Автор: Румянцев К.Е.
Теги: политика радиоприемные устройства (радиоприемники) радиоприемники
ISBN: 5-7695-2869-9
Год: 2006
Текст
СРЕДНЕЕ ПРОФЕССИОНАЛЬНОЕ ОБРАЗОВАНИЕ
К. Е. РУМЯНЦЕВ
РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
УЧЕБНИК
Допущено
Министерством образования Российской Федерации
в качестве учебника для студентов образовательных учреждений среднего
профессионального образования
ACADEMA
Москва
Издательский центр «Академия»
2006
УДК 621.396.62(075.32)
ББК 32.849я723
Р865
Рецензенты:
кандидат технических наук, преподаватель Московского политехнического
колледжа № 39 Е. А. Галкин',
преподаватель, председатель цикловой комиссии «Радиоаппаратостроение»
Краснодарского колледжа электронного приборостроения Л. В. Лемешева
Румянцев К. Е.
Р865 Радиоприемные устройства : учебник для студ. сред. проф.
образования / К. Е. Румянцев. — М. : Издательский центр
«Академия», 2006. — 336 с.
ISBN 5-7695-2869-9
Рассмотрены теоретические основы радиоприема. Приведены схемы,
технические характеристики устройств приема и обработки радиосигна-
лов и отдельных каскадов, автоматических регулировок и систем управ-
ления в радиоприемных устройствах. Раскрыты методы ослабления дей-
ствия помех в радиоприемных устройствах, особенности приема и детек-
тирования сигналов с амплитудной и угловой модуляциями, а также сте-
реофонических, цифровых и оптических сигналов. Определены направле-
ния сервисного обеспечения радиоприемных устройств.
Для студентов образовательных учреждений среднего профессионала
ного образования. УДК 621.396.62(075.32)
ББК 32.849я723
Учебное издание
Румянцев Константин Евгеньевич
Радиоприемные устройства
Учебник
Редактор Е. П, Куроедов
Технические редакторы Е. Ф. Коржуева, Н, И, Горбачева
Компьютерная верстка: Р. Ю. Волкова
Корректоры Л, А. Котова, Н. В. Савельева, Н. С. Потемкина
Изд. № 101112186. Подписано в печать 30.06.2006. Формат 60x90/16.
Гарнитура «Таймс». Бумага тип. № 2. Печать офсетная. Усл. печ. л. 21,0.
Тираж 2000 экз. Заказ №17394.
Издательский центр «Академия», www.academia-moscow.ru
Санитарно-эпидемиологическое заключение № 77.99.02.953Д.004796.07.04 от 20.07.2004.
117342, Москва, ул. Бутлерова, 17-Б, к. 360. Тел./факс: (495)330-1092, 334-8337.
Отпечатано в ОАО «Саратовский полиграфический комбинат».
410004, г. Саратов, ул. Чернышевского, 59.
Оригинал-макет данного издания является собственностью
Издательского центра «Академия», и его воспроизведение любым способом
без согласия правообладателя запрещается
© Румянцев К. Е., 2006
© Образовательно-издательский центр «Академия», 2006
ISBN 5-7695-2869-9 © Оформление. Издательский центр «Академия», 2006
ПРЕДИСЛОВИЕ
Цель настоящего учебника — дать представление об основных
структурах, схемотехнике, современной элементной базе, глав-
ных проблемах развития радиоприемных устройств (РПрУ).
В результате изучения материала учебника студент получит све-
дения о структуре и показателях качества РПрУ, узнает принци-
пы работы функциональных узлов РПрУ, научится выполнять элек-
трический расчет типовых каскадов РПрУ.
При пользовании учебником следует различать обозначения эле-
ментов и их величин. Например, резистор 7?1 с сопротивлением
7?! = 1 кОм; конденсатор С1 с емкостью Q = 1 мкФ; катушка L1 с
индуктивностью L\ = 1 мкФ. Единицы измерения физических ве-
личин проведены в соответствии с Международной системой еди-
ниц СИ.
Автор выражает большую признательность ведущим препода-
вателям Краснодарского колледжа электронного приборострое-
ния В.А. Борисову, Р. Н. Черникову, Таганрогского авиационно-
го колледжа им. В. М. Петлякова В. П. Медведеву за ценные пред-
ложения и замечания, высказанные ими при подготовке рукопи-
си учебника.
СПИСОК ПРИНЯТЫХ СОКРАЩЕНИИ
АД — амплитудный детектор
AM — амплитудная модуляция
АО — амплитудный ограничитель
АПЧ — автоматическая подстройка частоты
АРУ — автоматическая регулировка усиления
АРПП — автоматическая регулировка полосы пропускания
а.ц — антенная цепь
АЦП — аналого-цифровой преобразователь
АЧХ амплитудно-частотная характеристика
АХ — амплитудная характеристика
АЭ — активный элемент
БТ — биполярный транзистор
ВАХ — вольт-амперная характеристика
ВИП — вторичный источник питания
ВУ — видеоусилитель
ВЦ — входная цепь
ВЧ — высокая частота
Г — гетеродин
ГТИ — генератор тактовых импульсов
ГТП — главный тракт приема
ГСТ — генератор стабильного тока
ГУН — генератор, управляемый напряжением
Д — детектор
ДВ — длинная волна
ДД — динамический диапазон
ДК — дифференциальный каскад
ДПКД — делитель с переменным (программируемым) коэффи
циентом деления
ДЧ — делитель частоты
ДФКД — делитель с фиксированным коэффициентом деления
ЖИГ — железоиттриевый гранат
ИК — инфракрасный
ИКМ — импульсно-кодовая модуляция
ИМС — интегральная микросхема
КВ — короткая волна
КПД — коэффициент полезного действия
КПЕ — конденсатор переменной емкости
КСВ — коэффициент стоячей волны
КСС — комплексный стереофонический сигнал
4
ЛБВ — лампа бегущей волны
ЛЗ — линия задержки
ЛТП — линейный тракт приема
ЛЭП — линия электропередачи
МОП — металл —окисел —полупроводник
МП — микропроцессор
МПЛ — микрополосковая линия
МПЭФ — монолитный пьезоэлектрический фильтр
МШУ — малошумящий усилитель
НО — направленный ответвитель
НЧ — низкая частота
НЭ — нелинейный элемент
ОБ — общая база
ОГ — опорный генератор
ОИ — общий исток
ОК — общий коллектор
ОКГ — оптический квантовый генератор
ООС — отрицательная обратная связь
ОС — обратная связь
ОСП — отношение сигнал-помеха
ОСШ — отношение сигнал-шум
ОУ — операционный усилитель
ОЭ — общий эмиттер
ПАВ — поверхностная акустическая волна
ПДУ — пульт дистанционного управления
ПКФ — пьезокерамический фильтр
ПМ — полярная модуляция
ПМК — полярно модулированное колебание
ПОС — положительная обратная связь
ППЗУ — программируемое постоянное запоминающее устройство
ПТ — полевой транзистор
ПТБШ — полевой транзистор с барьером Шоттки
ПФ — полосовой фильтр
ПЧ — преобразователь частоты
ПЭФ — пьезоэлектрический фильтр
РЛС — радиолокационная станция
РПрУ — радиоприемное устройство
РПУ — радиопередающее устройство
РЭА — радиоэлектронная аппаратура
СВ — средняя волна
СВЧ — сверхвысокая частота
См — смеситель
СФВ — стереофоническое вещание
СЦ — согласующая цепь
СЧ — синтезатор частоты
УВХ — устройство выборки-хранения
УВЧ — ультравысокая частота
УЗЧ — усилитель звуковой частоты
УКВ — ультракороткая волна
5
УПТ
УПЧ
УРЧ
УУ
УУПЧ
УЧ
УЧМ
УЭ
ФАПЧ
ФВЧ
ФД
ФКПИ
ФМ
ФНЧ
ФОЧ
ФПИ
ФСС
ФЧХ
ФЭУ
ЦАП
ЦАПЧ
ЧАПЧ
ЧИС
ЧД
ЧДс
чм
ШОУ
ШУ
ЭВМ
эдс
ЭМФ
— усилитель постоянного тока
— усилитель промежуточной частоты
— усилитель радиочастоты
— узкополосный усилитель
— узкополосный усилитель промежуточной частоты
— умножитель частоты
— усилитель частот модуляции
— управляемый элемент
— фазовая автоматическая подстройка частоты
— фильтр верхних частот
— • фазовый детектор
— фильтр компенсации предварительных искажений
— фазовая модуляция
— фильтр нижних частот
— формирователь опорных частот
— фильтр предварительных искажений
— фильтр сосредоточенной селекции
— фазочастотная характеристика
— фотоэлектронный умножитель
— цифроаналоговый преобразователь
— цифровая автоматическая подстройка частоты
— частотная автоматическая подстройка частоты
— частотно-избирательная система
— частотный детектор
— частотный дискриминатор
— частотная модуляция
- система ШУ (Ш) - АО (О) - УУ (У)
— широкополосный усилитель
— электронно-вычислительная машина
— электродвижущая сила
— электромеханический фильтр
ГЛАВА 1
НАЗНАЧЕНИЕ И СТРУКТУРА РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ
1.1. Основные понятия теории радиоприема
В теории радиоприема пользуются тремя понятиями: информа-
ция, сообщение и сигнал.
Информация — это сведения о событиях или предметах, являю-
щихся объектом для преобразования, передачи, хранения или
непосредственного использования. Понятие «информация» вклю-
чает в себя обмен сведениями между людьми, человеком и авто-
матом, между автоматами.
Сообщение — это форма представления информации для ее
передачи, хранения, обработки или непосредственного исполь-
зования. Сообщения могут быть дискретными (данные для ЭВМ)
и непрерывными (речевые передачи).
Дискретные сообщения обычно предназначаются для
отображения сведений о некоторой материальной системе, мно-
жество возможных состояний которой конечно. Если все состоя-
ния системы пронумерованы, то передачу данных о текущем со-
стоянии системы можно свести к передаче числа, обозначающе-
го номер этого состояния. При этом наиболее часто числа пред-
ставляются с помощью двоичной системы счисления, в которой
используются две цифры — двоичный 0 и двоичная 1. Для пере-
дачи по каналу связи цифры отображаются «элементарными» сиг-
налами, называемыми элементами кода и представляющими со-
бой видеоимпульсы или радиоимпульсы. Группа элементов кода,
соответствующая двоичному числу, отображающему передавае-
мое сообщение, называется кодом, или кодовой комбинацией.
Процесс формирования кода сообщения носит название кодиро-
вание.
Сообщения непрерывного типа воспроизводят за-
кон изменения во времени величины, которая может принимать
в данный момент одно из бесконечного множества значений. Пу-
тем дискретизации по времени и по уровню непрерывные сооб-
щения могут быть превращены в дискретные.
Сигнал представляет собой изменяющуюся физическую вели-
чину, однозначно отображающую сообщение. Применительно к
радиотехнике под сигналом понимается процесс, позволяющий
7
передавать информацию из одной точки пространства в другую
независимо от расстояния и среды распространения сигналов.
Полезный сигнал несет информацию, подлежащую приему
и обработке.
Прием {радиоприем) — это выделение полезных сигналов из
излучения (радиоизлучения) и преобразование их в сообще-
ние.
Обработка сигналов представляет собой процесс преобразова-
ния сигналов в соответствии с заданным алгоритмом в целях из-
влечения переносимой этими сигналами информации.
Радиоприемное устройство — это комплект электрических це-
пей, функциональных узлов и блоков, предназначенный для вы-
деления полезных сигналов из принимаемого радиоизлучения и
преобразования в вид, обеспечивающий использование содержа-
щейся в них информации.
Характеристика представляет собой информацию об объекте,
отражающую его отличие от других объектов и определенные его
возможности.
Параметром называется величина, характеризующая свойство
или состояние РПрУ.
Показателем называется количественный параметр, характе-
ризующий РПрУ.
1.2. Модели сигналов в РПрУ
Структура и основные характеристики РПрУ определяются
прежде всего свойствами сигнала, для приема которого они пред-
назначаются. В свою очередь, свойства сигнала зависят от процес-
са, который служит переносчиком сигнала, от отображаемого
сигналом сообщения и от применяемых способов модуляции и
кодирования.
Аналоговый сигнал является функцией времени, повторяющей
закон изменения соответствующей физической величины. Диск-
ретный сигнал принимает конечное множество значений в задан-
ном динамическом диапазоне и в определенном интервале време-
ни. Цифровой сигнал, дискретный по времени и квантованный по
уровню, представляет собой сигнал, параметры которого выра-
жаются в цифровой форме.
Все сигналы по частоте можно разбить на радиосигналы и мо-
дулирующие (управляющие) сигналы.
Сигнал в виде радиоизлучения или колебания в электрических
цепях на частоте радиоизлучения называется радиосигналом.
Несущая частота представляет собой частоту гармонических
колебаний, подвергаемых модуляции сигналами в целях передачи
информации.
8
Под модулирующим сигналом {модулирующей функцией) пони-
мается сигнал, вызывающий изменение определенного парамет-
ра или параметров колебаний несущей частоты при модуляции.
Модулированный радиосигнал является результатом модуляции
колебаний несущей частоты.
Гармонический сигнал представляет собой колебание, изменя-
ющееся во времени по гармоническому (синусоидальному) за-
кону.
Тональный сигнал представляет собой гармоническое колеба-
ние звуковой частоты.
Непрерывные сообщения передаются аналоговыми сигналами,
например сигналами с AM, ЧМ или ФМ, а также дискретными
сигналами, например сигналами с ИКМ.
Радиосигналы с AM описываются формулой
ис (/) = f/c (z)cos((oc/). (1.1)
Модулирующая функция Uc(f) изменяется во времени t мед-
ленно по сравнению с величиной cos(cocO- Ширина частотных со-
ставляющих спектра сигнала, обусловленная огибающей высоко-
частотного колебания Uc(t), во много раз меньше несущей часто-
ты^ = сос/(2л).
При непрерывных сообщениях для упрощения испытаний РПрУ
на соответствие техническим требованиям принимают для функ-
ции Uc(f) гармонический закон AM:
^c(0 = ^c[1 + WamCos(Qm/)], (1.2)
где Umz — амплитуда немодулированного высокочастотного коле-
бания; /пАМ — коэффициент AM (/пАМ - О; = ^м/(2я) — частота
модулирующего сигнала.
При гармоническом законе AM, описываемому выражением
(1.2), выражение (1.1) для радиосигналов преобразуется к виду
«С (0 = и тс cos(oc/) + ^^^-cos[((oc - QM)/] +
+^^COs[(oc+QM)/]. (1.3)
Наличие в спектре боковых составляющих с частотами^ - FM и
fc + FM определяет ширину излучаемого спектра Пс = 2FM. Спектр
радиосигнала Пс = 2ГВ определяется верхней частотой спектра мо-
дулирующей функции FMMaKC = FB.
9
Общепринятая модель радиосигнала с ЧМ имеет вид
ис (?) = Umc cos
t
jcoc(x)dx
о
= Umc cos
t
W + ®mcj5M(x)dx
0
(1.4)
Здесь амплитуда высокочастотного колебания Umc постоянна.
Значения <ос(г) и <ос0 соответствуют мгновенной и средней круго-
вым частотам. Мгновенное отклонение частоты <втс5м(г) опреде-
ляется девиацией круговой частоты итс (максимальным значени-
ем отклонения частоты) и моделью сообщения sM(t).
Для анализа характера искажений сигнала с ЧМ при его про-
хождении через функциональные узлы РПрУ воспользуемся гар-
монической моделью радиосигнала su(f) = cos(QM/). Тогда
«с (?) = Umc cos[coc0? + V™ sin (ft„?)]. (1.5)
Частота сос(/) = сос0 + <Bmccos(QM0 содержит медленно меняю-
щийся параметр comccos(QM?), в котором и заключена информация
о модулирующей функции sM(t) = cos(QM?). Частота модуляции
FM = QM/(2rc) обычно много меньше средней частоты радиосигнала
fco = <ос0/(2я). Индекс ЧМ \|/mc = comc/QM =fmc/Fu определяет макси-
мальное отклонение фазы.
Для нахождения спектра радиосигнала с ЧМ используется функ-
ция Бесселя J„(x) л-го порядка. Спектр радиосигнала с частотно-
модулированным гармоническим колебанием является дискрет-
ным и состоит из несущего колебания с частотой fc0, симметрич-
но расположенных боковых колебаний с частотами fQQ±nFu и ам-
плитудами Практически ширина спектра радиосигнала
с ЧМ ограничена, поскольку амплитуды боковых колебаний дос-
таточно быстро убывают. При условии Vmc < 1 (узкополосная ЧМ)
ширина спектра Ц. = 2FB, а при \|/mc > 1 (широкополосная ЧМ)
имеем
Пс — 2FB (1 + Vmc + VVmc ) ~ 2FB (1 + Vznc )•
Радиосигнал с ФМ можно представить в виде
«с (?) = Umc COs[(Oc/ + Фс (?)].
(1.6)
В этом радиосигнале амплитуда высокочастотного колебания
Umc постоянна, а фаза содержит медленно меняющийся по срав-
нению с ис(?) - tZmccos(oc?) параметр Фс(?), в котором заключена
10
полезная информация. Мгновенное значение фазы Фс(г) = <&mcsM(t)
определяется модулирующей функцией sM(t) и значением девиа-
ции фазы Фтс.
В качестве модели радиосигнала с ФМ применяют гармониче-
ский закон Фс(/) = Фтс8ш(ам/).
Манипуляция является частным случаем модуляции, при кото-
ром модулируемый параметр (амплитуда, фаза или частота гар-
монического колебания) изменяется скачком в соответствии с
дискретной модулирующей функцией.
Модуляция, заключающаяся в выделении через определен-
ные (обычно равные) интервалы времени отсчетов радиосигна-
ла, которые затем квантуются по уровню и их значения пред-
ставляются числовым кодом, называется импульсно-кодовой мо-
дуляцией. При ИКМ значения квантованного радиосигнала пере-
даются в виде кода. Код может выражать целое число, равное
номеру соответствующего уровня шкалы квантования. Для высо-
кокачественной передачи речи достаточно иметь 128 уровней
шкалы квантования. Следовательно, речевые сигналы можно пе-
редавать с помощью 7-разрядного двоичного кода.
Амплитуда, фаза, частота гармонических несущих колебаний,
а также амплитуда, временное положение, частота следования,
длительность импульсов называются параметрами радиосигнала.
Ясно, что носителями полезной информации могут являться только
неизвестные параметры радиосигнала, которые называются ин-
формационными.
В системах передачи информации следует учитывать, что ра-
диосигналы, поступающие на вход РПрУ, могут отличаться от
моделей, определяемых выражениями (1.1)...(1.6). Это обусловле-
но, в частности, явлением многолучевого распространения излу-
чения в атмосфере. При этом принимается несколько копий ра-
диосигнала со случайными амплитудами и сдвигами во времени.
Сложение лучей приводит к паразитной амплитудной и угловой
модуляциям сигнала.
Искажением сигнала называется несоответствие переданного ко-
лебания исходному сообщению.
В табл. 1.1 приведены классы радиоизлучения, которые обраба-
тываются в РПрУ. По регламенту связи класс радиоизлучения обо-
значается тремя символами. Первый символ (буква) указывает на
тип модуляции основного несущего колебания. Второй символ
(цифра) определяет характер сигнала, который модулирует несу-
щее колебание. Третий символ (буква) обозначает тип передавае-
мой информации.
Количество информации и скорость, с которой она передает-
ся, определяют основную ширину полосы сигнала. Ширина по-
лос, занимаемых основными видами радиосистем, приведена в
табл. 1.2.
11
Таблица 1.1. Классы радиоизлучения и их обозначения
Классы радиоизлучения Обозначение
Излучение немодулированной несущей
Амплитудная модуляция и манипуляция
Телеграфия амплитудная двухполосная, слуховой прием Л1Л
Телеграфия амплитудная двухполосная, автоматический прием А\В
Телеграфия амплитудная двухполосная тональная, слуховой прием A2A
Телеграфия амплитудная однополосная тональная: с полной несущей, слуховой (автоматический) прием с подавленной несущей, автоматический прием Н2А (Н2В) J2B
Телеграфия амплитудная однополосная тональная, многоканальная: с ослабленной несущей, автоматический прием с подавленной несущей, автоматический прием R7B ЛВ
Телефония амплитудная двухполосная АЗЕ
Телефония амплитудная однополосная с полной несущей НЗЕ
Телефония амплитудная однополосная с ослабленной несущей R3E
Телефония амплитудная однополосная с подавленной несущей J3E
Телевидение с частично подавленной боковой полосой частот C3F
Угловая модуляция и манипуляция
Телеграфия частотная одноканальная FIB
Телеграфия фазовая одноканальная GIB
Телеграфия частотная двухканальная FIB
Телеграфия фазовая двухканальная GIB
Фототелеграфия частотная (факсимиле) FIC
Телефония частотная F3E
Импульсная модуляция и манипуляция
Последовательность смодулированных импульсов PON
12
Окончание табл. 1.1
Классы радиоизлучения Обозначение
Телеграфия с амплитудной манипуляцией импульсов несущей К1В
Телеграфия с амплитудно-импульсной модуляцией КЗЕ
Телеграфия с широтно-импульсной модуляцией L3E
Телеграфия с времяимпульсной модуляцией МЗЕ
Таблица 1.2. Ширина полос, занимаемых основными видами
радиосистем
Область применения Диапазон частот
Высококачественное звуковоспроизведение речи 15 Гц... 15 кГц
Хорошее звуковоспроизведение речи 150 Гц...7 кГц
Система громкой связи 200 Гц...5 кГц
Система с ограничением низких и высоких частот 500 Гц...4 кГц
Междугородная телефонная связь 300 Гц...3,4 кГц
Мобильная радиосвязь (разделение канала 12,5 кГц) 300 Гц... 2,7 кГц
Музыка (для радиостанций с ЧМ) 30 Гц... 15 кГц
Видео 60 Гц...4,2 МГц
В системах телеграфии информация в бинарном коде передает-
ся импульсами: наличие импульса соответствует «1», а его отсут-
ствие — «О». Скорость передачи информации определяет частоту
сигнала, переносящего информацию, причем пропускная способ-
ность канала в битах в 1 с равна удвоенной полосе в герцах.
1.3. Обобщенная структура РПрУ
Структура РПрУ определяет функциональные узлы устройства
и взаимосвязи между ними. Обобщенная структура РПрУ включа-
ет в себя приемную антенну WA, линейный тракт приема (ЛТП),
информационный тракт, блок управления и контроля, блок гете-
родинов, вторичный источник питания (ВИП) и оконечное (вос-
производящее, выходное) устройство (рис. 1.1).
Приемная антенна воспринимает энергию электромагнитного
поля и преобразует ее в радиочастотное напряжение. В месте рас-
положения приемной антенны электромагнитное поле формиру-
ется не только радиоволной, несущей необходимое сообщение,
13
Рис. 1.1. Обобщенная структура РПрУ
но и посторонними радиостанциями, промышленными источни-
ками, электромагнитными процессами в атмосфере, космичес-
кими излучениями и т. д. Электромагнитные колебания различно-
го происхождения, мешающие приему полезного сигнала и точ-
ному воспроизведению сообщений, называют помехами. Таким
образом, от приемной антенны на вход ЛТП поступает смесь полез-
ного сигнала, несущего получателю искомое сообщение, и мно-
жества мешающих помех. В ЛТП происходит первичная обработка
принятого сигнала, включающая в себя:
выделение полезного сигнала из спектра входных колебаний
(фильтрация сигнала);
усиление (чаще с преобразованием частоты) принятого радио-
сигнала до уровня, необходимого для качественной работы ин-
формационного тракта. Усиление производится за счет энергии
местного источника питания;
обработка принимаемого радиосигнала в целях уменьшения вли-
яния помех.
В ЛТП происходит отличие полезного радиосигнала от помех
по определенным признакам, присущим сигналам. Это свойство
называется избирательностью. Различий между радиосигналом, не-
сущим информацию, и помехой может быть несколько, но наи-
более часто используется различие по частоте. В этом случае гово-
рят о частотной избирательности, для осуществления которой
РПрУ содержит резонансные цепи, настроенные на частоту по-
лезного сигнала.
Информационный тракт выполняет детектирование, последе-
текторную обработку (фильтрацию, регенерацию кода и др.) и
усиление сигнала до уровня, необходимого для нормальной рабо-
ты оконечного устройства и системы отображения информации.
Информационный тракт и ЛТП совместно образуют главный
тракт приема, который объединяет функциональные узлы для
фильтрации, усиления, преобразования, детектирования и пос-
ледетекторной обработки.
14
Блок гетеродинов включает в себя один или несколько гетеро-
динов или СЧ, которые обеспечивают работу ПЧ. Гетеродины про-
изводят линейный перенос спектра колебаний сигнальной часто-
ты в область промежуточной частоты, более удобную для обра-
ботки, с сохранением закона модуляции.
Блок управления и контроля осуществляет автоматическое ре-
гулирование режима усиления и полосы пропускания главного
тракта приема (ГТП), подстройку частоты гетеродинов, а также
реализует в автоматическом режиме заданный алгоритм работы
РПрУ — включение, выключение, поиск радиосигнала, адапта-
цию к помеховой обстановке в месте приема и условиям распро-
странения полезного радиоизлучения.
Часть РПрУ, находящаяся между приемной антенной и око-
нечным устройством, называется радиоприемником (приемником).
В оконечном устройстве, например в громкоговорителе, энер-
гия выделенного сигнала используется для получения требуемого
эффекта. Оконечное устройство может быть совмещено с радио-
приемником или представлять собой отдельное устройство.
1.4. Классификация радиоприемных устройств
РПрУ классифицируют по назначению, диапазону принимае-
мых частот, виду модуляции принимаемых сигналов, способу по-
строения ЛТП, месту установки и т.д. Весь спектр радиочастот
(радиоволн) подразделяется на диапазоны (табл. 1.3), каждому из
которых присвоено условное наименование. Четких физических
границ между диапазонами радиочастот не существует.
Таблица 1.3. Деление спектра радиочастот на диапазоны
Диапазон радиоволн Наименование радиоволн Диапазон радиочастот Наименование радиочастот
100... 10 км Мириаметровые 3... 30 кГц Очень низкие
10... 1 км Километровые 30...300 кГц Низкие
1 000... 100 м Гектометровые 300...3 000 кГц Средние
100... 10 м Декаметровые 3...30 МГц Высокие
10...1 м Метровые 30... 300 МГц Очень высокие
100... 10 см Дециметровые 300... 3 000 МГц Ультравысокие
10... 1 см Сантиметровые 3...30 ГГц Сверхвысокие
10... 1 мм Миллиметровые 30... 300 ГГц Крайне высокие
1 ...0,1 мм Децимиллиметровые 300...3 000 ГГц Гипервысокие
15
Выбор диапазона радиоволн для конкретной аппаратуры опре-
деляется следующими факторами:
особенностью распространения электромагнитных волн дан-
ного диапазона;
характером помех в диапазоне;
шириной спектра модулирующего сигнала;
габаритами антенны.
Так, например, передача информации, осуществляемая на
мириаметровых и километровых волнах, имеет такие значитель-
ные недостатки:
необходима большая мощность передатчика, поскольку волна,
распространяемая вдоль поверхности Земли, сильно поглощается
средой;
невозможно передать управляющие сигналы с частотой, соиз-
меримой с частотой несущего колебания.
Гекгометровые волны гарантируют устойчивый прием. Однако
они не обеспечивают большой дальности передачи и в основном
используются в радиовещании с радиусом действия в несколько
сотен километров.
Декаметровые волны обеспечивают передачу информации на
большую дальность при относительно низкой мощности РПУ.
Кроме того, они осуществляют направленное излучение.
Освоение диапазонов метровых, дециметровых, сантиметро-
вых и миллиметровых длин волн создало предпосылки к разви-
тию индивидуальных средств связи. Использование этих диапазо-
нов волн позволяет существенно расширить ширину спектра мо-
дулирующих сигналов. Поскольку эти волны распространяются в
пределах прямой видимости, то передача сообщений происходит
практически без искажений.
Освоение коротковолновых диапазонов связано с возможно-
стью размещения большого числа частотных каналов, использо-
вания сложных широкополосных сигналов, реализации острона-
правленного излучения и приема при малых размерах антенн,
уменьшения уровня помех, измерения малых скоростей объектов.
Структура и характеристики РПрУ определяются прежде всего
свойствами сигнала, для приема которого они предназначаются.
В свою очередь, радиосигнал представляет собой физический про-
цесс, который несет определенное сообщение, и связанный с ним
применяемыми способами модуляции и кодирования. Наиболее ча-
сто роль переносчика сигнала играют гармонические колебания. При-
меняются в этом качестве также импульсные последовательности
и гармонические колебания, модулированные по амплитуде, час-
тоте и фазе низкочастотными гармоническими процессами. В этом
случае говорят о поднесущем колебании.
Структурные схемы РПрУ различаются построением ЛТП, в
котором может осуществляться прямое усиление входных радио-
16
Рис. 1.2. Классификация РПрУ по способу построения ЛТП
сигналов или усиление с преобразованием частоты. Классифика-
цию РПрУ по способу построения ЛТП иллюстрирует рис. 1.2.
По способу питания РПрУ классифицируются на устройства с
универсальным, автономным (аккумуляторы, батареи) или вне-
шним (сеть) источником питания.
РПрУ в зависимости от условий эксплуатации и конструктив-
ного исполнения разделяют на стационарные, автомобильные,
бортовые (судовые, самолетные, спутниковые), переносные и но-
симые.
По роду принимаемой информации различают радиотелефон-
ные, радиотелеграфные, фототелеграфные и телевизионные РПрУ.
Они могут быть с ручным, автоматическим или дистанционным
управлением.
1.5. РПрУ прямого усиления
РПрУ прямого усиления характеризуется тем, что фильтрация
и основное усиление осуществляются в нем непосредственно на
частоте fc принимаемого радиосигнала. Структурная схема РПрУ
прямого усиления, а также временные осциллограммы и спект-
ральные диаграммы, характеризующие его работу, приведены на
рис. 1.3. Для простоты изображения диаграмм предполагается, что
сигнал передается посредством AM несущего колебания/, гармо-
ническим сигналом с частотой FM.
РПрУ прямого усиления состоит из входной цепи (ВЦ), уси-
лителя радиочастоты (УРЧ), амплитудного детектора (АД) и уси-
лителя частот модуляции (УЧМ).
17
a
в
Рис. 1.3. Структурная схема РПрУ прямого усиления (а), временные осциллограммы (£) и спектры колебаний (в) на
выходе его функциональных узлов
Входная цепь представляет собой электрическую цепь, пред-
назначенную для передачи радиочастотного сигнала от приемной
антенны в последующие цепи радиоприемника и предваритель-
ного ослабления помех.
Усилитель радиочастоты усиливает полезный сигнал на часто-
тах, на которых он излучается, и распространяется в виде радио-
волн. Таким образом, преселектор, объединяющий ВЦ и УРЧ, обес-
печивает усиление полезного радиосигнала и ослабление помех.
Амплитудный детектор осуществляет детектирование.
Усилитель частоты модуляции усиливает радиосигнал до уров-
ня, необходимого для нормальной работы оконечного устройства,
а также осуществляет последетекторную фильтрацию шумов и по-
мех, лежащих за пределами полосы пропускания.
Электромагнитные поля наводят в антенне электрические сиг-
налы, которые непосредственно или через фидер подаются во
входную цепь, представляющую собой резонатор (колебательный
контур), настроенный на частоту fc принимаемого сигнала, и пред-
назначенную для передачи сигнала от антенно-фидерного устрой-
ства к УРЧ. Поскольку ВЦ представляет собой фильтр, то она
осуществляет частотную избирательность.
УРЧ предназначен для усиления сигнала до уровня, при кото-
ром возможна нормальная работа детектора. Обычно этот уровень
составляет 0,1... 1 В, поэтому коэффициент усиления УРЧ дол-
жен быть достаточно высоким, порядка 102... 10б. УРЧ может быть
апериодическим или резонансным. Если УРЧ апериодический, то
он только усиливает сигнал до уровня нормальной работы детек-
тора. При этом фильтрация сигнала осуществляется только ВЦ.
Резонансный УРЧ наряду с усилением, так же как и ВЦ, допол-
нительно фильтрует сигнал от помех, что повышает избиратель-
ные свойства РПрУ. Усиленный сигнал с выхода УРЧ поступает
на вход детектора, где из высокочастотного модулированного сиг-
нала получают передаваемое сообщение с частотой модуляции
FM, которое через УЧМ подается на оконечное устройство. Резо-
нансные контуры ВЦ и УРЧ могут перестраиваться в пределах
нужного диапазона рабочих частот, задаваемого граничными час-
тотами /с.мин •/смаке-
Так как в антенне кроме высокочастотного сигнала, несущего
сообщение, присутствует множество помех, то на входе ВЦ ра-
диосигнал имеет огибающую, отличную от синусоидальной фор-
мы [осциллограмма еант(0 на рис. 1.3, б]. Во входном спектре на
рис. 1.3, в приведены спектральные составляющие помех, пред-
ставляющих собой две соседние радиовещательные станции, из-
лучающие высокочастотные колебания на несущих частотах fnX и
f„2 с AM синусоидальным тоном с частотой модуляции FM. По-
скольку полезный сигнал и помехи расположены на разных час-
тотах, то ВЦ и УРЧ отфильтруют сигнал от помех (спектральные
19
диаграммы мвц и иУРЧ на рис. 1.3, в). УРЧ также усиливает сигнал
до уровня нормальной работы детектора. В результате детектиро-
вания на выходе детектора имеем сигнал, по форме соответству-
ющий модулирующему синусоидальному колебанию с частотой
FM [осциллограмма «дд(О на рис. 1.3, б]. УЧМ остается лишь уси-
лить выделенный сигнал до уровня, обеспечивающего качествен-
ный прием сообщения [осциллограмма мУЧм(0 на рис. 1.3, 5].
РПрУ прямого усиления не всегда может обеспечить необхо-
димую частотную избирательность, используя одиночные коле-
бательные системы. Сложные избирательные системы с перестрой-
кой по частоте не реализуются в преселекторе, поэтому на высо-
ких частотах полоса пропускания преселектора будет настолько
широка, что из-за действия помех прием станет невозможным.
Способность обеспечивать прием слабых сигналов определяет-
ся чувствительностью РПрУ. Невысокая чувствительность РПрУ
прямого усиления является следствием невозможности получе-
ния большого усиления на высоких радиочастотах, где усилитель-
ные свойства АЭ, применяемых в УРЧ, ухудшаются. Увеличить
усиление можно, если использовать многокаскадный УРЧ, одна-
ко на высоких частотах он теряет устойчивость и может даже воз-
буждаться.
Если одиночные резонансные АС-контура в УРЧ перестраива-
ются емкостью, то эквивалентное резонансное сопротивление
контура изменяется при перестройке РПрУ прямо пропорцио-
нально несущей частоте^. Это означает, что коэффициент усиле-
ния УРЧ зависит от частоты настройки, причем для «-каскадного
УРЧ коэффициент пропорционален /с".
Таким образом, к недостаткам РПрУ прямого усиления следу-
ет отнести слабую частотную избирательность и низкую чувстви-
тельность. Кроме того, имеется сильная зависимость полосы про-
пускания и коэффициента усиления преселектора от частоты на-
стройки.
Недостатки РПрУ прямого усиления являются следствием того,
что основное усиление принимаемого сигнала осуществляется
непосредственно на радиочастоте.
Одной из разновидностей РПрУ прямого усиления является
рефлексное РПрУ, в котором один и тот же усилитель использует-
ся одновременно для усиления сигнала до и после детектирова-
ния. Это позволяет сократить общее число элементов схемы и,
следовательно, уменьшить габариты устройства. Основная идея
рефлексного РПрУ состоит в том, что вначале АЭ усиливает сиг-
нал радиочастоты, затем сигнал детектируется и вновь, но уже
сигнал звуковой частоты подается на вход того же усилителя. На
первый взгляд присутствие двух различных сигналов на входе од-
ного АЭ может привести к их взаимному влиянию, однако для
линейного усилителя применим принцип суперпозиции, в соот-
20
ветствии с которым два сигнала
могут усиливаться вместе, не
взаимодействуя друг с другом.
Это справедливо только в том
случае, если усилитель линеен.
Регенеративным РПрУ назы-
вается РПрУ прямого усиления,
в одном из каскадов которого
для повышения усиления и час-
тотной избирательности приме- Рис- 1-4- Принципиальная схема де-
нена ПОС. В случае охвата уси- текторного РПрУ
лителя ПОС его коэффициент
усиления А'пос = К/(\ - АрПос) определяется коэффициентом пе-
редачи усиления каскада без обратной связи К и коэффициентом
передачи цепи ПОС рПОс-
Из этого следует, что при устремлении произведения /фпос к
единице коэффициент усиления каскада может принимать весьма
большое значение.
Регенеративное РПрУ представляет собой недовозбужденный
генератор, коэффициент усиления которого при подходе к поро-
гу самовозбуждения резко возрастает. Чувствительность такого
РПрУ может быть высокой, однако его параметры весьма неста-
бильны. Для регенератора характерны «регенеративные» шумы,
которые хорошо слышны в паузах. Учитывая нестабильность па-
раметров и необходимость работы регенеративного РПрУ вблизи
границы возбуждения, в схему вводят элементы регулировки глу-
бины ПОС.
Детекторное РПрУпредставляет собой простейшее РПрУ пря-
мого усиления, в котором принятые сигналы вещательных стан-
ций не усиливаются, а лишь детектируются.
На рис. 1.4 приведена принципиальная схема детекторного РПрУ.
Колебательный контур 1Л С1 является ВЦ, в которой происходит
выделение радиосигнала из помех (частотная избирательность). Де-
тектор, состоящий из диода VD, конденсатора С2 и активной со-
ставляющей громкоговорителя ВА, преобразует высокочастотные
модулированные колебания в электрический сигнал звуковой ча-
стоты. Роль оконечного устройства детекторного РПрУ играет гром-
коговоритель, который преобразует электрический сигнал в аку-
стические колебания.
Энергия, которую преобразует детекторное РПрУ, принима-
ется непосредственно антенной WA, поэтому громкоговоритель
может воспроизводить только сигналы мощных радиостанций. Не-
смотря на свою простоту, детекторное РПрУ имеет множество
модификаций, которые уверенно принимают программы мощ-
ных радиостанций. Кроме того, такие РПрУ применяют в СВЧ и
оптическом диапазонах радиоволн.
21
1.6. Супергетеродинные РПрУ с однократным
преобразованием частоты
Недостатки, присущие РПрУ прямого усиления, отсутствуют
в супергетеродинном РПрУ, в котором осуществляется преобразо-
вание частоты радиосигнала в промежуточную частоту. В суперге-
теродинном РПрУ с однократным преобразованием частоты пред-
полагается смещение спектра сигнала по шкале частот в область
более низких частот без изменения формы сигнала.
Функциональная схема супергетеродинного РПрУ с однократ-
ным преобразованием частоты приведена на рис. 1.5.
В приемной антенне под действием электромагнитного поля
возникает ЭДС Еант принимаемого сигнала с частотой^. Преселек-
тор содержит ЧИС, настроенный на несущую частоту принимае-
мого радиосигнала, поэтому, как и в РПрУ прямого усиления, в
супергетеродинном РПрУ происходит предварительная селекция
помех (фильтрация сигнала). С выхода УРЧ сигнал подается на
вход ПЧ.
Преобразователь частоты, включающий в себя гетеродин, сме-
ситель и ПФ, понижает частоту входного радиосигнала на задан-
ную величину с помощью колебаний другой частоты.
Гетеродин представляет собой вспомогательный генератор гар-
монических электрических колебаний, используемый для преоб-
разования несущей частоты сигналов^.
Смеситель представляет собой НЭ, где под действием напря-
жения гетеродина с частотой /г происходит процесс преобразова-
ния входного сигнала. Частота, в которую в супергетеродинном
РПрУ преобразуется несущая частота принимаемого сигнала, на-
зывается промежуточной.
Полосовой фильтр, подключенный к выходу смесителя, обес-
печивает выделение колебаний промежуточной частоты.
Часто функцию смесителя и гетеродина выполняет один АЭ. В
этом случае схема называется ПЧ с совмещенным гетеродином.
Рис. 1.5. Функциональная схема супергетеродинного РПрУ с однократ-
ным преобразованием частоты
22
__L I Т т I I T Т . T T I . I .
fc f fnp f Trip f
а б в
Рис. 1.6. Спектры сигналов на входе смесителя (а) и на его выходе при
нижней {б) и верхней {в) настройке гетеродина
Частота колебаний /г гетеродинного напряжения определяется
настройкой контура гетеродина, который при перестройке РПрУ
также перестраивается.
При подаче на входы смесителя радиосигнала ис(Т) с частотой
f и колебаний гетеродина wr(7) с частотой /г выходной ток смеси-
теля содержит частоты X и fr приложенных напряжений, их гармо-
ники nfc и mfr, а также комбинационные частоты вида \nfe ± mfr\,
где п, т = 1, 2, 3, ....
В супергетеродинных РПрУ с однократным преобразованием
частоты ПФ на выходе ПЧ настроен на частоту fnp = |/г -Ус|- Это
соответствует первой гармонике комбинационных частот (т = п =
= 1). При этом частоту гетеродина можно выбрать так, чтобы ве-
личина УпР была ниже нижней граничной частоты Уё.мин диапазона
рабочих частот РПрУ.
Если fr >fc, то имеет место верхняя настройка частоты гетеро-
дина, а в случае /г <f. — его нижняя настройка.
На рис. 1.6, а показан спектр входного радиосигнала при одно-
полосной AM, на рис. 1.6, б — спектр выходного преобразован-
ного сигнала при нижней /г <fc, а на рис. 1.6, в — при верхней
/г >fc настройке гетеродина. В вещательных РПрУ применяют, как
правило, верхнюю настройку частоты гетеродина.
Огибающая выходного напряжения ПЧ Unp(t) пропорциональ-
на огибающей сигнала Uc(t) (рис. 1.7). Следовательно, при преоб-
разовании по частоте колебаний с AM закон модуляции не изме-
няется.
При преобразовании сигналов с ЧМ изменение преобразован-
ной частоты согласно |/г/с ± w/rl отличается от изменения частоты
исходного сигнала лишь знаком, а величина частотной девиации
при этом не изменяется. Аналогично и при ФМ закон изменения
фазы переносится на преобразованную частоту без изменения.
Таким образом, закон изменения модулирующего параметра
сигнала в ПЧ сохраняется. Из этого следует, что назначение ПЧ
состоит в переносе радиочастоты принимаемого сигнала в бо-
лее низкочастотную область на промежуточную частоту^ без из-
менения закона модуляции.
23
Рис. 1.7. Перенос спектра сигнала с AM в ПЧ
В диапазонных РПрУ для поддержания постоянства частоты/пр
при перестройке сигнальных контуров необходимо перестраивать
и контурную систему гетеродина. Это достигается сопряжением
настройки ВЦ, УРЧ и гетеродина с помощью единого органа уп-
равления.
Усилитель сигналов промежуточной частоты, поступающих с
ПЧ, называется усилителем промежуточной частоты.
После понижения частоты несущего колебания в УПЧ можно
обеспечить высокую избирательность и большое усиление. Дей-
ствительно, поскольку промежуточная частота неизменна в про-
цессе перестройки РПрУ, то это позволяет применять в УПЧ
многозвенные полосовые фильтры на £ С-элементах или моно-
литные высокоизбирательные фильтры, например ПКФ, ЭМФ и
им подобные.
Принцип работы супергетеродинного РПрУ поясняется диа-
граммами, приведенными на рис. 1.8. Предполагается, что сигнал
передается посредством AM несущего колебания Уё гармоническим
сигналом с частотой FM. На рис. 1.8, а показаны спектры помех,
представляющие собой несущие частоты трех радиовещательных
станций с /пь/п2 и f'C K (соседний канал). Как и для полезного сиг-
нала, полагаем, что помехи — это сигналы, модулированные по
амплитуде гармоническим сигналом с частотой FM. На диаграммах
штриховыми линиями показаны АЧХ преселектора и АЧХ УПЧ.
На диаграмме рис. 1.8, б видно, что на частоте сигнала/. пре-
селектор не обеспечивает подавления соседнего канала (станции)
с частотой /ж. Более того, практически без подавления пройдут
на вход ПЧ сигналы всех трех станций. В этом случае говорят, что
преселектор не обеспечивает необходимой избирательности по
соседнему каналу.
В ПЧ происходит преобразование частот сигнала/с и соседней
станции/сж следующим образом:/г -fc =/пр и /г -/ск = /с'ж. При
24
этом в полосу пропускания УПЧ (см. рис. 1.8, а) попадает лишь
преобразованная частота f' сигнала. Преобразованная частота со-
седнего канала /с'к, как и преобразованные частоты двух других
станций /„] и /„2, оказываются вне полосы УПЧ и поэтому будут
подавлены.
Таким образом, в супергетеродинном РПрУ осуществляется из-
бирательность по соседнему каналу, которая может быть очень
высокой, поскольку УПЧ не перестраивается.
Как и в ПЧ, закон изменения модулирующего параметра сиг-
нала в УПЧ сохраняется, поэтому часть супергетеродинного РПрУ
от антенны до детектора называют линейной относительно моду-
лирующего напряжения.
Постоянство промежуточной частоты и ее низкое значение
обеспечивает ряд важных преимуществ супергетеродинного РПрУ
по сравнению с другими видами РПрУ, а именно:
независимость параметров УПЧ от частоты настройки РПрУ, в
частности ширины полосы пропускания, избирательности по со-
седнему каналу и коэффициента усиления;
высокую избирательность, так как число контуров может быть
сколь угодно большим, что позволяет реализовать АЧХ УПЧ близ-
кой к идеальной (прямоугольной);
высокий коэффициент усиления УПЧ и высокую устойчивость
его работы.
Преобразование переменной частоты принимаемых сигналов
fc в постоянную промежуточную частоту /пр обеспечивает следую-
щие особенности построения супергетеродинных РПрУ:
резонансные цепи УПЧ не нужно перестраивать, что упроща-
ет конструкцию РПрУ, а благодаря постоянству коэффициента
усиления ослабляется зависимость общего коэффициента усиле-
ния РПрУ от частоты настройки;
Рис. 1.8. Спектральные диаграммы работы идеального супергетеродинно-
го РПрУ на выходе смесителя (а) и входе преселектора (б)
25
при преобразовании частоты с переносом спектра сигнала вниз
паразитные емкостные и индуктивные обратные связи проявля-
ются слабее, что позволяет увеличить коэффициент усиления без
ухудшения устойчивости;
использование пониженной частоты /пр позволяет сузить поло-
су пропускания УПЧ без усложнения конструкции резонансных
цепей. При этом полоса пропускания УПЧ может выбираться в
соответствии с шириной спектра сигнала и тем самым обеспечи-
вать эффективное подавление помех за пределами этого спектра.
С выхода УПЧ радиосигнал подается на детектор и далее в УЧМ,
которые в супергетеродинном РПрУ выполняют те же функции,
что и в РПрУ прямого усиления.
Усиление в супергетеродинном РПрУ осуществляется на трех
частотах: на радиочастоте fc в преселекторе, на промежуточной
частоте АР в УПЧ и на частоте модуляции FM в УЧМ.
Преобразование частоты обусловливает особенности суперге-
теродинного РПрУ, которые проявляются прежде всего в образо-
вании побочных каналов приема. Действительно, колебания про-
межуточной частоты могут формироваться не только в результате
преобразования сигнала в соответствии с формулой АР = 1/г ~А1,
но и в результате действия помехи с частотой А, удовлетворяю-
щей условию | nfn ± ли/г| =f„p, где п, т = 0, 1,2, .... Попав в полосу
пропускания УПЧ, помехи накладываются на принимаемый сиг-
нал и искажают его.
Таким образом, побочными каналами приема называются поло-
сы частот, находящиеся за пределами канала, на который на-
строено РПрУ, но сигналы которых могут проходить на его выход.
Наибольшую опасность нормальному приему радиосигналов пред-
ставляет зеркальный канал и канал приема на промежуточной
частоте.
Зеркальным называется побочный канал приема радиосигна-
лов, отличающийся по частоте от частоты настройки РПрУ на
удвоенное значение промежуточной частоты.
Последовательность образования зеркального канала рассмот-
рим с помощью рис. 1.9.
Предположим, что при верхней настройке гетеродина одна из
вещательных станций (зеркальный канал) имеет несущую часто-
ту Ак =А + 2/пр, отличающуюся от частоты полезного радиосигна-
ла А на 2/пр (см. рис. 1.9, а). Попадая на вход смесителя, колебания
с частотой Ак согласно алгоритму | nf„ ± w/rl преобразуются в коле-
бания с промежуточной частотой АР =А.к -fr, так же как и полез-
ный радиосигнал. В этом случае РПрУ будет одновременно прини-
мать колебания от двух радиостанций с частотами А и f3 K, распо-
ложенных симметрично (зеркально) относительно частоты гете-
родина, при этом колебания с частотой А соответствуют полез-
ному сигналу, а колебания с частотой А.к — помехе.
26
АЧХ
/—преселектора
7с 7г Л. к f
АЧХ
/г
б
АЧХ УПЧ
АЧХ
АЧХ УПЧ
Рис. 1.9. Образование зеркального канала в супергетеродинном РПрУ
Как видно на рис. 1.9, подавить зеркальный канал можно толь-
ко в преселекторе. Отметим два очевидных способа повышения
избирательности по зеркальному каналу. Первый из них — это
повышение избирательных свойств преселектора путем увеличе-
ния числа контуров и их добротности, а второй — увеличение
значения промежуточной частоты, что позволяет отодвинуть час-
тоту зеркального канала.
Первый способ повышения избирательности по зеркальному
каналу иллюстрирует рис. 1.9, б, на котором показана АЧХ пресе-
лектора с лучшими избирательными свойствами. Если при этом
подавить зеркальный канал должным образом не удается, то не-
обходимо увеличить значение промежуточной частоты (см. рис. 1.9,
в), т.е. перейти ко второму способу.
Не менее опасным по созданию помех радиоприему является
канал приема на промежуточной частоте — побочный канал при-
ема, включающий в себя промежуточную частоту. В этом случае
помеха на частоте, равной промежуточной fnp, может проходить
через смеситель. УПЧ усиливает помеху прямого канала приема
так же, как и сигнал. Мешающее действие помехи прямого канала
приема, как и зеркального канала, может быть ослаблено только
в преселекторе.
В супергетеродинном РПрУ существуют также побочные кана-
лы приема, связанные с преобразованием на гармониках гетеро-
дина 2/г, 3/г, .... Вокруг этих гармоник могут располагаться поме-
хи с частотами 2/г ±Упр> 3/г ±/пр и Т-Д-
Вернемся к рис. 1.9, в, на котором показано, что с ростом
значения промежуточной частоты повышается избирательность по
зеркальному каналу. При этом увеличение частоты Д, ведет к рас-
ширению полосы пропускания УПЧ, так как Полоса пропуска-
27
ния контуров УПЧ пропорциональна несущей частоте П = fo/QK.
На рис. 1.9, в видно, что полоса пропускания УПЧ шире, чем
на рис. 1.9, а. Повышение избирательности по зеркальному ка-
налу таким способом может привести к недопустимому расши-
рению полосы УПЧ и снижению избирательности по соседне-
му каналу.
Высокие требования к избирательности одновременно по со-
седнему и зеркальному каналам не всегда могут быть достигнуты
в супергетеродинном РПрУ с одним преобразованием частоты. Для
повышения такой избирательности в супергетеродинном РПрУ
применяют двойное преобразование частоты.
Частным случаем супергетеродинного РПрУ с однократным
преобразованием частоты является РПрУ с прямым преобразовани-
ем частоты, или синхродин. У синхродина частота гетеродина рав-
на частоте сигнала, а поскольку/пр = /г -f. = 0, то ПФ на выходе
ПЧ может быть заменен на ФНЧ.
Структурная схема синхродина представлена на рис. 1.10. Ос-
новным узлом РПрУ является перемножитель двух высокочастот-
ных колебаний, или синхронный детектор. В случае перемноже-
ния напряжений сигнала uc(f) = Umccos(d)ct + Фс) и гетеродина
«г(/) = t/mI-cos(cocr + Фг) на выходе перемножителя формируется
частотная компонента KUm.Umrcos(2G)ct + Фс + Фг) с частотой 2fc и
постоянная составляющая Л'^7тс{/шГсо5(Фс - Фг). Если на выход пере-
множителя подключить ФНЧ, то выделяется компонента unp(f) =
= ^“^/тс^тГСО8(Фс ~ ®г) = ^4ппрСО8ФПр.
Приведенные соотношения показывают, что при изменении
амплитуды, частоты или фазы сигнала закон этого изменения будет
сохраняться в процессе преобразования.
Рис. 1.10. Структурная схема синхродина
28
Синхродин имеет следующие преимущества по сравнению с
другими супергетеродинными РПрУ:
малые нелинейные искажения благодаря детектированию в
режиме сильных сигналов, который обеспечивается за счет боль-
шой амплитуды гетеродина;
высокую избирательность, достигаемую с помощью неперест-
раиваемого ФНЧ высокого порядка (ФНЧ2);
дополнительную избирательность благодаря подавлению помехи
сильным сигналом (гетеродином);
фазовую избирательность, обусловленную тем, что выходное
напряжение пропорционально со5(Фс - Фг).
Указанные преимущества могут быть реализованы при условии
синхронизации колебаний гетеродина и сигнала с точностью до
фазы, что осуществляет ФАПЧ. При нарушении синхронизации
синхродин теряет усиление, пропорциональное соз(Фс - Фг), фа-
зовую избирательность и, кроме того, возникают помехи в форме
биений с частотой /г - fc.
Синхродин используют в профессиональной связи.
Гетеродинные РПрУ предназначены для приема радиотелеграф-
ных сигналов методом биений, которые возникают вследствие сло-
жения принимаемых колебаний с частотой f. и близких к ним по
частоте колебаний гетеродина /г. После детектирования биений
выделяется тон звуковой частоты F=fc-fT, который и воспроиз-
водит переданные телеграфные сигналы.
Автодинные РПрУ, или автодины, являются частным случаем
гетеродинных РПрУ, в которых гетеродин совмещен с регенера-
тивным УРЧ.
1.7. РПрУ с двойным преобразованием частоты
Двойное преобразование частоты в РПрУ связано с включени-
ем в его состав двух ПЧ и двух УПЧ (рис. 1.11).
Обратимся к частотным диаграммам на рис. 1.12, поясняющим
работу РПрУ с двойным преобразованием частоты. Первую проме-
жуточную частоту выбирают значительно выше второй: j^pl »fnp2.
При этом частота первого зеркального канала/3 К1 =/. + 2Д, имеет
высокое значение и эффективно подавляется в преселекторе. При
/п </пр1 имеем /з к2 =/пр1 - 2/пр2. Напряжение с частотой/зк2 второго
зеркального канала создает помехи радиосигналу лишь в том слу-
чае, если оно попадает на вход второго ПЧ. При этом возможны
Два пути прохождения напряжения с частотой f3,к2.
Первый из них это когда второй зеркальный канал может не-
посредственно проходить через ВЦ, УРЧ, ПЧ1 и УПЧ1. Очевид-
но, что на этом пути напряжение с частотой Уз к2 будет эффектив-
но подавлено.
29
Рис. 1.11. Структурная схема РПрУ с двойным преобразованием частоты
Второй путь состоит в воздействии на вход РПрУ помехи с
частотой Уп =fc + 2/пр, которая во втором ПЧ преобразуется в коле-
бания второго зеркального канала с частотой Tri “Л =7ri ~ Ос +
+ 2/пр2) =/1.К2- В этом случае только УПЧ1 может обеспечить изби-
рательность по второму зеркальному каналу.
Таким образом, в РПрУ с двойным преобразованием частоты
избирательность по первому зеркальному каналу обеспечивается
преселектором, по второму зеркальному каналу — УПЧ1.
При высоких значениях частоты гетеродина на качество радио-
приема может оказывать влияние его нестабильность, на которую
особенно высоко влияние первого гетеродина. Уменьшить влия-
ние нестабильности частоты первого гетеродина можно исполне-
нием гетеродина в виде СЧ с заданным шагом перестройки.
Синтезатор частоты представляет собой устройство для фор-
мирования гармонических колебаний с заданными частотами из
колебаний одного или нескольких опорных генераторов. Он мо-
жет обеспечить стабильность на несколько порядков выше, чем
обычный генератор. Гетеродин в этом случае делают неперестраи-
ваемым и стабилизируют его кварцем. При этом настройку на ча-
стоту принимаемого сигнала осуществляют перестройкой конту-
ров УПЧ1 и Г2 (см. рис. 1.11). Так как частота Г2 значительно меньше
частоты Г1, то и влияние его нестабильности на работу РПрУ
также меньше.
К недостаткам многократного преобразования частоты следует
отнести большое число побочных каналов приема и сложность
РПрУ.
Двукратное преобразование частоты применяется при необхо-
димости значительного (в сотни раз) снижения частоты сигнала,
30
0 fnpl Trip! Jc fl /п Л.К1
I___________1
О Jnp2
АЧХУПЧ1
fa
Лр1
0
Рис. 1.12. Спектральные диаграммы РПрУ с двойным преобразованием
частоты
компенсации отклонений частоты первого гетеродина, тонально-
го приема телеграфных сигналов, организации точной настройки
РПрУ по нулевым биениям, разделения каналов в многоканаль-
ных РПрУ с частотным уплотнением, а также в панорамных РПрУ
и анализаторах спектра. В профессиональной аппаратуре могут ис-
пользоваться РПрУ с многократным преобразованием частоты.
1.8. Инфрадинные РПрУ
В ряде случаев первую промежуточную частоту выбирают выше
максимальной частоты диапазона. РПрУ с двойным преобразова-
нием частоты, осуществляющий первый перенос спектра радио-
сигнала вверх, называется инфрадинным РПрУ, или инфрадином
(рис. 1.13). Поскольку приУпр! »Л.макс частоты зеркального и пря-
Рис. 1.13. Структурная схема инфрадинного РПрУ
31
мого каналов приема лежат существенно выше полосы принима-
емых частот, они могут быть относительно легко подавлены непе-
рестраиваемым широкополосным ФНЧ, который устанавливают
в преселекторе. Часто его дополняют ФВЧ, позволяющим отсечь
также мощную низкочастотную помеху.
Затем высокую промежуточную частоту понижают до необхо-
димого значения последней промежуточной частоты, где обеспе-
чивается избирательность по соседнему каналу. В инфрадинном
РПрУ эффективно разрешается противоречие между требования-
ми к высокой избирательности по зеркальному и соседнему кана-
лам.
Достоинством инфрадина является эффективное подавление
зеркального и прямого каналов приема за счет применения в не-
перестраиваемом преселекторе фильтров высокого порядка. Еще
одно важное достоинство инфрадина состоит в значительном
уменьшении коэффициента перекрытия по частоте первого гете-
родина, что позволяет исключить переключение поддиапазонов,
упростив конструкцию РПрУ. Отсутствие переключателей подди-
апазонов существенно уменьшает время настройки РПрУ на при-
нимаемую частоту, что важно в системах связи. Наконец, непере-
страиваемый преселектор позволяет организовать беспоисковый
прием сигналов, при котором перестраивается только первый ге-
теродин.
Недостаток инфрадина состоит в возможной перегрузке АЭ
широкополосного преселектора посторонними мешающими сиг-
налами. Это требует высокой линейности УРЧ. Кроме того, в ин-
фрадинах предъявляются очень высокие требования к стабильно-
сти частоты высокочастотного гетеродина, которые могут быть
удовлетворены с помощью СЧ.
Инфрадинные РПрУ применяются в профессиональной свя-
зи, а в последние годы — и в радиовещании.
ГЛАВА 2
ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ
2.1. Диапазон рабочих частот
Диапазоном рабочих частот РПрУ называется область возмож-
ных частот настройки РПрУ, в пределах которой обеспечивается
прием радиосигналов. Ширина рабочего диапазона РПрУ оцени-
вается крайними частотами его настройки Томин и _/омакс, а также
коэффициентом перекрытия диапазона ka =
Для обеспечения простоты настройки и сохранения качествен-
ных показателей приема диапазон разбивают на поддиапазоны с
коэффициентом перекрытия z-ro поддиапазона = ЛаксУ/мин?
Максимальное значение kmi ограничено конструктивными воз-
можностями элементов настройки РПрУ. В качестве этих элемен-
тов обычно используются конденсаторы переменной емкости, у
которых максимальная Смакс и минимальная Смин емкости нахо-
дятся обычно в соотношении Смакс/Смин ~ 25... 50, не более. С уче-
том связи частоты настройки /0 = 1/(2jcVZc) с емкостью контура
находим, что к^ = yJCMaKC/C^ - 5...7. Если учесть, что в контур
обычно входят емкость монтажа и другие паразитные емкости, то
kjm < 2...3. При применении для электронной настройки РПрУ
варикапов коэффициент перекрытия будет еще меньше.
2.2. Чувствительность
Чувствительность — это мера способности РПрУ обеспечивать
прием слабых сигналов. Чувствительность РПрУ определяется при
отсутствии внешних радиопомех. Количественно чувствительность
оценивается минимальным уровнем входного сигнала, обеспечи-
вающего заданную выходную мощность при определенных усло-
виях. Различают три вида чувствительности РПрУ: чувствитель-
ность, ограниченную шумами; чувствительность, ограниченную
Усилением; пороговую чувствительность.
Чувствительность РПрУ, ограниченная шумами, — это мини-
мальный уровень сигнала на входе РПрУ при заданном отноше-
нии мощностей (напряжений) полезного сигнала и шума (отно-
Румянцев 33
шение сигнал-шум) и заданном уровне полезного сигнала на вы-
ходе ЛТП. Этот вид чувствительности устанавливает уровень вход-
ного сигнала, ниже которого качество приема считается недопус-
тимым.
Чувствительность РПрУ, ограниченная усилением, определяет-
ся минимальным уровнем радиосигнала на входе, необходимым
для получения заданного уровня на выходе РПрУ. Обратите вни-
мание, что здесь не оговаривается отношение сигнал-шум. Важно
получить на выходе определенный уровень сигнала, как правило,
стандартный, равный 150 или 5 мВт. Очевидно, что чувствитель-
ность, ограниченная усилением, зависит только от коэффициен-
та усиления ЛТП. Этот вид чувствительности не отражает каче-
ство приема и характерен для РПрУ с малым коэффициентом
усиления.
Пороговая чувствительность РПрУ — это минимальный уро-
вень радиосигнала на входе, необходимый для получения рав-
ных уровней полезного сигнала и шума на выходе (отношение
сигнал-шум равно 1). Эту характеристику чувствительности мож-
но применять для сравнения между собой РПрУ с разными трак-
тами усиления и разными требованиями к отношению сигнал-
шум.
Если в РПрУ предусмотрена возможность подключения внеш-
ней антенны, то его чувствительность оценивается как ЭДС сигна-
ла ЕаНТ, наведенная в антенне. Величина еант может выражаться в
микровольтах (милливольтах) или в децибелах относительно 1 мкВ
(дБмкВ). В метровом диапазоне радиоволн применяются антенны,
согласованные с ВЦ. Величина входного сигнала в этом случае
может быть определена как мощность, выделяемая на входном
сопротивлении РПрУ, согласованном с активным сопротивлени-
ем антенны 7?ант. Эта мощность часто измеряется в децибелах отно-
сительно значения 1 пВт и обозначается дБпВт.
Для РПрУ со встроенной магнитной антенной либо внешней
штыревой антенной с заданной действующей высотой Лантд чув-
ствительность выражают в единицах напряженности электромаг-
нитного поля (мВ/м). Зная напряженность поля Еп и Лантд, можно
вычислить ЭДС сигнала, наведенного в антенне: Еант = En/ham.a.
В диапазоне частот до 39 МГц чувствительность РПрУ ограни-
чивается в основном внешними шумами (индустриальными и ат-
мосферными помехами), а в диапазоне СВЧ — собственными
шумами РПрУ и космическими помехами.
Кроме общих существует несколько специальных определений
чувствительности. Так, для приема импульсных сигналов вводят
понятие тангенциальной чувствительности. Под ней понимается
минимальная мощность сигнала, при которой на экране осцил-
лографа можно наблюдать совпадение верхней границы шумовой
полосы при отсутствии сигнала СВЧ с ее нижней границей при
34
его наличии. Тангенциальная чувствительность примерно на 4 дБ
ниже пороговой чувствительности.
Телевизионные РПрУ характеризуются чувствительностью,
ограниченной синхронизацией. Под ней понимается наибольшая
мощность входного сигнала, при которой начинается срыв син-
хронизации развертки телевизора.
2.3. Коэффициент шума и относительная
шумовая температура
Наличие собственных шумов ограничивает возможность уси-
ления слабых сигналов. Внутренние шумы РПрУ при приеме зву-
ковых программ проявляются в виде шипения и беспорядочного
треска, а при визуальном приеме телевизионных изображений —
в виде хаотических светлых точек. Для количественной оценки шу-
мовых свойств РПрУ наибольшее распространение нашли такие
параметры, как коэффициент шума и относительная шумовая тем-
пература.
Коэффициент шума РПрУ представляет собой отношение уров-
ня шума, измеренного на выходе ЛТП при температуре источни-
ка сигнала 293 К, к мощности шума, которая была бы на соответ-
ствующем выходе, если бы источник сигнала был единственным
источником шума.
Коэффициент шума РПрУ всегда больше 1 и только для иде-
ального устройства Ш = 1. Коэффициент шума может быть выра-
жен в децибелах: Ш[дБ] = 10 lgIII[pa3].
Коэффициент шума Ш = ОСШВХ/ОСШВЫХ можно трактовать как
число, показывающее во сколько раз изменяется отношение сиг-
нал-шум при прохождении смеси сигнала с шумом через РПрУ.
Для характеристики РПрУ пользуются понятием относитель-
ная шумовая температура, под которой понимают физическую
температуру в Кельвинах, до которой необходимо нагреть неко-
торое сопротивление, чтобы его номинальная мощность шума стала
равной собственным шумам РПрУ, приведенным к его входу. От-
носительная шумовая температура и коэффициент шума связаны
соотношением
Тш=(Ш-1)Т,
где Т — абсолютная температура источника шума в Кельвинах.
Коэффициент шума характеризует шумовые свойства системы,
состоящей из источника шума и РПрУ, в отличие от относитель-
ной шумовой температуры Тш, которая характеризует только соб-
ственные шумы РПрУ.
35
Если ЛТП представляет собой последовательное соединение
ВЦ, УРЧ, ПЧ и УПЧ, то коэффициент шума РПрУ
Ш = ШВп + Шу-?ч-~- + Шпч-1 +----Щупч-zl---
лРВЦ ЛРВЦЛРУРЧ ЛРВЦЛРУРЧЛРПЧ
где Швц, ШУРЧ, ШПч и Шупч — коэффициенты шума соответ-
ственно ВЦ, УРЧ, ПЧ и УПЧ, а АрВц, Хрурц, ^•рпч и ^т’упч —
коэффициенты усиления (передачи) мощности этих функциональ-
ных узлов.
Для расчета относительной шумовой температуры РПрУ име-
ем
^ш.ПЧ
^ш.УПЧ
7^ _ гг , ^ш.УРЧ _____________ ________________
*Ш.ВЦ ' тгл V V "и V V' V'
ЛРВЦ ЛРВЦЛРУРЧ ЛРВЦЛРУРЧЛРПЧ
Из анализа этих двух выражений можно сделать следующие вы-
воды:
наибольшее влияние на общий уровень шумов РПрУ оказыва-
ет шум преселектора. Это связано с тем, что они усиливаются
всеми последующими каскадами РПрУ;
влияние шумов ПЧ и УПЧ уменьшается пропорционально уве-
личению коэффициента усиления мощности предшествующих
каскадов, поэтому следует стремиться к повышению коэффици-
ента усиления мощности УРЧ;
шумы УПЧ обычно незначительны и в расчетах чувствитель-
ности РПрУ не учитываются;
если УРЧ имеет большое усиление мощности, то шумами пос-
ледующих каскадов РПрУ можно пренебречь.
Коэффициент шума ВЦ Швц = l/A^ при согласовании ис-
точника сигнала (антенны) с РПрУ тем меньше, чем больше ко-
эффициент передачи мощности ВЦ A"pBL[.
Для того чтобы отсечь шумы смесителя, которые значительно
превышают собственные шумы УРЧ, в РПрУ с высокой чувст-
вительностью, ограниченной шумами, применяют УРЧ с АруРЧ =
= 20... 30 дБ. Рассмотрим это на следующем примере.
Предположим, что на вход РПрУ с общим коэффициентом
усиления мощности КР и входным сопротивлением RBX подключен
источник сигнала (антенна) в виде эквивалентного генератора
еист = еант С внутренним сопротивлением R„CT = R3KT. В случае согла-
сования источника сигнала с входным сопротивлением РПрУ,
т.е. Racr = RBin = RBX, его чувствительность, ограниченная шумами,
может быть выражена через амплитуду ЭДС в цепи антенны
£/лант — ^4^ь7,ПЭф/?антОСШвыхШ,
36
или через мощность сигнала на входе
Л вх = = *БГПэфОСШвыхШ,
и«Х>Л у| О «7l|J DD1A ?
4^ант
где къ = 1,39-10-23 Дж/К — постоянная Больцмана.
Для ЛТП с АЧХ А'дтпС/) и коэффициентом усиления на резо-
нансной частоте XnTn(/o) = Ллтпо эффективная (шумовая) полоса
пропускания определяется выражением
Пэф
7 ^лтп (/)
о L ^лтпо
d/.
Например, для однокаскадного УРЧ с полосой пропускания П
по уровню 0,707 ПЭф = 1,57П, а для многокаскадного — = 1,111.
Из приведенных формул видно, что чувствительность РПрУ,
ограниченная шумами, зависит от эффективной полосы пропус-
кания Пэф и коэффициента шума Ш. Если коэффициент усиления
УРЧ значительно больше 1, то рассматриваемая чувствительность
РПрУ не зависит от коэффициентов усиления (передачи) ПЧ и
УПЧ.
2.4. Частотная избирательность
Избирательностью РПрУ называется его способность отличать
полезный радиосигнал от помехи по определенным признакам,
свойственным радиосигналу. В зависимости от характерных отли-
чий радиосигнала от помехи различают амплитудную, времен-
ную, поляризационную, частотную и другие избирательности.
В РПрУ всегда применяют частотную избирательность, если
оно из всех радиочастотных колебаний, действующих на входе,
способно выделить сигнал, соответствующий частоте настройки.
Определяется частотная избирательность по АЧХ РПрУ, кото-
рая представляет собой зависимость коэффициента усиления (пе-
редачи) от частоты принимаемого сигнала и имеет вид, пред-
ставленный на рис. 2.1, а. Коэффициент усиления (передачи) на
частоте настройки РПрУ называется резонансным коэффициентом
усиления (передачи) Ко. Если на входе РПрУ действуют сигналы с
различными частотами, то все сигналы, кроме действующего на
частоте f0, будут ослаблены. Ослабление будет тем больше, чем
Дальше несущая частота сигнала отстоит от резонансной часто-
ты настройки f0 РПрУ. В результате принимаемый сигнал будет
выделен из других колебаний, т.е. осуществится частотная изби-
рательность.
37
Рис. 2.1. Кривые АЧХ (а) и односигнальной избирательности (б) РПрУ
Количественно избирательность оценивается коэффициентом
= .А,
V) K(f) K(JY
где K(f) — коэффициент усиления (передачи) при частотной рас-
стройке А/= |/- Уо1 между частотой принимаемого колебания f и
резонансной частотой настройки f0 РПрУ.
На рис. 2.1, б показана типичная кривая, характеризующая из-
бирательность РПрУ.
Коэффициент избирательности показывает во сколько раз по
сравнению с сигналом ослабляется равная ему по величине поме-
ха при заданной частотной расстройке. Обычно коэффициент из-
бирательности выражается в децибелах:
с[дЕ1 = 2018Тт
Л [J )
= 201g
Ко
= 201g о [раз].
Различают избирательность по зеркальному каналу
<*з.к = „5? ч , или азк[дБ] = 201g = 20lgo3K [раз],
Л (/з.к ) ** (/з.к )
избирательность по соседнему каналу
Ос к = ’ или Пск [дБ1= 20 K^f ) = 20 lgGcK [ра31’
у./ С.К J \J С.К /
38
избирательность по каналу приема на промежуточной частоте
а"р = ’или °пр= 20lgк(} )= 20lg°прtpa3}’
Из формул следует, что избирательность по радиоканалу яв-
ляется количественной оценкой, которая показывает во сколь-
ко раз сигнал канала на входе РПрУ должен быть больше, что-
бы создать на выходе такой же эффект, какой создает при та-
кой же модуляции полезный радиосигнал, на который настро-
ено РПрУ.
Характеристика избирательности, представленная на рис. 2.1, б,
соответствует АЧХ РПрУ только в том случае, если ее измерение
проводилось при подаче на вход одного сигнала с постоянной
амплитудой, не вызывающей нелинейных эффектов в ГТП. По-
этому она называется односигнальной избирательностью.
В действительности на входе РПрУ в любой момент времени
действует множество помех с различными частотами и амплиту-
дами, среди которых находится и принимаемый сигнал. Одновре-
менное действие сигнала и помех на нелинейном элементе РПрУ
может проявиться негативным образом, в том числе:
изменением коэффициентов передачи отдельных каскадов (бло-
кированием);
переносом модуляции помехи на сигнал (перекрестной моду-
ляцией);
взаимной модуляцией между сигналом и несколькими помеха-
ми (интермодуляцией).
В результате уровень помех на выходе РПрУ оказывается боль-
ше, чем об этом свидетельствует характеристика односигнальной
избирательности. Следовательно, односигнальная избирательность
не позволяет в полной мере судить о степени подавления помех в
реальных условиях приема, так как не учитывает нелинейные эф-
фекты в ГТП.
Для более точной оценки влияния помех на избирательные
свойства РПрУ используют многосигнальные методы измерения
избирательности.
Многосигнальная избирательность предусматривает подачу на
вход РПрУ сигнала и помех одновременно. Для оценки избира-
тельности ГОСТ 5651—89 предписывает использовать двухсигналь-
ный метод оценки избирательности, когда на вход РПрУ подают-
ся одновременно два независимых колебания, одно из которых
соответствует помехе.
По АЧХ РПрУ определяют дополнительные параметры, харак-
теризующие такие избирательные свойства РПрУ, как полоса про-
пускания, коэффициент прямоугольности, крутизна ската АЧХ.
39
Полоса пропускания РПрУ — это полоса частот, на границах
которой коэффициент усиления РПрУ от входа до детектора умень-
шается по отношению к наибольшей величине в установленное
число раз. Обычно за это значение принимают 3 или 6 дБ, что
соответствует уровням 0,707 или 0,5.
Идеальной с точки зрения избирательности следует считать
прямоугольную характеристику АЧХ, для которой коэффициент
избирательности равен нулю в пределах полосы пропускания и
бесконечности за ее пределами. Такой характеристике будет соот-
ветствовать идеальная характеристика односигнальной избиратель-
ности (утолщенные линии на рис. 2.1, б). Степень близости реаль-
ной характеристики АЧХ к идеальной оценивается коэффициен-
том прямоугольности кпр = Па/П, который равен отношению ши-
рины полосы пропускания по уровню 3 дБ (или 6 дБ) к ширине
полосы пропускания РПрУ по уровню о. Часто значение а соот-
ветствует уровню 0,1 (-20 дБ) или 0,01 (-40 дБ). Очевидно, что
для идеального РПрУ knp = 1.
Все параметры частотной избирательности РПрУ можно раз-
делить на три группы:
параметры, обусловленные неидеальностью избирательных
цепей в УПЧ;
параметры, обусловленные взаимодействием сильных помех
между собой или с сигналом;
параметры, обусловленные супергетеродинным способом при-
ема.
К первой группе относятся такие параметры, как избира-
тельность по соседнему каналу, полоса пропускания ЛТП, ко-
эффициент прямоугольности АЧХ ЛТП. Ко второй группе от-
носят такие параметры, как коэффициент блокирования, ве-
личина перекрестных и интермодуляционных искажений. К тре-
тьей группе параметров относят избирательности по дополни-
тельным каналам приема. Прежде всего это избирательность по
зеркальному каналу и каналу приема на промежуточной час-
тоте.
2.5. Качество воспроизведения сигнала
Радиоприемник должен воспроизводить на выходе копию пе-
редаваемого сообщения с определенной степенью точности. Од-
нако сигнал в РПрУ проходит через электрические цепи, содер-
жащие линейные и нелинейные элементы, что влияет на форму
сигнала. Изменение формы выходного сигнала по сравнению с
формой входного сигнала, вызывающего изменения качества вос-
произведения передаваемого сообщения, называется искажения-
ми. Различают линейные и нелинейные искажения сигнала.
40
Линейные искажения. Эти искажения обусловлены инерцион-
ностью элементов РПрУ и проявляются в изменении соотноше-
ния амплитуд спектральных составляющих или неравенстве вре-
мени их запаздывания. Различают амплитудно-частотные (частот-
ные) и фазочастотные (фазовые) линейные искажения.
Частотными называют искажения формы сигнала в результате
нарушения закона распределения между его спектральными со-
ставляющими из-за неравномерности усиления составляющих
колебаний спектра сигнала в избирательных цепях. Предполо-
жим, что входной сигнал имеет равномерный спектр в полосе
Пс (см. рис. 2.1, а). Если сигнал с таким спектром пропустить
через узкополосный избирательный тракт РПрУ с характеристи-
кой K(f), т0 это, безусловно, отразится на спектре выходного
сигнала. Составляющие спектра, расположенные близко к несу-
щей частоте f0, будут усилены больше, чем крайние боковые его
составляющие. Это и является причиной частотных искажений при-
нимаемого сигнала. Частотные искажения не возникнут, если ко-
эффициент передачи избирательной цепи в полосе Пс будет не-
изменным.
АЧХ РПрУ с идеальными избирательными цепями должна быть
прямоугольной. Количественно частотные искажения оцениваются
неравномерностью АЧХ по напряжению всего тракта РПрУ, кото-
рая представляет собой зависимость амплитуды t/mc.Bb,x колебаний
сигнала на низкочастотном выходе «с.вых(0 от частоты модуляции FM
входного сигнала мс вх(0 при неизменной настройке РПрУ, ампли-
туде С4с.Вх и коэффициенте модуляции тс входного сигнала. В веща-
тельных РПрУ обычно характеристика нормируется к амплитуде
выходного напряжения на частоте модуляции F1000 = 1 000 Гц:
^н[дБ] = 2016-^7^Ц.
U тс .вых кл ооо)
Частотную характеристику по напряжению всего тракта назы-
вают также характеристикой верности воспроизведения, или кри-
вой верности. Типичная частотная характеристика по напряжению
вещательных РПрУ показана на рис. 2.2. По этой характеристике
при заданной неравномерности ДАН определяют эффективный диа-
пазон (f’H.../’B) принимаемых частот модуляции.
Количественная оценка частотных искажений определяется
коэффициентами частотных искажений, равных отношению ко-
эффициента усиления на частоте модуляции jFjooo к коэффициен-
там усиления на границах эффективного диапазона частот моду-
ляции FH и FB, т.е.
ооо) . 1Z _ ад ооо)
н" ад.) ’ в~ адв) •
41
^н» дБ
Рис. 2.2. Частотная характеристика по напряжению вещательного РПрУ
Коэффициенты частотных искажений могут быть выражены в
децибелах:
Мн [дБ] = 201g ; Мв [дБ] = 201g .
Если определена частотная характеристика, то
Мн [дБ] = -201g[X (FH)]; Мв [дБ] = -20 lg |Х (FB)].
Коэффициент частотных искажений РПрУ на частоте модуля-
ции FM
М [дБ] = Л/вц [дБ] + Л/урц [дБ] + Л/пч [дБ] +
+Л/упч [дБ] + Л/д [дБ] + Л/учм [дБ]
определяется коэффициентами частотных искажений ВЦ Мвц =
= Мвц(7м), УРЧ Мурч - MyP4(FM), ПЧ МПч - Мпч(/м), УПЧ Мупч -
= МУПч(Л«), детектора Мд = и УЧМ Мучм = My4M№)-
Неравномерность усиления в границах полосы пропускания
РПрУ характеризуется параметром оп.
Фазовые искажения обусловлены тем, что при прохождении
через РПрУ различные составляющие спектра сигнала задержива-
ются на разное время. В результате этого искажается форма моду-
лирующей функции. При идеальной ФЧХ Ф(/) в виде линейной
зависимости такие искажения отсутствуют. Для оценки фазовых
искажений в РПрУ используется характеристика группового вре-
, 1 ёф(/)
мени запаздывания тмп =----у-4, являющаяся производной по
2л а/
частоте от ФЧХ. Идеальная характеристика представляет собой пря-
мую, параллельную оси абсцисс. Мерой искажений служит нерав-
номерность характеристики.
42
фазовые искажения не оказывают заметного влияния на слу-
ховой прием монофонического вещания, однако существенно
сказываются на качестве телевизионных программ, нормальной
работе цифровых и ряда других систем.
При телевизионном приеме существенное значение играют пе-
реходные процессы, позволяющие оценивать линейные искаже-
ния импульсных сигналов. Переходной характеристикой РПрУ на-
зывается временная зависимость выходного напряжения мвых(0
при подаче на вход РПрУ напряжения еант(0 в форме радиоим-
пульса (рис. 2.3).
Переходные искажения оценивают отклонением нор-
мированной переходной характеристики h(f) от единичного скачка
напряжения с помощью следующих трех параметров:
времени нарастания (установления) хуст или спада тсп переход-
ной характеристики, в течение которых характеристика h(t) из-
меняется от 0,1 до 0,9 (или наоборот) своего установившегося
значения;
относительного выброса 5, возникающего при переходном про-
цессе;
скалывания вершины импульса Д за время его длительности
^ИМП"
Переходные процессы приводят, например, к появлению мно-
гоконтурности телевизионного изображения, повышению веро-
ятности ошибки при приеме цифровых сигналов.
Нелинейные искажения. Эти искажения характеризуются появ-
лением в спектре выходного сигнала РПрУ гармонических состав-
ляющих, отсутствующих во входном спектре. Причиной возник-
новения нелинейных искажений принято считать наличие в РПрУ
нелинейных элементов (транзисторов, диодов). Искажения фор-
мы сигнала обусловлены нелинейностью ВАХ активного элемен-
та, а также характеристик намагничивания сердечников.
На рис. 2.4 приведен пример возникновения искажений за счет
нелинейной ВАХ активного элемента. Уровень нелинейных иска-
Рис. 2.3. Входное воздействие (а) и переходная характеристика РПрУ (б)
43
Рис. 2.4. Возникновение нелинейных искажений
Спектр
выходного сигнала
жений зависит от амплитуды входного сигнала и коэффициента
его модуляции.
Количественно нелинейные искажения оцениваются коэффи-
циентом общих гармонических искажений РПрУ\
кТ [%] = 100^г2+^гз+'" + ^-п'
Umri
где UmTi — амплитуда i-й гармоники на выходе РПрУ.
Общий коэффициент гармонических искажений РПрУ, состо-
ящего из п функциональных узлов, определяется суммой коэф-
фициентов гармонических искажений узлов:
п
/=1
2.6. Динамический диапазон
Величина сигнала на входе РПрУ может изменяться в очень
широких пределах. Уровень сигнала изменяется в зависимости от
расстояния между РПрУ и передающей станцией или условиями
распространения в среде. Пределы изменения уровня входных сиг-
налов, при которых обеспечивается допустимая потеря информа-
ции, содержащейся в полезном сигнале, называют динамическим
44
диапазоном сигнала. Он оценивается отношением наибольшего зна-
чения сигнала к наименьшему и выражается в децибелах:
ДДс[дБ] = 201ё^^.
^'/ИС.МИН
РПрУ обладает значительным коэффициентом усиления, по-
этому большие значения амплитуды входного сигнала могут при-
вести к нелинейному режиму его работы. В результате появятся
паразитные каналы приема, а параметры РПрУ изменятся. Ис-
ключить это можно, если динамический диапазон входного сиг-
нала укладывается в пределах линейного участка амплитудной
характеристики РПрУ, которая представляет собой зависимость
амплитуды сигнала на выходе устройства от амплитуды сигнала
на его входе. Реальная АХ РПрУ совпадает с идеальной лишь на
некотором участке. При этом наибольшие отклонения наблю-
даются в областях, соответствующих самым слабым и самым
сильным входным сигналам, что может быть объяснено следу-
ющим.
Во-первых, при наличии на входе РПрУ сигналов очень ма-
лого уровня в выходном сигнале преобладает составляющая, обус-
ловленная шумами РПрУ. Следовательно, между входным и вы-
ходным сигналами нарушается соотношение прямой пропор-
циональности, а амплитудная характеристика описывается нели-
нейной функцией и процесс приема сигналов сопровождается
более или менее заметными нелинейными искажениями.
Во-вторых, поскольку АЭ, входящие в состав РПрУ, имеют
нелинейные ВАХ, то при воздействии на вход РПрУ сигналов
значительного уровня мгновенные значения токов, протекающих
в цепях отдельных электродов, и напряжений на этих электродах
могут выходить за пределы линейных участков статических харак-
теристик. В результате функциональная зависимость, связываю-
щая амплитуды входного и выходного колебаний, становится не-
линейной.
Следствием этого процесса является возникновение нелиней-
ных искажений принимаемого сигнала. Очевидно, что они наи-
более заметно проявляются при приеме сигналов значительного
Уровня.
Для возникновения нелинейных искажений наиболее благо-
приятные условия существуют в последних функциональных уз-
лах РПрУ, в которых происходит усиление сигналов большого
Уровня и, следовательно, заметно сказывается влияние нелиней-
ности статических характеристик АЭ. На практике нелинейные
Искажения, обусловленные работой первых каскадов РПрУ, столь
Малы, что ими можно пренебречь.
45
Динамический диапазон РПрУ — отношение максимального
уровня входного сигнала в полосе пропускания РПрУ к чувстви-
тельности. Он должен быть не уже динамического диапазона сиг-
нала ДДС, составляя 30...60 дБ и более. Очевидно, что для расши-
рения динамического диапазона РПрУ необходимо улучшать чув-
ствительность и повышать эффективность АРУ. Регулировка уси-
ления первых каскадов РПрУ позволяет уменьшить их коэффици-
енты усиления, обеспечивая изменение амплитуды выходного
сигнала в меньшее число раз по сравнению с изменением ампли-
туды входного сигнала.
ГЛАВА 3
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКА
3.1. Назначение и классификация ВЦ
Входной цепью радиоприемника называют часть РПрУ, связыва-
ющую антенну (антенно-фидерную систему) с входом первого
каскада, которым может быть УРЧ, ПЧ или детектор. ВЦ пред-
назначена для предварительного выделения принимаемого сигна-
ла из всей совокупности колебаний, поступающих в антенну, и
для передачи энергии полезного сигнала к входу первого каскада
с наименьшими потерями и искажениями.
В зависимости от вида антенны ВЦ классифицируют на цепи,
работающие с ненастроенной и настроенной антеннами. По диа-
пазону волн различают ВЦ километрового и метрового диапазо-
нов, в которых используются контуры с сосредоточенными пара-
метрами. В ВЦ дециметрового и миллиметрового диапазонов при-
меняются коаксиальные, полосковые, микрополосковые и объем-
ные резонаторы.
По числу избирательных элементов ВЦ делятся на одно- и двух-
контурные, а по способу связи с антенной и нагрузкой — на ВЦ
с непосредственной, автотрансформаторной, трансформаторной,
емкостной и комбинированной связью.
Таким образом, ВЦ может быть представлена пассивным ли-
нейным четырехполюсником, состоящим из одного или несколь-
ких контуров, выделяющих принимаемый сигнал. При этом ВЦ
может быть настроена на фиксированную частоту или перестраи-
ваться в пределах заданного диапазона.
3.2. Параметры и характеристики ВЦ
Количественная оценка свойств конкретной ВЦ и их сравне-
ние со свойствами других вариантов осуществляются с помощью
системы следующих параметров и характеристик.
Коэффициент передачи напряжения ВЦ К = К (jm) представля-
ет собой отношение напряжения йн = йвых на нагрузке (на входе
следующего каскада) к ЭДС ёант в антенне. Модуль коэффициента
47
передачи К= |К(/<о)| будет максимальным при совпадении несу-
щей частоты сигнала .4 с резонансной частотой ВЦ^.
Полоса пропускания ВЦ П представляет собой полосу частот, в
пределах которой коэффициент передачи напряжения понижает-
ся до значения, допустимого с точки зрения требований к равно-
мерности прохождения через цепь составляющих частотного спек-
тра радиосигнала.
Избирательность ВЦ о характеризует уменьшение коэффици-
ента передачи К при частотной расстройке Д/по сравнению с его
значением при резонансе Ко.
ВЦ призвана обеспечить предварительную фильтрацию помех
и избирательность РПрУ по побочным каналам приема. При су-
пергетеродинном приеме радиосигналов ВЦ должна прежде всего
ослаблять помеху зеркального канала (А/ = 2/пр) и канала приема
на промежуточной частоте (Д/= |_/о -Лр|). При этом ослабление на
границах полосы пропускания не должно превышать допустимого
уровня. Входная цепь РПрУ прямого усиления должна ослаблять
помехи, создаваемые соседними станциями.
Если РПрУ рассчитано на дискретную настройку, то должна
обеспечиваться настройка на любую частоту заданного диапазона
Томин •••Томакс- Диапазонные свойства ВЦ оцениваются коэффициен-
том перекрытия ка =/оМакс//оМИн-
3.3. Обоснование структуры ВЦ
Для предварительного подавления помех в ВЦ включается ЧИС.
На обобщенной структурной схеме ВЦ (рис. 3.1) показаны напря-
жения, действующие на входе £/вх и на выходе (нагрузке) t7H = t/Bblx
цепи. Коэффициент передачи ЧИС Кчнс = U-JU\ определяется на-
пряжениями, действующими на ее входе Ц и выходе йг.
Так как ненастроенная антенна представляет собой цепь с рас-
пределенными параметрами, то ее сопротивление ZaHT = + yLYaHT
зависит не только от частоты принимаемого радиосигнала, но и
от метеорологических условий. Например, за счет изменения тем-
пературы окружающей среды меняются геометрические размеры
антенны. При колебаниях от ветра меняется расположение прово-
дов антенны до окружающих предметов. Все это приводит к изме-
нениям параметров антенны. Для вещательных РПрУ допустимым
считается изменение емкости антенны на ± 50 %. При сильной связи
ЧИС с антенной это вызывает его расстройку и изменение формы
его АЧХ. Так как РПрУ должно быть рассчитано для работы с
различными антеннами, то эту расстройку ЧИС невозможно ком-
пенсировать заранее.
48
Антенна
Входная цепь
Нагрузка
/а.ц = Еаит/^а.ц ^а.ц^:в.ант Ui~ mUm U^— -АГциС^Л UH — Uma — nU2
Рис. 3.1. Обобщенная структурная схема ВЦ
Подключение нагрузки может также приводить к изменению
параметров ЧИС. Вносимое активное сопротивление увеличивает
потери контуров системы, что приводит к уменьшению коэффи-
циента передачи, расширению полосы пропускания и ухудше-
нию избирательности ВЦ. Вносимое реактивное сопротивление
приводит к изменению настройки ВЦ. Помимо этого параметры
нагрузки зависят от режима работы аппаратуры и могут изменяться,
например, за счет старения или при замене АЭ в период эксплуа-
тации РПрУ. В связи с этим подключение антенны и нагрузки к
ЧИС осуществляется через специальные элементы согласования с
коэффициентами связи соответственно тип. Как выше было от-
мечено по способу связи избирательной системы с антенной (фи-
дером) и нагрузкой (входом АЭ) цепи классифицируются на ВЦ
с трансформаторной, автотрансформаторной, емкостной и ком-
бинированной связью (рис. 3.2).
При трансформаторной связи величины т и п являются коэф-
фициентами трансформации (см. рис. 3.2, а):
йх м й„ м
т = -Л- = —; п = -£ = —,
^ВХ Дс UK Ц,
где М — взаимная индуктивность между катушками.
Для характеристики степени связи между катушками при транс-
форматорной связи ЧИС вводится понятие конструктивного ко-
эффициента связи ксв = значение которо-
го лежит в пределах 0,1... 0,5.
В случае автотрансформаторной связи (см. рис. 3.2, б) коэффи-
циенты включения
121 = _ Д:в.н М
+ Дгв.ант + Д:В н
49
Виды связи антенны с ЧИС
Ui
Рис. 3.2. Виды связи ЧИС с антенной и нагрузкой
Виды связи ЧИС с нагрузкой
|«4х
определяются индуктивностью катушки LK = Ц + £св и взаимной
индуктивностью Ммежду частями катушки. Если коэффициент связи
ксв между секциями катушки близок к 1, то коэффициент т равен
отношению количества витков NCB в секции с индуктивностью LCB
к числу витков А всей контурной катушки £к, т.е. т = NCB/N.
И, наконец, при емкостной связи (см. рис. 3.2, в) коэффици-
енты связи контура с антенной и нагрузкой рассчитываются по
формулам
Ск + Ссв ант Ск + Ссв н
Антенна совместно с отнесенным к ней комплексным сопро-
тивлением ZCB ант = Л:в.ант + У^св.ант Элемента СВЯЗИ КОНТура С ЭН-
тенной образуют антенную цепь (а.ц). На обобщенной структур-
ной схеме ВЦ (см. рис. 3.1) показан ток /а ц = £aHT/Zau антенной
цепи с комплексным сопротивлением
7
^а.ц
— ZaHT + ZCB ант — RBm + ^св.ант + J (ZaHT
св.ант) ~ ^а.ц + У-^Са ц.
Заметим, что при непосредственном подключении антенны к
ЧИС или при автотрансформаторной связи между антенной и кон-
туром параметры антенны и антенной цепи идентичны.
50
Структурная схема ВЦ, приведенная на рис. 3.1, является уни-
версальной в том смысле, что к ней можно свести любую конк-
ретную схему ВЦ радиоприемника.
3.4. Анализ одноконтурной ВЦ
В связи с тем что в диапазонных РПрУ используется большое
число перестраиваемых контуров (ВЦ, УРЧ, гетеродин), то с уче-
том трудностей их сопряжения ЧИС обычно выполняют в виде
одного контура. В простейшем случае ЧИС представляет собой па-
раллельный контур LKC (рис. 3.3). Перестройка контура в диапазо-
не рабочих частот осуществляется с помощью конденсатора пере-
менной емкости С.
В обобщенной структурной схеме одноконтурной ВЦ отражено
наличие паразитных емкостей контура — эквивалентной емкости
монтажа См и собственной емкости катушки CiK. Суммарная ем-
кость ненагруженного контура определяется выражением Ск = CiK +
+ С + См. Реальные потери в ненагруженном контуре учтены актив-
ной проводимостью (7К.
Одноконтурные ВЦ отличаются способами связи контура с
антенной и нагрузкой. В то же время методика анализа и соотно-
шения для оценки качества работы ВЦ не зависит от вида связи
контура с антенной и нагрузкой. Это позволяет проанализировать
только ВЦ с автотрансформаторной связью контура с антенной и
нагрузкой, распространив затем полученные результаты на дру-
гие ВЦ.
На обобщенной эквивалентной схеме ВЦ с автотрансформа-
торными связями контура с антенной и нагрузкой (рис. 3.4, а)
Антенна Одноконтурная входная цепь Нагрузка
^а.п~егт/^,а.и
UK — tnUm
йа=пйк
Рис. 3.3. Обобщенная структурная схема одноконтурной ВЦ
51
a
— /И (7а#ц+ Gjc + "2GH
в
Рис, 3.4. Обобщенная (а), приведенная (б) и упрощенная (в) эквивалент-
ные схемы ВЦ с автотрансформаторными связями контура с антенной и
нагрузкой
антенная цепь представлена генератором тока /а ц = ёант / Zau =
= £антКц с ПРОВОДИМОСТЬЮ
Вход первого АЭ вместе с цепями смещения представлен ком-
плексной проводимостью Гн = Gh + В схеме использована двой-
ная автотрансформаторная связь контура с антенной и нагрузкой
с коэффициентами включения индуктивности т и п.
52
Подключив к зажимам контура эквивалентный генератор тока
уэкв = /и/а.ц и пересчитанные в контур проводимости антенной
цепи /м2Ка.ц = m2Gaa + у/и2Вац и нагрузки л2Ун = n2G„ +jn2B„, при-
ходим к схеме замещения нагруженного контура ВЦ (рис. 3.4, б).
Комплексная эквивалентная проводимость нагруженного кон-
тура (рис. 3.4, в)
^ЭКВ = ^ЭКВ j^3KB = ^экв(1 *" У^) (3.1)
определяется активной (резистивной)
^экв = УК,™ = + GK + «2б!н (3.2)
и реактивной
Вэкв = соСэкв--= т2ВЛЛ1 + (аСк-----+ п2Вн (3.3)
С0У<экв СОУ^
составляющими, зависящими от параметров антенной цепи и
нагрузки.
Обобщенная расстройка = B3KJG3KB частоты источника вход-
ного гармонического колебания f и резонансной частоты настройки
контура Jo связана с эквивалентной добротностью контура £)экв
соотношением
^бэкв
СО
СОо СО ,
(3.4)
Поскольку напряжение на контуре
= ^зкв — ^^а.ц _ ^ИЛэкв^ант *
к Пкв с,кв(1+у$) Л.ц 1+уС
то комплексный коэффициент передачи ВЦ определяется выра-
жением
Сант Ёант ^а.ц 1 У^
Формула (3.5) определяет АЧХ и ФЧХ ВЦ:
тгтт; <3-6)
|^а.ц J yl + S
53
<р = -arctg^ - arctg
(3.7)
k Ra.u J
На резонансной частоте настройки РПрУ f=f0 реактивная со-
ставляющая эквивалентной проводимости нагруженного контура
Дкв становится равной 0. При емкостном характере реактивных со-
ставляющих проводимостей антенной цепи Вл ц = 2л/'Са ц и нагрузки
Вк = 2л/Сн из условия ВЭКй =m22nf0Ca.ll +2nf0CK -- +n22itf0CH =0
находим, что
Дс (w^Ca.u + Qc + )
Из формулы(3.8) следует, что резонансная частота настройки
ВЦ определяется не только емкостью ненагруженного контура Ск,
но и пересчитанными в контур емкостями антенной цепи т2Сал1 и
нагрузки л2Сн.
С учетом формулы (3.6) резонансный коэффициент передачи
ВЦ может быть рассчитан по формуле
= mnR^ = тп 1 @
|^а.цо| |^а.цо| ^экв
где |Za u0| — модуль комплексного сопротивления антенной цепи
на резонансной частоте настройки контура /=f0.
Заметим, что значения резонансного коэффициента передачи
ВЦ Kq могут превышать 1, достигая 1,5... 10. Это обеспечивается
трансформирующими свойствами ВЦ и не связано с усилением,
свойственным АЭ.
Частотная избирательность ВЦ определяется резонансной кри-
вой следующим соотношением:
*'« _т(А) «(/о) |^»| /ГТу ,, |Г)
°-Т(7)-т(/) л(Л |z,n„|1/1+5 <310)
При малых расстройках Д/= |Jo ~/|, например для оценки из-
бирательности ВЦ по соседнему каналу, соотношение (3.10) пре-
образуется к виду
<5 = Ф+£>2
f2Q3KBA/V
(З.П)
54
совпадающему с уравнением частотной характеристики одиноч-
ного контура.
В случае достаточно больших расстроек при оценке избиратель-
ности ВЦ по зеркальному каналу целесообразно полагать, что
Полоса пропускания ВЦ П по уровню 0,707 при настройке на
частоту Jo определяется эквивалентной добротностью 0ЭКВ или эк-
вивалентным затуханием d3KB нагруженного контура:
П = = /о^экв- (3.12)
Уэкв
Соотношения и формулы (3.1)...(3.12) являются общими для
любой схемы ВЦ, учитывающими возможную частотную зависи-
мость сопротивления антенной цепи Za ц и коэффициентов связи
контура с антенной т и нагрузкой «.
3.5. Выбор связи контура с антенной
и нагрузкой
Проведенный анализ одноконтурных ВЦ показывает сильную
зависимость показателей качества цепи от параметров элементов
связи контура с антенной т и нагрузкой п. Сформулируем требо-
вания к выбору коэффициентов связи контура с антенной т и
нагрузкой п в РПрУ.
Выбор оптимальной связи из условия допустимого расширения
полосы пропускания ВЦ с ненастроенной антенной. При построе-
нии ВЦ в диапазоне умеренно высоких частот целесообразно обес-
печить максимальную избирательность до первого усилительного
каскада. Поэтому возникает задача выбора коэффициентов связи
контура с антенной т и нагрузкой п из условия допустимого рас-
ширения полосы пропускания конструктивно выполнимого ко-
лебательного контура.
Из преобразованной формулы (3.9)
% _ тп 1
° w2Ga.u + GK + n2GH |Za ц0|
(3.13)
следует, что коэффициент связи контура с антенной т оказывает
на резонансный коэффициент передачи Ко двойное влияние. При
уменьшении значения т падает доля энергии, передаваемой от
антенны в контур (числитель выражения), но одновременно кон-
тур меньше шунтируется проводимостью антенной цепи (?ац (зна-
55
менатель выражения). Аналогично влияние коэффициента связи
контура с нагрузкой п.
Введем обозначение для допустимого расширения полосы про-
пускания нагруженного колебательного контура
_ Qk _ ^экв
Пк Оэкв GK
где Пк и QK — полоса пропускания и добротность ненагруженного
контура.
Согласование контура с ненастроенной антенной и нагрузкой
в целях передачи максимально возможной мощности (энергии)
от источника сигнала в нагрузку обеспечивается при выполнении
равенства
+ = (3.14)
Таким образом, при оптимальном согласовании относитель-
ные вклады антенной цепи m2GaAl и нагрузки и2(?н в расширение
полосы пропускания (ухудшение избирательности) должны быть
одинаковыми. При этом
^опт ~
^опт —
/G3KB-GK |р-1)Ск.
/ 2(7ац у 2Gau
|G3KB-GK _ l(^~i)GK
2GH у 2GH
(3.15)
а резонансный коэффициент передачи
(3.16)
При отклонении в 2 раза коэффициента связи от своего опти-
мального значения резонансный коэффициент передачи ВЦ умень-
шается не более чем на 20 % от своего максимального значения.
Таким образом, для максимальной передачи мощности от источ-
ника сигнала в нагрузку не требуется высокой точности согласо-
вания контура с ненастроенной антенной и нагрузкой.
В то же время при отклонении в 2 раза коэффициента связи от
своего оптимального значения эквивалентное затухание (доброт-
ность) изменяется в 4 раза. Это означает, что если в режиме со-
гласования полоса пропускания ВЦ получается большой, а изби-
56
рательность — недостаточной, то без заметного уменьшения ре-
зонансного коэффициента передачи напряжения указанные па-
раметры можно улучшить за счет уменьшения значений коэффи-
циентов связи.
В вещательных РПрУ могут применяться антенны с параметра-
ми, отличающимися от стандартных значений, поэтому исполь-
зование оптимальной связи с антенной в таких РПрУ могло бы
привести к недопустимым расстройкам контура ВЦ относительно
других контуров РПрУ. Чтобы этого не произошло, для получения
относительно большого коэффициента передачи и хорошей изби-
рательности значение коэффициента связи антенной цепи с ко-
лебательным контуром берется меньше оптимальной величины
(3.15), или даже выбирается из условия т < тот/2.
Выбор связи из условия согласования сопротивления настроен-
ной антенны с контуром при заданной полосе пропускания ВЦ. В
диапазоне метровых и более коротких длин волн РПрУ соединя-
ется с антенной с помощью фидера, длина которого соизмерима
с длиной волны принимаемого сигнала. При отсутствии согласо-
вания фидерной линии с антенной и с входом РПрУ на ее концах
возникают многократные отражения сигнала, что приводит к ис-
кажению передаваемой информации. Кроме того, происходит па-
дение мощности сигнала на входе РПрУ, поэтому при работе с
настроенной антенной (антенно-фидерным трактом) применяет-
ся режим согласования источника сигнала (приемного фидера) с
колебательным контуром ВЦ.
Поскольку сумма всех проводимостей постоянна: G3KB = DGK,
то условию согласования соответствует выполнение равенства
m2GaM=GK+n2GH =^, (3.17)
откуда
^согл
^согл
^,кв-2(7к _ 1(П-2)СК
2G„ у 2GH
(3.18)
Подставляя выражения (3.18) в формулу (3.13), находим резо-
нансный коэффициент передачи для рассматриваемого случая:
г- _ 1 | ^экв 2(7к ц
Омаке л л/ л
V ^экв
]_ lD-2Ga,u
2 у D G„
(3.19)
57
При высокодобротном контуре GK « G3KB два условия согласо-
вания контура с антенной цепью и нагрузкой (3.14) и (3.17) сво-
дятся к одному: m2Gau = n2GH = G3Ka/2. При этом формулы (3.15) и
(3.18) преобразуются к виду
/??опт
^опт
— и? — ^экв
— '“согл ~ 2С?а.ц
= И = /.^-КВ
'*согл ч/
DGK '
\ 2<7ац
DGK
2GH '
При этом резонансные коэффициенты передачи ВЦ (3.16) и
(3.19) стремятся к своему предельному значению:
(3.20)
определяемому лишь параметрами антенной цепи и нагрузки.
Выбор связи из условия согласования сопротивления настроен-
ной антенны с контуром без ограничений на полосу пропускания
ВЦ. В диапазоне высоких частот используются главным образом
настроенные антенны. В этих условиях стремление обеспечить при
согласовании фиксированную полосу пропускания теряет смысл.
Для согласования антенны с нагруженным контуром без ограни-
чений на полосу пропускания потребуется также выполнение ус-
ловия (3.17), а коэффициенты связи контура с антенной и на-
грузкой должны выбираться следующими:
^согл
6?а.ц
^СОГЛ “ 1> ^СОГЛ —
^СОГЛ ~ 1
^а.ц ~GK
GH
при (7ац > GH ;
при Сн > (7ац > GK.
(3.21)
3.6. Диапазонные свойства ВЦ умеренно
высоких частот
Под диапазонными свойствами ВЦ подразумевают зависимости
резонансного коэффициента передачи и избирательности от час-
тоты настройки в заданном рабочем диапазоне. Количественную
оценку диапазонных свойств ВЦ можно получить из выражений
(3.9) и (3.10) при учете частотных зависимостей входящих в их
58
состав элементов. Действительно, эквивалентное сопротивление
^груженного контура Аэкв = рк£?экв определяется характеристи-
ческим сопротивлением рк и эквивалентной добротностью 0ЭКВ.
Если контур настраивается изменением индуктивности катуш-
ки LK, то удобно пользоваться формулой рк = 1/(<в0Ск)> так как в
этом случае формула имеет только одну переменную величину —
(00. При настройке РПрУ индуктивностью характеристическое со-
противление контура изменяется обратно пропорционально час-
тоте. При перестройке контура емкостью удобнее использовать фор-
мулу Рк = <ооАк, устанавливающую линейную зависимость характе-
ристического сопротивления от частоты настройки РПрУ.
Таким образом, при плавной настройке РПрУ изменением ем-
кости конденсатора (варикапа) для анализа диапазонных свойств
ВЦ удобно пользоваться формулой
г - тп „ т п - тп 2л/о4
Л0 ---------|®0^кУэкв “FJ-------1~-------•
|-^а.ц0| |А.цо| “экв
(3.22)
ВЦ с трансформаторной связью контура с ненастроенной антен-
ной. Перестройка контура в диапазоне рабочих частот осуществля-
ется с помощью конденсатора переменной емкости С (рис. 3.5).
Подстроечный конденсатор Сп обеспечивает требуемый коэффи-
циент перекрытия, подстраивая начальную емкость схемы и уста-
навливая тем самым требуемую максимальную частоту диапазона
Рис. 3.5. Схемы ВЦ с трансформаторной связью контура с антенной и
нагрузочным каскадом на БТ (а) и на ПТ (б)
59
рабочих частот при заводской регулировке РПрУ. Кроме того, под.
строечный конденсатор компенсирует неизбежные технологиче-
ские разбросы емкостей схемы.
На частотах настройки РПрУ, близких к минимальной гранич-
ной частоте диапазона_/омин, подстроечный конденсатор оказыва-
ет относительно слабое влияние. Для компенсации технологиче-
ского разброса емкости переменного конденсатора и индуктив-
ности катушки контура в области частот, близких к минимальной
граничной частоте диапазона, служит сердечник катушки LK из
ферритового материала.
Согласование колебательного контура с антенной осуществля-
ется с помощью катушки связи £свант » £ант, которая включена
последовательно в цепь антенны. Ток антенной цепи протекает
через катушку связи £св.ант и образует вокруг нее высокочастотное
магнитное поле. Силовые линии поля, пересекая витки катушки
контура LK, наводят в ней ЭДС. Если частота ЭДС совпадает с
резонансной частотой контура, то напряжение на контуре макси-
мально. Разделительный конденсатор Ср исключает протекание
через контурную катушку LK постоянного тока.
УРЧ на ПТ подключается в контур ВЦ полностью: л = 1 (см.
рис. 3.5, б), а УРЧ на БТ, имеющий, как правило, большую вход-
ную проводимость, связывается с контуром ВЦ частично (см. рис.
3.5, а).
Эквивалентная схема ВЦ с трансформаторной связью контура
с ненастроенной антенной и автотрансформаторной связью с
нагрузкой приведена на рис. 3.6. Из ее сопоставления со структу-
рой ВЦ, показанной на рис. 3.1, видно, что антенная цепь в ис-
следуемой схеме включает антенну и катушку связи Асвант. В со-
противлении антенной цепи R^ ц = R^m + RL^ помимо активной
составляющей сопротивления антенны Лант учтено также сопро-
тивление потерь катушки связи R^. Емкость антенной цепи
С, „ = Сант + С, слагается из емкости антенны Сант и собственной
емкости катушки связи CLa.
Рис. 3.6. Эквивалентная схема ВЦ с трансформаторной связью контура с
ненастроенной антенной и автотрансформаторной связью с нагрузкой
60
Между катушками связи и контура действует взаимная индук-
ция М. В схеме со стороны антенны коэффициент трансформации
tn = MlLK.
Реальные потери в контуре учтены введением активной прово-
димости GK. В схеме показаны эквивалентная емкость монтажа GM
и собственная емкость катушки контура Q .
Использование разделительного конденсатора Ср большой ем-
кости обеспечивает свободное прохождение высокочастотных ко-
лебаний в нагрузку, что позволяет не включать его в эквивалент-
ную схему цепи.
Нагрузка представлена параллельным соединением резистора
с проводимостью GH и конденсатора с емкостью Сн. Для высоко-
частотных колебаний источник питания имеет ничтожно малое
сопротивление. В связи с этим для схемы ВЦ с ВТ проводимость
нагрузки GH = СгВХТр + (7б1 + Сб2 слагается из входной проводимости
транзистора (?вхлр и проводимостей G61 = 1/Д51 и G62 = 1/Лб2 базо-
вого делителя (см. рис. 3.5, а). Для схемы ВЦ с ПТ (см. рис. 3.5, б)
G„= G3 = 1/R3. При автотрансформаторном подключении контура
к нагрузке с коэффициентом включения п в контур вносятся транс-
формированные проводимость n2GH и емкость п2С„.
Эквивалентная схема ВЦ представляет собой два связанных
контура. Антенная цепь имеет фиксированную настройку на резо-
нансную частоту:
u 2^Д.цСа.ц
Поскольку антенная цепь расстроена относительно контура,
то в ней на частоте настройки контура f0 преобладает реактивное
сопротивление
где £ац = £ант + £св.ант — индуктивность антенной цепи.
Расчет параметров ВЦ может быть проведен по формулам
(3.8)...(3.12) при условии, что собственная емкость контура Ск =
= с+ см +cLk.
С учетом сделанных допущений преобразуем формулы (3.10) и
(3.22) к виду
О = К0=п-¥------!----Q3KB. (3.23)
|М М1-(Л.ц//о)2
61
После преобразованния из полученных выражений (3.23) вид-
но, что диапазонные свойства ВЦ зависят от соотношения AuZ/o-
Рассмотрим возможные случаи.
Случай 1. Собственная частота антенной цепи превышает верх-
нюю частоту диапазона ,4 ц > _/омакс. Такой режим получил название
режима укорочения антенной цепи, так как собственная длина вол-
ны цепи Ха.ц = 2лс/соаи = c/fau оказывается меньше длины волны
настройки контура Хо = 2лс/<в0 = c/fo-
Антенная цепь имеет емкостной характер: Za u = 1 / ycooQu- Ре-
зонансный коэффициент передачи резко возрастает с частотой
настройки потому, что с увеличением частоты одновременно уве-
личивается эквивалентное сопротивление контура 7?экв и ток
Л.цо s МСа.цёант в антенной цепи.
При /а2ц »/омакс находим, что |2а.цО| = 1/((ВоСац)=1/(2л/оСа.ц).
Отсюда
^0 ~ Т г */экв*
Ла.ц Уа.ц
(3.24)
Следовательно, напряжение на выходе ВЦ оказывается про-
порциональным квадрату частоты настройки (сплошная линия на
рис. 3.7, на котором показана зависимость резонансного коэффи-
циента передачи ВЦ с трансформаторной связью контура с нена-
строенной антенной от частоты настройки). Линия в пределах ра-
бочего диапазона частот представляет собой геометрическое мес-
то вершин резонансных характеристик контура, образуемое при
его перестройке.
Режим укорочения
Режим удлинения
Рис. 3.7. Зависимость резонансного коэффициента передачи ВЦ с транс-
форматорной связью контура с ненастроенной антенной от частоты
настройки
62
Неравномерность по частотному диапазону резонансного ко-
эффициента передачи ВЦ с трансформаторной связью контура с
антенной в режиме укорочения антенной цепи получается боль-
шой. Управляя резонансной частотой антенной цепи, можно из-
менять неравномерность коэффициента передачи ВЦ в диапазоне
рабочих частот. Например, можно увеличить резонансную частоту
антенной цепи. При этом резонансный коэффициент передачи в
пределах рабочего диапазона частот JoM(IH.../jMaKC становится более
равномерным, но меньшим по величине.
На рис. 3.7 штрихпунктирной линией показана частотная зави-
симость тока антенной цепи, а штриховой линией — резонансно-
го сопротивления нагруженного контура. Видно, что при настройке
ВЦ на разные частоты следует учитывать изменение тока антен-
ной цепи.
Случай 2. Собственная частота антенной цепи ниже мини-
мальной частоты диапазона Уз ц < ^мнн — режим удлинения антенной
цепи. Резонансный коэффициент передачи при этом меняется не
так резко, как в случае 1. Действительно, антенная цепь при f0 </ЛЛ1
имеет индуктивный характер: |Zau0| = у<ОоД.ц, а ток антенной цепи
А.цо ~ Ёант/(/«>оЛ.ц) обратно пропорционален частоте, что частич-
но компенсирует увеличение эквивалентного сопротивления кон-
тура Яэкв (см. рис. 3.7).
При выполнении условия /а2ц « /£1ИН из формул (3.23) сле-
дует, что
Ко = nQ3KeM / (3.25)
Практически полной взаимной компенсации указанных зави-
симостей не получается. Так, в случае применения ВТ в последу-
ющих каскадах (см. рис. 3.5, а) необходимо учитывать падение с
ростом частоты настройки эквивалентной добротности контура
из-за вносимого затухания. Приемлемую равномерность резонан-
сного коэффициента передачи (изменение не более чем на 50 %)
удается получить при выборе индуктивности катушки связи, удов-
летворяющей условию fA ц = (О,5...О,7)Уомин.
Незначительное изменение резонансного коэффициента пере-
дачи по диапазону при работе на удлиненную антенну определи-
ло наибольшее распространение этого варианта построения ВЦ. В
определенных случаях режим удлинения антенной цепи реализу-
ется за счет включения дополнительного конденсатора Судл (см.
рис. 3.5, б).
Случай 3. Собственная частота антенной цепи находится внут-
ри рабочего диапазона частот РПрУ /омин < fa ц < />макс. При этом
наблюдается резкая и немонотонная зависимость коэффициента
передачи по диапазону. Поэтому в вещательных РПрУ, работаю-
63
Рис. 3.8. Эквивалентная схема ВЦ с трансформаторной связью контура с
ненастроенной антенной и емкостной связью с нагрузкой
щих на длинных и средних волнах, такой режим работы не ис-
пользуется.
ВЦ с емкостной связью контура с нагрузкой. В схемах таких ВЦ
(рис. 3.8) напряжение на контуре делится емкостным делителем,
составленным результирующей емкостью Ск = С + См + + С„
контура и емкостью конденсатора связи Ссвн контура с нагрузкой.
Для того чтобы связь антенны с контуром была слабой, емкость
конденсатора связи должна удовлетворять условию Ссв н » Ск.
При перестройке контура конденсатором переменной емкости
С коэффициент деления емкостного делителя меняется:
п =
1
Ск
С
'“'СВ.Н
в\>Ск
°>оСсв н
®0^"*Ссв.н
В полученном выражении учтено, что при резонансе сопротив-
ления реактивных элементов контура равны между собой: <OqCk =
= 1/®о4-
Рассмотрим ВЦ в режиме укорочения антенной цепи. Подста-
вив выражение для коэффициента связи п контура с нагрузкой в
формулу (3.24), видим, что резонансный коэффициент передачи
(з.2б)
-Нс ^св.н
уже не зависит от частоты настройки соо.
В приведенном варианте ВЦ постоянство резонансного коэф-
фициента передачи (3.22) обеспечивается компенсацией нерав-
номерности передачи сигнала от антенны к контуру неравномер-
ностью передачи от контура к нагрузке.
ВЦ с емкостной связью контура с нагрузкой используется при
большом входном сопротивлении последующего каскада.
ВЦ с автотрансформаторной связью с антенной и нагрузкой. Схема
ВЦ с двойной автотрансформаторной связью контура с ненаст-
роенной антенной и нагрузкой (рис. 3.9) обычно применяется при
64
рис. 3.9. Схема ВЦ с автотрансформаторными связями контура с нена-
строенной антенной и нагрузкой
работе РПрУ от штыревых антенн. Коэффициенты включения ин-
дуктивности т ~ Ьсвгт/Ьк и п~ £св н/£к определяются индуктивно-
стями частей катушки контура, включенных параллельно входам
антенны £св.ант и нагрузки £св.н. Так как 7<.B.aHT = 0 и Усв ант = 0, то
модуль сопротивления антенной цепи на резонансной частоте оп-
ределяется параметрами антенны |zau0| = ^RaHT + (1/<ОоСант )2.
ВЦ с емкостной связью контура с антенной. В таких схемах (рис.
3.10) контур соединен с антенной через конденсатор связи Ссв ант.
Чтобы параметры антенны мало влияли на настройку контура,
емкость конденсатора связи должна быть малой (5...30 пФ).
Общая емкость антенной цепи Сац последовательной цепи из
емкостей эквивалента антенны Сат и конденсатора связи Ссвант
также должна быть малой и практически равной Ссв ант, а реактив-
ное сопротивление 1/<вСсв ант должно быть значительно больше Аант.
При этом т = 1, Асваит = 0 и |Za.„| = Хс8.ант = 1/соСсв.ант. Отсюда
следует, что резонансный коэффициент передачи
Kq — ИИо^'св.ант ДсОэкв (3-27)
прямо пропорционален емкости конденсатора связи Ссвант и эк-
вивалентной добротности нагруженного контура 0ЭКВ.
Рис. 3.10. Схема ВЦ с емкостной связью контура с ненастроенной антен-
ной и с автотрансформаторной связью с нагрузкой
3 Румянцев
65
Квадратичная зависимость от частоты резонансного коэффи-
циента передачи ВЦ с емкостной связью контура с антенной объяс-
няется тем, что в диапазоне рабочих частот как полное сопротив-
ление антенной цепи, так и эквивалентная проводимость контура
уменьшаются обратно пропорционально частоте.
Таким образом, применение ВЦ с емкостной связью контура
с ненастроенной антенной ограничивается значительной нерав-
номерностью резонансного коэффициента передачи в диапазоне
частот и поэтому рекомендуется при растянутых поддиапазонах
работы РПрУ.
ВЦ с комбинированной связью контура с антенной. На рис. 3.11
приведена принципиальная схема ВЦ с комбинированной связью
контура с ненастроенной антенной и ее диапазонные свойства.
Для получения равномерного резонансного коэффициента пере-
дачи ВЦ в РПрУ с переменной настройкой широко используется
взаимная компенсация неравномерности. В таких РПрУ передача
сигнала от антенны к контуру осуществляется двумя путями: че-
рез конденсатор связи Ссвайт и за счет магнитной связи между
катушками связи Асвант и контура LK. При правильной фазировке
катушек напряжение сигнала, передаваемое через емкость связи
Ссв.аНт, будет суммироваться с напряжением, передаваемым через
индуктивную связь.
Очевидно, целесообразно комбинировать емкостную связь (кри-
вая 1 на рис. 3.11, б) с индуктивной связью (кривая 2) в режиме
удлинения антенной цепи. Тогда уменьшение коэффициента пе-
редачи к концу диапазона за счет трансформаторной связи будет
компенсироваться (кривая 3) его возрастанием за счет емкост-
ной. При тщательной настройке схемы можно получить практи-
чески постоянный по диапазону резонансный коэффициент пе-
редачи.
При смене направления витков одной из катушек либо при
перемене концов их подключения коэффициент передачи, напро-
Рис. 3.11. Принципиальная схема ВЦ с комбинированной связью конту-
ра с ненастроенной антенной (а) и ее диапазонные свойства (б)
66
рис. 3.12. Схема двухконтурной ВЦ
тив, будет отличаться очень большой неравномерностью (кривая
4 на рис. 3.11, б).
В режиме удлинения антенная цепь имеет индуктивный харак-
тер. Поскольку Ссвант «Сант и Лант «£св ант, то резонансный коэф-
фициент передачи ВЦ
Ко = «7^—1------------мбэкв + «^Ссв.ант42экв (3.28)
Л:в.ант |1-(®а.ц/®о) |
равен сумме коэффициентов при трансформаторной (3.23) и ем-
костной (3.27) связях.
Как следует из формулы (3.28), емкостная связь антенны с кон-
туром увеличивается с ростом частоты настройки, что ведет к
увеличению вносимых в контур потерь и, как следствие, к ухуд-
шению избирательности по зеркальному каналу на высокочастот-
ном участке диапазона. Наилучшие результаты с точки зрения рав-
номерности диапазонных свойств ВЦ с комбинированной связью
контура с антенной получаются при^ц = (О,8...О,85)УоМин-
Двухконтурные ВЦ. В РПрУ должна быть обеспечена высокая
избирательность для улучшения электромагнитной совместимо-
сти и достаточная полоса пропускания для малых искажений по-
лезного сигнала. В высококачественных РПрУ эти противоречивые
требования не всегда может удовлетворить одноконтурная ВЦ.
Применение двухконтурной ВЦ гарантирует более высокую из-
бирательность и хорошую равномерность диапазонных свойств в
заданном диапазоне приема. Однако коэффициент передачи двух-
контурной ВЦ меньше, а главное — уровень шума больше, чем в
одноконтурной.
Для постоянства полосы пропускания двухконтурной ВЦ (рис.
3.12) связь между контурами выбирают так, чтобы коэффициент
связи изменялся примерно обратно пропорционально частоте.
Этого можно достичь, применяя комбинированную связь между
контурами — внутриемкостную Ссв] и внешнеемкостную Ссв2.
Для определения резонансного коэффициента передачи Ко надо
в формулах (3.24) и (3.25) заменить добротность Q3KB на резонан-
сный коэффициент передачи К^о частотно-избирательной системы.
67
3.7. Входные цепи с магнитной антенной
Главная особенность ВЦ с магнитной (ферритовой) антенной
состоит в том, что антенная цепь одновременно является и кон-
туром. Это позволяет принять |Д.Ц| = mL* и т = 1. Катушка индук-
тивности контура LK наматывается непосредственно на стержень
ферритовой антенны.
На рис. 3.13 показаны возможные варианты схем ВЦ с магнит-
ной (ферритовой) антенной с различными способами подключе-
ния к нагрузке.
Недостаток схемы ВЦ с трансформаторной связью контура с
нагрузкой через катушку £свн (см. рис. 3.13, а) в том, что в ней
образуется паразитный резонансный контур £Св.нСистр, на частоте
настройки которого /пар = 1 / 2nyjLbBlfCBX.Tp увеличивается уровень
помехи.
Автотрансформаторная связь контура с нагрузкой через часть
катушки £св н (см. рис. 3.13, б) может быть реализована, если точ-
но известны проводимости GH и GK.
В схеме ВЦ с емкостной связью контура с нагрузкой через
конденсатор Ссв н (см. рис. 3.13, в) коэффициент передачи для по-
мех монотонно убывает с ростом частоты. Кроме того, эта схема
не имеет паразитных настроек.
Х1/1Е4 \1/ИЛ
а б
Рис. 3.13. Схемы ВЦ с магнитной (ферритовой) антенной при трансфор-
маторном (а), автотрансформаторном (б), емкостном (в) и трансфор-
маторно-емкостном (г) способах подключения контура к нагрузке
68
В том случае, когда требуется обеспечить постоянство парамет-
ров ВЦ, связь контура с нагрузкой (см. рис. 3.13, г) выбирается
через элементы £св н и Ссв н. При повышении частоты настройки
связь с нагрузкой в этом случае уменьшается, что позволяет ста-
билизировать избирательность.
Напряжение на выходе ВЦ Цвых = л^мапЛитлСэкв определяется
напряженностью магнитного поля £магн и действующей высотой
антенны Лантд, убывая от начала к концу диапазона рабочих час-
тот РПрУ.
Для максимальной передачи мощности сигнала в нагрузку не-
обходимо обеспечить согласование сопротивления антенной цепи
и нагрузки GK = n2G„. При выполнении этого условия эквивалент-
ная добротность контура в 2 раза меньше собственной, а следова-
тельно, хуже и избирательность РПрУ.
3.8. Входные цепи метрового диапазона
Входные цепи РПрУ метровых волн, как правило, работают на
одной фиксированной частоте при настроенной антенне, облада-
ющей чисто активным сопротивлением Ram. Если оно равно вол-
новому сопротивлению фидера рфид, то антенна присоединяется к
фидеру непосредственно, в других случаях — через СЦ. При этом
антенна вместе с фидером эквивалентна генератору ЭДС ёант с
внутренним сопротивлением Ram.
Режим работы таких ВЦ удобно характеризовать коэффициен-
том использования номинальной мощности КР = Ры/Ркоы, кото-
рый выражается через номинальную мощность антенно-фидер-
ной системы Рном = 0,25е^,ант//^нт и мощность, развиваемую на
активной составляющей проводимости нагрузки Рн = U2HGH. Меж-
ду коэффициентами передачи напряжения Кд и мощности КР су-
ществует следующая связь:
^=4^o4^ht- (3-29)
Вследствие малого коэффициента перекрытия УКВ-диапазона
ВЦ проектируется как неперестраиваемый контур с полосой про-
пускания несколько большей, чем диапазон принимаемых частот.
Для обеспечения режима согласования антенно-фидерной систе-
мы с входом РПрУ необходимо обеспечение равенства на фикси-
рованной частоте или на средней частоте диапазона волнового
сопротивления фидера активному входному сопротивлению РПрУ.
В этих условиях стремление обеспечить при согласовании фикси-
рованную полосу пропускания (эквивалентную проводимость) те-
Ряет значение.
69
Для согласования антенны с нагруженным контуром без огра-
ничений на полосу пропускания должно выполняться условие
(3.17). Подставляя в (3.9) значение эквивалентной проводимости
6ЭКВ = 1/Лэкв = получаем формулу
1
к — _________
0 2т |Za u|Ga u
(3.30)
для расчета резонансного коэффициента передачи.
Наиболее универсальная схема ВЦ РПрУ, работающего в диа-
пазоне метровых волн, с трансформаторной связью с антенной
показана на рис. 3.14, а. В этой ВЦ проводимость антенной цепи
определяется параметрами как фидера, так и элемента связи кон-
тура с антенной:
г* _ Рфид
Ua ц ~ 2 ( Т \2 ’
Рфид (®0 Агв.ант )
(3.31)
Рассогласование создает искажение при приеме телевизион-
ных сигналов и многоканальных широкополосных сообщений в
виде повторного сигнала на входе РПрУ. Установлено, что резо-
нансный коэффициент передачи при условии рфид = <х>0Асвант До-
стигает максимального значения. При этом согласно (3.31) про-
водимость антенной цепи составит Gau = 0,5/рфид.
б
Рис. 3.14. Схемы ВЦ РПрУ метрового диапазона
70
Трансформаторная связь позволяет сделать вход РПрУ симмет-
ричным. Однако наряду с приемом сигнала антенной будет при-
ниматься паразитный сигнал линией как элементом антенны со
0сех направлений. Токи, наводимые электромагнитным полем не-
посредственно в проводах фидера, замыкаются в катушке связи
£ ант и взаимно компенсируются. Однако наличие паразитной ем-
костной связи между катушками связи £свант и контура может
нарушить компенсацию этих токов, создав падение напряжения
на входе первого каскада. Для устранения этого явления, называ-
емого антенным эффектом, применяют электростатический эк-
ран между катушками в виде изолированных между собой прово-
лок, один конец которых соединяют вместе и заземляют на шасси
РПрУ- При такой конструкции экран уменьшает паразитную ем-
кость, практически не нарушая передачу полезного сигнала из
фидера в контур. Применение экрана позволяет на 20...40 % пода-
вить воздействие синфазных наводок.
Наконец, для настройки ВЦ на частоты до 300 МГц индуктив-
ность и емкость контура должны быть малыми. В связи с этим ка-
тушка имеет всего лишь 5...20 витков, а в качестве емкости могут
использоваться емкости монтажа, входная емкость АЭ и межвит-
ковая емкость катушки.
Схема ВЦ для вещательного РПрУ диапазона УКВ показана на
рис. 3.14, б. Вследствие малого коэффициента перекрытия (1,1... 1,3)
в этой схеме можно отказаться от перестройки контура и произ-
водить согласование на центральной частоте.
Схема с двойной автотрансформаторной связью контура при-
меняется на частотах до 300 МГц при использовании несиммет-
ричного фидера (рис. 3.14, в). Для этой схемы
Ка=п/2т. (3.32)
Схему с двойной емкостной связью контура применяют в тех
случаях, когда требуется повысить резонансную частоту ВЦ (рис.
3.14, г). Контур, образованный индуктивностью LK и емкостями
связи Ссв ант и Ссв н, настраивается на рабочую частоту изменением
индуктивности с помощью сердечника. Результирующая емкость
С = Ссв.антСсв.н/(ССв.ант + Ссв.н) меньше, чем в контурах, где емкости
включены параллельно и суммируются. Коэффициенты включе-
ния т = С/Ссв ант и п = С/Ссв н, причем т + п = 1.
Что касается изменений избирательных свойств и резонансно-
го коэффициента передачи в диапазоне рабочих частот для РПрУ
с настроенными антеннами, то они незначительны. К основным
причинам этого можно отнести практическую независимость про-
водимости антенны от частоты, небольшой коэффициент пере-
крытия (1,1... 1,3) рабочего диапазона, рост с увеличением час-
тоты резонансного сопротивления контура и входной проводимо-
сти АЭ следующего каскада.
71
3.9. Способы перекрытия заданного диапазона
рабочих частот
Плавную перестройку контура в заданном диапазоне частот чаще
всего осуществляют изменением емкости контура (рис. 3.15) либо
геометрических размеров резонатора на СВЧ.
При настройке конденсатором переменной емкости Ск (см. рис.
3.15, а) полоса пропускания Пк = f0/<2K и эквивалентное резонан-
сное сопротивление RK = 1/GK = (ОоДсСк контура пропорциональны
частоте.
Коэффициент перекрытия диапазона
_ Урмакс _ 1^-к.макс
/омин V ^к.мин
(3.33)
может оказаться настолько широким, что потребуется разбить его
на поддиапазоны. Переход с одного поддиапазона на другой осу-
ществляется с помощью переключателя S скачкообразным изме-
нением индуктивности контура (см. рис. 3.15, б). В качестве пере-
ключателя S применяются герконы, ПТ, р/л-диоды. Продолжи-
тельность перестройки контура составляет десятые и даже сотые
доли секунды.
Таким образом, процесс настройки РПрУ распадается на вы-
бор нужного поддиапазона переключателем 5 и изменение часто-
ты настройки колебательного контура внутри поддиапазона ем-
костью Ск.
В РПрУ, имеющих два диапазона, для их переключения часто
применяются катушки с отводами (рис. 3.16). Недостатками при-
менения катушек с отводами являются взаимозависимость настрой-
ки каждого диапазона, невозможность подстройки контура ин-
дуктивностью и влияние свободной части катушки на ее работаю-
щую секцию.
Действительно, пусть в процессе эксплуатации или ремонта
РПрУ потребуется изменить емкость подстроечного конденсатора
Сп1, включенного для подгонки начальной емкости контура на
s
L3
б
в
а
Рис. 3.15. Способы настройки РПрУ конденсатором переменной емкости
72
рис. 3.16. Схема применения катушки с отводами для переключения диа-
пазонов РПрУ
диапазоне СВ. Это неизбежно изменит начальную емкость конту-
ра диапазона ДВ и потребует соответствующей регулировки емко-
сти подстроечного конденсатора Сп2. Кроме того, настройку РПрУ
в этом случае необходимо начинать с наиболее коротковолнового
диапазона, что не всегда удобно. По этой же причине невозможно
подстраивать контур индуктивностью, так как на каждом диапа-
зоне, как правило, требуется определенное положение подстраи-
ваемого сердечника. В положении 2 (см. рис. 3.16) переключателя S
(работа в диапазоне СВ) верхняя часть катушки £К1 остается сво-
бодной; она образует вместе с собственной и монтажной емко-
стями колебательный контур, частота которого может лежать в
диапазоне рабочих частот нижней секции. Этот контур будет от-
бирать большую часть энергии от основного контура на частотах,
близких к собственной частоте. Применение секционированных
катушек с магнитными сердечниками усиливает вредное влияние
свободных секций, так как сердечник увеличивает связь между
секциями.
Все эти недостатки отсутствуют у схемы переключения диапа-
зонов посредством подключения различных контуров (см. рис. 3.15,
в). В этой схеме можно применять катушки с магнитными сердеч-
никами, что сокращает размеры контуров, повышая их доброт-
ность. Поэтому этот метод переключения диапазонов имеет наи-
большее распространение.
Пусть диапазон рабочих частот РПрУ разбит на поддиапазоны с
постоянной разностью граничных частот /0/макс -/>,мин = Д/пд,- = Д/щ-
В этом случае коэффициент перекрытия поддиапазонов
г. _ Ур/макс _ I , 4/пд
Лпд ~ f — 1 + f
Л/мин /О/мин
Уменьшается при переходе к верхним поддиапазонам. Достоин-
ством такого разбиения является одинаковая плотность настрой-
ки (число станций на деление шкалы) во всех поддиапазонах.
73
При разбиении на поддиапазоны с одинаковым коэффициен-
том перекрытия требуется меньшее число поддиапазонов, чем прц
разбиении диапазона рабочих частот РПрУ на поддиапазоны с
постоянной разницей граничных частот. При этом ширина каждо-
го поддиапазона Д4,,- = Jo,MaKC -Jo/мин = (^пд - О/о/мин возрастает с
увеличением частоты _/о,мин, следовательно, увеличивается и плот-
ность настройки.
В вещательных РПрУ коэффициенты перекрытия диапазонов
примерно одинаковы (кроме диапазона УКВ), а число каналов в
диапазонах ДВ, СВ и КВ соответственно равно 15, 120 и 900. Плот-
ность настройки в диапазоне ДВ невелика, а в диапазоне КВ —
насыщена.
Решение проблем настройки РПрУ, связанных с плотностью и
плавностью настройки, отпадает при использовании в качестве
гетеродина высокостабильного СЧ с дискретной установкой ча-
стоты.
3.10. Входные цепи с электронной настройкой
В диапазонных РПрУ настройку ВЦ на заданную частоту сиг-
нала Jo удобно осуществлять электронными методами, основан-
ными на управлении (по постоянному напряжению или току)
режимом нелинейных реактивных элементов. Наибольшее распро-
странение получили схемы перестройки частоты с варикапами.
Варикап позволяет реализовать изменение величины емкости кон-
тура примерно в 2...5 раз.
Достоинства электронного способа настройки РПрУ варика-
пом следующие:
высокая скорость перестройки;
отсутствие механических контактов в цепях контура;
высокая устойчивость по отношению к климатическим и меха-
ническим воздействиям;
отсутствие микрофонного эффекта;
возможность достижения высокой избирательности преселек-
тора посредством применения необходимого числа синхронно
перестраиваемых контуров;
возможность реализации необходимого закона изменения на-
стройки;
введение систем запоминания кодов предварительных настро-
ек, автопоиска, программного управления частотой настройки
РПрУ без применения сложных механических устройств;
простота реализации дистанционного управления настройкой-
Варианты включения варикапов в контур с ручной настройкой
показаны на рис. 3.17. Напряжение управления поступает от
стабилизированного источника питания через делитель напряже-
74
a
рис. 3.17. Схемы вариантов включения варикапа в контур РПрУ
ния Лрег со скользящим контактом. Резистор R, определяющий
сопротивление нагрузки ВЦ, нужен для уменьшения шунтирую-
щего действия на контур цепи управления настройкой РПрУ. Его
сопротивление выбирают больше резонансного сопротивления
контура. Конденсатор Сбл (см. рис. 3.17, б) блокирует цепь управ-
ления варикапом для токов, частота которых лежит в полосе про-
пускания контура.
Поскольку варикап является элементом контура, на него дей-
ствуют колебания сигнала и помех. С ростом уровня высокочас-
тотных колебаний емкость варикапа возрастает, изменяя частоту
настройки контура и его коэффициент передачи. Уход частоты
настройки контуров приводит к нарушению сопряжения конту-
ров преселектора и гетеродина, а также к возникновению пара-
зитной AM при приеме ЧМ-сигнала. При воздействии достаточно
мощной модулированной помехи возникают перекрестные иска-
жения, ухудшающие избирательность РПрУ.
Ослабить нелинейные эффекты можно, применяя балансные
цепи с последовательным встречным включением двух варикапов
в сигнальную цепь (см. рис. 3.17, б). При этом приращения емкос-
тей р—«-переходов варикапов при воздействии сигнала будут иметь
противоположные знаки и изменение емкости контура будет не-
значительным. Однако общая емкость при последовательном
встречном включении двух варикапов будет в 2 раза меньше, чем
в схеме, приведенной на рис. 3.17, а.
3.11. Фильтры помех
Для дополнительного подавления помех и сигналов побочных
каналов приема на промежуточной fnv или любой фиксированной
частоте Д в РПрУ применяют режекторные фильтры (рис. 3.18).
В схеме, приведенной на рис. 3.18, а, селекция помех с часто-
той Д осуществляется с помощью параллельного Лф1 Сф1 или пос-
ледовательного £ф2Сф2 колебательных контуров. Из-за бесконеч-
ного сопротивления параллельного контура и нулевого сопротив-
75
Рис. 3.18. Схемы включения фильтров в РПрУ
ления последовательного контура на резонансной частоте /ф ко-
лебания помехи не попадают на вход АЭ.
Более эффективное подавление помех обеспечивает схема вклю-
чения фильтра, показанная на рис. 3.18, б. Емкости конденсаторов
Сф1 и Сф2 выбираются равными: Сф1 = Сф2 = Сф. Контур настроен
на частоту
f =-L М-
ф 2^1^'
Напряжение колебаний с частотой f0 на входе ВЦ равно 0. Это
обеспечивается при выборе сопротивления резистора Лф для со-
блюдения условий равенства амплитуд колебаний на резисторе Яф
и конденсаторе Сф2 при фазовом сдвиге этих напряжений на 180°.
Следует учитывать, что фильтры ухудшают шумовые свойства
ВЦ, требуя снижения их собственных потерь.
3.12. Входные цепи СВЧ
Минимальная емкость эквивалентного контура ограничена
емкостью монтажа, катушки и нагрузки. С увеличением частот на-
стройки необходимо уменьшение индуктивности контура. Кроме
конструктивных трудностей (уже в метровом диапазоне волн ка-
тушки имеют всего по 5...20 витков) это ведет к снижению ха-
рактеристического сопротивления контура и увеличению потерь в
контуре на излучение из-за поверхностного эффекта. В дециметро-
вом диапазоне волн [10... 100 см (300...3000 МГц)] эту проблему
удается решить только при применении ЧИС в виде отрезков длин-
ных линий.
Рассмотрим связь параметров колебательной системы в виде
отрезка линии передачи с параметрами резонансного £С-контура.
76
£ак известно из теории длинных линий, входное сопротивление
отрезка линии длиной /л с волновым сопротивлением рл, нагру-
женного на произвольное сопротивление ZH, описывается соот-
ношением
*7 * 4- 2л/п
^вх = рл ; 2пГ'
л
Если линия короткозамкнутая, т. е. ZH = 0, то
7 - in Y - ctr
•^bx — УРлЩ л > •* вх — Cig
Л рл Л,
Из полученных выражений следует, что короткозамкнутая ли-
ния длиной /л = Z/4 эквивалентна по своим параметрам парал-
лельному контуру.
Для реализации колебательной системы к разомкнутому концу
отрезка линии подключается конденсатор С^, укорачивающий гео-
метрическую длину резонатора (рис. 3.19, а). При этом распреде-
ление напряжения вдоль резонатора при /л < Z./4 близко к линей-
ному закону. Это обстоятельство упрощает расчет коэффициентов
включения т = /св.аНт/4 и п = /св н//л при двойной автотрансформа-
торной связи.
Из соотношения |УВХ (jcoq )| = —-ctg-^^- = (ПцСук определим дли-
Рл "О
ну укороченного резонатора с помощью внешней сосредоточен-
ной емкости:
1 ^0 4. 1
= v-arctg—-----.
2л (ОцСукрл
Характеристическое сопротивление контура с четвертьволно-
вым резонатором рк = 4рл /л = сооДкв = 1/<йоСэкв определяется эк-
вивалентными емкостью Сэкв и индуктивностью £экв контура. При
этом собственная добротность контура QK = лрл/27?л обусловлена
сопротивлением потерь отрезка линии R„.
Эквивалентные схемы ВЦ метрового и дециметрового диапа-
зонов волн идентичны, поэтому будут верны и все полученные
Ранее соотношения.
Для реальных резонаторов СВЧ собственная добротность коле-
бательного контура лежит в пределах 200...400. При количествен-
ных оценках параметров ВЦ это обстоятельство позволяет не учи-
тывать собственную проводимость контура. Следовательно, про-
77
a
Рис. 3.19. Схемы ВЦ РПрУ в диапазоне СВЧ на отрезке фидера (а)
и МПЛ (б)
цесс согласования антенны с контуром сводится к выполнению
только одного условия, а именно
^а.ц — ^н-
Согласно формуле (3.32) выбор т = 1 и п = yjGail/GH при Сац <
< G„ или п = 1 и т = yjGH/GaAl при Ga ц > Gn обеспечивает предель-
ный резонансный коэффициент передачи ВЦ Хопред = 0,5^Gau/GH.
При этом с учетом формулы (3.29) номинальный коэффициент
передачи мощности ВЦ КР = 1, что свидетельствует о том, что ВЦ
СВЧ при сделанных допущениях является идеальным согласую-
щим трансформатором.
В сантиметровом диапазоне волн широко используются ВЦ на
полосковых и микрополосковых линиях. На рис. 3.19, б показана
схема ВЦ на отрезке МПЛ передачи с автотрансформаторной свя-
зью с нагрузкой и трансформаторной связью с антенной посред-
ством несимметричного экранированного кабеля.
Возможность создания фильтров на отрезках линий, играющих
роль реактивных элементов, базируется на том, что отрезок ли-
нии длиной /л < Х/4 эквивалентен индуктивности или емкости,
если он соответственно короткозамкнут или разомкнут на конце.
При длине 1Я = Х/4 или /л = Х/2 такой отрезок эквивалентен резо-
нансному параллельному или последовательному контуру в зави-
симости от длины и граничных условий на конце МПЛ.
3.13. Согласующие цепи
Для повышения помехоустойчивости радиоприема в диапазоне
СВЧ антенну располагают в месте, удаленном от РПрУ, осуществ-
ляя канализацию принятой энергии экранированным фидером.
78
Чтобы избежать резонансных яв-
лений в фидере и потерь энер-
j-ци, вызванных отражением ее
от нагрузки, в фидере необходи-
мо создать режим бегущей вол-
ны. Д'151 максимальной отдачи
мощности в нагрузку помимо
Рис. 3.20. Схема П-образной согла-
сующей цепи
I выполнения этого требования
должны быть соблюдены еще два у ш ц
условия: равенство нулю реак-
танса антенно-фидерной системы и равенство активного сопро-
тивления антенны волновому сопротивлению питающего фидера.
Непосредственное подключение нагрузки с комплексным со-
противлением ZH = 7?н + jXn к генератору (антенне или подводя-
щей линии) с комплексным сопротивлением Zr = Вг + jXr, как
правило, не является оптимальным с точки зрения достижения
большого коэффициента передачи мощности и малого КСВ. По-
этому между генератором и нагрузкой включают согласующую цепь
(СЦ), обеспечивающую согласование на входе и/или выходе.
Рассмотрим П-образную СЦ, схема которой приведена на рис.
3.20, состоящую из реактивных элементов У] = уД, У2 = jB2 и
Y2 = jBy и предназначенную для согласования генератора с комп-
лексной проводимостью Уг = 1/ZT = Gr + jBr с нагрузкой с прово-
димостью Ун = 1/ZH = GH + jBH на заданной частоте f0.
Условием передачи максимальной мощности в нагрузку явля-
ется согласование комплексной входной проводимости Увх =
= &вх + JBbx. с сопряженной комплексной проводимостью генера-
тора Y* =Gr - JBr. Из условия Увх = Уг* следует, что GBX = Gr и
Дх = ~ВГ. Напомним, что коэффициент передачи и избиратель-
ность СЦ принимают максимальные значения при В2 + В2 = -Вн.
Следовательно, для согласования генератора и нагрузки парамет-
ры реактивных элементов СЦ должны быть
В2 - ±y/GrGH; Bi - -Br - В2
Знак «плюс» и «минус» в выражении для В2 указывает на реа-
лизацию элемента У2 в виде соответственно конденсатора или ка-
тушки индуктивности.
На резонансной частоте модуль коэффициента передачи на-
пряжения СЦ
йг 2Тед|2г(/0)| 24g^r? + x}'
79
3.14. Ферритовые вентили и циркуляторы
Для уменьшения неравномерности АЧХ и стабилизации КСВ в
ВЦ СВЧ применяют вентили и циркуляторы, свойства которых
неодинаковы при изменении направления передачи сигнала. Ба-
зовым элементом, на основе использования которого формиру-
ются циркуляторы и вентили, является микрополосковый ферри-
товый У-циркулятор (рис. 3.21).
Y-циркулятор представляет собой симметричное тройниковое
соединение МПЛ на подложке из феррита, находящегося в по-
стоянном магнитном поле Но, перпендикулярном подложке. От-
резки МПЛ 1, 2, 4 длиной Х0/4 называются плечами циркулятора
и располагаются под углом 120°, образуя тройник. Между собой
плечи циркулятора соединяются круглым пленочным диском (под-
ложкой) 3 диаметром D. Под диском со стороны заземленной пла-
стины установлен постоянный магнит 5 в форме цилиндра.
При отсутствии магнитного поля (Яо = 0) У-циркулятор обла-
дает свойствами обыкновенного 120-градусного тройника. При на-
личии поля Но из-за взаимодействия магнитного поля сигнала с
намагниченным ферритом распределение поля в области диска
изменяется. На границе диска и одного из плеч напряженность
поля сигнала становится очень малой. В результате оказывается,
что мощность сигнала, подведенная, например, к плечу 1, почти
вся выходит из плеча 2, лишь незначительно ответвляясь в плечо
4, которое таким образом является изолированным. Теперь уст-
ройство обладает невзаимными свойствами: мощность, поданная
в плечо 2, выйдет из плеча 4, а плечо 1 будет изолированным.
Направление прохождения сигнала от одного плеча циркуля-
тора к другому обозначают стрелкой. Для схемы, приведенной на
рис. 3.21, последовательность
Рис. 3.21. Схема микрополоскового
ферритового У-циркулятора
такого прохождения соответ-
ствует 1-2-4-1. При изменении
направления поля Но на проти-
воположное последовательность
прохождения сигнала с малыми
потерями станет также противо-
положной: 1-4-2-1.
На основе микрополосково-
го У-циркулятора строятся фер-
ритовые вентили и многоплеч-
ные циркуляторы (рис. 3.22).
Вентиль представляет собой
устройство для подачи сигнала
в нужном направлении и исклю-
чения обратного влияния на-
грузки на вход. Ферритовый вен-
80
Рис. 3.22. Схема ферритового вентиля (а) и циркулятора с четырьмя пле-
чами (б)
тиль является невзаимным устройством с двумя плечами (вход-
выход), характеризующимся малыми потерями от входа к выходу
и большим затуханием при его обратном прохождении.
У-циркулятор превращается в вентиль (см. рис. 3.22, а), когда
одно из его плеч нагружают на согласованную нагрузку. Основное
достоинство вентиля заключается в том, что импеданс его вход-
ного плеча 1 (см. рис. 3.22, а) почти не зависит от импеданса
нагрузки, подключенной к его выходному плечу 2. Это обусловле-
но тем, что практически вся мощность, отраженная от нагрузки
плеча 2, в силу свойств циркулятора проходит в согласованную
нагрузку плеча 3, где и поглощается ею. К входному плечу 1 прохо-
дит только малая часть отраженной от нагрузки плеча 2 мощности,
обусловленная конечностью развязки плеч 2— 1 циркулятора.
Ферритовые вентили используют в тех случаях, когда требует-
ся исключить влияние одного элемента на работу другого, напри-
мер влияние источника сигнала или нагрузки на параметры уси-
лителя, влияние нагрузки на работу гетеродина.
На основе У-циркулятора конструируют циркуляторы с че-
тырьмя плечами (см. рис. 3.22, б). Если в этом циркуляторе плечо 3
нагрузить на согласованную нагрузку, то устройство будет пред-
ставлять собой последовательное соединение У-циркулятора и
вентиля. В таком виде его используют в качестве антенного пере-
ключателя РЛС. При этом радиопередатчик подключают к плечу 4,
антенну — к плечу 1, а радиоприемник — к плечу 2. Важным дос-
тоинством такого переключателя является взаимная развязка между
радиопередатчиком, радиоприемником и антенной. Заметим, что
при идентичных У-циркуляторах потери между плечами 7 и 2 в 2
раза больше потерь между плечами 4 и 7.
3.15. Устройства защиты РПрУ СВЧ
Защита МШУ или смесителя от перегрузки и повреждения
Мощными сигналами СВЧ необходима в РПрУ РЛС, на вход ко-
81
торых всегда просачивается часть мощности импульсного пере-
датчика. Эта мощность во многих случаях лежит в пределах от со-
тен ватт до единиц киловатт в импульсе, что значительно прево-
сходит уровни мощности, допустимые для нормальной работы
полупроводниковых элементов первых каскадов большинства РПрУ
(обычно десятки или сотни милливатт в импульсе). Для защиты
РПрУ чаще всего используют газовые разрядники и ограничители
мощности на полупроводниковых диодах.
Газовый разрядник представляет собой прибор, предназначен-
ный для создания в месте его расположения режима, приближен-
ного к короткому замыканию в случае превышения порогового
уровня мощности колебаний СВЧ. Разрядник вносит затухание до
60 дБ для сигнала высокого уровня мощности, обеспечивая защи-
ту входа РПрУ.
Диодный ограничитель, как правило, не требует никаких пита-
ющих напряжений, обеспечивая защиту как при включенной, так
и при выключенной аппаратуре. Активным элементом ограничи-
теля является полупроводниковый ограничительный диод, импе-
данс которого меняется при изменении мощности воздействую-
щего сигнала. Особенность диода заключается в том, что, начиная
с порога ограничения (порядка 1 мВт), его импеданс быстро умень-
шается с увеличением принимаемой мощности и при превыше-
нии мощностью значения 10 Вт он начинает представлять собой
чисто активное сопротивление значением в 1 Ом. Это и гаранти-
рует получение в ограничителе больших потерь при высоких уров-
нях мощности.
ГЛАВА 4
УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ
4.1. Назначение и классификация УРЧ
Усилителями радиочастоты принято называть каскады РПрУ,
в которых усиление сигнала происходит на его несущей радиоча-
стоте. Эти каскады располагают перед ПЧ в супергетеродинном
РПрУ или перед детектором в РПрУ прямого усиления. Исполь-
зование УРЧ позволяет решить следующие задачи:
повысить чувствительность РПрУ, ограниченную шумами, за
счет усиления радиосигнала до шумящего смесителя;
осуществить избирательность по побочным каналам приема до
смесителя;
реализовать предварительную избирательность на малых уров-
нях входного сигнала и помехи, при которых еще не проявляются
нелинейные свойства АЭ;
защитить антенну от проникновения энергии гетеродина;
ввести АРУ для предотвращения перегрузок смесителя при
мощных сигналах и помехах.
В РПрУ диапазонов ДВ, СВ и КВ основным назначением УРЧ
является обеспечение требуемой избирательности по зеркальному
каналу и необходимого усиления. В диапазоне метровых и деци-
метровых волн УРЧ обеспечивает высокую чувствительность РПрУ.
УРЧ классифицируются по следующим признакам:
по типу используемого АЭ. Применяются невзаимные АЭ, име-
ющие раздельные входы и выходы (БТ, ПТ, ИМС), и двухполюс-
ные АЭ, входы и выходы которых совпадают (туннельные и пара-
метрические диоды);
виду схем АЭ. Различают однотранзисторные и каскодные (на двух
транзисторах) схемы, а также схемы на многотранзисторных АЭ;
способу включения АЭ. Для БТ различают схемы с ОЭ и ОБ,
Для ПТ — схему с ОИ, а для электронных ламп — с общим като-
дом или сеткой;
виду нагрузки. УРЧ работает на частотно-избирательную или
резистивную нагрузку;
способу связи контура с АЭ и нагрузкой. Различают УРЧ с не-
посредственной, автотрансформаторной, трансформаторной, ем-
костной и комбинированной связью;
83
виду настройки. УРЧ может быть настроен на фиксированную
частоту или перестраиваться в пределах заданного диапазона.
По частотному диапазону различают УРЧ умеренно высоких и
метровых волн, в которых используют одиночные резонансные
контуры с сосредоточенными параметрами, и УРЧ СВЧ, где
применяют коаксиальные, полосковые, микрополосковые и
объемные резонаторы. По шумовым свойствам выделяют МШУ,
среди которых сейчас наиболее распространены усилители на ПТ
с барьером Шоттки и полупроводниковые параметрические уси-
лители.
4.2. Характеристики УРЧ
Требования к УРЧ по ряду параметров аналогичны требовани-
ям к ВЦ и включают в себя следующее:
подавление помех, включая помехи зеркальной и промежуточ-
ной частот;
обеспечение необходимого коэффициента усиления;
перекрытие диапазона рабочих частот;
установленная неравномерность АЧХ в заданной полосе про-
пускания.
При этом желательно по возможности иметь наименьшее из-
менение коэффициента усиления в диапазоне рабочих частот, а
также сопряжение частот настройки контуров ВЦ и УРЧ. Вслед-
ствие применения АЭ добавляются требования по динамическому
диапазону и устойчивости УРЧ.
К числу основных параметров УРЧ относится резонансный ко-
эффициент усиления Kq = UM/Um0, представляющий собой отно-
шение напряжения С7н0 в нагрузке (на входе следующего каскада)
к входному напряжению UBx0 на резонансной частоте настройки
усилителя. Коэффициент усиления УРЧ выбирается из противо-
речивых требований минимального влияния шумов смесителя на
результирующий коэффициент шума (коэффициент усиления надо
увеличивать) и уменьшения уровня помех, попадающих в смеси-
тель и вызывающих интермодуляционные искажения (коэффици-
ент усиления надо уменьшать). Обычно выбирают коэффициент
усиления УРЧ порядка 20 дБ.
Коэффициентом шума УРЧ Ш называют отношение мощности
шума, измеренной на выходе УРЧ, к мощности шума, которая
была бы на выходе, если бы тепловой шум, обусловленный ак-
тивной составляющей сопротивления источника сигнала, был бы
единственным источником шума в РПрУ.
Частотная избирательность УРЧ а характеризует уменьшение
коэффициента усиления К при заданной частотной расстройке А/
по сравнению с его значением при резонансе К$. УРЧ обеспечива-
84
ет предварительную фильтрацию помех и избирательность РПрУ
по побочным каналам приема. В супергетеродинном радиоприем-
нике УРЧ должен прежде всего ослаблять помеху зеркального ка-
нала (А/= 2/пр) и помеху на частоте, равной промежуточной.
Если РПрУ не рассчитано на дискретную настройку, то долж-
на обеспечиваться перестройка на любую частоту заданного диа-
пазона Томин "Томакс- Диапазонные свойства УРЧ оцениваются коэф-
фициентом перекрытия ка = Лмакс//омин-
4.3. Обоснование структуры УРЧ
Основными особенностями работы УРЧ является малая амп-
литуда входных сигналов, частотно-зависимая нагрузка АЭ и вы-
сокие частоты усиливаемых напряжений. В режиме малых сигна-
лов в диапазоне частот до 500 МГц для АЭ справедлива следую-
щая система уравнений:
/2 = + Г22[/2.
Здесь Уп = <7Н + усоСц — входная, а У22 = G22 + ja>C22 — выход-
ная проводимости АЭ. Проходная проводимость У12 = С12 + усоС12
показывает, какой величины ток У12{72 возникает на входе РПрУ
из-за внутренней обратной связи в АЭ под влиянием выходного
напряжения й2. Комплексная проводимость прямого действия
К21 = У21 exp[-Jarctg(со/<о$-)] характеризует усилительные свойства
АЭ. На круговой частоте со = соу модуль проводимости прямого
действия
N=t—-—г <4J>
yll + (d)/G)s)
уменьшается в раза относительно значения в низкочастотной
области крутизны 5 ВАХ в точке, заданной режимом АЭ по по-
стоянному току.
Для предварительного подавления помех в УРЧ включается ЧИС.
В связи с тем что в диапазонных РПрУ используется большое чис-
ло перестраиваемых контуров, то ЧИС обычно выполняют одно-
контурной в виде параллельного контура £КСК (рис. 4.1).
Активная составляющая входной проводимости <7И ВТ может
иметь значение порядка единиц миллисименсов, а выходной про-
водимости G22 — порядка десятков микросименсов. Величина этих
85
Рис. 4.1. Обобщенная структурная схема УРЧ
проводимостей растет при увеличении частоты усиливаемых ко-
лебаний. Кроме того, входная Си и выходная С22 емкости высоко-
частотных транзисторов могут иметь значения порядка десятков и
сотен пикофарад. Поэтому в резонансных УРЧ контур связан с
выходной цепью БТ и особенно с входом транзистора следующе-
го каскада через элементы связи. Непосредственное подключение
к зажимам контура приводит к шунтированию последнего актив-
ными проводимостями транзисторов, что не позволяет получить
высокодобротный контур.
На обобщенной структурной схеме (см. рис. 4.1) показаны на-
пряжения, действующие на входе йг = йт и выходе й2 АЭ, на кон-
туре йк и на нагрузке йн. Перестройка контура в диапазоне ра-
бочих частот осуществляется с помощью конденсатора перемен-
ной емкости Ск. Реальные потери в ненагруженном контуре учте-
ны активной проводимостью GK.
Основное отличие различных схем УРЧ состоит в способе свя-
зи контура с выходом АЭ и нагрузкой (см. рис. 3.2). При этом спо-
соб связи определяет название усилительной схемы. Количествен-
но величина связи задается коэффициентами включения АЭ и
нагрузки в контур т и п.
Структурная схема на рис. 4.1 справедлива для каскада УРЧ с
любым АЭ при любом способе его включения.
4.4. Анализ одноконтурного УРЧ
Структурная схема одноконтурного УРЧ может быть получена
из структурной схемы ВЦ (см. рис. 3.3) при замене в ней /ац =
= EaHT/Zau и Zau соответственно на У21С?ВХ и 1/К22. Поэтому ос-
новные выводы, полученные при анализе ВЦ, справедливы и для
УРЧ.
86
Комплексная эквивалентная проводимость контура с учетом
действия на него всех внешних проводимостей Уэкв = /и2У22 +
+YK + л2Ун = бэкв (1 + Л) может быть представлена через эквива-
лентную резонансную проводимость
<?экв = = m2G22 + GK + n2GH (4.2)
ДэКВ
и обобщенную расстройку частоты источника входного колеба-
ния f и резонансной частоты f0 настройки контура УРЧ.
Сравнение полученных выражений с аналогичными для опи-
сания ВЦ показывают их полную идентичность при замене про-
водимости антенной цепи (?а ц на выходную проводимость АЭ G22.
С учетом проведенных параллелей между параметрами ВЦ и
УРЧ находим модуль коэффициента усиления
и резонансный коэффициент усиления
Ко = /плЯжв|У21о|- (4-3)
При одинаковом шунтировании контура со стороны выхода
АЭ и нагрузки
m2G22 = n2GH = Сзкв2 (4.4)
резонансный коэффициент усиления максимален:
_ 1^2101 Сэкв—(7К _ |^21о| f.__
Л°0ПТ’2^А? Сэкв D)
Коэффициент шунтирования
_ Qk _ d3KB _ G3KB
Пк Оэкв GK
в формуле (4.5) определяет заданное увеличение результирующе-
го затухания d3KB контура по сравнению с конструктивным dK.
При условии D » I усиление достигает предельного значения:
г -
Ло"~"275а'
87
Частотная избирательность УРЧ
= _Кр_ = /Ч/о) л(/о) _ IM г—
K(f) m(f) «(/)|y2I(/f ( ’6)
определяется формой резонансной кривой. Соотношение (4.6)
является общим для любой схемы УРЧ, учитывающей возмож-
ную частотную зависимость коэффициентов т(Л, п(Л и крутиз-
ны |Г21 (/)|.
Полоса пропускания П УРЧ по уровню 0,707 при настройке на
частоту То определяется эквивалентной добротностью (?экв или эк-
вивалентным затуханием d3KB нагруженного контура и рассчиты-
вается по формуле (3.12).
При определении неравномерности АЧХ в полосе пропуска-
ния УРЧ или избирательности по соседнему каналу (при малых
расстройках Д/) можно пренебречь частотной зависимостью ко-
эффициентов т, п и крутизны |У21|. Тогда частотная избиратель-
ность УРЧ может быть рассчитана по формуле (3.11).
ФЧХ УРЧ <р = -arctg^ - arctg(/ZZs) практически линейна в пре-
делах полосы пропускания УРЧ.
4.5. Диапазонные усилители умеренно
высоких частот
В соответствии с формулой (4.3)
Ко = тл |r2I0| <00 ДеСэкв = /ил|Г210|^^. (4.7)
“экв
Проанализируем зависимости резонансного коэффициента уси-
ления (4.7), избирательности (3.11) и полосы пропускания (3.12)
от частоты настройки РПрУ.
УРЧ с двойной автотрансформаторной связью контура. Эти УРЧ
применяются в области умеренно высоких частот.
Схема УРЧ на БТ с ОЭ позволяет получить наибольшее уси-
ление мощности вследствие большого входного сопротивления
(рис. 4.2). В качестве АЭ используют высокочастотные германиевые
или кремниевые транзисторы (последние более экономичны и ста-
бильны при повышенных рабочих температурах).
Избирательным элементом УРЧ служит контур, включающий
в себя катушку индуктивности LK (см. рис. 4.2), конденсатор на-
стройки контура С с заземленным, как правило, ротором. Кон-
88
Рис. 4.2. Схема УРЧ с двойной автотрансформаторной связью на транзи-
сторе с ОЭ
денсатор Сп включен для подстройки контура на верхнюю гра-
ничную частоту ,/омакс диапазона. На нижнюю частоту Уомин диапа-
зона контур настраивается с помощью сердечника катушки LK из
ферромагнитного материала.
Цепочка из резисторов базового делителя и У?б2 служит для
подачи отрицательного смещения на базу транзистора от источ-
ника питания £пит. В схеме использована температурная стабили-
зация положения рабочей точки на ВАХ транзистора за счет ООС
по постоянному току через резистор R3 в цепи эмиттера. Конден-
сатор Сэ блокирует резистор R3 по высокой частоте, поэтому ООС
на частотах усиливаемых колебаний отсутствует, что гарантирует
получение высокого коэффициента усиления каскада УРЧ.
Цепочка ЛфСф является развязывающим фильтром. При отсут-
ствии этого фильтра переменные составляющие тока коллектора
ВТ протекают через источник питания Епт и создают на его внут-
реннем сопротивлении переменное напряжение, изменяющееся
с частотой сигнала. Это напряжение может явиться причиной
возникновения обратной связи внутри каскада или между каска-
дами, так как оно может подаваться на вход транзистора через
цепочку RqiRqi- В некоторых случаях эта обратная связь оказыва-
ется положительной, что может привести к неустойчивой работе
УРЧ. При включении фильтра ЛфСф переменная составляющая
тока коллектора через конденсатор Сф замыкается на общую шину
(землю), минуя источник питания Епит, и нежелательная межкас-
кадная обратная связь при этом устраняется. Сопротивление рези-
стора R$ выбирается так, чтобы падение постоянного напряжения
на нем не превышало 0,5... 1 В (обычно R^^ = 0,5... 1 кОм). Емкость
конденсатора Сф выбирается так, чтобы его сопротивление то-
кам высокой частоты превышало в 10... 20 раз сопротивление ре-
зистора 7?ф. Кроме того, емкость конденсатора Сф должна быть
не менее чем в 10... 20 раз больше полной емкости контура уси-
лителя.
Конденсатор Ср1 осуществляет развязку ВЦ и УРЧ по постоян-
ному току. Разделительный конденсатор Ср2 исключает протека-
89
ние через контурную катушку LK постоянного тока с базового де-
лителя последующего каскада.
Особенностью этой схемы УРЧ является частичное включение
контура как к входу, так и к выходу транзистора, что обусловлено
большими значениями входной, выходной и проходной проводи-
мостей транзистора.
На рис. 4.3, а приведена эквивалентная схема УРЧ с двойной
автотрансформаторной связью на БТ по постоянному току. В ней
учтено, что в низкочастотной области сопротивления конденса-
торов очень велики (разрыв в схеме), а сопротивления катушек
индуктивности ничтожно малы (короткое замыкание выводов). Вид-
но, что постоянные напряжения между электродами БТ опреде-
ляются сопротивлениями резисторов базового делителя R& и R^,
эмиттерной цепочки R3 и фильтра питания R$.
На рис. 4.3, б приведена эквивалентная схема УРЧ с двойной
автотрансформаторной связью в рабочем диапазоне частот. При
преобразовании схемы УРЧ, приведенной на рис. 4.2, в этой схе-
ме УРЧ учтены следующие особенности работы усилителя:
1) использование конденсаторов Ср1, Ср2, Сф и Сэ большой
емкости обеспечивает свободное прохождение высокочастотных
колебаний в нагрузку, что позволяет произвести короткое замы-
кание их выводов;
2) для высокочастотных колебаний источник питания имеет
ничтожно малое сопротивление (замена источника питания об-
щей шиной).
ЛсО
^пит
а
Рис. 4.3. Эквивалентные схемы УРЧ с двойной автотрансформаторной
связью на БТ по постоянному току (а) и в рабочем диапазоне частот (б)
90
Рис. 4.4. Схема УРЧ с двойной автотрансформаторной связью на ПТ с ОИ
На эквивалентной схеме (см. рис. 4.3, б) видно, что для УРЧ
на БТ проводимость нагрузки Ун = + (7б1 + (7б2 слагается из
входной проводимости Увхлр транзистора последующего каскада
и проводимостей базовых делителей = 1/R^\ и 6б2 = 1/Лб2- Если
входная проводимость Увхлр транзистора включает активную и ем-
костную составляющие, то нагрузка каскада УРЧ может быть пред-
ставлена параллельным соединением резистора с проводимостью
GH и конденсатора с емкостью С„.
Анализируемая схема удобна для диапазонных РПрУ, но при-
водит к потере мощности полезного сигнала на сопротивлении
делителя R„ = R^R^/tRst + ^г)> что особенно существенно в кас-
кадах с повышенной температурной стабильностью, в которых
сопротивления резисторов базового делителя малы.
При использовании ПТ наибольшее распространение получи-
ла схема УРЧ с ОИ (рис. 4.4). ПТ по сравнению с БТ обладает
более высоким входным и выходным сопротивлением, малой про-
ходной емкостью, меньшим уровнем собственных шумов, обес-
печивает малый уровень нелинейных и перекрестных искажений,
быстродействие и более высокую термостабильность. Резистор R„
(см. рис. 4.4) служит для создания напряжения смещения на за-
творе и для термостабилизации тока стока. По резистору R3, име-
ющему сопротивление порядка 1 МОм, протекает ток утечки за-
твора. Поскольку ПТ обладает очень высоким входным сопротив-
лением, то для анализируемой схемы активная составляющая про-
водимости нагрузки контура GH = G3 = 1/7?3.
Для УРЧ на ПТ применяют полное включение контура в цепь
затвора ПТ последующего каскада. Исходя из соображений устой-
чивости, полное включение контура в цепь стока обычно не ис-
пользуют.
На частотах выше 40 МГц в УРЧ на БТ применяется схема
включения с ОБ (рис. 4.5). Контур усилителя полностью включают
в выходную цепь транзистора. Основная особенность этого УРЧ
состоит в том, что вся переменная составляющая тока коллектора
протекает по цепи предыдущего каскада через контур Тк вцСвцСп.вц,
91
Рис. 4.5. Схема УРЧ на транзисторе с ОБ с двойной автотрансформатор-
ной связью
вследствие чего образуется полноценная ООС. Это существенно
увеличивает входную проводимость Квх = S и вызывает шунтиро-
вание контура ВЦ, приводя к значительному повышению устой-
чивости и снижению шума в РПрУ.
На рис. 4.6 показана схема УРЧ с электронной настройкой с
помощью варикапов KD1 и VD2, емкость которых определяется
управляющим напряжением смещения. Варикапы включены встреч-
но-последовательно для уменьшения нелинейности их характери-
стик и предотвращения паразитной модуляции.
В УРЧ на ПТ практически обеспечивается постоянство в диа-
пазоне рабочих частот крутизны |У2ю| = 5 и эффективной доброт-
ности 2ЭКВ. При этом наблюдается линейный рост коэффициента
усиления
Ко = т8®оЦ£экв (4.8)
с увеличением частоты настройки (п = 1).
В УРЧ на БТ имеем частотную зависимость крутизны (4.1) и
эквивалентного затухания нагруженного контура:
Рис. 4.6. Схема УРЧ с электронной настройкой
92
^экв ~ 1 / Оэкв ~ *" ®оД<^22 ®оДс^н-
При этом, используя формулу (4.7), находим:
К() — МП ,---------— СОц LgQ^KB
/ + (f/fs)
(4.9)
(4.Ю)
Если Л2 » fo, то крутизна ВАХ транзистора практически по-
стоянна в диапазоне рабочих частот. Добротность контура с рос-
том частоты уменьшается из-за вносимых затуханий (4.9) со сто-
роны АЭ т2(£>0ЬкС22 и нагрузки л2®()£кб:н. При слабой связи контура
с АЭ добротность уменьшается не очень быстро и Ко возрастает
медленнее, чем в УРЧ на ПТ. Полоса пропускания П = fod3Ka с
ростом частоты расширяется.
УРЧ с трансформаторной связью контура с транзистором (рис.
4.7, а). Эквивалентная схема каскада показана на рис. 4.7, б, где
АЭ представлен генератором тока T2It7BX = ^21^1 с выходными про-
водимостью б>2 и емкостью С22.
Резонансная частота коллекторного контура связи
=_________1_________
л/Ав.аэ(С22 +Ссх)
(4.11)
б
Рис. 4.7. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы УРЧ с транс-
форматорной связью контура с БТ
93
где емкость схемы Ссх включает в себя емкость монтажа См, соб-
ственную емкость Сд.в катушки связи £свАЭ и при необходимости
емкость дополнительного конденсатора Сдоп. Поскольку обычно
G22 «соС22, то здесь и далее будем пренебрегать проводимостью G22.
Ток в катушке связи составляет
г К21^1/О4вАэ) _ ВД _ Г214
уи(с22+ Ссх) + 1/(УсоДвАЭ) 1 —(<0/<0св)2 1-(///св)2
В сигнальном контуре наводится ЭДС ёк = ja>MiCB. При резо-
нансе напряжение на контуре составит
ТТ —I- I/O _ МЛ 1г 1_ <и°^^эквг210
^кО ~ |^кО|Сэкв "" рсв| 1 2
~ ((Од / (0св)
4о-
Отсюда
V- _ 410 _ ^4с0
° Uw и10
П |^21014кв М
11 - ((Во / юсв)2| 4
(4.12)
Формула (4.12) совпадает с выражением (4.3), если принять,
что
1 М
m = ।---------—.
|i-((Oq/<ocb) 14
В зависимости от соотношения <в0/сосв возможны различные ре-
жимы работы усилителя. При неравенстве а>|в » а>омакс зависимость
резонансного коэффициента усиления от частоты настройки та-
кая же, как при двойном автотрансформаторном включении, т.е.
линейно возрастает с увеличением частоты.
При условии со^ « Фомин резонансный коэффициент усиле-
ния
KQ =лЛГ|Г210|<2эКВ— (4-13)
1 1 СОо
уменьшается с увеличением частоты настройки. Повысить равно-
мерность усиления в диапазоне можно, применяя трансформа-
торно-емкостную связь контура с выходом АЭ (конденсатор Ссв Аэ
на рис. 4.7, а).
94
4.6. Интегральные микросхемы для УРЧ
Микросхемы, которые могут использоваться в каскадах УРЧ,
разделяются на полупроводниковые (серии 118, 174, 175) и гиб-
ридные (серии 224, 228, 435). В полупроводниковых ИМС все эле-
менты и межэлементные соединения выполняются в объеме и на
поверхности полупроводника. Гибридные ИМС включают в себя
помимо полупроводниковых элементов различные дискретные
элементы — конденсаторы, резисторы и т.д.
Верхний предел полупроводниковых ИМС по частоте часто не
превышает 100... 200 МГц. Кроме того, они уступают по шумовым
свойствам гибридным ИМС и тем более специальным малошумя-
щим транзисторам. По этим причинам УРЧ и МШУ строят на
гибридных ИМС, на микросборках, используя бескорпусные тран-
зисторы, а также транзисторные сборки.
УРЧ на гибридных ИМС. Значительная часть ИМС изготовля-
ется по гибридной технологии. На рис. 4.8 показано каскодное вклю-
чение двух транзисторов по схеме ОЭ-ОБ в ИМС типа 228УВЗ.
Питание транзисторов РТ1 и И72 по постоянному току осуществ-
ляется последовательно. При этом требуется вдвое большее на-
пряжение источника питания, чем для усилительного каскада на
одном транзисторе. Схема содержит кроме транзисторов несколь-
ко элементов, предназначенных для установки режима по посто-
янному току либо для развязки между каскадами.
Транзисторы РТ1 и VT2 можно рассматривать как один АЭ,
который обладает следующими свойствами:
малой внутренней обратной связью, примерно на два порядка
ниже, чем в УРЧ на БТ с ОЭ, что позволяет получить высокий
коэффициент устойчивого усиления;
Рис. 4.8. Схема каскада УРЧ на микросхеме типа 228УВЗ
95
коэффициент усиления напряжения равен коэффициенту уси-
ления напряжения второго каскада;
коэффициент усиления мощности равен коэффициенту усиле-
ния мощности первого каскада;
коэффициент шума равен коэффициенту шума первого кас-
када;
выходная проводимость каскодной схемы меньше выходной
проводимости УРЧ на БТ по схеме с ОЭ. Это позволяет приме-
нять полное включение контура в цепь коллектора транзистора
VT2 и обеспечивать высокую избирательность каскада;
входная проводимость каскодного усилителя соответствует вход-
ной проводимости схемы каскада на одном транзисторе с ОЭ.
Таким образом, каскодная схема включения транзисторов по-
зволяет сохранить преимущества схемы каскада с ОБ, исключив
ее недостатки.
В более поздних вариантах предпочтение отдается схемам, со-
держащим от двух до четырех транзисторов, предназначенных для
усиления сигнала. Между транзисторами не ставится согласующих
звеньев и избирательных цепей. Такие схемотехнические решения
позволяют существенно повысить эффективность использования
одной микросхемы и тем самым уменьшить габариты РПрУ, по-
высить показатели экономичности и надежности. Помимо усили-
тельных элементов в микросхемах часто применяются вспомога-
тельные транзисторы для регулировки усиления и стабилизации
режима.
УРЧ на полупроводниковых ИМС. Схемотехника полупровод-
никовых ИМС определяется прежде всего технологическими воз-
можностями изготовления схемы в объеме одного кристалла. На-
пример, в качестве конденсаторов в ИМС используются емкости
р—«-переходов. Поэтому обеспечить большие номиналы емко-
стей методами полупроводниковой технологии сложно. В резуль-
Рис. 4.9. Схема дифференциаль-
ного каскада
тате широкое распространение по-
лучило гальваническое соединение
каскадов.
Во многих полупроводниковых
ИМС как элемент схемы широко
используется дифференциальный
каскад (ДК), схема которого при-
ведена на рис. 4.9. Он состоит из
двух симметричных половин, каж-
дая из которых включает в себя
транзистор и коллекторный рези-
стор. Элементы Р71, И72, RKl и R&
образуют мостовую схему. При ра-
боте от дифференциального входа
«вх = «вх диф на транзисторы VTI и
96
уГ2 подаются равные по амплитуде и противоположные по фазе
сигналы. При этом изменения токов и коллекторных напряжений
обоих транзисторов имеют противоположный характер, в резуль-
тате чего на выходе ДК возникает разностное напряжение ивых.
При синфазной подаче напряжения «вхсин токи транзисторов и
потенциалы коллекторов изменяются одинаково. При условии иде-
альной симметрии плеч каскада его выходное напряжение будет
равно 0. Синфазный сигнал может быть вызван наводками, неста-
бильностью питающих напряжений, изменением температуры среды
и т.д. Это свойство позволяет обеспечить высокую помехоустой-
чивость, температурную стабильность, устойчивость к изменению
питающих напряжений. Малая паразитная обратная связь между
выходом и входом позволяет использовать ДК на частотах до
300 МГц без нейтрализации внутренней обратной связи.
Дифференциальный каскад не требует блокировочных конден-
саторов большой емкости.
Примером применения ДК служит ИМС типа К175УВ2, схема
которой приведена на рис. 4.10, а. Назначение выводов ИМС дано
на рис. 4.10, б. Для усиления используется ДК, состоящий из двух
симметричных плеч. Отсутствие внутренних коллекторных нагру-
зок позволяет подключать к ИМС различные избирательные цепи.
Режим работы УПТ задается цепями смещения на транзисторе
VTI и резисторах 7?1 и R2. Резисторы R6 и R7 служат для подачи
Общий
Вывод
Вход 1
Выход 1
Выход 2
Вход 2
Вывод
К175УВ2 (А, Б)
1Ч^14
2 13
3 12
4 11
5 10
6 9
7 8
Фильтр
Вход 3
База VT2
Эмиттер VT2
Эмиттер VT3
База VT3
+^ТТИТ
б
Рис. 4.10. Принципиальная схема (а) и назначение выводов (б) микро-
схемы типа 175УВ2
4 п
Румянцев
97
Рис. 4.11. Типовая схема включения микросхемы типа К175УВ2
напряжения смещения в цепи баз дифференциальной пары тран-
зисторов VT4 и VT6.
На рис. 4.11 показана типовая схема включения ИМС типа
К175УВ2, в которой диапазонная перестройка производится кон-
денсатором С. Коэффициент включения т контура к выходу мик-
росхемы обычно выбирается равным 0,2... 1. Индуктивность дрос-
селя £др этой схемы составляет 225 мкГн.
Применение ИМС типа К175УВ2 позволяет вводить регулировку
усиления. Для этого управляющее напряжение подается на вход
13, что изменяет направление тока транзисторов.
4.7. Шумовые параметры преселектора
Важной особенностью преселектора является возможность сни-
жения коэффициента шума за счет оптимального рассогласова-
ния выходной проводимости ВЦ и входной проводимости УРЧ.
Установлено, что для УРЧ на ПТ выбор оптимальных значе-
ний коэффициентов включения в контур нагрузки п = 1 и источ-
ника сигнала
^опт.ш
/СК+бц L । СК+(7Ш З
у 6Ист у Лш.тр^к+Сп)2
(4.14)
обеспечивает минимальный коэффициент шума преселектора
Шмин — 1 + 2/я0ПТ.ш7?ШТр(7ист,
98
где Gacr — активная составляющая проводимости источника сигна-
г _ ерЛо
да; 2к^т
— шумовая проводимость затвора;
П _ ^21
Аш.тр “ . . ,2
^210
шумовое сопротивление транзистора; /з0 — ток затвора в рабочей
точке; е0 = 1,6 • 10~19 Кл — заряд электрона.
Настроенную антенну обычно согласуют с фидером, а фидер —
с входом РПрУ, что обеспечивает режим бегущей волны. Условие
согласования определяется соотношением пг26ист = GK + <7ц, где
(7ц представляет собой входную проводимость транзистора следу-
ющего каскада.
Отсюда
бК+СИ-
^согл — р >
У ^ист
(4.15)
Шсогл = 1 + % * 3 + 4/?шлр (GK + (?п).
UK +(zji
Сравнение (4.14) с (4.15) показывает, что /исогл < /лоптш. Коэф-
фициент шума УРЧ на ПТ в режиме оптимального рассогласова-
ния т = /Яопт.ш может быть в 2...3 раза меньше, чем в режиме
согласования т = /исогл.
Установлено, что режим согласования на входе РПрУ
^СОГЛ.ИСТ^ИСТ ~ GK + П G[l
является основным в УРЧ на БТ, поскольку режим оптимального
рассогласования редко дает ощутимое уменьшение коэффициен-
та шума.
В режиме согласования по мощности
Шсогл
- 1 + (re + 47?шлр) G] [
t fin.6 (1 + fjGi i) + TsCOqCh
G\\
где Гб — объемное сопротивление базы; 7?штр = 20/k0/|T2i| — шу-
мовое сопротивление транзистора; Сщб = ей1&а12къТ — шумовая
проводимость базы; До и 4о — ток соответственно базы и коллек-
тора в рабочей точке.
В общем случае для снижения коэффициента шума АЭ следует
выбирать наименьшее значение произведения Лш.тр^п- По этой при-
чине в УРЧ предпочтительнее применение ПТ.
99
4.8. Устойчивость работы УРЧ
В преселекторе всегда имеются цепи, образующие связь между
контурами и влияющие на основные характеристики УРЧ. При
сильной ПОС может наступить режим генерации и усилитель пре-
вратится в автоколебательную систему. Причем, если даже режим
работы УРЧ окажется только близким к самовозбуждению, все
равно работа такого усилителя будет нестабильной. При малей-
шем изменении параметров АЭ, например из-за изменения тем-
пературы или напряжения питания, будут резко меняться усиле-
ние и полоса пропускания усилителя. Поэтому к УРЧ предъявля-
ют требование устойчивости, под которой понимают не только
отсутствие самовозбуждения, но главным образом постоянство его
параметров в процессе эксплуатации.
Причиной возникновения обратной связи в УРЧ является на-
личие внутренней проходной проводимости У12 в усилительном
элементе, связывающей контуры ВЦ и УРЧ. Для количествен-
ной оценки влияния внутренней обратной связи усилительного
элемента на свойства УРЧ определяется коэффициент устойчи-
вости ЛуСТ, который является мерой удаленности усилителя от
порога самовозбуждения. При £уСТ = 1 обратная связь отсутствует,
что соответствует максимальной устойчивости усилителя. При
Луст = 0,8...0,92 (ЛуСТ = 1,1... 1,2) изменение коэффициента усиле-
ния и полосы пропускания под действием ПОС (ООС) не пре-
вышает 20 %. Чем ближе ЛуСТ к 1, тем устойчивее работает усили-
тель.
Рекомендуются следующие значения коэффициентов устойчи-
вости:
0,92... 1 — высокая устойчивость;
L- — •< 'VyCT 0,8... 0,92 — средняя устойчивость; 0,7...0,8 — низкая устойчивость.
Активность АЭ определяется отношением модулей проводимо-
сти прямого действия (крутизны) и проходной проводимости
|^2io|/|^2o|- Для ПТ проводимость прямого действия |У210| = S’ сла-
бо зависит от частоты. Что же касается проходной проводимости
|К120|, то эта величина имеет емкостной характер и на высоких
частотах равна <ооС12.
Из рассмотренного следует, что усиление УРЧ должно быть
ограничено. В этом случае оно носит название устойчивого усиления-
100
При идентичности контуров ВЦ и УРЧ коэффициент
*ОУСТ= 2|£уст-1|-4- (4.16)
V сй0(-12
будет уменьшаться с увеличением рабочей частоты. В этой форму-
ле знак абсолютной величины |Луст -1| позволяет учесть случай
наличия как ПОС, так и ООС.
Из формулы (4.16) следует, что проверять усилитель на устой-
чивость следует на верхней граничной частоте диапазона. Пред-
почтение для УРЧ следует отдавать АЭ с наибольшим отношени-
ем S/ С12.
Обычно при расчетах полагают, что ку„ = 0,9 для ПОС и ку„ =1,1
для ООС. Тогда формула (4.16) преобразуется к виду
^0Уст - d’45 1 •
V<OoQ2
Итак, внутренняя обратная связь в усилительном элементе
приводит к деформации резонансной характеристики. Искажения
АЧХ преселектора будут более значительными в случае построе-
ния УРЧ на БТ.
4.9. Способы повышения устойчивости УРЧ
Известны пассивные и активные способы повышения устой-
чивой работы УРЧ.
Пассивные способы сводятся к уменьшению фактического ко-
эффициента усиления, при котором должно выполняться нера-
венство Ко < Л"Оуст.
Наиболее рациональным является снижение Ко за счет ослаб-
ления связи /пурЧ контура с усилительным элементом. Уменьше-
ние резонансного коэффициента Kq изменением лУРЧ нецелесо-
образно, так как одновременно уменьшается и величина A"OycT.
Коэффициент включения п = лУРЧ определяется из условия полу-
чения требуемого затухания (расширения полосы пропускания):
^экв ~ W Рк^22 + dK + п рк(7н.
Активные способы повышения устойчивой работы УРЧ позво-
ляют увеличить А^уст и тем самым реализовать потенциальные воз-
можности УРЧ.
Поскольку опасность самовозбуждения УРЧ связана с наличи-
ем в нем проходной проводимости Yn, то ее в узком частотном
101
Рис. 4.12. Схема нейтрализации внутренней ОС транзистора в УРЧ
диапазоне можно нейтрализовать с помощью внешних цепей. Фа-
зоинвертирующие свойства транзисторов упрощают задачу состав-
ления схемы нейтрализации.
На рис. 4.12, на котором приведена схема нейтрализации внутрен-
ней ОС транзистора в УРЧ, переменное напряжение между базой
транзистора И72 и землей сдвинуто по фазе на 180° по отношению
к переменному напряжению на коллекторе транзистора VT1 (обра-
тите внимание на точки, которыми отмечены начало и концы об-
моток трансформатора). Для нейтрализации внутренней ОС через
паразитную емкость Сбк между коллектором и базой транзистора
Р71 включается конденсатор Снейт, емкость которого Снейт = (№/
/Ni)C6K определяется числом витков трансформатора N2 и N3.
Отметим, что если требуемая величина коэффициента усиле-
ния каскада не превышает его устойчивого значения, то приме-
нять нейтрализацию нецелесообразно.
Наиболее эффективный способ повышения устойчивой рабо-
ты УРЧ предполагает применение многотранзисторных АЭ. Про-
ходная проводимость таких схем существенно меньше, а крутизна
не меньше, чем у одного транзистора. Если взять два однотранзи-
сторных резонансных каскада, то их общее устойчивое усиление
будет всегда меньше устойчивого усиления каскадной схемы.
В широкополосных УРЧ предпочтительно использовать схемы
с ОЭ-ОЭ или ОБ-ОЭ. Среди трехтранзисторных АЭ наибольшее
усиление в ШУ позволяют обеспечить схемы с ОЭ-ОЭ-ОЭ и ОБ-
ОЭ-ОЭ. Лучшую равномерность в диапазоне частот дает схема с
ОЭ-ОБ-ОК. Широко распространенные ИМС со структурами ОК-
ОБ и ОК-ОК-ОБ в ШУ обеспечивают меньший коэффициент уси-
ления. В УУ большее усиление обеспечивают микросхемы со струк-
турами ОЭ-ОБ, ОК-ОБ, ОЭ-ОЭ-ОБ, ОЭ-ОБ-ОК и ОК-ОЭ-ОБ.
Первая из перечисленных конфигураций имеет к тому же боль-
шой устойчивый коэффициент усиления.
Четырехтранзисторная схема ОЭ-ОЭ-ОБ-ОК имеет высокую
крутизну и малую обратную проводимость, обеспечивая высокий
102
устойчивый коэффициент усиления УРЧ. Она имеет большую про-
водимость прямого действия У2ь малую проходную проводимость
у12. Схема ОК-ОБ-ОК-ОБ представляет собой каскадное вклю-
чение двух ДК.
4.10. Малошумящие усилители
В РПрУ РЛС от УРЧ, как правило, требуется усиление в десят-
ки децибел, поэтому УРЧ выполняют многокаскадными, причем
первый каскад, представляющий собой МШУ, обеспечивает ми-
нимальный коэффициент шума, а промежуточный каскад настроен
на максимальное усиление. В функции последнего каскада входит
обеспечение максимальной выходной мощности.
К МШУ СВЧ предъявляют следующие требования: сохране-
ние работоспособности в требуемой полосе рабочих частот, низ-
кий коэффициент шума, большой динамический диапазон, низ-
кий КСВ по входу и выходу, малая неравномерность АЧХ, высо-
кая линейность ФЧХ, стабильность параметров при изменении
внешних условий.
В многоканальных системах к перечисленным добавляются тре-
бования высокой идентичности и временной стабильности АЧХ и
ФЧХ в каналах.
Транзисторные МШУ отличаются высокой чувствительностью,
низким энергопотреблением, малыми габаритами и массой, боль-
шой надежностью и устойчивостью к механическим воздействи-
ям. МШУ могут реализовываться в виде гибридных ИМС, удобно
сопрягаясь с полосковыми линиями, резонансными устройства-
ми и ИМС.
На практике в основном используются усилители на ПТБШ,
включенные по схеме с ОИ, которые имеют низкий коэффици-
ент шума при большом коэффициенте усиления мощности. По-
этому при использовании в усилителях ПТБШ с ОИ меньше ска-
зываются шумы последующих каскадов.
Разработаны типы МШУ на частоты от 1 до 100 ГГц с коэффи-
циентом усиления мощности 5... 15 дБ и коэффициентом шума
0,5... 8 дБ. Полоса усиления МШУ может быть от нескольких про-,
Центов до нескольких октав. Как правило, коэффициент шума
Шмшу узкополосных МШУ на 0,2...0,6 дБ превышает коэффици-
ент шума Шптбш используемых ПТБШ, а в широкополосных та-
кое превышение составляет 1,5...4 дБ.
Широкое распространение получили достаточно простые в
Исполнении однотактные усилители. На рис. 4.13, а дана тополо-
гия МШУ на ПТ, а на рис. 4.13, б приведена его эквивалентная
схема. Рабочий диапазон частот усилителя составляет 8... 18 ГГц,
103
1,8 мм
б
Рис. 4.13. Топология (а) и эквивалентная схема (б) МШУ на ПТ
коэффициент усиления мощности — 6 дБ. Входная согласующая
цепь МШУ состоит из индуктивных £1 ...L3 и емкостных С1... С2
элементов, реализованных в виде соответственно одновитковых
индуктивностей и сосредоточенных штыревых емкостей. Усилен-
ный сигнал снимается непосредственно со стока транзистора VT.
В этой схеме предусмотрена возможность контроля АЧХ СЦ.
Для этого на ее вход подается испытательный сигнал, который
снимается с контактной площадки К. В целях проверки качества
ПТ его электроды сначала не соединяются с входными и выход-
ными цепями. Только после контроля характеристик ПТ и АЧХ
входной цепи транзистор подключается к схеме усилителя с по-
мощью перемычек.
Как правило, однотактные усилители на БТ требуют примене-
ния ферритовых развязывающих устройств, что приводит к уве-
личению его габаритных размеров.
104
Балансные усилители состоят из двух однотактных усилителей и
ймеют более широкий динамический диапазон, чем однотактные
(на балансный каскад поступает только половина общей мощно-
сти сигнала). Они обладают более высокой надежностью, так как
отказ транзистора в одном плече ведет лишь к уменьшению коэф-
фициента усиления мощности на 6 дБ при сохранении работо-
способности усилителя в целом. Кроме того, балансные МШУ легко
каскадируются, менее подвержены самовозбуждению, не требу-
ют применения развязывающих ферритовых устройств, дополни-
тельно ограничивающих полосу рабочих частот.
К недостаткам балансного МШУ следует отнести ухудшение его
чувствительности из-за потерь на отражение и в высокоомных ли-
ниях. К тому же для балансного МШУ необходима пара транзисто-
ров, идентичных по коэффициентам шума и усиления мощности.
Эта трудность легче преодолевается в полупроводниковых ИМС СВЧ.
ГЛАВА 5
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
5.1. Назначение и классификация ПЧ
Преобразование частоты — это процесс линейного переноса
спектра сигнала из одной радиочастотной области в другую. Чаще
такой перенос осуществляется в низкочастотную область. Линей-
ность этого процесса проявляется в том, что при преобразовании
вид модуляции и параметры сигнала в некотором динамическом
диапазоне остаются неизменными, а коэффициент передачи ПЧ
не зависит от уровня преобразуемого радиосигнала.
Преобразование частоты можно рассматривать как результат
перемножения напряжений сигнала мс(Т) = 64ceos(®c/ + Фс) и ге-
теродина иг(Т) = t/mrcos(®rZ + Фг). Выходное напряжение будет
иметь частотную компоненту с разностной частотой ®пр = |сос - сог|.
Если на выход смесителя включить контур, то можно выделить
эту компоненту нпр(0 = ^mnpcos(®np/ + Фпр) с промежуточной ча-
стотойУпр = |4 -Л-|- Закон изменения амплитуды, частоты или фазы
сигнала будет сохраняться в процессе этих преобразований.
В зависимости от типа НЭ различают ПЧ на взаимных и невза-
имных АЭ. Преобразователи на взаимных НЭ — это главным обра-
зом диодные ПЧ. Отличительной особенностью таких ПЧ являет-
ся идентичность коэффициентов преобразования в прямом и об-
ратном направлениях. Это обстоятельство накладывает дополни-
тельные требования к выходным ЧИС.
К ПЧ на невзаимных НЭ относят ламповые и транзисторные
ПЧ, у которых реакция выходного преобразованного напряжения
на входной сигнал полностью или частично исключена.
По характеру проводимости НЭ различают ПЧ с активной и
реактивной проводимостью. В первом случае ПЧ выполняется на
транзисторах и смесительных диодах. В них напряжение гетеро-
дина изменяется преимущественно в области прямого тока диода.
В этом случае главную роль играет нелинейная проводимость дио-
да, поэтому такой преобразователь называют резистивным диод-
ным ПЧ.
При выполнении ПЧ на параметрических диодах реализуются
усилители-преобразователи. Напряжение гетеродина в них изме-
няется преимущественно в области обратных токов диода (за счет
106
напряжения смещения). Переменным параметром в таких ПЧ яв-
ляется емкость р—«-перехода диода, смещенного в обратном на-
правлении. Этот ПЧ называется емкостным.
Если НЭ одновременно выполняет в ПЧ функции гетеродина
и смесителя, то такая схема называется ПЧс совмещенным гетеро-
дином или автодинным ПЧ. Поскольку оптимальные режимы ра-
боты АЭ для генерирования и преобразования частоты неодина-
ковы, то лучшими характеристиками обладают ПЧ с отдельным
гетеродином.
5.2. Структура и характеристики ПЧ
Структурная схема ПЧ приведена на рис. 5.1. В ней нелинейный
элемент, преобразующий колебания сигнала с помощью гетеро-
дина, называют смесителем. В состав ПЧ входит также ЧИС для
выделения полезного продукта преобразования. В простейшем слу-
чае ЧИС представляет собой параллельный контур.
Полосовой фильтр имеет достаточную полосу пропускания,
допустимую неравномерность АЧХ в пределах этой полосы и тре-
буемую избирательность для неискаженной передачи спектра со-
общения и эффективного подавления помех. В случае прямого
преобразования, при котором частота гетеродина равна несущей
частоте радиосигнала, вместо ПФ включается ФНЧ.
Транзисторные ПЧ применяются в основном в диапазоне уме-
ренно высоких частот. Нелинейный элемент такого смесителя яв-
ляется невзаимным, а реакция нагрузки на источник сигнала ис-
ключена. Диодные ПЧ применяются преимущественно в диапазо-
не СВЧ, что объясняется малым уровнем собственных шумов,
малыми внутренними паразитными реактивностями, малогабарит-
ностью и экономичностью работы.
Рис. 5.1. Структурная схема ПЧ
107
В отличие от транзисторных ПЧ, в которых проявляется лишь
эффект прямого преобразования частоты, в диодных ПЧ наблю-
дается эффект обратного преобразования частоты. Напряжение
промежуточной частоты при этом вызывает напряжение с часто-
той сигнала.4 = -fnv. Эффект обратного преобразования, таким
образом, является следствием полной взаимности НЭ. Кроме это-
го явления в диодном ПЧ возникает эффект вторичного преобра-
зования, проявляющийся в том, что на входе ПЧ возникает на-
пряжение на частоте зеркального канала/зк = /г +/пр. Зеркальная
частота получается также за счет взаимодействия частоты сигнала
со второй гармоникой частоты гетеродина^ к = 2/г -fc. Взаимодей-
ствие сигнальной и зеркальной частот является причиной фазо-
вых искажений и неравномерности основных параметров ПЧ в
диапазоне рабочих частот.
Нелинейный элемент в виде диода обладает полной взаимно-
стью, т. е. коэффициент передачи в прямом и обратном направле-
ниях одинаков. Поэтому при анализе диодного ПЧ необходимо
учитывать характер нагрузки для отдельных спектральных состав-
ляющих тока диода.
В диодных ПЧ могут быть использованы точечные, туннель-
ные, обращенные диоды и диоды с барьером Шоттки. Преобразо-
ватели на диодах с барьером Шоттки отличаются высокой надеж-
ностью работы, низким значением относительной шумовой тем-
пературы, хорошей повторяемостью параметров при массовом
производстве, что обеспечивает их широкое применение в РПрУ.
Микросхемы для ПЧ условно можно разделить на специализи-
рованные и универсальные ИМС. Специализированные ИМС пре-
имущественно используются для построения функционального узла
или нескольких узлов РПрУ.
Универсальные ИМС для ПЧ ориентированы на перемножение
двух колебаний. Применение универсальных ИМС сопряжено с ис-
пользованием большого числа внешних элементов для частотной
коррекции, установки режимов работы, согласования с источни-
ком сигналов и др. Как правило, универсальные ИМС имеют более
высокие электрические параметры, чем специализированные.
В ПЧ различают внешние и внутренние параметры.
К внешним относятся следующие параметры:
коэффициент передачи А^Пч = Umnp/Umc;
входная Увх = ljuc и выходная Квых = 1пр/йпр проводимости;
коэффициент шума ШПч-
Частотной характеристикой ПЧ называется зависимость его
выходного напряжения (или коэффициента передачи) от частоты
сигнала при постоянном значении частоты гетеродина.
Проводимости НЭ в режиме преобразования относят к внут-
ренним параметрам ПЧ.
108
5.3. Основы теории преобразования частоты
При преобразовании частоты слабых сигналов Umc « Umr ре-
зультирующий ток в нагрузке НЭ представляется в виде суммы
отдельных его составляющих, обусловленных действием входного
сигнала на НЭ с периодически меняющейся проводимостью. При
этом периодически изменяющаяся проводимость НЭ под действием
напряжения гетеродина не является гармонической и, в свою оче-
редь, представляется в виде ряда гармонических составляющих
частоты гетеродина.
Рассмотрим спектр короткозамкнутого НЭ, обладающего ак-
тивной безынерционной проводимостью, если к нему приложе-
но изменяющееся во времени напряжение гетеродина ur(f) =
= £/mrcos(corr) и напряжение сигнала мс(/) = £/mccos(®cZ) при усло-
вии итс« (/тГ.
Если ВАХ НЭ задана в виде функции /нэ = /(ис + «г), то ток
через элемент может быть представлен рядом Тейлора по степе-
ням ис:
I + (“г), +/м("г)
'нэ - J (мг) +jj «с + 2! Мс + Ji “с + —+ —jj—мс +••• •
В связи с небольшим значением амплитуды сигнала Umc в ряде
Тейлора можно ограничиться первыми двумя слагаемыми. Оче-
видно, что первое слагаемое не несет информации о сигнале и
является током через НЭ при воздействии напряжения гетероди-
на. Таким образом, полезный ток через НЭ можно представить в
виде
'НЭ (0 = /,("г)Мс(',) =
d/(“)
du
мс (/) = (? (г )uc(/).
М=«г(0
(5.1)
Учитывая, что ur(t) = t/mrcos(cor/), мгновенная проводимость
(крутизна) ВАХ НЭ G(f) = будет периодической функцией
времени, что видно на рис. 5.2, на котором показана временная
зависимость мгновенной проводимости НЭ.
Разложим функцию G(f) с периодом Тг = 2л/сог = 1//г в ряд
Фурье:
где
G (/) = Go + 2^ Gt- cos (Z<orZ),
/21
(5.2)
Gj =y- j <7(/)cos(/oV)d(a>r/), i = 1, 2,.... (5.3)
-IT
109
Рис. 5.2. Временная зависимость мгновенной проводимости НЭ
Найдем из формулы (5.1) спектральные составляющие тока
через НЭ, ограничиваясь первыми тремя слагаемыми ряда (5.2):
гнэ (0 = [Go + 2Gi cos(<Br/) + 2G2 cos(2cor/)]t/mc cos(coc?) =
= G0Umc cos(cocZ) + GtU^ cos[(wr - coc)r] + cos[(cor + ®c)z] +
+G2Gmc cos [(2®r - <bc ) /] + G2Umr. cos [(2<or + <oc) /].
Из полученного выражения видно, что спектральные состав-
ляющие тока короткозамкнутого НЭ представляют собой суммар-
ные и разностные компоненты гармоник частот гетеродина и сиг-
нала. Примем за полезную компоненту спектральную составляю-
щую с промежуточной частотой сопр = сог - <вс, введем обозначение
2а>г - ®с = сог + (опр = соз к. Тогда для трех компонент, существенно
влияющих на параметры ПЧ, будем иметь следующее:
/«с = G0Gmc — на частоте сос;
• 4пР = GiUmc — на частоте сопр;
1тз.к = G2Umc — на частоте созк.
В том случае, когда каждая спектральная составляющая будет
иметь соответствующую нагрузку, падающее на ней напряжение
110
будет воздействовать на ток исходного сигнала. Поскольку коэф-
фициент передачи ПЧ сравнительно мал, то всегда выполняются
условия итс«итГ, итпр«итГи UmK«Umr. Считая принимаемый
сигнал достаточно слабым, найдем составляющие тока через НЭ
соответственно на частоте сигнала сос, промежуточной частоте сопр
и частоте зеркального канала со3 к:
~ ^Ппр^Апс ^Ч2пр^тпр + G}3nPUm3.K — на частоте сос;
‘ Лппр = ^21np^mc ^22пр^6ппр ^23пр^Лпз.к НЭ ЧЭСТОТ6 С0пр, (5.4)
/тз.к = ^Slnp^Zmc "* ^32np^imnp "* ^33пр^тз.к НЭ ЧЭСТОТе <0зк.
Индекс «пр» при проводимостях указывает, что работа НЭ со-
ответствует режиму преобразования (в отличие от режима усиле-
ния).
Учитывая, что в общем случае проводимости являются комп-
лексными величинами, система уравнений (5.4) может быть пред-
ставлена в матричной форме
Д’ ^11 пр А1пр Азпр 'и/
Ар = ^21пр ^22пр ^23 пр X Unp (5.5)
Д.к ^31пр ^32пр Гзз пр и3.к
Элементы матрицы проводимости называют внутренними па-
раметрами ПЧ.
5.4. Транзисторные ПЧ
Транзистор относят к невзаимным НЭ, у которых существует
полная развязка входных и выходных цепей. В связи с этим реак-
ция нагрузки на источник сигнала практически не проявляется, а
ток зеркальной частоты в выходной цепи транзистора не имеет
реальной нагрузки, что позволяет принять U3K = 0. Тогда система
уравнений (5.5) может быть представлена в виде
Л = КПпД + Г12п1Др “ на частоте сос;
/пр = К21„Д + К22пр^пр - на частоте сопр,
где пр = — внутренняя входная проводимость ПЧ при
Uc 1/пР=о
короткозамкнутом выходе; У12пр = — проводимость обратно-
</с=0
111
го преобразования при короткозамкнутом входе; У21пр =
Jnp
й.
Опр=0
крутизна преобразования или внутренняя проводимость прямого
преобразования при короткозамкнутом выходе; К22пр =
Aip
tfnp
t/c=o
внутренняя выходная проводимость ПЧ при короткозамкнутом
входе.
Первое из уравнений системы (5.6) называют уравнением об-
ратного преобразования, а второе — уравнением прямого преоб-
разования.
Таким образом, при инерционном характере проводимости
транзистора внутренние параметры смесителя являются комплекс-
ными величинами, а транзистор совместно с гетеродином пред-
ставляется в виде четырехполюсника. Поскольку транзистор явля-
ется элементом со слабой взаимностью, то значением внутренней
обратной проводимости можно пренебречь, полагая, что У12пр = 0.
При этом формальная схема замещения ПЧ приобретает вид, по-
казанный на рис. 5.3 и описываемый системой уравнений
4 = Кипрее;
^пр ~ ^21пр^с + ^22пр^пр-
Формальная схема замещения идентична схеме транзистора,
работающего в режиме усиления. Отличие состоит лишь в том,
что У-параметры определяются в режиме преобразования.
Приняв /пр = -YHUnp, определим внешние параметры ПЧ при
проводимости источника сигнала Уист. К ним относятся следую-
щие параметры:
^21пр .
Рис. 5.3. Формальная схема замеще-
ния ПЧ
коэффициент передачи (усиления) ЛГ0ПЧ = -£2- = .
и С ^22пр + Ун
входная проводимость Увх =
= Ш = ГппР;
выходная проводимость Увых =
“ tnp/^np = ^22пр-
Для определения внутренних
параметров ПЧ на БТ пользуют-
112
ся приближенными эмпирическими соотношениями между пара-
метрами ПЧ и параметрами БТ в усилительном режиме, работаю-
щего по схеме с ОЭ:
пр - (0,5...0,8)<711Оэ; |Т12пР| = (о, 2...0,з)|у12Оэ|;
|^21пр| = (0,4-0, 8)|Г21оэ| ; ^22пр = (0,5...0,8)(?22ОЭ-
Для ПТ справедливо равенство КцПр = ^unp = 0- Это означает
отсутствие обратного преобразования и высокое входное сопро-
тивление.
Входные и выходные емкости в преобразовательном режиме
почти не изменяются по сравнению с их значениями в усилитель-
ном режиме.
Крутизна преобразования НЭ может быть определена количе-
ственно как половина амплитуды первой гармоники периодиче-
ски изменяющейся крутизны. Следовательно, при известной мак-
симальной крутизне НЭ 5макс в режиме усиления и оптимальном
напряжении гетеродина амплитуда первой гармоники будет 5макс/2,
а крутизна преобразования |К21Пр| = 5пр =5'макс/4. Таким образом,
если внутренние У-параметры транзистора в режиме преобразо-
вания определены, то внешние параметры ПЧ могут быть рассчи-
таны по формулам для резонансных усилителей.
С учетом того, что У22пР + YH = Уэкв = рк0экв, ПРИ настройке вы-
ходного контура на промежуточную частоту с коэффициентами
автотрансформаторной связи со смесителем т и нагрузкой п по-
лучим
1^21 I
-^ОПЧ = । • Г = ^^|^21пр|Ркбэкв = ^Ш^прРкОэкв-
И экв
В случае нагрузки ПЧ в виде ФСС с коэффициентом передачи
^фсс, характеристическим сопротивлением рФСС и коэффициен-
тами связи фильтра со смесителем т и нагрузкой п коэффициент
передачи ПЧ определяется по формуле
ЛГопч = тп
1^21 пр| ^ФСсРфСсСэкв-
Преобразователь не проверяется на устойчивость по усилению,
так как его коэффициент усиления не зависит от обратной внут-
ренней проводимости НЭ.
На рис. 5.4, а показана схема ПЧ на БТ. Эта схема ПЧ практи-
чески не отличается от схемы УРЧ. В ней напряжение гетеродина
113
Рис. 5.4. Схемы преобразователя частоты на БТ (а) и ПТ (б)
б
подается в цепь эмиттера, а выходной контур LKCK настраивается
на промежуточную частоту.
На рис. 5.4, б приведена схема ПЧ на ПТ с двумя затворами.
Сигнал и напряжение гетеродина подаются на разные затворы,
чем достигается слабое взаимное влияние цепей преселектора и
гетеродина, что является одним из его достоинств. Амплитуда на-
пряжения гетеродина не должна превышать напряжения смеще-
ния (обычно 1,5...2 В). Достоинством смесителя на ПТ является
также то, что его ВАХ описывается квадратичным законом.
Сигнал и напряжение гетеродина можно подавать на один и
тот же электрод транзистора (базу или затвор), или на разные
электроды (базу и эмиттер на рис. 5.4, а). При подаче сигнала и
напряжения гетеродина на разные электроды ослабляется связь
между цепями преселектора и гетеродина, что способствует умень-
шению излучения гетеродина антенной РПрУ и повышению ста-
бильности частоты гетеродина. Наиболее часто напряжение гете-
родина подают в цепь эмиттера (истока), поскольку в этом случае
устойчивость работы ПЧ выше. При подаче напряжения гетероди-
на в цепь базы требуется меньшая мощность и достигается боль-
шая крутизна ПЧ. В цепь коллектора включают нагрузку смесите-
ля — контур или ФСС.
Если к стабильности частоты гетеродина не предъявляются
жесткие требования, то ПЧ может быть выполнен по схеме с со-
вмещенным гетеродином. На рис. 5.5 показана схема автодинного
ПЧ, в котором функции гетеродина и смесителя совмещаются в
одном БТ. Если считать, что сопротивление сигнального контура
и контура промежуточной частоты на частоте гетеродина пренеб-
режимо мало, то гетеродин работает по трехточечной схеме с ОБ.
Необходимая ПОС создается подключением эмиттера к промежу-
точной точке индуктивности LCB г через конденсатор связи Сь Сме-
ситель работает по схеме с ОЭ, поскольку сопротивление контура
гетеродина Ак ГСК.ГСП г для частоты сигнала и промежуточной час-
тоты близко к 0. Режим работы ПЧ по постоянному току и его
114
термостабилизация осуществля-
ются с помощью резисторов
Л>2 И Ъ
Недостатком ПЧ с совме-
щенным гетеродином является
возможность модуляции напря-
жения гетеродина промежуточ-
ной частотой и ее гармониками,
что может привести к появле-
нию на выходе РПрУ интерфе-
Рис. 5.5. Схема автодинного ПЧ
ренционных помех.
Напряжение гетеродина для
ПЧ на БТ обычно выбирается в
пределах 100... 200 мВ. Напряжение менее 50 мВ можно подавать только
в схемах ПЧ с отдельным гетеродином при необходимости получе-
ния очень малых значений амплитуд комбинационных составляю-
щих. В схемах ПЧ с совмещенным гетеродином при низких уровнях
напряжения генерация колебаний может быть неустойчивой. В боль-
шинстве случаев оптимальным условием является амплитуда ко-
лебаний гетеродина 100 мВ и ток в рабочей точке 500 мкА, что
обеспечивает минимальный коэффициент шума ПЧ. При повыше-
нии напряжения гетеродина коэффициент передачи ПЧ несколько
увеличивается, однако в большей степени возрастают шумы.
5.5. Преобразователи частоты на микросхемах
Смесители на основе дифференциальных каскадов. Смесители
на ИМС чаще всего строятся на основе ДК с транзистором в об-
щей эмиттерной цепи (рис. 5.6). Выходное напряжение такой схе-
мы «Вых(0 = SoRHux(t) определяется крутизной ВАХ транзисторов
дифференциальной пары 50 = /э/фт в рабочей точке (мх = 0), где
Фт= къТ/е0 — температурный потенциал. При абсолютной темпе-
ратуре Т = 300 К имеем <рг = 26 мВ.
Пусть /0 = 1.^ — постоянный ток эмиттера транзистора И73. В
цепь эмиттера генератора стабильного тока на транзисторе И73
включен резистор R3. При условии /э0Лэ» ^4эо справедливы соот-
ношения
Лэ 2 2ЛЭ
Отсюда
(<>=и»,(')
Фт 2фГ/г.
115
Рис. 5.6. Схема ДК с транзисто-
ром в общей эмиттерной цепи
Типичные значения коэффици-
ента 7?н/(2фт'/?э) составляют 0,04;
0,1; 1 или 10 В’1.
Из выражения для определения
мвых(0 следует, что исследуемый
каскад является перемножителем
двух аналоговых сигналов. Каскад-
ное соединение аналогового пере-
множителя и ПФ, настроенного на
промежуточную частоту, обеспе-
чивает выделение колебаний, не-
сущих информацию о полезном
сигнале.
Для оценки показателей ПЧ на
базе ДК принимаем, что напря-
жение сигнала ис(0 подается на
базу транзистора К73 ГСТ, а на-
пряжение гетеродина ыг(/) — на
базы транзисторов дифференциальной пары VT1 и VT2. Съем вы-
ходного сигнала ПЧ производится с коллектора одного из транзи-
сторов пары. При малых уровнях напряжения входного сигнала Umc
« <рг и гетеродина итГ « фг крутизна преобразования
С _ *S) ^тГ
пр 1 + 50Яэ 8<рг'
Таким образом, при малой амплитуде колебаний гетеродина
t/mr крутизна преобразования 5пр мала и линейно зависит от на-
пряжения гетеродина.
Схема балансного ПЧ на базе ДК показана на рис. 5.7. Коллек-
торное напряжение на транзисторы VT1 и И72 подается через сред-
нюю точку катушки индуктивности контура LKCK, настроенного
на частотуУпр- Напряжение радиосигнала с контура LKCK через ка-
тушку связи LCB с прикладывается между базами транзисторов VT1
и КГ2, что обеспечивает противофазность преобразуемых сигна-
лов. Напряжение гетеродина с частотой /г подается на базу тран-
зистора К73, что обеспечивает синфазность модуляции транзис-
торов РТ1 и VT2.
Общий принцип построения балансных ПЧ состоит в том, что
одно из напряжений сигнала или гетеродина создает в нагрузке
синфазные токи, а второе — противофазные токи. Происходит
компенсация одного из напряжений и в результате оно отсутству-
ет в нагрузке. Чаще всего подавляются колебания гетеродина.
На рис. 5.8 приведена схема ПЧ на микросхеме типа К435УВ1.
Схема этого усилителя выполнена на паре идентичных транзисто-
ров КП и VT2, в цепь эмиттера которых включен ГСТ на транзи-
116
Рис. 5.7. Схема балансного ПЧ на базе ДК
сторе И73. Транзистор К74 в диодном включении предназначен
для термостабилизации напряжения на базе транзистора И73. Для
повышения устойчивости ПЧ к самовозбуждению в базовые цепи
транзисторов ИЛ... И73 включены стабилизирующие резисторы
R2, R4 и R5 сопротивлением 62 Ом каждое.
На транзисторе И7Б выполнен эмиттерный повторитель, кото-
рый не связан по сигнальным цепям с парой транзисторов ДК и
может использоваться самостоятельно. Транзистор ИТ5 предна-
значен для улучшения развязки базовых цепей транзисторов И72
и И76. Гетеродин выполнен на транзисторе VT6 по схеме емкост-
ной трехточки. Контур настраивается на соответствующую гар-
монику кварцевого резонатора ZQ. Входной радиосигнал подает-
ся на вывод 8 микросхемы. В типовом режиме напряжение гетеро-
дина превышает 100 мВ, а крутизна преобразования составляет
около 10 мА/В.
Достоинством ПЧ на одном ДК является широкий диапазон
рабочих частот (до 200 МГц) и малое энергопотребление. Важной
особенностью перемножителя на ДК является отсутствие в спек-
тре выходного сигнала четных гармоник в случае, когда напряже-
ние смещения транзисторов VT\ и VT2 (см. рис. 5.8) равно 0.
Перемножитель на ДК имеет очень узкий диапазон линейно-
го перемножения напряжений по дифференциальному входу. Так,
например, уже при Umx = 0,1<рг=2,5 мВ погрешность линейности
перемножения составляет около 10 %. По этой причине подоб-
ные перемножители могут применяться лишь в тех случаях, ког-
да не предъявляются высокие требования к линейности пере-
множения.
К недостаткам рассмотренной схемы ПЧ на микросхеме типа
К435УВ1 следует отнести зависимость крутизны преобразования
от напряжения гетеродина и повышенное требование к фильтра-
117
Рис. 5.8. Схема ПЧ на микросхеме типа К435УВ1
ции напряжения сигнала (гетеродина), так как одно из этих на-
пряжений проходит на выход ПЧ.
Смеситель с перекрестно соединенными ДК. Лучшими техни-
ческими характеристиками по сравнению с ПЧ на одном ДК
обладают ПЧ, построенные на двух ДК (рис. 5.9). Входы ДК на
транзисторах ИЛ, VT2 и И73, ИТ4 объединены симметрично-
перекрестными связями. Первое перемножаемое напряжение ux(t)
подается на общие входы ДК, а второе uy(f) — на входы (базы)
транзисторов И75 и VT6, которые путем перераспределения то-
ков is и z6 в соответствии с изменением напряжения uy(t) осуще-
ствляют управление крутизной характеристики прямой переда-
чи обоих ДК.
118
Выходной сигнал, снимаемый с общих выводов ДК, ивых = +
+ /3)7?] - (/2 + /4)^2- При 7?! = R2 = RH и выполнении условий Ux « <рг
и i5,i6 » <$т/Кэ справедливо выражение
D
Ивых (^) = ~ п иУ (О их (О •
Недостаток схемы ПЧ, приведенной на рис. 5.9, состоит в не-
достаточно широком динамическом диапазоне, который ограни-
чен неравенством Umjc« 4<рг.
При Umx>> 4<рт транзисторы И71, Р72 и И73, VT4 превраща-
ются в переключатели. Входной сигнал uy(t) коммутируется с
частотой опорного колебания ux(t). Так как в ПЧ не требуется
линейности перемножения по отношению к двум сигналам, то
появляется возможность использования перемножителя (см. рис. 5.9)
в качестве смесителя при амплитуде напряжения гетеродина
= Umx » <рг= 26 мВ. На этом принципе работают микросхемы
балансного модулятора типа К140МА1, перемножителей типа
К174ПС1 и К526ПС1.
Преобразователь частоты с каскадом логарифмирования. Для рас-
ширения динамического диапазона линейного перемножения на-
пряжения ux(t) в схему перемножителя включают дополнитель-
ный каскад, обеспечивающий логарифмическую зависимость меж-
ду входным их и выходным «] напряжениями (рис. 5.10). Каскад
содержит линейный преобразователь напряжения в ток, выпол-
ненный на транзисторах VT\ и И72, диодах KD1 и VD2, источни-
ках токов /0, резисторах 7?1 и Rx.
Рис. 5.9. Схема ПЧ с перекрестно соединенными ДК
119
Если выполняется равенство токов i5 = i6, то напряжение на
выходе ПЧ описывается соотношением мвых (/) = Котих (t)uy (/).
Перемножитель совместно с каскадом логарифмирования обес-
печивает линейную зависимость напряжения ивых(/) от произве-
дения напряжений ux(t) и uy(t) в широком диапазоне их измене-
ний. При этом множитель копч = 27?H/(/?x7?/5) является масштаб-
ным коэффициентом перемножения, который удобно регулиро-
вать изменением сопротивлений резисторов Ан, Rx, Ry или тока i$.
В аналоговых перемножителях резисторы 7?1, R„, Rx и Ry под-
ключаются к внешним выводам, что позволяет получить желае-
мый масштабный коэффициент перемножения.
В аналоговом перемножителе, содержащем каскад логарифми-
рования, например в ИМС типа К525ПС1, реализуется высокая
линейность (единицы процентов) перемножения сигналов с уров-
нем 0... 10 В. На таких перемножителях разработаны смесители с
большим динамическим диапазоном входных сигналов.
5.6. Диодные ПЧ
В диапазоне СВЧ применяются главным образом диодные ПЧ.
Диод однотактного ПЧ, схема которого приведена на рис. 5.11,
размещается между ФВЧ и ФНЧ, что обеспечивает развязку сиг-
нальной цепи и цепи преобразования частоты. Напряжение гете-
120
родина вводится в сигнальную
цепь через элемент связи, в каче-
стве которого может быть исполь-
зован направленный ответвитель
ИЛИ фильтр.
В диодном ПЧ источники ко-
лебаний сигнала и гетеродина
включаются в цепь диода. В этой
лее цепи формируется напряжение
промежуточной частоты, которое
выделяется контуром. Поскольку
диод является взаимным НЭ, то
при анализе необходимо учитывать воздействие на процесс пре-
образования спектральной составляющей зеркальной частоты. Токи
Рис. 5.11. Схема однотактного ди-
одного ПЧ
и напряжения учитываемых спектральных составляющих связаны
между собой тремя линейными уравнениями:
Ттс = GqUтс + G\Uтп^ + G^Uтзк на частоте сос,
4 Лппр = G\Uтс + GQUmup + GxUm3 к на частоте сопр, (5.7)
^тз.к = GiUтс + G\UmlVp + GoUm3Vi на частоте со3 к.
Таким образом, с учетом взаимности НЭ и безынерционное™
активной проводимости ПЧ при ее модуляции напряжением ге-
теродина с частотой сог все параметры ПЧ могут быть описаны с
помощью трех действительных коэффициентов:
Go =
уг О
Gi=^fG(/)cos(<M)d/; (5.8)
о
G2=-zrj G(/)cos(2cor/)d/.
'Г о
Внутренние параметры ПЧ могут быть определены по следую-
щим формулам:
пр = Go — входная результирующая внутренняя
Чэ.к + Оо
проводимость ПЧ;
Gimp = ^21 пр = G\ - — крутизна прямого и обратного
+ Оо
преобразований;
121
^22пР = Gq-----------результирующая выходная внутренняя
G3 к + (7о
проводимость ПЧ.
Из этих формул видно, что внутренние параметры ПЧ зависят
от проводимости нагрузки на частоте зеркального канала. В зави-
симости от величины и характера нагрузки на зеркальной частоте
возможны несколько режимов работы диодного ПЧ.
Узкополосный режим работы диодного ПЧ обеспечивается при
коротком замыкании нагрузки на частоте зеркального канала. Внут-
ренние параметры ПЧ при бзк -» определяются по равенствам
^Нпр = 6ft, 6i2np = ^21пр = 6j, t?22np = Gq.
Работа диодного ПЧ в узкополосном режиме описывается си-
стемой уравнений:
^тс “ GQUmc + G\Umnp,
Ди пр “ G\Umc + GqUmrVp.
Если нагрузка на промежуточной частоте <7Н, то из второго
уравнения этой системы имеем -бнС7шпр = GxUmz + GQUmnp. Тогда
(J
коэффициент передачи ПЧ А'опч = —Чг”-
Gтс Gq + GH
Если ПЧ имеет входную проводимость бвх, то коэффициент
передачи мощности
_ GH _\ G\
- А0ПЧ - Г Л. Г
^вх V Gq + Cfj
Gqx
Известно, что для достижения максимальной мощности в на-
грузке необходимо обеспечить режим согласования, при котором
Работа ПЧ СВЧ может быть реализована в узкополосном ре-
жиме и при разомкнутой цепи зеркальной частоты, т.е. при G3 K = 0.
Внутренние параметры ПЧ при этом определяются соотношени-
ями
г _с с -С —С G\G2. р G}
^11 пр - ^0 ^12пр “ ^21пр - ---У—J °22пр “ ^0 ”77“
Сг0 Gq Ctq
122
Особенностью этого режима работы ПЧ является зависимость
его параметров от внутренней проводимости преобразования на
второй гармонике гетеродина G2/Gq. В этом случае максимальный
коэффициент передачи мощности для узкополосного режима при
С3.к = 0
Ц _ С,2 GoftjQ-Ga)
(1 + V14Q2’ G^~Gi Go+<%
При этом соответственно входная и выходная проводимости
G _ Go~Gl /j—G _ Gl~G\ Ц—[
^BX ~ 4* Hi ^вых ~ V1 И-
Ctq Cjq
В широкополосном режиме работы ПЧ нагрузка на зеркальной
частоте равна внутренней входной проводимости Уэкв = Go на ча-
стоте сигнала. Этот режим работы используется на практике при
широкополосном преселекторе на входе ПЧ. Внутренние параметры
ПЧ для заданного режима работы могут быть рассчитаны по фор-
мулам
с —с G% г -С -С GiG^ - г —Г G'
(-П1пр - <А) V2np - ^21 пр - <-Ч - , ^22пр -Vo “ТТГ-
ZCro ZC/q
Максимальный коэффициент передачи по мощности при оп-
тимальных входной и выходной проводимостях
КР =
Ср
Со + С2
С?
2(72
1+ц
2
обеспечивается при оптимальной проводимости источника сиг-
нала
J2(72
Исходя из физической сущности режимов работы диодных ПЧ,
отметим, что в узкополосном режиме работы из-за эффекта вто-
ричного преобразования напряжения зеркальной частоты коэф-
фициент передачи мощности ПЧ возрастает. Напротив, при ши-
рокополосном режиме мощность спектральной составляющей зер-
123
Pr,fr
РГ1
Z1 Q ~|~| ***** । < К смесителю
тп -г- JS01
> Q Ti22222-*—(=J—1
22 П ^2 zT7f“]
- Po I
Рис. 5.12. Схема подачи мощностей радиосигнала и гетеродина на вход
смесителя с помощью направленных ответвителей на МПЛ
кальной частоты бесполезно рассеивается на проводимости ис-
точника сигнала.
Диодные ПЧ СВЧ характеризуются потерями преобразования,
а именно
Zn4[flB] = -101g^=-101g-^-.
*вых
Для диодов с барьером Шоттки потери при оптимальной
мощности составляют £Пч = 5...7 дБ в узкополосном режиме и
£Пч = 7... 10 дБ в широкополосном режиме.
На рис. 5.12 как пример элементов связи для подачи мощнос-
тей сигнала и гетеродина на вход смесителя с помощью НО на
МПЛ приведена схема подачи мощностей радиосигнала и гетеро-
дина на вход смесителя с помощью направленных ответвителей
на МПЛ. Использование для связи ответвителя НО1 обеспечивает
развязку сигнального и гетеродинного трактов. Оптимальными зна-
чениями переходных ослаблений НО следует считать ослабление
в пределах 20...30 дБ. При этом обеспечивается наибольшая точ-
ность калибровки переходного ослабления при отводе из тракта
достаточно малой мощности.
Стремление уменьшить потери гетеродина и основного сигна-
ла при высокой развязке между их трактами привело к созданию
Рис. 5.13. Схема подачи мощностей радиосигнала и гетеродина на вход
смесителя через ПФ
124
элементов связи с полосовыми фильтрами ПФ1 и ПФ2 (схема
подачи мощностей радиосигнала и гетеродина на вход смесителя
через ПФ показана на рис. 5.13). Применение ПФ обеспечивает
развязку сигнального и гетеродинного трактов более чем на 50... 60
дБ. Если в гетеродинном и сигнальном ПФ используются реактив-
ные элементы на отрезках МПЛ, то их включение осуществляется
через трансформирующие отрезки линий соответственно ИЛ и W1
(см. рис. 5.13).
На частоте сигнала ПФ1 имеет чисто реактивное сопротивле-
ние ЛГПФ1, которое через линию ИЛ длиной трансформируется
в бесконечное сопротивление ZK - ±j°° в точке суммирования А.
Тем самым для сигнала обеспечивается отключение (холостой ход)
канала гетеродина. Мощность радиосигнала передается к смесите-
лю. Аналогично трансформирующая линия И^2 длиной lW2 обеспе-
чивает отключение тракта радиосигнала и прохождение мощно-
сти гетеродина к смесителю.
5.7. Балансные ПЧ
Однотактным ПЧ (см. рис. 5.11) присущи существенные недо-
статки. Прежде всего это необходимость хорошей развязки цепей
сигнала и гетеродина, что требует достаточно слабой связи между
ними, а это обусловливает значительное потребление мощности
гетеродина. Кроме того, однотактные ПЧ преобразуют шумы ге-
теродина в полосу пропускания УПЧ, существенно снижая чув-
ствительность РПрУ. Этих недостатков лишены балансные ПЧ,
представляющие собой двухканальную схему с НЭ в каждом ка-
нале.
На рис. 5.14 показана схема балансного смесителя в диапазоне
частот до 30 МГц. В балансном ПЧ сигнальный контур и контур
промежуточной частоты включены последовательно с двумя дио-
дами VD1 и VD2. Источник напряжения гетеродина подключен к
средним точкам этих контуров.
Поскольку напряжение гете-
родина подводится к диодам
синфазно, а напряжение сигна-
ла — противофазно этому на-
пряжению, то относительная
разность фаз сигнала и гетеро-
дина на каждом диоде в любой
момент времени равна 180°. Сле-
довательно, токи промежуточ-
ной частоты будут противофаз-
ны, что и обеспечивает их сум-
мирование в выходном транс- Рис. 5.14. Схема балансного ПЧ
125
форматоре TVS. Таким образом, любая балансная схема ПЧ со-
держит мостовую схему, обеспечивающую разность относитель-
ных фазовых сдвигов напряжений сигнала и гетеродина на НЭ,
равную 180°, и суммирующее устройство для напряжения проме-
жуточной частоты.
Каждый диод этого балансного ПЧ можно рассматривать как
элемент, продукты преобразования которого через трансформа-
тор TV2 вносят свой вклад в нагрузку. При указанном способе
подачи напряжения гетеродина оно во встречновключенных об-
мотках трансформатора TV2 компенсируется. В нагрузке не при-
сутствуют составляющие с частотой гетеродина и его шумов. При
этом полная компенсация возможна лишь при абсолютно сим-
метричных характеристиках диодов и трансформаторов TVI и TV2.
Напряжение сигнала возбуждает каждый диод противофазно, по-
этому составляющие промежуточной частоты совпадают по фазе
в обмотках выходного трансформатора TV2, и выходное напряже-
ние определяется их суммой. Заметим, что напряжение гетероди-
на отсутствует не только в нагрузке, но и в ВЦ. Это особенно
важно для РПрУ без УРЧ, где велика опасность излучения часто-
ты гетеродина антенной.
На рис. 5.15 приведена схема балансного смесителя СВЧ с квад-
ратурным шлейфным мостом при встречном включении диодов
KD1 и VD2. Длины МПЛ W3 и РЙ8 отличаются на 'Д длины волны
lw% = Iw?, + ^и<з/4. Длины МПЛ W2, W4 и W5, W7 одинаковы и
равны *Д длины волны.
Рассмотрим принцип действия квадратурного шлейфного мос-
та, определяя фазовые сдвиги, вносимые каждой из четвертьвол-
новых МПЛ W2, W4, W5 и W7. Пусть принимаются колебания
только сигнальной частоты Д мощностью Рс. На рис. 5.16 схемати-
чески показан принцип действия квадратурного шлейфного мо-
ста. Примем фазу входной волны равной 0. С выхода МПЛ W2
длиной Хл/4 часть энергии поступает на вход МПЛ И<5, причем
это колебание сдвинуто по фазе на 90° относительно входного
Рис. 5.15. Схема балансного смесителя СВЧ с квадратурным шлейфным
мостом
126
Плечо 1
Плечо 3
Рис. 5.16. Принцип действия квадратурного шлейфного моста
радиосигнала (здесь А.л — длина волны СВЧ колебаний в плечах
квадратурного шлейфного моста).
В плечо 3 поступают две волны равной мощности, одна из ко-
торых проходит через узел 2, а вторая — через узел 4. Очевидно,
что эти волны синфазны и суммируются в узле 3. Фаза волны на
выходе узла 3 равна 180°. Таким образом, сдвиг по фазе между
волнами в узлах 2 и 3 составляет 90°. В узел 4 также приходят две
волны, которые гасят друг друга, так как находятся в противофа-
зе. Таким образом, квадратурный шлейфный мост из четвертьвол-
новых МПЛ W2, W4, W5 и W1 обеспечивает деление мощности
радиосигнала, подаваемого в узел 1, между узлами 2 и 3.
При анализе работы квадратурного шлейфного моста удобно
оперировать проводимостями его плеч.
Обозначим через YW} проводимость линии W\, подключенной
к узлу 1 (см. рис. 5.15). Пусть выходные линии W3 и W8, подклю-
ченные к узлам 2 и 3, имеют проводимости Уц/3 и Yws. Введем
обозначения Yw и Y^ для проводимостей параллельных плеч W4
и W5, Yw2 и YWq для проводимостей последовательных плеч W2 и
W1 моста (см. рис. 5.16).
Идеальное согласование моста достигается при YiyIYiy4= Y^Y^.
Энергия волны в узле 4 равна 0 при YW2YW7 - ^4^5 + ^з^ич-
При выполнении этих равенств вся входная мощность радио-
сигнала передается в выходные линии W3 и №8, подключенные
к узлам 2 и 3 моста. Если обозначить через К23 = Р2/Р3 отношение
мощностей радиосигнала на выходе узлов 2 и 3, то должны вы-
полняться следующие равенства:
Балансный смеситель включает в себя два диода — KD1 и VD2,
обеспечивающих при встречном включении вычитание шумов ге-
теродина, что ведет к уменьшению общего уровня шума РПрУ.
127
Если предположить, что диоды идентичны, а мост идеален, то
при встречном включении диодов на их общей нагрузке выделя-
ется суммарная мощность обоих диодов на промежуточной часто-
те, а шумы гетеродина компенсируются. Отрезок линии W8 дли-
ной = 1ц^ + Хиз/4 обеспечивает синфазность колебаний гетеро-
дина и противофазную подачу основного сигнала на диоды.
Фильтры нижних частот CIL1С2 и C3L2C4 (см. рис. 5.15) обес-
печивают согласование диодов с выходом на промежуточной ча-
стоте. Одновременно с этим фильтры исключают прохождение ко-
лебаний сигнала и гетеродина на выход смесителя. Для протека-
ния постоянного тока диодов KD1 и VD2 предусмотрена цепь из
индуктивных элементов L3 и L4. Совместно с конденсатором С5
эта цепь исключает прохождение колебаний промежуточной ча-
стоты в цепи основного радиосигнала и гетеродина.
Балансные смесители требуют меньшей мощности гетероди-
на, обеспечивая более высокую помехоустойчивость. Если мощ-
ность радиосигнала существенно меньше мощности гетеродина
(режим малого сигнала), то выпрямленный ток определяется мощ-
ностью гетеродина. Номинальная мощность гетеродина находится
в пределах 0,5... 1 мВт, при которой выпрямленный ток равен
300...700 мкА. При таком токе шумы смесителя минимальны.
К основным свойствам балансных ПЧ относятся следующие:
1) компенсация синфазно действующих по промежуточной ча-
стоте помех. Так, при синфазном воздействии напряжения гете-
родина оно отсутствует в нагрузке, а значит, отсутствует его из-
лучение. Кроме того, в нагрузке нет напряжения шумов гетероди-
на, что особенно важно при отсутствии УРЧ в преселекторе;
2) компенсация четных гармоник в нагрузке, что приводит к
уменьшению числа побочных каналов.
5.8. Кольцевые ПЧ
Широкое применение находит кольцевой ПЧ, схема одного из
которых приведена на рис. 5.17.
Кольцевым ПЧ получается при
подключении дополнительно
диодов VD3 и VD4, которые по
входу сигнала включаются
встречно по отношению к дио-
дам PD1 и VD2. Это обстоятель-
ство обусловливает противофаз-
ное подключение выходов дио-
дов VD3 и VD4 к нагрузке про-
Рис. 5.17. Схема кольцевого ПЧ
128
Таблица 5.1. Качественные показатели балансного и кольцевого
диодных ПЧ
Параметр Балансный ПЧ Кольцевой ПЧ
Вносимые затухания, дБ 10... 13 5...8
Развязка цепей, дБ:
гетеродина и промежуточной частоты 20 40
сигнала и гетеродина 20 30
сигнала и промежуточной частоты 6 25
Динамический диапазон, отн. ед. 1 2
Уровень высших гармоник, отн. ед. 1 0,5
Подавление шумов гетеродина, дБ 20...30 30... 50
межуточной частоты. Такая схема ПЧ приводит к компенсации
напряжений сигнала и гетеродина на выходном контуре, что улуч-
шает развязку соответствующих цепей.
Для сравнения в табл. 5.1 приведены качественные показатели
балансного и кольцевого диодных ПЧ.
Для ПЧ при/I = 100 МГц в ряде случаев применяют кольцевые
балансные смесители на микросхемах типа 235МП1 и 235МП2, в
которых в качестве НЭ используются диоды. Достоинством таких
ПЧ является отсутствие источника питания, что обеспечивает хо-
рошую развязку с другими узлами РПрУ. Они применяются в
РПрУ, требующих высокого качества преобразования сигнала при
небольшом динамическом диапазоне работы.
Из-за технологических трудностей кольцевые ПЧ применяют-
ся главным образом в диапазоне умеренно высоких частот.
5.9. Шумы ПЧ
Шумы ПЧ зависят от шумов входных и выходных цепей, гете-
родина и собственно НЭ. Уровень шумов ПЧ значительно выше,
чем в УРЧ, потому что крутизна преобразования в несколько раз
меньше паспортной крутизны проходной характеристики транзи-
стора.
С учетом собственных шумов гетеродина коэффициент шума
ПЧ рассчитывается через эффективную полосу пропускания Пэф,
относительные шумовые температуры НЭ ТшНэ и гетеродина Тшг
по формуле
Ш_ т ^ш.НЭ + Тщ.Г
ПЧ - Ч1Ч------—-----•
'0
5 Румянце»
129
Рис. 5.18. Зависимости параметров
ПЧ от мощности гетеродина
Для балансного ПЧ, облада-
ющего свойством подавления
шумов гетеродина, принимаем
что ТшГ = 0. Отсюда Шпч = £пч
Степень подавления шумов
гетеродина в балансном ПЧ со-
ставляет более 15 дБ. Дополни-
тельным методом снижения шу-
мов гетеродина является повы-
шение значения промежуточной
частоты. Поскольку относитель-
ная шумовая температура ПЧ и
потери преобразования зависят
от мощности гетеродина, то ко-
эффициент шума может быть оптимизирован. На рис. 5.18 показа-
ны зависимости потерь преобразования Лпч, относительной шу-
мовой температуры Тш,Пч и коэффициента шума Шпч от мощно-
сти гетеродина Рг ПЧ. На графике видно, что наличие слабо вы-
раженного экстремума для коэффициента шума ПЧ позволяет оп-
тимизировать мощность гетеродина. Для диодов с барьером Шот-
тки, работающих без смещения, РГопт = 10... 15 мВт. Для диодов со
смещением рабочей точки оптимальная мощность гетеродина су-
щественно снижается и составляет 300...500 мкВт.
5.10. Побочные каналы преобразования
В линейном режиме работы ПЧ, когда Umc « UmY, условием
появления на выходе ПЧ колебаний промежуточной частоты яв-
ляется прием колебаний с частотами, удовлетворяющими соот-
ношениям /к+ = nfY + /пр и f~ = л/г -/пр при п = 0, 1, 2, ... .
При верхней настройке гетеродина и п = 1 частотой основного
канала приема будет частота fc = f~ = /г - /пр. Частота /к+ = / к =
= /г + /пр представляет собой частоту зеркального канала. Часто-
ты fnp, /к, /^ и/^ являются частотами побочных каналов приема,
так как любая станция, частота которой совпадает с одной из
этих частот, создает промежуточную частоту/ц, и воспринимается
как помеха для сигнала с частотой /.
При п > 1 преобразование происходит на гармониках гетероди-
на. Как показано на рис. 5.19, на котором приведено расположе-
ние побочных каналов приема РПрУ при линейном режиме рабо-
ты ПЧ, наличие большого количества побочных каналов приема
является существенным недостатком супергетеродинных РПрУ. Ос-
новным способом борьбы с побочными каналами приема являет-
ся применение преселекторов (АЧХ преселектора показана штри-
130
рис. 5.19. Расположение побочных каналов приема РПрУ при линейном
режиме работы ПЧ
ховой линией на рис. 5.19). Дополнительно повысить избиратель-
ность по каналу приема на промежуточной частоте (л = 0) мож-
но, применив заграждающий фильтр, настроенный на фиксиро-
ванную промежуточную частоту /пр.
Для уменьшения помех по побочным каналам приема, распо-
ложенных симметрично относительно частот 2/r, 3fr, ..., кроме
названных ранее мер необходимо выбрать такой режим работы
ПЧ, при котором амплитуды высших гармоник проводимости У21
будут минимальны. В этом случае коэффициент передачи ПЧ на
Л-й гармонике будет минимален. Такой режим возможен, если
проводимость f2I под действием напряжения гетеродина изменя-
ется по линейному закону. Такой режим называется линейным ре-
жимом работы ПЧ.
В том случае, когда амплитуда сигнала становится соизмери-
мой с амплитудой гетеродина, ПЧ переходит в нелинейный режим
работы. В этом режиме комбинационные каналы приема могут быть
представлены в виде mfK = nfr±fnp при т, п = 0, 1,2, ... .
Теоретически существует бесконечное множество побочных ка-
налов. Однако амплитуды комбинационных составляющих тока
убывают с увеличением тип, поэтому практически опасными
являются лишь те побочные каналы, которые соответствуют зна-
чениям т < 3 и п < 3.
Рис. 5.20. Расположение побочных каналов приема при нелинейном ре-
жиме работы ПЧ
131
В случае, когда номер гармоники гетеродина совпадает с номе-
ром гармоники сигнала (т = п), частоты комбинационного при-
ема fZn = /г + /пр/™ И f^n,= fr - fnplm. Последнее соотношение
позволяет представить расположение побочных каналов приема
при нелинейном режиме работы ПЧ (рис. 5.20).
На рис. 5.20 видно, что наибольшую опасность приему сигнала
на частоте/! представляет помеха на частоте /к“2 = /г ~/пР/2, так
как она близко расположена к частоте основного канала и не мо-
жет быть отфильтрована преселектором. Для борьбы с помехами
по побочным каналам приема РПрУ в нелинейном режиме рабо-
ты необходимо избегать избыточного усиления в преселекторе в
целях уменьшения перегрузки ПЧ.
5.11. Преобразователи с фазовым
подавлением зеркального канала
Перестраиваемые преселекторы, обеспечивающие избиратель-
ность по зеркальному каналу в достаточно широкой полосе ча-
стот, существенно ухудшают параметры ПЧ. Это проявляется в
усилении вносимых потерь, трудностях сопряжения настройки пре-
селектора и контура гетеродина, большой неравномерности АЧХ
из-за изменения электрической длины отрезка линии передачи,
связывающей преселектор со смесителем. Для исключения этих
недостатков применяются схемы, обеспечивающие избиратель-
ность по зеркальному каналу без применения преселектора.
Фазовые сдвиги в каналах ПЧ оказываются при этом разными
в зависимости от приема колебаний по основному или зеркально-
му каналу. Используя суммирующее устройство, чувствительное
по промежуточной частоте к относительным фазовым сдвигам в
каналах преобразования, можно существенно ослабить или даже
полностью исключить прием по зеркальному каналу.
Одна из распространенных структурных схем ПЧ с фазовым
подавлением приема зеркального канала приведена на рис. 5.21
для случая нижней настройки гетеродина/ >/г. В схеме использу-
ются два смесителя, к которым непосредственно подводится на-
пряжение радиосигнала с частотой fc и фазой Фс. Напряжение ге-
теродина с частотой fr и фазой Фг подводится к первому смесите-
лю через фазовращатель 1 со сдвигом фазы на +45°, а ко второму
смесителю — через фазовращатель 2 со сдвигом фазы на -45°. На
выходе колебания как несущей частоты сигнала, так и зеркально-
го канала преобразуются в колебания промежуточной частоты,
однако с разными фазовыми сдвигами. Колебания с частотой
/пр =/ ~fr на выходе плеч имеют одинаковые фазы Фпр = Фс - Фг-
Напряжения промежуточной частоты от зеркального канала на
132
си
./пр “7c ~fr
Упр —fc “7r
Zip -fl Тз.к
/пр ~fr fi.K
Рис. 5.21. Структурная схема ПЧ с фазовым подавлением приема зеркального канала
выходе фазовращателя 3 со сдвигом фазы на +45° и фазовращате-
ля 4 со сдвигом фазы на -45° имеют противоположные фазы. По-
этому после сложения в сумматоре помеха зеркального канала
подавляется.
Эффективность фазовых методов подавления зеркального ка-
нала существенно зависит от идентичности коэффициента пере-
дачи в отдельных каналах и частотных свойств фазосдвигающих
цепей. Практические конструкции ПЧ в диапазоне СВЧ обеспе-
чивают подавление зеркального канала на 20...30 дБ в относи-
тельной полосе приема 5... 10%.
5.12. Гармонические смесители
Преобразование частоты может быть реализовано при исполь-
зовании любой гармоники гетеродина. При этом прием сигнала
возможен на частотах комбинационных каналов/^ = nfc +fnp при
п > 1. Необходимость использования в РПрУ гармонических сме-
сителей обусловлена прежде всего трудностями создания стабиль-
ных и перестраиваемых в широкой полосе частот гетеродинов.
При создании гармонических смесителей в качестве НЭ ис-
пользуют систему из двух диодов, соединенных между собой
встречно-параллельно. На рис. 5.22 показан НЭ гармонического
смесителя в виде встречно-параллельной пары диодов, а также
результирующая ВАХ, статическая и динамическая проводимос-
Рис. 5.22. Схема НЭ из двух полупроводниковых диодов и ее ВАХ
134
ти при воздействии гетеродина. На рис. 5.22 видно, что период
изменения проводимости в 2 раза меньше, чем период колебания
гетеродина. Следовательно, частота первой гармоники изменяю-
щейся во времени проводимости пары диодов будет в 2 раза боль-
ше частоты гетеродина, т.е. она равна частоте его второй гармо-
ники.
К достоинствам ПЧ с таким НЭ следует отнести следующее:
снижение частоты гетеродина в 2 раза облегчает создание ста-
бильных электронно-перестраиваемых гетеродинов СВЧ;
коэффициент передачи ПЧ численно равен коэффициенту пе-
редачи ПЧ на одном диоде работающего на первой гармонике
гетеродина;
высокая равномерность АЧХ в связи с подавлением продуктов
преобразования на нечетных гармониках гетеродина;
уменьшение в 2 раза входного и выходного сопротивлений,
что облегчает возможности широкополосного согласования;
отсутствие эффекта прямого детектирования и температурного
дрейфа результирующего тока через НЭ, что актуально в РПрУ
прямого преобразования с ФАПЧ;
заметное снижение влияния преобразованных шумов гетеро-
дина на чувствительность РПрУ.
Недостатком ПЧ с включенной встречно-параллельно парой
диодов следует считать необходимость обеспечения идентичности
характеристик диодов, так как их неидентичность приводит к по-
явлению дополнительных каналов приема на нечетных гармони-
ках гетеродина, что существенно снижает динамический диапа-
зон РПрУ.
ГЛАВА 6
ГЕТЕРОДИНЫ
6.1. Назначение и классификация гетеродинов
Гетеродины формируют вспомогательное гармоническое напря-
жение, необходимое для преобразования частоты в РПрУ.
Однокаскадные гетеродины на транзисторах применяются в
вещательных и телевизионных РПрУ. Недостатком таких гетеро-
динов является низкая стабильность частоты. Так, при использо-
вании элементов с малыми температурными коэффициентами
нестабильности параметров, схем температурной компенсации и
стабилизации питающих напряжений можно обеспечить стабиль-
ность 0,1 ...0,01 %.
В профессиональных РПрУ применяют гетеродины с кварце-
вой стабилизацией частоты. Достоинством гетеродинов с кварце-
вой стабилизацией частоты является возможность получения ста-
бильных колебаний. Кварцевый генератор без дополнительных мер
стабилизации частоты обеспечивает относительную нестабильность
частоты порядка 0,001 % в диапазоне температур 10...30°C.
6.2. Структура и характеристики гетеродинов
На рис. 6.1 приведена обобщенная структурная схема гетероди-
на. В гетеродине АЭ (транзистор, электронная лампа и т.д.) и кон-
тур образуют резонансный усилитель. В этом усилителе максималь-
ный коэффициент усиления напряжения достигается на резонан-
Рис. 6.1. Обобщенная структурная схема гетеродина
136
сной частоте <о0 колебательного контура. С учетом свойств АЭ и
избирательных свойств контура коэффициент усиления резонан-
сного усилителя имеет вид ЛГУ (у<в) = • Четырехполюсник
обратной связи имеет свой коэффициент передачи, зависящий от
частоты: рос (усо) = UjU2. В стационарном состоянии коэффици-
ент усиления нелинейного резонансного усилителя Ky(J(o0) и ко-
эффициент передачи четырехполюсника обратной связи р0.с(/®о)
являются комплексными величинами и имеют взаимообратные
значения. Отсюда следует соотношение, характеризующее автоге-
нератор Ay(j(Oo)Po.c(jWo) = 1.
Пусть Лу(соо) и ро.с(соо) — модули, а Фу(соо) и Фо.с(а>0) — фазо-
вые сдвиги, свойственные коэффициентам усиления соответствен-
но резонансного усилителя и передачи четырехполюсника обрат-
ной связи.
При выполнении условий баланса амплитуд A'y(<o0)Po.c(ttJo) = 1
и фаз Фу(<0о) + Ф0.с(®о) = 2я в гетеродине возникают незатухаю-
щие колебания. Условие баланса фаз говорит о том, что в стацио-
нарном режиме сдвиг фазы сигнала в кольце обратной связи гете-
родина должен быть равен 2я. В этом случае рост амплитуды вы-
ходного сигнала приводит к росту амплитуды входного сигнала
резонансного усилителя. При малом всплеске сигнала на входе
АЭ, например вследствие подключения напряжения питания к
гетеродину, происходит выделение контуром спектральной со-
ставляющей на частоте <в0 и ее усиление до достижения амплиту-
дой стационарной величины.
Основными требованиями, предъявляемыми к гетеродину, яв-
ляются следующие:
генерация необходимой частоты и перестройка ее в заданном
диапазоне;
высокая стабильность частоты колебаний генератора;
обеспечение необходимой амплитуды выходного напряжения;
постоянство амплитуды генерируемых колебаний;
минимальный уровень высших гармоник в выходном напряже-
нии;
возможность перестройки частоты;
минимизация уровня собственных шумов;
исключение микрофонного эффекта, связанного с изменени-
ем частоты выходного сигнала из-за вибраций.
6.3. Транзисторные гетеродины
Применение катушек с небольшой индуктивностью в сочета-
нии с конденсаторами обеспечивает возможность создания гене-
раторов с обратными £С-связями на частотах до 500 МГц. Парал-
137
лельный А С-контур обычно включается в цепь коллектора и на
резонансной частоте представляет собой активное сопротивление.
Рассмотрим основные схемы генераторов с самовозбуждени-
ем, которые могут использоваться в качестве гетеродинов.
Генераторы с трансформаторной обратной связью. На рис. 6.2
представлены разновидности генераторов с трансформаторной
обратной связью с включением транзистора по схеме с ОЭ. Осо-
бенностью гетеродина с трансформаторной связью (схема Майс-
снера) является то, что в нем обратная связь осуществляется с
помощью трансформатора TV (см. рис. 6.2), первичная обмотка LK
которого вместе с конденсатором С образует контур, определяю-
щий частоту генерации схемы.
Усиленное входное напряжение на резонансной частоте кон-
тура имеет на коллекторе транзистора VT максимальную ампли-
туду и фазовый сдвиг на 180°. Часть этого напряжения снимается с
вторичной обмотки £св как напряжение обратной связи. Для вы-
полнения условия баланса фаз трансформатор TV должен осуще-
ствлять поворот фазы сигнала на 180°. Для инвертирования фазы
необходимо вторичную обмотку трансформатора TV включить
во встречном направлении по отношению к первичной обмотке.
В этом случае конец вторичной обмотки, напряжение на котором
синфазно с коллекторным напряжением, следует заземлить по
переменному току. Точки около обозначений обмоток трансфор-
матора на схемах рис. 6.2 указывают на выводы обмоток с синфаз-
ным напряжением.
Коэффициент трансформации выбирают таким, чтобы на ре-
зонансной частоте коэффициент петлевого усиления генератора
превышал 1. Благодаря этому сразу же после включения питания
возбуждаются колебания, амплитуда которых экспоненциально
нарастает до тех пор, пока транзисторный каскад не станет пере-
гружаться. Из-за перегрузки коэффициент усиления этого каскада
Рис. 6.2. Установка рабочей точки БТ посредством задания тока базы («)
и ООС по току (б) в генераторе с трансформаторной обратной связью
(схема Майсснера)
138
начнет снижаться до тех пор, пока величина коэффициента пет-
левого усиления не станет равной 1. При этом амплитуда колеба-
ний устанавливается постоянной.
При большой глубине обратной связи может наступить пере-
грузка генератора на входе из-за того, что большие входные сиг-
налы начинают детектироваться эмиттерным переходом транзис-
тора VT. Конденсатор Сб начинает заряжаться, а транзистор вслед-
ствие этого открывается положительной полуволной входного
напряжения.
В схеме на рис. 6.2, а конденсатор Сбдаже при малой амплитуде
колебаний быстро зарядится до такого отрицательного напряже-
ния, при котором БТ закроется и произойдет срыв генерации. Ге-
нератор возбуждается только тогда, когда потенциал базы с отно-
сительно большой постоянной времени цепи 7^Сб вновь возрас-
тает до +600 мВ. На конденсаторе Сб при этом будет формировать-
ся пилообразное напряжение.
Чтобы избежать явления самогашения генератора, необходимо
уменьшить входную перегрузку генератора выбором соответству-
ющего значения коэффициента трансформации. Кроме того, цепь
постоянного базового смещения следует делать по возможности
низкоомной. В схеме генератора, приведенной на рис. 6.2, а, сде-
лать это не представляется возможным, так как возникает недо-
пустимо большой ток базы. Поэтому в этом случае задание рабо-
чей точки транзистора целесообразно выполнить с помощью ООС
по току через резистор R3, как это сделано, например, в схеме
генератора, приведенной на рис. 6.2, б.
Перегрузка по входу наступает тогда, когда открывается пере-
ход коллектор — база транзистора. В генераторе, схема которого по-
казана на рис. 6.2, а, это наступает тогда, когда потенциал коллек-
тора БТ становится отрицательным. Максимальная амплитуда ко-
лебаний при этом составляет Ur = £пит. Таким образом, макси-
мальное напряжение на коллекторе транзистора будет С/кэмакс =
2£пит. На это следует обращать внимание при выборе транзистора.
В генераторе, схема которого показана на рис. 6.2, б, макси-
мальная амплитуда колебаний меньше Епт на величину напряже-
ния стабилизации £ст стабилитрона VD.
Генераторы с индуктивной обратной связью. Трехточечная схема
генератора с индуктивной обратной связью (схема генератора Хар-
тли) схожа со схемой генератора Майсснера, показанной на рис.
6.2. Отличие заключается в том, что трансформатор заменен ка-
тушкой £к с отводом (рис. 6.3). Индуктивность этой катушки вме-
сте с емкостью параллельно включенного конденсатора С опреде-
ляет резонансную частоту возбуждения генератора.
На рис. 6.3, а представлена схема генератора с индуктивной
обратной связью (схема генератора Хартли) на транзисторе с ОЭ.
Через конденсатор Сб переменное напряжение подается на базу
139
Рис. 6.3. Схемы генератора Хартли на БТ (д) и ПТ (б)
транзистора. Это напряжение по отношению к коллекторному
имеет фазовый сдвиг на 180°, т.е. эта обратная связь является по-
ложительной.
Амплитуда напряжения ПОС устанавливается соответствующим
выбором положения отвода на катушке LK. Ток покоя коллектора
транзистора определяется сопротивлением резистора
Схема перестраиваемого генератора Хартли на ПТ приведена
на рис. 6.3, б. В этом генераторе наименьшая частота генерируемых
колебаний соответствует максимальной емкости конденсатора С.
Катушка контура имеет отвод, который образует первичную 1Л и
вторичную L2 обмотки автотрансформатора. Напряжение обрат-
ной связи с катушки L2 подается на базу транзистора через кон-
денсатор связи Ссв. Реактивное сопротивление этого конденсатора
должно быть существенно меньше сопротивления резистора R3 в
цепи затвора на наименьшей частоте генерации. Дроссель Lap ис-
ключает попадание высокочастотных колебаний тока коллектора
в источник питания.
Генераторы с емкостной обратной связью. Особенностью гене-
ратора с емкостной обратной связью (генератора Колпитца) яв-
Рис. 6.4. Схемы генератора Колпитца (а) и Клаппа (б)
140
рис. 6.5. Схема генератора с эмиттерной об-
ратной связью
дается наличие в нем емкостного делителя напряжения, который
определяет коэффициент передачи напряжения цепи обратной свя-
зи (рис. 6.4, а).
Выходное напряжение между коллектором и общей шиной
формируется на конденсаторе С1, в то время как напряжение об-
ратной связи Uoс (между базой и общей шиной) — на конденсато-
ре С2. Отношение р0 с = представляет собой ко-
б'вых l/WoQ С2
эффициент передачи цепи обратной связи. Для возникновения гене-
рации требуется, чтобы коэффициент усиления Kq при разомкну-
той петле обратной связи удовлетворял условию Kq > 1/р0.с = G/Q.
Последовательно соединенные конденсаторы С1 и С2 с ка-
тушкой LK образуют колебательный контур, эквивалентная ем-
кость которого Ск = CiCz/CCi + С2). Резонансная частота парал-
лельного резонанса для генератора Колпитца /0 = 1Д21ц/Д<Ск).
Схема генератора Клаппа представляет собой вариант генера-
тора Колпитца, в котором напряжение обратной связи снимается
с емкостного делителя (рис. 6.4, б). Коэффициент передачи цепи
обратной связи рос определяется отношением емкостей конден-
саторов С1 и С2. Ток контура протекает через катушку LK и конден-
саторы Cl, С2 и СЗ контура. Однако емкость конденсатора СЗ су-
щественно меньше емкостей Q и С2, что определяет ее решающую
роль в результирующей емкости Ск = 1/(\/С\ + 1/С2 + 1/С3) » С3
и резонансной частоте контура.
Генераторы на Z С-элементах с эмиттерной обратной связью.
Простейшая схема автогенератора с эмиттерной обратной связью
выполнена на основе ДК (рис. 6.5). Так как напряжение на базе
Транзистора VT1 синфазно напряжению на коллекторе транзис-
тора К72, то возникающая при непосредственном соединении
обратная связь является положительной. Коэффициент петлевого
Усиления генератора пропорционален крутизне используемых тран-
зисторов. Он может регулироваться в определенных границах пу-
тем изменения тока эмиттеров. Так как транзисторы работают при
Напряжении U6k = 0, то амплитуда выходного сигнала в этом гене-
раторе не превышает 500 мВ.
141
6.4. Гетеродины с кварцевой стабилизацией
частоты
Особое место в РПрУ занимают кварцевые гетеродины с вне-
шним подключением резонаторов. Электрический кварцевый ре-
зонатор (пьезокристалл) ведет себя как колебательный контур с
высокой добротностью, в котором энергия электрического поля
преобразуется в энергию механических колебаний. Температур-
ный коэффициент изменения его резонансной частоты очень мал.
Практически достижимые значения нестабильности частоты квар-
цевого резонатора Af/fo лежат в пределах IO-6... 10"10 (с примене-
нием устройств температурной стабилизации — термостатов).
Электрические параметры кварцевого резонатора хорошо опи-
сываются его схемой замещения, представленной на рис. 6.6, а.
Величины Ткв и определяются механическими свойствами квар-
цевой пластины. Небольшое омическое сопротивление R^ харак-
теризует затухание механических колебаний. Емкость Со опреде-
ляется емкостями электродов резонатора и подводящих проводов.
Типовые значения параметров схемы замещения для кварца
на частоте ./о = 4 МГц имеют следующие значения: ZKB = 100 мГн,
/?кв = 100 Ом, Скв = 0,015 пФ, (2КВ = 25 000 и Со = 5 пФ. В пьезокри-
сталле проявляются два вида резонанса (рис. 6.6, б): последова-
тельный, при котором его сопротивление очень низкое, и парал-
лельный, при котором его сопротивление высокое.
Частота последовательного резонанса
f =________________________!____
посл 2njL^B
определяется только параметрами резонатора ZKB и С^. Напротив,
частота параллельного резонанса
Рис. 6.6. Схема замещения (а) и частотная зависимость сопротивления
(б) кварцевого резонатора
142
l\ f - V 1 + ^KB / C°
\ /nap
зависит еще и от значительно менее определенной межэлектрод-
ной емкости Со резонатора. Две резонансные частоты, как прави-
ло, отличаются на 1 % друг от друга (см. рис. 6.6, б).
Резонансную частоту L С-генератора можно стабилизировать,
если в цепь обратной связи включить кварцевый резонатор. Для
обеспечения лучшей стабильности целесообразно использовать
частоту его последовательного резонанса. При этом следует поза-
ботиться о том, чтобы сопротивления внешних резонаторов, вклю-
ченных последовательно в цепь обратной связи, были по возмож-
ности меньше, чем собственное сопротивление затухания кварца
Rkr. Если этого не сделать, то существенно уменьшится доброт-
ность кварцевого резонатора.
Условие малого последовательного сопротивления в цепи квар-
цевого резонатора легко выполняется, если АС-генератор постро-
ить на транзисторах, включенных по схеме с ОБ. Схема АС-гене-
ратора, приведенная на рис. 6.7, а, выполнена на основе генера-
тора Хартли, а схема, показанная на рис. 6.7, б, — на основе
генератора Колпитца.
Для изменения частоты кварцевого резонатора в небольших
пределах последовательно с кварцевым резонатором включают
конденсатор Cs, емкость которого велика по сравнению с емко-
стью Скв (см. рис. 6.6). Относительное изменение частоты последо-
вательного резонанса при этом составит
_ (-'кв
fo 2(С0 + Cs)
Рис. 6.7. Генераторы с кварцевым резонатором по схемам генератора Харт-
ли (а) и схеме генератора Колпитца (б)
143
Рис. 6.8. Схема кварцевого генератора на ДК
Частота параллельного резонанса при подключении Cs не ме-
няется.
В схеме на рис. 6.8 собственно кварцевый генератор собран на
транзисторе ИТ1 левого плеча ДК. Выходной сигнал снимается со
второго плеча ДК через эмиттерный повторитель на транзисторе
VT4.
Это улучшает нагрузочную способность кварцевого генератора
и уменьшает влияние внешней нагрузки на стабильность частоты
генерируемых колебаний.
Основным требованием, предъявляемым к кварцевым генера-
торам, является обеспечение высокой стабильности частоты ге-
нерируемых колебаний.
Относительная нестабильность частоты кварцевого генератора
будет тем меньше, чем больше добротность кварцевого резонато-
ра, крутизна и граничная частота транзистора.
Для уменьшения влияния межэлектродных емкостей транзис-
тора на нестабильность частоты емкости конденсаторов С1 и С1
следует выбирать так, чтобы С2 » Сн и С\ » С22.
В схемах с высокочастотными транзисторами при частотах ге-
нерации порядка единиц мегагерц емкости конденсаторов С1 и
С2 обычно составляют сотни и тысячи пикофарад.
Для возникновения колебаний необходимо настроить контур
на частоту кварцевого резонатора. Частоту контура можно выби-
рать также как целое кратное резонансной частоте колебаний квар-
ца и возбуждать тем самым резонатор на соответствующей крат-
ной гармонике.
Этот метод применяется преимущественно для получения час-
тот свыше 100 МГц.
144
6.5. Сопряжение настроек контуров
преселекторц и гетеродина
В супергетеродинном РПрУ при любом положении ручки на-
стройки частота гетеродина fr должна отличаться от частоты на-
стройки контуров ВЦ и УРЧ fc на постоянную величину, равную
промежуточной частоте/пр. В случае перестройки контуров пресе-
лектора и гетеродина с помощью одинаковых варикапов или кон-
денсаторов переменной\емкости без дополнительных сопрягаю-
щих элементов получить заданную разность частот между резо-
нансными частотами контуров удается только в одной точке диа-
пазона. Рассмотрим, каким образом этого можно достичь.
Настройка контуров без сопрягающих элементов. Для настрой-
ки контуров РПрУ часто применяют конденсаторы переменной
емкости.
Предположим, что емкость монтажа, межвитковые емкости
катушек, входные и выходные емкости АЭ одинаковы для кон-
туров преселектора и гетеродина. Тогда для блока одинаковых
конденсаторов переменной емкости в любом положении общей
оси ротора суммарные емкости контуров преселектора Сс и ге-
теродина Сг будут одинаковы (рис. 6.9, а). Одинаковым для всех
контуров будет и коэффициент перекрытия диапазона (или под-
диапазона) Ад.с = Ад.г = кл.
Допустим, что частота настройки контуров преселектора из-
меняется от /ё.мин = 200 кГц до Уё.макс = 400 кГц, что определяет
коэффициент перекрытия диапазона частот сигнала клс = 2. При
заданной промежуточной частоте /пр = 100 кГц частота настрой-
Настройка
Рис. 6.9. Настройка контуров преселектора и гетеродина без сопрягающих
элементов (а) и графики изменения частот (б)
145
ки контура гетеродина должна изменяться в/пределах от 300 до
500 кГц (линия АВ на рис. 6.9, б). I
Допустим, что точное сопряжение настроек контуров имеет
место в начале диапазона/макс. В этом случае /Гмин = 300 кГц, а
/гмакс = £д.Угмин = 600 кГц вместо необходимpix 500 кГц (линия АС
на рис. 6.9, б). I
Нагрузочные контуры ПЧ настроены на промежуточную час-
тоту, равную в рассматриваемом случае 100 кГц. Поэтому напря-
жение полезной комбинационной составляющей на выходе ПЧ
будет создаваться только теми сигналами, частота которых удов-
летворяет условию/ = /г -/р. В конце диапазона полезную разно-
стную составляющую/пр = 100 кГц дает сигнал, частота которого
/ = /г - /р = 600 - 100 = 500 кГц. Но так как сигнальные контуры
настроены на частоту 400 кГц, напряжение полезного сигнала на
входе УПЧ, а следовательно, и на выходе РПрУ оказывается очень
слабым. Так, например, при эквивалентной добротности контура
преселектора, равной 60, полезный сигнал будет ослаблен в 900 раз.
Абсолютная погрешность (ошибка) сопряжения определяется
выражением 3/= |/ - / - /р|. Зависимость ошибки 3/ от частоты
сигнала/ называют кривой сопряжения. Поскольку фильтры УПЧ
обладают более острой АЧХ, чем преселектор, а РПрУ настраи-
вается по максимуму напряжения на детекторе, расстроенными
оказываются контуры преселектора, поэтому погрешность сопря-
жения определяет фактически расстройку не гетеродина, а пресе-
лектора относительно принимаемого сигнала.
На практике условие точного сопряжения контуров пресе-
лектора и гетеродина осуществляется в одной точке поддиапазона
при кл < 1,1, например на поддиапазонах КВ вещательных РПрУ.
При этом точное сопряжение проводится на средней частоте
fc.cp ~ (/.макс /,мин)/2-
Эквивалентная емкость переменного конденсатора на частоте
/с.ср Qcp = Сгмакс(/.мин//.ср)2- Определив среднюю частоту гетероди-
на /гср =/.ср +/Р, находим, что индуктивность контура гетеродина
Lp = 1/(4я2/ГсрСГср). Емкости гетеродина выбираются такими же,
как и в контуре преселектора.
Заметим, что принцип сопряжения контуров преселектора и
гетеродина не изменится, если вместо блока конденсаторов пере-
менной емкости будет применен блок варикапов.
Сопряжение контуров в двух точках. Включим в контур гетеро-
дина последовательный конденсатор Спосл, емкость которого близка
к максимальной емкости Сс макс конденсатора преселектора Сс кон-
тура (рис. 6.10, а). Подбором индуктивности катушки Lr добьемся
сопряжения на верхней частоте диапазона (точка А на рис. 6.10, б).
Общая емкость контура Собш= СгСпосл/(Сг + Спосл) становится мень-
ше меньшей из этих двух емкостей: Собщ ~ Сг = Сс мин.
146
Рис. 6.10. Сопряжение контуров преселектора и гетеродина с последова-
тельным конденсатором (а) и график изменения частоты гетеродина (б)
Пока емкость конденсатора сигнального контура Сс невелика,
включенный последовательно конденсатор Спосл с большой емко-
стью незначительно сказывается на общей емкости контура. В точ-
ке А будет точное сопряжение контуров. При перестройке измене-
ние частоты гетеродина будет идти сначала по прямой АС (см. рис.
6.10, б). Однако по мере увеличения емкости конденсатора Сг
влияние емкости конденсатора Спосл возрастает, общая емкость
контура уменьшается, а частота /гмин увеличивается. Можно так
подобрать емкость конденсатора Спосл, что точное сопряжение бу-
дет как в конце (точка А), так и в начале (точка В) диапазона. При
этом изменение частоты гетеродина будет соответствовать кривой
ЛВна рис. 6.10, б.
Значения емкости конденсатора Спосл и индуктивности катуш-
ки £г для рассматриваемого случая настроек могут быть рассчита-
ны по формулам
к2 -1
'-'поел — . L-lr' !('' 'Тмин,
* ~ ^д'-Тмин/'-Тмакс
2^ _J^Тмакс ^-'посл
/гмин ^посл^Тмакс
При параллельном включении в контур гетеродина конденса-
тора Спар небольшой емкости, близкой к Ссмин = СГмин (рис. 6.11,
а), и точном сопряжении контуров подбором индуктивности ка-
тушки £г на нижней частоте диапазона (точка А на рис. 6.11, б)
убеждаемся, что общая емкость контура Собш = Сг + Спар почти не
изменяется, так как Спар « СГмакс.
147
Контур Контур
преселектора гетеродина
а
Рис. 6.11.Сопряжение контуров преселектора и гетеродина с параллель-
ным конденсатором (а) и график изменения частоты гетеродина (б)
б
При перестройке емкость контура уменьшается и влияние Спар
возрастает. На верхней частоте диапазона можно подобрать ем-
кость Спар так, что получим точное сопряжение контуров (точка В
на рис. 6.11, б). Изменение частоты гетеродина будет следовать
кривой АВ.
Для определения величин Спар и Lr можно воспользоваться сле-
дующими формулами:
» _ ^Гмакс ^-дГ^-Тмин .
Лд2г-1
1
4л2./гмин (Спар + Срмакс)
В обоих рассмотренных случаях можно добиться точного со-
пряжения контуров лишь в двух точках диапазона. На остальных
частотах разностная частота fr - fc будет либо меньше (см. рис.
6.10, б), либо больше (см. рис. 6.11, б) промежуточной частоты.
На практике условие сопряжения контуров преселектора и ге-
теродина осуществляется в двух точках диапазона (поддиапазона)
при условии 1,1 < кл < 1,4.
Сопряжение контуров в трех точках. При больших коэффици-
ентах перекрытия поддиапазонов ка> 1,4 применяют сопряжение
контуров в трех точках. Для его осуществления в контур гетероди-
на включаются оба сопрягающих конденсатора (рис. 6.12, а).
Вычисления показывают, что наименьшая погрешность сопря-
жения получается при следующих частотах точного сопряжения
(рис. 6.12, б):
148
Рис. 6.12. Сопряжение контуров преселектора и гетеродина с последова-
тельным и параллельным конденсаторами (а) и график изменения час-
тоты гетеродина (б)
Заметим, что крайние точки сопряжения не совпадают с гра-
ничными частотами поддиапазона.
Максимальная абсолютная погрешность сопряжения контуров
не должна превышать половины полосы пропускания преселек-
тора РПрУ.
ГЛАВА 7
УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
7.1. Назначение, классификация
и характеристики УПЧ
Усилитель промежуточной частоты дает основное усиление су-
пергетеродинного РПрУ и обеспечивает нужную избирательность
по соседнему каналу. УПЧ располагается между ПЧ и детектором.
Они классифицируются по ширине полосы пропускания на узко-
полосные (П < 0,05/пр) и широкополосные.
Узкополосные УПЧ применяются в вещательных РПрУ, в ко-
торых полоса пропускания лежит в пределах 4... 12 кГц.
Широкополосные УПЧ в основном используются в телевизион-
ных РПрУ, где полоса пропускания лежит в пределах от 100 кГц
до 3 МГц.
По виду АХ различают линейные и функциональные (чаще всего
логарифмические) УПЧ. У логарифмических УПЧ амплитудная
характеристика описывается выражением
^ВЫХ (0 = ^0 "I" Ь ' togf^P^BX (0]’
где Uo определяет начало логарифмического участка АХ, а величи-
ны b и р представляют собой коэффициенты пропорциональности.
Логарифмические УПЧ используют в локационных РПрУ для
согласования широкого динамического диапазона сигналов и по-
мех на входе, составляющего около 80 дБ, с динамическим диа-
пазоном электронно-лучевых трубок, равным 20... 30 дБ. Вместе с
тем начальный участок АХ оставляют линейным для того, чтобы
не ухудшить чувствительность во время приема слабых сигналов.
Проектирование УПЧ на ИМС сводится к реализации реко-
мендуемой схемы включения микросхемы и к надлежащему со-
единению ее с предшествующим и последующим каскадами.
Исходя из специфики работы УПЧ должен выполнять две ос-
новные функции: обеспечивать частотную избирательность по
соседним каналам и усиливать полезный принимаемый сигнал.
В зависимости от функционального назначения различают УПЧ с
равномерным распределением усиления и избирательности в кас-
кадах усиления и УПЧ с разделением функций избирательности
и усиления.
150
УПЧ обладает следующими особенностями:
фиксированной настройкой на промежуточную частоту fnv',
большим коэффициентом усиления, так как промежуточная
частота ниже частоты принимаемого радиосигнала;
лучшей избирательностью, поскольку в качестве нагрузки при-
меняют фильтры, у которых резонансная характеристика более
прямоугольная.
К числу основных показателей УПЧ относятся:
резонансный коэффициент усиления;
избирательность по соседним каналам;
коэффициент прямоугольности;
устойчивость работы, определяющая способность усилителя
сохранять в условиях эксплуатации неизменными показатели УПЧ.
Усиление сигнала промежуточной частоты должно обеспечи-
вать эффективную работу детектора, составляя в зависимости от
назначения 102... 107.
Помеховая обстановка влияет на форму АЧХ УПЧ. Так, для
вещательных и связных РПрУ характерная помеха создается со-
седним каналом приема, под которым понимается паразитный
канал, имеющий наименьшую при принятой системе связи рас-
стройку несущей частоты помехи относительно полезного сигна-
ла. Для вещательных РПрУ с AM эта расстройка равна ±9 кГц, с
ЧМ — ±150 кГц. Полоса пропускания AM-трактов вещательных
РПрУ составляет 6...8 кГц, а ЧМ-трактов — 150...200 кГц. Для
РПрУ РЛС полоса пропускания лежит в пределах 1... 10 МГц.
Вследствие относительно высокого уровня сигнала в выходных
каскадах УПЧ появляется опасность возникновения нелинейных
искажений, оцениваемых коэффициентом гармоник.
Для УПЧ РПрУ импульсных сигналов задаются допустимые
искажения формы импульса — продолжительности установления
и спада амплитуд переходного процесса
7.2. УПЧ с распределенной избирательностью
В УПЧ с распределенной избирательностью каждый каскад
вносит определенный вклад как в усиление сигнала, так и в обес-
печение избирательности. Такая структурная схема УПЧ целесооб-
разна, когда при невысоких требованиях к избирательности заданы
относительно высокие требования по усилению и линейности ФЧХ,
по конструкторским и технологическим соображениям, по эффек-
тивности регулировки полосы пропускания, универсальности и ряду
других причин. УПЧ с равномерным распределением избиратель-
ности обычно применяются в РПрУ сигналов с ЧМ, когда из-за
высокой промежуточной частоты, используя апериодические уси-
лители, достичь необходимого усиления трудно.
151
При равномерном распределении избирательности каждый кас-
кад тракта имеет относительно невысокую избирательность. По
этой причине воздействие помех испытывают не только первый,
но и последующие каскады. В результате возможно возникновение
нелинейных эффектов в нескольких каскадах, что уменьшает ре-
альную избирательность РПрУ. Кроме того, вследствие примене-
ния простых избирательных систем с малым числом контуров уси-
лители с распределенной избирательностью критичны к разбросу
параметров АЭ.
Наиболее простыми в настройке и эксплуатации являются УПЧ
с одиночными LC-контурами, настроенными на одну частоту. Такие
усилители, имеющие низкие показатель качества А"0П и коэффи-
циент прямоугольности &пР, используются как широкополосные
УПЧ при относительно невысоких требованиях к избирательнос-
ти. В случае увеличения числа каскадов для сохранения заданной
неравномерности усиления 5П в полосе пропускания П УПЧ нужно
уменьшать эквивалентное сопротивление контура. Это снижает
усиление, ограничивая число каскадов в УПЧ.
Активные RC-фильтры используются на промежуточной часто-
те до 5 МГц. При малых расстройках они обеспечивают АЧХ, близ-
кую к характеристике одиночного контура. Основное достоинство
активных АС-фильтров состоит в возможности реализации в мик-
роминиатюрном исполнении. Недостаток активных АС-фильтров
состоит в сложности получения высоких добротностей и стабиль-
ности характеристик, возможности перегрузки сильными поме-
хами.
УПЧ с одиночными попарно расстроенными контурами (рис. 7.1)
состоит из четного числа каскадов. В каждой паре каскадов часто-
ты настройки контуров = f0 - bf и fa = + А/ при равенстве
полос пропускания П] = П2 = П (рис. 7.2, а). Контуры этих каска-
дов взаимно развязаны АЭ (например, транзисторами).
При контурах с равными эквивалентными сопротивлениями
^)экв1 = Л)экв2 = ^оэкв, идентичных транзисторах и равенстве коэф-
фициентов связи /И] = т2 = т и п{ = п2 = п усиление каскадов на
резонансе одинаковое: А"01 = Кй2 = Ко = тп$Лоэкв. При этом полный
коэффициент усиления двухкаскадного усилителя
Вход
АЭ1
Каскад 1 (*,)
Toi =7о - д/
т1. У_.„ — 1 П1
Контур 1
АЭ2
n1=n
Каскад 2 (К2)
fo2 =fo + Д/
т2 ПТ------И п2
Контур 2 —
П2 = П
Выход
Рис. 7.1. Структура УПЧ с одиночными попарно расстроенными контурами
152
к = к,к2 = °
7(1 + ^-^)+4^
определяется текущей и фиксированной обобщенными рас-
стройками, причем
t _ z) ( f /(И
Ъ1 ~ >/эКВ /. г 5
J J
^0 С2экв
' fo Joi _ 20ЭКВД/
чУо1 fo ) fo
В зависимости от обобщенной фиксированной расстройки
форма АЧХ (рис. 7.2, б) может быть одногорбой (£0 < 1), упло-
щенной (^0=1) ИЛИ двугорбой (^о > 1) С провалом Уо = ^мин/^макс,
где Амин — коэффициент передачи на провале двугорбой АЧХ с
частотой f0, а ^макс — на горбах с частотами Jo, =f0 - Д/и f02 =f0 + Д/
Значение = 1 называется критическим. При этом АЧХ макси-
мально плоская вблизи частоты Jo и не имеет провала. Часто при-
меняют значение = 1,41, так как при этом АЧХ достаточно
прямоугольна, а провал Yo = 0,7.
При малых расстройках (^0 < 1) резонансный коэффициент
усиления двух каскадов АГмакс = Л’о,К02 = ^о/(1 + ^о)- При крити-
ческой расстройке, т.е. при - Г имеем А"макс =0,5Kq.
Наконец, при сильных расстройках (^0 > 1) находим значения
коэффициента усиления А"макс = Kq/2^,0 и провала Yo = 2^0/(1 + ^о)-
Горбы наблюдаются при обобщенных текущих расстройках =
= ±7^-1.
Использование взаимной расстройки контуров существенно
улучшает положительные качества УПЧ, обеспечивая большой ко-
эффициент усиления при заданной полосе пропускания. Двухкас-
кадный усилитель дает возможность получить более прямоуголь-
Рис. 7.2. АЧХ двух попарно расстроенных контуров (а) и АЧХ УПЧ на их
базе (б)
б
153
Вход
Каскад 1 (К\)
/01 =Jo “ д/
АЭ1 Контур 1
П1==П
Каскад 2 (К2)
Тог =Jo + л/
АЭ2 Контур 2
П2 = П
Каскад 3 (Аз)
/оз =/о
-----------------
АЭЗ Контур 3
П3 = П
Выход
Рис. 7.3. Структура УПЧ с тройкой контуров
ную АЧХ, чем от двух каскадов с настроенными контурами. Недо-
статком УПЧ с попарно расстроенными контурами является кри-
тичность к расстройке отдельных контуров.
УПЧ с попарно расстроенными контурами применяются в
широкополосных усилителях телевизионных и радиолокационных
сигналов, в радиорелейных линиях.
УПЧ с тройкой контуров (рис. 7.3) обеспечивают дальнейшее
приближение АЧХ к прямоугольной форме. Контуры УПЧ настро-
ены соответственно на/и - А/, />2 =/о + A/и Лз =fo- Контур в
цепи третьего АЭ не расстраивают относительно центральной ча-
стоты спектра сигнала.
При контурах с равными эквивалентными сопротивлениями
Л)экв1 = ^оэкв2 = ^оэкв5 идентичных транзисторах и равенстве коэф-
фициентов связи т{ = т2 = т3 = т и л1 = л2 = л3 = п усиление каска-
дов на резонансе одинаковое: KQX = К$2 = KQ3 = KQ = тп5К$экъ. При
этом полный коэффициент усиления трехкаскадного усилителя
К = КХК2К3 =
зависит от текущей обобщенной расстройки = 0ЭКВ
Уоз
/оз
f)
третьего каскада. Значение = 1,73 дает плоскую вершину АЧХ,
исключая провал в АЧХ УПЧ.
Каскад УПЧ с двухконтурным ПФ позволяет получить те же ха-
рактеристики, что и УПЧ с одиночными попарно расстроенны-
ми контурами, но при вдвое меньшем числе АЭ (каскадов). Филь-
154
•рры состоят из двух настроенных на одну частоту электрически
связанных контуров АК1СК, и Лк2Ск2 (рис. 7.4, а). В рассматриваемых
фильтрах контур £К1 Ск1 подключается к выходному электроду тран-
зистора, а контур £к2Ск2 — к входному электроду следующего АЭ,
причем СК1 = Ск2 = Ск и LK\ = Лк2 = LK.
В зависимости от значения обобщенного параметра связи г|св =
= £свй>кв> форма АЧХ может быть одногорбой при т|св < 1, упло-
щенной при г|св = 1 или двугорбой при т|св > 1. Здесь ксв — коэффи-
циент связи между контурами LKlCKl и Д,2Ск2.
Соображения относительно выбора параметра связи т|св совпа-
дают с рекомендациями относительно выбора обобщенной рас-
стройки в УПЧ с попарно расстроенными контурами. Наилуч-
шим является оптимальное значение т|св = 1,41, но при этом ус-
ложняется регулировка УПЧ, поэтому часто выбирают критичес-
кую связь, т. е. т]св = 1.
В схеме двухконтурного ПФ, показанной на рис. 7.4, а, дей-
ствует комбинированная электрическая связь: внешняя емкост-
ная через конденсатор связи Ссв и трансформаторная через взаим-
ную индуктивность М между катушками LKi и Ьк2. Обобщенный
параметр связи для этой схемы может быть рассчитан по формуле
В схеме двухконтурного ПФ, приведенной на рис. 7.4, б, дей-
ствует внутренняя емкостная связь через конденсатор Ссв, причем
Ссв» Ск. Обобщенный параметр связи в этой схеме
Лев = Gskb^k А-хв J
Рис. 7.4. Схемы УПЧ на двухконтурных ПФ с индуктивно-емкостной (а)
и внутренней емкостной (б) электрическими связями
155
а коэффициент усиления каскада
£ ______Пев Ар_____
i/O + Псв-^2)2 +4^
определяется текущей обобщенной расстройкой %.
При слабой связи (т|св < 1) максимальное значение коэффи-
циента усиления каскада Кылкс = т|св^о/(1 + Псв)- При критичес-
кой связи, когда т|св = 1, имеем А"макс = А^/2. Наконец, при силь-
ной связи (т|св >1) АЧХ фильтра имеет два горба с максималь-
ными коэффициентами усиления A„aKC = A"0/(2r|CB) при обоб-
щенных расстройках текущей частоты относительно резонанс-
ной £ = ±7>1?в ~ 1- Величина провала АЧХ между горбами Yo =
= ^мин/^макс =2т]св/0 ^’Лсв)'
К достоинствам УПЧ с двухконтурными ПФ следует отнести
хорошую прямоугольность АЧХ, меньшую критичность к расстрой-
ке контуров, удобство регулирования полосы пропускания. Уси-
лители с двухконтурными ПФ применяют в узкополосных УПЧ,
например в вещательных РПрУ.
7.3. УПЧ с сосредоточенной избирательностью
Особенностью УПЧ с сосредоточенной избирательностью яв-
ляется разграничение функций усиления и избирательности по
соседнему каналу. При этом избирательность по соседнему каналу
реализуется с помощью разновидностей ФСС, которые могут быть
выполнены на ZC-контурах или активных АС-фильтрах, с элект-
ромеханическими, кварцевыми, пьезокерамическими или циф-
ровыми фильтрами, а также с фильтрами на ПАВ. На рис. 7.5 по-
казаны области предпочтительного использования основных ви-
дов ФСС для тракта промежуточной частоты.
ФСС включается либо непосредственно после смесителя, либо в
одном из первых каскадов усиления. Усиление обеспечивается апе-
риодическими или слабоизбирательными каскадами. Коэффициент
усиления апериодического каскада А'О=5ЯЭКВ/\Jl+(2nC3KB/^KB)2
определяется крутизной транзистора на промежуточной частоте
S, эквивалентными сопротивлением и емкостью Сэкв нагрузки.
УПЧ с сосредоточенной избирательностью предпочтительнее
по реальной помехоустойчивости и устойчивости к изменению
параметров АЭ. Кроме того, использование апериодических кас-
кадов повышает устойчивость УПЧ к самовозбуждению, обеспе-
156
бэкв
Пьезоэлектрические | |
фильтры г
Электро-
механические
фильтры
1000
100
10
1
0,01 0,1 1 10 f МГц
ЛС-фильтры
—-----L-j----
Фильтры
с печатными
катушками
бэкв
1000
100
10
1
Фильтры на ПАВ
Пьезокера- мические фильтры
£С-фильтры с распределенны- ми параметрами
ZC-ф] । дльтры 1
0,01 0,1 1 10 /, МГц
Рис. 7.5. Области предподчительного использования основных видов ФСС
чивает лучшую стабильность АЧХ и ФЧХ в условиях эксплуата-
ции, позволяет внедрять интегральную технологию.
Недостаток УПЧ с ФСС заключается в неполном использова-
нии АЭ, поскольку широкополосные каскады с избыточной по-
лосой пропускания имеют меньшее усиление, повышенное энер-
гопотребление из-за увеличения числа АЭ.
7.4. Фильтры сосредоточенной селекции
УПЧ обеспечивает основную избирательность по соседнему
каналу. Существует довольно большое разнообразие ФСС, кото-
рые могут быть использованы в УПЧ.
ФСС на LC-контурах. Фильтр на £С-элементах представляет
собой ПФ из контуров, включенных последовательно и согласо-
ванных на средней частоте между собой, с источником и нагруз-
кой. Схема УПЧ с ФСС приведена на рис. 7.6. Номиналы элемен-
тов, образующих звенья фильтра, определяются выражениями
£2 = Д = Д Д = Д = 2Д С2 = Сз = С, Q = 0,5С — /ИдэСвых.ит1 и
С4 = 0,5С - МнСВх.ит2- В этих равенствах Свых.т — выходная емкость
транзистора КГ1, а Свх уп — входная емкость транзистора И72.
К основным параметрам ФСС относят промежуточную частоту
/пр, полосу пропускания П, а также ослабление сигнала на грани-
це полосы пропускания оп и ослабление сигнала соседнего кана-
ла Ос.к*
Выбор ФСС сводится к нахождению частот среза и числа эле-
ментарных звеньев, при которых фильтр удовлетворяет предъяв-
157
Рис. 7.6. Схема УПЧ с ФСС на А С-контурах
ленным к нему требованиям. Величина характеристического сопро-
тивления фильтра составляет рФСС = 1... 50 кОм и определяется зна-
чениями^ и П. При необходимости увеличения коэффициента уси-
ления каскада с ФСС целесообразно величину рФсс выбирать из ус-
ловия Рфсс ^вых.пч, где /?вых.пч —• выходное сопротивление ПЧ. Од-
нако при больших значениях рФСС возникает трудность реализации
емкости конденсатора С1, особенно при высокой частоте Д,- По-
этому выбор рфСс должен удовлетворять неравенству рфсс/пр - 100-
Коэффициенты включения контуров первого и последнего кас-
кадов ФСС находятся из условий
/R
/иАЭ = 1 при Рфсс < ЯВЫх.пч и /иАЭ = вых п-- при рФСС Лвых.пч;
V Рфсс
лн = 1 при Рфсс < Явх и пн = —при рфсс RBX,
V Рфсс
где Rm — входное сопротивление апериодического каскада на тран-
зисторе И72.
Электромеханические фильтры. В ЭМФ подлежащие фильтра-
ции электрические колебания подводятся к электромеханическо-
му преобразователю, расположенному на входе фильтра. В нем они
преобразуются в механические колебания, которые затем в виде
волн распространяются вдоль фильтрующей системы, представ-
ляющей собой цепочку связанных резонаторов. Отфильтрованные
механические колебания попадают на выходной преобразователь,
в котором они снова преобразуются в электрические колебания,
поступающие на выход ЭМФ.
Резонаторы ЭМФ имеют добротность 8 000... 15 000, обеспечи-
вая высокую избирательность по частоте. Кроме того, механичес-
кие резонаторы, выполненные из специального железоникелево-
го сплава, обладают хорошей температурной и временной ста-
158
бильностью. Так, например, температурный коэффициент у ме-
ханических резонаторов ЭМФ не превышает (3...7)10-6 град-1.
По функциональному назначению ЭМФ делятся на ПФ с сим-
метричным расположением АЧХ относительно средней частоты,
верхней боковой и нижней боковой полос. Наиболее эффективно
ЭМФ используются в качестве узкополосных фильтров в диапазо-
не частот от 50 до 500 кГц при полосе пропускания в несколько
десятков герц.
Рассмотрим дисковый ЭМФ для однополосных систем ЭМФ-
9Д-500-ЗВ. Название фильтра расшифровывается следующим об-
разом:
ЭМФ — электромеханический фильтр;
9Д — девять дисков;
500 — рабочая частота в мегагерцах;
3 — полоса пропускания в килогерцах;
В — фильтрация верхней боковой полосы.
Фильтр ЭМФ-9Д-500-ЗВ обладает следующими техническими
характеристиками:
рабочая частота 500 кГц;
частота среза со стороны несущей частоты при ослаблении,
равном 3 дБ, составляет 500,3 кГц;
ширина полосы пропускания на уровне -3 дБ равна 3 кГц;
ширина полосы пропускания на уровне -6 дБ равна (3,1+0,15)
кГц;
ширина полосы пропускания на уровне -60 дБ не превышает
5 кГц;
коэффициент прямоугольности по уровням -60 и -6 дБ не пре-
вышает 2;
неравномерность затухания в полосе пропускания не превы-
шает 6 дБ;
входное и выходное сопротивления фильтра составляют 20 кОм;
коэффициент передачи — не менее 0,177.
Практически затухание в полосе не превышает 10 дБ, нерав-
номерность частотной характеристики — 3 дБ и коэффициент
прямоугольности — 1,57.
Значения входного рвх.Эмф и выходного рвых.эмФ характеристи-
ческих сопротивлений ЭМФ, как правило, значительно отлича-
ются от входных RBX и выходных 7?вых сопротивлений ИМС, поэто-
му такие фильтры включаются через согласующие звенья (рис. 7.7).
Индуктивность контурной катушки 1Л
Т _ ^К-^ВЫХ_____1_____ „ О _ 2,/пр^К
я/пр (5 + Р)(5-р)-Г Р" П ’
где dK — собственное затухание контура (обычно dK = 0,01 для_/пР =
= 465 кГц).
159
Рис. 7.7. Согласующие звенья ЭМФ
Индуктивность катушки связи £2 фильтра с входным конту-
ром L1C1
Ь = Ц
|(5 + Р)(5-р) + 1 рвхЭМФ
2 Рвых.ЭМФ
где £СВ1 — коэффициент связи между катушками £1 и £2 входного
согласующего трансформатора (£св1 = 0,7 ...0,9).
Емкость конденсатора С1 входного контура определяется по
формуле
С’ 4л2/п2р£1 Свь“ См’
где См — емкость монтажа (См = 3...8 пФ).
Индуктивности катушек выходного согласующего трансфор-
матора рассчитываются по формулам
£j = 1 5 РВЫХ ЭМФ . । g ^вх
^/пр^"св2 ^/пр
где £св2 — коэффициент связи между катушками £3 и £4 выходно-
го согласующего трансформатора ксв2 = 0,7...0,8.
ЭМФ обладает малым затуханием в полосе пропускания, ма-
лой неравномерностью АЧХ в полосе пропускания и крутыми
склонами за ее пределами. К серьезным недостаткам ЭМФ следует
отнести высокие вносимые потери из-за низкой эффективности
входного и выходного преобразователей.
Пьезоэлектрические фильтры. Все многообразие ПЭФ принято
классифицировать по трем основным направлениям: материалу
пьезоэлемента, функциональному назначению и конструктивно-
технологическому исполнению.
По материалу пьезоэлемента различают кварцевые, пьезокера-
мические и пьезокристаллические фильтры.
По функциональному назначению ПЭФ делятся:
на полосовые фильтры;
режекторные фильтры;
160
дискриминаторные фильтры для преобразования напряжения
переменного тока в напряжение постоянного тока;
гребенки ПФ с определенным законом расположения полос
пропускания на частотной оси;
фильтры одной боковой полосы для выделения верхней или
нижней боковой полосы спектра модулированного сигнала.
По конструктивно-технологическому исполнению ПЭФ под-
разделяются:
на дискретные фильтры, в которых связь между пьезоэлектри-
ческими резонаторами и дискретными элементами осуществляет-
ся гальванически;
монолитные фильтры с акустической связью между резонато-
рами, размещенными на одной пьезоэлектрической подложке;
интегральные фильтры, все элементы которых выполнены на
пьезоэлектрической подложке;
гибридные фильтры, имеющие в своем составе дискретные
элементы и элементы, нанесенные на одну или несколько подло-
жек.
В основе работы монолитных, интегральных и гибридных ПЭФ
лежит распространение объемных акустических волн в пьезоэле-
менте.
В табл. 7.1 приведены области реализуемых частот и полосе про-
пускания ПЭФ, применяемых в РПрУ. В основу отечественной
классификации ПЭФ положено девять элементов. Первый эле-
мент буквы ФП — фильтр пьезоэлектрический, второй элемент —
Таблица 7.1. Области реализуемых частот и полос пропускания ПЭФ
Вид фильтров Диапазон изме- нения частоты, МГц Диапазон изме- нения ширины полосы, %
Дискретные полосовые кварцевые фильтры 0,008.-93,5 0,00053 ...4,61
Монолитные полосовые кварцевые фильтры 2,048.-210 0,0084... 0,6
Дискретные режекторные кварцевые фильтры 0,01 ...42,075 0,0066 ...0,1
Монолитные режекторные кварцевые фильтры 5,04...20 0,0065 ...0,07
Пьезокристаллические фильтры одной боковой полосы 5,038... 15 0,7... 4,2
Пьезокристаллические фильтры на ПАВ 8...400 1...25
Пьезокерамические фильтры 0,064... 10,76 0,83 ...8,38
б Румянцев
161
цифра — указывает на материал пьезоэлемента (1 — керамика, 2
кварц, 3 — пьезокристаллы, отличные от кварца и керамики),
третий элемент — буква — обозначает функцию фильтра (П
полосовой, Р — режекторный, Д — дискриминаторный, Г
гребенчатый, О — одной боковой полосы).
Информацию о конструктивно-технологическом исполнении
фильтра несет четвертый элемент — цифра (1 — дискретный, 2 —
гибридный однослойный, 3 — гибридный пьезомеханический, 4 —
гибридный монолитный, 5 — гибридный прочий, 6 — интеграль-
ный однослойный, 7 — интегральный пьезомеханический, 8 —
интегральный монолитный, 9 — интегральный на ПАВ, 10 — ин-
тегральный прочий).
Пятый элемент — две или три цифры — обозначает регистра-
ционный номер разработки.
Информация о номинальной частоте заключена в цифре шесто-
го элемента: 1 — до 60 кГц, 2 — 60...400 кГц, 3 — 400... 1 200 кГц,
4 - 1,2...3 МГц, 5 - 3...5 МГц, 6 - 5...25 МГц, 7 - 25...35 МГц,
8 — 35...90 МГц, 9 — свыше 90 МГц.
Седьмой элемент представляет собой число или код. Число со-
ответствует ширине полосы пропускания (режекции) в герцах или
килогерцах. Код определяет ширину полосы фильтров в процен-
тах: 1 - до 0,05, 2 - 0,05...0,2, 3 - 0,2...0,4, 4 - 0,4...0,8, 5 -
свыше 0,8.
Буквенное обозначение восьмого элемента характеризует ус-
ловия эксплуатации: В — всеклиматические, Т — тропические и
М — морские.
Наконец, девятый элемент указывает на интервал рабочих тем-
Jl 1 JJ1T1 S-/Jl<zivi<zl 1 1 J 1 11C1 rill 1 vpuujl ivm
ператур, °C: 1...55 (A), -10...+60 (Б), -40...+70 (В), -40...+85 (Д),
-60...+85 (E), -80...+100 (Ж).
Пьезокерамические фильтры. Для построения ПКФ, в которых
применяются миниатюрные резонаторы, чаще используются лес-
тничные схемы, позволяющие получить малогабаритные филь-
тры при большом числе резонаторов. На рис. 7.8 приведены схемы
Г-образного звена и структуры ПКФ.
Основой ПКФ служит Г-образное звено (см. рис. 7.8, а). Парал-
лельная и последовательная ветви звена имеют полные сопротив-
Рис. 7.8. Схема Г-образного звена (а) и структура ПКФ (б)
162
дения Zj и Z^, Со стороны входа и выхода звено имеет разные
характеристические сопротивления Zn и ZT.
Многозвенные фильтры строятся путем согласованного соеди-
нения звеньев, которое получается при условии, что характерис-
тическое сопротивление со стороны выхода предшествующего зве-
на равно характеристическому сопротивлению со стороны входа
последующего звена. Ветви Г-образных звеньев соединяются друг
с другом, как показано на рис. 7.8, б. Оконечными элементами
фильтра могут быть как последовательные, так и параллельные
ветви.
Для AM-трактов вещательных РПрУ выпускается 10 типов ПКФ
с центральной частотой 465 кГц и четырьмя градациями ширины
полосы пропускания (12,5; 9,5; 8,5 и 5,8 кГц). Используя соответ-
ствующий набор фильтров, можно спроектировать УПЧ со сту-
пенчатой регулировкой полосы пропускания, позволяющий в за-
висимости от условий приема реализовывать высококачественное
воспроизведение радиопередачи (режим «местный прием») при
полосе 12,5 кГц, нормальный режим работы с полосой 8,5 (или
9,5) кГц или режим предельной чувствительности с узкой поло-
сой 5,8 кГц (табл. 7.2). Добротность ПКФ составляет от 500 до не-
скольких тысяч.
Таблица 7.2. Характеристики ПКФ со средней частотой полосы
пропускания (465 ±2) кГц
Параметр Тип ПКФ
ФП1 П-022 ФШ П-023 ФП1 П-026 ФП1П-041
Полоса пропускания на уровне -6 дБ, кГц 12,5 9,5 8,5 5,8
Избирательность при расстройке на 9 кГц, дБ, не менее 26 40 26 55
Вносимое затухание в полосе пропускания, дБ 9,5
Неравномерность затуха- ния в полосе пропуска- ния, дБ 2
Номинальное значение входного и выходного характеристических со- противлений, кОм 2
Габаритные размеры, мм 18,5x16x6
Масса, г 3
163
Фильтры типа ФП1П-049а с полосой пропускания П = 150...
200 кГц на уровне -6 дБ и фильтры типа ФП1 П-0496 с П = 200...
280 кГц предназначены для работы в УПЧ РПрУ УКВ-диапазона.
Фильтр типа ФП2П-436, применяемый в бытовых РПрУ, имеет
следующие характеристики:
центральная частота полосы пропускания 10,7 МГц;
ширина полосы пропускания на уровне -3 дБ равна 15 кГц;
коэффициент прямоугольности на уровне -80 дБ не превыша-
ет 2,7;
неравномерность затухания в полосе пропускания не более 5 дБ.
Монолитные ПЭФ. Основу МПЭФ составляют одна или не-
сколько систем акустически связанных резонаторов. Использова-
ние акустической связи позволяет не только уменьшить габариты
фильтра и обеспечить большое затухание в полосе режекции при
высокой стабильности уровня передачи в полосе пропускания.
По конструктивным признакам МПЭФ подразделяются на про-
стые, секционированные (рис. 7.9) и гибридные.
Простые МПЭФ состоят только из одной системы акустически
связанных резонаторов (см. рис. 7.9, а). Недостатком этих МПЭФ
является наличие побочных полос пропускания и большие разме-
ры пьезоэлектрических пластин при реализации многорезонатор-
ных фильтров, что затрудняет технологию их изготовления.
Если число резонаторов в МПЭФ более трех, то в целях борь-
бы с побочными полосами пропускания и для уменьшения раз-
меров пластин МПЭФ разделяют на секции, каждая из которых
представляет собой отдельную систему акустически связанных ре-
зонаторов.
Секции соединяют между собой электрическим путем. Фильт-
ры такой конструкции называют секционированными МПЭФ (см.
рис. 7.9, б).
Небольшие различия в габаритных размерах пластин отдель-
ных секций приводят к тому, что побочные полосы пропускания
не совпадают между собой по частоте, и затухание на этих часто-
тах увеличивается.
Для расширения функциональных возможностей МПЭФ в их
состав включают дополнительные конденсаторы и/или катушки
индуктивности. В подобном конструктивном исполнении их назы-
вают гибридными МПЭФ.
Рис. 7.9. Схемные изображения простого (а) и секционированного (б)
МПЭФ
164
В полосовых МПЭФ катушки индуктивности используются для
расширения полосы пропускания, для согласования МПЭФ с на-
Урузками, а также для реализации специальных характеристик пе-
редачи.
В режекторных МПЭФ с полосой пропускания, включающей
низкие частоты, катушки индуктивности являются необходимым
элементом.
По области применения МПЭФ делятся на фильтры массового
применения, профессиональные и прецизионные фильтры.
К МПЭФ массового применения относятся фильтры с невы-
сокими требованиями к их электрическим характеристикам. Та-
кие фильтры используются в устройствах автоматики, в бытовой
радиоаппаратуре и т.д.
Профессиональными МПЭФ называются фильтры со стандарт-
ными для радиотехнической аппаратуры требованиями по изби-
рательности и стабильности частоты. Температурный коэффици-
ент нестабильности частоты профессиональных МПЭФ составля-
ет 2 • 10_6<,C-1, а уход частоты за декаду — 5 • 10-5.
К прецизионным МПЭФ относятся фильтры с повышенными
требованиями по стабильности частоты и избирательности, а в ряде
случаев и по стабильности уровня затухания (уход частоты за дека-
ду 5-Ю"6).
Как правило, МПЭФ размещаются в плоских герметизирован-
ных металлических корпусах, подобных корпусам ИМС.
Диапазон применения МПЭФ чрезвычайно широк, начиная
от простейших фильтров для устройств автоматики и кончая пре-
цизионными фильтрами систем многоканальной связи. Типичным
применением МПЭФ можно считать фильтр промежуточной ча-
стоты 10,7 МГц с шириной полосы пропускания 10 кГц для сиг-
налов с AM. Такие фильтры особенно удобны для передвижной и
переносной РЭА.
Важным применением МПЭФ являются фильтры индивиду-
альных телефонных каналов для систем многоканальной связи. При
числе каналов, доходящих до 10 тыс. в одной линии, проблемы
габаритых размеров и стоимости решаются использованием
МПЭФ.
Кварцевые фильтры. Приемлемой совместимостью с ИМС об-
ладают монолитные кварцевые фильтры. Для обеспечения высо-
кой избирательности в них используются связанные механиче-
ские колебания в пьезоэлектрическом материале. Такое устрой-
ство представляет собой пластину кварца, на которую нанесены
расположенные парами металлические электроды. На пластине
можно разместить несколько резонаторов.
Применение кварца дает возможность получить в фильтрах
Полосы пропускания порядка 0,0005...0,25 % ее центральной час-
тоты.
165
Добротности таких фильтров составляют более 1 500, а потери
достигают 0,1... 1 дБ. Габаритные рамеры таких фильтров пример,
но соответствуют габаритным размерам корпусов микросхем се-
рии 228.
Основные достоинства кварцевых фильтров — высокая доб-
ротность и стабильность частоты настройки при изменении тем-
пературы окружающей среды. Однако они работают только в диа-
пазоне 10... 150 МГц.
Фильтры на ПАВ. Более высокочастотными являются фильтры
на ПАВ. Акустическая волна в твердом теле представляет собой
некоторое возмущение, связанное с деформацией материала. Та-
кие деформации имеют место тогда, когда при движении отдель-
ных атомов расстояние между ними изменяется. При этом возни-
кают внутренние упругие силы, которые стремятся вернуть мате-
риал в исходное состояние.
Если деформация зависит от времени, то атомы колеблются
вблизи положения равновесия. В результате движение атомов при-
обретает вид распространяющейся волны.
Чаще всего фильтры на ПАВ представляют собой пьезокрис-
таллическую пластину, на поверхность которой наносятся две
металлические электродные системы, служащие для преобразо-
вания подводимой к ним электромагнитной энергии в энергию
ПАВ (рис. 7.10).
При подаче на электродную систему переменного напряжения
от генератора за счет пьезоэффекта пластина становится источ-
ником переменных во времени механических деформаций поверх-
ности и таким образом возбуждает ПАВ. Требуемые резонансные
частоты обеспечиваются соответствующим выбором расстояний
между зубьями решеток электродов.
Минимальные потери фильтров на ПАВ (в согласованном ре-
жиме) с двумя преобразователями составляют 6 дБ. Это объясня-
ется тем, что входной преобразователь излучает акустические волны
Фильтр на ПАВ
Входной
Выходной
преобразователь преобразователь
Рис. 7.10. Конструкция фильтра на ПАВ
166
в обе стороны и до выходного преобразователя доходит половина
мощности.
Выходной преобразователь половину принятой мощности пре-
образует в электрический сигнал, остальная мощность переизлу-
чается. За счет повторных переизлучений возникают сдвинутые во
времени ложные сигналы и колебания частотной характеристики.
Интерес к фильтрам на ПАВ объясняется относительной про-
стотой возбуждения, приема, ответвления и взаимодействия пуч-
ков ПАВ, малой скоростью распространения ПАВ. По стабильности
частоты фильтры на ПАВ занимают промежуточное положение
между кварцевыми и АС-системами. Добротность их колебательной
системы составляет 100... 1 000. Фильтры на ПАВ относительно легко
реализуются в диапазоне частот от 10 МГц до 3 ГГц, перекрывая
метровый и дециметровый диапазоны. Для них характерны высо-
кая технологичность и интегральность конструкции, повторяемость
параметров. Они имеют небольшие размеры и массу, высокую ме-
ханическую прочность и малочувствительны к вибрации.
Фильтр на ПАВ с преобразователем в виде равномерной ре-
шетки имеет АЧХ вида sinc(x) = sin(x)/x. Для получения других
форм АЧХ применяют неравномерное перекрытие электродов по
их длине, изменение ширины или удаление части электродов. Эти
способы позволяют реализовать различные несимметричные АЧХ
ПФ. В частности, разработаны фильтры на ПАВ типа ФПЗП9,
имеющие стандартную АЧХ УПЧ телевизионного РПрУ.
При использовании фильтров на ПАВ в качестве избиратель-
ных устройств необходимо предусматривать дополнительную филь-
трацию сигналов /i-кратного прохождения.
Важно, что при любой форме АЧХ фильтр на ПАВ может иметь
линейную ФЧХ. Фильтры на ПАВ широко используются для опти-
мальной фильтрации сложных сигналов.
7.5. Согласование ФСС
Одним из аспектов применения ФСС является необходимость
их согласования по входу и выходу. Для обеспечения нормальной
согласованной работы нагрузочные сопротивления, пересчитан-
ные к зажимам фильтра, должны быть равны характеристическим
сопротивлениям фильтра.
Широкополосный контур не должен оказывать влияния на ха-
рактеристику избирательности фильтра. Для этого полоса пропус-
кания согласующего контура должна быть в 4...5 раз больше по-
лосы пропускания фильтра. Для этих целей обычно используются
трансформаторы импедансов (обычно индуктивные, реже емкос-
тные), включаемые на входе и выходе фильтра. Отметим некото-
рые особенности согласования ФСС.
167
ПКФ обычно малочувствительны к изменению нагрузки. Их
допускается подключать непосредственно к входу следующего кас-
када. Подключение фильтра к выходу предыдущего каскада допу-
стимо лишь в тех случаях, когда для этого достигнуто равенство
выходного сопротивления каскада входному характеристическо-
му сопротивлению ФСС.
Если эти условия не соблюдены, то в качестве нагрузки каска-
да сначала включают одиночный параллельный контур, а затем
ФСС, который согласуется с контуром посредством трансформа-
торной связи.
Такое включение обусловлено недостатком ПЭФ, состоящим
в том, что при больших расстройках обеспечиваемое ими затуха-
ние снижается по сравнению с затуханием при малых расстрой-
ках. По этой причине ухудшается подавление, в частности, ос-
новной и более высокочастотных гармоник колебания гетероди-
на в выходном токе смесителя. Усиленная последующими слабо-
избирательными каскадами УПЧ, эта помеха перегружает его
оконечные каскады и, проникая в цепь АРУ, уменьшает эффек-
тивность регулировки усиления. Использование дополнительно-
го одиночного контура или £С-фильтра устраняет указанный не-
достаток.
Для согласования ФСС на ПАВ в простейшем случае применя-
ются катушки индуктивности £согл1 и £согл2 (см. рис. 7.10), которые
компенсируют емкость входного и выходного встречно-штыревых
преобразователей. При необходимости согласования активной со-
ставляющей входной и выходной проводимостей фильтра можно
использовать трансформаторы.
7.6. Выбор промежуточной частоты
Правильный выбор промежуточной частоты fnp позволяет по-
лучать высококачественные РПрУ. Рассмотрим основные положе-
ния, которые необходимо учитывать при выборе значения проме-
жуточной частоты.
Промежуточная частота РПрУ не должна выбираться в диапа-
зоне рабочих частот мощных радиостанций, так как это уменьша-
ет возможность приема помехи по каналу приема на промежуточ-
ной частоте.
Полоса пропускания УПЧ должна достигаться простыми тех-
ническими средствами. С этой точки зрения предпочтение следу-
ет отдавать монолитным ФСС. Если качество избирательных
средств УПЧ предполагает использование £С-фильтров, то сле-
дует учесть, что значения их добротностей ограничены их конст-
руктивными возможностями. В диапазоне умеренных частот от
100 кГц до 30 МГц конструктивная добротность катушек <2К0Нстр
168
обычно составляет 80... 120 и не превышает 200. Значение доброт-
ности до 100 кГц составляет 20... 80, а на частотах более 30 МГц —
80... 180.
Ослабление зеркального канала должно осуществляться доста-
точно простым преселектором. Если в преселекторе используется
система из п одинаковых контуров, то при больших расстройках
д/ = 1/.к - /| = 2/пр частоты зеркального канала /к относительно
частоты сигнала/ можно определить его ослабление по прибли-
женной формуле
2VY Г2ДЛ2ЭКВТ
П J I /о )'
Отсюда находим условие обеспечения требуемой избиратель-
ности по зеркальному каналу:
40ЭКВ
Из этого неравенства видно, что для значительного ослабле-
ния зеркального канала при заданном числе п контуров необхо-
димо увеличивать величину промежуточной частоты.
На рис. 7.11 графически показано расположение частот основно-
го/ и зеркального/к каналов приема при низкой (см. рис. 7.11, а)
и высокой (см. рис. 7.11, б) промежуточных частотах/р. Увеличе-
ние промежуточной частоты повышает избирательность по зер-
кальному каналу.
Спектр АЧХ
Рис. 7.11. Расположение частот основного и зеркального канала приема
При низкой (а) и высокой (б) промежуточных частотах
169
Однако следует учитывать, что повышение промежуточной ча-
стоты приведет к уменьшению избирательности по соседнему ка-
налу. Кроме того, на высокой промежуточной частоте трудно по-
лучить высокий устойчивый коэффициент усиления и сложно
обеспечить узкую полосу пропускания.
Полоса пропускания контура ПЧ связана с его эквивалентной
добротностью <2ЭКВ и частотой настройки f соотношением П = f/Q3yj..
Контуры УПЧ настроены на частоту f0 =fnp. Отсюда следует усло-
вие возможной реализации заданной полосы пропускания УПЧ:
То — П0ЭКВ.
Заметим, что полоса пропускания УПЧ П определяется поло-
сой частот Пс, занимаемой сигналом, и суммарной нестабильно-
стью А частоты высокочастотного колебания на выходе УПЧ, т.е.
П = Пс + А = Пс + кс (Д/о + Д/г + Д/пр),
где кс — коэффициент совпадения уходов частоты (кс = 0,3...0,7);
A/oZ/o ~ нестабильность частоты передающих станций (стационар-
ных — 3 • 10-6, подвижных — 2 • 10-4, радиовещательных — 4 • 10-6);
А/г//г — нестабильность частоты гетеродинов РПрУ (вещатель-
ных — 3 • 104, профессиональных с кварцевой стабилизацией ча-
стоты — 10-5... 5 • 10'8); Д/пр//пр = (1... 5) 10-5 — нестабильность час-
тоты контуров УПЧ.
Кроме того, для обеспечения на выходе детектора хорошей
фильтрации промежуточной частоты необходимо, чтобы соблю-
далось соотношение fnp > (8... 12)FMaKC между значениями проме-
жуточной частоты fnp и максимальной частоты модуляции FMaKC
сигнала.
Если неравенства
/пр — 25/)^/<У3 к /0экв и /пр 2 П0ЭКВ
не выполняются, то супергетеродинное РПрУ с одним преоб-
разованием частоты реализовать невозможно. Следовательно, при
выбранном значении промежуточной частоты противоречие меж-
ду требованиями к избирательности по зеркальному каналу и по-
лосе пропускания РПрУ неразрешимо.
Для повышения избирательности вещательных РПрУ применя-
ют двойное преобразование частоты. Структурная схема РПрУ с
двойным преобразованием частоты была рассмотрена выше (см.
рис. 1.11). В каждом ПЧ этого РПрУ происходит понижение несу-
щей частоты с сохранением ширины спектра сигнала. Поскольку
п = /1Р2/Оэкв> то выбор значения второй промежуточной частоты
должен удовлетворять неравенству
/пр2 ~ 4О2 ^°зк ’
170
которое показывает, что изменение значения второй промежу-
точной частоты не должно происходить более чем в 40эквД/азл<
раз. Лишь в этом случае зеркальный канал будет достаточно ос-
лаблен в первом УПЧ.
Для получения высокой избирательности по зеркальному ка-
налу необходимо увеличивать количество контуров преселектора,
повышать их добротность, а также повышать значения промежу-
точной частоты. Значение промежуточной частоты и допустимое
отклонение от нее следует выбирать согласно ГОСТ 5651—89 из
ряда (0,076±0,006), (0,465±0,002), (1,84±0,008), (2,9±0,01),
(10,7±0,01), (24,975±0,1) МГц.
ГЛАВА 8
ДЕТЕКТОРЫ АМПЛИТУДНО-
МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
8.1. Назначение, классификация
и характеристики АД
Амплитудные детекторы предназначены для преобразования
исходного модулированного сигнала высокой частоты в напряже-
ние, соответствующее передаваемому сообщению. Детектирование
(демодуляция) восстанавливает сообщение со спектром на более
низких частотах.
Амплитудное детектирование может быть осуществлено путем
использования линейной параметрической цепи с периодически
изменяющимися параметрами — синхронное детектирование, ко-
герентный прием или с помощью нелинейной цепи — некогерент-
ный прием, который проще, и поэтому АД с НЭ нашли широкое
применение.
Рассмотрим преобразование сигнала в АД, которое является
процессом обратным модуляции (рис. 8.1). Предположим, что на
вход АД подается высокочастотное модулированное напряжение
мвх(0 = мс(0 = t4(Ocos(coc/ + Фс). На выходе идеального АД должна
быть выделена огибающая высокочастотного напряжения Uc(t).
Tu=i/Fu___________ t
Рис.8.1. Преобразование сигнала в АД
172
Рис. 8.2. Детекторная характеристика АД
Качество АД характеризуется следующей системой параметров:
детекторной характеристикой, представляющей собой зависи-
мость выходного напряжения С/вых0 от амплитуды смодулирован-
ного входного сигнала Umc (рис. 8.2). Для детектирования без иска-
жений детекторная характеристика должна быть линейной;
коэффициентом передачи для немодулированного сигнала А\д0 =
= ^выхо/ Umc,
коэффициентом передачи для AM-сигнала с
коэффициентом модуляции /мАМ. Здесь UmF— амплитуда выходно-
го напряжения на частоте модуляции Fu, a mAMUmc — амплитуда
огибающей АМ-сигнала;
минимальным и максимальным уровнями детектируемых сиг-
налов;
линейными (частотными) искажениями, оцениваемыми по
кривой верности;
нелинейными искажениями, которые при гармонической мо-
дуляции характеризуются коэффициентом нелинейных искажений
I \IUm2F+Um3F тт тт
кг = ---ту-----, где Um2F и Um3F — амплитуды выходного на-
UmF
пряжения с частотами 2ГМ и ЗГМ. Эти искажения зависят от актив-
ных и пассивных элементов цепи детектора и устройств, связан-
ных с ним;
коэффициентом фильтрации &фАд = ^”,вых (Д) = ^отвь'х С^с), ха_
растеризующим степень развязки нагрузки АД по частоте входно-
го сигнала. Он определяется отношением амплитуд высокочастот-
ных напряжений на выходе Umsax(fc) и входе = Umc детек-
тора. Чем меньше коэффициент фильтрации, тем лучше фильтра-
ция. Наличие большого высокочастотного напряжения на выходе
173
детектора, может привести к увеличению нелинейных искажений
в первом каскаде УЧМ за счет изменения положения рабочей точки
активного элемента под воздействием этого напряжения и сме-
щения ее в нелинейную область ВАХ. Практически достаточно иметь
^ф.АД — OjOlj
входным сопротивлением Т?вхАД = где — амплитуда
тока первой гармонии частоты fc сигнала, протекающего через
диод. Чем больше входное сопротивление детектора, тем меньше
он шунтирует предшествующий каскад и тем лучше его избира-
тельные и усилительные свойства;
выходным сопротивлением характеризующим его взаимодей-
ствие АД с последующим УЧМ.
8.2. Основы детектирования нелинейной
цепью сигналов с AM
Детектирование сигналов с AM сводится к выпрямлению ра-
диочастотных колебаний и сглаживанию пульсаций фильтром, вно-
сящим минимальные частотные искажения в сигнал частоты мо-
дуляции. Для выпрямления радиочастотных колебаний применя-
ются высокочастотные диоды и транзисторы. Общим для всех ти-
пов детекторов является наличие крутого изгиба в ВАХ. Этот из-
гиб для диодов находится в области нулевых анодных напряже-
ний.
Принцип амплитудного детектирования нелинейной цепью
рассмотрен с помощью рис. 8.3. Пусть к идеальному диоду, рабо-
чая точка которого выбрана на нижнем изгибе (изломе) его ВАХ
/а = <р(£7ц), подведено высокочастотное напряжение uc(t) =
= 6rc(/)cos(o)c/ + Фс). Ток диода ia(t) в этом случае будет представ-
лять собой импульсы, проходящие в нагрузку R„ во время поло-
жительных полуволн входного напряжения. Величина отдельных
импульсов тока на нагрузке /н будет прямо пропорциональна ам-
плитудам соответствующих импульсов, поэтому огибающая вы-
Рис. 8.3. Принцип амплитудного детектирования нелинейной цепью
174
ходных импульсов IH(t) по своей форме повторяет огибающую
высокочастотного модулированного напряжения Uc(t).
1 Гс
Среднее значение тока диода /д.ср = — J /д (z)ck за каждый пе-
*с о
риод высокочастотного колебания Тс = Х/f. прямо пропорцио-
нально площади импульсов тока, протекающих через диод в этот
период. Следовательно, среднее значение тока диода за каждый
период высокочастотного колебания прямо пропорционально ам-
плитудам соответствующих положительных полуволн высокочас-
тотного напряжения мвх(0 = мс(0, подводимого к диоду. Амплиту-
да высокочастотного модулированного напряжения uc(t) меняет-
ся по закону модулирующего напряжения Uc(f), поэтому и усред-
ненное значение тока диода (нагрузки) Ia(t) = IH(f) будет ме-
няться по закону модулирующего напряжения передатчика Uc(f).
Если высокочастотное модулированное напряжение подвести
к НЭ так, чтобы все изменения этого напряжения лежали в пре-
делах линейной части ВАХ, то среднее значение тока будет оста-
ваться постоянным и не будет зависеть от закона модуляции. Сле-
довательно, рабочую точку АД необходимо выбирать так, чтобы
изменения амплитуды входного напряжения захватывали нели-
нейную область его ВАХ. Именно поэтому АД относят к нелиней-
ным цепям РПрУ.
8.3. Диодные АД
На рис. 8.4 приведены схема последовательного диодного АД и
эпюры его напряжений. Детектор при нагрузке R„ (см. рис. 8.4, а),
не шунтированной емкостью, безынерционен по частоте^, а его
коэффициент передачи мал. Пульсации выходного напряжения ивых
с основной частотой/ё велики. Для увеличения коэффициента пе-
редачи А^до и уменьшения пульсации нагрузку R„ детектора шун-
тируют емкостью С„. В последовательной схеме диодного АД ис-
точник сигнала, диод и нагрузка включены последовательно, а
развязка высоко- и низкочастотной цепей обеспечивается при вы-
полнении условия
П Г ГТ н п 77 ГТ ’
2я/сСн
Установившееся выходное напряжение на конденсаторе, на-
капливающем заряд, имеет два цикла (см. рис. 8.4, б). В первом
Пикле происходит быстрая подзарядка конденсатора Сн (участки
1 — 2 и 3—4) через сопротивления открытого диода Лдпр. Второй
175
Рис. 8.4. Схема последовательного диодного АД (а) и эпюры его напря-
жений (б)
цикл предусматривает разряд конденсатора Сн через резистор Лн
(участок 2—3). Точки смены циклов асимметричны относительно
максимумов входного напряжения, поскольку напряжение в на-
чале подзарядки меньше, чем в ее конце. Чем сильнее неравен-
ство 2nfcC„JiH » I, тем меньше разряд емкости и пульсация вы-
прямленного напряжения. Точки смены циклов соответствуют из-
менению знака напряжения на диоде, равного сумме приложен-
ного напряжения wc(Z), исходного смещения Ucu и напряжения на
нагрузке «вых(0-
На рис. 8.5 приведена схема параллельного диодного АД. По
принципу работы, параметрам и расчетным соотношениям по-
следовательная и параллельная схемы диодного АД равнозначны.
Достоинством параллельного диодного АД является отсутствие
гальванической связи между источником сигнала и диодом, од-
нако в связи со слабой развязкой высокочастотной и низкочас-
тотной цепей появляется необходимость использования в нем до-
полнительного ФНЧ ЯфСф на выходе АД.
Работа диодного АД в линейном режиме характеризуется тем,
что амплитуда входного сигнала не должна быть меньше некото-
рого критического значения UKp, которое ограничивает снизу диа-
пазон амплитудных перепадов на входе (см. рис. 8.2).
Если модуляция осуществляется гармонической функцией с
частотой Fu, то для обеспечения линейного режима необходимо
Рис. 8.5. Схема параллельного диодного АД
176
выполнение неравенства t/mc(l - /иАМ) > £/кр. Поскольку для совре-
менных диодов UKp = 200...500 мВ, то минимальная амплитуда,
обеспечивающая линейный режим работы АД при коэффициенте
модуляции /пАМ = 0,7, составляет f/mc > 0,5/(1 - /иАМ) = 1,6 В.
Если пренебречь изменением средней крутизны характеристи-
ки диода, то для упрощения анализа обычно используется ВАХ
идеального диода, аппроксимированная линейно-ломаной функ-
цией. Диаграммы токов и напряжений идеального диода в устано-
вившемся режиме представлены на рис. 8.6.
Линейный режим работы диодного АД устанавливается при до-
статочно больших амплитудах входного сигнала в случае, когда
диод работает с отсечкой тока. В установившемся режиме работы
вследствие усредняющего действия нагрузки на ней создается по-
стоянное напряжение UCM, которое обратной полярностью при-
ложено к диоду, и смещает рабочую точку в запирающую сторону.
Очевидно, что при изменении амплитуды напряжения входного
воздействия напряжение автосмещения UCM будет пропорционально
этому изменению.
Предположим, что ВАХ диода аппроксимирована функцией
(см. рис. 8.6)
|5ДС7Д при Ua > 0;
[0 при Ua < 0,
где 5Д — крутизна ВАХ диода; Ua — напряжение на электродах
диода.
Рис. 8.6. Диаграммы токов и напряжений диода с линейно-ломаной ВАХ
177
При воздействии немодулированного колебания uc(t) = Umccos(<nct)
напряжение на диоде
4/д (/) = Uтс COS (cocr) — UвыхО-
При значении фазы входного колебания сос/j ток через диод не
протекает. Вводя обозначение 0 = сос^ для угла отсечки тока, най-
дем коэффициент передачи АД для немодулированного входного
сигнала:
*Aao=%^ = cose. (8.2)
"тс
Для описания параметров АД представим ток через диод в виде
. . _ j SaUnK. [cos (°V)_ cos б] nPu < 6;
(’) = 1
О при <ос/ > 0.
Постоянную составляющую тока /вых0 и амплитуду первой гар-
моники тока 1т{ через нагрузочный резистор RH можно найти как
соответствующие коэффициенты ряда Фурье:
Лыхо = - J'д («V)d (®с/) = SaUmc [sin 0 - 0cos 0], (8.3)
rt0 71
/mI = J /д (<oc/) cos (coc/) d (®cr) = [0 - sin 0 cos 0].
Для установления зависимости параметров диодного АД от угла
отсечки 0 умножим обе части равенства (8.3) на RH. Из получен-
ного выражения
С^выхо = Umc [sin 0 - 0 cos 0]
71
с учетом (8.2) находим, что
Реальный АД работает с достаточно большим значением со-
противления нагрузка 5Д/?Н S 50 и при малых значениях (0 < тс/10).
Поэтому с достаточной для практических расчетов точностью
178
можно считать, что tg0 = 0 + 03/3. Используя такое приближение,
из формулы (8.4) получим, что
0 J Зя
У *5д7?н
Входное сопротивление последовательного диодного АД (см. рис.
8.4, о), работающего в линейном режиме, Авх АД = Лн/2. Для парал-
лельной схемы диодного детектора (см. рис. 8.5) нелинейный эле-
мент шунтируется сопротивлением 7?н. В этом случае Авх АД = 7?н/3,
что меньше входного сопротивления последовательного диодно-
го АД.
Коэффициент передачи детектора для АМ-сигнала
JVM = .-^-- = cos0
^AM^mc
совпадает со значением коэффициента для немодулированного
входного сигнала (8.2).
Как видно на рис. 8.2, детекторная характеристика делится
некоторым значением на линейную и нелинейную области. Ра-
бота демодулятора в линейном режиме нарушается, если £/„,<. < ^4р-
Величина UKp определяется контактной разностью потенциалов
диодной структуры и равна 300 мВ для германия и 1,2 В для арсе-
нида галлия. При этом неизбежны дополнительные нелинейные
искажения.
В отдельных случаях при недостаточном усилении ЛТП приме-
няют небольшое положительное смещение рабочей точки диода
АД от высокоомного делителя на 300...400 мВ. Таким образом,
появляется возможность расширения линейной части детектор-
ной характеристики снизу до 200...300 мВ, что в определенной
степени улучшает качественные характеристики РПрУ.
Основные требования к нагрузке АД, работающего в линей-
ном режиме, следующие.
1. Сопротивление нагрузки АД для развязки высокочастотных
и низкочастотных цепей должно удовлетворять условию (8.1).
2. Максимизация коэффициента передачи за счет уменьше-
ния угла отсечки обеспечивается при выполнении неравенства
« - 50.
3. Линейный режим работы обеспечивается минимальной до-
пустимой амплитудой несущего колебания АМ-сигнала UnK. >
~ ^4р/(1 - ^АМ.макс), гае /Идм-макс — максимальное значение коэф-
фициента модуляции АМ-сигнала.
4. Минимизация нелинейных искажений за счет нагрузки де-
тектора достигается при выполнении условия
179
jr < ^AM .макс
2rcFBCH ^дм .макс
(8.5)
Это неравенство ограничивает инерционность нагрузки при мак-
симальном коэффициенте модуляции /пАМ макс. Реальная нагрузка
АД ограничивается неравенством RH < -
Уменьшение нелинейных искажений достигается при измене-
нии реальной нагрузки АД в диапазоне модулирующих частот. Для
постоянного тока и достаточно низких модулирующих частот со-
противление нагрузки неизменно и равно RH. Сопротивление на-
грузки на более высоких частотах модуляции, в связи с наличием
разделительной емкости Ср и входного сопротивления УЧМ Лвх.учМ,
ж. RuRfW V4M
уменьшается до значения RHf = °*
°н + °вх.УЧМ
Для снижения искажений входного сигнала входное сопротив-
ление УЧМ должно удовлетворять условию /?вхУЧМ —Wam Rh-
1-wiam
Для mAM = 0,8 находим, что 7?вхуЧМ > 4ЛН. При невозможности
выполнения этого неравенства обычно применяют так называемую
«разделенную» нагрузку детектора (рис. 8.7). При этом R„ = Rt + R2.
Чтобы не уменьшать значительно коэффициент передачи АД,
обычно принимают R{ = (0,2...0,3)7?н и R2 = (0,7...0,8)7?н. Для улуч-
шения фильтрации промежуточной частоты емкостная нагрузка
представляет собой два конденсатора с емкостями Q = Сн - С2 и
Сг = (3... 5)/2тс/К] - CBXyqM.
В режиме максимальной громкости общий коэффициент пере-
дачи АД с учетом делителя из резисторов нагрузки определяют по
формуле
Рис. 8.7. Схема АД с разделенной нагрузкой
180
x«=XTVose'
Емкость разделительного конденсатора Ср рассчитывают исходя
из допустимых искажений Мн на нижней частоте модуляции FH:
ср >________J__
2л4Лх.учм ijAfH — 1
Использование разделенной нагрузки позволяет существенно
повысить фильтрацию входного высокочастотного колебания. При
этом коэффициент фильтрации может быть рассчитан по формуле
к _ __________:_______
фАД Сд+С^я/ДС^учм+Сг)/?/
где Сд — емкость запертого диода; Свх.учм — входная емкость УЧМ.
Применение диодных АД обусловлено простотой схемного ре-
шения, экономичностью, возможностью свести к минимуму ис-
кажений при детектировании и сравнительно большим динами-
ческим диапазоном амплитуд входного сигнала.
8.4. Транзисторные АД
Транзисторные АД дают возможность получить сравнительно
большой коэффициент передачи, что позволяет упростить по-
следетекторную обработку информации. Широкое распростране-
ние получили коллекторные АД, схема которого приведена на
рис. 8.8.
Рабочая точка у БТ выбирается на изломе входной характери-
стики транзистора /6 = f(U63), что соответствует и излому проход-
ной характеристики 4 = /(и6э) в силу связи токов базы /б и кол-
лектора /к = Л21.оэ4, гДе ^21.оэ ~ коэффициент передачи тока в
цепи с ОЭ.
Рис. 8.8. Схема коллекторного АД
181
В транзисторных АД выпрямление происходит одновременно в
цепях базы и коллектора. Как и в диодном АД, в транзисторном
АД токи базы /б и коллектора 1К близки к нулю при ивх = 0.
В коллекторном АД транзистор включен по схеме с ОЭ. Назна-
чение базовой цепи транзистора состоит в уменьшении нелиней-
ных искажений небольшим сдвигом исходной точки, примерно
пропорциональным максимальному значению огибающей С4ыхо(1 +
+ /лАМ). Постоянная времени базовой цепи удовлетворяет условию
СблЛ1 « 1/(2kFh) при сопротивлении резистора R^ в базовом
делителе, равном несколько килоом. Сопротивление нагрузки кол-
лекторной цепи RH выбирают в 2...3 раза больше входного сопро-
тивления последующего УЧМ. Емкость конденсатора Сн, фильт-
рующая составляющую несущей частоты^, должна удовлетворять
условию (8.1).
8.5. Синхронные АД
В АД на основе нелинейной цепи используется принцип огра-
ничения амплитуды входного сигнала по минимуму. В результате
этого ток на его выходе не является гармоническим колебанием. С
помощью фильтра выделяется огибающая исходного сигнала (мо-
дулирующая функция). Такие АД отличаются низкой помехоустой-
чивостью и большим уровнем нелинейных и частотных искажений.
Более высокими параметрами как по помехоустойчивости, так
и по качественным характеристикам обладает когерентный прием
АМ-сигнала.
Синхронный АД представляет собой по существу вырожден-
ный ПЧ, у которого колебания опорного генератора и сигнала
синфазны.
Из-за использования в этих АД информации о фазе сигнала
удается полностью исключить ортогональную по отношению к
полезному сигналу составляющую помехи и обеспечить более вы-
сокую помехоустойчивость работы РПрУ.
В общем случае ток, проходящий через НЭ при воздействии на
него напряжения колебаний ОГ wOn(0 = (4oncos(<»on^ + Фоп) и на-
пряжения сигнала uc(f) = t/ccos(wc/ + ФС), может быть представлен в
виде ig(t) = g(t)uc(f). Проводимость g(f) представляет собой периоди-
ческую функцию при ипюп » UnK и может быть выражена двумя первы-
ми слагаемыми ряда Фурье в виде g(f) = g0 + 2gIcos(won/‘ + Фоп), где
gi — половина амплитуды крутизны НЭ на первой гармонике ОГ.
Тогда ток короткозамкнутого по выходу НЭ
4 (0 = [& + 2gi cos (wonZ + Фоп )]Uc (/) cos (<V + Фс) =
= goUc (/)COS (юсГ + Фс ) + g\Uc (Z)COS[(Won - (0c )' + (ФОп ~ ФС )]•
182
В случае когда сооп = <ос, ток на выходе ФНЧ описывается выра-
жением ig(t) = gx t/c(r)cos(Oon - Фс). Синхронный АД реализуется
только при условии когерентности опорного и сигнального коле-
баний, когда Фоп - Фс = 0. Тогда ток на выходе синхронного АД
i£t) = Si Uc{t) определяется двумя слагаемыми
ig (0 = SiUmc + Si и^шрм cos (27iFM/).
Умножив обе части формулы на сопротивление RH, получим
выражение для описания выходного напряжения:
^вых (^) = Si UmcRu + gi U^R^m^ cos
Для коэффициента передачи синхронного АД при немодули-
рованном входном сигнале, т.е. когда /иАМ = 0, справедливо выра-
жение Аддд = £4Ыхо/ Umc = SiR»-
Коэффициент передачи при модулированном входном сигнале
(/иАм > 0) по определению равен отношению амплитуды выход-
ного напряжения к амплитуде огибающей входного сигнала, т.е.
в' _ Um.F _ Sl^H^MA^mc _ „ п
аал ~-----ГГ~--------Гт--_ 61лн-
^АМ^/ис
Из этого выражения следует, что в синхронном АД коэффици-
енты передачи для немодулированного и модулированного сигна-
лов совпадают.
Типовая схема синхронного АД, предназначенного для работы
в диапазоне умеренно высоких частот, приведена на рис. 8.9. Па-
раметры нагрузки НЭ в плечах балансной схемы выбираются ана-
логично как для диодного АД, работающего в линейном режиме.
При этом необходимо обеспечить определенную постоянную вре-
мени нагрузки для исключения нелинейных искажений, частот-
ных искажений модулирующей функции, а также для обеспече-
Рис. 8.9. Типовая схема синхронного АД
183
Рис. 8.10. Схемы АД на перемножителе (а) и корреляционного АД (б)
ния надежной фильтрации высокочастотных составляющих вы-
ходного тока. На рис. 8.9 видно, что схемы синхронных АД не
имеют принципиальных отличий от схем ПЧ.
При когерентном детектировании отношение мощности сиг-
нала к мощности флуктуационной помехи на выходе синхронно-
го АД линейно зависит от отношения сигнал-помеха на его входе.
Линейные свойства синхронного АД обусловливают высокую по-
мехоустойчивость РПрУ: подавление 50 % мощности входной по-
мехи, а также исключение побочных каналов приема. Заметим,
что синхронный АД не обладает свойством подавления слабого
сигнала сильной помехой, что существенно облегчает обработку
сигнала при входном отношении сигнал-шум меньше 1.
АД могут быть построены на аналоговых перемножителях. Схе-
ма синхронного АД на рис. 8.10, а реализуется соединением пере-
множителя с ФНЧ. Если на первый вход перемножителя подается
напряжение сигнала wc(/) = Uc(f)cos(<s)ct + Ф), а на второй вход —
опорное напряжение «оп(0 = f4iOnCos(<0on/ + O), то на выходе пере-
множителя с коэффициентом передачи К имеем
Щ (t) = Кис (t)uon (t) = + cos(2cV + 2Ф)].
На выходе ФНЧ с коэффициентом передачи АфНЧ имеем
^ВЫХ (r) = O,5^0H4t/c(/)(/fflon.
Опорное напряжение для синхронного детектирования обыч-
но формируют из принимаемого сигнала с помощью системы
ФАПЧ.
Схема корреляционного АД приведена на рис. 8.10, б. На выхо-
де перемножителя с коэффициентом передачи К\ имеем
«1 (?) = K[Uc (t) = K2Ul (f)[l + cos(2oV + 2Ф)].
Напряжение на выходе ФНЧ с коэффициентом передачи A^H4
находится по формуле мвых.фНч (0 = -^i-^фнч^с (О- При этом на вы-
ходе схемы извлечения квадратного корня с коэффициентом пе-
редачи К2 имеем
«вых (0 = (t) = к^ис (z).
184
Корреляционный АД проще синхронного, так как опорным
колебанием является сам входной сигнал. Однако корреляцион-
ный АД имеет худшее примерно в 2 раза отношение сигнал-шум
на выходе.
Синхронные АД используются в РПрУ прямого преобразова-
ния, квадратурных РПрУ для разделения двухпрограммной пере-
дачи на одной несущей частоте, а также в РПрУ с однополосной
AM сигналов.
8.6. Искажения в АД
Искажениями при детектировании сигналов с AM называют
отклонения формы выходного напряжения от огибающей Uc(t)
входных высокочастотных колебаний. Проанализируем источники
искажений при демодуляции АМ-сигналов.
Нелинейные искажения из-за нелинейности ВАХ АЭ. В реальных
условиях работы РПрУ вследствие большого диапазона напряже-
ний при AM избежать нелинейных искажений сложно (см. рис. 8.2).
Действительно, при wiAM = 0,95; 0,9 или 0,8 напряжение меньше
напряжения несущей частоты на 26, 20 и 14 дБ, попадая на началь-
ный (нелинейный) участок детекторной характеристики. Минималь-
ное допустимое напряжение несущей на входе АД выбирают по до-
пустимому коэффициенту нелинейных искажений при = 0,8.
Нелинейные искажения, обусловленные инерционностью АД. При
модуляции, когда постоянная времени разряда RHCH велика, на-
пряжение на нагрузке ывых(Г) падает медленнее, чем огибающая
Uc{t). Форма напряжения ивых(0 отличается от огибающей Дс(/),
что соответствует появлению нелинейных искажений сообщения
(рис. 8.11).
Нелинейных искажений на выходе РПрУ, обусловленных инер-
ционностью АД, не будет, если выполняется условие (8.5).
Рис. 8.11. Графическое пояснение появления нелинейных искажений со-
общения на выходе РПрУ из-за инерционности АД
185
При выборе значения постоянной времени RHCa подставлять в
(8.5) верхнюю частоту сообщения FB не следует. Во-первых, спектр
реальных радиовещательных программ заметно спадает на часто-
тах, близких к FB. Во-вторых, значение /Ядм.макс = 0,8, рекоменду-
емое для оценки нелинейных искажений, маловероятно. Физи-
чески обоснованной является подстановка в (8.5) эквивалентной
частоты программы F3KB. Экспериментальные исследования пока-
зали, что для мужской речи Гэкв = 700...800 Гц, для женской речи
Гэкв = 1 000... 1 100 Гц, для музыки F3KB = 1 200... 1400 Гц. Тогда для
wAM = 0,8
RHCH<^. (8.6)
Уменьшение постоянной времени 7?НСН снижает искажения на
выходе РПрУ, но уменьшает коэффициент передачи АД и увели-
чивает пульсации выходного напряжения, поэтому значение АНСН
2 3
выбирают из компромиссного условия RHCH > (2...3)ТС = "j .
Нелинейные искажения, обусловленные цепью развязки по по-
стоянному току. На рис. 8.12 приведена схема АД с цепью развяз-
ки по постоянному току. В РПрУ применяют конденсатор Ср,
разделяющий цепь АД и вход последующего усилителя по посто-
янному току. При этом параллельно конденсатору С„ и резистору
RH нагрузки подключены соединенные последовательно Ср и А1
(рис. 8.12). Постоянная времени R[CP, обусловливающая неравно-
мерность АЧХ на низких частотах, не может быть малой и выби-
рается из условия
1 2
^Ср>^-. (8.7)
2ягн
Это гарантирует на нижней частоте сообщения FH ослабление
не более 3 дБ. При этом коэффициент передачи АД
К.„ (F..} = 2яГнТ?]Ср
Щ2пРн^Ср)2'
VD ср
—Й-|-------НН
А гм*
WBX ~ ^Х —г— Сн Ан —.. О
т т кУЧМ °ис- 8.12. Схема АД с цепью развязки
о .4--1---1 —...о по постоянному току
186
ж
Заметим, что в случае выбора большой емкости конденсатора
Ср и малого сопротивления R\ время разряда конденсаторов Сн и
Ср возрастает. Это происходит из-за того, что заряд большой ем-
кости Ср через сопротивления источника сигнала (выходное со-
противление предшествующего каскада), открытого диода и ре-
зистора будет происходить быстрее разряда через сопротивле-
ния нагрузки Лн и резистора /?1. Уменьшение скорости разряда
конденсаторов Сн и Ср может привести к нелинейным искажени-
ям сообщения (см. рис. 8.11). Уменьшить искажения можно увели-
чивая сопротивление Rlt соответственно уменьшая емкость Ср при
сохранении условия (8.7), или подключая Ср к части резистора RK
(см. рис. 8.7), что уменьшает скорость заряда Ср. Если выбрать
R„ « 7?t/(3...4), то скорость разряда вследствие влияния Ср сни-
зится незначительно и дополнительных искажений не будет.
Нелинейные искажения, обусловленные изменением входного
сопротивления АД. Изменение входного сопротивления АД вызы-
вает изменение нагрузки и усиления предшествующего каскада в
зависимости от мгновенного значения огибающей, приводя к не-
линейным искажениям сообщения. Для уменьшения искажений
сообщения, обусловленных изменением Т?вхАД, необходимо вы-
брать коэффициент включения так, чтобы изменение приведен-
ной входной проводимости АД мало сказывалось на усилении пред-
шествующего каскада.
Линейные искажения. Вследствие инерционности нагрузки АД
возможны и линейные искажения на выходе РПрУ, так как пол-
ное сопротивление нагрузки падает при увеличении модулирую-
щей частоты. При неизменном внутреннем сопротивлении детек-
тора это приводит к уменьшению коэффициента передачи АД. Ли-
нейные искажения малы, если постоянная времени нагрузки вы-
брана в соответствии с условием (8.6).
8.7. Квадратичные АД СВЧ
Квадратичный режим работы диодного АД реализуется при
приеме слабого сигнала (см. рис. 8.2). Для полупроводниковых ди-
одов верхней границей амплитуды сигнала, при которой сохра-
няется квадратичность детекторной характеристики, принимает-
ся 20 мВ. В диапазоне СВЧ динамический диапазон ограничивает-
ся максимальной входной мощностью Рсмакс, которая при волно-
вом сопротивлении линии рл = 50 Ом составляет 100 мкВт. Каче-
ство детектирования слабого сигнала может быть оценено по форме
выходного тока диода при воздействии высокочастотного напря-
жения.
Квадратичный режим детектирования сопровождается больши-
ми нелинейными искажениями и малым значением коэффициен-
187
Рис. 8.13. Принципиальная схема квадратичного диодного АД
та передачи. При воздействии на квадратичный демодулятор вы-
сокочастотного колебания, модулированного по амплитуде гар-
монической функцией с коэффициентом модуляции wiAM, близ-
ким к 1, нелинейные искажения весьма велики (Лг - 25%). Это
обстоятельство не позволяет использовать квадратичный демоду-
лятор при приеме непрерывных сигналов. Квадратичный АД ис-
пользуется, главным образом, при приеме импульсных сигналов
в широкополосных РПрУ в дециметровом, сантиметровом и мил-
лиметровом диапазонах радиоволн.
Отношение сигнал-помеха на выходе квадратичного АД ОСПВЫХ
связано с аналогичным отношением на его входе ОСПВХ зависи-
мостью: ОСПВЫХ =ОСП^Х.
Это свойство квадратичного АД называют подавлением слабого
сигнала сильной помехой. Например, при отношении сигнал-поме-
ха на входе РПрУ, равном 0,1, выходное отношение уменьшится
в 10 раз.
При условии ОСПВХ > 1 квадратичный АД обеспечивает выиг-
рыш в ОСПВХ раз.
Таким образом, чем больше входное отношение сигнал-поме-
ха, тем больше подавляется помеха.
Принципиальная схема квадратичного диодного АД показана
на рис. 8.13.
Квадратичный АД включает в себя диод VD, включенный пос-
ледовательно в линию передачи ФВЧ и ФНЧ. Резисторы Rl, R2 и
RH образуют регулируемый делитель напряжения, обеспечиваю-
щий необходимое смещение рабочей точки на ВАХ диода. Поло-
жительное смещение рабочей точки является характерной осо-
бенностью квадратичного диодного АД.
Фильтры обеспечивают необходимую развязку между цепями
высокой и низкой частоты.
Для обеспечения минимальных искажений импульсов на вы-
ходе детектора частоту среза/, ФНЧ выбирают из условия допу-
стимых искажений > 1, где туст — продолжительность установ-
ления выходного импульса.
188
8.8. АД импульсных радиосигналов
Для радионаблюдения и радионавигации важное значение име-
ет прием импульсных радиосигналов (радиоимпульсов), кото-
рые несут информацию, заложенную в их длительности или вре-
менном положении. РПрУ этих систем предполагают детектиро-
вание радиосигнала [эпюры на рис. 8.14], при котором
выделяется огибающая каждого такого радиосигнала [эпюры
иВых(0 на рис. 8.14]. Для преобразования радиоимпульса в видео-
Рис. 8.14. Эпюры радиоимпульсов ит (/) и видеоимпульсов ивых (Z) в АД
Рис. 8.15. Эпюры радиоимпульсов ивх (г), однократного ивых( (/) и дву-
кратного ивых2 (Z) их детектирования
189
импульс нужно, чтобы постоянная времени нагрузки АД тн ~
= RHCH, период несущего колебания Тс и длительность импульса
тимп удовлетворяли условию Тс « тн « тимп.
В системах АРУ и АПЧ работают пиковые детекторы, которые
восстанавливают закон изменения амплитуд последовательности
радиоимпульсов [эпюры ивх(1) на рис. 8.15]. Задача выделения огиба-
ющей всей последовательности радиоимпульсов может быть реше-
на путем однократного или двукратного их детектирования. В пер-
вом случае применяют пиковый детектор радиоимпульсов, на
выходе которого сразу получают необходимое выходное напря-
жение [эпюры иВых1(0 на рис. 8.15]. Постоянная времени этого АД
т„ = R»Ca должна быть увеличена на несколько порядков относи-
тельно постоянной времени АД радиоимпульсов. Действительно,
если Тслед — период следования импульсов, а Тм — период их
модуляции, то Тслед « тн « Ти.
При двукратном детектировании полезный сигнал первоначаль-
но превращается с помощью АД радиоимпульсов в видеоимпуль-
сы, которые после видеоусилителя поступают на пиковый детек-
тор видеоимпульсов [эпюры wBbIx2(0 на рис. 8.15], выделяющий их
огибающую. В этом случае удается получить дополнительное уси-
ление радиосигнала с помощью видеоусилителя, а также реали-
зовать необходимую избирательность РПрУ.
ГЛАВА 9
ДЕТЕКТОРЫ ФАЗОМОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
9.1. Назначение, структура
и характеристики ФД
Фазовое детектирование (фазовая демодуляция) представляет
собой процесс восстановления управляющего сигнала, которым
была промодулирована начальная фаза радиосигнала. Фазовым де-
тектором называют устройство, напряжение на выходе которого
определяется отклонением мгновенной фазы входного сигнала
(1.6) от определенного среднего значения.
ФД широко применяются в системах АПЧ, а также для детек-
тирования сигналов с фазовой модуляцией или манипуляцией.
ФД преобразует высокочастотное напряжение, модулирован-
ное по фазе, в напряжение частоты модуляции, изменяющееся
по закону модулирующей функции. Однако сдвиг фазы Фс(г) на-
пряжения ис(0 можно определить только в том случае, если име-
ются отметки времени, относительно которых должен определяться
этот сдвиг.
Задача решается наиболее просто, если наряду с детектируе-
мым сигналом используются колебания генератора опорного на-
пряжения иоп(/) = t/oncos(®onr + Фоп) с известной начальной фазой
Фоп. В качестве устройства, реагирующего на фазу колебания, можно
использовать любой преобразующий прибор, у которого параметр
меняется с частотой входного колебания.
Представим ФД в виде шестиполюсника (рис. 9.1), на четыре
порта которого поданы колебания и u^f). Одно из них, на-
пример ut(t) = uc(t) = Umccos(rnct + Фс(0)> является полезным сиг-
налом, а второе и2(0 = «оп(0 = f4Oncos(®on^ + фоп) ~ опорным
Рис. 9.1. Структурная схема ФД
191
колебанием. При демодуляции сигналов с ФМ частота несущего
колебания f. должна равняться частоте опорного колебания fon.
При перемножении этих двух входных колебаний напряжение
на выходе перемножителя с коэффициентом передачи Кпер со-
ставляет
«3 (^)=^‘пер«с (^)Цэп 0) =
—-^пер^4иоп СО5^Фс (/)~Фоп-^пер^Znon СО5^2(0с^ + Фс (/) + Фоп^.
Напряжение, пропорциональное разности фаз колебаний wc(?)
и моп(0, можно получить на выходе ФНЧ с коэффициентом пере-
дачи Хфнч, выделяя низкочастотную составляющую сигнала
«вых (t) = КФлитситоп cos [фс (t) - Фоп ] = итвых cos [ф (/)], (9.1)
где КфД = ЛперАфнч — коэффициент передачи ФД; Umailx=—
амплитуда выходного колебания.
Таким образом, выходное напряжение пропорционально ко-
синусу разности фаз Ф(0 = Фс(0 - Фоп двух входных колебаний
при условии, что перемножитель работает в линейном диапазоне.
Из (9.1) видно, что ФД симметричен по отношению к входам:
изменение портов подключения полезного ис(/) и опорного иоп(0
колебаний не сказывается на параметрах ФД.
Если напряжение опорного колебания моп(/) имеет начальный
сдвиг Фоп = ±п/2, то выходное напряжение
^ВЫХ (f) “ ^Ливых ып[фс(0] (9.2)
будет пропорционально функции sin[Oc(0]- При малых изменени-
ях начальных фаз сигнальных колебаний Фс(0 справедливо
з1п[Фс(/)] = Фс(0- Тогда выходное напряжение «вь1х(0 = С4>выхФс(0
будет пропорционально фазе Фс(0 и отслеживать модулирующую
функцию sM(t).
Из (9.2) следует, что ФД также, как и ПЧ, является перемно-
жителем двух колебаний. Различие между ними состоит в том, что
в ПЧ выделение выходного сигнала осуществляется ПФ, а в ФД —
ФНЧ. Поэтому для ФД можно использовать все виды ПЧ при ус-
ловии замены в выходной цепи ПФ на ФНЧ.
По типу перемножителей различают векторомерные ФД, клю-
чевые ФД и ФД на логических дискретных элементах.
Как следует из (9.2), выходное напряжение ФД зависит как от
фазового сдвига Фс(0 = Фс(0 - Фоп, так и от амплитуды опорного
(/„юп колебания. Это заставляет предъявлять к генератору опорного
напряжения требование постоянства амплитуды его колебаний,
поскольку всякая модуляция амплитуды 1/топ приводит к соответ-
ствующему изменению продетектированного сигнала.
192
I
рис. 9.2. Структурная схема ФД с внешним ограничением
Зависимость тока на выходе перемножителя от амплитуды сиг-
нала Umc показывает, что детектор, построенный по принципу
перемножения двух напряжений, было бы правильнее называть
амплитудно-фазовым детектором, так как этот детектор в рав-
ной мере реагирует и на модуляцию фазы напряжения сигнала, и
на AM.
Чтобы обеспечить фазовое детектирование, необходимо осла-
бить зависимость выходного тока детектора от амплитуды детек-
тируемого сигнала. Эта задача решается включением перед ампли-
тудно-фазовым детектором цепи, обеспечивающей постоянство
амплитуды сигнала на выходе при изменениях амплитуды сигнала
на входе. Устройство, обладающее требуемыми свойствами, назы-
вается амплитудным ограничителем. Структура устройства с ам-
плитудно-фазовым детектированием показана на рис. 9.2. Детекто-
ры с такой структурой называются ФД с внешним ограничением.
Существуют ФД, в которых цепи, обеспечивающие независи-
мость продетектированного сигнала от амплитуды сигнала, не-
разрывно объединены с цепями, осуществляющими собственно
фазовое детектирование. Детекторы этого вида называются ФД с
внутренним ограничением.
Статической детекторной характеристикой (рис. 9.3) называ-
ется зависимость постоянного напряжения <7Выхо на выходе ФД от
фазы Фс немодулированного входного сигнала, определяемая фор-
мулой (9.2) при Фс(/) = Фс. Выбор начальной разности фаз между
полезным и опорным колебаниями, равной ±я/2, обеспечивает
как наибольшую линейность, так и изменение знака выходного
напряжения.
Рис. 9.3. Статическая детекторная характеристика ФД
7 Румянце»
193
Особенностью статической детекторной характеристики ФД яв-
ляется ее периодичность.
К основным параметрам ФД относят:
крутизну детекторной характеристики лфд = —-52*2. в точке
аФс
максимального значения крутизны при заданных амплитудах вход-
ного и опорного сигналов;
коэффициент передачи КФД = UвыхОмвкс / Umc, определяемый от-
ношением максимального значения постоянного напряжения на
выходе ФД t/выхо.макс к амплитуде входного сигнала U„K.
Искажения модулирующей функции на выходе ФД зависят от
линейности рабочего участка детекторной характеристики.
9.2. Векторомерные ФД
Векторомерный ФД представляет собой ФД, у которого фазо-
вый сдвиг входных колебаний (векторов) uc(t) и иоп(/) преобра-
зуется в AM высокочастотного напряжения, которое затем посту-
пает на АД. По типу преобразователя различают диодные ФД (од-
нотактные, балансные, кольцевые), построенные аналогично со-
ответствующим схемам ПЧ, и ФД на ДК.
Однотактный ФД, представленный на рис. 9.4, а, подобен не-
балансному диодному ПЧ, отличаясь от него только нагрузкой.
Напряжение сигнала ис(Г) и опорное напряжение и0П(Г) суммиру-
ются в последовательной цепи. Эти колебания имеют одинаковую
частоту, но разные фазы. К диоду приложено суммарное напря-
жение Ид(0 = мс(0 + иОп(0- Амплитуда напряжения на диоде при
Фоп = ±л/2 определяется векторным сложением (рис. 9.4, б):
а
Рис. 9.4. Схема (а) и векторные диаграммы (б) однотактного ФД
194
ТТ +TJ
umon±umc
-2it -it 0 л 2л Фс
Рис. 9.5. Характеристика детектирования однотактного ФД при малых ам-
плитудах входного сигнала
^=M+^on+2t/mctZmon sin Фс.
Напряжение на выходе АД с коэффициентом передачи Адд
^выхО — — КАДу]U+ t^mOn + 2£/mct/mon Sin Фс.
Из этой формулы видно, что характеристика детектирования
однотактного ФД в общем случае существенно отличается от си-
нусоиды. Лишь при малых амплитудах входного сигнала, когда
Umc « Umon, характеристика детектирования
= ^-Жп+2С/тЛопыпФс = /1 + ^-5тФс =
тс U тс Uтс V топ
-К^^ + К^пФс
Umc
однотактного диодного ФД имеет синусоидальную форму (рис. 9.5).
Рис. 9.6. Схемы балансного (а) и кольцевого (б) диодных ФД
195
Для детектирования сигналов с ФМ широко применяются ба-
лансные ФД (рис. 9.6, а). Эти детекторы представляют собой два
диодных однотактных ФД, каждый из которых работает на свою
нагрузку.
Входное напряжение мс(г) = t/mccos[coc? + Фс(/)] подводится к
диодам KD1 и KD2 (см. рис. 9.6, а) с помощью трансформатора
7V1, на выходе которого образуются два противофазных напря-
жения u[(t) = Umi cos[oV + <I>c (/)] и u"(t) = -Umi cos[a>c? + ФС (/)] c
равной амплитудой Umi. Напряжение иоп (?) = Umon cos (a>c? + л/2) =
= Umon sin трансформируется с помощью трансформатора TV!
в напряжение u2 (?) = Um2 sin(coc?), которое синфазно подводится
к диодам VD\ и VD2.
Амплитуды напряжений на диодах VDI и KD2 могут быть рас-
считаны по формулам:
Um.vDi (0 - yjuih + U„2 + 2Um\Um2 5т[Фс (?)];
Um.VD2 (0 = yjUml + U„2 - 2Um\Um2 sin [Фс (t)].
Напряжения uVDX(t) и uVD2{t) на диодах VD1 и VD2 детектируют-
ся и создают на нагрузках детекторов с коэффициентами передачи
АХд, и KW2 напряжения мВЬК1(?) = Kw UmyDi(t) и
^ВЫ хз(0 ~ ^АД2^п.КО2(?)-
Так как напряжения на нагрузках диодов действуют встречно, то
результирующее напряжение при условии Л'дщ = А'ддг = Л^д
мвых (0 - ^АД [ym.VDl (t) + Uтув2 (?)].
Выходное напряжение зависит от соотношения амплитуд Uml и
Um2. При выполнении условия Umi = Umc » Um2 = С4юП выражения
для амплитуд Um yDi(f) и t/m.xo2(0 напряжений упрощаются и пре-
обретают вид
| Z \2
^1(2)(0 = итоп 1 + ±2^-ып[фс(/)] ~
у I mon J U топ
~umoa l±^-sin[0c(/)]
топ
Тогда
^ВЫХ (?) = 2К^итс sin [Фс (?)]. (9.3)
196
Из (9.3) видно, что выходное напряжение не зависит от ам-
плитуды опорного колебания Umon, линейно зависит от амплиту-
ды сигнала Umc и от изменений фазы Фс(/) между напряжениями
входного ис(Г) и опорного иоп(Г) колебаний.
Кольцевой ФД (рис. 9.6, б) может рассматриваться как соеди-
нение двух балансных ФД, работающих на общую нагрузку. При
этом выходное напряжение кольцевого ФД в 2 раза меньше, чем
у балансного ФД. В то же время в кольцевом ФД вследствие при-
менения диагональных диодов VD3 и VD4 компенсируются чет-
ные гармоники входных сигналов. В результате этого подавляются
нежелательные продукты нелинейного преобразования.
Общими недостатками балансных и кольцевых ФД являются
малый коэффициент передачи и малое входное сопротивление,
сильно зависящее от величины и симметричности нагрузки.
Фазовые детекторы на ДК находят применение в системах ФАПЧ.
Схема ФД на ДК с токостабилизирующим транзистором приве-
дена на рис. 9.7. Опорный сигнал моп(Г) подается на базу транзис-
тора РТ1, а входное колебание сигнала ис(?) поступает на базу
транзистора Р73. При использовании рассмотренной ранее баланс-
ной схемы аналогового перемножителя в выходном напряжении
этого ФД значительно ослабляются все комбинационные состав-
ляющие, за исключением составляющих с частотами сос±сооп. Для
фильтрации составляющих с частотой сос±<ооп на выходе такого
ФД необходимо иметь ФНЧ, который обеспечивает подавление
этих составляющих на 50... 60 дБ.
На рис. 9.8, а приведена схема ФД ИМС типа К118УД1В, а на
рис. 9.8, б — схема ФД на основе этой ИМС. Переменный резис-
тор R3 (см. рис. 9.8, б) служит для установки нулевого уровня
постоянного напряжения на выходах 5 и 9 ИМС. Частотный диа-
пазон работы ФД составляет от единиц герц до 12 МГц.
Рис. 9.7. Схема ФД на ДК с токостабилизирующим транзистором
197
Рис. 9.8. Микросхема К118УД1В (а) и ФД на ее основе (б)
^mrrl
При необходимости детектирования радиосигналов на часто-
тах до 100 МГц целесообразно применять гибридные ИМС, на-
пример, типа 435ХА1.
Недостатком ФД на ДК является высокий уровень нелинейных
искажений.
В рассмотренных ФД используются ограничители амплитуды,
служащие для устранения AM высокочастотных сигналов. Огра-
ничители амплитуд на ИМС представляют собой либо отдельные
узлы (например, ИМС типа К224ХА4), либо являются составной
частью других микросхем (например, ИМС типа 174УРЗ).
9.3. Фазовые детекторы на логических
элементах
Фазовое детектирование может быть выполнено посредством
измерения временного интервала между прохождением через О
напряжений сигнального и опорного колебаний. Возможная струк-
тура ФД на логических элементах, реализующая этот принцип,
показана на рис. 9,9, а. На рис. 9.9, б показаны эпюры напряже-
ний, поясняющие работу ФД в пяти характерных точках ФД.
Детектор (см. рис. 9.9, а) имеет два входа, которые являются
соответствующими входами формирователей импульсов. На пер-
вый вход подается сигнальное колебание мс(Г) с ФМ, а на второй —
198
Рис. 9.9. Структурная схема (а) и эпюры работы (б) ФД на логических
элементах
опорное напряжение иоп(0- Напряжения с выходов формировате-
лей импульсов И] (0 и u2(t) подаются на соответствующие входы
элемента И. При одновременном воздействии напряжений логи-
ческой «1» на входы элемента И на его выходе формируется им-
пульсный сигнал м3(0 с амплитудой, соответствующей уровню
логической «1». Длительность импульса тимп = (л- Фс)/а>с пропор-
циональна разности фаз Фс между напряжениями входного uc(t)
и опорного иОп(0 колебаний. ФНЧ производит усреднение про-
цесса за период высокочастотного входного колебания. При этом
на выходе выделяется напряжение
^вых
(0 = ^0
|л-Фс(/)|_^0
2л 2
! фс(')
п
прямо пропорциональное фазе входного сигнала.
9.4. Цифровые ФД
Точность и стабильность работы ФД можно повысить, приме-
нив цифровые методы. Для этого из детектируемого и опорного
напряжений формируют меандры, управляющие двумя последо-
вательно включенными электронными ключами. К ключам под-
водят счетные импульсы. Время перекрытия меандров (одновре-
менного замыкания обоих ключей) пропорционально фазовому
сдвигу Фс. К выходу ключей подключается счетчик импульсов.
199
Продолжительность измерения (счета импульсов) зависит от
верхней частоты спектра сообщения и определяется по теореме
отсчетов Котельникова: тизм
1
"2F/
При этом частота следования
счетных импульсов должна удовлетворять условию > 2FB.
Точность работы цифрового ФД определяется цепями форми-
рования прямоугольных импульсов, электронными ключами и ча-
стотой следования счетных импульсов.
При проектировании цифровых схем детектирования сигналов
возникает необходимость не только ограничения амплитуды ко-
лебаний, но и сопряжения выходного уровня АО с входным ло-
гическим уровнем цифровой схемы. Для этих целей применяются
компараторы напряжений. Напряжение на их выходе устанавли-
вается на уровнях логических «О» или «1» в зависимости от того,
превышает или нет входное напряжение значение опорного. Точ-
ность сравнения компаратора характеризуется напряжением, на
которое необходимо превысить уровень опорного, чтобы выход-
ное напряжение достигло уровня порога срабатывания логиче-
ской схемы. Быстродействие компаратора характеризуется продол-
жительностью восстановления, представляющим промежуток вре-
мени от начала сравнения до момента, когда выходное напряже-
ние достигнет порога срабатывания логической схемы.
9.5. Ключевые ФД
Ключевой ФД представляет собой ФД, входные сигналы кото-
рого коммутируют два АЭ, работающих в ключевом режиме. При
этом частота и фаза коммутации первого и второго АЭ совпадают
с частотами и фазами колебаний соответственно uc(t) и won(Z). Фор-
мирование импульсов происходит таким образом, что после их
интегрирования выходное напряжение детектора оказывается про-
порциональным фазовому сдвигу Ф(/) = Фс(/) - Фоп.
Рис. 9.10. Схема симметричного ключевого ФД на двух ПТ
200
Рис. 9.11. Эпюры, поясняющие работу симметричного ключевого ФД на ПТ, при Фоп=90° и Фс=0°(я),
Фс = 45° (0 и Фс =-45° (в)
to
о
Рассмотрим симметричный ключевой ФД на двух ПТ с нагру.
зочными цепями RHi Сн] и Ян2Сн2 (рис. 9.10), причем 7?н1 = Rh2 = R
и СН1 = Сн2 = Сн. Постоянные времени нагрузочных цепей выбира-
ют из условия тн = /?н1Сн1 = Ян2Сн2 = ЯНСН »
/с
Рабочая точка транзисторов VT\ и VT2 (см. рис. 9.10) устанав-
ливается напряжением смещения исы так, что в отсутствии на-
пряжения сигнала токи в цепях стока транзисторов равны 0.
На рис. 9.11 представлены эпюры, поясняющие работу сим-
метричного ключевого ФД на ПТ при начальной фазе опорного
колебания Фоп = 90° и трех значениях фазового сдвига колебаний
сигнала: Фс = 0°, Фс = 45° и Фс = -45°.
Детектируемый сигнал wc(r) достаточно большого уровня под-
водится к затворам транзисторов КТ! и VT2 (см. рис. 9.10) в про-
тивофазе, а опорное напряжение и0П(Г) прямоугольной формы —
к их стокам синфазно. Симметрирование нагрузочных цепей осу-
ществляют переменным резистором Rper.
При подаче сигнального напряжения uc(f) между затвором и
истоком транзисторов VT1 и VT2 появляются напряжения w3Hl(z)
и «зи2(0. В течение времени одновременного воздействия на тран-
зистор FT1 напряжений иоп(/) и мзи1(/) через затвор транзистора
протекает ток /и](/)- Аналогично работает транзистор VT2. Тран-
зисторы отпираются на период, определяемый фазовым сдви-
гом Ф(0 = Фс(0 - Фоп между напряжениями входного «с(0 и
опорного ыОп(0 колебаний.
При нулевом отклонении фазового сдвига, т.е. при Фс = 0°,
постоянные составляющие токов /и1(0 и /и2(/) одинаковых тран-
зисторов равны, так как они пропорциональны длительности им-
пульсов токов. При этом выходное напряжение будет равно 0.
При отклонениях Фс от 0 токи /и1(/) и /и2(0 транзисторов КП
и VT2 изменяются пропорционально фазе Ф(/) = Фс(?) - Фоп.
Ключевой ФД реализован в ИМС типа 140МА1.
ГЛАВА 10
ДЕТЕКТОРЫ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
10.1. Назначение и классификация ЧД
Частотный детектор представляет собой устройство, напряже-
ние на выходе которого определяется отклонением мгновенной
частоты входного сигнала (1.5) от определенного среднего значе-
ния. Частотное детектирование заключается в преобразовании сиг-
нала с ЧМ в линейной системе в колебания с другим видом моду-
ляции. В последующем осуществляется детектирование преобразо-
ванного колебания безынерционной нелинейной цепью.
В зависимости от принципа действия различают следующие
группы ЧД.
1. Детекторы с частотно-амплитудным преобразованием, в ко-
торых осуществляется преобразование колебаний с ЧМ в колеба-
ния с AM с последующим амплитудным детектированием. В этой
группе выделяют ЧД с симметричной детекторной характеристи-
кой, которые подразделяются на частотные дискриминаторы и
дробные детекторы. В ЧДс отклонение несущей частоты от номи-
нального значения преобразуется в постоянное напряжение, знак
которого характеризует направление отклонения в сторону боль-
шей или меньшей величины частоты относительно среднего зна-
чения. По конструктивному исполнению различают ЧДс с рас-
строенными или настроенными контурами.
2. Детекторы с частотно-фазовым преобразованием, в которых
осуществляется преобразование колебаний с ЧМ в колебания с
ФМ с последующим фазовым детектированием.
3. Детекторы с частотно-импульсным преобразованием, в кото-
рых осуществляется преобразование колебаний с ЧМ в последо-
вательность прямоугольных импульсов, частота которых пропор-
циональна изменению частоты сигнала f. относительно среднего
значения частоты настройки контуров f0. Напряжение на выходе
можно сформировать при помощи счетчика импульсов. Такие де-
текторы называются также импульсно-счетными.
4. Детекторы на базе ФАПЧ, которые строятся по структуре
систем с ФАПЧ.
В РПрУ широкое распространение получили ЧДс с двумя рас-
строенными контурами, ЧДс с настроенными контурами и дроб-
203
ные ЧД. Эти детекторы, выполненные по балансной схеме, име-
ют более линейные характеристики детектирования, проходящие
через 0.
10.2. Параметры и характеристики ЧД
К ЧД предъявляются требования обеспечения максимального
коэффициента передачи, максимального входного сопротивления
и минимального напряжения сигнальной (промежуточной) час-
тоты на выходе.
В ЧД возможны нелинейные и линейные искажения сигнала. Ли-
нейные искажения обусловлены наличием в детекторе инерцион-
ных элементов, главным образом емкостей. Нелинейные искаже-
ния оцениваются коэффициентом гармоник кг=—————,
Um\F
где UmlF, Um2F, Um3F — амплитуды гармоник на выходе детектора.
Статическая характеристика частотного детектирования пред-
ставляет собой зависимость постоянного напряжения на выходе
ЧД С4ыхо от частоты f = ®/2к немодулированного входного сигна-
ла при постоянной амплитуде Umz (рис. 10.1).
Качество детектирования определяется шириной и линейно-
стью рабочего участка характеристики (участок АБ на рис. 10.1).
Рабочей полосой частотной характеристики Пчд называется по-
лоса (раствор) между экстремальными значениями детекторной
характеристики. Частотно-зависимые цепи детектора обычно вы-
полняют так, чтобы напряжение С/Выхо на частоте f0, называемой
переходной частотой ЧД, равнялось 0.
Эффективность детектирования определяется крутизной ста-
тической детекторной характеристики в линейной области и вы-
числяется по формуле 5ЧД = &
Рис. 10.1. Статическая характеристи-
ка частотного детектирования
204
Заметим, что крутизна детектирования пропорциональна уров-
ню входного сигнала (см. рис. 10.1). Поэтому при снятии характе-
ристики обязательно указывается уровень входного сигнала t/mc.
Размах Пчд лин = 2Д/,ИН линейного участка детекторной характе-
ристики определяет возможность детектирования частотно-моду-
дированных сигналов с шириной спектра частот не более 2Д/,ИН.
Подавление паразитной AM входного сигнала оценивается уров-
нем остаточного выходного напряжения С4ых.ам> обусловленного
ДМ. Зависимость этого напряжения от частоты входного радио-
сигнала f называется характеристикой подавления AM.
Для звукового вещания и радиорелейных линий малые иска-
жения в ЧД являются основным требованием. Для ЧД, применяе-
мых в системах АПЧ, стремятся обеспечить высокую крутизну де-
тектирования.
10.3. Частотные дискриминаторы
Высокая крутизна и размах детекторной характеристики могут
быть получены при использовании частотного ЧДс на двух взаим-
но расстроенных контурах с балансным включением в нагрузку
АД (рис. 10.2). В выходную цепь транзистора посредством транс-
форматорной связи включены два колебательных контура LKl СК1 и
ДсзОз с резонансными частотами fOi и f02. Частоты настроек рас-
полагаются симметрично относительно несущей частоты f0 вход-
ного сигнала, т. е. f01 =f0 + Д/о и f02 =f0 - Д/о.
Формирование постоянного выходного напряжения {4ых0 в ЧДс
при приеме немодулированного входного сигнала с частотой fc и
амплитудой Umc иллюстрирует рис. 10.3. При увеличении частоты
сигнала/1 ее значение приближается к частоте настройки первого
Рис. 10.2. Схема ЧДс на двух взаимно расстроенных контурах
205
Рис. 10.3. Построение детекторной ха-
рактеристики ЧДс на двух расстро-
енных контурах
контура Уо] = Уо + Д/о и удаляется от резонансной частоты второго
контура Уоз =Уо - Д/о- Напряжение на первом контуре растет, а на
втором уменьшается.
При понижении частоты сигнала, наоборот, напряжение ик1
уменьшается, а напряжение растет. При этом средняя частота
сигнала должна совпадать с переходной частотой f0 рабочего уча-
стка детекторной характеристики.
Напряжения ик1 и ик2, снимаемые с контуров, при девиации
сигнала Д/и абсолютных расстройках контуров Д/ = ДУо - Д/ и Д/2 =
= ДУо + Д/ имеют амплитудные значения соответственно
^Апк1 ~
И Uтк2 —
2Д/2
У(>2^экв2
UmO
При условии идентичности контуров, т. е. при равенстве про-
изведений резонансной частоты на эквивалентное затухание
Уо1^экв1 =Уо2^экв2 = fod3KB, амплитуда напряжений первого и второго
контуров при резонансе Um0 =/п<7тс|У21|Дэкв> где т представляет
собой коэффициент связи контура с активным элементом.
Напряжения wKl и ик2 с контуров подаются на два АД, постро-
енных на диодах VDI и VD2 с нагрузочными элементами АН1 СН1 и
/?н2Сн2. Причем токи iyDl и iVD2 диодов ИО1 и VD2 через нагрузки
/?Н1СН1 и Ян2Сн2 текут навстречу друг другу.
Так как выпрямленные АД с коэффициентами передачи А"ад
напряжения щ и и2 включены встречно, то выходное напряжение
может быть рассчитано по формуле {/вых0 = ut - и2 = K^UmK\ - U„ik2).
Для получения симметричной статической характеристики ЧД
полосы пропускания обоих контуров должны быть одинаковыми.
Этому соответствует равенство обобщенных расстроек соответ-
ственно первого ^01 = 2ДУо//о1^экв1 И второго £02 = 2Д/О//о2<4кв2 конту-
ров, т.е. £01 = ^02 = ^0 = 2Vo//o^KB-
206
Введем в рассмотрение функцию обобщенной расстройки
т® ----2 -Т=^------Г’
V1+(^O-^) 71 + Gio+S)
представляющую собой нормированную характеристику ЧД. Здесь
£ — 2Д$/о<7экв.
Статическая характеристика ЧДс описывается выражением
ивыхО = т Uтс 1^211 Лэкв^АД^ (Q •
На рис. 10.4 приведена правая ветвь нормированной детектор-
ной характеристики ЧДс. Наибольшая крутизна характеристики
достигается при обобщенной расстройке контуров друг относи-
тельно друга, когда £о= 1/72 = 0,707. Наибольшая линейность
характеристики достигается при выборе = 7Г5. Для получения
максимального размаха линейного участка рекомендуется выби-
рать = 2Д/о//р4/экв = 2...3.
Максимальная крутизна детекторной характеристики растет
с увеличением крутизны АЭ, коэффициента передачи АД и ко-
эффициента трансформации цепи связи транзистора с конту-
ром.
Недостатком ЧДс на двух взаимно расстроенных контурах яв-
ляется сильная зависимость формы детекторной характеристики
от расстройки контуров, вызванной дестабилизирующими фак-
торами.
Рис. 10.4. Правая ветвь детекторной характеристики ЧДс на двух расстро-
енных контурах
207
Несмотря на сложность в настройке, ЧДс используется в РПрУ,
где допустимые нелинейные искажения не должны превышать
долей процентов.
На рис. 10.5 показана схема ЧДс на МПЭФ. На ней входной
сигнал подается на резонатор 1 — 1 фильтра, возбуждая акусти-
ческую волну в пьезоэлектрической пластине.
Резонаторы 2—2 и 3 — 3 фильтра настроены на частоты соот-
ветственно Zu = fo + Д/о и Уо2 = То - Д/о аналогично тому, как это
сделано в ЧДс с одиночными расстроенными контурами. Напря-
жения «2-2 и «з-з с выходов резонаторов 2 — 2 и 3 — 3 подаются
каждый на свой АД. Последующая обработка не отличается от рас-
смотренной для схемы ЧДс, приведенной на рис. 10.2.
Достоинством ЧДс на МПЭФ является совместимость с интег-
ральной технологией, отсутствие необходимости в регулировке,
стабильность параметров и возможность реализации достаточно
большого коэффициента передачи. Допустимый диапазон частот
радиосигналов ЧДс на МПЭФ составляет 0,5...20 МГц.
ЧДс с настроенными связанными контурами использует принцип
преобразования колебаний с частотными изменениями в сигналы
с AM с последующим синхронным детектированием (рис. 10.6).
Преобразователем ЧМ в AM является цепь из входного LKi СК1
и выходного Ьк2Ск2 контуров, настроенных на среднюю (несущую)
частоту принимаемого сигнала. Связь между контурами осуществ-
ляется за счет взаимной индукции М между катушками Z,K1 и Lk2.
Синхронный АД выполнен на диодах П>1 и VD2, на которые как
на опорное колебание подается напряжение с первого контура
мК|. В качестве входного сигнала, фаза которого относительно опор-
ного изменяется при подаче колебаний с ЧМ, использовано на-
пряжение на втором контуре. Это напряжение подводится к дио-
дам ИЛ1 и VD2 в противофазе, в то время как напряжение перво-
го контура синфазно. В результате выходные токи плеч 7?н, СН1 и
Т?н2 Сн2 детектора находятся в противофазе. Поэтому для суммиро-
вания результата детектирования резисторы нагрузки должны
включаться последовательно.
208
I
I
I
Рис. 10.6. Схема балансного ЧДс со связанными контурами
"° Дтит
Преобразователь ! Синхронный !
ЧМ в AM । детектор ।
Конденсатор связи Ссв соединяет последовательно заземлен-
ный по несущей частоте входной контур £к1 Ск1 со средней точкой
незаземленного выходного контура L^C^. Емкость конденсатора
связи Ссв выбирается так, чтобы падение напряжения на частоте
входного сигнала на нем было ничтожно мало. Благодаря этому
потенциал средней точки второго контура равен потенциалу кол-
лектора транзистора. Следовательно, к каждому из диодов VD1 и
VD2 подводится полное напряжение первого контура и половина
напряжения второго контура.
Дроссель £др необходим для замыкания цепи постоянного тока
диодов. Для формирования опорного напряжения индуктивность
дросселя £др должна удовлетворять условию ©о^-др » 1/(сооСсв)-
В этом случае напряжения ик1 и мдр можно считать синфазными и
равными ик1 = идр.
С учетом требований, сформулированных к индуктивности дрос-
селя £др и емкости конденсатора связи Ссв, представим эквива-
лентную схему балансного ЧДс со связанными контурами на ча-
стоте входного сигнала (рис. 10.7). В этой схеме емкости конденса-
торов нагрузки Си выбираются так, чтобы падением напряжения
на них на частоте входного сигнала можно было бы пренебречь.
Рис. 10.7. Эквивалентная схема ЧДс
со связанными контурами
209
Напряжение wK1 с первого контура приложено между точками 2 и
3, т.е. к каждому диоду в одинаковой фазе.
Обратимся к векторным диаграммам на рис. 10.8, поясняющим
работу ЧДс при приеме немодулированного входного сигнала с
частотой fc и амплитудой Umc. За исходный вектор принят вектор
напряжения йк1, поскольку, как следует из эквивалентной схе-
мы, приведенной на рис. 10.7, это напряжение приложено к дио-
дам в фазе. Ток /£к1 в катушке £К1 отстает от напряжения UKl по
фазе на 90°. Этот ток наводит во втором контуре ЧДс ЭДС ё =
= -jcaMILk1, под действием которой в катушке Lk2 возникает ток
/£к2. Ток /£к2 создает на индуктивности £к2 напряжение йк2,
которое независимо от частоты опережает по фазе ток /£к2 на 90°.
Допустим, что несущая частота входного сигнала равна резо-
нансной частоте контура^ =f0 (рис. 10.8, а). В этом случае контур
представляет собой активное сопротивление. Ток /£к2 совпадает с
ЭДС ё по фазе и создает на обоих плечах индуктивности паде-
ние напряжений 0,5ё7к2. Поэтому на резонансной частоте f0 на-
пряжения ё7к1 и (7к2 сдвинуты друг относительно друга на тс/2. На
диодах напряжение определяется как геометрическая сумма на-
пряжения первого контура и половины напряжения второго кон-
тура:
Uvd\ = +0>5t/K2 и Uvd2-Uk\-Q,5Uk2.
Напряжение на выходе ЧДс
^выхО = (Proi “ КЛта П^АД-
Рис. 10.8. Векторные диаграммы, поясняющие работу ЧДс со связанны-
ми контурами
210
При fc =f0 имеем |^гд1| = |^га2| и, следовательно, (/ВЬ1х0 = О-
При 7с * f0 между напряжениями С?к1 и йк2 появляется допол-
нительный фазовый сдвиг ф, пропорциональный разности частот
|/с -f0\. В зависимости от соотношения частоты сигнала^ и частоты
настройки контуров fQ фазовый угол между напряжениями UKl и
йк2 больше я/2 (см. рис. 10.8, б) или меньше его (см. рис. 10.8, в)
на угол ф.
Для случая Ус >fo (см. рис. 10.8, б) ток /£2 отстает от ЭДС ё на
некоторый угол ф, так как сопротивление второго контура в этом
случае носит индуктивный характер. Напряжение йк2 по-прежне-
му опережает ток tL2 на угол я/2, поэтому фазовый сдвиг между
напряжениями С/к1 и С/к2 больше я/2 на угол ф.
Соотношения напряжений на диодах подчинены закону:
|#то1| < |^гаг| и tfBbIx0 < 0 при /с > /о;
|tUl|>|#H>2| И ^выхО > 0 при /с</о-
Это приводит к появлению на выходе ЧДс постоянного напря-
жения, пропорционального отклонению (девиации) частоты сиг-
нала fc от частоты настройки контуров f0 ЧДс:
^выхО = (|^ИД1| ~|^К02|)^АД = /и|^21|Л»кв^тс^Ад'^(^)'
Функция обобщенной расстройки ЧДс
т й) = Уи-К+о.зр)1 -71 + №-о.5Р)2
^(1 + 02-^2)2 +4^
определяется обобщенной расстройкой контура эквивалентным
затуханием d3KB и коэффициентом связи катушек ксв через обоб-
щенный параметр 0 = kQB/d3KB.
Полоса частот между экстремальными значениями детектор-
ной характеристики Пчд = 0ПК определяется полосой пропуска-
ния одиночного ненагруженного контура ЧДс Пк.
При 0 > 1 максимальное выходное напряжение достигается при
обобщенной расстройке ~ 0. Детекторная характеристика наибо-
лее близка к линейной в ее средней части при 0 = 0,5... 2. С другой
стороны для увеличения крутизны детекторной характеристики
при выбранном значении коэффициентом связи катушек ксв сле-
211
дует уменьшать эквивалентное затухание J3KB контуров, что эф-
фективно при р > 3.
Для ЧДс с настроенными контурами нагрузку диодов выбира-
ют также, как для АД. Индуктивность дросселя £др (см. рис. 10.6),
включенного по несущей частоте fQ параллельно контуру £К1СК1,
должна быть приблизительно равной 10£к1, чтобы уменьшить его
влияние на входной контур. Емкостное сопротивление конденса-
тора связи Ссв должно быть намного меньше входного сопротив-
ления двух параллельно включенных АД, т.е. 1/(со0 Ссв) « ^вх.дд/2.
Сопротивление незаземленного контура Lk2Ck2 сказывается мало,
так как одинаковые токи двух АД, проходящие через катушку Лк2,
направлены противоположно.
ЧДс с настроенными связанными контурами применяется в
РПрУ из-за простоты регулировки и эксплуатации, а также хоро-
шей линейности детекторной характеристики и ее значительной
крутизны. Недостатком такого ЧДс является чувствительность к
паразитной AM.
10.4. Дробные ЧД
Чувствительность ЧДс с расстроенными и связанными конту-
рами к AM сигналов приводит к тому, что выходное напряжение
детектора оказывается зависимым не только от мгновенной час-
тоты сос(/), в которой содержится передаваемое сообщение, но и
от амплитудного значения Umc входного колебания. В связи с этим
ЧДс требуют предварительного амплитудного ограничения сиг-
нала. Этого недостатка в значительной мере лишены ЧД отноше-
ний, или дробные ЧД, схема которого приведена на рис. 10.9. В ЧД
отношений в отличие от ЧД со связанными контурами поляр-
ность диода VD2 (см. рис. 10.6) изменена на противоположную и
оба диода VD\ и VD2 оказались включеными последовательно (см.
Рис. 10.9. Схема ЧД отношений
212
рис. 10.9), следовательно, через них протекает общий постоянный
ток /0-
На конденсаторах С1 и С2 выделяются напряжения и{ и и2. Эти
напряжения подводятся к конденсатору Со настолько большой ем-
кости, что напряжение w0 на нем не успевает реагировать на бы-
стрые изменения амплитуды входного сигнала. Выбор постоянной
времени (Лн, + Rh2)C0 = 100...500 мс гарантирует ее превышение
над периодом самой низкочастотной составляющей модулирую-
щего сигнала.
Следовательно, в процессе работы ЧД отношений может ме-
няться только отношение напряжений щ]и2, а не их сумма и0 = и\ +
+ и2. Именно по этой причине такой ЧД называется дробным. При-
няв Лн1 = /{„г = 7?н, получаем ин1 = мн2 = ий/2.
Резисторы Лдоп1 и /?доп2 выполняют роль симметрирующих эле-
ментов и по сопротивлению, равному 200... 1 000 Ом, значитель-
но меньше сопротивлений 7?н1 = Rh2 = 7?н. В результате симметриро-
вания ими ЧД уменьшаются нелинейные искажения выходного
напряжения. Резистор 7?1 с сопротивлением, равным 100...200 Ом,
устраняет резонанс контура £свСЗ.
Результирующее напряжение снимается с конденсатора СЗ,
подключенного между точками 1 и 2. Это напряжение изменяется
пропорционально девиации частоты и очень слабо зависит от ко-
лебаний амплитуд входного сигнала, поскольку напряжение и0
поддерживается постоянным.
С учетом требований к элементам рассмотренной схемы ЧД
отношений представим его эквивалентную схему на частоте вход-
ного сигнала (рис. 10.10). В этой схеме опорное напряжение won,
пропорциональное напряжению ык1 на первичном контуре LKlCKl,
подается на диоды VD1 и VD2 с помощью катушки связи £св,
связанной индуктивно с катушкой £к1. Число витков катушки £св
обычно меньше, чем у катушки £к1, поэтому и опорное напряже-
ние моп меньше напряжения «к1, но синфазно с ним. Такой способ
включения диодов позволяет обойтись без разделительного кон-
денсатора и высокочастотного дросселя.
«ГО1
Рис. 10.10. Эквивалентная схема ЧД
отношений на частоте входного сиг-
нала
«к2
2
“к2
->ь
1 VD1
“«2
, VD2
-м-
UVD2
213
Выходное напряжение ЧД отношений
^вых
= «1 “ «Н1
Uj-u2 _ и0 щ/и2-\
2 2 И] / w2 +1
пропорционально среднему уровню сигнала, а также отношению
напряжений их/иг АД. Это отношение зависит от отклонения час-
тоты сигнала и остается практически неизменным при дополни-
тельной AM, что позволяет обходиться без предварительного ам-
плитудного ограничителя.
В зависимости от уровня подводимых к ЧД сигналов меняются
величины приведенного входного сопротивления и коэффициен-
та передачи детектора. При увеличении амплитуды подводимого к
детектору сигнала коэффициенты передачи увеличиваются, а вход-
ные сопротивления уменьшаются.
Сопротивления резисторов нагрузки 7?н1 и Т?н2 (см. рис. 10.9)
выбираются равными 5...20 кОм.
Высокая степень подавления AM достигается симметрично-
стью схемы ЧД отношений, минимизацией в нем паразитной связи
между катушками £св и £к2 при идентичности обеих половин ка-
тушки £к2.
Дробный ЧД нашел применение в недорогих радиовещатель-
ных и телевизионных РПрУ, так как построение ЧД с отдельным
АО позволяет получить лучшие технические характеристики.
10.5. Детекторы с частотно-фазовым
преобразованием
Частотный детектор на ИМС реализуют, как правило, на ос-
нове детектора с частотно-фазовым преобразованием. В ЧД этого
типа для выделения модулирующей функции используется ФД.
Принцип действия ЧД с частотно-фазовым преобразователем,
структурная схема которого приведена на рис. 10.11, основан на
пропускании входного (опорного) сигнала wBX(/) через цепь, вно-
сящую идеальную задержку на время тзад. Фазовый сдвиг колебания
на выходе ЛЗ нлз(?) относительно опорного колебания ис(Х) при
небольшом значении повторяет закон изменения частоты.
Рис. 10.11. Структурная схема ЧД с ЛЗ
214
Детекторная характеристика ЧД с ЛЗ, приведенная на рис. 10.12,
^выхО = (|cOS (jlft33a )| — |sin (л/'тзад )Q
является периодической функцией аргумента л/тзад. Частоты, на
которых 6/вых0 = 0, находятся из уравнения | со8(я/тзад)| = |sin(n/c3aa)|.
Отсюда л/Тзад = (1 + 2Л)л/4, где к = 0, 1, 2, ... . Следовательно,
период задержки для переходной частоты f0 ЧД необходимо вы-
бирать ИЗ ряда Тзад = (1 + 2k)/fa.
Если период задержки тзад = 1//о (точка А на рис. 10.12), то
уравнение детекторной характеристики в пределах 0 < л/сзад < я/2
имеет вид
^выхо = ±2>/2С/„,с cos(2n/r3aa).
Крутизна характеристики ЧД с ЛЗ на частоте настройки
•^чд — 2>/2я1Утстзад.
В пределах линейной части детекторной характеристики
^выхО ~ *$ЧД (/~/о)-
Расстояния между соседними частотами перехода через 0 рав-
ны л/2тзад и задают зону однозначности характеристики ЧД. Сле-
довательно, рабочая полоса частотной характеристики составляет
Пцд 1/2т33д.
Из этих соотношений следует, что для увеличения крутизны
характеристики ЧД надо увеличивать период задержки тзад. Одна-
ко при этом сужается рабочая полоса Пчд, что может привести к
нелинейным искажениям, поэтому выбор величины обычно
удовлетворяет условию тзад < (0,078... 0,174)//тс макс, где/тс.макс —
максимальная девиация частоты.
В зависимости от диапазона частот и технологии изготовления
ЛЗ может быть микрополосковой, коаксиальной, волноводной,
на ПАВ и т.д.
215
Рис. 10.13. Схема ЧД на элементах И—НЕ
Поскольку ток сигнала на входе ЧД после ограничения имеет
вид почти прямоугольных импульсов, то задержку несложно со-
здать с помощью логических элементов. На рис. 10.13 приведена
схема ЧД, построенная на 4 элементах И —НЕ (DD1... DD4).
На вторые входы элементов DD1 ...DD3 подается потенциал Есм,
соответствующий уровню логической «1». Четвертый элемент
И —НЕ (DD4) выполняет функцию ключевого ФД (каскада со-
впадения).
На рис. 10.14 показаны временные диаграммы напряжений ЧД
на элементах И —НЕ при двух значениях частоты входного сигна-
ла (/1 >fi)- При положительной полуволне входного сигнала «вх с
амплитудой, превышающей пороговое напряжение срабатывания
{/пор первого элемента И —НЕ DDI, на его выходе устанавливает-
ся потенциал иь соответствующий логическому «0». Переход из
состояния логической «1» в логический «0» на выходе элемента
Рис. 10.14. Временные диаграммы напряжений в ЧД на элементах И—НЕ
216
DD\ сдвинут относительно момента превышения входным сигна-
лом wBX порогового уровня срабатывания Unov на время тзад. Пройдя
три элемента И—НЕ DD\... DD3 с результирующей задержкой Зтзад,
сигнал и3 поступает на вход четвертого элемента И—НЕ DD4,
выполняющего функции каскада совпадения. На выходе этого кас-
када формируются импульсы щ положительной полярности, дли-
тельность которых пропорциональна частоте сигнала. ФНЧ выде-
ляет среднее значение напряжения импульсов ивых.
Крутизна детекторной характеристики пропорциональна про-
должительности задержки. Линейная зависимость между выход-
ным напряжением и частотой радиосигнала нарушается, если ре-
зультирующая задержка Зтзад превысит половину периода колеба-
ний входного сигнала, поэтому берут/тС.макс - 1/бТзад- Такие детек-
торы нашли применение в телевизионных РПрУ и в многоканаль-
ных системах радиорелейной и спутниковой связи.
Напомним, что идеальная ЛЗ имеет линейную ФЧХ, т. е. Флз(со) =
= -ол-ид- Следовательно, вместо ЛЗ может быть использован любой
линейный четырехполюсник, у которого комплексный коэффи-
циент передачи описывается выражением K(ja>) = А"(а))ехр(-уозтзад).
Схема ЧД с линейным четырехполюсником приведена на рис. 10.15.
ЧД можно построить, используя относительно линейные уча-
стки ФЧХ четырехполюсников, так как в пределах этих участ-
ков задержка примерно постоянна. Отличие этого детектора от
ЧД, схема которого приведена на рис. 10.11, заключается в том,
что в качестве ФД в нем использован аналоговый перемножи-
тель, а ФНЧ на выходе ЧД исключает вторую гармонику несу-
щей частоты.
Если четырехполюсник имеет на резонансной частоте f0 нуле-
вой фазовый сдвиг, то в состав ЧД необходимо включать фазовра-
щатель на 90°. При этом детекторная характеристика будет прохо-
дить через 0 на переходной частоте f0. В случае, если четырехпо-
люсник вносит на резонансной частоте фазовый сдвиг, кратный
90°, то отдельного фазовращателя не потребуется, поэтому на рис.
10.15 он показан прямоугольником пунктирной линией.
Четырехполюсником может быть, например, одиночный кон-
тур с эквивалентной добротностью контура 0ЭКВ или избиратель-
ный усилитель с одиночным контуром. Действительно, ФЧХ этих
Рис. 10.15. Схема ЧД с линейным четырехполюсником
217
узлов описывается уравнением Ф(^) = -arctg£, и имеет почти ли-
нейный участок в области |^| < 0,5.
Достоинством ЧД с ЛЗ является примерно в 2 раза более ши-
рокая рабочая полоса детекторной характеристики по сравнению
с ЧДс на расстроенных контурах при одинаковом уровне нели-
нейных искажений, а также в 3... 5 раз меньшее время переходно-
го процесса ввиду отсутствия резонансных контуров. Последнее
важно при детектировании импульсных сигналов. Заметим, что ЛЗ
должна быть тщательно согласована для исключения отражений с
обоих ее концов во избежание появления изрезанности в форме
детекторной характеристики.
10.6. Частотно-импульсные детекторы
В частотно-импульсных или импульсно-счетных ЧД сигнал с
ЧМ преобразуется в последовательность импульсов с неизменной
амплитудой и длительностью. Структурная схема детектора, пред-
ставленная на рис. 10.16, включает в себя двухсторонний АО, диф-
ференциатор (дифференцирующую цепь), односторонний АО,
формирователь нормированных импульсов и ФНЧ.
Принцип работы частотно-импульсного детектора поясняют
эпюры, показанные на рис. 10.17. Двухсторонний АО на входе де-
тектора, ограничивая по амплитуде входной сигнал с ЧМ wBX,
формирует последовательность импульсов их. С помощью диффе-
ренциатора фиксируются временные моменты и2 перехода напря-
жения через нулевой уровень. Односторонний АО формирует по-
следовательность импульсов и3, длительность которых постоянна,
а скважность изменяется в соответствии с частотой входного сиг-
нала. Формирователь осуществляет нормировку импульсов и4 по
длительности и амплитуде.
Последовательность нормированных импульсов поступает на
ФНЧ, в котором осуществляется усреднение за один период вход-
ного напряжения:
1 Гс,-
^вых/ = J ^4 (0^’
1 ci о
Рис. 10.16. Структурная схема частотно-импульсного детектора
218
Рис. 10.17. Эпюры напряжений в частотно-импульсном детекторе
Поскольку на выходе формирователя процесс н4 представляет
собой поток импульсов с фиксированной амплитудой Um и дли-
тельностью тимп, то напряжение ФНЧ за каждый период Tci вход-
ного напряжения определяется формулой
^вых/ = ^яЛимп/ ^с,-
Так как период Тс,- связан с частотой .4,• входного радиосигнала
соотношением Tci = fci, то напряжение на выходе ФНЧ
^вых/ =
пропорционально модулирующей функции fc(t).
Параметры ФНЧ (полоса прозрачности, частота среза) долж-
ны обеспечить фильтрацию паразитных спектральных компонент
последовательности импульсов.
219
К достоинствам частотно-импульсных детекторов относят вы-
сокую линейность детекторной характеристики, эффективное по-
давление AM, возможность построения его на элементах импульс-
ной техники в интегральном исполнении. К недостаткам этих де-
текторов следует отнести необходимость подачи на их вход боль-
шого уровня сигнала, превышающего порог срабатывания двух-
стороннего АО.
10.7. Частотные детекторы на базе ФАПМ
Для повышения помехозащищенности РПрУ при детектирова-
нии им сигналов с ЧМ используют ФАПЧ. Структурная схема
такого ЧД приведена на рис. 10.18. Здесь ФД сравнивает фазы вход-
ного напряжения ивх(Г) и опорного напряжения моп(г), создавае-
мого ГУН. В зависимости от разности фаз вырабатывается напря-
жение ошибки иош(/), которое фильтруется в ФНЧ1, усиливается
УПТ и управляет опорной частотой ГУН. Если разность частот
исходного сигнала ивх(0 и ГУН моп(/) невелика, то частоты синх-
ронизируются.
Рис. 10.18. Структурная схема ЧД с ФАПЧ
Поскольку напряжение иупр(0 используется для управления
частотой генератора, то фаза напряжения won(0 будет изменять-
ся до тех пор, пока разность ДФ = Фвх - Фоп не станет минимальной.
В результате этого wBX(/) и иОп(0 окажутся синхронизированы по
фазе. Выходное напряжение ГУН, сдвинутое по фазе на 90° отно-
сительно входного напряжения, будет следить за частотой сигна-
ла Усредненное вторым ФНЧ напряжение ивых(/) будет про-
порционально фазе входного сигнала.
ГЛАВА 11
РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ И ПОЛОСЫ
ПРОПУСКАНИЯ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ПРИЕМА
11.1. Назначение систем регулировки усиления
Автоматической регулировкой усиления называется автомати-
ческое управление коэффициентом усиления цепи, обеспечива-
ющее изменение амплитуды сигнала на выходе в меньшее число
раз по сравнению с изменением амплитуды входного сигнала.
Система АРУ обеспечивает поддержание на выходах УРЧ и
УПЧ неизменный уровень сигнала для воспроизведения сооб-
щений станций разной мощности, находящихся на различных
расстояниях и при меняющихся условиях распространения ра-
диоволн. Простота систем АРУ позволяет применить их почти
во всех РПрУ.
В системах радио- и телевещания изменение мощности прини-
маемых сигналов связано с обеспечением высококачественного
приема передач радиостанций, находящихся на разных расстоя-
ниях от места приема. В соответствии с ГОСТ 5651—89 изменение
уровня сигнала на входе РПрУ бытового назначения может со-
ставлять 60, 46 и 30 дБ, т.е. уменьшаться в 1 000, 200 или 30 раз от
первоначального для аппаратов соответственно высшей, первой
и второй групп сложности. Изменение (уменьшение) напряжения
сигнала на выходе бытовых РПрУ не должно превышать 10 дБ.
Чтобы удовлетворить этим требованиям усиление ЛТП должно
изменяться на 20...50 дБ (в 10... 316 раз) в зависимости от группы
сложности аппаратов. Соблюдение этого позволяет предотвратить
нелинейные искажения сигнала вследствие перегрузки каскадов
и поддерживать оптимальный режим работы РПрУ.
Заметим, что амплитуда сигнала в РПрУ может изменяться даже
при его приеме от одной станции. Например, из-за замираний
уровень сигнала на входе РПрУ изменяется по случайному закону
в широком диапазоне. В этом случае система АРУ должна устранять
только замирания сигнала, но не должна реагировать на AM. Пред-
посылкой для создания системы АРУ является то, что в звуковом
вещании частота модуляции занимает спектр от 50 Гц до 5 кГц, а
частота замираний сигнала составляет в основном 0,1... 10 Гц.
В радиосвязи динамический диапазон сигнала может достигать
60 дБ, а в радиолокации — 100 дБ.
221
11.2. Классификация систем АРУ
В зависимости от принципа действия системы АРУ подразде-
ляются на три основных типа: обратная, прямая и комбинирован-
ная АРУ.
Обратная система АРУ (рис. 11.1, а) является наиболее про-
стой и эффективной. Она представляет собой замкнутую нелиней-
ную цепь АРУ, содержащую усилительный канал РПрУ с регули-
руемым коэффициентом усиления и цепь регулирования. Напря-
жение ирег подается со стороны выхода в направлении входа кана-
ла, что и определило название АРУ.
В состав регулируемого усилительного канала могут входить
каскады с постоянным усилением и элементы межкаскадных свя-
зей с регулируемыми коэффициентами передачи. Для получения
регулирующего напряжения мрег цепь АРУ в обязательном поряд-
ке должна включать АД, ФНЧ и УПТ. Напряжение на выходе АД
цепи АРУ Мдд пропорционально амплитуде t/mBbIX напряжения ивых
на выходе регулируемого усилительного канала радиоприемника.
ФНЧ цепи АРУ отфильтровывает составляющие частот модуля-
ции и пропускает медленно меняющиеся составляющие напряже-
ния Мдд. Фильтр устраняет обратную связь по промежуточной час-
тоте в регулируемом усилителе.
В высококачественных РПрУ в цепь АРУ дополнительно вклю-
чается усилитель радиосигналов, например УПЧ. Развязывающие
фильтры в цепи регулирования применяются только при двух и
более регулируемых каскадах.
Особенностью обратной системы АРУ является то, что она не
позволяет получить идеальной характеристики регулирования, т.е.
поддержание постоянного выходного напряжения в широком диа-
пазоне изменений уровня входных колебаний. Причина этого за-
ключается в том, что для получения управляющего напряжения
б
Рис. 11.1. Структурная схема обратной (а) и прямой (б) систем АРУ
222
используется приращение выходного напряжения регулируемого
усилительного канала РПрУ.
При прямой системе АРУ (рис. 11.1, б) управляющее коэффи-
циентом усиления напряжение ирег формируется из входного сиг-
нала регулируемого канала с помощью цепи, включающей до-
полнительный усилитель с большим коэффициентом усиления,
АД, ФНЧ и УПТ. При увеличении ивх напряжение на выходе де-
тектора АРУ возрастает, при этом увеличивается ирег, что вызыва-
ет уменьшение резонансного коэффициента Ко. Нестабильность
параметров основного и дополнительного усилителей приводит к
неустранимым системой изменениям уровня выходного сигнала,
поскольку такая система лишена обратной связи.
Прямая система АРУ теоретически может обеспечивать иде-
альную характеристику регулирования, а также наибольшее быс-
тродействие. Ей свойственны следующие недостатки:
необходимость включения в цепь АРУ дополнительного усили-
теля высокочастотных колебаний с большим коэффициентом уси-
ления, способного перегружаться от входного сигнала;
необходимость высокой стабильности параметров дополнитель-
ного усилителя;
подверженность действию дестабилизирующих факторов (из-
менения температуры, напряжения источника питания и др.).
Комбинированная система АРУ, структурная схема которой при-
ведена на рис. 11.2, является сочетанием систем двух ранее рас-
смотренных типов АРУ. В комбинированной системе АРУ облегча-
ются условия работы каждой из подсистем, становится возмож-
ным получить удовлетворительные технические характеристики
самой системы АРУ. В комбинированной системе АРУ цепь регу-
лировки прямого действия может охватывать как высокочастот-
ную часть РПрУ, так и УЧМ. Последний вариант значительно
проще в реализации.
Рис. 11.2. Структурная схема комбинированной системы АРУ
223
В комбинированной системе АРУ рационально используются
преимущества обеих систем, а именно стабильность обратной АРу
и возможность получения идеальной характеристики регулирова-
ния в прямой АРУ. Основная регулировка в комбинированной
системе АРУ производится в первом регулируемом усилительном
канале, который, как правило, включает в себя несколько регу-
лируемых каскадов. Второй регулируемый усилительный канал
(чаще всего один каскад) компенсирует возрастание напряжения
на выходе первого усилительного канала.
В зависимости от требований к системе АРУ в ее схемной реа-
лизации могут отсутствовать отдельные узлы в цепи автоматиче-
ской регулировки. В связи с этим различают несколько типов це-
пей АРУ.
В системе простой АРУ отсутствуют усилители в цепи регули-
рования, а напряжение задержки срабатывания £зад = 0.
В системе АРУ с задержкой уровня срабатывания отсутствуют
усилители в цепи АРУ. При увеличении амплитуды входного вы-
сокочастотного сигнала (/твх на выходе регулируемого усилитель-
ного канала возрастает амплитуда напряжения t/mBbIx. Если ампли-
туда t4iBbIX не превышает уровня срабатывания Е^, то на выходе
детектора АРУ напряжение отсутствует, т.е. «дд = 0. Только при
превышении амплитудой f/mBbIX установленного уровня срабатыва-
ния £зад на выходе детектора АРУ появляется напряжение ифнч.
После фильтрации в основном фильтре АРУ это напряжение че-
рез развязывающие фильтры подводится к регулируемым каска-
дам усилительного канала. В результате этого коэффициент усиле-
ния канала уменьшается. Таким образом, в системе АРУ с задерж-
кой коэффициент усиления радиоприемника не меняется до тех
пор, пока амплитуда выходного напряжения итвых не превысит
уровня срабатывания £зад, т. е. осуществляется задержка срабаты-
вания системы АРУ по уровню амплитуды несущего колебания
выходного напряжения.
В системе АРУ с усилением присутствует УПТ в цепи АРУ, а
напряжение задержки срабатывания - 0. Эта система АРУ по-
зволяет значительно сузить пределы изменения выходного сигнала.
Система АРУ с усилением и задержкой уровня срабатывания
включает в себя все элементы систем АРУ, схемы которых пока-
заны на рис. 11.1. Эта система АРУ позволяет работать в широком
динамическом диапазоне входных сигналов и при высоких требо-
ваниях к стабильности выходных сигналов.
Различают системы АРУ с непрерывным и дискретным регу-
лированием.
В системах АРУ с непрерывным регулированием изменение коэф-
фициента усиления канала носит непрерывный характер.
В системах АРУ с дискретным регулированием {цифровые АРУ)
коэффициент усиления каскада изменяется по ступенчатому за-
224
кону, т.е. принимает определенные дискретные значения. Такие
системы АРУ выполняются на логических элементах, поэтому они
технологичны в производстве и обладают идентичностью харак-
теристик.
В РПрУ импульсных сигналов применяют системы АРУ с высо-
ким временным разрешением для регистрации слабого сигнала, ко-
торый приходит через малый интервал времени после сильного
сигнала или мощной помехи. Такая ситуация характерна для РПрУ
РЛС, когда отражение от земли или местных предметов может
маскировать слабый сигнал от цели.
Разрешение импульсов длительностью тимп может быть обеспе-
чено тремя видами АРУ. В системе быстродействующей ЛРУпосто-
янная времени ФНЧ выбирается малой величины, удовлетворяя
условию Тфнч = (2... Ю)тимп.
Система АРУ, в цепь которой введен каскад, открывающийся
на период воздействия полезного сигнала, называется системой
АРУ с временной селективностью, или временной АРУ. В системе про-
граммной АРУ регулирующее напряжение изменяется по заранее
заданной программе.
11.3. Характеристики систем АРУ
Работу систем АРУ оценивают в статическом и динамическом
режимах.
В статическом режиме инерционные свойства АРУ не прояв-
ляются, параметры системы измеряются в установившемся режи-
ме, предполагающем медленные изменения амплитуды несущего
колебания.
Динамический режим работы АРУ связан с его инерционно-
стью и характерен для приема сигналов с быстро меняющейся
амплитудой колебаний несущей частоты. В соответствии с режи-
мом работы различают статические и динамические характерис-
тики системы АРУ.
Эффективность системы АРУ в статическом режиме оценива-
ется динамическими диапазонами изменений амплитуд сигналов
на входе и выходе регулируемого ЛТП. Динамический диапазон
амплитуд входных сигналов ДДвх[дБ] = 20lg(f/fflBX.MaKC/^mBX.MHH) оп-
ределяется максимальной амплитудой t/mBX.MaKC сигнала на входе
ЛТП и минимальной амплитудой £/твх.мнн сигнала, которая соот-
ветствует номинальной чувствительности РПрУ или началу рабо-
ты его системы АРУ с задержкой.
Динамический диапазон выходных ЛТП с АРУ определяется
выражением ДДвых[дБ] = 201g(t/mab,XMaKC/t/mabIXM(IH), где Umвых.макс
максимальная амплитуда выходного сигнала ЛТП, которая счи-
тается допустимой для работы оконечного устройства и соответ-
8 Румянцев
225
ствует максимальному сигналу на входе; итвыхмкн — минимальная
амплитуда выходного сигнала, соответствующая амплитуде вход-
ного сигнала UmBXMHH. Обычно под ^твых.мин понимается амплитуда
выходного сигнала, достаточная для работы оконечного устрой-
ства и обеспечивающая отношение сигнал-шум не менее 6... 15 дБ
Минимальному уровню управляющего сигнала соответствует
максимальный коэффициент усиления ЛЬ„акс =
Минимальный коэффициент усиления А^мин = итвых.мвкс/итвхмзк!:
соответствует наибольшему входному сигналу и, значит, наиболь-
шему уровню управляющего сигнала.
Таким образом, система АРУ должна изменять усиление в
«ару = ^Омакс/^омин раз или на аАРУ = 2Olg(A'oMaKC/A'OMHH) децибелов.
Соответственно требуемый диапазон регулировки или максималь-
ная глубина регулировки коэффициента усиления может быть оп-
ределена по формуле
«ару [дБ] = ДДвх [дБ] - ДДвых [дБ].
Амплитудная характеристика регулируемого ЛТП с системой
АРУ представляет собой зависимость амплитуды UmBWi выходного
сигнала от амплитуды входного сигнала в статическом (уста-
новившемся) режиме. Регулировочной характеристикой называют
зависимость резонансного коэффициента усиления Ко от посто-
янного управляющего напряжения Ц>его цепи АРУ.
Постоянство амплитуды колебаний несущей частоты на выхо-
де ЛТП в широком диапазоне изменений амплитуд входных коле-
баний при условии UmBX > С^явх мин можно получить в системе пря-
мой АРУ. Однако при этом трудно обеспечить высокую стабиль-
ность характеристики. Лучшая стабилизация амплитуды итвых вы-
ходного сигнала обеспечивается в системах обратной АРУ с за-
держкой и усилением. Идеальная АХ в такой системе АРУ дости-
гается при использовании в цепи ее управления идеального ин-
тегратора.
Переходные процессы в АРУ оцениваются динамическими па-
раметрами. К ним относят, прежде всего, постоянную времени
цепи АРУ тАРУ. Для вещательных РПрУ тАРУ = 20... 100 мс.
В связи с неидеальными параметрами фильтра АРУ на управ-
ляемые НЭ вместе с постоянным управляющим напряжением
передаются и остаточные пульсации продетектированного АМ-
колебания. При этом происходит искажение огибающей прини-
маемого AM-колебания в регулируемых каскадах, а иногда и их
возбуждение. При быстрых изменениях уровня принимаемого сиг-
нала в цепях АРУ возникают переходные процессы, которые так-
же обусловлены инерционностью цепи АРУ. Если переходной
процесс имеет колебательный характер, то колебания регулиру-
ющего напряжения мрег могут затруднить нормальный прием ин-
226
формации. Поэтому в цепи АРУ применяют в качестве ФНЧ про-
стые RC-звенья.
11.4. Амплитудные характеристики
регулируемого ЛТП
Система АРУ должна поддерживать заданный уровень выход-
ного напряжения независимо от уровня входного сигнала без из-
менения его закона модуляции. Рассмотрим случай, когда на вход
регулируемого ЛТП с обратной АРУ (см. рис. 11.1, а) поступает
немодулированное высокочастотное колебание uBX(t) = t/mBXcos((iV).
Амплитудная характеристика ЛТП представляет собой зависимость
амплитуды UmBbtx выходного колебания ивых(/) = t/mBbIxcos(®c/) от
амплитуды UmBX входного сигнала мвх(/) в статическом режиме.
На рис. 11.3 приведены АХ регулируемого ЛТП с простой АРУ,
АРУ с задержкой и АРУ с усилением и задержкой, а также для
сравнения — АХ канала без АРУ и с идеальной АРУ.
Идеальная АХ ЛТП с системой АРУ при условии UmBX > /7„,вх.мин
должна представлять прямую линию, параллельную оси абсцисс
(штриховая линия на рис. 11.3). При амплитуде входного напряжения
UmBX > t4.Bx.MHH резонансный коэффициент усиления Ко = UmBUX/UmBX
под действием цепи идеальной АРУ уменьшается, стремясь обес-
печить постоянство амплитуды колебаний на выходе UmBax. На-
против, для входных сигналов с амплитудой UmBX < t/mBXMHH коэф-
фициент усиления канала максимален Хомакс и постоянен, из-за
чего будут усиливаться шумы РПрУ.
Регулировку без нарушения непрерывности закона регулиро-
вания при снижении входного сигнала ниже уровня чувствитель-
ности называют простой АРУ. При простой АРУ коэффициент
Рис. 11.3. Амплитудные характеристики ЛТП
227
усиления ЛТП изменяется при любых изменениях амплитуды вход-
ных колебаний. Она обеспечивает изменение уровня сигнала на
выходе ЛТП в пределах 6 дБ при изменении амплитуды входного
напряжения не более чем на 26 дБ.
Недостаток простой АРУ состоит и в том, что коэффициент
усиления ЛТП уменьшается и при приеме слабых сигналов, когда
этого не требуется. Как следствие, простая АРУ не применяется в
РПрУ бытового назначения высшей, первой и второй групп слож-
ности.
В АРУ с задержкой, пока амплитуда входных колебаний не
превысит уровня UmBXMim, коэффициент усиления канала макси-
мален Аомакс и неизменен. По этой причине амплитудные харак-
теристики ЛТП без АРУ и при АРУ с задержкой в случае UmBX <
< ^4ивх.мин совпадают. При амплитудах входных колебаний U„IBX >
> £4вх.мин система АРУ с задержкой уменьшает коэффициент уси-
ления ЛТП.
Задержка уровня срабатывания цепи АРУ осуществляется пу-
тем подачи запирающего смещения на детектор АРУ или на УПТ
в цепи АРУ. При введении задержки до ФНЧ на уровень управля-
ющего сигнала влияет коэффициент модуляции сигнала. Если это
явление нежелательно, тогда задержка должна вводиться в цепь
обратной связи после ФНЧ.
Введение УПТ в цепь АРУ приближает АХ ЛТП к идеальной
(см. рис. 11.3).
Заметим, что с увеличением амплитуды UmBX входного сигнала
цепь АРУ начинает перегружаться и ее стабилизирующее действие
ослабляется.
11.5. Регулируемые усилители
Регулируемым усилителем системы АРУ называют каскады
ЛТП, охваченные цепью регулировки. В состав регулируемого уси-
лителя могут входить каскады с постоянным усилением и элемен-
ты межкаскадных связей с регулируемыми коэффициентами пе-
редачи (регулируемые делители напряжения).
Регулируемыми каскадами обычно являются каскады УРЧ, ПЧ
и первые каскады УПЧ, где уровни усиливаемых сигналов неве-
лики. Число регулируемых каскадов зависит от требуемой эффек-
тивности АРУ. При глубине регулировки более 40 дБ следует при-
менять два каскада и более. Обычно считают, что каскад позволя-
ет получить глубину регулировки от 15 до 25 дБ. При этом во избе-
жание значительных нелинейных искажений сигнал на входе ре-
гулируемых каскадов не должен превышать 10 мВ. Допустимое
входное напряжение для регулируемых каскадов на ПТ может быть
несколько большим при прочих равных условиях.
228
I
Резонансный коэффициент усиления селективного усилителя
определяется выражением Кй =/ид|К21о|®о4<2экв-^ф =^«|^21о|Лкв^ф-
регулировка Ко может осуществляться изменением любой вели-
чины, входящей в это выражение, будь то крутизна ВАХ АЭ |^2io|,
коэффициенты связи контура с источником сигнала т и нагруз-
кой п, эквивалентное сопротивление нагруженного контура Аэкв
или коэффициент передачи фильтра (ЧИС, пассивного четырех-
полюсника) Кф.
Регулировка усиления каскада изменением крутизны ВАХ АЭ.
Такая регулировка осуществляется изменением режима работы АЭ
по постоянному току и называется режимной регулировкой. Для
изменения крутизны |у2ю| необходимо менять напряжение сме-
щения на управляющем электроде АЭ — напряжения база-эмит-
тер £4эо в БТ или затвор-исток /7зи0 в ПТ. Известно, что изменение
напряжения £/бэ0 вызывает существенные изменения крутизны в
рабочей точке, входной (гвх и выходной (7ВЫХ проводимостей кас-
када. При изменении напряжения смещения в ПТ практически
меняется только крутизна.
Рассмотрим схемы регулируемых каскадов усиления, приве-
денные на рис. 11.4.
Допустим, что постоянное регулирующее напряжение Ц,его по-
дается в цепь эмиттера транзистора (см. рис. 11.4, а). По мере уве-
личения t/per0 напряжение смещения на транзисторе С7бэо = -
~ ^рего уменьшается, что влечет за собой уменьшение постоянного
тока коллектора /к0 и крутизны |lzio|- Следствием этого является
уменьшение коэффициента усиления Кд. Цепь регулировки долж-
на обеспечить ток, равный постоянному току эмиттера /э0 в рабочей
точке. Если одновременно регулируются N каскадов, то цепь регули-
ровки должна вырабатывать сравнительно большой ток /рег0 = Л7э0.
Этот недостаток отсутствует в схеме, в которой напряжение
регулировки t/perf) вводится в цепь базы транзистора (см. рис. 11.4, б).
а
Рис. 11.4. Схемы каскадов усиления с подачей напряжения регулировки в
Цепь эмиттера (а) и базы (6}
229
Принцип регулировки в обоих случаях одинаков, поскольку (/бэ0 ~
= U6 - Uper0. Достоинство регулировки по схеме усиления, приве-
денной на рис. 11.4, б, состоит в том, что ток /рег0, равный току
делителя /д = (5...Ю)/б0, во много раз меньше тока /рег0 при регули-
ровке по схеме усиления, показанной на рис. 11.4, а. Включение в
цепь эмиттера резистора приводит к уменьшению эффективности
регулировки, так как он обеспечивает стабилизацию режима не
только при изменении температуры, но и при изменении f/per0
При включении этого резистора для обеспечения той же глубины
регулировки необходимо подавать большее напряжение регули-
ровки.
Режимная регулировка осуществляется наиболее просто и ис-
пользуется во всех диапазонах частот.
Регулировка каскада усиления изменением эквивалентного со-
противления R3KB нагруженного контура. Эта регулировка осуще-
ствляется путем шунтирования контура переменным сопротивле-
нием, в качестве которого используются диоды, транзисторы или
варисторы.
На рис. 11.5 показана схема регулировки каскада усиления с
подключенным параллельно контуру диодом VD. Когда напряже-
ние на контуре ик меньше t/pert, диод закрыт и контур практичес-
ки им не шунтируется. При этом сопротивление Яэкв и коэффици-
ент Ко максимальны. При t/perfl < ик диод открывается и его вход-
ное сопротивление шунтирует контур. В этом случае 7?экв, а следо-
вательно, и Ко уменьшаются.
Регулировка усиления Ко изменением эквивалентного сопро-
тивления 7?экв нагруженного контура приводит к изменению эк-
вивалентного затухания (добротности) контура, что вызывает из-
менение полосы пропускания усилителя, а это может повлечь ухуд-
шение избирательности.
Аттенюаторная регулировка усиления. При изменении коэффи-
циента передачи аттенюатора, включаемого между усилительны-
ми каскадами, режим АЭ по постоянному току не меняется. На
рис. 11.6 приведены схемы аттенюаторов с продольной и попереч-
ной регулируемыми ветвями.
Если функции регулируемого элемента выполняет диод, то
нелинейность его ВАХ наиболее сильно выражена на участке пе-
рехода от области прямого тока к области обратного тока. Дей-
ствительно, дифференциальное сопротивление диода в области
прямого тока составляет десятки ом, а в области обратного тока —
сотни ом. Поэтому при сильных сигналах предпочтительнее атте-
нюаторы, в поперечные регулируемые ветви которых включены
диоды в режиме прямого тока (см. рис. 11.6, б). Это происходит
потому, что преобладающая часть входного напряжения будет те-
ряться в резисторах продольных ветвей. Незначительное напряже-
ние на диодах не способствует проявлению нелинейных свойств.
230
рис. 11.5. Схема регулировки
каскада усиления с подключе-
нием диода параллельно кон-
туру
Я1, Я1
а б
Рис. 11.6. Схемы аттенюаторов с
продольной (а) и поперечной {б)
регулируемыми ветвями
Методы регулировки, основанные на изменении коэффици-
ента передачи аттенюатора, характеризуются большой глубиной
регулировки при малых нелинейных искажениях, а также малым
уровнем шума.
Регулировка усиления с помощью ООС. Коэффициент усиления
каскада усиления, охваченного ООС, во многом зависит от глу-
бины обратной связи. Изменение глубины ООС осуществляется с
помощью дополнительных управляемых полупроводниковых при-
боров, которые работают как элементы с переменными парамет-
рами.
На рис. 11.7 показана типовая схема каскада усиления с регу-
лируемой ООС по току. В каскаде параллельно резистору R3 в цепи
эмиттера по переменному току включается варикап VD с неболь-
шой емкостью CVD. Комплексное сопротивление цепи ЛэСга опре-
деляет глубину ООС. С увеличением постоянного напряжения С/рего
диод VD закрывается сильнее, и его емкость CyD уменьшается. При
этом напряжение ООС увеличивается и, как следствие, резонанс-
ный коэффициент усиления каскада Ко уменьшается. Блокиро-
вочный конденсатор Сбл служит для разделения по постоянному
току цепей регулировки и питания транзистора УТ.
Регулировку путем изменения глубины ООС можно рекомен-
довать для первых каскадов РПрУ, поскольку с увеличением глу-
бины ООС при увеличении уровня принимаемого сигнала улуч-
шается линейность АХ (снижается уровень нелинейных искаже-
Рис. 11.7. Схема регулировки каскада усиления с помощью ООС
231
ний). Однако заметим, что коэффициент шума каскада при уве-
личении глубины ООС растет, а частотный диапазон ограничен
из-за возможности самовозбуждения.
Рассматриваемые способы изменения усиления применимы как
для ручных, так и для автоматических систем регулировок РПрУ.
11.6. Требования к системам АРУ
Постоянную времени нагрузки детектора АРУ выбирают так,
чтобы напряжение на нем устанавливалось во много раз быст-
рее, чем на выходе фильтра. Действительно, при диодном детек-
тировании процессы нарастания и спада напряжения на нагруз-
ке детектора происходят с разной скоростью. Заряд конденсато-
ра осуществляется через открытый диод с малым внутренним
сопротивлением и быстро заканчивается при увеличении амп-
литуды подводимого переменного напряжения. При уменьшении
амплитуды диод заперт и конденсатор разряжается через высо-
коомную нагрузку. Следовательно, если бы переходные процес-
сы в детекторе играли существенную роль, то цепь АРУ действо-
вала бы неодинаково при положительных и отрицательных при-
ращениях напряжения сигнала. Поэтому детектор обычно делают
малоинерционным и переходными процессами в нем можно пре-
небречь.
Изменение параметров органов регулирования под действием
напряжения с выхода ФНЧ происходит безынерционно. Кроме
того, можно пренебречь изменениями тока и напряжения усили-
ваемого сигнала в контурах, так как УРЧ и УПЧ вместе с детек-
тором должны воспроизводить модулирующее сообщение, тогда
как фильтр должен подавлять продукты модуляции. Таким обра-
зом, переходные процессы в регулируемом ЛТП необходимо свя-
зывать только с фильтром в цепи АРУ.
Процесс установления выходного напряжения может быть апе-
риодическим или колебательным в зависимости от типа ФНЧ в
цепи АРУ.
Если фильтр АРУ представляет собой 7?С-звено (система АРУ
первого порядка), то переходной процесс можно считать аперио-
дическим.
Если фильтр в цепи АРУ имеет два или три звена, то его пере-
ходный процесс носит колебательный характер, нарушая нормаль-
ный прием радиосигналов.
Основные требования к системам АРУ следующие.
1. Система АРУ должна обладать определенной глубиной регу-
лировки для приема сигналов в заданном динамическом диапазо-
не амплитуд на входе РПрУ. В РПрУ бытового назначения этот
диапазон составляет 30...60 дБ.
232
2. Динамический диапазон сигналов на выходе РПрУ не дол-
жен превышать 10 дБ.
3. Инерционность системы АРУ должна позволять поддержи-
вать заданный уровень выходного сигнала РПрУ при быстрых из-
менениях среднего уровня сигнала на входе без существенных ис-
кажений принимаемой информации.
4. Изменение форм АЧХ и ФЧХ ЛТП, возникающие при регу-
лировке усиления, не должны превышать установленных преде-
лов.
5. Система АРУ не должна повышать коэффициент шума РПрУ
при слабых полезных сигналах.
6. Система АРУ должна обеспечивать рост отношения сигнал-
шум на выходе при возрастании мощности сигнала на входе РПрУ.
7. Изменения основных параметров и характеристик систем АРУ
в заданном диапазоне температур, а также при нестабильности
питающих напряжений должны быть в допустимых пределах.
8. Обратная связь в цепи АРУ не должна нарушать устойчивой
работы РПрУ.
11.7. Автоматическая регулировка полосы
пропускания
В реальных условиях РПрУ работают при наличии множества
помех. Совместное воздействие внешних и внутренних (собствен-
ных) помех определяет условия работы РПрУ. Важнейшей харак-
теристикой этих условий служит отношение мощности полезного
сигнала к суммарной мощности внешних и собственных помех,
которое желательно иметь достаточно большим. Отношение сиг-
нал-помеха на выходе РПрУ при заданных значениях сигнала и
помехи на входе зависит от его полосы пропускания.
Существует оптимальное значение полосы Попт, при котором
отношение сигнал-помеха будет максимальным. Кроме того, от
полосы пропускания часто зависит степень мешающего действия
станций соседних частотных каналов. Величина Попт зависит от
амплитуд сигнала и помехи на входе, а также от ширины их спек-
тров. Поскольку эти параметры при эксплуатации РПрУ не сохра-
няются постоянными, то желательно иметь возможность регули-
ровать полосу в зависимости от условий приема. В РПрУ, как пра-
вило, применяется автоматическая регулировка полосы пропуска-
ния, которая устанавливает оптимальную полосу пропускания, что
позволяет РПрУ воспроизводить сообщение с наилучшим каче-
ством.
Для реализации систем АРПП, также как и для систем АРУ,
Необходимо сформировать регулирующее напряжение. В диапазо-
нах ДВ и СВ в качестве управляющего напряжения можно исполь-
233
зовать напряжение с выхода детектора АРУ. При этом должно вы-
полняться условие, при котором с увеличением уровня принима-
емого сигнала происходит расширение полосы пропускания. В ди-
апазонах КВ и УКВ при малом уровне помех выполнение указан-
ного уровня нецелесообразно, поэтому в этих диапазонах в каче-
стве управляющего напряжения выбирают мешающий сигнал.
Наиболее часто применяется метод регулировки усиления, ос-
нованный на изменении полосы пропускания в одиночных кон-
турах или двухконтурных ПФ. Полоса пропускания в них регули-
руется изменением добротности (см. рис. 11.5), коэффициента связи
или посредством взаимной расстройки контуров. Для фильтров
систем АРПП характерно непостоянство коэффициента переда-
чи, частоты настройки и формы АЧХ. Схемы АРПП с примене-
нием несложных фильтров применяются в телевизионных РПрУ.
В бытовых РПрУ применяется метод АРПП, использующий ООС
в усилителях (см. рис. 11.7), что обеспечивает постоянство частоты
настройки и коэффициента усиления, а также сохранение формы
АЧХ.
ГЛАВА 12
АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ
ГЕТЕРОДИНА
12.1. Назначение и классификация систем
подстройки частоты гетеродина
Изменение параметров окружающей среды, особенно темпе-
ратуры, вызывают изменения параметров резонансных цепей, в
частности емкостей конденсаторов и индуктивностей катушек в
контурах. Еще более значительные расстройки могут вызывать из-
менения емкостей электронных приборов, подключенных к кон-
турам. В результате происходит сдвиг частотной характеристики
РПрУ, что может вызвать искажение сигнала или нарушение при-
ема. Кроме того, ухудшается избирательность, так как сигнал ос-
лабляется, а в полосу пропускания может попасть помеха из со-
седнего канала.
При удовлетворительной конструкции элементов резонансной
цепи относительная расстройка 5=Af/f0 обычно не превышает 0,1 %.
Полоса пропускания П чаще всего имеет значение порядка 0,01/q,
т. е. значительно больше возможной расстройки. В этих условиях,
если применить в УПЧ фильтры с высокой избирательностью, то
расстройкой можно пренебречь.
Дестабилизирующие факторы действуют также на контур гете-
родина и могут вызвать изменение его частоты на величину того же
порядка А/г = 8Г/Г. Если промежуточная частота РПрУД, = fr -fc, то
изменение частоты гетеродина приведет к изменению промежу-
точной частоты на значение А/пр, равное A/j-. Результат расстройки
гетеродина будет таким же, как и при изменении частоты на-
стройки колебательного контура, т.е. спектр сигнала сдвинется
относительно резонансной частоты УПЧ. При этом относитель-
„ с А/пр А/г А/*г Уг
ная расстройка 5пр = —Л = -у- = -у-у-
Упр Упр У Г Упр
Так как/г =/с +/пр, то 5пр
Из-за промежуточной
частоты, гораздо меньшей частоты сигнала, нестабильность гете-
родина вызывает частотную нестабильность РПрУ, которая зна-
чительно больше собственной нестабильности резонансных це-
235
пей избирательного ЛТП. Поэтому в РПрУ с плавной настройкой
на любую частоту диапазона гетеродин стабилизируют цепью АПЧ.
АПЧ гетеродина должна непрерывно обеспечивать оптималь-
ное расположение спектра принимаемого сигнала в полосе про-
пускания РПрУ при изменении частоты принимаемого сигнала,
напряжения питания, температуры или при воздействии других
дестабилизирующих факторов. Для этого необходимо подстраи-
вать частоту гетеродина путем автоматического регулирования па-
раметров электрических цепей аппаратуры. Система АПЧ приме-
няется почти во всех РПрУ.
В зависимости от принципа, на основе которого вырабатывает-
ся сигнал ошибки, системы АПЧ делят на два класса. В системе
частотной АПЧ сигнал ошибки определяется отклонением пре-
образованной частоты сигнала fnp =fr -f. от резонансной частоты
настройки контура УПЧ/пр0. В качестве измерительного элемента
выступает ЧД, центральная частота настройки которого совпада-
ет с частотой настройки УПЧ. В системе фазовой АПЧ сигнал ошиб-
ки определяется разностью фаз колебаний промежуточной часто-
ты и опорного генератора, а в качестве измерительного элемента
выступает ФД.
12.2. Системы частотной АПЧ гетеродина
Структурная схема РПрУ с цепью частотной АПЧ представле-
на на рис. 12.1. В этой схеме за опорную частоту принимается резо-
нансная частота настройки/пр0 контуров УПЧ. Частота, при кото-
рой детекторная характеристика ЧД в цепи АПЧ проходит через
нулевое значение (см. рис. 10.1), соответствует настройке УПЧ на
/пр0. При уходе частоты гетеродина /г от значения /го = / + /про,
соответствующего точной настройке, на выходе ЧД вырабатыва-
ется напряжение {/чдо соответствующей величины и знака. Задача
ФНЧ состоит в подавлении продуктов частоты модуляции.
Рис. 12.1. Структурная схема РПрУ с системой частотной АПЧ гетеродина
236
К детекторам в цепи АПЧ предъявляется ряд требований, от-
личных от требований к ЧД радиосигналов с ЧМ. Главной функци-
ей ЧД в системах АПЧ является частотная дискриминация — про-
цесс различения знака и частоты входных колебаний. Характерис-
тика ЧДс может быть не строго линейной и отклоняться от нечет-
ной симметрии. Важна лишь высокая крутизна Учд = Аб/чдо/Д/пр
рабочего участка детекторной характеристики в районе резонанс-
ной частоты /Про настройки контуров УПЧ.
Существенное значение для работы системы АПЧ при боль-
ших расстройках имеет полоса пропускания Пвд детекторной ха-
рактеристики.
Управляющий элемент под воздействием напряжения из-
меняет частоту генерации гетеродина. Основной функцией УЭ яв-
ляется обеспечение заданного диапазона изменений частоты ге-
теродина и большой крутизны характеристики управления 5уЭ =
= A/r/At/ynpo в районе Ц^ро = 0.
Для гетеродинов в РПрУ бытового назначения основными ви-
дами УЭ являются варикапы. При больших амплитудах перемен-
ного напряжения в варикапе появляется постоянная составляю-
щая тока (детекторный эффект), которая, создавая падение на-
пряжения на внутреннем сопротивлении источника регулирую-
щего напряжения, управляет варикапом. Чтобы снизить влияние
детекторного эффекта, не рекомендуется включать в цепь варика-
па фильтры с большим сопротивлением. Применение встречного
включения двух варикапов (см. рис. 3.17, б) увеличивает линей-
ность перестраиваемого контура.
В качестве переменных электрически управляемых емкостей
используются и обычные диоды при обратном смещении, а также
емкости переходов транзисторов.
УПТ не только усиливает регулировочное напряжение С/упРо,
но в случае необходимости может менять знак крутизны детек-
торной характеристики 5чд.
В системе АПЧ при уходе промежуточной частоты fnp от номи-
нального значения /,р0 на выходе ЧД появляется постоянное на-
пряжение t/цдо, пропорциональное частотной расстройке А/пр0 =
=Лр -/про (предполагается стационарный режим работы). В резуль-
тате воздействия напряжения с выхода ЧД на УЭ гетеродина ча-
стота его fr меняется в направлении уменьшения начальной рас-
стройки таким образом, чтобы преобразованная частота была равна
или близка центральной частоте настройки /,ро избирательных си-
стем УПЧ (см. рис. 12.1).
Предположим, что вследствие дестабилизирующих факторов
частота гетеродина/г н изменилась относительно номинального зна-
чения /го =fc +УпРо на величину А/Гн. В результате произойдет от-
клонение преобразованной частоты /,р = /Г н -/ от номинального
значения на Д4р.н = /г.н - fro = /г.н- На выходе ЧД появляется напря-
237
жение t/чдо, вызывающее срабатывание системы АПЧ. При малых
расстройках возможно применение линейной аппроксимации ха-
рактеристики ЧД С/Чдо = ‘УчдА/пр.н- Приняв коэффициенты переда-
чи ФНЧ и УПТ равными 1, найдем, что управляющее напряже-
ние, подводимое к УЭ, = С/цдо = ^чдА/пр.н-
Система АПЧ подстраивает частоту гетеродина/Г п = /Г н - Д/Гп5
уменьшая его расстройку на Д/г п. Если характеристика УЭ линей-
на, то расстройка частоты гетеродина снижается до Д/Г п = ^уэ^упро =
= ^уэ^чдА/пр н- Остаточная расстройка частоты гетеродина составит
А/г.ост = /г.п “/ГО = А/г.н “ А/г.п = А/г.н “ ^УЭ^ЧдА/пр.н-
В установившемся режиме на выходе ЧД появляется напряже-
ние С/Чд0 = -$чдД/пр.ост3 которое изменяет частоту гетеродина на
4/г.п = ^уэ^чдДЛр.ост- Поскольку абсолютный уход преобразованной
частоты в установившемся режиме равен остаточной расстройке ге-
теродина, Т. е. А/пр ост = Д/р ост, ТО А/пр.ост = А/г.н “ А/г.п = А/пр.н “ *^УЭ^ЧД А/пр. ост-
Решая это уравнение, находим остаточную расстройку частоты
преобразованного сигнала
А/пр.ОСТ ”
А/пр.н
1 + ^УЭ^ЧД
(12.1)
из-за начальной расстройки гетеродина на Д/г,н.
Заметим, что управляющее напряжение должно подстраивать
частоту сигнала в противоположном направлении по отношению
к изменению частоты гетеродина. При неправильном фазирова-
нии характеристик ЧД и УЭ расстройка РПрУ будет нарастать.
Эффективность АПЧ характеризуется коэффициентом автопод-
стройки
IZ _ А/пр.н _ А/г.н _ 1 I С С
ЛАПЧ - ~ "Г7----“ 1 + Оуэ^ЧД-
А/ пр.ост А/ Г.ост
(12.2)
Из (12.2) видно, что система АПЧ в ААПч раз уменьшает на-
чальную расстройку частоты преобразованного сигнала в РПрУ
вследствие неточной настройки или нестабильности частоты ге-
теродина.
Одним из вариантов определения остаточной расстройки ча-
стоты сигнала может быть графический способ, позволяющий по
статическим характеристикам устройств системы АПЧ определить
регулировочную характеристику системы АПЧ (рис. 12.2).
Допустим, что в ПЧ применена верхняя настройка гетероди-
на, когда Jr >fc, и рассматриваются только положительные откло-
нения частоты гетеродина Д/f-
На первом этапе строится график зависимости постоянного
управляющего напряжения <7упр0, формируемого цепями ЧД,
238
Рис. 12.2. Графический способ построения характеристики регулировки
ФНЧ и УПТ, от отклонения частоты преобразованного сигнала
Д/пр (см. рис. 12.2, а). Далее по характеристике отклонения частоты
гетеродина Д/г от управляющего напряжения ЦтРо строится гра-
фическая зависимость Д/г = V(^ynpo), причем по вертикальной оси
откладываются значения Д/г, а по горизонтальной — соответству-
ющие им значения £/упРо (см. рис. 12.2, б).
Следующим этапом является расчет и построение зависимости
подстройки гетеродина Д/j-.n от начального отклонения частоты
преобразованного сигнала Д/пР,н (см. рис. 12.2, в). Для этого по выб-
ранному значению Afnp = Д/пР.н находится (см. рис. 12.2, а), а
затем по найденному значению L^po определяется Д/г = Д/г.п (см.
рис. 12.2, б). Поскольку Д/Пр.ост = 4/г.н - 4/г.п = Д/пр.н - А/г.п, то сум-
марная расстройка, влияние которой на преобразованную часто-
ту должна устранить цепь АПЧ, Д4рн = Д/пр.ост + 4/г.п-
Заметим, что абсолютный уход преобразованной частоты в ус-
тановившемся режиме Д/пр.ост = 4/пр.н- По графику, приведенному
на рис. 12.2, в, при заданном Д/пР.н = 4/пр.ост находится Д/г.п> а затем
по формуле Д/Пр.н = Д/пр.ост + 4/г.п рассчитывается и строится зави-
симость 44ф.н от 4/пр.ост (сплошная линия на рис. 12.2, г). Характе-
ристика, приведенная на рис. 12.2, г, легко преобразуется в иско-
мую зависимость 4/пр.ост от 4/пр.н- Для этого значения Д/,р.Ост откла-
дываются по вертикальной оси, а соответствующие им значения
Д/пр н — по горизонтальной (см. рис. 12.2, д). Штриховые прямые на
всех графиках рис. 12.2, проходящие под углом 45° (при одинако-
239
вом масштабе по обеим осям), показывают связь между расстрой-
ками Д/Пр.н и Vnp .ост при ОТСУТСТВИИ СИСТеМЫ АПЧ (Д/пр.н Д/пр.ост)-
12.3. Работа системы частотной АПЧ
гетеродина
На рис. 12.3 показаны регулировочные характеристики АПЧ в
режимах расстройки и настройки.
При работающей системе АПЧ по мере изменения расстройки
fr„ изменяется Д£р.н по линиями Оа и ОЬ (рис. 12.3, а). При этом
изменение преобразованной частоты Дороет в Адпч Раз меньше,
чем вызвавшее его изменение частоты гетеродина или сигнала
Д/Прн. Так продолжается до точки а в положительной или до точки
b — в отрицательной области изменений преобразованной часто-
ты Д/пр.н. Далее характеристика переходит на неустойчивые участ-
ки ат или Ьп, показанные штриховыми линиями.
Увеличение расстройки Д/пР.н за пределы участка ab соответ-
ствует выходу ее за пределы рабочего участка характеристики ЧД,
т. е. Д/,р.н > Пчд. Такое увеличение Д/пР.н ведет к уменьшению под-
стройки гетеродина. Вследствие этого увеличивается отклонение
частоты гетеродина от номинального значения и происходит даль-
нейшее увеличение отклонения промежуточной частоты Д/пР.ост,
что ведет к еще более значительному уменьшению {7ЧД0. В резуль-
тате частота Д/пР.н выходит за пределы пропускания УПЧ и напря-
жение ЧД практически падает до 0. Устройство скачкообразно пе-
реходит в новое состояние, приводя к срыву системы АПЧ и пере-
Рис. 12.3. Регулировочные характеристики АПЧ в режимах расстройки
(а) и настройки (б)
240
ходу из точки а в точку т или из точки b в точку п. Преобразованная
частота A£pocT при этом принимает значение, которое она имела
бы при отсутствии автоподстройки, т. е. отстоящее от номинально-
го значения на величину начальной расстройки Д/р.Ост = 4/г.н-
Теперь предположим, что начальная расстройка Л/Ги, равная
Д/пр.н, такова, что исходная точка находится правее точки т
(рис. 12.3, б). В этом случае преобразованная частота находится
далеко за пределами линейного участка характеристики ЧД.
Пусть производится настройка РПрУ на частоту нужной ра-
диостанции. При этом преобразованная частота /,рн будет умень-
шаться, приближаясь к номинальному значению /,р0. Так будет
продолжаться до тех пор, пока частота сигнала не окажется внут-
ри полосы пропускания УПЧ и на выходе ЧД не появится напря-
жение (точка с, см. рис. 12.3, б). Это напряжение начнет подстра-
ивать гетеродин, что приведет к приближению/,, к номинально-
му значению, а это, в свою очередь, вызовет увеличение напря-
жения ^/Чд0 и уменьшит расстройку гетеродина, т.е. продолжится
процесс захвата частоты. Система скачком перейдет из неустой-
чивой точки с на устойчивый участок характеристики, как пока-
зано стрелками на рис. 12.3, б. Аналогично происходит процесс
при начальной расстройке РПрУ левее точки п.
На рис. 12.3 видны характерные области частот, свойственные
РПрУ с системой АПЧ полосы удержания и захвата.
Полосой удержания Пуд называется полоса расстроек между точ-
ками а и Ь, в которой система АПЧ удерживает преобразованную
частоту/,р близкой к промежуточной /,р0.
Полоса расстроек между точками end называется полосой захва-
та Пз^. При введении сигнала в эту полосу происходит «захват»
частоты радиоприемника системой АПЧ, после чего настройка со-
храняется при отклонении частоты в пределах полосы удержания.
Ширина области удержания (как и ширина области захвата)
пропорциональна полосе пропускания ЧД Пуд = Пчд(1 + Л^пч) и
тем больше, чем больше коэффициент автоподстройки АдПч-
Следует иметь в виду, что при попытке перестроить РПрУ с
одной станции на другую при включенной системе АПЧ возника-
ют затруднения, поскольку АПЧ сохраняет настройку на несу-
щую частоту первой станции в пределах всей полосы удержания.
Как следствие этого ряд близко расположенных станций будет
пропущен. Для исключения этого эффекта при перестройке РПрУ
следует отключать АПЧ.
12.4. Системы ФАПЧ гетеродина
Принцип действия системы ФАПЧ состоит в сравнении коле-
баний опорного генератора ыоп(0 = Umoncos(2nfo„t) и сигнала пре-
241
образованной (промежуточной) частоты wnp(z) = Umnpcos(2Kfnpt) с
выхода УПЧ. При этом частота опорного генератора f0„ должна
соответствовать резонансной частоте настройки fnp0 избиратель-
ных цепей УПЧ.
В системе ФАПЧ используется то обстоятельство, что при рас-
хождении по частоте двух колебаний, например/,^ и /пр =fnp0 + Д/пр,
между ними появляется фазовый сдвиг. Действительно, напряжение
«пр(0 = t4>npCos[27t(/np0 + Д/пр)/] можно представить в виде wnp(/) =
= t4nPcos[27t/np/ + Фпр(0], где Фпр(0 = 2лД/пр/ — изменяющийся во
времени фазовый сдвиг. Если, например, разность частот состав-
ляет всего I Гц, то за 1 с колебание преобразованной частоты
смещается относительно колебания опорного генератора на це-
лый период, т.е. фазовый сдвиг достигает 2л радиан, или 360°.
При разности частот 0,1 Гц фазовый сдвиг за 1 с изменится на 0,1
периода, или на 36°.
Если подвести оба напряжения к ФД, то на его выходе появля-
ется напряжение, которое может достигать значительной величи-
ны при малой разности частот, хотя при этом фаза будет изменять-
ся медленно. Поэтому система ФАПЧ, отслеживая фазу входного
сигнала, реагирует даже на самые малые отклонения частоты.
Структурная типовая схема РПрУ с системой ФАПЧ приведе-
на на рис. 12.4. Основными элементами системы ФАПЧ являются
ОГ, ФД, ФНЧ, УПТ, УЭ и перестраиваемый (синхронизирую-
щий) гетеродин. В РПрУ с системой ФАПЧ управляющее напря-
жение Wynp зависит от сдвига фаз Фпр между напряжениями ОГ won
и преобразованного сигнала мпр. В отсутствие шумов в такой замк-
нутой системе АПЧ устанавливается стационарный режим, при ко-
тором частота перестраиваемого гетеродина такова, что частоты
преобразованного сигнала /пр = /пр0 и опорного генератора fon = /пр0
равны, а разность фаз этих напряжений постоянна Фпр(0 = Фпр ост.
При этом обеспечивается синхронная работа опорного генерато-
ра и перестраиваемого гетеродина, а следовательно, и слежение
за фазой преобразованного сигнала.
Преселектор
См ПФ УПЧ
УЭ УПТ ФНЧ
Рис. 12.4. Структурная схема РПрУ с системой ФАПЧ
242
Для рассмотрения принципа работы системы ФАПЧ сделаем
ряд следующих допущений.
1. ФД с коэффициентом преобразования ЛфД осуществляет иде-
альное перемножение двух колебаний. Зависимость напряжения
на выходе ФД £/фд = Афд^гтопС/тпр'Р(Фпр) от мгновенной разности
фаз Фпр между колебаниями ОГ и преобразованного сигнала име-
ет периодический характер. В общем случае регулировочная харак-
теристика может быть представлена нормированной косинусои-
дальной функцией вида ЧИ(Фпр) = созФпр. Максимальное значение
выходного напряжения ФД {7ФД0.макс = КФЛитопитпр/2.
2. Единственным инерционным элементом системы АПЧ явля-
ется ФНЧ с коэффициентом передачи АфНч- Все остальные эле-
менты системы обладают достаточным быстродействием.
3. Характеристика УЭ в пределах рабочего участка линейна и
характеризуется крутизной 5УЭ. В результате воздействия на УЭ на-
пряжения Цпро происходит изменение частоты гетеродина на ве-
личину Д/г.п = ‘УуэЦпрО-
Предположим, что в начальный момент между частотами пре-
образованного си гнала у^рн и опорного генератора fon = /пр0 возник-
ла расстройка Д/пР.н = ЛР.н ~ f>n- Работа системы АПЧ приведет к
изменению частоты перестраиваемого генератора на некоторое зна-
чение Д/Гп = 5уэЦтРо = Ууэ^упт^фнчКфДТ(Фпр). Остаточная рас-
стройка частоты составит A/np.ocT = ДЛр.н - 4/г.п- В стационарном
состоянии постоянное напряжение на выходе ФД С/Фдо в зависи-
мости от фазового сдвига Фпр может принимать как положитель-
ные, так и отрицательные значения. Следовательно, знак расстрой-
ки Дор оет может быть разным. С учетом принятых обозначений
4/пр.ост = Mip.ll - ^УЭ^УПТ^ФНЧ^Фд'Р(Фпр)-
Дифференциальное уравнение системы ФАПЧ в отсутствие
ФНЧ
Ф'пр(0 = = 2яД/пр.н - 2лД/пруд соз[фпр(0], (12.3)
где Л/пр.уд = *5уэ^упт^Фдо.макс — максимально возможная расстрой-
ка между колебаниями ОГ и преобразованного сигнала, которую
может скомпенсировать цепь АПЧ (Пуд = 2Д/пР.уд — полоса удержа-
ния).
Уравнение (12.3) показывает, что при отсутствии шумов в цепи
ФАПЧ алгебраическая сумма мгновенной разности частот ОГ и
сигнала УПЧ Ф'пр(0 и расстройки 2лДУпрудсоз[Фпр(/)], вносимой
УЭ, равна начальной расстройке фазы 2тсД/1рн преобразованного
сигнала от О Г.
Уравнение (12.3) позволяет построить портрет системы
ФАПЧ, показывающий изменение мгновенной разности частот
ОГ и преобразованного сигнала на выходе УПЧ и дающий пред-
243
Рис. 12.5. Фазовые характеристики системы ФАПЧ
ставление о процессе изменения фазы перестраиваемого гетеро-
дина.
Мгновенное динамическое состояние системы ФАПЧ на фазо-
вом портрете отображается точкой, а с течением времени t — ин-
тегральной кривой (рис. 12.5). Стрелками отмечено то обстоятель-
ство, что при положительной производной Ф'пр(0 > 0 мгновенное
динамическое состояние системы ФАПЧ смещается и движется в
сторону возрастания функции Фпр(0> так как производная поло-
жительна при увеличении самой функции Фпр(/), а при отрица-
тельной Ф'пр(0 < 0 — в сторону убывания фазы Фпр(0-
Кривыми 1... 4 на рис. 12.5 показаны фазовые портреты для че-
тырех начальных расстроек Д/Пр.н1 > Д/пР.н2 > Д/пр.нз > Д/пР.н4 между
колебаниями ОГ и преобразованного сигнала, причем Д/пр.нз - О
и Д/'пР.н4 = -Д/пР.н2- Места пересечения кривых с осью абцисс Фпр,
обозначенные звездочками, являются устойчивыми, точками — не-
устойчивыми.
Если начальная расстройка Д/пр.н превышает максимальное зна-
чение Д/пр.уд, которое может обеспечить напряжение с выхода ФД
(/фдо.макс, то траектория перемещения мгновенного значения ди-
намического состояния ФАПЧ не пересекает оси абсцисс (кри-
вая 7). Знак производной Ф'пр(7) остается неизменным и система
не приходит к устойчивому состоянию, т.е. подстройка не дей-
ствует и синхронизм по фазе между колебаниями никогда не до-
стигается. В этом случае в системе ФАПЧ устанавливается режим
244
Рис. 12.6. Режим биений в системе мфд
ФАПЧ
t
биений, графическое изображение которого приведено на рис. 12.6.
В этом режиме разность фаз между колебаниями ОГ и преобразо-
ванного сигнала непрерывно растет во времени, а напряжение
«фд(0 на выходе ФД меняется периодически со средней частотой
Тб.ср = ДА1р.Н ~ Д/пр.уд •
Условие, когда Д/пР.н - Д/пр.уд, соответствует критическому ре-
жиму. В этом случае средняя частота биений равна 0, и система
переходит в режим удержания (в синхронизм).
При начальной расстройке 0 < Д/пР.н < Д/пр.уд (кривая 2 на рис.
12.5) фазовый сдвиг Фпр приближается к устойчивому значению,
но не равному 0. При достижении устойчивого состояния частота
ОГ становится равной частоте преобразованного сигнала, но между
колебаниями устанавливается постоянный фазовый сдвиг Фпр ост.
Этот сдвиг тем больше, чем больше начальная расстройка Д/,рн
между частотами ОГ и преобразованного сигнала. Система ФАПЧ
обеспечивает подстройку частоты гетеродина с точностью до по-
стоянной разности фаз.
Точкам устойчивого равновесия соответствуют значения фаз
Ф =
^пр. устк
л • f Д/пр.н
— arcsin _р
А/ пр.уд
+ 2кп
)
при к = 0, +1, ±2, ...
Вблизи точки устойчивого равновесия величина функции Ф'пр(0
не может быть отрицательной, так как тогда Фпр(0 стремилась бы
уменьшиться и вернуть мгновенное значение динамического со-
стояния ФАПЧ к оси Фпр.
Точкам неустойчивого равновесия соответствуют значения
Ф ,. =
^пр. устк
Зя
----arcsm
2
Д/пр.н
Д/пр.уд
+ 2кп, к = 0, ±1, ±2,
Фазовая траектория мгновенного значения динамического со-
стояния ФАПЧ по кривой 3 на рис. 12.5 соответствует отсутствию
начальной расстройки частот ОГ и преобразованного сигнала
Д/пр.н = 0 и показывает, что остаточный фазовый сдвиг стремится
к устойчивому значению, т. е. к Фпрост = 0.
При отрицательной расстройке Д/пР.н < 0 (кривая 4 на рис. 12.5)
устойчивое положение фазового сдвига смещается относительно
0 влево.
245
При медленных изменениях частоты система ФАПЧ обеспечи-
вает практически полную синхронизацию генераторов. В динами-
ческом режиме в условиях быстрых изменений частоты преобра-
зованного сигнала фазовый сдвиг между колебаниями непостоя-
нен, т.е. имеются расхождения и по частоте.
Рассмотрим работу РПрУ с безынерционной системой ФАПЧ,
т. е. при отсутствии фильтра и сравнительно широкой полосе про-
пускания элементов обратной связи. Заметим, что особенностью
системы ФАПЧ с идеальным фильтром является отсутствие скач-
ков фазы при отсутствии шумов в процессе вхождения в синхро-
низм, так как фазовый сдвиг Фпр в процессе работы никогда не
достигает значения, равного 2п.
Рис. 12.7. Регулировочные характеристики идеальной (а) и реальной (б)
системы ФАПЧ
246
На рис. 12.7 показаны регулировочные характеристики идеаль-
ной и реальной ФАПЧ.
Предположим, что в РПрУ частоты ОГ и преобразованного
сигнала совпадают с точностью до постоянной разности фаз. Если
произошел начальный скачок частоты Д/,р.н преобразованного сиг-
нала, то система ФАПЧ подстраивает частоту гетеродина, стре-
мясь возвратить ее в исходное состояние. Заметим, что цепь АПЧ
действует одинаково как при положительном, так и при отрица-
тельном скачках частоты ±А/пр.н, т.е. при управляющих напряже-
ниях обеих полярностей.
Режимом удержания называют такой режим, при котором сис-
тема ФАПЧ полностью компенсирует изменения частоты преоб-
разованного сигнала. Из регулировочной характеристики безынер-
ционной системы ФАПЧ на рис. 12.7, а видно, что полоса удержа-
ния Пуд = 2Д/Пруд характеризуется максимальным статическим диа-
пазоном слежения за частотой преобразованного сигнала. С превы-
шением при начальном скачке |А/Пр н| расстройки удержания |A/,P уд|
средняя частота биений = з/д/пр.н - А/Пр.уд асимптотически
стремится к Д/пр.н (см. рис. 12.7, а). При этом система ФАПЧ выхо-
дит из режима синхронизма по фазе между колебаниями ОГ и
преобразованного сигнала.
На практике даже при высокой относительной стабильности
гетеродина отклонение частоты преобразованного сигнала может
выйти за пределы полосы удержания. Если в начальный момент
расстройка преобразованного сигнала Д/пР.н превышает значение
4/пр.уд, т° система ФАПЧ работает в режиме биений, для которого
характерно неравенство частот ОГ и преобразованного сигнала
(см. рис. 12.7, а). При этом длительность положительных и отри-
цательных полуволн напряжения на выходе ФД (см. рис. 12.6)
оказывается разной. Это приводит к появлению постоянной со-
ставляющей на выходе ФД, которая изменяет среднюю частоту
биений по отношению к начальной расстройке А4рн. По мере
уменьшения величины начальной расстройки средняя частота
биений ^ ср = ^А/прн - Д/П2руд уменьшается. В момент достижения
начальной расстройки А/пР.н значения Д_/пР.уд средняя частота бие-
ний равна 0 и система переходит в режим захвата. Полосой захвата
П3ахв = 2дУпр.Уд называется максимальная расстройка генераторов
Д/пр.н, при которой система ФАПЧ входит в режим удержания, т.е.
в режим синхронизации.
В системе ФАПЧ с идеальным ФНЧ полосы захвата и удержания
одинаковы. В системах ФАПЧ с реальными ФНЧ (см. рис. 12.7, б)
полоса захвата всегда меньше полосы удержания. Это объясняется
тем, что любой фильтр вносит амплитудные и фазовые искаже-
ния. Скачок частотной характеристики ФНЧ и временная задержка
247
в нем приводят к уменьшению постоянной составляющей напря-
жения на выходе УЭ. Следовательно, повышается частота биений
при той же начальной расстройке Д/^р.н по сравнению с идеаль-
ной системой ФАПЧ.
Как видно на рис. 12.7, б, в системах ФАПЧ могут быть устой-
чивые и неустойчивые изменения разности частот. Устойчивое со-
стояние наступает при изменении начальной расстройки |Д/пр.н1 от
большего значения к меньшему — сплошная линия, а неустойчи-
вое — наоборот — пунктирная линия. Прямая штрихпунктирная
линия через начало осей координат соответствует разомкнутой
цепи ФАПЧ.
Важной характеристикой системы ФАПЧ является время уста-
новления в ней указанных режимов работы. В системе ФАПЧ пер-
вого порядка время протекания переходных процессов после на-
чального скачка частоты Д/пр.н определяется широкополосностью
элементов системы и периодом запаздывания в них. Все эти эле-
менты имеют малую инерционность, поэтому система ФАПЧ в
этом случае может входить в синхронизм практически мгновенно.
Наличие ФНЧ необходимо в системах, где действуют шумы
или когда форма синхронизируемых колебаний отличается от гар-
монической. В этих случаях побочные управляющие воздействия,
вырабатываемые ФД, действуя на УЭ, вызывают паразитные от-
клонения частоты и фазы перестраиваемого гетеродина. Однако
чрезмерное увеличение постоянной времени ФНЧ вызывает за-
медление процессов установления устойчивой работы системы
ФАПЧ.
12.5. Системы цифровой АПЧ гетеродина
Системы ЦАПЧ позволяют длительное время удерживать не-
изменной частоту перестраиваемого гетеродина в любой точке на-
стройки. Они могут работать независимо от наличия сигнала, что
позволяет применять их в диапазоне КВ при замираниях сигнала.
Структурная схема ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией счета
приведена на рис. 12.8. Схема работает следующим образом. На-
пряжение перестраиваемого гетеродина поступает через форми-
рователь прямоугольных импульсов на первый вход элемента И.
Если на втором входе элемента И действует напряжение логичес-
кой «1», поступающее с выхода 1 блока синхронизации, то им-
пульсы с выхода формирователя проходят на счетный вход счет-
чика импульсов. Обнуление счетчика происходит по импульсу с
выхода 2 блока синхронизации. Число импульсов, поступающих
на счетный вход счетчика за время счета, прямо пропорциональ-
но частоте гетеродина. Схема сравнения сравнивает код числа за-
фиксированных импульсов с кодом порогового значения, при
248
К смесителю
Рис. 12.8. Схема системы ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией
превышении которого происходит заряд интегрирующей цепи и
соответствующая подстройка частоты перестраиваемого гетеродина.
Ручная настройка гетеродина осуществляется введением в схе-
му сравнения соответствующего кода порогового уровня при ра-
зомкнутой цепи ЦАПЧ. Необходимые управляющие сигналы фор-
мируются в блоке синхронизации. Для достижения высокой ста-
бильности частоты гетеродина необходима кварцевая стабилиза-
ция таймера в блоке синхронизации.
Системе ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией свойственны сле-
дующие недостатки:
в цепи ЦАПЧ нет средств установки частоты, поэтому в режи-
ме настройки цепь АПЧ должна быть разомкнута;
при быстрых изменениях частоты сигнала, например при им-
пульсной помехе, возможно изменение точности настройки.
ГЛАВА 13
УПРАВЛЕНИЕ РАДИОПРИЕМНОЙ АППАРАТУРОЙ
13.1. Сервисное обеспечение РПрУ
Современная радиоприемная аппаратура требует значительно-
го сервисного обеспечения, которое должно повышать потреби-
тельские качества изделия и упрощать его эксплуатацию. С этой
целью допускается усложнение схемных решений РПрУ. Так, на-
пример, в бытовых РПрУ применяется:
электронное переключение диапазонов принимаемых волн;
цифровая настройка, осуществляемая с помощью СЧ;
фиксированные настройки во всех рабочих диапазонах радио-
частот;
переключаемый шаг сетки частот при настройке на радиостан-
цию;
ручная и автоматическая настройка и поиск сигналов радио-
станций;
регулировка чувствительности при настройке на сигналы ближ-
них и дальних радиостанций;
прием моно- и стереофонических программ;
двухсистемный стереодекодер;
принудительный монофонический режим для снижения уров-
ня шумов при плохом качестве приема сигналов;
системы слежения за качеством приема сигналов;
прием сигналов системы радиоинформации (данные о дубли-
рующей частоте радиостанции, данные для идентификации, ин-
формация о типе программы, название радиостанции, текущее
время, сообщение о загрузке канала).
Перечень сервисного обеспечения РПрУ постоянно расширя-
ется.
13.2. Блок управления
Широкая номенклатура сервисных услуг предполагает включе-
ние в РПрУ блока управления. Обобщенная структурная схема
вещательного РПрУ с блоком управления и системой сервисного
обеспечения приведена на рис. 13.1.
250
Рис. 13.1. Обобщенная структурная схема бытового РПрУ с блоком уп-
равления и системой сервисного обеспечения
Блок управления включает в себя контроллер, представляю-
щий собой специализированный цифровой процессор с внутрен-
ней памятью, арифметико-логическое устройство и порты ввода-
вывода для связи с узлами РПрУ.
В составе блока управления используются СЧ совместно с сис-
темой ФАПЧ. Блок управления управляет системами бесшумной
настройки и радиоинформации, схемами слежения за настрой-
кой и индикацией частоты, а также блоком питания и таймером.
Схема слежения за настройкой предназначена для оценки уровня
принимаемого сигнала на выходе УПЧ. В тот момент, когда этот
уровень становится достаточным для нормальной работы после-
дующих каскадов, формируется импульсное напряжение, подтвер-
ждающее факт настройки на радиостанцию, которое передается в
блок управления РПрУ. По тому же принципу работает и система
бесшумной настройки РПрУ. В ее задачу входит запрещение про-
хождения сигналов в УЧМ в процессе настройки, когда прослу-
шиваются только шумы эфира. Система радиоинформации при-
меняется тогда, когда у пользователя нет возможности оператив-
ной регулировки РПрУ, например при быстро меняющихся усло-
виях приема радиосигналов. Подача питания на блоки РПрУ осу-
ществляется через реле, управляемое сигналом системного кон-
троллера блока управления.
Использование МП в качестве центрального управляющего
устройства позволяет реализовать контроль и управление всеми
функциями РПрУ. Основное преимущество микропроцессорного
управления состоит в его большой гибкости. При внесении изме-
нений в РПрУ необходимо лишь незначительное изменение его
схемы, так как значительно модифицироваться может лишь про-
251
граммное обеспечение МП. В РПрУ с помощью МП можно не
только выполнять синтез частот или управление дисплеями, но и
выбирать такие параметры РПрУ как полосу пропускания фильт-
ров, коэффициент усиления УПЧ или постоянную времени цепи
АРУ.
13.3. Синтезаторы частоты
В высококачественных РПрУ роль гетеродина выполняют СЧ,
которые представляют собой устройства, формирующие гармо-
нические колебания с заданными дискретными частотами с по-
мощью одного или нескольких опорных генераторов с кварцевой
стабилизацией. Синтезаторы работают в диапазонах частот от до-
лей герц до десятков гигагерц. Относительное изменение частоты
опорного генератора СЧ при изменении температуры среды от 5
до 40 °C находится в пределах ±5 • 10-8.
Множество рабочих частот синтезатора fC4, следующих через
заданные интервалы, называется сеткой рабочих частот. Разность
Fm между соседними значениями рабочих частот, входящих в сет-
ку, называется шагом сетки рабочих частот. На выходе СЧ в каж-
дый момент времени формируется гармоническое колебание с
частотой из дискретного множества (сетки).
Синтезаторы подразделяются по принципу построения на пря-
мого (пассивного) и косвенного (активного) синтеза (анализа).
СЧ прямого синтеза представляет собой устройство, выходные
сигналы которого формируются из колебаний ОГ путем умноже-
ния, деления, вычитания, суммирования частот, а также фильт-
рации колебаний в целях выделения рабочей частоты.
Структурная схема СЧ прямого синтеза приведена на рис. 13.2.
Частота ОГ, равная 1 МГц, с помощью умножителя частоты (УЧ)
умножается на 10, а с помощью делителя частоты (ДЧ) делится
на 10. В результате на выходе ОГ, УЧ и ДЧ образуются колебания
опорных частот, равные соответственно 1, 10 и 0,1 МГц. Каждое
Рис. 13.2. Структурная схема декадного СЧ прямого синтеза
252
из них поступает на определенный формирователь опорных час-
тот ФОЧ1...ФОЧЗ. В этой схеме входное гармоническое напряже-
ние превращается в несинусоидальное с богатым спектром час-
тот, из которого селекторами гармоник может быть выделена одна
из 10 гармоник каждой опорной частоты. Любые две частоты с
выходов формирователей ФОЧ1...ФОЧЗ могут быть поданы на
смесители См1 и См2, на выходе которых с помощью полосовых
фильтров ПФ1 и ПФ2 выделяются суммарные частоты. При пере-
ключении выходных частот соответствующих формирователей
ФОЧ1...ФОЧЗ и перестройке фильтров ПФ1 и ПФ2 на выходе
СЧ можно получить любую высокостабильную частоту в диапазо-
не 0,1...99,9 МГц с шагом, равным 1 кГц. Такие СЧ называются
декадными, так как в них для синтеза частот используется прин-
цип идентичных декад.
Синтезаторы прямого синтеза не имеют в своем составе уст-
ройств с обратными связями, обладая высоким быстродействи-
ем при перестройке СЧ с одной частоты на другую. Как прави-
ло, СЧ прямого синтеза применяются в профессиональной ап-
паратуре, где требуется высокое быстродействие при перестрой-
ке частоты.
В вещательных и телевизионных РПрУ необходимая сетка ча-
стот СЧ определяется границами частот вещания и интервалами
между несущими частотами соседних станций. Ввиду большого ряда
требуемых частот и в связи с отсутствием высоких требований по
быстродействию в названных РПрУ предпочитают применение кос-
венного метода синтеза, позволяющего существенно упростить
конструкцию СЧ.
СЧ косвенного синтеза представляет собой устройство, в кото-
ром источником колебаний рабочей частоты служит ГУН. Теку-
щая частота ГУН непрерывно сопоставляется с эталонными час-
тотами ОГ, а синхронизация его частот (с точностью до постоян-
ной фазовой ошибки) осуществляется системой ФАПЧ.
Обобщенная схема цифрового СЧ косвенного синтеза приве-
дена на рис. 13.3. Гармонические колебания ОГ иОг со стабильной
частотой Уог преобразуются в последовательность импульсов ифи,
следующих с частотойу£лед = for. Частота колебаний ОГ определяет
шаг сетки частот = for.
Рис. 13.3. Обобщенная схема цифрового СЧ косвенного синтеза
253
Рис. 13.4. Схема цифрового СЧ с двумя контурами ФАПЧ
Требуемое значение частоты fC4 гармонического сигнала исч
на выходе СЧ устанавливается цифровым кодом Zf (порядковым
номером Zf= 0, 1, 2,..., N - 1) частоты. Обозначив начальную
(нижнюю) частоту синтезируемого диапазона через fC4Q, нахо-
дим, что /сч = /счо + ZfFm.
Делитель с переменным коэффициентом деления Лдпкд фор-
мирует гармонические колебания мдпкд с частотой /цпкд = Усч/
/идпкд-
На первый вход ФД поступает последовательность импульсов
МфИ со стабильной частотой следования /лед = for, а на второй
вход — гармонические колебания идпкд с частотой/цПКД. На выхо-
де ФД вырабатывается напряжение ошибки ыФи. В стационарном
режиме напряжение на выходе ФД мфд = 0. При этом частоты/д- и
Удпкд на входах ФД равны друг другу. Отсюда находим синтезиру-
емую частоту/сч = ЛдпкдЛи-
Для подавления паразитных составляющих на выходе ФД (преж-
де всего, с частотой/Ог) служит ФНЧ. Максимальная частота син-
тезируемого диапазона частот fC4 макс ограничивается быстродей-
ствием ДПКД.
Приведенная на рис. 13.3 схема цифрового СЧ не позволяет
получить мелкий шаг сетки частот, так как с уменьшением часто-
ты for, определяющей этот шаг, увеличивается длительность пе-
реходных процессов и паразитные отклонения частоты и фазы
сигнала. Действительно, ГУН при отсутствии ФНЧ подстраивает-
ся 1 раз за цикл регулирования, определяемый for, оставаясь не-
управляемым в остальное время. Чем продолжительнее цикл меж-
ду подстройками ГУН, тем на большую величину успевает «убе-
жать» частота и фаза его колебаний.
Уменьшить шаг сетки частот можно, используя, например, два
и более контура ФАПЧ с ДПКД. На рис. 13.4 приведена схема
цифрового СЧ с применением двух контуров ФАПЧ. Первый кон-
тур ФАПЧ с ДФКД1 на лДФКД1 и ДПКД1 на Ддпкш формирует
сетку частот с крупным шагом ГШ1 = /Ьг/идфкд1 в широком диапа-
254
зоне частот. Второй контур ФАПЧ с ДФКД2 на идфкдг и ДПКД2
на «дпкдг совместно с ДФКДЗ на Лдфкдз формирует сетку частот с
мелким шагом Гш2 = Уог/^дФкдг/^дФкдз в относительно узком диа-
пазоне частот jFml, равным шагу крупной сетки. Старшие разряды
кода Zf посредством устройства RG меняют коэффициент деле-
ния ДПКД1, а младшие — коэффициент деления ДПКД2.
Число синтезируемых частот fC4 равно произведению числа ча-
стот первого и второго контуров ФАПЧ. Таким образом, удается
получить достаточно малый шаг перестройки при относительно
большом диапазоне синтезируемых частот.
13.4. Настройка диапазонных РПрУ
Для приема сигнала от требуемой станции необходимо выпол-
нить следующие операции управления: настроиться на частоту сиг-
нала, подключить необходимые выходные устройства, коммути-
ровать соответствующие фильтры и т.д. Важной операцией явля-
ется настройка РПрУ на требуемую рабочую частоту, включаю-
щая в себя установку необходимой частоты гетеродина и настрой-
ку резонансных цепей преселектора на частоту сигнала.
Настройка гетеродина. Частоту гетеродина, как правило, пере-
страивают электронным способом с помощью варикапа. Главное
достоинство электронной перестройки гетеродина состоит в воз-
можности пространственного разделения гетеродина и блока на-
стройки.
Для получения управляющего напряжения обычно применяют
переменный резистор и ЦАП. Применение цифрового кода в ка-
честве промежуточного носителя информации позволяет помимо
перестройки частоты гетеродина организовать долговременное
хранение кодов частот настройки. Кроме того, применение ЦАП
позволяет организовать дистанционное управление частотой на-
стройки и автоматическое сканирование с желаемой скоростью
по диапазону. Основой устройства цифровой перестройки часто-
ты является ЦАП, управляемый реверсивным счетчиком (рис. 13.5).
Устройство цифровой перестройки частоты работает следую-
щим образом. Изменение состояния реверсивного счетчика уп-
равляет выходным напряжением ЦАП. От частоты следования
импульсов с мультиплексора зависит скорость изменения выход-
ного напряжения и, следовательно, скорость перестройки часто-
ты гетеродина. Импульсы управления на вход реверсивного счет-
чика подаются через мультиплексор от ГТИ или с ПДУ. Число
разрядов ЦАП устройства настройки выбирается исходя из диа-
пазона перестройки частоты гетеродина и желаемого шага настрой-
ки. Диапазон перестройки может быть расширен увеличением либо
шага настройки, либо числа разрядов ЦАП. Шаг настройки изме-
255
Импульсы управления
Рис. 13.5. Схема устройства цифровой перестройки частоты
няется переключателем 51, увеличиваясь в 16 раз при переключе-
нии из режима «Точно» в режим «Грубо».
Особенностью устройства является отсутствие механических
ограничений при перестройке частоты. Регулировочная характе-
ристика гетеродина в этом случае имеет пилообразную форму и
при переходе частоты гетеродина через крайнюю точку выбран-
ного диапазона автоматически возвращается в начало диапазона.
Применение устройства цифровой перестройки частоты пред-
полагает наличие электронной цифровой шкалы. Рассматривае-
мое устройство включает в свой состав запоминающее устрой-
ство, которое работает параллельно со счетчиком. При нажатии
на кнопку 53 «Запись» (см. рис. 13.5) цифровой код, управляю-
щий ЦАП, записывается в память. После этого устройство на-
стройки может быть перестроено на другую радиостанцию. При
необходимости возврата на записанную частоту необходимо на-
жать на кнопку S2 «Память». В этом случае записанный ранее код
заносится в реверсивный счетчик, восстанавливая на выходе уст-
ройства требуемое значение управляющего напряжения.
Синтезаторы частоты позволяют сравнительно легко автома-
тизировать в РПрУ установку частот гетеродинов с очень малым
временем срабатывания.
Электронное переключение поддиапазонов. В диапазонных РПрУ
используется в основном фиксированная настройка резонансных
цепей преселектора. При этом диапазон частот, как правило, раз-
бивается на ряд поддиапазонов. Процесс настройки начинается с
включения требуемого поддиапазона с последующей настройкой
в его пределах избирательных цепей преселектора на частоту сиг-
256
Рис. 13.6. Упрощенная структурная схема включения требуемого поддиа-
пазона
нала. При этом возможна плавная или дискретная перестройка
цепей.
При ручной настройке требуемый поддиапазон коммутируется
нажатием (переключением) соответствующего контакта на перед-
ней панели РПрУ. Для управления автоматическим включением
поддиапазона используются переключатели СЧ.
В качестве пульта управления широко применяется тастату-
ра, позволяющая быстро набирать нужную для приема частоту.
Для контроля набираемой частоты предусматривается световой
индикатор. Набранное на тастатуре число, соответствующее час-
тоте принимаемого сигнала, должно преобразовываться из деся-
тичного кода в двоичный и включать нужный поддиапазон.
Упрощенная структурная схема включения требуемого под-
диапазона (рис. 13.6) включает в себя блок записи частоты при-
нимаемого сигнала, блок коммутации фильтров преселектора
(поддиапазонов) и дисплей. Блок записи частоты состоит из та-
статуры, преобразователя кода и регистра памяти для хранения
двоичного кода, позволяющие уменьшить продолжительность пе-
рестройки. Блок коммутации фильтров преселектора вырабаты-
вает сигналы управления. Сигналы, поступающие от ПДУ, воз-
действуют на блок коммутации фильтров, минуя блок записи
частоты сигнала.
Автоматическая настройка РПрУ. Для РПрУ характерна авто-
матизация процессов настройки. При этом предусматривается воз-
можность как местного, так и дистанционного управления. Во
многих РПрУ реализуется программное управление. Цепь автома-
тической настройки РПрУ на рабочую частоту должна обеспечить
переключение всех необходимых элементов при переходе с одной
частоты на другую, а также подстройку этих элементов при воз-
действии дестабилизирующих факторов для обеспечения требуе-
мой точности. После набора нужного значения частоты на таста-
туре в преобразователь кода подается управляющий сигнал, сви-
детельствующий о начале настройки. В процессе настройки выби-
рается нужный поддиапазон, устанавливаются необходимые час-
тоты гетеродинов и осуществляется перестройка резонансных це-
пей в пределах выбранного поддиапазона. После окончания на-
9 Румянцев
257
стройки вырабатывается сигнал, свидетельствующий о готовнос-
ти РПрУ к приему.
Большинство систем автоматической настройки РПрУ в зави-
симости от применяемых способов управления можно разделить
на электромеханические, электронные и комбинированные.
В электромеханических системах обычно устанавливают двига-
тель, а настройка осуществляется с помощью конденсаторов пе-
ременной емкости.
В электронных системах электромеханические устройства ис-
ключены. При этом электронная система настройки может быть
реализована на основе аналоговых и цифровых устройств.
К комбинированным системам можно отнести РПрУ, в кото-
рых управляющее напряжение для варикапов снимается с потен-
циометра, вращаемого мотором.
В одной из возможных систем настройки РПрУ перестройке
подвергаются избирательные цепи преселектора. Это происходит
до тех пор, пока промежуточная частота на выходе ФСС не станет
равной номинальной. При этом цепью управления формируется
команда, по которой цепь настройки фиксирует требуемые зна-
чения элементов настройки преселектора. Эта система настройки
работоспособна только при приеме полезного сигнала. Кроме того,
в такой системе в режиме приема отсутствует слежение за сопря-
жением контуров преселектора и гетеродина или СЧ.
Широкое применение нашли системы настройки РПрУ с од-
новременной перестройкой резонансных цепей преселектора и
гетеродина. Схема такой системы приведена на рис. 13.7.
Рис. 13.7. Схема РПрУ с перестройкой цепей преселектора и гетеродинов
258
Предположим, что в РПрУ применено двойное преобразова-
ние частоты, что обусловливает наличие в ЛТП двух ПЧ. При сме-
не частоты приема блок управления включает блок настройки,
обеспечивающий сопряженную перестройку резонансных цепей
преселектора и гетеродина. Напряжение с частотой /Г| поступает
на первый ПЧ и на блок преобразования частоты гетеродина, на
который одновременно поступают частоты от СЧ, изменяющиеся
в зависимости от значения частоты сигнала. Перестройка первого
гетеродина происходит до тех пор, пока частота напряжения на
выходе блока преобразования частоты не попадет в полосу пропус-
кания фильтра компенсации, настроенного на частоту fn второго
гетеродина. При перестройке РПрУ частота /п постоянна. С мо-
мента попадания частоты напряжения блока преобразования в
полосу пропускания фильтра компенсации происходит переклю-
чение РПрУ из режима поиска в режим частотной АПЧ, которая
заканчивается, как только уровень сигнала управления с выхода
ЧД станет меньше зоны нечувствительности.
В РПрУ широкое применение находит цифровая электронная
настройка. После набора на тастатуре требуемого значения при-
нимаемой частоты на выходе блока записи частоты сигнала (см.
рис. 13.6) появляется определенная комбинация логических «О» и
«1», по которой специальный сигнал формирует сигнал управле-
ния для резонансных цепей преселектора. При плавной или диск-
ретной перестройке резонансных цепей преселектора устанавли-
вается требуемый поддиапазон и подается необходимое напряже-
ние на перестраиваемые элементы. При варикапной настройке вы-
рабатывается напряжение, обеспечивающее требуемые емкости ва-
рикапов. При настройке с помощью магазина дискретных кон-
денсаторов блок управляющего напряжения вырабатывает сигнал
для коммутации нужного конденсатора.
Блок управления может быть построен по схеме, в которой по
комбинации логических «О» и «1» на выходе блока записи частоты
вырабатывается сигнал управления для установления нужного ко-
эффициента деления делителей в цепях ФАПЧ СЧ. При этом на
выходе СЧ устанавливаются напряжения гетеродинов с требуе-
мыми частотами. Частота высвечивается на дисплее. Цифровые
индикаторы частоты обладают высокой точностью и быстродей-
ствием измерения частоты.
Встроенная память для фиксированных настроек РПрУ. Уст-
ройства фиксированных настроек предназначены для беспоиско-
вой (фиксированной) настройки на ряд предварительно выбран-
ных вещательных радиостанций и применяются в РПрУ средних
групп сложности на диапазоне УКВ (3... 5 фиксированных настро-
ек), в РПрУ высших групп — на СВ, КВ и УКВ. Конструктивно
эти устройства выполняются отдельным блоком, включающим в
себя набор контуров ВЦ, УРЧ, гетеродина, элементы коммутации,
259
управления и индикации (обычно светодиоды). Настройку на час-
тоту работающей радиостанции производят с помощью варика-
пов. При этом управляющее напряжение, равное 20 В, получают
от специального переключателя напряжения. Установку управля-
ющего напряжения производят индивидуальными переменными
резисторами блока.
Бесшумная настройка РПрУ. Устройство бесшумной настройки
РПрУ на всех диапазонах предназначено для подавления шумов и
помех в отсутствие сигналов вещательных радиостанций при пе-
рестройке, а также для подавления дополнительных настроек в
диапазоне УКВ. На рис. 13.8 приведена схема устройства сниже-
ния уровня помех при перестройке РПрУ по диапазону.
Устройство бесшумной настройки состоит из канала прямого
прохождения сигнала на транзисторах F71 и Г715 и канала управ-
ления на транзисторах Р72... VT5 (см. рис. 13.8). Сигнал звуковой
частоты с детектора РПрУ поступает на буферный каскад, вы-
полненный на транзисторе VT1. С его выхода через конденсатор
С5 сигнал поступает на базу транзистора VT6, а также через кон-
денсатор СЗ в канал управления, представляющий собой трехкас-
кадный усилитель, АЧХ которого формируется пассивным ФНЧ
и активным ПФ на транзисторе VT3. Постоянная составляющая
выходного сигнала канала управления выделяется детектором на
диоде VDI и через подстроечный резистор 7?15 подводится к базе
транзистора К75. При наличии минимальных шумов управляю-
щий сигнал на базе транзистора ИГ5 невелик и не влияет на ка-
нал прямого прохождения сигнала. Если РПрУ настроено неточ-
Выход
Рис. 13.8. Схема устройства снижения уровня помех
260
но, то уровень шумов велик. Продетектированное напряжение
шумов открывает транзистор И73 и закрывает транзистор VT6 (ка-
нал прямого прохождения сигнала). Таким образом происходит
отключение УЗЧ во время перестройки РПрУ по диапазону.
13.5. Регулировка чувствительности
при настройке на сигналы ближних
и дальних радиостанций
Дальний прием часто сопровождается замираниями — слу-
чайными и большими изменениями сигнала, связанными с ус-
ловиями отражения волн от ионосферы Земли. Для борьбы с за-
мираниями в РПрУ включается система АРУ. Чем больше диапа-
зон АРУ, тем стабильнее прием. Недостаток чувствительности
можно скомпенсировать подключением наружной антенны с
большой действующей высотой. Но она может принимать слиш-
ком мощный сигнал от ближних станций. В этом случае для умень-
шения возникающих в РПрУ помех используют переключатель
дальнего и местного приема (DX/Local), уменьшающий усиле-
ние РПрУ.
Недостаток реальной избирательности устранить ничем нельзя.
Отчасти помогает сужение полосы пропускания РПрУ, связан-
ное, к сожалению, с ослаблением верхних частот модуляции. По-
этому в РПрУ применяется упрощенный вариант регулировки
посредством переключения режимов речь/музыка (News/Music).
При работе от мощной местной станции используют режим
«Местный прием», при котором воздействие помех уменьшают за
счет «загрубления» чувствительности РПрУ, что может быть осу-
ществлено с помощью шунтирования контура УРЧ, применения
управляемого входного делителя или введения ООС.
Кроме фильтрации помех с частотой, равной промежуточной,
на входе РПрУ предусматривают фильтр, подавляющий мешаю-
щие приему в диапазоне КВ сигналы телевизионных станций и
радиостанций УКВ-вещания.
В РПрУ высших групп сложности на диапазоне УКВ-ЧМ могут
быть использованы подавители флуктуационных и импульсных
помех.
Принцип работы подавителя импульсных помех заключается в
том, что помеха выключается на период, в течение которого она
подавляет принимаемый сигнал. Искажения, вызванные преры-
ванием сигнала, сказываются меньше, чем искажения, вызван-
ные воздействием помехи. При этом искажения прерывания могут
быть ослаблены введением цепи, запоминающей значение сигна-
ла, предшествующее перерыву.
261
Шумоподавители (подавители флуктуационных помех) пред-
ставляют собой активный ФНЧ, включенный на выходе ЧД,
ширина полосы пропускания которого автоматически регулиру-
ется в зависимости от мощности принимаемой станции.
13.6. Устройства индикации
Основная информация о параметрах РПрУ выводится, как пра-
вило, на его переднюю панель и отображается с помощью инди-
каторных устройств (индикаторов). Самой распространенной яв-
ляется индикация частоты настройки РПрУ, которая осуществ-
ляется с помощью электронной шкалы.
На электронной шкале частота настройки может обозначаться
с помощью светящегося столба изменяющейся длины или в виде
цветных прямоугольников, перемещающихся вдоль шкалы син-
хронно с частотой настройки и другими способами. Наибольшее
распространение нашла цифровая индикация частоты, при кото-
рой значение частоты с высокой точностью отображается непо-
средственно цифровым индикатором. При этом измеряется либо
частота настройки, либо частота, соответствующая установке пе-
реключателей СЧ.
В качестве цифровых в основном применяются светодиодные,
катодно-люминесцентные и жидкокристаллические индикаторы.
Целесообразность применения того или иного индикатора зави-
сит от условий эксплуатации, механических нагрузок, источни-
ков питания и т.д.
Так, для светодиодных индикаторов характерны яркое свече-
ние, малые питающие напряжения и инерционность, большой срок
службы. Однако эти индикаторы потребляют значительный ток.
Поэтому их в основном применяют в стационарной аппаратуре.
Катодно-люминесцентные индикаторы имеют зеленое или го-
лубое свечение достаточно большой яркости, они долговечны,
однако требуют значительных анодных и сеточных напряжений и
токов накала, поэтому их как и светодиодные индикаторы чаще
всего применяют в стационарной аппаратуре.
В РПрУ, от которых требуют экономного потребления тока от
источников батарейного питания, применяются, как правило,
жидкокристаллические индикаторы. Они сами свет не излучают,
а только преломляют падающий или проходящий через них свет,
что обусловливает очень малую потребляемую мощность. К тому
же для этих индикаторов требуется малое управляющее напряже-
ние, что позволяет непосредственно согласовывать их с цифро-
выми ИМС.
Вакуумные люминесцентные сигнальные знакосинтезирующие
индикаторы имеют катод прямого накала и анод из светоизлуча-
262
ющих элементов. К достоинствам этих индикаторов относят при-
ятный для восприятия зеленый свет достаточной яркости и невы-
сокое напряжение питания. Однако изготовление в стеклянных
корпусах обусловливает их невысокую механическую прочность.
В ряде РПрУ для точной настройки на выбранную радиостан-
цию применяются как микро- и миллиамперметры, так и свето-
диодные и катодно-люминесцентные индикаторы. Точная настрой-
ка на принимаемую станцию может осуществляться либо по ми-
нимуму, либо по максимуму показания стрелочного индикатора.
Индикаторы на светодиодах могут работать по минимуму (макси-
муму) свечения или/и по изменению цвета свечения. Например,
цвет свечения может изменяться с зеленого на красный или на-
оборот. Такой индикатор может к тому же одновременно являться
индикатором включения РПрУ. Используя несколько светодио-
дов, создают индикатор, указывающий направление ухода часто-
ты от точной настройки.
Индикаторы напряженности поля в точке приема могут быть
построены на основе стрелочного индикатора, светодиода, средств
отображения знакографической информации на матричных экра-
нах. Так, в РПрУ на жидкокристаллическом экране может отобра-
жаться спектр любого участка рабочего диапазона с индикацией
частот работающих в данный момент радиостанций. Визуально по
спектру напряженности поля, создаваемого радиостанциями в точке
приема, можно определить, какая из станций принимается лучше.
На основе стрелочных, накальных и светодиодных индикато-
ров созданы следующие виды индикаторов:
стереобаланса для установки равных мощностей на выходе ле-
вого и правого каналов УЗЧ;
фиксированной настройки (индикация включения поддиапа-
зона с фиксированной настройкой);
включения РПрУ и контроля разряда его батарей питания (ус-
тановление превышения заданного порога);
наличия стереопередачи (индикация наличия напряжения под-
несущей частоты);
режима работы РПрУ и др.
При использовании жидкокристаллического индикатора ин-
формацию о состоянии РПрУ удобно выводить на информацион-
ное поле передней панели.
Перечисленные индикаторы работают от специальных элект-
ронных схем, управляющее напряжение на которые поступает с
УПЧ или детектора. В РПрУ для формирования управляющего на-
пряжения могут использоваться отдельные узкополосные УПЧ,
детекторы, ЧД точной настройки.
В качестве примера рассмотрим схему цифрового индикатора
частоты (рис. 13.9). Он включает в себя запоминающее устройство,
цифровой счетчик частоты гетеродина и схему сравнения кодов
263
Рис. 13.9. Структурная схема цифрового индикатора частоты
текущего значения частоты гетеродина с записанным в запоми-
нающем устройстве требуемым значением. К выходу схемы срав-
нения кодов подключается ЦАП, вырабатывающий напряжение
подстройки частоты гетеродина. В режиме подстройки сравнива-
ются только последние разряды требуемого и текущего значений
частот гетеродина.
Индикатор работает следующим образом. От кварцевого гене-
ратора с частотой следования тактовых импульсов, равной 1 МГц,
с помощью делителя частоты получают последовательность им-
пульсов с частотой следования 1 Гц. Эта последовательность им-
пульсов поступает на вход /ЛГ-триггера. Импульс длительностью
1 с с выхода Q JA'-триггера поступает на вход формирователя им-
пульсов, в котором формируются импульсы длительностью 1 мкс
для обнуления счетчика и на второй вход элемента И, на первый
вход которого подаются импульсы счета с частотой следования,
равной частоте колебаний гетеродина. При появлении на втором
входе элемента И напряжения логической «1» с выхода Q JK-
триггера на счетный вход счетчика проходят импульсы с первого
входа элемента И. С выхода счетчика сигнал, несущий информа-
цию о частоте настройки гетеродина, поступает в цифровой фор-
ме в дешифратор и отображается на дисплее.
В запоминающем устройстве хранятся коды набора фиксиро-
ванных частот, которые может вырабатывать гетеродин РПрУ. На
выходе счетчика фиксируется цифровой код текущего значения
частоты гетеродина. С выхода Q /^-триггера на запоминающее
устройство поступает напряжение разрешения считывания. Три по-
следних разряда кодов с запоминающего устройства и счетчика
подаются на схему сравнения кодов, где вырабатывается код ошиб-
ки в установке частоты гетеродина. Код ошибки поступает на ЦАП,
с выхода которого напряжение ошибки прикладывается к управ-
ляемому элементу гетеродина.
264
13.7. Дистанционное управление и контроль
Внедрение электронных средств регулировки характеристик и
режимов работы РПрУ позволяет управлять им на расстоянии. Та-
кое управление, называемое дистанционным, широко использу-
ется в РПрУ.
Дистанционное управление вещательными РПрУ удобно для
пользователя. Находясь на расстоянии нескольких метров от РПрУ,
он имеет возможность включить и выключить аппаратуру, настро-
иться на нужную станцию, запомнить и воспроизвести частоты
настройки, изменить режим работы, отрегулировать тембр звука
или громкость передачи. Особенно удобно дистанционное управ-
ление установкой стереобаланса, поскольку ее необходимо про-
изводить относительно места прослушивания программы.
По экономическим соображениям, а также с учетом числа ко-
манд и требуемого быстродействия в вещательных РПрУ для ди-
станционного управления используются линии управления с при-
менением И КМ. Инфракрасные колебания хорошо поглощаются
стенами помещения и расположенной в нем мебелью. При этом
они безвредны для здоровья людей и практически не создают ме-
шающего воздействия устройствам, находящимся в других поме-
щениях.
В состав системы дистанционного управления входит ПДУ,
приемный модуль дистанционного управления и блок питания,
находящийся в дежурном режиме. Пульт управления состоит из
клавиатуры, передатчика команд управления, модулятора опти-
ческого излучения. Приемный модуль включает в себя фотопри-
емное устройство на основе фотодиода, декодер команд управле-
ния и ППЗУ, представляющее собой энергонезависимую память.
Рис. 13.10. Структурная схема системы дистанционного управления
265
На рис. 13.10 приведена структурная схема системы дистанцион-
ного управления. Рассмотрим ее работу.
При нажатии любой из кнопок ПДУ в передатчике формиру-
ются команды управления РПрУ в виде пакета импульсов, кото-
рые затем усиливаются до величины, необходимой для нормаль-
ной модуляции инфракрасного излучателя (светодиода). Излуче-
ние светодиода принимается фотодиодом и преобразуется в элек-
трический сигнал. После усиления сигнал поступает на декодер
для дешифрования команд дистанционного управления.
Дешифрованные команды поступают на блок управления РПрУ.
Кодирование команд производится изменением промежутка вре-
мени между последовательностью коротких импульсов по двоич-
ной системе. С помощью кнопок ПДУ осуществляются различные
оперативные регулировки РПрУ (включение необходимой радио-
станции, включение или выключение РПрУ, увеличение или
уменьшение громкости) и сервисные операции по регулировке
различных параметров РПрУ (перестройка по диапазону, расши-
рение полосы пропускания, запоминание частоты принимаемой
радиостанции, ее автоматический поиск, включение или отклю-
чение системы АПЧ).
ГЛАВА 14
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПОМЕХИ
14.1. Классификация радиопомех
Помехами называются посторонние электромагнитные колеба-
ния, мешающие приему полезного сигнала и точному воспроиз-
ведению сообщений. Помехи делятся на аддитивные и мульти-
пликативные.
Аддитивной помехой называется помеха, представляемая не за-
висящим от сигнала случайным процессом, который суммирует-
ся с сигналом.
Мультипликативной помехой называется помеха, представляе-
мая не зависящим от сигнала случайным множителем, влияющая
на уровень сигнала и его спектральную структуру.
Радиопомехи бывают флуктуационными и импульсными. Флук-
туационная помеха (шум) проявляется в виде хаотических про-
цессов в электрических цепях и среде распространения электро-
магнитных волн. При этом отклики РПрУ на помеху не имеют
резких выбросов. В другом случае помеха называется импульсной.
При воздействии импульса напряжения или тока в РПрУ возни-
кает отклик, длительность и амплитуда которого определяется ха-
рактеристиками аппаратуры. Отклик обычно характеризуется ма-
лой длительностью и достаточно большой амплитудой.
Кроме того, помехи могут быть внешними и внутренними. Внеш-
ние помехи представляют собой электромагнитные или электри-
ческие возмущения во входной цепи РПрУ, препятствующие пра-
вильному приему полезных сигналов и не связанные с ними функ-
циональной зависимостью. Внутренние помехи возникают в элект-
рических цепях, выполняющих преобразования сигнала.
По природе возникновения помехи подразделяются на атмо-
сферные, индустриальные и космические, помехи, создаваемые
излучениями посторонних радиосистем, помехи от собственных
шумов РПрУ.
Атмосферные радиопомехи являются следствием электрических
процессов в атмосфере. Эти процессы делят на тихие (обмен заря-
дами) и мощные (гроза) разряды.
Наибольшие атмосферные радиопомехи создает грозовой раз-
ряд. Напряженность поля, создаваемого грозовыми разрядами, на
267
расстоянии в сотни километров может достигать сотен милливольт
на метр. Грозовой разряд представляет собой серию из двух и бо-
лее импульсов с длительностью 0,1 ...3 мс и с интервалами между
ними в десятки миллисекунд. Наибольшую энергию грозовая по-
меха имеет в области низких частот. С повышением частоты энер-
гия грозовой помехи монотонно убывает обратно пропорционально
частоте. Таким образом, прием в диапазоне ДВ в большей степени
подвержен влиянию грозовых помех по сравнению с приемом в
диапазоне КВ. Диапазон СВЧ практически не повержен грозовым
помехам.
Уровень помех уменьшается по мере повышения географиче-
ской широты. В центре континентальной части суши уровень гро-
зовых помех выше, чем на морском побережье. Повышается уро-
вень грозовых помех и с увеличением высоты приемной антенны
над поверхностью земли. Летом уровень атмосферных помех выше,
чем зимой.
Индустриальные радиопомехи — это в основном электромагнит-
ные излучения от электроустановок в промышленности, помехи
от двигателей внутреннего сгорания и ЛЭП. Они могут иметь дис-
кретный и сплошной спектр. К источникам помех с дискретным
спектром относят промышленные, научные и медицинские уста-
новки, гетеродины РПрУ, генераторы разверток электронно-лу-
чевых трубок. Помехи со сплошным спектром создают системы
зажигания автотранспорта, ЛЭП, электрические и осветительные
приборы. Носителями помех являются металлические конструк-
ции, например трубы водопровода или тросы лифтов.
Дальность действия индустриальных помех составляет от еди-
ниц до тысяч метров.
Интенсивность излучения помех характеризуют напряженно-
стью поля на заданном расстоянии от источника (обычно от 1 до
300 м) и выражают в децибелах по отношению к 1 мкВ/м (сокра-
щенно дБмкВ/м). Интенсивность помех характеризуют током и
напряжением на выходных зажимах источника. Помехи затухают в
процессе распространения, причем тем сильнее, чем выше час-
тота, а на частотах более 30 МГц с ними можно не считаться.
Помехи от промышленных, научных и медицинских установок
имеют радиус действия до 30 км и отрицательно влияют на ра-
дио- и телевещание, радиосвязь.
Двигатели внутреннего сгорания создают серии мощных им-
пульсов длительностью 200... 500 нс. Спектр таких помех прости-
рается до 2 ГГц с максимумом в диапазоне 30... 150 МГц (диапа-
зон УКВ).
Помехи от ЛЭП занимают полосу от 3 кГц до 300 МГц с наи-
большей интенсивностью на частотах до 30 МГц. Уровень помех
быстро возрастает при увеличении напряжения свыше 70 кВ, при-
чем их максимум смещается в сторону верхних частот.
268
Особую группу источников помех образуют бытовые электро-
установки (холодильники, пылесосы, полотеры, электроинстру-
менты и др.). Они особенно влияют на близко расположенные к
ним РПрУ, имеющие с ними общую сеть питания.
Борьбе с индустриальными помехами уделяется большое вни-
мание. Для каждого источника таких помех устанавливается мак-
симально допустимый уровень создаваемых им помех. Например,
допустимая мощность излучения промышленных и медицинских
установок в пределах выделенных полос частот должна составлять
105... 115 дБпВт, а за их пределами — 50...57 дБпВт. Указанная
допустимая мощность выражена в децибелах по отношению к
1 пВт. Допустимая мощность установок с электродвигателями,
эксплуатируемых в жилых домах, в полосе частот 0,5...300 МГц
должна быть в пределах 45...55 дБпВт, а в полосе частот 300...
1000 МГц - 55 дБпВт.
Космические радиопомехи формируются излучением звезд, ту-
манностей, планет и других космических тел. Действие этих помех
зависит от диаграммы направленности приемной антенны. С рос-
том частоты сигналов амплитуда помех уменьшается. На частотах
до 300 МГц (в диапазоне радиовещания) уровень космических
радиопомех незначителен.
Излучения посторонних радиостанций могут оказывать мешаю-
щее воздействие на прием выбранного сигнала. Они вызывают в
РПрУ нежелательные нелинейные эффекты или непосредственно
проходят по соседнему и побочным каналам.
Электромагнитные излучения РПУ делят на основные и неже-
лательные.
Основное излучение включают в себя спектральные составля-
ющие в пределах минимально необходимой полосы, требующей-
ся при данном классе излучения для передачи сообщений с за-
данной точностью и скоростью. Нежелательные, или неосновные,
излучения образуются составляющими вне полосы. Они могут дей-
ствовать на РПрУ через антенну, цепи коммутации и питания,
технологические отверстия в корпусе и электромагнитных экра-
нах. Эти излучения в свою очередь подразделяют на внеполосные
и побочные.
Внеполосные излучения занимают полосу частот, примыкающую
к полосе основного излучения, и обусловлены процессом моду-
ляции полезного сигнала. Борьбу с помехами этого вида ведут не
только в РПрУ путем фильтрации сигналов, но и в их источнике
путем повышения фильтрации сигналов, ограничения спектра
модулирующего напряжения и линейности модуляционной харак-
теристики.
Побочные излучения обусловлены нелинейными процессами в
элементах РПУ, не связанными с модуляцией. Они могут возни-
кать на частотах, значительно отличающихся от несущей частоты
269
(например, на гармониках). Неосновные излучения РПУ ухудша-
ют электромагнитную совместимость радиосредств.
Электромагнитная совместимость — это способность устройств
или систем действовать одновременно без недопустимого ухудше-
ния их функционирования вследствие их электромагнитных излу-
чений.
Необходимо также учитывать излучения гетеродинов РПрУ,
проникающие в окружающее пространство через антенну, соеди-
нительные провода и шасси. По существующим нормам, напри-
мер, мощность излучения гетеродинов декаметровых волн не долж-
на превышать 1,5 нВт.
14.2. Помехоустойчивость радиоприема
Прием радиосигналов постоянно происходит на фоне помех.
В диапазонах ДВ, СВ и КВ основную роль играют атмосферные и
индустриальные помехи, а также помехи от сторонних радиосис-
тем. В диапазоне УКВ в первую очередь необходимо учитывать соб-
ственные шумы РПрУ. Что касается мультипликативных помех,
то они могут быть в любом диапазоне волн.
Способность аппаратуры противостоять действию радиопомех
называется помехозащищенностью. Способность аппаратуры сохра-
нять работоспособность с заданными техническими характерис-
тиками при воздействии помех определенного типа называется
помехоустойчивостью. Следовательно, задача приема сигналов с
минимальными искажениями предполагает обеспечение макси-
мальных помехозащищенности и помехоустойчивости.
Проникновение индустриальных помех непосредственно в узлы
РПрУ предотвращается экранировкой. Так, например, для ослаб-
ления влияния внешних электромагнитных полей в РПрУ приме-
няется электромагнитный экран вокруг тракта радиочастоты. Ка-
тушки контуров обычно помещаются в индивидуальные экраны,
некоторые провода размещаются в металлических трубках. Кроме
того, монтаж выполняется на металлическом заземленном шасси.
РПрУ получают электроэнергию от ВИП. Поскольку источник
помех может быть электрически соединен с РПрУ через общие
цепи питания, то для устранения их влияния применяют загради-
тельные фильтры, ослабляющие напряжения помех и не влияю-
щие на полезный сигнал.
Другие способы борьбы с помехами представляют собой це-
лый класс устройств, основанных на обработке сигнала и помех.
Среди них наибольшую группу образуют устройства, основанные
на селекции сигналов по отличительным от помех признакам.
В зависимости от объема используемой информации селекцию
сигналов можно классифицировать по результатам обработки оди-
270
ночных или групповых сигналов, поступающих на вход по одному
или нескольким каналам. По характеру априорных сведений раз-
личают первичную и вторичную селекцию. В основе первичной
селекции лежат различия между параметрическими признаками
сигналов и помех. Вторичная селекция основана на внесении в
радиосигнал специальных дополнительных признаков, позволя-
ющих повысить достоверность обработки.
В РПрУ реализуют пространственную, частотную и амплитуд-
ную селекции.
Пространственная селекция основана на различении направле-
ний прихода полезного сигнала и помех. Она осуществляется по-
средством применения антенн с диаграммой направленности за-
данной формы и ориентации, либо функциональной обработкой
(линейной и нелинейной) сигналов, поступающих от нескольких
антенн. Формирование диаграмм направленности разной формы
и управление положением их в пространстве становится особенно
гибким при использовании фазированной антенной решетки. Наи-
более полно пространственная селекция происходит в диапазоне
СВЧ.
Частотная селекция основана на различии частотных характе-
ристик полезного сигнала и помех. Под частотной селекцией сиг-
налов понимается не только простое разделение фильтрами сиг-
нала и помехи, но и выделение сигнала из смеси его с помехой на
основе различия их спектральных характеристик. Подавление мощ-
ных сосредоточенных помех требует улучшения избирательных
свойств преселектора. Применение жидкого гелия для охлажде-
ния ВЦ обеспечивает добротность резонансных цепей в диапазо-
не декаметровых волн порядка (3,5...6)-105, что позволяет осла-
бить помеху на 50...70 дБ при относительной ее расстройке от
сигнала, равной 1 %. Однако криогенные преселекторы сложны в
конструкции и эксплуатации, поэтому их пока не применяют в
РПрУ.
Амплитудная селекция основана на различении полезного сиг-
нала и помех по их интенсивности. В амплитудных селекторах,
предназначенных для борьбы с импульсными помехами, исполь-
зуется три основных типа устройств:
устройства максимальной амплитуды для выделения импуль-
сов, амплитуда которых UmQ превышает фиксированный нижний
уровень ограничения £огрн;
устройства минимальной амплитуды для выделения импуль-
сов, амплитуда которых Umc меньше фиксированного верхнего
уровня ограничения £огри;
устройства, комбинирующие в себе первые два типа устройств.
Селектор первого типа осуществляет ограничение напряжения
снизу и используется для отделения сигналов от импульсных по-
мех меньшей амплитуды. Селектор второго типа осуществляет ог-
271
раничение сверху, что характерно для АО импульсных помех. Се-
лектор третьего типа представляет собой комбинацию селекторов
первых двух типов.
Если помеха в виде белого шума принципиально не может быть
подавлена полностью, то импульсные помехи теоретически могут
быть устранены. Практические методы подавления импульсных
помех можно разделить на компенсационные и динамические.
Компенсация помех возможна в РПрУ с двумя каналами. Ос-
новной канал воспринимает импульсную помеху и колебания
сигнала. На выходе компенсационного канала, расстроенного от-
носительно несущей частоты сигнала, формируют помеху с таки-
ми же параметрами, что и в основном канале, и путем вычитания
компенсируют ее. Однако данный метод требует высокой иден-
тичности характеристик каналов. Кроме того, компенсационный
канал может пропускать сосредоточенные помехи.
Динамические способы борьбы с помехами используют соче-
тание амплитудного ограничения с временной селекцией, которая
основывается на различении полезного сигнала и помех по дли-
тельности, моментам их появления во времени, а также по часто-
те их появления.
Для выяснения принципа временной селекции рассмотрим
поведение узкополосной ЧИС, возбуждаемой широкополосным
входным сигналом. Ситуация характерна для приема атмосферных
или индустриальных помех в виде коротких импульсов. Эффек-
тивная ширина спектра таких помех значительно превышает ши-
рину полосы пропускания ЧИС.
Допустим, что в качестве ЧИС выступает идеальный ПФ, АЧХ
и ФЧХ которого приведены на рис. 14.1. Коэффициент передачи
ЧИС постоянен и равен Ко в пределах полосы пропускания
Ппф = 2Д/(см. рис. 14.1, а), а ФЧХ Фпф(/) = 2tc(/0 -/)тзад опреде-
ляется продолжительностью задержки тзад сигнала в фильтре (см.
рис. 14.1, б).
На рис. 14.2 приведены временные диаграммы помехи на входе
и выходе ПФ.
Спектральную плотность амплитуд помехи 5П(/) в интервале
частот (Уо - Д/, То + Д/1 можно полагать постоянной и равной 5п0.
Тогда импульсная помеха на входе фильтра (см. рис. 14.2, а) в
малом интервале частот может быть представлена гармоническим
колебанием с постоянной фазой.
Идеальный ПФ пропускает на выход лишь составляющие в
пределах полосы пропускания ППф = 2Д/ изменяя их амплитуду в
Ко раз и сдвигая по фазе на угол Фпф(/) = 2я(/0 - Напряже-
ние помехи на выходе фильтра (см. рис. 14.2, б)
Цквых (0 = ^п.вых (^) COS [2л/о/ + фп.о]
272
Рис. 14.1. АЧХ (а) и ФЧХ (б) идеального ПФ
имеет огибающую
и„т (/) = 2и5„0Л,пф0Ппф5‘П^П™(,~Т*“)\
ЛППф (^-Тзад)
В момент /=тзая огибающая напряжения помехи на выходе ЧИС
достигает максимального значения Umn,вых = 2л5по^пфоПпф- Отсюда
следует, что максимальное значение огибающей прямо пропор-
ционально ширине полосы пропускания ПФ ППф и спектральной
плотности помехи 5п0 на частоте настройки фильтра Jo-
10 Румянцев
273
Рис. 14.3. Структурная схема системы ШОУ
Длительность помехи на выходе фильтра тп.вых = 1,27/ППф опре-
деляется как период, в течение которого огибающая напряжения
помехи превышает половинный уровень максимальной величины.
Длительность выходного импульса помехи обратно пропорцио-
нальна ширине полосы пропускания фильтра ППф.
Рассмотрим, как можно использовать различия свойств сигна-
ла и помехи после прохождения через ЧИС для повышения поме-
хозащищенности РПрУ.
УПЧ, как правило, состоит из широкополосного усилителя
(Ш), амплитудного ограничителя (О) и узкополосного усилителя
(У). Это послужило причиной для названия устройства, реализу-
ющего рассматриваемый способ повышения помехозащищенно-
сти РПрУ системой ШОУ (рис. 14.3). Уровень ограничения Еогр в
амплитудном ограничителе выбирается ниже среднего суммарно-
го напряжения сигнала и помехи и сохраняется постоянным.
На рис. 14.4 приведены временные осциллограммы, поясняю-
щие работу системы ШОУ.
Предположим, что на вход системы ШОУ действует непре-
рывный радиосигнал ис(Г) с амплитудой Umc и кратковременная
импульсная помеха ип(/) с амплитудой Umn и длительностью тп
(см. рис. 14.4). На выходе широкополосного усилителя с АЧХ
Лшу(/) и коэффициентом усиления Лошу на частоте f0 амплиту-
да помехи {4п.шу пропорциональна его полосе пропускания Пшу,
т.е. с расширением полосы Пшу амплитуда помехи UmnUlv возра-
стает. Колебания сигнала передаются через широкополосный уси-
литель без изменения формы. Следовательно, выбором полосы про-
пускания широкополосного усилителя можно уменьшить участок
«поражения» сигнала помехой. Ограничитель выравнивает ампли-
туды помехи и сигнала С7тс АО = итпЛ0 = Еогр. В узкополосном уси-
лителе с АЧХ Kyy(f) и резонансным коэффициентом усиления
Кцуу происходит дальнейшее подавление помехи. Поскольку спектр
сигнала не превышает полосы пропускания узкополосного уси-
лителя Пуу, то сигнал успевает нарасти до своего установившего-
ся значения.
274
“АО
Рис. 14.4. Временные осциллограммы, поясняющие работу системы ШОУ
Выигрыш в отношении сигнал-помеха оценивается формулой
осп =
ПщуУГ 1 '
Пуу ) 2АГОшу ,
Таким образом, система ШОУ обеспечивает тем больший вы-
игрыш, чем больше отношение полос Пшу/Пуу. Заметим, что при
увеличении отношения Пшу/Пуу сильнее подавляются импульс-
ные помехи, но при этом возрастает вероятность подавления сиг-
нала сосредоточенными помехами из-за увеличения их числа в
275
полосе пропускания ШУ Пшу. Поэтому обычно выбирают Пшу =
= (2,5...6,0)Пуу.
Рассмотрим процесс последетекторного подавления импульсных
помех. На рис. 14.4 показано графическое действие импульсных
помех на АД с АО.
Предположим, что на вход АД поступают радиосигнал ис(/) =
= t4co[l + /«AMcos(2rt7:’Mr)]cos(27^0 и две помехи Ш и П2 (рис.
14.5, а), действующие в моменты достижения колебанием огиба-
ющей сигнала экстремальных значений, т.е. будем полагать, что
осуществляется AM с коэффициентом /иАМ = 1. В этом случае на-
пряжение на выходе амплитудного детектора будет описываться
выражением идд(0 = ^адоП + cos(2nf'M?)]. Постоянное напряжение
на выходе АД t/ддо = К/^ит^ прямо пропорционально коэффи-
циенту передачи АД и амплитуде UmQ(j немодулированного
несущего колебания. Действие помех можно ослабить, если огра-
ничить напряжение на выходе амплитудного детектора на уровне
£огр, соответствующем максимальному значению продетектиро-
ванного сигнала 21/^. В этом случае помеха Ш, приходящая в
момент достижения колебанием максимального значения, будет
подавлена полностью. Однако при другом взаимном расположе-
нии во времени сигнала и помехи полного подавления помехи не
происходит. Наибольшие искажения сигнала происходят при по-
явлении помехи в момент достижения колебанием минимального
значения (см. помеху П2 на рис. 14.5, а).
Пример схемы простейшего АО с постоянным уровнем сраба-
тывания приведен на рис. 14.6, а. На выходе детектора включен
диод VD2, выполняющий функции ключа. Диод открыт («ключ зам-
кнут») из-за поданного на его анод положительного напряжения
от источника смещения Есм = Е0Тр, равного максимальному на-
пряжению продетектированного сигнала при /иАМ = 1. Напряже-
ние. 14.5. Действие импульсных помех на АД с АО
276
VD\
VD2
o-E>F-----
WBX — —
KI т..
Ня
ИАЦ±ЬМ
VD1
° От—г
ЛЗ
Л1 ГО2
—-й- L
Л2 «ад Е_М4=С1
Л4
WBbIX
—О
Рис. 14.6. АО с постоянным (а) и регулируемым (б) уровнями срабаты-
вания
ние с резистора R„ через диод VD2 поступает на выход АО. Если
напряжение на резисторе R превышает напряжение смещения Есм,
то результирующее напряжение на аноде диода становится отри-
цательным и диод запирается («ключ размыкается»). На выходе
АО в течение периода запирания диода сохраняется постоянное
напряжение £огр = £см.
Максимальное напряжение на выходе детектора при /иАМ = 1 в
2 раза превышает амплитуду Umc0 продетектированного несущего
колебания. Поэтому принимают, что Есм = 'lU^. При неизмен-
ном напряжении смещения £см действие АО нарушается, если
изменяется напряжение сигнала. При уменьшении сигнала (см.
рис. 14.5, б) и прежнем пороге ЕОЦ) напряжение помехи значи-
тельно превышает принимаемый сигнал. В этом случае целесооб-
разно иметь порог ограничения на уровне £Огр.н, но этот порог
неприемлем в случае, показанном на рис. 14.5, а, так как при
этом вместе с помехой «срезается» и часть сигнала.
При увеличении напряжения принимаемого сигнала
(рис. 14.5, в) пороги £огр и £огрн также неприемлемы, так как АО
«срезает» не только помеху, но и сигнал. В этом случае целесооб-
разно повысить порог ограничения до уровня £огр в.
Следовательно, желательно так регулировать порог ограниче-
ния, чтобы обеспечить повышение его при увеличении напряже-
ния сигнала и понижение при уменьшении. Такое регулирование
можно осуществить, если сформировать напряжение смещения
£ем выпрямлением принимаемого сигнала. Для этого предназна-
чен АО с регулируемым уровнем срабатывания (рис. 14.6, б).
14.3. Защита радиоприемника от перегрузки
Нелинейность ВАХ усилительных и преобразовательных эле-
ментов РПрУ ограничивает амплитуду входных сигналов сверху,
а уровень собственных шумов задает ее нижнюю границу. Все это
определяет динамический диапазон РПрУ. Так как изменение уров-
ня принимаемых сигналов в РЭА превышает 30 дБ, а в некоторых
277
случаях оно бывает более 60 дБ, то расширение динамического
диапазона имеет первостепенное значение. При полосе пропуска-
ния, требуемой для данного класса сигналов, динамический диа-
пазон можно расширить только в сторону его верхней границы.
Это достигается путем использования АЭ с малой нелинейностью
АХ, малошумящих транзисторов, балансных ПЧ, применением в
усилителях ООС, уменьшением коэффициентов усиления УРЧ до
значения, обеспечивающего заданную чувствительность, вклю-
чением регулируемых аттенюаторов.
Для уменьшения нелинейных искажений в каскадах УРЧ на
БТ амплитуда напряжения входного сигнала не должна превы-
шать 23 мВ. В каскаде УРЧ на ПТ со структурой МОП возможен
прием существенно более мощных входных сигналов с незначи-
тельными нелинейными искажениями.
В полосу пропускания УРЧ, главным назначением которого
является подавление помех побочных каналов приема, попадают
колебания десятков и даже сотен посторонних радиостанций, при-
чем некоторые из них приходят от близких и мощных радиостан-
ций. Суммарное напряжение помех во ВЦ часто доходит до сотен
милливольт. При таких напряжениях тракт радиочастоты уже нельзя
считать линейным. Рассмотрим явления, которые возникают, если
вместе с принимаемым сигналом на каскады УРЧ действуют силь-
ные помехи от посторонних радиостанций.
Эффект блокирования состоит в изменении коэффициента уси-
ления полезного сигнала при наличии помехи. Действительно, если
ВЦ имеет низкую избирательность, то на вход каскада УРЧ мо-
жет действовать сильное мешающее напряжение другой станции
(помехи) с несущей частотой f„* fc. Если частоты /„и fQ значи-
тельно отличаются друг от друга, то ЛТП не пропускает колеба-
ния мешающей станции к детектору. Однако из-за нелинейности
ВАХ АЭ полезный сигнал может быть промодулирован мешаю-
щим колебанием. При этом модуляция помехи переходит на несу-
щее колебание сигнала. Поэтому последующие каскады пропуска-
ют сигнал с двойной AM на вход детектора. Это проявляется в
том, что передача посторонней станции слышна при настройке
РПрУ на частоту принимаемого сигнала. При расстройке же РПрУ
или при прекращении работы станции полезного сигнала посто-
ронняя станция не прослушивается.
Действенным способом подавления эффекта блокирования яв-
ляется линеаризация ВАХ АЭ и уменьшение амплитуды напря-
жения помехи на входе АЭ посредством улучшения избиратель-
ности ВЦ.
Если амплитуда помехи изменяется, то происходит перенос
модуляции помехи на несущее колебание сигнала. Этот процесс
переноса модуляции получил название перекрестной модуляции.
Перекрестная модуляция является вредной при приеме колеба-
278
____ ^6пп1
ХАЧХ УПЧ""^ Т АЧХ ВЦ
Л F
fni F Лй f
Рис. 14.7. График, поясняющий явление интермодуляции
ний с ЧМ и ФМ. Действительно, изменение спектра в этом слу-
чае эквивалентно искажению закона изменения мгновенной час-
тоты или фазы результирующего колебания.
Пути уменьшения перекрестных искажений те же, что и при
эффекте блокирования.
Явление интермодуляции состоит в том, что два и более нежела-
тельных колебаний, каждое из которых не создает напряжения в
полосе выходного фильтра, за счет нелинейности АЭ создают со-
ставляющие в полосе спектра полезного сигнала.
Наиболее опасными при наличии этого вида взаимодействия
являются станции в двух односторонне расположенных относи-
тельно основного канала приема, так как частоты излучения этих
станций находятся ближе всех к частоте настройки РПрУ. Ослаб-
ление этих колебаний в ВЦ оказывается относительно малым,
поэтому их уровень на входе АЭ достаточно велик для того, чтобы
появились комбинационные продукты, вызванные нелинейнос-
тью АЭ.
На рис. 14.7 приведен график, поясняющий явление интермо-
дуляции. Допустим, что на вход АЭ воздействуют колебания трех
радиостанций. Одно из них — от полезной станции на частоте
fc =f0 и два колебания — от мешающих станций на частотах fnl =
=fc + F и /п2 = /с + 2F.
При совместном действии этих колебаний в выходном токе АЭ
появится разностная комбинационная составляющая Л=2/П1_
-/n2=2(/c + F)-(/c + 2F) = /c.
Если входные колебания модулированы, то амплитуда комби-
национной составляющей тока включает в себя не только законы
модуляции этих колебаний, но и их произведения, что свидетель-
ствует о взаимной модуляции колебаний. Это послужило основа-
нием введения термина «явление интермодуляции» для характе-
ристики продукта нелинейного взаимодействия колебаний.
При неточном расположении несущих частот мешающих стан-
ций, например, fni = fc + F и f„2 = fc + 2F ± F6, комбинационная
составляющая/^ = 2/j,i -Л2 =Л ± F6 не будет равна./. Между полез-
ным колебанием и комбинационной разностной составляющей
возникают биения с частотой F6. При приеме звуковых программ
этот нелинейный эффект будет проявляться звуками свиста. При
279
приеме телевизионных программ помехи проявляются на экране
в виде «мусора», т.е. различных точек, полос, бликов и т.д.
Улучшение избирательности ВЦ позволяет уменьшить эффект
интермодуляции.
При появлении низкочастотного напряжения в цепях питания
АЭ с нелинейной ВАХ в нем возникает модуляция. Этот процесс
получил название вторичной модуляции. Обычно наибольшую мо-
дуляцию вызывает изменение напряжения в цепи управляющего
электрода.
Для уменьшения искажений от вторичной модуляции необхо-
димо улучшать цепи фильтрации. Применение АЭ с постоянной
крутизной ВАХ в области действующих входных напряжений не-
целесообразно, так как оно не позволит осуществлять АРУ в кас-
каде. Рассмотрим этот случай на примере приема сигнала с AM.
Под действием пульсаций напряжения питания с частотой F„ =
= 100.„400 Гц крутизна АЭ меняется. На выходе детектора воз-
никнут напряжения с частотами F, Fn и комбинационные напря-
жения с частотами F- Fn и F+ Fn. Например, если полезная моду-
ляция имеет частоту F= 1000 Гц, а вредное напряжение имеет
частоту 100 Гц, то на выходе детектора возникнут напряжения с
частотами 100, 900, 1000, 1100 Гц. Две последние составляющие
вызовут наибольшее искажение принимаемого сигнала.
Заметим, что при отсутствии сигнала напряжение пульсаций
низкой частоты не усиливается, следовательно, напряжение пуль-
саций не попадает на вход детектора. На выходе РПрУ не будут
прослушиваться пульсации питающего напряжения (фон). Поэто-
му создается впечатление, что этот фон образуется в РПУ.
В каскаде УРЧ на БТ вторичная модуляция резче выражена,
чем в каскадах на ПТ.
ГЛАВА 15
ПРИЕМ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
15.1. Искажения сигналов в линейном тракте
приема
Основным видом модуляции радиосигналов в диапазонах ДВ,
СВ и КВ является AM. Радиосигналы с AM, используемые в систе-
мах радиовещания, связи, телевидения, радионавигации и радио-
управления, относительно узкополосны. При прохождении сиг-
налов с AM через ЛТП возникают линейные и нелинейные иска-
жения передаваемых сообщений.
Допустим, что на вход ВЦ подается сигнал, определяемый
выражением (1.1), с частотой модуляции QM = 2пРы и Фс = 0. АЧХ
и ФЧХ ЛТП обозначим соответственно Алтп(/) и Флтп(/)- Сим-
метричная АЧХ и нечетно симметричная ФЧХ ЛТП при точной
настройке частоты РПрУ f0 на несущую частоту/, сигнала показа-
ны на рис. 15.1, а.
При AM одним тоном (1.2) сигнал на входе АД в стационар-
ном режиме можно представить в виде
«лтп (О=^лтпо^тсо cosММКmmmcUcos[QM/-0M]cos(o)c/),
.. ^лтп (/ = fo + FK) A/Tn (/ = f0 + FM) * ну
где Мы = — ' \ =-----T---------- представляет АЧХ
ллтп (J — Jo) ллтпо
ЛТП, нормированную относительно значения коэффициента пе-
редачи А"лтп(/=fo) = ^лтпо на частоте настройки РПрУ fQ. Фазо-
вые сдвиги на частотах f=fo ± оценены значениями +ФМ.
Из выражения, определяющем сигнал на входе АД в станцио-
нарном режиме, следует, что коэффициент модуляции на выходе
ЛТП уменьшается до величины Мктс, а огибающая получает до-
полнительный фазовый сдвиг Фм. Таким образом, амплитуды и
фазы боковых составляющих сигнала на выходе ЛТП будут отли-
чаться от соответствующих величин входного сигнала. Эти изме-
нения представляют собой линейные частотные и фазовые иска-
жения сообщения на частоте модуляции FM, которые проявляют-
ся на выходе АД.
Полученные результаты для тональной модуляции нетрудно
обобщить на случай сложного сообщения.
281
Рис. 15.1. Амплитудно-модулированные сигналы в ЛТП
На рис. 15.1 графически показаны амплитудно-модулирован-
ные сигналы в ЛТП. На рис. 15.1, а видно, что если полоса про-
пускания ЛТП меньше ширины спектра, то составляющие спект-
ра, соответствующие верхним частотам модуляции, будут ослаб-
лены. Соответственно будут ослаблены эти составляющие на вы-
ходе АД.
Влияние ФЧХ на качество приема поясним на примере спект-
ральных составляющих, соответствующих некоторой частоте мо-
дуляции FM. Вместе с составляющей несущей частоты они образу-
ют модулированное колебание вида (1.1). Полагая коэффициент
усиления ЛТП равным АЗп-по Для всех составляющих (частотные
искажения отсутствуют, т.е. Мм = 1), находим, что спектр колеба-
ний на выходе ЛТП
«с (0 = ^лтпо^со cos(coc/) +
+^ЛТП0 С COS[(®с “ V + Фм] +
+^лтпо mcU2m£° cos [(сос + QM)/ - Фм].
На ход рассуждений не влияет то обстоятельство, что несущая
частота сигнала в супергетеродинном РПрУ на выходе ЛТП отли-
чается от частоты сигнала на входе.
Нетрудно преобразовать это выражение к виду:
Мс.вых (0 = КдтПО^тсО [1 + COS(QM/ - Фм )]cOs(®c/).
После АД с коэффициентом передачи Лдд переменная состав-
ляющая сигнала принимает вид:
ИАД (0 = КдТПоКдД^rncOmc COS (QM/ - Фм ).
282
Следовательно, от вида ФЧХ зависят фазовые сдвиги спект-
ральных составляющих сигнала на выходе АД.
Пусть ФЧХ для рассматриваемого спектра линейна, т. е. Фм =
= 2^-^м^зад ^м^зад- ТОГДЭ
^АД (0 = КлтПоХдд^/псО^с COS^£2M (t — Тзад)].
В этом случае имеет место только групповое запаздывание сиг-
нала.
Вещательный РПрУ, в котором настройка осуществляется вруч-
ную, может оказаться настроенным неточно на сигнал (см. рис.
15.1, б). Одно из следствий неточной настройки состоит в нару-
шении фазовых соотношений в спектре. В вещании изменение
фазовых сдвигов составляющих спектра, которые попадают в по-
лосу пропускания, влияет на качество вещания сравнительно мало,
так как в полосе радиоприемника ФЧХ обычно не сильно отлича-
ется от линейной. Для всех составляющих спектра фазовый сдвиг
примерно одинаков. При этом форма результирующего АМ-коле-
бания существенно не меняется.
На качество приема более существенно влияют следующие
последствия расстройки (см. рис. 15.1, б):
уменьшение амплитуды несущей, если ее частота оказывается
на склоне АЧХ;
ослабление одной и более боковой полосы и полное пропуска-
ние другой.
Ослабление колебаний несущей частоты из-за расстройки мо-
жет приводить к сильным нелинейным искажениям. Они прояв-
ляются в возникновении гармоник сообщения nFM, где п > 2, ко-
торые образуются на выходе АД. Эти искажения прослушиваются
в виде скрежета и шороха, сопровождающих звуковое сообщение.
Особенно сильно они проявляются в РПрУ, имеющих близкую к
прямоугольной АЧХ высокочастотного ЛТП, и при расстройке,
превышающей половину полосы пропускания. Поэтому большая
расстройка, при которой может произойти существенное ослаб-
ление колебаний несущей частоты, недопустима.
В случае, показанном на рис. 15.1, б, колебания несущей часто-
ты остаются в полосе пропускания, и рассмотренное явление не
имеет места.
Ослабление спектральных составляющих одной из боковых по-
лос спектра также приводит к росту нелинейных искажений на
выходе АД (см. рис. 15.1, б). В этом случае коэффициент гармоник
растет с увеличением коэффициента модуляции и коэффициента
передачи ЛТП на частотах боковых составляющих.
Таким образом, линейные искажения сигналов с AM отсут-
ствуют при равномерной АЧХ и линейной ФЧХ тракта в пределах
ширины спектра радиоизлучения с запасом на нестабильность
283
частот РПУ, РПрУ и на доплеровский сдвиг частоты для аппара-
туры, устанавливаемой на подвижных объектах.
Из проведенного анализа можно сделать два следующих проти-
воположных вывода:
неточная настройка РПрУ приводит к увеличению нелиней-
ных искажений, ухудшая воспроизведение в нем сообщений;
неточная настройка (в допустимых пределах) приводит к рас-
ширению частотного спектра принимаемых сообщений, т.е. к
уменьшению частотных искажений и, следовательно, к улучше-
нию качества приема.
Территориально удаленным радиостанциям часто предостав-
ляются одинаковые частотные диапазоны. Спектры боковых по-
лос различных станций перекрываются и избежать взаимных по-
мех при существующем положении дел невозможно. Лишь при
приеме местных станций на ДВ и СВ в дневное время в условиях
поглощения ионосферой пространственных волн можно полно-
стью принимать спектр передаваемых сообщений. Во всех осталь-
ных случаях (дальний прием, прием в вечернее и ночное время,
прием KB-станций) для уменьшения влияния помех сужают по-
лосу пропускания РПрУ.
Слушатели, увлекающиеся дальним приемом, выбирают РПрУ
с полосой пропускания 4...5 кГц. При этом оказывается, что боль-
шинство слушателей предпочитают «боковую настройку» (см. рис.
15.1, б), при которой середина полосы пропускания РПрУ сме-
щена относительно несущей частоты. Это значительно обогащает
звучание верхними частотами.
При приеме сильных сигналов проявляется нелинейность ВАХ
АЭ. При этом в УРЧ при больших уровнях полезного сигнала в
основном канале и помехи в соседнем канале возникают явления
эффекта блокирования сигнала, интермодуляции, перекрестной
и вторичной модуляции (см. гл. 14).
Для уменьшения искажений необходимо применять АЭ с до-
статочно широким линейным участком ВАХ и не допускать чрез-
мерного увеличения амплитуды сигнала t/mc0, для чего следует
применять систему АРУ, аттенюаторы или другие схемные ре-
шения.
15.2. Детектирование сигнала с AM при
наличии амплитудно-модулированной помехи
В практике радиоприема возникают случаи, когда с выхода УПЧ
к АД вместе с полезным сигналом попадает сигнал посторонней
радиостанции. Помеха может не только непосредственно посту-
пать на АД с входа РПрУ, но и формироваться в ЛТП из сигналов
посторонних радиостанций в результате интермодуляции. В слу-
284
СпекгР
сигнала биений
j- у Гб + Гп
о 4 % f
Рис. 15.2. Спектры входного (а) и выходного (б) напряжений АД при
наличии помехи
чае, представленном на рис. 15.2, а, в полосу пропускания Пупч
вследствие недостаточной избирательности УПЧ помимо сигнала
с несущей частотой/! попадает часть спектра помехи с несущей fn.
При воздействии на вход АД двух немодулированных колеба-
ний uc(t) = t/mccos(coc/) и «п(г) = {/mncos(con0 с несущими частота-
ми f. и fn кроме спектра принимаемой радиостанции возникают
колебания мб(0, амплитуда и фаза которых изменяется с разно-
стной частотой биений F6 =f„ -fc. Амплитуда напряжения биений
Um5 определяется только амплитудами колебаний несущей часто-
ты сигнала Umc и помехи Umn. Найдем амплитуду биений Um6 по
векторной диаграмме биений сигнала и помехи, приведенной на
рис. 15.3.
Колебание несущей частоты сигнала с амплитудой Umc и кру-
говой несущей частотой ®с = 2лЛ представим в виде неподвижно-
го вектора 00 ь проецируемого на ось Ох, вращающуюся с круго-
вой частотой <ос по часовой стрелке.
Колебание несущей частоты <оп = 27t/n > сос помехи с амплиту-
дой Umn представлено вектором 0А, вращающимся с круговой ча-
стотой йб = соп - сос против часовой стрелки.
Напряжение суммарного колебания u6(t) определится геомет-
рической суммой векторов UmQ и Umn.
Конец суммарного вектора 0А] находится на окружности, кото-
рую описывает конец вектора 0|Аь вращаясь с круговой частотой
Q6 = 2rtF6 вокруг точки 0ь Длина вектора изменяется от «бмакс =
= Umc + Umn (точка 1) до нб.мин = Umz - Umn (точка 3), а сам вектор
колеблется около вектора 00,.
На векторной диаграмме видно, что напряжение биений
Иб (^) — + Umn *" COS
Напряжение w6(0 включает в себя как амплитудные, так и
фазовые изменения, которые происходят с разностной частотой
285
Рис. 15.3. Векторная диаграмма биений сигнала и помехи
биений Яб. Детектор не реагирует на фазовый сдвиг между векто-
рами амплитуд сигнала Umc и помехи Umn.
Напряжение биений u5(t) достигает максимального значения в
точке 1 (см. рис. 15.3), а в точках 2' и 4' оказывается равной Umc.
Период, в течение которого напряжение биений u5(t) превышает
значение U^, пропорционально длине дуги 2'-2-1-4-4'. Период, в
течение которого «б(/) < t/mc, пропорционально длине дуги 2'-3-4'.
Таким образом, продолжительность положительных полуволн на-
пряжения биений будет больше продолжительности отрицатель-
ных полуволн.
Асимметрия колебаний биений зависит от отношения ампли-
туд Umn/Umc, причем при U1 2C » U2n форма кривой биений близ-
ка к синусоидальной. При этом
«б (/) = 7t/2c+2C/mct/mncos(Q6/) = U 1 + 2^cos(£V).
V "тс
Представив это выражение биномом Ньютона и ограничив-
шись его первыми тремя членами, находим, что
1 U2
и6(^ = итс+ Umn cos (ЯбГ) + i .
U тс
(15.1)
286
Действие помехи определяется двумя последними слагаемыми
в формуле (15.1) и сводится к возникновению колебаний с час-
тотой биений F6 =fn -fc и амплитудой Umn и появлению напряже-
ния, пропорционального квадрату амплитуды помехи и обратно
пропорционального амплитуде сигнала.
Если частота биений Гб попадает в полосу пропускания детек-
тора, то на его выходе выделяется напряжение биений с амплиту-
дой 17„,б = Кр^и„т. В этом случае из громкоговорителя РПрУ будет
слышен свист с частотой F6, в чем и состоит основное проявле-
ние помехи.
В большинстве случаев источником рассматриваемой помехи
является радиостанция соседнего частотного канала. Частота по-
мехи отличается от частоты принимаемого сигнала на постоянное
значение. Частоты биений стабильны, так как к стабильности ча-
стот радиостанций предъявляются высокие требования. В этом слу-
чае помеха может быть «вырезана» из спектра сигнала на выходе
АД узкополосным режекторным фильтром, АЧХ затухания кото-
рого показана на рис. 15.4. При этом будут подавлены и составля-
ющие спектра принимаемого сигнала, попадающие в полосу ре-
жекции. Но так как эта полоса достаточно узкая, то искажение
будет небольшим. В то же время достигается положительный эф-
фект, состоящий в устранении раздражающего свиста.
При условии, если f6 > FB, то подавление помехи вообще не
приведет к искажениям спектра сигнала. При превышении часто-
той биений 15 кГц роль режекторного фильтра выполняют гром-
коговоритель (с верхней частотой воспроизведения FB ~ 12 кГц) и
органы слуха человека.
Биения могут возникнуть между несущей сигнала^ и состав-
ляющими боковых полос помехи FB п с ее центральной частотой
f„, а также между другими составляющими сигнала и помехи, на-
пример, между fc и fn ± FB п или fc ± FB п и f„. Так как амплитуды
колебаний биений пропорциональны амплитудам сигнала и по-
мехи, то эти помехи будут проявляться слабее, чем в предыдущем
случае. Еще слабее проявляются биения между составляющими
боковых полос спектров сигнала и помехи.
При Umc < Umn удовлетворительный прием сообщений невоз-
можен. Слушатель программы вынужден из-за помех отказаться от
прослушивания данной вещательной радиостанции.
Рис. 15.4. АЧХ затухания узкополос-
ного режекторного фильтра
0Гн
Гб FB f
287
Если колебания помехи на частоте биений подавлены фильт-
ром, ослаблены вследствие инерционности детектора или не вос-
принимаются слухом человека, то они могут проявиться на час-
тоте модуляции в результате прямого детектирования спектра по-
мехи [см. третье слагаемое в формуле (15.1)].
Для уяснения этого эффекта рассмотрим детектирование коле-
баний несущей частоты сигнала uc(f) = t/mc0[ 1 + ?nccos(Qcz)]cos(®c/)
и помехи un(t) = J7mn0[ 1 + wncos(QnZ)]cos(conZ), модулированной од-
ним тоном с частотой Fn = Qn/2n. Считаем, что применен АД с
линейной характеристикой, который для частот модуляции по-
мехи Fn является безынерционным. В то же время для частот бие-
ний F5 = |FC - Fn| детектор может быть как инерционным, так и
безынерционным.
Инерционность АД имеет место при сравнительно высокой
частоте биений, т. е. при значительной расстройке помехи по от-
ношению к сигналу. Обычно в этом случае помеха достаточно
эффективно ослаблена в ЛТП.
В безынерционном АД напряжение на нагрузке АД отслеживает
мгновенные изменения суммарного напряжения с частотой бие-
ний Гб. Отношение помеха-сигнал после детектора
^п.вых _ 1 Г UmnO (15 2)
^с.вых 2 UmCQ тс
Формула (15.2) показывает, что АД обладает свойством амп-
литудной селективности, т.е. если t/mc0 превышает t/„,n0, напри-
мер, в 10 раз, то при тп ~ тс помеха на выходе АД слабее сигнала
в 200 раз.
Амплитудная селекция детектора наблюдается в условиях близо-
сти частоты помехи к частоте сигнала, когда избирательность ЛТП
может оказаться недостаточной. В этом случае помеха подавляется
сигналом в АД при условии, что UmcQ > Umn0. Если же UmcQ < UmnQ, то
помеха подавляет сигнал. Потому важно, чтобы ЛТП обеспечивал
условие Umc0 > Umn0.
15.3. РПрУ с синхронным детектированием
Действие помехи в форме интерференционного свиста при
постоянстве несущих частот^, nfc может быть ослаблено сравни-
тельно просто режекторным фильтром. С помощью синхронного
детектирования можно ослабить и результат прямого детектиро-
вания боковых составляющих помехи.
Рассмотрим действие на РПрУ с синхронным детектировани-
ем, схема которого приведена на рис. 15.5, сигнала и помехи с
288
Рис. 15.5. Схема РПрУ с синхронным детектированием
частотами f. ufn и амплитудами итЛ и f/mn0. В этом РПрУ цепь из
синхронного АД и ФНЧ формирует выходной сигнал. Опорное
напряжение перестраиваемого гетеродина иПг(0 = = t^nrCOsC^cO
совпадает по частоте и фазе с колебанием несущей частоты сиг-
нала wc(/) = С4,со[1 + w*ccos(Qc/)]cos(<bc0-
Синхронизация напряжения гетеродина с напряжением несу-
щей сигнала осуществляется в устройстве с помощью цепи ФАПЧ,
в которую входят ФД и узкополосный ФНЧ (УФНЧ). Благодаря
узкой полосе пропускания фильтра на его выходное напряжение
практически не влияют модуляция сигнала и наличие помехи.
Управляющий элемент, обычно реализуемый на основе варика-
па, определяет частоту перестраиваемого гетеродина. Фазовраща-
телем обеспечивается синфазность напряжения гетеродина с ко-
лебанием несущей частоты принимаемого радиосигнала.
В синхронном АД напряжение нПг(0 = ^>nrcos((oc/) генератора
с несущей частотой fc складывается с сигналом uc(f).
Суммарное напряжение принимает вид
(0 «ПГ (О = ^твых £1 + ^с.вых COS (QC/)J COS (<ЙС1),
Причем t^nBbix = ^4пПГ> & ^с.вых ~~ 77 '
итсО + С'тПГ
При этом напряжение и коэффициент модуляции помехи не
изменяются. Согласно (15.2) отношение помеха-сигнал после АД
п вых
^с.вых
1 ( Umn0 Y
2 t/давых J ^с.вых
' и2тп0
^тсО ^ЛиПГ^тсО
Утп
Из этого выражения следует, что путем увеличения амплитуды
колебаний гетеродина UmTir можно существенно ослабить действие
289
помехи. Описанный способ детектирования называется синхрон-
ным детектированием, а РПрУ с синхронным детектором часто
называют синхродином.
15.4. Прием однополосных сигналов
Главные недостатки AM состоят в низком КПД РПУ и неэф-
фективном использовании частотного диапазона, отведенного для
радиовещания. Низкий КПД объясняется тем, что при AM в эфир
излучаются колебания несущей частоты, на которые расходуется
большая доля мощности РПУ. Средний по продолжительности ко-
эффициент модуляции вещательной радиостанции никогда не
превышает 0,3, а в течение 1/3 периода передачи он даже меньше
0,1. Столь низкие значения тс приходится устанавливать во избе-
жание перемодуляции и искажений на пиках передаваемой про-
граммы.
Еще один недостаток AM связан с избыточностью информа-
ции в передаваемом сигнале. Его две боковые полосы симметрич-
ны и несут одну и ту же информацию о модулирующем сигнале,
являясь его спектральной копией (см. рис. 15.1, а). Спектр звуковых
частот радиостанций России занимает полосу от 50 Гц до 10 кГц.
Ранее был рассмотрен случай неточной настройки РПрУ (см. рис.
15.1, б), когда к АД подводятся колебания несущей частоты и
одной боковой полосы АМ-сигнала. При этом прием сигнала воз-
можен и даже более стабилен, чем прием двухполосного сигнала,
так как в этом случае не имеет значения фазовый сдвиг несущего
колебания.
Недостатком приема является возрастание нелинейных иска-
жений. Из (15.2) следует, что нелинейные искажения можно умень-
шить искусственным увеличением амплитуды Umc0 колебания не-
сущей частоты.
Таким образом, прием сигналов с одной боковой полосой спект-
ра обладает двумя достоинствами. Во-первых, на передающей сто-
роне не излучаются колебания второй боковой полосы и несущей
частоты сигнала. Появляется возможность значительного повыше-
ния мощности основного (содержащего передаваемую информа-
цию) излучения. Из-за этого ослабляется влияние помех, т. е. уве-
личивается отношение сигнал-шум. Во-вторых, полоса частот сиг-
нала с одной боковой полосой получается в 2 раза меньше, чем
при приеме сигнала с AM, что позволяет увеличить пропускную
способность радиолинии путем одновременной передачи через одно
РПрУ двух или более сообщений (например, телефонных разгово-
ров) в виде независимых друг от друга однополосных сигналов.
Увеличение напряжения несущего колебания t/mc0 легко осущест-
вляется при формировании напряжения от гетеродина или СЧ.
290
Рис. 15.6. Упрощенная схема РПрУ однополосного сигнала
Широко распространены однополосные системы с пилот-сиг-
налом. Так, в РПрУ с цепью АПЧ значение пилот-сигнала выпол-
няет остаток несущей, которая не полностью подавляется в РПУ.
Упрощенная функциональная схема РПрУ для этого случая пока-
зана на рис. 15.6.
Совпадение частот ОГ и подавленной несущей составляющей
сигнала обеспечивается цепью ФАПЧ. Для этого пилот-сигнал
выделяется узкополосным ПФ (УПФ) и подвергается амплитуд-
ному ограничению для устранения флуктуаций, связанных с за-
мираниями. Колебания с выхода УПФ и напряжение ОГ подаются
на вход ФД, выходное напряжение которого, сглаженное ФНЧ и
при необходимости усиленное УПТ, действует на УЭ перестраи-
ваемого гетеродина.
Прием однополосных сигналов требует решения следующих
основных задач:
уменьшения нелинейных искажений при детектировании;
генерирования в РПрУ напряжения, частота которого равна
частоте несущей, подавленной в РПУ;
организация АРУ.
Нелинейные искажения можно уменьшить, увеличив ампли-
туду восстановленных колебаний несущей частоты. Другой способ
состоит в применении балансного АД.
Для формулирования требований к точности восстановления в
РПрУ несущей частоты/!, предположим, что в РПрУ генерирует-
ся частота f. +Д/с погрешностью Д/ Тогда частота напряжения на
выходе детектора (/ + Fc) - (/ + Д/) = Fc - Д/ Из этого выражения
291
следует, что неточная настройка генератора несущей частоты
приводит к искажению принимаемого сообщения. В частности,
при А/= Fc сигнал вообще невозможно воспроизвести, поскольку
Fc - Af= 0.
Для более детального выяснения последствий отклонения ча-
стоты генератора от номинального значения рассмотрим состав-
ляющие спектра реального сигнала, имеющие кратные частоты
Fc, 2FC, 3FC. Такие составляющие содержатся в звучании музы-
кального инструмента, в гласных звуках речи и др.
В спектре радиоизлучения этим составляющим соответствуют
частоты fc + Fc,fc + 2FC wfc + 3FC, а после детектирования в РПрУ
с неточно установленной частотой генератора несущей частоты
они преобразуются в частоты Fc - А/ 2FC - А/и ЗГС - А/ Нетрудно
определить, что теперь эти частоты некратны. При воспроизведе-
нии звук на этих частотах будет хриплым, искаженным. Искаже-
ния почти неслышны, если расстройка генератора А/ не превы-
шает нескольких герц.
Особенно жесткие требования (Д/< 2...3 Гц) предъявляются к
точности частоты при высококачественном воспроизведении му-
зыки. При Д/> 20 Гц ухудшаются естественность и узнаваемость
речи, а при А/ > 250 Гц заметно снижается разборчивость речи.
При работе радиолинии на фиксированных частотах достаточная
точность и стабильность частоты восстанавливаемой несущей обес-
печивается СЧ.
Узкополосный ПФ должен иметь полосу пропускания порядка
30...50 Гц. При этом устраняется влияние спектра боковых полос
принимаемого и соседнего частотного каналов системы АПЧ. Чем
меньше полоса пропускания, тем выше отношение сигнал-шум
на выходе усилителя пилот-сигнала. Однако чрезмерно узкая по-
лоса пропускания (менее 30 Гц) не может использоваться в связи
с возможностью отклонения частоты пилот-сигнала за полосу
фильтра во время глубоких замираний при распространении ра-
диоизлучения в атмосфере. В рассматриваемой системе АПЧ поло-
са пропускания УПФ должна быть увеличена на величину неста-
бильности гетеродина, что приводит к снижению помехоустой-
чивости системы АПЧ.
Сложной задачей при приеме однополосных сигналов является
осуществление АРУ, которая возникает в условиях замираний
сигналов. В РПрУ AM-сигналов, т. е. двухполосных сигналов с не-
сущей частотой, регулирующее напряжение для АРУ получается
выпрямлением сигнала и сглаживанием его в ФНЧ. Полученное
регулирующее напряжение пропорционально напряжению несу-
щей сигнала. При уменьшении несущей усиление возрастает, а
при увеличении ее — уменьшается.
В цепях АРУ радиоприемников однополосной радиолинии с
применением пилот-сигнала регулирующее напряжение «рег фор-
292
мируют, выпрямляя усиленный пилот-сигнал. Такая цепь АРУ по-
казана на рис. 15.6 и включает узкополосный ПФ, настроенный
на несущую частоту, усилитель пилот-сигнала (УПС), выпрями-
тель (В) и ФНЧ АРУ. Недостатки АРУ в этой схеме РПрУ те же,
что и при приеме AM-сигналов: изменение пилот-сигнала недо-
статочно связано с изменениями уровня принимаемой боковой
полосы. Если по однополосной радиолинии передаются не теле-
фонные аналоговые сигналы со случайно изменяющейся ампли-
тудой, а сигналы стационарной амплитуды, например телеграф-
ные, то регулирующее напряжение формируют из них, а не из
пилот-сигнала.
Пилот-сигнал снижает энергетический выигрыш однополос-
ной модуляции, но четкость работы АРУ и возможность примене-
ния АПЧ, необходимые для качественных музыкальных передач,
окупают энергетические потери.
ГЛАВА 16
ПРИЕМ СИГНАЛОВ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
16.1. Искажения сигналов с угловой
модуляцией в ЛТП
Сигналы с угловой модуляцией, включающей ЧМ (1.5) и ФМ
(1.6), применяются в УКВ-вещании, звуковом сопровождении
телевещания, радиосвязи, радиотелеметрии и др. В общем случае
ЧМ и ФМ неразличимы, если только не заданы модулирующие
функции этих сигналов. Поэтому в этой главе будем рассматривать
только сигналы с ЧМ.
Рис. 16.1. Временные изменения коэффициента передачи ЛТП РПрУ
294
На искажения сигнала с ЧМ влияют АЧХ и ФЧХ ЛТП. При
рассмотрении этого влияния предположим, что частота сигнала
изменяется по закону <o„,ccos(QM0 при постоянной амплитуде
Полоса пропускания ЛТП Плтп должна превышать ширину
спектра сигнала Пс. Это условие чаще всего выполняют при про-
ектировании РПрУ. Но, кроме того, большое значение имеют рав-
номерность АЧХ и линейность ФЧХ в полосе пропускания.
При выполнении условия fc0 > FMaKC изменение частоты можно
считать сравнительно медленным. Это позволяет полагать, что ко-
эффициент передачи ЛТП А'лтп в процессе изменения частоты
сигнала изменяется в соответствии с АЧХ, снятой в статическом
режиме. На рис. 16.1 приведены временные изменения коэффици-
ента передачи ЛТП.
При точной настройке частоты РПрУ на среднюю частоту
сигнала/^ (сплошная линия на рис. 16.1) коэффициент передачи
Ллтп изменяется с частотой, равной удвоенной частоте модуля-
ции FM. При неточной настройке, т. е. fQ f.Q (штрихпунктирная
линия на рис. 16.1), A}iTn изменяется с частотой, близкой к часто-
те модуляции, хотя это изменение и не носит синусоидального
характера. В обоих случаях изменение ЛГЛТП приводит к тому, что в
выходном напряжении ЛТП имеются высшие гармоники частоты
модуляции сигнала.
Таким образом, из-за изменения коэффициента передачи ЛТП
с изменением частоты модуляции радиосигнал приобретает так
называемую «паразитную» AM.
Рассмотрим влияние ФЧХ ЛТП на прохождение через него
сигнала с ЧМ (рис. 16.2). На выходе ЛТП радиосигнал может быть
описан выражением
«(0 = и (0COS[<W + Утс51п(^с0 + Флтп (/)]•
Параметр ФЛтп(0 учитывает фазовый сдвиг, возникающий в
тракте за счет изменения во времени частоты.
На рис. 16.2 штрихпунктирной линией показана ФЧХ ЛТП,
сплошной линией — частотная характеристика группового запаз-
дывания сигнала, которая определяется как производная ФЧХ
_ <1ФЛТП
1зап л
d<B
На правой части рис. 16.2 показано изменение группового вре-
мени запаздывания в процессе модуляции при совпадении сред-
ней частоты сигнала с частотой настройки РПрУ f0 (сплошная
линия) и при частотной расстройке на Д/ = _/ёо - Jo (штриховая
линия).
На рис. 16.2 видно, что нелинейность формы ФЧХ проявляется
после детектирования в виде нелинейных искажений. Условие от-
295
Рис. 16.2. Влияние нелинейности ФЧХ ЛТП на прохождение ЧМ-сигнала
сутствия нелинейных искажений состоит в том, что в полосе из-
менений частоты 2fmc характеристика группового запаздывания т^п
должна проходить горизонтально. Следовательно, в полосе изме-
нений частоты If^ ФЧХ должна быть линейной.
16.2. Амплитудные ограничители
Прием сигналов с ЧМ может сопровождаться нежелательной
для них ДМ из-за влияния среды распространения радиоволн и
неравномерности коэффициента передачи ЛТП в диапазоне ча-
стот. Наличие паразитной AM при частотном детектировании про-
является как нелинейные искажения. Для устранения паразитной
AM перед ЧД с двумя связанными или расстроенными контурами
включают АО, который состоит из НЭ и ЧИС. Полоса пропуска-
ния ЧИС должна быть больше ширины спектра сигнала с ЧМ,
чтобы АО не искажал сигнал.
Качество АО характеризуется его АХ — зависимостью выход-
ного напряжения £4ых от входного Um. На рис. 16.3 показаны ампли-
тудные характеристики АО. В идеальном АО при превышении
сигналом порогового уровня Unop на выходе АО не изменяется.
У реального АО некоторые изменения амплитуды сигнала на вы-
ходе имеют место. Эффективность АО оценивается отношением
296
Рис. 16.3. Амплитудные характеристи-
ки АО
коэффициентов AM /ивх/твых на входе и выходе АО. Чем больше
это отношение, тем эффективнее работает АО.
В АО часто применяют диоды, включенные на выходе резонанс-
ного усилителя.
Рассмотрим схему диодного АО, приведенную на рис. 16.4, а.
Выходной контур резонансного усилителя шунтируется двухсто-
ронним диодным ограничителем с пороговыми уровнями ±£см. При
выполнении условия |ивых| < |£см| диоды заперты и не шунтируют
выходной контур. При этом усилитель работает в режиме линей-
ного усиления. Напротив, при выполнении условия |«вых| > |£см|
диоды открываются и шунтируют контур, тем самым незначи-
тельно изменяя выходное напряжение.
В результате детектирования сигнала на диодах устанавливает-
ся напряжение автоматического смещения £см = f/mKcosO, где UmK —
средняя амплитуда сигнала в контуре. Из-за большой постоянной
времени цепи смещения напряжение £см остается неизменным.
При изменении амплитуды напряжения UniK в контуре изменяется
и значение угла отсечки 6, так как cos0 = EcJUmK. Следовательно,
изменяется и входное сопротивление диодного детектора. В ре-
зультате при возрастании напряжения в контуре он сильнее шун-
тируется диодом, а при его уменьшении — слабее. Поэтому вы-
ходное напряжение мвых будет незначительно меняться относитель-
но среднего значения.
Рис. 16.4. Схемы диодного (а) и транзисторного (0) амплитудных огра-
ничителей
297
Простейшим транзисторным АО (рис. 16.4, б) является обыч-
ный резонансный усилитель с пониженным коллекторным на-
пряжением питания. Ограничение амплитуды выходного сигнала
в нем происходит в результате отсечки коллекторного тока и пе-
рехода в область насыщения при достаточно большой амплитуде
входного сигнала. Контур на выходе усилителя выделяет первую
гармонику ограниченного по амплитуде сигнала, из-за чего фор-
ма выходного сигнала близка к синусоидальной.
16.3. Нелинейные искажения при частотном
детектировании
В бытовых РПрУ широкое распространение нашли ЧД, осно-
ванные на преобразовании ЧМ в AM в резонансных цепях, на-
пример в ЧДс на расстроенных контурах. А так как далее имеет
место амплитудное детектирование, то возможны нелинейные
искажения, графическое изображение которых приведено на рис.
16.5. Для уменьшения нелинейных искажений при амплитудном
детектировании должно выполняться условие 2лГвСн7?н < 1...1,5.
Нелинейные искажения могут возникать из-за нелинейности
рабочего участка характеристики ЧД. Линейность рабочего участ-
Рис. 16.5. Искажения сигнала при частотном детектировании
298
ка детекторной характеристики достигается соответствующим
выбором параметров цепи детектора, чтобы отклонения от пря-
мой линии были минимальными.
Причиной искажений могут быть также несоответствие поло-
сы изменений частоты, равной 2/отс, ширине рабочего участка
(сплошная линия на рис. 16.5) и неточная настройка РПрУ на
среднюю частоту сигнала (штриховая линия на рис. 16.5). На рис.
16.5 видно, что выходное напряжение при синусоидальной ЧМ
получается искаженным. Для исключения расстроек в РПрУ ис-
пользуют систему АПЧ.
16.4. Детектирование сигнала при наличии
слабой помехи
Аддитивная помеха может искажать сообщение, если спектры
принимаемых радиосигналов полностью или частично перекрыва-
ются. Помеха с перекрывающимся спектром может образоваться
также вследствие интермодуляции. В некоторых РПрУ перекрестная
модуляция наблюдается вследствие проникновения AM-помехи из
антенны через паразитные емкости или элементы связи в гетеро-
дин. Действие сильной помехи на нелинейные межэлектродные
емкости АЭ гетеродина создает паразитную ЧМ его колебаний,
которая вызывает такую же модуляцию частоты сигнала на выходе
ПЧ. В результате паразитная модуляция накладывается на основную
модуляцию сигнала и проявляется при частотном детектировании.
Таким образом, из-за недостаточной избирательности ЛТП и не-
линейных эффектов в УРЧ на входе ЧД могут одновременно при-
сутствовать частотно-модулированный сигнал мс(/) = Umccos[e)c()t +
+ \|/mcsin(QMZ)] с несущей частотой fc0 и разные помехи.
Предположим, что к входу ЧД подведено высокочастотное
напряжение сигнала с амплитудой Umc и частотой fc0. Кроме того,
допустим, что к детектору подведено гармоническое немодулиро-
ванное колебание помехи un(f) = t/mncos(conoO с амплитудой Umn и
частотой fnQ * fc0. Полагаем, что амплитуда помехи U„m меньше
амплитуды сигнала Umc — только в этом случае возможен удовлет-
ворительный прием сообщения.
Гармоническая помеха в сумме с сигналом создает изменения
амплитуды
^рез (0 - + Umn + 2ДтсДИп cosQ6Z
и фазы
Фрез (I) = arctg
t/mnsinQ6r
Umc + Uтп COS
299
Рис. 16.6. Векторные диаграммы коле-
баний на входе ЧД
результирующего колебания с разностной круговой частотой би-
ений Q6 = соп0 - сос0. На рис. 16.6 приведены векторные диаграммы
колебаний на входе ЧД. Таюпи образом, результирующее колеба-
ние является модулированной помехой как по амплитуде, так и
по фазе.
Если не учитывать неравномерность АЧХ ЛТП, то коэффици-
ент усиления A}jTn можно считать постоянным. В результате подво-
димое к АО напряжение
Илтп (0 - ^ЛТП^рез (z)cOs[(Oc0/ + Vmc Sin (nMZ) + Фрез (/)].
Поскольку амплитуда колебаний на выходе УПЧ меняется в
пределах от ^Tn(tZmc - Umn) до Ллтп(^с + Umn), то выбор порога
амплитудного ограничения £/пор < ЛлтпС^с - Umu) устраняет пара-
зитную AM. При эффективном амплитудном ограничении коле-
бания на входе ЧД
«АО (0 = UM COS [<0с0/ + Vmc sin (QM/) + Фрез (/)]
будут иметь постоянную амплитуду.
Частотный детектор не реагирует на изменение амплитуды
входного колебания. Существенным для формирования выходного
напряжения ЧД является изменение частоты входного колебания.
Частота результирующего колебания <Вре3(0 = ®с0 + ®„rccos(QMt) + Зсоб.
Напряжение на выходе ЧД будет включать в себя полезный
сигнал, пропорциональный ®mccos(QMt), и помеху, пропорциональ-
бФрез (/)
ную ЗсОб =—р .
о/
При слабой помехе, когда принимаемый сигнал искажен, но
его еще можно разобрать, мешающее действие помехи проявля-
ется как наложение на продетектированный сигнал «свиста» с
частотой биений F6 = fn0 -fc0. Отношение амплитуд помехи и по-
лезного сигнала на выходе ЧД определяется формулой
U„ ВЫХ 8<0б _ Uпт Q6 Un Рб
^с.вых UmQ (дщс Uc
(16.1)
300
Отношение сигнал-помеха на выходе ЧД ОСПВЫХ = ис вых/и„ вых
будет больше, чем на входе ОСПВХ = Umc/Umn. Величина q- ОСПВЫХ/
/ОСПВХ = fnc/Fs зависит от отношения полезной девиации частоты
fmc к расстройке между частотой сигнала и помехи Гб. Помеха почти
не влияет на прием сигналов с ЧМ, если ее несущая частота равна
частоте радиосигнала. С возрастанием расстройки действие помехи
усиливается, и выигрыш в отношении сигнал-помеха снижается.
Если в УПЧ проникает не одна помеха с частотой f„, а не-
сколько помех с одинаковыми амплитудами, но с разными несу-
щими частотами ЛоьЛоз, Лоз, •••, то каждая из них в результате
взаимодействия с сигналом породит колебания с частотами бие-
ний Однако создаваемые ими напряжения на выходе
ЧД не будут одинаковыми. Согласно (16.1) действие этих колеба-
ний будет тем сильнее, чем выше частота создаваемых ими бие-
ний F6, т.е. чем сильнее несущая частота помехи Ло отличается от
несущей частоты сигнала/^. Это наглядно видно по спектру помех
на выходе ЧД, показанному на рис. 16.7, а.
Подобная картина имеет место и в случае наличия шума, име-
ющего сплошной спектр с равномерной плотностью (рис. 16.7, б).
При расстройке между частотой сигнала и помехи F6, превы-
шающей максимальную частоту модуляции FMaKC, возникающая
на выходе ЧД помеха может быть отфильтрована в УЧМ, если
верхняя граничная частота усилителя выбрана равной FMBKC.
Таким образом, наличие ФНЧ после ЧД является обязатель-
ным для улучшения помехозащищенности РПрУ сигналов с ЧМ.
Фильтр производит дополнительную последетекторную селекцию
сигналов. Это особенно важно при больших индексах модуляции,
когда полоса пропускания ЛТП значительно превосходит ширину
спектра модулирующей функции. В этом случае ФНЧ устраняет
влияние на сообщение большей части помех, попадающих в по-
лосу пропускания высокочастотной тракта РПрУ. Можно сказать,
Рис. 16.7. Спектры помех (а) и шума (б) на выходе ЧД
301
что для сигнала полоса пропускания РПрУ определяется фильт-
рами УПЧ, а для помех — фильтром, устанавливаемым после ЧД.
Из рис. 16.7, а следует, что при гармонической помехе наи-
меньший выигрыш в отношении сигнал-помеха #мин = fmc/Fw^c =
= реализуется при условии F6 = Гмакс. Следовательно, для улуч-
шения помехоустойчивости приема необходимо увеличивать зна-
чение индекса ЧМ Аналогичное происходит и при приеме
сигналов с AM. Однако при AM коэффициент модуляции тс име-
ет предельное значение дисмакс = 1, а при ЧМ возможность увели-
чения девиации частоты fmc представляется неограниченной, что
и дает основание для вывода о гораздо большей помехозащищен-
ности широкополосной ЧМ по сравнению с AM.
Чтобы влияние помехи проявлялось слабо, принимают отно-
шение fmc/FCMaKC « 5...7. В звуковом радиовещании при максималь-
ной частоте модуляции FMaKC порядка 10 кГц это условие соответ-
ствует девиации fmc ~ 50...70 кГц. Ширина полосы частот, занима-
емая сигналом, составляет 2fmc «150 кГц. Такие полосы можно
выделить только в диапазонах метровых и более коротких волн.
Поэтому вещание с ЧМ осуществляется в диапазоне УКВ.
16.5. Предыскажения и их коррекция
в радиоприемнике
Особенность ЧМ состоит в разной степени искажающего дей-
ствия помех на разных частотах принимаемого сообщения. Спект-
ры частотных составляющих помех на выходе ЧД (см. рис. 16.7)
показывают, что выходной уровень помех сильно понижается в
области нижних частот; он максимален на верхних частотах. Если
не принимать специальных мер, то воспроизведение звуковой про-
граммы на радиовещании с ЧМ будет ухудшаться из-за усиленно-
го проявления помех в области верхних частот.
Чтобы обеспечить примерно равную помехозащищенность при
всех частотах модуляции, в радиовещании применяют частотные
а б
Рис. 16.8. Структурные схемы для создания предыскажения сигнала в РПУ
(а) и его коррекции в РПрУ (б)
302
предыскажения спектра передаваемого сигнала. Для этого в РПУ
вводится предварительное искажение, или предыскажение, спек-
тра модулирующих колебаний. На рис. 16.8 показаны структурные
схемы для предыскажения сигнала в РПУ и его коррекции в РПрУ.
Между микрофоном и частотным модулятором РПУ (см. рис. 16.8, а)
включают блок, обеспечивающий рост девиации частоты по за-
кону <отс = Acoq^I + (Qmt)2 с увеличением круговой частоты моду-
ляции QM. Здесь Дсоо представляет собой частотное отклонение на
низких частотах модуляции.
В результате спектр продетекгированного сигнала подобен спект-
ру шума на выходе детектора (см. рис. 16.7, 5), поэтому отноше-
ние сигнал-шум получается достаточно большим на всех участках
полосы частот.
После детектора для устранения искажений, вызванных пре-
дыскажениями на передающей стороне, ставят блок частотной
коррекции (см. рис. 16.8, б), коэффициент передачи
К (£2М) = + (Qmt)2 которого изменяется по закону, обратно-
му закону предыскажений. В результате восстанавливается спектр
передаваемого сигнала в его первоначальном виде. Блок частот-
ной коррекции изменяет коэффициент передачи в равной мере и
для сигнала, и для помех, поэтому отношение помеха-сигнал не
ухудшается.
Цепью частотной коррекции сигнала может служить интегри-
рующее ЛС-звено с постоянной времени т. Включение этого звена
уменьшает эффективную полосу пропускания тракта РПрУ, сле-
дующего за детектором. Из-за этого происходит уменьшение мак-
симальной частоты модуляции FMiKC. При радиовещании с ЧМ
постоянная времени т = 50 мкс. При этом полоса пропускания
тракта модулирующих частот FMaKC РПрУ на уровне 3 дБ составля-
ет 3,2 кГц, а эффективная полоса шума — около 5 кГц. В радиове-
щании максимальная девиация частоты f„,c = 50 кГц. Тогда ожидае-
мый выигрыш в отношении сигнала к помехе составляет около 55.
Дальнейшее увеличение этого выигрыша подъемом высших ча-
стот модуляции невозможно, поскольку при этом часто возника-
ет перемодуляция РПУ в промежутки времени, соответствующие
всплескам интенсивности верхних частот в УЗЧ, что вызывает
очень большие нелинейные искажения полезного радиосигнала.
При передаче телевизионных программ по радиорелейным и
спутниковым линиям одновременно с небольшим подъемом верх-
них частот модуляции осуществляется значительное ослабление
нижних частот, поэтому выигрыш в помехозащищенности полу-
чается небольшим, порядка 2 дБ. Тем не менее, введение пре-
дыскажений при передаче телевизионных программ обеспечива-
303
ет существенное подавление постоянной составляющей сигнала.
Одновременно с этим уменьшаются нелинейные искажения сиг-
нала.
Если предположить, что отношение сигнал-помеха на входе
ЧД равно 2, то на выходе УЗЧ радиоприемника отношение сиг-
нал-помеха окажется больше 40 дБ, что определяет незначитель-
ное влияние помех при приеме сигналов с ЧМ.
16.6. Детектирование сигнала при наличии
сильной помехи
Прием сигналов с ЧМ устойчив к помехам в случае, когда амп-
литуда сигнала много больше амплитуды помехи, т.е. UnK » Umn.
В то же время в относительно широкой полосе частот УПЧ дей-
ствует множество помех с амплитудами много меньшими, чем
амплитуда сигнала. В результате векторного сложения помех их ре-
зультирующая амплитуда может на относительно короткое время
оказаться больше амплитуды сигнала. При детектировании суммы
сигнала и помехи в этом случае на выходе ЧД будет иметь место
импульсная помеха. Для доказательства этого положения обратимся
к векторным диаграммам колебаний сигнала и сильной помехи
на входе ЧД, показанным на рис. 16.9.
Рис. 16.9. Векторные диаграммы колебаний сигнала и сильной помехи на
входе ЧД
304
Колебание несущей частоты сигнала с амплитудой Umc и кру-
говой несущей частотой wc = 2nfc представим в виде неподвижно-
го вектора 00,.
Колебание несущей частоты соп = 2тс/п > юс помехи с амплиту-
дой Umn представлено вектором, вращающимся с круговой часто-
той Q6 = соп - <ос против часовой стрелки. Напряжение результиру-
ющего колебания ирез(0 определится геометрической суммой век-
торов Umc и Umn. Конец результирующего вектора находится на
окружности, которую описывает конец вектора Umn, вращаясь с
круговой частотой Q6 = 2лГб вокруг точки 0Р Диаграмма на рис.
16.9 соответствует случаю, когда Umc > Umn. Окружность разделена
на дуги по 30°. Векторы 0В и ОС представляют собой касательные к
окружности.
Фазовый сдвиг (угол) результирующего колебания Фрез(0 из-
меняется от Фмакс в точке В до -Фмакс в точке С. При этом скорость
, е дФпез(Г)
изменения фазы 5<0б = —1 v ’ будет различной, достигая мак-
си
симального значения в окрестности Q6/ = 180°, это приводит к
появлению импульсной помехи на выходе ЧД.
При сближении амплитуд колебаний сигнала и помехи Umz = Umn
максимальный фазовый сдвиг (угол) результирующего колебания
приближается к 90°. При этом положения точек В и С совпадают с
точкой на окружности 180°.
В момент, когда векторы помехи Umn и сигнала противопо-
ложны по направлению, произойдет скачкообразный «поворот
фазы». Скачок фазы вызовет скачок девиации частоты (паразит-
ной). Это приведет к появлению мощной импульсной помехи на
выходе ЧД.
Пороговые импульсы на выходе радиовещательных и связных
РПрУ прослушиваются как громкие отдельные звуки треска. В те-
левизионных РПрУ они проявляются в виде ярких белых и черных
коротких штрихов, хаотически возникающих в различных местах
изображения.
16.7. Методы подавления порогового эффекта
При ЧМ проявление помехи имеет отчетливо выраженный
пороговый характер. Высокая помехозащищенность сохраняется
только при выполнении условия Umc» Umn. Чем меньше отноше-
ние сигнал-помеха в РПрУ, тем чаще всплески амплитуды поме-
хи превышают уровень сигнала и возникают пороговые импульс-
ные помехи.
На рис. 16.10 показаны зависимости отношения сигнал-помеха
по его мощности на выходе ЧД от отношения сигнал-помеха на
1 1 Румянцев
305
Рис. 16.10. Связь отношений сигнал-помеха на входе и выходе ЧД
его входе. Видно, что при достаточно большом ОСПВХ действие
шума заметно ослабляется, причем отношение сигнал/шум на
выходе ЧД тем больше, чем больше индекс модуляции Уйс/Л, что
соответствует формуле ^пвых s
^С.ВЫХ fmc
С понижением отношения сигнал-помеха на входе ЧД в харак-
теристике помехоустойчивости наблюдается резкий спад, образу-
ющий пороговую зону, разделяющую рабочую область на две ка-
чественно отличные зоны — надпороговую и подпороговую. Воз-
никновение порога сопровождается резким снижением помехо-
устойчивости. Так, например, при индексе ЧМ у„,с = fml:/Fc = 10
уменьшение ОСШВХ с 10 до 0 дБ приводит к уменьшению ОСШВЫХ
примерно на 30 дБ.
Пороговый эффект затрудняет прием сигналов с ЧМ в каналах
с замираниями, а также в каналах с низким энергетическим по-
тенциалом, близким к пороговому.
Для появления порога не обязательно, чтобы средняя мощность
шумов превышала мощность сигнала. С увеличением \|/mc = fmJFc
полоса рабочих частот расширяется и шумовые выбросы, соизме-
римые с амплитудой сигнала, учащаются. В результате этого начи-
нает быстро падать отношение сигнал-помеха на выходе ЧД.
Для увеличения помехоустойчивости приема радиосигналов с
ЧМ в надпороговой области применяют рассмотренный в под-
разд. 16.5 метод предыскажений. Для ослабления пороговых помех
306
Рис. 16.11. Схема РПрУ со следящим фильтром
без увеличения мощности радиопередатчика применяют порого-
понижающие устройства, среди которых одним из самых эффек-
тивных является следящий фильтр.
Сущность приема ЧМ-сигналов со следящим фильтром заклю-
чается в том, что один из каскадов УПЧ имеет полосу более уз-
кую, чем спектр сигнала, а его резонансная частота отслеживает
изменения мгновенной частоты сигнала. Сужение полосы пропус-
кания уменьшает напряжение шума, тогда как при точном слеже-
нии за принимаемой частотой напряжение сигнала остается не-
изменным. В результате превышения шумом уровня сигнала шум
становится более резким, и, как следствие, происходит пониже-
ние порога.
Функциональная схема РПрУ со следящим фильтром приведе-
на на рис. 16.11. Следящую настройку узкополосного УПЧ (УУПЧ)
осуществляет цепь АПЧ. ФНЧ делает цепь нечувствительной к слу-
чайным быстрым броскам напряжения, которые могут вызывать-
ся помехами.
ГЛАВА 17
ПРИЕМ СТЕРЕОФОНИЧЕСКИХ, ЦИФРОВЫХ
И ОПТИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
17.1. Прием сигналов стереофонического
вещания
В системе стереофонического вещания передаются два сообще-
ния: сообщение Л, которое несет информацию, например, о зву-
чании с левой стороны эстрадной сцены, и сообщение П, пере-
дающее звучание правой стороны. Оба сообщения передаются пе-
редатчиком на одной несущей частоте.
В принципе СФВ можно организовать в любом диапазоне волн.
Однако в метровом диапазоне обеспечиваются наиболее качествен-
ные параметры системы радиовещания. Стереофоническое веща-
ние ведется в диапазоне УКВ, охватывая в странах СНГ диапазо-
ны УКВ1 на частотах 66...74 МГц и УКВ2 — 100... 108 МГц, в
США это диапазон частот 88... 108 МГц, в Японии — 76... 88 МГц,
в европейских государствах, кроме России, — 88... 104 МГц.
Международным консультативным комитетом по радиовеща-
нию для организации СФВ в диапазоне УКВ рекомендованы три си-
стемы: система с ПМ, система с пилот-тоном и система ЧМ-ЧМ.
На рис. 17.1 приведены диаграммы временного и спектрально-
го представлений ПМК.
В отечественной системе полярно-модулированные колебания
представляют собой колебания поднесущей частоты /пн = 31,25 кГц,
промодулированные по амплитуде таким образом, что огибаю-
Рис. 17.1. Диаграммы временного (а) и спектрального (б) представлений
ПМК
308
щая положительных полупериодов поднесущей частоты Un(f) пе-
редает сообщение Л, а огибающая отрицательных полупериодов
Un(t) — сообщение П.
Сигналы с ПМ (рис. 17.1, а) описываются уравнением
мпмк (0 = [^л (0 + (0] + [?л (0“ (^)]sin (®пн0-
На рис. 17.1, б показана диаграмма спектра ПМК при гармони-
ческом законе AM, т.е. когда t^(/) = ^[1 + /илсо$(£2л/)] и 17п(0 =
= £4io[ 1 + ^nCos^nOL где t/m0 — амплитуда колебания на поднесу-
щей частоте, тл и тп — коэффициенты модуляции, а £2Л = 27c/5i и
Qn = 2nfn — круговые частоты тональных модулирующих колеба-
ний левого и правого каналов стереопары.
Сигнал с ПМ состоит из двух составляющих:
тональной (звуковой), представляющей собой сумму колеба-
ний UM(f) = ил(1) + Un(t);
надтональной (надзвуковой), которая представляет собой под-
несущее колебание с частотой fn„ = сопн/2л:, модулированное по
амплитуде разностью сигналов Us(f) = Un(f) - Un(t).
Для расширения динамического диапазона передачи частично
подавляются колебания поднесущей частоты. Кроме того, в целях
повышения помехоустойчивости сигналов стереопары в области
верхних частот модуляции, при которых отношение сигнал-шум
при частотном детектировании существенно меньше, чем на сред-
них частотах, вводят частотные предыскажения в стереомодуля-
торе передатчика. Сформированный таким образом сигнал назы-
вается комплексным стереофоническим сигналом. Спектры исход-
ного ПМК с полосой модулирующих частот 30... 15 000 Гц при
fm = 31,25 кГц и сформированного КСС приведены на рис. 17.2.
Струк1урная схема передающей части УКВ-ЧМ стереотракта с
ПМ приведена на рис. 17.3. Эта схема включает в себя формирова-
тель ПМК, генераторы колебаний поднесущей и несущей частот.
0,03 15 16,25 31,25 46,25 /,кГц
Рис. 17.2. Спектры ПМК (а) и КСС (5)
309
Рис. 17.3. Структурная схема передающей части системы с ПМ
Фильтры предыскажений ФПИ-Л и ФПИ-П имеют постоянную
времени тФПи = 50 мкс. Режекторный фильтр подавляет в 5 раз (на
14 дБ) колебания на поднесущей частоте.
Сформированный КСС направляется к частотному модулятору
и далее через усилитель мощности и передающую антенну излу-
чается как УКВ-ЧМ сигнал.
Структурная схема приемной части УКВ-ЧМ стереотракта с
ПМ приведена на рис. 17.4. В этой схеме из УКВ-ЧМ-сигнала вы-
деляется КСС. С помощью восстановителя колебаний поднесущей
частоты формируется ПМК, после детектирования которого в де-
текторе ПМК получают 2 сообщения — Л и П. Фильтры компен-
сации предыскажений ФКПИ-Л и ФКПИ-П имеют постоянную
времени Тфкпи = 50 мкс. Полученные на выходе стереодекодера
сообщения Л и П направляют к двухканальному стереоусилителю
звуковой частоты.
Известны три основных метода декодирования КСС в системе
с ПМ: метод полярного детектирования по огибающей, или де-
тектирование колебаний с ПМ по огибающей; суммарно-разност-
ный метод с предварительным разделением спектра, или детек-
тирование с разделением спектра; метод переключений с вре-
Рис. 17.4. Структурная схема приемной части стереотракта с ПМ
310
Рис. 17.5. Схема полярного детектора
менным разделением каналов, или декодирование КСС путем
временного разделения каналов.
Для детектирования колебаний с ПМ по огибающей применяет-
ся полярный детектор, схема которого приведена на рис. 17.5. При
приеме ПМК на выходах этого детектора формируются низкоча-
стотные сигналы левого Un(t) и правого tZn(f) каналов. Надзвуковые
частоты подавляются ФНЧ с постоянной времени тФНЧ = 16 мкс.
Для системы с ПМ это дает максимально допустимое значение
инерционности АД сопнТфНЧ = 3,12 ~к. Если выполняется условие
Аист « RH и ©пнТфнч = л, то коэффициент передачи детектора
равен 0,68. Применение схем коррекции обеспечивает на средних
частотах переходное затухание между каналами до 30 дБ. Стерео-
декодеры с полярным детектором используются лишь в простей-
ших переносных РПрУ из-за их экономичности и простоты.
Метод детектирования с разделением спектра основан на пред-
варительном разделении звуковой и надзвуковой части спектра
ПМК (рис. 17.6). При приеме ПМК на нагрузке ПФ с центральной
частотой 31,25 кГц и полосой пропускания 30 кГц выделяется
колебание с AM сигналом Us(t). Пропуская ПМК через ФНЧ,
получаем на нагрузке сигнал звуковых частот UM(t) в диапазоне
0... 15 кГц. На выходе декодирующей матрицы формируются сигна-
лы стереопары [t7s(7) + = Un(t) и [UM(f) + Us(t)]/2 = Un(t).
Схемы таких декодеров отличаются простотой и позволяют полу-
чить высокое качество звучания. Недостатком метода является не-
обходимость использования сложных ПФ и ФНЧ с согласованны-
ми АЧХ и ФЧХ. Этот метод реализован в блоке декодирования
типа СД-А-7. В РПрУ при переходном затухании между каналами
свыше 34 дБ кГ < 0,5 %, а подавление надзвуковых частот превы-
шает 60 дБ.
При методе декодирования КСС путем временного разделения
каналов цепь ПМК периодически с удвоенной частотой поднесу-
Рис. 17.6. Схема детектирования с разделением спектра
311
Рис. 17.7. Графики, поясняющие принцип детектирования КСС с вре-
менным разделением каналов
щей частоты переключают со входа одного канала на другой. Прин-
цип работы такого детектора поясняют графики, приведенные на
рис. 17.7. Компенсацию предыскажений выполняют с помощью
ФНЧ с Тфнч = 50 мкс. Метод переключений используется в стерео-
декодерах типа СД-А-5 (Лг < 0,5 %) и типа СД-А-9 (Лг < 0,15 %), в
которых переходное затухание между каналами составляет 40 дБ.
Примерами схемной реализации метода являются стереодекоде-
ры на микросхемах типа К174ХА14, К174ХА35 и К174ХА51.
Достоинством этого метода является возможность непосред-
ственного декодирования КСС без восстановления поднесущей
частоты. К недостаткам метода относят низкую помехозащищен-
ность, объясняемую переносом в область звуковых частот шумов
и помех, расположенных за пределами спектра КСС.
Системы СФВ с пилот-тоном применяются в США, Канаде,
Японии и европейских странах, включая страны СНГ. На рис. 17.8
показаны спектры КСС в системах СФВ с пилот-тоном и ЧМ-ЧМ.
В таких системах также формируются тональная U^t) = 11^(1) + t/n(0
и надтональная Us(t) - Un(t) - Un(t) части. Надтональная часть яв-
ляется результатом AM колебаний поднесущей частоты fm = 38 кГц,
однако колебания поднесущей частоты при этом подавлены. Для
ее синхронного и синфазного восстановления в РПрУ в спектр
КСС введен пилот-тон, частота которого fm = = (19 ±2) кГц.
В спектре КСС пилот-тон располагается между тональной и над-
тональной частями спектра.
312
^ксс
Л+П
Л-П
0,05 15 18,5
33,5 48,5
б
/, кГц
Рис. 17.8. Спектры КСС в системах СВФ с пилот-тоном (а) и ЧМ-ЧМ (5)
Аналитически КСС в этой системе можно записать в виде
^ксс (0 - (0 + ^Аипт sin(conT/) + C/J(/)sin((OnTr),
где f/mrrr и От- — амплитуда напряжения и круговая частота пилот-
тона.
В системе с пилот-тоном в моменты, когда напряжение пилот-
тона пересекает ось времени, напряжение поднесущей частоты
пересекает эту же ось снизу вверх. Колебания поднесущей частоты
после модуляции сигналом Us(t) подавляются на 40 дБ так, что-
бы модуляция несущего колебания не превышала 1 % максималь-
ной девиации несущей. Суммарная девиация несущей частоты РПУ
сигналами Us(t) и U^t) не превышает 90 % от максимальной де-
виации. Колебания поднесущей частоты, равной 38 кГц, находят-
ся в фазе с пилот-тоном.
На рис. 17.9 показана структурная схема системы СФВ с пилот-
тоном и суммарно-разностным методом формирования и декоди-
рования КСС. В этой схеме радиосигнал передатчика модулирует-
ся по частоте КСС. Кодирующая матрица, производя суммирова-
ние и вычитание колебаний ил(1) и Un(f), формирует сигналы
Us(f) и Балансный модулятор модулирует высокочастотное
колебание сигналом C/y(z) с поднесущей частотой fnH. На выходе
сумматора формируется КСС.
В РПрУ КСС снимается с выхода ЧД. Полосовой фильтр выде-
ляет сигнал пилот-тона, из которого путем удвоения восстанав-
ливаются колебания поднесущей частоты, совпадающие по фазе
с подавленными колебаниями поднесущей частоты в РПУ. В син-
хронном детекторе выделяется разностный сигнал, который по-
ступает на декодирующую матрицу, формирующую из колебаний
Us(t) и UM(i) сигналы ил(1) и ип(1). Для подавления надтональ-
ной части КСС служит ФНЧ. Постоянная времени фильтров пре-
дыскажений в левом и правом каналах в системе с пилот-тоном
равна 75 мкс.
313
СО
4^
WS41
Рис. 17.9. Структурная схема системы СФВ с пилот-тоном
К достоинствам системы с пилот-тоном следует отнести то,
что восстановление поднесущей в ней происходит в отдельном
канале, через который не проходит КСС. Стереодекодер реализо-
ван на ИМС типа К174ХА51.
Система СФВ с ЧМ-ЧМ работает в диапазоне УКВ, имеет то-
нальную U^t) и надтональную Us(t) части. Эта система отличает-
ся от системы с ПМ тем, что колебания поднесущей частоты мо-
дулируют разностным сигналом Us(t) не по амплитуде, а по ча-
стоте. При этом разностный сигнал компрессируют (снижают) с
последующим его расширением в приемном тракте. Спектр КСС в
системе СФВ с ЧМ-ЧМ показан на рис. 17.8, б. Система СФВ с
ЧМ-ЧМ обеспечивает высокую помехоустойчивость и большое пе-
реходное затухание между каналами.
17.2. Прием цифровых сигналов
Цифровые методы передачи и обработки информации внедря-
ются в системы радиовещания и электросвязи. Особенность циф-
ровой формы сигнала в том, что она не только позволяет переда-
вать последовательность импульсов, заменяющую аналоговый сиг-
нал, но и дополнять ее другими импульсами, защищающими по-
лезный сигнал от помех, а также обрабатывать по заданной про-
грамме. Применение процессоров позволяет обрабатывать цифро-
вой сигнал и получать звуковые и зрительные эффекты, которые
невозможно получить при аналоговой форме сигнала.
Цифровое преобразование аналогового сигнала предполагает
последовательное выполнение трех операций: дискретизации,
квантования и кодирования.
Технически дискретизация реализуется с помощью генератора
ГТИ, для которого период повторения тактовых импульсов Тп-и =
= М представляет шаг дискретизации ДЛ Значение частоты дискре-
тизации fa = 1/Тгти = 1/Д/ определяется теоремой Котельникова,
которая трактует, что если наивысшая частота в спектре аналого-
вого сигнала s(t) меньше, чем fm, то функция s(t) полностью опре-
деляется последовательностью своих значений в моменты, отстоя-
щие друг от друга не более чем на Тд = l/2fm секунд. Таким образом,
если аналоговый сигнал s(f) обладает ограниченным (финитным)
спектром с частотой среза fm, то он может быть без потери инфор-
мации представлен последовательностью отсчетов, полученной в
результате дискретизации аналогового сигнала с частотой^ > 2fm.
Диапазон частот, воспринимаемый слухом человека, лежит в
пределах от 20 Гц до 20 кГц. Однако в зависимости от требования
к системе вещания или связи этот диапазон ограничивается. Так,
при телефонной связи передаются сигналы в полосе частот
300...3 400 Гц, поэтому частота дискретизации телефонного ка-
315
нала./д выбирается равной 8 кГц. Полоса частот при высококаче-
ственном звуковом вещании составляет 30 Гц... 15 кГц, определяя
частоту дискретизации в 32 кГц. В лазерных проигрывателях ком-
пакт-дисков применяют частоту дискретизации, равную 44,1 кГц,
а в студиях при записи на цифровой магнитофон — 48 кГц.
Поток кодовых слов на выходе АЦП характеризуется скоро-
стью передачи данных, определяемой произведением числа раз-
рядов кодового слова на частоту дискретизации. Динамический
диапазон цифрового сигнала в децибелах оценивают формулой
D = 6(т - 1); при 16-разрядном квантовании для гармонического
сигнала D = 90 дБ.
При равномерном квантовании обеспечить высокую защищен-
ность от шумов квантования можно только увеличив число разря-
дов на отсчет при кодировании. Увеличение числа разрядов на 1
приводит к улучшению отношения сигнал-шум на 6 дБ.
Для повышения отношения сигнал-шум при малых уровнях
входных сигналов при той же разрядности применяют неравно-
мерное квантование. Устройство, реализующее неравномерное
квантование, состоит из компрессора на передающей стороне и
экспандера на приемной.
На рис. 17.10 приведены амплитудные характеристики ком-
прессора и экспандера. Компрессор имеет нелинейную АХ (рис.
17.10, а). Равномерному шагу на выходе компрессора соответству-
ет неравномерный шаг для входного сигнала: чем слабее входной
сигнал, тем меньше его шаг. Экспандер включается на приемной
стороне после ЦАП. АХ экспандера (рис. 17.10, б) является обрат-
ной функцией АХ компрессора.
Подбирая характеристику компрессии, можно добиться посто-
янного отношения сигнал-шум в широком динамическом диапа-
зоне входных сигналов. Практически реализовать аналоговый ком-
прессор и экспандер с взаимно-обратными характеристиками с
большой точностью сложно. Поэтому в системах кодирования чаще
применяют цифровые компрессоры, у которых плавная характе-
ристика аналогового компрессора заменяется линейно-ломаной
аппроксимацией.
Рис. 17.10. Амплитудные характеристики компрессора (а) и экспандера (б)
316
Рис. 17.11. Обобщенная структурная схема цифровой системы передачи
сигналов
Обобщенная структурная схема передачи цифровых сигналов
показана на рис. 17.11. Аналоговый сигнал перед АЦП пропускают
через ФНЧ, ограничивающий его частотную полосу. Ограничение
полосы частот аналогового сигнала на входе АЦП необходимо для
того, чтобы для любого сигнала на нем выполнялось условие вы-
бора частоты дискретизации fa > 2fm. Если это условие не будет
выполняться (при отсутствии ФНЧ), то спектры дискретизации
взаимно пересекаются и адекватно восстановить аналоговый сиг-
нал невозможно из-за больших нелинейных искажений.
К параметрам ФНЧ предъявляются жесткие требования по рав-
номерности и крутизне спада АЧХ. Затухание в полосе пропуска-
ния выбирается в зависимости от требуемой точности аналого-
цифрового преобразования. Так, при 16-разрядном АЦП требует-
ся затухание фильтра не менее, тем на 96 дБ на частотах выше fm.
Неравномерность АЧХ фильтра в полосе пропускания должна быть
не хуже 0,5 дБ. Аналогичные требования предъявляются к восста-
навливающему фильтру на выходе ЦАП.
Операции дискретизации, квантования и кодирования осущест-
вляются в АЦП.
Помехоустойчивое кодирование позволяет успешно бороться
с аддитивными шумами. Помехоустойчивость систем вещания
определяется защитным отношением сигнал-шум, при котором
обеспечивается заданное качество воспроизведения звуковых сиг-
налов. Если при ЧМ-вещании защитное отношение сигнал-шум
для стереофонического звучания составляет 42...46 дБ, а для мо-
нофонического — 32 дБ, то для цифрового в зависимости от типа
РПрУ оно должно составлять 2... 13 дБ. Столь высокое отношение
сигнал-шум энергетика позволяет использовать для цифровых ра-
диопередач диапазон 0,5...2 и 12 ГГц с непосредственным спут-
никовым вещанием.
17.3. Прием оптических сигналов
Между оптическими и радиоволнами не существует отличий,
за исключением того, что световые волны имеют более высокую
317
частоту. В информационных системах обычно используются види-
мый и инфракрасный диапазоны.
Видимый свет определяется как излучение, которое оказывает
влияние на зрительные рецепторы. Оно имеет длину волны X от
390 до 770 нм (от фиолетового до красного цвета).
Инфракрасный диапазон простирается примерно от 770 нм до
1 000 мкм. Большинство вещательных ИК-систем используют ближ-
нюю ИК-область с X < 100 мкм, причем основная их часть отно-
сится к области с X < 10 мкм.
По аналогии с проводной связью для увеличения дальности
передачи за счет направленного распространения световой волны
разработаны оптические волноводы, получившие название опти-
ческих волокон, или световодов. Отметим, что для высокоскорост-
ной передачи информации на значительные расстояния по свето-
водам используются длины волн от 820 до 1 650 нм, соответству-
ющие ИК-излучению.
Исходное сообщение представляется в виде сигнала путем моду-
ляции источника оптического излучения, а затем восстанавливается
фотоприемником, включающим в свой состав фотодетектор.
Обобщенная структурная схема оптической информационной
системы показана на рис. 17.12. От источника сообщений поступа-
ет непрерывная или цифровая информация. Излучение ОКГ мо-
дулируется в оптическом модуляторе и коллимируется передаю-
щей оптикой (антенной, телескопом). Прошедшее через среду
распространения (атмосферу или оптическое волокно) и ослаб-
ленное излучение собирается приемной оптикой и направляется
на фотоприемник.
Приемная оптика фокусирует или смешивает поля на фото-
чувствительной поверхности. Эффект фокусировки позволяет при-
менять фотодетектор, поверхность которого значительно меньше
поверхности приемной оптики. На вход фотодетектора попадают
внешние помехи (нежелательная фоновая засветка).
Рис. 17.12. Обобщенная структурная схема оптической информационной
системы
318
Между приемной антенной и фотоприемником может распо-
лагаться оптический квантовый усилитель для усиления сигнала
на несущей частоте оптического излучения. Преобразование оп-
тического излучения в электрический сигнал осуществляется фо-
тодетектором на входе фотоприемника. Следующая часть фото-
приемника строится так же, как и в обычных РПрУ.
В приемной оптике для ослабления действия фонового излуче-
ния применяются оптические фильтры (светофильтры).
Устройство обработки — электронный блок обработки инфор-
мации после фотодетектора осуществляет необходимое усиление
и фильтрацию для выделения принятого сообщения.
Лазерные информационные системы по сравнению с система-
ми, использующими другие источники электромагнитного излу-
чения, имеют следующие положительные свойства:
высокую направленность излучения, что дает возможность при
большом коэффициенте усиления создавать антенны с неболь-
шими габаритными размерами, а следовательно, и меньшими
значениями необходимой мощности передатчика;
большую ширину используемой области спектра и связанную
с ней большую ширину полосы пропускания для передачи ин-
формации.
Методы модуляции колебаний оптических частот отличаются от
методов модуляции для радиочастотного диапазона прежде всего
из-за характеристик и ограничений устройств, используемых для
осуществления процесса модуляции. Многие модуляторы оптичес-
кого диапазона осуществляют модуляцию интенсивности (мощно-
сти) излучения (квадрат амплитуды электрического поля), в то
время как модуляторы радиодиапазона осуществляют модуляцию
амплитуды несущего колебания. Поскольку фотодетекторы реаги-
руют на интенсивность оптического колебания, аналоговая AM
находит ограниченное применение вследствие существенной не-
линейной зависимости между модулирующим сигналом и сигна-
лом на выходе фотодетектора. В оптическом диапазоне существуют
фазовые модуляторы, однако их применение ограничивается воз-
можностями демодуляции. В оптическом диапазоне легко осуще-
ствим способ поляризационной модуляции, в то время как в ра-
диодиапазоне этот способ находит весьма ограниченное применение.
Для использования в информационных системах разработан ши-
рокий класс приборов, способных преобразовывать световое из-
лучение в электрический сигнал.
На волнах с длиной короче 800 нм основным видом таких при-
боров являются ФЭУ, обладающие высокой чувствительностью,
но имеющие ограниченную полосу пропускания и требующие вы-
соковольтных источников напряжения.
В диапазоне волн длиной 800... 1 200 нм применяются р/л-фо-
тодиоды, лавинные фотодиоды и фоторезисторы.
319
На волнах длиннее 1 200 нм используются исключительно по-
лупроводниковые фотодиоды.
Неохлаждаемые фоторезисторы находят ограниченное приме-
нение вследствие их низкой чувствительности и узкой полосы про-
пускания. Охлаждение до температуры перехода азота из газооб-
разного состояния в жидкое существенно повышает чувствитель-
ность и расширяет полосу пропускания фотодиодов.
Фотоприемники разделяются на энергетические и гетеродин-
ные.
Энергетические фотоприемники, называемые некогерентными
фотоприемниками, или приемниками прямого фотодетектирования,
применяются тогда, когда передаваемая информация заключена
в изменении интенсивности принимаемого поля.
В гетеродинном фотоприемнике, который часто называют про-
странственно-когерентным фотоприемником, оптическое поле мест-
ного гетеродина смешивается с сигнальным полем и преобразует-
ся фотодетектором в электрический сигнал.
При прямом фотодетектировании, структурная схема фотопри-
емника которого приведена на рис. 17.13, излучение проходит че-
рез светофильтр, предназначенный для ослабления фоновых из-
лучений, и концентрируется на поверхности фотодетектора, пре-
образующего световое поле в электрический сигнал. Далее он уси-
ливается и обрабатывается аналогично тому, как это делается в
РПрУ.
Сущность прямого фотодетектирования состоит в непосред-
ственном детектировании приходящей энергии в пределах спект-
ральной области чувствительности применяемого фотодетектора.
Это означает, что сигнал на выходе фотодетектора воспроизво-
дит изменения интенсивности принимаемого светового потока,
поэтому прямое фотодетектирование может рассматриваться как
некогерентное фотодетектирование.
При некогерентном детектировании фотодетектор работает как
выпрямительный элемент. Вся информация о частоте и фазе излу-
чения теряется, поскольку фотодетектор не чувствителен к ча-
стотной или фазовой модуляции оптической несущей. Таким об-
Рис. 17.13. Структурная схема фотоприемника прямого фотодетектирова-
ния
320
разом, приемник прямого фотодетектирования используется лишь
в системах с модуляцией интенсивности принимаемых сигналов.
Фотодетектор воспроизводит изменения интенсивности приходя-
щего излучения до тех пор, пока частота изменений не превзой-
дет его собственную граничную частоту.
Прямое фотодетектирование не может отличить фотоны сиг-
нала от фотонов фона (помехи), которые поступают в относи-
тельно широкой спектральной полосе чувствительности фотока-
тода. Для него не существует специальных требований к углу паде-
ния принимаемого излучения. Достаточно, чтобы оптическое из-
лучение попадало на фоточувствительную площадку. Для обеспе-
чения спектральной селекции используют светофильтры. Если
требуется осуществить пространственную фильтрацию, то умень-
шают поле зрения приемной оптики.
Основное достоинство прямого фотодетектирования — про-
стота фотоприемника, что, как правило, означает снижение за-
трат, массы, габаритных размеров и потребляемой мощности ап-
паратуры. И это его главное приемущество по сравнению с други-
ми методами, использующими фотодетектирование.
Из-за малой ширины спектральной линии излучения лазера
возможно осуществление фотосмешения (фотоэлектрического сме-
шения). При этом наблюдаются биения на оптических частотах
между двумя источниками, один из которых можно рассматри-
вать как передатчик, а другой — как местный гетеродин (рис. 17.14).
Излучение лазерного гетеродина можно рассматривать как коге-
рентный сигнал, уровень которого намного превышает принима-
емый сигнал и шум. Таким образом, фотосмешение является фор-
мой когерентного фотодетектирования.
При гетеродинном приеме когерентные излучения принима-
емого сигнал и местного гетеродина с помощью полупрозрачно-
го зеркала направляются на поверхность фотодетектора. Из-за би-
ений между излучениями происходит преобразование спектра
принимаемого сигнала с переходом к более низкой частоте fnp =
= I/г _7с1, являющейся разностью между частотами гетеродина/г и
сигнала которые выбираются таким образом, чтобы их раз-
ность fnp лежала в полосе пропускания фотодетектора, позволяя
извлечь переданную информацию.
Отношение сигнал-шум при фотосмешении в 2 раза превыша-
ет отношение сигнал-шум при прямом фотодетектировании. Чув-
Рис. 17.14. Схема фотосмешения оп-
тических излучений
Полупрозрачное
321
ствительность, которая может быть достигнута при фотосмеше-
нии, ограничивается монохроматичностью излучения лазера ге-
теродина.
Прием называется гомодинным, если частота местного гетеро-
дина равна несущей частоте оптического передатчика, а их фазы
синхронизированы. Отношение сигнал-шум при гомодинном при-
еме в 2 раза превышает аналогичную величину при фотосмеше-
нии и в 4 раза — при прямом фотодетектировании.
Гомодинный и гетеродинный приемы пригодны для преобра-
зования в электрический сигнал оптического излучения с любым
видом модуляции.
Для эффективного взаимодействия сигнального и гетеродин-
ного лучей их фронты должны иметь одинаковую фазу вдоль всей
поверхности фотодетектора. Это приводит к тому, что направле-
ния сигнального и гетеродинного излучений не должны отличаться
более чем на единицы угловых секунд. Столь жесткие требования
к гетеродинному фотоприемнику затрудняют его практическое
использование.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Одним из основных направлений развития РПрУ является их
миниатюризация, которая позволит реализовать возрастающую
сложность радиоприемников. Переход к применению ИМС позво-
ляет выиграть в плотности монтажа, а также упростить аппарату-
ру за счет уменьшения номенклатуры комплектующих изделий.
При этом улучшаются качественные показатели РПрУ, повыша-
ется надежность, снижается потребление энергии, расширяется
спектр потребительских удобств.
Для увеличения помехоустойчивости приема вводят специаль-
ные схемы защиты от воздействия сильных импульсов помех, схемы
шумоподавления, системы усиленной АРУ. Реальную избиратель-
ность и разрешающую способность повышают за счет двойного
преобразования, применения кольцевых смесителей, сложных
фильтров сосредоточенной селекции, а также за счет увеличения
линейности тракта, в частности применения ПТ в первых каска-
дах УРЧ. Важное место в будущем займут фильтры, способные
формировать избирательные свойства без применения катушек ин-
дуктивности. Многофункциональные ИМС универсального при-
менения позволят без изменения своей структуры видоизменять
функции и характеристики трактов за счет модификации элемен-
тов внешней цепи. Произойдет замена части аналоговых схем циф-
ровыми. Реализация таких структур позволит создать монолитное
РПрУ.
ПРИЛОЖЕНИЕ
Международные радиотехнические
аббревиатуры, сокращения и термины
Ниже приведена расшифровка международных радиотехнических аб-
бревиатур, сокращений и терминов латинским шрифтом, наиболее час-
то встречающихся в литературе по радиоприемным устройствам.
А
А audio звуковая
A/D analog/digital (converter) аналого-цифровой (преобразователь)
АС alternating current переменный ток
ACS automatic control system система автоматического управления
ADD additional дополнительный
ADJ adjust подстройка, настройка
AF audio frequency звуковая частота
AFC automatic frequency control автоматическая подстройка частоты
AFSK audio frequency shift keying тональная манипуляция
AFT automatic fine точная автоматическая настройка
AGC automatic gain control автоматическая регулировка усиления
ALC automatic level control автоматическая регулировка уровня
AM amplitude modulation амплитудная модуляция
AMP amplifier усилитель
ANL automatic noise limiter автоматический ограничитель шумов
ANT antenna attenuator антенна аттенюатор
AUX auxiliary вспомогательный
AVC automatic volume control автоматическая регулировка громкости
324
Продолжение прил.
в
BAL balance баланс
bandwidth ширина полосы
ВАТТ battery батарея
ВС broadcast радиовещание
BCI broadcast interference помеха от радиовещательной станции
BF buffer буфер
bias напряжение смещения
BPF band-pass filter полосовой фильтр
BSP bandstop filter заграждающий фильтр
С
C.SYNS composite synchronization сигнал синхронизации
capacitance конденсатор
CARR carrier (frequency) несущая (частота)
carrier leak неподавленная несущая частота
CF ceramic filter керамический фильтр
СН channel канал
change-over-swich переключение
channel selector селектор каналов
CHAR characteristic параметр, характеристика
charge заряд, нагрузка (электрическая)
choke дроссель
circuit diagram принципиальная схема
CLAMP схема фиксации уровня
CLIP clipper ограничитель
CLK clock тактовый сигнал
coil катушка индуктивности
COMP comparator компаратор
CONN connector разъем, соединитель
CONV converter преобразователь
counter счетчик
CPU central processing unit центральный процессор
cross modulation перекрестная модуляция
CTL control регулировка, управление
325
Продолжение прил.
current TOK
current protector защита по току
CW code-work телеграфия
D
D/A digital/analog (converter) цифро-аналоговый (преобразователь)
DC direct current постоянный ток
DAFC digital AFC цифровая АПЧ
damping затухание, ослабление
DE-EMPH deemphasis коррекция предыскажений
DEMOD demodulator демодулятор
DET detector детектор
DEV deviation девиация
DIR direction направление
DL delay line линия задержки
DMO down mixer oscillator генератор в синтезаторах частоты
DR dynamic range динамический диапазон
drift дрейф, уход (частоты)
DSB double sideband две боковые полосы
E
EQ-Amp equalizer-amplifier усилитель-корректор
ESW electronic switch электронный ключ
EF(E.F) emitter follower эмитгерный повторитель
EHF extremly high frequency крайне высокая частота 30...300 ГГц
EMPHA emphasis предыскажения
ENV envelope огибающая
EQ equalization корректор, коррекция
F
F fuse предохранитель
FEQ frequency equalization частотная коррекция
FG frequency generator частотный генератор
FM frequency modulation частотная модуляция
frequency частота
frequency divider делитель частоты
326
Продолжение прил.
FS frequency shift сдвиг (уход) частоты
FSK frequency shift keying частотная манипуляция
FSC frequency subcarrier колебания поднесущей частоты
G
GEN generator генератор
GND (GRN) ground корпус, общая шина, заземле- ние
H
н high высокий логический уровень
HF high frequency высокая частота, диапазон частот3...30 МГц, короткие волны
HPF high pass filter фильтр верхних частот
I
IC integrated circuit интегральная микросхема
IF intermediate frequency промежуточная частота
image frequency частота зеркального канала
IMD inter modulation интермодуляционные
distortion искажения
IND indicator индикатор
I NV invertor инвертор
К
KILL killer подавитель, выключатель
L
L low низкий логический уровень
LCD жидкокристаллический дисплей
LED light-emitting diode светодиод
level уровень
LF low frequency низкая частота, диапазон 30...300 кГц, длинные волны
LIM limiter ограничитель
LNA low-noise amplifier малошумящий усилитель
LPF low-pass filter фильтр нижних частот
LSB lower sideband нижняя боковая полоса
327
Продолжение прил.
м
mains сеть
mains frequency промышленная частота
мси microcomputer unit микро-ЭВМ
memory память (запоминающее устройство)
MF medium frequency средняя частота; диапазон 300...3000 кГц; средние волны
MIC microphone микрофон
MIX mixer смеситель
Mix Booster mixer booster антенный усилитель-смеситель
Mixing Amp mixing amplifier усилитель-смеситель
MNTR monitor монитор
MOD modulator модулятор
mode of operation режим работы
MPU microprocessor микропроцессор
N
N.C. not connected свободный (вывод)
NB noise blanker устройство подавления помех
NC (N CAN) noise cancel устройство шумоподавления
NF noise factor коэффициент шума
NFB negative feed back отрицательная обратная связь
NL noise limiter ограничитель шумов
noise шум
NLDE non-linear deemphasis корректор нелинейных предыскажений
NOC normally open contact замыкающий контакт
NON-LIN non-linear нелинейный
NOP no operation в нерабочем состоянии
О
O&M operation and maintenance эксплуатация и обслуживание
o.d. overall dimensions габаритные размеры
OIF выключен
operation работа, режим (работы)
328
Продолжение прил.
OSC oscillator генератор, осциллятор
output выход
0W0 oven controlled термостатированный
oscillator перестраиваемый генератор
OVXO oven controlled X-tal термостатированный
oscillator кварцевый генератор
р
Р.С контроль питания
P.S. phase shift фазовращатель
РА pulse amplifier импульсный усилитель
PG pulse generator генератор импульсов
phase detector фазовый детектор
phase shift фазовращатель
plug вилка, штепсель, штекер
РМ phase modulation фазовая модуляция
power lamp индикатор включения
power supply источник (блок) питания
Рге.Атр. pre-amplifier предварительный усилитель
PSU power supply unit блок питания
PWM широтно-импульсная модуляция
R
RAM random access memory оперативное запоминающее устройство (ОЗУ)
RAS random access storage То же
RCP remote control panel пульт дистанционного управления
receiver приемник
REF reference опорный (сигнал, напряжение)
REG regulator регулятор, стабилизатор напряжения
reset сброс
resistor резистор
RF radio frequency радиочастота
RF-waveform огибающая радиочастотного сигнала
329
Продолжение прил.
ROM read-only memory ПЗУ
RP (R/P) record/playback запись/воспроизведение
RY relay реле
S
SAFE safety защита
SAWF surface acoustic wave filter фильтр на ПАВ
SC subcarrier поднесущая (частота)
SCART штекерное соединение для подключения видеоаппаратуры
SCFM subcarrier frequency modulation модуляция колебаний поднесущей частоты
SCL тактовая шина процессора
SDA шина данных процессора
SEC second секунда
SEL select выбор
SENS sensor сенсор, датчик
SERVO система автоматического регулирования
SHF super high frequency сверхвысокая частота, диапазон 3...30 ГГц, сантиметровые волны
SHORT short короткозамкнутый (виток, контакт)
SN (SNR) signal to noise ratio отношение сигнал-шум
SSB single sideband одна боковая полоса
SUP supply источник питания
SW switcher переключатель, коммутатор
SWR standing wave ratio коэффициент стоячей волны
SYNC synchronization сигнал синхронизации
T
TDC time to digital converter преобразователь время-цифра
test instrument контрольно-измерительный прибор
TP test point контрольная точка (вывод)
TR transistor транзистор
330
Окончание прил.
TRANS transformer преобразователь, трансфор- матор
TRCV transceiver трансивер
TV television телевидение
и
UHF ultra high frequency ультравысокая частота, диапазон 300... 3000 МГц; дециметровые волны
им up mixer смеситель с преобразованием частоты «вверх»
USB upper sideband верхняя боковая полоса
V
VA video amplifier видеоусилитель
VCA voltage controlled amplifier усилитель, управляемый напряжением
VCD variable capacitance diode варикап
vco voltage controlled oscillator генератор, управляемый напряжением
VCR video cassette recorder видеомагнитофон
VCXO voltage controlled X-tal oscillator перестраиваемый кварцевый генератор
VFO variable frequency oscillator генератор, перестраиваемый по частоте
VHF very high frequency очень высокая частота, диапазон 30...300 МГц; ультракороткие волны
VLF very low frequency очень низкая частота, диапазон 3...300 кГц; сверхдлинные волны
VTG varactor-tuned generator генератор с варакторной настройкой
VTR video tape recorder видеомагнитофон
VUT video signal urntaster переключатель видеосигнала
w
wavelength длина волны
WB wide band широкополосный
X
xo crystal oscillator кварцевый генератор
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
Бытовая приемно-усилительная аппаратура / [К. Е. Румянцев,
В. А.Зибров, А.В. Помазанов, П. В.Сучков]; под ред. К.Е.Румянцева. —
М. : Издательский центр «Академия», 2003.
Головин О. В. Радиоприемные устройства / О. В. Головин. — М.: Горя-
чая линия. — Телеком, 2002.
ГОСТ 25816—83. Радиоприемники. Методы измерения и контроля в
ВЧ тракте характеристик частотной избирательности. — М.: Изд-во стан-
дартов, 1983.
ГОСТ 23849—87. Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Методы из-
мерения электрических параметров усилителей сигналов звуковой час-
тоты. — М.: Изд-во стандартов, 1990.
ГОСТ 9783—88. Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Методы элек-
трических высококачественных измерений. — М. : Изд-во стандартов,
1991.
ГОСТ 5651—89. Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Общие техни-
ческие требования. — М.: Изд-во стандартов, 1991.
ГОСТ Р 51107—97. Системы стереофонического радиовещания. Ос-
новные параметры. Методы измерений. — М.: Изд-во стандартов, 1997.
Радиотехника: Энциклопедия / под ред. Ю.Л.Мазора, Е.А.Мачус-
ского, В. И. Правды. — М.: Изд. дом «Додэка-ХХ1», 2002.
Ред Э. Т. Справочное пособие по высококачественной схемотехнике.
Схемы, блоки, 50-омная техника : [пер. с нем.] / Э.Т. Ред. — М. : Мир,
1990.
Ред Э. Т. Схемотехника радиоприемников : [пер. с нем.] / Э.Т. Ред. —
М. : Мир, 1989.
Редзько К. В. Сборник задач и упражнений по радиоприемным уст-
ройствам / К. В. Редзько, А.Л.Досычев. — М.: Высш, школа, 1981.
Румянцев К. Е. Прием и обработка сигналов / К. Е. Румянцев. — М. :
Издательский центр «Академия», 2004.
Румянцев К.Е. Радиотехнические цепи и сигналы / К. Е. Румянцев,
П. А. Землянухин, А. И. Окорочков ; под ред. К. Е. Румянцева. — М.: Изда-
тельский центр «Академия», 2005.
Румянцев К. Е, Прием и обработка оптических сигналов : учеб, пособие
для вузов. Ч. 1 / К. Е. Румянцев, И. Е. Хайров. — Таганрог: Изд-во ТРТУ,
2005.
Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных
устройств / [М.К.Белкин, В.Т.Белинский, Ю.Л.Мазор, Р.М.Терещук] ;
под ред. М. К. Белкина. — Киев : Выща школа, 1988.
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие..................................................3
Список принятых сокращений...................................4
Глава 1. Назначение и структура радиоприемных устройств......7
1.1. Основные понятия теории радиоприема.....................7
1.2. Модели сигналов в РПрУ..................................8
1.3. Обобщенная структура РПрУ..............................13
1.4. Классификация РПрУ.....................................15
1.5. РПрУ прямого усиления..................................17
1.6. Супергетеродинные РПрУ с однократным преобразованием
частоты.....................................................22
1.7. РПрУ с двойным преобразованием частоты.................29
1.8. Инфрадинные РПрУ.......................................31
Глава 2. Характеристики радиоприемных устройств.............33
2.1. Диапазон рабочих частот................................33
2.2. Чувствительность.......................................33
2.3. Коэффициент шума и относительная шумовая температура...35
2.4. Частотная избирательность..............................37
2.5. Качество воспроизведения сигнала.......................40
2.6. Динамический диапазон..................................44
Глава 3. Входные цепи радиоприемника........................47
3.1. Назначение и классификация ВЦ..........................47
3.2. Параметры и характеристики ВЦ..........................47
3.3. Обоснование структуры ВЦ...............................48
3.4. Анализ одноконтурной ВЦ................................51
3.5. Выбор связи контура с антенной и нагрузкой.............55
3.6. Диапазонные свойства ВЦ умеренно-высоких частот........58
3.7. Входные цепи с магнитной антенной......................68
3.8. Входные цепи метрового диапазона.......................69
3.9. Способы перекрытия заданного диапазона рабочих частот..72
3.10. Входные цепи с электронной настройкой.................74
3.11. Фильтры помех.........................................75
3.12. Входные цепи СВЧ......................................76
3.13. Согласующие цепи......................................78
3.14. Ферритовые вентили и циркуляторы......................80
3.15. Устройства защиты РПрУ СВЧ............................81
333
Глава 4. Усилители радиочастоты..............................83
4.1. Назначение и классификация УРЧ..........................83
4.2. Характеристики УРЧ......................................84
4.3. Обоснование структуры УРЧ...............................85
4.4. Анализ одноконтурного УРЧ...............................86
4.5. Диапазонные усилители умеренно-высоких частот...........88
4.6. Интегральные микросхемы для УРЧ.........................95
4.7. Шумовые параметры преселектора..........................98
4.8. Устойчивость работы УРЧ................................100
4.9. Способы повышения устойчивости УРЧ.....................101
4.10. Малошумящие усилители..................................103
Глава 5. Преобразователи частоты.............................106
5.1. Назначение и классификация ПЧ..........................106
5.2. Структура и характеристики ПЧ..........................107
5.3. Основы теории преобразования частоты...................109
5.4. Транзисторные ПЧ........................................111
5.5. Преобразователи частоты на микросхемах.................115
5.6. Диодные ПЧ.............................................120
5.7. Балансные ПЧ...........................................125
5.8. Кольцевые ПЧ...........................................128
5.9. Шумы ПЧ................................................129
5.10. Побочные каналы преобразования........................130
5.11. Преобразователи с фазовым подавлением зеркального канала.... 132
5.12. Гармонические смесители...............................134
Глава 6. Гетеродины.........................................136
6.1. Назначение и классификация гетеродинов.................136
6.2. Структура и характеристики гетеродинов.................136
6.3. Транзисторные гетеродины...............................137
6.4. Гетеродины с кварцевой стабилизацией частоты...........142
6.5. Сопряжение настроек контуров преселектора и гетеродина..145
Глава 7. Усилители промежуточной частоты....................150
7.1. Назначение, классификация и характеристики УПЧ.........150
7.2. УПЧ с распределенной избирательностью..................151
7.3. УПЧ с сосредоточенной избирательностью.................156
7.4. Фильтры сосредоточенной селекции.......................157
7.5. Согласование ФСС.......................................167
7.6. Выбор промежуточной частоты............................168
Глава 8. Детекторы амплитудно-модулированных сигналов.......172
8.1. Назначение, классификация и характеристики АД..........172
8.2. Основы детектирования нелинейной цепью сигналов с AM....174
8.3. Диодные АД.............................................175
8.4. Транзисторные АД.......................................181
8.5. Синхронные АД..........................................182
334
8.6. Искажения в АД.........................................185
8.7. Квадратичные АД СВЧ....................................187
8.8. АД импульсных радиосигналов.............................189
Глава 9. Детекторы фазомодулированных сигналов...............191
9.1. Назначение, структура и характеристики ФД..............191
9.2. Векторомерные ФД.......................................194
9.3. Фазовые детекторы на логических элементах..............198
9.4. Цифровые ФД............................................199
9.5. Ключевые ФД............................................200
Глава 10. Детекторы частотно-модулированных сигналов........203
10.1. Назначение и классификация ЧД.........................203
10.2. Параметры и характеристики ЧД.........................204
10.3. Частотные дискриминаторы..............................205
10.4. Дробные ЧД............................................212
10.5. Детекторы с частотно-фазовым преобразованием..........214
10.6. Частотно-импульсные детекторы.........................218
10.7. Частотные детекторы на базе ФАПЧ......................219
Глава 11. Регулировка усиления и полосы пропускания линейного
тракта приема..............................................221
11.1. Назначение систем регулировки усиления................221
11.2. Классификация систем АРУ..............................222
11.3. Характеристики систем АРУ.............................225
11.4. Амплитудные характеристики регулируемого ЛТП..........227
11.5. Регулируемые усилители................................228
11.6. Требования к системам АРУ.............................232
11.7. Автоматическая регулировка полосы пропускания.........233
Глава 12. Автоматическая подстройка частоты гетеродина......235
12.1. Назначение и классификация систем подстройки частоты
гетеродина..................................................235
12.2. Системы частотной АПЧ гетеродина......................236
12.3. Работа системы частотной АПЧ гетеродина...............240
12.4. Системы ФАПЧ гетеродина...............................241
12.5. Системы цифровой АПЧ гетеродина.......................248
Глава 13. Управление радиоприемной аппаратурой..............250
13.1. Сервисное обеспечение РПрУ............................250
13.2. Блок управления.......................................250
13.3. Синтезаторы частоты...................................252
13.4. Настройка диапазонных РПрУ............................255
13.5. Регулировка чувствительности при настройке на сигналы
ближних и дальних радиостанций..............................261
13.6. Устройства индикации..................................262
13.7. Дистанционное управление и контроль...................265
335
Глава 14. Электромагнитные помехи..........................267
14.1. Классификация радиопомех.......................... 267
14.2. Помехоустойчивость радиоприёма..................... 270
14.3. Защита радиоприемника от перегрузки................ 277
Глава 15. Прием сигналов с амплитудной модуляцией..........280
15.1. Искажения сигналов в линейном тракте приема..........280
15.2. Детектирование сигнала с AM при наличии амплитудно-
модулированной помехи .....................................284
15.3. РПрУ с синхронным детектированием....................288
15.4. Прием однополосных сигналов..........................290
Глава 16. Прием сигналов с угловой модуляцией..............294
16.1. Искажения сигналов с угловой модуляцией в ЛТП........294
16.2. Амплитудные ограничители.............................,. 296
16.3. Нелинейные искажения при частотном детектировании....298
16.4. Детектирование сигнала при наличии слабой помехи.....299
16.5. Предыскажения и их коррекция в радиоприемнике........302
16.6. Детектирование сигнала при наличии сильной помехи....304
16.7. Методы подавления порогового эффекта.................305
Глава 17. Прием стереофонических, цифровых и оптических
сигналов...................................................308
17.1. Прием сигналов стереофонического вещания.............308
17.2. Прием цифровых сигналов............................ 315
17.3. Прием оптических сигналов............................318
Заключение.................................................323
Международные радиотехнические аббревиатуры,
сокращения и термины ..................................... 324
Список литературы..................................... 334