Радиоприемные устройства - Буга Н.Н., Фалько А.И., Чистяков Н.И.

Автор: Буга Н.Н. Фалько А.И. Чистяков Н.И.
Теги: электротехника радиоприемные устройства (радиоприемники) радиотехника радиоэлектронные аппараты радиоприемники
Год: 1986
Похожие
Радиоприемные устройства
Военно-техническая подготовка. Военно-технические основы построения средств и комплексов РЭП
Тракты радиоприема. Радиотелекоммуникационные системы
Радиоприёмные устройства
Текст
                    
Н.Н. Буга
А, И. Фалько
Н. И. Чистяков
РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Под общей редакцией Н. И. Чистякова
Допущено
Министерством высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебника
для студентов вузов,
обучающихся по специальности
«Радиосвязь и радиовещание»
б-™--.......—	-------
НуГ.бЫ!П"йс-и’:
ЯВИ? ч,	-Счч.тут
БИБПИП
Москва
(IE)«Радно И связь»
1986
ББК 32.849
Б90
УДК 621.397.62(075)
Буга Н. Н. и др. Радиоприемные устройства: Учебник
Б90 для вузов/Н. Н. Буга, А. И. Фалько, Н. И. Чистяков; Под
ред. Н. И. Чистякова. — М.: Радио и связь, 1986. —
320 с.: ил.
Изложены принципы построения и теоретические основы работы прием-
ных устройств, проектирования радиоприемной аппаратуры и ее основных
узлов. Рассмотрены пути совершенствования приемных устройств, внедрения
современной элементной базы и цифровых устройств, микропроцессоров, уст-
ройств автоматизации и адаптации.
Для студентов вузов связи.
£
2402020000—161
046(01)-86
90-86
ББК 32.849
Рецензенты: кафедра радиоприемных устройств
Одесского электротехнического института связи им. А. С. Поноса;
доктор техн, наук, проф. Б. М. Богданович
Редакция литературы по радиотехнике
Учебник
НИКОЛАЙ НИКИТИЧ БУГА
АНАТОЛИЙ ИВАНОВИЧ ФАЛЬКО
НИКОЛАЙ ИОСАФОВИЧ ЧИСТЯКОВ
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
.'Заведующий редакцией В. Л. Стерлигов
Редактор Э. М. Горелик
Переплет художника Ю. В. Архангельского
Художественный редактор Т. В. Бусарова
Технический редактор И. Л. Ткаченко
Корректор Т. В. Д з е м и д о в н ч
ИБ № 740
Сдано в набор 22.01.80	Подписано в печать 14.05.86
Т-09318 Формат 60 x 90,'|6	Бумага кн.-журн. № 2 Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 20,0 Усл. кр.-отт. 20,0 Уч.-изд. л. 21,71 Тираж 30 000 экз.
Изд. № 20020	Зак. № 12	Цена 1 р.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 5 ВГО «Союзучетиздат»
.101000 Москва, ул. Кирова, д. 40
© Издательство «Радио и связь», 1986
ст>
ПРЕДИСЛОВИЕ
/
Предлагаемый учебник содержит материал по курсу «радиопри-
емные устройства», общему для всех студентов, обучаюищх-ёя в
вузах по специальности «Радиосвязь и радиовещание». В соответ-
ствии с действующим учебным планом этой специальности для
студентов, готовящихся работать по окончании института в об-
ласти техники радиоприема, дополнительно предусмотрен курс
углубленной подготовки такого же объема, посвященный проекти-
рованию и эксплуатации радиоприемных устройств. По этой при-
чине данный общий курс содержит преимущественно изложение
фундаментальных принципов радиоприема и теоретических основ
синтеза приемной аппаратуры без детализации конструктивных
решений многих ее узлов и цепей.
План учебника согласован с действующей программой учеб-
ного курса. Авторы усилили, в частности, по сравнению с учеб-
никами и пособиями, изданными при их участии ранее, системный
подход к радиоприемному устройству. Поэтому значительное вни-
мание уделено влиянию на структуру и характеристики приемной
аппаратуры назначения и свойств радиосистемы в целом, особен-
ностей распространения радиоволн, а также взаимодействия час-
тей приемного тракта в условиях адаптации к условиям приема.
С учетом проявляющихся тенденций большее место уделено схе-
мотехническим решениям, характерным для интегрального испол-
нения узлов приемников, цифровым устройствам и, в частности,
электронной настройке, применениям синтезаторов частот, микро-
процессоров и др.
При изложении теоретических вопросов в основном использу-
ются сведения, изучаемые студентами в предшествующих и
смежных учебных курсах, в особенности из общей теории переда-
чи сигналов, систем радиосвязи и радиовещания.
В учебнике нашел отражение опыт работы кафедр радиоприем-
ных устройств Ленинградского, Московского и Новосибирского
институтов связи.
Материал учебника распределен между авторами следующим
образом: Н. Н. Буга написал введение, гл. 1 (кроме § 1.7) и
7, §9.5; 10.9; А. И. Фалько — § 1.7, гл. 2, 3 (кроме § 2.4 и § 3.13),
5, а также § 8.4, 8.11, 9.6 и 9.7; Н. И. Чистяков — §2.4, 3.13, гл. 4,
6, 8 (кроме § 8.4, 8.11), 9 (кроме § 9.5—9.7), 10 (кроме § 10.9),
заключение.
Авторы и издательство будут благодарны за все замечания
и пожелания, которые могут способствовать совершенствованию
курса радиоприемных устройств. Их следует направлять по ад-
ресу: 101000, г. Москва, Почтамт, а/я 693, издательство «Радио
и связь».
3
ВВЕДЕНИЕ
Важнейшим функциональным элементом радиотехнических си-
стем является радиоприемное устройство, способное воспринимать
слабые радиосигналы и преобразовывать их к виду, обеспечиваю-
щему использование содержащейся в них информации. В состав
радиоприемного устройства входят собственно радиоприемник (в
дальнейшем просто приемник), антенна и оконечное устройство.
Антенна воспринимает энергию электромагнитного поля и преоб-
разует ее в радиочастотное напряжение. Приемник выделяет из
спектра входных колебаний полезные сигналы; усиливает их за
счет энергии местного источника питания; осуществляет обработ-
ку, ослабляя действие помех, присутствующих во входном коле-
бании; детектирует радиочастотные сигналы, формируя колеба-
ния, соответствующие передаваемому сообщению. В оконечном
устройстве энергия выделяемых сигналов используется для полу-
чения требуемого выходного эффекта — звукового (громкоговори-
тель или телефон), визуального (кинескоп), механического (теле-
графный аппарат) и т. д. Оконечное устройство может быть сов-
мещено с приемником или представлять собой отдельное устрой-
ство.
Задачей курса радиоприемных устройств является изучение
физических основ приема сигналов па фоне радиопомех (в даль-
нейшем просто помеха), принципов построения приемников раз-
личного назначения и их основных функциональных элементов,
теории и основ расчета их параметров. При этом учитывается,
что из предшествующих и параллельно читаемых дисциплин сту-
дентам известны математические модели и свойства сигналов и
помех; методы анализа линейных и нелинейных электрических
цепей и каналов связи с постоянными и изменяющимися парамет-
рами; теория и свойства антенно-фидерных устройств; процессы
распространения радиоволн; принципы усиления, генерирования
и обработки электрических колебаний, модуляции, детектирова-
ния, преобразования частоты, ограничения амплитуды и др., а
также основные положения теории электромагнитной совместимо-
сти радиотехнических систем и устройств; принципы иптегрально-
4
го исполнения узлов радиотехнических устройств, применения
микропроцессоров.
Структура приемника и его основные функции определяются
условиями приема сигналов. От антенны на вход приемника по-
ступает смесь сигнала и помех. Помехи могут создаваться посто-
ронними радиостанциями, промышленными источниками, электро-
магнитными процессами в атмосфере, космическими излучениями,
тепловым излучением Земли; по интенсивности они могут в ан-
тенне во много раз превышать принимаемые сигналы. Сами сиг-
налы могут претерпевать амплитудные и фазовые искажения из-
за изменений условий распространения радиоволн. Приемник дол-
жен обладать способностью отделять полезные сигналы от помех
по признакам, присущим сигналам. Это свойство называется се-
лективностью или избирательностью.
Различа'ют следующие виды селективности:
частотная. Реализуется с помощью частотно-селективных це-
пей. Поскольку принято государственное и международное регу-
лирование распределения частот между службами радиосвязи и
радиосистемами, входящими в каждую службу, частотной селек-
тивностью должны обладать все радиоприемные устройства;
пространственная. Реализуется с помощью направленных ан-
тенн;
поляризационная. Реализуется с помощью антенн, принимаю-
щих волны с определенной поляризацией;
амплитудная. Используется главным образом при приеме им-
пульсных сигналов с помощью пороговых цепей — амплитудных
селекторов;
временная. Реализуется отпиранием приемника на время, со-
ответствующее ожидаемому поступлению полезного сигнала;
по форме сигнала, например по его кодовой структуре.
Соответственно изложенному структурная схема приемника мо-
жет быть представлена в виде рис. В.1, где детектор Д разделяет
весь приемный тракт на две части: тракт радиочастоты (ТРЧ) и
последовательный тракт частот модуляции (ТЧМ). В ТРЧ осуще-
ствляются частотная селекция и усиление; здесь возможно также
преобразование частоты, амплитудная и временная селекция, спе-
циальные преобразования сигналов для уменьшения искажающе-
го влияния помех. В ТЧМ осуществляется последетекторная обра-
ботка сигналов: усиление и дополнительные преобразования их
для ослабления действия помех, например интегрирование, а так-
же декодирование и разделение сообщений в многоканальных ли-
ниях связи. В последнем случае приемник (рис. В.2) содержит
общий тракт, образованный ТРЧ, детектором Д и ТЧМ в виде
группового усилителя частот
модуляции (ГУЧМ). Далее
следуют устройства разделе-
ния каналов (УРК), демодуля-
торы (ДМ) и усилители частот
модуляции (УЧМ).
Рис. В.1
5
Рис. В.2
Классификацию приемников можно проводить по различным
признакам, определяющим их технико-эксплуатационные харак-
теристики.
По функциональному назначению приемники делят на профес-
сиональные и вещательные (бытовые). К профессиональным от-
носят приемники связные (магистральной, радиорелейной, зоно-
вой, местной связи и др.), радиоастрономические, радиолокацион-
ные, радионавигационные и т. п. Вещательные приемники обеспе-
чивают прием программ звукового и телевизионного вещания. Это
самые массовые радиотехнические устройства: ежегодный выпуск
их в мире составляет десятки миллионов.
Приемники различают также по виду сигналов, например, по
виду модуляции (AM, ЧМ и др.).
По диапазону частот в соответствии с существующей класси-
фикацией длин волн или частот электромагнитных колебаний
различают приемники диапазонов НЧ, СЧ, ВЧ, ОВЧ, УВЧ, СВЧ
и др.; имеются также «всеволновые» приемники, обеспечивающие
прием в нескольких диапазонах частот.
Звуковое вещание осуществляется в СССР в диапазонах ДВ
(километровые и гектометровые волны), СВ (гектометровые вол-
ны), КВ (декаметровые волны), УКВ (метровые волны) и ДМВ;
при этом в диапазонах ДВ, СВ и КВ используется амплитудная
модуляция (AM) с шагом сетки рабочих частот порядка 10 кГц,
а на УКВ для моно- и стереофонического вещания — широкопо-
лосная частотная модуляция (ЧМ) с шагом сетки рабочих частот
250 кГц. Телевизионное вещание осуществляется в диапазонах ча-
стот 48,5... 100 и 174... 230 МГц, при этом в канале изображения
используется AM с частично подавленной боковой полосой час-
тот, а в канале звукового сопровождения — ЧМ.
По роду принимаемой информации приемники разделяют на
радиотелефонные, радиотелеграфные, фототелеграфные (прием
неподвижных изображений), телевизионные (прием подвижных
изображений) и др.; существуют универсальные приемники, при-
нимающие информацию нескольких видов.
По месту установки приемники делят на стационарные, пере-
носные, автомобильные, бортовые (судовые, самолетные, косми-
ческих аппаратов) и др. По способу управления и коммутации
различают приемники с ручным, дистанционным и автоматичес-
ким управлением. По виду питания приемники могут быть сете-
вые, батарейные или универсального питания.
6
Приоритет в создании приемника, положившего начало раз-
витию радио как области техники, принадлежит А. С. Попову,
продемонстрировавшему 7 мая 1895 г. свой первый приемник,
вскоре примененный для практических целей, вначале в качест-
ве грозоотметчика, а затем и для радиосвязи.
Интенсивное развитие сетей радиосвязи в нашей стране на-
чалось после Великой Октябрьской социалистической революции.
О большом народнохозяйственном и социальном значении радио
свидетельствуют декреты Советского Правительства. Первым из
них был декрет от 19 июля 1918 г. «О централизации радиотех-
нического дела», открывший дорогу плановой радиофикации
страны.
В 1922 г. был организован Государственный электротехниче-
ский трест заводов слабого тока, что стало началом строительства
отечественной радиопромышленности. В 1923 г. была создана
Центральная радиолаборатория (ЦРЛ), ставшая первым научно-
исследовательским центром страны в области радиотехники. В
составе ЦРЛ имелся отдел радиоприемников. Вскоре начался се-
рийный выпуск вещательных приемников. Дальнейшее совершен-
ствование приемников связано с освоением в 1930—1933 гг. новых
типов электронных ламп.
С целью развития радиодела 28 июля 1924 г. постановлением
Советского Правительства были разрешены частные приемные
радиостанции, что положило начало широкой радиофикации
страны.
Наряду с радиовещанием в эти годы происходило быстрое раз-
витие радиосвязи между промышленными и культурными цент-
рами страны и с другими государствами. Было организовано про-
изводство профессиональных радиоприемников.
Во второй половине 40-х гг. были разработаны новые типы
электронных приборов и методы построения приемников СВЧ.
В 50-е гг. начался новый этап развития радиоприема на осно-
ве полупроводниковой электроники. Использование транзисторов
позволило обеспечить выпуск портативных приемников, прочно во-
шедших в быт.
Достижения и тенденции техники радиоприема в последние
годы обусловлены взаимосвязанными процессами развития инте-
гральной микроэлектроники, внедрения методов и средств цифро-
вой обработки сигналов и вычислительной техники и дальнейшего
освоения микроволновых диапазонов. Цифровые интегральные
модули средней и большой степени интеграции обеспечивают по-
вышение технических и эргономических показателей приемников.
Внедрение микропроцессоров позволяет автоматизировать ра-
диоприемные устройства; реализовать эффективные методы обра-
ботки сигналов, анализ помеховой обстановки с использованием
результатов для адаптивного регулирования приемника и др. Все
это расширяет функциональные возможности приемников, упроща-
ет технологию изготовления, обеспечивает удобство эксплуатации.
Развитие в 60-е гг. спутниковой связи привело к совершенст-
вованию приемников СВЧ, в частности к внедрению малошумя-
щих квантовых и параметрических усилителей. Последние.десяти-
летия характеризуются освоением миллиметровых волн и волн оп-
тического диапазона.
Сегодня одной из важнейших задач является обеспечение
электромагнитной совместимости радиотехнических средств
(ЭМС). Особенно остро эта проблема проявляется в системах
радиосвязи и радиовещания декаметрового диапазона. Интенсив-
ное использование СВЧ приводит к тому, что усложняется радио-
связь и в этом диапазоне частот.
Обеспечение ЭМС предполагает борьбу с помехами как в их
источниках, так и в приемниках. Поэтому большое место в теории
радиоприемных устройств занимают методы снижения уровня
помех в приемнике, оценки помехоустойчивости приемника, ком-
пенсации помех в приемнике, оптимальной обработки сигналов
и т, д.
Глава 1 ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
И СТРУКТУРА РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ
1.1. РАДИОПРИЕМНОЕ УСТРОЙСТВО
КАК ЧАСТЬ СЛОЖНОЙ СИСТЕМЫ
Радиоприемное устройство обладает свойствами, присущими под-
системам сложных систем: оно взаимодействует с другими эле-
ментами системы, в состав которой входит, и с окружающей сре-
дой, имеет иерархическую структуру и функционирует в случай-
ных условиях.
Элементами радиотехнической системы кроме приемника яв-
ляются радиопередатчик корреспондента, антенный коммутатор,
дистанционный пульт управления оператора, индикаторные и ре-
гистрирующие устройства, управляющий компьютер, контрольно-
измерительная аппаратура, источники питания и др. Взаимодей-
ствие приемника с другими элементами системы и со средой, че-
рез которую в место приема приходят радиосигналы, проявляется
в восприятии полезных сигналов, мешающих воздействий, создава-
емых элементами системы (внутрисистемные помехи), а также из-
лучений внешних источников, не входящих в состав данной систе-
мы (внесистемные непреднамеренные и преднамеренные помехи),
в воздействии информационных выходов приемника на оператора
и па устройства автоматического управления, а также в обратном
воздействии этих устройств и оператора на информационные и
энергетические входы приемника.
Иерархичность структуры приемника проявляется в том, что
отдельные функциональные блоки являются управляющими для
одних блоков и управляемыми для других, т. е. находятся в отно-
шениях соподчипенности. Наиболее отчетливо это проявляется в
приемниках, имеющих различные цепи автоматического регулиро-
вания п управления.
Стохастичность поведения приемника выражается в том, что
прием полезных сигналов всегда происходит при априорной недо-
статочности сведений о свойствах помех. Поэтому идентификация
сигнала имеет вероятностный характер, а сам акт решения может
представлять собой последовательность частных результатов об-
работки сигналов (например, в приемниках адаптивных систем
радиосвязи с помехоустойчивым кодированием сигналов).
Радиоприемное устройство как подсистема описывается сово-
купностями внешних и внутренних параметров. Внешние парамет-
9
ры характеризуют взаимодействие устройства с другими элемен-
тами радиотехнической системы и со средой, а внутренние пара-
метры характеризуют структуру, функционирование, динамичес-
кие и конструктивные связи блоков устройства между собой.
Внешние параметры описывают технические характеристики при-
емника с позиций заказчика пли потребителя, а внутренние—-с
точки зрения разработчика.
Внешними параметрами приемника являются диапазон частот,
вид принимаемых сигналов, чувствительность, восприимчивость к
помехам, интенсивность собственных нежелательных излучений,
селективность, помехоустойчивость, верность воспроизведения со-
общений, точность установки и поддержания частоты настройки,
мощность и форма выходных сигналов, конструктивно-эксплуата-
ционные характеристики (устойчивость показателей, эргономич-
ность, надежность, ремонтопригодность, энергопотребление, мо-
бильность, габариты, масса, стоимость и др.) К внутренним пара-
метрам приемника относятся число и границы частотных поддиа-
пазонов, динамический диапазон, полоса пропускания частот, ко-
эффициент усиления и др.
Как на внешние, так и на внутренние параметры накладыва-
ются ограничения, учитываемые при решении оптимизационной
задачи синтеза устройства.
Если при заданных условиях применения радиоприемного устройства и не-
изменных значениях всех остальных параметров улучшение качества работы
устройства S связаию с уменьшением или увеличением некоторого внешнего па-
раметра к, то этот параметр можно рассматривать как показатель качества уст-
ройства.
 Различают скалярный и векторный синтез. При скалярном синтезе устрой-
ство S характеризуется единственным числом—показателем k(S). Таким пока-
зателем может быть, например, стоимость С: при неизменных остальных пока-
зателях устройство S1 лучше устройства S2, если C,<iC2.
При векторном синтезе учитывается, что сложное устройство обладает не-
сколькими взаимосвязанными показателями. Оптимизацию такого устройства
следует производить по группе показателей качества, образующих вектор каче-
ства K=|k...Это означает, что качество устройства характеризуется не
одним числом к, как при скалярном синтезе, а упорядоченным набором из пг
чисел. Если при скалярном синтезе показатель качества k позволяет однознач-
но сравнивать устройства Si и S2, то сравнение по вектору качества К в ряде
случаев невозможно без использования дополнительных критериев предпочтения,
так как Ki (Si) и Кг(52) могут оказаться непосредственно несравнимыми.
Проиллюстрируем это положение примером. При срав-иеиии Si и S2 счита-
ется, что S] лучше S2, если каждый из показателей качества fe, (Si), i= \,... ,т,
устройства Si не хуже (не больше), чем для S2. Пусть теперь два приемника
характеризуются векторами качества Ki= j-З; 15| и К2=|3; 201. Тогда можно
утверждать, что приемник Si безусловно лучше приемника S2. Поэтому выпол-
нение указанного условия сравнения показателей качества называют безуслов-
ным критерием предпочтения. Если, однако, Ki=|3; 15|, а К2=|5; 111, то при-
емники векторно несравнимы и исходя из их целевого назначения необходимо
10
ввести условный критерий предпочтения. Для приемников различного типа ус.
лонные критерии могут быть весьма разнообразными. Например, можно счи-
тать, что лучшим является вектор качества K=|&i.йт|. для которого взве-
шенная сумма atk]+ ... +amkm частных показателей качества минимальна.
В заключение заметим, что если за счет оптимального проек-
тирования удастся снизить стоимость вещательного приемника
всего на 10%, то, учитывая массовый выпуск таких приемников,
экономия в масштабе страны составит десятки миллионов руб-
лей и более.
1.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
Структурные схемы приемников различаются построением
тракта радиочастоты ТРЧ, в котором может осуществляться пря-
мое усиление входных сигналов и усиление их с преобразовани-
ем частоты.
В приемниках прямого усиления (рис. 1) ТРЧ содержит вход-
ную цепь ВЦ и усилитель поступающего из антенны
радиосигнала — так называемый указатель радиочастоты
УРЧ. В этом случае все резонансные цепи настроены • на
частоту принимаемого радиосигнала (радиочастоту), иа
которой и осуществляется усиление. Входная цепь обес-
печивает предварительную частотную селекцию до 'первого
каскада УРЧ, а сам УРЧ — основную частотную селекцию и до-
детекторное усиление сигналов. Резонансные контуры ВЦ и УРЧ
перестраиваются в пределах нужного диапазона рабочих частот.
Так как обычно необходимы высокие селективность и усиление
(коэффициент усиления по напряжению УРЧ может быть порядка
I06... 107), то может потребоваться несколько усилительных кас-
кадов и резонансных контуров. Из-за конструктивной сложности
реализации перестройки число контуров редко превышает 3... 4.
При этом усиление иа радиочастоте fc может оказаться неустой-
чивым, а селективность недостаточной, так как полоса пропуска-
ния П колебательного контура с добротностью Q связана с его
резонансной частотой fo=fc соотношением n = f0/Q. При перемен-
ной настройке селективность и коэффициент усиления изменяются
(с увеличением fc полоса /7 расширяется и, следовательно, селек-
тивность уменьшается).
Рис. 1.1
11
Для уменьшения числа усилительных каскадов и упрощения
конструкции в ТРЧ приемников прямого усиления в прошлом ши-
роко использовали регенеративные и суперрегенеративные уси-
лители. В приемнике с регенеративным усилителем за счет поло-
жительной обратной связи в резонансный контур вносится отрица-
тельное сопротивление, частично компенсирующее потери в нем,
что увеличивает коэффициент усиления. Однако такие приемники
обладают невысокой устойчивостью, так как работают в режиме,
близком к самовозбуждению. При этом возможно проникновение
генерируемых колебаний в антенну, а их излучение ведет к уси-
лению помех другим приемникам, что крайне 'Нежелательно с гоч-
ки зрения ЭМС.
В суперрегенеративном приемнике положительная обратная
связь с УРЧ периодически изменяется с некоторой вспомогатель-
ной частотой, значительно превышающей частоту модуляции сиг-
нала. При этом в течение части периода вносимое сопротивление
становится отрицательным и в колебательном контуре самовозбу-
ждаются колебания. Амплитуды этих колебаний превышают ам-
плитуду принимаемых сигналов в 104 раз и более. Интенсивность
их пропорциональна действующим на колебательный контур при-
нимаемым сигналам, т. е. генерируемые колебания в сущности
являются усиленными сигналами. Суперрегенеративному приемни-
ку, как и регенеративному, свойственны искажения сигналов и ин-
тенсивные паразитные излучения, что не отвечает требованиям
ЭМС.
Наибольшее распространение получили супергетеродинные
приемники. В них (рис. 1.2,я) сигналы частоты fc преобразуются
в преобразователе частоты ПЧ, состоящем из местного автогене-
ратора —гетеродина Г и смесителя частот См, в колебания фикси-
рованной промежуточной частоты fIip, па которой и осуществляют-
12
ся основное усиление и частотная селекция. Поэтому додетектор-
ный тракт состоит из двух частей — ТРЧ, в составе которого ВЦ
и УРЧ, и тракт промежуточной частоты (ТПЧ), включающий ПЧ
и усилитель промежуточной частоты (УПЧ).
Из теории нелинейных электрических цепей известно, что пре-
образователь частоты основан па применении нелинейного эле-
мента, но преобразователь изменяет только частоту сигнала, не
влияя на форму модулирующей функции, т. е. действует в отно-
шении принимаемого сигнала как линейная параметрическая цепь.
При подаче па входы преобразователя сигнала с частотой fc
и от гетеродина с частотой /г на выходе его получают колебания
с комбинационными частотами а/с+₽/г, где аир равны ±1,
±2, ... Резонансная цепь на выходе преобразователя настроена на
частоту /пр, представляющую собой разность (разностное преоб-
разование) или сумму (суммарное преобразование) частот fc и f?
(в отдельных случаях 2fr, 3fr и т. д.). При разностном преобразо-
вании /пр = /с—/г или /пр=/г—Л- При а = 1,	—1 имеет место
«нижняя» настройка гетеродина, когда /г</с, а при а=—1, (3 =
==1 — «верхняя» настройка, когда /г>Л- В обоих случаях частоту
fT можно выбрать так, чтобы /пр была ниже границы диапазона
рабоЧИХ чаСТОТ (fnp<fcmln).
Иногда частоту преобразуют с переносом спектра сигнала
вверх, когда /Пр>/стах- Это возможно как при разностном, так и
при суммарном преобразовании. Супергетеродинный приемник в
этом случае называют инфрадином. Однако высокую- промежу-
точную частоту обычно приходится затем понижать в другом пре-
образователе, т. е. в инфрадине применяется неоднократное пре-
образование частоты.
Если сигналы принимаются в некотором диапазоне частот fc,
то для сохранения постоянства частоты fnp должна соответствен-
но изменяться частота /г. Это достигается путем сопряжения на-
стройки входной цепи, резонансной цепи усилителя радиочастоты
и гетеродина с помощью единого органа управления.
Преобразование переменной частоты принимаемых сигналов
fc в постоянную промежуточную частоту fnp обеспечивает супер-
гетеродинным приемникам ряд преимуществ:
резонансные цепи тракта промежуточной частоты не нужно
перестраивать, что упрощает их конструкцию; благодаря посто-
янству коэффициента усиления ослабляется зависимость общего
коэффициента усиления приемника от частоты настройки;
при преобразовании частоты с переносом спектра сигнала
вниз паразитные емкостные и индуктивные обратные связи про-
являются слабее; это позволяет увеличить коэффициент усиления
без ухудшения устойчивости;
использование пониженной частоты fnp позволяет сузить поло-
су пропускания без усложнения конструкции резонансных цепей.
Из сказанного вытекают функциональные различия резонанс-
ных цепей радио- и промежуточной частоты:
13
цепи радиочастоты имеют в большинстве случаев относитель-
но широкую полосу пропускания, в пределах которой помимо
спектров радиосигнала могут оказаться помехи соседних каналов.
Эти цепи осуществляют предварительную селекцию, поэтому
часть приемника, содержащую ВЦ и УРЧ, называют преселекто-
ром;
цепи промежуточной частоты имеют полосу пропускания, соот-
ветствующую ширине спектра сигнала, и подавляют помехи за
пределами этого спектра.
Преобразование частоты обусловливает особенности суперге-
теродинного приема, которые проявляются прежде всего в об-
разовании побочных каналов приема, влиянии нестабильности ча-
стоты гетеродина на настройку, возможности излучения колеба-
ний гетеродина через приемную антенну.
Полоса пропускания приемника, в которой находится спектр
сигнала, образует основной канал приема. Частотные полосы, ко-
торые примыкают к основному частотному каналу и могут быть
заняты спектрами посторонних сигналов, образуют соседние ка-
налы приема. Однако колебания промежуточной частоты могут
формироваться ие только в результате преобразования сигнала в
соответствии с формулой а/с+₽/г = /пр, по и в результате дейст-
вия помехи с частотой /п в соответствии с формулой	• =
=/пр, где т, п равны 0; ±1; ±2; ...
Попав в полосу пропускания тракта промежуточной частоты,
эти помехи накладываются на принимаемый сигнал и искажают
его. Полосы частот, в пределах которых образуются ложные сиг-
налы, называются побочными каналами приема. Наибольшую
опасность представляют зеркальный капал и канал прямого про-
хождения (на промежуточной частоте). Если, например, основное
преобразование частоты fnp=fr—fc (а=—1, р=1), то возможно
побочное преобразование при т=1 и п = — 1, т. е. fnp=fn—fr. Та-
кой канал приема помехи fn — f3.K называется зеркальным. Если
основной канал приема f0 расположен ниже частоты /г на значение
/пр, то частота зеркального канала f3 расположена симметрично вы-
ше /г па значение /ПР; если же fo=fr+fnP, то /3=/г—/пР.
Если частота помехи равна частоте /ПР, на которую настроен
тракт промежуточной частоты	и помеха не будет подав-
лена в преселекторе, то она, как и помеха зеркального канала,
проникнет в тракт промежуточной частоты и будет усилена. Этот
случай (т=1 и п = 0) соответствует побочному каналу па проме-
жуточной частоте.
Существуют также побочные каналы приема, связанные с
действием гармоник гетеродина (частоты 2fr, 3/г ...).
Требования высокой селективности по соседнему и зеркально-
му каналам нередко вынуждают применять в приемнике несколь-
ко (два или три) последовательных преобразований частоты, для
чего соответственно используются несколько преобразователей
(рис. 1.2,6). Каждый преобразователь имеет свою преобразован-
ную частоту колебаний, приводимую в последнем преобразовате-
14

ле к основной промежуточной частоте. В тракте основной проме-
жуточной частоты обычно реализуется требуемая селективность
по соседнему каналу и основная доля необходимого усиления.
Все гетеродины преобразователей частоты охватываются системой
стабилизации частоты. Она необходима, так как изменение час-
тоты гетеродина вызывает соответствующее отклонение преобра-
зованной частоты от номинального значения /пч.н. Пусть номиналь-
ная частота гетеродина /г.н изменилась на А/г. Тогда /пр=/г—fc—
= (fr.n + Л/г)—fc == /пч.н-ЬЛ/г. При высокой частоте гетеродина от-
клонение /пр от номинального значения /пч.н, на которое настрое-
ны селективные цепи тракта промежуточной частоты, может быть
значительным; оно влечет уменьшение коэффициента усиления
тракта, т. е. ухудшение чувствительности приемника. Смещение
спектра сигнала относительно полосы пропускания ведет к иска-
жениям принимаемых сообщений. Наконец, вместо полезного
сигнала в полосу пропускания УПЧ может попасть помеха.
1.3. ДИАПАЗОН РАБОЧИХ ЧАСТОТ
Диапазоном рабочих частот называется полоса, в пределах
которой может перестраиваться приемник. При плавной перест-
ройке диапазон задается граничными частотами /о ты ... /о max.
Относительная ширина диапазона оценивается коэффициентом
перекрытия
/о inax/Zo mIn-
ДЛЯ обеспечения большого при простоте настройки и сохране-
нии качественных показателей приема диапазон разбивают на
поддиапазоны с коэффициентами перекрытия
^пд| (/пд max-Vim min)/-
Значение кпя ограничено в первую очередь конструктивными воз-
можностями настроечных переменных конденсаторов, у которых
максимальная Стах и минимальная Cmjn емкости находятся обыч-
но в соотношении Стах« (25 ... 50)Cmin. При этом
^цд = k^ruax/^mln ^ ... 7.
С учетом добавления к Сты паразитной емкости цепи и особен-
ностей назначения приемника принимают кпя^(2 ...3), причем kna,
как правило, тем меньше, чем выше рабочие частоты и требуемое
качество приема.
Для разбивки диапазона на N поддиапазонов применяют спо-
соб равных коэффициентов /гп1ц или способ равных частотных ин-
тервалов для всех поддиапазонов. В первом случае &nAi = const и
= откуда
^ид = Vfo п>ах//о т1п •
15
Число поддиапазонов АГ—Ig Ад/Ig &пД- Нетрудно убедиться, что
интервал частот Л7-го поддиапазона
А/11Д N— Л /пд1
где Д^пд! — ширина 1-го поддиапазона, т. е. с увеличением номера
поддиапазона .V ширина поддиапазона растет.
Во втором случае ДД^ j = const, но коэффициенты knlli раз-
личны:
^пд № 1 + д fuzJlfo mln +	— 1) Д /пд]>
т. е. с росто.м У уменьшается /г1|Д;
1.4.	ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ
ПРИЕМА РАДИОСИГНАЛОВ
Радиосигналы, приходящие в приемную антенну, искажены
из-за сложного характера распространения радиоволн, а также
из-за наложения радиопомех естественного и искусственного про-
исхождения.
Среда распространения может содержать неоднородности, ко-
торые вызывают поглощение и рассеяние энергии сигналов, мно-
голучевое распространение, доплеровский сдвиг частоты и изме-
нение поляризации волн. В результате возникают замирания, ис-
кажения формы сигнала, межсимвольная интерференция. Эти
помехи характеризуются случайными изменениями комплексной
передаточной функции среды распространения и называются
мультипликативными. Эффекты, проявляющиеся в задержке лучей
и доплеровском сдвиге частоты, особенно характерны для радио-
линий с дальним тропосферным и ионосферным распространени-
ем радиоволн.
Линия радиосвязи может рассматриваться как нестационарная линейная
система со случайными параметрами. Пусть передавался сигнал x(t)=X(t)X
Xexp(jcoi), где X\t)—комплексная огибающая. Принимаемый сигнал, отражен-
ный элементарными отражателями, заключенными в объеме рассеяния, харак-
теризуется соотношением
г (/) = 2	—Д ti) exp [j (w + Д ыг) (/ — Д t,)],
i
где ц, = |ij (Д/<; Дон) — комплексный коэффициент передачи. Тогда свойства
среды распространения можно описать передаточной функцией Н(и, t), вычис-
ляемой как реакция на сигнал вида x(t) sexp(jo)Z):
Я (f, 0=211‘ ехР ГJ д —д О' Д О' Д Wj)l-
i
Функция Н(ш, t) представляет собой комплексный нестационарный процесс, и
для полной характеристики мультипликативных помех необходимо знать мно-
гомерное распределение их вероятностей.
Электромагнитные колебания, суммирующиеся с полезным
сигналом, образуют аддитивные помехи. В зависимости от того,
16
входит источник мешающего излучения в состав данной системы
связи или нет, различают внутри- и внесистемные помехи.
К естественным помехам относятся атмосферные помехи, шу-
мы теплового излучения Земли, космические шумы. Атмосферные
помехи создаются грозовыми разрядами, заряженными частицами
(снег, капли, песчинки), воздействующими на приемную антенну.
К искусственным помехам относятся непреднамеренные и ин-
дустриальные помехи, а также специально организованные поме-
хи. Непреднамеренные помехи создают сторонние радиопередат-
чики, сигналы которых могут попасть в основной или побочный
канал приема, а также гетеродины близко расположенных прием-
ников. Индустриальные помехи создаются промышленным, меди-
цинским, транспортным оборудованием и др.
Источниками внутренних помех являются электронные прибо-
ры и электрические цепи приемника и связанных с ним устройств.
Способность приемника противостоять действию помех харак-
теризует его помехоустойчивость. Помехи могут попадать в основ-
ной канал приема (внутриканальные помехи) или находиться вне
его (внеканальные помехи). Внеканальные помехи ослабляются с
помощью частотной селекции. Подавление внутриканальных по-
мех, смешанных со спектральными составляющими сигнала,—
более трудная задача, и для ее решения используется различие
спектральных, статистических и других характеристик сигнала и
помех. Для этого применяют помехоустойчивые виды модуляции,
корректирующие коды и специальные способы обработки сигна-
лов в приемнике.
Для количественной оценки помехоустойчивости используются
вероятностный, энергетический и артикуляционный критерии.
Вероятностный критерий удобен для дискретных сигналов при определении
средней вероятности искажения элементарного сигнала
Р = 2
1=1
где p(Xi)—априорная вероятность i-ro сигнала; р,— вероятность искажения
i-го сигнала; т — объем алфавита сигналов. Если pi = po=const, что, в частно-
сти, соответствует двоичным симметричным каналам с частотной или фазовой
манипуляцией, то р=Ро- Величина ра является функцией превышения сигнала
над помехой. Это превышение определяют либо как
/12 = э<Х,
где Эс—энергия сигнала; v2n—спектральная плотность мощности помехи, ли-
бо при помехе в виде гауссовского шума как
где Рс, Рт—средние мощности сигнала и флуктуационных шумов. Зависимость
Po(ft2) определяется видом модуляции сигналов, способам приема и свойствами
среды распространения радиоволн, а ее график называется характерис-
тикой помехоустойчивости. Величина ра не дает полного представления о поме-
17
хоустойчивости. Вероятности искажения сообщения и ошибочного декодяро-л
ваиия кодовой комбинации рк зависят от свойств 'помех и способа декодирова-
ния. Для телеграфных каналов допускается рк= 10-3... IO-4, в системах пере-
дачи данных обычно рк^Ю~°. При поэлементном приеме с вероятностью оши-
бочного приема символа р0 рк—1—'(1—Po)h, где k — число символов в кодовой
комбинации.
Для оценки помехоустойчивости приема аналоговых сингалов удобен энер-
гетический критерий — отношение мощностей или эффективных напряжений сиг- „
нала и помехи па выходе приемника при заданном отношении сигнал-шум на
входе. Однако оп не полно характеризует прохождение сигналов >и помех через
приемный тракт. Артикуляционный критерий качества телефонных каналов —
разборчивость речи.
1.5.	ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА '
Чувствительность приемника характеризует его способность
принимать слабые сигналы. Количественно чувствительность оце-
нивают минимальной ЭДС модулированного сигнала t/до в экви-
валенте приемной антенны или минимальной напряженностью но-
ля £д0; минимальной мощностью сигнала Рм па входе приемни-
ка. Первый случай характерен для приемников НЧ—ОВЧ, работа-
ющих с открытой антенной: ЕДо используется для оценки чувстви-
тельности при применении магнитных и штыревых антенн; второй
случай характерен преимущественно для приемников УВЧ и СВЧ.
В качестве эквивалента антенны применяют двухполюсники с
усредненными параметрами, близкими к вероятным параметрам
реальной антенны. Па рис. 1.3,а показан эквивалент открытой ан-
тенны вещательных приемников НЧ—ВЧ, где = 50 Ом, Д2 =
=320 Ом, С{= 125 пФ, С2 = 400 пФ, Е = 20 мкГ. На НЧ—СЧ из-за
малости реактивного сопротивления XL можно использовать уп-
рощенную схему (рис. 1.3,6), а на ВЧ из-за большого XL и ма-
лых Хс, и Хс, эквивалент содержит только сопротивление Ео =
=Pt + P2 (рис. 1.3,в). Эквивалентом антенны в виде полуволно-
вого вибратора служит резистор с сопротивлением 75 Ом.
Различают чувствительность, ограниченную усилением, реаль-
ную и пороговую чувствительности приемника. Чувствительность,
ограниченная усилением, характерна для приемников со сравни-
тельно малым усилением, принимающих сильные сигналы, т. е.
в условиях, когда помехи мало влияют на прием. Опа определяет-
ся при данной мощности на выходе приемника. Для приемников
аналоговых сигналов (например, звукового радиовещания) разли-
чают номинальную и нормальную выходную мощность. Номиналь-
&
Рис. 1.3
18
мая мощность Рс.н есть наибольшая мощность, соответствующая
100%-й глубине модуляции входного сигнала при нелинейных ис-
кажениях не выше заданной нормы. Нормальная мощность Рср
соответствует 30%-й глубине модуляции входного сигнала и со-
ставляет 10% от Рс.„.
Реальная чувствительность приемника учитывает влияние соб-
ственных его шумов и определяется минимальным уровнем сиг-
нала на входе при заданных уровне сигнала и его превышении
над шумом на выходе /г2вых* Пороговая чувствительность опреде-
ляется уровнем входного сигнала при /г2Вых=1.
Следовательно, чувствительность приемника зависит от его
коэффициента усиления К, уровня собственных шумов {7ш.д2,
приведенных ко входу антенны, и требуемого превышения /г2Вых.
Рассмотрим влияние этих факторов на чувствительность прием-
ника AM сигналов, подключенного к эквиваленту открытой ан-
тенны. Коэффициент усиления приемника
^=^с.вых/тПА.с,	(1-1)
где т — коэффициент модуляции сигнала; £/Лс— эффективное
напряжение несущей частоты сигнала в эквиваленте антенны.
Обозначим через t/A0M напряжение £/л.с, необходимое для созда-
ния иа выходе приемника напряжения £/с.вых. Тогда
^Аом = ^с.вых/"г^.	(1-2)
Следовательно, чувствительность, ограниченная усилением, с
ростом К повышается (£/лом уменьшается).
Для определения реальной чувствительности ДдоР(К) необхо-
димо определить, как влияет К на уровень шумов на выходе
Дш.вых. Реальный шумящий приемник, подключенный к шумяще-
му эквиваленту антенны (рис. 1.4,а), заменим пешумящим прием-
ником с генератором собственных шумов Um.np, приведенных к его
входу, который вместе с генератором шумов эквивалента антен-
ны образует генератор суммарного шумового напряжения
Ушл*, приведенного к эквиваленту антенны (рис. 1.4,6), с эф-
фективным напряжением в полосе пропускания приемника
^Ли.дХ =	^ш.э.А Н-^Лп.пр .
Шумящий
приемник
а)
Рис. 1.4
19
ЕСЛИ СЛи.вых —	ТО С
учетом (1.1) I/ao/1/ш .As
“ ^с.вых/^^ш.вых* При заданном
^вых~ (£^с/£^ш)вых в эквиваленте
антенны необходимо обеспе-
чить превышение сигнала h^=
= UM/Um.hs. • Отсюда реальная
чувствительность
^ЛОР	(1-3)
Если на рис. 1.5 нанести зави-
симости (1.2) и (1.3), то точка О
Рис 1 5	их пересечения соответствует кри-
тическому коэффициенту уси-
ления Ккр- При К<КкР усиление мало,	, Егс.Вых>
>ЛвыхЕ'ш.вых и реальная чувствительность UMp ограничена уси-
лением, т. е. совпадает с UMm. При КЖкр U M<.hkUm.^ и, если
Пао = Паом, то Vc.Bbix<.hBblxUш.вых, что не соответствует определе-
нию понятия реальной чувствительности. Чтобы обеспечить ра-
венство ^с.вых = /1вых^ш.вых, надо увеличить U ;,0 до значения
hkUuj.A^. Это означает, что реальная чувствительность не
зависит от К и определяется собственными шумами приемника. С
увеличением К выше Ккр напряжение 1/с.вых растет, как и t/Iu.nbix,
а йвых сохраняется постоянным.
При заданной реальной чувствительности Ums.p целесообразно
проектировать приемник так, чтобы Е,аоз.р = Ь.ш<7с.а^ш.а2 , где
£з.ш~1 ...2 — коэффициент запаса по шумам.
В процессе эксплуатации приемника возможно уменьшение
коэффициента усиления, когда Ump окажется ниже заданного.
Чтобы избежать этого, обеспечивают запас по усилению. Расчет-
ный коэффициент усиления Кр = £з.уКт1п, где £3.у>1—коэффици-
ент запаса. Для предотвращения перегрузки оконечного каскада
следует с помощью ручной регулировки установить значение ДР
близким к Ккр.
Чувствительность приемника зависит от частоты настройки.
При этом номинальная реальная чувствительность соответствует
наибольшему значению i7Aop-
Для вещательных приемников в зависимости от класса качества значения
номинальной реальной чувствительности в диапазонах НЧ .и СЧ лежат в пре-
делах 50... 300 мкВ; в диапазоне ВЧ— 50... 200 imkB; в диапазонах ОВЧ и
УВЧ—3 ... 30 мкВ; для профессиональных слуховых приемников телеграфных
сигналов диапазона ВЧ — до 0,1 мкВ; для телевизионных приемников — 200...
... 500 мкВ.
1.6.	ВОСПРИИМЧИВОСТЬ приемника
К ВНЕШНИМ ВОЗДЕЙСТВИЯМ
Под восприимчивостью приемника понимают его реакцию на помехи, дейст-
вующие через антенну и другие входы. Внешние помехи могут изменять усло-
20
вия приема, ио не влияют на способность приемника принимать слабые сигналы
в их отсутствие. Восприимчивость характеризуют мощностью, плотностью потока
мощности, напряженностью электрического или магнитного поля помех. При
оценке восприимчивости к помехам, действующим по цепям питания, управле-
ния и коммутации, учитывают напряжение, ток и частоту помех.
Высокая восприимчивость элементов приемников к помехам может вызы-
вать изменение режима работы и уменьшение отношения сигнал-помеха. Суж-
дение о восприимчивости аппаратуры может быть субъективным (например, по
качеству воспроизведения телефонных сигналов, оцениваемому оператором) или
объективным (например, по числу искаженных посылок при телеграфном
приеме).
Элементы приемника, обладая восприимчивостью к помехам, могут и сами
являться источниками помех. Резисторы .восприимчивы к помехам, вызывающим
изменение их сопротивления из-за высокочастотного нагрева и наводящим па-
разитную ЭДС (особенно пленочные и проволочные резисторы спиральной кон-
струкции). Одновременно резисторы создают тепловые шумы, которые могут
сказываться в малошумящих усилителях. Катушки создают паразитные электро-
магнитные поля и одновременно восприимчивы к помехам. Конденсаторы вос-
приимчивы к радиоактивному, световому, рентгеновскому облучениям, вызываю-
щим ионизацию диэлектрика.
Проводники с током создают электрические и магнитные поля, действующие
на другие элементы приемника, и одновременно восприимчивы к внешним по-
лям. Полупроводниковые приборы генерируют шумы и одновременно восприим-
чивы к электромагнитным помехам, гамма-лучам и пр. Маломощные транзисто-
ры и диоды с малой емкостью перехода (доли пикофарады) способны погло-
щать энергию электромагнитных полей, что может вывести их из строя.
Восприимчивость электромеханических переключателей к электромагнитным
помехам, кроме интенсивных помех, вызывающих пробой емкости контактного
промежутка, обычно мала. Дефекты штепсельных разъемов могут вызывать пе-
регрев контактов, искрение, образование дуги и, следовательно, появление по-
мех.
Между блоками приемника возможны взаимодействия различной природы,
вызывающие вредные эффекты. Взаимодействие через магнитное поле является
наиболее частой причиной появления помех, источниками которых могут быть,
например, многовитковые катушки и формирователи импульсов тока с крутыми
фронтами. Воздействие через электрическое поле проявляется в виде ЭДС по-
мехи, наводимой из-за емкостей между электрическими цепями. Радиочастотное
излучение возникает между соединительными проводниками и другими конструк-
ционными элементами приемника и окружающих объектов. Контактно-потенци-
альное взаимодействие металлических конструкций проявляется в изменении со-
противления контактов, дуговых разрядах и разрушении контактов из-за галь-
ванической и электролитической коррозии. Световое излучение возникает при
использовании различных фотоэлектрических материалов, изменяющих свою про-
водимость или создающих напряжение в зависимости от светового потока.
Все эти эффекты могут ухудшать показатели приемника., и для их ослабле-
ния принимаются соответствующие меры.
21
1.7.	ВНУТРЕННИЕ ШУМЫ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
Тепловые шумы. Любая цепь, имеющая омическое сопротив-
ление, является источником теплового шума. Средний квадрат
ЭДС шума в полосе пропускания устройства определяется фор-
мулой Найквиста
В=4йТДЕ,	(1.4)
где &=1,38-10“23 Дж/град— постоянная Больцмана; Т — абсо-
лютная температура цепи; произведение kT характеризует интен-
сивность тепловых флуктуаций в полосе 1 Гц при сопротивлении
1 Ом; П — полоса частот, в пределах которой измеряется ЭДС
шумов; R — активное сопротивление цепи. Шумы связаны только
с активным сопротивлением, поскольку они создаются тепловыми
флуктуациями электронов. Реактивные составляющие обусловлены
магнитными п электрическими полями, в которых флуктуации
электронов отсутствуют.
Для анализа шумы цепей представляют эквивалентными, гене-
раторами шумовых ЭДС Еш (рис. 1.6,а) или токов (рис. 1.6,6)
I^VikTJlG,	(1.5)
где G — активная составляющая проводимости цепи.
Источником шумов в колебательном контуре является сопро-
тивление потерь г. Напряжение шумов на параллельном контуре
в Q раз. больше ЭДС (Q — добротность контура, величина, обрат-
ная затуханию d). Поэтому с учетом (1.5)
£шк =	= Q V4kTllr = V4kTIIR0.	(1.6)
При комнатной температуре 7'=Т0 = 293 К ишк^ УRF1/8, где
ишк измерено в микровольтах, R — в килоомах, а П — в килогер-
цах. Здесь Ro = Q2r — резонансное сопротивление параллельного
контура. Шумы можно представить также эквивалентным генера-
тором тока (1.5) с проводимостью Go=l/Ro-
Шумы антенны. В приемной антенне действуют тепловые шу-
мы, связанные с сопротивлением потерь антенны, и шумы, воз-
никающие вследствие приема излучений космоса, атмосферы и
Земли. Роль тепловых шумов антенны незначительна, а средний
квадрат ЭДС шума от внешних излучений удобно оценивать со-
отношением вида (1.4):
Еша= 4&ТА гА/7,	(1.7)
где ТА=/АТ — шумовая температура антенны, определяемая как
эквивалентная температура, при которой тепловые шумы сопроти-
вления гл такие же, как и действительные шумы антенны. Удоб-
но рассматривать 7" л как сумму составляющих: 7'А = 7’н4-7’атм + 7’3.
Здесь Т„, Таты и Т3 — значения шумовой температуры, обусловлен-
ные соответственно попадающими в антенну космическими шума-
:22
Рис. 1.7
Рис. 1.6
ми, а также влиянием атмосферы и Земли. Кроме того, ТА зависит
от диапазона частот, от диаграммы направленности антенны и ее-
ориентации.
Шумы усилительных приборов. Из курса электронных приборов известно,
что источниками внутренних шумов биполярных транзисторов являются: тепло-
вые флуктуации носителей зарядов в базе, эмиттере и коллекторе; 'флуктуации
эмиттерного и коллекторного токов (дробовые шумы); флуктуации перераспре-
делен'ия тока эмиттера между электродами. Для оценки шумовых свойств тран-
зисторов вводятся шумовые параметры: шумовое сопротивление
п ~	_^21э£э_ _„„
ш~ 2kT |Г21|« ~	|Г811«
и опюсителыпая шумовая температура, входной проводимости
^вх = "Т [20i3 (1 Лата) "Т гбш2СдХ).
(-,вх
(1.8)
(1-9)
Здесь е — заряд электрона; h2>э — коэффициент усиления транзистора по току
при включении с общей базой; ;э — постоянный ток эмиттера; г о— сопротивле-
ние базы; со — угловая рабочая частота; Y2t, GBX, Свх—параметры транзистора.
Шумовые свойства транзистора зависят от .режима его питания и от частоты.
Шумовое сопротивление составляет десятки ом, а относительная шумовая темпе-
ратура входной проводимости редко превышает единицу.
Эквивалентную шумовую схему транзистора с генераторами
шумового тока и напряжения, вынесенными на вход усилительно-
го прибора, можно представить в виде рис. 1.7. Генератор ЭДС.
шумов
Um=V4kTn	(1.10)
отображает дробовые шумы и шумы токораспределения коллек-
торного тока. Генератор шумового тока
7ш.вх= / 4ZjTbxGl,x 11	(1.11)
учитывает тепловые, дробовые шумы и шумы токораспределения
в цепи базы. В (1.11) 7ВХ=(ВХ7— шумовая температура входной
проводимости. Схема на рис. 1.7 справедлива для всех способов
включения усилительного прибора (ОЭ, ОБ, ОК); различаются
только параметры (1.8) и (1.9).
В полевых транзисторах наблюдаются тепловые шумы в токо-
проводящем канале, дробовые шумы затвора и тепловые шумы
входной проводимости.
23 
Тепловые шумы в токопроводящем канале характеризуются шумовым со-
противлением
7?ш = (0,6.. .0,75)/S,	(1,12)
где S— крутизна характеристики.
Дробовый шум затвора значительно меньше теплового шума входной про-
водимости, и его обычно не учитывают. Относительная шумовая температура
входной проводимости 6В1 полевого транзистора
^вх ~ 1 •	(1-13)
Эквивалентная шумовая схема полевого транзистора совпадает с рис. '1.7, где
Um и/ш.пх определяются выражениями (I.'IO) и (1.11) с учетом (1.12) и '(1.13).
Такая же схема и у электронной ла,мпы. У трехэлектродной лампы, например,
7? m = (2 ... 3)/S и 1</вх<5.
Коэффициент шума. Источник сигнала, используемый при
испытании приемника, является и источником шума, характери-
зуемого выражением (1.4) или (1.5). Максимальную мощность ис-
точник отдает в согласованную нагрузку; это номинальная мощ-
ность
Ри.Вом=£*/4Яи = /*/4Си.	(1.14)
В соответствии с (1-4), (1.5), (1.14) номинальная мощность шу-
мов источника не зависит от сопротивления источника:
^И.Ш.ПОМ ~ k Т П.	(1.15)
При отсутствии согласования мощность шумов от источника
Льш.ном = П£7’/7.	(1.16)
Здесь Т[ = Р/Рпим — коэффициент рассогласования.
Для оценки шумовых свойств источника сигнала используют
отношение средней мощности сигнала к средней мощности шумов.
В четырехполюснике, через который проходит сигнал от источни-
ка, отношение сигнал-шум ухудшается вследствие добавления
собственных шумов четырехполюсника. Шумовые свойства четы-
рехполюсника характеризуется коэффициентом шума, который по-
казывает, во сколько раз уменьшается отношение сигнал-шум па
выходе по сравнению с отношением сигнал-шум иа входе:
р /р	Р
Щ~ с 11 ш.и _ Ш ВЫХ	/] |у\
р /р	К Р ’	\  >
С.Г.ЫХ7 Ш.ВЫХ	'Р ш и
где Кр = Рс.вых/^с.н—коэффициент передачи по мощности. Произ-
ведение КрРш.н представляет собой мощность шумов на выходе от
источника сигнала. Отсюда видно, что коэффициент шума опреде-
ляется отношением полной мощности выходных шумов к ее части,
создающейся за счет шумов от источника сигнала. Поэтому (1.17)
можно записать так:
Р к I Р	Р
Ш ~ П1.И ЧР ~ Ш СПб _ | I Ш.СОб	/| ]g\
рш.пкР	РшиКР'
24
где Р1и.соб — мощность собственных шумов на выходе четырех-
полюсника.
Понятием коэффициента шума можно пользоваться лишь для
линейного устройства; в приемнике — это тракт до детектора.
Коэффициент шума пассивного четырехполюсника (например, ан-
тенного фидера) при согласовании его с источником сигнала и
нагрузкой определяется коэффициентом передачи по мощности
Ш=ЦКр.	(1.19)
При потерях в пассивной цепи К₽<1, Д/>1.
Для сравнения шумов с сигналом на выходе удобно относить
все шумы ко входу, полагая, что сам приемник не шумит, а лишь
усиливает входные шумы. Из (1.18) шумы четырехполюсника, от-
несенные ко входу,
Рш.вх=/’ш.соб/^ = (^-’>/’ш.И	(1-20)
или с учетом (1.16)
Рш.в^(Ш-\)у}кТП.	(1.21)
Найдем коэффициент шума линейного тракта из последова-
тельно соединенных четырехполюсников, например усилителей
(рис. 1.8). Каждый четырехполюсник характеризуется коэффици-
ентом передачи по мощности Крг и коэффициентом шума Ир. Пред-
положим, что коэффициенты рассогласования тр, гр, •••, rjn на сты-
ках четырехполюсников известны. Согласно (1.17).
где Рш.и.вых = 7’ш.иКр,Кр2 ... Крп — мощность шумов от источника
сигнала. С учетом (1.16)
Рш-^-ткТПКр.Кр.К -.	(1-23)
Мощность шумов первого четырехполюсника на выходе в соответ-
ствии с (1.21)
Кр2Кр, ...	(1.24)
Шумы каждого последующего четырехполюсника усиливаются
всеми каскадами, кроме предыдущих. Поэтому аналогично (1.23)
Рш.вы^=(Ш2-1)^кТПКр2 КР> КР, ...,
/>ш.вых,= (^3-1)%^7’/7Кр,К₽4К₽. ••• ’	(1.25)
25
(1-26)
Подставляя (1.23) — (1.25)' в (1.22), получаем
Ш =	+ Ji. ^-1.. +
41 ар, 41 ^р, к-р2
Наряду с коэффициентом шума широко используется понятие
шумовой температуры
Тш=(Ш—1)Т,	(1.27)
которая характеризует собственные шумы четырехполюсника, пе-
ресчитанные ко входу. Эта величина является тепловым эквива-
лентом собственных шумов четырехполюсника и показывает, на
сколько градусов должен быть нагрет эквивалент антенны, чтобы
.вызванные им шумы на выходе равнялись собственным шумам.
Понятие шумовой температуры удобно применять к малошумящим
усилителям, коэффициент шума которых близок к единице. На-
пример, при Ш=\,\ из (1.27) имеем ?э~30 К. Согласно (1.26)
и (1.27) шумовая температура многокаскадного устройства
'г _ -т । 4-2 Ли, , 4з Ли, ।
1 Ш 7 Ш| + к -Г „	„ I -
41 Лр, 41 Лр,
Коэффициент шума и шумовая температура устройства определя-
ются свойствами главным образом первых четырехполюсников.
Влияние последующих каскадов тем меньше, чем больше усиле-
ние по мощности предшествующих. Чтобы коэффициент шума был
мал, необходимо первые каскады выполнять малошумящими и с
большими коэффициентами передачи по мощности.
Шумовая чувствительность радиоприемного устройства. Эта
величина характеризуется минимально необходимой мощностью
или ЭДС сигнала в антенне, при которой на выходе линейного
тракта приемника обеспечивается заданное отношение сигнал-
шум :
^вых ~ ^>с..1Ых/7>ш.вых-	(1.28)
При этом учитываются шумы антенны (1.7), фидера и собственно
приемника. В режиме согласования мощность шумов антенны,
передаваемая на вход фидера, определится в соответствии с
(1.7) и (1.14) как Рт.х = кТхП. Обозначим коэффициент передачи
фидера через Кр<&, тогда на входе приемника мощность шумов
антенны будет Рш.аЛрф- Мощность шумов фидера па входе в ре-
жиме согласования с учетом (1.19), (1.20),'(1.15)
Pmi,= kTn 1) КРф=кТП (1-К.пф).	(1.29)
Здесь Шф=1/Крф—коэффициент шума фидера. Если Ш — коэф-
фициент шума приемника, то мощность собственных шумов при-
емника, приведенная к его входу, определяется (1.21), а суммар-
ная мощность на выходе линейного тракта с коэффициентом пе-
редачи по мощности Кр при Т) = 1
Лв.вых = (Лп.Д КРФ +	+ Рш пр) Лр = k Т П [Крф (/А - 1) +
+ Ш\Кр.-	(1.30)


26
Здесь tk=TfJT— относительная шумовая температура антенны..
Для обеспечения заданного качества приема мощность сигна-
ла на выходе тракта в соответствии с (1.28) должна быть равна.
Рс .ВЫХ -^вых Лп.вых. Поэтому мощность сигнала в антенне, характе-
ризующая чувствительность приемника, согласно (1.30)
РсА — Рс.вых/Крф = kT II <?BL1X- (ШIKpfy + /А 1).
Соответственно ЭДС сигнала в антенне, которая соответствует
шумовой чувствительности,
= /4 £ 7 гА // 7ЬЫХ (/Д/Лрф + /А — 1).
1.8.	ЧАСТОТНАЯ СЕЛЕКТИВНОСТЬ
РАДИОПРИЕМНИКА
В отличие от помехоустойчивости и чувствительности селек-
тивность нельзя оценить одним числом, так как из-за наличия
электронных приборов с нелинейными характеристиками эффек-
ты, вызванные одновременным прохождением сигналов и помех,,
могут отличаться от тех, какие имели бы место при раздельном
их приеме. К наиболее опасным нелинейным эффектам относятся,
блокирование, перекрестные помехи и интермодуляция.
Блокирование проявляется в уменьшении амплитуды сигнала
на выходе усилителя при действии интенсивной помехи: в резуль-
тате усиливается влияние шумов. Перекрестные помехи выража-
ются в переносе модуляции помехи на принимаемый сигнал. Ин-
термодуляция представляет собой процесс образования помех с
комбинационными частотами, близкими к частоте сигнала, вслед-
ствие действия на нелинейный элемент двух или нескольких ин-
тенсивных помех с разными частотами.
Наибольшую трудность представляет ослабление помех в со-
седних па частоте каналах приема, поэтому в первую очередь
учитывают селективность по соседним каналам.
При простейшем односигнальиом методе оценки селективность
описывается частотной характеристикой приемника при подаче
на его вход одного гармонического сигнала малого уровня, не вы-
зывающего нелинейных эффектов. Коэффициент усиления тракта
радиочастоты К зависит от частоты f и при f=fo достигает мак-
симального значения Ко. Величина о = Ко/К характеризует ослаб-
ление помехи. Зависимость a(f) представляет собой характерис-
тику селективности (рис. 1.9). На графике по оси абсцисс откла-
дывают частоту f или расстройку &f=f—fo, а по оси ординат —
о в относительных единицах или в децибелах [оДБ = 20 lg(Ko/K)].
Вместо о можно использовать относительное усиление К/Ко=1/п.
Идеальной с точки зрения селективности является прямоуголь-
ная частотная характеристика, для которой <гдБ=0 в пределах по-
лосы пропускания и о->оо за ее пределами. У реальных устройств
в полосе пропускания оУ=0 и непостоянно. Влияние дестабилизи-
рующих факторов иногда требует некоторого расширения полосы
27
пропускания по сравнению с шириной спектра сигнала. Это ухуд-
шает селективность, поэтому большое значение имеет обеспече-
ние частотной стабильности приемника. Однако при попадании
в полосу пропускания сильных помех вместе е сигналом целесо-
образно, напротив, некоторое сужение полосы пропускания и
изменение формы частотной характеристики. Ухудшение качест-
ва воспроизведения принимаемой информации из-за ограничения
спектра сигнала оказывается при этом менее существенным, чем
улучшение качества воспроизведения, благодаря меньшему влия-
нию помех. По этим причинам в приемниках иногда предусмат-
ривают регулировку полосы пропускания, т. е. переменную селек-
тивность.
Обычно полосу пропускания П измеряют на уровне о=3 дБ
(К1Ко = О,7). Полоса 77o,z соответствует участку частот, где ко-
эффициент усиления /(^О,7Ко> а середина его — частоте настрой-
ки /о. Иногда полосу пропускания измеряют на уровне о=6 дБ.
Степень близости реальной характеристики к идеальной оценивают либо ко-
эффициентом прямоугольности ее .иа уровне у, либо средней крутизной ска-
тов 5чХ, либо относительным ослаблением ад при заданной расстройке Д/о от
частоты [0.
Коэффициент прямоугольности характеристики
Ру — П 0,7/П
где /7у >/70,7 — полоса пропускания приемника на уровне у <0,7. Обратная .ве-
личина = представляет собой коэффициент расширения полосы пропус-
кания на уровне у относительно уровня 0,7. Селективность тем выше, чем ц
ближе к единице.
Равенство значений jiv .различных приемников на заданном уровне у еще
пе позволяет утверждать, что одинаковы их селективные свойства. На рис. 1.10
у приемников 1 и 2 одинаковы, но на уровне yi<у0 Р(1>у, <Р'2)у, и, сле’
довательно, у приемника 1 характеристика ближе к прямоугольной, чем у при-
28
емпика 2; при Y2>Yq справедливо обратное утверждение. Поэтому используют
крутизну оката частотной характеристики
«гх =
°2----°1
fl---fl
(1-31)
измеряемую .в децибелах на 1 кГц. Обычно выбирают си = 3 дБ, т. е. S4I= (о—
—3) /Д[ь где Д/1 соответствует .расстройке относительно границы полосы пропус-
кания. Из (1.31) следует, что для одной и той же частотной характеристики
значения S’4K при различных расстройках различны.
Нередко вместо ц и S4X указывают ослабление <тд при некоторой рас-
стройке Д/о в обе стороны относительно частоты /о- Так, при испытаниях ве-
щательных приемников диапазонов НЧ—ВЧ часто принимают Д/0=9 кГц, что
соответствует ширине выделяемого частотного 'капала. Тогда частоты f0±9 кГц
будут несущими частотами соседних каналов, а соответствующие им значения
Од будут характеризовать 'селективность по соседнему каналу.
Супергетеродинный приемник помимо селективности по сосед-
нему каналу характеризуется селективностью по побочным кана-
лам, которая оценивается ослаблением помех на частоте зеркаль-
ного канала (о3.к) и канала на промежуточной частоте оп.ч (см.
§ 1.2). Значения о3.к и олч определяются селективностью пресе-
лектора.
Для более точной оценки влияния помех определяется Много-
сигнальная селективность, учитывающая нелинейные эффекты
при одновременном действии сигнала и интенсивных помех. Раз-
личают несколько типов многосигнальпой селективности; основ-
ные из них—двух- и трехсигиальная селективность.
При оценке двухсигпальиой селективности на вход приемника
через эквивалент антенны от генераторов Гс и Г„ одновременно
подают модулированные напряжения сигнала Пд.с и помехи Ид.,,.
Вначале устанавливают частоту сигнала fc = fo=const; параметры
модуляции сигнала и помехи (для приемников AM Fc.M = Fn.K =
= 400 пли 1000 Гц; mc~mn = 0,3) и при £/A.c = const и выключен-
ном Г„ фиксируют напряжение на выходе приемника Пс.вых = const;
затем при включенном Гл и /'n = var регулируют ДА.п так, чтвбы
обеспечить превышение сигнала йВЬ1Х= (UJUn)Bblx, необ-
ходимое для заданного качества приема сигналов. Соответ-
ствующее значение Пд.п принимают за допустимое Пл.п.д =
Зависимость Uд.п.д/Пл.с от частоты /п или расстройки &fn —
= |/п—М при данном /гВых Дает представление о селективности
приемника.
При оценке трехсигнальной селективности на вход приемника
подают колебания от генераторов Гс, ГП1 и Г„2, имитирующие сиг-
нал с частотой и помехи с частотами fni и fni- Частота f„i вы-
бирается выше или ниже fc=fo и соответствует частоте соседнего
канала, a fn2 = 2fni—fc. Вследствие нелинейности тракта радиочас-
тоты образуются колебания с комбинационной частотой 2fc—fn2,
близкой к fc, поэтому помеха не может быть отфильтрована в
последующих каскадах.
29
1.9.	УЧЕТ ВЛИЯНИЯ
СТАТИСТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ПОМЕХ.
НА ПАРАМЕТРЫ РАДИОПРИЕМНИКА
Для оценки нелинейных эффектов следует учитывать вероятностные харак-
теристики помех.
Представим тракт радиочастоты в виде входной цепи ВЦ с частотной ха-
рактеристикой K(f) и электронного прибора ЭП с порогом нелинейности Uo
(рис. 1.11). Помеху на входе ВЦ обозначим через x(t), а на входе ЭП — через
z(t). Помехи характеризуются двумерным законом .распределения w(x, /), и
для оценки вероятности нелинейных эффектов па выходе ТРЧ надо перейти к
распределению w(z, /)==гр[ш(х, /); /<(/)].
Если действуют одновременно .V независимых помех, то для перехода в не-
линейный режим достаточно, чтобы .мгновенное значение любой помехи было
Вероятность этого события
PN (г>иа)^Р^(г>ий)1,
где вероятность работы ЭП в •нелинейном режиме при действии одиночной по-
мехи
Pi(z>H0) = J J a(z,f)dzdf.	(1.32)
—30
Случайные величины хи/ можно считать независимыми и представить распре-
деление w(x, [) в виде w(x, f) =w(x)w(f), что упрощает расчеты.
Для .мгновенных значений мультипликативных помех в диапазоне 10...
... 4000 МГц удобно пользоваться распределением Накатами:
2ттх2т~'	/	тхг \
w W = --------~ ехр —	•
Г (т) О'”	\ й /
где 'параметр 771^0,5 характеризует различные законы распределения; 0 = х2.
При 777 = 0,5 имеет место нормальный закон; при т—1—рэлеевский. Распреде-
ление помех по оси частот удовлетворительно аппроксимируется Г-распределе-
ннем:
ш (f) = - Р"- fae-af,
Г(а+ 1)
где параметры а и Р зависят от f. Так, при f=10 МГц максимум распределе-
ния имеет .место при н~2 и f}~0,25.
Заменяя пределы интегрирования в (1.32) конечными значениями, соот-
ветствующими полосе пропускания ТРЧ, и задавая форму характеристики ВЦ,
закон распределения помех и тип ЭП, можно оценить влияние структуры и па-
раметров тракта на селективность.
Рис. 1.11
30
1.10.	ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН
РАДИОПРИЕМНИКА
Изменение амплитуд сигналов и помех в реальных условиях
может достигать 80 дБ и более. При увеличении амплитуд возни-
кает перегрузка ТРЧ, сопровождающаяся искажениями сигналов.
Отношение максимально допустимого напряжения входного сиг-
нала Пд.д к чувствительности приемдика UM характеризует его ди-
намический диапазон Д=2О12(£/а.д/^ло). Для вещательных при-
емников Д = 40... 60 дБ; для магистральных Д = 60... 80 дБ. Что-
бы расширить динамический диапазон, используют электронные
приборы с большим линейным участком вольт-амперной характе-
ристики и автоматическую регулировку усиления.
1.11.	ВЕРНОСТЬ ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ
СООБЩЕНИЙ
Верность воспроизведения сообщений — это способность при-
емника в отсутствие помех воспроизводить на выходе с заданной
точностью закон модуляции входных сигналов. Количественно
верность оценивают изменением формы выходного сигнала по от-
ношению к модулирующей функции, т. е. искажениями. Для оцен-
ки искажений используют два метода: спектральный и непосред-
ственного сравнения. Спектральный метод основан на сравнении
спектров выходного колебания и модулирующего напряжения
входного сигнала. При этом различают линейные и нелинейные
искажения.
Линейные искажения обусловлены инерционностью элементов
приемного тракта и не сопровождаются появлением в спектре
новых составляющих; они не зависят от входного сигнала и глу-
бины модуляции. Искажения могут быть амплитудными и фазо-
выми; первые проявляются в изменении соотношения амплитуд
спектральных составляющих, вторые — в неравенстве времен за-
паздывания этих составляющих.
Амплитудные искажения оценивают коэффициентом неравно-
мерности характеристики верности воспроизведения по напряже-
нию или звуковому давлению. Характеристика верности по на-
пряжению представляет собой зависимость напряжения на выхо-
де приемника от частоты модуляции Ем входного сигнала
при неизменных частоте настройки, амплитуде и глубине моду-
ляции входного сигнала; обычно t/с.вых нормируют к выходному
напряжению (/с.»ых.м при Ем = 400 или 1000 Гц:
20 1g t/CJ3bIX/t/c niiIx.M.
Типичная характеристика верности показана на рис. 1.12,а,
где Е„ в — нижняя и верхняя частоты модуляции. Идеальная
характеристика верности имеет вид прямой на уровне 0 дБ.
Реальная характеристика имеет спады на нижних и верхних зву-
ковых частотах и подъем на средних частотах. Спад на нижних
31
Рис. 1.12
частотах вызывается межкаскадными разделительными конден-
саторами или трансформаторами. Спад на верхних частотах вы-
зывается элементами трактов частот модуляции и радиочастоты.
В тракте частот модуляции сказывается главным образом шун-
тирующее действие входных и выходных емкостей электронных
приборов и емкости монтажа; в тракте радиочастоты основную
роль играет ограниченность полосы пропускания.
Неравномерность характеристики верности по напряжению
оценивается величиной ДХн=Хнтах—в децибелах. Часто
считается допустимым значение ДХН^6 дБ.
Рассмотренная характеристика не учитывает амплитудных иска-
жений, вносимых оконечным устройством, поэтому для оценки
качества вещательных приемников используется характеристика
верности по звуковому давлению от громкоговорителя. Она пред-
ставляет собой зависимость звукового давления Рзв от частоты
модуляции Гм входного сигнала при данной настройке приемника,
отсутствии перегрузок его каскадов и фиксированном расстоянии
(1 м) до точки измерения. При этом Рзв обычно нормируют к зву-
ковому давлению Рзв.м при Д, = 400 или 1000 Гц:
Хд — 10 1g Рзв/Рзи.м.
Типичный вид характеристики верности показан на рис. 1.12,5.
Многочисленные пики обусловлены резонансами диффузора гром-
коговорителя. Неравномерность характеристики Гм.н ... Рм.в оцени-
вается величиной ДАд = Лдтах—Хд min. Для вещательных приемни-
ков допустимое значение ДХд^14 ... 18 дБ.
Для оценки фазовых искажений используют характеристику
группового запаздывания. Фазовые сдвиги Д<р на частотах / в пре-
делах полосы пропускания приемника измеряют при Гм = const, пос-
ле чего вычисляют групповое время запаздывания т3=т—Дф/2лГм.
Мерой фазовых искажений служит разность ДАф=тз max—Тэты-
Нелинейные искажения сопровождаются появлением в спектре
выходного колебания приемника новых составляющих; они зави-
сят от уровня входного сигнала и глубины его модуляции. Иска-
жения оценивают коэффициентом гармоник
32
или коэффициентом нелинейных иска-
жений
6в.и=/ + U23 + -Ж + + Ul +...),
где Ui — эффективные значения соответ-
ствующих гармонических составляющих
частоты модуляции. Очевидно, что £н.и =
= kr/Vl+k2r и при ^0,1 можно счи-
тать
При слуховом приеме сигналов суще-
ственны лишь амплитудные и нелиней-
ные искажения; небольшие фазовые ис-
кажения не ощущаются. При визуальном
Рис. 1.13
приеме, особенно телевизионном, важ-
ны и амплитудные, и фазовые искажения. Для оценки искажений
прн визуальном приеме форму выходного напряжения непосред-
ственно наблюдают на экране осциллографа; при этом в качестве
модулирующей функции обычно берут скачок напряжения. Ха-
рактер выходного напряжения показан на рис. 1.13, где величина
^с.вых нормирована относительно установившегося значения Uc,y.
Скорость нарастания фронта оценивается временем тн, запаздыва-
ние момента достижения значения 0,5 Uc.y — времени т3, а интен-
сивность затухающих колебаний — относительным размером вы-
бросов Aj= Uc.i/Uc.y- Время т3 определяется в основном крутизной
скатов частотной характеристики: чем больше S4X, тем больше rs.
Само по себе запаздывание не является признаком искажений со-
общений, но нестабильность т3 может привести к отрицательным
последствиям, например, в аппаратуре, использующей разность
времени прихода сигналов по различным путям.
Время тн определяется полосой пропускания приемника /7о,?:
тн~'1/Т7о,7- В телевизорах увеличение тн приводит к размазыванию
контуров изображений.
Выброс Д( определяется формой частотной характеристики. При идеальной
прямоугольной характеристике теоретически рассчитанные выбросы составляют
Д1=9%, Д2=5% и Дз=3°/о. В телевизионных приемниках первый выброс при
Л|^5°/о ие опасен, но при больших его значениях восприятие изображения на-
рушается; второй выброс вызывает двоение изображения, поэтому необходимо,
чтобы Д2^?2%. В радиолокационных приемниках большие выбросы могут вы-
звать появление ложных целей на экране индикатора.
1.12. РЕГУЛИРОВКИ В РАДИОПРИЕМНИКЕ
Кроме органов настройки на рабочую частоту, в приемниках
применяют ручные и автоматические регулировки:
регулировку усиления, предотвращающую перегрузки и обес-
печивающую нормальный режим работы оконечного устройства;
регулировку полосы пропускания, позволяющую ослабить по-
мехи из соседних каналов приема;
2-12	33
автоматическую подстройку гетеродина;
управление ориентировкой антенны или коммутацию антенны
с различными диаграммами направленности;
коммутацию антенн с различной поляризацией.
Устройства автоматического регулирования позволяют осуще-
ствлять бесшумную настройку на рабочую частоту путем набора
на пульте управления кода частоты нли номера фиксированной
настройки; восстановление предшествующей настройки после пе-
рехода на новую частоту; сохранение при включении приемника
частоты настройки и режимов работы, соответствующих моменту
его выключения; кодированный ввод в оперативное запоминающее
устройство фиксированных частот с последующим выводом их
после длительного хранения; управление пространственной ориен-
тацией магнитной антенны, переключение режима приема, напри-
мер, моно-стерео-квадрафонии и др.; беспроводное дистанционное
управление бытовой аппаратурой (приемник, проигрыватель, маг-
нитофон, телевизор, и др.) с отображением на дисплее электрон-
ного пульта управления всей оперативной информации и пр.
Большим числом регулировок обладают приемнцки на радио-
центрах, где используются данные частотно-диспетчерской служ-
бы, а также результаты оперативного анализа помеховой обста-
новки для адаптивного регулирования параметров приемника и
системы в целом. Для этого такие приемники содержат микроком-
пьютеры.
1.13. конструктивно-эксплуатационные
ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОПРИЕМНИКА
Эти характеристики включают стабильность параметров и показателей, эр-
гономичность, надежность, ремонтопригодность, энергетическую экономичность,
массо-габаритные показатели, стоимость, мобильность и др.
Стабильность характеризуется способностью приемника сохранять в про-
цессе эксплуатации основные параметры в допустимых пределах при колеба-
ниях напряжения питания, температуры, влажности и давления воздуха, при
механическом, радиоактивном и химическом воздействии и пр. Особое значе-
ние придается точности установки и поддержания частоты настройки и ста-
бильности коэффициента усиления.
Точность установки частоты характеризуется погрешностью Д/у, с которой
приемник может быть настроен на заданную частоту в отсутствие сигнала. Ус-
тановка и отсчет частоты осуществляются с помощью электронных цифровых
индикаторов либо шкал, которые по конструктивному выполнению могут быть
открытыми (наблюдается вся шкала) и закрытыми (наблюдению доступен учас-
ток шкалы); визирными без увеличения масштаба и оптическими (с линзовым
или проекционным увеличением масштаба) и др. Шкалы могут быть непрерыв-
ными и дискретными.
При плавной настройке и непрерывной шкале важное значение имеет ее ли-
нейный размер I. Частотная плотность шкалы характеризуется коэффициентом
плотности kn, который вычисляется в килогерцах на 1 мм:
*п = Д
34
Здесь Д-Рпд — ширина поддиапазона, в пределах которого ведется настройка по
шкале; г)—коэффициент линейного увеличения оптической системы (г)7г=1);
ка.ш—коэффициент неравномерности нанесения делений на шкале (обычно
йв.ш ~il>03 ... 1,1), Значение ku связано с Д/у соотношением йп —йзД/у, где
k3 — коэффициент остроты зрения оператора, определяемый при нормальных
условиях наблюдения шкалы на расстоянии 25 см и угле зрения 1 угл. минута
(обычно fea~5...1O). Отсюда
Д Лщ = А /у/^Н. ш-
Следовательно, ширина поддиапазона должна быть тем меньше, а число под-
диапазонов в приемнике тем больше, чем меньше линейные размеры шкалы и
точность установки частоты.
При фиксированных дискретных частотах частота настройки устанавлива-
ется с помощью цифровых индикаторов, и значение Д/у определяется стабиль-
ностью колебаний опорного кварцевого генератора. Разбиение на поддиапазоны
проводится с учетом перекрытия по частоте с помощью выбранного элемента
иаетройки. Магистральные приемники декаметровых волн имеют шаг сетки час-
тот 10 или 100 Гц при времени установки частоты 0,2 .. .1,2 с.
Часто принимают, что допустимая ошибка настройки не должна превышать
Д/о = (0,1... 0,3) Я. Она определяется относительной нестабильностью гетероди-
на б)г~Д/о/)г, и так как ДМо. то 6fr=Afo/fo. Для связных и вещательных при-
емников СВ и ДВ требуемая стабильность обеспечивается параметрической ста-
билизацией (б/о~Ю~2). На более высоких частотах применяют кварцевую ста-
билизацию без термостатироваиия и с термостатированием (б/о~1О-4... 10-6);
в приемниках магистральной связи, содержащих синтезаторы частот, суточная
нестабильность частоты составляет 10-7... 10-8.
Требования к постоянству коэффициента усиления вещательных приемни-
ков не очень жестки. При проектировании полный коэффициент усиления К
выбирают с запасом (в 1,5... 2 раза больше расчетного). Излишек усиления
устраняют автоматической и ручной регулировками. В приемниках специально-
го назначения (измерителях напряженности поля, помех и пр.) требуется вы-
сокая стабильность усиления, которая достигается применением отрицательной
обратной связи, периодической калибровки по испытательным сигналам, ста-
билизации питания и др.
Под эргономичностью приемника понимают совокупность его свойств, обес-
печивающих динамическое взаимодействие с человеком-оператором в заданных
условиях эксплуатации. Эргономичность оценивают показателями, характери-
зующими влияние на качество функционирования приемника таких факторов,
как зрительное восприятие оператором рабочих панелей (яркость освещения,
цветность шкал, световой контраст, поле зрения и др.), слуховое восприятие (ин-
тенсивность и естественность звучания, маскировка звуковых сигналов акустиче-
ским фоном помещения), тактильное восприятие (усилия, прикладываемые опе-
ратором к органам управления), двигательная согласованность управления (не-
посредственное и дистанционное управление, число и тип органов управления
скорость и точность их установки и др.); условия пользования устройством (ди-
апазон рабочих температур и влажности воздуха, удобство рабочего места).
Надежность характеризуется механической и электрической прочностью при-
емника. Для магистральных приемников средняя наработка на отказ составляет
тысячи часов в диапазоне температур —10 ... +'50° С.
2*	35
Ремонтопригодность оценивается удобством доступа к отдельным блокам
и элементам для проверки исправности, ремонта или замены.
Энергетическая экономичность приемника определяется потребляемой им
мощностью. Она зависит от типа электронных приборов и оконечного устройст-
ва.
Питание вещательных приемников осуществляется либо от местных источ-
ников, либо от сети переменного тока; питание магистральных приемников, как
/правило, от сети переменного тока.
Массо-габаритные локазагели зависят от назначения приемника и его клас-
са. Магистральные приемники II и III классов в зависимости от элементной ба-
зы имеют размеры 15... 90 дм3 и массу 40... 60 кг, а приемники I класса — 30...
... 720 дм’ и 15... 370 кг.	'
Обеспечить оптимальность всех показателей не удается, так как некоторые
из них противоречивы. Так, применение миогокоитурных входных целей сопро-
вождается снижением чувствительности приемника. Поэтому при проектирова-
нии ищут компромиссное решение, соответствующее условию локальной опти-
мизации.
Г л а в а 2 ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
2.1.	НАЗНАЧЕНИЕ И ХАРАКТЕРИСТИКИ
ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
Входные цепи предназначены для передачи сигнала из антенны в
последующие цепи и предварительного подавления помех. Вход-
ная цепь обычно представляет собой пассивный четырехполюсник,
содержащий одно или несколько частотно-селективных звеньев (в
частности, резонансных контуров), выделяющих принимаемый сиг-
нал. Наиболее распространены одноконтурные входные цепи.
Двухконтурные и многоконтурные цепи применяются лишь при
специальных требованиях к селективности.
На рис. 2.1 приведены схемы с трансформаторной связью кон-
тура LKCK с антенной, на рис. 2.2—с емкостной связью, а на
рис. 2.3 — с автотрансформаторной.
Рис. 2.1
36
Рис. 2.3
Входной контур подключают к следующему за ним каскаду
полностью или частично в зависимости от входного сопротивления
этого каскада. Биполярный транзистор, имеющий малое входное
сопротивление, обычно подключается частично. При использова-
нии полевых транзисторов возможно полное включение.
На рис. 2.4 приведена схема двухконтурной входной цепи.
Здесь связь первого контура с антенной — трансформаторная.
Связь между контурами — впутриемкостная через конденсатор
Св! и внешнеемкостная через Ссв2. Двухконтурная цепь позволяет
получить более близкую к прямоугольной частотную характерис-
тику, т. е. повысить селективность.
Основными характеристиками входных цепей являются:
коэффициент передачи, т. е. отношение напряжения сигнала
на входе следующего каскада UBX к ЭДС в антенне Ех, а в слу-
чае магнитной (ферритовой) антенны — к напряженности поля
сигнала;
полоса пропускания — ширина области частот с допустимой
неравномерностью коэффициента передачи;
селективность, характеризующая уменьшение коэффициента
передачи при заданной расстройке К по сравнению с его значе-
нием прн резонансе До, т. е. <5=Кл1К.
Входная цепь вместе с УРЧ обеспе-
чивает селективность приемника по
побочным каналам приема и общую
предварительную фильтрацию помех;
перекрытие заданного диапазона
частот. Если приемник не рассчитан
на дискретную настройку, то должна
обеспечиваться настройка на любую
Рис. 2.4
37
частоту заданного диапазона, причем коэффициент передачи, по-
лоса пропускания и селективность не должны существенно изме-
няться;
постоянство параметров входной цепи при изменении параме-
тров антенны и входного сопротивления первого каскада прием-
ника. Это важно при ненастроенных антеннах, которые вносят во
входную цепь потери, что приводит к расширению полосы пропу-
скания, ухудшению селективности и изменению настройки входной
цепи.
2.2.	ЭКВИВАЛЕНТЫ ПРИЕМНЫХ АНТЕНН
Приемную антенну можно представить в виде эквивалентного
генератора ЭДС £д или тока /д (рис. 2.5). Полное сопротивление
генератора ЭДС в общем случае содержит активную и реактив-
ную составляющие, т. е. Дд = гд + ] хА (см. например, рис. 1.3),
ЭДС генератора £а=8сЙд, где ес— напряженность электрической
составляющей поля сигнала в месте приема; /гд— действующая
высота или длина антенны.
Параметры генератора тока определяются выражением
IA = EA/ZA=EAYA,	. (2.1)
где Ра=1/2а=6а4-] Ва — комплексная проводимость антенны,
Ga = 'a/|ZaI2. Ba=-xa!\Za\*.	(2.2)
Сопротивление нанастроенной антенны ZA зависит от частоты
сложным образом, так как антенна представляет собой цепь с
распределенными параметрами. Если размеры антенны невелики
по сравнению с длиной волны, то эквивалент ее может быть пред-
ставлен в виде последовательной цепи из индуктивности Lx, ем-
кости Са и сопротивления /?А (рис. 2.6,а). В диапазонах СЧ и
НЧ (о£а<К 1/ыСа, поэтому индуктивностью можно пренебречь.

Рис. 2.6
38
Тогда эквивалент антенны будет содержать только СА и Ra (рис.
2.6,6). В диапазоне ВЧ (декаметровые волны) сопротивление не-
настроенных антенн может иметь как емкостный, так и индук-
тивный характер.
В диапазоне метровых (ОВЧ) и более коротких волн обычно
используют антенны, настроенные на среднюю частоту диапазо-
на, на которой антенна обладает сопротивлением RA. Если оно
равно волновому сопротивлению фидера рА, то антенна присое-
диняется к фидеру непосредственно, в других же случаях — через
согласующее устройство. При этом антенна вместе с фидером эк-
вивалентна генератору ЭДС Е.\ с сопротивлением рА или генера-
тору тока 1ь=Еь/рА с проводимостью GA=l/pA.
В микроволновых1 диапазонах вместо ЭДС или тока можно
рассматривать номинальную мощность сигнала в антенне, так как
при наличии трансформирующих элементов напряжение и ток из-
меняются, а мощность остается постоянной. Номинальная мощ-
ность пропорциональна действующей площади антенны 5Д:
е2
Рном= 120^ 5дТ)а>
где г)А — КПД антенны при согласованной нагрузке.
2.3.	СПОСОБЫ ПЕРЕКРЫТИЯ
ДИАПАЗОНА ЧАСТОТ
Плавно настраивать контуры в заданном диапазоне частот
можно, изменяя индуктивность или емкость либо одновременно и
то, и другое. Рассмотрим первый случай при постоянной емкости.
Выразим параметры контура через его емкость:
Р = 1 /о>0 Ск, dK = r/p = r <о0 Ск.
Здесь р — характеристическое сопротивление; dK — затухание.
Вследствие поверхностного эффекта в проводах катушки и
диэлектрических потерь г растет приблизительно пропорциональ-
но частоте. При этом затухание dK пропорционально квадрату ча-
стоты, а полоса пропускания n0:7=f0dK и резонансная проводи-
мость контура Go = dK/p==a>oCKdK пропорциональны кубу частоты.
Следовательно, при настройке контура переменной индуктивно-
стью его параметры резко изменяются по диапазону, что нежела-
тельно.
При настройке конденсатором переменной емкости параметры
контура можно выразить через индуктивность:
Р = ®о ^-к> dK = г/р = г/о)о Ак.
По-прежнему считая г пропорциональным частоте, видим, что за-
тухание, а следовательно, и добротность контура (QK=l/dK) не за-
висят от частоты. Полоса пропускания и эквивалентное резонанс-
1 Метровые и более короткие волны.
39
ное
сопротивление контура Rq~ 1/Go — (a0LKGK
пропорциональны
частоте. Следовательно, настройка емкостью сопровождается ме-
нее резкими изменениями свойств контура, поэтому в относитель-
но широком диапазоне частот контуры обычно настраивают из-
менением емкости. Настройка индуктивностью, например переме-
щением магнитного сердечника катушки, используется в узких
диапазонах, а также в случаях, когда настройка конденсатором
переменной емкости нежелательна по конструктивным соображе-
ниям, иапример, в автомобильных приемниках, работающих в ус-
ловиях сильной вибрации.
При настройке емкостью коэффициент перекрытия диапазона
ka _ /max _ л /Стах
/mln ' Clnin
Как правило, /гд^3.
Диапазон разбивают на поддиапазоны. Переход с одного под-
диапазона на другой осуществляют переключением катушек. Ес-
ли плавная настройка ведется изменением индуктивности, то от
одного поддиапазона к другому переходят переключением кон-
денсаторов.
Если диапазон разбит на одинаковые поддиапазоны (с посто-
янным частотным интервалом, рис. 2.7), у них одинакова и раз-
ность граничных частот:	—fi min—А)Пд = const. Коэффициент
перекрытия поддиапазонов
£   f i max _ f i mln 4~ А /пд _ j । А /пд
fi mln	f i mln	f i mln	i
уменьшается при переходе к верхним поддиапазонам (см. также i
§ 1.3). Для этого в контуры включают добавочные конденсаторы
Ci и С2 (рис. 2.8), уменьшающие влияние емкости Ск на частоту
настройки. Достоинством такого разбиения на поддиапазоны яв-
ляется одинаковая плотность настройки (число станций на деле-
ние шкалы) во всех поддиапазонах.
При разбиении на поддиапазоны с одинаковым коэффициентом
перекрытия требуется меньшее число поддиапазонов, чем в пре-
дыдущем случае. При этом ширина каждого поддиапазона
А /пд f i max f i mln ^пд f i mln f i mln (^пд 1) f i mln
растет с увеличением частоты следовательно, увеличивается .!
и плотность настройки.
Рис. 2.7
40
2.4.	ЭЛЕКТРОННАЯ НАСТРОЙКА
В течение полувека основным органом плавной настройки
резонансных цепей оставался конденсатор переменной емкости с
механическим перемещением подвижных пластин (ротора) отно-
сительно неподвижных (статора); он широко применяется и сей-
час, но в большей части приемников его заменил варактор — по-
лупроводниковый диод, емкость которого регулируется изменени-
ем приложенного постоянного напряжения. Главные преимуще-
ства варакторов — простота автоматического и дистанционного
управления настройкой, малые размеры, механическая надеж-
ность.
Два варианта включения варакторов в колебательный контур
с ручной настройкой показаны на рис. 2.9. В обоих случаях ре-
гулирующее напряжение поступает от стабилизированного источ-
ника через делитель напряжения со скользящим контактом. По-
скольку такие делители недостаточно надежны из-за износа кон-
тактов и малой механической прочности, применяют электронные
источники регулирующего напряжения, например счетчик импуль-
сов, подводимых от импульсного генератора.
Резистор R нужен для уменьшения шунтирующего действия
на резонансный контур цепи управления настройкой.
Зависимость емкости варактора от напряжения проявляется
не только в отношении управляющего постоянного напряжения,
но и в отношении радиочастотных переменных напряжений, по-
этому включение не может приводить к нелинейным преобразо-
ваниям помех и сигналов (см. § 1.10), ухудшающим селектив-
ность. Ослабить нелинейные эффекты можно тем же общеприня-
тым способом, который позволяет, например, уменьшить нелиней-
ные искажения в усилителях: применением балансных («двух-
тактных») цепей. В данном случае эта цель достигается встреч-
ным включением двух варакторов по схеме на рис. 2.9,6.
Переключение поддиапазонов в прошлом осуществлялось с
помощью переключателей со скользящими контактами, например,
по схеме на рис. 2.10,о. Однако такие переключатели из-за их не-
надежности всегда были одной из главных причин выхода прием-
ников из строя.
Недостаток .рассмотренного способа состоит также в сложности автоматиче-
ского и дистанционного управления переключением. Частичное преодоление этой
трудности обеспечивает замена переключателя рядом электромагнитных реле,
каждое нз которых при подаче тока в его обмотку замыкает цепь одной из ка-
Рнс. 2.9
41

тушек. Быстродействующие реле, наиболее подходящие для этой цели, выпол-
няются с миниатюрными герметическими контактами (они называются «герко-
нами»), Тонкие контактные пластинки из ферромагнитного материала при пода-
че управляющего тока /ужр ® обмотку притягиваются друг к другу и. замыкают
цепь (рис. 2.10,6). В стеклянном корпусе контакта — вакуум; этим обеспечива-
ется надежность, стабильность и долговечность реле.
Просты и надежны электронные ключи, в качестве которых
служат коммутационные диоды.* Схема их включения примени-
тельно к рассматриваемому случаю дана на рис. 2.10,в. Но сопро-
тивление диода входит в резонансный контур и увеличивает его
затухание. Следует иметь в виду также, что при сильных помехах
нелинейность электронных ключей может неблагоприятно влиять
на селективность приемника.
Из изложенного видно, что переключение поддиапазонов бо-
лее сложная задача, чем электронная настройка. В этом одна из
причин, по которым конструкторы радиоаппаратуры стараются
обойтись вообще без переключения поддиапазонов. Следует отме-
тить также, что диодные переключатели могут достаточно мало
изменять затухание резонансных контуров, если коммутируются
не катушки, а контуры в целом, например, так, как это показано
на рис. 2.10,а.
Если первая промежуточная частота супергетеродинного при-
емника выбрана выше максимальной частоты диапазона прием-
ника, то подавление помех побочных каналов приема упрощает-
ся, так как их частоты (зеркальная и промежуточная) находятся
за пределами диапазона. В этом случае можно ограничиться
включением в качестве преселектора широкополосного фильтра
нижних частот с частотой среза выше верхней частоты диапазо-
на, но ниже промежуточной частоты. При этом отпадает необхо-
димость в перестройке преселектора, а следовательно, и в пере-
ключателе поддиапазонов. Можно обойтись без переключений и
в гетеродине, если в качестве его применить синтезатор частот.
Подавление помех дополнительных зеркальных каналов на
42
входах последующих преобразователей частоты в таком приемни-
ке — инфрадипе упрощается, так как частоты этих каналов по-
стоянны.
При широкополосном преселекторе возможно, однако, ухудше-
ние многосигнальной селективности в случае попадания в его
полосу пропускания помех от расположенных поблизости от мес-
та приема мощных передающих радиостанций. Поэтому на входе
профессиональных инфрадинных приемников включают фильтры,
ослабляющие такие помехи. Но эти фильтры обычно не перестра-
иваются и благодаря этому имеют упрощенную конструкцию.
2.5.	АНАЛИЗ ОДНОКОНТУРНОЙ
ВХОДНОЙ ЦЕПИ
Одноконтурные входные цепи различаются главным образом
способами связи колебательного контура с антенной и с последу-
ющим каскадом приемника. Общие соотношения, характеризую-
щие одноконтурные входные цепи на данной частоте, не зависят
от видов связи контура. Рассмотрим свойства входных цепей с
помощью эквивалентной схемы на рис. 2.11. Здесь цепь антенны
представлена генератором тока /А = £А/2А с проводимостями GA и
Вл, которые в общем случае включают в себя параметры элемен-
тов СВЯЗИ антенны С контуром ГЛ = Гант + Гсв; Хл = Хант+ХСв; Гант и
Хант — сопротивление потерь и реактивное сопротивление собст-
венно антенны; гсв и хсв — параметры элементов связи антенны
или фидера с контуром.
Вход последующего каскада приемника представлен проводи-
мое! ЬЮ	Ввх*
На схеме показано автотрансформаторное подключение конту-
ра к антенной цепи и ко входу последующего каскада с коэффици-
ентами включения
tn^U-jU и n — UajU.	(2.3)
Здесь т — коэффициент включения со стороны антенны; п — ко-
эффициент включения в направлении последующих цепей прием-
ника.
При неполном включении в контур вносятся трансформиро-
ванные ток 1'x^mix и проводимости
ж m2GA\ G’ax n2 GBX ;	(2.4)
в; « т2 ВА ; В'х « п2 Ввх.	(2.5)
Рис. 2.11
43
Рис. 2.12
Поэтому эквивалентную схему на рис. 2.11 можно преобразо-
вать к виду, показанному на рис. 2.12.
С учетом (2.5) реактивная составляющая проводимости кои-
тура
Вэ = юСк-1/ю£к + ^ВЛ + ^Ввх.	(2.6)'
На основании (2.6) входная цепь имеет эквивалентные ем-
кость С и индуктивность L, зависящие от параметров антенны и
последующей цепи, пересчитанных в контур.
Резистивная составляющая проводимости в соответствии с
(2-4)	,
Ga = 1/Я8 = Go + т2 Ga + п2 GB„	(2.7)
где Оо — <1к/р~с1кЫоС — собственная проводимость потерь контура.
С учетом (2.6) и (2.7) эквивалентная схема имеет вид рис. 2.13.
Напряжение на контуре по закону Ома
K/Ya = tniA/YB,	(2.8)
где полная проводимость эквивалентного контура
У8= G3 +j «О-}-—= G8 [1+	(-2- -	1 = G8 (1 + jg)
J 0) L	I	(J9 \ C00 Cl) / J
Здесь — (—---------—= —-------обобщенная расстройка, y = f!j0—
d-э \ cl>q co /
—fo/f. При малых расстройках y=--2kf/fo, где Af=f—f0; fo =
= \12лУ LC. Результирующее затухание контура
Ь = P G8 = p (Go + m.2 Ga + n2 GeI).
С учетом (2.3) из (2.8) получим напряжение на входе последу-
ющей цепи:
U„-nU= ”jA - ”	.
0»<1 + 1Е>	1 + )Е
Отсюда комплексный коэффициент передачи
(2.9)
К =
ЕА
тп RB
zA(i + il)
(2.10)
Полученное выражение определяет
амплитудио- и фазочастотную ха-
рактеристики входной цепи (АЧХ и
ФЧХ).
Рис. 2.13
44
^Ло|(О» + т2Ол + п2°вх) ’
(2.П)
(2.12)
Модуль коэффициента передачи
K^mnRj\zA\VT+l\
На частоте резонанса (£ = 0)
_ mnRa _	тп
i
1 ZA0 I
где |ZA0| = Vr2M+x2M — модуль сопротивления антенной цепи
на частоте резонанса входного контура. Из (2.11) и (2.12) получим
уравнение частотной характеристики цепи:
а= K<L = 1М /г+р.
К Ко|
При больших расстройках (£^1) (2.13) приобретает вид
(2-14)
(2.13)
Иа| 1
~НаоГ°|л> f
При малых расстройках, пренебрегая зависимостью ZA от ча-
стоты, получаем
Ко _ 1
К V
2
(2.15)
что совпадает с уравнением частотной характеристики одиночно-
го контура. Из (2.15) можно определить полосу пропускания
входной цепи при заданной неравномерности у: ny = fod»yr 1/у2—1.
В частном случае при у = 0,707 По,7={о<13. ФЧХ входной цепи
определяется соотношением
Ф = arctg В + arctg (хЛ/гЛ).	(2.16)
Из (2.12) видно, что тип оказывают на коэффициент передачи
двоякое влияние. Если уменьшать т, то уменьшается числитель
(2.12), по одновременно контур меньше шунтируется проводимо-
стью антенной цепи GA, что учитывается т2 в знаменателе. Ана-
логично влияние коэффициента п. Обозначим
____	_ G3 __ Gq 4* т2 0д + n2 GBx	(2 17)
dK = Go =	Go	’
Тогда согласно (2.12)
Ке = mn/\ZAo\ DG0.	(2.18)
Рассмотрим условие максимума Ко при заданном полном за-
тухании контура d3, т. е. будем полагать D = const. Из (2.17) най-
дем
т = у (D — '1 Gj — п2 Gn	(2,19)
45
и подставим в (2.18) :
= ____2____ 1 /~ № ') —”a GBX
° IMDGo V OA
(2.20);
Исследуя (2.20) на экстремум приравниванием нулю производ-
ной dKoldn, находим, что Ко имеет максимум при
«опт У— 	(2.21)
После подстановки (2.21) в (2.19) получаем .
(2.22)
Из (2.18) с учетом (2.21) и (2.22) максимальный коэффициент пе-
редачи при заданном d9 равен
^Отах= .	. ~ (1	•	(2.23)
2 rA GBX \ D ]
Из (2.21), (2.22) видно, что коэффициент передачи максимален
при одинаковом шунтировании контура как со стороны цепи ан-
тенны, так и со стороны последующего каскада, т. е. когда
m2GA=n2GBX = (О—l)G0/2.
При работе с настроенными антеннами стараются согласовать
цепь антенны со входом приемника. Условие согласования пред-
полагает равенство проводимости, вносимой из антенны в кон-
тур, собственной проводимости контура с учетом влияния входа
последующего каскада:
Ga = Go + n2 GBX.
(2.24)
Из (2.24) необходимый для согласования коэффициент включе-
ния
«c = /(G0 + n2GBI)/GA.	(2.25)
Резонансный коэффициент передачи в режиме согласования
найдем из (2.12) с учетом (2.24), (2.25) и (2.2):
_ ______п 	_ _________т_________
2 тс ZAo | Ga 21/" rA (Go -|- <iaGBX)
При произвольном т из (2.12) с учетом
дем
Ко ~ Кос 2 <2/(1 + а2),
(2.26)
(2.24) — (2.26) най-
(2-27)
где a=mlmc — относительный коэффициент связи. Из зависимо-
сти Ко/Кос от а на рис. 2.14,а видно, что при отклонении связи от
оптимальной в два раза коэффициент передачи уменьшается толь-
ко на 20%.
Коэффициент передачи входной цепи при согласовании, как
следует из (2.26), зависит от коэффициента п подключения конту-
46
Рис. 2.14
ра к последующему каскаду. Коэффициент п найдем из условия
получения заданного результирующего затухания контура
d3 = Р G3 = р (Go + m2 Ga + n2 GBX) = d (1 4- а2).	(2.28)
где
d = Р (G0 + n2 GBX) = dK4-n2 р GBX,
(2.29)
— затухание контура с учетом вносимого затухания со стороны
последующего каскада.
Зависимость (2.28) d3/d от а представлена на рис. 2.14,6. При
увеличении связи контура с антенной затухание быстро возраста-
ет и селективность уменьшается. При согласовании (d=l) резуль-
тирующее затухание
<4 = 2d=2(4 + rt2pGBX),	(2.30)
откуда
, _ -]/%—2dK ’ -1/ 0 — 2 Go
°" У 2pGBX У 2 G
(2.31)
где D = daldK — коэффициент шунтирования, определяющий допу-
стимое увеличение результирующего затухания по сравнению с кон-
структивным.
Подставляя (2.31) в (2.25) и (2.26), получаем
^ос =
£
2
1
г А G
А ВХ
0—2
О
(2.32)
(2.33)
Из (2.33) нетрудно видеть, что контур надо стремиться вы-
полнить с возможно меньшим собственным затуханием. Если
D^>2, имеем Кос—0,5 ]/1/гАОвх. При этом из (2.30), пренебре-
гая dK, находим d3&2n2pGax. Этот случай имеет место при вход-
ных каскадах и а биполярных транзисторах.
47
При использовании полевого транзистора обычно Go^>GBx; в
этом случае затухание контура не зависит от п, т. ё. d3~2d*,
поэтому берут п=1. При этом из (2.26)
К =	1	— 1 1 / ^°
0С	2 И гА-
Прн высоких требованиях к селективности целесообразно
уменьшать связь с антенной. При а=0,5, как видно из (2.28), зату-
хание из-за влияния антенны увеличивается только на 25%. При
этом как следует из (2.27), коэффициент передачи уменьшается
на 20%. Но при работе с настроенными антеннами и использова-
нии фидерных линий большой длины рассогласование нежела-
тельно, так как могут появиться многократные отражения сигнала,
вызывающие искажения принимаемых сообщений.
2.6. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИ РАБОТЕ
С НЕНАСТРОЕННЫМИ АНТЕННАМИ
Ненастроенные антенны широко используют в приемниках ди-
апазонов НЧ, СЧ и ВЧ. Поскольку ненастроенные антенны имеют
комплексное сопротивление, они вносят во входной контур поте-
рн и расстройку. Расстройка различна для различных антенн,
поэтому не может быть скомпенсирована при заводской регули-
ровке приемника. Если связь с антенной выбрать слабой из ус-
ловия допустимой расстройки контура, то обеспечивается возмож-
ность работы от разных антенн, имеющих большой разброс па-
раметров. При слабой связи из антенны в контур вносится зату-
хание не более 10... 20% от собственного, что позволяет сохранить
селективные свойства входной цепи. Коэффициент передачи вход-
ной цепи при слабой связи получается малым. Это допускается,
так как внешние радиопомехи в рассматриваемых диапазонах
волн значительно превышают внутренние шумы приемника.
В рассматриваемых приемниках входным электронным прибо-
ром обычно является биполярный или полевой транзистор. Как
уже отмечалось, полевой транзистор 'подключается к контуру
входной цепи непосредственно (п=1). Подключение биполярных
транзисторов делают частичным, чтобы не утратить селективные
свойства контура вследствие малого входного сопротивления
транзистора.
Плавную настройку внутри поддиапазона выполняют с помо-
щью конденсатора переменной емкости или варактора Ск. Полная
емкость контура С=Ск + п2Свх-|-С(Х, где См—емкость монтажа.
Резонансный коэффициент передачи входной цепи (2.12) за-
висит от резонансного сопротивления контура R3 и проводимости
1/|2ао|. Антенная цепь имеет собственную резонансную частоту,
которая зависит от параметров антенны и элементов связи со
входным контуром. Зависимость 1/|2д0| от частоты соответствует
частотной характеристике антенной цепи. От того, будет ли соб-
48
ственная частота антенной цепи выше верхней или ниже нижней
граничной частоты поддиапазона, зависит изменение коэффици-
ента передачи входной цепи.
Рассмотрим входную цепь с трансформаторной связью. В этом
случае (рнс. 2.1)
m=M/LK.	(2.34)
Подставляя (2.34) и j?3 = woLkQ, из (2.12), найдем резонансный
коэффициент передачи:
ЛГ0 = (о0ЯпСв/|7ЛО|.	(2.35)
Если пренебречь потерями антенной цепи по сравнению с ре-
актансом, то
1?ао1 ~ хм- j «о^а—
1 —
2
(2.36)
— % Ла
где £д = £аит + ЬСв, й)А= 1/J/LaCa — собственная угловая частота
антенной цепи.
После подстановки (2.36) в (2.35) получим
д- = -------------- = . _±E?"Z£a— п q	(2.37)
аР-ша/к>о |
где k = MjyLaLk.
Из (2.37) видно, что изменение коэффициента передачи бу-
дет различным в зависимости от соа/ш- Рассмотрим возможные
случаи.
1.	Собственная частота антенной цепи превышает верхнюю
частоту поддиапазона, т. е. /л>/тах (рис. 2.15,а). В таком режи-
ме коэффициент передачи резко возрастает с частотой, потому
что с увеличением частоты одновременно увеличивается R„ —
= o)o^kQ3 и 1/|Zao| вследствие приближения частоты настройки
входного контура к резонансной частоте антенной цепи. При
/’2А»ГтаХ из (2.37) получаем
Ко к kVLjLA ) n Qe.	(2.38).
Рис. 2.15
Л Tmin Лпав70
Рис. 2.16
49
Если п = const и Q3~ const, то
Ко =(йо’const.	(2.39)'
Неравномерность коэффициента передачи по поддиапазону
Н = *<> max = . ю0 max =	(2.40)
Dornin cog m,n ПД
2.	Собственная частота антенной цепи ниже минимальной час-
тоты поддиапазона	(рис. 2.15,6). Коэффициент передачи
меняется при этом не так резко, как в предыдущем случае, так
как при уходе от собственной частоты антенной цепи l/|ZAo|
уменьшается, a R3 увеличивается, что частично компенсирует
убывание 1/|ZAO|.
При f2A<f2min ИЗ (2.37) следует
Ко « kVL!S/LA п Qa.	(2.41)
Если п=const и Q = const, то
Ко «const.	(2.42)
Условия, при которых получены формулы (2.39) и (2.42), ха-
рактерны для приемников на полевых транзисторах. В случае
биполярных транзисторов Q3 зависит от частоты из-за вносимого
затухания nzpGex. Если п не зависит от частоты, то добротность
Q3 падает с увеличением частоты, поэтому Ко в (2.41) уменьша-
ется с ростом частоты.
В цепи с внутренней емкостной связью контура с усилителем
(рис. 2.16)
п = — ---------!----=	(2.43)
С1 О)о£к Ci coq
Если подставить (2.43) в (2.38), то видно, что Ко не зависит
от (оо и пропорционален Q3. Если пренебречь затуханием, вноси-
мым из антенной цепи, то
d8 = dK + n2pGBx = 4H-----7^-вх „ .	(2.44)
С увеличением частоты добротность увеличивается. Это способ-
ствует сохранению неизменной селективности в поддиапазоне.
Селективность при больших расстройках найдем из (2.14) с
учетом (2.36):
При малых расстройках воспользуемся (2.15).
3.	Собственная частота антенной цепи находится в рабочем
диапазоне частот приемника fmin<Zfb<Zfmax- При этом коэффици-
50
ент передачи сильно зависит от частоты, поэтому такой режим
обычно не используется.
В случае входной цепи с внешней емкостной связью входной
контур соединен с антенной через конденсатор Ср (рис. 2.2).
Чтобы параметры антенны мало влияли на настройку контура,
емкость Ср должна быть малой, поэтому и общая емкость после-
довательной цепи нз Сан» и Су также должна быть малой. Обо-
значим Сл=СантСр/(Сан»+Ср). Реактивное сопротивление l/wCA
много больше, чем ыЬА и гА, которыми пренебрегаем. Прн этих
допущениях
|ZA 1/®0СА.	(2.45)
Подставляя в (2.12) /?э=(ОоСк<2э, т=1 н |2Ао| из (2.45), полу-
чаем
K0 = ntf0LKCAQa.	(2.46)
Если n = const и Q3 = const, то
= <1)2-const.	(2.47)
Неравномерность по поддиапазону вычисляется по (2.40).
Квадратичная зависимость в (2.46), (2.47) объясняется тем, что
о увеличением частоты одновременно увеличиваются 1/|ZAO| =
= (£>оСА И
Если применять внутреннюю емкостную связь контура с по-
следующим каскадом (рис. 2.17,а), то в соответствии с (2.43) по-
лучим
Ко = (СА/С№
где	определяется соотношением (2.44).
В случае внутренней емкостной связи с антенной (рис. 2.17,6)
антенна и вход последующего каскада подключены к контуру че-
рез делитель, образованный Ссв и С2 = СК + СВХ. При этом
Ссв» , чтобы связь с антенной была слабой. Результирующая
емкость контура С=С2Ссв/(С2 +Ссв). Коэффициенты включе-
ния
Рис. 2.17
51
Пренебрегая резистивностью антенны, найдем
|ZAO| «<dola-------—= —L-( I—^I,
(2.49)
“°СА ш0СА ш2
где (оА= 1/]/	— собственная угловая частота антенной цепи.
Из (2.12) с учетом (2.48) и (2.49) получим
Ka=-^Qa 1---------°- .
GCB I у Ид /
Если со2л>о)2о, то Ко = (СА/Ссв)Оэ. При Q3=const Ко не зависит
от частоты, т. е. условие (о2А3>(о20 выполняется при малых разме-
рах антенны или при малой Ср. Цепь по схеме на рис. 2.17,а ре-
комендуют использовать при малых входных сопротивлениях по-
следующего каскада, когда п<С1, а цепь на рис. 2.17,6 — при
больших /?вх, когда допустимо я«1.
Селективность при больших расстройках найдем по формуле
(2.14) с учетом (2.48) и (2.49):
fo da \fa f }	49 \ fp ]
В случае рамочной антенны (рис. 2.18) ЭДС ЕА зависит от
угла а между плоскостью рамки и направлением прихода сиг-
нала:
£а = ^А о cos а,
где £Ао = есйд — ЭДС сигнала, приходящего в направлении плос-
кости рамки. Действующая высота антенны зависит от площади
рамки Sp и числа витков jVb: hp,—2nSvN3l'k, где X — длина волны.
Коэффициент передачи входной цепи с рамочной антенной оп-
ределяется выражением (2.35), где |ZA0| =r2A-|-(coL2)2,	=£Р+
+ Дв-
Для уменьшения размеров рамки применяют сердечник из фер-
рита, увеличивающий ЭДС сигнала благодаря концентрации маг-
нитного потока. Действующая высота магнитной антенны
йд=2 НдШ,
где цд — магнитная проницаемость сердечника; ф — коэффициент,
определяемый формой катушки и ее положением на сердечнике.
Рис. 2.18
Рис. 2.19
52
Антенная катушка используется и в качестве индуктивности
входного контура (рис. 2.19). Коэффициент передачи входной це-
пи можно найти из (2.12), подставив т=1 и | ZM | «Ко —
= nQ3.
В приемниках с ферритовой антенной чувствительность приня-
то выражать в единицах напряженности поля сигнала (микро-
вольтах на 1 м): Ec^EJhn.
Коэффициент передачи входной цепи по полю Кое —Ubx/&c=
= nQ3hR.
Когда нужно обеспечить высокую селективность и одновремен-
но хорошую равномерность коэффициента передачи в полосе про-
пускания, во входной цепи применяют полосовой фильтр. В ра-
диовещательных приемниках ДВ и СВ этот фильтр часто двух-
контурный.
Перестройка фильтра сопровождается изменением коэффициен-
та передачи и полосы пропускания. Чтобы эти показатели меня-
лись не слишком резко, выбирают такой способ связи между
контурами, при котором с увеличением частоты коэффициент свя-
зи уменьшается, благодаря чему полоса пропускания остается
почти неизменной. Для этого используют комбинированную связь
между контурами: внутреннюю и внешнюю емкостную либо внут-
реннюю емкостную и трансформаторную. На рис. 2.4 внутренняя
емкостная связь создается конденсатором CCBi, а внешняя — емко-
стью СсВ2«
Связь первого контура фильтра с антенной выполняют так же, как в одно-
контурных цепях. Для определения резонансного коэффициента передачи вход-
ной цепи надо в формулах (2.112), (2.37), (2.46) заменить Q3 на резонансный
коэффициент передачи фильтра Кф0. Например, для двухконтурион входной це-
пи из (2.12) получим
Ко = -	°-2- —£— .
I^aoI > + Р2
Для цепи по схеме на рис. 2.4
ky Lk |1— <в2/®02| 1-гР2 ’
где р = йсв/</э— нормированный коэффициент связи контуров фильтра.
При .настройке на разные частоты он меняется и влияет на изменение коэффи-
циента передачи входной цепи по диапазону.
2.7.	ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИ РАБОТЕ
С НАСТРОЕННЫМИ АНТЕННАМИ
Настроенные антенны применяют в микроволновых диапазо-
нах, в которых размеры антенны сравнимы с длиной волны, а
также при профессиональном приеме на декаметровых волнах,
например на магистральных линиях радиосвязи. В этих случаях
предъявляют высокие требования к чувствительности приемника,
53
'I которая ограничена собственными шумами приемника, поэтому
5	важно обеспечить наилучшую передачу сигнала от антенны ко
,|1	входу усилителя радиочастоты. Максимальный коэффициент пе-
 редачи получается при согласовании антенны с фидером и фиде-
у ра со входом приемника. При этом в фидере имеет место режим
бегущей волны, что необходимо также для устранения искажений
сигнала, вызванных отражениями при большой длине фидера.
J	Типичная эквивалентная схема входной цепи, работающей с со-
’	гласованной фидерной линией, показана на рис. 2.11. Согласова-
ние фидера со входом приемника и получение заданного резуль-
тирующего затухания достигается выбором коэффициентов транс-
формации «согл и Шсогл по формулам (2.31), (2.32). Резонансный
 коэффициент передачи при согласовании определяется соотноше-
! нием (2.33), а при отсутствии согласования — соотношением
(2.27). Резонансные свойства входной цепи описываются форму-
лами (2.13) — (2.15).
Настроенные антенны имеют широкую полосу пропускания,
поэтому можно не учитывать изменения полного сопротивления
антенны при расстройках.
Рассматриваемый режим входных цепей удобно характеризо-
вать коэффициентом использования номинальной мощности
Кр = Р/РЯ0М,	(2.50)
где
P-U2^	'	(2-511’
—	мощность, фактически развиваемая на входе следующего кас-
када;
РЯ0Ы=Е1/к\	(2.52)
—	номинальная мощность антенно-фидерной системы.
Подставляя (2.51) и (2.52) в (2.50), получаем простое соот-
ношение между коэффициентом использования номинальной мощ-
ности и коэффициентом передачи напряжения:
Хр = 4№0ОВ1га.	'	(2.53)
Максимум Кр совпадает с максимумом Ко- На основании (2.53),
(2.27) и (2.33) получим
(2-54)
Отсюда видно, что коэффициент использования номинальной
мощности характеризует степень несогласованности фидера со
входом приемника и потери во входной цепи. При отсутствии
собственных .потерь входного контура (dK~0 или О^>2) и при
полном согласовании (а=1) = 1, в остальных случаях Лр<1.
При а=1 коэффициент КР= (D—2)/D характеризует потери
входной цепи. Величина D — dsIdy. определяется требованием к
селективности и полосе пропускания входной цепи.
54

2
При О>2 коэффициент КР
характеризует рассогла-
сование.
Возможны различные виды согласующей связи фидера со вхо-
дом приемника: автотрансформаторная, трансформаторная, с ем-
костным делителем. При использовании экранированного фидера
они практически равноценны.
Автотрансформаторная связь (рис. 2.3) используется при ко-
аксиальном кабеле. Согласование достигается выбором коэффи-
циента включения т=	где Ц — индуктивность части
контурной катушки между точками подключения антенного фиде-
ра; М\ — взаимоиндуктивность между точками подключения фи-
дера и всеми витками катушки.
Эквивалентная схема рассматриваемой цепи совпадает со схе-
мой на рис. 2.11. Для нее справедливы выводы § 2.4 с учетом
соотношений rA = pA, Хд = 0, |ZA0| =рд, бл=1/рд.
Трансформаторная связь (рис. 2.20) применяется как при
симметричном, так и при несимметричном фидере. В первом слу-
чае такая связь позволяет сделать вход приемника симметрич-
ным, что необходимо для устранения антенного эффекта неэкра-
нированного фидера. Для этого применяют электростатический эк-
ран между катушкой связи и контурной катушкой (рис. 2.20,а), а
также специальную конструкцию фидера. При наличии экрана связь
между катушками обеспечивается только взаимоиндуктивностыо
М. Токи, наводимые электромагнитным полем непосредственно в
проводах фидера, при этом замыкаются в катушке связи и взаимно
компенсируются. Без электростатического экрана емкость между
катушками связи и контура (рис. 2.20,6) может нарушить ком-
пенсацию этих токов, т. е. проявится антенный эффект.
Эта цепь отличается от предыдущей способом связи контура
с фидером. Коэффициент трансформации
m = M/LK = kVLcjLK,
(2.55)
где /г = Л1/|/£.кБсв — коэффициент связи. Чтобы найти коэффици-
ент связи kc, необходимый для согласования, решим (2.57) отно-
сительно k и подставим тс из (2.25):
(2.56)
с =	У -±- = У У +
" ьсв г ьсв г q
55
Из (2.29)
Go + «2G.x = —= -v~.	(2.57)
P ®0
из (2.2) получим
СЛ = —— = —------------.
Рис. 2,21	I ZA0l2 Pa + ^o^cb)2
(2.58)
С учетом (2.57) и (2.58) выражение (2.56) примет вид
Конструктивно выполнимый kc не превышает 0,5... 0,6, поэтому
надо так выбрать LCB, чтобы согласование достигалось при воз-
можно меньшем значении kc. Для определения условия минимума
kc решим уравнение dkc/dLCB = O. В результате получим
^св — Ра/®о-	(2.60)
После подстановки LCB из (2.60) в (2.59) найдем минимальный
согласующий коэффициент связи:
=	(2.61)
Обычно согласования добиваются на средней частоте поддиа-
пазона. По краям поддиапазона связь мало отличается от опти-
мальной и коэффициент передачи близок к максимальному.
Цепь с емкостным делителем (рис. 2.21) используется при не-
симметричном фидере. Контур образован индуктивностью LK и
емкостью
С — Сх C^/IC, -f- C2i) Cl,
где С2 2 = С’24-С’ВХ; Cl — межвитковая емкость катушки LK.
В этой цепи, где С\ и С2 соединены последовательно, резуль-
тирующая емкость .меньше, чем в контурах, где емкости включены
параллельно и суммируются. Коэффициенты включения
д-Д.«.	<1,	—£1—<1,
Cj Ci 4- С22	С22 Ci + с22
при этом т-\-п=\, поэтому если т выбрано из условия согласо-
вания, ТО /1=1—Шсогл.
Достоинством цепи является возможность использования на
более высоких частотах благодаря уменьшению емкости конту-
ра С.
56
2.8.	ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУКЦИЙ
ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
РАЗЛИЧНЫХ ДИАПАЗОНОВ ВОЛН
(2.62)
(2.63)
(2.64)
Колебательные контуры с сосредоточенными параметрами
применяются на метровых и более длинных волнах и отчасти на
дециметровых волнах. При данных L и С контур имеет резонанс-
ную частоту /о = 1/2л]/АС. При изменении А и С на ДА и ДС
,, _ f . . ДА .ДС . Д А д С 4
lo'to\1 + ~T+~ + ~r~c~j
При малых относительных изменениях ДА/А и ДС/С, разлагая
(2.62) в степенной ряд и ограничиваясь учетом величин первого
порядка малости, получаем
f / 1 ДА ДС\
' ° ~ ° \ 2А 2С~ ) ’
Отклонение резонансной частоты от начального значения
Af=fo—Го, поэтому из (2.63) можно оценить нестабильность на-
стройки
Д/ ~ ДА ДС
f0 ~ 2L + 2С
В дециметровом диапазоне волн применяют коаксиальные и
полосковые резонаторы, представляющие собой отрезки линий.
Достоинством таких резонаторов является высокая добротность,
стабильность, жесткость конструкции.
Обычно потери, вносимые в резонансную линию, намного пре-
восходят ее собственные потери, поэтому можно считать ее иде-
альной, без потерь. Как известно из теории электрических цепей,
входная проводимость короткозамкнутой линии без потерь
Гл= -J-ctg2«
рл	А
где / — длина линии; X — длина волны; рл — волновое сопротив-
тивление. Короткозамкнутая линия длиной / = Х/4 подобна парал-
лельному колебательному контуру. Если свободный конец линии
подключается к цепи, имеющей входную проводимость Увх=<?вх+
+j wCbx, то для получения резонанса на заданной частоте необ-
ходимо выполнение условия
—— ctg 2л	= и0 Свх.
Рл	Ао
Отсюда необходимая длина резонансной линии
lK = arctg---------.
2л	рл 0)0 Свх
Резонансную линию в относительно узкой полосе частот (в
полосе пропускания и прилегающих полосах частот) можпо за-
57
с=т СвхН
менять эквивалентным колебательным контуром. Для этого по-
требуем равенства производных
f d/j.)	,	(2.65)
\ д ГО /а=и0	\ да
где Kn = GBX+j иСвх—- ctg -^Z-, yK = GBX+j (оС----i----прово-
p	h	aL
димость контура, эквивалентного линии.
Из (2.65) емкость эквивалентного контура
______2л /к_____
Рл sin- (2л
Затухание, вносимое в линию со стороны последующей цепи при
полном включении, d = GBX/o)0C.
Связь линии с антенным фидером может быть автотрансфор-
маторной (рис. 2.22,а), трансформаторной (рис. 2.22,6) или емко-
стной (рис. 2.22,в). Подобным образом выполняются входные це-
пи с полосковыми линиями (рис. 2.22,г).
Настройку резонансных линий можно проводить изменением
емкости или действующей длины /к. Для отрезков линии справед-
ливы характеристики, полученные в § 2.4 и 2.6.
В сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн входная
цепь обычно состоит из волноводного тракта, отдельные участки ко-
торого представляют собой объемные резонаторы. Оии образуют-
ся замкнутой металлической оболочкой, во внутренней полости
которой возбуждается поле с помощью отверстия в стенке (рис.
2.23,а), петли (рис. 2.23,6) или штыря (рис. 2.23,в). Достоинства
объемных резонаторов — высокая добротность, стабильность,
удобные размеры, почти идеальная экранировка.
Объемный резонатор может служить трансформирующим эле-
ментом. В этом случае, как и для широко используемых на СВЧ
отрезков полосковых линий, справедливы эквивалентная схема
входной цепи на рис. 2.11 и количественные соотношения, приве-
денные в § 2.4 и 2.6.
58
Рис. 2.23
Г л а в a 3 УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ
3.1.	НАЗНАЧЕНИЕ
И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
УСИЛИТЕЛЕЙ РАДИОСИГНАЛОВ
Усиление модулированных несущих колебаний — радиосигналов
в приемнике осуществляется до преобразования частоты, т. е. на
радиочастоте, и после преобразователя — на промежуточной час-
тоте. Входные каскады должны иметь малый коэффициент шума,
большое входное сопротивление, высокую линейность усиления,
поэтому их часто выполняют на полевых транзисторах. На СВЧ
применяют усилители на полевых и биполярных транзисторах, на
туннельных диодах, параметрические и квантовые.
И в усилителях радиочастоты (УРЧ), и в усилителях проме-
жуточной частоты (УПЧ) вместе с усилением обеспечивается час-
тотная селективность. Для этого усилители содержат резонансные
цепи: колебательные контуры, фильтры из связанных контуров и
др. Усилители, АЧХ которых благодаря фильтрам близка к пря-
моугольной, называют полосовыми. Усилители радиочастоты с пе-
ременной настройкой чаще всего выполняют одноконтурными.
К числу основных параметров и свойств усилителей относят-
ся резонансный коэффициент усиления; селективность; коэффици-
ент шума, искажения сигнала и устойчивость, т. е. способность
усилителя сохранять в процессе эксплуатации основные свойства
и характеристики.
3.2.	СХЕМЫ РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
НА НЕВЗАИМНЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
В усилителях радиосигналов применяют в основном два вари-
анта включения усилительного прибора: с общим эмиттером и с
общей базой в каскадах на биполярных транзисторах; с общим
истоком и с общим затвором в каскадах на полевых транзисто-
рах; с общим катодом и общей сеткой в ламповых каскадах.
Усилители с общим эмиттером (истоком, катодом) в диапазо-
нах метровых и более длинных волн позволяют получить наи-
большее усиление мощности. Усилители с общей базой (затво-
ром, сеткой) отличаются большей устойчивостью против самовоз-
буждения, поэтому часто используются в дециметровом и санти-
метровом диапазонах волн. Принципы построения и анализа ре-
зонансных усилителей идентичны для различных типов усили-
тельных приборов и вариантов их включения.
На рис. 3.1 приведена схема усилителя на полевом транзисто-
ре с общим истоком. В цепь стока включен колебательный контур
LK, Ск. Контур настраивается конденсатором Ск. В усилителе приме-
нено последовательное питание стока через фильтр 7?з, Сз и Кату-
за
Рис. 3.1
шку индуктивности. Поскольку С3 в 50 ...100 раз превышает мак-
симальную емкость Ск, то резонансная частота определяется £к и
Ск. На этой частоте коэффициент усиления максимален. Уменьше-
ние его на частотах, отличающихся от резонансной, определяет
селективные свойства усилителя.
Напряжение смещения на затворе определяется падением на-
пряжения от тока истока на R2. Емкость С2 устраняет отрица-
тельную обратную связь по переменному току. Конденсатор Ci —
разделительный. Резистор Ri служит для передачи напряжения
смещения на затвор.
На рис. 3.1 показано автотрансформаторное подключение кон-
тура к истоку транзистора, используемое для повышения устой-
чивости усилителя. В каскадах на биполярных транзисторах ча-
стичное (трансформаторное или автотрансформаторное) подклю-
чение контура к усилительным приборам используется не только
для повышения устойчивости, но и для уменьшения шунтирова-
ния контура сравнительно малыми входными и выходными сопро-
тивлениями транзисторов. В качестве примера на рис. 3.2 приве-
дена схема усилителя с двойной автотрансформаторной связью
контура £к, Ск с транзисторами через отводы с коэффициентами
включения т и п. Напряжение питания на коллектор подано через
фильтр С2 и часть витков катушки L\. Режим по постоянному
току и температурную стабилизацию обеспечивают с помощью ре-
зисторов /?1, /?2, /?з. Емкость Ci устраняет отрицательную обратную
связь по переменному току. Разделительный конденсатор Сз
Рис. 3.2
60
предотвращает попадание питающего напряжения коллектора в
цепь базы.
В усилителе по схеме на рис. 3.3 контур трансформаторно
связан с коллектором транзистора данного каскада и автотранс-
форматорно со входом следующего.
Усилители промежуточной частоты обеспечивают основное
усиление и селективность по соседнему каналу. Их важная осо-
бенность — то, что обычно они настраиваются на фиксированную
частоту. Коэффициент усиления УПЧ, как правило, значителен—
порядка 104 ... 106.
3.3.	ОБЩИЙ АНАЛИЗ
РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
В режиме малых сигналов усилительный прибор (транзис-
тор, интегральный модуль, лампу) можно представить активным
линейным четырехполюсником типа показанного на рис. 3.4. В
системе У-параметров уравнения четырехполюсника имеют вид
Л =	+	/2=У21^ + Г22^.	(З.Ц
Распространенная модель усилительного прибора показана па
рис. 3.5.
Для дальнейшего анализа следует учесть зависимость пара-
метров от частоты. В ограниченной полосе частот У-параметры
можно представить в виде
Уц GX1 + j ю Сп; У12 ~ G12 + j ® С12; 1	(3 2)
^81	ф1<>	^22 ~ ^22 j ® ^22	’
Здесь
|Г«| = S//1 +(®/®s)2,	(3.3)
cos — угловая частота, на которой крутизна P2i уменьшается в
V 2 раза;
= —arctg (co/ws) = —arctg ®т21,	(3.4)
где T2i = l/®s.
61
Рис. 3.5
Рис. 3.4
Полная эквивалентная схема усилителя содержит источник сиг-
нала и нагрузку (рис. 3.6), причем
4 = 4-1/!^,	(3.5]
/2 = -l)2 Y'z,	(3.6)
где
у- = У2//П2 = (уи + пз у^/^2	(3.7]
— суммарная проводимость контура и нагрузки, пересчитанная
к выходу четырехполюсника. В (3.6)' знак минус появляется
вследствие того, что падение напряжения на нагрузке в точках
22 от тока /2 противоположно напряжению О2. Коэффициенты
включения
т=и2/йп=йв/и.
Коэффициент усиления каскада с учетом (3.8)
__ t/вых__Ur _ п Uj
Un________Ui т iji'
(3-8]
(3.9]
Отношение t72/t7i найдем из второго уравнения четырехполюсника
(3.1), подставив в него 12 (3.6): —Ь2У'^ = У2\О\ + У22й2. Отсюда
t/д	У21 й. “ > У22 + У'2 ’ После подстановки (3.10] в (3.9] Л _ __ П	Y 21	 У 22 + У 2 Учитывая (3.7), можно записать (3.11] в виде _ тпУ21	тп. Ум /?8 у8 ’	4-16 '	(3.10) (зло: (3.12)
где
У8=У2 + /п2У22 = Ук + /пгУ22 + паУя = С8(14-£Ю	(3.13)
— полная эквивалентная проводимость контура. В (3.13)'
G8=l//?3=G0 + m2G22+n2GB	(3.14]
62
— эквивалентная резонансная проводимость контура;
В = —— = —— (—------— — обобщенная расстройка.
4Э \ ®0	® /
Сопоставляя (3.12) с (2.10) видим, что они отличаются только
знаком и значением проводимостей: в (3.12) вместо 1/|ZA| вхо-
дит Угь Поэтому выводы, сделанные при анализе входных цепей
на основании выражения (2.10), могут быть распространены и
на усилители.
Модуль коэффициента усиления из (3.12).
К = тп |У21| /?э/]/Т+Т2.	(3.15)
Положив g = 0, определим резонансный коэффициент усиления
K0 = mn[Yil0\ Ro = mn\Ytl0\/(G0+m2G22 + n2GB).	(3.16)
Найдем оптимальные значения тип, при которых Ко будет
максимальным при заданном полном затухании da. Если D = dzldK =
= G3IG0, то с учетом (3.14)
G, = DG0 = m2Gi2 + n2Ga+Ga.	(3.17)
При этом согласно (3.16)
Ко= тп\Y2iQ\/DGQ.	(3.18)
Из (3.17) вычислим т и, подставив его в (3.18), получим
цг «|Й8ю1 1/(D—1)GO—n2GB
Л° - D Ga V Goo
Коэффициент усиления максимален при
«опт У 2 GB
Из (3.17) с учетом (3.20)
т _ i/ELA.
"*ОПТ- У 2 Goo
Подставив (3.20) и (3.21) в (3.18), найдем
(3.19)
(3.20)
(3.21)
(3.22)
Из (3.20) и (3.21) видим, что коэффициент усиления максима-
лен при одинаковом шунтировании контура со стороны выхода
усилительного элемента и со стороны нагрузки, т. е. при /n2G22 =
==n2GH= (G—1) Go/2. Прн малом собственном затухании контура,
т. е. при Z)^>1, усиление достигает предельного значения
Ло пред — I^21 ol/2/GB G22.
Если собственное затухание контура близко к полному затуханию,
выбранному из условия получения требуемой селективности, т. е.
сравнительно велико, то коэффициент усиления получается малым,
63
так как при £)->1 Ло->О. Отсюда ясно, что контур надо стремиться
выполнить с возможно меньшим собственным затуханием.
Из (3.15) и (3.16) получим
—^ = —= —
К V |Га1|
При малых расстройках можно пренебречь изменением | У211. Тог-
да из (3.23) имеем — = 1/ 1 + f-2 У- Отсюда находим по-
V У \ foda J
лосу пропускания усилителя при заданной неравномерности:
/7V = fodaV 1/V2—1.
При у=0,707 no,7=fod3.
Фазовая характеристика с учетом (3.4)' описывается формулой
—<ру = arctg £ + arctg wt21.	(3.24)
Определим входную проводимость усилителя в точках 1 1 на
рис. 3.6. Из первого уравнения (3.1) получим
+	(3.25)
Подставляя в (3.25) значение U2IU1 из (3.10), находим
Гвх = Л1-Л2^21/(^2 + ^).	(3-26)
С учетом (3.11) и (3.12)
Гвх = У п + У и т К/п	Г12 ЛХ-	(3-27)
В (3.25) — (3.27) второе слагаемое обусловлено проводимостью
внутренней обратной связи Yiz-
Аналогично можно найти выходную проводимость усилитель-
ного прибора (в точках 2 2)
Увых = У 22—Лг ^21/(Л1 + У и)-	(3-28)
Из (3.26) — (3.28) видно, что из-за внутренней обратной связи вход-
ная проводимость зависит от проводимости нагрузки, а выход-
ная— от проводимости источника сигнала.
Рис. 3.6
64
3.4. ВЛИЯНИЕ ВНУТРЕННЕЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА СВОЙСТВА
РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Обратная связь в усилителях возможна через цепи питания,
через соединительные цепи усилителя, через проводимость внутрен-
ней обратной связи усилительного прибора. Первые два вида
обратной связи в принципе могут быть ослаблены до допусти-
мых пределов рациональным построением схемы и конструкцией
цепей и узлов приемника.
В усилителе на полевом транзисторе с общим истоком внутрен-
няя обратная связь определяется проходной емкостью С12 = Сзс. В
усилителе на биполярном транзисторе У!2— комплексная вели-
чина:
-У12 = С12 + ]соС12 = |У12| ej4>'2,	(3.29)
где
1Ла1 = Кс?2+(ч^)2.	(з-зо)
Ф14 = arctg (со C12/G12) = arctg сот12.	(3.31)
Рассмотрим усилитель с входным контуром по схеме на рис. 3.7,
где для наглядности элементы внутренней обратной связи показа-
ны в виде внешней цепи. Проводимость FI2 создает на входе уси-
лителя ток 1, что эквивалентно возникновению проводимости
Увх.ос, которую называют входной динамической проводимостью.
Из (3.27).
v	ОТ2 ^12 ^21_____т2 2^21^3
вх-ос~ Уэ2	i + j£ 	(	>
С учетом (3.2) и (3.29)
Увх.ос =	|У12 KJ е1 ф/(1 + j а).	(3.33)
Здесь
Ф= Ф12 + Ф21 = arctg [ю (Т12—т21)/(1 + со2т12т21)]	(3.34)
— аргумент произведения УцУц. В (3.34) <р12 и <р21 определяются
3—12
65
по формулам (3.31) и (3.4). Применив формулу Эйлера, после со-
ответствующих преобразований в (3.33) получим
V _ „,2 D IV 1TZ I " cos <Р 4-sin <р ,
'вх.ОС т2 Аэ2 | т 12 *211.	"Г
1 Т~ S
+ j m22Ra21^12^211	=Сзх.ос + /ВВх.ос-	(3.35)
Из (3.35) видно, что проводимость Увх.ос — комплексная. Она
может быть разложена на две активные составляющие G8X.oci и
6Вх.ос2 и две реактивные BBX.oci и Ввх.осг, причем
^ВХ.ОС 1 = ^2 Rq2 I У"12 ^211 C®S Ф/( 1 Н” В2)>
бвх.ос 2 = mlR^ 1^12^211 Sin<ps/(l -j- £2);	(3.36)
^вх.ос 1 = ®СВХ ос 1 = т2 Rm | У12 ^2il sin <р/(1 -)-£2);
^вх.ос 2 ” ® ^вх.ос 2 ~	^2 R32 I У12 У211 COS ф £/(1	~2).
.Характер зависимостей GBX,oc=f('£) и CBX.oc — f(l) показан на
рис. 3.8. Эти составляющие входной динамической проводимости
шунтируют входной контур (рис. 3.7), что приводит к изменению
формы его частотной характеристики.
В усилителе на полевом транзисторе С12«з0, т^язоо, T2i~0,
крутизна S— действительная величина, <р—л/2, поэтому GBx.oci^
/^3 0, Ввх.ос 2^0 и
Gax.OC2^oiC12Sm^R92^+^-,
Rbx.oc 1 ® Свх.ос 1 = ® С12 Stn^ /?м/(1 + В2)-
Рассмотрим вначале влияние этих проводимостей. Будем счи-
тать, что входной контур настроен на ту же частоту, что и выход-
ной. Если бы все составляющие входной динамической проводи-
мости не зависели от частоты, то АЧХ входного контура имела бы
вид, показанный на рис. 3.9 сплошной линией. В действительности
Gbx.oc 2 и Ввх.ос 1 изменяются с частотой. На частотах ниже резонан-
сной проводимость отрицательна и вызывает подъем коэффици-
ента усиления (штриховая линия на рис. 3.9). Это можно объяс-
нить следующим обстоятельством. На частотах ниже резонанс-
ной выходной контур имеет индуктивное сопротивление. Поэто-
Рис. 3.8
66
му U2 (рис. 3.7) опережает ток /2 на угол, близкий к 90° (рис. 3.10).
Под действием напряжения 02 возникает ток / через емкость Ci?,
опережающий напряжение еще на 90°. Так как /2 синфазен с Uiy
то между Ui и I сдвиг фаз равен 180°, что эквивалентно отрица-
тельной проводимости. Она компенсирует потери входного конту-
ра, увеличивая напряжения, т. е. в усилителе возникает положи-
тельная обратная связь.
На частотах выше резонансной Свх.ос 2 положительна. Она вно-
сит в контур потери, уменьшающие коэффициент усиления, т. е.
имеет место отрицательная обратная связь.
Влияние Свх.ос 1 на форму частотной характеристики входного
контура проявляется в том, что при понижении частоты полная
емкость контура уменьшается, а резонансная частота увеличива-
ется. Фактическая расстройка больше той, на которую понижена
частота, поэтому спад коэффициента усиления более резок (штри-
ховая линия слева от оси ординат на рис. 3.11). При повышении
частоты полная емкость уменьшается и резонансная частота уве-
личивается. Контур как бы подстраивается под частоту, фактиче-
ская расстройка уменьшается и коэффициент усиления оказыва-
ется больше, чем при отсутствии обратной связи (штриховая ли-
ния справа от оси ординат на рис. 3.11).
В усилителе на биполярном транзисторе влияние Си приво-
дит 'К аналогичным изменениям формы частотной характеристики,
однако вследствие комплексности прямой и обратной проводимо-
стей ?!2 и У21 имеют место все четыре составляющие входной ди-
намической проводимости (рис. 3.8).
При резонансе Свх.ос 2 равна нулю. При понижении частоты
Свх.ос 2 увеличивается, резонансная частота понижается и фактиче-
ская расстройка контура уменьшается. При повышении частоты
Свх.ос 2 отрицательна, полная емкость уменьшается, резонансная
частота увеличивается, что приводит к уменьшению расстройки и
увеличению коэффициента усиления (рис. 3.12, штриховая линия).
При большой расстройке Свх.ос 2 уменьшается и перестает влиять
на форму АЧХ.
Проводимость Свх.ос! уменьшается при отклонении частоты от
резонансной в обе стороны. При этом увеличивается добротность
входного контура, растет коэффициент усиления справа и слева от
3*	67
резонансной частоты, вершина резонансной характеристики рас-
ширяется (рнс. 3.12, штриховая линия).
Итак, обратная связь приводит к деформации резонансной ха-
рактеристики. Возможно даже самовозбуждение из-за отрицатель-
ной проводимости Свх.ос 2-
3.5. УСЛОВИЕ УСТОЙЧИВОСТИ УСИЛИТЕЛЯ
Условием самовозбуждения являются равенства
5al + nfBBX.oc = 0, G31 + «2Gbx.oc = 0,	(3.37)
первое из которых соответствует условию баланса фаз, второе —
условию баланса амплитуд. Усилитель не будет самовозбуждать-
ся, если проводимость контура на его входе с учетом обратной
связи будет положительной: G3i+«2iGnx.Oe>0. Но отсутствие са-
мовозбуждения еще нс означает неизменности показателей усили-
теля.
Введем коэффициент устойчивости
= (G3i + n2Gnx 0(.)/G3l.	(3.38)
Если &у = 0, то усилитель может самовозбуждаться. При йу =
= 1 обратная связь отсутствует, что соответствует максимальной
устойчивости усилителя. Обычно принимают /гу = 0,8... 0,9. При
этом изменение коэффициента усиления и полосы пропускания под
действием обратной связи не превышает 10... 20%. Чем ближе ky
к единице, тем устойчивее усилитель.
Аналогичные рассуждения справедливы и для отрицательной
обратной связи: свойства усилителя также не должны претерпе-
вать существенных изменений, поэтому выбирают ky— 1,1 ... 1,2.
Найдем, условие устойчивости усилителя с заданным запасом
устойчивости. Из (3.35).
Овх.ос= ^7?эг|Ё12У21|£(фЛ),	(3.39)
где g (ф, £) = (cos ф-Н sin ф)/(1 -Н2)	(3.40)
— функция, определяющая зависимость Gbx.oc от расстройки £ и
аргумента ф. Характер этой зависимости, а следовательно, и
Gbx.oc от В показан на рис. 3.13 (сплошная ли-
п^бх.ос ния). Как функция аргумента опа будет изме-
няться (штриховые линии на рис. 3.13), при-
tp=O~7' /W	ближаясь К Gbx.oc 1 ИЛИ GBx.oc 2 (рИС. 3.8,а ИЛИ
* у f	в). При положительной обратной связи GBx.oc
/р=?^ отрицательна, при отрицательной — положи-
тельна. Подставим Gbx.oc из (3.39) в (3.38)
fey=l+nf т^э2/?э1|У12^1^(фЛ).	(3.41)
Рис. 3.13 Из (3.41)
т2 /?э2|У81| = ру— l|/ni -1§ (Ф> *)!•
(3.42)
68
В (3.42) введены знаки абсолютной величины |&у—1| и
I §(<₽. t)|. чтобы объединить оба случая обратной связи в одной
формуле, так как при положительной обратной связи ky<Z\ и
£(<₽, i) <0, а при отрицательной обратной связи &у>1 и g(<p, £) >
>0. Умножая обе части (3.42) на п22| У21 |Яэг и решая относи-
тельно Ко—'Гп2п2Нэ2\ У211> получаем
пг х/" |£у	11 I Уа11 ^эа
ni г |£(Ф>£)1 l^ial Rai
(3.43)
Устойчивость обеспечивается, если Ао^Лоуст. При идентичных
контурах (/?э1 = /?э2) и П| = «2 (3.43) примет вид
К <1 /	1 I I ^211
оуст= V |g«p^)l |у121
(3.44)
Для получения большего устойчивого усиления усилительный
прибор надо выбирать с максимальным отношением | У211/| ^121-
Параметр Лу = 11^211/1 ^121 характеризует одновременно усилитель-
ные способности электронного прибора и паразитную обратную
связь. Усиление возможно, если Лу>1.
Исследование (3.40) показывает, что g(ф, |) имеет экстремум:
g (<Р, B)min= —(1 —cos ф)/2,
(3.45)
£(<P> £)max=(l+COS<p)/2.	(3.46)
В усилителе на биполярном транзисторе глубина отрицательной
обратной связи больше, чем положительной. В усилителе на поле-
вом транзисторе они одинаковы (ф=л/2). При исследовании вли-
яния обратной связи надо исходить из наибольшего абсолютного
значения g(<p, Е,). В соответствии с (3.46) и (3.44)
^оуст= /2|£у— 1|Ду/(1 -{-cos ф).	(3.47)
Рассмотрим частные случаи.
1. coscp=l, ср=О, что из (3.34) соответствует условию t!2=
=т21. При этом из (3.47)
ЛОуст= /|*у-1|Ду.	(3.48)
При Т12=т21 имеет место только отрицательная обратная связь.
Усилитель не может самовозбудиться. Его показатели не будут
заметно меняться, коэффициент усиления не будет превышать
значения, определяемого формулой (3.48). У транзисторов обыч-
но Т12>Т21.
2. созф=0, ц)—л/2. При этом из (3.47)
Лоуст= /2|*У-1|ЛУ.	(3.49)
Этот случай соответствует условиям
(02«юр1 (со С12)2 » Gf21	(3.50)
69
которые выполняются, если транзистор работает в области час-
тот, ниже предельной по крутизне. Тогда (3.49) принимает вид
Жоуст= /|fe-l|2S/® С12.	(3.51)
При &у = 0,9 (или£у=1,1)
Ко уст = 0,45 VS/a С12.	(3.52)
Устойчивый коэффициент усиления лампового усилителя опре-
деляется формулами (3.51) или (3.52), в которых надо полагать
С12= Сас-
В многокаскадном усилителе выходной контур данного каска-
да является входным для следующего каскада и шунтируется его
входной проводимостью. Из-за этого эквивалентная проводимость
данного каскада изменяется, что влечет более сильное изменение
входной проводимости и параметров его входного контура. Поэто-
му многокаскадный усилитель менее устойчив, чем однокаскадный.
Если в каждом каскаде выполняется условие (3.52), то снижение
устойчивости незначительно.
Следует, однако, учитывать при конструировании усилителя,
что в многокаскадном усилителе с большим коэффициентом уси-
ления возможно проявление внешних обратных связей, вызыва-
емых' индуктивными и емкостными влияниями непосредственно,
между проводниками и деталями конструкции входных и выход-
ных каскадов.
3.6.	СПОСОБЫ ПОВЫШЕНИЯ УСТОЙЧИВОСТИ
РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Известны пассивные и активные способы повышения устойчи-
вости. Пассивные способы сводятся к уменьшению фактического
коэффициента усиления, чтобы выполнялось неравенство
Ко = Ко уст-	(3.53)
Для этого достаточно, например, уменьшить коэффициенты включения или
сопротивления контуров /?э.
Найдем коэффициент включения т2 (рис. 3.7) из условия (3.53). Для этого,
используем формулы (3.16) и (3.43):
Пц 1 / I ky 11 1^211 ^32
п1 V 1ёГ(ф> б)1 I Ё12 I Rai
Отсюда
/|6—1|
|£ (ф> 5) I I Е 12^211
(3.54)
где 7?а = 1/Ла1Л.)2; nt известно из расчета предыдущего каскада или входной
цепи. С учетом (3.46) при выполнении условий (3.50) формула (3.54) принимает вид
«1^э
1/ 21*у-‘1
V |Т12Ёг1|
(3.55)
70
Коэффициент включения п2 определяется из условия получения требуемого
затухания	= dK+m22p G22+n22p GH.
Отсюда
n _ I /~ №	4)	m2P^22 ~ I /~ dg — dK
2 r	p GH	V p GH
Активные способы повышения устойчивости позволяют увеличить Ко уст и
тем самым реализовать потенциальные усилительные ®озможности прибора. К
этим способам относятся нейтрализация внутренней обратной связи противопо-
ложной внешней обратной связью и каскадное соединение активных элементов.
Внутреннюю обратную связь усилительного прибора можно нейтрализовать
с помощью специальных цепей. При этом отпадает ограничение коэффициента
усиления, налагаемое условием (3.53), и можно получить максимальное усиле-
ние, определяемое формулой (3.22). Известны различные схемы нейтрализации.
Усилитель с параллельной нейтрализацией представляет собой параллельное со-
единение двух четырехполюсников: усилительного прибора У н нейтрализующей
пассивной цепи с проводимостью Yn (рис. 3.14). Найдем результирующий па-
раметр У12а двух параллельно соединенных четырехполюсников. По определению
К12Н = А- = Ziy+Zi^ =Yii + YN.
<J2 G,=o \U2
Обратная связь отсутствует, если У12п = У12+ У'л- = 0. Отсюда получаем ус-
ловие нейтрализации YN =—К12- Следовательно, цепь нейтрализации-по свойст-
вам должна быть аналогична цепи У12. Напряжение обратной связи через цепь
нейтрализации должно подаваться на вход усилителя в противофазе с тем, ко-
торое попадает на вход через цепь внутренней обратной связи. Для этого ис-
пользуют автотрансформаторный или трансформаторный фазоинвертор.
На рис. 3.1-5 приведена схема усилителя с автотрансформаторным фазоин-
вертором и параллельной цепью нейтрализации Rn, Cn. Эта цепь -может обес-
печить точную нейтрализацию в полосе частот, в пределах которой Gi2 и Си
практически постоянны. У транзисторов Си н Си зависят от частоты, поэтому
в диапазонных и широкополосных усилителях нейтрализация не применяется.
Возможна также последовательная цепь нейтрализации, т. е. цепь, в кото-
рой Cn и Rn соединены последовательно; она обеспечивает точную нейтрализа-
цию на частоте, па которой последовательная цепь эквивалентна параллельной.
Это можно обеспечить в селективном усилителе с фиксированной настройкой, в
его полосе пропускания. Последовательную цепь удобно использовать в тех слу-
чаях, когда не должно быть гальванической связи между выходной и входной
Рис. 3.14
Рис. 3.15
71
цепями усилителя, поскольку CN одновременно играет роль разделительного
конденсатора.
Для повышения устойчивости усилителей используют каскад-
ное соединение двух усилительных приборов, при котором выход
первого усилительного прибора соединяется со входом второго не-
посредственно, без частотно-зависимых цепей. Влияние внутрен-
ней обратной связи при этом уменьшается, так как проводимость
обратной связи определяется обратной проводимостью двух уси-
лительных приборов.
В 40-е гг. в ламповых усилителях было наиболее распростра-
нено соединение «общий катод — общая сетка» (ОК—ОС). Такой
усилитель получил название каскодного. После перехода к при-
менению транзисторов каскодными стали называть любые усили-
тели, у которых отсутствуют частотно-зависимые связи между кас-
кадно включенными транзисторами. Для анализа такое соедине-
ние удобно рассматривать как один каскад, у которого оба уси-
лительных прибора замещаются некоторым эквивалентным че-
тырехполюсником (рис. 3.16) с эквивалентными параметрами
Гиэ=^п--^1 ^/(^2 + ^1);
^22э = ^22—К21 УпКУгг + Кп);
^213 =—^21 К21/(У22 + Кц);	(3.56)
Г12Э=-У1'2 Kl2/(/22 + ^l).
С учетом этих соотношений остаются справедливыми расчетные
формулы (3.15), (3.16), (3.19) и (3.22).
В усилителях на биполярных транзисторах наиболее распрост-
ранены варианты соединения «общий эмиттер—общий эмиттер»
(ОЭ—ОЭ) и «общий эмиттер — общая база» (ОЭ—ОБ). Усили-
тель вида ОЭ—-ОЭ используют на частотах f0^l ...2 МГц, напри-
мер, в УПЧ радиовещательных приемников. Усилитель ОЭ — ОБ
применяют на более высоких частотах, в частности в декаметро-
вом и метровом диапазонах, а также в широкополосной аппара-
туре.
В усилителях на полевых транзисторах хорошими показате-
лями обладает усилитель по схеме «общий исток — общий зат-
Рис. 3.16
Рис. 3.17
7!
вор» (ОИ — ОЗ); используется также соединение «общий исток —
общая база» (ОЙ—ОБ).
Каскодные усилители позволяют получить высокое устойчивое усиление без
нейтрализации. Из (3.56) можно определить параметр Луэ= 11?21э|/'| У'12э| каскод-
ных усилителей; в частности, у усилителя ОЭ—ОЭ с одинаковыми транзисторами
Луо= | ^2112/| E12I2; для случая ОЭ—ОБ Луэ = | ^il2/! Yiz(fiz+Yzz) |, что сущест-
венно больше, чем для усилителя с общим эмиттером. Устойчивый коэффициент
усиления определяется выражением (3.47) с учетом нового значения Луэ. На
рис. 3.17 приведена схема каскодного усилителя ОЭ—ОБ с последовательным
питанием транзисторов. Широко применяют каскодные усилители в интеграль-
ном исполнении.
3.7.	РЕЗОНАНСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
В ДИАПАЗОНЕ ЧАСТОТ
Рассмотрим зависимость резонансного коэффициента усиления от частоты
в усилителях, схемы которых показаны на рис. 3.1—3.3.
В усилителях иа полевых транзистора1Х затухание, вносимое в контур из-за
шунтирования контура усилительными приборами, обычно не превышает зна-
чения, допустимого по условию получения заданной селективности. Частичное
подключение контура необходимо лишь для выполнения условия устойчивости
(3.53). Коэффициент включения т в усилителе с автотрансформаторной связью
выбирают в соответствии с (3.55). Дли усилителя типа перестраиваемого пере-
менным конденсатором (рис. 3.1) согласно (3.46) при п=1 зависимость коэф-
фициента усиления от частоты имеет вид
Ло ~ т 1^2101	= mS(j>QLKQQ.	(3.57)
Поскольку практически выполняются условия ] У2101 =*5 = const и Q3=const,
Ко возрастает с повышением частоты.
В случае биполярных транзисторов в усилителях часто применяют двойную
автотрансформаторную связь (рис. 3.2). Зависимость коэффициента усиления от
частоты здесь сложнее, чем (3.57). Из (3.16) с учетом (3.3)
mnSR3	mnS <в0 LKQ3
Ко =	.	= ,_____________ ,
У 1 + (coo/cos)2 У1 + (co0/cos)2
где
= 1 / Qs = dK 4- tn2 w3 LkG22 + n2 (£>o LKGa.
В этом случае m и n от частоты не зависят:
m = (7.J -|- М}) /LK, п = (Т,2 + М2) /LK,
где Mr—взаимоиндуктнвность между L\ и остальной частью катушки контура
LK; М2— взаимоиндуктивпость между L2 и остальной частью катушки LK. От
частоты зависят У210 и Q3. Если w2»3>w2o, то крутизна практически постоянна.
Добротность контура с ростом частоты уменьшается из-за вносимых затуханий
со стороны выхода каскада (m2pG22) и со стороны нагрузки (п2р<?н). При сла-
бой связи контура с усилительными приборами добротность уменьшается ие
7?
(3.58)
(3.59)
очень быстро и Ка возрастает, но медленнее, чем в (3.57). Полоса пропуска-
ния с ростом частоты расширяется:
П $ (1 = fо<7э — /о (dK	та <а0 £кОаа -f- п2 <в0 LKGH).
Усилитель с трансформаторной связью контура (рис. 3.3) также широко
используется в транзисторных приемниках. Эквивалентная схема его показана
на рис. 3.18,а. Усилительный элемент представим генератором тока с вы-
ходной проводимостью 022 и емкостью Свых, которая включает кроме С22 ем-
кость монтажа цепи выхода и емкость катушки связи LCB. Резонансная угло-
вая частота контура 'связи
wcb — 1/ 7-свСвых-	(3.60)
На основании теоремы об эквивалентном генераторе схема на рис. 3.18,а
преобразуется к виду, показанному на рис. 3.18,6, где ЭДС £i находится как
напряжение холостого хода между точками 22 на рис. 3.18,а:
Et =. Y^U1 .	(3.61)
^22 Ч” j Свых j <Й^ВЫХ
Здесь н далее будем пренебрегать проводимостью G22, поскольку G22<^wCaLlI.
Ток в катушке LCB с учетом (3.61) и (3.60)
/св = -------------------=-----Гг1(71-- ,	(3.62)
jco£CB + 1/j «Свых 1—(w/wCb)2
В данном случае емкость контура С=Ск+п2Свх + СУ1.. В контуре наводится
ЭДС £2=jwM/cB. Напряжение на контуре LK, С при резонансе с учетом (3.62)
J/q — 1 £*20 I <2э — I ^СВ I Ы0 ^О.Ъ —
1^210,
| 1 — (СОо/СОсв)а | '
Отсюда
2^0 = ^вых =	= п I^21oI(M/£k) Ra
/71	Ui |1 — (мо/мев)2|
Соотношение (3.63) совпадает с (3.16), если обозначить
, , M/LK
tn (а>„) =------------------------—
°'	| 1 — (С00/С0св)21
(3.63)
(3.64)
В зависимости от wo/сосв возможны различные режимы усилителя. При ш2С0»
»й2о, как видно из (3.64), m~MILK. Зависимость резонансного коэффициента
Рис. 3.18
74
Рис. 3.19
(3.65)
усиления от частоты такая же, как при двойном автотрансформаторном вклю-
чении:
= л (Л1/Лк) |У210|.Я8,
т. е. Ко возрастает с увеличением частоты.
При СО2св<СО2о
М .	««
Ка~п | Г2101 ^8	„
Lk	“о
Отсюда при | У'гю! =S = const и Q3 = const
v ~ nAlSQgCO^B	const
Ло----------------------------
wo
учесть изменение | Ёпо! в зависимости от частоты, то (3.66) принима-
(3.66)
(3.67)
Если
ет вид
Ло =
nMSQaa>^B
соо J/1 + (<oo/cps)8'
(3.68)
где Q3 определяется формулой (3.59).
В усилителях на биполярных транзисторах представляет интерес виутрн-
емкостная связь контура со входам следующего каскада, аналогичная исполь-
зуемой во входной цепи по схеме на рис. 2.16. Ее .достоинством является сохра-
нение высокой селективности контура «а верхнем конце диапазона благодаря
уменьшению п, а следовательно, и ослаблению шунтирующего влияния входной
проводимости с увеличением частоты. На рис. 3.19 приведен вариант схемы
усилителя с комбинированной внутриемкостиой (Ссв) и трансформаторной
(7.св1) связью контура со входом следующего каскада. Такой вид связи позво-
ляет обеспечить постоянство или даже некоторое увеличение добротности с рос-
том частоты. При Wcb>(Bo Ко в диапазоне изменяется мало.
3.8.	КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА
РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
С ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ
Типичная схема части приемного тракта в упрощенном виде
дана на рис. 3.20. Источник сигнала с комплексной проводимостью
Ти=Си-|-]Ви и вход усилительного каскада подключены к резо-
75
Рис. 3.20	Рис. 3.21
нансному контуру с коэффициентами включения m = UHIU и
n=UJU.
Определим коэффициент шума входной цепи совместно с пер-
вым каскадом приемника. Для этого составим эквивалентную шу-
мовую схему (рис. 3.21) в соответствии с рекомендациями, приве-
денными в § 1.7; Поскольку контуры настраиваются на частоту
сигнала, на рис. 3.21 показаны только активные проводимости.
Тепловые шумы источника сигнала и контура представлены гене-
раторами токов, пересчитанных ко входным полюсам усилитель-
ного прибора (точки 1 1):
/ш.и= V IkTHGi ,	(3.69)
/ш.к= VlkTHGo.	(3.70)
Здесь О/и= (tn2/n2) G„, G'0 = G0/n2— проводимости источника сиг-
нала и контура, пересчитанные к точкам 1—1.
Шумы усилительного прибора представлены генератором шумо-
вого тока /ш.вх (1-11) и шумового напряжения иш (1.10). Напря-
жению шумов Um соответствует ток
/ш=^ш6г = 4kTIlRm (G„ + Go + GBX) ,	(3.71)
где
G2 = G; + G' + GBX = (m2 Ga + Go + n2 Gux)/n2.	(3.72)
Согласно определению коэффициент шума
J 2 4- /2	-4-12
ш = -----= 1 -|__ш,к Г —• в — ц‘ •	(3.73)
Z'2	у'2
После подстановки в (3.73) формул (3.69) — (3.71), (1.11) получим
1 +	+ /вх (g; +g;+gbx)2.	<з.74>
g„ си G„
Найдем оптимальное значение G'a, которому соответствует ми-
нимум коэффициента шума, для чего решим уравнение dLU/dG'a=&
относительно О'и. В результате получим

Си.0пт — (Go + Gbx)
Go + 1вх GBx
(3.75).
7?ш ( Go + GBX) 2
76
Подставляя (3.75) в (3.74), найдем минимальный коэффициент
шугАа
^mm=l+2/?m(G' + GBX + G' опт)	(3.76)
)
Из (Ь.75), учитывая С'и.опт=:/п2оптОи/п2, можно определить коэф-
фициент включения, при котором коэффициент шума минимален:
/«опт.ш = /тгс т/1 + DG°^t*BX Gb* •	(3.77)
V Rm (Ga/n + GBX)2	v ’
где
_ ,/ <?; + <!., _	+	(3.78)
V G„M2 V G„	v ’
— коэффициент включения, обеспечивающий согласование источ-
ника сигнала с первым каскадом приемника.
Зависимость коэффициента шума (3.76) от т показана на
рис. 3.22. Для наглядности здесь же построена зависимость резо-
нансного коэффициента передачи входного контура Ко от т. Из
, рисунка видно, что тОпт.ш>^с. Это различие имеет место при ма-
лых собственных шумах усилительного прибора, когда шумы обу-
словлены в основном источником сигнала и входной цепью. Оно
объясняется быстрым ростом вносимого в колебательный контур
сопротивления источника сигнала при увеличении т, в результа-
те чего собственный тепловой шум колебательного контура умень-
шается по сравнению с тепловым шумом источника. При боль-
ших шумах усилительного прибора минимум коэффициента шума
обеспечивается в режиме согласования (/?1опт.ш~'^1с).
Рассогласование на входе приемника может оказаться неже-
лательным при работе с настроенными антеннами вследствие по-
явления фидерного эха. Обычно при работе с настроенными ан-
теннами антенну согласуют с фидером, а фидер со входом при-
емника, что обеспечивает режим бегущей волны. Условие согла-
сования определяется соотношением
G’ = G'o + Gbx-	(3.79)
При этом т и п соответствуют (2.31) и (2.32). Коэффициент шума
в режиме согласования найдем подстановкой (3.79) в (3.74):
Я/с=2+-2^— (ZbX-l) + 4Pm(G' + GBX).	(3.80)
Gq + Gbx
В усилителях на полевых транзисторах (/Вх =
= 1, /г=1, Gbx^Go) из (3.80)
Д/С = 2 + 4РШ Go.
Режим согласования на входе приемни-
ка является основным, тем более, что режим
оптимального рассогласования редко дает
Рис. 3.22
77
ощутимое уменьшение коэффициента шума. В общем случае для
уменьшения коэффициента шума усилительный прибор следует
выбирать с возможно меньшим значением произведения J?Jgbx.
Поэтому полевой транзистор в первых каскадах приемника пред-
почтительнее биполярного.	I
3.9.	МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ
В диапазонах НЧ, СЧ, ВЧ и ОВЧ не стремятся к снижению коэффициента
шума по сравнению с тем, который естественно реализуется при использовании
современных транзисторов, так как внешние радиопомехи препятствуют приему
слабых сигналов. В диапазонах УВЧ, СВЧ и в едлдатоволновой» пасти милли-
метрового диапазона для усиления слабых сигналов используются специальные
малошумящие усилители—квантовые и параметрические.' Они обычно строятся
как регенеративные усилители или (реже) как усилители бегущей волны. В
квантовых усилителях усиление поля принимаемого сигнала происходит вслед-
сгвие использования внутримолекулярной энергии вещества. Такие усилители
являются малошумящими, но имеют сложную конструкцию. В.настоящее вре-
мя их применяют в основном в системах сверхдальней космической связи и в
радиоастрономии.
Несколько больший уровень собственных шумов имеют параметрические
усилители. Их принцип действия основан иа преобразовании энергии колебаний
местного генератора (генератора «накачки») в энергию усиливаемого сигнала.
Преобразование осуществляется с помощью нелинейных реактивных элемен-
тов, в качестве которых чаще всего используют варакторы. Регенеративными
являются также находящие некоторое применение усилители на туннельных
диодах, в которых отрицательное сопротивление обусловлено особенностью
вольт-амперной характеристики диодов в зоне туннельного эффекта.
Общая эквивалентная схема регенеративного усилителя имеет вид рис. 3.23.
Усилитель содержит резонатор (контур Lp, Ср) с эквивалентной проводимостью
потерь О0, к которому подключены источник сигнала и нагрузка, трансформи-
рованные к контуру. Действие источника энергии, обеспечивающего усиление,
показано в виде отрицательной проводимости (—0Вп), вносимой в коитур, и
емкости Свн. На резонансной частоте реактивная проводимость контура равна
пулю.
Коэффициент усиления по мощности найдем как отношение мощности в на-
грузке к номинальной мощности источника сигнала
Ар — А1(/Ри ном.
(3.81)
Источник
сигнала
I
I
I
I
Резонатор усилительный । наесузка
элемент
Рис. 3.23
78
В '«^грузке выделяется мощность
= U2Gn = -7^- Ga = —------------------2------------,	(3.82)
1	\ G2 /	(G„ + G0 + Gh— Gbh)2
)
а номинальная мощность источника сигнала определяется формулой (1.14).
После Подстановки (1.14) и (3.82) в (3.81) получим
„___________4Gtl Glt___________4 Ga Glt
Лр ~ (G„H-G0+Gh~Gb11)2 - G2(i__9)2
(3.83)
где G3=G3 + G0+G„-, ?= GBH/G3 — коэффициент регенерации. При ц-И КР^>-оо,
однако практически получить усиление больше 10... 20 дБ Tie удается, так как
усилитель переходит в режим генерации.
Полоса пропускания регенеративного усилителя
^0,7 —fo^P— fo Р — /о^э (I'—<?)•
(3.84)
Здесь da=pGa и jod3— соответственно затухание и полоса 'пропускания контура
без регенерации. Как видно из (3.83) и (3.84), увеличение коэффициента усиле-
ния сопровождается сужением полосы пропускания.
Достоинством рассматриваемых усилителей является малый уровень собст-
венных шумов. Это в основном тепловые шумы. Их можно уменьшить охлаж-
дением. Но, чтобы реализовать малый коэффициент шума, необходимо предот-
вратить попадание собственных шумов нагрузки в усилитель, так как эти шумы,
как и сигнал, будут усиливаться и выигрыша в реальной чувствительности при-
емника ие будет. Предотвратить переход шумов нагрузки в резонатор усилителя
можно с помощью направленных вентилей и циркуляторов. Вентили использу-
ются в усилителях проходного типа. В них сигнал от антенны через 1-й вентиль
поступает в резонатор, усиленный сигнал через 2-й вентиль, который препятст-
вует попаданию шумов нагрузки в резонатор, подводится к нагрузке.
В усилителях отражательного типа (рис. 3.24) сигнал из аитеины поступа-
ет в резонатор через циркулятор. Усиленный в резонаторе сигнал через цирку-
лятор понадает па вход следующего каскада. Переход энергии в циркуляторе
возможен только в направлениях, указанных стрелками. Шумы нагрузки' по-
падают в согласованную резистивную цепь, где поглощаются, и не попадают в
резонатор. На рисунке показан четырехплечий циркулятор. Широкое примене-
ние нашли также трехплечие У-цир-
куляторы.
В 70-е гг. были разработаны ма-
лошумящие транзисторные усилители
для работы в диапазоне частот до
30 ГГц и выше с показателями, не
уступающими усилителям на туннель-
ных диодах. Они обладают важными
преимуществами: высокой надежно-
стью, небольшой стоимостью, просто-
той, однонаправленным усилением,
относительно невысоким коэффи-
циентом шума, мгновенным вхожде-
Рис. 3.24
79
иием в режим, простотой в обслуживании и возможностью мипиатюризадии.
В связи с этим (усилители иа туннельных диодах мало распространены. Пара-
метрические усилители подробнее рассмотрены в гл. 4.	I
I
3.10.	УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ j
ЧАСТОТЫ С ОДНОКОНТУРНЫМИ	
КАСКАДАМИ, НАСТРОЕННЫМИ
НА ОДНУ ЧАСТОТУ
Усилители промежуточной частоты обычно работают на фикси-
рованной частоте и для достижения заданного усиления могут
иметь несколько каскадов.
Рассмотрим усилитель, содержащий N идентичных каскадов.
Для этого используем результаты, полученные в § 3.3. Для N-
каскадного усилителя коэффициент усиления
KN (<о) = [К (©)]" = (t
k V1-K2 J
а резонансный коэффициент усиления
K.v (®о) =	(®0)Г = (mnlУ210|Я8)"	(3.85)
Следовательно,
= J_ = /IWyr+pV	(3.86)
Kjv(®) yN \(y21|	J
При условии | У2101 ~ I У211 (3.86) примет вид
(3.87)
При неравномерности полоса пропускания
/??№ /о da 11	y2N— 1 .
При неравномерности yN = 0,707
n0,7N = f0d3 V V 2-1 = 270.7/^ (У),	(3.88)
где no,7=fod3 — полоса пропускания каждого каскада; ф](У) =
= I/	2—1 — функция числа каскадов.
Из (3.88) видно, что для получения заданной полосы пропус-
кания надо расширить полосу каждого каскада. Для этого зату-
хание каждого контура выбирают равным
d3 = n0,7N^(N)/f0.	(3.89)
Коэффициент прямоуголыгостн частотной характеристики усилителя
/ ^/2-1	(3.90)
°-7'V V V y2N j
80
зависит от числа каскадов. У одиокаскадного усилителя Кп O,i~10. С ростом
числа каскадов прямоугольность улучшается, однако возможности улучшения
ограничены. Так, при JV->-oo Клоп—2,6.
Фазовая характеристика многокаскадного усилителя <pyN =JV<py.
В узкополосных усилителях нетрудно получить большое усиление. Оно ог-
раничено условием 'устойчивости. Если коэффициент т выбран из условий ус-
тойчивого'.усиления (3.54), (3.55), а коэффициент п — из условия получения за-
данного затухания, то сужение полосы пропускания усилителя сопровождается
уменьшением коэффициента усиления. В рассмотренном режиме коэффициент
усиления в некоторых пределах не зависит от емкости контура. Действительно,
при увеличении емкости до определенного критического значения Скр умень-
шается, резонансное сопротивление Ra, одновременно должны быть увеличены
коэффициенты т и п так, чтобы коэффициент усиления оставался неизменным,
пока Л1<!1. Поэтому в узкополосных усилителях без ущерба для усиления
емкость контура можно увеличивать, что полезно для повышения стабильности.
В .широкополосных усилителях обычно т—4. При этом (3.85) можно пред-
ставить в виде
KN («o) = (n|/21ol^)‘V = (п|Г2ю1рЮУ =
= (п|Г210!/2лС/7017)у,
где
С = Ск + свых + п2 свх + См =	+ п2 Свх
(3.91)
(3.92)
Из (3.91) видно, что коэффициент усиления тем меньше, чем больше емкость
контура и полоса частот, поэтому в широкополосных усилителях трудно полу-
чить большое усиление. Уменьшение емкости ограничено величиной С=СпЫх +
+ п2Сцх + См, а также соображениями стабильности показателей усилителя.
Из (3.91) и (3.92) видно, что коэффициент усиления двояко зависит от ко-
эффициента включения п. Оптимальное значение поит=1/С2 1С^- Дальнейшее
расширение полосы пропускания усилителя .можно -получить шунтированием кон-
тура резистором Rm.
Преобразуем (3.91) с учетом (3.88):
K.v («о) —
п\ ^21 о!
2л СП0 7уФ1 (N)
N „N
‘'е
= (Л') ’
(3.93)
Здесь Л',, = п| У2ю|/2лС/7о.7л'—коэффициент усиления одного каскада с полосой
пропускания, заданной для многокаскадного усилителя; i|>.v(AF)={tf|!(Af)]-"'.
Множитель i|’i(<V) показывает, что с увеличением числа каскадов при неизмен-
ной полосе пропускания коэффициент усиления каждого каскада уменьшается,
;	так как для сохранения заданной полосы пропускания приходится увеличивать
|	затухание контуров каждого каскада пропорционально фДЛ7) в соответствии с
i (3.89). При увеличении числа каскадов N коэффициент усиления Kn (coo) 'эна-
, чале растет. Когда число каскадов превысит некоторое критическое значение,
коэффициент усиления К'Л- (wo) начнет уменьшаться. Поэтому в широкополос-
; ных усилителях е одинаково настроенными контурами большое усиление при за-
данной полосе пропускания ие всегда достижимо. Большее произведение коэф-
фициента усиления на полосу пропускания можно обеспечить в усилителях с
взаимно расстроенными контурами или с полосовыми фильтрами.
81
3.11.	УСИЛИТЕЛЬ с двухконтурным ;
ФИЛЬТРОМ	j
Применяют различные варианты усилителей с двухкофгурны-
ми фильтрами. Наиболее распространены индуктивная и внёшнеем-
костная связи между контурами. Связь контуров с усилцтельны-
ми приборами обычно бывает автотрансформаторная или с помо-
щью емкостного делителя.
Рассмотрим вариант с индуктивной связью между контурами
(рис. 3.25). Основные выводы при этом будут справедливы и для
других вариантов. Перейдем к эквивалентной схеме, в которой вы-
ход усилительного прибора заменим генератором тока ?2itA с про-
водимостью бвых и емкостью Свых, а вход следующего каскада за-
меним проводимостью GBX и емкостью Свх. Эквивалентная схема
показана на рис. 3.26, где С! = Ск1-|-т2Свых+СМ1, С2 = СК2+,
+^2Свх+См2 — полные емкости; G3i = Goi+m2GBUx, G32 = G02-h
-j-n2GBx— полные проводимости.
На основании теоремы об эквивалентном генераторе заменим
генератор тока my2iGi генератором ЭДС (рис. 3.27), которая
находится как напряжение холостого хода между точками 1 1:
—	Зная коэффициент передачи фильтра Кф —
= О1ЁЪ можно найти коэффициент усиления
;<=	^1-Кф=-)^-/ппУ21р1Кф,	(3.94J
Ui J “ ci	“
где p1=l/cooC'i — характеристическое сопротивление первого кон-
тура.
Рис. 3.25
Рис. 3.26
Рис. 3.27
82
Выражение (3.94) справедливо для усилителя с фильтром, со-
держащим любое число контуров (при соответствующем Кф).
Фазрчастотная характеристика усилители определяется фазочастотными ха-
рактеристиками фильтра и усилительного прибора. В отличие от одноконтур-
ного усилителя она в данном случае имеет дополнительный фазовый сдвиг иа
—л/2. Модуль коэффициента усиления
К = (ы0/ы) тп | Г211 pi Кф.
Вблизи резонанса (соо/ю«1) частотная характеристика усилителя в основном
определяется частотной характеристикой фильтра:
Л = тп]У21| р! Лф.	(3.95)
Из теории линейных цепей известны выражения для Дф. Для двухконтур-
ного фильтра при одинаковых параметрах контуров
Кф = P/rfaV(l + S2 —З2)2 + 4 02,
IД& Р = &св/£/э«
С учетом (3.96) выражение (3.95) примет вид
к « тп | r211 R3 р /У(1 -На — 02)2 + 402.
В М-каскадном усилителе коэффициент усиления
KN (й) = [тп|Г21| RB Р/У(1 4-^—P2)2 + 4P2]W .
При резонансе (£ = 0)
KN (®о) = 1тп\Г210| Дэ 0/(1 + Р2)]у -
Из (3.97) п (3.98) выражение частотной характеристики усилителя, если уси-
лительный прибор выбран с достаточным запасом по частоте, имеет вид
N
(3.96)
(3.97)
(3.98)
K.V (wo)
Kjv (со)
Форма характеристики зависит от р. При Р<1 опа одногорбая; при Р=1 (кри-
тическая связь) частотная характеристика имеет наиболее ровную вершину; при
Р>1 она двугорбая.
Частотная характеристика наиболее близка к прямоугольной, когда впа-
дина между горбами соответствует допустимой неравномерности в пределах по-
лосы пропускания. Для настройки удобнее фильтры с критической связью меж-
ду контурами (0=1). При этом и фазовая характеристика ближе к линейной.
3.12.	УСИЛИТЕЛИ С ФИЛЬТРОМ
СОСРЕДОЧЕННОЙ СЕЛЕКЦИИ
Фильтры сосредоточенной селекции (ФСС) служат для получения высокой
селективности и-одновременно хорошей равномерности усиления в заданной по-
лосе пропускания. Их применение целесообразно, если в УПЧ используется уси-
лительный модуль в интегральном исполнении, обеспечивающий достаточно
большое усиление, что часто делает ненужным усилительные каскады.
Широко применяют LC-фильтры различной сложности, электромеханические
и пьезокерамические фильтры. Ими в основном определяется частотная харак-
83-
теристика тракта промежуточной частоты. Если требуются дополнительные кас-
кады, то их полосу пропускания делают более широкой, чем у ФСС, чтобы
не ухудшить частотную характеристику.
Сосредоточение селективности в одном каскаде обеспечивает большую ус-
тойчивость формы частотной характеристики тракта при изменении температу-
ры и режима питания. Вследствие разброса параметров транзисторов тракт с
распределенной по каскадам селективностью характеризуется меньшей устой-
чивостью частотной характеристики.
На рис. 3.28 показан пример схемы .многозвенного ЕС-фильтра.
Электромеханический фильтр в схеме усилителя иа рис. 3.29 состоит из
входного магнитострикционного преобразователя электрических колебаний в ме-
ханические, механического фильтра н выходного преобразователя механиче-
ских колебаний в электрические. Эффект магнитострикции заключается в спо-
собности некоторых материалов (никель, пермаллой) изменять свои размеры в
магнитном поле. Фильтр содержит ряд механических резонаторов в виде плас-
тин, стержней или дисков с упругими связками. Механические колебания вход-
ного преобразователя возбуждают колебания в механических резонаторах, каж-
дый из которых резонирует подобно колебательному контуру с очень высокой
добротностью. Последний резонатор возбуждает колебания в выходном преоб-
разователе, который преобразует колебания в электрические за счет обратного
эффекта магнитострикции. Такие фильтры имеют близкую к прямоугольной час-
тотную характеристику, малые габариты и хорошую температурную стабиль-
ность.
Для получения очень узких полос пропускания (порядка сотен или десят-
ков герц) используются кварцевые фильтры (рис. 3.30,а). Фильтрующее дей-
ствие кварцевого резонатора основано на резком уменьшении его полного со-
Рис. 3.30
fo Г
S)
противления в узкой полосе в окрестности резонансной частоты. Для нейтра-
лизации емкости кварцедсржателя фильтр выполняется по мостовой схеме..
Плечи моста образованы конденсаторами Ct, Сг, Си и емкостью кварцедержа-
теля. Па частоте fn (рис. 3.30,6), где полное сопротивление кварца имеет ем-
костный характер, мост сбалансирован и напряжение на выходе практически
отсутствует. При изменении частоты баланс нарушается и на выходе фильтра
появляется напряжение, максимальное па частоте последовательного резонанса
/о кварцевой пластины. Существуют также миогокварцевыс фильтры.
Пьезоэлектрический эффект наблюдается не только в монокристаллах, но и
поликристаллических веществах. К таким веществам относятся пьезокерамиче-
ские материалы, позволяющие изготовлять резонаторы заданной формы и раз-
меров, пригодные для построения миниатюрных фильтров. Благодаря низкой
стоимости и малым размерам этих резонаторов можно реализовать сложные по
структуре фильтры с частотной характеристикой, близкой к прямоугольной.
Для примера на рис. 3.31 показана схема фильтра лестничного типа. Пьезоке-
рамическис материалы имеют более низкую по сравнению с кварцем темпера-
турную и временную стабильность и более высокие потери, но позволяют по-
лучать относительные полосы пропускания порядка 0,1%.
В диапазонах метровых и дециметровых воли применяются фильтры па по-
верхностных акустических волнах (ПАВ). Они состоят из пьезоэлектрической
подложки (кварц, нмобат лития, танталат лития, германат висмута), па кото-
рую методами фотолитографии нанесены пленочные преобразователи в виде
встречно-штыревых гребенок (рис. 3.32). Если на входной преобразователь-
подать сигнал, то вследствие пьезоэлектрического эффекта в промежутках меж-
ду штырями возникнет акустическая волна, которая распространяется в обе
стороны от входного преобразователя. В одном из направлений волна зату-
хает в поглощающей среде, в другом достигает выходного преобразователя, где
обнаруживается благодаря обратному пьезоэлектрическому эффекту. Фильтры
Электроакустииескце
'преобразователи
Рис. 3.31
Рис. 3.32
85
Рис. 3.33
на ПАВ относятся к классу фильтров, известных под названием трансверсаль-
ных.
Фильтрацию сигналов можно рассматривать как сложение задержанных
сигналов с соответствующими весовыми коэффициентами. В полосе пропуска-
ния задержанные сигналы складываются синфазно, а в полосе подавления —
противофазио. Структура трансверсального фильтра показана иа рис. 3.33.
•Фильтр имеет линию задержки с У отводами, причем каждый отвод характе-
ризуется весовым коэффициентом ап. Сумма взвешенных сигналов, снимаемых
с отводов, образует выходное напряжение. Электроды встречно-штыревого пре-
образователя, нанесенные на подложку, можно рассматривать как отводы ли-
нии задержки, а шины — как сумматоры. В отличие от классического трансвер-
сального фильтра у фильтра на ПАВ две системы отводов от линии задержки.
Его характеристика определяется двумя преобразователями (входным и вы-
ходным), которые можно варьировать для формирования результирующей ха-
рактеристики.
Фильтры иа ПАВ ие являются мииимальио-фазовыми, так как в иих сиг-
нал от входа к выходу проходит несколькими путями. В минимально-фазовых
фильтрах АЧХ и ФЧХ однозначно связаны друг с другом. Поэтому для обес-
.печеиия линейности ФЧХ вводят корректор, что усложняет фильтр. У иемиии-
мально-фазовых фильтров АЧХ и ФЧХ независимы, поэтому можно реализовать
близкую к прямоугольной АЧХ, обеспечив в полосе пропускания линейность
-ФЧХ.
Фильтры на ПАВ применяют для частот от 30 до 800 МГц с относительной
-полосой пропускания от 0,1 до 30%. Их можно использовать в диапазоне частот
от 1 МГц до 3 ГГц, причем нижняя граница этого диапазона определяется раз-
мерами подложек, а верхняя — возможностью изготовления преобразователей.
Достоинствами фильтров иа ПАВ являются хорошая селективность, малые габа-
риты, возможность изготовления методами интегральной технологии, совмести-
мость с интегральными модулями. При массовом производстве обеспечивается
хорошая воспроизводимость характеристик и относительно инзкая себестоимость,
высокая надежность, стабильность характеристик.
3.13.	ВАРИАНТЫ СТРУКТУРЫ
ПОЛОСОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
С учетом известной из фи’зики аналогии явлений в механиче-
ских и электрических резонансных цепях пьезоэлектрические или
механические фильтры, образованные из ряда связанных резона-
торов, обладают такими же свойствами, как и фильтры с электри-
«6
ческнми резонаторами; следовательно, они могут быть рассчита-
ны на основе общей теории. Электрическая эквивалентная схема
таких фильтров может быть представлена в виде рис. 3.34, где-
jXt — реактивные сопротивления связи между резонаторами.
Найдем ток в п-м контуре, что нетрудно сделать применением
теоремы об эквивалентном генераторе. Последовательно отключая
цепи правее точек А А, затем В В и т. д., находим ЭДС эквивален-
тных генераторов как напряжение холостого хода между этими
точками. Полное сопротивление i-ro эквивалентного генератора
(слева от А А, В В и т. д).
-14+4.
J Xi + (Zi— J Xi)	Zi
Нетрудно видеть, что второе слагаемое в правой части пред-
ставляет собой полное сопротивление, вносимое со стороны i-ro-
контура в -й.
Путем последовательного применения этой процедуры находим:
ток в последнем контуре:
In = Е j Х1-----l—- j %2	: 1— х
Z1 • , Х1 .	•	,	Л2
z2 -г — гз + —--------——
Z1	z2 4" Х1 / Z1
X j х3 ... j xn-t -------—------------ .	(3.99):
xn-l
2П 4- .	2	\
zn—1 4- Xn_2 /(tn— 2 4- •• )
Зная ток in в последнем контуре, нетрудно найти напряжение-
на выходе фильтра.
При последовательном перемножении дробей в знаменателе-
(3.99) от конца к началу дроби сокращаются и выражение приво-
дится к виду
/п = (j *1 j х2 j ХП — 1)Л21 21 •••	4- •••)•
Из этого общего выражения нетрудно получить формулы для:
АЧХ и ФЧХ конкретных вариантов исполнения фильтров.
Обычно для упрощения проектирования и выполнения фильтра
контуры настроены на общую частоту fo. Допуская возможность
небольших взаимных расстроек, примем Zi—pi[di44 (//4-л)]> гДе
рi= 1 /a>iC; = (£>iLi; di — затухание t’-го контура; y=f/fo—foif.
A В
Рис. 3.34
87
Подставляя значения z, и заменяя jy = t,, получаем
1п = й/(£п+pl +...).	(3.100)'
Числитель х пропорционален произведению коэффициентов
связи между резонаторами.
Приравнивая знаменатель (3.100) нулю, находим комплексные
в общем случае корни ^г ——6i+j0,. Они соответствуют корням ха-
рактеристического уравнения при операторном анализе переход-
ных процессов. Отрицательный знак перед действительной частью
корня учитывает невозможность самовозбуждения нарастающих
колебан-ий в пассивной цепи. Значения 0, могут быть и положи-
тельными, и отрицательными. В результате (3.100) можно пред-
ставить в виде
" VHG/—01) 62 + j (У—02) ” бп + J (У—On)
Из (3.101) видно, что АЧХ и ФЧХ цепи на рис. 3.34 аналогич-
ны соответствующим характеристикам цепи в виде последователь-
ности одиночных резонансных контуров, имеющих в общем слу-
чае несколько разнящиеся резонансные частоты (взаимные рас-
стройки соответствуют 0,) и затухания (соответствуют 6г) не свя-
занных друг с другом колебательных контуров (например, разде-
ленных транзисторами или иными певзаимными элементами). От-
сюда следует возможность получения одних и тех же характери-
стик полосового усилителя при любых сочетаниях входящих в не-
го связанных и одиночных колебательных контуров или эквива-
лентных им устройств. Например, одинаковые характеристики при
ft—2 можно получить, применяя в усилителе фильтр из двух свя-
занных резонаторов либо два не связанных взаимно расстроенных
контура (по одному в отдельных усилительных каскадах). В слу-
чае п=3 одинаковые характеристики можно получить с трехкон-
турным фильтром либо с тремя несвязанными взаимно расстроен-
ными контурами, либо (с учетом рассмотренного выше случая
/г=2) с одиночным контуром в одном каскаде и двухконтурным
.фильтром в другом.
Получим модуль (3.101):
У(Уп + а1уп'1 -I- ...)2+к^-* +Ь2уп-2+...)2 ’
или иначе
V у2п+ту2п 2 + ... + q
Положение экстремальных точек АЧХ найдем, приравнив ну-
.лю производную подкоренного выражения знаменателя и решив
-.полученное уравнение, которое будет иметь степень 2п—1. Соот-
ветственно число действительных корней может быть равно или
•меньше 2п—1. Поскольку при /->-0 и f->oo, т. е. при г/2->оо, ток
«8
in падает до нуля, очевидно, что крайние экстремальные точки
АЧХ, если они — не точки перегиба, должны быть максимумами.
Следовательно, АЧХ при некоторых соотношениях параметров це-
пи может иметь в полосе пропускания п подъемов и п—1 впадин.
3.14.	СТАБИЛЬНОСТЬ ХАРАКТЕРИСТИК
УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Коэффициент усиления, полоса пропускания, форма частотной
характеристики, фазовая характеристика могут изменяться из-за
влияния дестабилизирующих факторов. Изменение температуры
и режима питания усилительных приборов приводят к изменению
их входной и выходной проводимостей, крутизны и обратной про-
водимости, что вызывает изменения показателей усилителя.
Наибольшее влияние на настройку контуров, а следовательно,
и на показатели усилителя оказывает непостоянство входной н вы-
ходной емкостей транзисторов, так как они входят в состав коле-
бательных контуров. Полная емкость контура
для одноконтурных УПЧ
С = Ск + т2 (С22 + А С22) ф- п2 (Сп ф- А Сп) ;
для двухконтурных УПЧ
Сх = СК14- т\(С22 + А С22) ; С2 = CKt + п2 (Сп + А Сп).
Отсюда изменения емкостей
А С = т2 А С22 + «2 А С1Х; АСх=т2АС22; АС2 = п2АСп.
Коэффициенты тип находят по заданному затуханию конту-
ров и условию устойчивого усиления, как это сделано в § 3.6. В
двухконтурных усилителях входная и выходная емкости входят в
разные контуры, поэтому их стабильность выше, чем одноконтур-
ных. Показатели стабильны, если	где v — допусти-
мый коэффициент нестабильности. Отсюда полная емкость конту-
ра УПЧ должна удовлетворять условию
С А С /о
v П
При выборе емкостей контуров нужно учитывать следующие
условия:
для одноконтурных усилителей
Ск > — 4-mi С^-п2 Сп-С“ ;
для двухконтурных усилителей
С A Ci /о ___________с
т с22	с.м1,
С	_«2 с ___С
v П
89
В усилителях с многоконтурным фильтром (рис. 3.34) емко-
сти усилительных приборов влияют на настройку только крайних
(первого и последнего) контуров. Поэтому характеристики усили-
телей с ФСС более стабильны, чем усилителей с включением тех
же контуров в разных каскадах. Если есть запас по усилению, то
емкости целесообразно увеличивать, так как это улучшает устой-
чивость характеристик.
Изменение входной и выходной проводимостей приводит преж-
де всего к изменению полосы пропускания. Она считается стабиль-
ной, если выполняются условия:
для одноконтурных УПЧ Дбэ/G,^AZ7/Z7;
для двухконтурных УПЧ AGai/Gai; AG32/G32^A/7/Z7.
Здесь AG3=m2AG224-«2AGH; AG3l=m2AG22; AG32=«2AGh,
АП1П — максимально допустимое относительное изменение поло-
сы пропускания.
Нестабильность крутизны приводит к изменению коэффициен-
та усиления. Для устранения ее используют температурную ста-
билизацию питания и отрицательную обратную связь по перемен-
ному току. Эти меры позволяют также свести к минимуму влияние
изменений Gu и G22.
Действие внутренней обратной связи и меры борьбы с ней рас-
-смотрены в § 3.4—3.6.
3.15.	ИНТЕГРАЛЬНОЕ ИСПОЛНЕНИЕ
УСИЛИТЕЛЕЙ
В прошлом радиоаппаратура строилась на дискретных элементах. С 70-х гг.
-она разрабатывается по большей части на основе законченных функциональных
узлов в интегральном исполнении. Достоинствами интегральных модулей по срав-
нению с цепями иа дискретных элементах является высокая надежность их,
меньшая потребляемая 'мощность, меньшие .масса и габариты, сравнительная прос-
. тота монтажных и наладочных работ, а соответственно и меньшая стоимость ап-
паратуры. Эти преимущества привели к широкому внедрению модулей с высокой
степенью интеграции, объединяющих в одном корпусе несколько функциональных
узлов. Интегральное исполнение обеспечивает улучшение основных параметров
аппаратуры. Появилась возможность разработки сложных устройств, создание
которых на дискретных элементах не было реальным по экономическим и техно?
.логическим причинам.
Интегральный модуль представляет собой функционально закопченный узел
(усилитель, преобразователь частоты, детектор и т. и.) либо часть приемника,
объединяющую несколько таких узлов (например, усилитель радиочастоты, усили-
тель промежуточной частоты и преобразователь частоты в едином модуле).
При проектировании радиоприемных устройств вначале применялись гибрид-
ные интегральные модули, построенные по традиционным схемам. Интегральные
усилители иа основе гибридных .модулей, как правило, построены иа основе п—
—р—и-траизисторных каскадов, включенных по схемам с общим эмиттером или
коллектором, с использованием дифференциальных каскадов и местных отрица-
тельных обратных связей. Из-за малой степени интеграции требовалось значи-
ло
тельное число внешних .навесных элементов: катушек индуктивности и конденса-
торов большой емкости, не допускающих интегрального исполнения.
Усилители радио- и промежуточной частоты, построенные по гибридной тех-
нологии, отличаются хорошими температурными и частотными характеристика-
ми, .малым уровнем шумов и высокой повторяемостью параметров. Но малая сте-
пень интеграции пе позволяет существенно снизить стоимость устройств, поэтому
применение гибридной технологии предпочтительнее при разработке высококаче-
ственных радиоприемных устройств, работающих в сложных условиях и выпус-
каемых малыми сериями.
Полупроводниковые модули более надежны за счет меньшего числа контакт-
ных соединений и отсутствия навесных элементов; более прочны вследствие мень-
ших размеров элементов.
Наиболее распространенными универсальными модулями в .усилительных
трактах приемников являются дифференциальные и операционные усилители, на
выходе которых включают резонансные цепи или полосовые фильтры. Тенденция
к исключению неудобных для интегрального исполнения катушек индуктивности и
конденсаторов большой емкости вызвала интенсивную разработку бескатушечных
активных фильтров, которые постепенно виедряютси в приемную аппаратуру.
Г л а в а 4 ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
4.1.	ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ
ГЕТЕРОДИННОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
ЧАСТОТЫ
Если приемник настроен на угловую частоту со, то через.его резо-
нансные цепи проходит часть спектра напряжения, возбуждаемо-
го электромагнитными волнами в антенне. Биения спектральных
составляющих этой части спектра образуют квазигармоническое
напряжение со сложно меняющейся частотой и фазой вида и=
= U (t) cos [coZ-pcp (/) ].
Оно подобно модулированному сигналу или является им (если
приемник настроен на сигнал и отсутствует помеха). Изменения
амплитуды U (t) и фазы ср (7) происходят с частотами биений, мак-
симальная из которых равна максимальной разности частот, сос-
тавляющих спектр, т. е. равна полосе пропускания 77 тракта, на
выходе которого наблюдается выделенный спектр. Если 77 значи-
тельно меньше частот колебаний, то эти изменения относительно
медленны, что позволяет считать суммарное колебание квазигар-
моническим.
Функция преобразователя частоты — сдвиг выделенного спек-
тра по частоте без изменения его структуры и, следовательно, без
изменения закона модуляции сигнала, образующего этот спектр
S1
Гг	ff f
£) I I
17	ft f2 f$	f
III
0	f$ f£	f
Рис. 4.1
или в него входящего. При помо-
щи гетеродина с угловой частотой
Or и фазой <рг спектр преобразу-
ется к виду
u' = kU (/) 'cos	14-
+ ф (0 ± k фг].
При k>\ преобразование ча-
стоты называется преобразовани-
ем на гармониках гетеродина или
преобразованием порядка k.
Рассмотрим в качестве приме-
ра сигнал с простым спектром
из составляющих flt f2 и (рис. 4.1,а); при этом частота гетероди-
на /г может быть ниже либо выше частот f2> [з и для этих двух
случаев обозначается далее f'r и f"r. При преобразовании 1-го по-
рядка в случае b=f'r частоты flt f2 и f3 преобразуются в f'i —
f'2=f2—f'r и fz3=fc—f'r (рис. 4.1,6). При fr=f"r состав-
ляющие преобразованного спектра f"i = f"r—f>; f"2=f"r—f2;
f"3 = f"r—h (рис. 4.1,e). В этом случае спектральные линии пре-
образованного спектра расположатся на оси частот в обратном
порядке по сравнению с рис. 4.1,а и б. Такой спектр называется
инвертированным, а создающий его преобразователь—-инверти-
рующим.
В приемнике спектр колебаний переносится из любого участ-
ка диапазона радиочастот в полосу пропускания усилителя проме-
жуточной частоты при помощи цепи с переменным коэффициен-
том передачи. Для изменения параметров в цепь включают один
или несколько элементов с нелинейными характеристиками и воз-
действуют па них переменным напряжением от гетеродина. Жела-
тельно, чтобы нелинейность заметно не проявлялась в отношении
преобразуемого спектра, т. е. чтобы действие этого спектра не соз-
давало гармоник и составляющих с комбинационными частота-
ми. В этом случае цепь, параметры которой периодически изменя-
ются под воздействием гетеродина, будет линейной по отношению
к преобразуемому спектру.
В качестве нелинейного элемента чаще всего используют дио-
ды и транзисторы. Если, например, напряжение от гетеродина
t/rcos (й)г/+ф|) действует на элемент с нелинейной характеристи-
кой, то его проводимость g изменяется с частотой и может быть
представлена рядом Фурье
£=£о + 2 ^соз(йыг/-1-йфг).
k=i
Если на нелинейный элемент действует напряжение с преобра-
зуемым спектром, то каждая его спектральная линия и< =
= Uicos (w4+<₽i) вызовет ток i—gUi. Перемножение с заменой иро-
92
изведений косинусов функциями суммарных и разностных углов
дает
i = g0 Ui (w< i + Ф>) + p gh Ut cos [(£ wr ± w;) t +
-т* <Pr ± Ф«1-	(4.1)
Отсюда видно, что к спектру составляющих с частотами Д- при-
бавляются сдвинутые спектры с частотами составляющих
и kfT—ft (или fi—kfr, если kfr<Zfi). Каждый из дополнительных
спектров имеет ту нее структуру, что и исходный. Если это спектр
модулированного сигнала, то на новой частоте сигнал соответствен-
но остается модулированным по тому же закону. Если на этот
спектр наложены помехи, то и они с измененными частотами сох-
раняются в преобразованном спектре.
Аналогичные результаты дает и реактивная нелинейность. Ес-
ли емкость C=Cq-\- 2 С*cos(^йнТ+^фг), то действие спектраль-
/г=1
ной составляющей вызовет в элементе с такой емкостью ток
i—dqddt, где q — Cui— заряд. В этом случае 1=С— +»	
dt dt
Подставив сюда значение и, и С, получим сумму, члены которой
содержат произведения вида UnoiC0s'm (со,/ + ф,), СЩицСьХ
XCOS(/i(Oi/+^r)sin((Oif + фг), 6\£й)гС/г51п(£®г/+&фг)С05((1)г/+фг).
Отсюда видно, что и в этом случае спектр тока содержит помимо
первоначального спектра составляющие с частотами
4.2.	СОПРЯЖЕННАЯ НАСТРОЙКА
РЕЗОНАНСНЫХ КОНТУРОВ
В приемнике с настроенным преселектором частоты настрой-
ки входных цепей и гетеродина не совпадают. В супергетеродин-
ных приемниках 20-х гг. колебательные контуры настраивались
отдельными ручками, что осложняло настройку. Позже получил
распространение способ одноручечной настройки, получивший наз-
вание сопряжения колебательных контуров. На схеме приемника
на рис. 4.2,а сопряжение показано штриховой линией.
Рис. 4.2
93
Рассмотрим вопрос о сопряжении контуров подробнее на при-
мере «верхней» настройки гетеродина (см. § 1.2); в этом случае
для переноса сигнала fc на частоту /пч в полосу пропускания УПЧ
гетеродин настраивают на частоту /г=/с+/пч. Чтобы при этом сиг-
нал попал в полосу пропускания преселектора, входные цепи не-
обходимо настроить на частоту /Вх~/с=/г—fm. Необходимый коэф-
фициент перекрытия поддиапазона во входных цепях (см. § 2.3)
А ______ /вхтах __ /стах
кпд.вх	—	•
/вх mln /с min
Коэффициент перекрытия гетеродина
fl --- тах = /с max + /пч
кпд.г ’	.	,	, ;
/г min /с mln “Г /пч
Как видим, йпд.гС^пд.вх. Для уменьшения коэффициента перекры-
тия гетеродина приходится включать в его колебательный контур
добавочные конденсаторы, как это описано в § 2.3 и показано на
рис. 2.8. При «нижней» настройке аналогично приходится умень-
шать Йпд.вх ПО ОТНОШенИЮ К knu.r.
Для упрощения конструкции приемника и управления его на-
стройкой сопрягаемые конденсаторы делают одинаковыми. Раз-
ность резонансных частот контуров не точно равна fn4 при всех
значениях Ск в пределах от CKmm до Ск max- Из рис. 2.8 видно, что
при известной характеристике конденсатора Ск конструктор име-
ет возможность варьировать только три параметра контура с
уменьшенным коэффициентом перекрытия: индуктивность L и ем-
кости и С2. Эти три величины выбирают так, чтобы частота име-
ла требуемое значение при трех значениях емкости Сх. Два из них
выбирают вблизи крайних значений Скппп и СКтах, а третье — в
промежутке между ними. При других значениях Ск разность ча-
стот не равна /Пч, а принимает несколько отличающиеся значе-
ния /'пч.
Гетеродин нельзя настраивать неточно, так как это приведет к
сдвигу спектра принимаемого сигнала за пределы полосы про-
пускания тракта промежуточной частоты. Поэтому погрешность
сопряжения приводит к неточной настройке преселектора, т. е. к
несовпадению его резонансной частоты с частотой сигнала. Чтобы
это не ухудшило качество приема, полоса пропускания преселек-
тора расширяется в обе стороны от резонансной частоты на зна-
чение 6/опр=|/пч—/'пч|, равное погрешности сопряжения. Значе-
ния Ск, при которых сопряжение получается точным, выбирают
так, чтобы 6/сопр была минимальной. В этом случае расширение
полосы не приводит к существенному ухудшению селективности
преселектора.
При относительно небольшом коэффициенте перекрытия диа-
пазона удовлетворительные результаты дает сопряжение при двух
частотах поддиапазона, т. е. можно ограничиться включением од-
ного из конденсаторов: Ct либо С2.
94
На современном этапе в связи с переходом от механической настройки к
электронной и внедрением в практику автоматических 'устройств на основе мик-
роэлектронной и цифровой техники вновь наблюдается тенденция к применению
индивидуальной настройки резонансных цепей. Примерная структура органов на-
стройки приемника доказана на рис. 4.2,6. Здесь УУ—управляющее устройство,
обычно содержащее микропроцессор, запоминающее (ЗУ) н программные уст-
ройства, связанные также с кнопочным или иным органом ручного управления.
Требуемая частота /г гетеродинного напряжения обеспечивается, цифровым син-
тезатором частот СЧ. Одновременно от синтезатора получается напряжение с час-
тотой fc сигнала, на который должен быть настроен приемник; для это-го из fc
вычитается (или к /г прибавляется) 7пч. Кроме того, приемник содержит синте-
затор напряжений (СН), подаваемых на варакторы преселектора для настрой-
ки на нужную частоту.
Под воздействием УУ электронный переключатель П вначале переводится в
нижнее положение и на вход приемника подается 'напряжение с частотой fc. При
этом от СН на варактор входного контура подается ступенчато нарастающее на-
пряжение настройки. По мере приближения к резонансу на выходе УПЧ появля-
ется -напряжение U; оио детектируется детектором сигнала ДС и воздействует на
УУ. При достижении максимума U, что соответствует точной настройке, пере-
стройка входного контура заканчивается. Затем аналогично настраивается сле-
дующий контур. По завершении настройки преселектора переключатель П пере-
водится в верхнее положение, т. е. приемник переходит в рабочее состояние.
4.3.	ПОБОЧНЫЕ ПРОДУКТЫ
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
На рис. 4.3 изображен преобразователь частоты Пр с гетеро-
дином Г, фильтром Ф1 на входе и выходным фильтром Ф2, настро-
енным на промежуточную частоту /пр. Подадим на вход преобра-
зователя Пр синусоидальное напряжение нпх с частотой f. Бу-
дем изменять f и наблюдать, как при этом изменяется выход-
ное напряжение.
При равенстве f промежуточной частоте f„p, т. е, при совпаде-
нии первой составляющей тока (4.1) с частотой фильтра Ф2, на-
пряжение нВых будет иметь максимум. При изменении частоты на-
пряжение будет уменьшаться согласно частотной характеристи-
ке Ф2.
95
Рассматривая второе слагаемое в (4.1) для k=\, приходим к
выводу, что резонансы будут также при /г—f—fn? и f—/г=/пр,
т. е. при частотах	и /=/г—/пр.
Аналогично рассматривая случай k=2, видим, что резонансы
имеют место на частотах 2/г—/пр, 2/г+/пр и т. д. Следовательно,
частотная характеристика имеет несколько максимумов (/, 2,
3,..., как показано на рис. 4.4). Чем выше порядок преобразова-
ния, тем обычно меньше амплитуда соответствующих составляю-
щих тока.
Поскольку преобразователь служит для переноса спектра, мак-
симум 1 не используется, так как он соответствует прохожде-
нию сигнала без преобразования. Но если на вход преобразова-
теля попадут помехи с частотой /ПР, то они окажутся в полосе про-
пускания фильтра и, накладываясь на спектр принимаемого сиг-
нала, помешают его нормальному приему.
В полосу пропускания фильтра Ф2 попадут также продукты
преобразования колебаний с частотами, на которых имеют место
прочие резонансы (2, 3,...), показанные на рис. 4.4. Один из этих
каналов является основным; в этом случае прочие каналы прие-
ма, как и предыдущий, являются побочными; в общих чертах они
уже рассматривались в гл. 1. Допустим, например, что за основ-
ной канал выбрана полоса частот, в которой получается макси-
мум 2 и принимается сигнал с соответствующей частотой /с. В
этом случае канал 2 будет основным, а канал 3 — побочным. Отно-
сительно частоты /г этот побочный канал является как бы зер-
кальным отражением основного канала, поэтому он и называет-
ся зеркальным каналом; соответственно на рис. 4.4 его частота
обозначена /3. За основной канал может быть принят и резонанс
3; при этом зеркальным каналом станет канал, соответствующий
резонансу 2. В обоих случаях частоты основного и зеркального
каналов отличаются на 2/пр.
За основной канал может быть принята и полоса частот около
частот резонанса 4 или 5, но это делается редко, так как преобра-
зование частоты 2-го порядка менее эффективно; в этом случае
полосы частот, в которых имеют место резонансы 2 и 3, были бы
побочными каналами приема.
Поскольку все сигналы с частотами, на которых наблюдаются
резонансы /, 2, 3,..., создают напряжение в полосе пропускания
фильтра Ф2 (рис. 4.3) и далее уже не могут быть подавлены, при-
нимают меры, чтобы на вход преобразователя попадал только
сигнал основного канала. Колебания с частотами побочных кана-
Рис. 4.4
96
лов должны быть подавлены до входа преобразователя, т. е. в
показанном на рис. 4.3 фильтре Фь
При постоянной /пр ослабление помехи побочного канала с этой
частотой не представляет трудности: достаточно включить до вхо-
да преобразователя режекторный фильтр, настроенный на эту ча-
стоту. Если приемник предназначен для приема на фиксирован-
ной частоте, то частота зеркального канала также постоянна и
помехи тоже можно ослабить пеперестраиваемым фильтром. Слож-
нее решить эту задачу в перестраиваемом приемнике, так как ча-
сота зеркального канала меняется. Чтобы облегчить подавление
помех, промежуточную частоту приходится выбирать не слишком
низкой. Как видно из рис. 4.4, в этом случае частоты зеркально-
го канала и принимаемого сигнала оказываются так разнесены,
что даже при сравнительно широкой полосе пропускания фильт-
ра Ф] (его характеристика изображена штриховой линией) на ча-
стоте /з получается значительное ослабление.
Как отмечалось, частота гетеродина может быть выше или ни-
же частоты принимаемого сигнала на значение /пч- В первом слу-
чае частота зеркального капала выше частоты сигнала /с на 2/Пч,
а во втором — ниже на 2/|Р|. Следовательно, частоты зеркального
канала при нижней и верхней настройке разнесены на 4/пч. Ча-
стотная характеристика колебательного контура при больших рас-
стройках' несимметрична: слева от резонансной частоты она кру-
тая, а справа — пологая. Поэтому при нижней настройке селек-
тивность по зеркальному каналу обычно больше, чем при верхней.
4.4.	ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
С КОМПЕНСАЦИЕЙ ПОМЕХ
ЗЕРКАЛЬНОГО КАНАЛА
Иногда ослабления помех зеркального капала в фильтре Ф, (рис. 4.3) недо-
статочно, а увеличение промежуточной частоты нежелательно. В таких ситуаци-
ях применяют преобразователь с компенсацией зеркальных помех по схеме па
рис. 4.5. Принимаемый сигнал в разных каналах его имеет одинаковую фару и
при суммировании в общем тракте удваивается, а помехи зеркального канала по
фазе противоположны и компенсируют друг друга.
Напряжение от гетеродина Г zzI=t/rcos(cor/ + <pr) подается на преобразова-
тель Пр, со сдвигом по фазе + л/4, создаваемым фазовращателем Фв,, а на пре-
образователь Пр2 — со сдвигом па —л/4, создаваемым фазовращателем Фв2. По-
лученное па выходе /7Р, напряжение промежуточной чартоты /пр, выделенное
фильтром Ф2, дополнительно сдвигается по фазе на + л/4 в фазовращателе Фв3,
а напряжение на выходе Пр2— на — л/4 в фазовращателе Фв4. Коэффициенты
передачи обоих каналов должны быть одинаковыми.
Предположим, что на /7р1 и /7Р2 поступают напряжения сигнала основного
канала цг = Cccos(coc/-Нрс) и зеркального канала Цз=С3со5(соз/ + <рз), причем
Л--fr = fnPl, fi--fz — fnra, fnr>l~fny>2~ /пр..
4—12	.97
Напряжения сигнала и зеркальной помехи после FIpi
wci ~ Uq	cos [(шс ’Wr) “1" Фс'— (фг 4* я/4)]
и a8i = Ua Кп cos [(©г—®з) t — ф» + (Фг + л/4)],
а после ПР2
иСг = Ус Кп COS [(Шг СОгН + фс —(фг—Л/4)]
Us2= (AtfnCOS [(Or-Юз)/--Фз+(фг----л/4)].
Здесь Ка — коэффициент передачи преобразователей ПР1 и ПРг вместе с
фильтрами Ф'г и Ф"г.
После Фвз и Фв* в первом канале
aOj — Ус Лп cos 1(®с	®г) ^'+ Фс — фг]}
“s, = ив Яп Кф COS [(со,—со3) t — фз + фг + л/2]
и во втором канале
“с, = ус Л’п Лф cos [(сос — (Or) t 4- <рс— Фг1;
“з, = У»	cos[(сог—а,)/ — фз + фг—л/2].
Здесь Кф—коэффициент передачи фазовращателей Фв3 и Фв<.
Из полученных выражений видно, что У'С1 и У'с совладают по фазе, а и'3
и и3 противоположны. Следовательно, в зуммирующей цепи напряжение основ-
ного канала имеет удвоенную амплитуду 2УсЛ1^ф, а напряжения зеркальной по-
мехи взаимно компенсируются и на выходе отсутствуют.
4.5.	ДВОЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ
Ослабление помех зеркального канала тем легче выполнить,
чем больше разнесение частот зеркального и основного каналов
(см. § 4.3 и рис. 4.4), т. е. чем выше промежуточная частота. В
то же время получить высокую селективность по соседнему кана-
лу и устойчивое усиление легче при более низкой промежуточной
98
частоте. Чтобы преодолеть это противоречие, часто пользуются
двойным или тройным преобразованием частоты. Схема двойного
преобразования изображена на рис. 4.6,а.
Если требуется уменьшить частоту в сотни и более раз, то ча-
стота fc понижается не сразу до конечного значения, а преобразу-
ется вначале преобразователем Пр1 с гетеродином Г] в частоту
fnpi, которая ниже fc в 10 ...20 раз. Частота зеркального канала
на 10... 20% отличается от fc, что позволяет существенно ослабить
зеркальные помехи фильтром Фь Преобразованный сигнал выде-
ляется фильтром Ф2 и затем частота его понижается преобразова-
телем Пр2 до требуемого значения fnP 2, соответствующего настрой-
ке фильтра Ф3.
Особенность двойного преобразования состоит в появлении вто-
рого зеркального канала. Действительно, если второе преобразо-
вание происходит по правилу fnP2—fr2—/пр 1, то такая же частота
получится при наличии на выходе Ф2 колебания с частотой f'—
—fnp i4-2fnp 2, так как оно будет преобразовано по формуле
Л fra = (/пР1 Н” /пра) (fПР1 + f прг) = f пР2’
т. е. тоже будет выделено фильтром Ф3.
Частота второго зеркального канала отличается от частоты сиг-
нала на 2fnp 2, что в десятки раз меньше, чем отличие частоты пер-
вого зеркального канала. Эта помеха не будет существенно ос-
4*	99
лаблена в фильтре Ф) и должна быть подавлена фильтром Ф2; в
этом и состоит его основное назначение.
Широко применяется вариант двойного преобразования часто-
ты по схеме па рис. 4.6,6, которая, хотя внешне почти не отлича-
ется от предыдущей, позволяет реализовать некоторые важные
возможности. В данном случае первая промежуточная частота fnpl
выбирается не ниже частоты /с сигнала, а выше максимального
значения ее.
Приемник с повышением частоты называют инфрадинным, сок-
ращенно инфрадином. Далее f,ipl Пр2 преобразуется в fnp2 и нуж-
ный сигнал выделяется фильтром Ф3; второй зеркальный канал по-
давляется в фильтре Ф2.
Поскольку частота fnpi высокая, то для понижения ее до жела-
тельного значения одного преобразователя Пр2 может оказаться
недостаточно по причинам, изложенным выше; поэтому в инфра-
дине может потребоваться третья ступень преобразования частоты,
не показанная на рис. 4.6,6. Соответственно добавится третий зер-
кальный канал. Подавление помех этого канала обеспечит
фильтр Ф3.
Преимущество инфрадина состоит в упрощении фильтра Ф,. В
приемнике с переменной настройкой в широком диапазоне частот
этот фильтр нежелателен, так как он требует плавной настройки в
поддиапазоне и переключения катушек для смены поддиапазонов.
Механический переключатель сложен в производстве, не допуска-
ет миниатюризацию и недостаточно надежен. Износ контактов в
этом переключателе часто приводит к выходу приемника из строя.
При /пР1>Дтах побочный капал приема на промежуточной ча-
стоте (см. рис. 4.4) находится вне диапазона частот приемника.
За верхней границей этого диапазона расположена и частота зер-
кального капала, поскольку при fri = fc-bfnPj она будет иметь зна-
чения в пределах от /с min_|~2fnP до fcmax~h2fnP. Это позволяет ис-
пользовать в качестве фильтра Ф) неперестраиваемый фильтр ниж-
них частот, пропускающий на вход Opj весь спектр с частотами
ТОЛЬКО ниже fc max-
Еще одно преимущество инфрадина состоит в значительном
уменьшении коэффициента перекрытия по частоте гетеродина Г).
При frl = fc + fnpi ЭТОТ коэффициент равен Кцг = (fcmax +
+fnpi)/(fcmin + f.ipi), или иначе /<дг= (Кдс+ х„)/(1+хн), где Кк =
= fcmax/fcmin—коэффициент диапазона радиочастот приемника;
xH=/npi/fcm>n—коэффициент понижения частоты в преобразова-
теле Пр).
В приемнике с понижением частоты (не инфрадине), как бы-
ло показано в § 4.2, хн<1, поэтому мало отличается от /Сдс.
Для инфрадина Kw можно представить в виде Кдг= (хв+1)/(хв+
+ 1//<дс), где xB=fnP!/fc шах —коэффициент повышения частоты в
преобразователе. При увеличении;хв Кдг->1-
Если, например, fc min = 0,3 МГц и /< тах=30 МГц, то /(дс = 100. Чтобы осу-
ществить настройку в таком широком диапазоне, его потребовалось бы разбить
100
не менее чем на’ 4 переключаемых поддиапазона. Тамие же переключения потре-
бовались бы и в гетеродине. В случае инфрадина, если выбрать, например, fnpt =
= 60МГц, переключения в тракте радиочастоты не потребуется: достаточно иметь
фильтр нижних частот (рис. 4.6,6). В данном случае хв = 2 и Л’дг=(''2--н1)/!(2+
(-0,01) «1,5. При таком малом коэффициенте перекрытия переключения поддиа-
пазонов в гетеродине не требуется.
На рис. 4.6,в показана схема еще одного варианта двойного преобразования
частоты. В понижающем преобразователе Пр, частота -/'с преобразуется в /ПР.
Далее в повышающем преобразователе Пр2 восстанавливается первоначальная
частота fc. Предположим, что на вход устройства через фильтр Фь подавляющий
зеркальные помехи, действует напряжение Hc = ^cCos(wc/ + <Pc), а гетеродин вы-
рабатывает напряжение « Ur cos(a)i-/+<pr). После преобразователя Пр( полу-
чим Unp = AniC,cCos(wnp/+<fnp), причем wnP = Wr—Wc, фпр = фг—фс. Здесь Ка\ —
коэффициент передачи преобразователя Прь Это напряжение через фильтр Ф2 по-
ступает на вход преобразователя Пр2. В фильтре Ф3
иВЫХ = Auj Ап2 Сс cos I (WP «ир) п- фг Фир] •
Подставляя сюда значения о)ир и фпр, получаем Ывых = Л'п1Ап2б'сСО5(Ыс|! + ф(-),
т. е. выходное напряжение но частоте и по фазе совпадает с входным, если нс.
учитывать возможные сдвиги фазы в фильтрах Фь Ф2 и Ф3.
Рассмотренное устройство обладает двумя важными свойствами:
полоса пропускания и селективность определяются фильтром Ф2. Если /ир<С
<Sfc, то полоса пропускания может быть сделана узкой и селективность высокой.
Следовательно, устройство может выполнять функции узкополосного фильтра, ко-
торый трудно реализовать непосредственно на частоте fc',
фаза сигнала на выходе не зависит от фазы сигнала гетеродина и неста-
бильность сигнала гетеродина не влияет на частоту сигнала на выходе, так как
сдвиги частоты и фазы в Пр( и Пр2 взаимно противоположны и компенсируются.
Описанный способ фильтрации полезен, если требуются высокие частотная и фа-
зовая стабильности; он применяется в разных модификациях в приемниках мно-
гих назначений. Фильтрация по схеме рпс. 4.6,в предложена в 1940 г. в СССР
В. И. Юэвинским.
4.6.	ТИПЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
Элементами с нелинейными характеристиками в преобразова-
телях служат преимущественно транзисторы и диоды. Основное
различие между транзисторными и диодными преобразователя-
ми состоит в том, что транзистор является невзаимным элемен-
том, т. е. влияние входного напряжения на выходной ток у него
отличается от влияния напряжения в цепи выходного электрода на
ток во входной цепи. Ток в диоде — общий для входа и выхода и
влияние обоих напряжений иа этот ток одинаково, т. е. цепь с ди-
одом принадлежит к классу взаимных цепей.
Транзистор, туннельный диод и емкостный диод (варактор)
при определенных условиях способны усиливать радиосигналы,
поэтому на них можно построить активные преобразователи, в ко-
торых одновременно с преобразованием реализуется усиление. Вы-
101
прямительный диод ослабляет, а не усиливает преобразуемый сиг-
нал, т. е. преобразователь является пассивным.
Усилительный прибор можно использовать для генерирования
колебаний. В преобразователях частоты на рис. 4.3, 4.5 и 4.6 по-
казаны отдельные гетеродины, каждый из которых можно реали-
зовать на транзисторе, диоде с отрицательным сопротивлением
(негатрон), электронной лампе или ином усилительном приборе.
В активных преобразователях электронный прибор может одно-
временно служить преобразователем частоты и гетеродином. В этом
случае преобразователь называется генерирующим или автодин-
ным. Поскольку оптимальные режимы’ электронного прибора для
генерирования и для преобразования частоты не одинаковы, бо-
лее распространены преобразователи с отдельным гетеродином.
При выборе режима электронных приборов в преобразовате-
ле стремятся реализовать максимальный коэффициент передачи;
линейность преобразования в отношении преобразуемого сигнала;
минимальный уровень внутренних шумов; минимальный уровень
побочных продуктов преобразования, которые могут быть поме-
хами радиоприему; минимальную связь между цепями радиоча-
стоты и гетеродина. Взаимное влияние этих цепей затрудняет их
настройку, а также приводит к излучению колебаний от гетероди-
на через антенну, что создает помехи другим приемникам, т. е.
затрудняет электромагнитную совместимость радиотехнических
средств.
В диодном преобразователе (рис. 4.7) источник сигнала и ге-
теродин включаются в цепь диода и в этой же цепи формируется
напряжение промежуточной частоты.
На рис. 4.7 не показано, что источником напряжения преобра-
зуемого сигнала Uc является входная цепь или усилитель радио-
частоты; через этот источник проходит ток электронного прибора,
обладающий сложным спектром. Поскольку форма этого тока от-
личается от синусоидальной, напряжение па входной цепи может
быть также несинусоидальным. Однако из-за того, что входная
цепь содержит настроенный на частоту сигнала /с резонансный кон-
тур, на котором падение напряжения создается практически толь-
ко первой гармоникой тока, следует полагать напряжение ис ква-
зигармоническим, т. е. синусоидальным, амплитуда и фаза кото-

102
рого изменяются сравнительно медленно соответственно закону мо-
дуляции сигнала.
Гетеродин также содержит резонансную цепь, настроенную на
его частоту [г; поэтому напряжение иг будем также считать сину-
соидальным. Аналогично и выходное напряжение преобразовате-
ля «пр, которое выделяется на колебательном контуре с резонанс-
ной частотой [Пр, будем считать квазигармоническим.
На рис. 4.8,а и б показаны два варианта схемы преобразова-
теля с невзаимным электронным прибором, в данном случае — би-
полярным транзистором. Аналогично могут быть выполнены пре-
образователи с полевым транзистором или электронной лампой.
Источник напряжения сигнала и гетеродин включаются между
базой и эмиттером (рис. 4.8,а). Схема на рис. 4.8,6 отличается бо-
лее слабой связью между входом преобразователя и гетеродином.
Для еще большего ослабления этой связи напряжения часто пода-
ют на разные электроды, как показано на рис. 4.9.
В схеме на рис. 4.9,а напряжения сигнала и гетеродина пода-
ются на разные затворы полевого транзистора. В преобразовате-
ле по схеме на рис. 4.9,6 напряжения подаются на управляющие
электроды двух транзисторов, соединенных последовательно. На-
пряжение гетеродина может быть подано не в цепь истока нижне-
го транзистора, а на его затвор.
Два примера схем автодинного преобразователя приведены на
рис. 4.10. Ток с частотой гетеродина из цепи коллектора вводит-
ся в цепь обратной связи гетеродина, который в схеме на рис.
4.10,а выполнен с трансформаторной связью, а в схеме на рис.
4.10,5 — по трехточечной схеме.
103
4.7.	ТЕОРИЯ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
НА НЕВЗАИМНОМ ЭЛЕКТРОННОМ ПРИБОРЕ
Обобщенная схема невзаимного преобразователя показана на
рис. 4.11, где ЭП — электронный прибор или совокупность несколь-
ких электронных приборов (например, интегральный модуль) с
соответствующими вспомогательными цепями. Преобразователь
имеет два входа для преобразуемого ис и гетеродинного иг напря-
жений и выход напряжения промежуточной частоты ипр. Во всех
трех цепях могут действовать постоянные напряжения от источ-
ника питания, обеспечивающие нужный режим электронных при-
боров.
Особенность преобразования частоты в приемниках состоит в
том, что, как уже было отмечено, напряжение преобразуемого
сигнала сравнительно мало: много меньше напряжения от гетеро-
дина. Поэтому сигнал, подаваемый на электронные приборы, не
влияет на ток и мощность, потребляемые от гетеродина. Это поз-
воляет рассчитывать ток и мощность, потребляемые гетеродином,
в предположении, что на входе не действует напряжение сигнала
ис, а на выходе отсутствует напряжение промежуточной часто-
ТЫ йпр-
Вольт-амперная характеристика преобразователя, рассматрива-
емого как нагрузка гетеродина, аппроксимируется степенным по-
линомом. При синусоидальном напряжении гетеродина ток в це-
пи содержит первую и высшие гармоники. Входное сопротивление
преобразователя, являющееся нагрузкой для гетеродина, находит-
ся делением амплитуды напряжения гетеродина па амплитуду пер-
вой гармоники тока.
Относительная малость напряжения ис, а следовательно, и на-
пряжения «пр позволяет применить и для анализа преобразования
частоты простой метод теории нелинейных цепей: токи в цепях
преобразователя как функции подводимых напряжений представ-
ляются рядами Тейлора по степеням этих малых напряжений, при-
чем члены ряда с высокими степенями малых величин отбрасыва-
ются.
В общем случае анализ преобразователя требует учета внутрен-
них емкостей электронных приборов, которые зависят от прило-

Рис. 4.11
104
женных напряжений, т. е. нелинейны, и поэтому влияют на про-
цессы преобразования частоты (см. § 4.1). Учет комплексной не-
линейности усложняет теорию преобразования. Если частоты сиг-
налов значительно ниже предельных частот электронных приборов,
то реактивные параметры слабо влияют на свойства преобразова-
телей; поэтому в первом приближении параметры электронных
приборов в невзаимных преобразователях можно считать дейст-
вительными и независящими от частоты.
Поскольку во внешних цепях преобразователя включаются кон-
туры, настроенные на соответствующие частоты (/с, fnp, f г), мож-
но считать, что токи других частот (гармоники, комбинационные
составляющие) не создают в этих цепях заметных напряжений.
Входной и выходной токи преобразователя на рис. 4.11 можно
представить функциями il=f1(ur, ис, ипр, Е}, Е2, Е3); i2=f2(ur, ис,
ипр, Ei, Е2, Е3).
Разложим обе функции в ряды Тейлора и, считая принимаемый
сигнал достаточно слабым, ограничимся учетом членов разложения
с «с и «нр в первой степени:
П = Л («г,	Е3) +	(«г.	Мс +
д щ
। д fi(ur, Ei, Е2, Е3)	,
т-------г-------- «пр~Г ••• >
д и2
i2 = /2 («г, El, Е„ Е3) + Э А (“г' ^’~Е^Е?1  и0 +
д Ui
+	(“г’ Е1’ Е-2' Е*}- ипр4-... .	(4.2)
ди2
В этих выражениях fv (иг, Eh ...) и f2 («г, Еь ... )—токи 4 и i2
в отсутствие преобразуемого сигнала, когда на преобразователь
воздействуют только напряжения гетеродина и источников пита-
ния. Обозначим их в дальнейшем i!r и i21. Они не содержат состав-
ляющих с частотами /г и fnp> и влияние их на преобразование ча-
стоты можно нс учитывать.
Производная дЩщ, Ei,...)!dui представляет собой дифферен-
циальную входную проводимость преобразователя, определенную
при действии на пего только напряжения гетеродина. Обозначим
ее gBX. Пользуясь вольт-амперными характеристиками, можно по-
строить зависимость £вх от напряжения и3. Затем, применяя ап-
проксимацию этой зависимости или графическое изображение ее,
можно соответственно рассчитать или построить закон изменения
gBX во времени с частотой гетеродина. Вследствие нелинейности
характеристики это изменение несинусоидально и может быть пред-
ставлено рядом Фурье:
£вх = £вхо + Sbx и cos k сог t.
A—I
Производная dfi (иг, Ei,...)/du2 представляет собой дифферен-
циальную проводимость внутренней обратной связи goz в тех же
J
I
f
условиях. Как и gh она изменяется с частотой гетеродина и мо-
жет быть представлена рядом	,
goc = £oco+ii goch cos k wr t.
fe=i
Производная dj2(ur, Еъ...)1дщ — крутизна S характеристики
выходного тока по напряжению на входном электроде. По тем же
причинам
s = So+ 2 cos юг
fe=i
Производная df2(ur, Ei,... )/дп2— дифференциальная выходная
проводимость преобразователя	gt, которую также можно пред-	1
ставить рядом Фурье:	|
gi = gio + 3 Sik cos k (Or t.	I
*=i	1
Процессы модуляции сигнала можно считать относительно мед-	1
ленными, а напряжения ис и и„р соответственно квазигармоничес-	|
кими (см. § 4.1), т. е. ис— Uccos (wc <+<рс) и Ппр=ПпрСО5((дпр t-]-.	I
4-фпр), частоты (ос, ©пр и фазы фс, фпр можно здесь полагать по-	1
стояпными. При рассмотрении амплитудной и угловой модуляции	5
эти процессы можно считать медленными.
Подставляя значения ис и пПр в (4.2) и заменяя произведения ;
косинусов косинусами суммарных и разностных аргументов, полу-	j
чаем
П = Чг+йвхо£4 cos((oj-|-q>c)+	0,5 gBUX Ес [(&(ог ±
k=i
± (Ос) t ± фс] + ЯосО ^ИР COS (Юпр ^+<Рпр)+ 3 °’5ёос^пр х	
Л=1
XCOS [(£ сог ± (О11Р) t ± фпр] ;
i2 = *2г + 30 COS (wc / + ф(.) + 2 0,5 SK Ес cos [(&ог ±	1
k=\	;
± Фс] +gfo ^пр cos (й>пр + фпр) + 2 0,5 gik ипр cos [Л сог ±
Л=1
± ®пр) t ± Фпр]-
Найдем амплитуды составляющей /пр промежуточной частоты
fnp в спектре тока i2 и составляющей /с тока частоты сигнала fe
в спектре тока Ц. Чаще всего fnp=kfr—fc (обозначим этот случай
а); реже fnP=fc—kfr (случай б). Соответственно fc=kfr—fnp или
fc—kfr-[-fnp. Как отмечалось в § 4.1, применяется преобразование
1-го порядка, когда k= 1.	.	;
106
Искомые составляющие токов
*ПР = Sts £+Р cos +пр ^ + фпр) + 0,5 Sft (7С cos (coDp t ± Фс) ;
ic, Saxo U с cos (юс + фс)+ 0,5 g-oc (7пр cos ((0с t ± Фпр).
Для случая а комплексные амплитуды токов
А1Р Sia 0^пр + 0,5 SK Uс, 7С = gBX о йс + 0,5 goc Unp ,	(4.3а)
а для случая б
/ар = ^^пр+0,5 3кДс, /с = £вых о 0^с + 0,5 goc [7пР.	(4.36)
В случае а через Д*с и U*np обозначены сопряженные комплек-
сные величины; введение их отражает тот факт, что фазовые уг-
лы во вторых слагаемых правой части (формул 4.3а) имеют зна-
ки, противоположные знакам фазовых углов напряжений Ос и [7пр‘,
это имеет место в инвертирующем преобразователе, особенность
которого была рассмотрена в § 4.1.
В случае б преобразователь не инвертирует спектр сигнала.
Неинвертирующим является также преобразователь в приемнике-
инфрадине, если fnp=fc+fr. Поскольку | [7С| = | [7*с|, различие
(4.3а) и (4.36) не связано с различиями амплитуд токов и на-
пряжений.
Величину Snp=0,5SK называют крутизной преобразования, а
величину Soc.np == 0,5 g0C.K — обратной проводимостью преобразо-
вания.
Выражения (4.3) позволяют построить расчетную модель пре-
образователя частоты в виде рис. 4.11. Их можно записать в
ином виде:
7с = г>0Уц+^рГ12; /пр = ^РУ22+^У21.	(4.4)
Здесь
Уц = Sbx 0 > У22 ~ Sts > У12 ~ *^ос.пр ~ 0,5 g0C.K ,
У21 = 5пр= 0,5 SK.	(4.5)
Звездочка означает сопряженные величины в случае инвертиру-
ющего преобразователя.
Полученные выражения справедливы только для амплитуды
и не могут быть использованы для определения мгновенных зна-
чений токов и напряжений, поскольку /с и Дс соответствуют про-
цессам, происходящим с одной частотой, а /пр и ДПР с другой.
Компонент входного тока и*прУ12 в (4.4) отражает особенность
влияния на этот ток выходной цепи преобразователя. В линейных
цепях без преобразования частоты увеличение или уменьшение со-
противления нагрузки непосредственно приводит к уменьшению
или увеличению входного тока. В данном случае прямое влияние
исключено, так как в выходной цепи отсутствует напряжение, из-
меняющееся с частотой входного сигнала. Реакция нагрузки про-
является в результате двух вазимно обратных процессов:
107
напряжение сигнала с частотой /с после преобразования вызы-
вает в выходной цепи ток промежуточной частоты (прямое пре-
образование) ;
сформированное в выходной цепи напряжение промежуточной
частоты действует па преобразователь, происходит преобразова-
ние частоты и во входной цепи появляется ток с частотой, равной
частоте сигнала fc=kfr—fnp или	Это явление называ-
ется обратным преобразованием частоты.
В большинстве случаев в преобразователях частоты па невза-
имных элементах проводимость обратной связи мала, т. е. в эк-
вивалентной схеме на рис. 4.Г2 SOQ.nvUnp<^UcgaxQ. Поэтому влия-
нием обратного преобразования можно пренебречь и считать вход-
ную проводимость равной ^вхо, т. е. средней за период гетеродина
ПРОВОДИМОСТИ gsx-
Выходная проводимость преобразователя g-,: 0, представляющая
собой «постоянную составляющую» производной	опреде-
ляется как средняя за период гетеродина проводимость gi.
Сравнение рис. 4.12 и 3.5 свидетельствует о формальной иден-
тичности линейных моделей преобразователя частоты и усилите-
ля. Это позволяет распространить на преобразователь рассмотрен-
ную в гл. 3 теорию резонансного и полосового усилителя путем за-
мены в соответствующих формулах крутизны усилительного эле-
мента S (или У21) крутизной преобразования S„p (или K2inP) про-
водимости У22 (см. рис. 3.5) выходной проводимостью преобразо-
вателя gi о (или У22пр). В частности, для коэффициента усиления
преобразователя с полосовым фильтром получим формулу К—
= SlWmnpK$, аналогичную (3.95).
Обычно крутизна преобразования Snp меньше крутизны в уси-
лительном режиме, и поэтому усиление преобразователя меньше
усиления усилителя без преобразования.
Чем выше порядок преобразования /г, тем меньше (за исклю-
чением особого случая, см. далее) крутизна преобразования. По-
этому преобразование иа гармониках используется редко. Пово-
дом для его применения может быть понижение частот гетероди-
на. Действительно, при /пр—/с—kfr частота гетеродина должна
быть выбрана равной /г= (fc—M/k. Понижение частоты облег-
чает условия самовозбуждения в гетеродине, позволяет применить
более дешевыё электронные приборы и повысить стабильность
частоты.
Для оценки соотношения крутизны преобразования и крутиз-
ны в усилительном режиме рассмотрим рис. 4.13, где изображен
Рис. 4.12
108
примерный вид зависимости крутизны электронного прибора от
напряжения п3 в цепи гетеродина (рис. 4.11). В простейшем слу-
чае совмещения эУой цепи со входной цепью, как, например, в
преобразователях типа, показанных на рис. 4.8, будет иметь ме-
сто за-висимость S от и{. Будем рассматривать преобразование 1-го
порядка, при котором Snp = 0,5S!( где S)—г амплитуда первой гар-
моники переменной составляющей крутизны. Из рис. 4.13,а видно,
ЧТО S) 0,5 (Smax 5min) И ПОЭТОМу Snp0,25 (*Smax 5mln), ТОГДЭ
как в усилительном режиме можно использовать S = Smax. Следо-
вательно, 'Snp'^Smax*
Чтобы увеличить крутизну преобразования, требуется увели-
чить напряжение гетеродина и так выбрать рабочую точку, чтобы
получить 5т1пж0, как показано на рис. 4.13,6. При этом Snp:~
л?0,25 5тах, т. е. коэффициент усиления в режиме преобразования
примерно в 4 раза меньше, чем в усилительном режиме.
Если значительно увеличить напряжение гетеродина, как пока-
зано на рис. 4.13,в, то крутизна изменяется приблизительно по пря-
моугольному закону. Как показы-
вает разложение в ряд Фурье, в
этом случае Si^2Smax/n и соот-
ветственно Sni> = Smax/n.
Как видно из § 4.3 и рис. 4.4,
при преобразовании 1-го порядка
происходящее одновременно пре-
образование более высоких по-
рядков ведет к появлению допол-
нительных побочных каналов при-
ема. Во избежание этого следует
выбирать режим, при котором
гармоники крутизны выше пер-
вой отсутствуют, т. е. крутизна
изменяется по закону S = S0 +
-K-Sj cos a>ri-. Следовательно, же-
лательно выбирать электронные
Рис. 4.13
Рис. 4,14
109
приборы, у которых зависимость крутизны от напряжения имеет
широкий участок, близкий к прямолинейному, и подавать от ге-
теродина напряжение, не выходящее за пределы этого участка
(рис. 4.13,а).
В случае преобразования 2-го порядка частота основного ка-
нала /с=2/:г+/пр или fc—2/г—fnp (рис. 4.3), а частота зеркального
канала f3=2f?—fnp или /3 = 2/г-|-/пр. Кроме того, побочными кана-
лами будут оба канала преобразования 1-го порядка fr—fnp и
fr+'fnp, а также каналы преобразования 3-го порядка 3/г—faP и
3/г+/пР. Каналы 4-го и более высоких порядков обнаруживаются
реже.
Путем соответствующего выбора режима преобразователя мож-
но увеличить крутизну преобразования 2-го порядка. Это получа-
ется, если вольт-амперная характеристика электронного прибора
подобна изображенной на рис. 4.14 штриховой линией. Из рис. 4.14
видно, что в законе изменения крутизны (сплошная линия) доми-
нирует вторая гармоника и, следовательно, преобладает преобра-
зование 2-го порядка.
4.8.	БАЛАНСНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
ЧАСТОТЫ
На основе дифференциального усилителя типа показанного на
рис. 3.36 можно построить преобразователь частоты, упрощен-
ная схема которого представлена на рис. 4.15,а. Коллекторное на-
пряжение на транзисторы VTt и TV2 подано в этом случае через
среднюю точку катушки индуктивности контура, настроенного иа
частоту /Пр. Входной контур, настроенный на частоту преобразу-
емого сигнала, включен между базами транзисторов VTt и VT2l
поэтому преобразуемое напряжение на этих транзисторах оказы-
вается в противофазе. Напряжение гетеродина с частотой /г, по-
данное на базу транзистора VT3, действует на базы транзисторов
VTt и VT2 с одинаковой фазой. Уменьшение или увеличение тока
VT3 влечет соответствующее изменение токов VTt и VT2, а следо-
вательно, и их крутизны с частотой гетеродина. Поэтому при од-
новременном действии напряжения сигнала будет происходить
преобразование частоты.
Поскольку напряжение сигнала подается на базы VTt и VT2
в противофазе, составляющие тока промежуточной частоты fnP=
—fc или fnP=fc—/г будут также взаимно противоположны по
фазе. Эти токи в выходном контуре направлены встречно, поэтому
составляющие промежуточной частоты складываются. Токи с ча-
стотой гетеродина, имеющие в обоих транзисторах одинаковые фа-
зы, взаимно компенсируются и не создают напряжения в выход-
ных цепях.
Рассмотренный преобразователь называется балансным. Суще-
ствуют и другие варианты балансных преобразователей. Общий
принцип их действия состоит в том, что из напряжений сигнала и
гетеродина одно приложено в обоих плечах синфазно, а второе —
НО
Рис. 4.15
противофазно. В частности, в варианте на рис. 4.15,6 входы для
напряжений преобразуемого сигнала и от гетеродина поменены
местами.
Цепи можно сделать балансными и со стороны входа преобра-
зователя и для сигнала, и для гетеродина. Схема преобразова-
теля частоты с двойным балансом изображена на рис. 4.15,в.
Как показано в курсе усилительных устройств, главное преимущество двух-
тактного .усилителя состоит в том, что в «ем происходит компенсация четных
гармоник усиливаемых колебаний. Аналогичным свойством обладает и .балансный
преобразователь частоты; в частности, в нем компенсируются токи с частотами
2/г—2fnoM, где fnoM — частота постороннего сигнала (помехи). Комбинационные
составляющие с этой частотой могут образовываться в случае попадания иа пре-
образователь СИЛЬНОЙ ПОМеХН (7помСОЗ<Опом<.
При действии сильной помехи ряд (4.2) для тока следует продолжить, так
как заметную роль могут играть и составляющие второго порядка; в (4.2) не-
1	^2* *з) е
учтенный ранее член имеет вид <т = ~----------~--------ипоы .
2	ди|
Вторая производная выходного тока представляет собой первую производ-
ную от крутизны, т. е. крутизну характеристики иа рис. 4.13. Так как крутизна
1И
изменяется периодически с частотой гетеродина, производную от нее также
можно представить рядом Фурье:
<?2/2(“г. Elt...)	, £	,	,
-------------------- = т0 4- У. nth cos k cr>r t •
<3«2	Ы
С учетом значения «tm путем простых преобразовании получим
l'm = k'noM 1 то (О-5 4- 0,5 cos 2ыПом t) -г
мого сигнала /с, зеркального капала
+ S ю ,5 т/; cos /еыг / + 0,5 mk cos (k сог 4- 2 ыпом) ~г
Л=1
-|-0,5 cos (k <х>г — 2ыпом) /]
Составляющая с угловой частотой 2(шг—Ыпом), соответствующая fe — 2-,
опасна при совладении двух условий:
если опа попадет в полосу пропускания усилителя '.промежуточной частоты,
т. е. если 2:(/р—/пом) ~/пр',
если помеха с частотой /пом=/1—0,5/пр, содержащая составляющую с час-
тотой, .близкой к /пр, может проникать из антенны на вход преобразователя.
На рве. 4.16 показано возможное взаимное расположение частот иринимае-
/3, гетеродина /г и рассмотренной помехи
/пом. Частота /пом в четыре раза ближе
к /с, чем частота зеркального канала
/з, поэтому помеха на частоте /пом будет
меньше ослаблена в преселекторе при-
емника. Следовательно, на частоте /пом =
=/г—’0,5/пр образуется побочный канал
приема.
В балансном преобразователе па рис.
4.15 несмотря на то, что помеха дейст-
вует в плечах в противофазе (+«пом в
одном плече п —и„ом в другом), ком-
поненты токов i„, имеют одинаковые фазы [так как (+иПом)2= (—«пом)2]; по-
этому при симметрии преобразователя действие токов 1т ,в выходном контуре
компенсируется и помеха не проходит в усилитель промежуточной частоты.
Рис. 4.16
4.9. СВИСТЫ ПРИ НЕЛИНЕЙНОМ
ПРЕОБРАЗОВАНИИ
При рассмотрении в § 4.1 теории преобразования частоты предполагалось,
что ток в цепи с периодически меняющимися параметрами связан с напряжени-
ем преобразуемого сигнала линейной зависимостью. В этом случае при действии
сигнала с частотой /с в спектрах токов образуются составляющие с частотами
I £/г±/с |.
Не всегда, однако, принимаемые сигналы настолько слабы, что нелинейностью
преобразователя по отношению .к ним можно пренебречь. В частности, при веща-
112
тельном приеме сигналы местных радиостанций могут быть настолько сильны,
что приходится считаться с нелинейными эффектами.
Продолжая ряд (4.2), которым в § 4.7 был в общем виде представлен ток
преобразователя, обратим внимание на члены вида
1	Z-!,...) „т
ml ди?	Г
(4.6)
Учет члена второго порядка (т = 2) уже позволил выше выявить побоч-
ный канал приема. Рассуждая аналогично, примем во внимание, что производная
,	d"/(Un, )	df(ur, ) д2 f (ur )
любого порядка----' ' 1	' , как и производные '	и 1 ' |-.'| изме-
дип\ дих	dui
няется с частотой гетеродина в общем случае несинусоидально и может быть пред-
оо
ставлена рядом Фурье вида go+Sgh cos k(£>Tt. Кроме того, примем во внимание, что
।
при uc =/7cCos WcZ в (4.6) появляется множитель cosma><7, 'который, в свою оче-
редь, .может быть представлен тригонометрическим рядом и в этом случае содер-
жит член, пропорциональный cos т ысЛ Следовательно, согласно (4.6) ток пре-
образователя будет содержать составляющие, пропорциональные произведению
cos k (OpZXcos т (£>Qt. Поэтому в спектре тока будут составляющие с частотами
/'nP = fe/i — mfc пли f'„v=nifc—kfT. Если частота /'ПР близка к /ПР, т. е. |А/Г—
—-ш/с | «/пр, то в полосе пропускания УПЧ окажутся два продукта преобразо-
вания одного и того же сигнала: один в результате преобразования 1-го поряд-
ка с частотой /Пр и другой (более слабый, как все нелинейные продукты высоко-
го порядка) с частотой /'up.
Благодаря тому, что основной сигнал с частотой /пр имеет в тракте проме-
жуточной частоты больший уровень, чем сигнал с частотой /'пр, прием его бу-
дет возможен, но присутствующий в его спектре тот же сигнал со смещенной
частотой /'пр проявится как помеха.
При биениях амплитуда и фаза суммарного колебания изменяются с часто-
той, равной разности частот складывающихся колебаний, т. е. возникает эффект
паразитной модуляции сигнала с частотой биений /о=/иР—/"'пр. После детекти-
рования эта модуляция при слуховом приеме воспроизводится как свист с час-
тотой /л. При приеме сигналов других типов и при других способах их воспро-
изведения искажение .имеет иную форму, но^ для явления в целом, характерного
для супергетеродинного приема, применяется общее условное название «свисты».
Свисты наблюдаются, если частота /'пр находится в полосе пропускания уси-
лителя, настроенного на частоту /пр, т. е. если разностная частота |/пР—/'пР| не
превышает половины полосы пропускания этого усилителя 0,577. Если 0,577<g/np,
то помеха будет действовать при
/пр ~/пр — ^/г т1 с-	(4-7)
Если /пР = /с— /г или /пР=/г—/с, т. е. /г=/с— /пр или /г=/с+/„р, то, под-
ставляя в (4.7) эти значения, получаем /с~/пР(Л+1)//(А—т) и /с~/пР'.(Л—
— 1)/:(щ—k). Если .найденная частота /с имеется в диапазоне частот приемни-
ка, то при настройке па нее возможен свист; это учитывают при выборе проме-
жуточной частоты.
113
4.10. ДИОДНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
ЧАСТОТЫ
Диод можно использовать для преобразования частоты, как и
любой другой электронный прибор, имеющий нелинейные характе-
ристики. Благодаря малым шумам, способности работать на са-
мых высоких радиочастотах и простой конструкции диодный пре-
образователь применяется почти во всех приемниках СВЧ.
Схема диодного преобразователя показана на рис. 4.17, а эк-
вивалентная схема диода — на рис. 4.18. Здесь g и С — проводи-
мость и емкость электронно-дырочного перехода; rs и Ls — сопро-
тивление и индуктивность соединительных проводников; Со —
емкость держателя диода. В диапазонах УВЧ и СВЧ Ls и rs очень
малы, их влияние почти не проявляется и ими можно пренебречь.
Источник напряжения смещения Е на рис. 4.17 позволяет вы-
брать рабочий участок на характеристиках диода.
Примерный вид зависимости тока проводимости диода i, диф-
ференциальной проводимости g, емкости С (с учетом Со) и заряда
q от приложенного напряжения показан на рис. 4.19.
Как и в § 4.7, при анализе диодного преобразователя будем
считать ис и «пр малыми по сравнению с иг. Это допущение име-
ет следующие основания:
амплитуда напряжения гетеродина должна быть достаточной,
чтобы изменение тока захватывало нелинейный участок характери-
стики и диода; это необходимо для преобразования частоты.
Основное усиление осуществляется после преобразователя, в
УПЧ, поэтому напряжения на входе и выходе преобразователя
Рис. 4.18
114
малы. При относительно малых напряжении сигнала ис и выход-
ном напряжении промежуточной частоты ипр нелинейность диода
практически не проявляется, т. е. диод действует в отношении сиг-
нала как линейная цепь с переменными параметрами. Соответст-
венно эквивалентная схема преобразователя может быть представ-
лена в виде рис. 4.20.
Селективность приемника обеспечивается в основном после пре-
образователя в УПЧ. Цепи до гфеобразователя ослабляют глав-
ным образом помехи побочных каналов, а на других частотах по-
мехи, в том числе и значительно превосходящие по уровню прини-
маемый сигнал, могут попадать на вход преобразователя.
В результате взаимодействия в нелинейных цепях колебаний
от гетеродина, помех и принимаемого сигнала возможно образо-
вание не только тех комбинационных составляющих, которые уже
были выявлены, но и более сложных, частоты которых также ока-
жутся близкими к промежуточной частоте. Попадая в полосу про-
пускания УПЧ, они проявляются как неустранимые помехи, т. е.
происходит ухудшение селективности. Поэтому важно, чтобы пре-
образователь был линеен по отношению к помехам, что зависит
от свойств диода и режима его использования.
Линейность предполагает независимость параметров диода g
в С (рис. 4.19) от преобразуемых нанряжений, т. е. изменение
этих параметров определяется только напряжением гетеродина,
которое на несколько порядков превышает напряжение сигнала
и помех. Соответственно можно рассматривать и рассчитывать цепь
преобразователя со стороны гетеродина (рис. 4.17) просто как
нелинейную нагрузку, как и для преобразователя на невзаимном
электронном приборе (§ 4.7). При этом для анализа диодного
преобразователя требуется определить закон изменения g и С
Рис. 4.21
115
под воздействием гетеродина, а также входное сопротивление ди-
ода со стороны гетеродина н мощность, потребляемую преобра-
зователем от гетеродина.
На рис. 4.21 показано изменение проводимости g и емкости
С диода под действием напряжения гетеродина иг= C't-cos (ог/.
Это изменение можно представить рядами Фурье:
g (0 = go + Sh cos k wr t ; C (/) = Co + V Ck cos k <or t.
fe=i	k=i
Обозначая переменное напряжение в цепи диода на рис. 4.20
через и, определим ток в цепи диода как
i = ug + С duldt + udc/dt.
Пусть Uc ^cCOS ((Ос^~|“фс) И IZnpf7npCOS ((Опр/^фпр). ФаЗОВЫЙ УГОЛ
ФпР зависит от соотношения емкостной и резистивной составляю-
щих проводимости диода и от фазового угла проводимости нагруз-
ки (па рис. 4.17—колебательный контур). Подставляя в форму-
лу для t значения g, С и и=ис4-ыпр, заменяя произведения триго-
нометрических функций функциями суммарных и разностных углов
и группируя слагаемые, получаем
i = [go cos 1 + Фе) —Со sin К t + Фе)] +
+ CItp [go cos (<опр t + ф„р)—(опр Со sin (й)пр t + фпр)] +
-г 0>5 gk {cos [(/? (or + <oc) t -!-фс] + cos \k (0r t—(oc) t —
b=l -
— Фе]} -г Uw 0,5 g„ {cos ](£ (Or +©,lP) t +ф„р] +
/г—1
+ cos [(£ (or i—(O„p) t— Фнр]}—5] 0,5 Ch {(k <or
/г=1
rtoe) sin [(& (Or + toc) t +фс] + (k (Or — (Oc) sin \(k (9p — (oc) t —
— Фе)}—C„p	0,5Cft [(^©r + (0ltp)sin [(Л(ОГ-НО)11Р) ГтФпр]4-
fe=i
+ (£®r—a>llP) sin [(^co,,— (oIip) /—Ф„р]}.	(4.8)
Для неинвертирующего преобразователя (см. § 4.1)
С0пр = С0с—&(0г ИЛИ (Опр = (Ос 4~
соответственно (oe = (oIiP±£(or. Выделяя из (4.8) составляющие этих
частот, находим
iap = Uc [0,5 gK cos ((опр / + Фс)~0,5 o)llP Ch sin ((o,ip t +
+ фс)1 + ^пр [go COS ((Оцp i + фцр) wup Co sin ((oIlP /+фпр)1 ',
’c = Ue [go cos (<oc / + фс)— (0c Co sin (<oc М-Фс)] +
Cnp [0,5 gh cos ((Oc t +ф„р) 0,5 (OC Ch sin ((oc t -4-фир)].
116
На основании этих выражений определяем комплексные ампли-
туды токов в виде
^пр= Uс (0>5 gs + j ®np Cfe) +^np (go + j ®np Co),
jc = ^c (go + /®c Q + ^„p (0,5 gft +j 0,5 (oc Ch).	(4.9)
Для инвертирующего преобразователя (onp = &cot—<вс и <цс =
= ^(Ог—сопр; при этом из (4.8) получаем
'ПР = Uc [0,5 gh cos (<в„р t—Фе) — 0,5 (o„p Ch sin (coIlP t —
— ФсМ + ^пр [go cos (Чр / + <Рпр)—®ltP Co sin (%/ + ?„₽)];
ic =	[g0 cos (coc t + q>c)—coc Co sin (coe t + cpc)] +
+ ^пр [0,5 gk cos (o>c t—<pnp)~0,5 o>c Cftsin (o>c t—(pIlP)].
Как видно из найденных выражений, в этом случае ряд ком-
понентов токов имеет фазовые углы, знак которых противополо-
жен знаку фазовых углов входных напряжений, т. е. соответству-
ющие комплексные амплитуды имеют мнимую часть, знак кото-
рой противоположен знаку ее при неинвертирующем преобра-
зовании; иначе говоря, эти компоненты имеют сопряженные ком-
плексные амплитуды L7*c и С*пр. Следовательно, в отличие от (4.9)
формулы для комплексных амплитуд принимают вид
Лщ = С/с (0,5 gh -ф j • 0,5 (olip СЛ) +(7„р (go + j wnp Со),
/с = С/с (go + J + Со) + (Гпр (0,5 gk + j • 0,5 о>с Ch).	(4.10)
Введем следующие обозначения и термины: 0,5 Ск = Спр— «преоб-
разующая емкость»; 0,5 gk =gnp— «преобразующая проводимость».
Далее обозначим
1 = go + J ®с Со > К22 = go 4“ j wIIP C0 ,
^12 = gnP + J ®с С^пр > ^21 gnP + j тцр С\,р.	(4.11)
При этом формулы (4.9) и (4.10) принимают соответственно
вид
lnp = UcY21-]-UnpYi2, 1с = 0сУу1 + йиРУ12-,	(4.9а)
/пр=--	/с-^сЛт+^пр^.	(4.10а)
Полученные выражения позволяют применить для расчета пре-
образователя, как и в § 4.7, эквивалентную цепь в виде линей-
ного четырехполюсника. Параметр У21 отражает преобразование
тока сигнала в ток промежуточной частоты, а У12— влияние на-
грузки па входной ток в результате прямого и обратного преобра-
зования частоты.
Первое из выражений (4.9а) позволяет найти коэффициент пе-
редачи неинвертирующего преобразователя по напряжению. Оп-
ределяя и„р как падение напряжения на сопротивлении нагрузки
на выходе преобразователя ZH с учетом его знака по отношению к
117
источнику входной ЭДС, т. е. как t7nP=—InpZH, получаем /пр=
= С/сУ21—/пр^нУгг, откуда
/пр	hi/( 1 + 2Н Г22).
Соответственно напряжение в выходной цепи преобразователя
0пР = ~luVZa = -UY21Za/(l+ZHY2i).	(4.12)
Для инвертирующего преобразователя вместо Uc в эту фор-
мулу войдет О*с; это не отразится на значении выходного напря-
жения и связано только с его фазовым сдвигом по отношению к
напряжению преобразуемого сигнала.
Коэффициент передачи преобразователя
/(пр = /пр 4/^с = ^21 2H/(1 -f- ZH У22),
или иначе
^ПР W!2.	(4.13)
где У„=1/2Н.
Для неинвертирующего преобразователя формулу (4.12) мож-
но представить в виде
//пр=	^с/^пр>	(4.14)
а для инвертирующего преобразователя
(/пр =	//с/Спр.	(4.15)
С учетом (4.14) из (4.9а) находим /с=1/сУц—(7сКп?У12. Отсю-
да входная проводимость неинвертирующего преобразователя
^вх = /(А ~ ^11 ^12 /(пр-	(4-16)
Для инвертирующего преобразователя на основании (4.15)
О*пр = — ОсК*пр. Следовательно, /с={7сУц—Отсюда
А = Уц - У12 х:р .	(4.17)
Диод преобразователя частоты чаще всего используется в од-
ном из следующих режимов:
1. Напряжение гететеродина изменяется преимущественно в
области прямого тока и лишь на часть периода заходит в область
обратного тока, причем в преобразователе применяется диод с ма-
лой емкостью. В этом случае главную роль играет нелинейная
резистивность диода, а его емкость слабо влияет на преобразова-
ние. Такой преобразователь называется резистивным.
2. Благодаря поданному на диод отрицательному напряжению
смещения (Е на рис. 4.17) напряжение гетеродина изменяется в
основном в отрицательной области, а в преобразователе приме-
няется диод со сравнительно большой нелинейной емкостью, т. е.
варактор. При этом резистивность проявляется слабо. Такой пре-
образователь называется емкостным.
118
4.11.	РЕЗИСТИВНЫЙ ДИОДНЫЙ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
Диодный преобразователь широко применяется в приемной ап-
паратуре, особенно в микроволновых диапазонах. На рис. 4.22
изображена схема преобразователя вместе со входным резонанс-
ным контуром, эквивалентом источника входного сигнала, выход-
ным контуром и входной проводимостью последующего УПЧ. При-
меним изложенную теорию для этого устройства. Пренебрегая ем-
костями, из (4.11) имеем Yn = Y22=go; Yl2=Y2i=gnp. Из (4.13)
И (4.16) ПОЛуЧИМ Кпр — gnp/ ( Ун go) J Увх—go-g2np (go 4" Ун) .
При этом YH = gK2-j-m22g2-j-jb2, где gK2 — эквивалентная про-
водимость собственных потерь выходного контура; &2=®прС,2—
— 1/(ОпрА2 или иначе b2 = p2t/2, где у2=/пр/Л—filfnp', р2=Р<Е2/С2,
[2 = 1/2л У Ь2/С2 — резонансная частота выходного контура.
Входное напряжение преобразователя согласно рис. 4.22
Ес = /с /ni/(gKi gT + j b} 4-Гвх).	(4.18)
Здесь gKi — проводимость потерь входного контура; fti = coeCi—
— (4/<осЕ), или иначе £>i = pigi, где gi = /c//i—pi= У LJCr,
fi=l/2nVT^:
В (4.18) в соответствии с теоремой об эквивалентном генера-
торе le=Ecg\, где Ес — ЭДС источника сигнала. Напряжение на
выходе устройства найдем как Ових= UcKnPm2. Определяя общий
коэффициент передачи как К=йБЫХ/Ес, получаем
__________________Si gnp mt т2_______________ ,	(4 19)
(go + gKi + m2i gi -j- j bj) (g0 + gK2 4- ml f 2 + j b2) — g2p
Эта формула позволяет рассчитать АЧХ и ФЧХ преобразова-
теля. При резонансе (У = 0, й2 = 0)
/(0= ______________gl gnP ----------------- (4.20)
(go + gKi+ m\ gi) (g0 -|- gK2 -j- m2 g2) gnp
Из (4.20) видна возможность выбора и т2, при которых
Ко максимален. Найдем максимум Ко в упрощенном случае, когда
Рис. 4.22
119
потери входного и выходного контуров, отображаемые gKi и gK2,
сравнительно малы и ими можно пренебречь, что часто имеет ме-
сто на практике. В этом случае
К„ *---------.	(4.21)
(go + mi gt) (g0+m2g2) — gnp
Обозначив	и g2=x2, приведем это выраже-
ние к виду
Ко = 2пр	.
г S2 teo + xi) (go + *2) —gnp
Поскольку Ко одинаково зависит от xj и х2, максимум Ко по
этим переменным имеет место при х1 = х2~х и для отыскания его
можно представить Ко в виде
Ко Su? )/
г 62
X2
(go + xa)2 —grip
Приравнивая нулю числитель производной от Ко но х2, найдем
Лопт = У g2o—g2np, следовательно, т]Опт = xj У g1 = У(g20—
—g2np)/g2i и т2Опт = х2/У§2 = V (g20—g2np)/g22.
При оптимальных mi и т2
Ко щах
gnp
g-2
go + V go —gpp
Если обозначить gIiP/go = Цпр, то это выражение приводится
к виду
К, „„ - 4 /4------------(4.22)
2 s’
При ЦпР->1 Ко max->0,5 Vgilg2, т. е. параметры диода не вли-
яют на коэффициент передачи. Это — случай идеального преобра-
зователя без потерь. Полученный коэффициент передачи соответ-
ствует оптимальной связи источника, имеющего проводимость g1(
с последующей цепью, обладающей проводимостью g2, через иде-
альный (без потерь) трансформатор. Коэффициент передачи всег-
да меньше полученного значения потому, что для реальных дио-
дов gup<go и соответственно у.пР< 1, а также потому, что в ре-
зонансных контурах имеют место неучтенные потери.
Как пример рассмотрим преобразователь с диодом, вольт-амперная харак-
теристика которого показана иа рис. 4.23 (сплошная линия). В этом примере
ветви прямого и обратного токов в первом приближении прямые. Прямая (ga)
и обратная i(gr) проводимости в этом случае постоянны, как показано штрихо-
вой линией. Угол 6 характеризует относительное время открытия диода., Учи-
120
тывая четность анализируемой функции, для преобразования 1-го порядка полу-
чаем
1 / 6	л \ j
£о =—	\grd(i)t =——0)];
я \ б	б / я
2 / ?	?	\
g-tvp ~ 0’5 gi = 0,5 — I I ga cos cor t d (i>r t -|- j gr cos wf td o)r t —
я \o	о	/
1
=—sin 0 gr)-
л
Следовательно,
sin 0	.1
Ипр 0	1 + (n/0)£r/tea — gr)'
Отношение ga к gr характеризует выпрямительное действие диода н его каче-
ство. Обозначим galgr = K.A. В этом случае
sin 0	0/л
Ипр = е”(е/л)-1- 1/^д—1)'	(4'23)
Представим (4.22) в /виде
Котах — 0,51/^/^ Xi, где хх = gnp/(l 4- К1 — u?lp) •	(4.24)
Коэффициент Xi характеризует эффективность диодного преобразователя.
Рассчитанный но (4.23) и (4.24) график зависимости х, от 0 при разных Кд дай
на рис. 4.24.
Из формул и рис. 4.24 видно, -что Xi всегда меньше единицы, т. е. идеальное
преобразование не получается. Кроме того, рис. 4.24 указывает на возможность
оптимального режима диода, в котором Xi, и следовательно, и Ко максимальны.
Угол отсечки 0 можно подобрать, изменяя напряжение Е (ом. рис. 4.1'7) н амп-
литуду иг.
421.
4.12.	ШУМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Преобразователь является одним из первых каскадов прием-
ника, поэтому от его шумов существенно зависит чувствитель-
ность приемника. Причины шумов преобразователя те же, что и
в других каскадах, они известны из курса электронных приборов
и рассмотрены в гл. 3.
В преобразователе на невзаимном электронном приборе
(§ 4.6, 4.7) шумы возникают вследствие флуктуаций потоков за-
рядов в самом электронном приборе и тепловых флуктуаций в
присоединенных цепях.
Как в усилителе, так и в преобразователе из широкого спектра
шума усилительного прибора на выход тракта промежуточной
частоты попадает только часть, которая совпадает с полосой про-
пускания. Как известно из теории электронных приборов, средний
квадрат шумового тока пропорционален току в цепи электронного
прибора. Особенность режима преобразователя состоит в том,
что этот ток изменяется с частотой гетеродина, поэтому средний
квадрат части спектра шума в полосе пропускания пропорцио-
нален среднему значению (постоянной составляющей) тока.
Шумовой ток во входной цепи преобразователя имеет более
широкий спектр, чем на выходе УПЧ; ширина его определяется
полосой пропускания тракта радиочастоты до преобразователя.
Для расчета шума можно применить схему, подобную рис. 3.21.
Если селективность цепи на частотах побочных каналов недоста-
точно велика, то части этого спектра, совпадающие с побочными
каналами, после преобразователя попадут в полосу пропускания
тракта промежуточной частоты и общий шум на выходе преоб-
разователя возрастет.
Если входная проводимость преобразователя на рис. 4.11 gBX,
а входное напряжение Ui, то мощность, потребляемая от источ-
ника, Pen=U2\gBx- Выходная мощность при напряжении U2 и
проводимости нагрузки g2 Pwix—Uhg'i- Следовательно, с учетом
того, что £Л/£Л = Апр, коэффициент передачи преобразователя по
МОЩНОСТИ Кр = Рвых/Рвх А2пр •
Пусть средний квадрат напряжения собственного шума пре-
образователя на его выходе £/2ш.пр, чему соответствует мощность
Рш.пр=(/2ш.пр^2. Если от источника сигнала поступает шум мощ-
ностью Ршо, то полная мощность Рш.вых = PuioKp+U2ui.npg2. Коэф-
фициент шума преобразователя
/ЯпР =	о Ар = 1 + пр о Ар)
или с учетом значения Ар
Если бы тот же электронный прибор использовался не в пре-
образователе, а в усилителе с коэффициентом усиления А, то
коэффициент шума был бы Д/=!-{-[ ((Amgi/PmoA2)], где (72ш и
122
К — средний квадрат напряжения собственного шума и коэффи-
циент усиления в режиме усиления. При близких значениях
и t/2m.np различие коэффициентов шума связано с неодинаково-
стью /<ПР и К. В § 4.7 было показано, что коэффициент усиле-
ния в режиме преобразования при полном использовании возмож-
ностей электронного прибора примерно в 4 раза меньше, чем в
режиме усиления. Отсюда следует, что коэффициент шума преоб-
разователя значительно больше коэффициента шума усилителя.
Коэффициент шума может возрастать также потому, что к
обычным шумам электронного прибора на частоте )Пр выходного
резонансного контура прибавятся шумы, попадающие в полосу
пропускания вследствие преобразования. В результате коэффи-
циент шума приемника может существенно возрасти. Избежать
этого можно, если преобразователю будет предшествовать усили-
тель с малым собственным шумом и большим коэффициентом
усиления; это видно из формулы (1.26).
Шум в диодном преобразователе состоит из следующих ком-
понентов:
тепловой шум во входной цепи в полосе частот принимаемого
сигнала, перенесенный в результате преобразования в полосу
пропускания УПЧ. Средний квадрат этого шумового тока со-
гласно (1.5) равен 4 kTIlgK, где gK— проводимость потерь вход-
ного контура. Этот ток замыкается в цепи, составленной тремя
параллельными проводимостями; проводимостью контура gKi (см.
§ 1.10), приведенной проводимостью источника сигнала m^gi и
входной проводимостью преобразователя gBK. Последняя отража-
ет процесс прохождения теплового шума входной цепи через пре-
образователь. Этот шум в результате прямого преобразования со-
здает напряжение промежуточной частоты на выходе и вследст-
вие обратного преобразования вновь переносится в полосу частот
входного сигнала;
тепловой шум входной цепи в полосе частот зеркального ка-
нала, перенесенный в полосу пропускания УПЧ. Этот шум играет
заметную роль при широкой полосе пропускания входной цепи,
захватывающей зеркальный канал; на его прохождение также
влияет обратное преобразование частоты;
тепловой шум выходной цепи преобразователя в полосе про-
пускания УПЧ. Средний квадрат этого шумового тока равен
МгТП (gK2 + m22g2), где gK2— проводимость выходного контура, а
m22g2— приведенная проводимость нагрузки. Если в цепи на-
грузки имеются дополнительные источники шума, то они также
должны быть учтены. Этот шумовой ток замыкается через цепь,
содержащую gK2, m22g2 и проводимость преобразователя со сторо-
ны его выходной цепи. Последняя определяется так же, как вход-
ная проводимость со стороны источника, и отражает особенность
прохождения шума выходной цепи: этот шум вследствие обрат-
ного преобразования переносится в полосу частот сигнала и соз-
дает напряжение на входном контуре, которое затем в результа-
123
те прямого преобразования переносится обратно в полосу про-
пускания УПЧ. Некоторую роль может играть также перенос
шума выходной цепи в зеркальный канал. Во входной цепи при
этом образуется шумовое напряжение, которое вновь преобразу-
ется в шум промежуточной частоты. Отсюда видно, что влияние
входной цепи на результирующее напряжение теплового шума вы-
ходной цепи может иметь сложный характер;
шумовой ток диода, создающий напряжение в выходной цепи,
в полосе пропускания УПЧ. Этот ток содержит тепловую состав-
ляющую, но в основном определяется дробовым эффектом, сред-
ний квадрат которого, как известно из теории электронных при-
боров, равен 2 е!йП (е— заряд.электрона, /0— постоянная слага-
ющая тока диода);
шумовой ток диода, создающий напряжения во входной цепи
в полосе частот сигнала и в полосе зеркального канала. Эти на-
пряжения переносятся в полосу пропускания УПЧ в результате
прямого преобразования.
Коэффициент шума преобразователя Шир определяется, как
и выше, в предположении, что на вход поступает шум от источни-
ка с мощностью Рт0. Коэффициент шума равен отношению суммы
мощностей (или средних квадратов напряжения), вызванных пе-
речисленными факторами, к мощности, вызванной действием толь-
• ко Рш0.
Для преобразователя и последующего УПЧ при согласовании
в цепях связи в соответстни с (1.26) коэффициент шума
Ш = Шпр + [(ZZZy- 1 )/Кр ир1,	(4.25)
где Кгпр — коэффициент передачи преобразователя по мощности;
Шу — коэффициент шума усилителя. Эти величины зависят от
подводимого к диоду напряжения гетеродина. При малом напря-
жении ток диода мал и соответственно мал коэффициент переда-
чи Крпр. Общий коэффициент шума при этом велик из-за второго
слагаемого в (4.25).
Если увеличить напряжение гетеродина, то Крпр возрастет и
коэффициент шума уменьшится. По мере увеличения напряжения
гетеродина рост КР1,Р замедляется и второе слагаемое в (4.25)
стабилизируется. В то же время в результате возрастания тока
диода увеличивается коэффициент шума собственно преобразо-
вателя, т. е. первое слагаемое в (4.25). Соответственно растет и
Рис. 4.25
124
общий коэффициент шума. Отсюда сле-
дует, что Ш имеет минимум при опреде-
ленном напряжении гетеродина.
Помимо шума, вызванного дробовым
эффектом в диоде, и тепловых шумов,
в преобразователе играют роль шумы
гетеродина. Вследствие различных при-
чин генерируемое напряжение имеет флуктуирующую фазу. Обыч-
но эти флуктуации невелики: не превышают тысячных долей гра-
дуса. Напряжение гетеродина имеет также небольшую (с глубиной
в доли процента) амплитудную модуляцию. В результате колеба-
ния гетеродина представляются нс одной спектральной линией, а
спектром из основного колебания и боковых полос, как это схе-
матически показано на рис. 4.25. Боковые полосы по свойствам ана-
логичны флуктуационным шумам других компонентов, они назы-
ваются шумами гетеродина. Уровень их невелик: он меньше уровня
основного колебания в сотни тысяч раз.
Ширина спектра шума гетеродина зависит от полосы пропус-
кания резонансной цепи гетеродина, следовательно, она тем боль-
ше, чем выше частота. С учетом напряжения шума гетеродина
<7Ш.Г эквивалентную схему преобразователя на рис. 4.17 можно
представить в виде схемы иа рис. 4.26, из которой видно, что
t/ш.г складывается с напряжением сигнала и вместе с ним дейст-
вует на 'Преобразователь.
Предположим, что в спектре шума на рис. 4.25,а окажется по-
лоса со средней частотой fc. После преобразования эта полоса
будет перенесена на частоту /,,р (имеется в виду преобразование
1-го порядка, т. е. k=\). В полосу пропускания .попадет часть
полосы шума, равная полосе пропускания УПЧ П. Кроме того,
в полосе пропускания приемника после преобразования окажется
и полоса шума гетеродина со средней частотой, равной частоте
зеркального канала (обе полосы отмечены на рис. 4.25).
На-сантиметровых и миллиметровых волнах шумы гетеродина
могут приводить к увеличению коэффициента шума преобразова-
теля в два и более раз. На дециметровых и более длинных волнах
ширина спектра шумов гетеродина сужается и частоты [с и f3 ока-
зываются за пределами спектра (рис. 4.25,6); при этом шумы ге-
теродина не попадают в приемник. Это же имеет место при уве-
личении промежуточной частоты /,,р, что ведет к удалению частот
/с и /3 от частоты гетеродина fr.
4.13.	БАЛАНСНЫЙ ДИОДНЫЙ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
Балансный преобразователь, который в транзисторном вари-
анте рассмотрен в § 4.8 и может быть выполнен на диодах, поз-
воляет ослабить влияние шумов гетеродина. В схеме на рис. 4.27,а
напряжение от гетеродина Г действует на диоды УД1 и УД2 с
одинаковой фазой, а напряжение сигнала — через трансформатор
125
Рис. 4.27
^пр
TPi с противоположными фазами. Оба плеча действуют как неба-
лансиые преобразователи, подобные показанному на рис. 4.22.
Поскольку напряжения сигнала в плечах сдвинуты на 180°,
токи промежуточной частоты в цепях диодов имеют такой же
сдвиг. В первичной обмотке трансформатора Трг эти токи проти-
воположны и выходное напряжение ипр пропорционально их раз-
ности. При взаимном вычитании токов Л и i2 их составляющие
промежуточной частоты совпадают по фазе и выходное напря-
жение определяется их суммарным действием. В то же время на-
пряжение шумов гетеродина иш.г, как и ит, действует на оба ди-
ода с одинаковой фазой; следовательно, и составляющие токов
it и i2 с промежуточной частотой, получаемые в результате пре-
образования шумов гетеродина с частотами fc и fs, также имеют
одинаковую фазу. При симметрии цепи они взаимно компенсиру-
ются и не дают напряжения на выходе.
При отсутствии усилителя радиочастоты преобразователь свя-
зан непосредственно с антенной. Прохождение напряжения гете-
родина во входную цепь вызывает излучение через антенну; это
нежелательно с точки зрения требований электромагнитной сов-
местимости, так как создает помехи другим приемникам. В ба-
лансном преобразователе токи с частотой гетеродина в половинах
обмоток входного и выходного трансформаторов противоположны
и взаимно компенсируются, поэтому напряжения гетеродина в ба-
лансном преобразователе не проникают во входную и выходную
цепи.
Аналогичными свойствами будет обладать преобразователь по
схеме на рис. 4.27,а, если гетеродин и источник сигнала поменять
местами, т. е. подать напряжение от гетеродина через трансформа-
тор Tpi, а напряжение преобразуемого сигнала подвести к сред-
ним точкам обмоток. В преобразователе по схеме на рис. 4.27,6
напряжения сигнала и гетеродина действуют в диагоналях мос-
товой цепи, образованной половинами вторичной обмотки транс-
форматора ТР] и диодами УД1 и УД2. Составляющие токов Ц и
i2, создаваемые напряжением гетеродина, замыкаются через ди-
оды, не ответвляясь в диагональную цепь, в которую включены
входной и выходной контуры; поэтому, как и в предыдущем слу-
чае, напряжения гетеродина не проходят во входную и выходную
126
Рис. 4.28
цепи. Токи, вызванные в выходной
цепи шумами гетеродина, также
компенсируются.
Напряжение преобразуемого
сигнала подается на УД\ и УДг
в одинаковой фазе, но благода-
ря встречному включению диодов
достигается результат, соответст-
вующий действию противофазных
напряжений. Компоненты токов
ii и i2 промежуточной частоты,
вызванные действием сигнала, в
ветвях диодов Д\ и Д2 имеют
направления, показанные штрихо-
вой линией. Эти токи замыкаются
через первичную обмотку Тр2 и соз-
дают на выходе напряжение проме-
жуточной частоты, пропорциональ-
ное их сумме.
На рис. 4.28 приведен пример
топологической схемы баланс-
ного Преобразователя СВЧ, вы-
полненного на основе полосковых
линий. Этот преобразователь по-
добен преобразователю по схеме
на рис. 4.27,6. Цепи преобразователя выполняются методами пе-
чатного монтажа на поверхности диэлектрической пластинки; в
углублениях на ее поверхности помещены диоды УД\ и УД2. По-
верх пластинки накладывается вторая диэлектрическая пластин-
ка. Противоположные поверхности пластинок покрыты металли-
ческой пленкой.
Колебания сигнала и гетеродина подводятся к кольцу, сред-
няя длина окружности которого равна полутора длинам волны X
сигнала и гетеродина (обоих, так как частоты их не сильно от-
личаются друг от друга — на значение /пр). Сигнал подается в
точке С через не показанное на рисунке коаксиальное соединение,
перпендикулярное плоскости рисунка. Точка С расположена сим-
метрично по отношению к диодам, поэтому колебания от источ-
ника сигнала действуют на диоды Д\ и Д2 с одинаковой фазой, как
и в преобразователе по схеме на рис. 4.27.
Колебания от гетеродина подаются через коаксиальный разъ-
ем в точке Г. Расстояние по кольцу от точки ввода колебаний до
отвода к диоду Д[ на Х/2 больше расстояния до отвода к диоду
Дг; благодаря этому колебания действуют на диоды с противо-
положными фазами, как это имеет место в преобразователе на
рис. 4.27.
Преобразованный сигнал снимается в точке П через коаксиаль-
ное соединение и поступает в УПЧ. Полоски Фь Ф2, Фз и Ф4
имеют длину Х/4. Разомкнутый отрезок линии такой длины дейст-
127
вует как последовательный колебательный контур, настроенный
на частоту сигнала и гетеродина, т. е. как короткое замыкание;
благодаря этому токи с частотами /с и fr на выходах диодов Д1
и Д2 замыкаются и не проходят на выход преобразователя.
4.14.	ЕМКОСТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
ЧАСТОТЫ
Преобразователь по схеме на рис. 4.18 может работать в
варакторном режиме, если на анод диода подать отрицательное
напряжение Е. Пренебрегая в этом случае током проводимости
диода, получим из (4.11) следующие выражения параметров пре-
образователя:
Kjj « j <вс Со; К22 j сопр Со; У12 «j <в(. Спр; У21 « j «„р Спр.
(4.26)
Согласно (4.13) коэффициент передачи преобразователя и его
сопряженное значение
К —	j ®пр Спр	ё* -1	i o>rip Спр	/4 97\
Апр	Ёя + j ®пр Со	Л"р V •	о ' ‘ПТ J wnp Go	
При настройке цепи нагрузки на частоту [пр реактивность этой
цепи вместе с реактивностью диода равна нулю, т. с.
Апр= j ®цр ^-np/^u> Кпр = iw„pCnp/g„.	(4.28)
Для неипвертирующего преобразователя при резонансе соглас-
но (4.16)
Увх = j	Q + (<вс (оир Спр/ён)’	(4.29)
для инвертирующего согласно (4.17)
ЁВх=	(®с ®пр £пр/йп).	(4.29а)
Отсюда видно, что инвертирующий варакторный преобразова-
тель имеет отрицательную входную проводимость. Это означает,
что преобразователь не потребляет энергию от источника сигна-
ла, а, напротив, создает приток ее за счет преобразования энергии
гетеродина. Природа этого процесса известна из анализа пара-
метрических явлений в теории нелинейных электрических цепей.
Гетеродин, который в данном случае служит не только модуля-
тором параметров диода, но и источником энергии, называют ге-
нератором накачки.
Получаемую отрицательную проводимость можно использо-
вать для регенеративного усиления радиосигналов (см. § 1.2, 3.9).
Важная особенность усилителя этого типа состоит в том, что по-
стоянный ток в цепи варактора очень мал, поэтому мал и уро-
вень шума, вызываемого дробовым эффектом.
Поскольку активная составляющая входной проводимости не-
инвертирующего преобразователя (4.29а) положительна, он не
128
позволяет реализовать регенеративное усиление, но, как показа-
но далее, усиление возможно и в этом случае.
Рассмотрим свойства преобразователя но схеме на рис. 4.23
применительно к режиму неинвертирующего емкостного преобра-
зования. Напряжение UQ, как и ранее, найдем по формуле (4.18),
где /c = Ecgi. Пренебрегая gKi и рассматривая случай резонанс-
ной настройки, имеем L^«£cgiWi/(gW2i-(-g'Bx).
На СВЧ преобразователь обычно согласуется со входной це-
пью. Если сигнал поступает от источника через линию, это пред-
отвращает циркуляцию в линии отраженных волн, которая может
привести к искажениям принимаемых сообщений, а также обеспе-
чивает максимум напряжения сигнала, на входе преобразователя,
что тоже желательно. Условием согласования является равенст-
во входного сопротивления преобразователя сопротивлению ис-
точника сигнала, т. е. gi=gBX/tn2i. Отсюда mi = V gBX!g\. При.
этом t/c«Ecg'imi/2g'BX.
Выходное напряжение Пвых= UcKBpm2, т. е. согласно (4.28) и е
учетом значения mi
^вых —	р7 gl/gBx г^2 ®пр Cnp/gu-
Подставляя сюда gBX из (4.29а) и значение gH = g2m22, най-
дем коэффициент передачи К=ивых/Ес:
/C=0,5|/g1/g'2x2, где х2 = /Д1Р/Д,.	(4.30)
В отличие от (4.24) для резистивного преобразователя вместо
xi в (4.30) входит х2. Как выяснено в § 4.10, коэффициент х«, ко-
торый меньше единицы, показывает, насколько коэффициент пе-
редачи преобразователя меньше коэффициента передачи идеаль-
ного (без потерь) согласующего трансформатора. Множитель х2
в (4.30) может быть и больше единицы, если )пр>/с, т. с. в этом,
случае преобразователь усиливает сигнал.
4.15.	РЕГЕНЕРАТИВНОЕ УСИЛЕНИЕ
Усилитель с отрицательным сопротивлением емкостного пре-
образователя имеет преимущества по сравнению с регенератив-
ными усилителями, в которых отрицательное сопротивление по-
лучается с помощью резистивных диодов (например, туннельного
диода) или усилительных электронных приборов с обратной свя-
зью. Главное достоинство емкостного преобразователя — малые
шумы, но ценными качествами его являются также возможность
регулирования и стабилизации параметров изменением гетеродин-
ного напряжения.
Упрощенная эквивалентная схема регенеративного усилителя
показана на рис. 4.29. Здесь gi н g2 — проводимости источника
сигнала и нагрузки, gK отображает собственные потери колеба-
тельного контура (это может быть любой резонатор, эквивалент-
ный контуру), —g — отрицательная проводимость усилительного
прибора.
5—12	12».
Рис. 4.29
Найдем коэффициент усиления усилителя при следующих ус-
ловиях: усилитель согласован с источником сигнала; полоса про-
пускания имеет определенное значение, достаточное для прохо-
ждения усиливаемого сигнала.
На уровне 1/J/2 полоса пропускания n=fod3=fopg3, где d3—
затухание; g3— эквивалентная проводимость цепи при резонан-
се. В данном случае g3=gK + m2igi + m22g2—g. Эта проводимость
должна иметь определенное значение
g» = /7/2-/foP-	(4.31)
Условие согласования усилителя с источником сигнала имеет
вид gi= (g«+m22g2—g)/m2i,
или иначе
gim2 = gH + g2m2—g.	(4.32)
При согласовании g3=2gim2i, откуда получаем mi= ]/g-3/2gi.
Из (4.27), учитывая, что gitn\ = 0,5g3, находим
/Па= V (0,5g3+g—gK)/g2.
В соответствии срис. 4.29 по закону Ома
^вЫх = Ес gi "Ч 11 №1	+ g2 т2 + gK—g)]m2.
Отсюда с учетом (4.32) и значений т,\ и пг2 получаем для резо-
нансного коэффициента передачи формулу
Ко = t/вых/^с = 0>5Vgi/gi*3’ где х3 = у 1 + 2(g—gH)/g9. (4.33)
Обычно gK<^.g; в этом случае
х3 V^+2(g/g3).	(4-34)
Эта формула подобна (4.21) и (4.30); она также содержит ко-
эффициент передачи идеального согласующего трансформатора и
коэффициент, показывающий, во сколько раз коэффициент пере-
дачи рассматриваемого устройства отличается от этого коэффици-
ента передачи. В данном случае Хз>0, т. е. имеет место усиление.
С учетом (4.31) х3« К1 + 2g (fop/Я/? ). Отсюда видно, что одним
из факторов, ограничивающих усиление, является поло-
са пропускания: чем шире она должна быть, тем меньше хз.
Другой ограничивающий фактор — стабильность. Если отрица-
тельная проводимость увеличится относительно первоначального
130
значения g и примет значение g + &g, то и эквивалентная проводи-
мость g3 изменится на такое же значение; g'3^=g3—&g- При я'эСО
в колебательном контуре возбудятся колебания и усилитель рабо-
тать не будет. Условие отсутствия самовозбуждения имеет вид
g<>0, откуда следует g3>&g. С учетом этого условия из (4.34)
получим х3< У1 -(-2 (gl&g) 
Обозначим относительное изменение отрицательной проводимос-
ти \ = ^glg. Тогда хз<У1+2/А, т. е. чем выше стабильность
(чем меньше А), тем больший коэффициент усиления может,
быть получен.
4.16.	ТИПЫ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Емкостный преобразователь частоты применяется почти во
всех случаях, когда к чувствительности приемника предъявляются
особенно высокие требования. По шумам он несколько уступает
квантовому усилителю на парамагнитном рубине с охлаждением
жидким гелием, шумовая температура которого около 4 К. Но
варакторный усилитель отличается более простой конструкцией
и более экономичен, так как не нуждается в источнике сильного
магнитного поля, который необходим в квантовом усилителе.
Квантовые усилители (мазеры) применяются в специальных уст-
ройствах, в которых удается реализовать их преимущества: в ра-
диотелескопах и космической радиосвязи.
Усилитель с варактором обеспечивает наименьшую шумовую
температуру в приемниках без специальных охлаждающих уст-
ройств. Еще лучшие результаты получают при охлаждении жид-
ким азотом или с помощью полупроводниковых охладителей, дей-
ствие которых основано на эффекте Пельтье. Охлаждение умень-
шает тепловой шум компонентов усилителя. При использовании
жидкого гелия чувствительность приемника приближается к до-
стигаемой в приемнике с квантовым усилителем.
Среди диодных параметрических усилителей различают уси-
лители с распределенным усилением и каскадные.
Первые представляют собой замедляющую цепь, через которую проходят бе-
гущие волны принимаемого сигнала и волны от гетеродина (генератора накач-
ки). На пути волн размещены варакторы, благодаря усилительному действию
которых энергия сигнала нарастает по мере продвижения волны вдоль цепи.
Усилитель с бегущей волной имеет очень широкую полосу пропускания, ио до-
вольно сложен.
Основой каскадных усилителей является емкостный преобразо-
ватель частоты. Эти усилители имеют более узкую полосу про-
пускания, поскольку, как было показано в § 4.15, при регенера-
тивном усилении расширение полосы пропускания связано с
уменьшением усиления. В большинстве случаев удается совмес-
тить достаточное усиление и требуемую полосу пропускания.
5*	131
Чтобы заметно не проявлялись шумы последующих цепей при-
емника, может потребоваться последовательное усиление сигнала
в двух или трех каскадах параметрического усиления. В соответ-
ствии с формулой (1.26) особенно высокие требования в отноше-
нии малости шума следует предъявлять к первому каскаду или
первым каскадам. По этой причине первые каскады охлаждают.
На основании теории, рассмотренной в § 4.14 и 4.15, каскад-
ные усилители бывают двух типов:
нерегенеративные. В этом случае усиленный сигнал выделяет-
ся в цепи промежуточной частоты, которая превышает частоту
сигнала. В соответствии с (4.30) коэффициент усиления зависит
от того, во сколько раз повышается частота. Промежуточная ча-
стота равна сумме частот сигнала и гетеродина;
регенеративные. Это инвертирующие преобразователи с отри-
цательной входной проводимостью.
Чтобы шум последующих цепей мало сказывался па общей шумовой темпе-
ратуре приемника, коэффициент усиления усилителя по мощности должен, быть
достаточно большим — порядка 10 и более. В перегеперативпом усилителе это
достигается повышением частоты. Бели частота сигнала лежит в диапазоне де-
циметровых волн, то промежуточная частота выбирается в сантиметровом диа-
пазоне, если же частота сигнала в сантиметровом диапазоне, то промежуточ-
ная частота оказывается уже в диапазоне миллиметровых волн. Поскольку даль-
нейшее повышение частоты затруднительно, усилитель обычно бывает одиокас-
кадным и за ним следует резистивный понижающий преобразователь, коэффи-
циент передачи которого меньше единицы. Общий коэффициент усиления равен
произведению .коэффициентов передачи преобразователен.
Усилитель может быть построен по схеме на рис. 4.6,в (двойное преобра-
зование по В. И. Юзвинскому). В емкостном преобразователе Пр, частота по-
вышается в 10... 20 раз, чем обеспечивается усиление. В (резистивном преобра-
зователе Пра сигнал несколько ослабляется, но все же сигнал на выходе оказы-
вается сильнее, чем на входе. Использование общего гетеродина упрощает кон-
струкцию и делает частоту и фазу сигнала на выходе не зависимыми от не-
стабильности гетеродина.
Возможны три варианта реализации инвертирующего преобра-
зователя:
1.	Усиленный сигнал выделяется в цепи промежуточной час-
тоты. Промежуточная частота /IrP=fI—fc значительно выше час-
тоты сигнала fc. Мощность сигнала па выходе усилителя растет
при повышении частоты, т. е. имеет место параметрическое усиле-
ние. В то же время входная проводимость преобразователя — от-
рицательная, т. е. осуществляется и регенеративное усиление. Уси-
литель этого вида не имеет широкого распространения вследст-
вие сложности его режима и недостаточной устойчивости.
2.	Преобразователь выполнен, как и в предыдущем случае, но
используется только его отрицательная входная проводимость.
Нагрузка подключена к входному контуру, с которым соединен и
вход преобразователя (отрицательная проводимость g на рис.
4.29). Колебания из контура промежуточной частоты непосред-
132
ственно не используются, по-	х'
этому такой контур называют / 1	। ъ.
холостым, а усилитель этого /	।	;
вида — двухконтурным рсгене-	г
ративным.	fz	?сг'>2/с
3.	Частота генератора нака-
чки /г близка к удвоенной часто-	Рис- 4,30
те усиливаемого сигнала 2/с; разностная частота fnp=fi—fl: близка
к частоте /с и понадает в полосу пропускания входного контура
(рис. 4.30). В этом случае отпадает необходимость в отдельном
выходном контуре, так как контуры в цени преобразователя мо-
гут быть объединены (см., например, рис. 4.22). Схема усилите-
ля в этом случае подобна показанной на рис. 4.29, где в качест-
ве элемента с отрицательной проводимостью (—g) включается
варактор с действующим на него источником накачки. Такой уси-
литель называется одноконтурным регенеративным параметриче-
ским.
Частоты fc и f„p (рис. 4.30) не должны быть слишком близки,
чтобы их можно было разделить после следующего понижающе-
го преобразователя в УПЧ. В отличие от рис. 4.30 для реальных
сигналов характерна не одна частота fc или f„p, а полоса частот.
Если спектры сигнала па частотах fc и fup будут перекрываться,
то после выделения одного из этих спектров части другого, про-
никшие в полосу пропускания УПЧ, будут искажать сигналы, т. е.
будут действовать как помеха.
Особенность этого случая состоит в том, что ток с преобразованной часто-
той проходит через единственный контур, к которому подключены приведенные
проводимости источника и нагрузки. В отличие от схемы .на рис. 4.22 эквива-
лентной нагрузкой для преобразователя будет проводимость gH.;> = gim2l+g2m22.
Эта величина должна войти и в знаменатель выражения (4.29,а) отрицательной
проводимости преобразователя (варактора).
Поскольку, кроме того, о>Пр==сос, отрицательная проводимость
—“сСпр/£н.э.	<4-35)
Условие согласования усилителя с источником сигнала (4.32) имеет преж-
ний вид, т. е. без учета потерь в контуре gK
gim\ = g2m2—g = 0,5ga.	(4.36)
Для выбора m, можно использовать ту' же формулу, что и в § 4.Г5, т. е. mi =
—	gn!2g\. Несколько иначе обстоит дело с выбором коэффициента включения
т2. С учетом значений g и ga,3 из (4.36) получаем
g2m| —51т2 = (й>2 C2p)/(g,/4 + g! т2),
откуда
(^m|)2—(gim2)2=O>|C2np.
или иначе
(а2/Л2)2 = (Вс2 С2р + (0,5 ga)2.
133
Из этого выражения
т2 ~ V 1(ШС Сцр)2 + (0,5 £э)21/&2’
Кроме того, из (4.35)
£ = <ас спр/(°,51?э + V СпР + (0.5<?э)2)-
Если обозначить
ос = 2 <вс Cnp/g8,	(4.37)
то последнее выражение нетрудно представить в виде
S = (вс Спр а/ (1 + 1/1 + а2) •
Подставляя это значение g в (4.34), получаем
Хз як j/ 1 + аа.
Отсюда видно, что коэффициент усиления возрастает с увеличением Спр и
уменьшается с увеличением g9, т. е. с расширением полосы пропускания.
4.17. ШУМЫ ОДНОКОНТУРНОГО
РЕГЕНЕРАТИВНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Упрощенная эквивалентная схема усилителя для расчета шу-
мов, соответствующая схеме на рис. 4.29, изображена на рис. 4.31;
в ней проводимости источника и нагрузки g, и g2 пересчитаны в
резонансную цепь; Ц, /2, /з и Л — шумовые токи.
Ток 7i создается источником сигнала. При определении коэф-
фициента шума он должен согласно известной методике (см.
§ 1.7, 3.8) соответствовать поступающей на вход мощности от
согласованного источника. Усилитель предполагается согласован-
ным с источником, т. е. выполняется условие (4.32), поэтому шум
от ветви m2tgi соответствует условиям расчета коэффициента
шума. Согласно (1.5) средний квадрат этого тока I2}=^kTIlgim2i.
Собственным потерям в контуре соответствует шумовой ток /22 =
=wngK.
В теории электронных приборов показывается, что средний
квадрат шумового тока диода, определяемый в основном дробо-
вым эффектом, равен 1\^е10П, где е — заряд электрона, /0 —
постоянная слагающая тока диода. Для единообразия этот ток
можно записать в виде 12з—МгТГ^тл, где £ш.д — условная вели-
чина, имеющая размерность проводимости. Это — эквивалент шу-
ма диода, зависящий как от /о, так и от других факторов, прояв-
Ряс. 4.31
134
ляющихся в конкретных условиях. Из равенства 2eIQn — AkTngui.n
находим gai.a=eI0l2kT, но это значение можно уточнить экспери-
ментальной проверкой свойств диода.
Шумовой ток Л возникает во входной цепи последующего уси-
лителя и может превышать тепловой ток входной проводимости
этого усилителя, рассчитанный по формуле (1.5) при комнатной
температуре. Учитывая это, определим средний квадрат тока как
p-^^kyTrimtzgi, где коэффициент у зависит от типа и свойств
следующего каскада.
Мощность шума на выходе пропорциональна среднему квад-
рату напряжения шума на колебательном контуре, следовательно,
и среднему квадрату тока шума. Поэтому коэффициент шума уси-
лителя Шу можно определить как отношение
Шу— (1\ + /г + /з + ^)/1\.
Подставляя значения токов, получаем
Шу=- l-HteK+gm.K + Y^gJ/zn’gJ.
С учетом условия согласования (4.32)
Шу — 1 +1£к + £ш.д + ?(0,5£'э + £'—gK)]/0,5 ga,
или иначе
Шу = 1 + 2 (gK -j- g01.v)lg3 + у [ 1 + 2 (g—gK)/ga].	(4.38);
Выражение в квадратных скобках в (4.38) есть коэффициент
усиления по мощности Кр- Действительно, согласно рис. 4.29
мощность, подводимая к усилителю от источника сигнала,
Двх = ^2к(^к—g + rn22g2), а мощность, поступающая в нагрузку,
<PBbix=t/2Km22g'2. Но из условия согласования (4.36) т22 =
= 0,og3 + g—gK и gK—g+m22g2=Q,5g3; следовательно, РЪых1Рю =
= Кр= (Q,5g3-i-g—gK)/0,5g3. Поэтому (4.38) можно записать в
виде
Шу = 1 +?Лр + 2(£к4-£ш.д)/£э»
Коэффициент шума усилителя вместе с последующими каска-
дами, имеющими коэффициент шума Шп, найдем по формуле
(1.26), которая при согласовании между каскадами принимает
вид
Ш = Шу + (Ши-1)/КР.
Из (4.38) видно, что коэффициент шума может увеличиваться
из-за шумового тока /4, характеризуемого коэффициентом у.
Сильное влияние этого тока обусловлено тем, что в усилителе
вход и выход связаны. Шум из выходной цепи поступает в уси-
литель и усиливается в нем, как и принимаемый сигнал. Чтобы
избежать усиления шумов из выходной цепи, необходимо предот-
вратить их действие на усилитель. Распространенный способ ре-
шения этой задачи состоит в соединении входной и выходной це-
пей с усилителем через циркуляторы.
135
Упрощенная схема, поясняющая построение усилителя с цир-
куляторами, дана па рис. 4.32. Принимаемый сигнал поступает в
резонатор Р, в котором находится варактор, через циркулятор Ць
К резонатору подводятся также колебания от генератора накачки
ГН. Сигнал по тому же волноводу проходит в циркулятор Ц1 и
через него в циркулятор Цг, а с выхода Ц2 — на выход данного
усилителя и на вход последующего. Шумы и отраженные колеба-
ния, которые будут со стороны выхода проходить в обратном на-
правлении к циркулятору Ц2, не попадут в усилитель: они будут
поглощены нагрузкой Н. Благодаря циркуляторам усилитель ста-
новится невзаимным и появляется возможность последовательно-
го усиления в нескольких каскадах.
На рис. 4.33 приведена схема двухкаскадного усилителя с
охлаждением первого каскада. Сигнал по волноводу Bi подводит-
ся к Ц] и через него поступает в первый каскад усилителя ПУ:.
К усилителю по волноводу В2 поступает и сигнал от генератора
накачки ГН. Усиленный сигнал через волновод Вз и фильтр Ф1
подается на циркулятор Ц2. Фильтр Ф[ пропускает сигнал и за-
держивает проникающие в В3 колебания от генератора накачки, а
также шум побочных каналов. Далее сигнал через аналогичный
фильтр Ф2 и циркулятор Цз поступает во второй каскад усилите-
Рис. 4.32
ля. Колебания от ГН к этому ка-
скаду подаются через волновод
В4. Через фильтр Ф3 и циркуля-
тор Ц4 сигнал, усиленный вторым
каскадом, подается на понижаю-
щий частоту диодный преобразо-
ватель Пр с гетеродином Г, а с
выхода Пр — на УПЧ. Отражен-
ные волны вЦ2 и Ц4 поглощают-
ся нагрузками Н. •
Рис. 4.33
136
В некоторых конструкциях число каскадов усилителя состав-
ляет три, четыре и более, причем охлаждаются несколько первых
каскадов. Для предельного уменьшения шумов первый каскад и
связанные с ним цепи, включая циркулятор Ц1, охлаждаются пу-
тем помещения в двойной сосуд Дьюара с жидким гелием (Не) и
жидким азотом (N).
4.18. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ
УСИЛИТЕЛЯ С ЦИРКУЛЯТОРОМ
Благодаря тому, что в усилителе с циркулятором нагрузка не
оказывает обратного влияния на ток от источника сигнала, коэф-
фициент усиления больше, чем в регенеративном усилителе, рас-
смотренном в § 4.15 [формула (4.34)]. При идеальном согласо-
вании на входе усилителя входное напряжение, как и в рассмот-
ренных ранее случаях, t/Bx = 0,5E( V g\lg2, где в данном случае
gz — входное (волновое) сопротивление волновода, соединяюще-
го источник сигнала с циркулятором Ц1Ф Этому напряжению со-
ответствует ток /вх = Цвхй'2, который подводится и к резонатору
Р: с учетом потерь в волноводе н циркуляторе он будет равен
где Pj<1.
Будем считать входные проводимости всех волноводных вхо-
дов циркуляторов равными g2. При коэффициенте включения ре-
зонатора к волноводу, идущему от циркулятора, равном т, и без
учета собственных потерь резонатора проводимость резонатора
на частоте настройки g-^g'Sn2—g. Следовательно, при заданной
полосе пропускания, которой соответствует определенное значе-
ние g3. m = ]/ (£э+S) • Напряжение, создаваемое током /Пх на
резонаторе, Ц2 = /вхЯ1/£э. Обратно в циркулятор Ц1 будет посту-
пать напряжение mUK, а на выходе всего усилителя, т. е. на вы-
ходе циркулятора Цг, получим напряжение щ[/кр2, где р2 учиты-
вает дальнейшие потери в обоих циркуляторах и соединительных
волноводах. Следовательно, в этом случае в отличие от § 4.15.
ЦВых = 0,5	С учетом значения т резонансный ко-
эффициент усиления
K=^-=0,5/f-PIP2(l+^Y
или иначе Ko = O,5yg1/g2xi, где = 3ip2(1 +g/g3)-
Вводя, как и в § 4.15, условие отсутствия самовозбуждения,
можно написать
Х4 = ₽1₽Д1+Д),
При использовании цепей с малыми потерями коэффициенты
Pi и р2 немногим меньше единицы. Сравнение х4 и х3 показывает,
что благодаря циркулятору коэффициент усиления заметно воз-
растает (при отсутствии потерь — примерно в два раза).
137
Г л а в a 5 ДЕТЕКТОРЫ РАДИОСИГНАЛОВ
5.1.	ВИДЫ ДЕТЕКТОРОВ
И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
АМПЛИТУДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
Детекторы преобразуют принимаемые модулированные сигна-
лы в напряжение, соответствующее передаваемому сообщению.
В зависимости от вида модуляции различают амплитудные, час-
тотные и фазовые детекторы.
Амплитудное детектирование возможно при помощи нелиней-
ных цепей или синхронных детекторов. Детекторы с нелинейны-
ми элементами (НЭ, рис. 5.1,а) как более простые получили пре-
имущественное применение. Пусть на входе действует амплитудно-
модулированнос напряжение при модуляции одним тоном (рис.
5.1,6)
С,вх = {7т0(1 -J-m cos Q/) cos «г» С	(5.1)
Спектр этого колебания представлен на рис. 5.1,г.
На нагрузке детектора выделится напряжение, которое со-
держит постоянную и переменную составляющие вида рис. 5.1,в.
Полезным результатом детектирования является составляющая
1/вых = 1/йсо5Ш.	(5.2)
Спектр напряжения на выходе детектора показан на рис. 5.1,д.
Синхронное детектирование осуществляется путем умножения
сигнала (5.1) на опорное напряжение tZon=£/OnCos ыС Получае-
Рис. 5.1
138
мое в результате напряжение «вых = А(1 + mcosQt) (0,5 +
+ 0,5 cos 2со/) содержит составляющую с частотой 2а, которая
подавляется фильтром нижних частот. Оставшаяся после фильтра
составляющая содержит полезный результат детектирования ви-
да (5.2).
Технические решения для синхронного детектирования подоб-
ны применяемым для преобразования частоты, причем роль гете-
родинного напряжения выполняет опорное напряжение, а вместо
фильтра промежуточной частоты на выходе включается фильтр
нижних частот.
При детектировании возможны искажения сигнала, как нели-
нейные, так и линейные. Нелинейные искажения оценивают ко-
эффициентом гармоник
где UiQ, ^3q —амплитуды выходного напряжения с угловыми
частотами 2Й, ЗЙ и т. д.
Линейные искажения — амплитудно- и фазочастотные — обус-
ловлены наличием в детекторе инерционных элементов, главным
образом емкостей. Амплитудно-частотные искажения определя-
ются зависимостью коэффициента передачи детектора К от часто-
ты модуляции входного сигнала. Фазочастотные искажения оце-
ниваются по степени линейности зависимости фазового сдвига
выходного напряжения по отношению к огибающей входного ра-
диосигнала от частоты модуляции.
Коэффициентом передачи детектора, как уже указывалось в
§ 1.5, называют отношение амплитуды выходного напряжения
UQ к амплитуде огибающей входного модулированного напряже-
ния tnUmot Kn=UQlmUmQ.
Входная проводимость детектора характеризует степень его
влияния на источник детектируемого сигнала. Вследствие резо-
нансных свойств источника это влияние определяется первой гар-
моникой входного тока. Входная проводимость находится как
отношение амплитуды первой гармоники входного тока /м к ам-
плитуде напряжения несущей частоты сигнала на входе детек-
тора: Увх = /a/Omo. Она содержит активную и емкостную состав-
ляющие (УВх= Gux+jci)CB.x). Емкостная составляющая компенси-
руется настройкой резонансного контура; в этом случае можно
считать входную проводимость активной.
5.2.	ТИПЫ АМПЛИТУДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
В качестве нелинейного элемента детектора можно использо-
вать диод или усилительный прибор (транзистор, интегральный
модуль). Наибольшее применение нашли диодные детекторы. Они
просты и позволяют получить почти неискаженное детектирование
в большом диапазоне уровней сигнала. На рис. 5.2 приведены схе-
мы последовательного (а) и параллельного (б) диодных детекто-
139
a)
б)
Рис. 5.2
ров. Принцип действия обоих одинаков. Достоинством параллель-
ного детектора является отсутствие гальванической связи между
источником сигнала и диодом.
Рассмотрим последовательный детектор, полагая диод в пер-
вом приближении идеальным, т. е. с линейной характеристикой и
без обратного тока. Под действием входного напряжения через
диод протекают импульсы тока (рис. 5.3), которые содержат по-
стоянную составляющую /н и составляющие с угловыми часто-
тами со, 2(о и т. д. Постоянная составляющая создает напряжение
на нагрузке t/H=—высокочастотные составляющие замыка-
ются через конденсатор Сн, реактивное сопротивление которого
для этих частот очень мало. При AM меняется амплитуда им-
пульсов тока, а следовательно, их среднее значение и напряже-
ние на /?„. Чтобы ток с частотой модуляции протекал через сопро-
тивление /?„, а токи с частотами со, 2со и т. д. через конденса-
тор Сн, необходимо выполнить неравенства
(со Си)-' < /?„ < (Йв Ся)->,	(5.3)
где Пв — верхняя частота модуляции.
В параллельном детекторе на резисторе /?н помимо выпрям-
ленного напряжения будет и переменное напряжение ыВх. Чтобы
Рис. 5.3
140
Рис. 5.4
оно не проходило в последующие цепи, включают фильтр ниж-
них частот либо снимают продетектированное напряжение с кон-
денсатора Ср.
В детекторах па усилительных приборах одновременно с де-
тектированием происходит усиление. На рис. 5.4,а приведена схе-
ма детектора на полевом транзисторе с нагрузкой в цепи стока
(стоковый детектор). Детектирование происходит благодаря не-
линейности проходной характеристики 1’с = ф(н3) (рис. 5.4,6). Ис-
точником Е-3 в цепи затвора создается исходное смещение, при
котором транзистор почти заперт. При подаче па вход сигнала
t/BX в стоковой цепи появляются импульсы тока. Выпрямленный
ток, медленно меняющийся с частотой модуляции, создает напря-
жение па резисторе /?„. Составляющие тока с угловыми частотами
а, 2а/ и т. д. замыкаются через конденсатор Сн- Такой детектор
имеет большое входное сопротивление.
В случае биполярного транзистора в зависимости от включе-
ния нагрузки различают коллекторный, базовый и эмиттерный де-
текторы. На рис. 5.5 приведена схема коллекторного детектора,
в нем детектирование происходит благодаря нелинейности про-
ходной характеристики Д=<р(£/бэ). Для детектирования исполь-
зуют также нелинейность входной характеристики /б = <р(Дбэ); при
Рис. 5.5
Рис. 5.6
141
этом постоянную времени цепи
R\C\ выбирают из условия
(QbCi)-1. Детек-
торные эффекты в базовой и
коллекторной цепях транзисто-
ра по своему влиянию на кол-
лекторный ток противополож-
ны, что ведет к снижению ко-
эффициента передачи, но при
этом уменьшаются нелинейные
искажения и увеличивается пре-
Рис- б-7	дельная амплитуда входного сиг-
нала, при которой нет огра-
ничения в коллекторной цепи. Такой детектор называют кол-
лекторно-базовым. Дальнейшая линеаризация детекторной ха-
рактеристики ценой уменьшения коэффициента передачи воз-
можна путем применения отрицательной обратной связи по
огибающей. Для этого в эмиттерную цепь включают цепь R3C2
(рис. 5.6), постоянная времени которой выбирается так, чтобы
составляющие токов несущей частоты и ее гармоник замыкались
через конденсатор С2, а токи частоты модуляции создавали па-
дение напряжения на и, следовательно, отрицательную обрат-
ную связь.
В эмиттерном детекторе (рис. 5.7) постоянная времени RHCa
выбирается из условия (5.3). Детектирование происходит вслед-
ствие нелинейности проходной характеристики /э=ф(^бэ). В де-
текторе имеет место почти 100%-ная отрицательная обратная
связь по огибающей, что определяет отсутствие перегрузки сиг-
налами с большой амплитудой и высокое входное сопротивление;
но коэффициент передачи детектора меньше единицы.
5.3.	ТЕОРИЯ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ
СЛАБЫХ СИГНАЛОВ
Детектор можно представить в виде нелинейного четырехпо-
люсника, нагруженного на сопротивление ZH (рис. 5.1,а). На вход
подано напряжение wBx=t7m(/)cos(o/. Во входном токе нас инте-
ресует составляющая /ш с угловой частотой <о, поскольку она оп-
ределяет входное сопротивление, а в выходном — медленно меня-
ющаяся составляющая /н, которая создает полезный результат
детектирования. Будем полагать нелинейный элемент безынерци-
онным, тогда токи на входе и выходе детектора будут функциями
только приложенных напряжений:
K=^(Um, ия), 1я=Ч2(ит,ия).	(5.4)
Здесь ср! и фг — функции, вид которых зависит от свойств не-
линейного четырехполюсника. Функции ф1 называют колебатель-
ными характеристиками (рис. 5.8,6), функции фг — характеристи-
ками выпрямления (рис. 5.8,а).
142
Поскольку детектор является нелинейной цепью, свойства его
существенно зависят от напряжения детектируемого сигнала. Ес-
ли в усилителе нелинейность нежелательна и вызывает искажения
сильных сигналов, то в детекторе она необходима при сигналах
любого уровня, поскольку на ней основан сам процесс детекти-
рования. Более того, теория нелинейных электрических цепей по-
казывает, что при сильных сигналах зависимость продетектиро-
ванного напряжения от амплитуды входного сигнала ближе к ли-
нейной, чем при слабых. Поэтому при детектировании сильных
сигналов искажения в детекторе уменьшаются, и желательно, что-
бы на детектор подавались сравнительно сильные сигналы.
Для диодных детекторов слабым считается сигнал с ампли-
тудой t/m<0,25 В, для транзисторных Um<+5 мВ. Детектирова-
ние при этом происходит па наиболее криволинейном участке
вольт-амперной характеристики нелинейного элемента. Предста-
вим ее в виде
1=ф(Е'4-«),	(5.5)'
где Е — начальное напряжение смещения, в частном случае (как
на рис. 5.2) оно может быть равно нулю. Рассмотрим диодный
детектор; для него согласно рис. 5.2,a u=Umcosbtt—Un, где
Uu=!nRn. При малых сигналах и результат детектирования будет
малым, поэтому (5.5) можно представить рядом Тейлора:
i = <р(Е')4-<р' (Д)и4-0,5ф"(£)и2 +....	(5.6)
Здесь ф(Д) —ток в отсутствие сигнала, близкий к нулю при Е' = 0.
В дальнейшем ограничимся анализом этого случая. Обозначим
5=ф'(Е), З' = ф"(£).	(5.7)
После подстановки в (5.6) значения и и величии (5.7) при Е = 0
и преобразований получим
i = (S + S' UH) Un cos to t + SUH + 0,5S'U2 + 0,25 S' U2m +
4-0,255't/^cos2(0/4-. ..	(5-8)
143
Отсюда амплитуда составляющей тока частоты со и постоянная со-
ставляющая тока
Ja = (S + S' Un)U т,	(5.9)
/н = S(7„+0,25 5'^(1 +2((/н/[/т)Ч.	(5.10)
При детектировании слабых сигналов ((/H/(/,n)2 с 1, поэтому из
(5.10) при подстановке в пего U„=—IltRn получим
/„= [0,25S/(l+ S О ^г = ^г.	(5.И)
Как видим, детекторная характеристика квадратична. Если ампли-
туда сигнала меняется по закону (7m = tAno(l + mcosQ/),
то согласно (5.11)
ZH = Л[/,2,го (1 + 2m cos й I + 0,5 m2 0,5 m2 cos 2 й /).
Ток детектора содержит не только составляющую частоты модуля-
ции (Iа = 2AmU2rn0), но и вторую гармонику (/2й =O,5Am2U2mo),
т. е. имеют место нелинейные искажения: йг=/2дДя = 0,25т. Ко-
эффициент передачи детектора
inU та	т Ь'то
зависит от амплитуды несущей сигнала. Поскольку детектируется
слабый сигнал, коэффициент передачи мал. Вследствие этих не-
достатков в большинстве приемников детектирование слабых сиг-
налов не используется.
5.4.	ДИОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
СИЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
Рассмотрим принцип действия последовательного диодного де-
тектора (рис. 5.2,а). Детектирование сильных сигналов происхо-
дит с отсечкой тока (рис. 5.3). Для упрощения анализа характе-
ристику диода аппроксимируют линейно-ломаной. Диод в общем
случае имеет прямую и обратную ветви тока. Вначале рассмотрим
работу детектора без обратного тока. Идеализированная характе-
ристика диода имеет вид
[Su при w>0,
t= |	1	(0.12)
(0 при «^0,
где S — крутизна характеристики.
При действии [[смодулированного сигнала uBX = Umcosсо/ на ди-
оде будет напряжение
« = (7mcos<o/—Un.	(5.13)
Ток имеет вид (рпс. 5.9) импульсов с углом отсечки 0, который оп-
ределяется из соотношения u=//mcosO—Ди = 0, откуда
cos 0 - ил/ит.	(5.14)
344
С учетом (5.14) выражение (5.13) примет вид
п = (cos со /— cosO),	(5.15)
т. о. согласно (5.12)
| (cos (О t — COsO) при Со/«Э,	(5
I	0 при со/>0.
Ток содержит постоянную составляющую /„, составляющую ча-
стоты со п ее гармоник. Результат детектирования определяется со-
ставляющей тока
1 0	1 0
/н = — fi (io t) du> t = — (S Um (cos co t—cos 0) d co t =
л б	11 6
=	(sin o — o COS 0).	(5.17)
Для определения угла отсечки умножим обе части равенства (5.17)
на
Un = (S/?„/n) Um (sin 0—0 cosO),	(5.18)
или после подстановки (5.14) в (5.18)
tg0—0 = n/S/?H.	(5.19)
Отсюда видно, что 0 — постоянная величина, т. е. имеет .место ли-
нейная зависимость тока /н и напряжения па нагрузке U„ от ам-
плитуды входного сигнала. Иначе говоря, характеристика детек-
тора сильных сигналов линейна. В этом смысле детектор назы-
вают линейным.
В общем случае трансцендентное уравнение (5.19) не имеет ана-
литического решения. При малых 0 можно считать tg 0 » 84-03/3,
и из (5.19) получим
0--- у Зл/SR,,.	(5.20)
145
Углом отсечки 0 определяются все основные параметры детектора.
Емкость Сн выбирают так, чтобы детектирование происходило
без частотных искажений. В этом случае, если Um = Um0 (1 +'
+ mcosQZ), напряжение на выходе согласно (5.14) можно найти
как UH = Um0 cos 0 (1 +т cos Qt). Амплитуда переменной слагающей
выходного напряжения Ua =mUm0 cos 0.
Следовательно, коэффициент передачи детектора (см. § 5.1)
/Сд = (7a/m(7m0= cos0.	(5.21):
Амплитуду первой гармоники входного тока найдем, представив
(5.15) рядом Фурье:
2 0	2 0
/м = — j i (со t) cos со t d о t = — f SUm (cos co t— cos 0) cos co t d co t =
я о	я о
= ^L(e — cos 0 sin 0).	(5.22)
Я
Отсюда входная проводимость детектора
GBX=-^- =4-(0—sin0cos0) = —(0 —O,5sin20).	(5.23)
U щ	л	л
При малых 0, используя разложение sina~a—a3/6 и учитывая
(5.19), из. (5.23) получим
GBX«2//?n.	(5.24)
При малых 0 (cos0«l) соотношение (5.24) можно получить ис-
ходя из того, что практически вся мощность сигнала, подводимая
к детектору, выделяется на сопротивлении нагрузки (Рвх^-Рн),
поэтому
U2m/2RBX^U2H/RH.	(5.25)
Согласно (5.14) UH = UmcosQ; при cos0—1 Un~Um и (5.25) при-
водит к (5.24)
У параллельного диодного детектора (рис. 5.2,6) входная про-
водимость равна сумме проводимостей нагрузки и диода (5.23) и
(5.24):
Овх.пар = GBX + 1 IRH & 3/RH,	(5.26)
т. e. больше, чем у последовательного детектора.
При использовании германиевых диодов не всегда можно пре-
небречь обратным током. Его влияние приводит к появлению у ди-
ода конечной обратной проводимости 1/1/?0бр=50бр (рис. 5.10),
которая изменяет эквивалентное сопротивление нагрузки и вход-
ную проводимость, Эквивалентная нагрузка по постоянному току
такого детектора
/?П.э=/?н/?обр/(/?н+^обр).	(5-27)
При /?обр>/?н
146
Входную проводимость найдем при cos0~l исходя из равен-
ства мощностей на входе и выходе детектора РВ7.м Рн+^обр!
U2m/2	+ (4/2/?обр.	(5.28).
При cos 0 ~ 1 Un^Um, поэтому из (5.28) с учетом (5.27)
Свх « 2//?п.в+ 1//?обр = (3/?„4- 2Ro6p)/RHRO6P.	(5.29)
Обратная проводимость диода увеличивает входную проводимость
детектора. При /?Обр>/?в GBX«2//?H.
5.5.	ИСКАЖЕНИЯ ПРИ ДИОДНОМ
ДЕТЕКТИРОВАНИИ СИЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
Как отмечалось, детекторная характеристика при сильных сиг-
налах близка к линейной. Искажения малы, если амплитуда сиг-
нала не падает ниже некоторого значения U'm, обычно U'm=
= 0,05... 0,1 В, следовательно, чтобы не было нелинейных искаже-
ний, обусловленных уменьшением амплитуды входного сигнала
при больших коэффициентах амплитудной модуляции, требуется
выполнить условие t/mo(l—или Um0^U'm(l—т)~1. На-
пример, при т=0,9 амплитуда несущей Umo должна превышать
0,5... 1 В. Однако нелинейные искажения могут возникнуть и при
сильных сигналах вследствие инерционности нагрузки детектора
и различия сопротивлений нагрузки постоянному и переменному
току.
Влияние инерционности нагрузки поясняется рис. 5.11. При по-
ложительной полуволне входного напряжения диод открывается
и конденсатор Сп заряжается через его малое сопротивление (рис.
5.2,а). Напряжение на конденсаторе быстро нарастает, приводя
к запиранию диода. После этого происходит разряд Сн через RH.
Постоянная времени разряда Сн/?н велика, и напряжение убыва-
ет медленнее, чем оно нарастало. До момента времени Л напря-
жение на нагрузке воспроизводит форму огибающей входного сиг-
нала. Если постоянная времени разряда слишком велика, то с
момента Л (точка А) амплитуда входного сигнала уменьшится, а
напряжение £7Н не успевает отслеживать это уменьшение огибаю-
щей, т. е. возникают искажения. На интервале от Л до t2 проис-
ходит разряд Си по закону
= ^н1 ехр [ — (/— / J/Сн 7?н].	(5.30)
147
Здесь Uni — напряжение на нагрузке в момент h, практически рав- -
ное амплитуде входного сигнала Um= Umo (1+^ cos Й t).
Нелинейных искажений не будет, если скорость разряда кон-
денсатора Сп будет превышать скорость уменьшения амплитуды
огибающей входного сигнала, т. е.
I d UIt I I d Um
I dt | dt
(5.31)
Из (5.30) скорость изменения Un
Опа максимальна в начале процесса (/ = /i) и с учетом, что t/nl«
« Um0 (l+rtt cos й /), равна
—-----—°—(1 л-mcosQ	(5.32)
\ dt Jt=tt C„/?H v '	17	v '
Скорость изменения амплитуды сигнала в момент h
(4Н	(5.33)
\ dt Jt=t,
Подставив (5.32) и (5.33) в (5.31), получим условие отсутствия
искажений:
-^-(1 + т cos й/J > йт Um 0 sin й Ц,
уч V I	X/	</• fit и	J '
Он АН
ИЛИ
1	Q т sin Q t±	(5 34)
7?п С,,	1 + tn cos Q t±
Условие (5.34) должно выполняться в самом неблагоприятном слу-
чае, соответствующем максимуму правой части неравенства. Что-
бы найти максимум, приравняем нулю производную по h правой
части (5.34) и определим созй/1 = —т. При этом (5.34) примет
вид
— т2/т.	(5.35)’
Неравенство (5.35) должно выполняться при верхней частоте мо-
дуляции Йв. У реальных сигналов на верхних частотах модуля-
ции коэффициент модуляции редко превышает 0,5—0,7, поэтому
условие (5.35) можно применять в виде
ЙВСЦ/?Н<1...1,5.	(5.36)
Уменьшение /?н нежелательно, так как при этом снижаются вход-
ное сопротивление и коэффициент передачи детектора. Уменьша-
ют емкость Сп, однако она должна быть в 5... 10 раз больше соб-
ственной емкости диода Сд, в противном случае уменьшится на-
пряжение сигнала, подводимое к диоду.
Поскольку при соблюдении (5.35) выходное напряжение на
верхних частотах точно воспроизводит закон модуляции, частотные
148.
искажения малы; условие (5.35) является более жестким, чем ус-
ловие отсутствия частотных искажений.
Рассмотрим нелинейные искажения, вызванные различием со-
противлений нагрузки постоянному и переменному току. На рис.
5.12 приведены семейство характеристик выпрямления идеально-
го диода и нагрузочная прямая ОВ для сопротивления /?н по по-
стоянному току. Угол наклона ее к оси абсцисс ai = arctg 1//?н- В
режиме несущей на нагрузке будет постоянное напряжение, оп-
ределяемое точкой А пересечения нагрузочной прямой и характе-
ристики выпрямления при Um0. Выход детектора через раздели-
тельную цепь подключен ко входу последующего усилителя с ко-
нечным входным сопротивлением Ry (рис. 5.13,а). Разделитель-
ная емкость Ср выбрана из условия отсутствия частотных иска-
жений на нижних частотах модуляции: l/QnCp<C/?y. Поэтому для
переменного тока частоты модуляции сопротивление нагрузки де-
тектора Ra =/?н7?у/(/?н+/?у) меньше, чем для постоянного тока.
Наклон нагрузочной характеристики О'В' будет круче (а2=
= arctg 1/Ra). При изменении амплитуды входного сигнала от
t/m0(l—т) до	появятся нелинейные искажения типа
отсечки по огибающей в интервале времени Л... t2, так как на
этом интервале диод заперт. Искажений не будет при одинаковом
наклоне нагрузочных характеристик для переменного и постоянно-
го токов, т. е. при
п	5)
Рис. 5.13
149
Постоянная составляющая напряжения на нагрузке детектора
(рис. 5.14,а), равная Umocosd, выделяется на разделительном кон-
денсаторе. Ток разряда конденсатора, проходящий в цепи из R„
и /?у, создает на нагрузке R„ напряжение, примерно равное
^•mocos 0^?н/(^н+^у). Это напряжение запирает диод, если амп-
литуда сигнала падает ниже этого значения. Минимальная ампли-
туда равна Пто(1—т), следовательно, условием отсутствия иска-
жений будет неравенство t/TOo(l—т) >£/тосоз0/?н/(Ян+/?у), от-
куда
7?у > Рн (cos 9 + т—1)/( 1 —т).
При cos 0» 1 это выражение принимает вид
Ry>RHm/(l —т).
В частности, если /птах~0,8, получаем 1?У>4ДН. Чтобы входное
сопротивление первого каскада усилителя продетектированного
сигнала было достаточно велико, этот каскад целесообразно стро-
ить на полевом транзисторе. Если первый каскад выполнен на би-
полярном транзисторе, то используют детектор с разделенной на-
грузкой (рис. 5.14,6). Здесь сопротивление нагрузки постоянному
току /?п=/?1+/?2, а переменному Да=Д1+Т?2^у/ (Яг+^у)- Усло-
вие отсутствия искажений в этом случае выполнить легче, но ко-
эффициент передачи детектора уменьшается.
5.6.	ОСОБЕННОСТИ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ
ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
Различают два вида детектирования импульсных сигналов:
детектирование радиоимпульсов — преобразование в видеоим-
пульсы, т. е. выделение огибающей каждого импульса из принятой
последовательности;
150
пиковое детектирование — выделение огибающей всей последо-
вательности радиоимпульсов. Пиковое детектирование может осу-
ществляться в два этапа. Вначале радиоимпульсы преобразуются
в видеоимпульсы, а затем после дополнительного усиления и вре-
менной селекции в видеоусилителе происходит пиковое детекти-
рование последовательности видеоимпульсов.
Обычно интервал между импульсами намного превышает дли-
тельность импульса, поэтому детектирование каждого радиоим-
пульса можно рассматривать независимо. Как правило, требуется,
чтобы напряжение видеоимпульса по форме мало отличалось от
огибающей радиоимпульса. Искажение импульсов при детектиро-
вании характеризуется длительностями фронта /ф и среза tc им-
пульса (рис. 5.14). Время установления напряжения на нагрузке
детектора определяется скоростью заряда емкости Сн через от-
крытый диод (рис. 5.13) и занимает 2 ...3 периода частоты запол-
нения радиоимпульса. Поскольку напряжение па нагрузке внача-
ле мало, начальный угол отсечки тока диода близок к 90° и вход-
ное сопротивление детектора мало. Оно сильно шунтирует выход-
ной контур усилителя промежуточной частоты, подключенный к
детектору. По мере увеличения напряжения на нагрузке угол от-
сечки уменьшается, входное сопротивление детектора увеличива-
ется и напряжение на контуре стремится к установившемуся зна-
чению (рис. 5.14,6).
По окончании радиоимпульса (t—x) диод запирается и начина-
ется разряд емкости Си через /?н по экспоненциальному закону:
£4ых(0 = ^„ехр( — t/RHCH).	(5.37)
Временем среза tc считается интервал, в течение которого нап-
ряжение на нагрузке уменьшится до 10% от U*- Из (5.37)
/с = 2,3 7?н Сп.	(5.38)
Обычно /с>^ф, поэтому при расчетах постоянной времени нагруз-
ки исходят из (5.38), зная допустимое время среза 7с.доп. Возмож-
ности уменьшения Си ограничены, обычно принимают Cmin^(5...
... 10) Сд. Приходится выбирать малые значения 7?и, что приводит
к уменьшению коэффициента передачи и входного сопротивления
детектора. Чтобы не допускать резкого уменьшения коэффициента
передачи, выбирают /?1|С„^(1 ...2)7’, где Т—период несущей сиг-
нала. При ЭТОМ /ф«/с-
В пиковом детекторе постоянную времени нагрузки выбирают
из условия (5.35). При большой скважности импульсов постоянная
времени получается значительной, поэтому резистор не включа-
ют, а его роль выполняет обратное сопротивление диода.
5.7.	АМПЛИТУДНЫЕ ОГРАНИЧИТЕЛИ
Прием сигналов с частотной или фазовой модуляцией может
сопровождаться нежелательными изменениями амплитуды сигна-
лов. Для устранения этих изменений используют амплитудные ог-
151
раничители. Они состоят из нелинейного элемента и частотно-се-
лективной цепи. Естественно, что ограничитель не должен иска-
жать угловую модуляцию принятого сигнала. Для этого полоса
пропускания его селективной цепи должна быть больше ширины
спектра сигнала. Качество ограничителя характеризует его ампли-
тудная характеристика — зависимость амплитуды выходного на-
пряжения от амплитуды входного (рис. 5.15). У идеального огра-
ничителя при превышении амплитудой входного сигнала порого-
вого напряжения Unop амплитуда иа выходе должна оставаться по-
стоянной (кривая 2 на рис. 5.15). Характеристики реальных огра-
ничителей (кривая /) отличаются от идеальных. Для оценки эф-
фективности ограничителя используют отношение »zBX/mE1jX коэф-
фициентов амплитудной .модуляции на его входе и выходе. Чем
эффективнее подавление нежелательной амплитудной модуляции,
тем больше это отношение.
Па рис. 5.16 приведена схема диодного ограничителя. Парал-
лельно контуру резонансного усилителя встречно подключено два
диода с одинаковыми напряжениями задержки Е3. Пока амплиту-
да напряжения на контуре не превысит Е3, диоды заперты и не
шунтируют контур. При превышении амплитудой сигнала значе-
ния Е3 диоды открываются, входные сопротивления диодов шун-
тируют контур и напряжение на выходе изменяется в значитель-
но меньших пределах, чем на входе.
Разновидность диодного ограничителя, называемая дипамиче-
.ским подавителем амплитудной модуляции, представлена на рис.
5.17,а. В отличие от рис. 5.16 здесь в цепи диодов включены це-
пи RKCn с постоянной времени, значительно большей времени из-
менения амплитуды входного сигнала. В результате детектирова-
ния сигнала на диодах устанавливается напряжение автоматиче-
ского смещения E3=UKcos0, где UK — средняя амплитуда сигна-
ла на контуре. Благодаря большой постоянной времени напряже-
ние Е3 остается практически постоянным, поэтому при изменении
амплитуды входного сигнала меняется угол отсечки тока диода
(cos 0—E3/UK) и, следовательно, входное сопротивление Rnx. В ре-
зультате при возрастании напряжения на контуре (t/K>-£3) он
сильнее шунтируется входным сопротивлением диодов (интервал
ti... t-2 на рис. 5.17,6), а при малых амплитудах входного сигнала
(Е’к<Е’3) шунтирование ослабляется (интервал t?... /3), поэтому
напряжение иа выходе незначительно изменяется относительно
Рис. 5.16
 152
<57
Рис. 5.17
среднего значения. Применение двух диодов увеличивает эффек-
тивность ограничения.
В транзисторных ограничителях (рис. 5.18,а) ограничение про-
исходит вследствие отсечки коллекторного тока, с одной стороны,
и перехода в область насыщения — с другой (рис. 5.18,6). Для
уменьшения порога ограничения транзистор работает при пони-
женном напряжении на коллекторе. Наклон нагрузочных прямых
на рис. 5.18,6 определяется углами ai = arctg(1/R$) и а2=
= arctg(l/7?3), где /?э — эквивалентное резонансное сопротивление
контура с учетом всех шунтирующих влияний.
Широкое применение, особенно в интегральном исполнении,
нашли ограничители па двух транзисторах с эмиттсрной связью
(рис. 5.19,42). Зависимость коллекторного тока правого транзисто-
ра от напряжения на входе ограничителя показана на рис. 5.19,6.
При большом отрицательном напряжении на входе левый тран-
зистор закрыт и не влияет на ток правого транзистора. При умень-
153
Рис. 5.19
шении отрицательного напряжения на входе левый транзистор
открывается и возрастает отрицательное смещение из общей эмит-
терной цепи на базу правого транзистора, его ток уменьшается
до полного запирания при определенном положительном напря-
жении цвх. Если на вход ограничителя подано переменное напря-
жение, то по мере увеличения ивх форма тока i2 стремится к пря-
моугольной. Контур в коллекторной цепи правого транзистора вы-
деляет первую гармонику, которая почти не меняется при ивх>
U пор-
Для повышения эффективности ограничения используют кас-
кадное соединение ограничителей.
5.8.	ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
Фазовые детекторы (ФД) преобразуют напряжение, модули-
рованное по фазе, в напряжение, изменяющееся по закону моду-
лирующей функции. Напряжение на выходе детектора определя-
ется разностью фаз сравниваемых колебаний. Представим ФД в
виде эквивалентного шестиполюсника (рис. 5.20), на который по-
даны напряжения
Uj = cos ((Oj /4-(pj, u« = Um2 cos (g>2 14- <p2).	(5.39)
Одно из них (например, щ) является напряжением детектируемо-
го сигнала, а второе (и2) —опорным. Напряжение на выходе, про-
порциональное разности фаз, можно получить в результате пе-
ремножения Н[ и и2:
и™* = К Uml Um2 COS [(ей, — ®2) I 4- (pj — ср2] = К Uml Um2 cos гр. (5.40)
Здесь К — коэффициент пропорциональности; ср — мгновенное зна-
чение разности фаз сравниваемых напряжений. Его можно разло-
жить на две составляющие: cpto— (®i—и2)£ и cp0=::(pi—ср2- Первая
обусловлена разностью частот напряжений Ui и и2, вторая равна
разности их начальных фаз. При использовании ФД и фазомоду-
лированных сигналах необходимо обеспечить <В1=ю2. Если одно
из напряжений предварительно сдвинуть на угол п/2, то ивах==
= KUmlUmo sin ср. При малых ср можно полагать нВЫх~КПт1[/т2<р,
154
Рис. Б.20
n. ' г/бых;,
ивых max
F
Рис. 5.21
т. е. напряжение на выходе соответствует модулирующей функ-
ции.
Основной характеристикой фазового детектора является детек-
торная характеристика — зависимость выходного напряжения ивых
ст разности фаз <р сравниваемых колебаний. У идеального перем-
ножителя детекторная характеристика определяется формулой
(5.40) и представлена на рис. 5.21.
Основными параметрами фазового детектора являются:
крутизна характеристики, которая представляет собой произ-
водную выходного напряжения по фазовому углу в точке макси-
мума производной при заданных амплитудах входных сигналов:
о   d Uвых I
-’Фд	>
“ Ф Imax
коэффициент передачи напряжения
Кфд = ^вых max/^mi>
искажения при детектировании непрерывных (аналоговых) сиг-
налов. Они зависят от линейности рабочего участка детекторной
характеристики (например, область АБ на рис. 5.21).
5.9.	ТИПЫ ФАЗОВЫХ ДЕТЕКТОРОВ
Широкое применение получили балансные фазовые детекто-
ры по схеме на рис. 5.22. Балансный детектор представляет соеди-
нение небалансных, так что выходные напряжения образуют раз-
иость продетектированных сиг-
налов. На входы детектора по-
даны напряжения (5.39), при-
чем «1 приложено к диодам -
противофазно, а п2 синфаз- о,
но. Амплитуды напряжений на -
£4
Г
/? if
W6blX
£+
R =ic
,I
«2
Рис. 5.22
155
диодах можно определить с помощью векторной диаграммы на
рис. 5.23:
^Д1 — Uml “Г Um2 +	т\ U m2 C0S Ф’
[/;u=	+	— 2[/ml [/m2 COS (р.	(5.41 )
Напряжения Ual и Uil2 детектируются и создают на нагрузках на-
пряжения ^вых1 =/Сдб'д! и ^вых2 = Кд^д2, где Кд— коэффициент
передачи амплитудных детекторов. Результирующее напряжение
в соответствии с (5.41)
^аых — (^Д1	^дг) Кл ““ Кд	Urn\ П" ^'«2 4" 2£/,nl Umz COS <р —
— Um\ + Um2~2Uml i/m2COS(p )•	(5.42)
Вид характеристики зависит от соотношений между амплитуда-
ми UinX и Um2 приложенных напряжений. Наиболее близкая к ли-
нейной зависимость выходного напряжения «вых от <р на интер-
вале от 0 до п имеет место при равенстве амплитуд UmX и Um2
(рис. 5.24).
Если Um2^>Umi, то, вынося U т2 за скобки в (5.42) и пренеб-
регая слагаемым (VmilUm2)2^ 1, получаем
^вых Кл m2
1	2 cosq> \° ’° — ( 1 — 2 cos(р
и m2	)	\	и m2
.43)
Каждое слагаемое в квадратных скобках (5.43) разложим в ряд
по формуле бинома Ньютона и ограничимся первыми двумя чле-
нами ряда. После преобразований выражение детекторной харак-
теристики примет вид
«вых 2 Кд Итг cos <р.	(5.44)
Как видим, при Um\^iUm2 детекторная характеристика близка к
косинусоиде (рис. 5.21), линейно зависит от амплитуды меиыпе-
'-''вых
Рис. 5.24
Рис. 5.23
156
го напряжения (сигнала) и не зависит от амплитуды большего
(опорного) напряжения.
Благодаря линейной зависимости выходного напряжения фазо-
вого детектора от входного его можно использовать для детекти-
рования амплитудно-модулированных сигналов; так реализуется
синхронный детектор (см. § 5.1). Опорное напряжение, выраба-
тываемое местным генератором, должно быть синхронизировано с
несущей входного сигнала с точностью до фазы. Напряжение па
выходе детектора максимально при разности фаз <р=0. При <р=
= 90° напряжение на выходе отсутствует, а при <р=180° поляр-
ность выходного напряжения меняется на противоположную.
Детектор симметричен относительно приложенных напряжений,
поэтому безразлично, на какой вход подавать опорное напряже-
ние.
В некоторых случаях к фазовым детекторам предъявляются вы-
сокие требования фильтрации комбинационных частот, отличаю-
ющихся от	тогда применяют кольцевые фазовые детекторы
(рис. 5.25). Их можно рассматривать как соединение двух балан-
сных детекторов, работающих на общую нагрузку: один образо-
ван диодами и УД2, другой—ИД3 и УДи. Выходное напря-
жение кольцевого детектора при прочих равных условиях почти
в 2 раза меньше, но благодаря диагональным диодам компенсиру-
ются четные гармоники входных сигналов.
Коэффициент передачи и входное сопротивление можно увели-
чить, использовав вместо диодов усилительные приборы. На рис.
5.26 приведена схема балансного детектора на полевых транзисто-
рах в ключевом режиме. Иа вход подан сигнал Hi, действующий
противофазно на затворы транзисторов. На стоки транзисторов
в одинаковой фазе подается опорное напряжение н2. Оно должно
быть достаточно большим, чтобы в один из его полупериодов тран-
зистор был открыт. Напряжение на выходе изменяется в зависимо-
сти от фазового сдвига между Hi и н2 аналогично рис. 5.21.
В интегральном исполнении широко применяются детекторы —
перемножители, построенные на основе управления крутизной диф-
ференциальной транзисторной пары (рис. 5.27,а). Такой детектор
подобен балансному транзисторному преобразователю частоты
(рис. 4.15). Отличие состоит в том, что у фазового детектора вме-
сто фильтра, настроенного па промежуточную частоту, нагрузка-
Рис. 5.25	Рис. 5.26
157
Рис. 5.27
ми служат цепи RC, являющиеся фильтрами нижних частот. На
детектор подается сигнал
u1 = uc = (/mccos(coc/ + <pc)	(5.45)
и опорное напряжение гетеродина
ua = u0 = (/0 COS t
Напряжение сигнала на базы транзисторов VT\ и УТ3 поступа-
ет с противоположными фазами, а напряжение гетеродина син-
фазно, вызывая одинаковые изменения их крутизны. Поэтому токи
комбинационных составляющих ii и i2 взаимно противоположны
по фазе: Ц =—(2 = Swi или с учетом (5.45) (см. также § 4.7)
й = — i2 = ( So + 2 cos k ar t j Umc cos (®c t + <pc).
\	й=1	/
Напряжение на выходе создается разностью постоянных сос-
тавляющих токов й и i2, т. е.
^вых = ‘-’ml Um с R COS ф,	(5.46)
где ф= (<йс—®гР+фс. Формула (5.46) аналогична (5.44).
Перемножитель на рис. 5.27,а имеет малый динамический ди-
апазон уровней входного сигнала и работает только в двух квад-
рантах. Большое практическое применение получил двойной ба-
лансный перемножитель, построенный на основе трех дифференци-
альных транзисторных пар (рис. 5.27,6). Этот перемножитель пред-
ставляет собой соединение двух балансных цепей, работающих
на общие нагрузки R. Напряжение сигнала Wi подано на транзи-
сторные пары VT\, VT2 и VT3, V7\, крутизны характеристики ко-
торых меняются под действием опорного напряжения п2 с помо-
щью транзисторов УТ5 и УТ6. На транзисторы каждой пары на-
пряжение сигнала подается противофазно, а опорное напряжение —
синфазно на оба транзистора одной пары, но противофазно для
158
разных пар. Токи транзисторов определяются генератором посто-
янного тока на транзисторе VT7, напряжение на базе которого
стабилизировано цепью из резистора Л и транзистора УТ& в ди-
одном включении. Достоинством этого перемножителя является
перемножение во всех четырех квадрантах. Реальные устройства
содержат каскады перехода от несимметричного включения к сим-
метричному и обратно. Выходное напряжение сглаживается филь-
тром нижних частот.
Ранее было показано, что в ключевом режиме по одному из
входов фазового детектора выходное напряжение не зависит от
напряжения, управляющего переключениями. Если оба напряже-
ния (сигнала и опорное) осуществляют только функции переклю-
чения усилительных приборов, то выходное напряжение не зави-
сит от обоих напряжений. На рис. 5.28 приведена схема ключево-
го детектора, построенного на основе трех дифференциальных
транзисторных пар. Транзистор VTt является источником стабиль-
ного постоянного тока /. Напряжение на его базе стабилизирова-
но цепью резистора Rt и транзистора в диодном включении. Ток
I проходит через VT2 и УТз. Токи этих транзисторов 1\ и 12, в свою
очередь, проходят соответственно через УТ4 и УТ6 (Л и Z"i) и
VTS и VT7 (Г2 и Г2). Транзисторы УТ2,..., УТ7 играют роль клю-
чей, управляемых напряжениями п0 и ис. Для этого из «о и ис с
помощью ограничителей 1 и 2 формируют импульсы прямоуголь-
ной формы. Временные диаграммы токов и напряжений представ-
лены на рис. 5.29.
При положительном опорном напряжении «о ток I проходит
через транзистор УТ2, при отрицательном — через УТ3. При поло-
жительном «с токи и /2 проходят через ЕЛ и УТ6, при отри-
цательном— через УТз и УТ7. Токи Л и 12 имеют вид импульсов
длительностью, равной половине периода. При фазовом сдвиге <р
напряжения сигнала ис относительно опорного напряжения «о че-
рез транзисторы УТ4...УТ7 токи проходят следующим образом:
ток I't транзистора УТ4 протекает при положительных и'с и w'o;
Рис. 5.28
159
ток /"i транзистора VT5 — при отрицательном и'с и положитель-
ном и'о', ток Г2 транзистора VT6 — при положительном и'с и отри-
цательном и'о; ток 1"2 транзистора VT7 — при отрицательных и'с
и и'о. Ширина импульсов тока и 1"2 равна л—ф, импульсов 1"\
и Г2 тока — <р. Через резистор нагрузки протекает суммарный ток
/н=7"1+//2 — последовательность импульсов шириной ф, следу-
ющих через половину периода. Среднее значение этого тока про-
О ft 2ft ЗЯ
Рис. 5.30

160
порционально ф. Характеристика детектора приведена на рис. 5.30.
Выходное напряжение снимается с эмиттерного повторителя на
транзисторе VT& и сглаживается фильтром нижних частот.
5.10.	ПРИНЦИПЫ ЧАСТОТНОГО
ДЕТЕКТИРОВАНИЯ
В зависимости от принципа работы различают частотно-ам-
плитудные, частотно-фазовые и частотно-импульсные детекторы.
В- частотно-амплитудных детекторах изменение частоты сигнала
преобразуется в изменение амплитуды с последующим амплитуд-
ным детектированием. В частотно-фазовых детекторах изменение
частоты преобразуется в изменение фазового сдвига между двумя
напряжениями с дальнейшим фазовым детектированием. В частот-
но-импульсных детекторах ЧМ. колебание преобразуется в после-
довательность импульсов, частота следования которых пропорци-
ональна отклонению частоты входного сигнала от среднего зна-
чения. Напряжение на выходе, пропорциональное числу импуль-
сов в единицу времени, можно сформировать при помощи счетчи-
ка импульсов. Такие детекторы называют импульсно-счетными.
Характеристика частотного детектора представляет собой за-
висимость выходного напряжения от частоты сигнала (рис. 5.31/
при постоянной амплитуде входного напряжения. Качество детек-
тирования определяется линейностью рабочего участка характе-
ристики (А5). Важным параметром детектора является крутизна
характеристики
= ~•
df \f=f„
5.11.	ТИПЫ ЧАСТОТНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
В широко применяемом балансном детекторе с взаимно расст-
роенными контурами (рнс. 5.32) один из контуров настроен на ча-
стоту /1=/о+А/о несколько выше средней частоты принимаемого
сигнала /о, второй — на частоту f2=fo—hfo ниже f0. При возра-
стании частота сигнала приближается к резонансной частоте пер-
вого контура /1 и удаляется от частоты настройки второго конту-
ра f2. Напряжение на первом контуре увеличивается, а на вто-
Рис. 5.32
6-12
ром уменьшается. При понижении частота сигнала приближа-
ется к f2 и удаляется от fi, увеличивается напряжение на вто-
ром контуре и уменьшается иа первом. Сигнал с ЧМ становится
амплитудно-частотно-модулировапным. С контуров напряжения по-
ступают на амплитудные диодные детекторы. Результирующее на-
пряжение образуется как разность двух напряжений:
W2 ’^Д (^/11	(5.47)
где Кд — коэффициент передачи диодных детекторов.
На рис. 5.33 показаны напряжения на нагрузках диодных де-
текторов tii и Иц с учетом полярности (штриховые линии) и резуль-
тирующее напряжение на выходе (сплошная линия). В (5.47)
напряжения на первом и втором контуре равны соответственно
= Uo/V 1+(2Д/1//'1	= ии!j (5.48)
<t/K2 = t/0/|/l+(2A/2//2d3.M =	(*,2 + l2)2,	(5.49)
где Д/1 = Д/'о—ДД Д/2 = Д)о+Д/—абсолютные расстройки контуров
при девиации частоты сигнала Д/';
Uо-	(5.50)
— резонансное значение амплитуды напряжения на каждом из
контуров. Если усилительный прибор VT\ работает в режиме огра-
ничения, то в (5.50) вместо |y2i| входит амплитуда первой гар-
моники крутизны S„i;.
В (5.48), (5.49) gm = 2Д/'0/Аг41, go2=2Д/о//2с7э2— обобщенные
расстройки. Для симметрии детекторной характеристики не-
обходимо, чтобы £о1 = £о2 = £о, т. е. 2Af0/Mui = 2Д/0/Мэ2.
Иначе говоря, полосы пропускания обоих контуров должны быть
одинаковыми: fid3i—f2d.>2 = fodi. Поэтому любой девиации часто-
ты Д/ соответствует обобщенная расстройка g. =с2=^=2Д/Д0^.
162
Рис. 5.35
э С учетом сказанного после подстановки (5.48), (5.49) в (5.47),
получим напряжение на выходе детектора
“вых ^вх |У21 I 4' (s)>	(5.5 I )
где
Ш = 1/К1 + (£0-^- 1/И + (?„+Ю2	(5.52)
—функция обобщенной расстройки — нормированная детектор-
ная характеристика детектора. На рис. 5.34 приведена правая
ветвь характеристики ip(g) при разных g0. Вследствие симметрии
характеристики нелинейные искажения могут появиться только
из-за нечетных гармоник частоты модуляции. Четные гармоники
сказываются лишь при нендентичпости контуров ЧД или при его
неточной настройке. Детекторная характеристика наиболее близ-
ка к линейной при с0~ V 1,5.
Балансный детектор со связанными контурами (рис. 5.35) от-
носится к типу частотно-фазовых. Преобразователем модуляции
является цепь из контуров LiCi и Ё2С2, настроенных на среднюю
частоту принимаемого сигнала. При отсутствии модуляции напря-
жение па втором контуре (72 сдвинуто на 90° по отношению к на-
пряжению па первом контуре Ui, а при ЧМ между Ui и С2 появ-
ляется дополнительный сдвиг <р, пропорциональный изменению ча-
стоты. Покажем это с помощью векторных диаграмм. Исходным
для их построения возьмем вектор Ui (рис. 5.36,а). Ток 1ц в ка-
тушке Li отстает по фазе от напряжения Ci па 90°. Этот ток на-
водит во втором контуре ЭДС Ё——jcoM/u, под действием кото-
рой возникает ток 12. На резонансной частоте /2 совпадает по фа-
зе с Ё. Он создает на катушке Л2 напряжение U2, опережающее
по фазе ток /2 на 90°. Поэтому па резонансной частоте t?i и й2
сдвинуты по фазе па 90°.
Если частота сигнала выше резонансной частоты контуров
(fc>fo), ток /2 отстает по фазе от ЭДС Ё па некоторый угол ср
(рие. 5.36,6), так как сопротивление второго контура имеет индук-
тивный характер. Напряжение U2 по-прежнему опережает /2 па
90°, поэтому О2 сдвинуто относительно О\ на угол, больший 90°.
Аналогично можно показать, что при Д<До фазовый сдвиг между
и О2 меньше 90° (рие. 5.36,в). Таким образом, изменение ча-
6*	163
-O,5UZ 0,5Uz
"'z
a)
стоты преобразуется в изменение фазового сдвига между напря-
жениями на первом и втором контурах. Эти напряжения подают-
ся на диоды фазового детектора, построенного по типу схемы на
рис. 5.22. Напряжение Ui здесь играет роль опорного и приложено
к диодам синфазно. Оно снимается с первого контура через раз-
делительный конденсатор Ср. Напряжение О2 приложено к диодам
противофазно. На каждом из диодов напряжение равно геометри-
ческой сумме напряжений первого контура и половины напряже-
ния второго ОД1 = (71+0,5t72 и (7д2 = (71—0,5(72 (рис. 5.37). Напря-
жение на выходе определяется разностью выпрямленных напря-
жений £/Вых= (| (7Д11 — | (7д2 |) Кд. При отсутствии модуляции
| £7д11 — | £7д21 (рис. 5.36,а), (7ВЫх—0. Изменение частоты вызыва-
ет изменение сдвига фаз между (7] и (72 и соответствующее изме-
нение напряжений (7Д1 и (7д2 (рис. 5.36, бив). Значение и поляр-
ность выходного напряжения зависят от значения и направления
изменения частоты входного сигнала. Детекторная характеристи-
ка аналогична показанной на рис. 5.31.
Для анализа представим детектор эквивалентной схемой (рис.
5.37), где выход транзистора VTi заменен генератором тока У21(7ЕХ
с эквивалентной проводимостью y22=G22+j®C22. Емкость С22 учи-
тывается настройкой первого контура, резистивная проводимость
(?22 влияет на эквивалентное затухание контура. Трансформиру-
М
Рис. 5.37
164
Рис. 5.38
ем параметры генератора тока ко всему контуру и перейдем к схе-
ме с генератором ЭДС (рис. 5.38). Здесь Ё[ находится как в §.3.13
(рис. 3.27): £1 = my2iCBx/jcoC’, где C=Ci+m2C22-|-CM. Составим
уравнения Кирхгофа для связанных контуров: =
0 = 12^2—ЛусоМ, и решим их относительно токов
Л-Z-jZ^ZjZo + ^M2); /2 = j со M/(ZX Z2+®2 М2).	(5.53)
Здесь
— Pi (^э1 4~ j У),	^2 = Рг (*^э2 1" У)	(5.54)
— сопротивление контуров.
Найдем напряжения на диодах:
{7Д1 = j со Li + 0,5/2 J ® Пд2 = /1jcoL1—0,5/2jcoL..	(5.55)
Параметры контуров полагаем одинаковыми (С)» Сг = С, Li^L2-
~L, dai ~с/з2 = с!з), как это обычно и делается на практике; кроме
того, вблизи резонанса соо/со« 1. Подставляя (5.53) и (5.54) в
(5.55) и учитывая значение £i, получаем
£/Д1 tn У21 ^вх Р
^Д2 — Л2 К21 ^вх Р
ri -Ь j (у -Ь 0,5 fe)
(d+ Н)2 + *2
<Н~ j (У —0,5 k)
(d+jt/)2 + *2
Переходя к модулям [Лц и £7д2 после простых преобразований, най-
дем напряжение на выходе
«вых = Кц (|£>дх1 - |£>д21) = т У21 Ra UBX кп ф ©,	(5.56)
где
ф = У1 + а + 0.5Р)2—У1 + (^-0'5р)2	(5 57)
У(Ч- Р2—s2)2 + H2
Здесь %—у Id-, $ = kld.
Зависимость ф(£) является нормированной характеристикой
детектора. Она симметрична относительно начала координат. Пра-
вая часть семейства характеристик ф(|) изображена на рис. 5.39.
Наиболее близка к линейной детекторная характеристика в ее
средней части при р = 0,5...2.
Рассмотренные частотные детекторы требуют предварительно-
го амплитудного ограничения сигнала. Можно видоизменить де-
165
тектор со связанными контурами
(рис. 5.35) так, чтобы он приоб-
рел дополнительные свойства ог-
раничителя. Для этого меняется
полярность одного из диодов, ре-
зисторы нагрузки Ri, R2 шунти-
руются конденсатором большой
емкости Со, продетектированное
напряжение снимается между
средними точками соединения Сь
С2 и Ri, R2 (рис. 5.40). Напряже-
ния на диодах по-прежнему опре-
деляются векторными диаграмма-
ми на рис. 5.36. Постоянная сос-
тавляющая тока обоих диодов протекает в неразветвленной цепи
УД\, Ь2, УД2, Ri, R2, создавая падение напряжения на Rt, R2.
Благодаря большой постоянной времени цепи R\, R2, Со напряже-
ние Uo с большой инерционностью сохраняется равным среднему
значению сигнала. Поэтому при изменении амплитуды входного
сигнала меняются углы отсечки токов (5.14), а следовательно, и
входные сопротивления диодных детекторов. Амплитудная моду-
ляция подавляется так же, как в ограничителе па рис. 5.18, вслед-
ствие различного шунтирования контуров детектора в зависимо-
сти от амплитуды сигнала. Так, при увеличении амплитуды cosO
уменьшается, угол отсечки тока каждого диода увеличивается,
входные сопротивления диодных детекторов уменьшаются и силь-
нее шунтируют контуры преобразователя вида модуляции. При
уменьшении амплитуды контуры слабее шунтируются входными
сопротивлениями диодных детекторов. Для предотвращения воз-
можной в данном случае перекомпснсации амплитудных измене-
ний обычно включают небольшие сопротивления (показаны на
рис. 5.40 штриховыми линиями), не зашунтированные большой ем-
костью Со-
Переменные составляющие токов диодов протекают соответст-
венно по цепям УД[, Ь2, L3, R3 С2 и УД2, С1( R3, L3, L2, создавая
на конденсаторах С! и С2 напряжения звуковых частот и ис2.
При ЧМ соотношения между wci и ис2 меняются, сохраняя посто-
янным суммарное значение wcl + «С2= Co=const. Поэтому детек-
Рис. 5.40
166
тор назван дробным или детектором отношений. Выходное напря-
жение между точками соединения Сь С2 и Ri, R?
^С1	^С1	0,5 t/g.
Поскольку U0 = Uci+uC2, в дробном детекторе пВых = 0,5(пС1—пС2),
т. с. в два раза меньше, чем в детекторе на рис. 5.36. На усилитель
звуковых частот напряжение поступает с выхода детектора через
цепь коррекции предыскажений /?4, С<, создаваемых в передатчи-
ке для подчеркивания верхних частот модуляции. Резистор R3 на
рис. 5.40 устраняет нежелательные резонансные явления в цепи
ДзСз.
Совмещение функций ограничителя и частотного детектора
удешевляет детектор, но при разделении этих функций качество
ограничения и детектирования может быть лучше. Поэтому дроб-
ный детектор нашел применение в дешевых радиовещательных
приемниках.
В интегральном исполнении находят применение частотные де-
текторы типа показанного на рис. 5.41, в которых преобразова-
телем частотной модуляции в фазовую служит не колебательный
контур, а элемент задержки, фазовый сдвиг в котором <р = <от про-
порционален частоте. В качестве опорного напряжения использу-
ется входной сигнал. Напряжение на выходе фазового детектора
зависит от фазового сдвига, следовательно, в некоторых преде-
лах пропорционально частоте. Поскольку ток сигнала на входе
частотного детектора после ограничения имеет вид почти прямо-
угольных импульсов, задержку несложно реализовать с помощью
дискретно-логических цепей.
На рис. 5.42 приведена схема частотного детектора, построен-
ная на логической интегральной цепи типа 4И—НЕ. Элементом
задержки являются три ячейки И—НЕ, вторые входы которых ни-
куда пс подключаются. При этом па них устанавливается потен-
циал, соответствующий логической единице. Четвертая ячейка
Н—НЕ выполняет функцию ключевого фазового детектора (кас-
кад совпадения).
На рис. 5.43 показаны временные диаграммы напряжений в
разных участках цепи из двух значений частоты входного сигна-
ла	При положительной полуволне входного сигнала с ам-
плитудой, превышающей пороговое напряжение срабатывания пер-
вой ячейки, па ее выходе устанавливается потенциал, соответст-
вующий логическому нулю. Сигнал на выходе ячейки сдвинут от-
/
Рис. 5.42
Рис. 5.41
167
Рис. 5.43
носительно входного на время т. Пройдя три ячейки с задержкой
Зт, сигнал поступает на вход четвертой ячейки, выполняющей функ-
ции каскада совпадения. На выходе этого каскада формируются
импульсы, длительность которых обратно пропорциональна часто-
те сигнала. Фильтр нижних частот выделяет среднее значение на-
пряжения импульсов. Крутизна детекторной характеристики про-
порциональна времени задержки. Линейная зависимость между
выходным напряжением и частотой нарушается, если результиру-
ющая задержка Зт0 превысит половину периода входного сигна-
ла, поэтому берут fmax^l/бто. Такие детекторы нашли применение
в телевизионных приемниках н многоканальных системах радиоре-
лейной и спутниковой связи.
В заключение рассмотрим импульсно-счетные частотные детек-
торы. В них ЧМ сигнал преобразуется в последовательность им-
пульсов с неизменной амплитудой и длительностью. Частота сле-
дования импульсов зависит от частоты входного сигнала, т. е. ЧМ.
сигнал преобразуется в сигнал с время-импульсной модуляцией
(ВИМ). В результате усреднения последовательности импульсов
г.-лучаем напряжение, пропорциональное числу импульсов в еди-
ницу времени, т. е. частоте. Структурная схема детектора пред-
ставлена на рис. 5.44; принцип действия поясняется рис. 5.45.
На рис. 5.46,а приведен другой вариант импульсно-счетного ЧД.
Он состоит из порогового устройства (компаратора), одновибра-
тора и интегратора. Компаратор, выполненный на операционном
Рис. 5.44
168
ДИИР
Рис. 5.45
Вход
усилителе ОУ! (рис. 5.46,6), преобразует входной сигнал (рис. 5.47)
в последовательность импульсов п2, длительность которых соответ-
ствует границам перехода через ноль входного ЧМ сигнала. Эти
импульсы своим фронтом запускают одновибратор, построенный
на ячейках НЕ—И с времязадающей цепью R\C\. Импульсы на вы-
ходе одновибратора (us иа рис. 5.47) имеют постоянную длитель-
ность и высоту, а частота следования их соответствует частоте вход-
ного сигнала. Интегратор на операционном усилителе ОУ2 усред-
Рис. 5.47
169-
пяет импульсную последовательность, формируя напряжение
изменяющееся в соответствии с частотой следования импульсов.
Достоинства импульсно-счетных частотных детекторов: высокое ка-
чество детектирования; независимость детектирования от откло-
нений средней частоты входного сигнала; возможность интеграль-
ного исполнения.
Глава 6 РУЧНЫЕ И АВТОМАТИЧЕСКИЕ
РЕГУЛИРОВКИ И ИНДИКАТОРЫ
В РАДИОПРИЕМНИКАХ
6.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ВИДЫ РУЧНЫХ
И АВТОМАТИЧЕСКИХ РЕГУЛИРОВОК
В зависимости от назначения и степени универсальности радиопри-
емник имеет различные органы управления: для настройки на час-
тоту нужного радиосигнала, для согласования уровня выходного-
сигнала и других параметров с требованиями потребителя прини-
маемой информации. Управление может быть ручным или автома-
тическим. Автоматическое управление выполняется но командам,,
введенным в программное управляющее устройство; функции чело-
века при этом исключаются либо сводятся к включению управляю-
щего устройства, например к нажатию клавиши и т. и.
Условия работы приемника могут изменяться. Могут различать-
ся уровни радиосигналов от разных источников. Возможна неста-
бильность уровня сигнала от данного передатчика из-за изменений
условий распространения радиоволн. Частота радиосигналов также
может изменяться вследствие нестабильности передатчика или эф-
фекта Доплера. Возможны изменения частоты сигнала в тракте
промежуточной частоты из-за нестабильности частот гетеродинов в
преобразователях частоты. Условия приема могут изменяться также
при наличии нестационарных помех — аддитивных и мультиплика-
тивных. В подобных случаях приходится регулировать цепи и узлы
приемника для получения оптимального режима приема.
Управление и регулирование могут быть непосредственными ли-
бо дистанционными. В случае дистанционного управления оператор
или управляющее устройство находятся на расстоянии от приемни-
ка и связаны с ним средствами телеуправления и телесигнализации.
Ручное управление и ручная регулировка допускают применение
электромеханических устройств. Например, настройка приемника
на нужную частоту до недавнего времени осуществлялась главным
образом переключением катушек индуктивности с помощью кон-
тактного переключателя поддиапазонов и плавным поворотом ро-
тора переменного конденсатора. После замены переменных кон-
170
денсаторов варакторами для плавной перестройки стали использо-
вать контактные потенциометры, с помощью которых изменялось
настроечное напряжение. Применение электромеханических орга-
нов для дистанционного или автоматического управления требует
соответствующих двигателей, что приводит к усложнению конст-
рукции и снижению надежности. Поэтому введение дистанционно-
го и автоматического управления связано, как правило, с перехо-
дом к чисто электронным устройствам.
Автоматические регулировки необходимы также для обеспече-
ния приема при быстро изменяющихся условиях, когда оператор не
может действовать с достаточной быстротой и точностью, пользу-
ясь ручными регуляторами. Кроме того, автоматизация позволяет
упростить функции оператора либо вовсе исключить необходимость
обслуживания приемной аппаратуры.
Функции регулировок усложняются в комплексных ситуациях,
когда требуется обеспечить прием сложных сигналов при меняю-
щихся условиях распространения и в сложной помеховой обста-
новке. Адаптация приемника к таким ситуациям для наиболее точ-
ного воспроизведения передаваемой информации представляет
трудную задачу; оператор решает ее путем последовательных
проб, которые требуют затраты времени и связаны с потерей части
информации. Электронные автоматические регуляторы, оспованные
па применении быстродействующих микропроцессоров, решают эту
задачу.
Основная тенденция развития всех видов техники, в том числе
радиосвязи и радиовещания, — создание телеуправляемых и пол-
ностью автоматизированных систем. В этом случае все регулиров-
ки, необходимые для поддержания соответствия оборудования тех-
ническим требованиям, должны выполняться автоматически.
К наиболее распространенным автоматическим регулировкам
приемников относят автоматическую регулировку усиления (АРУ)
и автоматическую подстройку частоты (АПЧ).
Автоматическая регулировка усиления обеспечивает поддержа-
ние на выходе усилителя промежуточной частоты уровня сигнала,
достаточно высокого и стабильного для воспроизведения сообще-
ний от радиостанций различной мощности, находящихся на раз-
пых расстояниях и в меняющихся условиях распространения ра-
диоволн. Благодаря простоте АРУ применяется почти во всех ра-
диоприемниках.
Автоматическая подстройка частоты должна непрерывно обес-
печивать оптимальное расположение спектра принимаемого сиг-
нала в полосе пропускания приемника при вызываемых различны-
ми причинами изменениях частоты передатчика и настройки цепей
приемника. АПЧ применяется почти во всех видах профессиональ-
ной радиоприемной аппаратуры и во многих радиовещательных
приемниках.
При сильных помехах прием сообщений может ухудшиться или
стать невозможным. Может потребоваться регулировка цепей при-
емника не только по критериям соответствия частоты и усиления
171
частоте и уровню принимаемого сигнала, но по более сложным
критериям максимальной достоверности принимаемой информа-
ции. Для этой цели, в частности, может применяться автоматиче-
ская регулировка селективности, осуществляемая изменением ши-
рины полосы пропускания н формы амплитудно-частотной харак-
теристики. При сильных сигналах или низком уровне помех поло-
са пропускания расширяется, обеспечивая лучшее качество воспро-
изведения сообщений. При слабых сигналах или при повышении
уровня помех может оказаться, что сужение полосы пропускания,
хотя и вызовет ухудшение качества приема полезных сигналов по
сравнению с предыдущим случаем, приведет к еще более сущест-
венному ослаблению вредного действия помех. Назначение авто-
матической регулировки — установление оптимальной полосы про-
пускания, при которой приемник воспроизводит принимаемую ин-
формацию с наименьшими потерями. Подобные регулировки, рав-
но как н некоторые другие, вследствие меньшей определенности
условий получения эффективных результатов применяются реже,
чем АРУ и АПЧ.
Поскольку по соображениям простоты конструкции, надежно-
сти и быстродействия в подавляющем большинстве случаев элект-
ронным системам регулировок отдается предпочтение перед элект-
ромеханическими, в дальнейшем будут рассматриваться только
электронные системы.
6.2. ТИПЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ
АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ
УСИЛЕНИЯ
Когда напряжение на входе усилителя минимально (t/Bxmin),
Коэффициент уСИЛеПИЯ ДОЛЖеН быть Наибольшим (Атах) для то-
го, чтобы на выходе обеспечивать напряжение Пвыхпнп, достаточ-
ное для нормального воспроизведения сообщений; £/BXmin соответ-
ствует чувствительности приемника. Прн увеличении входного на-
пряжения коэффициент усиления К должен	‘
обеспечит постоянство выходного напряжения U,
величины будут
связаны
уменьшаться. АРУ
"вых, если эти три
соотношением /<= UBax/Uax. Такую зави-
симость отображает кривая 1 на
рис. 6.1.
Обычно не требуется строгого
постоянства выходного напряже-
ния и для упрощения конструк-
ции регулятора допускают измене-
ние его в таких пределах, чтобы
не возникали заметные перегруз-
ки цепей приемника и искажения
сигналов. При увеличении напря-
жсния на входе до (7Вхтах напря-
Рис. 6.1	жение на выходе возрастает до
172
некоторого значения t/выхтах; минимальный коэффициент усиле-
ния П]5и ЭТОМ /Сгп1п:=£7вых max/С7их max* Соответствующая характерис-
тика 2 'на рис. 6.1 проходит немного выше кривой 1.
Сигналы, напряжение которых на входе усилителя менее
U вх min, \ie могут быть нормально приняты, так как будут искаже-
ны шумами приемника. Тем не менее форма характеристики ре-
гулировку усиления выше точки А, соответствующей t/BI min и
t/вых min, не безразлична для проектанта.
В простейшем случае процессы в цепи автоматической регули-
ровки при уменьшении UBX ниже точки А представляются равно-
мерным продолжением кривой /; эта часть гиперболы изображена
штриховой линией. Регулировка такого типа, т. е. без нарушения
непрерывности закона регулирования при снижении входного сиг-
нала ниже уровня чувствительности (иногда ее называют «прос-
той» АРУ), не применяется по следующим причинам:
при f/Bx<t/Bxmin напряжение на выходе усилителя будет оста-
ваться неизменным, но оно будет представлять собой смесь сигна-
ла и шума, причем чем меньше будет t/BX, тем больше будет доля
шума в этой смеси;
для увеличения коэффициента усиления выше значения Атах
по кривой 3 потребовалось бы ввести в приемник дополнительные
усилительные каскады; но это увеличение усиления будет беспо-
лезным и даже принесет вред, так как при выключении источника
сигнала на выходе приемника появятся шумы.
Выход из положения состоит в отключении АРУ при входном
напряжении меньше С/вх min- Коэффициент усиления левее точки А
в этом случае остается постоянным и равным Атах (линия 4).
Включение АРУ «задерживается» до достижения входным напря-
жением значения (7BXmin; далее регулировкой усиления обеспечи-
вается требуемая стабильность выходного напряжения. Соответст-
венно описанная регулировка называется АРУ с задержкой, или
задержанной АРУ. При одинаковом в обоих случаях качестве ре-
гулирования выше Unxmin приемник с задержанной АРУ проще по
конструкции, чем приемник с простой АРУ.
В процессе перестройки приемника с АРУ с одной станции на
другую, когда сигнал на входе приемника отсутствует, коэффици-
ент усиления максимален и поэтому максимально усиливаются
собственные шумы и внешние помехи. При радиовещательном
приеме иногда изменяют цепь АРУ так, чтобы шумы при пере-
стройке не проходили на выход приемника. С этой целью коэффи-
циент усиления левее точки А понижается (кривая 5 на рис. 6.1).
Регулировка подобного вида называется бесшумной АРУ.
Для изменения коэффициента усиления приемника в электрон-
ных устройствах АРУ должно быть получено регулирующее напря-
жение, которое воздействует на регулируемые каскады, изменяя
усиление подобно показанному на рис. 6.1. Поскольку действие
АРУ зависит от напряжения сигнала, наиболее простой способ
формирования регулирующего напряжения состоит в использова-
нии выпрямленного напряжения принимаехмого сигнала. Если име-
173
i
(
ющегося напряжения недостаточно, то в цепь регулирований вво-
дится дополнительный усилитель. Для получения регулирующего
напряжения может служить амплитудный детектор. Однако тре-
бования к детектору в цепи АРУ отличаются от требовании к нему
в случае его применения для приема ЛМ сигналов, когда детектор
воспроизводит огибающую колебаний согласно рис. 5.1. Дели бы
напряжение от детектора с такими свойствами было подано в
цепь регулировки усиления, то при возрастании амплитуды сиг-
нала в такт с модуляцией уменьшался бы коэффициент усиления,
а при убывании амплитуды возрастал; в результате напряжение
сигнала иа выходе усилителя имело бы практически постоянную
амплитуду, т. е. цепь АРУ подавляла бы модуляцию принимае-
мого сигнала, что недопустимо, так как именно в ней заключена
принимаемая информация.
Чтобы не было подавления модуляции, регулирующее напряже-
ние ие должно содержать переменной составляющей, соответст-
вующей модуляции^ Это можно обеспечить двумя путями:
1. Постоянная времени цепи CnRn на выходе детектора (см.
рис. 5.10) увеличивается так, чтобы напряжение па конденсаторе
Сн оставалось примерно равным максимальным' амплитудам де-
тектируемого напряжения. Этот процесс соответствует диаграмме
па рис. 5.11, но характеризуется еще более медленным разрядом
конденсатора. Выходное напряжение отслеживает максимумы (пи-
ки) амплитуды сигнала, не воспроизводя огибающей амплитуд.
Такой детектор называется пиковым.
2. Постоянная времени RnCn соответствует требованиям детек-
тирования без искажений, т. е. соблюдается условие (5.35) и по-
лученное напряжение может быть использовано для воспроизведе-
ния принимаемых сообщений; для этого его переменная составля-
ющая выделяется с помощью разделительного конденсатора (см.
рис. 5.13). В то же время «постоянная» составляющая (среднее
значение) используется для АРУ, в цепи которой имеется фильтр
нижних частот. В фильтре подавляется переменная составляющая
напряжения и регулирующее напряжение оказывается пропорцио-
нальным средней амплитуде сигнала.
В случае задержанной регулировки детектор срабатывает
только при превышении напряжением сигнала некоторого порого-
вого значения. Ниже порога регулирующее напряжение не должно
изменять коэффициент усиления, что достигается проще всего,
если оно попросту отсутствует. Требуемым свойством обладает,
например, диодный детектор, «подзапертый» постоянным напряже-
нием, как показано на рис. 6.2,а. Из рис. 6.2,6 видно, что детектор
не будет действовать, пока Uт. е. регулирующее напряжение
для цепи АРУ С7Рег будет отсутствовать.
В соответствии с изложенным цепи АРУ могут включать сле-
дующие элементы приемника:
усилители радио- и промежуточной частоты, приспособленные
для регулировки усиления изменением регулирующего напряже-
ния;
174
Рис. 6.2
детекторы для получения регулирующих напряжений путем вы-
прямления сигнала;
дополнительные усилители для увеличения регулирующего на-
пряжения при необходимости повысить эффективность АРУ;
цепи, обеспечивающие пороговое напряжение для получения ре-
гулировки с задержкой;
фильтры нижних частот для подавления продуктов модуляции
сигнала в цепях регулирующих напряжений.
Три характерных примера схем АРУ в упрощенном виде п без
цепей задержки дапы па рве. 6.3.
В варианте на рис. 6.3,а регулирующее напряжение формирует-
ся в результате выпрямления напряжения усиленного сигнала с
выхода усилителя. Напряжение от детектора Д подастся через до-
полнительный усилитель У и фильтр нижних частот Ф в направле-
нии, обратном направлению прохождения сигнала в регулируемом
усилителе. Со стороны выхода оно действует на предшествующие
усилительные каскады, поэтому такая регулировка называется об-
ратной АРУ. Усилитель У может быть включен и до детектора Д,
Рис. 6.3
175
Если напряжение на выходе регулируемого усилителя достаточно
велико, то этот усилитель не применяют.	]
В цепи обратной АРУ усиление регулируется благодаря изме-
нению регулирующего напряжения С/рег, которое, в своюГочередь,
изменяется в результате изменения напряжения сигнала ца выходе
регулируемого усилителя. Следовательно, в цепи обратной АРУ не-
избежно и необходимо некоторое изменение выходного напряже-
ния. При правильном выборе параметров цепи это изменение не
выходит за допустимые пределы.
В схеме на рис. 6.3,6 регулирующее напряжение вырабатыва-
ется в результате усиления и выпрямления входного напряжения
и действует в том же «прямом» направлении, в котором проходит
принимаемый сигнал в регулируемом усилителе. Соответственно
такая цепь называется прямой АРУ. В отличие от обратной АРУ
здесь регулирующее напряжение не зависит от напряжения на
выходе усилителя, т. е. имеется теоретическая возможность пол-
ного постоянства выходного напряжения. На практике реализо-
вать эту возможность не удается. Как было выяснено, условие по-
стоянства выходного напряжения состоит в строго определенном
законе изменения коэффициента усиления при изменении напряже-
ния на входе (кривая 1 на рис. 6.1).
В реальных условиях коэффициент усиления регулируют це-
пями, свойства которых зависят от регулирующего напряжения.
Эту зависимость обеспечивают нелинейные элементы, но их харак-
теристики определяются спецификой происходящих в них слож-
ных физических процессов и управлять формой этих характерис-
тик можно лишь в очень слабой степени. Если зависимость
А(^вх) получается падающей подобно теоретической кривой на
рис. 6.1 и при соответствующем подборе параметров совпадает с
ней в отдельных точках, на большинстве участков расхождение
между ними неизбежно оказывается значительным. Следователь-
но, и выходное напряжение не будет постоянным. Сколь бы не бы-
ли велики отклонения выходного напряжения от требуемого значе-
ния, устройство не будет на них реагировать и они останутся не-
скомпенсированными.
Трудности реализации прямой АРУ возрастают, если напряже-
ние на входе регулируемого усилителя может изменяться в сот-
ни и тысячи раз. Чтобы регулирующее напряжение могло воздей-
ствовать на регулируемый усилитель, начиная со сравнительно
слабых сигналов на входе, коэффициент усиления усилителя АРУ
(У на рис. 6.3,6) должен быть значительным: того же порядка, что
и у регулируемого усилителя. Но при сильном увеличении входно-
го напряжения в усилителе У неизбежно возникнет перегрузка,
сильно проявится его нелинейность.
Чтобы ослабить подобные явления, усилитель АРУ сам должен
иметь цепь автоматической регулировки для предотвращения пе-
регрузок. Следовательно, прямая АРУ много сложнее по конст-
рукции, чем обратная, и к тому же не позволяет получить удов-
летворительного качества регулировки. Поэтому в описанном ви-
176
де прямая регулировка не применяется. Однако она может быть
полезна Жак часть комбинированной системы (рис. 6.3,в), в кото-
рой основная регулировка— обратная. Регулируемый усилитель
делится на две секции, причем усиление сосредоточено в основном
в каскадах первой секции, усиление же второй секции невелико.
В эту секцию может быть выделен, например, последний усили-
тельный каскад.
Регулирующее напряжение ЦРег! формируется путем выпрям-
ления напряжения с выхода первой секции и осуществляет обрат-
ную регулировку усиления. Требования к качеству регулировки
здесь не очень высоки, т. е. допускается сравнительно сильное (на-
пример, в несколько раз) изменение напряжения U на выходе
первой секции. Это упрощает реализацию регулировки. В то же
время напряжение 0 используется для создания второго регули-
рующего напряжения С/реГ2 и служит для прямой регулировки уси-
ления второй секции. Поскольку на нее возлагается задача изме-
нять усиление лишь в несколько раз, расхождение теоретического
и реального законов регулирования не приведет к сильному не-
постоянству напряжения сигнала на выходе второй секции. Кроме
того, в цепи АРУ используется сигнал, уже усиленный в первой
секции, т. е. не требуется дополнительного усилителя с большим
коэффициентом усиления, который необходим в предыдущем слу-
чае.
Цепь регулировки типа показанной па рис. 6.3,в называется
смешанной АРУ. При небольшом усложнении по сравнению с об-
ратной регулировкой вида рис. 6.3,а она позволяет обеспечить бо-
лее высокое качество регулирования.
6.3.	СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ
КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
Согласно (3.95) коэффициент усиления усилительного каскада
с частотно-селективным фильтром
К^тп |УМ| рКф-
Коэффициент передачи фильтра на данной частоте усили-
ваемого сигнала зависит от параметров резонансных цепей, обра-
зующих фильтр, и от коэффициентов связи между этими цепями.
Следовательно, коэффициент усиления можно регулировать сле-
дующими способами:
1.	Изменением крутизны усилительного прибора У21- Такая ре-
гулировка возможна ввиду сильной зависимости крутизны от по-
стоянных напряжений на электродах усилительных приборов.
2.	Изменением коэффициентов включения т и п. Задача ре-
шается просто, если применить включение через емкостный дели-
тель (см., например, рис. 2.17, 2.21, 3.19). Коэффициент включения
в этом случае можно регулировать изменением емкостей, что легко
осуществляется при использовании варакторов в качестве перемен-
ных конденсаторов. Но изменение емкостей вызывает расстройку
177
резонансного контура и, как следствие, ухудшение частотной ха-
рактеристики и селективности усилителя, поэто*му такой сп'особ не
применяется.	[
3.	Изменением характеристического сопротивления р. Для это- ;
го необходимо изменять индуктивность и емкость во взаимно про-
тивоположных направлениях, что сложно и связано с расстройкой
контуров. Поэтому такой способ также не применяется.
4.	Изменением коэффициента передачи фильтра Кф. Регулиро-
вание можно выполнять тремя способами:
изменением затухания контуров путем подключения резистив-
ных цепей с регулируемым сопротивлением. Увеличение затуха-
ния ведет к уменьшению усиления, но связано с ухудшением се-
лективности. Поскольку уменьшать усиление требуется при силь-
ных сигналах, уменьшение селективности может быть допущено.
Этот способ легко осуществим, поэтому он находит некоторое при-
менение;
изменением связи между контурами полосового фильтра. Этот
способ прост в реализации при емкостной связи (см., например,
рис. 3.28) путем включения варакторов в качестве конденсаторов
связи. Но пределы изменения коэффициента передачи получаются
небольшими и, кроме того, изменяются форма частотной характе-
ристики фильтра и резонансная частота;
расстройкой колебательных контуров. Этот способ легко реали-
зуется путем включения в колебательный контур варактора. Он
связан, однако, с изменением частотной характеристики и с ухуд-
шением селективности, так как при расстройке коэффициент уси-
ления па частотах возможных помех оказывается больше, чем на
частоте принимаемого сигнала.
Изложенное показывает, что из рассмотренных способов пред-
почтителен первый: изменением крутизны. Поскольку при этом
требуется изменять режим электронного прибора, такая регули-
ровка называется режимной.
Следует иметь в виду, что и этот способ сопряжен с некоторым
изменением резонансной частоты и формы частотной характеристи-
ки усилительного каскада. Это происходит потому, что при изме-
нении напряжения на электродах усилительного элемента изменя-
ются его входное и выходное сопротивления, а следовательно, и
сопротивления, вносимые в подключенные к нему резонансные це-
пи. Активная составляющая вносимого сопротивления влияет на
затухание контура, а реактивная — на его резонансную частоту.
Чтобы повысить стабильность частотных свойств усилителя, в
него вводят специальные цепи с регулируемым коэффициентом пе-
редачи, не влияющие па частотные .характеристики и па частоту
настройки. Обычно цепи этого назначения представляют собой ре-
гулируемые электронные аттенюаторы.
Существуют н иные виды регуляторов коэффициента передачи,
как, например, импульсные регуляторы. Один из способов этого
рода поясняется рис. 6.4. Сигнал (рис. 6.4,а) пропускается через
прерыватель, работа которого основана на отпирании и запирании
178
пЛЛППп„
^UUUU^ f
п п il Я Л п n
U U U U u u
t
Рис. 6.4
электронного прибора (обычно транзистора или диода). При этом
сигнал преобразуется в импульсы (рис. 6.4,6, в, г), причем соот-
ношение длительности импульсов и пауз (скважность) определя-
ется управляющими импульсами, подаваемыми на ключевую цепь.
После сглаживания полученных модулированных импульсов с
помощью фильтра нижних частот получается напряжение, соответ-
ствующее среднему значению напряжения или тока регулируемого
сигнала, которое зависит от скважности. При коротких импульсах
(рис. 6.4,г) это напряжение во много раз меньше, чем при корот-
ких промежутках между импульсами (рис. 6.4,а).
Регуляторы подобного рода эффективны, но применять их сле-
дует осторожно, так как короткие импульсы имеют широкий
спектр, высокочастотные составляющие которого, а также продук-
ты их преобразования могут оказывать мешающее воздействие на
прием полезного сигнала, если они попадают в полосы пропуска-
ния трактов радио- и промежуточной частоты.
В качестве другого способа можно указать на использование
зависимости крутизны преобразования преобразователя частоты
от напряжения, подаваемого от гетеродина (рис. 4.13). Уменьшая
связь преобразователя с гетеродином, можно изменять крутизну
преобразования, а следовательно, и коэффициент передачи.
Основным показателем цени с регулируемым коэффициентом
усиления служит коэффициент регулирования у, равный отноше-
нию максимального коэффициента /(max к минимальному /(mIn.
Требуемое значение у зависит от пределов изменения сигнала на
входе усилителя //вх и допустимых пределов изменения напряже-
ния на выходе б/вых. Если обозначить
б^вхтах ц б/выхтах_______ Р,	(6-1)
б^вх mln	б/Вых niin
то с учетом того, что в приемнике с АРУ Ктах = [/вых min/t/BX тш 
И Amin — ГДых тах/^вх max,
v _ / ^вых mln \ // Двых max \ _ а	fc п\ Я
' I jt I/ ( г,	о •	Чо<^7 
\ ивх mln // \ t'Bxmax / Р	Я
Коэффициент у часто должен быть значительным. Если, например, радио- Я
вещательный приемник должен принимать сигналы при C/Bxmin=l мкВ, а при Я
настройке на ближнюю мощную радиостанцию должен обеспечивать без иска- Я
жений, вызываемых перегрузкой, прием сигнала с Свхшах=20 мВ, то а— 
= 20-10-3/1 • 10-6='2-104. Пусть при этом допустимый коэффициент изменения Я
напряжения на выходе [3=2. Тогда у=2Ч 04/2=1,04.	Я
В одном усилительном каскаде обычно не удается получить Я
изменение коэффициента усиления более чем в несколько десятков -Я
раз. Обычно его трудно снизить ниже некоторого предела из-за Я
почти неизбежного на радиочастотах «пролезания» сигнала через Я
паразитные емкости, взаимоиндуктивности и проводимости. Кро- Я
ме того, для сильного уменьшения коэффициента передачи регули- Я
руемых нелинейных элементов обычно требуется использовать эти Я
элементы в режимах, в которых наиболее сильно проявляется их Я
нелинейность и возможны искажения сигналов. Уменьшать коэф- Я
фициент передачи приходится при увеличенном напряжении сигна- Я
ла, при котором проявляется нелинейность, причем продукты не- Я
линейности пропорциональны второй и более высоким степеням 1
амплитуды. По этой причине регулирование осуществляют в кас- Я
кадах, расположенных ближе ко входу усилителя, где сигналы 1
еще сравнительно мало усилены. Однако регулирование входных Я
каскадов приемника может ухудшить селективность. В первых Я
каскадах часто проявляется действие сильных помех от посторон- 1
них радиостанций, работающих в близких частотных каналах. При 1
наличии нелинейных элементов эти помехи устранить невозможно I
из-за перекрестной модуляции и интермодуляции (см. § 1.8). В по- |
следующих каскадах посторонние сигналы ослаблены резонансны-
мп цепями и нелинейные процессы менее опасны.	J
Чтобы получить большой коэффициент у при ограниченных ко- Я
эффициентах регулирования отдельных каскадов, в цепь АРУ
включают несколько каскадов. Поскольку коэффициенты передачи
последовательных каскадов перемножаются, перемножаются и их
коэффициенты регулирования уь у2, • • , уп, т. е. у=у1У2?з' ••• -уп-
Для эффективной регулировки часто не ограничиваются одним
способом изменения коэффициента усиления, а применяют сме-
шанные системы.

6.4.	ПРИМЕРЫ ПРАКТИЧЕСКИХ СХЕМ
РЕГУЛЯТОРОВ
А
На рис. 6.5 показаны примеры схем усилительных каскадов, в |
которых регулирование усиления достигается изменением крутиз- л
ны транзисторов. В схеме на рис. 6.5,а регулирующее напряжение 
180
Рис. 6.5
подается на базу транзистора. Крутизна, а следовательно, и коэф-
фициент усиления уменьшаются при. уменьшении этого напряже-
ния. В схеме на рис. 6.5,6 регулирующее напряжение подается на
второй затвор полевого транзистора и изменяет крутизну.
В схеме на рис. 6.5,в регулирующее напряжение вызывает пе-
рераспределение тока транзистора VTi между VT2 и VT3. С уве-
личением тока в VT2 ток в VT3 уменьшается и наоборот. С умень-
шением части тока, ответвляющейся в VT3, в нем уменьшается и
переменная составляющая, вызванная напряжением сигнала на
входе усилителя, что равносильно уменьшению крутизны.
Для регулирования усиления шунтированием колебательного
контура требуется резистивный элемент, регулируемый изменени-
ем напряжения или тока. Таким элементом может быть диод, диф-
ференциальное сопротивление которого в области прямого тока со-
ставляет десятки ом, а в области обратного тока — сотни килоом.
На участке перехода от прямого тока к обратному характеристи-
ка диода резко нелинейна, что может приводить к искажениям
амплнтудпо-модулированных сигналов.
Элементом с регулируемым сопротивлением, достаточно линей-
ным при переменных напряжениях в десятки милливольт, может
служить цепь коллектор — эмиттер биполярного транзистора или
цепь сток — исток полевого транзистора (рис. 6.6).
На рис. 6.7 изображены схемы однозвенных (рис. 6.7,а, б) и
двухзвенных (рис. 6.7,в, г) аттенюаторов, которые могут быть яо-
ложены в основу АРУ. Если функции регулируемого резистора вы-
полняет диод, то нелинейность характеристики наиболее сильно
181
Рис. 6.6
Рис. 6.7
выражена на участке перехода от низкоомной области прямого то-
ка к высокоомной области обратного тока. Нелинейные искажения
особенно сильны, если диод использовать в этом режиме при силь-
ных сигналах. Поэтому предпочтительны аттенюаторы, в которых
при сильных сигналах диод работает в области прямого тока. Это-
му требованию в большей мере отвечают аттенюаторы с попереч-
ными регулируемыми ветвями (рис. 6.7,6 и г). При сигналах боль-
шой амплитуды преобладающая часть входного напряжения те-
ряется в резисторах продольных ветвей, а напряжение на диодах
невелико, что способствует мепыпему проявлению нелинейности.
При слабых сигналах регулирующее напряжение увеличивает со-
противление диодов и коэффициент передачи.
Чтобы расширить пределы регулировки, изменяют сопротивле-
ния как продольных, так и поперечных ветвей во взаимно проти-
воположных направлениях. Пример схемы такого аттенюатора
приведен па рис. 6.8.
Через диоды УДЬ УД2 и Р’Дз в продольных ветвях аттенюато-
ров проходит ток /, транзистора VTlt а через диоды УД^ и УД5 в
поперечных ветвях — ток /2 транзистора УТ2. Ток /1 регулирует-
Щ	%
Рис. 6.8
182
ся напряжением £7рег через транзистор УД. Ток 1 = 1\+Д через
транзистор ЕД в зависимости от £7рег распределяется по-разному:
если /[ возрастает, то /2 убывает и наоборот. Поэтому, когда со-
противления УД\, УД? и УД3 уменьшаются, сопротивления УД^ и
УД$ увеличиваются и коэффициент передачи растет; если же со-
противления ИД1, У До и УД3 возрастают, то уменьшаются сопро-
тивления УД4 и УДз и коэффициент передачи падает.
Резистор нужен для пропускания тока /2; резисторы Д и
7?з ©беспечпвают симметрию цепи.
6.5.	ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ
И ХАРАКТЕРИСТИКИ ОБРАТНОЙ
АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ
УСИЛЕНИЯ
Главная задача синтеза цепи АРУ — выбор способов управле-
ния усилением и определение зависимости коэффициента усиле-
ния от регулирующего тока или, чаще, напряжения Upcr. Пример-
ный вид этой характеристики показан на рис. 6.9. Необходимые
пределы изменения усиления, характеризуемые коэффициентом у
(см. § 6.3), могут быть очень широкими, поэтому значения коэф-
фициента усиления по оси ординат на рис. 6.9 откладывают в ло-
гарифмическом масштабе.
Пользуясь рис. 6.9, можно найти необходимое максимальное
регулирующее напряжение t/permax. Для этого по максимальному
коэффициенту усиления можно определить коэффициент усиления
при максимальном напряжении сигнала па входе приемника:
Kmin = Kmax/y, ГДе у НЭХОДИТСЯ ПО формуле (6.2). По Krnln ИЗ рИС.
6.9 легко определить Дрегтах-
Предположим, что это напряжение формируется в цепи обрат-
ной АРУ с помощью диодного детектора типа показанного на рис.
6.2. В отличие от рис. 5.9, иллюстрирующего режим диода в цепи
с нагрузкой, но без напряжения задержки £3, и от рис. 6.2, где
и диод заперт напряжением задержки, в данном случае
режим диода соответствует диаграмме на рис. 6.10. К диоду при-
183;
ложены U„ и Е3, причем UH+E3= Umcos 0. Отсюда UB= Umcos 0—
—£э. При изменении Um угол отсечки несколько изменяется, но
обычно этим изменением пренебрегают, поскольку cos 0 остается
близким к единице.
Если регулировка построена по схеме на рис. 6.3,а, то к детек-
тору непосредственно подводится выходное напряжение усилите-
ля У. Обозначим его коэффициент усиления Ку, тогда
^Рег max ^у Сн = (^вых max COS 0	£3) Ху.	(6.3)'
Здесь [/вых max — максимальное выходное напряжение усилите-
ля, поступающее на детектор АРУ.
Напряжение задержки £3 должно быть равным минимальному
выходному напряжению усилителя [/Вых min, До достижения кото-
рого АРУ не должна действовать (см. рис. 6.2,6). Следовательно,
с учетом (6.1) £per max = [/Вых min (₽ cos 0—1) Ху. Соответственно пе-
обходимое напряжение на выходе усилителя
^вых mln 2^ 6/рег max/Xy (Р COS 0	1).
Если при Ху=;1 это условие не выполняется, то необхо-
дим дополнительный усилитель с коэффициентом усиления Ху^=
[/per ma х/[/вых min(P cos 0—1). В отличие от условий работы ампли-
тудного детектора, рассмотренных в § 5.5, в данном случае можно
не соблюдать требования отсутствия . нелинейных искажений; по-
этому сопротивление нагрузки детектора /?н можно сделать доста-
точно большим, чтобы получить cos 0 — 1.
Об эффективности АРУ можно судить по характеристике, изо-
бражающей зависимость выходного напряжения регулируемого
усилителя [/вых от напряжения на входе приемника [/вх- Из фор-
мулы (6.3), примененной к промежуточным значениям, следует за-
висимость [/Рег = <р([/вых); на рис. 6.9 построена зависимость Х=
= ф([/рег). Следовательно, [/вых = Х[/Вх= [/Вхф[<р (С^ых) ]. Решить
это уравнение относительно ивых можно только графически, по-
скольку функция ф([/Рег), заданная в графической форме, не имеет
аналитического выражения. Удобнее исходить из выражения об-
ратной функции: [/Вх=[/Вых/ф[ф([/вых)]. Задаваясь значениями
[/вых, находим
[/per ~ ([^вых COS 0 —— £3) Ху
184
(при ивых<Е3 t/pei=O). Затем по рис. 6.9 определяем К, соответ-
ствующие найденным Uper, и вычисляем напряжение на входе как
t/BX = ивых!К. Характеристика, построенная по полученным данным
ДЛЯ	£^вых min, ПОКЭЗЭНЭ НЭ рИС. 6.11. При t/вых mln^ t/Bbix min
действует задержка, поэтому /<=^max=const, т. е. начальный учас-
ток этой характеристики строится по формуле t/вых = Ашах t/вх-
Для удобства отсчета t/Bx, изменяющегося в широких пределах, на
оси абсцисс применяют логарифмический масштаб.
6.6.	ПЕРЕХОДНЫЙ ПРОЦЕСС
В УСИЛИТЕЛЕ С АВТОМАТИЧЕСКОЙ
РЕГУЛИРОВКОЙ УСИЛЕНИЯ
При разработке АРУ важно правильно выбрать структуру и
параметры фильтра нижних частот в цепи регулирующего напря-
жения (Ф на рис. 6.3). При слишком большой постоянной времени
этого фильтра цепь АРУ не успевает реагировать на быстрое уве-
личение или уменьшение напряжения сигнала, при слишком малой
же постоянной времени также возможны искажения сигнала.
Предположим, что на вход приемника поступает амплитудно-
моду./Тированный сигнал вида t/Bx=t/BXo(l+mcos QQ. Этот сигнал
будет усилен, продетектирован амплитудным детектором цепи
АРУ и пройдет через фильтр АРУ, в котором составляющая час-
тоты модуляции напряжения будет частично подавлена и может
изменить фазу. В результате t/per в первом приближении будет
изменяться по закону Up№— t/pero'[l + pcos(Q/ + <p)]. Здесь для
простоты анализа не учтено, что в процессе формирования регули-
рующего напряжения возможны нелинейные искажения закона мо-
дуляции, т. е. помимо составляющей с угловой частотой Q в спект-
ре этого напряжения могут быть также составляющие с частотами
2Q, 3Q и др.
При действии такого напряжения на регулируемый усилитель,
характеризуемый зависимостью А=ф(Црег) вида рис. 6.9, коэффи-
циент усиления, также в первом приближении, будет изменяться
по закону К«Ко[1—Sy|xcos(.Qt+<p)]. Здесь Ко — коэффициент
усиления, соответствующий регулирующему напряжению t/pero;
5У = —dKldUver — крутизна используемого участка характеристики
на рис. 6.9. В данном рассуждении этот участок считается линей-
ным, т. е. и в этом случае мы пренебрегаем нелинейными искаже-
ниями. Обозначим Syp=v и, умножив UB* на К, найдем уточнен-
ный закон изменения напряжения на выходе усилителя:
t/вых = U&T 0 Ко (1 + m cos Q /) [ 1 — v cos (Q14- <p)J,
или иначе
t/BMx = t/ex о Ао [ 1 +mcosQ/—v cos (Q t + <p) —
— mv- 0,5 cos (2Q £ -|- <p)—mv-0,5cosq>J.
Полученный результат приводит к следующим выводам:
185
изменение коэффициента усиления с частотой модуляции вызы-
вает изменение коэффициента модуляции сигнала. При <р=0 ре-
зультирующий коэффициент модуляции равен |т—v|, т. е. воз-
можно ослабление или подавление модуляции;
сигнал оказывается модулированным, помимо основной угловой
частоты £>, второй гармоникой с угловой частотой 2Q, т. е. возни-
кают нелинейные искажения закона модуляции. Коэффициент
гармоник пропорционален v. Ослабления модуляции не будет при
v = 0, т. е. если переменная составляющая продетектированного на-
пряжения будет полностью подавлена фильтром.
При неправильном выборе структуры и параметров фильтров
возможна неустойчивость коэффициента усиления и вместо ста-
билизации напряжения сигнала на выходе могут возникнуть силь-
ные колебания его. Для обеспечения устойчивости следует знать
особенности нестационарных процессов в усилителе АРУ. Рассмот-
рим АРУ по схеме на рис. 6.3,а.
Обычно постоянную времени нагрузки детектора выбирают
сравнительно малой, так что напряжение устанавливается здесь во
много раз быстрее, чем на выходе фильтра. Такой выбор постоян-
ной времени целесообразен при диодном детектировании потому,
что (см. рис. 5.12) процессы нарастания и спада напряжения на
нагрузке детектора происходят с неодинаковой скоростью. Заряд
конденсатора происходит через диод, обладающий малым внутрен-
ним сопротивлением, п быстро заканчивается при увеличении амп-
литуды подводимого переменного напряжения.
При уменьшении амплитуды диод заперт и конденсатор разря-
жается через высокоомное сопротивление нагрузки, т. е. разряд
происходит значительно медленнее. Следовательно, если бы пере-
ходные процессы в детекторе играли существенную роль, то цепь
АРУ действовала бы неодинаково при положительных и отрица-
тельных приращениях напряжения сигнала. Поэтому детектор
обычно делают малоинерционным и переходными процессами в
нем можно пренебречь.
Напряжение с выхода сглаживающего фильтра действует на
органы регулирования коэффициента усиления. Изменение пара-
метров органов регулирования происходит практически безынер-
ционно, по оно вызывает изменение напряжения и тока усиливае-
мого сигнала, что приводит к нестационарным явлениям в колеба-
тельных контурах и фильтрах. Этими явлениями можно прене-
бречь, т. е. связывать переходной процесс только с фильтром в це-
пи АРУ. Основанием для такого допущения является то, что уси-
лители радио- и промежуточной частоты вместе с детектором дол-
жны воспроизводить модулированное колебание и модулирующее
сообщение, тогда как сглаживающий фильтр, как было выяснено,
должен подавлять продукты модуляции, т. е. он значительно более
инерционен.
В установившемся режиме t/BbiX = KU**, причем коэффициент
усиления А зависит от регулирующего напряжения Uper:K=
= <p([/Pei). Регулирующее напряжение можно приближенно (без
18G
учета напряжения задержки) определить как [/рег= С/вых/Сд/Су/Сф,
где /СУ — коэффициент усиления усилителя У (рис. 6.3,а);	—
коэффициент передачи детектора по напряженшо; Д'ф — коэффици-
ент передачи фильтра. В установившемся режиме он близок к еди-
нице. В первом приближении /Сд .можно также считать постоянным
и близким к единице.
Рассмотрим теперь соотношения в той же системе после увели-
чения напряжения на малое значение At/вх- Напряжение С/Вых при
этом возрастает на АС/ВЫх, что приводит к увеличению регулирую-
щего напряжения ДС7рег=А//выХ/Су/Сд/Сф. Соответственно принимает
новое значение и коэффициент усиления /С' = ф(С,Рег + АС,рег). При
малом Д(7Рег можно, разложив /С в ряд по степеням А(7Рег, огра-
ничиться первыми членами разложения:
/С = Ф (С/рег) [^Ф (UVer)/dUрсг] А С/РеГ.
Обозначив, как и выше, —(cf/C/dt/per) =Sy, представим это выра-
жение в виде К'=К—SyAUper, где Sy— положительный коэффици-
ент, характеризующий чувствительность усилителя к изменениям
регулирующего напряжения Uper. Этот коэффициент можно найти
графически по характеристике на рис. 6.9. Таким образом, полу-
чаем
ПвыхФ" А [/вых ~ (^вх + А 1/вх) (К А t/вых Sy /Су Кд /Сф).
Вычитая отсюда t/Bbix = t/вх/С, находим
А t/вых = A t/BX /С- (t/BX + A t/BX) A £/вих Sy Ку Кд /Сф,
откуда
А С/Вых = А t/вх К[\1 -I- (t/BX + А t/BX) Sy /Су /Сд /СФ].
Полагая \UBX<^UBX, можно упростить это выражение:
АС/вых^ДС/их/С/[1+5уС7вх/Су^/Сф].	(6.4)
Произведение SyUKX зависит от эффективности регулировки. Пред-
ставим Sy как отношение конечных приращений: Sy=A/C/At/per-
Здесь АС/РеГ = .АС/вх/С/Су/СдХфо> где /Сф0 — коэффициент передачи
фильтра в установившемся режиме. Следовательно,
s,u.,=--------«---------£/„-( — / —---------------!-----
При эффективной регулировке относительное изменение коэф-
фициента усиления примерно соответствует относительному изме-
нению напряжения на входе, поэтому выходное напряжение оста-
ется в установившемся режиме почти неизменным. В этом случае
отношение (A/C//C)/(At/Bx/t/BX) близко к единице. Обозначим в
дальнейшем (АЛ'//С)/(а6,вх///вх) =/СРег и назовем эту величину ко-
эффициентом качества регулировки. В диапазоне входных напря-
жений /СРег непостоянен, но при фиксированном начальном напря-
жении на входе может считаться определенной величиной. Следо-
ва тельно, Sy £7вх/Сд/Су/Сф = /СРег/Сф//Сфо.
187
Произведение в числителе (6.4) —приращение напряже-
ния на выходе, которое было бы, если бы цепь АРУ не реагирова-
ла на приращение сигнала. Обозначим ДС/вх/(= Д[/вых0. Теперь
(6.4) принимает вид
А U вых = А ^вых о/П+КРег(К*/КФо)].	(6.5)
Обозначим Аt/вых (/)/А^вых о= | (0 и представим (6.5) в виде
операторного уравнения для переходного процесса:
^П->Цр)/11+КрегКф(р)/Кф0].
На рис. 6.12 изображены схемы трех вариантов фильтра с чис-
лом звеньев от одного до трех. Полагая, что фильтры действуют
практически в режиме холостого хода, будем принимать в устано-
вившемся режиме во всех трех случаях Лф0«1. В однозвенном
фильтре «2=Ui/(1-Ьj<»Ci/?i), т. е. в операторной форме КФ(р) =
= 1/(1 -Tpfli), где aj=J?iCi; в двухзвенном фильтре КФ(р) = 1/(1 +
+ ра]+р2аг), где ai = ClRi + C2R2+C2Ri; a2=CxRiC2R2, в трехзвен-
ном фильтре Кф(р) = l/(l+pai +р2а2+р3а3), где ai = CiRi + C2R2 +
+ C3R3 + C2R i + C3R j + C3R2t a2 = CiRiC2R2-{- C[R\C3R2 + C2R3C2R2 4-
4- C3R3C2R1 4~ CiR]C3R3, 0-3= ClRiC2R2C3R3.
//	n	k\
В общем случае фильтра из п звеньев Кф (р) = 1 /1 1 + ак р .
/ V	fc=i /
Иначе
(1 + *per) I (t)	1 (р) (1 + £ ак / [ 1 + £ Рк акК\ + ЯРег) .
\ fe'=l // L fc=!
Решение дифференциального уравнения этого вида имеет пока-
зательную форму, причем коэффициентами при t в показателях
являются корни знаменателя, т. е. корни уравнения
' 1 + ^ркак1(\ +Арег) = 0.	(6.6)
Й=1
При однозвенном фильтре характеристическое уравнение имеет
вид l+pai/U + Aper) = 0, откуда р = —(l + Aper)/ai = —(1 +
+ /(per) /CiRi.
Следовательно, переходный процесс будет экспоненциальным,
апериодическим, с постоянной времени x=C\R\l{\ + КРег). По таб-
Рис. 6.12
188
лице операторных изображений находим решение операторного
уравнения, имеющее в этом случае вид
(1 +Лрег)^»»х(0 = i +ЛрегехрГ _L_ (j +/<рег)1.
Л 0	1^1	J
График переходного процесса для этого случая показан на рис.
6.13 (сплошная линия). В момент скачка напряжения коэффици-
ент усиления еще не уменьшен АРУ, поэтому первоначальное уве-
личение напряжения на выходе такое же, как при коэффициенте
усиления до скачка. По мере нарастания напряжения на выходе
фильтра нижних частот коэффициент усиления уменьшается и при-
рост напряжения на выходе приближается к установившемуся зна-
чению ДС/выхо/(1+Лрег).
В действительных условиях изменение напряжения на входе
приемника происходит не скачком, а плавно. Даже при скачкооб-
разном изменении благодаря ограниченности полосы пропускания
регулируемого усилителя напряжение на выходе его изменяется
плавно. Поэтому прирост напряжения Д£/ВыХ будет происходить
так, как показано на рис. 6.13 штриховой линией, т. ,е. временное
повышение. Д/7Вых над установившимся значением будет уменьше-
но. Из изложенного следует, что постоянная времени, определяю-
щая быстродействие АРУ, в 1 + Арег раз меньше постоянной време-
ни фильтра.
Если прирост напряжения на входе фильтра нижних частот бу-
дет постоянным, равным установившемуся значению, то скорость
изменения напряжения на выходе этого фильтра будет определять-
ся его постоянной времени 7?iCi. В действительности, однако, вна-
чале коэффициент усиления не изменен АРУ и приращение на-
пряжения превышает устанавливающееся значение. Поэтому и на
выходе фильтра напряжение также увеличится и за одинаковый
отрезок времени быстрее приблизится к устанавливающемуся зна-
чению, что эквивалентно уменьшению постоянной времени.
Для цепи АРУ с двухзвенпым фильтром характеристическое уравнение со-
гласно (6.6) имеет вид аг/^+сцр-Р!+ Крег=0. Корни этого уравнения
р = —-------± 1/	—— —---------------•
2а2 r \ 2а2 ] а2
При (1+КРег)/Ц2> (Ц1/2аз)2 эти корни были бы комплексными, что соответствует
колебательному характеру переходного процесса. Но действительные части кор-
ней отрицательны, поэтому, если колебания возможны, то они затухают. Коле-
бания регулирующего напряжения, а следовательно, и коэффициента усиления
неблагоприятно отражаются на качестве воспроизведения принимаемых сигналов
и поэтому нежелательны. Условие апериодичности переходного процесса имеет
вид (ai/2a2)2> (1+KPer)/«2 или, если подставить значения ан и «г, •
Д/та/Tj + Д/Tj/t2 [1 -j- (Ca/Cj)] > 2 Д/1 + Крег>
иначе Д/Т1/т2 + Д/тг/тх [ 1 -|- (Ri/А2)] 5* 2Д/1 + Арег •
Здесь xi — CiRi, Т2 = Сг/?2 — постоянные времени звеньев фильтра.
189
Рис. 6.14
Если /Срег~1, то 2j/l+A'Per~2,8, т. е., например, при Ti=t2 это условие
не будет 'Выполняться в случае (С2/С1)<0,8 или (T?i//?2) <0,8.
Для трехзвенного фильтра получается характеристическое
уравнение третьего порядка. Исследование его показывает, что
склонность цепи к колебаниям увеличивается и возможны незату-
хающие колебания регулирующего напряжения, а следовательно,
и коэффициента усиления. Поэтому в приемниках нежелательно
использовать более двух фильтрующих звеньев.
6.7.	типы цепей автоматической подстройки
Изменение параметров окружающей среды, особенно темпера-
туры, вызывает изменение параметров резонансных цепей, в част-
ности емкостей конденсаторов и индуктивностей катушек в коле-
бательных контурах; еще более значительные расстройки может
вызвать изменение емкостей электронных приборов, подключенных
к контурам. В результате изменяется частота, происходит сдвиг
частотной характеристики. На рис. 6.14 показаны спектр радиосиг-
нала и первоначальное положение частотной характеристики
(сплошная линия), а также возможное положение ее при рас-
f	стройке (штриховая линия). Из
- ___ пр н f	рисунка видно, что расстройка мо-
^perL_________________|
О?
и,с
жет вызывать искажение сигнала
или нарушение приема. Кроме
того, ухудшается селективность,
так как сигнал ослабляется, а в
Рис. 6.15
190
полосу пропускания может попасть помеха из соседнего канала.
При удовлетворительной конструкции элементов резонансной
цепи относительная расстройка Д = 6/7А) обычно не превышает 10 3.
В то же время полоса пропускания П чаще всего имеет порядок
10 ~2, т. е. значительно превышает возможную расстройку. В этих
условиях расстройка не может быть такой значительной, как изо-
бражено па рис. 6.14, и не вызывает описанных последствий. Если
применить в тракте промежуточной частоты фильтры с высокой
стабильностью, например кварцевые, то вопрос о расстройке мо-
жет быть снят с рассмотрения.
Дестабилизирующие факторы действуют также на колебатель-
ный контур гетеродина и могут вызывать изменение его частоты
на значение того же порядка Д/г=Дг/г. Если промежуточная час-
тота приемника /пр = А---/'с, то изменение частоты гетеродина при-
ведет к изменению преобразованной частоты на значение рав-
ное 6/г- Результат расстройки гетеродина будет таким же, как на
рис. 6.14: спектр сигнала сдвинется относительно резонансной час-
тоты тракта промежуточной частоты. Относительная расстройка
при этом ДПр = б/пр//:пр = й/г/А1р. Представим ее в виде ДПР = (б/г/Д ) X
X (А-Дпр). Поскольку Д.=Д + Д1р, имеем Д„р = Дг(1 + /с//пР).
Так как /Пр<С/'с, нестабильность гетеродина вызывает частот-
ную нестабильность приемника, которая значительно больше соб-
ственной нестабильности резонансных цепей селективного усили-
•тельного тракта.
Для непосредственной стабилизации гетеродина требуется при-
менять отдельный кварцевый резонатор для каждой стабилизируе-
мой частоты, что усложняет конструкцию приемника. В современ-
ных приемниках используют синтезаторы частот с одним опорным
кварцевым генератором, позволяющие получать частоту с доста-
точно малым шагом, например через каждые 100 Гц, что обычно
достаточно. В приемнике с плавной настройкой на любую часто-
ту гетеродин стабилизируется цепью автоматической подстройки.
При наличии в приемнике нескольких преобразователей частоты
цепь автоматической подстройки частоты (АПЧ) воздействует на
тот гетеродин, нестабильность которого имеет наибольшее значе-
ние. В отдельных случаях возможны дополнительные цепи АПЧ
для других гетеродинов.
Устройства АПЧ различаются по следующим признакам:
по типу узла в приемнике, формирующего опорную частоту, с
которой сравнивается частота подстраиваемого гетеродина;
по параметрам опорного и регулируемого колебаний, сравнение
которых лежит в основе АПЧ.
По первому признаку различают системы, в которых частота
колебаний в приемнике сравнивается:
с частотой, при которой электрическая цепь приобретает какие-
либо характерные свойства: с частотой резонанса, с частотой ба-
ланса мостовой цепи и др.;
с частотой колебаний стабильного генератора;
с опорными частотами обоих видов (смешанные системы).
191
Примеры схем цепей АПЧ этих трех видов приведены на рис.
6.15. В схеме на рис. 6.15,а за опорную принимается резонансная
частота цепи, входящей в состав частотного детектора ЧД. Часто-
та, при которой характеристика ЧД проходит через нуль (рис.
5.33, 5.39), соответствует настройке УПЧ. При отклонении частоты
гетеродина fr или сигнала /с от значения, соответствующего точной
настройке, изменяется преобразованная частота /пр. Напряжение
на выходе ЧД при этом соответствует направлению и значению
отклонения частоты.
Напряжение с выхода ЧД проходит через фильтр нижних час-
тот ФНЧ. Задача ФНЧ, как и в цепи АРУ, — подавить изменение
напряжения, вызванное модуляцией сигнала передаваемым сооб-
щением. Далее полученное регулирующее напряжение £/рег дейст-
вует на управляющую цепь гетеродина УЦ, благодаря чему часто-
та его /г изменяется в направлении, в котором расстройка умень-
шается.
В устройстве по схеме на рис. 6.15,6 колебания подстраиваемо-
го (ПГ) и опорного (ОГ) гетеродинов сравн’иваются в цепи срав-
нения ЦС. При расхождении их частот fr и fQ на выходе ЦС появ-
ляется напряжение. После ФНЧ это напряжение действует на УЦ
и подстраивает генератор ПГ.
В смешанном устройстве по схеме на рис. 6.15,в напряжения
ПГ п ОГ с частотами fT и fQ действуют на преобразователь часто-
ты /7, на выходе которой получается напряжение разностной
(преобразованной) частоты /Пр. Это напряжение поступает на вход
опорного частотного дискриминатора ЧД с частотой «нуля» /про-
При отклонении fnp от/про на выходе ЧД появляется напряжение,
которое через фильтр ФНЧ действует на управляющую цепь УЦ
и подстраивает гетеродин ПГ.
По второму признаку (сравниваемые параметры колебаний)
различают устройства АПЧ со сравнением частот и со сравнением
фаз. В первом случае чувствительным элементом цепи регулиро-
вания служит частотный детектор, как это имеет место в схемах
на рис. 6.15,а и в. Устройства этого вида называются цепями час-
тотной автоматической подстройки частоты (ЧАПЧ). Во втором
случае, основанном на сравнении фаз напряжения гетеродина и
опорного переменного напряжения, роль цепи сравнения (ЦС) вы-
полняет фазовый детектор, поэтому такое устройство называется
цепью фазовой АПЧ (ФАПЧ). На этом принципе реализована цепь
АПЧ по схеме на рис. 6.15,6.
В ФАПЧ используется то обстоятельство, что при расхождении
двух колебаний по частоте (например, f и f—df), а следовательно,
и по периоду (Т и Т'+АТ’) между ними получается изменяющийся
фазовый сдвиг. Действительно, напряжение u=U cos (ю 4-бсоЦ
можно представить в виде «= U cos (<о/+<р), где <р = дсо/— изменя-
ющийся фазовый сдвиг. Если, например, разность частот составля-
ет 1 Гц, то за 1 с одно колебание смещается относительно другого
на целый период, т. е. фазовый сдвиг изменится за 1 с на 2л. При
разности частот 0,1 Гц за 1 с фазовый сдвиг изменится на 0,1 пе-
192
риода, т. е. на 36°, и т. д. Если подвести оба напряжения к фазо-
вому детектору, то на выходе его появится напряжение, которое
может достигать большого значения при сколь угодно малой раз-
ности частот, хотя при этом фаза будет изменяться медленно. По-
этому ФАПЧ реагирует даже иа самые малые расхождения частот,
6.8.	ЧАСТОТНАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ
ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ
Наиболее распространенный способ электронной подстройки
частоты гетеродина основан на включении варактора в колеба-
тельную цепь (рис. 6.15). Регулирующее напряжение, приложенное
к варактору, изменяет его емкость и соответственно частоту гене-
рируемых колебаний. В некоторых случаях подстройка вообще не
требует специальных цепей в гетеродине. Например, частоту тран-
зисторного гетеродина можно регулировать в небольших пределах
путем подачи регулирующего напряжения в цепи питания транзис-
тора. Частота гетеродина зависит от емкостей транзистора, входя-
щих в состав полной емкости его колебательного контура, и изме-
няется потому, что эти емкости зависят от приложенных напряже-
ний.
Рассмотрим свойства АПЧ по схеме на рис. 6.15,а. Обозначим
номинальное значение частоты сигнала через fOc, а частоту гетеро-
дина и преобразованную частоту при точной настройке соответ-
ственно через for и fonp. Предположим далее, что частота прини-
маемой радиостанции по какой-либо причине изменилась на Afc,
т. е. стала равной fc=foc—Afc',	может быть и положительной, и
отрицательной.
Предположим также, что в результате нестабильности, а так-
же действия на .гетеродин управляющего напряжения цепи АПЧ
частота гетеродина изменилась относительно номинального значе-
ния на Afr, т. е. приняла значение fr=fro+Afr. Если fr>fc, то до
возникновения расстроек эти частоты связаны соотношением
fonp=foi—foe (если fT<fc, то fonp = foc—for, но результаты последую-
щих рассуждений при этом не изменятся). Преобразованная час-
тота также изменится и ее новым значением будет fnp=fr—fc.
Обозначим изменение преобразованной частоты через Afnp, т. е.
Afnp = fnP—fonp. В данном случае Afnp= (fr—fc) —(for—foe). Под-
ставляя сюда значения fr и fc, имеем Afnp=Afr+Afc.
Отклонение преобразованной частоты от номинального значе-
ния на Afnp приводит к появлению напряжения на выходе частот-
ного детектора и этим вызывает действие автоматической под-
стройки, которое выражается в изменении частоты гетеродина на
некоторое значение S'fr- Поэтому если первоначальное изменение
частоты гетеродина 6fr, то в результате подстройки эта частота
окажется равной fr=for + 6fr—b'fr- Здесь учитывается, что поляр-
ность напряжения частотного детектора установлена правильно и
осуществляется именно подстройка. При противоположной поляр-
ности частота гетеродина изменялась бы в обратном направлении,
7—12	193
т. е. расстройка его не уменьшалась бы, а, напротив, увеличива-
лась. Следовательно, Д^г=/Г—frQ = ()fI.—Соответственно Afm =
=б/г—б'[т+Af с.
дальнейшем обозначим 6fT+Afc = Af. Это суммарная рас-
стройка, влияние которой на преобразованную частоту должна
устранить цепь автоматической подстройки. Слагаемые Af в общем
случае могут иметь как одинаковые, так и противоположные зна-
ки. С учетом введенного обозначения Д/пр—Л/—d'fr-
Значение подстройки 6'fr является функцией регулирующего
напряжения Upcr от частотного детектора, т. е. 6'fr=^(UPer). В то
же время [/рег определяется значением и направлением расстройки
Afup- Вгрег=ф(Д/'пр). Итак, 67г=^[Ф(ДЬр)]. Следовательно
= Af [ф (Д /цр)].
Если решить это уравнение относительно Д/ир, то полученное
•решение Д/пр=т](Д/) позволит построить характеристику регули-
ровки. Но функция ф(Д/ПР) сложна, а функция £([/рег) иредстав-
ляет собой обычно экспериментальную характеристику, не имею-
щую точного математического выражения. Проще воспользовать-
ся выражением
Д/ = Д/пР + Цф(Д/пр)].	(6.7)
Задаваясь значениями AfrP, находим соответствующие Af и
строим характеристику регулировки в следующем порядке:
1.	Рассчитываем характеристику зависимости напряжения
ирег частотного детектора от отклонения промежуточной частоты:
[/рег = ф (Afnp) •
2.	Рассчитываем или получаем экспериментально характерис-
тику зависимости отклонений частоты гетеродина 6'fr от управ-
ляющего напряжения Uper: 6fr=t,(UPer).
3.	По характеристикам пп. 1 и 2 рассчитываем и строим зави-
симость подстройки гетеродина 6'fr от отклонения промежуточной
частоты AfuP: б7г=£[ф(А/пР)].
Типичные характеристики ф и £ изображены на рис. 6.16. Там
же стрелками поясняется процедура расчета: по Д/Пр находится
t/рег, по [/per — &'fr> по А/пр и 67г определяются точки зависимости
б fr ОТ Д/пр-
4.	По (6.7) рассчитываем и строим зависимость Af от Д/„Р
(рис. 6.17,а). К штриховой липни, которая при одинаковом мас-
штабе по обеим осям проходит под углом 45° и изображает связь
194
Af и AfnP при отсутствии АПЧ (Л/=Д/Пр) прибавляется функция
(Д/'пр)] (сплошная линия). При построении эта характеристи-
ка легко преобразуется в зависимость Afnp(Af), Для чего зпаче--
пня Af,ip откладываются по вертикальной оси, а соответствующие
им значения А/ — по горизонтальной (рис. 6.17,6).
Для правильно спроектированной цепи АПЧ результирующая
характеристика подобна изображенной на рис. 6.18. По мере уве-
личения расстройки Af увеличивается отклонение промежуточной
частоты от номинального значения. При этом изменение промежу-
точной частоты значительно меньше (в несколько или даже в де-
сятки раз), чем вызвавшие его изменение частоты гетеродина
или принимаемого сигнала. Так продолжается до точки а в поло-
жительной области Af или до точки b в отрицательной области.
Далее характеристика переходит в участки ас и bd, показанные
штриховыми линиями; они неустойчивы, т. е. не соответствуют
действительному ходу процесса.
Увеличение расстройки AfIip за пределы участков, определяе-
мых точками а и Ь, соответствует выходу ее за пределы рабочего
участка характеристики частотного детектора ДРег=,ф (А/рег)
(рис. 6.16). Такое увеличение Afnp связано с уменьшением регу-
лирующего напряжения С/рег и, следовательно, ведет к уменьше-
нию подстройки гетеродина b'fr (см. также рис. 6.16). Из-за
уменьшения подстройки b'fr начинает увеличиваться отклонение
Afr частоты гетеродина от номинального значения, происходит
дальнейшее увеличение отклонения промежуточной частоты AfaP,
что ведет к более значительному уменьшению Дрег и т. д. В ре-
зультате частота )'пр выходит за пределы полосы пропускания
усилителя промежуточной частоты и напряжение от частотного
детектора падает практически до нуля. Устройство скачкообраз-
но переходит в новое состояние. Преобразованная частота прини-
мает значение, которое она имела бы при отсутствии автоматиче-
ской подстройки, т. е. измененное на значение исходной расстрой-
ки Af. Этот процесс иллюстрирует рис. 6.18: происходит скачок
7*	195
из а в т или из b в п (на проходящую под углом 45° линию, со-
ответствующую отсутствию подстройки). При дальнейшем увели-
чении А/ изображающая точка продолжает перемещаться по ус-
тойчивому участку характеристики вправо вверх от точки т и
влево вниз от точки п.
'Предположим теперь, что точка па характеристике рис. 6.18
находится правее точки т, т. е. преобразованная частота нахо-
дится далеко за пределами характеристики частотного детектора
(см. рис. 6.16). Чаще всего это означает, что частота расположе-
на вне полосы пропускания усилителя промежуточной частоты
приемника, т. е. приемник полностью расстроен и напряжение сиг-
нала на его выходе отсутствует. На управляющую цепь при этом
регулирующее напряжение не поступает.
Будем теперь уменьшать А/, т. е. настраивать приемник на
частоту нужного сигнала. Соответственно частота fnp будет умень-
шаться, приближаясь к номинальному значению. Так будет про-
исходить до тех пор, пока частота сигнала не подойдет к краю
полосы пропускания усилителя промежуточной частоты и па вы-
ходе частотного детектора не появится хотя бы малое напряже-
ние (точки с и d). Это напряжение начнет подстраивать гетеро-
дин, что приведет к приближению преобразованной частоты к
номинальному значению, а это, в свою очередь, вызовет увеличе-
ние напряжения ире1- и усилит подстройку гетеродина, т. е. про-
должит «втягивание» частоты („Р в полосу пропускания. Следова-
тельно, точка с (и соответственно d) неустойчива, в ней происхо-
дит скачок па устойчивый участок характеристики регулировки
aob, как это показано стрелками в точках с и d.
На рис. 6-18 видны характерные области частот, свойственные
приемнику с частотной АПЧ. Одна из них — полоса расстроек ме-
жду точками а и Ь, в которой цепь АПЧ «удерживает» промежу-
точную частоту близкой к номинальному значению. Эта полоса
частот и называется полосой удержания. Вторая—полоса рас-
строек между с и d, близкая к полосе пропускания приемника.
При введении преобразованной частоты сигнала в эту полосу про-
исходит «захват» частоты приемника цепью АПЧ, после чего на-
стройка сохраняется при отклонениях частоты в пределах полосы
удержания. Поэтому полоса между точками cud называется по-
лосой захвата.
При попытке перестроить приемник, обладающий хорошей
АПЧ, с одной станции на другую возникают затруднения: одна и
та же станция принимается в пределах широкого участка шкалы
частот настройки, на котором могут находиться частоты несколь-
ких радиостанций. Чтобы этого избежать, предусматривают вы-
ключение АПЧ при перестройках приемника, например, путем
разрывания или замыкания цепи подачи напряжения Йрег.
Действие электронной АПЧ может быть неустойчивым в усло-
виях замираний или временных прекращений передачи принимае-
мого сигнала. В этих случаях напряжение Upcr уменьшается или
пропадает. Одновременно изменяется частота гетеродина, по-
196
скольку она зависит от UfeT: при
t7per = 0 она принимает значение,
которое имела бы при отсутствии
АПЧ. Если при этом частота бу-
дет соответствовать какой-либо
точке участка ст или dn харак-
теристики регулирования (рис.
6.18), то после возобновления
действия напряжения сигнала
на входе приемника настройка
уже не восстановится. Для даль-
нейшего приема необходимо под-
строить приемник вручную так, чтобы частота гетеродина соот-
ветствовала интервалу cd. При этом произойдет захват настрой-
ки цепью АПЧ и будет обеспечен нормальный прием. Подстройка
может быть проведена и автоматически, но для этого в приемни-
ке должно иметься дополнительное устройство автоматической
поисковой настройки.
Нарушение приема возможно не только при полном, но л при частичном за-
мирэиии сигнала. Это иллюстрируется рис. 6.19, где изображены характерис-
тики АПЧ при нормальном (а) и ослабленном (Ь) напряжении сигнала на вхо-
де. Через б/г обозначена расстройка гетеродина приемника, которая в данном
примере предполагается средней, не достигающей границы полосы удержания.
Отклонение промежуточной частоты в нормальных условиях определяется по ха-
рактеристике а и, как видно из рисунка, невелико; поэтому обеспечен нормаль-
ный прием сигнала.
Если в результате замирания сигнала напряжение UPer уменьшится так,
что характеристика примет вид кривой Ь, то на время замирания изображающая
точка перейдет в крайнюю точку полосы удержания новой характеристики. Это
Положение неустойчиво, вследствие чего произойдет скачок частоты, показанный
стрелкой; частота выйдет за пределы полосы пропускания приемника и прием
станет невозможным.
После восстановления нормального напряжения сигнала характеристика
АПЧ примет первоначальный вид а, но изображающая точка останется в верх-
нем положении т. т. е. прием не восстановится, потребуется так подстроить ге-
теродин, чтобы преобразованная частота сигнала вошла в полосу захвата.
Описанное явление вносит элемент 1иепадежиосги в работу приемника с
АПЧ. Оно может не произойти, если за время замирания сигнала напряжение
на выходе частотного детектора пе успеет существенно измениться; для этого
достаточно увеличить постоянную времени разряда конденсатора в фильтре
нижних частот (рис. 6.12). Но включение фильтра с большой постоянной вре-
мени делает цепь АПЧ нечувствительной к быстрым изменениям частоты. К бо-
лее целесообразным способам повышения устойчивости насгройкн приемника с
АПЧ относятся:
автоматическое изменение постоянной времени путем переключения элемен-
тов фильтра нижних частот в цепи АПЧ. При нормальной амплитуде напря-
жения принимаемого сигнала постоянная времени мала и цепь АПЧ быстро реа-
гирует па изменения частоты. При уменьшении амплитуды сигнала постоянная
197
времени увеличивается и напряжение Uver в течение некоторого времени умень-
шается медленно. Для переключения элементов фильтра можно использовать вы-
прямленное напряжение с выхода усилителя промежуточной частоты, например
из цени АРУ;
автоматический поиск. При про-падании сигнала включается устройство, ав-
томатически подающее на управляющую цепь гетеродина (УЦ, на рнс. 6.15,а)
периодически меняющееся напряжение, и частота изменяется в полосе, включаю-
щей полосу захвата АПЧ. При возобновлении действия сигнала происходит за-
хват частоты, после чего поиск автоматически прекращается и возобновляется
нормальный прием;
построение цепи АПЧ и приемника в целом с таким расчетом, чтобы полосы
захвата и удержания мало отличались друг от друга. Ранее отмечалось, что по-
лоса захвата примерно соответствует полосе пропускания приемника вместе с час-
тотным детектором. Расширение полосы захвата связано с общим расширением
полосы пропускания и, следовательно, с ухудшением селективности. Этого не
произойдет, если для АПЧ будет применен отдельный параллельный усилитель
с расширенной полосой пропускания либо если полоса будет сужена до необ-
ходимого значения в последующих каскадах усилителя промежуточной частоты
(правее точки А на рис. 6.15,а).
6.9.	КОЭФФИЦИЕНТ ПОДСТРОЙКИ
В приемнике с АПЧ промежуточная частота поддерживается
близкой к номинальному значению. При этом используется сред-
ний, близкий к прямолинейному, участок характеристики частот-
ного детектора. Небольшая кривизна этого участка может играть
роль при детектировании частотно-модулированных сигналов, по-
скольку с ней связано возникновение нелинейных искажений при-
нимаемых сообщений, но она практически не влияет на действие
АПЧ. Если отклонение частоты не выходит за пределы интервала
аОЬ на рис. 6.20,а, можно принимать Прег^ЗдД/пр, где 5Д—кру-
тизна характеристики частотного детектора. Коэффициент пере-
дачи фильтра нижних частот в установившемся режиме здесь
предполагается равным единице либо учитывается в коэффици-
енте $л.
Поскольку при малых отклонениях промежуточной частоты от
номинального значения невелико напряжение С/рег, поступающее
на управляющую цепь гетеродина УЦ, и частота гетеродина из-
меняется практически пропорционально этому напряжению, в
пределах участка (cOd) характеристики на рис. 6.20,6, близкого
к линейному, можно считать, что 5'fr;=Sy(7per, где Sy—-крутизна
Рис. 6.20
характеристики управляющей це-
пи. Таким образом, для неболь-
ших расстроек (6.7) принимает
вид А)" = А/ир+S д-Sy АДр, откуда
Д/пр=-Д/7(1+5у5д),	(6.8)
или иначе
А /пр — А //Кдпч»
198
где КMi4 = 1 +5у5д — коэффициент подстройки, характеризую-
щий эффективность АПЧ.
6.10.	ПЕРЕХОДНЫЙ ПРОЦЕСС
ПРИ АВТОМАТИЧЕСКОЙ ПОДСТРОЙКЕ
ЧАСТОТЫ
Установившееся значение расстройки ДДР (6.8) имеет смысл
только при условии, что цепь АПЧ действует устойчиво, без дли-
тельных колебаний, которые в принципе в цепи АПЧ возможны,
как и вообще в цепи с обратной связью.
Воздействие управляющей цепи на частоту гетеродина проис-
ходит практически мгновенно и может считаться процессом безы-
нерционным. Более существенным может быть влияние переход-
ных процессов в выходной цепи частотного детектора, но и это
влияние обычно играет сравнительно малую роль. Как и в цепи
АРУ, характер переходного процесса в приемнике с АПЧ при
резком изменении частоты принимаемого сигнала или колебаний
гетеродина зависит премущественпо от свойств фильтра нижних
частот (ФНЧ на рис. 6.15,а). Обычно в первом приближении пе-
реходными процессами в резонансных цепях можно пренебречь по
тем же причинам, что и при анализе переходных процессов в
приемнике с АРУ: фильтр должен подавлять продукты модуляции
сигнала, тогда как усилитель промежуточной частоты должен про-
пускать модулированные сигналы без недопустимых искажений.
Следовательно, в цепи АПЧ фильтр нижних частот является наи-
более инерционным звеном.
Переходный процесс в ФНЧ можно учесть тем же способом,
что и в АРУ. Для сравнительно небольших отклонений частоты
цепь регулирования, как и в § 6.5, можно полагать линейной. Ре-
гулирующее напряжение, действующее через управляющую цепь
(УЦ на рис. 6.15,а), представим в виде С/рег(р) =Л'ф(р)5дА/пр.
Соответственно соотношение (6.8) можно использовать для
анализа переходного процесса при скачкообразном изменении час-
тоты Af, представив его в виде операторного выражения
A/,rp(/)->Af(p)/[l+5у5дКф(р)], или после подстановки значения
Кф(р) в том же виде, что и в § 6.6:
Д /пр (0 О /^АПЧ
п
*=1 ^АПЧ
Это выражение сходно с операторным уравнением переходно-
го процесса в цепи АРУ, следовательно, должны совпадать и вы-
воды из его анализа. В частности, при однозвенном фильтре из
резистора R} и конденсатора С! (рис. 6.12) постоянная времени
регулировки оказывается равной CrRi/KАПЧ . Особенность дан-
ного случая состоит в том, что коэффициент подстройки К Пч
может быть значительным, например несколько десятков.
199
Различие между переходный
ми процессами в цепи АПЧ и в«
фильтре объясняется так же, как^
в аналогичных рассуждениях для ’
АРУ. При изменении частоты Af
в первый момент напряжение на
выходе ФНЧ не успевает изме-
ниться и цепь АПЧ не действует.
Поэтому скачок частоты на выхо-
де приемника равен АД как изо-
бражено на рис. 6.21. По мере на-
растания регулирующего напря-
жения [7Рег отклонение промежу-
рис 6 21	точной частоты А/цр уменьшается, 1
приближаясь к своему установив- 1
шемуся значению А//Хапч. Напряжение на выходе частотного де- 1
тектора, поступающее па вход ФНЧ, отслеживает изменение А/Пр |
(сплошная линия на рис. 6.21). Большой начальный выброс этого- |
напряжения обусловливает ускоренное изменение выходного на- I
пряжения на выходе фильтра, а следовательно, и ускоренное уста-
новление частоты.
Фактический переходный процесс может отличаться от описан-
ного выше по следующим причинам:
вследствие переходного процесса в усилителе промежуточной
частоты резкий скачок частоты сигнала на входе этого усилителя
не приводит к такому же резкому изменению частоты на его вы-
ходе; оно происходит плавно. Соответственно сглаживается и
начальный участок на рис. 6.21, как это показано штриховой ли-
нией;
начальный выброс частоты А/„р может выйти за пределы
участка ab характеристики, близкого к линейному (рис. 6.20,а);
это приводит к меньшему, чем предполагалось, изменению напря-
жения t/per в начальный момент и, следовательно, к ослаблению
действия АПЧ, т. е. к увеличению выброса частоты на начальном
участке (рис. 6.21).
Если начальный выброс частоты превысит полосу пропускания
приемника, то напряжение на выходе частотного детектора мо-
жет вообще пе обеспечить захват частоты, т. е. изображающая
точка окажется на участке ст или dn характеристики регулирова-
ния (рис. 6.18). Для возврата частоты в полосу пропускания
приемника потребуется автоматический или ручной поиск сиг-
нала.
При двухзвепиом фильтре условие апериодичности переходно-
го процесса по аналогии с условием, полученным для АРУ (см.
§ 6.6), можно записать в виде
Хлпч<4(/^+1/^

200
или
К*пч<4-(/3-+ V
Отсюда видно, что для избежания колебаний частоты необхо-
димо, чтобы постоянные времени звеньев фильтра достаточно
сильно отличались друг от друга и КАПЧ не был слишком боль-
шим. Переходный процесс в усилителе промежуточной частоты
может способствовать превращению апериодических колебаний
частоты в незатухающие; при этом прием передаваемой инфор-
мации может оказаться невозможным.
При трехзвепном фильтре возникновение незатухающих коле-
баний становится очень вероятным, поэтому в цепях АПЧ, как
правило, пе применяют фильтры с числом звеньев более двух.
6.11.	ФАЗОВАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ
ПОДСТРОЙКА
Устройство по схеме на рис. 6.15,6 действует как фазовая
АПЧ, если цепь сравнения ЦС представляет собой фазовый де-
тектор. В этом случае регулирующее напряжение Uper зависит от
угла сдвига фаз <р между напряжениями опорного (ОГ) и под-
страиваемого (ПГ) генераторов. Зависимость имеет периодичес-
кий характер (рис. 5.21) ив общем виде может быть представле-
на функцией £7Рег=ф (<р) Аф- Здесь — коэффициент передачи
фильтра нижних частот.
В результате воздействия па управляющую цепь напряжение
Црег вызывает изменение частоты генератора на b'f=^(Uper).
Пусть между частотами подстраиваемого и опорного генерато-
ров возникла начальная расстройка 6f. Действие АПЧ приведет к
изменению частоты генератора па некоторое значение 67, и рас-
стройка станет равной А/ = 6/—67- Согласно рис. 5.21 Uper в за-
висимости от фазового сдвига <р может быть как положительным,
так и отрицательным; следовательно, и знак 67 может быть раз-
личным. С учетом принятых обозначений
д/ = б/-Сйр(<р)Кф1.	(6.9)
Для выяснения общего характера явлений в такой цепи рас-
смотрим частный случай: будем считать изменение частоты ма-
лым; используемый участок характеристики в первом приближе-
нии — линейным, 67—(1/2я)5уЙрег; далее положим, что ФНЧ от-
сутствует, т. е. Аф=1. Учтем также, что изменения угловой час-
тоты и фазы связаны зависимостью Лю=2лЛ/ = dq)dt. Следова-
тельно, (6.9) можно представить в виде
d<p/d/«6ffl—5уф(ф).	(6.10)
Полученное уравнение позволяет построить фазовый портрет
и получить представление о процессе изменения фазы подстраи-
ваемого генератора. С учетом вида функции ф(<р) фазовые тра-
201
ектории для четырех значений бо> показаны на рис. 6.22. Стрелка-
ми отмечено то обстоятельство, что при положительной производ-
ной dq]dt фазовый угол изменяется в положительном направле-
нии, т. е. изображающая точка движется вправо, а при отрица-
тельной производной точка движется влево.
Фазовая траектория а соответствует отсутствию начальной рас-
стройки (6® = 0) и показывает, что фазовый сдвиг стремится к
устойчивому значению ф = 0. При начальной расстройке б®, чему
соответствует траектория б, фаза <р также приближается к устой-
чивому значению, но не равному нулю. При достижении устой-
чивого состояния частоты генераторов равны и между колеба-
ниями устанавливается постоянный фазовый сдвиг <рост. Этот
сдвиг тем больше, чем больше начальная расстройка 6®.
Если начальная расстройка 6/ превышает максимальное значе-
ние расстройки 6'fmax, которую может обеспечить напряжение от
фазового детектора t7permax, то траектория не пересекает ось абс-
цисс (кривая в). Знак производной dqjdt остается неизменным, и
система не приходит к устойчивому состоянию, т. е. подстройка не
действует. Отсюда следует, что предельная расстройка, компен-
сируемая фазовой АПЧ, 6/max = ?(^permax). ЕСЛИ Ц6ПЬ ПОДСТрОЙКИ
действует одинаково при регулирующих напряжениях обеих по-
лярностей, то полоса удержания цепи равна 26fmax. В рассматри-
ваемом случае она совпадает с полосой захвата, поскольку при
б®<Л®тах кривая пересекает ось абсцисс в двух точках, одна из
которых устойчива. При расстройке в обратную сторону (фазовая
траектория г) процессы аналогичны рассмотренным, но устойчи-
вое положение смещается относительно нуля (или 2л, 4л и т. дД
не вправо, а влево.
Из рис. 6.22 видно, что цепь фазовой АПЧ может служить час-
тотным детектором. Действительно, остаточный фазовый сдвиг
фост зависит, а при небольших отклонениях частоты сигнала прак-
тически прямо пропорционален изменению частоты. В то же вре-
мя напряжение на выходе фазового детектора при небольших
сдвигах фазы пропорционально <рОст. Следовательно, в некоторых
202
пределах оно линейно зависит от изменения частоты любого из
двух источников колебаний.
Анализ переходных процессов при фазовой АПЧ сложен из-за
нелинейности цепи и высокого порядка дифференциальных урав-
нений. Переходный процесс в цепи без ФНЧ при безынерционном
фазовом детекторе и при возможности пренебречь инерционно-
стью прочих звеньев приемника, при малых отклонениях часто-
ты и фазы, в пределах линейных участков характеристик фазово-
го детектора и управляющей цепи можно описать, представив
(6.10) в виде
А ю = d (p/dt = б со—Sy 5Д Кф ф.
t
^Дускольку <р= J Aa>(t)dt можно представить это уравнение в
*	о
операторной форме:
А со (р) = бсо (р) — Sy 5Д Аф (р) [ А со (р)/р],
откуда
А со (0 ->б со (р) р/[р + Sy 5Д Аф (р)].
Так как /->оо соответствует р—>0, полученное уравнение подтвер-
ждает, что с течением времени отклонение частоты приближает-
ся к нулю.
Для однозвенного фильтра Аф(р) = 1/(1 +рт) (см. § 6.6) и
Асо(/)->бсо(р)р(1 +рт)/|р(1 4-рт) 4-Sy 5Д].
Отсюда видно, что цепь фазовой АПЧ с однозвенным фильт-
ром в отличие от частотной характеризуется уравнением второ-
го порядка р2т+р + 5у5д=0, корни которого имеют вид
— 1 •+• *(/1 •— 4 S у 5 д г
Р=	2т	‘
Поскольку действительная часть корня отрицательна, цепь ус-
тойчива, т. е. с течением времени частота приближается к посто-
янному значению; но при 45у5дт>1 процесс установления часто-
ты оказывается колебательным.
При медленных изменениях Частоты фазовая АПЧ обеспечи-
вает практически полную синхронизацию генераторов. В динами-
ческом режиме, в условиях изменяющейся частоты фазовый сдвиг
между колебаниями непостоянен, т. е. имеются расхождения и по
частоте.
В безынерционной системе, т. е. при отсутствии фильтра и
сравнительно широкой полосе пропускания прочих цепей, захват
частот происходил бы мгновенно. Как было отмечено, полоса за-
хвата равнялась бы полосе удержания. В реальных условиях по-
лоса захвата будет меньше полосы удержания.
203
6.12.	ПОИСКОВАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ
НАСТРОЙКА
Современные средства связи обеспечивают точную настройку
на заданные частоты и высокую стабильность частот, что делает
ненужным автоматический поиск сигнала, если частота его из-
вестна. Поисковая настройка приемника требуется тогда, когда
точное положение органов управления настройкой заранее неиз-
вестно.
Имеется много вариантов схем поисковой настройки. Типич-
ный вариант показан на рис. 6.23. Для формирования управляю-
щего напряжения здесь служит интегратор И. Напряжение на-
вход интегратора поступает от суммирующей цепи СЦ с тре Мя
входами. На вход 1 через электронный ключ К подается постоян-
ное. напряжение от источника ИН, которое вызывает на выходе
интегратора сравнительно медленно нарастающее напряжение
U per-
В результате действия Uper на управляющую цепь УЦ частота
подстраиваемого гетеродина ПГ равномерно изменяется. Напря-
жение С/рег одновременно поступает в пороговую цепь сброса ЦС.
По достижении напряжением Upcr установленного предела (поро-
га) от ЦС на вход 2 суммирующей цепи интегратора подается на-
пряжение такого значения и полярности, что своим действием на
интегратор оно быстро возвращает его выходное напряжение к
исходному значению, после чего начинается новый цикл поиска:
возобновляется нарастание Uper, которое вновь продолжается до
достижения порога, и т. д. Как нетрудно видеть, интегратор с
цепью сброса образует генератор пилообразно изменяющегося на-
пряжения.
Предположим, что на вход преобразователя частоты Пр по-
ступит достаточно сильный сигнал с частотой f,:. В момент вре-
мени, когда частота fr гетеродина ПГ окажется равной fc4-fnp»
преобразованная частота /г—fc станет равной fnp и сигнал по-
падет в полосу пропускания усилителя промежуточной частоты
УПЧ. На выходе усилителя появится напряжение, которое пода-
ется на частотный детектор ЧД. Продетектированное напряжение
от частотного детектора, поступая на вход 3 суммирующей це-
204
пи СЦ интегратора, одновременно воз-
действует на ключ К и разрывает цепь
подачи напряжения от источника ИН. С
этого момента времени нарастание Uper,
вызванное интегрированием напряжения
от источника ИН, прекращается.
Дальнейшее изменение напряжения
зависит от полярности напряжения на
входе 3 интегратора. Допустим, па-
пример, что преобразованная частота
сигнала ниже номинального значения
ке А на характеристике частотного
ня рис. 6.24. При этом напряжение
тора положительное. Интегрирование его
Z/I
Рис. 6.24
и соответствует точ-
детектора, показанной
от частотного детек-
приведет к изменению
ирег и частоты гетеродина ПГ. Напряжение включено в такой
полярности, что вызываемое им изменение частоты приведет к
повышению преобразованной частоты и приближению ее к точно-
му значению fnv0 (стрелка на рис. 6.24). При совпадении преоб-
разованной частоты сигнала с «нулевой» частотой частотного
детектора /Про напряжение U на выходе частотного детектора рав-
но пулю и частота гетеродина остается неизменной.
Если преобразованная частота сигнала окажется выше fnpo и
соответствует, например, точке В на рис. 6.24, то напряжение U,
поступающее на интегратор, будет иметь обратную полярность.
В результате интегрирования этого напряжения Uper, а вместе с
ним и преобразованная частота будет изменяться в обратном
направлении. Следовательно, устройство будет непрерывно осу-
ществлять автоматическую подстройку гетеродина приемника.
В случае замирания сигнала или перерыва в работе принима-
емой радиостанции напряжения па входах интегратора будут от-
сутствовать и напряжение на его выходе в течение некоторого
времени будет оставаться практически неизменным. Если в инте-
граторе изменение («дрейф») выходного напряжения происходит
медленно, вызываемая им расстройка гетеродина за время про-
падания невелика и не приведет к прекращению приема. По воз-
обновлении сигнала вновь начинает работать подстройка.
Для возобновления или продолжения поиска, например для
настройки на другую станцию, требуется замкнуть ключ.К.
6.13.	СИНТЕЗАТОРЫ ГЕТЕРОДИННЫХ ЧАСТОТ
Как показано в § 6.10, точность и стабильность промежуточной частоты,
обычно представляющей собой разность /г—или )с—/г, определяются главным
образом стабильностью гетеродина. Стабильность передатчиков, а следователь-
но, и частоты fc, как правило, достаточно высока, за исключением отдельных
случаев, например, связанных с проявлением эффекта Доплера. Наиболее эф-
фективный способ получения стабильных частот заключается в применении тер-
мостатированного опорного гетеродина. Формирование напряжения практиче-
20э
ски любой частоты из напряжения опорного гетеродина осуществляется с по-
мощью синтезаторов.
Большинство синтезаторов основано на цифровом преобразовании частот и
рассчитано на цифровое управление, т. е. на прямое задание частоты цифро-
вым набором ее значения. Использование этого принципа облегчает дистанцион-
ное и автоматическое управление настройкой приемника. Цифровые команды уп-
равления можно получать от кнопочного или иного органа ручного управления,
а при автоматическом управлении — от микрокомпьютера.
Упрощенная структурная схема синтезатора, который может также служить
типовым узлом более сложных синтезаторов, показана на рис. 6.25. Основу
устройства составляют опорный генератор ОГ, управляемый делитель частоты
УД, управляемый генератор УГ и цепь фазовой ЛПЧ.
Частота f генератора УГ делится в N раз управляемым делителем УД
Полученное напряжение с частотой //У подается иа вход фазового детектора
ФД, на другой вход которого поступает напряжение с частотой fo от ОГ. На-
пряжение с выхода через фильтр нижних частот ФНЧ действует на управляю-
щую цепь УЦ и подстраивает генератор УГ до достижения равенства частот на-
пряжений па входах ФД. Таким образом обеспечивается равенство (j/N)=fo,
откуда следует, что Изменяя N, можно получать любую дискретную час-
тоту с шагом, равным f0. Этот шаг бывает разным, например 10 или 100 Гц в
приемниках декамстровых и более длинных воли либо 50 или 100 кГц в прием-
пиках метровых и более коротких волн. Относительная нестабильность синтези-
руемой частоты равна относительной нестабильности частоты опорного источ-
ника.
Применение наиболее эффективных средств стабилизации частот в генерато-
рах с очень низкой частотой (например, 100 или 10 Гц) затруднительно, по-
этому обычно опорный генератор имеет более высокую частоту (например,
1 МГц) и стабилизирован кварцем, а напряжение с частотой f0 получается де-
лением частоты на постоянный коэффициент.
Для изменения частоты требуется изменять коэффициент деления УД по-
средством органа ручного или автоматического управления ОУ. Роль ОУ мо-
жет, в частности, выполнять программное цифровое устройство (например, мик-
рокомпьютер), действующее через промежуточное управляющее устройство ПУ
{интерфейс). В нем команды от ОУ преобразуются в сигналы, воздействующие
«а управляемый делитель, для получения требуемого коэффициента деления. Ес-
Рис. 6.25
206
ли диапазон изменения частоты УГ шире, чем может Обеспечить управляющая
цепь УЦ, то ПУ осуществляет дополнительно настройку этого гетеродина и,
если требуется, переключение поддиапазонов; это действие управляющего уст-
ройства отмечено на рис. 6.25 стрелкой от ПУ к УГ.
В описанном простейшем варианте синтезатор не позволяет изменять часто-
ту в сколь угодно широких пределах, если колебательный контур генератора УГ
ие имеет переключателя поддиапазонов и поэтому имеет ограниченный коэффи-
циент перекрытия Кпд; введение переключателя усложнило бы конструкцию син-
тезатора и управление им, поэтому нежелательно. Кроме того, следует иметь
в виду, что разность частот на входах детектора ФД не должна выходить за
пределы полосы захвата АПЧ. Часто принимают N = Q + n, где « = 0...9, а
Q~5>n. При этом синтезатор формирует напряжение с частотой f = Qf0+Af, где
Д/ = «/о- Если, папрнмер, /0=ЛОО Гц, то изменением п от 0 до 9 можно полу-
в пределах 1 .кГц десять частот с интервалами в 100 Гц.
"Малый коэффициент перекрытия диапазона гетеродина не означает, что ко-
эффициент перекрытия диапазона приемника по частотам принимаемого сигна-
ла тоже мал. Как показано в гл. 4, приемник-инфрадин в широких пределах
может перестраиваться изменением частоты гетеродина с малым коэффициентом
перекрытия. Однако десяти частот, на которые может настраиваться приемная
с синтезатором по схеме на рис. 6.25, обычно недостаточно. Следовательно, д
следует разбить на более мелкие деления.
Цифровой синтез частоты с заданной точностью часто выполняется сумми-
рованием слагаемых разных порядков. Каждое слагаемое может получаться опи-
санным способом (рис. 6.25). Синтез любой частоты /, осуществляется в этой
случае по формуле
max
fs=10m lO'max—(6.11)
1
где 1 = 1,2,3,...; m=O, 1, 2,...; п( = 0...9. Если, например, imaz — 7 и «1=0, то
fs = 10° «£ -{• 10В «а -f-	-|- 10 Ид -|- «7.
Допустим, что для fit выбраны значения «1 = 2, «2=7, «3=4, ««=0, «5=3,
«5=7 и ц7=5. В этом случае синтезируемая частота /, = 2 740 375 Гц.
Частоты разных порядков можно суммировать с помощью ряда преобразо-
вателей и генератора, синхронизируемого цепью АПЧ. Схема устройства, реа-
лизующего этот процесс, приведена иа рнс. 6.26. Источником колебаний требуе-
мой частоты служит гетеродин Г с фазовой АПЧ. Регулирующее напряжение
подается от фазового детектора ФД через фильтр нижних частот. Нуж-
ную частоту формируют преобразователи Прь Прг и др., на выходе каждого иэ
которых имеется фильтр. Каждый фильтр пропускает только десять частот
(«;=-0... 9); которые могут дать эти преобразователи.
Если / — частота гетеродина Г, то на выходе Прь на гетеродинный вход ко-
торого подано напряжение с частотой fi, получим напряжение с частотой f—fi.
Через фильтр Ф1 оно поступает на вход Прг, к которому одновременно подво-
дится напряжение с частотой /г- В результате фильтр Фз выделит напряжение о
частотой fi—/г и т. д. С выхода (/г—1)-го преобразователя напряжение с чае-
тотой	—/*_1 подается иа один из входов фазового детектора ФД,
иа второй вход которого поступает напряжение последней из складываемых час-
тот f*. Напряжение t/per на выходе ФД подстраивает гетеродин Г. В результате
207
УН, -р
Выход
Рис. 6.26
частоты напряжений на входах фазового детектора становятся точно равными,
т. е. f—fi—f2—...—fk-i—fk, откуда следует, что установившаяся частота гетеро-
дина Г f=fi + f2+ ... +fs-i+fn, что и требовалось.
Поскольку частоты f>, f2,... ,fx, каждая из которых может быть получена
описанным способом (рис. 6.25), соответствуют разным разрядам синтезируемо-
го значения частоты f, иа каждый синтезатор требуется подать опорное на-
пряжение с частотой соответствующего порядка. Требуемые частоты можно
сформировать с помощью ряда последовательных делителей (рис. 6.27).
При реализации перечисленных принципов схема синтезатора подобна при-
веденной па рис. 6.28. Суммирование частот в этом устройстве соответствует из-
ложенному (рис. 6.26); синтез каждой из суммарных частот реализуется по
схеме иа рис. 6,25, а опорные частоты получают с помощью делителей, как
показано па рис. 6.27. Орган управления ОУ воздействует па управляемые де-
лители УДь ..., УДл, устанавливая требуемые коэффициенты деления.
Для дополнительной иллюстрации процессов в синтезаторе иа рис. 6.28 ука-
зан коэффициент деления N одного из управляемых делителей частоты (УД2).
На гетеродинный вход УД2 через постоянные делители подается опорное на-
пряжение с частотой fo/103. В результате действия АПЧ генератора Г2 частоты
напряжений иа входах ФД2 обеспечивается равенство fz/N=fo(lO3 и в генерато-
ре Г2 устанавливается частота f2=.(fo/10')N. По изложенным ранее причинам
принимают N~Q+n, где Q=const, а п = 0... 9. Аналогично формируют и ос-
тальные частоты, т. е. f2,..., f*~i, /л.
Описанным способом можно получить частоту
‘max
f=10m 2 Ifpmax-( (Q; -j. щ).	(6.12)
I
Рис. 6.27
208
Например, при т=0 и tmax=<6
f = (<?i + «1) 10° 4- (<?2 + nJ 10* + (Q3 + nJ 10*...,
или иначе
/ =+ «1 Ю8 + «2 !06 -Ь п3-10* + ...
В общем случае
/ст = ю'” ^аХ10гтах-*(2г.
 1
Чтобы синтезировать частоту соответствующую формуле (6.11), требу-
ется разностная частота = fCT . Частота f поручается суммированием по-
стоянных частот, формируемых из частот опорного генератора с помощью по-
стоянных делителей с коэффициентами деления jV( = 10'.
В общем случае можно реализовать синтезатор с любой нижней границей
диапазона fmin. Для этого следует воспользоваться преобразователем частоты,
на один вход которого подастся напряжение с частотой /то>п. Напряжение
на выходе преобразователя будет иметь частоту
fmln) = fmln + «г Ю° + n.v 10*	л3-10* 4~ ...
209
6.14.	ЦИФРОВАЯ ИНДИКАЦИЯ ЧАСТОТЫ
И ЦИФРОВАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ
ПОДСТРОЙКА
До недавнего времени основным индикатором частоты настрой-
ки была шкала приемника, проградуированная в единицах час-
тоты и длин волн. При ограниченных размерах шкалы трудно
было обеспечить достаточно хорошую точность отсчета. Шагом
вперед в совершенствовании индикации частот явился переход к
прямоноказывающпм цифровым индикаторам, первоначально на
лампах накаливания и ионных приборах тлеющего разряда, в
данное же время в основном на светодиодах либо на жидких кри-
сталлах. Последние вследствие своей экономичности особенно
распространены в аппаратуре с маломощным электропитанием.
Основой цифровой индикации частоты служит цифровой из-
меритель, т. е. счетчик импульсов за единицу времени. Напряже-
ния, частота которых определяется, преобразуются в импульсы
обычными' способами, например формирующими цепями, состоя-
щими из ограничителя, дифференцирующего звена и выпрямителя.
Наиболее распространен семиэлементный указатель цифры, содер-
жащий семь светящихся элементов, управляемых семью сигнала-
ми.
Результат счета в счетчике каждого разряда (например, де-
сятки мегагерц, сотни килогерц и т. д.) преобразуется в двоич-
ные числа (для цифр от 0 до 9 достаточно четырех знаков). Да-
лее полученный сигнал подается в декодер с семью выходами на
элементы индикатора. В случае сравнительно мощных индикато-
ров, таких, как лампочки накаливания или газосветные лампы,
между декодером и индикатором требуется усилитель. Примерная
схема такой цепи для одного разряда изображена на рис. 6.29.
Здесь С —счетчик, Д — декодер, У — усилитель, И — индикатор,
ОГ — опорный генератор, который служит базой времени; он от-
меряет интервал, в течение которого ведется счет периодов сиг-
нала. Для этого частота генератора, стабилизированного кварцем,
делится делителями частоты; из полученных сигналов с периодом,
равным базе времени, формируются стартовый импульс, запуска-
ющий счетчик, и опорный импульс, останавливающий счет.
Индикация частоты настройки приемника имеет ту особен-
ность, что при данной частоте сигнала fc должен быть настроен
Рис. 6.29
210
прежде всего гетеродин с тем, чтобы преобразованная частота
сигнала попала в полосу пропускания усилителя промежуточной
частоты. В процессе настройки сигнал может быть слабым или
вообще отсутствовать, поэтому измерить частоту трудно или не-
возможно. Поэтому счетчик измеряет не частоту сигнала, а час-
тоту гетеродина. Задача, которую при этом требуется решить,
заключается в том, что индикатор должен показывать не частоту
гетеродина, которая измеряется, а отличающуюся от нее частоту
сигнала, на которую настроен приемник.
Если частота гетеродина fr = fc + fnP и соответственно fc = fr—fnp,
тр возможен следующий способ индикации частоты настройки.
Счетчтлк подключается к гетеродину на время, необходимое для
того, чтобы к концу этого времени результат счета отражал час-
тоту гетеродина. Можно принять за этот интервал 1 с, если точ-
ность должна быть до 1 Гц; в противном случае в зависимости
от требуемой точности индикации выбирается интервал 0,1, 0,01 с
и др. В течение этого интервала счет ведется в два приема: вна-
чале отсчитывается число импульсов, равное fnP, и результат сче-
та сбрасывается, после чего счет продолжается. К концу интерва-
ла результатом счета будет /,—/пр, т. е. [с, что и требуется.
Другой способ — начальная установка счетчика «ниже нуля»
на значение [пр. В этом случае к концу мерного интервала, в те-
чение которого будет отсчитано число импульсов fr, результатом
счета также окажется [г—fnP.
Иногда в приемник вводят дополнительный гетеродин с пос-
тоянной частотой [Пр. Упрощенная схема включения индикатора
в этом случае показана на рис. 6.30. Здесь Гi — гетеродин преоб-
разователя частоты, 1\— генератор с частотой /пр, ОГ — опорный
генератор, отмеряющий интервал времени счета. Этот интервал
делится на две равные части, в течение первой из которых замк-
нут ключ Ki и ведется счет частоты гетеродина ГВо второй по-
ловине интервала ключ Ki разомкнут, а замкнут К2
и ведется счет частоты генератора Г?. К концу мерного
интервала счетчик СЧ выдает на индикатор результат, рав-
ный сумме fr+fnp, что соответствует частоте сигнала, если f„p=
=fc—fr, если же fnp = fr—fc, то счетчик должен быть реверсивным
и должен в первой половине интервала вести счет в одном напра-
влении, а во второй — в обратном.
Менее точен, но более прост способ определения частоты /с
по схеме на рис. 6.31, действующей при наличии сигнала на вы-
ходе усилителя промежуточной частоты. Вместо генератора с час-
стотон fup используется напряжение принимаемого сигнала с вы-
хода усилителя промежуточной частоты.
При цифровой индикации частоты можно построить приемнвд;
без синтезатора, обладающий свойствами, близкими к свойствам
приемника с синтезатором. Задача решается путем настройки
приемника на нужную частоту по индикатору и цифровой АПЧ
для стабилизации настройки.
Приемник с цифровым индикатором частоты, выполненный,
например, по схеме па рис. 6.30, может быть настроен на нужную
частоту с точностью, определяемой числом знаков в индикаторе.
В случае применения синтезатора эта частота была бы стабиль-
ной, но при использовании обычного гетеродина наблюдается по-
степенный дрейф частоты, вызываемый изменением температуры
или другими внешними факторами. Идея цифровой АПЧ основа-
на на том факте, что изменение числового значения частоты не-
избежно начинается с последней цифры этого значения.
Цепь АПЧ включается при изменении последней цифры в ту
или другую сторону и возвращает эту цифру, а следовательно, и
частоту настройки к ее первоначальному значению. Последняя
цифра вводится (например, нажатием кнопки) в оперативное за-
поминающее устройство, и в дальнейшем в специальном устрой-
стве (цифровом компараторе) происходит сравнение фактичес-
кой последней цифры в индицируемом значении частоты со значе-
нием, хранящимся в памяти устройства. При расхождении цифр
начинает действовать АПЧ.
Обычно запоминающее устройство и ко.мпа.ратор представляют собой чисто
электронные устройства, ио для наглядности на рнс. 6.32 изображена простая
Рис. 6.31
212
Рис. 6.32
электромеханическая модель. Роль запоминающего устройства и компаратора
совмещает в данном случае поворотный переключатель с полукружными кон-
тактами, устанавливаемый вручную.
На индикаторе И фиксируется значение частоты {, на которую настроен
приемник. Код последней цифры (см. рис. 6.29) поступает на дешифратор Д с
10 выходами. В один из этих выходов, соответствующий индицируемой цифре,
с дешифратора поступают импульсы. Так, на дисплее рис. 6.32 отображается 7-
значное число, последняя цифра которого 6.
Ввод .цифры в запоминающее устройство обеспечивается установкой зазо-
ра 3 между полукружными контактными ламелями против контакта, соединен-
ного с выводом от нужной цифры дешифратора. Ламели соединены со входами
усилителей У1 и У2. Инвертор па выходе У2 меняет полярность импульсов на
обратную. Если последняя цифра в индикаторе изменится, то импульсы о г де-
шифратора Д пройдут через провод, соответствующий се новому значению. Че-
рез переключатель они поступают на вход одного из усилителей с полярностью,
которая соответствует знаку расстройки, и через фильтр нижних частот Ф] дей-
ствуют па управляющую цепь УЦ гетеродина. В примере на рис. 6.3'2 в случае
смены цифры 6 па 5 или 4 импульсы пройдут в усилитель Уь а в случае смены
ее на 7 и 8 — в усилитель У2.
Когда под воздействием АПЧ восстановится последняя цифра значения час-
тоты, т. е. 6 в этом примере, подача, импульсов в цель АПЧ прекратится.
6.15.	ПРИМЕНЕНИЕ МИКРОПРОЦЕССОРОВ
В АВТОМАТИЧЕСКОЙ НАСТРОЙКЕ
Интегральная технология позволила сосредоточить в миниа-
тюрных модулях почти неограниченное число цепей и элементов,,
причем стоимость устройств стала мало зависеть от их сложности.
21Э
В результате у конструкторов отпали психологические и экономи-
ческие барьеры на пути усложнения принципов построения и
конструкций, ведущих к повышению технических и эргономиче-
ских показателей радиоприемных устройств. Особенно широкие
перспективы связаны с внедрением цифровых устройств и, в ча-
стности, микропроцессоров. Реализация открывшихся возможно-
стей еще не завершена и будет продолжаться, по некоторые об-
щие тенденции в этой области уже достаточно ясны.
Чтобы составить примерное представление об устройствах,
обеспечивающих управление настройкой радиоприемника, на рис.
6.33 указаны наиболее типичные узлы таких устройств. Здесь
Пр — приемник, БУ — блок управления. Нетрудно видеть, что по
сложности структуры блок управления сравним с самим прием-
ником либо даже более сложен. Если бы не достижения микро-
электроники, вопрос об использовании подобных устройств не мог
возникнуть.
В центре блока управления — микропроцессор МП, связанный
с приемником через интерфейс И. Из приемника через интер-
фейс в микропроцессор поступают данные о наличии сигнала от
радиостанции на выбранной частоте, о силе и дополнительных
признаках сигнала, а также кодированные сигналы дистанцион-
ного управления и т. п. В обратном направлении в приемник по-
ступают сигналы, включающие устройства автоматического поис-
ка сигнала (см. § 6.12) и цепь АПЧ, запирающие на время на-
стройки тракт звуковой частоты (бесшумная настройка, часто при-
меняемая в радиовещательных приемниках), а также сигналы па
дополнительные индикаторы режимов приемника и пр.
214
Микропроцессор связан с опорным генератором ОГ, который
обеспечивает функционирование синтезатора частот СЧ, а также
дает метки времени, по которым выдаются и выполняются про-
граммы работы приемника, внесенные в программное устройство
П. Напряжение для электронной настройки обеспечивает синте-
затор напряжений СН. Необходимые для управления приемником
данные, требующие длительного храпения (частоты радиостан-
ций, передающих те или иные программы радиовещания, расписа-
ние передач и т. п.), вводятся в постоянное запоминающее устрой-
ство ПЗУ. Имеется также оперативное запоминающее устройства
ОЗУ, необходимое для выполнения операций микропроцессором.
Для ручного управления используется тастатура Т, а для
световой индикации режимов приемника, частот настройки, суточ-
ного времени и пр. — дисплей Д.
Автоматическая регулировка усиления, частотная и фазовая
АПЧ реализуют каждая в отдельности лишь один алгоритм ре-
гулировки одной величины — коэффициента усиления либо часто-
ты гетеродина. Более сложные устройства типа показанного на
рис. 6.33 благодаря соответствующей программе функционирова-
ния и микропроцессору с блоками постоянной и оперативной па-
мяти открывают возможность комплексного управления приемни-
ком с учетом требований, предъявляемых не только к одному
параметру, но и к сочетанию и взаимовлиянию ряда внутренних и
внешних условий. Вместо постоянного выполнения одного про-
цесса подобные устройства автоматического регулирования спо-
собны последовательно выполнять по программе различные дей-
ствия.
В качестве простой иллюстрации характера процессов в уст-
ройствах подобного рода рассмотрим более подробно один из
вариантов настройки приемника на заданную частоту (см. также
рис. 4.2). Примерная схема управления настройкой резонансных
цепей приемника показана па рис. 6.34. Здесь ТРЧ — тракт ра-
диочастоты.
При помощи органа управления ОУ в цифровой блок ЦБ вво-
дится значение частоты настройки и синтезатор С начинает
формировать напряжение соответствующей частоты fr с помощью
генератора ГС из колебаний кварцевого резонатора КВ (§ 6.13)\
которое подается на гетеродинный вход преобразователя часто-
ты Пр,. В то же время сигналы от микропроцессора МП размы-
кают ключ К,, отключая приемник от антенны, и замыкают ключ
К2. Напряжение с частотой [г через К2 поступает на сигнальный
вход вспомогательного преобразователя Пр2. На гетеродинный
вход Прг подается напряжение от дополнительного гетеродина
ДГ, генерирующего напряжение промежуточной частоты fnp. На
выходе Пр2 образуется напряжение с частотой сигнала, который
должен принимать приемник, fc=fr—fnp или fc = fr+fnp- Значение
этой частоты может быть отображено на цифровом дисплее, и
оператор может контролировать процесс настройки.
215
С выхода Пр2 напряжение с частотой fc, в сотни раз превыша-
ющее напряжение сигнала в антенне, поступает во входную цепь
приемника, а затем на выход ТРЧ, хотя он еще не настроен. Это
напряжение можно использовать для настройки резонансных це-
пей ТРЧ.
Микропроцессор МП включает генератор импульсов, поступа-
ющих в цифро-аналоговый преобразователь-накопитель, являю-
щийся источником настроечного напряжения для входного конту-
ра приемника, т. е. генератором настройки ГН[. По мере прибли-
жения резонансной частоты контура к частоте fc нарастает на-
пряжение па выходе ТРЧ, 'контролируемое цепью из выпрямите-
ля В и аналого-цифрового преобразователя АЦП, выход которо-
го соединен с микропроцессором. Пройдя через максимум, на-
пряжение на выходе ТРЧ начинает уменьшаться; в этот момент
шаговая настройка прекращается и по команде от микропроцес-
сора напряжение от ГП изменяется в обратном направлении на
одну ступеньку, возвращающую настройку в положение резонанса.
Далее сохраняется найденное значение настроечного напряжения.
В той же последовательности действует генератор настройки
ГН2, который настраивает контур усилителя радиочастоты, и
т. д. По завершении настройки резонансных цепей ключ Кг раз-
мыкается, прекращая подачу па вход приемника напряжения с час-
тотой fc от Пр2, одновременно замыкается ключ Кь соединяющий
вход приемника с антенной. Этим процесс настройки заканчива-
-ется.
216
6.16.	РЕГУЛИРОВКА ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
Полоса пропускания усилителя промежуточной частоты прп
отсутствии сильных помех выбирается достаточно широкой, что-
бы было обеспечено прохождение основной части спектра радио-
сигнала и передаваемая информация воспроизводилась без за-
метных искажений. Сужение полосы пропускания приведет к ис-
кажениям, а излишнее расширение ее связано с ухудшением се-
лективности.
Если приемник рассчитан на прием сигналов различного ха-
рактера, например телефонных с амплитудной модуляцией либо
с одной боковой полосой, телеграфных с различными видами мо-
дуляции и др., то и ширина спектров этих сигналов различна.
При изменении параметров сигнала может оказаться желатель-
ным согласование полосы пропускания с этими параметрами, т. е.
регулировка полосы пропускания. Такая регулировка полезна и
при неизменном спектре сигнала, если имеются помехи приему.
При сильной флуктуационной помехе сужение полосы пропус-
кания уменьшает уровень шума на выходе приемника. Одновре-
менно появляются искажения сигнала, вызванные ограничением'
его спектра, но уровень сигнала может измениться сравнительно
мало. Так обстоит дело, в частности, при импульсных сигналах:
при широкой полосе пропускания импульсы проходят с минималь-
ными искажениями; при сужении полосы время установления на-
пряжения сигнала увеличивается, но пока оно меньше длитель-
ности импульса, сигнал нарастает до прежнего значения, шумы
же уменьшаются. При дальнейшем сужении полосы, когда время
установления, обратно пропорциональное полосе пропускания,
превышает длительность сигнала, напряжение не успевает на-
растать за время действия импульса до максимального значения
и амплитуда импульса будет заметно уменьшаться. Следователь-
но, возможна оптимальная полоса пропускания, зависящая от
интенсивности помехи.
Частотная характеристика приемника может быть подобна
изображенной сплошной линией на рис. 6.35. Если со стороны со-
седнего канала действует сильная помеха, спектр которой отме-
чен в боковой части полосы пропускания, то ее можно ослабить,
Помеха ^0
Рис. 6.35
Рис. 6.36
217
сузив полосу пропускания, как показано штриховой линией. В
результате принимаемое сообщение будет искажено, но значитель-
но слабее.
Скачкообразная регулировка полосы пропускания может обес-
печиваться простым переключением фильтров: вместо широкопо-
лосного фильтра можно включить фильтр со средней либо узкой
полосой пропускания. Исполнительным органом в этом случае
служит механический либо электронный переключатель.
Плавная регулировка проще всего выполняется изменением
затухания колебательных контуров либо связи между контурами,
образующими полосовой фильтр, или расстройкой резонансных
цепей. В первом случае контур шунтируется цепью с регулируе-
мым сопротивлением (см. рис. 6.6). Чем меньше сопротивление
элемента, шунтирующего контур, тем больше его затухание, а
следовательно, тем шире полоса пропускания, но тем более по-
логими оказываются скаты частотной характеристики, т. е. тем
хуже селективность.
Регулируя связь между контурами, образующими, ыапример,
двухконтурный полосовой фильтр (см. § 3.11), можно изменять
полосу пропускания без уменьшения крутизны скатов характери-
стики. Примерный вид получаемых при этом частотных харак-
теристик показан на рис. 6.36. Изменить связь проще всего с по-
мощью варактора (рис. 6.37), но имеются и другие способы.
Регулировка полосы пропускания путем расстройки резонанс-
ных цепей поясняется рис. 6.38. Если два каскада настроены па
•одну частоту (рис. 6.38,а), то полоса пропускания минимальна.
При взаимной расстройке каскадов (рис. 6.38,6) полоса расширя-
ется, но при этом уменьшается коэффициент усиления, что обыч-
но допустимо, так как расширение полосы имеет место при силь-
ных радиосигналах, когда помехи мало влияют на прием.
Для расстройки контуров, как и для подстройки их в цепях
АПЧ, можно использовать варакторы. Способ получения регули-
рующего напряжения выбирается в зависимости от назначения
регулировки. Устройство, формирующее это напряжение, может
оценивать отношение сигнал-помеха и регулировать полосу про-
пускания так, чтобы это отношение было максимальным. Анализ
спектра колебаний в полосе пропускания, выделение сигнала и
оценка уровня помехи или искажения сигнала помехой, формиро-
вание управляющего напряжения, поиск оптимального режима
могут выполняться с помощью
Рис. 6.37
микропроцессора.
В упрощенные цепи автома-
тической регулировки полосы
пропускания регулирующее на-
пряжение поступает от цепи
АРУ. При сильном сигнале это
напряжение максимально. Оно
расширяет.полосу, что улучша-
ет воспроизведение информа-
218
ции без заметного усиления влияния помех, поскольку отношение
сигнал-помеха велико. При слабом сигнале напряжение в цепи АРУ
уменьшается и полоса пропускания сужается; это целесообразно,
так как при слабых сигналах усиливается действие помех.
6.17.	СЕНСОРНОЕ УПРАВЛЕНИЕ
Процессы управления и регулировки часто требуют замыкания, размыка-
ния или переключения цепей. Для упрощения конструкции, уменьшения разме-
ров, повышения быстродействия и надежности в качестве ключей широко ис-
пользуют электронные приборы в режимах запирания и отпирания тока. Элект-
ро-механические коммутирующие устройства, помимо трудоемкости их производ-
ства и невозможности миниатюризации, недостаточно надежны из-за износа
деталей и, в частности, из-за истирания или выгорания поверхностей контактных
пластинок. Эти причины привели к применению сенсорного управления. Для пе-
реключения цепей, изменения режимов и пр. при сенсорном управлении требу-
ется только прикоснуться к участку панели управления, обозначенному соот-
ветствующим символом, буквой или цифрой.
В радиоприемной аппаратуре встречаются сенсорные переключатели, осу-
ществляющие либо замыкание и размыкание цепи только в течение времени
касания, либо триггерное переключение цепи без возврата к исходному со-
стоянию после прекращения касания; для обратного переключения требуете»
повторное касание.
Типичными функциями сенсоров в -приемнике являются:
включение поисковой автоматической настройки;
настройка на фиксированные частоты;
отключение усилителя звуковой частоты при ручной настройке радиовеща-
тельного приемника '(бесшумная настройка);
219
отключение автоматической подстройки на время перестройки приемника.
В этом частном случае сенсор конструктивно совмещается с ручкой настройки
и срабатывает при прикосновении к ней;
включение освещения шкал, индикаторов и др. на время ручной настройки
или регулировки приемника и пр.
Одновременно с переключением цепи обычно срабатывает индикатор, сигна-
лизирующий об исполнении команды.
На рис. 6.39 приведена схема одного из вариантов сенсорного управления
настройкой приемника на фиксированные частоты. Здесь С,, С2,... Сп—сенсоры,
прикосновение к каждому из которых обеспечивает настройку иа заранее уста-
новленную частоту; Г|, Г2,... ,ГП—генераторы управляющих импульсов, сра-
батывающие при прикосновении к сенсору; ЗЦ|, ЗЦа....ЗЦП — триггерные за-
поминающие цепи. При действии иа вход а, сигнала от соответствующего гене-
ратора Г, включается источник настроечного напряжения ИН,. В простейшем
случае таким источником может служить делитель напряжения, подобный пока-
занному па рис. 2.9.
Рие. 6.39
220
Если на второй вход (bi) цепи ЗЦ, поступит через одну из показанных на
рис. 6.39 цепей ИЛИ, управляющий импульс от другого генератора, то на-
строечное напряжение от ИН, проходить не будет.
Через общую выходную цепь ВЦ типа ИЛИ настроечное напряжение по-
ступает на варакторы настраиваемых цепей. Предположим, что приемник на-
строен на 2-ю частоту из набора фиксированных частот при помощи сенсора
С2 и через выходную цепь ВЦ на варакторы подстраиваемых резонансных кон-
туров подается настроечное напряжение от ИН2. Если теперь прикоснуться,
например, к сенсору Сц соответствующему настройке па 1-ю фиксированную
частоту, то по цепи Ct, Г1, ЗЩ иа ИН1 будет передан управляющий сигнал и
через цепь ИН1 в ВЦ пройдет напряжение, соответствующее новой настройке;
через ВЦ оно будет подано на варакторы настраиваемых контуров. Одновре-
менно управляющий сигнал поступит на соединенные с Г, входы цепей ИЛИ2,
..., ИЛИП и через них па входы Ь2,... ,Ьп цепей ЗЦ2,... ,ЗЦП; произойдет сброс
запомненного в них сигнала, подача управляющего напряжения 2-го канала че-
рез цепь ЗЦ2 прекратится и источник ИН2 не будет выдавать напряжение, т. е.
установится настройка на I-ю частоту. Аналогично касанием С3 можно произ-
вести переключение па 3-ю фиксированную частоту п т. д.
Настройка может требовать переключения других цепей, например для
смены частотных поддиапазонов, перехода от приема сигналов с AM к приему
сигналов с ЧМ и т. п. Эту задачу решают дополнительные ключевые цепи, так-
же управляемые сигналами от ЗЦ1....ЗЦ„ в требуемых сочетаниях. В качест-
ве примера на рис. 6.39 предусмотрено получение дополнительных переключаю-
щих сигналов при помощи источников ИНа и И1-Ц; число их может быть лю-
бым. Источник ИНа приводится в действие при касании сенсоров С2, С3 п Сп —t,
а ИНь — при касании Ci и С„; для объединения сигналов служат цепи ИЛИа
и ИЛИь.
Существует много вариантов сенсоров; два из них представлены на рис.
6.40. Действие сенсора по схеме «а рис. 6.40,а основано на изменении сопротив-
ления цени при касании электрода Э пальцем благодаря тому, что кожный по-
кров пальца обладает проводимостью в десятки микросименс. Влияние этой
проводимости проявляется в понижении потенциала базы входного транзистора
VTi, причем понижается также потенциал эмиттера, что ведет к опрокидыванию
триггера Шмитта ,на транзисторах VT2 и VT3.
Действие сенсора по схеме на рис. 6.40,6 основано па изменении наводки
переменного напряжения на входной электрод транзистора через емкость тела
человека. Между контактами 1 и 2 вводится переменное напряжение от электро-
Рис. 6.40
221
сети или иного источника. При касании электрода Э, что эквивалентно вклю-
чению между базой транзистора VT\ и землей сопротивления человеческого тела,
между эмиттером и базой входного транзистора появляется переменное напря-
жение. Оно усиливается, .выпрямляется и поступает на триггер Шмитта, вызы-
вая его опрокидывание. В обоих вариантах это приводит к появлению им-
пульса напряжения на выходе.
Г л а в а 7 РАДИОПОМЕХИ И МЕТОДЫ
ОСЛАБЛЕНИЯ ИХ ВЛИЯНИЯ
НА РАДИОПРИЕМ
7.1.	КЛАССИФИКАЦИЯ И ОБЩАЯ
ХАРАКТЕРИСТИКА радиопомех
Среда распространения радиоволн содержит неоднородности, вызывающие
поглощение и рассеяние их энергии во времени t, по частоте f, пространствен-
ным г и поляризационным р координатам. В результате возникают случайные
искажения сигналов, представляющие собой мультипликативные помехи. Они
проивляются в виде замираний, многолучевого распространения, краевых иска-
жений посылок, межсимвольной их интерференции. Наиболее полной характе-
ристикой среды распространения служит тензор передачи H(Z, f. г, р). Однако
использовать Н(-) трудно из-за необходимости учета большого числа факторов,
их взаимной зависимости, недостаточности статистических сведений. Поэтому ка-
нал обычно характеризуют передаточной функцией p(Z), являющейся частным
случаем тензора Н(-) при фиксированных значениях f, г и р.
В общем случае среду распространения радиоволн рассматривают как не-
стационарную линейную систему со случайными параметрами. Однако физиче-
ская природа реальных каналов такова, что имеются локальные временные ин-
тервалы Гст, в пределах которых принимаемые сигналы и помехи можно рас-
сматривать как стационарные случайные процессы. По экспериментальным дан-
ным для ионосферных радиоканалов декаметровых волн и тропосферных кана-
лов ГСт = 5... 15 мин.
Кроме мультипликативных помех, на сигнал во время прохождения его в
пространстве накладываются аддитивные помехи, создаваемые различными ис-
точниками электромагнитного излучения.
Под электромагнитной радиопомехой понимается любое нежелательное
электромагнитное воздействие в диапазоне радиочастот, которое ухудшает ка-
чество воспроизведения передаваемых сообщений. Воздействие помех может
быть радиационным (через пространство) и кондуктивным (через провода, шас-
си и пр.). В первом случае говорят о помехах излучения, во втором — о кондук-
тивных помехах.
По принадлежности системе связи, в которую входит данная радиолиния,
различают вне- и внутрисистемные помехи. Как те, так и другие мопут быть
естественного и искусственного происхождения. Внесистемные помехи создают-
222
ся источниками, не принадлежащими данной системе связи. К их числу отно-
сятся атмосферные, индустриальные помехи, галактическое и тепловое излучение
Земли, а также помехи, создаваемые непреднамеренно или умышленно сторонни-
ми радиотехническими устройствами. Внутрисистемные помехи могут возникать
в процессе работы группы радиолиний, объединенных в данную систему связи,
а также в функциональных элементах самой радиолинии. К ним относятся соб-
ственные шумы элементов радиоаппаратуры, шумы квантования, переходные
межканальные помехи, внеполосные и побочные излучения передатчиков, излу-
чения гетеродинов, .коммутационные и контактные помехи, фон переменного тока
и др.
Большинство помех представляет собой нестационарные случайные процес-
сы. Однако возможны детерминированные (например, гармоническая) и ста-
ционарные (тепловые шумы аппаратуры, шумы Галактики и др.) помехи. В
зависимости от соотношения протяженностей помехи и сигнала по осям вре-
мени и частоты различают трн группы помех: сосредоточенные во времени (им-
пульсные), сосредоточенные по частоте и флуктуационные (шумовые).
Импульсная помеха представляет собой нестационарный случайный процесс
в виде непериодической случайной во времени последовательности импульсов,
длительность которых 7'и.п меньше длительности элементарной посылки сигнала
Тс, а ширина спектра Тв.а больше ширины спектра сигнала /;с. Такие помехи
создаются грозовыми разрядами, промышленным оборудованием и т. д. Для них
характерны случайность амплитуд Uu.u, длительности отдельных импульсов Тва
и интервалов АТЖ.Ц между ними, а также группирование импульсов в пакеты со
случайным числом импульсов и случайными интервалами между пакетами. По-
нятие импульсной помехи связано не только с параметрами излучения самого
источника, по и с соотношением их длительности с длительностью вызываемых
ими переходных процессов в селективных каскадах приемника. Помеха сохраня-
ет импульсный характер на выходе приемника, если Тв,а меньше длительности
переходного процееса Та а, а интервал ЛГж.ц превышает Тп,а. В противном слу-
чае она может превратиться в помеху флуктуационного характера на выходе
приемника.
Г.розовые разряды возникают одновременно в различных районах земного
шара. Поэтому в пункте приема могут присутствовать помехи от ближних и
дальних гроз. Первые характериы тем, что их спектральиаи плотность убывает
обратно пропорционально частоте, вторые образуют флуктуирующее поле ква-
зистационарного характера, интенсивность которого зависит от времени суток,
года, свойств поверхности Земли и т. д. В дневное время уровень помех на
15...20 дБ меньше, чем ночью; над океаном он па 5... 10 дБ ниже, чем над кон-
тинентом; летом он выше, чем зимой. Наибольшую интенсивность помехи име-
ют в диапазоне до 30 кГц, и с ростом частоты опа уменьшается со скоростью
50 дБ на декаду.
Радиопомеха называется сосредоточенной (по частоте), если ширина ее
сгегсгра не превышает ширины спектра сигнала. Таковы непреднамеренные по-
мехи от сторонних передатчиков, которые являются наиболее частой причиной
нарушения связи.
Флуктуационные помехи не сосредоточены по частоте и времени, они име-
ют более широкий спектр, чем сигнал, и присутствуют на входе приемника по-
стоянно. К их числу относятся собственные шумы радиоаппаратуры, шумы Га-
лактики, а также суммарные колебания, образованные большим числом сосре-
223
доточенных или импульсных составляющих, равноправных по интенсивности и
обладающих одинаковыми стохастическими свойствами.
Радиоизлучение Галактики складывается из распределенных фоновых шумов
и шумов дискретных источников (планеты, радиозвезды, радиотуманности). Ин-
тенсивность излучения дискретных источников зависит от направленности прием-
ной антенны и угла места «ад уровнем радиогоризонта. Температура фоновых
шумов при уэконаправлеиных антеннах практически не зависит от координат
точки пебееной сферы; с ростом частоты опа убывает со скоростью около 20 дБ
па декаду и на частотах выше 3... 5 ГГц становится пренебрежимо малой. Од-
нако на таких частотах быстро возрастают шумы атмосферы, вызываемые по-
глощением и переизлучеиием энергии радиоволн кислородом и парами воды; их
частотная зависимость имеет максимумы при длине волпы 0,25; 0,5 и 1,3’5 см.
В диапазоне частот I ... 10 ГГц при углах подъема антенны более 5° шумовая
температура Галактики Гш.г~'(1 ... 30) К, атмосферы Гт.а~ (2... 200) К, Солнца
Тш.с^ (2-104... 3-105) К (изменяется по П-летнему циклу). Шумовая темпера-
тура Земли Тш.з пренебрежимо мала, так как тепловое излучение ее восприни-
мается только боковыми и задними лепестками диаграммы направленности аи-
тепшы; поэтому этот диапазон 'наиболее пригоден для космической связи.
Мгновенные значения флуктуационной помехи распределены по нормаль-
ному закону с нулевым математическим ожиданием, а фаза — равномерно. Плот-
ность вероятности огибающей помехи подчиняется закону Релея
W (£/ф) = (</ф/о2ф) ехр ( —(7ф/2Оф),
Д’июперсия огибающей помехи, характеризующая интенсивность флуктуаций в
последетекторном тракте приемника,
сф = J ифф(иф)аиф— 1ифк(иф)аиф ~о,43о£.
о	о
Кроме того, флуктуационная помеха — «гладкая» по сравнению с импульсной;
ее пик-фактор Лпф = Г,ф max/o®=3, где (7ф max — максимальное iMTHOBcniioe зна*
ченне помехи. Действительно, вероятность
Р (Uф max > 3 оф) = J W (Uф) d иф	0,0013.
3<*ф
Наиболее характерная флуктуационная помеха — белый шум. Это стацио-
нарный случайный процесс, спектр которого равномерен во всем диапазоне час-
тот и подобен спектру белого света. Функция автокорреляции белого шума
Вш (т) =0,5 v2m.o имеет вид дельта-функции, где v2ln.o— односторонняя спект-
ральная плотность мощности, Вт/Гц. Любые два временных сечения белого шу-
ма, отстоящие на сколь угодно малое расстояние, не коррелироваиы. Реализа-
ции такой помехи не предсказуемы, что затрудняет борьбу с ними. Модель по-
мехи в виде белого шума не реализуема, так как источник должен обладать
бесконечно большой мощностью. Однако на выходе фильтра с конечной полосой
пропускания мощность помехи всегда конечна, поэтому такая идеализация не
затрудняет расчетов и флуктуационную помеху можно аппроксимировать белым
шумом, если спектр ее равномерен в пределах полосы пропускания входной це-
пи приемника. В отличие от импульсной помехи при белом шуме на входе при-
емника эффективное напряжение помехи на его выходе пропорционально кор-
224
ню квадратному из полосы пропускания. Это объясняется тем, что составляю-
щие белого шума не коррелированы и суммируются по мощности, в то время
как составляющие импульсной помехи складываются еинфазно, т. е. по напря-
жению.
7.2.	ИНДУСТРИАЛЬНЫЕ РАДИОПОМЕХИ
С ростом технической вооруженности народного хозяйства возрастает роль
индустриальных радиопомех. Повсеместно, за исключением удаленных сельских
местностей, уровень этих помех превышает уровень естественных помех. Инду-
стриальные помехи могут иметь дискретный и сплошной спектр. К источникам
помех с дискретным спектром относят промышленные, научные и медицинские
установки, гетеродины приемников, генераторы разверток электронно-лучевых
трубок и др. Помехи со сплошным спектром создают системы зажигания авто-
транспорта, бытовые электрические и осветительные приборы, линии электропе-
редачи (ЛЭП) и др. Носителями помех являются металлические конструкции,
например трубы водопровода, тросы лифтов и т. п. Дальность действия помех
составляет от единиц до тысяч метров. Интенсивность помех излучения харак-
теризуют напряженностью поля па заданном расстоянии от источника (обычно
от 1 до 300 м) и выражают в децибелах по отношению к I мкВ/м (сокращен-
но дБмкВ/м). Интенсивность помех характеризуют током и напряжением на вы-
ходных зажимах источника; помехи затухают в процессе распространения, при-
чем тем сильнее, чем выше частота, и на частотах более 30 МГц с ними можно
не считаться.
Помехи от промышленных, научных и медицинских установок обладают ра-
диусом действия до 30 км и отрицательно влияют на службы радиовещания, те-
левидения, радиосвязи и др.
Двигатели внутреннего сгорания создают серии мощных импульсов длитель-
ностью 0,2... 0,5 мкс; спектр таких помех простирается до 2 ГГц с максимумом
в диапазоне 30... 150 МГц.
Помехи от ЛЭП занимают полосу от 3 кГц до 300 МГц с наибольшей ин-
тенсивностью на частотах до 30 МГц; уровень помех быстро возрастает при
увеличении линейного напряжения свыше 40... 70 кВ, причем максимум спектра
смещается при этом в сторону верхних частот.
Особую группу источников помех образуют бытовые электроустройства
(холодильники, полотеры, электроинструмент и пр.); они особенно опасны для
близко расположенных приемников, имеющих с ними общую сеть питания.
Борьбе с индустриальными помехами уделяется большое внимание. Для
каждого тина источника устанавливается максимально допустимый уровень соз-
даваемых помех, указываемый в Общесоюзных нормах, введенных Государствен-
ной комиссией по радиочастотам (ГКРЧ). Выполнение норм контролирует Госу-
дарственная инспекция электросвязи (ГПЭ). Нап.ример, допустимая мощность
излучения промышленных, научных и медицинских установок в пределах выде-
ленных полос частот составляет 105... 115 дБпВт*, а за их пределами — 50...
...57 дБпВт; допустимая мощность электроустройств с электродвигателями,
эксплуатируемых в’ жилых домах, в полосе частот 0,15... 300 МГц лежит в пре-
делах 45... 55 дБагВт, а в полосе частот 300... 1000 МГц составляет 55 дБпВт.
* Децибел по отношению к 1 пВт.
8—12	225
7,3.	НЕПРЕДНАМЕРЕННЫЕ
СТАНЦИОННЫЕ ПОМЕХИ
Помехи от работающих радиосредств часто являются основным мешающим
фактором. Они могут вызывать в приемнике нежелательные нелинейные эффек-
ты и непосредственно проходить по соседнему и побочным каналам.
Электромагнитные издучешия передатчиков делят на основные и нежела-
тельные. Основное излучение содержит спектральные составляющие в пределах
минимально необходимой полосы частот Пв, требующейся при данном классе
излучения для передачи сообщений с заданной верностью и скоростью. Нежела-
тельные излучения образованы составляющими вне полосы Пв. Они могут дей-
ствовать на приемник через антенну, цепи коммутации и питания, технологиче-
ские отверстия в корпусе и электромагнитных экранах, ухудшая его помехоус-
тойчивость. Неосновные излучения подразделяют иа внеполосные и побочные.
'Внеполосные излучения занимают полосу частот, примыкающую к полосе
основного излучения, и обусловлены процессом модуляции рабочего сигнала.
Борьбу с помехами этого вида ведут не только в приемнике путем фильтрации
сигналов, но и в самом источнике путем лучшей фильтрации сигналов, ограни-
чения спектра модулирующего напряжения, обеспечения линейности модуляци-
онной характеристики.
Побочные излучения обусловлены нелинейными процессами в элементах пе-
редатчика, не связанными с модуляцией, и могут возникать на частотах, зна-
чительно отличающихся от несущей частоты /с. Таковы излучения на гармони-
ках, субгармониках и др.
Неосновные излучения передатчиков ухудшают электромагнитную совмести-
мость радиосредств, поэтому они регламентируются Общесоюзными нормами.
Необходимо также учитывать излучения гетеродинов приемиико®, проникаю-
щие в окружающее пространство через антенну, соединительные провода и шас-
си. По существующим нормам, например, мощность излучения гетеродинов при-
емников декаметровых воли не должна превышать 1,5 мВт.
7.4.	ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ РАДИОПРИЕМА
КАК КОМПЛЕКСНАЯ ПРОБЛЕМА
Помехоустойчивость является одной из главных проблем теории и техники
радиоприема. Она включает анализ восприимчивости приемника к радиопоме-
хам, отыскание способов приема сигналов, обеспечивающих наибольшую поме-
хоустойчивость при заданном классе сигналов и видах помех, и выбор средств
технической реализации этих способов.
Задача приема сообщений при наличии помех является типичной статис-
тической. Решающая цепь, определяющая, какое сообщение несет принятый сиг-
нал, является важным функциональным элементом приемника. Раздел статис-
тической теории связи — теория оптимальных методов приема — занимается оп-
тимизацией характеристик этой цепи. Основная задача теории оптимального
приема состоит в формировании правила решения, синтезе структурной схемы
решающего устройства в соответствии с выбранным критерием оптимальности
и заданными начальными ограничениями с последующим количественным ана-
лизом характеристик устройства.
226
Разнообразие сигналов в системах радиосвязи обусловило специфику .реше-
ния задачи оптимального приема. Множество дискретных сигналов счетно и ко-
нечно; множество непрерывных сигналов непрерывно и несчетно, и для них
следует различать передачу значений и передачу колебаний. Первый случай со-
ответствует дискретной передаче непрерывных сообщений; при этом значение
информационного параметра на интервале длительности сигнала остается неиз-
менным, но является случайной величиной. Второй случай — это обычная анало-
говая передача, например, телефонных сообщений, и здесь информационный па-
раметр— сдучайиая функция времени.
Прием сигналов в порядке указанного перечисления называют в теории свя-
зи различением сигналов (в случае двоичных сигналов с двоичной паузой го-
ворят от обнаружении сигналов), оценкой параметров сигналов, воспроизведе-
нием сообщений. Между этими видами приема нет принципиальных различий,
однако при решении оптимизационных задач имеются некоторые особенности
как в подходе, так и в используемом математическом аппарате. Подробно
эти задачи рассматриваются в курсе теории передачи сигналов.
Для выяснения решения необходим определенный минимум априорных све-
дений о сигналах и помехах в виде одно- или многомерных законов распреде-
ления вероятностей р(х) или плотности вероятностей №(х). Параметры сигнала,
изменяющиеся по закону передаваемого сообщения, являются информационны-
ми, значения их на приеме неизвестны, а закон распределения определяется ап-
риорным распределением сообщений. Если в принимаемом сигнале неизвестны
только информационные параметры, то говорят, что сигнал известен точно. Ес-
ли же неизвестны и остальные пара’метры, то имеем сигнал с неизвестными па-
раметрами. Последние могут быть случайными величинами или случайными
функциями времени; при этом говорят о сигнале со случайными параметрами.
Полное знание априорных сведений о сообщениях и помехах при сигналах,
известных точно, обеспечивает наивьйшую достоверность решения и максималь-
ную помехоустойчивость приема. Такую помехоустойчивость называют потенци-
альной, а реализующий ее приемник—идеальным. В реальных условиях всегда
имеется некоторая неопределенность сведений о сигналах и помехах, и реаль-
ная помехоустойчивость ниже потенциальной.
Теория статистических решений, используемая в задачах оптимального
приема, — это теория принятия решений в условиях неопределенности. Осново-
полагающими понятиями ее служат функция потерь и средний риск. Задача
состоит в том, чтобы иа основании анализа смеси z(t) сигнала x(t) и помехи
n(t) вынести решение y=fi[z(/)] 0 том, какой сигнал передавался. Вид функ-
циональной^зависимости /i[z] определяет правило решения. Решение у может от-
личаться от истинного значения х из-за действия помех. Поэтому принятие
каждого решения сопровождается риском, зависящим от х и у. Функция Сп (х;
у), называемая функцией потерь, зависит от назначения радиолинии и требова-
ний к принимаемым сообщениям. Правило выбора ее заключается в том, что
она должна быть адекватна физической природе задачи и быть тем больше,
чем сильнее расходятся оценка сигнала и его истинное значение.
Поскольку аргументы х и у случайные, то функция Сп также случайная, и
для возможности использования ее для описания качества приема вводят ма-
тематическое ожидание функции потерь
7?о = £ (Сп (*> У)!.	(7.1)
227
8
называемое средним риском. Оптимальным считается приемник, который прн за-
данном виде функции Сп обеспечивает минимум Оптимизация приемника с
позиций теории статистических решений сводится к отысканию правил реше-
ния, минимизирующих средний риск. Такие правила называются байесовскими.
Для непрерывных сигналов средний риск
^о= j f Сп(х; y)W(x; y)dxdy,	(7.2)
sx SV
где Sx, Sy — области возможных значений х и у.	j.
Для дискретных сигналов
N М
Яо = ’S '^icn(xi;yj)p(xiy}'),	(7.3).
i=i ;=i
где N, M— число возможных сигналов и решений. В дальнейшем будем пола-
гать M=N.
Пример 7.1. Вычислим для двоичного симметричного канала при равно-
вероятных сообщениях. На основании (7.3) имеем
Ro = P(xi, Ti) Сп (хх; ух) р (х2; ух) Сп (х2; yj)—|—
+ p(xl< Vi)Cn(xi, у2) + р(х2; ?2) сп (х2; у2).
Так как p(xt; yj) = Р (xt) Р (yjlxi); Р (хх) = р (х2) = 0,5; Р (Yi l*i) = Р (ytki) =
= <?о; P(Tilx2) =р(?21*1) = Ро>
где ро и ро — вероятности правильного и ошибочного приема, то
Ло = О,5ро[Сп(Х1; ?1) + Сп(х2; г2)] + О,5ро [Сл'(хх; у2) + Сл(х2; ух)].
В зависимости от правила решения подучим р0 и q0 и при заданной функции 
Сп — значение Ra.
Пример 7.2. При оценке параметров сигналов и воспроизведения пепрерыв- 
ных сообщений часто используется квадратичная .функция потерь	
Сп (х> у) = (у —х)2-	(7-4) :
Подставив это значение в (7.2), получим
Яо = £[(т—*)2Ь	;
т. е. средний риск представляет ссгбой среднеквадратическуго ошибку и, следо- ;
вательно, широко используемый критерий минимума среднеквадратической ошиб-
ки является частным случаем критерия минимума Ro при функции потерь ви-
да (7.4).	;
Пример 7.3. При подаче дискретных сигналов в радиосвязи обычно исиоль- '
зуется простая функция потерь
~	,	/Со=1 при /¥=/,	
В этом случае согласно (7.3) имеем
N	м	;
Ло=Со 2Jp(xj) Ур(уДхг) = С0Рош.	(7-6);
Z=1	Г=1	.
где Рош — средняя вероятность ошибки приема. Следовательно, оптимальный
цриемиик при простой функции потерь минимизирует вероятность ошибки. Та-
кой приемник, как известно, называется оптимальным по Котельникову, а кри-
228
терий оптимальности (7.6)—кри-
терием Котельникова, или крите-
рием идеального наблюдателя.
Выбирая различные функции
потерь, мы получаем различные
критерии оптимальности, являю-
щиеся частными случаями общего
критерия — минимума среднего
риска.
Схема оптимального приемни-
ка двоичных сигналов, обладающе-
го потенциальной номехоустопчи-
Рис. 7.1
востью при помехе в виде белого шума, приведена на рис. 7.1. Она содержит
генераторы Г( и Г2 ожидаемых сигналов, перемножители П, интеграторы И,
цепь сравнения ЦС и пороговое устройство ПУ, управляющее сигналом УС.
Перемножители выполняют роль детекторов, выделяя огибающую входного
сигнала. Действительно, если х,(/) =t/4sin со/, то на выходе соответствующего
нерсм'Ножителя получим
xt (0 (t) = 0,5	— 0,5 U; cos 2 co t.
Высокочастотные колебания удаляются интегратором, выполняющим роль фильт-
ра нижних частот. Детектор в виде перемножителя требует для своей работы
опорного напряжения, синхронизированного по частоте и фазе с принимаемым
сигналом, и поэтому называется когерентным. Следовательно, приемник, опти-
мальный по Котельникову, можно также назвать когерентным приемником с на-
коплением, у которого роль накопителя выполняет интегратор.
Для упрощения реализации приемника в его схему вносят изменения. Ес-
тественно, что упрощение обеспечивается ценой некоторого снижения помехо-
устойчивости.
Вынесение решения осуществляется путем сравнения напряжений на выхо-
де интеграторов в момент окончания сигнала t = Tc, что соответствует общему
понятию фильтрации сигнала. Интегратор часто заменяют фильтром нижних
частот и оценку сигнала выполняют в определенный момент времени t<Tc,
обычно в середине сигнала. Этот метод получил название (стробировапня, или
однократного отсчета; его называют также методом «укороченного контакта».
Подобный приемник называют когерентным без накопления.
Важное преимущество когерентного приема — линейная зависимость отноше-
ния сигнал-шум на выходе от того же отношения на входе. При пекогерентном
приеме эта зависимость при слабых сигналах оказывается квадратичной и по-
м с хоусто йч ивоет ь ухудшаетс я.
Дальнейший путь упрощения устройства—замена когерентного детектора
некогерентным, в результате чего приемник оказывается некогерентным без на-
копления. Он наиболее прост, .но и наименее помехоустойчив. При большом от-
ношении сигнал-шум на входе преимущество когерентного детектора невелико.
Иногда для повышения помехоустойчивости после детектора ставится интегра-
тор. Такой вид приема называют приемом с последетекторным интегрировани-
ем, а сам приемник — пекогереитньгм с накоплением.
Известен также пекогерентный приемник с додетекторны.м интегрировани-
ем, когда интегрирование осуществляется в высокочастотном тракте промежу-
229
точной частоты с помощью узкополосного фильтра, после которого стоит обыч-
ный иекогерентный детектор.
Роль коррелятора в оптимальном приемнике заключается не только в детек-
тировании с накоплением, ио и в разделении сигналов. Желательно, чтобы при
наличии на выходе одного сигнала, например z(t) =xt(t) +n(t), напряжение
на выходе коррелятора было только в тракте сигнала xt, а в другом тракте от-
сутствовало. Для этого выбирают такую форму сигналов, при которой обеспечи-
вается минимум их взаимной корреляции. При этом коррелятор осуществляет
разделение оигиалои.
Пусть в линии связи используются ортогональные сигналы xi(t) = C^sin at
и xt(t) — Utfxs at. Тогда при передаче сигнала х> (/) на выходе перемножителей
П, и П2 приемника на рис. 7.1 имеем -
'	(/) = 0,51/2 р —CQS 2ц,/); Х1 (/)х2 (/) = 0,5 Ui U2 sin 2 at,
т. е. во втором тракте низкочастотный сигнал отсутствует, а побочные продук-
ты детектирования отсеиваются интегратором.
Замена когерентного детектора иекогерентиым приводит к потере способно-
сти разделять сигналы. Поэтому в иекогерентиом приемнике перед детектором
должны быть предусмотрены разделяющие устройства, например, в приемнике
двоичных посылок с частотной манипуляцией — фильтры, разделяющие посылки
1 и 0.
Помехоустойчивость оптимального приемника при прочих равных условиях
зависит только от отношения энергии сигналов к спектральной плотности шумов.
Она не зависит от полосы частот, занимаемой сигналами, поскольку полоса про-
пускания оптимального приемника соответствует ширине спектра сигналов. С
расширением полосы пропускания растет число составляющих помехи, но одно-
временно увеличивается и число составляющих сигнала. В реальном приемнике
вероятность ошибки определяется отношением мощности сигнала к мощности по-
мехи, которая пропорциональна полосе пропускания.
Задача оценки помехоустойчивости приема сигналов осложняется при дей-
ствии не одиночной помехи, а комплекса помех. Если бы приемник содержал
только линейные элементы, то задача состояла бы в определении результата
прохождения каждого из компонентов помех через приемный тракт. Однако ре-
альные приемники содержат и нелинейные элементы, в которых в результате
взаимодействия сигнала и помехи возникают новые составляющие, происходят
изменения статистических характеристик процессов.
Пример 7.4. На вход приемника ЧМ сигналов поступает аддитивная смесь
z(/) сигналов х(0, сосредоточенных помех y(t) и шумов n(t). Пусть х(/) в
y(t) имеют вид ЧМ колебаний: x(/) = t/ccosa и y(t) —Uacos 0, где
t	t
a = сос / + Дшс рс(/)Л; 0 = шп t -|- Дсоп ^su(i)df,
—-1 ОО	—“00
Sc (/), sn(/), Дшс, Дсоп — модулирующие процессы и девиация частот сигнала и
помехи. Этот случай однотипности сигналов и помех наиболее опасен. Для са-
мой схемы приемного тракта примем следующие допущения: коэффициенты уси-
ления всех каскадов равны единице, частотный детектор ЧД и выходной фильтр
нижних частот ФНЧ — идеальные, в качестве числовой характеристики помехо-
устойчивости используется превышение сигнала над помехой Л2с = 7>с//Эп. Обо-
230
значим: r) = Gn/Gc; toP=|ton—а>с|; Ф=Р—а. Тогда результирующее колебание,
образованное x(t) и y(t), будет и0= G0cos(a+0), где амплитуда и фаза опре-
деляются выражениями
Uo = Uc V1 +1]2 + 2т) соэф; 0 = arc tg (т] sin ф/(1	т]©5ф)).
Допустим далее, что Рс^>Рп и Рс^>Рш. При этом суммарное воздействие шу-
мов и сосредоточенной помехи иа частотный детектор можно рассматривать
раздельно, а спектр иа выходе детектора определяется суммированием спект-
ров обеих помех. С учетом г)<С 1 и выражений для Uo н 0 получим
0 = ar <tg (1] sin ф); u0 = Uo cos [coc t + Ф (0] >
где
t	1
<p:(/) = ao>c jSc(o^+0(o-
На выходе идеального частотного детектора сигнал пропорционален производ-
ной фазы входного колебания, где коэффициентом пропорциональности высту-
пает крутизна характеристики детектора S4H. Тогда
«вых (0 = Звд d <р (t)/dt = [Atoc sc (t) + d 0 (t)/dt].
Здесь первое слагаемое обусловлено сигналом, второе—помехой, т. е. иВых(0 =
= £/с.вых+(Л1.вых. Мощность сигнала иа выходе ЧД Рс=52чдДа>с, а мощность
помехи
1 2Я/7Ф
/ °п.вых
где спектральная плотность мощности помехи 0п(-) зависит от спектральных
плотностей Gc п(<о) и Gnn(to) процессов
cos
t
пДшс $sc(t)dt
cos
t
n До>п j sn (t) dt
— oo
Мощность шума иа выходе детектора в полосе фильтра нижних частот
1 2л/7Ф
Рщ — - J Gm (<о) d to,
0
где Gm(to) —спектральная плотность мощности шума.
Для отыскания полной мощности помех иа выходе детектора Рд.вых = 13п+Рп1
необходимо определить Gcn(to), Gnn(to), 0ш(а>). Выражении для этих величии
в общем случае отражают эффект нелинейного взаимодействия x(t), y(t) и n(t)
в частотном детекторе.
Пример 7.5. На вход фазового детектора поступает аддитивная смесь z(t) —
=x(t) +y(t) +n(t), где сигнал x(t) =Ge'cos[toc/+<Pc(0]- Фаза сигнала в интер-
вале (0, 2л) может принимать фиксированные значения. <pcj—q>C(j-i)=2n/2,t, где
А=1,2,... Для простоты будем полагать fe=.l, что соответствует фазовой мани-
пуляции. Детектор будем считать идеальным с пулевой шириной порогов, оп-
ределяющих границы изменения элементов сигнала. Если под воздействием по-
мех или шумов вектор их суммы пересечет граничную линию, то будет зафик-
сирован ошибочный элемент сигнала. Так как fe=I, то Д<р = л/2. Сосредоточен-
ная помеха y(f) =GnCOs[ton/+<pn(0 + фо(О]. где <рп(0 характеризует фазовую
231
Рис. 7.2
модуляцию помехи; <ро(О
начальная фаза,
мерно распределенная на интервале (0,2л). Собст-
венные шумы приемника представим в виде n(i)
= U(t)cosa>ct+y(t)sina>ct. Прн когерентном прнем<
иа один вход фазового детектора поступает смесь;
г(/), а па другой — опорное напряжение гетеродина;
uT(t) ~Ur cos ШсЛ На выходе фильтра нижних частот;
Uo = Uc']/X2o+Y2o, где X0 = Ue + Un cos[шР/+у (/)];';
Yt> = Ua sin[wPZ+v(/)]+o(/);	у(/) = <Pn(/)+<po(O-
Ошибка будет возникать прн (cto | >Д<р, где cto — фа-
за результирующего вектора. Характеристику поме-:
хоустойчивости удобно строить в виде зависимости Л>ш(й2с; k2), где h2c — пре- '
вышеиие сигнала иад шумами; kz — параметр, характеризующий защитное отно-
шение (допустимое превышение сосредоточенных помех иад сигналом по мощ-•
ности иа входе приемника). Вид этой зависимости показан иа рис. 7.2.
При анализе помехоустойчивости приемника обычно предполагается, что по- !
меха проникает в приемник через антенну. В действительности это не всегда i
имеет место. Радиоприемная аппаратура выполняется в виде совокупности функ- 
циональпых блоков, имеющих общий антенный вход, один или несколько общих i
источников питания, а также общую шииу заземления. В этих условиях поме-
хи могут воздействовать иа различные блоки, минуя антенный вход, через це-
пи питания, технологические отверстия в экранах, цепи заземления и др. Поэто-
му действие помех можно представить схемой иа рис. 7.3, где yi (/) обозначает
аддитивное или мультипликативное воздействие помехи на сигнал на входе i-ro
блока, описываемого оператором L(. Решение задачи помехоустойчивости приема
в этих условиях позволяет отыскать наиболее уязвимое место воздействия по-
мехи, оценить требуемые защитные отношения помех в каждой точке приемно-
го тракта, определить допустимое множество помех, обосновать нормы па их J
параметры и др. На помехоустойчивость влияют свойства сигналов и помех ;
и соотношение их параметров с показателями блоков приемного тракта, способ .;
обработки сигнала,
наличие нелинейных элементов, возможные пути
проникиове- j
ния помех и т. д. Вследствие сложности задачи обычно ограничиваются ори-
ентировочными оценками помехоустойчивости. Под оценкой помехоустойчивости '
при выбранных моделях сигналов и помех понимается определение порядка ве-
личины и отыскание тенденции изменения числовой характеристики помехо-!
устойчивости в зависимости от параметров сигналов и помех. Получение оцеи- ‘
ки помехоустойчивости проще, чем точный ее расчет, так как для этого пригод- s
ны более грубые математические модели.
Рис. 7.3
232
7.5.	ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
СПОСОБОВ ЗАЩИТЫ
РАДИОПРИЕМНИКОВ ОТ ПОМЕХ
Для борьбы с помехами в приемниках используют различные
способы. Рассмотрим некоторые из них.
При расположении передатчиков и приемников вблизи друг
от друга — на кораблях, самолетах, приемно-передающих радио-
центрах— наводимая в приемной антенне ЭДС может достигать
100 В и более. Поэтому существует опасность повреждения перво-
го каскада усиления радиочастоты. В качестве примера реализа-
ции мер защиты на рис. 7.4 показана упрощенная схема преселек-
тора одного из магистральных приемников декаметровых волн —
инфрадина (см. § 4.5). Допустимая ЭДС на входе составляет око-
ло 100 В; при больших ЭДС срабатывает реле Р, замыкая антен-
ный вход па корпус. Противолокационный фильтр нижних частот
ПЛФ имеет частоту среза около 200 МГц. Он защищает вход при-
емника от воздействия мощных сигналов радиолокаторов, которые
работают на более высоких частотах. В аттенюаторе АТ входное
напряжение ослабляется ступенями на 10, 20 или 30 дБ.
Аттенюатор вводится при приеме сильных сигналов. Ослабляя
полезный сигнал до еще приемлемого уровня (выше уровня чувст-
вительности), он в той же пропорции ослабляет и помехи, число и
суммарный уровень которых в широкой полосе пропускания пре-
селектора высоки. Благодаря ослаблению помех уменьшается ин-
тенсивность продуктов их нелинейного взаимодействия между со-
бой и с принимаемым сигналом в первых электронных приборах при-
емника.
Это взаимодействие приводит к двум нежелательным явлениям:
напряжение более слабых сигналов изменяется под влиянием
более сильных. В частности, принимаемый сигнал, модулирован-
ный передаваемым сообщением, оказывается одновременно - про-
модулированным разного рода помехами;
в результате нелинейного преобразования сложного суммарно-
го спектра образуются комбинационные составляющие, частоты
которых так близки к частоте принимаемого сигнала, что попада-
Рис. 7.4
233
ют в полосу пропускания приемника. Накладываясь на сигнал, ohi
могут невосстановимо исказить его.
Нелинейные продукты пропорциональны 2-й, 3-й и более вы-;
соким степеням напряжений помех, поэтому уменьшение этих на-i
пряжений ослабляет их действие во много раз. Если при помощи
аттенюатора понизить напряжение сигнала на входе приемника
в 10...20 раз, то помехи, вызванные рассмотренными явлениями,
ослабляются в сотни раз.
В полосовом фильтре ПФ( предусмотрена транзисторная цепь j
защиты Ц31 с порогом срабатывания около 20 В. Усилитель УС \
выполнен на полевом транзисторе с большим динамическим диа- \
пазоном и также содержит цепь защиты Ц32. Нагрузкой его слу-
жит полосовой фильтр ПФ2 с частотой среза 31 МГц, обеспечи- :
вающий подавление зеркального канала при высокой первой про-
межуточной частоте, превышающей 31 МГц.
Электромагнитный экран (ЭМЭ) служит для ослабления элек-
тромагнитных полей, создаваемых сторонними источниками. Экра-
нирование не решает полностью задачи подавления индустриаль-
ных радиопомех, если источник помех соединен проводами с при-
емником. В этом случае в помехонесущие провода необходимо
включать заградительные фильтры, ослабляющие токи радиоча-
стот и пропускающие без заметного ослабления постоянный ток и
токи промышленной частоты.
Другие способы борьбы с помехами представляют собой целый
класс технических решений, связанных с обработкой принимаемых
сигналов. Среди них наиболее обширную группу образуют спосо-
бы селекции сигналов.
Сигналы обладают конечным множеством параметров, и каче-
ственные и количественные отличия их используются как призна-
ки селекции. Различают пространственную, поляризационную, ча-
стотную, временную, амплитудную, кодовую, статистическую и
функциональную селекцию.
В зависимости от объема используемой информации селекцию
можно классифицировать по результатам обработки одиночных
или группы сигналов, поступающих по одному или нескольким ка-
налам. По характеру априорных сведений различают первичную
и вторичную селекцию. В основе первичной селекции лежат раз-
личия между параметрическими признаками сигналов и помех.
Вторичная селекция основана на внесении в радиосигнал специ-
альных дополнительных признаков, позволяющих повысить досто-
верность обработки.
7.6.	КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СПОСОБЫ
ПОДАВЛЕНИЯ ПОМЕХ
Спектры сигналов н помех нередко перекрываются, что затруд-
няет частотную селекцию сигналов. Приходится использовать дру-
гие методы селекции.
234
Рис. 7.5
При наличии двух приемных антенн можно обеспечить прост-
ранственное разделение каналов и компенсацию помех (рис. 7.5).
Действительно, для сосредоточенной помехи, действующей на ан-
тенны А; и Л2, имеем: uni (0 = £7niexp[j (соН-фо+фп) ]; иП2(0 =
= Un2exp|j (<ог!+фо) ]> где фо — начальная фаза; фп^ (2nc?A)sin0n—
разность фаз, определяемая пространственным разнесением ан-
тенн d и углом 0П прихода радиоволны. Тогда на выходе вычита-
ющего устройства ВУ получим
(0 = «и (<>Kj exp (— j фО—ullt (О К, exp (—j <ра),
где фь фг — фазовые сдвиги, создаваемые фазовращателями ФВ1
и ФВ2; /Ci, Ki — коэффициенты усиления усилителей УС] и УСг.
Если выполняются условия |ф1—фг| =л и KiUni — KzUn2, то поме-
ха на выходе ВУ отсутствует. Если одновременно с помехой, но
с другого направления 9с=7=6п приходит сигнал, то <рсУ=фл и ком-
пенсации сигнала не произойдет. Однако наличие двух антенн и
необходимость точной подстройки фазовращателей (<pi—ф2=л) ус-
ложняет реализацию устройства, а при действии нескольких по-
мех с различных направлений оно становится неэффективным.
Если помеха создается передатчиком, расположенным в непо-
средственной близости от приемника, то компенсация может осу-
ществляться устройством по схеме на рис. 7.6. Здесь ПРД — ме-
шающий передатчик. Опорное напряжение помехи t7n.on с помо-
щью вспомогательной антенны подается на формирователь ком-
пенсирующего колебания ФКК. Этот блок содержит два линей-
ных усилителя УС1 и УС2 с коэффициентом усиления Ki и Кг- Да-
Рис. 7.6
235
лее проводится инверсия фазы напряжения помехи U„.on для обес- |
печения противофазности напряжений помехи на входе рабочего |
приемника ПРМ от его собственной антенны А и сформирований- |
го в ФКК- Для этого в цепи одного из усилителей включен фазо- 1
вращатель ФВ на 90°. Напряжения и t/2 складываются в сум- |
маторе С, образуя компенсирующее колебание. Индикатор огиба- I
ющей ИО определяет момент перехода сумматорного процесса на I
выходе вычитающего устройства ВУ через минимум и выдает уп- |
равляющий сигнал на средство управления СУ, пропорциональный |
неском1пснсированному остатку помехи, в соответствии с которым 1
изменяется Аг.	|
Перспективны адаптивные компенсаторы, использующие до- j
полнительный корреляционный тракт обработки принимаемых ко- ]
лебаний и микропроцессор для управления амплитудой, частотой ;
и фазой компенсирующих колебаний, подаваемых па вход рабоче- 1
го приемника. Такие устройства позволяют компенсировать помехи
от нескольких источников.
7.7.	ЗАЩИТА РАДИОПРИЕМНИКОВ
ОТ ПЕРЕГРУЗКИ ПОМЕХАМИ
Нелинейность вольт-амперных характеристик усилительных и
преобразовательных каскадов приемника ограничивает амплиту-
ду входных сигналов сверху, а уровень собственных шумов зада-
ет ее нижнюю границу. Обе причины, взятые вместе, определяют
динамический диапазон приемника (см. § 1.10). Так как измене-
ния уровня принимаемых сигналов могут достигать 100 ...200 дБ,
то расширение динамического диапазона имеет первостепенное
значение. При полосе пропускания, требуемой для данного клас-
са сигналов, динамический диапазон можно расширить только в ч
сторону его верхней границы. Это достигается путем использова-
ния электронных приборов с малой нелинейностью, малошумящих
мощных полевых и биполярных транзисторов, балансных преобра- -
зователей частоты на диодах с барьером Шотки, применением в
усилителях отрицательной обратной связи, уменьшение,м коэффи-
циентов усиления селективных каскадов до значения, обеспечива-
ющего заданную чувствительность, включением на входе приемни-
ка регулируемых аттенюаторов (см. § 7.6) и др.
Преимущества приемника-инфрадина (см. § 4.5) привели к
широкому применению приемников этого типа в радиосвязи на де-
каметровых волнах. По принципу инфрадина строятся и радиове-
щательные приемники с цифровыми синтезаторами гетеродинных
частот. Широкая полоса пропускания преселектора этих приемни-
ков (десятки мегагерц), сделавшая неизбежным соответственно
широкий спектр и высокий уровень помех, обусловила особую важ-
ность обеспечения линейности входных каскадов. Наряду с разра-
боткой новых высоколинейных широкополосных входных усилите-
лей и преобразователей частоты приходится искать и другие пу-
ти для ослабления помех, в основном сводящиеся к сужению по-
236
лосы пропускания входных цепей при помощи коммутируемых
фильтров либо к подавлению наиболее сильных сосредоточенных
помех при помощи следящих режекторных фильтров с автомати-
ческой поисковой настройкой. Автоматизированные устройства по-
добного рода становятся вполне реализуемыми на базе микропро-
цессоров.
7.8.	ПРОСТРАНСТВЕННАЯ
И ПОЛЯРИЗАЦИОННАЯ СЕЛЕКЦИЯ
СИГНАЛОВ
Пространственная селекция сигналов основана на применении
антенн с диаграммой направленности заданной формы и ориента-
ции либо на функциональной обработке (линейной или нелиней-
ной) сигналов, поступающих от нескольких антенн. Формирование
диаграмм направленности различной формы и управление поло-
жением их в пространстве становится особенно гибким при ис-
пользовании фазированных антенных решеток (ФАР). Наиболее
полно пространственная селекция реализуется в диапазоне СВЧ.
На трассах радиосвязи на декаметровых волнах протяженностью
менее 3000 км разность углов прихода лучей составляет 15...20°,
а для более длинных трасс — 5 ... 6°, поэтому применение остро-
направлеиных антенн с управляемой в вертикальной плоскости ди-
аграммой направленности затруднительно.
Поляризационная селекция основана на различиях поляриза-
ции полей сигналов и помех. Приемный антенно-фидерный тракт
является поляризационным селектором, и мощность колебаний на
его выходе зависит от степени совпадения его собственной поляри-
зационной характеристики с поляризацией принимаемых колеба-
ний. Поляризационная селекция позволяет улучшить наблюда-
емость рабочих сигналов на фоне непреднамеренных станционных
помех и отражений от неоднородностей в атмосфере. Применение
вращающейся поляризации в системах связи на декаметровых и
более длинных волнах затрудняется реализацией антенн. Кроме
того, в этих диапазонах сравнительно велика деполяризация ра-
диоволн под влиянием магнитного поля Земли.
7.9.	ЧАСТОТНАЯ СЕЛЕКЦИЯ СИГНАЛОВ
Под частотной селекцией понимается не только простое разделение фильт-
рами сипиала и помехи, спектры которых не перекрываются, но и выделение ра-
бочего сигнала из смеси его с помехой па основе различия их частотно-спект-
ральных характеристик.
Подавление мощных сосредоточенных помех требует улучшения селектив-
ных свойств преселектора, т. е. увеличения числа резонансных цепей и их до-
бротности. Применение жидкого гелия для охлаждения резонансных цепей обес-
печивает их добротность в диапазоне декаметровых волн порядка (3,5... 6) X
ХЮ5, что позволяет ослабить помеху на 50 ... 70 дБ при относительной ее рас-
237
стройке от сипиала в 1%. Однако криогенные преселекторы сложны в конструаж^И
ции и в эксплуатации.
Представляют интерес два случая — перегруженные и неперегружениые часч^И
тотные каналы. Поскольку источники помех статистически независимы, то мож-'^И
ио говорить о средней плотности загрузки канала азк —числе помех, приходя-
щихся на единицу полосы частот. Эта величина позволяет оценить вероятное
число сосредоточенных помех 7УП в пределах полосы пропускания 77.
В перегруженных каналах число помех велико. В декаметровом диапазоне
в пункте наблюдения число помех с уровнем 40 ...50 дБмкВ и более доходит до *^В
1000. При этом имеются десятки помех с уровнем 90... 100 дБмкВ. Запр.узка
крайне неравномерна: в полосе частот 6...‘18 МГц содержится около 93% всех
сигналов.
Селекция сигналов на фоне перекрывающихся с ними по спектру помех мо-
жет осуществляться с помощью оптимальных согласованных фильтров. В ка- еЩ
честве критерия оптимальности часто используют превышение сипиала над поме-
хой на выходе фильтра. Как показано в теории передачи сигналов, для обес- -^И
печения максимума этого превышения фильтр должен иметь передаточную фуик-
цию вида
ТС (j со) = с G* (j со) exp (— j со /0),
где с — постоянный коэффициент; G*(-)—комплексно-сопряженный спектр
входного сигнала. Оптимальность такого четырехполюсника понимается в смыс- ,^В
ле максимизации выходного напряжения, а термин «согласованный» подчерки-
вает, что фильтр должен иметь передаточную функцию, соответствующую спект-
ру сигнала. Иначе говоря, частотная характеристика фильтра с точностью до
постоянного множителя должна совпадать с амплитудно-частотным спектром
сигнала, фазовая характеристика с точностью до слагаемого со7о должна быть
обратна по знаку фазовой характеристике сигнала. Подобный вид передаточной
функции приводит, во-первых, к тому, что в момент отсчета амплитуды гармо-
иических составляющих сигнала иа выходе складываются арифметически, т. е.
напряжение максимально. Действительно, полная фаза любой спектральной со-
ставляющей сигнала на выходе фильтра <ро(<в) =со7+<р0(со)+ф0(ш), где <рс(со)—
фаза составляющей па входе; фо(со) — фазовая характеристика фильтра, и так
как фо(со) =—со7о—<рс(со), то <ро(ш)=0 при всех t=t0 независимо от частоты -
и, следовательно, в эти моменты времени гармонические составляющие сигнала
складываются. Во-вторых, в фильтре происходит умножение каждой гармоники
сигнала на коэффициент Л (со) тем больший, чем больше амплитуда этой гармо- Я
ники. Поскольку интенсивность шума на всех частотах одинакова, то этим обес- Я
печивается иаивыгоднейшее соотношение между сигналом и помехой.	Я
Непосредственно из этих двух фактов следует, что «форма сигнала на выхо-	Д
де оптимального согласованного фильтра искажена. Поэтому такие фильтры	Ж
можно использовать только при дискретных сообщениях, когда приемник ре-	Я
шает задачу распознавания сигналов по максимуму отсчетов и форма выходного	Я
сигнала роли не играет. При приеме непрерывного сигнала рассмотренные фильт-	Я
ры ие могут быть использованы; для решения этой задачи существуют фильт-	Ж
ры, обеспечивающие минимум среднеквадратической ошибки воспроизведения.
Если па входе оптимального фильтра, согласованного с сигналом x(t), дей-
ствует помеха л(7), то согласно теореме Дюамеля выходной сигнал в момент	$
времени h	V
238
ft	tl
u(ti)= f n(ti)ha(ti — t)dt = c \n(t)x(t0 — ti-yt'fdt,
о	6
где Ли(') —импульсная характеристика фильтра. При /1 = /0==Гс
тс
и (4) = с J п (0 x(t) dt,
о
Это выражение описывает кратковременную функцию взаимной корреляции. Сле-
довательно, оптимально согласованный фильтр соответствует коррелятору в оп-
тимальном приемнике. Оба приемника обеспечивают одинаковую помехоустойчи-
вость, но содержат разные функциональные элементы. Приемник на оптималь-
ном фильтре осуществляет когерентный прием с накоплением, поэтому по-
прежпему необходимо знать рабочий сигнал с точностью до фазы. Объясняется
это тем, что отсчет на выходе фильтра снимается в строго определенный мо-
мент времени, для чего необходимо знать фазу сигнала'.
Для упрощения устройства после фильтра ставят обычные амплитудные де-
текторы и проводят регистрацию по огибающей сигнала. В этом случае требо-
вания к синхронизации снижаются, так как небольшие отклонения от момента
t0 приводят к несущественному снижению /уровня сигнала. Это — некогерентный
приемник и помехоустойчивость его ниже помехоустойчивости оптимального при-
емника.
7.10.	ВРЕМЕННАЯ СЕЛЕКЦИЯ
И НАКОПЛЕНИЕ СИГНАЛОВ
Основными признаками .временной селекции являются длительности импуль-
са, его фронта и среза., период повторения отдельных посылок или их кодовых
комбинаций, положение рабочих импульсов иа оси времени относительно опор-
ного. Временная селекция позволяет ослабить действие импульсных помех, дли-
тельность которых отлична от рабочих сигналов, а также широкополосных не-
синхронных импульсов помех.
Хорошие результаты для снижения порогового отношения сигнал-шум при
заданной вероятности правильного приема дает сочетание временнбн селекции
импульсных сигналов с когерентным накоплением. Метод накопления представ-
ляет собой частный случай оптимальной фильтрации, когда помехой служит бе-
лый шум. В отличие от оптимальной согласованной фильтрации метод накопле-
ния независимо от формы сигнала реализуется с помощью сумматора или ин-
тегратора.
Для иллюстрации возможностей метода накопления рассмотрим задачу ре-
гистрации видеоимпульсов с амплитудой Uc на фоне шума n(t). При использо-
вании сумматора в течение заданного времени Тв берется некоторое число от-
счетов N смеси z(t) —x(t)+n(t). Если интервалы между соседними импульсами
сигнала превышают интервал корреляции помех, то на выходе сумматора полу-
чим
N
вых = NUC -f* У] Л; >
-	/е=з!
239
где nt — значение функции n(t) в моменты фиксации амплитуды i-ro импульса
tt	Второе .слагаемое характеризуется дисперсией о2ж=Л,а2п, оде
огп—дисперсия функции n(t). Тогда превышение сигнала при накоплении
Л*с.в=Л^и2с/<т2п. Так как в отсутствие накопления превышение Л2с.б = £/2с/а2п,
то выигрыш прн накоплении составляет N раз.
При использовании интегратора в качестве накопителя выходное напряже-
ние
тн
гвых (0 = Ус + (1/Гн)| X(t)dt.
о
Дисперсия помеховой составляющей, характеризуемой вторым слагаемым,
а2п^тап/Тн, где т—интервал корреляции помехи. Поэтому /гс.н^/г2с.бГн/т.
Так как отношение Гя/т равно числу N некоррелированных значений помехи на
интервале Ти, то оба способа эквивалентны, но реализация интегрирования час-
то оказывается проще.
7.11.	АМПЛИТУДНАЯ СЕЛЕКЦИЯ
СИГНАЛОВ
В амплитудных селекторах, предназначенных для борьбы с им-
пульсными помехами, используются три основных типа устройств:
для выделения импульсов, амплитуда Uc которых превышает
фиксированный уровень Пн (устройство максимальной амплиту-
ды);
для выделения импульсов, амплитуда которых Uc меньше фик-
сированного значения (устройство минимальной амплитуды).
Селектор первого типа осуществляет ограничение напряжения
снизу и используется для отделения сигналов от импульсных по-
мех меньшей амплитуды, улучшая тем самым превышение сигна-
ла. Селектор второго типа осуществляет ограничение сверху. Так
действует ограничитель амплитуды импульсных помех. Селектор
третьего типа представляет собой комбинацию селекторов мини-
мальной и максимальной амплитуд.
' Если помеха в виде белого шума принципиально не может быть
полностью подавлена, то импульсные помехи теоретически могут
быть устранены полностью. Практические способы подавления им-
пульсных помех можно разделить на компенсационные, динамиче-
ские и коррекционные. Компенсация возможна додетекторная или
последет-екторная. Устройство додетекторной компенсации — двух-
канальное; оно содержит рабочий тракт, воспринимающий суммар-
ное колебание z(t) =x(t)-{-y(t)Ч~п(0, и компенсационный тракт,
расстроенный относительно несущей частоты сигнала на некото-
рую величину Д/к. Путем преобразования частоты и фазирования
на выходе компенсационного тракта можно сформировать импульс-
ную помеху с такими же параметрами, что и в рабочем тракте, и
путем вычитания компенсировать ее. Однако такие устройства тре-
буют высокой идентичности характеристик обоих трактов, а сам
компенсационный тракт может быть каналом для прохождения со-
240
средоточенных помех; поэтому они не получили широкого распро-
странения.
Коррекционные способы основаны на использовании в системе
связи помехоустойчивых кодов с избыточностью. Динамические
способы используют сочетание амплитудного ограничения с вре-
менной селекцией.
Амплитудное ограничение применяется в нескольких вариан-
тах. В одном из них тракт усиления промежуточной частоты со-
держит широкополосный линейный усилитель (Ш), амплитудный
ограничитель (О) и узкополосный усилитель (У). Это послужило
причиной названия способа — Ш-О-У. Уровень ограничения Дог
выбирается ниже среднеквадратического значения суммарного
напряжения сигнала и шумов и сохраняется постоянным.
Пусть на приемник действуют сигнал длительностью Тс и крат-
ковременная импульсная помеха длительностью ТП<^.ТС. На вы-
! ходе линейного тракта амплитуда помехи Дп пропорциональна Пш,
т. е. с расширением полосы Лш амплитуда Un растет. Одновремен-
но импульс помехи сужается и участок поражения сигнала /у.п,
в пределах которого Uc<<Un, уменьшается. Ограничитель вырав-
нивает амплитуды помехи и сигнала. В узкополосном усилителе,
для которого	происходит дальнейшее подавление поме-
хи; сигнал же успевает нарасти до своего установившегося зна-
чения.
Оценим выигрыш в превышении сигнала /г2сп, даваемый цепью
j Ш-О-У. Если в усилителе У используется одиночный резонансный
контур, то огибающая выходного напряжения
, Ц(О = ДоП—ехР( —277уОЬ
где До — установившееся значение колебаний. Тогда для момен-
тов времени окончания импульсов сигнала и помехи будем иметь
We (Тс) с max’ un (^"ij) ~ 2 До ЛуТп,
h и на выходе усилителя
Г	где кш^ПшТп.
Таким образом, цепь Ш-О-У обеспечивает тем больший выиг-
рыш в помехоустойчивости, чем больше отношение Лш/Лу.
Наличие амплитудного ограничителя может отрицательно ска-
:	заться на помехоустойчивости при сосредоточенных помехах. Пусть,
; например, в полосу Лш попали две помехи с частотами fni и [П2,
лежащими вне полосы Лу. В приемнике с линейным додетектор-
; ным трактом эти помехи будут отфильтрованы. В приемнике
Ш-О-У на выходе ограничителя возникнут комбинационные часто-
ты 2fni—/пг, З/.н—2/п2 (см. § 7.5) и другие, которые могут по-
пасть в полосу Лу и при достаточной интенсивности подавить сиг-
нал. Таким образом, при увеличении отношения Лш/Лу сильнее
* подавляются импульсные помехи, но возрастает вероятность по-
давления сигнала сосредоточенными помехами из-за увеличения
их числа в полосе Лш. Поэтому обычно выбирают Лш~ (2,5...
... 6)ЛУ.
241
7.12.	РАЗНЕСЕННЫЙ ПРИЕМ СИГНАЛОВ
Разнесенный прием — эффективный метод борьбы с замира-
ниями. Для воспроизведения переданного сообщения в этом слу-
чае используется не одна, а несколько реализаций сигналов, ото-
бражающих данное сообщение. Идея метода заключается в том,
чтобы, ослабив корреляцию между реализациями сигналов, умень-
шить вероятность одновременного замирания принимаемых сиг-
налов н, комбинируя их, повысить верность и скорость передачи
сообщений. Различают прием:
пространственно разнесенный, когда сигнал одновременно при-
нимается несколькими разнесенными в пространстве антеннами;
с разнесением по поляризации, при котором используются раз-
лично поляризованные приемные антенны;
с угловым разнесением, использующий сигналы, которые про-
ходят в место приема с.некоторым сдвигом по углу в вертикаль-
ной и горизонтальной плоскости.
Наименьшие размеры антенного поля при пространственном
разнесении получаются при поперечном горизонтальном располо-
жении приемных антенн. Поляризационное разнесение сигналов
наиболее эффективно для борьбы с поляризационными замирания-
ми на декаметровых волнах; в микроволновых каналах эти зами-
рания выражены слабее. Угловое разнесение сигналов наиболее
эффективно в микроволновых диапазонах.
Наиболее распространен пространственно разнесенный прием.
При этом чаще других используется сдвоенный прием. Строенный
прием дает сравнительно небольшой дополнительный выигрыш и
применяется реже; еще реже —счетверенный.
Принимаемые реализации сигналов комбинируются, образуя
групповой сигнал
Q
2ПР (0 = У [Рл (0 x(t) + n (0L
ь-1
подвергающийся дальнейшей обработке в решающем устройстве.
Здесь ць(0 — коэффициент передачи k-vo тракта разнесения; q—•
кратность разнесения, т. е. число реализаций сигиала, использу-
емых при формировании группового сигнала; ел—весовой коэф-
фициент, характеризующий способ формирования группового сиг-
нала.
Групповой сигнал может формироваться путем автовыбора
тракта разнесения, линейного или взвешенного сложения парци-
альных сигналов, а также комбинированным способом. При авто-
выборе гпр(0 представляет собой реализацию принятого сигнала
в выбранном тракте разнесения; при других способах он образу-
ется комбинированием сигналов в нескольких трактах. При неоп-
тимальном автовыборе q тракты разнесения, содержащие инди-
видуальные антенны и приемники, подключают к решающему уст-
ройству, которое путем коммутации выбирает тракт с превышени-
ем сигнала /г2с больше заданного порогового значения Л2с.пор-
242
Рис. 7.7
Этот тракт используется для приема до тех пор, пока /г2с не ста-
нет ниже /г2с.пор, после чего он отключается и выбирается другой
тракт со значением /i2c>/i2c.nOp и т. д. Весовые коэффициенты при
таком способе
Ц-{‘ ПР"‘=Г;	'	(7.7)
(О при k=/=r,
где индекс г соответствует тракту, для которого в данный момент
времени /i2c>/i2c.nOp. Недостаток способа в том, что выбирается
не лучший тракт с /i2c.max, а любой, удовлетворяющий порогово-
му условию. При оптимальном автовыборе приемный тракт ха-
рактеризуется значением h.2c=/i2cmax; коэффициенты ък по-преж-
нему определяются условием (7.7), но индекс г соответствует луч-
шему тракту.
Схема оптимального автовыбора при сдвоенном приеме показа-
на на рис. 7.7. Выходные напряжения приемников. ПРМ1 и ПРМ2
поступают иа цепь сравнения ЦС и далее на коммутирующее уст-
ройство КУ, управляющее ключами Ki и Кг- При линейном сло-
жении все 8h=l, т. е. тракты независимо от /г2с равноправно уча-
ствуют в формировании группового сигнала. Для суммирования
сигналов с одинаковым весом необходимо обеспечить одинаковое
усиление во всех трактах, что достигается с помощью общей цепи
АРУ. Синфазность суммируемых сигналов обеспечивается цепью
автоподстройки фазы АПФ (рис. 7.8). При взвешенном сложении
коэффициенты 8ь= Vh2c. При этом доля шумов, вносимых в груп-
Рис. 7.8
243
повой сигнал трактом с глубокими замираниями, будет мала, что
улучшает помехоустойчивость приема. Комбинированные способы
сочетают принципы сложения сигналов с автовыбором.
7.13.	АДАПТИВНЫЕ РАДИОЛИНИИ
В адаптивных радиолиниях недостаток априорных сведений о помехах вос-
полняется путем анализа помеховой обстановки и получения при этом допол-
нительной информации, используемой для оптимального управления приемником
и передатчиком. Радиоресурсы расходуются при этом наиболее экономично, но
это достигается ценой материальных и временных затрат на анализ текущего
состояния канала и его прогнозирование, поиск решения и его реализацию.
Процесс передачи сообщений можно представить как процесс последова-
тельных преобразований сигналов Si(Z) источника сообщений различными эле-
ментами радиолинии: передатчиком (ПРД), средой распространения и приемни-
ком (ПРМ), описываемыми соответственно функциональными операторами L1(
La и Ьз (рис. 7.9). Тогда сигналы на выходе приемника
«а (0 =	1«1 (Ob
где (/(/), n(t) — аддитивные непреднамеренные и флуктуационные помехи.
Очевидно, что функциональный оператор L2 неуправляем. Поэтому влия-
ние помех можно скомпенсировать лишь путем целенаправленного управ-
ления операторами Li и L3. Сложность реализации оптимальных значений
До и L30 зависит от полноты информации об La, поэтому адаптивная радиоли-
ния должка содержать анализатор состояния канала АСК и управляющие уст-
ройства УУ, обеспечивающие оптимальное регулирование параметров приемника
и передатчика. В зависимости от того, куда вводятся управляющие команды,
различают адаптацию по малому контуру, когда проводится регулирование па-
раметров только приемника, и по большому контуру, когда одновременно ре-
гулируются и приемник, и передатчик.
Вероятность ошибки в адаптивном приемнике не инвариантна помеховой об-
становке, а зависит от превышения /г2с.п сигнала над помехой и вектора погреш-
ностей работы функциональных блоков приемника e=[[ei.ел]т. Этот вектор
сам является функцией ft2c.n. Поэтому при значительных погрешностях реали-
зации помехоустойчивость адаптивного приемника может оказаться хуже, чем
неадаптивного. Выбор того или иного подхода к преодолению неопределенно-
сти— адаптивного или неадаптивного—определяется целевым назначением сис-
темы, степенью самой неопределенности и технологическими возможностями.
Рис. 7.9
244
Каналы радиосвязи на декаметровых волнах характеризуются случайными
изменениями уровней сигнала. Однако при этом имеются временные интервалы,
когда уровень сигнала на отдельных частотах достаточно высок. Эти частотио-
временшые ресурсы можно применить для повышения надежности связи путем
построения частотно-адаптивных радиолиний (ЧАР). В ЧАР ,в данный момент
времени используют те частоты, которые соответствуют оптимальным условиям.
Если все рабочие частоты /р, присвоенные данной радиолинии, равномерно рас-
пределить по диапазону, то необходим специальный измерительный приемник
для анализа помеховой обстановки, часть частот может оказаться непригодной
для связи и возрастет время перестройки с непригодной частоты на новую. Ес-
ли же рабочие частоты расположить компактно, то облегчается анализ, сокраща-
ется время перестройки, но затрудняется маневр частотами и возрастает веро-
ятность поражения сигналов общими замираниями. Поэтому в ЧАР частоты /р
объединяются в компактные частотные группы шириной	где П — ши-
рина полосы пропускания приемника и усилительного тракта передатчика. Это
позволяет при смене частот в пределах группы не перестраивать передатчик н
приемник, а сама .смена осуществляется в синтезаторе частот, являющемся од-
новременно гетеродином (см. § 6.15). Из-за изменения условий распростране-
ния радиоволн и загрузки помехами группы частот приходится менять. Это оз-
начает, что в организационно-техническом отношении ЧАР представляет собой
систему с обратной связью, подобную изображенной на рис. 7.9, где УУг игра-
ет роль командно-решающего устройства, формирующего команды па синхрон-
ную перестройку ПРД, и ПРМь
Глава 8 ПРИЕМ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
8.1. АМПЛИТУДНО-МО АУДИРОВАННЫЕ
СИГНАЛЫ В СРЕДЕ РАСПРОСТРАНЕНИЯ
РАДИОВОЛН
При проектировании приемников любых назначений необходимо
обеспечить достаточно высокое качество воспроизведения переда-
ваемых сообщений и помехоустойчивость приема. Выполнение этих
требований зависит не только от конструкции приемника, но и от
условий распространения радиоволн. В среде распространения
возможны искажения сигнала, коррекция которых в приемнике мо-
жет быть затруднительной или невозможной; в этой же среде на
радиосигнал накладываются помехи. Сведение к минимуму этих
эффектов зависит от конструкции антенн, поэтому в общем слу-
чае следует рассматривать антенны и приемники как неразрыв-
ное целое. Но массовые приемники, применяемые в радиовещании
и низовой радиосвязи с различными, преимущественно простейши-
245-
ми антеннами, обычно характеризуют показателями собственно 
приемника.
Несмотря на появление новых систем радиосвязи, главным ;
принципом использования радиоволн, распространяющихся в от- :
крытом пространстве, позволяющим обеспечить электромагнит-
ную совместимость систем радиосвязи и радиовещания, остается
частотное разделение: каждая радиосистема использует определен-
ные относительно узкие полосы частот. Основными видами мо-
дуляции радиосигналов остаются амплитудная и угловая. Радио-
сигналы, используемые в этих системах, относительно узкополос-
ны, т. е. являются квазигармоническими. В общем случае для них
справедливо соотношение
uc(t) = Uc(t)cosqc(f),	(8.1)
где фс(0 = соо*+1с(0,	и £с(0—функции, медленно изменя-
ющиеся по сравнению с созсооЛ поскольку ширина их частотных
спектров во много раз меньше несущей частоты f0.
При непрерывных сигналах, как уже неоднократно отмечалось,
для определенности результатов, а также для упрощения испыта-
ний приемной аппаратуры на соответствие техническим требова-
ниям принимают для Uc(t) и |с(0 моногармонический закон мо-
дуляции, т. е. при AM
t/c(0 = ^c0(l+<cosQcO	(8.2)
и при ЧМ
UO = £cmSinQct	(8.3)
Обычно получаемые при этом результаты достаточно полно ха-
рактеризуют качество приемной аппаратуры, но в отдельных слу-
чаях требуется использовать более сложные модели сигналов.
При рассмотрении приема AM сигналов будем полагать gCm=0.
Наиболее характерное и значительное проявление реальной
сложности распространения радиоволн — многолучевость: сигнал
ст нужной радиостанции приходит в место приема по нескольким
или многим траекториям различной напряженности. Рассмотрим
влияние этого эффекта на радиоприем в простейшем частном слу-
чае двухлучсвого распространения.
При дальнем распространении радиоволн через иоиосферу вза-
имный сдвиг по времени т сигналов, проходящих по двум траекто-
риям, часто имеет порядок 0,5... 2 мс. В этом случае спектр сиг-
нала в месте приема описывается соотношением
Uc (0 = t/co cos ®о t + а UCO cos ®0 (/— т) +
+ (тс и С о/2) cos (а>0—Qc) t + а (тс Uc0/2) cos (соо—Qc) (t—т) +
+ (тс UJ2) cos (®0 + Qc) t + а (тс Uc0/2) cos (®0 + Пс) (t—О. (8-4)
причем коэффициент а в общем случае отличается от единицы,
т. е. амплитуды сигналов в двух лучах неодинаковы.
Отсюда видно, что при двухлучевом распространении спект-
ральные составляющие сигнала с несущей угловой частотой соо
246
оказываются взаимно сдвинутыми по фазе иа угол <оот; составля-
ющие с боковой частотой (Оо—Пс— на угол (<в0—£2с)т, а составля-
ющие с частотой соо+й — на угол ((Оо+&с)т. Это влияет на форму
огибающей AM сигнала, что после детектирования может проя-
виться как искажение сигнала. Особенно сильно на качество при-
ема влияет фазовый сдвиг между составляющими несущей ча-
стоты.
При ©отдал составляющие несущей частоты противоположны
по фазе и результирующая амплитуда уменьшается (при а=1 до
нуля). Значительное уменьшение несущей приводит, как известно,
к перемодуляции. Это иллюстрирует рис. 8.1, график а изобража-
ет неискаженный модулированный сигнал, б — сигнал с уменьшен-
ной несущей и неизменными боковыми составляющими, в и г —
сигнал на выходе амплитудного детектора:, он соответствует оги-
бающей детектируемых колебаний. Из рис. 8.1,г видно, что селек-
тивное замирание несущей, явившееся следствием двухлучевого
распространения волн, ведет к сильным нелинейным искажениям
принимаемого сообщения.
Действительная картина процесса сложнее, так как фазы боко-
вых составляющих также изменяются и в результате возможно
нарушение равенства их амплитуд, по и в этом случае результатом
двухлучевого распространения будут искажения. Чтобы убедить-
ся в этом, достаточно рассмотреть предельный случай полного за-
мирания несущей (а«1, соот~л). В спектре (8.4) при этом оста-
нутся только боковые составляющие с частотами fo+Fc и fo—F.
Суммарное колебание представляет собой биения, амплитуда ко-
торых независимо от фазовых углов составляющих изменяется с
разностной частотой, т. е. с частотой (fo+Л:) — (f0—FC)=2FC. Со-
ответственно и после амплитудного детектора получится перемен-
ное напряжение с частотой 2FC, т. е. вместо принимаемого сообще-
ния получатся только «искажения», прием сообщения будет не-
возможен.
При приеме не однотонового, а реального сообщения, например
телефонного со сложным спектром, замирание несущей вызовет
аналогичные последствия. Нарушение фазовых соотношений в бо-
ковых полосах и селективные замирания отдельных составляю-
щих, для которых выполняются равенства вида (соо—Q0)x~n или
247
{(Оо+йс)т~ л, также приводит к искажениям. Эти искажения не
столь значительны, поскольку при замирании одной из составля-
ющих в левой боковой полосе в большинстве случаев сохраняется
соответствующая составляющая в правой боковой полосе и наобо-
рот. Кроме того, замирание отдельных составляющих в спектрах
боковых полос не приводит к разрушению сообщения в целом.
Суммирование в (8.4) составляющих несущей частоты, имею-
щих фазы biot и (но(t—т), не обязательно вызовет замирание (ам-
плитуда может и возрастать), но в любом случае ведет к фазо-
вому сдвигу результирующего колебания. В результате могут воз-
никать сильные искажения. Чтобы показать это, предположим, что
фаза несущей изменилась на л/2; для простоты будем считать, что
начальные фазы боковых составляющих нулевые, т. е. результиру-
ющее колебание из несущей и двух боковых составляющих имеет
вид
«с = Ue sin соо t + (mc С7с/2) cos (<о0 + Qc) + (щс Uj2) cos (®0— fic) t,
или иначе
ис — Uc sin (о01 + тс Uc cos йс t cos соо t.
Из векторной диаграммы на рис. 8.2 видно, что амплитуда ре-
зультирующего колебания
иса = K^c+(^ct/c)2eosWc/,
или иначе
[/сэ = ^с(1 +0,5 /7/2+ 0,5 т?'. cos2Qc/)°-s.
Представляя выражение в скобках рядом бинома Ньютона, ог-
раничиваясь первыми членами разложения и пренебрегая малой
величиной 0,5т2с по сравнению с 1, получаем
t/C3«t/t(l + 0,25 т-с cos 2йс£).
Кроме того, результирующее напряжение имеет переменный
фазовый угол <р, на который амплитудный детектор не реагирует.
Эффект на выходе детектора окажется таким же, как и при
детектировании AM. сигнала с угловой частотой модуляции 2QC;
вместо передаваемого сообщения, как и при полном замирании не-
сущей, получится только «искажение», т. е. и в этом случае при-
ем сообщения невозможен. Кроме того, эквивалентный коэффици-
ент модуляции с двойной частотой равен тсэ~0,25 т?с, т. е. очень
мал; если, например, /пс=0,3, то /иСэ~0,02. Следовательно, од-
новременно с полным искажением принимаемого сигнала происхо-
дит ослабление его модуляции.
Известно, однако, что разборчивый прием возможен и на де-
каметровых волнах, на которых многолучевое распространение
проявляется часто и сильно. Рассмотренные примеры относятся к
наиболее неблагоприятным условиям, которые могут возникать
лишь в некоторые моменты времени. Они подтверждают, что каче-
ство приема зависит не только от приемника. Кроме того, из при-
248
веденных рассуждений видно, что искажения можно уменьшить,,
применяя остронаправленные антенны, способные выбирать из про-
странства преимущественно один луч, ослабляя другие лучи, при-
ходящие с угловым сдвигом.
8.2. АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫЕ
СИГНАЛЫ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ
ПРИЕМНИКА
Из рис. 8.3,а, где изображены симметричная амплитудно-час-
тотная и нечетно симметричная фазочастотная характеристики до-
детекторного тракта приемника, а также спектр AM сигнала, вид-
но, что если ширина полосы пропускания тракта меньше ширины
спектра, то части спектра, соответствующие верхним частотам мо-
дуляции, будут ослаблены. Соответственно будет ослаблена эта.
часть спектра на выходе детектора приемника, т. е. будут иметь
место частотные искажения.
Влияние фазочастотной характеристики выясним на примере
спектральных составляющих, соответствующих некоторой частоте
модуляции Fc. Вместе с несущей они образуют модулированное
колебание вида
ис= Uc0cosa0t+(mcUC0/2)cos(u0—Qc) /+
+ (/ncUc0/2) cos (о0 + £2с)Е	(8.5)
Полагая коэффициент усиления К равным для всех составля-
ющих, т. е. не учитывая частотные искажения, получаем для
спектра на выходе тракта
«с.вых = FUCO cos (ш0 ЛЕф0)-}-К (тс Uc 0/2) cos [(ш0—Пс) /+<р0+Д<р] +
+ К (mc Uc 0/2) cos [(соо + Qc) t + Фо—Аф].
Здесь не отражено не влияющее на ход рассуждений обстоя-
тельство, что несущая частота сигнала в супергетеродинном прием-
нике на выходе тракта отличается от частоты на входе. Нетруд-
но представить это выражение в виде
«с-вых = k ис о [1 + тс cos (Qc	А ф)1 cos (cdc o t + <p0).
249
После «линейного» амплитудного детектора с коэффициентом
передачи Кд переменная составляющая сигнала будет иметь вид
и = ККД Uc 0 тс cos (Qc t—Аф).
Следовательно, от вида фазочастотной характеристики зависят фа-
зовые сдвиги спектральных составляющих сигнала на выходе де-
тектора. Если эта характеристика для рассматриваемой части
спектра практически линейна, т. е. Дф=тПс, то
и = К.К.Л Uc 0 тс cos Qc (t—т),
т. е. имеет место только групповое запаздывание сигнала. Если же
характеристика нелинейна, то возникают фазовые искажения.
Рис. 8.3,а соответствует случаю точной настройки приемника
на сигнал. В действительности приемник может оказаться настро-
енным неточно, что часто бывает, если, как это имеет место в ра-
диовещательных приемниках простейших типов, настройка осу-
ществляется вручную, «на слух». Пример неточной настройки для
тех же условий, что в случае на рис. 8.3,а, показан на рис. 8.3,6.
Одно из следствий неточной настройки, видное из рисунка,—
нарушение фазовых соотношений в спектре; в § 8.1 было показа-
но, что оно может быть причиной искажений сигнала. В данном
случае изменение фазовых сдвигов составляющих спектра, кото-
рые попадают в полосу пропускания, влияет сравнительно мало,
так как в этой полосе фазовая характеристика обычно ие сильно
отличается от линейной. Для всех составляющих спектра фазовый
сдвиг примерно одинаков; при этом форма результирующего AM
колебания существенно не меняется.
На качество приема более существенно влияют следующие вид-
ные из рис. 8.3,6 последствия расстройки: уменьшение амплитуды
несущей, если ее частота оказывается на склоне частотной харак-
теристики; ослабление одной и более полное пропускание другой
боковой полосы.
Как видно из § 8.1, ослабление несущей может приводить к
сильным искажениям, поэтому сравнительно большая расстройка,
при которой произойдет существенное ослабление несущей, недо-
пустима. В случае, показанном на рис. 8.3,6, несущая остается в
полосе пропускания и указанное явление не имеет места; оно воз-
никает при более значительной расстройке.
В § 8.1 отмечалась возможность селективного замирания от-
дельных составляющих боковых полос вследствие многолучевого
распространения радиоволн. Случай рис. 8.3,6 отличается тем, что
ослабляется большая часть одной из боковых полос или вся бо-
ковая полоса.
При модуляции одним тоном, если одна боковая составляю-
щая в спектре (8.5) подавлена практически полностью, спектр AM
сигнала имеет вид
“с.вых= KUCOS(0co t -J- Kq (HIq о/2) cos (ис о t.
Здесь U'co — амплитуда несущей, измененная из-за неточной на-
250
стройки или из-за какой-либо другой причины. Дополнительные
фазовые сдвиги обеих составляющих здесь не учтены, так как не
влияют на результат.
Из векторной диаграммы на рис. 8.4 следует, что амплитуда
суммарного колебания
^вых = К К(^со)2 + (тс Uc 0/2)2 + тс Uc U'c0 cos Qc i.
На фазовый сдвиг ср амплитудный детектор не реагирует. Выход-
ное напряжение можно представить в виде
До. ДДо. у 4- тс cos Qc t
2
Представляя это выражение рядом по формуле бинома Ньюто-
на и ограничиваясь учетом величин второго,порядка малости, по-
лучаем
"««о
0.5
^ = ККДС/*О
+ — тс cos Qc t —
2	' U'rt
1 Н---т2
8 с
* 1
cos 2 Qc t .
1 2f V
------m2 ——
16----\ u’
\ Uc0 J
Переменная составляющая продетектировапного сигнала имеет
вид
U^^KKA(^-mcUc0cosi2ct + ^- m2 —cos2QcЛ
\2	16 uc0 ;
Следовательно, прием сопровождается нелинейными искажениями,
причем коэффициент гармоник
krx, (1/8)тсийй/и'с0,
(8.6)
В частности, при U'c0 — Uc0 и /пс = 0,3 получаем 6г~4°/о. Нели-
нейные искажения возрастают при уменьшении амплитуды несу-
щей U'eo- Их можно уменьшить, если найти способ увеличить t/'co;
эют вывод будет учтен в дальнейшем при рассмотрении радиопри-
ема в системе связи на одной боковой полосе.
Из рис. 8.3,6 можно сделать следующие взаимно противополож-
ные выводы:
неточная настройка приводит к увеличению нелинейных иска-
жений, т. е. к ухудшению воспроизведения сообщения;
неточная настройка приводит к расширению частотного спект-
ра принимаемого сообщения, т. е. к уменьшению частотных иска-
жений и, следовательно, к улучшению
качества приема.
Субъективные испытания показы-
вают, что при радиовещательном при-
еме, если полоса пропускания уже
спектра сигнала, что часто делается
Рис. 8.4
251
специально для повышения селективности (рис. 8.3,6), второе яв-
ление (улучшение воспроизведения) обычно играет более сущест-
венную роль, чем первое (увеличение искажений); в таких случаях
предпочитают неточную настройку точной.
8.3.	ИСКАЖЕНИЯ
АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННОГО
СИГНАЛА В ДОДЕТЕКТОРНОМ ТРАКТЕ
ПРИЕМНИКА
При приеме сильных сигналов может проявляться нелинейность i
вольт-амперных характеристик электронных приборов. Из рис. 8.5
видно, что при синусоидальном изменении амплитуды входного
сигнала изменение амплитуды сигнала на выходе из-за кривизны
амплитудной характеристики получается искаженным.
С учетом участка, на котором начинает проявляться нелиней-
ность, амплитудную характеристику в первом приближении мож-
но аппроксимировать формулой
^c.Bux=A(^c-vt/?),
причем v — малая величина; К — коэффициент усиления при ма-
лых амплитудах.
При модуляции по формуле (8.2) амплитуда сигнала на выхо-
де изменяется по закону
^с.вых = A [С7со О 4- cos Qc f)
—v I7^o (1 4-2mceosQcJ-)-0,5m^4-0,5m2cos2Qc^)].
Следовательно, напряжение на выходе амплитудного детектора
будет содержать вторую гармонику с амплитудой O,5KKnvm2cU2co, 
а коэффициент гармоник будет равен
kv = 0,5 тс v Uc 0/(1 —2 v Uc 0).
Для уменьшения искажений
требуется применять электрон-
ные приборы с достаточно ши-
роким линейным участком харак- ‘
теристики и не допускать чрез-
мерного увеличения амплитуды
сигнала Йс0.
Рис. 8.5
252
8.4.	БЛОКИРОВАНИЕ
И ПЕРЕКРЕСТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В линейном тракте супергетеродинного приемника мешающие
сигналы, если их спектры не налагаются на спектр принимаемого
сигнала, подавляются в селективных цепях усилителя промежуточ-
ной частоты. В реальном усилителе нелинейные явления, описан-
ные в § 8.3, наблюдаются в последних каскадах, куда сигнал по-
ступает усиленным. Рассмотрим нелинейные эффекты, которые
проявляются, напротив, в первых каскадах приемника. Принима-
емый сигнал в этих каскадах еще мало усилен, и по отношению к
нему они практически линейны. Речь пойдет о явлениях, которые
возникают, если вместе с принимаемым сигналом на эти каскады
действуют сильные помехи от посторонних радиостанций.
В отличие от усилителя промежуточной частоты цепи тракта
радиочастоты, главное назначение которых — подавление помех
побочных каналов приема, имеют широкую полосу пропускания.
Если, например, полоса пропускания усилителя промежуточной ча-
стоты радиовещательного приемника составляет несколько кило-
герц, то полоса пропускания входной цепи и усилителя радиочас-
тоты в диапазоне декаметровых волн составляет сотни килогерц,
а в приемнике-инфрадине (см. § 4.5)—мегагерцы. В такую поло-
су попадают сигналы десятков или сотен посторонних радиостан-
ций, причем некоторые из них, приходящие от близких и мощных
радиостанций, могут быть очень сильными. Суммарное напряже-
ние помех во входной цепи приемника часто доходит до сотен мил-
ливольт; при таких напряжениях тракт радиочастоты уже нельзя
считать линейным.
Поскольку частоты помех могут сильно отличаться от частоты
сигнала, на которую настроены цепи приемника, свойства элект-
ронных приборов на этих частотах могут быть не одинаковыми,
что усложняет исследование. В первом приближении будем счи-
тать электронные приборы безынерционными, т. е. их свойства
будем считать независимыми от частоты и влияние комплексности
нагрузки на изменение выходного тока также не будем учитывать.
Представим используемый участок вольт-амперной характери-
стики нелинейного элемента рядом Тейлора
I = <р (Е + и) = <р (Е) + <р' (Е) и + (1/2!) ф’ (Е) и2 + (1/3!) ф~ (Е)4-...
(8.7)
Здесь ф(Е) = /о — постоянная составляющая тока в рабочей точ-
ке; ф'(Е)=5 — крутизна характеристики; ф"(Е)=5', ф'"(Е) =
~S" — производные крутизны характеристики в рабочей точке,
поэтому (8.7) можно записать в виде
i = 10 4- Su + (S72) и2 + (S76) и3 4-...	(8.8)
При значительном увеличении и нарастание тока обычно замед-
ляется, т. е. S" — отрицательная величина.
253
При воздействии на электронный прибор напряжений сигнала
и помехи с несущими частотами fc и fn появятся токи с этими же
частотами, а также гармоники и составляющие с комбинационны-
ми частотами kfc±nfa. Последующие фильтры, настроенные на
принимаемый сигнал, выделят только составляющие частоты fc.
Пусть на входе действует сумма сигнала с помехой:
и = Uc cos wc t + Un cos соп t.	(8.9 J
Подставляя (8.9) в (8.8) и выделяя (путем обычных преобразо-
ваний тригонометрических функций) составляющую тока с часто-
той сигнала fc, найдем амплитуду этой составляющей
/с = SUC + (1 /8) S" t/c3 + (1 /4) S” Uc UI + ...
В случае сильных помех (t7n^>b'c)
7c«St7c + 0,25S"t/ct/2=/co + /cn.	(8.Ю)
Здесь Ico — SUc — составляющая тока сигнала в отсутствие помех;
Icn — 0,25S"UcUn2 — составляющая тока, обусловленная воздейст-
вием помех. Из (8.10) видно, что при S"<0 уровень принимаемого
сигнала на выходе нелинейного четырехполюсника уменьшается
вследствие уменьшения средней крутизны характеристики при воз-
действии помех, причем тем сильнее, чем больше параметр нели-
нейности характеристики (S") и амплитуда помехи (Un). Умень-
шение амплитуды сигнала при действии помех называется блоки-
рованием сигналов. Этот эффект оценивается коэффициентом бло-
кирования
^л = /сп//со=(1/4)(5я/5)С/2.	(8.11)
Для ослабления блокирования следует уменьшать уровень помех,
повышая селективность входных цепей, и применять электронные
приборы с характеристикой, близкой к линейной, т. е. с малым от-
ношением S"/S.
При одновременном воздействии на вход приемника сигнала и
модулированной помехи с амплитудой
Un(t) = Un(l+mneosaat),	(8.12)
частота которой «п не совпадает с частотами основного и побоч-
ного каналов приема, помеха будет подавлена благодаря селек-
тивности усилителя промежуточной частоты и на детектор непо-
средственно действовать не будет. Однако нелинейность электрон-
ных приборов обусловливает процесс, приводящий к неустранимо-
му искажению сигнала помехой.
Подставляя в (8.10) значения амплитуд сигнала (8.2) и поме-
хи (8.12) и пренебрегая сравнительно малыми величинами, полу-
чаем
/с ttSUс0 + SmcUсоcosQc t -j-0,5 S" UcoUno tnncosQn t-f-...,
или иначе
/с = S Uc0 [ 1 + mc cos Qc t + 0,5 (S"/S) mn U2n0 cos Qu t + ... ].	(8.13)
254
Третье слагаемое в этом выражении является результатом перехо-
да модуляции помехи на полезный сигнал. Это—явление перекре-
стной модуляции. Хотя прямое прохождение помехи (8.12) с час-
тотой Ип через селективный тракт отсутствует, ее действие проя-
вится при детектировании, так как напряжение на выходе детек-
тора соответствует модуляции с угловой частотой Qn. Это явле-
ние характеризует коэффициент перекрестной модуляции kпер> рав-
ный отношению коэффициента паразитной модуляции амплитуды
сигнала помехой, который согласно (8.13) равен O,5mn£72noS"/S, к
коэффициенту модуляции передаваемым сообщением тс, т. е.
*пер= (1/2) (тп/тс) (S7S) U2n0.	(8.14)
Из (8.14) и (8.11) видно, что пути уменьшения перекрестных
искажений те же, что и при блокировании.
8.5.	ИНТЕРМОДУЛЯЦИОННЫЕ ПОМЕХИ
Предположим, что на вход приемника одновременно с прини-
маемым сигналом . Uccoscuet действуют помехи t/nicosoini/,
ип2 cos<oI12/ и др. Начальные фазы этих переменных напряжений
не учитываются, так как они не влияют на результат дальнейших
рассуждений. Используемый участок вольт-амперной характери-
стики электронного прибора, на управляющий электрод которого
действуют эти сигналы, в общем случае, продолжая ряд (8.8),
можно аппроксимировать полиномом вида
« .
/=/0+2айи •
ft-1
Подставляя сюда вместо и сумму указанных напряжений и вы-
полняя преобразования тригонометрических функций, нетрудно
убедиться, что в спектре тока i будут иметься составляющие с
угловыми частотами <ос, coni, (оП2, ••• и гармоники 2шс, Зас, 2ani,
3coni, 2(0п2, Зшп2, а также комбинационные составляющие с час-
тотами (тсоп1±нсоп2 —рсопз±---)- Наибольшие амплитуды имеют
составляющие, для которых сумма m+n+p + ... минимальна. По-
скольку приемник настроен на частоту сос, почти все эти состав-
ляющие после преобразования частот не попадут в полосу пропу-
скания и не окажут влияния па прием полезного сигнала. Но час-
тоты некоторых комбинационных составляющих могут оказаться
близкими к «с. Эти составляющие попадут в полосу пропускания,
будут усиливаться как принимаемый сигнал, наложатся на него и
будут искажать принимаемое сообщение.
Это явление носит название интермодуляции. Наиболее опас-
ны некоторые составляющие третьего порядка, возникающие за
счет члена а3и3 аппроксимирующей функции (как видно из (8.8),
a3=S"/6). В частности, опасны составляющие с угловыми частота-
ми 2й)П1—Ып2~(0с. В этом случае fni~ (fc+M/2, т. е. для образо-
вания такой составляющей достаточно, чтобы частота помехи fni
255
находилась примерно посредине ме-
жду частотами принимаемого сигна-
ла fc и помехи fn2.
Частоты fni и fnz могут со-
ответствовать двум мощным ра-
диостанциям, работающим в со-
седних или близких каналах. Спек-
Рис. 8.6	тры таких помех и принимаемого
сигнала на частоте fc изображены
на рис. 8.6, где 1 — частотная характеристика усилителя про-
межуточной частоты (условно перенесенная на частоту /с), а 2 —
характеристика тракта радиочастоты. Помехи с частотами fni и
/п2 порознь через приемник не пройдут, так как после преобразо-
вания частота окажется за пределами полосы пропускания усили-
теля промежуточной частоты. Но, находясь в полосе пропуска-
ния тракта радиочастоты, они создадут в электронных приборах
этого тракта комбинационную помеху с частотой 2/ni—/п2, кото-
рая близка к fc и после преобразователя окажется вместе с по-
лезным сигналом в полосе пропускания.
Из помех, попадающих в полосу пропускания тракта радио-
частоты (до преобразователя частоты), могут образовываться также
составляющие с частотами fni + M—fn3~fc, вызванные нелиней-
ностью того же третьего порядка. При fni«fc + Af и fn2~fc+2Af
(Af — любая величина), получаем fn3~fс + ЗА/, т. е. помехи распо-
лагаются в трех равно удаленных друг от друга полосах частот
(например, в трех соседних каналах).
При амплитудной модуляции сигналов посторонних радиостан-
ций создаваемая ими комбинационная помеха будет амплитудио-
модулированной сообщениями, которые передаются через эти ра-
диостанции. При детектировании принимаемого сигнала наложе-
ние на него указанных помех будет искажать принимаемое сооб-
щение и может сделать его неразборчивым.
Для предотвращения интермодуляционных помех, как и пере-
крестной модуляции, необходимо добиваться хорошей линейнос-
ти входных каскадов приемника, а также принимать меры для за-
щиты входов этих каскадов от сильных помех.
8.6.	ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
АМПЛИТУДИО-МОДУЛИРОВАННОГО
СИГНАЛА ПРИ НАЛИЧИИ
АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННОЙ ПОМЕХИ
В практике радиоприема часты случаи, когда с выхода уси-
лителя промежуточной частоты к детектору вместе с полезным
сигналом попадает сигнал посторонней радиостанции. Рис. 8.7,а
иллюстрирует ситуацию, когда на детектор действуют AM сигнал
с частотой fo, на которую настроен приемник и AM помеха с ча-
стотой fn, попадающей в полосу пропускания приемника П. Рис.
256
8.7,6 иллюстрирует случай, когда частота [п находится за преде-
лами полосы пропускания 77, но вследствие недостаточной селек-
тивности ослабления помеха проникает на вход детектора (см.
«хвост» частотной характеристики). Помеха может не только не-
посредственно проходить на детектор, но и формироваться во
входных каскадах приемника из сигналов посторонних радио-
станций в результате интермодуляции (см. § 8.5).
Амплитуда биений сигнала с амплитудой 7/с и помехи с ам-
плитудой Un может быть найдена из векторной диаграммы на
рис. 8.8. Здесь Пб = а>п—сос— угловая частота биений.
Детектор не реагирует на фазовый сдвиг ср; напряжение на
его выходе определяется только амплитудой входного напряже-
ния. Найдем эту амплитуду при Un<.Uc. Случай Un>Uc не тре-
буется детально анализировать, так как при этом удовлетвори-
тельный прием передаваемых сообщений невозможен: сигнал бу-
дет «забит» помехой.
Как видно из векторной диаграммы,
{7 = K7/i? + 7/2n + 27/n7/ccosQ6/.	(8.15)
Если f/2n<i/2c, то
7/«7/с[1 + 2(7/п/7/с) cosQ600-5.
Представляя это выражение рядом по формуле бинома Нью-
тона и ограничиваясь учетом первых членов, получаем
t/«t/c(l+/n6cosQ60,	(8.16)
где m6=UnIUz.
9—12
257
Этим подтверждается известное положение, что биения подоб-
ны AM колебанию, причем тс,— эквивалентный коэффициент мо-
дуляции.
Если для биений соблюдается условие (5.35), то на выходе
детектора с коэффициентом передачи Кл получится напряжение
с частотой биений Аб = /П—fQ и амплитудой ивых = Кдисгпс, = Кди„.
В телефоне или громкоговорителе приемника будет слышен
свист с частотой Ff>. В этом состоит основное проявление по-
мехи.
В большинстве случаев источником помехи является радио-
станция соседнего частотного канала, причем частота помехи от-
личается от частоты принимаемого сигнала на постоянное значе-
ние (часто па 9 кГц). Стабильность частоты биений высокая, так
как к стабильности частот передатчиков предъявляются высокие
требования.
Частотный спектр напряжения иа выходе детектора при при-
еме AM сигнала показан па рис. 8.9. Здесь Ан и Ав — нижняя и
верхняя границы спектра передаваемого сообщения, /'о — часто-
та биений (свиста).
Благодаря постоянному Fc, помеха может быть вырезана из
спектра сигнала на выходе детектора узкополосным режекторным
фильтром, характеристика затухания которого изображена штри-
ховой линией. При этом будут подавлены и составляющие спект-
ра принимаемого сигнала, попадающие в полосу режекции, но
если эта полоса достаточно узкая, то искажение будет неболь-
шим. При Fc,>Fn подавление помехи вообще не приведет к иска-
жениям. Если Fc, выше верхней границы частот слышимых коле-
баний (Fc>>№ кГц), то роль режекторного фильтра выполняет
ухо человека.
После подавления помехи с частотой Fc, в спектре продетектп-
роваииого сигнала остаются неучтенные в предыдущем анализе
составляющие, вызванные биениями между несущей сигнала и
составляющими боковых полос помехи, по интенсивность их зна-
чительно меньше. Еще слабее проявляются биения между состав-
ляющими боковых полос спектров сигнала п помехи.
Если помеха па частоте биений подавлена фильтром или ос-
лаблена вследствие инерционности детектора, либо нс восприни-
мается слухом человека, то она может проявиться на частоте мо-
дуляции в результате прямого детектирования. Рассмотрим два
предельных случая:
детектор безынерционен, т. с. по отношению к биениям со-
блюдается условие (5.35);
условие (5.35) не соблюдается, т. е. конденсатор нагрузки де-
тектора не успевает разряжаться за период биений.
Возможен промежуточный режим, при котором и результат
исследования будет промежуточным.
В первом случае напряжение на выходе детектора изменяется
соответственно изменению амплитуды напряжения U.
258
Представим (8.15) степенным рядом и учтем члены следующе-
го по сравнению с (8.16) порядка малости:
£7 л; t/c (1 + 0,5 е—0,125 е2), где а = (Пп/[/с)2 + 2 (Un/Uc) cos Йб t.
Подставляя значение g и отбрасывая составляющие с часто-
той биений, а также члены, содержащие малую величину (Un/Uc)
в степени выше второй, и принимая во внимание, что cos2a = 0,5 +
4-0,5cos2a, получаем Ь'я Пс[1 +0,25 (Un/Uc)2 + ...].
Подставляя сюда значения Un (8.12) и Uc (8.2), находим
1 и2
[7=(7СО(1 + тс cos йс t) Н--— (1 +тп cos йп /)2 (1+шп cosQc0-1 •
4 ис0
Применяя для последней скобки формулу бинома Ньютона и
ограничиваясь учетом переменных составляющих с угловыми час-
тотами Qc и Qn, получаем
U я; Uc 0 (1 + тс cos Qc 0(0,5 U2n0U-lm„ cos Qn t.
Переменное напряжение на выходе детектора, равное ЛДИ,
содержит составляющую с частотой йс и амплитудой ПС.ВЬ1Х =
= KnUdTiQ, а также составляющую с частотой Qn и амплитудой
^7п.ВЫХ = КдО,5(П2п&/ПсО)тп.
Отношение помеха-сигнал после детектора оказывается рав-
ным
U
п.вых =
^с.вых
Полученная формула показывает, что амплитудный детектор
обладает свойством амплитудной селективности. Если Uz0 превы-
шает Ппо, например, в 10 раз, то при mn^tnz помеха на выходе
слабее сигнала в 200 раз; при этом она практически не будет за-
метна.
Примерная картина процесса во втором случае показана на
рис. 8.10. Зарядившись до напряжения, примерно равного мак-
симальной амплитуде биений Пс+Пп, конденсатор в нагрузке де-
тектора не успевает разряжаться, т. е. сохраняет напряжение
(7Вых (показано полужирной линией) почти неизменным до следу-
ющего максимума и т. д. С учетом (8.2) и (8.12)
1 / Оп о \
2 \ ^со /
(8.17)
9*
259
Следовательно, в этом случае
^п.вых/^с.вых = (^по/^со)(^п/®с)'	(8.18)
т. е. детектор воспроизводит помеху и сигнал без изменения их
соотношения и амплитудная селективность детектора не прояв-
ляется.
Инерционность детектора имеет место при сравнительно высо-
кой частоте биений, т. е. при значительной расстройке помехи по
отношению к сигналу; обычно в этом случае помеха достаточно
ослаблена в додетекторных цепях приемника и не сказывается
независимо от свойств детектора. Селективность детектора наблю-
дается в условиях близости частоты помехи к частоте сигнала,
когда селективность линейного тракта приемника с большей ве-
роятностью может оказаться недостаточной. Это обстоятельство
свидетельствует о положительной роли исследованного свойства
детектора.
8.7.	ПРИЕМНИК «СТЕНОД»
И СИНХРОННОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Выше было отмечено, что действие помехи в форме интерфе-
ренционного свиста при постоянстве несущих частот ослабляется
сравнительно просто. Более сложными методами можно ослабить
и результат прямого детектирования мешающего сигнала.
Рассмотрим действие на приемник AM сигнала и помехи с
частотами fc и fn и амплитудами Uc и Un. Расположение несущих
на оси частот показано на рис. 8.11,а (боковые полосы нс изобра-
жены). В интересном для практики случае частоты fc и fn близки.
Если при этом Uc>Un, то справедлива формула (8.17). Согласно
рис. 8.11 в данном примере это неравенство не соблюдается: ам-
плитуда помехи близка к амплитуде сигнала или даже превы-
шает ее; следовательно, формула (8.17) непригодна.
Предположим, что перед детектором включена фильтрующая
цепь, частотная характеристика которой па рис. 8.11 показана
штриховой линией. Коэффициент передачи этой цепи на частоте
/с равен Ki и в результате амплитуда несущей сигнала становится
равной U'Qo = KiUcO- На других частотах спектра коэффициент пе-
260
редачи цепи будем считать равным К2, амплитуда несущей поме-
хи станет равной [//пО = К2^по.
Если К2<^К\, то V'na<U'zQ и можно пользоваться форму-
лой (8.17).
Для боковых полос принимаемого сигнала коэффициент пере-
дачи также равен К2. Предположим, что до фильтра боковые сос-
ставляющие сигнала имели амплитуду (тс[/с0)/2, где mz— коэф-
эффицпепт модуляции. На выходе фильтра эти составляющие
будут иметь амплитуду (mcUz0/2) К2, что можно представить в
виде m'JJ'zal2, где m'z = mz(K2lKi)- Следовательно, изменение
соотношения амплитуд несущей и боковых составляющих сигна-
ла привело к изменению коэффициента модуляции. Коэффициент
модуляции помехи не изменяется, так как и для несущей, и для
боковых составляющих коэффициент передачи одинаков (К2),
т. е. па входе детектора т'п = тп.
Отношение помеха-сигнал после детектора найдем по форму-
ле (8.17), подставляя в псе значение U'u0,U'z0, т'п и т'с:
14.вых/^с.вых==0,5 (t/;i0/tQ2 КМ) =О,5(Д.,о/[/сО)2(тпМ) (ВД).
Этот результат показывает, что влияние помехи можно осла-
бить, если сделать достаточно большим отношение К\1Кг- Опи-
санное устройство позволяет подавлять помеху даже при
C'no>t7co.
Реализация такой частотной характеристики (штриховая ли-
ния на рпс. 8.11,а) представляет определенные трудности. В по-
строенном на рассмотренном принципе приемнике звукового ра-
диовещания, который был разработан и применялся в 1930-е гг.,
узкополосный фильтр имеет обычную частотную характеристику,
подобную показанной на рис. 8.11,6. При этом происходит дефор-
мация боковых полос сигнала. Если, например, огибающая спект-
ров боковых полос имеет вид кривых А и В, то После фильтра
вид их подобен кривым А' и В': составляющие, соответствующие
верхним частотам модуляции, ослаблены по отношению к нижним
(более близким к несущей). Для устранения искажений в усили-
теле звуковой частоты приемника предусматривалась цепь час-
тотной коррекции.
Описанный приемник известен в истории радиотехники под на-
званием «степод».
В годы первых экспериментов со стенодом внедрение его было
затруднено рядом обстоятельств, главным из которых была не-
стабильность настройки узкополосного фильтра на несущую час-
тоту сигнала.
Схема другого устройства, сходного со стенодом по принципу
действия, но более эффективного, изображена на рис. 8.12. Здесь
ЧСУ — частотно-селективный усилительный тракт приемника,
ЛД — амплитудный детектор, ФНЧ — фильтр нижних частот, про-
пускающий спектр продетектированного сигнала, Г — гетеродин,
напряжение которого Uo cos t>>zt совпадает по частоте и фазе с
несущей принимаемого сигнала £/ccoso)ct
261
Рис. 8.12
Рис. 8.13
В детекторе напряжение несущей частоты складывается с
сигналом [/со(1+mccosQcOcosи суммарное напряжение, как
и в предыдущем случае, принимает вид UQ0' (1 +тс' cos Qc0 X
Xcoswct причем U'c0= Uc+ Uo, a m'c = mQUc0/(Uo + Uc0). При этом
напряжение и коэффициент модуляции помехи не изменяются.
Отношение помеха-сигнал после детектора согласно (8.17) ока-
зывается равным
^п.вых/^с вых = 0,5 (Uun/Uс0)2 (пга/тс) = 0,5 (Un0/Uc0)2 х
X (тп/тс) [UCO/(UCO + UO)].
Отсюда видно, что путем увеличения напряжения гетеродина Uo
можно существенно ослабить действие помехи.
Описанный способ детектирования с ослаблением помех назы-
вается синхронным детектированием, а приемник с синхронным
детектором часто называют синхродипом.
В § 8.6 было показано, что интенсивность интерференционного
свиста пропорциональна только амплитуде напряжения помехи,
поэтому ни стенод, ни синхродин от этого проявления помехи
прием не избавляют.
Если диодный амплитудный детектор выполнен по простой
схеме на рис. 5.14 и инерционен по отношению к биениям, то ни
стенод, ни синхродин не ослабляют помеху. В этом нетрудно убе-
диться, подставив в (8.18) U'n0 вместо U„o и т'п вместо т. Что-
бы и в этом случае синхронный детектор ослаблял, его надо по-
строить по балансной схеме на рис. 8.13. Напряжение Ua от син-
хронного гетеродина поступает на диоды УД\ и ЕДг с одинако-
вой фазой, а напряжение сигнала Uc — со вторичной обмотки
трансформатора в противофазе. При этом Uo значительно превы-
шает Uc. В результате на верхнем диоде амплитуда полного на-
пряжения с частотой fc (/сов = [/о+^с, а на нижнем Uc0H= U0—Uc.
Как показано в § 8.6, при действии помехи с амплитудой Un
в случае инерционного детектора продетектированное напряжение
на нагрузке диода УД[ ийЫХ i х [/сов + U„, а на нагрузке диода
УД2	^сон+^п. Результирующее напряжение на выходе де-
тектора Г/Вых=^вых1—^ВЫх2. Подставляя сюда значения напря-
262
жений, получаем [/Вых = 21/С. Следовательно, на выходе балансно-
го синхронного детектора будет только сигнал, помехи же не бу-
дет.
Если диодные детекторы безынерционны по отношению к бие-
ниям, то остается в силе формула (8.17); нетрудно показать, что
при этом помеха в балансном детекторе не компенсируется, но
подавляется с такой же эффективностью, как и в небалансном
синхронном детекторе.
Синхронизация гетеродина Г с несущей сигнала осуществляет-
ся в устройстве по схеме на рис. 8.12 при помощи цепи фазовой
АПЧ, в которую входят фазовый детектор ФД и узкополосный
фильтр нижних частот УФНЧ. Благодаря узкой полосе пропуска-
ния УФНЧ на напряжение на его выходе практически не влияют
модуляция сигнала и присутствие помехи. Цепь УЦ (обычно ва-
рактор) управляет частотой гетеродина Г. Фазовращателем ФВ
обеспечивается сипфазность гетеродинного напряжения с несу-
щей принимаемого сигнала.
8.8.	ОГРАНИЧЕНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
В ПРИЕМНИКЕ АМПЛИТУДНО-
МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА
На рис. 8.14,а показано, как изменяется напряжение сигнала
(С) иа резисторе нагрузки диодного амплитудного детектора, ис-
каженное сильными импульсными помехами (П\ и П2). Действие
помех можно ослабить, если ограничить напряжение на уровне
А—А, соответствующем максимальному значению продетектиро-
ванного сигнала. Пример схемы простейшего ограничителя приве-
ден на рис. 8.15. Па выходе детектора включен диод УД, выпол-
няющий функции ключа. Диод открыт («ключ замкнут») благо-
даря подаче на его анод положительного напряжения от источни-
ка ЭДС Е, равной максимальному напряжению продетектирован-
ного сигнала при коэффициенте модуляции т=1. Напряжение с
резистора R через диод поступает на выход детектора.
263
а)
Рис. 8.15
Если напряжение иа резисторе R превысит ЭДС Е, то резуль-
тирующее напряжение на аноде диода станет отрицательным и
диод запрется («ключ размыкается»). На выходе цепи в течение '
времени запирания диода сохраняется постоянное напряжение Е.
Максимальное напряжение на выходе детектора при т=1 в два ;
раза превышает напряжение продетектированной несущей, по-
этому принимают E^2U.:!.
При неизменном Е действие ограничителя нарушается, если
изменяется напряжение сигнала. При уменьшении сигнала (рис.
8.14,6) и прежнем пороговом напряжении Е помеха 77, проходя-
щая через ограничитель, значительно превышает принимаемый ;
сигнал. В этом случае целесообразно иметь порог ограничения J
на уровне В — В, но этот порог неприемлем в случае, показанном :
на рис. 8.14,а, так как при этом вместе с помехой срезается и >
часть сигнала.	!
При увеличении напряжения принимаемого сигнала (рис.
8.14,в) пороги А—А и В — В также неприемлемы, так как огра- ,
ничитель срезает не только помеху, по и сигнал. В этом случае 1
целесообразно повысить порог ограничения до уровня С—С\ од- 
нако такой порог слишком высок для случаев, показанных на ;
рис. 8.14,а и б. Следовательно, желательно так регулировать ;
порог ограничения, чтобы обеспечить повышение его при увеличе- i
нии напряжения сигнала и понижение при уменьшении. Такое ре-
гулирование можно осуществлять, если сформировать напряже-
ние Е из самого принимаемого сигнала. Пример схемы ограничи-
теля помех с регулируемым порогом приведен на рис. 8.15,6.
Принцип действия этого ограничителя не отличается от предыду-
щего. Напряжение Е в данном случае выделяется фильтром ниж-
них частот RC из продетектированного сигнала. Чтобы напряже-
ние Е превышало вдвое среднее значение напряжения и, выходное
напряжение детектора через диод УД снимается от средней точ-
ки нагрузки.
8.9.	ПРИЕМ ДВУХПОЛОСНОГО
АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННОГО
СИГНАЛА С ПОДАВЛЕННОЙ НЕСУЩЕЙ
Несущая AM сигнала не содержит передаваемого сообщения, но на нее тра-
тится большая часть мощности передатчика. С помощью балансного модулято-
ра можно получить сигнал в виде двух полос без несущей. В этом случае мощ-
264
ность передатчика может полностью расходоваться на создание боковых полос,
содержащих передаваемую информацию. Благодаря увеличению мощности полез-
ной части спектра излучения уменьшается влияние На радиоприем аддитивных
помех.
Один из способов приема таких сигналов состоит в восстановлении несущей
з спектре сигнала, поступившего в приемник. Напряжение с нужной частотой и
фазой может быть получено от гетеродина или синтезатора. Однако при неточ-
но установленной фазе несущей принимаемое сообщение сильно искажается, ли-
бо воспроизведение его может оказаться вообще невозможным (см. § 8.1).
Чтобы несущая могла быть восстановлена в приемнике с правильной фа-
зой, ее подавляют в передатчике не полностью, оставляя несколько процентов
от нормального уровня. В приемнике остаток несущей выделяется из спектра
сигнала узкополосным фильтром, усиливается и служит для фазовой АПЧ ге-
нератора несущей. Поскольку остаток несущей используется для управления
частотой и фазой генератора, его называют «пилот-сигналом». Напряжение от
генератора, синхронизированного цепью АПЧ с пилот-сигпалом, прибавляется к
спектру сигнала, т. е. к двум боковым полосам. В итоге восстанавливается нор-
мальный AM сигнал, который затем детектируется обычным амплитудным де-
тектором.
Вследствие сложности описанный способ приема не обладает достаточной
надежностью. Как известно из § 6.11, фазовая АПЧ обеспечивает совпадение
частоты генератора с частотой подводимого сигнала, но фазы их могут разли-
чаться. Рассмотрим иной способ, который при отсутствии сильных радиопомех
позволяет осуществить достаточно точное детектирование.
На рис. 8.16,а показана диаграмма полного AM колебания с амплитудой не-
сущей Uo- Если несущая подавлена, то колебание изменяется так, как показа-
но иа рис. 8.16,6. В результате амплитудного детектирования этого колебания
напряжение принимает форму, изображенную на рис. 8.16,в; его переменная со-
ставляющая содержит только вторую и более высокие гармоники, ио вовсе не
содержит составляющей с частотой модуляции. Для преобразования этого на-
пряжения в передаваемое сообщение в
специальной цепи в моменты времени,
когда напряжение на рис. 8,16,в падает
до нуля (/i, t-> н т. д.), формируется уп-
равляющие импульсы типа показанных
иа рис. 8.16,г. Схема преобразования вы-
прямленного сигнала приведена на рис.
8.17, где К — ключ, а УУ — устройство,
Рис. 8.16
265
управляющее ключом (при практической реализации ключ выполняется электа^И
ройным). Каждый импульс иа рис. 8.16,г переводит ключ из одного положениями
в другое. В результате в моменты tb /2 и др. полярность напряжения меняется^И
на обратную и получается сигнал вида рис. 8.16,<?, соответствующий передавае-^И
мому сообщению, что и .требуется.
8.10.	ПРИЕМ ОДНОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ I
В § 8.2 рассмотрен случай неточной настройки приемника, Я
когда к детектору подводятся только несущая и одна боковая Я
полоса AM сигнала. При этом прием сигнала возможен и даже В
более стабилен, чем прием двухполосного сигнала, так как не иг- 
рает роли фазовый сдвиг несущей. Недостатком такого приема В
является возрастание нелинейных искажений, но согласно (8.6) В
искажения можно уменьшить искусственным увеличением ампли- Я
туды несущей U'Co. Отсюда видны преимущества однополосной ра- Я
диосвязи, при которой одна из боковых полос в спектре излуче- Я
ния передатчика вообще отсутствует. Не излучается и несущая, Я
что, как видно из § 8.9, позволяет при одинаковой мощности пе- Я
редатчика значительно повысить мощность основного (содержа- Я
щего передаваемую информацию) излучения и этим ослабить вли- Я
яние помех.	Я
Увеличение напряжения несущей U'c0 легко реализуется при Я
получении этого напряжения от вводимого для этой цели в при- Я
емник генератора или от синтезатора. Применение синтезатора Я
обеспечивает наиболее простое решение задачи, если точно из- Я
вестна частота принимаемого сигнала.	Я
Помимо более эффективного использования мощности передат- Я
чика радиосвязь на одной боковой полосе без несущей имеет ряд Я
других преимуществ, главными из которых являются:	Я
повышение устойчивости к замираниям. Замирания сигналов 
могут быть причиной уменьшения амплитуды несущей или изме- Я
нения ее фазы. Как отмечалось, это ведет к искажению огибаю- Я
щей модулированных колебаний и после детектирования проявля- 1
ется как искажение принятого сообщения;	I
сужение спектра излучения в два раза. Это позволяет увели- I
чить пропускную способность радиолинии путем одновременной Л
передачи через один передатчик двух или более сообщений (на- Я
пример, телефонных разговоров) в виде независимых однополос- I
ных сигналов.	
Преимущества однополосных систем привели к их широкому I
применению в радиосвязи и вытеснению AM сигналов с несущей S
и двумя боковыми полосами. Достижения микроэлектроники еде- Я
лали возможным переход к однополосной системе и ц звуковом Я
радиовещании, но в данное время это признано нецелесообраз- л
ным, поскольку у населения всех стран мира имеются сотни мил- «
лионов радиовещательных приемников, пе приспособленных для й
приема однополосного сигнала. Кроме того, начинается внедре- $
ние в диапазонах ДВ и СВ стереофонического радиовещания, ко- t
торое требует другого вида модуляции (см. § 8.11).
266	*
Внедрение однополосной радио-
связи потребовало решения трех
главных задач: уменьшения не-
линейных искажений при детек-—
тировании; генерирования в прием-
нике напряжения, частота которого-
точно равна частоте несущей, по-
давленной в передатчике, автомати-
ческой регулировки усиления.
Нелинейные искажения можно
уменьшить, увеличив напряжение от	Рис 8Л8
генератора несущей. Другой способ
состоит в применении балансного амплитудного детектора, один из
вариантов схемы которого изображен на рис. 8.18. В основе его
действия лежит известное свойство балансных цепей: ослабление
нелинейных искажений, проявляющихся в наличии четных гармо-
ник.
В детекторе на рис. 8.18 на диод УД\ действует напряжение
Ui, равное U0-\-Uc, а на диод УД2— напряжение U2, равное
Uo—Uc, где Uc — принимаемый однополосный сигнал в половине
вторичной обмотки трансформатора. За модель однополосного сиг-
нала будем принимать (7ссо5(<оо4-й)Л Напряжение от генерато-
ра несущей u2 = U2 cos mot.
Из векторной диаграммы, аналогичной рис. 8.4, находим ам-
плитуды напряжений на диодах УД< и УД2:
Uc cos co t,
Ut = VПо +и2с—2 Uo Uc cos со t.
Обычно П2о^>П2с и напряжение на выходе детектора можно
представить формулой
«вых ~ По Дд 1 4-2 cos й Л0,5 — (I —2 — cos Й Л0,5] .
и ''II 1 fl	I	\	ft	/ I
I \ Ь'о	/	\	ио	/ J
Здесь Ка — коэффициент передачи детектора. Применяя форму-
лу бинома Ньютона, можно переписать это выражение в виде
«вых « Uo 0 +(Uc/U0) cos й t-(l/8) [2 (UC/UQ) cos Й /]24- -
...-1 +(Uc/U0) cos Й t + (1/8) \2 (Uc/U0) cos Й (J2 - ...}.
Поскольку cos2 й/=0,54-0,5 cos 2й/, в небалансном детекторе
имеют место нелинейные искажения. На выходе балансного де-
тектора они компенсируются и остается пВЫх~ ПСКД cos QL
Искажения из-за нечетных гармоник, вызванные членами со
степенями более высокого порядка, останутся, но при U20^>U2e.
они имеют малое значение.
При определении требований к точности частоты напряжения
несущей, генерируемого в приемнике, следует учесть, что откло-
нение этого частоты от номинального значения влечет за собой
изменение частоты сигнала на выходе детектора. Если бы в пре-
267
дыдущем случае угловая частота генератора несущей была не
®о, а <й0 + Ды, то частота напряжения на выходе детектора была
бы не Qc, а (бз0 + Пс) — (wo+A(o)=Qc—Д<о. Отсюда видно, что не-
точная настройка генератора несущей приводит к искажению при-
нимаемого сообщения. В частности, при Дю=йс сигнал вообще
невозможно воспроизвести, поскольку Qc—Дсо = О.
Для более детального выяснения последствий отклонения час-
тоты генератора от номинального значения рассмотрим состав-
ляющие спектра реального сигнала, имеющие кратные частоты
F, 2F, 3F... Такие составляющие содержатся в звучании музы-
кального инструмента, в гласных звуках речи и др. В спектре
радиоизлучения этим составляющим соответствуют частоты f0 +
~FF, fo-i-2./7, fo-f-З/7, а после детектирования в приемнике с не-
точно установленной частотой генератора несущей они преобразу-
ются в частоты F—Af, 2F—Af, 3F—Af и т. д. Нетрудно видеть,
что теперь эти частоты некратны; при воспроизведении такой звук
будет хриплым, искаженным. Искажения мало заметны, если рас-
стройка генератора Af не превышает нескольких герц.
Особенно жестки требования к точности частоты при высоко-
качественном воспроизведении музыки: Af^2... 3 Гц. При Af^z
^20 Гц ухудшаются естественность и узнаваемость речи, а при
Д/>250 Гц заметно снижается разборчивость.
При работе радиолинии иа фиксированных частотах достаточ-
ная точность и стабильность частоты восстанавливаемой несущей
обеспечивается синтезатором. Широко распространены системы
однополосной радиосвязи с пилот-сигналом. В приемнике с цепью
АПЧ роль пилот-сигнала выполняет остаток несущей, кото-
рая не полностью подавляется в передатчике. Упрощенная схема
приемника для этого случая показана на рис. 8.19. Здесь ,П —
преселектор, Пр — преобразователь и УПЧ — усилитель проме-
жуточной частоты; Д — детектор.
Совпадение частот гетеродина Д и подавленной несущей
сигнала обеспечивается цепью фазовой АПЧ. Для этого пилот-
сигнал, выделенный узкополосным фильтром Фь и напряжение
генератора несущей Г подаются иа входы фазового детектора
Рис. 8.19
268
ФД, выходное напряжение которого, сглаженное фильтром Ф2 и
при необходимости усиленное усилителем У, действует на уп-
равляющую цепь УЦ гетеродина Гг преобразователя частоты.
Сложной задачей при однополосной радиосвязи является осу-
ществление АРУ, которая необходима на радиолиниях с зами-
раниями сигнала. В приемниках AM сигналов, т. е. двухполосных
сигналов с несущей, регулирующее напряжение для АРУ получа-
ется выпрямлением сигнала и сглаживанием его в фильтре ниж-
них частот (см. § 6.3—6.5). Полученное регулирующее напряже-
ние пропорционально напряжению несущей сигнала. При умень-
шении несущей усиление возрастает, а при увеличении ее —
уменьшается. Такая регулировка гарантировать постоянство на-
пряжения сигнала на выходе приемника не может, так как изме-
нение несущей может не сопровождаться замиранием боковых
полос, от напряжения которых зависит напряжение на выходе
детектора. Тем не менее опа применяется, так как улучшает ста-
бильность приема. При однополосной радиосвязи напряжение
сигнала изменяется не только вследствие замираний, но в боль-
шей степени в зависимости от характера передаваемой информа-
ции. При передаче речи, например, боковая полоса исчезает при
каждой паузе и увеличивается при возрастании громкости. По-
этому для получения регулирующего напряжения нельзя исполь-
зовать простое выпрямление напряжения сигнала, как это имело
место в устройствах по схеме на рис. 6.3.
В цепях АРУ приемников однополосной радиосвязи с приме-
нением пилот-сигнала регулирующее напряжение формируют, вы-
прямляя усиленный пилот-сигнал. Такая цепь и показана па рис.
8.19, УПС—усилитель пилот-сигнала, выделенного фильтром Фй
В—выпрямитель, ФНЧ — фильтр нижних частот. Напряжение,
сглаженное ФНЧ, подается в цепи регулирования усиления П и
УПЧ.
Регулировка усиления по уровню пилот-сигнала (остатка не-
сущей) подобна АРУ приемников полного AM сигнала и имеет
тот же недостаток: изменение пилот-сигнала недостаточно связа-
но с изменениями уровня принимаемой боковой полосы. Если по
однополосной радиолинии передаются не телефонные аналоговые
сигналы со случайно изменяющейся амплитудой, а сигналы ста-
ционарной амплитуды, например телеграфные, регулирующее на-
пряжение формируют из них, а не из пилот-сигнала.
8.11.	ПРИЕМ ДИСКРЕТНЫХ
АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
Данные вычислительных центров, квантованные непрерывные
сообщения и телеграммы передаются по радиолиниям в форме
дискретных (обычно двоичных) сигналов. Известны амплитуд-
ная, частотная и фазовая манипуляции передатчиков. Рассмотрим
особенности приема сигналов с амплитудной манипуляцией.
269
Исходное сообщение содержит посылки положительной (сим-
вол 1) и отрицательной (символ 0) полярности. При AM символу
1 соответствует передача несущего колебания в течение времени
Т (посылка), символу 0 — отсутствие колебания (пауза). Радио-
приемное устройство для дискретных сигналов, как и любое дру-
гое, состоит из двух основных частей: частотно-селективного
усилительного тракта (часто его называют «главным трактом
приема») и демодулятора, в котором осуществляется детектиро-
вание и обработка сигналов. Приемник дискретных AM сигналов
отличается от приемника непрерывных сообщений построением
демодулятора. Типичный вариант схемы приемника изображен на
рис. 8.20. Амплитудный детектор АД, следующий за главным
трактом приема ГТП, преобразует входной сигнал в посылки по-
стоянного тока, которые сглаживаются фильтром нижних частот
ФНЧ. Фильтр осуществляет дополнительную фильтрацию сигна-
ла от помех, если полоса пропускания приемника до детектора
шире оптимальной. После ФНЧ сглаженные посылки поступают
на пороговое устройство ПУ, где сравниваются с пороговым уров-
нем для принятия решения о переданном символе (1 или 0). По-
скольку амплитуда сигнала меняется вследствие замираний, по-
роговый уровень должен быть изменяющимся (следящим). Сле-
жение обеспечивает детектор порогового уровня ДПУ, у которо-
го постоянная времени нагрузки соизмерима с интервалом кор-
реляции замираний сигнала, т. е. больше, чем у основного детек-
тора АД. Посылки с АД поступают на пороговое устройство с не-
которой задержкой в ФНЧ, чтобы пороговый уровень успел уста-
новиться. В пороговом устройстве наряду с принятием решения
формируются прямоугольные импульсы. Для уменьшения влия-
ния помех во время длительных пауз применяется устройство за-
щиты (на рис. 8.20 не показано), которое запирает тракт приема
в паузах («автостоп»). Прямоугольные импульсы постоянного то-
ка с выхода порогового устройства ПУ можно использовать для
работы оконечной аппаратуры непосредственно, если она нахо-
дится вблизи радиоприемного устройства. Если оконечная аппа-
ратура расположена на расстоянии от приемника, то в соедини-
тельную линию подают импульсы звуковой частоты (это позво-
ляет уменьшить искажения импульсов в линии). Для этого приме-
няют тонмаиипулятор ТМ, к которому подводятся колебания от
Рис. 8.20
270
•тонального генератора ТГ. На другом конце линии для подачи на
оконечное устройство тональные посылки преобразуются в по-
сылки постоянного тока при помощи усилителей-выпрямителей.
Г л а в а 9 ПРИЕМ СИГНАЛОВ С УГЛОВОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
9.1. ИСКАЖЕНИЯ
ЧАСТОТНО-МОАУДИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
ПРИ МНОГОЛУЧЕВОМ РАСПРОСТРАНЕНИИ
РАДИОВОЛН
Модель сигнала, применяемая при проверке основных показате-
лей приемника модулированных сигналов и при анализе его
свойств, характеризуется формулами (8.1) и (8.3), причем в слу-
чае ЧМ f/c = const. Частота модуляции F обычно много меньше
средней частоты ЧМ сигнала /р, поэтому как и при AM, сигнал
является квазигармоническим и можно воспользоваться квазиста-
ционарным методом анализа. В каждом отрезке времени, состав-
ляющем небольшую часть периода модуляции, можно считать его
гармоническим с угловой частотой w (/) = d^Q(t)/dt, следователь-
но,
со (O = «o + dgc (Z)/d<	(9.1)
или с учетом (8.3) w(/) =<оо+А<о(0-
Если девиация угловой частоты Ao> = A(om cos Q<7, то
lc (t) = ( Аыт cos Qc tdi = ^2- sin йс t	(9.2)
о	Qc
Следовательно, в (8.3) амплитуда девиации фазы
?cm = A(om/Qc = A./m/Kc.	I9.3-)
Эта величина называется индексом частотной модуляции.
Рассмотрим, как и для AM в § 8.1, двухлучевое распространение радиоволн
как частный случай многолучевого распространения. В этом случае подобно рас-
смотрению AM сигнала [см. формулу (8.4)] можно представить сигнал в месте
приема в виде
и (/) = ис (/) cos [со01 -Нс (/)] + a Uс cos [<оо (/—т)—-£с (t — т)].
Полагая, как и ранее, а<1, пользуясь векторной диаграммой на рис. 9.1,
преобразуем это выражение к виду
u(t) = U (t) cos [со0 / + 5с (0 + Ф W1 •	(9-4)
271
rr -------- '	^^7 При этом	I
^с/	U^/	r______________________ /
7	/\ U(t)=V Vl+(aU^-\-2aUl^Q ,.
7>^P\ U^/K	(9.5)
<p= arctg [a’sin 0/(1 4-cos 0)],	(9.6)
Рис9Л	6 = 5c(i—r)—50(t) —wor.	(9.7)
Дополнительный угол <p(t) изменяется no закону, отличному от синусои-
дального, т. е. от закона модуляции передаваемого сигнала, который характери-
зуется gc(/).
Угловая частота результирующего сигнала в аитеиие приемника согласно
(9.4)
о' (/) = сод + Ди (/) + бей (t),	(9.8)
где 6co(t) =dq(f)ldt, причем <о' отличаетси от и (9.1) дополнительным слагае-
мым 6со(/). Вследствие несниусоидальиостн изменения <f(t) будет иесинусои-
дальиой и дополнительная модуляция. Изменение напряжения иа выходе частот-
ного детектора соответствует изменению частоты, следовательно, из-за многолу-
чевого распространения ,в спектре воли появятся составляющие с частотами, от-
личающимися от частоты модуляции, т. е. будут иметь место нелинейные иска-
жения. Напряжение этих составляющих пропорционально 6co(Z), а напряжение
полезного сигнала пропорционально Д<в(/).
Искажения будут тем меньше, чем меньше амплитуда запаздывающего лу-
ча, т. е. чем меньше а. При а<1, т. е. при обычно имеющем место неравен-
стве амплитуд, для ориентировочной оценки искажений можно пренебречь в
(9.6) acosO по сравнению с единицей и полагать q>=arctg(a sin 0) sin 0. При
этом 6со(/) ~a(d0/rf/)cos 0. С учетом (9.7) и (9.2)
&о (0 « а Дшщ cos 0 [cos'Q0 (t—т) — cos йс •	(9.9)
Прн больших фазовых сдвигах йст, возможных в широкополосных системах
связи, в которых FB достигает больших значений (мегагерцы, десятки мегагерц),
ЙСТ может иметь порядок л. В этом случае 6<o(t) может принимать наиболь-
шее значение при cos0~l и cosQc(t—т)—cosQct~2. При этом С(йт/Дшт»»2а.
Отсюда видна вредная роль запаздывающих сигналов, например, приходя-
щих в место приема по зигзагообразной траектории с рядом последовательных
отражений от реальных объектов (гор, зданий и т. п.).
Во многих случаях, например, в звуковом радиовещании на метровых и
дециметровых волнах с применением ЧМ, в котором Гешах»» 10 кГц, фазовые
сдвиги модуляции запаздывающих сигналов Йст невелики. Учитывая, что
cosQc(/—т)—cos Qct=2 sin 0,5йст sin йс (/—0,5т) и sin О,5йоТ=О,5йст, предста-
вим (9.9) в виде
бсо (0 « а Ь(йт cos 0 й0 т sin Йо (/ — 0,5 т).	(9.10)
Здесь с учетом (9.7) и (9.2)
0 « (Дй>т/Йо) [sin Qa'(t—т) —sin йс /] —а>о *>
что, преобразуя обычным образом разность сниусов и учитывая sin йсТ^йсТ,
нетрудно представить в виде
0«—+	Йс (t—0,5 т)[.
272
Преобразуя косинус суммы углов и учитывая малость Д<вт по сравнению с со»,
представим cos 0 в виде
cos 0 « cos <й0 т cos [2 Дсот т cos й0 (t — 0,5 т)] —
— sin <й0 тsin [2 ДсОщТ cos Qc (t—0,5 т)],
или с учетом малости Дсотт
cosO « cos ®от— 2 Д comтsin<в0тcosйс (/— 0,5 т).	(9.11)
Подставляя это значение в (9.10), получаем
6 <о (/) « а Д(Вт й0 т cos <о0 т sin Qc (t —0,5 т) —
—а (До)тт)2 Qosin <B0Tsin2Qc (t—0,5 т).
Амплитуда первого слагаемого в этом выражении аДштйсТ cos сооТ в рассматри-
ваемых условиях значительно меньше амплитуды входящей в (9.8) основной со-
ставляющей модуляции Дю(П, равной Д®т, следовательно, ею можно прене-
бречь. Вторая составляющая изменяется с двойной частотой модуляции; отно-
шение ее к Дсот есть коэффициент гармоник. Он максимален при sincooT=l,
т. е. в этом случае
йДмтйст2.
Например, при аа:0,5, Гс«5 кГц, Afm»50 кГц и т«5 мкс получим /г'г«12°/о.
Отсюда видно, что нелинейные искажения, вызываемые многолучевым распро-
странением, могут быть очень значительными. С этой возможностью необходимо
считаться при выборе типов и размещении приемных антенн. Чем острее на-
правленность антенны, тем меньше вероятность попадании на вход приемника
запаздывающих сигналов, обычно приходящих с боковых направлений.
Нелинейные искажения вследствие многолучевого распространения возрас-
тают в случае недостаточно эффективного амплитудного ограничения при час-
тотном детектировании. Чтобы выяснить этот вопрос, предположим, что амп-
литудный ограничитель имеет характеристику вида рис. 9.2,а, а частотный дис-
криминатор — идеальную характеристику вида рис. 9.2,6.
Напряжение на входе ограничителя будем полагать равным	где
К — коэффициент усиления предшествующих каскадов, a U(t) определяется по
формуле (9.5). Полагая заменяя квадратный корень степенным рядом и
ограничиваясь учетом малой величины первого порядка, представим эту форму-
лу в виде 1/(/)«{/с+ДПс, причем MJ<.=aUc*x>s 0.
273
Напряжение а: а выходе ограничителя определим как
t/огр ~KUa [1 + |л(АД Uс!К Uс)},	(9,12)
где |Л характеризует крутизну характеристики ограничителя выше порога огра-
ничения. В случае идеального ограничителя ц=0, а при отсутствии ограничения
ц=1.
На выходе частотного дискриминатора напряжение будем считать равным
{/вых ~ {/огр Ачд А /.	(9.13)
Здесь Лчд—коэффициент, зависящий от конструкции и параметров цепей час-
тотного детектора. Не учитывая при приближенном рассмотрении выявленных
выше искажений частотной модуляции, (будем полагать Af = Afmcos Qct. Следо-
вательно,
вых ~ К. Uс (1	р acosG) Хчд AfmcosQcf
или с учетом (9.11)
{/вых ~ Wc {1 + Р a [cos ш0 т — 2 Awm т sin w0 т cos йс (/ —
— 0,5т)]} Л^д A cos <2С/.
Амплитуда составляющей этого напряжения с угловой частотой йс
UQc ™ % {/с (1 -г М a cos ®0 т) Лчд A fm •
Поскольку
cos Qc(t— 0,5т) cos Йс t = 0,5 cos (2 Qc t — 0,5т) + 0,5 cos 0,5 йс t,
в выходном напряжении обнаруживается и вторая гармоника с амплитудой
{/2ЙС » Wc Н а Дсощ т sin со0 тАчдА/т-
Следовательно, из-за несовершенства ограничителя к выявленным выше нели-
нейным искажениям добавятся искажения, характеризуемые коэффициентом гар-
моник
kr ца Дсот т sin со0 т/(1 ц a cos со0 т).
При sin (о0т= 1 и cos соот=0
kr as |i а Дыт т.
Например, при и—0,2 н при прочих условиях предыдущего примера /г"г =
— 20%. Отсюда видна важность хорошего амплитудного ограничения: искажения
могут быть очень значительными, по при ц->-0 £"г-*0.
9.2. ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫЕ
СИГНАЛЫ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ
приемника
Как и при AM (рис. 8.3), иа прохождение ЧМ сигнала через
додетекторный тракт приемника влияют совместно амплитудно-
и фазочастотные характеристики этого тракта. При рассмотрении
этого влияния предположим, что принимаемый сигнал имеет по-
стоянную амплитуду [/с и изменяется только его угловая часто-
274
та по закону Aci)=A(i)m cos Q<7, а соответственно и фаза согласно
формуле (9.2). Предположение о постоянстве амплитуды означа-
ет, что передатчик считается идеальным, а распространение волн
однолучевым.
Из теории передачи сигналов известно, что ширина частотного
спектра ЧМ сигнала теоретически бесконечна. При девиации час-
тоты Afm и частоте модуляции /?с энергия колебаний практичес-
ки сосредоточена в полосе FIx2(\fm + Fc). Соответственно при-
мерно такой должна быть и полоса пропускания устройств, через
которые проходят ЧМ сигналы. Однако большое значение имеют
равномерность амплитудно-частотной характеристики в полосе
пропускания и линейность фазовой характеристики. Для упроще-
ния рассуждений рассмотрим влияние этих характеристик раз-
дельно.
При Fc<^fo изменение частоты можно считать сравнительно
медленным и полагать, что коэффициент передачи К в процессе
модуляции изменяется в соответствии с амплитудно-частотной ха-
рактеристикой, снятой в статическом режиме. Сплошная линия на
рис. 9.3 показывает изменение К при точной настройке приемни-
ка на среднюю частоту сигнала f0, а штриховая — при неточной
настройке. В первом случае К изменяется с частотой, равной уд-
военной частоте модуляции, а во втором—-в большей мере с час-
тотой модуляции, хотя это изменение и несинусоидально, т. е. в
нем содержится и вторая гармоника. В обоих случаях изменение
К-содержит и высшие гармоники, но для простоты рассуждений
они далее не учитываются.
Предположим, что ft изменяется по закону ft~fto+fti cos —
—ft2Cos2Q<7. Из-за изменения коэффициента передачи сигнал с
изменяющейся частотой, проходя через линейный тракт приемни-
ка, приобретает так называемую «сопутствующую» амплитудную
модуляцию.
275
Если ограничитель не идеален, то напряжение на выходе час-
тотного детектора найдем подобно тому, как это сделано в § 9.1,
с учетом формул (9.12) и (9.13), т. е.
» Ко {1 +Р- [(A’i/A’o) cos йс (К2/К0) cos 2 йс Я} X
X Кчд Kfm cos Qc i.
Основная составляющая первой гармоники в спектре напряжения
^вых
Wflc	Ко U с Кчд A fm COS Qc t,
вторая гармоника
«2ЙС « (1/2) Ко Uc р (КМ Кчд A fm cos 2 Qc t,
третья гармоника
«зйс « — (1/2) Ко Uс и (К21Ко) K4a&fm cos 3 Qc t.
Коэффициент гармоник
kT« V ulQc+ulsMc = (iMV(KM2 + (KM2-
Следовательно, при недостаточно эффективном ограничителе
(ц=#0) нелинейные искажения могут возникнуть не только в
результате многолучевого распространения радиоволн в прост-
ранстве, но и из-за сопутствующей AM, возникающей в самом
приемнике.
Переходя к рассмотрению влияния фазовой характеристики на
ЧМ сигнал, предположим, как и ранее, что на входе приемника
действует сигнал вида (9.1) с модуляцией вида (9.2). Ввиду от-
носительной медленности модуляции будем, как и ранее, пользо-
ваться квазистациопарным методом. Сигнал на выходе частотно-
селективного тракта приемника будем считать имеющим вид
(9.4), где ф(/) —фазовый сдвиг, возникающий в этом тракте.
Угол ср изменяется во времени потому, что он зависит от час-
тоты, которая изменяется согласно (9.2). Можно, следовательно,
этот угол представить более точно как функцию вида
ф[Аы(/) ].
Для простоты анализа не будем учитывать изменения ампли-
туды U, т. е. будем полагать ее постоянной, что обеспечивается
применением эффективного амплитудного ограничителя.
На рис. 9.4 изображена фазочастотная характеристика ли-
нейного тракта приемника. От характеристики иа рис. 8.3 она
отличается только масштабом: по оси абсцисс отложена угловая
частота. Штриховой линией показана характеристика группового
запаздывания сигнала, которое определяется как производная
Угловая частота сигнала на выходе додетекторного тракта
приемника ы' аналогична (9.8), причем как и в § 9.1, бы (/) =
= dtp(/)/dt, что целесообразно представить в виде
бы (/) = [d ф (w)/d ы] (d &ldt) = т (ы) (d uddt).
276
На рис. 9.4 справа изображено также изменение т3 в процес-
се модуляции: сплошной линией при совпадении средней часто-
ты сигнала с частотой настройки приемника, штриховой при рас-
стройке. При Лсо = Д(о,п cos Qct изменение группового запаздыва-
п
ния можно представить рядом Фурье т3~то+ S TKcosftQc/ и
fe«=i
соответственно
со (t) = d фс (f)ldt = w0 -Ь Awmrcos'Qe t +
4-	Qc sin Qc t | t0 + £ Tft cos k'Qc t
\	*=i
Определяя напряжение на выходе частотного детектора по
формуле (9'13), в которой А/ = А(о/2л и в данном случае С/0Гр=
= const, найдем
«вых = (1/2 л) Uогр	{cos Qc t-|-Qc Tq sin Qc /4*
4-0,5 Qc [t2 sin wc t + (Tj—t3) sin 2Qc/4-t2 sin 3'QC t +
4-	t3 sin 4 Qc t -J-...]}.
Отсюда видно, что изменение модуляции, зависящее от формы
фазовой характеристики, проявляется после детектирования в
виде нелинейных искажений. Их не было бы, если бы были рав-
ны нулю Ti, та, тз и т. д. Из рис. 9.4 видно, что это условие было
бы соблюдено, если бы в полосе изменений частоты 2Д/т харак-
теристика группового запаздывания т3 имела вид горизонтальной
прямой линии, т. е. если бы в этой полосе частот фазочастотная
характеристика была линейна.
277
9.3.	НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
ПРИ ЧАСТОТНОМ ДЕТЕКТИРОВАНИИ
В числе частотных детекторов, применяемых в радиоприем-
ных устройствах, значительное место занимают рассмотренные в
§ 5.10 детекторы, основанные на преобразовании ЧМ сигнала в
резонансных цепях (см. рис. 5.32 и 5.35). Поскольку в обоих
случаях имеет место амплитудное детектирование, возможны не-
линейные искажения, рассмотренные в § 5.5 (см. рис. 5.15); для
их избежания должны быть выполнены полученные там условия.
Нелинейные искажения могут вызываться также кривизной
рабочего участка характеристики частотного детектора (см. рис.
5.36 и 5.39); это учитывается путем такого выбора параметров
цепей детектора, чтобы отклонения рабочего участка от прямой
линии были минимальными.
Причиной искажений могут быть также несоответствие поло-
сы изменений частоты, равной 2Afm, ширине рабочего участка и
неточная настройка приемника па среднюю частоту сигнала. Оба
эти случая поясняются рис. 9.5, из которых видно, что выходное
напряжение при синусоидальной частотной модуляции получается
искаженным. Для избежания расстроек (рис. 9.5,6) в приемниках
ЧМ используют АПЧ.
278
9.4.	ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
ЧАСТОТНО-МО АУДИРОВАННОГО СИГНАЛА
ПРИ НАЛИЧИИ ПОМЕХИ
Аддитивная помеха при ЧМ, как и при AM, может искажать'
принимаемое сообщение, если спектр ее полностью или частич-
но налагается на спектр принимаемого радиосигнала. Помеха с
перекрывающимся спектром может образоваться также вследст-
вие интермодуляции, как и при приеме AM (см. § 8.5).
В приемнике ЧМ возможна и перекрестная модуляция, но про-
цесс ее возникновения более сложен, чем в приемнике AM (см.
§ 8.4). В некоторых приемниках она наблюдается вследствие
проникновения AM помехи (это может быть и сопутствующая
AM, см. § 9.2) из антенны через паразитные емкости или иные
элементы связи в гетеродин преобразователя частоты. Действие
сильной помехи на нелинейные межэлектродпые емкости элект-
ронных приборов гетеродина создает паразитную ЧМ его коле-
баний, которая вызывает такую же модуляцию частоты сигнала
па выходе преобразователя. В результате паразитная модуляция
накладывается па основную модуляцию сигнала и проявляется
при частотном детектировании.
Рассмотрим действие на прием ЧМ сигнала квазигармоничес-
кои помехи с несовпадающей частотой. Если амплитуда помехи
меньше амплитуды сигнала (только в этом случае возможен удо-
влетворительный прием), сложение их можно представить век-
торной диаграммой на рис. 8.8, где йб = соп—®с— угловая часто-
та биений. Из-за наложения помехи угол дополнительного фазо-
вого сдвига сигнала
Ф (0 = arctg [t/n sin йб t/(Uc + Ua cos Q6 t)].	(9.14)
Неравномерность частотной характеристики приемника в этом
анализе учитывать не будем, считая коэффициент усиления А
постоянным. В результате сигнал, подводимый к частотному де-
тектору, описывается формулой
«вых= (0 cos Го,о + (0 + ф (01-
При эффективном амплитудном ограничении в частотном де-
текторе можно полагать амплитуду U постоянной. В этом слу-
чае напряжение на выходе детектора зависит только от частоты.
Подобно (9.8), в данном случае угловая частота сигнала о/ (/) =
=коо+Ао) (/) -|-бсд (0, где Seo (/) =dq(t)ldt.
Напряжение на выходе частотного детектора будет содержать
полезный сигнал, пропорциональный Am (/) = A<o,n cos QJ, и поме-
ху, пропорциональную бт(0- Ограничиваясь случаем слабой по-
мехи, когда принимаемый сигнал искажен, но еще разборчив,
пренебрежем /7псозйб< в знаменателе дроби (9.14) и представим
выражение <р(<) в виде ф(/) ~ (t7n/C7c)sin йб/. Соответственно
6® (t) at (Ua/Uc) йб cos йб t.	(9.15)
279
Следовательно, мешающее действие, как и при AM, проявля-
ется как наложение на продетектированный сигнал свиста с час-
тотой биений.
Отношение амплитуд помехи и полезного сигнала на выходе
детектора равно отношению амплитуд девиаций частот б© и
Aw, т. е.
« (Uu/U0) (Q6/A<0m) = (УМ (F6/b Fm). (9.16)
Если в тракт промежуточной частоты проникает не одна по-
меха с частотой fn, а несколько с частотами fnt, f„2, /пз (для просто-
ты рассуждений будем считать их амплитуды одинаковыми), то
каждая из них проявится описанным образом, но создаваемые
ими напряжения иа выходе частотного детектора не будут одина-
ковыми. Согласно (9.15) их действие будет тем сильнее, чем вы-
ше частота создаваемых ими биений Л'б, т. е. чем сильнее fn отли-
чается от /с. Спектр помех на выходе приобретает в этом случае
вид, показанный на рис. 9.6,а. Составляющие этого спектра не за-
висят от того, выше или ниже частоты помех fai, fn2 и др., чем
частота сигнала fc. В одних случаях частота биений получается
как fc—[п, в других как fn—fc.
Подобная картина имеет место и в случае помехи в виде
флуктуационного шума, который имеет сплошной спектр с прак-
тически равномерной плотностью (см. рис. 9.6,6). Спектр на вы-
ходе подобен показанному на рис. 9.6,в.
Обозначим в дальнейшем в (9.13) UOrpA4A = S4A — «крутизна»
характеристики частотного детектора.
Если (172ш)б/ш —средний квадрат напряжения шума в поло-
се частот 6(ш, то в данном случае (равномерный спектр) спект-
ральная плотность шума
g = (iAii
Средний квадрат девиации частоты, создаваемой шумом, со-
гласно (9.15)
Сигнал
А^ш.бых 6)
_jj______________,
^5/^52. Лб2
а)
Рис. 9.6
280
Средний квадрат напряжения шума на выходе частотного де-
тектора найдем интегрированием составляющих от левой и пра-
вой половины спектра на рис. 9.6,6 по частоте биений /7б=/:—/с и
F(,=fc—f. Считая спектр симметричным, ограничимся интегриро-
ванием одной половины и удвоим результат. С учетом (9.15)
= Зчд (g/lP) 2 f6 max Fl d F6 = (2/3)	Fl max g.
о
При этом Femax—максимальная частота тона биений, с которой
колебания на выходе приемника воспринимаются на фоне прини-
маемой информации.
В то же время эффективное выходное напряжение сигнала
при ЧМ
^с вых = 0>5 5ЧД A fm.
Следовательно,
^ш.ВЫх/^с.вых = (2//3) (Vg/UJ VFl mzx!\ fm) .	(9.17)
Как (9.16), так и (9.17) показывает, что действие помехи
можно ослабить путем углубления модуляции, т. е. увеличения
девиации &fm. Подобные результаты получаются и при AM, где
согласно (9.16) коэффициент изменения амплитуды при биениях
в результате наложения помехи на сигнал mn=UnIUc (в рамках
нашего анализа /ггб<1), а результат детектирования собственной
модуляции сигнала пропорционален тс. Одиако между этими
двумя случаями имеется важное отличие: при AM коэффициент
модуляции тс имеет предельное значение /пстах=1. При ЧМ
возможность увеличения &fm представляется неограниченной, что
и дает основание для вывода о гораздо большей помехозащищен-
ности широкополосной ЧМ по сравнению с AM.
Обычно предполагается, что за максимальную частоту слы-
шимых биений Кб max, при которой необходимо оценивать соот-
ношение помехи и сигнала по формулам (9.16) и (9.17), следует
принимать максимальную частоту модуляции сигнала /’стах. Это
естественно, если Fc max соответствует частотному порогу слыши-
мости человеческого уха. Если Fc max существенно ниже этого по-
рога, то после частотного детектора следует поставить фильтр
нижних частот с частотой среза, равной FCmax, и таким образом
подавить помехи с более высокими частотами. В обоих случаях
соответственно получим для квазигармонической помехи с учетом
(9-3)
1/п.вых/Пс
• ВЫХ	(9.16а)
(7ш.вых/^с.вых «(2/ГЗ) (VgF^/Uc)/Zc m .	(9.17а)'
Здесь Bcm — индекс частотной модуляции, определяемый при
частоте Естах-
281
При полосе пропускания П произведение gTl есть средний
жвадрат напряжения шума на входе (72ш, т. е. (9.17а) можно пред-
ставить в виде
^швых ~ 2___ иш / р 1_________
^с вых 1/3 у П	5 cm
Поскольку полоса П пропорциональна А/т, отношение П/Гсты
.пропорционально t,cm, т. е. отношение Uш.Вых/Uс.Вых уменьшается
пропорционально £1,5ст, а отношение сигнал-помеха возрастает по
МОЩНОСТИ пропорционально g3cm.
Чтобы влияние помехи проявилось достаточно слабо, прини-
мают ... 7. В звуковом радиовещании при максимальной
частоте модуляции порядка 10 кГц это соответствует девиации
А/„, 50 ... 70 кГц. Ширина полосы частот, занимаемая излучением,
составляет в этом случае около 150 кГц. Такие полосы можно вы-
делить только в диапазонах метровых и более коротких волн, где
и осуществляется радиовещание с ЧМ.
В приемнике ЧМ реализуется описанная в § 7.11 структура
«Ш-О-У» (широкая полоса — ограничитель — узкая полоса), обес-
печивающая эффективное подавление импульсных помех. В доде-
текторном тракте, поскольку полоса пропускания его широкая, им-
пульсная помеха кратковременна, но имеет значительную ампли-
туду, она может во много раз превышать амплитуду принимаемого
сигнала. В узкополосном фильтре, следующем за частотным детек-
тором, содержащим ограничитель, импульсная помеха растягива-
ется во времени и уменьшается по амплитуде; при этом она ста-
новится слабее сигнала.
Особенность ЧМ состоит в разной степени искажающего дейст-
вия помех на разных частотах принимаемого сообщения. Рис. 9.6,а
и в показывают, что уровень помех сильно понижается в области
нижних частот и максимален на верхних частотах. Если не при-
нять специальные меры, воспроизведение звуковой программы в ра-
диовещании с ЧМ ухудшается из-за усиленного проявления помех
в области верхних частот. Чтобы обеспечить примерно равную по-
мехозащищенность при всех частотах модуляции, в звуковом ра-
диовещании применяют частотные предыскажения передаваемого
спектра: усилитель звуковых частот модуляционного тракта дела-
ют с такой частотной характеристикой, что коэффициент усиления
возрастает примерно пропорционально увеличению частоты, поэто-
му и девиация А/То при модуляции оказывается пропорциональна
частоте Fc. В результате спектр продетектированного сигнала по-
добен спектру шума на выходе детектора (рис. 9.6,s), поэтому от-
ношение сигнал-шум получается достаточно большим во всех час-
тях полосы частот.
Из (9.2) и (9.3) видно, что при радиовещании с предыскаже-
нием амплитуд изменение фазы, т. е. индекс ЧМ gCm, оказывается
практически постоянной величиной. В сущности это означает, что
модуляция в данном случае не частотная, а фазовая.
282
Сильный подъем спектра на верхних частотах и понижение его
на нижних проявились бы при прослушивании радиовещательных
передач как сильные частотные искажения. Чтобы их не было,
после частотного детектора включают цепь частотной коррекции,
коэффициент передачи которой обратно пропорционален частоте.
В результате восстанавливается передаваемый спектр в его перво-
начальном виде. Цепь коррекции изменяет коэффициент передачи
в равной мере и для сигнала, и для помех, поэтому отношение по-
меха-сигнал не ухудшается (об этом см. также на стр. 167).
Изложенные рассуждения, как и исходная векторная диаграм-
ма на рис. 8.8, справедливы, если помеха слабее, чем сигнал
(Цп'СЦс). Оии справедливы и при сложной помехе, если ее рас-
сматривать как суперпозицию помех малых, каждая из которых в
отдельности соответствует этому условию. Рис. 9.7,а иллюстриру-
ет суммарное действие случайных малых помех. В каждый дан-
ный момент времени их можно представить суммарным вектором
Un, т. е. заменить одной квазигармонической помехой. Суммарный
вектор помехи UB, пристраиваемый к концу вектора Uc, изобра-
жающему сигнал, может занимать по отношению к нему любое уг-
ловое положение и поэтому угол фазового сдвига может прини-
мать любое значение в некоторых пределах. Это отдельно иллю-
стрируется рис. 9.7,6, где окружность соответствует положениям
конца вектора Цп; пределы значений угла <р обозначены точками
А и В на этой окружности. Пока Un<ZUc имеем ф<|±90°| и
только при приближении Un к Uc этот угол приближается к 90°.
Этим и объясняется высокая помехоустойчивость широкополосной
угловой модуляции, если ее индекс £сЗ>л/2.
Рис. 9.7,а показывает, что случайным может быть не только
угол <р, но и вектор Un. С какой-то степенью вероятности этот век-
тор в некоторые моменты времени может оказаться больше Uz. Из
рис. 9.7,б видно, что в этом случае сразу утрачивается указанное
ограничение угла <р: становится возможным «поворот» вектора U в
Рис. 9.7
283
пределах полной окружности. Пример изменения фазы ср показан
на рис. 9.8,а, а пример изменения производной dy/dt, т. е. паразит-
ной девиации угловой частоты 6о>, которую создает наложение по-
мехи на сигнал, — на рис. 9.8,6. Это изменение приобретает им-
пульсный характер и приводит к появлению импульса напряже-
ния на выходе частотного детектора.
Следовательно, при угловой модуляции проявление помехи
имеет отчетливо выраженный пороговый характер. Высокая поме-
хозащищенность сохраняется только в пределах условия t/n<^c.
9.5.	ПОРОГОПОНИЖАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
В ПРИЕМНИКАХ
ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
Чем меньше отношение сигнал-шум в приемнике, тем чаще
всплески амплитуды шума превышают уровень сигнала и возника-
ют описанные ранее (рис. 9.8,6)' пороговые импульсные помехи.
Общая картина процессов в приемнике ЧМ при флуктуационной
помехе представлена на рис. 9.9; здесь Л2с.вх и /12с.Вых— отношение
Рис. 9.9
сигнал-шум по мощности до частот-
ного детектора и на его выходе. Из
графика видно, что при достаточно
большом /i2c.bx действие шума замет-
но ослабляется, причем выигрыши
тем больше, чем больше индекс мо-
дуляции gem, что соответствует фор-
Рис. 9.10
284
муле (9.16а) . С понижением h2c.BX в характеристике помехоустойчи-
вости наблюдается резкий спад, образующий пороговую зону, разде-
ляющую всю рабочую область на две качественно отличные зоны —
иадпороговую и подпороговую. Крутизна спада кривых в пороговой
области для больших значений |Ст составляет около ехр(—/?2С.ВХ), и
далее наблюдается примерно квадратичная зависимость /гс.Вых~
~gcm(/i2c.Hx)2, свидетельствующая о подавлении сигнала. Наступ-
ление порога сопровождается резким снижением помехоустойчи-
вости. Так, при gcm=10 уменьшение /i2c.BX от 10 до 0 дБ приводит
к уменьшению /i2c.BbIX примерно на 30 дБ. Пороговый эффект за-
трудняет прием ЧМ сигналов в каналах с замираниями, а также в
каналах с низким энергетическим потенциалом, близким к порого-
вому.
Для появления порога не обязательно, чтобы средняя мощ-
ность шумов превышала мощность сигнала. С увеличением gCm по-
лоса рабочих частот расширяется и шумовые выбросы, соизмери-
мые с амплитудой сигнала, учащаются, в результате чего и начи-
нает быстро падать й2с .ВЫХ*
Для увеличения помехоустойчивости радиосистем с ЧМ в над-
пороговой области применяют описанный выше метод предыска-
жений. Для ослабления пороговых помех без увеличения мощно-
сти радиопередатчика применяют порогопонижающие устройства,
среди которых одним из эффективных является следящий фильтр,
предложенный в СССР А. С. Виницким.
Сущность приема ЧМ сигналов со следящим фильтром заклю-
чается в том, что один из каскадов усилителя промежуточной час-
тоты имеет полосу, более узкую, чем спектр сигнала, а его резо-
нансная частота отслеживает изменения мгновенной частоты ЧМ
сигнала. Сужение полосы пропускания уменьшает напряжение шу-
ма, тогда как при точном слежении за частотой напряжение сигна-
ла остается неизменным. В результате превышение шумом уровня
сигнала становится более резким, поэтому имеет место пониже-
ние порога. Следящую настройку узкополосного усилителя УУПЧ
осуществляет цепь АПЧ (рис. 9.10). Фильтр нижних частот ФНЧ
делает цепь нечувствительной к случайным быстрым броскам нап-
ряжения, которые могут вызываться помехами.
В приемнике ЧМ сигналов с управляемым гетеродином (рис.
9.11) используется обратная связь по частоте, подобная АПЧ, ко-
торая подробно рассмотрена в § 6.10. В результате действия на
преобразователь частоты подстраиваемого гетеродина модуляция
УРЧ ПЧ УПЧ АО ЧД УЗЧ
Рис. 9.11
285
Рис. 9.12
колебаний промежуточной частоты уменьшается, что позволяет за-
менить широкополосный усилитель промежуточной частоты узко-
полосным. Наличие в цепи обратной связи двух узкополосных
фильтров — промежуточной частоты и нижних частот — позволяет
снизить пороговый эффект.
В приемнике ЧМ сигналов с фазовой АПЧ (рис. 9.12) в ка-
честве узкополосного преобразователя используется фазовый де-
тектор ФД с фильтром нижних частот ФНЧ на выходе; модулято-
ром, как и в предыдущем случае, служит управляемый напряже-
нием генератор ГУН. Порог понижается благодаря относительно
узкой полосе пропускания ФНЧ и соответственному понижению
уровня шума. С фазового детектора через ФНЧ в усилитель зву-
ковой частоты УЗЧ поступает продетектированный сигнал, т. е.
цепь АПЧ действует одновременно и как частотный детектор.
9.6.	ОСОБЕННОСТИ РАДИОПРИЕМА
ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИЙ В СИСТЕМАХ
С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
При дискретной ЧМ символу 0 соответствует передача колеба-
ния на частоте fi, символу 1 —на частоте (2- Частотная манипуля-
ция в настоящее время является основным видом передачи ди-
скретных сообщений по радиоканалам. Широкое применение ее
объясняется высокой по сравнению с AM помехоустойчивостью
приема и относительной простотой детектирования сигнала в при-
емнике. Примерная схема приемника двоичных ЧМ сигналов при-
ведена на рис. 9.13. С главного тракта приема (ГТП) сигнал по-
дается на амплитудный ограничитель (АО), затем на частотный
детектор (ЧД). Ограничитель устраняет изменения амплитуды сиг-
нала, вызванные действием помех и замираний. Результат детек-
тирования в виде двуполярных импульсов постоянного тока после
фильтра нижних частот (ФНЧ) поступает на пороговое устройст-
Рис. 9.13
286
Рис, 9.14
во (ПУ). Импульсы могут преобразовываться в тональные в тон-
манипуляторе (ТМ) для подачи в соединительную линию.
Для детектирования частотио-манипулированного сигнала мож-
но использовать любой из частотных детекторов, рассмотренных
в § 5.10 и 5.11. Наибольшее применение получил ЧД (рис. 9.14),
аналогичный детектору с взаимно расстроенными контурами (рис.
5.32), в котором на выходе усилительного тракта УТ вместо оди-
ночных контуров включают более сложные, в том числе кварце-
вые, фильтры для лучшего разделения колебаний с частотами fi и
/2. Полоса пропускания каждого фильтра должна обеспечить вы-
деление основной части спектра сигнала вблизи частот ft и f2 и
зависит от длительности импульсов, т. е. от скорости манипуляции.
Построенный таким образом тракт приемника имеет рассмотрен-
ную в § 7.11 структуру Ш-О-У, способствующую ослаблению им-
пульсных помех.
Применяются также цифровые детекторы, например импульс-
но-счетные. Они основаны на счете числа периодов сигнала в те-
чение длительности элемента сигнала Т. Решение о переданном
символе 1 или 0 выносится пороговым устройством при подаче на
него напряжения с выхода ФНЧ (рис. 5.44) или интегратора (рис.
5.46). Известны также детекторы, в которых счетчик импульсов,
соответствующих моментам перехода через нуль, определяет число
полупериодов п. Решение выносится в результате сравнения изме-
ренного числа полупериодов п с пороговым значением, равным
(И1 + п2)/2, где' П[ и и2 -априорно известные числа иолупериодов
частоты fi и /2 на интервале Т (рис. 9.15).
Известен также способ построения цифровых ЧД, основанный
па определении длительности полупериодов колебаний сигнала.
Схема реализации ЧД по этому способу приведена на рис. 9.16.
Сигнал путем двустороннего ограничения приводится к прямо-
угольному виду. Длительность полупериода определяется подсче-
Рис. 9.15
287
Рис. 9.16
том числа тактовых импульсов в указанном интервале. Точность
измерения зависит от частоты тактового генератора; например,
чтобы измерить длительность интервала с точностью 1%, частота
тактовых импульсов должна быть в 100 раз больше частоты сиг-
нала на входе ЧД. Результат счета поступает на цифро-аналого-
вый преобразователь (ЦАП), аналоговое напряжение с которого
после ФНЧ подается на пороговое устройство ПУ для принятия
решения. Помехоустойчивость детектора можно повысить, если при
вынесении решения о принадлежности данного полупериода к час-
тоте fi или fz учитывать результаты измерения длительности пре-
дыдущего и последующего полупериодов.
На магистральных линиях радиосвязи широко применяется
двухканальная частотная манипуляция ДЧМ. Для передачи четы-
рех комбинаций сигналов двух каналов используют четыре часто-
288
ты fi, /2, /з> Л- Например, посылке 0 обоих каналов может соответ-
ствовать частота f\, 1 в обоих каналах — частота /2, 1 в первом и О
во втором — частота /3, 0 в первом и 1 во втором —• частота
Л- При этом полная мощность передатчика используется для со-
здания сигнала в двух каналах. Этим обеспечивается максималь-
ный уровень сигнала, а следовательно, максимальная помехоус-
тойчивость. На рис. 9.17 приведен вариант схемы разделения ка-
налов ДЧТ в приемнике при помощи четырех фильтров и диодов
V£>i...VD&, которые соответствующим образом подключены к на-
грузкам обоих каналов. Так, при приеме сигнала с частотой fi ток
проходит через диоды VD^ и VD7, вызывая на нагрузках падение
напряжения отрицательной полярности, что соответствует симво-
лам 0 в обоих каналах. При приеме сигнала с частотой f4 ток про-
ходит через диоды VD3 и VD6, создавая на нагрузках напряжение
с отрицательной полярностью в 1-м канале (символ 0) и положи-
тельной во 2-м (символ 1) и т. д.
9.7.	ПРИЕМ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
При фазовой манипуляции передача сообщений осуществляет-
ся изменением фазы несущего колебания А<р при посылке 1 и Д<р2
при посылке 0. Возможна и двухканальная передача с посылками
Аф1, Афг, Афз и Дф4, подобная описанной в § 9.6 системе ДЧТ; су-
ществуют и другие варианты. В одноканальной системе, которую
мы рассмотрим в качестве примера, фаза изменяется на 180° (рис.
9.18,а и б):
«ci (0 = cos (coc t + фс),
«С2 (0 = ^тс cos (шс /+фс + л)= —Umti cos( сос/ +ф0),	(9.18)
0 t < Т.
Рис. 9.18
10—12
289
Рис. 9.19
Детектирование осуществляется с помощью фазового детекто-
ра ФД (рис. 9.19), на который подаются сигнал (9.18) и опорное
напряжение с частотой сигнала и неизменной фазой: и0= UmocosX
X (weZ + cpo) • Оно формируется устройством формирования опор-
ного напряжения (УФОН). На выходе ФД образуются двуполяр-
ные посылки постоянного тока
« = ± kUmcUm0 cos (<р(,—ф0).	(9.19)
Пороговое устройство (ПУ) может работать с порогом, равным
«улю, как при ЧМ. Из (9.19) видно, что напряжение иа выходе
ФД пропорционально косинусу разности фаз Дфо=фс—фо, что
предъявляет жесткие требования к устройству формирования опор-
ного напряжения. В отличие от ЧМ, в которой имеет место одно-
значное соответствие между передаваемым символом (1 или 0) и
информационным параметром (частота /2 или /)), системам с ФМ
свойственна так называемая «обратная» работа. У сигналов с ФМ
отсутствует признак, который позволил бы «привязать» фазу опор-
ного напряжения к фазе сигнала. При формировании опорного сиг-
нала из принятого информационного сигнала его фаза имеет два
устойчивых состояния ф0 и фо+л. Переход из одного состояния в
другое может происходить под действием помех и вызывать изме-
нение полярности напряжения на выходе ФД на обратную. Для
устранения этого недостатка используют специальные методы ко-
дирования. В рассматриваемом случае может быть использована,
например, так называемая фазоразностная манипуляция (ФРМ),
предложенная и исследованная в СССР Н. Т. Петровичем. При
ФРМ фаза сигнала отсчитывается от фазы предыдущего элемен-
та. Так, при передаче символа 0 фаза сигнала остается такой же,
как у предшествующего элемента, а при передаче символа 1 фаза
меняется на л (рис. 9.18,в). Начинается передача с посылки одно-
го, не несущего информации элемента, который служит опорным
сигналом для сравнения фазы последующего элемента.
Прием сигналов ФРМ можно реализовать различными мето-
дами. Широко известны метод сравнения фаз (автокорреляцион-
ный метод приема) и метод сравнения полярностей (квазикоге-
рентный метод приема).
При приеме по методу сравнения фаз (рис. 9.20) на ФД в ка-
честве опорного подается сигнал uc(t + T), задержанный на интер-
вал времени, равный длительности единичного элемента Т. Поэто-
му явление обратной работы принципиально исключается.
290
Во втором случае детектирование сигнала происходит, как и
по схеме на рис. 9.19, по решение принимается в устройстве по
схеме на рис. 9.21 в результате сравнения полярностей восста-
новленных после порогового устройства посылок с задержанными
на время Т. Сравнение полярностей осуществляется с помощью
перемножителя знаков. Обратная работа при этом устраняется,
так как при скачке фазы меняется полярность обоих напряжений,
подаваемых на устройство сравнения полярностей (СП). По в
момент скачка фазы появляется ошибка, кроме того, одиночные
ошибки в системе ФРМ удваиваются, что ухудшает помехоустой-
чивость.
Важным узлом приемника фазоманипулироваппых сигналов
является устройство формирования опорного напряжения для ФД.
Распространенный способ получения опорного напряжения со-
стоит в умножении частоты входного сигнала, фильтрации и по-
следующем ее делении. Такой способ был предложен в СССР
А. А. Пистолькорсом. При умножении частоты происходит умно-
жение и фазы. При манипуляции фазы на л в результате удвоения
частоты фаза сигнала станет равной 2л, т. е. манипуляция фазы
снимается. После деления частоты на 2 колебание остается нема-
нипулировапным. В более сложных случаях многофазной манипу-
ляции принимают Дфь = 2л/?/и; при этом частоту умножают в и раз.
Ценным свойством сигналов с многократной ФМ в отличие от
многократной ЧМ является то, что с ростом числа каналов поло-
са частот не расширяется; однако уменьшение Дер, т. е. индекса
модуляции, уменьшает помехоустойчивость.
Как было показано В. А. Котельниковым, фазовая манипуля-
ция обладает максимальной потенциальной помехоустойчивостью.
Она широко используется в новейших высокоэффективных систе-
мах связи, в частности спутниковых.
Рис. 9.21
10*
291
Глава 10 ОСОБЕННОСТИ РАДИОПРИЕМНИКОВ
РАЗЛИЧНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
10.1.	ВИДЫ СИГНАЛОВ
В РАДИОСВЯЗИ И ВЕЩАНИИ
(Структура и конструкция приемников зависит от их назначения,
/•от диапазона частот, в котором осуществляется радиоприем, и от
вида радиосигналов. Эти показатели взаимосвязаны. Например,
для многоканальной магистральной радиорелейной и спутниковой
связи используются системы, работающие в микроволновых диа-
пазонах, в которых применяются широкополосные групповые сиг-
налы с частотным разделением либо телевизионные сигналы с час-
тотной модуляцией в радиотракте. Используется также цифровая
передача с временным разделением каналов; область ее примене-
ния постепенно расширяется. Манипуляция в этих системах — час-
тотная или фазовая. Обычно такие системы занимают выделенные
для них фиксированные полосы частот, т. е. приемники в них не
нуждаются в перестройке.
Системы сигнализации, персонального радиовызова, служебные
переговорные и диспетчерские радиосистемы и другие в фиксиро-
ванных н подвижных службах в населенных пунктах и на пред-
приятиях, занимающих большую территорию, обычно работают в
диапазоне метровых волн. Для них выделяется несколько фикси-
рованных частот и соответственно приемник имеет несколько фик-
сированных настроек, сменяемых путем переключения. Наиболее
распространенная до последнего времени модуляция — частотная.
На дальних радиолиниях на декаметровых волнах обычно при-
меняется однополосная передача с числом независимых боковых
полос от одной до четырех. Однополосные каналы используются
для аналоговой телефонной связи либо для цифровой передачи;
широко применяется вторичное уплотнение этих боковых полос ка-
налами с частотной манипуляцией поднесущих (тонального теле-
графирования). Приемники для этого вида радиосвязи делаются
более или менее универсальными; они работают в широком диапа-
зоне частот (например, от 3 до 30 МГц) и имеют оконечные уст-
ройства для обработки сигналов разных видов.
Еще большей степенью универсальности характеризуются ста-
ционарные, а в некоторых случаях и переносные приемники звуко-
вого радиовещания. Многие из них рассчитаны на прием монофо-
нических и стереофонических сигналов в диапазонах от километ-
ровых до дециметровых волн, с амплитудной и частотной модуля-
цией. Конструирование этих приемников усложняется вследствие
необходимости их массового выпуска и сравнительно малой стои-
мости. Благодаря широкому внедрению типовых микромодулей с
высокой степенью интеграции, в том числе микропроцессоров, уст-
292
ройства настройки таких приемников строятся на тех же принци-
пах, что и в профессиональной аппаратуре, т. е. с синтезаторами
частот и автоматическим управлением.
10.2.	ПРИЕМНИКИ ЗВУКОВОГО
РАДИОВЕЩАНИЯ
Вещательные приемники выполняются со встроенными либо с
отдельными громкоговорителями. Выпускаются также приемники,
содержащие в последетекторном тракте только предварительный
усилитель звуковой частоты и рассчитанные на совместную рабо-
ту с отдельным мощным усилителем. Такие приемники называют-
ся тюнерами (от английского слова tune — «настраивать»), т. е.
«настроечными блоками». Подключаемый к ним блок звуковой час-
тоты служит также для воспроизведения звукозаписи.
В зависимости от качественных показателей, с которыми свя-
зана и их стоимость, вещательные приемники делят на пять клас-
сов. Приемники высшего и I классов обеспечивают наилучшее ка-
чество воспроизведения звука и максимальные удобства в управ-
лении, что достигается за счет усложнения конструкции. Приемни-
ки IV класса значительно более простые и дешевые за счет неко-
торого снижения качественных показателей, упрощения внешнего
вида и исключения отдельных функциональных возможностей (на-
пример, они могут не обеспечивать прием ЧМ сигналов). На пока-
затели качества всех классов приемников имеется государствен-
ный стандарт.
Совмещение функций приема AM сигналов в радиовещатель-
ных диапазонах ДВ, СВ и КВ и ЧМ сигналов в диапазонах УКВ
и ДЦВ требует двухканального построения приемника, так как
главные характеристики приемного тракта в этих случаях различ-
ны. Пример упрощенной схемы приемника дан на рис. 10.1. Здесь
Рис. 10.1
293
П! — преселектор тракта ЧМ с антенной Аь П2— преселектор
тракта AM с магнитной антенной А2. Обычно предусматривается
возможность подключения внешней антенны, причем возможно от-
ключение А2 ключом Ki, который размыкается при введении штек-
кера антенны А3 в предназначенное для этого гнездо.
Усилитель промежуточной частоты УПЧ может быть сделан
общим. Для этого на выходах усилительных приборов вместо од-
ного контура или фильтра промежуточной частоты включают по-
следовательно два контура. Один из них настроен на промежуточ-
ную частоту тракта ЧМ (обычно 10,7 МГц), а другой — на проме-
жуточную частоту тракта AM (обычно 465 кГц). Такие усилитель-
ные каскады имеют максимумы коэффициента усиления на обеих
указанных частотах, т. е. усиливают сигналы обоих трактов. По-
лосы пропускания соответствуют ширине спектров сигналов с ЧМ
и AM. Включение на вход УПЧ сигнала от одного из преселекто-
ров осуществляется переключателем Кг-
Штриховыми линиями на рис. 10.1 показаны сопряженные ор-
ганы настройки приемника. В данном случае имеется в виду руч-
ная плавная настройка. Широко применяется автоматическая и
цифровая настройка (см. § 6.12 и 6.14).
При приеме ЧМ сигнала в преобразователе частоты использу-
ется гетеродин Гь При приеме AM сигнала в режиме преобразова-
ния работает первый каскад УПЧ, для чего к нему подсоединяет-
ся гетеродин Г2 (цепи его включения и выключения для простоты
не показаны).
С выхода УПЧ ЧМ сигнал через фильтр Ф! поступает на час-
тотный детектор ЧД. Напряжение с ЧД ответвляется в фильтр
нижних частот ФНЧ и подается на управляющую цепь УЦ для
автоматической подстройки гетеродина Гь
Сигнал с AM выделяется фильтром Ф2 и подается одновремен-
но на амплитудный детектор АД и на выпрямитель В. На выходе
выпрямителя получается напряжение для регулировки усиления.
Цепью АРУ в данном случае охвачены усилитель радиочастоты в
преселекторе П2 и первые каскады УПЧ.
С выхода ЧД сигнал поступает в стереомодулятор СД, исполь-
зуемый при приеме стереофонических программ. Принцип стерео-
фонического приема рассматривается далее.
В приемнике имеются коммутатор режимов приема Кз, регуля-
тор громкости РГ и двухканальный усилитель звуковой частоты
УЗЧ с левым ЛГ и правым ПГ громкоговорителями. В положении
1 в каналы звуковой частоты поступают сигналы от стереофониче-
ского звукоснимателя ЗС; он включается при использовании звуко-
вого тракта приемника для прослушивания граммофонных пласти-
нок. В положении 2 с выхода СД снимаются сигналы для УЗЧ ле-
вого и правого звуковых каналов. В положении 3 в оба капала
звуковой частоты идет монофонический сигнал из тракта ЧМ не-
посредственно с выхода частотного детектора ЧД. В положении
4 в оба канала звуковой частоты идет сигнал с выхода АД из
тракта AM.
294
10.3.	СТЕРЕОФОНИЧЕСКИЕ ПРИЕМНИКИ
Стереовещание осуществляется путем передачи двух сигналов
(«Л» и «П») от пространственно разнесенных микрофонов («ле-
вого» и «правого») и воспроизведения их через разнесенные гром-
коговорители или через головную телефонную арматуру с отдель-
ными сигналами для левого и правого уха слушателя. Поэтому
приемник стереопрограмм должен быть двухканальным.
При создании первых систем стереовещания считалось несом-
ненным, что двухканальной передаче должен соответствовать рас-
ширенный спектр сигнала, а следовательно, требуется и расширен-
ная полоса частот. Поэтому до последнего времени этот вид веща-
ния реализуется только на метровых и дециметровых волнах, где
имеются возможности для высококачественной передачи звука и
применяется помехоустойчивая частотная модуляция.
Современные системы стереовещания являются совместимыми,
т. е. передаваемая программа нормально воспроизводится как мо-
нофоническая при приеме на монофонические приемники. Для это-
го модулирующий сигнал образуется из двух спектров: суммарно-
го сигнала «Л» + «П», передаваемого в полной полосе звуковых
частот до 15 кГц, и передаваемого на ультразвуковой поднесущей
вспомогательного сигнала, предназначенного для разделения «Л»
и «П». Спектральная диаграмма сформированного описанным спо-
собом комплексного сигнала показана на рис. 10.2.
В СССР применяется система, в которой модулирующий сигнал
имеет вид рис. 10.3. Получение и детектирование таких сигналов
.предложено в 1939 г. А. М. Косцовым. Положительные полуволны
здесь модулируются сигналом «Л», а отрицательные — сигналом
«- -П». Среднее значение верхних полуволн этого сигнала изменя-
ется по закону «Л», а нижних — по закону «- -П». Разность этих
средних значений представляет собой сумму «Л + П» и образует
часть спектра Л на рис. 10.2. Переменная составляющая сигнала
на рис. 10.3 с частотной поднесу-	।
щей, промодулированная и «Л», и ------- I
«П», образует часть спектра В.	~
Принцип разделения сигналов
в приемнике поясняется иа рис. LI------L_L---LJ------—_
10.4.	Частотный детектор ЧД фор-	..z—~
мирует модулирующий сигнал	А
(рис. 10.3). В монофонических	Рис. 10.2
Рис. 10.3
295
сд
Рис. 10.4
приемниках громкоговоритель воспроизводит звуковой спектр А.
В стереофонических приемниках сигнал с выхода ЧД подводится
к стереодемодулятору СД, в котором положительные и отрица-
тельные полуволны разделяются диодами.
В других странах спектр комплексного стереосигнала подобен
показанному на рис. 10.2, но формируется в передатчике и обра-
батывается в приемнике другим способом. Сигнал «Л» + «П» пе-
редается в полосе А (рис. 10.2), а сигнал «П» действует на ба-
лансный амплитудный модулятор, в котором формируется AM сиг-
нал с подавленной несущей (см. § 8.9) 38 кГц. Для ее восстанов-
ления в спектр на рис. 10.2 дополнительно вводится пилот-сигнал
с частотой 19 кГц (штриховая линия на рис. 10.2). В приемнике
пилот-сигнал выделяется фильтром и после удвоения частоты син-
хронизирует генератор несущей 38 кГц. Введение частоты напря-
жения генератора в спектр В превращает его в обычный AM сиг-
нал, после детектирования которого получается сигнал «П».
В 70-е годы началось внедрение стереовещания в диапазоны, в которых до
сих пор звуковое радиовещание велось с AM, прежде всего в диапазон СВ.
Обеспечить передачу такого широкого спектра, как иа УКВ (до 15 кГц) в уз-
ких полосах, выделяемых для вещания в этом диапазоне, невозможно. Тем не
менее полученные результаты свидетельствуют, что при переходе к стереофони-
ческой передаче достигается положительный эффект.
Сложность стереовещания на СВ заключается, как и ранее, в том, что в
общей полосе частот требуется передать два разных сигнала. Однако
в данном случае невозможно разнести их по частоте подобно тому, как это сде-
лано иа УКВ (рис. 10.2). Из-за ограниченности ширины частотного канала спек-
тры сигналов должны налагаться друг на друга. Кроме того, система должна
оставаться совместимой, т. е. передаваемый сигнал должен быть нормально мо-
дулированным по амплитуде суммой «Л+П>.
Было предложено несколько решений поставлемной задачи:
1.	Применяется комбинированная модуляция: частотная и амплитудная. Сиг-
нал модулирован по амплитуде суммой «Л + П>. Детектор монофонического
приемника — амплитудный и не реагирует на ЧМ. На выходе его выделяется
полный монофонический сигнал. В стереофоническом приемнике сигнал парал-
лельно детектируется частотным детектором и полученное напряжение измеияет-
296
ся по закону ЧМ: «Л—П». Сигналы «Л» и «П» разделяются путем сложения и
вычитания напряжений от указанных детекторов.
2.	Система аналогична предыдущей, но вместо частотной применяется фазо-
вая модуляция. Для формирования сигнала «Л—П» имеется фазовый детектор.
Опорное напряжение для фазового детектирования дает гетеродин с автомати-
ческой подстройкой.
3.	Применяется так называемая «квадратурная» модуляция. Передаваемый
сигнал состоит из двух AM сигналов, у которых несущие колебания имеют од-
ну и ту же частоту, но взаимно сдвинуты по фазе на 90°. Одна несущая моду-
лирована сигналом «Л», другая — «П». Результирующее напряжение модулиро-
вано и по амплитуде, и по фазе, в чем 'нетрудно убедиться, если изобразить
суммарный сигнал векторной диаграммой.
В монофоническом приемнике амплитудный детектор дает, как и в 1-й сис-
теме, суммарный сигнал «Л + П», что и требуется. В стереофоническом прием-
нике комбинированный сигнал разветвляется в два канала, в каждом из кото-
рых имеется синхронный (фазовый) детектор. Опорное напряжение, подаваемое
на одни из детекторов, отличается от напряжения на другом детекторе па 90°.
Из § 5.8 (см. рис. 5.24) известно, что при сдвиге фазы опорного напряже-
ния по отношению к детектируемому сигналу на 90° на выходе его напряжение
отсутствует. Поэтому в рассматриваемой системе один из фазовых детекторов
будет реагировать иа тот из сигналов, который совпадает по фазе с его опор-
ным напряжением, и не будет детектировать второй сигнал, по отношению к не-
сущей которого его опорное напряжение сдвинуто на 90°. Напротив, второй фа-
зовый детектор будет детектировать второй сигнал, но не пропустит первый. В
результате сигналы «Л» и «П» разделяются.
4.	Для передачи сигнала используется система с двумя независимыми бо-
ковыми полосами и общей .несущей. В этом случае нижняя боковая полоса не-
сет в себе сигнал «Л», а верхняя—«П». В монофоническом приемнике детекти-
рование такого сигнала с обычным амплитудным детектором дает суммарный
сигнал «ЛфП». В стереофоническом приемнике сигнал разветвляется на два
канала, в каждом из которых имеется детектор однополосного сигнала. В один
из каналов поступает нижняя боковая полоса с несущей, в другой — верхняя
также с несущей.
Общее во всех рассмотренных системах состоит в том, что комбинирован-
ный радиосигнал в них имеет не только амплитудную, но и угловую модуляцию.
Рассмотрим возможность двухканальной передачи путем совместной амп-
литудной и фазовой модуляции. Предположим, что сигналы 1 и 2 — тоновые с
угловыми частотами Qi и Я2. В этом случае напряжение сигнала
u (t) = U (1 -|- m cos Pj /) cos § (/)],
причем di(t)/dt = Acocos О2/, т. е. £(/) = (Aw/Q2)sin Q21.
При малом индексе угловой модуляции £(1) = Дш/й2<90°
cos (о i -J- g) --- cos <в t 4- р. (d cos w t!dt) 4- ...~ cos io t + £ (f) sin <n t,
t. e. u(t) — <7(1 cos £2^) {cos a>t—i['(Aco/Q2)sin fi2<]sin on!}.
Отсюда видно, что спектр радиосигнала по-прежнему содержит несущую
с угловой частотой м и боковые составляющие, отличающиеся от несущей на
значения угловых частот модуляции Qi и Q2. Основные составляющие с часто-
тами ш±£21 имеют, как и при обычной AM, амплитуды 0,5 Um. Относительно
297
небольшая квадратурная (sin at) составляющая сигнала модулирована по амп-
литуде по закону — U'(\ +mcos Q1/)>[i(Aa>/Q2)sin P2f]sin at. За счет этой состав- Я
ляющей в спектре дополнительно появляются составляющие с частотами Я
w±Q2, имеющие амплитуды U(\a/Q>). Кроме того, произведение (7т(.Аш/й2) X Я
Xcos Qi^sin fi2Zsin at соответствует составляющим с угловыми частотами (Ozb Я
±(Pi±Q2).	Я
Эти составляющие могут оказаться за пределами полосы пропускания при- Я
емника, если сумма Й|УЙ2 превысит максимальную угловую частоту передавав- 
мого спектра звукового сигнала QmaJ, которой соответствует граница полосы 
пропускания. Однако эти составляющие — второго порядка малости и их час-
тичное подавление не приведет к существенным искажениям стереоэффекта.
При неравномерной АЧХ приемника ЧМ Преобразуется в Л1Л, причем, как
видно из рис. 9.3, при точной настройке приемника на частоту принимаемого ра-
диосигнала частота AM вдвое превышает частоту ЧМ. После амплитудного де-
тектирования эта сопутствующая AM проявится в виде сигнала второго канала,
к тому же искаженного. Следовательно, сообщение из дополнительного канала
.может переходить в основной, в котором происходит амплитудное детектирова-
ние.
При неточной настройке приемника, как видно из рис. 8.3, коэффициент пе-
редачи для левой и правой боковых составляющих спектра AM сигнала будет	'
неодинаков, что приведет к неравенству баковых составляющих. Сигнал с та-	i
ким несимметричным спектром изменяется уже нс только по амплитуде, по и ,
по фазе. Следовательно, AM из основного капала приема будет давать от-
клик в дополнительном канале с фазовым детектированием.
Из изложенных рассуждений вытекает желательность хорошей равномер-
ности АЧХ до детекторного тракта приемника; при этом условии н межкаиаль- ’
ные («перекрестные») переходы сообщений, и искажения будут невелики. Кро-
ме того, возможность межканальных переходов показывает, что рассмотрен-
ную двойную модуляцию не следует применять для передачи двух совершенно
разных сообщений в общей полосе частот. Но для стереофонической передачи	;
этот способ приемлем, так как оба сигнала несут одну н ту же программу и	i
переходы могут привести только к некоторому ослаблению	стереофонического эф- ;
фекта.	j
10.4.	РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫЕ	ПРИЕМНИКИ	;
ДЕКАМЕТРОВЫХ ВОЛН	*
Типичный пример схемы радиовещательного приемника дека-
метровых волн в упрощенном виде показан на рис. 10.5. В этом
диапазоне трудно осуществить точную настройку «па слух» и еще
труднее обеспечить ее стабильность при использовании гетеродина
с плавной ручной перестройкой. Поэтому для получения гетеро-
динного напряжения используется цифровой синтезатор частот СЧ
с фазовой АПЧ генератора (ГУН), управляемого напряжением.
Управляющее напряжение цепи АПЧ подается на управляющую
цепь УЦ через фильтр нижних частот ФНЧ и суммирующую цепь
СЦ.
Рассматриваемый приемник построен по ипфрадинной схеме
(см. § 4.5, рис. 4.6,6). В этом случае упрощается конструкция
298
Рис. 10.5
входной цепи ВЦ, которая принимает вид простого фильтра ниж-
них частот. Кроме того, при этом упрощаются синтез частот и
АПЧ, так как частота ГУН должна изменяться в относительно
узких пределах. Как указывалось в § 4.5, для этого выбирают пер-
вую промежуточную частоту значительно выше верхней частоты
диапазона приемника, например, порядка 50 МГц. Соответственно
на эту частоту настроен усилитель первой промежуточной часто-
ты УПЧ). Далее следуют второй преобразователь П2 и усилитель
второй промежуточной частоты УПЧ2, в котором происходит основ-
ное усиление сигнала.
Гетеродин второго преобразователя Г работает на фиксирован-
ной частоте, отличающейся от первой промежуточной частоты на
значение второй промежуточной частоты; в данном случае он ста-
билизирован кварцем.
Сигнал с выхода УПЧ2 детектируется амплитудным детектором
Д. Обычно это простой диодный детектор, но в данном случае на
схеме показан синхронный детектор (см. § 8.7) с синхронным ге-
нератором СГ и цепью синхронизации ЦС. В ЦС из принимаемого
сигнала выделяется колебание несущей частоты и используется
для фазовой АПЧ генератора СГ. Применение синхронного детек-
тора имеет в данном случае двойной смысл. Во-первых, при этом
ослабляется действие помех. Во-вторых, становится возможным
прием однополосных сигналов. В данное время однополосное ра-
диовещание на декаметровых волнах не применяется, но вполне
вероятно внедрение его в будущем.
Постоянная слагающая продетектированного сигнала исполь-
зуется в цепи АРУ для получения регулирующего напряжения, с
помощью которого регулируется усиление УПЧ2. Переменная со-
ставляющая подается в усилитель звуковой частоты УЗЧ.
299
При перестройке приемника с одной станции на другую в цепи
АРУ регулирующее напряжение отсутствует и усиление возраста-
ет. При этом увеличиваются шумы, которые слышны в громкогово-
рителе Гр с почти такой же громкостью, с какой при приеме вос-
производится сигнал. Чтобы этого избежать, часто применяется
цепь бесшумной настройки. В данном случае она содержит ключ
КБН, управляемый блоком бесшумной настройки БН. При пере-
стройке ключ размыкается и шумы не проходят в усилитель зву-
ковой частоты УЗЧ.
Цифровое управление настройкой осуществляется изменением
коэффициента деления в делителе частоты синтезатора с управляе-
мым коэффициентом деления. В диапазоне декаметровых волн для
радиовещания отведен ряд поддиапазонов, разделенных на частот-
ные каналы (обычно через 5 кГц), в каждом из которых может
работать радиостанция. Для управления настройкой служит тас-
татура Т (это может быть также сенсорная панель, см. § 6.17),
команды от которой поступают в управляющее устройство УУ и
действуют на запоминающие устройства поддиапазонов ЗУ1 и ка-
налов ЗУ.
Для выбора поддиапазона нажимается кнопка Д, после чего
кнопками с цифрами от 0 до 9 набирается желательный номер
поддиапазона. Цифровые данные настройки выдаются из ЗУ1 в ин-
дикатор ИД. Одновременно эти данные вводятся в оперативное
запоминающее устройство ОЗУ и в генератор напряжения грубой
настройки ГГН. Напряжение, соответствующее заданному подди-
апазону, через суммирующую цепь СЦ действует на управляющую
цепь УЦ и вызывает ввод частоты генератора ГУН в этот поддиа-
пазон.
После выбора поддиапазона, номер которого виден иа свето-
вом индикаторе ИД, нажимается кнопка выбора канала К. За-
тем аналогично предыдущему набирается номер частотного кана-
ла, который показывается индикатором ИК. При этом через уп-
равляющее устройство УУ поступает соответствующая команда в
ОЗУ. Из ОЗУ настроечные данные вводятся в исполнительное
устройство ИУ, непосредственно управляющее синтезатором. Во
время исполнения команд на блок бесшумной настройки БН по-
ступает сигнал, который размыкает ключ КБН. По окончании про-
цесса настройки ключ замыкается и в громкоговорителе слышна
программа принимаемой радиостанции.
10.5.	ПРИЕМНИКИ
ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ
Ширина спектра телевизионного сигиала превышает 6 МГц, поэтому теле-
визионное вещание ведется на метровых и дециметро-вых волнах. Спектр со-
держит сигналы изображения и звукового сопровождения, причем изображение
соответственно воспроизводится на экране телевизора, а звук — громкоговори-
телем. По этим причинам телевизионный приемник — телевизор—должен быть
дву «канальным.
300
Сигнал изображения передается AM,
причем для сужения занимаемой полосы
частот пропускается полностью только од-
на боковая полоса, от второй же боковой
полосы остается лишь небольшая часть, при-
мыкающая к несущей. Сигнал звукового
сопровождения передается на поднесущей,
частота которой выбирается выше верхней
границы видеоспектра. Модуляция поднесу-
щей-— частотная. Примерный вид спектра
комплексного телевизиоииого сигнала изо-
Рис. 10.6
бражен на рис. 10.G. Здесь [и и f3 — частоты несущей сигнала изображения и
средняя частота сигнала звукового сопровождения. Система цветного телевиде-
ния— совместимая, т. е. передаваемые программы принимаются и воспроизво-
дятся как монохромные (черно-белые) при приеме на монохромный телевизор.
Поскольку канал звукового сопровождения занимает лишь малую часть
частотной полосы комплексного телевизиоииого сигнала (рис. 10.6), то сигналы
изображения и звука выделяются, преобразуются и усиливаются совместно в
общем додетекгорпом тракте приемника. Разделение их происходит только в
выходных цепях. Упрощенная схема монохромного приемника показана на рис.
10.7.
Входной блок, обычно называемый селектором телевизионных каналов (СК),
содержит входную цепь радиочастоты и 'преобразователь с гетеродином Г. На-
стройка колебательных контуров обеспечивается варакторами, на которые пода-
ют управляющие напряжения. Число напряжений, получаемых от переключае-
мых датчиков, соответствует числу используемых телевизионных каналов. На-
пряжения поступают от цифрового электронного блока настройки либо с по-
тенциометрических датчиков (па схеме не показаны).
Сигнал с промежуточной частотой, получаемый на выходе СК, усиливается
далее в УПЧ. Затем он подается в амплитудный детектор АД и одновременно
в частотный детектор ЧД цепи АПЧ гетеродина. Сигнал изображения с выхо-
да амплитудного детектора усиливается и подается на катод кинескопа; он уп-
равляет интенсивностью электронного луча соответственно изменениям яркости
301
элементов изображения. Одновременно сигнал с детектора ЛД ответвляется в
канал звукового сопровождения. Здесь он поступает в усилитель промежуточной
частоты звука УПЧЗ, настроенный на частоту 6,5 МГц.
Как видно из рис. 10.6, частота )3 отстоит от несущей изображения fv на
6,5 МГц. Поэтому после амплитудного детектора АД в составе продетектиро-
ванного сигнала окажется ие только спектр сигнала изображения, по и преоб-
разованный сигнал звукового сопровождения на разностной частоте Д—/ц =
= 6,5 МГц. Этот сигнал и выделяется УПЧЗ. Следовательно, в отношении сиг-
нала звукового сопровождения детектор АД действует как преобразователь
частоты, .причем роль гетеродинного напряжения играет несущая сигнала изо-
бражения. С выхода УПЧЗ сигнал попадает в частотный детектор канала звука
ЧДЗ с амплитудным ограничителем АО. Далее он усиливается в усилителе зву-
ковой частоты УЗЧ и воспроизводится громкоговорителем Гр.
Сигнал изображения с выхода усилителя ВУ ответвляется в блок развертки
БР. Здесь из него в селекторе импульсов синхронизации СИС выделяются пе-
редаваемые вместе с сигналами звукового сопровождения и изображения синх-
роимпульсы. Далее в селекторах строчной -синхронизации СС и кадровой син-
хронизации СК разделяются импульсы синхронизации строк и кадров, которые
затем управляют генераторами токов строчной (ГСР) и кадровой (ГКР) раз-
вертки. Эти токн подаются в катушки .развертки КР и управляют горизонталь-
ными и вертикальными отклонениями электронного луча. Кроме того, напря-
жение строчной развертки поступает в высоковольтный выпрямитель ВВ, нап-
ряжение с которого подается на анод кинескопа.
Напряжение с выхода видеоусилителя ВУ подается, кроме того, в блок
АРУ с выпрямителем Вив блок автоматической регулировки- яркости АРД,
напряжение с которого подается на управляющий электрод кинескопа.
В системе цветного телевидения красную («К»), синюю («С») и зеленую
(«3») составляющие передаваемого изображения получают с -помощью трех
светофильтров и отдельных передающих трубок. Совместимость этой системы
обеспечивается передачей в качестве основного сигнала, спектр которого зани-
мает больщ.ую часть отведенной полосы частот (рис. 10.6), общего сигнала яр-
кости «Я» в виде суммы всех трех сигналов «К+С + 3». Этот сигнал анало-
гичен передаваемому в системе монохромного телевидения и нормально вос-
производится при приеме на монохромный телевизор. Дополнительно в видео-
спектр вводятся поднесущие, модулированные разностными сигналами «Я—С»
и «К—Я». Поднесущие, их амплитуды и параметры их модуляции выбраны так,
что они не влияют иа монохромное изображение.
В приемнике, как и в предыдущем случае, сигнал яркости с выхода видео-
усилителя ВУ (см. рис. 10.7) подается на катоды кинескопа, в данном случае
трехлучевого цветного, и управляет яркостью элементов изображения на экра-
не. Одновременно этот же сигнал подводится 'К дополнительно вводимому -в при-
емник блоку цветности. В нем цветоразностные сигналы выделяются и путем их
линейного комбинирования формируются сигналы вида «К—Я», «3—Я» и «С—
Я», которые подаются на управляющие электроды (сетки) трех электронных
прожекторов цветного кинескопа. В результате между катодом и .управляющим
электродом в одном прожекторе действует сигнал «Я»4-«К—Я» = «К», анало-
гично в другом — сигнал «3» и в третьем — сигнал «К», что соответствует пе-
редаваемому изображению и требуется для его нормального воспроизведения.
302
Кроме того, приемник содержит блок сведения лучей от трех прожекторов в
элементы изображения на экране.
Структура собственно радиоприемника от антенны до детектора в тракте
изображения и до громкоговорителя в тракте звука остается в основном та-
кой же, как и для монохромного телевидения (рис. 10.7).
10.6.	ПРИЕМНЫЕ РАДИОСТАНЦИИ
ДАЛЬНЕЙ СВЯЗИ
Емкость кабельных, спутниковых и радиорелейных линий со-
ставляет тысячи телефонных каналов и позволяет передавать
большие потоки дискретной информации, а также программы те-
левидения. Развитие этих систем дает возможность удовлетворить
потребность народного хозяйства и населения в дальней связи.
Тем не менее и магистральные радиолинии диапазона декаметро-
вых волн остаются важным средством связи.
Радиосредства в этом диапазоне волн обеспечивают связь с от-
даленными подвижными объектами, а также с малонаселенными
и труднодоступными районами. Они сохраняются также как ре-
зервное средство, поскольку обеспечивают прямую передачу ин-
формации иа практически сколь угодно большие расстояния. Бла-
годаря распространению воли с отражением в ионосфере даль-
ность радиосвязи может достигать 10 тыс. км и более при ретранс-
ляции сигналов на одной промежуточной станции либо вовсе без
ретрансляции.
На линиях дальней радиосвязи информация передается преи-
мущественно в кодированной форме. Радиотелефонная связь име-
ет ограниченное применение, так как без специальных устройств,
усложняющих эксплуатацию системы, телефонные сигналы, пере-
даваемые по радио, могут быть приняты лицами, для которых они
не предназначены. Учитывается, кроме того, что телефонные сиг-
налы занимают широкую полосу частот. В той же полосе частот
методами телеграфной связи можно передать больший объем по-
лезной информации.
Вследствие большой мощности передатчиков магистральной ра-
диосвязи размещение приемного оборудования вблизи них приве-
дет к сильным помехам из-за нелинейных эффектов (перекрестная
модуляция, интермодуляция). Поэтому приемное оборудование
размещается на расстоянии от передающих станций порядка де-
сятков километров.
Приемная радиостанция располагается в стороне от города и
вдали от объектов, которые могут создавать помехи приему. На
станции имеются технические здания, антенное поле и системы
электроснабжения. Для ослабления помех применяют антенны с
острой направленностью. Станция обычно обеспечивает радиосвязь
в разных направлениях, причем для разнесенного прием (см.
§ 7.12) на одном направлении надо иметь две или более антенн,
поэтому общее число антенн бывает значительным — до несколь-
303
ких десятков. Вводы антенн в здания защищаются грозовыми раз-
рядниками.
Антенна каждого направления может служить для связи на
разных волнах в широком диапазоне. Если бы приемная антенна
соединялась только с одним приемником, то для других связей
того же направления потребовались бы отдельные антенны; ввиду
их сложности и больших размеров это связано со значительными
затратами и с необходимостью расширения антенного поля, а так-
же с увеличением расстояния от антенн до технического здания,
что ведет к росту потерь энергии сигнала в соединительных лини-
ях. Задача решается путем использования каждой антенны на не-
скольких линиях радиосвязи.
Непосредственное подключение к антенне нескольких приемни-
ков ведет к уменьшению мощности сигнала на входе каждого при-
емника, затрудняет согласование соединительной линии (фидера
или кабеля) с приемниками, может привести к взаимным влияни-
ям входных цепей приемников, а также создает опасность взаим-
ных помех из-за проникновения в цепь антенны гетеродинных коле-
баний из приемников. Поэтому линия от каждой антенны при-
соединяется ко входу усилителя, имеющего отдельные выходы для
разных приемников.
К антенному усилителю предъявляют следующие основные тре-
бования:
полоса пропускания должна соответствовать всему диапазону
частот, в котором возможен прием на данную антенну;
не должна проявляться нелинейность электронных приборов.
При широкой полосе пропускания усилителя в нее попадают силь-
ные сигналы от мощных радиостанций н возможны нелинейные
эффекты;
не должно проявляться взаимное влияние приемников, подклю-
чаемых к общему усилителю.
Примерная схема коммутации антенн радиостанции дана на
рис. 10.8. Здесь Ai... Ап— антенны. Фидерные линии ФЛ от ан-
тенн подводятся к широкополосным антенным усилителям ШАУ.
Каждый усилитель имеет несколько независимых выходов, под-
ключенных к шинам антенного коммутатора АК. Перпендикуляр-
ные шины коммутатора соединены с приемниками П! ... Пт. Ком-
мутатор позволяет подключить любой приемник к любой антенне.
Потери в соединениях должны быть минимальными, так как при
увеличении их возрастает коэффициент шума приемного тракта.
Сигналы с выходов приемников должны быть переданы по ка-
бельной или радиорелейной линии в пункт обработки и распреде-
ления сигналов и контроля качества связи. Отсюда сигналы пе-
редаются потребителям через центральный телеграф или между-
городную телефонную станцию. В состав оборудования радиостан-
ции входит многоканальная аппаратура для передачи принимае-
мых сигналов.
В условиях, когда на радиостанции декаметровых волн ложит-
ся лишь малая часть нагрузки общегосударственной сети магист-
304
ральных линий связи, становится крайне важным удешевление
эксплуатации радиостанций путем сокращения или исключения об-
служивающего инженерно-технического персонала. Это учитывает-
ся в современных конструкциях приемников, антенных коммутато-
ров и других объектов оборудования; оно рассчитывается на ди-
станционное и программное автоматическое управление. Автома-
тизация повышает оперативность управления и надежность связи,
открывает возможность создания необслуживаемых станций.
10.7.	ПРИЕМНИКИ МАГИСТРАЛЬНЫХ
ЛИНИЙ РАДИОСВЯЗИ
Дальняя радиосвязь на декаметровых волнах возникла более
полувека тому назад как многофункциональное средство передачи
информации. Такой подход к ней в значительной мере сохраняет-
ся в данное время, поэтому приемная аппаратура магистральных
линий обычно рассчитывается на сигналы разных видов. Преобла-
дают цифровые, кодированные, телеграфные сигналы. Для их пе-
редачи используются частотная, фазовая и амплитудная манипу-
ляции; но предусматривается и возможность приема телефонных
сигналов с амплитудной и однополосной модуляцией.
При однополосной модуляции число передаваемых по одной
радиолинии независимых боковых полос в зависимости от условий
распространения волн и помеховой обстановки колеблется от од-
ной до четырех. В случае трех или четырех однополосных кана-
лов ширина отдельного канала 3 кГц, что достаточно для ком-
мерческой телефонии. Чаще, однако, однополосные каналы служат
для вторичного уплотнения каналами тонального телеграфирова-
ния либо для факсимильной передачи на поднесущей, модулируе-
мой сигналом изображения. Для обработки таких различных сиг-
налов в универсальной приемной аппаратуре предусматриваются
305
7.3.	Непреднамеренные станционные помехи.....................•.	226
7.4.	Помехоустойчивость радиоприема как комплексная	проблема	.	.	226
7.5.	Общая характеристика способов защиты радиоприемников	от	помех	233 :
7.6.	Компенсационные способы подавления помех....................234
7.7.	Защита радиоприемников от перегрузки помехами...............236
7.8.	Пространственная и поляризационная селекция сигналов	.	.	.	237	
7.9.	Частотная селекция сигналов.................................237
7.10.	Временная селекция и накопление сигналов...................239
7.11.	Амплитудная селекция сигналов..............................240
7.12.	Разнесенный прием сигналов.................................242
7.13.	Адаптивные радиолинии......................................244
Глава 8. ПРИЕМ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ .	.	245
8.1.	Амплитудно-модулированные сигналы в среде распространения радио-
волн ...............................................................245
8.2.	Амплитудно-модулцрованные сигналы в линейном тракте приемника 249
8.3.	Искажение амплнтулно-.модули.рованиого сигнала в додетекторном
тракте приемника .................................................. 252
8.4.	Блокирование и перекрестная модуляция............................253
8.5.	Интермодуляционпые помехи........................................255
8.6.	Детектирование амплитудно-модулированного сигнала при наличии
амплитудно-модулироваиной помехи .................................. 256
8.7.	Приемник «стенод» и синхронное детектирование....................260
8.8.	Ограничение импульсных помех в приемнике амплитудно-модулиро-
ваиного сигнала ................................................... 263
8.9.	Прием двухполосного амплитудно-модулированного сигнала с подав-
ленной несущей .....................................................264
8.10.	Прием однополосных сигналов.....................................266
8.11.	Прием дискретных амплитудно-модулированных сигналов .	.	.	269
Глава 9. ПРИЕМ СИГНАЛОВ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ ....	271
9.1.	Искажения частотно-модулированных сигналов при многолучевом
распространении радиоволн...........................................271
9.2.	Частотно-модулированные сигналы в линейном тракте приемника .	.	274	j
9.3.	Нелинейные искажения прн частотном детектировании ....	278	;
9.4.	Детектирование частотно-модулированного сигнала при наличии по- '
мехи................................................................ 279	1
9.5.	Порогопонижающие устройства в приемниках частотно-модулироваи-
ных сигналов........................................................281
9.6.	Особенности радиоприема дискретных сообщений в системах с час-
тотной модуляцией...................................................286
9.7.	Прием фазоманипулированных сигналов..............................289
Глава 10. ОСОБЕННОСТИ РАДИОПРИЕМНИКОВ РАЗЛИЧНОГО НА-
ЗНАЧЕНИЯ ...........................................................292
10.1.	Виды сигналов в радиосвязи и вещании.............................292	‘
10.2.	Приемники звукового радиовещания................................ 293	'
10.3.	Стереофонические приемники...................................... 295	{
10.4.	Радиовещательные приемники декаметровых волн.................... 298	'
10.5.	Приемники телевизионного вещания................................300
10.6.	Приемные радиостанции дальней евзязи............................303
10.7.	Приемники магистральных линий радиосвязи........................305
10.8.	Малошумящие приемники...........................................307
10.9.	Общие тенденции в автоматизации и вопросы оптимизации радио-
приемной аппаратуры.................................................308
Заключение............................................................312
Предметный указатель .................................................315

соответствующие оконечные устройства. В перспективе ввиду су-
жения функций радиосвязи на декаметровых волнах, вызванного
развитием других систем, вероятна некоторая унификация видов
передаваемых сигналов, что упростит конструкции приемников и
облегчит оптимизацию их характеристик.
Существует несколько типичных вариантов построения ма-
гистральных приемников. При их описании и сравнении обычно
выделяют в них следующие основные части:
главный тракт приема;
устройство для получения гетеродинных напряжении и настрой-
ки;
оконечные устройства;
устройства управления приемником;
устройство контроля качества сигнала, а также неисправности
и режимов работы основных узлов приемника;
устройство стабилизированного электропитания.
Для сдвоенного разнесенного приема в единой конструкции в
виде стойки или шкафа располагают два приемника и добавляют
устройство для комбинирования сигналов.
Главный тракт приема включает в себя усилитель радиочасто-
ты, преобразователи частоты, усилители промежуточной частоты
и детекторы. Вход главного тракта соединяется через антенный
коммутатор (рис. 10.8) с одним из выходов широкополосного ан-
тенного усилителя, а с выходов детекторов сигналы подаются для
необходимой обработки в оконечное устройство.
Устройство для получения гетеродинных напряжений и на-
стройки содержит прежде всего управляемый синтезатор частот,
но оно может содержать и источники управляющих напряжений
для электронного управления перестраиваемыми или регулируемы-
ми частотно-селективными цепями приемника. Это могут быть,
например, входные фильтры предварительной селекции.
В оконечных устройствах групповые многоканальные сигналы
с выходов детекторов проходят обработку, необходимую для их пе-
редачи в предприятия связи либо абонентам. Эта обработка за-
ключается в разделении сообщений, образующих многоканальный
сигнал; регенерации, т. е. распознавании искаженных помехами
знаков п замене их неискаженными; преобразовании к виду, необ-
ходимому для передачи потребителям.
Главный тракт приема во многих приемниках строится по схе-
ме ипфраднна, что облегчает применение синтезатора и цифровой
настройки. Как указывалось в гл. 4, особенностью ннфрадипа яв-
ляется иеперестраиваемая широкополосная входная цепь.
В широкую полосу пропускания цепей радиочастоты ннфрадипа
попадают сигналы многих мощных радиостанций, суммарное на-
пряжение которых может достигать сотен милливольт. В резуль-
тате в первых каскадах возникают помехи из-за перекрестной мо-
дуляции и интермодуляции. В чувствительных магистральных при-
емниках эти явления могут ухудшать показатели приема, поэтому
практикуется включение па входе переключаемых, но не перестраи-
306
ваемых полосовых фильтров, пропускающих часть диапазона, в ко-
торой в данное время ведется прием; этим уменьшается уровень по-
мех на входе, благодаря чему значительно ослабляются нелинейные
процессы.
Для ослабления нелинейных помех дополнительно принимаются
следующие меры:
1. Усиление первых каскадов приемника, имеющих широкую по-
лосу пропускания, делается небольшим. При этом напряжение при-
нимаемого сигнала увеличивается в этих каскадах только в такой
мере, чтобы не сильно возрастал коэффициент шума; но при этом
не усиливаются и помехи. В противном случае возросло бы влияние
нелинейных процессов, так как они пропорциональны третьей сте-
пени напряжений помех (см. § 8.4, 8.5).
2. На входе приемника включается аттенюатор. Чтобы гаранти-
ровать надежность и устойчивость радиосвязи, передатчики обычно
имеют значительный запас по мощности и создают в месте приема
сильный сигнал, значительно превышающий порог чувствительности
приемника. При действии помех аттенюатор уменьшает напряжение
сигнала до значения, при котором еще возможен нормальный при-
ем. Вместе с сигналом понижается и уровень помех. Поскольку их
действие пропорционально третьей степени напряжения, оно ослаб-
ляется во много раз. Автоматическое управление аттенюатором вхо-
дит в функции цепей автоматической регулировки усиления.
10.8. МАЛОШУМЯЩИЕ ПРИЕМНИКИ
Па дециметровых и сантиметровых волнах работают радиоре-
лейные, спутниковые и космические радиосистемы. Приемники мно-
гоканальных радиорелейных линий прямой видимости строят по
обычной супергетеродинной схеме. От приемников более длинных
воли они отличаются главным образом конструкцией цепей радио-
частоты, в которых используются волноводные, коаксиальные или
полосковые цепи и фильтры, а также широкой полосой пропуска-
ния и соответственно высокой промежуточной частотой (десятки
мегагерц).
В приемниках оконечных станций радиосигнал детектируется и
поступает в оконечную аппаратуру, в которой происходит разделе-
ние каналов — частотное или временное, в зависимости от способа
уплотнения радиоканала. В приемниках промежуточных станций,
на которых не вводятся и не отводятся каналы, детектирование
сигнала обычно отсутствует. Радиочастота принятого сигнала пре-
образуется в промежуточную частоту, а затем промежуточная час-
тота преобразуется в радиочастоту передатчика, который переда-
ет сигнал следующей станции, и т. д.
Особенность микроволновых диапазонов, в которых работают
радиорелейные линии, — низкий уровень внешних помех. Поэтому
важно, чтобы собственные шумы приемника были минимальны,
так как повышение чувствительности позволяет применять пере-
датчик меньшей мощности и более простой конструкции.
307
Особенно высокие требования предъявляются к чувствительно-
сти приемников радиолиний спутниковой и дальней космической
связи. Выполнение этих требований обеспечивают специальные
входные усилители с минимальной шумовой температурой и поро-
гопонижающие устройства для частотного детектирования (см.
гл. 9). Если важно добиться особо высокой чувствительности, при-
меняют охлаждаемые параметрические усилители, например, ти-
па показанного на рис. 4.33.
10.9. ОБЩИЕ ТЕНДЕНЦИИ
В АВТОМАТИЗАЦИИ
И ВОПРОСЫ ОПТИМИЗАЦИИ
РАДИОПРИЕМНОЙ АППАРАТУРЫ
Подобно тому, как в 50-е и 60-е гг. глубокие изменения в тех-
нике радиоприема вызвали переход от электронных ламп к тран-
зисторам, с 70-х гг. идет процесс внедрения в приемную аппарату-
ру интегральных модулей со все возрастающей степенью интегра-
ции. Эта тенденция продолжает усиливаться и в 80-е гг. привела
к созданию интегральных модулей с уровнем интеграции в тысячи
элементов на одном кристалле. Одним из главных следствий их
внедрения стало создание для приемной аппаратуры узлов ав-
томатического регулирования и управления, основанных на прин-
ципах цифровой вычислительной техники, микропроцессоров
(МП) и микрокомпьютеров.
МОП-технология позволила создавать интегральные модули с
большим количеством логических операций на единицу площади
кристалла, что имеет первостепенное значение для МП, у которых
значительную часть составляют регистры памяти.
Микрокомпьютеры встраиваются в радиоприемное устройство,
образуя функциональный' узел с программируемой логикой. Они
могут быть общим узлом и ряда приемников в комплексе обору-
дования приемной радиостанции. В данное время значение МП и
микрокомпьютеров в дальнейшем развитии техники радиоприема
раскрыто еще пе полностью. Несомненно, что их интенсивное внед-
рение вызовет значительные изменения в принципах и конструкци-
ях приемников, как и в радиотехнике в целом. Использование
МП особенно выгодно в случаях, когда для решения задачи долж-
ны выполняться арифметические вычисления и логические опера-
ции, требуются гибкость управления, обработка и использование
статистических данных и др.
Микропроцессоры применяют в качестве отдельных элементов,
выполняющих сравнительно несложные задачи, основных функ-
циональных элементов сложных устройств обработки сигналов,
устройств, обеспечивающих взаимодействие функциональных эле-
ментов сложных комплексов оборудования приемных радиостан-
ций.
308
На первом уровне этой иерархии микропроцессоры выполняют
коммутацию входных аттенюаторов и других элементов радиочас-
тотных цепей; электронное управление управляемыми делителями
частоты в синтезаторах; автоматизацию процессов настройки при-
емника при местном и дистанционном управлении, в том числе
программном, и др.
К задачам микропроцессоров второго уровня относятся анализ
состояния канала и использование результатов оценки стохастиче-
ских, энергетических и потоковых параметров сигналов и помех
для реализации на основе получаемых результатов адаптивного
регулирования характеристик приемника; реализация алгоритмов
оптимальной обработки сигналов в условиях априорной неопреде-
ленности; построение цифровых фильтров для сигналов сложной
формы, адаптивных кодопреобразователей в каналах с одиночны-
ми и группирующимися ошибками; оптимальный синтез приемни-
ков в многомерном пространстве показателей качества; автомати-
зированное проектирование приемников и др.
Микропроцессоры третьего уровня выполняют математическое
моделирование и автоматизированную оценку эффективности обо-
рудования; компенсацию межсистемных помех; коммутацию кана-
лов и сообщений; автоматизацию частотно-диспетчерской службы;
автоматизацию дистанционного сбора данных от большого числа
приемников и создание концентраторов данных, интеллектуальных
терминалов операторов радиостанций и др.
Микропроцессоры являются тем средством, которое позволит
наиболее полно оптимизировать радиоприемные устройства по
группе главных показателей качества. Рассмотрим самые общие
подходы к решению этой задачи.
В § 1.1 было дано понятие векторной оптимизации таких сложных систем,
как радиоприемное устройство. Устройство S, удовлетворяющее совокупности
(Уф, О«) условий функционирования Уф и ограничений ее структуры и пара-
метров О,, называют допустимой. Во множестве Мя допустимых систем су-
ществует подмножество Л1СД строго допустимых систем, удовлетворяющих сово-
купности (Уф, О,, К, Ок), где К—-вектор показателей качества системы, Ок —
ограничения показателей качества. Задача векторной оптимизации заключается
в том, чтобы из -множества Л1СД выбрать систему S, обладающую иаилучшим в
смысле некоторого критерия вектором К. Система Хе,Мсд называется худшей,
если найдется хотя бы одна безусловно лучшая система Хл&’Ф.д, для которой
К(Sл) К(S), т. е. каждый из частных показателей качества kt(Sn) не хуже
(не больше), чем £,(S). В противном случае, когда Мс.д не содержит ни одной
безусловно лучшей системы, данную систему S называют нехудшей. Применение
безусловного критерия предпочтения (БКП) ко всем 5еЛГс.д позволяет раз-
бить его на два непересекающихся подмножества — худших Mz и нехудших
Ма1 систем. Так как процедура оптимизации состоит в отыскании иехудших
систем, то множество Mz может быть в дальнейшем исключено из рассмотрения.
Для описания иехудших систем при использовании БКП используют метод
рабочих характеристик и весовой метод. Оба метода сводят векторную оптими-
зацию к скалярной, позволяя при этом отсеять иехудшие системы и найти част-
309-
яые потенциальные значения kio каждого показателя качества. Однако только в
случае вырожденного множества Мнх, содержащего одну систему, удается най-
ти лучшую систему. Поэтому для выбора единственной системы нз невырожден-
ного множества Л1НХ на конечном этапе синтеза вводят условный критерий пред-
почтения (УКП). Наиболее известны следующие методы векторной оптимизации,
основанные на УКП: результирующего показателя качества, минимаксный, огра-
ничения второстепенных частных показателей, последовательных уступок, экс-
пертных оценок.
Недостаток метода результирующего показателя качества, сводящего опти-
мизационную задачу к скалярной, заключается в субъективизме при установле-
нии функциональной зависимости Кр=7(6;......km) единого, результирующего
показателя качества от частных показателей. Иногда вид этой зависимости не
удается обосновать даже субъективно. В подобных ситуациях можно применять
-минимаксный критерий, позволяющий выбрать такую систему 3.меМс.д, для ко-
торой	^kmw(S), где ^mn = max(feIH,..., йшн)—наибольший из норми-
рованных показателей качества kia=kt]ki max. Однако это означает лишь обес-
печение наилучшего (наименьшего) значения для наихудшего (наибольшего) по-
казателя качества.
Метод ограничений основан на переводе всех частных показателей качест-
ва, кроме одного, называемого главным, в разряд ограничений типа равенств
и неравенства й2=Л2о; — ;	=An0; к2^к2т',— \kn^knm. При большом числе
ограничений векторный синтез сводится к скалярному, но самому методу свой-
ствен известный! произвол. Кроме того, ограничения типа равенств могут привес-
ти к решению, прннадлежащегму множеству Л1х.
При методе последовательных уступок показатели качества ранжируются в
порядке их важности, отыскивается значение felmin при игнорировании осталь-
ных показателей, затем задается «уступка», т. е. допустимое увеличение ki, и
ищется fcsmin н т. д.; па последнем этапе ищут систему, обеспечивающую
^n min при условии ограничений kt	min для остальных п—1 пока-
зателей. В этом случае ограничения, накладываемые на п—1 неглавных пока-
зателей, можно выбрать более обоснованно, но здесь также имеет место субъ-
ективизм в выборе главного показателя качества и значения Д£>.
Метод экспертных оценок позволяет определить исходные данные (Уф, О3,
К, О,,), обосновать количественно некоторые ограничения О, и Ок, выбрать
весовые коэффициенты и т. д. Однако ему также присущ ряд недостатков, свя-
занных с подбором экспертов и организации самой экспертизы.
Рассмотрим некоторые примеры структурно-параметрической оптимизации
приемника.
Пример 1. Оптимальный синтез решающей цепи, в значительной степени оп-
ределяющей качество приема, возможен, если известно отношение сигнал-поме-
ха на ее входе, т. е, на выходе линейного тракта — главного тракта приема
(см. § 10.7). Чем лучше это отношение, тем выше качество приема, поэтому оп-
тимизация имеет первостепенное значение. Этот критерий инвариантен в извест-
ной мере к типу сигналов и способу их обработки и связан с другими показа-
телями качества приема Сообщений, например, вероятностью ошибки, средне-
квадратическим значением искажений. После определенной формализации этот
векторный критерий позволяет учесть внешние условия (мощность передатчика,
направленность н ориентацию антенн, различия нх поляризационных характе-
ристик, свойства среды распространения радиоволн, характеристики помех и
310
др.), собственные 'показатели приемника (структуру; нелинейные искажения сиг-
налов в избирательных каскадах; связь между коэффициентами нелинейности
тракта &н.х, блокирования k^n, перекрестных /ец.и н ннтермодуляцнопных £ии
помех, прямого прохождения нежелательных сигналов fen n по соседним и по-
бочным каналам; параметры «I,... ,ап решающей цепи; параметр нелинейности
усилительных приборов Е„; шумы антенны; собственные шумы приемника) и ог-
раничения структуры и показателей приемника.
Наиболее часто .в качестве основного критерия, являющегося векторным по-
казателем качества, выбирается превышение сигнала над помехой /г2с.п на вы-
ходе главного тракта приема. Для оценки степени совершенства по селектив-
ным свойствам реального приемника вводится понятие идеального тракта, об-
ладающего селективностью оптимального согласованного фильтра. При этом
качество приема характеризуется коэффициентом увеличения ошибок /гош =
=А2с.11.и/й2с.п.р, где индексы и и р относятся к идеальному и реальному трак-
там. Для .дискретных сигналов А’ош = Рош.р/рош,п, где рот — вероятность ошибки.
Анализ показывает, что
*ош -= {[I + (Ш- 1)/ашЛ] + Л2.п.и (	„ + <и + ^.п)}/(1 + х + *бл)2’
(10.1)
где Ш — коэффициент шума приемника; ашд — коэффициент, учитывающий ре-
альный уровень шумов антенны. Близость значения kOui к единице свидетельст-
вует о высоком качестве главного тракта приема; если же /г01п5>1, то модер-
низация тракта может существенно повысить качество приема. При далией по-
меховой обстановке в радиолинии предпочтительнее приемник с малым !гОш.
Выражение (10.1) указывает пути структурной и параметрической оптимизации
приемника, по сложная .взаимосвязь входящих в него величии делает целесооб-
разным применение компьютера.
Пример 2. Для интегральной оценки качества магистрального приемника е
учетом отдельных его показателей, условий работы и внешних устройств (ан-
тенны, разветвителя мощности, широкополосного антенного усилителя и др.) вво-
дится коэффициент потерь приема Кп.и. Выбор лучшего варианта приемника
производится по значению An n с учетом стоимости приемника Со. Таким обра-
зом, по существу используется векторный показатель качества К (Ки п, Со); п.ри
равных Ки.п лучшим является приемник с меньшей Со. При оценке /<и.п счита-
ется, что диапазон декаметровых волн вмещает около 9000 частотных каналов
ио 3 кГц каждый и любой из этих каналов непригоден для связи, если мощ-
ность помех любого типа (атмосферные шумы, индустриальные, сосредоточенные,
собственные шумы приемника и др.) на выходе канала не менее расчетной мощ-
ности сигнала, несущая частота которого совпадает с присвоенной частотой. Ес-
ли помехи от посторонних радиостанций отсутствуют, а уровень входного сиг-
нала в каждом из N частотных каналов соответствует среднему уровню атмо-
сферных шумов, то в среднем 50% каналов непригодны для связи, так как шу-
мы создают на их выходе ложные сигналы даже при отсутствии рабочих сиг-
налов. Поэтому для оценки качества приема можно использовать уровень вход-
ного сигнала, при котором .в реальных условиях 50% частотных каналов занято
помехами. При этом надо учитывать, что перегруженность диапазона декаметро-
вых воли непреднамеренными помехами и нелинейность частотных характерис-
тик тракта приводят к тому, что для сохранения незанятыми помехами тех же
50% частотных каналов необходимо увеличить уровень 'входного сигнала. Ус-
311
Таблица 10.1. Показатели качества магистральных приемников
Показатель качества	Тип приемника						
	1 1 2		3	4	5	6	7
Кп п, дБмкВ	1,6	13,1	10,5	9,8	10,5	12,7	10,3
Со, отн. ед.	9	11	3,8	9,3	2,5	1,8	10,3
редиенная по всем каналам разность обоих уровней сигнала и называется коэф-
фициентом потерь приема К„.я п выражается в дБмкВ. Для иллюстрации в
табл. 10.1 приведены значения показателей Кп.« и Со для нескольких типичных
магистральных приемников.
Среднее значение /Сп.п«11 дБмкВ указывает, что для рассмотренных прием-
ников уровень входного сигнала должен быть примерно в 10 раз выше, чем для
приемника, на который действуют только атмосферные помехи. Обращает па се-
бя внимание резкий контраст векторов показателей качества К=(Ю,3; 0,55) и
К=(9,8; 9,3) приемников 7 и 4 соответственно: по коэффициенту потерь они
различаются па 5°/о, а по стоимости в 17 раз. Это показывает, что те техниче-
ские решения, которые использованы в приемнике 4 для улучшения его пока-
зателей несущественно сказываются па качестве его работы, но значительно уве-
личивают стоимость. Поэтому одной из важнейших задач оптимизации приемни-
ков является снижение стоимости при уменьшении или сохранешш коэффициен-
та Л/ц.ц.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Изложенный курс дает лишь общие сведения о радиоприемных
устройствах и вопросах их развития. Радиоприем — наиболее
сложная задача радиотехники и далеко не все пути решения ее в
полной мере уже раскрыты. Это — благодарная область для при-
ложения творческих сил инженера.
В этом учебнике дается основная и более или мепеё устано-
вившаяся часть представлений о радиоприемных устройствах. Но
почти каждый день приносит новую информацию об идеях и тех-
нических достижениях, которые формируют новый курс радиопри-
емных устройств. Экстраполируя изменения техники радиоприема
за минувшие десятилетия, можно ожидать, что эти новые вклады
потребуют значительных изменений в учебном курсе через полто-
ра-два десятилетия. Крайне желательно, чтобы отсутствие в учеб-
нике некоторых уже наметившихся и частично разработанных пер-
спективных или более сложных представлений, а также появляю-
щегося ценного нового материала ие затрудняло деятельность спе-
циалистов, избравших радиоприемные устройства направлением
своей деятельности.
Именно с этой целью для студентов, обучающихся по специ-
альности «Радиосвязь и радиовещание», дополнительно введен
курс углубленной подготовки, читаемый в последнем году обуче-
ния, непосредственно перед дипломным проектированием.
312
Решение многих проблем ближайшего периода развития тех-
ники радиоприема, как и ранее, зависит от создания и освоения;
промышленностью новых материалов (главным образом полупро-
водниковых) и технологических процессов, а также от более широ-
кого внедрения вычислительной техники для автоматизации поис-
ка оптимальных решений при синтезе сложной аппаратуры.
Одно из противоречий, разрешение которого остается актуаль-
ной задачей ближайшего времени, составляет выбор между ана-
логовыми и цифровыми устройствами. С одной стороны, как из-
вестно, импульсные цифровые устройства наиболее полно согла-
суются с интегральным исполнением узлов аппаратуры и к тому
же открывают самые полные возможности для восстановления
формы сигналов при их искажении помехами.
С другой стороны, далеко не всегда решение конструкторских
задач на этой основе оказывается экономически наиболее выгод-
ным. В качестве примера можно указать иа диодный амплитудный
детектор, состоящий всего из трех компонентов: диода, резистора
и конденсатора. Существует немало вариантов цифрового ампли-
тудного детектирования, ио, как правило, в этом случае число
элементов составляет по меньшей мере сотни и стоимость оказыва-
ется значительно выше. Цифровые сигналы при применении, на-
пример, импульсно-кодовой модуляции занимают более широкую-
полосу частот. Кроме того, насыщение приемника цепями с им-
пульсным током, обладающим широким спектром, может способ-
ствовать возрастанию в приемнике уровня внутренних помех.
Вероятно, наиболее целесообразные решения подобных проб-
лем будут предусматривать совмещение аналоговых и дискретных
процессов, ио определение их удельного веса и конкретного при-
менения еще не завершено.
Не следует также исключать вероятность важных новых яв-
лений в элементной базе техники радиоприема, которые трудно-
предсказывать. Они вполне возможны, например, в сфере комп-
лексной функциональной микроэлектроники. Как добавление каж-
дого бита при формировании двоичных сигналов удваивает коли-
чество кодовых слов, так и добавление нового физического процес-
са создает широкое поле для синтеза компонентов с новыми и;
важными свойствами. С этой точки зрения ясно, что имеются поч-
ти неисчерпаемые ресурсы синтеза, например, опто-акусто-элект-
рониых компонентов. Для плодотворного использования подобных
ресурсов специалист должен владеть фондами идей, накопленных
его предшественниками, и должен ясно видеть научно-технические
и социальные задачи своей собственной творческой работы по вы--
браниой специальности.
Успешное освоение сложившихся за восемь десятилетий XX ве-
ка фундаментальных физических принципов радиоприема, общей
методологии синтеза радиоприем-ной аппаратуры различных на-
значений и ее современной схемотехнической реализации требует-
широкой общенаучной и практической подготовки студентов. Та-
кая подготовка предусматривается учебными планами и програм-
313;
мами вузов радиотехнического профиля, но она должна быть до-
полнена личной творческой работой каждого студента: исследо-
вательской и изобретательской. Курс радиоприемных устройств
предоставляет для этого широкие возможности. Материал его раз-
делов связан с моделированием и анализом процессов различной
сложности: от прохождения простого сигнала в элементарных ли-
нейных электрических цепях до выделения и обработки сложных
слабых сигналов в комплексных нелинейных электронных устрой-
ствах в присутствии смеси сложных помех различного вида и т. и.
Соответственно имеется неограниченная возможность выбора и ре-
шения задач и получения новых результатов, полезных одновре-
менно и для техники, и для собственного развития начинающего
исследователя.
Эффективности самостоятельной творческой работы студента
в большой мере способствует использование вычислительной тех-
ники, 'которой в последние годы оснащены вузы.
Удовлетворение от успешной собственной разработки, от хотя
бы скромного, но самостоятельно полученного результата, удач-
ного усовершенствования или изобретения укрепляет у молодого
инженера уверенность в собственных силах и стремление к твор-
честву. Это — одно из условий решений указанной XXVII съездом
КПСС задачи повышения роли специалистов, выпускаемых выс-
шей школой, в ускорении научно-технического прогресса. Очень
важно, чтобы творческое отношение к изучению радиоприемных
устройств сопровождало и предусматриваемые учебным планом
наряду с теоретическим курсом расчетно-практические занятия,
лабораторный практикум и курсовое проектирование. В совокуп-
ности эти виды учебной работы, дополненные самостоятельной
научно-исследовательской работой, помогут студенту подготовить-
ся к инженерной деятельности на уровне современных растущих
требований.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Антенна:
магнитная 52
настроенная 53
ненастроенная 48
рамочная 52
шум 22
эквивалент 38
Аттенюатор 182, 283
Блокирование 87, 254
Варактор 41
Верность воспроизведения 31
Волны акустические поверхностные
85
Восприимчивость приемника 20
Время запаздывания групповое 32
Выброс 33
Генератор:
накачки 128
опорный 192
эквивалентный 38
Геркон 42
Гетеродин 15, 95, 124
Делитель частоты 204
Детектор:
амплитудный 139
диодный 138
— параллельный 139
— последовательный 140
дробный 167
импульсно-счетный 168
ключевой 167
когерентный 229
коллекторный 140
перемножитель 157
синхронный 138, 157, 299
условие отсутствия искажений 148
фазовый 154
частотный 161, 279
эмиттерный 142
Диапазон динамический 31
— частот 15
Добротность контура 39, 50
Замирание селективное 250
Запаздывание групповое 277
Затухание контура 14, 63
Индекс частотной модуляции 277
Индикатор частоты 210
Интегратор 169
Интермодуляция 27, 255
Иифрадип 13, 43, 298
Искажения нелинейные 32
Исполнение интегральное 153
Канал зеркальный 14, 97
— приема побочный 14, 96, 100
Ключ электронный 42
Коммутатор антенный 304
Компаратор 168
Компенсация расстройки 48
Конденсатор переменной емкости 4!
Контур колебательный 11, 57, 59
Коэффициент включения 51, 60, 132
— гармоник 32
— передачи 37, 44, 128
— перекрытия 15, 40
— подстройки 198
— связи 54
— усиления И, 62, 137
—	устойчивости 68
—	шума 24
Критерий:
артикуляционный 18
вероятностный 17
энергетический 18
Крутизна преобразования 108
Линия резонансная 57
Мазер 131
Манипуляция:
частотная 286
фазовая 289
Микропроцессор 7, 95, 213, 308
315
Модуляция:
амплитуиая 248, 256, 264
— сопутствующая 275
перекрестная 255
частотная 161, 274, 286
Надежность 35
Накопление сигнала 239
Настройка:
автоматическая 204
сопряженная 93
электронная 41
Нейтрализация обратной связи 71
Ограничитель:
амплитудный 451
диодный 152
помех 263
транзисторный 153
Параметры приемника внешние 10
----- внутренние 9
— четырехполюсника 61
Переключатель поддиапазонов 42
Плотность настройки 40
Погрешность сопряжения 94
Подавитель AM динамический 152
Поддиапазон 40
Подстройка автоматическая:
поисковая 204
фазовая 192
цифровая 210
частотная 192
Полоса захвата 196
— пропускания 28, 37, 130
•— удержания 196
Помеха:
аддитивная 16
внутрисистемная 9
индустриальная 17, 225
мультипликативная 222
непреднамеренная 9, 226
перекрестная 271
подавление компенсационное 235
преднамеренная 9
Помехоустойчивость 17, 226, 230
Предыскажения 282
Преобразование частоты:
двойное 98
нелинейное Г12
Преобразователь частоты 12
автодииный 102
балансный ПО. 125
гетеродинный 91
диодный 114
инвертирующий 92. 117. 132
неинвертирующий 117
резистивный 118
Преселектор 14
Прием:
оптимальный 226
разнесенный 242
316
Приемник:	;
вещательный 293, 298
идеальный 227
классифкация 6
малошумящий 307
оптимальный 228
прямого усиления 1I
стереофонический 295
супергетеродинный 12
суперрегеперативный 12
схема структурная II
Проводимость динамическая входная
65
Процесс переходный 185, 199
Радиолиния адаптивная 244
Распространение многолучевое 250,
271
Регулировка автоматическая 170
Регулировка:
усиления 177
— автоматическая 33, 172, 183
по.чосы пропускания 33
ручная 170
Резонатор:
объемный 58
полосковый 57
Ремонтопригодность 36
Свисты 112
Связь обратная внутренняя 13, 65
— спутниковая 8
— трансформаторная 49
Селективность 5, 37, 101
двухеигпальпая 29
по зеркальному каналу 14
по соседнему каналу 14
трехсигнальная 29
Сенсор 221
Селекция:
амплитудная 5, 240
временная 5, 239
поляризационная 5, 237
пространственная 5, 237
частотная 237
Сигналы однополосные 266
Синтезатор частот 43, 95, 206
Совместимость электромагнитная 8
Согласование 55, 77
Стабильность характеристик 89
Стенод 260
Стереодемодулятор 296
Схема эквивалентная 62
Температура шумовая 26, 131
Траектория фазовая 201
Тракт промежуточной частоты 13
— радиочастоты 5
— частот модуляции 5
Усилитель:
двухконтурный 133
квантовый 131
одноконтурный 132
операционный 169
параметрический 131
полосовой 88
промежуточной частоты 12, 80
регенеративный 129, 134
транзисторный 59
устойчивость 69
частот модуляции 12
Устройство порогононижения 284
— разделения каналов 5
Фидер 39, 55
Фильтр:
двухкоптурпый 82
кварцевый 84
нижних частот 188
пьезокерамический 83
сосредоточенной селекции 83, 90
трансверсальный 86
Характеристика амплитудно-частотная
45, 66, 88, 249
— вольт-амперная 120
— фазовая 81, 88
Цепь входная 36
— логическая 167
— радиочастоты 14
Циркулятор 79, 136
Частота промежуточная 12
Четырехполюсник 61
Чувствительность 18
пороговая 285
шумовая 26
Шум.
дробовой 23
преобразователя частоты 122
тепловой 22, 77
усилителя 75
флуктуационный 280
Экран электростатический 55
Элемент невзаимный 59, 101, 104
Эффект антенный 55
— Пельтье 131
— пороговый 285
Эхо фидерное 77
ОСНОВНЫЕ СОКРАЩЕНИЯ
AM — амплитудная модуляция
АПЧ — автоматическая подстройка частоты
АРУ — автоматическая регулировка усиления
АЧХ —• амплитудно-частотная характеристика
ВЦ — входная цепь
ВЧ — высокие частоты
НЧ — низкие частоты
ОБ — общая база
ОВЧ — очень высокие частоты
ОЗУ — оперативное запоминающее устройство
ОЭ •— общий эмиттер
СВЧ — сверхвысокие частоты
ТРЧ — тракт радиочастоты
УВЧ — ультра высокие частоты
УЗЧ — усилитель звуковой частоты
УПЧ — усилитель промежуточной частоты
УРЧ — усилитель радиочастоты
ФАПЧ — фазовая АПЧ
ФНЧ — фильтр нижних частот
ФЧХ — фазочастотная характеристика
ЧМ — частотная модуляция
317
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие........................................................... 3
Введение.............................................................. 4
Глава 1. ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И СТРУКТУРА РАДИО-
ПРИЕМНЫХ	УСТРОЙСТВ...................................... 9
1.1.	Радиоприемное	устройство	как	часть сложной системы ....	9
1.2.	Структурные схемы радиоприемников.............................11
1.3.	Диапазон рабочих частот.......................................15
1.4.	Помехоустойчивость приема радиосигналов.......................1S
1.5.	Чувствительность радиоприемника...............................18
1.6.	Восприимчивость приемника к внешним воздействиям	....	20
1.7.	Внутренние шумы радиоприемников...............................22
1.8.	Частотная селективность радио-приемников .	.	.	  27
1.9.	Учет влияния статистических характеристик помех па параметры ра-
диоприемника .........................................................30
1.10.	Динамический диапазон 'радиоприемника........................31
1.11.	Верность воспроизведения сообщений...........................31
1.12.	Регулировки в радиоприемнике.................................33
1.13.	Конструктивно-эксплуатационные характеристики радиоприемника	.	34
Глава 2.	ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКОВ............................36
2.1.	Назначение и характеристики входных цепей.....................36
2.2.	Эквиваленты приемных антенн...................................38
2.3.	Способы перекрытия диапазона частот...........................39
2.4.	Электронная иастройка........................................41
2.5.	Анализ одноконтурной входной цепи............................43
2.6.	Входные цепи при работе с ненастроенными антеннами ....	48
2.7.	Входные цепи при работе с настроенными антеннами..............53
2.8.	Особенности конструкций входных цепей различных диапазонов	волн	57
Глава 3.	УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ.................................59
3.1.	Назначение н основные характеристики усилителей радиосигналов	59
3.2.	Схемы резонансных усилителей па невзаимных элементах .	.	.	59
3.3.	Общий анализ резонансного усилителя...........................61
3.4.	Влияние внутренней обратной связи на свойства резонансного уси-
лителя ...............................................................65
3.5.	Условие устойчивости усилителя................................68
3.6.	Способы повышения устойчивости резонансных усилителей	...	70
3.7.	Резонансный усилитель в диапазоне частот......................73
3.8.	Коэффициент шума резонансного усилителя с входной	цепью	.	.	75
3.9.	Малошумящие усилители СВЧ.....................................78
3.10.	Усилители промежуточной частоты с одноконтурными каскадами, на-
строенными на одну частоту........................................80
3.11.	Усилитель с двухконтуриым фильтром...........................82
3.12.	Усилители с фильтром сосредоточенной селекции................83
3.13.	Варианты структуры полосовых усилителей......................86
3.14.	Стабильность характеристик усилителей промежуточной	частоты	.	.	89
3.15.	Интегральное исполнение усилителей...........................90
318
Глава 4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИ
ЛИТЕЛИ...................................................
4.1.
4.2.
4.3.
4.4.
4.5.
4.6.
4.7.
4.8.
4.9.
4.10.
4.11.
4.12.
4.13.
4.14.
4.15.
4.16.
4.17.
4.18.
Общие принципы гетеродинного преобразования частоты .
Сопряженная настройка резонансных контуров
Побочные продукты преобразования . _...................
Преобразователь частоты с компенсацией помех зеркального
Двойное преобразование частоты.........................
Типы преобразователей частоты..........................
Теория преобразования на невзаимном электронном приборе
Балансный преобразователь частоты......................
Свисты при нелинейном преобразовании ..................
Диодный преобразователь частоты........................
Резистивный диодный преобразователь....................
Шумы преобразователя частоты...........................
Балансный диодный преобразователь частоты ....
Емкостный преобразователь частоты......................
Регенеративное усиление ...............................
Типы параметрических усилителей........................
Шумы одноконтурного регенеративного усилителя
Коэффициент усиления усилителя с циркулятором
91
93
95
97
98
101
104
НО
112
114
119
122
125
1.28
129
131
134
137
канала
Глава 5. ДЕТЕКТОРЫ РАДИОСИГНАЛОВ.......................................138
5.1.	Виды детекторов и основные характеристики	амплитудных детекторов 138
5.2.	Типы амплитудных детекторов.......................................139
5.3.	Теория детектирования слабых сигналов.............................142
5.4.	Диодное детектирование сильных сигналов...........................144
5.5.	Искажения при диодном детектировании сильных	сигналов .	.	.	147
5.6.	Особенности детектирования импульсных сигналов....................159
5.7.	Амплитудные ограничители..........................................151
5.8.	Фазовые детекторы.................................................154
5.9.	Типы фазовых детекторов...........................................155
5.10.	Принципы частотного детектирования...............................161
5.11.	Типы частотных детекторов.......................................16'.
Глава 6. РУЧНЫЕ И АВТОМАТИЧЕСКИЕ РЕГУЛИРОВКИ И ИНДИКА-
ТОРЫ В РАДИОПРИЕМНИКАХ..............................................170
6.1.	Назначение и виды ручных и автоматических регулировок	.	.	.	170
6.2.	Типы и характеристики автоматической регулировки	усиления	.	.	172
6.3.	Способы регулирования коэффициента усиления....................177
6.4.	Примеры практических схем регуляторов..........................189
6.5.	Основные показатели и характеристики обратной автоматической ре-
гулировки усиления.................................................183
6.6.	Переходный процесс в усилителе с автоматической регулировкой уси-
ления .................................................................185
6.7.	Типы цепей автоматической подстройки..........................190
6.8.	Частотная автоматическая подстройка частоты...................193
6.9.	Коэффициент подстройки........................................198
6.10.	Переходный процесс при автоматической	подстройке	частоты	.	.	199
6.11.	Фазовая автоматическая подстройка............................201
6.12.	Поисковая автоматическая настройка...........................204
6.13.	Синтезаторы гетеродинных частот..............................205
6.14.	Цифровая индикация частоты и цифровая	автоматическая	подстройка	210
6.15.	Применение микропроцессоров в автоматической	настройке	.	.	.	213
6.16.	Регулировка полосы пропускания...............................217
6.17.	Сенсорное управление.................................. 219
Глава	РАДИОПОМЕХИ И МЕТОДЫ ОСЛАБЛЕНИЯ ИХ ВЛИЯНИЯ
НА РАДИОПРИЕМ......................................222
7.1.	Классификация и общая характеристика	радиопомех............222
7.2.	Индустриальные радиопомехи.................................225
319