ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ
РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Под редакцией Л. Г. Барулина
Scanned & DJVUed
МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1984
ББК 32.849
Р15
УДК 621.396.62:621.3.04.77(031)
Авторы: В. Н. Банков, Л. Г. Барулин, М. И. Жод-
аишский, И. В. Малышев, В. В. Петрусинский.
Радиоприемные устройства / В. Н. Банков,
Р15 Л. Г. Барулин, М. И. Жодзишский и др.; Под ред.
Л. Г. Барулина. — М.: Радио и связь, 1984. — 272 с.,
ил.— (Проектирование радиоэлектронной аппаратуры
на*интегральных микросхемах).
1 р. 40 к.
Справочное пособие посвящено проектированию микроэлектронных ра-
диоприемных устройств и их узлов, построенных на современной элемент-
ной базе — полупроводниковых и гибридных иитеграль 1ых микросхемах.
Рассмотрены методы частотной фильтрации, проанализированы некоторые
‘способы цифровой обработки сигналов в приемных устройствах. Приве-
дены примеры проектирования па основе микросхем, выпускаемых про-
мышленностью.
Для инженерно-технических работников, занимающихся проектирова-
нием радиоприемных устройств. Может быть полезно студентам вузов.
1Л 2402020000-034	ББК 32.849
Н 046(01 )-84	6Ф2.12
Редколлегия: А. Г, Алексенко, С. С. Бадулин,
И. Н. Букреев, А. А. Васенков, Б. Ф. Высоцкий (отв. редактор)^
Е. И. Гальперин (зам. отв. редактора), Ю. И. Конев, С. В. Яку*
бовский
РЕЦЕНЗЕНТ:	ДОКТОР ТЕХНИЧЕСКИХ НАУК ПРОФЕССОР^
Б Ф. ВЫСОЦКИЙ	\
Редакция литературы по радиотехнике
Владимти) Николаевич Банков, Лев Григорьевич Барулин,
Марк И&акЬ^ич Жодзишский, Игорь Васильевич Малышев,
Викто^ВяЧеславович Петрусинский
>АДИОПРИВМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Я^дакто!* 3,-М. Горелик
ЗКудЛкес’узенпый редактор Л. II. С и л ь я н о в
" Т^Цгй<еский редактор Г. И. Колосова
ДКчрректор Т. Г. Захарова
’ ИБ № 522
Сдано в набор 29.09.83. Подписано в печать 19.12.83.	Т-23630
Формат 60X90/16. Бумага тип. № 3. Гарнитура литературная. Печать
высокая. Усл. печ. л. 17,0. Усл. кр.-отт. 17,0. Уч.-изд. л. 20,61
Тираж 34 000 экз. Изд. № 19865. Зак. № 1805. Цена 1 р. 40 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 4 «Союзполиграфпрома» при Государственном
комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли,
Москва, И 41, Б. Переяславская, 46
© Издательство «Радио и связь», 1984
ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящая книга является одним из томов серии «Проектирование
радиоэлектронной аппаратуры на интегральных микросхемах» и по-
священа радиоприемным устройствам (РПУ). Теория РПУ формирует-
ся под воздействием, с одной стороны, общих разделов радиоэлектро-
ники, с другой — прикладных отраслей, определяющих элементную
базу приемных устройств и тесно связанных с технологией производст-
ва радиоэлектронной аппаратуры и современными средствами автома-
тизации проектирования и производства. На теорию РПУ влияют:
1.	Разнородность задач, решаемых приемными устройствами. Мож-
но перечислить следующие области применения радиосистем, в которых
используются приемные устройства [2]: радиосвязь, радиовещание,
телевидение, наземные радиорелейные линии, спутниковые радиоре-
лейные линии, космическая связь, радиолокация, радионавигация,
радиоуправление, радиотелеметрия, радиометеорология и др.
2.	Увеличение функциональной сложности современных приемных
устройств, интеграция ряда функций смежных устройств. Помимо
традиционных задач усиления, избирательности и преобразования по
частоте сигнала в РПУ производятся поиск и обнаружение сигнала,
демодуляция, синхронизация по несущей, поднесущей и тактовой ча-
стотам, слежение за задержкой, оптимальное выделение сигнала из
смеси с шумом или другими мешающими сигналами, адаптация к не-
известному сигналу, управление активной антенной решеткой и т. п.
В состав современных РПУ, в том числе и вещательных, входят синте-
заторы, устройства цифрового управления и отображения информации,
микропроцессоры.
3.	Широкое использование в РПУ больших интегральных микро-
схем (БИС), являющихся сложными (крупноблочными) функциональ-
но законченными изделиями с заранее заданными параметрами.
4.	Разнородность элементной базы. •
5.	Использование технологии микроэлектроники при производст-
ве части узлов приемных устройств.
6.	Непрерывное обновление элементной базы. Уровень интеграции
изделий микроэлектроники в среднем за год возрастает вдвое. Средний
срок «жизни» ИС не превышает 10 лет [14].
7.	Внедрение цифровой обработки сигнала.
8.	Существенное углубление и систематизация теоретических зна- •
ний практически по всем направлениям радиотехники.
9.	Многовариантность задачи проектирования (существует, как
правило, несколько внешне равноценных способов реализации сфор-
мулированных в техническом задании условий).
3
10.	Повышение роли вычислительных методов при проектировании
пр-иборов, механизация и автоматизация процессов проектирования
и производства.
Перечисленные факторы привели к изменению содержания теории
радиоприемных устройств, а также к дифференциации ее на узкие
направления, такие как системотехника приемных устройств, схемо-
техника интегральных микросхем, микросхемотехника СВЧ устройств,
активные RC- и LC-фильтры, цифровая обработка сигнала и т. п.
Дифференциация теории РПУ и ее тесная связь со смежными при-
кладными отраслями знаний затрудняет компактное изложение этой
теории. Тем не менее в ней можно выделить четыре основополагающих
раздела, изложению которых, с большей или меньшей полнотой, и
посвящена настоящая книга.
Первый раздел — системотехника радиоприемных устройств — со-
держит изложение теории синтеза структурной схемы устройства и
входящих в него функциональных блоков на основе идеализирован-
ных функциональных узлов, оптимизацию этой схемы с учетом реаль-
ных характеристик узлов, особенностей конструкции и требований
технического задания; содержит описание типовых структурных схем
и задач РПУ. Этот раздел по мере появления новых теоретических ис-
следований углубляется и расширяется, но не меняется качественно.
Второй раздел — микросхемотехника узлов РПУ — отражает до-
стигнутый на сегодня уровень развития прикладных отраслей знаний
и технологии и изменяется вместе с этим уровнем. Раздел содержит
описание типовых ИС и функциональных устройств, их обобщающие
характеристики, методику их применения в узлах РПУ, схемотехни-
ку микрссборок, в частности схемотехнику СВЧ узлов.
Третий раздел — элементы конструкторско-технологического про-
ектирования РПУ — тесно связан со вторым, так как электрические
параметры узлов РПУ, особенно в диапазоне СВЧ, существенно за-
висят от конструктивного исполнения и использованной технологии.
Четвертый раздел посвящен оптимизации методов проектирования-
и производства РПУ. Он в частности включает вопросы автоматизации
и механизации процессов проектирования, конструирования и конт-
роля изделий в процессе производства. Из-за специфичности мате-
риала последний раздел в настоящем томе не освещен.
Авторы стремились в первую очередь более полно обрисовать об-
щие принципы создания приемных устройств 3-го и 4-го поколений
(выполненных на ИС и БИС), тенденции развития этих принципов,
а также проиллюстрировать их на примере проецирования отдельных
типичных узлов аппаратуры. Для получения более исчерпывающих
сведений по узким вопросам проектирования и смежным отраслям зна-
ний везде, где это возможно, читателям рекомендуются специальные
публикации.
Главы 1, 2 (кроме § 2.6, 2,8, написанных совместно с М. И. Жодзиш-
ским), 5 (кроме п. 5.3.5, написанного совместно с В. В. Петрусинским),
6, а также § 4.1, 4.2 (кроме п. 4.2.2), 4.7 написаны Л. Г. Барулиным;
остальной материал гл. 4 — И. В. Малышевым; гл. 3 — М. И. Жодзиш-
ским; гл. 7 — В. Н. Банковым; гл. 8 — В. В. Петрусинским.
4
Глава 1.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА В ЦЕЛОМ.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ УКРУПНЕННОЙ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ,
1.1.	ВВЕДЕНИЕ
Современное приемное устройство представляет собой сложную
систему, характеризуемую большим числом взаимосвязанных пара-
метров, поэтому на всех стадиях его проектирования целесообразно
использовать системный подход. Он заключается в применении опре-
деленной последовательности проектирования и использовании мето-
дов синтеза и оптимизации [3, 4], позволяющих получить оптимальную
систему при определенных (заданных) критериях ее качества.
Разработка РПУ ведется в соответствии с-системной иерархией от
более сложного к простому, от более общего представления к детали-
зации. В прикладном понимании радиотехнической системой называет-
ся сложный комплекс радиоэлектронной аппаратуры, предназначен-
ный для решения определенных задач. Согласно иерархии составные
части радиотехнической (и любой другой) системы располагаются в
порядке проектирования сверху вниз по степени убывания сложности,
например; система (5-й уровень иерархии), устройство (4-й), функцио-
нальный блок (3-й), типовой функциональный узел (2-й), операцион-
ное звено (1-й уровень иерархии).
Исходные данные для проектирования РПУ формулируются в про-
цессе разработки системы, в которую это устройство входит. Рассмо-
трим несколько характерных примеров современных радиосистем и
приемных устройств.
Основу бортовой радиосистёмы космического орбитального аппара-
та Tiros N [138], предназначенной для определения местоположения
и сбора данных с неподвижных и свободно плавающих метеорологиче-
ских буев, воздушных зондов и наземных платформ, составляет РПУ
(рис. 1.1), включающее усилительный тракт (УТ), четыре блока вы-
деления информации (БВИ), систему вхождения в связь (СВС), логи-
ческое управляющее устройство (ЛУУ). Наземные буи излучают на
частоте 401,650 МГц короткие (меньше 0,5 с) сигналы с периодом пов-
торения около 50 с, которые принимаются РПУ, работающим в режиме
прямого доступа. Сигнал манипулирован по фазе цифровым двоичным
кодом с индексом фазовой модуляции 1,1 рад и скоростью передачи
символов кода 400 Бод. За счет эффекта Доплера изменение частоты
-сигнала на входе РПУ может составлять + 8800 Гц, с учетом неста-
бильности задающего генератора передатчика буя неопределенность
частоты + 12 кГцЛБлок СВС обнаруживает входные сигналы, измеряет
их несущие частоты и уровни, и передает информацию ЛУУ. В свою
очередь ЛУУ проверяет, являются ли обнаруженные сигналы новыми
или они уже принимаются одним из БВИ, достаточно ли разнесены по
частоте сигналы от разных буев с точки зрения исключения взаимных
помех. В случае положительного решения свободный БВИ подключа-
ется к выходу УТ; а на входящую в БВИ систему фазовой автоподстрой-
5
ки частоты (ФАП) передаются от ЛУУ целеуказания на один из вновь
обнаруженных сигналов.
Вся процедура обнаружения сигнала в СВС, принятия решения в
ЛУУ и синхронизация ФАП должны выполняться за время не более
160 мс, в течение которых в начале сигнала, излучаемого буем, переда*-
ется немодулированная несущая. Поэтому в СВС используется схема
ускоренного обнаружения сигнала, параметры петли ФАП оптимизи-
руются с помощью ЛУУ в зависимости от уровня входного сигнала.
В процессе захвата несущей в системе ФАП в три этапа сужается
полоса пропускания.
Рис. 1.1. Структурная схема бортовой радиосистемы космического аппарата
Полученный па выходе фазового детектора демодулированный сиг-
нал поступает на устройство синхронизации и регенерации (УСР),
с помощью которого выделяются тактовая частота кодово-импульс-
ного сигнала и сипхрослово, передаваемое в начале информационной
части сигнала, а сам сигнал подвергается оптимальной фильтрации и
регенерации. Одновременно с приемом информации происходит изме-
рение частоты несущей с точностью 0,3 Гц при помощи счетчика ча-
стоты Доплера (СЧД) и фиксация времени приема сигнала.
После поступления в ЛУУ сигнала наличия захвата от ФАП и
сигнала наличия синхрослова от УСР вся принятая информация в ви-
де цифрового двоичного кода через буферный регистр (БР) выводится
из РПУ и записывается в запоминающее устройство (ЗУ). Во время
пролета спутника над станцией сбора информации все записанные
сигналы формируются в блоке формирования (БФ) в кадр и через пе-
редатчик (ПРД) транслируются на землю. На земле производятся об- 
работка принятой информации и вычисление координат буя по времени
приема сигналов, известной траектории спутника и ходу кривой из-
менения частоты Доплера в процессе пролета спутника над буем.
В качестве второго примера рассмотрим упрощенную схему ре-
транслятора современной цифровой линии связи (рис. 1.2) [54, 551.
Принятый и усиленный фазоманипулированный сигнал преобразует-
6
ся в смесителе частоты в сигнал промежуточной частоты. На промежу-
точной частоте сигнал демодулируется в фазовом детекторе с помощью
системы ФАП, способной работать по сигналу без остатка несущей (на-
пример, с помощью схемы Костаса или схемы с обратной связью по
решению [49])* фильтруется и регенерируется в устройстве регене-
рации (УР). Регенерированный сигнал модулирует в модуляторе сиг-
нал второго генератора и после усиления в усилителе мощности излу-
чается в направлении следующего ретранслятора. Особенностями
современных цифровых линий связи являются высокие скорости пе-
редачи информации (в перспективе до 100 ... 500 Мбит/с), применение
новых видов модуляций, в частности 16-уровневой амплитудно-фазо-
вой, для сужения полосы излучаемого сигнала (при некоторой потере
Рис. 1.2. Структурная
схема ретранслятора
цифровой радиорелей-
ной линии связи
помехоустойчивости). Большие скорости передачи информации при-
водят к необходимости использовать высокие несущие частоты (до
14 ГГц), высокие промежуточные частоты (1,254 ГГц, 3,6 ГГц [55]).
Иногда в ретрансляторах применяются приемники прямого усиления.
Регенерация цифрового сигнала позволяет передавать информацию
через большое число ретрансляторов без существенной потери помехо-
устойчивости.
В заключение приведем пример выполнения одной из современных
моделей широковещательного переносного приемника AM—ФМ сиг-
налов фирмы Sony (Япония) ICF-2001 [53]. Приемник снабжен цифро-
вым синтезатором частоты гетеродина, кварцевой стабилизацией ча-
стоты, микропроцессорным управлением, цифровой индикацией на-
стройки. Управление приемником производится с помощью десятикно-
почной цифровой клавиатуры, позволяющей устанавливать известную
частоту радиостанции с необходимой точностью. В приемнике
также имеется возможность автоматической перестройки по частоте
с двумя скоростями и с автоматической (или ручной) остановкой при
настройке на станцию, запоминание частоты выбранных станций, ав-
томатическое включение и выключение по программе. Масса приемни-
ка 1,8 кг.
1.2.	ИЕРАРХИЧЕСКАЯ СТРУКТУРА РАДИОПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА
Примерную структурную схему приемного устройства можно изо-
бразить в виде пяти функциональных блоков (трактов, рис. 1.3, а).
Усилительный (усилительно-преобразовательный УТ) тракт при-
нимает сигнал (по возможности без потерь) от антенны, отфильтровы-
вает его от помех, смещает спектр входного сигнала на промежуточную
частоту, на которой производится основная обработка сигнала, усили-
7
вает его. Под обработкой сигнала здесь и далее мы будем понимать все
преобразования сигнала (усиление, фильтрацию, ограничение, демо-
дуляцию, регенерацию и т. д.), которые производятся в РПУ для вы-
деления из сигнала заложенной в нем информации.
В состав усилительного тракта могут входить вспомогательные
узлы — система АРУ, ограничитель, логарифмический усилитель и
т. п., влияющие на амплитудную характеристику усилительного трак-
та, но не вносящие искажений в принимаемую информацию.
Информационный тракт (ИТ) производит основную обработку сиг-
нала. Он включает оптимальный фильтр, в значительной степени оп-
ределяющий помехоустойчивость приемного устройства, демодулятор
сигнала, а также цепи последетекторной обработки (фильтр' нижней
Рис. 1.3. Примеры структурных схем 3-го (а), 2 го (б) и 1-го (б) уровней иерар-
хии радиоприемного устройства
частоты, регенератор кода и т. п.). В состав информационного тракта
могут также входить вспомогательные узлы — следящие системы авто-
матической подстройки фазы или частоты (ФАП или ЧАП), улучша-
ющие качество работы демодулятора сигнала, а также осуществляю-
щие поиск и сопровождение сигнала по частоте, фазе, задержке.
Синтезатор частот. (СЧ) или гетеродинный тракт преобразует ча-
стоту внешнего или собственного опорного генератора и формирует из
него сетки частот, необходимые для работы преобразователей частоты
УТ. Синтезатор позволяет перестраивать приемное устройство на дру-
гую входную частоту. Отдельные синтезаторы могут входить в состав
следящих систем. Кроме того, синтезатор может формировать сегки
частот, необходимые для работы цифровых устройств обработки сиг-
нала.
Устройство управления и отображения (УУО) реализует в авто-
номном режиме заданный алгоритм работы приемного устройства
(включение и выключение, поиск и выбор сигнала, адаптацию к меняю-
щимся условиям работы и т. п.), позволяет оператору вручную управ-
лять приемным устройством и производит отображение состояния и
качества работы устройства на соответствующих индикаторах.
Наконец, вторичный источник, питания (ВИП) предназначен для
преобразования энергии первичного источника (сеть 220 В или борт-
сеть 27 В) в форму, удобную для использования непосредственно в
приемном устройстве (преобразование напряжения, выпрямление,
фильтрация, стабилизация и т. п.).
8
Если перейти на следующий уровень иерархии, то, например,
структурную схему линейного тракта можно изобразить в виде сово-
купности типовых функциональных узлов—.усилителей, преобразо-
вателей частоты, устройства АРУ и т. п. (рис. 1.3, б).
Наконец, каждый типовой функциональный узел может быть пред-
ставлен соединением нескольких операционных звеньев (элементар-
ных функциональных узлов — рис. 1.3, в). Операционное звено это
устройство, производящее над электрическими сигналами операцию,
соответствующую одной или нескольким алгебраическим операциям —
умножение на постоянный коэффициент (усиление), перемножение
двух сигналов, интегрирование и т. п. Примерами операционных звень-
ев являются отдельный каскад широкополосного усилителя, частот-
ный фильтр, инвертор, аналоговый перемножитель сигналов и т. п.
В процессе синтеза функциональных узлов РПУ часто реальное
операционное звено заменяется его идеальным аналогом — устройст-
вом, параметры которого не зависят от источника сигнала и нагрузки,
а функционирование описывается алгебраическим вЬфажением (рис.
1.3, в). Это позволяет синтезировать структуру типовых функциональ-
ных узлов и блоков, не привязываясь к параметрам конкретных ИС, а
в дальнейшем, учтя эти параметры, перейти к реальной оптнмизирова i-
ной структуре прибора. Чем ближе будут характеристики реальной’
микросхемы и идеального звена, тем лучше окажутся параметры узла
или блока.
Можно показать, что для построения всех операционных звеньев
в аналоговой технике (при известном частотном ограничении) достаточ-
но использовать два звена — усилитель с инвертированием выходно-
го сигнала и перемножитель сигналов. Для придания этим звены м
свойств других звеньев к ним соответствующим образом подключают-
ся линейные двухполюсники — активные или реактивные сопротив-
ления. Для реализации разрывных функций (ограничения сигнала)
необходим также нелинейный двухполюсник — идеальный диод. Пе-
речисленная совокупность двух операционных звеньев в сочетании
с линейным и нелинейным двухполюсниками образует минимальною
функционально полную систему аналоговых звеньев, на которых можно
реализовать (в идеальном случае) все функциональные узлы приемных
устройств. Возможен и другой состав функционально полной системы.
В качестве физических аналогов операционных звеньев используются
обычно универсальные ИС, в частности, для двух исходных звеньев —
операционный усилитель и аналоговый перемножитель.
В цифровой технике минимальную функционально полную систе-
му образуют логические схемы, производящие простейшие операции ма-
тематической логики— операции конъюнкции (И), дизъюнкции (ИЛИ)
и инверсии (НЕ) [1].
1.3.	ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬ ПРОЕКТИРОВАНИЯ РАДИОПРИЕМНОГО
УСТРОЙСТВА
Разработка конкретной аппаратуры на каждом уровне иерархии
(например, устройства) начинается с этапа внешнего проектирования —
обоснования исходных (внешних, выходных) параметров устройства
а
Затем на этапе внутреннего проектирования производится разработ-
ка устройства для сформулированных исходных данных на своем
уровне иерархии и определяются внутренние данные (характеристики
составных частей устройства), обеспечивающие заданные внешние
параметры.
Далее внутренние данные рассматриваются в качестве внешних
параметров при проектировании составных частей устройства и т. д.
Естественно, что проектирование не обязательно все время идет по
нисходящей линии: система—устройство—блок и т. д. После оценки
реализуемых параметров может возникнуть необходимость пересмо-
тра структуры системы или внешних исходных данных устройства.
Последовательность проектирования всего радиоприемного уст-
ройства с учетом сказанного можно представить в следующем виде.
L Обоснование исходных данных на разработку радиоприемного
устройства.
2.	Синтез структурной схемы. Определение требований к состав-
ным частям.	*
3.	Выбор метода обработки сигнала.
4.	Синтез структурных схем функциональных блоков.
5.	Синтез структурных схем типовых функциональных узлов и
разработка требований к операционным звеньям и интегральным мик-
росхемам.
6.	Выбор элементной базы и проектирование типовых функциональ-
ных узлов. Разработка принципиальных схем. Оценка допусков на
параметры ИС.
7.	Разделение радиоприемного устройства на отдельные конструк-
тивные узлы (микроблоки, ячейки, микросборки). Разработка кон-
струкции этих узлов. Разработка конструкции в целом.
8.	Расчет надежности, стоимости, массы, объема и потребляемой
мощности.
9.	Выпуск полного комплекта технической документации на при-
емное устройство с учетом требований ЕСКД.
10.	Разработка технологии изготовления, регулировки и испыта-
ний прибора.
Практическая разработка идет с многократным возвратом от по-
следующих пунктов к предыдущим и представляет собой цепь после-
довательных приближений к оптимальному решению. Число этих
приближений зависит от сложности задачи (достаточно улучшить из-
вестные образцы аппаратуры или'требуется принципиально новое реше-
ние), используемых средств механизации и автоматизации проектиро-
вания и эрудиции разработчиков. Такие пункты, как конструкторско-
технологическая разработка, расчет надежности и стоимости, в дейст-
вительности выполняются одновременно с проектированием электри-
ческой схемы.
1.4. ОБОСНОВАНИЕ ИСХОДНЫХ ДАННЫХ
Этот этап является продолжением этапа проектирования системы,
в которую входит РПУ. После разработки структурной схемы системы
уточняется связь РПУ со смежными устройствами и определяются
10
исходные данные для его проектирования, т. е. те внешние параметры,
которые в наибольшей степени характеризуют качество устройства.
Эти данные составляют содержание технического задания (ТЗ) для
проектирования РПУ. В ТЗ указываются общие требования к РПУ,
электрические, конструктивные, механические, климатические, тех-
нологические, экономические и эксплуатационные характеристики,
а также надежность. Для радиовещательных приемников эти парамет-
ры определяются ГОСТ 5651—76, на остальные — соответствующими
межведомственными и внутренними нормалями или согласуются между
разработчиком и заказчиком.
Для удобства оптимизации системы исходные данные разделяют на
четыре подгруппы:
совокупность У = {Уъ ..., Ур} условий, определяющих назначе-
ниё системы, связь со смежными устройствами, воздействие внешней
среды;
совокупность Ос = {Ос1, ..., Ос<7} ограничений, накладываемых на
структуру и параметры системы;
совокупность и состав К = {Ki, ..., Кш} показателей качества
системы. Эта совокупность образует вектор, оптимальному значению
которого соответствует некоторая область в пространстве показателей
качества;
совокупность Ок = {Ок1, ..., Окг} ограничений, накладываемых
на показатели качества.
Вектор К включает совокупность тех показателей качества систе-
мы, которые должны учитываться в процессе оптимизации системы
и существенно влияют на качество изделия (чувствительность, быстро-
действие, массу, габариты, стоимость и т. д.). При формулировке
исходных данных определяется лишь состав этой совокупности, чис-
ленные же значения составляющих вектора К зависят от структуры и
параметров системы и в процессе оптимизации варьируются. На пара-
метры системы (включая и показатели -качества) в исходных данных
накладываются ограничения Ос и Ок типа равенств, неравенств и т. п.
(полоса пропускания равна ..., масса меньше ... и т. д.).
Часть показателей на первом этапе проектирования может быть не
определена.
Для синтеза и оптимизации системы необходимо установить кри-
терий предпочтения (оптимальности) устройства в зависимости от
значения показателя качества. Эта процедура в общем случае произ-
водится эвристически. Обычно показатели качества нормируются отно-
сительно какого-то значения, чтобы избавиться от размерности (вольты,
килограммы, ватты и т. д.), и приводятся к стандартному виду. При
этом все значения показателей лежат от нуля и выше, а лучшему каче-
ству системы соответствует приближение показателя к нулю.
Прямое математическое решение задачи векторного синтеза, когда
оптимизация проводится по вектору показателей качества, достаточно
трудоемко [4], поэтому векторный синтез стараются свести к скалярно-
му, при котором учитывается единственный показатель. Одним из ме-
тодов является использование при оптимизации только одного показа-
теля, в то время как остальные переведены в разряд ограничений.
11
При другом методе формируется результирующий (комплексный)
скалярный показатель качества из частных нормированных показате-
лей, например следующими способами:
Кр = KiK2 ... К,п или	(1.1)
tn
 Kp^C^ + GKa+.-.+C^.^C^l.C^O,	(1.2)
1
где Ci — весовые коэффициенты, определяющие значимость тех или
иных показателей качества. Коэффициенты устанавливаются, напри-
мер, эвристически или методом экспертных оценок. Оптимальной счи-
тается система с минимальным результирующим показателем.
При оптимизации аппаратуры часто используется комплексный
показатель качества (1.1) для оценки связи материальных показате-
лей (масса, объем, надежность, стоимость, энергопотребление) с функ-
циональными (усиление, быстродействие и т. д.), а также между собой.
Находят применение следующие комплексные показатели (их обычно
не нормируют): массогабаритный Кмо (масса, деленная на объем), функ-
ционально-энергетический (например, усиление, деленное на потреб-
ляемую мощность), массоэнергетический Кма (энергопотребление, де-
ленное па массу), массоаппаратурный КМа (масса, деленная на число
ИС) и т. д. Эти показатели также называют относительными. Другой
пример комплексного показателя: усиление, умноженное на полосу
пропускания (так называемая площадь усиления).
Следует иметь в виду, что между собой и с параметрами устройства
частные показатели обычно связаны сложной функциональной зависи-
мостью. Поэтому указанные относительные показатели могут считать-
ся постоянными для различных изделий лишь при определенных
ограничениях.
Относительные показатели определяются выбранной элементной
базой, техническим решением, уровнем технологии й для конкретных
реализаций характеризуют научно-технический уровень в данной об-
ласти. Так, например (цифры ориентировочные), КМо лежит от 0,5 ...
...1 г/см2 для блоков на цифровых ИС (ЦИС) до 5 ... 8 г/см3 для блоков
на бескорпусных ИС с общей герметизацией и вторичных источников
питания; Кмэ — от 0,5... 1 Вт/кг для блоков на КМОП ЦИС до
5 ... 10 Вт/кг для ЦИС эмиттерно-связанной транзисторной логи-
ки; Кма — от 3 ... 5 г на одну микросхему (блоки на корпусных ЦИС)
до 30 ... 100 г на микросхему (блоки на аналоговых ГИС малой сте-
пени интеграции и СВЧ ИС).
После разработки исходных данных проверяется корректность фор-
мулировок ТЗ: наличие полного объема требований, характеризующих
внешние параметры, отсутствие требований к внутренним параметрам
(например, нормирование коэффициента шума при заданной чувстви-
тельности и т. п.). Далее производится проверка реализуемости исход-
ных данных, например, путем сравнения с параметрами прототипа
(аналога) прибора. Прототип — это известный из литературы или лич-
ного опыта разработчиков лучший вариант построения устройства,
решающего задачи, близкие к заданным в исходных данных. Исполь-
12
зуя прототип (их может быть несколько), можно оценить основные
трудности при проектировании и выполнимость тех или иных характе-
ристик.
Так, используя комплексный показатель качества в форме (1.1),
можно записать выражения для оценки реализуемой массы проекти-
руемого прибора Мп = КсКтКмМа, где Л1а — масса аналога. Осталь-
ные сомножители — частные показатели, характеризующие относи-
тельную сложность прибора Кс, качество технологии Кт, использова-
ние новых конструкционных материалов Км, элементную базу, сте-
пень интеграции и т. п.
Например, если проектируемый прибор в два раза сложнее прото-
типа (по числу используемых ИС, Кс = 2), в нем применяется новая
технология изготовления корпусов (Кт = 0,7), используются новые
конструкционные материалы (Км — 0,5), то масса проектируемого
прибора составит 0,7 от массы прототипа. Частные показатели опре-
деляются эвристически, путем изучения новейших технологических
и конструктивных достижений либо путем интерполяции и экстра-
поляции результатов измерения параметров приборов-прототипов.
1.5. СИНТЕЗ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
Следующий этап проектирования — установление связи показате-
лей качества с параметрами устройства (системы). Для этого создается
расчетно-математическая модель проектируемой системы, отражающая
основные закономерности ее функционирования и существенные свя-
зи между составляющими частями в форме, пригодной для исследова-
ния математическими методами.
Соответственно иерархии систем существует иерархия моделей.
При оптимизации электрических характеристик модель удобно пред-
ставлять в виде структурной схемы прибора. Соответственно имеет ме-
сто иерархия и структурных схем.
Существует два метода решения задачи синтеза — эвристический
и математический.
При первом модель синтезируется эвристически на основе накоп-
ленного опыта, анализа литературы, интуитивных соображений. Та-
ких моделей может быть несколько. Далее на основе исходных данш sx
создается модель (математическое описание) внешних воздействии.
Проводится анализ модели устройства (математический расчет,
имитационное моделирование на ЭВМ, испытание макетов). В резуль-
тате анализа модели определяются значения показателей качества в
зависимости от параметров модели. Решая задачу поиска экстремума
этой функции, получаем систему, оптимальную по заданному крите-
рию в классе систем, соответствующих всем возможным значениям па-
раметров. Недостатком описанного метода является необходимость оп-
тимизации нескольких моделей, при этом отсутствует гарантия того,
что среди предложенных моделей присутствует наилучшая. Тем не
менее этот метод наиболее доступен и применим к системам любой слож-
ности, особенно в сочетании с имитационным моделированием на
ЭВМ или макетированием.
13
В общем случае для эвристического синтеза схемы можно рекомен-
довать метод функционального* наращивания [6]. На основе исходных
данных составляется перечень функций, которые должно реализовать
синтезируемое устройство. Далее изображается схема этого устройства
путем соединения в соответствующем порядке узлов, реализующих
эти функции.
Для упрощения процедуры синтеза можно в качестве исходной ис-
пользовать схему на рис. 1.3, а, где уже изображены основные функ-
циональные блоки приемного устройства. Одновременно с синтезом
структурной схемы на основе перечней типовых параметров функцио-
нальных блоков (см. гл. 2) составляются исходные данные для проекти-
рования этих блоков.
На этапе синтеза общей структурной схемы приемного устройства,
предназначенной для оптимизации, функциональные блоки детализи-
руются в минимальной степени. Так, усилительный тракт может пред-
ставляться в виде линейного четырехполюсника, характеризуемого ко-
эффициентом усиления, прямоугольной полосой пропускания и до-
пустимым коэффициентом шума. Информационный тракт в этом слу-
чае содержит минимальный набор необходимых операционных звеньев,
Остальные функциональные блоки на этапе оптимизации часто не
учирываются.
При математическом синтезе оптимальной системы разработчик в
результате математических выкладок получает некоторые соотно-
шения, определяющие поведение (оператор) этой системы для заданной
модели внешних воздействий и выбранного критерия. После этого пе-
реходят к следующему этапу — реализации (построению модели,
структурной, функциональной или электрической схемы системы).
Математический синтез принципиально позволяет найти наилучшую
из возможных систем и сокращает время проектирования, но лишь при
существенном упрощении модели. Поэтому этот метод синтеза приме-
няется обычно для относительно простых систем либо для получения
предельных (потенциальных) характеристик сложных систем и нахож-
дения пути создания реальной системы.
На практике используются оба метода: с помощью математическо-
го синтеза находится оптимальная структура системы для наиболее
важного показателя качества, после чего структура оптимизируется
для других показателей и изменяется для облегчения реализации; к
ней наращиваются узлы, выполняющие не учтенные при синтезе функ-
ции. Полученная более сложная модель анализируется и корректи-
руется с учетом уже всех показателей качества.
При оптимизации электронных цепей часто используется теория
чувствительности, тесно связанная с расчетом допусков электронных
схем [9]. Функцией чувствительности называют меру изменения функ-
ции электронной цепи (например, передаточной характеристики)
Ф (хъ х2, ..., хп) к изменению одного из параметров цепи xt. Ее пред-
ставляют обычно в абсолютной форме Sxi = дФ/dxt = Sxl (Ф, xfi или
в относительной = д In Ф/д In хл = XiSxi/Ф.
14
Отклонение функции цепи в результате изменений всех параметров
цепи равно ЛФ = 2	Относительное отклонение &Ф/Ф ~
/=1
i
Используя чувствительность 1-го порядка, можно оценить изме-
нение функции цепи в зависимости от небольшого изменения парамет-
ров цепи, а используя чувствительности высших порядков, — полу-
чить измерение функции цепи и при больших изменениях параметров.
Соответственно по допустимому изменению показателя качества (функ-
ции цепи) можно оценить допустимые изменения параметров цепи
(например параметров микросхем). Так как обычно желательна малая
зависимость функции цепи от изменения параметров входящих в цепь
элементов, то при оптимизации цепей часто в качестве показателя ка-
чества используется сама чувствительность, которая в процессе синте-
за дожна быть минимизирована.
Важное значение для приемоусилительной техники имеет теория
чувствительности также благодаря связи чувствительности цепи с
характеристикой устойчивости (удаленностью от возбуждения) актив-
ных цепей. Чем больше чувствительность, тем меньше запас устойчи-
вости. Поэтому, уменьшая чувствительность, мы одновременно с повы-
шением стабильности функции цепи повышаем и устойчивость цепи.
1.6. ВЫБОР МЕТОДА ОБРАБОТКИ СИГНАЛА
Если в РПУ 1-го и 2-го поколений (выполненных на лампах и тран-
зисторах) использовался в основном традиционный аналоговый метод
обработки сигнала, то в приборах 3-го и 4-го поколений часто приме-
няется цифровая обработка сигнала, а также широко употребляются
различные изделия функциональной электроники (функциональные
устройства). Выбор способа обработки сигнала, типа элементной базы
влияет на структурную схему РПУ и производится на начальных эта-
пах проектирования.
Особенностью цифровой обработки сигнала являются обязатель-
ная дискретизация аналогового сигнала во времени, квантование зна-
чений и преобразование дискретных выборок в числа. Преобразованию
может подвергаться как сигнал целиком, так и его отдельные парамет-
ры (амплитуда, фаза и др.), необходимые для дальнейшего выделения
заложенной в сигнале информации. Далее все операции производятся
уже над полученными в результате преобразования числами.
При цифровой обработке сигнала реализуются высокая точность
вычислений, которую можно повысить до любого необходимого значе-
ния путем усложнения аппаратуры, высокая стабильность характе-
ристик за счет отсутствия свойственных аналоговым цепям параметри-
ческих уходов, возможность запоминания (задержки) па неограничен-
ное время больших массивов информации и быстрого ее воспроизведе-
ния. В синхронном режиме работы стабильность временных последова-
тельностей цифровых блоков определяется стабильностью опорного
генератора. На цифровых схемах оптимальные и квазиоптимальные
15
алгоритмы обработки сигнала реализуются проще чем на аналоговых.
Цифровая-аппаратура не требует настройки, ее соединения регулярны,
элементная база однородна (имеется закономерная повторяемость эле-
ментов стр> ктуры и связей между ними). Цифровые цепи позволяют лег-
ко осуществлять адаптацию устройства к сигналу или внешнее изме-
нение алгоритма работы, на них просто реализуются всевозможные
логические функции. Цифровые ИС обладают высокой надежностью,
хорошей схемотехнической проработкой, имеют высокий уровень
интеграции. Наконец, цифровые цепи значительно проще, чем ана-
логовые, приспособить к автоматизированному проектированию
и моделированию.
Рис, 1 4 Структурная схема циф-
рового радиоприемного устройст-
ва	«
Рис, 1.5. Структурная схема циф-
рового радиоприемного устройст-
ва с единой магистралью обмена
Однако цифровым узлам присущи и некоторые недостатки. Для
преобразования аналогового сигнала в цифровой необходимо его пред-
варительное усиление до нескольких вольт. Цифровые узлы имеют
меньшее быстродействие, большую аппаратурную сложность, им прин-
ципиально присущи шумы квантования, автоколебания в замкнутых
системах за счет дискретности регулирования. Потребляемая мощность
и габариты изделий на ЦИС иногда оказываются большими.
Приемные устройства с цифровой обработкой сигнала по количе-
ству узлов, выполненных на ЦИС, можно разбить на две группы. К
первой относятся аналого-цифровые РПУ, в которых на ЦИС
реализованы отдельные узлы: часть информационного тракта (демоду-
лятор, фильтр, следящие системы, схемы поиска сигнала и т. п.),
АРУ, синтезатор частоты, устройство управления и отображения и т. п.
Ко второй группе относятся цифровые радиеприемные устройства
(ЦРПУ, рис. 1.4). Усилительный тракт УТ производит предваритель-
ную частотную фильтрацию сигнала, усиление и смещение его по ча-
стоте. Аналого-цифровой преобразователь (АЦП) преобразует анало-
говый сигнал в .цифровой код, который подается уже на собственно
цифровой радиоприемник. Последний представляет собой цифровой
процессор (ЦП), осуществляющий обработку сигнала (дополнитель-
ное преобразование по частоте, фильтрацию, поиск сигнала, демодуля-
цию ит. п.) по заданному алгоритму. После процессора может стоять
цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), если в результате обра-
ботки сигнала должна появиться информация в аналоговой форме.
При достаточном запасе по быстродействию процессор может ис-
пользоваться в режиме временного уплотнения для обработки несколь-
ких сигналов, которые подключаются к нему по очереди один раз за
период частоты дискретизации.
Цифровой процессор выполняется по двум различным методам
организации алгоритма. При так называемой аппаратной реализации
последовательность обработки сигнала в ЦП определяется электриче-
скими соединениями между отдельными ИС (обычно средней степени
интеграции). Отсюда следует другое определение этой организации —
жесткая логика. Каждый узел ЦП предназначен для выполнения кон-
кретной операции. Поэтому в таком ЦП можно найти узлы, соответст-
вующие по функциям узлам в аналоговом РПУ (смеситель, фильтр,
генератор и т. п.).
Такая реализация позволяет достигнуть наибольшего быстродейст-
вия при наименьших потребляемой мощности и массе. Ее недостатком
является невозможность изменения алгоритма обработки сигнала в
приборе без его существенной переделки, трудоемкость разработки
аппаратных средств, относительно большие габариты из-за исполь-
зования ИС средней степени интеграции [10].
При программной реализации в качестве ЦП используется ЭВМ,
которая в зависимости от объема вычислительной задачи и назначе-
ния прибора может быть общего назначения или специализированной,
разработанной для решения конкретной задачи. Преимуществом такой
реализации ЦП является простота изменения алгоритма обработки
сигнала, а также большая легкость аппаратурной разработки, так как
используется либо готовая ЭВЛ1, либо микропроцессорный комплект
ИС, являющийся набором микросхем большой степени интеграции.
Однако появляется необходимость в написании и отладке программы
работы ЦП, которая может составлять до 70% общей трудоемкости
разработки прибора. При программной реализации структурная схе-
ма приемного устройства видоизменяется (рис. 1.5), Наличие единой
цифровой магистрали обмена М (для увеличения быстродействия число
магистралей можно увеличить до двух-трех) позволяет существенно
сократить число соединений между блоками, придать им регулярный
характер и унифицировать их. Магистральная организация позволяет
легко наращивать аппаратуру' при ее модернизации, производить
диагностику при обработке или ремонте, замену блоков [10]. Однако
для высокочастотных соединений (например, выхода синтезатора и
входа смесителя УТ) приходится сохранять индивидуальную связь в
обход магистрали.
В состав ЦРПУ могут быть введены следующие устройства: управ-
ления УУ, отображения УО, контроля УК (для автоматической диаг-
ностики), контроллеры КО1 и КО2 (для связи УТ и потребителей
с магистралью) и другие, уже упоминавшиеся ранее.
-Программная реализация алгоритма обработки сигнала на универ-
сальной ЭВМ часто требует больших затрат машинного времени, что
может затруднить ее осуществление в реальном масштабе. Это объясня-
ется малым быстродействием ЭВМ общего назначения при выполнении
специфических для обработки сигналов алгоритмов (преобразования
17
Фурье, фильтрация и т. п.). Поэтому для сложных алгоритмов обра-
ботки сигнала с высокими требованиями к быстродействию и габари-
там часто применяется смешанная реализация ЦП, при которой
операции, требующие больших затрат машинного времени, выносятся
из ЭВМ обш.его. назначения и выполняются в виде либо аппаратно
реализованных цифровых узлов либо отдельной ЭВМ, специально за-
программированной для ,решенпя данной задачи. В настоящее время
в состав микропроцессорных наборов входят дополнительные устрой-
ства — арифметические расширители, предназначенные для быстрого
выполнения некоторых математических операций, например матрич-
ные перемножители [10].
Из сказанного ясно, что между быстродействием интегральных
микросхем (максимальной тактовой частотой) и быстродействием ЦП
(скоростью выполнения заданной операции) нет однозначного соот-
ветствия. Она зависит от сложности операции, последовательной или
параллельной организации вычислений, применяемых аппаратных
средств.
Для типичных радиотехнических задач (например, частотная филь-
трация), если не принимаются специальные меры для ускорения вы-
числений, быстродействие аппаратно реализованного цифрового про-
цессора снижается на один-два порядка по сравнению с максимальной
тактовой частотой ИС, для микро-ЭВМ быстродействие снижается на
два-три порядка.
Из сказанного следует, что цифровую обработку следует применять
при сложных алгоритмах работы приемного устройства, необходимости
адаптации к сигналу, высокой точности оценки параметров сигнала,
необходимости запоминания (длительной задержки) сигнала и т. п. при
условии ограниченного быстродействия проектируемых узлов, не пре-
вышающего возможностей элементной базы.
В настоящее время широкое распространение получили цифровые
каналы радиосвязи, состоящие из обычного непрерывного (аналогового)
канала, к которому на входе (в передатчике) подключено устройство
формирования и кодирования цифровых сигналов, а на выходе (в
приемнике) — решающее устройство. Последнее служит для опозна-
вания переданных сигналов. Включение решающего устройства в ка-
нал вызвано тем, что под воздействием помех на выходе канала свя-
зи образуется непрерывное множество сигналов, преобразуемое ре-
шающим устройством в дискретное множество сигналов. Таким обра-
зом, вид канала связи (аналоговый или цифровой) в принципе никак
не связан с методом обработки сигнала в приемном устройстве. Пре-
образование сигнала в цифровую форму в ЦРПУ (т. е. на выходе ка-
нала связи) происходит независимо от того, какую информацию несет
сигнал в канале связи: цифровую или аналоговую.
Функциональные устройства обладают большими потенциальными
возможностями [62, 73, 132, 60 и др.], однако на сегодняшний день в
силу ряда причин они не могут полностью заменить аналоговые и
цифровые средства, а лишь являются добавлением к ним. В первую
очередь отметим изделия пьезотроники, которые широко применяются
в усилительном тракте, синтезаторе, а также в информационном трак-
18
те, особенно при обработке сигнала на высоких частотах и в широкой
полосе частот. Эти изделия (высокочастотные генераторы и фильтры,
дисперсионные линии задержки и т. п.) позволяют существенно изме-
нить структурную схему приемного устройства по сравнению с тра-
диционной и получить при этом более высокие качественные характе-
ристики. Достоинством пьезотронных изделий является их конструк-
тивная и технологическая совместимость с изделиями микроэлектро-
ники..
Изделия на приборах с переносом заряда (ППЗ) работают с дискре-
тизированным во времени входным сигналом, в чем оказываются
похожи с устройствами цифровой обработки. С помощью ППЗ реали-
зуются многие алгоритмы, характерные
для цифровой обработки, при этом ППЗ
не требуют наличия на входе АЦП. При-
боры с переносом заряда целесообразно
применять в информационном тракте и
синтезаторе (фильтрация, коммутация,
задержка сигнала, спектральный анализ,
преобразование вида сигнала и т. п.). До-
стоинством ППЗ является изготовление
их методами интегральной полупровод-
никовой технологии, высокая степень
Рис. 1 6 График для выбо-
ра оптимальных парамет-
ров радиоприемного уст-
ройства
интеграции, возможность внешнего про-
граммирования режимов работы. Прин-
ципиально применение ППЗ позволяет
выполнить все РПУ или большинство его
блоков в виде нескольких монолитных
БИС. К недостаткам относятся ограниченная номенклатура выпу-
скаемых изделий, невысокие на сегодняшний день рабочая частота
(тактовая частота — единицы мегагерц) и динамический диапазон
(50 ... 60 дБ).
Проиллюстрируем последовательность проектирования РПУ на упрощен-
ном примере с условными исходными данными на проектирование.
1.	Составляем перечень данных группы У (условия). Назначение: авиа-
ционная техника (самолет). Тип устройства: приемное устройство радиолока-
ционной станции для обнаружения объекта по перензлученному запросному
сигналу и измерения скорости объекта (по доплеровской частоте). Условия экс-
плуатации (климатические воздействия, механические воздействия, срок служ-
бы и т. д.) в ТЗ задаются обязательно.’В данном упрощенном примере они не ис-
пользуются и не конкретизируются. Связь с внешними устройствами: входной
сигнал подается от антенны по кабелю с волновым сопротивлением 50 Ом, шу-
мовая температура антенны — 300 К. Переизлученный сигнал непрерывный,
немодулированный. Изменение частоты за счет эффекта Доплера Д/д не более
Ю кГц.
Также должны быть заданы центральная частота сигнала и его динамиче-
ский диапазон, частота и напряжение внешнего опорного генератора, требова-
ния к выходному сигналу со стороны устройства — потребителя и т. п.
2.	Записываем ограничения, накладываемые на, структуру и параметры
(группа Ос). В эту группу, в частности, попадают те параметры устройства, ко-
торые не будут оптимизироваться в процессе проектирования: разрешающая
способность по частоте Д/ 100 Гц, вероятность ошибки типа ложной тревоги
Рдт 10~2, вероятность ошибки типа пропуска цели рир < 10~3. Могут быть
19
сформулированы требования к дисперсии оценки частоты, надежности РПУ
за срок службы, потребляемой мощности и т. д.
3.	Составляем перечень показателей качества (группа К). Функциональ-
ные показатели: чувствительность РПУ Pomin. время обнаружения /Об‘, мате-
риальные показатели: масса РПУ М.
-4. Перечисляем ограничения показателей качества (Ок): POmin — 140.
дБ-Вт (10~14 Вт), /Об < 100 мс, М 2 кг. Для простоты данные не нормируем.
б. Формируем математическую модель РПУ, для чего связываем с помощью
уравнений данные подгруппы Ос и К. Временно материальные показатели не
рассматриваем.
Используя предыдущий опыт и литературные данные выбираем за основу
первого варианта системы структурную схему m-канального оптимального
обнаружителя сигналов (см. гл. 2, рис. 2.18), состоящего из т параллельно
включенных полосовых фильтров с полосой пропускания 77ф, расположенных'
по частоте равномерно в пределах Д/д. Соседние фильтры перекрываются по
частоте на уровне —3 дБ. Считаем, что время обнаружения /.д определяется
временем появления отклика сигнала на выходе фильтра. Расчетные соотно-
шения:
Q/А^о^Ф (рлт, рПр, /и), /об ~ 1/77ф,
Ф (Рлт  Рпр » /п) = (Vln m + ln (1/рлт) + У In (1 Рпр) — 1,4)2 >	(13)
Пф	minQo т	Qo^Po mln Дб»
где Qo — минимальная энергия входного сигнала, при которой могут быть реа-
лизованы заданные вероятности рлт и рпр, Лг0 — спектральная плотность шума
на входе РПУ.
Оцениваем потери сигнала при обработке. На входе РПУ они определяют-
ся шумовой температурой антенны и входными шумами линейного тракта, ко-
торые можно получить на основе эскизного расчета входного устройства. По
сумме входных шумов определяем No.
Потери сигнала в фильтрах могут составить 3 дБ, на неучтенные при эскиз-
ном проектировании потери (например, технологический разброс параметров)
оставляем запас 3 дБ. Сумма потерь Ри = 6 дБ (4 раза). Из (1.3) получаем
Pq min /об — 4Лф Ф Улг< Рпр» т) •	(1-4)
Подставляя в (1.4) исходные данные, построим зависимость Ро т1п(/<*б)
(рис. 1.6, кривая 1).
На рис. 1.6 заштрихованная область соответствует множеству допустимых
значений показателей качества, т. е. значений, удовлетворяющих ограничениям
Ок. Очевидно левее кривой 1 невозможно реализовать систему при заданных ис-
ходных данных. Следовательно, решение следует искать в заштрихованной
области правее кривой 1 или на ней.
Чтобы найти параметры оптимального устройства, следует сформировать
один результирующий показатель качества из двух частных, например связав
их из каких-либо дополнительных соображений функционально, например,
W/обТЗ = ^omtn^omin тз» ^об тз 'и Ро тщ тз ~ заДаннь1е наихудшие
допустимые значения показателей качества. Строя эту зависимость (пря-
мая 4 на рис. 1.6), получаем оптимальные значения Р*от1попт и /об опт для перво-
го варианта.
Первый вариант предполагает использование большого числа узкополос-
ных фильтров, что может существенно увеличить массу и ухудшить технологич-
ность прибора. Вторым вариантом является обнаружитель с одним перестраи-
ваемым в пределах диапазона А/д фильтром (например, с помощью изменяющей-
ся частоты гетеродина). Для такого обнаружителя время обнаружения /Об
=» А/д /П| [40], откуда
Р0 mln V/об — No	А/д Ф (Рлт< Рпр» т) •
Эта зависимость соответствует кривой 2 на рис. 1.6.
20
Если второй вариант не удовлетворяет исходным данным, можно исполь-
зовать третий вариант — спектроанализатор на основе гетеродина с линейной
частотной модуляцией (ЛЧМ) и согласованного фильтра ЛЧМ сигнала [39, 41]
(см. гл. 3).. Этот вариант соответствует кривой 3 на рис. 1.6.
Особенностью третьего варианта является то, что многие его узлы (синтеза-
тор ЛЧМ сигнала с точным измерением текущей частоты, согласованный фильтр)
проще изготавливаются на цифровых ИС.
6.	Для окончательного выбора структурной схемы РПУ следует провести
более детальное эскизное проектирование всех блоков РПУ и оценить число мик-
росборок и ИС (А/мсб), на которых реализуется каждый из трех вариантов. Ис-
пользуя относительные показатели КМа» известные для аппаратуры данного
класса, получаем ориентировочные значения массы каждого из трех вариантов
РПУ: Мп = КмаЛГмсб. Отбрасываем первый вариант, для которого Л4( > М.
Из двух оставшихся выбираем вариант, соответствующий оптимальному соот-
ношению между Рош1а, /Об, Мп.
' Глава 2.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ОСНОВНЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ БЛОКОВ
2.1.	ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
В соответствии с основными принципами системотехники (гл. 1)
последовательность проектирования функциональных блоков можно
представить в следующем виде:
1.	Обоснование исходных данных для проектирования.
2.	Составление перечня функций, выполняемых блоком.
3.	Синтез структурной схемы методом функционального наращи-
вания на основе опыта разработчиков и литературных данных.
4.	Математический синтез отдельных узлов функционального бло-
ка, решающих новые задачи и не исследованных ранее.
5.	Анализ синтезированной структурной схемы и ее оптимизация
по выбранным критериям.
6.	Разработка требований к функциональным узлам следующего
иерархического уровня.
2.2.	УСИЛИТЕЛЬНЫЙ ТРАКТ
Существует ограниченное число вариантов выполнения структур-
ной схемы усилительного тракта, и все они в общем виде достаточно
детально исследованы [11, 13, 19, 23 и др.]. Поэтому структурная схема
усилительного тракта синтезируется, как правило, методом функцио-
нального наращивания с последующим анализом и оптимизацией
синтезированной схемы. Следует заметить, что исчерпывающий ана-
лиз конкретной схемы достаточно трудоемок. Известную сложность
может также представлять выбор интегральных микросхем и частот-
ных фильтров из-за противоречивых требований к усилительному
тракту.
21
2.2.1.	Исходные данные для проектирования
Исходными данными для проектирования усилительного тракта
являются его внешние параметры, частично задаваемые ТЗ на РПУ,
частично определяемые в процессе внутреннего проектирования всего
приемного устройства. В формализованном виде примерный пере-
чень исходных данных можно разбить на четыре группы (см. § 1.4)
четвертая группа содержит конкретные требования — совокупность
ограничений показателей качества — и поэтому не приводится.
1.	Группа У (условия): параметры входного сигнала (несущая ча-
стота и диапазон, ее изменения, параметры модуляции или полоса
спектра входного сигнала); характеристики помех (тип, уровень, ча-
стота или диапазон частот, занимаемый помехой); эквивален’г антенны
или волновое сопротивление антенного фидера и КСВ выхода; шумовая
температура антенны; сопротивление нагрузки тракта.
2.	Группа О (ограничения): вид амплитудной, амплитудно-частот-
ной и амплитудно-фазовой характеристик; параметры выходного сиг-
нала (несущая частота и диапазон ее изменения, диапазон изменения
уровня выходного сигнала, минимальное отношение сигнал-шум, ста-
бильность коэффициента усиления тракта) и т. п.
3.	Группа К (показатели качества): чувствительность; динамиче-
ский диапазон по входному сигналу; частотная избирательность; по-
грешность настройки частоты; характеристики искажений выходного
сигнала; КСВ входа; габариты, масса, потребляемая мощность.
Часть показателей качества может переходить в разряд ограниче-
ний и наоборот.
В результате проектирования усилительного тракта должны быть
определены его структурная схема, внутренние параметры и разрабо-
таны требования к типовым функциональным узлам. Приведем пример-
ный перечень внутренних параметров: полоса пропускания, спектраль-
ная плотность входных шумов или коэффициент шума, частоты гете-
родинов, промежуточные частоты, общий коэффициент усиления, рас-
пределение усиления по тракту, распределение избирательности и
глубина регулирования усиления.
Чувствительность усилительного тракта при условии малого уров-
ня внешних помех и достаточного-усиления всецело определяется вхо-
дными каскадами этого тракта.
Спектральную плотность входных шумов при флуктуационных по-
мехах можно вычислить в соответствии с выражением [48] No — k (Та Л*
4* Гвх/т|), где Твх == Ту 4* Г2/Кнем14- Гз/ТСномг^Сномг 4* •••> & 
постоянная Больцмана; TBX — шумовая температура входа приемни-
ка (градусы Кельвина); Тг, Т2,...—шумовая температура первого, вто-
рого и т. д. каскадов усилителя, включая и преобразователь частоты;
— шумовая температура антенны; Кном1, Кном2, ...—номиналь-
ные коэффициенты усиления по мощности первого, второго и т. д. уси-
лительных каскадов; rj — коэффициент передачи тракта (фидера) ан-
тенна—вход РПУ.
- Иногда используют другую запись: Мо = kT0Fm, где Гш — ко-
эффициент шума, То — 293 К.
22
При включении РПУ с эквивалентом антенны Та — То, tj = 1, в
этом случае коэффициент шума Fm = Твх/Т0 + 1.
Используя выражение для No, можно рассчитать энергетический
потенциал радиолинии И = Pc/N0 (Рс — номинальная мощность вход-
ного сигнала РПУ на выходе антенны), отношение энергии сигнала к
спектральной плотности шума Q/No — HtK (tn —длительность сиг-
нала), отношение сигнал-шум в заданной шумовой полосе /7Ш (обыч-
но определяемой полосой основного канала приема) РС1РШ — Н/Пш\
чувствительность усилительного тракта Рут mln при заданной шу-
мовой полосе и заданном ’отношении сигнал-шум В на выходе усили-
тельного тракта
Руч mln ~ о»	(2.1а)
Если входной сигнал задается ЭДС в антенне, то чувствительность
определяется другим образом:
£ут МП = 2	(2.16)
где Рвх- — входное сопротивление усилительного тракта (согласован-
ного с антенной).
Общий коэффициент усиления усилительного тракта (включая ан-
тенный кабель) определяется по формуле
Кр ~РВых/Рут min или /Сц = 2(7ВЫХ/Еут тщ,	(2-2)
где ^вых> ^вых — заданные мощность или эффективное напряжение
соответственно на выходе тракта; Рн — сопротивление нагрузки уси-
лительного тракта.
Очевидно Ku = VKpRJRbx.
Динамический диапазон усилительного тракта по входному сигналу
определяется отношением D = Рут max/PyT min или в децибелах
D ~ 10 1g (Рут max/Рут min),	(2-3)
где Рут тах — максимальная мощность входного сигнала, при ко-
торой коэффициент нелинейных искажений выходного сигнала усили-
тельного тракта меньше допустимого.
Если основная помехоустойчивость РПУ определяется частотным
фильтром усилительного тракта, чувствительность РПУ Ро тщ
равна Рут mln. Если основная помехоустойчивость определяется оп-
тимальным фильтром в информационном тракте, то РОпЦп = Qo^n,
гДе Qo — минимальная энергия сигнала, необходимая для заданного
качества функционирования РПУ и зависящая от No (см. § 2.4). Оче-
видно в этом случае PominC Рут mm и при расчете Кр и D в (2.1)
следует подставлять В = 1.
Динамический диапазон сигнала с шумом на выходе усилительного
тракта
^вых ут ~ (Pc max	(Рс mln 4"	(2«4)
гДе Pc min и Рс max — заданные минимальный и максимальный вход-
ные сигналы. Очевидно необходимо, чтобы Pcmln^ Рут mm ИЛИ
с «Un	Р о min, ^вых ут С О.
23
Нелинейность амплитудной характеристики усилительного тракта
(или отдельного каскада) вызывает нелинейные искажения сигнала,
которые характеризуются следующими коэффициентами, зависящи-
ми от сигнала [11, 86]:
коэффициент сжатия &с.к — изменение коэффициента усиления
за счет нелинейности передаточной характеристики под влиянием ос-
новного сигнала (знак коэффициента указывает направление изменения
усиления);
коэффициенты гармоник огибающей 2-го. и 3-го порядков
k3Q — отношение паразитного коэффициента амплитудной модуляции
выходного сигнала на второй или третьей гармонике гармонического
модулирующего колебания к коэффициенту модуляции на основной
частоте;
коэффициенты гармоник k20, k30 — отношение амплитуд гармониче-
ских составляющих в выходном сигнале с частотами, равными двум и
трем частотам моногармонического входного сигнала, к амплитуде
первой гармоники выходного сигнала. В общем случае коэффициент
гармоник
kr — V^20 + £30 + •••+ knG’
Средний коэффициент усиления по напряжению усилительного
тракта или отдельного каскада при большом входном сигнале Kucv
~ Ku (1 4- где Ки — коэффициент усиления того же трак га
при малом входном сигнале. Аналогично записываются выражения для
средней крутизны каскада и среднего коэффициента преобразования
преобразователя частоты.
Односигнальная частотная избирательность усилительною трак-
та определяется отношением уровня сигнала на заданной частоте к
его заданному уровню на частоте настройки при неизменном уровне
сигнала на выходе УТ. Обычно односигнальная избирательность оце-
нивается для внеполосного сигнала, находящегося за пределами полосы
пропускания тракта (например, в соседнем канале). Под соседним ка-
налом подразумевается полоса частот, равная полосе пропускания ос-
новного канала приема и непосредственно примыкающая к полосе
пропускания основного канала. Очевидно могут быть первый, второй
и т. д. соседние каналы приема, отличающиеся удаленностью по ча-
стоте от основного канала.
Односигнальная частотная избирательность зависит от частотной
расстройки сигнала относительно основного канала и определяется
основным наиболее узкополосным частотным фильтром тракта.
Нелинейность амплитудной характеристики и недостаточная из-
бирательность входных цепей приводят также к появлению искажений
полезного сигнала за счет влияния сигналов радиопомехи. Эти искаже-
ния характеризуют многосигнальную избирательность УТ. Наиболь-
шую опасность представляют следующие сигналы.
1. Один внеполосный сигнал помехи в соседнем канале приема.
Этот сигнал попадает во входные каскады и первый смеситель тракта за
счет не очень хорошей избирательности входных цепей. Его влияние
определяют два коэффициента: коэффициент блокирования k6n — от-
24
ношение разности уровней сигнала на выходе УТ при отсутствии и при
наличии радиопомехи на его входе к уровню этого сигнала при отсутст-
вии помехи; коэффициент перекрестных искажений &пер — отношение
коэффициента паразитной амплитудной модуляции выходного сигнала
к коэффициенту амплитудной модуляции помехи при подаче на вход
немодулурованного полезного сигнала и амплитудногмодулированно-
го внеполосного сигнала помехи.
В этом случае средний коэффициент усиления тракта усилительно-
го каскада Ки ср = АЪ (1 + #бл)» Аналогично выглядят выраже-
ния для средней крутизны или среднего коэффициента преобразования
преобразователя частоты.
2. Два внеполосных сигнала помехи с частотами Д и /2, образую-
щих паразитный комбинационный сигнал вида /к —	+ /2 или
/к — 2/2 —А, попадающий в основной или побочньш (например, зер-
кальный) канал приема. Первый, случай опасен только при очень
широкополосном УРЧ, во втором внеполосные сигналы могут нахо-
диться в соседних каналах приема и практически не ослабляться филь-
трами УРЧ.
Эти искажения характеризуют следующие величины:
коэффициент интермодуляционных искажений второго порядка
— отношение амплитуды комбинационной составляющей ± /2,
приведенной к входу устройства при подаче на вход двух внеполосных
гармонических сигналов с равными амплитудами, к амплитуде одного
из этих сигналов на входе;
коэффициент интермодуляционных искажений третьего порядка
k21 — отношение амплитуды комбинационной составляющей 2/2 — Д
при тех же условиях, что и выше, к амплитуде одного из этих сигна-
лов.
Для оценки влияния, внеполосной помехи вводится понятие дина-
мического диапазона тракта по соседнему каналу, определяемое как
отношение максимального допустимого значения внеполосного сиг-
нала помехи на входе, при котором искажения основного сигнала за
счет внеполосной помехи не превышают нормы (Рпсн), к минимальному
входному сигналу, определяемому из (2.1а): Йск = Рпск/Рут mln.
Помимо рассмотренных нелинейных искажений в усилительном
тракте также существуют искажения другого характера:
1.	Частотные искажения, вызываемые неравномерностью ампли-
тудно-частотной характеристики в полосе пропускания основного ка-
нала.
2.	Фазовые искажения, вызываемые нелинейностью фазочастотной
характеристики в полосе пропускания.
3.	Искажения, вызываемые неидеальностью переходной характе-
ристики (принципиальные при импульсных радиосигналах).
4.	Паразитная амплитудная и частотная модуляция сигнала, вы-
зываемая изменениями амплитудно- и фазочастотной характеристик
под влиянием большого паразитного сигнала.
Обычно в усилительном тракте допускаются нелинейные искажения
не более единиц и долей процентов. Это позволяет определить соот-
ветствующие искажения всего тракта как сумму искажений каждого
25
каскада в (^дельности, например: ^сгк общ = 2^сн< ь ^перобщ^
= ^пер ь ^Нобщ	I, ^21общ ^j^2i ь где &общ соответст-
вующий суммарный коэффициент всего тракта, ki — соответствующий
коэффициент искажений /-го каскада тракта содержащего всего п
каскадов.
Так как все эти коэффициенты зависят от напряжения сигнала,
при вычислениях ki необходимо оценивать уровни полезного и пара-
зитного сигналов на входе соответствующих каскадов с учетом их уси-
ления активными элементами и ослабления фильтрами (см. также
§ 5.3) [11].
В усилительном тракте супергетеродинного радиоприемника вслед-
ствие неидеальности преобразователей частоты появляются специфиче-
ские неосновные каналы приема — побочные, создающие дополни-
тельные помехи приему полезного сигнала. Эти каналы характеризуют-
ся их общим числом, частотой и частотной избирательностью по каждо-
му побочному каналу, определяемой как ослабление сигнала, принято-
го по побочному каналу, по отношению к сигналу, принятому по ос-
новному каналу.
В общем случае частота побочного канала определяется из равен-
ства
± Olf пк ± Vo *= /пч>	(2.5)
где /1(К, /0, /пч — частоты побочного канала,, гетеродина и промежу-
точной частоты соответственно; т, п — целые положительные числа
(в том числе и пуль). Частота побочного канала может совпадать с ча-
стотой основного канала, если приемник настроен на так называе-
мую частоту фокуса, в этом случае промежуточная частота образуется
при действии одного и того же сигнала как по основному, так и по по-
бочному каналам одновременно. Помехой является сам полезный сиг-
нал, проходящий по побочному каналу (и не ослабляемый в УРЧ).
Если побочный канал не совпадает с основным, то сигнал внеполос-
ной помехи ослабляется входными цепями приемника.
Погрешность настройки частоты определяется разностью между
частотой настройки усилительного тракта /н и частотой полезного
сигнала fc:	= fc —/н. Неточность настройки в свою очередь при-
водит к дополнительным искажениям сигнала.
2.2.2. Синтез структурной схемы и расчет основных параметров
Рассмотрим конкретную последовательность проектирования уси-
лительного тракта.
Выбор структурной схемы. В настоящее время почти исключитель-
но применяется супергетеродинная схема усилительного тракта, поз-
воляющая осуществлять основное усиление и фильтрацию на низкой
промежуточной частоте. Для реализации переменной настройки в супер-
гетеродине достаточно изменять только частоту гетеродина при ши-
2ft
рокополосном УРЧ или частоты гетеродина и настройки УРЧ, Однако
в некоторых случаях (фиксированная настройка, широкий спектр
принимаемых сигналов, соизмеримый с несущей частотой) может при-
меняться и приемник прямого усиления.
Структурные схемы усилительных трактов супергетеродинов раз-
личаются числом и направлением преобразований радиочастоты, на-
личием или отсутствием УРЧ. При выборе схемы супергетеродина
следует руководствоваться следующими соображениями.
В случае-переноса спектра сигнала ниже входной частоты (рис.
2.1, а) (разностное преобразование) можно обойтись одним преобразо-
ванием частоты, что упрощает схему тракта. Легко осуществить хо-
Рис. 2 1. Структурные схемы усилительного тракта с одним (а) и двумя (б)
преобразованиями частоты
рошую избирательность по соседнему каналу, используя традицион-
ные средства селекции в тракте промежуточной частоты. Из-за малой
промежуточной частоты частота зеркального канала оказывается близ-
ко расположенной к частоте входного сигнала, ее хорошее подавление
реализовать в такой структуре трудно. Поэтому в приемниках СВЧ,
построенных по этой схеме, для лучшего подавления частоты зеркаль-
ного канала обычно применяется несколько преобразований вниз ча-
стоты входного сигнала.
В случае переноса спектра сигнала выше входной частоты и разност-
ном преобразовании существейно улучшается подавление частоты зер-
кального канала, уменьшается число фокусов побочных каналов в
диапазоне рабочих частот. Однако часто в соответствии с исходными
данными для проектирования умилительного тракта требуется низкая
частота выходного сигнала. Высокая промежуточная частота может ус-
ложнить реализацию необходимого коэффициента усиления. Поэтому
в такой структуре обычно имеется также одно или несколько преобра-
зований частоты вниз. На входе каждого нового преобразователя ча-
стоты должен стоять фильтр, обеспечивающий подавление образую-
щихся в преобразователях частот зеркальных каналов (рис. 1.2, б).
При суммарном преобразовании также улучшается подавление ча-
стоты зеркального канала, однако возрастает число других побочных
27
каналов приема. Перестройка гетеродина и фильтра УРЧ производится
в разные стороны.
При разностном преобразовании и частоте гетеродина ниже часто-
ты входного сигнала спектр входного сигнала не инвертируется" при
частоте гетеродина выше частоты сигнала инвертируется.
Усилитель частоты не применяется, когда к чувствительности уси-
лительного тракта и избирательности по зеркальному и другим по-
бочным каналам приема предъявляются невысокие требования, а так-
же когда реализовать УРЧ из-за высокой частоты радиосигнала тех-
нически сложно.
Расчет полосы пропускания и коэффициента прямоугсльнссти.
Необходимая полоса пропускания усилительного тракта (обычно по
уровню 0,707) определяется из следующего выражения, ограничиваю-
щего значение полосы снизу:
> /7ПНф 4- 2Д/рЛ,	(2.6)
где Д/рл — Д/с + Д/д 4~ Д/н Д/с 4- Д/д 4~ Д/oi 4~ Д/ог 4~ • • 4~
4- Д/Ог 4- Д/ф — суммарная погрешность установки частоты в радио-
линии; /7„нф — ширина спектра сигнала; Д/с — погрешность установ-
ки частоты сигнала в передатчике; Д/н — погрешность настройки при-
емника; Д/д — изменение частоты сигнала за счет эффекта Доплера
(для подвижных средств связи); Д/о1, Д/о2, •••> Д/оь Д/ф— погреш-
ности установки (с учетом температурных уходов и старения) 1-й,
2-й, ..., 1-й частот гетеродинов (опорного сигнала) и настройки основ-
ного фильтра усилительного тракта. Если все частотные, погрешности
взаимонезависимы, то они могут суммироваться квадратично:
Д/рл -	+ Д/д 4- Д/г 1 4- Д/г2 4- ••• 4- Д/п + Д/ф-
Сверху полоса пропускания ограйичивается требованием ослабле-
ния в Ап раз гармонической помехи, имеющей расстройку по частоте
относительно частоты основного канала Д/п:
(2.7а)
или требованием ослабления в Аск раз сигнала соседнего канала,
имеющего расстройку по частоте Д/ск и ширину спектра, равную ши-
рине спектра сигнала основного канала:
/7ут 2Д/ск/[Кп Иск) 4- 1],		(2.76)
где К и Ут Иск/ или К п ут И п) — коэффициент прямоугольности уси-
лительного тракта (его основного фильтра) по уровню 0,707 и уровню,
соответствующему ослаблению в Аск или Ап раз. Из неравенств (2.6)
и (2.7) можно выбрать необходимые значения /7ут и Кп ут
Оптимальное значение эффективной избирательности [11] реализу-
ется в том случае, когда ослабление сигнала соседнего канала АсН
(или A J выбирается равным динамическому диапазону усилительного
тракта по соседнему каналу, т. е. DCK — Аск.
Выбор промежуточной частоты. Промежуточная частота выбирает-
ся из следующих соображений;
23
из условия подавления зеркального канала
/пч О»25/7рЧ/Сп рч (Л3),	(2.8)
где /7рч — полоса пропускания УРЧ; /Сп рч (Л3) — коэффициент пря-
моугольности фильдра УРЧ по уровню Л3; Л3 — требуемое ослабле-
ние зеркального канала (условие существенно только для разност-
ного преобразования);
из условия ослабления канала приема на промежуточной частоте
I(М/с) - 11 > 0,577рЛп рч (Л пч)//с,	(2.9)
где Лпч — требуемое ослабление промежуточной частоты в УРЧ;
из возможности выполнения фильтра на частоте /пч с парамет-
рами, определяемыми из (2.7): полосой /7ут и коэффициентом
/Сп ут (ЛСк)- Если известна эквивалентная добротность Q3 — f/П
фильтра с коэффициентом прямоугольности /Сп ут (Лск), реализуемая
в диапазоне выбора частоты /ич, то
/пч<^9Яут.	(2.10)
В случае противоречия между (2.8), (2.9) и (2.10) используется до-
полнительное «преобразование частоты вниз;
из условия подавления (или уменьшения числа) побочных каналов
(2.5), а также исключения попадания гармоник частоты гетеродина в
тракт промежуточной частоты.
При нескольких преобразованиях частоты опасно попадание ком-
бинационной частоты нескольких гетеродинных сигналов на вход при-
емника или в тракт промежуточных частот. Обычно достаточно прове-
рять частоты гетеродинов'попарно, т. е. искать комбинационные ча-
стоты типа
/пч i = ± Ifol + fos> 5 I,	(2.11)
где /пч i И fa — промежуточная частота и частота гетеродина при
i-м преобразовании, fOs — частота другого гетеродина, попадающего в
тракт t-й промежуточной частоты за счет наводки.
Степень подавления побочного канала (2.5) зависит от номера ком-
бинационной гармоники: чем больше номер, тем меньше гармоника;
от степени фильтрации частоты побочного канала в УРЧ и от индиви-
дуальных свойств преобразователя частоты. Наиболее опасны побочные
каналы, частота которых совпадает с частотой сигнала (частота фоку-
сов) и которые, следовательно, не ослабляются УРЧ.
Общей рекомендацией для уменьшения числа побочных каналов
является выбор промежуточной частоты из условия /пч 5s (4 • • • 5) X
У /с max ИЛИ /пч (0,1 ... 0,2) /с min, Где /с max, /с min МЗКСИ-
мальная и минимальная частоты диапазона перестройки.
Прямой расчет частот побочных каналов и комбинационных ча-
стот гетеродинов по формулам (2.5) и (2.11) трудоемок, более целесо-
образно пользоваться графиками [11] или проводить вычисления с по-
мощью ЭВМ [12].
Степень подавления побочных каналов приема и амплитуды гармо-
ник частоты гетеродина оценивают путем вычисления соответствующих
29
коэффициентов интермодуляции преобразователей частоты и определе-
ния коэффициентов ослабления 'сигналов побочных каналов в филь-
трах, предшествующих преобразователям.
Чюбы не искажался спектр сигнала при преобразовании частоты,
необходимо с некоторым запасом выбирать /ич > 0,5/7ИНф. Размер за-
паса определяется суммарной погрешностью установки частот в радио-
линии, коэффициентом прямоугольности основного фильтра и обычно
составляет (/пч — 0,5/7пнф)//ич	0,1, Однако, если используется квад-
ратурная обработка сигнала (см. п. 2.4.2), промежуточная частота
(обычно последнего УПЧ) может выбираться равной нулю.
Для улучшения фильтрации сигнала на выходе детектора или бо-
лее точного воспроизведения формы импульсных сигналов обычно
рекомендуется выбирать промежуточную частоту из следующих усло-
вий: /пч > (5 ... 10) FmdX или /пч>(10 ... 20)/7и, где Fwax — макси-
мальная частота модулирующего сигнала, /и — длительность радио-
импульса. Однако это требование не принципиально, если применяет-
ся детектор, реализующий идеальную функцию детектирования и не
требующий последетекторной фильтрации (см. § 5.8).
Распределение усиления по тракту. Коэффициент усиления всего
тракта можно определить из выражений (2.2). Реально он должен в
5 ... 10 раз превышать расчетное значение, чтобы перекрыть возмож-
ные температурные и временные уходы. Избыток коэффициента усиле-
ния компенсируется с помощью системы АРУ.
Коэффициент усиления УРЧ выбирается из противоречивых тре-
бований минимального влияния шумов смесителя на результирующий
коэффициент шума (коэффициент усиления надо увеличивать) и умень-
шения уровня  сигналов помехи, попадающих в смеситель и вызываю-
щих интермодуляционные искажения (коэффициент усиления надо
уменьшать). Обычно выбирают оптимальный коэффициент усиления
УРЧ порядка 20 дБ. Все оставшееся усиление обеспечивает УПЧ.
В УПЧ с распределенной избирательностью уровень внеполосных
сигналов больше в первых каскадах. Поэтому усиление в каскадах
УПЧ целесообразно выбирать так, чтобы по мере прохождения по
УПЧ внеполосного сигнала помехи его амплитуда за счет одновремен-
ного усиления в усилительных каскадах и ослабления в фильтрах не
нарастала. Это обычно приводит к меньшему коэффициенту усиления
в первых каскадах УПЧ. В УПЧ с сосредоточенной избирательностью
основной фильтр распечатается как можно ближе к смесителю, ко-
эффициент усиления до фильтра минимален, после фильтра распреде-
ляется по каскадахМ равномерно. При двух и более преобразованиях
частоты, если основной фильтр ставится на входе первого УПЧ, рас-
пределение усиления по тракту произвольно. Если основной фильтр
расположен в последнем УПЧ, коэффициент усиления промежуточных
УПЧ выбирается минимальным, чтобы* не допустить значительного
усиления внеполосной помехи.
Чувствительность усилительного тракта (2.1) окончательно уточ-
няется после полного расчета УРЧ. Динамический диапазон определя-
ется по (2,3) после выбора всех элементов усилительного тракта и рас-
чета характеристик искажений. В качестве критерия при определе-
30
нии верхней границы динамического диапазона рекомендуется задавать
коэффициенты kzl или ЛСж, более критичные при оценке нелинейных
искажений [11].
Если динамический диапазон УТ оказывается меньше заданного
(обычно из-за перегрузки выходных каскадов усилительного тракта)
или ограничен динамический диапазон устройства, стоящего на вы-
ходе УТ, вводится система автоматической регулировки усиления
(АРУ). Наиболее простой и распространенной является схема обратной
АРУ по сигналу с задержкой (рис. 2.2, а). Напряжение с выхода уси-
лительного тракта цсых подается на амплитудный детектор АРУ.
Рис. 2.2. Структурные схемы АРУ по сигналу («), по шумам (б) и яо опорному
сигналу (в)
Фильтр нижней частоты, стоящий после детектора, пропускает на свой
выход только медленные изменения амплитуды сигнала. Выпрямлен-
ный и усиленный усилителем постоянного тока сигнал поступает на
регулируемые каскады УТ и уменьшает их усиление только после
того, как амплитуда выпрямленного напряжения цвых превысит на-
пряжение задержки £7ЗД в пороговом устройстве ПУ. В результате в
рабочем диапазоне изменений входного сигнала среднее значение вы-
ходного сигнала с точностью до коэффициента передачи амплитудного
детектора оказывается равным иэя. Таким образом система АРУ по
сигналу выбирает все медленные изменения входного сигнала, обус-
ловленные изменением условий прохождения радиоволн, разными рас-
стояниями до корреспондентов, изменением коэффициента усиления
усилительного тракта со временем и т. п. Необходимый динамический
диапазон усилительного тракта определяется только быстрыми изме-
нениями амплитуды входного сигнала, вызванными, например, по-
лезной амплитудной модуляцией.
Коэффициент регулирования усиления усилительного тракта (от-
ношение максимального коэффициента усиления УТ к минимальному)
выбирается в 10 ... 100 раз больше относительного диапазона медлен-
ных изменений сигнала с тем, чтобы скомпенсировать возможные тем-
пературные и временные изменения усиления тракта.
31
Если'амплитуда выходного сигнала используется для оценки ам-
плитуды входного сигнала или прием происходит на фоне сильных по-
. мех, попадающих в усилительный тракт, использовать АРУ по сигналу
нельзя. В этом случае применяют АРУ по шумам, которая поддержи-
вает постоянным уровень сигнала с шумом на выходе широкополосного
фильтра Ф1 (рис. 2.2, б). Полоса фильтра выбирается такой, чтобы
отношение сигнал-шум на его выходе было меньше единицы. За счет
постоянства входных шумов УТ АРУ этого типа поддерживается по-
стоянным коэффициент усиления усилительного тракта. Окончатель-
ная фильтрация сигнала производится в узкополосном фильтре Ф2,
не охваченном петлей АРУ.
Более эффективно защищена от помех схема АРУ по опорному сиг-
налу (рис. 2.2, в), который подается на вход усилительного тракта от
стабильного генератора Г и суммируется с входным сигналом. Ча-
стота генератора выбирается вне диапазона изменения частоты вход-
ного сигнала, но внутри полосы пропускания УТ. Усиленный и
преобразованный по частоте вместе с входным сигналом опорный сиг-
нал попадает в тракт АРУ через узкополосный фильтр Ф1, не про-
пускающий в систему АРУ напряжения полезного сигнала и помехи.
Выходное напряжение отфильтровывается от опорного сигнала филь-
тром Ф2. Эта схема, как и предыдущая, предназначена для стабили-
зации коэффициента усиления УТ.
Если реализовать верхнюю границу динамического диапазона
УТ не удается из-за больших нелинейных искажений в УРЧ или пер-
вом преобразователе частоты, перед УРЧ устанавливается дополни-
тельный пассивный двух- трехступенчатый аттенюатор с ручной ре-
гулировкой или с электронной регулировкой на p—i—/2-диодах, уп-
равляемый ' от общей системы АРУ.
В приемниках сигналов с угловой модуляцией при отсутствии по-
давления сигнала большой гармонической помехой вместо АРУ или
дополнительно к нему может устанавливаться ограничитель уровня
сигнала.
"	2,2.3. Выбор типовых узлов и интегральных микросхем
Выбор средств частотной фильтрации. Параметры средств частотной филь-
трации, используемых в приемных устройствах 3—4-го поколений, по отдельно
взятым показателям существенно -превосходят параметры традиционных LC-
фильтров. И в то же время задача создания фильтра,'совместимого с микроэлек-
тронной технологией и полностью заменяющего LC-фильтры, на сегодняшний
день еще не решена. Особенно это заметно-на примере УРЧ. Фильтры, приме-
няемые в УРЧ, выполняют следующие функции: частотную фильтрацию, транс-
формацию полных сопротивлений для согласования входа приемника с выходом
антенны и для минимизации коэффициента шума, обеспечение перестройки
по частоте в диапазонных приемных устройствах. Фильтр, стоящий на входе
УРЧ, должен обладать минимальными потерями. Все эти задачи одновременно
решаются только с помощью пассивных индуктивных фильтров. Поэтому в при-
емных устройствах на ИС в качестве средств частотной фильтраций УРЧ обыч-
но используются: до частот порядка 100 МГц — одно-двухконтурные LC-филь-
тры на мпкрокатушках индуктивности, на частотах от 100 до 1 ... 2 ГГц — LC-
фильтры на спиральных печатных катушках, на частотах от 200 ,.. 500 МГц
и выше — фильтры на микрополосковых резонаторах,
32
Из-за низкой добротности спиральных печатных катушек и микрополоско-
вых фильтров и большого коэффициента включения во входной фильтр первого
транзистора УРЧ (для обеспечения малого коэффициента шума) избирательность
входных цепей микроэлектронных РПУ оказывается низкой (нагруженная доб-
ротность одноконтурного фильтра не более 5 ... 10).
При повышенном требовании к избирательности входного фильтра можно
уменьшить коэффициент включения транзистора и антенны в контур, но при этом
коэффициент шума УРЧ увеличивается за счет роста потерь входного сигнала
в фильтре. Для увеличения избирательности без потери чувствительности на
входе УТ применяются узкополосные фильтры на диэлектрических или ферри-
товых объемных резонаторах. Иногда устанавливаются на входе объемные ко-
аксиальные пли спиральные резонаторы [1,07], а также объемные LC-фильтры,
однако они имеют большие габариты и плохо совместимы конструктивно с микро-
электронными изделиями.
Потери во втором и следующих фильтрах УРЧ слабо влияют на результи-
рующий коэффициент шума при достаточном коэффициенте усиления транзисто-
ров или ИС в УРЧ, поэтому для повышения избирательности по зеркальному
каналу эти фильтры могут выполняться в виде сложных многоконтурных цепей
или фильтров сосредоточенной селекции с большей, чем во входной цепи, на-
груженной добротностью (если при этом обеспечивается требуемая перестройка
фильтра в диапазонных РПУ). Перспективным является применение в качест-
ве второго фильтра УРЧ фильтров на ПАВ из-за их потенциально высокой (до
2 ГГц) рабочей частоты. Однако такому использованию фильтров на ПАВ пока
препятствуют недостаточная высокочастотность серийных образцов и большое
вносимое затухание.
Фильтры в приборах 3—4-го поколений перестраиваются плавно с помо-
щью варикапов либо дискретно с помощью переключателей на герконах, на по-
левых транзисторах или р—i—п-диодах.
Фильтры УПЧ реализуют основную селекцию в усилительном тракте, по-
этому к ним предъявляются повышенные требования. Возможны два метода
осуществления избирательности в УПЧ: распределенная и сосредоточенная.
При первом суммарная характеристика избирательности формируется одно-
и двухконтурными LC-фильтрами либо одно-двухзвенпыми пьезоэлектриче-
скими фильтр.ами, стоящими в каждом каскаде УПЧ. Во втором случае суммар-
ная характеристика образуется сразу одним сложным фильтром сосредоточен-
ной селекции (ФСС), расположенным как можно ближе к преобразователю ча-
стоты. В качестве ФСС используются фильтры ПАВ, сложные монолитные пьезо-
фильтры, многозвенные пьезокерамические фильтры и т. п. В этом случае УПЧ
может быть неизбирательным на резистивных усилителях. Однако такая реали-
зация имеет следующие недостатки: 1) для повышения рабочей частоты резистив-
ного усилителя требуется увеличение потребления тока; 2) широкополосные
усилители более склонны к возбуждению и более восприимчивы к интер-
модуляционным помехам и наводкам; 3) собственные шумы усилителей, стоящих
после ФСС, усиленные в широкой полосе, могут быть ограничены в выходных
каскадах и вызвать подавление сигнала.
Поэтому часто даже в УПЧ с ФСС ставятся дополнительные фильтры, не
влияющие на результирующую избирательность, например широкополосные
Одноконтурные LC-фильтры.
Использование в УПЧ LC-контуров обусловливает дополни 1ельное ограни-
чение минимального значения промежуточной частоты, определяемого допусти-
мыми габаритами микрокатушек индуктивности и составляющего 2 ... 3 МГц.
В качестве усилителей с распределенной фильтрацией могут использовать-
ся активные RC-фильтры, осуществляющие одновременно и частотную селекцию,
и усиление сигнала.
Выбор активных элементов интегральных микросхем. С точки -зрения ми-
нимизации стоимости прибора, времени разработки, массы и габаритов устройст-
ва наиболее эффективна реализация усилительного тракта целиком на одной
БИС. Однако при этом разработчик сталкивается с необходимостью применять
структурную схему и идеологию построения приемника, которая была зало-
жена проектировщиком БИС. Обычно такие монолитные БИС изготавливаются
только для массовой продукции — вещательных переносных приемников и об-
33
ладают средними электрическими характеристиками. Компромиссным реше-
нием является использование специализированной гибридной БИС усилитель-
ного тракта. Такая БИС изготавливается на предприятии — разработчике при-
емных устройств и может иметь параметры и идеологию построения, более близ-
кие к требованиям на разрабатываемое приемное устройство при приемлемой сто-
имости, малых массе и габаритах.
По мере уменьшения степени интеграции применяемых БИС и ИС задача
реализации выбранной структурной схемы и высоких электрических характе-
ристик облегчается, однако такие показатели качества, как масса, габариты,
при этом становятся хуже.
При выборе типа ИС малой и средней степени интеграции для усилительно-
го тракта рукогодствуются следующими соображениями.
Рис 2.3. Структурная схема усилительного тракта и гетеродина
Входной усилитель при высоких требованиях к коэффициенту шума выпол-
няется на дискретных транзисторах в виде объемного узла или в виде ГИС на
бескорпусных транзисторах. На частотах выше 5 ГГц используются полевые
транзисторы, у которых коэффициент шума па высоких частотах меньше, чем у
биполярных, на более низких частотах полевые транзисторы применяются вмес-
то биполярных только при повышенных требованиях к линейности амплитудной
характеристики.
При выборе ИС для УПЧ учитывают динамический и частотный диапазоны
работы схемы, а также коэффициент регулирования усиления при наличии АРУ.
Современные ИС имеют относительно малые нелинейные искажения и высокие
граничные частоты усиления. Однако следует иметь в виду, что в резистивных
усилителях эти параметры часто реализуются за счет повышенного потребления
мощности ИС.
В качестве преобразователей частоты на высоких частотах используются
ГИС диодных двойных балансных смесителей, на частотах ниже 300 ... 500 МГц
— ИС аналоговых перемножителей. Иногда функции преобразователей частоты
в этом диапазоне выполняют полевые транзисторы, обладающие меньшим уров-
нем паразитных комбинационных составляющих и большим динамическим диа-
пазоном, чем биполярные. Однако ИС аналоговых перемножителей не очень ус-
тупают полевым транзисторам по этим параметрам и обладают лучшей стабиль-
ностью характеристик.
Успешно используются преобразователи частоты на аналоговых пеоемио-
жителях с фазовым подавлением зеркального канала (подавление до 30 ... 40
дБ), позволяющие существенно ослабить требования к частотной избирательно-
сти УРЧ.
Последнее время большое внимание уделяется повышению динамического
диапазона входных усилителей и смесителей, Это улучшает многосигнальную
34
избирательность и дает возможность использовать входные цепи с минимальной
частотной фильтрацией. Зеркальный канал подавляется фазовым методом или
применяется преобразование частоты вверх. Вся основная фильтрация осущест-
вляется в фильтре УПЧ, стоящем после смесителя. Динамический диапазон уси-
лителей повышается с помощью отрицательных обратных связей или с помощью
использования на входе мощных малошумящих транзисторов с увеличенными
(до 10 ... 50 мА) токами смещения.
Рис. 2 4. Вариант конструкции микросборки усилительного тракта
В качестве примера выбора интегральных схем и средств частотной филь-
трации рассмотрим структурную схему (рис. 2.3) усилительного (и гетеродин-
ного) трактов РПУ с входной частотой около 314 МГц. Устройство состоит из
трех герметизированных микросборок: входного устройства (ВУ), усилитель-
ного устройства (УУ) и гетеродинного тракта (ГТ1). Гетеродинный тракт ГТ2
выполнен на корпусных ИС. Входное устройство включает УРЧ, смеситель, пред-
варительный усилитель первой промежуточной частоты (ПУПЧ), оконечный ум-
ножитель на 4 гетеродинного тракта и его буферный усилитель. Двухкаскадный
УРЧ выполнен на двух транзисторах КТ3101, включенных по схеме с общим
эмиттером, и микрополосковых фильтрах. Полоса входного фильтра 30 МГц,
второго и третьего — 15 МГц. Коэффициент шума УРЧ около 2. Смеситель вы-
полнен по балансной схеме на диодах ЗА112, однокаскадный ПУПЧ — по кас-
кодной схеме на транзисторах КТ3106 и фильтре на тороидальной микрокатуш-
ке.
Микросборка УУ состоит из фильтра ПАВ с полосой пропускания 300 кГц,
трехкаскадного усилителя первой промежуточной частоты 46 МГц на ИС К175УВ2
с фильтрами на тороидальных микродатушках, апериодического смесителя на
ИС К526ПС1, усилителя второй промежуточной частоты 300 кГц, выполненно-
2*	35
го в виде активного RC-фильтра 10-го порядка на операционных усилителя»
с полосой пропускания 26 кГц, а также части умножителей гетеродинного тракта.
Каждая микросборка (МСБ) представляет собой несколько печатных плат,
выполненных методом гибридной тонкопленочной технологии на поликоровых
или ситалловых подложках и помещенных в отдельный герметичный корпус
(рис. 2.4).
2.3.	УСИЛИТЕЛЬНЫЙ ТРАКТ ЦИФРОВОГО РАДИОПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА
Рассмотрим УТ РПУ, реализованного по структуре на рис. 1 4,
т. е. с АЦП, стоящим сразу на выходе усилительного тракта. Если
АЦП стоит после демодулятора, усилительный тракт проектируется
как для обычного аналогового РПУ.
Невысокая чувствительность современных АЦП, лежащая в преде-
лах 1 ... 10 мВ*, и небольшой их динамический диапазон заставляют
обращать особое внимание на согласование усилительного тракта
с АЦП. Подход к решению этой задачи различен в зависимости от
относительной ширины спектра обрабатываемого сигнала. В широко-
полосной системе связи отношение сигнал-шум на выходе усилитель-
ного тракта (2.4) часто бывает меньше единицы (считаем, что уровень
возможных гармонических помех также меньше уровня выходных шу-
мов УТ). В этом случае без существенной потерн чувствительности
РПУ можно использовать фазовую обработку сигнала (см. § 2.5 и
3.1) и АЦП с двухуровневым квантованием сигнала. В качестве та-
кого АЦП обычно используются компараторы.
Так как двухуровневый АЦП должен реагировать только на знак
сигнала, среднеквадратическое значение напряжения на входе компа-
раюра выбирается существенно большим (например в 10 раз) порога
срабатывания. Отсюда коэффициент усиления по мощности усилитель-
ного трак га от входа до АЦП
Кр b2w2/7V0/7UJ уТ/?вхАцгь	(2.12)
где b — порог срабатывания компаратора; w — коэффициент запаса;
jV0 — спектральная плотность входных шумов; Пш ут — шумовая
полоса усилительного тракта; /?вхАЦП— входное сопротивление
АЦП.
Необходимый коэффициент усиления тракта обеспечивается систе-
мой АРУ по шумам на выходе УПЧ. Но технически проще реализовать
усилительный тракт с применением усилителей-ограничителей, кото-
рые ограничивают выходной сигнал в случае превышения им уровня,
равного bw. Дополнительный запас по усилению, необходимый для
компенсации температурных уходов, не следует брать излишне боль-
шим, так как это может привести к самовозбуждению усилителей.
В узкополосной системе связи отношение сигнал-шум на выходе
УТ превышает единицу. Тем не менее при отсутствии значительных
* Описаны способы понижения порога АЦП до уровня тепловых шумов при
температуре жидкого гелия и повышения быстродействия АЦП до единиц ги-
гагерц [46], что может позволить помещать АЦП непосредственно на выход»
УРЧ.
86
гармонических помех и угловой модуляции сигнала обычно также при-
меняется двухуровневое квантование и тогда
Кр b2 w2/(Pz min + No Пш уг) Явх АЦП	(2. 1<->)
где Репин — минимальный входной сигнал.
При амплитудной модуляции, при обнаружении сигнала по ампли-
туде или выделении одного сигнала из'нескольких, при наличии зна-
чительной гармонической помехи и в некоторых других случаях в уз-
кополосных, а иногда и широкополосных системах связи применяется
многоуровневое квантование. Коэффициент усиления усилительного
тракта выбирается так, чтобы удовлетворить следующим требованиям
1181:
выходные шумы УТ должны существенно превышать шумы кванто-
вания АЦП;
среднеквадратическое значение напряжения на входе АЦП долж-
но быть во много раз больше шага квантования.
Учитывая, что энергетический спектр шумов квантования АЦП,
приведенный к его входу, равномерен в пределах 0 ... 0,5Рд и равен
А!:в == б/2/6/?д7?йх лшь где d — шаг квантования, из первого усло-
вия получаем KpNo'N^^ Е2 или
Кр>6/2£2/6^0Ад/?вхАцп,	(2.14)
где Е2 — коэффициент запаса (для определенности положим Е2 = 10).
Из второго условия аналогично можно получить
Кр d2 с2/(Рс mm 4- Ао пт ут) RBX ацгь	(2 15)
где с — коэффициент запаса.
При Рс шщ< КОПШ У1 условие (2.15) более жестко, чем условие
(2.14) (^д > 277ш ут), и при выборе коэффициента усиления линей-
ного тракта следует использовать (2.15). При Рс mln > МОПШ ут
более жестким может оказаться условие (2.14), однако при этом надо
еще оценить, насколько допустимо увеличение шумов РПУ за счет
шумов квантования.
Необходимое число уровней квантования вычисляют, учитывая, что
для гармонического сигнала нужны двухполярные отсчеты (размах
сигнала в два раза больше его амплитуды) L = 2[/Ацп max/d =
= 2/(Рс тах 4- А0/7П1 ут) Кр^вхАцп Kn^d, или используя (2.15):
L = 2сАпф )/DUbIXJT,	(2.16)
где 1/АЦ1:та — максимальный входной сигнал" АЦП; Рс тах —
максимальный входной сигнал РПУ;- КПф — пикфактор суммарного
входного максимального сигнала с учетом шумов (отношение макси-
мального значения напряжения к среднеквадратическому). При гар-
моническом колебании 7<Пф = ]/2, при случайном сигнале с нормаль-
ным законом распределения /Спф = 2,5 ... 3; 2)выХ ут —динамиче-
ский диапазон сигнала с шумом на выходе усилительного тракта (2.4).
Задав £>вых ут в децибелах и коэффициент запаса с = 22 ... 23,
можно ориентировочно выбрать число разрядов в АЦП:
37
n«DBblxyT/6+ (3...4).	(2.17)
Из (2.16) видно, что при расширении'полосы пропускания УПЧ
(широкополосные системы связи) снижается тр.ебование к разрядности
АЦП, но увеличивается частота дискретизации. Задав в выражении
(2.17) Г)выху1 » 60 дБ (узкополосные системы связи), получим, что
необходимая разрядность АЦП с учетом знака 13	14.
2.4.	ИНФОРМАЦИОННЫЙ ТРАКТ
В отличие от усилительного тракта структура информационного
тракта существенно зависит от исходных данных для проектирования
и используемых критериев оптимальности. И хотя в настоящее время
существует обширная литература, обобщающая результаты синтеза
различных схем оптимальных приемников, она не исчерпывает все
возможные варианты построения схем. Поэтому в процессе проектиро-
вания информационного тракта большое внимание уделяется синтезу
его оптимальной структуры.
2.4.1.	Исходные данные для проектирования
В формализованном виде примерный перечень исходных данных
для проектирования информационного тракта, как и для УТ, пред-
ставим в виде трех групп.
Группа У (условия): характеристики входного сигнала — вид
модуляции и ее глубина, амплитуда и частота сигнала, скорость и диа-
пазоны изменения амплитуды и частоты, длительность существования,
момент появления, априорные вероятности существования того или
иного сигналов; характеристики помех (с учетом фильтрации в уси-
лительном тракте) — вид помех (шумовые, гармонические, органи-
зованные и т. п.); вероятностный закон распределения амплитуды и ча-
стоты помех ит. п.; энергетический потенциал радиолинии (с учетом
потерь в усилительном тракте).
Группа Ос (ограничения): метод обработки сигнала (на аналого-
вых ИС, на цифровых ИС), характеристики выходного сигнала и т. п.
Группа К (критерии качества): вероятность ошибочного приема
информации, время обнаружения сигнала, точность оценки параметров
сигнала, объем, масса, энергопотребление и т. п.
В информационном тракте могут решаться следующие задачи об-
работки сигнала (как в отдельности, так и в любом сочетании).’ демо-
дуляция (в случае многократно модулированного сигнала операция
демодуляции также производится несколько раз), регенерация (обыч-
но при кодово-импульсной модуляции), поиск (по частоте, амплитуде,
фазе, виду модуляции), индикация обнаружения, синхронизация
(по частоте, фазе, задержке несущей, поднесущей, тактовой частоте,
кодовой последовательности), оценка параметров (амплитуды, фазы,
частоты, задержки) и т. д.
Для удобства синтеза структуры информационного тракта все его
возможные функции разбивают на группы, объединяющие типовые
задачи. Для каждой из этих групп может быть предложена типовая оп-
3§
тимальная структура информационного тракта (так называемая струк-
тура оптимального приемника) [7, 8].
В зависимости от вида сообщения различают три наиболее харак-
терные группы задач [7]: прием дискретных сообщений, прием отдель-
ных значений непрерывных сообщений, прием колебаний (фильтра-
ция).
Одним из важных допущений, используемых при синтезе структур-
ных схем оптимальных приемников, является предположение, что спо-
собы кодирования и модуляции, а также класс используемых сигна-
лов заранее известны. Известны заранее часть или все параметры при-
нимаемых сигналов (амплитуда, частота, фаза, момент появления, дли-
тельность импульса, априорные вероятности существования того или
иного сигнала и т. п.). Сигналы считаются известными точно, если
единственным неизвестным параметром в колебании является само
сообщение. Сигналом с неизвестными параметрами считается сигнал,
содержащий кроме искомого сообщения еще какие-либо неизвестные
параметры.
Теория оптимального приема разработана в основном для аддитив-
ных помех. В большинстве практически важных случаев можно пред-
полагать, что помехи представляют собой нормальный белый шум
(в метровом, дециметровом и сантиметровом диапазонах волн, если нет
искусственных, в частности, организованных помех), что также облег-
чает синтез схем.
2.4.2.	Особенности построения структурной схемы
Важнейшей составной частью оптимального приемника являются
оптимальные линейные фильтры, наиболее характерными из которых
являются фильтры, создающие на своем выходе максимальное отно-
шение сигнал-шум, и фильтры, обеспечивающие минимальную средне-
квадратическую ошибку в воспроизведении сигнала. К первым от-
носятся так называемые согласованные (с сигналом) фильтры, у кото-
рых частотная характеристика совпадает со спектром сигнала (точ-
нее — является комплексно-сопряженной с ним): К (jco) = а X
X S* (jco) exp (—jcoZ0)/ где а — постоянный коэффициент; S (jco) —
спектр сигнала; tQ — временной сдвиг (от начала сигнала). Такой
фильтр обеспечивает максимальное отношение пикового значения на-
пряжения сигнала в момент tQ к среднеквадратическому значению на-
пряжения шума:
вых (/оУсП max K2QW0,	(2.18)
где Q — энергия сигнала на входе фильтра; No — спектральная плот-
ность входного шума.
Импульсная характеристика фильтра, согласованного с сигналом
ис (/), равна т] (/) = аис (tc — t), т. е. представляет собой зеркальное
отображение сигнала.
Согласованные фильтры физически реализуемы не для всех сигна-
лов, в частности необходимо, чтобы сигнал был конечной длительности.
30
Обычно выбирают t0 = tw (условно считается, что ноль времени соот-
ветствует началу сигнала). '
При практическом использовании согласованного фильтра (СФ)
на его выходе обычно ставится схема взятия отсчета (СВО), работаю-
щая от схемы синхронизации СС и фиксирующая напряжение сигнала
в момент /0 (рис. 2.5). Наиболее просто выполняется согласованный
фильтр для одиночного прямоугольного импульса напряжения (на-
пример телеграфной посылки, рис. 2.6, а). Он состоит из интегратора
входного напряжения с передаточной функцией a/jco (а — постоянный
коэффициент), устройства задержки с передаточной функцией
ехр (—jcoZ0) и сумматора сигналов. Аналогично выглядит структурная
Рис. 2 5. Схема ркчтл-
чения согласованною
фильтра
Рис. 2 6. Функциональные схемы согласованных
фильтров для прямоугольного импульса напряже-
ния с интегратором, не возвращаемым (а) и возвра-
щаемым (в) в нулевое состояние, а также входной
и выходной сигналы (б)
схема согласованного фильтра для радиоимпульса с несущей частотой
(ос и прямоугольной огибающей. Но в отличие от фильтра для одиноч-
ного импульса здесь должен быть применен интегратор огибающей
входного сигнала с передаточной функцией a/j (со — <ос).
Разновидностью оптимального фильтра первого типа является кор-
релятор, состоящий из перемножителя входного сигнала на его ко-
пию, генератора копии ГК и интегратора (рис. 2.7). На рис. 2.7 до-
полнительно показаны цепь синхронизации и схема взятия отсчета.
Синхронизация нужна для того, чтобы включать генератор копии ГК
точно в момент прихода сигнала, а в момент /0 произвести отсчет на-
пряжения на выходе интегратора (после чего генератор должен быть
возвращен в начальное нулевое состояние).
Несмотря на сходство конечных результатов, коррелятор и согла-
сованный фильтр имеют много отличий. Согласованные фильтры яв-
ляются пассивными системами, не критичными к фазе и задержке вход-
ного сигнала. В то же время они могут быть чувствительными даже и
небольшим различиям между моментом взятия отсчета выходного
напряжения и моментом, когда это напряжение достигает максимума
(рис. 2.8). Корреляторы являются активной системой. Они менее кри-
тичны к нестабильности момента взятия отсчета, но весьма чувствитель-
ны к рассогласованию между фазами принимаемого сигнала и копии,
40
Можно показать, что на выходе согласованного фильтра формиру-
ется сигнал, соответствующий (с точностью до постоянного множителя)
зеркальному отображению относительно точки tG корреляционной
функции входного сигнала. На выходе коррелятора формируется по-
стоянное напряжение, нарастающее от нуля до максимального значе-
ния в момент окончания входного сигнала (рис. 2.8, в). Это значение
соответствует конкретной точке взаимной корреляционной функции
входного сигнала и опорного сигнала, используемого в качестве ко-
пии, и определяется задержкой входного сигнала относительно копии,
а также его фазой.
Рис. 2.7. Функциональная схема
коррелятора
Рис 2.8. Влияние неточности взя-
тия отсчета на работу согласо-
ванного фильтра: а) входной сиг-
нал, б) сигнал на выходе согла-
сованного фильтра, в) сигнал на
выходе коррелятора. Точкой от-
мечено значение сигнала в мо-
мент отсчета
Коррелятор обладает «памятью», т. е. после окончания входного
сигнала выходной сигнал сохраняется как угодно долго, и перед при-
ходом следующего входного сигнала необходимо возвратить интегратор
в начальное нулевое состояние. Таким образом выходные сигналы со-
гласованного фильтра и коррелятора совпадают только в момент /0.
Есть еще одно важное отличие — для перехода на работу с другим
сигналом в оптимальном фильтре надо изменить его схему. В корре-
ляторе, по крайней мере принципиально, для этого достаточно сменить
только копию сигнала.
Из-за чувствительности выходного напряжения обычного согласо-
ванного фильтра (рис. 2.5) или коррелятора к моменту взятия отсчета
или фазе входного сигнала эти устройства не могут использоваться
для сигнала с неизвестной фазой.
Оптимальный фильтр, не чувствительный к фазе сигнала, состоит
из двух корреляторов, на перемножители которых от генератора по-
даются квадратурные (сдвинутые на 90°) копии входного сигнала, схем
возведения в квадрат и сумматора (рис. 2.9, а). Если частота высоко-
частотного заполнения входного радиоимпульса достаточно велика по
сравнению с длительностью импульса, можно применить более простую
Для аналогового исполнения схему, состоящую из.фильтра, согласован-
ного с сигналом, и амплитудного детектора (рис. 2.9, б).
41
a)
Рас. 2.9. Схемы фильтров, нечувствительных к фазе сигнала, с использованием
двух корреляторов (а) и амплитудного детектора (б)
При обработке сигналов эффективным средством решения ряда за-
дач является представление сигнала в комплексной форме (квадра-
турная обработка сигнала). При частотном преобразовании (перемно-
жении с опорным комплексным сигналом, рис. 2.10) частота комплекс-
ного сигнала смещается- без образования паразитной суммарной или
разностной составляющей спектра. При переносе частоты несущего
колебания комплексного сигнала в-ноль образуется так называемая
комплексная огибающая, сохраняющая всю информацию о фазе и ам-
плитуде исходного модулирующего сигнала. Это позволяет произво-
дить обработку сигнала на наинизшей частоте непосредственно по
огибающей с исключением несущей частоты. При квадратурной обра-
ботке увеличивается аппаратурная сложность прибора, так как появ-
ляются два канала обработки — для синусоидальной и косинусои-
дальной составляющих сигнала. Эти каналы должны обладать высокой
идентичностью характеристик, поэтому квадратурная обработка чаще
всего используется в цифровых РПУ.
Для формирования комплексного сигнала чаще всего используется
схема на рис. 2.11, а, которая при наличии генератора, настроенного
на несущую частоту сигнала, выделяет комплексную огибающую.
Фильтр на выходе каждого из преобразователей -частоты пропускает
колебания с разностной частотой и подавляет суммарную паразитную
частоту спектра.
Рис. 2.11. Функциональные схемы формирова-
ния комплексного сигнала с помощью квад-
ратурного генератора (а) и фазовращателя
(б)
Рис. 2.10. Структурная схема разностного пре-
образования частоты комплексного сигнала

42
Комплексный сигнал, образованный из вещественного входного
сигнала wBX (0 = U (t) cos [сос/ + ср (/)], имеет на выходе формирова-
теля с опорными частотами sincoo/H cos a>ot следующий вид (коэффици-
ент преобразования принимаем равным единице):
«вых (0 = Ц, + Ж =	(0 {cos [(шс — (00) t 4- ф (/)] +
4- j sin [(сос — (о0) t 4- ф (01}.
где косинусоидальная и синусоидальная составляющие сигнала при-
сутствуют каждая на своем выходе формирователя (рис. 2.11, а).
Рис. 2.12. Функциональные схемы оптимального фильтра комплексного сигнала
на основе согласованных фильтров (а) и корреляторов (б)
Схема на рис. 2.11, б проще, но в ней необходим широкополосный
фазовращатель при широкой полосе спектра сигнала. Составляющие
комплексного сигнала на выходе схемы
Uc — U (t) cos [cdJ 4- Ф (Oh Us = U (t) sin [wcZ 4- Ф (Oh
В согласованном фильтре комплексного сигнала используются че-
тыре фильтра действительного сигнала (рис. 2.12, а) СФс и СФ5, со-
гласованные соответственно с квадратурными составляющими входно-
го сигнала исЪХ и Ua вх. Фильтр на рис. 2.12, а дополнен квадра-
турным устройством выделения модуля огибающей. Аналогично можно
.построить оптимальный фильтр на основе корреляторов (рис. 2.12, б),
если использовать квадратурный генератор копии сигнала ГК.
В зависимости от назначения или удобства выполнения практиче-
ские схемы оптимальных фильтров могут несколько видоизменяться.
В ряде случаев удобной оказывается корреляционно-фильтровая
схема оптимального фильтра, представляющая комбинацию корреля-
тора и согласованного фильтра. Так, в схеме оптимального фильтра
для радиоимпульса (рис. 2.7) генератор копии может быть заменен ге-
нератором непрерывных синусоидальных колебаний, синхронизиро-
ванным схемой синхронизации с несущей входного сигнала. Сигнал на
выходе перемножителя фильтра представляет собой огибающую радио-
импульса, который может уже фильтроваться фильтром, согласован-
ным с импульсом напряжения (например, интегратором, также изо-
браженным на рис. 2.7).
43
При практической реализации информационных трактов аналого-
вых РПУ часто используются квазиоптимальные фильтры, у которых
форма частотной характеристики заранее задана и максимум отношения
сигнал-шум обеспечивается лишь соответствующим подбором полосы
пропускания этой частотной характеристики. При существенном аппа-
ратурном упрощении квазиоптимальные фильтры позволяют для про-
стых сигналов получать результаты, близкие к результатам, получае-
мым с оптимальными фильтрдми. Например, для одиночного радиоим-
пульса длительностью tn с прямоугольной огибающей квазиоптималь-
ный полосовой фильтр с частотной характеристикой, имеющей прямо-
угольную форму, и оптимальной полосой пропускания /70ПТ = 1,37//и
дает по сравнению с оптимальным фильтром проигрыш в отношении
сигнал-шум 1,22 раза, или 0,8 дБ. При реальных (не прямоугольных)
частотных характеристиках фильтра проигрыш оказывается еще мень-
ше. Заметим, что ПФ 2-го порядка (частотная характеристика которо-
го аналогична характеристике одиночного LC-контура) превращает-
ся в идеальный интегратор огибающей сигнала, если его полоса пропус-
кания по уровню 0,7 меньше 0,2//и.
Однако такой фильтр, почти оптимальный при приеме одиночных
посылок сигнала, становится неоптимальным при приеме двоичных
сигналов, когда посылки напряжения (или радиоимпульсы) следуют
друг за другом без паузы. Это объясняется появлением в таком фильтре
межсимвольных помех—«запоминания» предыдущей посылки, которая
накладывается на последующую. Для борьбы с этим явлением исполь-
зуется схема так называемого кинематического фильтра (рис. 2.6, б),
в котором интегратор с помощью переключателя S каждый раз в кон-
це приема очередной посылки возвращается в исходное состояние.
2.5	ОПТИМАЛЬНЫЕ СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ИНФОРМАЦИОННОГО
ТРАКТА ДЛЯ НЕКОТОРЫХ ТИПОВЫХ ЗАДАЧ
2.5.1.	Прием дискретных сообщений
Этот случай приема охватывает следующий круг задач, решаемых
оптимальными приемниками:
бинарное обнаружение (прием двоичного сигнала с пассивной пау-
зой в телеграфной радиосвязи, системах передачи дискретной информа-
ции, обнаружение сигнала в радиолокации);
распознавание двух сигналов (прием двоичного сигнала с активной
паузой);
обнаружение и распознавание нескольких сигналов.
Последняя задача возникает при приеме многопозиционного кода.
К ней же сводится задача типа обнаружения сигнала с неизвестной ча-
стотой или задержкой.
Бинарное обнаружение. В общем случае задача формулируется
следующим образом: на входе приемника в присутствии аддитивного
белого шума может появиться полезный сигнал иг. Известны (или не-
известны) априорные вероятности наличия р (wj и отсутствия .р (0)
44
сигнала. Необходимо синтезировать схему приемного устройства, оп-
тимальным образом отвечающего на вопрос «Есть сигнал на входе
приемника или нет?»
При решении задачи обнаружения чаще всего используются два
критерия:
критерий минимальной полной вероятности ошибки (критерий иде-
ального наблюдателя, он же критерий максимальной обратной вероят-
ности):
Рош = Р (0) Рлт + Р («1) Рпр = min,
где рош — полная вероятность ошибки; рлт — условная вероятность
ошибки типа ложной тревоги (при отсутствии сигнала); рпр — услов-
ная вероятность ошибки типа пропуска цели (при наличии сигнал?).
Этот критерий применяется обычно в связи, где известны априор-
ные вероятности р (их) и р (0). При этом часто допускают р (0) =---
= р («1) = 0,5;
критерий Неймана—Пирсона: Рпр—niin при рлт = const. Приме-
няется обычно в радиолокации, где неизвестны априорные вероятности
наличия и отсутствия сигнала, а потому нельзя вычислить полную ве-
роятность ошибки.
Приемник, оптимальный при обнаружении полностью известною
сигнала, работает следующим образом (рис. 2.13). Входной сигнал
цвх (0 проходит через согласованный фильтр или коррелятор и в
момент /0 = tn сравнивается схемой принятия решения (СПР) с порого-
вым напряжением Uпор. При мвыХ (/0) > [/пор принимается решение—
есть сигнал (wj, в противном случае — нет сигнала (0).
Пороговое напряжение в случае критерия идеального наблюдате-
ля вычисляется следующим образом:
^поР = «вых (/о) {0,5 + (N0/2Q) In Ip (0)/р (М1)]}.	(2.19)
В частности, [/пор — О,5мвыХ(/о), если р (0) = р — 0,5.
Иногда удобнее определять IJпор не через выходное напряжение
«вых (U полезного сигнала, а через выходное среднеквадратическое
напряжение шума о. Тогда из (2.18) получим ивых (Zo) = a)/'2Q/A^() и
(2.19) запишется следующим образом:
Г пор = пИ20Ж {0,5 + (xV0/2Q) In [р (0)/р (цх)]}.
Необходимое минимальное отношение Qq/Nq, реализующее за-
данные вероятности рлт, рпр, можно вычислить по приближенной
формуле [71, справедливой при рлт 0Л> Рпр ^0,1’
Qo/No « (/in (1/рлт) - 1,4 + /1п (1/рпр) - 1,4)3.	(2.20)
При ЭТОМ pnvlp^ ~ Р ФУр («1) и рлт = рош/2р (°), Рпр =
Если заданы априорные вероятности р (0) и р (их) и допустимая пол-
ная вероятность ошибки рощ, то полученные формулы позволяют вы-
числить допустимые условные вероятности/?лт и /?пр и затем определить
по (2.20) требуемое отношение Qo/No.
45
Если априорные вероятности р (0) и р (иг) неизвестны (критерий
Неймана—Пирсона), то следует задаваться непосредственно условными
вероятностями рлт и рпр и пользоваться формулой (2.20). В этом слу-
чае при тех же допущениях о малых вероятностях ошибок пороговое на-
пряжение
^uop = wbhx (^о) [0>5 + (AT0/2Q) In (рпр/рлт)] или Ппор =
= ^вых (^о) У(М>/<3) In (lip
лт) '
Обнаружитель полностью известного сигнала является до некото-
рой степени идеализированным. Однако его рассмотрение позволяет
оценить предельные параметры подобных схем.
Рис 2 14 Структурная схе-
ма фазового обнаружителя
Рис. 2.15 Структурная
схема приемника, опти-
мального при различе-
нии двух сигналов
Рис. 213. Структурная
схема приемника, опти-
мального при бинарном
обнаружении полно-
стью известного сигнала
Обнаружение сигнала с неизвестной фазой. Неопределенность фазы
не изменяет структурной схемы обнаружителя (рис. 2.13), но вместо
оптимального фильтра, согласованного с сигналом, следует использо-
вать оптимальный фильтр, не чувствительный к фазе сигнала (рис. 2.9).
При рЛт 0,1, рПр^0,1 и равномерном распределении началь-
ной фазы выражение для отношения энергии сигнала к спектральной
плотности шума
Qv/No « (Vln (!//>„,) + V In (1/рпр)— 1,4 )2	(2.21)
практически совпадает (с 2.20) для сигнала, известного точно.
Таким образом, при рлт ^0,1, рпр 0,1 для обнаружения сиг-
нала с неизвестной фазой необходима практически такая же энергия
сигнала, что и для обнаружения сигнала, известного точно. Однако при
больших вероятностях ошибки этот вывод уже не справедлив, для об-
наружения сигнала с неизвестной фазой требуется энергия сигнала
большая, чем для обнаружения сигнала, известного точно, и при даль-
нейшем увеличении вероятности ошибки это различие становится бо-
лее существенным.
Фазовый обнаружитель. При малом отношении сигнал-шум на вхо-
де обнаружителя, но при условии, что отношение Q/Nq достаточно ве-
лико, целесообразно использовать фазовый обнаружитель.
Оптимальная схема фазового обнаружителя полностью известного
сигнала сложна [15]. Близкие результаты дает квазиоптимальный
обнаружитель (рис. 2.14). От оптимального обнаружителя по схеме
на рис. 2.13 фазовый обнаружитель отличается только наличием дву-
46
стороннего амплитудного ограничителя на входе. При аналоговой об-
работке сигнала фазовый обнаружитель полностью известного сигнала
дает проигрыш в энергии порядка 6% [16] (при точной настройке
сигнала на центр полосы пропускания и наличии ПФ второго порядка
перед ограничителем). Преимуществом фазового обнаружителя явля-
ется независимость порогового напряжения £7порот коэффициента уси-
ления усилительного тракта. Ограничитель, необходимый для фазово-
го обнаружителя, часто уже имеется в реальной схеме для решения
других задач.
Аналогично можно построить и фазовый обнаружитель сигнала с
неизвестной фазой. Для этого в схеме на рис. 2.14 используется фильтр,
не чувствительный к фазе сигнала (рис. 2.9).
Обнаружение сигнала с неизвестной фазой и амплитудой. Неопре-
деленность амплитуды существенно ухудшает характеристики обнару-
жения. Схема обнаружителя сохраняется и соответствует схеме обна-
ружителя сигнала с неизвестной фазой. При изменении амплитуды по
закону Рэлея и равномерном распределении начальной фазы требуемое
энергетическое отношение сигнал-шум при рпр 0,1
Qcp/^O == 0/Рпр) (1/Рлт)>
где Qcp — средняя энергия сигнала.
Пороговое напряжение определяется формулой (2.19) при замене
Q на Qcp.
Распознавание двух сигналов. Задача формулируется следующим
образом: на входе приемника имеется нормальный белый шум и один
из двух сигналов их или «2. Известны априорные вероятности наличия
сигналов р (wj и р (w2). Необходимо ответить, какой из сигналов при-
сутствует на входе приемника.
Задача характерна для радиосвязи, в качестве критерия оптималь-
ности используется критерий минимума полной вероятности ошибки
Рош = Р (wi) Р + Р М Р Ш = min,
где р (w2/Wi) — вероятность ошибки типа: принят сигнал w2 вместо
uf, Р (th./u2) — вероятность ошибки типа: принят сигнал вместо
и2. При анализе часто полагают р (wj = р (w2) = 0,5. Тогда при
малой вероятности ошибок рот « р ж р (ui/u2).
В теории связи рассматривают следующие два класса сигналов:
с пассивной и с активной паузой. В первом случае один сигнал (ut
или w2) равен нулю, что соответствует амплитудной манипуляции.
Второй случай в свою очередь разбивается на 2 подкласса сигналов:
противоположных Wj (0 = — w2 (0 — фазовая манипуляция на 180°
(ФМн) и ортогональных J их (t) и2 (t) dt — 0 — фазовая манипуляция
о
на 90°, частотная манипуляция (ЧМн). Предполагается, что энергии
обоих сигналов равны.
Распознавание сигнала с пассивной паузой совпадает с задачей об-
наружения сигнала. Соответственно справедливы и все полученные
соотношения.
Распознавание двух полностью известных сигналов о активной па»
Узой производится следующим образом (рис. 2.15). Входной сигнал
47
проходит через два фильтра, согласованных каждый со своим сигналом,
пли два коррелятора и поступает на схему сравнения. В зависимости
от того, какой сигнал больше в момент t0 — tn, принимается решение:
принят сигнал их (/) или и2 (I).
В схеме обнаружителя (сигнал с пассивной паузой) необходимо
установить пороговое напряжение, которое при принятых допущениях
равно 17пор = 0,5мвых (/0).
Необходимое энергетическое отношение сигнал-шум при р (wj =
= р (и2) = 0,5 для сигналов с АМн, ЧМн и ФМн (180°) равно
[фо^О^ФМн ~	(1/Рош)
IQo^oV.Mh = 2 [QO/A%1 ЧМн = 4 [ф(/А%]фМн-
Рис. 2 16 Структурные схемы некогерентных приемников амплитудно- (а) и ча-
стотно- (о) манипулированных колебаний
Однако, если учесть, что средняя энергия колебаний с АМн при при-
нятых допущениях за счет паузы в 2 раза меньше энергии при переда-
че сигнала, получим
iQo ср^О^АМн == iQo ср/^О^ЧМн == 2 [Qo ср^^О^ФМн-
При неизвестной начальной фазе в схеме рис. 2.15 необходимо ис-
пользовать оптимальные фильтры, нечувствительные к фазе сигналов.
Анализ [17] показывает, что при одинаковых энергетических за-
тратах вероятность- ошибки приема сигналов соответственно с АМн и
ЧМн и неизвестной фазой возрастает по сравнению с приемом сигнала
с известной фазой в 0,5]^л Q/No и ]/0,5л Q/N^ раз, а при равных
героятностях ошибок для обеспечения рош = 10~3 ... 10~6 прием сиг-
нала с неизвестной фазой требует увеличения энергии сигнала на
30 ... 15%, т. е. на 1 ...0,5 дБ. При большем отношении сигнал-
шум разница еще меньше.
При реализации приемников полностью известного сигнала необ-
ходимо устройство синхронизации, следящее за фазой и задержкой
входного сигнала, поэтому эти приемники также называются когерент-
ными. Когерентные приемники проще выполняются на основе корре-
ляторов. В приемниках сигнала с неизвестной фазой необходимо
48
следить только за задержкой сигнала. Такие (некогерентные) приемни-
ки обычно выполняются на основе согласованных фильтров.
Рассмотрим несколько практических структурных схем приемни-
ков простых сигналов.
Некогерентный приемник АМн радиосигнала (рис. 2.16, а) содер-
жит оптимальный фильтр, нечувствительный к фазе сигнала, схему
принятия решений, и устройство синхронизации, которое следит за
задержкой сигнала (тактовой частотой передаваемых посылок) и в
конце сигнала включает СПР. В качестве согласованного фильтра часто
используют обычный частотоизбирательный фильтр с полосой пропус-
ки? 2 17 Схемы когерентного (а) и некогерентного (5) приемников фазоманипу-
лированных сигналов
кания, согласованной с длительностью сигнала, и включенный после
фильтра амплитудный детектор. Если не применяетсяжинематиче-
ский фильтр (интегратор со сбросом, рис. 2.6, в), который техниче-
ски трудно реализовать на повышенной частоте, вероятность ошиб-
ки приема двоичных символов возрастает за счет межсимвольных
помех. Оценить ее можно по графпк-ам, приведенным в работе
[142].
Практическая схема некогерентного приемника ЧМн радиосигнала
(рис. 2.16, б) содержит два фильтра, нечувствительных к фазе сигна-
ла, схему принятия решений и схему синхронизации. Так как ампли-
туда ЧМн сигнала не несет никакой информации, перед согласован-
ными фильтрами (после широкополосного фильтра усилительного
тракта) ставится двусторонний амплитудный ограничитель сигнала.
В качестве согласованных фильтров можно использовать частотоиз-
бирательные фильтры, настроенные один на частоту сигнала ult дру-
гой на частоту и2, с полосой пропускания, согласованной с длитель-
ностью сигнала. Заметим, что помехоустойчивость приема ЧМн сиг-
налов оказывается максимальной при оптимальной расстройке частот
А/оцт = 0,75//и Н7]. При меньшем значении спектры посылок ut
и и2 перекрываются, нарушается ортогональность посылок, при боль-
шем неэффективно используется полоса частот, занимаемая сигналом.
Когерентный приемник двоичного ФМн сигнала при манипуляции
фазы на 180° обычно выполняется по корреляционно-фильтровой
схеме (рис. 2.17, а). Он содержит коррелятор, на который от схемы син-
49
хронизации СС1 в качестве копии подается гармоническое колебание,
синхронное с несущей частотой входного сигнала, и интегратор на-
пряжения. Нетрудно заметить, что здесь коррелятор по сути дела
является фазовым детектором. В отличие от общей структурной схемы
на рис. 2.15 в схеме на рис. 2.17 используется только один оптимальный
фильтр. Это объясняется тем, что фазовый детектор с интегратором при
правильном выборе фазы опорного сигнала является фильтром, оп-
тимальным по отношению к обоим сигналам и w2 с фазами 0 и 180°.
Напряжение на выходе коррелятора пропорционально разности оги-
бающих сигналов и ц2, поэтому в зависимости от того, больше или
меньше нуля напряжение на выходе интегратора, схема СПР принима-
ет решение, какой сигнал присутствовал на входе: uL или ц2. Управле-
ние СПР и возвращение интегратора в исходное состояние производит-
ся схемой синхронизации СС2, следящей за задержкой сигнала.
Для нормального функционирования системы ФАП, обычно ис-
пользуемой в качестве СС1, иногда фазовый сдвиг между их и п2 де-
лают отличным от 180°. В результате в спектре ФМн сигнала появля-
ется составляющая несущей частоты Рс cos2 Аф/2 (где Рс — мощность
сигнала на входе УТ, Аф—изменение фазы сигнала при манипуля-
ции), которую можно использовать для работы ФАП. Однако при этом
соответственно возрастает вероятность ошибки при приеме сигнала,
что эквивалентно уменьшению мощности входного сигнала до Рс X
Xsin2 Аф/2.
При манипуляции фазы сигнала на 180° в качестве СС1 приходит-
ся использовать более сложную схему ФАП, работающую по сигналу
без остатка несущей. Подобные схемы [49] восстанавливают сигнал
подавленной несущей с неоднозначностью в 180°, что приводит при
приеме ФМн сигналов к так называемому эффекту обратной работы
(когда сигналы и и2 на выходе, приемника меняются местами). Для
исключения этого эффекта используется относительная фазовая мани-
пуляция ОФМн, при которой информация передается значением фазы,
связанной как с передаваемым сигналом их или м2, так и с тем, какой
передавался предыдущий сигнал. Например, при передаче иу фаза
сигнала остается такой же, как при передаче предыдущего символа,
а при передаче «2 фаза сигнала изменяется на 180°. В результате при-
менения ОФМн помехоустойчивости приема несколько уменьшается и
при той же энергии сигнала, что и при обычной ФМн, вероятность
ошибки возрастает вдвое.
Некогерентный приемник ОФМн сигналов работает по принципу
сравнения фаз (рис. 2.17, б). Сигнал с выхода СФ задерживается на
время, равное длительности радиоимпульса, в конце импульса фазы
принимаемой и предыдущей посылки сравниваются с помощью фазо-
вого детектора. По полярности сигнала на выходе ФД принимается
решение о том, какой сигнал передавался.
Обнаружение и распознавание нескольких сигналов. На входе при-
емного устройства может иметься один из jn возможных равновероятных
ортогональных сигналов с одинаковыми между собой энергиями. Не-
обходимо определить, имеется ли на входе сигнал (обнаружить его)
и указать, •какой именно сигнал присутствует, т. е. распознать его.
50
Для решения этой задачи используется приемник, состоящий из
т каналов, каждый из которых является оптимальным для обнаруже-
ния своего сигнала (рис. 2.18). Если ни на одном выходе приемника нет
сигнала, принимается решение об отсутствии входного сигнала. При
наличии сигнала на одном из выходов принимается решение — сиг-
нал есть и именно тот, который соответствует этому каналу. При нали-
чии сигналов на двух выходах регистрирует-
ся сбой.
В системе с распознаванием возможны
следующие ошибки и их вероятности:
ложная тревога (ответ о наличии сигнала,
когда он в действительности отсутствует)
Рл т >
искажение сигнала (неправильный ответ,
пропуск или неправильный номер при нали-
чии сигнала) риск;
пропуск сигнала (ответ об отсутствии сиг-
нала, когда он присутствует) рпр.
При рпт 0,1 [7]
Риск ~ Рпр ЛлтО Н/п), рпт
Рптр ~ Рпр k> (2.22)
Рис. 2.18. Структурная
схема приемника, опти-
мального при обнаруже-
нии и распознавании од-
ного из т сигналов
где Pnrh и Рпр k — вероятности ложной тревоги и пропуска цели для
отдельного k-ro канала.
Используя (2.20)—(2.22), нетрудно получить выражения для от-
ношения энергии к спектральной плотности шума при заданных зна-
чениях рлт и рпр для сигнала, известного точно:
Q„/Na= (К1пт + 1п(1/рлт)-1,4 + ]/'1п(1//?„р)— 1.4)2.	(2.23)
Для сигналов со случайными (равновероятными) фазами
Q»/A'„ = (Kin т + In (1/рлт) + К1п(1/р„р)-1,4)2.	(2.24)
Если ортогональность сигналов достигается за счет разноса по
времени их прихода так, что они не перекрываются (например, случай
обнаружения одного сигнала с неизвестной частотой), схему прием-
ника можно упростить, например, устанавливая вместо т согласован-
ных фильтров (узкополосных резонансных контуров) один, перестраи-
ваемый дискретно (или плавно) в пределах диапазона неопределенно-
сти частоты.
В качестве примера рассмотрим схему папорамного обнаружителя сигна-
лов (рис. 2.19, а). Выходной сигнал усилительного тракта с частотой 7МГц по-
ступает на вход восьми монолитных пьезофильтров с полосой пропускания 4 кГц,
объединенных по два на одной подложке (и в одном корпусе). Полосы соседних
фильтров перекрываются по уровню 0,7 от коэффициента передачи на частоте
настройки. После каждого фильтра стоит резистивный усилитель со стабильным
коэффициентом усиления и чувствительный амплитудный детектор. Оба узла
выполнены на быстродействующих гибридных операционных усилителях и по-
мещены в общий герметичный корпус (по два канала в одном корпусе). Фильтр
последнего восьмого канала настроен на частоту вне диапазона частот, в кото-
51
ром ожидается появление сигнала. Усиление последнего канала в 3 раза превы-
шает усиление остальных каналов. Сигналы с выходов АД поступают на восьми-
входовый компаратбр КОМ (рис. 2.19, в), который пропускает на выход только
один наибольший сигнал. Одновременно компаратор вырабатывает напряжение
для системы АРУ, пропорциональное наибольшему напряжению с выходов всех
АД.
Обнаружитель работает следующим образом. При отсутствии сигналов на
входе обнаружителя на выходе компаратора присутствует напряжение (отличное
от Ua = 6 В) только на контакте 16, в систему АРУ поступает продетектирован-
ное шумовое напряжение из канала 8. Когда в одном из первых семи каналов
Рис. 2 19. Структурная схе-
ма (а) и конструкция (б)
панорамного обнаружите-
ля сигналов, а также прин-
ципиальная схема компара-
тора (в)
(например в 1-м) появится сигнал, в 3 раза превышающий напряжение шумоэ
он вызовет срабатывание компаратора по 1-му каналу, а сигнал на контакте 16
исчезнет. Напряжение АРУ будет определяться уже уровнем сигнала. Сигналы
других каналов, меньшие сигнала 1-го канала, не вызовут срабатывания компа-
ратора. Для того чтобы полностью исключить одновременное срабатывание ком-
парагора по двум (и более) близким по амплитуде сигналам, каждый из транзисто-
ров Т1 ... Т8 дополнительно охвачен петлей положительной обратной связи
(на рисунке не показана). Весь обнаружитель выполнен на 10 герметизирован-
ных микросборках и помещен в корпус габаритами 165 X 65 X 16 мм
(рис. 2.19, б).
2.5.2.	Прием отдельных значений непрерывных сообщений
С данной задачей приходится иметь дело при оценке параметров
принимаемых сигналов. Предполагается, что за время наблюдения или
существования сигнала он не изменяется. Это одна из основных за-
дач радиоприемных систем измерительного типа (радиолокационных,
радионавигационных, радиоуправления). Качество работы систем из-
мерительного типа характеризуется разрешением сигналов, т. е. спо-
собностью приемного устройства к раздельному анализу сигналов,
52
имеющих близкие параметры, и точностью измерения. В частности,
применительно к радиолокации рассматривают разрешающую способ-
ность и точность измерений сигналов по времени задержки (дальности),’
направлению прихода (угловым координатам) и частоте (радиальной
скорости).
Синтез приемника, близкого к оптимальному при оценке парамет-
ров, приводит к структуре, сходной со структурой приемника, опти-
мального при обнаружении одного или многих сигналов (рис. 2.13,
2.18). При этом определяется и оптимальная структура сигнала, ко-
торая для достижения максимальной точности и разрешающей способ-
ности должна иметь по измеряемому параметру пик корреляционной
функции минимальной ширины. При измерении времени задержки это
Рис. 2.20 Структурная
схема приемника, опти-
мального для измерения
амплитуды сигнала
обычная корреляционная функция сигнала по времени, которая тем
уже, чем шире спектр сигнала. При измерении частоты вводится по-
нятие корреляционной функции по частоте, аналогичное понятию кор-
реляционной функции по времени, но вместо сдвига по времени берет-
ся сдвиг по частоте [831. Корреляционную функцию по частоте можно
рассматривать как зависимость амплитуды выходного напряжения оп-
тимального фильтра от изменения частоты относительно значения,
на которое этот фильтр настроен. Соответственно для пдвышения точ-
ности измерения времени задержки необходимо применять широко-
полосные сигналы малой длительности, для измерения частоты — узко-
полосные большой длительности (естественно, при сохранении доста-
точного соотношения Q/Nn).
Значительное уменьшение длительности радиосигнала для увеличе-
ния разрешающей способности по дальности встречает затруднение
при выполнении выходных каскадов передатчиков, так как при со-
хранении неизменной энергии сигнала (для сохранения заданной по-
мехоустойчивости) мощность сигнала в импульсе возрастает пропорци-
онально уменьшению длительности. Кроме этого, уменьшение длитель-
ности радиосигнала ухудшает разрешающую способность по скорости.
Противоречие разрешается применением сложных сигналов, т. е. сиг-
налов, у которых произведение ширины спектра на длительность
сигнала много больше единицы (пачки радиоимпульсов, сигналов с
ЛЧМ, псевдошумрвых сигналов). Ширина корреляционной функции
таких сигналов существенно меньше длительности радиосигнала.
В качестве примера рассмотрим оптимальный приемник для изме-
рения амплитуды (рис. 2.20). В связи с тем что фаза считается неиз-
вестной, в приемнике применен фильтр, нечувствительный к фазе, по
типу схемы на рис. 2.9, б. В момент t0 схема фиксации СхФ
запоминает напряжение на выходе СФ, пропорциональное амплитуде
входного сигнала. Если момент t0 неизвестен, то фиксируется макси-
53
мальное значение сигнала на выходе СФ. Среднеквадратическая по-
грешность измерения амплитуды сг^ — И ]/"NdZQ. Здесь tn — дли-
тельность радиоимпульса или время наблюдения (в случае непре-
рывного сигнала).
Время задержки /зд измеряется по аналогичной схеме: фиксирует-
ся момент достижения выходным сигналом максимума и из этого вре-
мени вычитается известная длительность импульса. Полученная вели-
чина и является временем задержки.
Разрешающая способность измерителя определяется шириной кор-
реляционной функции сигнала [82, 83] и при измерении задержки
коротким радиоимпульсом с прямоугольной огибающей равна А/ /и.
Для увеличения разрешающей способности используют сигналы с
Рис. 2.21. Структурная
схема радиолокацион-
ного измерителя дально-
сти с использованием
линейной частотной мо-
дуляции
ЛЧМ несущей /с = Д + А/м///и, где А/м — девиация частоты. Та-
кой сигнал имеет ширину корреляционной функции, в &сж раз мень-
шую длительности самого-сигнала.
При достаточно большом коэффициенте сжатия (&сж 1) его
можно определить как kcm	В этом случае разрешающая спо-
собность сигнала с ЛЧМ равна А/ = 1,32/„/£Сж. Среднеквадратиче-
ская погрешность измерения задержки ot —	£сж. Для сиг-
нала без ЛЧМ следует положить &Сж = 1.
При измерении частоты следует учесть, что характеристики согла-
сованного фильтра зависят от частоты сигнала. Поэтому схема опти-
мального измерителя частоты подобна схеме m-канального приемника,
где каналы разнесены по частоте на значение, определяемое точностью
оценки частоты (уже отмечалось, что т фильтров в m-канальном при-
емнике могут быть заменены одним фильтром с перестраиваемыми па-
раметрами).
Разрешающую способность по частоте (в случае гауссовской оги-
бающей радиоимпульса) можно оценить [82, 83] как А/ = 1,3//и. Сред-
неквадратическая погрешность оу = 1/J/"2jtQ/,/V0 £и.
Применение ЛЧМ не увеличивает точности и разрешающей способ-
ности измерения при фиксированной длительности радиоимпульса.
Рассмотрим пример радиолокационного измерителя дальности с
использованием ЛЧМ сигналов (рис. 2.21). Короткий видеоимпульс
длительностью /п1, вырабатываемый генератором импульсов, мани-
пулирует по амплитуде сигнал с постоянной частотой от генератора
Г. Получаемый в результате радиоимпульс поступает на расширяю-
щую дисперсионную линию задержки ДЛ31 и превращается на ее
54
выходе в ЛЧМ радиоимпульс длительностью /и2 = /и16сж. После
излучения и отражения от цели ЛЧМ радиоимпульс поступает на вто-
рую дисперсионную линию задержки ДЛ32, являющуюся фильтром,
согласованным с ЛЧМ сигналом (фильтр сжатия). В результате на
выходе ДЛ32 появляется импульс длительностью /и1, поступающий на
вход амплитудного детектора. По задержке отраженного импульса от-
носительно излученного схема сравнения СхС вычисляет временную
задержку, пропорциональную измеряемой дальности до цели.
Рассмотрим принцип измерения дальности и скорости с помощью
псевдошумовых сигналов ПШС (рис. 2.22). Запускаемый схемой син-
хронизации СС генератор ГПШС генерирует кодовоимпульсный ПШС,
который манипулирует (обычно по фазе) сигнал несущей частоты, вы-
Рис. 2.22. Схема измерения дальности и скорости с помощью псевдошумовых
сигналов
рабатываемый генератором Г. Результирующий сигнал после уси-
ления излучается в эфир в направлении ответчика-ретранслятора.
Принятый переизлученный сигнал после демодуляции поступает на
фильтр, согласованный с излученным ПШС (обычно на основе корре-
лятора). По задержке пика корреляционной функции относительно
конца переданной последовательности ЦШС определяется дальность,
по разности частот переданной и принятой несущей—доплеровская
частота или скорость. Реальная схема отличается наличием частотных
преобразований для сохранения когерентности переданного и приня-
того сигналов (передача и прием производятся на разных частотах),
устройствами поиска сигнала по частоте несущей и слежения за ней,
поиска пика корреляционной функции и слежения за-задержкой.
2.5.3.	Прием колебаний
Под приемом колебаний понимается выделение из смеси с шумом
сигналов или сообщений, представляющих собой случайные функции
времени. В каждый данный момент времени требуется обеспечить наи-
лучшее воспроизведение сообщения, так называемое простое воспро-
изведение в текущем времени.
Критерием оптимизации приемного устройства является получение
минимума среднеквадратической’погрешности на выходе (что совпада-
ет с максимумом отношения сигнал-шум).
55
Данная задача рассматривается при приеме быстроменяющихся
сигналов, например при радиовещании.
При анализе удобно рассматривать два случая приема колебаний!
сообщение ис (t) и помеха (7) аддитивны, независимы и имеют
нормальное распределение. Для оптимального приема такого сообще-
ния используется оптимальный линейный фильтр, минимизирующий
среднеквадратическую погрешность;
радиосигнал является лишь переносчиком сообщения и колебание
связано с сообщением функциональной зависимостью (модуляция).
Схемы оптимальных приемников в этом случае зависят от уровня и ви-
да помех, наличия дополнительных неизвестных параметров [7].
Рис. 2.23. Структурные схемы адаптивных фильтров
Оптимальный фильтр, минимизирующий среднеквадратическую по-
грешность. Адаптивные компенсаторы помех. Задача синтеза опти-
мального фильтра с учетом требований физической реализуемости ре-
шается конкретно для каждого случая [7]. В качестве примера приве-
дем описание адаптивных (самонастраивающихся) оптимальных филь-
тров, называемых адаптивными компенсаторами помех. Эти фильтры
выполняются в настоящее время как цифровыми методами [21], так и
аналоговыми [22].
В отличие от классических оптимальных фильтров с постоянными
параметрами адаптивные фильтры требуют лишь минимальной априор-
ной информации о характеристиках сигнала и помехи. На основной
вход компенсатора (рис. 2.23, а) приходит сигнал йс и аддитивная
помеха (7Ш1. На опорный вход компенсатора поступает помеха йш2,
коррелированная с (7Ш1, которая, проходя через программируе-
мый фильтр ПрФ, в виде значения Кпф 0ш2 вычитается из сигнала,
прошедшего через основной вход. Выходной сигнал (7ВЫХ = Uc +
+ -Umi — ЛпФ^ш2 используется для управления программируемым
фильтром. Фильтр минимизирует среднеквадратическую погрешность
на выходе системы, т. е. минимизирует полную выходную мощность и
соответственно обеспечивает максимум отношения сигнал-шум. Для это-
го импульсная характеристика фильтра меняется в зависимости от уп-
равляющего сигнала по специальному алгоритму [21—22],
56
В идеальных компенсаторах искажения сигнала не происходит
(исключая переходный процесс адаптации). Степень компенсации за-
висит от степени корреляции помехи йш1 и Um2 и наличия полезного
сигнала на опорном входе.
Компенсаторы помех применяют во многих случаях, из которых
наиболее важными являются следующие: компенсация помех электро-
сети при прецизионных измерениях, помех при передаче речевых сиг-
налов (радиосвязь из кабины пилота или из производственных по-
мещений с большим уровнем шума), помех, принимаемых по боковым
лепесткам диаграммы направленности антенны, а также фильтрация
узкополосного сигнала на фоне широкополосной помехи, и наоборот,
адаптивный спектральный анализ.
Рис. 2 24. Структурные схемы опти-
мальных приемников полностью из-
вестного сигнала при большом отно-
шении сигнал-шум
Структурная схема адаптивного компенсатора для подавления уз-
кополосного мешающего сигнала (рис. 2.23,6), как и адаптивного ком-
пенсатора для фильтрации узкополосного сигнала на фоне широкопо-
лосной помехи (рис. 2.23,в), аналогична схеме на рис. 2.23,а, в каче-
стве опорного напряжения используется входной сигнал, сдвинутый .
линией задержки на интервал корреляции широкополосного сигнала.
В антенной решетке с компенсацией помехи, принимаемой по бо-
ковым лепесткам диаграммы направленности (рис. 2.23,г), в качестве
опорного сигнала используется сигнал с одного из вибраторов АР, на
котором из-за его широкой диаграммы направленности напряжение
помехи существенно превышает уровень сигнала.
Модулированная несущая. При малом уровне помех практически
потенциальную помехоустойчивость сигналов с AM, ФМ и ЧМ обес-
печивают приемники на рис. 2.24. Ширина полосы пропускания по-
лосового фильтра и фильтра нижней частоты выбирается равной со-
ответственно ширине спектра модулированного сигнала и верхней ча-
стоте сообщения. При этих условиях получены выражения для отно-
шения среднеквадратического значения колебания помехи к максималь-
ному значению колебания сигнала [7], из которых следует, что за
счет увеличения индекса модуляции можно существенно повысить
помехоустойчивость приемников ФМ и ЧМ по сравнению с AM. Од-
нако увеличение индекса модуляции приводит к расширению спектра
входного сигнала, а соответственно и полосы пропускания полосового
фильтра ПФ на рис. 2.24. Это в свою очередь уменьшает отношение
сигнал-шум на входе детекторов ФМ и ЧМ. При достижении отноше-
нием сигнал-шум определенного порога на выходе приемников резко
возрастают шумы.
57
Наличие порогового отношения сигнал-шум сопутствует любому
виду модуляции, создающему выигрыш в этом отношении. На выходе
ФНЧ таких детекторов характерно появление в пороговой области
мощных, так называемых пороговых, импульсов, быстро разрушающих
информацию и появляющихся из-за скачков на +2л фазы суммарно-
го процесса (сигнал и шум), поступающего на вход детектора.
Для приема сигнала при больших шумах разработано много более
сложных схем фазовых и особенно частотных демодуляторов [24, 251.
Наиболее распространены так называемые следящие демодуляторы [261.
В основе следящего приема лежит тот факт, что мгновенная энер-
гия ЧМ сигнала, или его активный спектр, распределяется не во всей
полосе ЧМ сигнала, а локально, в некоторой узкой полосе частот в
окрестности мгновенной частоты. Следовательно, реализовав узко-
полосный фильтр, точно следящий за частотой сигнала, можно повы-
сить помехоустойчивость приема, но только при больших шумах, т. е.
понизить порог. При малых шумах оптимальным является уже обыч-
ный ЧД.
2.6	. ТРАКТ СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТЫ
Синтезаторы частоты применяются в приемных устройствах для
изменения частоты настройки, для обеспечения бесподстроечной свя-
зи на одной из множества-несущих частот, для отслеживания скачков
частоты передатчика в радиолиниях со скачками частоты и в асинхрон-
но-адресных системах связи с частотно-временнйм кодированием, для
программной компенсации доплеровского сдвига частоты при связи с
подвижными объектами, в цифровых системах фазовой автоподстрой-
ки частоты, в цифровых системах слежения за задержкой (автодаль-
номерах) и в других случаях.
В общем случае синтезатор формирует множество дискретных час-
тот путем когерентного преобразования частоты одного опорного
(кварцевого или квантового) генератора. Долговременная относитель-
ная стабильность любой частоты на выходе такого когерентного син-
тезатора равна долговременной стабильности частоты опорного гене-
ратора.
Синтезаторы бывают аналоговыми или цифровыми. Аналоговые син-
тезаторы [27, 281 содержат значительное число полосовых фильтров
и в меньшей степени подвергаются интеграции, чем цифровые. Поэтому
наибольшее распространение в настоящее время приобретают цифро-
вые синтезаторы [29] (см. также § 3.2).
Обобщая различные варианты синтезаторов, перечислим наиболее
важные их характеристики. При этом будем иметь в виду распростра-
ненный случай, когда на выходе синтезатора в каждый момент време-
ни существует колебание одной из сетки равноотстоящих частот. Ана-
логичными параметрами описываются и более простые схемы форми-
рования сигналов опорной частоты.
Основными техническими характеристиками синтезаторов явля-
ются: стабильность частоты выходного сигнала (в случае собственного
автогенератора), диапазон рабочих частот, дискрет перестройки
58
частоты или фазы выходного сигнала, вид выходного сигнала, уровень
побочных дискретных составляющих*, уровень фазовых шумов, время
переключения, габаритно-массовые характеристики, потребляемая
мощность.
Диапазон рабочих частот определяется диапазоном рабочих час-
тот проектируемого РПУ. Например, если синтезатор используется
в качестве гетеродина, то его частота должна отличаться от входной
частоты приемника на значение промежуточной частоты. Вместо диа-
пазона частот применяют коэффициент перекрытия диапазона рабо-
чих частот, равный отношению наибольшей частоты диапазона рабочих
частот к наименьшей частоте этого же диапазона.
Дискрет перестройки частоты (шаг сетки частот) определяется
назначением синтезатора. При бесподстроечной связи и при отслежи-
вании скачков частоты шаг сетки частот синтезатора, используемого
в качестве гетеродина, определяется шагом сетки частот передатчика
(от сотен герц до десятков мегагерц). При программной компенсации
доплеровского сдвига и при использовании синтезатора в составе фа-
зовых (временных) следящих систем требуемый шаг сетки частот
может оказаться очень малым (до сотых и тысячных долей герца).
В этих и некоторых других случаях большее значение имеет дискрет
перестройки фазы (а не частоты) выходного колебания. При этом яв-
ляются недопустимыми скачки фазы при переходе с одной частоты на
другую, превышающие определенную величину (обычно порядка деся-
тых долей или единиц градуса).
Вид выходного сигнала в значительной степени определяется харак-
тером обработки сигнала в устройстве, в котором используется синте-
затор. Для синтезатора как гетеродина аналогового приемника обычно
требуется гармоническая форма выходного колебания. Для синтеза-
тора в цифро-аналоговых следящих системах предпочтительнее им-
пульсная форма. Наконец, в тракте с полностью цифровой (кодовой)
обработкой сигнала синтезатор частоты должен формировать последо-
вательность чисел (кодов), соответствующих отсчетам гармонических
функций в фиксированные равноотстоящие моменты времени.
Допустимый уровень побочных дискретных составляющих выходного
колебания синтезатора частоты, используемого в качестве гетеродина
приемника, колеблется от —60 до —120 дБ [27]. В замкнутых следя-
щих системах требования к уровню побочных дискретных составляю-
щих выходного колебания синтезатора обычно менее жесткие (—30...
... - 60 дБ).
Уровень фазовых шумов задается либо спектральной плотностью
этих шумов [27], если в дальнейшем они фильтруются линейной сис-
темой, либо их интегральной мощностью (дисперсией), если выходное
колебание синтезатора используется непосредственно, без предвари-
тельной фильтрации (например, в качестве опорного колебания при
синхронном детектировании). Требования к уровню этих шумов
определяются при анализе вызываемых ими ошибок при решении кон-
кретных задач. В частности, при использовании выходного колебания
* За исключением гармоник основной частоты.
59
синтезатора в качестве опорного при синхронном детектировании
флуктуации его фазы <рф приводят к уменьшению амплитуды полезно-
го сигнала на выходе детектора в (соэфф)-,1. При среднеквадратическом
значении этих флуктуаций оф 1...40 этим"уменьшением можно пре-
небречь.
Если выходной сигнал синтезатора, включенного в петлю системы
ФАП, используется для измерения частоты сигнала с помощью перио-
дометра, то допустимый уровень фазовых флуктуаций синтезатора
оф определяется допустимым значением среднеквадратической ошибки
измерения частоты сигнала за счет синтезатора, причем [30]	=
= ]/2оф/2лТм, где Тм — мерный интервал.
Синтезатор частоты обычно не уменьшает фазовых шумов эталонного
генератора. При умножении частоты с помощью синтезатора спектраль-
ная плотность шумов возрастает пропорционально коэффициенту ум-
ножения. Это накладывает определенные требования на шумы опорно-
го генератора.
Если синтезатор используется в качестве гетеродина для преобра-
зования радиочастоты в промежуточную, ограничение накладывается
на суммарную спектральную плотность шумов Nна частотах, от-
стоящих на rh/пч от центральной, так как в смесителе эти шумы пре-
образуются непосредственно в шумы промежуточной частоты и скла-
дываются с усиленными входными шумами.
Будем считать, что шумы гетеродина должны быть на 20 дБ мень-
ше усиленных входных шумов РПУ, коэффициент усиления УРЧ ра-
вен коэффициенту преобразования входного сигнала. Тогда получим
следующее условие, ограничивающее уровень шумов гетеродина:
Л\г Л^о. Если смеситель выполнен по балансной схеме (хотя бы со
стороны гетеродинного входа) или применена схема АП, требование к
шумам гетеродина ослабляется.
Шумы гетеродина на центральной частоте модулируют сигнал про-
межуточной частоты, попадая в смеситель вместе с гетеродинным сиг-
налом, огранйчения на эти шумы обычно менее жесткие. Заметим
также, что, проходя через частотно-избирательные цепи, фазовые шу-
мы легко превращаются в амплитудные и наоборот.
Допустимое время переключения частоты колеблется в широких
пределах в зависимости от назначения синтезатора. В частности,
при использовании синтезатора в связном приемнике на различных
частотах время переключения может быть порядка секунды; при пере-
ключении частот здесь допустимы не только скачки фазы, но и полное
кратковременное пропадание сигнала («провал» амплитуды). С другой
стороны, при использовании синтезатора в кольце системы фазовой
автоподстройки и в некоторых других случаях желательно полное
отсутствие переходных процессов при переключении частот (нулевое
время переключения).
Частным случаем применения синтезаторов является формирование гетеро-
динного колебания для преобразователя частоты радиосигнала. Тракт формирова-
ния гетеродинного колебания (гетеродинный тракт) часто представляет упрощен-
ную схему синтезатора, в частности может выполняться с постоянной частотой
60
выходного колебания. Приведем пример реализации тракта гетеродина для при-
емного устройства с фиксированной настройкой на частоту 314 МГц. Тракт со-
стоит из дву* цепочек умножителей на 72 и на 64/7 (рис. 2.3) частоты 5 МГц.
поступающей от внешнего высокостабильного опорного генератора. Чтобы
уменьшить паразитные комбгн щионные составляющие в выходном сигнале трак-
та, в цепочках применяются умножители с небольшим коэффициентом умноже-
ния и буферные усилители с дополнительными фильтрами. В качестве умножите-
лей на два использованы ИС К256ПС1, в качестве умножителей на три — ИС
К175УВ4 (микросборка ГТ1 и УУ). Фильтры выполнены на ферритовых микро-
Рис. 2 25. Схема умножителя на 72 гетеродинного тракта на основе системы
ФАП с делителем в цепи обратной связи
катушках (микросборка УУ). Умножитель на 4 — на транзисторах КТ3101,
фильтры частоты ЗбО МГц — на микрополосковых линиях (узел ВУ). Делитель
на 7 реализован на корпусных цифровых схемах серии 133, усилитель-ограничи-
тель— на транзисторной сборке 1КТ251. Для выделения гармоники 8/7 ча-
стоты опорного генератора после смесителя стоит монолитный кварцевый фильтр.
Узел гетеродинного тракта ГТ2 выполнен на корпусных ИС, остальные узлы
тракта выполнены на бескорпусных ИС и входят в состав микросборок ГТ1,
в у и УУ.
Реализация гетеродинного тракта (точнее его умножителя на 72) в виде си-
стемы ФАП с цифровым делителем в цепи обратной связи (рис. 2.25) позволяет
обходиться практически без регулировки умножителя, а также обеспечивает
хорошее подавление паразитных гармонических составляющих спектра (более
80 дБ).
Умножитель состоит из управляемого напряжением автогенератора на тран-
зисторе Т2, делителя на 720 на цифровых ИС УЗ—Уб, фазового детектора У2,
схем согласования гармонических сигналов со.входами цифровых ИС на тран-
зисторах Т1 и Т4. Из соображений удобства при выборе ИС (не принципиальный
в данном случае) фазовый детектор работает на частоте, в 10 раз меньшей частоты
опорного сигнала.
61
• 2.7. УСТРОЙСТВО УПРАВЛЕНИЯ И ОТОБРАЖЕНИЯ
Устройство управления и отображения может решать следующие
основные задачи: автоматическая или ручная настройка приемного
устройства на заданную частоту канала приема, запоминание и вос-
произведение настройки, выбор частотного диапазона, изменение
полосы приема по низкой или промежуточной частоте, изменение ам-
плитудно-частотной характеристики тракта, изменение коэффициента
усиления, включение и выключение различных режимов работы. Кро-
ме того, устройство управления и отображения позволяет осуществлять
индикацию частоты настройки или частотного канала приема, диа-
пазона частот, точности настройки, уровня сигнала, спектра сигналов
в диапазоне частот, режимов работы, текущего времени и продолжи-
тельности сеанса связи, результатов диагностики и результатов обра-
ботки сигналов (дальность, скорость, координаты) и т. п.
Соответственно к устройству управления и отображения предъяв-
ляются следующие требования: точность установки параметров, в
том числе точность настройки на частоту канала приема, простота и
наглядность управления, оптимальность кодирования отображаемой
информации, максимальная информативность отображения, оптималь-
ная разгрузка памяти оператора, работающего в контакте с устройст-
вом управления и отображения^ иерархичность построения управле-
ния и отображения (от общего к частному), надежность, технологичес-
кая совместимость с изделиями микроэлектроники, малое энергопо-
требление и т. п.
Различаются три поколения устройств управления и отображения.
К первому относятся аналоговые механические устройства, построен-
ные на магнитоэлектрических измерительных приборах, механических
переключателях и верньерных механизмах с конденсаторами перемен-
ной емкости, применяемые в ламповой и транзисторной аппаратуре.
Недостатками этих устройств являются низкие точности настройки и
индикации, низкая надежность, ограниченные возможности управления
и отображения, необходимость близкого расположения управляющего
и управляемюго устройств.
Второе поколение (аналоговые электронные устройства) строятся
на основе варикапов вместо механических перестраиваемых конденса-
торов, полевых транзисторах, герконах, p-z-n-диодах вместо перемен-
ных резисторов и переключателей в цепях регулировок. Управление
этими элементами производится электрически в аналоговой форме с
помощью движковых или многооборотных потенциометров, механичес-
ких и безконтактных переключателей. Отображение — на механичес-
ких и электронных индикаторах. Для этих устройств характерны более
высокая надежность, возможность дистанционного и автоматического
управления, разделение технологических процессов изготовления
электрической схемы прибора и передней панели (пульта оператора)
с индикаторами, потенциометрами и переключателями.
« Для третьего поколения устройств управления и отображения (циф-
ровые непрограммируемые и программируемые устройства) характерен
более полный отказ от механических устройств и аналоговой формы
62
управления, объединение технологических процессов изготовления
электрической части прибора и устройства управления и отображения
на единой основе, а также внедрение цифровой логики.
Управление частотой настройки, уровнем сигнала, переключение
диапазонов и другие настройки осуществляются путем подачи цифро-
вого кода на электронную схему либо непосредственно, либо через
ЦАП от логической схемы. Управление производится с пульта опе-
ратора с помощью бесконтактных переключателей (сенсорных, маг-
нитных, на основе эффекта Холла). При этом для настройки на нужную
частоту либо сразу устанавливается частота выбранного канала связи,
либо синтезатор автоматически производит частотное сканирование
в пределах указанного диапазона до появления требуемого сигнала.
Аналогично производится и установка коэффициентов усиления.
Индикация уровня сигнала, частоты настройки и других одномер-
ных величин осуществляется в цифровой или знаковой форме на циф-
ровых или знаковых светодиодных индикаторах, либо в линейной фор-
ме (в виде линии переменной длины) на светодиодных линейных инди-
каторах. Цифровая и знаковая индикация, графическая двумерная
индикация производится на осциллографических, мозаичных свето-
диодных индикаторах, дисплеях на жидких кристаллах и т. п.
Существенно новым элементом устройств управления и отображения
является применение в них микропроцессоров и перепрограммируе-
мой постоянной памяти, причем не только в специальной, но и в мас-
совой вещательной аппаратуре [53]. Микропроцессор облегчает вы-
бор и настройку на станцию, управляет синтезатором, устанавливает
режим работы приемного устройства, производит программное вклю-
чение и выключение прибора, обслуживает индикаторы, запоминает
выбранные станции. Кроме того, он позволяет организовать такие
режимы работы РПУ как диагностика (обнаружение неисправности) и
реконфигурация (переключение сигнала с неисправного блока на
запасной для восстановления работоспособности).
Структурная схема приемного устройства с использованием микро-
процессора в устройстве управления и отображения аналогична схеме
на рис. 1.5.
2.8. СИСТЕМЫ ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ
Системы ФАП находят применение в РПУ для демодуляции ФМ,
ЧМ и AM колебаний, для синхронизации и демодуляции двоичных
символов информации, в синтезаторах частоты, в качестве умножителей
частоты и для решения других задач.
Анализ систем ФАП в общем случае сложен, требует решения нели-
нейных дифференциальных уравнений и описан в большом числе ста-
тей и книг [16, 25, 41, 49 и др.].
Принцип работы аналоговой системы ФАП, используемой для де-
модуляции AM, ФМ и ЧМ колебаний, можно пояснить на примере
рис. 2.26,а. Входной сигнал «вх (/) после предварительной фильтра-
ции в полосовом фильтре Ф1 подается на фазовый детектор Д1 систе-
мы ФАП, на который в качестве опорного подается колебание от управ-
63
ляемого генератора. Вырабатываемый Д1 сигнал ошибки после фильт-
рации в ФНЧ Ф2 управляет частотой управляющего генератора.
Синхронная демодуляция AM и ФМ колебаний выполняется путем
перемножения (в синхронном детекторе Д2) входного процесса на опор-
ное колебание, выделяемое системой ФАП. При демодуляции AM коле-
баний опорное колебание должно быть синхронно с несущей составляю-
щей спектра, а при демодуляции ФМ колебаний — сдвинуто относи-
тельно него на 90°. Для обеспечения нужных фазовых сдвигов после
системы ФАП включают фазовращатель <р, который, в частности,
компенсирует различие фазовых набегов в фильтре перед системой
Д2 PJ
Рис. 2*26. Схемы следящего демодулятора (а), а также активного (б) и пассив-
ного (в) фильтров, применяемых в системе ФАП
ФАП и в усилителе информационного канала. Помехоустойчивая ана-
логовая демодуляция ЧМ колебаний также часто выполняется с
помощью системы ФАП так, как это показано на рис. 2.26, а.
Ограничимся для простоты рассмотрением системы ФАП со вторым
порядком астатизма. В этой системе передаточная функция ФНЧ
Аф (р) = АФо (1 + 1/р7\),	(2.25)
где Афо — коэффициент передачи пропорционального звена ФНЧ,
Ги — постоянная времени интегрирующего звена. При аналоговом
исполнении системы ФАП подобная передаточная функция обычно
обеспечивается активным пропорционально-интегрирующим фильтром
в виде операционного усилителя с резистивно-емкостной обратной
связью (рис. 2.26, б). При этом Аф0 = R2/Rlt ТИ = R2C. Помимо
ФНЧ с передаточной функцией (2.25) обычно используется и относи-
тельно широкополосный ФНЧ для подавления гармоник входного сиг-
нала. При анализе системы ФАП его в первом приближении можно не
учитывать, или — во втором приближении — учесть как элемент
задержки.
Нередко также используют пассивный пропорционально-интегри-
рующий фильтр (рис. 2.26, в), передаточная функция которого (и
соответственно анализ системы ФАП) несколько сложнее. Однако при
64
Рис. 2 27. Квазилинейная
модель ФАП
Ki 10/?2 передаточная функция такого фильтра может быть при-
ближенно описана тем же выражением (2.25), что и активного.
При нормальной работе системы ее можно описать с помощью ква-
зилинейной модели на рис. 2.27, где передаточную функцию петли
обратной связи можно представить в виде суммы передаточных функ-
ций двух звеньев: пропорционального и интегрирующего. На рис. 2.27
фс — фаза входного сигнала; п (/) — эквивалентный фазовый шум;
k — коэффициент передачи системы по петле обратной связи с пропор-
циональным звеном; Ttt — постоянная интегрирования по петле обрат-
ной связи с интегрирующим звеном. С помощью этой схемы вначале
выбирают два регулируемых параметра модели: k и Ти. При этом часто
исходят из необходимости обеспечить заданную эквивалентную полосу
системы Пш и заданное значение парамет-
ра kTu. Параметр kTtt определяет вид ча-
стотных характеристик системы и харак-
теризует ее переходный процесс [41, 161;
при kT„ 4 переходный процесс аперио-
дический; при kT„ <4 — колебательный;
при kTn ~ 1 система обеспечивает мини-
мальную динамическую ошибку слежения
за линейно-изменяющейся частотой при
фиксированной флуктуационной (или ми-
нимальную флуктуационную при фиксированной динамической).
Поэтому часто выбирают kTu = 1, при этом Пш = 0,5£. При произ-
вольном kTlt имеем /7Ш = (fe/4) (1 + l/kT„).
Коэффициент передачи системы ФАП по пропорциональной петле
k для схемы на рис. 2.26 определяется следующим образом: k =
= Кд Sr Кф0, где Кд [В/рад] — коэффициент передачи фазового де-
тектора; Sr [рад/с • В] — крутизна управляемого генератора.
При малой амплитуде входного сигнала температурные уходы па-
раметров системы ФАП (например, изменение выходного напряжения
покоя усилителя постоянного тока в активном фильтре) могут приво-
дить к потере синхронизма. Поэтому аналоговые ФАП при отношении
сигнал-шум Рс/Рш на входе меньше 10...20 дБ обычно не используют-
ся. При необходимости входное отношение Рс/Рш можно повысить с
помощью дополнительного ПФ (Ф1 на рис. 2.26).
Эквивалентную шумовую полосу системы ФАП выбирают исходя
из допустимых фазовых флуктуаций выходного сигнала или выходного
отношения сигнал-шум = (РШ/РС)ВЬ1Х = А’О/7Ш/РС. Заметим, что
для нормальной работы системы ФАП необходимо обеспечить (Рс/
Рш)вых 10- Полоса Пш также определяет максимально возможную
скорость перестройки входного сигнала (в результате эффекта Доплера
или при поиске сигнала). При динамической ошибке по фазе 36° и
вероятности захвата лучше 0,9 эта скорость составляет f [Гц/с] =
= 0,3 1Гт.
При демодуляции ФМ и AM колебаний полоса системы ФАП вы-
бирается также из условия, что спектральные составляющие модули-
рованного колебания не должны попадать в полосу ФАП. При демоду-
ляции ЧМ колебаний система ФАП должна отслеживать частоту моду-
65
ляции. Поэтому полоса системы ФАП выбирается примерно равной по-
лосе модулирующего сообщения. При этом иногда используют систему
ФАП первого порядка (без пропорциопально-интегрирующего фильт-
рз), в которой относительно широкополосный ФНЧ служит лишь для
фильтрации гармоник входного сигнала.
Особенностью систем ФАП, используемых в цифровых синтезаторах
частоты и в умножителях частоты, является их широкополосность,
необходимая для ослабления влияния нестабильности частоты управ-
ляемого генератора (подробнее см. § 3.2).
Глава 3.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ БЛОКОВ И УЗЛОВ
РАДИОПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА С ЦИФРОВОЙ
ОБРАБОТКОЙ СИГНАЛА
3.1. СПОСОБЫ ПЕРЕХОДА ОТ АНАЛОГОВОГО СИГНАЛА К
ЦИФРОВОМУ
Переход от аналогового сигнала к цифровому может производиться
как по сигналу с выхода усилителя радио- или промежуточной час, -
тоты (по радиосигналу), так и по сигналу после аналогового детектора
(по видеосигналу). При этом существенное значение имеет вид параметр
ра, подвергаемого аналого-цифровому преобразованию.
Рассмотрим вначал’е радиосигнал, который можно представить в
виде
нвх (/) = ис (/) +	(/) = U (/) cos [а>с t — фвх (/)],	(3.1)
где ис (0 и иш (/)—сигнальная и шумовая составляющие входного про-
цесса; U (t) и <рвх (/) — его амплитуда и фаза; сос — центральная
частота спектра.
При известной частоте юс входной процесс (3.1) столь же полно
описывается с помощью комплексной огибающей
U (t) = U (/) expt—jcpBx (01 = С (0 - jS (0,	(3.2)
где С (0 = U (0 cos ФвХ (0 и S (f) ~ U (/) sin срБХ (/)— квадратур-
ные составляющие комплексной огибающей.
Аналого-цифровое преобразование представляет собой дискрети-
зацию по времени и квантование по уровню, которым может подвер-
гаться непосредственно входной процесс нвх (/). Однако при этом
спектр входного процесса должен целиком размещаться в одной
из спектральных зон k/27\ ... (k + 1)/2Тд, где k = 0, 1, ..., Тд —
период дискретизации. В этом случае спектр дискретных отсчетов про-
цесса нвх (/г) (где tr = гТп, г = 0, 1, 2, ...) в первой спектральной зоне
O...l/27\ полностью соответствует исходному спектру, поэтому по
дискретным отсчетам нвх (/г) можно без искажений восстановить не-
прерывный процесс //вх (/). В противном случае спектр при дискрети-
зации искажается.
£6
Для подавления спектральных составляющих исходного процесса
вне спектральной зоны k/2Tд ... (k + 1)/2Тд этот процесс перед дис-
кретизацией пропускают через аналоговый полосовой фильтр с высоким
коэффициентом прямоугольности. Нередко для снижения требуемого
быстродействия АЦП входной процесс гетеродинируют в область час-
тот первой спектральной зоны О...1/2ТД. В этом случае во избежание
искажений спектра по зеркальному каналу полосовой фильтр с вы-
соким коэффициентом прямоугольности применяют перед гетероди-
нированием.
Обработку полученных таким образом отсчетов называют обра-
боткой мгновенных значений или обработкой вещественного сигнала
В другом способе цифровой обработки аналого-цифровому преоб-
разованию подвергают квадратурные составляющие С (0 и S (0, кото-
рые можно получить умножением входного процесса wBX (0 на два
квадратурных гетеродинных колебания с частотой (Оо = Ч- (см
рис.2.11,а) и последующей фильтрацией нижнечастотных составляющих
результатов перемножения с помощью ФНЧ.
В рассматриваемом способе отсутствует необходимость примене-
ния полосового фильтра с высоким коэффициентом прямоугольности.
Однако спектр квадратурных составляющих должен целиком распо-
лагаться в первой спектральной зоне. Для обеспечения этого условия
может потребоваться ФНЧ с высоким коэффициентом прямоугольности
Отсчеты квадратурных составляющих можно также получить путем
дискретизации входного процесса ивх (0 в моменты времени /г1 =
= гТд и 02 = гТп + л/2®с, сдвинутые относительно друг друга на
четверть периода колебания с частотой wc.
Обработку квадратурных составляющих называют обработкой ком-
плексного сигнала. Обычно для такой обработки требуется более
сложная цифровая часть, но более простая аналоговая (полосовой
фильтр с высоким коэффициентом прямоугольности сложнее ФНЧ).
При этом иногда несколько улучшаются характеристики обработки
[16, 32].
-Обработка квадратурных составляющих равноценна (при неучете
технической реализации) обработке амплитуды U (0 и фазы срвх (0
входного процесса, т. е. амплитудно-фазовой обработке. В ряде слу-
чаев отказываются от использования информации, заключенной в ам-
плитуде U (0, и обрабатывают лишь отсчеты фазы (рвх (0 (фазовая
обработка). При этом отсчеты фазы часто получают путем измерения
временного промежутка между нулем* опорного колебания и первым
следующим за ним нулем входного процесса. Таким образом удается
построить наиболее простые цифровые устройства для решения некото-
рых задач [20, 33]. Однако подобный метод обработки дает удовлетвори-
тельные результаты лишь при весьма узкополосном входном процессе и
не слишком малом отношении сигнал-шум [34].
* Под нулем некоторого колебания понимается момент прохождения этим
колебанием нулевого уровня с производной определенного знака (например,
положительной).
67
Перейдем теперь к рассмотрению обработки видеосигнала. Здесь
наиболее распространенной является обработка его мгновенных зна-
чений. Однако в некоторых случаях (например, в радионавигации
1331 и в технике передачи дискретных сообщений [35]) применяют также
фазовую обработку. Такой способ применим яри относительно высо-
ком отношении сигнал-шум на входе АЦП.
Существенное значение имеет выбор числа уровней квантования в
АЦП. При обработке аддитивной смеси сигнала и широкополосного
гауссовского шума, особенно если мощность шума на входе АЦП пре-
вышает мощность сигнала, широко применяют бинарное квантование.
Оно позволяет резко упростить цифровую обработку, в частности, от-
казаться от АРУ п заменить АЦП более простым устройством, фикси-
рующим в моменты дискретизации знак отсчета квантуемого напряже-
ния. Однако при негауссовских помехах (например, гармонических)
характеристики цифровой обработки из-за бинарного квантования мо-
гут сильно ухудшиться, в этом случае переходят к многоуровневому
квантованию.
Многоуровневое квантование применяется также тогда, когда мощ-
ность сигнала значительно больше мощности шума, причем недопусти-
мо заметное ухудшение отношения сигнал-шум за счет квантования.
Отметим, что в последние годы широкое распространение получили
линии с псевдошумэвыми (ПШ) сигналами. Зачастую в РПУ осущест-
вляют аналоговую свертку ПШ сигнала, т. е. перемножение входной
смеси ПШ радиосигнала с помехой на опорный ПШ видеосигнал и уз-
кополосную (по сравнению с шириной спектра ПШ сигнала) фильтра-
цию результата Перемножения. При свертке помехи с любым распре-
делением нормализуются, что позвотяет использовать бинарное кван-
тование свернутого сигнала при любых распределениях исходной
помехи.
3 2. ЦИФРОВЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ
Цифровой синтезатор частоты (ЦСЧ) преобразует входной код в
гармоническое или импульсное колебание с соответствующей коду час-
тотой, при этом весь синтезатор или его основная часть реализуется
fia цифровых ИС. Входной код обычно является параллельным дво-
ичным или двоично-десятичным. Установка и изменение его может
производиться вручную или специальным программным устройством,
считывающим код с перфоленты или с магнитного носителя. В ряде
случаев входной код образуется в специальном регистре частопщ вхо-
дящем в состав систем АПЧ или управляемым с помощью ЭВМ.
В ЦСЧ используется один задающий генератор (кварцевый или
молекулярный) с высокой стабильностью частоты. На выходе ЦСЧ в
каждый момент времени существует одна из дискретного множества
(сетки) частот, причем долговременная стабильность выходной частоты
близка к долговременной стабильности входной, а кратковременная
стабильность хуже исходной.
Для некоторых ЦСЧ (например, в цифровых системах ФАП) пред-
почтительнее импульсная форма выходного копебания, которая естест-
68
венно реализуется цифровыми микросхемами. Если необходимо перей-
ти к гармоническому колебанию, то филырукн первую гармонику им-
пульсного колебания. Такая фильтрация особенно эффективна при
использовании системы ФАП с импульсным фазовым детектором (ИФД,
рис. 3.1,а).
а)
гл~\Гармони^ст
Рис. 3.1. Схемы перехода от импульсного сигнала к гармоническому без пере-
носа частоты (а) и с переносом (б)
Переход от импульсной формы выходного колебания к гармоничес-
кой можно осуществить а одновременным переносом сетки стабильных
частот в более высокочастотный диапазон частот при неизменном
шаге и диапазоне перестройки. Для этого (рис. 3.1,6) в систему ФАП
с ИФД дополнительно включают смеситель, образующий разностную
частоту между частотой управляемого генератора /вых и опорной час-
тотой смесителя [(). В стационарном режиме эта разностная частота
равна частоте колебания F, подаваемого на ИФД, откуда /вых = /о т
+ F.
Рис. 3.2. Структурная схема цифрового синтезатора частоты на основе системы
ФАП с делителем с переменным коэффициентом деления (а) и характеристика
импульсно-фазового детектора (б)
В настоящее время наибольшее распространение получили три
способа построения ЦСЧ: с помощью системы ФАП с делителем с пере-
менным коэффициентом деления (ДПКД); с помощью суммирования им-
пульсных последовательностей или параллельных кодов; с помощью
формирования отсчетов синтезируемого сигнала в фиксированные рав-
ноотстоящие моменты времени.
Рассмотрим эти способы подробнее.
Синтезатор на основе системы ФАП с ДПКД [27, 29, 37]. Такой
ЦСЧ (рис. 3.2) называют устройством косвенного (активного) син-
теза в отличие от устройств прямого (пассивного) синтеза, основан-
ных на выполнении операций умножения, деления, суммирования и
вычитания частот.
При изменении кода меняется коэффициент деления ДПКД. На
вход ДПКД поступают импульсы, формируемые нуль-органом НО из
69
Код частоты
Рис. 3 3. Струк-
турная схема де-
лителя с перемен-
ным коэффици-
ентом деления
В то же время
гармонического колебания управляемого генератора. Эти импульсы
соответствуют нулям колебания генератора. Импульсы с выхода ДПКД
сравниваются по фазе с импульсами опорной частоты F в ИФД. На-
пряжение на выходе ИФД пропорционально временному сдвигу т
между импульсами на его входах, т. е. характеристика ИФД является
пилообразной (рис. 3.2,6), при этом фазовый сдвиг ср = 2nxF.
После окончания переходных процессов (в стационарном режиме)
на оба входа ИФД поступают импульсы с одинаковой частотой F и
частота на выходе ЦСЧ (частота управляемого
генератора) Дых — mF, где т — коэффициент де-
ления ДПКД, F — дискрет изменения (шаг пере-
стройки) частоты. Следовательно, рассматривае-
мый ЦСЧ в каждый момент времени формирует
одну из дискретного множества (сетки) равноот-
стоящих стабильных частот.
Управляемый генератор обычно выполняется в
виде перестраиваемого варикапом ДС-генератора.
Диапазон перестройки его определяется диапазо-
ном частот, который должна перекрывать сетка
стабильных частот. К долговременной стабиль-
ности управляемого генератора специальных тре-
бований не предъявляется, так как медленные
ухогыего частоты компенсируются системой ФАП.
:ратковременная стабильность частоты за отрезки
времени порядка периода 1/F должна быть возможно лучшей.
Делитель с переменным коэффициентом деления обычно выпол-
няйся на цифровых интегральных микросхемах. Рассмотрим один из
возможных вариантов ДПКД (рис. 3.3). Импульсы с нуль-орган а НО
поступают на триггерный счетчик импульсов, параллельный код с ко-
торого сравнивается с управляющим кодом частоты. При совпадении
кодов вырабатывается импульс, устанавливающий счетчик импульсов
в ноль и поступающий на вход ИФД.
Нередко требуемая выходная частота ЦСЧ значительно выше мак-
симальной частоты, па которой может работать ДПКД. Для их сог-
ласования между управляемым генератором и ДПКД располагают пре-
образователь частоты — смеситель или делитель с фиксированным
коэффициентом деления (ДФКД) (на рис. 3.2,а не показаны). При ис-
пользовании смесителя выходная частота ЦСЧ
/вых — /о ± mF,	(3.3)
где /0 — опорная частота смесителя. Знак плюс или минус в (3.3)
определяется условием осуществления в системе ФАП отрицательной
(а не положительной) обратной связи. Для изменения знака на проти-
воположный достаточно включить в петлю ФАП инвертор или изменить
на противоположный знак наклона характеристики перестройки уп-
равляемого генератора или импульсно-фазового детектора.
Использование смесителя позволяет перенести сетку частот в
любую частотную область без изменения шага сетки и ширины диапа-
зона перекрываемых частот.
7J
В отличие от смесителя ДФКД увеличивает в п раз как шаг, так
и диапазон перестройки ЦСЧ, при этом fBbIX = nmF, где п — коэффи-
циент деления ДФКД. Применение ДФКД оправдано тем, что он мо-
жет работать на значительно более высокой частоте, чем ДПКД.
Импульсно-фазовый детектор целесообразно строить по схеме
«выборка — запоминание» (рис. 3.4,а). Короткие опорные импульсы
uf (рис. 3.4,6) запускают ждущий генератор эталонного линейно
изменяющегося напряжения ГЛИН. Импульсами с выхода ДПКД
«дпкд открывается переключатель К и на его выходе формируется
последовательность ДМ импульсов «дм, амплитуды которых пропор-
циональны разностям фаз сравниваемых колебаний. Пиковый детек-
а)
Рис. 3 4. Структурная схема
импульсно-фазового детекто-
ра «выборка — запоминание»
(а) и эпюры напряжений, по-
ясняющие его работу (б)
тор запоминает амплитуду импульса с выхода переключателя и сохра-
няет его значение между двумя выборками. Благодаря этому удается
ослабить напряжение опорной частотыF на выходе ИФД на 90...
...100 дБ и в ряде случаев^обойтись без ФНЧ, что позволяет максимально
расширить эквивалентную полосу пропускания системы ФАП и тем
самым обеспечить максимальное быстродействие системы и максималь-
ное подавление влияния собственных шумов управляемого генератора
(связанных с его кратковременной нестабильностью). Дальнейшее сни-
жение влияния собственных шумов управляемого генератора (уменьше-
ние фазовых флуктуаций выходного колебания) можно обеспечить,
используя активный пропорционально-интегрирующий фильтр на опе-
рационном усилителе (рис. 2.26, 6). Передаточная функция такого
фильтра соответствует передаточной функции интегратора с коррек-
цией, при этом система ФАП становится системой автоматического ре-
гулирования с астатизмом 2-го порядка. При правильно выбранных
параметрах переходные процессы в такой системе заканчиваются за
два периода регулирования, т. е. за два периода опорной частоты.
Для ослабления влияния собственных шумов управляемого гене-
ратора систему ФАП стремятся сделать широкополосной. Макси-
мальная возможная ширина полосы системы ФАП с ДПКД определяет-
71
ся опорной частотой. С точки зрения снижения уровня хаотических
фазовых флуктуаций и времени переходного процесса желательно
опорную частоту делать возможно выше.
Еще одной особенностью системы ФАП с ДПКД является ее очень
сильная чувствительность к фазовым флуктуациям опорного колеба-
ния. Действительно, эту систему по отношению к опорному колебанию
Рис. 3 5. Функциональная схема цифрового синтезатора частоты на основе сум-
мирования импульсных последовательностей (а) и эпюры, поясняющие его ра-
боту (б)
можно рассматривать как умножитель частоты в т раз, где т — коэф-
фициент деления ДПКД. Во столько же раз увеличивается индекс
фазовой модуляции опорного колебания и уровень паразитных гар-
моник в его спектре (если они попадают в полосу прозрачности систе-
мы). Поэтому предъявляются очень жесткие требования к чистоте
спектра опорного колебания. Паразитные гармоники, которые могут
иметь место в спектре опорного колебания, желательно отфильтровать
до системы ФАП с ДПКД, а не с помощью этой системы.
Синтезатор на основе сложения импульсных последовательно-
стей или параллельных кодов. Такие ЦСЧ строятся полностью на
цифровых интегральных микросхемах без использования обратной свя-
зи. Для них характерно отсутствие переходных процессов при смене
кода и импульсная (а не гармоническая) форма выходного колебания.
72
Рассмотрим принцип работы одного из таких ЦСЧ (рис. 3.5,а).
Тактовая частота /т подается на триггерный счетчик-делитель У1...
...УЗ. Выход каждого триггера подключен к счетному входу последую-
щего триггера и к соответствующему логическому элементу И схем
У6...У8.,На другие входы этих логических элементов поступает дво-
ичный «-разрядный управляющий код qx...qn (на рис. 3,5 п =«= 3).
Инверсные выходы триггеров подключены к другим логическим эле-
ментам И схем У6...У8. На другие входы этих логических элементов,
за исключением последнего, поступают сигналы с выходов элементов
ИЛИ. На последний логический элемент И поступает одноразрядный
код </п+1, с помощью которого при необходимости можно изменять на
один дискрет частоту ЦСЧ (так же, как и с помощью qn).
Если в младшем разряде управляющего кода или в дополнительном
разряде содержится 1, а в остальных 0, то за один период выходного
колебания счетчика-делителя Тп == 1/Fn = 2/1/fT на выходе схемы
У4 появится один импульс (на рис. 3.5,6 изображены два периода);
если 1 содержится в предпоследнем разряде управляющего кода, а в
остальных 0, то появятся два импульса за период и т. д. Если 1 запи-
сана в нескольких разрядах, то произойдет сложение соответствую-
щих импульсных последовательностей. При неизменном коде колеба-
ние на выходе схемы У4 является периодическим с периодом Тп. Чис-
ло импульсов на выходе схемы У4, которое появляется за время этого
периода,
.
/= 1
Учитывая, что
 ₽ = 2',/2'
« = 1
— значение управляющего кода, получаем следующее выражение
для средней частоты следования импульсов на выходе схемы У4 (т. е.
для отношения числа импульсов за период к длительности этого пе-
риода) /г = RFn. Следовательно, средняя частота выходных импульсов
в точности определяется управляющим кодом. Однако эти импульсы
следуют неравномерно. Для уменьшения этой неравномерности после
схемы У4 ставят счетчик-делитель импульсов У5 с коэффициентом де-
ления, равным «д. Максимальный временной сдвиг фронтов импульс-
ного сигнала на выходе счетчика-делителя относительно нулей
идеального опорного колебания не превышает периода тактовой час-
тоты. Итак, рассматриваемый ЦСЧ синтезирует меандровое колебание
с фазовыми флуктуациями Дф <	где /вых = /г/«д — RF —
выходная частота синтезатора; F	— дискрет перестройки
по частоте (изменение выходной частоты при изменении кода на едини-
цу). Максимальные фазовые флуктуации соответствуют верхней гра-
нице диапазона синтезируемых частот. Так как ДыХ max ~ /т^д»
то Дф < 2л/пд.
Описанная схема генерирует сетку частот в диапазоне 0...
Если же на схему У4 подать импульсы с частотой /т (замкнуть пере-
73
ключатель К на рис. 3.5,а), то диапазон синтезируемых частот Д/ид...
..,2/т/пд.	ч
С помощью ЭВМ был проведен анализ спектральных характеристик
синтезированного сигнала в диапазоне частот от 0 до 2/сых [16].
Было показано, что в этом диапазоне содержится большое число спек-
тральных составляющих, причем некоторые из них располагаются в
непосредственной близости от основной гармоники, однако уровень
максимальной паразитной гармоники по отношению к основной не
превышает
Рис. 3 6. Структурная схема
цифрового синтезатора ча-
стоты со сложением кодов
[дБ 1 « з - 201gna.	(3.4)
В ЦСЧ со сложением кодов (рис.
3.6) код, соответствующий синтези-
руемой частоте, записывается в ре-
гистр частоты. Этет код с тактовой
частотой /т прибавляется к коду нако-
пительного сумматора. При перепол-
нении накопительного сумматора на
его выходе появляется импульс пе-
реполнения, а в нем остается остаток, т. е. накопленная сумма кода
частоты по модулю /?тах, где /?тах — емкость сумматора.
Вычислим среднюю частоту импульсов переполнения накопитель-
ного суммаТора. Если значение кода в регистре, частоты равно R,
то после Rmax тактов (т. е. через время RmaJf-г) сумма кодов будет
равна RRma\> чему соответствует R переполнений. Следовательно,
средняя частота переполнений накопительного сумматора равна /г =
— Rh'Rim.** а средняя частота следования импульсов на выходе счет-
чика-делителя на Ид /вых = Rfr^Rmaxnji- Иначе говоря, частота на
выходе ЦСЧ однозначно определяется кодом, дискрет перестройки
равен Ц ЯщалНд, диапазон синтезируемых частот — от 0 до f^n^.
Синтезатор на основе формирования отсчетов синтезируемого ко-
лебания. Недостатком рассмотренных ЦСЧ является снижение в /?д
раз диапазона перестройки частоты по сравнению с тактовой частотой
Ц. От этого недостатка свободен ЦСЧ, основанный на формировании
отсчетов синтезированного сигнала в равноотстоящие моменты вре-
мени (рис. 3.7). Первые два блока этого синтезатора — регистр часто-
ты и накопительный сумматор — не отличаются от подобных блоков
в ЦСЧ на основе суммирования кодов (рис. 3.6). Однако здесь исполь-
зуются не импульсы переполнения, как в схеме на рис. 3.6, а само число
в накопительном сумматоре. Это число соответствует фазе синтезируе-
мого гармонического колебания в равноотстоящие моменты времени,
причем фазе циклической, т. е. изменяющейся в пределах О...2л. Дей-
ствительно, полная (нециклическая) фаза синтезируемого колебания
равна интегралу от частоты или (для равноотстоящих моментов вре-
мени tr — г7\, где г = 1, 2, 3 ..., а Тт = 1ЦТ) текущей сумме отсчетов
частоты. Так как далее нас интересует периодическая функция фазы
(с периодом 2л), то число 2л можно отбрасывать, что и выполняет
автоматически накопительный сумматор с ограниченной емкостью R
71
(фазе 2л соответствует число 7? в накопительном сумматоре). Далее
с помощью функционального преобразователя осуществляется пере-
ход от отсчетов циклической фазы к отсчетам синтезируемого колеба-
ния. Функциональный преобразователь можно выполнить в виде
блока памяти, в котором записана таблица значений синуса. Аргу-
ментами (адресами) записанных чисел служат числа в накопительном
сумматоре. Практически можно ограничиться записью отсчетов сину-
са лишь для одной четверти круга (О...л/2). Дальнейшую экономию объе-
ма памяти можно обеспечить, используя две таблицы меньшего объе-
ма [39].
Рис. 3.7. Структурная схема цифрового синтезатора частоты на основе цифро-
вого синтезатора отсчетов
Совокупность рассмотренных блоков образует цифровой синтеза-
тор отсчетов (ЦСО). На его выходе образуется двоичный кодовый сиг-
нал, соответствующий отсчетам гармонического колебания в моменты
времени /г, причем частота этого колебания определяется управляю-
щим кодом регистра частоты. Подобные ЦСО широко применяются в
цифровых устройствах. Часто необходимо получение отсчетов комп-
лексного сигнала exp (jcorTT) (физически получают действительную
и мнимую части этого сигнала cos согТт и sin а>г7\).
Если требуется получить сигнал в виде напряжения (тока), после
ЦСО ставят цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) (рис. 3.7). В со-
ответствии с теоремой Котельникова по отсчетам функции в дискрет-
ных точках можно восстановить всю функцию. Для этого необходимо
использовать ФНЧ с достаточно крутым спадом частотной -характери-
стики и с полосой прозрачности fs < Д/2. Для облегчения требований
к ФНЧ можно ограничиться синтезом частот в меньшем диапазоне, на-
пример от 0 до /т/4, но и этот диапазон на два-три порядка больше, чем
в ЦСЧ, рассмотренных ранее. Число синтезируемых частот и шаг пе-
рестройки здесь определяются емкостью регистра частоты и накопи-
тельного сумматора.
Полиномиальные синтезаторы. В некоторых случаях требуется
синтезировать колебание, фаза которого изменяется по закону поли-
нома /г-й степени, что соответствует изменению частоты по закону
(п — 1)-й степени. Подобные синтезаторы будем называть полиноми-
альными. Примером может служить синтезатор ЛЧМ сигнала.
Полиномиальные синтезаторы проще всего осуществить на основе
рассмотренных синтезаторов. Основу одного из них (рис. 3.3) состав-
ляют несколько последовательно соединенных накопительных сум-
75
маторов. На рис. 3.8 третий накопительный сумматор вместе с дели-
телем частоты на пд образует рассмотренный ранее ЦСЧ на основе
суммирования кодов (рис. 3.6). Роль регистра частоты в схеме на рис.
3.6 здесь (на рис 3.8) выполняет второй накопительный сумматор.
Однако код в нем непостоянен, так как во время каждого такта к
числу во втором накопительном сумматоре прибавляется число из
первого накопительного сумматора, которое в свою очередь в течение
каждого такта изменяется за счет прибавления к нему числа из регист-
ра. В результате число в третьем накопительном сумматоре соответ-
ствует фазе синтезируемого колебания, во втором — частоте этого
колебания, в первом — производной частоте, в регистре — второй
производной частоте. Число накопительных сумматоров может быть
как больше, так и меньше, чем на рис. 3.8, в зависимости от степени
полинома.
Рис. 3 8 Структурная схема полиномиального цифрового синтезатора частоты
Если в схеме на рис. 3.8 использовать не импульсы переполнения
третьего накопительного сумматора, а число в нем, применив для этого
функциональный и цифро-аналоговый преобразователи, а также ФНЧ,
то получим полиномиальный синтезатор на основе формирования от-
счетов синтезируемого колебания в равноотстоящие моменты времени.
По-видимому, самый простой синтезатор ЛЧМ сигнала можно реа-
лизовать на основе суммирования импульсных последовательностей
(рис. 3.5). Для этого управляющий код следует подавать не извне, как
на рис 3.5, а снимать со старших разрядов триггерного счетчика-
делителя. Например, в схеме на рис. 3.5 можно добавить еще три разря-
да счетчика-делителя, выход последнего разряда соединить с входом
qlt предпоследнего — с входом q2, третьего от конца — с входом q.3.
В этом синтезаторе младшие разряды счетчика-делителя служат для
формирования импульсных последовательностей с частотами fT/2,
Д/4, ..., а старшие — для формирования линейно-изменяющегося
кода частоты. Скорость изменения частоты задается числом разрядов
счетчика-делителя п тактовой частотой fT. Подобный ЦСЧ синтезиру-
ет квадратичный закон'изменения фазы выходного колебания с фазо-
вой ошибкой менее 2л/пд.
Комбинированный синтезатор. Каждый из рассмотренных ЦСЧ об-
ладает своими преимуществами и недостатками. В частности, преиму-
ществом ЦСЧ на основе системы ФАП с ДПКД является его широко-
диапазонность и гармоническая форма выходного колебания, недостат-
ком — трудность получения мелкого шага перестройки. В противопо-
ложность этому ЦСЧ на основе суммирования кодов или импульсных
последовательностей могут обеспечить практически сколь уюдно ма-
76
лый шаг, однако они синтезируют импульсный сигнал в относительно
небольшом частотном диапазоне.
Рассмотрим ЦСЧ, использующий в качестве составных частей син-
тезаторы обоих классов, благодаря чему удается сохранить их преиму-
щества и избавиться от недостатков. В таком синтезаторе (рис. 3.9)
старшие разряды кода частоты управляют коэффициентом деления
ДПКД (т), меняя тем самым выходную частоту синтезатора /выХ =
= /i + mF. Дискрет изменения частоты за счет изменения т опреде-
ляется опорной частотой F, подаваемой на ИФД системы ФАП с
ДПКД. Чем выше эта частота, тем меньше паразитные фазовые флук-
Рис. 3.9. Структурная схема комбинированного цифрового синтезатора частоты
туацип выходного колебания системы ФАП с ДПКД и тем выше ее
быстродействие. Однако при этом повышается необходимый диапазон
перестройки генератора мелкой сетки ГМС (он равен F).
Младшие разряды кода частоты управляют частотой ГМС /м, вы-
полненного по принципу сложения импульсных последовательностей.
Для удобства переноса частоты в относительно высокочастотную об-
ласть эта частота синтезируется в диапазоне от F до 2F (а не от 0 до F).
Устройство переноса частоты выполнено в виде системы ФАП со
смесителем У1 в петле обратной связи (условно — системы ФАП1).
Выходная частота этой системы равна А = А + Ар В ИФД системы
ФАП1 приняты меры по отстройке от ложных захватов.
Вспомогательные неперестраиваемые частоты /0, /т, F формируются
от одного источника стабильной частоты.
Исходными данными при проектировании синтезатора являются:
Диапазон перестройки в герцах Af — fmax — Anin’, дискрет перестрой-
ки в герцах AF; требуемый уровень подавления паразитных состав-
ляющих спектра в децибелах &wax; время перехода с одной частоты на
Другую в секундах Тп.
Обсудим связь исходных данных с основными параметрами синте-
затора.
Уровень подавления паразитных гармоник в спектре выходного
колебания определяется, прежде всего, фазовыми флуктуациями, вно-
77
симыми генератором мелкой сетки. Максимальное значение этих флук-
туаций равно Асрм ж 2п/пя, где /гд — коэффициент деления частоты
следования импульсов в ГМС (после сложения импульсных последова-
тельностей). Этот же коэффициент/гд определяет диапазон изменения
выходной частоты ГМС (Дбг? ... 2/т//гд), откуда
F - /7ид.	(3.5)
Паразитные составляющие спектра колебания ГМС, вообще гово-
ря, могут частично отфильтровываться системами ФАП1 и ФАП с
ДПКД. Однако частоты этих спектральных составляющих могут быть
весьма низкими, в то же время системы ФАП в данном синтезаторе
делаются широкополосными, поэтому на фильтрацию в них паразитных
спектральных составляющих ГМС рассчитывать не следует. С другой
стороны, расчетные и экспериментальные данные показывают, чго
уровень паразитных гармоник, вносимых системами ФАП (в том числе,
на частоте F), в данном синтезаторе может быть сделан меньше уров-
ня паразитных гармоник, вносимых ГМС (во всяком случае, если
F 1 кГц). Итак, задавшись значением &тах, с помощью выражения
(3.4) найдем необходимое пд. Исходя из требуемого быстродействия,
можно определить опорную частоту F -= 2/7’п, а с помощью выраже-
ния (3.5) — тактовую частоту f.t = пдЕ. Если применяемая система
элементов позволяет использовать более высокую частоту f{, то мож-
но при прежних F и Тп увеличить /гд и тем самым уменьшить £тах,
либо при заданном лд увеличить F, повысив быстродействие и облег-
чив режим работы системы ФАП с ДПКД.
После выбора F нетрудно определить число частот мелкой сетки
пм -= F/AF, которое определяет число разрядов кода частоты, управ-
ляющих ГМС, а также число схем совпадения и объем счетчика-дели-
теля ГМС.
Перейдем к выбору основных параметров систем ФАП. При про-
ектировании управляемого генератора Г2 определяющим является от-
ношение его диапазона перестройки А/г к средней частоте /ср (для
ФАП с ДПКД АД. « А/; /ср « /110м, где Д,Ол — номинальная средняя
частота синтезатора; для ФЛП1 АД « F, /ср = Д> + 1,5т7). Еслй это
отношение АД//ср 2-10—4, то в качестве Г2 можно использовать
кварцевый генератор с электронной перестройкой Если АД/ДР <
< 0,1...О,2, то удобно использовать обычный LC-генератор с электрон-
ной перестройкой. В этом случае особенно удобным является отно-
шение АД//ср « 0,01...0,03, так как при этом относительный диапа-
зон перестройки еще не настолько большой, чтобы сильно увеличилась
собственная кратковременная нестабильность частоты управляемого
генератора, приводящая к фазовым флуктуациям выходного колебания
системы ФАП с ДПКД. В то же время при АД//ср 0,01 либо не-
оправданно сужается возможный диапазон перестройки (при Др =
— const), либо (при АД ~ const) повышается Д10м. что приводит к
увеличению фазовых флуктуаций выходного колебания.
Если АД/ДР порядка десятков процентов, то полный диапазон пе-
рестройки разбивают на ряд поддиапазонов, при этом нередко до-
полнительно к электронной применяют электромеханическую пере-
78
стройку. Это приводит к снижению быстродействия и к усложнению
синтезатора.
Итак, в системе ФАП с ДПКД выберем
Д//(0,01...0,03).	.(3.6)
При выборе величины т следует учитывать, что этой величине
пропорционален общий безразмерный коэффициент передачи разомк-
нутой петли ФАП с ДПКД (k6). Для обеспечения максимального
быстродействия синтезатора необходимо, чтобы относительные изме-
нения k6 не превышали 10...20 %. Поэтому среднее значение т бу-
дем выбирать из условия
тср & (5... 10) Д/л,	(3.7)
где Д/л — диапазон изменения /л, равный числу частот, синтезируе-
мому системой ФАП с ДПКД: Д/л = hf/F.
Для подсчета k& запишем выражение передаточной функции про-
порционально-интегрирующего фильтра в виде Аф (р) = Кф0 (1 +
+ 1/рТи). Тогда F6 = 2л5угКдКф0 / mF, где Syr [Гц/В] — крутизна
перестройки Г2; Ад [В/рад] — коэффициент передачи ИФД. Для
обеспечения максимального быстродействия необходимо ж 0,5;
Т„ « 1/F.
Пример. При проектировании экспериментальных образцов синтезатора
были заданы следующие исходные данные: А/= 200 кГц, AF — 2,5-10~3 Гп,
&тах не хуже — 55 дБ, Та <. 1 мс, код в регистре частоты — двоично-десятич-
ный.
Исходя из формулы (3.4), выбираем /гд = 1000, чему соответствует /гтах =
— — 57 дБ. Эксперименты подтвердили указанный уровень подавления паразит-
ных гармонических составляющих в спектре выходного колебания синтезатора.
Исходя из требуемого быстродействия, принимаем F = 2,5 кГц, откуда
Тп ж 0,8 мс. При этом значение n-M = Fl AF — 106 кратно десяти, что удобно
ври использовании двоично-десятичного кода.
С помощью (3.6) находим /ном « (2 ...2/3)-107 Гц. Исходя из удобства
дальнейших преобразований частоты, выбрали /ноМ = 13,5 МГц.
Число частот, синтезируемых системой ФАП с ДПКД, равно Am — Af/F =
~ 80. Среднее значение ш выберем равным шср ЬАт — 400, откуда ft as
а* /ном — тс-рР ~ 12,5 МГц. Относительное отличие частот f0 и невелико, по-
этому примем /о = 12,5 МГц (такую частоту удобно формировать из исходной ча-
стоты /исх = 2,5 МГц), после чего уточним значения т. Частота колебаний на
выходе синтезатора равна /ВыХ = /0 + /ч + mF, где /м — Г + ДМЛАГ. Здесь
Дмл— значение кода в младших разрядах регистра частоты (изменяется от 0
до нм — 1). Итак,
/вых=/о+(П1+ О	АГ.
Отсюда для середины диапазона (/вых =/пом) при = 0 найдем
«Cp = (/hom-/o)/F-1=399.
Аналогично для высшей (13,6 МГц) и низшей (13,4 МГц) частот тв = 439 и
та = 359.
Указанные значения основных параметров были реализованы в нескольких
макетах синтезатора. При этом (рис. 3l9) П выполнен в виде кварцевого генера-
тора, а Г2 — в виде LC-генератора. В первом макете синтезатора£система ФАП
с ДПКД выполнялась без пропорционально-интегрирующего фильтра, при этом
встретились трудности с подавлением гармоники на частоте F= 2,5 кГц (для че-
го использовался специальный режекторный фильтр). Во втором макете (с про-
порционально-интегрирующим фильтром) эта гармоника была подавлена более
чем на 60 дБ без какого-либо дополнительного фильтра после пропорционально
интегрирующего фильтра. Особое внимание во всех макетах уделялось развязке
систем ФАП с ДПКД по цепям питания.
3,3. ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ВХОЖДЕНИЯ В СВЯЗЬ
Принцип действия. Система вхождения в связь (СВС) [40] на ос-
нове анализа смеси сигнала и шума (или одного шума) должна принять
решение о наличии или отсутствии сигнала и при его наличии выдать
целеуказания системам дальнейшей обработки (в частности, следяще-
му демодулятору). Будем считать, что в спектре обрабатываемого
сигнала имеется несущая составляющая с амплитудой U-c и с частотой,
которая может находиться в диапазоне неопределенности А/. Описы-
Я bi и.
анализ
Сп^ траль-
ВьиРор маргинальной		Сравнение
спектральной состава		С порогом
Сигнал
гть, неп.
Орсннч
пара -
Рис. 3 10. Структурная схема системы вхождения в связь
ваемые далее СВС имеет смысл применять при малом отношении
сигнал-шум в этой полосе, когда (^с/-^ш)вх — 0,5(7 с о2 < 1, где о2 =
= Ar0Af — дисперсия шума в полосе Af, /Vo — спектральная плотность
шума (в противном случае обнаружение сигнала производится без
труда и специальная СВС не нужна). Помимо обнаружения сигнала,
СВС должна определять его частоту, а также иногда отношение сигнал-
шум.
Основной операцией, выполняемой этой системой (рис. 3.10), яв-
ляется спектральный анализ, по результатам которого выбирается
максимальная спектральная составляющая и сравнивается с некото-
рым пороговым уровнем. При непревышении порога принимается ре-
шение об отсутствии сигнала, в противном случае — решение о наличии
сигнала, после чего оцениваются его параметры.
Способы спектрального анализа. В простейшем случае может быть
использован последовательный спектральный анализ, при котором
диапазон неизвестности частоты А/ последовательно просматрива-
ется анализирующим фильтром. Эквивалентная шумовая полоса Пш
этого фильтра должна быть такой, чтобы в ней обеспечивалось хорошее
отношение сигнал-шум, например (/эс/^>ш)вых — 20 (для надежного
обнаружения сигнала).- Скорость перестройки собственной частоты
фильтра должна быть не слишком высокой, чтобы успел нарасти сиг-
нальный отклик. Для этого время прохождения сигнала через фильтр
должно равняться (2...3)тэ, где тэ — эквивалентная постоянная вре-
мени фильтра. В результате время вхождения в связь с помощью по-
следовательного спектрального анализа /ан « А///7щ.
Часто время, определяемое этим выражением, оказывается недо-
пустимо большим. Для его уменьшения можно перейти от последова-
8J
тельного спектрального анализа к параллельному, который можно
реализовать с помощью набора т полосовых фильтров с примыкающими
друг к другу частотными характеристиками. При этом время спектраль-
ного анализа сокращается до времени протекания переходных про-
цессов в одном фильтре, т. е. до (2..3)тэ.
При аналоговом исполнении СВС в ней обычно используют мо-
нолитные пьезофильтры, фильтры ПАВ и др.
В цифровой СВС можно использовать набор цифровых полосовых
фильтров с аналогичными частотными характеристиками. Однако в СВС
более удобным оказалось использование цифровых аналогов согласо-
ванного квадратурного фильтра, изображенного на рис. 2.9, с несколь-
Рис. 3.11. Амплитудно-
частотная характеристи-
ка квадратурного филь-
тра
ко иной частотной характеристикой. В этом фильтре входной процесс
цвх (0 умножается на два ортогональных гармонических колебания
с некоторой частотой со0 и амплитудой Uo = 1, а результат умножения
интегрируется в течение времени накопления Тя. Схема на рис. 2.9
осуществляет преобразование Фурье над входным процессом, образуя
мнимую и действительную части комплексного спектра для частоты
со0 (с точностью до постоянного коэффициента):
Z (со0) = Y (соо) 4- jX (со0),
где
т	т
н	н
X (соо) = wBX (/) sin соо tdt, Y (соо) = нвх (/) cos соо tdt. (3.8)
о	о
Положим uvx = Uc coscoj. Подставив это выражение в (3.8),
вычислим X и Y, затем определим модуль комплексного спектра.
Отбросив малые члены, с учетом того, что (соо + <т»с)Тн 1, получим
Z (АП) = 1/Х2 + У2 « 0,5 UcTn (sinx)/x,	(3.9)
где х = 0,5 AQTH, АН = со0 — сос (рис. 3.11).
Следовательно, схему на рис. 2.9 можно рассматривать как поло-
совой фильтр с частотой настройки /0 = ю0/2л и с эквивалентной шу-
мовой полосой пропускания

1
2л Z2 (0?
f Z2(AQ)dAQ-
Цифровые квадратурные фильтры. В цифровом эквиваленте квад-
ратурною фильтра (рис. 3.12,я) АЦП дискретизирует и квантует мгно-
81
венные значения входного процесса нвх в равноотстоящие моменты
времени tT, где г = 0, 1,2, ... Полученные цифровые отсчеты zBX lr]
перемножаются с отсчетами синусоидального и косинусоидального
опорных колебаний, или, что эквивалентно, с отсчетами комплексного
опорного колебания ехр (—jco0Q — cosco0/r — jsinco0^r, образованного
с помощью ЦСО (см. § 3.2). Результаты перемножений суммируются в
течение времени накопления Тп = Л/Тд. При этом происходит обра-
ботка вещественного сигнала (см. § 3.1).
При обработке комплексного сигнала (рис. 3.12,6) дискретизации
и квантованию подвергаются квадратурные составляющие S (/) и
С (/), в результате получают выборку комплексных отсчетов v [г] =з
= 2С [г] + К [И.
Рис. 3 12. Структурные схемы цифрового квадратурного фнлыра прн веществен-
ных (а) н комплексных (б) отсчетах
Дальнейшая обработка аналогична обработке вещественной выбор-
ки, следует лишь заменить zBX [г] на v [г]. В результате
z = 2 й	ехР (“ j (°о == S И + j И) X
r=0	r=0
X (cos co0 tr — j sin o)o /r) = Y (coo) 4- j X (coo),
где	—1
X (coo) = 2 <zs и cos 0)0 tr—zc [П sin 00 it),
r=0
АГ — 1
Y (co0) = 2 и cos «0 tr 4- zs [r] sin «о /r).
r—0
Отметим, что реализация цифровых квадратурных фильтров зна-
чительно упрощается, если АЦП производят бинарное квантование:
в этом случае вместо перемножения многоразрядных чисел достаточно
сменить знак опорного колебания на противоположный, если входной
отсчет равен —1, и оставить его без изменения, если входной отсчет
равен +1.
Система вхождения в связь на основе последовательной реализации
цифровых фильтров. С помощью набора рассмотренных цифровых
квадратурных фильтров со сдвинутыми опорными частотами, пере-
82
крывающими диапазон неопределенности частоты Д/, можно построить
параллельный спектроанализатор и на его основе — СВС. Однако для
экономии аппаратурных затрат квадратурные фильтры с различными
опорными частотами удобнее реализовать последовательно во време-
ни.
В такой системе (рис. 3.13) с помощью АЦП (или двух АЦП) про-
изводятся дискретизация и квантование входного процесса или квад-
ратурных составляющих. Частота дискретизации Fn = 1/Тд согла-
сована с шириной спектра процесса на входе АЦП, которая в свою оче-
редь определяется диапазоном неопределенности частоты Д/. Получен-
ные вещественные пли комплексные отсчеты записываются в оперативное
Рис 313 Структурная схема системы вхождения в связь на основе последова-
тельной реализации цифровых фильтров
запоминающее устройство (ОЗУ). Считывание из ОЗУ и дальнейшая
обработка этих отсчетов производится с частотой Fc4 = kuFK, где
kK > 1 — коэффициент временной компрессии. Так как новые отсчеты
записываются относительно редко, то режим записи можно совместить
с режимом считывания. Для этого после каждого считывания всех
записанных в ОЗУ отсчетов заменяют один наиболее старый отсчет
новым, поступающим с АЦП. При этом число хранящихся в ОЗУ
отсчетов равно коэффициенту компрессии /?к. Выборка из kK отсчетов
из ОЗУ умножается на kK отсчетов комплексного опорного колебания,
образуемых ЦСО.
Результаты перемножения усредняются и таким образом после об-
работки всех /гк отсчетов получают один отсчет комплексного спектра
Z (<оо) = Y (ц>0) + jX (ю0) на частоте со0, определяемой значением
кода в регистре частоты ЦСО. После замены одного отсчета в ОЗУ про-
изводят те же операции с несколько обновленной выборкой, при этом
код в регистре частоты ЦСО меняют на единицу, чему соответствует пе-
реход на генерацию отсчетов колебания с частотой соо + ДсщЗ где
Доц — дискрет изменения частоты. Таким образом вычисляется
спектр на частоте соо + Дсох, затем на частоте со0 З-^Дсох и т. д., пока
не будет пройден весь диапазон неопределенности частоты.
При реализации подобного устройства на цифровых элементах с
жесткой логикой описанный алгоритм упрощается. Прежде всего,
еслп это возможно, используют бинарное квантование в АЦП, что су-
щественно упрощает ОЗУ и перемножитель отсчетов. Кроме того,
часто отказываются от возведения в квадрат величин X и Y при вы-
числении модуля комплексного спектра, т. е. вычисляют Z не точно, а
приближенно, например Z ж max {[X|; |У|} или Z « \Х| -f- |У|.
83
Для упрощения ЦСО (точнее входящего в его состав функциональ-
ного преобразователя) при формировании опорного колебания код
фазы считывают не со всех, а лишь с нескольких старших разрядов
накопительного сумматора, т. е. довольно грубо аппроксимируют гар-
монические функции. Иногда считывают только один знакомый раз-
ряд, что равносильно замене гармонического опорного колебания меанд-
ром, т. е. бинарному квантованию опорного колебания. При этом от-
падает необходимость в функциональном преобразователе в ЦСО, пре-
дельно упрощается перемножитель, а также усреднитель, который в
этом случае может быть выполнен в виде реверсивного счетчика.
Однако характеристики СВС в большей степени ухудшаются из-за
бинарного квантования опорных колебаний, чем за счет других ука-
занных упрощений.
В рассматриваемой СВС частоту сигнала оценивают по номеру
опорной частоты, для которой оказывается Z — Zmax, а соотношение
сигнал-шум — по значению Zmax. Число опорных частот (эквива-
лентных фильтров) 5 определяется быстродействием элементной базы.
Обычно стремятся обеспечить 5	2N.
Систегиа вхождения в связь с использованием алгоритма быстро-
го преобразования Фурье. При использовании микропроцессоров для
построения СВС удобно применить так называемый а згоритм быстро-
го преобразования Фурье (БПФ) [39]. В этом случае применяют мно-
гоуровневое квантование в АЦП, так как бинарное квантование здесь
не приводит к заметному упрощению аппаратуры. Число отсчетов
во входной выборке (обьв нэ комплексных) должно удовлетворять
условию N = 2'1, где п — целое положительное число. Число опре-
деляемых спектральных компонент S равно числу комплексных от-
счетов во входной выборке (т. е. 5 — N). Эти спектральные компоненты
дтя каждого номера k (0 k S — 1) определяются согласно фор-
муле
S -1
Z [&] = у v [г] ехр (— j До»! Тд rk),
г-0
где A»! = 2л/5Гд. Следовательно, реализация алгоритма БПФ эк-
вивалентна нахождению выходных величин 5 цифровых квадратур-
ных фильтров, подобных изображенному на рис. 3 12,6. Если частота
сигнала окажется между опорными частотами этих фильтров (равны-
ми /гА(О|), то сигнальный отклик уменьшится в соответствии с частотной
характеристикой на рис. 3.11, что приведет к увеличению вероятности
пропуска сигнала- Для увеличения числа эквивалентных фильтров
при сохранении их эквивалентной шумовой полосы пропускания Пш =*
= UN7\ входные отсчеты перед применением алгоритма БПФ допол-
няют нулевыми. Например, для получения 5 = 2N отсчетов спектра
исходную выборку из входных отсчетов дополняют N нулями.
Цифро-аналоговая СВС. Недостатком обоих рассмотренных спосо-
бов является необходимость применения цифровых схем, тактовая
частота работы которых во много раз больше диапазона неопределен-
ности частоты А/. От этого недостатка свободен цифро-аналоговый
84
способ, основанный на согласованной фильтрации сигнала, предва-
рительно гетеродинированного с помощью ЛЧМ колебания.
Аналоговый прототип этого способа известен давно [41], однако
неидеальности дисперсионных линий задержки, на которых строи-
лись согласованные фильтры, не позволяли применить его при малых
отношениях сигнал-шум и большом времени наблюдения. В рассмат-
риваемой цифро-аналоговой СВС [42] производится бинарное кванто-
вание входною процесса после его гетеродинирования ЛЧМ колебани-
Рис. 3 15 Структурная схе-
ма дискретного согласован-
ного фильтра
Рис. 3 14 Эпюры, поясняю-
щие принцип работы циф-
ро-аналоговой систе^мы
вхождения в связь
ем, результат квантования записывается в регистр сдвига, а согласо-
ванная фильтрация осуществляется с помощью весового суммирования
чисел, хранящихся в регистре сдвига.
В простейшем варианте цифро-аналоговой СВС с ЛЧМ гетеродином
согласованный фильтр рассчитывается на диапазон частот А/м, который
пробегает разностная частота /р (t) при любом расположении частоты
исходного сигнала /с (селектируемый диапазон). Соотношение между
частотами в СВС можно определить на основе рис. 3.14, где /0 (/) —
изменение частоты гетеродина, /р (f) — изменение разностной частоты
для трех случаев расположения исходной частоты /с: на краях диа-
пазона неопределенности А/, и в середине диапазона ;А/М — общий для
всех случаев диапазон изменения разностной частоты.
Обозначим через I = отношение девиации частоты гетеро-
дина к диапазону неопределенности исходной частоты, а через А/3 —
минимальную разностную частоту. Нетрудно получить следующие
выражения: А/м - А/о — А/ = А/ (Z — 1), хм - TJTн = 1/(1 — 1),
где хм — коэффициент методических (временных, энергетических) по-
терь — равен отношению времени записи сигнала Т3 ко времени на-
копления сигнала в согласованном фильтре Тн. Время записи равно
85
ьремени однократной перестройки частоты гетеродина, а время
накопления Ти — времени пробега селектируемого диапазона.
Импульсная переходная функция согласованного фильтра пред-
ставляет собой зеркальное отображение относительно конца селекти-
руемого диапазона квазигармонического сигнала с разностной часто-
той. Частота квазигармонического сигнала, описывающего импульс-
ную переходную функцию, равна
<о5, (0 = 2л. (Д/3 + А/) + qt,	(З.Ю)
где q = 2лА/0/Т3 — скорость изменения частоты гетеродина.
Для образования действительной и мнимой частей комплексного
спектра Z необходимо использовать два согласованных фильтра. Оба
они согласованы с ЛЧМ сигналом с одинаковой частотой (3.10), но G
фазами, отличающимися друг от друга на 90°. Импульсные переходные
функции этих согласованных фильтров
t
hs (/) = sin f о>м (/) dt — sin [2л (Д/3 + Д/)/ + 0,5g/2];
о
t
hc (/) = cos f (f)dl ~ cos [2л (A/3 -}- A/)/ + 0,5<7Z2]
b
реализуются для дискретных моментов времени tr, где г = 1, 2, 3, ...,
с помощью регистра сдвига с двумя резистивными матрицами (рис.
3.15). Каждая матрица осуществляет суммирование с помощью
операционного усилителя бинарно-квантованных отсчетов из регист-
ра сдвига через весовые резисторы, проводимости которых пропорцио-
нальны модулям весовых коэффициентов hs (rTR) и hc (гТр), причем
резисторы в зависимости от знака весового коэффициента подключены
к прямому или инверсному выходу соответствующего разряда регист-
ра сдвига.
Заполнение регистра сдвига бинарно-квантованной копией данной
реализации входного процесса начинается с началом развертки час-
тоты гетеродина и продолжается в течение времени Тп. Если частота
сигнала находится па нижнем краю диапазона, то сигнальный отклик
произойдет в момент t — Тн. Чем выше частота исходного сигнала,
тем позднее произойдет сигнальный отклик. Наивысшей частоте соот-
ветствует сигнальный отклик в момент t = Та. Следовательно, время
появления сигнальных откликов равно Т3 — Ти, а их возможное чис-
ло (число эквивалентных фильтров)	k
S = (Т3 “ Тп)/Тл = N/(l - 1),	(3.11)
где N = 1\/Тл — число накапливаемых согласованным фильтром
отсчетов сигнала и равное ему число разрядов регистра сдвига.
Анализ цифро-аналоговой СВС показывает [42], что по своему
выходному эффекту она эквивалентна рассмотренным СВС на основе
набора S квадратурных фильтров, каждый из которых имеет полосу
= 1/Гн.
Выбор основных параметров СВС (начальный этап проектирования). Рас-
смотренные цифровые СВС являются весьма сложными устройствами обнаруже-
86
ния сигнала и измерения его параметров, не поддающимися точному аналитиче-
скому расчету. Окончательно параметры СВС обычно выбирают путем имитаци-
онного моделирования системы на ЭВМ и ее макетирования. На первом этапе про-
ектирования производится предварительный выбор основных параметров систе-
мы. Для этого СВС рассчитывают приближенно, учитывая, что рассматриваемая
задача весьма похожа на известную задачу оптимального обнаружения и распоз-
навания т ортогональных сигналов с равной энергией [7]. Чтобы воспользо-
ваться готовыми результатами, надо допусгить, что частота входного сигнала мо-
жет принимать одно из т возможных значений. Если эти значения равномерно
расположены в диапазоне 2лА/, причем интервал между соседними значениями
частот Ао( = 2л/Тп, то различаемые сигналы ортогональны и число их т—
— 2лД//А(о1 = Для обеспечения заданных вероятностей ложной тревоги
Рис. 3.16. Зависи-
мость коэффициента
энергетических по-
терь от относитель-
ной частоты дискре-
тизации: для вещест-
венного сигнала d=
= &}ТЯ, для комп-
лексного г/=0,5Д/Тд
рлг и пропуска сигнала рпр при распознавании m равновероятных сигналов со
случайными фазами необходимо обеспечить энергетическое отношение, опреде-
ляемое выражением (2.24). При этом энергия Q = РсТц.
Подставив в (2.24) ш — &[ТН и значение эп'ергетп'ческого потенциала Н —
= PCZ(VO (которое задается в исходных данных на проектирование), получим
трансцендентное уравнение, из решения которого найдем Тп.
Для определения необходимого числа накапливаемых отсчетов N — Т^1ТЯ
необходимо выбрать период дискретизации Тд. Будем считать, что перед АЦП
стоит прямоугольный фильтр, «вырезающий» анализируемый диапазон частот.
Тогда при многоуровневом квантовании в соответствии с теоремой Котельнико-
ва можно выбрать F% = 2Д/ для вещественных отсчетов и Fa — Af для комплекс-
ных (так как ширина спектра каждой квадратурной составляющей вдвое меньше
ширины спектра процесса на входе квадратурного преобразователя). При этом
цифровые отсчеты будут статистически независимыми.
При бинарном квантовании будут наблюдаться энергетические потери х =
= л^2 (порядка 2 дБ), приводящие к необходимости увеличивать в х раз энерге-
тическое отношение PcT'll/Nl) [правая часть (2.24)] для обеспечения тех же ве-
роятностей р.лг и рпр. Увеличивая частоту дискретизации, эти потери можно сни-
зить (рис. 3.16 [32]).
При расчете Тн (и соответственно N) необходимо также учитывать допол-
нительные энергетические потери из-за возможной расстройки частоты сигнала
относительно ближайшей опорной частоты. В соответствии с (3.9) расстройка
частоты эквивалентна уменьшению амплитуды сигнала в x/sinx раз, а мощности
— в X], = (x/sin х)2 раз. При работе СВС х = 0,5АЙТи является случайной ве-
личиной с равномерной плотностью распределения р (х) = 1/2хм; — хм х
с х м.
В наихудшем случае AQ = O.SAgj, и х = хм = О^бАа^Тн. Если Асо, =
= 2л/Тн, то X] тах = л2/4 (^ 3,9 дБ); при Aw^ л/Тп xL тах « 0,9 дБ. Сред-
ние энергетические потери, очевидно, будут меньше указанных максимальных
значений. Обычно можно считать, что приемлемое значение этих потерь обеспе-
чивается при А(ог = л/Тп, откуда нетрудно определить число эквивалентных
фильтров
S = 2лА//Аа)х = 2А/Т„.
Рассмотрим теперь выбор порогового значения Zn, исходя из необходимости
обеспечения заданной вероятности ложной тревоги рлт. Амплитуду опорных ко-
87
лебаний квадратурных фильтров будем считать единичной Выходные отсчета
сигналов квадратурных фильтров X и Y имеют практически нормальное распре-
деление (даже при бинарном квантовании в АЦП), поскольку при N > 1 они
определяются как сумма большого числа независимых случайных величин. Ве-
личины X и У независимы между собой и при отсутствии сигнала имеют нулевое
математическое ожидание. Дисперсии этих величин (равные друг другу) при не-
зависимых комплексных и вещественных входных отсчетах равны соответствен-
но D = и D = 0,5Хокв. Здесь окв — дисперсия отсчетов на выходе
АЦП.
При многоуровневом квантовании с шагом d (пренебрегая ошибками кван-
тования) имеем о2в = /И2 о2, где М = 1/d — масштаб преобразования в АЦП,
о2= ХО/7Ш >т — дисперсия процесса на входе АЦП. При бинарном квантовании
о2 = 1.
КВ *•	_________
Сигнал на выходе квадратурного фильтра Z = Д/X2 + У2 распредели по
закону Релея [43] Найдем вероятность непревышения порога Zn на выходе од-
ного фильтра
р (Z < Zn)~ 1 —ехр ( —Z2 2D).
Ложной тревоги не будет, если при отсутствии сигнала порог не будет пре-
вышен ни в одном фильтре При Acoj — 2л/Гн выходные величины Z различных
фильтров независимы, поэтому
1 Рлт~ [Р ?п)1гп,
где m = А/Тн. Отсюда с учетом рчт 1 получаем рлт » (А/Тн) ехр (— Z2/2D^
и соответственно
Zn V~*2D In (рлт/А/Гн)	(3 12)
Как указывалось, рекомендуется выбирать Acot «= л Тн, что приведет к не-
которому увеличению вероятности ложной тревоги и соответственно к необхо-
димости увеличения Zri для сохранения заданного значения р и. Однако это уве-
личение небольшое, поэтому можно по-прежнему пользоваться формулой (3 12).
Величину 7П при зависимых входных отсчетах можно также рассчитывать
по формуле (3 IД При этом дисперсию величин X и У для бинарного квантова-
нья ко тплексных отсчетов следует определять по следующей формуле, которая
может быть получена с помощью [32].
О = 2хА7лД/7\	(3 13)
Подставив А/Тд ~ I и v п/2 в (3 13), получим приведенную ранее фор-
мулу для независимых отсчетов
Для вещественных отсчетов величина D будет вдвое меньше рассчитанной по
формуле (3 1 )
3 4. ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА АРУ
Устройство АРУ предназначено для поддержания приблизительно
постоянным выходного напряжения усилительного тракта при изме-
нении входного сигнала. Наиболее распространенной является обрат-
ная АРУ, когда продетектированный сигнал изменяет коэффициент
усиления предшествующих каскадов УПЧ. Обычно АРУ начинает
регулировать коэффициент усиления при, достижении амплитудой
выходного сигнала (7ВЫх некоторого напряжения задержки [/эд (так
называемое АРУ с задержкой). При Uвых < [/зд коэффициент уси-
ления УПЧ максимален (Ки — Атах)- При (7ВЫХ > [7ЗД и использо-
вании обычных аналоговых устройств АРУ с увеличением уровня вход-
ного сигнала выходная амплитуда также увеличивается, правда в
значительно меньшей степени, определяемой коэффициентом неэффек-
F8
тивностн АРУ а = dU3blx/dUвх, а коэффициент усиления тракта па-
дает, достигая значения Kmi0 на границе области регулирования при
Uвых ~ Uвых max*
Кроме этого, качество АРУ оценивается также коэффициентом
регулирования усиления, равным у = Xmax^min-
В рассматриваемых цифровых устройствах АРУ (ЦАРУ) за счет
использования цифрового интегратора (реверсивного счетчика) вы-
ходная амплитуда не зависит от амплитуды входного сигнала. В этом
случае коэффициент неэффективности АРУ равен нулю, а коэффициент
регулирования — динамическому диапазону входного сигнала у «=
= Ивх тах^вх min» где Uвх mm — минимальное входное напряжение,
начиная с которого работает ЦАРУ.
о)
6)
Рис 317 Структурная схема цифровой АРУ (а) и характеристика трехуровне-
вого АЦП в нем (б)
При (7ВЫХ< ^зд, подобно аналоговому АРУ, ЦАРУ не работает
и коэффициент усиления УПЧ равен Ктах.
В рассматриваемой ЦАРУ (рис. 3.17,а) к выходу регулируемых кас-
кадов УПЧ подключен детектор АРУ, измеряющий амплитуду вы-
ходного сигнала (пли другую величину, функционально связанную с
амплитудой, например мощность) Сигнал на выходе детектора АРУ
подвергается бинарному квантованию: если U > [/зд, вырабаты-
вается сигнал ошибки ?д = —1, если £/ВЫх < £7ЗД, то ?д =+1.
Этот сигнал ошибки поступает в усредняющий реверсивный счетчик
(РС1) с коэффициентом счета (емкостью счетчика) nv При переполне-
нии РС1 на его выходе появится импульс, увеличивающий или умень-
шающий на единицу (в зависимости от знака переполнения) число во
втором реверсивном счетчике (РС2). Код в РС2 меняется от 0 до /?гаах.
Этот счетчик не должен переполняться: когда код R в РС2 достигает
значений 0 или 7?тах, происходит блокировка поступления импульсов
соответствующего знака. Код в РС2 регулирует коэффициент усиления
УПЧ
Нетрудно убедиться, что в стационарном режиме описанного ЦАРУ
возникают автоколебания, приводящие к изменению кода в РС2 на
единицу (например- R = 15, 16, 15, 16.. ) и соответственно к паразит-
ной амплитудной модуляции выходного сигнала. Чтобы коэффициент
89
амплитудной модуляции не зависел от амплитуды входного сигнала
(и соответственно от значения кода /?), необходимо, чтобы при изме-
нении кода /? на единицу коэффициент усиления Ки менялся в одно
и то же число раз, т. е. 6 = (Ки + АКиУКи = const, где Д/Сц < Ки.
Этого можно добиться, например, введя экспоненциальную зависи-
мость в тракт регулирования с помощью управляемого цифровым ко-
дом аттенюатора.
Коэффициент паразитной амплитудной модуляции тп должен быть
малым, т. е. та = &Ки'2Ки = (6 — 1)/2 < 1.
Коду Я = 0 соответствует Ku ~ Kmin> произвольному коду R
соответствует Ku = Kmin^, наконец, коду /?тах — Ктах = Кт in X
X 6Ктах. Следовательно, динамический диапазон изменения коэф-
фициента усиления
Т = /<.„а,/Л„.1п = «К'™'1 = (2mQ + 1)R'“»	(3.14)
определяется допустимым коэффициентом паразитной амплитудной
модуляции тп и емкостью РС2 Яшах- Отсюда емкость РС2
Ятах = 10g (Kmax/Kmln) log (2/Пп + 1).	(3.15)
Паразитной амплитудной модуляции в стационарном режиме можно
избежать, введя в характеристику квантователя зону нечувствитель-
ности (рис. 3.17,6), что эквивалентно переходу от двухуровневого
квантования (гд = ±1) к трехуровневому (гд = +1, 0). Протяжен-
ность зоны нечувствительности целесообразно сделать равной дискре-
ту регулирования 2тп1/зд. Величина тп в этом случае будет характе-
ризовать- статическую точность регулирования амплитуды сигнала
[441. Для расчета емкости РС2 Яшах при этом по-прежнему можно
пользоваться формулой (3.15).
Характеристику АЦП с зоной нечувствительности (рис. 3.17,6)
можно реализовать с помощью двух компараторов с порогами, рав-
ными соответственно £/зд ± m^U^.
Частоту дискретизации Рд — l/7\ желательно выбирать по край-
ней мере на порядок больше ширины спектра процесса на входе АЦП,
которая определяется шириной полосы пропускания ФНЧ на выходе
детектора АРУ. Можно рекомендовать выбирать постоянную времени
этого фильтра на порядок меньше минимально допустимой длительно-
сти переходных процессов в устройстве ЦАРУ, тогда эта длительность
будет определяться  цифровой, а не аналоговой частью устройства.
В переходном процессе будет постоянно вырабатываться сигнал
ошибки ?д одного знака, что приведет к равномерному увеличению
кода в РС2. В худшем случае код в РС2 изменяется от 0 до /?тах, от-
куда максимальная длительность переходного процесса ta = 7?max^,
где tx = ПуТ\ — период следования корректирующих импульсов на
выходе РС1. Величина tx выбирается исходя из того, какие частоты из-
менения амплитуды входного сигнала система должна подавлять, а
какие пропускать: /пар < 1/А <с/с, где /с — минимальная частота
полезной модуляции, fnap — максимальная частота паразитной моду-
ляции входною сигнала.
90
Величина tn определяет максимальное время переходного процесса
при появлении и исчезновении сигнала. Если оно недопустимо ве-
лико, необходимо применять более быстродействующие схемы АРУ,
в частности с использованием многоуровневого квантования сигнала.
Задавшись /п или нетрудно найти необходимый коэффициент
счета РС1: пг = ЦТд = ta/TaRmax.
3.5. ЦИФРОВЫЕ СЛЕДЯЩИЕ ДЕМОДУЛЯТОРЫ КВАЗИГАРМОНИЧЕСКИХ
КОЛЕБАНИЙ
В настоящее время для демодуляции AM ,ФМ и ЧМ колебаний широ-
ко используют цифровые .аналоги схемы, изображенной на рис. 2.26.
Конструкция и свойства этих схем значительно отличаются друг от
друга в зависимости от места расположения АЦП.
Следящие демодуляторы с АЦП внутри петли системы. В этом слу-
чае дискретизация и квантование входного сигнала происходят в мо-
менты появления импульсов на выходе цифрового синтезатора часто-
ты ЦСЧ, входящего в состав цифровой системы ФАП (ЦФАП) (рис. 3.18,
а). При этом роль фазового детектора системы ФАП выполняет АЦП1.
При цифровой демодуляции ФМ колебаний с остатком несущей (при
индексе модуляции Дер <С 90°) часто обходятся без отдельного
синхронного детектора: его функции выполняет тот же АЦП (рис.
3.18,6). С помощью цифрового фильтра ЦФ1 обеспечивается необхо-
димая полоса пропускания системой ЦФАП Пш и требуемый порядок
астатизма (обычно 2-й). С помощью
ЦФЗ продетектированный сигнал
очищается от шумов. При доста-
точно узкой полосе Пт импульсы
на выходе ЦСЧ пд1 появляются
в моменты времени, соответству-
ющие нулям несущей составляю-
щей спектра входного ФМн сиг-
«с. ,9/5. Структурная схема цифрового следящего демодулятора (а), а также
пюры при демодуляции ФМ (б) и ДМ Щ) колебаний: щ,— модулирующая
Функция, ин — исходный немодулпрованный радиосигнал
91
нала мфмн (совпадающие с нулями исходного немодулированного
радиосигнала мн).
Для демодуляции AM колебаний мам можно использовать ту же
систему ЦФАП, однако в качестве синхронного демодулятора необхо-
дим еще один АЦП2, на который от ЦСЧ подаются импульсы дискре-
тизации, сдвинутые на 90° по отношению к импульсам, подаваемым на
АЦП1 (рис. 3 18,в).
Схема следящего демодулятора особенно упрощается при бинарном
квантовании в АЦЧ (рис. 3.19,а). Импульсы с выхода бинарного АЦП 1,
выполняющего функции фазового
детектора петли и синхронного де-
тектора ФМ колебаний, поступают
на дискретное усредняющее уст-
ройство ДУУ, которое часто вы-
полняется в виде реверсивного
счетчика (с коэффициентом счета
Пу). Эквивалентная полоса следя-
щего демодулятора Пш регулиру-
ется установкой значения пу.
Импульсы переполнения ДУУ
(корректирующие импульсы) по-
даются на дискретный фазовраща-
тель [16]. С поступлением каждо-
го импульса фаза выходного сиг-
нала фазовращателя изменяется
на ±2л/Пд, где пд—коэффициент
деления корректирующих импуль-
Рис. 319. Схемы цифрового следя- в фазовращателе.
щего демодулятора при бинарном Для обеспечения 2-го порядка
квантовании внутри (а) и до (б) ас гатизма в систему вводят интегри-
петли	рующую петлю. Для этого импуль-
сы переполнения ДУУ после их
усреднения в первом реверсивном счетчике РС1 (с коэффициентом пе-
ресчета nJ подают на РС2, который не должен переполняться. Двоич-
ный код в РС2 преобразуется в частоту следования импульсов с по-
мощью преобразователя код-частота ПКЧ, который может выпол-
няться на основе ЦСЧ со сложением импульсных последовательностей
(см. § 3.2), но без счетчика-делителя на пд.
Схему ЦФАП на рис. 3.19,<2 можно использовать для демодуляции
ЧМ колебаний. Информация о девиации частоты сигнала заключена в
частоте корректирующих импульсов, поступающих на дискретный
фазовращатель по обеим петлям (пропорциональной и интегрирующей).
Для получения двоичного кода девиации частоты следут подсчитать
число этих импульсов с учетом их знака с помощью реверсивного счет-
чика РСЗ за время накопления Тн. Число в РСЗ будет характеризовать
набег фазы выходного колебания (а следовательно, с точностью до
ошибки слежения системы ЦФАП и входного колебания) за время
Тн, т. е. (при фиксированном времени Тн) среднюю частоту за это
время. Дисперсия такой оценки частоты равна
82
Ti,
где Рс и Л/о — мощность сигнала и спектральная плотность шума на
входе системы, х — коэффициент энергетических потерь (см § 3.3).
При ТНПш > 1 эта оценка значительно проигрывает в’точности опти-
мальной оценке частоты, дисперсия которой [7]
°г~ = М,/Ра п.
Для приближения оценки к оптимальной можно проводить дискрет-
ное интегрирование текущего кода в РСЗ. Для этого в течение первой
половины времени наблюдения (О-.-ОДТц) следует считывать код с
некоторой частотой FT из РСЗ в накопительный сумматор с одним
знаком, а в течение второй половины (0,5Тн...Тн) — с другим. Часто-
та FT выбирается в несколько раз. большей /7Ш. Число в накопительном
сумматоре в конце интервала накопления будет представлять собой
оценку частоты с дисперсией [45]
v-^NJPcTl.
Схему на рис. 3.19,<2 можно использовать и для демодуляции AM
колебаний. Для этого слудет ввести АЦП2 и подать на него импульсы
дискретизации, сдвинутые на 90°. Если входное отношение сигнал-
шум меньше единицы, то АЦП может быть также бинарным. Хотя
на его выходе сигнал будет принимать только два значения (±1),
однако вероятности этих значений будут зависеть от амплитуды вход-
ного сигнала почти линейно. Поэтому, применив достаточно узкопо-
лосный ЦФ сообщения (на.рис. 3.19,<2 не показан), можно выделить ин-
формацию об амплитуде входного сигнала с малыми искажениями.
Такой способ, в частности, используется для измерения отношения
сигнал-шум и для индикации захвата частоты системой ЦФАП.
Для демодуляции ФМ сигналов с полностью подавленной несу-
щей применяют цифровые аналоги схемы Костаса и схемы с обратной
связью по решению [49].
Следящие демодуляторы с АЦП до петли. При реализации следяще-
го демодулятора с помощью микропроцессорного набора удобнее
располагать АЦП до петли обратной связи в системе ЦФАП. С по-
мощью АЦП получают действительные или комплексные входные от-
счеты, над которыми далее производят необходимые математические
операции (сложение, умножение и др.). Нужные для выполнения
этих операций команды запоминают в постоянном запоминающем уст-
ройстве.
В следящехМ демодуляторе этого типа при 2-м порядке астатизма
(рис. 3.19,6) комплексные отсчеты v [г] = гс + jzs образуются из
входной смеси с помощью квадратурного преобразователя и двух
АЦП (см. §3.1). Эти отсчеты перемножаются с квантованными отсче-
тами комплексного опорного колебания г0 [г] =- Zoexp (—j<pHblx),
образуемого цифровым синтезатором отсчетов ЦСО (см. § 3.2). Здесь
83
Фвых — отсчеты выходной фазы системы ЦФАП. Мнимая часть про-
изведения гд [г] = Im (v zQ) служит сигналом ошибки в системе ЦФАП,
а также представляет собой результат демодуляции ФМ сигнала. Дей-
ствительная часть произведения Reuz0 представляет собой результат
демодуляции AM сигнала и используется для* индикации захвата в
замкнутой петле. Сигнал ошибки гд подвергается далее некоторым
линейным операциям в цифровом фильтре петли, в результате чего
получают код частоты (результат демодуляции ЧМ сигнала). Демоду-
лированные с помощью схемы на рис. 3.19,6 AM, ФМ и ЧМ сигналы
далее обрабатываются в своих цифровых фильтрах сообщений (на
схеме не показаны). Код частоты суммируется в накопительном сум-
маторе ЦСО, который может переполняться, при этом запоминается
лишь остаток числа (код фазы, см. § 3.2). В отличие от этого накопитель-
ный сумматор в ЦФ петли не должен переполняться.
Наиболее сложной операцией в рассмотренной схеме является пе-
ремножение двух комплексных чисел. При обработке вещественных от-
счетов эта операция несколько упрощается. Однако наибольшие упро-
щения возможны при бинарном квантовании вещественных или комп-
лексных входных отсчетов.
Выбор основных параметров следящего демодулятора. Расчет и проектиро-
вание следящего демодулятора удобно проводить с использованием квазинепре-
рывного метода анализа [16]. При нормальной работе следящего демодулятора
его можно описать с помощью квазинепрерывной квазилинейной модели, пред-
ставленной на рис. 2.27. На первом этапе проектирования производится выбор
параметров этой модели аналогично тому, как это делается для аналогового де-
модулятора (см. §2.8).
После определения параметров модели k и Тп переходят к расчету парамет-
ров следящего демодулятора (емкостей реверсивных счетчиков и накопительных
сумматоров, дискрета регулирования по фазе и частоте и т. п.), используя связь
между параметрами модели и прототипа. Рассмотрим выбор параметров следя-
щих демодуляторов, изображенных на рис. 3.19.
Прежде всего необходимо задаться эквивалентной полосой входного процес-
са Пт ут, равной энергетической полосе ПФ через АЦП при обработке веществен-
ного сигнала или удвоенной полосе ФНЧ перед АЦП при обработке комплексно-
го сигнала. Зная эту полосу и энергетический потенциал Н ~ Рс/Ао (который
задае1ся в исходных данных), можно вычислить отношение сигнал-шум во
входной полосе
(Р^/Рш)вх=ут.
При бинарном квантовании коэффициент передачи фазового детектора петли
k^d	(ф)ЛАр = 2а Д/1 /jr ]/(Гс/Рш)вх >
где 2Д (ф) — зависимость математического ожидания выходного сигнала фазо-
вого детектора от фазовой ошибки слежения ф (так называемая дискриминацион-
ная характеристика); а = 1 в схеме рис. 3.19, а и а = Zo в схеме рис. 3.19, б.
Коэффициент передачи следящего демодулятора по пропорциональной петле
(2л;^д Ад/Ну нд для схемы на рис. 3.19, а,	(3.16)
(2л;&п &д Гд/Л^ для схемы на нис. 3.19, б.	(3.17)
Здесь Гд — частота дискретизации (для схемы рис. 3.19, б она равна так-
товой частоте выполнения всех математических операций); N — емкость нако-
пительного сумматора.
94
Постоянная времени интегрирующей петли
__(nJ^Fn для схемы на рис. 3.19, а,	(3 18)
И Li/КиДля схемы на рис. 3.19, б.	(3.19)
Здесь AFn— дискрет перестройки частоты ПКЧ (рис. 3.19, а), равный из-
менению средней частоты следования импульсов на выходе ПКЧ при изменении
кода в РС2 на единицу. Дискретность]перестройки^частоты'по интегрирующей пет-
ле будет оказывать малое влияние, если АДП < Пт. Исходя из этого условия
можно выбирать AFn.
Значение пд в схеме на рис. 3.19, а выбирается исходя из необходимости
обеспечения малых внутренних фазовых флуктуаций, т. е. фазовых флуктуаций
выходного сигнала системы при отсутствии шумов на входе. Обычно = 100 ...
... 1000.
Теперь с помощью (3.16) и (3.18) с учетом kTa — 1 можно получить следую-
щие расчетные соотношения для регулируемых параметров схемы на рис. 3.19, а:
2 У?Г / д , / Н~ А/’п
Пу — --------- I /	-----5 /г1. —----•
Лгд /7Ш	//ш ут	2/7щ
С помощью (3.17) и (3.19) для схемы на рис. 3.19, б получим
, Лш ''Чр Пш ут	2/7ш
2 У яЛ я Zo И /7	Fn
Для однозначного определения kn необходимо предварительно выбрать Zo
и Ny. Величина Zo определяет число уровней квантования амплитуды опорного
колебания (при работе с целыми числами); увеличением Zo уменьшаются внутрен-
ние фазовые флуктуация системы. Обычно Zo = 25 ... 28.
Для выбора величины потребуем, чтобы при минимальной полосе
/7Ш = 77ш min и /гТп = 1 получить £п£и = 1. В этом случае код частоты будет
записываться в накопительный сумматор, образующий код фазы, начиная с млад-
ших разрядов, и
3.6. ЦИФРОВЫЕ СЛЕДЯЩИЕ ДЕМОДУЛЯТОРЫ ДВОИЧНЫХ СИМВОЛОВ
ИНФОРМАЦИИ	*
Системы ЦФАП широко применяются для синхронизации и демо-
дуляции двоичных символов информации. Рассмотрим одну из таких
систем (рис. 3.20), особенностью которой является реализация перемен-
ной эквивалентной шумовой полосы 77 ш— широкой в режиме захва-
та (для уменьшения времени вхождения в синхронизм) и узкой в режиме
слежения (для увеличения помехоустойчивости).
Входной сигнал, ограниченный по амплитуде и привязанный по
уровню к логическим 0 и 1 выбранной элементной базы, подается на
шину управления реверсивного счетчика РС со сбросом. На счетный
вход счетчика -подается опорная импульсная последовательность с
частотой /0. Очередной опорный импульс увеличивает или уменьшает
на единицу число в реверсивном счетчике в зависимости от уровня
входного сигнала в момент поступления импульса. Частота /0 выбира-
ется намного выше символьной частоты Fc входного сигнала.
Сброс реверсивного счетчика производится импульсами с выхода
последовательно включенных делителей частоты на пх и л2. Эти дели-
95
телн вместе с устройством добавления и исключения‘импульсов УДИ
образуют дискретный фазовращатель ДФ. Частота импульсов на его
выходе в режиме синхронизма равна Fc, причем моменты появления
этих импульсов (их фронтов) соответствуют границам символов вход-
ного сигнала. Следовательно, реверсивный счетчик осуществляет
дискретное интегрирование предельно ограниченного входного сигна-
ла в течение длительности каждого символа. Перед сбросом реверсив-
ного счетчика схема опознавания символов ОС опрашивает знак на-
Рис. 3.20. Структурная схема следящего демодулятора двоичных символов ин-
формации
копленного в нем числа. Если этот знак оказался положительным,
принимается решение о передаче в закончившемся такте 1, если от-
рицательным — то 0.
Символьные импульсы с выхода дискретного фазовращателя пода-
ются также на бинарный АЦП. Если в момент прихода символьного
импульса входной сигнал имеет уровень логической 1, то сигналу
на выходе бинарного АЦП приписывается значение 4-1, в противном
случае приписывается значение —1. Это двузначное число задержи-
вается на один такт в одноразрядном регистре сдвига РСд и перемно-
жается с трехзначным числом ±1; 0, вырабатываемым блоком логики
БЛ, причем 4-1, означает, что на входе БЛ после символа 0 следует
1; —1 — что после символа 1 идет 0; 0 — что в соседних позициях
следуют одинаковые символы (0 и 0 или 1 и 1). Число на выходе пере-
множителя также принимает одно из трех значений ±1; 0: числу
4-1 соответствует появление импульса (высокого потенциала) на одном
из выходов перемножителя, числу —1 — на другом, числу 0 — отсут-
ствие импульсов (низкие потенциалы) на обоих выходах. Таким об-
разом формируется сигнал ошибки ?д = ±1; 0, который можно по-
дать на вход УДИ, замкнув тем самым петлю ЦФАП. Остальные блоки
96
системы служат для создания различной полосы /7Ш в режимах зах-
вата и слежения и для помехоустойчивой кадровой синхронизации.
Основным блоком кадровой синхронизации является дискретный
согласованный фильтр кадровой синхронизации ДСФКС, который по-
строен на регистре сдвига с весовой резистивной матрицей. В нем
производятся согласованная фильтрация кадрового синхрослова и
сравнение результата фильтрации с некоторым пороговым уровнем, по
превышению которого принимается решение о наличии синхрониза-
ции (одновременно кадровой и символьной).
Рассмотрим подробнее режим вхождения в связь. В этом режиме
сигнал на выходе ДСФКС отсутствует, схемы совпадения У1 и УЗ за-
крыты, на RS-триггер У5 поступают импульсы только по'входу S.
Триггер устанавливается в состояние 1, эта единица передается на логи-
ческие элементы ЗИ в схемах Уб, У7. На другие входы этих элементов
поступают с уровнем 1 стробы со схем формирования стробов ФС.
Длительность стробов меньше длительности символов 1/FC, однако в
несколько раз больше периода частоты f0/nL = n2Fc. Импульсы
с этой частотой подаются на третьи входы логических элементов ЗИ в
схемах Уб, У7. В результате за длительность одного символа с выхо-
да Уб, У7 на УДИ поступает несколько корректирующих импульсов
либо на вход добавления, либо на вход исключения в зависимости от
того, на каком выходе перемножителя появился импульс. Увеличивая
число корректирующих импульсов, можно увеличивать эквивалентную
полосу Пт ЦФАП.
Для уменьшения вероятности ложной синхронизации по кадрам в
режиме вхождения в связь, а также уменьшения числа сбоев кадровой
синхронизации в режиме синхронизма предусмотрена блокировка
работы триггера от ложных срабатываний и сбоев, которая работает
следующим образом. Из символьной импульсной последовательности
с-помощью делителя частоты У2 формируется импульсная последова-
тельность с периодом, равным периоду кадра информации. В режиме
вхождения в связь первый импульс с выхода ДСФКС через открытую
триггером схему У1 синхронизирует (устанавливает в нуль) делитель
частоты У2 и одновременно подается на схему УЗ. На второй вход
схемы УЗ подаются импульсы с выхода делителя частоты У2. Если
первый кадровый импульс не был ложным и если не произошло сбоя
второго кадрового импульса, то совпадут по времени второй кадро-
вый импульс с выходным импульсом делителя частоты У2 и выход-
ной импульс схемы УЗ установит триггер в 0, переводя тем самым
устройство в режим синхронизма. При этом в схемах-Уб, У7 логи-
ческие элементы ЗИ закрываются, логические элементы 2И открыва-
ются, и на УДИ проходит только один корректирующий импульс в
течение символа, из-за чего полоса Пш ЦФАП сужается. В режим вхож-
дения в связь устройство переводится при условии сбоя подряд /
кадровых импульсов. При этом делитель частоты У4 перестает сбра-
сываться в 0 импульсами со схемы совпадения УЗ и подсчитывает число
кадровых импульсов с делителя частоты У2 и при отсутствии подряд
I импульсов на выходе схемы совпадения УЗ переполняется и импуль-
сом переполнения устанавливает триггер в состояние 1.
97
Г лава 4.
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В
РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ
4.1. ВЫБОР ЭЛЕМЕНТНОЙ БАЗЫ
Выбор элементной базы РПУ производится на этапе, когда разработана под-
робная структурная схема и необходимо от нее перейти к принципиальной схеме
прибора. Разработчик с помощью имеющегося в его распоряжении набора ИС
должен возможно полнее «накрыть» все функциональные узлы структурной
схемы.
Выбор миросхем производится в соответствии с их функциональным назна-
чением, степенью универсальности, электрическими характеристиками, стененыо
интеграции и конструктивным выполнением. По числу выполняемых функций
ИС можно разделить на универсальные (или многофункциональные), обычно
малой и средней степени интеграции, используемые в различных узлах аппарату-
ры, и специализированные, обычно средней и большой степени интеграции, со-
стоящие из определенным образом соединенных универсальных узлов, предназ-
наченные для выполнения одной, вполне определенной функции в различных
приборах. Очевидно возможен и промежуточный случай. Кроме того, разли-
чают ИС общего применения, выпускаемые специализированными предприятиями
для нужд всей промышленности, и частного применения, выпускаемые для при-
менения в конкретном приборе или ограниченном числе приборов.
В процессе выбора ИС по функциональному назначению следует иметь в ви-
ду, что функциональные возможности универсальных ИС шире приводимых в
справочных данных. Это может затруднять выбор подходящих ИС. С другой сто-
роны, определенная, заранее заданная структура специализированных ИС ча-
сто вынуждает разработчика перерабатывать структурную схему прибора так,
чтобы привести в соответствие требования к функциональному блоку с.парамет-
рами реальной ИС.
В табл. 4.1 приведено примерное распределение ИС в соответствии со сте-
пенью универсальности по классам и указаны основные выполняемые ими функ-
ции. Таблица не учитывает возможного разделения по частотному диапазону
(кроме СВЧ усилителей и смесителей, выделенных в отдельный класс из-за спе-
цифичности выполнения), динамическому диапазону и усиливаемой мощности,
К классу аналого-цифровых ИС схем отнесены ИС, в которых одновременно ис-
пользуются сигналы как непрерывные (аналоговые), так и представленные в
цифровой форме. К классу дискретно-аналоговых отнесены ИС, в которых одно-
временно используются сигналы как аналоговые, так и в виде временных выборок
(дискретизированные по времени). В таблице отсутствуют цифровые ИС, так как
сами по себе (кроме некоторых БИС — перемножителей, микропроцессоров) они
не могут выполнять типовые функции, указанные в табл. 4.1. Полный перечень
функций, выполняемых микросхемами, И их буквенные обозначения приведены в
ОСТ 11073915—80.
Выбор ИС по электрическим параметрам производится в процессе расчета
соответствующего узла и обычно не вызывает затруднений. Сравнение ИС о
близкими параметрами удобно производить, используя относительные показа-
тели качества. Некоторые из них описаны в гл. 1.
Выбор ИС по конструктивному выполнению производится в соответствии о
ее стоимостью, условиями эксплуатации прибора, требованиями к габаритам
прибора. Применение бескорпусных ИС возможно только при использовании
гибридно-пленочной технологии изготовления узлов и блоков РПУ при обяза-
тельной общей герметизации этих узлов и блоков.
98
Таблица 41
Степень универсаль- ности ИС	Классы ИС	Выполняемые функции
Большая	Многофункциональ- ные усилители Аналоговые перемно- жители	Усиление постоянного тока, низкоча стотных и высокочастотных сигналов, сложение сигналов, регулируемое уси- ление, генерация, фильтрация, ограни- чение, AM, ЧМ, ФМ демодуляция, ча- стотное преобразование, умножение ча- стоты Частотное преобразование, перемно- жение сигналов, умножение частоты, регулировка усиления, модуляция, AM. ЧМ, ФМ демодуляция
Средняя	Широкополосные уси- лители (в том числе с регулировкой усиления), повторители СВЧ широкополос- ные усилители, смесите- ли Аналого-цифровые схемы Дискретно-аналоговые схемы	Усиление высокочастотного, импульс- ного и гармонического сигналов, широ- ко- и узкополосное усиление, генерация, развязка каскадов Узкополосное и широкополосное уси- ление СВЧ сигналов, усиление с малы- ми шумами, демодуляция СВЧ сигналов Преобразование аналог — цифра, циф- ра— аналог, перемножение аналоговых и цифровых сигналов, цифровое управ- ление усилением Фильтрация, согласованная фильтра- ция, спектральный анализ, преобразова- ние аналог — цифра, цифра — аналог
Малая ,	Специализированные узлы РПУ (фильтры, ге- нераторы, демодулято- ры, ФАП) Субсистемы РПУ (суб- система AM РПУ, ЧМ РПУ, цифровые синтеза- торы)	В соответствии с назначением ИС
4.2. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ МНОГОФУНКЦИОНАЛЬНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Название «усилители» отражает важное, но не единственное применение
ИС многофункциональных усилителей (см. табл. 4.1). Микросхемы многофунк-
циональных усилителей классифицируются по ряду признаков. Для усилитель-
ных каскадов, применяемых в РПУ, типичным является разделение по их месту
в структуре приемного устройства (усилители радиочастоты, промежуточной
или звуковой частоты, видеоусилители и т. п.). Однако электрическая схема и
характеристики многофункциональных усилителей выбраны так, что эти ИС
можно располагать в различных местах структурной схемы РПУ, поэтому
подобное разделение для многофункциональных усилителей не используется.
Для таких ИС более принципиальной является классификация по их структур*
ным свойствам, при которой различают усилители дифференциальные, исполь-
зуемые для^ усиления сигнала от источника, оба выхода (полюса), которого не
соединены с общим проводом (землей) цепи; и недифференциальные (обычные)
99
для усиления сигнала от источника, один из полюсов которого заземлен. Соот-
ветственно бывают усилители с дифференциальными входом и выходом, с диффе-
ренциальным входом и недифференциальным выходом и т. д. Кроме того, по виду
усиливаемого сигнала усилители делятся на источники напряжения, управляе-
мые напряжением (ИНУН), источники тока, управляемые напряжением (ИТУН),
источники напряжения, управляемые током (ИНУТ), источники тока, управ-
ляемые током (ИТУТ). Обычно предполагается, что управлению напряжением
соответствует большое входное сопротивление усилителя, а управлению током —
низкое. Атгалогично источник напряжения имеет низкое выходное сопротивле-
ние, а источник тока — большое.
Соответственно усилители типа ИНУН удобно характеризовать коэффи-
циентом усиления напряжения (в общем случае комплексным Ки = t/вых^вх)!
усилители типа ИТУН — крутизной (проводимостью прямой передачи S =
= У21 = /вых/^вх); усилители типа ИНУТ — сопротивлением прямой переда-
чи (Z2i — Пвых//вх); усилители типа ИТУТ — коэффициентом усиления тока
(КI ~ /вых^вх) •
При описании характеристик ИС обычно пользуются модулем и фазой со-
ответствующего коэффициента передачи Ки, Л/, S, |Z21|, <р.
Усилители типа ИНУН и ИТУТ используются обычно как резистивныё
широкополосные. Они хорошо каскадируются друг с другом, не изменяя при
этом свое усиление и полосу пропускания. Преимуществом ИТУТ перед ИНУН
является их принципиально большая широкополосность. Для получения широ-
кополосного усиления усилители типа ИТУТ и ИНУТ должны чередоваться друг
с другом. Чаще эти усилители применяются в каскадах с резонансной LC-нагруз-
кой — параллельным LC-контуром для ИТУН и последовательным для ИНУТ.
В настоящее время наиболее распространены два типа многофункциональных
усилителей — операционные усилители (ОУ) и дифференциальные усилитель-
ные каскады (ДК).
4.2.1. Операционные усилители”
По своим электрическим параметрам ОУ близок к идеальному усилителю
типа ИНУН с бесконечно большим усилением. Менее распространена схема
ОУ ти.па ИТУН. Функционирование ОУ в электрической цепи описывают сле-
дующие параметры: коэффициент усиления напряжения Ки, коэффициент ос-
лабления (подавления) синфазного сигнала КОссФ< входное напряжение смеще-
ния нуля UCM, входной ток смещения /вх, разность входных токов смещения
А/Вх, входное сопротивление для дифференциального сигнала RBX, полоса еди-
ничного усиления Д, скорость нарастания выходного напряжения £ДВЫХ, вре-
мя нарастания выходного напряжения /нар, максимальная амплитуда выходного
напряжения (7вмхтах, напряжение источника питания Un, потребляемая мощ-
ность от источника питания Дпот и некоторые другие [52].
Таблица 42
ОУ	со и	xgw -10Ud	t/r„, мВ см	уН *Ха/	Д7ВХ, нА	S О и к СС	Ки, дБ	gr ‘Фэ эоу	fv МГц	vij вых В/мкс	эн	вых max ®
154УДЗ	±15	180	8	200	25	50	Во	80	15	80	500	±10
154УД4	±15	180	5	1200	200	1	80	80	20	500	600	±10
574УД1	±15	240	50	0,5	0,2	103	100	60	10	50	—	±12
М08	±6,3	126	12	15-103	5-Ю3	—	60	25	200	120	—	±2,8
100
Рис. 4.1. Типовые схемы вклю-
чения быстродействующих
операционных усилителей
154УДЗ (а), 154УД4 (б) и
574УД1 (в)
В табл. 4.2 приведены гарантируемые и справочные параметры некоторых
быстродействующих ОУ, применяемых в РПУ. Особенности включения этих
усилителей отражены на рис. 4.1.
4.2.2. Дифференциальные усилительные каскады
Дифференциальный каскад (ДК) представляет собой простейший дифферен-
циальный усилитель на двух транзисторах (рис. 4.2, а), в эмиттеры которых
включен генератор тока на третьем транзисторе (иногда просто резистор). Диф-
ференциальный каскад появился в виде микросхемы на раннем этапе разработ-
ки аналоговых ИС. Однако благодаря своей универсальности он до сих пор ши-
роко используется. На низких частотах ДК самостоятельно почти не применяет-
ся, будучи вытесненным более совершенным по параметрам ОУ. Основное приме-
Таблица 43
ИО	(/п. в	ш S о а а.	«о ‘ха&	фи ‘Ъ j	из ч	S, мА/В	из ч & и о о	са ч а> &	=f 2 М
К175УВ2А, Б К175УВ4 ’) В скобках укг !) Для схемы О *) По уровню —	6«9)i) 6(^9) ззаны преде Э -ОБ. 5 дБ	18 18 льно до	103 пустимы	30 е значер	о 8 ИЯ.	10 10	60	60 602>	50, 65 150»>
1<М
Рис. 4.2. Схемы дифференциальных кас-
кадов К175УВ2 (а) и К175УВ4 (б)
нение ДК находит на высоких частотах в качестве самостоятельного узла — широ-
кополосного усилителя или на любых частотах в составе более сложных функци-
ональных узлов.
Дифференциальные каскады характеризуют следующие параметры: крутиз-
на S, верхняя граничная частота ДК по крутизне/в, коэффициент регулирования
усиления Крег> коэффициент ослабления синфазного сигнала КОссФ> входное
сопротивление для дифференциального сигнала RBX, входная емкость Свх, ко-
эффициент шума Гш, напряжение источника питания Un, потребляемая мощ-
ность Рпот-
В табл. 4.3 приведены параметры двух типичных ДК К175УВ2 и К175УВ4
(рис. 4.2), относящихся к усилителям типа ИТУН. С добавочными эмиттерными
повторителями ИС К175УВ2 используется как ИНУН.
4.3. АНАЛОГОВЫЕ ПЕРЕМНОЖИТЕЛИ
Перемножители аналоговых сигналов (АП) можно разделить на две груп-
пы: инструментальные (или прецизионные, ИАП) и общего применения (ОАП).
Другое название ОАП — двойной балансный смеситель — отражает частное
применение ИС и поэтому нами использоваться не будет. Первая группа исполь-
зуется в аналоговых ЭВМ, а также в низкочастотных цепях обработки сигнала
и имеет высокую точность перемножения и узкий рабочий диапазон частот —
не более единиц мегагерц. Вторая группа имеет низкую точность перемножения
и используется на частотах от нуля до нескольких сот мегагерц. Соответственно
различаются и параметры, описывающие эти две группы перемножителей.
Высокая точность ИАП достигается применением структуры (рис. 4.3, а),
состоящей из токового перемножителя (перемножители Гильберта [56]) на тран-
зисторах 7\ ... Т9 и диодах Дх, Д2 и’двух линейных преобразователей входных
напряжений в ток на транзисторах Tj, Т2 и Т3, Т4. Перемножители типа изобра-
женных на рис. 4.3, а называются также четырехквадрантными, так как они
позволяют перемножать входные напряжения любого знака. Входные контакты
ИАП имеют нулевой потенциал относительно общего провода (земли). В некото-
рых ИАП (например К525ПС2) на выходе стоит встроенный ОУ, который умень-
шает выходное сопротивление и привязывает выходной сигнал к потенциалу
земли. При использовании ИАП практикуется балансировка по его входам, что-
бы ослабить прямое прохождение входных сигналов на выход. Входы ИАП рав-
ноценны и обозначаются «вход X», «вход У».
Наиболее важными параметрами ИАП являются:
масштабный коэффициент АП Км = cftuBbrxJduxduY', обычно = 0,1 1/В,
тогда при подаче на входы напряжений их = uY = 10 В на выходе устанавли-
вается также 10 В;
максимальное входное и выходное напряжения; определяются уровнями
напряжений (обычно 10 ... 15 В), при которых точность умножения А = («вых —
—	лежит в заданных пределах и составляет для хороших АП
доли процента;
102
входной ток смещения, разность входных токов смещения, напряжение
смещения, определяются, как и для ОУ, по каждому из входов, при этом на вто-
ром входе должен быть нулевой потенциал. Входное (выходное) сопротивление
определяется между входными (выходными) контактами.
Кроме перечисленных для ИАП иногда используется ряд параметров, ха-
рактерных для ОАП.
Рис. 4 3 Эквивалентные схемы аналоговых перемножителей инструментального
(а) и общего применения (б), а также принципиальные схемы К526С1 (в) и
К174ПС1 (г)
Перемножители общего применения выполняются по более простой схеме
(рис. 4.3, б), их характеристики перемножения линейны только для напряжений
входных сигналов не более 10 мВ. Один из дифференциальных входов ОАЦ
(рис. 4.3, б) носит название опорного (н0), второй дифференциальный вход —
сигнальный («с, иногда его называют управляющим). Съем сигнала с выхода так
же, как и у ИАП, производится дифференциально или не дифференциально.
Перемножители общего применения характеризуются следующими парамет-
рами:
рабочим диапазоном частот, обычно от 0 до предельной частоты frp, на ко-
торой ослабление входного и опорного сигналов, проходящих прямо на выход,
падает ниже нормы;
крутизной преобразования Snp6 — отношением амплитуды первой гармо-
ники тока преобразованной частоты на выходе перемножителя к амплитуде гар-
монического входного напряжения (при заданной амплитуде опорного сигнала);
коэффициентом ослабления опорного Кос о (входного Косс) сигнала —•
отношением крутизны передачи опорного (входного) сигнала к крутизне преоб-
разования входного сигнала;
103
Таблица 4.4
АП	(/ц. в	igw •ionr/	я О 2 а:	0 Е И №	и ef ^3	CQ S ю	'гр МГд	^ОС С’ ДВ	Кос О' дЬ	Л5 с-	я о и 3 Е	max’ взфф		Ффбд .х еш оп
К525ПС1	±15	170	2-Ю1 * * * * * 7 В							1	46	46	_г2	2-Ю4			
К526ПС1	6(5,4...10')*)	30	—	7	0,52)	5.	40	8	65		г	—	0,7	0,7
К174ПС1	9(4... 15)4>	22	—	6	8	4,5	220	30	24	—	—	1	1
К175ПК1	±6(5. ..8)4)	130	—	—	—	1,23)	50	30	—	—	—	1	—*
’) При токе потреб пения пе более 5 мА
’) Напряжение шумов (мкВ) в полосе 10 кГц.
’I Коэффициент передачи в схеме делителя частоты (J7c=15O мВ, fe—10 МГц, |bbi-
₽ «5 МГц)
*> В скобках указаны предельно допустимые значения.
1 ^ос о- 'ш,1Х о/^ВХ о ^прб> ^ОС С — ^ВЫХ С±ВХ с -^прб
Кроме этих параметров, иногда указываются коэффициент шума АП по сиг-
нальному входу, входная и выходная дифференциальные проводимости (сопро-
тивления) и емкости, максимальные допустимые входные сигналы (t/Cmax«
Uo max)- В табл. 4.4 приведены параметры некоторых АП (рис. 4.3, в, г). Внешний
резистор между точками 2—12 в схеме рис. 4.3, в и 10—12 в схеме 4.3, г позволя-
ет линеаризировать характеристику АП по сигнальному входу ценой некоторой
потери крутизны ’ преобразования. Если резистор отсутствует, эти контакты
перемыкаются.
4.4. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В отличие от многофункциональных усилителей типа ОУ широкополосные
интегральные усилители (ШИУ) менее универсальны, но более высокочастотны.
Они применяются в качестве усилителей радио- и промежуточной частот, в ка-
честве узкополосных и широкополосных усилителей, видеоусилителей (импульс-
ных усилителей), усилителей с регулировкой усиления и в ряде других случаев.
Поэтому для них обычно приводится большой объем гарантируемых и справоч-
ных параметров, характеризующих их частотные и усилительные свойства.
К ним относятся кроме обычных напряжения питания Ua и потребляемой мощ-
ности Рпот, коэффициент усиления по напряжению (по току
крутизна S). коэффициент регулирования усиления АРРГ верхняя (иног-
да и нижняя) граничная частота усиления /в (/н), коэффициент шума Еш,
амплитуда выходного напряжения (Увых тах (выходного тока /ВЫх max. иногда
входного напряжения (7ВХ max), при которых коэффициент нелинейных искаже-
ний не выходит за гарантируемый уровень, входное /?вх и выходное /?вых сопро-
тивления, иногда и емкости, измеренные на фиксированной частоте. В справоч-
ных данных приводятся амплитудно- и фазочастотные характеристики, зависи-
мости коэффициента усиления от напряжения АРУ, /-параметров от частоты
иногда S-параметров, зависимости параметров ШИУ от температуры и напря-
жения питания.
Типичными примерами ШИУ 1-го поколения являются интегральные схе-
мы К175УВ1 (типа ИИУИ) и К175УВЗ(типа ИТУН, с добавочным эмиттерным
повторителем используется как ИНУН). Основные параметры ИС приведены
в табл. 4.5.
Достоинствами ШИУ 1-го поколения являются простота схемы и относи-
тельно небольшое потребление мощности, недостатками — большие нелинейные
искажения, необходимость внешней частотной коррекции, невысокая стабиль-
ность режима по постоянному току и, как результат, невысокая стабильность
параметров.
104
Рис. 4.4. Принципиальная схема усилителя К171УВ2 (а), схемы его включения
как усилителя считывания и широкополосного усилителя (в), а также амплитуд*
' но- (а) и фазо- (д) частотные характеристики для трех режимов по усилению:
1 — замкнутые выводы 7—12-, 2 — замкнутые выводы 8—11', 3 — перемычка отсутствует
105
Таблица 45
I1G
Ку. дБ
К175УВ1А, Б
К175УВЗЛ, Б_
К171УВ2
SL1030
$ К171УР1
J К171УВ1Л, Б
МС1590
6,3
6
±6(3 6)1)
10(4 .15)0
±6(5 7)0
6(5 6,7)0
12
95 12
12 8
300 13
200 5
9
65 10
120 6
200 6
20
300, 5000
43
33
14
20...60
24») '
17
1500
— 45, 60
—	3
20
-	30
100
— 150
—40 60
—40 80, 60
—68 100
1
0,75
2
10
100
1
0,016
2,5
7
40	25
240
20	—
1500	—
—	100
20000
0,5
0,25
2,8
') В скобках указаны предельно допустимые значения
") Крутизна, мА/В.
О Коэффициент усиления по току.
К ШИУ иногда относят и дифференциальные каскады (например К175УВ2
и К175УВ4 на рис. 4.2).
Дифференциальный усилитель К175УВ2 (типа ИНУН, табл. 4.5) предназ-
начен в первую очередь для усиления считанного с помощью магнитной головки
импульсного сигнала. Однако он применяется и в качестве обычных широко-
полосных усилителей. Усилитель представляет собой последовательное вклю-
чение дифференциального каскада с последовательной местной обратной связью
и дифференциального каскада с двумя эадиттернымн повторителями на выходе,
охваченного общей параллельной обратной связью (рис. 4.4, а).
Усилитель используется как в дифференциальном так п в псдифферепцпаль-
ном включении по входу и выходу (рис. 4.4, а, б). Замыкая выводы 7, 12 или 8,
И (рис. 4.4, а), можно осуществлять программное изменение усиления тремя
ступенями п соответствующее изменение граничной частоты усиления. Возмож-
на и плавная установка усиления с помощью внешнего резистора, включенного
между выводами 7—12. Для ИС характерна хорошая стабильность фазовой и ча-
стотной характеристик (рис. 4.4, г, д), простота каскадирования схем друг с дру-
гом (через разделительную емкость).
Из высокочастотных нерегулируемых по усилению ШИУ следует отметить
также ИС SL 1030 (типа ИНУН) английской фирмы Plessy Sem (табл. 4.5).
Схема ИС SL 1030 типична для усилителей 2-го поколения. Это но сути дела,уси-
лительная субсистема с отдельным входным малошумящим транзистором, кото
рый может быть включен по схеме ОЭ (входное сопротивление 1 кОм) или по
схеме ОБ (входное сопротивление 16 Ом), собственно усилителем с программируе-
мым с помощью внешнего резистора усилением, выходным усилителем и встроен-
ным стабилизатором напряжения. Входной каскад имеет диодую защиту от пе-
регрузки по входу. Для согласования с низкоомным источником сигнала входной
транзистор включается по схеме ОБ с дополнительным последовательным рези-
стором.
4 5, ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ С ЭЛЕКТРОННОЙ РЕГУЛИРОВКОЙ
УСИЛЕНИЯ
Значительно большее применение в усилительных трактах РПУ находят
широкополосные усилители с регулировкой усиления. В усилителях 1-го по-
коления, типичным представителем которого является ИС К175УР1 типа
106
ИТУТ (рис. 4.5, а, табл. 4.5), регулировка усиления осуществляется одновре-
менным уменьшением сопротивления диода на транзисторе ТЗ и запиранием тра-
зистора Т2 положительным напряжением АРУ на выводе 10. Усилитель содер-
жит каскады с параллельной (R2) н последовательной (R3) отрицательной обрат-
ной связью, которая определяет усиление, полосу пропускания и стабильность
режима усилителя по постоянному току. За счет параллельной обратной связи
вводное сопротивление усилителя мало, выходное сопротивление (по сравнению
с входным сопротивлением аналогичного усилителя) велико, поэтому его усили-
Рис. 4.5. Принципиальная схема усилителя К171УР1 (а), схема его включения
(б), зависимость коэффициента усиления от напряжения АРУ (в) и амплитудно-
частотная характеристика (г)
Um -68 <68
тельные свойства целесообразно характеризовать коэффициентом усиления по
току (рис. 4.5, г). Обычно ИС используется в качестве широкополосного или
импульсного усилителя (рис. 4.5, б). Допускается каскадирование нескольких
усилителей (через разделительную емкость) при сохранении их устойчивости.
Устойчивость обеспечивается за счет большого рассогласования входного (низ-
кого) и выходного (высокого) сопротивлений. Недостатками усилителя являются
влияние напряжения АРУ на полосу пропускания усилителя, наличие двух
напряжений питания.
В качестве примера ИС с регулировкой усиления можно назвать схемы
К171УВ1 и МС1590 (последняя фирмы Motorola). Интегральная схема К171УВ1
типа ИНУТ (рис. 4.6, а, табл. 4.5) представляет собой вариант типовой схемы
усилителя на трех транзисторах Т1, ТЗ, Тб с последовательно-последовательной
отрицательной обратной связью через резистор R6. В схеме имеется также па-
раллельно-параллельная отрицательная связь по постоянному току через рези-
стор R1, что значительно повышает температурную стабильность усилителя. Ре-
107
Рас. 4.6. Принципиальная схема усилителя К171УВ1 (а), схема его включения
(б), зависимость коэффициента усиления от напряжения АРУ (в) и амплитудно-
частотная характеристика (г)
гулировка усиления производится за счет изменения коэффициента усиления
в контуре обратной связи. При подаче напряжения АРУ на вывод 12 ИС откры-
вается диод на Т5, уменьшая ток смещения ТЗ, коэффициент усиления Т1 и со-
ответственно коэффициент усиления всего усилителя (рис. 4.6, в). Регулировка
практически не влияет на входное и выходное сопротивления усилителя, но ска-
зывается на форме АЧХ.
В схеме применяется внутренняя коррекция частотной характеристики,
но при необходимости может быть добавлена и внешняя между выводом 9 и
землей (рис. 4.6, б). Характерным для усилителя является отрицательная актив-
ная, доставляющая входной и выходной проводимости в диапазоне рабочих ча-
стот. Как любой высокочастотный усилитель, схема ИС требует аккуратного
Рис. 4.7, Принципиальная схема усилителя MCI590

монтажа, исключающего паразитную обратную связь между входными и выход-
ными цепями. Амплитудная характеристика усилителя имеет спад в области низ-
ких частот (рис. 4.6, г)5 поэтому основное применение ИС находят в схемах ши-
рокополосных усилителей.
Схема МС1590 типа ИТУН (рис. 4.7, а, табл. 4.5) представляет собой диф-
ференциальный усилитель на дифференциальных каскадах. Регулировка усиле-
ния осуществляется путем перераспределения тока между усилительными тран-
зисторами ТЗ, Тб и транзисторами АРУ Т4, Т5. Ток через входные транзисторы
Tl, Т2 не меняется, поэтому изменение усиления не приводит к изменению вход-
ного сопротивления усилителя Аналогично с помощью выходного уси-
лителя, развязывающего транзисторы ТЗ, Тб от нагрузки, устраняется
влияние АРУ на выходную цепь усилителя. Усиление ИС практически неизмен-
но от нуля до верхней граничной частоты. Микросхема может использоваться как
видеоусилитель, смеситель частоты, резонансный усилитель и т, п.
4.6.	СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ интегральные микросхемы
4.6.1.	Логарифмические усилители
Логарифмическими усилителями называются усилители, амплитудная ха-
рактеристика которых с большей или меньшей точностью описывается выраже-
нием Г/ВЫх = t/BbIXII [logv (t/BX/t/BXH) + Л. гДе t/вых н» t/Bx н — амплитуды
выходного и входного напряжений, соответствующие началу логарифмического
участка амплитудной характеристики (ЛАХ) усилителя. Для удобства расчетов
выражение для амплитудной характеристики записывается через натуральный
или десятичный логарифм:
t/вых = t/вых в la lt/dX/(/BX н) 4-1],
где а — 1/lg N, N — основание логарифма.
При t/Bx<^t/BXH крутизна амплитудной характеристики в полулогариф-
мическом масштабе постоянна и равна S;iax = ивыхна. Таким образом крутизну
ЛАХ можно определить как приращение выходного сигнала при изменении
входного сигнала в 10 раз (на декаду). Иногда крутизну оценивают приращением
выходного сигнала на 1 дБ изменения входного: 5лах [В/дек] = 20S.,iax [В/дБ|.
При (7ВХ t/Bxn амплитудная характеристика описывается следующей ли-
нейной зависимостью: t/BbIX = иъ^Ки, где Ки — t/BbjX н/(/вх п. У реальных
усилителей место стыка линейного и логарифмического участков характеристи-
ки занимает некоторую переходную область, в которой оба приведенные аппрок-
симирующие выражения могут оказаться неточными.
Логарифмические усилители применяются в устройствах, где необходимо
оценивать амплитуду сигнала, изменяющегося в большом динамическом диапа-
зоне, например в радиолокационных и измерительных РПУ.
Логарифмическая амплитудная характеристика чаще всего получается мето-
дом кусочной аппроксимации требуемой передаточной характеристики. Рассмо-
трим в качестве примера три способа реализации такой характеристики |31]:
параллельное и последовательное суммирование сигналов, а также последова-
тельное детектирование и суммирование сигналов.
Примером реализации первого способа является НС К174УП2 (рис. 4.8, а,
табл. 4.6). Каждый отдельный усилительный ДК схемы- (например па транзи-
сторах Т1 ... ТЗ) имеет в пределах 0 ... 100 мВ входного сигнала передаточную
характеристику, которую в первом приближении можно аппроксимировать пря-
мой, соответствующей усилению (рис. 4.8, б). После превышения уровня
100 мВ наступает ограничение. На сл.едующий усилительный каскад (Т4 ... Тб)
входной сигнал поступает ослабленным, поэтому наклон его характеристики
меньше, а порог ограничения лежит при больших входных сигналах (рис. 4.8, б,
коэффициент усиления Киз) и т. д. Для включения следующих каскадов сиг-
нал необходимо подавать на эти каскады через внешний аттенюатор или, на-
оборот, через усилитель. Суммируя выходные сигналы со всех каскадов на тран-
зисторах Т12, Т14, Т15 и Т16, можно получить результирующую характеристику
(рис. 4.8, в). За счет того, что реальные усилители имеют нелинейную передаточ-
109
Рис. 4.8. Принципиальная схе-
ма логарифмического усилите-
ля К174УП2 (а), принцип фор-
мирования его амплитудной
характеристики (б, в) и амп-
литудная характеристика од-
ного звена (г)
ПО
Рис. 4.9. Схема включения усилителя
К174УП2 для получения двух- (о) и одно-
каналыюго (б) логарифмических усилителей
ную характеристику, реальная амплитудная характеристика ИС (рис. 4.8, г)
оказывается ближе к идеальной Л АХ, чем изображено на рис. 4.8, б.
На одной ИС К174УП2 можно реализовать двухканальный усилитель с ди-
намическим диапазоном по входному сигналу около 50 дБ (рис. 4.9, а) или одно-
канальный усилитель с динамическим диапазоном около 100 дБ. В последнем
случае потребуются два дополнительных усилителя (например, типа К175УВ2)
с усилением 30 дБ каждый (рис. 4.9, б), подбираемым с помощью резисторов
R3, R4. Резисторы R1 и R2 выбираются из условия согласования с источником
сигнала.
Таблица 4.6
ио	уп’ в	i ь о и о.	ио ,хаг/	ио ’ХНа&	й и S и се Й <0	Ку. дБ	sr Jt!	sf s ffl-	7/	R вых max’
К174УП2	±6(5,4...7)1)	200	400	'200	502)	—	0	10		
SL530	6	150	500	—	—	11,6 о3)	4	60	0,5
SL521	6	90				14	5	150	0,6
’) В скобках приведены предельно допустимые значения.
2) На каждое из четырех звеньев.
8) При входном сигнале более 10 мВ.
ш
Рис. 110 Формирование амплитудной характеристики усилителя SL530
Логарифмический усилитель имеет дифференциальный выход. Чтобы соб-
ственные шумы усилителей при большом усилении (большом динамическом диапа-
зоне) не были заметны на выходе, может потребоваться установка между каска-
дами полосовых фильтров любого типа, но так, чтобы не изменился коэффициент \
передачи соответствующего усилительного каскада.
При реализации усилителя с последовательным суммированием сигналов
амплитудная характеристика отдельного усилителя должна совпадать с рис.
4.10, а, т. е. при выходном сигнале от нуля до порогового £/пор коэффициент
усиления должен быть постоянным и больше единицы, при сигнале больше С/пор
коэффициент усиления должен равняться единице. Подобную передаточную ха-
рактеристику имеют усилители SL530 фирмы Plessy (Англия) (табл. 4.6). При
включении последовательно нескольких усилителей получается характеристика
типа показанной на рис. 4.10, б. Для реализации максимального динамического
диапазона 73 дБ необходимо последовательно включить шесть ИС, при этом до-
пустимая с точки зрения уровня выходных шумов полоса пропускания состав-
ляет 10 МГц.
Для реализации логарифмического усилителя с последовательным детекти-
рованием и суммированием сигналов используются микросхемы SL521 фирмы
Plessy (Англия) (табл. 4.6). Отдельная микросхема представляет собой дифферен-
циальный каскад с линеаризующей обратной связью (на рис. 4.11, а транзисторы
Т1 ... ТЗ) и амплитудным детектором на транзисторе Т5. При отсутствии сигна-
ла транзистор Т5 практически закрыт и напряжение на его коллекторе макси-
мально. По мере увеличения входного сигнала напряжение на коллекторе Т5
падает за счет возрастания постоянного тока через него и в момент наступления
Рис. 4.11. Интегральная микросхема для построения логарифмических усилите-
лей SL521 (а), амплитудно-частотная характеристика (б), зависимость тока де-
тектора Т5 от амплитуды входного напряжения (е) и схема включения усили-
теля (с)
U2
ограничения входного сигнала на дифференциальном каскаде постоянный ток
через транзистор Т5 достигает максимального значения около 1 мА (рис. 4.11,в).
Микросхему SL521 можно использовать в качестве каскада широкополос-
ного усилителя, усилителя-ограничителя, амплитудного детектора, детектора
АРУ. Для построения логарифмического усилителя ИС включаются непос-
редственно друг за другом без разделительных емкостей (рис. 4.11, г). Логариф-
мической зависимости подчиняется амплитуда продетектированного сигнала на
выходе усилителя Двых дет Кроме детектирования и логарифмирования, проис-
ходит усиление и ограничение входного радиосигнала, который, снимается с,вы-
хода £/ВыХпч (рис. 4.11, г). .
4.6.2,	Субсистемы приемных устройств
Повышение технологической и функциональной интеграции современных
ИС позволяет создавать на основе функциональных узлов, подобных рассмотрен-
ным, интегральные схемы субсистем приемных устройств, включающих боль-
шинство или все узлы современного приемника. Отечественная и зарубежная
промышленность выпускают большую номенклатуру таких ИС адя вещатель-
ны/ РПУ. К ним относятся субсистемы линейного тракта AM и ЧМ приемников,
телевизионных приемных устройств, ИС демодуляторов, схемы синхронизации,
выделения цветовых сигналов в телевизорах, УНЧ, сенсорные переключатели
и т. п. Для приемных устройств 2-го и 3-го классов выпускаются ИС, одной-
двух которых достаточно, чтобы собрать целиком весь приемник. Аналогичные
ИС выпускаются и для других целей — связной, радиолокационном аппарату-
ры, радиорелейных линий связи и т. п. Рассмотрим две характерные ИС субси-
стем РПУ.
Микросхема К174ХА6 (табл. 4.7) предназначена для применения в трактах
промежуточной частоты систем связи с частотной модуляцией сигнала, высоко-
качественных приемников и телевизоров. В состав ИС (рис. 4.12) входят восьми-
каскадный усилитель-ограничитель У1, детектор уровня напряженности электро-
магнитного поля в антенне Д1, частотный детектор Д2, предварительный усили-
тель звуковой частоты У2 с переключателем К1, устройство автоматической
подстройки частоты АПЧ, устройство бесшумной настройки (и подавления по-
мех), внутренний стабилизатор напряжения питания СТБ. Устройство АПЧ со-
стоит из усилителя АПЧ УЗ и устройства автоматического отключения Отключ.
АПЧ.
Устройство бесшумной настройки БШН включает триггер Шмитта ТрШ,
инвертор И, индикатор расстройки ИР.
Входной сигнал после усиления, ограничения и демодуляции с выхода ЧД
через переключатель К1 поступает на У2 и далее на выход ИС, а также на УЗ
и ИР. Выходной сигнал УЗ, изменяющийся по амплитуде в зависимости от рас-
стройки сигнала, управляет частотой гетеродина приемника.
Дчя того чтобы устройство АПЧ не затрудняло процесс перестройки прием-
ника с одной станции на другую, его необходимо отключать на это время, пода-
вая потенциал с движка потенциометра настройки гетеродина приемника на
ИЗ
вывод 2 ИС. Изменение потенциала, возникающее при вращении движка потен»
циометра, попадает на ИС через дифференцирующую емкость и отключает АПЧ.
Возможно и ручное отключение АПЧ путем замыкания переключателя КЗ.
Интервал времени, на который отключается автоматически АПЧ, определя-
ется цепью R2, С1.
Выпрямленный сигнал детектора уровня (пропорциональный логарифму при-
ращения входного сигнала) подается на выход 14 для управления индикатором
напряженности поля. Это напряжение можно использовать также в качестве
напряжения АРУ.
Устройство БШН служит для автоматического отлючения усилителя зву-
ковой частоты У2 на время перестройки приемника, когда на выходе частотного
детектора резко вырастает уровень шумов. Для этого сигнал с детектора уров-
схема и схема включения ИС К174ХА6 5
Риг. 4.12. Структурная
ня подается через инвертор на контакт 15 для управления триггером Шмитта-
При уменьшении входного сигнала ниже порогового уровня, устанавливаемо-
го потенциометром R1, триггер срабатывает и с помощью переключателя К1 от-
ключается УЗЧ, чем достигается бесшумность настройки.
При большом частотном отклонении входного сигнала, вызванном влия-
нием повышенных входных шумов, триггер запускается от индикатора расстрой-
ки. Таким образом улучшается отношение сигнал-шум при приеме сигнала о
большим уровнем помех.
Помимо общих для ряда ИС уже упоминавшихся параметров работу субси-
стемы характеризуют следующие (табл. 4.7): напряжение входного сигнала, при
котором наступает ограничение £/Огрвх> напряжение звуковой частоты на выходе
{7ЗГ (при входном сигнале 0,5 мВ, частоте 10,7 МГц, с частотной девиацией
50 кГц и частотой модулирующего сигнала 1 кГц), коэффициент ослабления ам-
плитудной модуляции /Сосам (при входном сигнале 0,5 мВ и коэффициенте
амплитудной модуляции 30%) (см. также рис. 4.13, а—в). Напряжение автомати-
ческого включения БШН на выводе 13 составляет 0,95 В, выключение— напря-
жением 0,5 В либо вручную при замыкании вывода 13 на корпус. Напряжение от-
ключения АПЧ во время настройки (вывод 2) не более 20 мВ. Ослабление напря-
жения звуковой частоты при включенном БШН составляет не менее 60 дБ. Внеш-
нее сопротивление между контактами 17—18 допускается не более 390 Ом. Макси-
мальный ток через вывод 15 1 мА, через вывод 14—3 мА. Между выводами 6—12
можно включать внешний резистор сопротивлением не менее 10 кОм. Он опре-
деляет остаточное выходное напряжение звуковой частоты при срабатывании.
114
Рис. 4 13. Зависимости коэффициента подавления амплитудной модуляции, отно
шения сигнал-шум на выходе (а), напряжения индикатора напряженности поля
Ut4 и напряжения включения БШН 1115 (б) и выходного демодулированного
сигнала (в) от входного сигнала ИС К174ХА6
В табл. 4 7 также приведены параметры ИС К174УРЗ, имеющей такое же
назначение, что и К.174ХА6, но обладающей меньшими функциональными воз-
можностями. ‘
Микросхема К174ХА2 (рис. 4.14) предназначена для построения на ее ос-
нове радиоприемника сигналов с амплитудной модуляцией. Она содержит уси-
литель радиочастоты У1 с усилителем постоянного тока системы АРУ У2, пре-
образователь частоты, гетеродин Г, усилитель промежуточной частоты с регули-
ровкой усиления УЗ, оконечный усилитель У4 и второй усилитель АРУ У5.
Микросхема сохраняет свои характеристики в диапазоне изменения напряжения
питания 4,5 ... 15 В. Диапазон рабочих частот по входу 0,15 ... 30 МГц, чув-
ствительность 20 мкВ (при отношении сигнал-шум на выходе 26 дБ, напряжении
выходного сигнала звуковой частоты 60 мВ и глубине модуляции входного сиг-
нала 80%), диапазон регулировки системы АРУ 70 дБ. Усилитель промежуточ-
ной частоты имеет верхнюю граничную частоту 500 кГц. Схема потребляет мощ-
ность 150 мВт.
Рис. 714 Структурная схема и схема включения ИС К174ХА2
115
4.6.3.	Интегральные схемы для аналоговых синтезаторов частоты
К этим микросхемам можно отнести делители частоты, управляемые и не-
управляемые генераторы, системы фазовой автоподстройки частоты и целиком
синтезаторы частоты.
Регенеративный делитель частоты К175ПК1 (рис. 4.15, табл. 4.4) состоит
из аналогового перемножители на транзисторах Т8 ... Т14 с развязывающими
усилителями Т1 ... Т7, Т15—Т19 и каскодного усилителя на транзисторах Т21 —
Т23. Принципы работы и схемы включения ИС описаны в гл. 5. Здесь же заметим,
что эту ИС можно также использовать как аналоговый перемножитель (в смеси-
телях, фазовых и частотных детекторах и т. п.), широкополосный усилитель,
усилитель с регулируемым усилением и т. п.
Рис. 4.15 Принципиальная схема регенеративного делителя частоты К175ПК!
Микросхема ФАП KI74XAI2 (рис. 4.16, а) содержит фазовый детектор Д1
на АП, управляемый напряжением автогенератор УГ, выполненный по схеме
мультивибратора, втдрой фазовый детектор Д2, усилитель сигнала рассогласо-
вания У2, выходной эмиттерный повторитель У1. Принцип работы ИС в схеме
следящего фильтра (рис. 4.16, ж) аналогичен описанному в §2.8. Отличие за-
ключается в использовании упрощенного пассивного ФНЧ па рис. 4.16, б, эк-
вивалентного фильтру рис. 2.26, в, в результате чего расчетные формулы нес-
колько усложняются. Однако если выбирать Ri 107?а, расчетные формулы
для пассивного ФНЧ практически совпадают с формулами для активного филь-
тра (см. рис. 2 26, б).
Резистор сопротивлением — 5 кОм уже имеется в ПС, поэтому между кон-
тактами 14—15 подключается одно из звеньев, изображенных на рис. 4.16, е—е.
Обычно на частотах ниже 5 МГц исподьзуются схемы па рис. 4.16, г, е, для ча-
стот выше 5 МГц — схемы на рис. 4.16, в, д.
Расчетные параметры схемы ФАП (см. §2 8): Т„ = R2C, k= Кд$гКф,
где Кя [В/рад] = 0,1 Свх [мВ] при U вх^ зо мВ эфф и Кд — 3 В/рад при
Свх > 30 мВ эфф, Sr [рад/с-В] = 0,64-2л/с [Гц], Кф = K2/Ki.
Условиями эквивалентности расчетных формул для пассивного ФНЧ и
активного филыра являются неравенства Кф 0,1; TMKRSV 10.
Настройка УГ на несущую частоту достигается изменением внешней емко-
сти Со [пФ] 360/К [МГц] Возможна и электронная перестройка частоты УГ.
Для этого при фиксированной емкости Со изменяют внешний ток смещения че-
рез контакт 6 в пределах от 0 до 10 мА.
116
Цепь коррекции
ФНЧ Смещение предыскажении
*1
Выход!
сг
а)
синхронизации
и)
Рис. 4 16 Структурная схема ИС К174ХА12 (а), применяемые для ее включения
ФНЧ (б— е) и схемы включения в качестве следящего фильтра на частоте
6,5 МГц (ж), в качестве демодулятора ЧМ сигнала на частоте 6,5 МГц (а),
в качестве демодулятора AM сигнала на частоте 465 кГц (и)
Для демодуляции ФМ сигнала его подают на вход Д2, соединяя контакты
4 и 12, демодулированиый сигнал снимают с выхода 1. Фазовый детектор Д2 мож-
но также использовать в качестве когерентного амплитудного детектора для ин-
дикации режима захвата системой ФАП входного сигнала, для измерения уров-
ня сигнала, для демодуляции AM сигнала. Для этого между входами перемно-
жигелей подключается внешняя цепь RI, Cl, R2, С2, обеспечивающая фазовый
117
сдвиг на 90°. Выбрав значение = R2 — 3 кОм, емкости С = Сх = С2 можно
рассчитать по формуле С, [пФ] = l,3-10~4/fc [Гц] (рис. 4.16, в).
При детектировании AM и ЧМ колебаний (рис. 4.16, э, и, радиовещание)
при достаточно большом входном отношении сигнал-шум часто ограничиваются
использованием ФАП 1-го порядка астатизма, а пропорционально-интегрирую-
щий фильтр на рис. 4.16, д, е заменяют простым интегрирующим, подавляющим
вторую гармонику демодулировапного сигнала (рис. 4.16, е, г).
Рис. 4.17. Принципиальная схема ИС К529УП1
Основные параметры ИС К174ХА12: Un ~ 15 (14 ... 18) В. Рлот = 180 мВт,
диапазон частоты входного сигнала 0,1 Гц ... 15 МГц, температурный коэффи-
циент частоты УГ ± 0,06%,	— 2,2 кОм, Свх ~ 4,4 пФ. Изменение постоян-
ного напряжения на выходе (вывод 9) при изменении частоты входного сигнала
на ± 20 кГц в схеме на рис. 4.16, з не менее 0,3 В (UKX = 10 мВ). Коэффициент
передачи в режиме демодуляции AM сигнала (схема на рис. 4.16, и, т — 30%,
/?м = 1 кГц, С/вХ ~ 10 мВ) не менее + 3 дБ. Допустимый диапазон изменения
входного сигнала в схеме на рис. 4.16, и 0,5 ... 500 мВ. Изменение тока смеще-
ния через вывод 7 в пределах ± 0,7 мА позволяет осуществить электронную ре-
гулировку полосы синхронизации. Изменение тока через вывод И в пределах
±0,2 мА позволяет регулировать постоянное напряжение на выводе 9.
Для активных фильтров используется ИС счетверенного усилителя К529УП1
(рис. 4.17) с основными параметрами: Un — 6 (5,4 ...9) В, Рпот ~ 15 мВт,
> 40, %	0,5 МГц, RBX 30 кОм, приведенное к входу напряжение шу-
мов 0,5 мкВ.
4.7.	ПРИБОРЫ С ПЕРЕНОСОМ ЗАРЯДА
4.7.1.	Принцип работы и основные характеристики
Принципиальным для приборов с переносом заряда (ППЗ) является исполь-
зование заряда в процессе обработки информации. Для этого сигнал на входе
должен быть дискретизован во времени. В ППЗ обязательно наличие конденса-
торов или потенциальных ям, являющихся элементами запоминания заряда
(зарядового пакета, пропорционального амплитуде выборки сигнала) в промежут-
ке между тактовыми импульсами. Так как в ППЗ происходит обработка дискрет-
но-аналогового сигнала [43], ИС этого типа подобно аналоговым или цифровым
ИС называют также дискретно-аналоговыми.
Факт дискретизации и запоминания сигнала во многом объединяет ППЗ
с устройствами цифровой обработки сигнала и позволяет рассчитывать устройст-
ва на ППЗ аналогично цифровым устройствам.
Устройства на ППЗ обладают рядом достоинств цифровых приборов: вы-
сокая стабильность временных (частотных) характеристик, простота перестрой-
ки, адаптации. В то же время использование ПЗС не требует обязательного на-
личия АЦП и ЦАП, которые существенно ограничивают возможности цифровой
обработки аналогового сигнала.
118
Приборы с переносом заряда характеризуются самой высокой плотностью
упаковки, минимальной мощностью, затрачиваемой на обработку бита информа-
ции, высокой технологичностью, большим быстродействием и, в отличие от циф-
ровых приборов, по самой своей структуре идеально подходят для обработки
сигналов.
К ППЗ относят приборы типа «пожарных цепочек» (ППЦ), приборы с за-
рядовой связью (ПЗС) и приборы на динамических емкостях (ПДЕ).
Принцип работы ППЦ-иллюстрируется рис. 4.18. Включая по очереди
переключатели либо Къ К3, ..., либо К2, К4, ..., можно передавать последова-
тельно по цепочке емкостей заряды, введенные извне в первую емкость, распо-
ложенную на входе. В схеме ППЦ на рис. 4.18, б роль переключателей испол-
няют МДП-транзисторы, таким образом ППЦ фактически является аналоговым
Рис, 4.18. Принцип дей-
ствия устройства типа
«пожарной цепочки» (а)
и принципиальная схема
его на основе МДП-
транзисторов (б)
а)
сдвиговым регистром. Хотя подобные устройства могут выполняться на дискрет-
ных компонентах, обычно ППЦ представляет собой цепочку МДП-транзисторов
на одном кристалле, расположенных так, что у них оказываются общими диффу-
зионные области, представляющие для одного из них область стока, для другого
— истока. Эти приборы обладают меньшей плотностью упаковки, большей тех-
нологической сложностью и большим уровнем шумов, чем аналогичные по функ-
циям ПЗС, поэтому они используются только тогда, когда принципиальным ста-
новится основное преимущество ППЦ по сравнению с ПЗС — меньшая такто-
вая частота.
В основе наиболее распространенного сегодня ППЗ — прибора с заря-
довой связью лежит следующий принцип работы. На общей полупроводниковой
подложке (например n-типа, рис. 4.19) сформирована регулярная система метал-
лических или полнкремниевых электродов, отделенных от подложки тонким сло-
ем диэлектрика (рис. 4.19, а). Расстояние между электродами достаточно мало.
Если на каждый второй электрод подать отрицательное напряжение, то под
этими электродами у поверхности образуются обедненные области — потенци-
альные ямы для неосновных носителей (дырок, рис. 4.19, б). В эти области тем
или иным способом вводятся неосновные носители.
Если теперь к каждому третьему электроду приложить смещающее напряже-
ние, большее чем на втором, то потенциальные ямы будут распределены в соот-
ветствии с рис. 4.'19, в. Заряды из областей под вторыми электродами перете-
кут в области под третьими электродами. Теперь можно снять напряжение со
вторых и подать его на первые: произойдет дальнейшее продвижение зарядов сле-
ва направо. Скорость продвижения зарядов определяется периодом повторения
смещающих импульсов—их тактовой частотой. Таким образом, описанная струк-
тура работает как линия задержки (аналоговый сдвиговый регистр), передающая
со входа на выход заряды, пропорциональные выборкам входного сигнала.
Помимо простейшей трехфазной структуры применяются и более сложные,
в которых осуществляется двухфазное управление, что существенно проще как
с точки зрения использования прибора, так и с точки зрения технологичности.
Структуры с двухфазным управлением реализуются различными способами, на-
119
пример за счет создания под соседними электродами диэлектрика разной тол-
щины (ПЗС со ступенчатым диэлектриком), за счет создания потенциальным
барьеров с помощью ионной имплантации.
Для заполнения зарядом первой или любой другой потенциальной ямы при-
меняется ряд методов, из которых простейшим является использование на входе
р—n-перехода. Для съема сигнала в необходимой секции ПЗС устанавливается
усилитель на МОП-транзисторе с плавающим затвором, расположенным над ка-
налом переноса. Зарядовый пакет считывается по наведенному потенциалу на
затворе. В конце линии ставится разрядный переключатель. Для уменьшения
пульсаций выходного напряжения используется устройство выборки — хране-
ния (УВХ), представляющее собой переключатель на МОП-транзисторе и ем-
кость.
Рис. 4.20. Эксперимен-
тальная статическая ха-
рактеристика прибора с
зарядовой связью при
различной амплитуде
тактовых импульсов
Рлс. 4.19. Структура прибора с
зарядовой связью (а), а также
распределение потенциалов в
режимах хранения заряда (б) и
передачи зарядового пакета (в)
Приборы ПЗС и ППЦ характеризуются следующими параметрами.
Минимальная тактовая частота ограничиваются эффектом термогенериро-
вания неосновных носителей, из-за которых при длительном хранении заряда в
одной ячейке паразитный заряд может превысить допустимое значение. Нижняя
граница тактовой частоты в настоящее время составляет около 5—10 кГц для
ППЦ и около 30—50 кГц для ПЗС. С ростом температуры минимальная частота
повышается примерно вдвое на каждые 10°.
Максимальная тактовая частота определяется конечным временем переда-
чи заряда в соседнюю потенциальную яму и существенно зависит от конструкции
прибора. Типовое значение — 2 ... 10 МГц. Тем не менее есть сообщение о по-
явлении ПЗС с максимальной тактовой частотой до 100 МГц (на ПЗС с барьерами
Шотки) и до 1 ГГц (перистальтические ПЗС) [73]. Таким образом сверху по сво-
им потенциальным возможностям ПЗС смыкаются с линиями задержки на ПАВ.
Неэффективность передачи заряда 8 определяется долей заряда, теряемой
при его передаче за один такт. Обычно 8 находится в пределах 10 ~2 ... 10~4 и ог-
раничивает таким образом максимальное число каскадов в ПЗС линиях задержки
значением 100 ... 500. В ПЗС со скрытым каналом и перистальтических ПЗС
неэффективность составляет порядка 10~s.
Динамический диапазон определяется максимальным и минимальным вход-
ными сигналами. Максимальный сигнал соответствует сигналу, при котором ко-
эффициент нелинейных искажений не превышает заданного значения, обычно
I ... 10%. Он обусловлен максимальным информационным зарядом, который мо-
жет храниться под одним затвором, линейностью входного и выходного усилите-
ля и обычно составляет 1 ... 5 В эфф.
Минимальный входной сигнал ограничен уровнем шумов, генерируемых
ПЗС (1 ... 3 мВ по входу), остаточным напряжением проникающих на выход так-
товых импульсов, флуктуацией амплитуды тактовых импульсов, качеством ра-
боты устройства выборки — хранения, Динамический диапазон в среднем со-
120
ставляет 50 ... 70 дБ, достигая в пределе 90 ... 100 дБ. Ограниченный динамиче-
ский диапазон ППЗ предопределяет основное место использования этих устройств
— в информационном тракте РПУ.
Амплитуда тактовых импульсов определяет максимальный хранимый ин-
формационный заряд и в настоящее время составляет 20 ... 30 В для ПЗС и 5 ... 15
В для ППЦ.
Форма тактовых импульсов определяется конструкцией ПЗС, в простейшем
случае это прямоугольные импульсы одной полярности с затянутыми (с помощью
PC-цепи) фронтами.
Предельная полоса пропускания определяется рядом факторов. Согласно
теореме Котельникова сигнал с частотным спектром от 0 до fB можно подвергать
дискретизации с тактовой частотой не ниже/т гаах — 2/в. При дискретизации вход-
ного сигнала его спектр размножается, ближайшая к спектру сигнала помеха
имеет частоту /т—/в. Чтобы избавиться от паразитных гармоник, на входе и
выходе ПЗС должны стоять ФНЧ, ограничивающие полосу сигнала значением
/в. Из-за неидеальности этих фильтров необходимо ввести дополнительно за-
щитный интервал между спектрами сигнала и паразитных гармоник, выбрав, на-
пример, f r = (3 ... 4) /в, что и определяет реальную предельную полосу пропус-
кания ПЗС и ППЦ./7 ~/в ^-/т/(3 ..4).
Следует также учесть, что неэффективность передачи заряда в ПЗС приво-
дит к появлению в ячейках памяти остаточных зарядов, вызывающих своего рода
«размывание» сигнала. Это эквивалентно появлению дополнительного фазового
сдвига и ограничения по частоте.
Расчет (62 , 63] показывает, что полная неэффективность переноса заряда от
входа до выхода ПЗС, равная Np& = 0,2, где N — число элементов задержки,
р — число фаз, приводит к снижению коэффициента передачи при тактовой ча-
стоте /т ~ 2/в на 3 дБ. Этот эффект также следует учитывать при оценке предель-
ной частоты. Наконец, при достаточно высокой частоте сигнала на коэффициенте
передачи начинает сказываться конечное время передачи заряда и наличие ем-
костей в ПЗС и ППЦ.
Статические характеристики в значительной степени определяются харак-
теристиками устройств ввода и вывода информации, конструкцией прибора.
Как видно из примера (рис. 4.20) [72], для передачи через ПЗС без искажений
гармонического сигнала целесообразно выбирать начальное смещение (фоновый
заряд) в центре линейного участка. При этом существенно улучшаются и другие
характеристики ПЗС (повышается быстродействие, уменьшается неэффектив-
ность передачи).
При соответствующей структуре ПЗС и ППЦ сигнал может вводиться в
любой элемент ПЗС (ППЦ) п выводиться из любого элемента. Более того, каждый
элемент линии задержки на ПЗС (строка) может рассматриваться как начало са-
мостоятельной линии задержки (столбец). Это позволяет реализовать в прибо-
рах на ПЗС и ППЦ различные сложные алгоритмы обработки сигнала [64].
4.7.2.	Применение в узлах обработки сигнала
Наиболее простым является применение ПЗС и ППЦ в качестве линий за-
держки (ЛЗ). Для примера приведем параметры двух ЛЗ К528БР1 и К593БР1
(табл. 4.8, рис. 4.21). ИС К528БР1 является 64-элементной ЛЗ с отводами от
32-го и 64-го элементов, ИС К593БР1 — 8-элементной ЛЗ с отводами от каж-
дого элемента. На входе ИС может потребоваться установка ФНЧ с частотой
среза /т/2, если спектр сигнала окажется шире полосы пропускания ЛЗ.'На вы-
ходе также может быть установлен ФНЧ с частотой среза /т/2 для дополнитель-
ного подавления паразитных гармоник дискретизированного сигнала и прони-
кающих на выход импульсов частоты дискретизации. Внешний генератор Г
формирует из сигнала с частотой /т трехфазный импульсный сигнал амплитудой
— 24 В, необходимый для функционирования ЛЗ.
В,специализированных БИС на основе ПЗС дополнительные фильтры, фор-
мирователь, а также ряд других вспомогательных узлов выполняются на одном
кристалле с ЛЗ.
121
Таблица 48
ис	К и	Un\ max’ В	вх’ мВ	1т mln’ кГц	1т max’ МГц	₽ПОТ’ мВ’
К593БР1	1,05 . 1,8	1	3	16	1	100
К528БР1	1.3 2,5	1,5	2	32	1	60
K528XKI	1 2	3	—	20	2	300
К1ШФН1	1 .1,4	1,5	3	Ю	2	100
Минимальное время задержки определяется как /Зд = N/fr и составляет
при минимальной тактовой частоте К528БР1 2 мс. Предельное достигнутое
на сегодня в подобных схемах значение около 0,5 с [62].
Изменяя тактовую частоту, можно в широких пределах варьировать задерж-
ку, сохраняя стабильность ее абсолютного значения равным стабильности исход-
ной тактовой частоты. Однако при изменении тактовой частоты меняется и поло-
са пропускания П — /т/2 линии задержки. Нетрудно заметить, что произведе-
ние времени задержки на полосу пропускания /3д/7 = N/2 определяется только
числом элементов задержки W.
Рис. 4 21. Структурная
схема и схема включе-
ния ИС К593БР1 (а) и
ИС К528БР1 (б), а так-
же тактовые импульсы
(0)
122
Рис. 4.22. Схема включе- Щ,
вия двух линий задерж- *“*
ки
Максимальное значение N можно оценить из выражения для полной неэф-
фективности переноса заряда. Задаваясь типичными значениями е— 2 -10
р — 2, Np& < 0,2, получаем Мтах < 500.
Для уменьшения паразитной помехи на выходе ПЗС используется двух-
тактное включение двух ЛЗ (рис. 4.22), что позволяет увеличить динамический
диапазон, улучшает линейность, устраняет постоянное напряжение покоя в вы-
ходном сигнале.
Линии задержки на ППЗ применяются в радиолокационных системах селек-
торов движущихся целей [65], для временной компрессии сигналов [62], для фор-
мирования комплексного сигнала по схеме на рис. 2.11, б, для согласованной
фильтрации псевдошумовых_импульсных последовательностей, в демодуляторах
ФМ п 4AV сигналов и т. п.
Наиболее эффективно применение ПЗС и ППЦ для фильтрации сигнала. По-
следовательный (конвеерный) характер обработки сигнала в ПЗС и ППЦ-наибо-
лее соответствует созданию на них трансверсальных (нерекурсивных) фильтров
(рис. 4.23, а). Весовые коэффициенты на рис. 4.23, а определяют импульсную
дискретизованную во времени характеристику фильтра. Принцип построения
фильтров на ПЗС и ППЦ подобен построению фильтров на цифровых схемах
[39], аналогично производится и расчет этих фильтров.
Достоинством фильтров па ПЗС и ППЦ по сравнению с цифровыми являет-
ся отсутствие АЦП, более простая структура, существенно меньшие габариты
и потребление мощности при большем быстродействии.
Неразрушающие информацию отводы в ПЗС реализуются с помощью доба-
вочных диффузионных областей либо с использованием плавающих затворов, к
которым в свою очередь должен быть подключен усилитель.
Для реализации весовых коэффициентов используется ряд схемотехниче-
ских методов, в частности метод разрезания электродов [66], изменение сопротив-
ления нагрузки считывающего усилителя и т. п. Для изменения знака коэффи-
циента взвешенные сигналы суммируются раздельно по двум шинам, с которых
сигналы потом подаются на вычитающее устройство.
Более перспективно программируемое задание коэффициентов (программи-
руемые фильтры на ПЗС), которое может осуществляться с помощью изменения
крутизны аналогового перемножители, проводимости МОП-транзисторов, ис-
пользуемых в качестве переключателей [67]. Большой интерес представляют
фильтры на ПЗС, в которых коэффициенты в двоичной форме хранятся в ПЗУ,
Рис. 4.23. Структура непрограммируемого (а) и программируемого (б) трансвер-
сального фильтра на приборе с зарядовой связью
123
0)
Рис 4 °4 Амплитудно-частотная характеристика 32-коэффициентного ФНЧ (а)
и соот вегствующая импульсная характеристика (б)
откуда периодически вводятся в аналоговый динамический регистр коэффигшен-
тов с помощью ЦАП и сканирующего регистра |68] (рис. 4.23, б). Регистр коэф-
фициенте представляет собой набор МОП-емкостей. Недостатком такого ме-
тода является необходимость регенерации информации в аналоговом регистре
(время хранения коэффициентов не более 2 с) и наличие 2-уровневой памяти
(ПЗУ — аналоговым регистр).
Другим вариантом хранения коэффициентов является использование ста-
тического цифрового регистра коэффициентов. В качестве перемножителей в
?том случае применяется множительный ЦАП (МЦАП) по одному в каждом от-
[ оде АЗ. Из-за большей сложности этот вариант примспется только для филь-
тров с малым числом элементов задержки (Л/ •< 32).
Хотя теоретически для реализации нерекурсивных фильтров с характери-
стиками, близкими к характеристикам аналоговых фильтров, требуется беско-
нечно большое число отводов от ЛЗ, приемлемые для практики результаты полу-
чаются и при числе отводов не более 32 (рис. 4.24 (63]). Число элементов задерж-
ки порядка 32 при существующем уровне развития технологии считается оп-
ншальпым с точки зрения максимума отношения сигнал-шум на выходе и мак-
симума затухания передачи в полосе задерживания фильтра. Существенным до-
стоинством трансверсальных фильтров является линейность их фазовой харак-
теристики .
Наряду с трансверсальными на ПЗС строят и рекурсивные фильтры. Одна-
ко при реализации таких фильтров на ПЗС не является принципиальным основ-
ное достоинство этих фильтров — использование малого числа элементов за-
держки В то же время для рекурсивных фильтров необходима большая стабиль-
ность коэффициента передачи, высокая точность при суммировании, что просто
осуществляется в многоразрядных цифровых процессорах, по плохо реализует-
ся на ПЗС. Кроме того, рекурсивные фильтры из-за многократного суммирования
сигнала обладают существенно меньшим динамическим диапазоном, чем нере-
курсивные. Из-за многократного преобразования напряжения или тока в заряд
у рекурсивного фильтра на ПЗС ухудшается линейность амплитудной характе-
ристики и возрастают шумы.
,-----------------------
—Н	• ” ПЛ регистр \
4а--
КОЭффИ (—I 1 —	.... I—|
Реги™Р кода коэффициентов [
Рис. 4 25 Программируемый фильтр,
согласованный с псевдошумом
124
Важным частным случаем применения фильтров является согласованная
фильтрация. Импульсная характеристика такого фильтра является зеркальным
отображением входного сигнала, поэтому согласованный фильтр можно постро-
ить по схеме обычного частотного фильтра (рис. 4.23, а}, при соответствующем
выборе весовых коэффициентов. Очевидно, что и любой программируемый ПЗС
трансверсальный фильтр (например, на рис. 4 23, б) может использоваться в ка-
честве. согласованного.
Согласованные ПЗС фильтры комплексного сигнала выполняются по клас-
сической схеме (рис. 2.12, а), где в качестве СФс и СФ8 применяются фильтры
типа изображенных на рис. 4.23, согласованные с действительной и мнимой со-
ставляющей входного сигнала.
Рис 4 2 С Cip\hT\p-ia4 схема и схема включения ИС К528ХК
Наиболее простую структуру имеет фильтр, согласованный с псевдослучай-
ной импульсной последовательностью. Коэффициенты такого фильтра принимают
только два значения 4- 1 или — 1, число элементов задержки равно числу им-
пульсов в псевдослучайной последовательности. Для получения таких коэффи-
циентов обычно соответствующий считывающий электрод в зависимости от зна-
ка коэффициента присоединяется к одной из суммирующих шин «плюс» или «ми-
нус». Сигналы с этих шин подаются на дифференциальный усилитель, где и про-
исходит окончательное их суммирование с учетом знаков (рис. 4.25).
В [70] описан подобный ПЗС фильтр, согласованный с псевдошумовым сиг-
налом, на 128 элементов задержки, а также на 512 элементов, полученный путем
каскадирования четырех ЛЗ на 128 элементов. Тактовая частота фильтра 5 МГц.
Весовые коэффициенты программируются извне и хранятся в статическом МОП-
регистре. Динамический диапазон фильтра 60 дБ, линейность 0,75%. Фильтр
позволяет обрабатывать псевдошумовые сигналы с двухпозиционной и квадратур-
ной ФМ модуляцией за счет использования четырех ЛЗ, имеющихся в ИС.
На одном кристалле, кроме ПЗС, расположены схемы согласования ТТЛ-
и МОП-логики, формирователи тактовых импульсов, усилители считывания, вы-
ходные амплитудные детекторы.
Иначе реализована схема программируемого фильтра с двоичными коэффи-
циентами на 32 элемента задержки в ИС К528ХК1 (табл. 4.8). В отличие от пре-
125
дыдущего фильтра аналоговый сигнал не перемещается по аналоговому регистру
а записывается последовательно в каждую ячейку памяти двухканального анало-
гового ЗУ с помощью селектора (сканирующего регистра записи и соответтвую-
щих переключателей, рис. 4.26). Синхронно с записью вдоль регистра кода ко-
эффициентов (динамического цифрового сдвигового регистра) перемещаются зна-
чения двоичных коэффициентов, которые через буферный регистр с помощью
МОП переключателей считывают (без разрушения) информацию о выборке сиг-
нала на шину «плюс» или «минус» внешнего сумматора. Считывание производит-
ся в противофазе одновременно с обоих аналоговых ЗУ. Достоинством этого ме-
тода является возможность наращивания длины фильтра путем каскадного вклю-
чения без искажения сигнала, так как здесь отсутствует передача сигнала с филь-
тра на фильтр. Максимальная длина фильтра определяется временем хранения
аналогового сигнала в ячейках памяти, которое составляет 75 мс.
Фильтр управляется от внешнего формирователя тактовых и управляющих
сигналов Г1 импульсами амплитудой 4~ 15 В.
Рис. 4.27. Структурная схема анализатора спектра, выполненного на одной ИС
Микросхему К528ХК1 можно использовать в качестве согласованного филь-
тра и при произвольных значениях весовых коэффициентов, если представить
каждый коэффициент в виде ki = ki п2п 4- п_12п~1 4- ... 4- ki 02°, где ki , =
— ± 1. Для получения отсчета при умножении выборки сигнала на коэффициент
k[ эта выборка умножается в п 4- 1 параллельно включенных фильтрах соот-
ветственно на коэффициенты ki п, ...,ki0, после чего результат суммируется во
внешнем сумматоре с весовыми коэффициентами соответственно 1 ... 1/2п.
Неточность весовых коэффициентов в согласованных фильтрах проявляется
слабее, чем в обычных частотных фильтрах. Это объясняется тем, что согласо-
ванные фильтры оптимизированы по максимальному отношению Рс/Рш и, сле-
довательно, производная этого отношения по любому из весовых коэффициентов
фильтра равна нулю [70].
Устройства на ППЗ позволяют осуществлять преобразование Фурье, кото-
рое используется в анализаторах спектра, схемах обнаружения сигнала, частот-
ных фильтрах и т. п. Для этого применяется алгоритм, основанный на согласо-
ванной фильтрации сигнала, предварительно гетеродинированного с помощью
ЛЧМ колебания [74]. В ИС входят четыре ЦАП, выполняющих роль перемножи-
телей входного и опорного сигналов (МЦАП), сумматоры на ОУ, четыре ПЗС
фильтра Ф1 и Ф2, согласованных с квадратурными составляющими сигнала
(рис. 4.27). Число коэффициентов в фильтрах — 32, максимальная тактовая
частота 1 МГц. Особенностью устройства является хранение квадратурных со-
ставляющих ЛЧМ опорного сигнала в цифровой форме в памяти микросхемы, от-
куда они подаются на МЦАП. Для вычисления составляющих спектра входного
сигнала добавлены внешние сумматор и квадраторы. Входящие в ИС два допол-
нительных МЦАП позволяют организовать обработку комплексного входного
сигнала или восстановление на выходе частоты спектральных компонент вход-
ного сигнала.
126
Возможность внешнего программирования фильтров на ПЗС позволяет со-
едавать на основе этих фильтров адаптивные компенсаторы помех (адаптивные
фильтры, см. § 2.5). Адаптивный компенсатор помех является оптимальным филь-
тром, минимизирующим среднеквадратическую погрешность в воспроизведении
сигнала и обладающим возможностью адаптации к сигналу и помехе. Компенса-
торы помех применяются при передаче речевого сигнала, фильтрации узкополос-
ного сигнала на фоне широкополосной помехи и т. п., где есть возможность при-
нять сигнал помехи отдельно от полезного сигнала [75].
4.7.3.	Динамические емкостные фильтры
Динамические емкостные фильтры (ДЕФ) выполняются на основе МОП-
емкостей и МОП-переключателей [77, 78], управляемых внешними тактовыми им-
пульсами. В отличие от БИС на основе ПЗС ДЕФ являются ИС среднего уровня
интеграции. Обычно ДЕФ реализуются в виде рекурсивных фильтров, поэтому
они не требуют большого числа элементов задержки. Стабильность параметров
фильтров определяется внешней тактовой частотой и отношением МОП-емко-
стей, что достаточно просто реализуется в ИС.
Использование этого принципа привело в настоящее время к ряду других
разработок на основе емкостей и переключателей: АЦП и ЦАП на емкостях, уп-
равляемых цифровым сигналом аттенюаторов и т. п.
При синтезе ДЕФ используют различные методы [77—81]. По одному из
них ДЕФ строится путем моделирования классических схем цифровых фильтров.
Однако подобная реализация имеет повышенную чувствительность к изменению
параметров элементов. Другой метод исходит из представления емкости с пере-
Рис. 4.29. Схема включения ИС К1Н1ФН1
рисгика ее (б)
Рис. 4.28. Схема аналогового дифференциального интегратора (а) и эквивалент-
ного ему интегратора на коммутируемых емкостях (б)

127
ключателем в виде эквивалентного резистора с параметрами Rc.= MCf^, где /т —
{астота переключения. Фильтр синтезируется на основе активного RC-фильтра
путем замены резисторов коммутируемыми емкостями.
Например аналоговый дифференциальный интегратор (рис. 4.28, а) заменя-
ется эквивалентным ему интегратором на коммутируемых емкостях (рис. 4.28, б).
Если рабочая частота фильтра много меньше /т, амплитудно-частотная характе-
ристика ДЕФ полностью совпадает с амплитудно-частотной характеристикой
активного RC-эквивалента.
* Максимальные тактовые частоты ДЕФ определяются частотными свойства-
ми МДП-усилителёй и составляют 2 ... 5 МГц.
В табл. 4.8 (рис. 4.29) приведены основные данные ИС КШ1ФН1, являю-
щейся ФНЧ на коммутируемых емкостях и содержащей два ФНЧ 4-го порядка,
перестраиваемых изменением тактовой частоты, и внутренние формирователи
тактовых импульсов. Формирователь управляется двумя внешними последова-
тельностями импульсов «т1, «т2 тактовой частоты, сдвинутыми относительно друг
друга на половину периода следования, амплитудой 5 В.
Глава 5.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТИПОВЫХ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ УЗЛОВ И
МИКРОСБОРОК ПРИЕМНОГО УСТРОЙСТВА
5.1.	ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Последовательность проектирования типовых узлов существенно
зависит от выбранной элементной базы. Возможны два случая:
В качестве типового узла используется соответствующая специа-
лизированная ИС. При этом выборе проектирования узла, как тако-
вого, нет. Справочные данные на специализированную ИС содержат
исчерпывающие сведения о ее применении, схеме включения, электри-
ческих параметрах, иногда и монтажной схеме. Поэтому разработчику
необходимо лишь строго выполнить требования инструкции по исполь-
зованию этой схемы.-В гл. 4 приведены примеры таких специализиро-
ванных микросхем и рекомендуемые области применения.
Иное положение складывается при проектировании узлов на осно-
ве универсальных ИС или бес корпусных транзисторов. Типовой узел
на универсальных ИС обычно имеет достаточно сложную электри-
ческую схему, требующую предварительной разработки и оптимиза-
ции параметров. Кроме того, универсальные ИС часто являются схе-
мами малой степени интеграции, нуждаются в дополнительном «об-
рамлении» из резисторов и емкостей, поэтому их логично применять
в бескорпусном исполнении в составе микросборок.
Последовательность проектирования типовых функциональных уз-
лов включает обоснование исходных данных, синтез структурной схемы
и ее оптимизацию, выбор элементной базы для реализации использо-
ванных при синтезе идеальных операционных звеньев, разработку
электрической схемы узла, минимизацию чувствительности парамет-
ров узла к изменению параметров элементов, расчет допусков на пара-
метры элементов и согласование их с конструкторско-технологичес-
кими ограничениями, разработку конструкции микросборки.
128
В процессе разработки структурной схемы функционального узла
часто используется математический синтез.
Перечислим некоторые требования, которые желательно выпол-
нять при проектировании микросборок (для узлов, реализуемых на
дискретных элементах, эти требования не обязательны). Микросборки
должны быть функционально закончены — это уменьшает число сое-
динений в блоке, облегчает проверку и унификацию. Они должны быть
максимально унифицированы, применяемы по возможности много-
кратно в пределах одного изделия или группы изделий. Совместное
включение микросборок должно производиться без дополнительных
подстроек и без подключения внешних элементов. В составе микро-
сборок не. желательно наличие подстроечных элементов, регулируе-'
мых после установки микросборки в блок.
Для выполнения этих требований и оптимизации структуры ис-
пользуется' ряд приемов микросхемотехники, в частности широкое
использование обратных связей, программирование функций, рассо-
гласование узлов между собой по входным и выходным сопротивлени-
ям (кроме диапазона СВЧ), фазовая компенсация сигналов и др.
В микроэлектронной аппаратуре нежелательно применение LC-фильт-
ров из-за их больших габаритов .технологии изготовления, отличной от
технологии изготовления микроэлектронных изделий, необходимости
подстройки в готовом приборе. Поэтому далее особое внимание уделяет-
ся схемам, не требующим фильтрации или имеющим ослабленные
требования к входящим в их состав LC-фильтрам.
5.2.	ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУКЦИИ МИКРОСБОРОК
Микросборки (МСБ) выполняются методами гибридной технологии
и по конструкции во многом подобны ГИС. Однако если ИС выпуска-
ются промышленностью для нужд широкого круга потребителей боль-
шими сериями, имеют соответствующую документацию, регламентирую-
щую порядок производства, испытаний и взаимоотношения с по-
требителями, то Л1СБ выпускаются небольшими партиями силами
разработчиков конкретных приборов или смежными подразделениями
на том же предприятии для применения только в этих приборах. Мик-
росборки могут быть не закончены конструктивно и функционально и
имеют меньший объем документации. Самостоятельную группу МСБ об-
разуют изделия на многослойных печатных платах (МПП) с примене-
нием корпусных ИС и корпусных МСБ, которую мы в данном случае
не рассматриваем. Эти изделия в приборах на аналоговых ИС больше
соответствуют конструктивной единице «микроблок» или «конструктив-
ная ячейка».
Степень интеграции МСБ обычно выше степени интеграции ИС,
так как МСБ может включать несколько ИС и БИС. Выбор степени
интеграции МСБ при ее проектировании решается комплексно с уче-
том требований к габаритам прибора, его стоимости, электрических
характеристик, технологической оснащенности предприятия, наличия
испытательной аппаратуры. При этом учитываются следующие зако-
номерности:
5 Зак 1805	129
1.	С увеличением степени интеграции МСБ стоимость их разработ-
ки и изготовления возрастает.
2.	Существует оптимальное соотношение между числом бескорпус-
ных элементов внутри одного корпуса МСБ или блока с общей герме-
тизацией (степенью интеграции) и числом узлов, пригодных после из-
готовления к использованию. Это соотношение существенно зависит
от технологического уровня предприятия-изготовителя.
3.	Узлы на сосредоточенных элементах, как более миниатюрные,
целесообразно объединять в отдельные МСБ небольших размеров. СВЧ
узлы на распределительных элементах, более крупногабаритные, тех-
нологически выгодно объединять в блоки с общей герметизацией.
Основной частью конструкции МСБ является печатная плата, ос-
нованием которой служит подложка стандартного размера. Подложку
изготавливают из диэлектрических материалов, наиболее часто из
стеклокристаллических — ситаллов различных марок,-керамических —
поликора, сапфира, плавленого кварца и некоторых других. Для
относительно низких частот и цифровых ИС также применяется ано-
дированный алюминий, алюминий с наклеенной металлизированной
полиимидной пленкой. Для изделий магнитоэлектроники (циркуляторы,
вентили) используются подложки из ферритов. Находят применение и
фольгированные пластики (ФЛАН, ФАФ и др.) с повышенной одно-
родностью электрических характеристик.
Ситаллы и поликор выпускаются унифицированных размеров, в
основном 60 X 48 мм. Поэтому размеры подложек обычно дробно-
кратны этому размеру: 30 X 48 мм, 30 Х.24 мм и т. д. Толщина под-
ложек: 0,3, 0,5, 1, 2, 2,5 мм. Подложки из алюминия и пластиков мо-
гут иметь и другие, в частности, большие размеры.
В тех случаях, когда необходимо уменьшить размеры микропо-
лосковых линий, увеличить емкость пленочных конденсаторов и т. п.,
применяют материалы с большой диэлектрической проницаемостью,
например на основе тетратитаната бария и др.
Для изготовления пассивной части МСБ на бескорпусных ИС и по-
лупроводниковых приборах используют один из технологических про-
цессов: тонкопленочный или толстопленочный. Тонкопленочная тех-
нология позволяет выполнять линии меньшей ширины при большей
разрешающей способности. При этом потери на СВЧ меньше за счет
большей однородности структуры металла и меньшей неровности по-
верхности подложки.
К достоинствам толстопленочной технологии следует отнести мень-
шую стоимость технологического оборудования, лучшую адгезию на-
несенных слоев с подложкой. Тблстопленочная технология позволя-
ет изготавливать многослойные керамические коммутационные платы
для бескорпусных ИС и ИС в безвыводных керамических корпусах.
Для повышения стабильности электрических характеристик пас-
сивных элементов (а в микрополосковых платах в качестве рабочего
экрана) на обратную сторону подложки наносится слой металлиза-
ции. При этом желательна металлизация и торцов, которая соединяет
электрически с нижним слоем «земляные» участки металлизации на
рабочей стороне платы, закорачивает на экран отрезки микрополос-
130
ков. При отсутствии металлизации торцов для заземления используют
металлические проволочки или ленточки, проходящие через край под-
ложки или сквозь специальное отверстие.
На рабочую поверхность платы наносятся пленочные металличес-
кие проводники (обычно на предварительно нанесенный специальный
адгезионный подслой), микрополоски, резистивные элементы, контакт-
ные площадки для присоединения микрокомпонентов и для соединения
платы с другой частью схемы, диэлектрические пленки, спиральные
катушки индуктивности. Конденсаторы выполняются либо в виде
плоской (планарной) конструкции, либо в виде двух металлических
пленок с диэлектрической прослойкой между ними.
Конструкция МСБ существенно зависит от конструктивного вы-
полнения используемых в них ИС и активных приборов.
На частотах ниже 100 МГц обычно применяют бескорпусные мик-
росхемы с проволочными выводами или смонтированные на ленте-но-
сителе ИС с»ленточными выводами, а также ИС в микрокорпусах, уста-
навливаемые непосредственно на печатную плату.
Крупногабаритные элементы (конденсаторы, дроссели, катушки ин-
дуктивности) могут устанавливаться между платами или сбоку от
них на общем основании конструктивной ячейки или в специальных
отверстиях платы.
На более высоких частотах применяются бескорпусные полупро-
водниковые приборы с шариковыми или балочными выводами, при-
боры в микрокорпусах с жесткими ленточными или проволочными вы-
водами, обладающие минимальной паразитной реактивностью выво-
дов. Эти элементы монтируются на плату с помощью пайки, ультра-
звуковой или термокомпрессионной сварки непосредственно к микро-
полосковым линиям.
Рисунок (топология) печати на плате определяется в процессе
конструирования МСБ, включающего учет размеров микрокомпонен-
тов п ИС, расчет пленочных резисторов, конденсаторов, индуктивностей
и соединительных перемычек, учет электрических и технологических
требований [61]. При проектировании топологии высокочастотных
МСБ следует обращать внимание на то, чтобы вход и выход МСБ были
максимально разнесены, размеры всех соединительных перемычек, по
которым проходит высокочастотный сигнал, минимальны. Должна быть
минимальной и замкнутая траектория протекания высокочастотного
тока на входе и выходе ИС (например, выход ИС — резонансный кон-
тур—емкость развязки — корпус—заземляющий вывод ИС). Траекто-
рии входного и выходного токов не должны пересекаться друг с дру-
гом.
Требует внимания и проектирование топологии для монтажа опе-
рационных усилителей. Традиционно к ОУ относятся как к низкочас-
тотному элементу. Однако каскады на современных быстродействующих
ОУ по сути дела являются высокочастотными усилителями с большим
коэффициентом усиления и широкой полосой. Поэтому для них, как и
для высокочастотных усилителей, необходим аккуратный монтаж, хо-
рошая экранировка, обязательная развязка цепей питания.
131
Пленочные элементы (резисторы, конденсаторы) из-за особенностей
технологии выполняются с низкой (20—30 %) точностью. Для повы-
шения точности их изготовления применяют различные методы под-
гонки (с точностью до единиц и долей процента) либо используются мо-
заичные элементы, выполненные на отдельной небольшой по размерам
дополнительной плате («чипе») и размещаемой на основной плате так
же, как и остальные дискретные компоненты. На чипах могут разме-
щаться и сложные микросборки.
Для защиты МСБ от внешних воздействий применяются различные
корпуса металлостеклянные, металлокерамические, металлополимер-
кые. Мегаллостеклянныи корпус (например, 152. 16, рис. 5.1,а) со-
Pi‘\ 51. Примеры корпусов ГИС и микросборок: а) корпус 152 16 для подлож-
ки размером 8X15 мм, б) модификация корпуса типа 1 для подложки размером
21\80 мм; в) корпус типа 5 для подложки размером 30X24 мм; г) корпус 111.14
для подложки размером 8X15 мм
стоит из металлического основания, к которому приклеивается или
припаивается подложка. По краям основания через металлостекляи-
ные изоляторы проходят проволочные выводы, с помощью золотых
проволочек соединяемые с выводами МСБ. Сверху к основанию при-
варивается коробчатая крышка, с помощью которой и осуществляется
герметизация МСБ. Корпус МСБ электрически соединяется с земля-
ным выводом платы и является одновременно экраном.
Для согласования температурных коэффициентов расширения мате-
риала корпуса, керамической подложки и стеклянных изоляторов
корпусы изготавливают из ковара, вольфрама, никеля. Их размеры
могут быть различными в зависимости от размера подложки. Для вы-
сокочастотных схем их удобно увеличивать в одном из измерений
(рис. 5.1,6). В этом случае в корпус может помещаться несколько под-
ложек.
Выводы корпуса типа 152.16 при монтаже пропускают через сквоз-
ные-отверстия печатной платы и припаивают с обратной стороны, что
экономит площадь, позволяет применять автоматизированную пайку
«волной», но увеличивает высоту блока, не позволяет использовать
для размещения элементов обратную сторону печатной платы. Сущест-
вуют корпуса и с планарным расположением выводов (рис. 5.1,в). Они
представляют собой толстопленочную печатную плату, выводы которой
проходят к расположенным на краях платы открытым контактным
площадкам под металлизированной, замкнутой в виде прямоуголь-
ника полоской. Металлическая крышка припаивается к слою металли-
зации. Таким образом герметизированные микросборки могут ставить-
ся вплотную друг к другу и соединяться между собой перемычками без
132
использования коммутационной платы. Если МСБ используются без
индивидуальных корпусов, необходимо герметизировать весь микро-
блок.
5.3.	ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
Исходные данные для проектирования усилителей включают сле-
дующие параметры коэффициент передачи (усиления), рабочую час-
тоту, полосу пропускания, линейность амплитудно-частотной харак-
теристики, динамический диапазон по входному сигналу, коэффициент
регулирования усиления, нелинейные, фазовые, частотные искажения,
коэффициент шума или спектральную плотность шума', приведенные к
входу (для высокочастотных усилителей), среднеквадратическое на-
пряжение шума (для низкочастотных), КСВН входа (выхода) и др.
В процессе проектирования усилителей используются параметры ИС,
взятые из справочных данных или полученные в процессе расчета
электрической схемы ИС.
Прп нелинейном анализе высокочастотных усилительных (и преоб-
разовательных) каскадов для облегчения расчетов обычно применяют
гармонический метод анализа, т. е. предполагают, что входное воздей-
ствие представляет собой гармонический сигнал либо сумму двух гар-
монических сигналов:
«вх = ^см + и С COS(0C t	(5.1 а)
или uBX = UCM + Uc coscoc /4- Un coscon t, (5.1 б)
где индекс «с» относится к полезному сигналу индекс «п» — к помехе.
Выходной сигнал ищется в виде разложения в ряд Фурье. При этом
считается, что нагрузка каскада обладает хорошими избирательными
свойствами. Входное постоянное напряжение смещения (7СМ определяет
режим усилительного каскада по постоянному току.
Для расчета нелинейных искажений усилительных каскадов, ра-
ботающих в линейном режиме (при малых нелинейных искажениях),
существует единая методика [111, основанная на разложении переда-
точной характеристики (например, вольт-амперной /вых = F
в ряд Тейлора в окрестностях рабочей точки и ограничении его пер-
выми членами ряда. Хотя эта методика справедлива только на относи-
тельно низких частотах, где передаточная характеристика может
быть представлена статической характеристикой, благодаря своей
универсальности и простоте она широко используется в инженерной
практике.
В общем виде на основе этой методики основные усилительные па-
раметры и характеристики нелинейных искажений (см. п. 2.2.1) уси-
лительного каскада могут быть представлены в следующем виде: '
scp = S (1 + Ася, + Абл), *сж = (3783) UI, ft5jI = 2 (3783) Ul,
ft,, = (S'78S) Ul, ftn = (S72S) U„.	(5.2)
ft2a= 1.5 (S"/8S) mc Ul, ftJQ = 0.25 (S"/8S) m’ Ul.
133
/гиер = 4 (S"/8S) U"> *20 = 0,5 (S72S) Uc, /?зо = (1/3) (S"/8S) Ul,
где S, S' и S’ — соответственно крутизна вольт-амперной характерис-
тики, ее первая и вторая производные. Аналогичные выражения можно
записать для коэффициента усиления напряжения, тока и т. д.; (7С,
Un — амплитуды входных полезного сигнала и помехи.
Выражения (5.2) справедливы при Uc UЛИн или ^лин,
когда ошибка в определении параметров не превышает 20...30 %.
Оценить этот предел можно по тому вкладу, который вносит следую-
щий (отбрасываемый) член ряда Тейлора. Так, например, для парамет-
ра k2l
СЛ[Г1Н « V5"/Slv ,	(5.3)
где SIV — производная 4-го порядка от крутизны.
Условия справедливости остальных выражений (5.2) примерно те
же.
Соотношения (5.2) записаны для входных сигналов, непосредст-
венно приложенных к входным зажимам усилительных каскадов.
В таком виде они используются для характеристики и сравнения раз-
личных ИС. При проектировании усилительного тракта необходимо до-
полнительно учитывать усиление в предыдущих каскадах и ослабление
в избирательных цепях. В частности, при оценке коэффициентов ин-
термодуляционных искажений комбинационные составляющие, попа-
дающие в тракт приема, пересчитываются на вход линейного тракта.
В этом случае
= KuY (А) Г(/2) (S72S) 1/п, k21 = KdY* (Д) Y (f2) (S78S) 1Л,
где Ки — резонансный коэффициент усиления; Y (Д), У(/2) — к0'
эффициент передачи для внеполосных сигналов с частотами и /2 на
участке от входа усилительного тракта до входа рассматриваемого
каскада; Un — амплитуда этих сигналов на входе усилительного тракта.
Из выражений (5.2) следует, что на частотах, где справедлив при-
веденный анализ, все характеристики нелинейных искажений пересчи-
тываются один в другой, что позволяет характеризовать нелинейные
свойства усилительных каскадов набором из ограниченного числа
таких коэффициентов, рассчитанных или определенных эксперимен-
тально. Обычно в качестве таких параметров используют систему из
трех параметров S, S/S', и S/S".
На средних (для конкретной ИС) частотах, на которых в основном
будут проводиться расчеты, комплексный коэффициент усиления
(или крутизна) численно совпадает со своим модулем и может отли-
чаться от него знаком. Поэтому везде, где это не принципиально,
•мы будем опускать признак комплексности, сохраняя знак «плюс»
или «минус» перед выражениями для усиления или крутизны, что озна-
чает синфазность или противофазность выходного сигнала по отно-
шению к входному.
Среди ИС многофункциональных усилителей наибольшее примене-
ние в приемных устройствах находят ОУ, используемые в усилителях
134
промежуточной частоты, в системе АРУ, в активных фильтрах и т. п.
Так как вопросы применения ОУ в качестве усилителей детально осве-
щены в литературе [50, 51, 52], далее на них останавливаться не будем.
5.3.1.	Усилители на дифференциальных каскадах '
Интегральные схемы дифференциальных каскадов широко применя-
ются самостоятельно в качестве избирательных усилителей, огранй-
чителей, смесителей, фазовращателей, а также являются основой более
сложных специализированных микросхем и микросборок. В отличие
от ОУ ДК может применяться в усилителях с резонансными LC-koh-
турами. В зависимости от включения дифференциальный каскад ис-
пользуется как дифференциальный усилитель, усилитель типа ОК—
ОБ, ОЭ—ОБ, дифференциальный усилитель, с симметричным (диф-
ференциальным) входом и несимметричным выходом (вычитающий уси-
литель), усилитель с несимметричным входом и симметричным выхо-
дом как фазорасщепитель (для получения двух сигналов, сдвинутых по
фазе на 180°) и т. д. Достоинством ДК являются полоса усиления, на-
чинающаяся с пуля, высокая стабильность режима работы по постоян-
ному току, хорошие параметры при использовании в режиме симметрич-
ного ограничителя сигналов, в том числе и на высоких частотах.
иг
Тз
^63


/й) ргл пР0Ш‘енная схема дифференциального каскада (без цепей смещения)
о р вольт-амперные характеристики при включении по схеме ОК—ОБ при
тоанчп-in схеме ОЭ—ОБ при /?эз = О (в), а также схема подключения
ра /3 к источникам сигнала п напряжения смещения (г)
135
Отличительной особенностью ДК является способность усиливать
только дифференциальные сигналы и подавлять синфазные. В уси.
лителе высокой частоты проявляется еще одно достоинство этого каска-
да: большая устойчивость за счет того, что входной и выходной токи не
попадают в шины общего провода (земли) и питания, замыкаясь через
генератор и нагрузку.
Для облегчения проектирования усилителя на ДК следует рассмот-
реть результаты приближенного анализа его нелинейно'и математи-
ческой модели. Представим ДК в упрощенном виде (рис. 5.2,а).
Используя эквивалентную схему транзистора, справедливую при
больших уровнях сигнала (нелинейную схему Эберса—Молла [85]),
отобразим поведение ДК системой из трех уравнений:
.	0,5/ з {1 + th [//	2<| г - (/\ -	/2) W),	(5.4)
h	5	/2 =" гз,	(5.5)
i3	-	IгБо exp [(нз —	i3Rз)/фт1,	(5.6)
где = /?э1 -г (Яб1 + гс)/р, /?3 = 7?эз + (/?бз 4- и = «1 —
— и2 — напряжение между базами транзисторов 7\ и Т2, фг = kT/q—
температурный потенциал (при комнатной температуре 25 мВ);
7ЭБ0— тепловой ток эмиттерного перехода транзистора Т3; k—
постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура; q—заряд
электрона; R^, Rq3— внешние сопротивления в базах транзисторов
7\, 7\ и Т3 (внутренние сопротивления генераторов напряжений
Hi, и2, z/3); Ге, и р — полное сопротивление базы и коэффициент при ге-
нераторе тока в схеме Эберса—Молла (3 « Л21э).
Обычно при расчетах сопротивления гс пренебрегают. Резисторы
и /?эз являются элементами цепи обратной связи, при увеличении
их сопротивлений повышается стабильность параметров усилителя.
Сопротивления R6l и 7?бз совместно с входным сопротивлением тран-
зисторов образуют делитель входного сигнала. Увеличение их ухуд-
шает параметры усилителя, поэтому сопротивления R^ и R63 при
проектировании минимизируют. Это позволяет во многих практических
случаях не учитывать и эти сопротивления. Далее мы буде.м полагать
Rf>i = Rq-2 ::=	= 0- При необходимости в последующих формулах
можно заменить 7?Э1, Rd3 соответственно на R 3.
Уравнение (5.4) описывает вольт-амперную характеристику диф-
ференциальной пары транзисторов 7\ и Т2 при фиксированном токе
i3—l0 и при 7?э1 = 0 представляет собой тангенсоиду (рис. 5.2,6).
Уравнение (5.6) соответствует вольт-амперной характеристике гене-
ратора тока на транзисторе Гз’и при R33 — 0 представляет собой
экспоненту (рис. 5.2,в).
Уравнения (5.4) — (5.6) справедливы на относительно низких час-
тотах, где еще не сказывается реактивность параметров транзисторов.
Однако экспериментальные исследования показывают, что результа-
ты расчета по этим уравнениям достаточно точны в пределах рабочего
диапазона частот ИС.
136
5.3.2.	Дифференциальный каскад, включенный в схеме усилителя ОЭ«ОБ
В этом режиме входной сигнал (5.1) подается на базу транзистора
Т3 (рис. 5.2,я), а снимается с коллектора 7\ или Т2. Обычно /?81 = 0.
Нетрудно заметить, что при таком включении транзисторы Ти Т2 не
вносят никаких нелинейных искажений в зависимость выходного тока
/ или t2 от входного напряжения и3. Поэтому рассмотрим только
нелинейные искажения в транзисторе Т 8. Будем считать, что транзи-
сторы Тг...Т 3 не входят в режим насыщения, который характеризу-
ется низкой стабильностью параметров. Результаты последующего ана-
лиза справедливы также для усилителя на отдельном транзисторе,
включенного по схеме ОЭ, обычного каскодного усилителя ОЭ—ОБ
(без транзистора 72) и для любой схемы питания транзистора Т 3 по пос-
тоянному току.
Для анализа уравнение (5.6) целесообразно преобразовать,' пред-
ставив входные и выходные сигналы в виде приращений относительно
токов и напряжений в рабочей точке, заданной внешним смещением:
и3 — £73см + Ан3, Ч — h + At. В результате
А///о + 1 = ехр (Ам3/фг — А//?эз/фг),	(5.7)
где At — приращение коллекторного тока транзистора Т3; /0 =
= ехр (t/дсм/фт — ЛАз/фг) — начальный ток коллектора транзи-
стора Т3 в рабочей точке; UЗсм — напряжение смещения на базе
транзистора Т3; Ан 3 — приращение входного напряжения (5.1) на
.базе транзистора Т3.
Усилительные каскады на ДК обычно используются при малом вход-
ном сигнале (Ан3/фг 1), при котором нелинейные искажения состав-
ляют единицы процента. Условие малых нелинейных искажений по-
зволяют получить в аналитическом виде выражения для основных пара-
метров каскада. Предварительно рассмотрим усилитель без емкости в
цепи эмиттера.
Воспользуемся обобщенными выражениями параметров каскада
(5.2). Из уравнения (5.7) получим соотношения для входящих в (5.2)
производных:
S == S0/(l + S0/?83), S72S = 0,5 (1 + SnR9fyT,
So - /0/фт, S78S = (1 - 2ЗДэз)/8 (1 + Зо/?э3)4Фг,	(5.8)
где So — крутизна транзистора Т3 в рабочей точке. Используя соот-
ношения (5.2) и (5.8) найдем среднюю крутизну транзистора Т3:
Зсроэ' = So (1 + £Сж)/(1 + 5Л3),	~	(5.9)
тде /гСж = (1 — 2S0/?93) (7c/8tpf (1 + So7?33)4- Соответственно сред-
няя крутизна ДК при фиксированном смещении Ulcfa между базами .
транзисторов 7\ и Т2 (рис. 5.2,а) и /?э1 = 0 из (5.4) и (5.9) равна:
Scp оэ-ов = 0,5Scp оэ [ 1 + th ((71см/2фт)].	(5.10)
Активная составляющая входного сопротивления на низких час-
тотах примерно равна .й219Л$сроэ и монотонно падает, начиная
137
с частоты filhU3 из-за уменьшения Л21э. Обозначено — частота еди-
ничного усиления транзистора по току в схеме ОЭ.
При изменении напряжения смещения (71см в пределах —4фг
П1СМ 4<рг средняя крутизна каскада изменяется от нуля до мак-
симального значения (5.9) за счет изменения перераспределения тока
между транзисторами 1\ и Т2 (рис. 5.2,6). При этом раствор характе-
ристики управления составляет всего (8...9) <рг или 200...225 мВ, из
них линейный участок занимает не более 50 мВ. Для линеаризации
характеристики управления и увеличения ее раствора используют
резистор Rdl либо, что приводит к тому же эффекту, резистор после-
довательно с базой управляемого транзистора либо охватывают уси-
литель отрицательной обратной связью по постоянному напряжению
1891.
Используя (5.2) и (5.8), вычислим, например, что при /?э3 = 0
коэффициент сжатия kCni = 10 % соответствует амплитуде входного
сигнала (7С « 0,9<рг ле 23 мВ, а коэффициент интермодуляционных
искажений k2X — 1 %— амплитуде сигнала около 5 мВ. Увеличивая
коэффициент обратной связи £0/?э3, можно уменьшить нелинейные ис-
кажения. Из анализа выражений (5.2) и (5.8) следует, что при том же
выходном сигнале, что и без обратной связи, характеристики искаже-
ний при введении обратной связи уменьшаются в 1 + S0/?o3 раз, т. е.
во столько же, во сколько уменьшается коэффициент усиления.
Пользоваться расчетными формулами при 7?э3 — 0 можно в том
случае, если амплитуды входных сигналов (/с й Un не превышают в
соответствии с (5.3) значения £/лпп ле фт. Если /?э3=^0, воз-
растает примерно пропорционально 1 4- 50/?эз.
На практике резистор /?э3 часто шунтируют конденсатором Сэз
(рис. 5.2,г) для увеличения коэффициента усиления. В результате на
резисторе выделяется постоянное запирающее транзистор напряже-
ние, пропорциональное постоянной составляющей выходного тока
транзистора Т3 и включенное последовательно со входным сингалом
(эмиттерное автосмещение). Аналогичное базовое автосмещение обра-
зуется, если зашунтировап конденсатором резистор 7?бз (рис. 5.2, а).
Из-за частотной зависимости обратной связи рассмотренная методика
расчета не применима. Соответственно нарушается и простоя аналити-
ческая связь между различными нелинейными параметрами (5.2).
Перепишем уравнение (5.7) следующим образом:
А///о + 1 = ехр (—ЗДЭЗ/(О)//О) ехр (Ан3/срт),	(5.11)
где /(о) — постоянная составляющая приращения тока А/ (относитель-
но начального тока /0).
Известно [871, что при гармоническом воздействии на вход усили-
теля с экспоненциальной вольт-амперной характеристикой сигнала
(5.1) выходной ток можно представить в виде разложения в ряд Фурье
по модифицированным функциям Бесселя. Подставляя переменную
часть сигнала (5.1,6) в выражение (5.11) получае.м
-у- + 1 =ехр (
'О	\	‘0 /
138
“	( и с \	“
Z < &0 JП I q I £ OS И i fy J l
n = 0	\ ^ /	1=0
COS l(j)a t,
(5.12)
где г© = L E«> ez = 2, I, n — 1, 2...
При малых нелинейных искажениях ((7С, Un cpr) можно за-
менить экспоненту и функции Бесселя в выражении (5.12) первыми
членами их разложения в степенной ряд. Решая в этом случае совмест-
но систему уравнений (5.12) для искомых гармонических составляю-
щие. 5.3, Зависимости гармонических составляющих выходного тока дифференци-
ального каскада в схеме ОЭ—ОБ от нормированной амплитуды входного сигна-
ла при фиксированных значениях коэффициента обратной связи х=50У?эз
щих тока Ai, найдем выражения для некоторых характеристик нели-
нейных искажений каскада:
kcm = Ul(\ —Яо Яэ3)/8<рт (1 + 30 /?э3), ^блeUnWr U + So Яэз)«
(5.13)
Наличие автосмещения приводит к линеаризации амплитудной ха-
рактеристики при SoR93 = 1, значение kCiK ПРИ этом резко уменьша-
ется. При глубокой обратной связи (30^эз> совпадает со-зна-
чением этого параметра при отсутствии обратной связи. Коэффициент
/?бл монотонно падает с ростом глубины обратной связи.
Формулы для расчетов Scp, кгг, &ц, k^o (5.2),(5.8) остаются
справедливыми и при частотной зависимости обратной связи при ус-
ловии подстановки в них 50/?э3 ~ 0.
139
Таблица 51
Схема включе- ния ИС К175УВ2	•	Параметры			
	S. мА/В	S'/S. мВ-*	S"/S, мВ-’	/о. мА
ОЭ—ОБ1) ОК—ОБ	34 12,3	2-10-2 IO-3	4-10-“ 7 10-3	1,35
*) Контакт 6 ИС соединен с контактом 1.
Значения таких параметров, как коэффициенты гармоник огибаю-
щей k2&, k3Q, зависят от постоянной времени цепи обратной связи. Если
выбрать 7?ЭЗСЭЗ> 1/Q, где Q — частота амплитудной модуляции, то
коэффициенты гармоник можно рассчитывать по (5.2), (5.8) при подста-
новке S0^93 = 0. Если R33C33 С то в иепн эмиттера выделяется
продетектированный сигнал модуляции. В этом случае
Рис. 5 4 Зависимость коэффициента сжатия усилителя на дифференциальном
каскаде в схеме ОЭ—ОБ (а) и ОК—ОБ (б) от нормированной амплитуды вход-
ного напряжения при фиксированных коэффициентах обратной связи х
Он также резко уменьшается при S0R33 — 1, а при S0R33 » 1 при-
мерно равен своему значению при отсутствии обратной связи.
При больших входных сигналах пользоваться приближенными фор-
мулами уже нельзя, поэтому проведем численное решение уравнений
(5.12). Полученные графики [рис. 5.3, где /(0)— постоянная состав-
ляющая приращения тока транзистора ТЗ относительно тока покоя
/0, /(П) — амплитуда п-й гармоники выходного тока транзистора ТЗ
при подаче на вход сигнала (5.1а)] позволяют оценивать коэффициент
усиления ДК, включенного по схеме ОЭ-ОБ при большом сигнале, про-
ектировать ограничители сигнала и умножители частоты в таком
включении.
Средняя крутизна каскада зависит от входного сигнала следующим
образом: : ЗсрОэ = So (1 4- kcm), 1 4-	(рис. 5.4).
140
J_ ф
Рис. 5 5. Примеры схем включе-
ния ИС дифференциального кас-
када по схеме ОЭ—ОБ (а), диф-
ференциального усилителя (б),
ОК—ОБ с эмиттерным повтори-
телем на выходе (в), а также
конструкция бескорпусной микро-
сборки трехкаскадного УПЧ (г) u
а;
Например, рассмснрим усилитель на рис. 5.5, а. Для него
Ки = ^вых/^вх = Зсроэ-ОБ RKln2, где 7?к — рабочее сопротивле-
ние контура при резонансе (с учетом выходного сопротивления каска-
да и нагрузки), п2 — коэффициент трансформации контура. Если уп-
равления усилением не требуется, вывод 6 следует заземлить по по-
стоянному току.
Экспериментальные значения параметров So, S/S' и S/S" для
ИС175УВ2, включенной по схеме ОЭ—ОБ, приведены в табл. 5.1.
141
»	5.3.3. Дифференциальный каскад, включенный в схеме усилителя ОК-ОБ
или дифференциального усилителя
При указанном включении транзистор Т3 (рис. 5.2, а) осуществля-
ет только функцию генератора постоянного тока смещения i3 = 1
входной сигнал (5.1) подается между базами транзисторов Тъ Т2 (одна
из них может быть заземлена по переменному току), сигнал снимает-
ся'с одного из коллекторов или дифференциально с двух коллекторов.
Следует отметить, что при подаче входного сигнала на одну базу
и съеме его с одного коллектора не безразлично, с какого коллектора
снимать сигнал. Так, если подавать входной сигнал на базу Tt
(рис. 5.2, а) и снимать выходной сигнал с коллектора Ть то такой уси-
литель при малом сигнале полностью эквивалентен усилителю по схе-
ме ОЭ.с уменьшенной вдвое крутизной. Если снимать выходной сигнал
с коллектора Т2, получается усилитель по схеме ОК—ОЭ, имеющий
существенно меньшую проводимость обратной связи, чем усилитель
по схеме ОЭ, и соответственно больший коэффициент устойчивого уси-
ления [88].
Представим аналитическое выражение (5.4) для вольт-амперной
характеристики дифференциальной пары транзисторов на рис. 5/2, а,
в виде зависимости приращения выходного тока = /10 + А/ или
/2 ~= /го — А/ от приращения входного напряжения Ан в окрестности
рабочей точки, определяемой координатами (7СМ = 0, /10 = /2о =
Ай/0 = 0,5 th (Ап/2фг — 7?э1А/7фг).	(5.15)
Продифференцировав соотношение (5.15), найдем производные, опре-
деляющие усилительные параметры и характеристики нелинейности
в соответствии с (5.2):
S = _50/4 (1 + 0,5/?э15о), S78S = —1/16 (1 + 0,5/?31So)V,
So - 70/фг, 572S - 0.	(5.16)
В данном случае величина So имеет физический смысл малоспгнальной
крутизны отдельно взятого транзистора или Т2 при постоянном токе
смещения через него /0, S — малосигнальная крутизна каскада в ра-
бочей точке при подаче входного сигнала на базу Тх и съеме сигнала с
коллектора транзистора Т2 (при смене базы или коллектора крутизна
изменит свой знак).
Используя (5.16) и (5.2), можно, в частности, получить:
5срок—об = —50 (1 + kc ж)/4 (1 + 0,57?olSo),
kc ж = -(1 + О,5£э1$о)3ф|.	(5.17)
Пользоваться формулами (5.2) и (5.16) можно при входном сигнале,
меньшем Unnn ж 2фт.
Входное сопротивление каскада на низкой частоте Л21э/5срок-об.
Из анализа формулы (5.17) видно, что крутизна каскада в четыре
раза меньше крутизны усилителя ОЭ или ОЭ—ОБ при том же токе сме-
щения через ИС. -В то же время при включении ДК по схеме ОК—ОБ
или дифференциального усилителя у него отсутствуют все комбина-
ционные составляющие четного порядка (kn = k20 = kiQ — ... = 0).
142
Характеристики нелинейных искажений лучше, чем у усилителей по
схеме ОЭ или ОЭ—ОБ. Так, коэффициент 621 достигает 1% при ампли-
туде входного напряжения 10 мВ (7?э1 = 0). Увеличивая глубину об-
ратной связи O,57?91So, можно дополнительно уменьшить нелинейные
искажения.
Для изменения усиления ДК следует менять напряжение смещения
(7зсм на базе транзистора Т3 (рис. 5.2, а). При этом будет меняться ток
смещения 10, с которым линейно связана крутизна 5срок-об»
7о « (t/зсм - i/вэ)/ (^эз + #б3^21Э),	(5.18)
4я
Рис. 5.6. Зависимости гармонических составляющих выходного тока дифференци-
ального каскада в схеме ОК—ОБ от нормированной амплитуды входного сигна-
ла при фиксированном напряжении смещения, Рэ1 = 0
где (7Бэ = фг In (/0/7эво) — напряжение смещения между базой
и эмиттером Т3, примерно равное 0,7 ...0,8 В, в рабочем диапазоне
изменений тока /0.
При малых токах через токозадающий транзистор Т3 коэффициент
усиления может дополнительно уменьшаться из-за снижения гранич-
ной частоты транзисторов.
- В реальных усилителях комбинационные составляющие четного
порядка отличаются от нуля. Их значения зависят от рабочей частоты
и идентичности транзисторов. Экспериментальные значения парамет-
ров S'o, S/S' и S/S" для ИС К175УВ2 на частоте 1 МГц в рассмотрен-
ном включении приведены в табл. 5.1.
Для исследования работы ДК при включении его по схеме ОК—ОБ
или дифференциального усилителя при большОхМ сигнале следует чис-
ленно решить уравнение (5.15). Полученные в результате коэффициен-
ты разложения в ряд Фурье выходного тока ДК (рис. 5.6) приведены
Для сигнала, снимаемого с коллектора Т2 [89]. При смене полярности
напряжения смещения новые гармонические составляющие выход-
143
ного тока определяются по формулам /('о) = —Ло>, Л2/-0 = Лг/-п,
/(2/) = —/(2/)- При смене выхода все составляющие меняют свой знак.
При напряжении смещения, равном нулю, Гцоу — /2(о) — О-
Средняя крутизна усилителя зависит от уровня входного сигна-
ла (t/CM = 0) следующим образом: 5срок-об = —So (1 + &Сж)/4,
1 + /?с.ж= |4/(1)Фг//о^с1 (рис. 5.4,6).
Сравним между собой несколько практических резонансных уси-
лителей на ДК (рис. 5.5). Эмиттерный повторитель на выходе в схеме
рис. 5.5, в служит для развязки LC-контура от нагрузки и не вносит
дополнительных искажений в сигнал. Коэффициент усиления каска-
дов
д, _ ( Зсоок-об RJtii п2 для схемы на рис. 5.5,6,
I Scp ок-об RK Для схемы на рис. 5. 5, в.
За счет дифференциального съема выходного сигнала в схеме на
рис. 5 5, 6 выходное сопротивление ДК в два раза больше, чем в схе-
гмх па рис. 5.5, а, в, что позволяет увеличить коэффициент усиления,
увеличив вдвое сопротивление нагрузки. Однако за счет большей па-
разитной обратной связи на повышенных частотах это усиление может
не реализоваться. Отметим также, что у схемы рис. 5.5, в примерно в
два раза выше верхняя граничная частота усиления (без учета частот-
ной характеристики самой ИС), чем у схемы 5.5, а, и меньше ли-
нейные искажения.
Дифференциальные каскады могут включаться и как апериодичес-‘
кие усилители. При этом Ку = Scp/?n, где — сопротивление, стоя-
щее в цепи коллектора ДК и учитывающее входное сопротивление сле-
дующего каскада. Верхняя' граничная частота усиления такого усили-
теля ниже паспортных данных и определяется постоянной времени
Ди (СЬЬ1Х + Сп), где Свых и Си — выходная емкость усилителя и
емкость нагрузки соответственно.
Для дополнительного расширения полосы целесообразно между
двумя каскадами включать эмиттерный повторитель. При этом полоса
несколько расширяется за счет уменьшения Сн.
5.3.4. Усилители на интегральных микросхемах аналоговых перемножитегей
Хотя аналоговые перемножители общего применения предназна-
чены в основном для использования в качестве смесителей частоты, они
с успехом могут применяться и как усилители. Интегральные схемы
АП объединяют в себе достоинства каскодного усилителя ОЭ—ОБ
(слабая паразитная обратная связь) с достоинствами дифференциаль-
ного каскада (симметричное ограничение сигнала, отсутствие нели-
нейных искажений четйого порядка). Кроме этого в АП легко регули-
•'"зать усиление, подавая управляющее напряжение на опорный вход,
i ж этом входное и выходное сопротивления меняются незначитель-
I о
Зависимость приращений выходных токов АП ir = /10 + Аг или
!, ---	— Ai от приращений входных напряжений Auo, Ащ в рабо-
чей точке, определяемой значениями w0 = ис — О, /10 = /20 = /(/2,
можно описать следующим уравнением:
Ы == 0,5 (г'з — /4) th (Ли0/2фг),	(5 19)
где /'з — ^4 = Л [Дис/2фу	(iз г4)/2фг1,	(5.20)
I — постоянный ток, текущий через генератор тока на транзисторе
Т7 (рис. 5.7, а), &ио, \ис — разности входных напряжений на опор-
ных входах 1—Г и на входах 2—2' сигнала.
Если схема генератора тока состоит из двух транзисторов, то под
током /0 следует понимать суммарный ток через них.
При достаточно большом постоянном напряжении на опорном вхо-
де w0 — (7СМ 4фг, th (п0/2фг) л? 1 и аналоговый перемножитель
превращается в усилитель, аналогичный ДК, для которого справед-
ливы все расчетные выражения и графики, полученные для ДК на
рис. 5.2, а при подаче сигнала между базами Тг и Т2. Изменяя смеще-
ние (7СМ, можно менять усиление АП от нуля до максимального, а так-
же инвертировать его знак на обратный. Для определения коэффици-
ента усиления следует воспользоваться тем, что уравнение (5.20) ана-
логично уравнению (5.15), описывающему работу ДК в схеме ОК—ОБ.
Выразив разность токов i3 — в (5.20) через крутизну ДК (5.17) и
подставив полученное выражение в (5.19), имеем
^ср ап =—Scp ок—об th ((7см/2фт)	(5 21)
при съеме сигнала с коллектора транзистора Тх (рис. 5.7, в). Значения
До и производные от крутизны определяются по формулам (5.16).
145
Если подавать входной сигнал на опорный вход, а постоянное сме-
щение UCm на сигнальный, то при условии 7?э1 = 0 крутизна каскада
будет по-прежнему описываться выражением (5.21). Обычно сигнал
подается на нижние входы АП. При таком включении резисторы об-
ратной связи /?э1 линеаризуют вольт-амперную характеристику каска-
да, а дифференциальные пары транзисторов Tt ...Т4, выполняющие
функции токовых повторителей, уменьшают паразитную связь между
входом и выходом сигнала.
Для нормальной работы АП в качестве усилителя с регулируемым
усилением в тракте, охваченном системой АРУ, необходимо ограничи-
вать управляющее напряжение Псм 0 или Псы 0.
Схема АП часто используется в ИС усилителй с регулировкой уси-
ления.
5.3.5. Интегральные микросхемы и микросборки усилителей на
бескорпусных транзисторах
Частотный диапазон большинства монолитных ИС ограничивается
сверху значением, не большим 100 МГц. Поэтому для более высоких
частот ИС и МСБ усилителей (и ряда других функциональных узлов)
выполняются на бескорпусных или малокорпусных транзисторах и
транзисторных сборках.
Помимо большей верхней граничной частоты ГИС усилителей на
транзисторах характеризуются меньшим уровнем собственных шумов,
большей гибкостью при выборе параметров и схемного выполнения
узла. Гибридные ИС малой степени интеграции не уступают по га-
баритам аналогичным монолитным ИС, нуждающимся в дополнитель-
ных внешних навесных элементах. Поэтому ГИС и МСБ усилителей
на транзисторах часто используются вместо монолитных корпусных
ИС малой степени интеграции и на более низких частотах.
Схемотехнически выполнение ГИС обычно подобно соответствую-
щим монолитным ИС, что объясняется хорошей отработкой последних.
Отличие заключается в некотором ограничении числа используемых
в ГИС транзисторов. Повышенный частотный диапазон предъявляет
определенные требования к конструкции ГИС и МСБ на транзисторах
по степени* экранировки усилителей друг ог друга, по минимизации
паразитных обратных связей и т. п.
Примером выполнения МСБ может служить ОУ М08 (типа ИТУН)
на трех бескорпусных транзисторах и двух транзисторных сборках
(рис. 5.8, а). Параметры ОУ (при нагрузке 1 кОм) приведены в
табл. 4.2. Микросборка выполнена по тонкопленочной технологии на
поликоровой подложке размером 8 X 12 мм (рис. 5.8, б) и помещена
в герметичный металлостеклянный корпус типа 152.16. В качестве
конденсаторов используются КЮ-17. На основе МСБ строят широко-
полосные усилители, активные RC-фильтры на повышенные частоты,
устройства выборки — хранения быстродействующих АЦП и т. п.
Другим примером является бескорпусная МСБ двухкаскадного
резонансного усилителя для трактов УПЧ со спиральными катушками
индуктивности (рис. 5.8, в). Коэффициент усиления МСБ 45 дБ, KVCr-~
146
6)
Рис. 5.8. Принципиальная
схема (а) и конструкция
(б) микросборки операци-
онного усилителя МО8, а
также принципиальная схе-
ма (в) и конструкция (г)
микросборки двухкаскадно-
го УПЧ
0'5
?00
— —40 дБ, полоса пропускания составляете,! от частоты настройки,
которая может меняться от 45 до 75 МГц. Микросборка выполнена
методом тонкопленочной технологии на ситалловой подложке размером
24 X 30 мм (рис. 5.8, г).
Для построения резонансных и апериодических усилителей, сме-
сителей, умножителей частоты, ограничителей амплитуды, генераторов
и т. п. были разработаны МСБ одиночного М21 (рис. 5.9, а) и двухтакт-
ного М22 (рис. 5.9, б) каскодного усилителей (параметры см. в
табл. 5.2). Обе МСБ выполнены по гибридной технологии на ситалло-
вых подложках 8 X 15 мм методом масочного вакуумного напыления
и помещены в корпус 152.16. Для уменьшения паразитных связей меж-
ду элементами земляные обкладки тонкопленочных развязывающих
конденсаторов объединены в общую обкладку, которая наносится на
148
Таблица 52
') При температуре 25 °C.
*) Частота измерения параметров.
») В зависимости от частоты настройки
потенциальные обкладки конденсаторов и тонкопленочные резисторы
фильтров в цепях питания и имеет достаточно малую индуктивность
соединения с корпусом МСБ.
Близка по конс1рукции и ГИС широкополосного усилителя
К401УВЗ (табл. 5.2), заключенного в корпус 152.16. Входное и выход-
ное сопротивления ГИС согласованы с сопротивлением 50 Ом.
В отличие от предыдущих усилителей микросборка МЗО (рис. 5.9, в,
в табл. 5.2) является узкополосной. Она содержит в своем составе це-
пи согласования и селекции, построенные на полураспределенных эле-
ментах. В качестве индуктивностей использованы печатные пленочные
спиральные катушки на отдельных керамических подложках — «чи-
пах», которые изготавливаются методом фотолитографии и вакуумно-
го напыления с последующим гальваническим наращиванием. Обклад-
ки конденсаторов цепей селекции нанесены на противоположные сто-
роны тех же «чипов». Цепи, задающие режим транзисторов по перемен-
ному току, и развязывающие конденсаторы выполнены так же, как и
в МСБ М21 и М22, на ситалловой подложке 8 X 15 мм (рис. 5.9, г).
Усилитель помещен в корпус 152.16. Встроенные цепи селекции обес-
печивают полосу пропускания усилителя порядка 5% от частоты на-
стройки, поэтому в диапазоне 0,5 ...1 ГГц усилитель имеет различные
частотные варианты исполнения.
5 4. ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ
Ограничителями амплитуды называются устройства, имеющие
амплитудную характеристику (зависимость амплитуды основной гар-
моники выходного сигнала от амплитуды основной гармоники вход-
ного), аналогичную показанной на рис. 5.10, а. При этом часто предъ-
являются определенные требования к статической характеристике
ограничителя. В приемной технике наибольшее распространение име-
сторонний симметричный ограничитель (рис. 5.10, в при Ur =
^г)» применяется также и односторонние ограничители.
149
Ограничители характеризуются следующими параметрами: напря-
жениями ограничения входного и выходного сигналов (£/01рвь,х,
[/огрвх, рис. 5.10, а), крутизной амплитудной характеристики
в линейной области ((/огр вых/^огрвх) и в области ограничения
(А(/ВЫХ/А(/ВХ, рис. 5.10, а), коэффициентом ограничения выходного
напряжения КОгр « А(/огр вых Аб/вх/А(/огрвхАб/пых, изменением' фа-
зовой характеристики в зависимости от входного сигнала, частотным
диапазоном входного сигнала. В связи с тем что в линейной области
Рис. 510. Идеализиро-
ванная амплитудная (а)
и статистическая пере-
даточная (в) характери-
стики двустороннего ог-
раничителя на операци-
онном усилителе с регу-
лируемыми порогами
ограничения (б) [56]
ограничители обычно используются как усилители, они могут допол-
нительно характеризоваться параметрами, применяемыми для описа-
ния усилителей (см. §5.2).
Любую статическую характеристику ограничителя можно реали-
зовать усилителями с нелинейной обратной связью, например, по
схеме рис. 5.10, б, в. При этом уровни ограничения задаются постоян-
ными напряжениями Ux и (/2. Передаточная характеристика тако-
го ограничителя практически идеальна, частотный диапазон опреде-
ляется частотным диапазоном используемых ОУ.
На повышенной частоте часто применяется усилитель-ограничи-
тель на основе усилительного каскада на транзисторах, включенных
по схеме ОЭ, ОЭ—ОБ, или на ДК с таким включением (рис. 5.5, а).
Ограничение в каскаде происходит за счет детектирования сигнала в
цепи эмиттера и результирующего автосмещения в сторону отсечки
коллекторного тока. В качестве семейства амплитудных характерис-
тик ограничителя типа ОЭ—ОБ при различной глубине обратной свя-
зи S0Rs3 можно использовать график коэффициентов 1^)110 на рис. 5.3.
Выходное напряжение ограничителя на рис. 5.5, а определяется так
же, как и для усилителя: ^7ВЬ1Х — I^Rjiu, где /0 — начальный ток
U0
через транзистор Т3 (при отсутствии входного сигнала), /?к — рабочее
сопротивление контура на резонансной частоте.
Недостатком такого ограничителя является нерезкий переход (,т
линейного режима к режиму ограничения и необходимость большйх
значений 50/?эз (не менее 100).
Существенно лучшими характеристиками ограничения обладав*
дифференциальный каскад при включении его по схеме ОК—ОБ или
в схеме дифференциального усилителя (рис. 5.5, б, в) со статической
вольт-амперной характеристикой, аналогичной изображенной 0
рис. 5.2, б. Амплитудная характеристика ограничителя соответс^'
вует графику /(1)//0 при ^см = 0 на рис. 5.6. Ограничение насту-
пает при подаче на вход напряжения с амплитудой (4,..8)фг иЛи
100 ...200 мВ, при этом амплитуда 1-й гармоники выходного напря-
жения:
Ц,ых =	(5.2?)
Для схемы на рис. 5.5, в необходимо правую часть выражений
(5.22) умножить на коэффициент трансформации п2.
Важной особенностью такого ограничителя является хорошая ста-
бильность фазочастотной характеристики в режиме ограничения в час-
тотном диапазоне от нуля до граничной частоты, что объясняется не-
зависимостью рабочей точки ограничителя от сигнала и отсутствие^
режима насыщения по коллекторному напряжению [38].
Для улучшения характеристики ограничения часто применяется
каскадное включение ограничителей.
Для ДК /(огр ~ 1/ ch2 ((/с/2фг), что при Uc, равном 4фг и 8фг»
дает /(огр, равный 14 и 750 соответственно. При каскадировании огра-
ничителей коэффициенты перемножаются.
При каскадировании ограничителей коэффициенты перемножают сЯ-
5.5.	ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Преобразователями (смесителями) частоты называют устройств.1»
осуществляющие линейный перенос спектра входного сигнала на про-
межуточную частоту. Преобразователи частоты характеризуются сле-
дующими параметрами: крутизной (коэффициентом) преобразований»
равной отношению амплитуды выходного тока (напряжения) на про-
межуточной частоте к амплитуде входного напряжения (для диодных
преобразователей — коэффициентом потерь на преобразование), час-
тотами-и полосой пропускания входного и выходного сигналов, напря-
жением (мощностью) гетеродинного сигнала, при котором крутизн3
преобразования от изменения этого уровня практически не зависим»
максимально допустимым напряжением (мощностью) сигнала и гете-
родина, для СВЧ смесителей — значением КСВН по всем входам.
Остальные данные, включая характеристики нелинейных искаже-
ний, аналогичны параметрам усилителей (§ 5.3), Из-за неидеальности
смесителя и наличия опорного (гетеродинного) сигнала на выходе пре-
образователя частоты присутствует целый ряд комбинационных час-
тот, что приводит к различным помехам и к появлению в РПУ, кро:Яе
|Я*
основного канала приема побочных каналов. В общем случае это яв-
ление характеризуется коэффициентами интермодуляционных иска-
жений knmb равными отношению паразитного продукта на выходе пре-
образователя к полезному сигналу. Индекс коэффициента означает,
что паразитный продукт получился в результате смещения п-й гармо-
ники сигнала, т-й гармоники помехи и /-й гармоники гетеродина. На-
пример, коэффициент /?Оц характеризует относительную амплитуду
помехи, принимаемой по зеркальному каналу, — относительные
амплитуды помех, принимаемых по другим побочным каналам приема,
/с101 = 1 соответствует относительной амплитуде сигнала, принимаемо-
го по основному каналу. Двухсигнальные коэффициенты ин1ерми-
Рис 511 Структурная схема преобразователя частоты на основе идеального
аналогового перемножителя (а) и формирование спектра на выходе перемножи-
теля (б)
дуляционных искажений #1П, &121 аналогичны коэффициентам kn,
усилителей, 6оог — относительные коэффициенты гармоник частоты
гетеродина.
Для улучшения качественных показателей преобразователей час-
тоты оптимизируют параметры устройств, осуществляющих функцию
смешения двух сигналов, приближая их к параметрам идеального ана-
логового перемножителя, и параметры преобразователей частоты в
целом.
Идеальный аналоговый перемножитель, который будем обозначать
как указано на рис. 5.11, а, преобразует каждую спектральную состав
ляющую входного сигнала ис в выходной сигнал ивых в соответствии
с выражением
«вых = 0,5(7с(7о {cos [ (®с — ®0)/ + Фс — Фо1 4~
4“ COS [ (С0с 4- (d0)t 4- Фс + Фо1}>
где ис — Uc cos (юс/ 4- Фс) — спектральная составляющая входного
сигнала, uQ = UQ cos (a>oi 4* ф0) — опорный сигнал.
Таким образом, результатом преобразования в идеальном анало-
говом перемножителе являются два равноправных выходных спектра
сигнала, лежащих симметрично относительно частоты со0, из которых
полезным является только один, а второй считается комбинационной
помехой со101п и должен отфильтровываться после преобразователя.
Кроме того, необходимую выходную частоту могут образовать два
152
входных сигнала (полезный и зеркального канала приема о3), лежащие
по оси частот так-же симметрично относительно со0 (рис. 5.11, б). На
практике обычно в качестве опорного сигнала используется напряже-
ние, имеющее форму ограниченной синусоиды (оно образуется за счет
увеличения напряжения гетеродина до уровня ограничения в смеси-
теле). В этом случае на выходе идеального перемножителя появляются
также составляющие спектра сигнала (комбинационные помехи (о1о/п,
i = 2, 3, ...), зеркально расположенные вокруг гармоник опорно-
го сигнала.
Рис. 5.12. Структурные схемы идеальных преобразователей частоты: подавляю-
щего частоты зеркального канала приема и комбинационной помехи (а) и по-
давляющего преобразование входного сигнала на гармониках частоты опорного
сигнала, в качестве которого используется’меандр (б)
Для ослабления сигналов зеркального канала и комбинационной
помехи на входе и выходе смесителя ставят полосовые или режектор-
ные фильтры. Однако подобное решение не всегда оказывается тех-
нически выполнимым. Так, при низкой промежуточной и высокой ра-
диочастоте не всегда удается эффективно отфильтровать в УРЧ часто-
ту зеркального канала, отстающего от радиочастоты на значение, рав-
ное сумме двух промежуточных частот. И, наоборот, при переносе
спектра сигнала, примыкающего к нулю частот, на высокую проме-
жуточную частоту сопч = сос -ф со0 комбинационная помеха со0 — <ос
оказывается примыкающей к спектру выходного сигнала и разделить,
их путем фильтрации практически невозможно.
Однако существует ряд схем, основанных-на эффекте фазового по-
давления нежелательных частотных составляющих, позволяющих соз-
дать близкий к идеальному смеситель, не нуждающийся в применении
частотных фильтров или имеющий менее жесткие требования к их
параметрам.
Синтез структуры идеального смесителя, не имеющего зеркального
канала приема и комбинационной помехи на частоте w10in, приводит к
обобщенной схеме на рис. 5.12, а. Подбирая соответствующим образом
фазовращатели в двух параллельных каналах перемножителей в це-
пях сигнала, гетеродина и промежуточной частоты, можно добиться
153
Таблица 53
|ц/ц I		О,с>шо			wC<®0		
		ф	“ +		ф	ч	s_
1	I	со01	(4ci—®сг)	(фох —фо2) Фп1 Фи2 ф01 Фо2	Тл/2 i л/2 Т л/2	Тл/2 Тл/2 ± л/2	(<Pcf — ФС2> — — (Фо1 — Фог) Фп1 Ф«2 ФС1 фС2	Тл/2 Тл/2 Тл/2	Тл/2 ±л/2 фл/2
2	С» с -! со0	(фс1 фсгИ- 4 (фпх Фиг) фо1 Фог	Т л/2 ±л/2	Тл '2 Т л/2	(Ф111— фп2~Г “1~(фо1 фоз) ®С1	фс2	±л/2 Т л/2	Тл/2 Тл/2
3	1	— <0о |	(Фс1—фс2)~г Н (фиг фиг) ФО1 — фО2	=Г л '2 фл '2	Тл/2 Л/2	(Фгп—фа2) + ~НфО1—Ф02) фС1 —фС2	Тл/2 Ф-л/2	4- л /2 Тл/2
того, чтобы полезный сигнал на выходе обоих перемножителей (напри-
мер, о>0 — сос) оказался в фазе, а сигнал зеркального канала (со3 — со0)
в противофазе. Аналогично подавляется и комбинационная помеха.
Коэффициент преобразования такого смесителя в два раза больше,
чем у одиночного.
В табл. 5.3 приведены соотношения 1 между фазовыми сдвигами в
фазовращателях (рс, ср0 и срп, обеспечивающие подавление зеркального
канала и комбинационной помехи со, 01п в случае разностного преобра-
зования. Знаками и 2_ обозначены операции суммирования или
вычитания сигналов в сумматоре на рис. 5.12, а. Все величины фазо-
вых сдвигов следует брать со знаками или только верхними, или толь-
ко нижними, указанными в таблице.
При суммарном преобразовании подавление зеркального канала с
помощью фильтров не является проблемой, поэтому для этого случая
в табл. 5.3 указаны условия 2 компенсации только комбинационной
помехи.
Из табл. 5.3 видно, что в схеме на рис. 5.12,а достаточно иметь всего
два фазовращателя на 90°, которые на СВЧ выполняются в виде гиб-
ридных четвертьволновых мостов. При выполнении фазовращателей
в виде цепей с сосредоточенными параметрами используются четыре
фазовращателя на RC-цепях со сдвигом фаз на 45°, которые проще в
реализации, либо широкополосные фазовращатели на фазовых конту-
рах (см. п. 6.5.1).
Если необходимо компенсировать только зеркальный канал, в
табл. 5.3 достаточно учитывать только первые два из условий 1.
Для компенсации в случае разностного преобразования только ком-
бинационной помехи (например, при реализации когерентного ампли-
тудного детектора по бесфильтровой схеме, см. § 5.8) условия 1 заме-
няются условиями 3.
Реальное подавление зеркального канала на частотах порядка еди-
ниц гигагерц составляет 20 ...30 дБ. Допустимый диапазон перестрой-
154
ки входной частоты определяется широкополосностью фазовращате-
лей. На более низких частотах подавление может достигать 40 ...50 дБ.
В связи с этим стоит заметить, что при реализации преобразователя
частоты в цифровом виде можно достигнуть практически любого значе-
ния подавления зеркального канала и комбинационной помехи.
Достижимое ослабления зеркального канала
А3 = 0,5 У(ДД7/0а + Дф.’ + Д<р§ + Д<р’,
где АД7./( — относительная нестабильность разности модулей коэффи-
циентов передачи обоих каналов; Дсрс, А<р0 и А<рп — абсолютные не-
стабильности разности фазовых сдвигов фазовращателей соответствен-
но в цепях сигнала, гетеродина и промежуточной частоты (в радианах)
относительно расчетных. Слагаемые полагаем статистически независи-
мыми .
Для ослабления составляющих спектра сигнала, образуемого в
результате преобразования входного сигнала гармониками гетеродина,
используются многофазные (или TV-канальные) смесители (рис. 5.12,6).
Описанная схема смесителя с фазовым подавлением является частным
случаем многофазного смесителя — четырехфазной. Обычно много-
фазные смесители используются в TV-канальных параметрических
фильтрах (см. §6.6). Для разностного преобразования фазовращате-
ли в сигнальных и гетеродинных цепях берутся одинаковыми ср = ф =
— 2л/TV. Для суммарного преобразования ср = —ф = 2л/TV.
На выходе отсутствуют составляющие входного сигнала, преобра-
зованные гармониками 'гетеродина с номерами от 2 до TV — 2, и ком-
бинационная помеха <о101п. Остальные составляющие прорежены.
Если в качестве перемножителей используются небалансные сме-
сители (либо гетеродинный или входной сигнал не симметричен отно-
сительно нуля), необходимо применять TV параллельных ветвей. В
этом случае дополнительно подавляются входной и гетеродинный сиг-
налы, прямо проходящие на выход, что присуще небалансным смеси-
телям.
Оценим параметры реальных смесителей на примере трех наиболее
близких к идеальным перемножителям схемных конфигураций ИС:
инструментального аналогового перемножителя (ИАП), дифференци-
ального каскада и аналогового перемножителя общего применения
(АП).
Используя эквивалентную схему транзистора для больших сигна-
лов и пренебрегая эффектам второго порядка малости, можно описать
-схему ИАП (см. рис. 4.3, а) при условии /Oi^i » Фт, /02^2 > Фт [561
следующим уравнением:
^вых	>
где Км = 2Т?н//01Т?1Т?2 — масштабный коэффициент.
Таким образом, инструментальный перемножитель в первом при-
ближении может считаться идеальным. Поэтому в схеме преобразова-
теля частоты ИАП характеризуется только двумя параметрами: ко-
эффициентом преобразования сигнала /fnp = Лм^о/2 и коэффициен-
том, характеризующим амплитуду помехи, принимаемой по зеркаль-
155
ному каналу k011 = UJUQ. Формулы справедливы при отсутствии
ограничения входного и опорного сигналов.
Входы X и Y ИАП равноценны; как и у АП, одна из клемм каждо-
го дифференциального входа по переменному току может быть заземле-
на. Нагрузка ИАП может быть резонансной, сигнал снимают либо с
двух дифференциальных выходов, либо с одного.
Недостатком смесителей на основе ИАП являются ограниченная
рабочая частота, повышенный уровень шумов, необходимость боль-
шого количества навесных элементов, зависимость коэффициента пре-
образования от амплитуды гетеродинного напряжения. Поэтому ИС
ИАП используется в преобразователях частоты на невысоких часто-
тах и только тогда, когда определяющим требованием является ли-
нейность перемножения сигналов.
5 5 1. Дифференциальный каскад при воздействии двух сигналов
Обычно при использовании ДК в качестве преобразователя часто-
ты напряжение гетеродина (опорный сигнал) и0 —подается между
базами дифференциальной пары транзисторов (рис. 5.2, а), а напря-
жение сигнала ис — на базу токозадающего транзистора. При таком
распределении сигналов с помощью резистора обратной связи R33 мож-
но уменьшить степень нелинейных искажений сигнала, напряжение
гетеродина не попадает в тракт сигнала, в транзисторах отсутствует
режим насыщения по коллекторному напряжению при работе с боль-
шими сигналами гетеродина. При этом обычно /?э1 = 0. Иногда опор-
ный сигнал подается на базу токозадающего транзистора. Это позво-
ляет подавить прямое прохождение сигнала гетеродина на выход.
Для расчетов параметров преобразователя опять воспользуемся ме-
тодом гармонического анализа. Представим входное воздействие на
ДК в виде сигналов и0 = £70 cos соД и ис ~ Uc cos <ocZ или ис =
= Uc cos <ocZ + Un cos (DUZ. Получим решение уравнений (5.4) и
(5.6) в виде разложений в ряд Фурье по гармоникам входной частоты
и, подставив (5.6) в (5.4), по результирующему ряду определим зна-
чения комбинационных продуктов. При выводе окончательных выра-
жений можно воспользоваться результатами исследования ДК
(п. 5.3.1, 5.3.2).
Для малых сигналов (Uo <рг, Пс^(рг) крутизна преобразова-
ния равна (сигнал снимают с коллектора
*$пР = 5сроэ U0/8yT,	(5.23)
где 5сроэ определяется из (5.9).
Таким образом, при малом опорном сигнале крутизна мала и ли-
нейно зависит от амплитуды опорного напряжения. Если сигнал сни-
мается с коллектора транзистора Т2 (рис. 5.2, а), крутизна меняет
свой знак.
При возрастании гетеродинного напряжения (Uo Фт) вместо
(5.23) следует использовать выражение Snp — —5сроэЛ1)/2/0- Гар-
моника выходного тока /(1) зависит от амплитуды U0 и находится из
рис. 5.6 при [/См/фт — 0- Наконец, при Uo 4<рт, что составляет
156
Uо 100 мВ, гетеродинное напряж ение за счет ограничения превра-
щается в меандр. В этом случае крутизна преобразования Snp ~
= 5сроэ/л не зависит от н апряжения гетеродина.
Коэффициент передачи преобразователя по напряжению опреде-
ляется как /Спр = Snp/?H, где RH — сопротивление нагрузки (актив-
ное или резонансное) между коллектором и шиной питания (сигнал
снимают с одного коллектора) или между двумя коллекторами (сигнал
снимают симметрично).
Рис 513. Принципиальные
схемы преобразователей часто-
ты на ИС дифференциального
каскада (а), аналогового пере
множителя (б) и аналогового
перемножителя УКВ диапазо
на, совмещенного с гетероди-
ном (в)
Все характеристики нелинейных искажений сигнала совпадают с
аналогичными характеристиками -усилителя ОЭ—ОБ, не зависят от
уровня Uо и определяются по (5.2), (5.8) или (5.13), (5.14).
При большом опорном сигнале (Uo 4фт) и'малом входном
(17с Фт) коэффициенты гармоник гетеродина и коэффициенты интер-
модуляционных искажений определяются следующим образом:
— 21 v	&оо2 “ &00) — 0, ^003	^001^3, &00"> — ^001^,
^’<111 ~ U 11 7С, ^100 = 0,5/л, &о1з —	/?011 3,
А>201 - 0,5 (S'>2S)UC, £021 = (S'/2S)^WC, kh23 = —Л>021/3,
kOil - (S"I^UHWe, fe033 = -*W3,	= (572S)7n,
j " ^ш З, /?2ii — (*$ /8S)t7c(7n, k2X3 — k2lJ3,
*121 - (S78S)t/‘, &123 - ~-k12J3.	(5.24)
Если сигнал снимают между двумя коллекторами, прямое прохожде-
ние входного сигнала на выход отсутствует и /г100 ~ 0. Видно, что в
спектре выходного сигнала присутствуют нечетные гармоники гете-
родина, слабо убывающие с ростом номера гармоники.
157
Значения крутизны и ее производных берутся из (5.8), (5.9). Вход-
ные сигналы считаются непосредственно приложенными к входным
зажимам усилительных каскадов (без ослабления в фильтрах).
Примером использования ИС ДК^в качестве преобразователя час-
тоты может служить рис. 5.13, а. Коэффициент преобразования КПр
~ ^ВЫХ^ВХ =	Uq 100 мВ.
5.5.2.	Аналоговый перемножитель при воздействии двух сигналов
Обычно при использовании АП в качестве преобразователя часто-
ты опорный сигнал подается на верхний вход, входной сигнал на ниж-
ний (рис. 5.7, а). Расчетные выражения для преобразователя на АП
можно получить из (5.19) и (5.20) аналогично тому, как это было
сделано для преобразователя на ДК (сигнал снимают с Т1).
При малых напряжениях гетеродина (f/0	0,1<рт) и сигнала
((7С Фт)Зпр — — 5срОК-оБ^о/4фт, где Зср определяется из (5.17).
При Uо 4фт Зпр = 5срок-обЛ1)/7о» где коэффициент разложе-
ния зависящий от опорного сигнала, можно найти из рис-. 5.6.
Наконец, при Uo 4<рт крутизна преобразования не зависит от уровня
опорного сигнала Зпр — — 2S(Pok_ob^ или, используя (5.17), Зпр —
-= So (1 + *с-,к)'2л (1 + 0,53(A).
Для оценки нелинейных искажении сигнала используются форму-
лы (5.2), при этом коэффициенты S72S, 3783 соответствуют (5.16).
Дпя вычисления коэффициентов гармоник частоты гетеродина и
интермодуляционных искажений справедливы соотношения (5.24)
(&100 = ^оо1 — 0) при условии подстановки в них крутизны и ее произ-
водных из (5.16), (5.17).
Из анализа расчетных выражений следует, что при напряжениях
сигнала и гетеродина менее 10 мВ АП работает как идеальный перемно-
ж-итель (входные сигналы не проходят на выход, коэффициенты нели-
нейных искажений меньше 1%). При больших напряжениях сигнала
и гетеродина в выходном спектре преобразователя частоты появляются
гармоники с частотой / = |n/c + mfn + lf0\, где п + т = 1, 3, 5, ...,
I = 1, 3, 5, ... Остальные комбинационные составляющие отсутству-
ют. В реальных ИС эти частотные составляющие малы, но отлич-
ны от нуля.
Примерами использования ИС АП в качестве преобразователя час-
тоты могут служить схемы на рис. 5.13, б, в. Симметричное включение
гетеродина, нагрузки и сигнала в соответствии с проведенным упро-
щенным расчетом не дает каких-либо преимуществ по уровню комби-
национных составляющих по сравнению с несимметричным включе-
нием, однако практически, особенно на верхнем пределе частотного
диапазона ИС, симметричное включение может способствовать до-
полнительному подавлению четных комбинационных составляющих.
Симметричное включение нагрузки увеличивает вдвое выходное со-
противление каскада, в частности емкостное, и позволяет соответст-
венно увеличить резонансное сопротивление контура. На частотах,
где не требуется компенсация выходной емкости каскада, LC-фильтр
158
в нагрузке преобразователя частоты можно заменить активным или
пассивным RC-фильтром.
На бескорпусных ИС типа К526ПС1 была реализована МСБ сме-
сителя (рис. 5.14), использующего метод фазового подавления зер-
кального канала приема (рис. 5.12, а). Входная частота МСБ 46 МГц,
промежуточная—300 кГц. В качестве фазовращателей на ±45° в
цепи гетеродина использованы обыкновенные RC-цепи. В качестве
фазовращателей в цепи промежуточной частоты применены два фа-
зовых контура со сдвигами фаз на 45 и 135°, образующие один широко-
полосный фазовращатель на 90°. При изменении частоты на +20%
расчетная разность фаз в цепи промежуточной частоты смесителя на
рис. 5.14 изменяется на 0,7°, что позволяет теоретически в этой полосе
обеспечить подавление зеркального канала на 30 дБ.
В МСБ реализована полоса 180 кГц на промежуточной частоте
300 кГц и 920 кГц на этой же входной частоте и промежуточной часто-
те 3 МГц.
5.6.	УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Идеальный умножитель частоты должен преобразовывать вход-
ной гармонический сигнал wBX = [7ВХ cos (со/ + ф) в сигнал вида
“вых= Цшх cos и (со/+ ф). В реальных умножителях на выходе
кроме и-й гармоники входного сигнала имеются и другие составляю-
щие, которые следует минимизировать.
Умножители частоты характеризуют следующие параметры: коэф-
фициент умножения, частота входного (выходного) сигналов и диапа-
зон ее изменения, амплитуды входного и выходного сигналов, зависи-
мость выходного сигнала от амплитуды и расстройки частоты входно-
Ри.с. 5_.14. Принципиальная схема смесителя частоты с подавлением зеркального
канала
15S
го сигнала, амплитуды (или коэффициент подавления) паразитных
спектральных составляющих, спектральная плотность выходных фа-
зовых шумов, число каскадов умножения, габариты, масса, потребля-
емая мощность.
Для приборов на ИС немаловажное значение приобретают и тре-
бования к частотноизбирательному фильтру, входящему в состав ум-
ножителя: его тип (LC- или пьезофильтр), эквивалентная добротность,
габариты и т. п.
Задача синтеза умножителя частоты с параметрами, близкими к
идеальному, сущее 1венно усложняется широким диапазоном частот,
в котором используются умножители. Поэтому существует большое
число умножителей, отличающихся друг от друга структурной схемой
и используемой элементной базой. Применительно к радиоприемным
устройствам на ИС целесообразно рассмотреть четыре способа построе-
ния маломощных умножителей: нелинейно-фильтровые умножители,
оптимальные апериодические умножители, умножители с фазовым по-
давлением гармоник, умножители на основе делителей с ФАП.
5.6.1.	Нелинейно-фильтровые умножители
В этом способе используется нелинейность характеристики усили-
тельного каскада (или диода), преобразующего гармонический сигнал
на входе умножителя в полигармонический на выходе. Нужная гар-
моника входного сигнала выделяется на выходе с помощью частотного
фильтра. Обычно считается, что оптимальной нелинейной характерис-
тикой является двусторонняя парабола /г-й степени, реализуемая ана-
логовым устройством возведения сигнала в /г-ю степень (рис. 5.15, а, -?)•
Спектр сигнала на выходе такого устройства можно найти в соот-
ветствии со следующими выражениями:
cos2 а = (1 4- cos 2а) '2, cos3 а — (cos За + 3 cos а)/4,
cos1 а = (cos 4а -г 4 cos 2а + 3)у8,	(5.25)
cos5 а = (cos 5а -{- 5 cos За 10 cos а)/16
и т. д., где а = со/ + ф.
Из выражений (5.25) видно, что отсутствуют гармоники с номером
выше п, паразитный спектр разряжен в два раза. При односторонней
параболе гармоники с номером выше п также отсутствуют, но имеются
все промежуточные спектральные составляющие.
Из активных приборов только у полевого транзистора вольт-ампер-
ная характеристика приближается к односторонней параболе 2-й сте-
пени. Устройство возведения сигнала в и-ю степень можно синтезиро-
вать, включая последовательно ИАП, или ИС АП (последние при ма-
лом — до 10 мВ — входном сигнале), на низких частотах можно при-
менять устройства логарифмирования — антилогарифмирования на
основе ОУ [56, 51]. Однако эти умножители относительно сложны и
даже теоретически не могут подавлять все паразитные спектральные
составляющие выходного сигнала.
160
На практике для умножения частоты широко используется нели-
нейность вольт-амперной характеристики транзистора. Обычно это
умножитель на основе усилителя ОЭ—ОБ или ДК, включенного по
схеме ОЭ—ОБ (рис. 5.5, а), на высоких частотах может использовать-
ся и отдельный транзистор.
Контур в цепи коллектора настроен на частоту выделяемой гармо-
ники. Амплитудная характеристика усилителя зависит от коэффици-
ента обратной связи S0Ra, при большом значении SQRg амплитудная
характеристика приближается к характеристике ограничения, в ре-
зультате соответствующая гармоника выходного сигнала при доста-
точно большом входном сигнале не зависит от его уровня.
Рис. 5 15 Структурная
схема умножителя ча-
стоты на нелинейном
элементе (а) и переда-
точная характеристика
нелинейного элемента
(б)
ф Чх
Для проектирования умножителя частоты следует использовать
коэффициенты разложения выходного тока усилителя ОЭ—ОБ в ряд
Фурье (рис. 5.3). Обычно максимальный коэффициент умножения оп-
ределяется коэффициентом передачи умножителя, необходимым вход-
ным сигналом и степенью фильтрации в частотном фильтре полезной
гармоники выходного сигнала от паразитных, и составляет не более
7...9.
Амплитуда выходного сигнала при умножении в п раз £7вых{п) =
— ^кпЛп)» гДе ^кп —рабочее сопротивление контура при резонансе
(на частоте n-й гармоники входного сигнала).
По мере роста номера выделяемой гармоники п из-за падения амп-
литуды уменьшается коэффициент подавления побочных составляющих.
При заданных рабочей добротности одноконтурного LC-фильтра Qpn
и минимальном коэффициенте подавления Amin — ^вых(п)/^вых (п+в
максимальный коэффициент умножения можно определить из условия
n	2Qpn/(п)М m 1пЛ«±1 )•
При умножении частоты, особенно в нечетное число раз, часто ис-
пользуют ДК, включенный по схеме дифференциального усилителя
или усилителя ОК—ОБ (рис. 5.5, б).
Оптимальный режим умножения (напряжение входного сигнала и
постоянное смещение (7СМ) выбирается по графикам на рис. 5.6. Умно-
жение в нечетное число раз производится при UCM = 0, в спектре от-
сутствуют четные гармоники, коэффициенты разложения растут с рос-
том входного сигнала и приближаются асимптотически к постоянному
значению.
Для умножения в четное число раз необходимо подать напряжение
смещения UCM (любого знака), которое выбирается в зависимости от
амплитуды входного сигнала (рис. 5.16). При этом возможно полное
подавление одной из побочных гармоник. При фиксированном напря-
161
женим смещения коэффициенты разложения с изменением входного
сигнала достигают максимума, а потом падают. Амплитуда n-й гар-
моники выходного сигнала 17ВЫх(п) = #КпЛп)> где /(п) берется из
рис. 5.6.
Общим недостатком умножителей, обладающих параболической
вольт-амперной характеристикой, является резкая зависимость (в п-й
степени) амплитуды выходного сигнала от входной. Этот недостаток
отсутствует в умножителях, использующих двусторонний, в частном
случае симметричный, ограничитель.
Спектр сигнала на выходе такого ограничителя
«вых == (4п/л) [ cos (ot — (cos 3<d/)A3 + (cos 5<of)/5 — ...], (5.26)
Рис. 5.16. Схема умножителя ча-
стоты в четное число раз на диф-
ференциальном каскаде
где 2n — раствор выходной статиче-
ской характеристики, со — частота
входного сигнала.
В качестве такого умножителя
можно использовать компаратор,
триггер Шмитта, дифференциальный
каскад по схеме на рис. 5.5, б без
постоянного смещения при достаточ-
но большом входном сигнале. До-
стоинством этих умножителей поми-
мо постоянства выходного сигнала
является медленное убывание ампли-
туды гармоник с ростом п, что поз-
воляет в принципе получать боль-
шие коэффициенты умножения, недостатком — трудность борьбы с
увеличенными паразитными гармониками.
Амплитуду п-й гармоники выходного сигнала в умножителе на
рис. 5.5, б при большом входном сигнале (1/Вх	4<рг) и UCN — 0 мож-
но оценить как с помощью графиков на рис. 5.6, так и с помощью раз-
ложения ограниченного по амплитуде сигнала в ряд Фурье (5.26) сле-
дующим образом: ивых(п} = /О#кп1Лп)^о1тах = 2/0/?кп/л/2, И = 1,
3, 5 ...
Для получения больших коэффициентов умножения используются
два метода. В одном из них применяется активный элемент (ограничи-
тель, формирователь коротких импульсов), дающий широкий спектр
гармоник входной частоты, на выходе которого ставится узкополосный
пьезофильтр с большим затуханием в полосе задерживания. Во вто-
ром умножители с небольшими коэффициентами умножения включа-
ются каскадно до получения требуемого коэффициента умножения,
подобно тому, как это описано в § 2.6.
Несмотря на использование LC-фнльтров, рассмотренные умножи-
тели широко применяются в микроэлектронной аппаратуре, что объяс-
няется их простотой и возможностью работы на достаточно высоких
частотах.
162
5.6.2.	Оптимальные (апериодические) умножители
Эти умножители всю энергию входного сигнала преобразуют в
энергию п-й гармоники. Поэтому на выходе отсутствуют нежелатель-
ные гармоники и они могут использоваться (по крайней мере принци-
пиально) без избирательных фильтров.
Синтез таких умножителей [91, 92], показывает, что они должны
иметь нелинейную вольт-амперную характеристику, описываемую по-
линомом Чебышева 1-го рода (рис. 5.17, а). Синтез таких характерно-
Рис. 5.17. Нормирован-
ная вольт-амперная ха-
рактеристика умножите-
ля в п раз (о) и струк-
турные схемы умножи-
телей в 3 (б) и в п (в)
раз
тик производится различными методами: путем кусочно-линейной ап-
проксимации, использованием вольт-амперной характеристики тун-
нельного диода, специальным включением транзисторов [93, 94].
Несмотря на привлекательность этого метода, он пока еще не на-
шел широкого применения. Более просто реализуются различные не-
явные (функциональные) способы создания оптимальной характерис-
тики. По одному из них сигнал возводится в n-ю степень и затем из ре-
зультирующего спектра вычитаются паразитные гармоники низкого
порядка в соответствии с выражениями (5.25) (рис. 5.17,6).
В другом способе используется следующее равенство, вытекающее
из свойства полинома Чебышева [94]: cos (и -j- 1) ot =
— 2 cos (at cos not— cos (n— 1)о>/ (рис. 5.17, в).
Общими недостатками оптимальных умножителей является огра-
ниченный частотный диапазон из-за сложности схемы, а также необ-
ходимость поддержания строго постоянной входной амплитуды сигна-
ла.
183
5.6.3.	Умножители с фазовым подавлением гармоник
Данный метод основан на фазовой компенсации паразитных гармо-
ник в спектре'выходного сигнала (рис. 5.18, а). Он свободен от необ-
ходимости поддерживать постоянной входную амплитуду, но отлича-
ется некоторой узостью полосы из-за наличия фазовращателей. Нели-
нейный’элемент НЭ (например, ограничитель на транзисторе) форми-
рует из входного синусоидального сигнала сигнал с широким спектром
гармоник входной частоты. Выходной сигнал содержит только п-ю
гармонику входного сигнала, а также гармоники выходной частоты.
Рис 5 18 Обобщенная схема умножителя в п раз (а) и упрошенные схемы ум-
ножителей в четное (б) и нечетное (в) число раз на микросборке балансного
усилителя V122
В схеме на рис. 5.18, а используется п нелинейных элементов. Но
даже при п = 2 можно существенно уменьшить число нежелательных
гармоник входного сигнала (рис. 5.18, б,в). Подавление гармоник в
схемах достигает 20 ...30 дБ. Схему на рис. 5.18, в можно использовать
и как обычный линейный усилитель с резервированием (выход из строя
одного из транзисторов приводит к падению усиления всего в два ра-
за).
Второй вариант структурной схемы умножителя в п раз
(рис. 5.19, а) можно построить на основе АП. При входном синусои-
дальном сигнале на выходе присутствует только n-я гармоника вход-
ного сигнала.
Уже указывалось, что умножители частоты, построенные на осно-
ве аналоговых перемножителей, имеют большую чувствительность
амплитуды выходного сигнала к входной. В частности для удвоителя
на АП зависимость квадратичная. Ограничение одного из сигналов на
входе перемножителя превращает эту зависимость из квадратичной в
линейную, однако при ограничении обоих сигналов амплитуды всех
гармоник на выходе умножителя стремятся к нулю. Умножители, по-
строенные в соответствии с рис. 5.19, а, свободны от этого недостатка
164
и могут использоваться при любых амплитудах гармонических сигна-
лов на входах перемножйтелей, в частности ограниченных, либо с вход-
ными сигналами, представляющими собой меандр (в этом случае на
выходе, естественно, появятся нечетные гармоники выходного сигнала).
В схеме удвоителя на ИС АП (рис. 5.19, б) для реализации описанного
принципа в цепи сигнального входа включен фазовращатель на 90°.
При малом входном гармоническом сигнале выходной сигнал также
синусоидален, при большом входном сигнале выходное напряжение
удвоенной частоты имеет вид меандра с амплитудой О,5/о/?н. При мень-
Рис. 5 19 Структурная схема умножителя частоты на аналоговом перемножите-
ле с фазовым подавлением паразитных гармоник (а) и принципиальная схема
удвоителя частоты с большим динамическим диапазоном (б)
шем входном сигнале, а также при сдвиге фаз на входе перёмножите-
ля Дер, отличном от 90°, амплитуду второй гармоники выходного сиг-
нала можно найти из следующих выражений:.
..	|	/?н /0/16q4 при (7с<фг,
( = (2/0 Rn sin Аф)/л при Uc 4(рг.
Умножитель практически не нуждается в выходном фильтре, что де-
лает его перспективным для применения в микроэлектронной аппара-
туре.
5.6.4.	Умножители на основе ФАП с делителем
Умножители на основе ФАП с делителем в цепи обратной связи
позволяют существенно повысить чистоту спектра выходного сигнала
без применения сложных LC-фильтров. Особенно эффективно приме-
нение в этих умножителях цифровых делителей. За счет изменения ко-
эффициента деления можно быстро изменять коэффициент умноже-
ния умножителя (см. §3.2). Умножители с цифровыми делителями
(рис. 2.25) могут выполняться на основе стандартных ИС и при этом
практически не требуют регулировки. Недостатком их является отсут-
ствие экономичных цифровых делителей на частотах выше 50 МГц, а
также повышенное паразитное излучение, требующее тщательной
экранировки цифровых делителей.
165
5.7.	ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Среди делителей частоты гармонических колебаний в РПУ наиболь-
шее распространение имеют регенеративные. Структурная схема та-
кого делителя в п раз (рис. 5.20, а) состоит из смесителя частоты, на
который подается входной сигнал, и умножителя частоты в п — 1 рдз,
замыкающего цепь положительной обратной связи. Такой делитель на
коэффициенты деления 2 ...7 может быть осуществлен на основе одной
ИС ДК [89]. И смеситель, и умножитель частоты рассчитываются как
обычно. Необходимо только, чтобы при минимальном входном сигнале
Рис. 5.20. Структурные схе-
мы регенеративных делителей
частоты (а, б) и включение ИС
К175ПК1 для деления на два
частоты 50 МГц (в)
коэффициент передачи по петле смеситель—умножитель превышал 1.
Слишком большое усиление в петле обратной связи может привести
к самовозбуждению делителя при отсутствии входного сигнала.
В качестве делителя на два можно использовать-ИС К175ПК1
(рис. 5.-20, в, 4.15). Хорошее подавление в преобразователе ИС пара-
зитных частотных компонент (в выходном спектре имеются только две
сильно выраженные составляющие f/2 и 3//2) позволяет использовать
для фильтрации выходного сигнала достаточно широкополосный кон-
тур, в результате делитель имеет широкую полосу синхронизации до
октавы, большую стабильность параметров. Включая в цепь вывода
1 ИС вместо резистора контур, настроенный на частоту 3/72, можно вы-
делить и эту гармонику входного сигнала.
Делитель на два принципиально может работать без выходного
фильтра, однако в этом случае для устойчивой синхронизации в широ-
кой полосе частот необходимо сигнал обратной связи сдвинуть пример-
но на 90° (перемножение меандров), что осуществляется простой RC-
цепью Rl, С1 на рис. 5.20, в. Вместо резонансного контура LI, С2, СЗ
следует поставить резистор сопротивлением 510 Ом, а вывод 13 ИС пе-
ремкнуть с выводом 8.
166
Включая последовательно делители на два, можно получить любые
четные коэффициенты деления. Нечетные коэффициенты получаются
с помощью обратных связей (рис. 5.20, б), однако такие делители для
своего возбуждения используют эффект паразитного прохождения
входного сигнала на выход [95, 96], в результате чего могут иметь
неустойчивое (жесткое) возбуждение.
По сравнению с цифровыми делителями делители гармонических
сигналов имеют более чистый спектр выходного сигнала, меньшее .па-
разитное излучение и меньшую потребляемую мощность, более высо-
кочастотны. В то же время делители гармонических сигналов требуют
обязательного применения LC-контуров или каких-либо других филь-
тров, нуждаются в тщательном подборе параметров элементов и в ре-
гулировке. Поэтому в современной аппаратуре все большее распрост-
ранение получают делители на цифровых ИС.
5.8.	ДЕТЕКТОРЫ
В общем виде колебание, модулированное сообщением и поступаю-
щее на вход детектора, можно представить как
«вх= [6С + \UC (/)] cos { [сос + А со (/)к + фс + Дф (/)}, (5.27)
где Uc cos (сос/ + фс) — исходное несущее колебание, а изменение
амплитуды, частотное и фазовое отклонения ДUc (t), Дсо (/) и Дф (/) —
результат модуляции сообщением (и воздействия помех).
В результате детектирования выделяется сообщение из принятого
колебания.
Детекторы характеризуются следующими параметрами: коэффи-
циентом передачи, минимальным и максимальным входными сигнала-
ми, рабочей частотой (или диапазоном рабочих частот), максимальным
значением частотного или фазового отклонения (для частотного или
фазового детекторов), частотным и амплитудным диапазонами демоду-
лированного сигнала, нелинейными, фазовыми и частотными искаже-
ниями демодулированного сигнала, уровнем выходного сигнала.
5.8.1.	Амплитудные детекторы
Амплитудные детекторы (АД) входной сигнал вида (5.27) преобра-
зуют в выходной пвЫХ = Лд [Uс + Д(7С (/)], где /Сд — коэффициент
передачи детектора (по немодулированному сигналу). Различают сле-
дующие четыре типа АД: с использованием нелинейного элемента (ог-
раничителя), корреляционный, синхронный и выделяющий огибаю-
щую комплексного сигнала.
Первый тип является традиционным. Если подать сигнал (5.27) на
односторонний ограничитель с характеристикой, подобной рис. 5.21, б,
то на выходе получим сигнал их в виде полусинусоид (для простоты в
исходном сигнале полагаем Дсо (/) — Дф (/) ~ фс — 0), который мож-
но представить в виде следующего ряда Фурье:
г Г Г I A f У /э\1	1	।	1	, ।	2 COS 2(0n t .
ui — а [(7С + Д(7С (/)]-cos <юс £ Н---------—----]-•••
JX 2	Л 1 * 3
167
Составляющие сигнала с частотами сос, 2сос и т. д. отфильтровываются
ФНЧ и на выходе фильтра остается исходный модулирующий сигнал
ивых = (а/л) П7С + \UC (/)]. Если постоянная составляющая aVcln
не нужна, она задерживается разделительной емкостью, пропускаю-
щей только частоты модуляции.
Аналогично работает двухполупериодный детектор, отличие сос-
тоит лишь в том, что в спектре выходного сигнала их отсутствуют час-
тоты сос, Зсос и т. д. Описанная схема лежит в основе классических АД
на диодах и транзисторах, расчет которых приведен, например, в [97].
Недостатками всех этих схем являются низкий коэффициент передачи
Рис. 5.21. Структурная
схема амплитудного де-
тектора с использовани-
ем ограничителя (в) и
передаточная характе-
ристика ограничителя
(б)
и низкое входное сопротивление (у диодного), существенная нелиней-
ность входного сопротивления, неидеальность ограничителя (диода
или транзистора), которая приводит к существенной нелинейности пе-
редаточной характеристики при входном сигнале, меньшем 1 ...2 В.
Используя нелинейный элемент типа «идеальный диод» (рис.5.22, а),
представляющий собой усилитель (обычно ОУ), охваченный нелиней-
ной обратной связью, можно существенно улучшить характеристики
АД на ограничителе.
Характеристика нелинейного элемента определяется следующим
выражением (при съеме сигнала с точки /, выпрямляется положи-
тельная полуволна входного напряжения):
__j /<0С1 ^вх при Ивх	О,
Wpwxi I 0 прн W(JX	о, где Кос) = — /?' /л\.
при ивх О,
при мвх < 0, где Кпс2 — R’JRV
Если снимать выходной сигнал с точки 2 (выпрямляется отрица-
тельная полуволна), то
_( 0
^ВЫХ2 {
I ^ОС1 ^вх
Входное сопротивление идеального диода равно /?х.
Нерабочая ветвь (Д2, R"2 при съеме сигнала с точки /) служит для
ограничения напряжения на выходе ОУ при прохождении через него
ограничиваемой полуволны входного напряжения. Цепь коррекции
ОУ должна выбираться исходя из его усиления.
Предельная входная частота детектора определяется граничной
частотой fB ОУ при обратной связи, соответствующей коэффициенту
усиления Кос.
168
Оценка нелинейности идеального диода показывает, что влияние
падения напряжения на реальных диодах (Дг или Д2) уменьшается
в К! К ос раз, где К — коэффициент усиления ОУ без обратной связи.
При KIKoc, Ю00 минимальный входной сигнал, при котором нели-
нейные искажения еще достаточно малы, порядка 1 мВ.
Из приведенного примера видно, что основной вклад в нелиней-
ность передаточной характеристики идеального диода следует ожи-
дать от разбалансировки самого .ОУ за счет напряжения смещения и
Рис. 5.22. Схема нелинейного элемента типа «идеальный диод» (а) и амплитуд-
ные детекторы на его осноре (б, в, г}
разности входных токов, которая для ИС ОУ общего применения мо-
жет достигать 10 мВ.
Таким образом при сигнале порядка 50 ...100 мВ амплитудный де-
тектор на идеальном диоде можно считать также идеальным с коэффи-
циентом передачи /Сд = Кос'л. Максимальная амплитуда входного
сигнала равна (/вЫХ 1паХ/Лос, выходного — £/вых тах/л, где 4/вых тах —
максимальная амплитуда выходного сигнала используемого ОУ.
Входной сигнал может подаваться и на неинвертирующий вход ОУ.
Используя идеальный диод, можно построить схемы одно- и двух-
полупериодных АД (рис. 5.22, б, в, г). Для фильтрации продетекти-
рованного сигнала на выходе ИД ставится ФНЧ, например RC-фильтр,
как показано на рис. 5.22, б. Так как выходное сопротивление ИД в
схеме на рис. 5.22, б при заряде емкости Сн много меньше сопро-
тивления при ее разряде, то детектор производит пиковое детектиро-
вание. Резистор R4 кроме фильтрации служит также для ограничения
выходного тока ОУ, работающего на емкостную нагрузку.
169
Для выделения среднего значения ироде актированного напряже-
ния можно использовать детектор с последовательно включенным пре-
образователем напряжения в ток, как показано на рис. 5.22, в, или
развязывающим усилителем с фиксированным выходным сопротивле-
нием.
Схему АД с идеальным диодом можно реализовать и на любом дру-
гом усилителе с достаточно большим усилением, позволяющим исполь-
зовать глубокую обратную связь, например, на двух транзисторах
(рис. 5.23, а) или ДК (рис. 5.23, б). Коэффициент передачи детектора
на рис. 5.23, а 7(д = RRR^ = 1,8, максимальный входной сигнал
Рис. 5.23. Принципиальные схемы амплитудных детекторов на двух транзисто-
рах (а) и на дифференциальном каскаде с эмиттерным повторителем (б)
Uвхтах ~ Уз^2^1 ~ 2 В, где U3 —Uп — ^эб! — ^эб2 — напря-
жение на резисторе R3 при отсутствии входного сигнала, (/ЭБ)
« ^эб2 ~ 0,7 В — напряжение между эмиттером и базой транзис-
торов Т1 и Т2 в рабочей точке. Входное сопротивление детектора рав-
но. R2. Характеристика детектирования достаточно линейна, коэффи-
циент усиления при разорванной цепи обратной связи порядка 100,
fto из-за начального смещения рабочей точки усилителя на Т2 харак-
теристика детектирования оказывается смещенной относительно нуля
на Uвхсм =	20 мВ.
В схеме рис. 5.23, б [89] роль диода играет транзистор Т5. Коэф-
фициент передачи детектора Кд = (/?2 + Ri)/R^ при условии, что
R2 много меньше входного сопротивления транзистора Т4, а К0С=Д/?24~
+ Ri)^2 много меньше усиления ДК при разорванной цепи ОС. Из-за
небольшого коэффициента усиления ДК такой АД имеет худшие пара-
метры, чем схема на ОУ, но может применяться на более высоких час-
тотах, определяемых граничной частотой ДК. При R2 -> оо детектор
обеспечивает линейный участок детекторной характеристики от 30 мВ
до 2,5 В с полосой пропускания до 3 МГц. Подобные АД на ДК чаще
используются не самостоятельно, а в составе монолитных субсистем
приемников.
170
Рис. 5.24. Структурные схемы линейных корреляционных детекторов
В корреляционных детекторах детектирование производится за
счет перемножения сигнала самого на себя. Эти схемы получили рас-
пространение сравнительно недавно, после появления ИС АП. Прин-
цип работы такого АД наиболее понятен из рис. 5.24, а, где сигнал ut
является квадратом входного сигнала ивх и может быть представлен
в виде выражения
«1 = Км { Wc +	(01 cos М}2 = о,5Ам [Uc + \UC (Z)]2 X
X (1 + cos 2юс/).
(Ам — масштабный коэффициент АП).
По выходу перемножителя корреляционный детектор является квад-
ратичным (продетектированный сигнал является квадратом модули-
рующего). Фильтр низкой частоты (обычно RC) устраняет в выходном
напряжении сигнал 2-й гармоники несущей частоты, а схема извлече-
ния корня превращает детектор в линёйный. Технически проще такой
детектор реализовать, используя ИС аналогового перемножителя-
делителя (АПД, рис. 5.24, б) [56]. Работа АПД описывается выраже-
нием wBbJX = их uzIuy, где их, uz и uY — входные напряжения АПД
соответственно на входах X, Z и Y.
Для когерентных (синхронных) амплитудных детекторов (КАД)
необходимы устройства синхронизации по несущей частоте и поэтому
такие детекторы стали применять только в последнее время после появ-
ления ИС системы ФАП.
Собственно КАД является перемножителем сигналов (рис. 5.25, а).
Входной сигнал перемножается на опорное колебание, вырабатывае-
мое, например, системой ФАП, и синхронное с несущей составляющей
Рис. 5.25. Принципиальная (а) и структурная (б) схемы когерентных детекто-
ров
171
спектра. Сдвиг фаз между несущей и опорным сигналом Аф должен
быть равен нулю. Выходной сигнал после перемножения иг =
—	{Uc + At7c (/)] (1 + cos 2й)с0- Вторая гармоника несу-
щей частоты подавляется ^С-фильтром. Из выражения видно, что КАД
является линейным детектором. Коэффициент передачи КАД на осно-
ве АП для Uc срг можно оценить с помощью (5.16) и (5.17), если
учесть, что КАД является частным случаем смесителя, преобразую-
щего несущую частоту колебания в нуль:
=/ U° ^срок-об (cos Аср)/2фг при Uo <рг,
I 47?н SCp ок-об (cos Аф)/л при Uo > 4фГ»
R1 — R2 ~ R vi-
Pac. 5 26 Схемы выделения огибающей
квадратурного сигнала
Минимальный входной сигнал определяется собственными шумами
I4Q, максимальный—диапазоном линейности перемножит ел я и состав-
ляет порядка 35 мВ эфф для К526ПС1 (при отсутствии резистора об-
ратной связи).
Существенными достоинствами КАД перед другими типами АД
являются линейность при слабых сигналах, отсутствие порога при из-
менении отношения сигнал-шум на входе (не учитывая порог системы
ФАП), что в конечном итоге позволяет улучшить это отношение на вы-
ходе детектора. Разработка ФАП для AM сигнала представляет извест-
ную сложность. Помимо хорошего ограничителя, при больших, осо-
бенно несимметричных помехах для устранения скачков фазы на угол,
больший л/2, перед ФАП иногда ставится делитель частоты.
Когерентный амплитудный детектор также можно выполнить по
бесфильтровой схеме, обеспечивающей подавление 2-й гармоники не-
сущей частоты входного сигнала. Для этого необходимо использовать
вместо обычного перемножителя на рис. 5.25 двухфазный смеситель
на АП на рис. 5.12, а, подавляющий комбинационную помеху со101П
(но не зеркальный канал).
В последнее время в связи с перенасыщенностью эфира все чаще
поднимается вопрос о передаче AM на одной боковой. Для детектиро-
172
вания такого сигнала можно использовать КАД, в котором вместо пе-
ремножителя используется смеситель на АП (рис. 5.. 12, а), подавляю-
щий зеркальный канал (рис. 5.25, б).
Все предыдущие АД имеют один общий недостаток — выходной
сигнал содержит продукты нелинейного преобразования входного
сигнала и требуют последетекторной фильтрации, а соответственно и
большого разноса частот модулирующего сигнала и несущей.
От этого недостатка свободна схема на рис. 5.26, а, выделяющая
огибающую сигнала. В изображенном виде она требует применения
двух квадраторов, сумматора и схемы извлечения корня. В классичес-
ком виде схема выделения огибающей находит широкое применение
при цифровой обработке сигнала. Ее работа описывается следующим
выражением:
«вых — и А + иВ ~ Uc + Ас (/),
где ид = IUC + AUC (/)] cos со/, ив — [t/c + А(7С (/)] sin со/.
В аналоговой технике подобное преобразование проще получить ме-
тодом решения неявного уравнения 156] мВЬ|Х = ив + ид/ (иъых-\-ив).
Схема, реализующая указанный алгоритм (рис. 5.26, б), содержит
фазовращатель на л/2, два ОУ и один АПД.
Схема АД па рис. 5.26, в [99] благодаря отсутствию каких-либо
фильтров позволяет детектировать сигнал при любых соотношениях
между частотами модулирующего сигнала и несущей, в том числе и
при большем единицы:
^вых (0 ” 1/ «вх (О ~ «вх (0 f «вх (0	•
V	dt J
Недостатками схем на рис. 5.26 являются их аппаратная сложность
и невысокий частотный диапазон, определяемый частотными свойст-
вами используемых ОУ и АПД.
5 8 2. Фазовые детекторы
Фазовые детекторы (ФД) преобразуют входной сигнал вида (5.27)
в выходной: нвых = АдА<р (/), где Ад — коэффициент передачи ФД.
Все фазовые детекторы являются когерентными, строятся с использо-
ванием перемножителей и требуют обязательного наличия опорного
сигнала. Детекторы различаются по типу использованного перемно-
жителя, наличию или отсутствию ограничителей и методу создания
опорного напряжения. Сигнал на выходе перемножителя определяет-
ся следующим выражением (для простоты полагаем А (7 (/) = Ato (/) —
= 0, относительно несущей частоты ФМ сигнала опорный сигнал сдви-
нут на угол л/2, (ос = соо):
«вых = 0,5AMt/ct/o [ sin Аф (/) — sin (2сос/ + Аср (/))],	(5.28)
где /<м— масштабный коэффициент перемножителя.
Фильтр нижних частот на выходе ФД исключает 2-ю гармонику
несущей частоты. Из (5.28) видно, что дискриминационная характе-
173
ристика ФД является синусоидальной, коэффициент передачи детек-
тора зависит от амплитуд входного и опорного сигналов
Принципиально нетрудно построить ФД по бесфильтровой схеме,
применив схему смесителя с фазовым подавлением 2-й гармоники не-
сущей частоты (рис. 5 12, а), однако применение простого RC-фильтра
на выходе ФД обычно не вызывает затруднений.
В качестве перемножителя сигналов можно использовать любые
нелинейные или параметрические элементы — диоды, транзисторы,
ДК, АП, ОУ с управляемой обратной связью или управляемым соот-
ношением синфазного и дифференциального сигналов.
В микроэлектронной аппаратуре в качестве ФД без ограничения
сигналов, реализующего описанный алгоритм (5.28), обычно употреб-
ляются ИАП. В тех случаях, когда требуется ограничить опорный либо
опорный и входной сигналы, можно также воспользоваться инстру-
ментальным АП, установив на его входе ограничители. Однако в этом
случае удобнее применять ДК или АП общего применения, которые
сами обеспечивают хорошие ограничения входных сигналов при доста-
точно большой их амплитуде. При этом ДК целесообразно использовать
только в схеме ФД с ограничением опорного сигнала, либо ставить в
цепи входного сигнала внешний ограничитель. Аналоговый перемно-
житель может употребляться с ограничением как опорного так и вход-
ного сигналов. Преимуществом ФД на АП перед ФД на ДК является
также меньшее число паразитных частотных компонент на выходе и
меньший коэффициент гармоник.
Дискриминационная характеристика ФД на АП (рис. 5.25, а, опор-
ный сигнал сдвинут на л/2) описывается следующими соотношениями.
Если Uс,Uо	то.
^вых	н^срОК—ОБ ( sin Дф)/2фу 6/c6/0/q/?h X
X ( sin Дф)/8фт.	(5.29)
Если Uc Uo 4фг, то
^вых	4UCRн5срок-об ( sin Дф)/л л? UqIqRh ( sin Дф^/лф^.
Рис. 5.27. Принципиальная схема системы фазовой автоподстройки
174 >
Наконец, если Uc, Uo 4фг, то
= ( 2/0 Rn АФ/л	ПРИ —л/2 < Дф < л/2,
вых I 2/0 Rn (л — Лф)/л при л/2	Д<р Зл/4,
Ri = Rz — R н-
При ограниченных входном и опорном сигналах дискриминационная
характеристика линеаризуется и становится треугольной, исчезает
зависимость коэффициента передачи детектора от амплитуды сигнала.
Если необходимо понизить постоянную составляющую выходного на-
пряжения ФД до нулевого потенциала, на его выходе ставится ОУ в
дифференциальном включении.
Максимальная входная частота ФД на рцс. 5.25, а определяется
предельной частотой ИС по крутизне. Минимальный входной сигнал
ФД при синусоидальной дискриминационной характеристике ограни-
чивается уровнем собственных шумов ИС. Если необходимо иметь ли-
нейную дискриминационную характеристику, то минимальный вход-
ной сигнал, а также опорный сигнал должны превышать порог огра-
ничения.
При отношении сигнал-шум на входе ограничителя, меньшим еди-
ницы, сигнал подавляется шумом. В этом случае коэффициент передачи
ФД уменьшается, а сама дискриминационная характеристика искажа-
ется, приближаясь к синусоидальной [16]. При изменении Аф в пре-
делах |Аф| л/3 дискриминационную характеристику можно аппрок-
симировать прямой линией, угол наклона которой характеризует ко-
эффициент передачи ФД. Используя формулы для расчета коэффици-
ента передачи ФД, полученные в [16], и упрощая их для отношения
сигнал-шум меньше единицы, получаем для ФД с синусоидальной дис-
криминационной характеристикой
Кп=о,89Кд(1 УД7РГ,
для ФД с линейной (треугольной) характеристикой
кя=1,13кд0У?7р^,
175
где Кя0 — коэффициент передачи ФД при отсутствии шумов. Эти вы-
ражения справедливы^при Рс/Рш 0,25.
Рассмотрим пример реал юации схемы ФАП (рис. 5.27), состоящей из ФД
(VI), ФНЧ (?х2) и у пр.эвляе.иого генератора (УЗ). Фильтр ФНЧ электрически
эквивалентен фплыру на рис. 2.26, а, но выполнен по дифференциальной схеме
дтя того, чтобы исключить постоянную составляющую выходного напряжения
ФД. В качестве УГ применен перестраиваемый кварцевый автогенератор.
Из-за большого усиления ОУ по постоянному току и неизбежного разба-
ланса выходных напряжений ФД (а также наличия напряжения смещения ОУ)
при отсутствии сигнала частота УГ оказывается смещенной на одну из границ
диапазона перестройки. Во избежание этого либо дополнительно балансируется
ФД по одному из входов, либо уменьшается коэффициент усиления ОУ по по-
стоянному току (что ухудшает параме1ры ФАП), либо вводится режим поиска
сиI пала
жим поиска необходим также тогда, когда полоса захвата ФАП уже дпа-
п,н,она неопределенности частоты сигнала. Для этого дополнительно .вводится
схема, содержащая компараторы У4, У5 и триггер Уб (рис. 5 27) Схема поиска
работает следующим образом, на инвертирующий вход ОУ (У2), исполняющего
роль пропорцнопалыю-иптегрирующего фильтра, подается от схемы поиска не-
большое постоянное напряжение рассогласования. В результате интегрирования
этого напряжения на входе УЗ вырабатывается пилообразное напряжение, пере-
страивающее УГ из одного конца диапазона перестройки в другой Когда на-
пряжение in выходе интегратора достигает максимума (или минимума), знак
напряжения рассогласования меняется на обратный, соответственно изменяется
и направление перестройки.
Как готько входной сигнал оказывается в полосе системы ФАП, происхо-
дит «захват системой эюго сигнала (установление синхронизма) и па выходе ко»
геренгного амплитудного детектора (на схеме не показан) появляется постоянное
напряжение, отключающее систему поиска с помощью переключателя па Т1.
Напряжение рассогласования А(7 определяется допустимой скоростью перестрой
ки частоты Очевидно A(J=2jxT,(1//yrSl-K<j)<t, где все пр iведенные параморы
находятся в процессе расчета ФАП (см. § 2.8).
5 8.3. Частотные детекторы
Частотные детекторы преобразуют входной сигнал вида (5 27) в вы-
ходной ивых = КдДю ($. Различают два типа частотных детекторов.
Первый производит преобразование частотного смещения в изменение
амплитуды, -после чего уже AM сигнал детектируется с помощью АД;
второй преобразует частотную модуляцию в фазовую, после чего сиг-
нал детектируется с помощью ФД.
В качестве частотно-амплитудных преобразователей используют-
ся два частотных фильтра (RC, ARC на частотах ниже 0,5 МГц, пьезо-
электрические, пьезокерамические, микрополосковые на более высо-
ких частотах), расстроенных симметрично относительно несущей
частоты входного сигнала (можно использовать и один фильтр). Ос-
новное требование к этим фильтрам — линейность амплитудно-час-
тотной характеристики в диапазоне изменения мгновенной частоты ЧМ
сигнала, что достигается большой расстройкой фильтров и, как ре-
зультат, уменьшением коэффициента передачи ЧД.
Принцип работы можно пояснить на примере ГИС ЧД выполнен-
ного на монолитном пьезофильтре (рис. 5.28). Связанные с возбуждаю-
щими электродами 1 области 2 и 3 фильтра настроены одна на макси-
мальную /с + А/, другая на минимальную /с — А/ частоты диапазона
176
девиации входного сигнала. Напряжение с выхода обеих областей
фильтра подаются каждый на свой АД-и суммируются на резисторах.
При нулевой расстройке частоты выходной сигнал равен нулю, при
отклонении частоты вверх или вниз появляется постоянное напряже-
ние того или иного знака. Возможный диапазон частоты несущей для
данного ЧД определяется фильтром и составляет 0,5—20 МГц.
Достоинством такого ЧД являются отсутствие необходимости в
регулировке, стабильность параметров и возможность реализации
большого коэффициента передачи на высокой частоте за счет узкой
полосы пропускания фильтров.
Рис 5 28 Принципиальная схема ча-
стотного детектора на основе моно-
литного фильтра
Для второго типа ЧД в качестве частотно-фазовых преобразовате-
лей так же используются частотные фильтры. Однако в этом случае
требуется уже линейность фазочастотной характеристики, что реали-
зуется более простыми средствами. Наиболее распространенным в
микроэлектронной аппаратуре частотно-фазовым преобразователем
является LC-контур благодаря своей простоте и невысоким требова-
ниям к добротности.
Этот тип ЧД отличается от аналогичных ЧД первого типа (на рас-
строенных контурах) большей простотой в регулировке, так как LC-
контур настраивается в резонанс на несущую частоту сигнала.
Оценим параметры этого ЧД. При подаче на вход LC-контура
(рис. 5.29, а) сигнала (5.27) (для простоты считаем АПС = Аф = О,
добротность контура Qp 10) выходное напряжение (на индуктив-
ности L)
uL = UL cos [wct + A(o (t)t 4- Аф (co)l,
где UL = (ДфрсоборVl 4- a2 (Aoj), a (Aro) = 2QpAco (/)/o)p, <op =
— 1/V0.5LC — резонансная частота контура, (op = <oc, Аф (го) =
= 90 — arc tg а. Это напряжение в ФД перемножится со входным сиг-
налом.
Если перед ФД отсутствуют ограничители, дискриминационная
характеристика ФД синусоидальна и в соответствии с (5.28)
•нвых = 0,5/(мПс£Д sin Аф (<о) = Л4а (Аы)/ [1 4- а2 (Асо)],
где М = 0,5AMt/2Qp (рис. 5.29, б).
Для ЧД (рис. 5.29, а) коэффициент М находится из выражения
(5.29):
м = t/c2/o^HQPW?.
177
a)
8
К526ПС 1
1
йй
-o*Ut
ПДТ
0,1
0,1 ,
АН
«г
НН
Рис. 5.29. Принципиальная схе-
ма частотного детектора (а),
а также его дискриминацион-
ная характеристика (правая
ветвь) и характеристика гар-
монических искажений без ог-
раничений (б) и с ограничени-
ем (в) входного и опорного
сигналов
-О^&хх
9
Коэффициент гармоник 4
kQ = U&IUQ = у2/ (4 - Зу2),
где у = 2QA///C, А/ — девиация ЧМ сигнала при тональной модуля-
ции сигналом с частотой Q, /с = сос/2л (рис. 5.29, б).
Если перед ФД присутствуют ограничители либо сам ФД работа-
ет с ограничением, характеристика ФД линейна. В этом случае вы-
ходной сигнал ЧД на рис. 5.29, а в соответствии с (5.30) «вых =
= М arctga (Асо), где М = 2/0/?н/л. При этом kQ = (1/3) [у2/ (4—у2)]
(рис. 5.29, в).
Частотные детекторы, аналогичные ЧД на рис. 5.29, а, часто ис-
пользуются в ИС субсистем РПУ.
Строго линейную зависимость фазового сдвига от частоты сигнала
имеют ЛЗ на ПАВ. Выбирая длину ЛЗ, можно менять коэффициент
передачи ЧД в широких пределах. При использовании ЛЗ на ПАВ и
линейного ФД можно реализовать ЧД с коэффициентом гармоник не
больше долей процента и входными частотами от 20 МГц до единиц ги-
гагерц.
Во всех описанных устройствах преобразования частоты в напря-
жение используются различные свойства функциональных элементов,
какими являются ЛЗ или LC-фильтр.
Частотный детектор можно построить и путем моделирования диф-
ференциального уравнения е помощью аналоговых операционных
звеньев [100].
178
Глава 6.
ЧАСТОТНЫЕ ФИЛЬТРЫ
6.1. ФУНКЦИИ И СПОСОБЫ РЕАЛИЗАЦИИ
Использование частотных фильтров в приемной технике весьма
разнообразно. Это частотная избирательность сигналов, комплексное
согласование полных сопротивлений, компенсация паразитных реак-
тивностей схем. На основе частотных фильтров выполняются фазосдви-
гающие, интегрирующие и дифференцирующие цепи, линии задержки,
частотные и фазовые детекторы, согласованные фильтры, автогенера-
торы и некоторые другие узлы.
Вопросы проектирования цепей частотной избирательности разра-
батываются в общей теории цепей [101, 102 и др.]. За последние 15—
20 лет в связи с развитием микроэлектроники из теории цепей выде-
лились в самостоятельные области теория активных RC-фильтров
(ARCO) [103, 104, 105] и теория цифровых фильтров [39].
В аппаратуре 2-го поколения частотные фильтры выполнялись с
помощью индуктивностей и емкостей (объемные LC-фильтры) на низ-
ких и средних частотах и с помощью отрезков длинных линий на вы-
соких частотах. Кроме того, использовались кварцевые фильтры.
Катушки индуктивности плохо поддаются микроминиатюризации—
их параметры существенно ухудшаются с уменьшением размеров,
изготовление требует применения технологических процессов, не сов-
местимых с технологией микроэлектронных изделий, поэтому с появ-
лением микроэлектроники были предприняты энергичные усилия (не
прекращающиеся и сейчас) по разработке микроэлектронных устройств,
которые смогут полностью заменить объемные LC-фильтры. В резуль-
тате этих усилий появились печатные пленочные катушки индуктив-
ности, микрбполосковые фильтры, диэлектрические резонаторы, ус-
пешно используемые на высоких частотах.
В области низких и средних частот эффективно используются ак-
тивные RC-фильтры. Частотный диапазон их лежит от долей герц,
где применение даже обычных LC-фильтров затруднительно, до еди-
ниц мегагерц и выше. Большие потенциальные возможности по фильт-
рации на частотах до единиц—десятков мегагерц открываются с при-
менением цифровых фильтров и фильтров на ППЗ. Наконец, сущест-
венные успехи в фильтрации сигналов достигнуты с помощью пьезо-
гроники (монолитные фильтры, фильтры на основе ПАВ). Все эти
фильтры по отдельно взятым параметрам существенно превосходят
объемные LC-фильтры.
И все же задача замены традиционных LC-фильтров микроэлектрон-
ными изделиями до сих пор полностью не решена. Это объясняется тем,
что катушки индуктивности и СВЧ распределенные цепи являются
единственным средством компенсации паразитных емкостей и комплек-
сного согласования полных сопротивлений. Как известно, именно
комплексное согласование позволяет радиочастотным цепям работать
с достаточным усилением по мощности на повышенных частотах, где
реактивное сопротивление паразитных емкостей становится соизмери-
179
Рис. 61. Частотные области использования основных типов фильтров в микро-
электронной аппаратуре
мым с сопротивлением нагрузки. Кроме этого, LC-фильтры обладают
малыми собственными потерями, а соответственно и малыми собствен-
ными шумами, что позволяет использовать их на входе приемного уст-
ройства. Эти фильтры достаточно дешевы, легко перестраиваются по
частоте, при необходимости подстраиваются в процессе регулировки-
аппаратуры. Поэтому объемные LC-фильтры в конструктивном ис-
полнении, совместимом с изделиями микроэлектроники, до сих пор
находят широкое применение, в том числе в приемных устройствах
3—4-го поколений.
Примерное представление об областях использования микроэлект-
ронных средств частотной избирательности можно получить из гра-
фика на рис. 6.1.
6 2. ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ СИНТЕЗА
Задание на проектируемый фильтр формируется в виде требований
к его амплитудно-частотной, фазочастотной, переходной или импульс-
ной характеристике. В настоящее время наиболее полно разработана
теория математического синтеза фильтров по амплитудно-частотной
характеристике. Синтез разделяется на три этапа: аппроксимацию,
реализацию и оптимизацию (см. § 1.5). Критериями качества при этом
Могут быть степень приближения к заданной характеристике, чувст-
вительность характеристик фильтра (резонансной или граничной час-
тот, добротности и т. п.), к изменениям параметров элементов и деста-
билизирующим факторам, степень удовлетворения конструктивно-тех-
нологическим требованиям (габариты, сложность конструкции, необ-
ходимая точность подгонки элементов, число активных и пассивных
элементов, отношение максимального значения номинала пленочного
пассивного элемента, изготавливаемого на подложке, к минимальному
180
й т. п.). Для активных фильтров дополнительными критериями ка-
чества являются запас устойчивости, зависимость спектральной плот-
ности шумов на выходе фильтра от частоты, динамический диапазон
по входному сигналу.
Чаще всего требуемая характеристика задается в табличной или
графической форме или в виде функции, которая может не удовлетво-
рять условиям физической осуществимости с помощью реальных элект-
рических цепей. При аналитической аппроксимации требуемая зави-
8)
f
Рис. 6.2. Связь между параметрами
фильтра и его амплитудно-частотной
характеристикой (а), а также ампли-
тудно-частотные характеристики филь-
тров-прототипов (б, а) Баттерворта
(/), Кауэра (2), Чебышева (3), Гаусса
(4)
симость приближенно воспроизводится одной из аналитических функ-
ций, о которых заранее известно, что они удовлетворяют условиям фи-
зической осуществимости, а также соответствуют определенным кри-
териям оптимальности [101].
При аппроксимации амплитудно-частотной характеристики раз-
личают полосу пропускания 0 .../х и полосу задерживания /2 ...оо,
между которыми лежит переходная область .../2 (рис. 6.2, а)*. В за-
висимости от взаимного расположения полосы пропускания и полосы
задерживания различают фильтры нижних частот (ФНЧ), верхних
частот (ФВЧ), полосовые (ПФ) и режекторные (РФ).
Обычно задаются вносимое затухание Ах в полосе пропускания,
максимальная допустимая неравномерность АЧХ А2 в полосе пропус-
кания, гарантированное (наименьшее) затухание А3 в полосе задер-
живания и крутизна переходной области А3/(/2—/у) (рис. 6.2, а).
Помимо требований к АЧХ часто предъявляются требования к линей-
* В теории фильтров часто пользуются понятием затухания, равным об-
ратному значению коэффициента передачи, и выражают его в децибелах.
181
ной фазочастотной характеристике фильтра в полосе пропускания
(либо к производной от этой характеристики — групповому времени
запаздывания ГВЗ).
В ряде случаев бывают необходимы фазосдвигающие цепи (фазовые
корректоры) с постоянной АЧХ и изменяющейся по определенному за-
кону ФЧХ. Цепи рассчитываются аналогично.
Для усилителей импульсов фильтры рассчитывают по переходной
характерно икс, для согласованных фильтров — по импульсной. Для
согласующих цепей формируются требования к полным сопротивле-
ниям источника сигнала и нагрузки.
Для облегчения аппроксимации в теории фильтров принято норми-
рование по частоте, приводящее расчет различных типов фильтров,
работающих в различных диапазонах частот, к расчету ФНЧ, имею-
щего частоту среза о»! = 1 рад/с и нагрузку 1 Ом. Этот нормированный
фильтр именуется прототипом. Параметры нормированных фильтров-
прототипов сведены в каталоги и позволяют проектировать реальные
фильтры.
По типу полинома, аппроксимирующего знаменатель передаточной
характеристики низкочастотного фильтра-прототипа, различают сле-
дующие виды фильтров (рис. 6.2, б, в):
Баттерворта с максимально плоской амплитудной характеристикой
в полосе пропускания;
Чебышева, у которых равновеликие пульсации амплитуды в поло-
се пропускания и монотонное затухание в полосе задерживания либо
равновеликие пульсации в полосе задерживания и максимально плос-
кая характеристика в полосе пропускания;
Гаусса (Бесселя) с линейной фзовой характеристикой;
эллиптические (Кауэра), у которых равновеликие пульсации в по-
лосе пропускания и задерживания, и некоторые другие.
Фильтры с линейной фазовой характеристикой используются толь-
ко как ФНЧ, поскольку в процессе преобразования в ФВЧ и ППФ они
теряют линейность фазовых характеристик.
Фильтры LC [108, 121 ] обычно реализуются в виде одного фильтра
высокого порядка (так называемый некаскадный синтез или фильтры
с сосредоточенной избирательностью). Однако при проектировании
усилительных трактов РПУ с LC-фильтрами и невысокими требова-
ниями к избирательности иногда применяется и так называемая рас-
пределенная избирательность, когда фильтры невысокого (2—4-го)
порядка (одноконтурные и двухконтурные) помещаются в разных кас-
кадах усилителя (каскадный синтез из развязанных звеньев). Хотя на
таком распределенном фильтре можно реализовать любую оптималь-
ную табличную АЧХ (рис. 6,2, б, в), с точки зрения технологичности
применяются фильтры 2-го порядка, настроенные на одну несущую час-
тоту, симметрично расстроенные фильтры, фильтры, настроенные на
три частоты, фильтры 4-го порядка, настроенные на несущую частоту
[971. Параметры таких фильтров хуже полиномиальных, но при задан-
ной добротности звеньев каскадная реализация позволяет получить
наиболее узкую полосу пропускания.
182
Теория активных RC-фильтров наиболее разработана для каскад-
ной реализации [59, 101, 107, ПО]. Однако считается, что при некас-
кадном построении можно получить более высокую стабильность
фильтров.
В связи с тем что классическая теория синтеза LC- и ARC-фильтров
позволяет регулярными методами получить на основе исходных рабо-
чих параметров электрическую схему фильтра и сформулировать тре-
бования к элементарным узлам — обычно двух- или трехполюсникам
1-го и 2-го порядков, далее рассматриваются особенности проектиро-
вания только таких звеньев.
6.3.	ФИЛЬТРЫ LC, ТЕХНОЛОГИЧЕСКИ ИЛИ КОНСТРУКТИВНО
СОВМЕСТИМЫЕ С МИКРОЭЛЕКТРОННЫМИ ИЗДЕЛИЯМИ
Основным элементом, определяющим габариты и электрические ха-
рактеристики LC-фильтров, являются катушки индуктивности.
По конструкции различают катушки индуктивности с броневыми и
чашечными сердечниками, на тороидальных сердечниках, на диэлект-
рических каркасах, подстраиваемые цилиндрическим сердечником.
Сердечники изготавливаются из различных ферромагнитных материа-
лов — магнитодпэлектриков и ферритов.
Наибольшее распространение в приемной технике имеют ферриты,
приведенные в табл. 6.1 [111], а также карбонильное железо марок
Р100, Р20. Карбонильное железо отличается от ферритов меньшей на-
чальной магнитной проницаемостью, большей высокочастотностью и
стабильностью параметров при климатических и механических воз-
действиях.
Для аппаратуры 3-го поколения, выпускаемой на корпусных ИС,
LC-фильтры изготавливаются в виде законченных узлов, сопрягаемых
по размерам с корпусами ИС (рис. 6.3, а—в).
Тенденция к планарной конструкции, существующая в микроэ-
лектронной аппаратуре, требует применения элементов, имеющих ми-
нимальные габариты, желательно с высотой в пределах 3 ...4 мм. По-
этому чаще всего применяются броневые сердечники минимальных
размеров, например типов СБ6, СБ9. Для дальнейшего уменьшения
высоты броневых сердечников вместо гладкой (не имеющей резьбы)
Таблица 61
Марка феррита	Верхняя частота использования, МГц	Диапазон температуры, °C
20ВЧ	70	—60...-f-125
30ВЧ2	100	+20...+ 125
50ВЧ2	30	—60...+125
700НМ	3	—60...+155
1000НМЗ	1,5	—60...+155
1500НМЗ	1,5	—60...+155
2000НМ1	0,6	—10...+70
183
Таблица 62
Сердечник’	Высота мм |	Внешний диаметр, мк	Индуктив-		Диапазон частот, МГн		Добротность		тки.10е, град-’
			иосг	мкГц					
НСБ-9.6-Р-100	4	9,6	0,5.	. .900	0,6..	40	70.	.150	150±70
НСЧ-9.6-Р-100	4	9,6	0,2.	..200	20..	50	100.	.150	150±70
НСБ-6,5-РЮ0	4	6,5	0,5.	..400	0,7..	30	70.	.110	150±70
НСЧ-6.5-Р-100	4	6,5	0,2.	. .100	20..	80	70.	.95	150±70
НСЧ-6.1-50ВЧ2	5,5	6,1	0,5.	. .1000	1..	15	70.	.140	±(50...300)
НСЧ-6.1-1000НМЗ	5,5	6,1	40..	.400	0,12..	I,5	70.	.140	±(50...300)
1 Здесь обозначено НС—низкий сердечник, 3-я буква — броневой или чашечный, далее
диаметр сердечника и марка ферромагнитного материала.
чашки можно использовать ферромагнитное кольцо, что позволяет сни-
зить высоту сердечников до 4 мм (без учета подстроечника). В табл. 6.2
приведены некоторые данные таких катушек индуктивности [111].
Дальнейшее снижение высоты сердечника можно обеспечить, ис-
пользуя конструкцию с подстроечником, располагаемым параллельно
подложке ИС (рис. 6.3, г, д,е) [111] (табл. 6.3). Коэффициенты пере-
стройки индуктивности этих катушек лежат в пределах 60 ...180%.
На повышенных частотах длину сердечника следует уменьшать. Под-
травивать катушки индуктивности целесообразно до монтажа подлож-
ки с катушкой в корпус прибора. К недостаткам конструкции следует
отнести заметное влияние на добротность катушки экрана и неудобст-
во подстройки.
Большое применение в РПУ 3—4-го поколений имеют катушки
индуктивности на основе миниатюрных тороидальных сердечников из
карбонильного железа марки Р100. Замкнутый магнитопровод позво-
ляет использовать сердечники без экранировки. Катушки имеют дос-
таточно большую индуктивность несмотря на их малые габариты
(табл. 6.4). Недостатком таких катушек является трудность их пере-
стройки. Предложен ряд способов перестройки их путем стачивания
части сердечника, перекрытия зазора в магнитопроводе вставкой из
Таблица 63
Тип каркаса на рис. 6.3	Подстроечник		Индуктив- ность, мкГн	Диапазон частот МГц	Доброт- ность		ТК’1 • 1 о6, град-1	Размеры, мм
	диаметр	материал						
г	М3	Р100	0,13..,10	10. ..150	100.	.170	-14...80	10x5x4
д	М2	Р100	0,05...5	10...200	60.	..150	30...60	7.6Х *3,2X2,6
е	М2,3	50В 42	0,8...15	1...30	60.	.90	30. ..160	9,3X4X3
е	М2,3	1000НМЗ	Ю.. .7000	0,1.. .2	50.	.100	40 ..140	9,3x4x3
184
Таблица 64
Типоразмер сердечника	Индуктивность, мкГ н	Диапазон, МГц	Добротность	тки.10% град-'
КЗХ1-8Х1.4	0,1...50	2...100	50.,.90	10.. 200
К5ХЗХ1.5	0,1...100	1...100	60... 120	10...200
ферромагнетика или немагнитного материала, пропусканием токов под-
магничивания и т. п. Однако все эти методы либо увеличивают темпе-
ратурную нестабильность индуктивности, либо дают незначительную
перестройку, либо имеется ряд-других недостатков.
0 9
-О to
0)1
Рис. 6.3. Конструкции LC-фильтров для аппаратуры 3-го поколения (а, б), кату-
шек индуктивности на диэлектрическом каркасе со стержневым сердечником
(<?, д, е), LC-филыра для аппаратуры на бескорпусных микросборках на основе
тороидального сердечника (ж), а также принципиальная схема одноконтурного
фильтра (в)
Ш g)
185
В LC-контуре рис. 6.3, ж, разработанном для бескорпусных МСБ
с катушкой индуктивности на тороидальном сердечнике, в качестве
конденсатора постоянной емкости Сх используется конденсатор типа
КЮ-17, в качестве элемента одноразовой подстройки —тонкопленоч-
ный многосекционный конденсатор С2, подстраиваемый путем пере-
резания перемычек. Обкладки конденсатора нанесены с двух сторон
тонкой пластины (0,3 мм) из тетратитаната бария.
Потребность использовать технологию микроэлектронных изделий
при изготовлении частотных фильтров привела к появлению ряда пле-
ночных катушек индуктивности (рис. 6.4, а, б, в). Простейшим ин-

д) 	е)
Рис. 6.4. Пассивные пленочные элементы, используемые в LC-фильтрах
дуктивным элементом является прямоугольная проводящая полоска,
напыленная на 'диэлектрическую подложку, с индуктивностью [143]
L [нГн/см] = 2 [ In (llw) + 1,193 + 0,224&’//],.
где I и w — соответственно длина и ширина полоски в см. Реализуемые
значения индуктивностей — от 0,5 до единиц наногенри.
Большие значения индуктивности можно получить, используя
пленочную катушку типа «меандр» (рис. 6.4, в), индуктивность кото-
рой рассчитывается аналогично индуктивности полоски, квадратную
и круглую спиральные катушки индуктивности (рис. 6.4, а, б). Ин-
дуктивность последней в наногенри определяется следующим образом:
L -= 400г°сГ/г2/ (8гср + Пс),
где гср = (dH 4- dB)/4 — средний радиус спирали, см; du, dB — на-
ружный и внутренний диаметры, см; с '= (dH — dB)/2; п — число вит-
ков. Реализуемые индуктивности достигают сотни наногенри. При от-
ношении dJdB = 5 добротность спиральной катушки становится мак-
симальной: Qmax/VL = (2,4w/ky\ff/pdu, где w —чцирина витка, k =
= 1 ...2 в зависимости от частоты и геометрии катушки, р — удель-
ное сопротивление проводящего слоя, Ом • см.
186
Малые значения индуктивностей пленочных однослойных катушек
определяют и предпочтительный частотный диапазон их использова-
нИЯ — от 100 МГц до единиц гигагерц.
Если не ограничивать размеры спиральной катушки и принимать
специальные меры по уменьшению потерь в пленках, можно получить
добротность порядка 80 ...160, реально она не превышает 30 ...60, что
является существенным недостатком этих катушек. На нижнем краю
частотного диапазона сказываются и большие габариты. На доброт-
ность катушек сильно влияет экран, в частности металлизация ниж-
ней поверхности подложки. Однако при расстояниях до экрана более
(0,5 ... 1 )dн его влиянием уже можно пренебречь. Для уменьшения
взаимоиндукции между рядом расположенными спиральными катуш-
ками целесообразно применять поперечный экран.
Для увеличения индуктивности спиральных катушек их можно
напылять на ферромагнитную пленку. Это позволяет увеличить ин-
дуктивность примерно в 2 раза при падении добротности на 25%. Ис-
пользование второй ферромагнитной пленки с другой стороны катуш-
ки дополнительно увеличивает индуктивность, однако резкое падение
добротности до нескольких единиц исключает применение таких ка-
тушек в резонансных контурах.
Для грубой подстройки индуктивности спиральной катушки ис-
пользуется метод переключения отвода от различных витков. Плавную
подстройку можно осуществить перемещением ферромагнитного коль-
ца или пластинки вдоль витков спирали с последующим ее приклеи-
ванием (112].
В миниатюрных и пленочных частотных фильтрах используются
миниатюрные подстроечные конденсаторы, например, типа КТ4-27,
бескорпусные многослойные керамические конденсаторы К10-17,
КЮ-42 ит. п., двуслойный или многослойный (рис. 6.4, д, ё) тонко-
пленочные конденсаторы, которые для подстройки могут быть выпол-
нены в виде многосекционной структуры с отводами, как в фильтре на
рис. 6.3, ж.
Для реализации малых (от 1 до 10 пФ) емкостей применяется пла-
нарная конструкция гребенчатого конденсатора (рис. 6.4, г). Его ем-
кость С [пФ] = (е + 1)е06 [2А± (N — 1) + А2], где N — число сек-
ций, b — длина секций, см; е и е0 — относительная диэлектрическая
проницаемость материала подложки и среды, расположенной между
электродами; А± = 0,614 (h/р)° 25 (ay/Ti)0,439, Д2 = 0,775ш/ (2N — 1) X
X 4-0,408; h—толщина подложки, см; w — ширина секции;
р — ширина зазора.
Емкость многослойного конденсатора в пикофарадах С =
= 0,885eS (п—1)/, где е—диэлектрическая проницаемость слоя
изоляции, S — площадь перекрытия обкладок, см2, t — толщина ди-
электрического слоя, см, п — число обкладок конденсатора.
Тонкопленочные конденсаторы для подбора необходимой емкости
в цепи можно выполнять на отдельных подложках — «чипах» — так
называемые матричные конденсаторы.
Тонкопленочные катушка индуктивности и конденсатор могут из-
готавливаться одновременно в одном технологическом цикле, образуя
187
тонкопленочный резонансный контур. Для уменьшения габаритов та-
кого контура в качестве конденсатора может использоватцря распре-
деленная емкость проводников контура на экран или специальный слой
металлизации. Конструкция такого LC-контура с элементами подст-
ройки и результаты его расчета на ЭВМ описаны в [115].
6.4.	АКТИВНЫЕ LC-ФИЛЬТРЫ
Низкая добротность спиральных и некоторых других микрокату-
шек индуктивности затрудняет изготовление на них высокоизбиратель-
ных фильтров. Частичным решением задачи является применение в
LC-контурах положительной обратной связи [116—118, 113]. Однако
увеличение добротности сопровождается ухудшением стабильности
параметров фильтра. Указанный метод используется и в многозвенных
LC-филырах для увеличения прямоугольности АЧХ [116].
Рис. 6 5
Эквивалентная (а) и принципиальная (б) схемы активного LC-филыра
Для реализации АЬСФ можно воспользоваться описанным в [113]
отрицательным конвертором сопротивления на эмиттерном повтори-
теле и двух конденсаторах (рис. 6.5, а). Входное сопротивление кон-
вертора в точках Аг — А 2 Rn = —Ro (1 + С\/С2)2 = —4/?0. При
соединении конвертора с индуктивностью L добротность образовав-
шегося резонансного контура LCrC2 Q = 4RqQq/ (4Ro — Qpp), a
коэффициент усиления усилителя (рис. 6.5 б), в котором применен
подобный конвертор, Ку = ScpQp, где р = <oL, Qp = рабочая доб-
ротность контура без конвертора. Чувствительности добротности Q,
коэффициента усиления Ки и полосы пропускания П к изменению ин-*
дуктивности L S® = S* = —= Q/Qp. У обычного усилителя с
пассивным LC-контуром Sl — 1 
Активный LC-фильтр был реализован на ИС К175УВ2 и тонкопле-
ночной спиральной катушке с индуктивностью 0,5 мкГн и конструк-
тивной добротностью 18. На частоте настройки 44 МГц активный фильтр
обеспечивает добротность 114. Относительное изменение частоты
настройки при изменении температуры на один градус составляет
4 • 10-3 град-1, добротности и полосы пропускания 6 • 10-3 град-1.
188
6.5.	АКТИВНЫЕ RC-ФИЛЬТРЫ
По теории активных RC-фильтров опубликовано большое число ра-
бот (смотри [103] и библиографйю к ней). Быстро растет и число пред-
лагаемых типов фильтров. Для того чтобы ориентироваться в этом мно-
гообразии, необходимо понять принципы синтеза и классификацию
ДЯСФ, а также принятые критерии оценки их качества.
Активные RC-фильтры классифицируют по типу элементной базы,
по порядку фильтра, по методу синтеза структурной схемы.
Элементной базой всех ARC<I> является активный элемент (усили-
тель), сопротивление, емкость. При синтезе фильтров используют
идеальные элементы, поэтому практическая реализация отличается
от теоретической тем больше, чем больше отличаются реальные эле-
менты от идеальных.
Различают четыре класса идеальных активных элементов:
управляемые источники с фиксированным коэффициентом переда-
чи ИНУН, ПНУТ, ИТУН, ИТУТ (см. § 4.2). Наибольшее распростра-
нение с точки зрения удобства практической реализации имеют фильт-
ры на основе ИНУН. Применение других источников не даег каких-
либо преимуществ;
конверторы (трансформаторы) сопротивления или проводимости.
Наиболее часто используется конвертор с положительным коэффици-
ентом конверсии;
инверторы сопротивления (проводимости), преобразующие сопро-
тивление (проводимость), включенное на его выходе, во входное со-
противление (проводимость), обратно пропорциональное включенному
на выходе. Наиболее часто используется инвертор с положительным
частотонезависимым коэффициентом инверсии (гиратор);
идеальный ОУ (управляемый источник с бесконечно большим ко-
эффициентом усиления).
Необходимо отметить, что промышленность широко выпускает
только интегральные ОУ, в меньшей степени усилители напряжения,
которые могут быть использованы в качестве идеальных управляемых
источников, и гираторы в виде ИС. Все остальные активные элементы
реализуются на основе ОУ, усилителей напряжения или дискретных
транзисторов, что в значительной степени уменьшает практический
интерес к ARC<I> на этих элементах.
В качестве элементарного узла АВСФ используют так называемые
операционные звенья (см. § 1.3), которые различают по порядку опи-
сывающих их дифференциальных уравнений. Выше 2-го порядка опе-
рационные звенья обычно не реализуют. Для увеличения порядка
фильтра соединяют каскадно звенья 1-го и 2-го порядков.
Идеальные операционные звенья 0-го порядка строятся без исполь-
зования емкостей, которые могли бы повлиять на их амплитудно-час-
тотную характеристику, и фактически совпадают с перечисленными
четырьмя классами идеальных активных элементов.
Необходимость точного подбора резисторов и конденсаторов при
изготовлении фильтров затрудняет их выполнение в виде монолитной
схемы. Обычно ARCФ — это гибридная ИС или МСБ,
189
6 5 1 Операционные звенья 1-го порядка
Звенья могут выполняться на основе любого управляемого источ-
ника. Однако наиболее распространены операционные звенья 1-го
порядка на основе ИНУН (считается, что на повышенных частотах
большее применение могут найти ИТУТ). Различают три вида идеаль-
ных операционных звена 1-го порядка на основе ИНУН:
интегратор напряжения с передаточной функцией Кф (р) =
= ^вых (pWbx (р) = l/p^r
дифференциатор напряжения, у которого Кф (р) = pbr\
фазовое звено 1-го порядка, у которого Кф (р) = (агр — а0)/ (о^р + ЯоЬ
где а(, bt — постоянные коэффициенты.
Передаточные функции интеграторов на рис. 6.6, а—г
Кф (р) - -1/рРС; Кф (р) - RJpRCRz,
А'ф (р)	— Ri/pRCR» Кф (р) = 2/рКгС.
Рис. 6.6. Схемы интеграторов напряжения: инвертирующего (а), неинвертирую-
щего (6), инвертирующего с заземленным конденсатором (в), неинвертирующего
с заземленным конденсатором (г), пропорциональпо-интегрирующего фильтра
(д), а также интегратора разности напряжений (<?)
190
За счет применения положительной обратной связи (отрицательного
конвертора сопротивления) схемы на рис. 6.6, в, г, обладают большей
чувствительностью к изменению элементов и меньшей устойчивостью.
Для обеспечения устойчивости интеграторов необходимо включать
в ОУ цепи коррекции, рассчитанные на единичное усиление.
Неидеальность реальных ОУ, применяемых в интеграторах, при-
водит к неидеальности интеграторов 1104]. Для того чтобы в схеме на
рис. 6.6, а постоянная интегрирования т = RC не зависела от парамет-
ров ОУ, следует выбирать т &3/2л/в/С, где /в — верхняя граничная
частота ОУ без обратной связи, К — коэффициент усиления на низ-
кой частоте без обратной связи, k3 — коэффи-
циент запаса, который в зависимости от тре-
бований к интегратору лежит в пределах 10 ...
К. Амплитудно-частотная и фазовая характе-
ристики реального интегратора не будут отли-
чаться от характеристик идеального интегра-
тора более чем на 1/&3 по амплитуде и ±л/^з по Рис 67 Дифферен.
фазе, если спектр входного сигнала расположен ЦИатор напряжения
внутри диапазона k3fJK f Kfjk3. Ана-
логично скачок напряжения будет интегрироваться с малой ошибкой
в интервале времени	t Л72л/В&3.
В реальных интеграторах заметно влияние собственных шумов,
которые мало изменяются с ростом частоты.
Наличие напряжения смещения на входе ОУ или разности токов
смещения может привести к недопустимому значению накапливаемой'
интегратором ошибки. Для устранения этой ошибки, а также для
установки нулевых начальных условий в^интеграторы (подобно тому,
как изображено на рис. 6.6, айв) вводят переключатели на полевых
транзисторах.
В интеграторах на ОУ следует применять конденсаторы с малой
утечкой. Повышенное значение потерь ( tg 6) приводит к ограничению
частотного диапазона интегратора снизу.
Наконец, для предотвращения попадания напряжения питания на
вход ОУ через емкость (рис. 6.6, а) в момент включения на входе ОУ
необходимо ставить защитные диоды (если не имеется защита в самом
ОУ).
Разновидностью интегратора является так называемый пропорци-
онально-интегрирующий фильтр (рис. 6.6, д) с передаточной функцией
Кф (р) = -(VpRiCi + ЯЛ?.).
(6.1)
. В некоторых случаях требуются интеграторы (пропорционально-
интегрирующие фильтры) разности двух напряжений (рис. 6.6, е).
В схеме на рис. 6.6, е требуется точное выполнение равенства сопротив-
лений и емкостей в параллельных ветвях. Передаточная функция ин-
тегратора /Сф (р) = (/вых(р)/ 1ПВХ1 (р) — Пвхз (р)1 соответствует (6.1).
Дифференциаторы напряжения более устойчивы, чем интеграторы,
менее чувствительны к источникам паразитного смещения ОУ, одна-
ко импульсные помехи могут легко вводить ОУ в режим ограничения.
191
Поэтому обычно применяется помехозащищенный дифференциатор
(рис. 6.7), для которого Лф- (р) = —pRC! {pR^C + 1), Rx < R.
Интеграторы и дифференциаторы используются в частотных ARC
фильтрах, в согласованных фильтрах (см. рис. 2.6, 2.7) в демодулято-
рах сигнала (см. рис. 5.26). Интеграторы на рис. 6.6, д, е выполняю)
функции фильтра системы ФАП. Интеграторы на рис. 6.6, а—г прг
подаче на их вход постоянного напряжения превращаются в генера-
торы линейно-нарастающего напряжения. Они также могут исполь-
зоваться в качестве фазосдвигающей цепочки на угол л/2, не завися-
щий. в широком диапазоне частот от частоты. Зависимость амплиту-
ды от частоты может быть устранена с помощью ограничителя.
Рис 6 8 Диаграмма работы (д) и приици-
П П il П пиальная схема (б) оптимального приемни-
ка посылок сигнала с кодово импульсной
<2?	модуляцией
Рассмотрим пример реализации на описанных узлах схемы опти-
мального приема посылок сигнала с кодово-импульсной модуляцией
(рис. 6.8) На вход устройства поступают импульсы (в общем случае
с помехами) двоичного цифрового сигнала авх, причем положитель-
ному импульсу соответствует передача логической единицы, отри-
цательному — передаче нуля исходного модулирующего сигнала
(рис. 6.8, а). От схемы синхронизации по тактовой частоте сигнала (не
показанной па рисунке) поступают короткие тактовые импульсы мт1
(импульсу соответствует нуль напряжения), совпадающие с концом-
посылки, и нг2, совпадающие с ее началом.
В результате интегрирования интегратором (на ОУ) входного
сигнала ивк на выходе интегратора образуются треугольные импульсы
иИ положительной или отрицательной полярности, которые поступа-
ют на схему сравнения (схему принятия решения), выполненную на
компараторе. В момент окончания очередного импульса мвх ком-
паратор опрашивается импульсом нт1. Если ыи>>0 (на вход устрой-
ства поступил сигнал, соответствующий логической единице), на выхо-
де компаратора появится положительное напряжение, которое запом-
нится компаратором до прихода следующего импульса wT1. При по-
ступлении на вход устройства сигнала, соответствующего логическому
нулю, напряжение на выходе также будет равно нулю. После оконча-
192
л	я
Рис. 6 9. Схемы фазовых звеньев 1-го
порядка на операционном усилителе
{а, б) и дифференциальном каскаде
(а, г)
ния импульса сигнала интегра-
тор возвращается в исходное
нулевое состояние импульсом
йт2 и цикл повторяется снова.
Принятые двоичные символы
цвых (Рис- 6.8^ а) оказываются
сдвинутыми относительно пере-
данных на период тактовой ча-
стоты, что обычно допустимо.
Описанная схема может исполь-
зоваться, например, вместо ре-
версивных счетчиков со сбро-
сом в устройстве приема двоич-
ных символов информации (рис.
3.20). Применение аналогового
интегратора вместо цифрового
позволят отказаться от ограни-
чения входного сигнала и тем
самым повысить помехоустойчи-
вость приемника.
Отдельное звено фазового корректора — фазовое — можно реа-
лизовать, например, на ОУ (рис. 6.9). Передаточная функция звена на
рис. 6.9, а /Сф (р) = (pRC — 1)/ (pRC + 1). У звена на рис. 6.9, б
передаточная функция такая же, но имеет отрицательный знак. Мо-
дуль передаточной функции равен единице независимо от частоты, фа-
зочастотная характеристика
_( ц, — 2 arctg (<оСЯ) для схемы на рис. 6.9, а,
Т — t —2 arctg (a)CR) для схемы на рис. 6.9, б.	'6
На ДК можно реализовать упрощенные схемы фазовых звеньев
(рис. 6.9, в, г).
Дифференцируя выражение (6.2) по частоте и производя некоторые
преобразования при условии ф = const, получаем Аф/do) = (sin ф)/&»,
откуда следует, что крутизна фазочастотной характеристики в зависи-
мости от фазового сдвига на фиксированной частоте имеет максимум,
расположенный при ф = 90° или ф = —90° (в зависимости от схемы).
Левее и правее максимума производные равны по модулю и имеют раз-
ный знак.
Это позволяет, подключая два фазовых звена к источнику сигнала,
за счет взаимной компенсации фазовых уходов при изменении частоты
получить на выходе звеньев постоянный сдвиг фаз в широком диапа-
зоне частот. Так, например, для сдвига фазы на 90а надо включить
два фазовращателя на 135° и 45° (рис. 6.10, а). Максимальное измене-
ние фазы такого фазовращателя в зависимости от диапазона изменения
частоты можно оценить по графику на рис. 6.10, б.
Для нормальной работы фазового звена на рис. 6.9, в сопротивле-
ния резисторов RK и нагрузки RH должны соответствовать условию
Як < (5 ...10)/? Ян и Як С (5 ...10)/соС < Ян. Модуль коэффи-
циента передачи такого звена |Я| = |5ср|Як.
7 Зак 1805	193
“в м2.
Рис. 6 10. Структурная схема компенсированного фазовращателя (о) и зависи-
мость максимального изменения его фазы от диапазона изменения частоты (б)
6.5.2.	Операционные звенья 2-го порядка
Звенья реализуют передаточную функцию, которую в общем виде
можно записать:
Д' (р\ =	+ Р + Ьо — Ъ-	+
Ф	а, p2-i aL р-1 а0 а2 p2 + p(on/Qn ( со2
где аь bi — вещественные постоянные коэффициенты; sgn ах —
— sgn а2 = sgn aG-, <о„ =- Vi>0/Z>2, QH ~V Ь0Ь2/Ьх — частота и доб-
ротность нуля передаточной функции; соп -= Уа0/п2, Qn = Л/ а йа21аг —
частота и добротность полюса.
Эта передаточная функция охватывает все важнейшие частные слу-
чаи активных фильтров.
Для ФНЧ: /<ф (р) = К фо  -------•(°”   - , где /Сф0
"p2+P^n<Qa	ао
PCOrr / Qгг
Для ПФ: (р)- K(Io	 где *4»“’
= bja^ b2 - b0 = 0.
n2
Для ФВЧ: КФ (р) = Кф0 ——--------р 	, где К,ГЛ- =
*	* р2 4- рсоп/рцН- (О2
«= b2/a2, bt*=b0== 0.
Для РФ, а также ФНЧ и ФВЧ с нулем передачи (р) = .Кф0 X
р2 + (О2	б2
Х P2+p«n/Qn + G>2 ’ ГДе	~	= 0 •
При о)н = (0П реализуется РФ, при сон Фц — ФНЧ или ФВЧ с
нулем передачи.
Для фазового звена:
Р2—/?«H/QH + »2
Р2 -j- ptt>n/Qn юп
, где кфо= А.
й2
6Сф (р) — К фо
194
Условие реализации сон = соп, Qlt = Qa. В этом случае (р)1 —
= |КФо1, Ф = 2 arctg (со ,/со)^.
Для удобства расчета фильтров следует иметь в виду, что частота
о)а и добротность Qa полюса передаточной функции совпадают с час-
тотой и добротностью амплитудно-частотной характеристики ПФ.
Частота полюса свйзана с резонансной частотой сор, на которой ампли-
тудно-частотная характеристика имеет максимум, следующими соот-
ношениями:
<оп/ 1 —1/2Q* для ФНЧ,
wn/V 1 — 1/2Q* для ФВЧ.
Рис. 6.11. Нормированная амплитудно-ча-
стотная характеристика ФНЧ 2-го поряд-
ка
Для Qn 1/V2 максимум амплитудно-частотной характеристики
отсутствует (рис. 6.11).
При проектировании ПФ с Q 10 следует также иметь в виду, что
частоты, на которых коэффициент передачи падает на 3 дБ, опреде-
ляются следующим образом:
tif, = f„ fi = -/p/2Q+fp/2QVTW;
fl = f^Q + f^Q V1 + 4Q*; Q = f„/(f3 - Д).
При Q > 10 можно считать, что частоты и расположены сим-
метрично относительно резонансной частоты fp.
Помимо элементной базы операционные звенья 2—го порядка обыч-
но различаются методом синтеза, числом использованных ОУ, нали-
чием или отсутствием положительной обратной связи и т. п.
Эффективным методом синтеза АИСФ (и ряда других узлов радио-
приемных устройств) является метод аналоговых вычислительных ма-
шин (метод АВМ), разработанный в свое время для аналогового моде-
лирования на ЭВМ физических систем, описываемых дифференциаль-
ными уравнениями высокого порядка.
195
Достоинствами фильтров, синтезированных методами АВМ, яв«
ляются:
использование для построения фильтров только звеньев 1-го и
0-го порядков;
реализация с помощью одного и того же фильтра всех пяти ча«
стных случаев активных фильтров 2-го порядка;
независимое управление любым параметром, что упрощает наст-
ройку и позволяет легко осуществлять электрическую перестройку;
Рис. 6.12. Схема упрощенного активного
RC-фильтра, синтезированного метолом
АВМ, на трех операционных усилителях
(а) и на ИС К529УП1 (б)
высокая устойчивость и стабильность параметров, позволяю^
щие реализовать фильтры с высокой добротностью;
малые собственные шумы и большой динамический диапазон.
Недостатком этих фильтров является большое число использу-
емых ОУ (пять и более), что приводит к росту энергии, потребляе-
мой от источников питания, а также трудность реализации на по-
вышенных частотах из-за заметного суммарного паразитного
фазового сдвига, имеющегося в каждом ОУ и увеличивающегося
с ростом числа активных элементов.
Структуру фильтра, синтезированного методом АВМ, можно
упростить, но при этом надо учитывать, что по мере уменьшения
числа ОУ (рис. 6.12, а) фильтр теряет часть своих свойств.
Фильтр на рис. 6.12, а состоит из двух интеграторов и одного
инвертора и реализует ФНЧ, ПФ и ФВЧ. Суммируя сигналы с вы-
ходов, можно получать также передаточные функции РФ и фазо-
вого звена.
Например, передаточная функция ПФ
к /р)=5_______________р/?2Сг (1+W [/?3Z(^ + P4)1
Ф	р* Яд Сд R2 C2~'rpR2 С2 Р?4/(/?3 'J?4)] (l-i-RQ/R-a)-'rRQ/R5 \
196
Если принять Rt = R2 = R5 = R* = R, Сг = С2 = С, то
Q = 0,5 (1 + R3/R4), qd = 1/RC, Кф0 = Rg/R4.
Регулировка добротности и полосы пропускания в широких пределах
осуществляется изменением отношения сопротивлений R3/R4 при фик-
сированной частоте настройки, регулировка резонансной частоты в не-
больших пределах — изменением отношения Rfi/R5 или произведения
R?C%.
Этот фильтр в основном сохраняет преимущества фильтров, пост-
роенных по методу АВМ. На нем можно реализовать добротность не
менее 100.
Рис. 6.13. Схемы ФНЧ (а), ПФ (б) и ФВЧ (в) на одном операционном усилите-
ле и ПФ с добавочным усилителем (г)
Чувствительности рабочих параметров фильтра к изменению пара-
метров схемных элементов
= SR2 “ SR5 SC1 = SC2 = —SR6 = — °’5*
Чувствительности добротности к изменению пассивных элементов 5$
также равны +0,5 и, что самое важное, суммарная чувствительность
добротности к изменению всех пассивных элементов за счет взаимной
компенсации уходов равна нулю. Максимальная реализуемая доброт-
ность Qrnax = 0,5RV Rh/R6. Для уменьшения зависимости добротности
от коэффициента усиления операционного усилителя К ее следует огра-
ничивать значением Q 0,lQ[nax. Описанное звено 2-го порядка мож-
но реализовать не только на ОУ, но и на специализированной ИО
К529УП1 (см. рис. 4.17), включающей три идентичных усилителя, чет-
вертый — выходной' эмиттерный повторитель. Так как в усилителях
отсутствует неинвертирующий вход, то схема на рис. 6.12, а несколь-
ко видоизменяется (рис. 6.12, б). Из-за сравнительно небольшого уси-
ления ИС параметры звена получаются хуже, чем на ОУ. Расчет зве-
на производится в следующем порядке. Целесообразно задать сопро-
тивления R2 = R3 — Ri = R, где R 10 кОм. Емкости ояределяют-
197
ся из условия настройки на заданную частоту сор: = С2 = 1/(орД.
Добротность изменяется с помощью резистора Д6: Q & Rb/R; коэф-
фициент передачи — с помощью резистора Rt : Дф0 — (OpR/R^ При
Дй-> оо реализуемая добротность -порядка 50, максимальная частота
настройки 200 кГц. Без изменения добротности частота настройки из-
меняется только одновременным изменением Сг и С2.
При съеме сигнала с контакта 5 ИС реализуется звено ФНЧ 2-го
порядка с частотой среза, равной сор.
На одном ОУ можно реализовать большое число фильтров, напри-
мер рис. 6.13, а—в. Эти устройства относятся к так называемым фильт-
рам с отрицательной обратной связью.
Каждая схема может реализовать только один тип фильтра. При
идеальном ОУ для ФНЧ:
=-- 1/Ут?г R3 С, С2; Q„ = Vcjc2 х
X R3/(R2 R3 + Rt R2 + R2 R3). Если положить /?1 = Т?2 =
= = to <,>„= }/R VCTCT; Q„ = VCJC2l3.
Для ПФ: K$3 — -R, C.2!R1 (C3 +Q; a>o~ l/V/< R2 C, C2, Q„ =
-VrJr2VcrcT/fCj+c,), При c^c^c>o„=ucVrTrI
<?„= 0,5 VrJr2.
Для ФВЧ: Кф0= -Cj/Cj; wn= l/Vtf, R2 C2 C3; Q^'VrJRl X
X УС2 C, /(C2-\-,C2-lrC3). При C1~C2 — C3 = C <i>l( =
= 1/CVrTR2. Q^Vl^iRJS.
В [106] получено условие устойчивости для ПФ на рис. 6.13,6
/Д> ДД, где Д, Д и Д — частоты l-ro , 2-го и 3-го полюсов ОУ при
аппроксимации его АЧХ следующим выражением:
Дф (р) = К / (1 + р/2лД) (1 + р/2лД) (1 + р/2л/3), Д < Д < Л-
Обычно это условие не выполняется без коррекции ОУ.
Максимальная резонансная частота этого же фильтра (определенная
по 10%-му отклонению ее от расчетного значения за счет влияния час-
тотозависимых параметров ОУ) Дтах = f^Q (1 + С21С^. Макси-
мальная реализуемая добротность определяется коэффициентом усиле-
ния ОУ или любого другого примененного усилителя без обратной
связи: Qmax = 0,51/Д. Чтобы нестабильность Д не приводила к не-
стабильности добротности, следует выбирать при проектировании
Q IQmax-
Недостатками фильтров на одном ОУ является невозможность не-
зависимого управления параметрами фильтров. Высокая добротность
осуществляется только за счет сильного разноса номиналов элементов.
Фильтры предъявляют повышенные требования к качеству ОУ, в част-
ности к его коэффициенту усиления; существенно выше и шумы фильт-
ров. Фильтры на основе одного ОУ применяются при добротностях
ниже 10 ...15.
198
При подключении фильтров на рис. 6.13, а—в к источнику сигнала
(как, впрочем, и других описанных фильтров) следует иметь в, виду,
что выходное сопротивление источника сигнала /?г должно быть доста-
точно мало по сравнению с входным сопротивлением фильтра (напри-
мер для схемы на рис. 6.13, б необходимо выполнить условие Rr
0,17?! или сопротивление Rr должно входить в состав RJ. Это не
всегда выполнимо, особенно при проектировании фильтра на повышен-
ную частоту. В этом случае в схему на рис. 6.13, б вводится резистор
R{, который позволяет существенно увеличить сопротивление Rx. Обыч-
но выбирают Rx 107^1'. Одновременно появляется возможность не-
Рис. 6.14. Схемы фильтров на ос-
нове усилителей с конечным уси-
лением
зависимой регулировки усиления фильтра о помощью Rv При расчете
фильтра следует вместо подставлять R^Rl/ + R&) « R{.
Для улучшения параметров фильтров на рис. 6.13, а—в в цепь об-
ратной связи можно ввести дополнительный .ИНУН с коэффициен-
том усиления /(2. Подобная схема (рис. 6.13, г) для ПФ требует мень-
шего разноса номиналов элементов для реализации большой добротно-
сти, падает чувствительность добротности к коэффициенту усиления
ОУ. Реализуемая добротность — не менее 40. Рабочие параметры
фильтра Кф0 = 1/7?1 [ (1 + CJC^IK^R*, — MRfh wn = ( (1/7?г +
+ 1/7?з + 1/T?e)/7?5C3CJ»72,
Q = VCJC^R,, (UR, + 1/7?, + !/«„)/ (1 + C,/C3 - K,RJR^.
Для схемы можно рекомендовать следующий порядок расчета [50]
при заданных Q и соп: выбираем С = С3 = С4, R — Rx = R$.
В диапазоне значений К2 — 1 ...10 выбираем К2 — Rs/R7. Вычисляем
R = Q/«nC, Rq = K,RQ/ (2Q - 1), R2 = R/ (Q - 1 - 2/R2	1/7(2Q)
Кф» = W<2.
Операционные звенья на управляемых источниках с конечным уси-
ление.м представляют интерес по двум причинам: имея более простую
структуру, чем ОУ, они часто являются и более экономичными; из-за
ограниченного усиления они являются более высокочастотными.
В основном для .построения фильтров используются ИНУН
(рис. 6.14, в качестве ИНУН использованы ОУ). Характерным для
этих схем является применение положительной обратной связи, а не
199
отрицательной, как в предыдущих схемах. Это вызвано тем, что в це-
пях с отрицательной обратной связью для реализации больших доброт-
ностей необходимы усилители с большим коэффициентом усиления.
В цепях с положительной обратной связью достаточны коэффициенты
усиления в пределах от 1 до нескольких единиц. Дополнительным до-
стоинством ARCO с положительной обратной связью является их
большая рабочая частота (они устойчиво работают на частотах, где
существенно влияние фазового сдвига в усилителях). Однако подобные
Рис. 615. Структурная схема 'реального активного RC-фильтра (а), принципи-
альная схема одного звена (б) и амплитудно-частотная характеристика этого
звена (в)
фильтры, как и все устройства с положительной обратной связью, об-
ладают заметной чувствительностью параметров к изменению схемных
элементов. Это ограничивает добротности таких АКСФ значениями,
меньшими 10 ...15.
Для ПФ (рис. 6.14, б): Хф0 = Л’,/ II + RJR, + С,/С, V+RJRJ +
+ (1 - X,) WRJ], и„ =	= Rt/R„,
Q = Vm+TwIVcTg(\/Rl + I/Z?3 + (1 - x,)/r2)+
+ VC2/C, (I//?, + 1/R2)I.
Выбирая Q = C2 = C, /?! = R2 — Rs = R, получаем при задан-
ных Qh o)n — 5 —V2/Q, R = V2-/o)nC, Аф0 = 5Q/V2 — 1, Rt =
Чувствительность добротности к изменению коэффициента усиле-
ния 3,5Q, поэтому следует стабилизировать усиление усилителя.
Операционные звенья 2-го порядка используются в РПУ само-
стоятельно, в качестве избирательных усилителей, а также входят в
состав фильтров более высокого порядка.
Для примера рассмотрим полосовой фильтр, используемый в ка-
честве второго УПЧ.РПУ. Он состоит из пяти звеньев 2-го порядка
(рис. 6.15, а) и реализует аппроксимирующую функцию низкочастот-
201)
ного фильтра — прототипа Кауэра 5-го порядка. В качестве усили-
телей выбраны ОУ 140УД5, по два на одно звено (рис; 6.15, б, в). Па-
раметры фильтра: резонансная частота 300 кГц, полоса пропускания
по уровню 0,7 26 кГц, неравномерность в полосе пропускания 1 дБ.
Затухание вне полосы 30 кГц не менее 26 дБ. Фильтр выполнен мето-
дом тонкопленочной гибридной технологии на бескорпусных ОУ и
помещен в корпус 157.30.
6.5.3.	Применение активных RC-фильтров на высоких частотах
Высокая рабочая частота накладывает определенные требования
на схемы фильтров и используемые в этих фильтрах элементы:
1.	Структурная схема фильтра должна быть гакова, чтобы частот-
ная зависимость параметров активных элементов в наименьшей сте-
пени влияла на резонансную частоту и добротность.
2.	Целесообразно отдавать предпочтение схемам, в которых для
получения тех же добротностей требуются меньшие коэффициенты
усиления по петле обратной связи..
3	Влияние частотных свойств активных элементов не должно по
возможности приводить к дополнительным фазовым сдвигам в петле
обратной связи.
4.	Параметры пассивных элементов должны быть такими, чтобы
они заметно не шунтировались входными и выходными сопротивления-
ми активного элемента или паразитными емкостями на рабочей часто-
те.
5.	При использовании ОУ предпочтение следует отдавать усили-
телям с внешней коррекцией, при этом должна использоваться коррек-
ция «на опережение», максимально расширяющая площадь усиления
ОУ.
Существуют и другие специфические требования.
Естественно, что реализация АКСФ на радиочастотах требует при-
менения высокочастотных усилительных схем.
В [106] приведен пример проектирования фильтра 2-го порядка
на ОУ К1УТ401А с максимальной резонансной частотой 3 МГц.
На основе двух гибридных ОУ (см. рис. 5.8, а) был реализован
АКСФ по схеме на рис. 6.13, г с параметрами Q — 20, /р — 10 МГц в
бескорпусном исполнении ла поликоровой подложке размером
24 х 32 мм
Однако лучшие параметры на высоких частотах получаются при ис-
пользовании в качестве активных элементов обычных транзисторов.
Фильтр на рис. 6.16 [1061 имеет Q = 8 на предельной резонансной час-
тоте порядка 30 МГц (выше которой добротность начинает резко ме-
няться по сравнению с расчетом).
Для достижения требуемой добротности необходимо шунтировать
резисторы R6 или /?8, резонансная частота устанавливается измене-
нием емкости одного из конденсаторов.
Полученная в схеме на рис. 6.16 предельная резонансная частота
порядка 30 МГц, по-видимому, близка к максимальной, - достижимой
201
ГГМ 1A (Т1.Т2,ТЧ), ГТЗЧ6А (ТЗ)
Рис. 6.17. Структурная схема квад-
ратурного фильтра
Рис. 6.16. Принципиальная схема вы-
сокочастотного активного RC-фильг-
ра на грех интеграторах
в АИСФ подобного типа, так как интегрирующие емкости фильтра на
этой частоте становятся соизмеримыми с паразитными емкостями схе-
мы.
6.6.	ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ ФИЛЬТРЫ
Параметрические фильтры отличаются от обычных аналоговых тем,
что содержат в своем составе параметрические узлы — аналоговые
перемножители, смесители или переключатели. Особенностью их яв-
ляется наличие нескольких (7V) каналов обработки сигнала, поэтому
их часто называют TV-канальными.
Отдельные модификации параметрических фильтров известны дав-
но, однако интерес к ним появился только с развитием средств микро-
электроники. Достоинствами параметрических фильтров являются
возможность их реализации на относительно высоких частотах, боль-
шие добротность и стабильность резонансной характеристики, соиз-
меримые с аналогичными параметрами кварцевых фильтров, возмож-
ность электрической перестройки резонансной частоты и полосы про-
пускания, возможность использования в качестве смесителя, аналого-
вых линий задержки и т. п. Общим недостатком параметрических
фильтров является наличие на выходе сигнала помехи, совпадающего
с частотой выходного сигнала, подавление помехи зависит от степени
идентичности каналов. Достижимый динамический диапазон на сегод-
ня составляет 40 ...60 дБ.
Физически принцип работы параметрических фильтров заключа-
ется в переносе спектра сигнала с помощью смесителя на нулевую час-
тоту, фильтрации его ФНЧ и переносе отфильтрованного сигнала вто-
рым смесителем на первоначальную или новую частоту. Чтобы сохра-
нить при этом информацию о частоте и фазе входного сигнала, а также
избавиться от возникающих при перемножении двух сигналов паразит-
ных, гармоник, используются многофазные смесители.
Для построения полосового квадратурного фильтра 2-го порядка
(рис. 6.17) необходимы четыре АП и два активных или пассивных ФНЧ.
Существуют параметрические фильтры, в которых вместо АП исполь-
зуются коммутаторы на полевых транзисторах [104, 118, 1201.
202
Глава 7.
ФИЛЬТРЫ И ГЕНЕРАТОРЫ НА ОСНОВЕ ИЗДЕЛИЙ
ПЬЕЗОТРОНИКИ
7.1. ФИЗИЧЕСКИЕ ОСНОВЫ ПЬЕЗОТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
В основе пьезотронных устройств лежат свойства пьезоэлектриков,
которыми являются многие кристаллы и некоторые другие вещества,
обладающие пьезоэффектом. Насчитывается свыше 1000 веществ, об-
ладающих пьезосвойствами. Помимо наиболее известной низкотемпе-
ратурной модификации монокристалла кварца широко используется
поли кристаллическое вещество (пьезокерамика) —титанат бария. На-
ходят применение синтетические кристаллы таких «сильных» пьезо-
электриков, как танталат лития, ниобат лития, германат висмута,
пьезополупроводниковые материалы типа окиси цинка, сульфида кад-
мия, арсенида галлия и др.
Пластина пли стержень, вырезанная из пьезоэлектрика под опре-
деленными углами по отношению к его кристаллофизическим осям,
вместе с электродным покрытием образует пьезоэлемент (ПЭ). Основ-
ные электрические и эксплуатационные параметры пьезоэлектрических
устройств в большой степени определяются характером деформаций
ПЭ. Существуют несколько типов деформаций: сжатие — растяжение,
сдвиг, изгиб и кручение, по которым различают типы ПЭ. Кроме того,
деформации могут быть как объемные, так и поверхностные: первые —
во всем объеме пьезоэлектрика, вторые — лишь на поверхности или
у приповерхностного слоя. Таким образом, в ПЭ возможно существо-
вание как объемных акустических волн (ОАВ), так и поверхностных
(ПАВ).
Пьезоэлементы могут иметь самую разнообразную форму. Чдще
всего это прямоугольные пластины или стержни, однако ПЭ могут вы-
полняться в виде круглых стержней, дисков, линз, пластин сложной
формы — со скосами, ступеньками, щелями и т. д., а также в виде
пленки, нанесенной на какую-либо пассивную подложку.
Способность ПЭ осуществлять частотную селекцию подводимых к
его электродам электрических сигналов объясняется высокой ста-
бильностью частоты собственных механических колебаний. По харак-
теру взаимодействия ПЭ с объемными деформациями с рнешней элект-
рической цепью его поведение может быть отражено эквивалентной схе-
мой, содержащей последовательную цепь Ьъ Съ R± и параллельно сое-
диненный с этой цепью конденсатор Со. С учетом побочных частот (па-
разитных резонансов) такая эквивалентная схема должна содержать
дополнительные последовательные цепи Lif Cif Rt.
При проектировании пьезотронных устройств часто рассматривают
зависимость активной и реактивной части комплексного сопротивле-
ния цепи Z = г4- jx от частоты, которая имеет две характерные точки:
частоты последовательного = 1/2лУLlCx и параллельного ~
== AV1 4 Cj/C0 резонансов. С достаточной для практики точностью
можно считать, что между частотами последовательного и параллель-
203
него резонансов реактивное сопротивление ПЭ имеет индуктивный
характер, вне этого диапазона, равного Д/р =	« СХ/2СО и
называемого резонансным промежутком, — емкостной
На частоте Д сопротивление г минимально и равно Rr, на частоте
/2 — максимально.
Величина CQIC1 называется емкостным коэффициентом. Для квар-
цевых ПЭ она не может быть меньше 125. Поэтому резонансный про-
межуток таких ПЭ не может быть больше 0,4% частоты последователь-
ного резонанса. Чем больше емкостной коэффициент, тем ближе друг
к другу частоты последовательного и параллельного резонансов. Для
пьезокерамики CQICX — 40 ...200.
Помимо параметров эквивалентной схемы Llt Сх, CQ, АТ ПЭ харак-
теризуется также добротностью Q = 2л/XLX!Rь нестабильностью часто-
ты при изменении температуры (ТКЧ), времени и механических воз-
действиях, спектральной характеристикой, показывающей относи-
тельный уровень и частоту паразитных резонансов, и др. Важноезна-
чение для стабильности работы ПЭ имеет рассеиваемая на нем мощ-
ность Обычно указывается максимальное значение допустимой рассеи-
ваемой мощности, лежащей в пределах 0,1 ..2 мВт.
Определенные особенности имеют ПЭ, работающие на ПАВ. Они
изложены в § 7 4
На практике применяют как двухполюсные ПЭ, так и многопо-
люсные В последнем случае входные электроды ПЭ соединены с вход-
ной электрической цепью, а выходные — с электрической нагрузкой.
Использование таких ПЭ часто дает дополнительные преимущества и
упрощает схемы пьезоэлектрических устройств Многополюсные ПЭ
называют пьезотрансформаторами
Пьезоэлементы представляют собой функциональные узлы, которые
входят в состав пьезоэлектрических устройств Пьезоэлемент, снаб-
женный системой крепления и токоотводами и помещенный в корпус,
называют пьезоэлектрическим резонатором (ПР) Он может исполь-
зоваться и без корпуса и в этом случае его называют бескорпусным.
Сам ПЭ с арматурой принято называть пьезоэлектрическим вибрато-
ром
7 2 ПЬЕЗОРЕЗОНАТОРЫ И ПЬЕЗОТРОННЫЕ ФИЛЬТРЫ
Пьезоэлементы, изготовленные обычным способом, конструктивно
плохо совмещаются с микроэлектронными изделиями из-за большой
критичности параметров ПЭ к механическим нагрузкам и, как резуль-
тат, необходимости создания специальных сложных элементов креп-
ления, оказывающих минимальное влияние на параметры ПЭ. В то же
время подобные ПЭ отличаются высокой стабильностью, накоплен
большой опыт их производства. Поэтому пьезорезонаторы, особенно в
миниатюрных корпусах, до сих пор широко применяются, в частности
в изделиях микроэлектроники.
Пьезоэлемент резонаторов чаще всего выполняется из кварца. Та-
кие резонаторы называются кварцевыми (КР). Диапазон рабочих час-
тот современных КР с учетом работы на высших гармониках составляет
201
Таблица 7.1
Поддиапазон частот кГ j	Тип колебания	% с.	о-	>4t, Ом	Lf Гн	р та х мВт
0,4...200 30.. ЛОО 50...500 200... 1000 300...2000 400 ..400000	Изгиб Кручение Сжатие — растя- жение по длине Сдвиг по контуру Косой сдвиг Сдвиг по толщине	200...3000 500...700 125.. .350 400...500 350... 1000 220.. 7000	10.. ЛОО 50...500 20...500 50...500 100...2000 50...5000	500...500000 50...2500 40...10000 20 ..Ю00 5. ..200 2...600	300.. .ю6 2...780 10... 1000 2...55 9	2^ 0 002...30	0,1 2,0 1,0 1,0 0,5 2,01)
') Кроме прецизионных КР
от нескольких сот герц до 300 ...400 МГц. При этом в различных час-
тотных поддиапазонах используются КР с различными типами коле-
баний (табл. 7.1) [122].
Другим важным применением ПЭ на ОАВ являются пьезоэлектри-
ческие частотные фильтры, которые строят на основе мостовых или
цепочечных схем [123]. Для пьезокерамических фильтров на простых
и дешевых ПЭ из пьезокерамики обычно используют лестничные схе-
мы, собранные из Г-образных звеньев (рис. 7.1, а). Полоса пропуска-
ние. 7.1. Схемы лестничного фильтра из шести пьезоэлементов (а) и Г-образного
авена его (б), а также зависимость параметров реактивных элементов в после-
довательной и параллельной ветвях одного звена полосового лестничного фильт-
ра от частоты (в) и характеристика его затухания (г)
205
ния Г-образного звена (рис. 7.1, в, г) определяется частотами /СР1 и
/ср2, называемыми частотами среза, и получается непрерывной, если
частота последовательного резонанса ПЭ, расположенного в последо-
вательной ветви, равна частоте параллельного резонанса ПЭ, располо-
женного в параллельной ветви. Характеристика затухания имеет
полюсы на частотах /П1 = /2 и /п2 = /?. Частоты среза на характерис-
тике затухания разделяют полосы пропускания и задерживания. Если
резонансные промежутки Д/р ПЭ в последовательной и параллельной
ветвях одинаковы, частоты среза звена равны и расположены сим-
метрично относительно центральной частоты настройки фильтра /у.
/ср1 « /р - Д/р/1/1 + Со'Сб, lw ^f„ + Д/p/Vl + С67С6- Чем
меньше отношение С'о/С'о, -тем выше коэффициент прямоугольности
характеристики затухания звена.
Для того чтобы реализовать заданные параметры фильтра, в элект-
рической цепи его необходимо согласовать с нагрузкой, т. е. включить
сопротивления генератора и нагрузки, равные характеристическому
сопротивлению фильтра. При этом входное и выходное сопротивления
фильтра также оказываются равными характеристическиму сопротив-
лению.
Для Г-образиого звена существуют два характеристических со-
противления (рис. 7.1, б): со стороны входа Zn и выхода ZT Эти звенья
в многозвенных фильтрах соединяются между собой со стороны оди-
наковых характеристических сопротивлений, при этом последователь-
ные и параллельные двухполюсники двух звеньев объединяются, об-
разуя структуру типа показанной на рис. 7.1, а. На центральной час-
тоте настройки фильтра Zn = ZT = Zo = l^n/pVCoCo, причем Za
возрастает с удалением в обе стороны от частоты /р, a ZT уменьшается.
Поэтому для согласования фильтра с нагрузкой ее выбирают равной
/?„ = 1/2Z„, если выходное сопротивление фильтра определяется Zn,
и R„ = Z„/V2, если выходное сопротивление—ZT. Обычно в качестве
сопротивлений нагрузки и генератора используются сопротивления
коллекторной нагрузки предыдущего каскада и входное сопротивле-
ние следующего.
Типичными примерами пьезокерамических фильтров являются
восьмирезонаторные фильтры ПФ 1П-1М и ПФ1П-2, выпускаемые для
радиовещательных транзисторных приемников.
Реальная ширина полосы пропускания фильтров меньше теорети-
ческой П = /ср2 — /сР1. При использовании распространенных пьезо-
керамических ПЭ реальная ширина полосы пропускания по уровню
3 дБ для таких фильтров составляет 0,6—0,9 от теоретической. Полосу
пропускания можно изменить, подключая к звену конденсаторы и ин-
дуктивности, которые изменяют резонансный промежуток ПЭ.
Существенным недостатком пьезокерам^ических фильтров является
их низкая стабильность. Лестничные фильтры на основе кварцевых ПЭ
сложны, так как требуют большого числа ПЭ (из-за большего отноше-
ния Cq/Cy по сравнению с пьезокерамическими фильтрами).
В мостовых схемах ПЭ включаются в плечи равновесного моста.
206
Разновидностью мостовых схем является дифференциально-мосто-
вая схема (рис. 7.2, а, б), в которой число реактивных двухполюсников
уменьшено‘до двух за счет использования дифференциального транс-
форматора, играющего роль фазорасщепителя.
Сопротивление нагрузки (и генератора) такого фильтра выбирается
равным характеристическому на центральной частоте настройки филь-
тра: /?н = \l2nfpVC01C02» где С01 и С02 — статические емкости ПЭ, ис-
пользуемых в качестве двухполюсников и Z2 для двухрезонаторного
фильтра, или статическая емкость ПЭ С01 и емкость двухполюсника
Z2 = l/j«pC02 в случае однорезонаторного фильтра.
а)
Рис. 7.2. Полосовые однозве!шые дифференциально-мостовые фильтры
Характеристическое сопротивление дифференциально-мостовой
схемы из тех же двухполюсников в два раза меньше, чем у мостовой
схемы.
Условие пропускания в одно резонаторном дифференциально-мос-
товом фильтре выполняется на участке между последовательным и
параллельным резонансами ПЭ. Наибольшая ширина полосы пропуска-
ния такого фильтра на кварцевом ПЭ не превышает 0,4% центральной
частоты. Характеристика затухания однорезонаторного фильтра сим-
метрична, если статическая емкость ПЭ Со равна емкости конденсатора
С, включенного в другое плечо. Наибольшая ширина полосы пропуска-
ния двухрезонаторного фильтра не превышает 0,8% центральной час-
тоты. Особенностью таких фильтров является малое влияние нагрузки
на ширину полосы пропускания.
Характеристику затухания можно улучшить, каскадно включая
дифференциально-мостовые звенья, при этом характеристики'затуха-
ния звеньев перемножаются. В зависимости от выбора параметров вхо-
дящих в фильтр элементов в таких фильтрах могут быть реализованы
самые различные типы характеристик — Баттерворта, Чебышева, Бес-
селя, Гаусса и др. В микроэлектронной аппаратуре, однако, такие
фильтры находят ограниченное применение из-за больших габаритов
и трудности совмещения с микроэлектронными узлами.
В значительной мере уменьшить габариты мостового фильтра мож-
но, если выполнить фазорасщепитель на активном элементе, например
транзисторе. Пьезоэлектрические фильтры, построенные на таких фа-
зорасщепителях, называют активными (или гибридными) (рис. 7.3,
а — г).
207
Рис. 7.3. Однозвенные
пьезоэлектрические диф-
ференциально - мостовые
активные фильтры (а...в)
и эскиз конструкций ак-
тивного полосового
фильтра в корпусе 152 16
(г)
Фильтры, электрическая схема которых выполнена в виде ИС и
размещена в одном корпусе с ПЭ (рис. 7.3, г), относятся уже к классу
интегральных пьезоэлектрических фильтров (ИПФ). Иногда их назы-
вают частотно-избирательными интегральными микросхемами. Основ-
ным условием получения симметричной характеристики затухания
ИПФ является симметричность его плеч. Для выравнивания характе-
ристики последовательно с ПЭ включаются регулировочные резисторы.
Коэффициенты передачи по каждой из ветвей фазорасщепителя должны
быть равны по значению и противоположны по знаку. При расчете
таких фильтров необходимо учитывать реактивности, вносимые актив-
ным элементом, которые изменяют частоты ПЭ, включенных в плечи
фильтра.
В описанных фильтрах резонансные элементы являются механиче-
скими, а связи между ними —электрическими. Отдельным классом пье-
зоэлектрических фильтров являются фильтры с механической связью,
так называемые электромеханические пьезофильтры. Механическая
208
Таблица 72
Тип фильтра	Диапазон рабочих частот, МГц	Относитель- ная полоса пропускания, %	Достигаемое затухание в полосе задержива- ния, дБ	Средний объем, см*
Электромеханические пьезоэлектрические	1.10-4...1	0.01...10	80	2
Дискретные -пьезоэлек- трические	4.10-3...300	0,001.. 3°	90	10
Дискретные пьезокера- мические	2-1О~4...ЗО	0,2 ..10	60	1
Активные пьезоэлектри- ческие	4-10~3...30	0.001...31’	90	1
*> Для ПЭ из «сильных» пьезоэлектриков
связь в таких фильтрах конструктивно реализуется дополнительными
элементами — связками между резонансными элементами. Такие
фильтры находят ограниченное применение в современной радиоэлект-
ронной аппаратуре, так как имеют невысокую стабильность частоты
[124].
В табл. 7.2 приведены некоторые характеристики описанных филь-
тров, причем ТКЧ фильтров на кварцевых ПЭ около 1 • 10-6 град-1,
ТКЧ электромеханических и пьезокеркмических на один-два порядка
хуже.
Простое уменьшение габаритов известных фильтров в целом не ре-
шает проблемы совместимости избирательных устройств с микроэле-
ктронными узлами современной радиоэлектронной аппаратуры. Наи-
более эффективным решением этой задачи явилась разработка пьезо-
электрических устройств, работающих на основе локализации энер-
гии акустических колебаний — так называемого эффекта «захвата энер-
гии». При этом обеспечивается акустическая развязка колеблющейся
(рабочей) области ПЭ от остальных его участков. Это позволяет создать
высоконадежные ИПФ, обладающие высокими значениями электри-
ческих параметров, упрощает требования к методам крепления ПЭ.
Эффект «захвата энергии» заключается в том, что энергия ОАВ опре-
деленной длины, распространяющихся в ПЭ как в акустическом волно-
воде с переменным сечением, сосредотачивается в некоторой ограни-
ченной области ПЭ. Этот эффект реализуется в ПЭ с колебаниями сдви-
га по толщине, снабженных металлическими электродами, за счет раз-
личия частот отсечки областей ПЭ под электродами и вне их. Колебания
в ПЭ имеют граничную частоту согр = nvtlty где vt — скорость рас-
пространения ОАВ в направлении толщины ПЭ, t — толщина ПЭ.
На частотах (о > а>гр колебания имеют вид бегущих волн и свободно
распространяются вдоль ПЭ, а на частотах со < согр экспоненциально
затухают по мере удаления от места возбуждения. Резонансная частота
ПЭ соэ в области под электродами ниже, чем в неметаллизированной об-
ласти, за счет нагружающего действия электродов.
8 Зак 1805	209
Поскольку 0)э< со/р, создаются условия для локализации акусти-
ческой энергии в объеме подэлектродной области ПЭ. Пьезоэлементы,
электроды которых имеют критические размеры для выполнения усло-
вия «захвата энергии», отличаются исключительно высокой моночас-
тотностью. Это, наряду с возможностью акустической развязки и аку-
стической связи колеблющихся областей в ПЭ, позволяет создать фильт-
ры, которые и называют собственно ИПФ [125—126].
Основанные на эффекте захвата энергии ИПФ можно разбить на три
типа. В ИПФ первого типа, называемых однослойными, отдельные ко-
леблющиеся области размещены на одном ПЭ так, что оказываются
а)
Рис. 7 4. Конструкция (а), эквивалентная схема (б), схемы включения в качест-
ве режекторного (о) и полосового (е) фильтров монолитного интегрального
пьезоэлектрического фильтра с двумя активными связанными областями, а так-
же схема монолитного фильтра с электроакустической связью (д)
акустически несвязанными. Для реализации характеристик фильтра
при этом должны использоваться дополнительные элементы — фазо-
расщепители, соединяемые с электродами по мостовой или лестнич-
ной схеме. Поэтому такие ИПФ отнесены к интегральным условно. Есте-
ственно, что выполнение этих дополнительных электрических элемен-
тов методами гибридной технологии позволяет существенно уменьшить
габариты таких фильтров.
В ИПФ второго типа, называемых монолитными, частотная характе-
ристика образуется несколькими акустическими связанными колеб-
лющимися областями одного ПЭ (рис. 7.4, а).
В монолитных фильтрах не нужны дополнительные электрические
элементы, так как характеристика фильтра реализуется за счет свойств
самого ПЭ при соответствующей топологии электродов. Однако в та-
ких фильтрах при увеличении числа акустически связанных резонирую-
щих областей появляются трудно устранимые дополнительные полосы
пропускания в.полосе задерживания, усложняется настройка. Поэто-
21)
Таблица 7.3
Материал	Диапазон рабочих частот, МГц	Относитель- ная полоса пропуска- ния, %	ТКЧ. град-’	Достигаемое затухание в полосе задержива- ния, дБ
Кварц	3...30(3001>)	0,001...0,7 (2,52)) ОД...15	0Д...1	80
Пьезокерамика и «сильные» синтетические пьезоэлект- рики	Г	0,5 ..20		2...100	60
1) На гармониках. 2) С расширительными индуктивностями.				'V
му на практике предпочитают использовать монолитные фильтры с дву-
мя акустически связанными резонирующими областями. На основе од-
ного или нескольких таких звеньев можно построить как простые
(рис. 7.4, в, г), так и сложные режекторные и полосовые фильтры.
В третьем типе НПФ с электроакустической связью на ПЭ образова-
ны отдельные пары акустически связанных резонирующих областей,
связь же между этими парами осуществляется электрически (с помощью
дополнительных перемычек, рпс. 7.4, д). Такие фильтры значительно
проще в настройке, чем многозвенные монолитные фильтры второго
типа.
Рабочие частоты монолитных фильтров лежат от единиц до 25...
35 МГц при работе на основной частоте. Используя возбуждение на
гармониках, частотный диапазон можно расширить до 300 МГц. Ми-
нимальная ширина полосы пропускания монолитных фильтров опре-
деляется соотношением 77niln//BlI = 6n/QABH, где п — число резонирую-
щих областей с добротностью Q, Авн— минимальное вносимое зату-
хание в полосе пропускания.
Максимальная относительная ширина полосы пропускания при чис-
то резистивных сопротивлениях нагрузки и источника сигнала 77mdX/
Fp ~ 0,0035/m2, где т — номер гармоники.
Для кварцевых монолитных фильтров при компенсации влияния
статической емкости (при индуктивных нагрузках) максимальная от-
носительная ширина полосы пропускания достигает 0,7% при работе
на основной частоте. Увеличение ширины полосы пропускания до 2,5%
эбеспечивается за счет использования расширительных индуктивнос-
тей. При возбуждении ПЭ на гармониках ширина полосы пропускания
сужается в т2 раз.
В качестве материала ПЭ в монолитных фильтрах используется не
только кварц, но и пьезокерамика, а также синтетические пьезоэлект-
рики типа танталата лития. Это позволяет увеличить возможности моно-
литных фильтров, в первую очередь расширить полосу пропускания, не
подключая дополнительные элементы.
Пьезоэлементы монолитных пьезоэлектрических фильтров допуска-
ют монтаж путем приклеивания (или припаивания) их краев к подлож-
211
ке или основанию корпуса, чем достигается хорошая совместимость
ПЭ с технологией микроэлектронных изделий. Можно изготовить (на-
пример, для гребенки фильтров) несколько независимых фильтров на
одном ПЭ. На основе монолитных фильтров могут строиться частотные
дискриминаторы (см. рис. 5.28).
В табл. 7.3 приведены некоторые предельно достижимые параметры
монолитных фильтров.
Использование пьезоэлектрических фильтров на высоких частотах
ограничивается резким уменьшением размеров ПЭ и возрастанием оми-
ческого сопротивления тонких электродов.
Так, толщина наиболее распространенных
ПЭ среза АТ уже на частоте около 30 МГц
составляет менее 50 мкм. Повышение рабо-
чей частоты возбуждением гармоник свя-
зано с уменьшением ширины полосы пропу-
скания и уменьшением коэффициента пере-
дачи.
Рис. 7.5. Конструкция
составного пъезоэлемен-
та
Одним из перспективных методов расширения границы рабочего
диапазона частот ИПФ до 1000 МГц является использование составных
ПЭ [126]. На поверхности такого ПЭ помимо возбуждающих электроде з
расположен слой пьезополупроводника типа CdS, образующий! вмест -
с электродами дополнительный электромеханический преобразователь
(рис. 7.5). Толщина слоя пьезополупроводника выбирается такой, что-
бы возбуждаемая в нем ОАВ по частоте соответствовала одной из'выс-
ших нечетных гармоник ОАВ в пластине кварца. Эффективность со-
ставного ПЭ на высоких частотах оказывается значительной благодари
высокому коэффициенту электромеханической связи пьезополупровод-
никового преобразователя.
7.3. ИНТЕГРАЛЬНЫЕ КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
К пьезотронным устройствам на ОАВ относятся также кварцевые
генераторы (КГ). Для микроэлектронной аппаратуры КГ изготавлива-
ются с применением микроэлектронной технологии. Такие КГ принято
относить к интегральным кварцевым генераторам (ИКГ). Различают
три типа ИКГ: с интегральной (гибридной или монолитной) электричес-
кой схемой и отдельным КР, с интегральной схемой и ПЭ, размещен-
ными в едином корпусе, с гибридной схемой, размещенной на ПЭ как на
пьезоподложке.
Одним из основных условий, предъявляемым к ИКГ, является про-
стота схемы и отсутствие в ней элементов, трудно поддающихся микро-
миниатюризации, например, катушек индуктивности.
Имеется два основных вида схем КГ [128—130]:
. в которых КР включен вместо одного из сопротивлений схемы воз-
буждения (трехточечные схемы КГ),
в которых КР включен в цепь обратной связи.
Простейшими ИКГ являются те, в которых используются обычные
двухполюсные КР, а схема возбуждения выполнена в виде гибридной
или монолитной схемы (рис. 7.6). В этих схемах КР включен в цепь
?12'
обратной связи. Диапазон рабочих частот ИКГ определяется частот-
ными свойствами используемых ИС и КР.
Изготовление ИКГ с КР, возбуждаемым на низкой частоте (ниже
1 МГц), представляет известную сложность из-за худшей температур-
ной стабильности и большей чувствительности к механическим воздей-
ствиям этих КР. Перспективными являются ИКГ, работа которых ос-
нована на принципе получения разностной частоты или использова-
ния делителей частоты.
В ИКГ разностной частоты выходное напряжение представляет со-
бой результат частотного преобразования двух синусоидальных сигна-
лов (рис. 7.7, а). Такие ИКГ могут использоваться в диапазоне частот
Рис. 7.6. Схемы ин-
тегральных кварце-
вых генераторов с
двухполюсным квар-
цевым резонатором
от нескольких килогерц до 1 МГц. Особенно перспективны они в схе-
ма,х управляемых генераторов для получения больших коэффициентов
перестройки частоты (до±4-10'3). Следует иметь в виду, что с ростом
.коэффициента перестройки (за счет увеличения частоты двух исходных
генераторов) пропорционально уменьшается стабильность выходной
частоты.
В ИКГ с делителями частоты выходное напряжение представляет
собой результат деления сигнала более высокой частоты (рис. 7.7, б).
ИКГ с цифровыми делителями частоты можно использовать на любых,
сколь угодно низких частотах. Такие ИКГ изготавливаются в металли-
ческих герметичных корпусах, например, типа 152.16. Они легко под-
даются унификации и технологичны при изготовлении. В низкочастот-
ных ИКГ целесообразно использовать КР крутильных колебаний.
Температурная стабильность частоты этих ИКГ определяется в основ-
ном ТКЧ КР. В частности, для одного из образцов в диапазоне темпера-
тур — ЗО...+7О°С изменение частоты ИКГ с КР крутильных колеба-
ний составляет около 80-10-6; выходное напряжение имеет форму,
близкую к меандру, с уровнями ТТЛ ИС при напряжении питания 5 В.
Изменение частоты при изменении напряжения питания на ±10% не
превышает ±(3...8)• 10~6.
В ИКГ, предназначенных для работы на низких частотных, можно
использовать многополюсные КР, включенные как пьезотрансформа-
тор в цепи положительной обратной связи (рис. 7.8). На практике полу-
чили распространение ИКГ с пьезотрансформатором на частоты 10...
800 кГц, выполняемые целиком в вакуумных стеклянных баллонах ди-
аметром 10 мм, высотой 35...60 мм. Пленочные элементы ГИС расположе-
ны непосредственно на ПЭ. Если схема возбуждения выполнена в виде
213
монолитной бескорпусной ИС, то ее можно расположить внутри балло-
на ИКГ на одном из вспомогательных элементов кварцедержателя. Тем-
пературная стабильность частоты этих ИКГ определяется почти ис-
ключительно ТКЧ используемого КР.
На высоких частотах получили распространение ИКГ, построенные
по трехточечной схеме с двухполюсных КР. В качестве примера при-
ведем параметры ИКГ с шунтированным двухполюсным КР, содержа-
щего дополнительный буферный каскад усиления (рис. 7.9, а). Такой
ИКГ может использоваться на частотах до 25... 30 МГц, его темпера-
турная стабильность частоты определяется в основном ТКЧ КР- При
напряжении питания 6,3 В выходное напряжение ИКГ составляет не
Рис. 7.7. Структурные схемы интегрального квар-
цевого генератора разностной частоты (а) и с де-
лителем частоты (б)
Рис. 7.8. Принципиаль-
ная схема интегрального
кварцевого генератора
с пьезотрансформатором
менее 100 мВ на нагрузке 75 Ом, изменение частоты не превышает
±0,5-10~6 при изменении напряжения питания на ±10%. ИКГ вы-
полнен по интегральной технологии и помещен в корпус 152.16.
На основе трехточечной схемы выполняются также ИКГ с перест-
ройкой частоты (рис. 7.9, б). Реализуемый без потери стабильности от-
носительный диапазон перестройки составляет 10~4. Предельно допус-
тимый относительный диапазон перестройки частоты для подобных
генераторов и специально изготовленных КР не превышает (1...3)Х
Х10-3. Для увеличения диапазона перестройки следует выбирать КР
с минимальными значениями и С0/Сх. Оптимальное значение рабо-
чей частоты ИКГ с перестройкой частоты составляет от единиц до де-
сятков мегагерц.
Для повышения рабочей частоты ИКГ используется несколько прие-
мов. Наиболее простым и эффективным из них является возбуждение
КР на его гармониках. В традиционных высокочастотных КГ эта зада-
ча легко решается с помощью LC-контура. Однако для ИКГ зачастую
недопустимо применять LC-контуры из-за трудности их микроминиатю-
ризации. С другой стороны, возбуждение КР на гармониках без конту-
ров связано с технологическими сложностями сохранения жестких до-
пусков на элементы КГ, что необходимо для соблюдения баланса фаз
и амплитуд в ИКГ на выбранной гармонике.
214
Интегральный КГ с возбуждением КР на гармониках без контуров
можно построить на основе многорезонансных КР в пьезотрансформа-
торном включении (рис. 7.10, а). Схема этого ИКГ рассчитана на работу
с КР сдвиговых колебаний, возбуждаемым на 3-й гармонике (до 70 МГц).
К дополнительным электродам КР здесь подключен резистор, выбран-
ный из условия получения согласованной нагрузки на необходимой
частоте.
Оригинальный прием построения гармониковых ИКГ без контуров
предложен в [131]. Он заключается в выполнении электродного покры-
тия ПЭ специальной формы, обеспечивающей оптимальные условия
возбуждения только необходимой гармоники колебаний. При этом про-
исходит селекция мод колебаний (рис. 7.10, б).
Рис. 7 9. Трехточечные схемы высокоча-
стотного (а) и высокочастотного с пере-
стройкой частоты (б) интегральных квар-
цевых генераторов
На миогоэлектродном КР с успехом можно реализовать резервиро-
ванный ИКГ. Синхронизация частот в нем осуществляется с помощью
пьезоэлектрической связи резонирующих областей КР, которые через
соответствующие электроды соединены со схемами возбуждения
(рис 7.10, в).
Основным дестабилизирующим фактором, влияющим на частоту
ИКГ, как и обычных КГ, является изменение температуры окружаю-
щей среды. Для повышения температурной стабильности частоты ИКГ
используют КР с малым значением ТКЧ, температурную компенсацию
изменений'Частоты, сужение диапазона воздействующих на ИКГ тем-
ператур, схемы термостатирования.
Схемы температурной компенсации обеспечивают управление час-
тотой ИКГ так, чтобы термозависимое изменение его частоты было обт
ратно пропорционально изменению частоты КР от температуры. Недо-
статком таких схем является невозможность полной компенсации изме-
нений частоты в широком интервале температур. Лучшие компенсиро-
ванные КГ имеют стабильность частоты (5...10)-10-7.
Значительно лучшие результаты по стабильности частоты дает тер-
мостатирование, при котором все термозависимые элементы ИКГ раз-
мещают в камере, где температура поддерживается постоянной. При
этом возможно как пассивное термостатирование (термостат с тепло-
215
Рис. 7 10. Схемы гармониково-
го интегрального кварцевого
генератора с пьезо трансформа-
тором (а) и с селекцией мод
(б), а также резервированного
интегрального кварцевого ге-
нератора с многоэлектродным
кварцевым вибратором (в)
изоляцией), так и активное (термостат с электрическим регулировани-
ем). Различают два вида термостатов: грубые с точностью поддержания
температуры хуже +0,1° С и прецизионные с точностью лучше +0,1 °C.
Для высокостабильных ИКГ целесообразно использовать активные
термостаты с пропорциональным или астатическим регулированием,
снабженные нагревателями, играющими роль исполнительного устрой-
ства. Температура внутри термостата должна лежать выше рабочего
интервала температур ИКГ. Такой ИКГ состоит из термостата, вклю-
чающего КР с электрической схемой возбуждения, температурные
датчики и нагревательные элементы, и блока управления, осуществ-
ляющего регулирование температуры.
Перспективным для таких ИКГ является размещение нагревателя
и датчика температуры внутри корпуса КР, возможно ближе к ПЭ.
Особенно эффективным оказывается расположение пленочных нагрева-
теля и датчика непосредственно на поверхности ПЭ (рис, 7.11). В ка-
честве датчика системы терморегулирования могут применяться пле-
ночные термисторы. Такие ИКГ имеют невысокую потребляемую мощ-
ность.
Рис. 7.11. Высокочастот-
ный пьезоэлеменг с на-
гревателем в виде тон-
кой резистивной пленки
216
В табл. 7.4 приведены данные о стабильности частоты ИКГ различ-
ных типов.
Таблица 7.4
Тип ИКГ	Стабильность, ХЮ6	Объем, см*
Общего применения	Долговременная ±10	1. .2
С термокомпенсацией	Температурная ±0,5	7
Повышенной стабильности	То же ±0,1	30
Высокостабильный (прецизи- онный)	Суточная ±10~4	350
7.4. ПРИНЦИП РАБОТЫ И КОНСТРУКЦИЯ ПЬЕЗОТРОННЫХ УСТРОЙСТВ
НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ
Пьезотронные устройства (ПУ) на ПАВ представляют особый инте-
рес прежде всего благодаря широким функциональным возможностям.
На ПАВ реализуются недисперсионные линии задержки (ЛЗ), полосо-
вые фильтры, многоотводные ЛЗ, генераторы, фильтры сжатия им-
пульсов, корреляторы, усилители, фазовращатели, программируемые
согласованные фильтры, конвольверы, частотные дискриминаторы, ана-
логовые запоминающие устройства и др.
Поскольку энергия ПАВ сосредоточена у поверхности пьезопод-
ложки, на распространяющуюся по пьезоподложке волну можно воз-
действовать непосредственно. Так как при этом возникает электричес-
кое поле, ПАВ могут взаимодействовать с носителями заряда, находя-
щимися у поверхности пьезоподложки. Это позволяет управлять аку-
стическими волнами с помощью электронных потоков. Возбуждаемые
ПАВ обладают относительно высокой стабильностью. Наконец, устрой-
ства на ПАВ благодаря малым габаритам и планарной структуре, воз-
можности непосредственного монтажа на подложку технологически и
конструктивно совместимы с монолитными и гибридными схемами и об-
ладают исключительно высокой надежностью.
Важнейшим элементом устройств на ПАВ является пьезоэлектри-
ческий преобразователь, который на практике чаще всего представля-
ет собой штыревую электродную структуру, расположенную на поверх-
ности пьезоподложки. Электрическое поле, создаваемое на поверхно-
сти пьезогюдложки регулярной системой штыревых электродов, вы-
зывает из-за пьезоэффекта упругие деформации, которые распростра-
няются от преобразователя в виде ОАВ и ПАВ.
Преобразователь ПАВ может быть однофазным или двухфазным
(рис. 7.12). В однофазном преобразователе на одной стороне пьезопод-
ложки расположены штыревые электроды одной полярности, на проти-
воположной — сплошной электрод другой полярности. Расстояние
между соседними штыревыми электродами в таком преобразователе
должно быть равно длине ПАВ, а ширина электродов — половине дли-
ны ПАВ.
217
В двухфазном преобразователе, называемом чаще встречно-штыре-
вым, штыревые электроды расположены только на одной стороне пьезо-
подложки и образуют встречно-штыревую (гребенчатую) структуру
штырей чередующейся полярности. Шаг штыревых электродов этой
структуры должен быть равен половине длины возбуждаемой ПАВ, а
их ширина в общем случае равна расстоянию между ними.
Эквивалентную схему такого преобразователя можно представить
как параллельной, так и последовательной цепью. В последнем случае
она состоит из статической межэлектродной емкости Со, сопротивления
Rc, характеризующего диэлектрические потери в емкости, активной
Ra (со) и реактивной Ха (и) составляющих сопротивления излучения
(рис. 7.12, в). Значение Ra (со) на резонансной частоте максимально и
Рис. 7 12. Стр^кт^ры однофазного (а) п
двухфазного (б) преобразователей поверх-
ностных акустических волн и их эквива-
лентная схема (в)
Рис 7 13. Схема согласования
фильтра на поверхностных акус-
тических волнах с внешними це-
пями
убывает при отклонении от этой частоты. Значение Ха (со) в пределах
полосы пропускания нарастает от отрицательных значений к положи-
тельным, переходя через ноль на частоте резонанса.
Для согласования преобразователя с внешними цепями обычно ис-
пользуется последовательная или параллельная индуктивность, кото-
рая компенсирует статическую емкость Со (рис. 7.13). Добротность по-
лучаемого конту[а обычно невелика и не влияет на частотную характе-
ристику преобразователя. За счет компенсации емкости С0 увеличива-
ется коэффициент передачи преобразователя, но несколько ухудшается
неравномерность частотной характеристики. Сопротивление генерато-
ра или нагрузки выбирается равным Ra на резонансной частоте [1321.
Описанные преобразователи являются двунаправленными, посколь-
ку ПАВ распространяется в обе стороны от преобразователя. Энергети-
ческие потери при таком излучении составляют не менее 3 дБ (без уче-
та потерь в пьезоподложке). Они уменьшаются при использовании од-
нонаправленного преобразователя. Такой преобразователь (рис. 7.14,
а) состоит из двух обычных встречно-штыревых преобразователей, рас-
положенных на расстоянии X (/г -|- 1/4), где k — целое число. Он из-
лучает и принимает ПАВ только с одного направления за счет компен-
сации в нем двух ПАВ, излучаемых с разными фазами. Требуемые фа-
зовые соотношения обеспечиваются при сдвиге фаз сигнала между пар-
218
циальными преобразователями на 90°. Энергетические потери одно-
направленного преобразователя составляют около 2 дБ.
Поскольку параметры ПУ, работающего на ПАВ, в значительной
мере определяются параметрами преобразователя, то основным требо-
ванием, предъявляемым при их проектировании, является обеспечение
преобразователем заданной формы частотной характеристики при ра-
боте ПУ в частотной области или импульсного отклика при работе ПУ
во временной области. Это достигается благодаря так называемой апо-
дизации преобразователя, когда его характеристика формируется за
счет изменения степени перекрытия по длине расположенных друг
против друга в двухфазном преобразователе штыревых электродов
(рис. 7.14, б), изменения ширины штыревйх электродов вдоль направ-
ления распространения ПАВ или удаления части штыревых электро-
дов.
Рис. 1 14. Структуры од-
нонаправленною («) п
аподизованного (б) пре-
образователей поверх-
ностных акустических
волн
При использовании встречно-штыревого преобразователя, напри-
мер, в полосовом фильтре, где обычно требуется получить максимально
плоскую прямоугольную АЧХ, функция аподизации, описывающая сте-
пень перекрытия штыревых электродов в зависимости от их порядково-
го номера п\
An = sin («n/7/2fp)/(nn/7/2/:p),
гДе /р — центральная (рабочая) частота, П — полоса пропускания.
Существуют и другие функции аподизации, или, как их называют,
весовые функции.
Необходимую форму АЧХ можно получить с помощью так называе-
мого «внешнего взвешивания», когда между каждым штыревым электро-
дом и общей контактной шиной включается емкостной делитель, ко-
эффициент передачи которого изменяется вдоль направления распро-
странения ПАВ.
Синтезирование характеристик ПУ на ПАВ обеспечивается не толь-
ко выбором конструкции преобразователя, но и введением в тракт рас-
пространения ПАВ других элементов. Большие возможности открыва-
ют переизлучатели ПАВ, построенные на встречно-штыревой электрод-
ной структуре или на многополосковом ответвителе, представляющем
собой систему штыревых электродов, параллельных фронту распрост-
ранения ПАВ (рис. 7.15). Многополосковый ответвитель, перекрываю-
щий апертуры входного и выходного преобразователей, выравнивает
фронт ПАВ, что позволяет использовать два аподизованных преобразо-
вателя. Амплитудно-частотная характеристика такого ПУ в целом со-
ответствует произведению характеристик отдельных преобразователей.
219
Амплитудно-частотная характеристика самого многополоскового ответ-
вителя при передаче акустической энергии из одного канала в другой
имеет широкий плоский участок с провалом на центральной частоте
fp. Используя многополосковые ответвители, можно конструировать
ПУ на ПАВ различного назначения — полосовые фильтры, линии за-
держки с большим временем задерживания, имеющие малые габариты,
сканеры акустической волны и др.
Другим элементом, широко используемым в ПУ на ПАВ, являются
отражательные структуры, с помощью которых можно реализовать те
же операции, что и с помощью многополосковых ответвителей, напри-
мер многозаходное распространение ПАВ, ответвление ПАВ, цирку-
Рис. 7.15. Структура уст-
ройства на поверхностных
акустических волнах с мно-
гополосковым - ответвите-
лем, выполняющего функ-
ции полосового фильтра
Рис. 7.16. Структура ли-
нии задержки на по-
верхностных акустиче-
ских волнах
ляция ПАВ. В качестве отражательной структуры используется пери-
одическая решетка акустических неоднородностей, которую можно об-
разовать расположенными на пути распространения ПАВ металличес-
кими электродами, углублениями (канавками) в пьезоподложке или
участками пьезоподложки, полученными ионной имплантацией или
диффузией металла в пьезоподложку. Отражательные решетки исполь-
зуются в многозаходных линиях задержки, дисперсионных линиях за-
держки, адаптивных (перестраиваемых) ПУ обработки сигналов на
ПАВ.
7.5. ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ, ФИЛЬТРЫ И ДРУГИЕ ИЗДЕЛИЯ НА
ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ
Наиболее распространенным типом устройств на ПАВ являются ли-
нии задержки (ЛЗ), которые начали применяться для обработки сиг-
налов значительно раньше других. Устройства на ПАВ заменили гро-
моздкие ЛЗ на ОАВ в современных радиоприемных устройствах. Про-
стейшая недисперсионная ЛЗ состоит из пьезоподложки и расположен-
ных на ее поверхности входного и выходного преобразователей (рис.
7.16). Время задержки ЛЗ определяется расстоянием между преобра-
зователями, рабочая частота — расстоянием между соседними штыре-
выми электродами, а ширина полосы — числом пар штыревых электро-
дов. Диапазон рабочих частот простейших ЛЗ составляет от 5... 10 МГц
220
до 0,8... 1,5 ГГц. Потери в таких ЛЗ могут составлять от 10 до 35 дБ при
длительностях задержки от 1 до 100 мкс и в основном определяются
потерями в пьезоподложке.
Число электродов преобразователя в ЛЗ выбирается исходя из со-
отношения W = 2/р п,-/7, где /р — центральная частота, П — полоса
пропускания, а = 0,6...0,8 — коэффициент, учитывающий взаимодей-
ствие входного и выходного преобразователей.
Шаг расположения штыревых электродов h = где v — ско-
рость распространения ПАВ. Ширина штыревых электродов обычно рав-
на половине этой величины.
При прямолинейном распространении ПАВ на плоских пьезопод-
ложках их реальные размеры не позволяют получить время задержки
свыше 100 мкс. Существуют различные методы увеличения этого зна-
чения. Одним из них является использование в качестве материала
пьезоподложки пьезоэлектрика с малой скоростью распространения
ПАВ, например германата висмута. В ЛЗ на германате висмута может
быть получено время задержки до 800 мкс.
Время задержки можно также увеличить, реализуя сложную траек-
торию распространения ПАВ, для чего используют пьезоподложки с
закругленными торцами, в которых ПАВ переходит с одной поверхно-
сти на другую, или специальную конструкцию ЛЗ, в которой ПАВ
имеет сложную траекторию распространения на одной поверхности
пьезоподложки. Находят применение ЛЗ с замкнутой траекторией рас-
пространения ПАВ по цилиндрической пьезоподложке, со спиральной
траекторией ПАВ, с многополосковыми ответвителями и отражатель-
ными структурами.
Так, например [60, 132] в ЛЗ с прямолинейной траекторией ПАВ
на пьезоподложке из ниобата лития имеет время задержки 3,5 мкс,
центральная частота 40 МГц, полоса пропускания 7 МГц, вносимые
потери 12 дБ. В ЛЗ со спиральной траекторией ПАВ на пьезоподлож-
ке из германата висмута время задержки 970 мкс, центральная частота
85 МГц, полоса пропускания 65 МГц, вносимые потери 65 дБ.
В ЛЗ на ПАВ возможна дискретная или плавная регулировка вре-
мени задержки. Для них (как.и для фильтров) характерны искажения
сигнала, вызванные прямым прохождением его со входа на выход за
счет паразитной емкости (без задержки), прохождением его на выход
с тройной задержкой (за счет отражения от входного и выходного пре-
образователей), отражением от торцов звукопровода. Для борьбы с
этими искажениями необходимо принимать специальные -меры [60].
Следует отметить также, что звукопроводы на основе кварца имеют зна-
чительные потери распространения ПАВ. Поэтому ЛЗ и фильтры на
основе этого самого распространенного материала могут иметь вноси-
мые потери порядка 15...25 дБ даже при коротком звукопроводе.
Полосовые фильтры на ПАВ наряду с ЛЗ являются самым распро-
страненным типом ПУ на ПАВ. Полосовые фильтры строят главным об-
разом на основе ЛЗ. Частотная характеристика их определяется конфи-
гурацией преобразователя и числом штыревых электродов в нем. Изме-
няя положение, число и форму штыревых электродов, можно получать
фильтры с самыми разнообразными характеристиками. Достижимые на
221
сегодня параметры полосовых фильтров на ПАВ [126] приведены в
табл. 7.5.
Типовые параметры фильтров на ПАВ, особенно на основе наиболее
распространенных подложек из кварца, ближе к средним значениям.
Например, широкополосный фильтр на частоту настройки 60 МГц,
имеет полосу пропускания 12 МГц по уровню ЗдБ, вносимое затухание
Рис. 7.17. Амплитудно-частотная характеристика широкополосного (а) и узкопо-
лосного (б) полосового фильтра па поверхностных акустических волнах и схема
согласования узкополосного фильтра (в)
(рис. 7.17, а). Узкополосный фильтр имеет частоту настройки 46 МГц
полосу пропускания 240 кГц по уровню 3 дБ, гарантируемое затуха-
ние — 30 дБ (рис. 7.17, б).
Фильтры на ПАВ являются устройствами с неминимальной фазой,
они позволяют реализовать произвольную форму АЧХ при линейной
фазовой характеристике. Предельная центральная частота фильтров
определяется разрешающей способностью процесса фотолитографии
при выполнении встречно-штыревых преобразователей. Так, для
фильтра на частоту 150 МГц с пьезоподложкой из кварца расчетная
ширина штыревых электродов и расстояние между ними составляют
5 мкм. Вносимые потери, коэффициент прямоугольности и затухание
вне полосы пропускания в значительной степени определяются конст-
рукцией преобразователей.
Наиболее распространенная конструкция фильтров на ПАВ основа-
на на использовании симметричного расположения выходных встречно-
штыревых преобразователей относительно входного (рис. 7.18). В таком
222
Таблица 7.5
Центральная частота, МГц.............................. 5...1000	(1500) 1
Минимальные вносимые потери, дБ............................. 10	(5)
Максимальная относительная ширина полосы пропуска-
ния, %...................................................... 50	(80)
Минимальная'полоса пропускания, кГц.................... 100 (50)
Минимальный коэффициент прямоуголыюсти..................... 1,2	(1,1)
Неравномерность в полосе пропускания, дБ ....	.	0,5	(0,05)
Подавление боковых лепестков, дБ....................  .	60 (80)
’) В скобках указан предельный уровень.
фильтре выходные преобразователи принимают обе части ПАВ, воз-
буждаемой входным преобразователем. Входной преобразователь вы-
полняется обычно аподизованным, он задает полосу пропускания
фильтра, а выходные широкополосные преобразователи содержат не-
большое число штыревых электродов и выполняются неаподизован-
Рис. 7.18. Структура
фильтра на поверхност-
ных акустических волнах
Рис. 7.19. Структура резонатора
на поверхностных акустических
волнах с отражателями
ными. Существует большое разнообразие конструкций фильтров на
ПАВ.
Фильтры на ПАВ могут быть построены и на основе ПАВ-резонато-
ров [1331. При этом возможно получение сравнительно узких полос—
до 0,01%.
Резонаторы на ПАВ состоят из двух отражательных решеток и
встречно-штыревых преобразователей, размещенных на пьезопод-
ложке (рис. 7.19), обладают относительно высокой добротностью — до
нескольких тысяч и выполняются на частоты до сотен мегагерц.
С помощью фильтров на ПАВ можно реализовать согласованную
фильтрацию сложных сигналов, например фазоманипулировацных
псевдошумовых сигналов, непосредственно на несущей частоте. Такие
фильтры выполняются так же, как и нерекурсивные цифровые фильтры,
аналогичны и методы их расчета. Все операции, необходимые для реа-
лизации фильтра — задержка сигнала, умножение сигнала на весовой
коэффициент, инвертирование и суммирование — производятся на по-
верхности пьезоподложки путем выбора соответствующей форхмы и рас-
положения преобразователей [601.
223
Наибольший интерес представляет согласованная фильтрация ЛЧМ
сигналов. Фильтры для этого строят на основе дисперсионных ЛЗ (с
линейной зависимостью времени задержки от частоты). Существует два
способа получения заданной дисперсионной характеристики фильтра.
При первом используется физическая дисперсия некоторых типов аку-
стических волн, при втором — неэквидистантные преобразователи
ПАВ (только один или оба) (рис. 7.20).
Если на вход фильтра, согласованного с ЛЧМ сигналом, подать
ЛЧМ сигнал, на его выходе формируется короткий радиоимпульс боль-
шей амплитуды с постоянной частотой высокочастотною заполнения.
дисперсионных фильтров на поверх-
ностных акустических волнах
Рис. 7.21. Структура гене-
ратора с линией задержки
на поверхностных акустиче-
ских волнах
В простейшем случае дисперсионного фильтра, изображенного на
рис. 7.20, огибающая выходного импульса соответствует закону (sin х)/х,
а уровень боковых лепестков на 13 дБ ниже основного максимума.
Одпако, применяя соответствующую аподизацию преобразователей,
удается подавить лепестки до 30...40 дБ.
Основным параметром дисперсионных фильтров является произве-
дение длительности импульса на ширину полосы пропускания, которое
соответствует коэффициенту сжатия входного ЛЧМ импульса. Для про-
стых фильтров это произведение не превышает нескольких сотен, для
более сложных, например фильтров с канавочными отражательными
структурами, может достигать нескольких тысяч. Вносимые- потери в
сложных фильтрах могут составлять несколько десятков децибел.
Дисперсионные фильтры широко используются в радиолокации
(см. например, рис. 2.21). Обычно это два согласованных между собой
дисперсионных фильтра: приемный и передающий с противоположным
расположением структуры преобразователей (рис. 7.20). Передающий
фильтр превращает короткий радиоимпульс в длинный ЛЧМ сигнал,
приемный сжимает отраженный ЛЧМ сигнал опять в короткий импульс.
Кроме того, дисперсионные согласованные фильтры применяются в
224
системах вхождения в связь, подобных цифровым системам, описанным
в § 3.3.
Другим перспективным направлением техники ПАВ является созда-
ние ИКГ на основе преобразователей ПАВ. Простейший ИКГ на ПАВ
можно построить па основе ПАВ-резонатора аналогично ИКГ на ОАВ
или, как это показано на рис. 7.21, на основе ЛЗна ПАВ. Хотяв.на-
стоящее время стабильность ИКГ на ПАВ на порядок меньше стабиль-
ности ИКГ на ОАВ, их перспективность обусловлена возможностью не-
' посредственной генерации высоких частот до 1...2 ГГц, по крайней ме-
ре на порядок большей относительной перестройкой частоты в перест-
раиваемых ИКГ и значительно меньшими габаритами. Особый интерес
представляют программируемые многоканальные генераторы, дающие
набор фиксированных частот, лежащих в полосе пропускания широко-
полосного преобразователя.
Г лава 8.
ВХОДНЫЕ СВЧ УСТРОЙСТВА УСИЛИТЕЛЬНОГО ТРАКТА
8.1	. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ВХОДНЫХ УСТРОЙСТВ
К входному устройству (ВУ) относят узлы, стоящие на входе
РПУ и непосредственно определяющие его чувствительность. Это
входной фильтр, усилитель радиочастоты, первый преобразователь
частоты. Кроме перечисленных основных СВЧ узлов, ВУ может
содержать ряд специальных узлов, обусловленных особенностями
назначения, структурной схемы и условий применения РПУ. Так,
в приемных модулях активных антенных фазированных решеток в
составе ВУ могут использоваться специальные фазовращатели;
для защиты входного УРЧ от мощных помех (например, в РЛС) —•
диодный ограничитель или разрядник; для формирования требуе-
мой частотной характеристики или снижения паразитных излуче-
ний гетеродина — режекторные фильтры и т. п.
Конструктивно ВУ часто объединяют вместе с некоторыми смежны-
ми узлами РПУ, например выходными каскадами гетеродинного трак-
та, предварительным усилителем промежуточной частоты. Такая кон-
струкция обеспечивает лучшую воспроизводимость основных характе-
ристик РПУ, в частности по чувствительности и избирательности, бла-
годаря совместной оптимизации параметров сопрягаемых узлов.
Входные устройства, как правило, характеризуют следующими ос-
новными параметрами: коэффициентом шума Fm, . коэффициентом пе-
редачи по мощности Кр, значением частоты (или диапазоном частот)
входного сигнала, сигнала гетеродина и промежуточной частоты,
КСВН по сигнальному и гетеродинному входам, избирательностью по
зеркальному и другим побочным каналам приема, динамическим диапа-
зоном входных сигналов, потреблением мощности, массой, габаритами
и рядом других характеристик.
Параметры ВУ выбирают в процессе проектирования усилительно-
го тракта (§ 2.2). При этом приходится учитывать ряд противоречивых
225
требований. Например, коэффициент усиления УРЧ выбирают так,
чтобы ослабить влияние на коэффициент шума РПУ потерь преобразо-
вания смесителя и шумов первого каскада УПЧ и в то же время сущест-
венно не увеличить чувствительности по побочным каналам приема.
Согласование транзисторного УРЧ с антенным трактом обычно про-
изводят из условия компромисса между минимальным КСВН и мини-
мальным коэффициентом шума. Полосу пропускания и коэффициент
прямоугольностн входного фильтра УРЧ выбирают так, чтобы сущест-
венно не ухудшить коэффициента шума РПУ и в то же время обеспечить
требуемую избирательность ВУ.
8.2	. СХЕМОТЕХНИКА И ОСОБЕННОСТИ СВЧ ВХОДНЫХ УСТРОЙСТВ
К СВЧ узлам обычно относят устройства, работающие на частотах
выше 500 МГц. На этих частотах геометрические размеры узла оказыва-
ются соизмеримыми с длиной волны, вследствие чего электрорадиоэле-
менты должны рассматриваться как имеющие распределенные парамет-
ры, а у конструкции могут появляться волноводные свойства. Влия-
ние паразитных параметров элементов конструкции на этих частотах
возрастает настолько’ что их учет становится принципиальным.
Из-за влияния паразитных реактивностей элементов, больших тех-
нологических разбросов и трудностей измерения параметры используе-
мых активных и пассивных компонентов в СВЧ диапазонах обычно
бывают известны лишь ориентировочно. Стабилизация параметров с по-
мощью отрицательных обратных связей в СВЧ устройствах применяет-
ся сравнительно редко, так как обратная связь создает дополнительные
паразитные параметры схемы и требует избыточности усиления, в то
время как активные элементы здесь, как правило, используются на
пределе своих возможностей по усилению.
Хотя уже первые разработки монолитных СВЧ ИС продемонстри-
ровали большие возможности этой технологии, широкое использование
монолитных СВЧ устройств пока сдерживается в основном из-за недо-
статочной повторяемости электрических характеристик при производ-
стве. Поэтому наибольшее распространение при изготовлении СВЧ ИС
получила гибридная технология, которая позволяет сочетать группо-
вые методы производства с индивидуальной отбраковкой активных
элементов (дискретных транзисторов и диодов) и допускает подстройку
пассивной части схемы для достижения оптимальных параметров из-
делий.
СВЧ ГИС и МСБ могут выполняться на пассивных элементах с рас-
пределенными, либо сосредоточенными параметрами, либо на тех и дру-
гих компонентах одновременно. Основным типом пассивных цепей в
СВЧ ГИС являются несимметричные и симметричныемикрополосковые
линии (МПЛ). Отрезки МПЛ используются в СВЧ ГИС как в качестве
линий передач и согласующих цепей, так и в составе более сложных
пассивных устройств: фильтров, делителей мощности, направленных
ответвителей и т. п. (рис. 8.1). Более ограниченное применение находят
компланарные, щелевые, ленточные н другие типы линий.
226
В низкочастотной части СВЧ диапазона (ниже 2...3 ГГц) использо-
вание в ГИС сосредоточенных элементов дает ощутимый выигрыш в га-
баритах без существенного увеличения потерь. Однако с повышением
частоты в сосредоточенных элементах заметно возрастают активные по-
тери, а уменьшение габаритов путем использования сосредоточенных
элементов обычно становится не принципиальным, поскольку распреде-
ленные элементы уже достаточно малы. Размеры цепей с распределен-,
ними параметрами можно также уменьшить, применяя диэлектричес-
кие подложки с большой диэлектрической проницаемостью.
TZZZZZZZZZZZZ^^^
А/Ч
А/Ч
Рис. 8/. Примеры пассивных устройств на основе микрополосковых линий:
а) направленный ответвитель на связанных линиях; б) тандемное включение
направленных ответвителей; в) направленный ответвитель типа Ланге; г) шлейф-
ный мост; <9) гибридное кольцо; е) кольцевой делитель
Типичная конструкция СВЧ ГИС представляет собой узел, смон-
тированный на диэлектрической подложке, на которой с помощью пле-
ночной технологии нанесены конденсаторы, резисторы и проводники
МПЛ, а также смонтированы полупроводниковые элементы и дискрет-
ные объемные элементы типа подстроечных конденсаторов, ферритовых
циркуляторов ит. п. Выпускаемые специализированными предприятия-
ми СВЧ ГИС, как правило, монтируются в герметичных корпусах, име-
ющих коаксиальные разъемы для ввода и вывода СВЧ сигналов.
Для того чтобы ГИС могли соединяться друг с другом без настрой-
ки, их входные и выходные сопротивления настраивают с помощью
встроенных согласующих цепей на стандартное сопротивление. При
конструировании СВЧ блока отдельные корпусированные СВЧ ГИС
соединяют с помощью коаксиальных кабелей или коротких перемычек.
227
Для снижения габаритов СВЧ блоки часто выполняют в виде еди-
ной конструкции с общей герметизацией. При этом отдельные узлы,
изготовленные на поликоровых платах в виде бескорпусных МСБ или
ГИС, монтируют в общем плоском корпусе, обеспечивающем защиту от
воздействия окружающей среды. В таком СВЧ блоке, который можно
рассматривать как одну большую МСБ, упрощается согласование от-
дельных узлов за счет возможности их совместной подстройки и исклю-
чения коаксиально-полосковых переходов между ними
В качестве примера приведем параметры В У на частоту сигнала по-
рядка 1 ГГц Устройство выполнено в двойном чашечном корпусе.
С одной стороны корпуса (рис. 8 2) смонтированы (каждый узел на сво-
ей подложке), двухкаскадный УРЧ, микрополосковый фильтр, смеси-
тель; на обратной стороне корпуса: ПУПЧ и оконечный утроитель трак-
та гетеродина со своим фильтром. Коэффициеш усиления УРЧ 40 дБ;
коэффициент шума 3 дБ, полоса пропускания УРЧ 40 МГц, коэффици-
ент усиления ПУПЧ.40 дБ на частоте 60 МГц Устройство закрывается
с двух сторон дву 1я металлическими крышками и герметизируется пу-
тем опайки, после чего через штуцер заполняется сухим газом. Габа-
риты ВУ 106x37x17 мм.
В настоящее время проводятся активные работы по созданию СВЧ
монолитных ИС В качестве основного исходного материала чаще всего
используется арсенид галлия. Примером одного из первых устройств
такого тина может служить однокаскадный усилитель в виде кристалла
1,2x1,8 мм (рис. 8 3) [144]. Этот усилитель обеспечивает коэффици-
ент усиления около 6 дБ в диапазоне 8. .18 ГГц, при каскадном соеди-
нении двух усилителей достигается коэффициент шума 5 дБ при усиле-
нии 10 дБ в диапазоне 8... 12 ГГц.
Рис. 8 2. Входное устройство дециметрового диапазона
Подобные ИС особенно перспективны в тех случаях, когда требуются
большие объемы производства идентичных модулей с малыми размера-
ми и массой и высокой надежностью, например для создания фазиро-
ванных антенных решеток.
228
Рис 83 Структура одно-
каскадною монолитного
СВЧ усилителя:
/ — встречно-стержневой кон-
денсатор, 2 — петля индуктив-
ности 3 — полевой тра 1зистор,
4 — заземляющие полоски
J
8.3	УСИЛИТЕЛИ СВЧ
Последовательность проектирования СВЧ усилителей обычно вклю-
чает следующие этапы: выбор активных элементов и измерение их ха-
рактеристик, выбор электрической схемы и режимов по постоянному
току, расчет цепей постоянного тока и согласующих цепей, разработка
топологии, оптимизация усилителя в целом, конструирование и экс-
периментальная отработка.
8	31. Выбор активных элементов
В качестве активных элементов современных СВЧ усилителей для
РПУ широко применяют малошумящие биполярные транзисторы (БТ)
и полевые транзисторы с затвором типа барьера Шотки (ПТШ).
Транзисторы выбирают по ряду параметров, из которых основными яв-
ляются реализуемый коэффициент усиления по мощности Кр на задан-
ной частоте, коэффициент шума £ш, а также конструктивное оформле-
ние транзистора. Типовые электрические параметры ряда малошумя-
щих биполярных СВЧ транзисторов приведены в табл. 8.1.
Основные рабочие характеристики СВЧ транзистора определяются
как внутренней структурой транзистора, так и условиями работы [691:
_схемой включения и режимами использования по постоянному току,
степенью согласования цепей на входе и выходе каскада, рабочей час-
тотой, паразитными реактивностями монтажа и т. п. Например, зави-
симость коэффициента шума биполярного транзистора (БТ) от сопро-
тивления генератора сигнала имеет параболический характер. При не-
котором значении /?г;пт, неравном входному сопротивлению транзис- '
тора, значение минимально. Для получения оптимальных парамет-
ров усилителя приходится идти на компромисс, так как при настройке
входного согласующего трансформатора на минимальный Fm коэф-
фициент усиления по мощности снижается, а КСВН возрастает. Кроме
229
Таблица 81
Параметр	Тип транзистора					
	КТ3101	КТ3115А	КТ3115Б	КТЗ 12 1	КТ3124А	КГ3132
Частота измерения f, ГГц	2,25	1,0	5,0	4,0	1,0	6,5	3,6	2,25
Максимальный коэффи- циент усиления по мощ- ности Кр max, дБ	6,0	—	6,7	7,5	11	4,0	6	8
Минимальный коэффи- циент шума^ш mln, дБ	4,5	3	4,5	3,4	1,5	5,0	2,5	2
Емкость коллектора Ск, пФ	1,5	0,33	0,33	1	0,5	—-
Емкость эмиттера Сэ, пФ Обратный ток коллекто- ра /к о< мкА	2,5 0,5	0,56 0,003	0,56 0,003	1,7 0,5	0,69 0,5	1
Статический коэффици- ент передачи тока в схе- ме е ОЭ h2\	35.. 300	80	80	30	15. 200	15
того, для каждого транзистора существует также оптимальное значе-
ние тока эмиттера, при котором Fm FШ1111п (рис. 8.4).
Если на средних для данного транзистора частотах коэффициент шу-
ма относительно постоянен, то на высоких частотах Fm увеличивается
со скоростью примерно 6 дБ/октава.
Максимально возможный коэффициент усиления /<р БТ пропорцио-
нален /1 и обратно пропорционален постоянной времени коллекторной
цепи тк =гбСк, где — частота единичного усиления по току в схеме с
ОЭ, гб — распределенное сопротивление базы, а Ск — емкость между
коллектором и базой, и в диапазоне высоких частот падает со скоростью
приблизительно 6 дБ/октава.
Рис $4 Характеристики транзистора КТ3115 при Uii6 — 7 В, /=5 ГГц
23)
Таблица 82
	Фирма	Модель	Длина затвора, мим	Коэффи- циент шума, ДБ	Рабочая частота, ДБ	Коэффициент усиления дБ	
						средний	макси- мальный
	Alpha (США)	ALF 1000	1	2,5	8	10	12
	Hewlett Packard (США)	HFET 1101	1	1,6	4	11	16
		HFET 2201	0,5	3,1 1,2	14 4	8 14	12,5 16
	NEC (Япония)	NE-388	0,5	2,7	12	8,5	12
	Varian (США)	VSX 9305	0,5	2,8	12	11	15
	СССР	КП324А2 КП324Б2	—	3,5 3	12 12	6 6	8 8
Анализ современных СВЧ транзисторов показывает, что БТ по шу-
мовым и усилительным свойствам уже вплотную приблизились к тео-
ретическому пределу (/гр порядка 15 ГГц), и в настоящее время наибо-
лее перспективными для СВЧ МШУ являются полевые транзисторы с
затвором типа барьера Шотки (ПТШ), в которых в качестве полупро-
водникового материала используется арсенид галлия. Поскольку в
GaAs подвижность носителей заряда и скорость насыщения в не-
сколько раз выше, чем в Si, то ПТШ на GaAs обладают лучшими усили-
тельными свойствами на СВЧ по сравнению с кремниевыми БТ (frp по-
рядка 80 ГГц).
Преимуществами ПТШ по сравнению с БТ являются также малый
коэффициент обратной передачи, меньшие нелинейные искажения,
меньшая чувствительность входного и выходного сопротивлений к из-
менению температуры. На частотах выше 4...5 ГГц коэффициент шума
ПТШ меньше, чем у лучших типов СВЧ БТ. В относительно низкочас-
тотной части диапазона СВЧ (ниже 2...3 ГГц) ПТШ, как правило, не
имеет преимуществ перед БТ по коэффициенту шума, и кроме того, в
этой области частот он отличается от БТ более высоким входным сопро-
тивлением, что усложняет широкополосное согласование.
Параметры ряда ПТШ, предназначенных для использования в ГИС
СВЧ усилителей, приведены в табл. 8.2. Лучшие экспериментальные
образцы ПТШ по своим характеристикам значительно превосходят
серийные приборы. Так, известно о создании ПТШ с Fia — 1,87 дБ
на частоте 12 ГГц и 2,4 дБ на 18 ГГц [90].
231
Комплексная входная проводимость, оптимальная по Fm, у ПТШ
не совпадает с проводимостью, оптимальной по Крт&х, следовательно,
для ПТШ, как и для БТ, невозможно создать на входе транзистора ус-
ловия согласования, обеспечивающие одновременно и максимальный
коэффициент усиления и минимальный коэффициент шума. Причем
для ПТШ это справедливо в большей степени, так как два сопротивле-
ния источника сигнала, оптимальные для достижения Кр^ах 11 ^штщ>
более далеки по значению. Кроме того, коэффициент шума ПТШ с по-
вышением частоты увеличивается медленнее, в то же время внешние
элементы ПТШ влияют на шум сильнее, чем у БТ.
Рис 8 5. Варианты конструм яв-
ного выполнения СВЧ транзисю-
ров
На характеристики СВЧ МШУ может существенно влиять консгрук--
ция используемых транзисторов. По конструктивному оформлению
СВЧ транзисторы, предназначенные для использования в ГИС, могут
быть выполнены в виде безвыводного кристалла либо кристалла с выво-
дами (рис. 8.5, а) в негерметичных СВЧ кристаллодержателях различ-
ных конструкций (рис. 8.5, б), в условно герметичных корпусах-держа-
телях, обеспечивающих защиту от воздействия большинства факторов
внешней среды, за исключением длительного воздействия повышенной
влажности, а также в герметичных микрокорпусах (рис. 8.5, ?). Исполь-
зование бескорпусных транзисторов позволяет минимизировать разме-
ры СВЧ узла. Кроме того, в результате минимизации паразитных па-
раметров такие конструкции обладают и наиболее высокой рабочей час-
тотой. Однако контроль высокочастотных параметров бескорпусных ак-
тивных элементов до их монтажа в прибор практически невозможен,
технология монтажа таких транзисторов достаточно сложна. Поэтому
бескорпусные транзисторы используются в основном при изготовле-
нии ГИС непосредственно на предприятиях изготовителях транзисторов.
Современные полосковые металло-керамические корпуса-держате-
ли достаточно миниатюрны, имеют относительно небольшие паразит-
ные межэлектродные емкости и индуктивности выводов и снабжаются
232
ленточными выводами для непосредственной подпапки их в микропо-
лосковую схему (рис. 8.5, в). .
Достаточно перспективным представляется использование корпус-
ных транзисторов со встроенными цепями согласования, характерноih-
ки которых оптимизированы в рабочем диапазоне частот. Один из вы-
водов такого транзистора выполняется в виде металлизации нижней по-
верхности корпуса. Так, для ПТШ типа HFET 2201 фирмы Hewlett
Packard (США), несмотря на относительно большие размеры корпуса
(рис. 8.5, г), в диапазоне 2... 18 ГГц в режимах максимального усиления
и минимального коэффициента шума обеспечиваются характеристики
согласования, близкие к характеристикам, полученным при использо-
вании бескорпусных кристаллов, а в отдельных участках этого диа-
пазона даже превосходящие их. Для этого транзистора на частоте
fc = 14 ГГц KPindx = 8 дБ, Ешт1п = 3,1 дБ. ,
8.3.2.	Электрическая схема и топология
Несмотря на различия в принципе действия и в электрических ха-
рактеристиках БТ и ПТШ, методы проектирования усилшелей с при-
менением этих приборов практически схожи. Вначале выбирают тран-
зистор, схему его включения и режимы по постоянному току, затем
ориентировочно схему усилителя.
Наиболее широкое применение в СВЧ АШ1У находит включение
транзисторов с ОЭ (ОИ), обеспечивающее наилучшие шумовые свойства,
максимальное устойчивое усиление. В СВЧ каскадах повышенной мощ-
ности чаще используют схему с ОБ.
В обычных схемах включения транзисторов условия оптимизации
по Fm и КСВН не совпадают, поэтому если к разрабатываемому уси-
лителю предъявляются одновременно требования предельного улучше-
ния Гш и КСВН, то приходится, выбрав согласующие цепи из условия
оптимизации по Fm, либо включать перед усилителем развязывающий
ферритовый вентиль, либо использовать балансную схему транзистор-
ного каскада. В достаточно узкополосных усилителях некоторое при-
менение находит схема с заземленной средней точкой, которую можно
рассматрйвать как промежуточный вариант включения транзисторов
между схемами сОЭ (ОИ) и ОБ (ОЗ). При этом можно также обеспечить
одновременную оптимизацию по минимуму Fm и максимуму Кр (ми-
нимуму КСВН).
Требуемые параметры можно получить, обеспечивая соответствую-
щее двустороннее согласование транзистора, поэтому обычно для рас-
чета каждый усилительный каскад представляют в виде двунаправлен-
ной модели (рис. 8.6), в которой транзистор включен между входной
и выходной согласующими цепями (СЦ1 и СЦ2).
Входная СЦ1 трансформирует полное сопротивление источника сиг-
нала Zr в некоторое сопротивление Zlt которое обеспечивает для входа
транзистора (в сторону генератора) коэффициент отражения Г1# Со-
ответственно выходная СЦ2 пересчитывает сопротивление ZH в Z2,
обеспечивающее для выхода транзистора (в сторону нагрузки) коэффи-
циент отражения Г2.
233
Для расчета СВЧ усилителей наиболее широко используется сис-
тема S-параметров. При этом транзистор представляют в виде четырех-
полюсника, нагруженного на стандартные опорные сопротивления, как
правило, равные волновому сопротивлению применяемых переда-
ющих линий. Транзистор характеризуется четырьмя параметрами,
из которых Sn, S22 — коэффициенты отражения от входа и выхода
транзистора, a |S211, |S121 — квадратные корни из коэффициентов пере-
дачи по мощности в прямом и обратном направлениях.
Успех проектирования во многом определяется корректностью изме-
рений S-параметров, поэтому обычно разработку усилителя начина-
ют с измерений S-параметров предварительно выбранного транзистора
Рис. 8.6. Двунаправленная модель
усилительного каскада
в схеме включения, режимах (по постоянному току) и в конструкции,
максимально приближенных к реальным условиям работы в усилителе
(тип платы, конструкция элементов цепей смещения и т. п,). Затем про-
изводится анализ требований к согласующим цепям и синтез согласую-
щих цепей.
Расчет СВЧ усилителей может производиться графоаналитическим
методом с помощью круговой диаграммы полных проводимостей и со-
противлений, либо, что особенно целесообразно для широкополосных
МШУ, с помощью специальных машинных программ [69].
Обычно расчет начинают с вычисления инвариантного коэффициен-
та устойчивости /Сует, от значения которого зависит дальнейшая после-
довательность расчета:
К _ lJ~l A|’-|SnP-|S22 Р
<т ’	21 S12S2L|
где А — SpS22 S12S21.
В частности, усилитель безусловно устойчив, т. е. устойчив при лю-
бых Г\ и Г2, если выполняются следующие требования:
Куст>1; 1-|SJ2>|S12S21|; Z-1,2.	(8.1)
В этом случае при двустороннем сопряженном согласовании тран-
зистора, что соответствует системе уравнений
рг __ “^11 Г2пг . р* $22	А
1 im~ 1—г s ’ 2яг-"ГТг
1 1 2П1 ^22	1 — 1 im °Ц
можно получить максимальный коэффициент усиления
Кр mas=I s21/s121 (Ку„ ±
Если одно из неравенств (8.1) не выполняется, то усилитель услов-
но устойчив.
234
Если область потенциальной неустойчивости транзистора находится
в рабочем диапазоне частот или если при расчете требуется обеспечить
Кр, отличный от Кртах, то используют рассогласование по входу или
выходу транзистора либо применяют диссипативные согласующие цепи.
При расчете цепей согласования на круговую диаграмму полных
проводимостей (рис. 8.7) наносят окружность устойчивой работы, ко-
торая указывает значения нагрузок, дающих отрицательные веществен-
ные части входной и выходной полных проводимостей, при которых
Область
неустайча-
Ооста
Индуктивная
составляющая
сопротивления
Окружности
постоя ино-
го Кр
Окружности
достоянного Et
Окружность
устойчивости,
входной цепи
Область
устойчивости
90'
Рис. 8 7. Семейство окружностей постоянного коэффициента усиления и постоян-
ного коэффициента шума СВЧ транзистора
Активная
составляющая
сопротивления
вЦ0
Емкостная
составляющая
сопротивления
R/l0

происходит самовозбуждение усилителя. В полярных координатах ко-
эффициентов отражений 1\ (по входу i = 1) и Г2 (по выходу i = 2)
центр (густ) и радиус (русг) этой окружности определяются радиусом-
вектором из центра круговой диаграммы;
^устг	» Рустг = I I»
где Cf=Sn-Sj7A; A = |SH|2-|A|2; Z=l,2/ = 2,1.
Если |Sjj | *< 1 и окружность устойчивой работы не охватывает на-
чало координат, то область устойчивой работы лежит вне этой окруж-
ности, в противном случае — внутри окружности.
На этой же диаграмме в координатах коэффициента отражения на-
носят семейство окружностей постоянного усиления. Центр каждой та-
кой окружности определяется вектором из центра диаграммы с коорди-
натой центра г и радиусом р:
Р — О 2Кус | 4Т2 I ^12 ^21 I 4'^2 I *^>12 *$21 РУ
1+?2 (|522Р-| А|2)	*
где gt = Кр /|521Р — нормированный коэффициент усиления.
Выбрав необходимый коэффициент усиления, на соответствующей
окружности постоянного усиления задаются значением Г2 в точке, ко-
торая расположена достаточно глубоко в области устойчивости."За-
тем ил выражения Г\ = [(Sn — Г2Л)/(1 — Г2523)]* выбирается коэф-
фициент отражения от источника.
Чтобы определить, является ли это значение 1\ приемлемым, на-
носят окружность устойчивости входной цепи. Точка Г\ является при-
емлемой, если она не находится ни в зоне неустойчивости, ни достаточ-
но близко к окружности устойчивости входной цепи. В противном слу-
чае процедуру повторяют.
При конструировании каскада усилителя, испозьзуемого в качестве
малошумящего, входную согласующую цепь настраивают так, чтобы
обеспечивался вполне определенный коэффициент отражения Гх от
источника сигнала. Как правито, при этом режим выбирают так, чтобы
обеспечить компромисс между оптимальными значениями коэффици-
ента шума, коэффициента усиления и КСВН
Условием получения минимального коэффициента шума является
равенство Гх — Го, где Го — коэффициент отражения от входа тран-
зистора, при котором достигается минимальный коэффициент шума
nrmin, а м —'коэффициент, сопряженный с Го. Связь минимального
коэффициента шума с коэффициентами шума при произвольном
коэффициенте отражения от источника сигнала имеет вид
= Гшт1п +	- Го|2/(1 - | Гг|2)(1 4- Гор,
где — эквивалентное входное шумовое сопротивление транзистора
— коэффициент, определяющий степень ухудшения коэффициента
шума по мере отхода от оптимальной проводимости генератора.
Для расчета малошумящего каскада усилителя необходимы пара-
метры Sn, S12, Го, RUJ, Дшт1п. Наряду с окружностями постоянного
коэффициента усиления и окружностью устойчивой работы на круго-
вую диаграмму наносятся окружности постоянного коэффициента шу-
ма (рис. 8.7), для которых
г = Г„/(1 + АГ,). Р = V лг? + ЛГ, (1 — I Г„|)2/( 1 Ч- ЛИ).	(8.2)
где Л?, = (Лш — Fшт1п) | 1 + Г„|2/4₽ш.
Практически для определения R^, Гои Fm mln и построения окруж-
ностей постоянного коэффициента шума в соответствии с выражениями
(8.2) достаточно измерить 1П1П и соответствующий ему Го, а также Гг,
соответствующий некоторому неоптимальному значению Fш, напри-
мер при стандартном сопротивлении источника сигнала Rr = 50 Ом.
Коэффициент усиления СВЧ транзистора при минимальном коэф-
фициенте шума обычно невелик, что не позволяет пренебречь в много-
236
каскадном усилителе шумами последующих за первым каскадов. Пра-
ктически, на результирующий коэффициент шума многокаскадного уси-
лителя заметно влияют первые два каскада.
Расчет их сводится к определению оптимального сочетания Гш1,
Kpi, ЛТ>2 путем выбора полных входных сопротивлений первого
и второго каскадов. Строго такую задачу можно решить путем оптими-
зации на ЭВМ. На практике удовлетворительных результатов часто до-
биваются подбором транзисторов для первого каскада многокаскадного
МШУ с минимальным коэффициентом шума при сравнительно малом
коэффициенте усиления, а для последующих каскадов — с большим
коэффициентом усиления. Выбранному коэффициенту отражения Г02
на выходе входной согласующей цепи, который обеспечивает мини-
мальный результирующий коэффициент шума, на круговой диаграмме
соответствует искомое полное сопротивление Zx
Для удобства проектирования многокаскадных усилителей часто
вход и выход каждого каскада рассчитывают на стандартную согла-
сованную нагрузку (обычно 50 Ом). Такой метод облегчает предвари-
тельную настройку каскадов, после чего они могут включаться один
за другим практически без подстройки. Используется и непосредствен-
ное согласование выходной проводимости предыдущего каскада с вход-
ной проводимостью последующего.
Найденные значения и Г2 на круговой диаграмме полных сопро-
тивлений соответствуют нормированным полным сопротивлениям ис-
точника сигнала и нагрузки Z2, пересчитанным к транзистору. Ис-
пользуя рассчитанные и Z2 и известные Zr и Z,„ можно перейти к
синтезу согласующих цепей
В качестве согласующих цепей на входе и выходе транзистора ис-
пользуют трансформирующие фильтры на отрезках длинных линий
или на сосредоточенных элементах. Расчет этих фильтров аналогичен
расчету полосовых СВЧ фильтров по каталогам фильтров-прототипов
[137]. В этом случае применяют как ПФ, так и ФНЧ.
Окончательно схему выбирают из условия удобства реализации, а
также поведения согласующих цепей вдали от полосы согласования.
Часто требуется, чтобы коэффициент усиления вне рабочей полосы был
малым. Для этого используют резонансные контуры или четвертьвол-
новые шлейфы, которые не изменяют параметры усилителя в рабочей
полосе, но шунтируют его вне этой полосы.
Возможности конструктивной реализации согласующих цепей на со-
средоточенных элементах ограничены прежде всего минимальными зна-
чениями индуктивностей И емкостей, которые должны быть больше па-
разитных параметров схемы. Обычно в ГИС усилителей с корпусиро-
ванными транзисторами не используют параллельные индуктивности
менее 0,3...0,5 гГн и емкости менее 0,15...0,2 пФ, а также последова-
тельные индуктивности более 15...30 нГн, так как последние облада-
ют заметной паразитной емкостью на землю, которая может исказить
характеристики согласующей цепи.
Методы синтеза согласующих цепей зависят от требуемой полосы
пропускания и поведения транзистора в этой полосе.
237
В узкополосных усилителях с полосой пропускания менее 10...
15%, в которых спадом усилительных свойств транзистора в рабочей
полосе можно пренебречь, обычно определяющим параметром является
коэффициент шума, поэтому основным требованием к согласующим це-
пям является минимальность активных потерь. Для минимизации вно-
симого затухания выбирают схемы с возможно меньшим числом ис-
пользуемых реактивных элементов и топологией, при которой общая
протяженность цепей будет наименьшей.
Рис. 8 8 Структуры простейших согласующих (а. г) и
вающих (д, е) цепей
На частотах ниже 2...3 ГГц для узких полос пропускания согласу-
ющие цепи можно реализовать в виде одиночных контуров с резонанс-
ной частотой, соответствующей рабочей частоте усилителя. Если вход-
ное пли выходное сопротивления представить параллельно соединен-
ными R и С, то полосу, в пределах которой выполняются условия согла-
сования, можно считать равной П = 2IRC.
При проектировании согласующих цепей узкополосных усилителей
часто применяют метод, основанный на использовании трансформирую-
щих свойств отрезков линий или их эквивалентов на сосредоточенных
элементах.
Схема на рис. 8.8, а применяется на частотах, где входное полное
сопротивление транзистора является емкостным, а схема на рис. 8.8,6—
— на частотах, где полное сопротивление индуктивное. В таких схемах
на центральной частоте реактивная составляющая полного входного со-
противления компенсируется реактивностью линии /А, а затем выпол-
няется необходимое согласование с сопротивлением подводящей линии
с помощью четвертьволнового трансформатора.
С помощью двухшлейфных трансформаторов как с короткозамкну-
тым, так и с разомкнутым параллельно включенными шлейфами
(рис.8.8. в, г) можно обеспечить точное согласование с любой нагрузкой.
233
Длины шлейфов таких трансформаторов определяются с помощью прос-
тых графических построений на круговой диаграмме полных сопротив-
лений [76].
При синтезе согласующих цепей для достаточно широкополосных
усилителей необходимо учитывать спад усиления транзистора с часто-
юй. Компенсация спада усиления транзистора в диапазоне частот мо-
жет осуществляться согласованием транзистора только на верхнем краю
полосы и увеличением рассогласования по мере уменьшения частоты.
Но при этом возможно самовозбуждение из-за наличия рассогласо-
вания, поэтому здесь необходим точный анализ устойчивости во всей
полосе частот.
Рис. 8.9. Схемы с резистивной (о) и
резистивно-индуктивной (б) обрат-
ной связью
3 дБ квадратурный	Квадратурный
делитель	сумматор
усилители
Рис. 8.10. Структура балансного уси-
лителя
Способом, свободным от этого недостатка, является введение между
каскадами выравнивающих схем с диссипативными потерями, которые
должны возрастать с уменьшением частоты. Диссипативные выравни-
вающие цепи рассчитывают так, чтобы обеспечивались требуемый
Кр в диапазоне рабочих частот, малый КСВН и устойчивость в области
частот, где транзистор потенциально неустойчив.
При умеренно широких полосах пропускания (1...2 октавы) функ-
ции согласования и выравнивания усиления обычно выполняют раз-
ные цепи, в простейшем случае из резистора и шунтирующего шлей-
фа (рис. 8.8, д). Четвертьволновая длина шлейфа выбирается на верхней
частоте полосы, поэтому такая цепь не уменьшает усиления на высоких
частотах. На низкочастотном конце полосы цепь снижает входную доб-
ротность и стабилизирует работу транзистора.
В более широкополосных усилителях для согласования и вырав-
нивания можно использовать более сложную цепь, например постоян-
ного входного сопротивления (рис. 8.8, ё). Согласование широкополос-
ных усилителей облегчается при использовании отрицательной обрат-
ной связи. При резистивной отрицательной обратной связи (рис. 8.9, а)
уменьшается входная добротность (отношение реактивного к последо-
вательному активному сопротивлению), высокое значение которой, осо-
бенно у ПТШ, затрудняет широкополосное согласование. При этом уси-
литель становится потенциально устойчивым, что позволяет исполь-
зовать комплексно-сопряженное согласование; уменьшается чувстви-
тельность усиления к разбросу параметров транзистора от экземпляра
239
к экземпляру; ослабляется связь между согласованием и коэффици-
ентом усиления. Однако обратная связь увеличивает коэффициент об-
ратной передачи и несколько увеличивает коэффициент шума каскада.
В сверхширокополосных усилителях иногда использую! комбини-
рованные резистивно-индуктивные цепи обратной связи (рис. 8.9,6),
с помощью которых осуществляется эффективное выравнивание АЧХ.
Особым типом СВЧ усилителя, отличающимся целым рядом преи-
муществ перед обычными схемами, является балансный усилитель. В
такой схеме (пис. 8.10) входной сигнал подается через квадратурный
направленньй делитель на два идентичных каскада, где усиливается,
а затем суммируется в квадратурном направленном сумматоре. В ка-
честве квадратурных делителей и сумматоров могут использоваться,
например, шлейфные мосты (рис. 8.1, г), ответвитель Лаше (рис. 8.1, в)
или синфазный кольцевой делитель (рис. 8.1, <?) с добавкой четверть-
волнового отрезка линии, создающего фазовый сдвиг 90° на средней
частоте диапазона. За счет того, что отраженные сигналы от двух иден-
тичных каскадов поглощаются в балансных нагрузках квадратурных
делителей и сумматоров, обеспечивается низкий КСВН на входе и вы-
ходе усилителя, при этом появляется возможность одновременного
оптимального согласования транзисторов по коэффициенту шума.
Преимуществами балансного усилителя перед небалансным явля-
ются: улучшение согласования входного и выходного полных сопро-
тивлений, оптимизированных по коэффициенту шума или по выходной
мощности, улучшение стабильности в режиме холостого хода п корот-
кого замыкания, лучшая линейность фазовой характеристики; вдвое
больший динамический диапазон; меньшая чувствительность характер
ристик усилителя к изменению параметров транзисторов; возможность
получения абсолютной устойчивости на потенциально неустойчивых
транзисторах. В тех практических случаях, когда стабильность коэф-
фициента усиления и линейность фазовой характеристики усилителя не
критичны, схема балансного усилителя обеспечивает исключительно
высокую надежность, так как неисправность одного транзистора лишь
снижает общее усиление приблизительно на 6 дБ.
С другой стороны, небалансные усилители требуют вдвое меныщего
числа транзисторов, согласующих элементов, мощности питания и т.п.
Часто первые один-два каскада многокаскадного усилителя строятся
цр небалансной схеме, поскольку в них используются отобранные по
коэффициенту шума транзисторы, а последующие и особенно оконеч-
ные каскады — по балансной схеме.
Одним из важных моментов при конструировании СВЧ усилителя
является выбор схемы цепей питания, которая должна обеспечивать
правильное использование свойств транзистора в широком интервале
температур и при разбросе параметров от прибора к прибору, а также
предотвращение пробоя транзистора при переходных процессах
Схема с заземленным истоком (рис. 8.11, а) позволяет получить ми-
нимальную индуктивность вывода истока и благодаря этому сохранить
коэффициент усиления на высших частотах. Для защиты транзистора
при переходных процессах в таких схемах применяются специальные
меры, например в источники питания вводятся RC-цепи с разными
240
постоянными времени, обеспечивающие подачу напряжения сначала
на исток, а затем на сток.
В схемах с незаземленным истоком (рис. 8.11, б) благодаря обрат-
ной связи по току обеспечивается автоматическая защита транзистора
при переходных процессах, так как по мере увеличения тока стока
напряжение смещения на затворе увеличивается и тем самым поддер-
живает постоянным ток стока.
Хотя в схеме с незаземленным общим электродом транзистора и об-
ратной связью по току возможны потери усиления на высших частотах,
такая схема широко используется в СВЧ усилителях вплоть до 8... 10
Рис. 8 11. Варианты схем питания транзистора
ГГц, так как она при своей простоте обеспечивает высокую температур-
ную стабилизацию рабочей точки и надежную защиту транзистора от
опасных режимов при переходных процессах.
Паразитную индуктивность высокочастотного заземления общего
электрода транзистора обычно минимизируют особыми конструктивно-
технологическими приемами: с помощью микроминиатюрных конден-
саторов, изготовленных по МОП-технологии, которые могут быть ус-
тановлены в максимальной близости от транзистора, или с помощью осо-
бых безындукционных конденсаторов на основе керамики с высоким
значением 8, которые могут припаиваться на общее металлическое
основание усилителя всей поверхностью одной из обкладок и служить
основанием для установки на них транзисторов.
Схема питания транзистора с заземленным эмиттером и обратной
связью по напряжению (рис. 8.11, в) обеспечивает более высокие СВЧ
.характеристики усилцделя, однако ее применение часто бывает огра-
ничено допустимыми техническими условиями на существующие типы
СВЧ транзисторов, например нормами на максимальное сопротивление
в цепи базы, на долговременную стабильность обратного тока /цбо-
Примеры практической реализации интегральных СВЧ усилителей.
Примером реализации СВЧ усилителя, предназначенного для исполь-
зования в усилительном тракте приемных устройств, может служить
гибридный интегральный малошумящий транзисторный усилитель
(рис. 8.12, а) [135], у которого Кр = 25 дБ; = 4 дБ; рабочая поло-
са П = 1,4... 1,7 ГГц; неравномерность усиления \Кр = 1,5 дБ; мак-
симальная выходная мощность 1 мВт при компрессии Кр на 1 дБ,
КСВН не более 2.
Каждый из трех идентичных каскадов усилителя размером 0,5 X
ХбХ8 мм выполнен на сапфировой подложке, на которой расположены
пассивные элементы МПЛ, резисторы, индуктивности, конденсаторы,
9 Зак 1805	241
Вход
о—t
6п<Р
2о--800нЛ
I - 0,1мм
..-M&S,
20 - 800м
I* 1,5 мм >
1,Бпф
=t= Овп(р
Зк
-----О
Выход
600
6)
I - /, 2 мм
2о~9О Ом
★12 В
—о
ы
Рис. 812. Электрические схемы малошумящего усилителя дециметрового (а) и
сантиметрового (в) диапазонов, а также внешний вид усилителя дециметрового
диапазона (б)
изготавливаемые в виде тонких пленок из различных материалов.
Транзисторы монтируются на плату при помощи пайки и сварки. Пло-
щадь тонкопленочных конденсаторов 0,6 мм2 при емкости 30 пФ. Мик-
рополосковые согласующе-трансформирующие цепи выполнены в виде
меандра шириной линии 0,1 мм и зазором 0,2 мм. Для питания транзис-
тора предусмотрены два варианта: с источником тока в цепи базы и с
242
Рис. 8.13. Электрическая схема (а) и топология (б) каскада балансного усили-
теля:
1 — транзисторы, 2 — навесные конденсаторы, 3 — напыленные резисторы, 4 — направлен-
ные 3-дБ ответвители
обратной связью по току через С3, для чего между контактами 1—Г‘
или 2—2' ставится перемычка; каждая подложка с металлизирован-
ной обратной стороной припаяна к металлическому держателю, кото-
рый винтами закреплен в металлическом корпусе. В корпусе герметично
впаяны два СВЧ разъема и проходной изолятор для ввода напряжения
питания (рис. 8.12, б).
Другим примером является малошумящий усилитель сантиметрово-
го диапазона (рис. 8.12, в) [136]. Основные электрические характе-
ристики усилителя: П — 3,5...4,2 ГГц, Кр = 25 дБ, &Кр = 0,8 дБ,
Гш = 5 дБ, КСВН не более 2; максимальная выходная мощность 3 мВт,
потребляемый ток 30 мА при напряжении источника питания 12 В.
Усилитель состоит из четырех идентичных каскадов и двух вспомо-
гательных шлейфных трансформаторов, подключенных между усилйте-
243
чем и внешними разъемами. Как и в предыдущем примере, схема заклю-
чена в металлокерамический корпус с коаксиальными разъемами, гер-
метизируемый лазерной сваркой.
Расчет схемы и топологии каскада микрополоскового балансного -
транзисторного усилителя (рис. 8.13) был произведен на основе изме-
ренных S-парамстров биполярного транзистора КТ3115, смонтирован-
ного на подложке из поликора толщиной 1 мм,на частоте 3,8 ГГц. Че-
тьгрехкаскадиый усилитель, состоящий из идентичных каскадов, обла-
дает усилением Кр — 18 дБ в полосе 3,0...4,0 ГГц с неравномерностью
Рис 8 14 Схема (о) и характеристики (б)
с индуктивной обратной связью
А/<р = 0,5 дБ. При этом коэффициент шума в диапазоне рабочих
частот не хуже 6 дБ и КСВН по входу и выходу не хуже 1,4.
В усилительном каскаде с ПТШ (рис. 8.14) может обеспечиваться
одновременно достаточно хорошее согласование по минимуму Fm
и минимуму КСВН при относительно большом усилении по мощности
Кр [139]. Как следует из рис. 8.14, б, такой усилитель при охлаждении
(температура жидкого гелия) может конкурировать по шумовым
параметрам с современными параметрическими усилителями.
8.4.	ФИЛЬТРЫ СВЧ
Используемые в РПУ фильтры СВЧ диапазона различаются по ви-
ду электрических характеристик (ФНЧ, ФВЧ, ПФ), по типу функции,
аппроксимирующей НЧ прототип (чебышевская, максимально-плоская,
кауэровская и т. п.), а также по конструктивно-технологическим при-
знакам'— типу используемых линий передач, числу и типу резонато7
_ ров, виду топологии. При синтезе СВЧ фильтров наиболее широко
применяется метод расчета с помощью таблиц нормированных фильт-
ров-прототипов на элементах с сосредоточенными или распределенны-
ми постоянными. При разработке следует учитывать как возможность
достижения требуемых электрических параметров, так и конструктив-
но-технологические особенности каждого типа фильтра.
Самое большое распространение в качестве СВЧ фильтров РПУ на-
шли микрополосковые фильтры. В таких фильтрах роль реактивных
элементов играют короткозамкнутые или разомкнутые отрезки МПЛ,
244
которые при длине I <Z 1/4 эквивалентны соответственно индуктив-
ностям или емкостям, а при I — пК/4, где п = 1,2, ..., становятся резо-
нансными и эквивалентны параллельному или последовательному
колебательному контуру в зависимости от того, замкнуты или разом-
кнуты они на конце. Технология прецизионной фотолитографии, ис-
пользуемая при изготовлении микро'полосковых фильтров, обеспечива-
ет высокую точность воспроизведения характеристик, достаточную
термостабильность, выигрыш в габаритах й массе. Фильтры строятся
на основе как-симметричных, так и несимметричных МПЛ.
Фильтры на несимметричных МПЛ имеют большие потери в провод-
никах и потери излучения с разомкнутых концов резонаторов, меньшую
конструктивную добротность ОЛ ненагруженных резонаторов. Из-за
связей по поверхностным волнам уровень режекции в полосе задержи-
вания таких фильтров обычно не превышает 40 дБ.
Фильтры на симметричных МПЛ имеют лучшие характеристики по
вносимому затуханию в полосе пропускания и затуханию в полосе за-
держивания. Однако они сложнее в изготовлении, поскольку выполне-
ние короткозамкнутых отрезков линий и подстройка таких фильтров
затруднены. В усилительных и гетеродинных СВЧ трактах широко
используются как полосовые, так и режекторные фильтры. Наиболее
распространенной конструкцией мпкрополоскового ПФ является
фильтр на связанных линиях с разомкнутыми полуволновыми резона-
торами (рис. 8.15, а) — один из самых простых и легко реализуемых.
Фильтры на параллельных связанных линиях (рис. 8.15, б) рекоменду-
ется проектировать на полосы пропускания 5...25 % от частоты настрой-
ки. Они плюют паразитную полосу пропускания на частотах 2со„,
4о)н и т. д. Такая структура бывает неудобна из-за значительной длины
фильтра, которая прямо пропорциональна числу резонаторов. Для
сокращения линейных размеров этого фильтра резонаторы располага-
ют наклонно или изгибают, при этом длина области связи и электри-
ческие характеристики фильтра практически не меняются.
Полосовые фильтры на встречных стержнях (рис. 8.15, б) более ком-
пактны за счет более оптимального использования площади диэлектри-
ческой подложки. Кроме того, они выгодно отличаются от многих дру-
гих типов фильтров расположением паразитных полос пропускания на
частотах 3<он, 5<он. К их достоинствам следует отнести возможность
получения большого затухания в полосе задерживания. Однако фильт-
ры подобной структуры критичны к качеству заземления резонаторов.
Во встречно-стержневом фильтре на симметричной линии с заземле-
нием по контуру (рис. 8.15, б) резонаторы соединяются с заземленными
плоскостями металлизированным слоем, нанесенным на торцы плат.
При этом одновременно обеспечивается качественное симметричное за-
земление резонаторов и экранировка фильтра. В фильтре используются
две диэлектрические платы с зеркально-симметричной топологией. Для
повышения стабильности частотных характеристик обе платы склеива-
ются потенциальными плоскостями Недостатком встречно-стержне-
вых фильтров на симметричной линии является необходимость исполь-
зования подложек определенного размера для того, чтобы длина резо-
наторов фильтра соответствовала одной из сторон подложки.
245
Во избежание этого целесообразно применять модифицированный
вариант встречно-стержневого фильтра, состоящий из параллельно свя-
занных трехчетвертьволновых разомкнутых резонаторов (рис. 8.15,в).
В полосе пропускания он обладает такими же параметрами, как и обыч-
ный встречно-стержневой фильтр, но имеет то преимущество, что не тре-
бует короткого замыкания на землю линий. Фильтр компактен и техно-
логичен. Варианты конструкций встречно-стержневых фильтров ис-
пользуются как для узких полос (менее 30%), так и для более широких
полос.
Важным преимуществом перед встречно-стержневыми фильтрами
обладает фильтры на шпилечных резонаторах (рис. 8.15, а), так как они
не требуют заземления концов резонаторов, что технологически труд-
но. Шпилечный, или V-образный, резонатор представляет собой полу-
волновый отрезок передающей линии, согнутый так, что существует
Рис. 8.15. Структуры микрополосковых полосовых фильтров: на связанных лини-
ях с индуктивной связью между полуволновыми отрезками (а), встречно-стерж-
невого на симметричной микрополосковой линии (б); с параллельными линиями
длиной ЗХ/4 (в); на шпилечных резонаторах (г); гребенчатого (3); с емкостной^
связью между концами полуволновых отрезков (е); с эллиптической характер:!-.
стикой (ж)
246
связь между двумя линиями, образующими «шпильку». По сравнению
с фильтрами на параллельно связанных линиях шпилечные фильтры
более компактны и имеют меньшие потери на излучение. В них легко
реализуются достаточно широкие полосы пропускания (до 25%).
Распространенным классом микрополосковых ПФ являются гребен-
чатые фильтры (рис. 8.15, д).
Для сокращения габаритов крайние резонаторы рассмотренных
фильтров могут подключаться к нагрузке автотрансформаторным спо-
собом.
Когда ширина фильтра жестко ограничена, используется фильтр
на одиночной полосковой линии с емкостными зазорами (рис. 8.15, е).
Расстояние между центрами за-
зоров, связывающих резонато-
ры, здесь равно Zoz2; максимум
полосы определяется возможно-
стью получения очень малых
зазоров.
Упомянутые типы СВЧ ПФ
наиб.олее часто используются (в
зависимости от Настройки) с
максимально-плоскими, или че-
КЗ Г*----*1
КЗ	КЗ
а)
в)
Рис. 816. Структуры режекторных
фильтров на параллельно связанных ли-
ниях (а), с уменьшенным излучением
(б)
бышевскими, характеристиками.
Некоторое применение находят
также ПФ с эллиптическими
(кауэровскими или золотаревс-
кими) характеристиками. Такие
фильтры по сравнению с полино-
миальными чебышевскими при
том же числе схемных элементов обеспечивают большее затухание в по-
лосе заграждения либо при одинаковых требованиях к прямоугольности
и равномерности АЧХ вносят меньшие диссипативные потери в поло-
се заграждения. Полосовой фильтр с эллиптической характеристикой
может быть реализован, например, из отрезков связанных между собой
МПЛ с дополнительным резонатором для реализации полюса затухания
(рис. 8.15, ж).
В качестве режекторных фильтров широко применяют структуру
на связанных линиях в виде каскадно включенных микрополосковых
четвертьволновых резонаторов, закороченных на одном конце и связан-
ных с основной линией по всей их длине (рис. 8.16, а). Эта конструк-
ция отличается компактностью и позволяет реализовать относительно
узкие полосы заграждения. Недостатком ее является трудность обес-
печения КЗ резонаторов.
Можно построить микрополосковый РФ на разомкнутых шлейфах.
Однако в фильтрах с разомкнутыми шлейфами существует заметное
излучение с разомкнутых концов, что приводит к ухудшению парамет-
ров фильтра, особенно на частотах выше 10 ГГц. Вариант топологии
микрополоскового РФ (рис. 8.16, б) отличается уменьшенным излуче-
нием, что позволяет использовать его на частотах вплоть до 40 ГГц.
247
Режекторный фильтр можно также построить, параллельно соеди-
няя два отрезка МПЛ, электрические длины которых отличаются па
Хо/2, как, например, в кольцевом фильтре. Такой фильтр можно рас-
сматривать как модификацию кольцевого моста (рис. 8.1, д), в котором
исключены два неиспользуемых плеча.
При конструировании РФ можно комбинировать мпкрополосковую
и щелевую линии передачи. При этом микрополосковый проводник и
щелевые резонаторы выполняются на противоположных сторонах под-
ложки. Расстояние между резонаторами выбирается равным АМПл/4 или
ЗХмпл/4. По мере удаления центров щелевых резонаторов от МПЛ вно-
симое затухание и относительная ширина полосы заграждения фильтра
уменьшаются.
Рис. 8 17. Топология
фильтра нижних частот
на микрополосковых ли-
ниях
Наиболее распространенным типом ФНЧ является выполненный из
набора чередующихся линий с высоким и низким волновым сопротив-
лением, что обеспечивается изменением ширины МПЛ (рис. 8.17). Здесь
высокоомный участок линии служит последовательной индуктивностью,
а низкоомный — параллельной емкостью. Основное преимущество та-
кой конструкции — простота изготовления при достаточно хороших
характеристиках.
Вопросы практической реализации. При выборе той пли иной схемы
и конструкции,фильтра для конкретного СВЧ узла приемного устрой-
ства неизбежно приходится принимать во внимание такие вопросы, как
конструктивная совместимость фильтра с остальными элементами узла,
крепление подложки фильтра к корпусу, подстройка встроенного в узел
фильтра, компенсирующая влияние элементов, сочленяемых с фильт-
ром, из-за возможного разброса их полных сопротивлений, устранение
влияния стыков между подложками, влияние корпуса на характери-
стики фильтра и целый ряд других факторов. Необходимо учитывать
также возможность возникновения поверхностных волн в подложках и
волноводных типов колебаний в экранированном объеме СВЧ блока,
осуществляющих паразитную связь между входом и выходом фильтра
помимо МПЛ, что делает невозможным большие затухания. Поэтому
внешнее конструктивное оформление СВЧ фильтров также достаточно
разнообразно.
Наиболее часто фильтры выполняются на отдельных диэлектриче-
ских подложках, что облегчает возможность предварительной настрой-
ки и испытаний фильтров до установки их в узел. Для предельного со-
кращения габаритов и улучшения стыковки простые фильтры можно
конструировать на единой подложке в составе более сложной МСБ.
При проектировании микрополосковых фильтров необходимо учи-
тывать влияние различного рода технологических допусков на возмож-
ность получения требуемых характеристик. Так, отклонение толщины
подложки h от размера, принятого при расчете ПФ на связанных лини-
248
Рис. 8.18. Характеристики многозвен-
ного полосового фильтра с одинако-
выми звеньями
ях, вызывает возрастание потерь и изменение ширины полосы пропуска-
ния. Ошибка в значении относительной диэлектрической проницаемо-
сти подложки приводит к отклонению электрической длины всех звень-
ев фильтра и, следовательно, отклонению центральной частоты относи-
тельно расчетной.
Чувствительность к допускам повышается при уменьшении полосы
пропускания фильтра. Например, для получения удовлетворитель-
ных характеристик ПФ точность
при изготовлении должна быть ^qkA(^),a6
следующих порядков: для длины
резонаторов Д///^0,03%, Для.
толщины подложки A/l//1^0,6%,
для ширины проводников ДЬ/6^
^0,5%, для расстояний между
проводниками Д5/5^0,5%-
На практике микрополоско-
вые фильтры иногда оптимизи-
руют, пропорционально умень-
шая низкочастотную модель.
Вначале создают сравнительно
низкочастотную масштабную ко-
пию рассчитанного микрополос-
кового фильтра, испытывают и
отрабатывают на частотах по-
рядка несколько сот мегагерц.
Затем все размеры схемы умень-
шают в необходимое число раз
для получения оптимизированно-
го фильтра на СВЧ.
Одна из основных задач при
разработке СВЧ фильтров для
РПУ, реализуемых с помощью ги-
бридной технологии, связана
с трудностью получения ма-
лых вносимых затуханий при
Такая задача возникает, например, в фильтрах на входе РПУ для
селекции основного и зеркального каналов приема. Чем уже полоса
пропускания фильтра, тем большая конструктивная добротность QK
резонаторов необходима для реализации малых вносимых затуханий
(см., например, рис. 8.18, который связывает вносимое затухание
А (сон) равноэлементноТо фильтра на частоте настройки с конст-
руктивной добротностью QK, числом звеньев п, затуханием сигнала
А (Дю/<он) при относительной расстройке Дсо/сон).
Предельно допустимая конструктивная добротность QK ненагружен-
ных резонаторов на существующих типах МПЛ обычно ограничивается
в основном потерями в металле проводников. Для ее повышения при-
меняют различные технологические приемы уплотнения напыленного
и гальванического слоев металлизации проводников фильтра, улучша-
ют качество полировки обеих поверхностей используемой диэлектри-
249
полосах пропускания.
ческой подложки, по возможности увеличивают ширину МПЛ, а также
увеличивают толщину подложки. Практически в разных частях диа-
пазона СВЧ конструктивная добротность микрополосковых резонато-
ров не превышает 200...400, уменьшаясь с понижением частоты.
Наибольшее уменьшение вносимых затуханий при узких полосах
пропускания достигается в микроминиатюрных СВЧ фильтрах, где в
качестве резонаторов используют объемные монолитные ферритовые или
диэлектрические элементы. Однако широкое использование таких филь-
тров сдерживается недостаточной конструктивной совместимостью о
остальными элементами РПУ на ИС.
/ — сфера ЖИГ, 2 — петля связи, 3 —
диэлектрические резонаторы
Типичный ферритовый резонатор представляет собой отполирован-
ную сферу диаметром 0,5...3 мм из монокристалла железо-иттриевого
граната (ЖИГ), которая помещается в пространстве двух взаимно пер-
пендикулярных полей — постоянного магнитного и СВЧ. В такой сфере
при определенном сочетании внешних магнитного и СВЧ полей в силу
физических свойств феррита возникает резонанс. Изменяя напряжен-
ность подмагничивающего поля, можно менять резонансную частоту
по линейному закону. Сфера ЖИГ (рис. 8.19, а) размещается в центре
двух ортогонально расположенных петель связи, плоскость которых
совпадает с направлением подмагничивающего поля /Уо. Каждая петля
связи включена между одной из подводящих линий и четвертьволновым
отрезком, с помощью которого СВЧ цепь замыкается с заземленной
пластиной линии. При Но ~ 0 связь между входом и выходом фильтра
почти отсутствует из-за ортогональности взаимного расположения пе-
тель связи. При наличии поля благодаря ферромагнитному резонан-
су в сфере ЖИГ через нее передается СВЧ энергия от входа к выходу,
несмотря на ортогональностьиетель.
В зависимости от качества полировки сферы, а также радиусов сфе-
ры и петли связи конструктивную добротность ненагруженного ЖИГ-
резонатора можно реализовать порядка (2...10)-103 на частотах
вплоть до миллиметровых волн. Практически, в конструкциях ферри-
товых фильтров 3-см диапазона с разным числом резонаторов (2...4)
обеспечивается вносимое затухание порядка 2...4 дБ при полосе про-
пускания 20...30 МГц, затухание в полосе задерживания 40...80 дБ,
диапазон электрической перестройки резонаторов (/max —
— /min)//min ~ 0,5...3.
250
Монолитные объемные СВЧ резонаторы на основе диэлектриков
(ДР) представляют собой тела, форма, размеры и диэлектрическая
проницаемость которых выбраны так, чтобы выполнялись условия
объемного резонанса электромагнитных волн. Конструктивная доброт-
ность ненагруженного ДР в первом приближении оценивается как QK=
= 1/tgS, где tgfi — тангенс угла диэлектрических потерь в материале
резонатора. Она в 5...10 раз выше добротности микрополосковых резо-
наторов, при этом, используя керамику отечественного производства,
можно обеспечить температурную стабильность частоты не хуже
1,8-10-6.
В качестве основной схемы для полосовых фильтров на ДР исполь-
зуют две несвязанные линии передачи, разделенные запредельным уча-
стком волновода, диафрагмой или расположенные ортогонально, между
которыми включен ДР, являющийся элементом связи на резонансной
частоте.
Диэлектрические резонаторы (рис. 8.19,6) приклеиваются или за-
крепляются диэлектрическими винтами к подложке, которая одновре-
менно является подложкой МПЛ передачи. Элементы связи линий пере-
дачи с ДР являются продолжением этих линий. Корпусом и экраном
фильтра служит металлическая коробка прямоугольной формы. Для
рабочих частот экран должен быть запредельным волноводом и чем вы-
ше рабочая частота по отношению к предельной, тем лучше габаритно-
массовые показатели и обеспечивается тем большая развязка между
вводными и выходными элементами фильтра. Однако чрезмерное умень-
шение внутренних размеров снижает добротность ДР и изменяет резо-
нансные частоты. Коэффициенты связи между резонаторами зависят от
размеров ДР и экрана, расстояния между ДР и диэлектрической про-
ницаемости материала, из которого изготовлен резонатор. Настройка
таких фильтров может производиться незначительным перемещением
резонаторов относительно расчетного положения.
Режекторные фильтры на ДР строятся обычно по следующей схеме:
линия передачи согласована с нагрузкой, а ДР является неоднородно-
стью, включенной в произвольном месте поперечного сечения линии
передачи; при резонансе часть мощности, переносимой по линии пере-
дачи, поглощается резонатором и отражается от него.
8.5.	СМЕСИТЕЛИ СВЧ
Для образования входной радиочастоты РПУ в первую промежуто-
чную широко используются диодные СВЧ смесители. В тех случаях,
когда по каким-либо причинам применение малошумящего УРЧ не-
возможно или нежелательно, смеситель может стоять непосредственно
на входе и, следовательно, определять чувствительность РПУ.
Хотя с развитием полупроводниковой технологии предпринимаются
попытки'нспользования для СВЧ смесителей новых типов полупровод-
никовых приборов, в частности двухзатворных полевых транзисторов
с барьером Шотки, до настоящеговремени диодные смесители являются
основным типом преобразователей в РПУ на ИС дециметрового и сан-
тиметрового диапазонов. Другие возможные применения СВЧ диодных
251
смесителей: в устройствах информационного тракта, работающих на
СВЧ — в качестве аналоговых перемножителей, демодуляторов и т п.
8.5.1.	Типовые схемы диодных СВЧ смесителей и их характеристики
В современных РПУ наибольшее применение находят смесители сле-
дующих типов: а) небалансный (НБС), б) балансный (БС), в) двойной
балансный (ДБС), г) на основе каких-либо из перечисленных схем с
подавлением зеркального канала и с использованием энергии комбина-
ционных частот, возникающих в смесителе.
Рис. 8.20. Функциональные схемы основных типов смесителей: а) небалансного,
б) балансного с синфазно-противофазным гибридным устройством (центральная
точка вторичной обмотки трансформатора должна быть заземлена), в) балансно-
го с квадратурным гибридным устройством, г) двойного балансного по кольце-
вой схеме
Параметры, которыми характеризуются смесители РПУ, перечисле-
ны в гл. 5. Основные значения этих параметров определяются схемным
построением смесителей (рис. 8.20), которые различаются прежде всего
по характеру выходного сигнала. Если не учитывать фильтрующее дей-
ствие ФПЧ, включаемого на выходе смесителя, то выходной спектр
простейшего НБС (рис. 8.20, а) содержит входные частоты сигнала
fc и гетеродина /0 и их комбинационные частоты \mfc±:nf01, где т, п—
целые числа. В выходном спектре БС (рис. 8.20, б, в) один из входных
сигналов (в данном случае гетеродинный) и его гармоники подавляются,
но другой сигнал и его гармоники остаются. В ДБС (рис. 8.20, г) чис-
ло гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном
спектре вдвое меньше по отношению к БС. Основным недостатком схе-
мы НБС, ограничивающим ее применение, является возрастание коэф-
фициента шума из-за преобразования шумов гетеродина в шумы канала
ПЧ. Этот эффект особенно велик при работе с низкой промежуточной
частотой. Указанного недостатка лишена схема БС. Кроме того, БС
252
имеет вдвое больший динамический диапазон и позволяет снизить мощ-
ность гетеродйна, просачивающуюся из смесителя в тракт антенны. Хо-
тя схема БС и не обеспечивает без фильтрации развязку между входом
СВЧ сигнала и выходом ПЧ, благодаря относительной простоте и удоб-
ству для интегрального выполнения до настоящего времени она явля-
лась основной в приемниках на ИС. В ДБС также обеспечивается по-
давление шумов'гетеродина, но, в отличие от БС, при достаточной сим-
метрии элементов в схеме обеспечивается хорошая развязка как между
гетеродином и сигнальным входом, между гетеродином и выходом ПЧ,
так и между сигнальным входом и выходом ПЧ, что позволяет исклю-
чить или снизить требования к фильтрации. По коэффициенту шума и
потерям преобразования ДБС примерно соответствует БС.
8.5.2.	Смесительные диоды и смесительные секции
Параметры СВЧ диодов. В современных СВЧ интегральных смеси-
телях в качестве преобразующих элементов наиболее распространены
диоды с барьером Шотки (ДБШ). Полупроводниковая структура ДБШ
представляет собой контакт напыленной металлической пленки
с поверхностью эпитаксиального полупроводникового материала
а)	6)
Рис. 8.21. Структура (а) и эквивалентная схема (б) диода с барьером Шотки
с балочными выводами:
/ — контакт с барьером Шотки, 2 — низкоомная полупроводниковая подложка, 3 — высоко-
омная эпитаксиальная пленка полупроводника, 4 — диэлектрическая пленка, 5 — балочные
выводы из золота, Rj и Cj — нелинейные емкость и дифференциальное сопротивление
барьера, являющиеся функциями напряжения, приложенного к диоду, Ls — последователь-
ная индуктивность, диода. Ср — емкость между выводом и полупроводниковой структурой,
диода, Rs — сопротивление контактов и тела диода
(рис. 8.21, а) в отличие от предшествовавших им точечно-контактных
диодов, основой контакта которых являлось соприкосновение металли-
ческой иглы — пружинки — к поверхности полупроводника в одной
точке. Благодаря более совершенной технологии изготовления у ДБШ
контакт металл — полупроводник ближе к идеальному, вследствие че-
го параметры ДБШ лучше параметров точечно-контактных диодов. Пла-
нарная конструкция ДБШ позволяет изготавливать их в виде бескорпус-
ных компонентов ИС. Отличительными особенностями ДБШ являются
высокое быстродействие, низкие потери преобразования и коэффициент
шума, вольт-амперная характеристика, близкая к идеальной экспо-
ненте, большая механическая устойчивость. Высокое быстродействие
ДБШ, обеспечивающее работу в смесительном режиме в СВЧ диапазоне,
обусловлено тем, что в переносе тока участвуют только основные носи-
тели заряда и переходные процессы при этом определяются не временем
253
жизни неосновных носителей, а перезарядкой области пространствен-
ного заряда полупроводника, занимающей время менее 0,1 нс.
Диоды с барьером Шотки достаточно точно можно представить экви-
валентной схемой на рис. 8.21, б.
Конкретные параметры эквивалентной схемы используемого диода
можно определить путем измерении на низкой частоте и постоянном то-
ке и последующего уточнения на основе сравнения расчетных и экс-
периментальных значений полного входного сопротивления и потерь
преобразования диода. Все элементы этой схемы, кроме R}, являются
паразитными и должны быть минимизированы: Rs и С7 приводят к поте-
ре мощности преобразованного сигнала, Ls и С/; ограничивают широко-
полосность смесителя. У современных СВЧ диодов, предназначенных
для использования в ИС, Ls лежит в пределах 0,3...2 нГн, Ср — поряд-
ка 0,03...0,2 пФ. Таким образом, частота собственного резонанса лежит
в сантиметровом диапазоне, что необходимо учитывать при разработке
смесителей этого диапазона.
Высокочастотность диода можно характеризовать частотой отсечки
/гр = 1/2 л/^Со, где Со— емкость перехода диода при нулевом напря-
жении смещения.Современные ДБШ на основе GaAs имеют /гр до 1000
ГГц. Чем выше отношение рабочей частоты смесителя к частоте отсечки
диода, тем меньше будут потери преобразования и тем больше выигрыш
в потерях преобразования при использовании энергии комбинацион-
ных частот, возникающих в смесителе.
К наиболее важным паспортным параметрам диодов относят:
потери преобразования Гпр = Рс/Рт, где Рс и РГ1Ч — номиналь-
ные мощности СВЧ сигнала и преобразованного сигнала ПЧ (у ДБШ
сантиметровых волн Гпр = 4,5...8 дБ);
шумовое отношение пт = /’ШВы1/^0/’шуцч. где РШПыХ — номи-
напьная мощность шума на выходе диода в полосе частот /7шУпЧ, рав-
ной полосе пропускания УПЧ; кТ0ПШУиЧ — номинальная мощность
теплового шума резистора в той же полосе частот (у разных ДБШ пш =
= 0,5...1,5);
нормированный коэффициент шума Гшнорм = Lnp (пш-рРшпч— 1),
где Г,ппч — нормированный коэффициент шума УПЧ, который при-
нимается равным 1,5 дБ (у различных ДБШ сантиметровых волн при
/ич> 10 МГц Гшнорм = 5...9 дБ);
выходное сопротивление гвых Сд — активная составляющая полно-
го выходного сопротивления смесительного диода на ПЧ, его учитыва-
ют при выборе оптимальной связи смесителя с УПЧ для получения ми-
нимального Гщнорм и для подбора диодов в пары для БС и ДБС (у раз-
личных ДБС гвыхсд » 150... 700 Ом);
МаКСИМаЛЬНО ДОПУСТИМУЮ МОЩНОСТЬ Ррастах— мощность, при
превышении / которой возможно необратимое ухудшение параметров
диода (для ДБШ сантиметрового диапазона Ррас тах « 20... 100 мВт);
мощность гетеродина Ро, при которой измеряют паспортные пара-
метры диода и вблизи которой коэффициент шума ГШ1Горм минимален.
Электрические параметры некоторых ДБШ приведены в табл. 8.3.
Параметры диодов в реальном смесителе могут отличаться от паспор-
тных, обычно измеряемых в специальной широкополосной секции, и за-
254
Таблица 83
Тип диода	Параметры					
	Л, см	Lnp’ дБ	гвых Сд' Ом	норм’ дБ	PQ, мВт	р рас тпах, мВт
ЗА111Б	3,2	5,5	300...560	7,0	3	50
АА112Б	3,2	6	440...640	7,0	3	20
ЗА110Б	2,0	6	210...490	7,5	3	50
НР5082-2218	3,0	4,5	200.. .400	6,0	—	—
ЗА-117	3,0	5,5	300..,600	7,0	3	20
ЗА-119	2,0	6	200. ..500	7,5	3	20
ЗА-120	з,о	5,5	200...500	6,5	1,5	50
висят от электрических режимов работы: мощности гетеродина, напря-
жения смещения, сопротивления нагрузки в цепи выпрямленного тока
диода, полных сопротивлений нагрузки на СВЧ.
Современные диоды для СВЧ ГИС имеют три варианта конструкций:
в виде бескорпусных компонентов, в различных СВЧ держателях и в
герметичных корпусах (рис. 8.22).
Приборы с балочными выводами (рис. 8.22, а) отличаются малой па-
разитной последовательной индуктивностью (около 0,2 нГн) и малой
емкостью балочных выводов (около 0,05 пФ), что обеспечивает повторя-
емость параметров и возможность использовать такие приборы в диа-
пазоне очень высоких частот (до 40 ГГц). Конструктивно-технологичес-
кое исполнение приборов с балочными выводами позволяет изготавли-
вать как дискретные диоды, так и монолитные диодные узлы, имеющие
два, четыре или восемь диодов с различными схемами включения.
Приборы с герметичными стеклянными корпусами (рис. 8,22, в)
имеют ограниченную применяемость из-за паразитных параметров кор-
пуса (емкость около 0,1 пФ, индуктивность 1,5 нГн) и неоднородности
в линии передачи, возникающей при монтаже в схему.
Смесительные секции. Обычно ГИС СВЧ смесителя содержит уст-
ройство, обеспечивающее развязку входного и гетеродинного сигналов,
а также одну или две смесительные секции. Элементы смесительной сек-
ции, в которой размещаются смесительные диоды, должны обеспечи-
вать согласование диода с сопротивлением подводящей линии переда-
чи, замыкание на корпус токов СВЧ одного из выводов диода, развязку
между цепями СВЧ, промежуточной частоты и постоянного тока диода,
замыкание токов промежуточной частоты и постоянного тока диода. На
выходе смесительной секции обычно включаются РФ, служащие для
предотвращения прохождения колебаний частот сигнала и гетеродина
в цепи промежуточной частоты и постоянного тока.
В относительно узкополосных смесителях (полоса менее 10%)
согласование диода обычно осуществляется с помощью простейших
двухшлейфных трансформаторов с разомкнутым или замкнутым на
конце параллельным шлейфом (рис. 8.23, а, б) либо с помощью четверть-
волнового трансформатора и последовательного шлейфа, включенного
до или после диода (рис. 8.23, в, г). При выборе цепи согласования сле-
255
дует учитывать, что разомкну 1ый согласующий шлейф предпочтитель-
нее короткозамкнутою, так как, во-первых, последний несколько слож-
нее конструктивно и, во-вторых, разомкнутый шлейф удобно использо-
вать как подстроечный элемент для оптимизации согласующей цепи,
особенно необходимой при наличии разброса параметров диода.
Топологию простейших согласующих цепей смесительной секции
можно рассчитать с помощью круговой диаграммы полных сопротив-
лений на основе известного измеренного или вычисленного полного со-
противления диода. Расстояние 1г от диода до согласующего параллель-
Рис 8 22 Основные ти-
пы конструктивного вы-
полнения смесительных
диодов для СВЧ ГИС.
а) с балочными вывода-
ми, б) с гибкими выво-
дами в) в герметичном
стеклянном корпусе, г)
в керамическом держа
теле типа «таблетка», д)
в керамическом держа-
теле типа «кроватка»
кого короткозамкнутого или разомкнутого шлейфа (рис. 8.23, а, б)
выбирается таким, чтобы активная составляющая полной проводимо-
сти линии с диодом при отсутствии шлейфа равнялась волновой, т е.
G = Рро, где р0 — волновое сопротивление подводящей линии. Необ-
ходимую длину согласующего параллельного шлейфа /ш можно найти
из соотношений для реактивной проводимости короткозамкнутого или
разомкнутого шлейфа, которая должна компенсировать реактивную со-
ставляющую линии /2, нагруженной на диод. Длину последовательного
шлейфа в схемах на рис. 8.23, в, г, выбирают так, чтобы реактивное со-
противление шлейфа компенсировало реактивную составляющую пол-
ного сопротивления диода. Волновое сопротивление последовательного
трансформирующего четвертьволнового отрезка ртр — Vp0/?, где
R — активная составляющая полного сопротивления диода.
Синтез широкополосных согласующих цепей отличается сущест-
венно большей сложностью, так как обычно приходится учитывать
сложную частотную зависимость полного входного сопротивления
диода и нелинейный характер нагрузки для гетеродина (которой явля-
256
ется диод), и производится обычно с помощью ЭВМ поэтапным методом.
На первом этапе оптимизируют согласующую цепь для вычисленной
частотной зависимости полного входного сопротивления диода по пер-
Рас. 8 23. Примеры построения смесительных секций микрополосковых ГИС
с согласующим разомкнутым (а) и замкнутым (б) шлейфом перед диодом,
а также с согласующим последовательным шлейфом /2 перед диодом (в) и после
него (г):
1 — смесительный диод, 2 — высокоомный шлейф для замыкания на корпус вывода диода
для сигналов ПЧ и постоянной составляющей, 3— низкоомный шлейф для замыкания на
корпус вывода диода относительно входных СВЧ сигналов и фильтрации этих сигналов
в цепи ПЧ, 4 — режекториый фильтр СВЧ в цепи ПЧ
вой гармонике гетеродина. На втором вычисляют входное сопротивле-
ние диода с учетом уже найденной согласующей цепи и производят но-
вую оптимизацию согласующей цепи для полученной частотной зависи-

10 -
9 -
S-
7 -
6-
5 -
Ш '5 0	5& 10 15 W
Рис. 8 24. Зависимости вольт-амперных характеристик (а) и потерь преобразова-
ния (б) диодов с барьером Шотки от мощности гетеродина' цифры в кружочках
указывают -значения КСВН, без кружочков — потери преобразования в децибе-
лах
257
мости полного входного сопротивления диода. Для повышения точности
процедуру повторяют несколько раз.
В ряде случаев приемлемым способом расширения рабочей полосы
смесителя является подстройка входного сопротивления смесителя до
получения режима согласования при неизменных параметрах согла-
сующих цепей с помощью постоянного тока смещения.
При проектировании смесителей, предназначенных для работы с ге-
теродином, не обеспечивающим требуемую мощность, когда диод дол-
жен иметь смещение постоянным током, важен выбор резистора в цепи
смещения. Использование резистивной цепи смещения позволяет полу-
чить оптимальную нагрузочную прямую по постоянному току, когда
потери преобразования и КСВН могут быть оптимизированы в широ-
ком динамическом диапазоне сигналов гетеродина.
При проектировании смесителей используются вольт-амперные ха-
рактеристики в зависимости от мощности гетеродина (рис. 8.24, а,
где нагрузочная прямая / соответствует отсутствию смещения, II —
наличию смещения постоянным током, III — оптимальная).
8 5.3. Балансные диодные смесители
Балансный смеситель (БС) содержит две смесительные секции, под-
ключенные к гибридному соединению, которое обеспечивает деление
мощностей входного сигнала и сигнала гетеродина поровну между дву-
мя диолами с определенными фазовыми соотношениями, а также развяз-
ку между цепями сигнала и гетеродина. В качестве гибридных соеди-
нений используются шлейфные ответвители, гибридные кольца, направ-
ленные ответвители на связанных линиях, различные соединения на
основе компланарных, щелевых и микрополосковых линий.
Наиболее простой, универсальной и легко воспроизводимой струк-
турой является шлейфный направленный ответвитель. Двухшлейфный
направленный ответвитель (рис. 8.1, г) обеспечивает развязку лучше
20 дБ при КСВН не хуже 1,5 в диапазоне частот порядка 10%. С уве-
личением числа шлейфов ответвителя полоса рабочих частот расширя-
ется, однако при этом в нем возрастают потери и, кроме того, в ряде
случаев увеличиваются технологические трудности изготовления ответ-
вителя в микрополосковом исполнении в связи с повышением волнового
сопротивления крайних шлейфов ответвителя. У трехшлейфного от-
ветвителя полоса увеличивается до 20% . Примерно такой же шириной
полосы обладает 180°-гибридное кольцо (рис. 8.1, д), но при более высо-
ком КСВН. Развязка между сигнальным и гетеродинным входами БС с
двухшлейфным мостом меньше, чем с гибридным кольцом. Если при ис-
пользовании двухшлейфного моста одну из смесительных секций, под-
ключить к нему через дополнительный отрезок линии длиной Х0/4 (рис.
8.20, в), то это различие в развязках почти устраняется.
’ Более широкую полосу обеспечивают направленные ответвители
на связанных линиях (рис. 8.1, а). Однако 3-дБ ответвители такого типа
технологически трудны для микрополоскового исполнения, так как тре-
буют обеспечения очень малых зазоров между МПЛ. Существенно ме-
нее жесткие требования к зазорам предъявляются к 3-дБ ответвителю,
258
представляющему собой тандемное включение двух ответвителей по
8,3 дБ (рис. 8.1, б). В дециметровом и длинноволновой части сантимет-
рового диапазона часто используют достаточно технологичные ответви-
тели со сложной связью типа Ланге (рис. 8.1, в). Балансные смесители
с такими ответвителями (рис. 8.25, а) имеют развязку более 15 дБ при
КСВН не хуже 1,5 в полосе до нескольких октав. Для увеличения раз-
вязок и расширения рабочего частотного диапазона иногда используют
Рис. 8.25. Балансные смесите-
ли: топология смесителя с на-
правленным ответвителем типа
«Панге (а), электрическая схе-
ма (б) и топология (в) ГИС
с использованием шлейфного
моста на основе сосредоточен-
ных элементов:
1 — квадратурный направленный
ответвитель типа Ланге, 2 — сог-
ласующий шлейф, 3 — шлейф для
замыкания цепей ПЧ и постоянно-
го тока. 4 — шлейф для замыка-
ния цепей СВЧ сигналов
многосвкционные ответвители на связанных линиях, средняя секция
в которых выполнена в виде ответвителя Ланге. Высокую развязку в
достаточно широкой полосе в ГИС БС позволяет получать использова-
ние различных гибридных соединений на основе сочетания разных ти-
пов передающих линий.
В дециметровом диапазоне волн для уменьшения габаритов БС мож-
но использовать микроминиатюрные пассивные элементы с сосредото-
ченными постоянными (рис. 8.25, б, в). По электрическим характерис-
тикам приведенный смеситель на основе шлейфного моста на сосредо-
точенных элементах, разработанный для диапазона 0,6... 1 ГГц, не ус-
тупает аналогу на распределенных элементах, а по габаритам сущест-
венно меньше его, что позволило выполнить смеситель в стандартном
герметичном металлостеклянном корпусе микросхемы 152.16 Умень-
шению габаритов данного смесителя способствует также его простая
259
схема: здесь одни и те же элементы одновременно используются для
сдвига фазы сигнала и гетеродина в шлейфном мосте, для разделения
по постоянному току цепей сигнала, гетеродина и диодов, для замыка-
ния постоянной составляющей токов диодов на корпус, для согласова-
ния источников сигналов с входным сопротивлением диодов. Парамет-
ры элементов выбираются из соотношений: = L2 = L3 =	=
— ро/("1/2-4- 1) co H; C1==C4 = l/co Hp0; C2 = C3 = V2/coHp0.
В качестве исходных данных'для расчета основных параметров
БС— потерь преобразования Lnp, нормированного коэффициента шу-
ма ноРМ, выходного сопротивления гВыХ сМ и коэффициента подавле-
ния шумов гетеродина — используются соответствующие параметры
смесительных диодов, а также параметры применяемого СВЧ моста —
его амплитудный и фазовый разбаланс и потери. Для сведения к мини-
муму фазового разбаланса необходимо снижать КСВН смесительных
секций в рабочей полосе.
Для получения предельно низкого коэффициента шума БС, низких
потерь преобразования и повышения подавления шумов гетеродина не-
обходимо выбирать оба диода с малыми потерями преобразования и
малым разбросом их параметров: £ПрИ гвьтх См- На практике при от-
сутствии диодов, подобранных в пары, приемлемым способом компен-
сации разброса их параметров является введение регулируемого смеще-
ния постоянного тока. Тем самым можно также снизить требуемую
мощность гетеродина и улучшить КСВН смесителя.
8.5.4.	Двойные балансные смесители
Основное преимущество схемы ДБС, заключающееся во внутрен-
ней взаимной.развязке обоих входов и выхода смесителя, обеспечивает-
ся за счет симметрии используемых трансформаторов и диодов, поэтому
при разработке интегральных ДБС разных диапазонов большое внима-
ние уделяется конструированию симметрирующих трансформаторов.
Рис. 8.26. Схема включения, эквивалентная схема и конструкция симметрирую-
щих трансформаторов на основе длинных линий с коэффициентом трансформа-
ции 1 :1
260
В ИС смесителей дециметрового и более низкочастотных диапазо-
нов широкое применение нашли трансформаторы типа «длинной’линии»
(ТДЛ), в которых используется одна или несколько линий передачи,
выполняемых в виде скрученных проводов (рис. 8.26) или отрезков ко-
аксиальных кабелей. Такие трансформаторы из скрученных проводов
в области высоких частот имеют существенно более широкую полосу
пропускания по сравнению с проволочными трансформаторами обыч-
ного типа, так как в них межвитковая емкость не влияет на частотные
свойства, а лишь определяет волновое сопротивление р0 линии.
Для уменьшения неравномерности АЧХ в области верхних частот
длина линии выбирается из соотношения
• I Лл/8 = ^ф/8/в,	(8.3)
где — длина волны в линии передачи; v$ — фазовая скорость рас-
пространения волны вдоль линии передачи; /в — верхняя частота
в заданном диапазоне.
Нижнюю граничную частоту /н ТДЛ, определяемую индуктивно-
стью первичной обмотки, можно существенно снизить, используя фер-
ритовый сердечник с высокой магнитной проницаемостью рс на низкой
частоте. При тороидальных или броневых сердечниках
/н <- Rda- Ю9/16nnScpc [ГГц],	(8.4)
где Rr — сопротивление источника сигнала; /с — средняя длина маг-
нитной силовой линии в сердечнике; п — число витков первичной об-
мотки; Sc — площадь поперечного сечения сердечника. В смесителе
на основе ТДЛ (рис. 8.27) для уменьшения неоднородностей в линиях
передачи и улучшения симметрии используются специальная кон-
струкция ферритового сердечника и особый способ намотки симметри-
рующего трансформатора [140]. В таком смесителе в диапазоне частот
0,1...1000 МГц достигаются потери преобразования £пр не более 6,5 дБ
и развязка между всеми тремя входами не менее 20 дБ.
Трудности реализации ТДЛ на ферритовых сердечниках с витыми
из провода линиями передачи возрастают с повышением рабочих частот,
так как возрастают активные потери в ферритовом сердечнике и приоб-
ретают большое значение неоднородности линии передачи. Поэтому в
ДБС дециметрового и сантиметрового диапазонов применяют различ-
ные симметрирующие трансформаторы микрополосковой конструкции,

Рис, 8.27 Электрическая схема двойного балансного смесителя (а) и конструк-
ция ТДЛ из витого провода (б)
261
Рис. 8.28. Электрическая схема (о) и конструкция (б) двойного балансного сме-
сителя на основе трансформатора с микрополосковой ленточной линией
„ СВЧ-кВадратура'
например трансформатор на рис. 8.28, не имеющий принципиальных
ограничений в области верхних частот [1411.Такой трансформатор мож-
но рассматривать как микрополосковый вариант ТДЛ, изображенного
на рис. 8.26. Обе «обмотки» его выполняются в виде печатных полоско-
вых проводников, расположенных один над другим с противополож-
ных сторон подложки, симметрично подвешенной в металлическом кор-
пусе. Для лучшего согласования у заземляемого конца одной из «об-
моток» полосковый проводник плавно расширяется. На основе такого
трансформатора строят ИС сверхширокополосных ДБС в диапазоне
до 20 ГГц с высоким подавлениехМ комбинационных сигналов.
Следует отметить, что для достаточно хорошей развязки между все-
ми входами ДБС необходимо также обеспечить симметрию применяе-
мых диодов. Практически приемлемые характеристики ДБС оказыва-
ются достижимыми при использовании в них счетверенных диодов, из-
готовленных на единой полупроводниковой подложке, либо диодов,
тщательно подобранных по параметрам в четверки, либо регулируемого
смещения диодов постоянным током.
8.5.5.	Смесители с возвращением энергии комбинационных частот
Выигрыш в потерях преобразования при использовании энергии
сигналов, возникающих в смесителе на частоте зеркального канала при-
ема /102ц " 2/0 — /с» а также суммарной частоте /101п = /0 + /с» кото-
рые содержат полезную энергию входного сигнала, может достигать
3 дБ. Смесители, в которых реализован такой режим, несмотря на
большую сложность, заслуживают внимания потому, что в ряде случа-
ев они позволяют обойтись в РПУ без УРЧ и, кроме того, в большинст-
ве из них достигается подавление паразитного зеркального канала при-
ема, повышение надежности, расширение динамического диапазона
входных сигналов.
Известны два способа возвращения энергии комбинационных частот:
с помощью частотно-избирательных цепей и с помощью двухканальных
квадратурных схем. При первом в СВЧ цепях сигнала и гетеродина на
определенном расстоянии от смесительных диодов помещаются специ-
альные фильтры, которые для сигналов комбинационных частот /101п
и f102n, возникающих в диодах и распространяющихся обратно в СВЧ
262
цепи, создают режимы короткого замыкания или холостого хода, благо-
даря чему их энергия отражается вновь к смесительным диодам для
повторного преобразования. Выигрыш в потерях преобразования можно
получить при достаточном затухании фильтра йа комбинационных
частотах и минимальном затухании на рабочей частоте [127].
Недостаток таких схем заключается в относительной узкополос-
ности и необходимости применения высокодобротных фильтров, кото-
рые бывает трудно выполнить с помощью интегральной технологии,
особенно при низкой промежуточной частоте.
Рядом преимуществ обладают конструкции ИС смесителей с возвра-
щением энергии комбинационных частот, в которых применяют гибрид-
ные соединения и цепи избирательности на основе комбинаций разных
типов линий. В смесителе (рис. 8.29) обеспечивается короткое замыка-
ние на частотах /101п и Д02п [141]. В этом устройстве входной сигнал
поступает к смесительным диодам через микрополосковую и щелевую
линии, связанные широкополосным переходом. На щелевой линии
расположен полосовой фильтр, образованный полуволновыми отрез-
ками МПЛ. Этот фильтр отражает комбинационный сигнал на частоте
зеркального канала /102п и, кроме того, служит согласующим трансфор-
матором. Сигнал гетеродина попадает на диоды через направленный
кольцевой фильтр и переход с микрополосковой линии на компланар-
ную (штырек, проходящий сквозь подложку). Шлейфы, составленные
из отрезков щелевой линии на конце секции компланарной линии, обес-
печивают режим короткого замыкания на суммарной частоте /101п.
Смесительные диоды расположены так, что для вывода сигнала проме-
жуточной частоты используется та же линия, что и для ввода сигнала
гетеродина. Диоды включены параллельно относительно вводов про-
межуточной частоты и гетеродина, но последовательно относительно
сигнального ВЧ ввода. В интегральном смесителе диапазона 9 ГГц,
построенном по такой схеме, реализуются потери преобразования ме-
нее 3 дБ в полосе около 5% (минимум 2,6 дБ) при промежуточной час-
тоте порядка 1 ГГц. При этом достигается развязка относительно зер-
кального канала приема более 25 дБ, КСВН в пределах полосы сигна-
ла лучше 1,4.
Заслуживают внимания схемы смесителей по 2-й гармонике гетеро-
дина на антипараллельных диодах, тем более, что практическая реали-
зация гетеродина с вдвое меньшей частотой в ряде случаев проще. В та-
кой схеме дифференциальная проводимость изменяется за период час-
тоты гетеродина дважды, поэтому частоту гетеродина можно понизить
Рис. 8 29 Топология сме-
сителя с возвращением
энергии комбинационных
частот методом филь-
трации
263
вдвое без уменьшения коэффициента преобразования. Продукты преоб-
разования по 1-й и всем нечетным гармоникам гетеродина в таком сме-
сителе подавляются, а ближайшие комбинационные составляющие, не-
сущие полезную энергию сигнала, отстоят от /с на удвоенное значение
частоты гетеродина, и поэтому их энергия может быть эффективно воз-
вращена с помощью фильтров.
$)
Рис. 8 30. Топология и схе-
ма включения (а), увели-
ченный фрагмент топологии
(б) и эквивалентная схема
(в) смесителя СВЧ с воз-
вращением энергии сигна-
лов зеркальной и суммар-
ной частот;
1 — входной четвертьволновой
трансформатор, 2 — разомкну-
тый шлейф микрополосково-
щелевого перехода, 3 — переход
МПЛ — компланарная линия
(штырек сквозь подложку), 4 —
разделительные конденсаторы.
5 — квадратурный делитель в
цели гетеродина, 6 — разомкну-
тые шлейфы для фильтрации
СВЧ сш налов в цепи промежу-
точной частоты
В смесителе, реализованном по такой схеме, в диапазоне порядка
9 ГГц при частоте гетеродина 4 ГГц и /пч порядка 1 ГГц реализуются
потери преобразования менее 5 дБ. Для дальнейшего уменьшения по-
терь преобразования требуется улучшить качество применяемых дио-
дов и увеличить число фильтров, режектирующих комбинационные со-
ставляющие высшего порядка, что также приводит к узкополосности —
основному недостатку схем рассмотренного типа. ”
Принципиально более широкополосными являются смесители вто-
рого вида — двухканальные квадратурные схемы с фазовым подавле-
нием зеркального канала приема и возвращением энергии комбина-
ционного сигнала, возникающего в смесителе на частоте зеркального
канала. Преимущества таких схем: возможность приема сигналов в
широкой полосе частот с одновременным подавлением зеркального ка-
нала приема, отсутствие избирательных элементов в виде высокодоброт-
264
них фильтров, отсутствие ограничений промежуточной частоты снизу,
хорошая воспроизводимость характеристик.
В устройствах такого типа мощность сигнала делится между двумя
смесительными секциями, благодаря чему смеситель обладает вдвое бо-
льшим динамическим диапазоном ,и повышенной надежностью, так как
выход из строя одного из диодов ухудшает лишь потери преобразования
и то менее чем на 3 дБ, что обычно не приводит к отказу всего РПУ.
Принцип работы такой схемы описан в гл. 5. Анализ ее показывает,
что наряду с подавлением зеркального канала приема в таком смеси-
теле обеспечивается также создание режимов, аналогичных короткому
замыканию или холостому ходу для комбинационных сигналов, возни-
кающих в смесительных диодах на частоте /102п, что и приводит к
уменьшению потерь преобразования. В смесителе на рис. 8.30 энергия
комбинационной зеркальной частоты /102п возвращается фазовым спо-
собом, кроме того, в нем осуществляется использование энергии комби-
национной суммарной частоты /101п по первому фильтровому способу.
Схема построена на основе двух БС, в каждом из которых смеситель-
ные диоды соединены последовательно для входного сигнала и антипа-
раллельно для частоты гетеродина.
Входной сигнал через четвертьволновый микрополосковый транс-
форматор и широкополосный микрополосково-щелевой переход посту-
пает в короткую щелевую линию, а затем к диодам обоих БС, с двух сто-
рон нагружающих щелевую линию. Сигнал гетеродина с квадратур-
ного гибрида по МПЛ затем через перемычку передается на компла-
нарную линию на противоположной стороне платы, а с нее в среднюю
точку между диодами каждого БС.
Поскольку сигналы гетеродина двух БС находятся в квадратуре, а
следовательно, сигналы образуемой комбинационной зеркальной час-
тоты двух БС в противофазе, то вследствие малой электрической длины
щелевой линии достигается режим короткого замыкания, когда напря-
жение зеркальной частоты обоих БС взаимно компенсируется. Длина
компланарной линии выбирается порядка Z/4 на суммарной частоте, по-
этому на конце линии в точке перехода через перемычку с компланар-
ной линии на микрополосковую для /101п образуется очень низкое со-
противление короткого замыкания, а для диодов смесителя соответст-
венно режим холостого хода. Находящиеся в квадратуре сигналы
промежуточной частоты снимаются с каждого БС со стороны гетеро-
динного ввода и поступают на отдельный сумматор. Чтобы предо-
твратить шунтирование гетеродином напряжения промежуточной ча-
стоты, в цепи гетеродина используют переходные конденсаторы, а для
развязки промежуточной частоты от частоты гетеродина — соответ-
ствующие разомкнутые четвертьволновые шлейфы.
Рабочая полоса такого смесителя определяется в основном типом
используемого квадратурного гибридного устройства на промежуточ-
ной частоте. Практически в смесителе, построенном по приведенной
схеме, реализуются потери преобразования Лпр менее 2 дБ в диапазо-
не входных частот 11,5...12 ГГц без учета потерь в квадратурном гиб-
ридном сумматоре по промежуточной частоте [142].
265
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Алексенко А. Г. Основы млкросхемотехники. Элементы морфологии микро-
электронной аппаратуры. — Изд. 2-е, перераб. и доп. — Мл Сов, радиол
1977. — 408 с.
2.	Гуткин Л. С. Современная радиоэлектроника и ее проблемы.—Мл Сов.
радио, 1980. — 192 с. — (Библиотека радиоинженера «Современная радио-
электроника»)-
3.	Конструирование и расчет больших гибридных интегральных схем, микро-
сборок и аппаратуры на их основе: Учебн. пособие для вузов/ Г. В. Алек-
сеев', В. Ф, Борисов, Т. Л. Воробьева и др.; Под ред. Б. Ф. Высоцкого. —
М., Радио и связь, 1981. —216 с.
4.	Гуткин Л. С. Оптимизация радиоэлектронных устройств по совокупности
показателей качества. — М.: Сов. радио, 1975. — 368 с.
5.	Проектирование радиоприемных устройств; Учебн. пособие для вузов/
С. М. Клич, А. С. Кривенко, Г. Н. Носикова и др.: Под ред. А. П. Сиверса.
— Мл Сов. радио, 1976. — 488 с.
6.	Полковский И. М., Стыцько В. П., Рудберг Ю. Е. Схемотехника микроэлек-
тронной аппаратуры. — Мл. Радио и связь, 1981. — 320 с.
7.	Гуткин Л. С. Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуацион-
ных помехах. — Мл Сов. радио, 1972. — 448 с.
8.	Коржик В. И., Финк Л. М., Щелкунов К. Л. Расчет помехоустойчивости
систем передачи дискретных сообщений: Справочник/* Под ред. Л. М. Фин-
ка.— Мл. Радио и связь, 1981. — 232 с.
9.	Гехер К. Теория чувствительности и допусков электронных цепей: Пер.
с англ./ Под ред. Ю. Л. Хотунцева. — Мл Сов. радио, 1973. — 200 с.
10.	Балашов Е. П., Пузанков Д. В. Микропроцессоры и микропроцессорные си-
стемы: Учебн. пособие для вузов/ Под ред. В. Б. Смолова. — Мл Радио
и связь, 1981. — 328 с.
И. Голубев В. Н. Эффективная избирательность радиоприемных устройств.
— Мл Связь, 1978. — 240 с.
12.	Щербаков Ю. Ф. Некоторые вопросы анализа комбинационных помех при
преобразовании частоты. — Радиотехника, 1972, № 12, с, 7—17.
13.	Горшелев В. Д.. КрасноЦветова 3. Г., Федорцов Б. Ф. Основы проектирова-
ния радиоприемников, — Л.: Энергия, 1977. — 384 с,
14.	Средства связи за рубежом в 1977 г.: Обзор по материалам зарубежной пе-
чати/ А. В. Валетов, А. Г. Васильев, В. И. Виноградов п др. —МлЦООНТИ
«ЭКОС», 1979. — 134 с.
15.	Пестряков В. Б. Фазовые радиотехнические системы. — Мл Сов. радио,
1968. — 468 с.
16.	Цифровые системы фазовой синхронизации'' М. И. Жодзишский, С. 10. Си-
ла-Новицкий, В. А. Прасолов и др.: Под ред. М. 14. Жодзишского. — Мл
Сов. радио, 1980. — 208 с.
17.	Пенин П. И. Системы передачи цифровой информации. — Мл Сов. радио,
1976. — 368 с.
18.	Побережный Е. С. Цифровые коротковолновые радиоприемные устройства. —•
Радиотехника, 1978, т. 33, № 5, с. 15—17.
19.	Чистяков Н. И. Радиоприемные устройства. — Мл Сов. радио, 1978.
152 с.
20.	Вопросы обработки информации в фазовых измерительных радиосистемах;
Сборник статей под ред. В. А. Вейцеля. — Труды МАИ, 1970, вып. 201. —»
154 с.
21	Мизин И. А., Матвеев А. А. Цифровые фильтры. —Мл Связь, 1979. —«
22.	Уидроу, Гловер, Кауниц л Ар. Адаптивные компенсаторы помех: Принци-
пы построения и применения. <— ТИИЭР, 1975, т. 63, № 12, с. 69—98.
23.	Голубев В. Н. Оптимизация главного тракта приема радиоприемного уст-
ройства. — Мл Радио и связь, 1982. — 144 с.
24.	Кантор Л. Я., Дорофеев В. М. Помехоустойчивость приема ЧМ сигналов —
Мл Связь, 1977. — 336 с.
25.	Клэппер Дж., Френкл Дж. Системы фазовой и частотной автоподстройки
266
частоты; Пер. с англ./ Под ред. А. Ф. Фомина. Мл Энергия, 1977. —
439 с.
26.	Винницкий А. С. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ сигна-
лов. — М.; Сов. радио, 1969. — 547 с.
27.	Манассевич В. Синтезаторы частот. Теория и проектирование.! Пер. с анг./
Под ред. А. С. Галина. —М.: Связь, 1979. — 384 с.
28.	Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частот. — М.; Связь, 1969. —80 с.
29.	Шапиро Д. Н., Пайн А. А. Основы теории синтеза частот. — Мл Радио и
связь, 1981. — 264 с.
30.	Тузов Г. И. Выделение и обработка информации в допплеровских системах.
— Мл Сов. радио, 1967. — 400 с.
31.	Функциональные усилители с большим динамическим диапазоном; Основы
теории и проектирования./ В. М. Волков, А. В. Дмитриев, А. А. Ивань-
ко и др,: Под ред. В. М. Волкова. — Мл Сов. радио, 1976. — 344 с.
32.	Александров М. А., Жодзишский М. И. Анализ цифровых систем обработки
квазигармонического сигнала в диапазоне частот. — Радиотехника и элек-
троника, 1976, т. 21, №7, с. 1472.
33.	Кинкулькин И. Е., Рубцов В. Д., Фабрик М. А. Фазовый метод определения
координат. — М.: Сов. радио, 1979. — 280 с.
34.	Березин Л. Б., Куприянов А. И., Рогачева Н. В. Экспериментальные ис-
следования плотности распределения временного интервала до первого нуля
случайного процесса. — Радиотехника и электроника, 1977, т. 22, № 6,
с. 1285—1287.
35.	Шляпоберский В. И. Основы техники передачи дискретных сообщений. —
Мл Связь, 1973. — 480 е.
36.	Прагер Э., Шнмен Б., Дмитриев В. П. Цифровая техника в связи/ Под ред.
В. В. Маркова. —Мл Радио и связь, 1981. — 280 с.
37.	Алешин В. Г., Алехин Ю. И., Жодзишский М. И. Синтезаторы частоты.:
Конспект лекций. — М.; МЭИ, 1978. — 52 с.
38.	Кулешов В. Н., Пацекин М. П. О влиянии неидентичности транзисторов
на характеристики двухтранзисторного активного элемента с источником
тока в цепи эмиттера. — Труды МЭИ, 1977, вып. 317, с. 7—13.
39.	Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов;
Пер. с англ./ Под ред. Ю. Н. Александрова. — Мл Мир, 1978. — 848 с.
40.	Вейцель В. А., Жодзишский М. И. Цифровые системы вхождения в связь
в когерентных радиолиниях комплексов ЛА.: — М.; МАИ, 1980. — 36 с.
41.	Витерби Э. Д. Принципы когерентной связи; Пер. с англ./ Под ред. Б.Р.
Левина. — Мл Сов. радио, 1970. — 392 с.
42.	Алябин Г. М., Глазов С. С., Жодзишский М. И. и др. Способ быстрого об-
наружения сигнала и определения, его частоты; Реферат. — ПТО, 1979,
№ 3.
43.	Гоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сигналы. — Мл Сов. радио,
1977. — 608 с.
44.	Данилов Б. С., Штейнбок М. Г. Однополосная передача цифровых сигналов.
— Мл Связь, 197^. — 136 с.
45.	Анцибор Н. М., Жодзишский М. И. Измерение частоты сигнала на фоне
шума с помощью цифровых систем ФАПЧ. — Радиотехника, 1979, т. 34,
№5, с. 78.
46.	Бош Б. Г. Гигабитовая электроника. — ТИИЭР, 1979, т. 67, № 3, с. 5—51.
47.	Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры./ А. Г. Алексен-
ко, С. С. Бадулин, Л, Г. Барулин и др. Под ред. Б. Ф. Высоцкого. — Мл
Сов. радио, 1977. — 352 с. — (Серия «Прдектирование радиоэлектронной
аппаратуры на интегральных микросхемах).
48.	Айнбиндер И. М. Шумы радиоприемников. М.; Связь, 1974. — 328 с.
49.	Линдсей В. Системы синхронизации в связи и управлении; Пер. с англ./
Под ред. Ю. Н. Бакаева и М. В. Капранова. =— Мл Сов. радио, 1978. —
600 с.
50,	Проектирование и применение операционных усилителей: Пер. с англ./
Под ред. Дж. Грэма, Дж. Тоби, Л. Хьюлсмана: Пер. под ред, И. Н, Теп-
люка. •=- М.: Мир, 1974, — 510 с.
267
51.	Шило В. Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре.
— М.; Сов. радио, 1979. — 368 с.
52.	Алексенко А. Г., Коломбет Е. А., Стародуб Г. И. Применение презиционных
аналоговых ИС. — М.: Сов. радио, 1980. — 224 с.
53.	Sony ICF-2001 AM/FM synthesised receiver. — Electronics Australia, 1982,
v 44, № 2, p. 10—11.
54.	Визель А. А., Ветюгов А. И. Цифровые радиорелейные линии связи. —•
Зарубежная радиоэлектроника, 1977, №11, с. 82—97.
55.	Полежаев В. А., Визель А. А. Высокоскоростные фазовые модуляторы и де-
модуляторы для цифровых систем передачи СВЧ диапазона. — Зарубеж-
ная радиоэлектроника, 1980, №3, с. 61—71.
56.	Справочник по линейным схемам: Пер. с англ./ Под ред. Д. Шейнголда:
Пер. под ред. В. В. Малинина. —М.: Мир, 1977. — 523 с.
57.	Кутыркин Ю. М., Савченко А. М., Зеболова И. М. Специализированные ин-
тегральные схемы для частотных синтезаторов. — Зарубежная электронная
техника, 1978, № 13, с. 57—67.
58.	Интегральный синтезатор ВЧ и УКВ сигналов.-— Электроника, 1980, № 10,
т. 53, с. 21—22.
59.	Банк М. У. Аналоговые интегральные схемы в радиоаппаратуре. — М.;
Радио и связь. 1981. — 136 с.
60.	Речи.чкий В. И. Акустоэлектронные компоненты. — М : Сов. радио. 1980 —•
262 с.
61.	Ермолаев Ю. П., Пономарев М. Ф., Крюков Ю. Г.-Конструкции и техноло-
гии миросхем (ГНС и БГИС); Учебн для вузов./ Под ред Ю П Еромолае-
ва. — М.: Сов. радио, 1980. — 256 с.
62.	Секен К., Томпсет М. Приборы с переносом заряда: Пер. с англ./ Под ред.
В В. Поспелова и Р. А Суриса. — М.: Мир, 1978. — 328 с.
63.	Носов Ю. Р., Шилин В. А. Полупроводниковые приборы с зарядовой свя-
зью. — М.: Сов. радио, 1976. — 141 с.
64.	David F. Barbe, Dean Baker W., Kenneth L. Davis Signal processing with
charge-coupled devices. — IEEE J . 1978, v SC-13, № 1, p. 214—218.
65.	Butler W J., Engeler W. E., Goldberg H. S., Puckette С. M., Lobenstein H.
Charge-transfer analog memories lor radar and ECMsistems. — IEEE Trans.,
1976, v. ED-23, №2, p. 161 — 168
66.	Перестраиваемый фильтр с программирхемой ПЗС-структурой. —Электро-
ника, 1977, т. 50, №25, с 7—8.
67.	Гершо А. Фильтры на приборах с переносом заряда. — ТИИЭР, 1979, т. 67,
№ 2, с. 5—31.
68.	Денайер П. В., Мейвор Дж., Артур Дж У. Миниатюрные программируемые
трансверсальные фильтры на ПЗС и М.ТП приборах. — ТИИЭР, 1979,
т. 67, № 1, с. 49—58.
69.	Шварц Н. 3. Линейные транзисторные усплшсли. СВЧ. —Сов. радио, 1980.
— 368 с.
70.	Мейджилл Э. Г., Грико Д. М., Дик Р. X., Чжень П. С. Й. Согласованные-филь-
тры па ПЗС для псевдослучайных сигналов. — ТИИЭР, 1979, т. 67, № 1,
с. 59—72.	‘
71.	Королев В. И., Кучумов А. И. Усилители-ограничители. — М.: Энергия,
1.976. — 128 с.
72.	Попов В. П., Деркач Ю. П., Тимошенко Н. А. Аналоговые характеристики
приборов с зарядовой связью. — Микроэлектроника и полупроводниковые
приборы./ Под ред. А. А. Васенкова, Я А, Федотова. — М.: Сов. радио,
1977, вып. 2, с. 243—253.
73.	Тузов Г. И., Прытков В. И., Алференко В. А., Вяткин М. Г. Устройства об-
работки сигналов на приборах с зарядовой связью. — Зарубежная радио-
электроника, 1978, № 9, с. 39—64.
74.	Eversole W. L., Mayer D. J., Bosshart P. W. A completely integrated therty-
two point chirp Z transform. — IEEE J., 1978. v. SC-13, №6, p. 822—831.
75	Bhupendra K. Ahnja, Miles A. Copeland, Chong Hom Chan. A sampled analog
MOS LSI adaptive filter. — IEEE Trans., 1979, v. COM-27, № 2, p. 406—412.
76	Карсон P. Высокочастотные усилители; Пер. с англ./ Под ред. В. Р, Маг-
нушевского. — М.: Радио и связь, 1981. —216 с.
268
77.	Попов В. П. Коммутируемые емкостные фильтры. — Известия вузов СССР.
Радиоэлектроника, 1974, т. 9, № 9, с. 36—42.
78.	П опов В. П., Тимошенко Н. А. Активные динамические емкостные фильтры
нижних частот. Микроэлектроника и полупроводниковые приборы./ Под
ред. А. А. Васенкова, Я. А.Федотова. — М.: Сов. радио, 1977, вып. 2,
с. 234—242.
79.	Домбровская С. И., Мирошниченко С. И. Особенности синтеза активных ем-
костно-ключевых фильтров. — Известия вузов СССР. Радиоэлектроника,
1979, № 2, с. 30—32.
80.	Бродерсен Р. У., Грей П. Р., Ходжес Д. А. МПД-фильтры с переключаемыми
конденсаторами. —ТИИЭР, 1979, т. 67, № 1, с. 73—88.
81.	Allstot D. J., Brodersen R. W., Gray P. R. MOS switched capacitor lodder
filter. — IEEE J., 1978, v. SC-13, №6, p. 806—813.
^2. Справочник по радиолокации: Пер. с англ./ Под ред. М. Сколника. — Т. 1.
Основы радиолокации/ Под ред. Я. С. Ицхоки. — М.: Сов. радио,' 1976. —
456 с.
83.	Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы: Пер. с англ./ Под ред.
В. С. Кельзона. — М.: Сов. радио, 1971. — 567 с.
84.	Интегральные гибридные операционные усилйтели: Препринт — М.: Ин-т
проблем управления, 1979. — 80 с.
85.	Носов Ю. Р., Петросянц К. О., Шилин В. А. Математическое модели эле-
ментов интегральной электроники. — М.; Сов. радио, 1976. — 304 с.
86.	Богданович Б. М. Нелинейные искажения в приемно-усилительных уст-
ройствах. — М.: Связь, 1980. — 280 с.
87.	Бруевич А. Н., Евтянов С. И. Аппроксимация нелинейных характеристик
и спектры при гармоническом воздействии. — М.: Сов. радио, 1965. — 344 с.
88.	Барулин Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах. — М.: Связь,
19)9. — 144 с.
89.	Гетман В. П., Голованов А. И., Найдеров В. 3., Юсупов 3. Ф. Функцио-
нальные устройства на интегральных микросхемах дифференциального уси-
лителя./ Под ред В. 3. Найдерова. — М : Сов. радио, 1977. — 128 с.
90.	Егудин А. Б., Чкалова О. В., Еланский В. Г. Малошумящие СВЧ полевые
транзисторы с барьером Шоттки. — Зарубежная радиоэлектроника, 1980,
№ 10. с £8—48.
91.	Ризкнн И. X. Умножители и делители частоты. — М.: Связь, 1976. — 296 с.
92.	Аралов М. С. Оптимальные умножители частоты на транзисторах. — Ра-
дио!ехника, 1978, т. 33, № 6, с. 25—32.
93.	Мужичков М. Б. Вариант реализации умножителя частот. — Электро-
связь, 1976, № 10, с. 64—67.
94.	Зимин В. В. Идеальный умножитель частоты. — Радиотехника, 1974,
т. 29, № 10, с. 91—92.
95.	Григоров В. А. Прогрессивная техника уменьшения избыточности в микро-
электронных делителях частоты. — Электронная техника. Сер. 10, 1979,
вып. 3, с. 13—23.
96.	Григоров В. А. Частные амплитудные соотношения при генерации субгар-
монического сигнала. — Электронная техника. Сер. 10, 1977, вып 4, с. 58—
64.
97.	Калихман С. Г., Левин Я. М. Радиоприемники на полупроводниковых при-
борах: Теория и расчет. — М,: Связь, 1979. — 352 с.
98.	Полупроводниковые параметрические усилители и преобразователи СВЧ/
В. С. Эткин, А. С. Берлин, П. П. Бобров и др.; Под ред. В. С. Эткина. —
М.: Радио и связь, 1983. — 303 с.
99.	Заездный А. М., Войнов С. В., Шамарин А. Ф. Детектирование амплитудно-
модулированных колебаний по их структурным свойствам. — Электросвязь,
1976, № 12, с. 63—66.
100.	Klapper J., Kratt F. J. A. A new family of low-delay FM detectors. — IEEE,
Trans., 1979, v. COM-27, № 2, p. 419—429.
101.	Балабанян H. Синтез электрических пепей. — M.: Госэнергоиздат, 1961.
102.	Белецкий А. Ф. Основы теории линейных электрических цепей,—М.: Связь,
1967, - 608 с.
' 26»
ЮЗ. Галямичсв Ю. П., Ланнэ А. А., Лундин В. 3., Петраков В. А. Синтез
активных RC-цепей: Современное состояние и проблемы/ Под род. А А.
Ланнэ. — М.: Связь, 1975. — 296 с
104.	Кустов О. В., Лундин В. 3. Операционные кчлители в линейных цепях. —
М.: Связь, 1978. — 144 с.
105.	Хейнлейн В. Е., Холмс В. X. Активные фильтры для интегральных схем:
Основы и методы проектирования; Пер. с англ./ Под ред. И. Н. Слепова
и И. Н. Теплюка. — М.: Связь, 1980. — 656 с.
106.	А1асленничов В. В., Сироткин А. П. Избирательные RC-усилители. — AA.j
Энергия, 1980. — 216 с.
107.	Алексеев Л. В., Знаменский А. Е., Лоткова Е. Д. Электрические фильтры
метрового и дециметрового диапазонов.. — М.: Связь, 1976. — 280 с.
108	Альбац М. Е. Справочник по расчету фильтров и линий задержки. — M.j
Гссэ нергопздат, 1963. — 200 с.
109.	Маклюков М. И. Инженерный синтез активных RC-фнльтров низких и пнф-
ранпзких частот. —М.: Энергия, 1971. — 184 с.
110.	Христиан Э., Эйзенман Е. Таблицы и графики по расчету фильтров: Пер.
с англ./ Под ред. А. Ф. Белецкого. — М.: Связь, 1975. — 408 с.
111.	Баев Е. Ф.., Фоменко Л. А., Цымбалюк В. С. Индуктивные элементы с фер-
ромагнитными сердечниками. — М.: Сов. радио, 1976, — 320 с.
112.	Житников Е. И., Ионов В. Н., Морозов В. Н. Пленочные индуктивности
в м!кроэлектронноп аппаратуре.—Электронная техника. Сер. 10, 1977,
вып 3, с- 52—57.
113.	Седов К- И. Введение в синтез активных иепей. —Л.: Энергия, 1973. —.
152 с.
114.	Чернышев А. А., Иванов В. И., Галахов В. Д. и др. Диоды и тиристоры.
М.: Энергия, 1980. — 176 с.
115.	Белоус Ю. Т., Мунин П. И., Шер Ю. А. Методы проектирования индуктив-
ных и резонансных пленочных элементов: Методические указания. — М.:
МИЭТ, 1977. — 52 с.
116.	Знаменский А. Е., Лоткова Е. Д. Высокоизбпрательные фильтры с тран-
зисторами. — М.: Связь, 1867.
117.	Шитулин В. А., Белоус Ю. Т., Шер Ю. А. Активный фильтр на однород-
ной RLC-структуре. — Сборник научных трудов по проблемам микроэлек-
троники. — М.: МИЭТ, 1976, вып. 26, с. 76—85.
118.	Аристархов Г. М., Гуренко В. М., Вершинин Ю. П. Некоторые вопросы со-
здания узкополосных резонансных усилителей в интегральном исполне-
нии. — Электронная техника. Сер. 10, 1978, вып. 3, с. 3—12.
119.	Современная теория фильтров и их проектирование; Пер. с англ./ Под
ред. Г. Темеша и С. Митра: Пер. под ред. И. Н. Теплюка. — М,; Мир,
1977. — 560 с.
120.	Тарбаев С. И. Параметрический фильтр с коммутацией конденсаторов и
возможностью переноса спектра сигнала. —Радиотехника, 1978, т. 33 № 5,
с. 24-31.
121.	Ханзел Г. Справочник по расчету фильтров; Пер. с англ./ Под ред. А. Е.
Знаменского. — М.: Сов. радио, 1974. — 288 с.
122.	Справочник по кварцевым резонаторам/ В. Г. Андросова, В. Н. Банков,
А. Н. Дикиджи и др.: Под ред. П. Г. Позднякова. — М.: Связь, 1978. —•
288 с.
123.	Великин Я. И‘., Гельмонт 3. Я., Зелях Э. В. Пьезоэлектрические фильтры.
— М.: Связь, 1976. — 396 с.
124.	Филатов Г. А., Баев Е. Ф., Цымбалюк В. С. Малогабаритные низкочастот-
ные механические фильтры. — М.: Связь, 1974. — 264 с.
125.	Кантор В. М. Монолитные пьезоэлектрические фильтры. — М.: Связь,
1977. — 151 с.
126.	Алексеев А. Н., Орлов В. С., Бондаренко В. С. Интегральные пьезоэлектри-
ческие фильтры. — Зарубежная электронная техника, 1978, № 5—6, с. 1 —
49 и 1—68.
127.	Петров Г. В., Седлецкий В. Б. Интегральные схемы смесителей СВЧ диа-
пазона с подавлением сигнала зеркальной частоты. — Зарубежная радио-
электроника, 1976, № 7, с, 69—80.
270
128.	Альтшуллер Г. Б. Кварцевая стабилизация частоты. — М.г Связь, 1974.
129.	Альтшуллер Г. Б., Елфимов Н. Н., Шак ул ин В. Г. Экономичные миниатюр-
ные кварцевые генераторы. — М.: Связь, 1979.	159 с.
130.	Шитиков Г. Т., Цыганков П. Я., Орлов О. М. Высокостабильные кварцевые
автогенераторы./ Под ред. Г. Т. Шитикова. — M.s Сов. радио, 1974. —-
375 с.
131.	Колобков В. Г., Матвеев В. В., Новиков Г. Н. Гармониковые кварцевые
автогенераторы с селекцией мод. — Электронная техника. Сер. 10, 1978,
вып. 4, с. 13—22.
132.	Фильтры на поверхностных акустических волнах: Расчет, технология и
применение. Пер. с англ./ Под ред. Г. Мэттьюза. Пер. под ред. В. Б. Акпам-
бекова. —М.; Радио и связь, 1981. — 472 с.
133.	Поверхностные акустические волны — устройства и применение. —
ТИИЭР, 1976, т. 64, № 5, — 324 с.
134.	Петров Г. В., Седлецкий В. Б. Интегральные схемы диодных смесителей
СВЧ диапазона. — Зарубежная электронная техника, 1975, № 19, с. 3—38.
135.	Данилин В. Н., Морозов А. А., Сметанина Д. И. и др. Гибридный интеграль-
ный малошумящий транзисторный СВЧ усилитель. — В кн.: Микроэлек-
троника п полупроводниковые приборы/ Под ред. А. А. Васенкова, Я. А.
Федотова. — М.: Сов. радио, 1980, вып. 5, с. 77—78.
136.	Иноземцев Г. М., Коваленко В. В., Поляков А. Б. и др. Малошумящий
транзисторный усилитель сантиметрового диапазона. — Там же, с. 77—86.
137.	Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи
и цепи связи в 2-х т.: Пер. с англ./ Под ред. Л. В. Алексеева и Ф. В. Куш-
нира. т— М.: Связь, 1971, 1972. — 439 с., 494 с.
138.	Lugwig D., Ester В., Mouran Т. М. ARGOS project; Localization and data
collection program design of the Tiros N random asess system. — 27 congress.
IAF76, Anaheim, California USA, Oct. 10—16, 1976, p. 1—7.
139.	Williams D. R., Lum W., Weinreb S. L-Band Gryogenically — Cooled GaAs.
FET Amplifier. — Microwave J., 1980, v. 23, № 10, p. 73—76.
140.	Dunkan J. D. Double balanced mixer using single ferrite core. — №4,119914,
cl 325/446, Okt. 10, 1978.
141.	Neuf D. A:, Quiet mixer. —Microwave J., 1973, v. 16, №5, p. 29—32.
142.	Радиосистемы передачи информации; Учебн. пособие/ И. М. Тепляков,
Б. В. Рощин, А. И. Фомин, В. А. Венцель: Под ред. И. М. Теплякова. —
М.: Радио и связь, 1982. — 264 с.
143.	Бушминский И. П., Морозов Г. В. Конструирование и технология пленоч-
ных СВЧ миросхем. — М.: Сов. радио, 1978. — 144 с. — (Б-ка радиокон-
структора).
144.	Abbo A. D., Cockrille J., Pengely R. S. Monolithic gallium arsenide circuits
show great promise. — Microwave Systems News, 1979, v. 9, № 8. p. 79—96*
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие	.................... 3
Глава 1 Проектирование приемного устройства в целом. Проектирование укруп-
ненной структурной схемы.......................................... .	.	,	5
1.1.	Введение......................'...................................... ....	5
1.2.	Иерархическая структура радиоприемного устройства............................. 7
1.3.	Последовательность проектирования радиоприемного устройства .....	9
1.4.	Обоснование исходных данных.................................................. 10
1.5.	Синтез структурной схемы	........................... 13
1.6.	Выбор метода обработки сигнала............................................... 15
Глава 2. Проектирование основных функциональных блоков............................ 21
2.1.	Последовательность проектирования ...................................
2.2.	Усилительный тракт..........................ч........................
2.3.	Усилительный тракт цифрового радиоприемного устройства ....
2.4.	Информационный тракт........................................... ....
2.5.	Оптимальные структурные схемы ниформациоииого тракта для некоторых ти
повых задач .......................................................
2.6.	Тракт синтезаторов частоты...........................................
2.7.	Устройство управления и отображения..................................
2.8.	Системы фазовой автоподстройки частоты...............................
Глава 3. Проектирование функциональных блоков и узлов радиоприемного уст
ройства с цифровой обработкой сигнала .....................................
3.1 Способы перехода от аналогового сигнала к цифровому...................
3 2. Цифровые сннтегаторы частоты ........................................
3.3. Цифровые системы вхождения в связь...................................
3 1. Цифровые устройства АРУ..............................................
3.5 Цифровые следящие демодуляторы квазигармоиических колебаний
3.6. Цифровые следящие демодуляторы двоичных символов информации
Глава 4. Интегральные микросхемы, используемые в радиоприемных устройствах
4.1.	Выбор элементной базы..................................................... 98
4.2.	Интегральные микросхемы многофункциональных	усилителей	.	".	98
4.3.	Аналоговые перемиожитеЛи..................................................102
4.4.	Широкополосные усилители	....	...............................104
4.5.	Широкополосные усилители с	злектроииой	регулировкой	усиления	....	106
4.6	Специализированные интегральные микросхемы ...	....	100
4.7.	Приборы с переносом заряда............................................... 118
Глава 5 Проектирование типовых функциональных узлов и микросборок прием-
ного устройства..................................................... .	.	.	128
5.1	Общие положения...........................................................128
5.2.	Особенности конструкции микросборок ..................................... 129
5 3. Проектирование усилителей..............................................•	133
5.4.	Ограничители амплитуды....................................................149
5 5.	Преобразователи частоты...................................................151
5.6.	Умножители частоты........................................................159
5.7.	Делители частоты........................................................  166
5 8. Детекторы .........................................	......	167
Глава 6 Частотные фильтры.................................................
6.1.	Функции и способы реализации........................................'
6.2.	Исходные данные для синтеза......................................
6.3.	Фильтры LC, технологически или конструктивно совместимые с микроэлектрон
ными изделиями............................................................
6.4.	Активные LC-филыры...................................................
6.5.	Активные RC-филыры...................................................
6.6.	Параметрические фильтры..............................................
Глава 7. Фильтры и генераторы иа основе изделий пьезотроники
7.1.	Физические основы пьезотройных устройств.............................
7.2.	Пьезорезонаторы и пьезотроиные фильтры...............................
7.3.	Интегральные кварцевые генераторы....................................
7.4.	Принцип работы и конструкция пьезотроииых устройств иа поверхиост
иых акустических волнах....................... .	.	....
7.5.	Линии задержки, фильтры и другие изделия на поверхностных акусти
ческих волнах ............................................................
Глава 8. Входные СВЧ устройства усилительного тракта......................
8.1.	Основные характеристики входных устройств............................
8.2.	Схемотехника и особенности СВЧ входных устройств......................
8.3.	Усилители СВЧ................................................  ,
8.4.	Фильтры СВЧ .	.................................................
8.5.	Смесители СВЧ........................................................
Список литературы ................................................
179
179
180
183
188
189
202
203
203
204
212
217
220
225
225
226
229
244
251
266