Автор: Терещук Р.М. Белкин М.К. Белинский В.Т. Мазор Ю.Л.
Теги: электротехника радиоприемные устройства (радиоприемники) электроника усилители усилительные устройства эвм
ISBN: 5-11-000194-4
Год: 1988
Текст
М.К.БЕЛКИН
В.Т. БЕЛИНСКИЙ
ЮЛ.МА30Р
РМ.ТЕРЕЩУК
СПРАВОЧНИК
по учебному
проектированию
ПРИЕМНО-
УСИЛИТЕЛЬНЫХ
УСТРОЙСТВ
2-е издание,
переработанное
и дополненное
Под общей редакцией
доктора технических наук,
профессора М. К. БЕЛКИНА
ГОЛОВНОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
ИЗДАТЕЛЬСКОГО ОБЪЕДИНЕНИЯ
«ВЫЩА ШКОЛА»
1988
ББК 32.849я2
С74
УДК 621.396.62(075)
Рецензент:
д-р техн, наук ироф. Н..Й. Чает я ко в
Редакция литература по информатике и автоматике
Зав. редакцией Г. Ф. ТрофиМчук
Справочник по. учебному проектированию приемно-уси-
С74 лительных устройств / М. К. Белкин, В. Т. Белинский,
Ю. Л. Мазор, Р. М. Терещук .—2-е изд.— К.: Выща шк.
Головное изд-во, 1988.—472 с., 316 ил:—Библиогр.: 129назв.
ISBN 5—11—000194—4
Во втором издании справочника рассмотрены вопросы разработку
структурных и принципиальных электрических схем приемно-усилител1ь-
ных устройств разного назначения: радиовещательных, связных и радио-
локационных, работающих в различных диапазонах волн.
Приведен схемный анализ, краткие теоретические сведения, мето-'
дика расчета и основные расчетные соотношения. Разработаны приме-
ры и программы расчета на ЭВМ.
Для студентов радиотехнических специальностей, а также специа-
листов по разрабдтке.ЛДИ£Мио_-усилительной аппаратуры.
. 2402020000—092
М211(04)—88
ISBN 5—11—000194—4
ВБК 32.849я2
© Издательское объединение
«Вища школа», 1982
© Издательское объединение
«Выща школа», 1988,
с изменениями
ПРЕДИСЛОВИЕ
XXVII съезд Коммунистической партии Советского Союза
определил ускорение социально-экономического развития как
основную задачу советского народа на ближайшие годы.
В решении этой задачи большую роль призвана сыграть
радиотехника, которая с каждым годом все шире внедряется
буквально вю все отрасли народного хозяйства.
Подготовка инженеров в области радиоэлектроники
осуществляется широкой сетью вузов и факультетов. Каче-
ство подготовки специалистов в значительной мере опреде-
ляется наличием учебной и справочной литературы.
Для повышения эффективности учебного процесса сту-
дентов радиотехнических специальностей возникла необхо-
димость в создании справочника по учебному проектирова-
нию радиоприемных .и усилительных устройств нового типа.
Справочник содержит небольшой объем теоретических све-
дений, необходимых для целенаправленного использования
расчетных формул и приводимых рекомендаций. Основные
главы, посвященные работе функциональных узлов прием-
ных и усилительных устройств, являются многоплановыми.
Вначале приводятся общие сведения, затем следует схемный
анализ работы функционального узла иа качественном уров-
не и краткие теоретические сведения, на базе которых стро-
ится основные расчетные соотношения, а также методика
и программы расчета некоторых узлов приемно-усилитель-
ных устройств на ЭВМ.
Такая структура позволяет читателю легко найти и ис-
пользовать нужный материал в зависимости от задачи, ко-
торую он перед собой ставит:
ознакомление со схемой на качественном уровне;
краткая теоретическая проработка, материала;
лреектироваиие и расчет схемы.
Справочник содержит также главы, посвященные осо-
бенностям разработки структурных и принципиальных схем
н конструкций приемных устройств различного назначения:
связных, локационных и радиовещательных.
Справочник содержит расчет проектируемых устройств
на ЭВМ, рекомендации по программированию расчета каска-
дов на ЭВМ и примеры программ иа языке ФОРТРАН,
а также материалы, необходимые для расчета надежности и
электрических допусков.
Использована современная элементная база радиоэлек-
тронной аппаратуры II и III поколений, а также последние
достижения в области схемотехники и цифровой обработки
информации.
Многолетний опыт руководства курсовым и дипломным
проектированием на радиотехническом факультете Киев-
ского политехнического института, а также опыт проведения
научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ
в вузах и промышленности, позволяет полагать, что пред-
лагаемая" книга будет полезной как студентам, так и разра-
ботчикам приемно-усилительной аппаратуры.
Во втором издании книги уделено большое внимание тем
вопросам радиоэлектронику, которые в последние годы
получили преимущественное развитие. Это цалошумищие
усилители СВЧ на биполярных и полевых транзисторах,
фильтры цифровые и на поверхностных акустических вол-
нах, схемы цифровых АРУ, АПЧ и синтезаторов частоты,
программы и примеры расчета на ЭВМ.
Главы 1, 6, 7 и 14 написаны М. К. Белкиным, главы 3,
10, п. 4.4, цифровые фильтры в п. 5.3, а также все программы
и примеры расчета иа ЭВМ — В. Т. Белинским, главы 4
(за исключением п. 4.4), 5, 8, 9, 12 и 15 — Ю. Л. Мазором,
главы 2, 11, 13 — Г. М. Терещуком,
Глава 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
И РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ
1.1. Сигналы, помехи и шумы
Сигналом называется электрическое отображение сообщения, несущее
полезную информацию. Обычно это напряжение или ток, один из парамет-
ров которого (например, амплитуда, частота, фаза) изменяется в зависимости
от характера сообщения.
Помехами называют любые воздействия, отличающиеся от полезных
сигналов, поступающие на вход усилителя или радиоприемника (внешние
помехи) илн возникающие внутри этих устройств (внутренние помехи, шумы).
Помехи от мешающих станций проявляются в том, что при недостаточ-
ной селективности радиоприемников на выходе их помимо полезных сигна-
лов появляются сигналы из соседних (по частоте) каналов, зеркального ка-
нала и частот, близких к промежуточной.
Атмосферные помехи вызываются различными явлениями, связанными
с атмосферным электричеством, главным образом, грозовой деятельностью.
Грозовые разряды обладают широким спектром частот, перекрывающим
длинноволновый, средневолновый и часть коротковолнового диапазона ве-
щательных приемников.
Индустриальные (промышленные) помехи вызываются различными при-
борами и аппаратами, работа которых связана с искрообразованием. Их
спектр также перекрывает почти весь радиовещательный диапазон.
На рис. 1.1. показаны зависимости напряженности поли атмосферных
и индустриальных помех от частоты. По оси ординат отложена удельная на-
пряженность поля помех Ч£П в полосе 1 кГц. Э.д. с. помех в антенне £А п
определяется удельной напряженностью поля, действующей высотой антен-
ны /гд и шумовой полосой Пш:
ЕА.п-^п^УП^. (1.1)
Космические помехи представляют собой радиосигналы с широким спек-
тром, приходящие из Космоса, в частности, от Солнца, и некоторых районов
Галактики. Эти сигналы шумового характера несут в себе полезную инфор-
мацию о Космосе и изучаются в радиоастрономии, но для связи и радиолока-
ции являются помехами.
Шумы атмосферы обусловлены флуктуационным характером поглоще-
ния радиоволн в атмосфере Земли.
Шум обусловлен тепловым излучением Земли.
На рис. 1.2 показаны зависимости уровней космических шумов и шумов
атмосферы от частоты для разных углов наклона диаграммы направленности
антенны. По оси ординат отложена шумовая температура в градусах Кель-
вина (К).
Все перечисленные помехи являются естественными, или неорганизо-
ванными. Существуют еще и организованные помехи, создаваемые средствами
5
Рис. 1.1. Зависимость удельной напряжен-
ности Поля внешних помех о? частоты:
J — средний уровень атмосферных помех
днем: 2— ночью: 3—средний уровень ин-
дустриальных помех в городах
Рнс. 1. 2. Зависимость космических шумок
(кривые f и 2} и шумов атмосферы (осталь-
ные кривые) от частоты; 0 — угол наклона
Диаграммы направленности антенны
радиопротиводействия противника с целью нарушения радиосвязи и радио*
локации.
Помимо приведенной классификации помех по происхождению можно
разделить помехи по характеру.
Детерминированные помехи, спектр которых ограничен и сосредоточен
вокруг центральной частоты; такой характер имеют сигналы от мешающих
станций.
Импульсные помехи, состоящие из отдельных импульсов или их беспоря-
дочной последовательности, спектр которых определяется длительностью
импульсов и простирается до нескольких десятков мегагерц; такой характер
имеют атмосферные и промышленные помехи.
Гладкие помехи, состоящие из хаотической последовательности весьма
коротких импульсов, спектр которых очень широк и простирается пример-
но до 1012 Гц, т. е. охватывает все диапазоны радиоволн; такой характер
имеют космические помехи, шумы атмосферы, Земли, а также внутренние
шумы усилителей И приемников. Даже при отсутствии на входе усилителя
или приемника сигнала на выходе образуются напряжения, обусловленные
наводками, фоном от источников питаним, собственными шумами, возникаю-
щими в резисторах, антенне, контурах и усилительных элементах.
Термические шумы возникают в любом активном сопротивлении, нахо-
дящемся при температуре Т, отличной от абсолютного нуля. Физической
причиной термических шумов является беспорядочное движение электронов
в проводнике, вызывающее шумовую э. д. с. или шумовой ток.
Каждое шумящее сопротивление может быть представлено в виде гене-
ратора шумового напряжения (рис. 1.3, а) либо в виде генератора шумового
тока (рис. 1.3, б). Средний квадрат шумового напряжения ((«^)) или тока
(Ош)) вычисляется по следующим формулам:
<^> = 4ЙТ/?/7ш; <ф«4ЛТгЯш, (1.2)
где k = 1,39 • 10~23 Дж/град — постоянная Больцмана; Т — абсолютная
температура, К; R и g = 1/R — сопротивление и проводимость соответствен-
но; Пш — интегральная, энергетическая или шумовая полоса, в пределах
которой вычисляют или измеряют шумы.
6
о
Рнс. 1.3. Эквивалентная схема шумящего
сопротивления — генератора напряжения
(а) н шумящей проводимости (6)
Рнс. 1.4. Эквивалентная схема шу-
мящего усилительного элемента
В общем случае шумовая полоса
оо __
= (1.3)
о
где у (f) — нормированная амплитудно-частотная характеристика системы,
но для многокаскадных резонансных усилителей она практически не отли-
чается от полосы на уровне 0,7 максимума.
Обе схемы (рис. 1.3) совершенно равноправны. Однако схема генератора
напряжения удобнее, когда нужно объединять несколько Источников шума,
включенных последовательно, а схемы генераторов тока удобнее, когда нуж-
но объединять шумы нескольких параллельно включенных источников.
Шумы антенны обусловлены сопротивлением излучения rs и сопротив-
лением потерь га. Полное сопротивление
"А = 'а + 'п.
Сопротивление потерь определяет наприжение термического шума!
<“tA> = 4 kTornnn = 0 —'Па)/7ш.
где Яд = г2/гл — к- п. д. антенны; То — температура, при которой нахо-
дится антенна (обычно То — 293 К, для приближенных расчетов часто при-
нимают Т = 300 К).
Сопротивление излучения определяет напряжение внешних шумов,
создаваемых шумами Космоса (rs при температуре Тк), поглощения в атмв-
сфере (rs — при температуре Татм) и теплового излучения Земли (г2 — при
температуре Т3):
(и2А.) = 4^А ГА^Л1Г
Полный шум антенной цепи [42]:
<«А> = 4kTA гАПш, (L4)
где ТА = То (1 — г]д) + (Тк + Гатм + Т3) т] — эквивалентная шумовая
температура антенны, т. е. температура, при которой находится сопротивле-
ние гА, шумящее так, как шумит реальная антенна; То = 293 К; Тк и Татм
могут быть определены из графиков на рнс. 1.2. Температура Т3 зависит от
направления антенны: она максимальна для антенны, направленной на
Землю, и мала для антенны, направленной в зенит (порядка ЮК).
Относительная шумовая температура показывает, во сколько раз ре-
альная антенна шумит больше, чем шумела бы эта же антенца (т, г. при
7
комнатной температуре) без учета внешних шумов:
'а = 7 а/7о- (1.5)’
Уровень шумов контура можно вычислять для последовательной шумо-
вой э. д. с., имеющейся в контуре, еш к, или для генератора шумового тока,
включенного параллельно контуру, к.
<еш.к>= <4.к>= 4*Т'о<30.эЛ,ш,
где гк — последовательное сопротивление потерь в контуре; Go э = 1//?0 э —
проводимость контура, величина, обратная эквивалентному сопротивлению
контура при резонансе Ro э.
Напряжение шумов на контуре
<«ш.к>=<4к>е2 = 4^07?о.э/7ш,
где Q — добротность контура.
Обычно учитывают лишь шумы входного контура, так как оня усили-
ваются всем трактом приемника, тогда как шумы других контуров усили-
ваются лишь частью приемника.
Собственные шумы активных элементов (АЭ) создаются термическими
флюктуациями в активных сопротивлениях, а также флюктуациями токов
всех электродов активного элемента. Для количественной оценки шумо-
вых свойств активного элемента в соответствии с эквивалентной шумовой
схемой (рис. 1.4) принимается допущение о том, что активный элемент явля-
ется и^шумящим, а шум на выходе возникает в результате усиления подво-
димого к управляющему электроду шумового напряжения иш вх, создава-
емого двумя воображаемыми (фиктивными) генераторами: генератором
напряжения иш и генератором тока /ш1) (с внутренней проводимостью Gu).
Шум, возникающий иа выходе активного элемента, обусловлен не-
сколькими источниками (особенно у транзисторов). Для удобства расчетов
принимают, что основная часть этих шумов возникает в эквивалентном шу-
мовом сопротивлений, определяющем напряжение
(«2ш) = 4^7?ш77ш. (1.6)
Остальная часть составляющих полного шума учитывает шумы, наве-
денные в цепи управляющего электрода активного элемента, а также тер-
мические шумы
(72ш11) = 4№шО11/7ш> (1.7)
где /ш = Тш/Т0 — относительная шумовая температура активного элемен-
та, показывающая, во сколько раз температура Т нагрева проводимости
0ц должна быть больше нормальной температуры То> чтобы генератор тока
/Ш1] создавал шумы, эквивалентные шумам, наведенным в цепи управляющего
электрода активного элемента.
Конкретные выражения для 7?ш, /ш и 0ц зависят от типа активного
элемента.
Шумы в биполярных транзисторах в диапазонах радиочастот имеют ряд
составляющих: дробовой шум коллекторного и эмиттерного переходов, воз-
никающий вследствие флюктуаций токов в этих .переходах; шум распреде-
8
Рнс, 1.5. Эквивалентная шумовая схема ВУ с учетом шумов
первого транзистора
ления, вызываемый флюктуациями процесса распределения эмиттерного тока
между базой и коллектором; термические шумы активных сопротивлений
электродов, главным образом базы.
Первые два источника характеризуются шумовым сопротивлением /?ш
для частот менее 0,1/т:
/?ш«Ж/э/52, (1.8)
где S = | У21| — модуль крутизны характеристики; а — коэффициент уси-
ления транзистора по току в схеме с общей базой; /э — средний ток эмиттера;
/т — частота, на которой а уменьшается до 0,71 своего значения на частоте
1000 Гц.
Дробовой шум, шум распределения эмиттерного перехода и термиче-
ский шум базы характеризуются относительной шумовой температурой /ш
входной проводимости и при f С/т и малой величине входной проводимости
транзистора справедливо следующее выражение
« [20/э(1 - а) + '-b®2G?1]/Gh, (1-9)
где Гц — объемное сопротивление базы; ® — рабочая частота; Gu и Си —
входные проводимость и емкость транзистора.
У современных высокочастотных транзисторов /?ш порядка десятков ом,
а/ш < 1 [83].
Полевые транзисторы обладают меньшим уровнем шумов, чем биполяр-
ные. Составляющими шума в полевых транзисторах с p-п переходом и
с МОП-структурой являются: термический шум в токопроводящем канале
дробовой шум затвора; термический шум входной проводимости. Первый
источник шума характеризуется шумовым сопротивлением
= (0,6... 0,75)/$,' . (1.10)
где S — крутизна характеристики транзистора.
Дробовой шум затвора значительно меньше термического шума входной
проводимости и поэтому практически его можно не учитывать, т. е. = 1.
Следовательно, вторым источником шума остаются лишь термические флюк-
' туации входной проводимости,-определяемые по формуле (1.7) при= 1.
Все перечисленные источники шумов и проводимости можно пересчи-
тать ко входу первого активного элемента и свести в одну эквивалентную
шумовую схему входа приемника (рис. 1.5). Тогда общее эквивалентное на-
пряжение шума определится следующим выражением:
+2 (I =
— 46777ш -|-
zmGn +za°a + Ofe I
(<3ц+<3д+J
(1-И)
9
где 1ш1 — шумовые токи входной проводимости АЭ, а также антенны и кон-
тура, пересчитанные ко входу АЭ; /д — относительная шумовая температура
антенны (выражение (1.5));— относительная шумовая температура вход-
ной проводимости Gn (выражение (1.9)); 0д и GK — проводимости эквивалента
антенны и контура, пересчитанные ко входу АЭ, соответственно.
1.2. Назначение и классификация усилителей
и радиоприемников
Усилителем электрических колебаний называется устройство,повышаю-
щее их мощность от входа к выходу. Усиление мощности обусловливается
действием усилительных элементов, преобразующих энергию источников
питания.
Усилители постоянного тока — устройства, усиливающие электриче-
ские колебания в полосе от нуля до fB. Все остальные усилители являются
усилителями переменного тока.
Усилители низкой частоты — устройства, усиливающие электрические
колебания в пределах от /н до fB,— используются для усиления речи (300....
...3000 Гц) и музыки (30 Гц...30 кГц).
Видеоусилители (широкополосные усилители) характеризуются широ-
кой полосой частот — часто от нуля до десятков мегагерц. Такие усилители
используются в телевидении, в радиолокации и других областях для усиле-
ния импульсных сигналов.
Для перечисленных трех видов усилителей характерно соотношение
(/в — /п) > 1а — средней частоты усиливаемых сигналов. Такие усилители
принято называть апериодическими.
Селективные (избирательные, полосовые, резонансные) усилители —
устройства для усиления высокочастотных сигналов с сосредоточенным
спектром. Для них характерно соотношение (fB—/н) < f0. Такне усилители
широко применяются в радиоприемниках, измерительной технике, технике
связи.
Радиоприемным устройством (радиоприемником) называется устройст-
во, на вход которого из антенны введен высокочастотный сигнал, модулиро-
ванный по какому-либо закону, а на выходе — оконечное устройство, на ко-
тором выделяется напряжение, меняющееся по закону модуляции. Радио-
приемники можно классифицировать по различным признакам, например
по диапазону частот, по характеру модуляции принимаемых сигналов, по
виду используемых усилительных элементов и т. д. Наибольшее распростра-
нение получила классификация по назначению. В этом случае их можно раз-
делить на следующие виды: профессиональные приемники связи, радиове-
щательные, телевизионные, радионавигационные, радио- и гидролокацион-
ные, систем управления, радиометры.
1.3. Основные характеристики усилителей
Коэффициент усиления мощности Кр показывает, во сколько раз вы-
ходная мощность Р2 на нагрузке ZH больше входной мощности Р±, подводи-
мой к усилителю (рис. 1.6)
Кр = р2/р±.
10
Коэффициент усиления напряжения Ки
показывает отношение выходного напряжения
U2 к входному напряжению иг:
Ku^uju^ (1.12)
Коэффициент усиления тока Ki — отно-
шение выходного тока в нагрузке /2 к вход-
ному току 1-у.
Ki = /2/л.
Рис. 1.6. Структурная схема уси-
лителя (У) с источником и на-
грузкой
Поскольку в схеме усилителя и нагрузке имеются реактивности, выра-
жения для Ки и Ki являются комплексными.
Коэффициенты усиления могут быть выражены в децибелах:
KpAB=10lgKP; КидБ = 20 lg Ku; К^ъ = 20 lg Ki.
Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) усилителя К ([) пред-
ставляет собой зависимость модуля коэффициента усиления от частоты
(рис. 1.7); /н и /в— граничные частоты, на которых усиление уменьшается до
заданного уровня Ка и Кв (например, на 3 дБ). Интервал частот от /н до /в
называют полосой пропускания усилителя. Усиление на средней частоте Ко
называют номинальным коэффициентом усиления.
Частотные искажения обусловлены влиянием в усилительном тракте
реактивных элементов и проявляются в виде зависимости усиления от часто-
ты гармонического сигнала, вследствие чего форма сложного сигнала изме-
няется. Количественно частотные искажения оценивают отношением коэф-
фициента усиления на средней частоте Ко к коэффициенту усиления на дан-
ной частоте К'.
М = Ка/К.
Обычно наибольшие искажения возникают иа граничных частотах по-
лосы пропускания: низшей fH и высшей /в (рис. 1.7). В этом случае
Мн = Ка/К„', Мк = К0/Кв.
Частотные искажения не наблюдаются, если АЧХ параллельна оси
частот.
Коэффициент частотных искажений часто выражают в децибелах
МдБ = 20 lg М.
В У-каскадном усилителе общий коэффициент частотных искажений
выражается через коэффициенты частотных искажений отдельных каскадов:
= MiM2 ... MN-
Мвдв = М1дБ + ^2дБ +
Фазовые искажения так же, как и частотные, обусловлены наличием
в тракте усилителя реактивных элементов, из-за которых На разных частотах
сигнала создаются разные фазовые сдвиги. Фазо-частотная характеристика
(ФЧХ) усилителя ср (/) представляет собой зависимость от частоты фазового
сдвига выходного гармонического колебания относительно входного (рис.
1.7). Фазовые искажения не наблюдаются, если фазовая характеристика ли-
нейна и проходит через начало координат ср (/) = —taf. Поэтому при оценке
11
Рис. 1.7, Амплитудно-частотная (/< (/))
и фазочастотиая (<p (f)) характеристики
усилителя
Рис. 1.8. Переходная Л (/) и импульсная
g (/) характеристики усилителя:
i3 время задержки; <и — время на-
растания
фазовых искажений важны не абсолютные’значения фазовых сдвигов, а откло-
нение реальной ФЧХ от идеальной.
Переходной характеристикой усилителя h (t) называют зависимость
мгновенного значения выходного напряжения u2 (t) от времени при скачко-
образном изменении входного напряжения ut (t) = 1 (t) (рис. 1.8, а).
Импульсная характеристика усилителя g (Z) (весовая функция) пред-
ставляет собой реакцию усилителя на воздействие сигнала вида дельта-
фуикции (единичного импульса) (/) = 6 (/) (рис. 1.8,6). Форма харак-
теристики определяется параметрами схемы И может иметь различный
характер, в частности, выбросы.
Частотная и импульсная характеристики связаны между собой преоб-
разованием Фурье;
К (<о) = j g (0 e~'al dt.
О
а импульсная характеристика является производной от переходной
Амплитудная характеристика выражает зависимость амплитуды первой
гармоники выходного напряжения U3 от амплитуды входного гармоническо-
го напряжения Uv Эта зависимость свидетельствует о появлении на выходе
дополнительных компонентов, отсутствующих в спектре входного сигнала.
Нелинейные искажения обусловлены наличием в тракте усилителя не-
линейных элементов (транзисторов, трансформаторов и дросселей с магнито-
проводами) и приводят к отличию формы выходного сигнала от входного,
даже при наличии на входе гармонического сигнала. Для количественной
оценки нелинейных искажений принят коэффициент гармоник (в процентах);
k?=|/ i2pi>pi •1оо> (1лз)
где Рj — электрическая мощность /-й гармоники на выходе усилителя.
12
Если сопротивление нагрузки примерно одинаково для всех гармоник,
kr можно выразить через гармоники тока или напряжения
М1/
I ' 1=2
• 100.
(1.14)
1=2
Амплитудная характеристика не может быть полностью использована:
даже при U1 = 0 U2 4= 0 из-за наличия наводок фона и шума. Рабочий уча-
сток амплитудной характеристики определяет динамический
диапазон усилителя
Dy = 20 lg(D2max/D2min),
который должен быть равен или больше динамического диапазона сигнала.
Коэффициент шума Ш определяет, во сколько раз отношение сигнал
/шум на входе усилителя больше этого отношения на выходе:
Ш = 1РС/РШ]ВК/[РС/РШ]ВМ.
(1.15)
Формула (1.15) определяет интегральный коэффициент шума, т. е. ко-
эффициент шума, усредненный в полосе частот прибора. Встречаются и дру-
гие определения коэффициента шума: дифференциальный, реальный, согла-
сованный, стандартный [2,56].
Эквивалентное шумовое сопротивление Рш э также часто применяется для
характеристики шумовых свойств усилителей. Оно определяется по формуле
(1.16)
где иш э — приведенное ко входу общее напряжение шумов от всех источ-
ников.
Оно может быть подсчитано по эквивалентной шумовой схеме транзисто-
ров или ламп (см. рис. 1.4) с учетом шума входных устройств.
Выходная мощность — электрическая мощность, которая выделяется на
нагрузке усилителя при заданном kr.
Коэффициент полезного действия (к. п. д.) — отношение полезной элек-
трической мощности, выделяемой на нагрузке усилителя, к мощности, пот-
ребляемой от источников питания Ро:
т] — PJ Ро.
Входная проводимость — отношение входного тока к входному напря-
жению
Увх = /j/t/j.
Выходная проводимость — проводимость со стороны выхода при отклю-
ченном нагрузочном сопротивлении и закороченном источнике сигнала
^вых —
1.4. Основные характеристики радиоприемников
Чувствительностью приемника называется его способность принимать
слабые сигналы. Количественно чувствительность оценивается минимальным
уровнем принимаемого сигнала, при котором переданная информация вос-
производится с удовлетворительным качеством.
13
Чувствительность приемников метровых и более коротких волн в ре-
жиме согласования
РАс = - 1 + Шпр) у2, (1,17)
или в единицах напряжения
Еа = V (1.18)
где у — j/lf’c/f’mjBHx — коэффициент различимости, равный отношению сигна-
ла к шуму на выходе линейного тракта приемника, т. е. на входе детектора,
зависит от вида модуляции; < А — сопротивление антенны; П— шумовая по-
лоса; Тв— комнатная температура; /А— относительная шумовая температура,
определяемая из (1.5); Шпр—коэффициент шума приемника (см. формулу
(1.15)), определяемый через коэффициенты шума отдельных элементов тракта-
та приемника
Mnp = LBX Шву
. Шусч ~ 1
К РВУ
^см-1
к РВУ %РУСЧ
^РВуКрУСЧ^РОЛ
+ -"j ~ ^вкШВУ
Здесь LBX — коэффициент потерь входного тракта (от антенны до входно-
го устройства), величина, обратная коэффициенту передачи входного тракта
по мощности (LBX = 1/КРвх); КРвк = КРф КРэл\ КРф — коэффициент передачи
мощности фидера (см. п. 2.3); КРэл — коэффициент передачи элементов входного
тракта; Шву> ШуСЧ, ШС1Л, ШУПЧ — коэффициенты шума входного устройства,
усилителя сигнальной частоты (УСЧ), смесителя (СМ) и усилителя промежу-
точной частоты (УПЧ), соответственно: КРВУ, КРусч, %рсгл — коэффициенты
усиления по мощности входного устройства, каскадов УСЧ и смесителя, соот-
ветственно.
Коэффициент шума входного устройства Шву с учетом шумов первого
АЭ (транзистора) можно получить, если разделить общее шумовое напряже-
ние (1.11) на (%А) — средний квадрат напряжения от внешнего источника
шума (антенны). Однако при этом коэффициент шума, предназначенный для
характеристики собственных шумов четырехполюсника, оказывается зави-
сящим от уровня шумов источника, характеризуемым относительной шумо-
вой температурой tA, которая может быть различной. Для устранения этой
неоднозначности принимают /А = 1, т. е. шум антенны приравнивается к шу-
му эквивалента антенны при Т « 300 К. Таким образом
<<2а> = «nA/7mGA/(GA + GK + Gu)2;
Шву ~ 1 + ^к/^а + ^ш^и/^А + (®А + + ®ii)z/^a. (1-19)
При /ш = 1 (для полевого транзистора) формула (1.19) упрощается:
Шву — 1 + ^к/^а + Gn/GA + (®а + + Gh)2/Ga.
Эквивалентная шумовая температура приемника
Лп.пр = (Шпр - 1) Тв, (1.20)
14
или через шумовые температуры отдельных кас- Ль.»
кадов ЛпГч
71 ш.пр = (^ву ~ 0 + ^ву^усч + HlW ll|W^ 7
L -|-, Рис. 1.9. К определению танген-
вх Крусц циальиой чувствительности
При измерениях с эквивалентом антенны принимается = 1 и формулы
(1.17) и (1.18) принимают вид:
Рас = ^Арт2;
£а=т/4ЙТ0гаЛш^пр. о-21)
При у=1, например, для радиолокационных приемников, т. е. при от-
ношении [ Рс/Рш]Вых = 1 формула (1.21) выражает предельную или пороговую
чувствительность.
При приеме импульсных сигналов часто используется понятие танген-
циальной чувствительности — минимальной мощности сигнала, при кото-
рой на экране осциллографа наблюдается совпадение верхней границы по-
лоски шумов при отсутствии СВЧ сигнала с нижней границей полоски шу-
мов при его наличии (рис. 1.9). Тангенциальная чувствительность соответ-
ствует отношению [Рс/Рш]вых, равному 2,5, поэтому оиа ниже пороговой
чувствительности примерно на 4 дБ.
Иногда для характеристики чувствительности вводят меру шума
М = (Ш — 1) / (1 — К~р),
где Ш и КР — коэффициенты шума и усиления мощности четырехполюсника,
соответственно.
Селективностью называют свойство приемника выделять полезный сиг-
нал принимаемой станции из множества других, отличных по частоте. Коли-
чественно селективность оценивается по частотной характеристике высоко-
частотных каскадов отношением усиления на резонансной частоте Ко к уси-
лению при расстройке Д/, соответствующей частоте помехи:
= 20 1g [K0/KAf],
или отношением чувствительности приемника U при расстройке Д/ к чув-
ствительности настроенного приемника Uo (рис. 1.10).
Различают селективность по соседнему и зеркальному каналам, а также
по каналу промежуточной частоты (ПЧ).
Селективность по соседнему каналу
пс.к= 20 1g [1/д^/{/0], (1.22)
где Д/ — расстройка несущей частоты соседней станции относительно fg.
Селективность по зеркальному каналу, отстояще-
му на две промежуточные частоты в сторону частоты гетеродина,
°з,к = 20 1g [К„/К3.к] = 20 1g [У3.к/У0]. (1.23)
Селективность по промежуточной частоте
°пч = 20 1g [Ko/K[jq] = 20 1g [ицц/Ug]. (1-24)
IS
Рис. 1.11. Образование кривой верности прием-
ника:
а — АЧХ высокочастотного тракта; б — АЧХ низ-
кочастотного тракта; в — кривая верности
Формулы (1.22), (1.23) и (1.24) характеризуют односигнальную селектив-
ность. В реальных условиях на приемник действует не один, а два или более
сигналов и вследствие нелинейных эффектов реальная или эффективная
селективность будет меньше. При испытаниях измеряют двухсигнальную
селективность, когда на приемник воздействуют одновременно полезный
и мешающий сигналы.
Селективность приемника часто характеризуют коэффициентом прямо-
угольности
^по = П„!П,
где /7<т — полоса частот при ослаблении о, достигающем заданной величи-
ны, например в 10 раз; П — полоса пропускания при ослаблении на краях
на 3 дБ.
Частотные характеристики приемника могут определяться по высокой
или низкой частоте. В последнем случае снимают сквозную характеристику
(кривую верности) — зависимость выходного напряжения приемника от час-
тоты модуляции входного сигнала.
Частотные искажения определяют по кривой верности, которая факти-
чески является произведением частотной характеристики приемника по вы-
сокой частоте (рис. 1.11, а) и частотной характеристики низкочастотного
тракта (рис. 1.11, б). Неравномерность усиления Л4пр в пределах полосы про-
пускания FH...FB определяется общим коэффициентом частотных искажений
^пр = ^вч^нч,
где Л4ВЧ и /Инч — коэффициенты частотных искажений высокочастотного
и низкочастотного трактов соответственно. Л4ВЧ определяет, в основном, об-
щую неравномерность на FB, а Л4НЧ — на FH.
Переходной характеристикой приемника называют зависимость во вре-
мени напряжения сигнала на выходе при воздействии на его вход единичного
скачка, модулируемого параметра. Выбор параметра (амплитуды, частоты
или фазы) определяется применяемым видом модуляции. Выходное напряже-
ние возникает с задержкой и часто имеет выбросы.
16
Амплитудная характеристика — зависимость выходного напряжения
от э. д. с. в антенне (при амплитудной модуляции). При других видах моду-
ляции— от глубины модуляции. Нелинейные искажения и динамический
диапазон определяются по тем же формулам, что и для усилителей.
Выходная мощность различается следующим образом: номинальная —
наибольшая мощность, при которой нелинейные искажения сигнала не пре-
вышают заданной нормы, соответствует 100 % модуляции сигнала; нормаль-
ная мощность, составляющая 0,1 номинальной, соответствует глубине моду-
ляции 30 %; стандартная мощность, равная 50 мВт (для радиовещательных
приемников).
Выходное напряжение — напряжение, снимаемое с нагрузки последнего
(оконечного) каскада и подводимое к воспроизводящему прибору. Для телеви-
зионных и радиолокационных приемников задается именно выходное напря-
жение, а не мощность.
Диапазон рабочих радиочастот — интервал частот, в пределах которо-
го приемник при перестройке сохраняет свои основные параметры. Харак-
теризуется коэффициентом перекрытия приемника
^пр = /max/Anin’
где /п1ах и /т1|] — максимальная и минимальная частоты, принимаемые при-
емником.
В связных приемниках йпр > 100. Помимо диапазонных приемников
существуют приемники с фиксированной настройкой (телевизионные, мар-
керные, некоторые типы радиолокационных).
Частотная точность — разность между частотой настройки приемника
/0 и частотой принимаемого сигнала /с. Характеризуется относительной рас-
стройкой:
(/о-/с)//с = ±Д///с
Нестабильность настройки приемника во время работы под влиянием
дестабилизирующих факторов (изменение температуры, атмосферного дав-
ления, влажности) оценивается изменением частоты настройки или Д/7/ за
определенный промежуток времени, например за сутки. У высококаче-
ственных профессиональных приемников суточная относительная неста-
бильность достигает 10~8 ... 10-12.
Полоса пропускания — интервал частот, в пределах которого при дан-
ной настройке приемника частотные искажения не превышают заданного
уровня. Полосы пропускания зависят от типа приемника и вида принимае-
мых сигналов и могут принимать значения от нескольких десятков герц
для телеграфных приемников до десятков мегагерц у радиолокационных
и телевизионных приемников.
В ТЗ на проектирование приемников иногда оговаривают требования
к регулировкам приемника, допустимому излучению гетеродина, максималь-
ной потребляемой мощности, виду источника питания, а также различные
конструктивные требования.
1.5. Структурные схемы приемников
структурная схема приемника в значительной мере определяется его на-
значением и видом модуляции сигнала. В структурном отношении все суще-
ствующие приемники можно разделить на следующие виды: детекторные
17
Рнс. 1.12, Структурные схемы детектор-
ных приемников:
а — без УЗЧ; б — с УЗЧ
Рис. 1.13. Структурные схемы приемников:
а—прямого усиления; б— сверхрегенератнв-
ного типа
приемники без УЗЧ (рис. 1.12, а) и с УЗЧ (рис. 1.12, б); приемники прямого
усиления (рис. 1.13, а); сверхрегенеративные приемники (рис. 1.13, б); су-
пергетеродинные приемники с одинарным (рис. 1.14, а) или двойным преоб-
разованием частоты (рис. 1.14, б), а также типа инфрадин.
Простейший детекторный приемник состоит из приемной антенны, явля-
ющейся неотъемлемой частью любого приемника, входного устройства, де-
тектора и воспроизводящего прибора, которым обычно являются головные
телефоны. Такой приемник весьма прост в схемном и конструктивном отно-
шениях и не требует источников питания — единственным источником энер-
гии здесь является энергия сигнала, накопленная в колебательном контуре
входного устройства. Однако такой приемник обладает низкими чувстви-
тельностью и селективностью, большим уровнем нелинейных искажений и ие
может быть использован для приема на громкоговоритель. Поэтому такие
приемники в настоящее время почти не применяются.
Параметры приемника значительно улучшаются, если после детектора
включить УЗЧ или видеоусилитель (рис. 1.12, б). На рис. 1.13, а представ-
лена структурная схема приемника прямого усиления, отличающаяся от пре-
дыдущих наличием усилителя на частоте сигнала. Такой усилитель значи-
тельно повышает чувствительность и селективность приемника. Если в уси-
лительном каскаде ввести положительную обратную связь и сделать ее на-
столько значительной, что дополнительное напряжение суперизации перио-
дически будет приводить каскад в автоколебательный режим, получим сверх-
Рис. 1.14. Структурные схемы супергетеродинных приемников:
а —* с одним преобразованием частоты; б—с двойным преобразованием частоты
18
генератор (рис. 1.13, б), обладающий весьма высокой чувствительностью, но
недостаточной стабильностью [4, 106].
В более совершевной схеме супергетеродинного приемника (рис. 1.14, а)
в помощью дополнительного местного гетеродина в преобразователе проис-
ходит смещение спектра сигнала в диапазон новых промежуточных частот.
Это преобразование должно быть линейным, т. е. не должно сопровождаться
искажениями огибающей высокочастотного сигнала. При этом условии ре-
зультат детектирования усиленного в УПЧ сигнала будет таким же, как
и результат детектирования напряжения с выхода усилителя высокой часто-
ты в приемнике прямого усиления. Супергетеродин обладает высокой чув-
ствительностью и селективностью, поскольку усиление осуществляется еще
и иа промежуточной частоте.
Для повышения чувствительности и селективности приемника приме-
няются двойные (рис. 1.14, б) или даже тройные преобразования частоты.
Иногда в радиостанциях подвижной связи, в радиолюбительских ра-
диостанциях, при беспоисковой настройке применяются супергетеродинные
приемники типа инфрадин. В таких приемниках не нужен перестраиваемый
преселектор (перестраивается только гетеродин) — в этом их основное до-
стоинство. Вместо перестраиваемого преселектора применяются комбинации
фильтров верхних (ФВЧ) и нижних (ФНЧ) частот либо широкополосные
фильтры сосредоточенной селекции, включаемые до преобразователя в схеме
рис. 1.14, а. Поскольку входные каскады такого приемника широкополос-
ны, возникает опасность перегрузки их активных элементов посторонними
сигналами и помехами — в этом основной недостаток приемников этого
типа. Перегрузку можно ослабить, применяя в усилителях сигнальной и
промежуточной частоты каскады с большим динамическим диапазоном.
Промежуточная частота выбирается выше максимальной частоты сигнала,
а частота гетеродина — еще выше. Поэтому гетеродин работает на достаточ-
но высоких частотах и должны быть предъявлены повышенные требования
к его стабильности — в этом второй недостаток такой схемы, Эти требования
могут быть удовлетворены, если в качестве гетеродина используется син-
тезатор частоты с опорным кварцевым генератором (см. гл, 7). Желательно
также использование кварцевых фильтров в УПЧ. В приемниках этого
типа также возможно применение двойного преобразования частоты — при
этом требования к фильтрам УПЧ снижаются.
Глава 2
ПРОЕКТИРОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ПРИЕМНИКА
2.1. Выбор структурной схемы линейного тракта
Структурные схемы радиоприемников описаны в гл. 1. Для выбора
структурной схемы линейного тракта можно воспользоваться данными
табл. 2.1, где Д,сч и ^эпч —эквивалентные затухания нагруженных кон-
туров тракта сйгнальиой частоты (СЧ) и тракта ПЧ; fg — частота настройки
19
с Таблица 2.1. Основные характеристики приемников
Параметр илн характеристика Вид структурной схемы
Прямого усиления Сверхгенеративная Супергетеродинная
без регенерации с регенерацией
Минимальная осуществимая полоса пропускания (0,3 ... 1) /о^эСЧ (0,0!...0,1) fod3C4 (0,02...0,2) /„d3C4 (О,З...О,8))П1ЛПЧ
Коэффициент прямоугольности кривой селективности
^пЮ 3...I0 3...10 5...30 1,5...2,2
^п100 5...100 5...100 50... 1000 1,7...2,5
Чувствительность
на ДВ, мкВ 100.. 1000 ' 20...200 2...5 0.2...1
на СВ, мкВ 100...1000 20... 200 2...5 0,5...1,5
на КВ, мкВ 200... 1000 50...500 3...10 1...5
на метровых волнах, мкВ 400... 2000 50...500 5...50 2...10
на дециметровых и сантиметровых волнах, мкВт 10~4... 10~2 106... 10“2 10-“...10-* IO"8... |0"в
Стабильность работы Хорошая Плохая Посредственная Хорошая
Уровень искажений Малый Большой Очень большой Очень малый
приемника; fnp — промежуточная частота супергетеродинного приемника;
^nio и ^nioo — коэффициенты прямоугольности кривой селективности
приемника при ослаблении в 10 и 100 раз соответственно. Эквивалентные
затухания контуров можно ориентировочно определить по формуле d3 =
= ^йОт1п,где q — коэффициент шунтирования контуров активным элемен-
том; d0 min — минимально достижимое затухание ненагруженных контуров.
Значения dOmin и q можно принять из табл. 2.6.
Значения чувствительности приемников (табл. 2.1) соответствуют мини-
мальной осуществимой полосе пропускания. В приемниках прямого усиле-
ния с фиксированной настройкой в дециметровом и сантиметровом диапазо-
нах волн чувствительность можно значительно повысить по сравнению со
значениями табл. 2.1, если использовать многорезонаторные селективные си-
стемы и малошумящие усилители.
Поскольку в настоящее время радиоприемники выполняют, как прави-
ло, по супергетеродинной схеме, в дальнейшем подробно рассматривается
методика расчета структурной схемы супергетеродинного приемника [17,
83, 90].
2.2. Расчет необходимой полосы пропускания
Полоса пропускания линейного тракта, форма основных характеристик
(АЧХ, ФЧХ) в пределах полосы частот принимаемого сигнала должны
удовлетворять требованиям допустимых искажений. Необходимая полоса
пропускания определяется реальной шириной спектра принимаемого сигнала
AFC, доплеровским смещением частоты сигнала Д/д и запасом Д/зап, завися-
щим от нестабильностей частот принимаемого сигнала и гетеродинов прием-
ника, погрешностей в настройке отдельных контуров и всего приемника, т. е.
Л = ДГс + 2Д/д + Д/зап. (2.1)
Реальная ширина спектра сигнала зависит от вида первичного сигнала,
параметров модуляции и допустимых искажений (см. гл. 12... 14). Доплеров-
ское смещение частоты сигналов, принимаемых от подвижного передатчика,
Д/д = /с1’/'7-
где v — радиальная скорость движения передатчика; с — скорость распро-
странения радиоволн (с — 3 105 км/с); /с — частота сигнала.
Если сигнал ретранслируется объектом, перемещающимся относитель-
но приемопередатчика,
Д/д = 2fCV/C'
Запас по полосе Д/зап необходимо принимать для приемников, рассчи-
танных на беспоисковый и бесподстроечный прием. При приеме с поиском
и подстройкой расхождение частот передатчика и приемника устраняется
оператором. Значение Д/Зап выбирают в зависимости от назначения приемни-
ка, требований к степени автоматизации связи и устойчивости приема. Для
приемников с однократным преобразованием частоты
Д/зап = 2 / (W2+ (Srfr)2+ (W2+ (Мир)*- (2-2)
где бс и 6j— относительные нестабильности несущей частоты сигнала /
и частоты гетеродина приемника /г соответственно; бн — относительная по-
21
грешность настройки приемника; 6пр — относительная погрешность и нестабиль-
ность частоты настройки контуров тракта ПЧ / .
Для приемников с двойным преобразованием частоты и первым пере-
страиваемым гетеродином
Д/зап = 2Г (в</с)2+ (Мп)2 + (^Г2^Г2)2+ (®н/г1)2>
где /Г1 и /Г2 — частота первого и второго гетеродина, соответственно.
Если в приемнике с двойным преобразованием частоты применен гене-
ратор опорной частоты, при верхней настройке первого гетеродина и раз-
ностных преобразованиях частоты
Л/зап = 2 V(W + ^-Woni2-
где и т2 — номера гармоник опорного генератора, используемых для по-
лучения колебаний первого и второго гетеродинов, соответственно; воп —
относительная нестабильность частоты /оп опорного генератора.
Значение 6С обычно задано, а значение 6Г можно определить по табл.
2.2, где меньшие значения относятся к гетеродинам, в которых приняты меры
повышения стабильности частоты (температурная стабилизация контура,
стабилизация питающих напряжений). Следует учитывать, что транзистор-
ные однокаскадиые гетеродины с кварцевой стабилизацией можно приме-
нять на частотах до 10 МГц, многокаскадные с умножением частоты — на
частотах до 10 ГГц, гетеродины иа туннельных диодах — на частотах 0,5...
Таблица 2.2. Относительная нестабильность частоты гетеродинов
Вид гетеродина В диапазонах
дв, св, кв УКВ
На транзисторах Ю-з... 10“4
многодиапазонный однокаскадный с плав- ной перестройкой —
однодиапазонный однокаскадный с плавной перестройкой 10-*... 10~5 —
однодиапазонный однокаскадный без пере- стройки 10"6 10-з ... ю-4
переключаемый однокаскадный с кварцевой стабилизацией 10-е —
непереключаемый однокаскадный с квар- цевой стабилизацией и одинарным термо- IO"6 —
статированием Ю-з... 10-в
непереключаемый многокаскадный с умно- жением частоты и кварцевой стабилизацией 10'3... 10-’
непереключаемый однокаскадный с квар- цевой стабилизацией и двойным термо- 10-’... 10-8 —
статированием 4а туннельном диоде — 3 • 10-4... 10-8
На отражательном клистроне — 2 • Ю-з ... ю-e
Синтезатор частоты с опорным кварцевым 10"’... 10-8 —
генератором Синтезатор частоты с опорным молекуляр- 10-1° —
ным генератором
22
100 ГГц, на отражательных клистронах — на частотах 3...50 ГГц. Оконча-
тельное решение о выборе гетеродина принимают посде проверки чувстви-
тельности приемника.
Величина 6н определяется, в основном, точностью настройки контура
гетеродина механизмом настройки или погрешностью установки частоты на-
стройки приемника по его шкале (обычно бн = 0,003 ... 0,01). Если предпо-
лагается настройка приемника оператором по принимаемому сигналу, при-
нимают <5Н = 0.
Величина 6пр зависит главным образом от температурного коэффициента
индуктивности катушек контуров тракта ПЧ (обычно 6пр = 0,0003 ... 0,003).
Если необходимая полоса пропускания линейного тракта существенно
больше реальной ширины спектра принимаемого сигнала, окончательное
решение о выборе полосы пропускания принимают на последующих этапах
проектирования структурной схемы приемника. Уменьшая полосу пропус-
кания линейного тракта приемника, можно повысить чувствительность и се-
лективность приемника. Однако при этом повышаются требования к стабиль-
ности частоты гетеродинов. При проектировании сложных приемников, на-
пример профессиональных связных, это противоречие можно разрешить при
использовании синтезаторов частоты, а в более простых приемниках — си-
стемы автоматической подстройки частоты (АПЧ).
Необходимая полоса пропускания линейного тракта в приемнике с АПЧ
П = (2Д/д + Д^зап)/^АПЧ>
где бдпч — коэффициент АПЧ.
Обычно для устойчивой работы системы АПЧ выбирают йАПЧ= 10 ... 20,
причем верхняя граница значений соответствует довольно сложным си-
стемам АПЧ.
При использовании фазовой автоматической подстройки частоты можно
принимать П « AFC.
Необходимая полоса пропускания перестраиваемого тракта СЧ в диапа-
зонном приемнике без АПЧ
/7СЧ = П -ф Д/д с,
где Д/д с — запас на неточность сопряжения настроек контуров тракта СЧ
н гетеродина, а в приемнике с АПЧ
/7СЧ = Д Г с -ф 2 Д/д -ф с + Д/н. с-
Полоса пропускания неперестраиваемого тракта СЧ выбирается равной
интервалу частот поддиапазона.
2.3. Определение структуры тракта сигнальной частоты
по требованиям к чувствительности
Расчет допустимого коэффициента шума приемника
В диапазонах ДВ, СВ и КВ чувствительность приемников ограничена
внешними помехами (промышленными и атмосферными) и собственными шу-
мами, причем обычно в диапазонах ДВ и СВ (а иногда и КВ) уровень внешних
помех на входе приемника оказывается больше приведенного к входу уровня
23
шумов приемника даже без УСЧ. Поскольку приемники ДВ, СВ, КВ отно-
сительно узкополосны, в первом приближении можно считать, что внешние
помехи имеют такой же характер на выходе селективной системы, как и соб-
ственные шумы. В этом случае для получения требуемой чувствительности
со входа внешней антенны £Ар коэффициент шума приемника не должен
превышать значения
^доП = 1^Ар/Т)2-»п^/7ш|/4А70/7шгА, (2.3)
где у — минимально допустимое отношение средних квадратических значе-
ний напряжений сигнала и помехи (С/П) на входе детектора; rSn — удельная
напряженность поля внешних помех (см. п. 1.1); Пш — шумовая полоса
пропускания линейного тракта приемника.
Значения у определяют в зависимости от вида и параметров модуляции
сигнала и минимально допустимого отношения С/П на выходе приемника (см.
гл. 12—14). При разработке структурной схемы приемника можно при-
нять Пш » 1,1/7.
Если чувствительность задана напряженностью поля сигнала $Ар
шдоп = к^Ар/т)2 - ^тпшгА. (2.4)
Очень часто чувствительность задают без учета внешних помех. В таких
случаях в (2.3) и (2.4) полагают <?п = 0.
При большом уровне внешних помех второе слагаемое в (2.3) и (2.4)
может оказаться больше, чем первое. В таком случае невозможно обеспечить
требуемую чувствительность при выбранной полосе пропускания линейного
тракта и необходимо уменьшать, если возможно, полосу пропускания, повы-
шая требования к стабильности частоты гетеродинов или применяя АПЧ
гетеродина.
В диапазонах метровых и более коротких волн для достижения требуе-
мой чувствительности
^доп = *рФ [(^Ар/^о^шУ2) - 'а + и- (2.5)
Таблица 2.3. Погонное затухание волноводов и коаксиальных кабелей
Вид волновода нлн марка кабеля Затухание, дб/м Вид волновода нлн марка кабеля Затухание» дб/м
Медный посеребренный Кабель РК-75-4-15 на
прямоугольного сечения частоте, МГц
в диапазоне волн, см: 100 0,1
0,2 ... 0,4 3,5... 7,0 1000 0,45
0,4 ...0,8 1,2... 2,9 Кабель РК-75-7-12 на —
0,8 ... 1,2 0,46... 1,2 частоте, МГц
3,0... 4,2 0,09... 0,13 45 0,1
5,4 ... 7,5 0,037... 0,046 1000 0,4
9,5 ... 14,0 0,015... 0,022 3000 1,1
Кабель РК-50-11-11 на Кабель РК-ЮО-7-14 на —
частоте, МГц частоте, МГц
100 0,06 45 0,05
1000 0,26 1000 0,3
3000 1,0
24
где /<()ф — коэффициент передачи мощности фидерной линией (волноводом),
соединяющей антенну с входом приемника; /А—относительная шумовая
температура антенны (см. п. 1.1,).
Коэффициент
^рф=1о-с>1</*,
где (1^ — общее затухание сигнала в антенно-фидерном тракте, дБ.
Погонное затухание в волноводах и кабелях можно определить по табл.
2.3. Каждое фланцевое соединение в волноводе вносит затухание 0,02...
0,04 дБ, вращающееся соединение — 0,04...0,08 дБ, разъемное соединение
коаксимального кабеля— 0,005...0,001 дБ. Значения у и Пш определяют
так же, как и для диапазонов ДВ, СВ, КВ.
Для приемников, работающих на частотах более 1 ГГц, влиянием внеш-
них помех обычно можно пренебречь и, следовательно, принять /д = 1.
Выбор активных элементов и схем их включения
При выборе активных элементов для тракта СЧ необходимо учитывать
диапазон рабочих частот, требования по чувствительности, многосигиаль-
ной селективности, экономичности питания, надежности, габаритным разме-
рам и массе. Диапазон рабочих частот определяет возможность примеиеиия
транзисторов, которые позволяют выполнить остальные требования. При
высоких требованиях к чувствительности целесообразно использовать мощ-
ные полевые транзисторы, отличающиеся сравнительно большой крутизной
проходной характеристики. Следует выбирать транзисторы с возможно
меньшим коэффициентом шума. Целесообразно также применять каскодные
схемы включения полевых транзисторов и гибридные схемы, сочетающие по-
левые и биполярные транзисторы. Если, кроме того, предъявляются жест-
кие требования по многосигнальной селективности, необходимо сопостав-
лять шумовые, усилительные и нелинейные параметры активных элементов
выбранной серии. Лучшими являются активные элементы, характеризую-
щиеся меньшими значениями отношения сопротивления шума к входному
сопротивлению, относительной шумовой температуры или непосредственно
коэффициента шума. По усилительным свойствам лучшими являются актив-
ные элементы с большими значениями отношения крутизны к проходной
емкости 67Спрох и отношения крутизны к сумме входной и выходной емко-
стей 3/(СВХ+ Свых). Первый параметр определяет максимальное устойчивое
усиление, второй — широкополосность. Коэффициент усиления- мощности
зависит от отношения S2/GBXGBblx. Лучшими по нелинейным параметрам яв-
ляются полевые транзисторы. Нелинейные параметры в справочниках не
приведены. Их можно определить путем измерений.
Следует отметить, что требования по указанным выше параметрам к ак-
тивному элементу для второго каскада приемника могут быть существенно
ниже, чем для первого. При достаточно малом коэффициенте шума и болы
шом коэффициенте усиления мощности первого каскада влияние второго
каскада иа общий коэффициент шума мало. Поскольку второй каскад лучше
защищен от помех с большими расстройками, требования к нелинейный
свойствам также могут быть ниже.
25
Расчет параметров транзисторов на высоких частотах
В нормативно-технической документации обычно приводятся ft-парамет-
ры транзисторов при включении с ОЭ или ОБ, измеренные на низких часто-
тах (270 или 1000 Гц) при определенном токе коллектора, а также емкость
коллекторного перехода Ск, граничная частота передачи тока при включении
с ОЭ /гр (или предельная частота передачи тока при включении с ОБ /А2|Б),
постоянная времени цепи обратной связи тк (или сопротивление базы на
высокой частоте гБ). При расчетах различных каскадов на транзисторах чаще
всего используются /-параметры. Ниже приводится методика ориентировоч-
ного расчета /-параметров транзисторов на частотах ниже 500 МГц. Более
точные значения /-параметров можно получить, измерив параметры множе-
ства транзисторов и статистически обработав результаты этих измерений.
Полученные таким образом зависимости параметров некоторых транзисторов
от частоты и тока коллектора приведены в [83]. На частотах выше 500 МГц
более точные результаты расчетов каскадов на транзисторах получаются при
использовании S-параметров (рассеяния), измеренных на заданной частоте.
При включении транзистора с ОЭ /-параметры можно определить по
формулам
^219 ~ ^219 + /^219 = ^219^^ + ^219^ 1Б 0 + vs) —
—/^213V.s/(l +^21э) ^11Б 0 +vs)>
*Ъэ ~ £11э + /^11Э — 0 +^213Vrpvs)/A219AllB 0 + v$) +
+ / (^219Vrp 213^11 Б 0 + vs);
^229 ~ §229 + /^229 = 0 + vs) +
+ / [2л/Ск 2л/тк/йцБ (1 + vs)l>
^129 = £123 + /*129 = —2л/тк (ft213vrp — v$)/*219*11 Б 0 + v$) ~
— / [2л/Ск — 2л/тк (1 + ft219vrpvs)/*219*HB 0 + V^)],
где / — частота; vrp = f/frp, vs = f/fs = fr's/frphnb.
Модули /-параметров при включении с ОЭ определяются по формулам
1 ^ПЭ1 = Ко + *219 vrp)/(1 + ’vs)/*2i!,*iiB,>
|/12Э I « 2n/CK; I/21э I = Л21Э/(1 + й21Э) ЛПБ 1^1 + vs;
। ^229 | — 2л/Ск (1 + 3/|),
где коэффициент £ = 1 для сплавных транзисторов; £ = 2 — для сплавно-
диффузионных и 5 = 3 — для мёзатранзисторов.
Если значение /гр не задано, его можно определить по формуле
/гр ” /Л21Б 0 + *21э)/*219’
где /л21б — предельная частота передачи тока при включении с ОБ.
Значение гБ можно определить по формуле
ГБ ~ тк£/сК'
26
а значение й11Б— по формуле
й11Б «л 26//э+ гБ/й21э,
где 1Э—ток эмиттера в миллиамперах.
Входную, выходную и проходную емкости транзистора можно вычислить
по формулам ^'11э=~= 1э/^^* ^2ээ — ^223/^^/* ^123™ ^123/^*^/* соответ-
ствеино.
При расчете необходимо учитывать, что й-параметры зависят от тока
коллектора. Так, й21э прямо пропорционален, а йцБ — обратно пропорцио-
нален току коллектора.
Если режим работы транзистора отличается от режима измерения й-
параметров, необходимо определить значения й21Э и й11Б для выбранного
тока коллектора.
Для вычисления /-параметров при включении транзистора с ОБ можно
воспользоваться формулами:
^ИБ = ^123 + ^213 + ^223’ ^12Б = —(1/12э + У22э)'>
^21Б ~ ~~ (^213 + ^22Э)’ ^22 Б = ^223’
а при каскодном соединении ОЭ-ОБ — формулами:
^11 = Кцэ; /1а = ^123^223/^213’
^21 — ^213’ ^22 = ^123‘
Выбор количества каскадов усиления
Если задана чувствительность с учетом внешних помех, целесообразно
вначале предположить, что первым каскадом после входного устройства
будет преобразователь частоты на транзисторах, и рассчитать коэффициент
шума приемника (см. п. 1.4), используя данные табл. 2.4. В этой таблице
Шу и ШцС — коэффициенты шума транзистора и ИС соответственно; У21,
У12 и /22 — прямая, обратная и выходная проводимости транзистора (в пре-
образователях частоты для промежуточной частоты); tCM — относительная
шумовая температура полупроводникового диодного смесителя; /<пр
и Кву — коэффициенты передачи мощности преобразователя частоты
и входного устройства соответственно; а — отношение выбранного и опти-
мального значений коэффициента связи между антенной цепью и входным
контуром приемника (для приемников с ненастроенной антенной можно при-
нять а = 0,5, с настроенной антенной — а = 1); S — крутизна проходной
характеристики; Ссз и Сси — емкости сток — затвор и сток — исток соот-
ветственно.
Далее целесообразно проверить выполнение условия
^й*>5(4ЙТ0Д7гд). . (2.6)
Если это условие выполняется, т. е. внешние помехи значительно больше
собственных шумов, первым каскадом приемника после входного устройства
может быть преобразователь частоты со смесителем я гетеродином на тран-
зисторах. При этом требования в отношении чувствительности могут быть
27
Таблица 2.4. Предельные характеристики первых каскадов приемников
Вид каскадов / Диапазон рабочих частот, ГГп Минимально достижимый коэффициент шума Максимально достижимый коэффициент уси- ления мощности
Усилительный на транзисторе
с общим эмиттером <4 2ШТ 0,15У21э/У12Э
с общей базой <4 2ШТ 0,25У21э/У12Э
по каскодной схеме <4 2ШТ °’21/21э/(^2э + + ^123^223
на полевом транзисторе
с общим истоком 10 2ШТ 0,155/шСсз
с общим затвором 10 2ШТ 0,255/о)Сси
на туннельном диоде, регенератив- 0,3... 10 2...5 30 ... 100
ный
на лампе бегущей волны 1 ...30 5... 12 10... 100
параметрический регенеративный с полупроводниковым диодом 1,15... 1,5
без охлаждения 1 ...30 30... 300
охлаждаемый жидким азотом 1... 30 1,08... 1,3 30 ...300
парамагнитный
охлаждаемый жидким гелием Преоб р азовате л ьн ый 1 ...50 1,02... 1,05 50... 1000
на транзисторе с общим эмиттером <4 4Д7Т 0,0/^213/^129
на транзисторе с общей базой <4 4ШТ 0,09У21Э/У22Э
на полупроводниковом диоде 1 ...40 ^см/^Рпр 0,1 ... 0,2
на туннельном диоде (ТД) 0,3... 10 5... 12 10... 30
Усилительный или преобразователь- <0,1 22//ис
ный на интегральной схеме (ИС)
Одноконтурное входное устройство а (1 Д- а)
Примечание. Меньшие значения коэффициента шума н большие значения
коэффициента усиления соответствуют минимальным рабочим частотам.
выполнены, а чувствительность приемника будет ограничена внешними по-
мехами и равна по напряжению на входе для внешней антенны
£Ар~
или по напряженности поля для ферритовой антенны
Повышения чувствительности можно достичь лишь путем уменьшения
полосы пропускания линейного тракта или применении направленных
антенн.
Если условие (2.6) не выполняется, чувствительность приемника будет
ограничена как внешними помехами, так и собственными шумами и равна по
напряжению на входе для внешней антенны
ЕАр = У^Т0Шга + ^ П^,
28
или по напряженности поля для ферритовой антенны
£Ар = ^^Т0Шгк + ^ ПШ^/Ь2Л.
Повышения чувствительности можно достичь путем уменьшения полосы
пропускания линейного тракта или коэффициента шума приемника, а также
путем применения направленных антенн.
Если Й’п^д < 41гТ0Шгд и Ш < Я/до11, требуемая чувствительность прием-
ника может быть достигнута без применения УСЧ. Если же ^2nh^<AkTaU]r
a ZZZ > Ш^оп, необходимо выбрать преобразователь частоты с меньшим значе-
нием Ш или применить УСЧ. Не следует применять более двух каскадов
УСЧ, особенно в диапазонных приемниках.
В некоторых случаях для выполнения условия Ш < Шдоп может ока-
заться целесообразным уменьшение полосы пропускания линейного тракта,
если она больше реальной ширины спектра сигнала.
При разработке структурной схемы тракта СЧ приемников диапазона
СВЧ следует учитывать, что приемник существенно усложняется, если
УСЧ нельзя выполнить на транзисторах. В дециметровом диапазоне волн
из соображений стоимости и надежности лучше применить двухкаскадный
УСЧ на транзисторах, чем однокаскадный на ЛЕВ, параметрический или
иа туннельном диоде. В сантиметровом диапазоне целесообразность приме-
нения УСЧ следует рассматривать в следующем порядке: усилитель на тран-
зисторе, на ЛБВ, на туннельном диоде, параметрический усилитель Сез
охлаждения, параметрический усилитель с охлаждением, парамагнитный
усилитель.
Окончательное решение о выборе вида, схемы и количества каскадов
тракта СЧ принимают лишь после выбора промежуточной частоты (если щ а
ие задана) и проверки получения требуемой селективности.
2.4. Разделение диапазона рабочих частот
на поддиапазоны
Диапазон рабочих частот приемника разделяют на поддиапазоны, если
коэффициент перекрытия диапазона приемника больше коэффициента пере-
крытия диапазона применяемых резонансных систем с переменной настрой-
кой, а также если требуется получить более высокие и постоянные по диапа-
зону чувствительность и селективность, более плавную настройку, большую
точность частоты настройки приемника. При этом необходимо учитывать,
что при увеличении числа поддиапазонов усложняется схема, конструкция
и эксплуатация приемника, возрастает его объем и масса, уменьшается на-
дежность, удорожается производство, увеличивается время перестройки
приемника. Поэтому при делении диапазона рабочих частот на поддиапазо-
ны принимают компромиссное решение, учитывающее все требования, предъ-
являемые к приемнику.
Известны три способа разделения диапазона рабочих частот на поддиа-
пазоне: 1) способ равных коэффициентов перекрытия поддиапазона; 2) спо-
соб равных частотных интервалов; 3) комбинированный способ (нижиий уча-
сток общего диапазона разбивается по способу равных коэффициентов пере-
крытия поддиапазона, верхний — по способу равных частотных интервалов).
29
При выборе способа разделения на поддиапазоны следует учитывать:
1) группу сложности приемника, его назначение и условия эксплуатации;
2) диапазон рабочих частот и способ перестройки приемника в поддиапазо-
нах; 3) вид структурной схемы профессионального приемника, выбранной
исходя из требований к стабильности настройки; 4) вид системы установки
и индикации частоты настройки. Знание группы сложности приемника необ-
ходимо для оценки комплекса требований к приемнику, в частности частот-
ной точности, чувствительности и селективности и их постоянства в диапа-
зоне рабочих частот приемника, а также для оценки допустимости усложне-
ния схемы и конструкции. Оценка диапазона рабочих частот проводится по
коэффициенту перекрытия диапазона йд пр = /0 max//0 rain, где /От1п
и /0 тах — минимальная и максимальная рабочие частоты приемника. Если
значение йд пр больше коэффициента перекрытия диапазона йд р, выбранной
резонансной системы (табл. 2.5), то разделение на поддиапазоны неизбежно.
Количество поддиапазонов в профессиональном приемнике следует выбрать тем
большим, чем выше по частоте расположен диапазон рабочих частот прием-
ника.
Таблица 2.5. Максимальные значения коэффициента перекрытия
диапазона /гд р резонансных систем
Вид резонансной системы
Контур с сосредоточенными параметрами, перестра-
иваемый:
конденсатором переменной емкости
катушкой переменной индуктивности
варикапом
транзистором реактивным
Контур промежуточного типа (гибридный)
Четвертьволновой отрезок коаксиальной линии,
перестраиваемый:
закорачивающим плунжером
подстроечным конденсатором
Объемный резонатор, перестраиваемый:
введением подстраивающих дисков и штырей
перемещением подвижных стенок-плунжеров
механической деформацией стенок
Д-Р
2,5 . . . . 3,0
1,4 . . . .3,0
2,3 .. . .2,7
1,1 . . . . 1,15
1,3 .. . 5,0
1,4 .. .2,0
1,08. . . 1,1
1,05. . . 2,0
1,1 . . . . 1,8
1,03 . . . 1,05
При разделении диапазона рабочих частот приемника на поддиапазоны
по способу равных коэффициентов поддиапазона /гпд контуры тракта СЧ со-
держат минимальное число элементов, просты по схеме и конструкции. Для
сопряжения настроек контуров тракта СЧ и гетеродина в контуры гетеро-
дина приходится включать дополнительные элементы, что снижает стабиль-
ность частоты гетеродина. При разделении по способу равных частотных
интервалов Д/пд резко возрастает число поддиапазонов, и, следовательно,
усложняются схема и конструкция приемника. Однако при таком способе
разделения легче выполнить требования к точности установки частоты на
верхних поддиапазонах.
30
Разделение на поддиапазоны с постоянным коэффициентом перекрытия.
При разделении по этому способу коэффициенты перекрытия во всех под-
диапазонах одинаковы и не должны превышать, с одной строны, коэффициент
перекрытия контуров в данном диапазоне радиочастот и, с другой стороны,
допустимое значение, при котором достигается заданная точность установ-
ки частоты настройки приемника. Если считать, что расстояние по шкале
настройки между несущими частотами соседних каналов должно быть не
менее одного деления шкалы, то для самого высокочастотного поддиапазона
допустимый коэффициент перекрытия
^пд. доп /о max (A) max с.
где fc к — минимальная разность между соседними каналами; /ш —длина
шкалы настройки приемника; Л1.и “ расстояние между соседними делениями
шкалы.
Длина шкалы настройки составляет обычно 100...250 мм, расстояние
между соседними делениями шкал без оптических увеличительных систем —
0,5...1 мм. Для проекционных оптически^ шкальных устройств расстояния
Между соседними делениями могут быть, равны 0,003...0,1 мм (в зависимости
от степени увеличения и качества изготовления).
Минимальное количество поддиапазонов с учетом запаса на краях 3%
^пд = (/о max^0 min) ^0’94^пд доп.
Принимая ближайшее большее целое число, определяют для него расчет-
ный коэффициент перекрытия поддиапазона:
fe'A=l,O6WV/omax//o mln
и вычисляют граничные частоты каждого поддиапазона
fl min “ ^’^fo mln’ Л max &пд^1 mln’
^2 min 0,94/1 max; f2 max ^пд/2 min’
fnmin = °’94/(z2—1) max’’ fn max = max.
Разделение на поддиапазоны с постоянным интервалом частот. При
разделении по этому способу частотные интервалы во всех поддиапазонах
равны и ие должны превышать значения, соответствующего максимальному
реализуемому коэффициенту перекрытия поддиапазона:
^пд. доп ^пд. доп 0 /о min’
Требования в отношении допустимой погрешности установки частоты
настройки приемника будут выполнены, если
^Л1Д. ДОП “
Из двух рассчитанных значений Д/пд доп выбирают меньшее Д/пд и на-
ходят номинальные граничные частоты поддиапазонов при разделении впри-
тык и фактические крайние частоты поддиапазонов для взаимного перекры-
тия
foi mln fo mln ~Ь 0 0 ^/пд &fИ’
fol max = fo mln 4" (^/пд 4" ^к’
31
где Ад, и АД — запасы по частоте в начале и конце поддиапазонов (номера ;'),
которые принимают одинаковыми для начала и конца каждого поддиапазона
либо запас на конце диапазона выбирают несколько большим, чем в начале,
причем
А/н + Д/к = (0,03...0,05) А/Пд.'
2.5. Определение структуры линейного тракта
по требованиям к селективности и полосе пропускания
Определение структуры линейного тракта по требованиям к селектив-
ности сводится к выбору селективных систем трактов СЧ и ПЧ, количества
преобразований частоты и номиналов промежуточных частот. При этом при-
ходится учитывать ряд факторов: преимущества и недостатки различных
вариантов преобразования частоты, требования получения необходимой по-
лосы пропускания тракта, селективности приемника по соседнему, зеркаль-
ному и другим побочным каналам приема, минимального количества комби-
национных каналов приема, фильтрации напряжения промежуточной час-
тоты после детектора, воспроизведения формы импульсного сигнала при
детектировании, устойчивости характеристик приемника и др.
Соображения по выбору варианта преобразования частоты
В приемнике могут быть использованы различные варианты преобразо-
вания частоты: а) с переносом спектра принимаемого сигнала в область
частот как ниже минимальной, так и выше максимальной частоты диапазона
(поддиапазона) частот приемника; б) суммарное или разностное преобразо-
вание частоты; в) разностное преобразование при верхней или нижней настрой-
ке гетеродина.
При переносе спектра в область частот ниже минимальной частоты диа-
пазона резко упрощается схема приемника, поскольку уменьшается количе-
ство преобразований частоты и количество усилительных каскадов после
преобразователя. Одиако при этом труднее получить требуемое ослабление
приема по зеркальному каналу. Перенос спектра в область частот выше мак-
симальной частоты диапазона дает возможность резко увеличить ослабле-
ние приема по побочным каналам и уменьшить количество комбинационных
каналов в диапазоне рабочих частот, что очень важно в профессиональных
приемниках связи. Однако в этом случае, как правило, увеличивается коли-
чество преобразований частоты и могут быть трудности при создании фильт-
ров в тракте первой промежуточной частоты.
Суммарное преобразование частоты дает возможность выбрать относи-
тельно низкую частоту первого гетеродина и, следовательно, уменьшить аб-
солютную нестабильность частоты. Вместе с тем возрастает число комбина-
ционных каналов приема и усложняется схема перестройки приемника, по-
скольку настройки преселектора и гетеродина должны изменяться различным
образом. Если используется разностное преобразование, то при верхней на-
стройке гетеродина происходит инверсия боковых полос спектра частот сиг-
нала. Это необходимо учитывать при последующей обработке сигналов с не-
симметричным спектром, например однополосного.
32
Соображения по выбору промежуточных частот
и количеству преобразований частоты
При выборе промежуточных частот необходимо учитывать следующее;
1. Промежуточные частоты должны находиться вне диапазона (под-
диапазона) рабочих частот приемника и отстоять возможно дальше от его
границ, поскольку при этом легче получить требуемое ослабление по каналу
промежуточной частоты.
2. Номинальные значения промежуточных частот следует выбйрать
возможно дальше от частот, на которых работают мощные радиостанции.
Основные частотные диапазоны, выделенные для радиовещательных станций
средневолнового и коротковолнового диапазонов, регламентируются МККР.
3. При более высокой основной (последней) промежуточной частоте:
а) лучше фильтрация напряжения промежуточной частоты на выходе детек-
тора, причем практически достаточно, чтобы промежуточная частота /пр
превышала в 5... 10 раз высшую частоту спектра первичного сигнала; б) луч-
ше воспроизводится форма импульсных сигналов и сохраняется их длитель-
ность, если /пр > (10..,20)/ти, где ти — длительность самого короткого им-
пульса; в) более устойчиво работает система АПЧ приемника.
4. При более высокой первой промежуточной частоте выше селектив-
ность по зеркальному каналу первого преобразования частоты и другим
побочным каналам приема.
5. При более низкой промежуточной частоте приемника: а) можно полу-
чить более высокое устойчивое усиление на один каскад; б) меньше зависи-
мость усиления и полосы пропускания от разброса и изменения параметров
активных элементов; в) меньший коэффициент шума можно реализовать в
каскадах промежуточной частоты.
Для -радиовещательных и телевизионных приемников установлены стан-
дартные значения промежуточных частот. Для приемников других назначе-
ний целесообразно выбирать номинальные значения ПЧ такими, чтобы
было возможно применение нормализованных узлов и специализированной
аппаратуры для производственной регулировки и контроля.
Необходимость в нескольких преобразованиях частоты возникает в сле-
дующих случаях:
1. При выборе структурной схемы приемника для получения требуе-
мой частотной точности, например в профессиональных приемниках (см.
гл. 13). В частности, два преобразования частоты неизбежны при выборе
одной из следующих структурных схем:
а) с однодиапазонным первым гетеродином при количестве поддиапа-
зонов более трех;
б) с кварцованным первым гетеродином и плавно перестраиваемым
вторым гетеродином;
в) с использованием принципа компенсации уходов частоты первого
и второго гетеродинов.
2. Для разрешения противоречий между требованиями селективности
по зеркальному и соседнему каналам, т. е. в случае, когда условия для выбора
промежуточной частоты, определяемые при выборе селективных систем
трактов СЧ и ПЧ, являются противоречивыми, а усложнение этих трактов
по каким-либо соображениям нежелательно.
2 7-23:)
33
3. Для выполнения противоречивых требований селективности по со-
седнему каналу и по побочным комбинационным каналам приема (например,
в измерительных и профессиональных связных приемниках).
4. Для повышения устойчивости характеристик приемника.
Ниже приводится методика выбора селективных систем приемника
и промежуточных частот для получения требуемой полосы пропускания ли-
нейного тракта и селективности приемника по соседнему и зеркальному ка-
налам.
Определение структуры тракта сигнальной частоты
по требованиям к полосе пропускания и селективности
по зеркальному каналу
Селективная система тракта сигнальной частоты должна удовлетворять
требованиям к селективности по побочным каналам первого преобразования
частоты и частично селективности по побочным каналам второго преобразо-
вания частоты (в приемниках с двойным преобразованием частоты), а также
улучшать миогосигиальиую селективность приемника. При расчете селек-
тивной системы тракта СЧ принимают вначале такую структуру его, при
которой достигается требуемая чувствительность приемника, и селективные
элементы в виде одиночных контуров.
Выбор селективной системы при заданной промежуточной частоте. В при-
емниках с расстроенной антенной можно на этапе расчета структурной схемы
принять равенство эквивалентных затуханий нагруженных контуров тракта
СЧ. При этом для выбора вида и количества селективных элементов тракта
можно воспользоваться обобщенными кривыми селективности иа рис. 2.1.
Для выбранного ослабления иа краях полосы пропускания асч по гра-
фику иа рис. 2.1, а определяют значение обобщенной расстройки хсч для
Рнс. 2.1. Обобщенные кривые селективности для малых (а) н больших (б) расстроек:
7 — одиночного контура; 2 — ДПФ; 3 — двух настроенных контуров; 4 — ДПФ и одиноч-
ного контура; 5 — трех настроенных контуров; 6 — двух ДПФ; 7 — ДПФ н двух настро-
енных контуров; 8 — двух ДПФ н одиночного контура; 9 — трех ДПФ; 10 — ДПФ при
ГЗ и одиночного контура с = 1d-32
34
лентное затухание нагруженных контуров тракта СЧ
d3 П — ncJxn СчА) Ш1П> (2.7)
где /о min—минимальная частота поддиапазона.
Чаще всего оп сч = У 2, в радиовещательных приемниках могут быть вы-
браны другие значения (см. гл. 12). Эквивалентное затухание контуров трак-
та d3 сч целесообразно выбрать равным йэП, если d3TJ qd0 min = d3 mjn> где
q— коэффициент шунтирования контуров активными элементами; dOniin —ми-
нимально достижимое значение затухания ненагруженных контуров.
Ориентировочные значения q и dOmin приведены в табл. 2.6. При d3lJ <
< d3 min принимают d3 сч = d3 mln.
Далее определяют обобщенную расстройку для зеркального канала
хз. к (^а. K./fo fo/fs. к^/^эСЧ’
(2.8)
Таблица 2.6. Минимальные достижимые затухания контуров и значения
коэффициента
Диапазон частот, МГц Затухание контура ^Omin Коэффициент ц
для полевых транзисторов для биполярных транзисторов
о,1 0,1...0,02 1 1,4...1,6
0,1...0,2 0,006...0,01 1 1,5...1,7
0,2...0,4 0,004...0,006 1 1,6...1,8
0,4...0,6 0,003...0,004 1 1,7...1,9
0,6...1,0 0,003...0,004 1 1,8...2,0
1,0...5,0 0,004...0,005 1 2,0... 2,2
5,0... 30,0 0,005...0,006 1,1 1,2 2,2... 2,5
30,0...300 0,006...0,01 2,5...3,0
300... 1000 0,0003...0,004 1,3 5...10
Примечание. Меньшие значения q соответствуют меньшим значениям
частоты.
где /3 к — частота зеркального канала; — частота настройки приемника.
При верхней настройке гетеродина f3 к = f0 -f- 2/пр, при нижней /3 к =
= f0 — 2fnv,, где f —промежуточная частота. Если в ТЗ не оговорена ча-
стота, на которой должно быть достигнуто требуемое ослабление по зеркаль-
ному каналу о3 к тз, в (2.8) подставляют значение максимальной частоты под-
диапазона.
По графикам (рис. 2.1, б) для выбранной селективной системы опреде-
ляют ослабление по зеркальному каналу с3 к. Если о3 к > оз кТЗ, выбран-
ная селективная система тракта СЧ позволяет получить требуемую полосу
пропускания и селективность по зеркальному каналу. В противном случае
необходимо выбрать более сложную селективную систему и выполнить рас-
чет сначала. Следует помнить, что замена одиночных контуров на двухкон-
2*
35
турные полосовые фильтры (ДПФ) приводит к повышению коэффициента
шума приемника U1. Наибольшее повышение Ш происходит при использо-
вании ДПФ во входном устройстве (ВУ).
В приемниках с настроенной антенной при равных затуханиях всех
ненагружениых контуров тракта СЧ эквивалентное затухание входного кон-
тура значительно превышает (в два н более раз) эквивалентное затухание
остальных контуров *2эсч Значение d3C4 можно выбрать, пренебрегая неко-
торым уменьшением апСЧ, по методике, приведенной выше для случая рас-
строенной антенны.
Ослабление по зеркальному каналу при одноконтурном входном
устройстве следует определять по формуле
°3. к « 0,5N^/+2N‘/(l + а2),
где х3 к — обобщенная расстройка, вычисляемая по (2.8); Nt — количе-
ство одиночных контуров; У2 — количество ДПФ с критической связью
между контурами; а — коэффициент рассогласования антенно-фидерного
тракта и входа приемника.
При согласовании по максимуму отношения сигнал — шум а > 1
(см. гл. 4), по максимуму коэффициента передачи входного устройства —
а — 1.
В ^приемниках с фиксированной настройкой, в которых требуемая чув-
ствительность достигается при одном каскаде УСЧ, при высоких требованиях
к селективности по зеркальному каналу и ослаблению на краях полосы про-
пускания можно применить одноконтурное входное устройство и ДПФ
в УСЧ. Для улучшения прямоугольностн результирующей кривой селек-
тивности выбирают параметр связи q — и эквивалентное затухание кон-
тура входного устройства d3] равным удвоенному эквивалентному затуханию
контуров ДПФ d32, которое можно вычислить по (2.7). При этом значение
хп сч определяют по графику на рис. 2.1, а.
Выбор селективной системы в случае, когда промежуточная частота не
задана. Для получения требуемой селективности по зеркальному каналу при
верхней настройке гетеродина и разностном преобразовании частоты первая
промежуточная частота должна удовлетворять условию
/пр 1 ^npi < д> = |0>5х3_ Kd3 eq
- 1 + }Л),25< к<сч+1], (2.9)
где йэсч и /о определяют как и при заданной промежуточной частоте, выбрав
вид и количество селективных элементов тракта СЧ; х.Л к — при расстроен-
ной антенне по графикам (рис. 2.1, б) для требуемого ослабления по зеркаль-
ному каналу о3 к тз, а при настроенной антенне — по формуле
А\+2ЛГВ/-----------------—
V / °3.к ,3 (1 4-^)/0,5 N*-
Необходимо учитывать, что в приемниках с переменной настройкой не-
желательно применять более пяти перестраиваемых контуров (в радиовеща-
тельных приемниках более трех), чтобы не усложнять конструкцию. Если
в дальнейшем при выборе номиналов промежуточных частот условие (2.9)
окажется неприемлемым, необходимо выбрать более сложную селектив-
36
ную систему и определить новое условие
для выбора промежуточной частоты. Если
же усложнение селективной системы по
каким-либо соображениям недопустимо,
следует рассмотреть вопрос о применении
двойного преобразования частоты.
В приемниках сантиметровых волн,
в которых требуемая чувствительность до-
стигается без УСЧ, нецелесообразно с
целью снижения промежуточной частоты
использовать во входном устройстве по-
лосовой фильтр из N связанных окон-
туров, характеризующийся сравнительно
малым коэффициентом прямоугольности
АЧХ. В приемниках с УСЧ на ЛБВ такой
фильтр может быть включен на выходе
УСЧ. В этих случаях промежуточную час-
тоту выбирают из условия
^пр1 ^пр!(д) = 0.25х3_ к^эсч fa, (2.10)
Рнс. 2.2. Сбобшеииые кривые селек-
тивности полосовых фильтров из N
связанных контуров
где х3 к находят по графику (рис. 2.2).
Значения ФэСЧ можно принимать в пределах 0,002...0,004.
Если в тракте СЧ приемника используется апериодическое входное
устройство и усилитель на ТД, селективность по зеркальному каналу обес-
печивается одиночным контуром с эквивалентным затуханием:
^эСЧ — 0 ~ а) ^эО’
где ds0— эквивалентное затухание резонаторов с учетом влияния источника
сигнала и нагрузки; а — коэффициент регенерации усилителя (для режима
больших усилений а = 0,8...0,9).
Условие выбора (пр определяется формулой (2.10), где хкз находится по
графику на рис. 2.1, б.
Прн использовании параметрического усилителя в формулу (2.10) сле-
дует подставлять значение с(эСЧ, вычисленное по формуле
^эСЧ = ^эо 0 а)/О + ^эо/^х)’
где d3Q и dK — эквивалентные затухания сигнального и холостого контуров
без учета регенерации.
Если до преобразователя частоты включен только резонансный разряд-
ник, fnp, определяют так же, как в случае одноконтурного входного устрой-
ства при d3C4 = 0,005...0,01.
Поскольку выбранное значение затухания ^эСЧ может отличаться от
d3 п, необходимо вычислить ослабление на границах полосы. Для этого по
выбранному значению с(эСЧ вычисляют обобщенную расстройку, соответ-
ствующую краям полосы пропускания тракта СЧ:
ХП СЧ = ^с/^эСч/о mln
37
и по графикам (рис. 2.1, а) находят наибольшее ослабление Опсц, создавае-
мое этим трактом.
Затем определяют обобщенную расстройку для соседнего канала:
хс. к Сч~ с. кхП СЧ^’
где Л/с к — расстройка для соседнего канала.
По графику на (рнс. 2.1) находят минимальное ослабление соседнего ка-
нала в тракте СЧ. ос к сч.
Выбор селективной системы тракта ПЧ
Определена! требований к селективной системе. Селективная система
тракта ПЧ должна удовлетворять требованиям к полосе пропускания (с за-
данным ослаблением на краях) н селективности по соседнему каналу. Тре-
бования к этой системе определяются требованиями к приемнику в целом
и зависят от формы кривой селективности тракта СЧ. Допустимое ослабле-
ние на краях полосы пропускания
ап пч — ап'ап сч-
а минимальное требуемое ослабление по соседнему каналу
°с. к ПЧ — ас. к/°с. к СЧ’
где оп и ас к— ослабление на краях полосы пропускания и ослабление по
соседнему каналу для всего линейного тракта приемника.
В приемниках метровых и более коротких волн, а также в приемниках
с очень узкими полосами пропускания (десятки или сотни герц) обычно по-
лоса пропускания тракта СЧ /7С значительно шире полосы пропускания
линейного тракта П. Если ZZC5> 3/7, можно принимать оп пч= аП’ ас. кпч=
= ас к. В случаях, когда значение оп не задано, принимают оп— 1,4(3) дБ.
Соображения по выбору селективной системы. Прн выборе селективной
системы тракта ПЧ необходимо учитывать следующее. Усилители ПЧ с одно-
контурными каскадами, настроенными на одну частоту, характеризуются
простотой настройки, хорошими переходной и фазовой характеристиками,
хорошей стабильностью АЧХ и ФЧХ прн изменении параметров активных
элементов. Недостатками нх являются низкая прямоугольность АЧХ н малое
предельное значение произведения ПКЛ, особенно при широких полосах про-
пускания. Такие усилители используются, если требуется небольшое усиле-
ние (не более 103) прн невысоких требованиях к прямоугольностн АЧХ
(/?nico 5)-
Усилители с двойками и тройками взаимно расстроенных одноконтурных
каскадов применяют обычно только в широкополосных трактах ПЧ (/7//пр>
> 0,1) с большим усилением (больше 106) н относительно высокой прямо-
угольностью АЧХ (Ап100 > 2). Этн усилители сложны в настройке н более
чувствительны к изменению параметров активных элементов. Усилители с
тройками взаимно расстроенных каскадов отличаются от усилителей с двой-
ками взаимно расстроенных каскадов лучшей прямоугольностью АЧХ и
большей широкополосностью.
38
Усилители с двухконтурными полосовыми фильтрами характеризуются
сравнительно высокой прямоугольностью (&П1СО > 1,5) и хорошей стабиль-
ностью формы АЧХ. При увеличении связи между контурами ДПФ прямо-
угольность АЧХ улучшается, однако при связи больше критической ухуд-
шается форма ФЧХ, усложняется настройка и усиливается зависимость
АЧХ и ФЧХ от-изменений параметров активных элементов. Коэффициент
усиления этих усилителей больше, чем усилителей с одноконтурными на-
строенными каскадами, но меньше, чем усилителей с одноконтурными вза-
имно расстроенными каскадами (при равных полосах пропускания).
Усилители с парами одноконтурных и двухкоитурных каскадов, на-
строенных на одну частоту (смешанная схема), по своим показателям зани-
мают промежуточное положение между усилителями с- одноконтурными
настроенными каскадами и усилителями с ДПФ.
Наиболее высокая прямоугольность АЧХ достигается в фильтрах со-
средоточенной селекции (ФСС) — многозвенных LC-фильтрах, пьезокера-
мических, пьезоэлектрических, электромеханических фильтрах и фильтрах
на ПАВ.
Сопоставлять усилители с различными селективными системами из LC-
контуров по коэффициентам прямоугольности можно, используя данные
табл. 2.7 и 2.8.
Если требуется очень узкая полоса пропускания (десятки или сотни
герц), применяют пьезоэлектрические фильтры, например кварцевые.
Выбор вида и количества селективных элементов при заданной промежу-
точной частоте. В такой постановке возможны следующие варианты ра-
счета.
1. Заданы: полоса пропускания П при ослаблении на краях 3 ± 0,2 дБ.
Требования по селективности не заданы.
Выбрав вид и количество селективных элементов на основании приведен-
ных выше соображений, определяют по табл. 2.7 значение коэффициента
ф(У) и вычисляют эквивалентное затухание контуров
d3 пч = /7ф (У) /пр.
Если d3 пч < d3 min, селективная система неосуществима, и следует вы-
брать другую.
2. Заданы: полоса пропускания П, ослабление на ее краях аппч, ослаб-
ление по соседнему каналу ос кПЧ (или коэффициент прямоугольности kn(s).
В этом случае для выбора селективной системы удобно воспользоваться гра-
фиками (рис. 2.1). По графику (рис. 2.1, а) для заданного значения опт
и выбранной селективной системы определяют значение обобщенной расстрой-
ки для краев полосы пропускания хГ1 пч и вычисляют необходимое эквива-
лентное затухание контуров тракта ПЧ:
пч = П!хп mf пр- (2-10
Если d3 пч < d3 min, принимают d3 пч = d3 m[n. Затем вычисляют обоб-
щенную расстройку для соседнего канала
хс. к ПЧ = 2д/с. к/^э пч/пр (2-12)
и по графику (рис. 2.1, б) находят ослабление по соседнему каналу ср кПЧ,
которое достигается при выбранной селективной системе.
39
Таблица 2.7. Значения коэффициентов Ап10, fenl00, fenlooo, 'I’W, 6 W, <p(N)
Вид связи, Число селективных элементов N
расстрой- Коэффн-
Вид усилителя ки, число LC-конту- циеит
ров 1 2 3 4 5 6
С одноконтур- йпЮ 10 4,8 3,8 3,4 3,2 3,1
ными каскада- &П100 100 15,5 8,9 6,9 6,0 5,5
ми, настроен- &П1000 Ф (N) 1000 49 20 13 10 8,6
ными на одну частоту 1,0 1,56 1,96 2,3 2,58 2,86
0(JV) 2,22 1,64 1,34 1,21 1,18 1,13
Ф (W) 1,0 2,41 7,55 28 117 545
С одноконтур- Критичес- Ап10 — 3,2 — 2,2 — 1,94
ными взаимно кая рас- &п100 10,1 3,9 — 3,0
расстроенными двойками каска- стройка ^пЮОО — 32 0,71 — 7,0 — 4,4
ДОВ Ф (N) — — 0,88 — 0,98
0 W — 6,76 — 7,0 — 7,3
Предель- ф (N) — 1.0 — 2,41 — 7,5
&п10 — 2,32 — 1,67 — 1,54
ная рас- стройка knl00 &П1000 — 7,1 22 — 2,9 5,5 — 2,2 3,2
ф (N) — 0,32 — 0,48 — 0,55
0(1У) — 5,5 — 5,9 — 6,28
ф (N) — 0,55 — 0,64 — 0,93
С одноконтур- Критичес- Ап10 — — 2,16 - — 1,67
ными взаимно расстроенными кая рас- стройка ^пЮО &П1000 — — 4,64 10,0 0,5 1,0 — — 2,5 3,66
тройками кас- кадов ф(М) Ф 00 — — — — 0,58 2,41
С двухконтур- Критичес- &П10 3,2 2,2 К95 1,85 1,78 1,76
ными каскада- кая связь 10 4,0 3,0 2,7 2,5 2,4
ми, настроенны- ми на одну ча- стоту &П1000 Ф W 32 0,71 7,0 0,88 4,0 0,99 3,6 1,07 3,2 1,14 3,0 1,2
0(W) 2.06 1,93 1,89 1,73 1,69 1,68
Предель- ф (Л7) 1,42 3,1 7,77 21,1 61,3 187
&п10 2,32 1,67 1,54 1,48 1,45 1,43
ная связь &П100 7,1 2,9 2,2 2,0 1,85 1,8
knl000 22 5,5 3,2 2,6 2,4 2,2
ф (7V) 0,32 0,46 0,55 0,61 0,67 0,7
0 W 2,02 1,71 1,7 1,69 1,67 1,5
ф (N) 0,64 0,86 1,3 2,2 4,1 7,6
С парами одно- Предель- ^п10 2,15 1,67 — 1,55
контурных и ная связь fenl00 ^пЮОО 4,64 2,5 — 2,2
двухконтурных каскадов в двух- контур- — 10,0 — 3,67 — 2,87
ных кас- ф (N) — 0,5 - — 0,58 — 0,63
кадах Ф (N) — 1,16 — 2,45 — 5,52
40
Таблица 2.8. Коэффициенты прямоугольности АЧХ fen100 и fenl000 ФСС
из АС-контуров
Число звеньев В
0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6
2 6,7; 21 —7,1; 22 7,9; 24 8,5; 26 9,7; 28 9,8; 31
3 2,9; 6,1 3,5; 7,4 4.2; 9 5,0; 10 5,2; 11 5,8; 13
4 2,2; 3,6 2,7; 4,5 3,3; 5,6 3,7; 6,4 4,0; 7,1 4,5; 8,3
5 1,9; 2,7 2,4; 3,5 2,8; 4,4 3,5; 5,0 3,6; 5,5 4,1; 6,6
6 1,7; 2,3 2,2; 3,1 2,7; 3,8 3,1; 4,3 3,3; 4,7 3,8; 5,5
Примечание. В — dofo/n, где d0— затухание контуров ФСС; f0 — средняя
частота полосы пропускания; П — полоса пропускания при ослаблении на
краях 3 дБ.
В случаях, когда задан коэффициент прямоугольности при ослаблении
в а раз, в формулу (2.12) следует подставлять значение расстройки:
Д/с. к “ 0>5&пст/7,
при которой селективная система должна обеспечивать ослабление <тс к пч =
= а. Далее вычисляют обобщенную расстройку по формуле (2.12) и находят
ослабление по соседнему каналу, используя график на рис. 2.1, б. Если
ас к пч <ас к пч’ необходимо выбрать более сложную селективную систему.
Если три ДПФ не позволяют получить требуемое ослабление по сосед-
нему каналу, выбирают большее количество и проверяют выполнение требо-
вания ослабления по соседнему ка-
налу по следующей методике:
1) определяют допустимое ослаб-
ление на краях полосы пропуска-
ния в одном ДПФ:
ani ~ ~/ап пч: (2-13)
2) по графику (рис. 2.3) для аП1
и выбранного значения параметра свя-
зи т] < 1 определяют обобщенную
расстройку хп пч и вычисляют мини-
мально допустимое эквивалентное за-
тухание контуров. d3 пч по (2.11);
если d3 пч <d3min, принимают
пч ~ йэ n In*
3) вычисляют обобщенную рас-
стройку для соседнего канала по
(2.12) и по графику (рис. 2.3) опре-
деляют ослабление по соседнему ка-
налу, которое обеспечивает один
ДПФ ас.к1;
Рис. 2.3. Обобщенные кривые селектив-
ности ДПФ при различных значениях пара-
метра связи
41
4) определяют ослабление по соседнему каналу всей селективной систе-
мы тракта ПЧ <з^ к пч = о" к 1-
При о' к ПЧ < сс к пч увеличивают значение q (в случаях, когда
ас. к пч незначительно меньше ос к пч и q < Ппред) или количество ДПФ и
выполняют расчет сначала. Если количество ДПФ, необходимое для выполне-
ния требований ТЗ, оказывается по каким-либо соображениям слишком боль-
шим, целесообразно применить ФСС. Данные некоторых серийно выпускаемых
ФСС приведены в табл. 2.9 —2.12. Количество звеньев N3B ФСС из LC-
контуров можно определить по табл. 2.8 для требуемого коэффициента прямо-
угольности. Для этого необходимо вычислить значение коэффициента В =
= fnp/QK^o,7’ где ^о,7 — полоса пропускания ФСС по уровню 0,7; (?к — кон-
структивно выполнимая добротность контуров на частоте f . Если N3B > 6,
необходимо выполнить расчет ФСС по методике гл. 5. Если коэффициент
прямоугольнссти не задан, его можно определить для заданного ослабления
° = °с. к пч по Формуле
^Па — Wc. К/П-
Таблица 2.9. Основные параметры пьезокерамических фильтров
Тип Средняя час- тота полосы пропускания, кГц Полоса про- пускания на уровне —6 дБ, кГц Селектив ность при расстройке ±9 кГц, дБ, не менее Затухание в полосе пропуска- ния, дБ, не более Согласующие сопро- тивления, кОм, со стороны
источника сигнала нагрузки
ПФ1П-1М 465+? 8 — 1,0 7... 9,5 40 8 1,2 0,6
ПФ 1 П-2 46б+? g 8,5... 12,5 40 8 1,2 0,6
ПФ 1 П-022 465*2 10,5... 14,5 26 9,5 2*10% 2*10%
ПФ1 П-023 465*2 8...11,5 40 9,5- 2±10% 2:= 10%
ПФ1П-024 465*2 8...11,5 35 9,5 2*10% 2*10»%
ПФ1 П-025 465*2 8...11,5 30 9,5 2*1О»/о 2*10%
ПФ1 П-026 465*2 7...10,5 26 9,5 2*10% 2*10»%
ПФ 1 П-027 465*2 8...11,5 35 9,5 2=8=10% 2*10»%
ПФ 1 П-041 465*2 4,6...7,8 55 12 2*1О»/о 2*10%
ПФ 1 П-042 465*2 4,6...7,0 50 12 2=*10% 2*10»%
ПФ 1 П-043 465*2 4,6...7,0 46 12 2*1О«/о 2*100%
ПФ1П-049а 10700*100 150... 200 — 10 0,33 0,33
ПФ 1 П-0496 10700*100 200... 280 — 10 0,33 0,33
П римечания:
1. Неравномерность затухания в полосе пропускания фильтров ПФ1П-049
не превышает 3 дБ, остальных фильтров — не более 2 дБ.
2. Полоса пропускания фильтра ПФ1П-049а на уровне — 26 дБ — неболее
605 кГц, фильтра ПФ1П-0496— не более 585 кГц.
В некоторых случаях для выполнения жестких требований селективности
по соседнему каналу приходится сужать полосу пропускания тракта ПЧ до
значений, близких к ширине спектра частот сигнала, повышая требования
к стабильности частоты гетеродинов и применяя АПЧ гетеродинов.
42
Таблица 2.10. Основные параметры пьезоэлектрических фильтров
Тип Средняя час- тота полосы пропускания, кГц Полоса про- пускания на уровне—3 дБ, кГц Коэффициет прямоуголь- ности ЛП1000> ие более Затухание в полосе пропуска- ния, дБ, не более Согласую- щие сопро- тивления на входе и выходе, кОм При меча- ние
ПФ2П-35 128 0,03 7,6 10 20
ПФ2П-36 128 0,15*0,02 7 14 5,6 —
ПФ2П-37 128 1,2*0,01 3 20 5,6 —
ПФ2П-174 100 0,05*0,01 6 18 0,5 1
ПФ2П-189 98,475 2,1...2,6 1,5 10 — —
ПФ2П-190 101,525 2,1...2,6 1,5 10 — —
ПФ2П-264-1 10 000 11*3 8 6 5(0,25) 2
ПФ2П-264-2 10 500 11*3 8 6 5(0,25) 2
ПФ2П-264-3 10 500 11*3 8 6 150(400) 2
ПФ2П-266 465 0,9*0,07 9 10 5,6 1
ПФ2П-271 21 900 50*10 9,5 — — —
ПФ2П-276 10 700 30 3 6 1,6 3
ПФ2П-293 5 000 3,5 4,3 5 2,2 —
ПФ2П-325 10 700 15 4 6 1,5 3
ПФ2П-379 10 700 18 3,6 6 1,5 3
ПФ2П-436 10700 15 2,7 5 3,5 3
Примечания:
1. Полоса пропускания на уровне—1,5 дБ.
2. В скобках указано согласующее сопротивление на выходе.
3. Коэффициент прямоугольности на уровне — 80 дБ.
Предварительный выбор селективной системы в случаях, когда промежу-
точная частота не задана. При такой постановке возможны такие варианты
расчета.
1. Заданы: полоса пропускания П, ослабление на ее краях 3 ± 0,2 дБ
и коэффициент прямоугольности kna при ослаблении о. В этом случае внд
н количество селективных элементов необходимо выбрать, используя данные
табл. 2.7, так, чтобы коэффициент прямоугольности был не больше требуе-
мого. Прн этом промежуточная частота должна удовлетворять условию
/пр 2 </пр 2 M=n^(N)/d3^in, (2.14)
где ф (М) — коэффициент, значения которого приведены в табл. 2.7; d9rnin —
минимально осуществимое затухание контуров.
2. Заданы: полоса пропускания П, ослабление на ее краях оп пч и ослаб-
ление по соседнему каналу ос кПч. Для предварительно выбранной селектив-
ной системы по графику (рис. 2.1, а) определяют значение обобщенной рас-
стройки для краев полосы пропускания хп пч и находят первое условие для
выбора промежуточной частоты:
/пр 2 /пр 2 (д) = !хп Пч^э min-
Затем для заданного значения ос к пч по графику (рис. 2.1, б) находят
обобщенную расстройку для соседнего канала хс кПЧ н определяют второе
условие для выбора промежуточной частоты:
/пр 2 /пр 2 (д) = 2Д/с. к/хс. к ПЧ^э min-
Таблица 2.11. Основные параметры электромеханических фильтров
Т::п Средняя час- тота полосы пропускания, кГц Частота среза со стороны несущей при ослаблении 3 дБ, кГц Полоса про- пускания, кГц Коэффициент прямоуголь- ностн по уров- ню —60 дБ, не более Селективность при расстрой- ке .±10 кГц, ДБ Коэффициент передачи, не менее Согласующие сопротивления на входе и выходе, кОм При- меча- ние
ФЭМ-004 120 — 1,5...2 1,8 — 0,4 2 2,4
ФЭМ-005 120 — 1...1.6 3 — 0,4 2 2,4
ЭМФ-9Д-500-ЗВ — 500,3* 0,15 3*0,3 2 — 0,177 — 3
ЭМФ-9Д-500-ЗС 500*0,15 — 3*0,3 2 — 0,177 — 3
ЭМФ-9Д-500-ЗН — 499,7*0,15 3*0,3 2 — 0,177 — 3
ЭМФДП-бООН-2,35 — 499,65*0,05 2,35*0,15 1,7 — 0,22(0,09) 75(2,7) 1,3
ЭМФДП-500В-2.35 — 500,35*0,05 2,35*0,15 1,7 — 0,22(0,09) 75(2,7) 1,3
ЭМФДП-500В-3.1 — 500,3*0,05 3,1*0,2 1,7 — 0,18(0,42) — 1.3
ЭМФДП-500Н-3.3 — 499,75* 0,05 3,3*0,15 1,7 — 0,22(0,09) 75(2,7) 1,3
ЭМФДП-500В-3.3 — 500,25*0,05 3,3*0,15 1,7 — 0,22(0,09) 75(2,7) 1,3
ЭМФДПС-1,0 500*0,1 — 1,0 =* 0,1 3,6 — 0,18 — 3
ЭМФП-5-465-6 465*1,5 — 5,6...6,4 — 56 0,118 110; 1 2
ЭМФП-5-465-9 465*1,5 — 8,4...9,6 — 42 0,143 10; 1 2
ЭМФП-5-465-13 465*1,5 — 12,2... 13,8 — 26 0,125 10; 1 2
ЭМФП-6-465 465*1,5 — 6*0,8 — 56 0,35 10; 1 2
Примечания: 1. В скобках приведены значения, соответствующие неполному включению фильтров.
2. Уровень отсчета полосы пропускания — 3 дБ.
3. Уровень отсчета полосы пропускания — 6 дБ.
4. Коэффициент прямоугольное™ по уровню — 40 дБ.
Таблица 2.12. Основные параметры фильтров на ПАВ
Средняя частота про- пускания. МГц Полоса про- пускания. МГц Коэффициент прямоуголь- ИОСТИ kn юр, не более Затухание в полосе про- пускания, дБ, не более Неравномер- ность затуха- ния в полосе пропускания, дБ, не более Затухание вне полосы частот П1гп 100* дБ. не менее
10,7 0,38 1,5 20
140 40 — 20 о,1 40
168 12 1,2 14 — —
225 6 10 о.з 60
287 6 10 — 70
300 40 6 — —
306 40 1,35 17 0,6 60
328 3 2 5 0,5
920 30 - 1,6 34 — 50
Если 2 (д) </пр2 <д)’ выбранная селективная система позволяет вЫпвл-.
иять требования к полосе пропускания и селективности по соседнему каналу.
В противном случае необходимо выбрать более сложи ую селективную систему.
Если даже при трех ДПФ /пр 2 (д) > /" 2 |д), выбирают большее количество
ДПФ и проверяют выполнение требований по следующей методике:
1) определяют допустимое ослабление на краях полосы пропускания
в одном ДПФ по формуле (2.13);
2) по графику (рис. 2.3) для аП] и выбранного значения г) < 1 опреде-
ляют обобщенную расстройку хП] и находят первое условие для выбора про-
межуточной частоты
/пр 2 /пр 2 (Д) = Н/ХпАэ min*
3) определяют требуемое ослабление по соседнему каналу в одном ДПФ
Лг--------.
ас. к 1 V к ПЧ’
4) по графику (рис. 2.3) для ос к ] определяют обобщенную расстройку
хс к ! и находят второе условие для выбора промежуточной частоты:
/пр 2 ^пр 2 (д) — с. к4. к 1^э mln*
Если /пр 2 (д) </пр 2 (др выбранное количество ДПФ удовлетворяет тре-
бованиям. В противном случае увеличивают количество ДПФ или значение т)
(при т] < Лпред) и выполняют расчет сначала. В случаях, когда количест-
во ДПФ по каким-либо соображениям слишком велико, применяют ФСС. Ме-
тодика расчета ФСС приведена в гл. 5.
Расчет ослабления по промежуточной частоте
Ослабление помехи по промежуточной частоте опр зависит от вида, коли-
чества селективных элементов и затухания контуров в тракте СЧ, а также от
номинального значения промежуточной частоты. Значение ослабления мож-
но определить по графикам (рис. 2.1, б), вычислив предварительно обобщен-
ную расстройку по формуле
хпр = (/пр 1//о — /о//Пр 1)4 СЧ'
45
где /о — частота настройки приемника, для которой в ТЗ оговорено требуе-
мое ослабление по промежуточной частоте.
Если эта частота ие указана, принимают такое значение /0, при котором
ослабление на частоте /пр1 будет наименьшим. Если выбрано преобразование
частоты с переносом спектра частот принимаемого сигнала ниже минимальной
частоты поддиапазона, следует принять f0 = /0 min с переносом выше макси-
мальной частоты поддиапазона — /о =/о max’ Если п0 поддиапазонам и в пре-
делах поддиапазона значение / j изменяется, при переносе спектра частот
вниз следует выбрать значение f0, при котором отношение /пр ;//0 максималь-
но, а при переносе спектра вверх значение fa, при котором /пр1//0 мини-
мально.
Для многодиапазонных приемников, в которых промежуточные частоты
изменяются при переходе с одного поддиапазона на другой, подобные рас-
четы необходимо выполнять для каждой промежуточной частоты.
Если найденное ослабление (рис. 2.1, б) будет меньше требуемого, сле-
дует выбрать более сложную селектиниую систему тракта СЧ и выполнить
все расчеты сначала. В некоторых случаях, например, в радиовещательных
приемниках, дополнительное ослабление по промежуточной частоте полу-
чают, включая дополнительный режекториый фильтр, настроенный на про-
межуточную частоту. Режекториый фильтр с одиночным колебательным кон-
туром позволяет получить дополнительное ослабление по промежуточной
частоте в 20...25 раз, а при включении его в цепь обратной связи —в 30...
35 раз.
Окончательный выбор количества преобразований частоты
и промежуточных частот
Если в результате расчетон, проведенных при определении структуры
линейного тракта по требованиям селективности по соседнему и зеркальному
каналам, окажется, что минимально допустимое значение первой ПЧ
/пр । (д) меньше максимально допустимого значения второй ПЧ /пр2 (д|, то по
этим требованиям приемник может быть выполнен с одним преобразованием
частоты. При этом номинальное значение ПЧ следует выбрать в интервале от
fn I (д) д0 fnp 2 (др Если же по каким-либо соображениям необходимо двой-
ное преобразование частоты, номинальные значения первой и второй ПЧ дол-
жны быть выбраны так, чтобы это не противоречило остальным требованиям.
При /пр ((д) > /п 2 (д| необходимо двойное преобразование частоты, если
нежелательно усложнение селективных систем линейного тракта. В этом слу-
чае номинальное значение первой ПЧ выбирают больше / j (д|, а второй ПЧ —
меньше /пр 2 (Д). Если же /пр 2 (д| лишь немного меньше / , (д|, двойного
преобразования частоты можно избежать, выбрав более сложную селективную
систему тракта ПЧ или тракта СЧ. При этом придется выполнить сначала со-
ответствующие расчеты, добиваясь выполнения условия / j (д| /t.p 2 (д).
В приемниках с двойным преобразованием частоты образуется специфиче-
ский побочный канал приема на частоте /3 к2 = /с— 2/Пр называемый зер-
кальным каналом второго преобразования частоты. Можно показать, что ча-
46
стота f3 к з’Ъосле второго преобразования становится равной / 2. Посколь-
ку обычно 2/ 2 </с, хорошая фильтрация сигнала с частотой /3_ к2 до пер-
вого преобразователя частоты затруднительна. Поэтому, требуемое ослабление
по зеркальному каналу второго преобразования частоты необходимо получить
в тракте первой ПЧ. Для этого тракта /3 к2 преобразуется в частоту /пр1+
+ 2/пр 2. Следовательно, селективная система тракта первой ПЧ должна
ослаблять сигналы с этой частотой в заданное число раз.
2.6. Определение структуры линейного тракта
по требованиям к усилению
Выбор преобразователя частоты и детектора
Выбор преобразователя частоты. Требования, предъявляемые к преоб-
разователям частоты, определяются иазначеиием и группой сложности при-
емника. При выборе нелинейного элемента для смесителя, схемы его вклю-
чения и режима необходимо учитывать диапазон частот принимаемого сиг-
нала и требования в отношении коэффициента шума. Для некоторых прием-
ников, например измерительных и профессиональных связных, наиболее
важным является требование к линейности амплитудной характеристики.
Это требование лучше всего выполняется при квадратичном характере про-
ходной характеристики нелинейного элемента. Такую проходную характе-
ристику имеют полевые транзисторы. Режим транзистора следует выбирать
по характеристике крутизны, которая должна быть линейной на рабочем
участке.
В радиовещательных приемниках целесообразно выполнять преобразо-
ватели частоты на ИС, в приемниках сантиметрового диапазона используются
смесители на полупроводниковых и туннельных диодах, которые характери-
зуются наиболее низким коэффициентом шума. При высоких требованиях
ослабления на выходе смесителя неиспользуемых компонентов преобразова-
ния (измерительные, профессиональные связные и другие приемники) приме-
няют балансные и кольцевые схемы преобразователей частоты (см. гл. 7),
в которых нелинейными элементами являются полупроводниковые диоды.
Допустимое значение напряжения сигнала на входе преобразователя
частоты, при котором нелинейные искажения не превосходят заданного уров-
ня, можно определить по формуле
^вх. доп ^ш^пр>
где С/ш— напряжение собственных шумов, приведенное ко входу преобразо-
вателя; £>пр— динамический диапазон преобразователя.
Современные преобразователи частоты на биполярных транзисторах
имеют динамический диапазон до 50...60 дБ, на полевых — до 90...100 дБ
и более, кольцевые и балансные иа полупроводниковых диодах — до 120...
130 дБ. Еели нет данных о динамическом диапазоне преобразователя, при
ориентировочных расчетах структурных схем профессиональных приемников
можно принимать допустимое напряжение сигнала на входе первого смеси-
теля иа полевом транзисторе равным 200...500 мкВ, иа биполярном транзи-
сторе 30...40 мкВ, на входе второго смесителя 2...5 мВ и 300...400 мкВ, со-
ответственно. Для радиовещательных приемников эти значения могут быть
47
превышены. На вход кольцевого преобразователя частоты на полупровод-
никовых диодах можно подавать напряжения сигнала до 0,5 В. Однако для
уменьшения нелинейных искажений нужно стремиться к уменьшению уров-
ня сигнала на входе преобразователя.
Выбор детектора В современных приемниках в качестве детекторов
непрерывных сигналов с AM и импульсных сигналов в основном использу-
ются полупроводниковые диодные детекторы, работающие чаще всего в ли-
нейном режиме. При расчете структурной схемы можно полагать коэффи-
циент передачи диодного детектора равным 0,6...0,8. Напряжение сигнала
на входе такого детектора для обеспечения линейного режима должно быть
не менее 0,5...1 В, в зависимости от типа применяемого диода. При расчете
радиовещательного приемника можно принимать напряжение на входе де-
тектора 0,05...0,5 В, в зависимости от группы сложности приемника.
Для детектирования сигналов с AM и ОБП используются балансные
и кольцевые детекторы на диодах, которые работают по тому же принципу,
что и преобразователи частоты. Напряжение сигнала на входе таких детек-
торов должно быть не более 20...40 мВ, напряжение несущей частоты в сред-
них точках схемы должно составлять 1...2 В, коэффициент передачи должен
находиться в пределах 0,4...0,6.
В приемниках сигналов с ЧМ для демодуляции сигналов применяют час-
тотные дискриминаторы (ЧД), дробный детектор (ДД) и детектор совпаде-
ний [45]. Простой ЧД с взаимно расстроенными контурами используют
в приемниках частотно-манипулированных сигналов ЧТ и ДЧТ, в приемни-
ках многоканальных спутниковых и тропосферных радиорелейных линий
:вязи. При приеме непрерывных сигналов с ЧМ используются ЧД со связан-
ными, одинаково настроенными контурами, ДД и детектор совпадений.
Крутизна характеристики ЧД со связанными контурами достигает 10...
30 мВ/кГц, дробного детектора — 4...6 мВ/кГц. Частотному дискримина-
тору должен предшествовать ограничитель амплитуды. Амплитуда напряже-
ния сигнала на входе ограничителя на биполярном транзисторе должна быть
не менее 0,5... 1 В, в зависимости от типа транзистора. Напряжение на входе
транзистора ДД должно быть не менее 30...50 мВ.
При детектировании колебаний с ФМ используются балансные и кольце-
вые фазовые детекторы на полупроводниковых диодах, отличающиеся малым
уровнем комбинационных колебаний на выходе. На вход таких детекторов
необходимо подавать напряжение сигнала порядка 50...100 мВ. Коэффи-
циент передачи можно принять равным 0,5. В интегральных схемах применя-
ют ключевой фазовый детектор [120].
Распределение усиления по трактам
При распределении усилении в тракте приемника необходимо учитывать
два противоречивых условия:
а) для уменьшения коэффициента шума приемника следует стремиться
к увеличению усиления во входном устройстве и первых каскадах УСЧ;
б) для повышения многосигнальной селективности усиление первых
каскадов должно быть небольшим, чтобы амплитуда сигнала (полезного
и мешающего) не превышала диапазона линейности первого, второго и т. д.
каскадов до фильтра основной селекции в тракте последней ПЧ.
48
Усиление мощности в первом, втором и последующих каскадах должно
лишь несколько превышать минимально необходимое значение, при котором
коэффициент шума приемника за счет каждого последующего каскада воз-
растает примерно на 10 %. При этом с небольшим запасом будет обеспечи-
ваться требуемая чувствительность приемника, ограниченная собственными
шумами.
Если в ТЗ оговорен требуемый динамический диапазон приемника, то
при расчете структурной схемы вначале распределяют усиление между трак-
тами СЧ, первой и других ПЧ, трактом 34, учитывая допустимые уровни на
входах каскадов, разграничивающих эти тракты.
1. Усиление в тракте СЧ должно быть ограничено и, если нужно, регу-
лироваться в зависимости от уровня сигнала в антенне так, чтобы напряже-
ние сигнала на входе первого преобразователя частоты не превышало Допу-
стимого значения. Максимальный коэффициент усиления тракта СЧ
^счтах = (5... 10) V Шпр/Шусч,
где Шпр и Шусц—коэффициенты шума преобразователя частоты и УСЧ,
соответственно.
Если динамический диапазон первого преобразователя частоты Опр1
меньше требуемого динамического диапазона приемника D, иа входе прием-
ника должен быть установлен аттенюатор с максимальным ослаблением
^ат max = 1’
В случаях, когда значение £>пр1 неизвестно, можно воспользоваться фор-
мулой
^ат max = &А. р^УСЧ^/^вх. пр 1 (д)>
где UBX пр [ (д)—максимально допустимое напряжение на входе первого пре-
образователя частоты; Е^р — чувствительность приемника.
Количество ступеней аттенюатора
^ат ^ат тах/^ ^ат 1>
где Кат1 — коэффициент ослабления одной ступени аттенюатора. Часто при-
нимают Кат1 = 10.
2. Усиление в тракте первой ПЧ также должно быть ограничено на-
столько, чтобы напряжение иа входе второго преобразователя частоты (сиг-
нала на частоте настройки и помехи, ослабленной предшествующими селек-
тивными системами) не превышало допустимого значения Пвх, Пр2 (д) •
Максимальный коэффициент усиления тракта ПЧ1
^ПЧ 1 max = ^вх. пр. 2 (д)/^вх пр. 1 (д)"
Практически КПЧ1 обычно не превышает 20.
3. Усиление в тракте второй (основной) ПЧ должно обеспечивать полу-
чение на входе детектора или ограничителя амплитуды напряжения, доста-
точного для работы этих каскадов в выбранном режиме. Минимальное значе-
ние коэффициента усиления тракта второй ПЧ
^ПЧ2 mln ~ 'аап^вх. ^Ар^СЧ^ПЧ 1>
49
где £зап — коэффициент запаса усиления в линейном тракте, необходимого
для компенсации уменьшения усиления вследствие старения элементов, из-
менения режимов питания и внешних условий. Обычно принимают kaBn =
= 5...10, причем большие значения соответствуют приемникам высокой чув-
ствительности.
4. Усиление в тракте после детектора должно обеспечивать нормальную
работу оконечного устройства. Если оконечное устройство управляется на-
пряжением, номинальное значение которого С/вых н задано, коэффициент уси-
ления тракта после детектора
Е ~ ^зап^вых. н/^вых. д'
где ивых д — выходное напряжение детектора; /гзап — коэффициент запаса,
выбираемый в пределах 2...5.
Если же к оконечному устройству необходимо подводить определенную
мощность, выбирают соответствующую схему оконечного каскада, тип актив-
ного элемента и определяют необходимую амплитуду напряжения UBX ок на
входе этого каскада. Необходимый коэффициент усиления от выхода детек-
тора до входа оконечного каскада '
К ^вх. ок^зап/^вых. д-
Если в ТЗ не оговорен требуемый динамический диапазон приемника,
усиление в тракте СЧ выбирают максимально возможным, которое может
быть достигнуто при выбранной структуре тракта по требованиям чувстви-
тельности и селективности по зеркальному каналу (см. п. 2.3 и 2.5). В этом
случае необходимое усиление тракта промежуточной части (от входа первого
преобразователя частоты)
^ПЧпнп ~~ ^вх. д^зап^Ар^СЧ'
Для приемников с внутренней (встроенной) антенной значение ЕАр
определяют по формуле
^Ар = ^Ар^д’
где <£Др — чувствительность приемника, заданная напряженностью поля; йд—
действующая высота антенны.
Если чувствительность приемника задана мощностью на входе приемника,
ЕАР = VrAPAp-
Выбор количества каскадов усиления
На этапе разработки структурной схемы приемника количество каска-
дов УСЧ определяют в процессе выбора структуры тракта СЧ по требова-
ниям чувствительности и селективности. Общий коэффициент усиления трак-
та СЧ
/ССЧ = ^БУ^УСЧ>
где /СБУ — коэффициент передачи входного устройства; /СуСц — коэффициент
усиления каскада УСЧ; Усч — число каскадов УСЧ.
Коэффициент передачи входного устройства приемников с фиксирован-
ной настройкой можно вычислять в первом приближении по формуле
^ву ~ !/Н^э сч-
50
Таблица 2.13, Значение коэффициента р для входных устройств
Вид входного устройства Вид активного элемента в УСЧ U
Одноконтурное Полевой транзистор 10
То же Биполярный транзистор 100
Двухконтурное при равной доброт- Полевой транзистор 10(1 -4-Г]2) Т]
ности контуров 100 (1 + г]2) Г]
Волновод или коаксиальная линия Биполярный транзистор i/Zio5^3
с затуханием d, дБ
Здесь р — коэффициент, определяемый по табл. 2.13, где ^ — параметр
связи между контурами ДПФ.
Коэффициент усиления каскада УСЧ можно принимать равным коэффи-
циенту устойчивого усиления Куст, который определяют по формулам, при-
веденным в табл. 2.14.
Таблица 2.14. Формулы для расчета /<ycT
Вид каскада усилителя Схема включения АЭ КусТ
На полевом транзисторе На биполярном транзисторе Каскодный на полевом тран- зисторе На биполярном транзисторе С общим истоком С общим затвором С общим эмиттером С общей базой 0,42/«/2л^сСсз 0,15/2л/сСси /0,2 | У21Э]/| У12Э| /0,25 1 у21Б;/| У2|Б| 0,425 2л/с /Ссз (Ссз + Сиз) 0.421 Г21Э| /1 /гЭ | 1^129 + ^229 |
В приемниках с переменной настройкой коэффициент усиления тракта
СЧ изменяется в пределах поддиапазона и при переходе с одного поддиапа-
зона на другой. Характер изменения Ксч в пределах поддиапазона зависит
от схемы контуров и вида элемента перестройки. Необходимо вычислить
значения Кву и КУСЧ для трех частот (крайних и средней) самого высокоча-
стостиого поддиапазона, затем определить минимальное значение Хсч, кото’
рое используется в последующих расчетах. Формулы для расчета КБу
и Кусч приведены в табл. 2.15. Значения Куст Необходимо рассчитывать
на максимальной частоте поддиапазона, если контуры перестраиваются кон-
денсаторами или варикапами, и на минимальной при перестройке контуров
вариометрами.
В приемниках с УСЧ на ЛБВ, туннельном или параметрическом диодах
максимально осуществимый коэффициент усиления мощности в тракте СЧ
Кр СЧ — Кр фКр ВуКр усч,
51
g Таблица 2.15. Формулы для ориентировочной оценки коэффициента передачи входного устройства
и коэффициента усиления УСЧ
Каскад Схема Частота поддиапазона
^min fcp 'max
Одноконтур- С коаксиальной линией или объемным резонатором — 0,01 /d3 —
ное входное устройство с индуктивной связью с антенной при /A<0,7fmin с настройкой конденсатором контура 0,013/d3 0,011/4, 0,01 /d3
с настройкой вариометром контура 0,013/^пд 0,006 (йпд + 1)/йп/э
V с внешнеемкостнои связью с настройкой контура 0.0 wn„ 0,005(^д+1)/^дйэ 0,01/d3
с антенной конденсатором
с настройкой вариометром контура 0,013/d9 0,01 l/d3 0.01/4,
Усилитель с одиночным контуром на транзисторе с настройкой вариометром контура ^уст l»2/£yCT /k пд 0,5Куст(1 + 0,8/йпд) 0,5tfyCT (1 + 1,2/йпд) 0>®^уст/^пд
\/ с настройкой конденсатором контура ^уст
на туннельном диоде — — 8.. . 10 —
параметрический — — 8 ... 10 —-
где Kp^, Кръу и Крусч — коэффициенты усиления (передачи) мощности
волноводного (фидерного) тракта, входного устройства и каскада УСЧ, соот-
ветственно.
Выходное напряжение преобразователя частоты на полупроводниковом
диоде
^вых. пр СЧ^Р правых. пр>
где Крпр — коэффициент передачи мощности преобразователя частоты;
^вых.пр — активная составляющая выходной проводимости преобразователя
частоты (обычно бвых.пр — 3 ... 4 мСм).
Активные элементы для УПЧ выбирают в соответствии с рекомендация-
ми, изложенными в гл. 5. Если приемник выполняется без УСЧ, следует учи-
тывать требования в отношении коэффициента шума (см. п. 2.3).
Минимальная емкость контуров, необходимая для стабильности АЧХ
УПЧ при смене активных элементов
скга1п = дс/пРе^)/п,
где АС]— средневероятностный разброс емкостей активных элементов;
6 (М) — функция, зависящая от вида селективной системы (см. табл. 2.7);
П — полоса пропускания УПЧ.
Единичный коэффициент усиления одноконтурных каскадов
^ед = ^/2л 7ZCK mIn;
двухконтурных каскадов
^ед = ^/2лП ]/ Ск} min,
где CKmin' CKI min и mln— минимальные значения емкости одиночного
контура, первого и второго контуров ДПФ, соответственно; S—крутизна
проходной характеристики активного элемента.
Максимальный осуществимый коэффициент усиления одного каскада
на средней частоте полосы пропускания
*Omax = *e«/V?W.
где <р (N) — функция, зависящая от вида селективной системы (см.
табл. 2.7).
Количество каскадов N принимают из расчета селективной системы
(п. 2.5). При КОтах>Куст принимают Ко тах = Куст-
Коэффициент усиления (передачи) каскада с ФСС определяют после рас-
чета ФСС по методике, приведенной в гл. 5.
Общий коэффициент усиления тракта ПЧ
1Z ___ TS JsN—I
АПЧ ~ АпрА0тах»
где Кпр — коэффициент передачи преобразователя частоты.
Если преобразователь частоты выполнен на таком же активном элементе,
как и каскады УПЧ, и его нагрузкой является селективный элемент, приме-
53
няющнйся в УПЧ, коэффициент усиления тракта ПЧ (преобразователь час-
тоты и УПЧ)
Хпч « 0(25Я"иах.
При этом количество каскадов УПЧ Уупч = N — 1-
Если полученное значение ХПч меньше требуемого, увеличивают количе-
ство каскадов. Чтобы не уменьшать полосу пропускания тракта, целесооб-
разно применять апериодические или широкополосные селективные каска-
ды, с помощью которых достигается необходимое усиление.
Г лава 3
ПРИМЕНЕНИЕ ЭВМ ПРИ ПРОЕКТИРОВАНИИ УЗЛОВ
ПРИЕМНО-УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Целесообразность применения ЭВМ при проектировании как отдельных
узлов, так и приемно-усилительных устройств обусловлена двумя факторами.
Прежде всего, для расчета подавляющего большинства узлов таких устройств
разработаны достаточно подробные методики формульных расчетов, допус-
кающие их изложение на алгоритмическом языке практически любого
уровня. С другой стороны, в ряде случаев требуется выбор некоторого ва-
рианта параметров схемного решения, удовлетворяющего определенному
критерию оптимальности, что реализуется с применением развитых методов
оптимизации целевых функций.
Ниже приведены некоторые программы расчета, ориентированные на
применение в операционной системе ОСДВК для вычислительных комплек-
сов, реализованных на микро-ЭВМ «Электроиика-60» (или в системе РАФОС
для мини-ЭВМ СМ-4 [74]). Характеристики программ приведены в табл. 3.1.
Ввод исходных данных в большинстве программ осуществляется в диалого-
вом режиме с пульта оператора (клавиатуры ЭВМ). Специфика транслятора
с языка ФОРТРАН в ОС ДВК позволяет реализовать такой режим достаточ-
но просто (в отличие от систем ОС или ДОС ЕС), прн этом обеспечивается
также вывод результатов на экран дисплея.
Вывод результатов осуществляется также на накопитель на гибком маг-
нитном диске (в файл типа DAT), либо на печатающее устройство по запросу
программы. Первый вариант является более предпочтительным, поскольку
при этом можно в любое время после работы программы получить распечатку
результатов в нужном количестве экземпляров.
Во многих случаях весьма информативным является представление ре-
зультатов расчета в виде графиков. Последние две программы (точнее, под-
программы типа SUBROUTINE) обеспечивают построение графиков на
экране алфавитно-цифрового дисплея (например, 15ИЭ)с помощью отдельных
символов — подпрограмма GRAFP, а также на экране специального графи-
ческого дисплея МС 7401 — подпрограмма PLOT.
54
Таблица 3.1. Характеристики программ
Программа Назначение программы Ввод исходных данных Вывод результа- тов
FILTRI, глава 5 Синтез цифрового КИХ-фильтра методом взвешивания. Тип фильтра: с нечетным числом от- водов (L=l); с четным числом отводов (L=2). Тип окна: прямоугольное (М=1); Хэмминга (М=2); Кайзера (М=3). ' С пульта (кла- виатуры) ЭВМ Экран дисплея, гибкий магнит- ный диск
FILTR2, глава 5 Синтез цифрового БИХ-фильтра методом билинейного преобра- зования. Используются коорди- наты полюсов аналогового НЧ-фильтра-прототипа То же То же
FSS, глава 5 Синтез ФСС типа ИЦ по ха- рактеристикам (собственному затуханию и характеристическо- му сопротивлению) элементар- ного звена »
AMPLIF. глава 6 Расчет СВЧ-усилителя на поле- вом транзисторе и микрополос- ковой линии передачи по мат- рице рассеяния транзистора »
SOP, глава 7 Расчет элементов контура гете- родина и кривой сопряжения супергетеродинного приемника На экран дис- плея, печатаю- щее устройство
DOP, глава 15 Расчет допуска выходного па- раметра узла приемно-усили- тельного устройства Программным способом с по- мощью операто- ра DATA На экран дис- плея
REL, глава 15 Оценка надежности узла (уст- ройства, системы) по внезапным отказам (расчет параметра по- тока отказов % и среднего вре- мени безотказной работы) С пульта (кла- виатуры) ЭВМ На экран дис- плея и печатаю- щее устройство
GRAFP, глава 7 Вспомогательная подпрограмма построения графика функции на экране алфавитно-цифрового дисплея С помощью ме- ханизма фор- мальных-факти- ческих парамет- ров На экран алфа- витно-цифрово- го дисплея
PLOT Вспомогательная подпрограмма построения графика функции на экране графического дисплея Через именован- ный общий блок На экран гра- фического дис- плея
55
231
REAL KF(512)-KFSS-LSR-
COMMON/ F / F1-F2.-D3
BYTE РР-УЭ
DATA PP/'Y'.-’
TYPE 113 !
ACCEPT:*.- MM !
TYPE 111
ACCEPT*.» F3- P- DELFSK !
TYPE 112 !
ACCEPT*.-DPD-DSKT ’
TYPE 113 !
ACCEPT*.- 03,- W !
ВВОД ИСХОДНЫХ ДАННЫХ!
МАКСИМАЛЬНОЕ ЧИСЛО ЗВЕНЬЕВ.-
ЦЕНТРАЛЬНАЯ ЧАСТОТА.» ПОЛОСА-
РАССТРОЙКА (СОСЕДНИЙ КАНАЛ)?
НЕРАВНОМЕРНОСТЬ.» ЗАТУХАНИЕ-
НАЧАЛЬНАЯ ДОБРОТНОСТЬ-
ВОЛНОВОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ
даI ТЕ (7- 133 ) ИМ- F3- Р- DPD- DELFSK- DSKT- ЭЭ- W
D3=1.3/G!3
Г F1=F3-3.5*P
3*3.5*P
FP=F3-3.5*P
F SK.=r 3 «-DELFSK
CALL DS ( F3- DSF3- DP.SF3 )
CALL DS(FSK-DSFSK-DRSFSK)
CALL DS < FP.- DSFP- DRSFP )
! РАСЧЕТ ЧИСЛА
! ЗВЕНЬЕВ
N= ( DSKT -DRSFSK *DRSF3)/ ( DSFSK -DSF3 ) * 1
3
IF(N.GT.MM) H=NM
DFF3=N*DSF3*DRSF3
DFFP=N*DSFP*DRSFP
DFSK=N*DSF SK «-DRSFSK
DSK=DFSK-DFF3
,DP=DFFP-DFF3
IF(DPD-DP) 3-4-4
F1=F1-3.32*P
F2=F2*3.32*P
,G0 TO (2
IF(DSKT-DSK) S.-S.-5
DS=3.9*D3
У 3=1.3/D3
SO TO 1
TYPE 114
ACCEPT*-MF
DELFSH=2.3*DELFSK/NF
NF=MF*1
FN=F3-DELFSK
IM=MF*2
DO 7 K=1-NF
F=FH*DELFsH*(К-1)
CALL DS(F-DSF-DRSF)
DFF=N*DSF *DpsF-DFF3
! ПРОВЕРКА УСЛОВИЯ НЕРАВНО-
! МЕРНОСТИ 3 ПОЛОСЕ
! ПРОВЕРКА УСЛОВИЯ ПОДАВЛЕ-
! НИЯ СОСЕДНЕГО КАНАЛА
! ВВОД ЧИСЛА ТОЧЕК АЧХ
! РАСЧЕТ АЧХ ФСС
KF(.J-1)=F
kf(J)=dff
CS!J=7.9SE4*<F1*F2)/(F1MF2*W> ! РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ФСС
CSR=3.1SE5*F1/<F2* CF2-F1)*Ы)
CKR=3.5*CSR
LSR=7.9-SE4* <F2 -F1) *W Z < F1 *F2 )
LKR=2.3*LSR
KFSS=13.3**(-DFF3/23.3)
WRITE (7-138) F1.-F2.-DP.-DSK
WRITE (7-laS) N-03
WRITE (7-135) CSW-CSR-CKR-LSR-LKR-KFSS
WRITE (7-134? (KFGJ)-0=1.» IM)
да I ТЕ ( 3 - 133) MM- FS- P- DPD- DELFSK.- DSKT- 03- У
WRITE (3-133) F1-F2-DP-DSK
56
133
104
135
13S
107
133
109
110
111
112
113
114
201
WRITE (3-105) N-03
URI ТЕ ( 3,-105 > CSI.J, CSR- CKR- LSR- LKR- KFSS
WRI ТЕ (3-104 ) ( KF ( J ) , J= 1- IN >
WRITE (7-139)
READ (5.. 107) 09
IFOQ.EQ.PP) GO TO 231
FORMAT(’ MM='-I2-T21-' F0=' > F7.2-' KHZ'., Т41.»' P='.»
Ж F5.2-' KHZ'/' DPD='.» F4. 1-' DB'-T21-' DELFSK=' -F5.2,
* ' KHZ'., T41-' DSKT='., F4.1-' DS'/' 00='- F5. 1-T21-
ж ' W='-FS.3-' KOH')'
FORMAT(' AMPLITUDE RESPONSE'/IX-
ж 4C F(KHZ> D(DS) ' >/( IN- 4(F'3. 2,- F7.1- IX) ) )
FORMAT(' CSW=', F7. 1- T21 -' CSR='- F7. 1, T41-' CKR=' , F7.1.»
ж ' PF'/' LSR='., F7. ЬТ2Ь' LKR='-F7. 1 -' MKH'»
ж T41-' KFSS='., F5, 3)
FORMAT1!' N='-I2-T21-' 00=',F5.1)
FORMAT(Al)
FORMAT(' F1='-F7.2-' KHZ'-T21-' F2='-F7.2-' KHZ’/
ж ' SEP='-P7.2,' DB'-T21-' SESK='-F7.2-' DS')
FORMATCx,' GO TO START? ')
FORMAT <:-:.» ' N MAN ? ' )
FORMAT*»' F3-P., DELFSK (KHZ) ? ')
FORMAT»'. DPD-DSKT CDS) ? ')
FORMAT»' 00.» W(KOM) ? ')
FORMATCx,.' MF ? ')
STOP
END
SUBROUTINE DSCF..DSF..DRSF) ! ПОДПРОГРАММА РАСЧЕТА
COMMON/ F /F1-F2-D3 ! ПАРАМЕТРОВ ЗВЕНА ФСС
F12=F1»*2
F22=F2**2
FT2=F**2
A=2. 3*F12*(FT2 -F2'Z)ZFTZ/(F22_F12) <• 1 . 3
B=-2.0xF12»F22*D0/FT2/(F22-F12)
G=SQRT ((A t-1) ЖЖ2 t-вжжа )
H=S9RT( (A-l. 3)жж2 t-Вжжг)
CHDS=(Gt-H)*0.5
DSF=8. S8SxAL0G(CHDSt-SQRT(CHDSxx2-l. 3) )
WN=2.0жр1жр2/(рж(р1 t'FZ)XbyRT(bt'H) )
FIW=(ATAH( (AH. 0)/S) t-ATAM( (A-l. 0)/8»жЭ. 5
DRSF1 =4.343KAL0G ( (1.3 H . Э/ШМЖЖ21-2.3/WN:*C0S (FIW ) ) ЖЭ. 25 )
DRSF2=4.343*AL0S( (1.3<-УМжж2<-2. 3>WN:*C0S(FIW) }Ж0.25)
DRSF=DRSFH-DRSF2
RETURN
END
PROGRAM FILTR1.
DIMENSION N( 128)? H(512).« HL.(512)
BVTE PP?QQ
DATA PP/-V'/
PI=4.3»ATAN(1.3)
WRITE (7.-131)
ACCEPT*., L
WRITE (7.-102)
ACCEPT*.» M
WRITE (7-133)
ACCEPT*.» NT, NF
WRITE (7.-104)
ACCEPT*., Fl-F2
E2=(NT-l)/2.3
! ВВОД ИСМОДНЫИ ДАННЫХ:
! ТИП ФИЛЬТРА
! ТИП ОКНА
! КОЛИЧЕСТВО ОТСЧЕТОВ ИМПУЛЬСНОЙ
! И ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИК-
! ЧАСТОТЫ СРЕЗА ФИЛЬТРА
57
M1=2.3:*PI:*F1
W2=2.0:*PI»F2
‘NF2=FL0AT ( NF) *3.5 <-3.5
HT2=FL0AT(MT)ЖЗ.5+3.5'
DO 2 1=1.» NT ! РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТОВ
P=I-1-E2 I ИМПУЛЬСНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
X(I)=(W2-W1)/PI
IF(P.ECJ.3’.3> GO TO 2
X СI)=C SIN < рж!л12 ) -s IN (P:*W 1) ) / ( ржр I)
2 CONTINUE
DF=2.0:*Pl/NF
GO TO (5/4/3).»M
3 WRITE (7/105)
ACCEPT:*? 3 ! ВВОД ПАРАМЕТРА ОКНА
23=8
CALL IMO^iiS.-1
DO 6 K=1/NT ! ВЗВЕШИВАНИЕ ОКНОМ КАЙЗЕРА
Р=К-1-Е2
ARS=B:*SORT < 1. й - ( Р/Е2 ) :*ж2 )
CALL I N‘J ( ARb )
О 3
5 ,X(K)=X(K):*W
WRITE (7/138) ‘МТ/В.»Р1/Р2/(X(K)/K=1/NT2)
WRITE (3/136) NT/B/F1/F2/(X(K)/K=1/NT2)
GO TO 15
4 WRITE (7/135)
ACCEPT*:.» 8 ! ВВОД ПАРАМЕТРА OKHA
DO 7 K=1.»NT
D=2.3:*P I /NT:* ( К - (NT <-1) ••2. 3 ">
:..l=BK1.3-B):«C0S(D)
7 Х(К)=Х(К)жШ ! ВЗВЕШИВАНИЕ ОКНОМ ХЭММИНГА
WRITE (7.-137) NT.-B.-F1.-F2.» (X(K).»K=1/NT2)
WRITE (3/107) NT/B/F1.-F2.-(X(K)/K=1/NT2)
SO TO 15
5 WRITE (7- 138) NT.-F1.-F1.» (X(K).-K=1.»NT2)
WRITE (3-138) NT.-F1/F2/(X(K)/K=1/NT2)
lb GO TO (9/8)/L
8 N2=NT/2 ! РАСЧЕТ АЧХ ФИЛЬТРА ТИПА 2
DO 11 K=1»NF2
S=0.8
DO 10 J=l/N2
10 S=S*XCJ)*C0S(DF:*(K-l)*(N2-J<-3.5))
11 Н(К)=2.3ж8
GO TO IE
9 N3=(NT-i)/2 ! РАСЧЕТ АЧХ ФИЛЬТРА ТИПА
N1=(NT (-1 )/2
DO 13 K=1»NF2
8=0.0
DO 12 J=1.»N3
12 '^=S *2.3*H ( J > »:COS ( ( N3 - J* 1) ж ( К. -1) :*DF')
13 H(K)=S*X(N1)
15 DO 17 K=1/NF2
HL ( К )=10. Й»: ALOS13 ( H ( К ) жж2 )
17 CONTINUE
WRITE (7/139) (HL(K)/K=1/NF2)
WRITE (3.-139) (HL(K)/K=1/NF2)
WRITE (7/111)
READ (5/113) 00
IF(PP.EO.OO) GO TO 231
131 FORMAT(*.-J FILTER TYPE (1/2) ? ')
132 FORMATC»:?' WINDOW TYPE (REC-1/НАММ-2/KAIS-3) ? ')
103 FORMAT(X?' NT/ NF ? ’)
58
104 195 105 FORMATS,' Fl, F2 ? ') FORMATCx,' PARAMETER S'?') FORMATC' KAISER FILTER NT=', 13, IX, 'S=', F5.3, IX, ж ' Fl=', F7.5, IX, ' F2=?, F7.5zC1 X, SF 10. S) )
107 FORMAT C' HAMM ING FILTER NT=', 13, 1X, J S=’F5. 3,-1X, ж 'F1=’,F7.5,IX,'F2=',F7.5z<lX,SF19.S)>
108 FORMATC FIR-FLTER NT=',I3,' F1=',F7.5, ж ' F2=',F7.5/<1X,SF10.6>)
109 110 111 FORMAT <' AMPLI TUDE RESPONSE, DB •', z (' ', 12F5. 1) ) FORMATCAl) FORMATC*, ' GO TO START ? ') STOP END 'SUBROUTINE INOCX) ! РАСЧЕТ ФУНКЦИИ БЕССЕЛЯ 7=0.5ЖХ T=1.0E-B E=1.0 DE=1.0 DO 1 1=1,25 DE=DE*YZFLOATC I) SDE=DE:*:*2 E=E*SDE IFCE*T-SDE) 1,1,2
1 2 CONTINUE X=E •RETURN END PROGRAM FILTR2 DI MENS I ON P C 49), HH C 49 ), HL C 49 '> BYTE PP, QO DATA ppz'Y'z PI=4.0*ATANC1.3) NX=49 DX=PI/CNX*1)
20Э TYPE 10S ACCEPT*,К ! ВВОД ПРИЗНАКА ТИПА ФИЛЬТРА: IFCK) 7,9,8 ! 1 - ФНЧ, -1 - ФВЧ, 0 - ПФ-
ASSIGN 27 ТО И
8 5 18 GO ТО 10 ASSIGN 27 ТО N GO ТО 19 ASSIGN 19 ТО М ASSIGN 24 ТО N ТУРЕ 137 ! ВВОД ЧИСЛА БЛОКОВ И ЧАСТОТЫ ACCEPT*, NH,FMIN ! СРЕЗА Ф8Ч DO 11 K=1,NX
11 HH(K)=0.0 R=COS(PI*FMIN)zSIN(PI*FMIN) DO 13 J=1,NH TYPE 108,J ACCEPT*,X,Y ! ВВОД КООРДИНАТ ПОЛЮСА X1=R*X*1.0 1 РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТОВ X2=R*X-1.0 ! БИКВАДРАТНОГО БЛОКА S4 Y1=R*Y RP=SQRT < ( X1 **2 «V1 **2 ) z ( X2**2 t-Y 1 **2 ) > FIP=ATAN2 CY1,X1)-ATAN2C Y1,X2) Al=-2.0 Sl=2.3*RP*C0SCFIP)
59
12
13
19
14
15
IS
27
1S3
131
102
103
104
135
iOS
108
109
B2=-RP:**2
TYPE 100- J,A1,B1,B2
WRITE <3.»103) J.-Ab Bl.-82
DO 12 K=i,NX ! РАСЧЕТ ЛАЧХ БЛОКА ВЧ
X=K*DX
CX=COS*X)
C2X=C0S*2.O*X)
2=4.343жALOS < < 2.ОжСХ «• A1) ЖЖ2/ <1.0 t-Bl жж2 <-В2жжз <•
ж 2.0ж81ж * 82-1.0)*CX-2.ОжЭ2жС2Х )’>
НН<К)=НН<Ю <-Z
CONTINUE
ТУРЕ 101- *НН*Ю ,!<=!.» МН)
WRITE <3.-101) *HH*K),K=1,NX>
SO ТО М, <19.-27?
ТУРЕ 107
ACCEPT*, NL,FMAX I ВВОД ЧИСЛА БЛОКОВ И ЧАСТОТЫ
R=SIN*PI*FMAXX-'COS*PI*FMAX> ! СРЕЗА ФНЧ
ПО 14 К=1, NX
HL<K>=0.3
ПО IS J=1,NL
ТУРЕ 138-J
ACCEPT*.- X, У
X1 =R«X <-1.0
X2=l.3-R*X
• ВВОД КООРДИНАТ ПОЛЮСА
! РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТОВ
! БИКВАДРАТНОГО БЛОКА НЧ
Y1=Y*R
РР=50ЕТС<Х1жж2Р71Жж2)/<Х2жж2+?1жж2?)
FIP=ATA№*Y1,X1 > -АТАИ2<-У1, Х2?
А1=2.0
Bi=2.0*RP*COS<MP)
B2=-RP*.*2
ТУРЕ 102, J, А1.-В1.-В2
WRITE <3,132> J, Al, Bl, 82
DO 15 К-1,NX ! РАСЧЕТ ЛАЧХ БЛОКА НЧ
X=K*DX
CX=COS<X)
С2Х=С08(2.0жХ)
2=4.343* ALOG * *2. ОжСХ t-A 1) жж2/ С1.3 *81 ж*2 <-В2**2 *
ж 2.Э*В1*< S2-1.0> жСХ-2.0Ж82ЖС2Х> >
HL*K>=HL’*K> t-Z
CONTINUE
ТУРЕ 103- <HL<K>,K=l,NX)
WRITE <3.-103? *HL*K.),K=1,NX>
SO TO N,<24,27?
DO 25 K=1,NX ! РАСЧЕТ ЛАЧХ
P*K)=HL<K)*HH<K) ! ПОЛОСОВОГО ФИЛЬТРА
ТУРЕ 104,<P*K>,K=1,NX)
WRITE <3.-104? <P*K),K=1,NX>
ТУРЕ 109
READ <5,- 135) 09
IFOO.EQ.PP) GO TO 230
F0RMATC1X, ’ BLOCK HF-!, 11, 3X, ' A1=J, F4.1,3X,
ж 'B1=',F9.S,3X,JB2=J,F9.S)
FORMAT<4X,'HPF AMPLITUDE RESPONSE, DS'z<lX,13FS.1)?
FORMAT*IX,‘ BLOCK LF--, 11,3X,'A1=',F4.1,3X,
Ж ?Bl = '’,Fy.S-3X, 'B2=J,F9.S)
FORMAT<4X, 'LPF AMPLITUDE RESPONSE, DB'/<IX.- lOFS/l>)
FORMAT<4X,'BPF AMPLITUDE RESPONSE, DB'/CIX,13F6.1>>
FORMAT*Al)
FORMAT**,' HIBISSKSyPEREQ) CUTOFF ')
FORMAT<*.-•' COMPLEX XP,YP*', II,') ‘ ?
FORMAT**,' GO TO START ? '>
STOP
END
60
PROGRAM amplif
REAL MODC1 , M0DC2, LG, LN, M0DS21,MOKS’
REAL I MS, MODD, MODS 11, M0DS22, Ki MODGN
COMPLEX SC2, 2), D, EC, DS, Cl,02
COMPLEX GG, GN., ZG, ZN, ZI N, ZOUT
BVTE PP,QQ
DATA PPz?V
PI=4.0*ATANC1.0)
200 DO 1 J=l,2 ! ВВОД ИСХОДНЫХ ДАННЫХ:
DO 1 1=1., 2 ! МОДУЛЬ И ФАЗА СРАД.)
TVPE lai., I,J ! ЭЛЕМЕНТА МАТРИЦЫ РАССЕ-
ACCEPT*, SM.-FI ЯНИЯ ТРАНЗИСТОРА.
WRITE (3, 137) I,J,SM,FI
1 SC I, J)=SM*CEXP <CMPLX(3.3-FI))
РАБОЧАЯ ЧАСТОТА СГГ'4) И
СОПРОТИВЛЕНИЕ ЛИНИИ СОМ)
ТУРЕ 102
ACCEPT*.. F- Z0
WRITE (3.-103) F-Z3
4 D=S ( 1,1 ) *S ( 2, 2 > -S ( 1, 2 ) *S С 2 -1 >
С РАСЧЕТ КРИТЕРИЯ УСТОЙЧИВОСТИ К
MODD=D*C0NJG(D)
M0DS11=S( 1.. 1 )*CONJGCSC bl))
M0DS22=S ( 2.» 2 ) *CONJG < S ( 2, 2 ) )
ZC=SC1,2.)*S<2, 1)
Z=SORT C ZC*CON- IS < ZC))
K=C1.0*MODD-MODSU-MODS22)/(2.0*Z)
IFCK.GE.1.0) GO TO 15
ТУРЕ 105
WRITE (3-105)
GO TO 231
С РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТОВ ПЕРЕДАЧИ И ОТРАЖЕНИЯ
15 DS=SC2,1)zSC1,2)
GMA=SORT < DS*CONJG ( DS ) )
81 = 1.01-MODS11-M0DS22 -MODD
82=1.0*MODS22-MODS11-MODD
C1=S<1. l)-D*C0NJ5'CS<2, 2)).
C2=SC2,2)-D*CONJGCS(1,1))
MODC1=C1*CONJG(C1)
M0DC2=C2*00NJG(C2)
IFCB1) 5,6,6
5 GMS=GMA* Cl< *SQRT(K**2-1.3))
GG=CONJG < C1) *<8 H-SQFT С В1 *:*2-4.3*M0DC 1) )
* zC2.0»MODCl)
GO TO 7
6 GMS=GMA* <K-SORT(K**2-1.0))
GG=CONJG С C1) * C S1 -SORT С 81« *2 -4.0*MODC Г) ).
Ж ZC2.0*MODC1)
7 GMSL=4.343*AL0G < GMS)
TVPE 134,K,SMS,GMSL
WRITE (3,134) K,GMS,GMSL
IFCB2) 8,9,9
8 GN=COHJG CC2)*CB2 *SQRT <32**2-4.3*M0DC2))
* ZC2.0*MODC2>
GO TO 13
9 GN=CONJG(C2)*(82-SORT <82**2-4.0*MODC2))
* z(2.3*M0DC2)
13 ZG=C13*GG)z(1.0-GG)
ZN=C1.3*GH)/(1.0-GN)
TVPE 139, GG, GN, ZG, ZN
WRI ТЕ <3,109 ) GG, GN, ZG, ZN
С РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СОГЛАСУЮЩИХ ЦЕПЕЙ
RG=REALCZG)_
X G= “A I MhS Z J )
61
RN-REALCZN)
X№-AIMAGCZM)
IFCRG-1.0) 21,21,22
21 XSG=SQRT CRGMC1.3-RS))-XG
' 8SG=S0RTCRGmC 1 . 3-RG’»)zR&
1ТУРЕ=1
GO TO’ 23
22 GGR=»REALC1.3/CONJG<ZG ) )
8G=A I MAG ( 1.3ZC0NJG ( ZG ) >
BSG=SQRT(GGRM<1.3-GGR))-85
XSG=1.3/&GRmS0RT< GSR*(1. Я-GGR))
IТУРЕ=2
23 ТУРЕ 113-ITVPE,XSS,BSS
24
25
231
133
131
132
133
134
135
136
137
139
111
113
WRITE C3, 113) I ТУРЕ.- XS&, BSG
LG=Z3*XSSz C 2 . Зжр I mF )
CG=Za*8Ssz(2. зжрIMF)
ТУРЕ 136,LG,CG
WRITE C 3,136) LG,CG
IFCRN-1.0) 24,24-25
XSN=SQRT(RN*C1.3-RN))-XN
BSN=SQRT < RN* < 1.3 -RN).) zRtf
ITYPE=1
GO T3 26
GNR=E!EAL C1 • OziJUN-Jb C ))
SN=AIMAS <1.OzCONJ&<ZM))
8SN=SQRT(GNRM(1.3-GNR))-BN
XSN=1.3zSNR;*S0RT'C.SNR:*( 1.3-GMR) )
ITYPE=2
ТУРЕ 113,-1 TYPE, XSN, BSN
WRITE (3/113) ITYPE,XSN,3SN
LN=Z3*XSNz(2.ЗжРIЖЕ)
CH=Z3MBSNz ( 2. ЗжР I :*F )
ТУРЕ 13S-LN..CN
WRITE (3.-136) LN.-CN
ТУРЕ 111__
hLCEPT lay, biu
IFCQQ.EQ.PP) S3 TO 233
FORMATCAl)
FORMATS-•' SM(', II- Il,-'), FI<RAIj)=-')
FORMATO:.-' F(GHZ)/Z3C0M) *= ' )
FORMATC IX, ’ F=bF6.3, ’ GHZ 23=-’ - F5.1.- •' OM':
FORMATC IX, ' !<= ', F7.4, 3X, ' SMS=',FS. 2,-
ж 3X- ' GMSL='.- F6.1, ’ I©')
FORMATCIX,' СОГЛАСОВАНИЕ НЕВОЗМОЖНО').
FORMATCIX, ' F7.2.»' NH C=',F7.2,' PF' )
FORMATC 1X, ' SC ',11.- ','.-11 -' ) MOD, ARS(RAB)='
ж ,2F8,4)
FORMATC IX-' COMPLEX SS='-2FS.4, ' GN=’.-2F8.4;
ж IX,' COMPLEX ZS=',2F3.4-' ZN=',2F8.4)
FORMATC*,' GO TO START ? ')
FORMATCIX,' CIRQUIT ТУРЕ - '.-II.-' X=',FS.4,
ж ' B=’,F8.4)
STOP
END
62
.PROGRAM SOP
DIMENSION DF(5D/FS.<51)
DIMENSION FF C b 51)/ FD < 1/ 2>
REAL L/ LG
LOGICAL*1 PP/QO
DATA PP/'Y'Z
231 TYPE 133
С ВВОД ИСХОДНЫХ ДАННЫХ: КРАЙНИЕ ЧАСТОТЫ
С ДИАПАЗОНА.» ПРОМЕЖУТОЧНАЯ ЧАСТОТА
ACCEPT*.» FMIN/ FMAX/ FPR
TYPE 134
С ПАРАМЕТРЫ ВХОДНОГО КОНТУРА
ACCEPT*/СР/L
С РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ СОПРЯЖЕНИЯ НАСТРОЕК
F2=(FMAX*FMIN)*3.5
P=SORT (3 3 ) /4.3
DF1=FMAX-FMIN
F1=F2-R*DF1
F3=F2<-R*DF1
HF=DF1/53.3
С1=2.53E4/CF1**2*L>-CP
A=1.0/<Flt-FPR>**2 -
C2=?2.53Е4/ < F2**2*L') -CP
S= 1.3/ ( F2 <-FPR ) **2
C3=2.53E 4/CF3**2*L)-CP
C=1.3/(F3t-FPR)**2
T=<A-B>/<S-C)
С РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ГЕТЕРОДИННОГО КОНТУРА
CGl=(C2*CT*Cl<-C3)-Cl*C3*<1.3t-T))/
* < С lt-ТЖСЗ-С2* (. 1.3 *Т ) >
bA=2.53Е4*(С-А)
LG=GA* С. CG1 <-С 1) ж ( CG1 *СЗ ) / < CG1жж2ж С СЗ -CD)
CG2=2.53E4*A/LG-CG1*С1/(CG1*С1)
WRITE <7/132) СР/L
WRITE (7/131) CGb CG2> LG
С РАСЧЕТ КРИВОЙ СОПРЯЖЕНИЯ НАСТРОЕК
DO 4 K=l/51
FS<K)=FMIN*(K.-i>*HF
СК=2.53E4.'KFS(K)**2*L) -СР
FG=159.3zSQRT((CG2t-CGl*CK/<CGH-CK))*LG>
DF(K)=(FG-FS<K)-FFR)*1.3E3
FF(bK)=DF(K)
FS<K>=FS<K)*1.3E3
4 CONTINUE
FDCb D=FD<b2)
WRITE (.7/133) (FSCK)/DF(K).'K=1/51)
TYPE 135
ACCEPT 13g/SQ
IF(PP.NE.aQ) GO TO 5
PRINT 132/CP/L
PRINT 131/CG1/CG2/LG
PRINT 1S3/<FS<К) / DE(Kj/K=1/51)
5 TYPE .137
accept iss-aa
IFCPP.NE.aa) GO TO b_
CALL GEAF,-4FE. 1 / -j 1 / 23/ FD/ 1./
g TYPE 138
HLLEPT 138/ -JU
IF(PP.EQ.QQ) GO TO 231
13C FORMAT<IX/3(' F(KHZ) DFCKHZ) ')/(' '/6G18.2))
131 FORMAT(IX/' CP0SL.=-'/F7. 1/' PF CPAR.=bF7.1/
* J PF LGET.=-'/F7.1/' MKH')
63
132 F0RMATC1K/' CP=’/F7. 1/' PF L=’,-F7. I/' MKH')
133 FORMAT» •’ FMIN/FMAH/FPR ’(MHZ) '' ')
134 FORMAT»' CP (PF)/ L(MKH) ? ' )
135 FORMAT»»' PRINT ?(?/CR) ' ) ‘
106 FORMAT(Al)
107 FORMAT»' DIASR. ? (V/CR) ')
108 FORMAT»' SO TO START.? (Y/CR) ')
STOP
END
PROGRAM DOP
COMMON/RAN/I1,. 12
REAL Y21(13)/9(13)/CK(13)/R11(13)/R22(13?i>
REAL K/M1(9)/M2(9)/W1(3)/W2(3)/WK(3)
REAL MY/ МО.» MO MR 1» MR2, КСР/ M12.- М22/ M23
С ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТА
DATA DY/23. ЗЕ -4/.» MY/33. ЗЕ -3// NY/13/
DATA Da/S.S5//M3/133.3/?NQ/10/
DATA DC/33.3/.» MC/1033.0/л НС/13/
DATA DR1/167.3//MR1/2.5E3//NR1/10/
DATA DR2/2933/3/.» MR2/43.5E3O NR2/13/
DATA Wl/49.0/50.0/51.0/
DATA Ы2/9.0Л13.3/11.3/
DATA WK/99.3/133.3/ 101.3//NM1/9//NM2/9/
DATA 0МЕ&А/2.Э2Е-6/
С ПАРАМЕТРЫ ДАТЧИКА РАВНОМЕРНО РАСПРЕДЕЛЕННЫХ ЧИСЕЛ
TYPE 132
ACCEPT»/ И/12
L=3
SN-3.3
SK=3.3
SK2=3.3
С ФОРМИРОВАНИЕ МАССИВОВ ВХОДНЫХ ДАННЫХ
DO 1 J=l/13
CALL GAUSS C-DYz MY/ Y21 ( J ) )
CALL GAUSS (DQ /МО/0( J))
CALL GAUSS(DC/МС/CKCJ))
CALL GAUSS(DR1/MR1/R11< J))
CALL GAUSS(DR2/MR2/R22(J>)
CONTINUE
TYPE 130/ Y21 / Q/ СК/ R11 / R22
WRITE (3/133) V21/0/CK/RU/R22
С НАБОР СТАТИСТИКИ ВЫХОДНОГО ПАРАМЕТРА
DO 2 1=1/3
DO 2 J=l/3
N=(I-D»3KI
mi(N)=wi(I)/wk(j:>
M2(N)=W2(D/WK(J:j
2 CONTINUE
DO 3 IC=1/NC
P=1.3/(OMEGA»CK(IO)
DO 3 13=1/NQ
PQ=P:»tQ( IQ)
P8R1=PQ/RU(IQ>
DO 3 IR2=1/NR2
PQR2=PQ/R22(IR2>
YPQ=Y21(IR2)»PQ
DO 3 IM1=1/NM1
M12=M1(IM1>»»2
YPi3Ml=YPO*M12
PQR2M1=1.3<-P9R2»M12
DO 3 IM2=bNM2
C4
M23=M2<IM2)
М22=М23ж>2
К=М2ЭжУРЭМ 1 < P3R1 жМ22 4-PQR2M1)
SN=SN И.З
sk=sk4-k
5К2=ЗК2*-Кжж2
3 CONTINUE
С РАСЧЕТ ХАРАКТЕРИСТИК РАССЕЯНИЯ
KCP=SK/SN
K2CP=SK2zSN
ЛК=К2СР-КСРжж2
SIGMA=SQRT(DK)
UELTA=3.O*SIGMA
TVPE 101,KCP,DELTA,SN
WRITE (3,131) KCP,DELTA,SN
133 FORMAT(IX,1P5G12.4)
131 FORMAT<4X, 'KCP',Ti5, 'DELTA',T29, 'SN'.-'
ж 1X, 3-312. 4 )
132 FORMAT<*,' PARAMETERS II.- 12=')
STOP
END
SUBROUT1NE GAUSS ( S, A - X')
С ПОДПРОГРАММА ГЕНЕРИРОВАНИЯ ГАУССОВСКИХ ЧИСЕЛ
COMMON/RAN/I1,12
33=3,У
DO 1 J=l-12
S3=S0 4-RAN( 11, 12)
1 CONTINUE
X=(S3rF. Я)Ж:-;4-А
RETURN
END
231
CJ го
PROGRAM REL •
REAL L3.-KN, KE
BVTE РР-ЙЭ
DATA PP-' 7
SS=3.3
J=3
S3=3.3
1=3
S=3. 3
WRITE 47,131)
ACCEPT ж, KN- KE, L'3, N
WRITE (7,133) KN,KE,L3,N
S=S i-KN:*KE:*L0* 1E -7*M
WRITE 47,134)
READ 5, IL”'..1 ijl)
IFc'PP. NE. ЭО ' GO TO 3
1 = 14-1
WRITE (7,111)
ACCEPT*, NM !
SN=S:*NM
T3=1.3.--S
S3=S3 4-SN
WRITE (7.-136) I,NM,S,T0
WRITE (6, 136) I.-NM.-S, T3
WRITE (7,137)
READ (5,- ISO) CKl
IF (PH. Nt.. 00) b:J TU 2
! ВВОД ПАРАМЕТРОВ
! ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ
' ВСЕ Э11ЕМЕНТЫ ?
ВВОД ЧИСЛА МОДУЛЕЙ
МОДУЛИ ?
1
3 7-230
65
WRITE <7/112?
ACCEPT*/ND ! ВВОД ЧИСЛА БЛОКОВ
SS=SS«-S0*ND
T3=1.3/S3
J=JH
WRITE (7/108? J, Nb S3,- T3
WRITE <5/138? J/ND/S0/T0
WRITE <7/139?
READ <5-135? 9'3 ! BCE БЛОКИ 9
IF <PP.ME.QQ) 50 TO 1
T3=i.3/ss
WRITE <7/110? SS/T3
WRITE (5/113) SS..T3
WRITE <7-113?
READ <5/105) QQ
IF<PP.EQ.QQ? 50 TO 231
131 FORMAT?»' DATA KN>KE-L3.-N = О
103 FORMAT<' !<N='/F8.3/ ' KE=’ / F8.3/ ' L0='/F8.3/' N='/I5)
104 FORMAT»' END OF MODULE ? <V/CR> ')
105 FORMAT<Al)
106 FORMAT<' MODULE NUMBER'/14/'/ NM='/I2/
* •’/• L3='/E13.3> '/ T0='/F19.1.’ ' HO
107 FORMAT1»-' END OF DEUICE ? <V-'CR? 1 ?
108 FORMAT <' DEUICE NUMBER'/14/'/ ND='12/'L0='/E10.3/
ж ' .- ТЭ='/F13.1 -' H')
109 FORMAT»' END OF SYSTEM 9 <Y/CR? ')
110 FORMATC SYSTEM L3='/E10.3/' T3='-F13.1/' HO
111 FORMAT<«.-' N MODULE = ' ).
112 FORMAT'»' N DEUICE = ’)
113 FORMAT»' 60 TO START ? »'CR) О
STOP
END
SUBROUTINE 5RAFP<F/L/М/N/AM/KO
DI MENS I ON F < L/ M > / AM < L/ 2)
DIMENSION 51(10). 6 ( S3 >
DATA 51/О '/'ж
ж ' > ' - ' - ', ' । ',' J /
DO 1 I=l/L
IF<AM<I/l).NE.AM<I/2>> SO TO 2
AM<I/1)=F<I.-1> .
AM<I/2)=F<I/1)
DO 4 J=l/M
IF<F<I/J?.5T.AM<I/1)> SO TO 5
AM(b 1)=F<I/ J?
6 IF<F<I-J).LT.AM<I/2>) SO TO 4
AM<b2>=F<I/J>
4 CONTINUE
2 H=<AM<I/2>-AM<I/ 1>)/N
WRITE <7/100? I/AM<I/l?/AM<I/2?/H/51<I)
WRITE <3/100) I/AM<I-1)/AM<I-2>/Н/SI<I)
1 AM<I/2>=!4
50 NY=N4
IR=3
DO 23 K=l/N?
KM=NY-KH
DO 10 J=l/M
10 S< J>=31 < 10 :>
IF<!<C.EQ.0> SO TO 15
IF<IR.NE.0) SO TO 14
66
DO 12 J=1,M
12 S(J)=G1(8)
IR=1'3
14 DO 15 J=1,M,10
15 S(J)s51(9)
G(M)=G1(9)
IS DO 18 l=l,L
DO 18 J=1,M
KT=(F(I,J)-AM<I,1>)/AM(I,2)*1
IF(KT.GT.N) KT=N
IFfKT.EQ.KM> G<J)=G1(I)
18 CONTINUE
KV=NV-K
WRITE (7,133) (G(J),J=1,M)
WRITE (3,133) (G(J),J=1,M)
23 IR=IR-1
133 FORMATfIX,11,'-TH FUNC, MIN=',G13.3, ' MAX«=',
* 513.3,- STEP=',G10.3,' GRAF-',Al)
132 FORMAT(IX,13110)
133 FORMAT(IX,83A1)
233 RETURN
END '
SUBROUTINE PLOT
C0MM0N/DR/A(25S),N
LOGICAL*! N1,N2
INTEGER X3, XK, V3, YK, R1, R2
DATA Nlz27/,Н2/13/
AM=A(1>
DO 1 1=2, N ! ПОИСК МИНИМУМА ФУНКЦИИ
IFfAfD.LT.AM) AM=A(I)
1 CONTINUE .
IDA=AM/13.£-1.3
AM=IDA*13.3
DA=IDA
ТУРЕ 133,N1,N2 ! ПЕРЕХОД В ГРАФИЧЕСКИЙ РЕЖИМ
ТУРЕ*,'.' ! ПОДГОТОВКА К РАБОТЕ-
ТУРЕ» - К'
ТУРЕ*-'? 1'
ТУРЕ*,- S'
Х3=13 ! РАЗМЕТКА.ВЕРТИКАЛЬНОЙ ШКАЛЫ
УК=383
DO 2 1=1,13
7К=УК-33
R1=DA*(I~1)
ТУРЕ*,’4',ХЗ,УК
ТУРЕ 133, R1
2 CONTINUE
73=43 ! РАЗМЕТКА ГОРИЗОНТАЛЬНОЙ ШКАЛЫ
Х0=29
DO 3 1=1,5
XK=(I-1)*1334-X3
Т7РЕ*,'4',ХК,УЗ
В=(1-1>*Э.1
ТУРЕ 131,В
3 CONTINUE
ТУРЕ*,- I 43 53 543 393' ! ПОСТРОЕНИЕ ОКНА
УК=393 ! ИЗОБРАЖЕНИЕ СЕТКИ
'73=53
Х3=43
67
3*
133
131
132
133
DO 4 1=1,13
хэ=хз*53
TVPE:*, ’4’,X3,V3
TVPE*,’75',X3,VK
CONTINUE.
X3=43
XK=543
VK=53
DO 5 1=1,13
VK«VK *-33
TVPE*, ’4',K3,VK
TVPE*,’75’,XK, VK
CONTINUE
DX=533.3.N
X3=43
V3=353.3 -A (1 /AM*333. 3
TVPE*,'4’,X3,V3
DO 5 1=2, N
XK=X3*AINT((I-1)*DX)
v;•: =353.3 -A (I :> 'АМ*ЗЙЯ. 3
TVPE* - ’71’,XK,VK
CONTINUE
TVPE*,’E 1’
TVPE*, ’/’
TVPE 132,N1,N2
PAUSE 1
TVPE 133,N1,N2
TVPE*,’.’
TVPE*,’K’
TVPE*,’JI’
TVPE*, ’S’
TVPE*,’/'
TVPE 132,N1,N2
FORMAT (1X, A1, A 1>
FORMAT-! IX, ’i',F4.1>
FORMAT(IX,Al, ’H',’A1)
FORMAT-: IX,’,I3>
RETURN
END
! ВЕРТИКАЛЬНЫЕ ЛИНИИ
! ГОРИЗОНТАЛЬНЫЕ ЛИНИИ
ИЗОБРАЖЕНИЕ ФУНКЦИИ
I ИСПОЛНЕНИЕ СЕГМЕНТА
! ОЧИСТКА ЭКРАНА И ВОЗВРАТ
Глава 4
ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА
4.1. Общие сведения
)_Входным устройством (ВУ) называют часть радиоприемного устройства,
связывающую антенно-фидерную систему со входом первого каскада^кото-
рым может быть усилитель сигнальной частоты, преобразователь или детек-
тор. ВУ может быть представлено пассивным линейным четырехполюсником,
состоящим из одного или нескольких селективных элементов, настроенных
на фиксированные частоты или перестраиваемых в пределах заданного диа-
пазона частот.
Антенна (А), как линейная система, может быть заменена эквивалент-
ным генератором (рис. 4.1)
£А = ЛД» (4.1)
68
с внутренним сопротивлением ZA = гд 4~
+/Л'д, где — напряженность поля в
месте приема; Лд— действующая высота
А. Параметры ZA, /1Д и эквивалентные
схемы приемных антенн приведены в [6,
17, 18, 45, 83].
В зависимости от вида А входные
Рис. 4.1. Обобщенная схема входного
устройства
устройства классифицируют как ВУ
при ненастроенной и настроенной А. Первые предназначены для работы с
различными А, внутреннее сопротивление которых комплексно, а парамет-
ры заранее неизвестны (вещательные приемники); вторые используются
в случае работы от А с известным активным внутренним сопротивлением
(профессиональная связь, СВЧ приемники). По диапазонам частот разли-
чают входные устройства ДВ, СВ, КВ, метрового диапазона, в которых ис-
пользуют контуры с сосредоточенными постоянными, и ВУ дециметрового,
сантиметрового, миллиметрового и децимиллиметрового диапазонов, в кото-
рых применяются коаксиальные, полосковые, микрополосковые и полые ре-
зонаторы. По числу селективных элементов ВУ разделяют на одноконтурные,
двухконтурные, многоконтурные; по способу связи колебательной системы
с А (фидером) и нагрузкой на ВУ с непосредственной, трансформаторной
(автотрансформаторной), емкостной и комбинированной связью.
Требования, предъявляемые к ВУ, определяются назначением и группой
сложности приемника. Диапазон рабочих частот характеризуют коэффици-
ентом перекрытия /гд = /max//mln. ВУ должно обладать достаточно высокой
селективностью, чтобы обеспечить заданное ослабление по зеркальному ка-
налу о3 к и промежуточной частоте опч, а также уменьшить возможность воз-
никновения комбинационных и перекрестных помех, обусловленных нели-
нейностью первого усилительного элемента. При этом ослабление на гра
ницах полосы пропускания /7ВУ должно быть не более допустимого <зП<~
< Оу7Т3.
При возможности реализации в приемнике большого усиления его
чувствительность £Др £Др13 ограничивается внутренними шумами, глав
ным образом шумами ВУ с учетом приведенных к нему шумов первого актив
ного элемента. Последние определяются коэффициентом шума ВУ — Л7ву.
Резонансный коэффициент передачи ВУ
^ВУО ~ ^выхо/^А,
где (7вь1х0 — выходное напряжение при настройке ВУ на частоту сигнала,
при приеме на магнитную антенну /СВУ0 — 17вых0/£.
В СВЧ приемниках и приемниках низких групп сложности стремятся
получить наибольшее значение КВУ(). В приемниках средних и иысших групп
сложности следует стремиться к увеличению коэффициента передачи ВУ
только в том случае, если при этом выполняются требования по селективно-
сти и реальной чувствительности. При этом желательно обеспечить возмож-
но меньшее изменение коэффициента передачи ВУ (преселектора при нали-
чии УСЧ) в диапазоне рабочих частот.
Возможные изменения параметров А не должны вызывать изменения
полосы пропускания б (ЛВУ) и расстройки входного контура относительно
69
других контуров преселектора 6 (/ову)’ более допустимых. Такая же устой-
чивость АЧХ В У должна быть обеспечена относительно возможных измене-
ний параметров нагрузки. По соображениям допустимого ухудшения чув-
ствительности к селективности обычно принимают
8 (/ову)/^ву
б(Лву)//7ву <0,1 ...0,3. (4.2)
Полученные параметры схемных элементов ВУ должны быть конструк-
тивно реализуемы.
4.2. Схемы входных устройств
Типовые схемы ВУ приемников умеренно высоких частот приведены на
рис. 4.2. Собственная резонансная частота колебательного контура может
изменяться плавно или дискретно. Плавная перестройка может быть осущест-
влена изменением емкости или индуктивности. По конструктивным со-
ображениям чаще применяют конденсатор переменной емкости Снс.
Широко применяется электронная настройка с помощью варикапов.
При дискретной перестройке (профессиональные приемники) используют
магазины емкостей или индуктивностей, переключение которых осуществля-
ется специальными схемами, например на герконах.
Подстроечный конденсатор Спс введен для компенсации разбросов емко-
сти элементов схемы. Связь колебательного контура с А осуществляют с по-
мощью элементов LCB, Ссв, с нагрузкой — С св и. Конденсаторы Ср, СрА
являются разделительными. Различие схем ВУ на биполярных и полевых
транзисторах (рис. 4.2, а, б) заключается в связи колебательного контура
со входом первого прибора — полевые транзисторы включают в контур пол-
ностью, биполярные транзисторы, имеющие большую входную проводимость,
связывают с контуром частично. Селекция помехи с частотой, равной про-
Рнс. 4.2. Схемы входных
устройств с ненастроенной
антенной
70
Рис. 4.3. Схемы связи колебательного контура ВУ с аитеииой
межуточной, осуществляется с помощью последовательного контура £пч,
Спч, ^ПЧ или параллельного контура в цепи истока VT (рис. 4.2, б).
Вариант схемы с электронной настройкой показан на рис. 4.2, в. В ка-
честве варикапа работает специальный диод VD1, емкость обратносмещенно-
го р-п перехода которого изменяется в зависимости от величины управляю-
щего напряжения. Достоинствами такой настройки являются: высокая ско-
рость перестройки, отсутствие механических контактов в цепях контура,
устойчивость к климатическим и механическим воздействиям, простота реа-
лизации дистанционного управления, экономичность. Современные варика-
пы позволяют реализовать десятикратное изменение емкости контура. Вслед-
ствие использования нелинейной емкости следует считаться с нелинейными
процессами при приеме сигнала, а также с определенным снижением доб-
ротности контура.
Далее в целях упрощения элементы питания, регулировки и фильтрации
по ПЧ опущены.
На рис. 4.3 показаны различные виды связи контура ВУ с А, в табл.
4.1 —графики соответствующих им зависимостей резонансного коэффици-
ента передачи ненагруженного ВУ от частоты настройки /Свуо (/)• Наиболее
распространена схема с трансформаторной связью (рис. 4.3, а), которая
может работать в режиме удлинения /д = 1/2л j/LCBCA </min и уко-
рочения /А> /тах, где СА — эквивалентная емкость A, /д— собственная час-
тота антенного контура. Первый из режимов предпочтительнее, так как при
этом неравномерность зависимости ^уо (/) невелика.
В режиме большого удлинения fA<^ fmln схеме свойственно постоянство
^ВУО (/)> но коэффициент передачи при этом несколько уменьшается. Для
уменьшения влияния антенной цепи на колебательный контур применяется
слабая связь йсв = 0,05...0,3. В отдельных случаях удлинение реализуют
за счет конденсатора Судл.
Автотрансформаторную связь (рис. 4.3, б) обычно применяют при рабо-
те от штыревых А. В отдельных случаях допускается полное включение
малогабаритных А в контур.
Проще других схема с внешнеемкостной связью (рис. 4.3, в, г; Ссв —
— 5...30 пФ), которая позволяет получить достаточно большой коэффициент
передачи К%уо. Ее применение огр аиичивается значительной неравномерно-
стью в диапазоне частот и поэтому рекомендуется для приемниког
невысокого качества или при растянутых поддиапазонах, а также для ВУ
с индуктивной настройкой.
71
Таблица 4.1. Зависимость коэффициента передачи ВУ
от вида связи контура с антенной
Вид связи контура с ан- тенной (рнс. 4.3) f < f A 'min А > ^тах б, в, г д е
Характер за-
висимости
^вуо (/о) не"
нагруженно-
го ВУ
Схема с внутриемкостной связью показана на рис. 4.3, емкость Ссв
порядка тысячи пФ, 7?у — резистор утечки. Используется при А с малой
емкостью, например штыревых, для которых можно реализовать режим
укорочения. В этом режиме схема обеспечивает постоянство коэффициента
передачи в диапазоне рабочих частот. Для получения большего постоянства
/<вуо (/) применяют укорачивающий конденсатор Сук.
На рис. 4.3, е показана схема с комбинированной связью. Благодаря
совместному действию обоих видов связи достигается высокий коэффициент
передачи при малой неравномерности Kgy0 (/)♦ однако хуже ослабляется
зеркальная помеха на высокочастотном конце диапазона.
Для уменьшения влияния нагрузки, которое может приводить к ухуд-
шению селективности, коэффициента перекрытия и расстройке входного
контура, применяют частичное включение т|и = UaiAJUK<Z 1. Для уменьше-
ния зависимости резонансного коэффициента передачи от частоты настройки
^вуо (0 ~ ^вуо (/) "но (/) (4-3)
следует выбирать связи с А и нагрузкой либо мало зависящими от частоты,
либо с противоположным характером зависимостей Двуо (/) и пи0 (/).
Широко применяют трансформаторное (автотрансформаторное) включе-
ние нагрузки (рис. 4.4, а, б; табл. 4.2), которое отличается постоянством
ин0 (/). Недостатком является дополнительный канал приема за счет пара-
зитного контура LCB и Сн. Схема с внутриемкостной связью (рис. 4.4, в) бо-
лее помехоустойчива: свободна от паразитных настроек, коэффициент пере-
дачи по комбинационным помехам убывает с ростом частоты. Прн высоких
требованиях к постоянству параметров выбирают комбинированную связь
колебательного контура с нагрузкой (рис. 4.4, г).
Рис. 4.4. Схемы связи колебательного контура ВУ с нагрузкой
72
Таблица 4.2. Зависимость коэффициента передачи
ВУ от вида связи контура с нагрузкой
Вид связи контура с нагрузкой (рис. 4.4)
Характер зависимости пн (/0)
Характер зависимости К'Ву0 (f0) при
работе от ФА
Селективные свойства одноконтурного ВУ в первом приближении не за-
висят от вида связи контура с А и нагрузкой.
Двухконтурный полосовой фильтр на входе позволяет улучшить селек-
тивность при заданной полосе, применяется на ДВ и СВ (реже КВ) в профес-
сиональных и радиовещательных приемниках высших классов. Для обеспе-
чения постоянства полосы пропускания в диапазоне частот фильтра с пере-
стройкой емкостью необходимо уменьшение связи между контурами с ростом
частоты настройки. Такая зависимость kCB (/) может быть достигнута в схе-
мах с комбинированной связью (рис. 4.5). Частичное включение Ссв1 позво-
ляет получить приемлемые значения емкости связи. Использование двух-
конгурных и многоконтурных систем уменьшает коэффициент передачи ВУ
и увеличивает коэффициент шума.
Для получения пространственной селективности применяют ВУ с маг-
нитными (рамочными) А, обладающими направленными свойствами. ВУ
с рамочной А, используемой как катушка индуктивности контура, показано
на рис. 4.6, а. В радиовещательных приемниках широко применяют малога-
баритные ферритовые антенны (ФА) — разновидность рамочных А с ферри-
товым сердечником высокой проницаемости, который является концентрато-
ром поля. Применение ФА позволяет реализовать внутреннюю А ДВ, СВ
(частично КВ) в достаточно малых габаритных размерах. На рис. 4.6, б по-
казано ВУ, выполненное по комбинированной схеме; в режиме приема на
ФА внешняя А должна быть отключена, при включении последней ФА ис-
Рис. 4.5, Схемы входных устройств с полосовым фильтром
73
Рис. 4.6. Схемы входных устройств с .магнитной антенной
рис. 4.7. Схемы входных устройств на КВ и УКВ диапазонах
пользуется как элемент контура. Недостаток схемы — возможность противо-
фазного сложенияпринимаемых сигналов. На рис. 4.6, в приведена схема —
ВУ приемника 1 класса с раздельным включением ферритовой и наружных
А, которая позволяет построить оба тракта оптимальным образом. В табл.
4.2 показана зависимость коэффициента передачи ВУ с ФА от частоты на-
стройки при различных видах связи с нагрузкой. Различие характера зави-
симостей ftBy0 (/) и пн0 (/) обусловлено ростом действующей высоты ФА
с частотой. Схема с внутриемкостной связью позволяет получить лучшее по-
стоянство селективности и полосы пропускания по диапазону за счет того,
что по мере роста частоты вносимое в контур сопротивление потерь умень-
шается.
Для ВУ коротких волн характерно применение растянутых и полурас-
тянутых диапазонов —один из возможных способов уменьшения коэффи-
циента перекрытия при помощи включения дополнительных последователь-
ного и параллельного конденсаторов показан на рис. 4.7, а.
ВУ приемников метровых волн, как правило, работают иа одной фикси-
рованной частоте (в относительно узком диапазоне частот) при настроенной
А. Для обеспечения режима бегущей волны в фидере применяют ряд согла-
сующих устройств: трансформаторы, автотрансформаторы, делители. По-
скольку ВУ не перестраивается, выбор вида связи с А особой роли ие играет.
Конструктивно контуры ВУ представляют системы с сосредоточенными па-
раметрами; на высших частотах метрового диапазона находят применение
контуры переходного типа с высокой добротностью и широким диапазоном
перестройки.
74
Наиболее универсальная схема ВУ с трансформаторной связью пока-
зана на рис. 4.7, б. Для устранения паразитной емкостной связи Z,CB — LK,
которая нарушает симметрию фидерной линии и искажает диаграмму
направленности А, между катушками размещают электростатический
экран. Подобная схема для вещательных приемников УКВ диапазона по-
казана на рис. 4.7, в. Вследствие малого коэффициента перекрытия и ши-
рокополосности здесь можно отказаться от перестройки контура и произво-
дить согласование на центральной частоте.
Схема с двойной автотрансформаторной связью (рис. 4.7, а) — одна из
наиболее распространенных. Применяется на частотах до 300 МГц при ис-
пользовании несимметричного фидера. Схему с последовательным включе-
нием катушки индуктивности (двойной внутриемкостной связью), показан-
ную на рис. 4.7, д, применяют в тех случаях, когда требуется повысить ре-
зонансную частоту ВУ.
4.3. Краткие теоретические сведения
Входные цепи с ненастроенной открытой антенной
Схема одноконтурного БУ с комбинированной связью с А (рис. 4.3, е)
и трансформаторной связью с нагрузкой (рис. 4.4, а). Ее анализ позволяет
получить результаты в наиболее общем виде. Упростив стандартный экви-
валент А, получим эквивалентную схему ВУ рнс. 4.8, а, где емкость схемы
Ссх = CL Смн + GHC, CL — собственная емкость индуктивности LK, Смн —
емкость монтажа.
Проводимость нагрузки в основном определяется входной проводимостью
усилительного прибора
rH = (l/tfB) + /fflCH.
Ее связь с контуром осуществляется при помощи обобщенного трансфор-
матора нагрузки Трн с коэффициентом трансформации
пн = ^вьЛ = I *СВ.Н I /рк, (4.4)
где Хсв н — реактивное сопротивление связи с нагрузкой; рк — характеристи-
ческое сопротивление контура.
Переходя от генератора напряжения £А к генератору тока Iд = /шСдЕА
и пересчитав сопротивление антенной цепи и нагрузки в контур
'Авв = °>2Л12 (''а+гсв)/2А>
^н.вн = ^н.вн = ян^н> (4.5)
получим систему из двух связанных контуров (рис. 4.8, б) — перестраивае-
мого и антенного с частотой <од = 1 /УLcbCa. Полагая связь между конту-
75
h
Рис. 4.8. Эквивалентные схемы входного
устройства с комбинированной связью с
антенной
6
рами достаточно малой, приходим к эквивалентной схеме рис. 4.8, в с одним
колебательным контуром:
^к.и — ^к + ^И.ВН’ Cr ^ис + ^сх1
к.э = гк + ГА ВИ + ги.ви = гк + 1“2Л12 <ГА + гсв)/'гА +
+ (4.6)
возбуждаемым частотно-зависимым генератором тока
jaCAEA
£2-1
I ^св
С~ ®2
' ° А
где гк — собственное сопротивление потерь колебательного контура; гк э —
сопротивление потерь эквивалентного контура, нормированные величины
£ = й/йд, mCB = M/LK.
Отсюда коэффициент передачи ВУ
^вых M^AreH / ^св \ ^о.э
ву- еа -g*-i 'сЛ 6
(4-7)
где х = <2э[(й/й0) — (й0/й)]—обобщенная расстройка, эквивалентные доброт-
ность и резонансное сопротивление нагруженного контура;
<?э Рк/Гк.э ^£во^кгк.в й)о^'к/гк.э’
Яо.Э=<2эРк.
Из формул (4.6), (4.8) следует
Qa = Q/[l + (й*ЛР/4) (Га*'св) + ^о7?о/^и1
'к J
(4.8)
(4.9)
где Ro — эквивалентное сопротивление ненагруженного контура иа резо-
нансной частоте.
76
Добротность ненагруженного контура при емкостной х настройке Q =
= ао^гк const, поскольку и характеристическое сопротивление и сопро-
тивление потерь линейно зависят от частоты.
Эквивалентная добротность Q3 в общем случае зависит от частоты, но
при достаточно малых связях цепи А и нагрузки с контуром можно принять
Q3 « const, откуда R03 = Q9cooLK пропорционально частоте настройки. Коэф-
фициент передачи ВУ на резонансной частоте
^вуо — иоСд«но^>0.э (р— =о + тсв) /(бо — 1)> (4.Ю)
где g0=co0/coA; пи0 = | Хсв и0 I /Рк- Из выражений (4.7), (4.10) можно найти
селективность ВУ
о = ^вуо _ (Ссв^о/СА) + тсвЕ2 ~ 1 /о
ВУ ^вуд/ (CCBg2/CA) + исв^ — 1 f
x5lVT+^- (4.11)
пв
При достаточно малых относительных расстройках
аву « /ТТР = /1 + (Сэ2Д///0)2. (4.12)
Ослабление на краях полосы пропускания
ап ВУ = V'1 + (Qs/7/Zo)2- (4-13)
Отношение naQ/nH — | Хсвио| /I -^св н1 для различных видов связи кон-
тура с нагрузкой различно. Для трансформаторного включения
«НО = йсв.н К^-св.н/k; «но/«н = /о/А (4.14)
где ^СВ.Н = ^СВ.н/КАв.А .
Для катушек индуктивности, выполненных с применением ферритовых
сердечников,
«НО ** ^'СВ.н/^'К ~ ^СВ.н/^К-
При автотрансформаторной связи с нагрузкой (рис. 4.4, б)
«нО = Р^^к.и/^к^св.н’
где под йсв н понимают связь между нагруженной частью катушки и всей
катушкой.
Отношение пно/пн определяют из (4.14).
При емкостной связи с нагрузкой
«но = ^“оСсв.А: «но/«н = f/fo- (4. 15)
77
Рис. 4,9. Зависимость коэффи-
циента передачи входного уст-
ройства с трансформаторной
связью с антенной от частоты
настройки
Схема одноконтурного ВУ с трансформа-
торной связью с А (рис. 4.3, а) и нагрузкой
(рис. 4.4, а) анализируется как частный слу-
чай эквивалентной схемы рис. 4.8, а при отсут-
ствии конденсатора Ссв. Коэффициент пере-
дачи напряжения входного устройства
^ВУ ~ ®САтсвПн^о.э/Й2~ 1 + X2’
при этом резонансный коэффициент передачи
^вуо — <воСдтсвпио^о.э/(£о— О-
Часто последний записывают в виде
^ВУО = ^свК^/^св/И + (/д//о)2]} <2Ло.
(4.16)
что позволяет выделить для сравнительного
анализа зависимости Хвуо (/0) три сомножи-
теля, первый из которых определяется видом
связи с А, последний — видом связи с на-
грузкой.
Зависимость Q3 от частоты в большинстве случаев незначительна.
На рис. 4.9 показаны зависимости Кву0 (/) для трех возможных случаев
выбора собственной частоты /д. Наиболее целесообразным режимом работы
является режим малого удлинения (рис. 4.9, б):
/А= (0,6...0,7) /min, (4.17)
Дальнейшее приближение собственной частоты /д к нижней границе диа-
пазона приводит к большему непостоянству резонансного коэффициента
передачи. Для КВ диапазонов с малым коэффициентом перекрытия [6]
£св = *д/“т)п = (20 ... Ю0)//т1п.
Селективность при произвольной расстройке
°ВУ = [(&* - 1)/(^ - 1)1_(/0//) (Пно/Пн) /1 + х\ (4.18)
где отношение пи0/пн находят из (4.14), (4.15).
Поскольку при зеркальной помехе х2 > 1, для наименее благоприятного
случая настройки получим
(/стах 4" пр) /ртах
аВУ з.к ~' 72 _ .2
/Отах ’ А
. .—Ох
forr.ax + 2/пр пн Э
X / Отах 4~ 2/пр /Отах \
' /Отах fОтах 4~ 2/Пр/
При допущении fnp « JOmax
г, I А)тах 4~ Дпр fomax
аВУ з.к ~ "э I J f 4-2/
\ 'Отах 'Отах ж пр
(4.19)
(4.20)
78
Наибольшее ослабление на краях полосы пропусканйя (4.13)
°п = /1 + «Worain)2- (4-21)
Если заданы аВУз к и ол, из (4.19) и (4.21) можно найти эквивалентную
добротность нагруженного входного контура, необходимую для получения
заданного ослабления по зеркальному каналу и на краях полосы пропускания:
Q/7 > Сэ> Q3,K;
/ Отах + 2/пр ген.з.к
аВУ з.к f ’ n f2 _____f2.
__ _____________' Отах_______'4н0 _____>0тах 'А
/ртах + 2/„р___________^Отах (/стах + 2^пр)2 ~~ 2/д
fОтах IОтах “Ь 2/пр
Qn = (/flmin/^) Vo2/ —
(4.22)
(4.23)
(4.24)
Из полученных по двойному неравенству (4.22) значений эквивалентной
добротности выбирают максимально возможную величину Сэтах.
Селективность по соседнему каналу незначительна: определяется на
средней частоте диапазона из (4.12). Ослабление сигналов с частотой, равной
промежуточной, находят на (4.18) в точках диапазона, наиболее близких
к промежуточной частоте.
При определении связи контура с антенной цепью и нагрузкой используют
не только режим согласования, соответствующий максимальной передавае-
мой мощности, но и режим неполного согласования, при котором обеспечи-
вают заданную селективность, ослабление на краях заданной полосы про-
пускания, расстройку колебательного контура цепью А и нагрузкой, мини-
мум шумов.
Оптимальная связь контура с А (режим согласования) определяется
условием
'Ави = Пси, (4.25)
где сопротивление контура с учетом влияния нагрузки
'к.и = гк + Ти.ви = 'к + maL‘ya0/Ra • (4.26)
Оптимальная связь:
Mopt = ZArK. Н/®0 (ГА + 'св);
*св opt = 4pt/V Wb = (1 - ®>о) VW* > (4.27)
где добротность нагруженного по выходу контура
QH = «>0LK/rK. „ = 0/(1 + UmRo/RJ. (4.28)
добротность антенной цепи QA = ш0/.св/(гд + гсв).
Поскольку величина /sCBOpt зависит от частоты, обычно принимают ее
среднее значение. Более подробно режим согласования по мощности рассмотрен
ниже, в разделе ВУ с настроенной А. Отметим, что при этом имеет место
существенный проигрыш в селективности.
79
Определение связи контура с А и нагрузочной цепями, исходя из тре-
бований селективности и ослабления на краях полосы пропускания, сводится
к определению связей, необходимых для получения эквивалентной доб-
ротности <?э, которая удовлетворяет двойному неравенству (4.22).
Коэффициент связи с А при nH = const
&св а = ^св opt (QH/Q3) — 1. (4.29)
Рассмотрим соображения по выбору связи с нагрузкой. Прн малом шун-
тировании контура следует принимать пн0 = 1. При этом QH = Q,
&СВ а = &св opt (Q/Qb) !•
В схемах, где имеют место низкие входные сопротивления 7?н, значи-
тельные величины Сн и существенная нестабильность ЛСН, Л/?н полагают
пн0 < 1. Коэффициент трансформации можно найти из (4.28):
«но = Vl(Q/QH) — 1] - <4-30)
Отношение Q/QH = /7ВУн//7ВУ находят, задаваясь допустимым ухудше-
нием добротности колебательного контура в результате нагрузки на сопро-
тивление /?н (обычно принимают Q/QH = 1, 2...2).
Возможен и другой подход, при котором накладывают дополнительное
условие (4.25), обеспечивающее наибольший коэффициент передачи ВУ при
заданной селективности и полосе пропускания:
«„о = VWM9)-\}RKIRa (4-31)
Такой подход может быть реализован при условии выполнения неравен-
ства Q / 2Q3 > 1.
При приближенном расчете задают ухудшение селективности в резуль-
тате влияния антенной цепи не более 25 %:*
QH/Q3 = 1,25, ' (4.32)
откуда feCBCT = 0,5Aopt.
Для КВ антенн вещательных радиоприемников со средними значениями
параметров
^св а < 0,5 ]Л777/ш0 уцц*~ 0,3/^q;.
Поскольку параметры ненастроенной А заранее не известны, ее связь
с контуром АсвД должна быть выбрана так, чтобы разброс этих параметров
относительно номинальных не приводил к расстройке колебательного кон-
тура более допустимой. Для эквивалентной схемы рис. 4.8, а возможные
разбросы А СА = Сд min . .. Сд тах приводят к уходу собственной частоты кон-
тура ^кл/fo ~ —°-5az-k/Lk, где
^вн max ^вн. ср = (^вн max ^вн min)’ (4.33)
wZ.BH = —<о2Л42Хд/2д « —co2A42/(wZ.CB — 1/соСд). (4.34)
Следовательно,
*свД <2 К- 1) (gmin- 1) (Д/кА//о) Йтах- Сп) ’ (4-35)
где
^тах мтах 1 max ’ ^min 0)min V min
80
Рнс, 4.10. Эквивалентные схемы
входного устройства с внегьнеем-
костной связью с антенной
Исходя из того чтобы при любой расстройке принимаемый сигнал оста-
вался в полосе пропускания входного контура, обычно принимают Д/кА <
<: 0,5/7ВУ, откуда
Д/кА//о < W. (4-36)
Для КВ антенн со средними значениями feCBCT ~ 0,8/)<Q1I.
Произведенные расчеты дают значения feCB < 0,2; обычно выбор feCB0
является определяющим.
Схема одноконтурного ВУ с внешнеемкостной связью с А (рис. 4.3, в) мо-
жет быть проанализирована как частный случай эквивалентной схемы рис.
4.8, а при отсутствии трансформаторной связи (рис. 4.10, а). Коэффициент
передачи ВУ находят из общего выражения (4.7) путем предельного перехода
t-СБ -> оо (5 -* оо), тСв = 0:
/<ву = ™Сев«н^о. , (4.37)
откуда резонансный коэффициент передачи
^вуО = <в0^свпн0^о. э = й)о^кСсв<2элнО-
При емкостной настройке контура изменения резонансного коэффициента
передачи весьма значительно
^ВУО max/^ВУО min ^0 тах^0 min
При настройке с помощью вариометра Ro э = Q3/cc0CK.
^ВУО — (?эил0Ссв/'Ск = С0П51.
Выражение для селективности при произвольной расстройке может быть
получено из (4.11):
°ВУ = (/о/Л (лно/лн) “F %2> (4.38)
где отношение лно/лн ~ (4-14, 4.15).
При определении ослабления но зеркальному каналу можно воспользова-
ться приближением
__ /р max лц0 п /^0 max + 2/np fo max \ om
ВУ як - Г»---Т'2/ П------—f------------------7-----Хо7~ • (4’39)
10 max I пр ‘н. з. к \ 'Отах 'ОтахТЧпр/
81
Ослабление на краях полосы пропускания определяется (4.21).
Для получения выражения Q3 рассмотрим эквивалентную схему рис.
4.10, б, в которой сделан переход к генератору тока /д = /фСдЕд, а нагру-
зочная цепь RuCa пересчитана в контур
ГК. Н = ГК +
Произведем ряд последовательных преобразований, показаний на рис.
4.10, в, г, д, в результате чего, пренебрегая высоким внутренним сопротив-
лением генератора тока, приходим к схеме одиночного эквивалентного коле-
бательного контура
г А вн = ’/[% (Сд вн + ск> ИГ Ra] = гА [Сд ВН/(СА вн + ск н)]2; (4.40)
<2Э = Q/{1 + (naRB/Ra) + [Сд ВН/(СА ВН-Ь Св н)]2Гд/гк; (4.41)
Ск. э = Ск. н + СА вн = Ск + паСн + СА bit
Для ненастроенных А часто принимают Ссв < Сд, при этом СА вн Ссв.
Выбор емкости связи неоднозначен. Исходя из условия согласования,
емкость связи контура с А
£"св opt = Cr. н Р^гк^га j
емкость связи, допустимая по заданной селективности и ослаблению на краях
полосы пропускания
Сев а
га/гк
(Q/Q3) - (Q/QH)
емкость связи, допустимая по расстройке входного контура цепью А,
п „ г, -1 / Сд maxCA m|n J а/кА | п
^св А Г __С f к. Н. min ’
V UA max UA min 1 <0 I
При малых разбросах CAmin ... СА правая часть неравенства может не-
ограниченно возрастать — это значит, что по соображениям расстройки
контура А может быть включена непосредственно.
Из двух рассчитанных значений емкости связи Ссвст и СсвА следует
принять меньшее.
Соображения по выбору степени связи контура с нагрузкой (пн) не отли-
чаются от изложенных выше (4.30, 4.31).
Схемы ВУ с двухконтурным полосовым фильтром (рис. 4.5). Резонансный
коэффициент передачи
^ВУО — ^ву 11! /О + т12)>
где ДВУ1 — резонансный коэффициент передачи одноконтурного ВУ с той же
степенью связи с Л и нагрузкой, что и рассматриваемый полосовой фильтр;
т) — kCBQ3 — параметр связи,
^св = ^св М + ^св С = ^к2 + 1 /% ^к2Ссв2 >
<2Э = : <2э1 = Qi/O + *св a'a/'kiz1) : <2э2 = Q2/(l +
где Qi, Q2< R02 — параметры ненагруженного первого и второго контура со-
ответственно.
82
При выборе связи между контурами исходят из постоянства полосы про-
пускания фильтра ПфВ диапазоне рабочих частот. Так, при 0,7 < т] < 2
можно полагать /7ф = У2г]/о/(?э, откуда следует условие т]/0 = feCBfo= const,
т. е. степень связи между контурами должна падать с ростом частоты, что
реализуется в схемах на рис. 4.5.
Выражение для селективности
аВУ = |/[1 - х2 + т)*Х*в , 2 (/)/X*B L2 (/„)]* + 4x2 ”и°*св !'\(10)Д(?' ф (л) ’
г ,1нЛсв1.2У’ V'
где в зависимости от степени связи между контурами
+т12)’ ПРИ т1<1:
Ф W 11/21], при 1] > 1;
(/) — ^ВУ1^эпн0-
Входные устройства с ферритовой антенной (ФА)
Эквивалентная схема ВУ с ФА, которая используется как индуктивность
входного контура, показана на рис. 4.11, а, где £к, CL, гк — параметры ка-
тушки ФА, = ^ha (4.1). Эту схему можно привести к схеме с последова-
тельным резонансным контуром (рис. 4.11, б) с параметрами:
ГК. Э = ГК. Н = ГК +
Ск., = Ск.п = ССх + Снс + ^Сн; (4.42)
Ссх = CL + GMH + Спс;
Qa — тг>^к./гк. н = *2/0 +
где Q, Ro — параметры иенагруженного контура с ФА.
Коэффициент передачи ВУ
^ВУО ~ = ^выхЛд/£А = ^эпнОЛд- (4-43)
Зависимость А'вуо от частоты настройки для различных видов связи кои-
тура с нагрузкой показана в табл. 4.2. Селективность
«ВУ = (/о//) (лно/«в) V 1+ <?э [(Ш~О)]. (4-44)
что совпадает с выражением, полученным для ВУ с внешнеемкостной связью
(4.38).
Из (4.39) и (4.21) можно найти эквивалентную добротность нагружен-
ного входного контура, необходимую для получения заданного ослабления
по зеркальному каналу и ослабления на краях полосы пропускания:
In min 1 /~ 2 f 0 max ~Ь 2/Пр //о max + 2/пр /О max \
“П- V Оп - 1 > <?э » аз. к----р------Ч-----J---------------T-pf-
'Отах \ 'Отах '0тах~г^/пр/
(4.45)
а б
Рис. 4,11, Эквивалентные схемы входного устройства с магнитной антенной
83
С учетом непосредственного воздействия поля сигнала на обмотку
Lcb.h 1'25]
°ву = КТ+Т2/[1 - (Лд. св/йд) (LK/A1CB. „)], ‘
где ft св — действующая высота катушки 7СВ; Мсв н — взаимоиндуктивность
катушек LCB н и
Значение коэффициента па, необходимое для получения требуемой экви-
валентной добротности,
%о = /[(Q/Q3)-1].
ВУ с ненастроенной А подробно рассмотрены в работах [17, 45, 81,
83, 125].
Входные устройства с настроенной антенной
Схема одноконтурного ВУ с трансформаторной связью с А (рис. 4.7, б).
Эквивалентная схема показана на рис. 4.12, а. После пересчета сопротивле-
ния и емкости нагрузки в контур получим:
Г к. н = гк + Ск. Н = Ск + Ссх + <СЯ,
где Ск — емкость контура; Ссх = CL + Смн (рис. 4.12, б).
Схема составлена в предположении, что А согласована с линией пере-
дачи (фидером) гА = Рф, где Рф — волновое сопротивление фидера, сопро-
тивление катушки связи гсв мало по сравнению с Рф.
При работе с настроенной А обычно получают наибольшую передачу
мощности при заданной полосе пропускания (П, оп). Селективность, как
правило, незначительна. Режим бегущей волны в фидере обеспечивают согла-
сованием его волнового сопротивления с входным сопротивлением приемника
гА = оХр/к. н/^к’> 1
<^св-“2<л/4==о|
(рис. 4.46)
на фиксированной частоте или на частоте и = (оср.
Рассогласование кроме потери мощности приводит к появлению повтор-
ного сигнала на входе приемника, что создает искажения при приеме телеви-
зионных сигналов и многоканальных широкополосных сообщений. Из (4.46)
можно получить выражение для оптимального коэффициента связи:
*св opt = = V (Qa+1/QaX . (4.47)
где условная добротность антенной цепи QA = соЛсв/гд, QH—добротность
контура, нагруженного на выходе.
Рис. 4.12, Эквивалентные схемы входного устройства с настроенной антенной
84
Зависимость (4.47) приведена на рис.
4.13, откуда видно, что минимальное зна-
чение оптимального коэффициента связи,
при котором реализуется наиболее простая
конструкция входного трансформатора,
имеет место при QA = 1. При этом
^св opt min ~ V 2/Qh, Lcb opt = гд/ю‘
Поскольку в режиме согласования
гд ви = гк. н, эквивалентная добротность
контура
Qs = ®^K/(rK. н + ''А вн) = юМ2гк. н = <?н/2> (4-48)
откуда
*св opt min *
Максимальный коэффициент передачи, соответствующий оптимальной
связи, с учетом сделанных допущений
КвУтах^Ч^*^’ (4-49>
Рис. 4.13, Зависимость оптимально-
го коэффициента связи от доброт-
ности настроенной антенной цепи
где резонансное сопротивление контура с учетом действия нагрузки
^Он ” ^o/d + %/?«//?„).
Связь с нагрузкой находят из (4,30), (4.48)
% = V<[(Q/2Q9) — и (4.50)
Подставив значение (4.50), получим выражение /Сву тах при заданной
эквивалентной добротности:
Яву max = 0,5/(1-2Q3/Q) Z?H/rА. (4.51)
Зависимость (4.51) представлена на рис. 4.14, а. Эквивалентную добротность
Q3 рассчитывают из условия обеспечения заданного ослабления на краях
полосы пропускания (4.24). Как видно из (4.51), при уменьшении эквива-
лентной добротности контура коэффициент передачи возрастет. Это объяс-
Рис. 4.14. Характеристики входных устройств с настроенной антенной
85
няется тем, что при Qs < Q собственными потерями в контуре можно пре-
небречь и рассматривать его как идеальный трансформатор:
^ВУ max max ~ °’5 V^n/rA (4-52)
Схемы одноконтурного ВУ с автотрансформаторной связью с А (рис.
4.7, г). Условие согласования
rA ~ nA opt^Oa = nAopt^o/(^ “Ь пцКо/Ка)>
где коэффициент включения фидера в контур
ПА = ^вх !Uk= + ^a)/^k-
Оптимальные коэффициенты трансформации, которые обеспечивают
режим согласования при заданной неравномерности АЧХ
пА = У rA/2Q3<oLK ;
па = J/[(Q/2Q3)-1J/?H/R1); Q<q//7)]/'o„-l.
Общее выражение максимального коэффициента передачи представлено
(4.49); максимальный коэффициент передачи при заданной эквивалентной
добротности — (4.51); предельно достижимый коэффициент передачи —
(4.52). Указанные выше выражения позволяют построить зависимости
^Ву/^вУтах=<Р (пц/пн opt)> приведенные на рис. 4.14, б, из которых следует,
что режим согласования некритичен к изменению коэффициента передачи
вблизи значения пн/«иор( =1. Это объясняется тем, что изменение вносимо-
го в контур сопротивления компенсируется изменением коэффициента транс-
формации. В то же время полоса пропускания и селективность изменяются
существенно. ВУ с настроенной антенной подробно рассмотрены в работах
[17, 81, 83, 125].
Шумы входных устройств
Шумы ВУ с транзисторным каскадом при ненастроенной А. Чувстви-
тельность приемника, работающего от открытой А, может быть получена из
(1.21) при подстановке k = 1,39 • 10-23 Дж/град и Т = 290 К.
£Ар = 1,25- 10-г°Т /гАЛшШпр , (4.53)
где Шпр — коэффициент шума приемника; Пш » П — шумовая полоса про-
пускания приемника, численно близкая к полосе на уровне — 3 дБ; у —
отношение сигнал/помеха (по напряжению) на входе детектора.*
Для AM приемников У=Увых/тдм, для ЧМ приемников у= Увых/"гчмВчм,
где увых — отношение сигнал/помеха на выходе приемника, заданное в зависи-
мости от необходимого качества работы (например, для вещательных приемни-
ков 20 дБ); тАМ—-глубина амплитудной модуляции; тч[л = Д/д/Д/д тах;
Д/д— девиация частоты, принятая при измерении чувствительности; —
наибольшая допустимая девиация частоты; 5ЧМ — выигрыш в помехоустойчи-
* Формулы для определения у для различных сигналов приведены
в гл. 13.
86
Рнс. 4.15. Эквивалентная схема
входного устройства
Рис. 4.16. Усредненные характе-
ристики коэффициента шума вы-
сокочастотного транзистора
вости при переходе от AM к ЧМ при флюктуационных помехах, где индекс час-
тотной модуляции фт = Л/дтах/Лпах’> ^тах — максимальная модулирующая
частота.
Допуская для приемников умеренно высоких частот Шпр^Д/ВУ, получим
£Ар « 1,25 • 10-1отуг"рш^ . . (4.54)
При работе от ФА чувствительность задают, как напряженность поля
(в В/м):
£Ар ~ 1,25 . 10-i°Yy>A/7ZZ/By/^ , (4.55)
где Шву — коэффициент шума ВУ с первым транзистором.
При определении Шву воспользуемся эквивалентной схемой рис. 4.15,
к которой можно свести схему ВУ, где 6^ и GA— приведенные ко входу ак-
тивного элемента активные проводимости контура и А, В — трансформиро-
ванная со стороны входа реактивная проводимость.
Для одноконтурного ВУ
ШВУ = о + Gk/GX) Чр = (1 + гсв/гА) (1 + '’к/'А вн) Штр, (4.56)
где Штр — коэффициент шума транзистора, который работает от генератора
с внутренней проводимостью Gr= G//-J- G^; rCB — сопротивление потерь катушки
связи.
Коэффициент шума первого транзистора зависит от его параметров, ре-
жима по постоянному току (напряжения на коллекторе Ек0, тока эмиттера
730), вида каскада (усилительный или преобразовательный), рабочей частоты
/о, а также от проводимости генератора Gr. Зависимость 2Утр от величины Gr
имеет минимум [125]:
Gr = Gp opt- 4p = W/Tpmin- <4-57)
Зависимости Д/тр(Ог, f0) для германиевых высокочастотных транзисто-
ров приведены на рис. 4.16. В диапазоне/0 <: (0,1...0.2) fa, где fa—гранич-
ная частота транзистора по коэффициенту а, для определения Штр можно
использовать приближенные формулы:
DG- ( г / 1 \ 2 /1 \ т /о \
^ТР = > + <Vb + + гБ) +2,э^ + ,ф(--1)г:} .
(4.58)
°Г opt = 1 /гэ1Л1 + гв/гэ)2 + 0 — “)] (°-5D + гв/гэ); (4.59)
fflTpmin= 1 -Н2Я (1 — а)/а] [1 +(гБ+ l/Gropt)/r3], (4.60)
87
Phc. 4.17. Характеристика
коэффициента шума входного
устройст ва
где гэ = 25,6-10-3//эо— сопротивление эмиттер-
ного р-п перехода; гБ — сопротивление базовой
области транзистора; а — коэффициент усиле-
ния по току в схеме с общей базой на низких
частотах; D = 1...5 — дробовый коэффициент, за-
висящий от качества и технологии изготовления
транзистора.
При работе транзистора в преобразователь-
ном режиме его коэффициент шума существенно
возрастает по сравнению с режимом усиления
^тр.пр. = (L5...2) Штр. Минимизация шумов
транзистора — условия (4.57) —может быть
обеспечена за счет подбора связи контура с тран-
зистором:
па. ш = V^"GKA/Gr opt 1 (4.61)
где GkA ~ 1/<во^к(?эА’ *?эА = юо^к/(Лк + ГА ьн) ~ проводимость и эквивалентная
добротность контура, нагруженного цепью А.
Иной возможный путь уменьшения шумов ВУ — оптимизация связи
между контуром и А. Как видно из выражения (4.56), уровень шумов падает
с увеличением отношения
'Авн/'К= Xcb'a/ZVk « (^в/^вор02<2/<?н = const (feCB/feCB 0pt)2 (4.62)
пропорционально квадрату коэффициента связи. Падение шумов ВУ при
увеличении feCB объясняется ухудшением добротности входного контура за
счет сопротивления, вносимого из цепи А.
График зависимости (4.56), приведенный на рис. 4.17, показывает, что
для минимизации шумов следует выбирать (гДвн/гк)ш — 5 ... 10, или с уче-
том (4.62)
^СВ.Ш № ••• 3) kCB ор|. (4.63)
При таком увеличении связи ухудшается селективность и возрастает
влияние изменений параметров А на частоту настройки колебательного кон-
тура.
Разумный компромисс для приемников умеренно высоких частот имеет
место при гд вн/гк < 0,25, откуда с учетом Q/QH = 1, 2.,, 2
*сваш = (°’3-0-5)fecBopt: (4.64)
GkA 1 ,25/cooZ,KQ.
Шумы ВУ с настроенной антенной. Расчет шумов ВУ с настроенной
антенной отличается тем, что связь контура с Л и нагрузкой выбирают из
двух условий — согласования по мощности и согласования по минимуму
внутренних шумов, т. е. по максимуму отношения сигнал/шум. Для наиболее
употребительной схемы с двойной автотрансформаторной связью (рис.
4.7, г) условие согласования проводимостей нагруженного контура с прово-
димостью, вносимой на цепи А, и условие согласования транзистора по ми-
нимуму шума (4.61) образуют систему уравнений
nAGA2= Gk + nHGH’
(GK + ”aGa)/”h = Gr opt (4.65)
88
где GH = 1 /RH Re (Уц) — входная проводимость транзистора; GA = 1 /Рф —
проводимость A; GK = 1 //?0— собственная проводимость контура при резо-
нансе.
Отсюда коэффициенты включения
/гн = K2GK/(Gropt —GH); (4.66)
nA = пн V (°r opt + gh)/2Ga> (4.67)
где рк = l/cooCK= УLK/CK — волновое сопротивление контура.
Поскольку система (4.64), (4.65) не определяет заданной неравномерно-
сти в пределах полосы пропускания, должна быть произведена дополнитель-
ная проверка на выполнение условия
«П < К1 + (Q=/7//o)2, (4.68)
где эквивалентная добротность контура согласованного ВУ
Чэ = Рк/2га вн = Рф/2«2дРк- (4.69)
Коэффициент шума определяют по упрощенной формуле
шву=6 + -fe-WTP- (4.70)
\ /
Коэффициент шума ВУ с каскадом на полевом транзисторе с р-п пере-
ходом в предположении, что током затвора можно пренебречь, а также для
транзисторов со структурой МОП
Шву = 1 + Gk/GA + (Gh/GA + (°А + Gk + Gh)2/GA’ (4.71)
где G'& = GK (рис. 4.15).
Тепловые шумы в токопроводящем канале характеризуются шумовым
сопротивлением, определяемым из (1.8).
Коэффициент шума полевых транзисторов на СВЧ ниже, чем у бипо-
лярных.
Заметим, что формула (4.71) совпадает с выражением (1.19), если G(' =
= GH, т. е. если нагрузка определяется входной проводимостью транзистора.
4.4. Входные устройства приемников СВЧ диапазона
Входное устройство приемника СВЧ диапазона (сантиметровых и мил-
лиметровых волн) связывает антенно-фидерное устройство с первым каска-
дом приемника — малошумящим усилителем или смесителем. При этом во
избежание отражений СВЧ энергии входное и выходное сопротивления ВУ
согласовываются с волновыми сопротивлениями присоединяемых линий
передачи. В зависимости от назначения и структурной схемы приемника
[входное устройство мажет выполнять одновременно все жнбе—некоторый из
едедующих функций:
частотную селекцию принимаемых сигналов;
защиту первого каскада от перегрузки и повреждения СВЧ колебаниями
на рабочих частотах;
уменьшение влияния изменения выходного импеданса антенно-фидер-
ного устройства на стабильность характеристик первого каскада.
89
Частотная селекция сигналов во входном устройстве осуществляется
с помощью СВЧ фильтра.|В зависимости от вида линии передачи различают
фильтры коаксиальные, волноводные, полосковые, микрополосковые, щеле-
вые, а также комбинированные. При расчете фильтров широко используется
аппроксимация требуемых АЧХ полиномами Чебышева, Баттерворта и др.
Фильтры выполняются из отрезков линий соответствующей длины, эквива-
лентных индуктивности, емкости или резонансному контуру (паралелльному
либо последовательному).
^Защита первого каскада приемника от перегрузки СВЧ колебаниями
на рабочей частоте обычно необходим#}только в приемниках РЛС, на вход
которых всегда просачивается часть мощности импульсного передатчика.
Эта мощность во многих случаях лежит в пределах от сотен ватт до единиц
киловатт в импульсе и существенно превосходит допустимые уровни мощно-
сти для полупроводниковых СВЧ диодов, используемых в качестве смесите-
лей в большинстве приемников СВЧ. Для защиты диодов от повреждения
во время работы передатчика£применя#г6специальные устройства — чаще
всего разрядники защиты приемника (РЗП)) и полупроводниковые ограни-
чители СВЧ мощности (см, гл. 14).
При использовании в первом каскаде приемника регенеративного мало-
шумящего усилителя СВЧ (например, параметрического) нестабильность
его характеристик определяется наряду с другими факторами [изменением
импеданса источника сигнала (антенио-фидерного тракта), подключенного
ко входу усилителя. Для устранения этого влияния между антенно-фидер-
ным устройством и' входом усилителя включают невзаимные ферритовые
устройства — циркуляторы и вентили, выходной импеданс которых относи-
тельно постоянен. Потери ферритовых циркуляторов и вентилей неодина-
ковы в прямом и обратном направлениях^Разрабатываются такие устрой-
ства в волноводном, полосковом или микрополосковом исполнении.
Наибольшее распространение в радиоприемной технике, благодаря хо-
рошим электрическим параметрам, малым габаритным размерам и массе и от-
носительной широкополосности, получили мостовые У-циркуляторы как
в волноводном, так и в полосковом исполнении. Если в одном из плечей
такого циркулятора поместить согласованную нагрузку, он превращается
в вентиль.
Фильтры СВЧ
В дециметровом диапазоне волн 10...100 см (300...3000 МГц) применя-
ются концентрические (коаксиальные), двухпроводные и несимметричные
резонансные линии. Концентрические линии обычно замкнуты на конце,
а двухпроводные линии могут быть как замкнутыми, так и разомкнутыми.
Несимметричные линии обычно разомкнуты на конце, причем для уменьше-
ния их длины к концу подключается конденсатор.
Наиболее широко в качестве резонансных систем ВУ дециметрового диа-
пазона используются замкнутые на конце коаксиальные линии, поскольку
они обеспечивают надежную экранировку от воздействия внешних электро-
магнитных полей, обладают достаточной механической прочностью и ста-
бильностью параметров.
90
Рис. 4.18. Топологические и эквивалентные схемы полосковых фильтров
L
Ппр
Пз
а
характеристики н то-
полоскового фильтра
на одинаковых связанных линиях
.'tZL
Рнс. 4.19. Частотные
пологимеская схема
В сантиметровом диапазоне волн широко используются фильтры СВЧ
на полосковых и микрополосковых линиях — как на коротких отрезках (рис.
4.18, а, б), так и на резонансных отрезках линий (рис. 4.18, в, г).
Возможность создания фильтров на отрезках линий, играющих роль
реактивных элементов, основана на том, что отрезок линии длиной I < А/4
эквивалентен индуктивности или емкости, если он соответственно коротко-
замкнут или разомкнут на конце. При длине I = Д/4 или Д/2 такой отрезок
эквивалентен резонансному параллельному или последовательному контуру
в зависимости от длины и граничных условий на конце.
Основными исходными данными при проектировании полоскового полос-
нопропускающего фильтра (ППФ) являются (рис. 4.19, а): средняя рабочая
частота /0; полоса пропускания Ппр = /—/_пр, определяемая граничными
частотами /пр и /_пр; затухание в полосе пропускания Ln (без учета актив-
ных потерь); полоса заграждения /7, — fa — f_3, определяемая граничными
91
частотами f и f_3; затухание на границах полосы заграждения L3; волновые
сопротивления подводящих линий Wo.
В качестве прототипа используется ФНЧ из п звеньев с сосредоточенны-
ми параметрами, при этом для равноволновой (чебышевской) аппроксима-
ции число звеньев прототипа определяется из выражении
arch К(Z-3—1 )/(/-„ —1)
arch (Z73//7np) ’
а для максимальной плоской
lg V(L3 - l)/(Ln - 1)
где затухания Ln и13 выражены в безразмерных единицах.
Полученное п округляют до ближайшего целого. Число звеньев проек-
тируемого ППФ должно быть на единицу больше (рис. 4.19, б).
Размеры звеньев микрополоскового фильтра находят с помощью графи-
ков рис. 4.20. Для этого вначале рассчитывают волновые сопротивления свя-
занных линией t-го звена фильтра при четном W® и нечетном видах воз-
буждения:
^=^0 (1 - А + а2{),
где А{ = g0/V^gl_1g.; (Го—заданное волновое сопротивление подводящих
линий на входе и выходе фильтра; gt— обобщенные параметры прото-
типной схемы ФНЧ, за исключением крайних элементов g0 и gn_|_p которые
рассчитывают по формулам
go = ^nnv/2f0- gn+} = g0/r,
где г = th2 [0,25 lg (cth 0,058Ln)] при четном числе n чебышевского прото-
типного ФНЧ; Ln выражено в децибелах.
Во всех остальных случаях г = 1.
Откладывая теперь вычисленные значения волновых сопротивлений на
рис. 4.20, а так, чтобы они располагались на одной вертикальной линии вы-
ше и ниже кривой s/h = со и в то же время на кривых с одинаковой величи-
ной отношения (s/h)i, определиют соответствующие такому расположению
значения (и>/й)( и (s/h)t всех звеньев фильтра. Используя эти данные по гра-
фику (рис. 4.20, б), находят величину эффективной диэлектрической прони-
цаемости подложки звеньев и рассчитывают длины отрезков
lio = \>/(4 Ve3i)'
где \ — длина волны в воздухе.
Полученные значения I; необходимо скорректировать на величину
А/;, учитывающую влияние концевой емкости разомкнутого конца четверть-
волнового отрезка линии. Значении определяют по графику рис. 4.20, в,
после чего находят It — 1{0 —
92
Рис. 4.20. Зависимости параметров микро-
полосковых линий от относительной шири-
ны полоски
Потери рассеяния фильтра в середине полосы пропускания приближенно
оцениваются по формуле (дБ)
Lo « 4,34-А_ V А,
Ппр L «о/
где п — число элементов прототипной схемы ФНЧ (число полуволновых ре-
зонаторов ППФ); Qot — собственная добротность t-ro резонатора фильтра.
Во многих случаях добротности резонаторов можно считать одинаковыми
Qol = Q о, тогда
п
1=1
Добротность резонатора Qo определяется соотношением
Qo = nQn 0 + Qn
где Qn— собственная добротность микрополоскового резонатора, определяе-
мая при учете только потерь проводимости
Qn = wW Уе V /6;
а — удельная проводимость пленочного проводника, См/м; f —частота, ГГц;
8Э = 0,5 [1 + е + (8 — 1)/У 1 + 10/1/ги],
в — диэлектрическая проницаемость материала подложки; коэффициент г;
учитывает снижение добротности из-за излучения с разомкнутого конца
линии:
0 =
1 — 5,04 10*
Кв9 + П 1
Ге-1 J"7’
Д\Ь8
8,
----^=г 1п
-Ч V еэ
й7«3,14Ке(1+«у/Л).
93
Потери рассеяния на границах полосы пропускания (дБ)
LOrp = (2 ... 3) Lo,
откуда суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания
^Егр = + ^Огр-
4.5. Методика расчета
Одноконтурное ВУ с трансформаторной связью с открытой А и авто-
трансформаторной связью с транзистором (рис. 4.21, а). Исходные данные:
диапазон рабочих частот — /min — /тах; полоса пропускания П при ослаблении
на краях не более О/7ТЗ; ослабление по зеркальному каналу— не менее окзТЗ;
ослабление помех с частотой, равной промежуточной — не менее опчтз 1
должно быть обеспечено ослабление комбинационной помехи типа /коы6 =
= n/max + (n -|- 1) /пр при п = 2 по .дополнительному каналу приема; чувстви-
тельность приемника— не более ЕДрТ3. Параметры А : гА, СА = СДном rt ДСд .
Параметры нагрузки-, тип и схема включения транзистора VT-, входные про-
водимости /вх « Gn + /5ц; параметры транзистора: а, гБ, гэ, /э, Grop( ,
коэффициент шума транзистора ШТр, элементы цепи питания Rl, R2. Конст-
рукторские данные: емкость конденсатора настройки CHcmin ... Снстах; выпол-
нимые параметры катушек индуктивности QL, QCB, /гсв н, 6СВ, С£; емкость
монтажа С Обычно для приемников ДВ-КВ Q, =80... 120, Q.„ = 30...50,
Ct + CMH = (1O...5O) пФ, *смпах = 0,95.
Порядок расчета: 1. Определяют параметры нагрузки RK — 1/[GU (l//?i)+
+ (1 /Я2)1» £ц — Вц/Ш-
2. Находят приведенную емкость схемы, не изменяющуюся при перестройке
входного контура:
Ссх = Ссх + Си = (Снс тах — йд Сис^т!п)/^д ~ !)>
где коэффициент перекрытия k„ = /max//mln.
Задаваясь пн=0,1...0,2 определяют емкость схемы Ссх = С<х—пвСн
и среднюю емкость подстроечного конденсатора Спс = Ссх — (Смн CL). Если
не выполняется условие Спс :> 0,2 (Ссх + Снс min), следует задаться другим
конденсатором переменной емкости.
3. Индуктивность контура LK = 2,53 1010//2;п (Снстах+СРх), где LK —
мкГн; С — пФ; / — кГц.
4. Конструктивная добротность контура QKOiICT = QLQC/(QL + Qc). гДе
Qc = 1 /tg8C. С учетом потерь в монтаже, экранах и окружающих элементах
добротность ненагруженного контура Q = (0,8 ... 0,9) QK0HCT.
Рис. 4.21. Схемы входных устройств приемников умеренно высоких частот
94
5. Индуктивность катушки связи LCB = 2,53 1010//д Сд, где /д вычис-
ляют с помощью (4.17). Добротность цепи А определяют на средней частоте
поддиапазона QA = мОср Ьсв/(гд + гсв), где гсв = иОср Лсв/0,9 QCB.
6. Исходя из требований а3 кТЗ, /7, O7713, по двойному неравенству
(4.22... 4.24) находят максимальную эквивалентную добротность Q3. При
этом отношение пн 3 к/пн0 устанавливают из (4.14).
7. Связь с нагрузкой пн0, необходимую для получения Q3 при наиболь-
шем коэффициенте передачи ВУ, определяют из (4.31), где = соОср LKQ.
При невозможности обеспечить максимальный коэффициент передачи определе-
ние пн0 производят по (4.30).
8. Добротность нагруженного по выходу контура QH находят по (4.28)
для соОср.
9. Оптимальную связь контура с А на средней частоте диапазона &свор)
устанавливают по (4.27).
10. Связь контура с A kCBa, необходимую для обеспечения <?зкТЗ, П,
атз> вычисляют по (4.29).
И. Связь контура с А £свД по допустимой расстройке А Сд определяют
по (4.35).
12. Из двух, рассчитанных по пп. 10—11, значений коэффициента связи
с А принимают меньшее — kCB.
13. В случае kQB = kCB& следует сделать перерасчет пн0 (4.30), положив
Qh = <?Э [(^свд/^свор1)2 + 1 ]•
14. Коэффициент шума транзистора Штр min устанавливают по (4.59), (4.60)
или определяют по характеристикам, аналогичным рис. 4.16. В случае отсут-
ствия исходных данных коэффициент Штр определяют по справочной литера-
туре [44, 104|.
15. Коэффициент шума ВУ рассчитывают по (4.56), где отношение
(гк/гДвн) определяют из выражения (4.62).
16. Проверку по чувствительности /?Др < £Дртз производят с помощью
(4.54). В случае, если неравенство не выполняется, следует оптимизировать
ВУ по шумам. С этой целью следует оптимизировать по шумам связи контура
ВУ с А и нагрузкой, положив пн = пн ш (4.61) и £св = £СВ(ТШ (4.63) или feCB =
= kCB ш (4.64). При этом следует сделать проверку на выполнение требований
по ослаблению озк > озктз (4.19) и расстройке входного контура цепью А
^свД < ^свиш- случае необходимости следует принимать компромиссное ре-
шение по требованиям селективности, стабильности настройки ВУ и чувстви-
тельности, ограниченной внутренними шумами. Следует иметь в виду, что
кроме изменения связей контура ВУ с А и нагрузкой имеется возможность
загрубления добротности Q либо с помощью конструкторских мер, либо введе-
нием шунтирующего (7?ш) резистора Q' = Q/(l + /?0//?ш).
17. Ослабление сигналов с частотой, равной промежуточной, определяют
по (4.18). В случае 0вупч < опч тз применяют дополнительный фильтр.
Элементы фильтра рассчитывают, задаваясь емкостью Спч— (5...10) Смн.
18. Собственную частоту паразитного контура в базовой цепи транзистора
находят как /пар = 1/2л/LCB н Си, где LCB „ = LK/k^B H. При этом прини-
мают наибольшее конструктивно реализуемое значение feCB н. Частота допол-
нительного канала приема /доп =/паРм 1 —^св.н-
19. Производят проверку на ослабление комбинационной помехи по до-
полнительному каналу приема. Положив п — 2, находят максимальную час-
тоту комбинационной помехи, для которой должно выполняться неравенство
/комб max /доп1
95
20. Резонансный коэффициент передачи для средней и граничных частот
диапазона вычисляют по (4.16). При этом неравномерности коэффициента
усиления находят как КвУОтах/^ВУОпнп-
21. Рассчитывают емкости разделительных конденсаторов из условий
1/шпип £рА шпп'п ^св’ шт1п ^р ।
Одноконтурное ВУ с двойной автотрансформаторной связью с настроен-
ной А и транзистором (рис. 3.21, б).
Исходные данные', рабочая частота — /; полоса пропускания П при не-
равномерности АЧХ не более оптз, чувствительность — не более ЕЛрТЗ, се*
лективность по ЗК — не менее о3 к тз. Параметры А (фидера): волновое со-
противление гд = Рф, тип фидера — несимметричный. Параметры нагруз-
ки — см. исходные данные методики расчета схемы (рис. 4.21, а). Конструк-
торские данные: реализуемые значения добротности ненагруженного кон-
тура Q, коэффициента связи feCB н, значения емкостей CL, Смн. Обычно для
УКВ Q = 100...150; CL + Смн = 5...10 пФ.
Порядок расчета: 1. Определяют параметры нагрузки RH = 1/GH =
= 1/(GU 4- 1//?э), Сн = Вп/®.
2. Для уменьшения влияния разбросов Сн эквивалентную емкость на-
руженного контура устанавливают из неравенства Ск н > (0,5...1) Ск.
3. Находят индуктивность контура LK = 2,53 • I010// Ск н.
4. Определяют волновое сопротивление контура рк = со(-к.
5. Исходя из конструкторских данных, задаются значением добротно-
сти ненагруженного контура Q.
6. Оптимальную проводимость генератора, необходимую для миними-
здции шумов ВУ, Grop( рассчитывают по (4.59) или характеристикам, анало-
гичным рис. 4.16.
7. Коэффициент включения пн вычисляют по (4.66).
8. Коэффициент включения устанавливают по (4.67).
9. Эквивалентную добротность ВУ находят по (4.69).
10. Проверку обеспечения требований по неравномерности оп с °/7ТЗ
в пределах заданной полосы пропускания производят по (4.68). В случае
невыполнения условия (4.68) следует задаться меньшим значением добротно-
сти ненагруженного контура Q' < Q и повторить расчет по пп. 7—9. «Загруб-
ление» может быть осуществлено либо с помощью конструктивных мер, либо
введением шунтирующего резистора.
11. Емкость контурного конденсатора определяют как Ск = Ск н—(Сл +
+ Смн + "нСн)- В случае Ск < 0 следует задаться большим значением емкости
нагруженного контура Ск н > Ск н и повторить расчет по пп. 3—10.
12. Проверку реальной чувствительности £АрсЕДрТЗ производят с по-
мощью (4.54). При этом коэффициент шума Шву определяют по (4.70).
13. Проверку селективности по зеркальному каналу ову 3 к а3 к тз
осуществляют с помощью (4.20).
14. Коэффициент передачи ВУ вычисляют по (4.51).
15. Находят индуктивность катушки связи Есв н = nHLK/fePB H.
16. Рассчитывают емкость разделительного конденсатора из условия
> 1 Кн |.
96
Глава 5
СЕЛЕКТИВНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
5.1. Общие сведения
| Селективными усилителями (СУ) называют каскады радиоприемника,
предназначенные для улучшения отношения сигнал/помеха за счет повыше-
ния уровня сигнала я осуществления частотной селекции. СУ, осуществля-
ющие усиление на частоте сигнала, называют усилителями сигнальной часто-
ты (УСЧ); они размещаются непосредственно за входным устройством^/ Кас-
кады супергетеродинного приемника, усиливающие принимаемые сигналы
на промежуточной частоте, называют усилителями промежуточной частоты
(УПЧ); они располагаются между преобразователем и детектором.
СУ состоят из активных элементов (АЭ), селективных элементов и эле-
ментов согласования.
СУ классифицируют по следующим признакам: по виду применяемого
АЭ — транзисторные дискретного исполнения (биполярные, полевые тран-
зисторы), на интегральных схемах (ИС), на электронных лампах, на ЛБВ,
на туннельных и параметрических диодах; по виду настройки — перестраи-
ваемые, с фиксированной настройкой; по виду схем АЭ — однотранзисторные,
каскодные (на двух транзисторах), с дифференциальными каскадами, со-
стоящими из двух симметричных половин; по способу включения транзисто-
ров — с общим эмиттером, с общей базой, с общим коллектором (соответствен-
но по способу включения электродов электронных ламп и полевых тран-
зисторов); по способу связи АЭ с нагрузкой — с непосредственной связью,
трансформаторной, автотрансформаторной, емкостной.
По частотным диапазонам различают УСЧ приемников умеренно высо-
ких частот (ДВ, СВ, КВ, УКВ), в которых обычно используют одиночные
контуры с сосредоточенными постоянными, и приемников сверхвысоких час-
тот (дециметровых, сантиметровых, миллиметровых волн), в которых приме-
няют коаксиальные, полосковые, микрополосковые и объемные резонаторы.
УПЧ классифицируют по ширине полосы пропускания — узкополосые
(nlfa с 0,05) и широкополосые; по виду амплитудной характеристики —
линейные и функциональные (чаще всего логарифмические); по виду фильт-
ров — с LC-контурамн, с /?С-цепями, с электроакустическими и цифровыми
фильтрами; по характеру распределения селективности в тракте — на кас-
кады с распределенной селекцией и каскады с фильтрами сосредоточенной
селекции (ФСС). В свою очередь каскады с распределенной селекцией могут
быть реализованы с одиночными и двухконтурными LC-контурами и /?С-це-
пями; ФСС с LC-контурами подразделяются на фильтры, согласованные по
характеристическому сопротивлению и фильтры Чебышева и Баттерворса;
электроакустические ФСС подразделяются на электромеханические, пьезо-
электрические (кварцевые), пьезокерамические, пьезомеханические, а также
на поверхностных акустических волнах (ПАВ).
Требования, предъявляемые к УСЧ, по ряду параметров аналогичны тре-
бованиям к ВУ: перекрытие диапазона рабочих частот обеспечение
совместно с ВУ частотной селективности помех зеркальной, промежуточной
4 7-230 9 7
частоты и ко.мбинационных помех:
°усч = °тз °ву > (5.1)
необходимый коэффициент усиления при заданном уровне внутренних шу-
м*>в;
^0 — ^вых о/^вх 0 ^0 Т3> Ш ®ТЗ- (5*2)
установленная неравномерность АЧХ в заданной полосе пропускания
оп < оп тз при П = const. , (5.3)
При этом желательно возможно меньшее изменение общего коэффициен-
та передачи ХвУ^УСЧ (юо) в диапазоне рабочих частот, а также сопряжение
частоты настройки ВУ и УСЧ. Вследствие применения АЭ добавляются тре-
бования по допустимому уровню нелинейных искажений огибающей
<,гг2 ТЗ’ (5.4)
динамическому диапазону
£> > £>тз (5.5)
и коэффициенту устойчивости усилителя
ky ky тз- (5.6)
где последний определяется через отношение резонансных эквивалентных
сопротивлений входного контура
ky = ^ОЭ^ОЭ’
7?оэ — без учета влияния обратных связей; Т?0’9 — с учетом обратных связей
и при самой неблагоприятной комбинации расстроек колебательных кон,-
туров.
При проектировании УПЧ, реализующего основное усиление и селек-
тивность приемника, предъявляемые требования значительно возрастают
в отношении коэффициента усиления (5.2), частотных искажений в пределах
заданной полосы пропускания (5.3), устойчивости (5.6). Труднее обеспечить
допустимые нелинейные искажения (5.4) и динамический диапазон (5.5).
Взамен требований (5.1) вводится основное требование селективности по со-
седнему каналу ос к °с.кТЗ- Для обеспечения неравномерности АЧХ
в пределах заданной полосы пропускания и селективности нормируют коэф-
фициент прямоугольности kn < fenT3, Кроме перечисленных для обоих ви-
дов СУ требований необходимо обеспечить стабильность параметров усили-
теля при воздействии дестабилизирующих факторов в заданных условиях
производства и эксплуатации. Для УПЧ специально оговаривают техноло-
гичность настройки многокаскадного усилителя. Для усилителей импульс-
ных сигналов задают допустимые искажения формы импульсов и параметры
переходных процессов.
98
5.2. Схемы селективных усилителей
Усилители сигнальной частоты
В усилителях сигнальной частоты [17, 83, 87, 95, 111, 120, 125] в области
умеренно высоких частот среди схем с одним АЭ наибольшее распростране-
ние получили схемы с общим эмиттером Э (на биполярных транзисторах),
общим истоком ОИ (на полевых транзисторах) с автотрансформаторным
включением контура в цепь АЭ.
Схема с ОЭ (рис. 5.1, а) позволяет получить наибольшее усиление мощ-
ности вследствие относительно большого входного сопротивления. В каче-
стве дискретного АЭ используют высокочастотные германиевые или крем-
ниевые транзисторы, последние более экономичны и стабильны при повы-
шенных рабочих температурах. Напряжения на электродах транзистора
определяются сопротивлениями резисторов базового делителя Т?Б1, Т?Б2,
эмиттерной цепочки R3, фильтра питания /?ф. Конденсатор Сэ является бло-
кировочным, Сф — фильтровым, Ср — разделительным. В схеме использо-
вана температурная стабилизация за счет отрицательной обратной связи по
постоянному току в цепи эмиттера. При переносе базового делителя Т?Б1,
Т?Б2 из точки А в точку В вводится обратная связь по напряжению, эффек-
тивная при больших значениях 7?ф, что приводит к существенной потере мощ-
ности и необходимости в источнике питания повышенного напряжения. Раз-
новидность схемы без резистора Т?Б2 иногда используют в простых приемни-
ках. В схеме применен вариант параллельного питания входной цепи тран-
зистора, при котором постоянная составляющая базового тока не протекает
через контур, что повышает надежность работы усилителя. Вариант удобен
при разводке многодиапазонных схем, но приводит к потере мощности полез-
ного сигнала иа сопротивлении Т?Б1 Т?Б2/(Т?Б1 -ф Т?Б2), особенно существенной
в каскадах с повышенной температурной стабильностью, где сопротивления
резисторов базового делителя малы. Вариант схемы с последовательным пи-
танием базовой цепи транзистора, свободный от указанного недостатка, по-
казан на рис. 5.3.
б
Рнс, 5.1. Схемы УСЧ с общим эмиттером (истоком)
4»
99
Рис. 5.2. Схема УСЧ с ОЭ на интегральной схеме
Селективным элементом УСЧ служит одиночный LC-контур, включаю-
щий подстраиваемую катушку индуктивности LK, конденсатор настройки
Снст (по конструкторским соображениям, как правило, ротор заземлен),
конденсатор подстройки Спс. Многоконтурные (обычно двухконтурные) си-
стемы в тракте сигнальной частоты применяют при повышенных требованиях
к селективности. Особенностью СУ на биполярных транзисторах является
частичное включение колебательного контура, как ко входу, так и к выходу
АЭ, что обусловлено большими значениями входных, выходных и проходных
проводимостей транзисторов. Выбор коэффициентов включения пх и п2
производят по соображениям, связанным с получением заданного усиления,
устойчивости, селективности, неравномерности в заданной полосе пропуска-
ния, собственных шумов (в общем случае компромиссно).
При использовании полевых транзисторов наибольшее распространение
получила схема с общим истоком (рис. 5.1, б). Полевые транзисторы по
сравнению с биполярными позволяют получить большее усиление напряже-
ния и мощности, обладают более высоким входным и выходным сопротивле-
нием, малой проходной емкостью (обеспечивают устойчивую работу даже на
СВЧ), меньшим уровнем собственных шумов, обеспечивают малый уровень
нелинейных и перекрестных искажений, более высокими быстродействием
и термостабильностыо. Назначение схемных элементов аналогично рассмот-
ренному в предыдущей схеме. Резистор /?и служит для создания напряжения
смещения на затворе и для термостабилизации тока стока; резистор —
для подачи напряжения смещения затвора (сопротивления порядка МОм.).
Поскольку полевые транзисторы обладают высоким входным сопротивле-
нием, применяют полное включение контура в цепь затвора: полного вклю-
чения в цепь стока обычно не используют по соображениям устойчивости.
Интегральные схемы по сравнению с аналогичными устройствами, выпол-
ненными на дискретных элементах, значительно повышают эффективность
использования объема, надежность, экономичность. В настоящее время ши-
рокое распространение получили гибридные ИС, которые представляют со-
бой сочетание пленочных пассивных и навесных активных элементов.
Схема УСЧ с ОЭ и автотрансформаторным включением контура, собран-
ная на однотранзисторной ИС DA1, представлена на рис. 5.2. ИС достаточ-
но универсальна —• предусмотрены различные варианты включения тран-
100
зистора, подключение блокировоч-
ного конденсатора Сэ к контактам 4,
5, 6 позволяет в широких пределах
изменять крутизну проходной харак.
теристики и входное сопротивле-
ние ИС.
На рис. 5.3 приведена схема
УСЧ с ОЭ и трансформаторным вклю-
чением контура в коллекторную
цепь транзистора, обладающая при-
мерно теми же качествами, что
и УСЧ рис. 5.1, а с автотрансфор-
маторным включением. Достоин-
Рис. 5.3. Схема УСЧ с ОЭ и трансформа-
торным включением контура
ство схемы заключается в том, что напряжение питания не приложено
к контуру, вследствие чего повышается надежность его работы. В такой
схеме легче реализуется необходимая зависимость резонансного коэффи-
циента усиления от частоты настройки Ко (?) в пределах поддиапазона. Так,
если при двойном автотрансформаторном включении контура в цепь АЭ
можно принять Q3 = const, До = «5АОЭ = nSQ3<o0LK = const, то в схеме
рис. 5.3 характер зависимости как и во ВУ, определяется собственной
частотой коллекторного контура <вк = 1/JZ Лсв (С.?2 Ц-Ссх), где емкость схемы
Ссх включает емкость монтажа, собственную емкость катушки связи и при
необходимости дополнительную емкость конденсатора Сдоп (см. гл. 4). Повы-
сить равномерность усиления в поддиапазоне можно также, применяя тран-
сформаторно-емкостную связь контура с выходом АЭ (конденсатор Ссв, пока-
занный на рис. 5.3 штриховой линией).
Различные варианты связи контура с нагрузкой (трансформаторная,
автотрансформаторная, внутриемкостная, комбинированная), а также зави-
симости коэффициента трансформации от частоты настройки для различных
видов связи рассмотрены в гл. 4. Нагрузка ZH имеет, как правило, активно-
емкостный характер.
На рис. 5.4, а приведена схема резистивного УСЧ, который используют
на диапазонах ДВ, СВ. С повышением частоты увеличивается действие про-
водимостей, шунтирующих резистор 7?^ (показаны штриховой линией),
в результате чего коэффициент усиления заметно падает. Для уменьшения
частотной зависимости коэффициента усиления выбирают значения 7?к =
Рис. 5.4. Схемы УСЧ с ОЭ:
а — с резистивной нагрузкой; б — с параллельным питанием
101
= 100...300 Ом. В отдельных случаях последовательно с включают
корректирующий дроссель.
На рис. 5.4, б приведена схема УСЧ с параллельным питанием стоковой
цепи транзистора. Сопротивление 7?с принимают существенно большим, чем
эквивалентное сопротивление контура; если при этом напряжение питания
транзистора оказывается недостаточным, вместо резистора /?с может быть
включен дроссель с индуктивностью намного выше LK. Поскольку напряже-
ние Еп не приложено к контуру, надежность его работы повышается. Изме-
нение постоянной составляющей стокового тока не приводит к расстройке
контура, которая может возникнуть вследствие изменения эффективной маг-
нитной проницаемости сердечника катушки Лк. Упрощается коммутация
многодиапазонных схем. Снижение постоянной времени переходной цепи
уменьшает последействие импульсных помех. Недостаток схемы в дополни-
тельном шунтировании контура и большем потреблении мощности от источ-
ников питания.
На частотах выше 30...40 МГц в УСЧ применяют схемы с ОБ (биполяр-
ные транзисторы), ОЗ (полевые транзисторы). Одна из таких схем с ОБ при-
ведена на рис. 5.5. Назначение схемных элементов не отличается от рассмот-
ренных выше. Контур усилителя полностью включается в выходную цепь
транзистора (п^ = 1) и автотрансформаторно во входную цепь следующего
каскада (n2 < 1). Основная особенность УСЧ с ОБ состоит в том, что вся
переменная составляющая коллекторного тока протекает по цепи предыду-
щего каскада через контур LK вх, Ск вх, вследствие чего образуется сто-
процентная отрицательная обратная связь. Это существенно увеличивает
входную проводимость Квх Б « У21 = S, что вызывает шунтирование вход-
ного контура LK Bje, Ск вх и приводит к значительному повышению устойчи-
вости и снижению коэффициента шума. С другой стороны, увеличение вход-
ной проводимости приводит к существенному потреблению мощности сигнала
102
во входной цепи, в результате чего при одинаковом по сравнению с УСЧ с ОЭ
коэффициенте передачи напряжения К0Б « Ко каскад с ОБ дает меньшее
усиление мощности Кр& < Кр. Полученные выводы можно распространить
на схемы с 03 и ОС.
Схемы каскадов с ОК, ОС не применяют из-за малого усиления и не-
устойчивой работы, вызванной положительной обратной связью.
На схеме рис. 5.6. показан УСЧ с электронной настройкой при помощи
варикапов VD1...VD4, емкость которых определяется управляющим на-
пряжением смешения Uynp. Варикапы включены встречно-последовательно
для уменьшения влияния нелинейности их характеристик.
Каскодной схемой (КС) называют схему, содержащую два каскада с не-
посредственным (цепочечным) подключением первого на вход второго без эле-
ментов связи. Лучшим по своим показателям является сочетание: ОЭ—ОБ
(ОИ—03). КС находят широкое применение как УСЧ метрового диапазона
в телевизионных, локационных и других специальных приемниках. Схемы
каскодных УСЧ приведены на рис. 5.7.
Питание транзисторов VT1 и VT2 по постоянному току (рис. 5.7, а)
осуществляется последовательно, при этом требуется вдвое большее напря-
103
жение источника питания. Заменив транзисторы VT1 и VT2 эквивалентным
транзистором, показанным штриховой линией, КС можно рассматривать
как один каскад, обладающий следующими свойствами:
малой внутренней обратной связью ^12кс= —^12^22/^21. что при-
мерно на два порядка ниже, чем. в УСЧ с ОЭ. Обесдечивает пол уч ениевысо-
кого устойчивого коэффициента усиления без использования нейтрали-
зации; ...."
коэффициент усиления.напряжения равен коэффициенту усиленища-
пряжения второго каскада КокС = К02 = Ко',
коэффициент усиления мощности равен коэффициенту усиления мощ-
ности первого каскада КР Кс = К Pi = ^вх2/^вх1
коэффициент шума равен коэффициенту шума первого каскада Ш^с =
= Ш±+ - 1)/КР1 « Шг-,
выходная проводимость КС меньше выходной проводимости УСЧ ОЭ
5Z22kG= —что позволяет применить полное включение контура в цепь
коллектора VT2 и обеспечить большую селективность. Схема обладает вы-
соким входным сопротивлением.
Таким образом, КС позволяет сохранить преимущества УСЧ с ОБ, ис-
ключив ее недостатки. Полученный вывод можно распространить на КС
типа ОИ — ОЗ.
На рис. 5.7, б показан вариант КС с параллельным питанием двух кас-
кадов, при котором требуется меньшее напряжение источника питания, пред-
ставляющий собой гибридную КС, выполненную на полевом (VTT) и бипо-
лярном (VT2) транзисторах. Такое сочетание обеспечивает большое усиление
мощности и высокое входное сопротивление. На рис. 5.7, в показана КС
на двухтранзисторной ИС DA1.
В УСЧ, выполненных на ИС, широко применяют дифференциальные
каскады (ДК). ДК (рис. 5.8, а) состоит из двух симметричных половин, каж-
дая из которых включает транзистор и коллекторный резистор. Элементы
VT1, VT2, /?К1, /?К2 образуют мостовую схему. При работе от дифферен-
циального входа UBX на транзисторы VT1 и VT2 подают равные по ампли-
туде и противоположные по фазе сигналы. При этом изменения токов и кол-
лекторных напряжений обоих транзисторов имеют противоположный харак-
тер, в результате чего на выходе ДК возникает разностное напряжение
£/вых. При синфазной подаче UBX с, которая может быть вызвана наводками,
нестабильностью питающих напряжений, изменением температуры среды
и т. д., токи транзисторов и потенциалы коллекторов изменяются одинаково
и при условии идеальной симметрии выходное напряжение t/BbIX = 0.
Это свойство дозволяет обеспечить высокую помехоустойчивость, тем-
пературную стабильность, устойчивость к изменению питающих напряжений.
Малая паразитная обратная связь между выходом и входом позволяет исполь-
зовать ДК на частотах до 300 МГц без нейтрализации. ДК не требует бло-
кировочных конденсаторов большой емкости и не усложняет технологию
изготовления полупроводниковых ИС. ДК универсален — в сочетании с необ-
ходимыми внешними элементами может выполнять функции усиления, детек-
тирования, преобразования частоты, ограничения, регулировку усиления,
коммутации и др. Использование ДК DA1 в качестве усилителя при работе
104
с дифференциальным (симметричным) входрм и выходом показано на рис.
5.8, б. Как видно из рис. 5.8, в, ИС включает две симметричные половины —
транзисторы VT1, VT2 и токостабилизирующий транзистор VT3, который
улучшает стабильность и подавление синфазной помехи. Резисторы 7?Э1,
Т?Э2 создают в каждом плече схемы отрицательную обратную связь по току,
что улучшает стабильность и линейность амплитудной характеристики УСЧ.
На рис. 5.8, в показан пример использования ДК в качестве УСЧ с несиммет-
ричным входом, построенного по схеме ОК—ОБ. В этом случае при подаче
синфазных сигналов l/Bblx =f= 0, однако усиление синфазного сигнала меньше,
чем парафазного. База одного из транзисторов заземляется, а сигнал по-
дается на базу другого. Соответственно выходной сигнал снимают с коллек-
тора одного транзистора, а коллектор второго заземляют по переменному
току. Усилитель имеет высокие входные и выходные сопротивления и хорошо
сопрягается с внешними резонансными системами.
Способы повышения устойчивости УСЧ можно разделить на пассивные
и активные. Первые (основные) включают: целесообразный выбор высоко-
частотных АЭ с достаточно малой проходной проводимостью /12: включение
АЭ с ОБ, применение каскодных схем; уменьшение связи АЭ с контуром,
включение в коллекторные (стоковые) цепи АЭ антипаразитных резисторов
Ry — 50...200 Ом (см. рис. 5.1, а).
В качестве дополнительных могут быть использованы активные методы,
проиллюстрированные на рис. 5.9. На схеме (а) показана последовательная
нейтрализация внутренней связи с помощью цепочки RNCN, элементы которой
105
Рис. 5.9. Схемы УСЧ с нейтрализацией внутренней обратной связи
выбираются из условия YN= —/12. В приемниках высокой чувствительно-
сти (профессиональные, УКВ—ЧМ вещания, телевидения) в первом каскаде
УСЧ применяют нейтрализацию проходной емкости С 12 по мостовой схеме.
На рнс. 5.9, б, в показаны принципиальная и эквивалентная схемы такого
вида.
Усилители промежуточной частоты
Усилители промежуточной частоты [17, 83, 87, 95, 120, 125, 111, 77, 45,
67, 100] представляют СУ с фиксированной настройкой, что позволяет реали-
зовать значительно более эффективные селективные системы. В УПЧ с рас-
пределенной селекцией используют одноконтурные настроенные или вза-
имно расстроенные и двухконтурные LC-каскады. При этом каждый каскад
вносит определенный вклад как в усиление сигнала, так и в обеспечение
селективности. Такая структурная схема УПЧ целесообразна, когда при
пониженных требованиях к селективности заданы относительно высокие тре-
бования по усилению, по конструкторским и технологическим соображе-
ниям, по эффективности регулировки полосы пропускания, универсальности
и ряду других причин. В УПЧ с сосредоточенной селекцией функции селек-
тивности и усиления разделены между каскадами: усиление сигнала дости-
гается широкополосными резонансными или апериодическими каскадами,
а селективность и полоса пропускания определяются фильтром сосредото- ।
ченной селекции, который включают на входе УПЧ. Последняя структурная
схема предпочтительнее по реальной помехоустойчивости, некритичиости
к изменению параметров АЭ и устойчивости.
В УПЧ применяют различные виды фильтров: с LC-контурами, 7?С-це-
пями, с электроакустическими и цифровыми системами. В настоящее время
LC-фильтры еще достаточно распространены благодаря своей универсаль-
ности: возможности применения УПЧ с распределенной и сосредоточенной
селекцией, широкополосных (П/f^ > 0,05) и узкополосных (77//0 < 0,05)
селективных систем, возможности формирования необходимых АЧХ и ФЧХ,
широкому частотному диапазону, технологичности. Кроме того катушки
индуктивности являются единственным средством компенсации паразитных
емкостей и комплексного согласования полных сопротивлений. Вместе с тем
LC-фильтры имеют принципиальные недостатки, связанные с трудностями
перехода к планарным конструкциям и интеграции. Так, катушки индуктив-
ности иа частотах ниже 50 МГц сегодня не имеют эффективных конструктор-
ских решений в микроисполнении в связи с тем, что их добротности обрат-
нопропорциональны квадрату линейных размеров. Технология изготовления
106
Рис. 5.10. Области использования селективных устройств
ГС-контуров несовместима с технологией изготовления ИС. Частично устра-
нить эти недостатки позволяет использование на частотах 50...100 МГц ГС-
фильтров с печатными (пленочными) катушками индуктивности, однако, им
свойственна низкая добротность.
В значительной мере указанных недостатков лишены рассмотренные
ниже активные 7?С-фильтры и электроакустические системы: пьезоэлектрон-
ные устройства (пьезоэлектрические фильтры, пьезокерамические фильтры,
фильтры на ПАВ) и электромеханические фильтры.
На рис. 5.10 показаны области предпочтительного использования ос-
новных видов селективных устройств УПЧ [77], где LC — ГС-фильтры;
ГСПК — фильтры с печатными катушками индуктивности; ГС СРП — ГС-
структуры с распределенными параметрами, RC — активные 7?С-фильтры;
ПЭФ — пьезоэлектрические фильтры, ПКФ — пьезокерамические фильтры;
ЭМФ — электромеханические фильтры; ПАВ — фильтры на ПАВ. Их
сравнительные характеристики позволяют, исходя из предъявляемых тре-
бований и возможности их обеспечения, выбрать необходимый вид фильт-
ра УПЧ.
Апериодический каскад на ИС, применяемый в УПЧ с разделением функ-
ций усиления и селективности, показан на рис. 5.11, а.
Наиболее простыми в настройке и некритичными в эксплуатации явля-
ются УПЧ с одиночными LC-контурами, настроенными на одну частоту.
Вместе с тем такие усилители имеют наихудший коэффициент прямоуголь-
ности, т. е. наихудшую селективность при заданной полосе пропускания —
так, при числе каскадов N > 4 коэффициент прямоугольности йп10 « 3.
Применяется как широкополосный усилитель при относительно невысоких
требованиях к селективности. Обладает малым предельным значением про-
изведения коэффициента усиления на полосу пропускания, вследствие чего
при необходимости получить относительно широкую полосу пропускания
(П > 5 МГц) усиление оказывается малым и УПЧ такого типа не приме-
няют. При увеличении числа каскадов для сохранения П = const при за-
данной неравномерности АЧХ следует уменьшать сопротивление шунти-
107
Рис. 5. И. Схема апериодического каскада
УПЧ,на интегральной схеме
рующего резистора, что уменьшает
коэффициент усиления, поэтому не-
целесообразно увеличение числа кас-
кадов больше критического Укр =
=К1/4, где Ki — коэффициент усиле-
ния единичного каскада, полоса ко-
торого равна полосе пропускания
усилителя П.
Схемы LC-одноконтурных УПЧ
принципиально не отличаются от рас-
смотренных выше схем одноконтурных УСЧ. В качестве примера на рис.
5.11, б, в показана схема такого усилителя, где в качестве АЭ использована
четырехтранзисторная ИС. Увеличение числа транзисторов в ИС позволяет
поднять коэффициент устойчивого усиления при минимальном числе комп-
лектующих элементов. Характерной особенностью многотранзисторных ИС
является использование непосредственных связей между каскадами и приме-
нение отрицательных обратных связей для повышения стабильности [111].
Активные RC-фильтры применяют в профессиональной РЭА в области
звуковых и умеренно высоких радиочастот до 1...5МГц. При малых рас-
стройках обеспечивают АЧХ, близкую к характеристикам одноконтурных
АС-каскадов. Основные достоинства активных 7?С-фильтров — простота,
возможность реализации в микроминиатюрном исполнении на базе инте-
гральной технологии. Активные 7?С-фильтры позволяют в одном устройстве
совместить функции фильтрации и усиления. Кроме того, в настоящее время
они являются единственным классом электрических фильтров, имеющих
высокую селективность в диапазоне инфраиизких частот.
Схемы селективных 7?С-звеньев выделены на рис. 5.12, 5.13 штриховой
линией. На основе таких звеньев строятся фильтры нижних частот (ФНЧ),
фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые и режекторные фильтры (ПФ,
РФ). В ПФ и РФ используют четырехполюсники, выделенные на рис. 5.12.
В пассивном виде эти звенья не обеспечивают необходимой селективности
и поэтому реализуются совместно с активными усилительными устройствами
с коэффициентом усиления К. Звено, выделенное на рис. 5.12, а, обладает
108
резонансными свойствами
и в ПФ включается в тракт
положительной обратной
связи (у — цепь), а в РФ—
в тракт отрицательной об-
ратной связи (ОС). Кроме
того, в активный ПФ для
стабилизации работы схе-
мы введена отрицательная
ОС. Цепь, выделенная на
рис. 5.12, б (двойной Т-об-
разный мост) обладает ан-
тирезонансными свойствами
и в ПФ включается в тракт
отрицательной ОС (Р —
цепь), а в РФ — в тракт
положительной ОС. На рис.
5.13, а показан активный
7?С-фильтр со звеном нижних частот второго порядка, на рис. 5.13,6 — со
звеном верхних частот второго порядка. В обоих фильтрах введена стабилизи-
рующая отрицательная ОС. Для повышения селективности применяют кас-
кадное включение таких устройств. Такое включение применяют также
для получения ПФ или РФ из ФНЧ и ФВЧ.
Еще один класс активных ДС-фильтров может быть построен на базе
гираторов. Идеальный гиратор описывается матрицей /-параметров
Уг =
его эквивалентная схема с двумя генераторами тока приведена иа рис. 5.14, а.
Если на выходе гиратора включен двухполюсный элемент с сопротивлением
Z, то входное сопротивление нагруженного гиратора Z£x = 1/G2Z. Отсюда
следует, что при нагрузке гиратора конденсатором Сн входное сопротивление
схемы ZrBX = роСЮ* совпадает с сопротивлением индуктивного характера
т. е. селективную схему можно синтезировать без индуктивных элементов,
заменив их емкостным элементом и гиратором.
Схема фильтра с гиратором, собранном на операционном усилителе,
приведена на рис. 5.14, б. Центральная частота фильтра может быть рассчи-
109
гана по формуле /d = 2n/R1C1 при — R6, С1 = С2. Добротность фильтра
можно регулировать резистором R3, ее величина определяется выражением
Q = [Т?4 + (1 - а) 7?з1/[2^4 + (2 - За) Rs - R2],
Недостатки 7?С-фильтров заключаются в трудности получения больших
добротностей Q = УК3/2 и хорошей стабильности характеристик. Схемы
активных /?С-фильтров рассмотрены в работах [67, 95, 68, 117, 64].
УПЧ с одиночными попарно расстроенными LC-контурами состоит из
четного числа каскадов, где в каждой паре /01 — f0 — &F, f02 = /0 +
Пг = П2 (рис. 5.15, а). Как видно из табл. 2.7, применение взаимной рас-
стройки контуров позволяет существенно повысить качество усилителя. Что-
бы показать это, вернемся к УПЧ с настроенными на одну частоту контурами
и заданной полосой пропускания П. Если, не изменяя добротности контуров,
ввести их взаимную расстройку, то полоса пропускания расширится. Для
того, чтобы вернуться к заданному значению полосы П, нужно увеличить
добротность контуров, что увеличивает крутизну склонов АЧХ, т. е. улуч-
шает ее коэффициент прямоугольности. Увеличение добротности контуров
также увеличивает эквивалентное сопротивление R0-3. В зависимости от
значения обобщенной расстройки
х0 = (2AE/f0) Q3. (5.7)
Форма АЧХ двухкаскадиого усилителя может быть одногорбой (х0 <: 1)
или двугорбой при х0 > 1 — см. рис. 5.15, б. Расстройка, при которой про-
вал АЧХ достигает заданной неравномерности К2/Ктах = ^°П’ называется \
предельной — при этом имеет место наибольшее приближение частотной ха-
рактеристики к идеальному прямоугольнику; такую форму характеристики
называют оптимальной (в табл. 2.7 принято оп = У2). Расстройка, при ко-
торой возникает уплощение АЧХ, называется критической хОкр = 1 — та-
Рис. 5.15. Характеристики УПЧ с одиночными попарно-расстроенными контурами
а
ПО
Рис. 5.16, Схема УПЧ с двухконтурным по-
лосовым фильтром
к идеальному прямоугольнику дает
кую форму часто используют по тех-
нологическим соображениям, несмот-
ря на проигрыш в коэффициенте
прямоугольности относительно опти-
мальной. Достоинствами УПЧ с по-
парно расстроенными контурами яв-
ляются относительно хорошая пря-
моугольность АЧХ и большой коэф-
фициент усиления при заданной по-
лосе пропускания, недостатком —
критичность к расстройке отдельных
каскадов.
Дальнейшее приближение АЧХ
переход к УПЧ с одиночными контурами, настроенными на три частоты:
foi = fo — foo — fo + foo = fo- При этом третий каскад частично
или полностью устраняет провал в АЧХ. УПЧ с тройками каскадов приме-
няют при обобщенной расстройке х0 У~3 в широкополосных УПЧ. К не-
достаткам такого усилителя следует отнести трудоемкость настройки и кри-
тичность к расстройке отдельных каскадов.
УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром (ДПФ) в каждом каскаде
позволяет получить те же характеристики, что и УПЧ с расстроенными
двойками при вдвое меньшем количестве активных элементов (каскадов)
(см. табл. 2.7). Широко применяются как узкополосные УПЧ, построенные
по структурной схеме с распределенной селективностью. Схема УПЧ с ДПФ
и индуктивной связью между контурами представлена на рис. 5.16. В зави-
симости от значения параметра связи
Ч = *св<?э = £К1М <2 (5.8)
форма АЧХ может быть одногорбой при т) < 1, уплощенной при г] « 1 или
двугорбой при г) > 1 (рис. 5.15). Соображения по выбору параметра связи
q совпадают с соображениями по выбору обобщенной расстройки х0: наибо-
лее предпочтительна предельная, по соображениям удобства технологии
часто используют критическую связь. На рис. 5.17 приведены различные
варианты связи между контурами: внешиеемкостная (а), внутриемкостная
(б). На рис. 5.17, в, г показаны фильтры с плавной и ступенчатой регулиров-
кой полосы пропускания за счет изменения связи между контурами. К до-
стоинствам УПЧ с ДПФ следует отнести хорошую прямоугольность АЧХ,
большой коэффициент усиления при заданной полосе, меньшую чем в пре-
Рис. 5.17. Схемы двухкоитуриых полосовых фильтров
111
8
Рис. 5.18. Структурная схема и звенья ФСС
дыдущем случае критичность к случайной расстройке контуров, удобство
регулировки полосы пропускания.
УПЧ со смешанной схемой представляет собой сочетание усилителя
с ДПФ и каскада с одиночным контуром. Он совмещает преимущества УПЧ
с одиночными контурами, настроенными на три частоты, и малые искажения
АЧХ при случайной расстройке контура. Применяется как в широкополос-
ных, так и в узкополосных УПЧ.
Улучшение качества может быть получено путем перехода к полиноми-
альному фильтру сосредоточенной селекции (ФСС), LC-звенья которого со-
гласованы по' характеристическому сопротивлению. Структурная схема ФСС
показана на рис. 5.18, а, где собственно фильтр представляет цепочку зве-
ньев, настроенных на среднюю частоту полосы пропускания /0 и согласован-
ных по характеристическому сопротивлению р; АЭЪ АЭг — активные при-
боры с сопротивлениями Двых1, /?вх2 соответственно; С31; СЗа — согла-
сующие звенья с коэффициентами трансформации nlt п2.
При условии достаточно высокой добротности контуров
а > 2^~2/0/П (5.9) Ч
может быть реализован выигрыш в прямоугольности АЧХ относительно рас-
смотренных выше селективных систем. Наибольшее распространение в ра-
диоприемных устройствах получили П-образные полосовые звенья (рис.
5.18, б) типа Ш4 (рис. 5.18, в) или Ш3 (рис. 5.18, г). ФСС синтезируют либо
из звеньев с емкостной связью (1П4), либо из равного числа звеньев Ш3
и Ш4. В первом варианте фильтр получается более простым в реализации,
но его АЧХ оказывается несимметричной, что сказывается при больших
расстройках. Формирование трехзвенного ФСС показано на рис. 5.19, При
этом колебательные контуры стыкуемых звеньев соединяются параллельно
и число контуров фильтра уменьшается. Так, А-звенный фильтр содержит не
2А, а (А -}- 1) контуров, причем крайние контуры отличаются от остальных
в два раза большей индуктивностью и в два раза меньшей емкостью. Необхо-
димое число звеньев устанавливают в зависимости от требуемой полосы про-
пускания, селективности и конструктивно реализуемой добротности конту-
ров. В бытовых радиоприемниках наиболее употребительная 3- и 4- звенные
фильтры, в профессиональных — число звеньев достигает 8...10.
112
Рис. 5.19. Схема УПЧ с ФСС со звеньями, согласованными по характеристическому con*
ротивлению
Рис. 5.20. Схемы УПЧ с фильтрами Чебышева и Баттерворса
Дальнейшее улучшение качества может быть получено при переходе
к полиномиальным системам сосредоточенной селекции с LC-филыпрами Че-
бышева и Баттерворса (рис. 5.20, а). Последние представляют цепочку
£С-контуров, настроенных на среднюю частоту полосы пропускания f0, у ко-
торой оптимальные свойства фильтра достигаются за счет трех степеней сво-
боды: выбора количества.(т), добротности (Q,) и связи контуров (йсв1). Отме-
тим, что в отличие от этого в ФСС, согласованном по характеристическому
сопротивлению, заданные свойства достигались за счет подбора числа конту-
1/а 5 7-230
113
ров и связи между ними при произвольной в смысле (5.9) добротности. Под
оптимальными свойствами ФСС при приеме AM сигналов понимают макси-
мально достижимую при заданном наборе т, Q прямоугольность характери-
стики селективности (ХС), а при приеме ЧМ сигналов — наибольшую ли-
нейность ФЧХ. Для получения максимальной прямоугольности ХС нужно,
чтобы модуль селективности изменялся по закону
о (х) = У1 + WT*m (х), (5.10)
где Тт (х) — полином Чебышева степени т от аргумента х; W — волно-
вость, определяющая неравномерность ХС
°п = /1 + Г, (5.11)
х — обобщенная расстройка.
Характерная особенность ХС чебышевского фильтра — равноволно-
вость в пределах полосы пропускания П и монотонное нарастание затухания
за ее пределами (рис. 5.20, б). Условие реализации фильтра Чебышева
Q > /0//7 sh [(1 /гл) arsh (IJ^m)] sin (л/2ш), (5.12)
где Q — минимально необходимая добротность контура.
В ряде случаев, например из-за невозможности реализации высоких зна-
чений добротности контуров, удовлетворяющих условию (5.12), а также
с целью уменьшения неравномерности ХС в пределах полосы пропускания
(5.11) или уменьшения нелинейности ФЧХ выбирают малые значения вол-
новости W. Такое решение является компромиссным, при котором «платой»
за перечисленные выше качества является ухудшение коэффициента прямо-
угольности при том же количестве контуров. В предельном случае, когда
W -> 0 получают максимально гладкую ХС — характеристику Баттервор-
са, показанную на рис. 5.20, г.
о (х) = V1 + Vxsm, (5.13)
где V — параметр, определяющий неравномерность ХС на границе полосы
пропускания
Оп = yr+V. (5.14)
Условие реализации полосового фильтра Баттерворса существенно
мягче (5.12)
. Q > f02nyV/П sin (п/2т). (5.15)
При невозможности выполнить неравенство (5.15) следует вернуться
к ФСС, звенья которого согласованы по характеристическому сопротив-
лению.
Существенное повышение качества ФСС и снижение трудоемкости регу-
лировочных работ может быть достигнуто при использовании электроаку-
стических фильтров, структурная схема которых представлена на рис.
5.21, а, где АКС — акустическая система (резонаторы); ПР1 — преобразо-
ватель энергии электрических сигналов в энергию упругих колебаний (на
пьезоэлектрическом или магнитострикционном эффекте); ПР2 — обратный
преобразователь; СЗ — согласующие звенья. Основным преимуществом
электроакустических ФСС относительно LC-систем ивляется значительно бо-
лее высокая добротность акустических резонаторов, которая позволяет у луч-
114
Рис. 5.21. Схемы УПЧ с пьезоэлектрическим фильтром
шить коэффициент прямоугольности и уменьшить потери в полосе пропус-
кания.
Для получения сравнительно узких полос пропускания, начиная от де-
сятков и сотен Гц, используют пьезоэлектрические (кварцевые) фильтры
(ПЭФ) (рис. 5.21, б). Фильтрующее действие кварцевого резонатора, кото-
рый эквивалентен последовательному колебательному контуру с добротно-
стью 104...10в, основано на резком уменьшении его сопротивления в области
резонансной частоты <в0. Для нейтрализации емкости кварцедержателя, шун-
тирующей кварц, фильтр выполняют по мостовой схеме (емкости С/, С2, Си),
сбалансированной на частоте подавления соп. АЧХ кварцевого фильтра при-
ведена на рис. 5.21, в. Переключатель S позволяет перевести каскад в режим
широкополосного усиления. Пьезоэлектрические фильтры работают на час-
тотах от сотен Гц до сотен МГц, обеспечивая йп]ооо до 1,5...2. Недостатком
кварцевых фильтров является их высокая стоимость, сравнительно большие
размеры, невысокая механическая прочность.
Следует выделить монолитные пьезоэлектрические фильтры (МПФ), ко-
торые представляют собой устройства, основанные на явлении «захвата»
энергии в подэлектродной области частных резонаторов и акустической свя-
зи между ними. МПФ имеют следующие преимущества перед традиционными
кварцевыми фильтрами: в 5...10 меньше объем и масса, хорошая совмести-
мость с плоскими конструкциями ИС, малые вносимые затухания и более
высокая стабильность, реализуются до 30 МГц на основной частоте идо
200 МГц на гармонических обертонах, лучшая надежность. ХС МПФ пока-
115
Рис. 5.22. Схемы УПЧ с пьезокерамнческнм фильтром
зана на рис. 5.21, г. В табл. 2.9 и на рис. 5.10 приведены основные парамет-
ры пьезоэлектрических фильтров.
Перспективны для применения в радиоприемной аппаратуре малогаба-
ритные, механически прочные и относительно дешевые полосовые фильтры,
выполненные на основе пьезокерамики (ПКФ). Такие резонаторы имеют доброт-
ность порядка 10s, набираются в П- и Т-образные звенья (рис. 5.22, а). Рабо-
тают на частотах от 100 КГц до 10 МГц. Основные параметры ПКФ приведены
в табл. 2.8 и рис. 5.10, ХС ПКФ показана на рис. 5.22, б. По селективности
ПКФ уступают пьезоэлектрическим фильтрам, обладают более низкой тем-
пературной и временной стабильностью, большими потерями в полосе про-
пускания. В отличие от ФСС, выполненных на £С-контурах, ПКФ не обла-
дают монотонно возрастающей ХС при больших расстройках. Это приводит
к тому, что при высокой селективности по соседнему каналу ПКФ не обес-
печивают достаточной фильтрации напряжения с частотой гетеродина и ком-
бинационных частот. Усиленное последующими широкополосными каска-
дами напряжение гетеродина детектируется и по цепи АРУ поступает на
регулируемые каскады. Кроме того в детекторе имеет место эффект подавле-
ния слабого сигнала сильной помехой гетеродина. В результате снижается
усиление УПЧ и ухудшается работа АРУ. Для устранения указанных недо-
статков следует в качестве С31 использовать £С-контур. Малая критичность
ПКФ к изменению нагрузочных сопротивлений позволяет подключать их |
к базе следующего каскада непосредственно (без С32).
На рис. 5.23, а, б показана схема УПЧ с электромеханическим фильтром
(ЭМФ) и его ХС. Э.МФ состоит из цепочки пластинчатых, стержневых или
дисковых резонаторов Pi и связок С< между ними, которые возбуждаются
магнитострикционными (реже пьезоэлектрическими) преобразователями пря-
мого и обратного действия ПР1 и ПР2. В отличие от пьезоэлектрических
и пьезокерамических фильтров, где резонаторы работают как резонаторы-
преобразователи, здесь механические резонаторы конструктивно выделены.
Основные параметры ЭМФ приведены в табл. 2.10 и рис. 5.10. Преимущество
ЭМФ: малые размеры, малый йп, высокая стабильность при температурных
и механических воздействиях, малая неравномерность затухания в полосе
пропускания, монотонное наростание затухания при больших расстройках;
недостатки — сложность, высокая стоимость, ограничение диапазона час-
тот единицами МГц. Область применения ЭМФ — профессиональные радио-
приемные устройства.
116
О Рис. 5.23. Схема УПЧ с электромеханическим фильтром
На рис. 5.23, в показано звено пьезомеханического фильтра (ПМФ), ко-
торый сочетает свойства ЭМФ и ПКФ. Звено состоит из двух дисков пьезоке-
рамических резонаторов Р1 и Р2, связанных металлической или диэлектри-
ческой связкой С, введение которой устраняет основной недостаток ПКФ —
отсутствие монотонно нарастающего затухания в полосе задерживания.
В последние годы широкое распространение получили пьезоэлектриче-
ские фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ). ПАВ —это
упругие возмущения, распространяющиеся в тонком (порядка длины волны)
приповерхностном слое твердого тела. С точки зрения обработки сигналов
ПАВ обладают двумя важными свойствами: очень малой скоростью распро-
странения (1...5 км/с, т. е. примерно на пять порядков ниже, чем электро-
магнитные волны) и возможностью взаимодействия с планарными структу-
рами на поверхности звукопровода. Первое свойство позволяет создавать
фильтры на ПАВ в микроминиатюрном исполнении в диапазоне частот от
единиц МГц до единиц ГГц, при этом нижняя граница определяется разме-
рами подложек, а верхняя — возможностями изготовления преобразовате-
лей. Второе свойство позволяет простыми средствами сформировать ком-
плексную частотную характеристику. Кроме того, планарная конструкция
фильтров на ПАВ делает их легко сопрягаемыми с ИС.
В простейшем случае фильтр на ПАВ (рис. 5.24, а) имеет на пьезоэлек-
трической подложке два встречно-штыревых преобразователя (ВШП), один
из которых (ВШП1) преобразует за счет пьезоэффекта входной сигнал в ПАВ,
второй (ВШП2) осуществляет обратное преобразование. На ВШП2, имеющий
М2 электродов, поступает акустический сигнал s (/). При прохождении ПАВ
под t-м электродом на последнем из-за пьезоэффекта наводится заряд qi (0,
пропорциональный s (/). На шинах, соединяющих электроды ВШП, наводи-
мые заряды суммируются и выходной электрический сигнал имеет вид
"вых (0 = £ AiSi (0. (5-16)
г=1
где si (0 — сигнал, принимаемый j-м электродом;
Ai — коэффициент, зависящий от материала подложки, геометрии элек-
тродов, способа соединения электродов с шиной и т. д. Из (5.16) следует, что
117
ВШП1
ВШП2
Рис. 5.24. Общий вид фильтра на ПАВ н его АЧХ
выходной сигнал представляет собой линейную комбинацию входного, взя-
того в различные моменты времени с различными весовыми коэффициентами,
т. е. ВШП осуществляет цифровую фильтрацию, что позволяет непосредст-
венно связать структуру преобразователя с его частотными свойствами. Так,
полоса пропускания преобразователя обратно пропорциональна его протя-
женности в направлении распространения ПАВ. Форма АЧХ определяется
законом изменения перекрытия штырей, или аподизацией. Таким образом,
изменяя геометрию планарной встречно-штыревой структуры, мы получаем
возможность формировать заданную АЧХ.
Основные параметры фильтров на ПАВ приведены в табл. 2.12 и рис.
5.10; вид АЧХ показан на рис. 5.24, б. Для фильтров на ПАВ характер-
ны широкий частотный диапазон до единиц ГГц, большие пределы изменения
относительной полосы пропускания (от узкополосных 0,5 % до широкополо-
сных 30 %), высокая прямоугольность АЧХ (k 1000 = 1,2...2,0), стабиль-
ность параметров и отсутствие необходимости в регулировке, что определя-
ется высокой повторяемостью фотолитографического процесса. Вместе с тем
по сравнению с LC-системами фильтры на ПАВ всегда будут оставаться бо-
лее сложными структурами со многими побочными явлениями. В зависимо-
сти от конкретных значений входных и выходных параметров АЭ и ВШП при-
меняют их соединение через согласующий трансформатор или непосредствен-
ное соединение. Схема согласования фильтра на ПАВ с АЭ приведена на.
рис. 5.24, в.
Область применения фильтров на ПАВ очень широка: локационные
приемники, в частности, согласованные ЛЧМ-фильтры, телевизионные филь-
тры, фильтрация ЧМ сигналов и др. Возможность управляемого изменения
условий распространения ПАВ с помощью планарных структур, располо-
женных между ВШП1 и В1ПП2, позволяет реализовать адаптивную филь-
трацию в многоканальных системах пространственно-временной обработки.
Фильтры на ПАВ рассмотрены в работах [43, 94, 115, 95].
Цифровые фильтры (ЦФ) — это специализированные компьютеры,
в которых входной сигнал преобразуется в выходной соответственно задан-
ному алгоритму вычислений [64, 15, 91]. ЦФ обладают рядом преимуществ
по сравнению с аналоговыми. К ним относится универсальность, простота
118
Нис. b.23 С|руктурная схема цифрового фильтра
формирования АЧХ, возможность оперативной перестройки фильтра в ходе
обработки, высокая временная, климатическая стабильность параметров,
отсутствие реактивных элементов, возможность реализации линейной ФЧХ.
Могут быть достигнуты высокие значения добротности, точности. Отсут-
ствует явление дрейфа, присущее аналоговым фильтрам. Возрастают воз-
можности использования интегральной технологии.
К недостаткам ЦФ относят появление шумов квантования; необходи-
мость преселекции; меньшее, чем в аналоговых фильтрах, быстродействие;
сравнительно сложные схемные решения.
Классифицируют ЦФ по наличию или отсутствию обратной связи
(рекурсивные, нерекурсивные); по порядку используемых звеньев (1-го,
2-го порядка и выше); по способу соединения звеньев (последователь-
ные, параллельные); по частотным свойствам (ФНЧ, ФВЧ, полосовые, ре-
жекторные).
Теория ЦФ базируется на линейных разностных уравнениях с постоян-
ными коэффициентами (Z-преобразование, дискретная свертка). Используют
также алгоритм БПФ.
ЦФ реализуются по такой же структурной схеме, как и другие устрой-
ства цифровой обработки информации (рис. 5.25). Ниже рассматриваются
только собственно ЦФ (процессоры), а такие узлы, как дискретизатор,
АЦП, ЦАП ч сглаживающий фильтр не затрагиваются, так как они не от-
личаются в ЦФ какими-либо особенностями.
5.3. Краткие теоретические сведения
Усилители с одиночными LC-контурами, настроенными
на одну частоту
Основные расчетные соотношения для усилителей с одиночным настро-
енным LC-контуром (рис. 5.1...5.6, рис. 5.12) могут быть получены с помощью
анализа обобщенной эквивалентной схемы рис. 5.26, а, где АЭ1 и АЭ2 пред-
ставлены упрощенной эквивалентной схемой в системе У-параметров: У21 —
проводимость прямого действия, У2, = 1//?29 4- /а>С99; У,, = 1/7?,, -С
+ /ШСП; Уи= 1/7?и + /ШСн; гк, £к, Ск, Q = ш0£к/гк, Ro = Qo>0£K - соб-
ственные параметры ненагруженного контура. При однотипных АЭ1 и АЭ2
Уи = Уп. Пересчитав параметры АЭ1, АЭ2 параллельно контуру, получим
эквивалентную схему рис. 5.26, б
^*22 ви ^?22/п1» Ян. ви=
^22 ВИ = ^22П1> ^И. ВН = ^ип21
П! = ШЦШ*, п2 = Ш2/Шк,
откуда переходим к схеме с одиночным эквивалентным нагруженным кон-
туром (рис. 5.26, в), где эквивалентная емкость
Ск. э = Ск + С22 ви + Сн В|, = Ск + П1С22 + и2Сн,
119
А31 А32
Рис. 5.26. Эквивалентные схемы усилигеля с одиночным LC-контуром
эквивалентные сопротивление потерь, добротность и резонансное сопротив-
ление
гк. 3 = ГК + г22 вв + 'н. вн = 'к+ + («X^k/^h) =
= лк [' + АА/Аг) +
Q, = “UA. з = *2/1' + + «Х/Ян1; (5.17)
7?O. 3 ~ ^зшо^к ~ ^0/[ 1 + A/^22 + (5- (5)
Эквивалентное сопротивление контура на произвольной частоте
Ао. э 1 = А. э/^М772,
где обобщенная расстройка х = Q3[{l/fB)— (f „//)], для случая малых расстроек
х = (?э 2Д///0. Как следует из рис. 5.26, в,
ивт = । r2i I 14-х2,
откуда коэффициент усиления
* = Аых/Ах = "1«2 I I R0. ,/Я+А (5. 19)
коэффициент усиления на резонансной частоте
Ко = пуп2 | Г211 Ro 3 = П1П21 Y л | RB/ 11 4- (п2/?0//?22) 4- (п2/?0/^н)1- (5-20)
Из формул (5.19), (5.20) можно найти селективность каскада
а=^ = (|Г21|0/|К21|)ГГ+Тг; (5.21)
селективность при малых расстройках
° = V1 4- (2<2ЭДШ2. (5’22)
неравномерность АЧХ на границах полосы пропускания
°п = Vl-HWU2. (5-23)
выражение ФЧХ
ф = arctg х.
120
Зависимость резонансного коэффи-
циента усиления и эквивалентной доб-
ротности от частоты настройки усили-
теля показана на рис. 5.27. На малых
частотах (/ < fj), где изменение пара-
метров АЭ (У21, /?н = /?ц) сравни-
тельно невелико, Q изменяется незначи-
тельно и рост Ко определяется ростом
волнового сопротивления wo^K. На бо-
лее высоких частотах (/ > /J перечис-
ленные параметры АЭ уменьшаются,
Рнс. 5.27. Зависимости резонансного ко-
эффициента усиления н эквивалентной
добротности от частоты
увеличивается шунтирование контура, что приводит к снижению усилитель-
ных и селективных свойств усилителя.
Для А-каскадного усилителя справедливы следующие соотношения для
коэффициента усиления, селективности и коэффициента прямоугольности:
Ks = (Ko//T+T2)2V,
= ( I 31 io/i ^21 I 1 +
*п = По/П = (V^- l)/(N/2-l),
где Па и П — полосы пропускания при заданном ослаблении о и на уровне
V2. Значения £п10, fenioo> ^niooo приведены в табл. 2.7.
Оптимизация каскада по мощности позволяет передать максимальную
мощность сигнала от АЭ1 к АЭ2 при заданной неравномерности АЧХ в пре-
делах полосы пропускания П. К такой оптимизации прибегают в тех случаях,
когда поглощение мощности нагрузкой становится существенным, например,
прн использовании биполярных транзисторов или ИС. Область применения —
широкополосные каскады УПЧ с разделением функций селективности и уси-
ления, УСЧ с непредъявленнымн требованиями по селективности и относи-
тельно высокими требованиями по усилению (СВЧ приемники). Рассмотрим
условия согласования (рнс. 5.26)
+'Дбзг = ^opt^iu (5.24)
где проводимости 0а = 1//?0; ^зз = 1//?зз; ~ ^RK’ Откула
«2opt = VGo/Gh + «^3-2/Go = /Ян//?о + «14/#2з- (5.25)
Подставив (5.25) в (5.20) и (5.17), получим выражения оптимальных зна-
чений коэффициента усиления и эквивалентной добротности
opt = i Гз11 //?зз/?н/2 VR^ln\Ro + 1: (5-26)
Q3opt = <2/2(«i4/tf33+l). (5-27)
Как видно из (5.26), для увеличения Ко, и упрощения конструкции це-
лесообразно принять п1 ~ 1, если это допустимо по соображениям устойчи-
вости, стабильности параметров контура и перекрытию частотного диапа-
зона. Прн этом после ряда преобразований
*0 opt = i rsi !о/2 VGH(Go + Сзз)>
<23opt = Q/2 [Ро/#22 + 1].
6 7-230
121
При условии GB <£ G22, что характерно для биполярных транзисторов,
Ко opt = |r21i0/2/GHG22. (5.30)
Формула (5.30) удобна при расчете структурных схем. Исходя из выра-
жения (5.27), можно рассчитать эквивалентную емкость контура
CK.3 = Q/®0/?0 = n!/®0K22[l/2Q9-l/Q], (5.31)
где Q9 = fa/n, откуда параметры контура
Ск = Ск.э-(п!сгг-п|ор1Сн), (5.32)
LK = 2,53 • 1О'»//о2Ск. э, (5.33)
где f — кГц; С — пФ; L — мкГн. С учетом емкости схемы Ссх = Смн + CL
контурный конденсатор Ск0 = Ск — Ссх. Полученный результат (5.33) следует
сравнить с минимально реализуемой индуктивностью контура LKmin, которая
в зависимости от частоты / приведена в табл. 5.1. Если LK</-Kmin, следует
принять
tK=LKmin.’ Ск. э = 2,53. 10i<LK. (5.34)
Таблица 5.1. Минимальные индуктивности контурных катушек
/, МГц 0,1 ... 0,5 0,5 .. . 1,0 1 ... 5 5 ... 10 10... 20 20 .. 40 40... 100
Lmin- мкГн 1000...400 400. .250 250.. 20 20... 10 10...5 5..0,8 0,8... 0,05
В случае GH « G22 « 0, пх = n2 = 1 (АЭ с высокоомным входом и вы-
ходом, в частном случае каскад на полевом транзисторе) контурную емкость
определяют из следующих соображений. С одной стороны следует уменьшать
Ск, поскольку при этом усилительные свойства каскада улучшаются
Кв = \ |0/?0 = S/?0 = SQ/®0CK 3.
С другой стороны, эквивалентная емкость контура должна быть настоль-
ко большой, чтобы расстройка контура за счет разброса АС нестабильных
емкостей Ссх, С22, Сн не превышала допустимую
Ск э > (1,5 . . . 2) ДС(/0//7).
Кроме того, должна быть обеспечена необходимая устойчивость, что
рассмотрено ниже.
Обеспечение эквивалентной добротности кон’гура здесь достигается либо
выбором контурной катушки с соответствующей добротностью, либо шун-
тированием контура дополнительным резистором
Сш= 1//?ш = ш0Ск ,(1/Q3-1/Q).
Расчет с позиций заданных селективности и неравномерности АЧХ в пре-
делах полосы пропускания проводят в узкополосных УСЧ и реже в УПЧ
122
Рнс. 5.28. Эквивалентная схема н АЧХ усилителя с одиночным АС-контуром
с распределенной селекцией приемников низких групп сложности. Перво-
начально из двойного неравенства
<?э оп > <?э > Qsa (5.35)
определяют эквивалентную добротность (?э, где частные эквивалентные
добротности, необходимые для обеспечения заданных значений о = озкТЗ,
°п — °п. тз
к = Vо3 к тз — 1 /(/3 к//„ — /0//3 к); (5.36)
°эап = (/о min/77) ]/"— 1 . (5.37)
Эквивалентную добротность (?э (5.35) при заданных параметрах нена-
груженного контура (Q, Ro) и параметрах нагрузки (/?22, /?н) реализуют пу-
тем подбора коэффициентов согласования п1г п.2 по формуле (5.17)
Qs = Q/0 + n2Ra/R^.i + n2R»/Rn)-
Рассмотрим два частных решения, которые обеспечивают дополнитель-
ное качество. Наложив ограничение (5.24), которое обеспечивает оптимиза-
цию по мощности, сведем (5.17) к (5.27), откуда = n2opt,
«! = /(/?22/Яо) (<2/2<2э- 1 )• (5.38)
Как видно из (5.38), условие реализации этого решения <?/2(?э > 1.
Второе частное решение = 1 обеспечивает упрощение конструкции
контурной катушки индуктивности. При этом из выражения (5.17) следует
«2 = КС^и/^о) (5-39)
Как видно из выражения (5.39), условие реализации этого решения
Q/Q3 х* 1 “Ь RoIR^-
Устойчивость каскада характеризуется степенью изменения усиления,
полосы пропускания, формы АЧХ (ФЧХ) и других показателей; определяется
внутренней обратной связью АЭ через проводимость обратного действия /12
(рис. 5.28, а). Рассмотрим представленную здесь эквивалентную схему
каскада, где АЭ характеризуется матрицей /-параметров
123
источник (генератор) и нагрузка со входа и выхода АЭ
Gr=G„/n| = l/R^;
GH = G0/n*.
(5.40)
Как известно, входная проводимость четырехполюсника может быть пред-
ставлена в виде
^вх = ^11 ~ = ^11 + Д^вх,
' 22 "Г Г н
где ДУВХ — приращение входной проводимости АЭ, обусловленное действием
обратной связи. Активная составляющая этой проводимости
Gbx = Gu + Д(3вх,
где
Gn = Re (Уц), AGbx = ^12^21/(^22 +^н)!- (5-41)
Запишем коэффициент устойчивости в виде
ky = (Gr + Gn + AGBxmax)/(Gr + Gu), (5.42)
характеризующем устойчивость усилителя в широком смысле [122], т. е.
определяющем, как степень удаленности от самовозбуждения, так и сте-
пень искажения АЧХ (ФЧХ) под действием обратной связи, где AGBX max =
= [AGex (ш)]тах. Как видно из (5.42) 0 < й < 1, при отсутствии обратной
связи ky = 1, при самовозбуждении /гу = 0. Исследование на экстремум
выражения (5.41) показывает
AGBxmax = _ | У211 | У12 1/2 (С22 + GH). (5.43)
Подстановка (5.43) в (5.42) позволяет получить выражение
/гу = 1 — [| Kia I | У.21 |/2GUG22 (1 +А1)(1 +А2)], (5.44)
где показатели связи входной и выходной цепи АЭ с генератором и нагрузкой
At = Gr/Gn, Д2 = Gh/G22.
Приравнивая Аг = Д2 = А по условию достижения максимального
усиления, получим
ky = 1 - [ I К12 И У211 /2ОцО2а (1 + Л)=], (5.45)
откуда обобщенный показатель связи
А = Gr/Gu = G„/G22 (5.46)
может быть выражен через параметры АЭ и заданную устойчивость
А = V|У12|1 У21 l/[2GnG22 (1 - fey)J - 1. (5.47)
Исходя из (5.40), (5.46), (5.47) по заданной устойчивости, параметрам
АЭ и ненагруженного контура можно рассчитать необходимые коэффициенты-''
трансформации
rtj — KG0/AG2a, n2 — P^Gq/AGji'
(5.48)
124
Рекомендуемые значения коэффициента устойчивости
<<:0,92 высокая устойчивость,
ky <=0,8... 0,92 — средняя устойчивость,
(=0,7...0,8 — низкая устойчивость.
(5.49)
На рис. 5.28, б в качестве примера показаны АЧХ одноконтурного усили-
теля X (Д/705/7) для ф= arg [Х12Х21] = 90° для различных значений k
В заключение приведем выражение для устойчивого коэффициента усиления
каскада по напряжению
2(1 — *у)
(5.50)
Усилители с одиночными попарно-расстроенными LC-контурами
Область применения — широкополосные и узкополосные УПЧ. Коэф-
фициент усиления двухкаскадного УПЧ (рис. 5.15, а) в предположении
Р0.э/ = Ко э2 = *0.э вычисляют по формуле
к~к К - <'П1Пг 1 1 ^°- э)2 ^oi
V (1 + х2 — х2)2 + 4х2 И (1 + х2 — х2)2 + 4х2 v ’
гДе К01 — резонансный коэффициент усиления резонансного каскада; х0 —
обобщенная расстройка контуров относительно средней частоты (5.7). Вслед-
ствие отмеченной выше бимодальности К, (со) пользуются двумя видами
АЧХ: селективные свойства оценивают по характеристике у — 1/о = К!Ко>
неравномерность по характеристике у = 1/оп = К/Ктах- При малых Рас'
стройках х0 < 1 АЧХ одногорбая с максимумом, расположенным на час-
тоте /0,
К> = Ктах =/&/(1 +*о)2; (5-52)
У = У = (1 ~г х2)/У(1 +х2 — х2)2 + 4х2 (5.53)
При критической расстройке х0 кр = 1 АЧХ уплощается
Ко = ктах = К01/2; (5.54)
у = у = 2/рЛх4 -|- 4. 1 (5.55)
При увеличении расстройки х0 > 1 АЧХ становится двугорбой с про-
валом иа частоте/о и с максимумами при расстройках
Хшах = ± Ухд — 1.
При подстановке х = хтах в формулу (5.51) получим
Ктах = </2х0; (5.56)
У= (t+tyVp 4-х2 — х2)2 + 4х2; (5.57)
у = 2х0/У(1 -j- х2 — х2)2+4х2. (5.58)
Из формулы (5.58) следует выражение для глубины провала на цент-
ральной частоте (рис. 5.15).
Vo = 2х0/(1 + xg), .(5.59)
125
Рнс. 5.30. Зависимости глубины провала АЧХ УПЧ
с одиночными попарно-расстроенными контурами
(или ДПФ) от обобщенной расстройки (или факто-
ра связи) н числа каскадов
откуда можно рассчитать величину пре-
дельной расстройки, необходимой для обес-
печения заданной неравномерности
*опр = %+1/^-1- (5.60)
При переходе к JV-каскадному уси-
лителю выражения (5.52)...(5.59) следует
возвести в степень А/2.
На рис. 5.29 приведены характери-
стики у (х), у (х), построенные для двух-
каскадного УПЧ при различных значениях х0 по формулам (5.53), (5.55),
(5.57), (5.58). Зависимости у0 (х0, А) (5.59) показаны на рнс. 5.30. Значения
коэффициентов прямоугольное™ kn , kn , 1000 для различного числа
каскадов при критической и предельной расстройках приведены в табл. 2.7.
Трехкаскадный усилитель с одиночными LC-контурамм,
настроенными на три частоты
Коэффициент усиления
К = ^0 +^-^2)2 + 4х2] (1 4-хр.
где Коз и хз — резонансный коэффициент усиления и обобщенная расстрой-
ка каскада, настроенного на среднюю частоту fB.
При х0 С 1,75 суммарная АЧХ одногорбая, а при х0 > 1,75 — трех-
горбая. Ординаты всех максимумов равны при условии
<2Э1 = 6,5<2э2,
где <2Э1 и (?э2 — соответственно эквивалентные добротности контуров, на-
строенных на частоты fg ± AF. При этом уравнение АЧХ
У = 2 (1 + х2)/У [(1 +х20-х^ + 4х’] (4 + Х2),
126
Усилители с двухконтурными полосовыми фильтрами
Эквивалентная схема усилителя с двухконтурным настроенным на
среднюю частоту полосовым фильтром (ДПФ) показана на рис. 5.31, где
пересчет параметров АЭ в контур (Я22вн, С22вн, /?н вн, С|( вн) выполнен по
формулам, приведенным для схемы рис. 5.20, б. Полагая контуры одинако-
выми /01 = /02 = /0, гк1 = гк2 = rK, LKl = L^ — LK, СК1 = Ск2 = Ск> получают
выражение коэффициента усиления каскада
к ^ВЫХ T)«tng | Гг1 . /?0 э лА-01 (5 б1)
UBX /(1+1]2-х2)2 + 4х2 /(1+т]2-х2)2 + 4х2’
где х — Q3 (2Д/С_ к//о); Сэ = УГСэ1^э2> *?э! = Q/О “Ь л1 <2Э2 = Q/0 +
+ «2^o//?H); 1] = ^СВ<2Э: kc.B = M!Lv Л'о! = «1«2 1 ^22 ^О. э- Сравнение фор-
мул (5.51) и (5.61) показывает, что их знаменатели, определяющие частотные
свойства, полностью совпадают при условии замены обобщенной расстройки х„
на фактор связи г). Это обстоятельство позволяет распространить выводы,
полученные для усилителя с одиночными попарно-расстроенными контурами
на усилитель с ДПФ. При малых связях r| < 1 АЧХ одногорбая с максиму-
мом, расположенным на частоте fB
Ko=Xmax = ^ol/(l+T)2); (5.62)
У = У = (1 + t]2)//’(l + i]2-x2)2 + 4x2. (5.63)
При критической связи т|кр = 1 АЧХ уплощается — см. (5.55), Ко =
= Tl^oi/2. При увеличении связи более критической р > 1 АЧХ становится
двугорбой с провалом на средней частоте /0 и с максимумами при расстрой-
ках
Хтах = -1,
у = (1. -ь г,2)/V"(1 + 62 — х'1)'1 + 4х2; (5.64)
у = 2р/(1 + т]2 —х2)2 + 4х2; (5.65)
К0=У]К01/(\ +п2); (5.66)
Уо = 2П/(1 + т]2); (5.67)
Пкр^л + ^л-!- (5.68)
При переходе к А-каскадному усилителю выражения (5.62) ... (5.67) следует
возвести в степень N.
На рис. 5.29 приведены АЧХ у (х), у (х), построенные для каскада ДПФ
при различных значениях фактора связи по формулам (5.63), (5.55), (5.64',
(5.65). Зависимости у0 (т), А), построенные по (5.67), показаны на рис. 5.30;
/7/ пг
Рис. 5.31. эквивалентная схема УПЧ с двухконтуриыми
полосовыми фильтрами
127
значения коэффициентов прямоугольности ft kn k„ для различ-
ного числа каскадов N при критической и предельной связи приведены
в табл. 2.7.
Приведенные выше расчетные соотношения для УПЧ с двухконтурными
полосовыми фильтрами пригодны не только при индуктивной связи между
контурами, но также и при любом другом виде связи. Например, при внешне-
емкостной связи 1) = Q3 feCB=Q3CCB/C, при внутреннеемкостной связи т) =
= <2ЭС/Ссв.
Большое значение имеет выбор величины емкостей контуров. Для по-
вышения усиления емкости контуров желательно выбирать малыми, по-
скольку Ro = L/Cr. Однако при чрезмерном уменьшении С на форму АЧХ
усилителя оказывают заметное влияние паразитные емкости, а также вре-
менная и температурная нестабильность входных и выходных емкостей АЭ.
При выборе связи т| чаще всего стремятся получить оптимальность АЧХ
усилителя (провал, равный допустимому, обычно ап тз= 3 дБ). В отдель-
ных случаях по технологическим соображениям принимают критическую
связь т) = 1. Если при указанных значениях фактора связи требуется на-
столько высокая добротность контуров, что ее трудно осуществить, задаются
выполнимым значением Qs и определяют соответствующее значение т).
Коэффициенты трансформации и п2 в УПЧ с ДПФ определяют по со-
ображениям, аналогичным рассмотренным для одноконтурных усилителей.
Устойчивость УПЧ с ДПФ или с попарно расстроенными контурами выше,
чем в УПЧ, в котором контуры настроены на одну частоту, но для техниче-
ских расчетов, с некоторым запасом для оценки устойчивости УПЧ, поль-
зуются формулами (5.44) ... (5.50).
ФСС с LC-звеньями, согласованными
по характеристическому сопротивлению
Как показано в теории фильтров, все элементы звеньев ФСС (рис. 5.18)
однозначно выражаются через частоты среза (рис. 5.32) и характеристиче-
ское сопротивление фильтра
Ш1= 1//LC (1 + 4^70;
со2=1//ТС;
р = ZjZ2/(l -f- /,/422).
Отсюда расчет ФСС сводится к определению частот среза, характеристи-
ческого сопротивления и
Рис. 5.32. Упрощенная АЧХ
идеализированного звена
ФСС
числа звеньев, при которых фильтр обеспечивает
предъявляемые к нему требования.
Расчет производят графоаналитическим ме-
тодом с помощью обобщенных характеристик
ас.к1 (X. Л) Рис- 5.33, а, где ос к1 — селектив-
ность по соседнему каналу (СК), приходящаяся
на одно звено фильтра; X — обобщенная рас-
стройка; г, — обобщенная добротность. Обобщен-
ная расстройка
X = 2А/с. — Zi),. (5-69)
128
Рнс. 5.33. Обобщенные характеристики ФСС
где А/с — заданная абсолютная расстройка, соответствующая СК; fi, (г —
— частоты среза. Разность частот среза определяют по формуле
А, - Л = П/v,
(5.70)
где П — заданная полоса пропускания; v — переходный коэффициент.
Последний находят по графикам v (if, оП{) рис. 5.33, б, где обобщенная доб-
ротность первого приближения
Г)' = 2 (fo/П) /Qk;
(5.71)
129
f„ — средняя частота; QK — конструктивная добротность контура; неравно-
мерность АЧХ на границе полосы пропускания, вносимая одним звеном,
0/71 ~ °n/N, (5.72)
сп — заданная неравномерность фильтра в пределах полосы П; N —
количество звеньев. Обобщенную добротность
П = 2 [/0(/Л - Л)]/(?к (5.73)
рассчитывают через обобщенную добротность первого приближения
т] — t]'v. (5.74)
От селективности ос К1 может быть сделан переход к селективности
фильтра
°с. к. ф = к1 - Да> (5-75)
где До = 3...6 дБ — поправка на ухудшение селективности вследствие рас-
согласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой.
Величину характеристического сопротивления выбирают по следующим
ограничениям;
р = 1 ... 100, р/ < 100, (5.76)
где р в кОм, f в МГц. Величину р целесообразно устанавливать равной выход-
ному сопротивлению предыдущего или входному сопротивлению последую-
щего АЭ.
Коэффициенты трансформации первого и последнего контуров ФСС рас-
считывают по формулам
п — (У^аа/Р ПРИ Р/^аа 1> (5.77)
I 1 при p/R22 > 1,
где R22, Rh — параметры АЭ1 и АЭ2 соответственно.
Параметры элементов внутренних звеньев фильтра (рис. 5.19, б)
Ct = l/(jco0, С = 2<о1/р<о2(<о2 — Wj); (5.79)
L = р (<о2 — <о1)/2<о1<о2, (5.80)
параметры элементов внешних звеньев
С3 = 0.5С — п[С22, С3 == 0,5С — п2Св, (5.81)
Li = L2 = 2L. (5.82)
Коэффициент усиления каскада с ФСС определяют по формуле
Ко = О.бпщз | У211 р£ф. (5.83)
тде I Kai I — крутизна АЭ1- — поправочный коэффициент, который нахо-
дят по зависимостям (г), N) рис. 5.33, в.
Для построения АЧХ ФСС нужно выбрать необходимую обобщенную
характеристику рис. 5.33, а и величины, отложенные по осн ординат, до-
множить на число звеньев N, а величины, отложенные по оси абсцисс, до-
множить на полуразность частот среза 0,5 (Д — Д).
130
При реализации ФСС необходима тщательная экранировка контуров.
Поскольку форма АЧХ зависит от отклонений параметров элементов звеньев
от расчетных, последние не должны превышать 5 %.
ФСС с АС-фильтрами Чебышева и Баттерворса
Эквивалентная схема каскада с полиномиальным m-контурным фильт-
ром Чебышева (Баттерворса) представлена на рис. 5.20, а, где проводимость
генератора /г = Gr -|- /<вСг = G22 -|- /(оС22, проводимость нагрузки /н =
= GH 4- /<вСн. Каждый из контуров с учетом элементов связи настроен на
среднюю частоту полосы пропускания
f0 = 1 /2л У'ТС?.. = 1 /2л КЕС7Э = .. . = 1/2л УТС^Э, (5.84)
А1Э = Cj + «1С22-|-с12, с2э = С3 + С13 4- С23, Сотэ = Ст4-
+ "гСн4-Ст_1,п,; (5-85)
С1э=с2э = ... = Стэ = Сэ, (5.86)
где коэффициент связи между контурами
^12 = С12/Сэ, /г23 = С33/Сэ, km_it m = Cm_li m/Ca. (5.87)
Фильтры Чебышева m-ro порядка обладают следующими свойствами.
В пределах полосы пропускания для | А<о , С 1 значения нормированной
передаточной функции | К (J Л го) 4 = | l/о (х) [2 колеблются в пределах
1/(1 4- W) и 1. На интервале 0 < | А<о I < 1 имеется m экстремальных то-
чек, в которых функция | К. (/Aw) 2 достигает максимального (минималь-
ного) значения — по этой причине фильтры Чебышева называют равновол-
новыми. В качестве примера на рис. 5.34, а приведены зависимости
IK (/А<о) I2, определяемые выражением (5.10), на участке 0 <: А<о < 1 для
числа контуров 2 ... 6. Второе свойство фильтров Чебышева состоит в том,
что при I А<о| > 1 функция | К (j&u) |2 монотонно убывает и стремится к
нулю. Крутизна спада на высоких частотах составляет 20 дБ/декаду
(рис. 5.34, б, оп = 3 дБ).
\К(]Лы)\,ДБ
Рис. 5.34, Амплитудно-частотные характеристики фильтров Чебышева
131
Как указано в п.5.2, для получения максимальной прямоугольиости
характеристики селективности (ХС) нужно, чтобы модуль селективности из-
менялся по закону (5.10)
о (х) = V1 + №Тгт (х),
где полином Чебышева т-й степени от аргумента х
f cos (т arccos х) при х < 1;
*т W — | и / u ч. 1 (5.88)
( сп (т arch х) при х > 1,
обобщенная расстройка х = (/0/Д) 2Д///(|; W — волновость ХС. Из приведен-
ных выражений следуют основные характеристики ФСС: иеравиомериость
ХС в пределах заданной полосы пропускания П, при заданной волновости
(5.11)
°п = /1 + W,
необходимая волиовость при заданной неравномерности ХС в пределах по-
лосы пропускания П
W = а2п—1, (5.89)
селективность по СК при заданном числе контуров и волиовости для случая
°с.к » 1
ос.к=/ГТт(хск), (5.90)
число контуров, необходимое для получения заданной селективности и не-
равномерности ХС в пределах полосы П (волновости)
m > lg (2ас K/Kr)/lg(xc. к + Кх*. к — 1). (5.91)
Отправляясь от известной волновости W (5.89) и числа контуров т
(5.91), можно произвести расчет полюсов передаточной функции
Pi = —sh g sin [(n/2m) (21 — 1)] +
+ / ch g cos [(л/2/и) (2i — 1)] (5.92)
и необходимой добротности (5.12)
Q > f0/Il sh § sin (n/2m), (5.93)
где
g = (\/m) arsh (l//¥). (5.94)
Для фильтра Чебышева, как и для фильтра Баттерворса, передаточная
функция К. (р) имеет одни только полюсы; ее числитель представляет собой
постоянную величину и не содержит нулей при конечных значениях частоты.
Как следует из (5.92), полюсы фильтра Чебышева расположены на эллипсе
в левой полуплоскости р. Для рассматриваемых фильтров при т > 3 для
получения оптимальных характеристик необходима различная добротность
контуров. При этом целесообразно принять
«2= Q <Qi, (5.95)
где
l/Qi = -(щ-1)/<2- Pi. (5,96)
1=1
132
На базе известных полюсов plt pi, р1п и добротностей Qlf Qi, Qm может
быть выполнен синтез схемных элементов: контурных конденсаторов Clt Cit
Ст, индуктивностей L и конденсаторов связи С12, Cfn_i т. Графо-
аналитическая методика такого расчета приведена в [45, 47].
Фильтры Баттерворса m-го порядка обладают следующими свойствами.
Функции модуля передачи имеют максимальное значение при Д<о = 0 и мо-
нотонно убывают при | Д<о | > 0. При этом частота среза по уровню 3 дБ
равна 1 рад/с, крутизна спада АЧХ составляет 20 дБ на декаду (рис. 5.35).
Второе свойство состоит в том, что первые (2т — 1) производные АЧХ
фильтров т-го порядка равны нулю при Д<в = 0. По этой причине фильтры
Баттерворса называют фильтрами с максимально плоской АЧХ.
Как указано в п. 5.2, ХС фильтра Баттерворса может быть представлена
в виде (5.13): ______
а (х) — V1 + Vx-m,
где параметр V определяет неравномерность ХС на границе полосы пропуска-
ния. Из выражения (5.13) следуют основные характеристики ФСС: неравно-
мерность ХС в пределах заданной полосы П (5.24) при заданном параметре V:
ал = /Т+Г,
значение параметра V при заданной неравномерности ХС в пределах полосы
пропускания П:
17=0^—1, (5.97)
селективность по СК при заданном числе контуров и параметре V для случая
ас. к _
' °е.к = /^к. (5-98)
число контуров, необходимое для получения заданной селективности и не-
равномерности ХС в пределах полосы П (параметре V)
lg[(a®. к— l)/V]/21gxc к. (5.99)
Отправляясь от известного числа контуров т (5.99) и параметра V
(5.97), можно произвести расчет полюсов передаточной функции
pi = У~!/2т [—sin (n/2m) (2i — 1) + / cos (st/2m) (2i — 1)] (5.100)
133
и необходимой добротности (5.15):
Q > /0 2?V//7 sin (л/2/n).
Полюсы фильтра Баттерворса расположены на окружности в левой по-
луплоскости р. Как и для случая фильтра Чебышева, добротности контуров
полагают неравными (5.94), (5.95). На базе известных полюсов pt, pt, р,п
и добротностей Qj, Q/, QOT может быть выполнен синтез схемных элементов —
контурных индуктивностей, конденсаторов, конденсаторов связи [45, 47].
Коэффициент усиления каскада с фильтрами Чебышева и Баттерворса
рассчитывают по формуле
Л„ = И1/г2 | У21 | (1/<ооСэ) (<21э(?2э . . . Qm3) (kl2k2S . . . (5.101)
где эквивалентные добротности контуров
<21э = <2. <22э= 1/(1/Q2 + *i2Qi). <2зэ= l/O/Qa + ^sW-
При фильтрации ЧМ сигналов кроме АЧХ рассматривают характери-
стику группового времени Тгр (А/) (ХГВ) — (см. рис. 5.20, в), где Тгр =
=d<P (x)/dx представляет крутизну фазочастотной характеристики Ф (х).
Непостоянство ХГВ Тгр позволяет судить о линейности ФЧХ, которая
определяет нелинейные искажения ЧМ тракта. С целью оптимизации ФСС
ХГВ задают чебышевский характер; при этом полоса /7гр, в пределах кото-
рой ограничивается неравномерность ХГВ, должна быть не уже спектра
ЧМ сигнала. При расчете ФСС—ЧМ предъявляют требования по селектив-
ности (ос к, А/с к), ХГВ (Тгр, /7гр), неравномерности АЧХ в пределах по-
лосы пропускания (П, <зп). Графо-аналитическая методика расчета ш-кон-
турного фильтра с оптимальной характеристикой группового времени рас-
смотрена в работах [45, 63].
ФСС на пьезокерамических, пьезоэлектрических,
электромеханических фильтрах
Расчет УПЧ с ФСС на пьезокерамических, пьезоэлектрических (в том
числе на ПАВ), электромеханических и пьезомеханических фильтрах выпол-
ниется по сходной методике. Поскольку номинальные значения входных
и выходных характеристических сопротивлений перечисленных фильтров
существенно отличаются от входных и выходных сопротивлений АЭ, фильт-
ры включаются в УПЧ через согласующие звенья. Рассмотрим эквивалент-
ную схему наиболее распространенного варианта такого включения с широ-
кополосным согласующим контуром (СК) на входе и согласующим трансфор-
матором (СТ) на выходе фильтра (рис. 5.36).
Рис. 5.36. Эквивалентная схема ФСС с электроакустическими фильтрами
134
Расчет сводится к определению элементов согласующих звеньев С31
и С32, исходя из следующих предпосылок:
для оптимизации системы АЭ1 — Ф — АЭ2 по мощности должно быть
выполнено согласование входных и выходных проводимостей фильтра
бф вх = 1/Рвх, бф вых = 1/РВых с проводимостью нагруженного со стороны
АЭ1 СК (б0, б22) и входной проводимостью АЭ2 (бн):
(б0 + б22)/п* = бф. вх, (5.102)
®ф. вых ~
выбранные значения связей АЭ с нагрузкой
А2 = бн/б22 = (гк хсв/рвх)/б2.2<о0£к (5.106)
должны обеспечивать устойчивую работу системы (см. (5.43...5.47));
широкополосный СК не должен существенно влиять на АЧХ системы —
для этого полосу пропускания нагруженного СК 77с>к устанавливают намно-
го шире полосы фильтра
/7с.к=(4...5)/7ф, (5.104)
где
^С. к/^к ~ ' + (^0/^22) + (Хсв/Рвхгк)" (5.105)
Ro, Пк, гк — параметры ненагруженного контура.
При расчете вводят показатель связи фильтра с АЭ1
Р = (5 4. т])/(5 - п), (5.106)
который выражают через обобщенную добротность
n = 2f„/(77QK), (5.107)
где добротность ненагруженного СК QK при необходимости подбирают за счет
введения шунтирующего резистора /?ш
гк = гк0 + Р2/Яш.
С помощью показателя связи, на базе выражений (5.102)...(5.107) опре-
деляют индуктивность контурной катушки
£к = 27?33/<оо (₽- 1), (5.108)
коэффициенты трансформации
«1 = V0,5 (Р+ 1)Рвх//?22> «2 = КЯн/рвых. (5.109)
Индуктивности С32 рассчитывают исходя из допустимого шунтирования
фильтра и нагрузки,
L2 = Зрвых/<о0, LH = 3/?н/<о0. (5.110)
Коэффициент усиления каскада находят по формуле
Ко = 10-L*/2°: Г211 //2б32бн (Р + 1), (5.111)
где Лф— затухание, вносимое фильтром в полосе пропускания, в дБ (см.
табл. 2.8...2.10).
135
В электромеханических фильтрах в качестве согласующих звеньев ис-
пользуют. контуры магнитострикционных преобразователей; при этом
Ко = 0,5ntn2 ! Г2, I /рвхрвых Ю £ф/2°;
«1 = 1 • V Рвх°22- «2=1/ VРвь!хСн-
Усилители импульсных сигналов
Усилители импульсных радиосигналов широко применяются в радиоло-
кации и каналах связи. В таких усилителях наиболее сильно проявляются
нестационарные процессы, вследствие которых искажаются как форма уси-
ливаемых высокочастотных колебаний, так и форма огибающей. Практиче-
ский интерес обычно представляет оценка искажений формы огибающей. Для
определения формы огибающей широко применяют метод С. И. Евтянова [Е6].
В линейных системах при воздействии сигналов, огибающая которых
t/BX (/) представляет собой медленно меняющуюся функцию по сравнению
с высокочастотным заполнением, огибающую сигнала на выходе описывают
соотношением
t
(о = увх (°)в (п + Jв w <4 а- *)
о
где UBX (0) — значение огибающей входного сигнала при t = 0, В (I) — пере-
ходная характеристика для огибающих, представляющая собой временную
диаграмму амплитуды выходного напряжения, полученную при воздействии
на усилитель колебания частоты <о единичной амплитуды
t
В (0 = ft (0) + J g (0 е-/шт dr,
о
де ft (0) — значение переходной характеристики усилителя при / == 0;
г (£) — импульсная характеристика усилителя. Переходная характеристика
представлена на рнс. 5.37, по ней можно определить параметры переходного
процесса: время установления переходного процесса /у, в течение которого
амплитуда нарастает от 0,1 до 0,9 своего установившегося значения; время
запаздывания <3, в течение которого амплитуда достигает половины своего
установившегося значения; выброс 0, представляющий относительное превы-
шение первого максимума амплитуды над ее
установившимся значением.
В У-каскадном селективном усилителе с оди-
ночными настроенными контурами при точной
настройке (<о = <о0) амплитудную переходную ха-
рактеристику описывают выражением
В(0 = 1-е “у (ауг?)^//п!,
т=0
где ау — (o0/2Q3, а время группового запаздывания
равно
«= 2Qs?V/<oo.
Рис> 5.37. Переходная харак-
теристика УПЧ
136
Рис. 5.38. Переходная характеристика
УПЧ с одиночными настроенными конту-
рами
Рнс. 5.39. Переходная характеристика УПЧ
с ДПФ при Т)=1
Амплитудные переходные характеристики усилителя с разным числом
каскадов показаны на рис. 5.38.
При расстройке (<о Ф <о0) в амплитудных переходных характеристиках
усилителя возникают осцилляции вследствие биений между вынужденными
и собственными колебаниями.
Амплитудные переходные характеристики двух- и четырехкаскадных
усилителей с ДПФ или с одиночными попарно-расстроенными контурами
при <о = <о0 описывают выражениями
В (0 = —/ [1 — e““yZ (cos яау/ + sin тцх^/т])],
В (Z) = — I1 — е-“у/1 c°s +
, Л , 1 + п2 , 1 +?)2 „„ Д sifl 11
+ 2ц2 2-п 1 У() г) ]/'
Амплитудные переходные характеристики усилителя с ДПФ при = 1
приведены на рис. 5.39.
Если на усилитель воздействует прямоугольный радиоимпульс продол-
жительностью tK с амплитудой 17вх т, то огибающую выходного напряжения
определяют вычитанием переходных характеристик для огибающих СУ,
сдвинутых на время t ,
^вых (0 = [S(O-5(^-UJ
В случае идеального усилителя с прямоугольной АЧХ и линейной ФЧХ
огибающая выходного напряжения при воздействии прямоугольного радио-
импульса
т, /а ^вх [с а 4 \ с- /7 # j Ч1
^ВЬ.Х (0 = --„-- [ S1 -у (/ - /3) - Si — {t - t3 - Qj ,
где AQ = 2л П.
При прохождении радиоимпульса колокольной формы через усилитель
с гауссовой частотной характеристикой (УПЧ с настроенными контурами
при N > 3 ...4) форма радиоимпульса сохраняетси, но изменяются его па-
аметры.
137
Полоса частот спектра выходного сигнала определяется эффективной
шириной спектра входного сигнала ДЕВХ и полосой пропускания усилителя
Па.у
Д^вых = Д^вх^и. у/У Д^х + П\. У.
Амплитуда выходного импульса (7ВЬГХ т пропорциональна амплитуде им-
пульса UBXm, коэффициенту усиления УПЧ и отношению ширины спектров
^вых т = ^вх т^о Д/?вых/Д/7вк-
Полоса пропускания импульсного усилителя и время установления свя-
заны приближенным соотношением
П^у(у = 0,7...0,8.
Из приведенных соотношений следует, что искажения формы огибающей
импульсного сигнала зависят от соотношения полосы пропускания импульс-
ного усилителя и ширины спектра входного импульса. Если ширина спектра
входного импульса значительно меньше полосы пропускания усилителя
(^и>^у), то, поскольку ДЕВЫХ ДЕВХ, частотная характеристика усилителя
не оказывает существенного влияния на форму огибающей выходного напря-
жения. При этом амплитуда сигнала на выходе не зависит от длительности
импульса 1/вых т = KaUB* т. В случае ДЕВХ » Пи у (^ « 1у) огибающая
выходного напряжения в основном определяется частотной характеристикой
импульсного усилителя ДЕВЫХ « Па у, 77вых m = UBX тКй (П„y/&FBK). Ис-
кажения формы огибающей выходного импульса обычно считают допустимыми
при Па у > 2/^и.
Исходя из допустимого времени установления ty С /уТЗ можно рассчи-
тать необходимую полосу пропускания 77 = (0,7 ... О,8)/7у, после чего
расчет импульсного усилителя не отличается от расчета усилителя непре-
рывных сигналов.
Переходные процессы в селективных усилителях подробно рассмотрены
в работах [31, 871.
Цифровые фильтры
/На рис. 5.40 приведена схема нерекурсивного фильтра, построенная по
алгоритму
N
у (пТ) = £ Л (IT) x(nT—IT), (5.112)
1=0
Рис. 5.40. Функциональная схема нерекур-
сивного цифрового фильтра
являющемуся дискретной сверткой
импульсной характеристики фильтра
h (/) и сигнала х (/). Приняты сле-
дующие обозначения: х (/) — непре-
рывный входной сигнал; х (пТ) —
дискретизованный входной сиг-
нал; Т — интервал дискретизации;
у (пТ) — дискретизованный выход-
ной сигнал; у (t) — непрерывный
Рис. 5.41. Функциональные схемы рекурсивных цифровых фильтров
выходной сигнал; h (iT) — отсчеты импульсной характеристики, на ко-
торые умножаются соответствующие отсчеты входного сигнала; Z-1 —
задерживающее устройство на время Г; SM — накапливающий сумматор.
В реальных цифровых фильтрах задерживающих цепей не применяют, а
используют запоминающие и управляющие устройства, позволяющие выде-
лить отсчеты для реализации алгоритма (5.112).
Число элементов нерекурсивного фильтра
W « (8... 11,5)/277фТ,
где Пф — ширина переходной области фильтра (длительность среза АЧХ).
При относительно острых срезах АЧХ и малых Т значение N может
оказаться чрезмерно большим и фильтр выполняют по рекурсивным схемам.
На рис. 5.41, а показана исходная схема рекурсивного ЦФ, построенная
по алгоритму
L м
— bix(nT-—lT)— У} amy (пТ — mT), (5.113)
z=o m=l
где am, bi — вещественные цифровые коэффициенты разностных уравнений;
L и М — целые числа.
Алгоритм (5.113) реализуется также в схеме с одним сумматором (рис,’
5.41, б).
На рис. 5.42 показана каноническая функциональная схема ЦФ. В ней
цепи задержки одновременно участвуют в формировании и нулей, и полюсов.
В данной схеме реализуется алгоритм
М
F (пТ) — х (пТ) — amF (пТ — тГ)1
m=1
L
у(ПТ)=У btF(nT-mT).
1=0
139
Рис. 5.42. Каноническая функциональная
схема цифрового фильтра
Рис. 5.43. Функциональная схема цифрового фильт-
ра с параллельным соединением цифровых звеньев
На рис. 5.43 показана
функциональная схема ЦФ,
образованного параллельным
соединением цифровых звеньев
1-го порядка, а на рис. 5.44 —
последовательная функцио-
нальная схема, состоящая из
звена 1-го порядка и звеньев
2-го порядка (звенья более вы-
соких порядков практического
применения не находят).
При проектировании ЦФ
первоочередной целью явля-
ется определение системной
функции Н (Z). По известной
Я (Z) легко определяются час-
тотные (АЧХ и ФЧХ) и вре-
менные (импульсная и переходная) характеристики фильтра. Системная функ-
ция ЦФ это отношение /-преобразования выходного сигнала к /-преобра-
зованию входного сигнала
Н (Z) = Z {у (n.T)}/Z{x (пТ)}.
Рис. 5.44. Функциональная схема цифрового фильтра с последовательным соединением
цифровых звеньев
140
Эта функция аналогична коэффициенту передачи аналогового фильтра
в операторном виде
К (р) = У (Р)/х (р).
Системная функция может быть получена из разностного уравнения
ЦФ при замене переменных Z-преобразованием. Так, для нерекурсивного ЦФ
N
H(Z) = Y CiZ'i
1=0
системная функция содержит только нули (С(- — вещественный коэффи
цнент).
Для рекурсивного ЦФ
L м
= & £ bmz-m}.
1=0 m=i
Однимиз наиболее простых и распространенных методов проектирова-
ния ЦФ является метод билинейного преобразования. Выбирается исход-
ный аналоговый фильтр, так что заданной является функция К. (р). Далее
производится замена переменной р на Z по формуле билинейного преобразо-
вания
р= (1 _Z-i)/(l + Z-i). (5.П4)
Полученная после преобразований функция является системной функ-
цией ЦФ.
Преобразование (5.114) сопоставляет p-плоскость и Z-плоскость. Для
получения частотных характеристик нужно установить связь между коор-
динатами точек вдоль частотной оси р-плоскости — <од для аналогового
фильтра и координатами точек, лежащих на единичной окружности Z-
плоскости — сОц для ЦФ. Подставив в (5.114) р = /сод и Z — ei®T, получим
соотношение, связывающее сод и <0ц,
®А = (®цТ/2),
где <од = <o/Qo — безразмерная частота.
Рассмотрим методику расчета, ориентированную на применение ЭВМ,
которая позволяет свести к минимуму объем подготовительных операций
и наиболее целесообразна при расчете фильтров высоких порядков. Пред-
положим, что синтезируемый ЦФ реализуется каскадным соединением рекур-
сивных блоков второго порядка, построенных по канонической форме (так
называемых биквадратных блоков), структура которых представлена на рис.
5.45. Системная функция биквадратного блока имеет вид
Н (Z) = (ав + ajZ’1 + aaZ"2)/(l — М"1 - 62Z~2). (5.115)
Полосовой ЦФ реализуется последовательным включением фильтров
нижних и верхних частот, причем порядок их соединения при реализации
фильтра в виде программы для ЭВМ может быть произвольным.
Расчет производят в следующем порядке. По заданным требованиям
к неравномерности АЧХ фильтра в полосе пропускания и полосе задержива-
ния выбирают подходящий вид аппроксимации аналогового ФНЧ-прототипа.
Далее определяют минимальный порядок фильтра и при необходимости до-
141
Рис. 5.45. Функциональная схема биквад-
ратного блока
полняют его до ближайшего четного.
При расчете полосового фильтра
с неодинаковыми требованиями к
крутизне скатов АЧХ со стороны ниж-
них и верхних частот находят от-
дельно порядок ФНЧ и ФВЧ. По
принятому виду аппроксимации и рас-
считанному порядку фильтра нахо-
дят значения полюсов системной
функции, используя таблицы полю-'
сов из какого-либо справочника [68]. .
Для каждой пары комплексно-сопряженных полюсов аналогового фильт-
ра-прототипа рх вычисляют соответствующие координаты полюсов биквад-
ратного блока Zn с помощью соотношений для билинейного преобразования
0 4" ^Нч Дс) — Для ФНЧ;
%п— (1 4* Рх/^вч)/(Рх/^вч— 0 — Аля ФВЧ, (5-И6)
где рх= а 4- /<о — нормированный полюс прототипа; /гнч = tg (л/сНЧ//д); £вч ~
~ tg (я/сВЧ^д) — коэффициенты деформации частотного масштаба при били-
нейном преобразовании; fc и /д — частоты среза АЧХ и дискретизации соответ-
ственно. Из (5.116) определяют коэффициенты в обратных связях
' &1 = 2Re(Zn), &2 = -|Zn|2. ,
В прямых связях принимают: для ФНЧ ал = 2; для ФВЧ аг — —2;
а0 = 02 = 1 независимо от вида фильтра.
Для расчета АЧХ одного блока используют выражение, получаемое из
(5.115) подстановкой Z= e,mT
Н (ja>)\2 = (2cos со/ aif)2/[ 1 + b2. + 2&1(. (b^.— 1) cos шТ — 2b cos 2<o7’].
Суммарная АЧХ фильтра определяется как произведение АЧХ отдель-
ных блоков
|Д(/а>7)12= П |Д(/<оТ)|;,
(=1
где N — общее число блоков в фильтре.
Нормировка коэффициента передачи фильтра в полосе пропускания
к единице производится включением перед фильтром нормирующего мно-
жителя
G0 = \H(j^T) i;*x.
Приведенная в гл. 3 программа FILTR1 реализует один из методов син-
теза нерекурсивных фильтров — метод взвешивания. Суть метода заклю-
чается в следующем. Известно, что импульсная характеристика фильтра
связана с его частотной характеристикой преобразованием Фурье
2л
Й (") = 241 Н e'and(£>' — 00 сп с оо.
О
142
Если Н (е/ш) является частотной характеристикой идеального фильтра
с граничными частотами полосы пропускания Fj и F2, то
h (п) = (sin 2nF3n — sin 2nF1n)/nn, —<*> < n < oo.
Если Fi = 0, получаем идеальный ФНЧ, при F2 = 0,5 — идеальный
ФВЧ, при Fi < F2 < 0,5 — идеальный ПФ.
Для обеспечения физической реализуемости фильтра импульсную ха-
рактеристику h (га) усекают за — М < п < М и модифицируют (взвеши-
вают окном) для уменьшения ошибки аппроксимации, т. е. обеспечения бо-
лее быстрой сходимости ряда
м
Н (е'“) = £ h (п) е-'ап.
—м
В программе используется два вида окон: обобщенное окно Хэмминга
. 2яп N — 1 N — 1
FH(n) = a + O-aJeos-^,-----------.
0 при других п,
причем 0 < a < 1, и окно Кайзера
U7 (Р V1 — [2и/^ — 1)Р//О (₽),
" к vO — z z
0 при других п,
где /0 (х) — функция Бесселя нулевого порядка, а ₽ > 1 — константа,
определяющая компромисс между максимальным уровнем боковых лепе-
стков и шириной переходной полосы. Простое усечение h (п) эквивалентно
взвешиванию прямоугольным окном.
Последним этапом синтеза фильтра является вычисление его АЧХ
и сравнение с требуемой. Для фильтра с нечетным числом отводов (фильтр
вида 1) выражение для Н (е'“) приводится к виду
N—3
2
m=0
Для фильтра с четным N (вида 2):
т I cos (com) -f- h
Ц _ е—/<о (N—1)/2
где <0 = 2nk/N0 < k < {N — 1), N — количество точек, в которых рас-
считывается АЧХ.
Следует отметить, что для рассмотренного типа цифровых фильтров нет
явной зависимости между количеством отводов и параметрами АЧХ (как,
например, для рекурсивных фильтров при расчете по аналоговому фильтру-
прототипу).
143
5.4. Методика и примеры расчета
Одноконтурный диапазонный усилитель сигнальной частоты
Исходные данные: диапазон рабочих частот /min. . . /тах, полоса про-
пускания П, неравномерность на границе полосы — не более оп, номи-
нальное значение промежуточной частоты fnp, селективность по зеркаль-
ному каналу не менее а3 к, ослабление помехи с частотой, равной промежу-
точной — не менее апч; резонансный коэффициент усиления — не менее Ко,
коэффициент устойчивости — не менее йу; параметры нагрузки—Ra, Сн; дан-
ные источника питания — Еп. Конструкторские данные — параметры конденса-.
тора настройки Снст т1п . . . Снст тах, реализуемые параметры катушек индук-
тивности, емкость монтажа. Обычно для приемников умеренно высоких частот
<3Б = 80 . . . 120, Cl + Cmh = (10...50) пФ.
Порядок расчета: 1. Выбирают тип активного элемента — см. п. 2.3, уста-
навливают [44, 104] параметры АЭ, необходимые для расчета, в том числе | У211,
। <УП I, ^22' ^22-
2. Выбирают схему УСЧ; устанавливают режим работы по постоянному
току (£Убэ0, (7кэ0, Л» ^эо)> рассчитывают и выбирают элементы цепей питания
и стабилизации режима /?Б1, /?Б2, R3, — см. н. 5.2, рекомендации по проек-
тированию схем УСЧ, описание схемы рис. 5.1; п. 10.3. Дальнейший порядок
расчета приведен применительно к схеме рис. 5.1, а.
3. Рассчитывают цепи фильтрации, блокировки, разделения
^ф> 1/<ominC9 «Э, wrninCp » > +' ''^Б! + 1/^Б2-
Резистор Ry введен для повышения устойчивости (порядка сотен ом).
4. В зависимости от необходимого коэффициента перекрытия йд = /тахДп11п,
диапазона рабочих частот, требований к добротности и стабильности парамет-
ров контура, условий эксплуатации в качестве элемента настройки кон-
тура выбирают конденсатор переменной емкости (КПЕ) или варикап —
см. табл. 2.5, п. 4.2. В диапазоне умеренно высоких частот при больших
коэффициентах перекрытия (kR « 3) чаще используют КПЕ; в диапазоне
УКВ при коэффициенте перекрытия менее двух — варикап. Дальнейший
порядок расчета приведен применительно к КПЕ.
5. Исходя из выражения для коэффициента перекрытия
= V<Снст шах + Ссх)/(Снст min + ^сх)
находят Ссх — емкость схемы, не изменяющуюся при эксплуатационной пере-
стройке частоты.
6. Исходя из выражения для емкости схемы
^сх — + га2С11 + CL + Смн + Спс’
находят среднюю емкость подстроечного конденсатора Спс. При этом задаются
значениями = 0,6 . . . 0,8, п2 — 0,1 . 0,2. Если не выполняется условие
Спс :> 0,2 (Ссх + Снст т1п) следует задаться другим КПЕ.
7. Определяют индуктивность контура LK = 2,53 • 1010//^in (Снст тахЧ-Ссх).
8. Конструктивная добротность контура <?конст ~ QL. С учетом потерь
в монтаже, экранах и окружающих предметах принимают добротность ненагру-
женного контура Q = (0,8 . . . 0,9) QK0HCT-
9. Эквивалентную добротность нагруженного контура находят из двой-
ного неравенства (5.35), где добротность Qn, необходимую для обеспечения
заданной неравномерности ап в пределах полосы П, определяют из выраже-
144
ния (5.37), а добротность, необходимую для обеспечения заданной селектив-
ности^по зеркальному каналу о3 к из выражения (5.36). При этом полагают
fo ~ /о max’ /3. к — Io max + 2/пр. В качестве эквивалентной добротности следует
принимать большие из допустимых значений.
10. Коэффициенты трансформации пг и п3 находят, исходя из формулы
(5.17), где Ro = Q <o0LK. Как следует из приведенного выражения, выбор пг
и п2 неоднозначен. Первоначально следует опробовать частные решения
(5.38), (5.39). В случае, если оии не могут быть реализованы, следует задать-
ся одним из коэффициентов трансформации и рассчитать второй.
11. Проверку на устойчивость производят по формулам (5.45), (5.46),
(5.40). В случае получения коэффициента устойчивости ky меньше заданного,
следует произвести перерасчет коэффициентов трансформации по формулам
(5.48) с последующей проверкой выполнения условия двойного неравенства
(5.35), (5.17).
12. Определяют резонансный коэффициент усиления (5.20) на трех
частотах поддиапазона (средняя и граничные частоты); при этом должно
удовлетворяться неравенство KOmin > Kt>- При невозможности подбора
значений/ц, п2, удовлетворяющих требованиям пп. 10, 11, 12 следует перей-
ти к другому типу АЭ или каскодной схеме.
13. По (5.21) на частоте, наиболее близкой к промежуточной, опреде-
ляют ослабление помехи с частотой, равной промежуточной апч.
Усилитель промежуточной частоты
с двухконтурным полосовым фильтром
Исходные данные: номинальное значение промежуточной частоты / ;
полоса пропускания П\ неравномерность в пределах полосы — ие более о^;
расстройка, соответствующая соседнему каналу А/с к; селективность по
СК — не менее ос к2; резонансный коэффициент усиления — не менее Ко s;
коэффициент устойчивости каскада — не менее ky: параметры нагрузки каскада
RH; Сн, ДСН, данные источника питания — Еп, реализуемые конструкторские
параметры. Обычно для / = 465 кГц принимают конструкторскую добротность
контура Q = 160 ... 200, для / = 10,7 МГц — Q = 80. . . 120, максимальное
значение коэффициента связи k — 0,9 .. . 0,95, емкости монтажа С, -ф- С =
= 5... 20 пф.
Порядок расчета: 1. По результатам расчета структурной схемы прием-
ника устанавливают N — число каскадов УПЧ с двухконтурными полосо-
выми фильтрами (см. п. 2.5, число каскадов определяют по исходным данным
^/7’ ^с.к)-
2. Рассчитывают характеристики, приведенные к одному каскаду
Nf-— Nr----- n -----
Ko=v Kos ’ °n~y °n 2 ; стс. к = у ac. к S •
3. Выбирают тип АЭ; устанавливают параметры АЭ, необходимые для
расчета, в том числе i Й21 j Йц!, R22, С22, АС22; выбирают схему каскада
УПЧ — см. п. 5.2, рекомендации по проектированию схем УПЧ; устанавли-
вают режим работы по постоянному току, рассчитывают и выбирают элемен-
ты цепей питания, стабилизации, фильтрации, блокировки, разделения_
см. пп. 1...3 предыдущего расчета. Дальнейший порядок расчета приведен
применительно к схеме рис. 5.16.
4. По характеристикам рис. 5.30 определяют значение т], соответствую-
щее заданной неравномерности в пределах полосы пропускания -у0 = 1/ал
при значении А/, установленном в п. 1.
5. Исходя из (5.65), для установленного значения q определяют обобщен-
ную расстройку хп по уровню у — 1/оп и отсюда необходимую эквива-
лентную добротность нагруженного контура Q3 = xnfn^/n.
145
6. Определяю! обобщенную расстройку по СК хс к = Q32A/C к//пр и по
формуле (5.64) рассчитывают селективность по СК ас к = 1/ус к. Полученное
значение должно быть не менее ас к, рассчитанного в п. 2. При невыполнении
этого условия должен быть произведен перерасчет по пп. 4, 5, 6 при числе
каскадов N + 1 •
7. В зависимости от значения промежуточной частоты по табл. 5.1 уста-
навливают минимально реализуемую индуктивность контурной катушки
min’
8. Определяют максимально допустимую эквивалентную емкость контура
Ск. э max = 2.53. 10i»/^pIKmin.
9. Находят минимальную эквивалентную емкость контура Ск 2ДС<?Э>
где приращение емкости контура ДС — п*2ДС22п*2Д(?н. При этом задаются
значениями л' = 0,5 . . . 0,8, «*= 0,1 . . . 0,2.
10. Задаются эквивалентной емкостью контура
С «г С С
к. э min к. э ''к. э max’
11. Рассчитывают емкость ненагруженного контура
Ско = Ск. э (п. ^22 + п* Сн)
и емкость контурного конденсатора Ск = Ск0 — (Смп + СЛ).
12. Определяют резонансное сопротивление ненагруженного контура
Rt> — Q/fflnpCK.0’
13. Исходя из уравнений
Q31 = Q/ 0 +п^о/^2г)>
@э2 — @/0 + га2^»/^н)> <?Э1 — @э2 ~ Qa
определяют коэффициенты трансформации
= V(Q/Q3 ~ 1) «22^0. «2 =
В случае” существенного различия между nlt п2 и п* , п% задаются п* — п.г,
п* = п2 и производят перерасчет по пп. 11—13.
14. Определяют коэффициенты трансформации п1у и п2у с позиций устой-
чивости (5.48), (5.47), G0=l//?0 (п. 12). В случае п-ц 2 < zij, 2у принимают зна-
чения, рассчитанные по п. 13; в случае п12у<П[ 2 принимают значения, рас-
считанные по п. 14 — при этом следует затрубить добротности ненагруженных
контуров с помощью шунтирующих резисторов Rm.
15. Рассчитывают резонансный коэффициент усиления Ко по формуле
(5.56), который должен быть не менее заданного. При невозможности подбо-
ра значений пг и п2, одновременно удовлетворяющих требованиям пп. 13,
14, 15 следует перейти к другому типу АЭ или каскодной схеме.
Усилитель промежуточной частоты с ФСС,
LC-звенья которого согласованы
по характеристическому сопротивлению
Исходные данные, средняя (промежуточная) частота f0, полоса пропус-
кания П, неравномерность в пределах полосы ап, расстройка, соответствую-
щая соседнему каналу Д/с к> селективность по СК ас к, параметры усили-
тельного или преобразовательного АЭ1 — |K2ii, R22, С22 или iK.2In ч|, /?22п ч,
С22п ч, параметры нагрузки RH, Си, реализуемые конструкторские параметры.
146
Порядок расчета-. 1. Выбирают активный элемент (см. п. 2.3).
2. Выбирают схему ФСС (см. п. 5.2). Дальнейший расчет приведен для
фильтра со звеньями 1114 (см. рис. 5.19, б).
3. Исходя из условия (5.9) задаются конструктивно реализуемой доб-
ротностью QK
4. Определяют обобщенную добротность первого приближения rf
(5-71).
5. Задаются числом звеньев первого приближения. Обычно принимают
N’ = 4.
6. Определяют неравномерность АЧХ, вносимую одним звеном, аП1
(5.72).
7. По графикам рнс. 5.32, б в завнснмостн от н rf находят переход-
ный коэффициент V.
8. Определяют обобщенную добротность г] (5.74).
9. Рассчитывают разность частот среза /2 — /1 (5.70).
10. Находят обобщенную расстройку X (5.69).
11. По обобщенным характеристикам рнс. 5.32, а в завнснмостн от X.
т) определяют селективность по СК в расчете на одно звено ас к).
12. По формуле (3.75) находят расчетное ослабление ФСС по СК ос.к.ф.
13. Производят сравнение полученного (ас к ф) и заданного (ас к) зна.
ченнй селективности:
ос. к. ф
= ос — расчет по пп. 1 ... 12 закончен, N = N',
< ос к— перерасчет по пп. 5 ... 12 при /V
> ас к — перерасчет по пп. 5 ... 12 при N <N'.
14. Задаются величиной характеристического сопротивления р (5.76).
Следует учитывать, что прн выборе высоких значений р возникают трудности
с реализацией Сг — см. (5.79).
15. Рассчитывают коэффициенты трансформации по формулам (5.77),
(5.78). Прн р//?22 > 1 нли р/7?н > 1 применяют шунтирующие фильтр рези-
сторы
Яш! = Р/(! — р/т?22), яш2 = р/(1 — р/7?н).
При работе от преобразователя АЭ1 вместо /?2г следует подставить /?22пч’
16. По формулам (5.79), (5.80) определяют параметры элементов внут-
ренних звеньев, по формулам (5.81), (5.82) — то же для внешних звеньев.
В случае работы от преобразователя частоты АЭ1 в выражении (5.81) следует
подставить С22ПЧ,
17. В завнснмостн от г), У по графикам рнс. 5.32, в определяют попра-
вочный коэффициент kg,.
18. По формуле (5.83) рассчитывают коэффициент усиления каскада
с ФСС. Прн работе от преобразовательного прибора АЭ1 в выражение (5.83)
вместо ! К211 следует подставить I К21пч|.
19. В зависимости от обобщенной добротности Г) и числа звеньев N
с помощью табл. 2.7 определяют коэффициент прямоугольное™ kn.
Усилители промежуточной частоты с ФСС
на пьезоэлектрических, пьезокерамических,
электромеханических фильтрах
Исходные данные: см. исходные данные предыдущего расчета УПЧ с
ФСС.
Порядок расчета: 1. Выбирают активный элемент (см. п. 2.3),
147
2. По исходным данным/0) П, оп, Д/ск, ас к по табл. 2.8...2.10 в соот-
ветствии с рекомендациями п. 5.2 выбирают тип фильтра и схему ФСС.
Дальнейший расчет выполнен применительно к эквивалентной схеме рис.
5.35.
3. По формуле (5.107) определяют обобщенную добротность т].
4. Рассчитывают показатель связи фильтра с АЭ ₽ (5.106).
5. Находят коэффициенты трансформации nlt п2 (5.109).
6. Вычисляют индуктивности С31 LK (5.108), L± =
7. Находят емкость контурного конденсатора
Ск = 2,53 • 1010//qDk — С22 — Смн.
8. Определяют индуктивности катушек С32 L2, LK (5.110).
9. Коэффициент усилении каскада иа средней частоте рассчитывают по'
формуле (5.111).
ФСС с LC-звеньями типа НЦ. Проектирование на ЭВМ
Исходные данные-, средняя частота f0, полоса пропускания П, неравно-
мерность затухания в пределах полосы пропускания dnpfm, расстройка со:
седиего канала &fC K, затухания на частоте соседнего канала dc к тз, собст-
венные затухание контуров фильтра da, характеристическое сопротивление
фильтра 117, максимально допустимое число звеньев фильтра Мтах.
Для расчета ФСС используется программа, построенная по методике
[83]. Результатом работы программы является АЧХ фильтра, количество зве-
ньев и требуемое собственное затухание контуров, величины емкостей связи,
емкости и индуктивности контуров, коэффициент передачи фильтра на сред-
ней частоте.
Пример распечатки результатов работы программы FSS приводится
ниже.
NM=13 F3= 455.33 К HZ P=13.33 KHZ
DPD= 3.3 DB SK=13.33 KHZ DSKT=40.0 DB
33=253'. 3 W= € .333 KOH
Fl = 457_. 63 KHZ F2= 472.43 К HZ
.96 DE: SESK = 43. S3 DB
Н= 8 30=2 53.3
CSW= 57.1 CSR= 3458.8 ZKR= 1734.4 PF
LSR= 3 LKR= 65.4 •1KH "П t'JJ H GJ СП O'i
AMPLI FUDE RESP ZiHSE
FtKHZ) DtDB) FtKHZ) DtDB) FCKHZ) DtDB) FtKHZ) DtDB)
455.33 45.5 455.43 42.4 455.83 33.0 455.23
456.60 457.3Й 23. 3 457.43 17.8 457.83 13.'2
458.23 .9.7 458.53 7 459.03 5.5 459.43 4.3
459.83 3 Ji' 463.23 463,. S3 2.1 461.33 1.6
461.43 1.2 461.83 3.9 462.23 3.7 462.53 3.5
463.33 3.3 453.43 3.2 463.83 3.1 454.23 3. 1
464.63 3. 3 455.33 0.0 455.43 0.3 455.83 0. 3
46b.23 -0. 1 465.63 S Jz 467.33 3.3 457.43 3. 5
457.83 0. 7 468.23 id. У 468.53 1.2 469.00 1.5
469.43 2. 3 459.83 s 473.20 3.2 473.53 4. 1
471.33 Er 471.43 f* "d 471;83 9.3 472.23 12.6
472.63 1б'э 473.33 2П7 473.43 25.5 473.83 31.3
474.23 •-'U« I 474.53 ,V-4 „ M 475.33 43.5
148
Цифровой фильтр
нижних частот
Исходные данные: по-
лоса пропускаемых частот
f — 0 ... 2 кГц; неравномер-
ность в полосе пропуска-
ния С 3 дБ; затухание
при расстройке на окта-
Рнс. 5.46. Функциональная схема цифрового ФНЧ
ВУ (^н.п /з кГц)
с/2 > 10 дБ; частота дискретизации /д = 20кГц; АЧХ фильтра должна
быть монотонной.
Порядок расчета: Подходящим прототипом в аналоговой области явля-
ется фильтр, аппроксимированный по Баттерворту. Найдем требуемую пере-
даточную функцию.
Критические частоты ШщТ — = 2 • л • 2/20 — 0,2л; <0ц2Т = 2ат/а7' —
= 2 • л • 4/20 = 0,4л.
Соответствующие частоты в аналоговой области (5.94)
ыА1 = tg (соц17/2) = tg (0,2л/2) = 0,3249;
ыД2 = tg (<Вц27/2) = tg (0,4л/2) = 0,7265.
Порядок фильтра
Передаточная функция фильтра имеет два полюса, При <оА1 = 0,3249
р1>2 = —0,23 ± / 0,23
К (р) = ,---- = 0,1058/(р2 + 0,46р - 0,1058).
(Р + Pi) (Р + Р»)
Производим замену переменных согласно (5.104) и после преобразований
получаем искомую системную функцию
И (Z) = 0,0676 (1 + 2Z-1 Z-«)/(l — 1.4216Z-1 + 0.4124Z-2).
Функциональная схема рассчитанного фильтра показана на рис. 5.46.
Цифровой рекурсивный полосовой фильтр.
Проектирование на ЭВМ
Исходные данные: неравномерность АЧХ в полосе пропускания е <
< 2 дБ; затухание при расстройке на одну октаву от частот среза не менее
40 дБ; частоты среза fB = 4 кГц, fn = 2 кГц; частота дискретизации /д=
= 10 КГц.
Порядок расчета: Определяем порядок фильтра-прототипа исходя из
равноволновой аппроксимации при в = 1 дБ. Получаем порядок п > 4,32,
дополняем до ближайшего четного п = 6, т. е. N = 3.
Относительные частоты среза /свч-7д = °>2» /снч//д = 0,4.
Координаты полюсов при п = 6 и в = 1 дБ:
Р1,2 = —0,0621 ± / 0,9934;
Рз.4 = —0,1698 ± / 0,7272;
Ps.e = —0,2320 ± j 0,2661.
149
Рис. 5.47. АЧХ полосового цифрового фильтра
\Н(]ыЛ,дБ
Расчеты выполняем с помощью про-
граммы FILTR2. Исходными данными для
программы являются:
1. Признак вида фильтра, задаваемый
значением параметра К (К = —1 — ФВЧ;
К = 1 — ФНЧ; К = 0 — ПФ).
2. Число блоков /V (при расчете ПФ за-
дается отдельно для ФВЧ и ФНЧ).
3. Относительные частоты среза /сВЧ
11 /сНЧ-
4. Координаты полюсов аналогового
фильтра-прототипа (при расчете ПФ повто-
ряются дважды — в исходных данных для
ФВЧ и ФНЧ).
HPF AMPLITUDE PEApnUS £.» DB
-157.1-120.9 -ЧЧ 8 5 -84.2 -72.2
-26.5 -23.7 -15. 1 -9.5 -3. 9
30.5 29.8 33. Я 33.4 30.7
29.8 29.8 30. 0 30. 1 33.3
33.7 30.6 33. 4 33.3 33.2
BLOCK LF-1 Al = 2.3 Bl=‘l
BLOCK LF-2 Al = 2.0 Bl = -1
BLOCK LF-3 Al = 2.3 Bl = -0
LPF AMPLITUDE RESPONSE 8. DB
13.7 13.8 13. 8 13.8 13.8
14.1 14.2 14. 3 14.3 14.4
14.7 14.7 14. 7 14.6 14.6
13.8 13.7 13. 8 14. 1 14.4
1.3 -10.6 -21. 3 -32.0 -43.5
BPF AMPLITUDE RESPOMSt z, DS
-143.4-137.1 8 -70.4 -58.4
-12.4 -6.5 “У- 8 4.8 13.5
45.2 44.5 44. 7 45. 1 45.3
43.5 43.8 43. 3 44.2 44.8
GJ ro ro • 9. 1 -1.7 -13.4
-62.2 -53.6 ~46«У "39.3 “32.6
1.9 8.0 14.3 22.6 29.8
33.7 30.5 ЗЭ.2 29.9 29.8
33.5 30.6 30.7 30.8 30.7
33.0 29.9 29.8 29.8
557462 02=-0.92899?
168816 82=-0.714717
100363 82=-3.238533
13.9 13.9 14.3 14.0 14. 1
14.5 14.6 14.5 14.7 14.7
14.4 14.3 14. 1 14.0 13.9
14.7 14.6 14.3 13.9 13.7
-56 6 *“ i' C-. I' -94.6- 131.1
-48.4 _ TQ т -32.3 -25.0 -18.5
15.4 29.4 37.3 44.5
45.2 44.8 44.3 43.9 43.7
45.2 45.2 44.7 4-4.7 44.5
— - :”l -42.8 -54.7- 101.3
На печать выводятся последовательно: номер, коэффициенты alt bu Ьг
и логарифмическая АЧХ каждого блока в отдельности (49 точек для 0 <
< <оТ < л), а также суммарная ЛАЧХ фильтра. ЛАЧХ фильтра приведена
на рис. 5.47.
Максимальный коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания
I# (/<*>Dlmax = 45,3 дБ.
Цифровой нерекурсивный полосовой фильтр.
Проектирование на ЭВМ
Исходные данные-, граничные частоты идеального ПФ = 0,2, =
= 0,4, число отводов N = 31, ширина переходной полосы не более 0,1, по-
давление в полосе непропускания не хуже — 40 дБ.
150
Порядок, расчета: заданные требования можно обеспечить при использо-
2 23
вании окна Кайзера с Р = 3,384 [91], А/7 =« 0,07. Распечатка ре-
' о 1
зультатов расчета при использовании программы FILTR1 приведена ниже.
KAISER FILTER NT= 31 8=3.384 Fl=3.23339 F2=3.43333
-0.333333 3.881733 3.313412 -3.014198 -8.384445 -3.303333
3.337415 8.339964 -8.353724 -3.815268 -8.838333 8.026139
9.154?39 -3.238823 -8.114939 0.433333
AMPLITUDE RESPONSE- DB
- 53.4-51.1-53.4-59.8-84.7-58.1-53.3-53.7-53.1-53.8-53. 4-59.5
-71. 3 -56, 4-51.7-49. s -4'9. 1 -50 1 -53 У -6У 'S-‘o4. 4 -5'< 5 -49 5 -47 7
-47.5-49.3-5-3.3-68.2-55.4-48.7-45.7-44.7-45.5-48. 8-61.3-51.7
-44.3-41.3.-4Э.8-44.-2-55.7-36.1-28.6-23.5-19.5-16.3-13.5-11.2
-9.2 -7.5 -5.0 -4.3 -3.7 -2.8 -2.1 -1.4 -1.3 -3.8 -3.3 -9.1
- 3.3 0.1 3.1 3.1 0.0 8.3 -0.9 -3.8 -0.1 -0.1 -3.0 *0.3
0.3 -0.9 3.3 0.1 0.3 3.0 3.3 -0.3 -3.3 -0.1 -3.1 -3.9
- 0.0 0.3 0.0 0.1 0.1 0.1 -0.0 -0.1 -0.3 -3.6 -1.3 -1.4
- 2.8 -2.8 -3.7 -4.8 -8.9 -7.5 -9.2-11.2-13.8-16.3-19.6-23.6
-28.8-36.4-56.1-44.8-41.7-42.7-46.9-59.9-53.1-46.9-45.1-45.7
-48 4 -55. У -у8 _ “53 >' ~41,_ ..1
Глава 6
МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ
6.1. Общие сведения о малошумящих усилителях (МШУ)
МШУ применяются для уменьшения шума и повышения чувствительно-
сти радиоприемного устройства. В настоящее время в качестве МШУ на СВЧ
применяются усилители на СВЧ-транзисторах, на ЛБВ, на туннельных дио-
дах, параметрические на полупроводниковых диодах, на джозефсоновских
переходах и молекулярные. В табл. 6.1 приведены основные параметры этих
типов усилителей. Наиболее важным параметром их является уровень шумов.
Наименее шумящими из существующих усилителей являются молеку
лярные, квантовые парамагнитные усилители (КПУ) — их шумовая темпе-
ратура в сантиметровом диапазоне волн порядка 10 К. Однако в КПУ необ-
ходимо охлаждение парамагнитного вещества до температуры жидкого ге-
лия (4 К), что требует использования дорогих криогенных установок, огра-
ничивающих области применения этого вида усилителей.
В широком диапазоне частот, включая миллиметровые волны, могут
быть использованы усилители на джозефсоновских переходах (УДП), рабо-
тающие при гелиевых температурах [9, 92]. Джозефсоновские переходы
с малой емкостью (точечные контакты, тонкопленочные мостики) могут ис-
пользоваться для параметрического усиления слабых СВЧ-сигналов, при-
чем накачкой может служить как внешний источник, так и собственная
джозефсоновская генерация перехода (самонакачка).
УДП применяют, главным образом, в радиоастрономии, но весьма эффек-
тивно использование джозефсоновских переходов в качестве нелинейных
элементов в схемах смесителей миллиметрового диапазона (см. гл. 7). УДП
имеют наиболее высокий частотный предел и, обладая шумовой температурой
15...50 К, по шумам лишь немного уступают КПУ.
151
Таблица 6.1. Основные данные малошумящих усилителей на СВЧ
to Тип усилителя Частота, ГГц Полоса, % Усиление на каскад, дБ - 1емператури. нестабиль- ность, дБ/град. Временная нестабиль- ность, дБ/12 ч Динамич. диапазон, дБ Масса, кг Объем, см3 Шумовая темпера- тура, к
КПУ бегущей волны 1,1 • 4.0 0,12. (0,2 . .. 5.5 . 2,2) 11 (20 ..52 ... 30) ± (0,1 .. . 0,2) ' 50... 80 8.. . 400 (50... 1000) Юз 4.. .20
УДП (4К) 1.. 300 4 6. ..20 60 15 . . 150 (50... 200) Юз 15.. .50
ППУ охлаждаемые 0,3. .35 12 15 . . 20 15.. .50
ППУ неохлаждаемые 0,3. . 50 0,2. (0,5. . 40 . 7; 3 (17 ..45 .. . 30) 0,3 ± (0,1 ... 1) 65 ... 90 (70 . . . 80) 2.. .30 (1,5.. .45) Юз 30... 300
У пт (20К) 1.. .20 60 5. ..10 15.. .60
У пт неохлаждаемые 0,5. ..40 60 5 .. 10 50. .. 1000
УБТ неохлаждаемые 0,1 . . 16 4 .. 80 5 . . 10 0,04 + 0,5 80. .. 100 0,1 . ..0,4 45 ... 1800 80.. . 5000
УТД неохлаждаемые 0,25 ..20 1,7. (3,6 . • 6,7 .. 18; 6. (12 . .20 .. . 20) 0,001 ... 0,3 (0,02 . .. 0,06) zt0,5 50... 90 (65 ... 70) 0,1 . ..12 30... 2,7 . Юз 250... 1200
Усилители на ЛБВ 0,25 .. 100 6,7.. (36. . 120 .67) 25 (25 .. . 60 ... 35) 0,01 .. . 0,07 (0,02) 63... 100 (70 ... 90) 1,2 . ..23 450... 20 • 103 300... 3000
Примечания: 1. В скобках указаны наиболее вероятные, типовые, значения параметров.
2. Динамический диапазон: от уровня шума в полосе 1МГц до уровня входного сигнала, при котором усиление падает на 1 дБ.
Примерно такую же шумовую температуру имеют параметрические по-
лупроводниковые усилители (ППУ), если их охладить до температуры жид-
кого азота (78 К) или водорода (20 К), что связано е меньшими технически-
ми трудностями. Шумовая температура охлаждаемых ППУ порядка 17...
20 К при водородном уровне и 50 К при азотном уровне, что позволяет эффек-
тивно их использовать в системах спутниковой связи. Если охладить ППУ
до гелиевой температуры, можно получить практически такую же шумовую
температуру, как и в КПУ.
Неохлаждаемые ППУ работают без криогенной аппаратуры в широком
диапазоне частот (0,3....50 ГГц) и позволяют получить сравнительно низкие
шумовые температуры 30....300 К (в зависимости от частоты). Эти их до-
стоинства определили широкое использование ППУ в радиолокации, спут-
никовой связи и некоторых других областях радиотехники.
В последнее время ППУ начинают вытесняться усилителями на полевых
(УПТ) и биполярных (УБТ) транзисторах. Особенно большое распростра-
нение получили в интегральных схемах на СВЧ усилители на полевых тран-
зисторах с барьером Шоттки (ПТШ) на основе арсенида галлия. На частотах
до 3 ГГц УБТ почти не уступают по параметрам УПТ, но с повышением час-
тоты преимуществ.о на стороне полевых транзисторов. Особенностью ПТШ
является преимущественно тепловая природа его шумов, поэтому охлаждение
приводит к значительному уменьшению коэффициента шума. УПТ, охлаж-
денные до водородной температуры, имеют почти такие же шумы, как УДП
и охлажденные ППУ, а в схемном и конструктивном отношеняях значитель-
но проще последних.
Несколько худшими чем ППУ и УПТ шумовыми свойствами обладают
усилители на туннельных диодах (УТД), которые в трехсантиметровом диа-
пазоне имеют шумовую температуру порядка 300 К. УТД используются,
главным образом, в сантиметровом диапазоне, хотя могут работать в диапа-
зоне от 0,25 до 20 ГГц.
Более шумящими, но зато более широкополосными, являются усилители
на лампах бегущей волны (ЛБВ). В диапазоне от 0,25 до 100 ГГц шумовые
температуры усилителей на ЛБВ лежат в пределах от 300 до 3000 К.
МШУ на ЛБВ являются нерегенеративными, электровакуумными,
электронно-лучевыми усилителями, работающими в проходном режиме.
Усиление сигнала в ЛБВ происходит благодаря взаимодействию замедлен-
ного электромагнитного поля сигнала и электронного пучка, для фокусиров-
ки которого применяются соленоиды или постоянные магниты (пакетирован-
ные ЛБВ). Усилители на ЛБВ являются наиболее широкополосными, так
как в них не используются резонаторные сйстемы и их диапазон ограничи-
вается лишь устройствами ввода и вывода энергии [55, 93].
Основными достоинствами ЛБВ являются: широкополосность (в некото-
рых случаях до 120 %); высокая стабильность параметров (кроме фазовой
нестабильности); высокая устойчивость к перегрузкам СВЧ мощностью
(Рср « 0,2...3 Вт), что позволяет упростить схему защиты входа приемника
в радиолокационной станции и, следовательно, уменьшить потери и шумы.
Основными недостатками ЛБВ можно считать: относительно высокий
(для МШУ) коэффициент шума, в сантиметровом диапазоне равный 5...10 дБ
и лишь несколько меньший, чем у малошумящих смесителей; большие габа-
ритные размеры, масса и потребляемая мощность, определяемые необходи-
7 7-230
Рис. 6.1. Шумовые температуры и коэффициенты шума различных типов МШУ в зависи-
мости от частоты:
1 — КПУ; 2 — УДП; 3 — ППУ охл. 20К; 4 — УПТ охл. 20К; 5 — ППУ охл. 78К; 6 — ППУ
неохл.; 7 —УТД; «—УПТ неохл.; 9 — УБ Г неохл.; 10 — ЛБВ; //—смесители на ДБШ
мостью в соленоидах или постоянных магнитах н высоковольтных выпря-
мителях от нескольких сот вольт (в сантиметровом диапазоне) до 2...3 кВ
(в миллиметровом диапазоне).
Следовательно, применение ЛБВ целесообразно в тех случаях, когда
необходимо максимально возможное перекрытие по частоте при относительно
высоком коэффициенте шума, больших габаритах и массе и нет жестких тре-
бований к фазовой стабильности и потребляемой мощности.
Шумовые и усилительные свойства МШУ в значительной степени зави-
сят от рабочей частоты (рис. 6.1).
КПУ, ППУ и УТД являются регенеративными усилителями двухпо-
люсного типа, у которых одни и те же клеммы Являются входными и выход-
ными. К резонатору, связанному с отрицательным сопротивлением, посту-
пает волна сигнала, происходит регенерация, и отраженная усиленная волна
поступает в ту же линию, которая подводит сигнал к резонатору.. Такие
двухполюсные регенеративные усилители подключаются к антенне и наг-
рузке (входу приемника) с помощью циркуляторов, которые обеспечивают
стабильность параметров усилителя при изменении импеданса цепей источ-
ника и нагрузки, а также предотвращают регенерацию шумов нагрузки.
Циркуляторы обеспечивают однонаправленное движение электромагнитной
154
Рис. 6.2. Схемы включения регенеративных усилителей (РУ):
«на отражение» — а; «на проход» — б; А — антенна; Ц— циркулятор; Пр— приемник;
СН — согласованная нагрузка; В1 и В2 — ферритовые вентили
волны и позволяют поэтому разделить прямую и отраженную волны. Сигнал
из антенны А (рис. 6.2, а) поступает на вход циркулятора 1, усиливается
в регенеративном усилителе РУ, подключаемом ко входу 2; отраженная вол-
на поступает от входа 2 ко входу 3, к которому подключается основной
супергетеродинный приемник Пр. Отраженная от приемника (вследствие пло-
хого согласования) волна поглощается согласованной нагрузкой СН, под-
ключаемой ко входу 4. При хорошем согласовании нет необходимости в чет-
вертом плече и можно ограничиться трехплечным или У-циркулятором.
При необходимости обеспечить более надежную развязку включают несколь-
ко (два или три) циркулятора, образующие пятиплечный циркулятор
(см. п. 6.4).
В некоторых случаях можно реализовать регенеративный усилитель и по
схеме четырехполюсника, когда сигнал подводится к резонатору по одной
линии, а отводится с помощью другой линии (рис. 6.2, б). Входной вентиль
ферритовый (ВГ) служит для развязки МШУ и источника, а выходной
(В2) — для развязки МШУ от нагрузки.
6.2. Транзисторные усилители на СВЧ
Схемы усилителей
Микрополосковые СВЧ-усилители УБТ и УПТ представляют собой
диэлектрическую плату, на которой нанесен рисунок пассивной схемы и при-
паяны или приварены навесные элементы, в частности — транзисторы.
Такие платы представляют собой отрезки линий микрополосковых (МПЛ),
щелевых (ЩЛ) или копланарных (КЛ) (см. гл. 14).
На рис. 6.3 показана схема двухкаскадного УБТ на МПЛ. Схема имеет
параллельную (R3) и последовательную (R2, R5) обратные связи, стабили-
зирующие параметры усилителей. Низкочастотные резисторы R1...R5 вы-
полнены по единой технологии. Емкости С2 порядка 70 пФ представляют
собой проходные конденсаторы, соединяющие по СВЧ заземленную сторону
платы с лицевой стороной через просверленные в керамике отверстия. Име-
ющиеся на входе и выходе фигурные зазоры (Cl, СЗ) шириной 50 мкм и дли-
ной, равной четверти длины волны н полосковой линии, развязывают цепи по
постоянному току. В такой схеме, за исключением транзисторов, нет навес-
ных элементов, что обусловливает ее высокую надежность [37].
На рис. 6.4 показаны электрическая (б) и топологическая (а) схемы двух-
каскадного УБТ на ЩЛ. СВЧ транзисторы включены в месте присоедине-
ния к основной ЩЛ четвертьволновых щелевых закороченных резонаторов.
Напряжения смещения подаются на металлизированные «островки», ограни-
155
Рис. 6.3. Электрическая (а) и топологическая (б) схемы двухкаскадного
усилителя на БТ и МПЛ
Рис. 6.4. Транзисторный малошумящий усилитель иа ЩЛ:
а —« топология, б схема по постоянному току
ценные от остальной металлизации вспомогательными ЩЛ, которые в местах
пересечения с основной ЩЛ закорочены по СВЧ с помощью конденсаторов.
Эмиттер второго транзистора расположен на «островке», который ограничен
вспомогательной ЩЛ, равной половине длины волны в линии. В центре этой
вспомогательной ЩЛ, т. е. ва расстоянии четверти длины волны от места под-
ключения ее к основной ЩЛ, включен четвертьволновый щелевой коротко-
замкнутый шлейф, исключающий влияние этого «островка» на параметры
усилителя, С обратной стороны диэлектрической подложки нанесены резисто-
156
ры смещения, связанные с «островками» смещения на лицевой стороне подлож-
ки прн помощи штырьков, проходящих сквозь диэлектрик.
Такой четырехкаскадный усилитель на транзисторах 2Т3115А, выпол-
ненный на плате нз полнкора размером 48 X 30 X 1 мм с относительной
диэлектрической проницаемостью 9,8, имел в полосе частот 15% коэффи-
циент передачи 16 дБ и коэффициент шума не более 6 дБ.
На рнс. 6.5 показаны электрическая (а) и топологическая (б) схемы одно-
каскадного УПТ на КЛ.
С появлением двухзатворных полевых транзисторов с барьером Шоттки
(ПТШ) возникла возможность создания усилителей сигнальной н промежу-
точной частоты с глубокой АРУ. Например, двухкаскадный усилитель на
ПТШ обеспечивает в полосе 4...8 ГГц усиление 20 дБ и глубину регулиро-
вания 60 дБ прн нзмененнн напряжения на втором затворе от -ф-1,0 до
— 2,0 В с сохранением равномерной АЧХ в полосе. Прн этом КСВ входа
н выхода меняются незначительно.
В табл. 6.2 приведены основные данные некоторых биполярных, а в табл.
6.3 — полевых транзисторов СВЧ [78].
Расчет транзисторных усилителей СВЧ
Расчет усилителя начинают с выбора транзистора, имеющего коэффициент
шума на 1...2 дБ ниже заданного для усилителя. Затем, задаваясь ориентиро-
вочно максимальным усилением на заданной частоте (8... 12 дБ), определяют число
каскадов усилителя и вычисляют реальный коэффициент передачи каскада, а
также элементы цепей согласования. Предварительно вычисляют или измеряют
элементы матрицы рассеяния Sin транзистора на рабочей частоте (в виде мо-
дуля и фазы либо в комплексной форме а 4- jb). Расчет 'транзисторных усили-
157
Таблица 6.2. Основные данные биполярных транзисторов СВЧ
Типы приборов Коэффициент шума, ие более, дБ Коэффициент усиления, не менее, дБ frp, не менее, ГГц
1Т341А, ГТ341А 4,5 (4) при f = 1 ГГц 5 ... 6 при / = 1 ГГц 1,5 (1,95)
1Т341Б, ГТ341Б 5,5 (4,4) при f = 1 ГГц То же 2 (2,55)
1Т362А, ГТ362А 4,5 (3,0) при / = 2,25 ГГц 2,4 (4,8)
2Т372А, КТ372А 3,5 (2,9) при / = 1 ГГц 10 . . . 14,5 (12) при / = 1 ГГц 2,4 (4,35)
2Т372Б, КТ372Б 5,5 (3,5) при / = 1 ГГц То же 3 (4,8)
2Т372В, КТ372В 5,5 (3,8) при /= 1 ГГц « 3 (3,75)
1Т374А-6 4,5 (4) при / = 2,25 ГГц 3 . . . 7,6 (6) при / = 2,25 ГГц 2,4 (3,6)
1Т383А-2, ГТ383А-2 4,5 при / = 2,25 ГГц 2,4
1Т383Б-2, ГТ383Б-2 4 при /=1 ГГц 1,5
1Т383В-2, ГТ383В-2 5,5 при / = 2,83 ГГц 3,6
КТ391А-2 4,5 (3,5) при / = 3,6 ГГц 6 (7) при / = 36 ГГц 5 (6)
КТ391Б-2 5,5 (5,2) при / = 3,6 ГГц То же 5 (6)
КТ391В-2 6 при / = 3,6 ГГц 4 при / = 3,6 ГГц 4
Примечание. В скобках указаны типовые значения коэффициента шума, коэффициента усиления по мощности и гранич-
ной частоты
Таблица 6.3. Основные данные полевых транзисторов СВЧ
Тнп транзистора Тип прибора Коэффициент шума, дБ Коэффициент усиления, дБ
Полевой, с од- 2П310А 5. . 6 при частоте 1 ГГц 5 ... 7 при час-
ним затвором То же 2П310Б 5. . 7 при частоте 1 ГГц тоте 1 ГГц
2П312А 1 . . 4 при частоте 400 МГц 2 при частоте 400 МГц
« КП312А то же То же
2П312Б 1. . 6 при частоте 400 МГц «
КП312Б То же «
« АП325А-2 2 при частоте 8 ГГц 4,5 при частоте
8 ГГц
АП321А-2 3,5 при частоте « 3,5 при частоте 8 ГГц
« АП326А-2 4,5 при частоте 17 ГГц 3 при частоте
• 17 ГГц
Полевой, с дву- 2П350А 4,8 . . . 6 при частоте 400 МГц frp = 700 МГц
мя затворами
То же КП350А 3,7 . . . 6 при частоте « То же
КП350В 4,1 . . . 8 при частоте «
телей СВ4 желательно проводить с использованием ЭВМ по методике, изло-
женной в п. 6.5 [69, 79, 127].
Для расчета транзисторных усилителей традиционными методами часто
используют У-параметры транзисторов. Их можно определить через приво-
димые в справочниках /i-параметры по формулам, приведенным в п. 2.3.
6.3. Параметрические полупроводниковые усилители
Параметрические диоды
Параметрическим усилителем называют такой, в котором под воздейст-
вием специального генератора (накачки) с определенной частотой меняется
реактивный элемент — емкость или индуктивность. В ППУ в качестве пере-
менной емкости обычно используется нелинейная емкость обратносмещен-
ного р-п перехода полупроводникового диода. В этих диодах между полупро-
водниками типа р и типа п создается слой, имеющий свойства диэлектрика,
а ширина этого слоя определяется величиной обратного смещения. Поэтому
емкость запертого р-п перехода зависит от приложенного к нему напряжения
и практически безынерционно меняется с частотой накачки (рис. 6.6).
Зависимость нелинейной емкости р-п перехода от приложенного напря-
жения определяется формулой
Сп(«) = Сп(0)/[1+«/<рк]я, (6Л)
где Сп (0) — емкость диода при нулевом смещении; <рк— контактная раз-
ность потенциалов, п = 2 для сварных диодов (со ступенчатым резким пере-
ходом) п = 3 для диффузионных диодов (с плавным переходом). Для герма-
ния фр « 0,2...0,3 В, для арсенида галлия фв а; 1...1,2 В.
159
Как видно из рис. 6.6, напряжение на р-п переходе равно и = Uo -f-
+ Umn cos coHZ, где Uo— начальное смещение; UmB~ амплитуда, а wH—
частота накачки. Под воздействием напряжения накачки емкость перехода
становится переменной, но несинусоидальной, поскольку характеристика
Сп (и) нелинейна. Зависимость Сп (и) можно разложить в ряд Фурье. Часто
пользуются не емкостью Сп(/), а ее обратной величиной S = 1/Сп (Z), назы-
ваемой жесткостью или элластансом диода.
В режиме накачки синусоидальным током (при этом напряжение накач-
ки должно быть несинусоидальным) жесткость меняется по закону
S (0 = So + St cos aet = So (I + tn cos (oHt), (6 2)
где So = 1/Ce — постоянная составляющая жесткости; Co « Cn (Uo) — по-
стоянная составляющая емкости, примерно равная емкости при и — Ue,
St — первая гармоника жесткости, tn = SJSg — коэффициент модуляции
жесткости.
Эквивалентная схема параметрического диода (рис. 6.7) состоит из нели-
нейной емкости Сп, сопротивления растекания (потерь) Rs, индуктивности
вводов — LB и емкости корпуса Ск. В современных диодах Rs = 1...5 Ом,
LB = 0,2....2 нГ, Ск = 0,1 ... 0,4 пФ.
Шумовые характеристики и максимальная рабочая частота диода опре-
деляются его постоянной времени т (Uo) > = Сп (Uo) Rs. В современных
диодах т < 10~12 с. В табл. 6.5 приведены параметры некоторых диодов из
германия и арсенида галлия.
Важным параметром диода является его критическая частота, т. е. час-
тота такого сигнала, на которой отрицательное сопротивление, вносимое дио-
дом в контур, равно Rs, и поэтому одноконтурный усилитель еще может уси-
ливать сигнал
/кр = mS0/4nRs « m/4nRsCn (i/0). (6.3)
Если вместо Rs подставить RS3 — эквивалентное сопротивление потерь
диода с учетом потерь в элементах конструкции ППУ (потерь в проводниках
Рнс. 6.6. Вольтфарадная характеристика
параметрического диода с резким перехо-
дом и изменение емкости Сп (/) под влия-
нием напряжения накачки (7Н(/)
и контактах, потерь на излуче-
ние), получим значение /кр э. Для
получения большого устойчивого
усиления и хороших характерис-
тик желательно работать на час-
тотах сигнала в несколько раз
меньше критической, т. е. часто-
та сигнала должна быть
Л < (0,2 ... 0,5) /кр э.
О ()
Рис. 6.7. Эквивалентная
схема параметрического
диода
160
Таблица 6.5. Основные данные некоторых типов параметрических диодов
Тип диода (и) Ск, пф нГн ^ДОП’ в <рк, в п 1 т(и) ^рас max* мВт ^и. пад max, Вт ^СВЧи» эрг
пФ при ^обр’ В ПС При £7обр» В
1А404Б 0,09 . . . 0,14 5 0,23 1,2. . . 1,8 10 0,3 3 0,85 5 40 1 0,3
1А404В 0,11 . . . 0,16 5 0 23 1,2 .. . 1,8 10 0,3 3 0,85 5 40 1 0,3
1А404Г 0,13. . . 0,23 5 0,23 1,2. . . 1,8 10 0,3 3 0,85 5 40 1 0,3
1А404Д 0,17.. . 0,28 5 0,23 1,2. . . 1,8 10 0,3 3 0,85 5 40 1 0,3
1А404Е 0,22. . . 0,36 5 0,23 1,2 .. . 1,8 10 0,3 3 0,85 5 40 1 0,3
1А408А 0,5.. . 0,56 10 0,32 0,45 . . . 0,65 12 0,3 3 0,6 10 40 1 0,3
D5147A 0,3.. . 1,2 0 0,3 0,2 6 1,2 2 0,8 6 30 0,1 0,2
D5147D 0,3 .. . 0,65 0 0,3 0,2 6 1,2 2 0,45 6 30 0,1 0,2
D5147G 0,3 .. . 0,35 0 0,3 0,2 6 1,2 2 0,32 6 30 0,1 0,2
D5347B 0.3. .. 1 0 0,32 0,45 . . . 0,65 6 1,2 2 0,64 6 — — —
Примечания-.
1. <рк — контактная разность потенциалов полупроводниковой структуры;
2. п — показатель степени в формуле (6.1);
3- Трастах и Рв. падmax — максимально допустимая рассеиваемая непрерывная и импульсная падающая мощности;
4. №СВЧи — максимально допустимая энергия пика (короткого импульса).
Критическая частота у современных диодов лежит в пределах 25...200 ГГц.
Важнейшим параметром параметрического диода являетси его динами-
ческая добротность, равная отношению критической частоты диода в рабочем
режиме накачки с учетом потерь в конструкции усилителя к сигнальной час-
тоте,
Зд = /кр.э//1 = т/2ш<АэСо- (6.4)
В сантиметровом диапазоне фд« 2...20, в миллиметровом — •••
Рабочие режимы параметрических диодов в ППУ
Режим работы диода по постоянному смещению и уровню накачки необ-
ходимо выбрать так, чтобы обеспечить максимальные значении т и /кр. Такой
режим имеет место при полном использовании левой части (а иногда правой,
при положительных значениях иаприжения) вольтфарадной характеристики
диода, т. е. когда максимальное значение напряжения на диоде (/max прибли- .
жается к максимальному допустимому (/доп, а минимальное напряжение
близко к нулю ((7mln « 0) [55, 83].
Требуемое рабочее напряжение, обеспечивающее такой режим, рассчи- .
тывают для диодов с п = 2 по формуле
Uo = (3/8) (Удоп + (1 /4) <рк (К1 +Удоп/Фк- 1 )• (6-5)
Для диодов с п = 3 можно принять Uo = (/доп/2. Если предполагается полное
использование диодов (т. е. (/тах = С/Доп; (/т,п = 0), то глубину модулиции
и критическую частоту определяют для диодов с п = 2 по формулам
™ = (УЧ+^оп/Фк- 1 )/(/!+ ^доп/фк'+l) ; (6.6)
f = 1 ^Д°п/фк ~ 1 = У1 + ^Доп/Фк ~ 1 (6.7)
кр 8лт ((/„) у 1 + (/0/фк 8пт (0)
Для диодов с п = 3 аналогичные формулы:
т ~ 1/2,5 (1 + 2фк/(/доп); (6.8)
/кр « т/4лт ((/0). (6.9)
Величины Сп((/0) и т((/0) = /?sCn ((/0) при рабочем смещении рассчи-
тывают по формуле (6.10), если известны значении Спит при любом другом
смещении:
Сп (^1)/Сп (^а) = ? (Фк + Уз)/(Фк+^1)- (6.10)
Полагая иг = (/0, а (/2 = (/ и умножая левую и правую части на
Rs, находим
Т ((/0) = Т ((/доп)/(фк + (/Доп)/(Фк + Уо)- (6.11)
Если предполагается неполное использование вольтфарадовой характе-
ристики диода, коэффициент модуляции может определяться по графикам,
представленным на рис. 6.8. Здесь показаны зависимости коэффициентов
модуляции емкости (рис. 6.8, а) и жесткости (рис. 6.8, б) от параметра k =
= (/m/((/o+ фк) при накачке гармоническим током.
162
Рис. 6.8. Зависимости коэффициента модуляции емкости (а) и жесткости (б) от параметра
/_ резкий переход, иакачка гармоническим током; 2 — резкий переход, иакачка гармо-
ническим напряжением; 3 — плавный переход, накачка гармоническим током; 4 — плавный
переход, иакачка гармоническим напряжением
Необходимую мощность накачки в режи-
ме гармонического тока вычисляют по фор-
муле
ри = ШИСП W т W + Фк)2<7- (6.12)
где а>н — круговая частота накачки, q —
коэффициент, определяемый по графику на
рнс. 6.9. Эта мощность рассеивается на сопро-
тивлении R3. Однако в реальном ППУ имеются
дополнительные потери в проводниках и кон-
тактах, а также утечка мощности накачки
Рис. 6.9, Зависимость коэффи-
циента q от и0/(рк &ля диодов с
резким (п = 2) и плавным (п = 3)
переходами
в тракт источника сигнала. Поэтому мощность накачки, определяемую по
формуле (6.12), необходимо увеличить примерно в 1,5 раза при /н < 10 ГГц,
в 2 раза при fB = 10...50 ГГц и в 2,5 раза при fR > 50 ГГц.
Таблица 6.6. Двухчастотные параметрические усилители
Xs Тил
п/п усилителя
Схема включения
Спектр
1. Регенератив-
ный на час-
тоте сигнала
2. Регенератив-
ный усили-
тель-преоб-
разователь
3. Одноконтур-
ный регене-
ративный
усилитель
4. Нерегенера-
тивный по-
вышающий
преобразова-
тель
Вход Выход
Вход Выход
Г.
Л д| I
А 4- /н /г.
Вхо д Выход
X । ;
А /г- /и
Вход Выход
1 ! I i
ft f2- fH f2*
163
Виды схем параметрических усилителей
Существует несколько разновидностей схем ППУ и режимов их работы.
Усиленный сигнал можно получить, как на частоте входного колебания fc,
так и на любой комбинационной частоте /к = nfH ± /с (п = 1, 2...). В пер-
вом случае говорят об усилении на частоте сигнала, во втором — об усиле-
нии с преобразованием частоты. Частоты /с и /к выделяются соответствую-
щими контурами, В диапазоне СВЧ чаще всего используются двухконтурные
или двухчастотные системы, в которых выделяются частоты/с и/а = /H±fc
(контур и частота накачки при этом не учитываются).
В табл. 6.6 приведены классификация двухчастотных ППУ и схемы их
включения. Подавляемые частоты обозначены пунктиром. В табл. 6.7 приве-
дены формулы для расчета основных параметров ППУ: усиления, полосы
и коэффициента шума. Обозначения проводимостей и сопротивлений диода
и контуров, фигурирующие в табл. 6.7, соответствуют эквивалентным
схемам, показанным на рис, 6.10—6.12. Эквивалентная схема двухконтурно-
го регенеративного усилителя на частоте сигнала может быть представлена
в виде параллельно включенных проводимостей (рис. 6.10, а) либо последо-
Таблица 6.7. Основные характеристики
№ схемы табл. 6.4 Тип усилителя, обозначения Усиление мощности при точной настройке
1. Регенеративный усилитель на час- тоте сигнала с циркулятором. Обо- значения— рис. 6.10 4 / Gr \
(l_a)2(iGr + G1J Gi« °iA; g2«g2a
“ (Gr + Girt + GH)G2A коэффициент регенерации
2. Регенеративный усилитель-преоб- разователь Обозначения — рис. 6.11 4а/2GrGa
(1 - «)71 (Gr + gia) <gh + G2a) gi « Gis; Ga« g2A
“ (Сг + С1д)(Сн + С2д) коэффициент регенерации
3. Одноконтурный регенеративный 4а [ Gr \2
усилитель. Обозначения — рис. 6.10 без вто- рого контура (1 -а)*(/?г + О1д) - « 4 (1 - l/QA)a/(l - a)2
4. Нерегенератнвный повышающий преобразователь Обозначения—рнс. 6.11, 6.10, б 4а/2(?г(?и
(1 + a)71 (Gr + Gls) (Gh + G2a)
164
Рно. 6.10. Эквивалентная схема двухконтурного регенеративного усилителя на частоте
сигнала в параллельном (а) нли последовательном (б) вариантах
вательно включенных сопротивлений (рис. 6.10, б). Переход от одной схемы
к другой может быть осуществлен с помощью формул пересчета:
Ощ « s; О2д « <o|CqRs;
G| ~ (OjCjri*, G2 ~ ^2^2^2> (6.13)
Gp « <о?фг; GH « ^CfRH.
ППУ с учетом потерь
Полоса пропускания П по падению усиления мощности в 2 раза Коэффициент шума Ш
(1 — а) (1/771. + а//72) при а-> 1, Gj = (Gr + О1д + GH) nil2nCa, G2 — G^na/2nGo, nlt n2 — коэффициенты включения ди- ода в первый и второй контуры со- ответственно (1-а)/(1/П, + 1/^а) при а-> 1, /?1 = (Gr + О1д) п1/2лСа; П2 = (GH + О2д) п2/2лС0 ль п2 — коэффициенты включения ди- ода в первый и второй контуры соот- ветственно (1 — а) /?! = (1 — а) mJi/2, /71 = (Gr + G1A + GH)n1/2nC0, пг — коэффициент включения диода в контур 11+“У(г;-п,) П1, П2 и а — для схемы № 2 1+[(1+<3<г)('+й-‘]х X (1 — 1/Кр) Кр — усиление мощности; или через <?д и х = Л//а: 1 + (1 -1/M/(Q> + W /(Qa-1M) L\ Gr ) \ /а/ 1 X (\-\!Kp), Kp — усиление мощности 1+^2 (1+^ - 1] О - 1//<p) Кp — усиление мощности (в однопо- лосном режиме) . RJ, । d+W3' + Rr Qi 1L J фд — динамическая добротность диода
165
Рис. 6.11, Эквивалентная схема двух контурного регенеративного усилителя-преобразова-
теля
Рис. 6.12. Эквивалентная схема двухкоитуриого ППУ с циркулятором и цепью накачки
Рис. 6.13. Зависимость оптимального отно-
шения частоты сигнала к холостой частоте
от динамической добротности
способа последующего использования
Эквивалентная схема усилителя-
преобразователя (рис. 6.11) отли-
чается от рис. 6.10, а лишь тем, что
проводимость нагрузки подключается
не к первому контуру, а ко второму,
с которого и снимается усиленный
сигнал.
Если fx равна /2 или отличается
от нее на интервал, меньший полосы
пропускания первого контура, во
втором контуре нет необходимости,
так как обе частоты и /2 = /и —
— fx могут быть выделены одним
контуром. При этом возможны два
сигнала: выделение его узкополосным
фильтром, например супергетеродинным приемником, одной частоты fr или
/а (однополосный режим) либо выделение на контуре обеих частот (двух-
полосный режим). Двухполосиый режим целесообразно использовать для
приема шумовых сигналов.
На рис. 6.12 показана эквивалентная схема наиболее распространенно-
го варианта ППУ — двухкоитуриого регенеративного ППУ на частоте сиг-
нала с учетом цепи накачки в последовательном варианте, где Ц — цирку-
лятор, к его плечу 1 — подключается источник сигнала ес с внутренним со-
противлением Rr, к плечу 2—ППУ, к плечу 3—нагрузка Ra, которой обыч-
но является вход супергетеродинного приемника, к плечу 4—нагрузка Ra —
— w, поглощающая отраженный от входа 3 сигнал. Фс, Фх и Фи — фильтры,
пропускающие только частоты fc = fx, fx = f2 и /н элементы Тс и Ти — реак-
тивные четырехполюсники, включающие в себя реактивности диода, контура и
166
цепи связи с источниками сигнала (е., Йг) и накачки (Ё„.„, Л,я„), X,—ре-
активность холостого контура.
Эквивалентная схема нерегенеративного повышающего преобразователя
не отличается от схемы двухконтурного регенеративного усилителя-преоб-
разователя (рис, 6.12).
Двухконтурный ППУ
В табл. 6.7 приведены основные формулы для расчета параметров ППУ
[55, 83] с учетом потерь в диоде и контурах в общем случае. Параметры двух-
контурного ППУ могут быть оптимизованы для получения максимального
значения произведения У Kptif или для получения минимального коэффици-
ента шума Шт[п. Последнее условие предпочтительнее. Для минимизации
коэффициента шума значения холостой частоты f2opt и частоты накачки
/ f Д°лжиы быть выбраны по следующим формулам:
^2ор1 => (6.14)
/нор! = fi о + v-^opt); (6.15)
*opt = (1 + V1 + Q^)/Q«- (6-16)
На рис. 6.13 показан график, рассчитанный по (6.16). При выполнении
условий (6.14)...(6.16) коэффициент шума без учета потерь в циркуляторе
будет равен:
^min = 1+4pt0-^1)-- <6-17)
Реальный коэффициент шума с учетом потерь в циркуляторе
Шр№ Ь12Ш, . (6.18)
где Ь12— потери в циркуляторе между плечами 1 и 2. Если <2Д 2> 1, частота
/Hopt может оказаться слишком высокой и трудно реализуемой. В этом слу-
чае следует взять /н максимально близкой к /Hopt; ПРИ этом Ш будет лишь
ненамного больше Шт[п, так как кривая зависимости коэффициента шума
от частоты накачки имеет тупой минимум.
Полоса пропускания усилителя может быть определена по формуле из
табл. 6.7, если известны потери в источнике, нагрузке и вносимые диодом
в контуры. Полоса может быть также вычислена
через динамические параметры диода по формуле
2m(l-l/Q2x)
nnv = 77=-------5-----2’ (6-19)
%Р (/кр/Мг + h/flf крп1)
где х = fi/f2, и /г3 — коэффициенты включения
диода в контуры.
Усиление ППУ можно определить по форму-
лам табл. 6.6, однако для этого необходимо пред-
варительно вычислить коэффициент регенерации
и знать потери в контурах, источнике и диоде.
Коэффициент регенерации определяется по задан-
ному усилению
а = (И^-1)/(И^ + 1)- (6-20)
Рис. 6.14. Зависимость
необходимого коэффици-
ента регенерации от за-
данного усиления
167
j/8 J,/в.
____4
Рис. 6.15. Конструкция волноводного варианта одноконтурного ППУ
Связь между аи КрвдБ показана на рис. 6.14. Если потери не изве-
стны, можно воспользоваться другой методикой — определить, какой необ-
ходим холодный КСВ ППУ для обеспечения заданного усиления при извест-
ных (?д и х по формуле [98, 114]:
КСВ = о = RT/RS = (Q2x - 1)/а. (6.21)
КСВ измеряют на входе ППУ без циркулятора при выключенной накач-
ке и настройке сигнального контура в резонанс.
Одноконтурный ППУ
Эквивалентная схема одноконтурного ППУ совпадает е эквивалентной
схемой двухконтурного ППУ (рис. 6.11, 6.12) при условии изъятия холосто-
го контура, поскольку частоты и /2 близки и обе выделяются сигнальным
контуром. Такой усилитель обычно применяют в двухполосном, «радиомет-
рическом» режиме приема шумовых сигналов, поступающих в усилитель на
частотах и /2.
Необходимое значение холодного КСВ, обеспечивающее заданное резо-
нансное усиление /<р0, вычисляют по-формуле
р « (Q* - 1)/(/кГо - О- (6-22)
Коэффициент шума в однополосном режиме вычисляется по формуле
табл. 6.7, в двухполосном режиме без учета потерь в циркуляторе можно
воспользоваться следующей формулой [83]:
Ш = 1 4- (Тд/Та)(КР - 1)([ ТР - 1)/№р/2 «?д - 1). (6.23)
Коэффициент шума с учетом потерь в циркуляторе определяют по фор-
муле (6.18).
Полоса пропускания определяется по формулам табл. 6.7 или при боль-
шом усилении по формуле
П « (1 — Q—*)/2 [ Кро>
где /ij — коэффициент включения емкости диода в контур. Обычно в одно-
контурных усилителях = 0,3...0,7.
Конструкции одноконтурных ППУ проще, чем двухконтурных, так как
не содержат холостого контура.
Конструкции ППУ
ППУ выполняются в волноводном, коаксиально-волноводном, полоско-
вом или в микрополосковом вариантах.
Простейшими в конструктивном отношении являются одноконтурные
усилители, В волноводном варианте такой усилитель представляет собой два
168
Рио. 6.16. Конструкция
волноводно - коаксиально-
го варианта двухконтур-
ного ППУ
Рис. 6.17. Топологическая схема
микрополоскового двухкоитурно-
го ППУ с последовательным
включением диода в линию
Рис. 6.18. Вольтам-
перная характеристи-
ка ТД, /п — пиковый
ток
волновода (1 — на частоту сигнала и 2 — на частоту накачки /н) с общим
отверстием связи, в которое помещен параметрический диод 3 (рис. 6.15). На-
стройка в резонанс и согласование активных сопротивлений производится
с помощью реактивных винтов, расположенных в волноводе сигнала 4
и иакачки 5. В волноводе сигнала, кроме того, помещен фильтр низкой час-
тоты 6, предотвращающий попадание мощности накачки в волновод сигнала.
При этом настройка контура накачки не влияет на контур сигнала, посколь-
ку волновод накачки является запредельным дли частоты сигнала. Постоян-
ное напряжение смещения U9 попадает на диод через дроссельный фильтр.
Конструкции двухконтурных ППУ чаще всего выполняются в волно-
водно-коаксиальном, полосковом или микрополосковом вариантах. В пер-
вом случае вход и выход усилителя — коаксиальный. В усилителе в диапа-
зоне частот порядка 5 ГГц настройка контура осуществляется коаксиаль-
ным шлейфом 1, включаемым за диодом 2. Фильтр нижних частот 3 вклю-
чается за шлейфом, поэтому перестройка шлейфа не влияет на параметры хо-
лостого контура (настроенного на разностную частоту) и фильтра накачки 4.
Контур холостой частоты ограничен в коаксиале радиальной ловушкой 5
и фильтром низких частот, а в волноводе — полосовым фильтром 4. На-
стройка контура осуществляется поршнем 6. Мощность накачки поступает
по волноводу, запредельному для частоты сигнала. Контур накачки ограни-
чивается коаксиальным радиальным фильтром 7 и фильтром нижних час-
тот (рис. 6.16).
На рис. 6.17 показана топологическая схема микрополоскового двух-
контурного ППУ с последовательным включением диода в линию. Конден-
сатор I служит для разрыва линии по постоянному току (для цепи смещения
С70) и короткого замыкания для токов СВЧ. Двухчетвертьволновый транс-
форматор 2 служит для подбора связи бескорпусного диода 6 с источником
сигнала, т. е. для обеспечения «холодного» КСВ, необходимого для получе-
ния заданного усиления. При последовательном включении в микрополоско-
вую линию (МПЛ) один из его выводов соединяют с заземленной пластиной
короткозамкнутым шлейфом 7, чтобы замкнуть цепь напряжения смеще-
ния. Для развязки цепи сигнала от цепи смещения служат низкоомный и вы-
сокоомный отрезки МПЛ 3. Реактивный шлейф 4 служит для согласования
входного импеданса цепи накачки с подводящей МПЛ. Полосовой фильтр
169
5 пропускает частоту накачки. Основными способами настройки холостого
и сигнального контуров являются подбор напряжения смещения на диоде
и подстройка частоты накачки для получения разностной частоты, равной
резонансной частоте холостого контура.
6.4. Усилители на туннельных диодах
Туннельные диоды
Туннельным называют диод, обладающий туннельным эффектом и вольт-
амперной характеристикой с падающим участком (рис. 6.18). Отрицательная
проводимость, образующаяся на падающем участке, позволяет регенери-
ровать связанный с ней контур и использовать ТД как активный элемент
в усилителях, преобразователях и маломощных генераторах СВЧ, вплоть
до миллиметрового диапазона.
УТД отличаются экономичностью, малыми габаритами и массой, возмож-
ностью микроминиатюризации, малыми шумами (см. табл. 6.1). На частотах выше
3 ГГц ШуТд всего на 1....2 дБ меньше, чем у обычного смесителя, причем
малошумящие смесители на ДБШ имеют такие же шумы, как УТД. УТД
не превосходит по шумовым свойствам транзисторные усилители и уступает
им по другим параметрам. Недостатком УТД является наименьшая мощ-
ность насыщения (0,1 мкВт) и наименьшая устойчивость к перегрузкам СВЧ
мощностью, заставляющая усложнять схему защиты входа приемника.
Область применения УТД: приемники прямого усиления, предваритель-
ное усиление в супергетеродине, широкополосное усиление и т. д.
ТД характеризуется следующими основными параметрами:
отрицательным сопротивлением на падающем участке характеристики
(при малых напряжениях), дифференциальным сопротивлением электронно-
дырочного перехода Rn = du/di « иН\ сопротивлением потерь днода 7?s.
емкостью электронно-дырочного перехода Сп; собственной индуктивностью
корпуса днода н вводов Гв; емкостью корпуса диода Ск; шумовой постоян-
ной днода = qI0Rn/2kT « 2О7о2?п (/0 —ток в рабочей точке); . предель-
ной частотой, на которой действительная часть входного сопротивления об-
ращается в нуль (на частоте выше / усиление и генерация невозможны, так
как активное сопротивление диода всегда положительно):
_ , — , /пр = /ад-172^псп; (6-24)
_ Ск С„ А я резонансной частотой, на которой обращается
я LinB нуль реактивная составляющая входного со-
о.... Г~~1— I противления
Рис. 6.19. Эквивалентная (0 = _ т /г с
схема ТД « " WnWir
Рис, 6.20. Схема включения УтД с двумя (а) и тремя (6) циркуляторами
170
Таблица 6.8. Основные данные некоторых туннельных диодов
Тип диода /п, мА Сп, пФ ип, мВ /пр- ГГц ^кор^вв)» мкГи «п, Ом Rs, Ом ₽СВЧ и шах /в
1И102А 1,5 0,9 .. . 1,8 70 . . . 100 10 0,24 .. . 0,35 75. . . НО 6 — 5
1И102Б 1,5 1,4 .. . 2,2 70 . . . 100 8 0,24 . . . 0,35 75 ... 110 6 — 5
1И102В 1,5 1,8 ... 3 70 . . . 100 5 0,25 . . . 0,35 75. . . НО 4,5 — 5
1И102Г 2 1 ... 2 90 10 0,24 . . . 0,35 60... 80 6 — 5
1И104А 1,5 0,8 .. . 1,9 90 10 . .. 15 (0,1 . . . 0,13) — 6 200 4
1И104Б 1,5 0,6 .. . 1,4 90 15 ... 20 (0,1 . . .0,13) — 6 150 4
1И104В 1,5 0,5 .. . 1,1 90 20 ... 25 (0,1 . . .0,13) — 7 100 4
1И104Г 1,5 0,45 ... 1 100 25 ... 30 (0,1 . . . 0,13) — 7 50 4
1И104Д 1,5 0,4 .. . 0,9 100 30 ... 40 (0,1 . . . 0,13) — 7 40 4
1И104Е 1,5 0,4 .. . 0,8 100 40 (0,1 .. . 0,13) — 8 30 4
Примечание: 1. /п—пиковый ток, Un — напряжение пика, 1В — ток впадины;
2. Сп — емкость перехода, Лкор—индуктивность корпуса, Бвв— индуктивность ввода;
3. Лзвчитах — максимально допустимая рассеиваемая импульсная СВЧ мощность диода.
У современных ТД /?п порядка 40... 100 Ом, 7?s = 1,5 ... 7 Ом; Сп =
= 0,2... 2 пФ; Ск = 0,3...0,5 пФ; LB с 0,05 ... 0,3 нГн; Кш = 1,4 для герма-
ния и 2,4 — для арсенида галлия; 0,8 — для антимонида галлия.
Основные параметры нескольких типов ТД указаны в табл. 6.8. Экви-
валентная схема ТД показана на рис. 6.19.
Схемы включения и основные соотношения УТД
УТД [79, 98] являются усилителями регенеративного типа, поэтому их
включают в схему приемного тракта через один (рис. 6.2) или несколько
(рис. 6.20) циркуляторов. В последних случаях образуются уже четырех-
или пятиплечные циркуляторы, обеспечивающие лучшую развязку между
входом и выходом. Поскольку УТД является потенциально неустойчивой
системой и может генерировать на различных частотах, в его схему вводят
стабилизирующую цепь, состоящую нз резистора Кст н контура Тст Сст,
уменьшающего влияние Кст на рабочей частоте. Вне полосы рабочих частот
Кст шунтирует контур и повышает устойчивость УТД. На рнс. 6.21 приве-
дена эквивалентная схема УТД с идеальным циркулятором, схемой стабили-
зации и настройки усилителя.
Резонансный коэффициент усиления такой схемы может быть вычислен
по следующей формуле:
KP = (</o + G«)Wo-G«)2. (6-25)
где Уо — волновая проводимость линнн передачи, пересчитанная через со-
гласующий трансформатор усилителя к входным зажимам ТД и при согла-
совании равная проводимости контура бд = 1/(/?п— Ks).
Коэффициент усиления можно рассчитать н через а = бд/(/0 — параметр
регенерации
= (1 + а)2/(1 — а)2. (6.26)
Зависимость Кр от а показана на рис. 6.14. Для получения устойчивого
режима, как и в ППУ, нужно ограничиваться значением а = 0,7...0,8, по-
этому устойчивое усиление возможно до 16... 18 дБ.
Ширину полосы усиливаемых частот при Кр > 1 вычисляют по формуле
П = Од/лСн |z Кр. (6.27)
УТД имеют относительную ширину усиливаемых частот порядка 6..7 %.
Рис. 6.21. Эквивалентная схема УТД с
идеальным циркулятором и цепями ста-
билизации (ЯсТ> ЬСт» Сст) и настройки
(Ьн, Си)
Рис. 6.22. Коаксиальная конст-
рукция УТД в дециметровом ди-
апазоне
172
Для получения более широкой полосы в схему УТД необходимо включать
корректирующие цепи.
Если известен коэффициент регенерации а и /7Н — полоса пропускания
нагруженного контура, можно вычислить полосу и по другой формуле:
77=(1—а)77н. (6.28)
Произведение усиления на полосу в этом случае VКрП « Па.
Коэффициент шума вычисляют по формуле
ш = (1 + ЛГш)/(1 - ВДП - (Ло//пр)3]. (6.29)
Для случая, когда Rs < | Rn | и /0 С f формула упрощается: Шт[п =
= 1 + 1УШ. Для германиевых диодов Шт1п = 2,3 (3,6 дБ), для диодов из
антимонида галлия ZZ7min = 1,85 (2,7 дБ). Однако в реальных схемах коэф-
фициент шума УТД увеличивается из-за потерь, вносимых циркулятором
и стабилизирующей цепью. Учет циркулятора производится по формуле
(6.18) и прибавляет к коэффициенту шума 0,5...1 дБ. Учет цепи стабилиза-
ции при Rs/\ Rn | < 1 дает следующую формулу:
ZZ7CT = ZZ7 (I + GCT/G0), (6.зо)
где GCT = 1/^ст> — проводимость нагруженного контура. ПриОст = 0,Юо
Коэффициент шума увеличивается примерно еще на 0,5 дБ.
Конструкции УТД
Конструкция УТД определяется его рабочим диапазоном частот. В де-
циметровом диапазоне применяются коаксиальные и полосковые конструк-
ции. В качестве колебательного контура в УТД дециметрового диапазона
может использоваться четвертьволновый короткозамкнутый отрезок длин-
ной линии (рис. 6.22), в разрыв коаксиала включается ТД (7), а вход 2 и вы-
ход 3 являются также коаксиалами, включаемыми на расстояниях, поДби-
раемых из условий согласования с антенной и нагрузкой.
В усилителе полосковой конструкции (рис. 6.23) сигнал вводится через
коаксиально-полосковый переход 1 и поступает в четвертьволновый транс-
форматор сопротивлений 2; туннельный диод 3 и резистор цепи стабилиза-
ции 4 подключаются к трансформатору на расстоянии Х/4. Смещение по-
дается через резистор 4\ по высокой
частоте цепь замыкается через блоки-
ровочный конденсатор 5.
Рис. 6.23. Полосковая конструкция
УТД в сантиметровом диапазоне
Рис, 6.24. Волноводная конструкция УТД
в сантиметровом диапазоне
173
Рис. 6.25. Типы согласующих цепей
В УТД волноводной конструкции (рис. 6.24) туннельный диод 1 разме-
щается в волноводе, подключаемом к циркулятору через плавный 2, или
ступенчатый переход, являющийся трансформатором сопротивлений. Сме-
щение на ТД подается через разъем 3, а резистор 4 совместно с отрезком ли-
нии 5 длиной Х/4 образует стабилизирующую цепь. Поршень 6 служит для
подстройки индуктивности контура.
6.5. Методика и примеры расчета
Усилитель на полевом СВЧ-транзисторе
Исходные данные: однокаскадный усилитель на полевом транзисторе
и микрополосковой линии передачи с волновым сопротивлением w = 50 Ом,
коэффициент передачи не менее 12 дБ, коэффициент шума не более 3 дБ.
Определить реальный коэффициент передачи на частотах 4 и 8 ГГц, а также
элементы цепей согласования по входу и выходу.
Порядок расчета. По табл. 6.3 выбираем полевой транзистор типа
АП325А-2. Экспериментально определяем параметры матрицы рассеяния на
4астотах 4 и 8 ГГц.
На частоте 4 ГГц:
Su=0,89exp (—/1,0140); Sla = 8,7 - 10~» exp (/0,9826);
S21 = 2,3 exp (/ 2,2096); S22 = 0,8 exp (—/ 0,4660).
На частоте 8 ГГц:
Su = 0,61 exp (—/ 2,5499); S12 = 1,4 . 10~2 exp (/ 0,5934);
S2i = 2,5 exp (/ 1,1554); S22 = 0,64 exp (—/ 0,9983).
Выполняем расчет в следующем порядке [69, 79, 127]:
1. Вычисляем значение фактора стабильности
. 1 + I О I2-1 Sn I2 ~ I S22 I*
2 I ‘512'^21 I
где D = SnS22 — S21S12 — определитель матрицы S.
2. Анализируем значение k: при k < 1 согласование транзистора с пас-
сивными нагрузками невозможно из-за самовозбуждения; при k > 1 произ-
водится дальнейший расчет.
3. Вычислием вспомогательные параметры:
Bi= 1+1 5ц |2 —| S2212 — | О |2;
В2 = 11 S2212 —| SuP-IDI2;
— Su --^2 = ^22
где символ * означает комплексное сопряжение.
174
4. Вычисляем коэффициент максимального стабильного усиления
Gms —
\(k ± Vk2— 1),
S12 I
причем знак «+» перед радикалом при В± < 0 и «—» при В1 > 0.
5. Вычисляем коэффициент отражения со строны генератора (по входу
транзистора)
В, ± P\2 — 4| |2
и со стороны нагрузки (по выходу транзистора)
Г р*52±/в2-4|С2|2
/ 2 — ^2 ’
2|Сар
где знак «+» перед радикалом при В1г В2 < 0 и «—» при BL, В, > 0.
6. Вычисляем импедансы генераторы и нагрузки
Z1 +Л.2?
Zl,2“ : — rl,2~h/Х1 2-
V 1 1.2/
7. Рассчитываем элементы согласующих цепей (относительные реактив-
ные сопротивления и проводимости) двух разновидностей (рис. 6.25). При
г1>2 < 1 используем согласующую цепь типа рис. 6.25, а с параметрами
xs 1,2 = Кг1,2 (1 — г|,2) — Х1,2'
6sl,2 — Кг1,2 0 — г|,2)/г1,2 '
при г12> 1 используем согласующую цепь типа рис. 6.25,6 с параметрами
xs 1,2 — П/§1,2) Р^£],2 (1 - £|,2)’
&sl,2 = 0/г1,2) Р^£1,2 U — £1,2)»
где
£1,2 = П/^1,2)» ^1,2 = 0/^ 1,2) >
М^*2 = £1,2 + /£|,2‘
8. Полученные значения xs и bs используем для вычисления значений
индуктивности L и емкости С для конкретного значения рабочей частоты
и характеристического сопротивления нагрузки и генератора:
L = l,59xsZ„//(); 0=1,596^0,
где Zo — Ом; f — ГГц; L — нГн; С — пФ. Величины L н С реализуются
нерезонансными отрезками микрополосковой линии.
9. Если известны элементы матрицы рассеяния S в диапазоне частот,
возможно вычисление коэффициента усиления усилителя G (со) с согласующи-
ми цепями, нагруженными на Za
G (со) = 1321|2(1-|Г^2)(1-|Г2|2)
I 1 Г 15ц — Г2S22 I 2D |2
где Г]И Г, - коэффициенты отражения согласующих цепей в линии с харак-
теристическим сопротивлением Zo, элементы которых рассчитаны в п. 7 и п. 8.
175
Поскольку расчет по приведенным формулам сопряжен с техническими
трудностями, его целесообразно выполнить на ЭВМ. Соответствующая про-
грамма приведена в гл. 3 (AMPLIF).
Ниже приводится распечатка результатов работы программы AMPLIF.
5(1.. 1) MOD/ARG(RAD)= 0.8900 -1.0143
5(2.. 1) MOD/ARG(RAD)= 2.3933 2..2Э95
5(1.2) MOD/ARG(RAD)= 0.0087 3.9826
5(2.2) MOD/ARG(RAD>= 3.8000 -3.4563
F= 4.333 5HZ Z3= 53.3 OM
l<= 1.9388 &MS= 74.79 GMSL= 18.7 DB
COMPLEX GG= 3.4385 3.7900 GN= 0.5923
COMPLEX ZG= 3.1955 1.5821 ZN= 1.3934
CIRCUIT TVPE - 1 X= 2.3787 8= 2.3285
L= 4.14 MH 5= 4.34 PF
CIRCUIT TVPE - 2 X= 2.9185 8= 0.0153
'L= 5.81 MH C= 3.03 PF
5 (1.1) MOD.ARG(RAD)= 3.5133 -2.5499
5(2-1) MOD.ARS(RAD)= 2.5303 1.1554
5(1.2) MOD.ARS(RAD)= 3.0140 3.5934
3(2.2) MOD/ARG(RAD>= 3.6333 -3.99S.7
F= 8.303 GHZ Z0= 53.3 OM
K= 5,2152 GMS= 17.28 SMSL= 12.4 DB
COMPLEX 33= -3.5431 3.3280 SN= '3.3294
COMPLEX ZG= 0.2401 0.2535 ZN= 3.7475
CIRCUIT TVPE - 1 X= 3.6937 8= 1.7790
L= 0.59 NH C= 1.77 PF
CIRCUIT TVPE - 1 X= 1.9334 8= 3.5812
L= 1.89 NH C= 0.53 PF
3.4455
3.3351
0.5537
1.4593
Двухконтурный ППУ в трехсантиметровом диапазоне
Исходные данные: коэффициент шума не более 3,5 ДБ, резонансный ко-
эффициент усиления не менее 16 дБ, полоса пропускания не менее 170 МГн;
частота 9,4 ГГц. Конструкция — микрополосковая.
Порядок расчета. 1. Определяем необходимые коэффициенты шума
и усиления с учетом потерь в циркуляторе. Выбираем микрополосковый фер-
ритовый У-циркулятор с волновым сопротивлением плеч W = 50 Оми по-
терями Ln ~ 0,4 дБ. Тогда коэффициент шума должен быть Ш С 3,5 — 0,4=
= 3,1 дБ, а резонансный коэффициент усиления Кр~ 16-]- 0,4 = 16,4 дБ
[83].
2. Выбираем параметрический диод. Поскольку требуется низкий коэф-
фициент шума и большое усиление, выбираем диод типа D5147D.
Выписываем из табл. 6.3 основные параметры диода: Сп («) = Сп (0) =
= 0,47 пФ; т (и) = т (—6) С 0,45 пс; U оп < 6 В; <рк = 1,2 В; п = 2; Ск =
= 0,3 пФ; Св = 0,2 иГн.
3. Рассчитываем необходимое напряжение смещения по (6.5)
Uo == (3/8) 6 + (1/4) 1,2 (/1 + 6(1,2 — 1) = 2,7 В.
4. Находим емкость при исходном смещении по (6.10)
Сп (Со) = Сп(0) /фк/(фк + С/о) = 0,47 /1,2/(1,2+ 2,7) = 0,26 пФ.
5. Определяем постоянную времени при рабочем смещении по (6.11)
т (Со) = 0,45 V(1,2 + 6)/(1,2 + 2,7) = 0,61 пс.
176
6. Находим коэффициент модуляции и критическую частоту диодов
т = (/1 + 6/1,2 — 1)/(/ 1 +6/(1,2 + 1) = 0,42;
fKp = (/1 + 6/1,2 — 1)/8я-0,61 • 10"12/1 + 2,7/1,2 = 52,5 ГГц.
7. С учетом потерь в конструкции ППУ примем постоянную времени
примерно в два раза больше (kc « 2)
тэ (Uo) = kct (Uo) « 2 • 0,61 « 1,2 пс.
Тогда эквивалентное сопротивление потерь
RS3 = тэ (£70)/Сп (£/„) = 1,2/0,26 = 3,6 Ом.
Вычисляем по (6.4) динамическую добротность
Сд = /кр/Mi = 52,5/2 • 9,4 = 2,8.
8. Определяем по (6.14)...(6.17) оптимальные частоты накачки и холо-
стого контура, а также минимальный коэффициент шума
*opt = (1 + V 1 + 2,82)/2,82 = 0,5;
opt =9.4(1+ 1/0,5) = 28 ГГц;
/sopt = 9.4/0,5 = 18,8 ГГц;
Шт1„ = 1 + 2 • 0,5 (1 - 1/45) « 2 (3 дБ).
9. Проверяем реально достижимые значения /2. Для получения макси-
мальной полосы и упрощения конструкции в качестве холостого контура
используем последовательный контур, образованный емкостью Са и индук-
тивностью вводов Гв. Частота этого контура
/20 = 1/2я]/ТА= 1/6,28 /0,2 • 10“9 0,26 • 10~12 « 22,2 ГГц.
Следовательно, реальное значение х = 9,4/22,2 = 0,42 и частоты накачки
/и = fl (1 + 1/х) = 9,4 (1 + 1/0,42) = 32 ГГц.
При этом коэффициент шума должен определяться не по (6.17), а по
табл. 6.7.
ш=1+_ n 2-8:~ °.5+i/o,5 ~ 2>1 (3>1 дБ)>
\ 45/ 2,82 — 1/0,5 v ’
Как видим Ш « Шт1п, поскольку х ненамного отличается от xopt, а зави-
симость U1 (х) имеет тупой минимум. При этом коэффициент шума оказался
равным заданному.
10. Определим холодный КСВ, необходимый для получения заданного
усиления, по (6.22), вычислив предварительно по (6.20) коэффициент регене-
рации или определив его по рис. 6.10
а = (/45 — 1)/(/45 + 1) = 0,72.
Поскольку а < 0,8, усилитель должен работать в устойчивом режиме
КСВ = (2,82 • 0,42 — 1)/0,72 = 3,1.
Следовательно, сопротивление источника сигнала /?г, приведенное К за-
жимам нелинейной емкости,
Яг = 3,1 • 4,6= 14 Ом.
И. Определим полосу пропускания по (6.19), приняв ni — 0,2
и п2 — 0,5,
п_______________2 • 0,42(1 — 1/2,82 0,42)_____
ПУ ~ /45 (52,5/22,22 • 0,5 + 22,2/9,4 • 52,5 • 0,2) = 2°° МГ“’
177
12. Определим по (6.12) необходимую мощность накачки. Для этого
по рис. 6.9 находим для п = 2 и Д0/фк = 2,7/1,2 = 2,25 значение q = 0,4.
Мощность, рассеиваемая в диоде,
Р„п = (2 • л • 32 109)2 • 0,26 • 10"12 0,61 (2,7 + 1,2)2 X
X 0,4 = 37 мВт.
С учетом потерь в конструкции, принимая kn = 2, находим мощность на-
качки, которую необходимо подвести к ППУ:
Ртах « 2 • 37 « 75 мВт.
Микрополосковый УТД в трехсантиметровом диапазоне волн
Исходные данные: коэффициент шума не более 6 дБ; резонансный коэф-
фициент усиления не менее 16 дБ (включая потери в циркуляторе); полоса
пропускания не менее 40 МГц. Использовать микрополосковый У-цирку-
лятор с волновым сопротивлением W = 50 Ом и потерями в прямом направ-
лении Ln < 0,4 дБ.
Порядок расчета. 1.Уточняем техническое задание с учетом влияния по-
терь в циркуляторе на усиление и коэффициент шума. Для обеспечения ста-
бильности работы УТД применим пятиплечный циркулятор из трех У-цирку-
ляторов. Потери сигнала в нем от антенны до входа УТД равны L' — 2ТП =
= 0,8 дБ. Такое же ослабление испытывает и сигнал, проходящий от УТД
к выходу. Следовательно, общее усиление, которое должен обеспечить УТД,
должно составить Кр = 16 4- 2 • 0,8 = 17,6 дБ.
Коэффициент шума должен быть Ш С 6 — 0,8 = 5,2 дБ.
2. Вычислим коэффициент регенерации, необходимый для обеспечения
заданного усиления, по (6.20) или находим его по графику рис. 6.14:
а = (/58 — 1)/(/58 + 1) = 0,76.
Это значение а обеспечивается подбором напряжения смещения на ТД
и связи диода с резонатором а < 0,8, что обеспечивает устойчивую работу
УТД.
3. По известному а и заданному волновому сопротивлению циркулятора
W определяем необходимую проводимость диода
Од = a/W0 = 0,76/50 = 15,3 мСм.
Соответственно '
Яп — Rs = 1/Од = 66,5 Ом.
4. Подбираем в табл. 6.8 ТД, удовлетворяющий таким требованиям:
минимальные шумы, /пр > (2,5...3) /с, Яп — « 66,5 Ом. Этим требова-
ниям удовлетворяют диоды типа 1И104В...Д, обладающие следующими дан-
ными: /пр = 20...40 ГГц, Яп = 70 Ом, Rs = 7 Ом, Сп = 0,8 пФ, Яш =
= 0,95 (предположительно, по сравнению с зарубежными аналогами, напри-
мер MS-1512A или MS-1564A).
5. Вычисляем коэффициент шума по (6.29)
1 + 0,95
Я/ < (1 —7/70) • [1 — (9,4/20)2] == 2-9 (4>6 дБ)-
С учетом потерь, вносимых цепью стабилизации, принимая GCT/G0 =
= 0,1, коэффициент шума
Ш„ = Я/ (1 + GCT /Go) = 2,9 (1 + 0,1) = 3,2 (5 дБ).
Это значение укладывается в заданные требования.
178
6. Определяем полосу пропускания по (6.27), приняв Са = 15 пФ,
П = 15,3 10~3/3,14 /58 15 • 10'12 « 42 МГц.
Полоса получилась больше заданной по техническому заданию.
Глава 7
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
7.1. Общие сведения о преобразователях частоты
Преобразование частоты реализуется в смесителе-шестнполюснике, со-
держащем нелинейный элемент или элемент, периодически изменяющий один
из своих параметров (рис. 7.1). В качестве таких элементов используются
полупроводниковые приборы — транзисторы, варикапы, обычные, туннель-
ные и обращенные диоды. Если к смесителю подвести сигнал с частотой /с
и напряжение от местного гетеродина с частотой /г, на выходе появляются
токи с комбинационными частотами вида
/к = mfг ± nfc,
где т я п — целые действительные числа. Обычно промежуточная частота
/р = fr —/с (простое преобразование). На эту частоту настраивают фильт-
ры, включаемые на выходе смесителя (рис. 7.1). Если /пр = mfr fc (при
т =Н= 1), преобразование называют сложным или комбинационным.
Часть приемника, содержащую смеситель, гетеродин и нагрузку для
сигнала промежуточной частоты, называют преобразователем частоты. Его
коэффициент передачи — отношение выходного напряжения промежуточной
частоты Unp к напряжению входного сигнала Ис:
*пр = %/^с-
Диодные преобразователи имеют коэффициент передачи меньше едини-
цы, транзисторные — больше единицы. Кпр должен быть максимальным и не
изменяться при перестройке приемника, а частотные и нелинейные искаже-
ния, возникающие в процессе преобразования, не должны превышать допу-
стимых уровней. Для уменьшения
взаимной расстройки цепей сигнала
и гетеродина, повышения стабиль-
ности частоты гетеродина и ослаб-
ления излучения колебаний гетеро-
дина антенной связь между цепями
сигнала и гетеродина выбирается
слабой. Иногда функции смесителя
и гетеродина выполняются одним
активным элементом. шестиполосиик
Сигнал
Смеситель
(управляемая
проводимость)
Гетеродин
Рис. 7,1.
Фильтр ПЧ
как
179
7.2. Схемы преобразователей частоты
Преобразователи частоты на биполярных транзисторах
В транзисторном преобразователе частоты с отдельным гетеродином
сигнал поступает на базу транзистора VT1 (рис. 7.2), являющегося смесите-
лем, а напряжение гетеродина вводится в цепь эмиттера через конденсатор
С4. Гетеродин выполнен на транзисторе VT2 по схеме с трансформаторной
связью. В цепи коллектора VT1 включен контур, настроенный на промежу-
точную частоту. Недостатком таких преобразователей являются склонность
к самовозбуждению на частотах, близких к промежуточной, и потребление
большой мощности от гетеродина.
При подаче напряжения гетеродина в цепь базы можно получить боль-
ший коэффициент усиления. Одна из таких схем показана на рис. 7.3. Напря-
жение гетеродина вводится на базу смесительного транзистора через конден-
сатор связи Ссв. Недостатком преобразователей с отдельным гетеродином
является необходимость двух транзисторов и большего числа деталей.
Транзисторные преобразователи с совмещенным гетеродином находят
широкое применение в портативных, малогабаритных и простых приемни-
ках. Два варианта схем таких преобразователей показаны на рис. 7.4.
В схеме 7.4, а на базу поступают одновременно напряжение с частотой сиг-
нала через катушку связи L2 и напряжение с частотой гетеродина через ка-
тушку L1. Гетеродин выполнен на этом же транзисторе по схеме с индуктив-
ной связью. В коллекторной цепи последовательно с контуром гетеродина
включен контур, настроенный на промежуточную частоту. Он практически
не оказывает влияния на работу гетеродина, поскольку его сопротивление
для частоты гетеродина незначительно. На рис. 7.4, б показана схема с сов-
мещенным гетеродином, отличающаяся от предыдущей тем, что напряжение
гетеродина вводится не в цепь базы, а в цепь эмиттера. Гетеродин выполнен
по трехточечной схеме.
Рис. 7.2. Схема транзисторного преобразо-
вателя с подачей напряжения от отдель-
ного гетеродина в цепь эмиттера
Рис. 7.3. Схема преобразователя частоты
с подачей напряжения в цепь базы
180
Рис. 7.4. Схемы транзисторных преобразователей с совмещенным гетеродином при подаче
напряжения сигнала и гетеродина в цепь базы (а) и эмиттера (б)
Недостатком преобразователей с совмещенным гетеродином является
возможность модуляции напряжения гетеродина промежуточной частотой
и ее гармониками, что приводит к появлению на выходе приемников интер-
ференционных свистов. Другим недостатком является плохая работа тран-
зисторов на частотах, близких к граничным.
Транзисторные преобразователи частоты применяют на частотах до
300 МГц.
Преобразователи частоты на полевых транзисторах
В преобразователях на полевых транзисторах колебательный контур
входного устройства или УСЧ можно подключать непосредственно ко входу
транзистора (рис. 7.5), входная проводимость которого весьма мала и не на-
гружает контур. Резистор R1 (рис. 7.5; а) служит для подачи смещения
в цепь затвора транзистора и напряжения отдельного гетеродина. Токи с час-
тотами /с и fap замыкаются накоротко включенной параллельно R1 выходной
цепью гетеродина, и поэтому на R1 выделяется только напряженнее часто-
той /г. В процессе преобразования на нагрузке, включенной в цепи стока
и настроенной на /пр, выделяется напряжение промежуточной частоты.
В схеме преобразователя с совмещенным гетеродином (рис. 7,5, 6) поле-
вой транзистор, подобно биполярному, выполняет одновременно функции ге-
теродина и смесителя. Здесь гетеродин выполнен по трехточечной схеме. Це-
почка R1C1 служит для подачи смещения в цепь затвора. Нагрузка для
промежуточной частоты (полосовой фильтр) включена в цепь стока.
Рис. 7.5. Схемы преобразователей частоты на полевых транзисторах:
а — с подачей иапряжеиия от отдельного гетеродина в цепь затвора; б — с совмещенным
гетеродином
181
Преобразователи частоты на интегральных микросхемах
и функциональных узлах
Балансный, транзисторный преобразователь в интегральном исполнении
(ИС типа К2УС282). Основными особенностями преобразователя является
подавление колебаний с частотой гетеродина в выходных цепях и меньший,
чем у однотранзисторных преобразователей, коэффициент шума. Схема
преобразователя показана на рис. 7.6. Смеситель выполнен на транзисторах
VT1 и VT2, образующих дифференциальный каскад. В общей эмиттерной
цепи включен транзистор VT3, на котором выполнен гетеродин. Сигнал по-
дается в контрфазах на базы, а гетеродин — в фазе на эмиттеры транзисторов
VT1 и VT2. Нагрузка, настроенная на промежуточную частоту, включается
между коллекторами. Условием отсутствия колебаний гетеродина на выход-
ной обмотке является симметрия схемы. При этом условии в цепи средней
точки отсутствуют токи сигнала и промежуточной частоты, что устраняет
возможность затягивания и срыва колебаний гетеродина. Транзистор VT3
создает в цепях базы дифференциального усилителя глубокую отрицательную
обратную связь, что практически устраняет напряжение гетеродина на ба-
зах, улучшает линейность смесителя и уменьшает паразитное излучение
гетеродина.
Преобразователи на функциональных узлах ПЗЗС. 5 (1) 58—1 (рис.
7.7, а) и ПЗЗС5 (1) 99—1 (рис. 7.7, б), к которым подключаются цепи сиг-
Рис. 7.6. Преобразователь частоты иа интегральной микросхеме ИС К2УС282
о-;----IF
Входнои сигнал
11-
Входной л?„,п„,Г1
гетеродин
Рис, 7.7. Схемы преобразователей частоты на функциональных узлах:
а — ПЗЗС5 (/) 58-1; б — ПЗЗС5 (/) 991
182
нала, гетеродина и нагрузки, широко применяются в современной радиопри-
емной аппаратуре. Подобные функциональные узлы выполняются как на
обычных деталях, так и в микромодульном варианте.
Преобразователи частоты на полупроводниковых диодах
Диодные преобразователи частоты выполняются по простым и сложным
схемам. Среди сложных наибольшее распространение получили балансные
и кольцевые схемы.
В простом диодном преобразователе (рис. 7.8, а) источник сигнала, ге-
теродин, нагрузка и диод включены последовательно, поэтому настройки
контуров сигнала и гетеродина оказываются взаимозависимыми. Другими
недостатками простых преобразователей являются возможность излучения
энергии гетеродина антенной приемника, возможность «захвата» частоты ге-
теродина сигналом, проходящим через цепь гетеродина, а также прохожде-
ние шумов гетеродина в нагрузку.
Балансный преобразователь (рис. 7.8, б) лишен этих недостатков. Напря-
жение гетеродина подводится к диодам синфазно, поскольку подключено
к средним точкам контуров, а напряжение сигнала контрфазно. Поэтому
в цепях диодов под воздействием напряжения гетеродина появляются токи
промежуточной частоты с фазами, сдвинутыми на 180 °. Поскольку схема
двухтактная, в контуре промежуточной частоты эти токи суммируются. Со-
ставляющие же токов с частотой гетеродина, поскольку они синфазны, не
создают падения напряжения ни на сигнальном-контуре, ни на выходном.
По этой же причине шумы гетеродина не создают на нагрузке шумового
напряжения.
Кольцевой преобразователь можно рассматривать как два балансных,
у которых выходные зажимы включены параллельно и контрфазно (рис.
7.8, в). Благодаря этому обстоятельству и соответствующему включению
диодов, на выходном контуре отсутствуют напряжения с частотами сигнала
и гетеродина. Вследствие разброса параметров диодов и трудностей, воз-
никающих при симметрировании схемы на высоких частотах, кольцевые пре-
образователи применяют на умеренно высоких частотах. Преобразователи
на туннельных диодах имеют больший уровень шумов и меньший динамиче-
ский диапазон, чем преобразователи на ДБШ. В случаях, когда эти обстоя-
тельства не имеют большого значения, можно выполнить на ТД не только сме-
ситель, но и гетеродин (рис. 7.9). Первый контур настроен на частоту сигна-
ла, второй — на частоту гетеродина и третий — на промежуточную частоту.
В зависимости от диапазона каждый контур может быть выполнен на катуш-
Рис. 7.8. Схемы диодных преобразователей:
а — простого; б — балансного; в — кольцевого
183
Рис/ 7.9/ Схема преобразователя на тун- рис. 7.10. Схема емкостного преобразова-
цельных диодах теля
ках индуктивности и конденсаторах, отрезках длинных линий или волново-
дов и объемных резонаторах. /?С-цепи служат для обеспечения режима ге-
нерации ТД2 и смесительного режима ТД1.
Во всех рассмотренных выше резистивных преобразователях промежу-
точная частота обычно меньше частоты сигнала, что необходимо для повы-
шения чувствительности и селективности приемника. Иногда применяют
емкостной преобразователь частоты (рис. 7.10), который отличается от про-
стого диодного преобразователя (рис. 7.8, а) включением варикапа вместо
обычного диода и наличием напряжения Ео для обратного смещения р-п пере-
хода варикапа. В отличие от обычного диодного резистивного преобразова-
теля, в котором коэффициент передачи мощности меньше единицы, емкост-
ной преобразователь является усилителем мощности и, кроме того, имеет не-
большой уровень шума.
Значения Кр и Ш могут быть вычислены по формулам, приведенным
в табл. 6.5. Приближенные формулы (без учета потерь в диоде) дают более
простые выражения:
— Aip/A:’ ^mln — ' 4/с//пр'
Как видно из этих формул, преимущества емкостного преобразователя
могут быть реализованы лишь при условии /пр » /с, т. е. в случае, когда пре-
образователь является повышающим. Такие нерегенеративные повышающие
преобразователи (преобразователи вверх) фактически являются параметри-
ческими усилителями (см. п. 6.3, а более подробно в [76,98, 114]). Заметим,
что после повышения частоты в емкостном преобразователе, ее в дальнейшем
приходится понижать в резистивном преобразователе для последующего
усиления и повышения избирательности в обычном селективном УПЧ.
Диодные преобразователи в диапазонах СВЧ
На рис. 7.11, а представлена схема смесителя коаксиального типа, при-
меняющегося в 10-сантиметровом диапазоне. Сигнал вводится в смеситель-
ную камеру из объемного резонатора, связанного с антенной или предва-
рительным каскадом УСЧ. Мощность гетеродина вводится через коаксиаль-
ный шлейф. Предусмотрена возможность регулировки связи гетеродина со
смесителем. В цепь диода включена нагрузка для промежуточной частоты
184
Рнс. 7.11. Схемы кристаллических смесите-
лей в диапазоне СВЧ:
а — к я 10 см; б —1» 3 см
Рис. 7.12. Схема балансного смесителя о
двумя делителями мощности:
1 — микрополосковый делитель мощности
(длина каждого плеча Х/4); 2 — делитель
мощности на балансной линии; 3— переход
с балансной линии на микрополосковую
и цепочка для подбора оптимального угла отсечки, при котором достигается
максимальный коэффициент передачи; Кроме того, в случае необходимости,
включается прибор постоянного тока, по которому можно судитт^о мощно-
сти гетеродина и исправности кристалла н гетеродина.
На рис. 7.11, б показана схема смесителя волноводного типа, используе-
мого главным образом в 3-сантиметровом диапазоне. Мощность гетеродина
вводится посредством штыря отражательного клистрона, который может
выдвигаться в волновод в большей или меньшей степени. Настройка смеси-
тельной камеры осуществляется с помощью короткозамыкающего поршня.
Местонахождение диода определяет согласование: поперечное перемещение
диода к одной из боковых стенок меняет, главным образом, входную актив-
ную проводимость, тогда как перемещение диода вверх или вниз вдоль оси
изменяет в основном реактивную составляющую проводимости.
Для ослабления шумов гетеродина и получения высокой развязки в ши-
рокой полосе частот используются балансные схемы смесителей с гибрид-
ными соединениями на различных типах передающих линий [80]. На рис.
7.12 показана схема балансного смесителя в интегральном исполнении.
В нем используется гибридное соединение балансной и микрополосковой
линий. Напряжение гетеродина подается на диоды через делитель на баланс-
8 7-230 1 85
ФНЧ
Рис^ 7.13./Смеситель на двухзатворных полевых транзисторах с барьером
Шоттки (ПТШ)
ных передающих линиях. Сигнал же подается через другой делитель, изго-
товленный на основе микрополосковых линий с высоким характеристическим
сопротивлением. В такой схеме обеспечивается развязка между цепями гете-
родина и сигнала более 20 дБ в полосе в одну октаву.
Транзисторные преобразователи в диапазонах СВЧ
Конкуренцию диодным смесителям составляют смесители на/двухзатвор-
иом полевом транзисторе с барьером Шоттки (ПТШ). Они обладают пример-
но на 10 дБ большим динамическим диапазоном по сравнению с балансным
смесителем на диодах и выполняются на двух транзисторах. Первый (двух-
ватворный) обеспечивает усиление основного сигнала и гетеродина, второй
(однозатворный) работает в режиме преобразования. Такой смеситель на
частоте 4 ГГц имеет усиление при преобразовании 15 дБ и Ш = 3 дБ.}
На двухзатворных ПТШ выполняются и схемы с подавлением зеркаль-
ного канала. Входной сигнал через квадратурный гибридный мост подается
на первые затворы (рис. 7.13). Сигнал гетеродина синфазно подается на вто-
рые затворы. Квадратурный мост, работающий на промежуточной частоте,
обеспечивает дополнительный фазовый сдвиг 90° и компенсацию сигнала
зеркальной частоты. На частоте 6 ГГц такой смеситель на ПТШ с длиной
затвора 0,5 мкм обеспечивает подавление сигнала зеркальной частоты на
20 дБ, усиление при преобразовании 10 дБ и коэффициент шума 2,5 дБ.
В миллиметровом диапазоне получены промышленные образцы смесителей
с коэффициентом шума порядка 5...7 дБ.
7.3. Краткие теоретические сведения
и основные расчетные соотношения
Эквивалентная схема и внутренние параметры преобразования
Преобразователь частоты (рис. 7.1) представляет собой нелинейный
шестиполюсник. Поскольку напряжение гетеродина намного больше вход-
ного и выходного напряжений Uz и t/np шестиполюсник можно заменить
эквивалентным четырехполюсником, активная проводимость которого ме-
няется с частотой гетеродина. В этом случае выходной ток будет зависеть
от всех напряжений
’вых f (иг’ ис> Ипр)’
186
Рис. 7.14. Эквивалентные схемы преобразователя частоты:
а — П-образная схема замещения; б — упрощенная схема (50бр == обратное преобразо-
вание отсутствует)
Вид этой функциональной зависимости определяется статической харак-
теристикой управляемой проводимости. Поскольку все три напряжения явля-
ются гармоническими с частотами /г, /с и /пр, выходной ток будет содержать
различные комбинационные частоты, которые могут быть выделены или по-
давлены селективными нагрузками.
Анализ показывает [31, 32], что при контуре, настроенном на частоту
сигнала на входе, селективной нагрузке, настроенной на промежуточную
частоту на выходе, и проводимости, изменяющейся с частотой гетеродина, то-
ки на выходе и входе меняются с частотами fnp и fc и их комплексные ампли-
туды
Л1р =5пр^с 4" ^inp^'np» (7-1)
= "^обр^пр 4" ^вхО^с» (7-2)
где 5пр и G(-np — параметры прямого преобразования, а 5обр и GBx0— пара-
метры обратного преобразования, определяемые ниже.
Эти уравнения описывают процессы, происходящие в эквивалентной
схеме (рис. 7.14). Выражение (7.1) характеризует процесс прямого преобра-
зования. Обратное преобразование, особенно сильно проявляющееся в про-
стых диодных преобразователях, состоит в том, что в результате биений меж-
ду колебаниями промежуточной частоты, имеющимися на выходе, и гетеро-
дина возникает составляющая с частотой сигнала, создающая напряжение
на входной нагрузке. Это напряжение находится в контрфазе с исходным
напряжением и несколько уменьшает коэффициент преобразования.
Крутизна преобразования Snp представляет собой отношение амплитуды
выходного тока промежуточной частоты /пр к амплитуде напряжения вход-
ного сигнала Vc при закороченном выходе (Кпр = 0):
S
пр йс
с/пр=о 2 Gkm’
(7.3)
где G/;nt — амплитуда к-й гармоники (чаще всего первой) зависимости управ-
ляемой проводимости от напряжения гетеродина.
Внутренняя проводимость преобразования Ginp равна отношению ам-
плитуды тока промежуточной частоты /пр к амплитуде напряжения этой
частоты (7П при закороченном входе (Gc — 0)
г нр
оГпр у
пр
— ^10'
с/с = о
(7.4)
187
Внутренний коэффициент усиления рпр представляет собой отношение
амплитуды напряжения промежуточной частоты к амплитуде напряжения
сигнала прн /пр = 0:
__<? р
-пр'Чпр»
пр~и
где Riu = G^p —внутреннее сопротивление преобразователя.
Из выражения (7.2) получаем параметры обратного преобразовании
крутизна обратного преобразования
Нпр Л
ис
входная внутренняя проводимость преобразования
I
@ £обр ^вх.О
Коэффициент передачи,
входная и выходная проводимости преобразователя
Коэффициент передачи прямого преобразования — отношение выход-
ного напряжения промежуточной частоты (7пр к входному Uc
^пр §и)’ (7.5)
где gH — проводимость нагрузки. Знак минус здесь обозначает фазовый сдвиг
между входным и выходным напряжением, равный л.
В транзисторных преобразователях обычно Ginp < gn и поэтому фор-
мула (7.5) упрощается. Например, для схемы транзисторного преобразова-
теля, нагрузкой которого является полосовой фильтр с контурами, обладаю-
щими сопротивлением /?Оэ, и коэффициентами включения со стороны коллек-
тора пк и базы пд (рис.. 7.2) при параметре связи т], коэффициент передачи
преобразователя
^пр = 5пр^оэпЛт1/(1 + Л2)- (7.6)
Если нагрузкой является ФСС с волновым сопротивлением р и коэф-
фициентом передачи Кф,
Кпр = 5прпкпбрКф. (7.7)
Заметим, что (7.5)...(7.7) отличаются от соответствующих формул для ,
каскадов УПЧ лишь тем, что в них вместо параметров усиления фигурируют
параметры преобразования.
Коэффициентом передачи обратного преобразования называют отноше-
ние напряжения частоты сигнала к напряжению промежуточной частоты
^"обр “ ^обр/^с ^вх.о)>
где gc — проводимость источника сигнала.
188
Входная проводимость преобразователя
^вх.пр ~ ^вхО ‘•’обр'^пр/^Л'пр 4~ Sw)’
Выходная проводимость преобразователя
^вых.пр ^inp ^обр^пр/^вхО £<)•
Если обратное преобразование отсутствует,
^вх.пр ~ ^вхО> ^вых.пр = ^inp‘
Шумы в преобразователях частоты
Источниками шума в преобразователях частоты являются шумы во
входной н выходной цепях, шумы гетеродина и шумы в нелинейном элементе
смесителя.
Коэффициент шума преобразователя на усилительных элементах
.,2
Ш =1+^нф( (7.8)
гшОЛпр
где ^/щ.Пр— средний квадрат напряжения собственных шумов на выходе пре-
образователя; Рш0—мощность шума, поступающего на вход от источника
сигнала. Поскольку крутизна активного элемента (транзистора) в режиме
преобразования в несколько раз меньше, чем в режиме усиления, коэффи-
циент шума преобразователя всегда больше, чем усилителя (у транзисторов
в 1,5... 2 раза).
Коэффициент шума диодного преобразователя с учетом шумов гетеро-
дина вычисляется как для пассивного четырехполюсника при согласова-
нии на входе и выходе
ШпР = (7.9)
где inp = — относительная шумовая температура преобразователя;
— относительная шумовая температура смесительного диода; tT — состав-
ляющая относительной шумовой температуры, учитывающая влияние гете-
родина; Кр — коэффициент передачи преобразователя по мощности (в режи-
ме согласования Кр — К„р).
Относительная шумовая температура преобразователя — отношение
полной мощности шумов на выходе преобразователя к мощности тепловых
шумов, создаваемых только его выходным сопротивлением при температуре
окружающей среды.
В диапазоне СВЧ шумы диода состоят из тепловых шумов объемного со-
противления диода и шумов, обусловленных флюктуацией протекающего
через р-п переход тока 10. На рнс. 7.15 показаны типичные эксперименталь-
ные кривые зависимостей относительной шумовой температуры диода /д,
и коэффициента шума смесителя Шсм (без учета шумов гетеродина) от тока
через диод 10. Для определения Шпр можно по графику рнс. 7.15 определить
значение /д, к которому добавить tr = 1...3 и по формуле (7.9) вычислить
коэффициент шума.
Как видно из рис. 7.15, прн малых токах /0 падает усиление сигнала, что
приводит к росту Шсм; при больших токах Шсм также растет за счет увели-
чения /д. Поэтому существует оптимальное значение тока /0, при котором
189
Рис. 7.15. Зависимость параме1ров ди-
одного смесителя от тока через диод
Рис. 7.16. Огибающая спектра шумов
гетеродина
коэффициент шума минимален. В сантиметровом диапазоне этот минимум
находится в пределах 8...10 дБ. Для уменьшения коэффициента шума мож-
но применять туннельные диоды, а также использовать балансные смесители,
у которых подавлены шумы гетеродина. Это особенно целесообразно в радио-
локационных приемниках, в которых в качестве гетеродина используются
активные элементы, обладающие высоким уровнем шумов.
Частотный спектр шумов гетеродина без учета резонансных свойств
объемного резонатора в диапазоне СВЧ равномерен примерно до частот
1012 Гц. С учетом резонатора спектр шумов формируется в соответствии с его
резонансной характеристикой (рис. 7.16). Область шумов I отражает явление
паразитной модуляции напряжения гетеродина шумом. Но поскольку уро-
вень этих шумов на 70... 100 дБ ниже уровня шумов гетеродина, с этими шу-
мами можно не считаться. Шумы из областей II и III, т. е. основного и зер-
кального каналов, в результате биений с частотой гетеродина имеют часто-
ты, близкие к промежуточной, и поэтому попадают в канал УПЧ.
Для ослабления шумов нужно либо применять резонаторы с высокой
добротностью, либо использовать балансные смесители. Как и в обычном
балансном смесителе, в волноводном варианте напряжение гетеродина по-
дается на диоды в фазе, а напряжение сигнала в контрфазах. Преобразован-
ные шумовые токи в обоих смесителях протекают в фазе, поэтому в нагрузке
их действие компенсируется. Коэффициент шума балансного смесителя при-
мерно на 5...10 дБ меньше, чем у однотактного смесителя.
При низкой промежуточной частоте сигналы, и что особенно важно, шу-
мы из зеркального канала недостаточно подавляются в преселекторе и по-
ступают на вход смесителя, повышая его коэффциент шума Шпр. Для
уменьшения Шпр можно применить преобразователь частоты с фазовым по-
давлением шумов из зеркального канала, структурная схема которого при-
ведена на рис. 7.17.
Напряжение сигнала подводится к входам преобразователей и П2
в фазе, а напряжение гетеродина — со сдвигом л/2, осуществляемым в фазо-
вращателях ср, и <р2. В фазовращателях <р{ и ср/, осуществляются дополни-
тельные фазовые сдвиги, уже на промежуточной частоте, на л/2, после чего
эти напряжения суммируются в сумматоре S. При этом, как показывает
анализ [76, 82], напряжения промежуточной частоты из основного канала,
имея одинаковые фазы складываются и удваиваются, а напряжения проме-
жуточной частоты из зеркального канала будучи в контрфазах, уничтожа-
190
Рис. 7.17. Структурная схема преобра
зователя частоты с фазовым подавле-
нием шумов зеркального канала
Рис. 7.18. Шумовые температуры и ко-
эффициенты шума СВЧ-смесителей в
завнсимостн от частоты:
1 —• SJS-смесители; 2 — смесители на
ДСШ; 3 — смесители на джозефсонов-
ских переходах; 4— смесители на ох-
лажденных (2ОК) ДБШ; 5— смесители
на неохлажденных ДБШ; 6 — смесите-
ли на ТКД; 7 — ППУ (неохлажденный)
ются. Ослабление шумов зеркального канала, при симметричности плеч,
составляет примерно 20 дБ. Особенно целесообразно применение таких схем
в диапазоне СВЧ, где преселектор обладает небольшой селективностью [83].
В настоящее время на СВЧ применяют специальные схемы малошумя-
щих смесителей. Сравнительная характеристика шумов смесителей представ-
лена на рис. 7.18, где для сравнения показаны и шумы неохлажденного
ППУ (кривая 7). Как видно из рисунка, шумовая температура смесителей
на ТКД на частотах сантиметрового диапазона порядка 500 К, а в милли-
метровом диапазоне значительно возрастает. Несколько меньшие шумовые
температуры имеют смесители на ДБШ (кривая 5), но если ДБШ охладить
до водородной температуры (кривая 4) или применить в качестве смесителей
джозефсоновские переходы, можно получить в миллиметровом диапазоне
шумовые температуры до 50 К, т. е. того же порядка, что у лучших образ-
цов ППУ.
Наиболее лучшие результаты дают смесители на диодах супер-Шоттки
(ДСШ), у которых один из электродов является полупроводником — шумо-
вые температуры таких смесителей примерно 10... 100 К. Наименее шумящи-
ми смесителями, имеющими шумовую температуру соизмеримую с мазерами,
являются, так называемые, SIS — смесители (кривая 1). Переходы типа
сверхпроводник — изолятор — сверхпроводник (SIS) обладают квазичас-
тичной нелинейностью активного характера и поэтому могут успешно при-
меняться в смесителих миллиметрового и субмиллиметрового диапазонов
[52]. S7S смесители на частотах от 9 до 115 ГГц имеют шумовые температуры
от 10 до 100 К и потери преобразования 6... 10 дБ.
191
7.4. Гетеродины в преобразователях чвстоты
В высококачественных приемниках гетеродин выполняетси на отдель-
ном транзисторе, в приемниках более низких классов на общем активном
элементе. Для гетеродина может быть использована любая схема генератора
с самовозбуждением, но чаще других используется индуктивная трехточеч-
ная схема и схема с индуктивной обратной связью (рис. 7.4).
Для нормальной работы супергетеродинного приемника необходимо,
чтобы при любой частоте настройки /с, частота гетеродина была на /пр выше,
т. е. /гн = /с + /пр. Это положение иллюстрируется на рис. 7.19, где пока-
заны кривые: 1 — изменения частоты сигнала при прямочастотном конден-
саторе, 2 — необходимый закон изменения частоты гетеродина при измене-
нии емкости переменного конденсатора преселектора. В современных прием-
никах используются схемы контуров входного устройства и гетеродина
с одинаковыми переменными конденсаторами. Однако коэффициенты пере-
крытия поддиапазонов контуров преселектора и гетеродина должны быть
неодинаковыми (у гетеродина — меньше). Это уменьшение перекрытия в ге-
теродине для сопряжения его настройки с настройкой входного контура мо-
жет быть достигнуто с помощью конденсаторов С1 и С2 (рис. 7.20). При
этом точное сопряжение настроек достигается лишь в трех точк-ах диапазона
по числу трех возможных подстроек в контуре гетеродина (Cl, G2, Lr).
Частоты точного сопряжения целесообразно выбирать посреди диапазо-
на и вблизи от крайних точек, но не равными /с min и /стах, чтобы умень-
шить погрешность сопряжения. Абсолютная погрешность сопряжения опре-
деляется выражением
6/ = 1/г — /г.н 1 = 14 — fo — 4р I- (7.10)
При этом нужно иметь в виду, что, поскольку фильтры УПЧ обладают
более острой АЧХ, чем преселектор, а приемник настраивают по максимуму
напряжения на детекторе, т. е. на f = /г — /с, расстроенными оказываются
контуры преселектора. Поэтому погрешность сопряжения (7.10) опреде-
ляет фактически расстройку не гетеродина, а преселектора относительно
принимаемого сигнала.
Расчет параметров контура гетеродина и кривой сопряжения можно
вести несколькими способами [86, 87]. Однако эти расчеты представляют до-
вольно трудоемкую задачу, поэтому целесообразно выполнить их на ЭВМ.
Программа расчета контура гетеродина и кривой сопряжения, в которую
Рис. 7.19. Кривая сопряжения настроек
преселектора и гетеродина
Рис. 7.20. Схема сопряжения контуров пре-
селектора и гетеродина
192
рис. 7.21. График для определения после-
довательной емкости в контуре гетеродина
рис. 7.22. График для определения парал-
лельной емкости в контуре гетеродина
вводят исходные данные /сгпах и /crnin — граничные частоты сигнального
контура, / — промежуточная частота, Со — параллельная емкость схемы
сигнального контура, LK — индуктивность сигнального контура, приведена
в гл. 3 (SOPR). Программа предусматривает выдачу значений С1 (последо-
вательного конденсатора), С2 (параллельного конденсатора), Lr — индук-
тивности гетеродина, а также вычисление и построение кривой сопряжения
(см. пример расчета).
Если нет возможности использовать ЭВМ для расчета сопряжения, мож-
но параметры контура гетеродина определять с помощью графиков, приве-
денных в [85]. В этом случае расчет ведется в следующем порядке:
1. Вычисляют отношение п = /пр//ср, где /пр— промежуточная частота;
/сР = °.5 (/стах-Ис min); /сР> /стах и /с min ~ средняя, максимальная и ми-
нимальная частота сигнала соответственно.
2. По графикам (рис. 7.21) определяют емкость последовательного кон-
денсатора С1 для контура гетеродина данного диапазона. Параметром в этих
графиках является Стах — максимальная емкость переменного конденса-
тора.
3. По графикамм (рис. 7.22) определяют емкость параллельного конден-
сатора С2.
4. По графику (рис. 7.23) определяют коэффициент а = Lr/L, а по
нему — индуктивность контура гетеродина (L — индуктивность входного
контура).
Зная параметры контуров сиг-
нала и гетеродина, можно вычислить
их резонансные частоты в несколь-
ких точках и построить кривую по-
грешности сопряжения —зависимос-
ти 6f, определяемой по (7.10), от час-
тоты.
В метровом диапазоне применя-
ют обычные схемы гетеродинов на вы-
РНС. 7.23. ГРафик для определения индук-
тивности контуРа гетеРодина
193
сокочастотных транзисторах. Колебательными элементами являются кон-
туры с сосредоточенными постоянными. В дециметровом диапазоне также
могут использоваться высокочастотные транзисторы, но колебательными
элементами служат обычно коаксиальные, полосковые и объемные резона-
торы.
В диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн применяют гетеро-
дины на вакуумных (отражательные клистроны, ЛОВ) и твердотельных эле-
ментах (ЛПД, ТД, диоды Ганна и др.). В настоящее время вакуумные
элементы практически вытеснены твердотельными, обладающими рядом пре-
имуществ, главными из которых являются малые габариты и масса, эконо-
мичность питания. Параметры клистронов, ЛОВ, ЛПД, ТД и диодов Ганна
приведены в [35, 55, 83, 93].
Цифровые синтезаторы частот (ЦСЧ)
Плавно перестраиваемые в широком диапазоне частот гетеродины, вы-
полненные на транзисторах и туннельных диодах, не могут обеспечить ста-
бильность частоты выше чем 6 = 10~3. Однако во многих случаях, в част-
ности в приемниках сигналов с однополосной модуляцией и подавленной не-
сущей, требуется значительно более высокая стабильность частоты и точность
ее установки. Эта задача решается путем формирования дискретного множе-
ства частот, когерентных с частотой одного высокостабильного опорного ко-
лебания, в синтезаторе частоты. Такой гетеродин, с высокой стабильностью
(6 < 10-6) и возможностью дискретной перестройки частоты с шагом, изме-
ряемым десятыми долями Гц, обладает многими другими достоинствами:
быстрой перестройкой частоты, беспоисковым вхождением в связь, возмож-
ностью реализации в микроминиатюрном исполнении на базе твердых инте-
гральных и гибридных микросхем и т. д. При разработке гетеродинов —
синтезаторов частот успешно используется цифровой метод формирования
и стабилизации сеток частот на основе элементов и узлов дискретной техники.
На рис. 7.24 приведена упрощенная структурная схема ЦСЧ. Частота
опорного кварцевого генератора ОГ понижается в цифровом делителе ЦД1
до /оп и подается на фазовый детектор ФД. На другой его вход подводится
напряжение от управляемого генератора УГ, частота которого понижается
в цифровом делителе ЦД2 в Кцд2 раз. Переменный коэффициент деления К11д2
определяется управляющим напряжением {/упР. Выходное напряжение ФД
после. ФНЧ подается к управляющему элементу УЭ, стабилизирующему
частоту УГ.
На рис. 7.25 показана функциональная схема цифрового синтезатора
частот, выполненного по схеме непосредственного деления частоты управля-
емого генератора. Гармоническое колебание высокостабильного кварцевого
ОГ ФД ФНЧ УГ
Рис. 7.24. Упрощенная структурная схема цифрового синтезатора частоты
194
опорного генератора (ОГ) с частотой
/ог подается на формирующее уст-
ройство (ФУ2), где оно преобразу-
ется в последовательность видеоим-
пульсов с той же частотой. Посколь-
ку обычно /ог > 100 кГц, а ширина
ступени дискретности лежит в преде-
лах от сотен Гц до десятков кГц, час-
тоту ОГ необходимо понизить до ве-
личины шага перестройки, что и осу-
ществляется в делителе (Д2). После
деления последовательность видео-
импульсов поступает на один вход
сравнивающего устройства (СУ),
представляющего собой импульсно-
фазовый детектор (ИФД).
Гармоническое колебание управ-
ляемого генератора (УГ) с частотой
/Уг в формирующем устройстве (ФУ)
также преобразовывается в последо-
вательность видеоимпульсов. Затем
частота /угпонижается двумя делите-
Рис. 7.25. Структурная схема синтезатора
частоты.
лями: с постоянным коэффициентом деления (Д) и с переменным коэффициен-
том деления (ДПКД) в Кт раз до значения /Уг/Кт = /ог. Эти видеоимпульсы
подаются на второй вход СУ, которое может быть выполнено на триггере с раз-
дельным запуском. Выходное напряжение СУ через фильтр нижних частот
(ФНЧ) поступает на управляющий элемент (УЭ), например варикап, емкость
которого является функцией подводимого к нему напряжения. УЭ подстраи-
вает частоту УГ до значения /уг = [29].
На рис. 7.26 показан иной вариант реализации функциональной схемы
декадого синтезатора частоты бортовой коротковолновой радиостанции [51].
Опорный кварцевый генератор ОГ генерирует напряжение с частотой )ог =
= 5 МГц. Далее в четырех делителях (Д1...Д4) эта частота понижается
в 500 раз, т. е. до 10 кГц. В генераторе гармоник ГГ это напряжение превра-
щается в несинусоидальное с богатым спектром частот. Из него в 10 полосо-
вых пьезокерамических фильтрах выделяются частоты ^ ... /10, отстоящие
друг от друга на 10 кГц. С помощью тройного переключателя П любая из
этих опорных частот одновременно может быть подана на вход любого
из сместителей См1, См2 и См3.
В качестве гетеродинного напряжения на второй вход этих смесителей
подается напряжение с частотой /ог/2. На выходе этих смесителей стоят по-
лосовые фильтры, выделяющие суммарные 10 частот. Следующее преобра-
зование частоты происходит в См4, куда подаются колебания опорной часто-
ты /3. В результате сложения этих колебаний с колебаниями каждой из 10
частот, образуется сигнал суммарной частоты, который затем делится по
частоте в делителе Д6. На выходе этого делителя образуется сетка из 10 час-
тот, ио с более мелким шагом — 1 кГц.
13*
195
Рис. 7.26. Структурная схема синтезатора частоты КВ-радиостанции
На следующей идентичной декаде колебании суммируютси в См5, на
выходе которого получают 100 фиксированных частот с шагом мелкой сетки,
равным 1 кГц. После следующего деления частоты в Д7 на 10, колебании
сетки частот подаютси на Смб, где и суммируются с 10 фиксированными час-
тотами. Теперь к каждой из 10 частот предыдущей декады добавляется еще
100 фиксированных частот и в результате на выходе Смб получается 1000
фиксированных частот в диапазоне 3100,0...3199,9 кГц с разносом частот
100 Гц.
7.5. Расчет преобразователей частоты
Определение параметров преобразования
Параметры преобразования можно определить несколькими способами:
аналитическим, графоаналитическим, экспериментальным и на основании
опытных усредненных данных.
Дли определения параметров преобразовании аналитическим способом
необходимо знать зависимости токов смесители от наприжения на его элек-
тродах. Однако этот способ громоздкий и его использование затрудняется
вследствие сложности аналитических зависимостей дли токов транзисторов
и других нелинейных элементов. Поэтому обычно примениют графоаналити-
ческий способ, при котором используютси усредненные характеристики не-
линейных элементов. Основой метода ивлиетси графическое разложение пе-
риодических функций иа гармонические составлиющие. В частности, если
известна зависимость крутизны характеристики нелинейного элемента от
196
Рис. 7.27. К определению
крутизны преобразования
иъэ или от напряжения
приложенного напряжения гетеродина, можно
определить амплитуду первой гармоники кру-
тизны Sml, а затем и крутизну преобразования
по (7.3).
Первую гармонику можно определить мето-
дами трех или пяти ординат. Для этого нужно
на графике Su (рис. 7.27) выбрать начальное на-
пряжение Е3, амплитуду напряжения гетеродина
Umr и, определив котрольиые точки S^.Ss, рас-
считать крутизну преобразования
^пр = 1(^1 — S5) + (S2—S4)]/6. (7.11)
Значение S4 находится при напряжении — Ео —
— Umr-, S2 —при напряжении U2 = Ео — 0,5Umr;
S3— при напряжении U3 = Ео; S4 —при напряже-
нии t/4 = Ео -J- 0,5Цтг; Ss — при напряжении Us =
= Ео -J- Umr. Зависимости S = /21 от напряжения
гетеродина при подаче его в цепь базы определяются по сквозным характе-
ристикам /к = ф Д/Бэ).
Аналитический и графоаналитический способы дают результаты с точ-
ностью до 10...20 %. Если нужно получить большую точность, следует' при-
менить метод измерения Е-параметров. Во многих случаях иа практике мож-
но удовлетвориться меньшей точностью, и тогда применяют усредненные
опытные данные. По этой методике параметры преобразования определяют
в зависимости от параметров при усилении по приближенным формулам.
Для биполярных транзисторов:
Snp = 1 Г21 пр 5 = (°-4 ••• °,S * * 8) 1^21 11 (7.12)
Ginp = G22 пр ~ (0’5 ••• 0>8) I ^22 11
GBx.np=GiInp = (0,5...0,8) |Уи|;
5обр = । ^12 пр । = (°’2 .- 0.8) I Г12 |,
где Еп, У21 — параметры транзисторов в режиме усиления иа частоте сиг-
нала /с, У2г и Е12 — параметры транзистора в режиме усиления иа проме-
жуточной частоте.
Входные и выходные емкости транзистора в преобразовательном ре-
жиме почти ие изменяются по сравнению с их значениями в усилительном
режиме. Подставляя значения параметров преобразования, например, из
(7.12) в (7.5) ... (7.7), можно рассчитать значения коэффициента преобразо-
вания, входной и выходной проводимости.
Для полевых транзисторов при оптимальном угле отсечки 909, обеспечи-
вающем минимальный коэффициент шума, крутизну преобразования вычис-
ляют по формуле
Snp « 0,25Smax, (7.13)
где Smax— максимальное значение крутизны. Напряжение гетеродина вы-
бирают в соответствии с принятым углом отсечки,
197
Выбор схемы и режима преобразователя частоты
В диапазонах умеренно высоких частот используют преобразователи на
транзисторах. Предпочтительнее схемы с отдельными гетеродинами, посколь-
ку в них можно обеспечить оптимальный режим для транзисторов гетеро-
дина и преобразователя.
Напряжение гетеродина чаще всего выбирают в пределах 70...150мВ.
Напряжение меньше 50 мВ можно подавать только в схеме с отдельным гете-
родином при необходимости получения очень низких уровней нелинейных
искажений и интерференционных свистов. В схемах с совмещенным гетеро-
дином прн низких уровнях гетеродинного напряжения генерация получается
неустойчивой. В большинстве случаев оптимальными значениями являются
амплитуда напряжения гетеродина Umr = 100 мВ н ток в рабочей точке /к=
= 0,5 мА, при которых обеспечивается минимальный коэффициент шума,
удовлетворительное усиление и приемлемый уровень нелинейных искаже-
ний. Если перед преобразователем включен УСЧ, уровень шумов определя-
ется в основном каскадом УСЧ, и напряжение гетеродина можно увеличить
для повышения усиления до 150 ... 200 мВ.
Выбор промежуточной частоты
В вещательных приемниках /пр выбирается равной 465 кГц между диапа-
зонами длинных и средних волн. Высокую избирательность по соседнему
и зеркальному каналам можно получить только при двойном преобразова-
нии частоты. При этом первая промежуточная частота выбирается высокой-,
что обеспечивает хорошую избирательность по зеркальному каналу, а вторую
промежуточную — низкой, что обеспечивает хорошую избирательность по
соседнему каналу.
При двойном преобразовании частоты величйны промежуточных частот
и частоты гетеродинов выбираются исходя из следующих соображений. Для
предотвращения влияния комбинационных частот вида
cP fci fCk’ 2fcl±fck’ fci ± fCk fc<7>
где f — частота сигнала, первая промежуточная частота должна быть
fnpl > щах'
В некоторых случаях можно понизить /пр1, но не меиее чем до 2/ctnin.
Чтобы избавиться от влияния комбинаций вида
2/г ± fci< 2/г ± ci fcii’ i f ci i fch ± fc<t<
частоту первого гетеродина следует выбирать из условия
fr2 ~ fnpl f с
Для подавления зеркальной помехи вторую промежуточную частоту
целесообразно выбирать согласно условию
fnp2 > (fc max f с mln)/^*
Для исключения мешающего действия гармоник второго гетеродина его
частоту следует выбирать из условия
/г2>[(/г1 ±/с) + /пр]/2.
198
Эти условия особенно важно выполнить при проектировании гетеродин-
ных преобразователей спектра, так как их несоблюдение может привести
к появлению на выходе ложных частот, которые не содержатся во входном
сигнале.
Особенности расчета диодных преобразователей частоты
В простых диодных преобразователях (рис. 7, 8, а) все три источника
напряжения,uc, ur и ипр включены последовательно с диодом, поэтому схема
симметрична для входного и выходного напряжений, а параметры прямого
и обратного преобразования равны между собой; Snp = So6p; Ginp — GZo6p.
Вольт-амперная характеристика диода в начальном рабочем участке хо-
рошо аппроксимируется экспоненциальной функцией
i = is (exp all — I),
где is и a — постоянные, определяемые экспериментально по характеристи-
кам. У современных диодов is = 10-6 А для ТКД (например, Д-405) и i s =
= 10-13 А для ДБШ (например, АА113): а = 30 В-1 для ТКД и а = 35 В-1
для ДБШ.
Для кремниевых диодов амплитуда напряжения' гетеродина должна
быть около 0,6 В, для германиевых — 2 ... 3 В, для диодов из арсенида гал-
лия — 0,8 В при больших значениях возрастает обратный ток. При таких
напряжениях гетеродина параметры преобразования могут быть определе-
ны по следующим формулам:
Snp = W;
Gi пр = гЗа7'0 (aWr)‘. (7.14)
Нпр = Л (ayr)/7o(aWr)’
где Ur — амплитуда напряжения гетеродина; J1(aUr) и J0(aUr)—функции
Бесселя первого и нулевого порядка от аргумента a(Jr.
Коэффициент передачи номинальной мощности при согласовании на входе
и выходе преобразователя
^Ном = ^р/(1+К1-1Х*р)2. (7.15)
Значения рпр и ЛрН0м4 для разных значений aUr приведены на рис. 7.28.
Коэффициент передачи &рном характеризует потери энергии на преоб-
разование частоты в смесителе
г = /Г* — Р /Р
см хр ном 1 вх. ном/1 пр*
где PRY U_M — номинальная мощность сигнала на
входе, а Рпр — мощность сигнала промежуточ-
ной частоты. Потери преобразования (10 1g Асм)
обычно составляют 3....7 дБ в сантиметровом
диапазоне и 5...10 дБ в миллиметровом диапа-
зоне.
Общие потери преобразования сигнала в пре-
образователе Апр определяются не только поте-
рне. 7.28. Зависимости цпр
и ном от параметра aVr
199
ьэ о О Таблица 7.1. Основные параметры смесительных диодов СВЧ
Тио диода Тип структуры Диапазон волн £пр- «Б «ш ® норм- дБ ^вых- Ом КСВН ^н, рас max» мВт ^рас max»' мВт Wa, Эрг
АА111Б ДБШ 3 см 5,5 — 7 300 .. . 560 2 550 50 3
ЗА111Б 3 см 5,5 — 7 300 ... 560 1,5 550 50 3
ААША » 3 см 6 —- 7,5 300 .. . 560 2 550 50 3
ВАША » 3 см 6 — 7,5 300 .. . 560 1,5 550 50 3
ЗА110Б 2 см 6 — 7,5 210 .. . 490 1,6 150 50 0,2
АА112Б » 3 см 6 7 440 .. . 640 1,88 300 20 —
ААПЗА СМ, дм 6 — 7,5 — 3,5 100 50 —
АА114А » мм 7 — 9 275 .. . 825 2,5 100 10 0,0
ДС-1306 1,8 см 5,5 1,3 7 500 — — — 0,2
2А1О7А ТКД 2 см 7,5 2 9 175 .. . 375 1,5 300 20 —
1. Коэффициент шума нормируется при Шупч= 1,5 дБ.
2. Мощность гетеродина для ДБШ « 1 ... 3 мВт, для ТКД « 0,5 .. . 1 МВт.
рями на преобразование в смесителе Дсм, но н потерями, обусловленными
отражениями L0Tp, ответвлением мощности^ канал гетеродина Lr и потерями
в конструкции кристаллодержателя LKp:
^"пр ^см “Ь ^"отр “Ь 4" ^кр‘ (7, 16)
Потери на отражение (в дБ) вычисляются по формуле
L0Tp = 10 lg [(КСВН + 1)?/4КСВН12, (7.17)
где КСВН — коэффициент стоячей волны по напряжению. При КСВН — 2
Сотр == 0,5 дБ. Вероятные значения Lr и LKp равны 0,3...0,4 и 0,1...0,3 дБ
соответственно.
В качестве смесительных диодов применяют обычно точечноконтактные
дноды (ТКД), обращенные диоды (ОД), являющиеся разновидностями тун-
нельных диодов, и диоды с барьером Шостки (ДБШ).
Параметры некоторых типов смесительных диодов приведены в табл.
7.1. В настоящее время ТКД практически вытеснены более совершенными
ДБШ.
В настоящее время применяются смесители СВЧ на одном диоде, тран-
зисторные, балансные, двойные балансные н смесители с подавлением зер-
кального канала. В среднем коэффициенты шума у смесителей составляют
5...6 дБ, а подавление зеркального канала — 20 дБ. Наиболее полно задача
подавления комбинационных частот и минимизации коэффициента шума
решается в двойном балансном смесителе с подавлением зеркального канала,
7.6. Методика и примеры расчета
Преобразователь частоты на транзисторе с ФСС
Исходные данные: /пр = 465 кГц, П = 10 кГц, пк = 0,7, пБ = 0,15. Па-
раметры транзистора; g22 = 0,085 мСм; С22 = 15 пФ; | У21.| — 84 мСм; glt =
= 1,4 мСм; Си = 116 пФ. Параметры ФСС Кф = 0,46, р = 20 кОм.
Порядок расчета: 1. Определяем крутизну преобразователя по формуле
(7.12)
Snp = (0,4...0,8) I Г211 = 50 мСм.
2. Коэффициент усиления каскада по формуле (7.7):
Ко = 50 • 10~3 • 0,7 • 0,15 • 20 • 103 • 0,46 = 48.
3. Входная и выходная проводимости преобразователя по формуле (7.7)
а вх. np=Giinp S 0,7 - 1,4 s 1 мСм;
°вых. пр = Gi пр = °*7 • °>085 = °,06 мСм.
Диодный преобразователь частоты
в трехсантиметровом диапазоне
Исходные данные: f — 10 ГГц, диод типа ДБШ АА111Б, амплитуда
гетеродина 0,8 В, параметр а = 35 В-1 Шупч = 1,8.
Порядок расчета: 1. Определяем параметр aU = 35 • 0,8 = 28.
2. По графику (рис. 7.28) или по формуле (7.14) находим р = 0,95
н Ярком = °,36.
201
3. Вычисляем общие потери в преобразователе:
потери в смесителе LCM = 10 1g К”* ~ 4,8 дБ; потери на отражение
L0Tp = 0,5 дБ (при КСВН = 2);
потери на ответвление мощности в канал гетеродина Lr = 0,4 дБ;
потери в конструкции кристаллодержателя LKp = 0,3 дБ.
Общие потери в преобразователе:
^"пр ~ ^"СМ "Ь ^"отр + "Ь Gp = 6 дБ.
4. Определяем шумовые свойства преобразователя. Относительная шу-
мовая температура смесителя tCM = 2.
Коэффициент шума преобразователя с УПЧ
Ш = ^пр^см + Иупч-1)=4-(2 + 1,8-1) = 5,6 (7,5) дБ.
СР= 17.5 PF CPOSL.= 72.4 PF FCKHZ) HF(KHZ) 3.15E *03 2.1 7230.3 MKh CPAR.= FCKHZ) 3.15E*33 40.6 PF HF(KHZ) 1.3 LGET.= FCKHZ) 0.15E*03 754.4 ИКН JDFCKHZ) 0£ 5 8
0.16Et-03 -0.41E-01 3.17E *33 -0.57 0.17E*03 -1.0
ГП (S gj 0.ISE*33 -1.7 0.19E*03 -1.9
▼—। LU 'S' C’J ro S' ГП Gj 0.21E*33 -2.3
3.21E*03 -2.3 ГО ГО ГП •S' GJ —“7 0.22E*33 -2.2
0.23E*33 -2.2 ro GJ ГЛ 'S' GJ -2.3 024E *33 -1.9
Э.24Е*33 -1.7 3. 25EJ-03 -1.5 y.2bE*03 -1.3
3.26E*33 -1.1 У. 27EH33 -3.93 0.27E*03 -3.71
0.28E *03 -0.5Й о hj fn «X» -Э.28 0.29E*33 -3.70Е-31
0.29E*03 0.13 3.33E*33 0.33 3.30E*03 0.51
Г-- ’..0 ts" ro 'S' L»J 1—4 Г’Э GJ ГЛ GJ Э.82 0.32E*03 0.96
(V| C-J GJ ГП s GJ 0. 33E*03 1.2 0.34E*33 1.2
0.34E*03 1.3 0.35E*33 1.3 3.35E*33 1.2
0.3&E*03 1.2 0.37E *03 1.1 0.37E*33 3.99
'Э.38Е*03 Э.85 0.38E*03 0. 66 0.39E*03 3.44
.0,39Е*ЯЗ 0.1 Я 0.40E*33 -Э. 11 0.40E*03 -0.45
. '0.41E*33 -0.82 0.41E*03 -1.2 3.42E*33 -1.7
1-TH FUNC, MIN= -2.32 MAX= 2.13 STEP= 3.221 GRAF-*
I
*
।
।
I* ! 1 i
1 1 1 ! ** *** •
i i 1 1 <-<- f i
! * ! i + I- !
i i j +• !
i i i 4-1- ! <- !
i i __i j- j 1
! i ! * i * !
i i ’ + i *• 1
! * ! ! I- i 1
I 1 ! +• i * !
1 * 1 ! + . • 1
! * ! i- i
1 1 +•! i i
! * ! i
I * i ** 1 *****<-*-- i i 1 I 1
202
(
Параметры контура гетеродина
в длинноволновом вещательном диапазоне и кривая сопряжения
Исходные данные-. /сгпах = 0,420 МГц, /crnin = 0,146 МГц, /пр —
— 0,465 МГц. Параметры сигнального контура: Сск = 17,5 пФ, L —
— 7200 мкГ, емкость переменного конденсатора 3....150 пФ.
Используя программу, приведенную в гл. 3 (SOP), вводим исходные
данные в ЭВМ н получаем следующие результаты для гетеродинного кон-
тура:
Спосл = 72-4 пФ; Спар = 40,7 ПФ; Ср = 754 мкг,
а также кривую сопряжения.
Глава 8
ДЕТЕКТОРЫ АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
8.1. Общие сведения о детекторах AM сигналов
Амплитудным детектором (Д) называют устройство, предназначенное
для получения выходного напряжения, повторяющего закон амплитудной
модуляции (AM) входного сигнала, т. е. выделения содержащейся в сигнале
информации. Эта операция может быть реализована либо при использовании
цепей с периодически изменяющимися параметрами (синхронный Д), либо
путем применения нелинейных элементов. Последнее значительно проще и
поэтому детекторы с нелинейными элементами (НЭ) получили повсеместное
распространение (рис. 8,1 а).
На рис. 8.1, б показан модулированный входной сигнал
ивх — Пвх т sin ы! — Um0 (1 т sin Q.I) sin со/.
Вследствие нелинейности Д входной и выходной токи в общем виде
представляют сумму постоянной и гармонических составляющих
*вх = 'вх- 4- 'вх т\ sin 4- ^1) 4- 'вх m2 sin (2^ 4~ W 4" • • I (8.1)
(ВЫХ '₽ЫХ— 4- 7вых ml sin (со/ + Ф1) 4- /вых т2 sin (2со/ 4- ф2) 4- .. . .
Постоянная составляющая выходного тока повторяет закон модуляции
входного сигнала
^вых— ~ 7-0 + 7Sm sin (Й< + 1*Г)>
который выделяется на нагрузке, являющейся фильтром нижних частот
(ФНЧ)
^вых— — 7рых—2Н = U—0 4- ^Sm sin W 4- Ф) = 0 4- ^вых (й)- (8.2)
Аналогично может быть выделен и более сложный закон модуляции.
Требования, предъявляемые к амплитудному детектору. Верность вос-
произведения закона модуляции определяется формой детекторной характе-
ристики (ДХ), которая представляет зависимость выходного напряжения от
203
амплитуды входного сигнала £/вых (Ув!т) (рис. 8-2)- Нелинейные искаже-
ния оценивают с помощью коэффициента гармоник
^гг = уг (^2Sm +
где USm, U2Sm> ^32т — амплитуды гармоник частоты модуляции.
Эффективность детектирования оценивают величиной коэффициента пере-
дачи, равного крутизне ДХ
dUn.,x ДСЛ„.Х
вых ВЫХ
ЛД ~ ЛДХ = •
вх т вх т
При детектировании немодулированного сигнала Кд = и_й1ит(1 при
гармонической модуляции Кд = UrjmlmUm(>. Желательно получить макси-
мальные значения Кл, но это требование не является решающим при проек-
тировании.
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики Д опреде-
ляется комплексностью нагрузки ZB и достигает наибольшей величины на
верхней частоте модуляции Fmax (рис. 8.3, а). Фазовые искажения в Д оце-
нивают по нелинейности фазочастотной характеристики (рис. 8.3, б). По-
скольку ухо не реагирует на фазовые соотношения, для приемников звуко-
вых программ фазовые искажения не нормируются,
204
Рис. 8.Характеристики AM детектора
Влияние Д на последний каскад УПЧ учитывается входной проводимо-
стью
Yвх Д = ^вх ml/^вх т ~ 0/^вх д) 4" /^вх Д-
Поскольку величина входной емкости незначительна и может быть компен-
сирована настройкой контура, полагают
*вх Д = 1/^вх Д “ ^вх тПвх ml'
<На выходе Д имеется остаточное напряжение, обусловленное высоко-
частотными компонентами выходного тока (8.1)
“вых ВЧ = ‘вых ВЧ I Zh1 = ^вых ml sin (ш^+ф1)+^вых m2 sin (2<В^+Ч,2)+ I ZH
Это напряжение может перегружать УЗЧ приемника и снижать устой-
чивость за счет возникновения обратных связей по промежуточной частоте.
Поэтому обычно задают коэффициент фильтрации йфД = ^вх m/^вых ml ~
= 50... 100, где С/выхт1=/выхт112н|.
При детектировании радиоимпульсов выходное напряжение искажается
(рис. 8.’3, в). Чтобы сохранить информацию о времени прихода или длитель-
ности импульсов необходимо
Туст туст Т3> тсп тсп ТЗ’ (8-3)
8.2. Схемы амплитудных детекторов
Наибольшее распространение получили простые и экономичные диод-
ные детекторы, которые вносят минимальные нелинейные искажения при
максимальном динамическом диапазоне. Рассмотрим диодный детектор по-
следовательного типа (рис. 8.4,а), где Д — полупроводниковый диод с обрат-
ным сопротивлением, Добр; RB, Св — нагрузка детектора; Двху3ц—входное
сопротивление УЗЧ. Для устранения постоянной составляющей выходного
напряжения (8.2) применяют разделительный конденсатор Ср. Характерной
особенностью УЗЧ на биполярных транзисторах является малая величина
/?вх узЧ’ составляющая единицы кОм. Для уменьшения нелинейных иска-
жений, вызванных различной нагрузкой Д по постоянному и переменному
току
RH_ = RH: = ЯнРвх узч/(Дн + #вх узч)
следует уменьшать различие между ними. Это определяет малое сопротивле-
ние 7?н, что в свою очередь снижает
^вх Д ~ ^н^обр''(3^н + 2^обр)> (8-4)
205
которое шунтирует последний контур УПЧ и не позволяет развить достаточ-
но большое напряжение 17 д. Последнее приводит к нелинейным искажениям,
вызванным работой на нелинейном участке детекторной характеристики,
и зависимости параметров Д от температуры окружающей среды.
Тип диода выбирают по наибольшему произведению S7?o6p, где S —
крутизна вольт-амперной характеристики диода (ВАХ), и заданному диа-
пазону частот. Для увеличения коэффициента передачи Д нужно принимать
возможно большее значение /?н, которое ограничивается нормой частотных
и нелинейных искажений. При увеличении RH последние возрастают вслед-
ствие увеличения различия между Дн_, и роста инерционности нагруз-
ки. Обычно в транзисторных приемниках выбирают [122]
= (2 • • • 5) #вх узч> (8-5)
типовая величина RH составляет 10...30 кОм. Выбор Сн определяется требо-
ваниями к эффективности детектирования
Сн > 10 Сд (8.6)
и фильтрации высокочастотного напряжения
1/сопрСн « RH, (8.7)
где Сд — емкость диода. При этом учитывают условия отсутствия частотных
искажений
^«VnmaxCH (8.8)
и нелинейных искажений, вызванных инерционностью нагрузки
Чтах #hCh < /1 - <ax/mrnax.
Типовые величины Сн порядка (5... 10) • 103 пФ. Вследствие малого Двхд
детектор, как правило, включают в контур частично по трансформаторной
или автотрансформаторной схеме Пд = Свх/ UK < I. Связь с контуром вы-
бирают, учитывая требования по нелинейным искажениям, коэффициенту
передачи и допустимому снижению добротности. Емкость конденсатора
Ср определяют, исходя из допустимых частотных искажений на нижних час-
тотах модуляции (единицы микрофарад). Схема рис. 8.4, а не обеспечивает
высокое качество детектирования и поэтому применяется в наиболее простых
приемниках.
Схема диодного детектора с разделенной нагрузкой RH = ДН1 -ф Дн2
(рис. 8.4, б) улучшает согласование с низкоомным входом УЗЧ. Поскольку
последний шунтирует только часть нагрузки, могут быть увеличены Rlt_ и RBX д
и снижены нелинейные искажения. Цепочка Т?н1Сн2 улучшает фильтрацию при-
мерно в <ипрКн1Сн2 раз. Эти преимущества выражены тем сильнее, чем меньше
отношение RH2/RB< последнее ограничивается снижением
Кд « КДКн2/(Т?н1 + Ян2) « (0,5 . . . 0,9) хд, (8.9)
где Кд— коэффициент передачи Д без деления нагрузки. Нелинейные ис-
кажения, возникающие вследствие нелинейности ДХ, могут быть минимизи-
206
рованы путем подбора оптимального смещения диода в прямом направлении
Удн= (7ди опт, которое реализуют в схеме рнс. 8.4, в, с помощью делителя
7?!, 7?п1 Т?н2. Схема позволяет также стабилизировать параметры Д. Мож-
но показать, что сопротивление 7?вхд и коэффициент передачи Кд определя-
ются суммой токов, протекающих через диод 7дн -f- i0, где 7дн— начальный
ток, заданный выбором рабочей точки, 70 — ток обратносмещенного р-п
перехода. Последний имеет существенные технологические разбросы и зна-
чительную зависимость от температуры. Отсюда следует условие стабили-
зации
'Дн^'отах' (8.10)
которое может быть достигнуто, как путем подбора диода, так и за счет вве-
дения смещения диода в прямом направлении. Смещение, необходимое для
минимизации нелинейных искажений, в общем случае меньше того, которое
нужно задать для реализации условия (8.10).
В большинстве случаев диодный детектор используют в качестве совме-
щенного Д сигнала и АРУ (см. гл. 11), типовая схема которого показана на
рис. 8.5. Начальное напряжение 77дн подается с базового делителя 7?i, Т?Ару,
7?н. Постоянную составляющую выпрямленного напряжения U_o, пропор-
циональную уровню входного сигнала, используют в качестве управляю-
щего напряжения для АРУ и оптической индикации настройки (ИН). Для
устранения низкочастотных компонентов выходного напряжения в цепи
управления вводят ФНЧ с большой постоянной времени Т?АРуСАРу > 7’гпах ,
Т^ии^ин > Т'тах’ гДе max — максимальный период модуляции.
207
Рис. 8.6. Схемы диодного детектора параллель-
ного типа
Качество работы Д может
быть повышено за счет увеличе-
ния 7?вх узЧ. Прн этом уменьша-
ется различие между 7?н_ и Ra~,
что позволяет увеличить сопро-
тивление нагрузки RH, получить
большее 7?вхд н развить на входе
Д большую мощность, перейти
к детектированию в режиме силь-
ных сигналов, для которого характерны малые искажения, больший коэф-
фициент передачи и постоянство параметров. Повышение входного сопро-
тивления УЗЧ может быть реализовано за счет включения балластного
резистора R6 (рис. 8.4, б), введения глубокой отрицательной обратной свя-
зи в первый каскад УЗЧ, применения полевых транзисторов.
На схеме рнс. 8.6 показан диодный детектор параллельного типа, кото-
рый применяют, когда источник сигнала находится под постоянным напря-
жением или когда постоянная составляющая выпрямленного тока не должна
протекать через контур. Схема отличается тем, что источник сигнала, диод
и нагрузка включены параллельно. К нагрузке приложено все высокочастот-
ное напряжение — для его фильтрации требуется применение дополнитель-
ной цепочки RфCф Входное сопротивление параллельного детектора ниже,
чем последовательного RBX%
^вх Д пар = ^вх Д*Лх Д + #н),
где R'a = КнКф/(Кн + Кф)- Параллельный Д обычна нспользуют в схемах АРУ.
Прн работе Д на относительно низкой несущей частоте с широкой поло-
сой модулирующих частот возникают трудности разделения спектров сигна-
ла и частот модуляции (условия 8.7; 8.8). Для нх устранения нспользуютz
двухтактный Д (рнс. 8.7, а), в котором диоды работают поочередно. При этом
фильтрация высокочастотных составляющих улучшается за счет того, что
частота пульсации удваивается, а нечетные гармоники токов н 1д2 компен-
сируются. В результате последовательного включения диодов входное со-
противление детектора в четыре раза выше, чем в однотактном Д. Двухтакт-
ный Д вдвое повышает усиление и точнее воспроизводит огибающую сигна-
ла. Более качественная схема двухтактного Д на операционных усилителях
DAI, DA2 приведена на рнс. 8.7, б.
Детектор на туннельных диодах обеспечивает эффективное детектиро-
вание сигналов малых уровней. Для схемы ТД (рнс. 8.8) характерно прямое
Рнс. 8.7. Схема двухтактного детектора
208
Рис. 8.8. Схема детектора на туннельном диоде (а) и вольтампериая характеристика ТД (б)
Рис. 8.9. Схемы детекторов с удвоением выходного напряжения
смещение; выбирая рабочую точку А на восходящем или нисходящем участке
ВАХ, получают детектор нерегенеративного или регенеративного типа. По-
следний обеспечивает одновременное усиление сигнала за счет отрицательного
сопротивления, вносимого ТД в контур. Выбор рабочей точки определяется
исходным смещением Ей и углом наклона нагрузочной прямой а =
= arctg [1/(Дн + гтд)Ь где гтд — сопротивление потерь ТД.
На рис. 8.9, а показана схема Д с удвоением выходного напряжения
которую применяют в приемниках невысокого класса для увеличения коэф-
фициента передачи. В положительный полупериод входного напряжения
диод VD2 закрыт и конденсатор СИ1 заряжается через диод VD1 до напря-
жения UBxm. В отрицательный полупериод диод VD1 закрыт, и конденсатор
Си2 по цепи Си1, VD2. заряжается до удвоенного амплитудного значения
напряжения входного сигнала.
Как показано выше, в качестве согласующего звеиа Д с трактом УПЧ
обычно используют настроенный LC-контур. Такая схема при всех преиму-
ществах (выделим высокий коэффициент передачи Кд) плохо сочетается
с интегральной технологией и существенно повышает трудоемкость изготов-
ления и настройки, поскольку содержит катушку индуктивности. На рис.
8.9, б показана схема детектора, не содержащая согласующего контура, для
использования в интегральных схемах УПЧ-Д. При этом высокое значение
Кд обеспечивают за счет применения способа удвоения. Для схемы харак-
терно Кд = 2Кд, ^вхД — #вхД^’ где штрихами обозначены параметры
обычного диодного Д. В нагрузке Д отсутствует первая гармоника тока сиг-
нала, что повышает его устойчивость. Для минимизации нелинейных иска-
жений схемы следует увеличивать Кн_.
Схема Д на основе операционного усилителя с отрицательной обратной
связью также предназначена для использования в ИС (рис. 8.10, а). Опера-
ционный усилитель с большим коэффициентом усиления Ко имеет два входа:
кеинвертирующий, к которому подводится входной сигнал 1/вх, и инверти-
рующий, к которому подводится часть выпрямленного напряжения Пи.
209
Гис. 8.10. Схемы детекторов на основе операционного усилителя
В результате к диоду приложены усиленные входной сигнал и выпрямлен-
ное напряжение, а также напряжение на нагрузке. Проведенный анализ по-
казывает, что Д с операционным усилителем позволяет уменьшить порого-
вое напряжение в Ко раз, т. е. выиграть в динамическом диапазоне на 20 1g
Ко ДБ. Такой Д обеспечивает возможность работы на последующий каскад
с низким входным сопротивлением при малых нелинейных искажениях.
Вследствие уменьшения внутреннего сопротивления Д падают также и час-
тотные искажения. Реализация описанной схемы на дифференциальном кас-
каде с эмиттерным повторителем показана на рис. 8.10, б, где роль диода
играет VT5 [45, 76, 95].
Транзисторные детекторы (ТРД) позволяют по сравнению с диодными
получить выигрыш в коэффициенте передачи, работают при меньших уров-
нях входного сигнала, а при использовании в качестве совмещенных дают
усиленную АРУ. По своим качественным показателям ТРД хуже диодных
из-за низких входных и выходных сопротивлений и значительных нелиней-
ных искажений. Широко применяются в ИС, в переносных и малогабарит-
ных приемниках.
Обычно используют схему с общим эмиттером, обеспечивающую макси-
мальный коэффициент передачи при относительно высоком входном сопро-
тивлении. При этом может быть использована нелинейность базовой
!б — f (^бэ)> ^кэ- — const, (8-11)
коллекторно-базовой
'к = tP (^бэ)> ^кэ— — const, (8.12)
или эмиттерно-базовой характеристик
«э = Ф (^бэ)- икэ-~ = const (8.13)
и соответственно получен эффект базового, коллекторного или эмиттерного
детектирования.
На рис. 8.11, а показан распространенный коллекторный Д, совмещен-
ный с детектором АРУ. Малое входное сопротивление транзистора обуслов-
210
ливает его неполное включение в контур. Схема аналогична схеме усилитель-
ного каскада — различие заключается в режиме транзистора по постоянно-
му току, который обеспечивает нелинейность (8.12), и характере нагрузки,
работающей как ФНЧ. Емкость блокировочных конденсаторов выбирают из
условий
1/йт1пСБ « ЯБ2> 1/ЙтщСэ«7?э.
Коэффициент гармоник коллекторного Д достигает 5...10 %; для уменьше-
ния нелинейных искажений дополнительно используют нелинейность харак-
теристики (8.11) — коллекторно-базовый Д. Для этого резистор /?Б2 дебло-
кируют по частотам модуляции 1/сопрСБЛ <g Т?Б2 < 1/&тахСБл, в результате
чего на нем выделяются низкочастотные компоненты базового.тока. Посколь-
ку детекторные эффекты в коллекторной и базовой цепях транзистора по свое-
му влиянию на коллекторный ток противоположны, обратное базовое детек-
тирование уменьшает нелинейные искажения. Еще лучшие результаты дает
использование нелинейности характеристики (8.13) — либо за счет введения
резистора /?Эос, либо за счет уменьшения Сэ:
V%C3«Z?3«l/QmaxC3. (8.14)
Эмиттерный детектор (рис. 8.11, б) применяют, когда нужно уменьшить
шунтирующее действие Д на последний контур УПЧ и обеспечить согласова-
ннее низкоомным входом УЗЧ. Выбор параметров эмиттерной цепочки про-
изводят из условия (8.14). Эмиттерный детектор обеспечивает минимальные
для ТРД нелинейные искажения и отсутствие перегрузок по входному сиг-
налу. При переходе к коллекторно-базовому, коллекторно-эмиттерному
и эмиттерному детекторам коэффициент передачи падает.
Чувствительность ТРД можно значительно увеличить, используя схемы,
в которых в цепь коллектора последовательно с активной нагрузкой вклю-
чают контур яли дроссель. Усиленное напряжение детектируется в коллек-
торной цепи и создает дополнительное падение напряжения с частотой моду-
ляции. Недостатком схемы является ее сложность и необходимость в при-
менении более высокочастотных транзисторов. Чувствительность Д также
может быть повышена за счет использования режима регенерации по высо-
кой частоте.
211
Рис. 8.12. Схема транзисторного детектора на интегральной схеме
Пример транзисторного Д в интегральном исполнении показан на
рис. 8.12, где VT1 — эмиттерный Д; VT2 — УПТ системы АРУ.
Импульсные детекторы (ИД). При обработке последовательности радио-
импульсов (рис. 8.13, а) различают задачи импульсного и пикового детекти-
рования. В первой с помощью Д радиоимпульсов (ДРИ) требуется получить
видеоимпульсы (рис. 8.13, б), которые несут информацию о продолжительно-
сти или временном положении. ДРИ должен воспроизвести огибающую им-
пульса с искажениями не более заданных (8.3). Для этого постоянная време-
ни нагрузочной цепи
(8-15)
где Та — период несущего колебания; ти — продолжительность импульса.
Пиковые Д, работающие в системах АРУ и АПЧ, воспроизводят закон из-
менения амплитуд последовательности радиоимпульсов (рис. 8.13, в). Эта
задача может быть решена методом однократного или двухкратного детекти-
рования. В первом варианте применяют пиковый Д радиоимпульсов (ПДРИ),
на выходе которого сразу получают необходимое выходное напряжение. По-
стоянная времени ПДРИ должна быть увеличена на несколько порядков от-
носительно (8.15):
7’«^исн«7'м. (8.16)
где Т — период следования импульсов; Та — период модуляции. При двух-
кратном детектировании сигнал преобразуется с помощью ДРИ в видеоим-
пульсы, которые после прохождения видеоусилителя поступают на пиковый
Д видеоимпульсов (ПДВИ), выделяющий их огибающую. Постоянную вре-
мени ПДВИ устанавливают из двойного неравенства (8.16). Двухкратное
детектирование обеспечивает возможность дополнительного усиления
с помощью видеоусилителя, а также селекции видеоимпульсов. На рис.
8.13, г, д приведены графики, поясняющие работу ПДРИ и ПДВИ.
Наибольшее распространение получили диодные Д радиоимпульсов,
поскольку их малое внутреннее сопротивление позволяет уменьшить искаже-
ния формы видеоимпульсов. Типовая схема диодного ДРИ показана на
рис. 8.14, а, где /?вхВУ, СвхВУ — входные параметры видеоусилителя,
Ссх = Сд + Смн — емкость схемы. Схема устойчиво работает с импульсами
212
Рнс. 8.13. Диаграммы работы импульсного детектора
Рис, 8,14, Схемы импульсных детекторов
a 5 о
Рнс. 8.15. Схемы детекторов мгновенных и средних значений
микросекундной длительности и частотами Заполнения порядка десятков
МГц. Введение корректирующего дросселя Гкр последовательно с /?н
уменьшает время установления на 40...50 %. Для подавления выходного
напряжения с частотой, близкой к промежуточной, применяют заградитель-
ный фильтр £ф, С^ф, где CL$ представляет собственную емкость дросселя
Ч>’
Для схемы ПДРИ (рис. 8.4, б) характерно разделение нагрузки /?н =
= 7?н1 -J- /?н2. Это вызвано тем, что требуется получить большую постоян-
ную времени цепи разряда конденсатора Си при допустимом различии нагру-
зок Д по постоянному и переменному току RH~/Ra_ « 1. Условие (8.16)
следует уточнить:
ЮГ < /?н/?обрСн/(/?н + /?обр) < т, (8.17)
что предъявляет высокие требования к обратному сопротивлению диодов.
ПДВИ обычно выполняют по схеме параллельного Д, на который пода-
ется напряжение с выхода видеоусилителя (рис. 8.14, б). Заряд конденсатора
Сн происходит через открытый диод VD и коллекторный резистор видеоуси-
лителя тзар = (Re + R.j Сн, разряд — на сопротивление нагрузки и закрытый
диод тразр « /?н/?обрСн/(/?н + /?обр) » тзар. Выбор параметров схемы задает
пиковый режим детектирования при условии безынерционности по огибающей
(8.17).
Кроме Д, безынерционных по огибающей, в ряде специальных прило-
жений используют Д мгновенных значений (ДМ3), которые представляют
собой безынерционные Д (рис. 8.15, а). Безынерционность достигается
исключением емкости нагрузки. В качестве примера рассмотрена работа
идеализированного ДМ3 при детектировании узкополосного случайного про-
цесса. Как видно из рис. 8.16, а, б, постоянная составляющая выходного
напряжения не выделена и детектирование происходит с углом отсечки
9 90°. Для увеличения представительности процесса нередко применяют
схему двухтактного ДМ3. Последовательность и3 (/) используют для выделе-
ния необходимых признаков принимаемого случайного процесса (амплиту-
ды, фазы, продолжительности импульсов). В качестве такого признака в трак-
тах обнаружения и измерительных трактах часто используют постоянную
составляющую и3 (I) на интересующем нас интервале наблюдения Т (рис.
8.16, б). Д, выделяющие постоянную составляющую, вызывают детектора-
ми средних значений (ДСЗ). Последние представляют собой совокупность
ДМ3 и интегратора И (рис. 8.15, б):
т
Ut (Т) == и3 (t) = у и3 (t) dt,
о
214
Рис. 8.16. Диаграммы работы детекторов мгновенных и средних значений
Одна из возможных реализаций идеального интегратора — коммутируемая
/?С-цепочка, показана на рнс. 8.15, в. Интервал коммутации цепочки прини-
мают равным Т. При выборе /?ИСН > Т частотные и переходные характери-
стики /?С-цепочки и идеального интегратора совпадают с точностью до по-
стоянного множителя [7]. Существенное упрощение может быть получено
при переходе к некоммутируемой /?С-цепочке, выходное напряжение которой
«отслеживает» постоянную составляющую с флюктуациями (рнс. 8.16, в). При
увеличении постоянной времени /?ИСН флюктуации уменьшаются, ио и вы-
ходное напряжение падает. При работе в режиме измерения постоянную
времени цепочки по возможности увеличивают, прн режиме обнаружения вы-
бирают оптимальной относительно длительности сигнала. Схема ДСЗ на
операционных усилителях DA1 и £>А2-приведена на рис. 8.16, г.
Синхронный детектор СД представляет собой частный случай преобразо-
вателя частоты, у которого частота гетеродина установлена равной несущей
частоте сигнала; при этом их разностная (промежуточная) частота равна
нулю и поэтому фильтр промежуточной частоты заменен ФНЧ. При поступ-
лении на вход смесителя AM сигнала
ис (t) = (7С (1 4-/п cos й/) cos (wcZ 4- <рс)
и сигнала гетеродина
“г (0 = ur cos (wcZ + Фг)
‘см = Аие (0 “г (0 = AUcUr 0 + m cos Й/) cos (<V + Фс) *
X cos (wcZ 4- фг) = 0,5А(7с(7г (1 4- m cos Й/) cos (<рс — <рг) 4-
4- 0,50сС7г (1 4- m cos Й/) cos (2ыс/ + Фс + Фг)-
ФНЧ выделяет первый компонент /см, амплитуда которого изменяется по
закону модуляции. Максимум полезного сигнала на выходе имеет место в
случае подбора <рс = <рг. В СД, в отличне от обычного амплитудного Д,
отсутствует подавление слабого сигнала сильной помехой, что объясняется
наличием сильного сигнала гетеродина, синхронного с полезным сигналом.
215
Рис. 8.17. Структурная схема корреляции
онного детектора
В корреляционных детекторах детектирование производитсиза счет пере-
множения входного сигнала самого на себя. Эти Д получили распростране-
ние сравнительно недавно, после появления ИС аналоговых перемножителей.
Принцип работы такого Д показан на рис. 8.17, где сигнал и2 (/) является
квадратом входного сигнала
и2 (0 = М [Uo (1 + т cos QZ) cos coj]2 =
₽ 0,5M [t/c (1 т cos Q/)]2 (1 + cos 2<oc/J,
где M — масштабный коэффициент ИС АП. ФНЧ выделяет первый компо-
нент и2 (/), а схема извлечения корня превращает Д из квадратичного в ли-
нейный.
8.3. Краткие теоретические сведения
Общая теория детектирования
Постоянная составляющая (рис. 8.1, а), которая определяет полезный
эффект детектирования, зависит от входного и выходного напряжений, при-
ложенных к нелинейному элементу. Полагая систему безынерционной,
можно записать эту связь в виде характеристики выпрямления детектора
(ХВД)
^вых— — Ф вх т> ^вых—)•
При изменении амплитуды входного сигнала (АУвхт) возникает прираще-
ние постоянной составляющей выходного тока
37BTIV_ 3/B„v
Д/вых- « d/Bb.x- = dUB* т + дг, dUB!^-' (в-’8)
ВЫл~“ ВЫл jrif / Вл rfl 1 fi! I ВЫХ-“ х '
вх т вых—
При малых приращениях ЛУвхт, соответствующих малой глубине модуля-
ции т <С 1, частные производные могут быть приняты постоинными:
крутизна ХВД
с _ 5/вых- _ А/вых- „
Д ^вхт ~ ДУвх m «вых-= = const, (в-19'
внутреннее сопротивление
ДУ
п ВЫХ— вых— (8.20)
вых— Д^вых— Ж т— = const,
внутренний коэффициент передачи
dU
^вых—
Л^вых-
Ид =
/вых_ — const.
(8.21)
216
Рис. 8.18. Эквивалентные схемы детектора
Так же, как параметры усилительного прибора, статические характеристики
Д связаны соотношением Зд/?(д = рд. После подстановки (8.19), (8.20)
в (8.18)
Д/вых- ~ НдДС,вх тКЪд +
- При гармонической модулиции входного сигнала Д(7вхт = UmOtn sin й/:
!12т — ^P.mUто/№д + ^н)>
чему соответствует линейная эквивалентная схема рис. 8.18, а. Таким обра-
зом, Д, иа который воздействует AM сигнал, может быть представлен в виде
эквивалентного генератора напряжения Еэ = |Хд/п(7,п0 с внутренним сопро-
тивлением А\-д, что позволяет свести к линейной задаче определение выход-
ного напряжения
^Sm — = Нд^тО^н/С^Д + Zh>
и коэффициента передачи Д
Дд ~ то = Нд^нА^Д + ^н)-
Для типовой нагрузочной цепи 1/ZH = 1/7?н-ф/ЙСН
Ад ~ Ид/]/ А + Ящ//?н)а + (ЙСн7?(.д)а
неравномерность частотной характеристики
^д = Ю + 1йсн^д«н/(^д + Ян)]а. (8.22)
фазовый угол коэффициента передачи
<Р = arctg й RiACH/(l 4- RW/RB).
Эквивалентная схема справедлива с учетом допущения m « 1 и ие отобра-
жает мгновенных значений — поэтому с ее помощью нельзя ни объяснить
процесс детектирования, ни исследовать нелинейные искажения. Эквива-
лентная схема, отражающая влияние Д на колебательный контур, показайа
на рис. 8.18, б, где контур заменен генератором (7Г с внутренним сопротив-
лением Rr.
Приведенные выводы справедливы для любой схемы Д и любых ампли-
туд входного сигнала. При расчете в общие выражения должны быть подстав-
лены параметры конкретного Д — Зд, RlA, рд, /?вхд, которые зависят не
9 7-230
2}7
только от типа схемы, но и от режима работы. Параметры Д могут быть най-
дены из ХВД (рис. 8.19, а) в соответствии с (8.19) ... (8.21). Эксперимен-
тально ХВД могут быть сняты с помощью схемы рис. 8.19, б.
Диодное детектирование слабых сигналов
Для достаточно малых напряжений (7ВХ < 0,2В ВАХ полупроводнико-
вого диода отображается экспонентой (рис. 8.20)
гд = /0 [ехр (уп«д) — 1],
где i0 — ток сильно обратно-смещеииого р-п перехода; Тп — коэффициент,
величина которого для точечных германиевых диодов колеблется в пре-
делах (27...80) 1/В.
В цепь детектора в общем случае введено опорное напряжение
£О = £ЯН/(ЯН + RJ.
При отсутствии входного сигнала t < иа диоде устанавливаются на-
чальные напряжения и ток 1/дн, 7дн, которые можно определить как коор-
динаты точки пересечения ВАХ диода и нагрузки /д — (Ео — Up)/Ru, При
поступлении сигнала вследствие экспоненциальности ВАХ площадь верх-
ней полуволны оказывается больше нижней. В результате увеличивается
постоянная составляющая тока диода Д/_ = /_ — Iдн н на нагрузке воз-
никает приращение постоянной составляющей
Д(/_ = и_-УДн= M.Ra,
что и определяет эффект детектирования. В случае изменения амплитуды
входного сигнала выходное напряжение повторяет этот закон
(7вых(П) = Ди_(П) = Д7_(Й)^н- ,
Представляя уравнение ВАХ
диода в общем случае
*’д = Ф (ид) = Ф (^Дн +
и полагая приращение напряже-
ния на диоде Ди = Д(7_ +
+ Um sin ы/ достаточно малым, ,
находят постоянную составляю-
щую тока диода
7_=/Дн + 5(/_+0,25Х'^
6
Рис. 8.19. Характеристики выпрямления детектора, схема измерения
218
Рнс. 8.20. Диодный детектор в режиме слабых сигналов
и амплитуду первой гармоники Iml — SUm, где ^Дн — Ф(^ди)> 5 — ф' (^дн)-
$'=<₽'(£/Дн).
Исходя из общей теории детектирования, определяют внутренние па-
раметры Д
|Хд = 5д/?(д = 0,5S'Um/S,
его входное сопротивление
/?вхд=^т//т1=1/5, (8.23)
и коэффициент передачи
Кд = Нд/0 + Кщ/Ки) ~ !*д= 0,5S'Um/S. (8.24)
Малая величина входного сопротивления (8.23) вызывает сильное шун-
тирование контура. Коэффициент передачи Кд пропорционален амплитуде
входного сигнала, т. е. при слабых сигналах Кд < 1. Линейная зависимость
Хд от амплитуды сигнала приводит к квадратичной детекторной характери-
стике (рис. 8.21, а)
у8ых. = тит0Кл = 0,5rnS'U2mQ/S.
Коэффициент гармоник
т. е. при детектировании слабых сигналов в общем случае вносятся значи-
тельные нелинейные искажения.
219
Рис. 8.21. Характеристики диодного детектора, работающего в режиме слабых сигналов
Принимая широко распространенное представление ВАХ диода экспо-
нентой, получим
I- = «о iexp (ту-) Jo ис) — И;
1пл = 2<о ехр (у£/_) Л (Лс), (8,25)
где обобщенная амплитуда входного сигнала
Лс = yUm, (8.26)
10 (Лс), It (Лс) — модули модифицированной функции Бесселя нулевого
и первого порядков. Применив рассмотренную выше методику, можно полу-
чить описание работы Д в виде графиков рис. 8.21...8.23 [45]. На рис. 8.21, б
показана зависимость коэффициента передачи Кд и входного сопротивления,
приведенного к одному килоому сопротивления нагрузки по постоянному
току, /?вхд = Квхд/Кн от обобщенной амплитуды входного сигнала Ао
и обобщенного напряжения смещения
Е = у - UaH + 10/?н_) = yR.„_ (1ан + i0). (8.27)
При отсутствии прямого смещения диода Е = yRH_i0.
Как видно из характеристик рис. 8.21, б, при Е < 2 входное сопротивле-
ние Д с ростом амплитуды входного сигнала падает, т. е. имеет место проти-
воположный характер зависимостей Квхд (Лс) и Кд (Л с), что можно исполь-
зовать для снижения вносимых нелинейных искажений. Уменьшение ампли-
туды входного сигнала приводит к росту входного сопротивления Д, вслед-
ствие чего происходит перераспределение контурного напряжения Ur между
Кг и КвхД (рис. 8.18, б), что компенсирует снижение усиления на участке
АО (рис. 8.21, а). При положительной полуволне наблюдается обратное.
Таким образом, возбуждая Д генератором тока, при условии Е < 2 можно
получить компенсацию нелинейности детекторной характеристики. Для
перехода к режиму генератора тока Кг Квхд должна быть обеспечена
сильная связь между контуром и детекторной цепью
Gr = 1//?г = GK н/пд = (Ок + п^/п^, (8.28)
220
где GK — проводимость контура каскада УПЧ, нагруженного со стороны
АЭ (рис. 8.20). Как видно из (8.27), выбор необходимой величины Е может
быть обеспечен за счет выбора типа диода (i0), сопротивления RH_ и величи-
ны начального тока Iдн.
Зависимости коэффициента гармоник при глубине модуляции т = 60 %
от обобщенного напряжения смещения эквивалентного детектора &г (Е3)
для различных значений обобщенной амплитуды входного сигнала Ас и раз-
личных приведенных сопротивлений генератора
/?; = v(/?r//?H_) (8.29)
приведены на рис. 8.22. При этом отношение сопротивлений нагрузки Д по
постоянному и. переменному току
v — #и—= RK/[RaR вх узц/(Еи + RBX узч)1-
Понятие эквивалентного детектора введено для удобства представле-
ния работы Д с различными значениями нагрузочных сопротивлений по по-
стоянному и переменному току v 1; эквивалентный детектор представляет
собой Д, для которого v = 1. Переходные зависимости Еэ (Е) для различ-
ных значений Ас и v показаны на рис. 8.23. Как видно из графиков рис. 8.22,
при заданном приведенном сопротивлении генератора существует оптималь-
ное значение обобщенного напряжения смещения, при котором нелинейные
искажения Д минимальны. Следует отметить еще одно свойство зависимо-
стей Кг {Е3, Rr, Ас), которое может быть использовано для создания некри-
тичных схем — при значениях Е « 2 нелинейные искажения мало зависят
от сопротивления источника.
221
Рис. 8.23. Характеристики для определения обобщенного напряжения смещения-диодного
детектора
Детектирование сильных сигналов
В этом режиме ВАХ диода, обратным сопротивлением которого можно
пренебречь, может быть аппроксимирована линейно-ломаной функцией
г5цдприЦд>0, {8 30)
д | 0 при «д<0.
Аналогичную аппроксимацию можно принять и для полупроводниково-
го диода с конечным обратным сопротивлением (рис. 8.24), если реальный
прибор заменить параллельным соединением идеального диода Дид с кру-
тизной S = Snp — So6p « Snp = tg а и сопротивления Добр = 1/So6p = 1 /tg 0.
Примем аппроксимацию (8.30), полученные при этом результаты могут быть
распространены на Д с полупроводниковым диодом при условии замены внут-
реннего сопротивления вентиля Ri=l/S на эквивалентное
= KRo6p/(Ri + Добр). (8.31)
Рассмотрим диаграмму работы Д (рис. 8.25), где входной сигнал Цвх =
= Um cos со/ поступает иа диод без потерь. Ток (д представляет последова-
222
тельность импульсов с углом отсечки 0,
определяемым из уравнения
cos 0 = -U_/Um. (8.32)
Ток диода может быть представлен ря-
дом Фурье для четной функции
1д = 5ид = /_ 4-/ ml cos at 4-
4- /т2 cos 2<oZ 4-,
откуда постоянная составляющая диод-
ного тока
е
/_ = (1 /л) J /д (<oZ) AoZ = (1 /л)
о
= SUm (sin 0 —
Рис. 8.24. Вольт-ампериые характерно
тики диодов
е
J S ((/_ 4* Um cos <oZ) dat =
о
- 0 cos 0)/л,
амплитуда первой гармоники
е
/т1 = (2/л) У <д (<oZ) cos at dat — SUm (0 — sin 0 cos 0)/n.
о
После подстановки U_ = 1_RU можно получить
tg 0 _ 0 = n/SR„,
(8.33)
откуда видно, что угол отсечки не зависит от амплитуды входного сигнала
и определяется только параметрами схемы. Для Д с полупроводниковым
диодом
tg 0 - 0 = nRi Ro6p/Ru (R( 4- Яобр). (8.34)
Постоянство угла отсечки определяет линейность детекторной характери-
стики
ивык = и_ = итСОьв, (8.35)
т. е. высокое качество воспроизведения закона модуляции. Решение транс-
цендентного уравнения (8.33) приведено на рис. 8.26, где для диодов с ко-
нечным обратным сопротивлением аргумент SRU нужно увеличить в
Рис. 8.25. Диаграммы работы диодного детектора при детектировании немодулироааиного
сильного сигнала
223
(J + Ri/R06p) раз. характеристики рис. 8.26, а видно, что Д типового
приемника (S7?„ > 50) работает с малыми углами отсечки. При этом 0 аг
аг ]/~34i/SRK. Постоянство угла отсечки позволяет сравнительно просто по-
строить расчет схемы, выразив параметры детектирования через 9
в
Sn=^f- = I— ( (SU_+SUm cos <в0 tfco/l = —sin0; (8.36)
Д dUm dUm [я J J Л
О
e
(8-з7)
d
входное сопротивление Д
Квх Д = и mil ml = я/S (0 — sin 0 cos 0), (8.38)
коэффициент передачи
Кд = U_jUm — = cos 9. (8.39)
С помощью характеристик 0 (SKH) показатели (8.36) ... (8.39) можно выра-
зить непосредственно через параметры схемы. Как видно из рис. 8.26, с уве-
личением произведения SRa коэффициент передачи Д и его входное сопротив-
ление возрастают. Отсюда для повышения усиления Д и уменьшения его
шунтирующего действия величина произведения 57?и должна быть принята
максимальной. С помощью графиков рис. 8.26, б могут быть найдены внутрен-
ние параметры Д, необходимые для построения эквивалентной схемы и рас-
чета вносимых линейных искажений (8.22). Как было показано выше, в режи-
ме сильных сигналов ДХ линейна (8.35). Одиако само понятие сильного сиг-
нала, для которого справедлива линейио-ломаиая аппроксимация ВАХ,
должно быть уточнено. С этой целью рассмотрим область перегиба ВАХ,
которая достаточно точно описывается экспонентой. Использовав (8.25),
найдем
С/. = I_Ra = С0/?в [ехр (ТС/_) /0 (Ас) - 1].
Решая это уравнение относительно Um, получим уравнение ДХ, графиче-
ское представление которой для типового диода (Д2В) показано на рис.
224
Рис. 8.27. Детекторные характеристики диодного детектора, работающего в режиме силь-
ных сигналов
Рис. 8.28. Диаграмма работы диодного детектора при амплитудио-модулироваииом входном
сигнале
8.27, а [3]. Линеаризация ДХ при увеличении Ra объясняется тем, что при
увеличении параметра 57?и угол отсечки тока 0 падает и соответственно
уменьшается область использования ВАХ. Малый же участок криволиней-
ной части ВАХ можно рассматривать как линейный. На типовой ДХ (рис.
8.27, б) можно выделить два основных участка: начальный — нелинейный
(I) и выше порогового уровня С/пор — линейный (II). Отсюда минимально
допустимая амплитуда входного сигнала
UfnO mln ^пор/(1 mmax)- (8.40)
Нелинейные искажения могут быть вызваны инерционностью нагрузоч-
ной цепи ти = RaCa. При AM входного сигнала (рис. 8.28, а) и выполнении
условия
<?£/,, ни
-dF^-W <8-41)
напряжение и'с (/) повторяет закон модуляции. При больших постоянных
времени г" > т,' напряжение на нагрузке не успевает «следить» за измене-
ниями огибающей Um (f), в результате чего возникают нелинейные искаже-
ния. Развернув выражения Uc и Um в неравенстве (8.41) для наименее бла-
гоприятного случая модуляции, получим условие отсутствия нелинейных
искажений
#иСи < - mmax/OTmaxQmax « 1Д (8-42)
Для схемы с разделенной нагрузкой
Си = Си1 + Си2^и2/(^и1 + ^и2)а« (8.43)
225
Нелинейные искажения, имеющие характер «отсечки по огибающей»
(рис. 8.28, б), вызваны влиянием цепи Ср, RBK УЗЧ (риа. 8.4, а), элементы
которой определяют из неравенства
1/ЙпНпСр ^вх УЗЧ- (8.44)
Искажения возникают вследствие того, что при быстром изменении ампли-
туды входного сигнала на нагрузке RH возникает запирающее напряжение
и» ЗП ~ ~'^раз^в = — [^/(^и + #вх У3ч)1 ^и>
вызванное разрядом конденсатора Ср, иа котором выделяется постоянная
составляющая выпрямленного напряжения
с/р = с/_0« ит.
Условие отсутствия нелинейных искажений этого вида
^вх УЗЧ > «тахМ1 “ mmax) « (3 - - - 5) 7?„. (8.45)
В случае с разделенной нагрузкой это условие следует рассматривать приме-
нительно к /?н2.
Импульсные детекторы
Переходные процессы в системе одноконтурный каскад УПЧ — детек-
тор радиоимпульсов (рис. 8.14, а) в режиме детектирования сильных сигналов
показань! на рис. 8.29 [31, 32]. При поступлении радиоимпульса начинается
заряд емкости Си, в течение первых периодов входного колебания ДРИ ра-
ботает с углами отсечки, близкими к л/2 и соответственно низким входным
сопротивлением 7?вхд ~ 27?/. В последующие периоды напряжение на на-
грузке нарастает, и угол отсечки уменьшается до установившегося значения
0уст (см. (8.33), (8.34)). При этом входное сопротивление увеличивается и
стремится к 7?вхдуст (8. 38); эквивалентная добротность контура нара-
Рис. 8.29. Диаграммы работы импульс-
ного детектора
стает, соответственно уменьшается его
полоса пропускания. В момент окон-
чания радиоимпульса t = ти, диод за-
пирается и начинается разряд конден-
сатора Си на резистор RH. Тип диода, па-
раметры нагрузки 7?ИСИ и коэффициент
включения Пд выбирают, исходя из ус-
ловия (8.15)
Т’пр « «ИСИ. э «
допустимых искажений формы импульса
(8.3)
Туст = 5СИ. э («д^о + 2^/э) cos 0уст/(1 +
+ п д7?о/7?вх д уст) < туст тз, (8.46)
т-сп = 2>ЗТ?ИСИ э с тсп т3,
226
а также требований по коэффициенту передачи каскада УПЧ — ДРИ
^упч—д = 5УПЧ^ОЯД cos 0уст/(1 + ИдК0/Квх
Д уст) (8.47)
и полосе пропускания оконечного каскада УПЧ, нагруженного на Д,
^упч = (1 + 4/?0/Двх д уст)/2л/?0Ск, (8.48)
где
Си. э — Ся + Свх ВУ + Ссх — Си + Свх ВУ + (СД + Сми)!
Ri3—эквивалентное внутреннее сопротивление диода (8.31); Syn4 — крутизна
оконечного УПЧ, предполагается полное включение контура со стороны АЭ
«1 = 1-
Поскольку густ < тсп, при расчетах часто исходят из допустимого времени
спада. Желательно выбирать диод с возможно меньшим значением Rl3. Умень-
шение /?и и Си э снижает времена туст и тсп. При необходимости допускают
исключение конденсатора Си, ограничиваясь схемными емкостями Си э =
— Ссх + Свх ву. Следует учитывать, что с уменьшением отношений R^JRi
и Ся Э/С& входное сопротивление /?вхдуст и коэффициент передачи Кд па-
дают. Для увеличения последнего нужно возможно большую часть напря-
жения приложить к диоду, откуда
Си = 10Сд — (Ссх + Свх ву).
Коэффициент передачи Кд может быть рассчитан по графикам рис. 8.26.
Уменьшение коэффициента включения Лд уменьшает время установления
(8.46) и коэффициент передачи Купч—д (8-47). Его уменьшение целесо-
образно до критического значении
«Д кр = К0 — 2^1'э/^вх.Д уст)-
Выбор постоянной времени разделительной цепи производят по сооб-
ражениям защиты от длительно действующей помехи
Ср^вх ву (* • • • *°) ти-
Анализ пикового Д радиоимпульсов в режиме сильных сигналов пока-
зывает, что все формулы, полученные для Д непрерывных сигналов, остают-
ся в силе при условии замены в полученных выражениях сопротивления на-
грузки 7?и эквивалентным сопротивлением Ки-Э = Rjq, гДе скважность
q = Т/хя. Отсюда для получения необходимых значений Кд и Квхд при вы-
сокой скважности сопротивление нагрузки ПДРИ должно быть доведено до
единиц мегом. При работе с полупроводниковыми диодами роль сопротивле-
ния нагрузки обычно играет его обратное сопротивление, вследствие чего
выбор диода должен производиться по величине Кобр, а также по допусти-
мому диапазону его рабочих частот. Выбор параметров нагрузки производят,
исходя из (8.17). Для ПДРИ на полупроводниковых диодах по соображе-
ниям стабильности обычно принимают Кн = Кобр.
227
15*
Деление нагрузки производят по формулам
Яи2 = «и (V - 1) [1 + J/ 1 +4v/?BX ву/«н (V - l)j/v;
/?И1 = ^и2’
где отношение v = Хн_/Хн~ принимают в пределах v = 1 ... 1,2.
При расчете пикового детектора видеоимпульсов (рис. 8.14, б) кроме па-
раметров входных видеоимпульсов (Т, ти) задают постоянные времени заряда
и разряда конденсатора нагрузки Си (тзар, тразр). Выбор диода не отличается
от рассмотренного для ПДРИ. Емкость нагрузки находят по заданным парамет-
рам транзистора видеоусилителя Си = T3ap/(Xz + RK)1 сопротивление нагруз-
ки Хн = тразр/Сн. Если значение RH оказывается сравнимым с сопротив-
лением утечки, на входе ПДВИ включают эмиттерный повторитель и произ-
водят перерасчет
Си ^выхэп)’ = ^разр/^и"
Коэффициент передачи ПДВИ определяют по формуле
/ ги \ / ти \ | / ти ти \
Кд = тразр V - е Тзар/\1 - е т₽азр)| 7д1—еТзар Траз₽).
8.4. Методика расчета
Диодный детектор непрерывных сильных сигналов
Исходные данные-, промежуточная частота—/Пр; диапазон модулирующих
частот — не менее ... Хтах; неравномерность АЧХ — не более МР тах,
Al^tnin’ коэффициент модуляции — не более /птах; амплитуда напряжения не-
сущей частоты — не менее domin' полоса пропускания нагруженного оконеч-
ного каскада УПЧ — не менее Пупч; коэффициент передачи Д — не менее
Кдтз> коэффициент фильтрации напряжения промежуточной частоты — не ме-
нее Кф дтз* Параметры источника и нагрузки: резонансное эквивалентное со-
противление ненагруженного контура оконечного каскада УПЧ — Ro; контур-
ная емкость — Ск; входное сопротивление и емкость УЗЧ— Хвх узч, СвхУЗЧ,
схема рис. 8.4, б.
Порядок расчета: 1. Исходя из наибольшего произведения SRo6p выби-
рают тип диода, для которого устанавливают: крутизну ВАХ диода (внутрен-
нее сопротивление) — S (/?/), обратное сопротивление Хобр> емкость Сд.
2. Проверку на допустимость линейной аппроксимации производят по
(8.40). Обычно для полупроводниковых диодов принимают С/Пор = 0,25 В,
для вакуумных — 0,5 В. При отрицательном результате производят расчет
Д в режиме слабых сигналов.
3. Сопротивление Хи2 находят, исходя из неравенства (8.45)
#и2 < l0/mmax) ~ Ч ^вх УЗЧ-
4. Сопротивление ХИ1 вычисляют, исходя из допустимой потери чувст-
вительности, вызванной делением нагрузки (8.9),
Ян1 = [(Kh/Кд) ~ *1 Ян2.
Обычно в схемах вещательных приемников принимают Хд/Хд = 0,5 . .. 0,9.
228
5. Сопротивление нагрузки /?и = /?н1 + /?н2.
6. Угол отсечки определяют по графику 0 (SRH) (рис. 8.26, а).
7. Входное сопротивление Д определяют по графику S7?BX д (рис.
8.26, а).
8. Коэффициент включения рассчитывают, исходя из (8.48):
Ид = '|/Л(2л/7уПЧ/?0Ск 1) 7?вх д/7?0.
9. Приведенную емкость С'н, допустимую по нелинейным искажениям,
устанавливают, исходя из неравенства (8.42),
Си ~ V1 “ «тах/^тах^тах^и-
10. Приведенную емкость С", допустимую по частотным искажениям,
находят, исходя из (8.22)
С" « (Яи+ Rlp) /Л4р тах-М^тахЗДд,
где сопротивление 7?(-д определяют по рис. 8.26, б.
11. Из двух рассчитанных по п. 9.10 значений приведенной емкости на-
грузки принимают наименьшую (Сн). Проверку правильности выбора Сн про-
изводят по (8.6).
12. Эквивалентную емкость Сн2 э — Си2 -ф Свх узч + Смн рассчитывают,
исходя из необходимой фильтрации Сн2 э = (3 . . . 5)/<опр/?н1.
13. Емкость С„2 вычисляют, как Сн2 = Сн2 э—(Свх УЗЧ + СМН), где ем-
кость монтажа обычно составляет 10 . . . 20 пФ. Если оказывается, что Сн2 <
< 0, то конденсатор Сн2 не ставят.
14. Емкость СН1 устанавливают, исходя из (8.43):
Сн1 = Сн — Ctt2^a2^Ral + Ян2)2.
15. Емкость разделительного конденсатора находят из допустимых частот-
ных искажений на нижних частотах модуляции (8.44)
ср > 1 /?вх у зч м F mln — 1.
16. Коэффициент передачи
~ яд cos ®Яв2/(/?Н] + ^дтз-
17. Коэффициент фильтрации
йфД = шпрСн2 (СД + СН1) дтз-
Диодный детектор непрерывных слабых сигналов
Исходные данные: промежуточная частота / ; диапазон модулирующих
частот — не менее EmIn . . . Fmax; неравномерность амплитудно-частотной ха-
рактеристики— не более оп, коэффициент модуляции /п=60%, коэффициент
гармоник при т—60% — не более КгТЗ, напряжение на входе УЗЧ — не
менее С/вх узч_ тз, С/вх прб — амплитуда сигнала на входе усилительного при-
бора VT. Характеристики генератора: параметры усилительного прибора У12,
У21, вц> ^22 = 1/б22; параметры ненагруженного контура LK, Ск, Q, 7?0; йсв—
конструктивно реализуемый коэффициент связи между контурной катушкой
индуктивности и катушкой связи; П3— полоса пропускания нагруженного ка-
скада УПЧ; /гу— коэффициент устойчивости каскада УПЧ. Параметры на-
229
грузки—те же, что в предыдущем примере; напряжение источника опорного
смещения диода — Еист; схема — рнс. 8.20.
Порядок расчета: 1. Выбор типа дно да производят так же, как в преды-
дущем примере, устанавливают ВАХ и ее параметры la, S и у.
2. Сопротивление RH находят по рекомендации (8.5).
3. Полоса пропускания ненагруженного контура П = /np/Q.
4. Находят сопротивление генератора RT (8.28)
/?г =«д/[<1 + ^22)1.
где коэффициент трансформации определяют по соображениям устойчи-
вости (5.47), (5.48), коэффициент трасформации лд, как максимально воз-
можный по допустимому значению полосы нагруженного контура
Пэ = П [1 + n\ (R0/RM) + Лд (R0/RBX д)].
При этом входное сопротивление Д7?вхд находят по графикам рис.
8.21, б, задаваясь обобщенным напряжением смещении £' = 2. Обычно дли
лучшего приближения к режиму генератора тока, необходимого для компен-
сации нелинейных искажений, возникающих прн детектировании слабых
сигналов, принимают «д=Лдтах=1.
5. Рассчитывают приведенное сопротивление генератора
Ri = Rr/R^ = Rr/Ra.
6. Находят амплитуду сигнала на входе Д
ивх т — 6'вх гГрб яАрб^О^Яд/П + «1 (Ro/Rm) + Лд (Ro/RBX д) ] •
7. Определяют обобщенную амплитуду входного сигнала
4 = Т^вх т'
8. Исходя пз допустимого коэффициента гармоник &гТЗ, приведенного
сопротивлении генератора R'r и обобщенной амплитуды входного сигнала А
по графикам рис. 8.22 устанавливают обобщенное напряжение смещения
эквивалентного детектора — £э.
9. Вычисляют сопротивление нагрузки Д по переменному току
Rr~ ~ 44хУЗчМ< ^вхУЗч)
отношение v = R„_/R„ .
10. Исходя нз обобщенного напряжении смещения эквивалентного Д,
отношении v, обобщенной амплитуды входного сигнала Ас, по графикам
рис. 8.23 осуществляют переход к обобщенному напряжению смещения Е.
Если полученный результат существенно отличается от принятого в п. 4
значения (£' = 2), производят перерасчет по пп. 4... 10, положив Е’ — Е.
11. Начальный ток днода Iдн, обеспечивающий заданную величину
коэффициента гармоник, рассчитывают, исходя нз (8.27)
^Дн ~ (R/yRn—^ fo-
12. По ВАХ диода (рис. 8.17), исходя из /дн, устанавливают начальное
напряжение Uдн.
13. Напряжение смещения, обеспечивающее необходимый начальный ток
/дн, вычисляют по формуле Ео = Uдн + /днЛн.
14. Дополнительное сопротивление Ri находят, как
R1 = «в [(Дист/^о) - 1].
230
15. Индуктивность свизн находит, как £св = пд£к/^в, где £св — конст-
руктивно реализуемый коэффициент свизн между контурной катушкой н ка-
тушкой свизн.
16. Емкость нагрузки Сн определяют по п. Ц предыдущего примера.
17. Емкость разделительного конденсатора Ср рассчитывают по п. 15
предыдущей методики.
18. Определиют коэффициент передачи детектора Кд в зависимости от
обобщенной амплитуды входного сигнала Ас и обобщенного наприженни сме-
щении Е (рнс. 8.21, б).
19. Приняв стандартное значение глубины модулицнн т — 0,3, рас-
считывают напряжение сигнала на входе УЗЧ
узч = = 0,707 КДПВХ тт.
Прн невыполнении условии ^вхузч > ^вхУЗЧТЗ следует выбрать
активные элементы схемы (VT, Д) с большей крутизной и произвести необ-
ходимый перерасчет.
Коллекторный детектор
Расчет коллекторного детектора (рнс. 8.9, а, эмиттер VT заземлен) про-
изводит в следующей последовательности [83]:
1. В качестве АЭ выбирают транзистор того же типа, что и дли каска-
дов УПЧ. ё
2. Устанавливают сопротивление нагрузки в коллекторной цепи ТРД
%к. н (5 •••10) ^вх УЗЧ-
S. Емкость в цепи коллектора рассчитывают, исходя из допустимой не-
равномерности АЧХ
Ск..н<Ю’/о!-1/Йтах/?н^
где сопротивление нагрузки ТРД по переменному току RH — RK HRB3 У3чу
/?н к + ^вхузч- Здесь и ниже частоты, сопротивления и емкости выражены
в килогерцах, килоомах, пнкофарах соответственно.
4. Находят входное сопротивление и емкость ТРД. При входных сиг-
налах порядка 0,1 В
*вх д « 3,5/?вх/(1 + 0,3 . 1Сг^прС?вЛхгб)-
Свх д - 0,3CBJ(l + 8,4 • 10-^прС2вх^),
где /?вх, Свх, гб— параметры АЭ.
5. Коэффициент передачи ТРД Кд « (3...4) |Уа1| Rn .
6. Устанавливают сопротивление Rg2 = (0,5 ... 1) кОм, рассчитывают Rgl =
= R62 [(10 ... 20) Еп — 1], где £п — напряжение питании, В.
7. Емкость блокировочного конденсатора
Сб 5 • 10е/QmIn ^62-
Детектор радиоимпульсов
Расчет детектора радиоимпульсов (рис. 8.14, а) производят в следующей
последовательности [83]:
1. В качестве нелинейного элемента обычно используют германиевые
диоды. Следует выбирать диоды с меньшими значениями Ri3, Сд (8.31).
231
2. Емкость конденсатора нагрузки сн = Ю Сд — Смн. где емкость монтажа
принимают Смн = (3 ... 5) пФ.
3. Сопротивление нагрузки рассчитывают, исходя из заданного времени
' спада видеоимпульсов RH = тс/23 Сд.
4. Проверяют неравенство RaCa > 1//пр, прн невыполнении которого па-
дает коэффициент передачи.
5. По графикам (рнс. 8.26, а) определяют входное сопротивление /?вхД
н коэффициент передачи ДРИ Кд.
6. По п. 8.3 выбирают значение коэффициента включения нд>ггДкр.
7. По формуле (8.46) вычисляют время установления туст < туст тз.
8. При введении схемы коррекции (£кр), позволяющей поднять коэффи-
циент передачи н сократить время установления:
увеличивают сопротивление нагрузки RH к= 1,65 Rg;
определяют корректирующую индуктивность LKp = Qb^hk^h> пРн этом для
предупреждения больших выбросов напряжения видеоимпульсов принимают QH «
«0,6;
по графику Кд (SRH к) (рнс. 8.26, а) определяют коэффициент передачи
ТРД.
9. Определяют индуктивность дросселя фильтра напряжения промежуточ-
ной частоты £ф = 1/4л2/фС;_ф, гДе частота фильтра /ф = (0,5 ... 0,7) /пр, собст-
венная емкость дросселя С/_ф = (2 ... 5) пФ. Применение дросселя дает ослаб-
ление помехи с частотой, равной промежуточной
оПч = (сьф + свх ву)/сДф-
10. Определяют емкость разделительного конденсатора
£р < 5гн max/^вх ВУ>
где тн тах—максимальная длительность принимаемых импульсных сиг-
налов.
Глава 9
ЧАСТОТНЫЕ И ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
9.1. Общие сведения
Широкое применение частотно-модулированных сигналов (ЧМС) в со-
временных радиотехнических системах вызвано рядом преимуществ ЧМС
по сравнению с сигналами амплитудной модуляции (АМС): лучшим исполь-
зованием мощности передатчика, более высокой помехоустойчивостью. Одна-
ко спектр сигнала прн ЧМ обычно значительно шире, чем прн AM, поэтому
ЧМС используются в основном в УКВ н СВЧ диапазонах: для высококаче-
ственного радиовещания, для передачи сигналов звукового сопровождения
в телевидении, в радиорелейных н спутниковых линиях связи.
Прн гармонической ЧМ с частотой й = 2nF мгновенная частота
<о (Z) = <oB'4- Д<вт cos Й/,
232
&8 fnp
Рнс. 9.1. Структурная схема приемника ЧМ сигналов
где <й„ = 2л/и — несущая частота, А<от = 2цД/т — девиация (наибольшее от-
клонение) частоты. Отсюда фаза
t
<р (t) = J <о (t) dt = <oH t -J- ^2 sin Qi
о
и напряжение ЧМ сигнала
и (f) = Um cos q> (t) = Um cos (<oH/ фт sin Ш)> (9.1)
где Фт = —--------индекс модуляции. Выигрыш в помехоустойчивости
обусловлен тем, что при ЧМ амплитуда сигнала не несет полезной информа-
ции и поэтому может быть введено ограничение по уровню. При этом воздей-
ствие помехи проявляется только в паразитной ЧМ сигнала, которое ска-
зывается намного меньше, чем воздействие на амплитуду сигнала в AM при-
емнике. Выигрыш в отношении сигнал/помеха на выходе частотного детек-
тора (ЧД) по сравнению с AM детектором
В = (С/П)
вых Чм/(С/П)вых дм
при (С/П)вх чм = (С/П)вх АМ = const
при флуктуационных и импульсных помехах составляет
Вфл = Вимп = 2фт. (9.2)
Структурная схема ЧМ приемника показана на рнс. 9.1, где ОА — ограни-
читель амплитуды. ОА не является принципиально необходимым элементом
ЧМ тракта — он может быть исключен, если сделать ЧД не реагирующим
на амплитуду входного сигнала. В остальном структурные схемы приемников
ЧМ сигналов отличаются от схем приемников АМ сигналов только парамет-
рами. Спектр ЧМ сигнала может быть получен из (9.1); его ширина теорети-
чески бесконечна, но если ограничить амплитуды спектральных ком-
понент [16]
д/г _ l2f (1 -Wm + VT’Z) при t/f > 0,01(/mo, ,g3.
ЧМ“ l2A/m при Ut >0,1 Um0. (9>3)
Как видно из (9.2), для повышения помехоустойчивости необходимо обес-
печить i|’m > 1, т. е. использовать сигналы значительно более широкополос-
ные, чем при АМ. Сужение полосы пропускания ЧМ тракта может привести
к возникновению не только частотных, но и нелинейных искажений, по-
скольку выходное напряжение ЧМ определяется мгновенной частотой сиг-
233
Рис. 9.2. Амплитудная характе-
ристика ограничителя
нала, которая в свою очередь зависит от ли-
нейности фазовых характеристик селективных
каскадов.
Гетеродины приемников ЧМС работают
обычно на более высоких частотах, чем гете-
родины приемников АМС, и поэтому обладают
большей нестабильностью частоты. Для
уменьшения нестабильности частоты гетеро-
дина, которая в приемниках ЧМС может быть
причиной возникновения AM и увеличения
нелинейных искажений сигнала, необходимо применять автоматическую
подстройку частоты гетеродина.
Ограничители амплитуды (ОА) состоят из нелинейных элементов (дио-
дов, транзисторов, ИС) и селективных цепей (колебательных контуров).
Основным требованием, предъявляемым к ним, является постоянство амп-
литуды выходного напряжения при изменении амплитуды входного сигнала
Увых ОА т = const* Увх ОА m - var‘ (9.4)
Непостоянство U„„ n. может быть вызвано как воздействием помехи (пара-
зитная AM), так и являться результатом прохождения ЧМ сигнала через се-
лективный тракт (сопутствующая AM). Качество работы ОА оценивают с по-
мощью амплитудной характеристики, представляющей зависимость ампли-
туды первой гармоники выходного напряжения от амплитуды напряжения
на входе (рис. 9.2 — /), а также коэффициентом подавления амплитудной
модуляции ?АМ = отвх/отвых. ост* г«е ОТВХ* ОТВЫХ. ост ~ коэффициенты AM вход-
ного и выходного напряжений соответственно. На рис. 9.2 приведена идеаль-
ная амплитудная характеристика (кривая 2) и выделен порог ограничения
(7пор. Для высококачественного приема ЧМС необходимо ?АМ = 20.„30 дБ.
Частотные детекторы (ЧД) предназначены для преобразования высо-
кочастотного напряжения, модулированного по частоте, в напряжение, из-
иЛЧМ
ивых
ичм J ПВМ
* ЧМ-АЧМ
Детектор
* АН
Рис. 9.3. Структурная схема частотно-амп-
литудных ЧД (а), и временные диаграммы
напряжений на входе и выходе ее элемен-
тов (б)
u(pMZ
<f-0 <f=90° ^=180”
Ti lTIj lTLit
U<PH2
Рис. 9.4. Структурная схема частотно-фа.
зовых ЧД (а), и временные диаграммы на-
пряжений иа входе н выходе ее элемен-
тов (б)
234
Рис. 9.5. Структурная схема частотно-импульс-
ных ЧД (а), н временные диаграммы напряже-
ний на входе н выходе ее элементов (б)
а
меняющееся по закону модулирующего сигнала. Детектирование ЧМС про-
изводится в два этапа: первоначальное преобразование вида модуляции
(ПВМ) к виду, удобному для детектирования, затем собственно детектирова-
ние. По типу ПВМ частотные детекторы классифицируют на четыре группы:
частотно-амплитудные (рис. 9.3), частотно-фазовые (рис. 9.4), частотно-им-
пульсные (рис. 9.5), а также ЧД на базе фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ). Широкое распространение получили частотно-амплитудные ЧД,
классификационная схема которых представлена на рис. 9.6. Из них следует
выделить дробные детекторы и частотные дискриминаторы, которые наибо-
лее часто применяются в бытовой РЭА. Две другие группы позволяют полу-
чить достаточно высокое качество детектирования, но относительно сложнее
Рис. 9.6. Классификационная схема частотно амплитудных ЧД
235
и требуют больших уровней входных сигналов. В последние годы внедряются
в связи с тем, что в отличие от частотно-амплитудных ЧД хорошо согласуют-
ся с интегральной технологией. Классификационная схема частотно-фазовых
ЧД приведена на рнс. 9.7.
Требования к техническим показателям ЧД определяются нх назначе-
нием. К числу основных требований относятся:
Верность воспроизведения закона модуляции, которая оценивается ко-
эффициентом нелинейных искажений kr. Для современных ЧД эта величина
не должна превышать 1 ... 2 %. В первом приближении малый kr может
быть получен, если зависимость I/ ЧД от частоты смодулированного сиг-
нала, называемая статической детекторной характеристикой (СДХ), явля-
ется линейной в области /и -f- A/mmax (рнс. 9.8, кривая 1). Частота /п, соот-
ветствующая нулю СДХ, называется переходной частотой, полоса частот
между экстремальными точками — раствором Пр. В нижней части рис. 9.8
236
Рис. 9.10. Характеристики по-
давления АМ
представлен закон изменения частоты сигнала /с при гармоничной модуля-
ции с частотой F в предположении /и = /0. Нелинейность СДХ в диапазоне
рабочих девиаций (Д/т < Д/т тах) определяет существенные нелинейные иска-
жения сигнала (рис. 9.8, кривая 2).
Эффективность преобразования ЧД количественно определяется кру-
тизной СДХ в линейной области
S4п = I ^вых ЧД I А?7вых о (9,5)
ЧД I df |fn Д/
Зчд пропорциональна уровню входного сигнала — кривая 3 на рис. 9.8 по-
строена для Пвх3 = 2Пвх1. Для сравнения различных типов ЧД по этому
параметру следует использовать крутизну нормированной СДХ
S =<’«'выхЧд/<' вх чд)
ЗоЧД----------------------
Эффективность преобразования оценивают также коэффициентом передачи
Кчд = ^вых. ст/увх = ^вых. СТ. т//2увх> гда Uвых. СТ - выходное напряже-
ние, соответствующее стандартной девиации входного сигнала. Как следует
из рис. 9.8 (кривая 4), для достаточно малых девиаций S = const,
Кчд = «чдД/тст//2Увх. (9.6)
На рис. 9.9, б показана проходная детекторная характеристика, кото-
рую используют для экспериментальных исследований. Представляет зави-
симость выходного переменного напряжения от частоты несущей частотно-
модулированного входного сигнала при A/m=const. Имеет характерную трех-
горбую форму, где центральный максимум соответствует участку наибольшей
крутизны СДХ (рис. 9.9, а), провалы соответствуют ее перегибам, а боковые
максимумы, возникающие в результате детектирования на боковых спадах
СДХ —участкам их наибольшей крутизны. Позволяет оценить коэффициент
передачи, ослабление дополнительных настроек Пдн и нелинейные искажения.
Дифференциальные ЧД в различной степени подавляют АМ входного
сигнала. Эту способность оценивают с помощью остаточного выходного на-
237
Рис. 9.11. Фазовый детектор
пряжения, обусловленного AM. Зависимость этого напряжения от частоты
несущей амплитудно-модулированного входного сигнала представляет
характеристика подавления AM (ХПАМ, рис. 9.10). При этом под коэффи-
циентом подавления AM понимают относительное подавление в наихудшей
точке в полосе
?АМ ~ ^вых. ст/U вых AM max'
или среднее подавление в этой же полосе
п
9 AM ^вых. ст/ ^вых AM
i=l
где £/вых дм г — отсчеты ХПАМ, взятые через равные частотные интервалы
А/Г, п—количество отсчетов; <7ВЬ1Х ст—стандартное выходное напряжение ЧМ
сигнала.
Требования к неравномерности амплитудно-частотной характеристики,
величине фазовых искажений и фильтрации высокочастотного напряжения
аналогичны изложенным в п. 8.1. Кроме того, в ЧД должны быть компен-
сированы частотные предыскажения, вводимые в ЧМ передатчик с целью
повышения помехоустойчивости. Для этого на выходе ЧД включают RC
цепь для ослабления высшнх звуковых частот с постоянной времени ткп =
= 50...75 мкс.
Для ЧД многоканальных радиорелейных линий связи и современных
высококачественных приемников малая величина нелинейных искажений
является основным требованием. Для ЧД, применяемых в системах АПЧ,
важнейшим требованием является высокая крутизна СДХ в заданной полосе
частот.
[Фазовые детекторы (ФД)' предназначены для получения напряжения,
пропорционального разности фаз сигнала_рвх |=£/от1 cos (WjZ Ч-ф^и опор-
ного колебаниеuBX 2= Z/m2 cos (<o2Z + ф2). ФД применяются в фазометри-
ческих устройствах, системах фазовой АПЧ, для детектирования сигналов
фазовой модуляции и фазовой манипуляции, в коррелометрах. ФД является-
шестиполюсником (рис. 9.11, а), имеющим два входа и один выход
“вых = KoUmlUm2 COS ф, (9.7)
где ф = (<»! — <в2) Z + (ф1 — ф2). В зависимости от соотношения частот
<х>1 и <в2 различают два режима: со, = <в2, ф = Ф1 — ф2 — фазометрия и
¥= Ф1 = ф2> ф = (ffli — “а) — системы автоподстройки.
Как видно из выражения (9.7), ФД по существу так же, как и преобразо-
ватель частоты, является перемножителем. Их отличие состоит в том, что
238
у преобразователя выделение выходного сигнала осуществляется полосо-
вым фильтром, а у ФД — фильтром нижних частот. Отсюда следует, что Для
ФД можно использовать все виды преобразователей частоты, рассмотренные
в гл. 7, при условии замены в выходной цепи полосового фильтра на ФНЧ.
В качестве перемножителей сигналов, так же, как в преобразователях час-
тоты, могут быть использованы любые нелинейные и параметрические эле-
менты: дноды, транзисторы, ИС (дифференциальные каскады, ключевые
схемы, аналоговые перемножнтели, операционные усилители).
По типу перемножителей различают векторомерные ФД, ключевые
ФД, ФД на аналоговых перемножнтелях. Первые нз ннх, в свою очередь, под-
разделяются на диодные (однотактные, балансные, кольцевые) н на диффе-
ренциальных транзисторных каскадах.
Как видно из выражения (9.7), выходное напряжение ФД зависит как от
фазового сдвига ср, так и от амплитуд входных сигналов н (7т2 —то есть,
по существу, детектор представляет собой амплитудно-фазовый детектор.
Для перехода к ФД требуется, как и в ЧД, применение ОА. По способу огра-
ничения амплитуды различают ФД с внешним и внутренним ограничением.
Структурная схема векторомерного ФД с внешним ОА представлена на
рис. 9.11, б.
Основной характеристикой ФД является зависимость нвых от разности
фаз между сигналом и опорным напряжением. Особенностью детекторной
характеристики ФД является ее периодичность (рнс. 9.11, в). К основным
параметрам ФД относят крутизну его детекторной характеристики 5фд —
и коэффициент передачи напряжения Кфд = Пвых
9.2. Схемы ограничителей, частотных и фазовых детекторов
Ограничители амплитуды
Ограничитель амплитуды на транзисторе (рнс. 9.12) представляет селек-
тивный усилитель, отличающийся пониженным напряжением на коллек-
торе. Выбором начального базового тока н угла наклона начальной ди-
намической характеристики ctg Р = R3 + R^ рабочую точку А устанавли-
вают на семействе выходных характеристик вблизи области насыщения
с учетом примерного равенства отрезков АВ и АС нагрузочной прямой tg а =
= Пдр//?оЭ- Ограничение амплитуды коллекторного тока происходит сверху
д^вых ФД I
dtp max
Рис. 9.12. Транзисторный ограничитель амплитуды
23S
Рис. 9.13. Диодные ограничители амплитуды
за счет перехода в область насыщения я снязу в результате отсечкя но вход-
ной цепи транзистора. Величина порогового напряжения транзисторных
ограничителей UBxOA > (0,05...0,5) В.
ОА на диодах показан на рис. 9.13. До тех пор, пока напряжение на кон-
туре Um < Дпор, дяоды заперты и не шунтируют нагрузки усилителя. Когда
амплитуда напряжения на контуре превышает иапряженяе запирания, дяоды
открываются и через них протекают импульсы тока 1д=1’д1 + гд2- Первая
гармоника этого тока определяет входное сопротивление диодной схемы
/?вх д = т, шунтирующее контур. Эквивалентное сопротивление кон-
тура изменяется в противофазе с АМ, т. е. происходят ’'подавление АМ вход-
ного сигнала. Анализ работы схемы показывает, что с увеличением произведе-
ния 5д/?оэ, где Хд — крутизна ВАХ диода, подавление АМ возрастает и
может достигать 20 дБ [31J. Отличие динамического подавителя, представляю-
щего собой диодный Д с изменяющимся входным сопротивлением, показанного
на рис. 9.13, в, состоит в том, что схема работает без напряжения смеще-
ния. Такой режим достигается за счет инерционности нагрузочной цепи /?НСН
^Тдмтах’ где ^ам max — наибольший пеРиод АМ входного сигнала. При
этом напряжение UB = const, в результате чего входное сопротивление детек-
торной цепочки изменяется в такт с АМ. Подавление АМ тем эффективнее,
чем больше отношение RO3/RBX д. Не следует смешивать ОА с ограничителя-
ми мгновенных значений, которые не содержат селективных элементов и обес-
печивают постоянство мгновенных значений выходного напряжения.
240
Частотные детекторы
Амплитудно-частотные ЧД. Наиболее простыми и наименее качествен-
ными из них являются ЧД с асимметричной ДХ. Схема ЧД с одиночным, рас-
строенным колебательным контуром не отличается от схем амплитудных Д.
Преобразование вида модуляции показано на рис. 9.14, где А (/с)—резо-
нансная характеристика колебательного контура. Нелинейная зависи-
мость напряжения на контуре от частоты приводит к существенным нелиней-
ным искажениям, достигающим по kr 10...20 %.
ЧД на дифференциальном каскаде. В основу ЧД рис. 9.15 положен кас-
код VT1, VT2 с неравномерной АЧХ. К коллектору VT2 подключен АД
с удвоением выходного напряжения. Детектор работает в области ультразву-
ковых частот. В этом же частотном диапазоне может быть использован ЧД
с активным RC-фильтром (рис. 9.16). Частотнозависимым элементом по-
прежнему является /?С-цепочка, которая задает фазу управляющего сигна-
ла на базе транзистора VT. Выходной ток транзистора подзаряжает конден-
сатор С2, с которого снимают (7ВЫХ (/).
Чтобы улучшить форму детекторной характеристики, расширить ее
линейный участок и сделать ее симметричной относительно отклонений час-
тоты от некоторого начального значения, применяют дифференциальные ЧД.
Частотный дискриминатор с взаимно расстроенными контурами. Два
варианта таких схем изображены
ца рис. 9.17. Обе схемы можно
рассматривать как совокупность
двух одноконтурных ЧД, в одном
из которых контур настроен на
частоту /о1 = fH“ Д/о» а в Другом
иа частоту /02 = /н + Так как
выпрямленные амплитудными де-
текторами напряжения включены
встречно, то Г7ВЬ1Х чд = Ад1Г7к1 -
— где ик1 и — наря-
жения на контурах. Для получе-
ния симметричной СДХ необходимо,
чтобы полосы пропускания контуров
были одинаковыми. При этом обоб-
щенные расстройки контуров равны
Рис. 9.14. Диаграммы работы ЧД с одиночным
расстроенным контуром
Рис. 9.15. ЧД на дифференцирующем
каскаде
Ufa*
---->
С2
Рис. 9.16. ЧД с активным
/ijC-фиЛЬТрОМ
241
*oi — 2A/oQ3i//oi = *02 = 2д/оСЭ2//в2 = *0 = 2^foQ3/fo- Поскольку любому зна-
чению девиации Д/т соответствует обобщенная расстройка хт = 2A/mQ3//0, то
напряжения на выходе каждого из АД равны Г7ВЫХ j = UKlK^/
+ (*ol */n)2> Прых 2 — Пк2Ад2/ 1^1 4- (*o2 */n)2. При Кщ ~ Ад2 = Кд
и равенстве UKi = Uk2, что достигается при (?э2 > Q31 неравенством характе-
ристических сопротивлений контуров р2 < р2, уравнение СДХ
^ВЫХ = - 1//1 + (х0 + хт)2]. (9.8)
В этом выражении только последний сомножитель является функцией часто-
ты; его принято называть обобщенной СДХ —ф (х). График этой функции
приведен на рис. 9.17, в. Поскольку ф (х) является нечетной симметричной
функцией от х, то ПВЬ)Х не должно содержать четных гармоник. Для выбора
из семейства характеристик рис. 9. 17, в рабочей характеристики необходи-
мо использовать условие линейности центральной части ф (х), что достига-
ется при х0 = ± У 1,5. Несмотря на то, что схемы рис. 9.17, а, б описаны
одним уравнением (9.8), следует иметь в виду, что в схеме рис. 9.17, б резо-
нанс в контуре, образованном LK с емкостями монтажа, обусловливает неко-
торую асимметрию СДХ. Последнее обстоятельстве позволяет использовать
этот ЧДС только при малых относительных девиациях &fmlfa = 10-3 ... 10-4.
При больших девиациях широко применяется система рис. 9.17, а. Однако
и она при значительных относительных девиациях (0,01...0,1) имеет асиммет-
ричную характеристику. В этом случае хорошие результаты дает применение
ЧДС с корректирующими контурами (рис. 9.18). Последний представляет
собой ЧДС с взаимно расстроенными параллельными контурами, которые
зашунтированы последовательными. Частоты настройки последовательных
контуров совпадают с резонансными частотами параллельных контуров
противоположных плеч. Назначение последовательных контуров — коррек-
тировать СДХ ЧДС, выполненного по схеме рис. 9.17, а.
242
Рис. 9.18. Частотный дискриминатор с
корректирующими контурами
Частотный дискриминатор со связанными контурами. Одна из наиболее
распространенных схем ЧДС (рис. 9.19, а) содержит преобразователь вида
модуляции, выполненный на транзисторе VT и фазосдвигающем трансформа-
торе (ФСТ) с двумя связанными настроенными контурами, и два АМ детек-
тора на встречно включенных диодах VD1 и VD2. Заменим диоды их вход-
ными сопротивлениями RBX д1 и /?вх д2 (рис. 9.20, б). Векторная диаграмма
ФСТ для случая, когда частота входного сигнала равна собственной частоте
контуров, приведена на рис. 9.20, а. Поскольку для сигнала fc = f0 контур
представляет активное сопротивление, ток /2 совпадает с э. д. с. £2 по фазе
и образует на обоих плечах индуктивности Т2 падения напряжения U3/2 и
Вследствие того, что в цепочке формирования опорного напряжения
| ш0Тдр | 3> | 1/ш0Ссв |, векторы [j1 и й3 можно считать синфазными. Выход-
ные напряжения ФСТ по модулю равны
йх = й3 - и№ йп = йл+й'Ь/2.
243
Рис. 9.20. К рассмотрению формирования детекторных характеристик дифференциальных
частотных детекторов
Для случая /с > /0 векторная диаграмма принимает вид, показанный на
рис. 9.20, б. Поскольку реактивное сопротивление вторичного контура ста-
новится индуктивным, между э. д. с. Е2 и током /2 возникает фазовый сдвиг
<р2 =/= 0, вследствие чего I Ux I > | Un |. Если частота входного сигнала умень-
шается, то характер неравенства изменяется—рис. 9.20, в. Для нахождения
непрерывной зависимости выходных напряжений ФСТ (7j и (7Н от расстройки
частоты Д/ — f — f0 следует повторить описанное векторное построение доста-
точное количество раз в диапазоне частот (рис. 9.20. г, д). Для перехода
к выпрямленным напряжениям U_t и (7_а использована эквивалентная схема
рис. 9.21, где высокочастотная часть заменена двумя эквивалентными гене-
раторами напряжения Ux и (7ц. Каждый из диодов имеет свою цепь как
по высокой частоте, так н по постоянному току, т. е. детекторную систёму
можно рассматривать как два отдельных диодных Д амплитудно-модулиро-
ванных сигналов U[ и (7И последовательного типа с равными и постоянными
углами отсечки
0Х = 02 = 0 яг ^/Зл/5д/?и 1>2 = const. (9.9)
Отсюда следует, что зависимости (7_, 2 (ДД подобны (7j п (ДД
(7_j = (7j cos 0, U_1 = (7 ц cos 0,
244
стотиого дискриминатора
Рис. 9.22. Частотный дискриминатор иа основе
монолитного ПЭФ
их правые ветви приведены на рис. 9.20, е. Вследствие встречного включе-
ния диодов СДХ имеет S-образную форму
^вых = U-l - U_2 = (^1 - ^п) COS 6 ='гпрб5прбЯоэ{/вх1’ П) COS 6. (9‘10)
где
К- ri+fr+W-KT+(7=W (9.1ц
/(1 4-т]2 — х2)24~4х2
П = ^свСэ> x=2^fQ3/f0, Q9 = /Q91Q32;
Q31 = + япрб (^0/^22) + (^?o/0»5Z?BX д)];
<?Э2 =Q/[1+ W2Rm д) +
Недостатком схемы является неравномерная нагрузка контуров ФСТ,
которан приводит к асимметрии СДХ: вторичный контур нагружен последо-
вательным соединением /?вх д] и RBX д?, а первичный — их параллельным
соединением и выходным сопротивлением ограничителя. Для выравнивания
эквивалентных добротностей контуров применяют шунтирование менее на-
груженного вторичного контура резистором /?ш. Графики обобщенных СДХ
для различной связи между контурами г] приведены на рис. 9.19, в.
Сравнивая ЧДС с одиночными взаимно расстроенными и связанными
настроенными контурами, следует отметить, что первые показывают несколь-
ко более высокие показатели; однако вследствие большей сложности в на-
стройке и меньшей стабильности характеристик они применяются реже, чем
вторые.
На рис. 9.22 показан ЧД, выполненный на монолитном пьезоэлектриче-
ском фильтре ПЭФ. Области 2 и 3 фильтра, связанные с возбуждающими об-
ластями 1, настроены на частоты fni = fH — &fa и /02 = /и + А/о аналогично
тому, как это сделано в ЧД с одиночными расстроенными контурами. Напря-
жения с выхода этих областей фильтра и (7П подаются каждый на свой
АД — дальнейшая обработка не отличается от рассмотренной для схемы
рис. 9.17. Достоинством такого ЧД является хорошее согласование с ин-
тегральной технологией, отсутствие необходимости в регулировке, стабиль-
ность параметров и возможность реализации достаточно большого коэффи-
циента передачи. Допустимый диапазон частоты несущей определяется
фильтром и составляет 0,5...20 МГц.
245
Дробный детектор (ДД). Схема симметричного ДД (рис. 9.23) отличает-
ся большой постоянной времени нагрузочной цепи
ТН = KHCV = (/?н1 + дн2) Сн > 7ам (9.12)
и разделением цепей постоянного и переменного токов. Последнее достига-
ется за счет последовательного включения диодов VD1 и VD2. Работа ти-
пового ФСТ и построение характеристик Ui (&f) и (7ц (ДД несущественно
отличаются от рассмотренных на рис. 9.20 — в ДД используют ФСТ с согла-
сующим понижающим трансформатором па = УЦЦ, что обусловлено малой
величиной сопротивления нагрузки, необходимой для эффективного подавления
AM. При этом вектор Us, синфазный U\, формируется на индуктивности L3,
связь которой с Z-x близка к стопроцентной. Для перехода к выпрямленным
напряжениям U_, и U_2 рассмотрена работа собственно детекторной системы
рис. 9.24, где высокочастотная часть заменена двумя эквивалентными гене-
246
Utio
6
Util
Рис. 9.25. К рассмотрению подавления AM в дробном детекторе
раторами t/j и Uu. При равенстве напряжений (7j и £7jj(A/_=O) через оба
диода протекает одна постоянная составляющая тока а опорное напря-
жение U_B = 7_ (7?и1 + Т?н2) равномерно распределено между диодами (7_х =
= (7_2 = (7_0/2. При этом (7ВЫХ = 0, поскольку точки В и G эквипотенциальны.
Схема ДД построена таким образом, что каждый детектор ямеет свою
отдельную цепь по высокой частоте (VO1 — ABF A, VD2 — СНВС) и в то же
время связан общей цепью протекания постоянной составляющей (AJ3CHGFA).
Поэтому прн расстройке входного сигнала, когда т — U^/U^ 1, углы
отсечки тока и соответственно выпрямленные напряжения должны быть
неравными U_x U_2, 0! 02 так, чтобы обеспечить в обоих диодах про-
текание одной и той же постоянной составляющей тока 1_г — /_2 = Как
видно из . рис. 9.24,6, при этом большему высокочастотному напряжению
соответствует большее смещение и меньший угол отсечки t7jj > £7f,
02 < 0i т. е. U_j 2 (А/) в основном повторяют закон изменения высокочас-
тотных напряжейий l/j п (А/) (рис. 9.20,6). Выходное напряжение можно
найти из рассмотрения цепи
^вых = и-1 - W-М = + У-з)/2 = °>5 (^-1 - (9-13)
Как видно из построения 9.20, д, выполненного по (9.13), детекторная харак-
теристика ДД имеет S-образную форму при вдвое меньшей крутизне. Подав-
ление АМ в ДД основано на использовании эффекта переограничения, ко-
торый заключается в том, что динамическому приращению уровня входного
сигнала отвечает приращение выходного напряжения с обратным знаком
[70]. На рис. 9.25, а показана векторная диаграмма ФСТ для общего случая
247
fc fo- При увеличении амплитуды входного сигнала С/вх1 > С/вх0 возрастает
базисный вектор Ui и величины высокочастотных напряжений Щ и йи, при-
ложенных к диодам. Поскольку при большой постоянной времени нагрузочной
цепи опорное напряжение остается постоянным, увеличиваются углы отсечек
012 = arccos п), падает входное сопротивление /?вх12 = п/S (61 2—
— sin 9] 2 cost)] 2) и растет нагрузка высокочастотных контуров. Эффект
переограничения схеме в основном сообщает дополнительная нагрузка второго
контура и связанное с ней нарушение соотношений т = U^/U^. Падение
рабочей добротности Qb2 вызывает уменьшение модулей /2> <72/2, ^а/2,
а главное, фазового сдвига между током и э. д. с. вторичного контура <р2 <
< <р20, что резко уменьшает разницу между высокочастотными напряжениями
((7] — — С/ц)0 и связанную с ней величину выходного напряжения
С/вых = (^-1 — При гармоническом изменении амплитуды входного
сигнала напряжение С/вых дм повторяет закон изменения огибающей с обратной
фазой. Как следует из приведенного рассмотрения, переограничение- определя-
ется постоянством опорного напряжения, т. е. тем, что диоды работают
в режиме С/_ = const, 012— var. При дестабилизации опорного напряжения
отключение конденсатора Си) схема может рассматриваться как безинерци-
онная система, диоды которой работают в обычном режиме AM детектора
012 = const, U_ — var, где выходное напряжение синфазно повторяет закон
изменения огибающей (рис. 9.25, б). Разность фаз выходного напряжения,
обусловленная различным режимом работы диодов, может быть использована
в целях подавления AM. Для этого схема должна быть поставлена в про-
межуточный режим работы, который может быть осуществлен включением
дополнительных резисторов /?д1 и /?д2, не зашунтированных конденсатором
большой емкости Си
у = ЯД/(ЯД+Ян). (0.14)
Как видно из векторной диаграммы рис. 9.14, в, для случая /с = fa при
любой амплитуде входного сигнала (7Т = {/п т. е. любой тип дифференци-
ального ЧД подавляет AM на частоте точной надстройки. Для баланса схемы,
необходимого для симметричности СДХ, и получения необходимой характе-
риствки подавления AM (ХПАМ) резистор /?д выполняют в виде двух под-
строечных резисторов /?д = /?д) + /?д2 или одного постоянного и одного
подстроечного.
На рис. 9.26 показана более экономичная схема несимметричного ДД,
принцип работы которой не отличается от рассмотренного выше. В качестве
АЭ может быть использована каскодная схема или ИС [7, 8].
Сравнение ХПАМ для ЧДС и ДД рис. 9.10 показывает, что ЧДС подав-
ляет AM только на центральной частоте, в то время как ДД обеспечивает по-
давление в полосе частот. Вследствие этого для ЧДС требуется применение
дополнительного ограничителя, в качестве которого обычно используют его
усилительный прибор. Входное напряжение последнего для эффективного
ограничения на порядок больше входного сигнала, необходимого для ДД.
ДД обеспечивает подавление AM порядка 20...30 дБ, необходимое для
радиовещания и телевидения. При более высоких требованиях система
248
Lk&iRui
a
Рнс. 9.27. Частотно-фазовый детектор с фазосдвнгающим контуром и схемой совпадений
ОА — ЧДС предпочтительнее. Возможно также использование сочетания
ЧДС и динамического подавителя.
Частотно-фазовые детекторы (ЧФД, рис. 9.4, рис. 9.7) получили широ-
кое распространение, поскольку они хорошо согласуются с интегральной
технологией и просты в регулировке. На рис. 9.27, а приведена структурная
схема ЧФД, выполненного на ИС К174УРЗ (DA1), где в качестве фазосдвигаю-
щей цепи использован фазосдвигающий контур ФСК, а в качестве ФД — схема
совпадений СС (квадратурный детектор). ИС DA1 включает 8 каскадов
усилителей — ограничителей, после которых сигнал (7т поступает на ФСК
и СС, первый из которых осуществляет ПВМ ЧМ — ФМ, вторая — фазовое
детектирование. Из рассмотрения СС (рис. 9.27, б) следует, что гок через иа-
Ю 7-230
249
Рис. 9.28. Частотно-фазовый детектор с фазосдвигающим контуром и перемножнтелем
грузку R протекает только в те моменты времени, когда разность потенциа-
лов между базами транзисторов VT5, VT6 (Uj) и VT1, VT2 (С2) одного и того
же знака. Сдвиг фаз напряжений и± и U2 (<р) определяется частотой сигнала,
поступающего на ФСК. Если /с = f0, фазовый сдвиг составляет 90°, при
ЧМ в пределах линейного участка фазочастотной характеристики (рис.
9.27, в) изменения фазового угла повторяют закон частотной модуляции
приходящего сигнала. Работа ЧД поясняется временными диаграммами
рис. 9.27, г, из которых видно, что на выходе СС возникают прямоугольные
импульсы U%, ширина b и среднее значение UR которых определяются фазо-
вым сдвигом. Выделение закона модуляции — интегрирование UR (/) произ-
водят выходным ФНЧ.
На рис. 9.28 показаны схемы ЧФД, выполненного на ИС К256ПС1 (DA1),
с фазосдвигающим контуром и аналоговым перемножителей АП. В соответ-
ствии с принципом работы ЧФД здесь, как и в предыдущем случае, на вход
ФД нужно подать два сигнала: один (L/J непосредственно после ограничи-
теля, второй (С2) после дополнительной модуляции по фазе, которая должна
быть выполнена таким образом, чтобы ее добавочное отклонение было про-
порционально информационному параметру — мгновенному значению час-
тоты^ (/). Отличие от ЧФД рис. 9.27 заключается в том, что в качестве ФД
использован АП. При этом выходное напряжение может быть представлено
в виде
Увых = kUm\Um2 lsin <Р (0 ~ sin (2(V + <Р (0)]• (9-15)
ФНЧ на выходе ЧФД исключает вторую гармонику несущей частоты.
Оба рассмотренных ЧФД получили распространение после появления ИС
АП и ИС СС. Кроме рассмотренных вариантов частотно-фазовых детекторов
применяются детекторы, где в качестве фазосдвигающих цепей используются
ие ФСК, а ЯС-цепи и линии задержки с различными способами их реали
зации (см. рис. 9.7).
Частотно-импульсные или импульсно-счетные детекторы (ЧИД). Прин-
цип работы ЧИД рассмотрен на рис. 9.5. Представляет собой частотный де-
тектор счетчикового типа, выходное напряжение которого является функ-
цией числа импульсов, поступающих на вход в единицу времени. Структур-
ная схема ЧИД показана на рис. 9.29. После ограничителя образуются
прямоугольные импульсы, которые затем дифференцируются, опять огра-
ничиваются и преобразуются в счетные импульсы одинаковой формы и про-
250
Структурная схема час-
тотного детектора на базе
Рис. 9.30. Частотный детектор на базе ФАПЧ
ФАПЧ (ЧД-ФАПЧ) показана
на рис. 9.30. ФД сравнивает фазы входного
напряжения ис =
= ичм и напряжения, создаваемого управляемым гетеродином иг. В зависи-
мости от разности фаз вырабатывается напряжение ошибки иош, которое
фильтруется в ФНЧ, усиливается УПТ и управляет частотой гетеродина.
Если разность частот входного сигнала и гетеродина ненелика, то частоты
синхронизуются, т. е. шг = <ос. Покажем, что прн этом управляющее напря-
жение может быть использовано, как выходное напряжение ЧД. Пусть на
ФД поступают напряжения
uc = (7mcCOs(®J + <Pc) н «г = С'тгсм(ш? + <Рг)-
Поскольку ФД [представляет собой перемножитель, его выходное напряжение
UmeUmг
“ФД вых = k'ucur = k'-----§---{C°S [(“с + “rH + <Рс + Фг1 +
+ COS [(<ос — <or) t + <рс — фг]},
откуда на выходе ФНЧ
“ош = UmeUmr cos + Фе “ Фг1’
Выходной сигнал изменяет частоту гетеродина так, что она становится равной
частоте сигнала
“г = ®г, О + '
где шг> 0 — некоторое опорное значение частоты гетеродина, k' и /г" — посто-
янные коэффициенты. Отсюда
^вых = Ьупр = const (“с - “г, о)-
что и требуется для ЧД. Примеры выполнения ЧД — ФАПЧ приведены
в [45, 48].
Фазовые детекторы
Векторомерные ФД. Простейший фазовый детектор (дискриминатор) —
однотактный ФД представлен на рнс. 9.31, а. Сходен с небалансным диодным
преобразователем частоты (см. гл, 7), отличается только нагрузкой. Напря-
251
и
Рис. 9.31. Векторомериые фазовые детекторы
жение сигнала U1 и опорное напряжение (У2 складываются в последователь-
ной цепи и подаются на АД. При этом амплитуда результирующего напря-
жения U зависит от фазового угла <р (рис. 9.31, б).
Чтобы расширить линейный участок детекторной характеристики
^вых (ф)> сделать ее симметричной относительно некоторого опорного значе-
ния применяют балансный фазовый детектор (БФД, рис. 9.31, в). Преобразо-
вание вида модуляции осуществляется в ФСТ. Одно из входных напря-
жений uBxl = Ulm cos (соД 4- фх) подводят к диодам с помощью трансформа-
тора Тр1, на выходе которого образуются два противофазных напряжения
с равной амплитудой t/j и U". Второе входное напряжение “ВХ2=^/2тх
X cos (<в2/ + ф2) с помощью трансформатора Тр2 подводят к диодам с одина-
ковой фазой (U2). Выходные напряжения ФСТ представляют геометрические
суммы, показанные на векторной диаграмме рис. 9.31 г, разность амплитуд
которых зависит от фазового сдвига <р = (o>i — ш2) t 4- (<Pi — <р2). Процесс
детектирования не отличается от описанного для ЧД. Полученное напряжение
^вых = (^1 — C7jj) cos 0 однозначно определяется измеряемым фазовым сдви-
гом <р (9.7). Выходное напряжение БФД зависит от отношения амплитут вход-
ных напряжений m = Ulm/U2m. При т = 1 (рис. 9.31, д) достигается наибольшая
252
Рис. 9.32. Ключевой фазовый детектор
линейность, при т #= 1—ее наибольшая крутизна Зфдгаах. Рабочую точку
следует выбирать при начальной разности фаз, равной л/2 — при этом полу-
чают как наибольшую линейность, так и изменение знака выходного напряжения.
В случае т =# 1 величина максимального значения выходного напряжения
Увых т зависит только от наименьшего входного напряжения: для получения
У вых т= const при изменении амплитуды одного из измеряемых сигналов
следует принять меньший по амплитуде сигнал в качестве опорного и обеспе-
чить его постоянство. Соображения по выбору параметров AM детекторов БФД
не отличаютси от рассмотренных в гл. 8. Входные сопротивления, приведенные
ко вторичным обмоткам трансформаторов Тр1 и Тр2, составляют /?вх 1 “ ^и,
/?вх 2 ~ 0>25/?и. Исходя из этого, могут быть рассчитаны необходимые коэффи-
циенты трансформации. Постоянную времени нагрузочной цепи выбирают
из условия обеспечения необходимого быстродействия, заданной фильтрации
по несущим частотам входных сигналов и комбинационным частотам.
Кольцевой ФД (рис. 9.31, е) может рассматриваться как соединение
двух балансных, работающих на общую нагрузку. При этом выходное напря-
жение кольцевого ФД в два раза меньше, чем у балансного. В то же время
в кольцевом ФД вследствие применения диагональных диодов VD2, VD4
компенсируются четные гармоники входных сигналов, в результате чего по-
давляются нежелательные продукты нелинейного преобразования. Общими
недостатками рассмотренных схем являются малый коэффициент передачи
и малое входное сопротивление, сильно зависящее от величины и симметрич-
ности нагрузки.
Кроме диодных векторомерных ФД широкое распространение получили
ФД с усилительными АЭ. Принцип их действия основан на использовании
усилительного прибора в ключевом режиме (отпирания и запирания), в свя-
зи с чем их называют ключевые ФД.
Частота коммутации АЭ должна совпадать с частотой входного сигнала.
Если при этом организовать работу схемы так, что напряжения (7ВХ] и (7вх2
будут осуществлять только переключения цепи постоянного тока, то выход-
ное напряжение окажется независимым от амплитуды обоих этих напряже-
253
Рис. 9.33. Фазовый детектор с перемно-
жением
та схемы рассмотрена при анализе
ний, то есть будет реализован не
амплитудно-фазовый, а фазовый де-
тектор. На рис. 9.32 показана схема
такого ключевого ФД и приведены
временные диаграммы, поясняющие
его работу. Как видно из рис. 9.32, б,
после интегрирования импульсов на-
грузочной цепи (/и) выходное напря-
жение детектора оказывается пропор-
циональным фазовому сдвигу <р.
На рис. 9.33 показан ФД с ана-
логовым перемножителей, выполнен-
ный на ИС К526ПС1 {DA1}. Рабо-'
ЧФД-АП рис. 9.28, выражение выход-
ного напряжения получено в формуле (9.15).
9.3. Краткие теоретические сведения
Частотный дискриминатор
Основным требованием к ЧДС является линейность ДХ в рабочем диапа-
зоне изменения /с (/). Для анализа нелинейных искажений, возникающих
в ЧД, необходимо учитывать ряд явлений, связанных с прохождением ЧМС
через селективные цепи детекторов. К этим явлениям относятся как нестаци-
онарные процессы в колебательных контурах при быстрых изменениях час-
тоты сигнала, так и фазовые сдвиги, связанные с комплексным характером
сопротивлений ЧД. Учет Этих явлений приводит к необходимости рассмот-
рения динамического режима работы ЧД.
Рассмотрим квазистационарный метод определения нелинейных искаже-
ний ЧМС, который является частным случаем более общего метода — метода
мгновенной частоты [101]. Квазистационарный метод основывается на пред-'
ставлении о медленном изменении частоты fc (/). Для анализа нелинейных
искажений уравнение СДХ представим рядом Маклорена
ф (х) = [ф (0)] + -1- [ф' (0)] х + -1- [ф' (0)] х* + А- [ф'" (0)] хз + •..
(9.16)
При модуляции гармоническим сигналом из (9.16) можно получить формулы
для вычисления коэффициентов нелинейных искажений по второй и третьей
гармоникам
*Г2 = U^IUe = 0,25 [ф" (0)/ф (0)] х;
*гЗ = ^32^2 = 0.04 [Ф'" (0)/ф (0)] х*.
Для симметричной ф (х) ЧДС с взаимно расстроенными контурами
рис. 9.17, в kv2 = 0, так как ф (—х) = ф (+х). Однако в реальных схемах
из-за влияния дестабилизирующих факторов и технологического разброса
параметров симметрия СДХ нарушается, что приводит к появлению четных
гармоник и, следовательно, /гг2, который оказывается больше kri. Для опре-
25-1
деления нелинейных искажений по второй гармонике найдем полный диф-
ференциал &г2 по изменяющимся параметрам, нарушающим симметрию СДХ,
Ok „ dkr9 dk 2 dkr„
= ~d^ AXo1 + ~d^ Ax°2 + dK^ A/<Д' + ~dK^
который можно представить как
Д*г2 = 0,25 j<pj (х0) | Дх0] — Дх021 Д- <р2 (х„)
А/<Д1
^Д1
ЯЯд2
Яд2
. (9.17)
В этом соотношении <р2 (х0) и <р2 (х0) представляют частные производные kr2
по изменяющимся параметрам, т. е. учитывают влияние нестабильности этих
параметров на Д&г2
Ф1 (*о) = *о (1 + *о)2 + 2*о) — (2*о + *о — ОХ
X (5*о + 6х01)/*о (1 + *о)2> (9.18)
<р2(хо) = (2хо + *о-1)/4*о(1 + *о)2- (9-19)
Из (9.17) следует, что
__ ^Яд2 _ АА"д
Яд2 Яд
одинаковое увеличение
к асимметрии СДХ.
при равенстве
Дх01; = I Дх021 = I Дх01 и
АКД1
ЯД1
нелинейные искажения kr2 равны нулю, поскольку
или уменьшение параметров плеч ЧД не приводит
В предельном случае при различных знаках Дх01 и Дх02, ДЯд] и ДЯд2
получаем
Ыгт2 = 0,5 Ф1 (*о) д*о + Фг (*о)
ДЯд ]
I Xfn
КД J
(9.20)
откуда можно определить параметры элементов, при которых нелинейные
искажения из-за разбаланса ЧДС не превзойдут заданную величину.
Аналогичным образом учитывается влияние разбаланса ЧД на нелиней-
ные искажения по третьей гармонике
Д&рЗ = <р8 (х0) Axq хт, (9.21)
где
Фз (*о) = 0,5 [(4х? -*„)/(! + *о2)3 - Зх0 (2^-х“ - 3)/(1 + х2)Д (9.22)
Отклонение х0 от номинального значения зависит от изменения доброт-
ности контуров <2Э и относительной расстройки Ео = Д/о//о
Ar dr ! ДО„ \
Лх° =='^7 л^° л^э = 2^э (А£° + (9'23)
С помощью соотношений (9.17) . . . (9.23) были определены Д6г2 и Д/гг3
для различных значений х0 при часто встречающихся нестабильностях пара-
метров — = 0,05; д =0,1; Д£о = 5 10“3 и хт = 0,1. Вычисленные
Уэ «д
значения приведены на графиках рис. 9.34, из которых видно, что Д&г2>Д/гг3,
поэтому в расчетах Д&г3 можно не учитывать.
В динамическом режиме происходит увеличение нелинейных искажений
по сравнению с квазистационарным режимом:
йг2 = дйг2Р2-, (9-24)
^гз = А^гзРз> (9.25)
где Р2, Р3 — коэффициенты, учитывающие это увеличение:
1 + 16(4*2-1)41+XqY2(2x‘-_
’ 1 + (2*о — 1) (*о + И 2 xm'l5m2 + (3 + X2)2 (1 + *о) 4 Х/пФи/
Рз = 1/~ 1 + 4 (9 - 7х2)2 (1 4- х02)-2 (3 - 2х*)~* х^2
V 1 + (2Хо - 1) (х2 + 1)-2 х2(ф-2 + (3 - х2)2 (1 + х2)~4 х^,фД4
(9.27)
Как видно из (9.24) ... (9.27), нелинейные искажения увеличиваются
с ростом девиации хт, частоты модуляции F и существенным образом зависят
от обобщенной расстройки х0.
Частотные дискриминаторы, применяемые в цепях АПЧ, должны иметь
максимально возможную крутизну СДХ при заданной полосе и воздействиях
дестабилизирующих факторов. В ЧДС со связанными контурами, как следует
из графиков рис. 9.19, в, максимумы ф (х) имеют место при xmax =r)=feCBQ3 =
= 2А/т тах^э //о- Полагая раствор СДХ Др = 2Д/Щ гаах, можно получить
Пр = t)/0/Q9, (9.28)
откуда с учетом (9.5) крутизна СДХ
«чд = «прб^дТ)2 / ЛСПР, (9.29)
где 5прб — крутизна характеристики усилительного прибора ЧДС,
[^Г-]х=0 = 2n/(1 + п2)
Таким образом, 5Чд при фиксированном растворе является функцией
Л (Фэ) • При т] (Q3) -> оо крутизна ЧДС достигает предельного значения 5Чд Пред=
Рис. 9.34. Зависимости A/? (х0, Q)
частотного дискриминатора
= 25прб7(д/лС77р. Поскольку при ц =
= 3 ... 4, 5Чд =(0,7 . . . 0,85)5Чд пред, вы-
бор Q3 можно сделать с учетом (9.28)
(2Э > (3 . . . 4) /О/Др. (9.30)
Аналогичное рассмотрение ЧДС с дву-
мя взаимно расстроенными контурами по-
казывает, что крутизна СДХ определяется
выражением
5ЧД = 25прб Ад х02 / лС772/(1 + х2)3, (9.31)
а 5ЧД, близкая к предельной, достигается
при х0 = 2 ... 3. При этом добротность оп-
25Q
ределяют но формуле
0э > (2 .. . 3) /0/77р. (9.32)
Важным фактором, определяющим эффективность работы АПЧ, является
симметричность СДХ. Как следует из изложенного выше, необходимо обеспе-
чить'равенство не только х01 и х02, но и абсолютных расстроек контуров Д/о1
и Af02. Поэтому расчетные формулы для определения добротностей
СЭ1 ~ «э ^Оот/Уог. ?э2 = (9.33)
При выборе усилительного прибора следует учитывать необходимость
получения большой крутизны ХпрБ в заданном диапазоне частот одновремен-
но с большим Явых и малой Свых. В режиме ограничения выходное сопротив-
ление транзистора больше, чем в усилительном режиме (?вых огр = (1, 2...
...2,0) /?вых. В схемах ЧДС, в которых используют два усилительных
прибора, важно обеспечить равенство амплитуд выходных токов.
При выборе диодов необходимо учитывать их емкости и частотные свой-
ства; диоды подбирают не только по прямым и обратным сопротивлениям, но
также и по идентичности вольтамперных характеристик. Выбор резисторов
и конденсаторов нагрузки диодов определяется соображениями, изложен-
ными в гл. 8.
Дробный детектор
Эквивалентная схема, в которой AM-детекторы заменены их входными
сопротивлениями /?Вхд! и ЛВхд2, показана на рис. 9.35, а. Выходные напря-
жения ФСТ
Ui = U3 — Й2/2 = (l/n3) i<oL1I1 — /<оД272/2, (9 31)
йц —Ug + U2/2 = (1 /п3) /(oLjZj -f- j4>L2i2l2, (9.35)
где коэффициент трансформации
ns = (9.36)
Пересчитаем /?вх д] и 7?вх д2 в первичный и вторичный контуры 7?1вн =
— п3/?вх д]^?вх д2/(^вх д1 “Ь ^Вх дг)> ^2вн = ^вх Д1 “Н ^вх Д2 и перейдем
к схеме рис. 9.35, б, где гк1 и гк2— сопротивления потерь контуров. Применив
Рнс. 9.35. Эквивалентные схемы входных цепей дробного детектора
257
(9.38)
теорему об эквивалентном генераторе напряжения U' = nllp66'np6/a)Z.16'BJ! н пе-
ресчитав У?] ви и /?2 ви в последовательные сопротивления г1э, г2э, приходим
к эквивалентной схеме рис. 9.35, в, откуда можно найти токи /1( /2 и после
подстановки в (9.34), (9.35) — выходные напряжения ФСТ £/р t/n. Выходное
напряжение ДД может быть получено из выражения (9.13) при подстановке
У_1(2) = иkid cos 6((2) (рис. 9.24, 6)
{/вых = 0,5 (J7j cos 0х— Uu cos 02) = 0,5t7jj (mcos 9X — cos 02). (9.37)
Определение углов отсечки может быть произведено на основе решения
уравнений, описывающих собственно детекторную систему (рис. 9.24, а) из
двух последовательно включенных диодов, каждый из которых имеет свою
отдельную цепь по высокой частоте и общую цепь протекания постоянной
составляющей
7-1 = 1-2 = I- = SU[([[) (sin 01(2) 01(2) cos 01(2)]/л,
= 77~i 77-2 ~ Щ cos 01 —|— j cos 02.
Решение системы трансцендентных уравнений (9.38) приведено в [70].
В отличие от рассмотренных выше Д, работающих в режиме сильных сигна-
лов с постоянным углом отсечки, в нашем случае углы 0j и 02 определяются
как параметром а = SR^/л, так и отношением высокочастотных напряжений
т~ UXIUU. Исходя из полученных выражений Ult Уи, 01( 02, на базе (9.37)
после ряда преобразований можно получить выражение СДХ
^вых = (°>35/1прбе,5'прб'!?о77вх/«з) X
X V[4р| + (2х — n3T))2]/[(x2—п2—Р1Р2)2 + х2 (pt + р2)2] (т—1),
где отношения высокочастотных напряжений
т = У {8хп3т)/[4р2 + (2х — n3t])2]J+1,
множители нагрузки контуров, изменяющиеся в процессе AM и ЧМ,
Р1 = '’1эАк= 1 + /?о//?1ви = 1 + 0,7^/nl № +0,1/?и) (1-0,1m), .
Р2 = <2э/<к = 1 + ^о/^2вИ = 1 + O,27?o/(/?z + 0,17?н),
где SnpB—крутизна усилительного прибора; г/ — фактор связи; е — ко-
эффициент, определяющийся параметром а (рис. 9.36).
Для расчета АРУ ЧМ приемника необходимо располагать зависимостью
опорного напряжения U_, развиваемого на нагрузке ДД, от частоты несущей
входного сигнала. Из рассмотрения эквивалентной схемы рис.9.24, а следует
U_ — и_г -|- U_2 = U1 cos Ох + ^ц cos 02 = ип (mcos 0X -ф- cos 02)>
откуда после подстановок, аналогичных рассмотренным,
£Л_ = (O,7nnp6vSnp6/?ot/BX/H3) X
X V[4р22 + (2х - г)п3)2]/[(х2 - п2 - PiP2)2 + х2 (Р1 р2)2] (т+ 1),
где коэффициент v определяется параметром а (рис. 9.36).
258
Использование статиче-
ских характеристик в расчетах
возможное учетом поправки на
динамический режим. Попра-
вочная кривая, представляю-
щая зависимость коэффициента
расширения линейного участ-
ка статической СДХ —
= Пл. дин/пл. стат В функции
от полосы пропускания резо-
нансной системы, представлена
на рис. 9.37.
Исходя из формулы (9.6),
получим выражение для коэффициента
рис, 9.37. Поправочная характеристика дробного
детектора
передачи на центральной частоте
Ячд = 0.32лпрб5прбеД/тстХкпг|/СкП2 /4р2 + «In2 О')2 + р,р2),
где 7СКП — коэффициент передачи цепочки компенсации предыскажений.
Коэффициент передачи по постоянному току на центральной частоте можно
рассчитать, исходя из формулы (9.39)
. К- = у-о/увх = 1-КрАрб^о V4рз + п|т)2/«з (П2 + Р1Р2)•
Рассмотрим характеристики подавления АМ (рис. 9.38, а, б), получен-
ные для типовых схем при различных значениях у = 0,03...1,0 [70]. Харак-
теристики могут быть разбиты по своим особенностям на три группы ХПАМ
1...3, 4—5 и 6—7. Кривые 1...3 имеют четырехгорбый характер с двумя
центральными и двумя боковыми симметрическими максимумами. ХПАМ 6,
7 имеют двугорбый характер. Кривые 4, 5 являются переходными между че-
тырех- и двугорбой формами характеристики. Наилучшей с точки зрения
помехоустойчивости является кривая 4, которая имеет наибольший средний
коэффициент подавления. Задача регулировки сводится к тому, чтобы путем
подбора у выбрать нз всего ряда кривых оптимальную характеристику, ко-
торая обеспечивает наименьшие величины 7/вь|хДМ[ в возможно большей
полосе частот. Приведенные специфические формы кривых подавления и их
переходы закономерны только для ДД.
25#
Рис. 9.38. Характеристики подавления AM
в дробном детекторе
Рнс. 9.39. Расчетные характеристики дроб
ного детектора
Графоаналитическая методика
расчета ДД заключается в следую-
щем. Тип диода выбирают по наи-
большему произведению S/?o6p. Ис-
ходя из требований по линеаризации
СДХ и подавлению AM, должны
быть приняты наибольшие значении
волновых сопротивлений
L2!C2 и добротностей контуров, что
совпадает с условием получения наи-
большего усиления. В то же время
для хорошего подавления AM нагру-
зочная цепь Ra должна быть до-
статочно низкоомной. В противном случае при глубокой AM «вниз» не мо-
жет быть получена необходимая «разгрузка» контуров, т. е. достаточно эффек-
тивное переограничение. Как видно из рис. 9.39, где для каждого значения
RH отложены наибольшие возможные значения среднего коэффициента по-
давления <7ср, усиления КЧд, ослабления по дополнительному и соседнему
каналам ОдН, °СК’ котоРые могут быть получены в типовых схемах, выбор
сопротивления нагрузки должен производиться компромиссно иа основании
предъявляемых к схеме требований. Исходя из существующих норм, можно
рекомендовать дли приемников высших групп сложности
Лн= 10 ...20 кОм,
(9.40)
260
Рис. 9.40. Расчетные номограммы </ср (ns, т|)
Рис. 9.41. Расчетные номограммы kr (п3, ту
Pkg. 9.43. Совмещенные расчетные номограммы
для приемников средних групп
RH = 20 ... 40 кОм. (9.41)
Емкость Сн выбирают по постоянной времени нагрузочной цепи
сн=гн/^н. (9.42)
которая определяется условием постоянства опорного напряжения
в диапазоне звуковых частот
ТИ > 1/ЛпШ. (9.43)
откуда Сн = 1...10 мкФ. Дальнейшее увеличение Сн приводит к нежелатель-
ному эффекту «затягивания» при настройке приемника.
Определение параметров ФСТ п3 и т| может быть произведено по сетча-
тым номограммам рис. 9.40...9.42. Последние построены для средних значе-
ний параметров типовых диодов и оптимального значения нагрузки 7?н —
= 15 ... 30 кОм; номограммы рис. 9.42 рассчитаны для приведенной крутиз-
ны усилительного прибора Spp = 1 мА/B — для перехода к крутизне ре-
ального прибора отсчет, полученный по номограмме, должен быть умножен
на отношение Snp6/Spp6. Для каждого типа номограмм частные оптимумы
параметров ФСТ могут быть найдены как координаты областей с иаилуч-
шим значением соответствующего признака. На рис. 9.43 показано опреде-
ление общих оптимумов, выполненное, методом наложения сетчатых номо-
грамм. В качестве исходных рассмотрены номограммы рис. 9.40, 9.41. Как
видно из рис. 9.43, необходимые качественные показатели могут быть полу-
чены при различных сочетаниях п3 и т). Для приемников высшей группы
263
сложности оптимальные значения параметров ФСТ равны п3 = 3,5 ... 4,5;
Т] = 1,2 ... 1,7. По известным величинам п3 и г] определяют необходимый
коэффициент дестабилизации (рнс. 9.44). Исходя из формулы (9.14) могут
быть рассчитаны величины дополнительных сопротивлений
ЯД1 = Rh2 = RJ2 П /?) — Ч- (9.44)
9.4. Методика расчета
Частотный дискриминатор
с двумя взаимно расстроенными контурами
Исходные данные', схема — рис. 9.17, а, б; промежуточная частота при-
емника равна переходной частоте СДХ — /0; максимальная деииация частоты
Afmmax; диапазон модулирующих частот Лп1п ••• Лпах; коэффициент нелиней-
ных искажений при Д/т тах не более ferT3; крутизна СДХ не менее 3Чд тз-
Параметры ограничителя на усилительном элементе: крутизна характеристики
на частоте f0 — Snp6; выходное сопротивление /?ВЬ1Х огр; выходная емкость
^вых.огр и 66 P336?00 АСвых.огр- Параметры нагрузки ЧДС: входное сопро-
тивление RBX узч и входная емкость Свх узч. Конструкторские данные о ре-
ализуемых добротностях катушек индуктивности QKOHCTp, емкостях монтажа
Смн и нестабильностях параметров элементов
ДО
С
AQa
«э
ДКд
Кд
Порядок расчета: 1. Исходя из наибольшей величины SRo6p выбирают
тип диодов VDlt VD2- их граничные частоты должны значительно превышать
максимальную частоту ЧМС. Для выбранных диодов по справочным данным
[78] находят крутизну ВАХ S, емкость диода Сд и ее разбросы ДСд, обрат-
ное сопротивление R^y
2. Сопротивления нагрузки RH детекторов определяют по формуле (8.5).
3. Угол отсечки 0 находят по графику рис. 8.26, а в зависимости от вели"
чины SRH (1 + 7?z//?o6p).
4. По графикам рис. 8.26 определяют входное сопротивление /?вхд.
5. По графикам рнс. 9.34 выбирают значения х0 и <2Э, при которых
Afer2 < 0,5fer тз.
6. Вычисляют коэффициенты и Р3, учитывающие увеличение нелиней-
ных искажений в динамическом режиме, по (9.26) и (9.27), где хт =
= (2Afmmax//o) Сэ-
7. Определяют величину частотной расстройки контуров Д/о = x0/0/2Q3.
При этом должно выполняться условие Д/о > max.
8. Рассчитывают /гг2 и kr3 по (9.20), (9.21), (9.24), (9.25), где Дх0 опре-
деляют по (9.23), = Д/о//о' Проверяют отсутствие нелинейных искажений,
более допустимых fer2 < kr тз, fer3 < kr2. Если неравенства не выполняются,
расчет следует повторить с п. 5, положив
Afer2 < kr + Р3-
9. Определяют резонансные частоты контуров fn — /о + Д/о. / 02 — fo - А/о
и их эквивалентные добротности по (9.33). Производят проверку полученных
значений Q31 и фз2 на реализуемость по формулам
= Q/[ 1 + ппрб (Ro/RztdvTi + Ro/RBx Д1 + #о/Яц11Ь
Q92 =Q/[1 + гепрб(^о/^22)утг + ^о/Явхд1 + Яо/ЯШ21>
положив Q = Фконстр и варьируя величинами ппрб, /?ш1, Д*ш2.
264
10. Определяют минимально допустимую емкость контуров
Cmin > У1Ф1 (*о)12 + [<Р2 W12
где <Pi(x0). Фа («о) рассчитано по (9.18) и (9.19), a тах/А>-
11. Определиют емкости конденсаторов колебательных контуров:
= ^min 4" ^мн 4" ппрб^вых.огр 4" Сд-
12. Определяют крутизну СДХ по формуле (9.29) и сравнивают с за-
данной Зцд тз- Если полученная величина окажется меньше требуемой,
то необходимо выбрать усилительный прибор с большим значением Snp6.
13. Рассчитывают индуктивности контурных катушек
Li = 2,53 • Ю1о//О1 кГцСк пф мкГ;
L2 = 2,53 • Ю1о//О2 кгцСк.пф МКГ- (9.45)
Частотный дискриминатор
с двумя взаимно связанными контурами
Исходные данные, параметры ограничителя и нагрузки такие же, как
в предыдущем примере с учетом нестабильностей, обусловленных нестабиль-
ностью напряжений, приложенных к диодам VD1, VD2. Схема ЧДС приве-
дена на рис. 9.19.
Порядок расчета по п. 1—4 такой же, как и в предыдущем случае.
5. Выбирают значение т|, при котором имеет место наибольшая протя-
женность линейного участка СДХ. Обычно это значение равно 2,1 (см. рис.
9.19, в). Добротность контуров определяют из условия правильного исполь-
зования линейного участка СДХ Q9< 0,15т)/0/Afm.
6. Вычисляют коэффициент ра, учитывающий увеличение нелинейных
искажений в динамическом режиме,
Г 14-1П2(3-П2)4-2(п2-1)(Зп2-1)12[^(1 4-П2)"1 (Л4 4-
1/ 4- 4т]2 - 1) 4- (П2 4- 0,125т]*) (П2 - 1 )]-2ф-2
₽2= У 1 4-4<(1 +пТ2Ф^2
Коэффициент Р3 вычислять не нужно, так как при т] = 2,1 он всегда зна-
чительно меньше Р2.
7. Вычисляют допустимую величину нелинейных искажений fer2 доп =
= kT Т3/Р2.
8. Определяют нелинейные искажения, обусловленные нестабильностями
напряжений, приложенных к диодам, и коэффициентов передачи диодов
Г А*Д 1
fer2 = 0,5 (tj) Др + <ра (tj) хт\
kr3 = In2 (П2 - О (П2 + 8) - 8 (г)* + 3)] 4/16 (1 + Па)2 (4 +
где
Ф1 (П) = 0,5 {(1/п) [2(1- п2)/(14-П2)2-1]-п(1-П2)/2(14-П2)-
— (4т) — П3)/(4 4- П2)2};
<ра (п) = 0,25 {(1 /Т)) [1 - 2 (1 - (1 + 0,25п2)]/(1 + п*)2 - Т|/(4 + т)%
9. Проверяют выполнение условия fer2 fer3.
265
10. Определяют максимально допустимое значение добротности
Г
Qmax < WI Ф1 СП) ЛР + Фа (П)
По формулам (9.11) обеспечивают реализацию необходимой эквивалентной
добротности, положив Q9 = Qmax> Q = Фковстр и варьируя величинам коэффи-
циента включения /гпрб и шунтирующего сопротивления 7?ш.
11. Определяют feCB между катушками L1 и L2 фазосдвигающего тран-
сформатора feCB = n/Qmax-
12. Определяют минимально допустимую емкость контура из условия
допустимого изменения т]
» АС [, + (, _Аз)/ (, р)/[. - (< + $] .
где
Ar] _ AfeCB . AQ
< ~ feCB + Q •
13. Определяют емкости конденсаторов колебательных контуров
= C'min "Ь ^мн "Ь С" вых .огр >
С2 = Cmln + Смн + 0,5Сд.
14. Определяют индуктивности контурных катушек
£к = 2,53.ХО«о//0\ГцСк.пф> мкГ,
где под Ск и LK понимают С1( Са и Llf L2 соответственно.
15. Емкость конденсатора связи выбирают из условия минимального
падения напряжения сигнала
Ссв>5. 10WP,.
16. Индуктивность дросселя выбирают из условия минимального шун-
тирования первичного контура £др > (20...40) LK.
17. Постоянная времени цепи компенсации предыскажений тк п = RK ПСК п
принимается равной 50 ...100 мкс. Здесь 1//?к-п= 1/7?ф + 1/^вхУЗЧ^ ^к.п =
= Сф + СвхУЗЧ. Для уменьшения потерь в цепи компенсации принимают
7?ф/7?н« 0,3.
18. Вычисляют крутизну СДХ по формуле (9.29) и сравнивают
с заданной 5ЧД тз. Если полученная величина окажется меньше требуемой,
необходимо выбрать усилительный прибор с большим ДПрб.
Частотный дискриминатор, применяющийся в системе АПЧ
Исходные данные: переходная частота СДХ (промежуточная частота при-
емника) fn =? fQ, раствор СДХ /7р; максимальное отклонение частоты подстраи-
ваемого генератора Д/г; крутизна СДХ не менее Дчд тз; допустимая неста-
— А^чд
S,.-
бильность крутизны
°ЧД |доп ’
Д/7р|
~7j— . Параметры ограничителя на усилительном элементе: крутизна ха-
D 1ДОП
рактеристики S б; выходное сопротивление 7? огр; выходная емкость
допустимая нестабильность раствора
266
Свых.огр- Параметры нагрузки ЧДС: входное сопротивление /?вх узч и вход-
ная емкость Свхузч; параметры фильтра R& и Сф. Конструктивные данные
о реализуемых добротностях катушек индуктивности Q,
AlSnp61
^прб I
коистр’
дс
С ’
емкости
Q ’
монтажа
ДКд
кл
Сми; нестабильности параметров элементов
допустимый разброс емкости контура ДС.
Порядок расчета-. 1. Выбор диодов, сопротивлений нагрузки /?и, углов
отсечки и и входных сопротивлений /?вхд производят, как в предыдущих
примерах.
2. Обобщенные параметры выбирают из условий максимальной крутиз-
ны СДХ х0 = 2 ... 3.
3. Определяют минимальные допустимые значения емкостей колеба-
тельных контуров, при которых нестабильность крутизны и нестабильность
полосы под влиянием дестабилизирующих факторов не превысят допустимых
значений, указанных в техническом задании.
Сщ1п Л > Уо^С/П?
^min S (xo) + Ч
AlSnp6
‘’прб
— ^2 (Хо) Q
ПР
/г AS,
ДОП
:чд
5ЧД доп
А/7Р
— &3 (хо) П —
р
ка
— 2
где
Ф1 W = (4 ~ 2)/(1 + х*); (*о) = 3/(1 +
<М*о) = (1-2^)/(1+^).
4. Из двух полученных значений Cmin п и Cmln s выбирают большее
И определяют емкость контура
Ск = Cmin + Сми + Свых.огр + СД-
5. Определяют собственные резонансные частоты контуров
foi — /о + &fо, /о2 = fo &fо, гДе Д/о — (1,25 ... 1,43) Д/г.
6. Добротности контуров определяют по формулам (9.33), где Q3 = f„/2^f0.
7. Крутизну 3Чд определяют по формуле (9.31). Если полученная по рас-
чету величина оказывается меньше требуемой 3Чд тз, необходимо выбрать
усилительный прибор с большим значением 5Прб и скорректировать значение
емкости контура.
Методика определения остальных параметров ЧД не отличается от ра-
нее рассмотренной.
Дробный детектор
Исходные данные-, те же, что для сигнального частотного дискриминато-
ра. Дополнительно: подавление сигналов с 30 % амплитудной модуляцией
относительно ЧМ сигналов с девиацией 15 кГц в пределах полосы ±50 кГц—
не хуже <?АМ тз. Схема ДД — см. рис. 9.23.
Порядок расчета-. 1. Выбор типа диодов VD1, VD2 — см. п. 1 расчета
частотного дискриминатора.
2. Сопротивление нагрузки RH = RH1 = Т?и2 в зависимости от группа
сложности приемника определяют по рекомендациям (9.40), (9.41) или по
867
графику рис. 9.39. При этом с целью увеличения запасов по основным харак-
теристикам принимают qcp = gAM тз-
3. Постоянную нремеии нагрузочной цепи находят, исходя из (9.43),
тн = Karnin-
4. Емкость С рассчитывают по формуле (9.42).
5. Контурную емкость устанавливают как минимально возможную
С2 == 0,5Снн.
6. Эквивалентную емкость контуров вычисляют как Ск = Ск1 = Ск2 =
= С2 + Смн + 0,5Сд.
7. Индуктивность контуров LK — LK1 = определяют по (9.45).
8. В зависимости от групп сложности приемника ныделяют группу
требований ТЗ, которые в дальнейшем рассматривают как основные: Так,
для ЧМ приемников средних групп сложности в качестве основных обычно
рассматривают требования по <?ср, kr, КЧд. Для приемников высших групп
сложности коэффициент передачи, как правило, не учитывают.
9. Параметры ФСТ п3 и т] находят методом наложения сетчатых номо-
грамм основных характеристик аналогично тому, как это сделано на рис.
9.43. При этом в номограмму подставляют характеристики с коэффициентом
передачи Кчд иом = ^Чд тз^пРб/^пРб^кп’ гДе ^кп = ^вх узч/^ф + ^вх узч)’
определение Рф— см. п. 17 расчета частотного дискриминатора.
10. Дли выбранных параметров п3 и г] уточняют фактически полученные
значения характеристик: ?ср.— по сетчатой номограмме рис. 9.40, kr —
рис. 9.41, Кчд — по рис. 9.42.
И. Индуктивность согласующей катушки рассчитывают, исходя из
формулы (9.36) L3 — LK/n23.
12. Коэффициент снязи между катушками индуктивности L1 и L3 при-
нимают, как максимально возможный по конструктивным соображениям
Ь = Ь
'св '‘св.max’
13. Добротность ненагруженного контура Q = т)/йсв. При этом должна
быть обеспечена возможность конструктивной реализации полученного зна-
чения добротности Q < <2К0ИСТ.
14. Эквивалентное резонансное сопротивление ненагруженного конту-
ра рассчитывают по формуле Ро = pQ =
15. Коэффициент включения усилительного прибора н колебательный кон-
тур находят как ппрб = [/(0,3 ... 1,0) Явь,х.прб/Ро’
16. Коэффициент дестабилизации у определяют по номограмме рис.
9.44.
17. Сопротивление резисторов /?д1, Рд2 устанавливают по (9.44).
18. Перечисленные ниже элементы рассчитывают следующим образом:
Ci — Ск~ (ппрбСвых + ^мн);
С3 = С4 = С6 < 5 • 106/Т?тах^н1,2’
Сф — см. п. 17 расчета частотного дискриминатора.
Частотно-фазовый детектор на ИС
Исходные данные: те же, что для дробного детектора. Схема частотно-
фазового ЧД с с фазосдвигающим контуром и схемой совладений на ИС
К174УРЗ — на рис. 9.27.
Порядок расчета: 1. Паспортные данные К174УРЗ:
Функциональное назначение — усиление и ограничение сигналов пром-
частоты, частотное детектирование, предварительное усиление сигналов зву-
ковой частоты.
268
Напряжение источника питания —6В сь 5 %.
Ток потребления— не более 12 мА. Выходное напряжение звуковой час-
тоты при UaK = 0,5 м В и = 50 мГц — не менее 100 мВ.
Коэффициент подавления AM — не менее 40 дБ.
Входное напряжение при ограничении — не более 100 мкВ.
Коэффициент гармоник при UBK = 0,5 мВ, fc = 10,7 МГц, Гнод =
= 1 КГц, == 50 кГц — не более 2 %.
2. Собственная частота фазосдвигающего контура
fo = 1 /2л /^(^+^/2).
Для уменьшения влияния входного сопротивления источника на контур при-
нимают Сх/Ск « 0,05 ... 0,1. Отсюда /о « 1/2л ]ЛТКСК.
3. Для обеспечения стабильности фазочастотной характеристики кон-
тура задают Ск > СвхИС + Сни, обычно на частотах порядка 10 МГц при-
нимают Ск = 250...500 пФ.
4. Максимально допустимую эквивалентную добротность ФСК нахо-
дят, исходя из ТЗ на нелинейные искажения,
Q3 max < (/o/A/m max ) V Ьг2.
5. Приближенное выражение для сопротивления шунтирующего рези-
стора
Рекомендуемые значения шунтирующего сопротивления = (1 ... 1,5) кОм.
Глава 10
АПЕРИОДИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
10.1. Общие сведения
В зависимости от характера усиливаемых сигналов и назначения радио-
приемных устройств входящие в.их состав апериодические усилители можно
условно разделить на три группы: предварительные усилители, оконечные
усилители и усилители импульсных сигналов (широкополосные или видео-
усилители).
Предварительные усилители радиоприемных устройств предназначены
для повышения интенсивности сигнала, выделяемого детектором или звуко-
снимателем, и возбуждения оконечного каскада до уровня, при котором
в нагрузке выделяется требуемая колебательная мощность.
В тракте предварительного усиления обычно осуществляют также регу-
лировку тембра и громкости. В вещательной радиоприемной аппаратуре
часто предварительные усилители выполняют на интегральных микросхе-
мах, возбуждающих бестрансформаторные оконечные каскады. В дискрет-
ном исполнении в предварительных усилителях применяют каскады: рези-
стивно-емкостные, трансформаторные и а непосредственной связью.
Оконечные усилители вещательных радиоприемных устройств — это
усилители мощности, работающие на низкоомную нагрузку (динамические
громкоговорители).
269
Усилители первых двух групп используются для усиления сигналов
в диапазоне частот от /н = 30 ... 100 Гц до /в = 5 ... 15 кГц. В отличие от
них усилители импульсных сигналов работают в существенно более широкой
полосе частот до /в = 1 ... 30 МГц и более, что обеспечивается как выбором
соответствующих транзисторов, так и введением в схему специальных кор-
ректирующих элементов.
10.2. Схемы апериодических усилителей
Принципиальные схемы резистивно-емкостных, усилителей на биполярных
и полевых транзисторах показаны на рис. 10.1, 10.2.
Каскад с эмиттерной (истоковой) нагрузкой (рис. 10.3) является уси-
лителем с последовательной отрицательной обратной связью по напряжению.
Этому каскаду присущи следующие особенности: относительно малая вход-
ная и большая выходная проводимости, меньшие чем в каскаде с коллекторной
нагрузкой частотные искажения на верхних частотах, синфазность выход-
ного и входного напряжений, сравнительно малый коэффициент нелиней-
ных искажений, коэффициент усиления, меньший единицы. Каскад с эмит-
терной нагрузкой используют как входной каскад усилителя, как трансфор-
матор сопротивлений в междукаскадной связи, как оконечный каскад.
Фазоинверсные каскады — это усилительные устройства, на выходе кото-
рых создаются два равных по амплитуде и противоположных по фазе напря-
жения £/вых1 = —£/вых2. Предназначены такие каскады для возбуждения
двухтактных усилителей. Существует много разновидностей фазоинверсных
каскадов, некоторые из них рассматриваются ниже.
Рис. 10.1. Резистивно-емкостиой усилитель
на биполярном транзисторе
Рис. 10.2. Резистивно-емкое)ной уси-
литель на полевом транзисторе
Рио, 10,3, Каскад с эмиттерной (а) и исто-
ковой (б) нагрузкой
Рис, 10.4. Каскад с разделенной
нагрузкой
27Q
Рнс. 10.5. Парафазный каскад
Рис. 10.6. Трансформаторный
каскад
В каскаде с разделенной нагрузкой (рис. 10.4) выходные напряжения
Пвых1 и ^вых2 снимаются с коллекторной и эмиттерной нагрузок, что обеспе-
чивает требуемую противофазность. В каскаде образуется отрицательная об;
ратная связь по току для коллекторного выхода и по напряжению для эмит-
тер ного.
* В парафазном каскаде (рис. 10.5) одно плечо работает в схеме ОЭ (VT1)
и инвертирует входное напряжение, а второе плечо VT2 включено по схеме
ОБ, так что входное напряжение не инвертируется. Таким образом дости-
гается контрфазность выходных напряжений, а подбором элементов обеспе-
чиваетси также их равенство Пвых1 = —£/вых2. Второе плечо (VT2) возбуж-
дается сигналом, выделяемым на резисторе R3. Напряжение на базу VT2
подается через конденсатор С1, емкость которого должна быть достаточно
велика (С/ > 100 Сп).
Трансформаторный каскад — это каскад, в котором для связи с после-
дующим каскадом или нагрузкой применен трансформатор (рис. 10.6). При-
менение трансформаторной связи при выборе соответствующего коэффициен-
та трансформации позволяет создать для усилительного элемента наивыгод-
нейшую нагрузку и получить на нагрузке наибольшее возможное напряжение
и мощность.
Резистивно-емкостные и трансформаторные каскады конструктивно
усложняются с понижением частоты возбуждающего сигнала и становятся
практически непригодными для усиления медленно меняющихся сигналов
(нулевой частоты). Для усиления медленно меняющихси э. д. с. (токов) при-
меняют усилители с непосредственной связью (усилители постоянного то-
ка — УПТ). В этих устройствах нагрузочное сопротивление (резистор) под-
ключено непосредственно к усилительному прибору, а нормальный режим
по постоянному току обеспечивается без разделительных конденсаторов.
Благодаря этому в области весьма низких частот, вплоть до нулевой, прак-
тически отсутствуют фазовые сдвиги (<рн = 0) и частотные искажения
(Мн = 1).
Недостатком усилителей с непосредственной связью является сильная
зависимость координат рабочей точки от внешних воздействий, главным об-
разом от температуры. Эту нестабильность называют дрейфом нуля. Даже
при отсутствии входного сигнала вследствие дрейфа выходное напряжение
(ток) меняется. Дрейф нуля существенно уменьшает динамический диапазон
271
Рис. 10.7. Усилитель с непосредственной
связью
Рис. 10.8. Усилитель с потенциометриче-
ской связью
Рис. ЮЖ УПТ с обратной связью
Рис. 10.10. Парафазный УПТ
усилителя. Количественная оценка дрейфа производится по его уровню,
приведенному ко входу усилителя.
Простейшая схема УПТ — с непосредственной связью между каскадами,
показана на рис. 10.7.
Несколько большее усиление дает УПТ с потенциометрической связью
(рис. 10.8), ио для его осуществления требуется дополнительный компенса-
ционный источник напряжения.
Стабильность режима УПТ существенно повышается, если обратной
связью по постоянному току охватить несколько каскадов. Вариант такого
двух каскадного УПТ показан на рис. 10.9.
Аналогом парафазного резистивно-емкостного каскада является УПТ,
выполненный по параллельной мостовой схеме с несимметричным входом
(рис. 10.10). Каскад может работать и с симметричным входом — для этого
достаточно на базу транзистора VT2 подать сигнал, контрфазный по отно-
шению к сигналу на базе транзистора VT1. Мостовая параллельная схема
используется практически во всех УПТ в интегральном исполнении в каче-
стве входного каскада.
Оконечные усилители предназначены для обеспечения требуемой коле-
бательной мощности в нагрузке при допустимых искажениях сигнала. Основ-
ными показателями оконечных усилителей считают: выходную колебатель-
ную мощность Р~, коэффициент гармоник kr, коэффициент полезного дей-
ствия г|к. Оконечные усилители осуществляют по трансформаторной или
бестрансформаторной схемам, различая однотактные и двухтактные кас-
кады.
Достоинством трансформаторных каскадов является более высокий
к. п. д. и большая гибкость при согласованнн АЭ с нагрузкой, недостатком —
наличие громоздкой и дорогой детали — трансформатора. В бестрансформа-
торных каскадах легче обеспечить высокие показатели (МИ, Мв, &г), но ус-
2<2
Рис. 10.11. Двухтактный оконечный каскад
ложняется источник питания, снижается к. п. д. и затрудняется согласова-
ние АЭ с нагрузкой.
Работа оконечных каскадов на транзисторах существенно зависит от ве-
личины выходного сопротивления источника сигнала 7?с. Обычно Rc ~
« (3 ... 10) RBX. Показатели оконечных усилительных каскадов в значи-
тельной мере зависят от коэффициента нагрузки ан= В усилителях
на транзисторах применяют ан = 0,02 ... 0,15, получая максимальную ко-
лебательную мощность при близких к минимальным нелинейных искаже-
ниях.
Принципиальная схема однотактного каскада показана на рис. 10.6.
Режим по постоянному току каскада выбирают по входным и выходным ха-
рактеристикам АЭ. Во избежание значительного снижения к. п. д. стабили-
зацию осуществляют только базовым резистором.
Однотактный каскад реализуют только в режиме класса А.
Принципиальная схема двухтактного оконечного каскада с трансфор-
матором показана на рис. 10.11. Для возбуждения каскада на базы транзи-
сторов (затворы ПТ) подают равные по уровню и контрфазные напряжения.
Выходные токи равны i = /вых0, + <и,.х ,, г „ = I „„ — i „. По-
ляриость переменных напряжений на входах усилительных приборов периоди-
чески меняется, и соответственно изменяются знаки в приведенных равенствах.
Суммарный подмагничивающий ток, протекающий по первичной обмотке вы-
ходного трансформатора, равен разности токов плеч is = z'Bblx , — 1вых 2. В
случае полной симметрии плеч /вых 01 = 7ВЫХ 02 и 's ='вых-1 + ('вых~2 > т- е-
суммарный подмагничивающий ток содержит только переменную составляю-
щую, близкую по форме к входному напряжению.
Двухтактные каскады обладают рядом достоинств по сравнению с одно-
тактиыми той же мощности:
1. Эти каскады могут работать ие только в режиме А, ио также и в бо-
лее экономичных режимах В и АВ. Повышенная экономичность режимов
В и АВ обусловлена малыми значениями постоянной составляющей токов
'вых! и 'вых2* ос°беино в паузах и при слабых сигналах.
2. Суммарный подмагничивающий ток симметричен (при симметрии
плеч) и, следовательно, не содержит четных гармоник, поэтому нелинейные
искажения в двухтактном каскаде меньше, чем в однотактном при прочих
равных условиях.
3. В суммарном магнитном потоке выходного трансформатора отсутст-
вует постоянная составляющая (пои полной симметрии плеч), что позво-
273
Рис. 10.12. Двухтактный
бестрансформаторный каскад
Рис. 10.13. Двухтактный бестрансформаторный
каскад с одним источником питания
ляет уменьшить габаритные размеры и облегчить конструкцию трансфор-
матора.
4. В общем питающем проводе (а — б на рис. 10.11) отсутствуют или
значительно подавлены нечетные гармоники, в том числе и основная, что
снижает требования к фильтрации питающих напряжений.
5. Сигналы, действующие на плечи синфазно (фон, наводки), проявля-
ются значительно слабее, чем в однотактной схеме.
К недостаткам двухтактных каскадов относят более сложную схему воз-
буждения и необходимость симметрирования плеч.
Принципиальная схема простейшего двухтактного бестрансформаторно-
ео каскада, работающего в классе В, показана на рис. 10.12. Здесь применены
два идентичных по параметрам транзистора, но с разными типами проводи-
мости (р -п-р и п-р-п), включенные по схеме ОЭ. В исходном режиме £7БЭ0
= 0 и оба плеча практически закрыты. Входы включены параллельно и в за-
висимости от полярности входного напряжения транзисторы открываются
поочередно. Через нагрузку протекает разностный ток коллекторов t'H= t'K1—
— i’K2, так что построение динамических и сквозной характеристик полностью
аналогично построению, выполняемому для трансформаторного каскада, но
в данном случае напряжение источника питания равно Е/2. Данному каска-
ду присущи следующие недостатки-. 1. Трудности с симметрированием плеч,
связанные с подбором мощных транзисторов разных структур с идентичными
параметрами. 2. Необходимость применения источника питания с удвоен-
ным напряжением (сравнительно с трансформаторной схемой). 3. Появ-
ление искажений, называемых искажениями типа «ступеньки» (эти искаже-
ния обусловлены значительным искривлением сквозных характеристик при
малых уровнях возбуждающих сигналов).
Перечисленные недостатки проявляются меньше в усилителе, схема
которого показана на рис. 10.13. Здесь мощные транзисторы однотипны
(VT4, VT5), что облегчает их подбор с одинаковыми параметрами. Возбуж-
дение их осуществляется фазоинверсным каскадом, выполненным на транзи-
сторах разных структур (VT2 и VT3). Сигнал на базы фазоинверсного кас-
када поступаете выхода резистивно-емкостного каскада (VT1). Диод VD1 —
гермостабилизирующий, он уменьшает зависимость тока покоя оконечных
2<4
Рис. 10.14. Двухтактный усилитель с возбуждающим каскадом на микросхеме К2УС372
транзисторов от температуры (вместо диода можно включить терморези-
стор). Ток покоя транзисторов с ростом температуры возрастает, что ком-
пенсируется уменьшением напряжения на диоде (примерно 2 мВ/град). Кас-
кад охвачен отрицательной обратной связью параллельной по напряжению
(R8), повышающей стабильность его работы и уменьшающей искажения.
Разделительный конденсатор СЗ обычно большой емкости (сотни мкФ) за-
ряжен до напряжения Е/2 и служит источником питания транзистора VT5.
Резистор R4 включен для уменьшения искажений типа «ступенька», его
сопротивление подбирается так, чтобы в исходном режиме напряжение £7БЭ0
транзисторов VT4 и VT5 отличалось от нуля и было близко к напряжению
отсечки £7отс (см. рис. 10.21, б). Для транзисторов типа п-р-п. ДБэ0 > 0>
а для транзисторов типа р-п-р 0. Расчет такого усилителя ведут иа
одно плечо. Для возбуждения оконечных усилителей радиоприемных уст-
ройств могут быть использованы интегральные микросхемы. Схема одного из
вариантов такого решения показана на рис. 10.14. Предварительный усили-
тель осуществлен на микросхеме К2УС372. Между источником сигнала и
микросхемой включен регулятор тембра.
Усилители видеосигналов (широкополосные). Широкополосные усили-
тели предназначены для усиления сигналов сложной формы. При усилении
кратковременных импульсов АЧХ должна быть относительно плоской в ши-
роком диапазоне частот /в > (1,5 ... 2)//и, а ФЧХ незначительно отличаться
от прямой, проходящей через начало координат. Транзисторы широкопо-
лосных усилителей обычно высокочастотные, обеспечивающие большую
площадь усиления К0/в.
В широкополосных усилителях часто применяют резистивно-емкостные
каскады с дополнительными корректирующими элементами. При усилении
импульсов, однако, выбор начального режима работы транзисторов и опре-
деление элементов каскада осуществляют не так, как в усилителях звуковых
колебаний. Корректирующие элементы компенсируют частотные и фазовые
искажения, вызванные в области верхних частот инерционностью транзисто-
ров и паразитными емкостями, а в области нижиих частот — разделительны-
ми конденсаторами.
Для компенсации низкочастотных искажений в коллекторную (стоко-
вую) цепь вводят корректирующий RC-фильтр (7?к фСк ф) со специально
275
подобранными величинами элементов. Компенсация искажений в области
высших частот достигается включением корректирующих индуктивностей
и введением отрицательной обратной связи (чаще всего за счет частотной за-
висимости сопротивления эмиттерной цепи).
Варианты схем каскадов усилителя видеочастоты приведены иа рис.
10.15. Элементы высокочастотной коррекции, сокращающие длительность
фронта импульса, практически не влияют иа работу каскада в области сред-
них и нижних частот. Элементы низкочастотной коррекции, уменьшающие
спад вершины импульса, практически не сказываются на работе каскада
с области верхних частот. В связи с этим можно рассматривать работу каска-
да раздельно на нижних и верхних частотах, что значительно упрощает
расчетные соотношения.
10.3. Краткие теоретические сведения
Резистивно-емкостные каскады
Во многих случаях выходной цепью усилительного прибора является
четырехполюсник, который для большинства реальных схем можно обоб-
щить, представляя его в виде каскадного соединения двух Г-образных зве-
ньев. Учитывая обычно выполняемые неравенства Уп К12, К21 > /12,
Y22 > У12, получают эквивалентную схему обобщенного каскада (рис.
10.16, а).
Коэффициент усиления обобщенного каскада
Резистивно-емкостный каскад можно представить эквивалентной схемой
(рис. 10.16, б), элементы которой в звуковом диапазоне частот (пренебрегая
276
Рис. 10.16. эквивалентные схемы обобщенного (я) и резистивно-емкостного (б) каскадов
действием проходной проводимости и при условии т = 1) связаны
с параметрами транзистора упрощенными зависимостями:
°вых « «g22;
Свых “ GK + SorB);
°вх ~ £11!
Свх
Сопоставляя обе эквивалентные схемы, определяют эквивалентные со*
противления
Zi=0; Z2 = ^K: Z3 = 1//®Ср;
Z4 = ЧО/Rb + Gbx + /®Gbx) = + /®Gbx)-
Подставляя найденные значения в (10.1), произведя преобразования с уче-
том соотношений Г21 = S0/(l + /ш); Г22 = Свых + /<оСвых; Свх/Ср« 1; Свыху
/Ср < 1, получаем:
(1 + im) [1 + / (югк— 1 /ютб)1 ’ (
где
Ко =
~ V^k + 1/Яб +Gbx + °вых;
Go = Gbx + Свых> TK — Go^e’>
/ D Rir \ / D RtRK \
ТБ = Cp\R™ + I + GBHX7?K) = Cp( Б2 + R( + /?K) “ C₽^K-
Из (10.2) получают уравнения АЧХ К (со) и ФЧХ <р ((О)
К (w) = r ; (10.3)
(1 + т2)11 + (ЮТК 1/ютб) 2]
т + ютк — 1/<отБ
<р (to) = — arctg -j----------—-------- (Ю.4)
r v ’ 1 — m (wtk — 1 /<втБ\
Сдвиг фаз между U2 и l)lt обусловленный транзистором (в схеме ОЭ
равный на средних частотах 180°) в соотношении (10.4) не отражен.
Коэффициент частотных искажений в схеме
М = Ко/К = У (1 + ш2)[1 + (<отк- 1/<отБ)а]. (10.5)
Фазовые сдвиги и частотные искажения связаны соотношением
cos ф = ^ [! — т (штк — 1 /штБ)]. (10.6)
277
3
Рнс. 10.17. Эквивалентные схемы каскада для области средних (а), иижиих (6) и верхних
(в) частот
Эквивалентные схемы каскада для областей средних, иижиих и верхних
частот показаны на рис. 10.17, а в табл. 10.1 приведены основные расчетные
соотношения.
Таблица 10.1. Основные расчетные соотношения резистивно-емкостного каскада
Параметр Область средних частот (рис. 10.17, а Область иижиих частот (рис. 10.17, б) Область верхних частот (рнс. 10.17, в)
Частота ш0 = _ 1 “и ,/]/ГтктБ юв '/V ТКТБ
Коэффициент усиления V (1/юз+тк} ТБ Ко = S0Rz яг —- gll II >5 Я * II ^<в = Яо
Фазовые сдвиги ф = 0 |/ 1 + (1 /<оитБ)2 фи = arctg 1/<оитБ (14-Ю^т^) фв = —arctg X ^ + ювтК 1 — mcoBTK
Частотные искажения Мо = 1 Ми = У 1 + (1/®итб)2 мв =
Постоянная времени — ТБ ~ Ср Х / п \ ХГБ1 Ч + Ср^К = V (1+/712) (1+0>Х) тк = ^0^2
Величины резисторов R3, Rl, R2 резистивно-емкостного каскада (рис.
10.1) определяются требуемым режимом по постоянному току (значениями
^бэо1 ^кэо> 7о> 7эо)
— ^кэо)/^эо!
R^E-IaoRg)/^, (’°-7)
^2 = (^БЭО + 7Э0^э)/72‘>
— Л + 7б>
7Э0 = 7о/а>
278
Величиной тока Ij задаются (/, « /0). Чем больше Ilt тем выше стабиль-
ность и ниже к. п. д. каскада. Зная R3, Rlt R2, определяют коэффициент
стабильности S(
1 Ч- “I- ^э/^2
(10.8)
Стабильность тем выше, чем ближе Sf к единице (реальные значения
St 2 ... 4).
Емкость конденсатора в цепи эмиттера выбирают из соотношения
е
Сэ>—(Ю.9)
где Л4НЭ — коэффициент частотных искажений в области нижних частот,
обусловленный действием цепи C3R3.
Суммарный коэффициент частотных искажений, обусловленный дейст-
вием разделительной (Ср) и эмиттерной (Сд) цепей, равен
Л4И2 ^и^нЭ-
Выбор транзистора при расчете каскада производят в первую очередь
по заданному усилению. В тех случаях, когда основной нагрузкой резистив-
но-емкостного каскада является входное сопротивление такого же каскада,
пригодны транзисторы, для которых выполняется условие
So >(1,2 .. . l,5)/tf0gu (10.10)
или
® >(1,2... 1,5) К,.
Усиление каскада в этом случае определяется только параметрами тран-
зистора, практически не зависит от элементов схемы и обычно составляет
Ко ^ 20...30 дБ.
Очень важны при выборе транзистора его частотные свойства. Желатель-
но, чтобы выполнялось условие
m = fB/fs^0,2. (10.11)
В выбранном транзисторе напряжение на коллекторе не должно превы-
шать предельно допустимого значения. Если заданы условия работы с боль-
шими температурными перепадами, предпочтительнее кремниевые транзи-
сторы. Выбранный транзистор должен работать в линейном режиме и не пере-
гружаться при максимальном уровне входного сигнала.
В тех случаях, когда транзисторный каскад возбуждает усилитель,
выполненный на полевом транзисторе, или работает иа другую высокоомную
нагрузку (7?BS > /?к), в приведенных в табл. 10.1 формулах следует считать
ТБ ~ ^р^БХ;
l//?s и 6ВЫХ -ф 1 /7?к.
Чаще всего 1 /<3ВЫХ = Ri 3> R^, « (0,1 , . , 0,3) Ri и для ориентировоч-
ных расчетов принимают R% « R^.
Z7a
ki+Ko«3;
Для расчета каскада на полевом транзисторе пригодны формулы табл. 10.1
и (10.3 . . . 10.6), в которых следует заменять R& на Rc, RE на R3, тк на тс =
л / RcRt \
= ^0^2> гДе = •’вых ПТ1 + ^вх ПТ2 + ^монт> ТБ на т3 “
rs CpR3 и считать бвх = 0 и и = 0.
При отсутствии конденсатора Сэ (Си) возникает последовательная
отрицательная обратная связь по току, вследствие которой уменьшается
усиление, а входное и выходное сопротивления возрастают.
Для ориентировочной оценки пригодны соотношения:
*0₽ « *о
RB^^RBX (i + ^э/^);
«вых₽-«вых(1+^э/^)-
Для расчета каскада с эмиттерной нагрузкой (рис. 10.3), полагая S = У21
и считая проводимость нагрузки равной FH = 1//?э /<оС0, получают следую-
щие соотношения:
К ^вых R у ______________________,
Э йю 1 + К П soR3 + (1 + i<or3) (1 + fm) ’
к s°Ra
Э ) + 1 — 2 + (<отэ 4- m)2 ’
-------------;--------;— (io.i2)
/. “тэт / , : мтэ + «/.
( iwd +! 1 +£ояэ) ’
<отэ + т
<рэ = arctg ;
*0=W4;
^вх Э “ ^11/(1 + R)'
^вых э ^2i I1 — Yn/(Y + Йс)1,
ГДе К=5/Йн, тэ = С0«э, m = f/fs. (10.13)
Приведенные формулы применимы также для каскада, выполненного на
полевом транзисторе, если принять т — 0, R3 = R^.
Выбор транзистора и начального режима каскада с разделенной нагруз-
кой (рис. 10.14) производится так же, как для резистивно-емкостного кас-
када. Для этого каскада
Ki = = - R01 /[ i + i - 1/<отн)1;
^вых 2
= А'оа (1 4- /(Oij/11 + j ((DTB —
280
гдё и К02 коэффициенты усиления на средней частоте по коллекторному
и эмиттерному выходам,
= £21^ek/(1 4-£21Э^2э); (10.14)
#02 = 4?213^2k/0 +£?21Э^2э);
!/#2К ~ ’/^К + !/ЯнК; l/RS3~ 1/Кэ+ 1/#нЭ'’ £213 ~ £11+&211
Тн ~ ^н^н’ тв = ^0^21</(1 + £21#2э)> Т1 = ^11/^21Э’
Коэффициент асимметрии у = К1/К2— 1,
На средней частоте
То — ^21^21/41213^23—!• (10.15)
В большинстве случаев считают приемлемым у0 <0,1.
Как видно из соотношений (10.14), данный каскад напряжения не усили-
вает (Ко < 1).
Применяя обозначения, аналогичные принятым ранее, получают сле-
дующие выражения для коэффициентов передачи напряжения парафазного
каскада (рис. 10.5):
Кг = ~ —£г!#21 [I + £г1Э#Э (1 + /ШТ]) 1 /{[ 1 +
+ / (штв1 — 1/итН1)] [1 + 2§21Э^Э О + /<вт1)]}1
К — йуых 2 _ _____________£21 #22 [£21 #Э (1 + /<дт1)1_____
2 йс П+/ (штв2— 1/штн2)И1 + 2^213^3 U +/Шт1)] '
На средних частотах
#oi — SiiR^i О + £г1#э)/(1 + 2£21э#э)>
#02 £21#22£213#э/(' +2^213^э)> (10,16)
То = #01/#02 I = [#21 (1 + £213#э)/#22£21#э1 — 1‘
При равенстве сопротивлений плеч Rsl — Rs2’ как видно из последней
формулы, полной симметрии не будет. Коэффициент асимметрии в этом случае
равен у0 = l/galZ?3-
Для уменьшения Vo нужно увеличивать R& но при этом уменьшается
усиление.
Усилители с непосредственной связью
Элементы схемы УПТ (рис. 10.7) подбирают так, чтобы транзисторы ра-
ботали в линейном режиме. По характеристикам транзисторов выбирают
рабочие точки, т. е. напряжения и токи в исходном режиме — (7БЭ0, ^бо»
(7КЭ0, h- Величины резисторов Rl, R2, R31 (первого каскада) вычисляют
по формулам (10.7). Начальные напряжения на базах второго и третьего
каскадов определяют из равенств:
^БЭ02 = — (^ЭК01 + ^Э01#Э1) + ^Э02#Э2’
^БЭ02 ~ ~(^ЭК02 + ^Э02#Эг) + ^303^33'
11 7-230
281
Входное сопротивление и коэффициент усиления каждого каскада вы-
числяют с учетом последовательной обратной связи:
Zai7?„
к ~ ~ Zu (Zaa + £H) ~
Z12₽ — ^Э»
«н = ^К^вх₽/(^К + «вх₽);
К к
₽ 1 + Z^K/Ra •
Двухкаскадный УПТ с обратной связью (см. рис. 10.9) рассчитывают
следующим образом. По характеристикам транзисторов выбирают рабочие
точки и определяют начальные токи и напряжения: (7БЭ0, 2Б0, ^кэо> ^O'-
Уточняют значения параметров транзисторов §ББ, ЙБ^, £КБ, gKIQ Задаются
токами 21, 13, 2р (рис. 10.9), близкими по величине к току 10 (если увеличивать
указанные токи, стабильность возрастает, но уменьшается к. п. д. усилителя).
Вычисляют элементы схемы по формулам:
^Э01 + 2g .
31 ^кэо 201/gK1
gl =--------------;
(!Э01 + ^р)/^Э1 + ^БЭ01
__________11 + ^Б01______.
^БЭ0| + <^Э01 + ^/£Э1
а — ______________(“I_____________ •
K1 Е —- УКЭ0| — (/Э01 + 2g)/g3I
^К2 £ ~ ^КЭ02 ~• (1Э02 +
__________________________________
(/о2 + ^)/Sk2 ~ -^01/^Kl ^КЭ01
где /эо = 10/а.
Для определения параметров усилителя целесообразно представить его
в виде многополюсника с числом полюсов п + 1 (в данном случае п = 5).
Приняв (/г + 1)-й узел общим, 1-й — входным, /г-й— выходным, получают
матричное уравнение
II г п х п й п =ц i и,
где || Y || — матрица проводимостей между узлами схемы; || U || — вектор узловых
напряжений; || 11| — вектор узловых токов, единственный ненулевой элемент
которого есть = 12cgc. По матрице проводимостей || Y || находят соотношения
для определения основных технических показателей усилителя:
R — Un/U} ~ Д1п/Ди;
282
Ki = ЛД = КУН/(Ау/Дц - Ус); (10,17)
^вх = ЛА = Дг/Ди ~ К',
^ВЫХ = 'ИН=О = &у/&пп IУН=О>
С/с=О С/с=0
где Ду — определитель матрицы проводимостей; Дг/. — минор определи-
теля, полученного вычеркиванием i-й строки и /-го столбца матрицы прово-
димостей. Матрица проводимостей соответственно обозначениям, принятым
на рис. 10.9, приобретает вид:
Узел 1 2 3 4 5
1 8бб1 + 81 + + 8г —8бк1 —8бэ1 0 0
2 8кБ1 8кк1 +8бб2 + + 8к1 —8кэ1 ~ 8бЭ2 ~8бк2
3 —8эб1 —8эк1 8ээ1 + + 8э1 +8р 0 ~8₽
4 0 ~8ЭБ2 0 8эЭ2 + + 8э2 + 8з “8эк2
5 0 8кБ2 ~8эк2 8кк2 + + 8р + 8к2
Для определения Дп из приведенной матрицы вычеркивают первую строку
и первый столбец, а вычеркивая первую строку и пятый столбец, получают
Ацг = ^15-
В справочниках обычно приводят значения эквивалентных проводимо-
стей gBK, £кб, gKK. Воспользовавшись неопределенной матрицей транзис-
тора, определяют остальные нужные для расчета эквивалентные проводимости:
8БЭ = 8ББ~8БК’ 8эБ 8бБ+8КБ> 8эЭ = 8цБ + 8цБ —
~8бк + 8кк? 8эк = 8кк “ 8бк; £кэ = £кб + £кк'
Дрейф нуля усилителей, показанных на рис. 10.7, 10.8, 10.9, очень ве-
лик и составляет для германиевых транзисторов 2...5 мВ/град. Существен-
ного уменьшения дрейфа нуля достигают в балансных (мостовых) каскадах
(единицы мкВ/град).
Расчет параллельной мостовой схемы УПТ с несимметричным входом
(рис. 10.10) начинают с выбора транзисторов, исходного режима и уточнения
параметров транзисторов. Для расчета основных технических показателей
можно применить формулы (10.17). Матрица проводимостей в соответствии
с обозначениями, принятыми на рис. 10.10, выглядит так:
283
Узел 1 2 3 4 5
1 gi + ёъ + + ЙББ1 +§с ~£бк1 ~£бЭ1 0 0
2 ^КБ1 Skki +£ki -£кэ1 0 0
3 “ЙЭБ1 —£эк1 £ЭЭ1 + ёэЭ1 + + £э ~£ЭБ2 "“^ЭК2
4 0 0 ~&БЭ2 §ББ2 + + ё1 + ёг ~£бК2
5 0 0 —ёкЭ2 &КБ2 £КК2+£К2-
В данном случае:
к _ K’S! - Д12 • к - _ Д18 •
1- и1 -дп’ и. -дп’
GBX Ду/Д11 &С' ®ВЫХ1 ~ Ду/^22>
GBHX2 = Ду/Д5Б-
Трансформаторные каскады
Считая, что проводимость Г12 в области звуковых частот мала, пренебре-
гая сопротивлением потерь в сердечнике трансформатора и полагая, что ак-
тивная составляющая входного сопротивления следующего каскада включена
в нагрузку, получают эквивалентную схему трансформаторного каскада, по-
казанную на рнс. 10.18.
На схеме приняты следующие обозначения: г1 — активное сопротивление
первичной обмотки трансформатора; Lsl — индуктивность рассеяния первичной
обмоткн; Lj — индуктивность первичной обмотки; L'S2 = Ls2/n2 — индуктивность
рассеяния вторичной обмотки, пересчитанная в первичную, г2 = г2/п2 — актив-
ное сопротивление вторичной обмотки, пересчитанное в первичную; = RH/n2 —
сопротивление нагрузки, пересчитанное в первичную обмотку; С2 — С2п2 — ем-
кость, состоящая из распределенной емкости вторичной обмотки трансформато-
ра и входной емкости следующего каскада, пересчитанная в первичную обмот-
ку; Gbhx ~ ^вых/п ~ выходное напряжение, пересчитанное в первичную обмотку;
n = w2/w1 — коэффициент трансформации; wr и w2 — числа витков в обмотках
трансформатора.
Сопоставляя схемы, показанные на рнс. 10.16, а и 10.18, устанавливают:
Zi = ri + /wLsi; Z^/coLj,;
Z3 ~ r2 + /wi.s2’> = 1/Rh + /й)С2.
Рнс. 10.18. Эквивалентная схема трансформаторного каскада
284
Рнс. 10.19. Эквивалентные схемы трансформаторного каскада для области средних (а),
иижннх (б) н верхних (в) частот
Подставляя значения эквивалентных сопротивлений в (10.1), производя
преобразования и упрощения, основанные на неравенствах Ls/L1 < 1, 1,
C'2r’2 « Lx/rx, учитывая коэффициент трансформации, получают:
SRtn
RiB
i + -^_W2Lsc; + /
Аи
®^2^1'в + ~R~
(10.18)
гДе Rib = + ri + r2< Rin — Ri + ri> = Lsi + ^s2'
Из соотношения (10.18) получают уравнения амплитудно-частотной
К (<о) и фазочастотной <р (о) характеристик трансформаторного каскада
*(«>) =
= _______________________________SgRtn_______________________________
TTl Rib ЛЧ ", r' \ГТ‘
{1 + m2) + — _ + _ _^i + -Л )] }
(10.19)
<bL, R,
+^ж.)
ф(ш) = - arctg-----------------------------------arctg m. (10.20)
Коэффициент частотных искажений определяют из соотношения
(10.21)
Работа трансформаторного усилительного каскада раздельно по областям
средних, нижних и верхних частот отражена эквивалентными схемами, при-
веденными на рис. 10.19, и расчетными соотношениями, сведенными в табл.
10.2.
Качественные показатели трансформаторного каскада улучшаются при
увеличении постоянной времени ти и уменьшении тв.В области верхних час-
тот в каскаде возможно возникновение резонанса напряжений на круговой
частоте
ш
Р
/ 1 + Rln/R'a
|/ LSC'
285
00
Таблица 10.2. Основные расчетные соотношения трансформаторного каскада
Параметр Область средних частот (рис. 10.19, а) Область ннжннх частот (рнс. 10.19, б) Область верхних частот (рис. 10.19, в)
Частота
^h(1 + W COH<COO
Коэффициент V Lt^R^ + L^) a>0LsC2 1 1 ScRinR'a <0H^sC' « 1 m 1 K
усиления u ~ RiB + Rn
Фазовые сдвиги <p0 = O . 1 <p„ = arctg Тн ь cohth
Частотные искажения M0=l м‘=\/ 1+Ш’
Постоянная времени —- Li (tfIB + R'b) Th~ RiB (Rb + Q
<ов » “о
1
Кв = Ч С1 - ®вС,' W2 + “в X
в IIх в 2 “ ®
C'R£bJ?'h\2-
Rib + «J .
<pB = -arct§ f (“BC' RiB + I
L\ ah //
мв=[(1-м:с'^тв)2+^х
x L i C2Ri^B \211/2
x Vb+ K{b + *J J
ТВ ^iu +
Вследствие резонансных явлений в амплитудно-частотной характеристике
каскада при выполнении условия
WpC2RlB + Wp^-S/^H /"о ।
а~ l + RiB/Ru <1/
появляется подъем. Коэффициент частотных искажений при максимуме уси-
ления определяется из соотношения
Коэффициент полезного действия трансформатора равен
Пт = Wi + ^+Лн)- (10.22)
Величиной г)т при расчетах задаются, руководствуясь следующими со-
ображениями. При малых значениях г)т возрастают эксплуатационные рас-
ходы, но уменьшаются масса и габаритные размеры трансформатора, при
больших — уменьшаются потери энергии, повышается коэффициент усиле-
ния каскада, но возрастают габаритные размеры, масса и стоимость трансфор-
матора. В маломощной аппаратуре г)т = 0,6 ... 0,8.
Нагрузочным сопротивлением транзистора по переменному току RK
является сопротивление /?н, пересчитанное из вторичной обмотки в первич-
ную:
R„
Расчетные соотношения (10.18— 10.22) и табл. 10.2 пригодны для транс-
форматорного каскада иа полевом транзисторе при т = 0.
Оконечные усилители сигналов звуковой частоты
Однотактный оконечный каскад. Нагрузочное сопротивление каскада
Ru обычно невелико (единицы, десятки ом), поэтому влиянием паразитных
емкостей можно пренебречь и пользоваться эквивалентными схемами, по-
казанными на рис. 10.19, считая С2 = 0. Амплитуды гармоник каскадов на
транзисторах определяют методом пяти ординат по сквозной характеристике
1к(ис) при Rc = const (формулы 4.34, рис. 4.13 в [105]).
Для расчета электрических параметров выходного трансформатора
оконечного каскада применимы формулы (10.18— 10.22) и приведенные
в табл. 10.2, в которых следует считать Сг = 0. В однотактиых каскадах при-
нимают г]т = 0,6 ... 0,8.
После определения электрических данных трансформатора Llt Ls. п,
fj, г2 производят его конструктивный расчет и вычисляют величину макси-
мальной индукции в сердечнике Втах
В =—1/ - -~гД'—, (10.23)
МсИ 9м1(1- Пт)
287
a
б
Рнс. 10.20. Преобразование эквивалентная схемы двухтактного оконечного каскада
где а = 2,64 • 105; qc — сечение сердечника трансформатора, см2; /М1 — сред-
няя длина витка первичной обмотки, см; <?м1 — чистое сечение меди первич-
ной обмотки, см2.
Величина Втах, полученная в результате расчета, не должна превышать
значения, указанного в справочнике для выбранного материала сердечника.
Двухтактный оконечный каскад. Эквивалентную схему двухтактного
каскада получают, полагая, что магнитный поток, пронизывающий витки
вторичной обмотки выходного, трансформатора, обусловлен результирую-
щими ампервитками
aws = 0,5®! (tBbIxl - 1вых2) = 0,5®! (т^^ + (вых~2) = 0,5®iis.
Следовательно, схема, в которой по половине первичной обмотки выход-
ного трансформатора протекает суммарный ток плеч, отражает процессы,
происходящие в двухтактном каскаде (рнс. 10.20, а). Объединяя два гене-
ратора и S2(7]~ в один Ss^i~ н Два сопротивления Rh и R(2 в одно
R[S, получают эквивалентную схему, такую же, как для однотактного каскада
(рис. 10.20, б). Ss и Rls — параметры условного АЭ, которым замещают ре-
альные АЭ, включенные по двухтактной схеме. Если в плечах применены АЭ
С одинаковыми параметрами (S и Ri), то
в режиме A RCs 0,5Ri; Ss — 2S;
в режиме В Ris «s Ri', Ss S;
в режиме AB Ris = 0,75Ri; Ss = 1,5S.
Идентичность эквивалентных схем однотактного н двухтактного каска-
дов позволяет пользоваться общими расчетными соотношениями. Расчет тран-
сформатора удобнее вести не на половину первичной обмотки (рис. 10.20, б),
а на всю обмотку, пользуясь понятиями внутреннего сопротивления между
коллекторами (стоками) Ris = 4Ris н сопротивления нагрузки между коллек-
торами (стоками) Р1(2 = 4 R^s.
В режиме A RkS = 2РК, в режиме В RaS — 4RK, Коэффициент трансфор-
мации на всю обмотку определяют нз соотношения
л=®2/®!=1/ -^2— . (10.24)
V "нВ'Пт
Величиной т)т задаются, ориентируясь на следующие значения: т)т = 0,6...
...0,7 при Р~<1ВА, т)т = 0,8 ... 0,9 при Р~ = 1 ... 10 ВА, т)т > 0,9 прн
Р_ > 10ВА.
Активные сопротивления обмоток определяют по формулам; в классе А
п « 0,5/?;, (1 —т)т);
г2 « 0,5р; (1 — Т)т)/Т)т; (10.25)
288
в классе В
П « 0,3/?^ (1 — т]т); (10.26)
г2 « 0,4/?' (1/Пт - 1).
После определения электрических параметров трансформатора (L, Ls,
п, rt, г2) выполняют его конструктивный расчет и вычисляют максимальную
индукцию Втах в сердечнике по (10.23), подставляя а = 2,64 • 106 для ре-
жима А н а = 3,45 • 105 для режима В. Полученное значение Втах должно
быть меньшим, чем допустимое, указанное в справочнике для данного мате-
риала.
Для графической части расчета двухтактного каскада производят по-
строение, позволяющее получить семейство статических характеристик не-
которого условного активного элемента с током is и параметрами Ss и R ls.
Построив семейство статических характеристик этого прибора, можно даль-
нейшие расчеты выполнять так же, как в однотактном каскаде.
Рассмотрим построение характеристик двухтактного каскада на тран-
зисторах, работающего в режиме А.
В соответствии с равенством is = i'KI — ('к2 для получения мгновенного
значения суммарного подмагничивающего тока is нужно найти разность мгно-
венных значений токов плеч в определенный момент времени, соответствую-
щий данному значению ДБ~. Ординаты токов iK1 и i'K2 удобнее вычитать,
если семейства характеристик /К1 («к) и i'K2 расположить так, как пока-
зано на рис. 10.21, а. Вычитание производят, задаваясь произвольными значе-
ниями коллекторного напряжения и группируя попарно те характеристики из
семейств i’KI (uK) н i’K2 (“к)> которые соответствуют напряжениям, подчиняю-
щимся равенству:
^Б1 + ^Б2 = 2^БЭ0'
Семейство статических характеристик суммарного подмагничивающего тока '
(“к)стат ПРН Разных значениях (7Б_ показано на рнс. 10.21, а пунктир-
ными линиями.
Динамическая характеристика i$(uK) при активной нагрузке является
прямой линией, проходящей через рабочую точку под углом ф, который опре-
деляется нз равенства
Из построения легко определить по площади заштрихованного треуголь-
ника ориентировочные значения колебательной мощности, отдаваемой обои-
ми транзисторами
Р~ ~ 0,5/Sm/7Km.
На рис. 10.21, а показаны также динамические характеристики частичных
токов i'KI («к)днн, (К2 (“к^дни" определяющие режим работы реальных транзис-
торов, стоящих в плечах каскада. Для построения этих характеристик через
точки а, Ь, с, A, d, е, f проводят перпендикуляры до пересечения с соответ-
ствующими статическими характеристиками /К1 («к) и iK2 («к). Так, в момент
времени, соответствующий точке Ь (пБ~ = 0,2В), коллекторные токи транзи-
сторов определяются ординатами Ь± и Ь.г.
289
Рис, 10.21. К расчету двухтактного каскада
Соединяя плавной линией точки alt
61, clt А± и а2, Ь2, с2, А2, получают ди-
намические характеристики частичных
токов.
Характеристики, построенные в коор-
динатах г’к («к), 1’5 («к)> легко перено-
сятся в координаты is(uB) (рис.
10.21, б). Последними удобнее пользовг
искажений и среднего значения тока, потребляемого от источника питания.
Динамическая характеристика по переменному току, проходящая под
углом if = arcctg R^s, ие должна заходить в область токов, напряжений или
мощностей, превышающих предельные значения.
Опорные ординаты Zs max, /S1, Is0, IS2, ^smin находятся по динамиче-
ской сквозной характеристике is (uc~) (рис. 10.21, в). При полной симметрии
плеч ZS max = —!S max’ ZS1=—ZS2> zso = 0 четные гармоники исчезают.
Обычно kr определяют с учетом асимметрии плеч. С этой целью вводят коэф-
фициент асимметрии в, учитывающий разброс параметров транзисторов, стоя-
щих в разных плечах двухтактного каскада. В этом случае 1$ max= Zs тах X
X (1 + 8); ZS1 = ZS1 0 + 8); ZS2 = ZS2 0 ~ Е); /Smin = zs min 0 ~~ 8). С уче-
том приведенных равенств соотношения для определения 6Г (аналогичные 4.34
в [105]) примут вид:
ZSml = 2/3 (Zs max + ZSi) 1
zSm2 = 0,5&zs max;
ZSm3 = (ZS max ~ 2ZS1)/3!
ZSm4 — E (ZS max ~ 4Zsi)/6;
290
V /2 I 12 I у2
kr =----S'”2 S?13 + 100 %. (1Q,27)
‘Sml
Коэффициент асимметрии принимают равным е = 0,03 ... 0,1.
Исходной величиной для выбора транзисторов является заданная коле-
бательная мощность в нагрузке Р~н. Мощность, которую должен обеспечить
оконечный каскад, определяют из условия: Пригодность тран-
зистора в первую очередь определяют по треугольнику мощности, впослед-
ствии выбор уточняется после вычисления Рк = Ро — Р~ = Р~ (1— т)к)/т)к.
Мощность рассеивания на одно плечо вычисляют по формулам:
в режиме А РК1 = (10.28)
в режиме В РК] = П^эо/л21?к. (10.29)
Если в каждое плечо двухтактного каскада требуется включить несколь-
ко транзисторов, соединенных параллельно, то RhS и R{s уменьшаются,
а токи и Р~ увеличиваются соответственно числу транзисторов в плече.
Усилители видеосигналов (широкополосные)
Синтезировать видеоусилитель можно по частотным либо временным
характеристикам. Для синтеза по частотным характеристикам используют
метод Брауде. Математическое обоснование метода основано на разложении
выражений, описывающих АЧХ н ФЧХ, в ряд Маклорена:
К (<о) = К (0) + К' (0) <о + К" (0) ш2/2! + К"' (0) ш3/3! -(-----; (10.30)
<р (<о) = <р (0) + ф' (0) <о + ф" (0) ш2/21 -f- ф'" (0) <о3/3! -. (10.31)
АЧХ будет тем лучше, чем больше число членов ряда (10.30), начиная со
второго, приравнять нулю. Для этого элементы схемы следует подобрать
так, чтобы выполнялись условия:
K'(0)=d[K(<o)]/<fc>|fi)=o = 0;
Г (О)=^[К(Ш)]/^2!ю=о=О
и Т. д.
Условия получения оптимальной по Брауде АЧХ находят также из об-
щего выражения для модуля коэффициента усиления
к („-Л - К-1/ Г+ а1“2 + + • • •
К(ш)-К(0) у . ,
откуда следует, что АЧХ тем лучше, чем больше коэффициентов при <в в рав-
ных степенях равны друг другу:
01 — ^i, О^ ==
и т. д.
ФЧХ тем лучше, чем большее число членов ряда (10.31), начиная с тре-
тьего, равны нулю. Для этого должны выполняться условия:
ф'" (0) = [гр (со)]/dco3 1И==О = 0;
ф1У (0) = d* (ф (со) ]/rfco4 = 0
и т. д.
291
Корректирующие элементы, при которых обеспечивается лучшая АЧХ,
отличаются от обеспечивающих лучшую ФЧХ.
Для инженерной реализации метода Брауде удобнее пользоваться отно.
сительным усилением К/Ко, безразмерной частотой А == (oC0/gK, где Со = Cj+
+ Са, и параметрами хс = Ci/C0, = Lx^/C0, = Б^/Со, . . . , mx =
= §i/g^i m2 = g2/g^, •• • > выражая через иих АЧХ и ФЧХ каскада.
Транзисторные усилители видеочастоты с индуктивной коррекцией чаще
всего выполняют по простой схеме коррекции (рис. 10.15, а). Эквивалент-
ная схема каскада с простой коррекцией верхних частот показана иа рис.
10.22, где приняты обозначения:
С0 = Свых 1 + Свх 2 “ 1/®згб + ‘5огб^к;
Sh = £вх 2 + 1/^Б-
Коэффициент передачи напряжения
К ~ ^вых/^вх = У+ /“ Со + [ _|_ ’
Для эффективной коррекции должны выполняться неравенства:
£Н>£К. Й«£к.
После преобразований и упрощений получают
• _ So/gj^ (1 + jtoLg*,)
1 + (C0/gft + 1 /шя) — (£>2LC0 ’
откуда
К = | / _________1 + __
V 1 4-Д2[(1 + а)2 - 2£х] + ’
дГ1 + а2 + Д<-<|
*₽ = ~arctg---'
(10.33)
(10.34)
где Ко = S0/gK — усиление иа средних частотах; k± = Lg^/Cn— коэффи-
циент коррекции; a = T/tK — коэффициент инерционности АЭ; т = l/a>s —
постоянная времени транзистора; TK = C0/gj^— постоянная времени коллек-
торной цепи.
Оптимальной АЧХ соответствует
= (1 + a)2 - 2fex,
отсюда
равенство
каскада с простой коррекцией
Рис. 10.23. АЧХ каскада с простой кор»
рекцией
292
Для биполярных транзисторов а = 0,1 ... 0,5, k± = 0,5 ... 0,8. Для
полевых транзисторов а = 0, fej = 0,41. Семейство АЧХ каскада с простой
коррекцией показано на рнс. 10.23.
В каскаде, схема которого показана на рнс. 10.15, б, высокочастотная
коррекция обусловлена частотно-зависимой обратной связью по эмиттерной
цепи, создаваемой элементами Дд и Сэ.
Коэффициент усиления такого каскада
^вых____________^0Э (1 + /<отэ)
1/вх ~ 1 + /WTS - (О2 (т + ТК) тэ/уэ ’
(10.35)
где КОд = Ко/Тэ — коэффициент усиления на средних частотах; у = 1-f-
+ KoRggs — фактор обратной связи на средних частотах; gs = g^ g'H —
суммарная проводимость коллекторной цепи; тд = Cg/?g — постоянная време-
ни корректирующей части эмиттерной цепи: т2 = т -f- тк -f- тд/уэ — суммарная
постоянная времени. После преобразований и упрощений (10.35) получают:
Лэ_
%оэ
__________1 + ю2тэ___________________ . (10.36)
2т„тк 1
<тэ + тк)2------+ Ш4 (тэтк/?э)*
'Э J
Последнее выражение совпадает с (10.33), если принять коэффициент
коррекции
fei = тэ/ткуд,
поэтому графики рис. 10.23 пригодны также и для каскада с эмиттерной кор-
рекцией. Для каскада с последовательной коррекцией на полевом транзи-
сторе с изолированным затвором (рис. 10.15, в)
К/Ко = 1/{1 - A2 (2VC - 1) +
1
+ Д4 [k2x2c - 2k±xc (1 - хс)1 + Д«*2хс (1 - х2)} 2 ,
Д[1 — A2fe1xc(l — хс)
<₽ = “arctg-------1-д2мс----------•
(10.37)
(10.38)
(Выражения справедливы, если выполняется условие т = fB/fs О-
Данную схему характеризуют двумя параметрами k± и хс, оптимальными
значениями которых, полученными из уравнений
2k1Xc— 1 = 0; (10.39)
k1X2c — 2k1Xc (1 - хс) = 0, (10.40)
являются хс — 0,75 н Ki = 0,67.
Величина хс = С2/С0 определяется, главным образом, междуэлектрод-
ными емкостями транзистора и, поскольку обеспечить равенство хс— 0,75
затруднительно, рассматривают характеристики схемы при значениях хс,
близких к оптимальным. Соответствующие выбранному хс значения k± на-
ходят по (10.35).
Амплитудно-частотные характеристики каскада (рнс. 10. 15, е), построен-
ные по (10.37) при указанных в табл. 10.3 величинах хс и klt показаны на
293
рис. 10.24, а. Как видно из кривых, при > 0,75 в АЧХ проявляется зна-
чительный подъем. Для его ослабления или устранения параллельно коррек-
тирующей индуктивности включают резистор (/? на рис. 10.15, в, показан-
ный пунктиром). При этом решении схема обладает тремя параметрами
и широкополосность каскада возрастает. Оптимальные значения параметров:
/?с
хс = 0,6; k± = 0,83; т± = -У = 0,23.
На рис. 10.15, г показана схема каскада со сложной коррекцией, осу-
ществляемой двумя индуктивностями Li и L2 (без резистора, показанного
пунктиром). Оптимальные значения параметров, обеспечивающие минималь-
ные частотные искажения в данной схеме, равны: хс — 0,59, k± = 0,14, /г2 =
= 0,58. Вычисляя параметры, близкие к оптимальным, получают значения,
сведенные в табл. 10.4. АЧХ каскада приведены на рис. 10.24, б.
Таблица 10.3. Значения корректирующих параметров
для схемы рис. 10.15, в
0,8 0,75 0,67 0,6 0,5
0,625 0,67 0,75 0,83 1
Номер кривой на рис. 10.24, а Таблица 10.4. Знач для 1 ения корр ;хемы рис. 2 ;ктирующ| 10.15, г 3 IX параме1 4 гров 5
хс 0,7 0,65 0,6 0,55 0,5
к 0,06 0,1 0,14 0,17 0,2
к 2 0,6 0,59 0,58 0,57 0,56
Номер кривой на рис. 10.24, б 1 2 3 4 5
В 'области ннжних частот коррекция искажений, вызванных раздели-
тельной цепью, осуществляется корректирующим фильтром /?к ф Ск ф.
294
Фильтр /?к фСк ф создает положительный фазовый сдвиг выходного напря-
жения и повышает усиление на низких частотах. Коэффициент частотных
искажений и угол сдвига фаз каскада с учетом разделительной цепи
СрДБ (C3R3) и фильтра RK фСк ф соответственно равны:
М - 1 / (W<. ф)2+(?АН)2 , 2у
Н2 ~ V (Г4-/?К//?к.ф)2+(?Аи> + ’/Дн)’ (10’41)
1 <7ДН
Фи2 = ««tg д- - arctg 7?к/у?к ф + (7?к/7?к ф)2 + (9Дн)2 • (,°'42)
где
Аи = “нСБ^Н; Я = Ск. ф^к. ф/СБ^н'
При q= 1 и R3/R^ ф< 0,1 ...0,2 обеспечивается практически полная
фазовая компенсация (<ри!! = 0), но проявляется небольшая частотная пере-
компенсация (подъем АЧХ в области нижиих частот до 5...7 %). С ростом
RK ф перекомпенсация уменьшается, но требуется повышенное напряжение
питания усилительного прибора. Обычно резистор корректирующего фильт-
ра выбирают из условия: RK ф = (2 ... 10) RK.
При оценке низкочастотных искажений часто наряду с действием разде-
лительной цепи учитывают обратную связь, создаваемую элементами Ra и Сэ.
Частотные искажения и фазовые сдвиги на нижних частотах, обуслов-
ленные эмиттерной (истоковой) цепью, соответственно равны:
^нэ
Тэ + Юн4
ФиЭ = arcts
(10.43)
(10.44)
(Уэ - 0 мнтэ
Общие значения коэффициента частотных искажений и фазового сдвига
на нижних частотах с учетом одновременного действия разделительной цепи,
эмиттерной цепи и развязывающего фильтра соответственно равны: Ма общ =
= A4HSMHg, фн 05щ фи2 -f- фНЭ-
Для расчета усилителя по временным (переходным) характеристикам
используют метод Лурье, сущность которого заключается в следующем.
Переходная характеристика h (t) и коэффициент усиления в операторном
виде К (р) связаны символическим равенством:
h(t) = К (р).
Коэффициент усиления Д (р) описывается в общем виде рациональной
дробью
к (п\- а° + °1Р + fl2p2 ----°трт = М (р}
(р> bg + bip + Ь2р2 +-------Н bnpn N (р)
при п > т, где а/ и Ь,- — постоянные коэффициенты.
Форма переходной характеристики в основном определяется полиномом
N (р) = 0, называемым характеристическим уравнением (с помощью преоб-
разования Вышнеградского уравнение К (р) и полином N (р) = 0 упроща-
ются).
295
Рис, 10.25. Переходные характеристики
каскада с простой коррекцией
В зависимости от значений коэффи-
циентов полинома N (р) корни урав-
нения N (р) = 0 могут быть: а) вещест-
венными и разными; б) вещественными
и равными; в) сопряженными комплекс-
ными разными и г) сопряженными
комплексными равными. Позиции а) и
б) соответствуют монотонному режи-
му, при котором выбросов в переходной
характеристике нет (время установ-
ления при равных корнях, в так назы-
ваемом критическом режиме, меньше).
Позиции в) и г) чаще всего соответствуют колебательному режиму, при
котором в переходной характеристике имеется выброс. В оптимальной переход-
ной характеристике небольшой выброс (до 3 %) допускается. При таком реше-
нии время установления уменьшается (на 10...15 %) Сравнительно с моно-
тонным критическим режимом. Корректирующие элементы схемы, при ко-
торых обеспечивается лучшая переходная характеристика, подбирают так,
чтобы корни характеристического уравнения имели равные модули и одина-
ковую колебательность Gt = (Ht/at (отношение абсолютных значений мнимых
составляющих комплексных корней к их вещественным составляющим aj).
При расчете схемы параметром G задаются (в пределах 0 = 0,5...2), находят
значения вещественных составляющих комплексных корней а= 1/j/l + G2
и величины коэффициентов характеристического уравнения. По найденным
коэффициентам определяют параметры схемы и уравнение переходной харак-
теристики. В большинстве случаев добиваются получения такой характерис-
тики, в которой выброс не зависит от числа каскадов усилителя.
Корректирующие элементы, обеспечивающие оптимальную переходную
характеристику, отличаются по величине от элементов, при которых оказы-
вается лучшей АЧХ или ФЧХ.
Переходные характеристики каскада с простой коррекцией при а = 0
показаны на рис. 10.25, а в табл. 10.5 приведены данные для расчета. Опти-
мальная переходная характеристика получается при коэффициенте кор-
рекции fej = 0,36 (коэффициенты коррекции при оптимальных АЧХ и ФЧХ
соответственно равны: k± — 0,41 и kx = 0,32). При kx = 0,36 выброс в пере-
ходной характеристике составляет е = 1 %, а время установления ty —
— 1,3 (в некорректированном каскаде ty = 2,2тк). С учетом инерцион-
ности транзистора время установления возрастает и определяется по формуле'.
ty ~ ^у + “)•
Таблица 10.5. Данные для расчета простой схемы коррекции
0 0,25 0,35 0,41 0,5 0,6 0,8 1
8, % 0 0 1,05 3,1 6,7 11,3 22 30
^у/^К^О 2,2 1,45 1.3 1,2 1,1 1 0,96 0,9
296
В многокаскадных усилителях время установления
<у„ = /у /п, (10.45)
а величина выброса е может возрастать, уменьшаться нли сохраняться не-
изменной. Выброс, величина которого сохраняется неизменной независимо
от числа каскадов п, называют критическим. Данные для расчета сложной
схемы коррекции, показанной на рис. 10.15, г, с учетом показанного пункти-
ром резистора R приведены в табл. 10.6. Работа этой схемы в области малых
времен определяется четырьмя параметрами: х, klt k%, = Rc/R-
Переходная характеристика каскада с корректирующим фильтром
/?к.ф Ск.ф в области больших времен описывается выражением
h W = a-R /R-------1еХр ф) + (? — Rk/Rk. Ф - ’) е~0]>
(10.46)
где 0 = t/C^Ra, q = Ск ф#ц/СБТ?н.
Таблица 10.6. Данные для расчета сложной схемы коррекции
*1 *1 ^2 8кр> % ^у/ЯкС0
0,344 0,122 0,511 0,00 4,3 0,93
0,35 0,122 0,514 0,02 4,1 0,95
0,4 0,126 0,536 0,152 3,6 1,04
0,437 0,13 0,554 0,239 3,4 1,07
0,45 0,132 0,56 0,268 3,3 1,08
0,5 0,14 0,58 0,362 2,8 1,09
0,55 0,146 0,61 0,43 2,3 1,10
0,6 0,148 0,65 0,473 1,9 1,12
0,65 0,146 0,72 0,500 1,6 1,15
0,7 0,142 0,836 0,52 1,3 1,18
0,75 0,132 1,028 0,534 1,1 1,21
При q > 1 в переходных характеристиках проявляется заметное запа-
дание, а при q < 1 появляется подъем. Обычно для получения оптимальной
переходной характеристики в области больших времен принимают q = 1
и *к.ф=(2- Ю) Як-
10.4 . Методика и пример расчета
Резистивно-емкостный каскад на биполярном транзисторе
Порядок расчета: 1. Выбирают тип транзистора (10.10, 10.11).
2. Выбирают рабочую точку на характеристиках /к (£/к), 'Б (^б) и опре-
деляют ее координаты 4/Кд0, ^а> ^вэо> 7Б0.
3. Уточняют параметры транзистора в соответствии с рабочей точкой.
4. Строят динамическую характеристику по постоянному току и по ее
наклону определяют R^.
5. Вычисляют величины резисторов стабилизации режима (10.7).
6. Вычисляют 3, (10.8).
7. Определяют GBX (табл. 10.7).
297
Таблица 10.7. Формулы для определения входной и выходной
проводимостей АЭ
Активный элемент <?вх ^ВХ ^ВЫХ CflWX
Биполярный транзистор Полевой транзистор + С12К' — — ыС12К" -а>СсзГ 1/С05ГБ ^зи + Ссз X X (1 + К') ^Кэ + ^к^1 + + 5оГ б) 1/Ri (1 + 30гБ) Сси
gn + т2ЛБ gi2 + /n(0^K, р CK + gia/<os
1 +/п2 ; 012 ~ 1 +/п2 ; °12 = 1 +т2
8. Определяют коэффициент усиления иа средних частотах (табл. 10.1).
9. Разделяют заданные на каскад частотные искажения между разде-
лительной (AfH) и эммиттерной (Л4нЭ) цепями.
10. Определяют величину емкости С (табл. 10.1, формулы для Л1н и тБ).
11. Вычисляют Свх, Свых и СО = СВХ + СВЫХ (табл. 10.7).
12. Вычисляют Мв (табл. 10.1).
13. Строят амплитудно-частотную характеристику (10.3), применяя
по оси частот логарифмический масштаб.
14. Строят фазочастотную характеристику (10.4) и том же масштабе
по оси частот.
15. Определяют потребляемую каскадом мощность Рп — Е (70 + ZJ.
Трансформаторный каскад предварительного усиления
Порядок расчета-. 1. Выбирают тип транзистора (10.10), (10.11).
2. Выбирают положение рабочей точки на характеристиках ^(Z/r),
1Б(^Б) и устанавливают ее координаты Z/Kg0, /0, ZB0.
3. Уточняют параметры транзистора в рабочей точке.
4. Строят динамическую характеристику по переменному току и по ее
наклону определяют /?к.
5. Определяют активное сопротивление обмоток трансформатора, при-
няв fi = г3 и задаются значением г)т (10.22).
6. Определяют коэффициент трансформации п — |/
7. Определяют коэффициент усиления на средних частотах (табл. 10.2),
8. Распределяют частотные искажения на нижних частотах между транс-
форматором Л4Н и эмиттерной цепью Л4нЭ и определяют тн и (табл. 10.2),
9. Вычисляют элементы стабилизации режима (10.7).
10. Определяют величину емкости Сэ (10.9).
И. Определяют величину индуктивности рассеяния Ls (табл. 10.2).
12. Определяют мощность, потребляемую от источника питания.
Двухтактный оконечный каскад
Исходные данные-. Ра~, 'Пк> ^г> ^н> fw ^н> ^в> Z?H> Е-
Порядок расчета-. 1. Выбирают тип транзисторов, схему и режим работы,
ориентируясь на заданные Рн~, t]K и kr.
2. Выбирают рабочие точки на характеристиках i’K (ик) и г'Б (пБ), строят
треугольник мощности (рис, 10,21) и определяют ориентировочное значение
р~ и рк-
298
3. Определяют мощность, рассеиваемую иа коллекторах (10.28),
(10.29).
4. По характеристикам г'Б (йБ) определяют входную проводимость кас-
када и уточняют ее значение, учитывая обратную связь. Определяют вели-
чину требуемого тока возбуждения /твх.
5. Строят сквозную характеристику каскада (рис. 10.21, в), задаваясь
значением /?0 = (3 ... 10) /?вх, и методом пяти ординат определяют гармо-
ники суммарного намагничивающего тока и (10.24). Уточняют кг, учиты-
вая обратную связь.
6. Определяют величину выходной колебательной мощности Р~ =
== 0,5l/KmZSm] и мощности в нагрузке Ри~ = Р~?]т.
7. Определяют мощность возбуждения данного каскада Рвх~ = 0,5 X
X ВХ^ВХ’
8. Установив по выбранному режиму работы /?н2, зная fw, /в, Л4Н, Мв,
определяют параметры трансформатора n1( rlt г2 (10.24), (10.25), (10.26) и
Llt (табл. 10.2 из формул Ми, тн, Л1В, тв). При определении Lx и L„ зна-
чения Ri& и Ria принимают с учетом обратной связи.
9. Выполняют конструктивный расчет трансформатора и вычисляют
Smax (Ю-23).
10. Если в каскаде применены элементы стабилизации режима, то, за-
даваясь током Zj, определяют величины резисторов и коэффициент неста-
бильности каскада (10.8).
11. Определяют мощность, потребляемую от источника питания Ро =
= (2/К ср + zi) Е и к- п- A- Пк = Рн~/ро-
Видеоусилитель с простой коррекцией
Порядок расчета'. 1. Выбирают транзистор, определяют рабочую точку,
уточняют параметры S», т, гк, Ск, о,,.
2. Определяют Со (10.32).
3. Выбирают gK, ориентируясь на величину gK rs (5 , .. 10) gri.
4. Определяют тк = C^/g^, kr = Lg^/CQ и a — т/тк.
5. По заданной шв вычисляют Дгр = <овтк и по КРИВЫМ РиС- Ю.17 нахо-
дят 1/Л4в = (Если Л4В окажется большим зданного, нужно увеличить gK
или применить более широкополосный транзистор.)
6. Определяют коэффициент усиления на средних частотах Ко = So£K
и корректирующую индуктивность L = C^kjg^.
Каскад с эмиттерной коррекцией
Порядок расчета: 1. Выбирают транзистор, определяют по характерис-
тикам рабочую точку и уточняют значения параметров Д’о, т, gn, Ск, гБ, Со.
2. Пользуясь графиками АЧХ (рис. 10.17), по заданному значению Мв
выбирают величину а, определяют Дгр и g2 = Дгр/швС0.
3. Приняв у =1,5...3, определяют /?э = (уэ — 1)/SO и gK = g2
(1.1 ••• 1.3) gll.
4. Вычисляют коэффициенты усиления д0 = S0/g2 и Коэ = S0/g2y3.
5. Определяют коэффициент коррекции kr =—1-f-г 1 + (1 +«2)2 и кор-
ректирующую емкость Сэ = ^iCoy3/gK/?3.
£99
Предварительный расчет усилителя низкочастотного тракта
радиоприемника и оконечного каскада
Дано: Р~н=1Вт; Е = 12 В; Ян = 8 Ом; kr < 3 %; /н = 150 Гц; /в =
= 12 кГц; Мн = Мв = 3 дБ; Umc = 0,2 В; Rc = 20 кОм.
Предусмотреть регулировку тембра на низших частотах ±10 дБ, на
верхних частотах ±10 дБ.
1. Определяем требуемый коэффициент усиления мощности всего тракта.
Колебательная мощность на входе усилителя
р~вх = = (°>2)74,2 • = 0>5 мкВт;
= р~»/р~вх = ’/5 • 10-7 = 2 • юв {63 дБ).
Учитывая затухание, вносимое регулятором тембра (примерно 15...
...20 дБ), усиление активных элементов должно составить Кр^ « 80 дБ.
2. Применим для оконечного каскада двухтактную бестрансформатор-
ную схему, работающую в режиме класса В. Транзисторы включим по
схеме ОК.
По заданным Р~н, Е/2, fB выбираем транзисторы. Они должны обеспе-
чить на нагрузочном сопротивлении напряжение UHm = ]/r2P~HRH =
= /2~Т~8 = 4В и ток 1ят = Unm/Ra = 4/8 = 0,5 А.
Пригодны транзисторы П213Б без радиатора (Рв < 0,7 Вт; Bmin = 40;
fB = 5 кГц; = 30 В). По известным Е/2 и Rn производим построение ха-
рактеристик (рис. 10.26, а) и учитывая, что принято включение ОК, получим
следующие значения напряжений база — земля т, база — эмиттер (/БЭ т
и тока базы, при которых обеспечивается требуемая выходная мощность:
1Ът « 12,5 мА; иъэ т « 0,36 В; UBs т = иБЭ т + Uam = 0,36 + 4 « 4,4 В.
Коэффициенты усиления и входное сопротивление оконечного каскада
составлиют:
т= 4/4,4 «0,9;
300
Ъ = = «J
КР = KKi = 0,9 • 40 = 36 (15 дБ);
D Бз т 4,4 _
Явх - 1ът - 12)5 . ю-з - 350 Ом-
3. Ориентируясь на значении U^3m, 1Ът оконечного каскада и заданные
E,fB, выбираем транзисторы фазоинверсного каскада в примерно одинако-
выми параметрами и разными типами проводимостей. Подходят транзисторы
МП41 (р-п-р) и МП37Б (п-р-п) (g2i=40 мСим; gu = 1,2 мСим, (в = 60 кГц).
Основной нагрузкой фазоинверсного каскада является входное сопротивле-
ние оконечного каскада. Выполнив построение, аналогичное рис. 10.26, а,
определяем необходимые значении входных напряжений и тока:
/Бт = 0,4 мА; иъэ т = 0,05 В; иЪз т = 4,4 + 0,05 = 4,45 В.
Коэффициенты усиления и входное сопротивление фазоинверсного каскада;
К = 4,4/4,45 « 0,98; Ki = 12,5/0,4 = 31; = 30 (14 дБ);
Явх = Увз т/^т = 4.45/0,4 • Ю-з « 11 кОм.
4. Для возбуждения фазоинверсного каскада применим обычный рези-
стивный каскад на транзисторе МП41. Нагрузочным сопротивлением дан-
ного каскада ивляется параллельное соединение его коллекторного рези-
стора и входного сопротивления фазоинверсного каскада. Принив R^ =
— 2 кОм, по характеристикам МП41 и известным В и Ra устанавливаем
значения входных тока, напряжения, сопротивления, а также коэффициен-
ты усиления данного каскада
/Б m ~ °,1 мА; иЪт~ 0,05 В; /? = 0,05/0,1 • 10"» = 500 Ом;
К = 5/0,05— 100; К, = 0,4/0,1 =4; Кр = 400 (26 дБ).
5. Так как требуемое общее усиление не обеспечивается, необходим
еще один усилительный каскад. Выполним его по резистивно-емкостной
схеме на транзисторе МП41. Для уменьшения искажений и увеличения вход-
ного сопротивления данного каскада охватим весь усилительный тракт от-
рицательной обратной связью последовательной по напряжению глубиной
Ар ~ 3 ... 5. По характеристикам, известному напряжению источника пи-
тания и нагрузочному сопротивлению устанавливаем для данного каскада:
^Бт~^м[+ ^Бз т = 17 МВ; /?вх=1,7кОм;
7< = £!^к = ЗЦ025 = 3. ^=0)1/0)01 = 10. к 30 (и дБ)>
Гр о
6. Чтобы скомпенсировать потерю мощности в регуляторе тембра и обес-
печить его согласование с источником сигнала, включим на вход усилителя
после регулятора громкости каскад с эмиттерной нагрузкой на транзисторе
МП41. Приняв R3 = 1 кОм, получим
е^э ю,1
к 1+£21Яэ 1+40,1 >98>
_ 1+§21Яэ 1+40,1 .
*вх == ~h2~ = 34 кОм’
R„„ 34
Я< = -^=у = 34; ^ = 33 (15 дБ).
301
Рнс. 10.27. Принципиальная схема усилителя (к примеру расчета)
Ориентировочная принципиальная схема усилителя показана на рис.
10.27. Плечи фазоинверсного и оконечного каскадов образуются составны-
ми транзисторами, работающими как повторители. Несмотря на то, что верх-
нее плечо отдает в нагрузку эмиттерный ток, а нижнее — коллекторный,
благодаря глубокой отрицательной обратной связи обеспечивается достаточ-
ная симметрия плеч.
Рассчитываем теперь оконечный каскад.
1. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора П213Б (10.28),
Рк = (£/2)2/л2Ян = 62/3.142 • 8 = 0,46 Вт < Рк доп = 0,7 Вт.
2. По рис. 10.26 определяем исходные значения напряжения и тока
базы, при которых искажения центральной отсечки практически не прояв-
ляются: УБЭ0= 0,15 В, /Б0 = 0,5 А. Эти данные должны учитываться при
выборе исходного режима фазоинверсного каскада. Учитывать нужно также
то, что часть эмиттерного тока протекает по резистору /?Б. Величину /?Б
(Т?Б включены для повышения стабильности работы) определяют из условия
«Б =(15... 10)(/БЭт//Бт
3. Фазоинверсный каскад включен по схеме ОК. Его выходное сопро-
тивление (10.12)
/?вых= 0 + = (1 + 1,2 • Ю“3 . 1,2 • 10- 3)/(4О • 103) ^60 Ом.
С учетом шунтирующего действия /?Б получим выходное сопротивление
источника сигнала
п ^вых^с _ 60-150
Кс~ЯвЫХ + *е~60+Т5б
= 43 Ом.
4. Ориентируясь на данные рис. 10.26, пользуясь формулой ис = «Б -f-
+ if,Rc составляем таблицу для построения сквозной характеристики =
= f (Б режиме класса В <s== t'K).
302
Номер точки 1 2 3 4 5 6
«БЭ, в 0,15 0,30 0,35 0,40 0,50 0,52
‘Б — гБ — гБ0> мА 0 2,4 3,9 5,4 9,4 10,4
^с~ = ^БЭ "Ь гБ X Rc, В 0,15 0,43 0,57 0,69 1,0 1,1
*к = г'к — ZK0> мА 0 150 220 290 460 500
По данным таблицы строим сквозную характеристику и определяем опор-
ные ординаты /цтах = 0,5А и /*=0,26 А (рис. 10.26, б).
Приняв е = 0,1, находим амплитудные значения гармонических состав-
ляющих (10.26)
’Kml = 2(ZKmax + Л*)/3 = 2 (°-5 + °>26) 3 ~ °>5 М
ZKm2 = 0>3eZKmax = ' °’5 = °>023 А;
4 т з = (4 max ~ 2Л*)/3 = (0,5-0,52)/3 ~ - 7мА;
/Km4 = M/Kmax-4/1*)/6 = 0,l (0,5-4 . 0,26)/6 =-9 мА.
Коэффициент гармоник каскада, выполненного по схеме ОЭ,
= V 12к т 2 + 4 т з + 4 т 4ДК т ! = у 252 + 72 + 92/500 = 5,5 %.
Рассчитываемый каскад включен по схеме ОК, так что &г следует вычис-
лять с учетом местной обратной связи. В данном случае
^3 Э = 1 + m/^БЭ т ~ 1 + 4/0,36 12;
У э = kr/Fg э = 5,5/12 ~ 0,5 %.
Коэффициент гармоник всего усилительного тракта существенно пре-
вышает полученную цифру и, как показывают расчеты, в самом неблагоприят-
ном случае без учета межкаскадной обратной связи составляет 8 % (особенно
значителен fer в резисторном каскаде).
Учитывая межкаскадиую обратную связь, получим
/>г р = fer/Fp = 8/5 = 1,6 %.
6. Найдем величину резистора межкаскадной обратной связи Ro с, задав-
шись величиной резистора R3 = 10 Ом. Из соотношения = R3/(R3 -f- Ro с) =
= (Fg — 1)/Д2, где — коэффициент усиления тракта без учета обратной
связи, получим
р _ (feS — 4 — 0 10 (1000 —5—1) _
Fp —1 5 — 1
7, Определим коэффициент частотных искажений. Распределив заданные
суммарные искажения по каскадам, полагаем для оконечного каскада Л4н =
— Л1в < i,12 (1 дБ). На верхних частотах искажения обусловлены, главным
образом, инерционностью транзисторов П213Б (/в = 5 кГц). Для схемы ОЭ
мв = V1 + (fa/hi)2 = /1 +(12/5)2 = 2(б.
Для схемы ОК (при 3 = 1)
МвОк = Мв1+£в = 2)61±±15 = 1,14 (« 1 дБ),
‘ Т" ^0
303
где
Ко = и» т!1]б т = И; = Ко/мъ = 11/2,6 = 4,25.
За счет действия межкаскадной обратной связи значение коэффициен-
та частотных искажений будет несколько меньшим.
На нижних частотах искажения оконечного каскада обусловлены раз-
делительной цепью CpRH. Величину разделительной емкости Ср определим
из формулы для Л1„ (табл. 10.1)
Ср = — 1 = 10«/2 - 3,14 150 /1,142 — 1 « 500 мкФ.
8. Коэффициент полезного действия оконечного каскада
т]к = 0,5/^ т lRn/EIlt = 0,5 - 0,52 . 8/12 - 0,16 = 0,52;
/о « /к m 1 /л = 0,5/3 . 14 « 0,16 А,
Глава 11
АВТОМАТИЧЕСКИЕ РЕГУЛИРОВКИ
11.1. Общие сведения об автоматической подстройке частоты
Назначение и принцип действия систем АПЧ. Системы АПЧ гетероди-
на приемника применяют чаще всего для уменьшения отклонений промежу-
точной частоты от номинального значения, обусловленных нестабильностью
частот передатчика и гетеродина. Применение таких систем целесообразно
лишь при больших нестабильностях частот передатчика и (или) гетеродина,
когда полоса пропускания приемника, выбранная с учетом этих нестабиль-
ностей, значительно шире оптимальной (выбранной, исходя из требуемой
чувствительности приемника и допустимого уровня искажений принимаемо-
го сигнала). АПЧ применяют также в фильтрах, следящих за сигналами
с медленно изменяющейся частотой или фазой, в демодуляторах сигналов
с ЧМ и ФМ, для синхронизации специальных гетеродинов в приемниках,
в которых используются когерентные методы приема.
Принцип действия систем АПЧ состоит в автоматическом измерении от-
клонения промежуточной частоты приемника от номинального значения или
частоты подстраиваемого гетеродина (ПГ) от некоторого образцового зна-
чения и подстройке гетеродина таким образом, чтобы указанное отклонение
не превышало некоторого заданного значения.
Классификация и структурные схемы систем АПЧ. На рис. 11.1, а
приведена структурная схема системы АПЧ, выполненной по принципу ста-
билизации ПЧ. Цепь обратной связи (ЦОС) состоит из измерительного эле-
мента (ИЭ), ФНЧ, усилителя постоянного тока (УПТ) и управляющего эле-
мента (УЭ), подключенного к ПГ и изменяющего его частоту в процессе под-
стройки. В ИЭ сравнивается ПЧ с частотой настройки образцового колеба-
тельного контура или частотой генератора образцовой частоты (ГОЧ). Ре-
зультатом сравнения является сигнал ошибки на выходе ИЭ. ФНЧ устраняет
из спектра частот сигнала ошибки нежелательные составляющие, которые,
попадая иа вход УЭ, вызывают паразитную ЧМ колебания ПГ. Рассматри-
304
a
Рнс. II.1. Структурные схемы систем АПЧ
ваемая система АПЧ осуществляет подстройку ПГ при отклонениях частоты
передатчика и гетеродина приемника.
При относительно высокой стабильности частоты передатчика, а также
при приеме пороговых сигналов применяют системы АПЧ, выполненные по
принципу стабилизации частоты гетеродина (рис. 11.1, б). Колебания ПГ
и ГОЧ подаются на вход ИЭ, измеряющего отклонение частоты ПГ от часто-
ты ГОЧ или частоты настройки образцового колебательного контура и вы-
рабатывающего соответствующий сигнал ошибки.
По принципу действия ИЭ системы АПЧ разделяют на два вида: системы
частотной автоматической подстройки частоты (АПЧ) и фазовой автомати-
ческой подстройки частоты (ФАПЧ). В системах АПЧ в качестве ИЭ исполь-
зуется частотный дискриминатор, в системах ФАПЧ — фазовый дискрими-
натор. ФАПЧ является примером астатической АПЧ, т. е. АПЧ, прн которой-
установившаяся ошибка равна нулю при постоянном внешнем воздействии,
не превышающем некоторого значения. Системы АПЧ, в которых при по-
стоянном внешнем воздействии имеется постоянная установившаяся ошиб-
ка, зависящая от уровня воздействия, являются статическими.
Различают системы АПЧ с электронными и электромеханическими УЭ.
Достоинством систем АПЧ с электронным УЭ является их быстродействие,
а систем АПЧ с электромеханическими УЭ — большой частотный диапазон
работы УЭ. Большая инерционность систем АПЧ с электромеханическим
УЭ оказывается полезной при приеме сигналов в условиях глубоких зами-
раний. Настройка приемника, в котором применена такая система АПЧ,
сохраняется даже при полном замирании сигнала.
В зависимости от режима подстройки частоты гетеродина системы АПЧ
можно разделить на поисковые и беспоисковые. Первые перестраивают при-
емник в заданном диапазоне частот и после настройки на частоту сигнала пере-
ходят в режим слежения (автоматической подстройки).
В зависимости от характера работы ИЭ системы АПЧ разделяют на си-
стемы непрерывного и импульсного действия. Первые осуществляют непре-
рывное слежение за частотой, вторые — слежение дискретного характера.
Системы АПЧ приемников непрерывных сигналов, как правило, являются
системами непрерывного действия. В приемниках импульсных сигналов
системы АПЧ, работающие по принципу стабилизации ПЧ, являются систе-
мами импульсного действия, а системы АПЧ, работающие по принципу ста-
билизации частоты гетеродина — как правило, системами непрерывного
действия, независимо от формы принимаемых сигналов.
305
По быстродействию системы АПЧ делятся на быстрые (БАПЧ) и медлен-
ные (инерционные). К системам БАПЧ относятся системы АПЧ, в которых
время установления переходного процесса меньше длительности импульсных
сигналов, к медленным — АПЧ, в которых время установления во много раз
больше времени установления переходного процесса в приемном тракте.
Если в качестве признака классификации принять наличие или отсут-
ствие в системе тех или иных состояний, можно назвать аналоговой (непре-
рывной) систему, в которой отсутствует дискретизация каких-либо парамет-
ров, координат и времени. В цифровых системах АПЧ осуществляется диск-
ретизация как по времени, так и по уровню (по всем координатам), а пере-
дача и обработка информации в цепи регулирования — только в цифровой
форме. Цифровые системы АПЧ отличаются хорошими технологическими по-
казателями, высокой надежностью, возможностью сопряжения с цифровы-
ми ЭВМ, способностью решать новые задачи (длительное запоминание часто-
ты, дробно-кратное преобразование частоты, стабилизация дискретного мно-
жества частот, оптимальная обработка импульсных сигналов).
Обобщенная структурная схема цифровой системы АПЧ может быть
получена из схемы на рис. 11.1, б путем замены всех узлов цифровыми. Кро-
ме того, на входе системы обычно ставят формирующее устройство, с помо-
щью которого форма входного сигнала преобразуется к виду, удобному для
работы цифрового дискриминатора.
Показатели качества систем АПЧ. Ошибка слежения АПЧ Л/ (/) опре-
деляется видом передаточной функции замкнутой цепи регулирования (ЦР)
и законом изменения частоты входного сигнала. Если отклонение частоты
входного сигнала непостоянно во времени, ошибка слежения представляет
собой динамическую ошибку. В установившемся режиме систему АПЧ харак-
теризует установившаяся ошибка.
Коэффициент автоподстройки КАПЧ характеризует эффективность
АПЧ и представляет собой отношение начальной расстройки (ошибки ) Д/н
ПГ от номинального значения частоты при выключенной АПЧ к остаточной
расстройке Л/ост при включенной АПЧ
^апч = ^н/А/ост-
Полоса втягивания представляет собой интервал отклонений промежу-
точной частоты от номинального значения, при которых система АПЧ выпол-
няет эффективную подстройку, если предварительно она не находилась в ре-
жиме подстройки.
Полоса удержания — интервал отклонений промежуточной частоты, при
которых выполняется эффективная подстройка, если предварительно систе-
ма АПЧ находилась в режиме подстройки.
Длительность переходного процесса в системе АПЧ характеризует ее
инерционные свойства и зависит от параметров ФНЧ и усиления в ЦР.
Для системы АПЧ, применяемой в следящих фильтрах, дополнительны-
ми характеристиками являются: 1) ошибка слежения за частотой входного
сигнала, обусловленная действием шумов; 2) полоса пропускания следящего
фильтра.
306
11.2. Элементы цепи регулирования системы АПЧ
Измерительные элементы. В системах АПЧ в качестве ИЭ используются
дифференциальные частотные детекторы с настроенными связанными или
взаимно расстроенными контурами, в том числе дробные детекторы, а в си-
стемах ФАПЧ — фазовые детекторы (см, гл. 9). В радиолокационных прием-
никах применяются и более сложные ИЭ.
Фильтры нижних частот в ЦР обычно представляют собой одиозвенные
(рис. 11.2) или многозвенные RC-цепочки. Структура ФНЧ и его постоянная
времени определяют быстродействие и вид переходного процесса в системе
АПЧ. В некоторых случаях быстродействие системы АПЧ зависит также от
постоянных времени УПТ, УЭ и ИЭ. Полоса пропускания ФНЧ обычно со-
ставляет десятки или сотни герц. В случае приема сигналов с ЧМ быстродей-
ствие системы АПЧ должно быть таким, чтобы исключалась возможность де-
модуляции полезного сигнала. Для этого постоянная времени ЦР должна
быть больше максимального периода модулирующего сигнала.
Постоянная времени ФНЧ по схеме на рис. II.2, а
тф = /?н/?С/(/?+/?н), (11.1)
где /?н — сопротивление нагрузки фильтра.
Коэффициент передачи фильтра в установившемся режиме
Лф = /?„/(/?„ + ₽). (П-2)
Если Rn > R, то Тф яв RC\ Кф ~ 1.
Схема пропорционально-интегрирующего фильтра, применяемого при
автоматическом слежении за частотой (АСЧ), показана на рис. 11.2, б. Для
улучшения динамических характеристик при АСЧ применяют также фильт-
ры с нелинейными элементами [123].
Усилитель постоянного тока применяется в ЦР при необходимости по-
высить коэффициент автоподстройки и быстродействие АПЧ, а также когда
напряжение на выходе ИЭ недостаточно для работы УЭ. Сведения об УПТ
приведены в гл. 10.
Управляющие элементы. Действие большинства УЭ основано на измене-
нии реактивности, вносимой в контур ПГ. К УЭ предъявляются следующие
требования: 1) большое значение максимальной регулируемой вносимой рас-
стройки и широкие пределы ее относительного изменения; 2) стабильность
вносимой расстройки; 3) линейность характеристики управления; 4) малая
инерционность; 5) малое потребление энергии от ПГ (высокая добротность
вносимой реактивности); 6) малое потребление энергии от источника управ-
ляющего напряжения. На практике некоторые из этих требований могут ока-
заться противоречивыми.
К электронным УЭ относятся транзисторы, нелинейные конденсаторы
и катушки индуктивности, р-п переходы специальных полупроводниковых
диодов (варикапов). Они хорошо согласуются о—1 ь—«—о о—I—|—^ г,
с остальными элементами ЦР. К электроме. л .. 111 Ст
ханическим относят УЭ, изменяющие частоту с | |
гетеродина путем изменения параметров его а ° 1 0
контура с помощью электромеханического
_ Рнс. 11.2. Схемы однозвенных
привода. Термические УЭ могут применяться ??с-фильтров нижних частот
307
Uo+Uy Ъ 1CS
Ro П
_ I
5
а
Рис. 11.3. Схема управителя с варика-
пом (а) и эквивалентная схема варика-
па (б)
для управления частотой клистронных
генераторов. Их действие основано на
тепловом изменении размеров резонато-
ра клистрона с помощью электрических
нагревателей.
УЭ с варикапами. Действие УЭс ва-
рикапами основано на использовании
управляемой емкости р-п переходов,
которая зависит от приложенной раз-
ности потенциалов. Подключая такой переход к контуру автогенератора
и изменяя напряжение на этом переходе, можно управлять частотой авто-
колебаний. Для устранения шунтирующего действия активной составляю-
щей сопротивления перехода его смещают в обратном направлении. В этом
случае используется так называемая барьерная емкость, которая связана
с образованием потенциального барьера между областями р и п. В качестве
управляемой емкости можно использовать также р-п переходы других при-
боров, например, транзисторов.
Схема УЭ с варикапом приведена на рис 11.3, а. К варикапу приложено
начальное запирающее напряжение Uo, управляющее напряжение С7у и пере-
менное высокочастотное напряжение. Чтобы переход оставался в запертом
состоянии, сумма амплитуды напряжения высокой частоты и управляющего
напряжения должна быть меньше напряжения Uo.
Эквивалентная схема варикапа приведена на рис. 11.3, б, где /?s—
сопротивление полупроводника, Ro — обратное сопротивление р-п пере-
хода, С6 — барьерная емкость, £в — индуктивность выводов. Обычно индук-
тивностью выводов можно пренебречь. Сопротивление Д, порядка десяти
ом. В справочных данных варикапов приводятся зависимости относительной
барьерной емкости Сб/Сб иом от запирающего напряжения и значение С6 ном
при заданном запирающем напряжении. Добротность варикапа
Q = aC6R2„/[R0 + /?s (1 -4- ^C2R2)].
Поскольку Сб зависит от напряжения, то и Q варикапа оказывается за-
висящим от приложенного к нему напряжения. Это может привести к изме-
нению амплитуды колебаний автогенератора под действием управляющего
напряжения.
Барьерная емкость р-п перехода зависит также и от температуры. Для
повышения температурной стабильности емкости р-п перехода желательно
использовать режим с большими напряжениями запирания (более 2...3 В),
однако при этом емкость мала.
При значительной амплитуде высокочастотного напряжения барьерная
емкость зависит от этого напряжения, поэтому вводится понятие средней
емкости р-п перехода.С повышением амплитуды напряжения средняя емкость
увеличивается. Чтобы повысить стабильность собственной частоты подстраи-
ваемого генератора, желательно выбирать такой режим работы варикапа,
при котором амплитуда напряжения высокой частоты минимальна.
Эквивалентная емкость, подключаемая параллельно контуру гетеро-
дина со стороны варикапа,
PC6(U)
\+[2njrRsC6(UW'
(11-3)
308
где С& (U) — емкость (барьерная) варикапа при данном постоянном напря-
жении на нем; р — коэффициент включения варикапа в контур.
При расчете УЭ выбирают диапазон изменения емкости варикапа, опре-
деляют исходное смещение С70, соответствующее примерно середине этого
диапазона, и максимальное значение управляющего напряжения С7утах.
Затем, принимая полную емкость контура гетеродина как Сг э = Сг + Св э
и используя выражение (11.3), рассчитывают зависимость изменения частоты
гетеродина Л/г от управляющего напряжения I/ , т. е. статическую характе-
ристику УЭ. По этой характеристике определяют крутизну характеристики
УЭ 5уэ и максимальную расстройку гетеродина Л/гтах.
Эквивалентное активное сопротивление варикапа, шунтирующее кон-
тур гетеродина,
Яв. э = № + 1№гМ (U)]/P\
11.3. Аналоговая система автоматической подстройки частоты
Характеристика регулирования. Процессы, протекающие в аналоговой
системе АПЧ (рис. 11.1, а), отражает общая характеристика регулирования,
представляющая собой зависимость отклонения частоты сигнала после пре-
образователя частоты Л/Пр от вызывающего его отклонения частоты гетеро-
дина или принимаемого сигнала. Отклонение преобразованной частоты от
номинального значения ПЧ на Л/пр вызывает действие АПЧ, приводящее
к изменению частоты гетеродина на Л/г. В результате подстройки отклонение
преобразованной частоты уменьшается на Л/г и становится равным Л/Пр =
=Л/Н — Л/г, где Л/д — сумма начальных отклонений частот гетеродина и сигнала.
Величина Л/г является функцией управляющего напряжения Uy, поступа-
ющего от частотного дискриминатора. В свою очередь, Uy определяется абсо-
лютной величиной и знаком расстройки Л/пр, т. е. Uy = g (Л/пр). Для постро-
ения характеристики регулирования можно воспользоваться уравнением
Л/н = Л/пр + ф[§(Д/Пр)1- (И-*)
Характеристика регулирования правильно спроектированной системы
АПЧ подобна изображенной на рис. 11.4. При увеличении Л/н растет и Л/Пр,
но вначале значительно медленнее (в не-
сколько раз или даже в десятки раз), чем
вызвавшее его изменение Л/и. Пря некотором
значении Л/н (точка а) начинает уменьшаться
напряжение на выходе частотного дискрими-
натора, что приводит к подстройке гетеро-
дина в направлении, противоположном не-
обходимому. В результате частота на выходе
преобразователя выходит далеко за пределы
полосы пропускания УПЧ. Система скачкооб-
разно переходит в новое состояние, при ко-
тором частота на выходе преобразователя
Рнс. 11.4. Характеристика регу-
лирования системы АПЧ
309
принимает значение, соответствующее отсутствию АПЧ (точка Ь). При даль-
нейшем увеличении Л/н сохраняется равенство Л/пр = Д^н. Подобным обра-
зом изменяется Л/пр при увеличении Л/н в области отрицательных значений.
При уменьшении абсолютной величины Л/н частота сигнала на выходе пре-
образователя приближается к номинальному значению ПЧ. При некотором
значении Д/п (точка с) на выходе частотного дискриминатора появится напря-
жение, и система скачкообразно перейдет в новое состояние (точка d). Об-
ласть начальных расстроек между точками а и а', в которой система АПЧ
удерживает частоту на выходе преобразователя близкой к номинальному зна-
чению ПЧ, называется полосой удержания системы АПЧ. Область началь-
ных расстроек между точками с и с', в которой при любых начальных усло-
виях устанавливается режим удержания, называется полосой втягивания
системы АПЧ.
Коэффициент автоподстройки. При небольших отклонениях частоты
сигнала на выходе преобразователя от номинального значения соответствен-
но невелики напряжения t/y. В этом случае можно считать линейными Ха-
рактеристики ЧД и УЭ, и формула (11.4) может быть представлена в виде
Л/н = Л/Пр 0 + 5ЧД^УЭ^у^ф)>
где ЭЧд и 5УЭ — крутизны характеристик ЧД и УЭ соответственно; Ку —
коэффициент усиления УПТ; —коэффициент передачи ФНЧ.
Коэффициент автоподстройки
^АПЧ = * + ^ЧД^УЭ^у^ф- (Н.5)
Переходный процесс. Характер переходных процессов в системе элект-
ронной АПЧ зависит в основном от количества и параметров звеньев ФНЧ
(рис. 11.2). В случае малой постоянной времени ФНЧ может сказываться
также переходный процесс в ИЭ и УПЧ. При однозвенном ФНЧ (рис. 11.2,а)
переходный процесс апериодичен. Если начальная расстройка не выходит
за пределы, соответствующие линейным участкам статических характери-
стик ЧД и УЭ, то постоянная времени однозвенного ФНЧ должна
удовлетворять условию
Т1ф < ^уст^АПч/'б 10 (^АПЧ — 1)’ (11-6)
где <уст — время установления процессов в системе.
Если начальная расстройка превышает значения, соответствующие экстре-
мумам статической характеристики ЧД, должно выполняться условие [83]
где /7МЭ — полоса частот между экстремумами характеристики ЧД; Л/н —
начальная расстройка.
310
Устойчивость при изменениях уровня сигнала. Электронная система
АПЧ может быть неустойчивой в условиях замираний или временных пре-
кращений передачи принимаемого сигнала. В этих случаях уменьшается
или исчезает управляющее напряжение и изменяется частота гетеродина.
Если Uy = 0, то частота гетеродина принимает значение, которое соответ-
ствует отсутствию АПЧ. Если при этом частота будет такой, при которой рас-
стройка находится в пределах участка ad или a’d' (рис. 11.4), то после восста-
новления напряжения сигнала на входе приемника настройка на сигнал уже
не восстановится. Для возобновления приема необходимо подстроить прием-
ник вручную. Настройка восстанавливается автоматически при поисковой
АПЧ.
Для повышения устойчивости системы электронной АПЧ при замира-
ниях сигнала увеличивают постоянную времени ФНЧ Тф. Однако при
этом снижается чувствительность системы к сравнительно быстрым измене-
ниям частоты. В некоторых случаях применяют устройства, автоматически
изменяющие Тф в зависимости от амплитуды напряжения принимаемого
сигнала. При уменьшении амплитуды Тф увеличивается и регулирующее
напряжение в течение некоторого времени уменьшается мало. Более устой-
чивой к изменениям уровня принимаемого сигнала является система АПЧ,
полоса втягивания которой близка к полосе удержания.
11.4. Аналоговая система фазовой автоматической
подстройки частоты
Принцип ФАПЧ аналогичен принципу АПЧ, однако в измерительном эле-
менте используется не частотный, а фазовый детектор, в котором сравнивают-
ся колебания стабилизируемого гетеродина fr и генератора образцовой часто-
ты (ГОЧ) /оп (рис. 11.1, б) или сигнала промежуточной частоты /пр и напря-
жения ГОЧ fon (рис. 11.1, а). При ФАПЧ устанавливается постоянство раз-
ности фаз, и, следовательно, равенство частот двух колебаний (Д. = /оп или
/пр= fon). Если опорное колебание подвержено действию аддитивных помех,
между ПГ и ФД включают четырехполюсник обратной связи, чем достигается
однонаправленность петли авторегулирования и резко ослабляется проник-
новение помех через ФД на выход, минуя ФНЧ. Система ФАПЧ может вы-
полнять различные функции. Если параметры образцового колебания непо-
стоянны, система выполняет функции узкополосного фильтра, демодулято-
ра н следящего усилителя. Она выполняет функцию фильтра и в том случае,
когда параметры образцового сигнала постоянны, но на вход вместе с образцо-
вым сигналом попадает аддитивная помеха. Систему ФАПЧ можно исполь-
зовать для построения нелинейного фильтра и демодулятора колебаний
с ЧМ и ФМ. При необходимости восстановления несущей сигналов с ЧМ
и ФМ можно применить систему ФАПЧ с малой фазовой ошибкой [123].
Если требуется быстродействие, а также при значительных колебаниях
частоты образцового сигнала для уменьшения фазовой ошибки можно ис-
пользовать комбинированную систему (рис. 11.5) ФАПЧ и АПЧ. Слежение
за частотой входного сигнала осуществляется системой ФАПЧ гетеродина
ПГ2. Параметры системы ФАПЧ выбираются так, чтобы получить минпмаль-
311
но возможные динамические и шумовые ошибки слежения. Частота колеба-
ний ПГ2 будет с высокой точностью равйа частоте входного сигнала. Узкая
шумовая полоса системы ФАПЧ позволяет получить большой выигрыш
в отношении сигнал/шум на выходе. Однако система ФАПЧ при малой шумо-
вой полосе характеризуется малыми полосами втягивания и удержания, что
затрудняет поиск сигнала и уменьшает надежность слежения. Для разреше-
ния этого противоречия дополнительно используется более грубая система
АПЧ, которая осуществляет слежение за частотой входного сигнала с неко-
торой ошибкой, но имеет достаточно большую полосу втягивания. Максималь-
ная ошибка слежения системы АПЧ должна находиться в пределах полосы
удержания системы ФАПЧ.
При изменении частоты образцового сигнала, поступающего на вход
системы, на входе управляющего элемента УЭ1 появляется управляющее
постоянное напряжение, вырабатываемое частотным дискриминатором нуле-
вых биений ЧД, пропорциональное по абсолютной величине и одноименное
по знаку отклонения частоты образцового сигнала от частоты вспомогатель-
ного подстраиваемого генератора ПП. Если ПП и ПГ2 идентичны, то полу-
ченное напряжение содержит информацию и о расстройке ПГ2 относи-
тельно образцового сигнала. Это напряжение используется для компенсации
начальной расстройки ПГ2. При условии линейности и равенства крутиз-
ны характеристик УЭ1 и УЭ2 для компенсации расстройки ПГ2 достаточно
сложить в сумматоре S напряжения с выходов ФНЧ и подавать полученную
сумму на УЭ2. В этом случае система АПЧ уменьшает начальную рас-
стройку в системе ФАПЧ, облегчая получение малой фазовой ошибки.
Характеристика регулирования электронной системы ФАПЧ при малых
изменениях частоты, когда статические характеристики УЭ и ФД можно
полагать линейными, может быть представлена в виде
dy/dt = &а> = Дсон — ЗуэЗфдАфАуФ,
где Хуэ и 5фд — крутизна характеристик УЭ и ФД соответственно; Кф —
коэффициент передачи ФН; К — коэффициент усиления каскада усиления
в ЦОС.
Примерный вид характеристики регулирования системы ФАПЧ показан
иа рис. 11.6. При малых значениях начальной расстройки частота ПГ равна
частоте OF (режим удержания). При некотором значении начальной рас-
312
стройки (точка а или а') система ФАПЧ выходит из режима удержания и
переходит в режим биений (точки Ь или Ь'), при котором среднее значение
частоты ПГ отличается от частоты ОГ. Область начальных расстроек между
Точками а и а' называется полосой удержания системы ФАПЧ, а область
начальных расстроек между точками с и с', в которой при любых начальных
условиях устанавливается режим удержания (слежения),— полосой втяги-
вания. Полоса удержания определяется разностью граничных значений час-
тоты ПГ, соответствующих наибольшему и наименьшему напряжению
на УЭ.
В установившемся режиме при медленных изменениях частоты дости-
гается практически полная синхронизация ПГ колебаниями ГОЧ (Л/ =*
“ А/н). В динамическом режиме, в условиях изменяющейся частоты, фазо-
вый сдвиг между колебаниями ГОЧ и ПГ непостоянен (частоты генерато-
ров не равны).
Переходный процесс в системе ФАПЧ. В момент включения системы час-
тоты ПГ и ГОЧ обычно не равны и наблюдается режим биений. При этом
сигнал ПГ модулируетси по частоте напряжением биений. В зависимости
от знака напряжения биений разность частот то повышается, то понижается.
В результате длительности положительных и отрицательных полуволи
напряжения биений получаются разными, и на выходе ФД образуется по-
стоянная составляющая напряжения, которая вызывает изменение частоты
биений относительно начальной расстройки. Если начальная расстройка не
выходит за пределы полосы втягивания, то постоянная составляющая сни-
жает частоту биений до нуля, и возникает режим удержания.
Переходный процесс будет апериодическим, если выполняется условие
КфАПчгФ < °’25’ где ^фапч = 5УЭ5ФД^Ф^у — коэффициент усиления системы
ФАПЧ; Тф — постоянная времени ФНЧ. В противном случае переходный про-
цесс будет колебательным.
Если выполняется условие
тФ^фапч 0,06, (11.8)
время установления переходного процесса не зависит от Тф и равно [83]
ty = 0,25 In (Л/н/Л/к)/8уэПутах, (11.9)
где Л/н — начальная разность частот сигнала и гетеродина; Л/к — конечная
разность этих частот (по истечении времени iy); ^ymax — максимальное значе-
ние управляющего напряжения на УЭ.
Полоса удержания и полоса втягивания системы ФАПЧ. При достаточ-
но сильном сигнале на входе системы полоса удержания определяется значе-
нием 1/ушах, следовательно, максимальным значением напряжения на вы-
ходе ФД, которое соответствует значениям угла 0 и — л, ограничивающим
область устойчивой работы системы, и равна
Л^уд = ^УЭ^утах'
Если характеристика ФД в пределах от 0 до — л линейна, то 2t/ymax да
да лЗфд/<фКу. При этом
А^уд =» л:5фд5уЭАфАу. (11.10)
12 7-230
313
Рис. 11.7. Графики для расчета времени запаз-
дывания сигнала в УПЧ с разными селектив-
ными системами из п контуров:
/ — одиночные контуры, настроенные на одну
частой; 2 — одиночные контуры, попарно-рас-
строенные относительно середины полосы про*
пускания при критической расстройке; 3
одиночные контуры, настроенные на три часто-
ты при критической расстройке; 4 — пары сни-
занных контуров при критической связи
Если же характеристика ФД близка
по форме к косинусоиде,
ДЕуд«2Афдпч. (11.11)
При слабых сигналах ДЕуд =
= Ус5уэКфдЯфЛу. где Ua— напряже-
ние сигнала на входе системы; Кфд—коэффициент передачи ФД.
Если выполняется условие (11.8), процесс втягивания в режим удержа-
ния и нарушение этого режима происходят при одном значении расстройки,
следовательно, полоса втягивания равна полосе удержания. В противном
случае полоса втягивания ДЕВТ меньше полосы удержания и зависит от
вида ФНЧ и его параметров. Если в системе ФАПЧ содержатся узкополос-
ные фильтры, вносящие заметное запаздывание сигнала, полоса втягивания
оказывается еще меньше. Время запаздывания сигнала в УПЧ можно опре-
делить по формуле
*з = Чз/П’
(Н.12)
где П — полоса пропускания УПЧ; у3 — коэффициент, зависящий от вида
селективной системы УПЧ (рис. 11.7).
Полосу втягивания системы ФАПЧ с ФНЧ в виде интегрирующей RC-
цепочки (рис. 11.2, а) можно определить с помощью графиков (рис. 11.8, а).
При ТфАфдпч > 2 справедлива формула
ДЕвт=(0,52 ... 0,68)^ДЕуд/тф.
(11.13)
Здесь значение числового коэффициента определяется формой сигна-
ла на входе ФД. При сннусондальной форме он равен 0,52, при сильно огра-
ниченной синусоиде — 0,68.
314
Для увеличения полосы втягивания применяют корректирующие фильт-
ры, например, пропорционально-интегрирующие (рис. 11.2, б). Полоса втя-
гивания системы ФАПЧ с пропорцнонально-интегрирующнм фильтром мо.
жет быть определена с помощью графиков (рис. 11.8, б), если известны пара-
метры фильтра и Афдпч-
Полосу втягивания следует выбирать так, чтобы выполнялось условие
AFBT > 2А/Н. (11.14)
Амплитудно-частотная характеристика системы ФАПЧ позволяет опре-
делить равномерность передачи частот модуляции (при демодуляции сигнала
с ЧМ) и селективность системы. Она показывает зависимость отношения де-
виаций частоты подстраиваемого гетеродина и входного сигнала от частоты
модулирующего сигнала или частоты биений между несущей сигнала и си-
нусоидальной помехой. АЧХ системы ФАПЧ зависит от уровня сигнала.
По уровню 0,7 АЧХ определяют полосу пропускания системы.
В системе ФАПЧ без ФНЧ полоса пропускания Пфдпч равна полосе
удержания. Крутизна АЧХ за пределами полосы пропускания составляет
20 дБ на декаду, следовательно, система ФАПЧ эквивалентна по селектив-
ности одиночному контуру с такой же полосой пропускания.
АЧХ системы ФАПЧ с интегрирующим фильтром зависит от постоянной
времени ФНЧ и уровня входного сигнала. За нулевой уровень сигнала при-
нимают такое его напряжение Uc0, при котором расстройка до границы по-
лосы удержания равна частоте среза ФНЧ. При Uc = 1/с0 полоса пропуска-
ния системы ФАПЧ равна полосе удержания. При уровне сигнала более
0 дБ полоса пропускания меньше полосы удержания, причем первая растет
пропорционально корню квадратному из уровня сигнала, вторая — пропор-
ционально уровню сигнала. Кроме того, АЧХ имеет подъем на границе по-
лосы пропускания, максимум которого Ктах/К2 = j/ ^с/^со- Крутизна АЧХ на
частотах выше частоты среза составляет 40 дБ на декаду, т. е. равна крутиз-
не АЧХ ДПФ. Шумовая полоса такой системы
Пш °,5Кфдпч (11.15)
и, следовательно, пропорциональна полосе удержания , а не полосе пропуска-
ния, что является следствием повышенного влияния шумов в области подъема
АЧХ. Поэтому помехоустойчивость системы такая же, иак и без ФНЧ, од-
иако селективность значительно выше.
АЧХ системы ФАПЧ с пропорционально-интегрнрующнм ФНЧ зависит
не только от постоянной времени ФНЧ и уровня сигнала на входе, но и от
параметра т = Т?2 /(Rl + Т?2) (рис. П-2, б). При т — 0,1 подъем АЧХ на
высоких частотах модуляции значительно меньше, чем в системе с интегри-
рующим ФНЧ, а при уровнях сигнала +40 дБ и выше практически отсут-
ствует [75]. Полоса пропускания такой системы ФАПЧ ЛФАПЧ = mAF^, а
шумовая полоса
Пш ** 0*5}/КфАПч/Х1—2' (11.16)
где Tj_2 — постоянная времени ФНЧ (рис. 11.2, б и 11.8, б). Шумовая по-
лоса может быть значительно уже полосы удержания, что позволяет достичь
высокой помехоустойчивости системы ФАПЧ.
315
Условие устойчивости системы ФАПЧ — выполнение неравенства
КФапч < О- Для выполнения этого условия знаки крутизны статических
характеристик ФД и УЭ должны быть противоположными. Характерной
особенностью системы ФАПЧ является выполнение указанного условия
устойчивости независимо от исходного состояния знаков крутизны характе-
ристики. Это обусловлено периодичностью статической характеристики ФД
и ее симметричностью относительно осн ординат.
Система ФАПЧ может быть неустойчивой, если в ней содержатся узко-
полосные фильтры, вносящие значительное запаздывание сигнала. Так, си-
стема ФАПЧ е однозвенными ФНЧ в виде интегрирующей RC -цепочки
(см. рнс. 11.2, а) становится неустойчивой, если время запаздывания пре-
вышает [83]
arcctg j/o,5 (|/1 + (83уэ^угпах1'ф)^ — О
‘s. доп = тф--у====^-------------------------, (11.17)
У 0,5 (ГТ+Жэ^утах-'ф)2 - 1
где Цушах — максимальное значение управляющего напряжения на УЭ.
В реальных системах ФАПЧ коэффициент усиления в ЦОС уменьша-
ется на высоких частотах вследствие влияния паразитных емкостей, что
эквивалентно включению в ЦОС дополнительной цепи RnCai_ Система ФАПЧ
с интегрирующим ФНЧ устойчива, если выполняется условие
<£ 1/2лДЕуд, где тп(—постоянная времени t-й паразитной 2?С-цепи. Для
повышения устойчивости системы ФАПЧ следует применять усилители с
возможно более широкой полосой пропускания. Условие устойчивости
системы с пропорционально-интегрнрующим ФНЧ [75]
S тп( « «Тф + 1/(2лДРуд).
Ошибки слежения системы ФАПЧ. При быстрых изменениях частоты
входного сигнала появляется динамическая ошибка слежения. Если закон
изменения частоты близок к линейному со скоростью Д/', динамическая
ошибка
д/дин = лА/'/^фапч- (11.18)
При малых уровнях входного сигнала, за частотой которого осуществ-
ляется слежение, проявляется дополнительная ошибка, обусловленная дей-
ствием шумов. Шумовая ошибка
Д/ш = 0,08ЛшРш/Рс, (11.19)
где Рш/Рс — отношение мощностей шума и сигнала на входе системы.
Суммарная ошибка слежения
Д/е=‘Кд/2ии + Д^. (11.20)
Как следует из выражений (11.15), (11.16), (11.18), (11.19), суммарная
ошибка слежения может быть сведена к минимуму, если выбрать оптималь-
ную шумовую полосу пропускания (оптимальный коэффициент передачи
ЦОС). Оптимальная шумовая полоса пропускания при однозвенном RC-
фильтре в ЦОС
^rnopt = к12’5 (Д/')2Рс/^щ.
(11.21)
316
а при пропорционально-интегрирующем фильтре
opt = ^1,56(ДП*РС/РШ<2.
(11.22)
Из выражений (11.16) и (11.22) следует, что можно уменьшить шумо-
вую полосу пропускания системы, увеличивая постоянную времени т1-4
и получить необходимое значение Кфдпч-
11.5. Цифровые системы автоматической подстройки частоты
Цифровые системы АПЧ (ЦАПЧ) позволяют длительное время удержи-
вать неизменной частоту не очень стабильного перестраиваемого генератора
в любой точке настройки. В приемниках ЦАПЧ гетеродина может работать
независимо от наличия сигнала, что позволяет применять ее в диапазоне КВ
при замираниях сигнала.
Структурные схемы систем ЦАПЧ приведены на рис. 11.9. Система
ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией [46] (рис. 11.9, а) подстраивает гетеродин
к ближайшей частоте принятой сетки частот. Напряжение гетеродина Г посту-
пает на формирователь прямоугольных импульсов Ф, а импульсы — на один
из входов логического элемента ЛЭ И. При наличии на втором входе ЛЭ им-
пульса счета (измерения), поступающего из блока синхронизации БС, им-
пульсы из Ф проходят на вход счетчика Сч, который перед каждым импуль-
сом счета устанавливается в определенное, например, нулевое состояние.
Число импульсов <V, поступающих на вход Сч за время счета <сч, связано
с состоянием Сч по окончании импульса счета и частотой гетеродина соотно-
шением
N-tC4fr=aK + b,
где а — количество переполнений Сч за время /сч; К — модуль счета (коэф-
фициент деления частоты в Сч); b — число, определяющее состояние Сч по
окончании импульса счета при условии предварительной установки в нуле-
вое состояние. При Ь “ 0 fr = Число Ь, представленное в парал-
Рие, 11.9, Структурные схемы цифровых систем АПЧ (а, б) и цифрового преобразователя
частота—напряжение (в)
317
лельном двоичном коде, в конце импульса счета появляется на выход-
ной шине Сч. В этот момент компаратор кодов К сравнивает это число с
нулем. Еслиб 0, происходит заряд (или разряд) интегратора И н соответ-
ствующая подстройка гетеродина. Ручная настройка (PH) гетеродина осу-
ществляется введением в компаратор соответствующего числа при разомкну-
том кольце ЦАПЧ. Необходимые служебные интервалы (установки, счета,
подстройки) формируются в БС. Для достижения высокой стабильности час-
тоты гетеродина необходима кварцевая стабилизация времени счета.
Система ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией по точности поддержания
частоты не уступает синтезатору частоты, но существенно проще его. Для
создания такой системы в приемник с цифровым отсчетом частоты настройки
необходимо ввести лишь компаратор и интегратор. Системе ЦАПЧ с кварце-
вой стабилизацией свойственны и некоторые недостатки. В кольце этой
ЦАПЧ нет средств установки частоты, поэтому в режиме настройки кольцо
должно быть разорвано. При быстрых изменениях дестабилизирующих
факторов (например, прн прохождении импульсной помехи иа вход интегра-
тора) возможно снижение точности настройки, перестройка гетеродина на
соседнюю частоту сеткн.
В системе ЦАПЧ, не требующей применения кварцевого резонатора,
кольцо образовано гетеродином Г, формирователем прямоугольных импуль-
сов Ф, цифровым преобразователем частота — напряжение ЦПЧН, диффе-
ренциальным усилителем (ДУ) и интегрирующей цепью И (рис. 11.9, б). Вы-
ходное напряжение ЦПЧН, пропорциональное частоте гетеродина, поступает
на один из входов ДУ. На другой его вход поступает напряжение от потен-
циометра настройки UH, которое можно рассматривать как опорное. Выход-
ное напряжение ДУ через интегрирующую цепь И подводится к варикапу
контура гетеродина. При различии напряжений на входах ДУ на его выходе
появляется сигнал ошибки, который в зависимости от полярности заряжает
или разряжает конденсатор интегрирующей цепи. Этот процесс продолжается
до тех пор, пока напряжение ошибки не станет равным нулю, чем и закон-
чится процесс точной установки частоты гетеродина. Таким образом, при
достаточной стабильности параметров ЦПЧН и ДУ и достаточном усилении
в кольце ЦАПЧ частота гетеродина будет определяться опорным напряже-
нием на движке потенциометра настройки.
Один из вариантов построения ЦПЧН показан на рис. 11.9, в. Прямо-
угольные импульсы с частотой гетеродина от формирователя поступают на
вход делителя частоты ДЧ в k раз и далее на дифференцирующую цепь ДЦ.
На выходе ДЦ образуются короткие импульсы с периодом повторения Т =
= = K/fr, которые поступают иа вход S 7?5-триггера непосред-
ственно, а на вход 7? через линию задержки ЛЗ. На выходе Q триггера обра-
зуются прямоугольные импульсы с тем же периодом Т и длительностью тн,
которая, как.видно нз временных диаграмм (рис. 11.10, а), определяется со-
отношением
\=\-пТ, (11.23)
где т3 — время задержки в ЛЗ; п = 0, 1, 2, ... — целая часть числа х3/Т.
На выходе Q триггера образуются инвертированные импульсы, которые
поступают на вход инвертора DD2.1 с открытым коллекторным выходом,
318
На выходе DD2.1 и на выходе Q триггера полярности импульсов совпа-
дают. В установившемся режиме напряжение на выходе интегрирующей
цепи R2C1 = £/(1)Ти/Г = £7ц)Тн/г/К, где U— напряжение логической I,
определяющее амплитуду прямоугольного импульса в цифровом устройстве.
С учетом (11.23) получается выражение
t/c = t/(i)(Vr//<-«)> (Н-24)
которое представляет зависимость выходного напряжения ЦПЧН от частоты
гетеродина (рис. 11.10, б). Внутри каждого интервала, определяемого шагом
перестройки Л/п, выходное напряжение строго пропорционально fr/К и с из-
менением п линейный закон строго повторяется. Приняв в (11.24) l/c =
при /1=0, получим соотношение для шага перестройки Д/п = К7т3 и иа
(11.24) найдем
Uc~(fr/bfn-n)Uw (11.25)
Таким образом, при выбранном т3 шаг перестройки полностью определя-
ется коэффициентом деления частоты К. Из (11.25) вндио, что Ua, определяю-
щее в конечном счете fr, зависит от которое, в свою очередь, опреде-
ляется стабильностью напряжения питания Un и напряжения насыщения
транзисторов в ИМС. Для уменьшения влияния «тих факторов в ЦПЧН при-
менена компенсация изменений U^. Для этого Uc сравнивается с опорным
напряжением UH с потенциометра настройки R3, который включен между
источником питания и выходом инвертора DD2.2. Ко входу DD2.2 постоянно
подведено 1/п поэтому его выход всегда находится в состоянии логиче-
П=0(Т>Г3)
ского 0 (напряжение насыщения тран-
зистора). Следовательно, напряжение
Ua может изменяться в пределах 0
и 1. В этих же пределах изменяется
Uc при изменении /г в пределах шага
перестройки. Таким образом, любое
изменение Un или температуры вызо-
вет одинаковые изменения UB и Uc,
которые подводятся ко входам ДУ.
Поэтому сигнал ошибки на выходе ДУ
ие появится.
Рис. 11.10. Временные диаграммы (а) и частотная характеристика (б) ЦПЧН
319
Рис. 11.11. Структурные схемы цифровых систем ФАПЧ
Частотная погрешность данной системы ЦАПЧ определяется нестабиль-
ностью ЛЗ, триггера, ДУ и устройства компенсации. Нестабильностью по-
тенциометра настройки можно пренебречь. Результирующий температурный
коэффициент частоты [46]
ЬК Дт3 + Дтто ДЦк+Д1/у ^fп
ТКЧ = 4? = —S -------------------* -г2 ,
/г Т3 ^(1) <г
где Дт3, Дттр, ДЦК ДЦу представляют изменения времени задержки, времени
переключения триггера, нестабильности схемы компенсации и ДУ соответ-
ственно при изменении температуры на 1 °C.
Рассматриваемая система ЦАПЧ по стабильности частоты хуже системы
ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией, однако позволяет уменьшить на порядок
ТКЧ по сравнению с системой параметрической стабилизации частоты. Кроме
того, эта система содержит элемент настройки и обладает долговременной
памятью, поэтому позволяет применять фиксированные настройки.
Цифровые системы ФАПЧ (ЦФАПЧ) содержат в качестве измерительного
элемента (см. рис. 11.1,6) цифровой фазовый детектор (ЦФД), в котором
сравниваются фазы входного сигнала, прошедшего через формирующее уст-
ройство (ФУ), и сигнала подстраиваемого генератора (ПГ). Результатом
сравнения является кодовая комбинация (число), соответствующая разно-
сти фаз в момент сравнения. Момент сравнения (дискретизация по времени)
может определяться либо входным (образцовым) сигналом, либо сигналом
ПГ. Дискретизация по уровню осуществляется в ЦФД, поскольку его выход-
ной сигнал может принимать только дискретные значения, число которых
конечно. Выходной сигнал ЦФД обрабатывается по определенному алгорит-
му в цифровом ФНЧ н поступает в качестве управляющего на ПГ.
На практике применяются две модификации ЦФАПЧ: с так называемым
устройством добавления — вычитания УДВ (рис. 11.11, а) и с управляемым
кодом синтезатором частоты УСЧ (рис. 11.11, б) [107]. Система с УДВ не-
сколько проще системы с УСЧ, поэтому применяется чаще, хотя спектр ев
выходного напряжения содержит побочные частоты.
Цифровой детектор имеет в общем случае четыре входа и два выхода.
На один из входов А (рис. 11.11, а) поступает периодическая последова-
тельность коротких импульсов с частотой /об = 1/Уо(5 (рис. 11.12, а) на два
других входа (Вх Б и Вх В) — две сдвинутые на 180° одна относительно
другой импульсные последовательности типа меандр с той же частотой f^.
320
Рис. 11,12. Временные диаграммы цифрового фазового детектора (о) н устройства добав-
ления — вычнтаййя (б)
Когда временное положение импульсов на входе А совпадает с положительной
фазой меандровой последовательности на входе Б или иа входе В, выраба-
тывается строб ошибки длительностью Тстр, начало которого определяется
временным положением импульса на входе А, а окончание — срезом поло-
жительной полуволны соответствующей меандровой последовательности.
Этот строб заполняется вспомогательной импульсной последовательностью,
поступающей на вход Г, с частотой fB, корегентной частоте /об. 6 результате
за один строб вырабатывается отрезок последовательности вспомогательных
импульсов (Вых А), число которых является кодовой комбинацией, передаю-
щей фазовое рассогласование. При этом иа втором выходе фазового детекто-
ра (Вых Б) сигнал отсутстствует. В случае совпадения временного положе-
ния импульсов на Вх А с положительной полуволной меандровой последо-
вательности на Вх В сигнал рассогласования появляется на выходе Б. Чис-
ло импульсов на выходах ЦФД зависит от соотношения между частотами /о0
и fB и фазового рассогласования сравниваемых сигналов. Появление импуль-
сов на Вых А или Вых Б определяется знаком фазового рассогласования.
Цифровой фильтр нижних частот ЦФНЧ подобно обычному ФНЧ осу-
ществляет коррекцию передаточной функции, подчеркивая низкие частбты
по сравнению с высокими, что достигается усреднением отсчетов мгновенных
значений входного сигнала. Наибольшее применение нашли цифровые филы-
ры, аналогичные интегрирующему, пропорционально-интегрирующему и
астатическому звеньям.
Цифровой подстраиваемый генератор ЦПГ можно реализовать различ-
ными способами. В схеме (рис. 11.11, а) он состоит из опорного генератора
ОГ, формирующего устройства ФУ2, УДВ и делителя частоты ДЧ. Неза-
висимо от схемы ЦПГ его частота зависит от значения кода, поступающего
иа входы цифрового управляющего элемента ЦУЭ. В схеме роль ЦУЭ выпол-
няет УДВ. В полностью цифровой системе ФАПЧ возможно лишь косвен-
ное управление частотой ЦПГ, осуществляемое измеиеиием фазы некоторого
опорного колебания с помощью промежуточного преобразователя, иййри-
мер УДВ. В системе ФАПЧ с УСЧ (рис. 11.11, б) осуществляется прямое
321
Вх.А
Вх.Б
Вых.А
Вх.В
Вых.Б
ВыхВДВ
ь
Рис. 11.13. Временные диаграммы цифровой
системы ФАПЧ с УДВ
дискретное управление частотой ПГ
прн помощи устройства коммутации
дробно-кратного преобразователя
частоты опорного колебания.
Рассмотрим работу ЦФАПЧ с
УДВ при отсутстствни ЦФНЧ в цепи
регулирования. Кроме того, примем
f = /об, что соответстствует ре-
лейной характеристике ЦФД. При
этом на управляющие входы УДВ
за период регулирования Тр = То6
в зависимости от разности фаз сравниваемых сигналов поступает
либо один импульс опережения (Вых А), либо один импульс отста-
вания (Вых Б). Кроме того, от ФУ2 на УДВ поступает периодическая
последовательность коротких импульсов с частотой ОГ f0 г = 1/Г0г (рис.
11.12, б). Если на управляющих входах сигнал коррекции отсутствует (си-
стема разомкнута), опорная последовательность импульсов без изменений
проходит на выход УДВ. Если же имеется сигнал добавления «+» (или вы-
читания «—»), в опорную последовательность врезается (рис. 11.12, г) или
вырезается из нее (рис. 11.12, е) импульс коррекции. Добавление (или вы-
читание) одного импульса к последовательности опорных импульсов равно-
сильно изменению фазы ОГ на 4*2л или —2л. Для уменьшения скачков фазы
после УДВ применяют делитель частоты (ДЧ) в k раз, уменьшающий эти
скачки в k раз. Поэтому частота ОГ должна быть в k раз больше частоты вы-
ходного сигнала ДЧ fn — 1/Гп. При этом сдвиг по фазе выходного сигнала
(рис. 11.12, в) за счет одного импульса коррекции на входе УДВ равен Д<р =
= 2n/k. Соответственно временной сдвиг АГ = То г (рис. 11.12, д, ж). Если
же на управляющий вход УДВ поступает ие одиночный нмпульс, а перио-
дическая последовательность импульсов коррекции одного знака («+»
или «—») с частотой fo6 = 1/Тоб, на выходе ДЧ частота сигнала изменя-
ется.
На рис. 11.13 приведены временное диаграммы, поясняющие работу
замкнутой ЦФАПЧ без ЦФНЧ при /об=/= /п. Первые два импульса образцо-
вой последовательности на Вх А ЦФД совпадают с положительной полу-
волной меандровой последовательности на Вх Б. При этом сигнал коррекции
появляется на соответстствующем выходе ЦФД (Вых А), что приводит к до-
бавлению в опорную последовательность одного импульса коррекции за
период регулирования (Вых УДВ). Момент появления третьего импульса
образцовой последовательности совпадает с положительной полуволной ме-
аидровой импульсной последовательности на Вх В ЦФД, в результате чего
сигнал коррекции появляется на Вых Б ЦФД, и из опорной последовательно-
сти вырезается соответственно один нмпульс за период регулирования. Да-
лее процесс добавления — вычитания повторяется. Заметим, что при добав-
лении импульса период меандровой последовательности уменьшается, а при
вычитании — увеличивается. С течением времени в системе, как правило,
устанавливается режим, при котором средняя частота выходных колебаний
равна частоте образцового сигнала, а их мгновенные частоты могут отличать-
322
ся. В этом проявляется одно из отличительных свойств такой системы по
сравнению с аналоговой системой ФАПЧ.
В системе ЦФАПЧ с управляемым кодом синтезатором частоты (рис.
11.11, б) процессы проще, чем в системе с УДВ. В ЦФД вырабатывается код
(например, число импульсов в стробе), который передает разность фаз посту-
пающих сигналов образцового и ПГ. После фильтрации (обработки по опре-'
деленному алгоритму) в ЦФНЧ этот сигнал управляет устройством, пере-
ключающим частоту синтезатора скачком, соответствующим выходному сиг-
налу ЦФНЧ.
Примеры практической реализации ЦФАПЧ приведены в [107].
11.6 . Общие сведения об автоматической
регулировке усиления
Назначение и принцип действия системы автоматической регулировки
усиления (АРУ). АРУ применяется для расширении динамического диапа-
зона приемника и поддержания в заданных пределах выходного напряжения.
При этом устраняются перегрузки в каскадахшри приеме сильных сигналов
и, таким образом, предотвращается появление недопустимых нелинейных ис-
кажений и достигается нормальная работа оконечных устройств приемников.
Принцип действии системы АРУ состоит в автоматическом изменении
коэффициентов усилении (передачи) отдельных каскадов приемника при из-
менении уровня принимаемого сигнала. Система АРУ должна содержать
регулируемые каскады усиления или делители напряжения и цепь регули-
рования ЦР (рис. 11.14). Цепь регулирования вырабатывает управляющее
напряжение, воздействующее на регулируемые элементы усилительного
тракта. Обычно ЦР содержит выпрямитель (амплитудный детектор АД)
и ФНЧ, а при повышенных требованиях к системе АРУ — дополнительно
усилитель перед АД или после ФНЧ.
Основные параметры и характеристики систем АРУ. Эффективность
АРУ оценивают двумя величинами, выраженными в децибелах: отношением
напряжений сигнала на входе приемника
DBX = 201g(l/Bxmax/l/Bxmin) (11.26)
и соответствующим отношением напряжений сигнала на выходе тракта, ох-
ваченного регулировкой,
^вых = 2® 1g (^вых тпах/^вых min) ^вх' (11.27)
Напряжение l/Bxmin обычно больше напряжения, соответствующего но-
минальной чувствительности приемника, a DBX не больше динамического
323
диапазона амплитуд приемника. Значения DBX и Двых могут быть определе-
ны по амплитудной характеристике приемника или измерены непосредст-
венно [18, 24, 27]. 1
Мерой эффективности АРУ может служить также дифференциальный па-
раметр амплитудной характеристики (АХ) Хдиф == dDBx/dDBHX да ДОВХ/ДОВЫХ>
где конечные приращения выражены в децибелах. Если АХ линейна в преде-
ла* от l/BX min до l/BX тах, то Хдиф = DBX/DBbIX = const.
Инерционность системы АРУ обычно оценивают постоянной времени Тдру
системы АРУ. Если ФНЧ системы АРУ представляет собой, как обычно,
однозвенный ДС-фильтр, тАРУ = тф/(1р), где тф — постоянная времени
ФНЧ; р — параметр, зависящий от входного сигнала и параметров системы
АРУ.
Классификация и структурные схемы систем АРУ. В зависимости от
способа функциональной взаимосвязи регулируемых каскадов приемника
и источника управляющего напряжения различают три основные системы
АРУ: системы с обратным (рис. 11.14, а), прямым (рис. 11.14, б) и смешанным
регулированием. В системе с обратным регулированием управляющее на-
пряжение определяется уровнем напряжения сигнала на выходе. Такая си-
стема АРУ является наиболее простой и позволяет получить амплитудную
характеристику приемника, близкую к идеальной. В системе АРУ с прямым
регулированием управляющее напряжение определяется напряжением сиг-
нала на входе и, следовательно, может быть сравнительно большим. При
возрастании сигнала на входе наступает перерегулировка, т. е. при даль-
нейшем возрастании напряжения сигнала на входе выходное напряжение
уменьшается. При такой системе АРУ необходим дополнительный усилитель
с достаточно большим коэффициентом усиления. Прямое регулирование мож-
но применять в системе со смешанным регулированием (рис. 11.14, в), при-
чем основная роль возлагается на обратное регулирование.
При программной АРУ (рис. 11.14, г) регулирующее напряжение соз-
дается программным устройством ПУ, задающим определенный закон изме-
нения во времени усиления в тракте приемника. Такая АРУ используется,
если заранее известен закон изменения уровня сигнала на входе приемника.
Примером такой регулировки может быть временная АРУ (ВАРУ), осуще-
ствляемая в радиолокационных приемниках (гл. 14).
Различают АРУ незадержанные и задержанные. При незадержанной
АРУ регулирующее воздействие проявляется при любом уровне сигнала на
входе, что является недостатком. При задержанной АРУ регулирующее воз- ,
действие начинает проявляться, если напряжение сигнала на входе приемни-
ка достигает некоторого уровня, соответствующего обычно чувствительности
приемника. Такая АРУ применяется наиболее широко.
Система АРУ с шумоподавлением резко снижает усиление-в тракте при-
емника, если сигнал отсутствует.
Ключевая АРУ характеризуется хорошей эффективностью и помехо-
устойчивостью и применяется при непрерывных сигналах, а также при им-
пульсных сигналах, если время прихода очередного импульса заранее изве-
стно. Сигнал подается на электронный ключ (Кл) (рис. 11.15), а затем на вход
импульсного детектора (ИД). ФНЧ выделяет постоянную составляющую
324 (
продетектированных импульсов, кото-
рая после усиления (или непосредст-
венно) используется как управляющее
напряжение.
По инерционным свойствам системы
АРУ разделяют на быстродействующие
и инерционные. Системы АРУ приемни-
Рис. 11.15. Структурная схема ключе-
вой АРУ
ков непрерывных сигналов являются инерционными. Степень инерционности
зависит от ожидаемой скорости изменения уровня сигнала на входе а также
от вида и частоты модуляции. Быстродействующая АРУ (БАРУ) исполь-
зуется в приемниках импульсных сигналов (гл. 14).
Системы АРУ могут быть однопетлевыми (рис. 11.14, а и б) и многопет\
левыми. Многопетлевые системы позволяют получить предельно высокое
быстродействие в системе БАРУ (гл. 14), высокую стабильность выходного
напряжения (рис. 11.14, в), регулирование усиления в большом динамнаес-
ком диапазоне инерционной системой и в малом — быстродействующей,
(двухпетлевая система).
Различают системы АРУ с непрерывным и дискретным действием. В си-
стемах АРУ с непрерывным действием изменение коэффициента усиления
осуществляется плавно, в системах АРУ дискретного действия — по ступен-
чатому закону, т. е. коэффициент усиления может принимать определенные
дискретные значения. Система АРУ дискретного действия (цифровая) содер-
жит логическое устройство, формирующее кодовые сигналы, когда уровень
выходного сигнала усилителя выходит за установленные пределы. Кодовые
сигналы используются для коммутации управляемых делителей напряжения,
включенных в регулируемые усилители. Такие системы АРУ, выполняемые
с применением логических элементов в виде ИС, характеризуются высокой
стабильностью параметров в широком диапазоне температур, позволяют
достичь идентичности характеристик в многоканальных усилителях, тех-
нологичны в производстве. К их недостаткам относятся невозможность регу-
лировки установленных пределов выходного напряжения усилителя, нали-
чие помех на выходе усилителя, обусловленных коммутацией делителей на-
пряжения. В некоторых приемниках применяют комбинированную систему
АРУ непрерывного и дискретного действия.
В приемниках импульсных сигналов управляющее напряжение может
быть как непрерывным (инерционные импульсные системы АРУ), так и им-
пульсным (системы БАРУ). В некоторых специальных приемниках исполь-
зуют систему шумовой АРУ (ШАРУ), т. е. систему АРУ по шумам, которая
при отсутствии сигнала поддерживает постоянный уровень шума на выходе
приемника. Управляющее напряжение в системе ШАРУ образуется из на-
пряжения шума на выходе. Чтобы устранить влияние полезного сигнала и а
работу системы ШАРУ, в паузах между поступлением сигналов цепь регули-
рования стробируют, причем в моменты времени, когда сигнал заведомо
отсутствует.
Наиболее широкое применение находит инерционная система АРУ обрат-
ного регулирования с задержкой, которая рассматривается в дальнейшем.
Иные системы АРУ рассмотрены в гл. 14.
Выпрямители системы АРУ. В системах АРУ непрерывного действия
в качестве выпрямителя наиболее широко используются диодные и транзи-
823
сторные амплитудные детекторы (см. гл. 9). Постоянное напряжение иа вы-
ходе выпрямителя системы АРУ должно быть пропорциональным значению
того параметра сигнала, который в процессе передачи информации остается
неизменным. Так, при приеме сигналов с АМ оно должно быть пропорцио-
нальным амплитуде напряжения несущей частоты, при ' приеме сигналов
с ИМ — среднему значению амплитуды импульсов, при приеме телевизион-
ных сигналов — амплитуде импульсов синхронизации. Возможные при де-
тектировании нелинейные искажения модулирующего сигнала не имеют
виачеиия.
В системах АРУ импульсного действия используютси различные вари-
анты ИД. Эффективность АРУ зависит, в частности, от схемы и параметров
ИД. Если используется безынерционный ИД, напряжение иа выходе ФНЧ
оказывается малым. При больших скважностях импульсов применяют пи-
новые детекторы со сбросом, выходное напряжение которых практически
равно амплитуде предыдущего импульса. Если используется инерционный
детектор, то применение ФНЧ необязательно.
Чтобы установить определенный порог срабатывания системы АРУ,
чаще всего вводят постоянное запирающее напряжение на диод детектора
системы АРУ. В детекторах транзисторных приемников часто применяют
кремниевые диоды, резко открывающиеся при напряжениях +0,4 ... 0,6 В.
В некоторых случаях подают постоянное запирающее напряжение на одни
из регулируемых каскадов усилителя.
ФНЧ системы АРУ служит для фильтрации напряжения ПЧ и состав-
ляющих сигнала с частотами модуляции. Этот фильтр устраняет обратную
связь по промежуточной частоте и демодул ицию сигнала в регулируемом
усилителе. Обычно ФНЧ выполняют по схеме однозвениого 7?С-фильтра
(рис. 11.2, а).
Инерционные свойства ФНЧ в большинстве случаев определяют пове-
дение непрерывной системы АРУ в динамическом режиме. Остальные эле-
менты системы АРУ можно считать безынерционными. Однако в некоторых
случаях необходимо учитывать инерционность детектора системы АРУ
и УПТ, который вводится в ЦР, если необходимо усилить управляющее на-
пряжение.
11.7 . Регулируемые усилители
Регулируемым усилителем (РУ) называют каскады линейной части
приемника, охваченные цепью регулирования. В состав РУ могут входить
также каскады с постоянным усилением и элементы междукаскадных связей
с регулируемыми коэффициентами передачи (регулируемые делители напря-
жения).
Требования к регулируемым усилителям: 1) максимальная глубина ре-
гулировки коэффициента усиления должна быть неменееДРу= £>вх - <2ВЫХ;
2) иеливейиые искажения сигнала не должны превышать допустимых; 3)
изменения АЧХ и ФЧХ, возникающие при регулировке, не должны превы-
шать допустимых; 4) изменения коэффициента шума РУ при регулировке не
должны превышать допустимых. Остальные требования такие же, как для
нерегулируемых усилителей.
Регулируемыми каскадами являются обычно каскады УПЧ и УСЧ.
Число регулируемых каскадов зависит от требуемой эффективности АРУ.
326
Если требуется глубокая регулировка усиления (Dpy > 40 дБ), примене-
ние одного регулируемого каскада не рекомендуется. Использование такого
каскада иа входе РУ может привести к ухудшению шумовых свойств РУ.
Регулировка усиления в одном из последних каскадов также нежелательна,
а иногда и недопустима, поскольку при больших уровнях сигнала на входе
регулируемого и предыдущих каскадов трудно избежать больших нелиней-
ных искажений. Поэтому, как правило, регулируют усиление каскадов,
усиливающих сигналы сравнительно малого уровня и имеющих селектив-
ную нагрузку. В простых приемниках с ФСС часто регулируют усиление
апериодических каскадов УПЧ, а также преобразователя частоты. Если
чувствительность приемника ограничена собственными шумами, регулиров-
ку усиления УСЧ выполняют с дополнительной задержкой. В этом случае
при слабых сигналах в УСЧ сохраняется режим минимального коэффициен-
та шума, а усиление регулируется только в УПЧ. Уровень шума, обусловлен-
ный в основном шумами первых каскадов, уменьшается с ростом сигнала
на входе.
Способы регулирования усиления можно разделить на две группы: 1)
регулировка путем изменения режима работы АЭ по постоянному току («ре-
жимная» регулировка); 2) регулировка путем изменения глубины отрицатель-
ной обратной связи (ООС) в усилительном каскаде. Режимная регулировка
осуществляется более просто и используется иа всех диапазонах частот. Ре-
гулировка путем изменения глубины ООС осуществляется при помощи до-
полнительных управляемых полупроводниковых приборов, которые рабо-
тают как элементы с переменными параметрами или управляемые резисторы,
линейные для сигнала. Этот способ регулировки усиления позволяет сни-
зить уровень нелинейных искажений сигнала. Однако применение его на
высоких частотах ограничено вследствие возможного влияния паразитной
положительной обратной связи. Иногда регулирование усиления в одном
каскаде осуществляется двумя методами. Так, включение управляемого ре-
зистора в эмиттерную цепь каскада позволяет изменять одновременно ток
эмиттера, влияющий на крутизну проходной характеристики, и глубину
ООС по переменному току.
Коэффициент усиления резисторных каскадов регулируют обычно из-
менением крутизны АЭ. Если усилитель выполнен иа БТ, то каскад, следую-
щий за регулируемым резисторным, должен быть нерегулируемым. В про-
тивном случае усиление первого каскада будет изменяться незначительно,
поскольку одновременно с изменением крутизны его транзистора будет изме-
няться входная проводимость следующего каскада.
Коэффициент усиления селективных каскадов регулируют различными
способами. Если каскад выполнен иа БТ и регулирование усиления осуще-
ствляется путем изменения крутизны транзистора, следует применять тран-
зисторы, которые обладают в исходном режиме достаточно высокой гранич-
ной частотой /гр, поскольку на частотах, близких к граничной, зависимость
S (ТКо) проявляется слабее.
Регулируемые каскады иа БТ общего применения характеризуются от-
носительно малой амплитудой входных сигналов, при которой в каскаде на-
ступают значительные нелинейные искажения, если снижение усиления до-
стигается путем уменьшения тока эмиттера. Поэтому были разработаны спе-
837
диализированные транзисторы, характеризующиеся удлиненной регулиро-
вочной характеристикой (УРХ) и предназначенные для работы в РУ. На
вход каскада с таким транзистором можно подавать сигналы (при сниже-
нии усиления на 20 ... 30 дБ) с амплитудой до 150 мВ (при коэффициенте
гармоник около 5 %), что на порядок больше, чем в РУ на транзисторах об-
щего применения. Однако РУ на транзисторах с УРХ характеризуются
сравнительно большими перекрестными искажениями при максимальном
усилении. Внешние проводимости таких каскадов сравнительно велики и
при регулировке изменяются.
Высокочастотные БТ УРХ типов ГТ328 и ГТ346 специально разрабо-
таны для высокочастотных РУ. Усиление каскадов, выполненных на этих
БТ, уменьшается при увеличении тока эмиттера. Основной особенностью БТ
с УРХ является резкое уменьшение предельной частоты усиления / при
увеличении тока эмиттера (коллектора) и, как следствие этого, уменьшение
комплексной крутизны на высоких частотах (порядка / ), Действительная
составляющая крутизны при этом может возрастать.Указанная зависимость
S (/к0) проявляется при сравнительно небольших значениях тока эмиттера
1Э (2...4 мА). При увеличении напряжения на коллекторе кривые зависи-
мости / (/э) смещаются в область больших токов и больших значений /гр.
Выходная проводимость БТ с УРХ определяется не только емкостью кол-
лектора Ск, но также активным сопротивлением коллекторного перехода гк,
которое резко уменьшается при увеличении тока эмиттера и уменьшении
напряжения на коллекторе. Так, при напряжении на коллекторе 1 В и из-
менении тока эмиттера от 2 до 10 мА сопротивление гк транзистора ГТ346
изменяется от 100 кОм до 200...300 Ом [84]. Диапазон регулировки усиления
зависит от схемы каскада и режима транзистора и может достигать 40...
...46 дБ на каскад. При этом мощность, потребляемая из цепи управления,
ие превышает единиц милливатт.
Применение БТ с УРХ наиболее целесообразно в регулируемых входных
каскадах УСЧ и УПЧ на частотах, на которых проявляется зависимость
/гр (/э) (например, в селекторах каналов телевизионных приемников, блоках
УКВ радиовещательных приемников). При этом необходимо учитывать спе-
цифический характер зависимости нелинейных искажений от ряда парамет-
ров (тока эмиттера, напряжения на коллекторе, частоты). Характер зависи-
мости коэффициента перекрестных искажений от тока эмиттера при малых
значениях тока такой же, как и у обычных транзисторов (с увеличением тока
коэффициент перекрестных искажений уменьшается). При токах эмиттера
более 2...3 мА наблюдается максимум коэффициента перекрестных искажений, f
положение которого зависит от напряжения на коллекторе и частоты усили-
ваемого сигнала.
Изменение тока коллектора БТ в процессе АРУ достигается подачей
управляющего напряжения 1/у в цепь базы. Поскольку изменение режима
БТ по постоянному току приводит к изменению почти всех его параметров
(в частности, активных и реактивных составляющих входной и выходной
проводимостей), то зависимость коэффициента усиления каскада от Uy опре-
деляется не только свойствами транзистора, но также и параметрами других
элементов каскада. В процессе АРУ изменяются эквивалентная резонансная
328
проводимость контура, полоса пропускания и смещается резонансная кри-
вая по оси частот. В каскадах с ДПФ возможно изменение формы резо-
нансной кривой. Поэтому для увеличения глубины регулировки уси-
ления необходимо ослаблять связь регулируемых транзисторов с конту-
рами.
В каскадах на ПТ для регулировки усиления используют зависимость
крутизны стоко-затворной характеристики от напряжения на затворе. Эта
зависимость близка к линейной. В отличие от ВТ полевые практически не
потребляют мощность от источника управляющего напряжения. Входная
и выходная проводимости ПТ в области насыщения практически не зависят
от напряжения между затвором и истоком. Следовательно, коэффициент уси-
ления каскада на ПТ пропорционален крутизне стоко-затвориой характери-
стики.
Регулировка усиления каскада на ПТ может быть обратной и прямой.
При обратной регулировке, когда транзистор запирается с целью уменьше-
ния усиления, для получения большей чувствительности регулировки необ-
ходимо, чтобы сопротивление нагрузки каскада было много меньше внутрен-
него сопротивления транзистора или, по крайней мере, равно ему при мак-
симальном усилении, поскольку при запирании транзистора увеличивается
его внутреннее сопротивление. Необходимо также, чтобы сопротивление
источника сигнала было много меньше входного сопротивления каскада или,
по крайней мере, равно ему при максимальном усилении.
Прямая регулировка усиления осуществляется путем перехода из рабо-
чей области в омическую за счет повышения тока при одновременном сни-
жении напряжения на стоке или только за счет снижения напряжения на
стоке. Недостаток прямой регулировки — значительное изменение выход-
ной проводимости транзистора.
Схемы регулируемых усилителей на транзисторах показаны на рис.
11,16. В схеме на рис. 11.16, а управляющее напряжение 1/у подается в цепь
базы через фильтр АРУ ДфСф. В усилителе по схеме иа рис. 11.16, б оба
транзистора связаны по постоянному току общим резистором в цепи эмитте-
ров. Режим транзисторов устанавливают так, чтобы при 1/у = 0 крутизна
их проходной характеристики была максимальной. При поступлении отри-
цательного напряжения 1/у уменьшаются крутизна характеристики и эмит-
терный ток транзистора VT2. В результате изменяется напряжение на базе
транзистора VT1, и его эмиттерный ток увеличивается, а крутизна характе-
ристики уменьшается.
Особенностью схем РУ на БТ с УРХ является полное включение цепи
базы к контуру на входе через конденсатор с малой емкостью (десятки пико-
фарад). Этот конденсатор увеличивает сопротивление источника сигнала
и снижает влияние на контур изменяющейся при регулировке входной про-
водимости транзистора.
На ряс. 11.16,в приведена схема каскодного РУ. Входная проводимость
и входная емкость транзистора VT1, включенного по схеме ОЭ и работаю-
щего в режиме короткого замыкания иа выходе, иа высоких частотах слабо
зависят от тока коллектора /ко. Транзистор VT2, включенный с общей ба-
зой, находится в режиме, близком к холостому ходу иа входе, Его выходная
проводимость почти не зависит от /к0.
829
Рис. 11.16. Схемы регулируемых усилителей
Для компенсации изменений входной и выходной проводимостей тран-
зисторов используют дополнительные нелинейные элементы, проводимость
которых изменяется в противоположном направлении. В схеме на рис.
11.16, г в качестве такого элемента применен полупроводниковый днод, про-
водимость которого зависит от постоянного тока,протекающего через него,
примерно так же, как входная проводимость транзистора. В процессе регу-
лировки прн уменьшении /к0 ток диода увеличивается. Поскольку проводи-
мость и емкость открытого диода обычно больше, чем составляющие вход-
ной проводимости транзистора, диод подключают к части витков катушки
связи. Коэффициент включения диода, его тип и начальное смещение на нем
подбирают так, чтобы получить иаилучшую компенсацию. Уровень напряже-
ния сигнала на диоде должен быть достаточно малым, чтобы эффект детекти-
рования практически ие влиял на режим работы каскада. Лучшие резуль-
таты можно получить, если использовать для компенсации изменений вход«
ной проводимости дополнительный транзистор. Различные варианты схем
с компенсирующими нелинейными элементами описаны в [581.
Схемы РУ на интегральных микроузлах показаны на ряс. 11.16, д и
11.16, е. В каскодном усилителе (рис. 11.16, д) для регулирования уси-
ления служит дополнительный транзистор VT3. При подаче отрицательного
управляющего напряжения С/у ток этого транзистора растет, а ток транзи-
330
стора VT2 и, следовательно, усиление
каскада уменьшаются. В РУ по схеме
иа рис. 11.16, е нагрузкой эмиттерио-
го повторителя на транзисторе VT1
являются цепь коллектора транзистора
VT2 и входная проводимость каскада
иа транзисторе VT3, включенного с
ОБ. Усиление регулвруется изменением
тока коллектора транзистора VT2 под
действием управляющего напряжения
Uy, подаваемого на его базу.
Рис. 11.17. Схема усилителя с комбини-
рованной АРУ
На рис. 11.16, м и 11.16, а показаны схемы РУна однозатворном и двух-
затворном ПТ соответственно. Регулировка усиления осуществляется пу-
тем изменения смещения на затворе и, следовательно, тока транзистора,
причем в двухзатворном транзисторе применяется прямая регулировка
(см. выше) £49]. Регулирование усиления путем изменения глубины ООС
используется в схеме на рис. 11.16, и, где в качестве управляемого резистора
применен полевой транзистор (канал сток-исток). Особенность данного ре-
жима управления сопротивлением канала — отсутствие постоянного на-
пряжения на стоке. Сопротивление управляемого резистора является
линейным при достаточно малой амплитуде переменного напряжения.
Схема РУ с комбинированной регулировкой усиления показана на рис,
11.17. При подаче положительного управляющего напряжения Uy умень-
шается ток коллектора /Ко и усиление второго каскада. Отрицательное на-
пряжение иа коллекторе VT2 повышается, а запирающее напряжение иа диоде
уменьшается. При некотором значении управляющего напряжения диод
открывается и шунтирует контур первого каскада. Усиление этого каскада
будет прн этом уменьшаться, а полоса пропускания — расширяться.
Регулировочная характеристика РУ представляет собой зависимость
коэффициента усиления РУ от управляющего напряжения U?. Вид этой
характеристики определяется числом регулируемых и нерегулируемых кас-
кадов, охваченных цепью регулирования, и способом регулировки усиления.
В общем случае регулировочная характеристика (РХ)
т п
£=1 t=i
(11.28)
где т — число нерегулируемых, п — регулируемых каскадов.
Отношение максимального значения коэффициента усиления Кгаах (при
С/у = 0) к минимальному KmIn (при £/у = £/тах) называют глубиной регули-
ровки. Необходимая глубина регулировки, дБ,
он = 20 lg (Kraax/KraIn) » Огаах - Dmln. (11.29)
Для определения РХ и глубины регулировки необходимо знать зависи-
мости коэффициентов усиления каскадов от параметров их элементов и зави-
симости параметров АЭ от управляющего напряжения.
Каскады усиления на БТ характеризуются сложными соотношениями
между коэффициентом усиления, параметрами транзисторов и управляющим
напряжением Uy, поэтому РХ ие может быть выражена простой аналитиче-
331
ской зависимостью. Для упрощения вычислений при определении РХ или
глубины регулировки каскадов на ВТ пренебрегают такими второстепенными
факторами, как декомпенсация внутренней обратной связи в процессе регу-
лировки, некоторое нарушение нейтрализации, изменение усиления, обус-
ловленное сдвигом частоты настройки каскада. В этом случае зависимость
коэффициента усиления каскада от тока коллектора 1К0 определяется зави-
симостью активных составляющих входной gBK и выходной £вых проводимостей
и модуля комплексной крутизны | К21| от 1ко.
При малых токах коллектора (/ко < 5 мА) зависимость | Г211 (/ко) можно
представить а виде
I (9) I «в IУ211 qlV 1 + (W <ах?а. (11.30)
где q — ^ко/^КО max’ f — средняя частота полосы пропускания каскада; ттах —
постоянная времени цепи коллектора в исходном режиме; /ко тах — ток
коллектора в исходном режиме.
Для зависимостей gBX (/к0) и §вых (/ко) можно использовать приближен-
ные соотношения, поскольку gBX и gBb)x оказывают существенно меньшее
влияние иа коэффициент усиления, чем величина | К211. При условии / < fs
можно принять gBX = qgB* max, gBblx = qgBba max.
Если в процессе регулировки усиления напряжение на коллекторе не
становится меньшим 2В, то его изменение мало"влияет иа | Г211 и gBX. Не-
сколько больше изменяется проводимость gBb)x, убывая е возрастанием на-
пряжения на коллекторе.
Коэффициент усиления одноконтурного усилителя.
К® (?) ~ Mi I ^21 (?) l/(4fo + <?£вн тах)> (11.81)
где g(j — резонансная проводимость контура) gBHmax— вносимая прово-
димость в исходном режиме.
Если последующий каскад нерегулируемый, то
Ко (?) » | К21 (?) |/(£0 + £ви0 + <?£'и), (И.32)
где gBll0—вносимая проводимость, не изменяющаяся при регулировке; gBH —
вносимая переменная проводимость при /^0 == /к0 тах.
Коэффициент усиления каскада с ДПФ
Ко(9)-П1П2 1^21(?)1РМ>
где А -» feCB [1 + (d0 + qdBB тах)г/^св1‘> ^св — коэффициент связи между конту-
рами ДПФ.
Если последующий каскад ие регулируется,
А = kCB [1 + (d0 + dBH) (d' + qd'BB max)/^B],
где dg и dBH относятся к контуру, связанному с регулируемым транзистором»
332
Рис. 11.18. Обобщенная схема пита-
ния биполярного транзистора
Рис. 11.19. Построение сквозной ха-
рактерисШкн /к0 (1/у)
Построение графика зависимости /ко (t/y) для обобщенной схемы питания
транзистора (рис. 11.18) показано на рис. 11.19. При других вариантах схемы
питания, которые получаются удалением или замыканием накоротко отдельных
резисторов, построение графика зависимости /ко (1/у) упрощается. Для по-
строения этой зависимости вначале строят динамическую характеристику во
входных координатах »б(^бэ). Откладывая от этой характеристики по гори-
зонтали отрезки, равные I^0Rit получают зависимость гБ (иБ). Далее опреде-
ляют ток, потребляемый от источника управляющего напряжения С7у базовым
делителем, /дел « иъ (Rx + /?2)//?i/?2, ток через цепь обратной связи г'с—
= i^Rt/Ri й строит по точкам кривую суммарного тока гЕ = /Б + гс + /дел.
Откладывая по горизонтали от кривой (Б (иБ) отрезки, равные i^R?, строят
характеристику 1Б(иу). Нулевое значение (7у соответствует току базы /Бн.
Далее определяют значения /ко для каждого значения /Б (по динамической
характеристике в выходных координатах) и строят зависимость ZK0 (иу). На
рис. 11.19 показано построение только двух точек (7К0, tZy) и (/^и, 0).
При £7у = 0 в цепи управления протекает ток /у н = —ПБн//?у, обуслов-
ленный действием источника питания Еп. Если напряжение £/у отпирает эмит-
терный переход, то вызванный им ток Д/у течет в направлении, противопо-
ложном направлению тока /у и и результирующий ток /у получается меньше,
чем Д/у. Очевидно, что С/у = ДС7Б0 — Д/у/?у, где ДПБ0 = [7Б0 — ПБн; Д/у —
= + ^у. н ~ + * Ws/*! + А^БО (#1 + Rv^/RlRi-
Форма РХ регулируемого каскада с ОЭ сильно зависит от сопротивления
в цепи эмиттера. Она изменяется от линейной при больших сопротивлениях
(более 400 Ом) до экспоненциальной при малых. Это сопротивление в боль-
шой степени определяет и чувствительность регулировки усиления. Высо-
кую чувствительность регулировки (характерную для каскадов с малым со-
противлением в цепи эмиттера) при высокой стабильности РХ можно по-
333
лучить для регулируемых каскадов на основе дифференциальной пары тран-
зисторов (рис. 11.16, д и 11.16, е). Каскадный усилитель (рис. 11.16, в) имеет
РХ, аналогичную РХ каскада с ОЭ.
При использовании транзисторов с УРХ форма РХ каскада зависит от
общего сопротивления постоянному току цепи эмиттер-коллектор. Крутиз-
на РХ растет при увеличении сопротивления в цепи коллектора или умень-
шении сопротивления в цепи эмиттера. При каскодном включении ОК—ОЭ
транзисторов с УРХ форма РХ может быть близкой к экспоненциальной,
что способствует выполнению системы АРУ, постоянная времени которой
слабо зависит от уровня сигнала на входе [49}.
Регулировочные характеристики каскадов на полевых транзисторах
в общем случае зависят не только от типа транзистора, но и от схемы каскада,
а также от внутреннего сопротивления источника сигнала и нагрузки.
В частности, при определенных условиях РХ может быть практически линей-
ной при работе транзистора как в рабочей, так н в омической области стоко-
вых характеристик. Коэффициент усиления регулируемого каскада К =
= SRH/(1 + R„/RBX) (1 + Ra/Ri), где S — крутизна проходной характеристики;
RH — сопротивление нагрузки; RBX— входное сопротивление каскада; Ra —
сопротивление источника сигнала; Ri — внутреннее сопротивление транзистора.
Если Ra Rl и Ри < /?вх, коэффициент усиления изменяется по тому же за-
кону, что и крутизна. В рабочей области для транзистора с обеднением ка-
нала
S = 2l£2_ (11.34)
^ОТС \ ^ОТС '
где /с0 — ток стока при [7ЗИ = 0; С7отс — напряжение отсечки; 1/зи — напряже-
ние затвор-исток.
Влияние регулировки на показатели качества каскадов. В процессе ре-
гулировки усиления изменяются и другие показатели каскадов, что, как
правило, нежелательно. При уменьшении /к0 сдвигается частота настройки
каскада в сторону высоких частот, что обусловлено изменением входной и вы-
ходной емкостей транзистора. Для приближенной оценки можно принять,
что эти емкости пропорциональны /ко. Если задано допустимое относитель-
ное изменение частоты настройки (Л///0)доп, то в усилителе с одиночными
контурами должно выполняться условие
(лаС
вых max + ”1Свх max) (1 - <7)/2Собщ < (Л//А)доп, (11.35)
где свх max и Свых max -емкости транзистора при q = /к0//к0 max = 1; Со-
общая емкость эквивалентного контура.
Если один из транзисторов нерегулируемый, то соответствующее
слагаемое следует исключить из числителя (11.35). В двухконтурном каскаде
смещение средней частоты полосы пропускания будет примерно вдвое меньше.
При регулировке усиления изменяется также полоса пропускания кас-
када. Если задано допустимое относительное изменение полосы пропуска-
ния (Л/7//7)доп, то в одноконтурных каскадах должно выполняться условие
^вн max (1 — 9)/(Яо + Sbh max)
гДе ?внтах — максимальное значение вносимой проводимости.
334
В ДПФ изменяются не только полоса пропускания и ее средняя частота,
но и форма частотной характеристики. В исходном режиме целесообразно
выбирать критическую связь. В этом случае при сильных сигналах резонанс-
ная кривая становится двухгорбой. Полоса пропускания изменяется незна-
чительно, так как эквивалентное затухание d3 в процессе регулировки умень-
шается, а параметр связи т] = kcJd3 увеличивается. Прн этом следует огра-
ничить затухание, вносимое транзисторами, что особенно важно в случае,
когда один из контуров ДПФ связан с нерегулируемым транзистором.
В широкополосных УПЧ на сравнительно высоких частотах (20...
...100 МГц) значительную часть емкости Со6щ составляют собственные емкости
транзисторов. Путем подбора элементов можно достичь относительного по-
стоянства полосы пропускания при регулировке усиления, поскольку из-
менения Собщ и gBX по-разному влияют на полосу пропускания.
Для уменьшения &f/f и &.П/П можно применить компенсацию измене-
ний проводимостей транзистора (рис. 11.16, г). Изменения частотной харак-
теристики уменьшаются при использовании каскодной схемы (рис. 11,16, в).
При регулировке усиления изменяется уровень нелинейных и перекрест-
ных искажений. В случае регулировки изменением /к0 наиболее неблаго-
приятным в смысле искажений является режим малых токов, поскольку
он соответствует большим амплитудам сигнала на входе. При /к0 < 0,2 ...
... 0,3 мА амплитуда напряжения несущей частоты на базе транзистора
(в милливольтах) не должна превышать допустимого значения [58]:
^Б т доп = 61^г. доп/т"
где kr доп — допустимое значение коэффициента гармоник в процентах; т —
глубина АМ.
Допустимая амплитуда мешающего сигнала на базе регулируемого тран-
зистора (в милливольтах) при заданном значении коэффициента перекрест-
ных искажений йпер, % [58]
^Б т доп = 3>6 l^nep-
Даже при больших допустимых значениях kr и &пер значение UBm не
должно превышать 20...25 мВ. В противном случае при малых значениях
/к0 транзистор может перейти в режим детектирования, при котором /к0
возрастает с увеличением UBm. В этом случае эффективность АРУ умень-
шится.
11.8 . Регулируемые делители напряжения
Г-образный делитель напряжения, показанный на рис. 11.20, а, явля-
ется простейшим. Коэффициент передачи (КП) делителя
кдел = й2/Ее = 1 /[ 1 + (Zc + Zx) (Za + zH)/z2zH],
где Ec — ЭДС источника сигнала; Zc—пересчитанное ко входу делителя вы-
ходное сопротивление источника сигнала; ZH — входное сопротивление после-
дующего каскада (нагрузки); Zx и Za — последовательное и параллельное со-
противления делителя соответственно.
335
Рис. 11.20. Принципиальные схемы регули-
руемых делителей напряжения
Глубина регулировки зависит от относительного изменения нелиней-
ных сопротивлений. Наибольшие изменения величины |2i наблюдаются
у тех нелинейных элементов (НЭ), сопротивление которых практически ак-
тивное. В этом случае глубина регулировки
& ^дел max 1 4~ (Rc 4~ ^1 max) 4~ ^2 щах) «
^дел mln 1 4“ (Яс 4“ ^1 min) 4" ^2 min)
В режиме максимальной передачи делитель не должен вносить значитель-
ного затухания, поэтому на практике обычно выбирают
^1 mln «с ^2 mln ^и*
В режиме минимальной передачи выбирают
max »/?с. 82 max » йи.
При этом
^дел max 1/(1 4" ^с^и)’ ^дел min ^2 min/^1 max
И
° “ #1 maximin 0 + Я0/₽и).
Для повышения глубины регулировки необходимо увеличивать предельные
значения Rt тах и g2max, а минимальные значения Rj min и g2min уменьшать.
Эти противоречивые требования можно выполнить только при достаточно
больших относительных изменениях pt = Rt max/Rmin и Р2 = g2 max/ff2 min-
Один из НЭ можно заменить линейным постоянным резистором или ис-
ключить. В последнем случае элементами Г-образного делителя служат со-
противления Rc или Ra. Для схемы с последовательным НЭ
^дел max = 1 /I1 + (gi + Йи) (#1 min + ^c)b
° « Pi/[ 1 + RCRX mln + l/(ga + gH) min],
а для схемы с параллельным НЭ
^дел max = VP + (Rl + Rc) (ga + min)h
Pa/[1 +£и/?2т!п + V(#l + Rc) g2 mini-
Глубина регулировки в делителях с одним НЭ получается меньше, чем
относительное изменение Rt или g2. Наибольшая глубина регулировки (прн
заданных /?дел тах и р) получается, если в делителе с последовательным Нс)
336
выбрать Rj mIn + Rc, а в делителе с параллельным НЭ — g2min»gH. Чем
ближе Кдел тах к единице, тем сильнее уменьшается максимальная глубина
регулировки
°тая “ Р И ^Дел max)-
Если НЭ характеризуется большим значением р (порядка 10’...10s),
глубина регулировки получается больше, чем в каскадах с регулировкой
усиления изменением режима питания.
Наименьшие нелинейные искажения вносит делитель с параллельным
НЭ, в котором при сильных сигналах почти все напряжение выделяется иа
линейных резисторах R1 и Ra. Нелинейные искажения в регулируемых де-
лителях напряжения подробно рассмотрены в работах [101, 102}.
Мостовые делители напряжения (рис. 11.20,6) характеризуются очень
большими изменениями Кдел при одном-двух НЭ, сопротивление которых
изменяется сравнительно мало. В таких делителях находят применение не-
линейные конденсаторы или катушки индуктивности. При чисто активных
сопротивлениях моста максимальный КП получается, если R3 -> 0
^дел max 1/(1 H-Rs/RxH- RB/RH).
Еще один максимум получается при Ra-»-oo. Для повышения Кдел ma!t
следует уменьшать отношения Rs/Ri и Rs/Ra, поэтому желательно, чтобы
нагрузкой делителя являлся каскад с высоким входным сопротивлением. Если
RH R»> то зависимость КП делителя от сопротивления регулируемого плеча
имеет вид
*дел (**) « 1/(1 + RJRi) -1/(1 + Rl/Rs)-
При некотором значении R3 = RtRj/Rs КП обращается в нуль, а затем
снова возрастает (по абсолютной величине). Фаза выходного напряжения
при этом изменяется на 180®. Практически модуль Кдел всегда отличается
от нуля вследствие разбаланса моста по реактивной составляющей. Однако-
нетрудно получить а = 40 ... 60 дБ.
П- и Т-образные делители напряжения применяют в тех случаях, когда
предъявляются повышенные требования в отношении как диапазона регули-
ровки, так и стабильности АЧХ и ФЧХ в процессе регулировки КП. Ана-
литическое исследование таких делителей в общем виде затруднительно, по-
этому оптимальные значения параметров элементов делителя определяют
экспериментально.
Практические схемы регулируемых делителей напряжения показаны на
рис. 11.21 и 11.22 [49]. Двухступенчатый делитель из Г-образных звеньев
(рис. 11.21, а) характеризуется глубиной регулировки КП до 50 дБ при
токе диодов типа Д311 до 3 мА, если нагрузкой делителя является эмиттер-
ный повторитель. Чувствительность регулировки значительно выше при
малых токах диодов (доли миллиампера). В первом звене НЭ состоит из двух
диодов со встречным включением по переменному току (для снижения не-
линейных искажений). П-образный делитель напряжения иа p-i-n диодах
(рис. 11.21, б) применяется в одном из селекторов каналов телевизионного
приемника. При максимальном КП управляющее напряжение равно +12 В.
Ток транзистора при этом равен около 5 мА и протекает через диод VD2
837
Рис. 11.21. Практические схемы регулируемых делителей напряжения на полупроводнике,
вых диодах
Рис. 11.22. Практическая схема регулируемого делителя напряжения на полевых транзнс-
торах
и резистор R5; дифференциальное сопротивление диода мало. На резисторе
R5 создается напряжение +9 В, приложенное к диодам VD1 и VD3. Эти
диоды заперты, поскольку с другой стороны на них подано лишь +7.В. При
снижении управляющего напряжения до +2 В ток VD2 уменьшается, а ди-
оды VD1 и VD3 открываются, их сопротивление уменьшается. При этом КП
снижается на 35 дБ. Внешние проводимости делителя мало изменяются при
регулировке.
На рис. 11.22 приведена схема Г-обраэного делителя напряжения на ПТ.
В качестве НЭ используется канал сток-исток. Глубина регулировки КП
достигает 70 дБ на частотах до нескольких мегагерц. Одиако до 40 дБ РХ
делителя практически линейна.
11.9 . Основные свойства системы АРУ
обратного регулирования
Система АРУ обратного регулирования представляет собой нелинейную
систему автоматического регулирования. Процессы в такой системе описы-
ваются нелинейным дифференциальным уравнением. Решение этого урав-
нения оказывается громоздким и сложным, однако оно существенно упро-
щается при линейной и экспоненциальной аппроксимации регулировочной
характеристики. Близкая к линейной РХ свойственна регулируемым кас-
кадам на полевых транзисторах, мостовым и некоторым потенциометриче-
ским регуляторам. Каскадам на лампах и биполярных транзисторах, а так-
333
Рис. 11.23. Линейная аппроксима- Рис. 11.24. Графики амплитудных карайте-
дня регулировочной характернсти- ристик усилителей с АРУ
кн
же многим потенциометрическим регуляторам свойственны РХ, близкие
к экспоненциальным.
При линейной аппроксимации РХ изменяющийся в процессе АРУ коэф-
фициент усиления (передачи)
^ = ^иач(1-^у/^уо)- (11.36)
где Хиач — коэффициент усиления РУ при управляющем напряжении Uy = 0;
1/уо — значение С7у, при котором X обращается в нуль.
В реальных схемах глубина регулировки ограничена, поэтому К не бы-
вает равным нулю. Рабочий участок характеристики (С7у) расположен
выше оси напряжений (рис. 11.23). Сверху он ограничен наибольшим уси-
лением (Хтах > Хиач).
Амплитудная характеристика устройств с АРУ. Амплитуда выходного
напряжения усилителя с линейной РХ (11.36)
^вых = (ивх) Увх
при 1/вх-*°о асимптотически стремится к С7у0/Ко с при незадержанной АРУ
и к Е3 + Uy0/Ko_ с при задержанной АРУ. Здесь Ко с = ХуАдетЛф — стати-
ческий коэффициент передачи цепи обратной связи; Ку — коэффициент уси-
ления усилителя АРУ; Лдет — коэффициент передачи детектора АРУ; Лф—
коэффициент передачи фильтра АРУ; Е3 — напряжение задержки АРУ.
В реальных системах при больших входных сигналах амплитудные ха-
рактеристики также проходят весьма полого, приближаясь к указанным зна-
чениям, до тех пор, пока не возникнут значительные нелинейные искажения
или перегрузки каких-либо элементов РУ или цепи обратной связи, либо
пока не приостановится уменьшение К (<Уу). После этого крутизна амплитуд-
ной характеристики резко возрастает (рис. 11.24), либо достигается постоян-
ство за счет ограничения сигнала. В диапазоне [7ВЫХ min < С7ВЫХ < С7ВЫХ тах
выходное напряжение изменяется по закону
^вых = ^вх*нач (1 + *о. с£з/^уо)/(1 + *нач*о. с^вх/^уо)-
Переходный процесс в системе АРУ. При изменении любого параметра
РУ и цепи обратной связи в устройствах с АРУ возникает переходный про-
цесс, по окончании которого устанавливаются статические значения регули-
339
руемых величин £7ВЫХ и К.. Переходный процесс может иметь колебательный
характер, если неправильно выбрано количество звеньев ФНЧ и их пара-
метры. В этом случае невозможен нормальный прием сигналов.
Наиболее широко применяются системы АРУ первого порядка, в кото-
рых имеется только один элемент с постоянной времени, значительно превы-
шающей постоянные времени остальных элементов. Обычно таким элемен-
том является однозвениый ФНЧ включенный на выходе безынерционного
детектора системы АРУ. Переходный процесс системы АРУ первого порядка
монотонный.
Если задана длительность переходного процесса в системе АРУ;Ару при
перепаде амплитуд Dn, то максимально допустимое значение постоянной вре-
мени цепи АРУ можно выбрать из условия
тф < °>45^ару + *и. о. с)> (11.37)
где *и. о. о “ ^вх^рх^о. с— коэффициент интенсивности обратной связи; SPX—
крутизна РХ; Ко с — коэффициент передачи цепи обратной связи; UBX — ампли-
туда входного сигнала,
Коэффициент Ки 0 с соответствует заданному значению перепада Dn =
“ ^вх. п/^вх min амплитуд сигнала относительно минимальной амплитуды
1/вх min, при которой начинает работать система АРУ и Do = 0. Значение Ки 0 0
находят путем расчета, если известна аналитическая зависимость Ки 0 с(^вх)>
или из графика зависимости Ки 0 с(£/вх)> который легко построить, используя
график РХ.
Искажения модулирующего сигнала в приемнике с АРУ. При слишком
малой постоянной времени возникают частотные, фазовые и нелинейные ис-
кажения модулирующего сигнала в приемниках сигналов с AM. Уровень
этих искажений зависит от напряжения сигнала иа входе.
Минимально допустимое значение постоянной времени ФНЧ Тф опреде-
ляется неравенством
тф > *и. о. с max/2llFmin Рп, (11 -38)
где рп представляет собой наименьшее из чисел
Р1 = У 1 — (®вых/твх)2; Ра = йг; Ps = tg<P.
Здесь «ВЫХ/ЩВХ —допустимое измеиеиие глубины модуляции; kr — допусти-
мое значение коэффициента гармоник; <р —допустимое значение фазового сдвига.
Значения йр, <р, Щвых/ивх задают на минимальной частоте модулирующего си-
гнала Fmin. Максимальное значение Ки 0 с определяют из графика зависимости
Яи.о.с^вх)-
11.10 . Методика расчета систем АПЧ и АРУ
Электронная система АПЧ гетеродина
супергетеродинного приемника непрерывных сигналов
Исходные данные: максимальные значения изменений частот сигнала Д/.
и гетеродина Д/"гтах (или дисперсии'случайных изменений частот сигнала о“
и гетеродина ор), допустимая остаточная ошибка системы АПЧ Д/о д, макси-
340
мально допустимое значение длительности переходного процесса /уст при
изменении частоты сигнала скачком на А/и. Кроме того, при расчете использу-
ются данные, полученные при проектировании приемника, в частности, крутизна
статической характеристики УЭ Зуэ, полоса пропускания УПЧ Пупч и
напряжение сигнала на его выходе 47пч. В ходе расчета системы АПЧ должны
быть определены параметры системы и отдельных ее узлов (УПЧ, ЧД, ФЙЧ,
УПТ).
Порядок расчета: 1. Определяют начальную расстройку. Если максимщц»-
ные значения Afcmax и Д/г тах имеют противоположные знаки и регулярный
характер, то при разностном преобразовании частоты
^н“1^стаХ1 + 1Д/ГтаЯЬ
Если известны дисперсии случайны^ изменений частот сигнала и гете-
родина, то за начальную расстройку можно принять
2. Находят требуемый коэффициент автоподстройки
^Апч — ц-
3. Выбирают УЭ и режим его работы так, чтобы получить диапддрн
электронной регулировки частоты гетеродина fr шах— /г min> 2Д/Н. Определяй*
крутизну статической характеристики УЭ Зуд.
4. Определяют требуемое значение крутизны статической характери-
стики ЧД системы АПЧ
^чдт = (^апч ~ О/^уэКф,
где Кф — коэффициент передачи ФНЧ (см. п. 11.2).
5. Рассчитывают ЧД так, чтобы получить максимальную крутизну его ста-
тической характеристики Зчд тах. При этом выбирают амплитуду тока кол-
лектора транзистора 1Кт 0,5/иас, где /нао — ток насыщения транзистора,
6. Определяют полосу втягивайия системы АПЧ при Зчд = Зчд тах
з,--------------------------------------------
ДГВТ = fej у 4IKmSvaKpd3 т1п/чд/Ск ,
где fej = 0,8 для ЧД на двух связанных контурах и kt = 0,9 для ЧД иа рас-
строенных контурах; d3min— минимально достижимое затухание нагруженных
контуров ЧД; /чд—частота настройки ЧД; Дд— коэффициент передачи диод-
ных детекторов ЧД (см. гл. 9); Ск—емкость контуров ЧД. Значение da mjn
можно вычислить по формуле mln = do + (g223+ ^вх. Д)/2^ЧДСК, гда
d0 — затухание ненагруженных контуров; g223— выходная проводимость тран-
зистора ЧД, включенного с общим эмиттером; Двя д — входное сопротивление
диодных детекторов ЧД.
7. Если АЕВТ > 2А^Н, определяют максимальную крутизну характеристики
ЧД по формуле [83]
5ЧД max = Мк>Лд/^ДСАй1> min'
где й2 = 0,14 для ЧД на двух связанных контурах и 62 = 0,24 для ЧД на
расстроенных контурах. Если 5ЧД тах > Зчд т, в системе АПЧ не применяют
УПТ. Если 5ЧД тах < 5чд т, применяют УПТ е коэффициентом усиления
Яупт 5ЧДт/5ЧД max'
341
8. Если ДЕВТ < 2Д/д, рассчитывают ЧД так, чтобы получить не макси-
мальную крутизну его характеристики, а достаточную полосу частот между
экстремумами характеристики [83]
^м. э = fe3 т)3/^д^ЮТ1^уЭ>
где ks =0,46 для ЧД на связанных контурах н &3 = 0,25 для ЧД на расстро-
енных контурах; ДГПТ Т = 2Д/И— требуемая полоса втягивания системы АПЧ.
9. Определяют крутизну статической характеристики ЧД
5ЧД —
где d3 = Пм Э/7ЧД.
10, Вычисляют требуемый коэффициент усиления УПТ
^упт = ^чдт/^чд-
11. Находят требуемое напряжение сигнала ПЧ на входе ЧД £/ЧДт =
= ZKm [ У21Э |> где | ^21Э | — модуль прямой взаимной проводимости транзистора,
включенного с общим эмиттером, на частоте настройки ЧД, Если £/ЧДт больше,
чем напряжение на выходе основного УПЧ приемника £/пч, т0 пеРеД ЧД
используют дополнительный УПЧ с коэффициентом усиления Лупч=^чдт/^пч-
Для стабилизации крутизны статической характеристики ЧД при изменении
уровня входного сигнала транзисторы ЧД вспользуют в режиме ограничения.
Для этого выбирают коэффициент усиления дополнительного УПЧ в два-три
раза больше расчетного. Чтобы АЧХ УПЧ слабо влияла на полосу втягивания
системы АПЧ, следует выбирать полосу пропускания УПЧ большей необходи-
мой полосы втягивания.
12. Выбирают постоянную времени ФНЧ так, чтобы длительность пере-
ходного процесса не превышала заданного значения ty и достигалась устой-
чивость системы АПЧ (с запасом). Если система АПЧ должна работать при
малых уровнях сигнала, то постоянную нремеии ФНЧ выбирают, учитывая
также требования в отношении допустимых флюктуаций ПЧ. Для оценки
влияния запаздывания сигнала в тракте ПЧ на устойчивость системы АПЧ
определяют время запаздывания т3 = Т3//7упч> где Тз— коэффициент, зна-
чения которого находят по графику, приведенному иа рис. 11.7, Пупч —
полоса пропускания УПЧ.
Минимально допустимое значение постоянной времени ФНЧ, при кото-
ром достигается устойчивая работа системы АПЧ, определяют по формуле
тф. min = 2 (Капч ~ !) тз/я-
Максимально допустимое значение постоянной времени ФНЧ, при котором
длительность переходного процесса /уст не превышает допустимой (уст. д, опре-
деляют по формуле (11.6) или (11.7). Если окажется тф mln > тф тах. то
можно выбрать постоянную времени ФНЧ, равную тф пих; при этом необходимо
расширить полосу пропускания УПЧ так, чтобы выполнялось условие устойчи-
вости системы АПЧ, т. е. Пут > у3т3, где т3 = лтф max/2 (ZfAn4 — 1).
Пример. Заданы: Д/н = 2 МГц; Д/о д = 0,2 МГц; /чд = 30 МГц; ZycT д =
= 0,5 мкс. Определяем /<An4 = 2/0,2 = 10. Пусть Кф = 0,8; 5уз = 2МГц/В.
Вычисляем 5ЧДт = (10 — 1)/2 • 0,8 = 5,63 B/МГц. Пусть ЧД иа двух связанных
контурах выполнен на транзисторе, у которого /вас = 10 мА, §22Э = 10 мкСм,
У21Э | = 40 мСм. Принимаем 1Кт = 4 мА. Пусть в результате расчета ЧД
получено К =0,6; /?вх д=5кОм; Ск = 50 пф. Принимая do = 0,01, найдем
d3min = 0-01 + (10-8 +’ v5 103)/6,3 - 30 • 10е • 50 • 10-1* = 0,03; ДГет =
= 0.8 /4 • 4 • 10-з . 2 • 10® • 0,6 • 0,03 • 30 • 10в/50 • 1Q-1* = 7 МГц > 2Д/Н =
342
= 4 МГц. Определяем 5ЧДпих = 0,14. 4- 10'3 • 0,6/302 • Ю^а . 50 .10'12.0,032 =
= 8,3 В/МГц> 5,63 МГц, поэтому УПТ не нужен. Находим 47ЧДт= 4 . 10~3/40Х
X 10~3 = 0,1 В. Пусть /7упч = 5 МГц, причем УПЧ содержит две расстроен-
ные тройки контуров. Из графика (рис. 11.7) находим у3 = 1,2. Вычисляем
тв= 1,2/5 = 0,24 мкс; тф.ш1п = 2 (10- 1) 0,24/л = 1,38 мкс; Тф.^^ОЛх
X 10~3 • 10/lg 10 (10 — 1) = 2,5 мкс. Принимаем тф = 2 мкс.
Электронная система ФАПЧ гетеродина
супергетеродинного приемника непрерывных сигналов
Исходные данные', как и иа разработку системы АПЧ, кроме допустимой
остаточной ошибки, которая для системы ФАПЧ равна нулю.
Порядок, расчета. 1. Определяют начальную расстройку так же, как и для
системы АПЧ, и принимают > 2Д/И.
2. Выбирают УЭ и режим его работы так, чтобы получить диапазон электрон-
ной регулировки частоты гетеродина /гтах —/гт!п>2Д/и. Определяют кру-
тизну статической характеристики УЭ 5УЭ и Uy тах.
3. Вычисляют полосу удержания системы ЛГуд по (11.10) или (11.11).
Должно выполняться условие ДГуд > ДГВТ. В противном случае необходимо
выбрать другой УЭ или уменьшить Д/н, применив дополнительно систему АПЧ
(см. рис. 11.5).
4. Задаются сопротивлением ФНЧ (рис. 11.2, а) и определяют коэффициент
передачи ФНЧ Дф (11.2).
5. Выбирают ФД (см. п. 9.2) и определяют максимальное напряжение на
его выходе ЦфД тах. Если применен балансный ФД, то целесообразно выбрать
амплитуду сигнала иа его входе Uc порядка нескольких вольт, а амплитуду
опорного напряжения (напряжения гетеродина) Uon < Ua. Практически доста-
точно, чтобы Uon = (0,2 . .. 0,3) Uc. При этом максимальное напряжение на
выходе ФД UфД max = KRUon, где Дд — коэффициент передачи диодных детек-
торов ФД (см. п. 8.3).
6. Определяют необходимый коэффициент усиления усилителя в ЦР Ду =
= Uy тах/^ФД тах^ф- Если Ку<1, усилитель не нужен.
7. Определяют тф из условия (11.8) н вычисляют /у по формуле (11.9).
При этом получается большая полоса втягивания ДГВТ = ДГуд, однако значе-
ние тф может оказаться соизмеримым с постоянными времени других элементов
ЦР и система ФАПЧ будет неустойчивой. В таких случаях выбирают ДГВТ
лишь несколько больше требуемой. Если значение /у больше допустимого Гу доп,
необходимо пересмотреть требования к системе ФАПЧ.
8. Если принято ДГВТ < ДГуд, выбирают тф из условия устойчивости систе-
мы ФАПЧ. Для этого определяют время запаздывания сигнала в УПЧ t3 по
формуле (11.12), вычисляют отношение ДГВТ/2ДФАПЧ и произведение ^3Хфдпч-
По графику иа рис. 11.8, а находят произведение ДФАпчтф и вычисляют тф.
9. Вычисляют t3_ доп по формуле (11.17). Если t3 > t3 доп, система ФАПЧ
неустойчива. В этом случае увеличивают полосу пропускания УПЧ, чтобы умень-
шить t3, и определяют новое значение тф.
10. Если ДГвт/ДГуд < 0,5, значение тф можно определить по формуле
тф = 0,215ДГуд/(ДГвт)3. В этом случае /у = 2тф In (Д/и/Д/к). Если Гу < Гу доп,
проверяют устойчивость системы, т. е. выполнение условия t3 < t3 доп. Если
же /у > /у доп, в системе не удается реализовать требуемые параметры.
348
Система АРУ непрерывного действия
Исходные данные-, пределы изменения напряжения сигнала на входе
приемника, допустимые пределы изменения напряжения сигнала на выходе.
Кроме того, могут быть заданы быстродействие системы, уровень вносимых
перекрестных и нелинейных искажений модулирующего сигнала, допусти-
мые изменения АЧХРУ и др. На этапе разработки структурной схемы при-
емника выбирают способ регулировки усиления, число регулируемых кас-
кадов и делителей напряжения. Подробный расчет системы АРУ выпол-
няют после электрического расчета РУ в начальном режиме.
Порядок расчета: 1. Выбирают число регулируемых каскадов, учиты-
вая, что один каскад позволяет получить глубину регулировки от 15 до
25 дБ (в зависимости от требований к стабильности его показателей). При
этом во избежание значительных нелинейных искажений напряжение сиг-
нала на входе каскадов не должно превышать значение порядка 10 мВ. Если
имеющихся в приемнике каскадов УСЧ и УПЧ недостаточно для получения
заданной глубины регулировки, то можно дополнительно применить регули-
руемые делители напряжения (см. п. 11.8).
2. Выбирают предельные значения тока коллектора ZK0 min и ZK0 тах,
учитывая, что для повышения эффективности регулирования необходимо изме-
нять ZK0 в широких пределах, а для улучшения остальных показателей эти
пределы следует ограничивать. Можно считать, что допустимое значение
ZK0 max в высокочастотных транзисторах малой мощности не превышает
3...5 мА. Часто выбирают ZKOmax = 1 ••• 2 мА. Ток ZKOmin в оконечных кас-
кадах УПЧ должен быть ие меньше 0,25... 0,3 мА, а в остальных каскадах
додетекторного тракта — ие менее 0,1 ...0,2 мА. Приведенные значения явля-
ются ориентировочными и зависят от конкретных условий. Обычно а =
= ^К0 min/^KO max
3. Определяют коэффициенты ?min для каждого транзистора.
4. На основании результатов расчета РУ с помощью формул (11.30—
11.34) определяют максимальное и минимальное значения произведения
коэффициентов усиления всех регулируемых каскадов.
5. Вычисляют глубину регулировки по формуле о — 20 1g (Kmax/-Kmin) •
Учитывая разброс параметров транзисторов и погрешности расчета, умень-
шают полученное значение на 2...4 дБ. Если полученное значение а будет
меньше ан. рассчитанного по формуле (11.29), необходимо увеличить число
регулируемых каскадов, если это возможно, или уменьшить q (в допустимых
пределах). Если и это ие дает желаемого результата, то следует применить
дополнительное шунтирование (рис. 11.17) или отказаться от регулировки
изменением режима и применить регулируемые делители напряжения
(п. 11.8).
6. При расчете динамического режима системы АРУ необходимо опре-
делить постоянную времени фильтра АРУ Тф (см. п. 11.9) и уточнить значе-
ние Ко с и число регулируемых каскадов, учитывая требования к переход-
ному процессу и допустимые искажения модулирующего сигнала (п. 11.9).
7. Если в приемном устройстве с АРУ необходимо одновременно сохра-
нить с высокой точностью закон модуляции и получить малое время установ-
ления переходных процессов, то одновременно должны выполняться условия
(11.38) и (11.37). В противном случае необходимо скорректировать расчет
стационарного режима, изменив исходные условия, или применить в систе-
ме АРУ более сложный ФНЧ, например, двухзвенный. Методика расчета ди-
намического режима системы АРУ с двухзвенным ФНЧ приведена в [83].
344
Глава 12
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫХ ПРИЕМНИКОВ
12.1. Выбор типа структурной схемы
Бытовые радиоприемные устройства, приемники, тюнеры, радиолы, маг*
нитолы и другие устройства (в дальнейшем радиовещательные приемники)
предназначены для приема программ звукового радиовещания в диапазонах
длинных (148 ... 285 кГц), средних (525 ... 1607 кГц), коротких (3,95 ....
12,1 МГц) волн с амплитудной модуляцией и в диапазоне ультракоротких
воли (65,8 ... 74; 100 .... 108 МГц) с частотной модуляцией, в том числе прие-
ма стереофонических передач [25].
Тюнеры (обычно стереотюнеры УКВ) представляют собой настроечные
радиоприемные устройства. Предназначены для приема стереофонических
н монофонических программ радиовещательных станций с использованием
стереотелефоиов или другой бытовой радиоэлектроииой аппаратуры, имеющей
высококачественный стереофонический УЗЧ с акустической системой.
По электрическим, электроакустическим параметрам и комплексу экс-
плуатационных удобств стационарные и переносные приемники разделяют
иа четыре группы сложности (0 — высшую, 1, 2, 3; [28]), автомобильные ра-
диовещательные приемники иа три группы (1, 2, 3; [23]), кроме того, выде-
ляют малогабаритные (карманные, сувенирные, миниатюрные) приемники.
Требования к акустическим системам изложены в [26]. Мех аиические и кли-
матические требования к приемникам изложены в [19], требования по на-
дежности в [20], требования безопасности в [21], методы электрических из-
мерений в [18].
Современные радиовещательные приемники АМ и ЧМ сигналов в боль-
шинстве случаев строят по супергетеродинной схеме. Исключение составляют
миниатюрные переносные приемники, предназначенные для приема мест-
ных станций. Для транзисторных приемников средних групп сложности
обычно применяют частично комбинированную структурную схему с полным
разделением АМ и ЧМ трактов иа частоте сигнала и комбинированным ис-
пользованием усилительных приборов по обоим трактам, начиная со смеси-
теля или УПЧ (рис. 12.1). Полностью комбинированная схема ие использу-
ется, поскольку вызывает значительное усложнение коммутации и регули-
ровки, а также снижает устойчивость. Систему полностью раздельных трак-
тов (до УЗЧ) применяют в приемниках высших классов и в приемниках,
построенных иа интегральных схемах (рис. 12.2).
12.2. Расчет полосы пропускания линейного тракта приемника
Расчет полосы пропускания линейного тракта приемника производят
по формулам (2.1), (2.2), полагая Д/д = 0.
При амплитудной модуляции ширина спектра определяется высшей
частотой модуляции ДГ0 = 2Fmax [28]. При частотной модуляции спектр
существенно шире
А/?о * 2Fmax 0 + (12.1)
345
13 7-230
Рис. 12.1. Структурная схема радиовеща-
УКВ БЛОК: ВМ — варикопная матрица; ДПФ— двухконтурный полосовой фильтр; К —
ройка; ПН — плавная настройка. БЛОК УПЧ-Д: ФСС — фильтр сосредоточенной селек-
сующнй усилитель звуковой частоты; БШН — бесшумная настройка; ФД — фазовый диск-
фильтр ультракоротковолновых и телевизионных сигналов; ДКС — диодный кольцевой
тель поднесущей; ФКС — формирователь коммутирующих сигналов; КСС— коммутатор
усилнтельно-корректирующнй каскад; БСИ — блок стереоннднкацни; ЛК— левый канал;
монофоническое звучание; РБ — регулятор баланса; РТ— регулятор тембра; РГ — регу-
тельиая обратная связь. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ: МП — индикатор перегрузки, БЗП —
каскад, КМПТ — комплементарная пара мощных транзисторов. БЛОК ИН, БШН: ИН —
PC — регенератор батарей и ста*
Стереодекодер
52-2
Ст. Г
пс"
м
Ст.
нс
М
Предварительны! УЗЧ
БШН
Усилитель мощности
ДУС ПОК КПМТ
ИП-ПК 63П-ПК
БлокИЦЫМ
DA1
Индикатор точности
*4 ______ настроили
О)ИН1
Индикатор грудой настройки
Стереотелефон ЛК
Стерёстёлвфон ПК
Телефон —
Воспроизв. магнит. ЛК
Воспроазб. магнит. ЛК
Запись магнитофон. ЛК
Запись магнитофон. ЛК
Воспроизв. звукосним. ЛК
ВаспрвизВ. звуюсним. ЛК
тельного приемника 1 й группы сложности:
контур; Д— детектор; УПТ— усилитель постоянного тика"; ФН — фиксированная наст-
ции; Др. Д — дробный детектор; ФСТ — фазосдвнгающий трансформатор; СУЗЧ— согла-
римннатор. БЛОК КСДВ: КВР — когротковолновый растянутый поддиапазон; Ф ТВ УКВ —
смеситель. СТЕРЕОДЕКОДЕР (с-временным разделением каналов): ВПН— восстанови-
стереофонического сигнала; ФПНЧ — фильтр подавления надтональных частот; УКК —
ПК — правый канал. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УЗЧ: Ст-стерео; ПС— псевдостерео; М —«
лятор громкости; БПС — блок псевдостерео; БС— блок согласования; ООС— отрица-
блок защиты от перегрузок, ДУС — дифференциальный усилитель, ПОКпредоконечный
индикатор настройки; КЛ — ключ; Тр — триггер. БЛОК ПИТАНИЯ; С стабилизатор;
билизатор; КМП—* компаратор
Рис. 12.2. Структурная схема радиовещательного приемника 2-й группы сложности:
К — контур; РТ — регулятор тембра: РГ—регулятор громкости; ФН—• фиксированная настройка; ПН — плавная настройка; варикапные матрицы
ВМ1—КБС111Б; ВМ2—КВС120А; варикап В— КВНИД; DAI — К237ХА5; DA2 - КГ74УРЗ; DA3 — К174УН7; DA4 - К174ХА2; VT1 — КТ368БМ:
VT2 ...7; VT13 ... 18 — КТ315Б; VT8... 12 — КТ2091 VT19 ... 22 — КТ209; VT23— КТ814А; VDJ — КД109Б; VD2 — ДЭВ; VD3 = Д814Г; светодиоды
СД 1,2 —АЛЗО7АМ
Рис. 12.3. Структурная схема радиовещательного приемника 4-ой группы сложности:
К контур; ДПФ — двухконтурный фильтр; Р — резисторная нагрузка; РГ —регулятор
громкости; VT1 ... VT4 — КТ315; VD — Д9В; DA1 — К174УН4
где max/^max — индекс частотной модуляции (максимальная девиа-
ция частоты в УКВ—ЧМ вещании так = 50 кГц). Неточность настройки
по оптическому индикатору определяется уплощенной частью резонансной
характеристики приемника: при настройке по минимуму искажений неточность
6а существенно уменьшается. Нестабильность передатчика 6С <g 6Г и поэтому
обычно ие учитывается. Рассчитанную по формуле (2.2) величину Д/зап следует
умножить на отношение 6ЗНДАПЧ, где коэффициент значимости fe3H =0,1 ... 0,5
показывает, какую часть возможной нестабильности нужно учитывать при
проектировании приемника: при этом предполагают, что остальная нестабиль-
ность устраняется слушателем. Значения коэффициента автоподстройки частоты
принимают равными КАПЧ = 2... 3.
В приемниках высших групп сложности в АМ тракте вводят переменную
полосу пропускания; при этом требования высокой селективности обеспечи-
вают иа узкой полосе, а требования по неравномерности частотной характе-
ристики тракта — иа широкой. При определении узкой полосы пропускания
принимают /7узк = 2Fmin, где полоса звуковых частот, которая обеспечивает
минимально необходимое качество воспроизведения FmIn = (2 ... 2,5) кГц.
Неравиомериость частотной характеристики линейного тракта прием-
ника в пределах установленной полосы частот П
°П - аП прк + аП УЗч) ~ (° ПА + а/7д)' (12.2)
где OjjnpK—заданная неравиомериость частотной характеристики прием-
ника (по звуковому давлению); О/уУЗЧ’ °77д> аПА — неравномерность час-
тотной характеристики в области верхних звуковых УЗЧ, детектора и аку-
стической системы. Для приемников средних и высших групп сложности
Оутузч — (4.-.6) дБ, Коэффициент оЛА может быть найден по усредненной
частотной характеристике акустической системы: для высококачественных
громкоговорителей неравиомериость достигает 6...8 дБ. Коэффициент час-
тотных искажений типового детектора о^д = 1 ... 2 дБ.
К иеравиомериости частотной характеристики линейного тракта ЧМ
тракта предъявляют более жесткие требования ап С (3 ... 6) дБ. Это обус-
349
ловлено тем, что существенная неравномерность вц сопровождается неравно-
мерностью фазовой характеристики, которая приводит к возникновению не-
линейных искажений.
12.3. Выбор активных элементов
Выбор типа усилительных и преобразовательных элементов производят
по методике, приведенной в п. 2.3.
В трактах УПЧ-AM, УПЧ-ЧМ, в предоконечных и оконечных каскадах
УЗЧ следует применять биполярные транзисторы, так как они обеспечивают
более высокий коэффициент передачи. В то же время во входных каскадах
СЧ и 34 в приемниках высоких групп сложности, а также в автомобильных
приемниках, к которым предъявляются высокие требования по помехозащи-
щенности, целесообразно использование полевых транзисторов, имеющих
такие преимущества, как малый коэффициент шумов, высокое входное сопро-
тивление, квадратичность ВАХ.
В последние годы в радиовещательных приемниках широко применяют
интегральные микросхемы как универсального назначения, так и специально
разработанные для радиовещательной аппаратуры (серии К157.К174, К224,
К237, К548, К553). Выбор типа интегральной схемы производят по ее функ-
циональному назначению, электрическим параметрам (крутизне ВАХ, час-
тотным характеристикам, входным и выходным сопротивлениям, напряжению
питания) и эксплуатационным данным.
Применение гибридных ИС позволяет сократить до минимума количе-
ство АЭ, уменьшить трудоемкость монтажных и настроечных работ, габари-
ты и материалоемкость изделия, обеспечивает унификацию схемотехниче-
ских решений и повышенную ремонтопригодность.
Применение полупроводниковых ИС, кроме того, позволяет существен-
но повысить качество и надежность приемников за счет использования спе-
циальных схем, которые могут быть реализованы только на базе интеграль-
ной технологии — например, схем с большим количеством АЭ, обратных
Таблица 12.1. Основные типы транзисторов, диодов и интегральных схем,
применяемых в радиовещательных приемниках
Каскад Тракт Тип элемента
Транзисторы и диоды Интегральные схемы
Усилители сигнальной частоты AM КПЗОЗ, КП307 КТ339, КТ361, КТ368 КТ313, КТ315 ГТ313, ГТ322 К174ХА2, К237ХА1 К2ЖА371, К1НТ591 A244D
ЧМ КПЗОЗ, КП307 КТ315, КТ368, ГТ313, ГТ328 К237ХА5, К2ЖА375
350
Продолжение табл. 12.1
Каскад Тракт Тип элемента
Транзисторы и диоды Интегральные схемы
Преобразо- ватели час- тоты (сме- сители) АМ КПЗОЗ, КП307, КТ315, КТ316, КТ326 КТ339, KJ368, ГТ309, ГТ322, кольцевой смеситель ДЭВ, Д20 К157ХА1А, К174ХА2, К237ХА1, К2ЖА242, К2ЖА371, К1НТ591, A244D
ЧМ КП307, КТ339, КТ368АМ, ГТ313, ГТ328 К237ХА5, К2ЖА242, К2ЖА375, KIHT591
Гетеродины АМ КПЗОЗ КТ315, КТ316, КТ326, КТ339, КТ361, КТ368, ГТ309, ГТ322 К157ХА1А, К174ХА2, К237ХА1, К2ЖА242, К2ЖА371, A244D
ЧМ КТ339 ГТ322 К237ХА5, К2ЖА242, К2ЖА375, KIHT591
Усилители промежуточ- йой частоту АМ КПЗОЗ КТ315, КТ316, КТ326, КТ339, КТ361, КТ368, ГТ309, ГТ322 К174ХА2, К237ХА2, К2УС242, A244D
ЧМ КТ315, КТ316, КТ326, КТ339, КТ359, КТ368, ГТ322 К174УРЗ, К174ХА6, К174ПС1, К2УС242, К2УС375, К2ЖА242, КН8УН2А, К237УР5, К1НТ591, А281В
Детекторы АМ ДЭВ, Д9 (Б, Г, Е, Ж), Д18, -Д20 КТ315, КТ361 К174ХА2, К237ХА2, К2ЖА372, KIHT591
ЧМ Д2, ДЭ, Д18, Д20, КД503, КД514, КД521, ГД507, ГД508 К174УРЗ, К174ХА6, К2УС242
331
Продолжение табл. 12.1
Каскад Тракт Тип элемента
Транзисторы и диоды Интегральные схемы
Усилители звуковой частоты Каскады предвари- тельного усиления КП 103 КТ315, КТ361, КТ3102, КТ3107, КТ502, КТ503 К157УД2, К237УН2, К174ХА2, К174УЙ7, К174УН4, К553УД1А, К553УД2, К1УС744А, К2УС245, К2УС371, К2УС372
Предконеч- ные и вы- ходные кас- кады КТ209, КТ315, КТ316, КТ361, КТ503, КТ601, КТ603, КТ626, КТ805, КТ807, КТ808, КТ814, КТ815, КТ816, КТ817, КТ837 ГТ402, ГТ404, ГТ703, ГТ705 К174УН4, К174УН7, К1УС744А
Стабилизаторы напряжения 7ГЕ2А-С, 7ГЕЗА-С КТ315, КС433 К2ПП241
связей, дифференциальных и балансных схем, резервирования. Предостав-
ляется возможность расширить потребительские удобства, введение кото-
рых было бы невозможно из-за сложности при дискретном исполнении.
Рекомендованные к применению типы активных элементов приведены
в табл. 12.1, их параметры и характеристики — в [44, 104].
12.4. Расчет коэффициента усиления
линейного тракта приемника
Расчету коэффициента усиления линейного тракта приемника предше-
ствует расчет допустимого коэффициента шума приемника (п. 2.3), целью ко-
торого является уточнение выбора типа первого АЭ. Прн этом исходят нз
требований реальной чувствительности Едр = Ддр-рз, значения увх рассчиты-
вают по материалам 13 гл., принимая для АМ сигнала т = 0,3; увых = 20дБ,
для ЧМ сигналов — девиации частоты 15 кГц, увых = 26дБ. Приблнжениан
методика выбора первого АЭ по шумам приведена в четвертой главе. Задаваясь
типом АЭ проверяют выполнение требований по реальной чувствитель-
ности ЕдрСЕдр^-з, где ЕДр определяют по формулам (4.54), (4.55),
~(1,б...2)Л7тр.
Коэффициент усиления линейного тракта приемника (до детектора)
*л.т = ид/ЕЛ> (12.3)
где t/д — напряжение промежуточной частоты, необходимое для нормальной
работы детектора. Чувствительность со входа приемника определяют, как
Eh=.Ek -уЭ/аЕ> где Едтз —норма чувствительности;, аЕ 3 ... 5 — коэффи-
циент запаса.
Прн этом возможно неравенство ЕА Ар' что обеспечивает дополни-
тельную возможность приема большого количества радиостанций с отноше-
нием сигнал — помеха увых < увых тз. Величина Уд в AM тракте опре-
деляется типом диода, допустимыми нелинейными искажениями, схемой
автоматической регулировки усиления. Табл. 12.2 построена применительно
и типовой схеме диодного детектора. Под величиной (7 в ЧМ тракте пони-
мают напряжение, приложенное ко входу АЭ преобразователя вида модуля-
ции. Если AM или ЧМ детектор входит в состав ИС, под величиной J7 по-
нимают напряжение на входе HG. Напряжение С7Д определяется схемой час-
тотного детектора, типом диодов, требованиями к подавлению паразитной
амплитудной модуляции и допустимыми нелинейными искажениями. Как Вид-
но из табл. 12.2, входной уровень, необходимый для работы дробного детек-
тора,. на один— два порядка ниже, чем у частотного дискриминатора, что
и обусловило его повсеместное применение.
Таблица 12.2. Минимально-допустимые напряжения иа входе амплитудного
и частотного детекторов t/д, мВ
Группа сложности приемника AM детектор ЧМ детектор ,
на полупроводниковых приборах на ИС‘ «
на полупро- водниковых диодах на ИС* дробный Детектор частотный дискриминатор с ограничителем на схеме сойпадёнйй
Высшая 1,2 3 4** ***# 5Q0... 1000 ЮО... 500 50... 200 1,5 30 ... 100 10... 30 10 (I ... 2) • IO» $00... 10(Ю 0,05
*ИС типа К2ЖА375 включает четырехкаскадный УП Ч, детектор основ-
ного канала и детектор АРУ.
**ИС типа К174УРЗ включает восьмикаскадный усилитель — ограничитель.
Эмиттерный повторитель, частотный детектор на схеме совпадений и предвари-
тельный УЗЧ.
***В табл. 12.2; 12.4; 12.5 четвертая группа сложности приемников введена
условно — под ней следует понимать группу малогабаритных прйемникой.
12.5. Проектирование тракта сигнальной чвстоты
Основные требования, предъявляемые к тракту сигнальной частоты: диа-
пазон рабочих частот fomin ••• А)тах> селективность по зеркальному каналу
о3 к, селективность по помехе с частотой, равной промежуточной <тпч, нерав-
номерность АЧХ ап сч в пределах заданной полосы пропускания П, реальная
селективность, реальная чувствительность ЕАр (коэффициент шума приемника
ZZ/npK), ослабление излучения гетеродина, £/см— максимально допустимое напря-
ЛеЙЙе сигнальной частоты на входе смесителя [7, 8, 23, 28].
Расчет структурной схемы тракта СЧ производят йЬ методике, нало-
женной в гл. 2. При этом разбивку на поддиапазоны проиЗвоДй4 тоЛько на
853
кв, где наибольшая плотность распределения станций, и наиболее сильно
выраженный микрофонный эффект. В отличие от других диапазонов, на
КВ радиостанции размещаются на отдельных участках 3,95 ... 4,0; 4,75 ...
4,995; 5,005 ... 5,05; 5,95 ... 6,2; 7,1...7,3; 9,5 ... 9,775; 11,7 ... 11,975 МГц.
При расчете растянутых поддиапазонов принимают коэффициент запаса
по перекрытию равным 0,5...! %.
В качестве антенн используют наружные антенны (на всех диапазонах),
а также внутренние; на ДВ, СВ (реже на КВ) — ферритовые (магнитные),
иа КВ — штыревые телескопические, на УКВ — петлевые вибраторы н шты-
ревые телескопические.
В качестве устройства настройки на ДВ, СВ, КВ (АМ тракт) по кон-
структорским и экономическим соображениям используют конденсатор пере-
менной емкости (обычно 5...280 пФ в переносных и 10 ... 430 пФ в стацио-
нарных моделях). В автомобильных приемниках, как правило, применяют
ферровариометры, которые обеспечивают более высокую надежность в усло-
виях сильных вибраций. На УКВ-ЧМ диапазоне используют вариапные
матрицы КВС—111 А, реже малогабаритные конденсаторы переменной емко-
сти (2 ... 16 пФ). Обычно при использовании варикапов кроме основной на-
стройки предусматривают возможность фиксированной настройки. В послед-
ние годы начинается примеиеиие варикапных матриц (АВС-120) также на
диапазонах ДВ, СВ, КВ. Вторая область применения варикапов — системы
АПЧ.
Стандартные значения промежуточных частот для радиовещательного
приема составляют 465 ± 2 кГц; 1,84 ± 0,008 МГц; 10,7 ± 0,1 МГц. Как'
правило, применяется одно преобразование частоты: в тракте AM fnp =
— 465 кГц, в ЧМ тракте /пр = 10,7 МГц. В приемниках высшей группы
сложности в отдельных случаях используют двойное преобразование;
в тракте ЧМ /пр1 = 10,7 МГц, /пр2 = 465 КГц, в тракте АМ на КВ /пр1 =
= 1,84 МГц, /пр2 = 465 кГц.
Ослабление на границах полосы пропускания может быть найдено, исхо-
дя из общей неравномерности линейного тракта
Gn сч = ап ~ ап ПЧ’ (12.4)
которая в свою очередь определяется по формуле (12.2). Поскольку резонан-
сная система тракта ПЧ намного сложнее, чем тракта СЧ, она может обеспе-
чить значительно лучшую прямоугольность ап пч/сп сч < 1, откуда для ве-
щательных приемников можно принять сп пч = 3 ... 6 дБ.
Максимально допустимый по нелинейным искажениям смесители коэф-
фициент передачи тракта СЧ находят так
^СЧ max ^см/^А’
где Дд — см. формулу (12.3). Величину UCM определяют по методике п. 2.6,
для смесителей вещательных приемников на биполярных транзисторах и ИС
17см = (Ю ... Ю00) мкВ; для кольцевых диодных смесителей и смесителей
иа полевых транзисторах эта норма может быть увеличена на несколько по-
рядков.
854
Таблица 12.3. Коэффициенты передачи каскадов
радиовещательных приемников на биполярных траизисторах
и полупроводниковых диодах
Тракт Кас- кад Тип каскада (селективной системы) Коэффициент передачи
ДВ, СВ | кв УКВ
СЧ ВУ Одиночный резонансный контур Двухконтурный полосовой фильтр 0,05 ...0,5
0,05...0,1 — —
УСЧ Одиночный резонансный контур Апериодический резисторный 5... 30 2... 5 3...10 2...5
ПЧ УПЧ* Одиночный резонансный контур Двухконтурный полосовой фильтр Фильтр сосредоточенной селек- ции (N — 3) Пьезокерамический фильтр Апериодический резисторный АМ тракт ЧМ тракт
20... 80 10... 50 3 ... 15 5... 10 5... 10 10... 40 5... 20 2... 5
Детектор Диодный последовательного типа Дробный детектор 0,3 ... 0,8 1 ... 2
*Для перехода к преобразовательному каскаду коэффициент передачи УПЧ
соответствующего типа должен быть уменьшен в 3 ... 4 раза
Ориентировочные значения коэффициентов передачи каскадов тракта
СЧ приведены в табл. 12.3.
Выбор структурной схемы тракта СЧ производят по результатам произ-
веденного расчета и по рекомендациям второй, четвертой и пятой глав в об-
щем случае для каждого диапазона в отдельности. Типовые решения тракта
СЧ приемников АМ сигналов, принятые в промышленной аппаратуре, при-
ведены в табл. 12.4. Связь входного контура с антенной в приемниках выс-
шей — второй групп сложности, как правило, трансформаторная, в моделях
третьей, четвертой групп сложности — емкостная. Режекторн-ый фильтр про-
межуточной частоты используют в приемниках высшей, первой и второй
групп сложности. Кроме наружной антенны на ДВ, СВ применяется ферри-
товая антенна; в приеминках низших и средних групп последняя работает
как катушка индуктивности входного контура, в моделях высшей и первой
групп —по раздельной схеме. При расчете отдельного канала с ферритовой
антенной принимают минимально возможную полосу пропускания Пузк =
= 4 ... 5 кГц.
УСЧ и АМ тракте обычно используют по схеме с общим эмиттером, ре-
же — по каскадной схеме. Применение УСЧ улучшает чувствительность
примерно на порядок без снижения общей устойчивости приемника. За счет
355
Таблица 12.4. Типовые структурные схемы тракта СЧ радиовещательных
приемников, принятые в промышленной аппаратуре
Группа сложности приемника Входное устройство Усилитель сигнальной частоты
дв, св кв УКВ Тип Аэ Селективная система
дв, св кв УКВ
Высшая ДПФ К к К ПТ, БПТ р р к к р к к к+к
ИС РИС к РИС к —
1 ДПФ К К ДПФ К ПТ, БПТ Р Р К к р к к
ИС РИС к РИС к —
2 К К К ПТ, БПТ р к р к к
НК ИС РИС к РИС к к
3 К к К БПТ к р к р к
нк ИС РИС РИС к
4 К к — ИС РИС РИС —
Принятые обозначения: БПТ — биополярный транзистор; ПТ — полевой
транзистор; ИС — интегральная схема; К — перестраиваемый колебательный
контур; НК — неперестраиваемый контур; ДПФ — перестраиваемый двухкон-
турный полосовой фильтр; Р — резисторный каскад; РИС — резисторный
каскад ИС
дополнительного усиления полезного сигнала до основного источника шума
(преобразователя) получают выигрыш в реальной чувствительности до
полутора раз. Поскольку добавляется еще один регулируемый каскад, уве-
личивается эффективность АРУ. При этом в отдельных случаях для защиты
УСЧ от перегрузок применяют управляемый диодный делитель (см. гл. 11).
За счет уменьшения помех перекрестной модуляции н побочных каналов
приема улучшается реальная селективность.
Иная ситуация наблюдается при проектировании УКВ—ЧМ тракта,
где длина волны колебаний гетеродина соизмерима с протяженностью антен-
ны. Для ослабления излучения гетеродина необходимо уменьшить его связь
с антенной, что достигается введением резонансного перестраиваемого УСЧ
во всех группах приемников, а для групп высшей сложности — и двух УСЧ.
Широко применяется схема-включения транзистора УСЧ с общей базой,
а в высококлассных приемниках — по каскодной схеме. Часто используют
полевые транзисторы, включенные по схеме с общим истоком, которые обес-
356
печивают Ш = 2 ... 5 дБ на частотах порядка 100 МГц и коэффициент пере-
крестных искажений на 40 дБ меньше, чем на биполярных транзисторах.
Так же, как в АМ тракте, введение УСЧ улучшает реальную чувствитель-
ность, селективность, стабильность гетеродина. Вследствие малого коэффи-
циента перекрытия УКВ диапазона входное устройство проектируют как
неперестраиваемый широкополосный контур с полосой пропускания несколь-
ко большей, чем диапазон принимаемых частот. В приемниках высшей груп-
пы ВУ выполняют узкополосным и перестраиваемым. Для предотвращении
перегрузок параллельно контуру УСЧ вводят ограничительные диоды.
Кроме того в приемниках высших групп сложности примениют замкнутую
систему АРУ: смеситель — детектор АРУ — УПТ—первый УСЧ. В свя-
зи с большим разносом сигнальных и промежуточных частот режекторный
фильтр для ослабления помех с частотой, равной промежуточной, не приме-
няется. Вследствие работы в СВЧ диапазоне УКВ блок приемника (ВУ,
УСЧ, преобразователь) выполняют как конструктивно выделенный узел.
Типовые структурные схемы УСЧ промышленных приемников различ-
ных групп сложности показаны на рис. 12.1, 12.2, 12.3.
12.6. Проектирование тракта промежуточной частоты
Основные требования, предъявляемые к тракту промежуточной частоты:
значения промежуточных частот Д1р = 465 кГц, /прЧМ = 10,7 МГц (При
двойном преобразовании частоты в приемниках высших групп сложности
fnpl АМ“ 1>84 МГц’ ^пр2АМ = 465 кГЦ> fnpl ЧМ 10>7 МГч» /пр2ЧМ =
= 465 кГц), селективность по соседнему каналу <тс к =<тс.к тз — °скСЧ> не
равномерность АЧХ апт = оп— аПСЧ в пределах заданной полосы пропу-
скания П (коэффициент прямоугольности fen), резонансный коэффициент пере-
дачи Кпчо = ^отз/^счо ПРИ заданной устойчивости ky, автоматическая регу-
лировка усиления (t/BX max/t/BX mln = const, Увых тахД/вых min < const), коэф-
фициент гармоник йг. Требование к трактам АМ и ЧМ сигналов определяют
раздельно, исходя из ГОСТ и параметров аналогов [7, 8, 23, 25, 28].
Расчет структурной схемы производят по методике, изложенной во вто-
рой главе. При этом фильтр преобразовательного каскада включают в селек-
тивную систему тракта ПЧ.
Перед началом расчета выбирают систему построения тракта. В УПЧ
с распределенной селективностью каждый каскад (обычно ДПФ) вносит
определенный вклад как в усиление сигнала, так и в селективность. В УПЧ
с разделением функций требуемая селективность осуществляется в преоб-
разовательной ступени с помощью ФСС, а усиление — последующими кас-
кадами — апериодическими или широкополосными. Такая система имеет
ряд преимуществ: позволяет улучшить реальную селективность, поскольку
фильтрация помех осуществляется в первом каскаде; уменьшает влияние
разброса параметров и шунтирующего действия усилительных приборов,
так как средние звенья ФСС слабо с ними связаны; повышает устойчивость
Тракта ПЧ за счет чередования резонансных и апериодических каскадов.
Поскольку основная селективность осуществляется в преобразователь-
ной ступени, селективность последующих каскадов при расчете структурной
§97
схемы не учитывается. Систему с распределенной селективностью целесооб-
разно применять в ЧМ тракте приемников высшнх групп сложности, где
для получения малых нелинейных искажений должна быть обеспечена вы-
сокая линейность фазовых характеристик УПЧ, а для получения большого
усиления, необходимого для эффективного подавления AM, требуется боль-
шое число каскадов.
При проектировании УПЧ с переменной полосой пропускания /7у п„ Пш п
расчет производят в том же порядке для каждой полосы в отдельности, по-
лагая
^у.п = 2^min> Ос к_у п <тс к JPJ, Оц у п (Sfj [Jq,
/7ш.п = /7> стс.к.ш.п = 20-’-26ДБ- ст/7ш.п = ст/7ПЧ’
Обычно регулировка полосы пропускания вводится в двух каскадах
УПЧ с тем, чтобы обеспечить достаточно хорошую симметрию АЧХ. В при-
емниках высших групп сложности формируют три полосы пропускания (уз-
кую, среднюю, широкую) или применяют плавную регулировку. При этом
регулировка полосы пропускания УПЧ сопровождается изменением частоты
среза ФНЧ (обычно активного /?С-фильтра), включенного на выходе AM
детектора.
При распределении усиления следует учитывать возможность возникно-
вения нелинейных искажений огибающей AM сигналов в последних каскадах
тракта УПЧ. Для их предупреждения напряжение несущей на входе каска-
да [125]:
i7max<0>05KM^>
откуда для принятых норм Z7max < (10 ... 20) мВ. Исходя из этого, послед-
ний каскад УПЧ—AM целесообразно выполнять широкополосным однокон-
турным.
Ориентировочные значения коэффициентов передачи различного типа
каскадов тракта ПЧ приведены в табл. 12.3.
В приемниках высших групп сложности для получения высокой селек-
тивности как по соседнему, так н по зеркальному каналу в отдельных моде-
лях применяют двойное преобразование частоты. При этом селективность
по ЗК обеспечивают впервой ступени/пр1 > fap2, а основную селективность
по СК — во второй.
Выбор структурной схемы тракта ПЧ производят по результатам вы-
полненного расчета и рекомендациям, изложенным во второй и пятой главах.
Типовые решения, принятые в промышленной аппаратуре, приведены в табл.
12.5. В качестве смесителей используют биполярные или полевые транзи-
сторы, для AM тракта также кольцевые смесители на полупроводниковых
диодах (см. гл. 7). Последние обеспечивают минимальное прохождение ком-
бинационных частот в тракт ПЧ. Количество каскадов тракта ПЧ (не считая
преобразователя и дробного детектора) составляют: УПЧ-АМ — 2...4 кас-
када, УПЧ-ЧМ — 3...4 каскада. В качестве ФСС часто используют £С-фильт-
ры типа Ш4, состоящие нз П-образных звеньев (и = 3 ...4), или пьезокерами-
ческие фильтры, согласованные с активными элементами при помощи одиноч-
ЙЫх резонансных контуров [7, 8].
358
Таблица 12.5. Типовые структурные схемы тракта ПЧ радиовещательных
приемников, принятые в промышленной аппаратуре
Группа слож- ности прием- ника АМ тракт ЧМ тракт
Тип АЭ Селективная система Тип Аэ Селективная система
преобра- зователь УПЧ-1 УПЧ оконеч- ные преобра- зователь УПЧ
Выс- шая пт, БПТ ФСС-3, 4 ПКФ к к к р пт, БПТ ФСС-4, 5 ДПФ ДПФ к К К ФСС-4,5, К ДПФ ПКФ, К, Р ФСС-4,5, Р
ДКС К К ДПФ ФСС-3, 4 ДПФ, К К
ИС ПКФ РИС РИС, к ИС ДПФ ДПФ, РИС
1 ПТ, БПТ ФСС-3, 4 К к ФСС-3, 4 к к пт, БПТ к к ПКФ, К, Р ФСС-4, 5, К
ДКС к ФСС-3, 4 к ПТ, БПТ к ФСС-3, 4 ДПФ ДПФ ПКФ, К, РИС
ИС ПКФ РИС РИС, к ИС
2 БПТ ФСС-3, 4 к к ФСС-3, 4 к к БПТ К ДПФ К
ДКС к ФСС-3, 4 к
ИС ПКФ ПКФ к РИС РИС РИС ИС К ФСС-3, 4 К ФСС-3, 4, РИС РИС ПКФ, К, РИС
3 БПТ ПКФ ПКФ ДПФ к р ДПФ к Р, к к БПТ ДПФ ДПФ К К ФСС-3, Р ДПФ к ФСС-3, Р
ИС ФСС-3 ПКФ к РИС к РИС ИС к к ДПФ ПКФ
4 БПТ ФСС-3 ПКФ ДПФ ДПФ к р р к к к к к — — —
ИС ФСС-3 ФСС-3 РИС РИС к РИС — —
Принятые обозначения: К — одиночный колебательный контур; ДПФ —
двухконтурный полосовой фильтр; Р — резисторный каскад УПЧ, РИС —
резисторный ИС; ФСС—фильтр сосредоточенной селекции (цифра указывает
число звеньев); ДКС— диодный кольцевой смеситель; БПТ — биполярный
транзистор, ПТ — полевой транзистор; ИС — интегральная схема, ПКФ —
пьезо-керамический фильтр.
359
Рис. 12.4. Схемы комбинированных усилителей ПЧ АМ—ЧМ сигналов:
а ин УПЧ без изменения схемы включения транзистора; б — УПЧ с изменением схемы
включения транзистора
Для УПЧ характерно комбинированное использование усилительных
элементов в трактах АМ и ЧМ сигналов. На рис. 12.4, а показана схема ком-
бинированного ДПФ, работающего без коммутации вследствие большого
разноса промежуточных частот контуров обоих каналов. Последовательное
включение индуктивностей L'CB, L"B в базовой цепи возможно за счет малого
числа витков в отводах. На рис. 12.4, б показана схема комбинированного
УПЧ, работающая в АМ тракте как усилитель с ОЭ, в ЧМ тракте — как
усилитель с ОБ. Значительные резервы по усилению позволяют ввести частич-
ное включение АЭ, уменьшающее влияние разбросов их параметров. К тому
же результату приводит уменьшение усиления за счет увеличения емкости
контуров. Устойчивость работы повышается при введении отрицательной об-
ратной связи по высокой частоте (обычно незашунтированный резистор /?э
при схеме с ОЭ). Облегчение режима работы усилительных приборов повы-
шает экономичность и надежность эксплуатации. В приемниках высших
групп сложности избыток усиления используют для того, чтобы существен-
но улучшить работу системы АРУ и поднять чувствительность. В то же вре-
мя по соображениям устойчивости число каскадов УПЧ не должно превы-
шать пяти. Если при этом не может быть получена необходимая чувствитель-
ность, следует перейти к схеме с двойным преобразованием частоты.
В транзисторных приемниках высших и средних групп сложности ста-
бильность работы преобразователя достигается применением схемы гетеро-
дина на отдельном триоде со стабилизацией питания. Для ослабления частот-
ной зависимости коэффициента передачи преобразователя Кпр следует при-
нимать частоту гетеродина выше частоты сигнала. Для увеличения Кгр
напряжение гетеродина иа входе смесителя должно составлять (0,1 ... 0,2) В.
Для уменьшения излучения гетеродина на УКВ диапазоне преобразование
целесообразно осуществлять на второй гармонике гетеродина.
В УКВ-ЧМ тракте, как правило, применяют АПЧ, что обусловлено от-
носительно высоким зиачеиием частоты гетеродина, а также наличием управ-
ляющего напряжения иа выходе дифференциального частотного детектора.
360
В приемниках высших групп сложности АПЧ применяют и на КВ диапа-
зонах.
В AM тракте применяют автоматическую регулировку усиления (в од-
ном — двух каскадах УПЧ), в ЧМ тракте — систему АРУ и ограничения.
Последняя дает большую устойчивость, так как не связана с введением об-
ратной связи. Наиболее часто используемый способ АРУ — регулировка по
току эмиттера, реже — эстафетные схемы и схемы с пассивными регулято-
рами (см. гл. 11). В приемниках высших групп сложности применяют УПТ
как по каналу АРУ, так и по каналу АПЧ. Ограничение достигается либо
специальным режимом работы транзисторов, либо применением диодных
ограничителей в УКВ блоке и последних каскадах УПЧ.
Для сохранения высокой чувствительности приемника при глубоком
разряде батарей питание блока УКВ, УСЧ, УПЧ осуществляют стабилизи-
рованным напряжением. Типовое решения структурной схемы УПЧ промыш-
ленных приемников показаны на рнс. 12.1—12.3.
12.7. Расчет детекторов. Стереодекодеры
Выходное напряжение детектора 1/выхд, образующееся при подаче иа
его вход напряжения t/д (табл. 12.2), должно соответствовать стандартной
выходной мощности приемника и требованиям ГОСТ, Полагая усилитель
звуковой частоты линейной системой, найдем
^вых д = Weh/'H’h/'Pct,
где £зЧ — чувствительность УЗЧ, аЕи = 1, 2...1,3 — коэффициент запаса по
усилению. Исходя из этого, можно определить требования к коэффициенту
передачи амплитудного н частотного детектора
Кд am ^вых. д/^д т> Кдцм> Пвых д/[/д.
В приемниках средних групп сложности в AM тракте обычно исполь-
зуют диодный детектор последовательного типа с разделенной нагрузкой;
при применении ИС — транзисторный детектор (гл. 8).
В качестве детектора АРУ нспользуют детектор основного канала,
в приемниках высших групп сложности применяют отдельный детектор,
обычно параллельного типа.
В качестве ЧМ детектора употребляют схемы дробных детекторов на
транзисторах и диодах, ИС и диодах, а также схему частотного детектора
с фазосдвигающим контуром на ИС; реже используют импульсно-счетные
ЧД (гл. 9). Выходы AM и ЧМ детекторов (в частности, в ИС) часто согласуют
со входом УЗЧ через эмиттерный повторитель, расположенный непосредствен-
но в блоке ПЧД. Ориентировочные значения коэффициента передачи для наи-
более распространенных схем детекторов приведены в табл. 12.3.
Для приема УКВ — ЧМ стереопрограмм в отечественном радиовещании
принята система полярной модуляции (ПМ) [48, 57]. Принцип ее работы за-
ключается в том, что сигнал поднесущей частоты /пн = 31,25 кГц модули-
руетси по амплитуде двумя сигналами звуковой частоты, поступающими от
стереофонических каналов А н В. При этом полярномодулированный сиг-
нал (рис. 12.5, а) образуется путем сложения верхних полупериодов напря-
361
Рис. 12.5. Полярно-модулированное коле-
бание:
а— временное представление; б— спект-
ральное представление
жения поднесущей частоты, модули-
рованных сигналом A (FA), и нижних
полупериодов, модулированных сиг-
налом В (FB). Уравнение ПМ коле-
бания может быть представлено в
виде
u(t) = (UA + U^+(UA-
— UB) sin 2л/™/, (12,В)
где при синусоидальных модулирую-
щих сигналах
UA =Um^+ тА S*11 2nFAt)\
и в = utn (—1 + тв sin ZnF^.
Из уравнения (12,5) видно, что ПМ колебание можно представить состоящим
из двух частей. Первая — тональная, которая содержит сумму сигналов
А + В. Вторая часть — надтональное колебание, представляет собой АМ
колебание поднесущей частоты, модулированное разностью сигналов А— В.
Спектр полярномодулированного сигнала представлен на рис. 12.5, б. Этим
сигналом осуществляется частотная модуляция напряжения несущей в диа-
пазоне УКВ, в котором может быть достигнуто наиболее высокое качество
приема.
Для повышения помехоустойчивости при УКВ стереофоническом ве-
щании вводят частичное подавление поднесущей частоты (рис. 12.5, б),
что должно быть компенсировано в приемной части тракта. Для выделения
исходных звуковых сигналов после ЧМ детектора достаточно ввести декодер,
в простейшем случае — полярный детектор (рис. 12.6, а), включающий два
детектора различной полярности. Как видно из спектра полярномодулиро-
ванного сигнала, система удовлетворяет требованию совместимости. Основ-
ное преимущество системы с полярной модуляцией в том, что ширина спект-
ра сигнала увеличивается незначительно: ширина полосы пропускания
Рнс. 12.6. Стереодекодеры':
а— о полярным детектором! 6 суммарно-разностного типа; ено временным разделе-
нном каналов
362
УКВ-ЧМ тракта П — 140...180 кГц, при этом раствор СДХ частотного де-
тектора Яр > 400 кГц.
Для снижения нелинейных искажений в области верхних звуковых час-
тот, возникающих при полярном детектировании, используют более слож-
ные декодеры: суммарно-разностный декодер и декодер с временным разде-
лением сигналов А и В, принцип работы которых показан на рис. 12.-6, б, в,
соответственно. Кроме разделения сигналов А и В в блоке стереодекодера
обычно выполняются функция восстановления поднесущей, фильтрация
надтональных частот, коррекция АЧХ, автоматическое переключение
режима работы стереодекодера «моно» — «стерео», индикация наличия
стереопрограммы, регулировка стереобазы. Структурная схема стереоде-
кодера с временным разделением каналов приведена на рис. 12.1.
12.8. Проектирование тракта звуковой частоты
Выбор типа и числа громкоговорителей производят, исходя из их техни-
ческих характеристик [7, 8, 26): номинальной мощности Ргр, стандартного
звукового давления фгр ст, диапазона воспроизводимых частот Frp min ... Ггр тах,
при заданной неравномерности оп гр, и параметров приемника [28]: среднего
звукового давления фср, неравномерности АЧХ акустической системы в задан-
ном диапазоне звуковых частот Frain... fmax:
°П АС = ° Л прк + °/7 УНЧ ~ fan + °пд)'
Первоначально определив электрическую номинальную мощность приемника
Рн>0,1(фср/фгрст^,
выбирают громкоговорители так, чтобы обеспечить выполнение следующих
неравенств:
?гр ^н’ (12.6)
аП гр °П АС> ^гр min ^min' ^гр max С 2.7)
Для улучшения качества звучания следует повышать номинальную выход-
ную мощность; значения Рн, принятые в современных моделях приемников
составляют: в переносных 2—3-й группы сложности — 0,1....0,5 Вт, первой
н высшей группы — 0,75...2 Вт; в стационарных 2—3-й группы сложно-
сти— 0,5...3 Вт, первой и высшей группы — 2...50 Вт; автомобильный —
до 2 Вт. Нижний предел мощности Ргр переносных приемников в настоящее
время составляет 0,25 Вт. Условия (12.6), (12.7) можно рассматривать как
необходимые, но недостаточные, поскольку акустические свойства приемни-
ка определяются также сопряжением и расположением громкоговорителей,
акустикой футляра и рядом других факторов. Существенное улучшение ка-
чества воспроизведения низких частот и более равномерную характеристи-
ку в области средних частот можно получить путем применения двух фрон-
тальных громкоговорителей (рис. 12.7, а), такой вариант используется в
стационарных приемниках. Эффективность воспроизведения высших зву-
ковых частот определяется в основном качеством громкоговорителей. Малую
неравномерность О/удс достигают также путем введения раздельных групп
363
Рис. 12.7. Сложные акустические системы;
а — с двумя фронтальными широкополосными громкоговорителями! 6 — с двумя раздели-
тельными фильтрами! в —с одним разделительным фильтром; г— система объемного зву-
чания; НГ, ВГ, ШГ — низкочастотные, высокочастотные, широкополосные громкоговори-
тели
Рнс. 12.8. Стереофоническая система:
11У — предварительный усилитель; УМ —усилитель мощности; ВГ, НГ — высокочастотные,
Низкочастотные громкоговорители; РГ, РТ, РБ —регуляторы громкости, тембра, баланса
громкоговорителей (низких, средних и высоких звуковых частот), каждая
из которых воспроизводит свою часть звукового диапазона (рис. 12.7, б, в).
Основной принцип работы системы объемного звучания заключается
в расширении диаграммы направленности акустического излучения на выс-
ших частотах путем специального пространственного расположения громко-
говорителей (рис. 12.7, в). Это позволяет устранить точечный характер зву-
чания.
Стереофоническая система, состоящая из двух полностью раздельных
идентичных широкополосных трактов, показана на рис. 12.8. При достаточ-
ном разнесении акустических агрегатов удается получить естественное зву-
чание музыкальных программ, выделить отдельные инструменты и голоса
исполнителей. Конструкции с выносной акустической системой создают не-
удобства в эксплуатации, особенно в переносном варианте приемника. В свя-
зи с этим в настоящее время разработаны модели приемников с акустически-
ми системами, размещенными в одном футляре небольших размеров. Стерео-
эффект достигается специальным расположением и фазированием громко-
говорителей обоих каналов (матричные акустические системы), а также за
счет специального подбора амплитудно и фазочастотиых характеристик
левого и правого каналов УЗЧ.
Определение типа и количества каскадов УЗЧ".' Тип и схему включения
приборов оконечного каскада выбирают в основном из условий получения
864
заданной выходной номинальной мощности и высокого КПД при допусти-
мых нелинейных и частотных искажениях.
Выходной каскад переносных приемников с автономным питанием сле-
дует выполнять двухтактным в режиме В вне зависимости от класса аппара-
туры, так как это существенно повышает к. п. д. (до 75 %) и уменьшает
расход питания. Применение мощных выходных приборов в приемниках выс-
ших групп сложности позволяет применить двухтактную схему последова-
тельного типа без выходного трансформатора, которая обеспечивает даль-
нейшее повышение к. п. д. и устойчивости, расширение АЧХ, уменьшение
коэффициента гармоник и фона. Применение бестрансформаторной схемы
в приемниках низших групп сложности ограничивается малым усилением.
Транзисторы для выходного каскада, работающего в режиме В, следует
выбирать, исходя из условий:
^КЭ < (°>3 ••• 0,4) (Укэ доп;
РДоп > (0.3 ... о,5) рн (/доп - 20)/(/доп - /СР тах),
где ^кэдоп> ^доп — допустимые напряжение и мощность рассеяния на
коллекторе при нормальной температуре; /доп — наибольшая допустимая
температура р-п перехода; £ср тах— наибольшая температура среды в °C.
Коэффициент передачи УЗЧ по мощности рассчитывают по формуле
Кр 34 = Л/^вх ЗЧаОС’
где УвхЗЧ = ^зч^вх — минимальная величина мощности на входе усили-
теля (F = 1000 Гц), которая обеспечивает получение номинальной выходной
мощности; аос = 10 ... 100 — коэффициент запаса, учитывающий введение
обратной связи, тембровые регулировки н разбросы параметров усилителя.
Выбрав тип транзистора предварительного усилителя в соответствии с мето-
дикой, изложенной в п. 12.3, определяют число каскадов
N34 ~ КР зч/1g Кр зч i-
Коэффициент усиления по мощности каскада УЗЧ, включая и выходной
каскад
Кр зч i ” Р2>
где Р — минимальное значение статического коэффициента усиления по току
в схеме с общим эмиттером. Коэффициент усиления мощности выходного кас-
када — 30...100, остальных каскадов — с ОЭ — 30...300.
Выбор структурных схем УЗЧ производят по результатам проведенного
расчета. Для приемников высших групп сложности характерно применение
сложной отрицательной обратной связи с общей глубиной не менее 12...14 дБ,
тлавная регулировка тембра, раздельная для низких и высоких звуковых
(Частот, применение антифоновых схем. Тонкомпенсацня регулятора гром-
кости при увеличении выходного уровня на 40 дБ обеспечивает дополнитель-
ный подъем на низших звуковых частотах не менее 10...12 дБ. В отдельных
моделях применяют выделенный темброблок, в котором производят согла-
сование с внешними источниками (проигрыватель, магнитофон — запись,
магнитофон — воспроизведение), усиление сигналов после детектора и внеш-
них источников, а также регулировку громкости, тембров низких и высоких
365
Рис. 12.9. Система объемного звучания с двухканальиым УНЧ:
РГ— регулятор громкости; ПУ — предварительный усилитель; УМ—усилитель мощности}
РТ —регулятор тембра
звуковых частот, стереобаланса. Акустическая система объемного звучания
отличается разделением полосы звуковых частот на два или три канала,
что позволяет существенно уменьшить перегрузки и интермодуляционные
искажения. Частоту разделения обычно выбирают в области 1...3 кГц. Ши-
рокая полоса прозрачности до 18...20 кГц позволяет воспроизвести ультра-
звуковые частоты, которые сами по себе не слышны, но в сумме с другими
составляющими создают в нелинейном слуховом аппарате человека комбина-
ционные частоты. Последние существенно обогащают звучание, воссоздают
его тонкую структуру.
Значительно лучшее качество объемного звучания, в частности меньшие
интермодуляционные искажения, могут быть получены в схеме двухканаль-
иого УЗЧ, где полоса частот разделена не на выходе, а на входе усилителя
(рис. 12.9). Такая система дает возможность простой и эффективной регули-
ровки тембра. Так как основная мощность звукового спектра лежит в обла-
сти низких частот, канал НЧ имеет двухтактный выход. Для снижения
нелинейных искажений принимают ряд специальных мер: использование уль-
тралинейной схемы выходного каскада, бестрансформаторной схемы фазоин-
версного каскада, двухтактной схемы на разнополярных транзисторах, об-
разующих комплементарную пару. Для высококачественного усилителя обя-
зателен запас неискаженной мощности > (2 ... 3) Р„. В приемки-
вых max ' ' и 1
ках универсального питания оконечный каскад, являющийся основным по-
требителем энергии, правильно использовать в двух режимах: автономном
с малой н сетевом с повышенной выходной мощностью. Повышение выходной
мощности может достигаться как форсированием режимов работы транзисто-
ров, так и добавлением оконечного каскада. В отдельных моделях усилители
мощности выносят в акустические системы. Громкоговорители, как правило,
дублируют телефонным (стереотелефоиным) выходом.
Для воспроизведения стереофонических граммофонных или магнито-
фонных записей, а также для приема стереофонических радиопередач необ-
ходим высококачественный (см. выше) двухканальный стереоусилитель зву-
ковой частоты (рис. 12.8). Усилитель имеет сдвоенные регулировки громко-
сти и тембра, а также специальную регулировку баланса (РБ), позволяющую
уравнивать громкости обоих каналов. К стереофоническим УЗЧ предъяв-
ляют ряд специальных требований: переходное затухание между каналами не
менее 30 дБ, рассогласование частотных характеристик — ие более zt3 дБ,
иеидеитичность фазовых характеристик не более 20°. При переходе от стерео-
366
фонического варианта к монофоническому нспользуют оба оконечных кас-
када. В отдельных случаях применяют биофоинческне процессоры, предна-
значенные для расширения электрическим путем стереобазы воспроизво-
димых стереофонических программ, а также для биофоннческой обработки
стереосигналов.
Структурные схемы УЗЧ транзисторных приемников различных групп
сложности рассмотрены иа рнс. 12.1 —12.3.
12.9. Эксплуатационные удобства
Устройства индикации
В качестве индикаторов настройки используют стрелочные, миниатюр-
ные вакуумные накальные, газоразрядные н светодиодные индикаторы. Ши-
роко применяют стрелочные индикаторы — миниатюрные микроампермет-
ры, которые электрически хорошо согласуются с аналоговыми схемами при-
емников, позволяют создать простые конструкторские решения с многочислен-
ными вариантами внешнего оформления. Использование индикаторов с циф-
ровыми устройствами затруднено применением дополнительного звена —
цифроаналогового преобразователя. Светодиодные индикаторы нспользуют
как в виде дискретных светодиодов, так и в виде набора светодиодов (матриц).
По яркости и размеру изображения уступают другим типам индикаторов, ио
по току потребления, низким рабочим напряжениям, долговечности, надеж-
ности, малой инерционности ие имеют себе равных. Питаются током любой
формы. Широко применяются в приемниках с автономным питанием. Газо-
разрядные индикаторы большого распространения ие получили, поскольку
плохо согласуются с низковольтной элементной базой. В отдельных моделях
использовались индикаторы типа светящегося столба изменяемой длины.
Перечисленные индикаторы работают от специальных электронных схем
(детекторов, фильтров, усилителей, ограничителей, согласующих каска-
дов, триггеров, электронных ключей, логических схем и пороговых ус-
тройств, реле, переключателей, исполнительных устройств), управляющее
напряжение иа которые поступает от последних каскадов УПЧ, детекторного
каскада [7, 8]. В приемниках высших групп сложности для формирова-
ния управляющего напряжения используют отдельные узкополосные УПЧ,
детекторы, частотные дискриминаторы точной настройки.
Накальные, светодиодные и стрелочные приборы используют также
в качестве индикаторов стереобаланса (установление одинаковой выходной
мощности левого и правого каналов УЗЧ), индикаторов фиксированной на-
стройки (индикация включения поддиапазона с фиксированной настрой-
кой), наличия стереопередачн (индикация наличия напряжения поднесущей
частоты), а также контроля разряда батарей (установление превышения за-
данного порога — см. структурные схемы рис. 12.1, 12.2).
Блоки фиксированных настроек
Предназначены для беспоисковой (фиксированной) настройки на ряд
предварительно выбранных радиовещательных станций. Применяются
в приемниках средних групп сложности иа УКВ диапазоне (3...5 фиксиро-
ванных настроек), в приемниках высших групп на УКВ, СВ, КВ — см.
367
рис. 12.1, 12.2. Конструктивно выполняются отдельным блоком, включаю-
щем набор контуров ВУ, УСЧ, гетеродина, элементы коммутации, управле-
ния и индикации (обычно светодиоды). Настройку на частоту работающей
радиостанции производят прн помощи варикапов, прн этом управляющее
напряжение Е = 20 В получают от специального переключателя напряже-
ния (LC—генератор, выпрямитель, стабилизатор). Установку управляющего
напряжения производят индивидуальными переменными резисторами блока.
Устройства подавления помех
Устройство бесшумной настройки (БШН) на всех диапазонах предна-
значено для подавления шумов и помех в отсутствие сигналов радиовеща-
тельных станций прн перестройке, а также для подавления дополнительных
настроек в диапазоне УКВ (см. гл. 9). Сущность БШН состоит в том, что при
настройке приемника на станцию с точностью, соответствующей ширине поло-
сы пропускания селективной системы БШН, с выхода УПЧ—БШН поступает
управляющий сигнал, который прн помощи триггера закрывает электронные
ключи, через которые полезный сигнал поступает на вход УЗЧ (рис. 12.1).
Возможны и другие схемы съема управляющего напряжения и шунтирова-
ния входа УЗЧ в исходном состоянии. Кроме БШН в отдельных моделях
применяют специальные замыкатели, которые устраняют треск, возникаю-
щий при переключении диапазонов.
При работе от мощной местной станции используют режим «Местный
прием» (МП), прн котором воздействие помех уменьшают за счет «загрубле-
ння» чувствительности приемника — в структурной схеме рнс. 12.1 это реа-
лизовано при помощи шунтирования УСЧ. Возможны и другие способы ухуд-
шения чувствительности: применение управляемого входного делителя, вве-
дение отрицательной обратной связи и др.
Кроме фильтрации помех с частотой, равной промежуточной, на входе
приемника предусматривают фильтр, подавляющий мешающие приему
в диапазоне КВ сигналы телевизионных станций и УКВ вещания.
В приемниках высшнх групп сложности на диапазоне УКВ—ЧМ могут
быть использованы подавители флуктуационных н импульсных помех. Прин-
цип работы последних [15] заключается в том, что помеха выключается на
интервале времени, когда она подавляет принимаемый сигнал. Искажения,
вызванные прерыванием сигнала, сказываются меньше, чем искажения,
вызванные воздействием помехи. Прн этом искажения прерывания могут
быть ослаблены введением цепи, запоминающей значения сигнала, предше-
ствующее перерыву. Подавители флуктуационных помех (шумоподавители)
[7, 8] представляют собой активный ФНЧ, включенный на выходе частотного
детектора, ширина полосы пропускания которого автоматически регули-
руется в зависимости от мощности принимаемой станции.
Устройства защиты
Применяются в оконечных каскадах УЗЧ с целью их защиты от перегре-
ва, короткого замыкания нагрузки, р также предотвращения работы окоиеч-
нрго каскада в режиме насыщения. Представляют собой йЛектрОнные схемы,
работающие иа устройства индикации и электронные ключй (см. структур»
ную схему рис» 12,1).
86$
12.10. Перспективные направления
проектирования радиовещательных приемников
Одним из основных направлений развития современной бытовой прием-
ной аппаратуры является ее миниатюризация, которая позволяет реализо-
вать нарастающую сложность стационарных приемников высоких групп
сложности и является базой для широкой номенклатуры моделей о автбном-
ным питанием — автомобильных, переносных, миниатюрных. Транзистрри-
зация позволила выиграть в плотности монтажа примерно на порядок. Пере-
ход к интегральным схемам позволяет выиграть в плотности еще на поряДок,
а также упростить аппаратуру за счет уменьшения номенклатуры комплек-
тующих изделий. При этом улучшаются качественные показатели приемни-
ков, повышается надежность, снижается потребление энергии, трудоем-
кость, материалоемкость, габариты. Дальнейшая реализация возможностей
интегральной технологии связана с полным переходом к ИС полупроводни-
кового типа с высокой степенью интеграции, что позволяет существенно
усилить отмеченные выше преимущества, поднять рентабельность, а также
обеспечить ряд потребительских удобств, невозможных на базе дискретной
техники.
Для дальнейшего повышения качества звучания и его приближения
к качеству первичных датчиков (магнитная и грамзапись) вводят УКВ-ЧМ
тракт и существенно увеличивают выходную номинальную мощность во всех
типах приемников, включая переносные и автомобильные. При этом в клас-
сной стационарной аппаратуре выходную мощность электрического тракта
увеличивают до десятков Вт при Аг = 0,1...0,5 %, в приемниках с автоном-
ными источниками — насколько позволяет энергоемкость существующих
источников питания (в дальнейшем в приемниках 3-й группы сложности
Р niin= 1 В'1’)- Разработаны и освоены производством выносные широко-
полосные акустические системы с номинальной мощностью до 50 Вт и поло-
сой воспроизведения 20...30 Гц ... 20...30 кГц, а также малогабаритные за-
крытые акустические системы с объемом 5...10 л. Перспективны разработки
последних плоского типа с настенным (аналогично картинам) расположе-
нием.
Важнейшим направлением улучшения качества звучания является ши-
рокое внедрение стереофонического УКВ-ЧМ тракта в модели как вывших,
так и средних групп сложности. Новым этапом должен явиться переход от
двухканального к четырехканальному (квадрофоническому) воспроизведе-
нию. При этом под квадрофонией понимают не просто четырехканальйую
стереофонию, а такую ее разновидность, когда акустические системы «окру-
жают» слушателя. Система квадрофонического радиовещания может быть
реализована на базе принятой у нас системы с полярной модуляцией. Возмож-
но также использование более простых квазиквадрофонических систем, в ко-
торых стереофонический сигнал в тракте УЗЧ преобразовывается в четырех-
канальный.
Наряду с повышением качества звучания большое внимание уделяют
повышению помехоустойчивости приема. С этой целью допускают существен-
ное усложнение схем приемников высшнх групп сложности. Вводят специ-
альные схемы помехозащнты в условиях воздействия сильных импульсиыл
помех, схемы шумоподавления в ЧМ тракте, системы усиленнойАРУ и ЙГра1-
869
ничения. Реальную селективность и разрешающую способность повышают
ва счет двойного преобразования, применения системы внутренних антенн
с пространственной селективностью, схем кольцевых смесителей, сложных
фильтров сосредоточенной селекции, а также за счет повышения линейности
сквозного тракта, в частности применения полевых транзисторов в первых
каскадах УСЧ и УЗЧ [45, 77].
Важное место займут фильтры, способные формировать селективные
свойства без применения катушек индуктивности, многофункциональные
ИС универсального применения, которые позволяют без изменения своей
структуры видоизменять функции и характеристики трактов за счет моди-
фикации элементов внешней цепи. Произойдет замена части аналоговых схем
цифровыми, которые лучше согласуются с интегральной технологией. Реа-
лизация таких структур явится важным шагом на пути к созданию монолит-
ного радиоприемного устройства.
Следует выделить вопросы повышения эксплуатационных удобств ра-
диоаппаратуры. С этой целью значительно увеличивают число растянутых
и обзорных диапазонов, вводят блок предварительной настройки с фиксиро-
ванными частотами, положение «местный прием». Улучшаются системы ин-
дикации настройки стереопрограмм, стереобаланса, перегрузок. Происхо-
дит переход к индикаторам следующего поколения, которые позволяют по-
требителю получить полную визуальную информацию о принимаемом сиг-
нале, необходимую для правильной эксплуатации аппаратуры. Все более
изощренными становятся автоматические системы: бесшумная и беспоиско-
вая настройка, автоматическая надстройка частоты на всех диапазонах,
автоматическая регулировка полосы пропускания. В приемниках высших
групп сложности применяют дистанционное ультразвуковое управление.
С переходом на новую элементную базу (синтезаторы частоты, большие инте-
гральные схемы, микропроцессоры, цифровые индикаторы на жидких крис-
таллах и люминофорах, оптроны, логические схемы, варикапные матрицы
и др.) следует ожидать появления систем с высокостабильной дискретной
настройкой и цифровой индикацией. Уже используемая сейчас на УКВ
диапазоне электронная настройка будет вводиться и на других диапазонах.
Механические переключатели уступают место бесконтактным (сенсорная
коммутация). Предполагается разработка системы автоматического выбора
программ в зависимости от времени суток с запоминанием частот приема
и беспоисковой настройкой, а также обеспечение возможности автоматиче-
ского управления всем комплексом приемно-усилительной радиоэлектрон-
ной аппаратуры по программе, составленной потребителем, в том числе
и записи передач в его отсутствие.
Для внешнего вида радиовещательных приемников характерно прибли-
жение к профессиональным приборам: строгие, лаконичные, несколько вы-
тянутые формы, крупные шкалы, эргономически оправданное расположе-
ние элементов управления.
Для современного уровня развития радиоприемной техники характерна
широкая номенклатура типов аппаратуры, в частности появление межклас-
сных приемников. В последние годы значительно вырос выпуск автомо-
бильных приемников, которые изготавливают для автомобильно-переносного
й только автомобильного режимов работы. Для них характерно широкое внед-
рение интегральных схем, Специальные меры, обеспечивающие повышенную
870
помехозащищенность по цепям зажигания и стабильность приема в различ-
ных условиях эксплуатации (в том числе улучшенное подавление амплитуд-
ной модуляции в ЧМ тракте и усиленная АРУ). В связи с увеличением ско-
рости движения целесообразно повышение номинальной выходной мощности
до 4...6 Вт.
Одна нз важных задач, стоящих перед конструкторами переносных ра-
диоприемников — снижение мощности, потребляемой от автономных источ-
ников питания. Весьма перспективно в качестве дополнительных источни-
ков питания — применение фотопреобразователей солнечной энергии —
солнечных батарей. Расчеты показывают, что при буферном режиме нх ис-
пользования при средне-статнстнческой освещенности на территории СССР
в весенне-летннй период одни комплект батарей может прослужить в 5... 10
раз больше.
Характерными особенностями отличаются миниатюрные приемники.
Поскольку онн предназначены для приема только местных станций, нх струк-
турная схема должна быть предельно упрощена. Это определяет применение
схемы прямого усиления и сводит число резонансных контуров к одно-
му. Выполненные на базе пленочной технологии, эти приемники достигают
объема 10...20 см3. С переходом на твердые схемы нх объем может быть дове-
ден до объема наручных часов н такие аппараты, по-внднмому, получат по-
всеместное применение как информационные приемники.
Глава 13
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПРИЕМНИКОВ
ПРОФЕССИОНАЛЬНОЙ СВЯЗИ
13.1. Классы радиоизлучений
Радиоприемники профессиональной связи в зависимости от вида прини-
маемых сообщений классифицируют как приемники телефонной, телеграф-
ной н фототелеграфной (факсимиле) связи, а в зависимости от вида модуля-
ции сигнала — приемники непрерывных сигналов с АМ, ЧМ, ФМ, приемни-
ки сигналов с амплитудной, частотной н фазовой манипуляцией и приемники
импульсных сигналов с ШИМ, ВИМ н КИМ. По назначению и протяженно-
сти лнннй связи различают прнемннкн для магистральной радиосвязи (на
большие расстояния), универсальные и приемники для связи на средние
н малые расстояния. В зависимости от режима работы радиолинии прием-
ники могут быть одноканальнымн и многоканальными.
Класс излучения — совокупность характеристик излучения, обозначен-
ная стандартными условными символами н содержащая характеристики
вида модуляции, модулирующего сигнала и вида передаваемой информации,
а также (прн необходимости), любые дополнительные характеристики. В со-
ответствии с рекомендацией МККР 507 регламентом радиосвязи установ-
лено, что каждый класс раднонзлучення обозначается тремя обязательными
символами н двумя дополнительными. Первый символ обозначает первую обя-
зательную характеристику излучения — вид модуляции основной несущей
371
Таблица 13.1. Обозначения видов модуляции основной несущей
радиоизлучения
Вид модуляции основной несущей
Модуляция отсутствует
Амплитудная модуляция,’ две боковые полосы частот
одна боковая полоса частот, полная несущая
одна боковая полоса частот, ослабленная несущая
одна боковая полоса частот, подавленная несущая
независимые боковые полосы частот
остаточная боковая полоса частот (одна из боковых полос час-
тично подавлена)
Частотная модуляция
Фазовая модуляция
Амплитудная и угловая модуляция
Импульсная модуляция
излучение последовательности смодулированных импульсов
излучение последовательности импульсов модулированных по
амплитуде
модулированных по ширине (длительности)
модулированных по положению (фазе)
несущая модулируется по углу
является комбинацией вышеуказанных методов или образу-
ется другими способами
Виды, не указанные выше, при которых излучение состоит из
основной несущей, модулируемой двумя или более методами
Прочие виды модуляции
Символ
N
А
Н
R
J
В
С
F
а
D
р
к
L
м
Q
у
W
X
Таблица 13.2. Обозначения характера сигналов, модулирующих основную
несущую радиоизлучения
Характер сигнала
Модулирующий сигнал отсутствует
Один канал
квантованной или цифровой информации
без применения модулирующей поднесущей
с применением модулирующей поднесущей
аналоговой информации
Два илн более каналов
квантованной нли цифровой информации
аналоговой информации
Один или несколько каналов для квантовой или цифровой
информации вместе с одним или несколькими каналами для
аналоговой информации
Прочие сигналы
Символ
1
2
3
7
8
О
9
X
(табл. 13.1), второй символ — характер сигнала, модулирующего основную
несущую (табл. 13.2), третий символ — вид передаваемой информации
(табл. 13.3) [391. При необходимости повысить точность определения класса
излучения в его обозначение вводятся дополнительные символы. Четвер-
тый символ обозначает дополнительную характеристику сигнала (табл.
372
Таблица 13.3. Обозначения вида передаваемой информации радиоизлучения
Вид информации Символ
Никакой информации не передается Телеграфия N
прием иа слух А
прием автоматический я
Факсимиле q
Данные телеметрии, телеуправления и др. О
Телефония (включая звуковое радиовещание) Я
Телевизионное изображение g
Комбинации указанных видов Ц?
Прочие виды X
Таблица 13.4. Обозначения дополнительных характеристик сигналов
радиоизлучения
Дополнительная характеристика сигнала Символ
Двухпозиционный код с посылками различными по числу и (или) длительности А
одинаковыми по числу и длительности без коррекции ошибок с коррекцией ошибок Четырехпозициониый код, в котором каждая позиция пред- ставляет собой посылку сигнала (один бит или более) Многопозиционный код, в котором каждая позиция представляет собой посылку сигналу каждая позиция или комбинация позиций представляет со- бой знак Звук радиовещательного качества монофонический стерео- или квадрофонический Звук коммерческого качества с использованием частотной инверсии или расщепления ; > *5 Ь СХв
ПОЛОСЫ с раздельными ЧМ сигналами для управления уровнем де- М
модулированного сигнала другие категории Монохроматическое Цветное Комбинации вышеуказанных случаев Прочие случаи, не указанные выше i N 1
13.4) , пятый символ — характер уплотнения (разделения) сигналов в много-
канальных системах: N — уплотнение отсутствует} F •— частотное; Т —
временное; С — кодовое; W — комбинация частотного и временного; X —
прочие виды. В некоторых случаях символьное ободЙАЙеНие класса излуче-
ния дополняется кодовым обозначением необходимой ширины полосы Излу-
чения |139}.
«7?
Примеры обозначении символьной части классов излучений’ 1) для сте-
реофонического радиовещания с ЧМ — F8EHF; 2) для коммерческой теле-
фонии с устройством для засекречивания — A3EKN; 3) для четырехка-
нальной (два канала телефонных и два телеграфных.) систем АМ—АЭ WWX
4) для радиорелейной системы с временным разделением каналов с ФИМ—
M7EJT.
13.2. Структурные схемы линейного тракта
профессиональных приемников
Профессиональные приемники выполняют по супергетеродинной схеме,
В большинстве приемников используют двойное преобразование частоты.
Основой для выбора вида структурной схемы профессионального прием-
ника являются требования к стабильности частоты настройки. Учитываются
также требования к уровню шумов гетеродинов и другие требования. Раз-
личные варианты супергетеродинов различаются между собой в частности
построением схемы формирования гетеродинирующих напряжений, которая в
значительной мере влияет на построение линейного тракта приемника (на коли-
чество преобразований частоты, промежуточные частоты, способ разделения ди-
апазона рабочих частот на поддиапазоны). При выборе структурной схемы следует
учитывать, что нестабильность настройки приемника и, следовательно, частотная
точность радиолиний определяется в основном гетеродинами, причем наиболь-
шая нестабильность вносится, как правило, при первом преобразовании
частоты.
Супергетеродин с многодиапазонным первым гетеродином
Структурная схема линейного тракта приведена на рис. 13.1. Первый
гетеродин плавно перестраивается в пределах каждого поддиапазона частот.
Сравнительно большая нестабильность частоты гетеродина (табл. 2.2) обус-
ловлена влиянием переключателей поддиапазонов. Схема на рис. 13.1 на-
ходит применение только в простейших профессиональных приемниках. Диа-
пазон рабочих частот обычно разделяют на поддиапазоны способом равных
коэффициентов перекрытия (гл. 2). Если же этим способом разделить диапа-
зон перестройки гетеродина, стабильность его частоты несколько повышается,
поскольку элементы тхжгряжения контуров включаются в контурах тракта
СЧ. Иногда предусматривают коррекцию частоты гетеродина по внутренне-
му кварцевому калибратору.
Рио. 13.1. Структурная схема супергетеродина с много диапазонным первым гетеродином
374
Супергетеродин с однодиапазонным первым гетеродином
и умножителем частоты
Структурная схема линейного тракта такого супергетеродина отличается
от схемы на рис. 13.1 наличием умножителя частоты первого гетеродина,
который плавно перестраивается в определённом диапазоне частот. Гармони-
ки первого гетеродина используются в качестве гетеродинирующих напря-
жений в различных поддиапазонах, причем используется верхняя и нижняя
настройка гетеродина. Поскольку при такой схеме число элементов и контак-
тов в контуре гетеродина значительно уменьшается, стабильность частоты
существенно улучшается (табл. 2.2). По такой схеме выполняют профессио-
нальные приемники 2 и 3-го классов.
Супергетеродин с однодиапазонным первым
гетеродином и генератором подставок
Схема линейного тракта супергетеродина с генератором подставок при-
ведена на рис. 13.2. Интервал перестройки генератора плавного диапазона
(ГПД) выбирают равным интервалу частот в поддиапазонах, на которые
разделяют диапазон принимаемых частот. При помощи преобразования
частоты в смесителе См3 диапазон часто! ГПД переносится в поддиапазон,
необходимый для преобразования частоты в смесителе См1. Частота колеба-
ний генератора подставок (ГП) стабилизируется кварцем. Нестабильность
настройки такого приемника определяется нестабильностью ГПД, которая
может быть доведена до значений порядка 10-6. Если выбрать достаточно
низкие частоты ГПД, можно достичь малой нестабильности настройки при-
емника.
Супергетеродин с фиксированным первым
и перестраиваемым вторым гетеродином
В таком приемнике первый гетеродин может быть стабилизирован кв ар*
цем, причем возможны два варианта такого гетеродина: 1) в каждом поддиа-
пазоне подключается соответствующий кварцевый резонатор; 2) один квар-
цевый резонатор используется в опорном генераторе, а необходимые гетеро-
динирующие напряжения получаются путем умножения и деления частоты
этого генератора. Второй вариант обеспечивает более высокую стабиль-
но. 13.2. Структурная схема супергетеродина с однодиапазонным, первым гетеродином а
генератором подставок
STS
Рис. 18.3. Структурная схема супергетеродина с фиксированным первым и интерполяци-
онным вторым гетеродином
кость, поскольку в схеме опорного генератора нет коммутирующих элемен-
тов.
При изменении частоты настройки приемника изменяется частота вто-
рого гетеродина и первая промежуточная частота. Целесообразно при пере-
стройке приемника в любом поддиапазоне изменять первую ПЧ в одном и том
же интервале. Для этого переносят одинаковые интервалы диапазона прини-
маемых частот в один и тот же интервал изменения первой ПЧ путем соот-
ветствующего выбора значений частоты первого гетеродина. Второе преоб-
разование частоты позволяет перейти к постоянной второй ПЧ.
Второй гетеродин может быть однодиапазоиным непереключаемым, по-
этому стабильность его частоты может быть донедеиа до значений порядка
10-6. Эта стабильность практически определяет стабильность частоты настрой-
ки приемника. По рассмотренной структурной схеме выполняют професси-
ональные приемники 2-го, а также 1-го классов с дискретной настройкой при
использовании в качестве колебаний второго гетеродина сетки высокоста-
бильиых дискретных частот, стабилизированных от единого для приемника
генератора опорной частоты (ГОЧ).
Супергетеродин с фиксированным первым и интерполяционным
(плавным или дискретным) вторым гетеродином
Структурная схема линейного тракта такого приемника приведена на
рис. 13.3. При приеме сигналов в плавном диапазоне в качестве второго ге-
теродина используют ГПД, а при приеме на дискретных частотах — блок
опорных частот (БОЧ) с селектором (Сел). В первом случае можно достичь
нестабильности частоты гетеродина 10-5, во втором 10-8 и менее. В такой
схеме целесообразно использовать монокварцевую стабилизацию частоты
от единого для приемника ГОЧ При необходимости можно использовать оди-
нарное или двойное термостатирование. От этого генератора путем умноже-
ния или деления частоты получают гетеродинирующие напряжения для
первого преобразования частоты. Схему на рис. 13.3 используют в приемни-
ках 1-го и 2-го классов.
Супергетеродин с многодиапазонным первым гетеродином
и блоком опорных частот
Первым гетеродином является автогенератор Г1 (рис. 13.4) с параметри-
ческой стабилизацией частоты, перестраиваемый в широком диапазоне час-
тот, разделенном иа поддиапазоны. Стабильность его частоты ие превышает
376
Рнс. 13.4. Структурная схема супергетеродина с многодиапазонным первым гетеродином
н блоком опорных частот
10~*. Колебание второго гетеродина образуется в смесителе См3, на входы
которого поступают колебания первого гетеродина и высокостабильные ко-
лебания, формируемые в блоке опорных частот БОЧ. Задающим генерато-
ром БОЧ является кварцевый, обычно с двойным термостатированием. Ста-
бильность его частоты достигает 10-’. В БОЧ формируется сетка частот.
Колебания второго гетеродина подаются через узкополосный кварцевый
фильтр УКФ на смеситель См2. Система АПЧ первого гетеродина уменьшает
уходы его частоты. Если в процессе работы частота первого гетеродина от-
клонится от номинального значения, соответственно изменится частота вто-
рого гетеродина. В результате вторая промежуточная частота останется
неизменной. Точность настройки приемника, выполненного по схеме на
рис. 13.4, соответствует нормам на приемники 2-го н 1-го классов.
Наиболее высокую стабильность настройки приемника можно получить,
используя в качестве гетеродинов декадный синтезатор частоты. В этом слу-
чае приемник настраивается на ряд дискретных частот с шагом 100, 10 или
1 Гц (см. гл. 7). Если применить все известные способы стабилизации часто-
ты опорного кварцевого генератора декадного синтезатора частоты, в част-
ности двойное термостатирование, можно достичь стабильности настройки
приемника 10~8...10~9.
Ниже рассмотрены особенности проектирования приемников в зависи-
мости от вида принимаемых сигналов.
13.3. Приемники непрерывных двухпопосных сигналов с АМ
Непрерывные сигналы с АМ используются чаще всего для передачи теле-
фонных сообщений на частотах до 30 МГц. В приемниках, предназначенных
для приема таких сигналов, модулятором является амплитудный детектор,
за которым следует УЗЧ. Как правило, в приемнике применяют АРУ н прн
необходимости АПЧ. Для ослабления влияния замираний при приеме в диа-
пазоне КВ применяют сдвоенный прием [97].
При проектировании линейного тракта приемника (гл. 2) следует опре-
делять ширину спектра частот принимаемого сигнала по формуле
с = 27?тах.
где Fmax — максимальная частота спектра передаваемого сообщения. Для
телефонных сигналов Етах = 3000 Гц (по нормам МККР), однако в некото-
рых случаях может потребоваться передача более высоких частот.
14 7-230 377
Минимально необходимое значение отношения сигиал/помеха на входе
приемника
?вх = Твых У (^ + ттах)/7УЗч/тгаах/7Ш> (13‘ О
где уВЬ1Х — заданное отношение сигнал/помеха на выходе приемника; k — отно-
шение максимального н среднего квадратического значений напряжения сооб-
щения (пик-фактор); rnmax— максимальный коэффициент модуляции; 77узч «
«1,1 Fmax— полоса пропускания УЗЧ; 77 ш— шумовая полоса пропускания
линейного тракта. Для телефонных сигналов можно принимать kn =3, увых «=
= 3... 10 (в зависимости от требуемого качества связи).
Формула (13.1) справедлива при увх > 1.
Схему амплитудного детектора следует выбирать, руководствуясь ре-
комендациями гл. 8. При разработке структурной схемы УЗЧ вначале выби-
рают схему и транзисторы выходного каскада так, чтобы получить требуемую
номинальную мощность Риом или напряжение 7/ном = VЛюм^н на нагрузке
с «аданным сопротивлением Дн. Нагрузкой выходного каскада профессиональ-
ного приемника ‘часто является проводная линия с волновым сопротивлением
600 или 1500 Ом, а РнОМ = 50... 100 мВт.
п₽н Л.ои < 50 мВт целесообразно применять одиотактиые выходные
каскады. Тип транзистора выбирают так, чтобы выполнялись условия
доп 2^’ном/г1тр5к> (13,2)
^КЭ доп >3£К’
где ₽кдоп — максимально допустимая мощность рассеивания на коллекторе;
т)тр — к. п. д. выходного трансформатора (для маломощных трансформаторов
т|тр = 0,6...0,8); = 0,8...0,9 — коэффициент использования коллектор-
ного напряжения; 77КЭдоп — максимально допустимое напряжение на кол-
лекторе; Ек — напряжение источника питания.
При Рном = 50...200 мВт применяют двухтактные выходные каскады
на маломощных транзисторах в режиме класса АВ. При выборе типов тран-
зисторов должно выполняться условие
доп ^ноы/^тр^К’
и условие (13.2).
При Рном > 200 мВт используют двухтактные каскады на транзисто-
рах средней или большой мощности в режиме класса АВ или В. Тип транзи •
сторов, работающих в режиме класса В, нужно выбрать так, чтобы выполня-
лись условие (13.2) и условие
доп О^/’иом/Птр^К?
Необходимый коэффициент усиления мощности УЗЧ
%Р УЗЧ — Лтом^вх УЗЧ^зап/^выхД’
где 7?вх узч—входное сопротивление УЗЧ; С/вых д— напряжение на выходе
детектора при глубине модуляции т= 1 (гл. 8); — коэффициент запаса,
учитывающий разброс параметров и старение активных элементов тракта,
378
Далее определяют необходимое количество каскадов предварительного
усиления, учитывая, что выходной каскад позволяет получить усиление мощ-
ности порядка 3...100, а предварительные каскады по схеме с общим эмит-
тером — 30...300 в зависимости от типов и экземпляров транзисторов.
13.4. Приемники непрерывных сигналов с ЧМ
Применение ЧМ позволяет повысить использование мощности передат-
чика и помехоустойчивость приема, улучшить качественные показатели пере-
дачи, в частности, расширить динамический диапазон передаваемой програм-
мы и диапазон передаваемых частот. Наиболее полная реализация этих пре-
имуществ ЧМ достигается при больших индексах модуляции « A/m/Fmax>
> 1). Так, в радиовещании фт « 3,3, при передаче звукового сопровождения
в телевидении фт = 5. Однако при этом спектр сигнала занимает настолько
широкую полосу частот, что практическое осуществление передачи возмож-
но только в диапазоне УКВ.
Если отношение сигнал/помеха на входе приемника увх >1, применение
ЧМ дает выигрыш в отношении сигнал/помеха на выходе приемника в фш
раз при синусоидальной, в VЗфот раз при флуктуационной и в 2фт раз при
импульсной помехе. При увх = 1 применение ЧМ не дает выигрыша.
Непрерывные сигналы с ЧМ используют, в частности, для передачи теле-
фонных сигналов (излучение F3E) в радиолиниях иа частотах выше 30 МГц
и неподвижных изображений (факсимиле, излучение F3C) в диапазоне КВ.
Непрерывные сигналы с ЧМ используют, в частности, для передачи те-
лефонных сигналов в радиолиниях на частотах свыше 30 МГц и неподвиж-
ных изображений (фототелеграфная связь) в диапазоне КВ. В приемниках
таких сигналов демодулятором служит частотный детектор, за которым сле-
дует УЗЧ. Для устранения паразитной AM перед ЧД применяют ограничи-
тель амплитуд.
При проектировании линейного тракта приемника непрерывных сигна-
лов с ЧМ ширину спектра частот следует определять по формуле (12.1):
4^ = 2^ (1 + %. + /^),
гДе 'I’m = A/m/Fmax — максимальное значение индекса модуляции; Д/т — мак-
симальное значение девиации частоты; Fmax — максимальная частота спектра
Принимаемого сообщения.
Для снижения уровня нелинейных искажений необходимо обеспечить
линейность ФЧХ линейного тракта, применяя в УПЧ простые селективные
системы (одноконтурные фильтры и ДПФ со связью между контурами меньше
критической), а также ФСС с оптимальной характеристикой группового вре-
мени [45]. Рекомендуется выбирать параметр связи между контурами ДПФ
т] = 0,7. Нелинейные искажения уменьшаются при расширении полосы про-
пускания тракта.
Минимально необходимое отношение сигнал/помеха на входе приемника
Vbx = Твых^пК^УЗч/^ш//^, (13-3)
где kn—отношение максимального и среднего квадратического значений напря-
жения сообщения; Пузч » Ь^щах— полоса пропускания УЗЧ; Пш — шумо-
14*
379
Таблица 13.5. Нормы на основные электрические параметры приемников
радиостанций с угловой (частотной или фазовой) модуляцией сухопутной
и морской подвижной службы (ГОСТ 12252—77 и ГОСТ 22580—77)
Параметры Нормы по типам
1 2 1 3 1 4
Чувствительность при отно- шении сигнал/шум 12 дБ, мкВ в диапазонах частот 40 и 160 МГц симплексный режим дуплексный режим в диапазонах частот 330 и 450 МГц симплексный режим дуплексный режим Ширина полосы пропускания (кГц) при разносе частот между соседними каналами 25 кГц 50 кГц Уровень излучений гетеро- динов, иВт не более 1,2 не более 1,7 (1,5) не более 1,7 не более 2,4 (2,1) не менее 14,5 (14) не менее 29 не более 20
Селективность по соседнему каналу, дБ не менее 75 (85) не менее 60 (65)
Селективность по побочным каналам, дБ не менее 80 не менее 70
Интермодуляционная селек- тивность, дБ не менее 70 не менее 60 не менее —
Эффективность работы шу- моподавителя, дБ не более —40 не более —30 не более —20
Коэффициент нелинейных ис- кажений, % не более 7 не более 10 не более 15
Отклонение АЧХ от харак- теристики с послекоррекцией 6 дБ/октаву при работе на телефон, дБ не более -}-2 -3 не более ±3
Уровень фона, дБ не более —40 не более —35
Защищенность по цепям пи- тания и управления, дБ не менее 80 (85)
Примечания:
1. К типу 1 относятся радиостанции с мощностью несущей передатчика
30...50 Вт, к типу 2 — радиостанции сухопутной службы с мощностью несущей
передатчика 5...15 Вт и морской службы с мощностью 8...25 Вт, к типу 3 —
с мощностью несущей передатчика 0,5...2 Вт, к типу 4 — с мощностью не бо-
лее 0,3 Вт.
2. Нормы на чувствительность приемников морской подвижной службы
относятся к диапазонам частот 160 и 450 МГц.
3. В скобках приведены нормы на параметры приемников морской по-
движной службы.
380
вая полоса пропускания линейного тракта. Если значение ?вых не задано, для
телефонных сигналов можно принимать увых = 3 ... 10. Формула (13.3) спра-
ведлива прн увх > ЮдБ.
Повышение помехоустойчивости приема сигналов с ЧМ можно получить,
применяя в приемнике демодуляторы с обратной связью по частоте или
следящие фильтры (гл. 11). При этом можно уменьшить полосу пропуска-
ния приемника в фт раз по сравнению с обычным приемником сигналов
с ЧМ. Если при этомф„г 1, отношение сигнал/помеха на выходе приемника
увеличивается в фот раз при импульсных и в У'рщ раз при флуктуационных
помехах. Особенно эффективным является применение синхронно-фазовых
детекторов.
Нормы на основные электрические параметры приемников радиостанций
с угловой (частотной или фазовой) модуляцией сухопутной и морской подвиж-
ной службы приведены в табл. 13.5.
Приемники фототелеграфной связи
Фототелеграфная связь осуществляется на магистральных радиоли-
ниях. Прн этом в приемнике используется общий линейный тракт, полоса
пропускания которого составляет 6...8 кГц. Для борьбы с глубокими зами-
раниями сигнала и влиянием многолучевого распространения радиоволн
применяют сдвоенный радиоприем [97].
Структурная схема частного тракта для приема фототелеграфных сигна-
лов (излучение F3C) приведена на рис. 13.5. Ограничитель амплитуд ОА
устраняет нежелательную AM. На выходе частотного детектора ЧД обра-
зуется сигнал передаваемого изображения, который через переключатель
П и ФНЧ подводится к модулятору М. В модуляторе сигнал изображения
модулирует по амплитуде колебание с частотой 4 кГц, поступающее от гене-
ратора Г. В УЗЧ модулированное колебание усиливается и поступает в ли-
нию, соединяющую приемник с фототелеграфным аппаратом. Прн девиации
частоты 1500 Гц ФНЧ достаточно эффективно ослабляет помехи, образующие-
ся в результате биений между многолучевыми волнами, которые вследствие
ЧМ отличаются по частоте. При девиации частоты 500 Гц ФНЧ работает
недостаточно эффективно. В этом случае для борьбы с помехами можно ис-
пользовать сдвоенный прием, при котором с помощью общей АРУ выбирают
приемник с меньшим уровнем биений и паразитной AM на выходе линейного
тракта. К выходам этого тракта обоих приемников подключают дополни-
тельные усилители н амплитудные детекторы АД, на выходах которых обра-
зуются низкочастотные напряжения, близкие по форме к огибающим напря-
рис. 13.5. Тракт для приема фототелеграфных сигналов
381
женнй биений на входах АД1 и АД2. Дифференциальный амплитудный де-
тектор ДАД служит для получении напряжения, пропорционального разно-
сти уровней напряжений на его входах. Напряжение с выхода ДАД управ-
ляет переключателем П, который подключает к ФНЧ выход ЧД того прием-
ника, в тракте которого паразитная АМ меньше. Перекрестные цепи АРУ
в трактах АД — У усиливают разность напряжений на входах ДАД.
В каскаде вычитания КВ образуется разность средних значений напря-
жений на выходах ЧД1 и ЧД2, которая поступает на управитель системы
АПЧ гетеродина одного из приемников. Таким образом этот приемник под-
страивается под частоту другого (ведущего). Этим обеспечивается приблизи-
тельное равенство частот принимаемых сигналов на выходах линейных трак-
тов, и, следовательно, равенство средних значений напряжений на выходах
ЧД1 н ЧД2, что необходимо для устранения случайных переключений прием-
ников.
Фототелеграфный сигнал содержит спектр модулирующих частот с гра-
ничными значениями
Fmln=A760; Fmas = L^20dmln,
где N — скорость передачи в строках в минуту; L — длина строки, мм;
dmin — размер ниименыпей передаваемой детали (примерно рнвный ширине
растр-элемента), мм.
13.5. Приемники непрерывных однополосных сигналов с АМ
Особенности однополосной радиосвязи. Применение однополосных сиг-
налов без несущей (класс излучения J3E) или с ослабленной несущей(ИЗЕ)
позволяет повысить излучаемую передатчиком мощность в боковых .полосах
при заданной установочной мощности и практически вдвое уменьшить ши-
рину спектра сигнала. Полезный энергетический эффект при переходе от
обычной АМ к передаче одной боковой полосы (ОБП) возрастаете 8 раз при
неизменной установочной мощности передатчика. Если нет замираний сиг-
налов в радиолинии, это соотношение сохраняется и на стороне приема,
несмотря на уменьшение полосы приемника, в два раза. При приеме обеих
полос возрастает в два раза мощность шумов приемника и во столько же раз
напряжение сигналов от двух боковых полос. В условиях замираний селек-
тивного характера, когда изменение спектральных составляющих происхо-
дит не синхронно, качество приема сообщения, передаваемого при помощи
сигналов ОБП, существенно выше, чем при приеме двухполосного сигнала
с АМ. Профессиональные приемники проектируют также для связи по двум
независимым полосам частот (класс излучения ВЗЕ).
Качество приема сигналов ОБП значительно ухудшается при неравен-
стве частот несущей при передаче в приеме. Для разборчивости речи откло-
нение частоты несущего колебания при приеме не должно превышать 100... ,
150 Гц, для высокого качества воспроизведения речи — не более 20 Гц. Тре-
буемую точность частоты несущего колебания в приемнике обычно можно
получить, применив ФАПЧ гетеродина. Если в качестве гетеродинов исполь-
зовать синтезаторы частоты, можно вести прием сигналов и полностью по-
давленной несущей.
382
Рис. 13.$» Структурная схема приемника сигналов ОБП с остатком несущей
При детектировании сигналов ОВП вносятся нелинейные искажения,
уровень которых уменьшается прн повышении напряжения имущей чаеу^ты
на входе детектора. Если напряжение несущей частбты 1/н во много раз боль-
ше напряжения боковой полосы коэффициент гармоник kr да
да 0,26 U6 JUa.
Структурные схемы приемников (пеналов ОВП. На рис, 18.6 приведена
одна из схем приемника сигналов ОВП с остатком напряжения несущей час-
тоты (ОН). Кроме линейного тракта а двойным преобразованием частЛа
и фильтром боковой полосы ФВП приемник содержит канал выделения О1|,
каналы АРУ и АПЧ и генератор несущей частоты ГН. Канал выделения ОН
состоит из узкополосного фильтра остатка напряжения несущей частоты
ФОН и усилителя остатка напряжения несущей частоты УОН. Цепь регули-
рования АРУ содержит амплитудный детектор АД и ФНЧ. Выпрямленное
напряжение, пропорциональное напряжению ОН, через ФНЧ поступает
на управляемые каскады УСЧ н УПЧ1.
АПЧ первого гетеродина Г1 позволяет получить постоянство второй
ПЧ. Напряжение ОН с частотой /он подводится к смесителю См3 вместе
с напряжением низкой частоты F от генератора ГЗ. На выходе См3 выделя-
ется напряжение суммарной частоты f = /он + F, которое вместе с напря-
жением генератора несущей частоты ГН подается на смеситель См4. На вы-
ходе этого смесителя выделяется напряжение разностной частоты f” «= /' —
— /Гн “ F + д/> где д/ = /он — /гн, — расстройка ГН относительно ОН.
Напряжение с частотой/" проходит через ограничитель амплитуды ОА н воз-
действует на частотный детектор ЧД, настроенный на частоту Г. Напряжение
с выхода ЧД через ФН4 поступает на управляющий элемент УЭ, изменяю-
щий частоту П. При /он = /гн выходное напряжение ЧД равно нулик
Если /Оц =И= /рН, управляющее напряжение а выхода ЧД, пропорциональное
значению А/, будет так изменять частоту Г1, чтобы частота fOH приблизилась
к частоте /гн.
Структурная схема частотного тракта приема сигналов ОБП (ВЗЕ, J3E,
R3E) современного профессионального приемника приведена на рис. 13.7.
Предусмотрена возможность приема сигналов с остатком несущей (ОН) н без
несущей (БН). На вход частного тракта поступает сигнал от общего линейного
тракта (ОЛТ). Частный тракт содержит фильтры остатка напряжения несу-
щей частоты ФОН, верхней ФВ БП и нижней ФНБП боковых полос. При
383
Рис. 13.7. Структурная схема тракта приема сигналов ОБП приемника магистральной ра-
диосвязи
приеме сигнала с ОН (АЗА) на демодуляторы Д сигналов боковых полос по-
ступает напряжение генератора несущей частоты ГН. Частота ГН подстраи-
вается по частоте ОН при помощи системы ФАПЧ, тракт которой содержит
фазовый детектор ФД, ФНЧ и управляющий элемент УЭ. Для уменьшения
влияния помех полоса пропускания ФОН должна быть возможно более уз-
кой. При приеме сигнала БН (A3J) на демодуляторы подается напряжение ст
высокостабнльного опорного генератора ОГ, например, синтезатора частоты.
В этом режиме стабильность частоты передатчика и настройки приемника
в диапазоне КВ должна быть не хуже 10-т. Для АРУ приходится использо-
вать выпрямленное напряжение однополосного сигнала. Поэтому постоян-
ная времени фильтра АРУ должна быть порядка 10 с для устранения скачков
усиления в паузах. Однако при этом система АРУ становится нечувствитель-
ной к быстрым замираниям. После продолжительных пауз появляются скач-
ки громкости.
Разработка структурной схемы приемников сигналов ОБП. Минималь-
но допустимое значение отношения снгнал/помеха на входе
Твх = ТвыхР^^УЗЧ^ш ** Ybmx’
При радиотелефонной связи можно принимать увых=2..,3. Полосы пропу-
скания фильтров боковых полос (рис. 13.8)
^ФБП — Fmax ~ Fmin + 2Л/рл>
где ^rnln и ^тах — минимальная и максимальная частоты спектра передавае-
мого сообщения; Д^рл—частотная неточность радиолинии.
Граничные частоты ФВБП и ФНБП
/в. б min = Aip “Ь ^min рЛ, fs.6 max = Aip ^max ^/рл>
^н. б min ^пр Fmax' А/рл' Ль Стах ^пр ^min + А/рл.
где /пр — номинальное значение последней промежуточной частоты.
Для обеспечения достаточно малых переходных искажений составляю-
щие соседней БП должны быть ослаблены на 6М 6 п > 60 дБ за пределами
полосы мешания (рис. 13.8)
^и. б. п = ^ФБП +
где ДГф = 2 (Fmin — Д/рл) — полоса
расфнльтрсвкн.
При этом коэффициент прямо-
угольное™ фильтра по уровню
®м. б п
йп (ст) ~ б. п/^’фБП = 1 +
+ 4 (^min ~ А/рл)/Щ>БП*
По значениям ДфБП и kn (а) мож-
но подобрать или заказать фильтр.
Кроме того, требования к фильтру
можно задать в виде относительной
Рис. 13.8. Взаимное расположение характе-
ристик селективности фильтров боковых
полос и остатка несущей
полосы пропускания
ГФБП “
и крутизны скатов характеристики селективности
*^ск °м. б. п/А^ф’
где /ср—средняя частота полосы пропускания фильтра.
Полосу пропускания ФОН /7ОН (рис. 13.8) следует выбирать, учитывая
нестабильность настроек передатчика и приемника, а также изменения час-
тоты вследствие эффекта Допплера. Обычно при связи между неподвижными
объектами и АПЧ /7ОН = 40...60 Гц. Полоса мешания ФОН
^м. о. и = 2^min 2^^рл-
Подавление сигнала за пределами полосы мешания 6М 0 н обычно долж-
но быть не менее 60 дБ. Основные параметры, по которым выбирают или за-
казывают ФОН:
(ст) = ^м. о. н^он>
VOOH = ^он//пр:
5ск = 2ам. о. н/ (^м. о. н — "он)-
При расчете усиления тракта БП коэффициент передачи ФБП можно
принять равным 0,1...0,2. Напряжение на входе демодулятора сигнала
ОБП, который в профессиональных приемниках выполняют по кольцевой
схеме (гл. 7), выбирают в пределах 20...40 мВ, а напряжение ОН на входе
ФД, выполненного по кольцевой или балансной схеме,— в пределах 50...
100 мВ. Амплитуда местной несущей, подводимой к кольцевому детектору,
должна быть не менее 1 В.
Тракт УЗЧ разрабатывают так же, как для приемников двухполосных
сигналов с АМ (п. 13.2).
Нормы на основные параметры приемников радиостанций низовой КВ
радиотелефонной связи с ОБП (J3E) приведены в ГОСТ 13260—67, а для
приемников радиостанций с однополосной модуляцией сухопутной подвиж-
ной службы — в табл. 13.2,
385
Таблица 13.6. Нормы на основные электрические параметры приемников
радиостанций с однополосной модуляцией сухопутной подвижной службы
(ГОСТ 22579—77)
Параметры Нормы по типам
1 1 2 3
Чувствительность при отношении сигнал/шум 12 дБ, э. д. с., мкВ Селективность по соседнему кана- лу, дБ Селективность по побочным кана- лам, дБ Интермодуляционная селектив- ность, дБ Действие автоматической регули- ровки усиления изменение напряжения сигнала на входе при изменении напря- жения выходного сигнала на 6 дБ не —, не не не не более 1 менее 70 менее 70 менее 60 менее 70 2 не менее 60 не менее 60 не менее 50 не менее 60
Уровень фона, дБ Коэффициент нелинейных искаже- ний, % Защищенность по цепям питания н управления, дБ Неравномерность АЧХ при работе на телефон, дБ Уровень излучений гетеродинов, нВт не более —40 не более 7 не менее 80 не более — не более 1 не более —30 не более 10 -6 ,5
Примечание. К типу 1 относятся радиостанции о пиковой мощностью
передатчика 30... 100 Вт, к типу 2 — радиостанции с пиковой мощностью пере-
датчика 5...15 Вт, к типу 3 — с пиковой мощностью передатчика 0,5...2 Вт.
13.6. Приемники непрерывных сигналов с ФМ
Тракт приема непрерывных сигналов с ФМ (рнс. 13.9) содержит ограни-
читель амплитуд ОА, демодулятор Д и систему ФАПЧ. Демодулятор состоит
из фазового детектора ФД1 и генератора опорной частоты ГОЧ. Частота и
фаза колебания ГОЧ должна совпадать с частотой и фазой несущего коле-
бания на выходе ОА. Это достигается при
Рис. 13.9. Структурная схема трак-
та приема непрерывных сигналов с
ФМ
помощи системы ФАПЧ, состоящей из фа-
зового детектора ФД2, ФНЧ и управляю-
щего элемента УЭ, ФНЧ устраняет состав-
ляющие напряжения на выходе ФД2, об-
условленные модуляцией принимаемого
сигнала, и пропускает составляющие, появ-
ляющиеся при несовпадении фаз колеба-
ний ГОЧ и несущей сигнала.
Приемники сигналов с ФМ должны
иметь высокостабильиые гетеродины и на-
чальную подстройку последней ПЧ с по-
мощью перестройки последнего гетеро-
386
дина под частоту ГОЧ. Система АРУ должна уменьшать изменение на-
пряжения сигнала на входе ОА, что необходимо для устойчивой работы
ФД1 и ФД2. Для уменьшения фазовых искажений в ОЛТ целесообразно
использовать одноконтурные каскады или каскады с ДПФ при критической
связи.
При определении необходимой полосы пропускания ОЛТ следует учи-
тывать ширину спектра сигнала
ДГс~>ф^тах==2ДАп. max’
где Шф — индекс фазовой модуляции; Д/ттах — максимальное значение де-
виации частоты, которое соответствует максимальной частоте модуляции.
Минимальное требуемое отношение сигнал/помеха на входе приемника
vbx ~ VBbix^n КПтч1Пш1Шф.
Прн радиотелефонной связи vBUX должно составлять 2...4.
13.7. Приемники дискретных сигналов
с амплитудной манипуляцией
Сигналы с амплитудной манипуляцией находят наибольшее применение
на радиолиниях оперативной телеграфной связи (амплитудная телеграфия —
АТ) со слуховым приемом. При этом передача осуществляется ручным теле-
графным ключом с использованием неравномерного телеграфного кода Мор-
зе. Буквы, цифры и знаки передаются в виде различных комбинаций корот-
ких (точки) и длинных (тире) посылок тока. Длинные посылки по длительно-
сти равны трем коротким, паузы между буквами — трем и между еловами —
пяти коротким. Длительность элементарной посылки связана со скоростью
передачи. Скорость, при которой передается одна элементарная посылка
в секунду, равна 1 Бод.
Слуховой прием характеризуется высокой помехоустойчивостью, обус-
ловленной высокой разрешающей способностью слухового аппарата челове-
ка, и простотой аппаратуры. Он используется также при вспомогательной
(вхождение в связь, контроль) и резервной связи. Прием сигналов АТ с ре-
гистрацией возможен как с использованием при передаче неравномерного
кода Морзе и записью посылок на ленте, так и с использованием равномер-
ного кода Бодо, при котором знаки передаются комбинациями пяти
посылок и пауз, и буквопечатающей аппаратуры. В первом случае име-
ется возможность исправления ошибок при чтении и расшифровке записи на
ленте, во втором случае нет необходимости расшифровывать запись. Автома-
тическая передача и регистрирующий прием позволяют вести обмен инфор-
мацией с большими скоростями (до сотен слов в минуту).
На приемном конце радиолинии сигнал демодулируется и поступает
в оконечное устройство. Под воздействием помех, условий распространения
радиоволн, процессов в аппаратуре принятая кодовая комбинация искажа-
ется. Несмотря на это, она должна быть расшифрована оконечным устройст-
вом. Режим работы оконечного устройства может быть синхронным или асин-
хронным. В синхронном режиме работы, когда используются, как правило,
равномерные коды, смена элементов кода происходит лишь в фиксированные
387
моменты времени, что позволяет использовать при приеме тактовую синхро-
низацию.
Обработка сигнала в оконечном устройстве осуществляется методом уко-
роченного контакта или интегральным методом. Первый основан на исполь-
зовании центральной части принятой посылки, которая наиболее устойчива
и наименее подвержена воздействию помех. При втором методе сигнал инте-
грируется на временных интервалах между каждыми двумя соседними так-
товыми импульсами. Напряжение в конце каждого такого интервала сравни-
вается с заранее установленными пороговыми уровнями. В результате опре-
деляется значение передававшейся элементарной посылки. Интегральный
метод позволяет также ослабить проявление искажений типа дробления им-
пульсов. При достаточно точной синхронизации возможны лишь ошибки,
проявляющиеся как изменение полярности посылок. Число принятых посы-
лок равно числу переданных.
При асинхронном режиме работы оконечного устройства его действие
основывается на измерении длительности каждого элементарного сигнала
и нахождении по определенному алгоритму значения переданной посылки.
Такие оконечные устройства чувствительны к искажениям типа дробления.
При АТ используются излучения двух классов А1А н A2A. При излу-
чении А1А (амплитудная манипуляция) посылкам кода соответствует излу-
чение серии колебаний, а паузам — отсутствие излучения. При излучении
A2A (тональная манипуляция) во время посылок колебания передатчика мо-
дулируются по амплитуде с тональной частотой 800... 1000 Гц.
Тракт приема на слух при излучении А1А
Прием на слух при излучении А1А возможен методами тональной моду-
ляции, гетеродинного детектирования и дополнительного преобразования
частоты. Для приема методом тональной модуляции приемник должен содер-
жать тональный генератор частоты Fm = 800... 1000 Гц. Колебания этого
генератора используются для АМ в одном из каскадов последнего УПЧ
(тонмодулятора), который должен работать в нелинейном режиме. На выходе
этого каскада образуется колебание вида A2A, которое демодулируется
амплитудным детектором. Полоса пропускания после тонмодулятора (до де-
тектора) должна быть выбрана относительно широкой с учетом ширины спект-
ра сигнала
Afc = 2(FOT + aFMaH), (13.1)
где FMaH — частота манипуляции (табл. 13.3); а — коэффициент, соответ-
ствующий количеству передаваемых по каналу связи гармоник частоты Fm
(обычно при приеме на слух а = 3).
После детектора включают полосовой фильтр, настроенный на частоту
Fn, с полосой пропускания
ПНЧ = 2/? ман + &Fm> (13.2)
где AFm — предполагаемый диапазон изменения частоты тона.
Достоинство метода тональной модуляции — постоянство тоиа при час-
тотной нестабильности радиолинии, недостаток — низкая помехоустойчи-
вость приема (по сравнению с другими методами приема на слух),
388
Таблица 13.7. Основные данные телеграфных каналов
Вид передачи Скорость пере- дачи Основная частота манипу- ляции, Гц Полоса частот, необходимая для неискаженного приема» Гц
АТ ЧТ Дчт
Ручным ключом с использова- нием кода Морзе 24 слов/.лин 10 30 1030 3030
Трансмиттером (по системе Крида) 500 слов/мин (375 Бод) 200 600 1600 3600
Однократным старт-стопным телетайпом СТА-2М 50 Бод 25 75 1075 3075
Трехкратным радиотелетайпом ТРТ-1 152 Бод 76 230 1230 3230
При помощи многократного буквопечатающего аппарата 300 Бод 150 450 1450 3450
При приеме методом гетеродинного детектирования иа амплитудный
детектор приемника подают два напряжения: сигнал промежуточной час-
тоты с амплитудной манипуляцией от ОЛТ и напряжение специального (те-
леграфного) гетеродина с частотой /тлг, отличающейся от промежуточной
на частоту тона Fm = bQQ... 1200 Гц, т. е. f zt Fm. При детектирова-
нии биений двух близких частот /пр и /тлг образуется колебание о разностной
частотой Fm. После детектора включают полосовой фильтр, настроенный на
частоту Fm с полосой пропускания, определяемой по формуле (13.2). Чтобы
форма огибающей биений была ближе к синусоидальной, амплитуда напряже-
ния от телеграфного гетеродина Umr должна удовлетворять условию
^тг 2DUmnyt
где D — допустимое изменение уровня сигнала на выходе тракта ПЧ при
включенной системе АР У; t/mnp — наименьшая амплитуда напряжения
ПЧ на входе детектора. Обычно D — 2 ...3.
Достоинством метода гетеродинного детектирования является простота,
возможность сужения полосы в тракте ПЧ и УЗЧ до 200...300 Гц, легкость
регулировки частоты тона. Недостаток — сравнительно большие искажения
тона за счет отклонений формы огибающей биений от синусоидальной.
Для приема методом дополнительного преобразования частоты в прием-
нике устанавливают специальный (телеграфный) смеситель и гетеродин. На
вход смесителя подают колебания частоты / от ОЛТ и частоты /тлг =
= f dz Fm от гетеродина. Напряжение разностной частоты Fm после пре-
образователя подводится к УЗЧ, содержащему полосовой фильтр, настроен-
ный на частоту Fm, с полосой пропускания, определяемой по формуле (13.2).
Этот метод характеризуется всеми достоинствами гетеродинного детектиро-
вания и позволяет получать чистый тон. Его недостаток — усложнение
приемника за счет введения специального преобразователя частоты и нали-
чие зеркального телеграфного канала. Поэтому в тракте основной ПЧ долж-
ны применяться узкополосные фильтры с высокой прямоугольностью АЧХ.
389
Полосу пропускания ОЛТ при приеме излучения А1А рассчитывают
в ееответствии с рекомендациями гл. 2 и с учетом ширины спектра сигнала
AF0 = 2aFMaH.
Тракт приема на слух при излучении A2A
Прием сигналов вида A2A на слух осуществляется в тракте, аналогич-
ном тракту приема телефонных сигналов с AM (АЗЕ). Полоса пропускания
линейного тракта определяется в соответствии с рекомендациями гл. 2 и
о учетом ширины спектра сигнала (13.1), а полоса пропускания УЗЧ —по
(13.2). Недостаток этого вида приема — сравнительно низкая помехоустой-
чивовть, что обусловлено широкими полосами пропускания до и после де-
тектора.
Минимально необходимое отношение сигнал/помеха на входе прием-
ника
ТвХ=°.7ТвыхК2/7зч/^ш.
Если значение увых ие задано, можно принимать для слухового приема
vbMX“V...2.
Тракт регистрирующего приема
Приемники регистрирующего приема должны вырабатывать посылки
постоянного тока, необходимые для работы телеграфного аппарата в режиме
приема, или тональные посылки постоянной амплитуды и частоты в случаях,
когда телеграфный аппарат удален от приемника и соединяется с ним про-
водной линией. Такие приемники обычно используются на линиях магист-
ральной радиосвязи на коротких волнах.
Линейный тракт приемника регистрирующего приема телеграфных сиг-
налов с амплитудной манипуляцией может быть выполнен по структурным
схемам, приведенным в п. 13.1. При приеме излучения АГВ сигнал с выхода
линейного тракта подают на ограничитель амплитуд, ослабляющий импульс-
ные помехи, и далее иа вход амплитудного детектора АД. На выходе АД об-
разуются посылки постоянного тока. После АД включают пороговое устрой-
ство, которое уменьшает воздейстствие шумов в паузах между посылками.
Оптимальное напряжение порога равно примерно половине амплитуды при-
нимаемого сигнала. При замираниях сигнала затруднена ручная регулиров-
ка порога, поэтому используют устройство автоматической регулировки
порога АРП. Для устранения воздействия шумов во время больших переры-
вов в передаче сигналов необходимо включать устройство автоматического
запирания приемника в паузах. После АРП посылки постоянного тока уси-
ливаются и ограничиваются в усилителе-ограничителе. При этом улучшается
форма телеграфного сигнала. Если требуется передача телеграфного сиг-
нала по проводной линии, посылки постоянного тока преобразуют в топмани-
пуляторе в импульсы переменного тока звуковой частоты (900...4000 Гц),,
которые можно передавать методом частотного уплотнения по проводной
линии на значительные расстояния от приемника, например, на центральный
телеграф.
390
Ширину спектра частот прн регистрирующем приеме следует определять
по формуле " 17т или-, при обработке сигнала по методу укороченного
контакта (см. выше) — по формуле &Fa “ (3 .. 5), где т — длительность
элементарной посылки.
Минимальное отношение сигнал/помеха на входе приемника при приеме
дискретных сигналов с амплитудной манипуляцией
Т»я~°.7Твых/2^вых/^ш,
где /7ВЫХ—полоса пропускания тракта после АД; Пш—шумовая полоса про-
пускания линейного тракта, причем /7ВЫХ = 0,5/т или, при использовании мето-
да укороченного контакта /7ВЫХ == (1,5 ... 2,5)/т. Если значение увых не зада-
но, принимают для пишущего приема увых == 2 ... 5„ для буквопечатающего при-
ема увых «3... 10-
13.8. Приемники дискретных сигналов
с частотной манипуляцией
Дискретные сигналы, с частотной манипуляцией используются на ма-
гистральных коротковолновых линиях связи для буквопечатающего обмена
информацией. При передаче используют равномерный пятизначный код.
Каждый знак (буква или цифра) передается комбинацией пяти элементарных
посылок (положительных или отрицательных) одинаковой амплитуды и дли-
тельности. При частотной, манипуляции передатчик излучает колебания не-
прерывно. В моменты перехода от положительных посылок к отрицательным
изменяется частота излучаемого колебания. При частотной телеграфия ЧТ
передача ведется при помощи колебаний двух частот f+. и f_ (излучение F1B)
при двойной частотной телеграфии ДЧТ используются четыре частоты (излу-
чение F7B), соответствующие четырем комбинациям сигналов в двух каналах
связи (табл. 13..8),. В каждый момент времени передатчик излучает колеба-
ние только одной частоты. Излучаемый сигнал характеризуется скоростью
манипуляции В в бодах (табл. 13.7), отклонением (сдвигом) частоты при ма,-
нипуляции Д/Ман и индексом манипуляции фм<ан ™ Д/Ман/В.
Структурные' схемы приемников сигналов? ЧТ и ДЧТ (рио. 13.10) содер-
жат все элементы системы ШОУО (широ-
кая полоса — ограничитель — узкая по-
лоса — ограничитель); позволяющей повы-
сить помехоустойчивость приема при воз-
действии импульсных помех. Широкопо-
лосная часть приемника- включает в себя
все каскады общего линейного тракта ОЛТ.
Полоса пропускания этой части приемни-
ка должна быть возможно более широкой,
чтобы не увеличивать длительность им-
пульсной помехи и, следовательно, интер-
вал поражения сигнала помехой. Однако
для повышения помехоустойчивости при
флуктуационных помехах полоса пропус-
Таблица 13.8. Комбинаты
сигналов прн ДЧТ -
Каналы
Частоты
1-й
2-Й
£
/4
Примечание:
знак «—» означает
отрица-
тельную посылку; «+» — поло-
жительную.
Ж
Рис. 13.10. Структурная схема тракта приема сигналов ЧТ и ДЧТ
кания должна быть возможно более узкой (ограничивается шириной спект-
ра сигнала). На практике принимают компромиссное решение, выбирая по-
лосу пропускания до первого ограничителя амплитуды в три — четыре
раза шире полосы после ограничителя, которая должна быть возможно бо-
лее узкой.
Первый ограничитель’амплитуды ОА1 уменьшает амплитуду импульсных
помех до уровня полезного сигнала и выравнивает уровни сигнала на разных
частотах. В этом ограничителе, являющемся нелинейным каскадом, сосредо-
точенная помеха взаимодействует с сигналом. В результате при большом
уровне помехи уменьшается уровень полезного сигнала, явление блокиро-
вания и отношение сигнал/помеха. При нестабильном уровне помехи изме-
няется уровень сигнала.
Узкополосная часть приемного тракта состоит из проходного фильтра
ПФ с высокой прямоугольностью АЧХ и дополнительного усилителя У.
В ПФ кратковременные и ограниченные в ОА1 импульсы помехи растягива-
ются, их амплитуда становится меньше амплитуды более длительного сиг-
нала. Сосредоточенные помехи, лежащие вне полосы ПФ, подавляются и не
проходят на вход ОА2. Обычно в качестве ПФ используют кварцевые фильт-
ры. Дополнительный усилитель У повышает уровень сигнала выше порога
ОА2 в случаях блокирования его в ОА1.
Ограничитель ОА2 позволяет получить постоянный уровень сигналов
при воздействии сосредоточенных помех на входе ОА1 и выровнять амплиту-
ды положительных и отрицательных посылок. Этим облегчается работа око-
нечных телеграфных устройств. В демодуляторе Д частотно-манипулирован-
ные сигналы преобразуются в положительные и отрицательные телеграфные
импульсы, которые поступают к усилителю-ограничителю или формирующе-
му устройству ФУ. В ФУ восстанавливается форма импульсов перед пода-
чей их на тонманипулятор ТМ (см. п. 13.6).
Демодулятор приемника сигналов ЧТ (F1B) может быть выполнен по
любой схеме ЧД (гл. 9), однако чаще всего применяют так называемый филь-
тровый ЧД (рис. 13.11, а), поскольку частота сигнала может принимать
только два значения. Фильтровый ЧД отличается от ЧД с взаимно-расстроен-
ными контурами тем, что вместо одиночных контуров в нем применены раз-
делительные фильтры с высокой прямоугольностью АЧХ, чем достигается
дополнительное повышение селективности приемника. Если приемник пред-
назначен для приема сигналов с различными частотными сдвигами, целесо-
образно использовать ЧД с взаимно-расстроенными контурами низкой доб-
ротности, который отличается линейной детекторной характеристикой в ши-
роких пределах.
На рис. 13.11 приведена схема демодулятора для приема сигналов ДЧТ
F7B). Демодулятор содержит разделительные фильтры, настроенные на
частоты/2,/3 и(табл. 13.8) сигнала ДЧТ, и амплитудные детекторы, на-
грузки которых соединены так, что образуют две схемы вычитания. На выхо-
392
Рис. 13.11. Схемы демодуляторов сигналов ЧТ (а) и ДЧТ (б)
дах схем вычитания образуются телеграфные посылки соответствующих ка-
налов связи.
Помехоустойчивость приема сигналов ЧТ и ДЧТ можно повысить, при-
менив когерентный детектор, к которому подводится сигнал и напряжение
местного гетеродина, синфазное с несущей сигнала.
Особенности проектирования трактов обработки сигналов ЧТ и ДЧТ.
Полосу пропускания разделительных фильтров определяют по формуле
/7р.Ф = Д^^2Д/рл,
где ДГС — ширина спектра сигнала; Д/рл — частотная точность радиолинии
(гл. 2). Ширина спектра сигнала при регистрации телеграфных сигналов
методом укороченного контакта ДГС = ЗВ, интегральным методом ДЕС =
— (0,2 ... 0,4) В, где В — скорость телеграфирования в бодах (табл. 13.8).
Чтобы переменные временные преобладания не превышали допустимых зна-
чений, должно выполняться условие
/7р.ф>4В. (13.4)
Однако значение /7р ф не должно быть больше разноса частот манипу-
ляции, т. е.
(13.5)
Если условия (13.4) и (13.5) противоречат одно другому, необходимо
применить линейный ЧД с взаимно-расстроенными контурами малой доб-
ротности.
Полоса пропускания проходного фильтра при приеме сигналов ЧТ
ппф = + Пр.ф,
при приеме сигналов ДЧТ
^пф — 3/?д + ^р.ф.
Полосу пропускания дополнительного усилителя после проходного
фильтра выбирают в несколько раз больше полосы пропускания этого фильт-
ра, а полосу пропускания широкополосного тракта из указанных выше усло-
вий, если требуется прием при импульсных помехах.
Минимально допустимое значение отношения сигнал/помеха на выходе
тракта для приема сигналов ЧТ при некогерентном детекторе
Увых чт = ]^21п (1 /ЗРош),
893
где — заданная вероятность ошибки приема элементарной посылки. Для
приема сигналов ДЧТ с вероятностью ошибки рош « 10~2 требуется увых дЧП«=
= 3, с вероятностью ошибки рош — 10"8 — увых дчп = 3,74, в рош =. 1(Н —
~ Твых ДЧП “ 4>ЗВ-
Минимально допустимое значение отношения сигнал/пюмеха на входе
приемника сигналов ЧТ и ДЧТ
Твх ” Твых аВ/
где а™*3... В в случае обработки принятых сигналов методом: укорочен-
ного контакта! а « 1 при обработке интегральным методом.
При определении допустимого значения коэффициента шума приемника
(гл. 2) следует принимать значение шумовой полосы пропускания про-
бодного фильтра.
Коэффициент усиления широкополосного тракта до ОА1
^ш.т “ 2Уо1^зап/^А>
где Uqi — порог ограничения (£/01 = 0,1 ... 0,2 В); ЕА — чувствительность
Приемника! Азап — коэффициент запаса (йзап “ 10...20).
Коэффициент усиления узкополосного тракта до ОА2 в предположении,
что сосредоточенная помеха на входе ОА1 может превышать сигнал в 100 раз
Ку.т = (400... 600) t/02/t/01K011
где С702 — порот ограничения (t/02 = 0,2 ... 0,4 В); К01 — коэффициент уси-
ления ОА1 (/foi •» 4 ... 5).
Коэффициент усиления дополнительного усилителя
^д.у *= ^у.т/^ПФ-
где. КПф— коэффициент передачи проходного фильтра (АПФ = 0,1 ... 0,3).
<3.9. Приемники дискретных сигналов
с фазовой манипуляцией
Сигналы с фазовой манипуляцией, находят применение в- телеграфной
радиосвязи. Известны два вида связи с использованием таких сигналов: фа-
зовая телеграфия ФТ и относительно-фазовая телеграфия ОФТ. При ФТ
фаза излучаемого колебания изменяется иа 180° при переход©-от сигнала на-
жатия к сигналу отжатия и наоборот. Для определения в процессе приема
начальной фазы сигнала необходимо в приемнике создавать когерентные
колебания. Известны многочисленные способы выделения когерентного ко-
лебания из сигнала. Однако все они не дают возможности различать колеба-
ния с начальными фазами 0° и 180°. Поэтому возможны случаи так называе-
мой «обратной работы» (при передаче нажатия приемник фиксирует отжатие
и наоборот). Для устранения этого недостатка можно, например» применять,
специальные коды. Однако при этом в сигнал вводится избыточная инфор-
мация, что снижает эффективность связи. Недостаток ФТ устраняется в си-
стеме ОФТ.
Приемники сигналов ФТ отличаются большей помехоустойчивостью,
чем приемники сигналов АТ и ЧТ. Это обусловлено тем, что спектр сигнала
Ж
Рис. 13.12. Структурная схема автокорреляционного приемника сигналов ОФТ
ФТ в два раза уже, чем сигнала ЧТ, а амплитуды боковых составляющих
спектра в два раза больше, чем при АТ. Кроме Toroi, при ФТ ослабляются
помехи, не совпадающие по фазе с сигналами нажатия и отжатия. В резуль-
тате выигрыш по мощности при переходе от ЧТ ж ФТ составляет два раза,
при переходе от АТ к ФТ — четыре раза.
При ОФТ элементарным носителем информации является разность фаз
между соседними посылками. В случае бинарной системы ОФТ фаза может
принимать значения 0° и 180°. При передаче нажатия фаза не изменяется,
при передаче отжатия изменяется на 180°. Первый элемент (в начале сеанса
связи) не несет информации и служит для отсчета фазы в следующем эле-
менте.
Структурные схемы приемников сигналов ОФТ. В настоящее время
в трактах приема сигналов ОФТ реализуют методы сравнения фаз (автокор-
реляционный прием) или сравнения полярностей (когерентный прием). При
приеме по методу сравнения фаз непосредственно сравниваются фазы коле-
баний соседних посылок. Структурная схема такого тракта приведена на
рис. 13.12. Сигнал от общего линейного тракта ОЛТ поступает на ограничи-
тель амплитуды ОА и далее на вход электронного коммутатора ЭК. На вхо-
ды интегрирующих фильтров ИФ1 и ИФ2 сигналы поступают через ЭК,
поочередно на время посылки Т (строго в границах элементарных посылок).
После переключения скгнала на второй НФ в первом продолжаются свобод-
ные колебания в течение времени Т, после чего они гасятся при помощи
устройства гашения УГ, управляемого импульсами из блока синхронизации
БС. Фильтры ИФ1 и ИФ2 поочередно выполняют функции синхронного
гетеродина. Одновременно с гашением колебаний в ИФ1 или ИФ2 открыва-
ются усилители-фазовращатели У1 или У2, и при помощи фазового детекто-
ра ФД сравниваются фазы принимаемой и задержанной в ИФ посылок.
На выходе ФД образуются импульсы, полярность которых зависит от раз-
ности фаз (0° или 180°) в соседних посылках. Этн импульсы поступают на
формирователь телеграфных посылок ФТП, на входе которого' получается
исходный телеграфный сигнал.
Метод сравнения фаз сравнительно прост, однако дает меньшую помехо-
устойчивость приема, чем при использовании сигналов ФТ. При приеме по
методу сравнения полярностей вначале сигнал детектируется в синхронном
детекторе, а затем сравнивается данная посылка с предыдущей. Соответст-
вующая структурная схема приведена на рис 13.1.3, где ОА—ограничитель
амплитуды; ФД — фазовый детектор; СГ — синхронный гетеродин; И —
Интегратор; РУ — разрядное устройство; У1 и У2 — усилители положи-
395
Рис. 13.13. Структурная схема приемника сигналов ОФТ с когерентным детектором
Рис. 13.14. Эпюры напряжений в приемнике
рис. 13.13
Рис. 13.15. График зависимостей ве-
роятности рош от увых
тельиых и отрицательных импульсов; Т1 и Т2 — триггеры; БС — блок
синхронизации; ДЦ — дифференцирующая цепочка; ТСГ — тракт синхро-
низации гетеродина. Исходный телеграфный сигнал и эпюры напряжений
в различных точках тракта показаны иа рис. 13.14. Принципы построения
ТСГ описаны в [83, 97]. В приемнике сочетается синхронное детектирование
и интегральный метод приема (оптимальная фильтрация). Такой приемник
позволяет достигнуть потенциальную помехоустойчивость.
Особенности проектирования приемников сигналов ОФТ. При расчете
полосы пропускания приемника (гл. 2) ширину спектра частот сигнала
определяют по формуле
ДГС = 1,5 В,
где В — скорость передачи в бодах (табл. 13.7).
Минимально допустимое значение отношения сигнал/помеха на выходе
приемника можно определить в зависимости от заданной вероятности ошиб-
ки приема элементарной посылки рош по графику иа рис. 13.15, где кривая
ОФТКГ относится к приемнику с когерентным детектором; кривая ОФТак —
к автокорреляциоииому приемнику.
396
13.10. Приемники многоканальных сигналов
с частотным уплотнением
Многоканальный сигнал с частотным уплотнением представляет собой несу-
щее колебание, модулированное по амплитуде, частоте или фазе несколькими
колебаниями различных поднесущих частот, которые, в свою очередь, моду-
лированы по амплитуде (с ОБП или с двумя БП и несущей), частоте или фазе
сигналами сообщений (речи). Многоканальные сигналы обозначают двумя
группами букв. Первая группа соответствует виду модуляции поднесущих,
вторая — виду модуляции несущих. <
Приемник многоканального сигнала содержит общий линейный тракт
ОЛТ, демодулятор несущей ДН, разделительные фильтры каналов Ф, ка-
нальные усилители (КУ), демодуляторы поднесущих ДПН и УНЧ (рис.
13.16). Перед ДН может быть ограничитель амплитуды ОА, ослабляющий
импульсные помехи, а при приеме сигналов с ЧМ и ФМ и гладкие помехи.
ДН преобразует многоканальный сигнал ПЧ в сумму канальных сигналов
(поднесущих, модулированных сообщениями). ДПН преобразует каналь-
ные сигналы в сигналы сообщений, которые после усиления в УНЧ посту-
пают на выходы приемника.
При использовании ЧМ и ФМ поднесущих после фильтров включают до-
полнительные ограничители амплитуды. При приеме сигналов с АМ несущей
рекомендуется в качестве ДН использовать полупроводниковые диодные
детекторы и подавать на их вход сигналы с амплитудой 0,5... 1 В. Система
АРУ приемника должна поддерживать уровень сигнала на входе последнего
каскада УПЧ таким, чтобы нелинейные искажения в линейном тракте были
достаточно малыми. Для уменьшения взаимных помех в каналах коэффи-
циенты усиления их в линейном тракте должны отличаться возможно мень-
ше. При приеме сигналов с АМ уровень ограничения в ограничителях должен
быть выше наибольшей амплитуды сигналов на их входах.
При расчете необходимого коэффициента усиления КУ следует учиты-
вать коэффициент передачи напряжения в разделительном фильтре. Если
сигнал имеет поднесущие с АМ или ОБП, нелинейные искажения в КУ долж-
ны быть малы. При усилении поднесущих с ФМ или ЧМ КУ должен вносить
малые фазовые искажения.
Полосу пропускания КУ следует выбирать равной ширине спектра
канального сигнала, т. е. 2?КУ = ДКкс. Частотный разнос между поднесу-
щими должен быть равен
Д/пн = А-^кс “Ь А/защ,
где Д/Защ — защитный интервал
между соседними каналами, не-
обходимый для их разделения.
В приемниках сигналов с
однополосно-модулированной не-
сущей рекомендуется в качестве
демодулятора использовать детек-
тор иа полупроводниковом диоде.
Амплитуду напряжения сигнала
ПЧ на его входе можно при-
Рис. 13.16. Структурная схема приемника мно-
гоканального сигнала с частотным уплотнением
397
нимать равной 0,04...0,06 В, а амплитуду напряжения гетеродина несу-
щей — 0,5... 1 В. Канал выделения остатка несущей и систему АПЧ гетеро-
дина проектируют согласно указаниям п. 13.5.
В приемниках сигналов с ЧМ несущей в качестве ДН следует исполь-
зовать ЧД со связанными контурами, перед которым должен быть включен
ограничитель амплитуды. Амплитуду сигнала ПЧ на входе диодного огра-
ничителя можно принять равной 0,25...0,5 В. Для уменьшения фазовых
искажений в УПЧ следует использовать одноконтурные каскады или
двухконтурные каскады со слабой связью между контурами.
Минимально допустимое значение отношения сигнал/помеха на входе
приемника
Твх = Твых^п К Яунч/^вА
где йп — отношение максимального и среднего квадратического значений
напряжения многоканального сигнала; с — коэффициент, зависящий от ви-
дов модуляции (табл. 13.9). При разработке структурной схемы приемника
можно принять значение йп равным числу каналов.
Ширина спектра многоканального сигнала определяется по формулам
табл. 13.9 [83}.
Таблица 13,9, Формулы для расчета ширины спектра многоканальных
сигналов и коэффициента с
Вид сигнала С
ОБП-ОБП пк (^"тах “Ь защ) 1
AM-ОБП пк (2/тах "Ь Д/защ) 1/3
ФМ-ОБП пк “Ь ^защ) 0.5тфМк
ЧМ-ОБП Лк -J- 1 Зя’чМк
АМ-АМ 2«к + Д/Защ) 1/9
ФМ-АМ 2пк (2^тах/ПфМк -}- Д/защ) тФМк/®
ЧМ-АМ 2пк (2Fmaxm4^K -J- Д/защ) °’5тЧМк
ОБП-АМ 2пк (^тах “Ь защ) l/Э'
ОБП-4М %пк (^тах + защ) ^ЧМ 0.5 ДОк
АМ-ЧМ (^тах "Ь &Fзащ) 0,125 Д/щ//к
ФМ-ЧМ 2«к«ЧМ (2Гтах«фМк + Чащ) 0,25/пфМкД/^
ЧМ-ЧМ З^к^ЧМ (З^тах^ЧМк + защ) 0,75тЧМкдф/2
Примечание. пк — число каналов; Fmax — максимальная частота спектра,
сообщения, передаваемого по одному каналу; Д/защ — защитный интервал
между спектрами канальных сигналов; и — коэффициенты частотной
и фазовой модуляции несущей; /пЧМк и отФМк — коэффициенты частотной
и фазовой модуляции поднесущей А-го канала; — поднесущая й-го канала;
Д/т — максимальное отклонение частоты несущей.
398
13.11. Приемники многоканальных сигналов
с временным уплотнением
При временном уплотнении каналов радиосвязи время передачи делится
на тактовые периоды, в течение которых поочередно передают по одному радио-
импульсу каждого канала (или по одной кодовой комбинации импульсов) и
имиульс синхронизации. Радиоимпульсы образуют путем манипуляции несу-
щего колебания'модулированными видеоимпульсами. Различают видеоимпуль-
сы с амплитудно-импульсной АИМ, широтно-импульсной ШИМ, временно- или
фазово-импульсной ВИМ или ФИМ, кодово-импульсной КИМ i дельта-моду-
ляцией ДМ. Сигналы, передаваемые радиоимпульсами, обозначают двумя груп-
пами букв. Первая группа означает вид модуляции видеоимпульсов, вто-
рая—вид модуляции несущего колебания, например, ШИМ-АМ, КИМ-ФМ и т. д.
Приемник многоканальных сигналов с временным уплотнением должен
преобразовывать радиоимпульсы в видеоимпульсы, разделять видеоимпуль-
сы каналов связи и преобразовывать видеоимпульсы каждого канала, сле-
дующие с тактовой частотой, в сигнал сообщения. На рис. 13.17 приведена
одна из структурных схем такого приемника. Ограничитель амплитуды ОА,
следующий после ОЛТ, при приеме сигналов с АИМ-АМ ослабляет импульс-
ные помехи, а при приеме остальных видов сигналов служит также для борь-
бы с гладкими помехами. Демодулятор радиоимпульсов ДРИ преобразует
радиоимпульсы ПЧ (в том числе и радиоимпульсы синхронизации) в видео-
импульсы. Вид демодулятора определяется видом модуляции несущего ко-
лебания. Более длинные импульсы синхронизации отделяются с помощью
интегратора И и порогового устройства ПУ и запускают мультивибратор
МВ1. Срезом импульса МВ1 запускается МВ2, и так продолжается до
срабатывания последнего МВ. Импульсом каждого мультивибратора откры-
вается соответствующий каскад совпадения КС на время приема импульса
(или кодовой комбинации импульсов) данного канала. После срабатывания
последнего МВ поступает следующий импульс синхронизации и процесс по-
вторяется. Демодуляторы Д1, Д2...Д преобразуют последовательность им-
пульсов в каждом канале в сигналы сообщений. Вид демодулятора соответ-
ствует виду модуляции видеоимпульсов.
Для повышения помехоустойчивости приема многоканального сигнала
с временным уплотнением помехоустойчивость канала синхроимпульсов
должна быть выше, чем у каналов сообщений. Для этого можно увеличивать
энергию синхроимпульсов или заме-
нять их кодовыми комбинациями им-
пульсов. Для уменьшения подавления
синхроимпульсов помехами и влияния
их нестабильности можно использовать
инерционную синхронизацию [83].
Демодуляторы модулированных ви-
деоимпульсов. Для демодуляции видео-
импульсов с АИМ при малой скваж-
ности можно использовать ФНЧ с гра-
ничной частотой FB, удовлетворяющей
условию
Л,/2>КвЖтах, (13.6)
Рис. 13.17. Структурная схема приемни-
ка многоканального сигнала с времен-
ным уплотнением
399
i t
Рис. 13.18. Эпюры напряжений ну Рнс. 13.19. Эпюры напряжений при преобразо
входе и выходе двухстороннего of- ванни сигналов с ВИМ в сигналы с 1ПиМ
раннчителя
где FH — частота следования импульсов; Лмах — максимальная частота
спектра сигнала сообщения. При большой скважности целесообразно подать
видеоимпульсы на пиковый детектор.
Для демодуляции видеоимпульсов с ШИМ можно использовать ФНЧ
с граничной частотой F , удовлетворяющей условию (13.6). Для ослабления
помех во время приема импульсов и в паузах нужно использовать двусторон-
ний ограничитель ДО, который включают после ДРИ (рис. 13.17). На рис.
13.18 приведены эпюры напряжений на входе £7, и выходе ДО, иллю-
стрирующие ослабление помех. Можно использовать также электронное ре-
ле, срабатывающее во время прохождения сигнала через заданный уровень
£7 , который следует выбирать равным половине амплитуды видеоимпуль-
сов (на участке наибольшей крутизны фронта и среза). В этом случае дей-
ствие помех будет наименьшим.
Для демодуляции сигналов с ВИМ их преобразуют в сигналы с ШИМ
(иногда в сигналы с АИМ). Способ преобразования показан на рис. 13.19.
С помощью селектора, управляемого импульсами U6 из канала синхрони-
зации, видеоимпульсы данного канала связи UB выделяются из общей после-
довательности видеоимпульсов Ua. Фронтом выделенных видеоимпульсов
Us запускается триггер, а срезом селекторных импульсов U6 триггер воз-
вращается в исходное положение. Получающиеся на выходе триггера им-
пульсы Ur модулированы по ширине, которая линейно связана с положе-
нием импульсов с ВИМ, последующая демодуляция полученного сигнала
с ШИМ при помощи ФНЧ позволяет получить напряжение, пропорциональ-
ное сдвигу импульсов с ВИМ.
Демодуляция сигналов с КИМ выполняется путем преобразования их
в сигналы с АИМ. Простейшая схема демодулятора приведена на рис.
13.20, а. Импульсы кодовой комбинации, поступающие от селектора данного
канала через электронный ключ ЭК, накапливаются в форме заряда на кон-
денсаторе С. Постоянная времени цепочки ДС подбирается так, чтобы за
период следования импульсов (рис. 13.20, б) напряжение на конденсаторе
уменьшалось вдвое. При этом в конце л-значной кодовой комбинации напря-
жение на конденсаторе
"вых = Д^£ а‘/2П~‘> <13-7)
i=l
400
Рис. 13.20.. Схема демодулятора сигналов с КИМ (а) н эпюры напряжений в демодулято-
ре (б)
где Л (7 — приращение напряжения на конденсаторе при заряде ст одного
импульса; щ = 0 или 1 — коэффициенты, отражающие отсутствие или
наличие импульса в i-й позиции принимаемой кодовой комбинации. Сумма
в выражении (13.7) указывает номер уровня сигнала сообщения, соответ-
ствующий двоичному числу ап... а^.
В конце приема кодовой комбинации из п импульсов селектор канала
открывает считывающее устройство СУ и подает остаточное напряжение
(7ВЫХ с конденсатора на вход демодулятора сигналов с АИМ. После этого
конденсатор С закорачивается до приема следующей кодовой комбинации
данного канала.
13.12. Приемники магистральной КВ радиосвязи
Магистральные линии КВ радиосвязи действуют между государствами,
крупными городами, промышленными районами. Они характеризуются
большой протяженностью, значительной нагрузкой, высокой аппаратурной
надежностью и достоверностью передачи сообщений. Источниками и потре-
бителями информации, передаваемой по таким линиям, могут быть теле-
графная станция, телефонная станция, радиовещательная аппаратная, вы-
числительный центр. В этих случаях приемники магистральной КВ связи
эксплуатируются на узлах радиосвязи. Кроме того они могут использоваться
для связи с отдельными кораблями, самолетами, районами стихийных
бедствий.
На магистральных линиях КВ радиосвязи используются различные ви-
ды (классы) излучений (п. 13.1). Наиболее широко используются однополос-
ные сигналы (см. п. 13.5). При этом приемники выполняют двух- или четырех-
канальными. Расположение однополосных спектров при многоканальной
работе показано на рис. 13.21. Для внутрисоюзных линий радиосвязи при-
нята полоса пропускания канала тональной частоты 300...3400 Гц, для меж-
дународных линий в соответствии с рекомендациями МККР — 250 ...
3000 Гц, в некоторых случаях — 100...6000 Гц. Все приемники в соответст-
вии с рекомендациями МККР при одноканальной работе (излучения НЗЕ,
R3E, J3E, J3C, J7B, R7B) должны использовать верхнюю бсщовую полосу час-
тот Ai. При этом полоса канала Вх является резервной. При трехканальной
работе должны использоваться полосы A.lt As н Вг. Каждый однополосный
канал может использоваться для уплотнения многократными телеграфными
или факсимильными сигналами.
401
Рис, |3.?1. Расположение однополосных
спектров сигналов прн многоканальной
работе
Хяев
Технические требования и нормы на электрические параметры приемни-
ков магистральной радиосвязи гектометрового-декаметрового диапазонов
волн приведены в ГОСТ 14663—83 £27]. Приемники 1-го и 2-го классов долж-
ны иметь синтезаторы частоты 1-го класса по ГОСТ 19896—74 и систему ди-
станционного управления, приемники 3-го класса — синтезатор частоты
2-го класса или плавную (квазиплавиую) перестройку частоты. Приемники
с плавной перестройкой должны работать в диапазоне частот 1,5...30 МГц,
с дискретной перестройкой — в диапазоне частот 1,5... (30 — FJ МГц,
Шаг сетки частот Fc используемого синтезатора 100 Гц, допускается 10
и 1000 Гц. Отклонение частоты настройки приемника от установленного зна-
чения должно соответствовать требованиям ГОСТ 19896—74 и ГОСТ
25960—83. Приемники 1-го класса должны принимать высокочастотные из-
лучения классов А1 А, A2A, J2B, АЗЕ, ВЗЕ, J3E, НЗЕ, R3E, АЗС, R8C,
J3C, В7В, J7B, R7B, B9W, FIB, F3E, F3C, F7C, С1В, приемники 2-го
класса — излучения классов А1А, АЗЕ, R3E, ВЗЕ, НЗЕ, J3E, FIB, F7C,
приемники 3-го класса — излучения классов А1А и АЗЕ. Приемники всех
классов предназначаются для работы с несимметричным антенным фидером
с волновым сопротивлением 75 (50) Ом и симметричным фидером с волновым
сопротивлением 200 Ом при КСВ не более 3. Электрическое питание прием-
ников должно осуществляться от однофазной сети перемеииого тока напря-
жением 220 В и частотой 50 или 60 Гц.
Нормы на электрические параметры приемников приведены в табл.
13..10. Постоянная времени цепи заряда системы АРУ в пределах регулиро-
вания относительно скачка уровня входного сигнала 20 дБ должна быть
в пределах от 0,1 до 100 мс, цепи разряда (переключаемая не менее чем дву-
мя ступенями) — от 0,1 до 10 с. Нормы на параметры, определяющие каче-
ство приема излучений F1B и F7C, приводятся в ГОСТ 14662—83 [221.
Приемники 1-го и 2-го классов должны иметь следующие выходы и вхо-
ды: 1) выходы сигнала последней промежуточной частоты и местной несущей;
2) выход опорной частоты (для использования при сдвоенном приеме) с на-
пряжением не менее 350 мВ на нагрузке 75 Ом или не менее 280 мВ на на-
грузке 50 Ом; 3) выходы на симметричные линии (6004=60 ) Ом для
телефонных сигналов по одному — четырем каналам; 4) выходы на
симметричные линии с напряжением ±20 В на нагрузке 1000 ± 100 Ом
или ± 60 В на нагрузке 3000 ± 300 Ом для телеграфных сигналов
по одному — двумя каналам при скорости телеграфирования 250 Бод;
5) несимметричные выходы с напряжением +10 В и—0,6 В на нагрузке
4500 ± 450 Ом для электронной регистрирующей аппаратуры по одному —
двум каналам при скорости телеграфирования до 1200 Бод; 6) выходы'
для дистанционного управления; 7) выходы для подключения головных теле-
фонов; 8) вход опорной частоты для синхронизации приемника от внешнего
источника с напряжением ие менее 200 мВ на нагрузке 75 Ом или 150 м В
на нагрузке 50 Ом; 9) антенный вход 75 Ом или 50 Ом или 200 Ом (через
симметрирующий трансформатор).
402
Таблица 13.10. Нормы на основные параметры стационарных приемников
магистральной радиосвязи гектометрового-декаметрового диапазонов волн
Параметры Нормы по классам
1 2 3
Коэффициент шума, дБ, не более при одноконтурном входе при входе с полосовым фильтром Селективность по зеркальному каналу, дБ, не менее Селективность по каналу промежуточной частоты, дБ, не менее Селективность по другим побочным каналам, дБ, не менее Уровень блокирующей помехи, дБ • мкВ, при отстройке помехи относительно сигнала на zt20 мГц, не менее Уровень внеполосных помех, образующих составляющие взаимной модуляции 3-го по- рядка, дБ • мкВ, не менее Диапазон АРУ при изменении выходного уровня на 6 дБ, дБ, не менее Диапазон ручной регулировки усиления, дБ, не менее Время перестройки, с, ие более Ширина полосы частот однополосного теле- фонного канала, Гц Неравномерность АЧХ, дБ, не более для каналов с шириной полосы пропус- кания 250...3000 Гц и 300...3400 Гц 100...6000 Гц Номинальный уровень выходного сигнала, дБ • мВт Максимальный уровень выходного сигнала, дБ мВт Ослабление составляющих взаимной моду- ляции внутри полосы пропускания, дБ, не меиее Коэффициент гармоник, %, ие более Среднее квадратичное значение паразитного отклонения фазы, не более Линейные переходные искажения, дБ, не более Нелинейные переходные искажения, дБ, не 10 15 90 100 . 80 94 80 100 80 0,05; 0,5; 1 250...3 300...3 100...& 3 6 0 10 40 2° —60 12 17 70 80 60 80 70 80 74 15 000 400 000 3 6 0 10 30 10° —56 15 2Й 60 60 60 60 60 60 54 10
-50 —50 *—
Сдвиг частот при приеме излучения ИВ, Гц дополнительно, Гц Сдвиг между смежными частотами при прие- . ме излучения F7B, Гц дополнительно, Гц Сдвиг фаз при приеме излучения G1B Скорость телеграфирования, Бод дополнительно, Бод 200, 400, 500 85, 1’25, 170, 340, 1000 200, 400, 500 250 и 1000 0...1800 50, 100, 200 75, 150, 300, 500, 600, 1200 II 1 1111
403
Продолжение табл, 13.10
Параметры
Нормы по классам
I 2
3
Краевые искажения, вносимые приемником,
%, не более при приеме излучения F1B для
индексов манипуляции
0,5...1,5
1,5...2,5
боЛее 2,5
при приеме излучения F7B в синхронном
режиме для индексов манипуляции
1,3...2
более 2
при приеме излучения F7B в асинхронном
режиме
при приеме излучения G1B
Примечание. Методы измерения параметров приведены в [27].
Допускаемые отклонения уровней выходных телеграфных сигналов
приемника для буквопечатающей и электронной регистрирующей аппара-
туры должны соответствовать требованиям ГОСТ 14662—83.
Качество приема широкополосных телефонных сигналов и многоканальных
сигналов определяется ие только АЧХ, но и ФЧХ или ее производной, назы-
ваемой групповым временем замедления ГВЗ. Требования к форме АЧХ
и характеристики ГВЗ установлены ГОСТ 14663—83 только для однополос-
ных каналов приемников 1-го класса [27].
Структурная схема магистрального приемника любого класса содер-
жит тракт обработки сигнала, системы стабилизации частоты, управления,
контроля и питания. Тракт обработки сигнала делят на главный (группо-
вой) и индивидуальные тракты. Тракт группового сигнала выделяет, усили-
вает и преобразует спектр сигнала, зависящий от вида принимаемого излу-
чения. Он состоит из трактов сигнальной частоты и промежуточных частот.
Выделение индивидуального сигнала из многократного и его демодуляция
осуществляется в индивидуальных трактах, к выходам которых подключа-
ются соответствующие регистрирующие устройства.
Структурная схема главного тракта приемника ГТП определяется,
главным образом, требованиями к частотной точности, которая складывает-
ся из погрешностей установки частот настройки передатчика и приемника
и их нестабильности в процессе работы. Норма на стабильность частоты на-
стройки приемника является основой для выбора схемы формирования гете-
родинирующих напряжений (п. 13.1). Структурная схема индивидуальных
трактов определяется видами принимаемых излучений.
Глава 14
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
14.1. Особенности и структурная схема
радиолокационных приемников
Радиолокационные приемники работают в диапазоне СВЧ и обладают
некоторыми особенностями. Главной из них является использование^общей
с передатчиком антенны, что вызывает необходимость в специальном антен-
ном переключателе и устройстве защиты входа приемника. Такой антенный
переключатель АП подключает антенну к передатчику П (рис. 14.1) на время
излучения зондирующего мощного импульса. При этом затухание между
антенной и входным устройством приемника становится очень большим,
а вход приемника закорачивается. Однако, поскольку закорачивание входа
не является полным, а затухание между входом и антенной не бесконечно,
часть мощности передатчика просачивается в приемник, что нежелательно.
При излучении импульса передатчика просачивающаяся на вход приемника
мощность не должна превышать нескольких мВт.
По окончании зондирующего импульса АП отключает антенну от пере-
датчика и подключает ко входу приемника^ Пройдя через входное устрой-
ство ВУ, усиленный в МШУ сигнал поступает в фильтр, ослабляющий шумы
зеркального канала ФЗК, а из него — в смеситель сигнала См1. Исключе-
ние шумов зеркального канала позволяет уменьшить коэффициент шума иа
3 дБ по сравнению со схемой без ФЗК- Из смесителя сигнал поступает на
УПЧ, а затем на детектор Дет, видеоусилитель ВУ и индикатор.
В нижней части схемы показан канал АПЧ. В отличие от обычного прием-
ника, где на вход канала АПЧ подается сигнал с выхода УПЧ, здесь использу-
ется двухканальная схема. Поскольку в основном канале сигнал может быть
весьма слабым (на уровне помех), при котором система АПЧ работает нена-
дежно, в локационном приемнике в качестве управляющего используется
сигнал от передатчика, так как его частота почти не отличается (некоторое
отличие при работе с движущимися целями определяется эффектом Доппле-
ра) от частоты отраженного сигнала. Сигнал от передатчика ослабляется де-
лителем мощности ДМ (примерно на 50...80 дБ) и поступает в смеситель АПЧ
См2, схема и конструкция которого не отличается от смесителя сигнала
См1. Далее следует однокаскадный УПЧ, частотный детектор ЧД и управи-
К индикатору
рнс. 14.1. Структурная схема локационного приемника простых сигналов
405
тель У. Выходное напряжение управителя изменяет частоту гетеродина Г
так, что разностная частота поддерживается равной частоте настройки кон-
туров в УПЧ. Делитель Дел. распределяет мощность гетеродина между
смесителями См1 и См2.
Для повышения устойчивости работы смесителей АПЧ в условиях пара-
зитных просачиваний сигналов передатчика в реальных системах иногда
сигнал от передатчика уменьшают в ДМ настолько, чтобы он стал гетеро-
динирующим, а сигнал от гетеродина Г уменьшают в Дел так, чтобы для
См2 ои стал сигнальным.
Схемы реальных локационных приемников могут несколько отличаться
от представленной на рис. 14.1, например, при использовании сложных снг-
налов, при моноимпульсном методе работы и в некоторых других случаях.
14.2. Антенные переключатели и устройства защиты
приемника
Схемы антенной коммутации
Антенный переключатель АП н устройство защиты приемника (УЗП)
могут быть полностью или частично объединены в одной конструкции.
Наибольшее распространение получили следующие схемы АП: ответ-
вительная (ОАП — рис. 14.2), балансная (БАП — рис. 14.3; 14.4), ферри-
товая (ФАП — рис. 14.5, 14.6).
Действие схемы ОАП основано на использовании газоразрядных при-
боров СВЧ — резонансных разрядников в качестве переключающих эле-
ментов. В одном из вариантов этой схемы, последовательно-параллельной
(рис. 14.2, а), в линию связи от передатчика П к антенне А включается после-
довательно разрядник блокировки передатчика РБП. На расстоянии Х/2 от
РБП делается отвод линии к приемнику Пр, причем на отрезке Х/4 от места
отвода устанавливается разрядник защиты приемника РЗП. При излучении
зондирующего импульса оба разрядника пробиваются и представляют собой
примерно короткие замыкания. Поэтому мощность передатчика почти без
потерь проходит в антенну, а вход приемника оказывается закороченным
РЗП. Таким образом, РЗП выполняет функции УЗП, а РБП — функции
АП. По окончании зондирующего
импульса разрядники гаснут, антен-
на отключается от передатчика и
подключается к приемнику, куда
и поступает отраженный сигнал.
При этом мощность отраженного сиг-
нала практически не поглощается
линией передатчика, так как ее
входное сопротивление в месте от-
ветвления равно бесконечности.
Рис. 14,2. Ответвительная схема антенного
переключателя (ОАП)
На рис. 14.2, б представлен дру-
гой вариант схемы ОАП, параллель-
ный. При излучении передатчиком
зондирующего импульса, пробива-
ются оба разрядника, показанные
406
Рис. 14.3. Балансная схема антенного переключателя (БАП)
Рис. 14.4. БАП на щелевых мостах:
а — режим передачи; б — режим приема
Рис. 14.5. Схема ферритового ан-
тенного переключателя (ФАП)
Рис, 14.6. ФАП с фазовым циркулятором
на схеме. Поскольку оба они находятся на расстоянии Х/4 от волно-
вода (Л— длина волны в волноводе), в месте их присоединения к
линии (точки а — а и б — б) входное сопротивление оказывается равным
бесконечности и поэтому электромагнитная энергия беспрепятственно про-
ходит из передатчика в антенну А. По окончании зондирующего импульса
оба разрядника гаснут. При этом в точках а — а оказывается короткое за-
мыкание, поскольку к иим присоединяется полуволновой короткозамкну-
тый отрезок линии. В точках в — в входное сопротивление равное бесконеч-
ности, так как между короткозамкнутыми точками а — а и точками в — в
имеетси отрезок длиной Л/4. При таких условиях принятый антенной сигнал
беспрепятственно проходит из антенны к приемнику Пр.
407
Схемам ОАП свойственны существенные недостатки: ограниченная ши‘
рокополосность (Af/f — 4...5 %), необходимость использования двух ти-
пов разрядников, большие потери в РБП, большой КСВН до возникновения
разряда на начальном участке зондирующего импульса и др. Поэтому
в новых разработках радиолокационных приемников сантиметрового
и миллиметрового диапазона целесообразно применять схемы БАП или ФАП.
Схема БАП (рис. 14.3) реализуется на двух одинаковых волноводных
мостах и двух одинаковых переключательных элементах, включенных меж-
ду мостами [55]. Действие схемы основано на балансе амплитуд и фаз СВЧ
колебаний, распространяющихся в двух волноводных каналах схемы.
При подаче мощности передатчика к плечу 1, она делится пополам с от-
носительным сдвигом фаз Y и поступает к переключательным элементам
ПЭ. Входное сопротивление последних под воздействием зондирующего им-
пульса становится близким к нулю, поэтому почти вся мощность передатчика
отражается от них и возвращается в плечи 1 и 2 моста 1. Относительный
сдвиг фаз этих отраженных колебаний определяется как исходной величи-
ной сдвига г|з, так и разностью расстояний от моста до переключающих эле-
ментов, в качестве которых используются газоразрядники, полупроводнико-
вые диоды или их сочетания. Можно эту разность расстояний выбрать так,
чтобы при обратном распространении мощностей через мост 1 из плеч
1’ и 2' обеспечивалась синфазность их колебаний в плече 2 и противо-
фазиость — в плече 1. Тогда обе отраженные волны просуммируются в плече
2 и поступят из него в антенну без заметных потерь.
Небольшая часть мощности передатчика просачивается через переклю-
чательные элементы в плечи 3 и 4 моста 2, но расстояния от переключающих
элементов до этих плеч и в мосте 2 подбираются так, чтобы на выходе его
в плечах 4 колебания были синфазными, а в плече 3 — противофазными.
Суммарная просачивающаяся мощность PnpocS поглотится согласованной
нагрузкой, а к приемнику, подключенному к плечу 3, будут подведены лишь
небольшая мощность РпросД, обусловленная неидеальным балансом амп-
литуд и фаз в плече. Эта мощность ослабляется еще УЗП, включаемым меж-
ду плечом 3 и входом приемника.
При приеме сигнала из антенны Рс колебания делятся в мосте 1 попо-
лам с соответствующим фазовым сдвигом, проходят через переключающие
элементы без существенного ослабления и поступают на мост 2, где склады-
ваются на выходе плеча 3 и поступают в приемник.
Мосты, используемые в БАП, могут быть различной конструкции: Т-
образные, кольцевые и щелевые. Наибольшее распространение, благодаря
своей компактности и симметричности, получили БАП иа щелевых мостах
со связью по узкой стенке (рис. 14.4). Такая схема состоит из двух мостов
ЩМ-1 и ЩМ-2 с отверстиями связи по узкой стенке и двумя переключатель-
ными элементами ПЭ1 и ПЭ2. Если щелевой мост симметричен и его свойства
и характеристики одинаковы со стороны любого плеча, то мощность, подан-
ная в одно из плеч, распределяется поровну между двумя противополож-
ными плечами со сдвигом в 90°, и тогда суммарные и разностные мощности
образуются в соответствии с описанным выше механизмом прохождения ко-
лебаний, обозначенным иа рис. 14.4 отдельно для режима излучения и ре-
жима приема. Порядок расчета БАП изложен в [55, 83J.
408
Действие ферритового АП основано на невзаимных свойствах четырех-
плечного ферритового циркулятора (см. гл. 6). К плечу 1 (рис. 14.5) под-
ключается передатчик, а к плечу 2 — антенна, поэтому мощность передат-
чика передается полностью через плечо 2 в антенну. Однако, ввиду ненде-
ального согласования передатчика с антенно-фндерным трактом, часть мощ-
ности отразится от антенны (Ра) и попадает на вход приемника, подключае-
мого к плечу 3. Туда же поступит мощность утечки, проникающая из плеча
1 через циркулятор непосредственно на плечо 3, вследствие неидеальной раз-
вязки между плечами. Эта мощность Рут ослабляется УЗП, включаемым
на входе приемника, частично проникает в приемник, а частично отражается
от входа приемника, направляется в плечо 4, где и поглощается согласован-
ной нагрузкой. В интервалах между зондирующими импульсами сигналы,
отраженные от цели Р , улавливаются антенной, поступают в плечо 3 на
УЗП и вход приемника почти без всякого ослабления. Ферритовый цирку-
лятор выполняет также функции вентилей, обеспечивающих развязку пере-
датчика от влияния изменения импеданса антенно-фидерного тракта, а этого
последнего — от УЗП с приемником.
Большое распространение получила схема ФАП с фазовым циркулято-
ром, основанная на использовании невзаимных свойств ферритового фазо-
вращателя, помещенного в поперечное магнитное поле: вносимый им фазо-
вый сдвиг меняется по величине при изменении направления распростране-
ния СВЧ колебаний на противоположные [55|. Схема ФАП состоит из цирку-
лятора, ферритового фазовращателя, свернутого Т-моста и щелевого моста
(рис. 14.6). В параллельных плечах Т-моста фазы колебаний одинаковы,
если они возбуждаются со стороны плеча 2, и противоположны при возбуж-
дении колебаний со стороны плеча 4. При одновременном подведении равных
мощностей к параллельным плечам Т-моста с одинаковыми или противопо-
ложными фазами, онн суммируются соответственно в плечах 2 или 4. По-
скольку ферритовые пластины фазовращателей находятся в поперечном
магнитном поле, они в зависимости от направления распространения коле-
баний вносят фазовый сдвиг —90° или 0. Поэтому схема движения колебаний
в циркуляторе рис. 14.6 будет соответствовать рис. 14.5.
Переключающие элементы антенных переключателей
Наибольшее распространение в качестве переключающих элементов
получили резонансные разрядники, полупроводниковые диодные выключа-
тели и ограничители, быстродействующие ферритовые переключатели.
Резонансные разрядники представляют собой комбинацию резонатора
и газового разрядника. Резонатор заполняется газом, чаще всего смесью па-
ров воды с аргоном или водородом, при низком давлении и герметически
закупоривается. Под воздействием СВЧ электрического поля высокого уров-
ня (т. е. при поступлении зондирующего импульса передатчика) возникает
газовый разряд, в результате которого входное сопротивление разрядника
становится весьма малым, что препятствует прохождению через него мощ-
ности СВЧ. По окончании импульса разрядник гаснет и для СВЧ поля низ-
кого уровня он представляет собой обычный резонатор или фильтр из не-
скольких резонансных структур. Разрядники защиты приемника РЗП делят-
ся на широкополосные и узкополосные. Широкополосные РЗП обладают
15 7-230
409
рядом достоинств перед узкополосными, что упрощает настройку приемного
тракта и делает их применение предпочтительнее. Широкополосный РЗП со-
стоит нз волноводного полосового фильтра с четвертьволновыми связями и
образуется четырьмя резонансными элементами: двумя резонансными проме-
жутками и двумя вакуумногерметичными резонансными окнами связи.
Для уменьшения порогового уровня мощности зажигания в РЗП ис-
пользуется вспомогательный тлеющий разряд, создаваемый электродом
поджига, на который подается постоянное напряжение. Действующий не-
прерывно тлеющий разряд создает первоначальную концентрацию свобод-
ных электронов в газе, облегчающую ионизацию при меньших напряжен-
ностях поля СВЧ. Время установления разряда порядка /у « 10*’ с. Про-
сачивающаяся в течение этого времени через разрядник энергия СВЧ коле-
баний, называемая энергией пика (W'n), является важным параметром раз-
рядника. После начала разряда просачивающаяся мощность уменьша-
ется до Рпл и в дальнейшем обусловлена лишь падением напряжения
в дуге СВЧ разряда. В табл. 14.1 представлены основные параметры
широкополосных РЗП нескольких типов. К другим параметрам РЗП вы-
сокого уровня относятся пороговые значения мощности, при которой про-
исходит зажигание— Рааж, и максимальное значение мощности, которое
можно подвести к РЗП — Рп. К параметрам низкого уровня относятся
потери приема Lnp, КСВН и относительная полоса Д/7/в в %.
Для облегчения поджига в РЗП применяют не обычные, а управляемые
разрядники. Для этой цели на специальный поджигающий электрод пода-
ется видеоимпульс с некоторым опережением по отношению к зондирующе-
му импульсу, так что когда поступает мощность передатчика, в РЗП уже
успевает сформироваться разряд. При этом затухание, выносимое разряд-
ником, составляет 100 дБ, а просачивающаяся мощность незначительна (ме-
нее 1 мВт).
Предварительными РЗП называют разрядники, включенные перед ос-
новными РЗП, или для защиты малошумящего усилителя на ЛБВ, не предъ-
являющего таких высоких требований к просачивающейся мощности, кзк
устройства на полупроводниковых диодах: УТД, ППУ и смесители. Их уст-
ройство проще, чем у рассмотренных выше РЗП. Сдвоенные РЗП, напротив,
включаются в тех случаях, когда предъявляются повышенные требования
к защите входа приемника — их 1РП и Рпл меньше, чем у обычных РЗП.
Диодные переключающие элементы применяются в современных прием-
никах чаще, чем РЗП. Их преимуществами по сравнению с РЗП являются:
миниатюрность, долговечность, быстродействие, возможность создания са-
моуправляемых устройств — ограничителей. Уступают они РЗП пока толь-
ко по величине максимальной мощности Рп. Полупроводниковые выключа-
тели и ограничители представляют собой СВЧ элементы с встроенными в. них
полупроводниковыми диодами, открытыми при малой мощности сигнала
и практически запертыми при большой мощности сигнала СВЧ.
В переключательных диодах используются полупроводниковые струк-
туры типа р-п или р- i-n из кремния или германия (55]. Параметры несколь-
ких типов переключательных и ограничительных диодов представлены
в табл. 14.2,
410
ст Таблица 14.1. Параметры широкополосных разрядников сантиметровых и миллиметровых воли
Твпвразрядника Л,в, см Параметры низкого уровня Параметры высокого уровня, максимальные значения Вид поджига
Г А ^пр1 ДБ КСВН Рп> кВт ^заж» мВт ^П. Эрг ^ПЛ» мВт *В ’ мкс
РЗП 8...10 10 1,1 1,5 350 150 0,4 70 25 Постоянный
3...5 12 1,3 1,6 10 250 0,3 60 12 То же
1,5...2,5 8 1,5 1,7 10 300 ** 0,2 60 10 Комбинированный
0,8...0,9 3 1,7 2,0 10 1000** 0,05 10 6 То же
0,4...0,5 3 2,0 2,2 3 — 0,1 5 4 » »
Сдвоенные РЗП *** 3...5 12 1,2 1,6 200 500 0,15 25 15 Постоянный
1,5... 2,5 8 1,5 1,7 100 500** 0,08 30 15 Комбинированный
0,4...0,5 3 2 2,2 15 — 0,03 3 3 То же
Предварительные РЗП 3...5 10 0,6 1,6 100 150 Юз 30 20 • IO3 10 Нет
1;5...2,5 8 0,7 1,6 30 200 • Ю3 50 100 Юз 5 Нет
♦ По уровню LB = 6 дБ;
♦ ♦ Без импульсного поджига;
*** Параметры высокого уровня соответствуют работе в составе БАП.
Таблица 14.2. Параметры переключательных и ограничительных диодов
Тип структуры С, пФ Не меиее Не более и„ в /+, мА
Упр. В /кр> ГГц Ри, кВт Р, Вт Ррас» Вт ty, мкс /в, мкс
р-п 0,05...0,1 19 но 0,0025 ** 1 — —. 0,005 8...12 10...30
р-п* 0,05...0,1 19 но 0,0025 ** 1 — — 0,005 2 10...30
р-п* 0.5...1 30 • 35 0,5 — 0,5 0,1 0,01 0 100
р-п* 0,2. „0,5 15 50 — — ' 0,4 — 0,12 0 100
р-п* 0,2...0,5 60 150 — — 1 — — 6 —.
р-п 0,45...0,75 200 170 0,1 2,5 — — 0,04 50 50
р-М1 0,4...0,8 500 150 28 28 5 — 0,1 100 100
р4-п 0,3...0,6 200 150 11 11 2 0,02 0,02 100 25
n-i-p-i-n 0,2.„0,3 — -185 100 — 1,5 6 40 0 100
П-1'p-i-R — —, -350 75 — 2 6 100 0 100
п-1-рч-п — — -210 140 — 1,5 6 70 0 100
Р— средняя или непрерывная СВЧ мощность; 170 — обратное смещение при измерении С, f fB; /+— ток прямого сме-
щения при измерении fKp, Ри, Р, ty.
* Ограничительные диоды.
* * Норма при работе с обратным смещением. ,
Диодные СВЧ-ограничители
Одним из недостатков диодных выключателей является отсутствие в них
защиты от несинхронных сигналов. Этого дефекта лишены диодные ограни-
чители, которые не требуют внешних управляющих напряжений и сраба-
тывают от поступающей на ннх мощности СВЧ колебаний. Ограничительные
диоды занимают промежуточное положение между р-п и p-i-n структурами,
их импеданс, начиная с уровня примерно 1 мВт, называемого порогом огра-
ничения, быстро уменьшается с увеличением мощности и при Р с 10 Вт
представляет собой сопротивление порядка 1 Ом [83]. Такой ограничитель-
ный диод встраивается в отрезок волновода непосредственно или через вол-
новодно-коаксиальный отрезок и образует резонансный волноводный огра-
ничитель. Иногда применяют разрядннки-ограничнтели, которые представ-
лиют собой синтез РЗП н ограничительного днода. Сначала включается пред-
варительный разрядник с конусами, но без электрода/ поджнга. Затем сле-
дует ограничитель, улучшающий основные параметры РЗП. Такая комби-
нация позволяет уменьшить tB и повысить долговечность разрядника.
Пример реализации такой схемы показан на рис. 14.7. Циркулитор Ц1
осуществляет связь антенны с передатчиком и приемником, циркулятор Ц2
обеспечивает передачу энергии в МШУ регенеративного типа (УТД или
ППУ) и отраженного сигнала в нагрузку Н, например, смеситель супер-
гетеродинного приемника. После разрядника РЗП включается резонансный
ограничитель VD на диоде типа 1А501И, который дает дополнительное ос-
лабление падающей мощности еще примерно на 20 дБ. Совместное действие
РЗП и ограничителя предохраняют туннельные нли параметрические дноды
от выгорания за счет просачивающейся мощности передатчика, которая
может достигать сотен мВт.
Такие схемы защитных устройств называют пассивными, поскольку
в ннх резкое увеличение проводимости диода н отражение падающей мощ-
ности к источнику происходит
только за счет автоматического
смещения рабочей точки прн вы-
прямлении СВЧ-колебаний. В ак-
тивных защитных устройствах
p-i-n диодные ослабители рабо-
тают в ключевом режиме за счет
использования импульсов тока,
вырабатываемых специальной схе-
мой управления. Простейшая та-
кая схема состоит из видеодетек-
тора СВЧ VD1, который детек-
тирует сигнал Рх, создавая прн
этом ток, переводящий p-i-n диод-
ный ключ VD2 в состояние высо-
кого запирания (рис. 14.8, а).
Для повышения эффективности
и быстродействия схему можно
дополнить видеоусилителем ВУ,
триггером ТР и токовым ключом
Рис. 14.7. Электрическая схема высокочастот-
ной части локациоииого приемника с РЗП и пас-
сивным защитным устройством на диоде 1А501И
413
5
Рис. Ю. Схемы активных защитных устройств без усилителей' в цели уяравлеы-ия (а)
и с усилителем и токовым формирователем в цепи управления (б)
ТК (рис. 14.8, б), вырабатывающим импульс обратного напряже-
ния, поступающий от источника формирующего напряжения [118].
14.3. Особенности проектирования
отдельных каскадов локационных приемников
Линии передачи, входные устройства и УСЧ
Все основные схемы тракта СВЧ в радиолокационных приемниках стро-
ятся иа элементах линий передачи. Таковы устройства защиты входа прием-
ника, рассмотренные выше, входные цепи, МШУ и смесители. До недавнего
времени в этих устройствах использовались отрезки коаксиальных и волно-
водных линий. Затем большинство микроэлектронных устройств СВЧ строи-
лось иа основе микрополосковых линий передачи (МПЛ). Наряду с МПЛ на-
ходят широкое применение щелевые (ЩЛ) и копланарные (КЛ) линии пере-
дачи, а также линии передачи на магнитостатических волнах (МСВ) [ 12].
Микрополосковые линии передачи (рис. 14.9, а) выполняются иа керами-
чесиих подложках методами фотолитографии и широко применяются на
СВЧ вплоть до миллиметрового диапазона. Их достоинствами являются
простота, малые размеры поперечного сечения, технологичность, легкость
включения твердотелых элементов, низкая себестоимость. Основными их
недостатками являются высокие потери на верхних частотах, наличие излу-
чения на неоднородностях и малый интервал достижимых характеристиче-
ских сопротивлений (от 30 до 90 Ом),.
Щелевые линии (рис. 14.9, 0 в значительной мере лишены этих недостат-
ков, но и в них имеет место излучение, ограничивающее их использование.
Для уменьшения излучения ЩЛ часто помещают в экран — закрытые щеле-
вые линии. На частотах свыше 10...20 ГГц закрытые ЩЛ успешно конкури-
руют с МПЛ.
Копланарные линии передачи (рис. 14.9. в) являются линиями квази-
открытого типа и обладают меньшими потерями на излучение, чем- МПЛ
a S в &
Рис. 14.Линии передачи для интегральных, схем СВЧ;
а — микрополосковые» б — щелевые», в копланарные, г — иа магнитостатических волнах}
/ МПЛ; 2 *** подложка МПЛ, 3, 6 — нихромовые пленки; 4 — пленки ЖИГ; 5 подлож-
ка из ГГГ железоиттрневый Гранат, галлогаделиниевый гранат
414
и ЩЛ. КЛ допускают простое последовательное и параллельное включение
активных элементов в линию.
Линии передачи на магнитостатических волнах основаны на распрост-
ранении медленных дисперсионных спиновых волн СВЧ диапазона в ферро-
магнитных материалах с низкими потерями, например, желеэоиттриевэм
гранате (ЖИГ) на подложке из галлийгадолиниевого граната (ГТГ) — рис.
14.9, г. Достоинством линий на МСВ является возможность обработки инфор-
мации, непосредственно на несущих частотах (примерно 1...20 ГГц), без
преобразования их в диапазон промежуточных частот порядка десятков
или сотен МГц. При этом нсключаютси искажения, вносимые смесителем,
и ускоряется процесс принятия решения операторов или автоматическим
устройством, поскольку обработка информации ведется в реальном мас-
штабе времени.
{^Входные устройства радиолокационных приемннков)отличаются от ана-
логичных устройств других приемников в диапазоне СВЧ, рассмотренных
в п. 3.4J наличием устройств защиты входа приемника от перегрузки при
излучении зондирующего импульса передатчика. Они состоят из одного
контура или фильтра СВЧ и включаются между АП и MUiyj Иногда вход-
ное устройство конструктивно объединяется с АП и является его частью.
В приемниках без МШУ входное устройство и смеситель составляют в кон-
структивном отношении единый высокочастотный блок.
В диапазоне метровых волн (на частотах до 200 МГц) применяются вход-
ные устройства с сосредоточенными параметрами. В дециметровом диапа-
зоне используются уже не обычные индуктивности, а отрезки двухпроводных
или коаксиальных линий. В сантиметровом н миллиметровом диапазонах
в качестве резонансных контуров используются объемные резонаторы, от-
резки волноводных, микрополосковых или других линий передачи, рассмот-
ренных выше.
Поскольку входное устройство. проектируется с учетом необходимос-
ти защиты входа приемника от просачивающейся через АП мощности
своего передатчика, в него включаются разрядники и ограничительные
диоды. ’ ,
УЗП, включаемое между ФАП и МШУ, выбирается но табл. 14.1, Если
на выходе УЗП просачивающаяся энергия ника и импульсная мощность пре-
вышают допустимые значения для параметрического нли смесительного дио-
да, следует применить дополнительный ограничительный диод, выбираемый
ио табл. 14.2, либо совмещенный разрядник-ограничитель, выбираемый ио
табл. 4.8 в (83].
Требуемая для защиты приемника изоляция от передатчика должна со-
ставлять не менее 60...80 дБ, а суммарная энергия, просачивающаяся через
аащнтное устройство, не должна превышать 10 Дж.
В микрополосковом исполнении защита приемника выполняется в виде
перестраиваемого СВЧ фильтра на диоде. Такой ограничитель может быть
построен каке внешним управлением, так и без него.
Некоторые схемы устройств защиты входа приемника на волноводных
и микрополосковых линиях были рассмотрены выше.
На рис. 14.10 показана топология входного устройства с ограничителем
мощности, построенным на ЩЛ [37]. Диоды КО/, VD3, VDS — ограничи-
тельные типа p-l-n (2А522). Диоды VD2 и VD4 — смесительные, типа ДБШ
415
Рис. 14.10. Топология ог-
раничителя мощности на
щелевой линии
(2А116). Расстояния между диодами выбираются
порядка одной восьмой длины волны в линии. Дио-
ды VD1, VD3, VD5 служат для закорачивания
ЩЛ, а диоды VD2 и VD4 — для подачи автосме-
щения на закорачивающие диоды, что понижает по-
рог срабатывания ограничителя. Металлизирован-
ный «островок» связан с остальной металлизацией
платы с помощью конденсаторов С1 и С2. Такой ог-
раничитель имеет в полосе частот шириной 40 %
потери проходящего сигнала 0,3 дБ и затухание не
менее 30 дБ. Широкополосность ограничителя
объясняется отсутствием в его конструкции резо-
нансных развязывающих элементов.
)_После входных устройств включают устройство
для подавления зеркального канала, в качестве ко-
торого используют полосно-пропускающий фильтр на связанных линиях
или иа ЖИГ-резонаторах. Такие фильтры ослабляют помехи, в част-
ности шумы, из зеркального канала 20...30 дБ. Применение этих
фильтров, а также специальных схем смесителей с фазовым подавле-
нием шумов из зеркального канала позволяет снизить коэффициент
шума на 1,5...2 дБ) и довести его до 4...6 дБ, что обеспечивает высокую
чувствительность приемника и без УСЧ — порядка 10"12... 10-13 Вт. Если
требуется более высокая чувствительность (10~14 и выше), следует в качестве
УСЧ применить один из видов МШУ, описанных в гл. 6. При этом нужно
стремиться использовать транзисторные усилители, как наиболее простые
и обеспечивающие достаточно высокую чувствительность. Для получения'
рекордных результатов целесообразно применять ППУ, охлаждаемые до
азотной или водородной температуры.
Смесители радиолокационных приемников
В современных локационных приемниках сантиметрового диапазона
применяются смесители на контурах с фиксированной настройкой, выпол-
ненных в виде коаксиальных, волноводных, микрополосковых или других
конструкций.
При относительно мало шумящем гетеродине можно применять схему не-
балансного смесителя и вводить мощность гетеродина через направленный
ответвитель. В этом случае (рис. 14.11) смеситель состоит из направленного
Рис. 14. И. Схема широкополосного иебалансиого смесителя с направленным ответвителем:
1 — направленный ответвитель; 2 — согласованная нагрузка; 3 — смесительная камера; Lit
Lt=- входной автотрансформатор; £ф, Сф— фильтр; цА—< прибор для изменения тока
кристалла
416
Рис. 14.12. Схема балансного смесителя с
однотактным выходом н последовательным
включением диодов по постоянному току
Рнс. 14.13. Широкополосный смеситель
СВЧ на комбинациях линий передачи
ответвителя, на входы которого подключаются источники сигнала и гетеро-
дина, а к выходу его присоединяется смесительная камера. В приемниках на
миллиметровых волнах применяют только волноводные конструкции смеси-
тельных камер.
В РЛС широко применяются схемы балансных смесителей с щелевыми
Т-образными и кольцевыми мостами. Большое распространение получила
схема с щелевым мостом, последовательным включением диодов по постоян-
ному току (рис. 14.12) и параллельным — по переменному току. Поскольку
диоды включены последовательно, то достаточно иметь цепь контроля посто-
янного тока. С другой стороны, параллельное включение диодов по проме-
жуточной частоте позволяет использовать однотактный выход и несиммет-
ричный УПЧ.
В схеме балансного преобразователя с двойным тройником диоды вклю-
чаются синфазно относительно колебаний гетеродина и противофазно отно-
сительно сигнала. УПЧ должен при этом иметь двухтактный вход, но уже
в первом каскаде осуществляется переход к однотактному несимметричному
усилителю с помощью трансформатора.
Как отмечалось в гл. 7, в диапазоне СВЧ целесообразно использование
смесителей в интегральном исполнении на гибридных соединениях различ-
ных типов передающих линий. На рис. 14.13 приведен вариант одной из
возможных реализаций смесителей на основе комбинаций микрополоско-
вой, щелевой и компланарной линий
передач [36]. Переход 1 связывает
входную микрополосковую линию со
щелевой, в которую с помощью
трансформатора 2 последовательно
включены смесительные диоды. С дру-
гой стороны эти диоды включены
параллельно в компланарную линию,
которая связана переходом 1 с воз-
душной линией (выход промежуточ-
ной частоты) и микрополосковой ли-
нией (вход гетеродина). Шлейфы 3
и 6 являются заграждающим фильт-
ром для идущего от входа Б сиг-
нала СВЧ,
рис. 14.14. Схема двойного балансного сме-
сителя с фазовым подавлением сигнала зер-
кальной частоты
417
Рис. 14.16. Топологическая схема баланс*
иого смесителя на МПЛ с фильтровым спо*
собой подавления зеркального канала:
1 — трехдецибельный ответвитель иа четы-
рех связанных линиях (мост Ленжа); 2
режекторный фильтр зеркального канала}
3 — согласующий фильтр — четвертьволно-
вый трансформатор; 4 — параллельный
шлейф; 5— закоротка шлейфа; 6— ФНЧ;
VD — ДБШ типа ЗА112
Такой смеситель на двух ДБШ
типа АА112А, изготовленный на пла-
те площадью 48 X 30 мм из керами-
ки поликор с относительной диэлек-
трической проницаемостью 9,8, имел
коэффициент шума 11 дБ (при
Шупц = 4 дБ) и развязку между цепями гетеродина и сигнала около 36 дБ.
| Для уменьшения шумов, попадающих в смеситель из зеркального кана-
ла, целесообразно применять схемы с двумя балансными смесителями и квад-
ратурными делителями и сумматорами, в которых происходит фазовое по-
давление сигнала зеркальной частоты)[80, 83]. В одном из вариантов такой
схемы (рис. 14.14) принимаемый сигнал подается в фазе иа два балансных
смесителя БС1 и БС2. Колебания гетеродина подводят к этим смесителям со
сдвигом на 90°, который осуществляется в квадратурном делителе КД.
Выходные сигналы смесителей по промежуточной частоте fn c = fr —fc
будут также сдвинуты на 90°, но в квадратурном сумматоре КС этот сдвиг
компенсируется и выходные сигналы по промежуточной частоте будут уже
синфазны. В то же время для напряжения промежуточной частоты от зер-
кального сигнала fn 3 = fT — f3 знак разности частот будет противополо-
жен знаку разности fn с и поэтому составляющие с частотой /п 3 на выходе
КС подавляются. Вариант реализации такой схемы показан иа рис. 14.15 [83].
Схема типа рис. 14.15 обеспечивает подавление сигнала зеркальной час-
тоты порядка 20 дБ. Если требуется большее подавление, можно применить
фильтровой способ, который вместе с входным фильтром дает подавление до
40 дБ. В схеме балансного смесителя, показанной на рнс. 14.16, подавление
зеркальной частоты на 15...20 дБ достигается за счет режекториого фильтра
и 20...25 дБ — благодаря дополнительному полосовому фильтру на входе
смесителя. Такая схема, кроме того, обеспечивает подавление комбинацией*
4J8
ных частот не менее чем на 20 дБ, шумов гетеродина за счет балансностн схе-
мы — на 20 дБ, при потерях преобразования 5,8 дБ в полосе рабочих частот
около 5 ГГц [118].
Гетеродины радиолокационных приемников
В локационных приемниках применяются вакуумные (отражательные
клистроны, ЛОВ) и твердотельные гетеродины (ЛПД, ТД, диоды Ганна
н др.). В настоящее время более распространены вакуумные гетеродины,, но
они постепенно вытесняются твердотельными, обладающими рядом преиму-
ществ.
Отражательные клистроны являются наиболее распространенными ге-
теродинами сантиметровых и миллиметровых воли. Поскольку они уже дав-
но известны и описаны во многих изданиях, ниже схемы и конструкции кли-
строна не описываются, а отмечаются лишь некоторые их особенности. В диа-
пазоне волн X < 5 см клистроны имеют внутренний резонатор и волноводный
вывод, позволяющий подключать клистрон к входному фланцу смесителя.
Изменение частоты в широком диапазоне осуществляется механической иере-
стройкой резонатора (Д/раб/Д. ср = 3... 15 %), а в узком диапазоне, в пре-
делах каждой зоны, путем электронной перестройки — изменения напря-
жения на отражателе (Д/Эд ~ 20---150 мГц). Крутизна электронной пере-
стройки обычно лежит в пределах 0,3... 15 МГц/B. Выходная мощность
клистронов порядка нескольких десятков милливатт. Температурный коэф-
фициент стабильности частоты (ТКЧ)—от десятых долей до нескольких
мегагерц/град.
Лампы обратной волны (ЛОВ типа 0). Основным достоинством и пре-
имуществом ЛОВ по сравнению с другими типами гетеродинов является
широкий диапазон электронной настройки (А/эл//ср ~ %® %)•> достигае-
мый простым изменением управляющего напряжения, без механической пере-
стройки. Для фокусировки электронного пучка применяются системы маг-
нитной или электростатической фокусировки. В последнем случае ЛОВ по-
лучается значительно меньших габаритов и массы. Выходная мощность ЛОВ
порядка нескольких десятков милливатт, однако эта мощность непо-
стоянна при изменении управляющего напряжения и перепад мощности
Рвых шаховых min может достигать 10 дБ. Крутизна электронной на-
стройки. 5ЭЛ составляет 5...50 МГц/B, но и эта крутизна непостоянна, ее раз-
брос составляет несколько дБ. Уровень амплитудных шумов ЛОВ на час-
тотах сдвига 5...30 мГц такого же порядка, как у клистронов, а ЧМ шумы
выше, чем у клистронов.
В последние годы получили развитие полупроводниковые гетеродины,
представляющие комбинацию из резонатора и полупроводникового прибора.
В дециметровом и сантиметровом диапазоиах волн применяются СВЧ тран-
зисторы и ТД. Обычно после СВЧ транзистора, работающего в режиме ге-
нерации, включают варакторный умножитель частоты, в котором использу-
ются параметрические диоды, подобные тем, что используются в ПУ, но рас-
считанные на большую мощность. Умножитель состоит из нескольких варак-
торных цепочек и позволяет получить в сантиметровом диапазоне мощность
419
порядка десятков и сотен милливатт, после мощного задающего транзистор-
ного генератора, работающего в дециметровом и метровом диапазонах. Одна-
ко такой гетеродин сложен в конструктивном и схемном отношениях и широ-
кого развития не получил. Не получили широкого распространения и гете-
родины на ТД, ввиду небольшой генерируемой мощности, в особенности
в сантиметровом диапазоне. Наиболее перспективными являются гетероди-
ны на ЛПД и диодах Ганна (ДГ).
В конструктивном отношении генератор на ЛПД представляет собой
объемный резонатор, с одной стороны связанный с ЛПД, а с другой — с нагруз-
кой, т. е. с волноводом, через который мощность гетеродина поступает в сме-
сительную камеру. Механическая перестройка резонатора позволяет пере-
страивать частоту генерации примерно до 10 %, а изменение тока через
диод — на доли процента, т. е. незначительно (крутизна электронной пере-
стройки до нескольких мегагерц на миллиампер). При электронной пере-
стройке существенно меняется выходная мощность.
Мощность, генерируемая ЛПД в сантиметровом диапазоне,— 10...
500 мВт, в миллиметровом диапазоне — до 50... 100 мВт. ЛПД потребляют
от источника сравнительно небольшую мощность: Уо = 20 ... 100 В, /0 =
= 10 ... 50 мА. Габариты и масса генератора на ЛПД также незначи-
тельны.
Одним из существенных недостатков ЛПД является его высокий уро-
вень шумов, обусловленный влиянием процессов ударной ионизации. Спек-
тральная плотность шумов ЛПД примерно на 20...дБ больше, чем у отража-
тельного клистрона. Поэтому для уменьшения коэффициента шума смеси-
телей с ЛПД необходимо применять балансную схему, включать фильтры
против зеркальной частоты и узкополосный резонатор, настроенный на час-
тоту гетеродина, подавляющий шумы на сигнальной и зеркальной частотах,
В диодах Ганна при определенном напряжении возникает отрицательная
дифференциальная проводимость полупроводникового материала, вызван-
ная переходом электронов под действием электрического поля из одного
энергетического минимума в зоне проводимости, в котором подвижность
электронов велика, в другой, где их подвижность значительно меньше. В от-
личие от других типов диодов СВЧ, структура днода Ганна не содержит
р-п перехода и представляет собой тонкую пластинку, из арсенида галлия
л-типа, на обе поверхности которой нанесены выпрямляющие металличе-
ские контакты. Таким образом, процесс преобразования энергии пбстоян-
ного тока в колебания СВЧ происходит не в тонком р-п переходе, а во всем
объеме полупроводника. По этой причине диод Ганна иногда называют дио-
дом с объемным эффектом, частота колебаний определяется толщиной пла-
стины и резонатором.
К диодам с объемным эффектом относятся также диоды с ограниченным
накоплением объемного заряда (ОНОЗ), обладающие несколько иным меха-
низмом возникновения колебаний и большей мощностью.
В конструктивном отношении генераторы на диодах Ганна не отличают-
ся от генераторов с ЛПД. Аналогичным образом осуществляется также ме-
ханическая и электрическая перестройка частоты колебаний.
При выборе того или иного типа активного прибора для гетеродина
можно руководствоваться значениями относительной нестабильности прибо-
420
Таблица 14.3. Относительные нестабильности частоты гетеродинов
Тип активного прибора гетеродина <Vr
fr <4 ГГц /г > 4 ГГц
Транзистор 10-2...10'3
Отражательный клистрон 10-3...10-« Ю-з... ю-з
Диод Гаииа 4-IO’3...IO’4 4-Ю-з...10'3
Давиино-пролетный диод Ю-з... IO"4 IO"2... IO’3
Туннельный диод IO'3... IO-® Ю-з... IO"5
ров, приведенных в табл. 14.3, которая дополняет данные табл. 2.2 для неко-
торых участков диапазона СВЧ.
В тех случаях, когда требуется особо высокая стабильность частоты ге-
теродина, а значительное усложнение схемы не имеет решающего значения,
целесообразно в качестве гетеродина применять цифровые синтезаторы час-
тоты [И, 29, 51]. На рис. 14.17 показаны структурные схемы цифровых син-
тезаторов СВЧ. В схеме рис. 14.17, а с одним гетеродинированием, которую
следует применять в узкодиапазонном синтезаторе, fq — опорные частоты,
поступающие из генератора опорных частот (ГОЧ). Последний представляет
собой довольно сложное устройство; он включает в себя один опорный квар-
цевый генератор и систему формирования опорных частот. Она состоит из
нескольких умножителей и делителей частоты, генераторов гармоник, фор-
мирователей импульсов, фильтров и усилителей. На выходе ГОЧ форми-
руется необходимое число колебаний опорных частот с заданными пара-
метрами.
Перестраиваемый полосовой фильтр ПФ выбирает одну частоту /w,
которая подается на смеситель См одновременно с напряжением выходной
частоты fol. В результате процесса преобразования образуется новая проме-
жуточная частота которая после усиления в УПЧ поступает на дели-
тели. Первый делитель — с фиксированным коэффициентом деления в С раз
ДФКД, и второй — с переменным коэффициентом деления в V раз ДПКД.
На выходе ДПКД получается вторая промежуточная частота /пр21-, кото-
рая в фазовом детекторе ФД сравнивается с опорной частотой /?пр2- Сигнал
ошибки после фильтра нижних частот ФНЧ и усилителя постоянного тока
Рис. 14.17. Структурные схемы цифрового синтезатора СВЧ:
а-в с одним гетеродинированием; б =-с двойным гетеродинированием
421
УПТ управляет частотой управляемого генератора УГ. Таким образом, час-
тота иа выходе синтезатора fa, с помощью петли ФАПЧ, привязывается
к опорным частотам, которые и определяют ее стабильность.
Схема рис. 14.17, б работает аналогичным образом, но в ней имеет место
двойное гетеродинирование, что делает ее более широкополосной и поэтому
предпочтительной [11, 51]. В качестве УГ в настоящее время вместо отража-
тельных клистронов чаще применяют более надежные, менее габаритные
и значительно более экономичные полупроводниковые генераторы на ЛПД
и ДГ. Генераторы на ДГ имеют обычно Рвых « 10 мВт, крутвзну пере-
стройки S = 30 ... 50 МГц/B, относительную нестабильность частоты по-
рядка ±2 • 10"3. В результате действия ФАПЧ в схеме синтезатора отно-
сительная погрешность частоты на выходе понижается на 3...4 порядка.
Поскольку система ФАПЧ относительно частоты является астатической си-
стемой авторегулирования первого порядка, она не вносит ошибок по час-
тоте и, поэтому, относительная погрешность частоты на выходе устройства
равна относительной погрешности эталона частоты в ГОЧ. Если, например,
в качестве эталона используется прецизионный кварцевый резонатор на
10 МГЦ, относительная погрешность получается порядка ztl • 10*’.
Для развязки цепей генератора и нагрузки на выходе синтезатора обыч-
но включают ферритовый вентиль ФВ. Синтезаторы частоты подобного типа
можно использовать в сантиметровом диапазоне. Расчет нескольких вари-
антов синтезаторов СВЧ приведен в [11].
Усилители промежуточной частоты
Усилители промежуточной частоты в локационных приемниках обла-
дают рядом особенностей. Поскольку на радио- и видеочастотах не может
быть получено большого усиления, основное усиление в приемниках СВЧ
осуществляется на промежуточной частоте. Коэффициент усиления УПЧ
может достигать (100 ... 120) дБ (105 .... 106).|Так как в приемниках СВЧ
обычно усиливаются сигналы с широким спектром (например, узкие импуль-
сы), частотные характеристики УПЧ должны быть достаточно широкополое- .
ными. В отличие от вещательных и связных приемников, где полоса УПЧ по-
рядка нескольких кГц, в приемниках СВЧ полоса УПЧ равна нескольким
МГц. Это обусловливает хорошее воспроизведение формы сигнала, т. е. хо-
рошие переходные характеристики. Однако при широкополосных контурах
падает усиление на один каскад и поэтому для того, чтобы получить общее
усиление большим, приходится включать большое число каскадов. Эти кас-
кады могут быть сгруппированы различным образом или, иначе говоря, мо-
гут быть сформированы усилители различного типа^см. гл. 5).
В последние годы и в локационных приемниках получили распростране-
ние УПЧ с ФСС, в которых разделены функции избирательности и усиления.
Избирательность обеспечивается ФСС, а усиление — каскадами с аперио-
дической нагрузкой, иногда выполняемыми по каскодной схеме на микро-
схемах. На рис. 14/18 приведены два варианта ФСС, используемых в УПЧ
локационных приемников. Вариант а имеет полосу 4 МГц при /пр = 34 МГц,
избирательность 30 дБ и потери—3...4 дБ. Вариант б обладает полосой
10 МГц при /пр = 46 МГц, избирательности 30 дБ и потерях ЗдБ. Оба
422
Рис. 14.18. ФСС, используемые в локационных
приемниках
ФСС должны быть со стороны входа
и выхода нагружены на 76 Ом.
На рис. 14.19 показана схема
каскадного УПЧ иа микросхеме
2УС282, включаемого после ФСС.
Транзисторы VT1 и VT2 соединены
по каскодной схеме. В цепи эмит-
тера VT1 включена коррективирую-
щая емкость Ск. Резисторы R2—R6
служат для задания рабочего режи-
ма VT1 и его температурной стабили-
зации. Транзистор VT8 является
детектором радиосигналов и усили-
телем видеосигналов, а также буфе-
ром между линией суммирования
(Лн, Сн) и каскадом усиления радио-
сигналов VT2. Цепочка RC служит
детектирования транзистора на переходе эмиттер — база.
В локационных приемниках УПЧ часто состоит из двух блоков, соеди-
няемых между собой коаксиальным кабелем: предварительного усилителя
(ПУПЧ), состоящего из небольшого числа каскадов (2...4), и основного или
главного усилителя (ГУПЧ), обеспечивающего основное усиление. Предвари-
тельный усилитель обычно размещается в непосредственной близости от сме-
сителя, особенно в тех приемниках, где нет УСЧ. В этом последнем случае
ПУПЧ обязательно выполняется малошумящим, например по каскадной
схеме, поскольку его коэффициент шума существенным образом влияет на
общий коэффициент шума приемника.
Главный усилитель размещается в нескольких метрах от предваритель-
ного, вместе с основным комплектом аппаратуры. Все, или почти все, кас-
кады ГУПЧ охватываются различными схемами автоматической регулиров-
ки усиления (АРУ). Иногда применяются логарифмические усилители, у кото-
рых зависимость выходного напряжения от входного носит логарифмический
характер. В таких усилителях диапазон изменения выходных напряжений
меньше, чем в обычных при одном и том же перепаде входных напряжений.
Амплитудные детекторы и видеоусилители
В локационных приемниках для выделения огибающей радиоимпульса
используются амплитудные линейные импульсные детекторы. Схемы и осо-
бенности процессов в таких детекторах рассмотрены в гл. 8. Здесь же отме-
423
тим, что в детекторах, используемых в локационных приемниках, обычно
между нагрузкой детектора и входом транзисторного видеоусилителя вклю-
чается фильтр LC, настраиваемый на частоту, равную примерно 0,7 / . Этот
фильтр уменьшает высокочастотные пульсации выходного напряжения при-
мерно до 15...20 дБ и улучшает форму импульса. Коэффициент передачи
детектора порядка 0,6...0,9, входное сопротивление 1....5 кОм, динамиче-
ский диапазон 60...70 дБ.
Диодные детекторы в локационных приемниках применяют на частотах
до 300...400 МГц. В диапазоне частот до 100 МГц можно использовать тран-
зисторные детекторы любой их схем, описанных в гл. 8.
После детектора видеоимпульсы подлежат усилению в видеоусилителих,
схемы которых рассмотрены в гл. 10. Полоса частот ВУ определяется дли-
тельностью импульса и назначением приемника. Видеоусилители строятся
как на дискретных элементах, так и иа интегральных микросхемах, напри-
мер серий КП8, К228. Универсальные ИМС серий К198, К224, К235 осуще-
ствляют определенные функции в трактах промежуточной, видео- и низкой
частот.
Схемы автоматической регулировки усиления
Уровень сигнала на входе локационного приемника из-за изменения
условий распространения радиоволн, изменения расстояния до цели и коле-
баний эффективной площади цели может колебаться в значительных преде-
лах, до 80...100 дБ. В то же время динамический диапазон оконечных уст-
ройств (индикаторов, исполнительных механизмов и др.) обычно не пре-
вышает 10....14 дБ. Поэтому для обеспечения нормальной работы выходных
устройств необходимо значительно сжать динамический диапазон входных
сигналов. Использование обычных схем ручной и автоматической регулиро-
вок усиления, описанных в гл. 11, в локационных приемниках оказывается
неэффективным ввиду их инерционности. Основную роль в локационных при-
емниках играют быстродействующая автоматическая регулировка (БАРУ)
и временная автоматическая регулировка усиления (ВАРУ).
БАРУ, которую иногда называют МАРУ (мгновенной автоматической
регулировкой усиления), должна обеспечивать практически безынерционное
резкое снижение чувствительности приемника при появлении на его входе
сильной помехи. Такими помехами являются сигналы, отраженные от обла-
ков, морской поверхности, гор, крупных зданий и других так называемых
местных предметов. Эти помехи перегружают приемник, приводят к насы-
щению его усилительные приборы, в результате чего полезные сигналы те-
ряются и не появляются на выходе приемника. Если же рабочие точки на
характеристиках ламп или транзисторов быстро сдвинуть влево, то слабые
сигналы ие будут забиты сильными помехами. Этот сдвиг осуществляется
с помощью схем, состоящих из детекторов и катодных или эмиттерных
повторителей, либо усилителей постоянного тока, охватывающих одни кас-
кад. Инерционность схемы БАРУ не должна превышать (2...10)т, где т —
длительность импульса станции. Для повышения эффективности схемы мож-
но применить два или большее число таких колец (рнс. 14.20), однако объ-
424
Рис. 14.20. Структурная схема
тракта УПЧ, охваченного БАРУ
Рис. 14.21. Принципиальная схема каскада УПЧ с БАРУ
единить одной цепью несколько каскадов УПЧ не рекомендуется в целях
сохранения устойчивости усилителя.
На рис. 14.21 приведена принципиальная схема каскада УПЧ на тран-
зисторе VT1, охваченного БАРУ. Напряжение с выхода усилителя детекти-
руется диодом БАРУ VD1, после чего подается на инвертирующий вход
операционного усилителя ОУ. На диод VD1 через делитель R6—R8 подается
напряжение задержки. Постоянная времени БАРУ определяется фильтром
RC. Диод VD2 служит для быстрой разрядки конденсатора С1 с целью
быстрого восстановления чувствительности приемника после окончания дей-
ствия помехи. Положительное напряжение с выхода ОУ через фильтр с ма-
лой постоянной времени поступает на базу транзистора, уменьшая его
коэффициент усиления. Делитель R4R5 компенсирует задержку, создавае-
мую цепью R6R8 на инвертирующем входе ОУ, а сопротивление резистора
обратной связи R2 определяет коэффициент усиления ОУ.
(1ри проектировании схемы БАРУ важно правильно выбрать постоян-
ную времени тБДру. При малой тБДру будут дифференцироваться полезные
сигналы, а при большой тБДру схема переходит в инерционную АРУ (ПАРУ),
которая часто используется в импульсных
вождения цели. На вход ПАРУ подают
стробированные импульсы, отраженные
от объектов, за которыми следит РЛС
(рис. 14.22). Импульсы с пикового детек-
тора Д, в цепь которого включено на-
пряжение задержки, после усиления
в УПТ подается на ФНЧ, постоянная
РЛС, работающих в режиме сопро-
Рис. 14.22. Структурная схема ИАРУ
425
Рис. 14.23. Структурная схема формирования импульсов ВАРУ
времени которого выбирается порядка периода следования синхроимпульсов.
С ФНЧ управляющее напряжение подается в регулируемый усилитель РУ.
В локационных приемниках широко применяются также безынерци-
онные системы регулировки, основанные на использовании схем с нелиней-
ной амплитудной характеристикой. Наиболее распространенной является
схема усилителя с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ).
Усилители, обладающие ЛАХ, позволяют расширить динамический диапа-
зон приемника без потерь в пороговом сигнале, как это имеет место во всех
схемах АРУ с задержкой.
ВАРУ, которую иногда называют РЧВ (регулировка чуствнтельностн
во времени), служит той же цели, что и БАРУ, т. е. предотвращению пере-
грузки приемника при отражениях от местных предметов, но принцип дей-
ствия ее другой. Как известно, интенсивность сигнала, отраженного от цели
на входе приемника, обратно пропорциональна четвертой степени расстоя-
ния. Поэтому в течение периода повторения чувствительность приемника
должна возрастать от минимума до максимума пропорционально четвертой
степени времени. Такой закон реализовать трудно, поэтому в схемах ВАРУ
обычно ограничиваются экспоненциальным, илн близким к нему законом.
На рис. 14.23 показана одна нз возможных структурных схем формиро-
вания импульсов ВАРУ. Для ее запуска на вход 1 поступает нмпульс, опе-
режающий зондирующий, а на вход 2 — нмпульс, совпадающий с зондиру-
ющим. Первый импульс дифференцируется и поступает на счетный вход триг-
гера 2ТК181; второй нмпульс, после дифференцирования, поступает на ин-
вертор 2Т301Е, а затем — также на триггер. Триггер запускается и обрывает-
ся отрицательными продифференцированными импульсами. С одного из вы-
ходов триггера через эмиттерный повторитель 2УЭ181 положительный нм-
пульс поступает на выход, где суммируется с экспоненциальным импульсом.
Этот последний формируется в интегрирующей цепи и передается через
эмиттерный повторитель 1КТО118 на выход. Размах импульса регулируется
подачей отрицательного напряжения в этот канал. Длительность экспоненци-
альной части регулируется изменением сопротивления интегрирующей цепи.
На рнс. 14.24 представлена принципиальная схема аттенюатора и ре-
гулируемого каскада УПЧ. Для получения требуемой глубины регулиров-
ки усиления 40...50 дБ в регулируемом УПЧ применено сочетание диодного
аттенюатора и регулируемого каскада на транзисторах микросхемы
2УС14282. Диодный аттенюатор на частоте /пр позволяет получить глубину
регулировки коэффициента передачи до 30 дБ, но вносит дополнительное
ослабление сигнала. Регулируемый каскад на микросхеме позволяет полу-
чить глубину регулировки 15...20 дБ и одновременно компенсировать по-
терю сигнала в диодном аттенюаторе.
426
Интулбс ВАРУ Напряжение РРУ
Рис. 14.24. Схема регулируемого каскада УПЧ
При подаче на диоды VD1 и VD2 отрицательного напряжения VD1
открыт, a VD2 закрыт и сигнал поступает через конденсатор СЗ на вход регули-
руемого каскада. Когда на диодах VD1 и VD2 начнет появляться положи-
тельное напряжение (импульс ВАРУ или из схемы ручной регулировки
усиления — РРУ), диод VD1 будет запираться, a VD2 — открываться, закора-
чивая сигнал через С2 на корпус. После регулируемого УПЧ стоит буфер-
ный каскад. Поскольку в процессе регулировки изменяется выходное
сопротивление регулируемого усилителя, это может привести к изменению
АЧХ ФСС, нагружающего этот усилитель.
Рассмотренные выше схемы БАРУ, ПАРУ и ВАРУ, как правило, дей-
ствуют по промежуточной частоте. В последнее время в локационных прием-
никах получили распространение схемы АРУ по несущей частоте (АРУН).
Малошумящие усилители на СВЧ-транзисторах и туннельных или парамет-
рических диодах имеют динамический диапазон порядка 20...30 дБ. Схемы
АРУН позволяют расширить динамический диапазон МШУ за счет эквива-
лентного расширения линейного участка амплитудной характеристики до
60...70 дБ, а также предотвращают энергетическую перегрузку активного
прибора МШУ.
Для осуществления аналоговой схемы АРУН в усилительный тракт
включают один (рис. 14.25, а) или два (рис. 14.25, б) электрически управля-
Рис. 14,25. Структурные схемы аналоговых АРУН с одним (а) и двумя ЭУА (б)
427
Рис. 14.26. Принципиальная схема АРУН приемника в сантиметровом диапазоне
Рис. 14.27. Структурная схема аналоговых АРУН с охватом обратной связью только ка-
нала сигнальной частоты
емых аттенюатора ЭУА. Управляющее напряжение снимается после детек-
тора Д и через фильтр Ф поступает в схему сравнения СС, где сопоставляется
с опорным напряжением Уо, определяющим уровень срабатывания схемы
АРУ с задержкой. Усиленное в усилителе постоянного тока УПТ управля-
ющее напряжение подается в ЭУА. Недостатком схем АРУН является не-
которое увеличение коэффициента шума в соответствии с формулой:
Ш2 = ЦШу
где Lg — начальные потерн в ЭУА; Шг — коэффициент шума приемника
без ЭУА на входе УСЧ; Ш2 — коэффициент шума приемника с ЭУА.
Вариант технической реализации схемы АРУН в соответствии со струк-
турной схемой рис. 14.25, б показан на рис. 14.26. Волноводный ЭУА—1 иа
p-i-n диодах расширяет динамический диапазон усилителя на биполярных
транзисторах УБТ на 30 дБ, ЭУА —2 — еще на 40 дБ, так что в результате
динамический диапазон приемника с МШУ на входе расширяется на 70 дБ
[118].
Если необходимо высокое быстродействие при защите локационного
приемника от воздействия импульсных помех большого уровня и длительно-
сти, целесообразно использовать структурные схемы аналоговых АРУН с
охватом обратной связью только канала сигнальной частоты (рис. 14.27). В
этом случае управляющий сигнал снимается с направленного ответвителя НО
и после амплитудного детектора Д и фильтра Ф с малой постоянной времени
поступает в широкополосную схему сравнения СС, усиливается в усилителе
мощности УМ и подается в ЭУА на управляемых диодах с р-п переходами,
обладающими большим быстродействием, чем p-i-n диоды.
428
Рис. 14.28. Структурные схемы релейно шаговых АРУН.
Помимо аналоговых схем АРУ в локационных приемниках используются
системы АРУ с дикретизацией сигнала управления внутри кольца регули-
рования (рис. 14.28). Такие системы называют релейно-шаговыми АРУН
[118]. Дискретное представление информации о регулируемом сигнале позво-
ляет использовать возможности цифровой вычислительной техники для опти-
мальной обработки сигнала управления и обеспечения заданного закона
управления в системе. Эти возможности реализуются в программе управляю-
щей ЭВМ, на вход которой подается сигнал после аналого-цифрового преоб-
разователя АЦП. Выходной сигнал ЭВМ, после цифро-аналогового преобра-
зования в ЦАП, подается в аналоговый ЭУА (рис. 14.28, а).
Структурная схема релейно-шаговой АРУН с дискретным ЭУА, ревер-
сивным счетчиком и дешифратором PC приведена на рис. 14.28, б. Регули-
рующий сигнал после детектора Д и фильтра нижних частот подается на вход
релейной схемы сравнения СС. Эта схема вырабатывает сигнал, принимающий
значение U+ при U > А’(| и U_ при U < Хо. В первом случае открывается сум-
мирующий вход реверсивного счетчика PC для тактовых импульсов генера-
тора ГТИ. При этом накопление счетчика возрастает и дешифратор
вырабатывает ступенчатый сигнал управления, изменяющий коэффициент
затухания ЭУА до уровня, пока появится U_ при U < Хо. Тогда счетчик
начнет снижать накопление, пока не восстановится У > Хо и т. д.
Схема автоматической подстройки частоты
В гл. 11 описана одноканальная схема АПЧ, которая применяется, на-
пример, в профессиональных приемниках. Использование такой схемы в ло-
кационных приемниках нецелесообразно, поскольку отраженный сигнал
лишь ненамного превосходит уровень шумов, а при таких условиях схемы
АПЧ работают ненадежно. Поэтому в локационных приемниках целесооб-
разно использовать двухканальную схему, в которой управляющий сигнал
поступает ие с выхода УПЧ, а непосредственно от передатчика, после дели-
теля мощности (рис. 14.1). Преобразователь канала АПЧ ничем не отличается
от преобразователя в канале усиления сигнала. Поскольку на смеситель
АПЧ нельзя подать очень сильный сигнал, приходится после него включить
429
Рис. 14.29. К работе следящей
схемы АПЧ локационного прием-
ника:
а -* S — кривая дискриминатора!
б «» импульсы иа выходе дискри-
минатора
Кривая сигнала ошибки
еще УПЧ. Далее следует частотный детектор,
отличающийся от обычного- лишь тем, что
импульсное напряжение должно- успевать на-
растать при расстройке на его выходе за вре-
мя излучения зондирующего импульса. Суще-
ственна отличаются от обычных лишь схемы
управителей. Управитель может быть выпол-
нен в виде УПТ (следящая схемам, либо как
ищущая схема а пилообразным напряжением,
подаваемым на отражатель клистрона или
варикап, е автоматической остановкой его в
нужный момент.
Следящие системы АПЧ используются
в случаях, когда скорость изменения проме-
жуточной частоты меньше скорости сраба-
тывания АПЧ, т. е. когда не ожидается быст-
рых изменений частоты магнетрона или клист-
рона. Управителем в таких системах служит
усилитель постоянного тока, на вход которо-
го подаются импульсы с частотного детектора
(рис. 14.29, б), а выходное напряжение пода-
ется на варикап.
при медленном изменении частоты входного
сигнала имеет вид рис. 14.29, а. Но если напряжение подается не постоянное,
а импульсное, выходное напряжение будет иметь вид рис. 14.29, б.. Следова-
тельно, при отклонении f от номинала на выходе частотного детектора об-
разуется импульсное напряжение. Для того, чтобы в. интервале между им-
пульсами частота гетеродина не претерпевала существенных изменений, по-
стоянная времени нагрузки диодов, дискриминатора должна быть в не-
сколько раз больше периода следования импульсов, т. е. детектор должен
быть пиковым.
Весьма эффективными являются схемы цифровых АПЧ, которые нахо-
дят все более широкое применение-
На рис. 14.30 показана упрощенная принципиальная схема АПЧ лока-
ционного приемника. Импульсный частотный дискриминатор на транзисторе
Рис. 14.30» Принципиальная схема ЧАП локационного приемника с видеоусилителем и пи*
новым детектором
430
Рис. 14.31. Схема ФД, основанная на принципе совпадения сигналов
Рис. 14.32. Схема цифрового Ф.Д с £5-.трнггером
VT1, контурах L1C1 и L2C3 и диодах VD1 и VD2 создает па нагрузках
R3C5 и R4C6 импульсное напряжение вида рис. 14.29, б. После усиления
в двухканальном видеоусилителе на транзисторах VT2 и VT3 видеоимпульсы
поступают на пиковый детектор (диоды VD3, VD4, резисторы R9, R10 и кон-
денсаторы С7, С9). Напряжение с пикового детектора через ФНЧ (R11,
СЮ) подается на истоковый повторитель (транзистор VT4), а затем на
управитель.
В последнее время в каналах АПЧ локационных приемников успешно
используются системы ФАПЧ, в частности, цифровые. Как отмечалось в гл.
11, особенностью схемы ФАПЧ является использование в качестве различи-
теля не ЧД, а ФД, сравнивающего колебания стабилизируемой и опорной
частот. Остальные элементы схемы ФАПЧ не отличаются от своих аналогов
в схемах ЧАП.
На рис. 14.31 приведена схема ФД, основанная на принципе совпадения
сигналов. Сигналы промежуточной fn и опорной частот подают в усили-
тели-ограничители УО1 и УО2, а затем на схему совпадений И. После ФНЧ
получают выходное напряжение зависимость которого от угла сдвига
фаз между импульсами показана на рис. 14.31, б.
На рис. 14.32, а показана схема цифрового ФД с Д5-триггером [77].
Сигналы с частотами fn и f0 поступают на входы формирователей импульсов
ФИ1 и ФИ2, вырабатывающих короткие импульсы в моменты времени, когда
входные напряжения переходят через нуль из отрицательной области в поло-
жительную (или наоборот — рис. 14.29). Триггер Т запускается по вхо-
дам R и S и вырабатывает прямоугольные имиульсы, длительность которых
иропорциональиа разности фаз входных сигналов. Поэтому выделяемая ФНЧ
постоянная составляющая импульсов триггера будет линейно зависеть от
<р иа участке 0...2 л (рис. 14.32, б). Цифровые ФД, применяемые в схемах
АПЧ, имеют высокую стабильность и легко сопрягаются с цифровыми уст-
ройствами обработки сигналов.
431
14.4. Порядок расчета радиолокационного приемника
Исходные данные для расчета приемника должны быть получены в ре-
зультате эскизного проектирования радиолокационной станции. Такими
ц энными являются: рабочая частота /0, длительность импульса т,и, время
установления фронта импульса ^у, частота следования импульсов FB, предель-
ная или тангенциальная чувствительность приемника Рпр и импульсная мощ-
ность передатчика Рв (определяются из уравнения дальности), просачивающа-
яся мощность передатчика Рп, отношение у = С/Ш на выходе линейного тракта
приемника (коэффициент различимости), необходимое значение выходного на-
пряжения.
Порядок расчета:
1. Расчет целесообразно начинать с выбора необходимой полосы про-
пускания приемника. Полосу можно выбирать по формуле (2.1):
/7 = ДРс+2Д/д + Д/зап,
где ДРС = ширина спектра принимаемого сигнала; Д/д — допплеровское
смещение частоты при работе с движущимися объектами; Д/зап — запас
по полосе, определяющийся нестабильностью передатчика и гетеродина,
неточностью настроек, вычисляемый по (2.2). ДЁС для радиолокаторов
дальнего обнаружения, где необходима максимальная чувствительность,
выбирается из условия
ДГс=п/тн, (14.1)
где а — коэффициент, зависящий от выбранного типа квазиоптимального
фильтра (для прямоугольного а = 1,37, для гауссового а = 0,72, для расче-
тов можно принять а ~ 1). Для радиолокаторов с автоматическим сопровож-
дением целей, где необходима повышенная точность определения координат,
ДГС выбирается из условия
ДД9 = (0,6...0,8)Ду. (14.2)
Если в приемнике используется АПЧ, полосу можно выбирать по
П = ДЕС + (2Д/д + Д/зап)/КАПЧ, (14.3)
где ДГС определяется длительностью импульса и обычно равна нескольким
мГц; Д/зап определяется, главным образом, нестабильностями передатчика
и гетеродина приемника (в сантиметровом диапазоне примерно 10...12 МГц);
Д/д определяется относительной скоростью цели; КАПЧ— коэффициент авто-
подстройки, порядка 30...35. Поэтому полоса, определяемая по формуле
(14.3), получается чаще всего от 2 до 10 МГц, в зависимости от типа локатора.
2. Определяем допустимый коэффициент шума приемника по (2.5)
Щдоп < «РФ [(Рпр/Щ/7ШО -гА+ 1],
где Крф — коэффициент передачи мощности фидера; /7ш=к1,1/7—шумовая
полоса; увх =« ?вых; ^А—относительная шумовая температура, определяемая
по (1.5) и рис. 1.2.
3. Принимаем решение о типе структурной схемы приемника. Если
расчет по (2.5) дает значение 15...17 дБ, можно строить приемник без УСЧ?
с кристаллическим смесителем на входе. Если необходимый коэффициент
шума порядка 5...6 дБ и ниже, следует применить структурную схему с ма-
лошумящим усилителем на входе. Соображения по выбору того или иного
типа МШУ приводились в гл. 6.
В целях уменьшения общего коэффициента шума приемника рекомен-
дуется применение балансных смесителей и включение фильтра, настроен^
432
ного иа частоту зеркального канала, исключающего шумы зеркального
канала.
4. Определив из (1.24) э. д. с. в антенне, находят необходимое общее уси-
ление напряжения = UBax/EA.
При вычислении ЕА можно принять RA = 75 Ом. Тогда при реальных значе-
ниях 77, Ш и С7ВЫХ « 20 В получаем ЕА порядка 10 мкВ, a = 2 • 10« или
свыше 120 дБ. Распределяем необходимое усилие между каскадами:
Кд = ^Тр7<вх^УСЧ^СМ^УПЧ^Д^ВУ> (14.4)
где К — коэффициенты усиления (передачи) соответственно тракта от антен-
ны до входа приемника, входного устройства, УСЧ, смесителя, УПЧ, детек-
тора и видеоусилителя. Если усиление каскадов выражено в децибелах
*ДВ> Т0 ,
^ЕдБ = %тр + ^вх + ^УСЧ + ^СМ + ^УПЧ + + ^ВЧ’
Поскольку в антенном тракте, смесителе и детекторе получаем ослабление
свыше 20 дБ,в усилительном тракте необходимо получить усиление порядка
140 дБ. Это усиление распределяется между УСЧ, УПЧ и видеоусилителем.
Усиление МШУ порядка 20 дБ, видеоусилители при усилении свыше
20...30 дБ работают неустойчиво, поэтому основное усиление, порядка
100 дБ, необходимо обеспечить в УПЧ.
5. Задавшись коэффициентами усиления отдельных каскадов по мощ-
ности Kpi и зная общий коэффициент шума ZZ7S, распределяют требования
к коэффициентам шума отдельных каскадов по (1.25) или к шумовой темпе-
ратуре по (1.26).
6. Сформулировав требования к отдельным каскадам по усилению, шумам
и погоне, приступают к проектированию блока СВЧ, смесителя, генератора
и УПЧ в соответствии с рекомендациями п. 14.3; 14.5—14.7.
Глава 15
НАДЕЖНОСТЬ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
15.1. Показатели надежности
Надежностью называют свойство устройства (элемента или системы)
выполнять заданные функции, которое определяется безотказностью в ра-
боте и ремонтопригодностью. Под безотказностью устройства понимают
свойство непрерывно сохранять работоспособность (соответствие основным
требованиям технической документации) в заданных условиях эксплуата-
ции в течение заданного интервала времени (наработки). Так, для вещатель-
ных радиоприемников в качестве основных требований приняты реальная
чувствительность, селективность по соседнему каналу, коэффициент гармо-
ник, уровень фона и люфт Органов настройки. Нарушение работоспособно-
сти называют отказом. Под ремонтопригодностью понимают приспособлен-
ность к предупреждению, обнаружению и устранению отказов путем прове-
дения профилактического обслуживания и ремонта. Более узкое понятие
восстанавливаемость — свойство устройства восстанавливать свою работо-
способность после возникновения отказа.
Отказы подразделяют на внезапные и постепенные. Первые возникают
в результате мгновенного изменения параметров устройства, например, об-
433
Рис, 15.1. Функции надеж-
ности и наработки устройства
до отказа
Рис. 1S.2. Зависимость плотности
распределения наработки устройства
до отказа от времени работы
рывов, коротких замыканий, пробоев, механических повреждений. Постепен-
ные отказы характеризуются постепенным изменением одного или несколь-
ких параметров, при котором последние выходят за допустимые пределы (до-
пуски). Определяются процессами электрического и механического старе-
ния и износа (снижение крутизны приборов, ухудшение изоляции), а также
внешними воздействиями. Кроме того, надежность изделия определяется
его серийноспособностью — устойчивостью к влиянию производственных
погрешностей. Отказы, возникновение которых не связано с предшествую-
щими отказами, называют независимыми, а обусловленные ими — зависи-
мыми. По своим проявлениям отказы делятся на явные и неявные, по ха-
рактеру проявления — на устойчивые и самоустраняющиеся. Поскольку
отказы и восстановление работоспособности являются случайными события-
ми в том смысле, что место и время их возникновения невозможно прогнози-
ровать точно, надежность количественно оценивается вероятностными ха-
рактеристиками.
Под вероятностью безотказной работы (ВБР) элемента р (t) или системы
рс (/) понимают вероятность того, что в пределах заданной наработки /^при
определенных условиях эксплуатации не произойдет ни одного отказа
р (0 = Р (Г > О,
где Т — время от начала работы до первого отказа. Оценку ВБР на интерва-
ле i можно найти апостериорно но результатам испытаний достаточно боль-
шого количества устройств (практически не менее десятков)
Р*« = [^о-п(01/^о.
где Ng — количество устройств, поставленных на испытания; п (/) — коли-
чество устройств, которые отказали на интервале времени t Точность опре-
деления возрастает с увеличением количества No; при его существенном на-
растании величина р* (/) сходится по вероятности к своему истинному значе-
нию р (fi. Для функции надежности р (/) (рис. 15.1) очевидны следующие
соотношения:
р (0) = 1; 0 < р (f) < 1; р (t + АО < р (ty, р (~) = О.
Вероятность отказа устройства (ВО) q (/) — вероятность того, что
отказ при определенных условиях эксплуатации произойдет через время,
не превышающее заданной наработки
? (0 = <2 (Г < о.
454
Рнс. 15.3. Зависимость интенсивности отказов от времени работы
Поскольку безотказность и отказ образуют полную группу событий
q (0 = 1 — р (0; q* (0 = «
Зависимость q(t) приведена на рис. 15.1. По определению ВО эта функция
представляет собой вероятность того, что случайная величина Т не превы-
шает заданного значения t, т. е. q (f) — функция распределения наработки
устройства до отказа.
Если функция q (f) дифференцируема, то безотказность можно харак-
теризовать также плотностью распределения наработки устройства до от-
каза (ПРН)
= (15.1)
Lib Ulf
откуда после интегрирования
f 00
q (f) = § co (?) dt, p(t)~ § со (t) dt.
0 . t
Оценку ПРН находят, как количество отказов за единицу времени, отнесен-
ное к количеству устройств, первоначально поставленных на испытания,
со* (it) = п (Д0)/Д0Уо,
где Д0 — стандартный интервал времени; п (№{) — количество устройств,
которые отказали на интервале Д0 (рис. 15.2).
Интенсивность отказов (ИО) X (/) — условная плотность вероятности
возникновения отказов устройства, определяемая для рассматриваемого
момента времени при условии того, что до этого момента отказы не возникали.
Оценка ИО может быть получена, как
l*(ti} = n(MiMMiN,
где N — количество устройств, работоспособных к началу рассматривае-
мого интервала времени. Типовая зависимость X (t), построенная по гисто-
граммам ИО, показана на рис. 15.3. На ней можно выделить три характер-
ных участка. Участок 1 отвечает приработке аппаратуры и имеет повышен-
ную ИО вследствие скрытых технологических дефектов, недоброкачествен-
ных материалов, брака производства,' контроля, транспорта, хранения. По
мере тренировки (выжигания дефектов) ИО снижается. Период приработки
обычно составляет 0/г = (0,001 ... 0,1) fjfj; с увеличением ответственности
РЭА он возрастает от единиц до сотен часов. Как правило, следует избегать
интенсификации приработочиого периода, поскольку это может еуществен-
но снизить ресурс РЭА,
435
Участок II является рабочим, где отказы возникают внезапно под влия-
нием многих случайных факторов, связанных со скрытыми внутренними де-
фектами, непредвиденными концентрациями внешних нагрузок и внутрен-
них напряжений, нарушениями режимов, ошибками оператора. Вследствие
перечисленных причин предупреждение таких отказов не представляется
возможным, а их появление равновероятно во времени
А/
\i= =const: = S ~<13-2)
1=1
Участок III определяется отказами, вызванными процессами износа
н старения. По своей природе они представляют частный случай постепенных
отказов. При износе происходит частичное разрушение материалов, при ста-
рении — изменение их внутренних физико-химических свойств. Последние
имеют, как правило, необратимый характер. Завершение III участка (вместе
с ним и эксплуатации аппаратуры) происходит в точке ts, когда интенсив-
ность отказов достигает максимально допустимого значения Хдоп.
Рассматривая характеристики рис. 15.3, можно указать два важных -
правила надежности:
периоду нормальной эксплуатации (tjfa) должна предшествовать пред-
варительная тренировка аппаратуры;
в конце периода нормальной эксплуатации (/2) вне зависимости от состо-
яния устройства необходимо провести его профилактическую замену.
Зависимость между ИО и ПРН
MN MNop(f) p(t) ' {
Зависимость между ИО и ВБР может быть получена из выражения (15.3)
подстановкой (15.1) ,
t
р (t) = exp — У X (/) d/J . (15.4)
о
Средняя наработка до отказа (СНО) Тср — математическое ожидание нара-
ботки устройства до первого отказа
СО
Тср = У to (Z) dt.
о
Производя подстановку ПРН (15.1), можно выразить СНО через ВБР
00 00
rcp=-Up(OI“ + Jp(O* = Jp(O*- (15.5)
о о
откуда следует, что СНО равна площади, ограниченной функцией надежно-
сти р (f). Оценку СНО находят по
ЛГ.
Пр = S ti/N0’ (15-6)
где ti — наработка до первого отказа i-ro устройства. С помощью этого по-
казателя оценивают надежность невосстанавливаемых устройств. К его пре-
436
имуществам следует отнести наглядность, к недостаткам — неудобство пря-
мого определения. Для сравнительной оценки разнотипных систем СНО
дополняют еще одним показателем — дисперсией средней наработки до от-
каза
<4 = у —
о
Наработка на отказ То — среднее значение наработки восстанавливае-
мого изделия между отказами. Оценка наработки иа отказ производится по
Го*=£ ti/n,
(=1
где t, — время работы между (Z — 1) и i-m отказами; п — количество отказов
за время испытания. Полученный результат следует осредиить по М устрой-
ствам
м ni м
/—1 1=1
где Пу — количество отказов /-го устройства.
Гарантийная наработка — наработка изделия, до завершения которой
изготовитель гарантирует и обеспечивает выполнение определенных требо-
ваний к изделию, при условии соблюдения потребителем правил эксплуа-
тации.
Вероятность восстановления в заданное время — вероятность того,
что время восстановления работоспособности устройства в заданных усло-
виях не превысит заданного
Рв (х) = р (Т < Т).
Аналогично соответствующим показателям безотказности устанавливают:
вероятность невосстановления
<?в ft) = Q <г>х) =1 —Рв со»
плотность распределения времени восстановления
, ч rfPB(О
Ыв(Х) = -5Т-’
интенсивность восстановления
р,(т) = (ов СО/П —Рв (Т)Ь
среднее время восстановления
ОО М пв/ М
г, =
о /=1 Л=1 /=1
Готовность G (/) — вероятность сохранения работоспособности в произ-
вольно выбранный момент времени с учетом как безотказности, так и вос-
станавливаемости. Коэффициент готовности — установившееся значение
функции готовности
A,~lirrДТ +Т„)
437
Как видно нз выражения коэффициента готовности, снижение среднего вре-
мени восстановления Тв, т. е. улучшение ремонтопригодности изделия, —
эффективное средство повышения надежности в широком смысле [61/ 127J.
Срок службы изделия — календарная продолжительность эксплуатации
изделия вплоть до момента возникновения его предельного состояния. Раз-
личают сроки службы до первого капитального ремонта, между капитальны-
ми ремонтами, до списания и средний срок службы изделия.
15.2. Надежность по внезапным эксплуатационным отказам
Надежность по внезапным эксплуатационным отказам (%„ = const) рас-
считывают для периода нормальной эксплуатации (рис. 15.3), когда прира-
ботка устройства уже закончилась, а износовые отказы и старение еще не
наступили. Для сложной разнотипной аппаратуры ИО системы можно счи-
тать постоянной также и на участке износа.
Основные расчетные соотношения
В основу расчета положен принцип определения показателей надеж-
ности системы по характеристикам надежности комплектующих элементов,
что позволяет вести расчет в процессе проектирования аппаратуры, состоя-
щей из известных элементов и узлов. Уточним полученные выражения пока-
зателей надежности элементов р (f), q (t), со (Т), Тср, То с учетом постоянства
ИО (15.2). Формула для ВБР (15.4) принимает вид
t
р (0 = ехр [ — J X (0 dt] = exp (— koi). (15.7)
о
Эта зависимость (рис. 15.4, а) известна под названием экспоненциального
закона надежности. Под аргументом t понимают не календарное время, а тот
интервал, для которого рассчитывается надежность. В предположении Хо =
= const ВБР за одинаковые интервалы времени t не зависит от того, как
выбрана начальная точка отсчета этого интервала. Функция распределения
наработки и ПРН (рис. 15.4, б, в) также имеют экспоненциальный характер
9 (0 = 1 — Р (0 = 1 — ехр (—V),
со (if) = X (if) Р (if) = Хо ехр (—ХоО.
СНО можно найти подстановкой (15.7) в (15.5)
(15:8)
438
При постоянной интенсивности отказов СНО представляет собой некоторую
условную характеристику надежности, которую можно определить экспе-
риментально по (15.6) только при том условии, что в процессе испытания
обеспечивается профилактическая замена изделий, исключающая износовые
отказы. С учетом выражения (15.8) экспоненциальный закон надежности мож-
но представить в виде
Р (О = ехр (— //Тср),
отсюда следует, что ВБР на интервале времени, равном СНО,
Р (t = Т’ср) = 0-37.
При экспоненциальном законе надежности наработка на отказ
4 = Тср = 1/4-
При определении надежности системы через известные показатели на-
дежности ее элементов вводят два допущения: отказы элементов статистиче-
ски независимы; отказ любого элемента приводит к отказу системы.
По аналогии с электрическими цепями такую систему в теории надежно-
сти называют последовательной. При этом можно использовать теорему
умножения вероятностей
N
рс (о = П Pt
где pt- (/) — ВБР Л го элемента; N — количество комплектующих элементов.
Подставив выражение (15.7) и сгруппировав равнонадежные элементы, получим
m
Pc(0«exp(-<S М/)> (15.9)
/=1
где Л0/— ИО /-й группы; Л/;- — количестро элементов /-й группы; m — количе-
ство равнонадежных групп.
Надежность системы иногда оценивают по ИО системы
Ро (0 = ехР (— 40. (15.10)
Сравнивая выражения (15.9) и (15.10), получим
m
4 — S 4/^р
откуда можно рассчитать СНО (наработку на отказ) системы
m
Д4А (15.11)
Способы повышения надежности
по внезапным эксплуатационным отказам
Анализ выражений (15.9), (15.11) показывает, что для повышения надеж-
ности по внезапным эксплуатационным отказам следует упрощать систему
и повышать качество ее элементов. Простота конструкторских решений яв-
ляется залогом надежности. ИО можно снизить также за счет разгрузки ре-
439
жима рис. 15.3, б. Следует помнить, что в результате принятых допущений
нельзя оценить качество структуры системы (схему и конструкцию). В этом
смысле лучшие результаты дает укрупненная схема расчета, когда в каче-
стве элементов рассматривают блоки с известными ^.-характеристиками.
Увеличение надежности РЭА обеспечивают выбором наиболее надежных
схемных решений на всех конструкторских уровнях. При этом подразуме-
вается использование наиболее надежных типовых схем из ряда известных
и аналогичных по назначению. Повышению надежности способствует унифи-
кация и стандартизация разрабатываемой аппаратуры, позволяющая при
минимальном числе типов элементов реализовать заданные функции РЭА.
Оптимальный выбор схемных и конструкторских решений должен преду-
предить возникновение электрических, механических, тепловых, магнитных
и прочих перегрузок, которые в значительной мере определяют внезапные
отказы. Так, снижение тепловой нагрузки всего на 20 % увеличивает надеж-
ность РЭА в среднем вдвое.
Общепризнанным и перспективным направлением конструирования яв-
ляется микроминиатюризация с применением интегральных микросхем
(ИМС) и больших интегральных схем (БИС) [50, 128]. Выигрыш в надежности
образуется за счет сокращения числа элементов и соединений между ними,
отсутствия доступа к внутренним элементам, уменьшения массы и объема
и следующих отсюда лучшей герметизации и устойчивости к ударным и виб-
рационным перегрузкам, а также вследствие того, что технологический про-
цесс сводится к малому числу типовых операций, хорошо поддающихся
контролю. Современные ИМС характеризуются интенсивностью отказов
примерно на два порядка ниже, чем дискретные полупроводниковые приборы
(X = 10-8 ... 10-7 1/ч). По существующим прогнозам интенсивность отказов
микросхем в ближайшие годы может быть снижена еще иа 2—3 порядка.
Современные методы защиты ИМС от внешних воздействий позволяют исполь-
зовать РЭА, созданную на их основе, при самых тяжелых климатических,
ударных, вибрационных, тепловых, радиационных и прочих нагрузках.
Аппаратура становится компактной, расход материалов уменьшается в сот-
ни раз, появляется возможность в ограниченных объемах размещать слож-
ные комплексы сравнительно небольшой массы и энергопотребления. В на-
стоящее время плотность размещения гибридных ИМС составляет около
10s см-8 и полупроводниковых — свыше 104 см~3. Дальнейшее ее увеличение
является решающим фактором повышения надежности ИМС, которая воз-
растает пропорционально степени интеграции. В то же время плотность
современной РЭА на ИМС порядка 102 см-3, что определяется тем, что ИМС
составляют небольшую часть объема изделия. Уменьшение этого разрыва
и соответствующее повышение надежности может быть достигнуто за счет
сокращения числа межблочных и межсхемных соединений и их совершенен
вования.
Следует подчеркнуть, что при создании высоконадежной аппаратуры
ставится комплексная задача: заложить высокий уровень надежности при
проектировании, максимально сохранить его при производстве (технологи-
ческая проработка изделия, высокий уровень автоматизации, эффективный
технический контроль), поддерживать в период эксплуатации (соблюдение
правил эксплуатации, транспортирования, хранения, четкая организация
профилактических и ремонтных работ),
440
В случае, если перечисленные выше способы не позволяют получить
необходимый уровень надежности, следует вводить резервирование — при-
менение дополнительных элементов или устройств, работающих при отказах
основных [61, 128]. Такая избыточность хорошо реализуется при переходе
к большим интегральным схемам.
15.3. Надежность по износовым отказам
Расчет надежности по отказам, вызванным процессами электрического
и механического износа и старения (в дальнейшем износовые отказы), позво-
ляет определить характеристики надежности по заданной наработке, а так-
же правильно установить сроки профилактики. Рассмотрение ограничено
невосстанавливаемыми системами.
Основные расчетные соотношения
Поскольку процессы старения имеют характер массовых явлений, то
есть определяются большим числом факторов, на основании центральной
предельной теоремы в качестве распределения случайной величины — вре-
мени безотказной работы (наработки) принимают гауссовское распределе-
ние. При этом ПРН (рис. 15.5, а) по износовым отказам
% (О = (1//2Йаи) exp [- (t - Тср. и)»/2о*1, (15.13)
где t — наработка; Гср и — СНО по износовым отказам; аи — среднеквадрати-
ческое отклонение наработки от своего среднего значения 7'ср и. В случае, когда
не выдерживается условие 7’Ср.и^>ои> используют усеченное гауссовское рас-
пределение [61, 128].
Wo
r’p.K = S/n<A (15.14)
1=1
где — наработка i-ro устройства с учетом только износовых отказов;
No — количество поставленных иа испытание устройств. СКО характери-
зует степень однородности устройств относительно наработки
yOv;
аи = |/ S (^-гср. и)2/(Л/0-1), (15.15)
Рис, 15.5. Нормальный закон надежности
16 7-230
441
т. е. чем меньше СКО, тем гуще группировка отказов по времени относитель-
но среднего 7^ и (рис. 15.5, а, где <ти1 < аи2Б Функция;распределении или
ВО на заданном интервале времени
<7И (/) == Ф (Z), (15.16)
где нормированная и центрированная случайная величина
^=^-7'ср.и)/<’й. (15.17)
табулированный интеграл вероятностей (интеграл Лапласа)
z z
ф (Z} = —1— f е-2’72 dZ = 0,5 + -4= f е—z^2 dZ.
Ф (Z) /2л J /2л J
— ое 0
Значение функции Ф (Z) можно определить по [НО, 127), при расчетах
по формулам (15.14) ... (15.18) следует учитывать правило знаков Ф (—Z) =
= 1 —Ф(2). ВБР по износовым отказам можно найти из выражения (15.16)
рв(0'»1-?и(/)«1-Ф(2). (15.18)
Графики зависимостей <ви (0» <7и(0. Рк (0 Для гауссовского (нормального),
закона распределения, построенные по формулам (15.13), (15.16), (15.18),
приведены на рис. 15.5. Их сравнение с соответствующими зависимостями
для экспоненциального закона надежности (рис. 15.4), который описывает
внезапные эксплуатационные отказы, показывает существенные отличия.
Так, в случае нормального закона распределения отказы группируются по
времени вокруг среднего значения Тер и, вследствие чего безотказная работа
возможна на достаточно большом интервале времени, в течение которого
ВО повышается чрезвычайно медленно (t>4). ОДнако, как только наработка
достигает среднего значения, функция qM (/) резко наростает и к моменту
Т И'возникает приблизительно половина всех отказов. Крутизна зависи-
мостей qH (/) и рк (/) определяется значением дисперсии а^, которая в свою
очередь зависит от чистоты исходных материалов, разброса, их параметров,
оборудования, эффективности технического, контроля, общей технологической
культуры предприятия. Чем меньше дисперсия , тем больший срок служ-
бы устройства и тем более резко выделен участок износа. В отличие от этого
при экспоненциальном распределении ВО начинает наростать сразу после
начала работы и примерно 63 % отказов возникает раньше времени Гср.
Поэтому надежную работу здесь можно получить лишь для отрезка време-
ни, значительно меньшего, чем Гср. Значительный разрыв
/₽»/₽. И (15.19) -
определиется тем, что Гср — это время работы аппаратуры в режиме иде-
альной профилактики, когда отказы возникают только вследствие слу-
чайных причин. Так, если Гср и для элементов обычно ограничивается ты-
сячами или десятками тысяч часов, то Т.п может достигать миллионов ча-
ср
сов, что приближается к абсолютной надежности.
Рассматривая профилактику обслуживания аппаратуры, следует ясно
представлять, какой выигрыш в надежности может быть получен прн замене
442
Рис. 15.6. Зависимость частоты износовых отказов от наработки ,
элемента до того, как он действительно откажет вследствие износа. Для
этого рассмотрим зависимость частоты износовых отказов от наработки для
партии элементов с параметрами Т и и аи, которые были поставлены на
длительный прогон. В ходе испытания производилась замена только отка-
завших элементов (рис. 15.6). Как видно из графика, отказы второго поколе-
ния имеют меньшую ПРН (большую дисперсию). Это объясняется тем, что
элементы второго поколения вводятся в работу не одновременно. Еще боль-
ше этот фактор проявляется на износах третьего поколения, где начинается
перекрытие распределений. Процесс установления заканчивается через
время
Т’уст = г?р. и/3аи>
после чего ИО становится практически постоянной
^-уст 1/Гср. и const,
Из неравенства (15.19) следует
\ст »
т. е. ИО существенно возрастает по сравнению с системой, в которой прово-
дится правильная профилактическая замена элементов и вследствие этого
отсутствуют износовые отказы.
С целью повышения эффективности профилактических замен следует
выдерживать принцип равнопрочности или крайности сроков службы со-
ставляющих элементов. Для этого компоненты разбивают на группы с при-
мерно одинаковым сроком службы, при этом число образованных групп сле-
дует минимизировать.
Определим ВБР системы по износовым отказам через известные харак-
теристики надежности ее элементов. Принимая прежние допущения и.при-
менив теорему умножения вероятностей, с учетом (15.18) получим после груп-
пировки элементов по признаку равной надежности по износовым отказам
ти
Ри.с = (15.20)
6=1
где нормированная наработка для элементов k-й равнонадежной группы
~ ^ср. и. k'l/ак. k'
Л1И> k — количество равноиадежных элементов в й-й группе, ти — количество
групп равноиадежных элементов, Г и k, аи k —- параметры элементов Л-й
группы. Группировка элементов по износовым и внезапным эксплуатационным
16* 443
отказам в общем случае не совпадает (т#=ти). Если не имеется априорных
данных по износовым отказам элементов, характеристики Т и k и аи k можно
получить экспериментально (15.14), (15.15).
Для износовых отказов исходные допущения о независимости отказов
и последовательности включения элементов по надежности значительно менее
справедливы, чем для внезапных отказов. Поэтому часто расчет надежности
по износовым отказам сводят к определению допусков на параметры элементов,
при которых определяющие характеристики системы остаются в заданных
пределах. Такой подход рассмотрен в п. 15.5.
15.4. Надежность с учетом внезапных эксплуатационных
и износовых отказов
В общем случае внезапные н износовые отказы возникают одновременно.
Полагая эти отказы независимыми, на основании теоремы об умножении
вероятностей можно записать
ps (t) = р (t) ра (0, (15.21)
откуда после подстановки (15.7), (15.18) получим выражение для ВБР эле-
мента с учетом внезапных эксплуатационных и износовых отказов
р2 (0 = ехр (- ЛоО {1 - Ф [(( - Тср. и)/аи|}. (15.22)
Формула (15.22) справедлива, как для участка нормальной работы аппара-
туры (tlt t2, рис. 15.3, а), где преобладают внезапные эксплуатационные от-
казы, так и для участка износа t > /а, где более вероятны износовые отка-
зы. Участок приработки при этом не учитывается, так как обычно устройства
проходят предварительную тренировку. Графическое представление выра-
жения (15.22) приведено на рис.'15.7, откуда видно, что до момента времени
t' ВБР отображается экспонентой; позднее определяющими становятся изно-
совые отказы ри (() Надежность системы с учетом обоих типон отказов мож-
но определить также на основании формулы (15.21), откуда после подстанов-
ки (15.12), (15.20)
m ma
PZc (0 = Pc (() Рн. с (0 = exP (— * X k/W) fl I1 — (15>23)
/=1 /,=1
Рис. 15.7. Функция надежности элемента
при совместном действии внезапных и изно-
совых отказов
Рис. 1б.в. Функция надежности системы при
совместном действии внезапных и износсвых
отказов
444
На рис. 15.8 представлено выражение (15.23), исходя из которого мож-
но оценить влияние внезапных эксплуатационных и износовых отказов на
надежность элемента и достаточно сложной системы.
15.5. Электрические допуски
Оценка электрических допусков по существу представляет расчет надеж-
ности по постепенным (эксплуатационным) отказам, вызванных воздействием
дестабилизирующих факторов, износом (старением) и производственным раз-
бросом параметров. Вследствие того, что для постепенных отказов исход-
ные допущения о взаимной независимости отказов элементов и последова-
тельности включения элементов по надежности, принятые при расчете
надежности по внезапным отказам, значительно менее справедливы, рассмот-
ренная выше методика расчета надежности в общем случае оказывается не-
приемлемой. Поэтому расчет надежности по постепенным отказам сводят
к расчету допусков на параметры элементов, при которых работоспособ-
ность системы в течение заданного интервала времени, в заданных условиях
эксплуатации обеспечивается с вероятностью не менее, чем
Рп (0 = /’общ (0/Р (0, (15.24)
где робщ (0 — общая норма надежности, заданная на устройство; р (1) — ВБР
по внезапным эксплуатационным отказам.
Основные расчетные соотношения
Введем основные понятия и определения. Выходной (определяющий)
параметр системы А — основной параметр, определяющий работоспособ-
ность изделия,
А = <р (at, ... , ....ап), (15.25)
где <р — символ произвольной функциональной зависимости; ai — пара-
метр i-го элемента системы.
Номинальное значение параметра системы (элемента) Ао (а(-0) — основное
значение параметра, указанное в технической документации, определяемое
исходя из функционального назначения устройства, которое служит началом
отсчета отклонений.
Действительное значение параметра А (а()—значение параметра,
установленное измерением с допустимой погрешностью.
Отклонение (погрешность) — разность между действительным
и номинальным значением параметра. Включает регулярную (систематиче-
скую) компоненту М (ЛА), которая теоретически может быть устранена,
и случайную компоненту § (ЛА), которая может быть сделана сколь угодно
малой, ио принципиально неустранима
ДА = М (ЛА) + g (ЛА).
Исходя из этого, последняя рассмотрена более подробно. Различают абсо-
лютное ЛА (Ла/) и относительное ЛА/А, (Ла/а),- отклонение параметров.
Допуск D(AA), D(Aai), D(AA/A), D (&a/a)i — предельно допустимое от-
клонение параметра, оговоренное в технической документации. При превыше-
нии допуска выходным параметром устройство теряет работоспособность.
В зависимости от причин, вызывающих отклонения параметров, различают
445
температурные допуски ОТ(ДА/А), допуски на влажность Овл (ДА/А), износ
£>и (ДА/А), производственные допуски £>пр(ДА/А). Аналогично погрешностям
допуски включают регулярную (средину поля допусков) и случайную (половину
поля допусков) компоненту
D (ДА /А) = М. (AAlA) 6 (ДА/А).
Суммарный эксплуатационный допуск устройства получают раздельным
суммированием по регулярным и случайным компонентам всех типов допус-
ков. В предположении взаимонезависимости перечисленных отклонений
£> (ДА/А) = 8.( А1пр (ДА/А) + Мт (ДА/А) + А1вл (ДА/А) -|- Мя (ДА/А) +
+ V6*р. (ДА/А) + 6* (ДА/А) + 6^ (ДА/А) + 6® (ДА/А), (15.26)
где 8 — коэффициент запаса на отклонение параметров под воздействием
дестабилизирующих факторов, не учтенных при расчете, таких как механи-
ческие воздействия, пыль, радиация, атмосферное давление и др. На основа-
нии [113] принимают в = 1,10 ... 1,20.
Исходя из вышеприведенного, может быть уточнено определение на-
дежности по постепенным отказам, как вероятность того, что на заданном
интервале времени t в заданных условиях эксплуатации действительное зна-
чение выходного параметра останется в пределах поля допусков
p„(0 = P[i АА/А с\D (ДА/А) |). (15.27)
Вероятность рп (/) называют гарантированной надежностью.
Уравнение погрешностей системы
Рассмотрим задачу определения погрешности (отклонения) выходного
параметра системы через заданные отклонения параметров ее элементов.
Пусть выходной параметр системы определяется рядом параметров комплек-
тующих элементов (15.25), откуда с учетом сделанных определений
Аа+ ДА = <р (аи А- Д«г, ... , «и + .... аПа+ Аап).
Допустим, что отклонения параметров от номинальных значений достаточно
малы
ДА/Ав 1, Д«;/«й< 1,
вследствие чего при представлении приращения выходного параметра рядом
Тэйлора можно ограничиться членами первого порядка малости
п
АА/А = V gq><ai’ • • •’ а‘’ ап} Аа(.
да[ ’
Осуществив переход к относительным приращениям, что позволяет склады-
вать отклонения различных размерностей, можно получить уравнение по-
грешностей системы
л
ДА/А = 571 д<Р <Я1....«й • • • _________21__________(Aaj .
' дщ <р (вх, ., . , а(, .... ап) \ a )t‘
446
Обозначим коэффициент влияния i-ro элемента
k . (at,, .. . , ah ... , ап)__________ai____________
Bl dot <₽ (<h> • • • , at....aa) ’
откуда
n
дд/д = £ *вДДа/а),.
l«=s 1
(15.28)
(15.29)
Полученные уравнения (15.28), (15.29) являются исходными для расчета
эксплуатационных допусков всех перечисленных типов. Как видно из фор-
мулы (15.29), коэффициент влияния kBi определяет степень влияния погреш-
ности параметра (-го элемента на погрешность выходного параметра изде-
лия. Для его расчета необходим алгоритм работы устройства (15.25).
Экспериментальное определение коэффициентов влияния производят по
формуле
kai = [(ЛлМ)/(Ла/а)г]да/=0
Да; = Дах, . .. , Ла(_|, • • • > Дап, полученной из уравнения погреш-
ностей (15.29). При этом задают достаточно малое приращение i-ro параметра
при номинальном значении всех остальных и фиксируют соответствующее ему
изменение выходного параметра.
Способы повышения надежности по постепенным отказам
Как видно из выражений (15.27), (15.29), повышение надежности по по-
степенным отказам сводится к уменьшению отклонений выходного параметра
системы ДДМ, что может быть достигнуто двумя способами. Первый из них
не отличается от способа повышения надежности по внезапным эксплуата-
ционным отказам и заключается в улучшении качества элементов, т. е.
в уменьшении отклонений параметров, элементов (Да/а)(. Второй предпола-
гает уменьшение коэффициентов влияния kai, т. е. улучшение качества отра-
ботки схемы на некритичность — свойства устройства сохранять значение
выходного параметра в заданных пределах при существенном изменении па-
раметров комплектующих элементов.
Экспериментальная отработка некритичности схемы (граничные испы-
тания) заключается в выборе оптимальных значений параметров элементов
схемы с позиций ее некритичности. Для про-
ведения граничных испытаний выбирают вы-
ходной (определяющий) параметр схемы, на-
пример, для генератора — стабильность час-
тоты или амплитуды, для триггера — пере-
ход из одного положения устойчивого равно-
весия в другое при нормированном воздейст-
вии. Далее снимают диаграммы граничных
испытаний' (рис. 15.9), которые определяют
область устойчивой работы (показана штри-
ховкой) в зависимости от изменения испыты-
ваемого параметра щ под воздействием /-го
дестабилизирующего фактора Фу (например
напряжения питания, температуры, влаж-
447
ности, старения). Из диаграммы следует выбор оптимального значе-
ния a(-;-opt> который обеспечивает нормальное функционирование схе-
мы в наиболее широком диапазоне изменений /-го дестабилизирующего
фактора. Выбор оптимального значения /-го параметра производят нало-
жением диаграмм граничных испытаний по всем дестабилизирующим факто-
рам а( OptCaz/Opf Описанный эксперимент может быть заменен моделирова-
нием на ЭВМ по алгоритму работы устройства (15.25).
Рассмотрим ряд схемных решений, обеспечивающих некритичность.
Прежде всего отметим, что многофункциональные схемы более критичны
к изменению параметров, чем схемы однофункциональные, поскольку пара-
метры элементов в таких схемах выбирают не оптимально, а компромиссно,
исходя из различных, а зачастую и противоречивых требований, которые
необходимы для выполнения отдельных функций.
Существенные результаты дает применение схем с авторегулированием
и применением отрицательных обратных связей, таких как схемы АРУ,
АПЧ, авторегулирование выходной мощности, которые рассмотрены в гл.
11. Во многих из них выигрыш в стабильности обеспечивается за счет того,
что устойчивость схемы определяется пассивными линейными цепями, зна-
чительно более устойчивыми к воздействию дестабилизирующих факторов
по сравнению с активными нелинейными элементами (транзисторами, дио-
дами, интегральными схемами). В качестве примера рассмотрим стабилиза-
цию коэффициента передачи усилителя с отрицательной обратной связью
К0.с = /</(1 +₽Ю. (15.30)
где К — коэффициент передачи усилителя без обратной связи; р — глуби-
на обратной связи. Преобразовав выражение (15.30), получим
А0.с=1/(1/К + Р),
откуда видно, что при условии 1/К Р величина коэффициента переда-
чи задается величиной Р, которая определяется отношением параметров пас-
сивных элементов (например, резисторов) и может быть сделана достаточно
стабильной.
Некритичность может обеспечиваться за счет введения ограничения
параметров — например, схемы ограничения амплитуды при помощи огра-
ничительных диодов, базового детектирования, изменяющегося эквива-
лентного затухания контура (гл. 9).
Некритичность может обеспечиваться также за счет специальных устой-
чивых методов обработки информации, например, модуляционная схема
взамен усилителя постоянного тока, подверженного дрейфу нуля. Важно
отметить, что дискретные устройства с двоичным кодом значительно устой-
чивее аналоговых средств обработки информации к воздействию постепенных
отказов. Объясняется это тем, что дискретные устройства с двоичным кодом
имеют только два устойчивых состояния, которые легче стабилизировать отно-
сительно внешних воздействий, чем аналоговую аппаратуру, где необходи-
мо обеспечить устойчивость заданной характеристики.
В заключение рассмотрим вопрос об общем подходе к проектированию
надежных радиоэлектронных устройств, как с учетом внезапных, так и по-
степенных отказов. Поскольку постепенные и внезапные эксплуатационные
448
отказы имеют различную природу, их можно рассматривать, как независи-
мые, откуда общая надежность устройства
Робщ(0 = Р(0Рп(0- (15.31)
Как отмечалось в п. 15.2, для повышения надежности по внезапным экс-
плуатационным отказам следует по возможности сокращать число элементов
системы. В то же время для повышения надежности по постепенным отказам
нужно применять некритичные схемы, для которых требуется введение опре-
деленной избыточности элементов (цепи автоматического регулирования, об-
ратной связи и т. д.). Общий подход заключается в максимизации общей на-
дежности (15.31), а не надежности по отдельным видам отказов.
Производственные допуски
Производственные допуски, установленные техническими условиями па
изделие, ограничивают поле рассеивания параметров, вызванное производ-
ственными погрешностями, при нормальных условиях эксплуатации изде-
лия. Поскольку производственные погрешности определяются значительным
числом взаимонезависимых факторов, таких как отклонение от номинальных
данных инструмента, оборудования, аппаратуры, исходных материалов,
условий работы, а также ошибками изготовления и контроля, в большинстве
случаев принимают гауссовский закон распределения случайных величин:
параметров (отклонений параметров) элементов и систем. Возможные откло-
нения от этого закона будут рассмотрены отдельно. На рис. 15.10 показана
плотность вероятности отклонения (погрешности) параметра
f (ДЛ) = [1/К2Й а (дл)1 ехР {—[ДД тМ (ДЛ)]2/2о2 (ДЛ)},
где среднее значение отклонения
00
М (ДЛ)= У bAf (bA)d(bA),
j—,00
СКО отклонения
00
а2 (ДД) = J (ДЛ — м (ДЛ)]2 f (ДЛ) d (ДЛ).
Оценки числовых характеристик
могут быть получены эксперимен-
тально
N
М* (ДЛ) = £ ДЛ//А\ (15.32)
1=1
а* (ДЛ) =
—
£ (ДЛ.—М*(ДЛ)]2/^-1),
1=1
(15.33)
Рис. 15.10. Распределение плотности еероят-
иости отклонения параметра
где отклонение от номинального
значения ДЛ/ = А/ — А(0.
449
Полученные выражения справедливы для относительных погрешностей
(ДЛ/Д), а также погрешностей параметров элементов Да;, (Да/а);.
Определение допуска системы через заданные допуски ее элементов про-
изводится на базе уравнения погрешностей. Регулярные компоненты (среди-
ны полей допусков), складываются алгебраически
N
М (ДЛ/Л)= 2 (Да/а)Л
Среднее значение поля допусков выходного параметра — также регулярная
величина: возможна компенсация нестабильности отдельных составляющих.
Случайную компоненту допуска выходного параметра для случайных и не-
зависимых отклонений параметров элементов суммируют с учетом теоремы
о дисперсии суммы независимых случайных величин
о (ДЛ/Л) = р/~у Ag(.o2 (Да/а);.
Введем следующие обозначения: относительные рассеяния выходного пара-
метра и параметров элементов, связывающие СКО с половиной поля допуска
= о(ДД/Л)/6 (ДЛ/Л),
А; = о (Да/а);/6 (Да/а);,
коэффициенты рассеяния выходного параметра и параметров элементов
где Аэ — относительное эталонное рассеяние гауссовского распределения.
В качестве эталонного рассеяния, показанного на рис. 15.10, принято такое
рассеяние
Аэ = о (ДД/Д)/6 (ДД/Д) = о (Да/а);/6 (Да/а);,
при котором вероятность того, что случайное отклонение находится в преде-
лах поля допуска ±6 (ДД), составляет
Р [М (ДД) — S (ДД) С ДЛ « М (ДД) + 6 (ДД)] = 0,9973.
С учетом принятых обозначений
в (ДЛ/Л) = (l/fepJ (&a/a)s, (15.34)
откуда общий допуск
О (ДЙ/Д) =/И (ДД/Д) etc (1/&рЕ) у £в(£рГ6а (Да/а); (15.35)
и предельные значения выходного параметра
А = Ло ct D (ДД/Д) До.
Для эталонного рассеяния отклонений выходного параметра половина поля
допусков __________________
6(ДД/Д)= й/у ф>(ДЛ/а);,
450
для эталонного рассеяния отклонений выходного параметра н параметрон
элементов
6 (ДЛ/Л) = 1/ у (Да/а){.
V 1^1
Случайную компоненту допуска выходного параметра для случайных и зави-
симых отклонений параметров элементов находят на основании теоремы о дис-
персии суммы случайных величин, связанных корреляционной зависимостью,
п
б(ДЛ/Л) = J- [V *Х-62 (ДаМ< +
йрТ \_4-i к
t=i
S11/2
(Да/а); 6 (Да/а)/] .
/«
где г(у — коэффициент корреляции между случайными отклонениями пара-
метров элементов (Ла/а); и (Да/а)с., который в зависимости от степени корре-
ляционной связи между этими отклонениями изменяется в пределах —1 с
< Гц < 1. Здесь по i суммируются все независимые и коррелятивно зависи-
мые отклонения, а по / — пары погрешностей, связанные функциональной
или коррелятивной зависимостью, которая определяется коэффициентом
корреляции Гц. Значения коэффициента^ корреляции находят на основании
паспортных данных, или определяют экспериментально
оо
r-ij = [I/O (Да,) О (Да7)][ [Да,- — М (Да,)] [Да, — М (Да,)] X
''о
X / (Дaz, Дау.) d (Да,) d (baj),
r*j = [l/o* (Aaz) о* (Дар] ££ [Да,- — М* (Да,)].[(Да;.) — М* (Да,)] pif,
i i
где /(Да,, Дар — двумерная плотность вероятности распределения отклонений
параметров элементов; pif-— вероятность сочетаний параметров Да,, Да,.
Расчет допусков выходного параметра по температуре £>Т(ДД/Д), влаж-
ности Овл (ДД/Д) и старению Ои (ДД/Д) производится по сходной методике
[30, 113].
Методика и примеры расчета.
Расчет надежности по внезапным эксплуатационным отказам
Приближенный расчет надежности выполняют на этапе технического
проектирования по формулам (15.9) н (15.11). Прн проектировании бытовой
радиовещательной аппаратуры обычно принимают t ~ 1000 ч. Нормы на-
дежности (наработка на отказ в ч) составляют для изделий' 0 (высшей), 1, 2,
3, 4 группы сложности соответственно: приемники стационарные — 2400,
2800, 3750, 4000, 4800; приемники переносные — 2000, 2400, 3400, 4000,
4000; стереорадиолы — 1700, 1800, 2000, 2400, 3400; стереомагнитолы пере-
носные и автомобильные — 1400, 1500, 1800, 2000; приемники автомобиль-
ные 1—3 группы сложности — 2400, 3750, 4500; тюнеры всеволновые 0—2
451
группы — 2200, 3000, 3750; усилители звуковой частоты 0—1 группы —
3000, 3400.
Значения ^-характеристик основных элементов приведены в табл. 15.1,
более подробные данные приведены В [110, 128].
Таблица 15.1. Интенсивности отказов основных электрорадиоэлемеитов
Изделие Тип Интенсивности отказов 1/ч
Интегральные мик- росхемы Гибридные полупроводниковые 0,05...0,1 0,01... 0,03
Транзисторы Низкочастотные кремниевые Низкочастотные германиевые Высокочастотные кремниевые Высокочастотные германиевые Микр омод у л ьн ые Микроволновые 3,0...4,0 4,6 1.7 2,6 1,0 9,7
Диоды Выпрямители точечные Выпрямители полосковые Выпрямители микрополосковые Стабилитроны, варикапы Микромодульиые 0,7...2,0 5,0 0,7 5,0 4,2...4,5
Конденсаторы Слюдяные, керамические стеклянные бумажные, пленочные Электролитические 1,2...1,4 1,6 1,8...2,0 2,2...2,4
Резисторы Непроволочные 0,25. ..0,5 Вт Непроволочные 1,0...2,0 Вт Проволочные 0,5...5,0 Вт 0,4...0,8 1,0... 2,0 1,0...3,0
Моточные изделия Трансформаторы сигнальные Трансформаторы питания Дроссели Катушки индуктивности 0,1...2,1 3,0 1.0 0,5
Источники питания Аккумуляторы Батареи 0,3...19 5,0... 300
Электровакуумные приборы Тиратроны Лампы неоновые Лампы накаливания ЭЛТ 2,5...15 0,02... 1,5 0,1...1,2 1,0...3,0
452
Продолжение табл. 15.1
Изделие Тип Интенсивности отказов iqlO-o 1/4
Коммутационные Пайка ПОС—40 0,01
элементы и соеди- Печатная пластина 0,1
нители Разъем (на один контакт) Переключатель на один контакт Гнезда (на один штырек) Тумблер (на один контакт) Предохранители плавкие 0,05 0,25...0,5 0,01...0,02 0,015...1,1 0,5
При уточненном расчете надежности обычно учитывают влияние усло-
вий эксплуатации, температуры и электрического режима. Расчет произво-
дят по
Рс (о = ехР (“A S (15.12)
= Л0/а7.,
где X — ИО элементов /-й равнонадежной группы при эксплуатации в задан-
ных условиях; Х0;-— то же, но при эксплуатации в номинальном режиме;
ау— поправочный коэффициент ИО /-й i руппы, учитывающий влияние темпе-
ратуры окружающей среды и электрическую нагрузку элемента. Поправочный
коэффициент :> 1 учитывает условия эксплуатации РЭА: — воздействие
механических факторов (вибрации, ударные нагрузки), k}2— воздействие
климатических факторов (температура, влажность), k-f^— условия работы при
пониженном атмосферном давлении. Значения поправочного коэффициента а
в зависимости от температуры и коэффициента нагрузки й приведены в
табл. 15.2. При этом под коэффициентом нагрузки понимают отношение рабочей
нагрузки по определяющему параметру П, которая действует на элемент,
к его номинальной нагрузке, установленной нормативно-технической докумен-
тацией kH — Праб/Пиом. Более подробные данные приведены в [ПО, 128].
Ниже приводятся определяющие параметры П и рекомендованные значения
коэффициентов нагрузки ku для наиболее употребительных элементов: резис-
торы — мощность рассеяния, ka < 0,6; конденсаторы — напряжение, приложен-
ное к конденсатору, ka = 0,3 . . , 0,7; диоды — выпрямленный ток, обратное
напряжение, kH = 0,7 . . . 0,8; транзисторы — напряжение, ток, мощность
рассеяния на коллекторе,. йн = 0,5. . . 0,8. Если один и тот же элемент
характеризуется различными значениями коэффициента нагрузки, то прини-
мается величина kn m?x. Температуру окружающей среды и коэффициент
нагрузки можно определять экспериментально (на этапе испытаний опытного
образца и далее) или путем расчетов. Значения поправочных коэффициентов
k^2, k-^ приведены в табл. 15.3, 15.4, 15.5.
Расчет надежности, на ЭВМ может быть выполнен по программе REL,
приведенной в гл. 3, которая составлена на основании приведенной выше
методики.
Ниже приводится распечатка результатов оценки с помощью програм-
мы R.EL надежности системы из трех устройств (блоков), причем в первом
блоке имеется 8 модулей (четырех типов), во втором и третьем — по 9 (трех
типов), в третьем — 20 (четырех типов). Наработка на отказ всей системы
порядка 100X3 часов.
453
Таблица 15.2. Поправочные коэффициенты а для ИО
Коэффициенты нагрузки
Изделие Тип т, °C 0,2 0,5 0,7 0,8 1,0
Непроволочные 20 0,20 0,42 0,60 0,72 1,0
40 0,33 0,60 0,94 1.П 1,71
60 0,47 0,82 1,43 1,70 2,81
Резисторы 100 0,78 1,32 2,77 3,60 6,70
Проволочные 20 0,02 0,10 0,34 0,51 1,00
40 0,06 0,19 0,53 0,69 1,29
60 0,10 0,30 0,73 0,95 1,91
100 0,18 0,52 1,33 2,00 5,00
Бумажные 20 0,06 0,10 0,23
Керамические 40 0,07 0,13 0,35
Слюдяные негермети- 60 0,10 0,20 0,62
зированные 100 0,17 0,43 1,46
Слюдяные герметич- 20 0,28 0,49
ные 40 0,34 0,54
60 0,46 0,75 —
100 1,30 4,50
Конденсате-
ры Металлобумажные 20 0,28 0,49 0,80
Стеклянные 40 0,34 0,54 1,10
Пленочные 60 0,46 0,75 2,00
100 1,30 4,50 5,00
Электролитические 20 0,40 0,65
с алюминиевым анодом 40 0,64 1,24
60 1,80 2,30
100 9,0 18,0
Германиевые 20 0,15 0,39 0,62 0,74
40 0,23 0,51 0,76 0,91 —-
Диоды 60 0,53 1,13 1,75 2,13
Кремниевые 20 0,77 0,81 0,85 0,88
40 0,92 0,97 1,04 1,07 —
60 1,04 1,16 1,30 1,39
Германиевые 20 0,23 0,42 0,70 0,73
40 0,32 0,66 1,04 1,22 —
Транзисторы 60 0,52 1,10 1,65 1,90
Кремниевые 20 0,16 0,35 0,52 0,63
40 0,17 0,40 0,59 0,72 —
60 0,19 0,50 0,71 0,85
Трансформаторы 20 0,10 0,30 0,60 1,00
Моточные 40 0,20 1,20 1,80 3,00
изделия 60 — 0,40 2,50 4,10 8,60
70 0,60 4,20 7,20 14,00
454
MODULE HUMBER 1л ,NM= 1л L3= 3.433Е-34л T3=
MODULE NUMBER NM= 1л L3= 3.532Е-34л ’тз=
MODULE NUMBER "7 NM= 1л L3= 3.83IE-34» тз=
MODULE NUMBER 4л NM= 5л L3= 3.155Е-34л тз=
BEUIСЕ NUMBER 1л ND= 1,- L3= 3.256Е-33» тз=
MODULE NUMBER 1л NM= 2л L3= 3.123Е-34л тз=
MODULE NUMBER 2л NM= 4л 3. 14о£.-34л тз=
MODULE NUMBER 7 • NM= 3л L3= 3.2В5Е-34л тз=
DEUICE NUMBER ND= 2л L0= 3. 173Е-З3л тэ=
MODULE NUMBER 1л NM= 2л L3= 3.423Е-04л Т3=
MODULE № IMBER •* 9 NM= 2л L3= Э.355Е-Э4л тэ=
MOD' ILE NUMBER NM= 4л . L3= 3.135Е-34л тз=
MODULE NUMBER 4 л ММ=12л L3= 3.255Е-34» тз=
DEUICE NUMBER ND= 1л L-r'i— Я.515Е-33»' тз=
392.$ Я
Т0:
25333. й' я
15322.8 Я
12434.4 Я
63336.1 я
37S2.2 Я
73125.3 Я
53493.1 Я
35337.7 Я
5899.7 Я
23839.5 Я
23389.9 Я
74374.1 Я
39215.7 Я
1941.3 Я
Таблица 15.3. Поправочные коэффициенты kM
Условия эксплуатация РЭА
при вибрации при ударных воздействиях при суммарных воздействиях
Лабораторные 1,00 1,00 1,00
Стационарные 1,04 1,03 1,07
Автомобильные 1,35 1,08 / 1,46
Железнодорожные 1,40 1,Ю 1,54
Корабельные 1,30 1,05 1,37
Самолетные 1,46 1,13 1,65
Таблица 15.4. Поправочные коэффи- циенты лЛ2 Таблица 15.5. Поправочные коэффициенты
Влажность, % Температура, °C ty.2 Высоте, км kK3
60...70 20...40 1,0 0...1 1 Я 1,0 1,1 1,2 1,3 1,4
90...98 20...25 2,0 3 8
90... 98 30...40 2,5 8...15 15...30
Расчет надежности по износовым отказам
Рассмотрим методику определения сроков профилактической замены
элементов, исходя из допустимого снижения надежности по износовым от-
казам. Сначала рассчитаем ВБР элемента для периода эксплуатации t =
= Т’ср. и - 3%
Ри(7'сР.и-Заи)=1-Ф(2),
где
z = « - Т'ср. „)/*„ = “3-
По таблицам функций Ф (Z) определяем
Z = (t — 3/ан) = 0,9986.
455
Эта норма обычно допустима для простых систем, откуда следует «пра-
вило трех сигм»
^проф Т’ср. и 3°И-
В общем случае, исходя из конкретных условий, задаются допустимым зна-
чением надежности элемента [ри (/)]доп, а потом по формуле (15.18) нахо-
дят значение функции Лапласа
® = ' [Ри^^доп
и соответствующее ей нормированное время, из которого следует (15.17)
необходимое время профилактической замены
^проф ~ ^доп°и 4* ^ср. н'
Расчет допусков
При расчете электрических допусков обычно предполагают известными:
принципиальную схему устройства, алгоритм его работы (15. 25);
номинальные значения параметров элементов и выходного параметра;
условия эксплуатации устройства, режим работы его элементов.
При расчете электрических допусков возможны два варианта — задача
анализа и задача синтеза. Задача анализа сводится к расчету суммарного до-
пуска на выходной параметр устройства по заданным допускам параметров его
элементов. Задача синтеза заключается в выборе типов элементов и отыска-
нию допусков на их параметры по заданным допускам на выходной параметр
устройства и эксплуатационным условиям. Эта задача сложнее задачи ана-
лиза, поскольку в отличие от нее, здесь нет однозначного решения и требует-
ся вариантная проработка. В обоих случаях допуск выходного параметра
находят двойным суммированием по типам допусков производства, темпе-
ратуры, влажности и старения (15.26), а также по п элементам системы.
Если расчет надежности по износовым отказам выполнен по методике, изло-
женной в разделе 15.3, в выражении (15.26) опускают слагаемые Ми (ДД/Д),
е'^дд/д).
Поскольку перечисленные типы допусков рассчитывают по сходной ме-
тодике, ограничим рассмотрение расчетом производственных допусков, т. е.
расчетом допусков устройств, работающих в нормальных условиях эксплуа-
тации.
Полагая элементы системы изделиями массового производства, где дей-
ствие субъективных и доминирующих факторов сглажено, примем, что систе-
матические отклонения параметров отсутствуют и распределения пара-
метров симметричны, т. е. средины полей допусков параметров элементов
совпадают с их номинальными значениями
D = ±6(Ло/а)(-.
Примем также, что отклонения параметров элементов взаимоиезависимы.
Решение задачи анализа допусков производят в следующем порядке.
1. Находят гарантированную надежность устройства — вероятность
того, что на заданном интервале времени, при нормальных условиях эксплу-
атации действительное значение выходного параметра останется в пределах
поля допусков (15.24)
Рп (0 = Робщ(0/Р(0-
Если расчет надежности по износовым отказам выполнен по методике, изло-
женной в п. 15.3,
Рп (0 = Робщ (0/Р (0 Ри (О-
2. По табл. 15.6 находят величину, обратную коэффициенту рассеяния
выходного параметра.
456
Таблица 15.6, Зависимость коэффициента рассеяния параметра
от гарантированной надежности
Рп (0 0,70 0,75 0,80 0,85 0,90 0,95 0,96 0,97 0,98
0,347 0,383 0,427 0,480 0,548 0,653 0,683 0,725 0,775
РП (0 0,99 0,9973 0,999 0,9995 0,9999 0,99995 0,99999 0,999999
0,857 1,000 1,100 1,167 1,300 1,330 1,470 1,630
3. Коэффициенты рассеяния элементов k ( находят для стандартного
значения гарантированной надежности, равного 0,9973 [96, U3J.
Для резисторов н конденсаторов высоких классов точности (включая
±5 %) принимают kp( — 1. Распределения параметров резисторов и конден-
саторов низших классов точности обычно отличаются от гауссовского из-за
выборки элементов повышенной точности из общих партий с более широкими
допусками. Исходя из этого, для деталей второго класса точности принимают
kyi — 1,3; для третьего класса k ( = 2,1.
Для распределений параметров транзисторов характерны разбросы
большие, чем разбросы пассивных элементов. Поэтому следует ориентиро-
ваться на предельные значения коэффициентов рассеяния, которые состав-
ляют kp( = 2,2.
При определении коэффициента рассеяния по экспериментально полу*
ченным распределениям следует принимать следующие значения kp(\ гаус-
совское распределение— 1; равновероятное распределение— 1,73; распре-
деление Максвелла — 1,14; распределение Симпсона’— 1,22; антнмодальные
распределения (из отрезков прямых — 2,1; гауссовского типа — 2,3; по за-
кону арксинуса — 2,1); при смешивании нескольких партий значения мож-
но найти в [ 113].
4. Коэффициенты влияния рассчитывают по формуле (15.28).
5. Допуск выходного параметра может быть найден из выражения
D (ДА/А) = - 5 (ДЛ/Л) = ±(l/kpi) (Да/а)л
При решении задачи синтеза исходят из заданного допуска выходного
параметра О (ДЛ/Л)ТЗ и используют метод последовательных приближений.
1. Расчет гарантированной надежности рп (/), коэффициентов рассеяния
выходного параметра и параметров элементов kpi, коэффициентов влияния
kBi производят так же, как и в задаче анализа.
2. Выбирают типы элементов, которые удовлетворяют схемным, конст-
руктивным и эксплуатационным требованиям на устройство.
3. Устанавливают допуски параметров элементов. Прн этом исходят
из анализа коэффициентов влияния: для элементов с меньшими значениями
коэффициентов kBi принимают более низкие (экономичные) классы точ-
ности,
4. Производят расчет допусков выходного параметра (15.36) и сравни-
вают его с заданным. В случае невыполнения условия
I D (ДЛ/Л) I <: I D (ДЛ/ЛТЗ)| (15.37)
уточняют выбор допусков, а при необходимости и типов элементов, в направ-
лении повышения класса точности с тем, чтобы обеспечить выполнение нера-
венства (15.37).
457
Расчет допусков на ЭВМ целесообразно проводить при помощи
прямой подстановки массивов случайных значений параметров элементов
{ап, . . . , а(-м} в выражение (15.25) с последующим расчетом допуска 6 (ДА)
по массиву определяющего параметра [Alt .. . , Л^}. Этот метод более универ-
сален, точен, не требует громоздких расчетов коэффициентов влияния и
априорной информации по коэффициентам рассеяния.
Пример. Рассмотрим предлагаемую методику на примере расчета допу-
ска коэффициента усиления резонансного каскада с двойным автотрансфор-
маторным включением активных элементов (АЭ) — см. схему рис. 5.1.
,г1,ггГ 21
(15.38)
% — ^1^2^21^0ч —------Д—“------2---------а------»
(woCK/Q) -J- (nj/R2.2) -J- (п3//?ц)'
где пх = U^1/U^K, п2 = 1Г3/1ГК— коэффициенты включения; 1ГК— число витков
контура; Г21—крутизна АЭ; 7?Оэ—эквивалентное активное сопротивление
контура, нагруженного входным и выходным сопротивлениями АЭ /?и и /?22,
Q — добротность ненагруженного контура; Ск — эквивалентная емкость кон-
тура. Расчет выполняют в следующей последовательности:
находят массивы параметров элементов nlt п2, Р21, Q, Ск, Rllt R22. При
этом полагают, что параметры изделий массового производства имеют гауссов-
ское распределение
М (ai) = ai иом> ° = 6 (Лн‘)/3 = ° (ai)-
Для формирования массива нормально распределенных псевдослучай-
ных чисел Используют мультипликативный метод с последующим преобразо-
ванием;
производят подстановку указанных массивов в формулу (15.38) и для
всех сочетаний параметров элементов рассчитывают массив определяющего
параметра Коъ ..., K0N. Исходя из центральной предельной теоремы, при
достаточно большом числе элементов распределение определяющего пара-
метра можно полагать гауссовским;
по массиву {Км, . . . , K0N} рассчитывают средние М (Ко), М (К„) и средне-
квадратическое отклонение
п3 (К0) = Л1(К3)-[М (К0)Р;
в зависимости от гарантированной надежности ра определяют коэффициент
относительно рассеяния и допуск определяющего параметра 6 (i\Kn) = 6 (Ко) =
= (рп) а (Ко). Для стандартной гарантированной надежности рп = 0,9973,
б(И=Зо (Ко).
Программа DOP, составленная по указанной методике, приведена в гл. 3.
Ниже приведен результат расчета для входных данных fa — 456 КГц, 1Г1 =
= 50*1, 1Г2=10*1, 1Гк = +100*1, /?и = 2,5- Юз Ом* 20 %, /?32 =
='43,5 • Юз Ом ir 20 %, F3t = 30 10~з Сим * 20 %, Ск = 10^9 Ф * 10 %, Q =
= 100* 20 %.
2.781 ЗЕ-32. 2.9341Е-32 3.1422Е-32 3.3997Е-32 2.9434Е-32
3.2646Е-32 3.378ЗЕ-32 2.83Э6Е-32 3.1433Е-Э2 2.9956Е-Э2
99.31 133.4 137.5 99.73 135.9
99.39 93.46 114.3 137.7 97.25
984.5 1358. 1332. 1344. 1333.
947.5 927.6 994.6 969.3 1331.
2558. 2338. 2563. 2571. . •
2587. 2223. 2418. 2567. 2535,
4.4933Е+-34 4.1875Е«-34 4. 3848Е+-34 4.2383Е4-34 4.6586Et-34
3.S512E+-04 4.4615Е+-Э4 4.3538Е+-Э4 4.2938Е+-34 4.259 IE «-34
КСР DELTA S.4
19.91 5.719 ©.8133Е+-35
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Автоматическая регулировка усиле-
ния 323
-------, амплитудная характеристика
324
—------, методика расчета 344
— — —, принцип действия 323
------, структурные схемы 323
-------, эффективность 325
Автоматическая подстройка частоты
304
-------, классификация 305
— — —, коэффициент автоподстройки
306
----—, методика расчета 340
.-----, управляющие элементы 312
-------, характеристики регулирова-
ния 312
---—, электронная 343
Активный элемент (АЭ) 8, 25, 350
Акустические системы вещательных
приемников 363
---- стереозвучания 364
Амплитудно-частотная характеристика
(АЧХ) 11
Антенна приемная 68
— ферритовая 74
Антенные переключатели 406
Безотказность работы 434
Варикап 70
Восстанавливаемость 437
Входная проводимость усилителя 13
---- активного элемента 26
Входное устройство с автотрансфор-
маторной связью с антенной 71
----с емкостной связью 71,81
----с двухконтурным полосовым
фильтром 74
----, методика расчета 94
---,с настроенной антенной и транс-
форматорной связью 84
.---с ненастроенной антенной 75
----приемников СВЧ 89
----с ферритовой антенной 83
Высота антенны действующая 5, 68
Выходная мощность усилителя 13, 289
— проводимость усилителя 13, 124
-—•—преобразователя частоты 189
Гетеродины в преобразователях часто-
ты 192, 421
Девиация частоты 233
Делители напряжения регулируемые
335
-------—, показатели качества 337
---•—, схемы 336
Детекторы амплитудные диодные по-
следовательного типа 207
— ----параллельного типа 208
— импульсных сигналов 213
совмещенные с детектором АРУ 207
— с разделенной нагрузкой 208
——транзисторные 211
— ФМ сигналов 252
— ЧМ сигналов 241
Динамический диапазон 13
Диоды полупроводниковые 205
— туннельные 169, 171
Допуски производственные 449
— износовые 441
— на влажность 446
— температурные 447
Затухание волноводов 24
— коаксиальных кабелей 24
— контуров 35
Индикаторы настройки 348
Интегральные схемы 105, 182, 249
Искажения нелинейные 12, 98, 204
— частотные 11, 120, 205
— фазовые 11, 120, 204
Каскад резистивно-емкостной 276
—-- -, методика расчета 279
------ краткие теоретические сведе-
ния 276
-------, эквивалентная схема 278
— с разделенной нагрузкой 270
—трансформаторный 284
---, эквивалентная схема 278
---, краткие теоретические сведения
285
---, методика расчета 286
— с эмиттерной нагрузкой 280
•— оконечный однотактный 270
--- двухтактный 273
---—.методика расчета 289
459 ’
----—, построение характеристик 290
------, эквивалентная схема 288
Каскадная схема 103
Комбинированные детекторы АМ-ЧМ
chi налов 361
— УПЧ АМ-ЧМ сигналов 360
Компенсация нелинейных искажений
221
Коэффициент влияния 447
— гармоник 12, 98, 204
— перекрытия диапазона 30, 69
— передачи входного устройства 73, 77
----детектора АМ сигналов 204
---- преобразователя частоты 188
----ЧМ детектора 237
---фазового детектора 239
— полезного действия усилителя 13
— прямоугольное™ 40, 98, 128
— связи входного
77
контура с антенной
-- шума 13, 28
---- входного устройства 89
---- приемника 14
----преобразователя 189
----транзистора 158, 159
Кривая верности 16
Надежность работы 433
----,вероятность безотказной работы
434
----:—,вероятность восстановления
437
------,отказа 434
----интенсивность отказов 435
— по внезапным отказам 438
— по износовым отказам 441
----, средняя наработка на отказ 437
—, электрические допуска 445
Нестабильность частоты гетеродина
22, 421
Нормы на параметры приемников сиг-
налов с ОБП 386
— ---------с угловой модуляцией
Ограничители амплитуды на транзис-
торах 239
----, амплитудная характеристика 240
----, коэффициент подавления АМ
237
---- на диодах 240
Однополосная радиосвязь 382
Относительная шумовая температура
Параметрические диоды 161
— усилители 152, 159
----двухконтурные 165, 167
----,конструкции 168
— —одноконтурные 168
----, расчет 176
----, типы схем 164
Параметры детектирования 216
— преобразования 197
Полоса втягивания 314
— оптимальная 125
— пропускания приемника, расчет 17,
345
— удержания 313
Помехи радиоприему 5
— атмосферные 6
— гладкие 6, 7, 9
— детерминированные 6
— импульсные 6
— индустриальные (промышленные) 6
— космические 6
Преобразователи частоты 179
— —в диапазонах СВЧ 184
— —, краткие теоретические сведения
186 .
----на биполярных транзисторах 180
----на интегральных микросхемах
182
---- на полевых транзисторах 181
----на полупроводниковых диодах
183
----, общие сведения 179
----.примеры расчета 201, 203
Приемник прямого усиления 18
— супергетеродинного типа 19
Приемники автомобильные 345
— радиовещательные 345
----, акустические системы 364
----, выбор активных элементов 350
----, расчет линейного тракта 352
----, структурные схемы 348
----, тракт звуковой частоты 363
— радиолокационные 405
----, АРУ, БАРУ, ВАРУ 424
----АПЧ 429
----.гетеродины 419
----, порядок расчета 432
•---.смесители 416
----, структурная схема 405
•—, устройства защиты входа при-
емника (УЗП) 406
Программы расчетов на ЭВМ 55
Проектирование узлов ПУУ на ЭВМ
54
Промежуточная частота, выбор 33,
357, 198
Расстройка входного устройства цепью
антенны 30
— обобщенная 77, 120, 126
Режим детектирования сильных сиг-
налов 216, 222
----слабых сигналов 218
Резонансные разрядники 409
Ремонтопригодность 440
Селективность по зеркальному каналу
15
460
— по промежуточной частоте 15
— по соседнему каналу 15, 38
Селективные усилители импульсных
сигналов 136
----промежуточной частоты 119, 125
128
----с двухконтурным полосовым
фильтром 127, 145
•---с пьезоэлектрическим фильтром
134, 147
----с пьезокерамическим фильтром
134, 147
---------с фильтром сосредоточенной
селекции 129, 134
---------с фильтром на поверхност-
ных акустических волнах 118
---------с цифровыми фильтрами
118, 149
---------с электромеханическим
фильтром 134
Синтезаторы частоты цифровые 194
Смеситель балансный 183, 185
Сопряжение контуров гетеродина и
преселектора 192
----, программа расчета на ЭВМ 202
Стандартная мощность 17
Транзисторные усилители на СВЧ 155
---------расчет 174
--------, схемы 156, 157
Усилители молекулярные 151, 152
— малошумящие 152
— на джозефсоновских переходах 151,
152
— на туннельных диодах 152, 172
— предварительные 269
---- видеосигналов 291
---- с индуктивной коррекцией 292
----со сложной коррекцией 294
----, методика расчета 296
— оконечные 287
---- методика расчета 287
•---,эквивалентная схема 288
— постоянного тока (УПТ) 272
Усилители регулируемые 326
—, классификация 327
----, регулировочные характеристики
332
----, способы регулирования усиле-
ния 331
----, схемы 330
Устойчивость усилителей с обратной
связью 282
— селективных усилителей 125
Фазовая автоматическая подстройка
частоты 311
। измерительные элементы
308
---------, методика расчета 314
---------, назначение 305
---------.ошибки слежения 314, 316
---------, переходный процесс 3i 3
---------.принцип действия 311
---------.устойчивость 316
---------, характеристика регулиро-
вания 312
Фазовый детектор 252, 253
Фильтр СВЧ 90, 418, 138
— — микрополосковый 91
Фильтр сосредоточенной селекции,
программа расчета на ЭВМ
— цифровой (ЦФ) 149
----нерекурсивный 150
----рекурсивный 149
----, методика расчета 148
----, программа расчета 150
Цифровые синтезаторы частоты 194
----—.структурные схемы 195, 196
Частота несущая 233
Частотная точность 17
Частотный детектор с расстроенным
контуром 241
— дискриминатор 245
----дробный несимметричный 249
----симметричный 246
Чувствительность приемника 15
Шумы антенны 7
— внутренние 6
— входных устройств 86
— в биполярных транзисторах 8
— в полевых транзисторах 9
— в преобразователях частоты 190
— Земли 5
— контуров 8
— активных элементов 8
Шумовая полоса 7
— температура относительная 8
Эквивалентная схема входного уст-
ройства 76, 81
----детектора 217
----дискриминатора 245
— резонансная проводимость контура
121
Эквивалентное резонансное сопротив-
ление контура 77, 120
— шумовое сопротивление 9
СПИСОК РЕКОМЕНДУЕМОЙ литературы
1. Алексеев К). П. Современная техника радиовещательного приема.—
М.: Связь, 1975,— 168 с.
2. Айнбиндер И. М. Шумы радиоприемников.— М.: Связь, 1974.— 328 с.
3. Арсланов М.. 3., Рябков В. Ф. Радиоприемные устройства.— М.: Сов.
радио, 1972.— 390'С.
4, Белкин М. К. Сверхрегенеративный радиоприем.— К.: Техшка, 1968.—
202 с.
5. Белкин М. К. Проектирование приемно-усилительных устройств.—
К.: Техн1ка, 1970.— 412 с.
6. Белкин М.. К. К расчету входных цепей вещательных приемников на
коротких волнах// Радиотехника,— 1953,— 8, № 1.— С. 55—63.
7. Справочник по бытовой приемно-усилительной радиоаппаратуре: Пере-
носные и автомобильные радиоприемники, кассетные магнитолы / Сеет,
И. Ф. Белов, В. И. Белов.— М.: Радио и связь, 1984.— 356 с.
8. Бытовая приемно-усилительная радиоаппаратура: Стационарные- радио-
лы, тюнеры, магнитолы, стереокомплексы, электрофоны, усилители
звуковой частоты: Справочник / Сост. И. Ф. Белов, В. И. Белов.—
М.: Радио и связь, 1985.— 528 с.
9. Воллернер Н. Ф. Расчет частотно-фазового детектора / Изв. вузов СССР.
Радиоэлектроника.—1987.—№ 8,—С. 80—81.
10. Помехоустойчивость типового тракта обнаружения сигналов /
Н. Г. Гаткин, В. А. Геранин, М. И. Карновский, Л. Г. Красный. —
К.: Техщ’ка, 1971.— 20.3 с.
11. Галин А. С.. Диапазонно-кварцевая стабилизация СВЧ.— М.: Связь,
1976,— 256 с.
12. Гвоздев В. Л., Хитрое С. С. Линии передачи для интегральных схем
СВЧ//Зарубеж. радиоэлектроника.— 1982.— № 5.— С. 52—55.
13. Головин О. В. Профессиональные радиоприемньте устройства декаметро-
вого диапазона.— М.: Радио и связь, 1985.— 288 с.
14. Голд Б., Рейдер Ч. Цифровая обработка сигналов.— М.: Сов. радио,
1973,— 367.
15. Гольденберг Л. М. Цифровые фильтры.— М.: Сов. радио, 1973.— 160 с.
16. Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы.— М.: Сов. радио,
1977,— 608 с.
17. Горшелев В. Д., Красноцветова 3. Г'., Федорцов Б. Ф. Основы проекти-
рования радиоприемников.— Л.: Энергия, 1977.— 384 с.
18. ГОСТ 98783—79. Аппаратура радиовещательная байтовая. Методы элек-
трических высокочастотных измерений.— Введ. 01.01.77.
19. ГОСТ 11478—83. Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Нормы меха-
нических и климатических воздействий.
20. ГОСТ 21317—84. Аппаратура радиовещательная, звуковоспроизводя-
щая и звукоусилительная бытовая. Нормы и методы испытаний на без-
отказность.
21. ГОСТ 12.2.006—83ССБТ. Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Тре-
бования безопасности и методы испытаний.
22. ГОСТ 14662—83. Аппаратура приемо-передающая каналов телеграфной
радиосвязи. Основные параметры, общие технические требования и ме-
тоды измерения приемо-передающего тракта.— Взамен ГОСТ 14662—75.
462
23. ГОСТ 17692—30. Приемники радиовещательные автомобильные. Об-
щие технические условия.
24. ГОС! 22679—77. Радиостанции с однополосной модуляцией сухопутной
подвижной службы. Типы, основные параметры, технические требова-
ния и методы измерений,— Взамен ГОСТ 13260—67. в части радиостан-
ций для подвижной службы с мощностью 0,5—100 Вт.
25. ГОСТ 18633—80. Система стереофонического радиовещания. Основные
параметры.— Взамен ГОСТ 18633—73.
26. ГОСТ 23262—83. Системы акустические. Общие технические условия —
Взамен ГОСТ 23262—78.
27. ГОСТ 14663—83. Устройства приемные магистральной радиосвязи гек-
сохметрового-декаметрового диапазона волн. Основные параметры, тех-
нические требования и методы измерений.— Взамен ГОСТ 14663—
76.
28. ГОСТ 5651—82. Устройства радиоприемные бытовые. Общие техниче-
ские условия.— Взамен ГОСТ 5651—76, ГОСТ 20842—75.
29. Губернаторов О. И., Соколов Ю. Н. Цифровые синтезаторы частот ра-
диотехнических систем,— М.: Энергия, 1973.— 176 с.
30. Расчет электрических допусков в радиоэлектронной аппаратуре/
В. П. Гусев, А. В. Фомин, Г. М. Кунявскин и др.; Под ред. В. П. Гусе-
ва, А. В. Фомина.— М.: Сов. радио, 1963.— 367 с.
31. Гуткин Л. С,, Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиоприемные устройства.—
М.: Сов. радио, 1961.— 703 с.
32. Гуткин Л. С. Преобразование сверхвысоких частот и детектирование.—1
М.: Госэнергонздат, 1953,— 415 с.
33. Демидович Б. П., Марон И. А. Основы вычислительной математики.—
4-е изд. испр.— М.: Наука, 1970,— 682 с.
34. Дмитриев А. В. Функциональные усилители с большим диапазоном.
Основы тебрии и проектирования / Под ред. В. М. Волкова,— М.: Сов.
радио, 1976.— 343 с.
35. Диоды и тиристоры / Под ред. А. А. Чернышева.—М.: Энергия, 1980.—
176 с.
36. Широкополосный смеситель СВЧ на комбинациях линий передачи/
Ю. Г. Ефремов, А. Ф. Невгасимый, Е. Т. Скорик, В. Г. Шермаревнч //
Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника.— 1978.— 21, № 8.— С. 91— 94.
37. Применение комбинаций линий передачи в микроэлектронных входных
устройствах / Ю. Г. Ефремов, А. Ф. Невгасимый, Е. Т. Скорик,
В. Г. Шермаревич // Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника.— 1980.— 23,
№ 89.— С. 92—94.
38. Евтянов С. И. Переходные процессы в приемно-усилительных схемах,—
М.: Связьиздат, 1948.— 210 с.
39. Егоров Е. И. Новая система обозначений раднонзлученнй // Электро-
связь.— 1981,—№ 12,—С. 55—58.
40. Екимов В. Д., Павлов Д. М. Радиоприемные устройства. — М.: Связь,
1975. — 480 с.
41. Екимов В. Д., Павлов К. М. Проектирование радиоприемных устройств,—
М.: Связь, 1968.— 503 с.
42. Защита от радиопомех / М. В. Максимов, М. П. Вобиев, Б. X. Кривиц-
кий и др,— М.: Сов. радио, 1976,— 496 с.
43. Интегральные пьезоэлектрические устройства фильтрации и обработки
сигналов / Под ред. Б. Ф, Высоцкого, В. В. Дмитриева.— М.: Радио
и связь, 1985.— 175 с.
44. Интегральные микросхемы; Справочник / Под ред. В. В. Тарабрина —
М.: Энергоатомиздат, 1985.— 528 с.
45. Далихман С. Г., Левин Я. М. Радиоприемники на полупроводниковых
приборах,— М.: Связь, 1979,— 552 с.
46. Далихман С. Г., Шехтман Б. И. Цифровая схемотехника в радиове-
щательных приемниках.— М.: Радио и связь, 1982.— 104 с.
47. Коган С. С. Теория и расчет фильтров для установок дальней связи.—
М.: Связьиздат, 1950.— 234 с.
463
48. КононовичЛ, М. Радиовещательный УКВ прием.— М.: Энергия, 1977 _
192 с.
49. Кривицкий Б. X., Салтыков Е. Я. Системы автоматической регулировки
усиления.— М.: Радио и связь, 1982.— 192 с.
50. Конструирование и расчет БГИС, микросборок и аппаратуры на их
основе / Под ред. Б. Ф. Высоцкого.— М.: Радио и связь, 1981.— 214 с.
51, Качан В. К., Сокол В. В., Тесовский В. В. Средства связи пассажирских
самолетов.— К-: Вища шк. Головное изд-во, 1975.— 232 с.
52. Кошелец В. П., Овсянников Г. А. Криогенные СВЧ-устройства//За-
рубеж. радиоэлектроника.— 1983.— № 6.— С. 4—15.
53. Кукарин С. В. Электронные СВЧ приборы.— М.: Радио и связь, 1981 _
272 с.
54. Капланов М. Р., Левин В. А. Автоматическая подстройка частоты.— М:
Госэнергоиздат, 1962.— 320 с.
55. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных прием-
ников.— М.: Сов. радио, 1973.— 320 с.
56. Крейнгель Н. Л. Шумовые параметры радиоприемных устройств._______
Л.: Энергия, 1969.— 168 с.
57. Кононович Л. М. Современные радиовещательные приемники.— М.: Радио
и связь. 1986.— 320 с.
58. Крисилов Ю. Д. Автоматическая регулировка и стабилизация усиления
транзисторных схем,— М.: Сов. радио, 1972.— 272 с.
59. Крылов Г. М., Смирнов Г. А. Транзисторные усилители с автоматиче-
ской регулировкой усиления.— М.: Энергия, 1967.— 167 с.
60. Краткий справочник конструктора радиоэлектронной аппаратуры /
Под ред. Р. Г. Варламова.— М.: Сов. радио, 1972.— 855. с
61. Левин Б. Р. Теория надежности радиотехнических систем.— М.: Сов.
радио, 1978.— 263 с.
62. Лурье О. Б. Усилители видеочастоты.— М. Сов. радио, 1961.— 676 с.
63. Левитан Г. И., Востряков О. И. Синтез полиномиальных полосовых
фильтров с чебышевской характеристикой избирательности // Электро-
связь.— 1961.— № 2.— С. 60—69.
64. Льм Г. Аналоговые н цифровые! фильтры.— М.: Мир, 1982.— 592 с.
65. Лихарев В. А. Цифровые методы и устройства в радиолокации.— М.:
Сов. радио, 1973.— 320 с.
66. Лихарев К. К. Физические основы криоэлектроники И Зарубеж. радио-
электроника.— 1983.— № 5.— С. 4—15.
67. Маслеников В. В., Сиротин А. П. Избирательные RC-уснлители.— М.:
Энергия, 1980.— 217 с.
68. Маклюков М. Л. Инженерный синтез RC-фнльтров низких н инфраниз-
кнх частот.— М.: Энергия.— 185 с.
69. Микроэлектронные устройства СВЧ / Н. Т. Бова, Ю. Г. Ефремов,
В. В. Конин и др.— К-: Техшка, 1984.— 184 с.
70. Мазор Ю. Л. Дробные детекторы радиоприемных устройств.— К.: Тех-
н!ка, 1967.— 192 с.
71. Мигулин И. Н., Чаповский М. 3. Усилительные устройства на тран-
зисторах.— К.: Техн1ка, 1974.— 428 с.
72. Мовшович М. Е. Полупроводниковые преобразователи частоты.— Л.:
Энергия, 1978.— 264 с.
73. Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры / Под ред.
Б. Ф. Высоцкого.— М.: Сов. радио, 1977.— 35 с.
74. Операционная система СМ ЭВМ РАФОС: Справочник/ Л. И. Валикова,
Г. В. Внгдорчнк, А. Ю. Воробьев, А. А. Лукин; Под ред. В. П. Семика.—
М.: Финансы н статистика, 1984.— 207 с.
75. Поляков В. И. Характеристики ЧМ детекторов с ФАПЧ / /Радио.—
1978,— № 9,— С. 37—39.
76. Палшков В. В. Радиоприемные устройства.— М.: Радио н связь, 1984.—
392 с.
77. Проектирование радиолокационных приемных устройств / Под ред.
М. А. Соколова.— М.: Высш, шк., 1984.— 335 с.
464
78. Полупроводниковые приборы. Транзисторы: Справочник / Под общ ред
Н. Н. Горюнова.— М.: Энергоатомиздат, 1985.— 904 с. и •
79. Полупроводниковые входные устройства СВЧ. Т. 1. Общие вопросы тео-
рии. Туннельные и транзисторные усилители и детекторы СВЧ / Под
ред. В. С. Эткина.— М.: Сов. радио, 1975.— 272 с.
80. Петров Г. В., Седлецкий В. Б. Интегральные схемы диодных смесителей
СВЧ диапазона // Зарубеж. электрон, техника.— № 19___________ 1975 _
С. 3—38.
81. Перцов С. В., Шуцкой К. А. Входные цепи радиоприемников.— М.:
Энергия, 1973.— 256 с.
82. Полосковые платы и узлы / Под ред. Е. П. Котова, В. Д. Каплуна.—
М.: Сов. радио, 1979.— 247 с.
83. Проектирование радиоприемных устройств / Под ред. А. П. Сиверса.—
М.: Сов. радио, 1976.— 488 с.
84. Принципы и методы регулировки усиления в транзисторных усилите-
лях / Г. М. Крылов, Г. А. Смирнов, А. П. Волкоедов и др.— М.: Энер-
гия, 1974,— 256 с.
85- Радиовещательный прием: Справочник радиолюбителя-конструктора/
Под ред. Р. М. Малинина.— М.: Энергия, 1973.— 408 с.
86. Радиоприемные устройства / Под ред. А. Г. Зюко.— М.: Связь, 1975.—
399 с.
87. Радиоприемные устройства / Под ред. В. И. Сифорова. —М.: Сов.
радио, 1974.— 560 с.
88. Радиоприемные схемы на полупроводниковых приборах / Под ред.
Р. А. Валитова, А. М. Куликовского.— М.: Сов. радио, 1968.— 384 с.
89. Радиоприемные устройства / Под ред. Н. В. Боброва.— М.: Сов. радво,
1971,— 495 с.
90. Расчет радиоприемников / / Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Ми-
чурин, Д. П. Николаев,— М.: МО СССР, 1971.— 496 с.
91. Рабинер Д., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигна-
лов.— М.: Мир, 1978.— 848 с.
92. Радзиховский В. Н., Гущин В.П., Крутько А. П. Параметрическое уси-
ление с самонакачкой на пленочном джозефсоновском микромостике И
Электрон, техника. Сер. 1, Электроника СВЧ.— 1977.— Вып. 12.— С.
35—37.
93. РуденкоВ. /И., КаляпинД. Б., Магнишевский В. Р. Малошумящие вход-
ные цепи СВЧ приемных устройств.— М : Связь, 1971,— 279 с.
94. Речицкий В. ,Я.Радиокомпоненты на поверхностных акустических вол-
нах.— М.: Радио и связь, 1984.— 112 с.
95. Радиоприемные устройства / Под ред. Л. Г. Барулина.— М.: Радио
и связь, 1984.— 272 с.
96. Расчет электрических допусков радиоэлектронной аппаратуры / Под
ред. В. П. Гусева, А. В. Фомина.— М.: Сов. радио, 1963.— 367 с.
97. Сартасов Н. А., Едвабный В. М., Гридин В. В.Коротковолновые магист-
ральные радиоприемные устройства.— М.: Связь, 1971.— 288 с.
98. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах / Под ред. И. В. Май-
ского, Б. В. Сестрорецкого.— М.: Сов. радио, 1969.— 579 с.
99. Сигорский В. П., Петренко А. И. Основы теории электронных схем.—
2-е изд.— К.: Вища шк., 1971.— 568 с.
100. , Симонов Ю. Л. Усилители промежуточной частоты.— М.: Сов. радио,
1973.— 381 с.
101. Симонтов И. М., Троицкий Б. С. Нелинейные искажения в демодуля-
торах ЧМ колебаний // Методы помехоустойчивого приема ЧМ и ФМ.—
М., 1970,— 239 с.
102. Справочник радиолюбителя-конструктора.— 3-е изд.— М.: Радио и
связь, 1983.— 560 с.— (Массовая библиотека; Вып. 1043).
103. Сборник задач по теории надежности / Под ред. А. М. Половко, И. М. Ма-
ликова.— М.: Сов. радио, 1972.— 407 с.
104. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интеграль-
ным схемам / Под ред. Н. Н. Горюнова.— М.: Энергия, 1976.— 744 с.
465
105. Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных уст-
ройств/ М. К- Белкин, В. Т. Белинский, Ю. Л. Мазор, Р. М. Терещук;
Под ред. М. К. Белкина.— К.: Вища шк. Головное нзд-во, 1982.—
447 с.
106. Сверхрегенераторы / М. К- Белкин, Г. И. Кравченко, Ю. Г. Скоробу-
тов, Б. А. Стрюков; Под ред. М. К- Белкина.— М.: Радио и связь,
1983.— 248 с.
107. Системы фазовой автоподстройки частоты с элементами дискретизации /
Под ред. В, В. Шахгильдяна.— М.: Связь, 1979.— 224 с.
108. Полупроводниковые приемно-усилительные устройства: Справ, радио-
любителя / Сост. Р. М. Терещук и др,— К-: Наук, думка, 1981.—
670 с.
109. Тартаковский Г. П. Динамика систем автоматической регулировки •
усиления.— М.: Госэнергоиздат, 1957.— 191 с.
ПО. Теория надежности радиоэлектронных систем в примерах и задачах/
Под ред. Г. В. Дружинина — М.: Энергия, 1976.— 448 с.
111. Уточкин Г. В. Интегральные и многотранзисторные каскады избира-
тельных усилителей.— М.: Энергия, 1978.— 79 с.
112. Справочник по элементам волноводной техники/ Сост. А. Я. Фельд-
штейн и др.— М.: Сов. радио, 1987.— 659 с.
113. Фомин А. В., Борисов В. В., Чермошенский В. В. Допуски в РЭА.—
М.: Сов. радио, 1972.— 128 с.
114. Филатов К.. В. Введение в инженерную теорию параметрического уси-
ления.— М.: Сов. радио, 1971.— 175 с.
115. Фрадкин С. Л. Основы теории и расчета радиолокационных приемни-
ков.— М.: Машиностроение, 1969.— 199 с.
116. Фильтры на поверхностных акустических волнах: Пер. с англ.
Под ред. Г. Меттьюза.— М.: Радио и связь, 1981.— 472 с.
117. Хьюлсман Л. П. Теория и расчет активных RC-цепей.— М.: Связь,
1973.— 240 с.
118. Автоматические устройства СВЧ: Справочник / В. Т. Царенко,
В. В. Имшенецкий, М. М. Борисов.— К.: Техн1ка, 1983.— 152 с.
119. Цыкин Г. С. Электронные усилители.— 3-е изд., доп.— М.: Связь,
1965.— 511 с.
120. Чистяков Н. Д., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства.— М.:
Связь, 1974.— 408 с.
121. Чистяков Н. И. Радиоприемные устройства.— М.: Сов. радио, 1978.—
150 с.
122. Шапиро Д. Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты
на транзисторах.— М.: Радио и связь, 1962.— 280 с.
123. Шахгильдян В. В,, Ляховкин А . А. Фазовая автоподстройка частоты.—
М.: Связь, 1966.— 334 с.
124. Широков А. М. Надежность радиоэлектронных устройств.—М.: Высш,
шк., 1972,— 272 с.
125. Шапиро Д. Н. Расчет каскадов транзисторных радиоприемников.—
Л.: Энергия, 1968,— 351 с.
126. Эткин В. С., Гершензон Е. М. Параметрические системы на полупро-
водниковых диодах.— М.: Сов. радио, 1964.— 351 с.
127. Южаков В. В. Перспективы применения СВЧ полевых транзисторов
в фазированных антенных решетках И Зарубеж. радиоэлектроника.—
1983 — № 2.— С. 27—31.
128. Яншин А. А. Теоретические основы конструирования, технологии
и надежности ЭВА.— М.: Радио и связь, 1983.— 307 с.
129. Днке Е., Эмде Ф., Леш Ф. Специальные функции.— М.: Физматгиз,
1962.— 342 с.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ...................................................... 3
Глава 1, Общие сведения об усилительных и радиоприемных устройствах 5
1.1. Сигналы, помехи и шумы...................................... .5
1.2. Назначение и классификация усилителей и радиоприемников 10
1.3. Основные характеристики усилителей ...........................10
1.4. Основные характеристики радиоприемников ......................13
1.5. Структурные схемы приемников..................................17
Глава 2. Проектирование структурной схемы линейного тракта приемника 19
2.1. Выбор структурной схемы линейного тракта......................19
2.2. Расчет необходимой полосы пропускания.........................21
2.3. Определение структуры тракта сигнальной частоты по требованиям
к чувствительности.................................................23
Расчет допустимого коэффициента шума приемника ..... 23
Выбор активных элементов и схем их включения...............25
Выбор каскадов усиления.......................................27
2.4. Разделение диапазона рабочих частот на поддиапазоны .... 29
2.5. Определение структуры линейного тракта по требованиям к селек-
тивности и полосе пропускания.................................32
Соображения по выбору варианта преобразования частоты . . 32
Соображение по выбору промежуточных частот и количеству
преобразований частоты .......................................33
Определение структуры тракта сигнальной частоты по требованиям
к полосе пропускания и селективности по зеркальному каналу . 34
Выбор селективной системы тракта ПЧ...........................38
Расчет ослабления по промежуточной частоте ...................45
Окончательный выбор количества преобразований частоты и про-
межуточных частот...................................46
2.6. Определение структуры линейного тракта по требованиям к уси-
лению ............................................................ 47
Выбор преобразователя частоты и детектора ....... 47
Распределение усиления по трактам ............................48
Выбор количества каскадов усиления..................50
Глава 3. Применение ЭВМ при проектировании узлов приемно-усилительных
устройств ..... ................................. ..... ......... 54
Глава 4. Входные устройства ..................................... 68
4.1. Общие сведения.............................................. 68
4.2. Схемы входных устройств .................................... 70
4.3. Краткие теоретические сведения ............................. 75
Входные цепи с ненастроенной открытой антенной •, . . . .75
467
Входные устройства с ферритовой антенной [ФА).................83
Входные устройства с настроенной антенной.....................84
Шумы входных устройств........................................86
4.4. Входные устройства приемников СВЧ диапазона...................89
Фильтры СВЧ...................................................90
4.5. Методика расчета..............................................94
Глава 5. Селективные усилители.................................... 97
5.1. Общие сведения................................................97
5.2. Схемы селективных усилителей................................ 99
Усилители сигнальной частоты ................................ 99
Усилители промежуточной частоты..............................106
5.3. Краткие теоретические сведения...............................119
Усилители с одиночными LC-контурами, настроенными на одну
частоту......................................................119
Усилители с одиночными попарно расстроенными ЬС-коитурами 125
Трехкаскадиый усилитель с одиночными LC-контурами, настроен-
ными на три частоты..........................................126
Усилители с двухконтуриыми полосовыми фильтрами . . ’. 127
ФСС с LC-звеньями, согласованными по характеристическому со-
противлению .................................................128
ФСС с LC-фильтрами Чебышева и Баттерворса....................131
ФСС иа пьезокерамических, пьезоэлектрических, электромеханиче-
ских фильтрах................................................134
Усилители импульсных сигналов................................136
Цифровые фильтры ............................................138
5.4. Методика и примеры расчета...................................144
Одноконтурный диапазонный усилитель сигнальной частоты , . 144
Усилитель промежуточной частоты с двухкоитуриым полосовым
фильтром.....................................................145
Усилитель промежуточной частоты с ФСС, LC-звеиья которого со-
гласованы по характеристическому сопротивлению...............146
Усилители промежуточной частоты с ФСС иа пьезоэлектрических,
пьезокерамических электромеханических фильтрах...............147
ФСС с LC — звеньями типа Ш4, проектирование иа ЭВМ ... 148
Цифровой фильтр иижиих частот................................149
Цифровой рекурсивный полосовой фильтр-. Проектирование на
ЭВМ .........................................................149
Цифровой нерекурсивный полосовой фильтр. Проектирование на ЭВМ 150
Глава 6. Малошумящие усилители СВЧ................................151
6.1. Общие сведения о малошумящих усилителях (МШУ) . . , . .151
6.2. Транзисторные усилители на СВЧ.............................155
Схемы усилителей..............................'..............155
6.3. Параметрические полупроводниковые усилители................159
Параметрические диоды......................................159
Рабочие режимы параметрических диодов в ППУ ...... 162
Виды схем параметрических усилителей.......................164
Двухкоитуриый ППУ..........................................167
Одноконтурный ППУ..........................................168
Конструкции ППУ............................................ 168
6.4. Усилители иа туннельных диодах.............................170
Туннельные диоды ........................................ 170
Схемы включения и основные соотношения УТД................. . 172
Конструкции УТД............................................173
6.5. Методика и примеры расчета................................. 174
Усилитель иа полевом СВЧ — транзисторе.................174
Двухкоитуриый ППУ в трехсантиметровом диапазоне .... 176
Микрополосковый УТД в трехсаитиметровом диапазоне волн . . 178
468
Глава 7. Преобразователи частоты .................................179
7.1. Общие сведения в преобразователях частоты....................179
7.2. Схемы преобразователей частоты ..............................180
Преобразователи частоты на биполярных транзисторах .... 180
Преобразователи частоты на полевых транзисторах .... 181
Преобразователи частоты на интегральных микросхемах и функ-
циональных узлах.............................................182
Преобразователи частоты на полупроводниковых диодах . , . 183
Диодные преобразователи в диапазонах СВЧ.....................184
Транзисторные преобразователи в диапазонах СВЧ...............186
7.3. Краткие теоретические сведения и основные расчетные соотношения 186
Эквивалентная схема н внутренние параметры преобразования . 186
Коэффициент передачи, входная и выходная проводимости преоб-
разователя ..................................................188
7.4. Гетеродины в преобразователях частоты........................192
Цифровые синтезаторы частот (ЦСЧ)............................194
7.5. Расчет преобразователей частоты..............................196
Определение параметров преобразования .................. 196
Выбор схемы и режима преобразователя частоты ...............198
Выбор промежуточной частоты..................................198
Особенности расчета диодных преобразователей частоты . . . 199
7.6. Методика и примеры расчета...................................201
Преобразователь частоты на транзисторе с ФСС.................201
Диодный преобразователь частоты в трехсантнметровом диапазоне 201
Параметры контура гетеродина в длинноволновом вещательном
диапазоне н кривая сопряжения ...............................203
Глава 8. Детекторы амплитудно-модулнроваиных сигналов............203
8.1. Общие сведения о детекторах AM сигналов.....................203
8.2. Схемы амплитудных детекторов................................205
8.3. Краткие теоретические сведения............................ 216
Общая теория детектирования ................................216
Диодное детектирование слабых сигналов......................218
Детектирование сильных сигналов.............................222
Импульсные детекторы........................................226
8.4. Методика расчета.......................................... 228
Диодный детектор непрерывных сильных сигналов...............228
Диодный детектор непрерывных слабых сигналов ...............229
Коллекторный детектор .................................... 231
Детектор радиоимпульсов ....................................231
Глава 9. Частотные н фазовые детекторы ..........................232
9.1. Общие сведения..............................................232
9.2. Схемы ограничителей, частотных н фазовых детекторов .... 239
Ограничители амплитуды......................................239
Частотные детекторы.........................................241
Фазовые детекторы ..........................................251
9.3. Краткие теоретические сведения ........................... 254
Частотный дискриминатор ................................... 254
Дробный детектор............................................257
9.4. Методика расчета........................................ 264
Частотный дискриминатор с двумя взаимно расстроенными кон-
турами .....................................................264
Частотный дискриминатор с двумя взаимно связанными контурами 265
Частотный дискриминатор, применяющийся в системе АПЧ . . 266
Дробный детектор............................................267
Частотно-фазовый детектор на ИС.............................268
469
Г лава 10. Апериодические усилители......................... . . 269
10.1. Общие сведения.............................................269
10.2. Схемы апериодических усилителей............................270
10.3. Краткие теоретические сведения ............................276
Резистивно-емкостные каскады................................276
Усилители с непосредственной связью.........................281
Трансформаторные каскады .................................. 284
Оконечные усилители сигналов звуковой частоты ..............287
Усилители видеосигналов (широкополосные)....................291
10.4. Методика и пример расчета..................................297
Резистивно-емкостный каскад на биполярном транзисторе . . . 297
Трансформаторный каскад предварительного усиления . . . 298 •
Двухтактный оконечный каскад............................... 298 -
Видеоусилитель с простой коррекцией.........................299
Каскад с эмиттерной коррекцией ........................... 299
Предварительный расчет усилителя низкочастотного тракта радиопри-
емника и оконечного каскада ............................... 300
Глава 11. Автоматические регулировки............................ 304
11.1. Общие сведения об-автоматической подстройке частоты .... 304
11.2. Элементы цепи регулирования системы АПЧ....................307
11.3. Аналоговая система автоматической подстройки частоты .... 309
11.4. Аналоговая система фазовой автоматической подстройки частоты 311
11.5. Цифровые системы автоматической подстройки частоты .... 317
11.6. Общие сведения об автоматической регулировке усиления . . . 323
11.7. Регулируемые усилители.....................................326
11.8. Регулируемые делители напряжения...........................335
11.9. Основные свойства системы АРУ обратного регулирования . . . 338
11.10. Методика расчета систем АПЧ и АРУ..........................340
Электронная система АПЧ гетеродина супергетеродинного прием-
ника непрерывных сигналов .................................340
Электронная система ФАПЧ гетеродина супергетеродинного при-
емника непрерывных сигналов................................343
Система АРУ непрерывного действия........................ 344
Глава 12. Проектирование радиовещательных приемников ........ 345
12.1. Выбор типа структурной схемы......................... , . 345
12.2. Расчет полосы пропускания линейного тракта приемника . . , 345
12.3. Выбор активных элементов...................................350
12.4. Расчет коэффициента усиления линейного тракта приемника. . 352
12.5. Проектирование тракта сигнальной частоты...................353
12.6. Проектирование тракта промежуточной частоты................357
12.7. Расчет детекторов. Стереодекодеры..........................361
12.8. Проектирование тракта звуковой частоты ......363
12.9. Эксплуатационные удобства..................................367
У стройства индикации......................................367
Блоки фиксированных настроек................................367
У стройства подавления помех ............................. 368
У стройства защиты.........................................368
12.10. Перспективные направления проектирования радиовещательных
приемников .....................................................369
Глава 13. Проектирование радиоприемников профессиональной свизи . . 371
13.1. Классы радиоизлучений.................................. 371
13.2. Структурные схемы линейного тракта профессиональных прием-
ников . ......................................................374
Супергетеродин с многодиапазоиным первым гетеродином . . . 374
Супергетеродин с однодиапазонным первым гетеродином и умно-
жителем частоты ......................................... 375
470
Супергетеродин с однодиапазонным первым гетеродином и гене-
ратором подставок ...........................................375
Супергетеродин с фиксированным первым и перестраиваемым вторым
гетеродином.................................................375
Супергетеродин с фиксированным первым и интерполяционным
(главным или дискретным) вторым гетеродином.................376
Супергетеродин с многодиалазонным первым гетеродином и блоком
опорных частот .............................................376
13.3. Приемники непрерывных двухполосных сигналов с АМ . . . 377
13.4. Приемники непрерывных сигналов с ЧМ ........................379
Приемники фототелеграфной связи........................... 381
13.5. Приемники непрерывных однополосных сигналов с АМ . . . 382
13.6. Приемники непрерывных сигналов с ФМ.........................386
13.7. Приемники дискретных сигналов с амплитудной манипуляцией . 387
Тракт приема на слух при излучении А1А , 388
Тракт приема на слух при излучении A2A .....................390
Тракт регистрирующего приема................................390
13.8. Приемники дискретных сигналов с частотной манипуляцией . . 391
13.9. Приемники дискретных сигналов с фазовой манипуляцией . . . 394
13.10. Приемники многоканальных сигналов с частотным уплотнением 397
13 11. Приемники многоканальных сигналов с временным уплотнением 399
If. 12. Приемники магистральной КВ радиосвязи.....................401
Глава 14. Проектирование радиолокационных приемников ........ 405
14.1. Особенности и структурная схема радиолокационных приемников 405
14.2. Антенные переключатели и устройства защиты приемника . . . 406
Схемы антенной коммутации . ............................... 406
Переключающие элементы антенных переключателей .... 409
Диодные СВЧ-ограничители.............................413
14.3. Особенности проектирования отдельных каскадов локационных
приемников...................................................... 414
Дании передачи, входные устройства и УСЧ . .............414
Смесители радиолокационных приемников................416
Гетеродины радиолокационных приемников ......................419
Усилители промежуточной частоты......................420
Амплитудные детекторы и видеоусилители...............423
Схемы автоматической регулировки усиления ....... 424
Схема автоматической подстройки частоты ........ 429
14.4. Порядок расчета радиолокационного приемника................432
Глава 15. Надежность радиоэлектронной аппаратуры .................433
15.1. Показатели надежности..................................... 433
15.2. Надежность по внезапным эксплуатационным отказам............438
Основные расчетные соотношения...............................438
Способы повышения надежности по внезапным эксплуатационным
отказам .....................................................439
15.3. Надежность по износовым отказам ....................441
Основные расчетные соотношения.............................441
15.4. Надежность с учетом внезапных эксплуатационных и износовых
отказов.........................................................444
15.5. Электрические допуски . 445
Основные расчетные соотношения ........... 445
Уравнение погрешностей системы.............................446
Способы повышения надежности по постепенным отказам . . . 447
Производственные допуски ....................................449
Методика и примеры расчета. Расчет надежности по внезапным
эксплуатационным отказам . ..................................451
Расчет допусков............................................ 456
Предметный указатель............................................ 459
Список рекомендуемой литературы . .. 462
Справочное издание
Белкин Марк Константинович
Белинский Виталий Тадеушевич
______Мазор Юрий Львович
[Терещук Ромуальд Михайлович]
СПРАВОЧНИК
ПО УЧЕБНОМУ ПРОЕКТИРОВАНИЮ
ПРИЕМНО-УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Редактор Л. Н. Чмиль
Переплет художника Н. П. Семененко
Художественный редактор С. П. Духленко
Технический редактор Л, Ф. Волкова
Корректор И. П. Берус '
ИБ № 10213
Сдано в набор 27.06.86. Подписано в печать
29.12.87. БФ 26683. Формат бОХЭО/щ. Бум. тип. № 2.
Гарнитура литературная. Высокая печать. Печ. л.
29,5 Кр.-отт. 29,75. Уч.-изд. л. 35,19. Тираж
30 000 экз. Изд. № 7698. Зак. 7-230. Цена 2 р.
Головное издательство издательского объедине-
ния «Выща школа», 252054, Киев-54, ул. Гоголев-
ская, 7
Книжная фабрика имени М. В. Фрунзе, 310057,
Харьков-57, ул. Донец-Захаржевского, 6/8.