100 кОм. На этом сопротивлении выделя-
ется дополнительное напряжение смещения затвора, создаваемое не-
стабильным током утечки 73ут
UR3 =^3 ;зУт = ЮО-103-1,5-10-9 =0,15 мВ < Сзип =2В-
Очевидно, что это относительно малое нестабильное напряжение
не может заметно влиять на положение точки покоя.
Рассчитываем разделительные емкости СР1 и Ср2:
10	10
с« >	- ^'200. .05" - 75 т “Ф <°-1 “Ф> 
42
Полагая Rn=R'3 , где R3 =100 кОм — сопротивление в цепи за
твора полевого транзистора последующего каскада, находим:
10	10
Ср2>--------Г-,----Г = •	---------г- = 53 000 пФ (0,1 мкФ).
Р 2лГн (/?; + Яс) 6,28-200.143.10^
4.	Определяем коэффициент усиления. Для этого по характери-
стикам рис. 20, а или б находим значение крутизны транзистора в
районе рабочей точки /7. Крутизну транзистора в точке можно так-
же определить по формуле [1]:
2/с It/
с пзип
РзИотс|
1
^зип	2.1.5 /	2 \
Т,----- =-------— 1 — — I = 0,375 мА/В
^ЗИотс /	4	\	4 ]
Следовательно,
К = SR* = 5/?с/?н/(/?с + /?н) = 0,375-43.100/143 = 11,2.
Находим входное напряжение схемы УНЧ, полагая ^вхн=^з=
= 100 кОм:
L7BX = EzmR3l(R3+ Ric) = 0,07-100/105 = 0,0677 В.
Таким образом, 47вых==£/ВхК=0,0677-11,2 «0,75 В, т. е. рассчи-
танная схема обеспечит требуемое значение выходного напряжения.
Расчет гибридного УНЧ. В некоторых случаях оказывается це-
лесообразным сочетание полевых транзисторов с обычными биполяр-
ными (БП) транзисторами. На рис. 19, а, б приведен гибридный
УНЧ, состоящий из двух каскадов. Нагрузкой первого каскада,
собранного на полевом транзисторе Ti, является входное сопротив-
ление последующего каскада, собранного на БП транзисторе 7*2.
При этом цепочку Ср2 и RB из схемы следует исключить. Резистор
Rc и транзистор 7\ можно рассматривать как делитель, обеспечива-
ющий питание цепи базы транзистора 7*2.
Произведем расчет гибридного УНЧ, используя данные, полу-
ченные на с. 37, полагая сопротивление нагрузки гибридного УНЧ
равным входному сопротивлению транзистора с ОЭ 7?н=/?Вх.э«
«0,9 кОм и L7bx=0,05 В.
1.	Выбираем транзистор 7*2 по предельной частоте fh2ia. Пре-
небрегая частотными искажениями полевого транзистора, по форму-
ле (23) при AfB = 1,18 и FB=10 кГц находим fh2ia^ 16 кГц. Подхо-
дящим транзистором является МП40А, у которого /л21э = 33 кГц,
7г21э = 30, |^КЭмакс| =30 В>£=20 В.
2.	Производим выбор режима транзистора по постоянному току.
Для работы без отсечки тока базы необходимо выполнение условия
1Бт «/cm^5L7BX = 0,375-0,07=0,0274 мА<7БП.
Принимаем /БП =0,04 мА (точка П' рис. 15, а), при этом
£7БЭП=—0,15 В, /кп=1 МА (Рис- 15,6). Напряжение ^кэпцеле-
сообразно принять равным —5 В в цепи эмиттера
|^сип| |^зип| ~~~ |^бэп| _ 5,5-т-2-~0,15
'кп + 'бп _ (1 + 0,04). 10-8=
7 35
-------i---------------- у кОм (6,8 кОм),
1,04.10“§-------v '•
43
Сопротивление резистора в цепи коллектора
£ —|УКЭП| —(/КП + /БП)1?Э	20 — 5 — 1,04-6,8
/кп ~ -------------------------------=
8
= —,	= 8 кОм (8,-2 кОм).
1 ’ 10—*
3.	Коэффициент усиления гибридного УНЧ
К =	= 0,375-30-0,9 = 10;
Выходное напряжение
^вых = ^вх= 10-0,07 = 0,7 В.
Разделительные емкости и емкость конденсатора Сэ, определя-
ющие частотные искажения ЛТН = 1,18, рассчитываются как обычно
по формулам (48), (49) и (50).
Расчет эмиттерного и истокового повторителей
и фазоинверсных каскадов


Расчет эмиттерного повторителя. Эмиттерный повторитель (ЭП)
широко используется для согласования низкоомной нагрузки с высо-
коомным выходным сопротивлением
предшествующего транзисторного ка-
скада или любого другого высокоом-
ного источника сигнала.
Принципиальная схема ЭП изо-
бражена на рис. 21. ЭП можно пред-
ставить как усилитель с глубокой
ООС (Uo.c=^ Uвых, т. е. у=1), по-
этому коэффициент усиления по на-
пряжению такого усилителя
HI (О Орг
увх;	1-т—1
Рис. 21. Схема эмиттер-
ного повторителя.
При К> Ю получаем 7(эп=
— Увых/Ubx^ 1, т. е. по напряжению
осуществляется простое повторение сигнала. Отсюда и происходит
название схемы «повторитель». Несмотря на это ЭП следует отнести
к категории усилительных схем, так как он осуществляет усиление
сигнала по току, а следовательно, и по мощности Ki&Kp^h2i9 (при
^0- Входное сопротивление ЭП относительно велико #Вх эп ~
h2l9) а выходное — мало. /?вых эп^ (Rbx.o+R^ )/h2l3t
где RH — эквивалентное выходное сопротивление источника усили-
ваемого сигнала.
44
Следует отметить еще одно важное свойство ЭП — относитель-
но малые частотные искажения в области верхних частот. Для низ-
кочастотных схем при /?е = 10-г-15 кГц частотные искажения, вноси-
мые самим транзистором, оказываются ничтожно малыми:
1 + (Ав//Л21б)* ,
где М216	— предельная частота по току эмиттера.
Значительно слабее сказывается и шунтирующее действие ем-
кости нагрузки.
Произведем расчет эмнттерного повторителя, согласующего де-
текторный каскад с одпотактным УМ, работающим в режиме А по
следующим исходным данным: 7?н = 7?вхм—22,25 Ом;* 67вых=^вхм =
= 0,09 В; Гн—FB=250—5000 Гц; М„=МВ = 1,18; Ек=16 В; /°кр =
= 4-40°С. Выходное сопротивление детектора /?вых д =0,5 кОм.
1.	Производим выбор режима работы транзистора по постоян-
ному току. По формуле (1) определяем постоянную составляющую
коллекторного напряжения:
|"кэп|>	+ |УКЭмия| = 0.09 + 1 = 1,09 В.
Целесообразно принять напряжение 7/кэп ==—5 В.
Определяем амплитуду тока эмиттера, полагая 7?э>7?н.
7Э,п = УвЫх^и = 0,09/22,25 «4 мА.
По формуле (2) постоянная составляющая тока эмиттера /эп =
= 7 Эт/^4/®’7^ мА’
Полагая 7КП«7ЭП, находим мощность, рассеиваемую коллек-
тором транзистора РК=|(7КЭГ1 |7кп = 5-6-10-3 = 30 мВт.
Выбираем маломощный низкочастотный транзистор МП40А:
ГКмакс =150 мВт; /° = 4-20°С. По формуле (21) Ркмакс =
= 100 мВт>Рк =30 мВт, |^КЭмакс|=30 В<ЕК =16 В; Лг1э=<
= 30 (среднее значение).
При расчете ЭП используются статические характеристики тран-
зистора с ОЭ (рис. 22, а, б).
Постоянная составляющая тока коллектора
^КП ~ ^эп h2is^h2i3 + 9 “ 6-30/31 — 5,8 мА.
Постоянная составляющая тока базы ^п=^эп—мА.
На рис. 22, а и б отмечаем положение точки покоя 77 и определяем
постоянную составляющую напряжения на базе транзистора
। ЦБЭП| =0,224 В и входное сопротивление транзистора 7?Вх.э =
= \иБЭ/М B=QWJG,22AQ-3==227 Ом.
2.	Производим расчет элементов схемы, определяющих режим
транзистора по постоянному току.
Сопротивление резистора в цепи эмиттера
d £К~~ ^кэп)
7\э — г
7ЭГ1
16 — 5
6-10-3
= 1,84 кОм (1,8 кОм).
45
По формуле (19) определяем сопротивление резистора в цепи
базы:
„ Ркэп| — I^Banl Ркэп| 5	~ п ч
R6 = ---------« —-----------------= 0 --: 0_3 = 25 кОм (24 кОм).
/БП	/Бп U.Z-1U
3.	Входное и выходное сопротивления схемы
_ R6 (^вх.э+^н_й21э)	.	_
вхЭП ~ R ,R ,R'h ~	+ ** Й2Ь -
*6 + ^ВХ.Э Л21Э
= 227 + 22,25-30 « 900 Ом;
*выхЭП « (V, +	= 727/30 « 24 °М‘
Рис. 22. Характеристики транзистора МП40А.
а — базовая; б — коллекторные.
4.	Определяем разделительные емкости, распределив частотные
искажения в области нижних частот следующим образом: Л1ср2 —
= 1,13, Mcpi = l,05. Если частотные искажения разделить поровну,
то емкость Ср2 окажется значительно больше емкости Cpi. Исполь-
зуя формулу (48), находим:
с >__________________!
2лЕн (#н + ^выхЭП ) V ^Ср2 1
=-------------------------- ' — = 26 мкФ (30 мкФ).
6,28-250 (22,25 + 23,5) К1,132— 1
По формуле (49) рассчитаем
2nFH (/?вхЭП + ^выхд)	*
= 1/ (б,28-250- 1400К1,052 — 1 ) = 15 мкФ (20 мкФ).
46
5.	Входное напряжение
£/ех — (7ВХ
Rh ^21э	,25 • 30
= 0,12 В,
откуда Кэп^=£/Вых/^вх=0,09/0,12 = 0,75. Так как ^вх=^выхД1 то
это определяет значение выходного напряжения детектора.
Рис. 23. Схема истоково-
го повторителя.
Рис. 24. Схема фазоинверсного
каскада с разделенной нагрузкой
(а), схема питания цепей базы
транзисторов УМ, согласованного
с ФИК (б).
Рис. 25. Временные диаграммы, ил-
люстрирующие работу ФИК с раз-
деленной нагрузкой.
6.	Если в ЭП используется делитель напряжения, составленный
из резисторов 7?б и 7?i, то их сопротивления рассчитываются по ме-
тодике, изложенной во введении.
На рис. 21 резистор 7?! показан штриховым контуром. При на-
личии делителя ЭП будет иметь лучшую температурную стабиль-
ность, однако при этом несколько уменьшается входное сопротивле-
ние и увеличивается расход энергии.
47
Если в исходных данных не задано напряжение источника пита-
ния, то принимают (34-5)/?н и определяют Е^ = | (7КЭП I +
4-/ эп ^э*
7.	При использовании полевого транзистора с общим стоком
(ОС) схема называется «истоковым повторителем» (ИП). ИП целе-
сообразно применять в устройствах, в которых необходимо полу-
чить очень большое входное сопротивление.
На рис. 23 изображена простейшая схема ИП на полевом тран-
зисторе с управляющим р-п переходом и каналом р-типа.
При расчете ИП следует руководствоваться следующими основ-
ными соотношениями: Eq^l | £/Си макс!» постоянную составляющую
находят по формуле (51), при этом должно выполняться условие
I UСИПI 4-^вых^ I ^си максI ’» him = ^вых/#н, ГДе/?н =7?и/?н/(Яи4-#н);
постоянную составляющую тока истока определяют по формуле,
аналогичной соотношению (2), при этом должно выполняться усло-
вие /ип + ^Ит ^/с макс» по характеристикам находят напряжение
t/зип» соответствующее /ип=^сП’ и рассчитывают Яи = £/Зип^ип;
входное сопротивление ИП практически определяется резистором
/?^100 кОм, выходное сопротивление примерно равно 1/S.
Расчет фазоинверсного каскада с разделенной нагрузкой. Для
работы двухтактной схемы УМ, изображенной на рис. 7, на входы
транзисторов необходимо подавать сигналы, одинаковые по ампли-
туде, но сдвинутые относительно друг друга на 180° (см. рис. 8, а).
В схеме рис. 7 этот сдвиг осуществляется трансформатором Грг,
имеющим вывод от средней точки вторичной обмотки. Сформиро-
вать указанные напряжения можно с помощью транзисторного фа-
зоинверсного каскада (ФИК). Одна из схем ФИК с разделенной
нагрузкой изображена на рис. 24, а. Эту схему по первому выходу
следует рассматривать как усилитель с ОЭ с последовательной ООС
по току, а по второму выходу как ЭП. Следовательно, ФИК с раз-
деленной нагрузкой не усиливает сигнал по напряжению, что явля-
ется недостатком данной схемы. Другой недостаток ФИК с разде-
ленной нагрузкой — различие в значениях выходных сопротивлений
Явых! >/?вых2=/?выхЭП, что затрудняет получение полной симметрии
схемы.
Работа ФИК с разделенной нагрузкой проиллюстрирована вре-
менными диаграммами, изображенными на рис. 25. По первому вы-
ходу напряжение сигнала находится в противофазе со входным на-
пряжением сигнала, так же как в усилителе с ОЭ, а по второму вы-
ходу совпадает с входным напряжением сигнала как в ЭП.
При использовании ФИК схему питания цепей базы транзисто-
ров УМ следует видоизменить согласно рис 24, б.
1.	Произведем расчет входной цепи УМ при условии Ri — О. За-
давшись током делителей (как и в схеме на рис. 7) I^/дел==
= 3 мА, найдвхМ сопротивления резисторов R2 = Ri, на каждом из ко-
торых должно выделяться напряжение питания цепей базы транзи-
сторов УМ.
Согласно графику рис. 10 £Л> = С/4= | ^бэп1=0>2 В, откуда /?2 =
»=7?4= |(/БЭП|//дел0,2/3-10~3 = 67 Ом (68 Ом). Определяем со-
противление резисторов = на которых падает напряжение
U3^U5=Ek— |^бэп1 •=7—0,2=6,8 В при токе /дел+ /бп~34-0,2 =
= 3,2 мА. Следовательно, /?з=/?5=6,8/3,2-10~3=2,13 кОм (2,2 кОм).
48
Входное сопротивление УМ для рабочего полупериода входного
сигнала
ЯвхМ^Лх.Ж + ^xJ = 68.107/(68 + 107) = 41,7 Ом,
где /?вх э —107 Ом.
Входное напряжение для каждого из входов УМ
^вхм = Ibn Явх.э = 2,8.107- IO-® = 0(3 В.
Таким образом, получены исходные данные для расчета ФИК:
/?н1 = /?н2=/?вхм = 41,7 Ом, 1/вых1 — 1^вых2 — I^bxm—0,3 В. Напряжение
источника питания Ек принимаем равным 7 В (как для УМ). Тран-
зистор для ФИК целесообразно выбрать однотипным с транзисто-
рами УМ, т. е. МП39Б. Остальные исходные данные такие же, как
и для УМ: МИ=МВ=1,18; Fa—FB—400-^8000 Гц; /“кр=+40°С.
2.	Производим выбор режима транзистора по постоянному току.
Определяем постоянную составляющую коллекторного напряжения,
учитывая что амплитуда коллекторного напряжения ФИК с раз-
деленной нагрузкой равна удвоенной амплитуде выходных папря-
жений |1/кэп| > |(7КЭмин( + 2(/вых1 = 1 + 2 0,3= 1,6 В. Принимаем
укэп=— 2 В-
Используя формулу (2), ориентировочно оцениваем постоянную
составляющую коллекторного тока, /к «1кт /к3 = 7,2/0,7^ 10 мА,
где / m	щ/^?н 1 — Г/вхм/^?вхм — 0,3/41,7 ~ 7,2 мА.
Находим сопротивления резисторов коллекторной и эмиттерпой
цепей, полагая /эп~7к.гр так как ^21э = 40:
Я7 «	- (Ек - |^Кэп|)/2/кп = (7- 2)/2-10“2 = 250 Ом (240 Ом).
Действительное значение амплитуды коллекторного тока /кт =
= КЭ mJE н—0,3/35,3 — 8,5 мА</кп = 10 мА, где /?н=^?б^н1/(^?з +
+#н1) =240-41,7/281,7=35,3 Ом, Следовательно, режим по постоян-
ному току выбран правильно (коэффициент запаса £3=8,5/10=0,85).
3.	Определив положение точки покоя П'" на рис. 9 (^р;эп=—2 В,
мА), убеждаемся, что при /°кр =-f-40°C она располагается
ниже характеристики допустимой мощности транзистора. По этим
же характеристикам находим /Бп =0,32 мА и по характеристикам
рис. 10
Явх.э	= 0,05/0,25• 10—3 - 200 Ом.
Сопротивление резистора в цепи базы
ЕК ~' 7КП ^7
^БП

7 — ю. 10-3 240
0,32-10—3
— 14,4 кОм (15 кОм).
4.	Рассчитаем входные параметры ФИК с разделенной на-
грузкой.
Входное сопротивление
_ М^хэ + ^к^ь)	15-10’(200+ 35,3-40) ~
7?вхФ~ П+О +/?'/)., ~ 15-10’+ 200+ 35,3-40 *
* ^вх.э • nt Г121э
л 1,5 кОм,
4—384
49
Входное напряжение
235,3
f1	оо,о

Совершенно очевидно, что такое напряжение детектор обеспе-
чить не может, поэтому между детектором и ФИК необходимо по-
ставить каскад УНЧ. Его нагрузка — входное сопротивление ФИК
^н=7?ВХф. При наличии трех каскадов частотные искажения как в
области верхних, так и в области нижних частот следует распреде-
лить по всем трем каскадам. Если оставить для УМ Мн=Л1в= 1,18,
то для ФИК и УНЧ Мн= 1^1,18^1,09. Для ФИК, как и для ЭП,
Мъ = У\ + (Гв//Л21э)2 = К1 + (8/500)2 « 1.
следовательно, для УНЧ Мвж 1,18.
5.	Емкости разделительных конденсаторов Ci>3,4 мкФ (5 мкФ)
и С2^15,3 мкФ (20 мкФ) определяем по формуле (48), при этом
для С| /?выхн=/?6=240 Ом, для Сг ^ВыхН= ^7^выхЭпЦ^?Н“
+ #выхэп) = 240-23,5/263,5=21,5 Ом. Емкость конденсатора Са^
^5,5 мкФ (10 мкФ) находим по формуле (49), где ЛвыхД^
= 1,5 кОм — выходное сопротивление предшествующего каскада
УНЧ, которое принято равным 1,49 кОм. Частотные искажения, вы-
зываемые емкостями, распределены следующим образом: 3ici=
=Л1С2=1,06 и Мез =1,03 (на FH = 400 Гц).
Следует заметить, что при исключении из схемы резистора
ухудшается температурная стабильность УМ и увеличивается его
асимметрия, что приводит к увеличению нелинейных искажений. Но
так как ФИК с разделенной нагрузкой также не обладает полной
симметрией, то при отладке схемы можно рекомендовать подклю-
чение выходов ФИК ко входам УМ так, чтобы частично (опытным
путем) компенсировать асимметрию всей схемы в целом.
Для уменьшения нелинейных искажений можно включить меж-
ду конденсатором С2 и транзистором Т3 резистор, сопротивление
которого подбирают. Дополнительно может потребоваться некоторое
увеличение сопротивления резистора Т?7 и уменьшение сопротивле-
ния резистора
Расчет фазоинверсного каскада с эмиттерной связью. Значитель-
но лучшими параметрами обладает фазоинверсный каскад с эмиттер-
ной связью, являющийся парафазным усилителем (рис. 26). В от-
личие от ФИК с разделенной нагрузкой он осуществляет усиление
сигналов и имеет практически одинаковые выходные сопротивления
по обоих выходам.
Первый транзистор ФИК с эмиттерной связью работает как
обычный усилитель в схеме с ОЭ, поэтому фаза выходного напряже-
ния по первому выходу оказывается сдвинутой на 180° относитель-
но входного напряжения сигнала. В эмиттерной цепи этого тран-
зистора находится сопротивление эмиттерной связи Переменное
напряжение на нем совпадает со входным напряжением сигнала
(как у ЭП).
Второй транзистор работает как усилитель, включенный по схе-
ме с ОБ, и, как известно, не переворачивает фазы усиливаемого сиг-
50
нала. Поэтому усиленное напряжение по второму выходу совпадает
с усиливаемым сигналом и оказывается сдвинутым по фазе на 180®
относительно напряжения первого выхода.
Работа ФИК с эмиттерной связью наглядно иллюстрируется на
временных диаграммах (рис. 27).
Произведем расчет ФИК с эмиттерной связью, используя ис-
ходные данные предшествующего примера: Ян1=/?н2=Явх.э = 41,7 Ом;
С^вых! —^вых2 = ^вхм=0,3 В; Ек — 1 В; гн—FB=400—8000 Гц; Мп =
Рис. 26. Схема фазоинверсного
каскада с эмиттерной связью.
t
Уэбт-О^вз
Рис. 27. Временные диаграм-
мы, иллюстрирующие работу
ФИК с эмиттерной связью.
=Мв = 1,18. Транзисторы выбираем однотипные с транзистором УМ,
т. е. МП39Б.
1.	Определяем режимы транзисторов по постоянному току. За-
даемся сопротивлениями резисторов в коллекторных цепях —
= (3~-8)7?н 1=240 Ом и находим сопротивления резисторов коллек-
торных цепей для переменного тока
*н! — ^Н2
«Л,	240-41,7	.
R. + «„- 281.7 - 35№
Амплитуда коллекторных токов
'^ = ^/< = 0-3/35,3 = 8,5 мА,
//Кэт = //Вь,х1 = ^выхг = 0-3 В.
4*
5!
Принимаем =	м^- Соответственно 1^кэп1=2 В>
>^кэмин + ^кэ/п = 1 + о,3=1,3 В, /БП =0,32 мА; |^БЭп1=0,23 В;
Т?вх.э = 200 Ом (точка П'" на рис. 9 и 10).
2.	Рассчитываем элементы схемы, определяющие режим транзи-
сторов по постоянному току.
Сопротивление в эмиттерной цепи (см. рис. 26)
. у> ---
2 (^КП + ^Бп)
2,6
2-10,32-10—3
= 126 Ом (120 Ом);
здесь
= £К - |^кэп! — 7Кп = 7 — 2 — 10-10-3.240 -2,6 В.
Задаемся токами делителей /дел== (2-г- 10)7БП =1,6 мА и опре-
деляем сопротивления резисторов Т?2 и Rc
R2 = R^U2/I^Jl = 2,33/1,6. 10—3 — 1770 Ом (1,8 кОм),
где U2 = th + | 17бэп| = 2,6 + 0,23 = 2,83 В.
Сопротивления резисторов R3 и R3
р _ D =	=-----UZ-----= 2,17 кОм (2,2 кОм);
'дел + /БП 1,92-10-3
3.	Определяем параметры ФИК. Входное сопротивление без уче-
та сопротивлений делителя
^хф « /?вх.э + *вх.б (А213 + 1) « 2/?вх э = 400 Ом. (62)
Формула (52) получена исходя из следующих рассуждений.
В схеме рис. 26 резистор Ri по переменному току зашунтирован
входным сопротивлением транзистора Т2) включенного по схеме с
ОБ, т. е.
Явх.б = ^вх.э//121э = 200/40 = 5 Ом « 7?х = 120 Ом,
поэтому сопротивлением обратной связи (по переменному току) для
первого транзистора является входное сопротивление второго тран-
зистора, включенного по схеме с ОБ.
Входное сопротивление с учетом сопротивлений делителя
=	+ V+X”=м+т?8+Гг=10~3’3’51 См>
откуда 7?вхф = 103/3,51 =285 Ом.
Коэффициент усиления
35,3
Л«Л21э-^-=40 ---- = 3,53;
R	400
Хвхф
Входное напряжение
УвхФ = ^вых?* = °>3/3-53 = 0-085 В-
Следовательно, ФИК в данном случае не нуждается в предваритель-
ном усилении сигнала и может работать непосредственно от детек-
тора.
52
4.	Емкости разделительных конденсаторов Ci = C2 = 3,4 мкФ
(5 мкФ) определяем по формуле (48), где /?вых.н=#б = 7? 7 = 240 Ом.
Ма=Л/1с2 = МСз= 1,09 при FH = 400 Гц. Емкость разделительного кон-
денсатора С3^0,63 мкФ (1 мкФ) — по формуле (49). Емкость кон-
денсатора С4 рассчитываем из условия
— =-------———---------— = 2,8 мкФ (5 мкФ).
4^2nFH/?4	6,28-400-1,8-10»	7
Расчет амплитудных детекторов
В современных транзисторных приемниках применяются диод-
ные и транзисторные детекторы. Основными параметрами детекто-
ров являются: коэффициент передачи по напряжению Кд; входное
и выходное сопротивления /?вхд, Квыхд‘> коэффициенты частотных
искажений Л4Н, М3 и коэффициент гармоник Кг.
Коэффициент передачи по напряжению детектора определяется
отношением амплитуды полезного напряжения на нагрузке детекто-
ра Свыхд к амплитуде огибающей входного амплитудно-модулиро-
ванного напряжения U3X.o = MUвхд (М— коэффициент амплитудной
модуляции, а — амплитуда входного напряжения несущей
частоты):
дг _ ^выхД______^выхД
Дд “ U *“ MU л 1
вх.о	вхД
Входное сопротивление детектора является нагрузкой для по-
следнего каскада усилителя высокой частоты (УВЧ) в приемниках
прямого усиления или последнего каскада усилителя промежуточ-
ной частоты (УПЧ) в приемниках супергетеродинного типа. Это со-
противление представляет собой отношение амплитуды входного
напряжения высокой (несущей) частоты к амплитуде первой гармо-
ники тока высокой частоты, протекающему через детектор. Чем
больше входное сопротивление детектора, тем меньше он шунтиру-
ет колебательный контур УВЧ или УПЧ, следовательно, тем выше
коэффициент усиления и избирательность последнего.
Коэффициенты частотных искажений и коэффициент гармоник
имеют тот же смысл, что и в усилителях низкой частоты (УНЧ).
Характерной особенностью детекторов транзисторных приемни-
ков является малое сопротивление нагрузки по переменному току.
Этим сопротивлением является входное сопротивление УНЧ, т. е.
/?вхн. Малое сопротивление нагрузки обусловливает малое входное
сопротивление диодного детектора, которое шунтирует колебатель-
ный контур УВЧ или УПЧ.
Для увеличения сопротивления 7?Вхн в первом каскаде УНЧ мо-
жет применяться ООС, повышающая входное сопротивление до не-
скольких килоом. Использование ЭП в первом каскаде УНЧ в об-
щем случае нецелесообразно, так как увеличение входного сопро-
тивления /?вхн в этом случае сопровождается уменьшением коэффи-
циента усиления УНЧ (при сохранении числа его каскадов).
53
Сопротивление нагрузки детектора можно увеличить, если по-
следовательно со входным сопротивлением УНЧ включить дополни-
тельное сопротивление R', как это показано на рис. 28, б.
Расчет амплитудного диодного детектора. Наиболее широкое
распространение получили последовательные диодные детекторы
(рис. 28), преимуществом которых по сравнению с параллельным
детектором является более высокое входное сопротивление и луч-
шая фильтрация высокой частоты.
Рис. 28. Схема диодного детектора (а), делителя напряжения (б),
диодного детектора с разделением нагрузки постоянному току (в),
с непосредственной связью со входом УНЧ (г).
Процесс детектирования в последовательном детекторе иллю-
стрируется диаграммами, приведенными на рис. 29. При помощи дио-
да, работающего в нелинейном режиме, в детекторе осуществляется
выпрямление амплитудно-модулированного напряжения. В спектре
выпрямленного тока содержится составляющая, которая изменяется
по закону модуляции и создает на нагрузке выходное напряжение
полезного сигнала. Выделение этой составляющей осуществляется
фильтром низкой частоты.
В схеме, изображенной на рис. 28, а, фильтр образован резисто-
ром R и конденсатором С. Для увеличения входного сопротивления
детектора и улучшения фильтрации высокой частоты применяется
разделение нагрузки по постоянному току R на две части и
(см рис. 28, в). Резистор Ri и конденсаторы Ci и С2 образуют П-об-
разный фильтр. В схеме, приведенной на рис. 28, г, применена транс-
форматорная связь детектора с контуром УВЧ или УПЧ и непо-
средственная связь со входом УНЧ.
Диодные детекторы хорошо работают при больших уровнях
входного сигнала, вносят при этом небольшие нелинейные искаже-
ния. При входном напряжении £7вх^0,5 В для расчета детектора
применяют «линейную» методику, когда статическая вольт-амперная
54
характеристика диода (ВАХ) аппроксимируется двумя прямыми
(рис. 30) [17].
Прямая вегвь ВАХ аппроксимируется прямой, соединяющей на-
чало координат с точкой, соответствующей напряжению 0,3—0,5 В *,
а обратная ветвь — прямой, соединяющей начало координат с точ-
кой, соответствующей обратному напряжению £70бр ~ 2(7ВХ.
Параметрами линеаризированной ВАХ являются прямое Ri и
обратное сопротивление диода /?Обр, которым соответствуют крутиз-
на характеристики S = l/Ri и £обр = 1/Яобр.
Рис. 29. Графическое изображение
процесса детектирования в последо-
вательном детекторе.
Рис. 30. Вольт-амперная ха-
рактеристика диода типа
Д9Ж, с нанесенными на нее
аппроксимирующими пря-
мыми.
Обратное сопротивление полупроводникового диода имеет ко-
нечное значение и оказывает влияние на входное сопротивление де-
тектора, которое определяется следующим выражением [5]:
р __ ^обр
ВХД “ 27?0бр+	'
где Rhq — сопротивление нагрузки детектора току низкой частоты.
Расчет параметров детектора можно вести в следующей после-
довательности. Вначале определяется сопротивление нагрузки по-
стоянному току R и ее составляющие по схеме рис. 28, в, где /? =
При линейном детектировании нелинейные искажения отсутст-
вуют, если сопротивления нагрузки для постоянного Rho и перемен-
ного тока низкой частоты jRHq равны.
* Следует иметь в виду, что аппроксимирующая прямая прохо-
дит через точку с напряжением меньшим, чем входное напряжение.
Это обусловлено тем, что к диоду прикладывается только часть
входного напряжения U = UBX—1/вых. Вследствие этого рабочая точ-
ка диода смещается влево в область напряжений, меньших
55
Условие допустимого отличия этих сопротивлений определяется
неравенством
Днй
—----->0,8 или Дн£2>0,8Дн0.	(53)
Кн0
Для схемы рис. 28, а это условие можно записать в виде Д^
^0,2Дн (Дн— сопротивление нагрузки детектора), а для схемы
рис. 28, в — в виде
Добр (Д1 + Д2Дн)/(Д2 + Дн) Добр R
Добр + Д1 + Д2Дн/ (Д2 + Дн) Добр + Д
ИЛИ При Добр>Д = Д1 + Д2
Д1 + Д2Дн/(Д2 + Дн) > 0,8 Д.	(54)
Выполнение этого условия достигается выбором сопротивле-
ния R. В схеме рис. 28, г такой выбор невозможен, поскольку
входное сопротивление транзистора постоянному и переменному то-
ку различно, поэтому при непосредственной связи детектора со вхо-
дом УНЧ могут возникнуть значительные нелинейные искажения.
Для того чтобы сильно не уменьшать коэффициент передачи де-
тектора, отношение сопротивлений в схеме рис. 28, в выбирают по
условию
Принимая в выражении (54) знак равенства и решая его со-
вместно с соотношением (55), получаем следующие выражения для
сопротивлений Д1 и R2:
0,2 Л 1— п
Д2 — Дн	; Д1 — Д2 ;	(56)
п— 0,2	п
Емкость фильтрующего конденсатора С определяется по фор-
муле
где Дв — верхняя частота модуляции, а сопротивление нагрузки току
низкой частоты при ДОбР>Д
п
НЙ Я + Ян
(в схеме рис. 28,а)
и
Д2Дн
= V в ' <в схеме Рис- 28>е)-
А2 Г Ан В * * * * * *
В схеме рис. 28, в емкость С состоит из двух равных частей Ci«
&C2(C = Ct + C2).
Емкость разделительного конденсатора Ср определяется из ус-
ловия допустимых частотных искажений в первом каскаде УНЧ
(см. пример расчета УНЧ). Для расчета емкости Ср необходимо
знать выходное сопротивление детектора, определяемое между
движком потенциометра Д (в схеме рис. 28, а) или — Д2 (в схеме
56
рис. 28, в) и общей точкой (корпусом) схемы. Чем меньше это со-
противление, тем должна быть больше емкость разделительного кон-
денсатора Ср, обеспечивающая допустимые частотные искажения на
нижней частоте модуляции. Так как при регулировке громкости вы-
ходное сопротивление может стать весьма малым, то при расчете
емкости Ср целесообразно принять его равным нулю.
Коэффициент передачи по напряжению детектора Лд = соз0 для
схемы рис. 28, а (0 — угол отсечки входного напряжения)
^2
^=cos6 +
(58)
(59)
для схемы рис. 28, в.
Входное сопротивление детектора
п__________________________^обр
ЕХД" 2/?O6p + 3^Q	‘
Рассмотрим примеры расчета диодных детекторов.
Пример 1. Произведем расчет диодного детектора, нагрузкой
которого является усилитель, изображенный на рис. 3, а, удовлетво-
ряющий следующим исходным данным: входное сопротивление УНЧ
/?вх.н = 370 Ом; амплитуда входного напряжения УНЧ £/Вх.н=0,05 В;
несущая частота fHec = 1605 кГц; коэффициент амплитудной модуля-
ции 7И = О,8; диапазон частот модулирующего сигнала Гн-гГв==
= 250-5000 Гц.
1.	Выбираем диод из условия возможно большего обратного
сопротивления /?Обр и рабочего диапазона частот /раб >/не с.
При сравнительно больших амплитудах входного сигнала может
резко возрастать обратный ток диода (уменьшаться сопротивление
/?обр), что приводит к уменьшению коэффициента передачи по напря-
жению детектора. Поэтому для детекторов применяются диоды со
сравнительно большим обратным напряжением: типа Д2, Д9 и т. п.
(^обр.макс >20 В).
Выбираем диод типа Д9Ж, вольт-амперная характеристика ко-
торого изображена на рис. 30. Этот диод имеет прямой ток 7П₽ =
= 10 мА при [/Пр = 1 В, обратный ток /ОбР=40 мкА при С7Обр=20 В.
2.	Определяем прямое Ri и обратное 2?Обр сопротивления диода
по линеаризированной ВАХ:
0,5	2
Ri = “ГЙЬ” = 250 °М: Ro6p =' 18.10-« ~ 110 кОм‘
Далее определяем элементы схемы детектора. Сделаем это сна-
чала для схемы рис. 28, а.
3.	Произведем расчет сопротивления нагрузки детектора. Если
к выходу детектора (рис. 28, а, в) подключить усилитель с входным
сопротивлением /?Вх.н = 370 Ом, то при работе детектора возникнут
значительные искажения. Поэтому на выходе детектора целесообраз-
но включить делитель, состоящий из R' и Rbx.h (рис. 28,6). Сопро-
тивление R' выбираем так, чтобы Ян=/?'-]-Явх.н >2-4-4 кОм. При-
нимая /?' = 2,2 кОм, находим /?н=Я'4-#вх.н=2,2н-0,37=2157 кОм.
При этом амплитуда выходного напряжения детектора
Rh	2*57
U ч = ^вхн	= °>05	« °>35 в*
выхД вхН /?вхН	0,37
57
4.	Сопротивление потенциометра #^0,2/?я=0,2-2,57=0,514 кОм.
Выбираем потенциометр типа СПО с номинальным сопротивле-
нием 0,47 кОм.
5.	Емкость фильтрующего конденсатора
1,5
1,5
6,28-5-103-430
«0,11 мкФ (0,1 мкФ),
где /?нО=^н/(^+/?я)==0,47-2,57/(0,47+2,57) «430 Ом.
6.	Вспомогательный коэффициент [17]
v(9) = _L-L^p== 1+_o,5/.iio
r	R/Ri	0,5/0,25
и по табл. 4 значение коэффициента передачи напряжения Кд =
=cos 0 « 0,35.
При этом для получения амплитуды выходного напряжения де-
тектора ^выхД = ^»^ В необходимо подать на его вход напряжение
с амплитудой:
и д =	_ ] 25 В,
вхД К^М 0,35-0,8
где М — коэффициент амплитудной модуляции. Если этот коэффи-
циент не задан, то принимают М=0,8.
Таблица 4
7(9)	cos 0	V(0)	cos 0	v<e>	cos 0	v(0)	cos (0)
0,0000	1,000	0,011	0,899	0,110	0,629	0,859	0,242
0,0002	0,993	0,015	0,875	0,121	0,602	1,063	0,208
0,0005	0,985	0,021	0,848	0,150	0,574	1,365	0,174
0,0012	0,974	0,028	0,819	0,187	0,530	1,818	0,139
0,0019	0,966	0,038	0,788	0,218	0,500	2,554	0,105
0,0034	0,951	0,045	0,766	0,275	0,454	4,074	0,070
0,0047	0,940	0,058	0,731	0,349	0,407	8,602	0,035
0,0064	0,927	0,074	0,695	0,447	0,353	co	0,000
0,0084	0,914	0,087	0,669	0,579	0,309	—	—
7.	Входное сопротивление детектора
_	^обр^нй 110-0,43
вхД== 2Яобр + ЗЯий 2-110 + 3-0,43 ~ ’ К М:
оно является нагрузкой оконечного каскада УВЧ или УПЧ.
Пример 2. Рассчитаем элементы схемы детектора рис. 28, в
для супергетеродинного приемника, если нагрузкой детектора явля-
ется УНЧ, изображенный на рис. 7 со следующими параметрами:
входное сопротивление УНЧ /?вхн = 300 Ом; амплитуда входного на-
пряжения УНЧ £/Вхн==0,04 В; диапазон частот модулирующего сиг-
нала Fh-t-Fb=4004-8000 Гц; промежуточная частота /пр = 465 кГц.
1.	Выбираем диод того же типа, что в примере 1.
58
2.	Для увеличения сопротивления нагрузки детектора включаем
на его выходе дополнительный резистор с сопротивлением /?'-•
=2,2 кОм. При этом #н=/?'4-Явхн=2,24~0,3=2,5 кОм.
На выходе детектора должно создаваться напряжение с ампли-
тудой
„	_	*Н = °>05'2'5 ~ О О. R
^выхД о	0 3	~	°
3.	Принимая значение n = R2/(Ri + R2) =0,8, из соотношения (56)
находим сопротивления резисторов Rt и Т?2:
„	0,2	0,2
Выбираем потенциометр типа СПО с номинальным сопротивле-
нием 1,2 кОм
0,3 кОм.
4^25
0,25 мкФ,
1,5
1 — п i—o,8
4.	Емкость C=Ci-|-C2
<_____________1,5
< 2uFBRna~ 6,28-8000.1,2-103
где /?hQ=/?i+/?2^b/(/?2+^?b) =0,3+1>2-2,5/(1,2+2,5) =1,2 кОм.
Принимаем емкости конденсаторов Ci = C2 = 0,012 мкФ.
5.	Вспомогательный коэффициент
2+ВД® _.! + !.s/"° ,0||65|
R/Ri 1,5/0,25	’	’
где 7? = Я1+#2=0,34-1,2= 1,5 кОм, и по табл. 4 (используя метод
интерполяции) находим cos 0 = 0,55. При этом коэффициент переда-
чи напряжения детектора
Л R*	1,2
К = cos 0	= 0,55 , - - , „ ~ О,44-
Д	+	0,3 4- 1,2
Для получения выходного напряжения детектора с амплитудой
£/выхД=0»35 В на его вход необходимо подавать напряжение с ам-
плитудой
1,2
U и 0,35
jj _ выхД =	1 В
Клм	0,44.0,8
Входное сопротивление детектора
"Д~ 2«»р + 3«.= “ 2'1,0 + 3'1'2		
Таким образом, практически при одинаковой нагрузке детектора
в примере 2 за счет разделения сопротивления R на две части Ri и
R2 входное сопротивление детектора увеличилось втрое, что улуч-
шает режим работы для слабых сигналов.
59
Расчет амплитудного транзисторного детектора. В транзистор-
ных приемниках наряду с диодными применяются транзисторные де-
текторы, которые обладают большей чувствительностью. Они вносят
малые искажения при детектировании слабых сигналов и имеют
сравнительно большой коэффициент передачи по напряжению, так
как в транзисторном детекторе одновременно с детектированием
происходит усиление сигнала.
В транзисторном детекторе преимущественно применяется схе-
ма с ОЭ, обеспечивающая наибольшее усиление низкочастотного
сигнала.
Рис. 31. Схемы транзисторных ампли-
тудных детекторов с нулевым (а) и
отрицательным (б) смещением.
Рис. 32. Входная характеристика
транзистора типа П401
Типовые схемы транзисторных детекторов приведены на рис. 31«
Детектор, изображенный на рис. 31, а, с нулевым смещением на базе
транзистора обладает меньшей чувствительностью, чем детектор, по-
казанный на рис. 31,6, в котором точка покоя выбрана на изгибе
входной характеристики транзистора (рис 32). Этой точке обычно
соответствует напряжение (7ЭБ = 0,05 4-0,2 В (ток Iэ = 0,24-0,3 мА)э
По выбранной точке покоя можно рассчитать сопротивления /?1,
При этом сопротивление выбирают сравнительно неболь-
шим (100—1000 Ом), а емкость конденсатора большой,
5 4- 10
С, >----------,
2xFn
(60)
что необходимо для устранения ООО на низкой частоте (Гн — ниж-
няя частота модуляции).
60
Аналогично выбирают емкость конденсатора
5— 10
С 2 >-------i
2nFn /?2
Сопротивление берут одного порядка со входным сопротив-
лением УНЧ; #вхн обычно выбирают, а
(61)
^к.макс — 2 4- 3 кОм;	(62)
Часто сопротивление делят на две части и Т?К2 примерно
в отношении Лк1/#к2 = 1/10. С резистора /?К2, представляющего собой
регулятор громкости, подают сигнал на вход УНЧ.
Емкость фильтрующего конденсатора С выбирают
вия [17]
с 0,055
при выполнении которого на верхней частоте модуляции FB
циент частотных искажений Мв= 1,06.
Коэффициент передачи по напряжению транзисторного
ра определяется выражением
Л Д ~ *$Д	»	(64)
где сопротивление нагрузки току низкой частоты
из уело-
(63)
коэффи-
детекто-
а крутизна детектирования
S3
=---------7=== ,	(66)
(2,5 4-3) г 1 + /нес/А
где S3=/i2ia//iii3 и fs=fh2idhiid/r6 параметры транзистора в усили-
тельном режиме, а /нес — несущая частота.
При сравнительно больших входных сигналах в транзисторном
детекторе возрастают нелинейные искажения. Их можно ослабить
введением ООС на частоте модуляции. При этом емкость Ci опре-
деляют по условию
5 4-10
2Л/не с ^1
(67)

при выполнении которого обратная связь на несущей частоте /нес не
проявляется.
Применение ООС приводит к уменьшению коэффициента переда-
чи по напряжению, который в этом случае определяется выраже-
нием
Входное сопротивление транзисторного детектора на частоте
входного сигнала, в отличие от диодного детектора, обладает значи-
тельной емкостной составляющей. Как активная, так и емкостная
61
составляющие входного сопротивления зависят от положения точ-
ки покоя и амплитуды входного сигнала. Для линейного детектиро-
вания (^вхД^0’^ В) при условии, что несущая частота входного
сигнала /нес меньше частоты f8, входное сопротивление и входная
емкость транзистора, работающего в режиме детектирования, при-
ближенно определяются следующими выражениями:
^вхД ~ aRBX.3' СвхД ~ &Свх’
где 1?вх.э и Свх — входное сопротивление и входная емкость транзи-
стора на низкой частоте, а = 34-4; Ь — 0,254-0,33 — эмпирические ко-
эффициенты.
Рассмотрим пример расчета транзисторного детектора, нагруз-
кой которого является УНЧ (рис. 11, а). Исходные данные: входное
сопротивление УНЧ /?вхн = 440 Ом; амплитуда входного напряже-
ния УНЧ £4x11 = 0,2 В; диапазон рабочих частот FH~FB=250-^
4-3500 Гц; несущая частота входного сигнала /нес =465 кГц; ампли-
туда входного напряжения несущей частоты ^вхд^0,1 В; напряже-
ние источника питания £^ = 12 В.
Расчет детектора можно вести в следующем порядке.
1.	Выбираем транзистор, граничная частота которого f9 больше
несущей частоты входного сигнала. В транзисторном детекторе ре-
комендуется применять транзисторы такого же типа, что в УПЧ.
Выбираем транзистор типа П401 со следующими параметрами:
/*иэ=700 Ом; /i2i3~45; гб —220 Ом; /л21э=2 мГц.
2.	Выбираем сопротивление резистора /?к=3 кОм.
3.	На входной характеристике транзистора /э (£/ЭБ), приведен-
ной на рис. 32, выбираем точку покоя с координатами /эП =0,2 мА
и ^эбп = 0’2 В.
4.	Определяем сопротивления резисторов Т?2, Яз, обеспечи-
вающие выбранный режим покоя. Выбираем /?1 = 1 кОм.
Задаваясь значением тока делителя /дел = 20/БП =20/эп /Л21Э =
= 20-0,2-10-3/45 = 90 мкА, протекающего через резисторы и /?з,
по формулам (16), (17) находим сопротивления резисторов
/эпЯ1 + Цэбп 0,2-10-3-1-103 + 0,2
R* = = = 415 кОм (4-7 кОм)
п __ £К	^2 ^дел______
7дел + 7БП	^дел
12 — 4,7-10-3-90-10-6
---------------------------120 кОм4
90-Ю-6
5.	Определяем емкости конденсаторов Ct и С2:
5-J- Ю
г 5^10
2> 2лГн/?2
Сх>
2л Гн 7?1
5-н 10
=2,5 — 5 мкФ (5 мкФ);
6,28-250-1•103	v 7
5-т-Ю
= 0,16 ч- 0,32 мкФ (0,4 мк Ф).
6,28-250-4,7-103	’	’	4 ’	7
62
6. Емкость фильтрующего конденсатора
„	0,055	0,055
С = -yr- =	= 0,052 мкФ (0,05 мкФ),
гвак	3,5-103-3-103
7. Крутизна детектирования
__________________________________________
= _______________________
(2,5 ч- 3)	+ /нес/fs
66
=---------------- -----------= 18 ч- 22 мА/В,
(2,5 ч- 3) V 1 + 465/6400
где 5э=Л21зМ11э=45/700=66 мА/В,
= /а21эЛ11э/г6 = 2‘700/220 = 6>4 мГц;
Коэффициент передачи по напряжению детектора
Хд = SaR'h = (18 ч-22). 10“3-380 »7ч-8,
где
, _ RKR„ __ 3-10М40 _
н Як + Яи 3-103 + 440	М’
при этом амплитуда выходного напряжения детектора
^выхД = ^вхД Кд М = 0,1 (7 -н 8) -0,8 = 0,56 -V- 0,64 В:
8. Определяем входное сопротивление и входную емкость де-
тектора:
КвхД «(3-4) ₽вх э = (3-^4)	=
= (3	4) 700 = 2,1	2,8 кОм.
СвхД = (°*25	°»33) Свх = (°’25	°»33) 30 = 20 - 26 пФ,
где
^вх ~ (ТЛ21Э — ТЛ)^11э ~~ (1 ~ Гб/Л11э) Л11э ~
1 — 220/700
=--------------------«80 пФ.
6,28-2-106.7оо
Из примера видно, что транзисторный детектор имеет сравни-
тельно высокое входное сопротивление, что благоприятно сказыва-
ется на работе УПЧ.
Расчет транзисторных усилителей высокой
и промежуточной частоты
Для нормальной работы детектора (Д) необходимо обеспечить
на его входе достаточно большой уровень радиосигнала (от несколь-
ких десятых до единиц вольт). Для усиления слабых сигналов (не-
сколько сотен микровольт), наводимых в антенне радиоприемника
и передаваемых во входную цепь (Вх.ц) применяют резонансные и
апериодические каскады усиления высокой частоты (УВЧ).
63
В приемнике прямого усиления, функциональная схема которого
изображена на рис. 33, а, общий коэффициент усиления каскадов
УВЧ может принимать значения от одной до нескольких тысяч. Од-
нако применение более двух резонансных каскадов УВЧ оказывается
нерациональным. В этом случае целесообразнее использовать супер-
гетеродинный метод приема, при котором основное усиление сигнала
до детектора осуществляется в каскадах, настроенных на постоян-
ную промежуточную частоту.
В супергетеродинном приемнике, функциональная схема кото-
рого изображена на рис. 33,6, принимаемые радиосигналы разных
Радио -
Рис. 33. Функциональные схемы приемника прямого усиления (а)
супергетеродинного типа (6).
частот с помощью преобразователя (Пр), содержащего маломощ-
ный генератор (гетеродин Г) и смеситель (См), преобразуются в ра-
диосигналы с постоянной для данного приемника промежуточной
частотой fnp = 465 кГц (или реже /пр = 115 кГц).
В приемниках прямого усиления обычно применяют один резо-
нансный (входной) и два-три апериодических каскада УВЧ. В про-
стейшем случае избирательными свойствами наделяется только вход-
ная цепь.
При расчете радиоприемника следует иметь в виду, что УВЧ,
УПЧ и См из-за внутренней обратной связи транзисторов клонны
к самовозбуждению, причем устойчивость каскадов уменьшается с
увеличением коэффициента усиления. Максимальный устойчивый
коэффициент усиления резонансных транзисторных УВЧ можно ори-
ентировочно оценить по формуле (13)
^мако
1
ЮГ21Э С12Э
где 1/г21э=^21э=5 — крутизна транзистора; С12э~Ск — емкость
коллекторного перехода; ^макс“^кэт^БЭт —максимальный
устойчивый коэффициент усиления на частоте со. Следует обратить
64
внимание на то, что Кмакс определяется отношением Uвэт»
а не отношением ивык/ивк. В общем случае из-за трансформирую-
щего действия контура может оказаться Кмакс^^вых/С7вх = К.
При расчете радиоприемника следует ориентироваться на следу-
ющие значения усиления отдельных каскадов: для апериодического
УВЧ К^10, для резонансного УВЧ и смесителя К<20, для УПЧ
К^ЗО.
Расчет входной цепи приемника. Входная цепь приемника пря-
мого усиления предназначена для предварительной (а иногда и ос-
Рис. 34. Схемы входных цепей приемников.
новной) фильтрации принимаемого сигнала от сигнала соседнего
канала, т. е. от помехи. В транзисторных приемниках обычно ис-
пользуют магнитную антенну (МА), которая одновременно выпол-
няет функцию индуктивности контура входной цепи LK, Lc,
(рис, 34).
С помощью конденсатора переменной емкости Ск производят на-
стройку приемника на частоту принимаемого сигнала. В радиовеща-
нии различают следующие частотные диапазоны: 150—415 кГц —
длинноволновый; 525—1606 кГц — средневолновый; 3,95—12,1 МГц —
коротковолновый диапазон. При выбранном значении индуктивности
входного контура LK=const с помощью конденсатора переменной
емкости необходимо обеспечить перекрытие всего частотного диапа-
зона. Коротковолновый диапазон обычно растягивают на несколько
поддиапазонов КВ I, КВ II, КВ III, КВ IV и КВ V.
1. Произведем расчет элементов входного контура для длинно-
волнового и средневолнового диапазонов при Ск = 104-490 пФ.
Коэффициент перекрытия частот для длинноволнового и сред-
неволнового диапазонов &д=/макс//мин = 415/150=2,77; А’с =
= 1605/525=3,06.
Требуемая дополнительная емкость, при которой обеспечивают-
ся перекрытия диапазонов:
Л	^к.макс ^к.мин 490 — 2,772’10
Сдоп.д =---------------------=“2:7Л_,	=61
^к.мако ^к.мин 490 — 3,062*10
Сдоп.е ---------..............................=47’2 пф-
(68)
(69)
5—384
65
Эти емкости складываются из емкости монтажа См=54-10 пФ,
междувитковой емкости МА (CL= 154-20 пФ—для длинноволнового
и Cl=54-15 пФ для средневолнового диапазона), пересчитанной в
контур входной емкости транзистора Свх =24-3 пФ и емкости под-
строечного конденсатора Сп, у которого Сп.Мин=24-4 пФ, Сп.макс =
= 104-60 пФ. Подстроечные конденсаторы (КПК-М, КПК-1, КПК-2
и др.) служат для точного выполнения соотношений (68) и (69) в
процессе отладки схемы. Например,
Сдоп.с = См + CL + С;х+Сп= 15+10+2+20,2 =47,2 пФ. (70)
Индуктивности контура
L =________________!___________=_____________!_________
Л (2лЛ,Ин)2 (Ск.макс + СдОп.д)	6,282 -1502 - 551 -10—6
= 2050-10~6 Г;
£с =-------:-------------- = 180-10-6 Г,
6,282-5252-537-10-6
(71)
Катушки индуктивности Lc и £д наматываются на один и тот
же стержень МА. Магнитная антенна имеет относительно высокую
добротность Qa=120.
2. Произведем расчет элементов связи контура со входом УВЧ.
Если в первом каскаде УВЧ используется транзистор, включен-
ный по схеме с ОЭ, то непосредственное подключение малого вход-
ного сопротивления каскада УВЧ к контуру приводит к резкому
снижению добротности последнего, что не позволит получить даже
удовлетворительной избирательности. Поэтому приходится ослаб-
лять связь контура со входом каскада УВЧ, например применять
неполное подключение контура (автотрансформаторную связь,
рис. 34), трансформаторную связь (рис. 34,6) или внешнеемкостную
связь (рис. 34,в).
Для того чтобы на нижней частоте диапазона полоса пропуска-
ния антенного контура составляла не менее 2А/^/нес.мин/члэ =
= 10 кГц, эквивалентная добротность антенного контура для длин-
новолнового диапазона должна быть равной Саэ.д = 150/10= 15 и
для средневолнового — Qas.с = 525/10=52,5.
Коэффициент подключения контура ко входу схемы находим по
формуле [14]
О'св 1	/ ^вх в	/ Qa \
Рвх “ w	~~ у R	I о	~~ ) ’	(72)
wk V ^к.рез \ Чдэ /
где Шсв — число витков катушки связи; шк — число витков катуш-
ки контура; ^к.рез = (?А^л/нес.минЬк— резонансное сопротивление не-
нагруженного контура; 7?Вхв=1 кОм — входное сопротивление пер-
вого каскада УВЧ (задаемся ориентировочно).
При трансформаторной связи (см. рис. 34,6) из-за неполного
сцепления магнитного потока число витков катушки связи wCB сле-
дует увеличить на 20—40%. Требуемую связь устанавливают при от-
ладке схемы приближением или удалением катушки связи от ка- 66
66
тушки контура, надетых на общий сердечник МА. Итак, для длин-
новолнового диапазона получаем:
Як.рез.д = 120-2л-150-10® •2050 10“5 = 225-10® Ом,
Г 1 /120	\
Рвх.д - у 22^ J5 — 1 ) = 0,176;
для средневолнового диапазона
Як.рез.с = 120-2л.525-180-10~3 = 63 кОм;
/ 1 /120 Г
Рвх.с- у б3 [52>5—=0,143,
Коэффициенты рВх.д и рВх.с являются коэффициентами переда-
чи входной цепи. Следовательно, при чувствительности рассчитыва-
Рис. 35. Схема апериодического УВЧ.
емого приемного устройства около 300 мкВ на вход первого каска-
да УВЧ передается напряжение
£7вхВ = Р**™ = 43	53 мкВ.
Чувствительность характеризуется напряжением на входе при-
емного устройства (в нашем случае на контуре входной цепи), обес-
печивающим нормальную работу детектора. У современных прием-
ников чувствительность находится в пределах от 50 до 300 мкВ.
Расчет апериодических каскадов УВЧ. Схемы апериодических
каскадов УВЧ ничем не отличаются от обычных каскадов УНЧ. На
рис. 35 приведена принципиальная схема двухкаскадного апериоди-
ческого усилителя высокой частоты. В реальном приемнике таких
каскадов может быть от трех до четырех.
Исходные данные для расчета апериодического УВЧ, считая,
что последний каскад работает на диодный детектор, следующие:
£/вых=0,2 В — минимальное значение амплитуды выходного напря-
жения УВЧ, обеспечивающего нормальную работу диодного детек-
тора; /?н= /?вхд =200 Омсопротивление нагрузки, являющееся
5*	6Т
входным сопротивлением детектора; Сн = 50 пФ — емкость нагруз-
ки; —434-53 мкВ — входное напряжение; fнес.макс = 1605 — мак-
симальная рабочая частота; £к = 16 В — общее с УМ (см. рис. 3,6)
напряжение источника питания.
1.	Производим оценку требуемого количества каскадов. Общий
коэффициент усиления
Лобщ = ^вых/С/вх = 200/0,043 = 4650.
Коэффициент усиления одиночного апериодического каскада, при
котором он устойчиво работает (не самовозбуждается), обычно не
превышает 10, поэтому для получения требуемого общего коэффи-
циента усиления нужно иметь как минимум четыре апериодических
каскада с коэффициентом усиления К = А'общ == V 4650 « 8,3.
2.	Производим выбор транзисторов по частоте. Исходя из ус-
ловия /л21э^/нес.макс = 1605 кГц, выбираем транзисторы ГТ309А,
имеющие параметры: /л21б== 120 МГц, Й21э=45 (среднее значение),
/л21э /Л21б/^21э= 120/45 = 2,7 МГц^>/нес макс, Ск = 5 пФ, гб=50 Ом.
В УВЧ можно также использовать транзисторы типа П401—П403,
ГТ301, ГТ308 и др.
3.	Производим выбор режимов работы транзисторов по посто-
янному току. Так как в УВЧ амплитуды токов и напряжений отно-
сительно невелики, то режим покоя выбирают из условия наилуч-
шей экономичности |^кэп| В; /кп =14-3 мА (верхние пре-
делы относятся к последнему каскаду, а нижние — ко всем пред-
шествующим). Принимаем для последнего каскада:	—4 В;
/кп ==3 мА; 7БП»/КП/Л21э=3000/45=67 мкА. Для всех предшест-
вующих каскадов:	В; /кп = 1 мА; /БП =1000/45 =
= 22 мкА.
4.	Определяем параметры последнего каскада. Входное сопро-
тивление
26	,	26-45
*вх.9 ~ ЛПэ = Т^п Л21э + '(,=	+ 50 = 450 °М’
где 26//эп «гэ — дифференциальное сопротивление эмиттерного
перехода, Ом
Свх ~
здесь постоянная времени тока базы
ТЛ21Э = 1/2л/Л21э = 1 /6,28-2,7.10~б = 0,059 мкс;
постоянная времени крутизны транзистора
Ь ~ тЛ21э гб^11э 0,059-50/450 == 0,0066 мкс;
Накладываем условие на коэффициент усиления
^макс ^21э п <Ю*
^вх.э
(ток эмиттера в мА). Входная емкость
тшэ-т, = (0,059 — 0,0066). 10~6 = j2o пф
68
Сопротивление коллекторной цепи для переменного тока
10/?вх.э	40.450
^213	45
Коэффициент усиления на максимальной частоте
^макс	19
^макс = _л------........................— .....	= 9,t. (74)
У 1+(2л/макс Тв)2 V 1+( 107-0.0346.10-6)2
5. Определяем
ление
^ВХ.Э ~ \1Э
где постоянная времени каскада на высокой частоте
тв « rs + (4 Л21э + Сн) /?' = 0,0066 + (5*46 + 50) X
X100.10“6 = 0,0346 мкс.
параметры первого каскада. Входное сопротив-
26	,	26
7~ Л21, + 'б =	‘45 + 50 = 1250 Ом,
Czll	A
Входная емкость
г ^«э-Т8	(0,059 — 0,0022). 10~°
Лш	1250
где тв=0,059 • 50/1250=0,0022 мкс.
Входная емкость, пересчитанная во входной контур, Свх =
=Рвх Свх=0,1762-45=1,4 пФ.
Накладываем условие на коэффициент усиления Кмакс^19 и
находим сопротивление коллекторной цепи для переменного
тока:
,	10-1250
Ен < —77“ = 290.
н 45
По формуле (74) находим коэффициент усиления на макси-
мальной частоте, учитывая, что для всех каскадов УВЧ, кроме по-
следнего,
тв = 0,0022 + (5-46 + 45) 280-10-6 == 0,0792 мкс,
10
^/макс — /----------—-----—-------
У 1 +(ю’ .0,0792.10-6)2
При этом общий коэффициент усиления
=7,93-9,1 =4500. Этот результат можно считать
рительным, так как чувствительность приемника
= 7,9»
равен Kf мак с. об щ —
вполне удовлетво-
на частотах, близ-
ких к /макс, будет меньше заданной на 3%. На большей части сред-
неволнового и на всем длинноволновом диапазоне чувствительность
будет лучше заданной.
6.	Производим расчет элементов УВЧ, определяющих его ре-
жим по постоянному току. Выбираем напряжение питания для кас-
кадов УВЧ Е^>|//кэп| 5=4 В. Принимаем Е^ =5 В.
69
каскада
Сопротивление резистора в цепи коллектора последнего
^вхД 0,1 *0,2
(75)
/?К4 = —	= п о П 1 = 0,2 КвМ (0,2 К0М)
*вхд-R„	°>2-°’1
и сопротивление резистора в цепи эмиттера
ЕК ~ 7КП ЯК4 — ^КЭП 5 —0,6 —4
АЭ4 —	"г ;	О — ldU
Лш+^бп 3,067-10 3
Производим проверку условия (12)
#□4 » Явх.б == Явх.э/(/*21э + 1) = 450/46 - 9,8 Ом « /?э4 = 130 Ом,
(76)
Используя соотношение (10), задаемся током делителя /дел =
= (14-5)/БП=0,0674-0,375 мА, принимаем /дел = 0,2 мА и находим:
_	(\п + 'бп)Ям 3,067.130 /о п
/?б.э4«------:--------- =---------7 — 2 кОм (2 кОм); (77)
/дел	0,2-10-3
„	_ ЕК~ (7КП + ^вп) ЯЭ4 5 — 0,4
*'К.б4 ~	г I z	—	о —
7дел + ;БП	0,267- 10—3
= 17,3 кОм (18 кОм).	(78)
Пренебрегая шунтирующим действием /?к.б4, определяем вход-
ное сопротивление четвертого каскада УВЧ:
&	~ Т?б.э4 /?вх.э__2-0,45
ВХВ ~ Яб.34 + Явх.э ~ 2+0,45
» 0,37 кОм,
Используя формулы (75) — (78), производим аналогичный рас-
чет для третьего каскада УВЧ, учитывая, что Г^кэп=—2 В; /кп=
= 1 мА; /gri = 0,022 мА; /дел ~ 0,1 мА; 7?н —280 Ом.
В результате вычислений получаем: /?к3=1,17 кОм (1,2 кОм);
/?эз=1,75 кОм (1,8 кОм); /?б.эз = 18,5 кОм (18 кОм); /?к.бз=26 кОм
(27 кОм), откуда /?Вхвз=1,15 кОм.
Аналогично находим для второго каскада, учитывая, что /?Н2 =
=/?ехвз = 1,15 кОм; /?к2 = 370 Ом (0,36 кОм); /?э2=2,58 кОм
(2,7 кОм); /?б.эг = 27,6 кОм (27 кОм); /?к.б2= 18,2 кОм (18 кОм);
1?вхВ2 = 1,15 кОм. Первый каскад УВЧ идентичен второму.
7.	Производим расчет емкостей конденсаторов УВЧ. Емкости
конденсаторов СЭ4 = Сэз = СЭ2 = СЭ1, устраняющие ООС в каскадах
УВЧ, рассчитываются по формуле
10	10
Сэ4 > 53—Б----------= Too ,чо щз ,0 = 1 мкФ 0 мкф)> <79>
2л/мин Алзх.б	о,2о-150-103-10
где /?вх.б = Ю Ом — наименьшее входное сопротивление транзистора
(7\) в схеме с ОБ; /Мин = 150 кГц — минимальное значение несущей
частоты.
70
Разделительные емкости конденсаторов вычисляются по
условию
с >______________10________________________10__________=
Р4" 2Ч,иВ(*»ыхв + *вхв) 6,28-150-10s(100 + 200)
= 0,0265 мкФ (0,027 мкФ),	(80)
где /?вхВ =#вхд =200 Ом. Так как (ЯвыхВ + /?вхВ) для остальных
каскадов больше, чем четвертого, то можно принять Cpl=CPi =
г=Ср2 = Срз==Ср4== 0,027 мкФ.
8.	Производим расчет фильтра. Учитывая, что Сф = Е—£' =
= 16-5=11 В, а /ф=3(/кп+'вп+'дел)+/КП4+ 'БП4 + 'дел4 =
=3(1+0,122)4-3+0,267=6,63 мА, находим ЯФ = 1/Ф//Ф=11/6,63=
= 1,66 кОм (1,6 кОм).
Емкость фильтра находится из условия
„10	10	о
Сф > Т-7-----Т =—7-----------:--------= 5,9.10"3 Ф (6200 пФ),
ф 2л/мин7?ф	6,28-150-103-1,6-10®
Расчет резонансного каскада УВЧ. При сдвоенном блоке конден-
саторов переменной емкости первый каскад УВЧ можно сделать ре-
зонансным. Нагрузкой его будет перестраиваемый колебательный
контур, сопряженный по частоте с контуром входной цепи. На
рис. 36 приведена схема резонансного каскада УВЧ с двойной авто-
трансформаторной связью.
Произведем расчет контура входной цепи и коллекторного кон-
тура для средневолнового диапазона.
1.	Используем сдвоенный блок конденсатора переменной емко-
сти с Ск= 104-490 пФ для каждой секции. Каскад собирается на
транзисторе ГТ309А, режим по постоянному току принят такой же,
как в первом каскаде апериодического УВЧ. Входное сопротивление
и входная емкость как первого (резонансного), так и последующего
(апериодического) каскада взяты из предыдущего расчета 7?вхв =
= 1150 Ом; Свх=45 пФ; выходная емкость транзистора Свых=
= Ск(/121э + 1) =5-46=230 пФ. Дополнительные индуктивности и ем-
кости контуров согласно формулам (71) и (69) составляют: £с =
= 180-10-8 Г, Сех.с = 47,2 пФ.
Для обеспечения требуемой полосы пропускания 2Afn = 10 кГц
на /вес мин =525 кГц при использовании n-одиночных колебательных
контуров полоса пропускания каждого из них должна быть расши-
рена в соответствии с выражением
9дг	п	/нес.мин
где 2Afn — заданная полоса пропускания для п одиночных конту-
ров; 2Af — полоса пропускания одиночного контура; Q9 — эквива-
лентная добротность контура.
При м = 2 и 2Д/п = Ю кГц получаем:
=	)/2Д/» = 525-0,64/10 = 33,6.
По формуле (72) для входного контура имеем:
, Г 1,15 / 120	\
71
Задаваясь добротностью коллекторного контура QK= 100, нахо-
дим Як Реэ = Ю0-2л«525-180-10“3 = 59,5 кОм, а по формуле (72) ко-
эффициент подключения контура ко входу последующего каскада
Определяем коэффициент включения контура в коллекторную
цепь транзистора исходя из условия устойчивой работы резонанс-
Рис. 36. Схема резонансного
УВЧ.
Рис. 37. Зависимость коэф-
фициента усиления резо-
нансного каскада от часто-
ты.
ного каскада УВЧ, что обычно имеет место при Ямакс =
“ ^КЭ/п^БЭ/п^20-
Наибольшим коэффициентом усиления резонансный каскад об-
ладает на наивысшей частоте диапазона, на которой эквивалентное
резонансное сопротивление контура Як.э==Фк.э2л/макс£к=33,6*6,28Х
X 1,605• 180=61 кОм. Полагая Ямакс=20, находим требуемое значе-
ние сопротивления коллекторной цепи для переменного тока
/ __ ^макс ^вх.э
Яи
^213
20-1,25
45	“
0,545 кОмj
Следовательно,
=-^ = /7x7 = ^0.545/61 = 0,09;
Используя формулу (70), проверяем возможность перекрытия
диапазона коллекторным контуром при СДОп=47,2 пФ и Сп>0.
~ £доп (^м + ^вх Р] "Ь ^ВЫХ Р%) “
= 47,2 — (10 4- 15 + 45-0,1952 + 230-0.092) = 19 пФ > 0,
72
2.	Действительные коэффициенты усиления каскада УВЧ на
максимальной и минимальной частоте диапазона с учетом коэффи-
циентов включения контура:
^/макс = Схс Рвх/Рвых = 20-0,195/0,09 = 43;
, ^к.рез^вых Рвх Jr, 20’0,09’0,195 w
мин = «21 э	~	= 45	— 12,5,
Квх. э Рвых	1 >
где Як.рез2л/нес минГк = 33,6-6,28-0,525-180=20 кОм — резонансное
сопротивление контура на /нес мин = 0,525 мГц.
На рис. 37 приведена зависимость K/ = <p(f) без учета частотных
свойств транзистора. При расчете требуемого числа каскадов, оче-
видно, следует ориентироваться на значение К/мин = 12,5. Сильная
зависимость коэффициента усиления от частоты является одним из
недостатков приемника прямого усиления.
3.	Аналогично производится расчет контуров для длинноволно-
вого диапазона.
Добротности контуров
150-0,64/10 = 9,6.
ь.э
Коэффициент включения входного контура
“1 / 1,15 / 120
V 225 \ 9,6 ~~
1 = 0,262;
Резонансное сопротивление коллекторного контура на /нес.мин =
= 150 кГц при QK=100 и LK = 2050-10~6 Г Як рез = 100-6,28-0,15Х
Х2050=190 кОм.
Коэффициент подключения коллекторного контура ко входу по-
/ 1,15 / 100	Г
следующего каскада рвх = 1/ ——- —— —- 1 = 0,228.
F 190 \ 9,6	/
Эквивалентное резонансное сопротивление контура: на макси-
мальной частоте Як.э = 9,6-6,28-0,415-2050=50 кОм; на минимальной
частоте Як.э = 9,6-6,28-0,15-2050= 18,3 кОм.
Коэффициент включения контура в коллекторную цепь при ус-
ловии Кмакс=20(Ян =0,545 кОм) рвых = >^0,545/50 = 0,104.
Действительные коэффициенты усиления на максимальной и ми-
нимальной частоте /С/макс =20-0,228/0,104 = 43,7 и /С/мин = 45-18Х
Х0,104-0,228 : 1,25=15,4 (рис. 37).
4.	Производим расчет элементов, определяющих режим тран-
зистора по постоянному току. Задаваясь значениями £^ = 5 В,
/кп=1 мА, ^КЭП=~2 В, /БП= 0,022 мА, /дел = 0,1 мА, находим со-
противления резисторов
£к ~ |^кэп|
^КП + ^БП
5 — 2
7^22"1Ь-з =2,97 К°М (3 К°М)’
Ятг —	3
= /дел...........	=	» 30	<3° КО“)
73
в
„	|^кэп|	2
КЛ Х +	0,122-10-3 = ,6’4 К°М ('6 К°МЬ
5.	По формулам (80) и (79) определяем Cpi = CP2=0,027 мкФ,
Сэ=1 мкФ. Конденсаторы Ct и С2 (см. рис. 36) служат для зазем-
ления статорных или роторных пластин блока конденсатора перемен-
ной емкости, если они соединены вместе. Они выбираются из усло-
вия С1=Са>Ск.макс = 490 пФ. Принимаем Ci==C2 = 0,01 мкФ.
Рис. 38. Схема однокаскадного усили-
теля промежуточной частоты с двух-
контурным полосовым фильтром.
При регулировке усилителей возникает необходимость совмеще-
ния контуров, т. е. их резонансных частот при любом повороте ро-
торных пластин. Это достигается последовательной, подстройкой
коллекторного контура: на нижней частоте диапазона с помощью
подстроечного конденсатора Сп, на верхней частоте с помощью маг-
нитного сердечнйка катушки LK.
Расчет усилителя промежуточной частоты. Усилители промежу-
точной частоты (УПЧ) работают на постоянной частоте /Ир. Они мо-
гут быть апериодическими и резонансными. Расчет таких усилите-
лей принципиально не отличается от расчета апериодических и ре-
зонансных УВЧ.
Наиболее широкое распространение получили УПЧ с полосовы-
ми фильтрами (рис. 38).
Произведем расчет однокаскадного усилителя промежуточной
частоты, нагруженного на диодный детектор (рис. 28, в) по следую-
щим исходным данным: (7выхП = ^вхд “1 В ~ входное напряжение
детектора; 7?н=7?вхд =0,6 кОм — сопротивление нагрузки;
= 8 кГц — максимальная частота модулирующего сигнала; fup =
= 465 кГц — промежуточная частота. Предполагается наличие еще
одного полосового фильтра на входе УЙЧ, т. е. N=2 — число поло-
совых фильтров.
Выбираем высокочастотный транзистор ГТ309А (такой же, как
и для УВЧ). Его основные данные: /hi3=45; /лг1э=2,7 мГц,
74
/\макс=50 мВт; Ск—10 пФ; Гк =50 Ом; /1цэ1г - . =0,45 кОм;
°	гЭ*
/?вых.э= 1/^223 = 50 кОм.
1.	Производим расчет полосовых фильтров. Требуемая полоса
пропускания УПЧ
2Д/^ = 2Гв = 2.8= 16 кГц,
Для обеспечения этой полосы пропускания при использовании
N фильтров полоса пропускания каждого контура в отдельности
должна быть равна:
2Д/ ='	. 2^.	— =	,	(81)
V 22*^-1
Формула (81) справедлива в случае критической связи между
контурами:
Ркр = ^св Qj = 1»	(82)
где kC3 — коэффициент связи между контурами.
При N=2, 2Д/№16 кГц и /пр=465 кГц получаем значение до-
бротности каждого контура:
п fnP КгК2'^- 1	465 Кг К20,5-1
Сэ" ^TN ~	16	-33'
Для промежуточной частоты /Пр=465 кГц емкости контуров це-
лесообразно выбирать в пределах Ск.общ=2004-1000 пФ. Принимаем
Ск .общ — 500 пФ.
Индуктивность контура
L>' = (2л/Пр)2 Ск.общ = (6,28-465-Ю3)2-500-10—12 = 240 мкГ*
Добротность ненагруженного одиночного контура может быть
достаточно высокой. Принимаем ее равной 100, тогда резонансное со-
противление ненагруженного контура
flK.pe3 = Q2n/np£K== 100.6,28.465* 103-240- 10~в = 70 кОм.
Эквивалентное резонансное сопротивление нагруженного контура
RK 3 = RK рез Q3/Q = 70-33/100 = 24 кОм;
Используя формулу (72), вычисляем коэффициент подключения
второго контура полосового фильтра к нагрузке
Находим эквивалентное шунтирующее сопротивление, которое
следует подключить к первому контуру полосового фильтра, что-
бы его добротность была равна 33.
D___________^к.рез /?к.э
Кш-Э “ о __ /?
-‘'к.рез ^'к.э
70-24
—--------= 33,5 кОм
70 — 24
75
Следует учесть, что при критической связи между контурами дей-
ствительное резонансное сопротивление первого контура будет в два
раза меньше Як э, т. е. RK э =Як.э/2== 12 кОм. Определяем ко-
эффициент включения первого контура в цепь коллектора, обеспе-
чивающий устойчивую работу резонансного каскада УПЧ. Полагая
АГмакс^ЗО, находим требуемое сопротивление в коллекторной цепи
для переменного тока:
г ^макс ^вх э 30*0,45
= А21э ~	45
== 0,3 кОм,
следовательно,
Р1вых = V Ян/Як.э =Ко,3/12 = 0,158.
Оцениваем шунтирующее действие выхода транзистора на Пер-
вый контур:
«вык.3 « «ВЫХ.Э /Р1ВЫХ = 50/0.1582 « 2 МОм » Яш э =33,5 кОм.
Шунтирующее действие транзистора незначительно, поэтому
Яш ==33,5 кОм (33 кОм).
2.	Действительный коэффициент усиления схемы
« = <акс Р2н/Р1вых = 30-0,132/0,158 « 25.
Входное напряжение
^вхп = «/выхп //<= 1/25 = 0,04 В.
3.	Производим расчет режима транзистора по постоянному
току. Максимальное значение амплитуды напряжения в коллектор-
ной цепи с учетом коэффициента модуляции М=0,3
^КЭтмакс 0 М) МвыхП Р2н^1вык
= 1,З.Ь0,158/0,132 = 1,56 В,
Максимальная амплитуда тока коллектора
'к^мако = ^КЭтмаКС/< = 1.56/0,3 = 5,2 мА;
соответственно принимаем:
7К = ^^3 = 5,2/0,85 «6 мА,
Ркэ| > ^КЭтмако + РкЭмии! = 1,56 + 1 = 2,56 В.
Производим проверку режима транзистора по мощности
/’к = 'кп |</кэп| = 6-3 = 18 мВт < РКмакс = 50 мВт.
4.	Элементы схемы, определяющие режим работы транзистора
по постоянному току: сопротивление температурной стабилизации
сопротивления фильтров R$, емкости Сф и Сэ, а также значение Ь к,
рассчитываются как для обычных усилителей по методике, изложен-
ной выше.
Емкость конденсатора Ск полосового фильтра
^К.общ ~~	"Ь Р[вых ^вых.э ^п) »
76
где См—5 пФ; Cjl —10 пФ; Свых.э = Си(Й21э+ 1)10*46—460 пФ; Сп~
= 54-50 пФ. Следовательно, Ск=500+(5+10+0,1582»4604-25) «
«450 пФ (430 пФ).
Данная емкость при регулировке усилителя нуждается в соот-
ветствующем подборе, так чтобы с помощью подстроечного конден-
сатора можно было бы настроить контур на частоту /Пр=465 кГц.
Для получения устойчивого усиления УПЧ (^макс ~
=^КЭт^БЭт >^0) следует применить цепочку нейтрализации об-
ратной связи транзистора, состоящую из Снт и 7?Нт (см. рис. 38).
Р Р1ВЫХ Ск
НТ“ (1-Ргвых)
(^пр С* ^к.э)2 .
Р1ВЫХ Ск____
(1 Р1вых)
0,158’10
—	— 1,9 пФ (2 пФ);
1—0,158	v 7
Рис. 39. Схема полосового
фильтра с внешнеемкостной
связью.
_______0 *>1вых)*12э___________
Р1вых [1 (2л7пр ^12э ) ]
(1—0,158)4,6’106
0,158 [1 + (6,28-465-10-4,6-10~3)]
— 159 кОм (160 кОм),
где »1/^12э«2(/121э + 1)//122э=2’46’50-10-3=4,6 МОм —сопро-
тивление внутренней обратной связи транзистора.
При настройке усилителя требуется тщательный подбор Снт и
/?нт не по номинальному значению, а по эффекту нейтрализации ОС.
Качественно выполненная нейтрализация ОС позволяет увели-
чить коэффициент усиления каскада УПЧ в несколько раз. Это до-
стигается увеличением коэффициента включения первого контура в
коллекторную цепь транзистора.
В полосовых фильтрах вместо трансформаторной связи между
контурами полосового фильтра (рис. 38) можно применить внеш-
неемкостную связь (рис. 39). Для обеспечения критической связи
между контурами в соответствии с формулой (82) /?св«!Ссв/Ск.общ=
= l/Qo емкость конденсатора связи должна быть:
£св
^к.обЩ
500
33
= 15,2 пФ.
Подстроечный конденсатор Сп = Ссв позволит в процессе отлад-
ки схемы установить точную критическую связь.
77
Расчет преобразователей частоты
Преобразование частоты принимаемого сигнала в постоянную
промежуточную частоту осуществляется в приемниках супергетеро-
динного типа. Функциональная схема такого приемника приведена
на рис. 33,6. Преобразователи частоты принято разделять на преоб-
разователи с отдельным и совмещенным гетеродинами.
Преобразователи с отдельным гетеродином позволяют подо
брать оптимальные режимы работы как для транзистора гетеродина
так и для транзистора, осуществляющего функции преобразования
т. е. для смесителя. Поэтому та-
кие схемы (при прочих равных ус-
ловиях) оказываются* более пред-
почтительными. В преобразовате-
Рис. 41. Базовая характеристи-
ка транзистора ГТ309А.
Рис. 40. Схема преобразователя
частоты с отдельным гетероди-
ном на БП транзисторе.
лях с совмещенным гетеродином подобрать режим работы, опти-
мальный для гетеродина и смесителя, практически невозможно. '
По способу подачи напряжений сигнала и гетеродина преобра-
зователи с отдельным гетеродином принято разделять на преобра-
зователи, у которых оба напряжения подаются на один электрод
(один вход), и преобразователи, у которых эти напряжения посту-
пают на два электрода (два входа). При использовании БП транзи-
стора напряжение сигнала целесообразно подавать на базу тран-
зистора, а напряжение гетеродина на эмиттер. Это обеспечивает
меньшую взаимосвязь между входным контуром и контуром гете-
родина, большую стабильность работы преобразователя и наиболь-
шее усиление преобразуемого сигнала.
Одна из возможных принципиальных схем преобразователя ча-
стоты на БП транзисторах с отдельным гетеродином и двумя входа-
ми показана на рис. 40. Источником сигнала преобразователя явля-
ется входной контур, нагрузкой — двухконтурный полосовой фильтр.
Рекомендуемые схемы гетеродинов приведены на рис. 47, а, б.
Расчет смесителя частоты на БП транзисторе. 1. Для смесителя
преобразователя подойдут любые маломощные высокочастотные
транзисторы. Остановим выбор на транзисторе ГТ309А, иснользо-
78
ванном ранее в схемах УВЧ и УПЧ. Его основные данные приведе-
ны на с. 68, а на рис. 41 изображена входная характеристика.
2.	Производим выбор режима работы транзистора смесителя по
постоянному току. Для того чтобы наилучшим образом проявились
нелинейные свойства смесителя, точку покоя этого транзистора сле-
дует выбрать на наиболее криволинейном участке базовой харак-
теристики (точка 77 на рис. 41). Этому режиму соответствуют:
/бп=20 мкА; ^бэп=—0,3 В; 7КП«7БП hi13 = 0,02-45=0,9 мА;
^эП“^кп"Нбп = 0,9 + 0,02 = 0,92 мА. Принимаем	В.
Расчет элементов смесителя, определяющих режим работы тран-
зистора по постоянному току, производится так же, как и для рас-
смотренного выше усилителя:
= Ю/?вх.б = 10-30 = 300 Ом (300 Ом),
где ^вх.б= 26/уэп + Гб/(Л21Э + 1)=26/0,92+50/46=30 Ом — входное
сопротивление транзистора в схеме с ОБ.
_ 7эп + |^бэп| _ 0,92-300-10-»+0,3 _
б’Э~ /дел	“	0,1.10-3
= 5,76 кОм (5,6 кОм),
где ^дел “ 57БП = 5-0,02 = 0,1 мА;
= J£K3n|- |^бэп| = -	= 22,5 кОм (22 кОм),
'дел + 'вп	0.12-10-»
3.	Параметры преобразователя. В соответствии с рис. 41 тре-
буемое минимальное напряжение гетеродина 77выхГ «0,1 В.
Входное сопротивление транзистора смесителя в точке покоя
7?вх э ~ Л11э ~ 26/7бп + /б = 26/0,2 + 50 = 1350 Ом4 (83)
Из-за воздействия напряжения гетеродина, изменяющего положение
точки покоя, входное сопротивление смесителя для преобразуемого
сигнала будет примерно в 1,5—2 раза больше, т. е.
Ссм «27?вхэ = 2-1,35 = 2,7кОм,
Учитывая сопротивления делителя, получаем:
1 1 1 1 111
Явхсм = /?;хСм + *б.» + R6 ~ 2,7 + 5,6 + 22,5 “
= 0,592 мСм,
следовательно, 7?Вхсм = 1/0,592= 1,7 кОм.
Сопротивление нагрузки гетеродина
п ~ р	________^выхГ_________
ЛнГ ~ ^вхб-Ср ~ / h ______J h
1 BN n2\3N ~~ 1 ЬМП2\эМ
2-0,1	0,2-103
== ”7э^5п75 - 0,002-45-0,7) 10~а ~	5	~ М’
79
где ?в^=0,08 ^бм “0,002 мА — токи базы в точках N и Л1
(рис. 41); /121э№=/121э 1,55=45-1,55 = 70; h2i3M = h2l3 0,7=45-0,7=
= 31,6 —коэффициенты передачи тока эмиттера в точках N и М.
Они определяются с помощью графика рис. 42.
Выходное сопротивление преобразователя примерно в 1,5—2 ра-
за меньше выходного сопротивления транзистора смесителя в точке
покоя, т. е. ЛвыхСм=/?вых.э/2=50/2=25 кОм.
Рис 42. Зависимость коэф-
фициента передачи тока ба-
зы от тока эмиттера.
Основным параметром преобразователя является крутизна
преобразования 5Пр «0,5Sm = 0,5(Sn—Sm)/2 ~ 0,25(187 — 2,42) =
=46 мА/B, где Sm=(^—5м)/2 — амплитуда первой гармоники пе-
риодического изменения крутизны транзистора; Stf=/i2i3Ar//iii3№
=70/0,375=187 мА/B — крутизна транзистора в точке М; 5м =
==/гмэм7М1эм = 31,6/13,05=2,42 мА/B — крутизна транзистора в точ-
ке ЛГ Параметры hu3N и /1цэм определяются по формуле (83) каж-
дый для своего значения тока /БП.
На высоких частотах крутизна преобразования SnP, как и кру-
тизна транзистора, зависит от частоты, но в нашем случае ее можно
считать частотонезависимой и вещественной, так как frMaKC ==
^/нес макс	1,6054~0,465=2,07 МГц/зfЛ21э^11э/^^ ~2,7Х
Х1350/50=73 МГц. Здесь /л21э=2,7 МГц — предельная частота тран-
зистора ГТ309А, a fa — предельная частота крутизны этого транзи-
стора в режиме: /вп^О мкА, /1цэ = 1350 Ом.
4.	Определяем параметры полосового фильтра, являющегося
нагрузкой преобразователя. Основные параметры двухконтурных по-
лосовых фильтров, одинаковых для всех каскадов УПЧ и смесите-
ля, вычисляются при расчете УПЧ. В рассмотренном выше примере
при А=2; 2Д/л- = 16 кГц и критической связи между контурами по-
лосового фильтра (Ркр==1) эквивалентная добротность каждого кон-
тура в отдельности Q3 должна быть равна 33. Добротность ненагру-
женного контура Q принята равной 100. Соответственно резонанс-
ные сопротивления (на промежуточной частоте) /?к.рез=70 кОм —
ненагруженного контура, /?к.э=24 кОм — нагруженного контура.
Нагрузкой полосового филыра является входное сопротивление
УПЧ, которое примерно равно входному сопротивлению транзистора
ГТ309А при токе базы /вп^кп Аг 1э=6/45 = 0,134 мА. Это сопро-
тивление вычисляем по формуле (83):
*вхп « \19 « 26/'бп + гб = 26/°> 134 4- 50 == 245 Ом.
80
Входную емкость определяем по формуле (73):
С„* asr-L. =	_ „2 пф,
245
где т/г2ь—0,059 мкс — постоянная времени тока базы; ts=
=т/121эЛб^11э=0>059’50/245=0,012 мкс — постоянная времени крутиз-
ны транзистора в режиме: 7ЬГ1=0,134 мА; /1Иэ =245 Ом.
По формуле (72) находим коэффициент подключения второго
контура полосового фильтра ко входу УПЧ:
-в / ЯвхП / Q V -ж /^0^ 245/ 100 Д Л лл,
^2вхП = 1/	-- । — — 1 ) = I/ -----1-----—I I = 0,084,
г ^к.реэ \ Фэ / г 70 \ 33	/
Смеситель наряду с преобразованием сигнала осуществляет его
усиление. Как высокочастотный усилитель, он склонен к самовозбуж-
дению, поэтому приходится ограничивать максимально возможный
коэффициент усиления, обеспечивающий устойчивую работу всего
преобразователя в целом:
^макс = ^к.Прт^БЭ/n ^Пр
Принимая коэффициент усиления преобразователя равным 20,
находим:
₽' = 20/$Пр = 20/46 = 0,435 кОм.
Определяем коэффициент включения первого контура полосово-
го фильтра в коллекторную цепь смесителя, учитывая, что резонанс-
ное сопротивление первого контура при его критической связи со
вторым равно:
<э = Як.5/2 = 24/2 = 12 кОм;
^зых'-м V R>«.3 = Ко.435/12 = 0,193.
Оценим шунтирующее действие выходного сопротивления тран-
зистора смесителя на первый контур полосового фильтра:
^выхСм ~ ^выхСм У выхСм ~ 25/0,193 = 670 кОм.
Сопротивление шунта первого контура при требуемом эквива-
лентном шунтирующем сопротивлении /?ш.э = 33,5 кОм
п ^выхСм ^ш.э
Кщ — •	—
^выхСм *ш.9
670»33,5
670 — 33,5
= 36 кОм,
Действительный коэффициент усиления преобразователя
^Пр ~ ^вхП^вхПр “ ^макс ^2вхП^1выхСм “ 20-0,084/0,193 « 9*
5.	Параметры входного контура смесителя. Расчет параметров
входного контура производится так же, как и для апериодического
или резонансного каскада УВЧ. Задаваясь значениями Ск=10-т-,
4-490 пФ и Qa~120 для средневолнового диапазона, получаем
= 180 мкГ, Як.рез^бЗ кОм.
6-384
81
При требуемой полосе 2Д/=16 кГц на минимальной частоте сиг-
нала /нес.мин=525 кГц получаем значение эквивалентной добротно-
сти контура Олэ=/нес.мин/2Д/=525/16=33.
Используя формулу (72) и учитывая, что #вхсм = 1,7 кОм, на-
ходим коэффициент подключения контура ко входу преобразователя:
При чувствительности приемника 300 мкВ на вход преобразо-
вателя поступает сигнал	Рвх = 300 -0,267=80 мкВ.
Рис. 43. Схема преобразователя с отдельным гетеродином на полевом
транзисторе.
Рис. 44. Характеристики транзистора 2П301Б.
Для нормальной работы диодного амплитудного детектора тре-
буется напряжение сигнала 1/вхд>0,2В, следовательно, общий ко-
эффициент усиления радиосигнала должен быть равен
К = ^вхд/^вхпр = 0.2/0,08.10—3 = 2500;
Преобразовательный каскад (Хпр=^) и один каскад УПЧ
(/<п =25) такого усиления (#=2500) обеспечить не могут, поэтому
82
требуется еще один — каскад либо УВЧ, либо УПЧ с коэффициен-
том усиления /<>114-12. Целесообразнее всего перед детектором
применить апериодический каскад УПЧ.
Расчет смесителя на полевом транзисторе. На рис. 43 приведе-
на схема смесителя на полевом транзисторе 2П301Б. Полевой тран-
зистор 2П301Б с изолированным затвором и каналом с проводимо-
стью p-типа характеризуется следующими основными параметрами:
усИмаКс=—20 В, /ЗИут =3-10-10 А, Свх »Свых=3,5 пФ, пороговое
напряжение //ЗИпор =—4>2 в-
На рис. 44, а приведены стоковые характеристики транзистора
2П301Б, а на рис. 44, б — стоко-затворная характеристика. Основой
принципа действия смесителя на полевом транзисторе является не-
линейность его стоко-затворной характеристики, причем квадратич-
ный характер этой нелинейности обусловливает наиболее чистый
процесс преобразования.
1. Произведем выбор режима транзистора по постоянному то-
ку. Принимаем Е'И = 16 В<|(7сИмакС| (как в предыдущем примере).
Выбираем ^СИп = 14 В, /сп^ мА, при этом ^зип=—7,5 В.
Определяем по характеристикам в окрестности точки покоя П,
5=Д/С/Д[/ЗИ=4,5/5=0,9 мА/B; Ri==&U СИ/Ы'С =10/0,25=40 кОм.
Задаемся током делителя /дел ~0,1/сп = 0,1-2 = 0,2 мА. В этом слу-
чае током затвора /ЗИут = 3-10~10</дел можно пренебречь.
2. Производим расчет элементов смесителя, определяющих вы-
бранный режим по постоянному току. Сопротивления резисторов
(см. рис. 43):
~ I ^СИП I
2СП
^сп
16—14
2-10—3 4
кОм;
/?, =	= .1"зип| + У*1 = . 7,5+2. = кОм
/дел	/дел	0.2-10-»
R. =	= ‘6--Ц- = 32,5 кОм (33 кОм),
/дел /дел 0,2-1Q-3
Входное сопротивление смесителя
^вхСм
Рз Р*
Рз + Ръ
47-33
47 + 33
= 19,5 кОм;
3. Определяем параметры преобразователя. В соответствии с
рис. 44 требуемое напряжение гетеродина (7выхГ =2,5 В. Сопротив-
ление нагрузки гетеродина /?н~ 1/5 = 1/0,9-10~3= 1,1 кОм. Выходное
сопротивление преобразователя примерно в 2 раза меньше выход-
ного сопротивления транзистора смесителя в точке покоя, т. е.
^выхсм=^</2 = 40/2 = 20 кОм. Крутизна преобразования $Пр »5/2 =
= 0,9/2 = 0,45 мА/B. Относительно малое значение 5Пр является не-
достатком смесителя на полевом транзисторе.
4. Используя исходные данные предыдущих примеров, опреде-
ляем параметры полосового фильтра, являющегося нагрузкой пре-
образователя.
6*
83
Резонансное сопротивление первого контура полосового фильтра
при его критической связи со вторым контуром = кОм. На-
ходим коэффициент включения первого контура полосового фильтра
в стоковую цепь смесителя, учитывая, что /?Выхсм = 20 кОм, а требу-
емое эквивалентное шунтирующее сопротивление 7?ш.э = 33,5 кОм.
Р1выхсм =	= 0,77.
Сопротивление нагрузки смесителя
/?н ^к.э ^1выхСм ~ 12-0,77 = 8,2 кОм.
Коэффициент усиления преобразователя /СПр « 5Пр /?н = 0,45Х
Х8,2==3,7. Действительный коэффициент усиления преобразователя
при полном подключении второго контура полосового фильтра ко
входу УПЧ ^пр^^Пр ‘ 1/Р1сь1хсм —3,7/0,77—4,8.
5. Определяем параметры входного контура смесителя, исполь-
зуя данные предыдущего примера. При /?вхсм=19,5 кОм по форму-
ле (72) коэффициент включения входного контура
/19,5 /120	V Л Л
Оо \ оо	J
При чувствительности приемника 300 мкВ на вход преобразова-
теля поступает сигнал 17вхсм = 300рвх=300-0,9=270 мкВ.
Для преобразователя на полевых транзисторах можно приме-
нить двухзатворный смеситель (рис. 45), для которого нужен поле-
вой транзистор с двумя затворами, например транзистор типа
КП306 или КП350. Двухзатворный смеситель позволяет достаточно
хорошо изолировать входную цепь (магнитную антенну) от выхода
гетеродина, благодаря чему практически устраняется излучение ра-
ботающего приемника на частоте гетеродина.
Входной контур целесообразно подключить к первому затвору,
так как крутизна стоко-затворной характеристики по первому затво-
ру больше, чем по второму.
На рис. 46 показано семейство стоко-затворных характеристик
транзистора КП306А при различных значениях напряжения на вто-
ром затворе. Можно считать, что напряжение сигнала, приложенное
к первому затвору, усиливается транзистором, в то время как на-
пряжение гетеродина, приложенное ко второму затвору, управляет
параметром транзистора — крутизной его стоко-затворной харак-
теристики.
Из рис. 46 следует, что у транзистора КП306А это управление
осуществляется наиболее эффективно при изменениях напряжения
на втором затворе в пределах от 0—5 В. При постоянном напряже-
нии на втором затворе [732ИП “2,5 В стоко-затворная характери-
стика занимает некоторое промежуточное положение (показана на
графике штриховой линией). Выбрав постоянное напряжение на пер-
вом затворе ^зшп =2 В, согласно рис. 46 получим пределы изме-
нения крутизны от значения 5макс=А/с/А^з1и =3/0,5 — 6 мА/В
в точке А до S&0 в точке В. В точке покоя П крутизна соответ-
ственно имеет промежуточное значение -5п«5макс/2=3 мА/В.
Такое двойное управление является нелинейным процессом, при-
водящим к преобразованию частоты принимаемого сигнала.
84
Без учета постоянной составляющей ток стока транзистора
равен:
1с~ =	= (5п + Д5) ^ЗШт sin
(84)
где ASД5т sin сог^ — текущее приращение крутизны, изменяю-
щейся под воздействием напряжения гетеродина; AS™ — амплитуд-
ное отклонение крутизны от среднего значения.
Рис. 45. Схема двухбазового сме-
сителя.
Рис. 46 Стоко-затворные харак-
теристики транзистора КП306А
при различных напряжениях на
стоковом затворе.
Раскрывая значение AS в равенстве (84), получаем:
(’с~ = (Sn+ASm sin	0 ^31 Ит Sin “с t = Sn ^31 Ит sin “с * +
+ 0,5ASm t/31Hfncos (<вр — <вс) t — 0,5ASm t/31Hm cos (a>r + ®c) t,
‘cnp=0’5ASmy3iMmco4<V^c)/=/npmcos®np<— составляющая
промежуточной частоте Откуда крутизна
тока стока транзистора на
преобразования смесителя:
5ир ~(7
и31Ит
0,5AS,,,.
Если амплитуду напряжения гетеродина принять равной Urm =
=2,5 В, то согласно рис. 46 А8т« (5макс~0)/2=6/2 = 3 мА/B. Сле-
довательно, 5Пр =0,5*3= 1,5 мА/В.
Делители, обеспечивающие смещение напряжения затворов, рас-
считывается по общей методике, изображенной во введении.
85
Расчет автогенераторов (гетеродинов)
В транзисторных приемниках супергетеродинного типа использу-
ются различные типы гетеродинов, обеспечивающие перекрытие за-
данного диапазона частот, требуемую амплитуду выходного напря-
жения и достаточную стабильность частоты генерируемых коле-
баний.
В приемниках радиовещательных диапазонов применяются гете-
родины с трансформаторной (рис. 47, а) и автотрансформаторной
(рис. 47, б) ОС.
Рис. 47. Схемы гетеродинов.
Исходными данными для расчета гетеродинов являются: диапа-
зон рабочих частот приемника /мин—/макс с запасом по перекрытию;
количество растянутых поддиапазонов и их границы /„ин — /„акс;
промежуточная частота /ПР; схема и параметры контура высокой
частоты (входного контура и контуров УВЧ: L — индуктивность кон-
турной катушки, Ск.мин—Ск.макс — пределы изменения емкости / >
ременного конденсатора настройки, емкость схемы Ссх); амплитуда
выходного напряжения гетеродина подаваемого на вход смеси-
теля, и входное сопротивление смесителя, являющееся нагрузкой ге-
теродина; напряжение источника питания £к.
В процессе расчета гетеродина должны быть выбраны его схе-
ма и тип транзистора; рассчитаны контур гетеродина, режим тран-
зистора, связь контура со входом и выходом транзистора и на-
грузкой.
Выбор схемы гетеродина и типа транзистора. Схему гетеродина
выбирают, исходя из заданного диапазона частот /мин—/маке
В радиовещательных приемниках в диапазонах длинных и сред-
них волн обычно применяют гетеродины с трансформаторной и ав-
тотрансформаторной ОС, так как катушка контура для этих диапа-
зонов волн имеет сравнительно большое число витков и, применяя
неполное (частичное) включение контура, можно установить необ-
ходимую связь последнего со входом и выходом транзистора.
В диапазоне коротких волн применяются гетеродины с транс-
форматорной и емкостной ОС. Необходимая положительная обрат-
86
ная связь (ПОС) достигается выбором соответствующей связи меж-
ду катушками трансформатора (в гетеродине с трансформаторной
связью) или подбором емкостного делителя (в гетеродине с емкост-
ной обратной связью).
В гетеродинах тип транзистора выбирается по предельной ча-
стоте:
fh2i3 ~ //121б/^21э /г.макс — /макс 4“ /пр-
В этих схемах используются сравнительно высокочастотные (как
правило, дрейфовые) маломощные транзисторы типа П401; П402;
П403; ГТ301, ГТ308, ГТ309 и др.
Расчет контура гетеродина. Расчет гетеродина после выбора
схемы целесообразно начать с расчета его контура. Контуры высо-
кой частоты (входной цепи и УВЧ) должны быть уже рассчитаны.
Конденсатор переменной емкости (конденсатор настройки) Ск в
контуре гетеродина берется такой же, как и в контурах высокой ча-
стоты, что позволяет использовать для гетеродина одну из секций
блока переменных конденсаторов.
В этом случае при перестройке приемника на различные частоты
диапазона емкости контуров гетеродина и высокой частоты будут
изменяться одинаково, а резонансные частоты контуров высокой ча-
стоты, настраиваемых на частоту принимаемого сигнала /с, и резо-
нансная частота контура гетеродина, настраиваемого на частоту ге-
теродина fr, должны изменяться в различное число раз, так как
коэффициент перекрытия диапазона приемника Лд=/макс//мия не ра-
вен коэффициенту перекрытия диапазона гетеродина ЛДг =
=/г.макс//г. мин, ГДе /г.мин = /минЧ~/пр; /г.макс =/макс 4“/др.
Для того чтобы при одинаковом изменении емкости конденсато-
ра настройки в контуре гетеродина и контурах высокой частоты
обеспечить с достаточной точностью постоянство промежуточной
частоты /Пр=/г—/с, производится сопряжение настройки контуров
гетеродина и высокой частоты. Для этого в контур гетеродина па-
раллельно и последовательно с конденсатором настройки включают
дополнительные (сопрягающие) конденсаторы Спар, Cnoc (рЛс. 48).
При этом сопряжение получается только в трех точках диапазона
(в начале, середине и конце), а на остальных его участках ошибка
сопряжения остается в допустимых пределах.
Рассмотрим примеры расчета контуров гетеродина при диапа-
зонной настройке. Рассчитаем элементы колебательного контура ге-
теродина при диапазонной настройке (при сопряжении контуров в
трех точках), если контуры высокой частоты выполнены по схеме,
изображ*енной на рис. 34’, а, и заданы: диапазон рабочих частот
/мин=525 кГц, /макс = 1605 кГц; промежуточная частота /ир =
=465 кГц; индуктивность катушки контура высокой частоты Г =
= 180 мкГ; пределы изменения емкбст.и конденсатора настройки Ск=«
= 104-490 пФ; емкость схемы контуров высокой частоты Ссх=
= 47,2 пФ.
Схема контура гетеродина при сопряжении в трех точках име-
ет вид, показанный на рис. 48,6. Расчет элементов контура может
выполняться различными способами (аналитическими и графически-
ми). Ниже приводится пример приближенного графического расчета
при помощи номограмм, изображенных на рис. 49—51. Применение
номограмм обеспечивает достаточную точность с учетом того, что
элементы сопряжения выполняются в виде полупеременных конден-
саторов, а регулировка сопряжения производится в процессе на-
87
стройки всего приемника. Расчет сопряжения производится в следу-
ющем порядке.
1. Емкость схемы принимается такой же, как для контуров вы-
сокой частоты. В нашем примере Ссх=47 пФ.
2.	Средняя частота диапазона
- ___/макс 4~ /мин____1605 4~ 525
/ср “	2	~	2
= 1065 кГц:
Коэффициент перекрытия диапазона
„  /макс ____ 1605
Д_ /м.,н “ 525
Рис. 49. Номограмма для определе-
ния коэффициента а.
Рис. 48. Схема входного кон-
тура (а) и контура гетеро-
дина (б).
Рис. 50. Номограммы для определения емкости сопрягающего кон-
денсатора С ПОС (а) И Спар (б).
88
1,01	1,03	1,05	1,07	1,00 и'
1,1	1,5	2,0 a\ 2,5	3,0	3)5Kfl
"0
^3)5
ЬЗ,0-
5
1,0 -
~0p.
-2)5
2)0
7,7
0)2-.
0,1:-
0,05:.
0,02-.
0,01-
6)
Рис. 51. Номограммы для определения коэффициента К! (л) и от-
носительной погрешности сопряжения б (б).
Вспомогательные коэффициенты:
/пр _ 465
/ср “ Ю65
^0,43;
К" _ JjJP_ =....~ 0,3:
/макс 1605
3. По
а = 0,53 и
номограмме на рис. 49 при п=0,43 находим к эффициент
определяем индуктивность катушки контура гетеродина
Lr = aL = 0,53-180 = 95 мк!\
4. По номограммам, изображенным на рис. 50, а, б, при п = 0,43
и Смаке — 537 пФ находим емкости сопрягающих конденсаторов
Снос = 600 пФ (620 пФ); Спар = 15 пФ (см. рис. 48).
Если окажется, что емкость конденсатора СПОс составляет не-
сколько тысяч пикофарад, то его не включают. В качестве Сиар це-
лесообразно брать подстроечный конденсатор. Если емкость конден-
сатора Спар велика, то применяют параллельное включение конден-
сатора постоянной емкости и подстроечного конденсатора, суммар-
ная емкость которых равна емкости конденсатора СПар. В нашем
примере выбираем подстроечный конденсатор СПар типа КПК-1, ем-
кость которого изменяется в пределах 6—25 пФ.
5. По номограмме на рис. 51, а при Кд = 3 находим коэффици-
ент К'— 1,08, с помощью которого определяем частоты сопряжения:
fi = К/макс /мин = V1605-525 = 920 кГц;
/а =	= 1490 кГц; /з = /мин К’ = 525-1,08=567 кГЦ!
Л 1 ,ио
89
6. По номограмме на рис. 51, б при К"=0,3 и А7Д=3 находим от-
носительную погрешность сопряжения 6 = 0,006 и определяем абсо-
лютную погрешность сопряжения
^/сопр ~ /мин б = 525*0,006 = 3,15 кГщ
Значение Д/сопр не должно превышать 1/4—1/2 полосы пропу-
скания приемника до преобразователя частоты. В нашем примере
это условие выполняется.
Расчет режима гетеродина. В установившемся режиме работы
гетеродина амплитуды коллекторного напряжения и коллекторного
тока определяются режимом транзистора по постоянному току и со-
противлением нагрузки переменному току RH.
Режим работы транзистора и сопротивление выбирают та-
кими, чтобы гетеродин работал в недонапряженном режиме. Это тре-
бование обусловлейо тем, что в режиме насыщения выходное со-
противление транзистора очень мало и оно сильно шунтирует кон-
тур, в результате чего резко снижается добротность контура и
стабильность частоты колебаний.
Для получения недонапряженного режима необходимо, чтобы
амплитуда переменного коллекторного напряжения (7кт была за-
метно меньше этого напряжения в режиме покоя	Данное
требование выражается формулой
, ^кэп ^кэп ^кэп , _ _	....
=-------=-------; =----------- > 1,5-5-3,	(85)
2^К^н ^КП^к.вРк
где —коллекторный ток в режиме покоя; RK.B— сопротивление
нагруженного контура на верхней частоте диапазона /макс; рк—ко-
эффициент связи контура с коллекторной цепью транзистора.
Для определения режима транзистора по постоянному току (ре-
жима покоя) задаются значением тока /кп в пределах 1,5—5 мА и
определяют напряжения
| ^КЭП |	0,6	; | U| = /эп Rt « 0,2 £к ;
после этого рассчитывают сопротивления резисторов (см. рис. 47)
Ri, R2, R3 по формулам (12), (16), (17).
При выборе сопротивления резистора Ri следует иметь в виду,
что для обеспечения лучшей стабильности частоты колебаний в схе-
ме гетеродина на диффузионном транзисторе сопротивление резисто-
ров желательно выбирать возможно большим. Однако чрезмерное
увеличение /?1 не приводит к заметному улучшению стабильности
частоты, но требует увеличения напряжения источника питания.
При использовании в схеме гетеродина дрейфовых транзисторов
имеется некоторое оптимальное сопротивление резистора Ri, при ко-
тором температурная нестабильность частоты колебаний минималь-
на (см. табл. 5). Там же приведены оптимальные значения коллек-
торных тока и напряжения в режиме покоя [10]. Современные
транзисторы, применяемые в схемах гетеродинов, наиболее близки
к транзисторам типа П401—П403.
Для самовозбуждения гетеродина требуется выполнить условие
*к.н Рк Рек >2-5-4,	(86)
90
Таблица 5
Тип транзистора	иКЭП’в	;кп’ мА	Я,, Ом
МП39—МП41	8—10	5—10	300
П401—П403	3—5	2—6	>300
П410—П411	6-8	4—6	300
ГТЗО—ГТ310	3—5	2-6	>300
где S9 —крутизна транзистора в точке покоя; Rk.h — сопротивление
нагруженного контура на нижней частоте диапазона /г.миН; Рвх —
коэффициент включения контура во входную цепь транзистора.
Амплитуда выходного напряжения гетеродина, подаваемого на
вход смесителя, равна значению
"p = %A=2Wk.hV»'	<87>
где £7конт — амплитуда колебаний напряжения на контуре, а ра —
коэффициент связи контура с нагрузкой.
Резонансные сопротивления ненагруженного контура (в режиме
холостого хода) на нижней /г.мин и верхней /г.макс частотах рабоче-
го диапазона равны:
*х.н ~ 2л/г,мин Qh ^г» ^х.в ~ 2nfг.макс Qb ^г,
где QH и Qb — добротности контура на нижней и верхней частоте.
Резонансные сопротивления нагруженного контура на нижней и
верхней частотах определяются следующими выражениями:
К,Н Ях.н+Явн ’ К В /?х.в + *вн ’
где
D________^вх.г
Авн —	9	9
Рн + ^ВХ.Г Рвх
— сопротивление, шунтирующее контур со стороны нагрузки и вхо-
да гетеродина; Rn — сопротивление нагрузки, равное входному со-
противлению смесителя; Явх.г — входное сопротивление гетеродина
Р^вх.э ^2 *3
^ВХ.Э ^2р^ВХ.Э ^3"Ь^2 ^3
ПрИ ^з/(^2~Ь #з) ^ВХ.Э #ВХ.Г ~ #ВХ.Э ~ ^119*
В тех случаях, когда транзистор и нагрузка слабо влияют на ре-
зонансное сопротивление контура (например, транзистор гетеродина
включен по схеме с общим эмиттером и контур слабо связан с на-
грузкой) можно приближенно считать:
*к.н ~ Хх.н ~ 2 Л/г. мин Qh ₽н.в ~ Rx.b — 2л/г макс QB Lri
Рассмотрим пример расчета схемы гетеродина с трансформатор-
ной обратной связью с контуром во входной цепи транзистора (см.
рис. 47, а). Диапазон рабочих частот /г.мип = /мин+/пр = 525+465 =
91
= 990 кГц; /г.макс^Макс+fnp^ 1605+465 = 2010 кГц. Параметры кон-
тура высокой частоты: индуктивность катушки £=180 мкГ; преде-
лы изменения емкости конденсатора настройки Ск=10+-490 пФ;
емкость схемы Сех=47 пФ; сопротивление нагрузки гетеродина
/^я г=40 Ом; требуемая амплитуда выходного напряжения гетеро-
дина [7гт = 0,15 В; напряжение источника питания £к = 7 В.
Расчет производится в следующем порядке:
1. Определяем элементы колебательного контура, как это пока-
зано в примере 1. Получаем следующие параметры контура гете-
родина: Ск=10-+490 пФ; £г = 95 мкГ; Спос=620 пФ; Спар = 15 пФ.
Рис. 52. Характеристики транзистора типа П403А с общим эмитте-
ром.
2. Выбираем транзистор типа П403А, предельная частота кото-
рого /:л21э=М21бМ21э = 120-106/50 = 24 мГц.
Из справочника находим параметры транзистора: |^Эма I =
= 10 В; Ск=5 пФ; Ск=200-10-12=с; Лцэ= 1,4• 103 Ом; Л21Э=50;
Sa=35 мА/В
3. Согласно табл. 5 принимаем значения коллекторного тока и
напряжения в режиме покоя, а также сопротивление резистора
мА; Скэп В; /?1 = 300 Ом. На выходных характери-
стиках (рис. 52, а) точке покоя соответствует ток базы /БП « 40 мкА,
а на входных характеристиках (рис. 52,6) напряжение [/Бэп=
=—0,33 В.
4.	Задаваясь током делителя /дел>(5—10)/БП = (5—10)0,04 =
= 0,2—0,4 мА по формулам (16), (17), определяем сопротивления
резисторов делителя:
«“Г1
'дел
;эп Rj + ^БЭП ~ 2-10~3-3004-0,33
/дел ~	0,2-10“3
« 4,6 кОм (4,7 кОм);
92
к, _	_ 7-0,2.10-М,МО' * „Ои
7 дел + 7БП	(0,2+0,04). 1(Г3
5.	Определяем сопротивления ненагруженного контура на ниж-
ней и верхней частотах диапазона. Если поместить катушку в броне-
вой сердечник типа СБ-12а с добротностью Qb~Qb — 75, то получим
Ях.н = 2л/г.мин QH Lr = 6,28-990.10s.75-95-IO-6 = 42 кОм;
Ях.в = 2л/гмакс QB Lr = 6,28-2070. IO3-75-95- IO"6 » 85 кОм.
Так как в нашем примере транзистор включен по схеме с ОЭ, то
будем считать, что сопротивление нагруженного контура равны со-
противлениям ненагруженного контура
Як.н ₽х.н ~ 42 кОм; /?к.в = -^х.в = $5 кОм,
6	Выбрав хр = 2, из выражения (85) находим коэффициент свя-
зи контура с коллекторной цепью транзистора:
I ^КЭО I 1	_____б__________
2'кпЯк.в’Р 2-2-10“3-85-103-2
и 0,09.
7.	Из выражения (86) рассчитываем значение коэффициента
включения контура во входную цепь транзистора:
2~4	2ч-4
Рвх > -7-7----=------------------z----- * 0,015 - 0,03.
5э Як.н рк	35-10“"3‘42« 103 • 0,09
Принимаем рВх = 0,015.
8.	Из выражения (87) определяем значение коэффициента связи
контура с нагрузкой
Ur	0,15
рн =--------------=------------------------ 0,015.
2-2-10"3-42-103-0,09
9.	Сопротивление, вносимое в контур,
D	Двх.г________________40-1,1-103
ВН RnPn + RB^Plx 40-0,0153+1,1.103(0,015)3" КМ’
где 7?вх	э/(^?2^вх	э + /?2/?з) =30*4,7• 1,4/(30* 1,4 Ь
-j-4,7-1,4+30-4,7) л; 1,1 кОм, при этом сопротивления нагруженного
контура
D Ях.нЯвн 42’103.180’103
р ------------------ __ ---------- ~ 30 кОм:
Ях.н + Явн 42’103+180’103
^х.в /?вв
#х.в + ^вн
85’103.180’Ю3 л
--------------ж 62 кОм
85-104 180-103
незначительно отличаются от сопротивлений ненагруженного кон-
тура
10 Определяем число витков катушки контура, зависящее от ти-
па катушки Для катушек в броневых сердечниках число витков вы-
числяется по формуле	__
w — К К Lr,
93
где £г — индуктивность катушки гетеродина, мкГ; К — постоянный
коэффициент, значение которого зависит от типа катушки.
В нашем примере для катушки в сердечнике типа СБ-12а К=7
и ^ = 7)^95=68 витков.
Для получения рВх=0,015 от катушки контура нужно сделать
отвод ко входу транзистора
и>вх = и/рвх = 68-0,015 « 1 виток;
Из примера видно, что необходимый режим гетеродина обеспе-
чивается при весьма слабой
зязи контура со входом транзистора.
В тех случаях, когда число витков
катушки контура невелико (что ха-,
рактерно для диапазона коротких
волн) и w вх оказывается меньше од-
ного витка, найденное значение мало-
го коэффициента рВх можно реали-
зовать при помощи емкостного дели-
теля. Для этого удобно разделить
сопрягающий конденсатор Спар на
две части С' и Ссв, как это показано
на рис. 53.
Емкость конденсатора связи вы-
числяется по формуле
г —
Ьсв —	»
Рвх
а емкость конденсатора С' — по фор-
муле
£пар ^св
Рис. 53. Схема контура с
разделенным параллельным
сопрягающим конденсато-
ром.
£св £*пар
И. Определяем число витков катушек связи с коллектором кон-
тура Wk и нагрузкой wa по формулам:
wK = wpK = 68-0,09 « 6 витков; о>н = wpH = 68-0,(45«1 виток.
Следует заметить, что значения wK и wa могут быть рассчитаны
точно только для катушек без сердечника, для катушек с сердечни-
ком они определяются лишь приближенно и уточняются при на-
стройке приемника.
12. Определяем емкость разделительного конденсатора СР, рас-
чет которого в схеме гетеродина имеет свои особенности. Желатель-
но, чтобы конденсатор СР давал некоторый положительный фазовый
сдвиг. Это позволит в некоторых пределах скомпенсировать отрица-
тельный фазовый сдвиг, обусловленный инерционными свойствами
транзистора (отрицательный фазовый угол крутизны транзистора).
В этом случае емкость Ср определяется по формуле
f	8,2-10®
= Явх.Амаке =	* 4700 "Ф’
гАе fs ~ /Л21бА1!э/^й21э= 1201.4. Ю’/40-50 «8,2 мГц; г'6 =
= 'б Ск/Ск = 200-10-12/5.1(Г12 = 40 Ом,
94
Следует иметь в виду, что корректирующие свойства цепи связи
несколько уменьшают напряжение, передаваемое от контура к базе
транзистора. Поэтому иногда требуется увеличение коэффициента
рвх, что достигается увеличением числа ^вх.
При необходимости связь между контуром и входом транзисто-
ра можно ослабить, применив в цепи связи емкостной делитель, со-
ставленный из разделительного конденсатора Ср и конденсатора С,
который на рис. 47 показан штриховыми линиями. В этом случае
вначале определяют емкость С конденсатора по формуле
2л/г.мин ^вх.г
и, задавшись числом витков tt?Bx> 1, находят емкость разделитель-
ного конденсатора
г» __ £
Ср —
Рвх ™
Например, если в нашей схеме (рис. 47, а) задаться t^BX = 2 вит-
кам, то получим
6,28-990.10М,Ь103
160-10—12-2
13. Сопротивление и емкость фильтра в коллекторной цепи тран-
зистора соответственно равны:
= £к-|^кэп|= 7-5
Лш	2-10—3
10	10
:------- =-------------------я 1600 пФ (2200 пФ).
Ф 2л/г.мин/?ф	6,28-990-IO3-1-108	*
Приведенный порядок расчета пригоден и для других схем ге-
теродинов, не показанных на рис. 47.
Расчет импульсных усилителей
Расчет импульсного усилителя без коррекции. Импульсные уси-
лители служат для усиления импульсных сигналов различной формы,
которые обладают широким спектром. Ограничение полосы пропу-
скания усилителя приводит к искажениям формы выходного им-
пульса по сравнению со входным. Наибольшие искажения имеют
место при усилении импульсов прямоугольной формы.
Параметрами, характеризующими эти искажения, являются дли-
тельности фронта /ф и среза /с, спад вершины импульса At/ и вы-
брос на вершине импульса At/B (см. рис. 54). Требования, предъяв-
ляемые к /ф, /с и At/, зависят от конкретных условий. Во многих
случаях выходной импульс считается удовлетворительным, если
/ф /с ~ (0,1—0,2)
95
относительный спад вершины импульса
6 = Д£//С/вЫХ.и < 0,05 4-0,1,
а относительный выброс на вершине импульса
6В == А6/в/(/вых < 0,01.
Схемы импульсных усилителей без коррекции имеют такой же
вид, как схемы усилителей низкой частоты.
На рис. 55 изображена схема двухкаскадного импульсного уси-
лителя. Искажения фронта и среза выходного импульса обусловле-
но:
Рис. 54. Форма выходного
импульса усилителя.
Рис. 55. Схема двухкаскадного им-
пульсного усилителя без коррекции.
ны инерционностью транзистора и паразитными емкостями усилите-
ля, которые характеризуются постоянной времени усилителя в об-
ласти высоких частот тв.
Для однокаскадного усилителя и последнего каскада многокас-
кадного усилителя длительность фронта выходного импульса между
уровнями (0,1—0,9) t/вых.и определяется выражением
« 2,2 тв« 2,2	ЯХ]. (88)
где тв= 1/2л/в; fs==fh2i9hu9lr'6— граничная част( -а крутизны транзи-
стора; Ск — емкость коллекторного перехода; — сопротивление
нагрузки переменному коллекторному току; =СН + СМ — емкость,
учитывающая емкости нагрузки Сн и монтажа См.
Для предварительных каскадов n-каскадного усилителя дли-
тельность фронта определяется формулой
/ф & 2,2 [т^21э +	^21э]»	С®)
где Th2i3-l/2nfw9.
Общая длительность фронта многокаскадного усилителя рассчи-
тывается так:
г—------------------- / п
+ = у с*»
96
где /фг—длительность фронта, обусловленная i-м каскадом усилите-
ля. При одинаковых каскадах, когда /ф4—/ф, общая длительность
фронта
где п — число каскадов усилителя.
Спад вершины выходного импульса происходит за счет раздели-
тельных и-блокирующих конденсаторов Сэ и характеризуется по-
стоянной времени усилителя тн. В тех случаях, когда тн>^и, что на
практике обычно выполняется, относительный спад вершины импуль-
са, обусловленный одним каскадом, определяется выражением
где постоянные времени заряда (разряда) разделительного конден-
сатора Ср и конденсатора Сэ, шунтирующего резистор в эмиттерной
цепи транзистора, соответственно равны:
*ср = Ср (*«+*.<);	(93)
^э = СэРи(1-М + ^х.б1.	(94)
где /?и — выходное сопротивление источника входного сигнала.
В первом каскаде многокаскадного усилителя следует также
учитывать влияние разделительного конденсатора Ср, постоянная
времени которого
твх ~ £р (^и ^вх.э) •	(95)
С учетом конденсатора Ср относительный спад вершины
Общий относительный спад вершины выходного импульса в мно-
гокаскадном усилителе
6 = + 62 Н-------Н 6Л или 6 = пЬ'	(97)
при одинаковых каскадных усилителях.
Используя выражения (88) — (97) при расчете усилителя, выби-
рают транзистор по предельной частоте fh2ia и определяют емкости
Q , £э и Ср. Расчет числа каскадов усилителя и сопротивлений
резисторов производится так же, как в усилителе низкой частоты.
Рассмотрим пример расчета импульсного усилителя при следую-
щих исходных данных: амплитуда входного импульса положитель-
ной полярности Свх.и==5 мВ; амплитуда выходного импульса
£4ых.и=2 В; сопротивление резистора и емкость конденсатора на-
грузки /?н = 750 Ом Сн =70 пФ; длительность импульса /п==5 мкс;
длительность фронта /ф0,1 tn = 0,5 мкс; относительный спад вер-
шины импульса 6^5%; напряжение источника питания Е к=8 В.
7-384	97
Рассчитать усилитель можно в следующем порядке:
1.	Определяем число каскадов и выбираем тип транзистора по
коэффициенту усиления тока базы Л21э по формуле (41)
,	/^вых.и ^вх.э ,
"21треб«^ I/ 7г D «з,
г е/вх.и Ан
где /?вх.э«/111Э = 5004-2000 Ом — входное сопротивление высокоча-
стотных транзисторов, используемых в импульсных усилителях, ко-
торым следует задаться (принимаем Лцэ = 1000 Ом); + =1,24-1,3 —
коэффициент запаса; п — число каскадов.
Имея в виду, что типовые значения коэффициентов /г21э высоко-
частотных транзисторов лежат в пределах 30—100, выбираем два
каскада усиления на транзисторах с общим эмиттером (рис. 55) с
коэффициентом усиления ____________________
, /	2	1000 , А ™
л21э 2^ I/ ------ч—	~ зо.
21 Г 5.10—3 750 ’
2.	Ориентировочно задаемся сопротивлением резистора Як. При
этом следует иметь в виду, что для получения большого коэффици-
ента усиления напряжения Як желательно выбирать сравнительно
большим, для получения же небольшой длительности фронта и среза
импульса его необходимо иметь возможно малым. Обычно в им-
пульсных усилителях принимают:
Як « (2 -- 3) Ян при Яд < 0,5 кОм;
Як ~ (1	2) Ян при Ян = 0,5 — 1,0 кОм.
Принимаем в нашем примере Як =1,5 кОм. При этом сопротив-
ление нагрузки переменному коллекторному току второго каскада
, __	_ 1,5.0,75
11 Як+Ян 1,5+0,75
= 500 Ом.
3.	Длительность фронта импульса, приходящаяся на один
каскад,	_
= 0.5/К 2 = 0,35 мкс.
Используя выражения (88) и (89), определяем предельную ча-
стоту транзистора второго каскада
________________2,2/6_________________
2л/1цэ рф 2,2 Ян Ск h2X3 — 2,2 Сн]
(98)
и для первого каскада усилителя
,	2,2
г ,	,	,	(99)
2л [/ф	2,2ЯН СК/121Э]
где Ян«^к/1цэ/(Як+/111э).
Условиям (98) и (99) удовлетворяет транзистор типа ГТ310А,
параметры которого при /к=1 мА и €7КЭ =—5 В имеют
значения: Лг1эср=45; /1цэ=1 кОм; /л21б=160 мГц; пФ; г'б=*
= 75 Ом; 7jq3q=5 мкА;	мА; /л21э=/л21б/Л21э= 160/45=*
= 3,5 мГц.
98
Для этого транзистора предельная частота fhna согласно выра-
жениям (98) и (99) должна удовлетворять условиям:
>_______________________2,2-75________________________________
'1,113 > 6,28 • 1 • 103(0,35-10~6—2, 2 • 500 • 4 -10-12 • 45—2,2 • 500 • 70  КГ12) ~
« 0,38 мГц;
2,2
f/	1 о	\	3,1 мГц,
6,28 (0,35 — 2,2-600-4-10—12 -45)
которые в нашем примере выполняются.
4.	Определяем режим покоя транзисторов. Выбор этого режима
в импульсных усилителях имеет некоторые особенности по сравнению
с усилителями низкой частоты. При относительно больших ампли-
тудах t/вых.и импульсного сигнала точку покоя П в зависимости от
полярности импульсов целесообразно располагать не посредине, а
в верхней или нижней части рабочего участка динамической входной
и выходной характеристик транзистора. При этом рекомендуется
следующий порядок определения точки покоя.
Находим амплитуду импульса коллекторного тока, необходимого
для получения заданной амплитуды выходного импульса t/вых.и:
j ____ t/BbIX,M
Ки ~ <
Затем согласно условиям
'КА = 0.5'ки + Ркэа! = 0-5Увых.и + 1/3.
где /3 = ((Г, 15^-0,3) /Ки и t/3== (1,52) рКЭнас| —ток и напряже-
ние запаса, необходимые для предотвращения соответственно отсеч-
ки и насыщения коллекторного тока (t/кэнас — напряжение насы-
щения транзистора), на выходных характеристиках транзистора, оп-
ределяем некоторую вспомогательную точку А с координатами /кл
и t/кэА (Рис- 56). Через эту точку проводим линию нагрузки для
рассчитанного сопротивления резистора /?н. Для этого от точки А
откладываем значения Д/к=0,5/ки и At/K^0,5t/Bbix.H, как это пока-
зано на рис. 56, и получаем две точки, одна из которых определяет
режим покоя /кп,^кэп> а ДРУгая — пределы изменения тока /к и
напряжения t/K3. При отрицательной (положительной) полярности
входного импульса точкой покоя для транзистора типа р-п-р являет-
ся нижняя (верхняя) точка. На рис. 56 рассмотрен случай определе-
ния точки покоя П для случая отрицательного входного импульса.
Согласно этому в нашем примере для транзистора второго кас-
када, на вход которого поступает отрицательный импульс, по-
лучаем:
/Ки = 2/0,5 = 4 мА; /кА = 0,5-4 + 0,25-4 = 3 мА;
4/кэа = 0,5-2 + 1,5-1 = 2,5В,
где принято /3 = 0,25/ки; |t/KHac| = l В.
При этом по коллекторной характеристике находим: I кп —
— 1 мА, U кэп =—5,5 В,	— 20 мкА, / кб~6 мА,
7*	99
Переносим точку покоя с выходной на входную динамическую
характеристику и находим 47 гэп=—0,23 В.
5.	Вычисляем сопротивления резисторов, определяющих режим
покоя второго каскада. Оставляя принятое ранее сопротивление ре-
зистора /?к=1,5 кОм, находим:
£К — |^кэп| — 7КП 8 — 3,5—!. 10~3-1,5-103
R32 —------------—	—------------------;----- я 3 кОм;
;Кп + 7бп	(1+0,02)10~3
Л3 =
7 дел
^К-^4
7 дел + 7БП
3,23
0,2-10~3
я 16 кОм;
8 — 3,23
(0,2+0,02) IO-3
« 24 кОм,

где U = |£/бэп( + /ЭГ1Т?з2—0,23-4- (1 + 0,02) • 10~3-3-103^3,23 В и ток
делителя /дел = 10/Бп = 10-0,02 = 0,2 мА.
6.	Коэффициент усиления по напряжению Кг и входное сопро-
Рис. 56. Входная (а) и выходная (б) статические динамические ха-
рактеристики транзистора типа ГТ310А.
тивление /?вхг второго каскада соответственно равны:
/?н	0 5
К2 ~ +гэ р — 45 —	18;
/?ВХ.Э /^3^4 
^БХ2 ЯвХ.э/?з+ЯвХ.эЯ4 + Я3Я4
1,2.16-24
~1 кОм.
1,2-24+ 1,2-16+ 16-24
100
7.	Длительность фронта, обусловленная вторым каскадом,
^2«2,2[TS+/?;cKft2b+7?;<] =
= 2,2[3-10“9 4-500-4-10-12-45 + 500-70-10-12] « 0,3 мкс,
где rs = l/2nfs = ^/2л/111э fh2b =
= 75/6,28-1,2-103-3,5-10е » 3-10~9 с.
При этом согласно выражению (90) допустимое значение дли-
тельности фронта первого каскада
(Ф1 = V 4 - 4г = Ко,5а-О,За = 0,4 мкс.
8.	Амплитуда входного импульса второго каскада
.	^вых.и 2 п и о
С/вх.и2= Т----= — = 0,11 В.
Д 2	1о
Требуемый коэффициент усиления первого каскада
К > ^вх-и2 _	_ оо
^вх.и 5*10
9.	Выбираем точку покоя транзистора первого каскада. Так как
первый каскад работает в режиме малого сигнала, то выбор точки
покоя для него некритичен. Однако при выборе точки покоя следует
учитывать зависимость параметров транзистора от его режима, т е.
задаваться такими значениями /Кпи ^кэп» ПРИ которых коэффи-
циент усиления тока базы hztz и граничная частота сравнитель-
но велики, а емкость коллекторного перехода Ск мала. Обычно сле-
дует ориентироваться на режим, рекомендуемый в справочниках,
т. е. тот режим, при котором определены параметры транзистора.
В нашем примере выбираем точку покоя транзистора первого
каскада /кп~1 мА, U	mkAj 7/g^j-j=-~0,23 В,
10.	Рассчитываем сопротивления резисторов первого каскада
Из выражения (89) находим максимальное значение сопротивления
нагрузки переменному коллекторному току первого каскада
, /Фг-2,2тАиэ 0,4.10-6-2,2-0,05-IO"6
' 2 9r"h-----=--------".'..-19	» 720 Ом>
2,2-4. IO-12.45
гДе Т/121Э = l/^/7213= 1/6,28*3,5*10°	0,05 mkc4
Для получения требуемого коэффициента усиления Kt сопротив-
ление резистора Rн1 должно удовлетворять условию
j KtR^t3 Kthll3 22.1000
khJ > —~ Г------------—--------Г---- ~ 440 Ом*
/121э	^21Э	4э
Принимаем сопротивление /?н1 —600 Ом и находим:
^н!	^н1 ^вх2	0,6*1
Kki =--------г =----------;— ==;—гг = 1 кОм,
*н! ^вх2 ^н!	*
JOI
И далее
Ск — ^кп ЯК1 — |СКэп| 8 — 1.10~3.1,5• 103 — 5
----------------------------------------------------। 5КОМ;
Rai—
Rs
УКП ;БП
ЭП *э! + |^БЭп|
1 дел
£К ^дел ^2
(1-0,02) 10“3
Ы0“3 + 0,23
------------— «8,5 кОм (8,2 кОм);
0,2-10~3
8 — 0,2-10—3-8,2-103
---------------------------------— «13 кОм,
'дел + 'вп (0,2 + 0,02) 10—3
W /дел = Ю/БП = 10-0,02=0,2 мА.
При этом входное сопротивление первого каскада
Rbx.3 Ri R2	1-13-8,2
RbX1 Явх.э R1 + Явх.з Ri + ЯЛ 1ЙЗ +1-8,2 +13-8,2
« 0,83 кОм.
R2 =
11.	Емкости конденсаторов усилителя, обеспечивающие допу-
стимый спад вершины импульса, рассчитываем следующим образом.
Распределяем относительный спад между разделительными конденса-
торами Ср и конденсаторами Сэ в эмиттерных цепях транзисторов.
Имея в виду, что сопротивления в выражениях для постоянных вре-
мени разделительных конденсаторов намного больше, чем в выраже-
ниях для конденсаторов Сэ, относительный спад вершины целесооб-
разно распределить в соотношении
fy?p
при таком условии удается получить не очень большие значения Сэ.
Поинимая в нашем примере 6сэ/6сР = 4, находим бср = 6/5 =
= 0,05/5 = 0,01.
Так как в выражениях для постоянных времени разделительных
конденсаторов значения сопротивлений примерно одинаковы, то
удобно задаться одинаковыми емкостями разделительных конденса-
торов Ср1 = СР2 = Ср =СР. При этом значение емкости Ср определя-
ется по условию
Г 1
1
L Ср (Rh + /?ВХ1) Ср (7?к1 + Rbxz) Ср (RK2 + Rh) _
откуда
: еСр,
₽ ^Ср (#и+ ₽ВХ1 /?К1 + ^ВХ2 Rk2 + Rh)
В нашем примере
5-10—6 /	1
1 , 1
0,01	(2+ 0,83) 103	(1,5+ 1) 103 + (1,5-4- 0,75) 10»
«0,5 мкФ (0,68 мкФ)4
102
Относительный спад, приходящийся на конденсаторы Сэ, 6(79=»
—6ф = 0,05—0,01=0,04. Принимая емкости конденсаторов С9
одинаковыми, вычисляем их
1
1
Q >	___________________ _____________________
[КВХ.б1 + Кц (1 -^21б) ”1" КВХ.б2 4“ #К1 (1 -^21б).
В нашем примере
5-10—6 ’
0,04 [22+2-10»(1—0,98) 'г2б+ 1.б-10»(1 — 0,98).
«3,5 мкФ (4 мкФ),
где для первого каскада
Квх.б1 ~ ^иэ/^21э = 1000/45 « 22 Ом; й21б = ^21э/0 + ^21э) “
= 45/(1 + 45) = 0,98
и для второго каскада
Квх.б2 — ^иэ/^21э — 1200/45 « 26 Ом; ft2j6 — 0,98»
При больших длительностях импульса /и, когда емкости конденса-
торов Ср и Сэ большие, при их расчете удобно задаться емкостями
разделительных конденсаторов Cpi, Ср2 и Ср (10—15 мкФ) и вычис-
лить относительный спад, обусловленный этими конденсаторами:
- ( 1 1 1 \
Ср	тСр1 тСр2 Твх/
Затем следует найти относительный спад, приходящийся на кон-
денсаторы Сэ, и определить их емкости, как это показано выше.
При необходимости согласно выражениям (88) — (90) можно
рассчитать реальную длительность фронта, приходящуюся на каж-
дый каскад /ф1, /ф2, и общую длительность /ф.
Расчет импульсного усилителя с коррекцией. В импульсном уси-
лителе можно уменьшить искажения формы выходного импульса,
применив в нем частотную коррекцию в области низких и высоких
частот.
На рис. 57 изображена схема однокаскадного импульсного уси-
лителя, в которой коррекция в области низких частот осуществля-
ется фильтром низких частот Кф, С$, а на высоких частотах —
эмиттерной частотозависимой отрицательной обратной связью, соз-
даваемой резистором /? э и конденсаторОлМ С3 . Коррекция обычно
применяется в предварительных каскадах импульсного усилителя.
Следует иметь в виду, что ООС можно вводить, имея запас по
усилению, так как в усилителе с ООС усиление напряжения Ко со
меньше, чем в усилителе без обратной связи Ко. Запас по усилению
достигается выбором коэффициента усиления тока базы Л21э больше
требуемого значения h2i3 Треб.
* В импульсном усилителе с коррекцией добиваются уменьшения
длительности фронтов в 1,3—1,4 раза, поэтому с учетом соотношения
103
(89) длительность фронта импульса в усилителе с коррекцией можно
представить в следующем виде:
.	~	~ 2,2Тв _ 1 С L J. г h	~
/ф.кор- ]>35 ~ 135 -	]~
ООО)
L	"21Э J
где т ' рассчитывается с учетом ООС, применение которой эквива-
лентно уменьшению сопротивления резистора RH в
/?21 э.треб/^21э раз.
Рис. 57. Схема однокаскад-
ного импульсного усилите-
ля с коррекцией фронта и
вершины импульса.
Рис. 58 Форма выходного им-
пульса усилителя без коррек-
ции и с коррекцией.
Из соотношения (100) получаем следующее выражение для пред-
варительного выбора транзистора по предельной частоте:
х	0,288
/Л21Э >	,	“
^ф.кор ~ 1 Л21э Л21э.треб^21э
0,288
(101)
^ф.кор 1	^21э.треб
где /ф.кор — заданная длительность фронта импульса в усилителе с
коррекцией.
При коррекции фронта импульса на его вершине может появить-
ся выброс Д£7В (рис. 58). Элементы ОС выбираются согласно выра-
жениям:
р"   , р' ^21Э	^219.Треб
Э 216 Н Л21этребЛг1э ;
__ ^Тв (*э	^вх.б)
^вх.б
где коэффициент k рекомендуется выбирать в пределах 2—3.
104
(Ю2)
(ЮЗ)
Емкость цепи коррекции вершины импульса рассчитывают по
формуле
Сф = ~^,	(104)
“к
где тн — постоянная времени схемы в области низких частот.
Для схемы на рис. 57
Тн тС'э тСр1 ТСр2
а тС'э ~	[*и (1	^21б) + ^вх.б] ’ ТСР1 “ £р1 (*и + *вх)>
тСр2 = Ср2 («„- + *н)-
Сопротивление резистора /?ф выбирают из условия ЯфСф^
>(5-М0)/и,
откуда
>,	.	т
Сф
Остальные параметры схемы усилителя с коррекцией (рис. 57)
рассчитываются так же, как в усилителе без коррекции. При этом
сопротивление температурной стабилизации /?э — 7?э+^э, а сопро-
тивление коллекторной цепи постоянному току равно сумме =
==^к+^ф. Поэтому здесь рассмотрим пример расчета только элемен-
тов коррекции усилителя. Остальные элементы схемы будем полагать
такими же, как в первом каскаде усилителя без коррекции.
Предположим, на выходе усилителя с коррекцией требуется по-
лучить выходной импульс с той же длительностью, что в рассмотрен-
ном выше примере, но с меньшей длительностью фронта /ф = 0,2 мкс.
Пусть выбран один каскад усилителя на транзисторе с коэффициен-
том /121э.треб = 20.
Взяв для получения запаса по усилению транзистор типа П310А
с коэффициентом Л21э=65 и частотой /л21э = 2,5 мГц, проверяем воз-
можность использования его по предельной частоте. Для этого по
формуле (101) вычисляем требуемое значение предельной частоты
транзистора
_____________0,288____________
Мги.треб > 0,2.10—6 — 1,8-4-10—J2-600-20 ~ ’ М Ц’
которая должна удовлетворять условию f^2i3^fh2i3.Tpe6; в нашем
примере это условие выполняется. Согласно выражениям (102) и
(103) определяем сопротивление и емкость цепи ОС:
7?" =0,985-600--5 ~2°- «21 Ом (22 Ом);
э	65-20
,	2-0,2-10-6 (22— 15)
Сэ=----------Г5Г77-------- 0,8* 10—8 Ф(8,2-103 пФ),
22*15
где
’в = тшэ +	С.< (• + Л21э) = 0.63- IO"7 + 600-4- IO-’2 (1 + 65) ~
✓ 0,2 мкс; ^216 = ^213/(1 Ч~Л21э) — 65(1 -рбо) ~0,985; /?вх.б^ ^113/^210 —
105
= 103/65^15 Ом; тл21.)= 1/2л/л21э= 1/6,28-2,5-106^0,63-10~7 с и при-
нят k — 2. Учитывая, что /?э = 3 кОм, находим R3= R3—R3=
= 3-103—22^3 кОм.
Из условия ^-№=^==1,5 кОм определяем сопротивление
/?к =~/?ф. Подставляя значение RK в уравнение (104) и решая
его совместно с (105), получаем следующее выражение для сопро-
тивления резистора фильтра:
_	^5"10Ч.
В нашем примере
1 _ 1 1 1 _ 1 1
ТН *С'э + *Ср1 тСр2	1,4-10~* + 2,6-10~3 +
+ 1,8-10—3 ~ 1,4-10—* 1/С;
<'э = с; К (1 - л21б) + /?в,б] = 4.10-6 [2.103 (1 -
— 0,985) 4- 15] » 1,4-10—* с;
тСр1 = Ср1 (/?„ + /?вх) = 0,68.10—3 (2 4- 1.6) Ю3 « 2,5-10-’с;
тСр2 = Ср2 (Як+ Ян) = °’68-1°-® (1.5 4- 1) « 1,8-10-3 с;
Rbx ос RiR2
^ВХ ОС R1 4~ Rbx ОС ^2 4"	^2
2,4-13-8,2
2,4-13 + 2,4-8,2 + 13-8,2 ~ 1>6 кОм;
*вх ос * *11э + < *21э = ЫО3 + 22-65 « 2,4 кОм;
1,5-103 (5-ьЮ)-5-10-6
«• = “23ММ °" (39°
При этом получаем RK= 1,5+0,39» 1,1 кОм и емкость конденсатора
фильтра
тн 1,4-10-*
Сф =	« "ТУТТ ~ °-127 мкф (°’15 мкф)-
Одну корректирующую цепь /?ф, Сф можно использовать для кор-
рекции искажений вершины импульса нескольких каскадов. При
взаимной коррекции в выражение (104) вместо тп одного каскада
подставляют эквивалентную постоянную времени такв, определяемую
п
по формуле 1/тЭкп=SI/тн», где тю — постоянная времени i-й цепи,
вносящей искажения вершины импульса.
106
Расчет мультивибраторов
Мультивибратором называется релаксационный генератор им-
пульсов, форма которых близка к прямоугольной.
Мультивибраторы могут работать в трех режимах: автоколеба-
тельном, синхронизации и ждущем. Автоколебательный режим и ре-
жим синхронизации близки между собой, так как в обоих случаях
мультивибратор работает как генератор с самовозбуждением. Отли-
чительной особенностью режима синхронизации является воздействие
на мультивибратор синхронизирующего напряжения. В результате
Рис. 59. Схема мультивибра-
тора на р-п-р транзисторах.
Рис. 60. Временные диаграммы
напряжений мультивибратора.
этого частота колебаний мультивибратора изменяется и становится
равной или кратной частоте синхронизирующего напряжения.
В ждущем режиме мультивибратор вырабатывает импульсы толь-
ко тогда, когда на вход его поступают запускающие импульсы, поэто-
му ждущие мультивибраторы называются также одновибраторами и
кипп-реле.
Автоколебательные мультивибраторы (их обычно называют про-
сто мультивибраторами) выполняют функции задающих генераторов,
делителей частоты следования импульсов и т. п. Ждущие мультивиб-
раторы используются как формирователи импульсов заданной ампли-
туды и длительности, а также в устройствах плавной регулируемой
временной задержки импульсов.
Мультивибраторы. Наиболее распространенная схема мультивиб-
ратора на транзисторах р-п-р типа показана на рис. 59, а на рис. 60
приведены временные диаграммы напряжений для случая несиммет-
ричной схемы. Выходными напряжениями мультивибратора являются
Ик.э1 и ик.э2, однако в отдельных случаях могут использоваться и на-
пряжения «6.91 И йб.32.
Методику расчета рассмотрим на примере, когда требуется рас-
считать элементы схемы несимметричного мультивибратора, у которо-
го выходным является напряжение, снимаемое с коллектора транзи-
стора Т\. Исходные данные: амплитуда положительного импульса
£/К1и = 12 В, длительность /И1 = 10 мкс, длительность фронта
мкс, длительность среза /С1^2 мкс, период следования
= 40 мкс, сопротивление нагрузки ^н=2 кОм, максимальная темпе-
ратура окружающей среды /°кр =+40°С.
107
1.	Выбор типа транзистора. Транзистор выбирается по предель-
ной частоте /л21б, максимально допустимому напряжению Г^вмакс
и статическому коэффициенту передачи по току й21э.
Так как скважность определяется выражением Q = 1 +0,23
Анас
то транзистор должен иметь коэффициент передачи по току
^21э п ^нас»	0 Об)
Необходимое значение предельной частоты выбираемого транзи-
стора fh2is находится из следующих соображений. Малое значение
длительности фронта импульса /ф2«т^та + /?кСк получится в том
случае, если постоянная времени заряда емкости Ci отвечает усло-
вию (5-гЮ) т^. Обычно	и поэтому можно принять
/?кС*1 ~ 10 та.
Так как RK=RS то R6Ct Юга .Но /И1 «0,7 R<£i,
‘21Э	21Э
и поэтому
Анас in ~ Ю
0,7^213 ~ Т“ ~ 2л/Л21б *
Используя выражение для после преобразований получаем
О — 1
-----..	(107)
*И1
В нашем примере скважность импульса Q = T//« = 40/10 = 4 и тре-
буемое значение
Zft2i6>5 = 5—~~ = 1,5 МГц.
1U
Необходимое напряжение источника питания 2?к=(1,1 +
4-1,2) С/К1и = (1,14-1,2) 12= (13,2-ь 14,4) В. Принимаем £к =14 В. Тог-
да ^кБмакс^2£к=2-14=28 В. Коэффициент передачи тока вычи-
сляем по формуле (106). Коэффициент насыщения Кнас в мульти-
вибраторе выбирают в пределах 2—3. Меньшее значение брать неже-
лательно, так как увеличивается длительность фронта импульса, а
при большом значении сильно возрастает длительность импульса за
4— 1
счет времени рассасывания. Таким образом, Л21э > ”о~23	=
По рассчитанным параметрам выбираем транзистор МП20А, у
которого: ^кбмзкс^ЗО В; импульсный ток коллектора /ци=300 мА;
обратный ток коллектора /^БО^бО мкА; /л21б=2,0 МГц; /*21э~50+150;
наибольшая температура коллекторного перехода /кмакс = +85°С.
2.	Сопротивление резистора (см. рис. 59)
^Ки
(Ю8)
1К нас
108
Ток коллектора насыщения 7Кнас определяется с учетом темпе-
ратуры окружающей среды по выражению
/^к.макс ^окр	/ 70 — 40
t° — 20° = 300 V 70 — 20 ~ 232 МА’ °9
Минимально допустимое значение выбирать не следует, так как
при этом будет неэкономичным режим работы мультивибратора.
С другой стороны, при малом сопротивлении резистора 7?к уменьша-
ется длительность среза импульса и увеличивается нагрузочная спо-
собность схемы. Поэтому на данном этапе расчета 7?к можно выби-
рать из условия /?к=(0,1~0,15)/?н и после расчета емкостей конден-
саторов Ci и С2 произвести проверку — удовлетворяется ли заданное
значение /С1. Так как /?н=2 кОм, то R«= (0,1 4-0,15)2- 103 = 2004-
4-300 Ом. Принимаем /?к=270 Ом.
3.	Сопротивление резистора R& определяется из условия режима
насыщения открытого транзистора. Поэтому
50-270
R6 =---5—!-' =-------= 6750 Ом (6,8 кОм),
ТСнас
4.	Проверяем выполнение условия температурной стабильности
схемы.
'окр-200	40~20
^КБО макс ~ ^КБО 10	=50*2	« 200 мкА,
^КБОмакс
Сг
200;10~6.6,8.103
------------------= 0,097 « 1.
14
На основании полученного неравенства можно не учитывать
влияния обратного тока коллектора на длительность и период следо-
вания импульса.
5. Вычисляем емкости конденсаторов Сх и С2. Так как с учетом
п. 4 41 ~ 0,7 RqCi и 4г ~ 0,7 RsCz, то
10J°~6	=2100 пФ;
0,7/?б	0,7.6,8.103
Т-/и1	(40—10)-10-6	„ппп
0,7/?б	0,7.6,8-103	6	ПФ>
0,7Лб
Требуемая емкость конденсатора Ci получается при параллель-
ном соединении емкостей 2000 и 100 пФ, а конденсатора С2—6200
и 100 пФ.
6. Проверяем длительности фронта и среза импульса и
^ф2 И /с2«
.	Л 0,16	0,16
гс1 Л 2,3 RKCi « 2,3-270.2100-10“12 = 1,3 мкс;
/с2 » 2,3 /?к Сг » 2,3-270.6300.10~12 = 3,9 мкс,
109
Рис. 61. Схема мультивибрато-
ра на р-п-р транзисторах с
управляемым смещением.
Таким образом, полученные значения и /ci не превышает
заданных.
Недостатком рассмотренного мультивибратора (рис. 59) явля-
ется возможность жесткого самовозбуждения, т. е. такого режима,
при котором мультивибратор не будет генерировать колебания после
включения источника питания. Это происходит вследствие того, что
оба транзистора окажутся в режиме насыщения и условие развития
регенеративного процесса не будет выполняться.
Для исключения жесткого самовозбуждения необходимо исполь-
зовать такую связь между каскадами, при которой транзисторы после
включения не заходят в режим
насыщения.
Этим условиям удовлетворяет
мультивибратор с управляемым
смещением (см. рис. 61), времен-
ные диаграммы которого не отли-
чаются от изображенных на
рис. 60.
Воспользуемся исходными
данными, полученными на с. 107,
и произведем выбор элементов
мультивибратора.
1.	Выбор транзистора произ-
водится так же, как в схеме рис. 59,
поэтому применяем транзистор
МП20А.
2.	Находим сопротивление ре-
зистора

"'/к нас	232-Ю-3
Принимаем 7?к=270 Ом.
3.	Определяем сопротивления резисторов RK и RK. Выбираем от-
ношение d — RK/RK. Для обеспечения лучшего режима самовозбуж-
дения необходимо выбирать d как можно меньше. Однако при малых
d возрастает температурная нестабильность временных параметров
мультивибратора. Обычно d = 0,44-0,6. Задаемся d = 0,5 и находим
R'^dR^O,5-270=135 Ом. /?" = (l—d)RK= (1—0,5)-270 = 135 Ом.
Выбираем = 130 Ом.
4.	Расчет сопротивления резисторов Rq. Для создания мягкого
режима самовозбуждения необходимо, чтобы R6>dh2i (#к+^к) » т. е.
Яб>0,5-20(130+130) =2,6 кОм.
Для обеспечения режима насыщения Ro следует определять по
условию
D	2(130+ 130) ок
Re —--------------= —----------=2,6 кОм.
Кнас	2
Так как полученное значение Rs не удовлетворяет условию мяг-
кого самовозбуждения, то выбираем 1?б=3,0 кОм и проверяем уело-
НО
вне насыщения, которое должно выполняться для получения плоской
вершины импульса:
J. _ *21э(Ак+Дк)	20(130+130)
Киас	R6 ~ З.ю3 ~	'
Полученное значение коэффициента насыщения обеспечивает хо-
рошую форму вершины положительного импульса.
В тех случаях, когда Квас окажется близким к единице, необхо-
димо изменить значение d и сделать пересчет сопротивлений рези-
сторов.
5.	Вычисляем емкости конденсаторов Ci и С2:
С1«-------/«__ =------------= 3030 пФ;
1	/ о \	/	1 чох
/?б1п 2 + -Н 3.103Щ 2 + —
\ R« j k 1307
Т — {1Л	(40—10).IO”6
С2 ~------------1	=	--- L.....	9090 ПФ. -
Re’" 2 + -М 3. IO3 щ (2 + -)
\ /
Выбираем Ci = 3000 пФ, а С2=9100 пФ.
6.	Проверяем длительности среза импульса:
/С1 « 2,3 (r'k + Я") Cj =2,3 (130+130).3000-10~12 = 1,8 мкс;
/с2 « 2,3 (R'K + Я') С2 = 2,3 (130+130) 9100-10—12 = 5,5 мкс.
7.	Длительности фронта импульсов определяются так же, как и
в схеме мультивибратора на рис. 59.
Ждущий мультивибратор. Наибольшее распространение имеет
ждущий мультивибратор с эмиттерной связью (рис. 62), временные
диаграммы напряжения которого показаны на рис. 63.
Выходные импульсы снимаются с коллектора транзистора Т2.
Они имеют отрицательную полярность и лучшую форму по сравнению
с импульсами на коллекторе транзистора
Произведем расчет ждущего мультивибратора для следующих
исходных данных: амплитуда выходных	”	~ ”
тельность импульса /и = 20 мкс; период
= 120 мкс; максимальная температура
= +40°С.
1.	Выбор транзистора определяется
и в мультивибраторе. Предельная частота /д21б	5
<2 = Т//и= 120/20=6, то
импульсов (7Ки=9 В; дли-
следования импульсов Т=
окружающей среды /окр =
теми же параметрами, что
Q —1
---------------» Так как
/либ>5^^= 1,25 МГц.
Напряжение источника питания £к=1,1	« где —
напряжение на резисторе Ri до подачи входных импульсов.
Ш
Обычно принимают ~ (0,2~0,3) Поэтому выбираем «
*«0,25 Ек,и тогда £к^1,5 £/Ки= 1,5-9 = 13,5 В. Принимаем £К==14,5В.
Следовательно, Z7KBMaKC=2£K =2* 14,5=29 В. Требуемый коэф-
фициент передачи по току
Л21э>74>з /Свас*
В ждущих мультивибраторах /(нас ~ 1,2-> 1,4. Тогда й21э>
6—1
>—г* 1,3=28. По рассчитанным параметрам подходит транзистор
0,
МП20А, который был использован в расчете мультивибратора.
Рис. 62. Схема ждущего муль-
тивибратора на р-п-р транзи-
сторах.
Рис. 63. Временные диаграммы
напряжений ждущего мульти-
вибратора.
2.	Рассчитываем сопротивления резисторов /?кз н Ri- Определяем
допустимый ток коллектора транзисторов Г2 в режиме насыщения
при заданной температуре /^=+40° С:
Тогда
Rk2
•^Кнас 300
70 — 40
70 — 20
« 232 мА.
^Ки
^К2нао
9
232-10—3
= 39 Ом д
Принимаем /?К2=270 Ом
Вычисляем Ri по формуле
п	^21Э #к2
*4 --	г	п
(\1Э+*нас) ^К-^1)
0,25-14,5-50-270__________
(50+ 1,3) (14,5 - 0,25-14,5)	• м< м)‘
112
3.	Сопротивление резистора RKi = (2 — 3)Rk2— (2—3)270= (540-т-
4-810) Ом (750 Ом).
4.	Сопротивление резистора R$ определяем из неравенства
^21э ^ка)
50 (750 — 270)
------—---------	18,4 кОм (18 кОм).
R3
91•18-103-50
^нас
Сопротивление резистора
„________^1^219
2“	50-750- 1,3.18.1(Я “
= 5,8 кОм (5,6 кОм).
5.	Сопротивление резистора Rq [6]
Л21Э^к2	50.270
/?б2 =	==--—-----= 10 400 Ом (10 кОм);
А нас	1»3
Проверяем влияние обратного тока коллектора на длительность
импульса:
/КБОмакЛбг 200.10-о.Ю-Юз	х
— U, Lot + I i
Ек	14,5
Таким образом, влияние будет незначительным.
6. Емкость конденсатора С [6]
_____________________________________
—' *
/?К1 + ₽1	^к2+^1
1- Ry-
Rk1 +
C =
2 — /?1
#6^--------
20-10-6
= 740 пФ (750 пФ).
2-U-1— + ——
10.10з1п------1750 + 9!	_270±jl
1______
750 + 91
7.	Проверяем длительности фронта и среза импульса. Длитель-
0,16	3-0,16
ности L « t « Зта = 3~-= ——==0,24 мкс. При таких значе-
™	/Л216	2*10
ниях и tc форма импульса будет вполне удовлетворительной.
8.	Время восстановления, т. е. время заряда емкости С после
окончания обратного переброса
tQ w 4#Ki С я 4.750.740-10~*2 « 2,2 мкс»
Проверяем, успевает ли зарядиться емкость С до прихода следу-
ющего импульса ta~T—ta = 120-—20=100 мкс. Следовательно,
и схема будет успевать возвращаться в исходное состояние задолго
до прихода следующего импульса. Поэтому можно несколько увели-
8—384	ИЗ
чить сопротивления резисторов 7?Ki и Т?и2 с тем, чтобы облегчить ре-
жимы работы транзисторов.
9.	Выбор сопротивления резистора R, емкости конденсатора Ср
и диода Д.
Сопротивление резистора выбирается из условия (5ч-6)1?<ь
Такой выбор обеспечивает малое влияние этого резистора на процесс
переброса схемы. Следовательно, R^ (5-4-6)-750=3,75-4-4,5 кОм.
Принимаем 7? = 4,3 кОм.
Емкость Ср должна за промежуток времени между входными
импульсами успевать разрядиться. Поэтому постоянная разряда этой
емкости должна быть в несколько раз меньше периода следования
импульсов. Обычно принимают:
Ср^ + ЯиХ-^-,
о-:-6
В этом выражении 7?и — сопротивление источника сигнала. Если
оно заранее неизвестно, то его можно принять равным 1 кОм, а при
настройке схемы уточнить и внести поправку на значение Ср:
____________Т__________________120-10~б_________
р< (5 ч- 6) (R + /?и) ~ (5 н-6) (4,3+ 1,0) 103 “
= 3780-н 4530 пФ (4300 пФ).
Диод выбирается по значению допустимого обратного напряже-
ния. В нашем случае подходят диоды Д9В, Д9Г, Д9Д, Д9И и Д9К,
у которых максимальное обратное напряжение £/Обр.макс=30 В>2£к.
Ждущий мультивибратор с эмиттерным повторителем. Сущест-
венным недостатком ждущего мультивибратора с эмиттерной связью
(рис. 62) является то, что время восстановления у него может до-
стигать 25—30% длительности генерируемых импульсов. Объясняет-
ся это тем, что сопротивление резистора 7?к1 в цепи коллектора тран-
зистора Ti не может быть малым, а это вызывает увеличение вре-
мени заряда конденсатора С. От этого недостатка свободна схема,
приведенная на рис. 64. При генерировании импульса времязада-
ющий конденсатор С работает в тех же условиях, что и в обычном
ждущем мультивибраторе. После окончания этапа формирования
импульса начинается заряд конденсатора С не через резистор
а через выходное сопротивление ЭП, которое существенно меньше
7?к1. Поэтому время восстановления значительно сокращается. Это
позволяет увеличить частоту повторения импульсов и улучшить их
форму на коллекторе транзистора Т\ (рис. 65). Произведем расчет
ждущего мультивибратора с ЭП.
Исходные данные: амплитуда выходных импульсов ^^и=9 В;
длительность импульса /и=20 мкс, период следования импульсов
Г=120 мкс; максимальная температура окружающей среды ==
= +40° С.
1.	Выбор транзисторов основной схемы производится так же, как
при расчете схемы рис. 59:
Т 120	,	. Q —1	6—1
« = -— = -^-=6; Д«б>5—- = &- •	= 1,25 МГц,
tи	ZU	t и	с. • 1 и ”
= М Ки + 4) = 1 •1 G'kh + 0.25 £к)
114
или
Ек я 1,5£/Ки, СЛ =0,25Ек;
К ’ г\и *	*\
Таким образом, Ек ~ 1,5 • 9 — 13,5 В.
Выбираем Ек=14,5 В; €/1 = 3,6 В; ^квмакс:=2Ек=2-14,5=29 В.
Требуемый коэффициент усиления по току
.	в"1 ]
Л21Э	0,23 ^нас 0,23
При применении эмиттерного повторителя можно выбирать тран-
зисторы, у которых коэффициент усиления по току меньше рассчи-
танного значения, либо при том же значении /?21э получать большие
значения Q. В данном примере расчета выбираем транзистор МП20А.
Рис. 64. Схема ждущего муль-
тивибратора на р-п-р транзи-
сторах с эмиттерным повтори-
телем.
Рис. 65. Временные диаграммы
напряжений ждущего мульти-
вибратора с эмиттерным по-
вторителем.
2.	Рассчитываем сопротивления резисторов /?К2 и Допустимый
ток коллектора в режиме переключения при /°кр=+40°С /ц2нас~
« 232 мА. Поэтому
/?к2 > —~'КИ =----------= 39 Ом.
ZK2i,ac 232-10~?
Выбираем R,.2=270 Ом.
n = и1 Л2!Э #К2=	3,6-50-270
+	(50-)- 1,3) (14,5 — 3,6)
„	=84,6 Ом.
Принимаем /^ = 91 Ом.
8*
П5
3.	Выбираем сопротивление резистора	7?1;1 = (2—3)/?К2 =
= (2-3)270 = 5404-810 Ом (750 Ом).
4	Рассчитаем сопротивления резисторов делителя:
D	50(750 - 270)
R3 <----------~----------------------------= 18,4 кОм (18 кОм);
Лнас
_ __МЛ1Э____________________91-18-103-50	__
2“ Л2Л-*насЯ3~ 50.750- 1,3.18.103
= 5,8 кОм (5,6 кОм).
5.	Сопротивление резистора /?б2 определяется из выражения
А»1ЭЛк2 50-270
Яба = —т;-----=---------— = Ю.4 кОм (10 кОм).
Лнас
Проверяем влияние обратного тока коллектора на длительность
импульса
^БОмаксЛба _ 200.10-3.10-1Q3 _
“	- —	t л П	— V, 10 / < 1 :
14,5
6.	Транзистор для ЭП выбирается тот же, что и для основной
схемы, т. е. МП20А.
7.	Сопротивление резистора R3 рассчитывается по формуле
Rs х ---1Э Ек ~ /к3доп ,	(ПО)
^КЗдоп (^21 э + 9
где /кздоп — максимально допустимое значение коллектора тока
транзистора Т3 в режиме усиления при максимальной окружающей
температуре.
Для транзистора МП20А /Кмакс при температуре 20°С равен
50 мА. Поэтому
Г 70 — 40
7	= 50 Л/ —---------- = 39 мА,
КЗдоп	70 — 20
Следовательно,

50.14,5 — 39.10-3.750
39-10—3 (50+1)
- =350 Ом (330 Ом),
8.	Разряд конденсатора С проходит через выходное сопротивле-
ние ЭП, которое примерно равно Лцб. Так как /1цб</?б2, то постоян-
ния времени разряда С оказывается такой же, как в обычной схеме,
т. е. С/?б2. Поэтому
/1,1
2_ р I--- -L -
D , \RK1 + Ri Rk2 + R1
R6z In-----о-----
Rki + Ri
=----------------7~~\-------------i----Г = 740 пф <750 пф)’
2 — 91|----------1-----------1
10.10з1п ------^0 + 91	270 + 9J
1______
750 4- 91
9.	Длительности фронта и среза импульса в этой схеме оказыва-
ются несколько большими, чем в обычной схеме, и их можно оценить
соотношением:
/ « t0 « (3,5-:- 4,0) та = (3,5-+- 4,0)-0,16-10~6 = 0,56 +-0,64 мкс,
10.	Время восстановления
tB я 4С (hue 4- т ~~т +	==
\	“21Э "Г *	J
19/	750	\
= 4-750-10”12 ( 25 4- —~—г+91 1^0,4 мкс,
\	50 + 1	/
Таким образом, время восстановления настолько мало, что его
можно не учитывать. Кроме того, при таком tB форма импульса на
коллекторе транзистора Тх будет практические прямоугольной и этот
импульс можно использовать как выходной.
11.	Выбор емкости конденсатора Ср. Поскольку этот конденсатор
должен успевать разряжаться в промежутке времени между им-
пульсами, то
Ср (ЯИ + /?1)< 7^-7:
5-^-6
Следовательно,
______________________Т_________________120-10—в________
Ср < (5 +- 6) (R„ + йг) ’ ~ (5 +- 6) (1000 + 91) ~
= 0,0182 +- 0,0218 мкФ (0,02 мкФ),
Особенности применения в мультивибраторах дрейфовых транзи-
сторов. Для генерирования коротких импульсов в схеме мультивиб-
ратора должны использоваться высокочастотные дрейфовые транзи-
сторы, у которых при обратном напряжении на эмиттерно-базовом
переходе Unp возникает обратимый электрический пробой. Ток базы
закрытого транзистора резко возрастает, а постоянная времени раз-
ряда конденсатора (Ci или С2 в мультивибраторе и С в ждущем
мультивибраторе) резко уменьшается. В конце разряда, когда базо-
вое напряжение становится равным Uapt пробой прекращается и раз-
ряд происходит с обычной постоянной времени. Однако скорость раз-
ряда оказывается малой вблизи напряжения Мб.э^0 и стабильность
работы мультивибратора значительно ухудшается. Кроме того, это
явление значительно уменьшает скважность генерируемых импульсов.
117
Примерный вид изменения напряжения на базе закрытого транзи-
стора показан на рис. 66.
Длительность импульса в мультивибраторе на дрейфовых транзи-
сторах определяется выражением CRs In (1 + £/пр/£к), Поскольку
Unp^ (0,14-0,3)Е^> то /и ~ (0,14-0,3) СТ?б, т. е. значительно меньше,
чем при использовании бездрейфовых транзисторов.
Мб.э
Рис. 66. Временная диаграмма
напряжения на базе мультиви-
братора на дрейфовых транзи-
сторах.
Рис. 68. Временные диаграммы
напряжений мультивибратора
на дрейфовых транзисторах с
отсекающими диодами.
Рис. 67. Схема мультивибра-
тора на р-п-р дрейфовых тран-
зисторах с отсекающими дио-
дами.
Рис. 69. Схема ждущего муль-
тивибратора на р-п-р дрейфо-
вых транзисторах.
Для исключения пробоя в цепи баз транзисторов необходимо
включать диоды (рис. 67). Временные диаграммы напряжений этого
варианта мультивибратора показаны на рис. 68.
Сопротивление резистора R и напряжение источника смещения
определяют при
{/>£Б-Я7КБОмакс >0.	(111)
Ек
Rx 1,5 —	.
ЕК
Напряжение на базе транзистора после отпирания диода уменьшает-
ся при выполнении неравенства £к/?>£Б£о- Принимая (7«1,5(£Б—
—ЛсБОмакс^) и£кЛ«1,5£Б/?6, находим:
£б «0,67----------------—
, . е 2КБОмаксхб
1—1,5-------
118
При выборе диодов следует руководствоваться следующим: мак-
симально допустимый прямой ток должен быть больше тока базы
открытого транзистора; обратное напряжение должно быть не менее
напряжения источника питания Ек.
Методику определения параметров мультивибратора на дрейфо-
вых транзисторах рассмотрим на примере. Возьмем транзистор
ГТ320А, у которого /Кмакс=150 мА, 7КБО=10 мкА, ^КБмакс=20 В,
/1213=20—80, U—3 В. Значения параметров мультивибратора: =
= 150 Ом, Лб=2 кОм, /КБомакс=80 мкА (ПРИ /окр=+60°С)-
1.	Определяем напряжение источника питания Ев и сопротивле-
ние резистора R:
£Ь*0-67-----------ю.ю-.гио. "2В'
’-'•6--------5-------
2
Я 1,5 — 2-103 = 600 Ом.
2.	Ток базы открытого транзистора
, Ек 10	.
'Бмакс ~	~ 2.ЮЗ	1
3.	Выбираем диод Д9В, у которого ^пр макс = 54 мА, Uo6p—20 В
(при /окр = +60°С)-
При использовании дрейфовых транзисторов в схемах ждущих
мультивибраторов диод включается в цепь базы того транзистора,
напряжение на базе которого в процессе работы может оказаться
больше пробивного.
На рис. 69 показана схема ждущего мультивибратора с эмиттер-
ной связью. Коммутирующий диод Д2 включен в цепь базы транзи-
стора Т2. Положительное напряжение на базе транзистора 7\ не
превышает 0,3—0,5 В и поэтому пробоя цепи базы не произойдет
(во всяком случае всегда можно рассчитать схему так, чтобы это на-
пряжение было меньше С7Пр) -
Дополнительный источник питания в этой схеме включать не
надо, так как положительное напряжение на базе транзистора Т2
обеспечивается падением напряжения на резисторе
Мультивибратор на полевых транзисторах. Высокое входное со-
противление полевых транзисторов (ПТ) позволяет конструировать
мультивибраторы на очень низкие частоты повторения импульсов при
малых емкостях времязадающих конденсаторов. Благодаря этому
форма выходных импульсов оказывается менее искаженной, а скваж-
ность больше, чем в мультивибраторах на БП транзисторах.
Для автоколебательных мультивибраторов наиболее подходят
ПТ с управляющим р-п переходом, так как во время заряда кон-
денсаторов напряжение на участке затвор — исток приложено в пря-
мом направлении и поэтому сопротивление этого участка мало и ма-
лым становится время заряда конденсаторов.
Схема мультивибратора на ПТ с управляющим р-п переходом и
каналом p-типа изображена на рис. 70. В этом мультивибраторе через
резисторы Д3 подается небольшое отрицательное напряжение на за-
119
твор относительно истока, что повышает стабильность периода коле-
баний и длительность выходных импульсов (так же как в ламповом
мультивибраторе с «положительной» сеткой), В отличие от мульти-
вибратора на БП транзисторах работа устройства не нарушается,
если резисторы /?3 включить между затвором и общей точкой (схема
с «нулевым» затвором).
Временные диаграммы работы несимметричного мультивибрато-
ра показаны на рис. 71. В основных чертах принцип действия этого
мультивибратора такой же, как и у лампового. От мультивибратора на
БТ его отличает то, что во временно устойчивых состояниях равно-
весия разряд конденсаторов происходит практически только через
резисторы /?3 и не до нулевого на-
пряжения, а до значения, при кото-
ром напряжение на затворе стано-
вится равным напряжению отсечки
ОзИотс (обычно ^зиотс^1-^6 В)-
Рис. 71. Временные диа-
граммы мультивибратора
на полевых транзисторах с
управляющим р-п перехо-
дом и р-каналом.
Рис. 70. Схема мультивибратора на
ПТ с управляющим р-п переходом и
р-каналом.
Исходные данные: период следования выходных импульсов Т==
= 1000 мкс; длительность выходных импульсов /ш = 100 мкс; длитель-
ность среза импульса tCi15 мкс. Амплитуда выходных импульсов—
максимально возможная.
1.	Выбор транзистора. Для обеспечения временно устойчивых со-
стояний равновесия необходимо выбирать транзисторы, у которых
^СИмакс 2 5
^ЗИотс
где ^симакс — максимально допустимое напряжение сток — исток;
^зИотс“~ напряжение отсечки.
По справочнику [4] выбираем ПТ КП103Л, имеющий следующие
параметры: при напряжениях (7СИ = Ю В и ^зи = 0 ток стока =
= 3,04-6,6 мА, крутизна характеристики S= 1,8-^3,8 мА/B; ток затво-
ра /3ут^20 нА. Кроме того, входная емкость Сци<20 пФ, проход-
ная емкость С12и^8 пФ и рассеиваемая на коллекторе мощность Р =
120
3-6,6
* 3,33 — 3,48В.
= 120 мВт. Рассчитываем средние значения напряжения отсечки и
входного сопротивления:
^зиотс ~2 s ~ 2 1,8 н-3,8
Для расчета принимаем ^зиотс~3>4 В. Это значение удовлетво-
рительно согласуется с усредненными выходными характеристиками
КП103Л (рис. 72). Проверяем отношение
^СИмакс __	2 94 > 2 5
^ЗИотс
Среднее значение входного сопро-
тивления
^зи ю
Гвх ~	~ on ify—Q* ~ 500 М(М
* Зут	*9
2.	Выбираем сопротивление ре-
зисторов Rc из условия получения
максимальной амплитуды импульса.
Для этого по уравнению ис.и = и3.и —
—^зИотсстР°ится кривая, определяю-
щая границу между «триодным» и
«пентодным» режимами ПТ (штрихо-
вая линия на рис. 72). Принимая на-
пряжение на затворе открытого тран-
зистора изи ~0, проводим прямую
через точку пс.и = ^3>иОтс ПРИ из.и«
»0 и точку ис.и«1/с.ИмаКс «
^£с~10В (точки М и N на рис. 72).
Проверяем мощность, рассеиваемую
в стоковой цепи открытого транзи-
стора (точка М):
Рис. 72. Выбор сопро-
тивления резистора Rc в
мультивибраторе по вы-
ходным характеристикам
транзистора КП103Л.
Р = 1С 1/си = 4,5-10—3-3,4 =
= 15,3 мВт < Рмакс;
Амплитуды выходных импульсов
^СИ1 ~ ^СИ2 ~ £с - ^ЗИотс =10 — 3,4 = 6,6 В;
Принимаем ^сИ1 ^^СИ2~6,О В и рассчитываем
_ ^СИ1 6,0
Rc = —------—----------г = 1,33 кОм (1,3 кОм).
7с	4,5-10“““3
3.	Вычисляем емкость большего из конденсаторов С2 (см.
рис. 70). Она должна быть такой, чтобы за время /«i он успевал за-
рядиться. ПОЭТОМУ ЗСг^с^и! или
/И1	100-10—6
Сг < ~	. ,пз = 25 600 пФ (24 000 пФ).
3/? q	3 • 1,3 • 1С/
121
4.	Сопротивления резисторов
ЕС + ^Си2
ЕС + ^ЗИотс
(1000 — 100) > ю—g
24 000-10—12 In
10 + 6,0
10 + 3,4
— 208 кОм (200 кОм):
Полученное значение сопротивлений резисторов R3 удовлетворя-
ет двум условиям: оно значительно меньше входного сопротивления
транзистора (гВх«500 МОм) и значительно больше сопротивления
открытого р-п перехода. Первое условие важно с точки зрения ма-
лого влияния входного сопротивления транзистора на период следо-
вания импульсов, а второе — для обеспечения на затворе (относи-
тельно истока) напряжения открытого транзистора, близкого к нулю.
5.	Емкость конденсатора
100.10-*
р __ ___________
• w + 34
= пФ (2700 пФ),
6.	Длительность среза импульса
fcl «3,0.^сС1 = 3,0-1(3-103-2700-10-12= 10,5 мкс < /с1зад:
7.	Условие самовозбуждения*
Амин “ ^^экв > 1 > где
1_____1_
Rbkb	Ri
Поэтому
1
Rc
Аз	Г вх	цс
ГВХ Лс) .
/смвн « 1,8-10—3-1,3-103 = 2,34>1.
8.	Длительности фронта импульса
/ф1 ~ ^ф2 ~ 3RC С*о, где Сд ~ Сци + Cj2i + С^ = 20+8+20 = 48 пФ;
/ф! « /ф2 » 3-1,3.103-48.10~12 « 0,187 мкс;
при этих значениях /ф1 и /ф2 форма импульсов будет хорошей.
Расчет триггеров
Триггером называется устройство, имеющее два устойчивых со-
стояния равновесия. Переход триггера из одного состояния в другое
происходит под воздействием внешнего (пускового) импульса.
* Для мультивибраторов на БП транзисторах проверка не про-
водилась, так как условие самовозбуждения, требующее выполне-
ния неравенства	всегда реализуется.
122
Электронные триггеры выполняются как по симметричной, так
и по несимметричной схемам. Симметричные триггеры широко исполь-
зуются в схемах электронных реле, счетчиках импульсов и т. д. Не-
симметричные применяются в качестве формирователей напряжений
прямоугольной формы и в схемах сравнений напряжений.
F Симметричные триггеры. Они различаются по способам запуска
и получения напряжения смещения.
По способам запуска различают: триггеры со счетным и раздель-
ным запуском, со счетным коллекторным и базовым запуском, со
Рис. 73. Схема симметричного
триггера на р-п-р транзисторах
с внешним источником смеще-
ния.
Рис. 74. Временные диаграммы
напряжении симметричного триг-
гера при счетном коллекторном
запуске.
счетным управляемым и неуправляемым базовым запуском. Каждая
из этих схем может быть с внешним источником смещения или с ав-
томатическим смещением.
Способ запуска необходимо учитывать при выборе транзистора по
частоте. При счетном неуправляемом запуске максимальная частота
переключений триггера FTP.MaKc^0,35 fn2i6, а при раздельном счетном
коллекторном и управляемом счетном запуске на базы Т’тр.макс^
^0,7 fh2i6.
Схема с автоматическим смещением имеет меньший коэффициент
использования напряжения источника питания и обычно применяется
в тех случаях, когда во всех устройствах есть только один триггер.
Триггер со счетным неуправляемым запуском на базы используется
редко, так как обладает низким быстродействием.
Рассмотрим случай коллекторного запуска, соответствующий по
режиму работы раздельному. Расчет триггера с управляемым счет-
ным запуском на базы аналогичен расчету триггера с коллекторным
запуском и может проводиться по тем же формулам.
Пример 1. Схема симметричного триггера с коллекторным
счетным запуском изображена на рис. 73, а на рис. 74 — временные
123
диаграммы его работы. Выходными напряжениями являются «к.э1
И ^к.э2’
Исходные данные-: амплитуда положительных импульсов UКи—
= 10 В; длительности фронта и среза импульса ^ф«/с^0,8 мкс; час-
тота следования пусковых импульсов Гп = 550 кГц; максимальная
температура окружающей среды /°кр = +50°С.
1.	Выбор транзистора. Определяем требуемое напряжение источ-
ника питания £к= (1,14-1,2) ПКи= (1,14-1,2) 10=114-12 В. Принима-
ем Ек=12 В. [/КБмакс>2Ек=2-12 = 24 В.
Требуемое значение предельной частоты
, F„ 550-103
= 790 кГц.
В данном случае подходит транзистор МП40А, у которого
^КБОмакс ~3® В, h213=204-40,	МГц,	мкА,
= 40 мА, макс=85°С.
2.	Определяем сопротивление резистора /?к. Допустимый при за-
данной температуре ток коллектора:
^Кдоп
^Кмакс
= 40
Л85-50
V 85-20
= 29 мА;
^Ки	10
Як > —-— =--------------- = 345 Ом (560 Ом);
7Кдоп	29-10”3
2.	Находим сопротивление резистора Re. Задаемся напряжением
источника £б в пределах от 1 до 2 В. Принимаем Ев =1,5 В. Опре-
деляем максимальное значение обратного тока коллектора:
ZOKp~~2Q°	50—20
Лево макс = ^КБО ’2	'°	~	™ мк^
Кб < - Еъ----------=------ = 12,5 кОм. (112)
^КБО макс 120-10
Уменьшение сопротивления резистора Re повышает темпера-
турную стабильность схемы и уменьшает время восстановления. По-
этому выбираем /?б=8,2 кОм.
3.	Рассчитываем сопротивление резистора делителя RK.e. Для
схемы триггера Лнас = 1,54-2,0. Принимаем /(нас = 1,7 и находим:
‘2
^вас , £б к in?
Л21ЭЯк Яб	20-560 ~8,2.10*
560 =
= 5,44 кОм (5,1 кОм)/	(113)
124
4.	Емкость ускоряющих конденсаторов
1,5	0,23	0,23
С « —------— = "7-----— = —г— = 410 пФ (390 пФ), (114)
2^л,1Лк	fh..,RK	Юв-510	v 7
5.	Длительность среза импульса
/с « 3CRK = 3-390-10~12-560 = 0,66 мкс;
6.	Время восстановления
tB ~ зс п~Т++'~ = 3,0-390-10-12 82-5,1 - юз = з б7 мкс.
/?б + /?к.б	8,2+5,1
Полученное значение времени восстановления оказалось больше
периода следования пусковых импульсов Гп= 1/Fn = 1/550-103 =
= 1,8 мкс. Однако это не нарушит нормальной работы триггера, так
как следующий пусковой импульс можно подавать спустя время,
равное /и4-/с, которое меньше Тп.
Время восстановления необходимо учитывать в тех случаях,
когда предъявляются высокие требования к чувствительности триг-
гера. Но тогда нужно использовать схему с базовым запуском [6].
7.	Рассчитываем параметры пускового импульса. Амплитуда
тока пускового импульса выбирается из условия /вх и ~ /Кнас ~
«£кЖ= 12/560=21,5 мА. Амплитуда напряжения пускового им-
пульса при коллекторном запуске выбирается из условия 1/ах и «
«£к/2«6 В. Время рассасывания
Анас-1 f __ 0,16
Та j	1 Кнас 1П6
•'пуск
1,7—1
*21,5	11 мкс.

21,5
подготовки /п ~ 1,3т а	1,3-0,16/106 ~ 0,21 мкс. Время регене-
Время
рации (опрокидывания) /рег ~та=0,16 мкс.
Таким образом, длительность пускового импульса /и~/р+^п4~
4-/Рег ~ 0,114-0,214-0,16=0,48 мкс.
8.	Максимальная частота следования входных импульсов
F	=......к =_______________!______=
П'МакС Тмив /и + /с (0,48+ 0,66). 10~•
= 880 кГц > Гп.зад>
9.	Расчет элементов цепи запуска
Я > 5/?к = 5-560 = 2800 Ом (3,0 кОм);
с < 1 ____________________________________1_________=
р (2-.-3)/?	(2-5-3) FnR (24-3) 550-103.3.103
= 202 ^303 пФ (270 пФ),
Диоды в цепи запуска должны работать при /°кр ^4-50°С, до-
пускать ток /д^21,5 мА и выдерживать обратное напряжение
^обр^12 В. Этим требованиям отвечают диоды Д9В.
Пример 2. На рис. 75 изображена схема симметричного триг-
гера с коллекторным запуском и автоматическим смещением. Вре-
125
менные диаграммы работы этой схемы соответствуют рис. 74. Произ-
ведем расчет элементов схемы рис. 75.
Исходные данные: амплитуда положительных импульсов £/ки =
= 10 В; длительность фронта и среза /ф^/с~0,8 мкс; частота сле-
дования пусковых импульсов Л1 = 550 кГц; максимальная темпера-
тура окружающей среды /окр=+50°С.
1.	Выбор транзистора. Требуемое напряжение источника пи-
тания
£к = (1,1 ^1,2)</Ки + ^/Эмакс.
Рис. 75. Схема симметричного триг-
гера на р-п-р транзисторах с автома-
тическим смещением.
^Эмакс	В, так как это напряжение выполняет ту же роль,
что и источник питания £Б (см. рис. 73). При С/Эмакс = 1,5 В имеем:
Б*, = (1,14-1,2) 10+1,5= 13,5 В. Принимаем Ек=13 В. Поэтому
^КБмакс^2£*к =2-13=26 В. Выбор транзистора по частоте произ-
водится по тем же соотношениям, т. е. /^216 = 790 кГц. Таким обра-
зом, транзистор МП40А пригоден и в этом случае.
2.	Определяем сопротивление резистора RK. В предыдущем при-
мере было найдено, что /кДОп=^29 мА, следовательно,
£к >	= 345 Ом (560 Ом),
7Кдоп
3.	Сопротивление резистора
R3 ’-у-— =	-- =51,6 Ом (56 Ом),
'кдоп 29 .Ю-з
4.	Сопротивление резистора
R	=	13-56
6 '	) Ломакс + 560) 120-10-«
= 9,86 кОм (9,1 кОм).
126
5.	Сопротивление резистора /?к б.
Так как RQ<^RK, то
^21Э
RK-6* *на<Л + *21Э*э
20-560-9,1 -103
1,7-9,1 • 103 + 20-56
— 560 ~ 5,8 кОм (5,6 кОм);
Рис. 76. Схема несимметрично-
го триггера на р-п-р транзи-
сторах.
Рис. 77. Временные диаграммы
напряжений несимметричного
триггера при гармоническом вход-
ном сигнале.
6.	Рассчитываем время восстановления. Выбор емкости ускоря-
ющих конденсаторов производится так же, как и ранее. При С=
=390 пФ время восстановления
tB « ЗС-^б7?к-6 =3.390.10-12-
/?б + Rk.
9,1»103-5,6-103
9,1 • 103 + 5,6-103
МКС в
8. Емкость конденсатора
Сэ> (3-ь5)
CRK
R*
= (3-^-5)
390-IO-12-560
56
= 11 700-4-19 500
пФ.
Принимаем Сэ = 0,012 мкФ.
Остальные параметры схемы практически не отличаются от по-
лученных в триггере с внешним смещением.
Несимметричный триггер или триггер с эмиттерной связью (триг-
гер Шмитта) широко применяется для преобразования синусоидаль-
ного напряжения в прямоугольные импульсы и в качестве дискрими-
натора (различителя) амплитуд или сравнивающего устройства.
Схема триггера представлена на рис. 76, а временные диаграм-
мы при синусоидальном входном напряжении — на рис. 77. На этом
127
рисунке: Cq и ci — пороги (уровни) срабатывания триггера; ЕСм —
эквивалентное начальное смещение [12].
Произведем расчет триггера. Исходные данные: амплитуда по-
ложительных импульсов £/вых.и = 14 В; частота входного гармониче-
ского напряжения FBX = 800 кГц; длительность фронта и среза вы-
ходных импульсов /ф~/с=^0,3 мкс; максимальная температура
окружающей среды /°кр = +50°С.
1.	Выбор транзистора производится так же, как в симметрич-
ном триггере, т. е. по ^кБмакс и fh2i6. Напряжение источника пита-
ния (1,14-1,2)£/Вых.и+ £Лмакс» где £Лмакс—максимальное на-
пряжение на резисторе Ri. Обычно бЛмакс ~ 1,5-ь3,0 В. Выбираем
£Лмак<;=2 В и находим £к = 1,2‘ 14+2 = 18,8 В. Принимаем £к=19 В.
Следовательно, £/КБмакс ^2Ек = 38 В.
Предельная частота ^/+/0,7=800/0,7 = 1,14 МГц; по этим
данным выбираем транзистор МП21В, у которого /+16=1,5 МГц,
^21Э = 20+100, ^ЦБмакс“40 В, I =50 мкА, /кмакс—50 мА.
2.	Находим сопротивления резисторов /?К1, /?к2, Ri. Максималь-
но допустимый ток коллектора транзистора Т2 при ^кр=+50°С:
г _______ т 1 / ^к.макс ^окр -ж / 85 — 50 Л .
7Ц2доп 7Кмакс I/ ~3	=50 1/ —----------—	37,0 мА;
Г ?к.макс	у оо 2U
Як2 >	“ з = 378 Ом (390 Ом);
'К2доп 37*10—4
7?к1 выбирается из условия: /?к1=(2-+
Сопротивление резистора 7?Ki выбирается из условия: /?к1=(2-+
^4)7?к2= (2^-4) *390 = 780+-1560 Ом
Принимаем /?К1 = 1 кОм. Сопротивление резистора==у^^-с =
* Ц2доп
= Ч77^Г = 54 Ом<56 Ом)-
3.	Выбираем сопротивления резисторов Re и /?к.б:
£к
R6 < (R, + RK1) / ЦБОмакс
f -20°	50~20
QKP	Ю
= 400 мкА,
(Н5)
КБОмакс “ ^КБО 2	10’
= 50*2
отсюда
56*19__________
R6 < (56+ 1000). 400* 10—6
= 2,50 кОм (2,2 кОм);
20.2,2-103-390
< 7----п Д » = on г^-гояоо' = 5,18 кОм (5,1 кОм); (116)
^213	«О* Ои + лоии
128
4.	Вычисляем сопротивления резисторов делителя
<_______________^21 э Ек1 Ек____________
^к2 Ек + Л21 э	(^1 + ^к2) ;КБОмакс
20.56. ыо3.19
----——-------------—-----------------= 2.6(
390-19 + 20-1 • 103 (56 + 390)-400-10“6
Принимаем /?2=2,4 кОм.
Л2|Э^к1^2	20-1 • 103’2,4-103
«0 + 20-56	13,0 кОи (13 кОм): (1 IS)
5.	Максимальное значение емкости ускоряющего конденсатора С
выбираем при выполнении неравенств:
ИЛИ
где
2’3/?экв	5FBX 7?экв
Гвх	_	1
2-3(/?к1 + Я1)	6Fqx(Rk1 + Ri) '
п „ #к.б #б
ЭКВ“*к.б+Яб;
О,I
В нашем случае 7? ЭКВ— 1 . о	1, 54 кОм, а 7?к1+/?1 = 1000 + 56=
о,1 +” 2,2
= 1056 Ом, т. е. 7?Экв> (Як1+/?1). Поэтому
1
С <------------ =----------2--------= 135 пФ (130 пФ)}
6РвхЯэкв 6.800.103-1,54-103	v '
6.	Длительность фронта и среза импульса
/ф « /с « 2т~ = 2 —;---=2--------------= 0,214 мкс;
^fh2i6 2л.1,5.106
Полученные значения /ф и tc меньше заданных.
7.	Амплитуда выходных импульсов
р	390
^вых.и pip = 19	=s 16,6 В > (7Вых.и.зад; (119)
Ki + RK2 об + 390
Симметричный триггер на полевых транзисторах. В симметрич-
ных триггерах применяются полевые транзисторы как с управляющим
р-п переходом, так и с изолированным затвором (МДП транзисто-
ры). Свойства ПТ МДП типа с индуцированным каналом и особен-
ности их характеристик позволяют конструировать триггеры с непо-
9—384
129
средственными связями, отличающиеся малым числом элементов,
высоким быстродействием, надежностью и более удобными (по срав-
нению с другими типами триггеров) для интегрального исполнения.
Триггеры на ПТ с управляющим р-п переходом ни по схеме, ни
по методике расчета не отличаются от ламповых аналогов.
На рис. 78 изображена схема симметричного триггера со счет-
ным запуском на МДП транзисторах с индуцированным каналом
p-типа. Отличительной особенностью этой схемы является непосред-
ственная связь между стоком транзистора Tt и затвором транзисто-
ра а также между стоком Т2 и затвором 7\. Временные диаграм-
Рис. 78. Схема симметричного
триггера на полевых МДП-тран-
зисторах с индуцированным р-ка-
налом.
Рис. 79. Временные диаграммы
симметричного триггера с непо-
средственной связью на МДП-
транзисторах.
мы работы при счетном запуске показаны на рис. 79. Из этих диа-
грамм видно, что форма напряжений излщ и ис.и2, п3.и2 и нс.и1 оди-
наковая, а искажения формы импульсов определяются только влия-
нием паразитных емкостей.
Расчет триггера. Исходные данные: частота следования пуско-
вых импульсов Рпуск= 1 МГц; длительность среза выходных им-
пульсов tc ^0,2 мкс; емкость нагрузки Сн —30 пФ; амплитуда вы-
ходных импульсов — максимально возможная.
1. Выбираем транзистор КП301Б, имеющий следующие данные:
ток затвора /Зут ^0,3 нА, при 1/сИ =0 и (7ЗИ =30 В; начальный
ток стока /снач^0,5 мкА, при (7СИ = 15 В и i73H =0; ток порога
/спор^ИО мкА при ^зи=6,5 В и (7СИ =15 В; статическая крутизна
характеристики 5=1,0 мА/B при /с = 5 мА и ^сИ = 15 В; входная и
выходная емкости Сци = С22и^З,5 пФ; проходная емкость С12и=С
^1,0 пФ; максимально допустимые напряжения ^зимакс^бО В,
си макс = 20 В; максимально допустимый ток стока /смакс = 15 мА;
максимально допустимая мощность рассеивания при 20°С Рмакс —
— 200 мВт.
130
рис. 80. Выбор режима работы и сопротив-
ления резистора /?с в симметричном триг-
гере по выходным характеристикам КП301Б.
2. Рассчитываем средние значения поро-
гового напряжения UЗИпор 11 входного со-
противления гвх транзистора [9]:
В этом выражении принято: /с1 = 10 мкА при t/3H1=6,5 В и по-
роговое напряжение ^зипор^^зиг — ^2 В при /С2 =0,3 мА
гвх ~
^ЗИмдкс
^Зут
30
0,6-ю—9
100 ГОм.
3. На выходных характеристиках ПТКП301Б (см. рис. 80)
строим линию (штриховая), разделяющую «триодный» и «пентодный»
режимы работы. Способ построения такой же, как для КП103Л.
4. Определяем амплитуду выходных импульсов и сопротивление
резисторов Так как иЗИ1 = ис.и2 и и3.И2=пс.и1, то при закрытом
транзисторе Г] и открытом Т2 и3.и1 = нс.и2= |—Eq-\-IC2Rc\^
^1^3Ипор|’ Мз.и2 = Ис.и1«£с.
На выходных характеристиках транзистора находим точку Л1,
лежащую на штриховой линии и соответствующую напряжению на
стоке «с.и2^0,9^7зИпор =0,9-7=6,3 В. Этому напряжению соответ-
ствует напряжение п3.и2 = 13 В и ток стока /с = 5,5 мА. При этом
мощность рассеивания Р=5,5* 10~3 4 5*6,3 = 34,6 мВт<РМлкс. Напряже-
ние нс.и1~£с~13 В, амплитуда выходных импульсов
^си = Ес - «с.и2 = 13 -- 6.3 = 6,7 В;
сопротивление резисторов
^СИ 6,7
Rc = ~г~ = Тк ,ТГ» ~ Ь22 кОм (1,3 кОм);
/ q	5,5*10
5. Длительность среза импульса
/с ~ 2,3/?сСо = 2,3* 1,3* 103*57* 10—12 « 0,17 мкс.
В этом выражении Со = С11и4~С22и_ЬСн_ЬСм=3,54~3,5_1-304~20:=
=57 пФ.
9*
131
Длительность фронта /ф примерно равна /с, так как
И Гвх Яс
6. Амплитуда и длительность входного импульса
Ес
^пуск ~	2	~ В» ^пуск ~ 2/с ~ 0,4 МКС.
7. Выбор элементов схемы счетного запуска
R > 57?с = 5.1,3-103 = 6,5 кОм (6,8 кОм);
Св <----------------=---------------------- и 49 -н 74 пФ;
р (2 н-3) 7?FnyCK (2-н 3)-6,8-103-1 • 10е
Выбираем Ср = 62 пФ.
Для выбранного значения источника питания Ес—13 В в схеме
запуска можно применять диоды Д9В.
Расчет блокинг-генератора
Блокинг-генератором (БГ) называется однокаскадный генера-
тор релаксационных колебаний с трансформаторной положительной
обратной связью. БГ генерирует прямоугольные импульсы с малыми
длительностями фронта и среза и практически плоской вершиной.
Длительность генерируемых импульсов лежит в очень широких пре-
делах — от единиц до нескольких сотен микросекунд. Основной от-
личительной особенностью БГ по сравнению с другими генераторами
прямоугольных импульсов (мультивибраторами) является возмож-
ность получения большой скважности выходных импульсов (Q —
= Г//и>10). Это позволяет использовать маломощные транзисторы
для создания мощных импульсов в нагрузке.
Как и мультивибратор, БГ может работать в двух режимах —
автоколебательном и ждущем. В первом случае БГ используется в
качестве задающего генератора (работающего, как правило, в ре-
жиме синхронизации), а во втором — усилителя-формирователя им-
пульсов заданной амплитуды и формы.
Наиболее распространенной схемой транзисторного автоколеба-
тельного БГ является схема, показанная на рис. 81, в которой тран-
зистор включен по схеме с ОЭ. Временные диаграммы работы Б Г
представлены на рис. 82.
Ждущий режим БГ получается, если закрыть транзистор вклю-
чением в цепь базы или эмиттера запирающего напряжения. Для
формирования импульса с помощью ждущего БГ необходимо на его
вход подавать запускающие импульсы, амплитуда которых достаточ-
на для открывания транзистора. Ждущие БГ отличаются друг от
друга способами подачи запирающих напряжений и схемами запус-
ка. Один из вариантов схемы показан на рис. 83, а на рис. 84 пред-
ставлены временные диаграммы его работы.
Расчет автоколебательного БГ. Исходные данные: амплитуда
выходных импульсов (7выхи = 8 В; длительность импульса/и = 12 мкс;
период следования импульсов Г=400 мкс; длительности фронта и
среза импульса /ф.а~ Е.а^ 1,2 мкс; сопротивление нагрузки
= 1000 Ом; емкость нагрузки Сп = 100 пФ, максимальная температу-
ра окружающей среды /окр=40°С.
132
1.	Выбор типа транзистора является наиболее сложной задачей
при расчете БГ. Это обусловлено тем, что длительность импульса
зависит от постоянной времени накопления тн, значение которой в
справочных данных не указывается, а у конкретного экземпляра
Рис. 81. Схема автоколебатель-
ного блокинг-генератора на
р-п-р транзисторе.
Рис. 83. Схема ждущего бло-
кинг-генератора на р-п-р тран-
зисторе.
Рис. 82. Временные диаграммы
напряжений автоколебательно-
го блокинг-генератора.
Рис. 84. Временные диаграммы
напряжений ждущего блокинг-
генератора.
транзистора ее можно приближенно определить лишь эксперимен-
тальным путем. Кроме того, сложная связь /и со многими парамет-
рами схемы не позволяет использовать общее уравнение и аналити-
ческие зависимости получены только для частных случаев: Зтн<
133
</и<тс; /и>3ти, /и>тс II ^I<TL; Тн>тс,	В этих неравен-
ствах: Тс = #вхС — постоянная времени заряда емкости С (/?их—
входное сопротивление транзистора схемы с ОЭ при большом сигна-
ле, практически равное объемному сопротивлению базы гб};
г
%L = —-— постоянная времени индуктивности намагничивания
, Rn
и Rn =-----; в расчете будет рассмотрен первый случай. Методика
"н
расчета других случаев аналогична.
Транзистор выбирается по двум параметрам: по предельной ча-
стоте fh2ie или по граничной частоте fr и по допустимому напряже-
нию ^кБмакс- Рассмотрим выбор транзистора по допустимому на-
пряжению.
^КВмако>2£К’ £К ~	, где пн = -коэффициент
трансформации импульсного трансформатора (ИТ). Выбираем
«1. При выборе необходимо учитывать, что большие значения пл‘
вызывают увеличение коллекторного тока, а малые — увеличение на-
пряжения £к, и, следовательно, Гамаке- Можно рекомендовать
0,5^пн^З.
Таким образом, Ек» 1,2-8/1 = 9,6 В. Принимаем £к = 10 В и по-
этому f/цвмакс ‘^20 В. Выбор по частоте производится на основа-
нии следующих соображений. При формировании относительно длин-
ных импульсов при /ф^0,5 мкс необходимо выбирать низкочастот-
ные транзисторы, для которых тн ~ (0,54-1,0)	. Поэтому, полагая
/и>3тн и /ф^О, 1 /и, находим:
/ф
Для генерирования коротких импульсов (/ф^0,5 мкс и /и^
^5 мкс) требуется применять высокочастотные ' транзисторы.
6 — 20
В этом случае тп (2	7) и /Л21б> —7------; Таким образом,
/Ф
требуемое значение
0,9—1,7	.
/й21б>- 0 ,Д ~ 0,75 4 1,40 МГц;
1,2-10 0
По рассчитанным значениям £/КБмакс и fh2i6 выбираем трап-
зистор МП41, у которого £7КБмакс =-20 В, УЭБМаКс «6 В, /КБО =
= 15 мкА, /кмакс==:150 мА, f/t2i6=l МГц, Ск=60 пФ, г^=220 Ом.
2.	Выбор коэффициента трансформации п. Определяем опти-
мальное значение
&2	__
п —	— Иопт —
W1
(120)
134
Учет паразитной емкости Сп весьма сложен. Поэтому при рас-
чете можно ориентировочно принять С0»2С^ &2паСп=2-1 • 100Х
X 10-12 = 200 пФ. Следовательно,
/"220	220	/	200 \
V + o.is.H-. (“ +	•'°-”°-57‘
Поскольку зависимость выходных параметров БГ от значения пОпт
не резко выраженная, то с конструктивной точки зрения удобно при-
нять п ъ 0,5.
3.	Емкость С выбирается по условию
G 12.10-е
хс > t или С > —~ = ——---------= 0,0546 мкФ;
с и	220
Принимаем С = 0,06 мкФ (C = Ci + C2 = 0,05 + 0,01). Влияние ем-
кости С не будет сказываться на длительности фронта импульса,
если ее минимальное значение выбирать по условию1
V—Т1 + ТР
С > Сшт = 10 ^-кв__________________ ;	(121)
«20Сн-Ч) Ио-0
~ К гб____________1000-220	_
^экв ~ „2d’ > Z “ 0,52-1000 +220 ~ 4/0 °М’
н Лн Г гб ’
Т1 = *экв [Ск (Л21Э + 0 + c(j = 470 f60 (30 + + 200]. 1 °—12 =
= 0,97 мкс;
т3 ~ (^21Э “Ь 0 та ” (33 + 1)• 0,16-10—6 = 4,96 мкс 5 мкс;
г'б 220
/?вх = —Г =	= 880 Ом’
вх п2 о, 52
Л21Э	30
пК» п7?экв =0,5 —— • 470 = 32;
гб	2-и
1000
*0,97-10-6 4- 5-10-6
С"”н ~ 10‘	0,52 (880+ 1000) (32—1)
« 0,005 мкФ < С = 0,06 мкФ.
4.	Постоянная времени заряда конденсатора
хс к г’6 С = 220-0,06-10~6 = 13,2 мкс.
135
5.	Индуктивность намагничивания	и отсюда:
(122)
где
Л21Этс+«тн
Л =---------------- ;
Для выбранного транзистора принимаем:
тн « 0,7« 0,7-5.10—6 = 3,5 мкс;
_ 30-13,2- 10—е + 0,5-3,5-10—6
Л==	(13,2 — 3,5). 10—«	~
L__________________12.10—6______________!
ц ~ 41-0,5 /	12-10-6 \	1 ~
220	13,2’10—6 ;	юоо
6.	Максимальное значение коллекторного тока
10
1,6-10—3
-12-10-6
10
1000
12-1Q-6
10-0,52 io о-io—6	_ д
——-------е 13,2 10 » 90 мА
220
меньше допустимого значения (150 мА). Если бы оказалось, что рас-
считанное значение коллекторного тока больше допустимого, то не-
обходимо в цепь базы включить дополнительный резистор /?д^2гб
(рис. 81) и сделать новый расчет, заменяя во всех формулах 7?Вх на
Я = гб4-/?д. Большим /?д выбирать нецелесообразно, так как при
этом сильно увеличивается длительность фронта импульса.
Рассчитанное значение индуктивности должно отвечать ус-
ловию
^ЦМИН
^ЭКВ
пЛо-1
-10-6.
« Ю —~:--------= 0,76 мГн,
32—1
Так как это условие выполняется, то не будет влиять на
длительность фронта импульса.
7.	Длительность фронта импульса
<Ф.,.>(1+ггтя-^
(123)
136
Ti
где v = 4 (пКо — 1) 7. ". ч2 и Т2 = #экв (^к	£о) “
(т3 + т1)2
= 470 (60 + 200). 10-12 = 0,122 мкс;
б-10-6.0,122.10-е
V ‘1( ~ '>	(5+0,97)2.|0~” =2,1’
<Ф = (> + КГ+ТГ) +	_0.60 „кс;
32 — 1
tc & /ф « 0,6 мкс.
Полученные значения /ф и tc удовлетворяет заданным условиям.
8.	Спад напряжения на конденсаторе, возникающий из-за его
разряда обратным током базы,
та	0,16.10-е
№с ~ ;кмакс “-7Г = 90.10—3	— = 0,24 В4
С Кмакс с	0,06*10-6
9.	Сопротивление резистора
Яб«—7~''ии	t	(124)
С In [ 1 + ~£ j
\ J
/	*и \
где	U = UCq &UC ;	= nE^ \j — e T£ / =
(12-10-6 \
l — e '3’2 i° / =3,0 B; (/=3 — 0,24 = 2,70 8;
-----<40(> -_l J,.,	2---=	_
6	0,06.10-6 In (1 + 2,76/10)	V 0	7
10.	Проверяем нестабильность периода колебаний при измене-
нии температуры:
/	U \
T — ta = R6C\nl Ц------------------»
\	+ ^КБОмакс /
/ ___20°
окр	4 0°—20°
Так как /КБ0макс = /КБ0.2 10°	=15-10^-2 10° =60 мкА,
то
/	2 76	\
Т— 1Я = 27.103-0,06.10-6 In 1 4--------------------- =
\ Г 10 + 27-103-60.ю-о ;
= 355 мкс;
следовательно, Т—ta 4- 355 «12 + 355 = 367 мкс.
Относительная нестабильность периода Д7/Г=(400—367)/400 =
&0,083, т. е. составляет 8,3%. Такая нестабильность вполне удовлет-
137
ворительна. В тех случаях, когда нестабильность периода получа.
ется слишком большой (либо больше заданной, либо больше 15—
20%), то надо уменьшить сопротивление резистора и увеличить
емкость конденсатора С, а затем сделать пересчет величин,, завися-
щих от тс-	х
11.	Обратный выброс напряжения:
Д£/к«0,75/и-^Ек,
И1
где
Яэ
__Об_______________1Q3-27-103
= п2<+/?б “ 0,5M03-f-27-103 “
Д{/к» 0,75-12-10—6 "°’10,- « 55,6 В.
к	1,6-10-3
Полученное значение амплитуды выброса АГ/к недопустимо ни
для коллекторной, ни для базовой цепей. Поэтому в первичную цепь
трансформатора необходимо включить цепочку /?ш, Д (показана на
рис. 81 штриховой линией) с тем, чтобы уменьшить амплитуду вы-
броса.
Определим допустимое значение выброса:
^БЭмакс п (Ек + Д(7Кдоп) или
...	^БЭмакс
А(/Кдсп =----------
— £к = А — Ю = 2В;
к 0,5
поэтому необходимо, чтобы эквивалентное сопротивление не пре-
вышало
А^Кдоп
э'треб " 0,751 £к
’ И х\
2.1,6.10-°
-----------?— ~ 36 Ом.
0,75-12-Ю-6-10
Так как Жэ Треб и	треб, то принимаем /?ш+Яд.пр =
= 36 Ом (Дд.пр — прямое сопротивление диода). Выбираем диод,
у которого допустимый ток
Лт.доп >	—- £ Лт —- . „ 1П—з *12.10 6 — 75 мА.
Ц,	1 , о • 1 и
Этому значению прямого тока отвечает диод Д9Г, у которого
/п макс — 80 мА при =+60°С и Г/ОбР=20 В>-	. Дд.пр«
окр	пн
~ 16 Ом и поэтому принимаем Дш—18 Ом.
Особенности расчета ждущего БГ. Расчет параметров схемы,
определяющих длительность импульса и его форму, выполняется так
же, как и в автоколебательном БГ.
В ждущем Б Г иначе определяется сопротивление резистора /?б.
Если заданы длительность импульса /и и период следования вход-
ных импульсов Гвх, то время восстановления /восст = 7,Вх—ta.
138
Сопротивления резистора R& находится из условия

^восст
3-н 4 1
Напряжение £Б>'КБОмакс #«. а емкость Cpsg ~ В°^"~ •
(Z -г- О) К (у
Рассмотрим пример расчета. Исходные данные /И = Ю мкс, ТВх=
=300 мкс, транзистор МП41, у которого /^омакс^60 мкА ПРИ
/°кр = 4-40°С, емкость С=0,06 мкФ, /восст=300—10=290 мкс.
290-10-6
------—---------- = 1,2: 1,6 кОм. Принимаем 1,3 кОм;
(Зч-4)-0,06-1(Г6
Еъ >60* 10”®’ 1,3-103=0,078 В. Принимаем £Б =0,5 В.
Амплитуда пусковых импульсов
f/n > ~“^КБО ^б~	6-1,3-103 к 0,5 В; Принимаем
Un «0,6 В;
При использовании в автоколебательных Б Г дрейфовых транзи-
сторов в цепь транзистора необходимо включать диод, а также ре-
зистор R и источник питания ЕБ (как это сделано в схеме мульти-
вибратора рис. 67). Расчет этих элементов можно производить по
соотношениям, приведенным на стр. 118.
Для ждущего БГ включать диод не надо, так как йробой базо-
во-эмиттерного перехода не нарушает нормальной работы схемы.
Расчет генераторов пилообразного напряжения
Типичные формы пилообразных напряжений (ПН) показаны на
рис. 85. Эти напряжения вначале возрастают или убывают до ка-
кого-то значения, а затем вновь возвращаются к исходному уровню.
О
Рис. 85. Типовые формы пи-
лообразного напряжения.

Основными параметрами ПН
(рис. 85) являются: длительность
рабочего (Тр) и обратного (То)
ходов, период следования импуль-
сов Т, амплитуда (высота) им-
пульсов Г/вых, коэффициент нели-
нейности в и коэффициент исполь-
зования напряжения источника пи-
тания g.
Во время рабочего хода Тр
напряжение должно меняться по
закону, близкому к линейному,
т. е. изменяться почти с постоян-
ной скоростью. Отклонение ПН
от этого закона оценивается коэф-
фициентом нелинейности 8, которай характеризует относительное из-
менение скорости ПН du/dt на рабочем участке (за время Тр):
е
(б/ц/с?/)макс — (du/dt) мин
(du! t/Омакс
139
Так как в качестве ПН используется напряжение на конденсатов
ре при его заряде или разряде, то, имея в виду известное соотноше-
ние между током и напряжением конденсатора ic — Cduddt, выра-
жение для е можно записать в следующем виде:
Смаке ^Смин
е==---------------f
Смаке
где /смаке и /смин — максимальное и минимальное значение тока на
рабочем участке ПН.
Коэффициент использования напряжения источника питания (ко-
торый в дальнейшем для краткости будем называть коэффициентом
использования напряжения) ^~UIE характеризует эффективность
использования напряжения источника питания Е.
Во время обратного хода линейность ПН не обязательна, но
почти всегда желательно иметь То<^ТР(Тр/То> 1).
Параметры ПН, используемых на практике, имеют следующие
значения: амплитуда импульса £/Вых—от единиц до сотен вольт;
длительность рабочего хода Тр— от нескольких микросекунд до не-
скольких сотен и тысяч миллисекунд; время обратного хода То =
== (0,05-~0,5)Гр и более; коэффициент нелинейности е ПН при ис-
пользовании в осциллографе до 10%, в телевидении до 5%, в элек-
тронно-лучевых индикаторах до 2%, в точных схемах сравнения
0,1—0,2%; коэффициент использования напряжения § — от несколь-
ких процентов в простейших генераторах ПН (ГПН), до 90% в наи-
более совершенных ГПН.
Для уменьшения нелинейности ПН во время рабочего хода в
генераторах принимают меры к обеспечению постоянства-тока, про-
текающего через конденсатор 1с. В идеальном случае при постоян-
ном токе 1с за равные промежутки времени заряд на обкладках кон-
денсатора изменялся бы на одно и то же значение, т. е. напряжение
на конденсаторе изменялось бы по линейному закону:
t	t
1 С	{с
"c==Tj =
о
В реальных схемах ГПН удается обеспечить лишь приблизитель-
ное постоянство (стабилизацию) тока конденсатора во время рабо-
чего хода. При этом закон изменения напряжения на конденсаторе
приближается к линейному.
Для стабилизации тока в ГПН применяют схемы с токостабили-
зирующими элементами в цепи заряда или разряда конденсатора и
схемы с компенсирующей э. д. с.
Для получения компенсирующей э. д. с. применяется отрицатель-
ная или положительная обратная связь. При этом ГПН называются
генераторами с отрицательной или положительной обратной связью.
Расчет ГПН с токостабилизирующим элементом. На рис. 86, а
изображена схема ГПН с разрядом конденсатора через токостабили-
зирующий элемент, в качестве которого используется транзистор Tt.
Транзистор Т2 выполняет роль ключа, управляемого при помощи им-
пульсов напряжения н3х (рис. 86, б).
До подачи управляющего импульса ивх (в исходном состоянии)
в схеме открыты оба транзистора. При этом транзистор Л находит-
140
в активном режиме, а транзистор Т2 — в режиме насыщения
ГЯб==ЫэЯк/Кнас, где Кнас = 1,54-2). Так как сопротивление гк.э на-
сыщенного транзистора мало, сопротивление резистора /?к также вы-
бирается возможно малым (во много раз меньше сопротивления
транзистора Ti постоянному току), то падение напряжения ^КЭ2 =
=^КЭнас и 7 К невелики (не более 1—2 В), а падение напряже-
ния на транзисторе и, следовательно, начальное напряжение на
конденсаторе [7Со = — £к+ рКЭнас|+ ZK2^ близко по значению к
напряжению Е^.
Рис. 86. Схема (а) и временные
диаграммы (б) генератора пилооб-
разного напряжения с разрядом
конденсатора через транзистор.
Рис. 87. Выходные характе-
ристики транзистора с об-
щей базой.
При поступлении на базу транзистора Т2 управляющего импуль-
са положительной полярности С7вх>£к транзистор Т2 закрывается.
Конденсатор начинает разряжаться через транзистор Ti, напряжение
Уш — Uc повышается. Разрядный ток конденсатора ic, равный току
коллектора iKi, при постоянном токе эмиттера Ли изменяется незна-
чительно (рис. 87). Таким образом стабилизируется ток конденсато-
ра ic. Его стабилизации способствуют также отрицательная обрат-
ная связь по току, осуществляемая при помощи резистора Вслед-
ствие этого разрядный ток ic во время рабочего хода почти не
изменяется, а напряжение нс = ^вых изменяется по закону, близко-
му к линейному. Коэффициент нелинейности 8 определяется выра-
жением
* = ^Ых*э/*эЯВЫх.б.	(125)
где иъыт — амплитуда пилообразного напряжения, /?вых.б — выход-
ное сопротивление транзистора в схеме с ОБ.
Формула (125) не учитывает влияние нагрузки на процесс разря-
да конденсатора (J?H = oo, что имеет место, например, при подаче НН
на отклоняющие пластины электронно-лучевой трубки осциллогра-
фа). При подключении нагрузки конденсатор будет разряжаться не
только через токостабилизирующий транзистор, но и через нагрузку
аи. Это приведет к увеличению нелинейности ПН, особенно при
141
/?н<7?выхб. С учетом нагрузки в выражение (125) для коэффици-
ента нелинейности нужно вместо сопротивления 7?вых.б подставит^
эквивалентное сопротивление /?экв=/?вых.б^?н/(^?вых.б+/?н). Длт
уменьшения коэффициента нелинейности е при небольших сопротив-
лениях нагрузки между нею и ГПН включают эмиттерный повтори-
тель. В этом случае в выражении (125) сопротивление /?вых.б нужно
заменить на сопротивление /?экв ^вых б^вхэп^^^вых.б 1" ^вхэп ) >
где /?вхэп — входное сопротивление эмиттерного повторителя.
Для того чтобы изменения izki = Wc не заходили в область, где
wK>0 и ток tKi = tc резко уменьшается, время разряда конденсатора
от напряжения Uco до нуля не должно превышать длительности
рабочего хода Гр. Время разряда зависит от разрядного тока /К1^
»/121бЛи~/*21б£э/^э- Для получения большей амплитуды выходпо
го напряжения С7Вых параметры генератора выбираются так, чтобы
за время Тр конденсатор* разряжался до напряжения Uc = 0. При
этом связь между длительностью Тр и параметрами генератора оп-
ределяется выражением
TP^C(R3E^/E3-RK),	(123)
а коэффициент использования напряжения
U UЕъ Я-
= (127>
После окончания управляющего импульса ивх транзистор Т2 от-
крывается и переходит в режим насыщения, конденсатор заряжает-
ся через насыщенный транзистор Т2 и резистор за время обрат-
ного хода, длительность которого определяется выражением
То я ЗС/?К.
Рассмотренный генератор обеспечивает при высокоомной нагруз-
ке небольшой коэффициент нелинейности (около 0,5%), большой ко-
эффициент использования напряжения (около 0,9), широкий диапа-
зон длительности рабочего хода (от единиц до нескольких тысяч
микросекунд) и небольшое время обратного хода, что является до-
стоинством данного генератора. Его недостатками являются — не-
высокая нагрузочная способность, необходимость иметь значитель-
ный управляющий импульс С7Вх>£к и отдельный источник пита-
ния Еэ.
Рассмотрим пример расчета генератора ПН с разрядом конден-
сатора через транзистор (рис. 86), если задано: амплитуда ПН
^вых = 17 В; коэффициент нелинейности е^1%; длительность рабо-
чего хода Тр = 700 мкс; период следования пилообразных импульсов
Т =1000 мкс.
1.	Выбираем напряжение источника питания Ек. Полагая, что в
ИСХОДНОМ СОСТОЯНИИ /к2/?к = 2 В и |^цэнас| В, находим >
вых + /К2/?к+|г/КЭнас| —17+2 + 0,5=19,5. Принимаем Ек = 20 В.
2.	Выбираем транзисторы 7\ и Т2. Ключевой транзистор Т2 сле-
дует выбирать с допустимым напряжением |^цБмакс| ^Ек+исх,
с малым обратным током /КБО, температурная нестабильность ко-
торого приводит к нестабильности амплитуды и длительности рабо-
чего хода ПН; со сравнительно небольшой постоянной времени тран-
142
зистора тл21э=1/2л/!л21э = Л21э/2л/г/г21б, что необходимо для небольшой
задержки начала рабочего хода ПН.
Токостабилизирующий транзистор Т4 должен удовлетворять ус-
ловию Рквмакс| >^вх, как и ключевой транзистор иметь малую по-
стоянную времени Тп21э и небольшой ток /^бо» кроме того, большое
выходное сопротивление /?вых.б и большой коэффициент передачи по
току в схеме с ОБ А216 (при этом повышается эффективность ООС,
создаваемой при помощи резистора /?э).
Так как управляющий импульс wBX для надежного запирания
транзистора Т2 должен быть не менее амплитуды выходного напря-
жения t/вых, то максимально допустимое напряжение рКБмакс| >
^L/вх+Е^ —17+20=37 В. Токостабилизирующий транзистор Л
можно выбрать с меньшим напряжением |СКБмакс|. практике це-
лесообразно выбирать транзисторы Л и Л одинаковыми.
Руководствуясь этими соображениями, выбираем транзистор
МП21В со следующими параметрами: СКБмакс=—40 В; /121э = 45;
/?вых.б=400 кОм; /кмакс=50 мА в режиме усиления.
3.	Определяем сопротивление
£к 20
/?к > ~г---=-----------Г — 0,4 кОм (470 Ом),
'Кмакс	50‘10~I * 3
4.	Принимая Кнас = 1,5, определяем:
5.	Задаваясь напряжением источника питания Еэ около 2—3 В,
согласно выражению (125) при Еэ=2 В находим:
/?Э > 8 -~77ВЫХ б = 0,01 -2'4'10-- = 470 Ом (510 Ом),
Свых	17
при котором коэффициент нелинейности не превышает допустимого
значения 8=1%.
6.	Из выражения (126) определяем:
С = тр/(т?э Ек/Еэ — як) = 700-10~6/(510-20/2 — 470) =0,15 мкФ,
7.	Время восстановления
То = ЗС7?к = 3-0,15-10“6 - 470 = 190 мкс,
которое должно удовлетворить условию То^Т—Тр. В противном
случае в качестве транзистора Т2 необходимо взять транзистор с
большим ТОКОМ /кмакс»
8.	При выбранных параметрах элементов ГПН коэффициент
использования напряжения
0,85,
I = I — —= 1 — ———	0,85:
ЕкКэ 20-510
9. Емкость разделительного конденсатора
Ср > 20Тр/(/?б + ^и)== 20-700-10~6/(13+ 1) 103= 1 мкФ,
143
где Ra — выходное сопротивление источника управляющих импуль-
сов. Здесь принято 7?и = 1 кОм.
Подключением конденсаторов С с различными емкостями на вы-
ходе генератора можно получить ПН с разными значениями Тр и Т.
В рассмотренной схеме генератора (рис. 86) для создания эмиг-
терного тока токостабилизирующего транзистора включается допол-
нительный источник питания Еэ. Без этого источника можно обой-
тись в схеме с делителем напряжения /?ь /?2 (рис. 88), где роль
источника Еэ выполняет падение напряжения URl=I^enRi на рези-
сторе Ri, создаваемое током делителя. С учетом этого при расчете
генератора с делителем напряжения в соответствующих формулах,
приведенных выше, нужно вместо напряжения Еэ подставлять на-
пряжение URl.
Для повышения стабильности напряжения URi, от которого за-
висит стабильность эмиттерного тока, ток делителя выбирают со-
гласно условию /делХ5~10)/Б = (5-5-10)/э/(1+/121з). При этом
напряжение Uri определяется выражением
К
Ur[ * Ri + Rz 8
Значение этого напряжения должно быть сравнительно большим,
что необходимо для получения большого сопротивления Rt, с уве-
личением которого улучшается линейность пилообразного напряже-
ния. Обычно выбирают URi& (0,3-~0,5)£/Вых-
Протекание большого тока делителя через резисторы Ri и Rz
приводит к выделению на них сравнительно большой мощности, что
является недостатком схемы с делителем напряжения. Кроме того,
в схеме с делителем хуже используется напряжение источника пита-
ния Ек, которое в этой схеме выбирается согласно условию
£К>^вЫХ + ^1 + ^2«к
Достоинство схемы генератора с делителем напряжения заклю-
чается в использовании одного источника питания £к, что важно
_	в радиолюбительской практике.
Рассмотрим пример расче-
та генератора пилообразного
напряжения с делителем на-
пряжения (рис. 88) при ис-
ходных данных предыдущего
примера: £7Вых = 17 В; е^1 %;
Тр=700 мкс; Т=1000 мкс.
“fa С-
Рассчитать схему генерато-
ра можно в следующем по-
рядке:
1. Напряжение источника
питания
Рис. 88. Схема генератора пи-
лообразного напряжения с де-
лителем напряжения в базовой
цепи токостабилизирующего
транзистора.
^вых
= 17+7+2 = 26В,
144
тле принято в исходном состоянии /кг/?к = 2 В и £Лц = 0,4С/Вых=
^0,4-17^7 Принимаем Ек = 26 В.
’ 2. Выбираем тип транзисторов. В этой схеме транзисторы Т\ к
Т выбираются из тех же соображений, что и в схеме с отдельным
источником Еэ. Однако поскольку в данной схеме для получения
напряжения С/вЫх=17 В необходимо большее напряжение источни-
ка чем в схеме на рис. 88, то потребуется ключевой транзистор с
большим максимально допустимым напряжением:
|</КБмаКс|>^вых+^К = Еб 17 + 2б = 43В-
Выбираем транзисторы Л и Т2 типа МП21Г с параметрами:
U КБ макс =^вых б 1/^226 — 400 кОм; /^213^45; /кмакс = 50мА
в усилительном режиме.
3. Аналогично пунктам 3—7 предыдущего примера определяем
сопротивления резисторов /?к==560 Ом; Re =17 кОм; /?э=1,5 кОм,
емкость конденсатора С=0,15 мкФ и время восстановления То=
=250 мкс. Следует иметь в виду, что в соответствующие формулы
вместо напряжения Еэ нужно подставлять напряжение URi = 7 В,
4. Определяем сопротивления делителя напряжения Ri и Ег.
Для этого находим требуемое значение тока делителя /дел ^(54-
10) Uri/R9 (1 + Лги) = (54-10) • 7/1,5 • 103 (1 + 45) « 0,5— 1 мА.
Принимая /Дел = 1 мА, находим:
URX 7
R, =	= ——з“ = 7 кОм (7,5 кОм);
1 дел	ЬЮ
R, =	w	=	= 19кОм (20кОм):
7дел 7Б	7 дел	Ы0
5. Емкость конденсатора Ci согласно условию
равна
с > 2QT (Ri + R2) __ 20» ЮМ О—6 (7,5 + 20) » 103 ~
RtR2 ”	7,5»Ю3»20»Ю3	~
« 4 мкФ (5 мкФ).
Расчет генератора ПН с отрицательной обратной связью. На
89’а изображена схема генератора пилообразного напряжения
с ООС и коммутирующим диодом.
В этой схеме до подачи управляющего импульса пвх (рис. 89, б)
диод Д открыт. Через диод Д и резисторы Rlt Re протекает ток. На-
пряжения источников питания Ек и ЕБ и резисторы Ri и Re подби-
раются так, что падение напряжения на резисторе Ri и диоде Д
оказывается меньше напряжения ЕБ . При этом напряжение //ьэ>0
и транзистор закрыт. Неравенству (УБЭ >0 соответствует условие
Еб >	+ Нойаке	(«28)
А б
Ю—384
145
где Rt — сопротивление открытого диода; ^ЕОмакс —обратный кол-
лекторный ток при максимальной температуре.
Коллекторное напряжение закрытого транзистора	+
близко к напряжению —£к, так как на практике
^КБО^к ^Ри этом конденсатор С заряжен до напряжения
£/со=^БЭ“~^КЗ==^к+^БЭ””^КБО^к~^К ПРи РбЭ~"^КБ(Л|
При поступлении на вход генератора управляющего импульса с
амплитудой иъх^>Е^ диод закрывается и отключает источник £Б
от генератора. При этом к базе транзистора от источника £к через
Рис. 89. Схема (а) и временные
диаграммы (б) генератора пилооб-
разного напряжения с ООС и ком-
мутирующим диодом.
Рис. 90. Схема генератора пи-
лообразного напряжения с ООС
и коммутирующим транзисто-
ром.
резистор /?б прикладывается отрицательное напряжение и транзи-
стор открывается. Получающийся при этом небольшой скачок напря-
жения на базе AZ7 через конденсатор С передается на коллектор
транзистора, вызывая скачок напряжения ик.
После открывания транзистора происходит разряд конденсато-
ра С через резистор £б, источник питания £к и открытый транзи-
стор. Разрядный ток конденсатора ic уменьшается по экспоненциаль-
ному закону. Однако уменьшение тока ic приводит к увеличению
отрицательного напряжения &бэ =—£к + Яб(*б+ вследствие че-
го увеличивается коллекторный ток ZK, который разветвляется на ток
через резистор /?к и конденсатор С. Часть тока iK, протекающая че-
рез конденсатор, препятствует уменьшению тока ic, поддерживая
его во время рабочего хода почти постоянным (в этом и проявляет-
ся действие ООС).
В результате стабилизации разрядного тока конденсатора на-
пряжение ис и коллекторное напряжение Uk—uc + uq э изменяются
по закону, близкому к линейному. Коэффициент нелинейности [3]
еМЯбАдэЯк,	(129)
где £ = £/вых/£к—коэффициент использования напряжения. На прак-
тике выбирают £ = 0,84-0,9, т. е. £к= (1,1 1,2)(7вых. Коэффициенты
146
и g связаны с длительностью рабочего хода соотношением [3]
Tp*lCR6^Ch2i3RKi	(130)
После окончания управляющего импульса диод открывается, а
транзистор спустя некоторое время закрывается. Под действием ис-
точников питания £Б и £к конденсатор заряжается до напряжения
а напряжение ик достигает значения ^кз ~ т- е- вос“
станавливается исходное состояние. Время восстановления (дли-
тельность обратного хода) определяется выражением [3]
T0^3C(RK + R1 + Ri)l	(131)
Для уменьшения То желательно выбирать Rt<^RK. Уменьшать
же сопротивление резистора /?к нежелательно, так как это приводит
к увеличению коэффициента нелинейности е (129).
Длительность То можно уменьшить при помощи диода До, огра-
ничивающим (фиксирующим) коллекторное напряжение на уровне
fore (цепь фиксирующего диода на рис. 89, а показана штриховыми
линиями). В случае применения фиксирующего диода длительность
обратного хода [3]
Е„
ТояС (R, + RK + Ri) In ---------- (132)
^К-^отс
оказывается тем меньше, чем больше £к по сравнению с £Отс. При
этом амплитуда ПН £/Вых~ (0,84-0,9)£о, т. е. £отс = (1,1 + 1,2) £7вых.
Приведенные выше формулы для е, Гр и То не учитывают влия-
ния нагрузки (£н) на работу генератора. С учетом нагрузки в вы-
ражениях для е, Гр и То необходимо сопротивление резистора за-
менить на Дэкв = Дк£н/(Дк+£н). Влияние нагрузки сказывается в
увеличении коэффициента нелинейности, особенно при низкоомной
нагрузке.
ГПН с коммутирующим диодом прост по устройству, но сравни-
тельно сложен в настройке. Этот недостаток устраняется в генера-
торе с коммутирующим транзистором (рис. 90), схема которого от-
личается-от рассмотренной (рис. 89, а) только способом коммутации.
В ИСХОДНОМ СОСТОЯНИИ коммутирующий транзистор Ti открыт и
насыщен (для ЭТОГО выбирают К = /121эКб/Кнас, где Кнас = 1,54-2).
Напряжение источника питания Еэ (около 1 В) через насыщенный
транзистор 7\ передается к базе транзистора Л, поддерживая его в
закрытом состоянии.
При подаче на базу транзистора Tt управляющего импульса по-
ложительной полярности ЕВХ>Е3 транзистор закрывается и отклю-
чает источник £3 от схемы генератора. При этом транзистор Т2 от-
крывается и происходит разряд конденсатора, как в схеме с комму-
тирующим диодом.
После окончания импульса ивх транзистор Ti открывается, а Т2
закрывается. Конденсатор заряжается через насыщенный транзис-
тор Ли резистор Кк. При этом длительность обратного хода
T0^3CRK.	(133)
В рассматриваемом ГПН для уменьшения То также можно
применить фиксирующий диод, цепь которого на рис. 90 показана
штриховыми линиями.
10*
147
Рассмотрим пример расчета ГПН с коммутирующим диодом
(рис. 89, а), если заданы: амплитуда ПН £ЛШх = 20 В; длительность
рабочего хода Тр = 600 мкс; период следования импульсов
= 800 мкс; коэффициент нелинейности е^3%; максимальная тем-
пература окружающей среды /окр = 50°С.
1.	Напряжение источника питания
£к = (1,1 -4- 1,2) t/Bux = (l,14- 1,2).20 = 22-т-24 В.
Принимаем £к=24 В. При этом £ = £Лшх/£к== 20/24 = 0,83.
2.	Выбираем транзистор с напряжением |^кэмакс| >
с большим коэффициентом /клэ, что необходимо для получения ма-
лого значения коэффициента нелинейности е, и небольшим обрат-
ным током /КБо- Выбираем транзистор МП20А, который имеет сле-
дующие параметры: /г21э == 50-4-150; ^кэмакс=“*Е * 3 * *^ Лсмакс^О мА;
^КБО“5 мкА.
3.	Сопротивление RK в соответствии с условием
£К/'к макс = 24/50-10-3 = 410 Ом<2?к« £к//кбо макс =| ()34)
= 24/40-10~6 * В *= 0,6 мОм,	J
50—20
где ^КБО макс ~ ^КБО 20°2 10	• 23=40 мкА; принимаем /?к =2 кОм.
4.	Согласно выражению (130) определяем £б^в^21э£к/£ =
= 0,03-100-2-103/0,83 = 7,25 кОм (6,8 кОм), при котором коэффици-
ент нелинейности не превышает допустимого значения е=3%.
5.	Емкость конденсатора
с = Tp/IR6 = 600- Ю-в/0,83-6,8.103 = 0,1 мкФ;
6.	Выбираем диод Д108 с сопротивлением /?г = 100 Ом. Задаем-
ся сопротивлением £1 = 1 кОм и находим напряжение
ЕЬ > ЕК	Ь ^КБО макс (^1 + Ei) ~
1.0 + 0,1	fi
= 24—+ 40-10~6-1,1  103 = 3,9 В;
6,0
Принимаем £Б=4 В.
7. Длительность обратного хода
70 « ЗС(£к +	+ Ri) = 3-0,1 -10~6 (24- 1 + 0,1)-103 = 0,93 мс.
В нашем примере оказалось То>То.макс= 800—600 = 200 мкс.
Для уменьшения То применим фиксирующий диод.
8. Напряжение £отс = (1,14-1,2) £вых= (1,14-1,2)20=22-7-24 В.
Принимаем £ОТс=24 В.
9. Задаемся напряжением £к = 48 В (при этом £=0,42) и со*
гласно пунктам 3—6 выбираем значения: £к=3 кОм; £б = 24 кОм‘>
С=0,07 мкФ, £б=2,5 В и по формуле (132) находим ТО=175 мкс
Если окажется То>То.макс или То значительно меньше Г0.м^с
следует соответственно увеличить или уменьшить напряжение Ьъ
10. Определяем сопротивления делителя напряжения Rz, К*
Для того чтобы ток фиксирующего диода слабо влиял на коэффи*
ииент деления £0Тс/£к, выбираем сопротивление /?2=^ (Як+Я»)/(5-s-
ZL101=3104-620 Ом. Принимаем /?2 —620 Ом и находим сопротив-
ление Яз = £отсЯ2/(£к--£Отс) =24-0,62/(484-24)-620 Ом. При этом
ток делителя /дел ~£к/(/?2 + /?з) =48/(0,62 + 0,62) =39 мА.
При расчете ГПН с коммутирующим транзистором (рис. 90)
вместо выбора коммутирующего диода и расчета Rt и ЕБ (пункт 6)
необходимо выбрать коммутирующий транзистор Ti и напряжение
и определить сопротивление резистора R. К транзистору 7\
предъявляются такие же требования, как к ключевому транзистору.
Желательно выбирать его одинаковым с транзистором генератора Г2.
Напряжение Еэ выбирается около 1 В, а сопротивление резистора R
рассчитывается из условия /? = /г2п/?ь/Кнас, где Кнас = 1,54-2, a Н21э —
коэффициент передачи по току транзистора Ti. Длительность обрат-
ного хода определяется по формуле (132)
Выше рассмотрены генераторы на транзисторах типа р-п-р. Оче-
видно, такие генераторы могут быть построены и на транзисторах
типа п-р-п.
В этом случае полярность напряжений источников питания,
входных и выходных напряжений меняются на противополож-
ные по сравнению с генераторами на транзисторах типа р-п-р.
Генераторы с ООС обеспечивают получение ПН длительностью
от нескольких десятков микросекунд до нескольких миллисекунд.
Коэффициент нелинейности может быть получен около десятых до-
лей процента. Однако при этом время восстановления получается
большим, что является недостатком генераторов. Этот недостаток
особенно проявляется при больших длительностях рабочего хода.
Как следует из выражений (129) — (131), для увеличения дли-
тельности рабочего хода необходимо увеличивать либо сопротивле-
ние резистора /?б, либо емкость конденсатора С. Но увеличение Re
приводит к ухудшению линейности ПН, а при увеличении С воз-
растает время восстановления. В связи с этим затруднено получение
ПН большой длительности при ограниченном времени восстановле-
нии и малом коэффициенте нелинейности. В транзисторных генера-
торах с ООС это затруднение обусловлено конечным значениехМ
входного сопротивления и коэффициента усиления усилителя (тран-
зистора).
Входное сопротивление усилителя можно существенно увели-
чить, если вместо обычного (биполярного) транзистора использовать
полевой транзистор. Однако полевые транзисторы из-за чалой кру-
тизны S имеют сравнительно малый коэффициент усиления. Боль-
шие значения входного сопротивления и коэффициента усиления
можно получить при смешанном (гибридном) использовании обыч-
ного и полевого транзисторов.
На рис. 91 изображены схемы генераторов с гибридным соедине-
нием транзисторов, аналогичные схемам рис. 89, 90 В этих генера-
торах на входе усилительного транзистора Ti включен истоковый
повторитель на полевом транзисторе (с индуцированным каналом
P-типа на рис. 91, а, б и со встроенным каналом n-типа на
рис. 91,в,г). Входное сопротивление этого транзистора можно счи-
тать практически бесконечным.
Истоковый повторитель совместно с усилительным транзистором
образуют усилитель, коэффициент усиления которого K—Sh2liRKt
$— крутизна полевого транзистора, a h2iQ — коэффициент пе-
редачи по току биполярного транзистора.
149
Коэффициент нелинейности и длительность рабочего хода ПН
этих генераторов определяются выражениями:
T’-ES»Ci <,35)
В исходном состоянии (до подачи управляющего напряжены ,-i
«вх) полевой транзистор и, следовательно, усилительный транзистор
закрыты. Для обеспечения закрытого состояния полевого транзисто-
ра напряжение URl в генераторах рис. 91, а, б должно быть несколь-
ко меньше порогового напряжения (напряжения закрывания) поле-
вого транзистора, в генераторах рис. 91, в, г, напряжение источника
Е3 должно быть несколько больше напряжения отсечки (напряже-
ния закрывания) полевого транзистора.
Рис. 91. Схемы генераторов пилообразного напряжения с ООС с ком-
мутирующими транзистором (а, в) и диодом (б, г).
Время восстановления То определяется по формуле (131) для
генераторов, приведенных на рис. 91,6, а, и по формуле (133) для
генераторов, показанных на рис. 91, а, в.
Рассмотрим пример расчета генератора (см. рис. 91, в) при сле-
дующих исходных данных: £7Вых=12 В; ГР=50 мс; Го^5 мс;
е^1%.
1.	Аналогично пунктам 1, 2 предыдущего примера, задаваясь
значением £=0,8, выбираем напряжение Ек = 15 В и транзисторы
Т2 типа КТ312Б со следующими параметрами: ^к3макс ==— ЗОВ;
/121эср = 50;	мА, ^к.БО20° мкА при U=20 В; /И1э =
= 100 Ом.
150
за-
со-
Ключевой транзистор Ti необходимо выбирать с возможно
меньшим обратным током /КБо (с возможно большим сопротивле-
нием в закрытом состоянии), так как во время рабочего хода он
шунтирует резистор Ref сопротивление которого может быть значи-
тельным при больших Тр.
2.	Выбираем полевой транзистор с возможно большей крутизной
5 и допустимым напряжением ^еймакс^ Следует иметь в ви-
ду, что напряжения стока U и затвора £7ЗИ должны иметь ту же
полярность, что и напряжения коллектора и базы биполярного тран-
зистора. Желательно также, чтобы напряжение закрывания тран-
зистора было сравнительно небольшим, а его входное сопротивление
возможно большим. В нашем случае выбираем транзистор КП305Д
со встроенным каналом n-типа, который имеет следующие парамет-
ры: S=5 мА/B, t/симакс = 15 В; ток затвора /3 = 1*10"9 А; напря-
жение отсечки Uqiq — Ь В.
3.	Определяем сопротивление резистора /?к, которое кроме не-
равенства (134) должно удовлетворять также условию
1 ~~~ г ~	1______________1_________
Shii3& ~ SftaigB ~5-10~3-50-0,01 ~ 4°° М‘
. При выполнении этого неравенства коэффициент нелинейности
не превышает допустимого значения. Принимаем Кк=1 кОм.
4.	Выбираем емкость С и сопротивление Кб- Для того чтобы
крытый транзистор Т2 практически не шунтировал резистор Кб,
противление последнего должно удовлетворять условию
/?,	500.10~3
Кб	5—10= "~г---1Г ~ 50	100 кОм (62 кОм),
где Кэ == £/кэ макс^КБОмакс = 20/40-10~б = 500 кОм;
Кз—-сопротивление закрытого транзистора;
'кБОиаКс= /КБО40==/КБО20=2(40-20,/10=!0-22 = 40 мкА.
Емкость конденсатора
Тр 50-10~3
С = —- = ------------ « 1 мкФ,
IR6	0,8-62.103
При этом время восстановления Tox3CRK—3-1 • 10-6-1 • 103=3
не превышает допустимого значения. Длительность То можно
кратить, уменьшив сопротивление резистора RK.
5.	По условию насыщения транзистора Т2 определяем:
D h2l3RK 50-1-Юз
Лнас 1»5
где Принято Кнас = 1,5.
6.	Напряжение источника E3^Z7Otc=5 В (6 В).
7.	Сопротивление резистора Ки выбираем из условия
Кн> 10 Квх.э « ЮЛ11э = 10- ЮО = 1000 Ом (5,1 кОм),
при выполнении которого резистор Ra незначительно шунтирует
вход транзистора 7\.
ме
со-
151
Аналогично рассчитывают генераторы, показанные на рис. 91, tz,
б, г, однако в генераторах (см. рис. 91, а, б) сопротивление рези-
стора Ri определяется по условию
при выполнении которого полевой транзистор в исходном состоянии
закрыт ((/пор — пороговое напряжение полевого транзистора с ин-
дуцированным каналом). Следует иметь в виду, что при увеличе-
нии сопротивления резистора Ri возрастает время восстановления,
а при его уменьшении сильнее нагружается источник управляющего
напряжения.
Напряжение источника £3 в генераторе (см. рис. 91, г) опре-
деляется по формуле
Рис. 92. Схема (а) и временные
диаграммы (б) генератора пило-
образного напряжения с ПОС.
3 Re
аналогичной (128).
Коммутирующий диод
(см. рис. 91,6,в), как и
ключевой транзистор, жела-
тельно выбирать с возмож-
но малым обратным током.
Расчет ГПН с положи-
тельной обратной связью.
Схема ГПН с ПОС и ее вре-
менные диаграммы изобра-
жены на рис. 92. В этой схе-
ме транзистор Ti выполняет
роль ключа. На транзисторе
Г2 собран эмиттерный по-
вторитель (ЭП).
В исходном состоянии до поступления управляющего напряже-
ния «вх транзистор Ti открыт и насыщен, его коллекторное напряже-
ние и, следовательно, напряжение на конденсаторе С, приложенное
ко входу ЭП, близко к нулю. Поэтому и выходное напряжение
«вых близко к нулю. Диод Д открыт, через него протекает ток насы-
щенного транзистора Ti и небольшой ток базы транзистора Г2. Кон-
денсатор Со заряжен до напряжения С0 = £к—|(/д+(/Вых| «
так как | Сд+Свых|
При подаче управляющего импульса «вх положительной поляр-
ности на базу транзистора Ti последний закрывается и конденсатор
С начинает заряжаться. Вначале его заряд осуществляется от ис-
точника £к через резистор RK и открытый диод Д. По мере заряда
конденсатора входное и выходное напряжения ЭП понижаются. По-
нижение выходного напряжения через конденсатор большой емкости
Со передается к аноду диода, вследствие чего через небольшое вре-
мя потенциал анода диода становится ниже потенциала его катода
и диод закрывается. Дальше конденсатор С заряжается под дейст-
вием напряжения UQ через выходное сопротивление ЭП и рези-
стор
Действие ПОС в этом генераторе проявляется в том, что изме-
нение потенциала базы транзистора Г2 почти полностью передается
152
На выход ЭП и через конденсатор Со в точку а. При этом напряже-
ние на резисторе Лк и ток через него почти не изменяются. Так как
этот ток при большом входном сопротивлении ЭП практически пол-
ностью идет на заряд конденсатора, то напряжение на нем изменя-
ется по закону, близкому к линейному.
Коэффициент нелинейности определяется выражением
, l-^n + Wxan+C/C0
е = S--------------,	(136)
^эп
где коэффициент усиления и входное сопротивление ЭП
^21э	г
^ЭП ~ ~	~ ~Г ; ^вхЭП * Л11э + Л21э
Л11э + Л21э^и
а * =7?17?н/(^1+^н). Для получения е^5% выбирают Со^(5О-?
-ь100)С.
Длительность рабочего хода связана с параметрами генератора
соотношением
ТР я ICRK/Kan.	(137)
Генератор (рис. 92) практически обеспечивает е=14-5% при £=
=0,74-0,9 и 7'р= 100-4-500 мкс.
После окончания управляющего импульса транзистор Л откры-
вается и переходит в режим насыщения, а конденсатор разряжается.
Длительность обратного хода
~ ЗС0 № /?/),	(138)
где Ri — сопротивление открытого диода.
Так как для получения небольшого коэффициента нелинейности
емкость Со и сопротивление резистора необходимо выбирать
большими, то время То также оказывается большим (много больше
времени Гр).
Время То можно уменьшить, применив в схеме ЭП составной
транзистор (рис. 93,а), который образован двумя транзисторами Т2
и Т2 с коэффициентами Л21э и "21э • При этом можн° уменьшить
сопротивление резистора Ri, сохранив достаточно большим входное
сопротивление ЭП ^вхэп^^21э ^21э^г что необходимо для полу-
чения небольшого коэффициента нелинейности.
Время То можно также уменьшить, применив в генераторе до-
полнительный источник питания в эмиттерной цепи ЭП (рис. 93,6).
В этом генераторе длительность
Т0«ЗС(/?1 + 7?г){/вых/£э	(139)
оказывается примерно в Со/С раз меньше, чем в генераторе, приве-
денном на рис. 92, а. В схеме рис. 93, б нагрузка включена через раз-
делительный конденсатор Ср, который препятствует передаче к на-
грузке постоянного напряжения от источника £э .
Рассмотрим пример расчета ГПН с ПОС, если заданы: ампли-
туда ПН СБЫХ= 20 В; длительность рабочего хода Гр = 200 мкс и
период следования импульсов Г=1,8 мс; коэффициент нелинейности
е^5%; сопротивление нагрузки J?H== 10 кОм.
15,3
Так как максимально допустимое время обратного хода Го.макс
= Т—значительно превышает время Гр, то применим схему ге,
нератора рис. 92, а.
1.	Выбираем транзисторы и диод. Для получения небольшого
коэффициента нелинейных искажений при малом времени обратно,
го хода транзистор ЭП Т2 должен иметь большой коэффициент усц.
ления /?21э. К транзистору предъявляют требования как к ключе,
вому транзистору. Желательно Ti и Т2 брать одного типа. Диод дол,
жен иметь малое сопротивление в открытом состоянии и большое^
в закрытом.
Рис. 93. Схема генератора пилообраз-
ного напряжения с ПОС и эмиттер-
ным повторителем на составном тран-
зисторе (а) и с дополнительным источ-
ником питания (б).
Выбираем транзисторы МП20А и диод Д9И. Параметры транзи-
стора при /эсп= 1 мА (значение тока, при котором определены спра-
вочные параметры транзистора):	=504-150; А21ЭСр = 1иО;
/кмакс=50 мА в непрерывном режиме и /кмакс = 300 мкА в импульс-
ном режиме;	мкА, ^кэмакс =—30 В; /к 1Э = 300 4-2000 Ом;
/к1эс р = 1 кОм. Сопротивление открытого диода /?г = 30 Ом.
2.	Задаваясь значением коэффициента использования напряже-
ния g = 0,8, определяем напряжение источника питания
^^выХ/§ = 20/0,8=25 В. Принимаем £к = 27 В.
3.	Сопротивление резистора Ri согласно условию
макс
-------й — 540 Ом < Rt <
50-10""3
ЕК
нач
=-----------------= (9 4- 13,5) кОм,
(2 ~ 3) 1-10“3
где /Эн^ч= (24-3)/эсп — начальное значение эмиттерного тока
транзистора Т2.
154
: Для уменьшения коэффициента нелинейности е сопротивление
пезистора Ri желательно брать ближе к верхнему пределу, а для
уменьшения времени То — к нижнему. Принимаем /?1 = 2,0 кОм. При
это* Я^^н/(/?1+/?н)=2.10/(2+10)«1,67 кОм.
4.	Задаваясь отношением Со/С=5О, из выражения (136) опреде-
ляем:
/?к < ^вхэп 1*эп (* + 8/5) - (1 + С/Со)] = 0,8-167 X
X [0,99 (1 + 0,05/0,8) — (1 +0,02)] ® 5,4 кОм (5,1 кОм),
где /?вхЭп ~ Л21э = 100’1 >67 — 167 кОм;
Кэп=А21э<1/(й11э + й21э<,) = 100.1,67/(1+100-1,67) » 0,99.
5.	Принимая Днас=2, определяем сопротивление резистора
R6 = Л21Э^к/^нас = ЮО-5,1/2 = 255 кОм (270 кОм).
6.	По выражению (137) находим емкость конденсатора:
С = Тр ^п//?к 5 = 200-10—6.0,99/5,1 • 103-0,8 я 0,05 мкФ.
Принимаем С=0,05 мкФ и С0 = 2,5 мкФ.
Время обратного хода
То « ЗС0 (/?1 + Ri) = 3-2,5.10“6 (2 + 0,03)• 103 « 15 мс.
Так как время То превышает допустимое значение Го.макс^Т'—
—Тр=1,6 мс, то для его уменьшения применим генератор с ЭП на
составном транзисторе (рис. 93, а).
7.	Задаваясь сопротивлением резистора 7?i = 0,76 кОм, близким
к нижнему пределу, находим коэффициент усиления и входное со-
противление ЭП на составном транзисторе:
^21э
Лзп== Г/ - s ГГ Г7
1э 4" ^11э 4" ^21э
100-0,7
1 + 1 + 100-0,7
= 0,965;
ЯвхЭп ~ /г21э	= ЮО2-0,75 = 7,5-103 кОм, где =
= Ri Rn/(R1 + Rh) = 0,75-10/(0,75 + 10) = 0,7 кОм.
Затем согласно пунктам 3—6 выбираем: /?к=16 кОм; Re —
=750 кОм; С=0,015 мкФ; Со=0,75 мкФ и по формуле (139) опре-
деляем То=1,5 мс. Если необходимо получить меньшее время Го,
следует применить генератор с дополнительным источником пита-
ния (рис. 93,6). Пусть в нашем примере требуется обеспечить То=
==200 мкс. При расчете генератора по рис. 93, б после определения
емкости времени обратного хода (п. 6) следует определить напря-
жение:
Ea'^C(R1 + R.) иъ^/Т0 = 0,04-10-3.2.103-20/200-10“3 =8 В.
Принимаем £э=9 В и проверяем выполнение условия
V (Ек + Еэ )//э макс = (27 + 9)/50 = 720 Ом.
Если это условие не выполняется, надо увеличить сопротивле-
ние резистора Ri или выбрать транзистор с большим током /Эмакс.
155
Расчет фантастронного генератора пилообразного напряжения.
Для. обеспечения работы рассмотренных выше ГПН требуется управ-
ляющий импульс прямоугольной формы с длительностью /и, равной
длительности рабочего хода Гр. Для фантастронных генераторов
такой импульс не нужен; управляющее напряжение вырабатывается
автоматически в самом фантастроне, основу которого составляет ге-
нератор с ООС.
Фантастронные генераторы могут работать как в автоколеба-
тельном, так и в ждущем режиме В последнем случае для запуска
фантастрона подаются короткие импульсы с длительностью
Рис. 94. Схема фантастронного ге-
нератора пилообразного напряже-
ния.
Рис. 95. Временные диаграммы
фантастронного генератора.
Длительность рабочего хода в фантастроне не зависит от парамет-
ров запускающего импульса, она определяется внутренними процес-
сами, причем ее можно регулировать в широких пределах. На прак-
тике часто используется ждущий режим фантастрона.
На рис. 94 изображена схема одного из распространенных ва-
риантов фантастрона на трех транзисторах. Его временные диаграм-
мы приведены на рис. 95. В исходном состоянии (интервал 1—2 на
рис. 95) транзистор Ti закрыт, а транзисторы Т2 и Т3 открыты, при-
чем Т3 насыщен, а Т2 находится на границе насыщения (в критиче-
ском режиме). Такой режим транзистора Т2 обеспечивается выбором
сопротивления резистора R6=h2l9RK3i где h2ia — коэффициент пере-
дачи тока базы транзистора Т2. При этом коллекторное напряжение
1/к2= ^кэнас «0,14-0,5 В для маломощных транзисторов.
Сопротивления резисторов делителя Ri и R2 подбираются так,
чтобы напряжение Г/БЭЗ =—/дел^?2-+-1 Uk2\ обеспечивало насыщен-
ное состояние транзистора Т3. Приближенно, полагая насыщенный
транзистор Т3 короткозамкнутым, можно считать, что его коллек-
торное напряжение Uk3~Uk2. При этом напряжение на базе тран-
зистора Tt иБЭ1 =Uk3R3/(R3+R^)-~t/кг»UK2R3I(Ri+R^)— £/кг>0
156
£ транзистор закрыт. Его коллекторное напряжение 1/ki=—Ek4-
Ч-/кбсАк1 ~"^к 110 значению близко к напряжению Ек. Конденса-
тор С заряжен до максимального напряжения UCQ — Ub^2—
«Ек, так как |4/БЭ2| <С|UK11.
При подаче пусковых импульсов ип на базу транзистора А
происходит переброс фантастрона (интервал 2—3), в результате ко-
торого транзистор Т3 закрывается, а Л открывается. Транзистор Т2
по-прежнему остается открытым.
После переброса фантастрона в течение длительности рабочею
хода Гр происходит разряд конденсатора С через резистор 7?б, источ-
ник Ек и последовательно соединенные транзисторы Л и Т2, вслед-
ствие чего формируется рабочий участок пилообразного напряжения
(интервал 3—4).
Процесс разряда конденсатора происходит таким же образом,
как и в схеме с ООС (см. рис 89). Отличие состоит в том, что в
фантастроне конденсатор разряжается через последовательно вклю-
ченные транзисторы Ti и Т2. Такое включение транзисторов называ-
ется цепочным или каскодным. В фантастроне (см. рис. 94) тран-
зистор Т2 включен по схеме с общим эмиттером, a Ti— по схеме с
общей базой. Каскодное соединение транзисторов имеет следующие
эквивалентные параметры:
^21Э.ЭКВ ~ ^2161 ^21Э2 ~ ^21925	1	(140)
^ВЫХ.ЭКВ ~ -^ВЫХ1 ~ Явых.б; ^ВХ.ЭКВ ~ ^ВХ2 ~ ^вх.э» )
Для эффективного использования напряжения источника пита-
ния (для получения большого коэффициента использования напря-
жения g) параметры схемы фантастрона подбирают так, чтобы
в конце рабочего хода транзистор Ti входил в режим насыщения,
а транзистор Т2 приближался к этому режиму. При этом коллектор-
ное напряжение транзистора Ti достигает значения ^КЭнас 4“
+ ^К2» где ^кэнас —напряжение на насыщенном транзисторе Ti,
a U^2 —напряжение на транзисторе Т2 в конце рабочего хода
(обычно Е*К2 « 1 В).
Ток делителя /дел и сопротивление резистора R2 выбирают так,
чтобы в конце рабочего хода оказалось /дел/?2> |	|, вследствие
чего напряжение ЕБЭЗ =—/Дел/?г + |{/К2| становится отрицатель-
ным, транзистор Тз открывается и происходит обратный переброс
фантастрона (интервал 4—5). После этого транзистор Ti закрывает-
ся, а Тз переходит в режим насыщения.
После закрывания транзистора Ti происходит заряд конденсато-
ра от источника напряжения Ек через участок эмиттер — база тран-
зистора Т2 и резистор /?к1, т. е. восстанавливается исходное состоя-
ние фантастрона. Как и в схеме с ООС, длительность восстановле-
ния Т0«ЗС/?к1 оказывается большой, если не принять специальных
Мер для ее уменьшения.
Другие параметры выходного напряжения фантастрона опреде-
ляются формулами, приведенными для генератора с ООС, при под-
становке в них эквивалентных параметров каскодного соединения
транзисторов (140). При этом выражения для параметров выходно-
157
го (пилообразного) напряжения фантастрона имеют следующий
вид [3]:
t/вых * Ек- Р'к2 И = ДЩ « 1 - TP=ICR6;
8 — (-^вых.б 4“ ^к1)/^21э2 ^вых.б RkI
или при /?вых.б> /?к1, что обычно на практике выполняется,
8 ~ £^б/^21Э2 Rk1^
(141)
(142)
Транзисторный фантастрон обеспечивает получение пилообраз-
ных напряжений с коэффициентом нелинейности до нескольких де-
сятых долей процента при длительности рабочего хода до несколь-
ких тысяч микросекунд и коэффициенте использования напряжения
g>0,9.
В фантастроне в качестве выходного напряжения кроме пило-
образного напряжения wKi может использоваться напряжение iz.l3,
представляющее собой импульсы, близкие к прямоугольным.
Рассмотрим пример расчета схемы фантастрона (см. рис. 94)
при следующих исходных данных: амплитуда пилообразного напря-
жения (7Вых=30 В; длительность рабочего хода Тр=800 мкс и пе-
риод следования пилообразных импульсов Г=3500 мкс; коэффици-
ент нелинейности е^2°/о; максимальная температура окружающей
среды /°кр=50°С.
Рассчитать схему фантастрона можно в следующем порядке:
1.	Задаваясь значением коэффициента использования напряже-
ния £—0,9, определяем напряжение источника питания
>^вых/£ = 30/0,9 ^33,2 В. Принимаем £к = 34 В.
2.	Выбираем тип транзисторов. Для фантастрона следует выби-
рать транзисторы с большим коэффициентом передачи fois, неболь-
шим обратным током большим входным и выходным сопро-
тивлением и максимально допустимым напряжением
|Щвмакс| > (1,3^-1,5)£к = (1,3-:-1,5) 34 = 44: 51 В.
В нашем примере выбираем транзисторы типа МП20 со следую-
щими параметрами: £7КБМакс =—50 В; /Кмакс =50 мА в режиме
усиления и /кмакс = 300 мА в импульсном режиме; /i2ia>50;
#вых.б>400 кОм;	мА ПРИ 20°С; tKMaKC =85°С.
3.	Сопротивление резистора RK3 по допустимому коллекторному
току
к	34
8“>'7^Г=2^’1™°“<300 0‘”'
где
^Кмакс ^Кмакс 20°
^к.макс ^окр __ 2QQ
/°	__20°
‘'к.макс
« 200 мА
85 — 50
85 — 20
— допустимый ток при максимальной температуре /°кр=50°С.
158
При выборе резистора Rt(3 следует иметь в виду, что чем мень-
дде его сопротивление, тем меньше получается сопротивление рези-
(jj-opa Яб и тем большая емкость конденсатора С потребуется для
^учения заданной длительности рабочего хода. Поэтому сопротив-
ление резистора RK3 нежелательно выбирать слишком малым.
4.	По условию, при выполнении которого транзистор Т2 в ис-
ходном состоянии находится на границе насыщения, выбираем со-
дпотивление резистора /?б = /г21э^кз = 50-300= 15 кОм.
ж 5. По выражению (142) определяем:
^21э ®	50*0,02
6.	По выражению (141) находим емкость конденсатора
Тр	800-10—в
С = it = 0.9.15-10- ” °'С5’ “* |0'°6 “Ф>-
7.	Проверяем время восстановления исходного состояния Тож
Я?ЗС/?к1 — 3’0,06* 10“8-15-103 = 2400 мкс, которое должно удовлетво-
рить условию Т0^.Т—Тр = 3500—800 = 2700 мкс. Если это условие не
Наполняется, то следует применить схему фантастрона с ЭП в за-
рядной цепи конденсатора, расчет которой рассматривается ниже.
8.	Определяем сопротивления резисторов R3 и Ri. Для того что-
бы в конце рабочего хода транзистор Ti оказался на границе насы-
щения, сопротивление резистора Ri должно удовлетворить условию
р ___ ^21э /?к1 __р _____	50*15
4~/?к1+^б	К3~ 15+15
0,3 = 24,7 кОм (24 кОм).
Для обеспечения закрытого состояния транзистора Ti в исход-
ном состоянии необходимо выбирать сопротивление резистора R3 в
2—5 раз меньше сопротивления резистора Ri, т. е.
R3 ~ -	г = 12ч-4,8 кОм (7,5 кОм).
2- о 2 -5
9.	Определяем сопротивления резисторов делителя Rt, R2. Для
уменьшения влияния обратного коллекторного тока /^БОманс тРан’
зистора Т3 на работу фантастрона резисторы Ri и R2 выбирают так,
чтобы ток делителя, протекающий через них, был намного больше
тока /КБОмакс, т. е.
> (5 : Ю) ^КБОмакс,
откуда получаем:
Frr	34
+ R2 <--------------- —---------------=43—86 кОм
(5-Ю) /КБОмакс (5—10) 80-10—с
Принимаем /?i4-/?2 — 20 кОм. При этом ток делителя
34	1 д
/лел =-----fS--=---------=1,7 мА
де Я1 + Яа 20-ю3
159
Определив сопротивление резистора /?2 по условию ^бэз =
=—/делЯгЧ-|^к2, ^=0» ПРИ выполнении которого происходит откры-
вание транзистора Т3 в конце рабочего хода
I UK9 I 1
^2 < у = у; |П 3 « о,б кОм,
/дел	1,7.10—»
находим сопротивление Ri = (Rz+Ri) — 7?2 = 20-10~3—600= 19,4 кОм
(18 кОм).
Поскольку сопротивления резисторов Ri, R2 определяются при-
ближенно, то одно из них целесообразно взять переменным (хотя
бы на время регулировки). Обычно переменным берут резистор Rz.
Рис. 96. Графики, ил-
люстрирующие измене-
ние длительности рабо-
чего хода при изменении
управляющего напряже-
ния.
Принимаем с запасом для регулировки режима фантастрона R2=s
= 1 кОм.
Управление длительностью рабочего хода. Фантастроны часто
применяются для получения регулируемой временной задержки им-
пульсов. При этом в качестве выходного импульса используется
прямоугольный импульс «кз (рис. 95), при дифференцировании ко-
торого получается положительный импульс, задержанный относи-
тельно пускового на время длительности рабочего хода Тр.
Длительность Тр можно скачкообразно регулировать подклю-
чением конденсаторов различной емкости С. Плавная регулировка
Тр осуществляется изменением управляющего напряжения пода-
ваемого через диод Д на коллектор транзистора 7\ (цепь управля-
ющего напряжения показана на рис. 94 штриховыми линиями).
В этом случае коллекторное напряжение на закрытом транзисторе
Л фиксируется на уровне U^^Uy+UUy (рис. 96), так как на-
пряжение на открытом диоде значительно меньше управляющего
напряжения | t/д | <С | Uy |.
Принцип регулировки длительности Гр заключается в том, что
напряжение uf(i во время рабочего хода, начав изменяться от зна-
чения Uy, достигает значения Z7K1 за время Гр, которое меньше
времени Гр. При этом длительность рабочего хода определяется по
формуле
Тр » £С/?б= CR6 «	CR (143)
Изменяя управляющее напряжение, можно в широких пределах
регулировать длительность Тр, причем зависимость T$—f(Uy) ока-
зывается близкой к линейной.
160
При изменении управляющего напряжения уменьшается и дли-
тельность восстановления 70, которая в этом случае определяется
по формуле
Е	Е
T^CRM\n----------7—®2,3C/?K1lg---------7— .	(144)
£К - Iиу|	£К “ IUyI
Рассмотрим пример расчета фантастронного генератора с регу-
лируемой длительностью рабочего хода. Пусть требуется рассчитать
схему фантастрона с длительностью рабочего хода, изменяющейся в
пределах от Тр мин = 400 мкс до 7рмакс=800 мкс, амплитуда пило-
образного напряжения £/вых = 30 В при 7Р — ТР макс. Остальные ис-
ходные данные такие же, как в предыдущем примере.
Рассчитать схему фантастрона в этом случае можно в следую-
щем порядке. Вначале производим расчет на максимальную дли-
тельность Грмакс, как это показано в предыдущем примере. После
этого определяем параметры элементов цепи управляющего напря-
жения. Так как расчет на максимальную длительность Трма^.с произ-
веден в предыдущем примере, то здесь рассчитаем только цепь
управляющего напряжения.
1.	По формуле (143) определяем минимальное управляющее на-
пряжение, необходимое для получения длительности 7рМИн:
Е« Т , , ,	34-400-10~6
| £7	| = —__Uu-, =-------------------------— 1«!6В,
1 у'мин1 R6C 1x11	15-103-0,06-10—8
где
|^К1 I = К 1+КЭнас| * Ю «1 В-
2.	Определяем сопротивление резисторов делителя Re- Для
того чтобы ток, протекающий через делитель и ответвляющийся
через резистор при открытом диоде, не оказывал существенного
влияния на управляющее напряжение, резисторы R$ и Re должны
удовлетворять условию
Яа + Яб
(5 -ь 10)
| & у мин
из которого находим:
(5+10)(EK-|t/y.MJ)
34-15-103
(5 10) (34—16)
ж 2,8+5,6 кОм.
Принимая /?5+£в=5,5 кОм, определяем ток делителя /дел и со-
противление резисторов и Re:
Ек	34
/, „л =-----12- = ---------» 6 мА:
Д	5,5-10»
R5 <	» 2,7 кОм, Rs = 5,5 — 2,7 = 2,8 кОм.
/дел 6-19-»
С запасом для регулировки управляющего напряжения выбира-
ем переменное сопротивление /?5 = 3,6 кОм.
11—384
161
3.	Выбираем диод типа ДЭЕ, у которого допустимые значения
тока в прямом направлении и обратное напряжение удовлетворяют
условиям
/	>	। ^У-мин I =	*6---1 2 мА /7	> £гл"34 В
/макс> ------7^	15.103 “1’2МА’ %6p>jfcK
Схема фантастрона с эмиттерным повторил елем. Для уменьше-
ния времени восстановления То в фантастроне включают ЭП
(рис. 97).
Как известно, при коэффициенте усиления ЭП, близком к едини-
це, потенциал точки Э на выходе ЭП практически равен потенциа-
лу точки Б на его входе и указанные точки можно считать эквипо-
тенциальными (их можно мысленно соединить друг с другом).
Рис. 98. Временные диаграм-
мы фантастронного генера-
тора, работающего в авто-
колебательном режиме.
Рис. 97. Схема фантастронного
генератора с эмиттерным повтори-
телем в зарядной цепи конденса-
тора.
Вследствие этого работа фантастрона во время рабочего хода не от-
личается от ранее рассмотренной. Однако во время восстановления
исходного состояния фантастрона конденсатор заряжается не через
большое сопротивление резистора /?къ а через малое выходное со-
противление ЭП /?выхЭП б+/?к1/(1+^21э) «7?к1/Л21э, где feia —
коэффициент усиления тока базы транзистора ЭП. Благодаря при-
менению ЭП в цепи заряда конденсатора время
То « ЗС«вь1хЭП « 3«к1/й21э
уменьшается примерно в й21э раз по сравнению со схемой без ЭП.
Если, например, выбрать транзистор для ЭП с коэффициентом /?21э =
= 100, то применительно к предыдущему примеру получим:
То я 3.0,06.10-6.15-103/100 « 24 мкс
вместо То «2400 мкс в схеме без ЭП.
В генераторе с ЭП выходное напряжение целесообразно снимать
с выхода ЭП, так как при этом уменьшается шунтирующее действие
нагрузки, что особенно важно при сравнительно низкоомной на-
грузке. Следует иметь в виду, что напряжение, снимаемое с выхода
162
ЭП, несколько меньше его входного напряжения £/Вых=^Вх/<эт
При расчете схемы с ЭП задаются коэффициентом усиления Лэп ~
»0,9 и определяют £/вх = £4ых/Лэп, которое является собственно
выходным напряжением фантастрона.
Фантастрон может работать и в автоколебательном режиме. Та-
кой режим возможен, если в момент, когда напряжение rzKi дости-
гает значения Uy, транзистор Т3 будет выходить из насыщения,
вследствие чего ток iK3 будет уменьшаться, а напряжение ик3 пони-
жаться. Это вызовет понижение напряжения щи и открывание тран-
зистора Т{. Возникающее при этом возрастание напряжения uKi че-
рез конденсатор С передается на базу транзистора Т2, что приводит
к уменьшению тока i02 и понижению напряжения иК2« Это способ-
ствует дальнейшему уменьшению тока iH3 41 т. д. Таким обргзэм,
возникает лавинообразный процесс, приводящий к запиранию тран-
зистора Т3. После открывания транзистора Ti и закрывания транзи-
стора Т3 фантастрон работает так, как описано выше.
' Диаграммы напряжений uKi и ин3 автоколебательного фанта-
строна приведены на рис. 98. Длительность рабочего хода Гр, време-
ни восстановления То и коэффициент нелинейности в автоколеба-
тельном режиме определяются теми же формулами, что и в ждущем
режиме фантастрона.
Расчет автоколебательного фантастрона отличается от расчета
ждущего лишь выбором сопротивлений резистора делителя Ri, R2.
Для автоколебательного фантастрона эти резисторы следует выби-
рать так, чтобы отношение Ri/R2 было больше в 1,3—1,5 раз их от-
ношения для ждущего фантастрона. Это удобно осуществить экспе-
риментально, если сопротивление резистора R2 является переменным.
Очевидно следует иметь в виду, что в автоколебательном режи-
ме на фантастрон не подают пусковые импульсы и не включают
разделительный конденсатор.
Расчет усилителей постоянного тока
Усилители постоянного тока (УПТ) служат для усиления мед-
ленно меняющихся сигналов или сигналов, значение которых после
изменения остается постоян-
ным сколь угодно долго.
Нижняя рабочая частота
УПТ /н = 0, а высшая — /в
определяется назначением
усилителя и условиями его
работы.
В УПТ для связи меж-
ду каскадами усилителя
приходится включать эле-
менты, способные проводить
постоянный ток. Такая связь
вносит в УПТ ряд специфи-
ческих особенностей: за-
трудняет установку нужно-
го режима транзисторов и
требует компенсации посто-
янного напряжения на на-
грузке в режиме покоя.
Рис. 99. Схема двухкаскадного
УПТ с непосредственной связью
между каскадами.
11*
163
Особенно сложной задачей в УПТ является обеспечение высокой
стабильности работы усилителя при изменениях напряжений источ-
ников питания, режимов работы транзисторов, их параметров и со-
противлений резисторов. Существенное влияние на дрейф нуля ока-
зывает температурная нестабильность обратного тока коллектора.
Любые, даже очень медленные изменения перечисленных величин вы-
зывают изменения токов и напряжений, которые передаются на вы-
ход усилителя и приводят к изменениям выходного сигнала (дрейфу
выходного сигнала или дрейфу нуля). В многокаскадных УПТ наи-
большую опасность представляет нестабильность первого каскада,
так как его нестабильность усиливается последующими каскадами.
Для уменьшения дрейфа нуля в УПТ применяются различные ба-
лансные схемы.
Расчет УПТ с неп^Ьр ед ст венной межкаскадной связью. Схема
двухкаскадного УПТ с непосредственной связью между каскадами
изображена на рис. 99. В этой схеме выход предыдущего каскада
гальванически соединен с входом последующего. Напряжение сме-
щения' на базе второго транзистора равно £/БЭ2=й'к1—&Э2 • Ком-
пенсация постоянного напряжения на нагрузке в режиме покоя до-
стигается включением делителя напряжения Ri, R2- Сопротивления
этих резисторов выбирают из условий баланса мостовой схемы, в
которую включена нагрузка Rn:
^2 ==	(^э2 + *о)>	(145)
где Ro — |^КЭ2 |//К2 —сопротивление транзистора Т2 в режиме по-
коя, и условия для делителя напряжения
R1R2KR1 + R2) < (0,1 -0,2) ₽н.	(146)
Источником входного сигнала Ес с внутренним сопротивлением
Rc может служить фотосопротивление, термопара или другой датчик.
По уравнению для токов и напряжений первого каскада усили-
теля в режиме покоя = /К1 + IЬ2! |^КЭ1| = Ек ~ Ч ^к1 ~
получим сопротивление резистора
П _ £К ~ 7Э1 ЯЭ1 — | СКЭ11 _ £к — |СЭ|| — |£/к1|
АК1------.------------------------------------------- .
Напряжение | U3 j |=/э 1^?э1 выбирают в пределах (0,054-0,2)	,
при этом для эффективной стабилизации режима транзистора необ-
ходимо, чтобы	б-
Аналогично для второго каскада получим:
Р	~ 7Э2 /?д2 — I ^КЭ2 I
Rk2 —	.	г	(148)
УК2
Входное сопротивление первого каскада
п R& Rbx т
вх1~ Rc + Rb^ ’
где входное сопротивление транзистора Ti с учетом ООС
RbX.T ~ Rbx.31 ~Г (1 4- ^21 51) R^ ~ R^l'
Входное сопротивление второго каскада
Rbx2 = RbX.32 + 0 + ^£152) R$2 ~ ^2152
164
Сопротивление нагрузки для первого каскада
^н! — RK1 ^в\2^(^к1 + ^В\з)>
ДЛЯ второго R(12 = Rk2^kb/(Rk2+R3kb), гДе R’K» = R« + RtRzf(Ri + Rz).
Коэффициент усиления напряжения соответствующих каскадов
K~h213-~.	(149)
^ВХ.Т
При /72и»1, что практически всегда соблюдается,
Рис. 100 Входиj я (а) и выходная (б) статические характеристики
транзистора типа МП20
Рассчитаем двухкаскадный УПТ с непосредственной межкас-
кадной связью, если; источником входного сигнала служит датчик,
включенный в мостовую схему, напряжение источника питания Ек =
= 30 В; максимальные изменения входного сигнала Д£/Вх=±0,3 В;
внутреннее сопротивление источника входного сигнала /?с = 1 кОм;
сопротивление нагрузки /?л = 5,1 кОм; требуемое максимальное из-
менение выходного напряжения ДЕвых=Ю В; температура окружа-
ющей среды /°кр = (30± 10) °C.
Рассчитать усилитель можно в следующем порядке: 1. По за-
данному напряжению Ек выбираем транзисторы с максимально до-
пустимым напряжением |^кэмакс| и возможно малым обрат-
ным коллекторным током /КБО Берем для обоих каскадов транзис-
тор МП20 со следующими параметрами |^КЭмакс| = 30 В; /Кмакс =
= 50 мА; Лсбо=2-г-5 мкА; /Кмакс =85°С; Е^макс20о =150 мВт;
/1цэ = 500 Ом, /121э=50“Ю0 (для расчета принимаем /121Э=75).
2.	Определяем режим покоя для транзистора второго каскада.
Согласно формуле (1) выбираем |//кэ2| = 11 В. Так как до расчета
сопротивлений резисторов R2 и Rk2 оценить значение /?н2 и вы-
165
брать ток /кг затруднительно, то находим его из условия /кг^
^0,5/кмакс. Принимаем /кг = Ю мА. Выбранной точке покоя П
(рис. 100) соответствует ток IБ2 =150 мкА По входным характери-
стикам транзистора находим напряжение £/БЭ2 = 0,135 В, соответст-
вующее току /Б2 б точке покоя.
3.	Проверяем режим покоя на соответствие допустимой рассе-
иваемой мощности коллектора ^к==^КЭ2^К2<^Кмакс» где макси-
мально допустимая мощность при наибольшей температуре окружа-
ющей среды /Окр=40°С:
_	6<макс ^окр	85 — 40
^Кмакс ~ ^Кмакс20° “7	9 о ~ 150	= 135 мВт.
‘Кмакс
В нашем примере Рк = 10-10-10~3= 100 мВт<Ркмаьс = 135 мВт.
4.	Приняв напряжение | U32 | = ^Э2^32 = (^К2~^Б2) ^j2==
= 0,1£'к=3 В, определяем сопротивление резисторов:
1^1 _	3
Rs2 >Э2 'кг + 'вг (10+0,15)-10-3
При этом |(/Э2|=/Э21?э2= 10,15-10~3-300 = 3,45 В и
_ £К	| ^Э2 | ~ | ^КЭ2 I _ 30 — 3,45— 11 ~
Rk2 =	1	= ЮНО-3
^К2
=296 Ом (300 Ом).
1,7 кОм(1,6 кОм).
В нашем примере /?d2=300 Ом >/?BX.62 = /h 13/^213 = 500/75^
»6,5 Ом. Если окажется /?Э2< (5“10)1?вх.б2, то необходимо увели-
чить сопротивление резистора Ra2 так, чтобы выполнялось условие
/?Э2> Явх.б2 (5-? 10), и вновь найти /?ь2.
5.	Согласно условиям (145) и (146) определяем сопротивления
делителя. Задаваясь сопротивлением Ri + R2 = 0,17?и = 510 Ом, нахо-
дим Ri = 1,05 кОм (1,1 кОм); /?2 = 0,99 кОм (1,0 кОм).
6.	Сопротивление нагрузки для второго каскада
1,6-5,62
1,6 + 5,62
р'^К2 /?ЭКВ
н2 ^К2 + ^ЭКВ
= 1,25 кОм,
где
^экв = Rh + Ri R2!{Ri + R%) =5,1 + —j	j =5,62 kOm^
7.	Проверяем правильность выбора тока /к2, для чего рассчи-
тываем требуемую амплитуду тока
^К2т —
вых
^н2
10
1,25-103
= 8 мА.
Таким образом, выбранное нами значение тока /кг =10 мА
удовлетворяет условию (2). В противном случае необходимо вы-
брать более подходящее значение тока /кг и повторить расчет по
пунктам 4—6.
166
8.	Коэффициент усиления напряжения второго каскада
„	^2 7?н	1,25 ' 5,1	78
$э2 Rh ~Ь £1^г/(^1 4“ £2)	0,3	5,62
9.	Необходимое входное напряжение второго каскада
ВХ2 — А£/вЫХ1 ~ -^^вых/=8/3,78 = 2, 12 Bi
10.	Напряжение (7ki в режиме покоя
иК{ = г/э2 + г/БЭ2 =— 3,45 + (— о, 135) —з,бв;
11.	Выбираем точку покоя транзистора Ti. Задаваясь значением
С/э1 = 0,05£к = 0,0530= 1,5 В, находим (7КЭ1 ~^к1—^Э1“—3,6—
— (—1,5) =-2,1 В.
Необходимое изменение коллекторного тока первого транзисто-
ра Д/к1 = Д£вых1 /R'Hi А£ВЬ1Х1/£к1; В режиме покоя нужно обес-
печить ток
7К1 > Д/к1 + (1 + /121э) /КБО40° — ^Вых1^к1 + (1 + ^21э) 7КБО40°,
где ^КБО40° ~ ^КБО20° 2^40 20^10 = 5-22 = 20 мкА
— обратный коллекторный ток при максимальной температуре окру-
жающей среды /°кр=40°С.
Подставляя в выражение для 1^ сопротивления резистора R^
(147), находим:
, Д^вых! 7Б2 + (£К ~ РЭ1 I ~ I ^КЭ1 |) 0 +	^6040°
;К1 _
ЕК ~ I ^Э1 I ~ I УКЭ1 I ~ Д^вах!
2,12-0,15+(30— 1,5 — 2,1) (14-75) 0,02	„ ,
--------------------------------- =2 мА;
30— 1,5 — 2,1 — 2,12
Принимаем /ki = 3 мА. Выбранной точке
/к1 = 3 мА соответствует ток /Б—50 мкА
=—0,1 В, которое определяем по входным
стора (рис. 100).
12.	Сопротивления резисторов:
30 — 3,14
--------------% 8,2 кОм;
(30,15)-10—3
ПОКОЯ	—2,1 В и
и напряжение Г/Бэ1 ==
характеристикам транзи-
1,5
= 470 Ом;
₽б =
р _ £к ~ I ^К1 I _
К1 /К1+'Б2
о J^.l-	|"Э1|
31 IS1 'ki + Zbi (3+0,05)10-3
ЕК ~ I ^БЭ1 | — | иэ\ I 30 — 0,1—1,5
----------------- =------------= 17,8 кОм(16 кОм),
!>6
/ -/	./	|_£с-^Б1-^Э1|	_
'Яб —'Яс + УБ1 —	рс	Т~'Б1 —
'о+ 0,1+1,5
= IJO^-------+0,05=1,6 мА;

где
167
11 кОм
В выражении для 7^б значения Ес, С/БЭЬ U Э1 подставляются со
своим знаком. В нашем случае в режиме покоя £с = 0.
13.	Входное сопротивление усилителя
_ _ _	~	/?б*21э Rsi _ 16-75-0,47
/?вх *вх1 ~	+ /г21э R3i 16 + 75• 0,47
и коэффициент усиления первого каскада
₽н1
я------ _
470
Общий коэффициент усиления напряжения
6,5.103
14j
/< =	/С2 = 14-3,78 ^38
усиление Ктр==
то для получе-
с некоторым запасом обеспечивается требуемое
= Д^Вых/Д^вх=Ю/0,3«33. Если окажется K</Gp,
ния этого усиления можно попытаться изменить сопротивления Rl( и
Ra или применить еще один каскад усиления
14.	Определяем дрейф выходного напряжения. Для этого нахо-
дим изменения обратных коллекторных токов транзисторов Д/КБО
при изменении температуры окружающей среды в пределах 20—40°С
и коэффициент нестабильности первого каскада qr.
/ 4 °—20	\
Д^КБО “ ^КБО40° “ ^КБО20° == ^КБО20° \2	— 1 у ==
= 5(22 — 1) = 15 мкА;
N	1,5
<71 = "---Z— = ------7777 = 2»9>
N — h2l6 1,5 —0,987
/?Э1	#Э1	0,47 , 0,47
где yv=i+-J»+-^ = i+-j-+— = 1,5,
Rc	16	1
75
*216 = *21э/( 1 + *21э) = —~ = 0,987.
1 -f- /э
Нестабильность (дрейф) коллекторного тока первого транзисто-
ра Д/К1др =#1Д^КБо1 =2,9-15=44 мкА. Изменение (дрейф) тока на-
грузки первого каскада Д/1ДР с учетом направления обратных токов
^КБО1 и КБО2 Равен Д^1др = #1А/КБо1 Д/КБ02= 44—15 = 29 мкА.
Дрейф входного напряжения второго каскада Д£7Вх2др = ДАдР/?Н1 =
= 29-10~6-6,5-103=0,19 В и дрейф выходного напряжения усилите-
ля Дых.др ~ Д^7вх2дрА2 ~0,19 • 3,78=0,74 В.
Дрейф выходного напряжения составляет 7,4% значения выход-
ного сигнала Дрейф выходного напряжения можно уменьшить, если
выбрать транзистор Т2 с током ^кБО2>^КБО1- Например, выберем
транзистор Ti с обратным током ^кБо20о=2 мк^» а транзистор
7*2 — с 7кБо9оо==5 мкА. Тогда Д^цБо1~6 мкА; Д^цбО2=1^ мкА;
Д/1дР=2,4 мкА; Д^7Вых.др = 0,05 В (составляет 0,5% выходного сиг-
нала). Если такая нестабильность недопустима, то можно попытать-
163
Ея уменьшить ее соответствующим подбором параметров схемы или
[рименить балансный УПТ.
Недостатком рассматриваемой схемы УПТ является то, что для
обеспечения режимов покоя транзисторов сопротивления резисторов
И Еэ ДОЛЖНЫ удовлетворять УСЛОВИЯМ: ЕЛп<Ек(п-1); Рэп>
где п — номер каскада усилителя. Вследствие этого коэф-
Йнщпент усиления напряжения убывает от каскада к каскаду, т е.
Поэтому проектирование такого усилителя с числом кас-
кадов более трех-четырех оказывается нецелесообразным.
рис. 101. Схема двухкаскадного УПТ
с потенциометрической связью меж-
ду каскадами.
Расчет УПТ с потенциометрической межкаскадной связью. Схе-
ма двухкаскадного УПТ с потенциометрической связью между кас-
кадами изображена на рис. 101. Напряжение смещения на базах
транзисторов создается дополнительным источником постоянного на-
пряжения Е и делителем напряжения (потенциометром) из резисто-
ров Ei, R2 и R\, R'2 .
При помощи делителя Rt R2 и источника Е компенсируется на-
чальное входное напряжение (Евх в режиме покоя). Если источни-
ком входного сигнала служит датчик, включенный в мостовую схе-
му, и f/Bx=0, то входная цепь усилителя может иметь такой же
вид, как и в схеме УПТ, изображенной на рис. 99.
Цепь Ri, R2 компенсирует постоянное напряжение Ukz. Вме-
сто двух источников питания Ек и Е можно использовать один ис-
точник со средней точкой, соединенной с общей точкой (корпусом),
или источник с «искусственной» точкой между резисторами Е3, R^
как это показано на рис. 101, б. В схеме на рис. 101, б напряжение
U3 используется в качестве источника Ек, a th — в качестве Е.
Недостатком потенциометрической связи является то, что на-
пряжение сигнала передается от коллектора одного транзистора к
базе следующего не полностью, часть его теряется на резисторе Еь
Сопротивления резисторов Ек, Ei, Ег определяются по извест-
ным напряжениям и токам транзисторов в режиме покоя, которые
выбираются из тех же соображений, что и в усилителях низкой ча-
стоты. Ток /1 через резистор Ei берут одного порядка с коллектор-
139
ним током в режиме покоя /к. Расчетные формулы для /?к, Ri, R2
имеют вид:
ЕК ~~ |^кэ| t _ Ркэ! ~ |^БЭсл| е Е ~~ |^БЭсл1
— г । г ;^х—	; к2 —
7К * 71	71	71 'Бел
где и^э и 7К — напряжение и ток транзистора рассматриваемого
каскада в режиме покоя; £БЭсл и ^бсл—напряженней ток базы сле-
дующего каскада. Для последнего каскада в выражениях для
и R2 вместо напряжения £БЭсл и тока /Бсл необходимо подста-
вить значения выходного напряжения Uвых и тока, протекающего
через нагрузку /н в режиме покоя.
Для уменьшения шунтирующего влияния резисторов R2 их со-
противления желательно выбирать при Т?2 >(5-4-10)£н и R2, R2^
> (5ч-10)£вх.э.сл, однако следует иметь в виду, что увеличение R2
приводит к необходимости увеличения напряжения источника Е.
Коэффициент усиления тока одного каскада усилителя
А/вых Л,Бсл 1
________________^21Э Rk Rz_____________
^2^вх.э.сл 4“ (^2~Ь^вх.э.сл) (Rk 4~ Ri)
где Явх.э.сл ~/*иэ — входное сопротивление следующего каскада:
А^Бсл ___________________Rk R2________________
А/к	£г£вх.э.сл 4“ (R% 4“ £вх.э.сл) (Rk 4~ Ri)
— коэффициент передачи тока от коллектора данного каскада к ба-
зе последующего. В выражении для Кг последнего каскада сопро-
тивление /?вх.э.сл нужно заменить на сопротивление Ra, а ток Д/Бсл
на ток Д/н.
Коэффициент усиления напряжения каскада
Д' __ А(7вых _ А^БЭсл __ ^Бсл ^вх.э.сл __	^ВХ.5.СЛ
" Д^вх ~	“ А/БКвх.э ~А‘‘ 7?в,5	‘
Напряжение входного сигнала, передаваемое к базе первого
транзистора,
Д£/БЭ1= Д/б1 Rbx = Д4/вх Квх,
где Kbx=1/(1+Z?i//?вх.э! Н-Rt/Rz) —коэффициент передачи входного
напряжения к базе транзистора Ti. Очевидно,
р
Д^ВХ = Чи ~ = Д/Б1 (*вх.э1 +	+ R, ^вх.э1/^)-	(150)
Авх
Рассчитаем двухкаскадный УПТ с потенциометрической межкас-
кадной связью (рис. 101), если заданы: источник входного сигна-
ла — датчик, включенный в мостовую схему; напряжение источника
питания £к = 30 В; напряжение источника £—12 В; сопротивление
170
нагрузки Rn = 1,2 кОм; максимальные изменения входного напряже-
ния Д£/Вх=15 мВ; начальное напряжение в режиме покоя UBx=0
а ток источника сигнала /вх = 0; требуемые максимальные изменения
выходного напряжения АПвыХ=10 В, в режиме покоя напряжение и
ток нагрузки равны нулю; изменения температуры окружающей сре-
ды /окр= (30± Ю)°С.
L По заданному напряжению источника питания Ек выбираем
транзистор с максимально допустимым напряжением |^кэмакс|^
^Ек и возможно малым обратным коллекторным током 7КБО.
Берем для обоих каскадов транзистор МП20 с параметрами:
/кмакс = 50 мА; |ПКЭмакс| =30 В; /\макс 20о== ^0 мВт;
-?5 мкА (для расчета принимаем /КБО=3 мкА); Лг1э = 75; Лцэ =
= 500 Ом.
2. Выбираем точку покоя транзистора второго каскада согласно
условиям (1), (2). Как и в предыдущем примере, принимаем ^кэ2 =
=—11 В, —10 мА. Точке покоя соответствует ток /Б2 =0,15 мА
и напряжение ПБЭ9 =—0,135 В, которое определяется по входным
характеристикам транзистора (рис. 100). Режим покоя проверяется
на соответствие допустимой мощности, рассеиваемой на коллекторе
транзистора, аналогично тому, как это сделано в п. 3 (с. 166).
3. Задаваясь током /j =7кг = Ю мА, находим сопротивления ре-
зисторов:
__	~~1 ^кэг| __ 30—11
К2 =	7К2+;2	~ 20-10~3
10 кОм;
1^321-1^x1
‘=	К~~
11—0
—т = 1,1 кОм;
10-10"3
Е- |ПВЬ1Х|
Л'+Л,
-------— = 1,2 кОм.
10-10~3
5. По формуле (150) определяем коэффициент усиления тока
второго каскада:
___________^21 э ^к2 ^2_______
‘2-^/?н+(«2'+^н) (*К2 + Я'О ~
____________75-1,0-1,2_________
~ 1,2-1,2 + (1,2 + 1,2) (1,0 + 11) * 131
При этом коэффициент передачи тока от коллектора второго
транзистора к нагрузке
<2 = ^2^213 = 13/75 ^0,17;
6. Ток в нагрузке, необходимый для создания выходного напря-
жения ДПвых,
А/Н
А 77 вых
Ян
— ------= 8 мА
1,2-103
171
и входной (базовый) ток второго транзистора
А/н	8
д/Б2 = 77“ = 77 = 615 мкА‘
Л 12	13
входное напряжение второго транзит
= 0,615-ю-3-500 = 0,31 В.
тока А/Б2 необходим коллекторный
Току Д/Б2 соответствует
стора
Д^БЭ2 “ ^Б2^вх.э2
7. Для получения такого
ток первого транзистора:
Д/Б2 0,615	„ „ л
к1“ <2 " 0.17 ~3’7мА;
8.	Определяем точку покоя для транзистора первого каскада.
Коллекторный ток в режиме покоя должен удовлетворить условию
/К1>Д/К1+ (1 + ^21э)/кбо 40° = 3,7 + (1+75)20-10-6 = 5,3 мА, где
7КБО 40о^КБО20°2(40“20)/1()==5-22 = 20 мкА —обратный коллектор-
ный ток при максимальной температуре окружающей среды /°кр =
= 40сС.
Задаваясь изменением коллекторного напряжения первого каск i-
да Д^кэ1= (2+3)Д[7бэ2 — (2-+3)-0,31 =0,624-0,93 В, определяем на-
пряжение
^КЭ1 > ^КЭ1 + ^КЭМИН| = (0,62 ч-0,93) + 1,0 = 1,62 -з- 1,93 В.
Принимаем в режиме покоя ток /ki = 6 мА и напряжение
^КЭ1*=”~3 В» которым соответствуют ток /Б1 =0,1 мА и напряжение
£7бэ1 =— 0,1 В (см. рис. 100).
9.	Принимая значение Ц =/ki = 6 мА, находим:
“ |^КЭ1|	30 — 5
К1“ /К1 + < ” 12-Ю'3
«2,1 кОм (2,0 кОм);
РкЭ1| + |^БЭ2| __ 5 — 0, 135
/J	5-10~3
^0,96 кОм (1 кОм);
— |^БЭ21
Л — 7Б2
12 — 0,135
(5 — 0,15)-10~3
2,5 кОм (2,4 кОм).
10.	Коэффициент усиления тока первого каскада
^21Э	^2
Т?2 ^вх.э2 “Ь (^2 + ^вх.эг) (#К1 + ^1)
___________75-2,0-2,4_________
2,4-0,5 + (2,4 4-0,5) (2,0+ 1)
172
я ток
,, Д/Б2 615-10-6
Д,Ь‘—7Г“^Г-
11.	Задаваясь током 71=1 мА^>7Б1
локоя 17пх=0, 7вх=0 по формулам (148)
£К- RbxI 30
= 15 мкА.
и учитывая, что в режиме
определяем:
/j-Г'вх	МО-» -30 кОм;
р 1^х|~1^БЭ1|
^1 -
Яб =
'1
£ ~ |^БЭ1|
а2 —
о,1
П53Г - ™ °»;
12 — 0,1
_ т ----------------- ^13,2 кОм (13 кОм).
Л~;Б1	1-0,15
12.	По формуле (150) находим изменения входного напряжения,
необходимые для получения тока Д7Б1 :
Д£/вх = 15-10—6 (0,5 + 0,1 +0,1-0,5/13) = 11 мВ.
Заданное значение Д£7Вх с запасом обеспечивает требуемое на-
пряжение.
13.	Определяем дрейф выходного напряжения. Для этого нахо-
дим изменения коллекторных токов транзисторов при изменении
температуры окружающей среды в пределах 20—40°С:
/ 40~20 \
I 10
А^КБО “ ^КБО40° “ ^КБО20° ” ^КБО20с \ 2	—“ 1 / =
= 3-10—6 (2? — 1) = 9 мкА.
Так как в рассматриваемой схеме усилителя резисторы темпе-
ратурной стабилизации 7?э пе включены, то коэффициент нестабиль-
ности каскада q== 1/(1— /1210) ^hzia и изменение (дрейф) коллектор-
ного тока первого транзистора: Д/К1др = Д/КБО-+13 ~ 9-75 = 680 мкА
Этому соответствует изменение тока базы
= Д'юдАь=680/75 * 9’°мкА-
В нашем примере ток дрейфа Д7Б1др оказался близким к то-
ку усиливаемого сигнала Д7Б1 =15 мкА Для уменьшения дрейфа в
первом каскаде вместо транзистора МП20 применим транзистор
МП115 с параметрами: /КБО=0,5 мкА, | ^\эмакс |=30 В; 7Кмакс=~
^10 мА; ДкмаКс20с== 150 мВт.
В результате расчета первого каскада на транзисторе МП115
получаем: 7К1 = 6 мА; Л(7кэ1=0,24 В; =—5 В; /Б1 =0,45 мА;
^БЭ1 =—0J5 В; /?иэ = 375 Ом; «213=15; 7?hi = 2 0 кОм; 7?! =1 кОм;
₽2 =2,4 кОм; Л+ = 8,3; Д7Б1 =34 мкА; 71 = 5 мА; Яб = 6,2 кОм; 7?t =
= 150 Ом; /?2 = 3 кОм; Д£/вх=15 мВ; А7КБО=2 мкА; 71 = 16, при этом
Дрейф коллекторного тока первого каскада А7К1др = Д7КБО71 = 2,х
ХЮ’6-16 = 32 мкА. Ему соответствует А7Б1др =Д7к1др//?21э =
173
Рис. 102. Схема дифференциально-
го УПТ.
= 32/15=2,1 мкА, что составляет примерно 14% изменения тока
д/Б1 =15 мкА, обусловленного полезным сигналом. Если получен-
ный дрейф окажется недопустимым, то следует применить баланс-
ный УПТ.
Расчет балансного УПТ. Наиболее простым и часто применя-
емым способом уменьшения дрейфа в УПТ является применения ба-
лансных усилителей, в которых для уменьшения дрейфа использу-
ется принцип сбалансированного моста.
На рис. 102 изображена схема параллельного балансного (диф-
ференциального) усилителя, который имеет наименьший дрейф по
сравнению с другими балансными УПТ. В этом усилителе нагрузка
/?н включена в диагональ моста, образованного резисторами /?К1,
Т?к2, транзисторами 7\, Тч и потенциометром /?п. Если усилитель сим-
метричный /?К1=/?К2, ^п=^п и ^Т1=-^Т2, где /?т — сопротивления
транзисторов, то мост сба-
лансирован и изменения на-
пряжения источника пита-
ния £к и одинаковые изме-
нения сопротивлений плеч
моста не вызывают дрейфа
выходного тока и напряже-
ния Возможный разбаланс
моста, обусловленный раз-
личием параметров транзи-
сторов и допусками на со-
противления резисторов,
устраняется перед началом
работы потенциометром /?п.
К сожалению, в процес-
се работы усилителя при из-
менении температуры, на-
пряжения источника пита-
ния и т. п. параметры уси-
лителя изменяются неоди-
наково, вследствие чего
дрейф выходного сигнала не устраняется полностью, а лишь умень-
шается примерно на порядок (в параллельном балансном усилителе).
Уменьшению дрейфа способствует также ООС, осуществляемая
при помощи резистора При симметричном входе, когда входное
напряжение подключается между клеммами /, 2, изменения токов
транзисторов имеют противоположные направления и, поэтому при
одинаковом значении этих изменений на резисторе /?э не создается
напряжение ОС по усиливаемому сигналу. Так как сопротивление
потенциометра выбирается малым: /?п= (0,01-4-0,05)/?э, то на нем
также практически не создается напряжение ОС.
Коэффициент усиления напряжения одного плеча усилителя
At/Kl
^^ВХ1
/с =
At/K2	<
—	.	"21Э п
ВХ2	^ВХ
где Лн=/?к*0,5/?в/(/?к+0,5/?н). Здесь коэффициент 0,5 учитывает то
обстоятельство, что точка Б имеет нулевой потенциал для усилива-
174
вмого сигнала и делит сопротивление нагрузки пополам. Коэффици-
ент усиления напряжения всего УПТ:
„ Д^вых
К =	~ h213 —---- »
^t/ вх	Rbx
так как At/Bbix=AEKi + At/K2 и А^/вх==АЕВх14_АЕвх2«
Входное сопротивление по каждому входу усилителя
р' ____ ^вх.э
ВХ“/?вх.э + Я’
Где /?=/?2/?з/(/?г+/?з) — сопротивления делителя входному сигналу.
Входное сопротивление усилителя при симметричном входе
__ 2ft' = 2 ^ВХ.Э 2/?ВХ.Э ^2^3
^ВХ.Э 4~ R	^ВХ.Э ^2 ~Ь ^ВХ.Э /?3 ~Ь ^2^3
Сопротивления резисторов RKi, R«2, /?2, /?з и /?э выбираются из
тех же соображений, что и в усилителе низкой частоты.
Как видно из вышеизложенного, расчет балансного усилителя
сводится к расчету двух одинаковых каскадов, каждый из которых
Представляет собой однотактный усилитель.
Рассчитаем балансный усилитель (рис. 102), если заданы: на-
пряжение источника питания Ек = 16 В; максимальные изменения
Ьходного сигнала А£/вх=12 мВ; в режиме покоя ЕВх=0; сопротив-
ление нагрузки — 1 кОм; требуемое максимальное изменение вы-
ходного напряжения А ЕВых=8 В; температура окружающей среды
4р = (40±10)°С.
1.	По заданному напряжению Ек выбираем транзисторы с на-
пряжением |£/КЭмакс|> Ек и возможно малым обратным коллек-
ч торнЫхМ током /КБО. Выбираем транзистор МП20 с параметрами:
> ^Кмакс = 50 мА; /цбо=2-т-5 мкА; /1цэ = 500 Ом; t/K3MaKC=—30 В;
РКмакс20о=150 мВт; /121э=75.
2.	На выходных характеристиках транзистора (рис. 100) выби-
раем точку покоя согласно условиям |(/кэ| ^0,5Ек; /к^0,5/Кмакс
К I ^кэ| ^0,5АЕвых+ | t/кнас I’	(1 +^21эНкБО’ г&е
|£/кнас| —коллекторное напряжение в режиме насыщения.
Ток А/к = 0,5АЕвых//?н. Учитывая, что
< = ^-0>5/?h/(Rk+0,5/?h) и (£k-|M-N)/ZK>
Получаем:
Д^ВЫХ 1/11/ Ч т
+ 0 + Л21э) ;КБ0‘
вых

М +	ill
\	~ 1^кэ|1^э|
Принимаем |(7Э| = 0,1Е^=0,1 • 16 = 1,6 В; ^эк~—^К“
=9 мА. Выбранной точке покоя соответствует ток /Б = 0,145 мА и
£/бэ =—0,14 В (см. рис. 100).
3.	Проверяем точку покоя на соответствие допустимой мощно-
сти, рассеиваемой на коллекторе транзистора (аналогично п. 3 на
175
с. 166). В нашем примере Рк = | Uкэ| /к = 6-9-10~3=54 мВт<
Самаке 50° = 81 мВт'
4.	Сопротивления резисторов:
йк „	_ 16-6-!,6 _ 925 0>1 (910 011).
7 к	9
п 1^1	_ Рэ| _	1,6
’ hi + !32	2Рк+7б|	2(9+0,145) -10-3
= 88 Ом (91 Ом);
Rn = 0,05/?э = 0,05-91 » 4,6 Ом.
Выбираем потенциометр Ra типа ПП1-1 с номинальным сопро-
тивления 4,7 Ом.
5.	Задаемся током делителя /дел^ (54-10)/Б . Принимая /дел=®
«= Ю/Б = 10-0,145= 1,45 мА, определяем сопротивления резисторов
делителя
	|^Бэ] + |УЭ I
Кз	-	.
1 дел
п	_	^Дел ^3	_
1№Д + 1Ъ	~	(1,45 + 0,145)-Ю-з
= 8,9	кОм	(9,1	кОм).
6.	Коэффициент усиления напряжения
Я'
K^h2l —
•f\BX
0,144-1,6 л
---------— = 1,2 кОм;
1,45-10-3
16— 1,45-10—3-1,2-103
0,48
= 75 -^—-=72,
0,о
где Кп =/?н-0,5/?н/(/?к+0,5/?н) =0,91-0,5-1/(0,9140,5-1) =0,48 кОм;
входное сопротивление усилителя
ЗДвх.э R*R3 2-0,5-9,1-1,2
Rbx.3 (R2 + #з) + R2R3 0,5 (9,1 + 1,2) + 9,1.1,2
^0,5 кОм.
Полученный коэффициент усиления К=72 с некоторым запасов
обеспечивает требуемое усиление КТр = А6/вых/АС/Вх ==8/0,012 = 67<
Если окажется К<КТр, то для получения требуемого усиления мож^
но попытаться увеличить сопротивление резистора /?н, выбрать тран-
зистор с большим коэффициентом йги или применить еще один кас-
кад усиления
7.	Коэффициент нестабильности коллекторного тока одного иле-,
ча усилителя
N	Ы
q	1------= 95
N-/i216	1,1 - 0,985
где ^=1 + /?а]/?24/?4^=14-0,091/8,9 + 0,091/1,2^ 1,1.
176
Нестабильность разностного коллекторного тока параллельного
балансного усилителя, обусловливающего дрейф выходного напря-
жения,
Д/К2 = q± А/кбо1 + q2 МКБО2
оказывается тем меньше, чем меньше отличаются изменения обрат-
ных коллекторных токов и значения коэффициентов нестабильности
qi, qz-
На рис. 103 изображена схема дифференциального усилителя,
которая отличается от рассмотренной выше тем, что при нулевом
Рис. 103. Схема дифферен-
циального УПТ с дополни-
тельным источником пита-
ния.
Рис. 104. Схема двухкаскадного
дифференциального УПТ.
входном сигнале выходные клеммы также имеют нулевой потен-
циал по отношению к общей точке схемы (корпусу). Это достигает-
ся выбором напряжения дополнительного источника питания Е2&
^(/кэ|+/?э	Расчет этой схемы сводится к расчету
предыдущей, если принять £,k=£i+£,2.
Параллельный балансный усилитель может работать и е несим-
метричным входом, когда входной сигнал подается между точками
1, 3 или 2, 4. При несимметричном входе несколько уменьшается ко-
эффициент усиления напряжения, а изменения Д£/К1 и Д£/Кг не явля-
ются одинаковыми. Несимметричный вход применяют при подключе-
нии к балансному усилителю источника входного сигнала с несим-
метричным выходом.
Параллельный балансный усилитель может работать и с несим-
метричным выходом, когда нагрузка подключается между коллек-
тором одного из транзисторов и общей точкой (корпусом). Схема
усилителя с несимметричным выходом имеет сравнительно большой
дрейф напряжения.
Параллельные балансные усилители, имеющие несимметричный
вход или выход, обычно применяются как промежуточные каскады
для перехода от несимметричных схем к симметричным и наоборот.
На рис. 104 изображена схема, в которой первый каскад имеет не-
симметричный вход и симметричный выход, а второй каскад —
симметричный вход и симметричный выход.
12—384	177
Для соединения параллельных балансных схем удобно приме-
нять непосредственную связь, при которой коллекторы транзисторов
предыдущего каскада непосредственно соединены с базами транзис-
торов последующего (рис. 104). Напряжение смещения на базы
транзисторов в этой схеме обеспечивается выбором резисторов Eai и
/?э2, сопротивления которых практически не влияют на усиление кас-
кадов.
В рассмотренных выше примерах расчета УПТ напряжение ис-
точника питания Ек принималось заданным, что часто имеет место
в любительской практике. Расчет можно вести и при условии, что
напряжение Ек не задано. В этом случае по заданному значению
выходного напряжения ДЕВых выбирается транзистор, а затем на-
пряжение Ек подобно тому, как это сделано в примере расчета уси-
лителя низкой частоты.
Расчет источников питания
Расчет выпрямителей. В электронных устройствах обычно при-
меняются двухполупериодные выпрямители (рис. 105, а, б, в) и вы-
прямители с умножением напряжения (рис. 105,г).
Рис. 105. Схемы выпрямителей.
а — двухполупериодно! о со средне i точ-
кой; б — двухполупериодного мосторо-
го; в — двухполупериодного с удвоени-
сл напряжения; г — с умножением на-
пряжения.
В мостовом выпрямителе (рис. 105,6) к диодам прикладывается
вдвое меньшее напряжение, лучше используется трансформатор, чем
в выпрями!еле со средней точкой (рис. 105, а).
Для повышения выпрямленного напряжения при заданном на-
пряжении на вторичной обмотке трансформатора или при отсутст-
вии повышающего трансформатора с заданным коэффициентом
трансформации применяют двухполупериодный выпрямитель с удво-
ением напряжения (рис. 105, в) и выпрямитель с умножением на-
пряжения (рис. 105, г),
178
На рис. 105, г изображена схема с учетверением напряжения.
Если отключить диод Д4 и конденсатор С4, то получим схему утрое-
ния напряжения; отключив еще диод Д3 и конденсатор С3, получим
схему с удвоением напряжения, а добавив соответствующее число
диодов и конденсаторов — выпрямитель с большей кратностью умно-
жения.
В схеме выпрямителя (рис. 105, а) конденсатор Ci заряжен до
напряжения t/Oi, а конденсаторы С2, С3 и С4— до 2СОь Выходное
напряжение можно снять с одного или нескольких последовательно
включенных конденсаторов. С верхнего плеча можно снять напря-
жения /7oi, 3£Лн, а с нижнего 2(7oi, 4Соь Недостатком выпрямителей
с умножением напряжения является небольшой выпрямленный юк
(не более 10—15 мА). Поэтому они применяются для получения
больших выпрямленных напряжений при малых токах.
Исходными данными для расчета выпрямителя являются значе-
ния выпрямленного напряжения на нагрузке £7но, выпрямленного то-
ка /о, напряжения сети /Л и коэффиииент пульсации выпрямленного
напряжения на нагрузке (на выходе сглаживающего фильт-
ра) /Сп.ВЫХ*
Для выбора диодов при расчете выпрямителя определяют сред-
ний ток /Ср, протекающий через диоды, и обратное напряжение
t/обр. Для расчета трансформатора находят ток первичной /1 и вто-
ричной /2 обмоток, напряжение на вторичной обмотке (/2 и сопро-
тивление трансформатора /?тр.
В радиотехнических устройствах выпрямители работают на на-
грузку, имеющую емкостный характер (нагружаются на фильтр с
емкостью Со). От этой емкости зависит коэффициент пульсации вы-
прямленного напряжения на входе фильтра Ап.вх.
Ниже приведены основные расчетные соотношения для различ-
ных схем выпрямителей, работающих на емкостную нагрузку при
питании их от сети с частотой f=50 Гц. В этих соотношениях на-
пряжение выражается в вольтах, ток — в миллиамперах, сопротив-
ление — в омах, емкость — в микрофарадах, коэффициент пульса-
ций — в процентах. Приводим расчетные соотношения.
Для схемы выпрямителя со средней точкой:
lOOt/n
^ср = О,5/о; C06p = 3(/q; RTp ==
4	•
/о Г ЦЛ
и О 7W _!_ /о	•
У2 = О.75£/о+	—
г 30/°
с“- и, ;
12^„
Ri + Rrp
^2 — /о 4
.	1,7С2 /2	300/о
11 ~ и, ; *п‘вх“сосо’
где Ri — сопротивление диода; 17 0— выпрямленное напряжение на
входе фильтра, принимаемое с учетом потерь напряжения на фильт-
ре на 10—20% больше, чем выпрямленное напряжение на нагрузке
Сн0, т. е. Со= (1,14-1,2)(/«о.
Для мостовой схемы выпрямителя
/ср — 0» 5/0; Собр — 1 RTp —	4_____; Со —
/а/ W
12*
179
. /„ (2Rt + j?Tp) ..................... 16,6UO
t/a = o,75t/o + °	———;	/2= i,4i/0+ -
л	“t” Kip
3OO/o
530
1,21/г 12	„_____________„
Hi ’ An’BX U0C0 1
11 =
Для схемы с удвоением напряжения
7 ср — /о;	Uобр — 1>5(70;
7?тр —
220(/0
^0
(72 = 0,38(70 +
/р (Ri + Ктр)
265
/2 — 2,8/0 4“
8Ц)
Ri + -Rip
С 01 — С02 —
1257О
125O/o
Ап вх — >7 г 4
v о
Для схемы с умножением напряжения
0,856/п
/Ср = /0;	> б^обр = 2,8(7о;
Ci — С 2 — С з —	34/0(n+2)	Ц, =	U2	1	Uci' п
и Uc2,3...~ п	200/о (п+2) >	*'П.ВХ	$ С/2
где п — число ступеней (кратность) умножения.
В тех случаях, когда напряжения Ui и U2 отличаются не более
чем в 2 раза и не требуется отделения нагрузки от сети, для пита-
ния выпрямителя может применяться автотрансформатор (вместо
трансформатора). Автотрансформатор должен быть повышающим,
если Со> 1,25(71— для мостовой схемы, (7о>2,5(71— для схемы с
удвоением напряжения и (70>l,25nUi — для схемы с умножением
напряжения. При меньших напряжениях (70 применяется понижаю-
щий автотрансформатор.
Если напряжение U2 окажется близким к напряжению (71, еы-
прямитель включают в сеть непосредственно или через добавочное
сопротивление.
Схемы фильтров, служащих для уменьшения пульсации выпрям-
ленного напряжения, изображены на рис. 106. КС-фильтры имеют
меньшие размеры, массу и стоимость по сравнению с АС-фильтрами,
но у них на резисторе Кф падает значительное напряжение при боль-
ших токах /о. Поэтому КС-фильтры применяют при небольших токах
(до 20 мА), а АС-фильтры при больших.
Основным параметром, характеризующим работу фильтра, яв-
ляется коэффициент сглаживания пульсации выпрямленного напря-
жения
АГп.вх
------
Ап,вых
При q>25 применяют двухзвенные фильтры (рис. 106, б, г).
Для практических расчетов можно считать, что коэффициент ала-
180
живания двухзвенного фильтра равен произведению коэффициентов
о
сглаживания каждого звена q — qiqz или </ = <7^ для случая одина-
ковых звеньев с коэффициентом сглаживания </зв.
Для улучшения качества фильтра (устранения магнитных полей,
возникающих вокруг дросселя LC-фильтра, и уменьшения потерь на
резисторе /?ф в /?С-фильтре) применяют транзисторные фильтры
(рис. 107). В фильтре с нагрузкой в коллекторной цепи транзистора
(рис. 107, а) действие последнего аналогично действию дросселя в
Рис. 106. Схемы однозвенного (а) и двухзвенного (б) LC-фильтров;
однозвенного (в) и двухзвенного (а) ^С-фильтров.
Рис. 107. Схемы транзистор-
ных фильтров с нагрузкой в
коллекторной (а) и эмиттер-
ной цепи (б) транзистора.
Рис. 108. Мостовая схема вы-
прямителя с двухзвенным LC-
фильтром.
LC-фильтре. Подобно дросселю транзистор обладает сравнительно
большим сопротивлением переменному току и малым сопротивлени-
ем постоянному току.
Стабилизации коллекторного тока (уменьшению его пульсаций)
способсгвует ООС по току, осуществляемая при помощи резистора
#1. Чем больше сопротивление резистора /?1, тем эффективнее сгла-
живающее действие фильтра и тем больше потери напряжения на
нем. На практике выбирают Ri —504-200 Ом.
Фильтр (рис. 107, а) обеспечивает получение коэффициента
сглаживания q —1004-1000. Недостатком фильтра является то, что
с изменением тока нагрузки или температуры, а также при смене
транзистора меняется напряжение на нагрузке. Этот недостаток
проявляется в меньшей степени в схеме фильтра с нагрузкой в эмит-
терной цепи транзистора (рис. 107,6), которая представляет собой
ЭП. В этой схеме меньше потери напряжения на фильтре, но она
обеспечивает меньший коэффициент сглаживания (<7 = 504-150).
Рассмотрим примеры расчета основных схем выпрямителей.
181
Таблица 6
Тип пластины	Размеры				Пределы QCQO’ см<
	Ширина среднего стержня а, см	Ширина окна Ь, см	Высота окна /г, см	Площадь окна см-	
Ш-10	1	0,5	1,5	0,75	0,75—1,5
Ш-10	1	0,65	1,8	0,17	1,17—2,34
Ш-10	1	1,2	3,6	4,32	4,32—8,64
Ш-12	1,2	о,6	1,8	1,08	1,56—3,12
УШ-12	1,2	0,8	2,2	1,76	2,53—5,06
Ш-12	1,2	1,6	4,8	7,68	11,1—22,2
Ш-14	1,4	0,7	2,1	1,47	2,88—5,76
Ш-14	1,4	0,9	2,5	2,25	4,41—8,82
Ш-15	1,5	1,35	2,7	3,65	8,21 — 16,4
Ш-16	1,6	0,8	2,4	1,92	4,91—9,82
УШ-16	1,6	1	2,8	2,8	7,17—14,3
Ш-18	1,8	0,9	2,7	2,43	7,87—15,7
Ш-19	1,9	1,2	3,35	4,02	14,5-29
Ш-20	2	1	3	3	12—24
Ш-20	2	1,7	4,7	7,99	32—61
УШ-22	2,2	1,4	3,9	5,46	26,4—52,8
Ш-25	2,5	2,5	6	15	93,7—180,7
Ш-25	2,5	3,15	5,8	18,3	114—228
Ш-28	2,8	1,4	4,2	5,88	46,5—93
УШ-30	3	1,9	5,3	Ю,1	91—182
Ш-32	3,2	3,6	7,2	25,9	265—Г 30
УШ-35	3,5	2,2	6,15	«13,5	165—330
УШ-40	4	2,6	7,2	18,7	300—6J0
Пр и мер 1. Произвести расчет мостового выпрямителя (рис.
108), если заданы: (7н0^=33 В; /о = 5ОО мА; (71 = 127 В; /==50 Гц;
/\п.ЕЫХ = 0,1 %.
1.	Для выбора типа диодов определяем обратное напряжение
t/o6p - 1,5С/0 = 1,5-40 = 60 В,
где принято (7о=1,2(7пО = ],2-33 = 40 В.
Средний ток /ср = О,5/о = О,5-5ОО = 25О мА. Выбираем диоды ти-
па Д7Б с (7Обр = 100 В; /Ср--=300 мА; Д,=2 Ом.
2.	Расчет трансформатора. Определяем сопротивление транс-
форматора
„	83О(7о	830-40
•^тр —	4____—	4 ~	— 6 Ом.
/0У ЦЛ	500V40-500
Напряжение на вторичной обмотке трансформатора
в.
530	530
182
Токи
16,647,,	16,6-40
I2 = 1,41/0 + пп ,	= 1,41-500 +	---= 770 мА;
27?(-Н /?тР	2-2^6
,	1,24/2/2	1,2-39-770
Л =	—~ = —------------------= 284 мА.
Вычисляем габаритную мощность трансформатора, которая для
'двухполупериодной схемы определяется выражением
1,7[/2/2	1,7.39-770	Л
1000	~	1000	= 51
Р>
и находим произведение площади сечения сердечника трансформа-
тора Qc на площадь окна сердечника Qo, которое в зависимости от
марки провода обмотки равно:
QcQo = 1,6РГ для провода марки ПЭЛ;
QcQo = 2,0Pr	»	ПЭШО; .	(151)
QcQo = 2,4PP	>	ПШД;
Выбираем для нашего примера провод марки ПЭЛ. При этом
получаем
QcQo= Wr = 1,6-51 ==82 СМ4;
Из табл. 6, в которой приведены основные данные типовых
Ш-образных пластин, по значению QCQO выбираем для сердечника
трансформатора пластины типа Ш25 с Qo = 15 см2, шириной сред-
него стержня сердечника а = 2,5 см, высотой окна /i = 6 см и шири-
ной окна 6 = 2,5 см. При этом получаем
п QcQo	- -	2
Qc = ---Z-- — ~= 5,5 СМ2;
Qo 15
Необходимая толщина пакета пластин
Qc	5,5
а	2,5
с =
= 2,75 см;
Отношение с/а=2,75/2,5= 1,1. Его рекомендуется брать в пре-
делах 1—2. Если отношение с/а выйдет за эти пределы, то необходи-
мо выбрать другой тип пластин.
Определяем число витков w и толщину провода d первичной и
вторичной обмоток трансформатора:
48^	48-127
wi = —7.— ~	- ==Ц00 витков;
5,5
54*39
—— = 380 витков;
5,5
Qc
54tf2
а’2 = ^Г
dt = 0,02^/1 = 0,02^284 = 0,34 мм (0,35 мм);
d2 = 0,02К1г =0,021^770 = 0,56 мм (0,56 мм).
183
3.	Расчет фильтра. Емкость конденсатора на входе филыра
 30/о
30.500
40
= 380 мкФ.
Выбираем два электролитических конденсатора по 200 мкФ,
при этом Со = 400 мкФ. Номинальное напряжение конденсаторов
Uc > ],2 С = 1,2-40 = 48 В.
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения на входе
фильтра
„	3007 о
Лп.вх — ,, „
С'о со
30Q.500
40-400
-9,5%;
Необходимый коэффициент сглаживания фильтра
^Сп.вх	9 *5	ПК
ц =------ =------= 95.
^п.вых	9,1
Так как в нашем примере q > 25 и /0 > 20 мА, выбираем двух-
звенный LC фильтр.
Коэффициент сглаживания одного звена q^ = V q—V95 = 9,8.
Определяем произведение СфСф по формуле
Сф Сф — 2,5 (^зв + О = 2,5 (9,5+ 1) =26,5 Г-мкФ.
Задаемся емкостью Сф так, чтобы индуктивность дросселя
фильтра не превышала 5—10 Г. Принимаем Сф ~ 30 мкФ, при
этом получаем
Сф —
Сф Сф
Сф
26,5
25
= 1,1 Г.
Принимая полную длину зазора в сердечнике дросселя 1=
== 1 мм, находим сечение сердечника Qc, число витков w и диаметр
провода d обмотки:
Qc
2-Ю4/
1,1-5002
2-104-I
см2;
4-Ю6/	4-10*1
w ------------------------ gQQ витков;
10	500
d = O,O2K/o = 0,02 У"500 = 0,45 мм (0,45 мм);
Сечение обмотки
wd2
®w== 1000
800-0.452
100
2 см2.
По произведению QcQw = 14-2 = 28 см4 из табл. 6 выбираем
пластины типа Ш19 с сечением окна Qo=4,02 см2. С учетом объе-
ма, занимаемого стенками каркаса и изоляционными прокладками,
сечение Qo должно быть несколько больше, чем сечение обмотки
Qw Для выбранного типа пластин ширина сердечника стержня
а== 1,9 см, ширина окна сердечника b = 1,2 см.
184
Проверяем значение выпрямленного напряжения на нагрузке,
для чего определяем среднюю длину обмотки lw и сопротивление
провода обмотки Rw\
=	+	1,2) =9,7 см;
Rw
2wlw 2.800-9,7
104d2 ~ 104-0,52
при этом падение напряжения на двухзвенном фильтре
(7ф = 2/?^/0 = 2-6,5-0,5 = 6,5 В
и напряжение на нагрузке
(/но = /у0 — (/ф = 40 — 6,5 = 33,5 В.
Пример 2. Произве-
сти расчет выпрямителя с
удвоением, напряжения при
автотрансформаторном пи-
тании от сетки (рис. 109),
если заданы: £7но = ЗЗО В;
/о = 1ОО мА; (71 = 127 В;
Ац вых = 0,1 % •
1. Выбираем тип дио-
дов, для чего определяем
обратное напряжение (7обр =
= 1,5(70 = 1,5-360 = 540 В,
где (70= 1,1	1,1-330 =
= 360 В, и средний ток/Ср =
= /о = 100 мА.
Рис. 109. Схема выпрямителя с
удвоением напряжения и транзи-
сторным фильтром.
Выбираем высоковольтные диоды типа Д211 с (70бр = 600 В;
/ср = 100 мА; 7?г = 5 Ом.
2.	Расчет автотрансформатора. В нашем примере потребуется
повышающий автотрансформатор, так как (70>2,5 U\.
Находим мощность повышающего автотрансформатора, которая
в схеме с удвоением напряжения равна:
Р = 4 (О,5(/о — Ui) /0 = 4 (0,5-360 — 128) 100-10~3 = 21 Вт.
(Для понижающего автотрансформатора Р= 1,6(1—O,5(/o/(/i) (/о/о).
Определяем выходное напряжение автотрансформатора, которое
для схемы с удвоением напряжения равно
и2 я (0,4-0,5) (70 = (0,4-4-0,5) 360 = 145-4-180 В;
Принимая U2 = 160 В, определяем токи:
103Р
71~ и,
103-21
127
= 167 мА;
103Р
и,
103-21
160
= 118 мА.
Габаритная мощность повышающего автотрансформатора
D	118(160- 127)
г 1000	1000
(для понижающего автотрансформатора	Pr~Ii(Ui—U2)/l$00).
По формулам (151) находим произведение QcOo для сердечника
автотрансформатора. Приняв марку провода ©бмотки ПЭШО, по-
лучаем QcQo = 2,1 Рг — 2,1-3,9 = 8,2 см4.
185
По найденному значению QcQo
типа Ш15 с QO = 3,65 см2, а=1,5
лучаем:
Qc Q<
Qo
1,5
1,5
Qc
8,2
-----= 2,25 см2;
3,65
из табл. 6 выбираем пластины
см; 6=1,35 см. При этом по-
Qc	2,25
с __ -------------
а	1,5
= 1,5 см;
= 1,0 (лежит в допустимых пределах 14-2).
Находим число витков
щей) части и число витков
части автотрансформатора:
48^
W1~ Qc
54 (С/2 — С/г)
ЙУ2 =-----------
W\ и толщину провода di в сетевой (об-
w2 и толщину провода d2 в повышающей
с
а
48-127
—-----= 2700 витков;
£ yZu
54(160—127)
-------------- = 800 витков;
Qc	2,25
<4 = 0,02 Ул —/2 = 0,021^167— 118 = 0,14 мм (0,14 мм);
d2 = 0,02]/"/2 = 0,02]/"п8 = 0,22 мм (0,225 мм)
(для понижающего автотрансформатора
48 ОА —tf2)	54£/2	л Az.nl/~7
«’!=—w2 = -—f-- d, = 0,02 У
Чс	Чс
</2 = 0,02Ул-Л)-
3.	Расчет фильтра. Емкость конденсатора на входе фильтра
12570	125-100
Qi — Со2 = 1Т — о™ — 35 мкФ (40 мкФ);
U q	ооО
Номинальное напряжение конденсаторов должно удовлетворять
условию Uс	0,6 Uq.
Коэффициент пульсации напряжения на входе фильтра
12507о	1250-100
Лп вх =-------$ =-------------- 0,09.
U9Cn 360-40
При этом коэффициент сглаживания фильтра должен быть q —
= Кп.вх/Кп.вых^9/0,1 = 90. В качестве фильтра можно применить
LC-фильтр или транзисторный фильтр. Применим транзисторный
фильтр.
Выбираем транзистор, коллекторный ток которого удовлетворяет
условию /Кмакс> 2/0 (в нашем примере ^макс^5 2-100 = 200 мА).
Наиболее часто в схемах фильтров используются низкочастот-
ные мощные транзисторы. Выберем транзистор типа П201 со следу-
ющими параметрами: /Кмакс=1,5 A, h2V3 = 20, | ^КЭмакс |	22
обратный коллекторный ток 7^бо W м^> сопротивление коллек-
торного перехода гк = 104 Ом.
186
Принимая сопротивление резистора Ri = 100 Ом, находим ем-
кость конденсатора
106	10е
Cj > 0,5	~ = 0,5 —-------= 50 мкФ (60 мкФ),
mfcRi 2-50-100	v '
где т — число фаз выпрямления; /с = 50 Гц — частота сети.
Номинальное напряжение конденсатора должно удовлетворять
условию Uс 1,5 IqRi — 1,5-40-10~3-100 = 6 В. Задаемся падением
напряжения на транзисторе	(0,3 4- 0,7) СКЭМакс, но не более
15—20 В. Принимаем |СКЭ| == 10 В.
Определяем сопротивление резистора R2 по формуле
П ^216 Г^нр Rn 
^но 0	^21б) ^КЭ (^н^Гк 1	^21б) ^КБО *н
где /121б=/121э/(1+/121э) a Ra = £/н0/7о,
В нашем случае
/?21б = 20/(1 + 20) = 0,95,	/?н = 300/100-10~3 = 3 кОм,
Т?2 = -----------------
330 (1 — 0,95)
0,95-330-3»103____________________
/3»103	\
/ —— + 1 — 0,95 1 — 0,4-10—3 • 3 -103
— 74 кОм (75 кОм).
Так как в формулу для определения R2 входят параметры тран-
зистора, имеющие большой разброс, то расчет по этой формуле дает
большую ошибку в определении сопротивления.
Более точно сопротивление резистора R2 можно определить
экспериментально. Для этого на место резистора R2 включают рези-
стор с переменным сопротивлением того порядка, которое получено
при расчете. Регулируя сопротивление резистора R2t устанавливают
его так, чтобы напряжение Скэ равнялось принятому значению (в на-
шем примере |СКЭ| = Ю В). После измерения R2 резистор с пере-
менным сопротивлением заменяют соответствующим постоянным со-
противлением.
Из выражения для коэффициента сглаживания фильтра (без
конденсатора Со)
</ я 2лМяэгкСф ~ ,
Rz
где /п — частота пульсаций выпрямленного напряжения (для двух-
полупериодных схем fa = 2 fc, для однополупериодных /д — fc) на-
ходим емкость конденсатора Сф, необходимую для получения требу-
емого значения q:
^2	90-75-Ю3	1о
С± >--------------= --------------------— — 18 мкФ»
2л/п/121эгк/?н	2«3,14»100-20-104»3» 103
Принимаем Сф == 20 мкФ с номинальным напряжением Uc
> 1,2 Сн0 = 1,2-330 ~ 400 В.
187
Рис. НО. Схема выпрямителя с
утроением напряжения и одно-
звенным /?С-фильтром.
Проверяем значение выпрямленного напряжения на нагрузке
[/но =	— (/ф = 360 — 20 = 340 В,
где падение напряжения на фильтре
l/ф	100.10-3(100 + --^— ) = 20В,
Транзисторный фильтр с включением нагрузки в эмиттерную цепь
транзистора (см. рис. 107, б) рассчитывается аналогично. Сопротив-
ление в базовой цепи транзистора и емкость конденсатора оп-
ределяются по формулам:
с > 2q
2nmfnRt
Пример. 3. Произвел
сти расчет выпрямителя с
умножением напряжения
(рис. ПО), если заданы:
(/но —310 В; /0 = 15мА; (Л =
= 127 В; Ап.вых = 0,3%.
1. Выбор числа каска-
дов умножения и типа дио-
дов. Желательно выбрать
такое число каскадов, при
котором требуемое напря-
жение U2 было бы близким
к напряжению Ui или не-
сколько меньше его (U2 <
< ,Ui). В этом случае можно применить схему с бестрансформатор-
ным включением выпрямителя в сеть.
Подставив в формуле для U2 = 0,85 UQ/n вместо напряжения U2
напряжение (Л, найдем число каскадов:
О,85(7о	0,85-370
---- = —--------- « 2,5,
127--------------’ ’
где принято и0 == 1,2 UHQ — 1,2-310 = 370 В.
Принимаем п — 3. При этом получаем:
0,85(/0	0,85-370
= —’----1	----= 105 В;
п	3
(70бр = 2,8(/2 = 2,8-105 = 295 В;
Средний ток
/ср —/о — 115 мА.
Выбираем диоды типа Д208 с (/Обр —300 В; /ср=100 мА;
= 5 Ом.
Так как в нашем примере напряжение U2 лишь немного меньше
напряжения С/i, то применим бестрансформаторное включение вы-
прямителя в сеть. Для получения напряжения на входе выпрямите-
ля, равного U2, включается добавочный резистор /?ДОб. Это сопротив-
ление удобно определить экспериментально.
188
2. Расчет фильтра. Определяем емкости конденсаторов
Г г Г 34/0(л + 2)	34-15(3 + 2)
С, = С2 = С3 =-------------=--------------= 25 мкФ,
U 2	105
Номинальное напряжение конденсаторов
и»
п
370
3
123 В;
и -и
иС2 — исз ~ п
2 >370
3
246 В;

Коэффициент пульсации напряжения на входе фильтра
2ОО/о(п + 2)	200-15(3 + 2) Л
*п'вх =	= ~ 105-25	= °’°б;
Для получения заданного Кп.вых = 0,3% потребуется фильтр с
коэффициентом сглаживания <? = Лп вх/Кп.вых = 6/0,3 = 20. Для наше-
го примера (<?<25; /о <20 мА) выбираем однозвенный ЛС-фильтр.
Произведение /?фСф=3-1б'3^ = 3-ПР-20 = 60-103 Ом-мкФ. Выби-
раем сопротивление /?ф из условия допустимого падения напряже-
ния на фильтре
£/ф	l/0-t/H0	370-340	о
__ --- __ ------- __ -------- — 2 кОм;
/0 /о	15-10—3
При этом получаем:
Сф =	= -6-0	= 30 мкф (40 мкФ).
£\ф Z • 1 U
Выбираем конденсатор с номинальным напряжением
^1,2С/но= 1,2-340 = 408 В.
Расчет стабилизаторов напряжения. На выходе выпрямителя
напряжение может изменяться при изменении напряжения сетй
либо тока нагрузки. Для обеспечения постоянства напряжения на
нагрузке в заданных пределах применяются стабилизаторы напря-
жения.
Ниже рассматривается расчет стабилизаторов постоянного на-
пряжения, включенных между выпрямителем и нагрузкой.
Основным показателем, характеризующим работу стабилизато-
ра, является коэффициент стабилизации напряжения Кст, показыва-
ющий, во сколько раз относительное изменение напряжения на вы-
ходе стабилизатора Af/вых/^вых меньше относительного изменения
напряжения на его входе Д£7Вх/£/вх:
 Ддвх Д£/вых  MJ вх ^вых
^ВХ	U вых	&U вых	U вх
На рис. 111 изображены схемы параметрических стабилизаторов
напряжения с кремниевыми стабилитронами (СТ). Для стабилиза-
ции напряжения в них используется свойство стабилитрона, состоя-
щее в том, что при значительных изменениях тока через стабилитрон
/ст напряжение на нем С/ст изменяется незначительно.
189
Для параметрических стабилизаторов коэффициент стабилиза-
ции напряжения
Kzx~\R + 1 / п
\*\ДО	✓
где 1/г2Ст==^вых/^вх—коэффициент передачи напряжения стабили-
затора; Ro — ограничивающий резистор; 7?д0— общее динамическое
сопротивление, равное сумме динамического сопротивления стаби-
литрона СТ, включенного в обратном направлении, и диодов Д,
включенных в прямом направлении.
Рис. 111. Схемы параметрических стабилизаторов напряжения.
а — однокаскадного; б — двухкаскадного; в — однокаскадного с температурной
компенсацией; г — двухкаскадного с температурной компенсацией.
Диоды, имеющие при включении в прямом направлении отри-
цательный температурный коэффициент напряжения (ТКН), слу-
жат для температурной компенсации напряжения стабилитрона, име-
ющего при обратном включении положительный ТКН. При этом не-
обходимо, чтобы суммарный ТКН диодов был равен значению ТКН
стабилитрона. ТКН диодов можно менять в небольших пределах, из-
меняя при помощи резистора R ток через диоды. Протекание до-
полнительного тока через диоды уменьшает динамическое сопро-
тивление диодов, что способствует уменьшению общего динамиче-
ского сопротивления /?д0 и увеличению коэффициента стабилиза-
ции Кст.
Из-за увеличения сопротивления 7?до за счет сопротивления
диодов в стабилизаторах с термокомпенсацией ухудшается стаби
лизация напряжения в 2—4 раза по сравнению со схемой без термо-
компенсации (рис. 111,а), которую применяют при постоянной тем-
пературе окружающей среды. Коэффициент стабилизации однокас-
кадной параметрической схемы составляет около 10—20.
Для получения большего коэффициента стабилизации применя-
ются двухкаскадные стабилизаторы (рис. 111,6, г). Их коэффициент
стабилизации равен произведению коэффициентов стабилизации
каждого каскада Лст=Хст1Кст2. В двухкаскадных стабилизаторах
температурная стабилизация осуществляется во втором каскаде.
190
Стабилизаторы обладают также сглаживающим действием. Ко-
эффициент пульсации выпрямленного напряжения на выходе стаби-
лизатора уменьшается в /\ст раз по сравнению с коэффициентом
пульсации на его входе: Кп вых^Кп вх/Кст.
Исходными данными для расчета стабилизатора являются вы-
ходное напряжение t/вых, ток нагрузки /н и его изменения в сторо-
ну увеличения Д/н и уменьшения Д/”, изменения входного напря-
жения в сторону увеличения Д(/вх и уменьшения Д(/БХ, коэффици-
ент стабилизации /(ст.
Рассмотрим примеры расчета параметрических стабилизаторов
без термокомпенсации и с термокомпенсацией.
Пример 1. Произвести расчет параметрического стабилиза-
тора без термокомпенсации (рис. 111, а) если заданы: £/вых=Ю В;
/в = 8 мА; Д/Н = Д/Н =2 мА, относительные изменения входного на-
пряжения At/BX /^вх = А(7вх /С7ВХ= 10%; /(ст>10.
1.	Выбираем стабилитрон типа Д810, у которого номинальное
напряжение стабилизации £/Ст = 9-4-10,5 В; номинальный и макси-
мальный токи стабилизации /Ст.н = 5 мА, /ст.макс = 26 мА, динамиче-
ское сопротивление 7?д = 12 Ом.
2.	Задаемся /гст в пределах 1,4—2. Принимаем для расчета псх —
= 1,6. При этом необходимое входное напряжение t/BX = tlciU ВЫХ =
= 1,6-10=16 в.
3.	Сопротивление ограничивающего резистора
t/ВЫХ (^СТ 1)
л> =
' ст Т 'н
Для получения большего сопротивления /?о и, следовательно, боль-
шего коэффициента стабилизации /(ст ток стабилитрона желательно
выбирать минимально возможным /ст>/ст.н. Принимая /ст = 8 мА,
поручаем:
10(1,6—1)
380 01,(390 °”’ 
4.	Токи, протекающие через стабилитрон:
/мдн — / СТ
=6 мА;
макс = /ст + |-------— + Д/н )=8 +	+ 2 'j = 10 мА.
\ /?0 / /
где At/' = At/" = 0, lt/BX = 0,1 -10 = 1 В.
Jo Л	JdA	'	7
Найденные значения токов должны лежать в допустимых пре-
делах для выбранного стабилитрона: Амин^^сгн, /макс /ст макс.
В нашем примере эти условия выполняются.
5.	Коэффициент стабилизации напряжения
26;
•д
191
6.	Выходное сопротивление стабилизатора /?вых==/?д== 12 Ом.
Пример 2. Произвести расчет схемы параметрического стаби-
лизатора с термокомпенсацией (рис. 111, в) для исходных данных
примера 1 при условии, что стабилизация напряжения должна осу-
ществляться при изменении температуры в пределах от —20 до
+ 50°С.
1.	С учетом падения напряжения на компенсирующих диодах
выбираем стабилитрон типа Д809, у которого (/Ст=84-9,5 В; /ст.н =
= 5 мА; /ст.макс=29 мА; /?д = 10 Ом; температурный коэффициент
напряжения ТКН % ^0,08%/°C.
2—4. Рассчитываем аналогично пунктам 2—4 примера 1, зада-
ваясь Пст=1,6, /?о = ЗОО Ом; /ст==10 мА, /макс = 14 мА.
5.	Выбираем тип компенсирующих диодов. В качестве компенси-
рующих диодов могут использоваться такие же стабилитроны или
германиевые диоды. Для -кремниевых стабилитронов, включенных в
прямом направлении, ТКН составляет —(1,44-1,7) мВ/°С, а для гер-
маниевых диодов -(1,54-1,9) мВ/°С. Выбираем диоды типа Д7А—
Д7Ж, у которых ТКНд==—1,9 мВ/°С; прямое напряжение Uд=
= 0,5 В, динамическое сопротивление в прямом направлении /?д =
= 2 Ом.
6.	Необходимое количество компенсирующих диодов по форму-
ле [5] равно:
£/стТКН%.10
Лд 1ткнд| ’
где ТКН % — температурный коэффициент напряжения стабилитро-
на в %, |КТНд| —модуль температурного коэффициента напряже-
ния диода, МВ/°С.
Принимая £/ст равным среднему значению 8,75 В, получаем:
8,75-0,08
—-----—------= 3,8i Выбираем пл == 4;
м 1,9	м
7.	Определяем выходное напряжение стабилизатора иВЫх. и об-
щее динамическое сопротивление стабилитрона и диодов
=	+	+	Ю,75 В;
оЫл UT АА /А
^до===7?д+пД^Д=:10+4-2=:18 Ом*
При этом выходное сопротивление стабилитрона /?вых=/?до=18 Ом.
8.	Коэффициент стабилизации
*С7~иД0 + / пст is +1) 16 ~13;
В приведенных выше примерах не учитывалось сопротивление
нагрузки стабилизатора, что возможно при выполнении условия
/?н> (204-50)/?д0. Если это условие не выполняется, то в выражении
для Кет сопротивление резистора /?до (или /?д в стабилизаторе без
термокомпенсации) необходимо заменить на эквивалентное сопро-
тивление К д0 =/?доКн/(Кдо + /?н) ИЛИ =/?д/?н/(Кд 4~/?н) (в стаои-
лизаторе без термокомпенсации).
Если нет стабилитрона на требуемое напряжение, можно вклю-
чить последовательно несколько стабилитронов (параллельное вклю-
192
Рис. 112. Схема компенсационного
транзисторного стабилизатора на-
пряжения.
чение стабилитронов не применяется), подобрав их так, чтобы сум-
марное напряжение стабилитронов равнялось заданному выходному
напряжению. Если последовательно включаются стабилитроны раз-
ных типов, то минимальное и максимальное значения токов, протека-
ющих через стабилитрон, должны лежать в допустимых пределах
для каждого стабилитрона.
Расчет двухкаскадного стабилизатора (см. рис. ПО, б, г) произ-
водится по формулам для однотактной схемы с учетом того, что вы-
ходное напряжение первого каскада является входным напряжением
второго каскада, общий ко-
эффициент стабилизации ра-
вен произведению коэффи-
циентов стабилизации каж-
дого каскада /Сст=Кст1А'сг2.
Выходное сопротивление
двухкаскадного стабилиза-
тора равно общему динами-
ческому сопротивлению вто-
рого каскада.
В двухкаскадном ста-
билизаторе можно получить
сравнительно большой ко-
эффициент стабилизации, но
в нем возрастают потери
напряжения на стабилиза-
торе. Потери напряжения
на каждом каскаде возрас-
тают с увеличением тока нагрузки. Параметрические стабилизаторы
применяются при токах, не превышающих максимально допустимого
тока стабилитрона, указанного в справочнике.
Более высокие показатели работы обеспечивают транзисторные
компенсационные стабилизаторы постоянного напряжения. На
рис. 112 изображена одна из практических схем транзисторного ста-
билизатора. Схема содержит три основных элемента: регулирующий
элемент на транзисторах Tt и Т2, усилительный элемент (усилитель
постоянного тока) на транзисторе Г3 и источник опорного напряже-
ния на стабилитронах. Собственно регулирующим элементом явля-
ется транзистор Л, а транзистор Т2 является согласующим элемен-
том между большим выходным сопротивлением усилителя постоян-
ного тока и малым входным сопротивлением регулирующего транзи-
стора Ti.
Достоинством транзисторных стабилизаторов является возмож-
ность получения большого тока нагрузки и регулировки выходного
напряжения, а также малое выходное сопротивление (не более 10 Ом).
Выходное напряжение регулируется путем изменения сопротивле-
ния резистора fa.
Рассмотрим пример расчета транзисторного стабилизатора
(рис. 112), если заданы: выходное напряжение £Лшх=27 В и преде-
лы его регулировки Д/7Вых=±2 В; ток нагрузки /н = 0-^0,2 А; допу-
стимые относительные изменения входного напряжения Д(/Вх/^вх =
= ±10%, коэффициент стабилизации /<ст^80.
1.	Выбор типа регулирующего транзистора и его режима. Мини-
мальное входное напряжение
U = U -4- Д4/	+ I = 27 -|- 2	3	32 В,
'"bx.mi н ШП ‘ вых 1 I КЭмип!	*
13—384	193
где | ^кэмин| — минимальное напряжение между коллектором и
эмиттером транзистора Ti, при котором его работа не заходит в об-
ласть насыщения. Для мощных транзисторов, которые используются
в качестве регулирующего элемента, | ^/кэмин | = 1-^3 В. При расче-
тах принимают | £/КЭмин | = 3 В.
Учитывая допустимые изменения входного напряжения на
Аt/вх/^вх = ±0,1, определяем номинальное и максимальное значения
входного напряжения:
^ВХ== 1 ,Швх.мин= 1,1-32 = 35,2 В;
^вх.макс - 1, Швх = 1,1-35.2 = 38,9 В;
Находим максимальное напряжение ^кэ1макс и максимальную
мощность, рассеиваемую на регулирующем транзисторе:
|^Э>макс1 = "вх.макс ~ ^вых.мин = 38,9 - 25 = 13,9 В;
РКмакс ЧУКЭ1макс| 7н = I3-9'0-2 « 2,8 Вт-
Выбираем транзистор типа ПЧБ, для которого Рк макс — 3 Вт,
1 Кмакс =3 А; /г21э = 30; | ^КЭмакс| =60 В.
2.	Выбор типа согласующего транзистора и его режима. Коллек-
торный ток транзистора Т2
К.2 ~ ^Э2 " Ли +	~	+ ^4 = ~7	1“ ^4»
П21Э	*‘21Э
где /т?4 — дополнительный ток, протекающий через резистор /?4. Для
маломощных транзисторов, используемых в качестве согласующего
элемента, дополнительный ток выбирают в пределах 1—2 мА. При-
няв Ли =1,5 мА, получим /к2 = 0,25/30+1,5 = 9,8 мА.
Определяем максимальные значения напряжения U КЭ2 и мощ-
ности Ркг согласующего транзистора:
FK32Manc| ~ I^KSlMaKcl = 13’9 В;
= Миманс! = 9’8-10~3-13>9« 138 мВт;
Выбираем транзистор типа МП40 со следующими параметрами:
/кмакс =40 “А>9,8 мА; | 6/КЭмакс|=15 В>11,9 В; Рк =
= 150 мВт>138 мВт; /121э = 20.
Сопротивление резистора
3.	Выбор усилительного транзистора Т3 и его режима. В каче-
стве усилительного транзистора используют маломощные транзис-
торы. Выберем в нашем примере транзистор типа МП40.
Задаваясь напряжением | £/кэз | = 12 В < | ^кэмакс^ 16 В,
определяем опорное напряжение
Уоп = ^вых - Ркэз! = 27 - 12 = 15 В.
194
Для получения такого опорного напряжения используем два
стабилитрона типа Д808, у которого //С1 = 74-8,5 В; /Сх = 5-?38 мА.
Принимаем ток стабилитронов /ст = 8 мА и определяем ограни-
чивающее сопротивление
% =
Uвых	^оп
7Ст — 7ЭЗ
27-15
(8 — 1,3) • 10—3
= 1,8 кОм.
Коллекторный ток усилительного транзистора /кз выбирают в
пределах 1—1,5 мА. Из уравнения Кирхгофа ^эб1+^эб2 + £+з —
“~1^КЭ1|==^- учетом того, что /7ЭБ1, 6/ЭБ2 получаем UR3^
Отсюда находим сопротивление резистора:
_	|^КЭ1|	11,9
~ ~——— =	= 6’65 кОм <6’8 кОм)’
7яз 7цз + 7Б2	1,3 + 0,49
где I/эд = 1,3 мА, а /Б2 =/^2/^210 = 9,8/20 = 0,49 мА.
4.	Расчет делителей напряжения. Из выражения (/?s +
+ 0,5/?7)/дел ~ £/оп, где /дел — ток, протекающий через делитель /?в,
/?т, /?8, получаем:
р   ^оп	7 дел
9,5/дел
Ток делителя /дел выбирают при /дел> (54-10)/Б3 . Принимая
/дел = 50/БЗ =50/кз//121э = 50-1,3/20 = 3,3 мА и задаваясь /?8=1,5кОм,
получаем Ri — З кОм.
По выражению /дел (/?в + 0,5/?7) ~/Ашх—£/оп находим:
£/Вых — Uon — 0,5/дел /?7   27 — 15—0,5-3,3-1Q-3-3♦ 103
Rt~	/дел	”	3,3-10-3
= 2,1 кОм.
5.	Выбор конденсаторов. Емкость конденсатора Ci, включаемого
для предотвращения возбуждения стабилизатора, подбирают экспе-
риментально. Обычно берут С1^0,5~1 мкФ. Емкость конденсатора
С2, включение которого приводит к незначительному уменьшению
пульсации выходного напряжения и заметному уменьшению выход-
ного сопротивления стабилизатора переменному току, выбирают в
пределах 1000—2000 мкФ. Выбираем Ci = 0,5 мкФ, Сг = 1000 мкФ.
6.	Коэффициент стабилизации напряжения
Кст = К дел Кз	= 0,55.220. —— = 93,
С/ вх	w
где Кдел = //оп///вых= 15/28=0,55 — коэффициент деления напряже-
ния делителя /?б, /?7, Rs,
Кз = S3R3 = (Л21э3/Лиэз) R3 = (20/600) -6,8.103 = 220.
Если значение Кет окажется недостаточным, то следует выбрать
транзисторы Т2 и Т3 с большим коэффициентом усиления тока h2i9.
Расчет преобразователей постоянного напряжения. Для питания
различных радиотехнических устройств бывает необходимо иметь
высокие постоянные напряжения. Получение их от низковольтных
13*
193
источников возможно при использовании преобразователей постоян-
ного напряжения на транзисторах, которые 'обладают большим сро-
ком службы, высокой надежностью, хорошей вибростойкостыо и
высоким к. п. д. (до 70—90%).
Функциональная схема источника питания с преобразователем
напряжения изображена на рис. 113 Низковольтное напряжение ис-
точника постоянного напряжения с помощью преобразователя пре-
образуется в переменное напряжение со сравнительно большой амп-
литудой. После выпрямления этого напряжения получаем более вы-
сокое постоянное напряжение, чем напряжение источника.
Рис. 113. Функциональная схема источника питания с преобразовате-
лем напряжения.
Рис. 114. Схемы двух-
тактного преобразовате-
ля напряжения с само-
возбуждением (а), фор-
ма выходного напряже-
ния преобразователя
(б), тороидального сер-
дечника (з).
Преобразователи напряжения на транзисторах можно разде-
лить на два типа: преобразователи с самовозбуждением (автогене-
раторы) и преобразователи с усилением мощности. Преобразовате-
ли с самовозбуждением применяются для питания устройств, по-
требляющих небольшую мощность (не более 50 Вт). Для получения
большей мощности применяются преобразователи с усилителем
мощности, включенным после автогенератора.
На рис. 114, а изображена одна из распространенных схем тран-
зисторного преобразователя напряжения, представляющего собой
автогенератор с трансформаторной обратной связью. Для обеспече-
ния надежного возбуждения колебаний служит делитель напряже-
ния 7?1, На резисторе Ri создается отрицательное напряжение
смещения, поступающее на базы транзисторов (около 0,5—1 В), не-
обходимое для их открывания.
В процессе работы преобразователя транзисторы поочередно от-
крываются и закрываются, вследствие чего ток каждого транзисто-
ра и выходное напряжение имеют форму импульсов, близкую к пря-
моугольной (рис. 114,6). Наиболее крутые фронты импульсов полу-
196
чаются в том случае, когда преобразователь работает на выпрями-
тель с емкостной нагрузкой.
После преобразователей включают двухполупериодные выпрями-
тели, которые не вызывают постоянного подмагничивания сер-
дечника.
Частота колебаний преобразователя зависит от его параметров.
При выборе частоты колебаний следует иметь в виду, что с увели-
чением ее легче осуществить сглаживание пульсаций в фильтре вы-
прямителя, но потери в сердечнике трансформатора возрастают. На
практике выбирают рабочую частоту в пределах 0,5—20 кГц.
Рассмотрим пример расчета преобразователя постоянного на-
пряжения (рис. 114, а) при следующих исходных данных: напря-
жение источника питания (аккумулятора) £=10 В; выходное напря-
жение преобразователя С/Вых=200 В и выходной ток /Вых=100 мА;
максимальная температура окружающей среды £окр =50°С; рабо-
чая частота /=1000 Гц.
Расчет производится в следующем порядке:
1.	Максимальные значения коллекторного тока каждого тран-
зистора
г ______ ?вых  ^вых Iвых  200-100» 10~~3 * ~
Кмакс” ~ П£ -	0,8-10	~ *
где принят к. п. д. преобразователя и максимальное напря-
жение между коллектором и эмиттером каждого транзистора в двух-
тактной схеме |/7КЭмакс| = 1,2-2£= 1,2-2-10=24 В. Коэффициент 1,2
обеспечивает запас по допустимому напряжению.
2.	По значению /^макс и (/КЭмакс выбираем тип транзисторов.
Выбираем транзисторы типа П4А со следующими параметрами:
/Кмакс=5 * * А; ^кэмакс=—50 В1 ркмакс=2 Вт без дополнительного
теплоотвода и £кмакс=20 Вт с дополнительным теплоотводом при
температуре 40°С; ZK мак<> ~35°С; Й21э=20; обратный коллек-
торный ток	мА; напряжение насыщения |£/кнас|=0,5 В;
предельная частота /л 216=125 кГц.
4.	Вычисляем сопротивления делителя напряжения /?1 и
Ориентировочное сопротивление резистора Ri определяется по фор-
муле
3-Н
^Бмакс
(3-ь4) h2i3
J К
'Кмакс лнас
Rt -
(3 + 4) 20
= о Т о = 12ч~16 Ом (15 Ом)>
где коэффициент насыщения /(нас = 1,5-т-З.
Задаваясь падением напряжения на резисторе Um — 1 В, на-
ходим:
Е —/7™ Е —	IQ__1
" “135 <1М °"’-
Емкость блокировочного конденсатора Ci выбирается в преде-
лах 0,5—1 мкФ.
5. Производим расчет трансформатора. Определяем габаритную
мощность трансформатора по формуле 1,3£7ВЫх/вых, если на-
грузкой преобразователя является выпрямитель, собранный по мо-
197
Таблица 7
Материал	Толщина, мм	Конструкция и тип сердечника	Среднее значение В , Т S’ л
342	0,35	Броневой Ш-9	0,85
344	0,2	То же	0,9
3310	0,08	Ленточный разрезной Ш-9	1,0
БОНН	0,05	Тороидальный неразрезной	1,5
65НП	0,05	То гже	1,3
34НКМП	0,05	» »	1,5
стовой схеме или схеме удвоения напряжения, и по формуле
«2,Швых/вых, если нагрузкой преобразователя является двухполу-
периодный выпрямитель со средней точкой.
Принимаем Рг= 1,3(/Вых/вых= 1,3-200-100-10~3=26 В-А.
При мощности преобразования до 1 кВт применяются трансфор-
маторы с броневыми, ленточными или лучше тороидальными сердеч-
никами с малыми потерями на гистерезис и рассеяние мощности.
В качестве материала сердечника обычно используют электротехни-
ческую сталь (Э42, Э44, Э310) или пермаллой (50НП, 65НП,
34НКМ.П) с высокой индукцией насыщения. Для уменьшения потерь
на рассеивание первичная (коллекторная) обмотка трансформатора
наматывается первой на сердечнике, причем ее обе половины нама-
тываются одновременно двумя проводами, располагая их равномер-
но по всему сердечнику.
В табл. 7 приведены основные данные для некоторых магнитных
материалов.
Для выбора размеров сердечника трансформатора пользуются
формулой
хл	Рг-Ю2
QcQo = 77?~7	(152)
<4 &S /Птр Ас Ао
где Qc и Qo — соответственно сечение стержня и окна сердечника,
см2; f—рабочая частота преобразователя; Bs — индукция насыще-
ния сердечника, Тл; / — плотность тока в обмотке, А/мм2; Кс— ко-
эффициент заполнения сердечника сталью; Ко — коэффициент запол-
нения окна обмоткой; 5 — количество стержней сердечника.
Для обмоток, выполненных проводом марки ПЭЛ или ПЭВ на
тороидальном сердечнике, принимают /=3-4-4 А/мм2; /<с = 0,8; Ко —
= 0,2— 0,3; обмотки обычно размещаются на одном стержне (5=1);
т)тр ~ 0,8-4-0,9.
Выбрав тороидальный витой сердечник из материала 50НП,
найдем:
26-102
Qc Q _
°	2. 103-1,5-3,5-0,85-0,8-0,25-1
^1,46 см4;
Ориентировочные значения ширины стержня (толщины намот-
ки ленты) а, внутреннего диаметра сердечника d и ширины ленты с
198
(рис. 114, в) определяются по формулам:
а « 0,7/ QCQO = 0,7/ 1,46 « 0,62 см;
d « 2а = 2*0,62 = 1,24 см; с « 1,5 а = 1,5*0,62 = 0,93 см;
Выбрав ленту со значением с=1 см (близким к расчетному),
найдем площадь сечения сердечника
Qc = ас = 0,62*1 = 0,62 см2.
Определяем число витков половины коллекторной обмотки
трансформатора:
..	(£- Рк.л
Al В OK
1 S с с
половины базовой обмотки
3 — 4
0,5о>б = 0,5иук --—-----
Я-^Кнас!
и выходной обмотки
^вых
(10 — 0,5)10^
------------------«31 виток;
4*103* 1,5*0,62*0,8
3 — 4
31- —--------® 10-н 13 витков
10 — 0,5
200
_ з|------—• ~ 56Q витков;
10 — 0,5
0’5И,К ^-|^нас1
Действующее значение коллекторного тока
/к=2к»==Л5 = j
к кг кг
базового тока транзистора
7К^нас 1,77-2
'ь-~^Г~^- = 0'т А‘
Находим толщину проводов обмоток:
коллекторный
dK = 1,13 )/7^77~= 1,13]/' 1,77/3,5' —0,81 мм;
базовой
<1Б= 1,13]//^77-= 1,13 ]/0,177/3,5 » 0,26 мм;
выходной
= 1,13к/вых/3,5 = 1,13 Ко, 1/3,5 » 0,17 мм,
6. Проверяем выбранный транзистор по допустимой мощности,
рассеиваемой на коллекторе Ркмакс. Для этого определяем макси-
мально допустимую мощность при максимальной температуре /Кр=
==50°С по формуле
/ ______/
кмакс ___окр
*Кмакс *Кмакс40° о
гкмакс
199
и сравниваем ее со средней мощностью, рассеиваемой на коллекторе
каждого транзистора Ркср. Пполучаем Ркмакс = 1,5 Вт без дополни-
тельного теплоотвода и Ркманс = 15 Вт с дополнительным теплоот-
водом.
Среднее значение мощности Ркср транзисторов, работающих в
ключевом режиме, определяется суммой мощностей, рассеиваемых в
областях отсечки, насыщения и активной области во время переклю-
чения.
^Кср “ ^Котс ^Кнас "Ь ^Ка ~ ^Кнас ^Ка =
= 0,625 4-0,7 « 1,35 Вт,
где
4,4
200	/31
100.10-4 660
^Кнас = 0>57Кмакс |(/Кнас | = 0,5-2,5-0,5 = 0,625 Вт;
1,2Г7т/121э	1,2-102-103.25-10-е	„ „ „
= —Г— =-------------------« °-7 Вт;
хн
D*	^ВЫХ /	\2
'*'Н   г
^ВЫХ \
4,4 Ом;
ТЛ21Э = Л21э/2^/121б = 20/6,28* 125.103 « 25 мкс;
Необходимо, чтобы полученное значение Ркср не превышало до-
пустимого значения Ркмакс. В нашем примере это условие выполня-
ется без дополнительного теплопровода.
Преобразователи напряжения с самовозбуждением используют-
ся для получения небольших мощностей при постоянной нагрузке.
При изменении нагрузки изменяются режим работы преобразовате-
ля, частота колебаний, форма и амплитуда напряжения.
При больших мощностях и изменяющейся нагрузке применяются
преобразователи напряжения с усилением мощности, состоящие из
маломощного задающего тенератора (преобразователя с самовоз-
буждением) и усилителя мощности. В таких преобразователях изме-
нение тока нагрузки не влияет на работу задающего генератора.
На рис. 115 изображена схема преобразователя с двухтактным
усилителем мощности, выполненным на транзисторах 74, и Тв.
Задающий генератор собран на транзисторах Ti и 74.
Резисторы 7?б, включенные в базовые цепи транзисторов усили-
теля мощности, служат для выравнивания режимов транзисторов с
учетом разброса их параметров и стабилизации режимов при изме-
нении нагрузки. Сопротивления Re выбирают в несколько раз больше
входных сопротивлений транзисторов.
Рассмотрим пример расчета схемы преобразователя с усилением
мощности, если максимальное значение выходного тока /вых ==0,4 А,
а остальные исходные данные такие, как в предыдущем примере.
Рассчитаем усилитель мощности. 1. Принимая к. п. д. усилителя
т] = 0,85, определяем максимальные значения тока и напряжения,
необходимые для получения заданной выходной мощности РВых:
j'	ч. * вых __ выл * выл _ Q .
7КмаКс^ ~ 0,85-10 “ ’
РкЭмаис1 = 2>4£ = 2-4-10 = 24 В-
200
2.	Выбираем для усилителя мощности транзисторы типа ПЧА.
Поскольку максимально допустимый ток транзистора /кмакс меньше
требуемого тока 7Кмакс > необходимо применить параллельное вклю-
чение транзисторов.
Количество транзисторов для параллельного включения опреде-
ляем по формуле
Л<макс	9,4
п ---------------------~ 2.
/	о
4 Кмакс
Рис. 115. Схема преобразователя
напряжения с усилителем мощно-
сти.
Рис. 116. Входная характе-
ристика транзистора типа
П4А.
Принимая
транзистора
п = 2, находим коллекторный и базовый токи одного
1	-	1 Кмакс
“'Кмакс! п ~
^Кмакс! ^нас
^21э
Б макс!
9,4
-^- = 4,7 А;
4J.2
= 0,47 А;
20
При этом суммарный базовый ток с учетом параллельного вклю-
чения транзисторов /в^—^Бмакс! =2.0,47 = 0,94 А.
3.	По входной характеристике транзистора (рис. 116) находим
напряжение на базе	—1,15 В, необходимое для создания тока
/вмакс! =9,47 А, и входное сопротивление транзистора
р _ |С'БЭ|
Квх.э — г
•* Бмакс!
1,15
0,47
2,5 Ом.
Принимая 7?б = 47?вх.э=1О Ом, рассчитываем входное напряже-
ние усилителя мощности
^х =	+ /Б„анс1 ^= 1.15 + 0,47.10 = 4,85 В.
201
При этом мощность, потребляемая входной цепью усилителя,
Рвх==£Лзх/б£ =4,85-0,94 = 4,5 Вт является выходной мощностью за-
дающего генератора.
4.	Расчет выходного трансформатора усилителя мощности
производится подобно расчету трансформатора в преоб-
разователе напряжения с самовозбуждением. Отличие состоит в том,
что в выражении (152) вместо индукции насыщения сердечника
подставляется значение индукции В= (0,7-~0,8)Вз. Это обусловлено
тем, что сердечник выходного трансформатора работает в линейном
режиме (без насыщения).
5.	Средняя мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора
в усилителе мощности, приближенно определяется по формуле
р ~ 1	( -- TJ
г Кер ~ Кмакс I 2 Кнас
Uv^
КЭмакс
тЛ21э f
= 4,7 (0,5‘0,5 + 0,34«24«25.10—6« 103)	2,2 Вт,
Так как эта мощность оказалась больше мощности Ркмаьс =
s=l,5 Вт, то необходимо предусмотреть дополнительно отвод тепла
от корпуса транзистора при помощи специального радиатора или ис-
пользовать в качестве теплоотвода металлический корпус преобра-
зователя.
Необходимая поверхность охлаждения радиатора приближенно
определяется по формуле
$рад
(1,2-^1,5)103/\ср
/°	_/°	__р р
*к.макс ''окр Кер хп.к
где /?пк — тепловое сопротивление транзистора (между коллектор-
ным переходом и корпусом транзистора), значение которого приво-
°С
дится в справочнике. Для транзистора типа ПЧА /?Пк=2— При
Вт
этом
5рад ~
(1,2-ь 1,5) 103<2,2
85 — 50 — 2,2-2
85 -ь 105 мм2.
Радиатор выполняется из металла с высокой теплопроводностью
(обычно из алюминия).
П риложение
№ п/п.	Тип транзистора	М216’ мГц	Н21Э> мин—макс	Максимально допустимые данные			Скр- °С	сК, пФ	rg. Ом	7КВО’ мкА
				СТ КБ макс В	и кэ макс В	р К макс мВ г				
1	МП13	>0,5	7—12	20	15	150	—60—+70	50	150	оЗО
2	МП13Б	>1,0	20—60	30	15	150	—60—+70	50	150	<10
3	МП14	1,0	20—40	30	15	150	—60—+70	50	150	<10
4	МП14А	1,0	20—40	30	15	150	—60—+70	50	150	<30
5	МП14Б	1,0	30—60	30	15	150	—60—к 70	50	150	<50
6	ЛШ20	>1,0	50—100	30	30	150	—55—к 85	15—30	—	2—5
7	Л'П20А	2,0	50—150	30	20	150	—55—1-85	15—30	—	0,5—5
8	МП20Б	1,5	80—200	30	20	150	—55—+85	15—30	—	0,2—5
9	МП21В	1,5	20—100	40	30	150	—55—к 85	15—30	—	0,2-5
10	МП21Г	1,0	20—80	СО	25	150	—55—к85	15—30	—	0,2—5
11	МП21Д	1,0	СО—200	50	30	150	—55—к85	15—30			0,2-5
12	МП21Е	0,7	ЗС—150	70	25	150	—55—к 85	15—30	—	0,2—5
13	МП25	6,2	> 13	40	40	200	—55—+75	20—70	160	2—50
14	МП25А	0,2	22- -40	/ ••	40	200	—55—к 75	20—70	. 160	2—50
15	МГТ25Б	0,5	00—30	40	40	200	—55—к 75	20—70	<160	2—50
16	МП26	0,2	13—25	70	70	200	—55—к 75	15—50	< 160	2—60
17	МП26А	0,2	20—40	70	70	200	—55—к 75	15—50	<160	2—60
18	МП26Б	0,5	30—80	70	70	200	—55—к 75	15—50	< 160	2—60
19	ЛШ35	0,5	10—125	15	15	150	—55—к85	30—50	<220	<250
20	МП36А	1,0	15-43	15	15	150	—55—к85	30—50	<220	<250
204
Продолжение приложения
№ п'п.	Тип транзистора	7*216’	^213’ мин—макс	Максимально допустимые данные			*окр, °C	пФ	гб, Ом	;КБО» мкА
				КБ макс» В	^КЭ макс» В	РК макс» мВт				
21	МП37А	1,0	15—45	15	15	150	—55—4-85	30—50	<220	<250
22	МП37Б	1,0	25—30	15	15	150	—55—(-85	30—50	<220	<250
23	МП38	2,0	25—55	15	15	150	—55—(-85	30—50	<220	<250
24	МП38А	2,0	45—100	15	15	150	—55—(-85	30—50	<220	<250
25	МП39	0,5	>12	‘ 10	10	150	—20—Ь6О	20—60	100—220	15
26	МП39Б	1,0	10—60	10	10	150	—20—(-60	20—60	100—220	15
27	МП40	1,0	20—40	10	10	150	—20—(-60	20—60	100—220	15
28	МП40А	1,0	20—40	30	30	150	—20—(-60	20—60	100—220	15
29	МП41	1,0	10—60	30	30	150	—20—(-60	20—60	100—220	15
30	МП41А	1,0	50—100	30	30	150	—20—(-60	20—60	100—220	15
31	МП114	0,1	>9,0	60	60	150	—55—pi30	40—80	50—100	0,005—0,5
32	МП115	0,1	9—45	30	30	150	—55—(-130	40—80	50—100	0,005—0,5
33	МП116	0,5	15—100	15	15	150	—55—(-130	40—80	150	0,005—0,5
34	П201Э	0,1	10—100	30	30	10.103	—55—(-85	—	—,	0,02—0,4
35	П201АЭ	0,2	10—100	45	30	10» Ю3	—55—4-85	—	—	0,02—0,4
36	П202Э	0,1	20—90	70	55	10. Ю3	—55—(-85					0,02—0,4
37	П203Э	0,2	20—90	70	55	10.103	—55—(-85	—	—	0,02—0,4
38	ГТ308А	90	15—75	20	12	150	—55—4-85	2,5—8	40—50	0,1—2,0
39	ГТ308Б	120	50—120	20	12	150	—55—(-85	2,5—8	40—50	0,1—2,0
40	ГТ308В \		20—200 1	80—120	20	12	150	-55—4-85	2,5—8	40—50	0,1—2,0
41	ГТ309А	120	20—70	10	10	50	—55—Ь70	3—10	33-50	0,1—5
42	ГТ309Б	120	60—180	10	10	50	-55—г 70	3—10	33—50	0,1—5
43	ГТ309В	80	20—70	10	10	50	—55—|-70	3—10	100	0,1—5
44	ГТ309Г	80	60—180	10	10	50	—55—+70	3—10	100	0,1—5
45	ГТ309Д	40	20—70	10	10	50	—55—1-70	3—10	100	0,1—5
46	ПТ309Е	40	60—180	10	10	50	—55—И 70	3—10	100	0,1—5
47	П310А	160	20—70	12	10	20	—20—г 75	2—4	50—75	0,1—5
48	ГТ310Б	160	60—180	12	10	20	—20—+75	2—4	50—75	0,1—5
49	ГТ310В	120—200	20—70	12	10	20	—20—И 75	3—5	50—75	0,1—5
50	ГТ310Г	120—200	60—180	12	10	20	—20—г 75	3—5	50—75	0,1—5
51	ГТ310Г	80—140	20—70	12	10	20	—20—1-75	3—5	65—100	0,1—5
52	ГТ310Е	80—140	60—180	12	10	20	—20—1-75	3—5	65—100	0,1—5
53	ГТ311Е	>250	15—80	12	12	150	—40—Н75	1,5—2,5	20—30	0,5—10
54	ГТЗНЖ	>300	50—200	12	12	150	—40—f-75	1,5—2,5	20—40	0,5—10
55	гтзпи	450—1000	100—300	12	12	150	—40—+75	1,5—2,5	<40	0,5—10
56	КТ312А	>80	10—100	15	15	225	—20—+85	3—5	17—100	<10
57	КТ312Б	>120	25—100	‘ 30	30	225	—20—+85	3—5	17—80	<10
58	КТ312В	>120	50—280	30	30	225	—20—+85	3—5	17—80	<10
59	ГТ313А	300—1000	20—250	15	15	100	—20—1-55	1—2,5	30	0,1—3
60	ГТ313Б	450—1000	20—250	15	15	100	—20—+55	1—2	20	0,1—3
61	ГТ320А	80	20—80	20	15	200	—55—Н70			—	10
62	ГТ321А	>60	20—60	60	50	160	—55—1-85	<80	<7,5	<100
63	ГТ321Б	>60	40—120	60	50	160	—55—1-85	<80	<7,5	<100
64	ГТ321В	>60	80—200	60	50	160	—55—1-85	<80	<7,5	<100
65	ГТ321Г	>60	20—60	45	40	160	—55—+85	<80	<7,5	<100
206
Продолжение приложения
№ п/п.	Тип транзистора	^216 ’ МГЦ	Л21Э’ мин—макс	Максимально допустимые данные			W °с	пФ	Ом	7кбо ’ мкА
				и КБ макс В	lj КЭ макс В	р К макс мВт				
66	ГТ321Д	>60	40—120	45	40	160	—55—+85	<80	<7,5	<100
67	ГТ321Е	>60	80—200	45	40	160	—55—(-85	<80	<7,5	<100
66	П401	30	16—300	10	10	100	-50—+60	15	350	<10
69	П402	60	16—250	10	10	100	—50—Ь-60	10	220	<5
70	П403	120	30—100	10	10	100	—50—+60	10	50	<5
71	П403А	120	16—200	10	10	100	—50—F60	5	40	<5
72	ГТ402А	>0,5	30—80	25	25	300	—25—+55	——	—	25
73	ГТ403А	>8-10-3	20—60	25	30	600	—60—+85	—	—	<50
74	ГТ403Б	>8-10“3	25—150	25	30	600	—60—(-85	——	.—	<50
75	ГТ403В	>8-10~3	20—60	60	45	5000	—60—1-85	—	—	<50
76	ГТ403Г	>6-10-3	25—150	60	45	5000	—60—(-85	—	—	<50
77	ГТ403Д	>6-10—3	85—150	60	45	5000	—60—+85	—	—	^50
78	ГТ403Е	>0,24	>30	60	45	5000	—60—(-85	—	—	<50
79	ГТ403Ж	>8.10-3	20—60	80	60	5000	—60—(-85	«—	—	<40
80	ГТ403И	4-10—4 1,2-10-3	25—150	80	60	5000	—60—(-85	—	—	<70
81	ГТ404А	>0,5	30—80	25	25	300	—25—(-55	—	—	25
82	П416	40	20—80	25	25	100	—55—(-85	2—8	—	0,1—3
83	П416А	60	60—125	25	25	100	—55—(-85	2—8	—	0,1—3
84	П416Б	60	90—250	25	25	100	—55—(-85	2—8	1—	0,1—3
85	ПЧА	0,125	15—40	60	50	20-103	—60—(-70	—	—	<500
86	ПЧБ	0,125	15—40	70	60	25-103	-60—+70	—	—	<500
Примечания: 1. К транзисторам типа р-п-р относятся: МП20—МП21Е; МП25—МП26Б, МП39—МП41А, МП114—МП116,
П201—П203Э, ГТ308А—ГТ308В, ГТ309А—ГТ311И, КТ313А-ГТ313Б, ГТ320—ГТ321Е, П401—П403А, ГТ402А—ГТ403И, П416—П416Б,
П4Д—П4Б. К транзисторам типа п-р-п относятся: МП35—М.П38, КТ312А—КТ312В, КТ404А.
2. Для мощных транзисторов указана мощность Pv с дополнительным теплоотводом.
1\МЭКС
Список литературы
1.	Бочаров Л. Н. Полевые транзисторы. М., «Энергия», 1976.
80 с. ил.
2.	Козинцева Л. П. Усилители на полевых транзисторах. М.,
«Связь», 1975. 96 с. с ил.
3.	Справочник по импульсной технике. Под ред. В. Н. Яковле-
ва. Киев, «Техника», 1970. 654 с. с ил.
4.	Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и
интегральным схемам. М., «Энергия», 1972, 568 с. и ил.
5.	Справочник по радиоэлектронике. Под ред. А. А. Куликовско-
го. М., «Энергия», 1968. т. 2. 536 с. с ил.
6.	Свечников Г. М., Сергеев Р. М., Трегуб И. К. Импульсные схе-
мы на полупроводниках и ферритах. М., «Военное издательство»,
1972. 270 с. с ил.
7.	Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзистор-
ных схем. М., «Энергия», 1973. 605 с. с ил.
8.	Радиоприемные устройства на полупроводниковых прибо-
рах. Проектирование и расчет. Под ред. Р. А. Валитова и
А. А. Куликовского. М., «Советское радио», 1968. 364 с. с ил.
9.	Расчет импульсных устройств на полупроводниковых при-
борах (сборник примеров и задач). Под ред. Т. М. Агаханяна. М.,
«Советское радио», 1975. 344 с. с ил.
,	10. Расчет каскадов полупроводниковых передатчиков (посо-
бие по курсовому проектированию). Под ред. И. А. Попова. М.,
1964, 171 с. с ил.
11.	Цыкина А. В. Проектирование транзисторных усилителей
низкой частоты. М., «Связь», 1968, 184 с. с ил.
12.	Гольденберг Л. М. Импульсные и цифровые устройства.
М., «Связь», 1973. 496 с. с ил.
13.	Теория и расчет радиотехнических схем на транзисторах.
М., «Связь», 1964. 256 с. с ил.
14.	Гумеля Е. Б. Выбор схем транзисторных приемников. М.,
Госэнергоиздат, 1963. 64 с. с ил.
15.	Бочаров Л. Н. Эквивалентные схемы и параметры полу-
проводниковых приборов. М., «Энергия», 1973. 96 с. с ил.
16.	Елкин Н. А., Тощаков Л. И. Детектирование на полупро-
водниковых приборах. М., Связьиздат, 1962. 56 с. с пл.
Оглавлени
Стр.
Предисловие .............................................	3
Введение	  4
Расчет усилителей мощности низкой	частоты................... 11
Расчет усилителей напряжения низкой	частоты................. 31
Расчет эмиттерного и истокового повторителей и фазоинверс-
ных каскадов................................................ 44
Расчет амплитудных детекторов............................... 53
Расчет транзисторных усилителей высокой и промежуточной
частоты..................................................... 63
Расчет преобразователей частоты ............................ 78
Расчет автогенераторов (гетеродинов)	.........	86
Расчет импульсных усилителей...............................  95
Расчет мультивибраторов.................................... 107
Расчет триггеров	...................................... 122
Расчет блокинг-генератора.................................. 132
Расчет генераторов пилообразного напряжения................ 139
Расчет усилителей постоянного тока......................... 163
Расчет источников	питания	.	............................ 178
Приложение.................................................. 203
Список литературы .......................................... 207