/
Автор: Гончаренко И.В. Купин М.Н.
Теги: компьютерные технологии общая радиотехника микроэлектроника электроника электрооборудование издательство радиософт
ISBN: 978-5-93037-329-5
Год: 2018
Текст
Диаграмма направленности радиопрозрачного отверстия от угла к излучателю
ДН радиопрозрачного отверстия от расстояния до излучателя
Ближняя зона излучателя
Полёт ступенчатого лидера
-3,7мс -1,25мс -0,14мс Оме
Основной разряд - обратная вспышка
Д) е) ё) Ж)
Затухание основного разряда и начало второго импульса
4- 1,95 МС____________I 4-4,6 МС ___________|4-10 мс 4-25 мс
Рис. 7.1
Стадии развития молнии
И. В. ГОНЧАРЕНКО /DL2KQ, RA3S/
М. Н. КУПИН /R3AS/
ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ
СОВМЕСТИМОСТЬ
ИЗДАТЕЛЬСКОЕ
ПРЕДПРИЯТИЕ
РадиоСофт
МОСКВА
2018
УДК 681.3
ББК 32.845
Г65
Гончаренко И.В., Кулин М.Н.
Г65 Электромагнитная совместимость.— М.: ИП РадиоСофт, 2018 —
400 с.: ил.
ISBN 978-5-93037-329-5
Настоящая книга посвящена вопросам электромагнитной совместимости
различных устройств. Рассмотрены вопросы анализа и расчета взаимных помех,
локализации их источников и снижения уровня до приемлемых величин.
Книга предназначена для широкого круга специалистов, радиолюбителей
и студентов, которые занимаются вопросами борьбы с различными электромаг-
нитными помехами.
УДК 681.3
ББК 32.845
ISBN 978-5-93037-329-5
© И.В. Гончаренко, М.Н. Купин, 2018
© Оформление, ИП РадиоСофт, 2018
Оглавление
Предисловие............................................... 8
Введение: классификация электромагнитных помех
и методов борьбы..................................... 11
Глава 1. Нормы помех..................................... 13
1.1. Нормы для устройств, не излучающих
электромагнитные волны................................... 14
1.2. Вред и польза электромагнитного излучения........... 16
1.3. Нормы для излучающих устройств...................... 20
1.4. Мобильные аппараты и SAR............................ 24
1.5. Расчет полей и расстояний........................... 27
1.6. Передача без лицензии............................... 33
1.6.1. Передача без лицензии FCC....................... 34
1.6.2. Передача без лицензии ЕСС....................... 38
1.7. Нормы на помехи, затекающие в провода питающей сети.... 42
Глава 2. Электрические помехи............................ 44
2.1. Заряды. Материалы в электрическом поле.............. 44
2.1.1. Диэлектрик в электрическом поле................. 45
2.1.2. Проводник в электрическом поле.................. 47
2.2. Электризация........................................ 49
2.2.1. Электризация проводников. Конденсаторы.......... 51
2.2.2. Электризация диэлектриков. Статическое электричество.... 55
2.3. Борьба с электрическими помехами.................... 58
Глава 3. Магнитные помехи................................ 63
3.1. Магнитное поле и его свойства. Индукция. Индуктивность. 63
3.2. Магнетизм в веществе. Ферромагнетики................ 66
4
3.3. Ферромагнетики во внешнем магнитном поле.
Постоянные магниты.................................... 69
3.4. Трансформаторы и катушки
с ферромагнитными сердечниками......................... 73
3.5. Магнитные помехи и борьба с ними.................. 76
Глава 4. Экранирование................................... 84
4.1. Экранирование постоянных полей...................... 84
4.2. Металлический экран и электромагнитная волна........ 87
4.3. Эффективность бесконечного плоского экрана........ 90
4.4. Экранирование ближней зоны.......................... 93
4.5. Влияние экрана на защищаемое устройство............. 98
4.6. Влияние отверстий и щелей на экранирование......... 102
4.7. Экраны из сетки.................................. 108
4.7.1. Бесконечный плоский экран из сетки............. 108
4.7.2. Шаровой сетчатый экран......................... 111
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране................. 113
4.8.1. Когда и зачем это надо......................... 113
4.8.2. Оптимальные размеры отверстия и расстояние
от антенны до экрана.................................. 114
4.8.3. Влияние расстояния от источника до отверстия
на усиление........................................... 117
4.8.4. Влияние расстояния от источника до отверстия
наДН................................................ 120
4.8.5. Влияние угла между источником и экраном....... 124
Глава 5. Электромагнитные помехи........................ 127
5.1. Немного теории..................................... 128
5.1.1. Излучение электромагнитной волны антенной..... 128
5.1.2. Ближняя и дальняя зоны антенны................. 130
5.1.3. Принцип взаимности............................. 133
5.2. Прием радиопомех нашими устройствами............... 135
5.3. Излучение радиопомех нашими устройствами........... 139
5.3.1. Особенности паразитного излучения помех........ 139
Оглавление
5
5.3.2. Как сделать ВЧ узел с минимальным
паразитным излучением............................... 144
5.3.3. Паразитное самовозбуждение..................... 146
5.4. Внутренние помехи.............................. 149
5.4.1. Блокировочные конденсаторы..................... 149
5.4.2. Дроссели....................................... 155
5.4.3. Фильтры по питанию.>......................... 158
5.4.4. Помехи по шине земли......................... 163
5.5. Излучение кабелей и линий.......................... 171
5.5.1. Дифференциальные и синфазные токи в линии...... 171
5.5.2. Измерение помех в линии........................ 176
5.5.3. Интерпретация результатов...................... 179
5.5.4. Подавление излучения линий и кабелей........... 182
5.5.4.1. Подавление излучения дифференциальных токов.... 182
5.5.4.2. Подавление излучения синфазных токов........ 184
5.5.4.3. Подавление помех от импульсных источников питания.. 191
5.6. Заземление......................................... 196
5.6.1. Электротехническое (защитное) заземление....... 197
5.6.2. Высокочастотное (антенное) заземление.......... 199
5.6.3. Как заземлять: разными проводами в одну точку
или кратчайшим путём на шину?......................... 201
5.6.4. Петли земли. Выравнивающие токи.................206
5.7. Помехи от наших пезадающих антенн.................. 210
5.7.1. От паразитного излучения....................... 210
5.7.2. Синфазный ток фидера........................... 213
5.7.2.1. Наведенный на фидер излучением антенны......... 215
5.7.2.2. Затекающий на фидер с антенны............... 218
5.7.2.3. Симметрирование............................. 224
5.7.3. От основного излучения......................... 227
5.8. Помехи нашим приемникам............................ 231
5.9. Приемные антенны................................... 237
5.9.1. Параметры и применение......................... 237
5.9.2. Типы низкочасто*-ных направленных приемных антенн. 241
5.9.2.1. Антенна Бевереджа........................... 241
5.Э.2.2. С кардиоидной диаграммой направленности..... 243
6
5.9.3. Усилители и развязка кабелей.................... 245
5.9.4. Приборы для фазирования......................... 248
5.9.5. Влияние окружения — испорченная ДН...............252
Глава 6. Фильтры......................................... 258
6.1. Классы и типы фильтров...............................258
6.1.1. Классы фильтров и их взаимный пересчет.
Порядок фильтра..........................................259
6.1.2. Характеристики фильтров..........................262
6.1.3. Типы фильтров....................................264
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики..267
6.2.1. Фильтр нижних частот.............................267
6.2.2. Фильтр высоких частот........................... 276
6.2.3. Полосовой фильтр.................................285
6.2.4. Пересчет фильтров на свою частоту, полосу
и сопротивление..........................................293
6.3. Зависимость характеристик от порядка.................294
6.3.1. Фильтр Бесселя...................................295
6.3.2. Фильтр Баттерворта.............................. 297
6.3.3. Фильтр Чебышёва 1................................299
6.3.4. Фильтр Чебышёва 2................................301
6.3.5. Эллиптический фильтр.............................303
6.3.6. Фильтр Hourglass.................................305
6.4. Влияние холостой добротности элементов.............. 307
6.5. Разброс номиналов................................... 311
6.5.1. Влияние на АЧХ.................................. 311
6.5.2. Влияние на согласование......................... 313
6.6. Влияние сопротивлений нагрузки и источника.......... 316
6.7. Паразитные реактивности элементов....................322
Глава 7. Молнии и защита от них.......................... 325
7.1. Физика и параметры молнии............................325
7.2. Воздействие молнии...................................330
7.3. Вероятности поражения и надежность защиты............333
Оглавление
7
7.4. Индуцированные токи..................................340
7.4.1. Моделирование и расчет индуцированных токов
и напряжений.......................................... 342
7.4.2. Защита от индуцированных токов и напряжений......349
7.5. Молниеотводы....................................... 354
7.6. Молниеприемное заземление........................... 363
7.6.1. Размеры и конструкция заземления.................363
7.6.2. Измерение сопротивления заземления...............366
7.6.3. Скользящий разряд и шаговое напряжение...........368
7.6.4. Занос потенциала................................ 376
7.7. Молниезащита антенн................................. 379
7.7.1. Подходы к молниезащите антенно-фидерных систем.. 379
7.7.2. Особенности защиты разных типов антенн...........382
7.7.2.1. Вертикальные антенны...................... 382
7.7.2.2. Горизонтальные и проволочные антенны..........384
7.7.3. Защита входов радиоаппаратуры....................389
7.7.З.1. Защита антенных входов........................389
7.7.3.2. Защита линий управления.......................394
Заключение............................................. 397
Литература и ссылки.......................................398
Для каждой сложной пробле-
мы всегда есть простые решения.
Но большинство из них непра-
вильны.
Предисловие
Эта книга посвящена электромагнитной связи между проводя-
щими объектами. Но не всякой связи, а паразитной. Мы её не хоте-
ли, но она получилась и мешает. И с этим надо что-то делать.
Проводящим объектом может быть что угодно: любые металли-
ческие проводники, растворы солей (например, человек, если вы
не узнали его в таком описании), ионизированный газ (канал мол-
нии) и даже любой из диэлектриков (в них могут протекать перемен-
ные ВЧ токи смещения, как в конденсаторе или в электромагнит-
ной волне).
Иными словами, книга эта об электромагнитной совместимости
(ЭМС). О том, как предотвращать создание нового электромагнитно-
го «мусора» и бороться с имеющимся.
Электромагнитные поля от множества источников разной часто-
ты, спектра и интенсивности пронизывают каждую точку окружаю-
щего нас пространства. И эта картина меняется от времени: как
в масштабе микросекунд, так и в масштабе часов. Сотни микро-
схем, десятки приборов, проводов, систем и антенн практически
всегда работают в радиусе нескольких десятков метров от каждого
из нас. И влияют как друг на друга, так и на людей.
При такой сложности картины описать её полностью нереально.
Такая книга «обо всём» с неизбежностью превратится в книгу ни
о чём. Поэтому здесь рассмотрены только следующие темы:
* Борьба с паразитными связями внутри устройств.
Борьба с паразитным излучением устройств.
Защита от помех радиоприёму.
Защита аппаратуры от помех от радиопередающих устройств,
антенн и внешних полей.
• Молниезащита.
9
Ниже мы рассмотрим общие принципы и методы защиты и борь-
бы. А уж вам решать, как убирать электромагнитный беспорядок
именно в вашем конкретном случае. Данная книга поможет вам
понять, что происходит и выбрать способы борьбы.
В обозначениях заголовков принята следующая структура: одна
цифра — глава, две и более — параграфы в главе.
Номера рисунков и таблиц состоят из номера главы (первая
цифра) и текущего номера рисунка или таблицы в главе.
Везде (где не отмечено особо) используются стандартные раз-
мерности: ом, вольт, ампер, метр.
Список принятых обозначений
Здесь приведены, встречающиеся в тексте обозначения и со-
кращения. Конечно, при первом упоминании в тексте обозначение
раскрыто, но найти это первое упоминание бывает нелегко. Поэто-
му все обозначения вынесены в этот список.
с — скорость света
СЕРТ — аббревиатура от фр. Conference еигорёеппе des admi-
nistrations des postes et 1ё1ёсоттит'са^оп8. Европейская
конференция администраций почтовых служб и служб свя-
зи. Ведает всеми электромагнитными вопросами в Европе
Е — электрическое поле
ЕСС — аббревиатура от Electronic Communications Committee. Ев-
ропейский комитет по электронике. Является частью СЕРТ
F— частота
FCC — аббревиатура ст Federal Communications Commission. Аме-
риканское комиссия по связи. Ведает всеми электромаг-
нитными вопросами в Америке
F/B — отношение излучений вперед/назад, аббревиатура от
Front/Back
Ga — усиление антенны относительно изотропного излучателя
Н — магнитное поле
IEC— аббревиатура от International Electrotechnical Commission.
Международная электротехническая комиссия
PIFA— планарная антенна, перевернутое F, аббр. от англ, planar
Inverted F antenna
Q — добротность
10
Предисловие
RDF — аббревиатура от англ, receiving directivity factor—фактор
направленности антенны. В русскоязычной литературе —
коэффициент направленного действия (КНД)
SE — эффективность экранирования обозначается (аббревиату-
ра от англ, shielding effectiveness)
SMD — аббревиатура от англ, surface-mount device, детали поверх-
ностного монтажа
SAR — удельная поглощенная мощность, аббр. от англ, specific
absorption rate
Wi-Fi — Wireless Fidelity беспроводной стандарт компьютерных се-
тей 2400...2483 МГц
Т — длительность фронта импульса (обычно по уровням от 10
до 90% амплитуды)
е — диэлектрическая проницаемость
5 — толщина скин-слоя
X — длина волны
ц — относительная магнитная проницаемость
о — удельная проводимость
АЧХ — амплитудно-частотная характеристика
ВЧ — высокочастотный
ВЧЗ — высокочастотное заземление
ДН — диаграмма направленности
КНД — коэффициент направленного действия антенны, см. RDF
КСВ — коэффициент стоячей волны
НЧ — низкочастотный
СВЧ — сверхвысокочастотный
ТВ — телевидение, телевизионный
УЗО — устройство защитного отключения
ФВЧ — фильтр верхних частот
ФНЧ — фильтр нижних частот
ЭМВ — электромагнитная волна
ЭМС — электромагнитная совместимость
ЭТЗ — электротехническое (низкочастотное) заземление
Введение
КЛАССИФИКАЦИЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ПОМЕХ
И МЕТОДОВ БОРЬБЫ
Взаимная связь между проводящими объектами может быть
трех видов.
1. Электрическая. Как в конденсаторе: меняющееся по вре-
мени напряжение с одной проводящей поверхности через
диэлектрик попадает на другую.
2. Магнитная. Как в трансформаторе: меняющийся по време-
ни ток в одном проводнике своим магнитным полем наводит
ток в другом, расположенном рядом проводнике.
3. Электромагнитная. Изменяющееся по времени магнитное
поле создает вокруг себя электрическое поле (так, например,
работают все генераторы электричества). Но есть и обратный
процесс: меняющееся по времени электрическое поле, созда-
ет вокруг себя магнитное. Эти два механизма чаще всего ра-
ботают вместе: переменные магнитное и электрическое поля,
перекачиваясь одно в другое, образуют электромагнитную
волну (электромагнитное излучение, то есть обычная радио-
связь).
Чтобы электромагнитное излучение было заметным, размеры
проводников (антенн) с меняющимся (импульсным или перемен-
ным) током должны быть сравнимы с длиной волны X (от сотых её
долей). Для синусоидальных сигналов:
X = c/F,
где с — скорость света;
F— частота.
Для импульсных сигналов:
Х = с-Т,
где Т — длительность фронта импульса по уровням от 10 до 90% ам-
плитуды.
Радиоволна, излученная одной антенной, принимается другой.
Обеими антеннами могут быть любые проводники, которые антен-
ной никто и не считает.
12
Введение
На самом деле существует только электромагнитная связь.
И магнитная, и электрическая являются ее частными случаями,
если размеры проводников в длинах волны очень малы (то есть при
низкой частоте и/или малых размерах проводников).
Защита бывает двух видов направленности:
1. Мы защищаем других от помех, производимых нашими
устройствами. В лучшем случае проектируем наши устройства
так, чтобы они не создавали помех. А когда это невозможно,
принимаем меры по снижению генерируемых нами помех
до приемлемого уровня (отдельный вопрос, что считать таким
уровнем, им мы займемся в первой главе).
2. Мы защищаем себя (наши устройства) от внешних источни-
ков помех. Путей тут два: либо понижать восприимчивость на-
шего прибора к имеющимся внешним помехам, либо что-то
сделать для уменьшения уровня помех в месте установки при-
бора или его чувствительных частей.
С энергией уже имеющейся помехи мы можем сделать только
две вещи:
1. Поглотить ее на месте возникновения (например, рассеяв
в тепло).
2. Не пустить ее к себе, а перенаправить куда-нибудь в другое
место.
Комбинация всего вышеперечисленного дает все многообразие
задач и методов электромагнитной совместимости (ЭМС).
Глава 1. НОРМЫ ПОМЕХ
Нормы для устройств, которые не должны излучать элек-
тромагнитные волны. Вред и польза электромагнитного
излучения. Нормы для излучающих устройств. Мобильные
аппараты и SAR. Расчет полей и расстояний. Передача
без лицензии FCC. Передача без лицензии ЕСС. Нормы на
помехи в провода питающей сети
Если мы мешаем себе (наши устройства создают помеху другим
нашим устройствам), тс это вопрос технический: «Что делать?». И от-
вету на этот вопрос посвящена вся эта книга, кроме данной главы.
А вот если нам мешает чьё-то другое устройство, или мы меша-
ем ему (то есть, или кто-то излучает слишком много, или что-то чрез-
мерно чувствительно), то сначала возникает вопрос: «Что считать
нормой, и кто виноват?» А это вопрос юридический.
Поэтому нормативы помех — вопрос законодательства. И, как
любое другое законодательство, эти нормативы свои в каждой стра-
не. В принципе, работа по международной унификации этих нор-
мативов ведется. Но пока только перечисление заголовков законо-
дательных документов по ЭМС только ведущих стран занимает не-
сколько страниц. Разбирать в чем эти многостраничные документы
отличаются, а в чем совпадают, здесь не буду. Это очень громоздко.
Да и не нужно. Читатель сам может поднять нормативы своей стра-
ны. Если вы в России, ищите по ключевым словам: ГОСТ Р 51317,
ГОСТ Р 51318, СанПиН 2.2.4.1383-03 СанПиН 2.2.4.1191-03
СанПиН 2.2.4.1191-03. Если в Европе - EN55032, CISPR 32.
А мы здесь в качестве норм рассмотрим требования амери-
канской комиссии по коммуникации FCC (Federal Communications
Commission).
Потому что:
• Нормы по электромагнитной совместимости были впервые
введены именно в США. Соответственно, там они наиболее
тщательно проработаны (было время), с технической, юриди-
ческой и медицинской точек зрения.
14
Глава 1. Нормы помех
• Нормы FCC легли в основу законодательства по электромагнит-
ной совместимости многих стран. Часто нормы FCC просто ко-
пируются в местные стандарты.
• Прибор, выходящий на мировой рынок, как правило, серти-
фицируется на соответствие именно нормам FCC (иначе он
не может законно продаваться).
Нормы FCC охватывают полосу от 9 кГц (ниже почти нет шансов
на излучение электромагнитной волны, так как излучатель должен
быть многокилометровым) до 100 ГГц (выше нет радиотехнических
систем).
1.1. НОРМЫ ДЛЯ УСТРОЙСТВ, НЕ ИЗЛУЧАЮЩИХ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ВОЛНЫ
Большинство приборов не имеют целью работы излучение элек-
тромагнитных волн и не должны их излучать. Но «не должны излу-
чать» не означает «не излучают».
Почти во всех приборах имеются внутренние генераторы,
работающие в диапазоне частот от килогерц до гигагерц. Ча-
сто эти генераторы импульсные (то есть имеют широкий спектр
гармоник) и длина импульсов меняется (то есть этот спектр
еще и плавает по частоте).
Проводники печатных плат и соединительные кабеля имеют
вполне достаточную длину, чтобы быть паразитными антеннами, из-
лучающими то, что излучать в эфир совсем не надо.
Общие нормы на предельно допустимые уровни паразитного
(в том смысле паразитного, что мы не хотели излучать, это побочный
эффект работы прибора) излучения в эфир приведены в табл. 1.1.
Напряженность поля определяется измерительным приемником
с калиброванной антенной для измерения электрического поля. Та-
кая антенна представляет собой сильно укороченный диполь (он
реагирует в основном на Е-составляющую волны) плюс усилитель
с большим входным импедансом.
Полоса измерительного приемника устанавливается 200 Гц при
входных частотах от 0,009 до 0,49 МГц, 10 кГц — от 0,49 до 30 МГц
и 126 кГц для частот выше 30 МГц.
Квази-пик напряженности поля означает, что в измерительном
приемнике включен амплитудный квазипиковый детектор с посто-
1.1. Нормы для устройств, не излучающих электромагнитные волны 15
янной времени заряда 1 мс и постоянной разряда 0,5 с. Поэтому
квазипиковый детектор дает меньший сигнал, чем обычный пико-
вый при измерении:
• очень коротких (меньше времени заряда детектора, то есть
1 мс) радиоимпульсов;
редко повторяющихся (период заметно больше постоян-
ной разряда 0,5 с) импульсов.
То есть короткие и редкие импульсы могут иметь более высокую
пиковую напряженность поля, чем в табл. 1.1, но соответствовать
её требованиям при измерении квазипиковым детектором.
Таблица 1.1 FCC. Паразитное излучение в эфир, не более. Общие требования
Полосы частот, МГц Напряженность электрического поля, квази-пик, мкВ/м, не более При измерении на расстоянии, м
0,009...0,49 2400/Р(кГц)1 300
0,49...!,705 24000/Р(кГц)1 30
1,705...30 30 30
30...88 100 3
88...216 150 3
216...960 200 3
Выше 960 500 3
Примечание: 1 Падает линейно с частотой.
Применение квазипикового детектора при измерениях ЭМС сло-
жилось исторически. Первые нормы по ЭМС писались исходя из
того, чтобы не создавать помех вещательному радиоприему, то есть
не мешать человеческому уху воспринимать речь. А наше ухо почти
не реагирует на короткие, редко повторяющиеся помехи. Квазипи-
ковый детектор как раз и имеет импульсную характеристику, подоб-
ную уху. С развитием техники по радио стали передавать не только
речь, и принимать не только ушами, но использование квазипико-
вого детектора уже закрепилось в документах и осталось в измере-
ниях ЭМС.
16
Глава 1. Нормы помех
Но вернемся к нашим излучающим помехи приборам. Их при-
нято разделять на два класса:
А. Промышленные приборы.
В. Бытовые и офисные приборы.
К приборам класса В применяют нормы табл. 1.1. А приборам
класса А выше 30 МГц делают поблажку в виде табл. 1.2. Поблажка
заключается в том, что измерения проводятся на расстоянии 10 м,
а не 3 м, как в табл. 1.1. А это позволяет иметь на -10 дБ худшее
подавление паразитного излучения в промышленных приборах. Но
зато приборы класса А не должны устанавливаться ближе 10 м от
границы промышленной территории.
Таблица 1.2
FCC. Паразитное излучение в эфир,
промышленные приборы (класс А)
Полосы частот, МГц Напряженность поля, мкВ/м, на расстоянии 10 м, не более
30...88 90
88...216 150
216...960 210
Выше 960 300
Примечание: ниже 30 МГц применяются требования табл. 1.1.
Перед рассмотрением норм электромагнитного поля для
устройств, у которых излучение является целью их работы, надо
остановиться на теме воздействия электромагнитной волны на ор-
ганизм человека.
1.2. ВРЕД И ПОЛЬЗА
ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО ИЗЛУЧЕНИЯ
«Всё есть яд, и всё есть лекарство. Тем или другим его делает
только доза»,— писал еще тысячу лет назад мудрый узбек Абу Али
Хусейн ибн Абдаллах ибн Сина больше известный под именем Ави-
ценна. Эти слова относятся к любому воздействию на человека.
Электромагнитному излучению в том числе.
1.2. Вред и польза электромагнитного излучения
17
Безотносительно техники, мы живем в мире, пронизанном элек-
тромагнитными полями. Магнитное поле Земли. Разряды молний.
Полярные сияния. И главный источник — Солнце. Только в видимом
свете (это частоты от 405000 ГГц до 790000 ГГц) в средних широтах
летним днем плотность потока мощности достигает 50...70 мВт/см2.
То есть на всё тело загорающего человека приходит 500...700 Вт.
И видимым светом Солнце не ограничивается. В ультрафиолето-
вой и инфракрасной областях спектра плотность потока его мощ-
ности хотя и ниже (максимум излучения Солнца приходится на ви-
димый свет), но вполне ощутима. Видели загар и солнечные ожоги
на коже? Это не от видимого света, а от ультрафиолетового излуче-
ния (790000...1100000 ГГц). А в обезвоживании и перегреве ор-
ганизма виновато, в основном, инфракрасное излучение; Солнца
(10000...405000 ГГц). Вообще, вниз по частоте солнечное излуче-
ние доходит до -100 МГц, особенно во время вспышек на Солнце.
За время эволюции наши организмы адаптировались к такой
электромагнитной обстановке и считают ее нормальной, есте-
ственной и желанной. Во всяком случае, не уменьшается количе-
ство желающих часами получать себе на всё тело более киловатта
сверхвысокочастотного электромагнитного излучения от 10000 ГГц
до 1100000 ГГц (позагорать на пляжах, если вы не узнали эту про-
цедуру в таком описании).
Поэтому воздействие электромагнитного поля на человека име-
ет оптимум:
• Некоторое среднее (близкое к природному) — это не только
безопасно, но и полезно.
• Больше этого среднего вредно. У организма нет наследствен-
ной приспособленности к таким условиям. Но не забудем об
очень развитой способности человека адаптироваться к те-
кущим условиям (собственно, она была основой выживания
и расселения нашего вида по всей планете). На сегодня (по-
следняя правка этих строк делается в 2018 г.) единственное
достоверно установленное воздействие радиоволн на челове-
ка — просто нагрев (кстати, аппараты ВЧ нагрева отдельных
участков тела используются в медицине для лечения некоторых
инфекций). Остальные страшилки — не более чем недоказан-
ные предположения или научно недобросовестные отработки
желания заказчика подтвердить свои страхи.
18
Глава 1. Нормы помех
Но и меньше среднего тоже вредно. При экспериментах
в экранированных камерах выяснилось, что полное лишение
человека электромагнитного излучения, приводит к более се-
рьезным проблемам со здоровьем, чем излучение, во мно-
го раз превышающее допустимые нормы.
Помимо доказанного теплового воздействия электромагнитного
поля на человека, некоторые говорят (нет доказательств, просто по-
дозрения и слухи) о возможном их канцерогенном (то есть прово-
цирующем рак) действии. И о вообще не изученном информацион-
ном действии (хотя если учесть что скорость электрических процес-
сов у нас в организме не превышает 200 Гц, а частота радиоволн
минимум в 50 раз выше, то некоторые выводы напрашиваются).
Не могу квалифицированно подтвердить или опровергнуть эти раз-
говоры, так как не медик (хотя, кажется, и медики тоже не очень
могут).
Но зато могу посмотреть статистику продолжительности жизни.
Ведь за последние 10...15 лет беспроводные технологии вошли
в каждый дом. А мобильные телефоны — в каждый карман, а их ан-
тенны, излучающие доли ватта на 0,9 и 1,8 ГГц, ежедневно прикла-
дываются к каждой голове (количество мобильных телефонов ныне
почти равно населению Земли). И такое резкое повышение элек-
тромагнитного поля вблизи головы каждого из людей и в каждом
доме должно было бы негативно сказаться на средней продолжи-
тельности жизни. Это в том случае, если оно реально вредит.
Обратимся к фактам. По данным Всемирного банка (нейтраль-
ная международная организация, ей нет смысла пугать или при-
украшивать) с 2000 по 2010 год средняя продолжительность жизни
людей на планете возросла на 2,5 года. Как-то не похоже на вредо-
носное влияние. Возразят: рост идет за счет медпомощи отсталым
странам, уменьшение детской смертности сильно влияет на сред-
нюю продолжительность.
Хорошо, посмотрим по развитым странам. В России за тот же де-
сятилетний период люди стали жить дольше на 3 года, в Германии
и США — на 2 (округляю, чтобы не возиться с сотыми). Ага, скажут,
в более насыщенных излучающей техникой Германии и США при-
рост меньше чем в России, значит, техника влияет негативно. Нет,
дело не только в приросте, но и уровне: в Германии средняя про-
должительность достигла 80 лет, в США — 79,2, а в России только
1.2. Вред и польза электромагнитного излучения
19
68,2 лет. Меньшую величину легче увеличить. Но в любом случае
статистика не показывает наблюдаемого негативного влияния. По-
мимо прочего, это говорит и о том, что используемые нормы на
электромагнитное излучение достаточно разумны.
А почему же тогда столько страхов и слухов, и почему они вос-
производятся вновь и вновь? Дело в инстинктах. Люди боятся того,
чего не знают и не понимают. А уж если опасность (не важно, ре-
альная или мнимая: лучше перебдеть, чем недобдеть) еще и неви-
дима, то ее особенно боятся. Это древний, подсознательный ин-
стинкт опасности, оставшийся еще от животных, обеспечивший вы-
живание вида.
Идеальный кандидат на включение такого инстинкта — электро-
магнитное излучение. Что это такое мало кто знает, понимает еще
меньше, не видел никто, зато все слышали, что излучение вредно.
Эдакий невидимый всепроникающий враг. Всякий тут испугается.
Заранее. На всякий случай: мало ли что там намеряли и доказали,
а вдруг все-таки что-то есть, чего еще никто не знает, убегу-ка я луч-
ше подальше.
Другой древний животный инстинкт —стадный. Не раздумывая
делать как все. Кто-то один дёрнулся (опять же неважно, от реаль-
ной или мнимой опасности), и все, не раздумывая, побежали за
ним (а вдруг он видит реальную опасность, которую мы не видим?).
В человеческом стаде роль таких кликуш играют недобросовестные
средства массовой информации. В погоне за аудиторией (то есть
рейтингом и стоимостью рекламы) или по неграмотности в массы
идет развесистая клюква. Пугалки про электромагнитное излуче-
ние в том числе. Тотальная неграмотность большинства журнали-
стов — серьезная проблема. С ней пытаются бороться.
Например, в Германии журналист без соответствующего обра-
зования вообще не имеет права ничего писать на научные и тех-
нические темы. И если он вдруг напишет антинаучную глупость., то
будет дисквалифицирован, невзирая на европейские свободы пе-
чати и слова. В немалой степени благодаря этому в немецких СМИ
ужасов про вред электромагнитных волн не рассказывают.
Но вернемся к нашим инстинктам. При общении с человеком,
уверенным в том, что от излучения ваших антенн или приборов
у него проблемы со здоровьем (варианты: облысели все уже, кро-
кодил не ловится, не растет кокос, и т.п.), надо понимать, что он
20
Глава 1. Нормы помех
во власти страхов и инстинктов. А, поскольку инстинкт штука живот-
ная, то сознательному управлению разумом она мало подвластна.
Это работа подсознания. Поэтому не надо строить разговор с таким
человеком на доводах разума и логики. Их просто не услышат (при-
чем интеллектуальный и образовательный уровень вашего визави
тут не играет никакой роли, инстинктивные страхи отшибают спо-
собность к логическому мышлению).
Разговор со страдальцем следует обращать не к его разуму (он
отключен), а к подсознанию. Иначе говоря, вам надо временно, но
железно поверить, что перед вами не взрослый человек, а испуган-
ный пятилетний ребенок. Этого ребенка (хотя он и может иметь вид
крупного мужчины или группы старушек) надо успокаивать, гладить
по головке, поддерживать, помогать, отвлекать, рассказывать, что
Бармалея (вреда от излучения) не существует — это злые и неправ-
дивые сказки.
Да, это требует немалых затрат времени, средств и терпения,
граничащего с профессионализмом опытного психиатра. Но если
вы просто отмахнетесь от страдальцев (даже документом, в котором
всеми инстанциями официально измерено и заверено, что у вас
все в порядке), то, скорее всего, попадете на более крупные траты
времени и средств на ремонт порезанных кабелей и поврежден-
ных антенн (неадекватная агрессия — обычная реакция напуганно-
го подсознания).
И в завершении параграфа анекдот в тему.
В деревне поставили мачту мобильной связи. Через неделю
пошли жалобы от местного населения о головных болях, рас-
стройствах и т.д. Ответ был простым: «Это все пока ерунда.
Вы подумайте, что будет, когда мы ее включим».
1.3. НОРМЫ ДЛЯ ИЗЛУЧАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
В этом параграфе обсуждаются нормы электромагнитного излу-
чения для тех приборов и устройств, для которых излучение элек-
тромагнитной волны является преднамеренным, ожидаемым эф-
фектом. Это все радиопередатчики и антенны любых диапазонов
и мощности: вещательные, радиолюбительские, служебные, телеви-
зионные, мобильные телефоны и их базовые станции, компьютер-
ные сети, и т.п.
1.3. Нормы для излучающих устройств
21
Общим для всех этих устройств (кроме преднамеренного
излучения в эфир) является наличие официальной лицензии, в ко-
торой указано, что именно разрешено: диапазоны излучаемых ча-
стот, максимальная мощность, полоса, вид модуляции. Лицензия
может быть либо индивидуальная (например, у радиолюбителя),
либо общая (например, у сотовой сети, или на производство и ввоз
устройств с WiFi).
Для преднамеренного излучения надо почти всегда получать
лицензию (об исключениях из этого правила в п. 1.6). В некото-
рых случаях общая лицензия имеется заранее (например, стан-
ции гражданской радиосвязи диапазонов 27 и 446 МГц). Если ваш
передатчик не попадает под требования п. 1.6 (разрешенные
случаи работы без лицензии), то выход его в эфир без лицензии
является правонарушением.
Наличие лицензии не избавляет ее владельца от соблюдения
норм электромагнитного поля для излучающих устройств. Эти нор-
мы ориентированы на то, чтобы не причинить вреда людям (спра-
ведливо считается, что уж раз человеку ничего плохого не сделает-
ся, то технике тем более).
Люди с точки зрения FCC делятся на две категории:
1. Население. Не знает о наличии излучения, и не может его кон-
тролировать (например, выключить или изменить его интен-
сивность).
2. Персонал. Люди, знающие о том, что они находятся в электро-
магнитном поле. Предполагается, что персонал может управ-
лять полем (то есть контролировать его) или осознанно менять
своё положение и длительность пребывания в нём.
Лимиты, указанные в табл. 1.3 и 1.4, это не пиковые, а усред-
ненные величины. Поэтому они называются максимально раз-
решенной дозой, по-английски МРЕ (аббревиатура от maximum
permissible exposure). Зремя усреднения приведено в последнем
столбце. Выбирается наихудший результат из нескольких усредне-
ний в разное время.
Максимально допустимая величина плотность потока мощности
на низких частотах довольно велика: 100 мВт/см2. Однако она вы-
зывает повышение температуры кожи не более чем на 1 градус,
что сравнимо с обычными эффектами жизнедеятельности.
22
Глава 1. Нормы помех
Таблица 1.3 FCC. Лимиты излучение, контролируемое, для персонала
Полосы частот, F, МГц Электри- ческое поле, Е, В/м Магнитное поле, Н, А/м Плотность потока мощности, S, мВт/см2 Время усреднения, |Е2|, |Я2| или S, минут
0,3...3,0 614 1,63 100 6
з,о...зо 1842/F 4,89/F (900/F2) 6
30...300 61,4 0,163 1 6
300...1500 — — F/300 6
1500...100000 — — 5 6
Таблица 1.4 FCC. Лимиты излучение, неконтролируемое, для населения
Полосы частот, F, МГц Электри- ческое поле, Е, В/м Магнитное поле, Я, А/м Плотность потока мощности, S, мВт/см2 Время усреднения, |Е2|, |Я2| или S, минут1
0,3-..3,0 614 1,63 100 30
з,о...зо 824/F 2,19/F (180/F2) 30
30...300 27,5 0,073 0,2 30
300...1500 — — F/1500 30
1500...100000 — — 1 30
Примечания к табл. 1.3, 1.4: 1 Не распространяется на мобильные и портативные аппараты. В формулах частота в мегагерцах. Если одновременно работают несколько передатчиков, то плотности пото- ка мощностей от них суммируются.
Наиболее строгие ограничения накладываются в полосе
30...300 МГц. Причина тому антенная: максимальные токи и по-
глощение мощности протекают в антенне резонансных размеров.
А собственный резонанс тела среднего человека как антенны
получается около 80 МГц (длина волны -3,75 м), если резонанс
1.3. Нормы для излучающих устройств
23
полуволновый (человек как диполь изолирован от земли), и около
40 МГц — если четвертьволновый (человек заземлен как X/4 GP).
Резонанс конечностей получается примерно вдвое выше по ча-
стоте. Учитывая, что средние размеры имеют далеко не все (дети,
например), наиболее критичный диапазон расширили от 30 до
300 МГц.
Теперь разберемся, почему в табл. 1.3 и 1.4 нормируются три
величины: электрическое поле Е, магнитное Н и плотность потока
мощности S. На первый взгляд, особой необходимости в этом нет.
Ведь эти величины в радиоволне однозначно связаны:
S = -^—= 37,7Н2,
3770
(1.1)
где
S — плотность потока мощности, мВт/см2;
Е — напряженность электрического поля, В/м;
Н — напряженность магнитного поля, А/м.
Но связь эта однозначна только в дальней (волновой) зоне.
То есть там; где радиоволна уже ушла далеко от своего источника
и распространяется в пространстве (см. п. 5.1.2). В этом случае от-
ношение Е/Н всегда равно 377 Ом (волновое сопротивление про-
странства), и именно эта цифра просматривается в предыдущей
формуле (только с запятой, так как размерность S в той формуле
нестандартна). Поэтому в дальней зоне антенны достаточно изме-
рить лишь одну (любую) из трех величин Е, Н или S.
Но понятно, что наибольшие величины электромагнитное поле
имеет около излучающей его антенны. А непосредственно вокруг
антенны располагается ближняя зона излучения (п. 5.1.2), в кото-
рой нет однозначной связи между Е, Н и S. Вернее такая связь есть,
но она зависит как от конкретной конструкции антенны, так и от точ-
ки наблюдения.
Размер и форма ближней зоны определяются конструкцией
антенны (ее размерами и способом питания). Грубо оценить раз-
меры и форму ближней зоны можно по приближенной формуле
R<0,45\/d^, где D — максимальный размер антенны Et длинах
волны, a R — максимальный радиус её ближней зоны. Вектором
с радиусом R обводится вся антенна во все стороны. Получается
примерное положение и размеры ближней зоны данной антенны.
24
Глава 1. Нормы помех
В ближней зоне отношение Е/Н может быть равно чему угодно
от почти нуля (для магнитных антенн где мало электрического поля
и очень много магнитного), до нескольких килом (для укорочен-
ных разомкнутых диполей, у которых Е высокое, а Н мало). След-
ствием этого могут быть аномально высокие (для данной мощности)
значения Еили Н.
В ближней зоне сосредоточена реактивная (не излучаемая)
энергия. Примерно так же, как в обычном колебательном LC кон-
туре. И точно так же, как в контуре, реактивная энергия в Q (доброт-
ность) раз выше активной (то есть излучаемой). Для антенн Q лежит
в пределах от 1 до нескольких десятков (для резонансных полно-
размерных антенн обычно несколько единиц). Поэтому, например,
если полуволновый диполь излучает 100 Вт, то в его ближней зоне
будет «плескаться» 700 Вт реактивной мощности (Q диполя около 7).
И напряженности поля в ближней зоне будут определяться не из
100, а из 700 Вт.
Для волн длиннее 10 м (ниже 30 МГц) размеры ближней зоны
значительны, поэтому всегда требуется отдельно измерять и Е,
и Н, и S.
Для полосы 30...300 МГц (длины волн от 10 до 1 м) ближняя
зона, как правило, невелика (исключение направленные антен-
ны с высоким усилением). Поэтому обычно измеряют только Е (но
требуется доказать, что измерение происходит за ближней зоной,
то есть аномально высоких Н быть не может).
Для волн короче 1 м (выше 300 МГц) ближняя зона мала, поэто-
му всегда измеряют только Е и затем пересчитывают в плотность
потока мощности по первой части формулы (1.1):
S = E2/3770, (1.2)
где
S — плотность потока мощности, мВт/см2;
Е — напряженность электрического поля, В/м.
1.4. МОБИЛЬНЫЕ АППАРАТЫ И SAR
Мобильная связь стала неотъемлемой частью нашей жизни. Че-
ловечество от нее не откажется, несмотря ни на какие сомнения.
Хотя, казалось бы, основания для сомнений есть. Мощность пере-
1.4. Мобильные аппараты и SAR
25
датчиков сотовых телефонов стандартов GSM хотя и невелика (мак-
симум 1 Вт для GSM1800 и 2 Вт для GSM900), но работают-то они
в нескольких сантиметрах от головы. А напряженность поля обратно
пропорциональна расстоянию. А оно в данном случае очень ма-
ленькое. Например, передатчик 1,8 ГГц мощностью всего 50 мВт на
расстоянии 1 см (трубка у уха) создаст плотность потока 4 мВт/см2,
что существенно превышает пороги табл. 1.4.
И вроде бы не просматривается никакого выхода. Ведь трубка
должна излучить сигнал на базовую станцию. А это несколько ки-
лометров (до 10 км в GSM1800 и до 35 км в GSM900). И какие
хорошие приемники и антенны на базовых станциях ни делай, все
равно несколько сантиметров до головы, по сравнению с киломе-
трами до базы, останутся.
Значит, сотовые телефоны излучают недопустимо много, и че-
ловечество из-за своего пристрастия к удобствам вымрет? Нет.
Во-первых, как мы видели в п. 1.2, человечество не только не вы-
мирает, а живёт всё дольше. А во-вторых, нормы табл. 1.4 относятся
к плоской волне, действующей на всё тело целиком. А в случае мо-
бильного аппарата это совсем не так. Здесь нагреву подвергается
лишь очень малая часть тела, а напряженность поля неравномерна
и быстро спадает.
Вы пьете горячий чай или кофе? Тогда попробуйте опустить па-
лец в чашку. Будет очень горячо и больно. А если всё тело погрузить
в ванну с такой же температурой, как в чашке чая, то тяжелейшие
ожоги гарантированы. Хотя это та же самая температура, которая
вам нравится во рту.
Поэтому для мобильных аппаратов, работающих около (ближе
20 см) тела человека, излучение нормируется по-другому, чем для
плоской волны от сильно удаленного источника. Используется пара-
метр удельная поглощенная мощность SAR (аббревиатура от англ.
specific absorption rate). Измеряется SAR в ваттах на килограмм
и показывает степень нагрева данной, конкретной точки. SAR ме-
няется по объему (если вы размораживали мясо в микроволновой
печи, то видели, что некоторые места греются сильнее и размора-
живаются быстрее, в них выше SAR). Лимиты по SAR приведены
в табл. 1.5.
В отличие от предыдущего параграфа, SAR нормируется не по
усредненному, а по пиковому значению.
26
Глава 1. Нормы помех
Таблица 1.5
FCC. Лимиты SAR, Вт/кГ. Частоты 0Д...6 ГГц
Персонал Население
На всё тело 0,4 0,08
На часть тела1 8 1,6
Руки и ноги 2 20 4
Примечания:
1 Среднее, для любого 1 грамма ткани (кроме рук и ног).
2 Среднее, любых 20 грамм ткани.
Выше 6 ГГц применяются лимиты табл. 1.3, 1.4 для расстояния 5 см.
SAR измеряется экспериментально на жидкостных макетах
тела и головы. Такие макеты представляют собой пластиковые со-
суды в виде человеческого тела, заполненные жидкостью с плотно-
стью и проводимостью, соответствующими параметрам человека.
К макету крепится работающий мобильный передатчик. Внутри ма-
кета производится измерение электрического поля перемещаемым
зондом.
SAR вычисляют по следующей формуле:
SAR = —-—И,
2000р1 1
(1-3)
где
SAR — Вт/кг,
о — удельная проводимость жидкости в макете, См/м;
р— плотность жидкости в макете, г/см3;
Е — измеренная пиковая напряженность электрического по-
ля, В/м.
Плотность нашего тела почти единичная, как у воды. А проводи-
мость меняется, в зависимости от типа ткани, от 0,24 до 1,5 См/м.
Кости имеют минимальную проводимость, поэтому прямо на чере-
пе около антенны SAR получается меньше.
Обычно имеет значение SAR лишь на первых нескольких санти-
метрах. Радиоволна быстро затухает в теле из-за тепловых потерь.
Например, глубина проникновения (на которой поле ослабляется
1.5. Расчет полей и расстояний
27
в 2,7 раза, a SAR, соответственно, в 2,72 = 7,29 раз) составляет
около 2 см на 900 МГц, и около 1 см на 1,8 ГГц.
SAR современных телефонов лежит в пределах 0,5...1,5 Вт/кг.
Отличия связаны не столько с мощностью передатчиков (сверху она
ограничена стандартом, а снизу — требуемой дальностью) и типом
антенны (почти во всех аппаратах применяются идентичные антен-
ны PIFA [1, стр. 612-613]), сколько расположением антенны в кор-
пусе и его размерами. Даже 1 см удаления антенны от головы су-
щественно снижает SAR.
SAR измеряется на полной мощности передатчика, а в реальной
работе телефон снижает мощность при достаточном уровне сигнала
базовой соты. Это означает, что SAR, приводимая в паспорте ваше-
го телефона, является максимумом, достижимым только при слабом
сигнале соты. При нормальном уровне сигнала базовой станции
SAR мобильного телефона в несколько раз ниже максимального.
1.5. РАСЧЕТ ПОЛЕЙ И РАССТОЯНИЙ
Напряженность электрического поля в дальней зоне антенны
связана с мощностью передатчика, усилением антенны и расстоя-
нием следующим образом:
E = ^30PGa/D, (1.4)
где
Е — напряженность электрического поля, В/м;
Р — мощность на входе антенны, Вт;
Ga — усиление антенны в разах (а не в децибелах) в заданном
направлении, берется из диаграммы направленности ан-
тенны;
D — расстояние от антенны, м.
Произведение (PGa) называется эффективной излучаемой
мощностью. Она зависит от направления, так как усиление антенны
изменяется в зависимости от углов (диаграмма направленности ан-
тенны). Зависимости напряженности поля от эффективно излучае-
мой мощности и расстояния от излучателя показаны на рис. 1.1.
Обратите внимание, что номограммы рис. 1.1 относятся толь-
ко к дальней зоне и не применимы в ближней (реактивной) зоне
антенны.
28
Глава 1. Нормы помех
1.5. Расчет полей и расстояний
29
Плотность потока мощности в дальней зоне может быть вычисле-
на по следующей формуле:
где
S — плотность потока мощности, мВт/см2;
Р— мощность на входе антенны, Вт;
Ga — усиление антенны в разах (а не в децибелах) в заданном
направлении, берется из диаграммы направленности ан-
тенны;
D — расстояние от антенны, м.
Зависимости плотности потока мощности от эффективно излучае-
мой мощности и расстояния от излучателя показаны на рис. 1.2.
Номограммы рис. 1.2 относятся только к дальней зоне и не приме-
нимы в ближней (реактивной) зоне антенны.
Пример 1
Типичный передатчик сотовый станции GSM1800 мощностью
20 Вт работает на антенну с усилением 17 dBi (то есть 50 раз). Зна-
чит эффективная излучаемая мощность в направлении главного ле-
пестка 20 • 50 = 1 кВт.
На расстоянии 30 м плотность потока мощности составит:
20• 50/(40• 3,14 • 302) = 8,8 мкВт/см2.
Часто возникающая практическая задача — определить, на ка-
ком расстоянии от данной антенны выполняются требования по
лимитам FCC. Рассмотрим ее решение на примере радиолюбитель-
ских антенн.
Для коротковолнового передатчика мощностью 1 кВт построены
графики рис. 1.3 (персонал) и 1.4 (население). По горизонтальным
осям отложено усиление антенны (не максимальное, а текущее, для
данного направления, берется из диаграмм направленности ан-
тенны), по вертикальным — безопасное расстояние в соответствии
с требованиями табл. 1.3 и 1.4. Передатчик предполагается непре-
рывно излучающим полную мощность. Построены кривые для всех
девяти любительских КЕЗ диапазонов.
Данные рис. 1.3 и 1.4 относятся только к дальней зоне и не при-
менимы в ближней (реактивной) зоне антенны.
30
Глава 1. Нормы помех
Пользование номограммами рис. 1.3 и 1.4 несложно:
По диаграмме направленности антенны выбираете усиление
в требуемом направлении.
Поднимаясь по этому усилению вверх до пересечения с кри-
вой нужного диапазона, на горизонтальной оси считываете до-
пустимое расстояние.
• Считаете среднюю мощность, излучаемую передатчиком за
6 минут для персонала (рис. 1.3) или 30 минут для населения
(рис. 1.4). Изменяете полученную из графика цифру безопас-
ного расстояния в корень из отношения вашей средней мощ-
ности к киловатту (для которого построен график).
Пример 2
SSB передатчик 500 Вт с хорошим микрофонным компрессо-
ром. Средняя мощность сигнала составляет половину максималь-
ной, 250 Вт. Отношение времени передачи к общему времени со-
1.5. Расчет полей и расстояний
31
ставляет 1:4 (типичное значение). Диапазон 14 МГц, антенна «трой-
ной квадрат» на высоте 8 м над землей. Антенна имеет максималь-
ное усиление 12 dBi (с учетом отражения от земли). Посмотрим
в наихудшем направлении максимального усиления.
По рис. 1.4 находим, что безопасная граница для населения со-
ставит 19 м. Это при киловатте в антенне. А у нас средняя мощность
передатчика 250 Вт, и делится еще на 4, так как он работает только
четверть времени.
Итого имеет 250/4 = 62,5 Вт. Это в 16 раз меньше киловатта,
значит найденные 19 м надо разделить на 4 (напряженность поля
пропорциональна корню из мощности). Безопасное расстояние для
населения в нашем случае составляет 19/4 = 4,75 м. Вы можете ни
о чем не волноваться. И окружающее население тоже.
Пример 3
RTTY передатчик 1000 Вт, диапазон 28 МГц, передатчик рабо-
тает половину времени (например, телетайпный контест). Антенна
32
Глава 1. Нормы помех
тоже с усилением 12 dBi. По графикам рис. 1.4 получаем расстоя-
ние 40 м. Наша средняя мощность 500 Вт, значит, уменьшаем рас-
стояние в >/2. Получаем 28 м. Следовательно, если ваша антенна
светит в окна соседнему дому ближе 28 м, то надо что-то менять.
Или уменьшать мощность, или отворачивать антенну, чтобы в на-
правлении того дома усиление стало бы не 12 dBi, а меньше, или
поднимать антенну повыше.
На рис. 1.5 (персонал) и 1.6 (население) построены аналогич-
ные график для радиолюбительских УКВ диапазонов и непрерывно
излучающего передатчика 100 Вт. Пользование этими рисунками
точно такое же, как и описано выше для КВ.
Пример 4
4-элементная антенна Уда-Яги 432 МГц с усилением 10 dBi.
К ней подключен передатчик 10 Вт в режиме несущей. Антенна сто-
ит на временной невысокой стойке и мы обходим ее с индикато-
ром, снимая форму диаграммы направленности.
1.6. Передача без лицензии
33
По рис. 1.5 находим, что безопасное расстояние при мощности
100 Вт для персонала составит 3,8 м. А для наших 10 Вт оно будет
в 3,16 раз меньше, то есть 1,2 м. Это означает, что не стоит полчаса
находиться в главном лепестке ближе 1,2 м. Во всяком случае, если
это и приходится делать, то обязательны паузы на большем расстоя-
нии или отключения передатчика, так чтобы средняя мощность
не превышала бы 10 Вт.
1.6. ПЕРЕДАЧА БЕЗ ЛИЦЕНЗИИ
Радиосвязь нужна часто и в разных применениях. А получать ли-
цензию хлопотно. Многим хотелось бы эксплуатировать передатчи-
ки без лицензии. Например, экспериментальная работа, связь на
короткое (десятки...сотни метров) расстояние и т.п.
К нелицензируемому преднамеренному (в том смысле, что это
не случайный, побочный эффект работы прибора, а сознатель-
ное использование радиоканала) излучению американская FCC
34
Глава 1. Нормы помех
и европейский ЕСС (Electronic Communications Committee — коми-
тет по электронике и коммуникациям, европейский аналог FCC)
подходят по-разному. Поэтому рассмотрим их отдельно и подробно,
ибо вопрос важный.
1.6.1. Передача без лицензии FCC
Если излучаемое поле укладывается в требования табл. 1.1 (об-
щие требования по паразитному излучению в эфир), то можете из-
лучать всё, что хотите. FCC вас не замечает. Почти.
Почти, потому что есть запрещенные полосы частот, где предна-
меренно вообще ничего излучать нельзя. Там может быть только
паразитное излучение (гармоники, например). А основное — нет.
Даже если оно ниже требований табл. 1.1. Список запрещенных
к излучению полос приведен в табл. 1.6. Это не полный список,
я произвольно ограничил его сверху до 4 ГГц (а если вам нужен пол-
ный список, ищите в Интернете по запросу «FCC restricted frequency
bands»).
Таблица 1.6
FCC. Запрещенные для преднамеренного
излучения полосы (до 4 ГГц)
МГц МГц МГц
0,090...0,110 16,42.-1,423 399,9-410
0,495...0,505 16,69475.-16,69525 608...614
2,1735...2,1905 16,80425.-16,80475 960-1240
4,125-4,128 25,5.-25,67 1300-1427
4,17725...4,17775 37,5.-38,25 1435-1626,5
4,20725...4,20775 73.-74,6 1645,5-1646,5
6,215...6,218 74,8.-75,2 1660-1710
6,26775.-6,26825 108.-121,94 1718,8—1722,2
6,31175.-6,31225 123...138 2200-2300
8,291.-8,294 149,9-150,05 2310-2390
8,362.-8,366 156,52475-156,52525 2483,5-2500
8,37625.-8,38675 156,7-156,9 2690-2900
1.6. Передача без лицензии
35
Окончание табл. 1.6
МГц МГц МГц
8,41425...8,41475 : 162,0125...167,17 3260...3267
12,29...12,293 167,72...173,2 3332...3339
12,51975...12,52025 240...285 3345,8...3358
12,57675...12,57725 322...335,4 3600...4400
Ладно, мы не будем залезать в запрещенные полосы. Но хоте-
лось бы узнать, какую мощность можно излучать, не нарушая тре-
бований табл. 1.1? FCC интересует эффективная излучаемая мощ-
ность, которая равна произведению мощности передатчика на
усиление антенны P Ga. В табл. 1.7 приведены предельные уровни
эффективной излучаемой мощности, при которой мы укладываемся
в требования табл. 1.1.
Таблица 1.7 FCC. Предельные уровни эффективно излучаемой мощности без лицензии (кроме частот табл. 1.6)
Полосы частот, МГц Напряжен- ность электри- ческого поля, квази-пик, мкВ/м,не более При изме- рении на рас- стоя- нии, м - Эффективная излучаемая антенной мощность, P-Ga
dBm1 мкВт
0,009...0,49 2400/Р(кГц)2 300 12,4-20log(F) 214. ..0,072 3
0,49...1,705 24000/Р(кГц)2 30 12,4-20log(F) 0,072...0,0063
1,705...30 30 30 -45,7 0,046
30...88 100 3 -55,2 0,003
88...216 150 3 -51,7 0,0067
216...960 200 3 -49,2 0,012
Выше 960 500 3 -41,2 0,075
Примечания: 1 Мощность в размерности dBm показывает, на сколько dB данная мощность меньше (отрицательные значения) или больше (положи- тельные), чем 1 мВт. 2 Величина падает линейно с частотой. Частота в килогерцах. 3 Падает квадратично с частотой.
36
Глава 1. Нормы помех
Значения последнего столбца табл. 1.6 не радуют. Исключая со-
всем низкие частоты, речь идет о сотых и тысячных долях микроват-
та (чтобы было понятнее, мощность 0,01 мкВт, это 0,7 мВ на сопро-
тивлении 50 Ом). С таким мощностями связь дальше нескольких
метров фактически невозможна. FCC это тоже понимает. Поэтому
оговорены условия, при которых в некоторых полосах можно излу-
чать больше.
Во-первых, в полосе 902...908 МГц разрешается эффективная
излучаемая мощность -1,23 dBm (750 мкВт) без ограничений це-
лей излучения, ширины полосы и времени передачи.
Во-вторых, в полосе 2,4...2,4835 ГГц разрешается до 2 Вт при
скачкообразном изменении частоты или широкополосном сигна-
ле. И до 0,9 мВт при неизменной несущей. И тоже без ограничения
времени.
Третий диапазон 13,553...13,567 МГц с мощностью 3 мВт ис-
пользуется для считывания RFID меток.
Понятно, что на всех желающих этих диапазонов не хватает. По-
этому, если предполагается только кратковременное и редкое вклю-
чение передатчика, разрешено работать везде выше 70 МГц (кро-
ме запрещенных частот табл. 1.6). Такие передатчики разделяются
на две группы:
1. Редко работающие передатчики (periodic operation) со сред-
ним временем работы не более 2 секунд в час и максималь-
ной длительностью одной передачи не более 5 секунд (кроме
случаев передачи сигналов тревоги об опасности для жизни
или о пожаре, тут нет лимита времени). Полоса не должна
быть <0,25% от несущей частоты ниже 900 МГц, и 0,5% выше
900 МГц.
2. Передатчики коротких сигналов управления (intermittent
control). Одно включение передатчика не должно превышать
1 секунды, пауза до следующего включения не менее, чем
в 30 раз больше времени передачи или 10 секунд (выбирает-
ся большее значение).
Лимиты напряженности поля на расстоянии 3 м и эффективной
излучаемой мощности таких применений приведены в табл. 1.8
и 1.9 соответственно.
Мощности в табл. 1.8 и 1.9 на пару порядков выше, чем
в табл. 1.7, что позволяет соответственно повысить дальность радио-
1.6. Передача без лицензии
37
Таблица 1.8
FCC. Предельные уровни поля на расстоянии 3 м и эффективно
излучаемой мощности без лицензии для редко работающих
передатчиков (periodic operation), кроме частот табл. 1.6
Полосы частот, МГц Напряженность электрического поля, средняя за 0,1 с, мкВ/м, не более Эффективная излучаемая антенной мощность, P-Ga
dBm1 мкВт
40,66...40,7 2250 -28,2 1,15
70...130 1250 -33,3 0,467
130...174 1250...3750 2 -33,3...-23,7 2 0,467...4,23
174...260 3750 -23,7 4,2
260...470 3750...125002 -23,7...-13,32 4,2...46,73
Выше 470 12 500 -13,3 46,7
Таблица 1.9
FCC. Предельные уровни поля на расстоянии 3 м и эффективно
излучаемой мощности без лицензии для передатчиков
коротких сигналов управления (intermittent control),
кроме частот табл. 1.6
Полосы частот, МГц Напряженность электрического поля, средняя за 0,1 с, мкВ/м, не более Эффективная излучаемая антенной мощность, P-Ga
dBm1 мкВт
40,66...40,7 1000 -35,2 0,3
70...130 500 -41,2 0,075
130...174 50Э...15002 -41,2...-31,7 2 0,075.. .0,6763
174...260 1500 -31,7 0,676
260...470 1500...5000 2 -31,7...-21,22 0,676...7,53
Выше 470 5000 -21,2 7,5
Примечания к табл. 1.8 и 1.9: 1 Мощность в размерности dBm показы-
вает, на сколько dB данная мощность меньше (отрицательные значения) или
больше (положительные), чем 1 мВт.
2 Величина растет линейно с частотой.
3 Растет квадратично с частотой.
38
Глава 1. Нормы помех
канала. Но это еще не всё. В табл. 1.8 и 1.9 применяются усредня-
ющие детекторы с постоянной времени 100 мс. А если передача
длится короче, то мощность может быть выше, без превышения ли-
митов табл. 1.8 и 1.9. Например, при посылках передатчика 1 мс,
мощность может быть выше в сто раз.
1.6.2. Передача без лицензии ЕСС
Безлицензионные передатчики по ЕСС называются SRD (аббре-
виатура от англ, short range devices — приборы короткого радиу-
са действия). Для них у ЕСС нет списка запрещенных частот. Если
вы попадаете в требования табл. 1.1 и 1.7 (точнее, их аналогов
ЕСС — есть небольшие отличия, см. стандарт EN55032), то можете
излучать что угодно. Но нет (как у FCC) и разрешения излучать где
угодно, выше 70 МГц.
Зато есть большой список диапазонов для разных применений,
где можно излучать без лицензии. И гораздо больше мощности, чем
по FCC. Список этот называется CEPT Recommendation ERC/REC
70-03. Он разбит по применениям: передача аудио, медицинские
имплантаты, метки RFID, радиомикрофоны, индуктивная связь,
управление моделями, радиопеленгация, автотранспорт и трафик,
железная дорога, широкополосные системы передачи данных, сле-
жение и сбор данных, прочие (non-specific) применения.
Если ваше применение попадает в вышеперечисленный список
(кроме non-specific), то открывайте CEPT Recommendation ERC/REC
70-03 и смотрите, какие частоты и мощности вам разрешены (там
много диапазонов и вариантов в зависимости от применения).
А если не попадает, то это случай прочих (non-specific) SPD, и для
него работает табл. 1.10. Здесь она ограничена сверху 3 ГГц (если
вам нужен полный список, ищите по запросу «CEPT Recommendation
ERC/REC 70-03»).
Данные табл. 1.10 являются общими, в конкретных странах Ев-
ропы они могут быть частично изменены местным законодатель-
ством.
Таблица 1.10 ЕСС. Предельные уровни эффективно излучаемой мощности non-specific SPD
Полосы частот, МГц Эффективная излучаемая мощность P‘Gaf мВт Условия работы Ширина канала Дополнения
26,957...27,283 10
25 995' 27 045' 27’,095; 27Д45; 27,195 100 Передача < 0,1% времени1 < 10 кГц
40,660...40,700 10
138,20...138,45 10 Передача < 1% времени1
169,4000...169,4750 500 Передача <1% времени1 <50 кГц
169,4000...169,4875 10 Передача <1% времени1 Оборудование сбора данных (счетчики, например), не для личного применения
169,4875. „169,5575 10 Передача <0,1% времени1
169,5875...169,8125 10 Передача <0,001% време- ни, кроме периода с 00:00 до 06:00, тогда 0,1%1
433,050...434,790 10 Передача < 10% времени1
433,050...434,790 1 <0,35 мкВт/100 кГц для полосы > 250 кГц
433,050-434,790 10 4 < 25 кГц
1.6. Передача без лицензии
Окончание табл. 1.10
Полосы частот, МГц Эффективная излучаемая мощность P*Ga, мВт Условия работы Ширина канала Дополнения
863...870 3,4 25 Передача <0,1% времени, или LBT 5 < 100 кГц2 FHSS
25 Передача <0,1% времени, или LBT+AFA15'6 < 0,35 мкВт/100 кГц7. Широкополосная цифровая передача, кроме FHSS7
25 Передача <0,1% времени, или LBT+AFA1,5 < 100 кГц2
868,000—868,600 4 25 Передача < 1% времени, или LBT+AFA1
868,700-869,200 4 25 Передача < 1% времени, или LBT+AFA1
869,400...869,650 500 Передача < 10% времени, или LBT+AFA1
869,700.-870,000 4 5
869,700-870,000 4 25 Передача < 1% времени, или LBT+AFA1
2400,0...2483,5 10
2400,0...2483,5 100 LBT + AFA <10 мВт/МГц. Широкополосная модуляция, кроме FHSS7
Примечания:
1 Должна применяться автоматическая система LBT (аббревиатура от англ. Listen Before Talk — слушать перед
передачей и не излучать, если канал уже занят). Для приборов с LBT, но без AFA (аббревиатура от англ. Adaptive
Frequency Agility — адаптивная перестройка частоты, то есть автоматическое изменение канала на свободный),
и с быстрым неадаптивным изменением частоты применяется общий лимит времени передачи.
2 Ширина канала 100 кГц, допускается 50 кГц и 25 кГц.
3 Диапазон не использовать для охранных устройств.
4 Передача аудио и видео в цифровом виде с полосой не более 300 кГц. Аналоговое аудио и видео с полосой
не более 25 кГц.
5 Передача может быть увеличена до 1% в полосе 865...868 МГц.
6 Для широкополосных сигналов, других чем FHSS (аббревиатура от англ. Frequency Hopping Spread
Spectrum — «размазывание» спектра скачками по частоте), полоса от 200 кГц до 3 МГц и время передачи может быть
увеличено до 1% в полосе 865...868 MHz.
7 Спектральная плотность может быть увеличена до 4 мВт/100 кГц и до 0,8 мВт/100 кГц, если используются полосы
865...S68 MHz и 865...870 MHz соответственно.
8 Указанные лимиты измеряются детектором эффективных значений с постоянной времени 1 мс.
1.6. Передача без лицензии
42
Глава 1. Нормы помех
1.7. НОРМЫ НА ПОМЕХИ, ЗАТЕКАЮЩИЕ
В ПРОВОДА ПИТАЮЩЕЙ СЕТИ
Большинство приборов (и те, которое не должны излучать, и те,
для которых излучение является главной целью работы) питается от
сети (а если и нет, то имеют сетевое зарядное устройство). Важно,
чтобы приборы не засоряли сеть помехами. Провода сети имеют
большую длину, поэтому могут эффективно излучать в эфир даже от-
носительно низкие частоты.
Поэтому на сетевых разъемах приборов нормируется уровень
помех в полосе 0,15...30 МГц. Эти лимиты приведены в табл. 1.11.
В этой таблице показаны не уровни излучения в эфир, а ВЧ на-
пряжения, измеренные прямо на проводах сети. Но возникает во-
прос методики измерения. Ведь сетевые провода, да и сама питаю-
щая сеть имеют случайный импеданс на высокой частоте (зависит
от сочетания частоты, длины провода и его погонных индуктивности
и емкости). Следовательно, измеренные напряжения будут случай-
ным образом гулять вслед за импедансом, и мы намеряем всё что
угодно в зависимости от состояния сети.
Таблица 1.11
FCC. Лимиты помех в провода сети
Полосы частот, МГц Промышленные приборы (класс А) Бытовые приборы (класс В)
Квази-пик, мкВ Среднее, мкВ Квази-пик, мкВ Среднее, мкВ
0,15...0,5 8912,5 1995 1995...6311 631...199.51
0,5...5 4467 1000 631 199,5
5...30 4467 1000 1000 316
Примечание:
1 Уменьшается с частотой, пропорционально её логарифму.
Чтобы этого не было, для измерения между сетью и прибором
включают ВЧ фильтры, отсекающие паразитное ВЧ напряжение,
производимое прибором, от остальной сети. Такие фильтры на-
зываются LISN (аббревиатура от англ, line impedance stabilization
network). Их схема стандартизована, см. рис. 1.7.
1.7. Нормы на помехи, затекающие в провода питающей сети
43
L1 50 мкГн
Фаза________________ z-v-v-ч в Фаза ><
К приемнику К приемнику
50 Ом 50 Ом
Рис. 1.7
Измерения проводятся по каждому из проводов сети (ноль
и фаза) отдельно, выбирается наибольшее значение.
Выше 30 МГц измерения в проводах сети не производятся. При-
чин тому две:
1. Основной источник помех в провода сети — это импульсные
блоки питания. Они работают на частотах не выше единиц ме-
гагерц, а типично на десятках-сотнях килогерц.
2. Токи выше 30 МГц, попавшие в провода сети, имеют все шан-
сы быть излученными в эфир. Поэтому они будут обнаружены
при испытаниях на лимиты излучения в эфир (табл. 1.3 и 1.4).
Испытания на помехи в провода сети с помощью LISN пред-
полагают нулевое ВЧ напряжение на шине земли. А это не всегда
соблюдается, даже если имеется в наличии качественный контур
ВЧ заземления. Просто потому, что провод заземления от прибора
до действительной ВЧ земли (на которой ноль ВЧ напряжения) име-
ет заметные размеры в длинах волн. И поэтому представляет собой
однопроводную длинную линию с синусоидальным распределением
напряжения вдоль нее [1, с. 184-189], то есть реактивное сопро-
тивление, а не ВЧ землю.
По той же причине земляной провод в розетке не является
ВЧ землей и не может быть использован как единственная земля
для LISN. Требуется отдельное ВЧ заземление, имеющее низкий им-
педанс во всей измеряемой полосе частот (п. 5.6.2).
Глава 2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПОМЕХИ
Материалы в электрическом поле. Диэлектрик в электри-
ческом поле. Проводник в электрическом поле. Электриза-
ция. Электризация проводников. Конденсаторы. Электри-
зация диэлектриков. Статическое электричество. Борьба
с электрическими помехами
В этой главе мы рассмотрим только электрическую взаимную
связь. Она возможна только в том случае, если размеры интересу-
ющих нас объектов намного (в сотни...тысячи раз) меньше длины
волны. Иначе говоря, чисто электрическая взаимная связь —это
взаимодействие электрических зарядов медленно меняющихся
во времени и в пространстве. Настолько медленно, что магнитные
поля при этом получаются нулевыми или очень малыми и ими мож-
но пренебречь (по четвертому уравнению Максвелла изменение
электрического поля по времени порождает магнитное поле). Сна-
чала разберемся с зарядами, так как без ясного понимания физики
дела двигаться дальше будет сложно.
2.1. ЗАРЯДЫ. МАТЕРИАЛЫ
В ЭЛЕКТРИЧЕСКОМ ПОЛЕ
Откуда берутся заряды? Из атомов и молекул. Они ведь содержат
заряженные частицы.
Если оторвать часть внешних электронов от атомов тела и пере-
местить их в другое место, то это тело приобретет положительный
заряд. Вокруг заряда (или между ними) возникает электрическое
поле.
Это поле действует на расстоянии и перераспределяет заряды
в теле, помещенном в поле. Притягивает заряды противоположного
знака и отталкивает заряды своего знака. Как именно распреде-
ляются заряды, зависит от того, из чего сделано тело, которое мы
помещаем в электрическое поле.
2.1. Заряды. Материалы в электрическом поле
45
2.1.1. Диэлектрик в электрическом поле
Ток проводимости (го есть упорядоченное движение зарядов)
через диэлектрик невозможен. Заряды не могут свободно двигать-
ся сквозь него, так как в диэлектрике нет свободных (то есть спо-
собных к движению) зарядов.
Но это не значит, что там нет вообще никаких зарядов. Они есть,
но связаны в пары (диэлектрик в целом электрически нейтрален),
например, большие дипольные молекулы, у которых заряд распре-
делен несимметрично (есть и другие физические механизмы). Сво-
бодно (то есть куда угодно) двигаться эти заряды не могут, но это
не значит, что они не способны к движению вообще. Например,
упомянутые дипольные молекулы могут поворачиваться во внеш-
нем электрическом поле, ориентируясь по его силовым линиям.
Из-за этого на диэлектрике возникает поляризация, то есть заря-
ды (их называют связанными) перераспределяются по его торцам
в направлении внешнего поля, как показано на рис. 2.1.
Отрицательные заряды подтягиваются туда, где внешнее поле Е
положительно, положительные смещаются в обратную сторону (на-
правление поля совпадает с силой, действующей на положительный
заряд).
Между связанными зарядами в диэлектрике возникает свое
поле Ех, направленное навстречу внешнему Ео. Поэтому суммарное
поле Е внутри диэлектрика получается меньше: Е = Ео - Ех. Степень
уменьшения внешнего электрического поля в диэлектрике называ-
ется его диэлектрической проницаемостью е = Ео/Е.
46
Глава 2. Электрические помехи
Диэлектрическая проницаемость зависит от того, насколько силь-
ное поле возникает от поляризации в самом диэлектрике, то есть от
физических свойств материала. Понятно, что в вакууме (тоже диэле-
ктрик) поляризоваться нечему, поэтому поле в нем не уменьшается,
то есть е = 1. А в некоторых специальных керамиках е достигает не-
скольких тысяч, то есть внешнее поле уменьшается в них в тыся-
чи раз. Но не до нуля.
Это принципиально: если любой диэлектрик поместить во
внешнее электрическое поле, то внутри диэлектрика обязательно
будет ненулевое электрическое поле.
Иначе говоря, внутри диэлектрика может существовать разность
потенциалов, то есть напряжение. Это понятно: ток проводимости
течь через диэлектрик не может, поэтому на диэлектрике и получа-
ется большое падение напряжения. Как изолятор он именно так ра-
ботает: много напряжения и ноль тока.
Однако так бывает не всегда. Если напряженность внешнего
электрического поля становится очень большой, то может произой-
ти пробой диэлектрика. Какой-нибудь случайный свободный заряд
ускоряется внешним полем (или его напряженности достаточно,
чтобы прямо оторвать один из внешних электронов). Если поле
достаточно сильное, то заряд может разогнаться до столкновения
с атомом так, что вышибет из него новый электрон.
В итоге появляется два дополнительных заряда: выбитый элек-
трон и оставшийся от атома ион. Они тоже разгоняются полем с тем
же результатом. Процесс развивается лавинообразно. Движение та-
ких зарядов и составляет искру пробоя. Пробой длится до тех пор,
либо пока у внешнего поля хватает энергии поддерживать этот про-
цесс, либо выгорит весь диэлектрик (то есть кончатся атомы, кото-
рые можно разбивать на пары зарядов). Сухой воздух пробивается
при напряженности поля 30 кВ/см.
Поместим теперь (уже не доводя дело до пробоя) диэлектрик
в переменное электрическое поле. Поляризация диэлектрика
(то есть перераспределение связанных зарядов в нём) будет проис-
ходить в соответствии с изменением направления поля. Например,
несимметричные дипольные молекулы, качаются туда-сюда вслед
за переменным полем. При движении эти «качели» вынуждены
преодолевать неоднородности материала (например, кристалличе-
2.1. Заряды. Материалы в электрическом поле
47
ской решетки). При этом точно так же, как от обычной силы трения,
возникают тепловые потери, называемые диэлектрическими.
Диэлектрические потери характеризуют изоляционное качество
материала при переменном напряжении. Чем меньше эти потери,
тем лучше изолятор (в идеальном диэлектрике они нулевые). Энер-
гия на тепло диэлектрических потерь отбирается от внешнего пере-
менного электрического поля.
То есть в переменном электрическом поле не очень хороший ди-
электрик будет греться. Тем сильнее, чем хуже его качество, выше
напряженность и частота («качели» совершают больше махов за
секунду) электрического поля. Это, мало того, что снижает КПД, но
еще и может привести к плавлению и последующему разрушению
диэлектрика.
2.1.2. Проводник в электрическом поле
Проводник (здесь мы рассматриваем хороший проводник, с низ-
ким сопротивлением) отличается от диэлектрика тем, что в нем есть
свободные заряды, которые могут двигаться иуда угодно по всему
объему. Эти заряды могут двигаться и направленно (то есть все
в одну сторону), обеспечивая ток проводимости.
Но они столь же легко могут двигаться, обеспечивая перерас-
пределение зарядов (поляризация проводнику не нужна, так как
заряды уже есть и они свободны), когда проводник помещен во
внешнее электрическое поле. Что произойдет при этом, показано
на рис. 2.2.
48
Глава 2. Электрические помехи
Точно так же, как и в диэлектрике, заряды (только тут свободные)
расположатся навстречу внешнему полю Ео: отрицательные вверх
(по рис. 2.2), положительные вниз. И точно так же, как в диэлектри-
ке, между ними возникнет свое, внутреннее поле Е±.
Но на этом сходство кончается. Если в диэлектрике после вы-
читания внешнего и внутреннего полей принципиально останет-
ся ненулевая величина, то в проводнике столь же принципиально
Е± = Ео. И суммарное электрическое поле внутри проводника обя-
зательно будет равно нулю, то есть Е = Ео - Ех = 0.
Это легко понять методом от противного. Допустим, заряды рас-
пределились так, что суммарное поле оказалось ненулевым. То есть
на проводнике получилось напряжение. Сразу же возникнет ток (за-
ряды ведь свободны, а сопротивление их движению в проводнике
очень низкое), который будет течь до тех пор, пока внутри провод-
ника не останется участков с суммарным полем, отличающимся от
нуля (то есть не останется напряжения, толкающего заряды). Таким
образом, заряды сосредотачиваются на поверхности проводника,
а внутри поля не будет.
Это является следствием того, что на идеальном проводнике нет
падения напряжения. Заряды в проводнике всегда будут распреде-
ляться так, чтобы это выполнялось (иначе возникает вечный двига-
тель: постоянное падение напряжения гонит заряды, то есть создает
ток, а энергия на это ниоткуда не отбирается).
Если внутри проводника сделать полость, то электрическое поле
внутри этой полости тоже будет равно нулю. На этом основано экра-
нирование: помещение чувствительной к электрическим помехам
аппаратуры в замкнутый металлический короб (гл. 4).
Обратите внимание: внутри экрана нет только поля, проника-
ющего извне. А если мы в экран поместим какое-то устройство,
то электрическое поле от него вполне может существовать внутри
экрана.
...Ноль поля внутри экрана, это следствие его очень низкого
сопротивления (из-за чего заряды распределятся так, что ком-
пенсируют внешнее поле). Но на ВЧ дело обстоит уже не совсем
так. Если размеры экрана в X заметны, то его реактивное сопро-
тивление ВЧ токам получается ощутимым. Заряды в попытке рас-
пределится, вынуждены преодолевать это сопротивление. При
этом вдоль проводника образуется падение ВЧ напряжения. Из-за
2.2. Электризация
49
этого внутреннее поле Е± становится меньше внешнего Ео и уже
не полностью компенсирует его. В результате внутри такого экра-
на суммарное ВЧ поле может не быть равно нулю (если толщина
проводника меньше толщины скин-слоя, подробнее см. гл. 4). Как
в диэлектрике. Причем по той же причине, что и в диэлектрике: на-
личие падения напряжения вдоль материала.
У проводника во внешнем поле Ео внутреннее поле Е = 0. Если по-
пытаться применить к проводнику понятие диэлектрической прони-
цаемости из предыдущего параграфа, получим е = Ео/Е = Ео/О =
То есть проводник — это диэлектрик с бесконечной проницаемостью.
Это математическое упражнение понадобилось нам, чтобы луч-
ше понять одну из моделей диэлектрика, объясняющую, почему
у него возникает е > 1. Модель эта выглядит так: вакуум заполняется
металлическими шариками, которые не касаются друг друга (чтобы
не было сквозного тока проводимости). Внешнее электрическое
поле наводит на шариках связанные заряды. Суммарный связан-
ный заряд (а, следовательно, и Е±, и е), будет тем больше, чем более
плотно вакуум заполнен проводящими шариками. При сплошном
заполнении металлом с становится бесконечной.
Но это не только модель для понимания сути процессов в диэлек-
трике. Похожим образом делают реальные структуры, называемые
металлодиэлектриком: куски металла, разделенные изоляторами.
Например, в антеннах металлодиэлекгрик используется в качестве
замедляющей структуры для обеспечения направленности. Посмо-
трите на ближайшую крышу: пассивные элементы антенн Уда-Яги
это именно металлодиэлекгрик, точнее собирающая линза из него.
Но мы опять убежали вверх по частоте. Вернемся к статическим
и медленно меняющимся зарядам.
2.2. ЭЛЕКТРИЗАЦИЯ
В п. 2.1 мы внешним полем перераспределяли заряды в исход-
но нейтральном теле. Здесь же мы посмотрим, что происходит, если
тело зарядить, то есть или добавить в него лишние заряды, или на-
против, удалить часть имеющихся.
Процесс заряда тела называется электризацией. Как можно
что-то электризовать? Каким-либо физическим или химическим про-
цессом удалять из тела заряды (или напротив, добавлять).
50
Глава 2. Электрические помехи
А вот процессы электризации бывают разные. Нам важны два
из них:
1. Подключение к внешнему источнику зарядов.
2. Контакт (прикосновение, надавливание, трение и т.п.) двух
разнородных тел.
Первый способ очевиден: источник зарядов для того и нужен,
чтобы передавать свой заряд. Вот только источники бывают раз-
ные. Если это обычный источник питания (то есть тока), то зарядов
в нем неограниченное количество, и они текут наружу, пока им есть
куда течь. Если же это источник сам имеет ограниченный заряд (на-
пример, конденсатор, или заряженный статикой кусок диэлектрика,
о которых речь ниже), то заряды из него вытекают наружу лишь до
тех пор, пока установится равновесие.
Если прикоснуться (или соединить проводником) заряженным
телом к незаряженному, то заряд разделится пропорционально раз-
мерам тел. На этом основано электротехническое заземление. Если
соединить заряженное тело проводником с Землёй (а это самое
большое тело, которое можно отыскать в радиусе ближайшей сотни
миллионов километров), то практически весь его заряд уйдёт в зем-
лю, а на теле ничего не останется.
...Отвлекаясь от темы данной главы на высокую частоту. Допу-
стим, требуется заземление (то есть передача заряда чему-то, спо-
собному этот заряд полностью принять: земле или большой метал-
лической структуре) на высокой частоте. Тогда проводник, соединя-
ющий заземляемое устройство (антенну, например) с заземлением,
обязан иметь низкий импеданс на высокой частоте (то есть быть ко-
ротким в X). Иначе в землю заряды пойдут не все заряды (им будет
мешать импеданс соединительного проводника). Это уже не будет
высокочастотным заземлением. Впрочем, мы забежали вперед, это
из главы 5 про электромагнитную связь. Вернемся к медленно из-
меняющимся зарядам данной главы...
Второй способ электризации (контактом двух разнородных тел)
основан на физике взаимодействия разных атомов. Вдаваться
в подробности мы не будем (это совсем далеко от темы книги), про-
сто запомним, что при контакте двух разнородных веществ часто
возникает электризация.
Контакт пары металлов (не всех) приводит к образованию кон-
тактной разности потенциалов. Она может, как вредить (возника-
2.2. Электризация
51
ющие при этом токи разрушают металл), так и использоваться для
создания элементов питания.
Диэлектрики при трении (оно просто увеличивает площадь со-
прикосновения и его интенсивность) электризуются. Проявляется
это по-разному: от безобидных искр на расческе и прилипания воз-
душного шарика к потолку, до выхода из строя электроники (при
касании человека в синтетике) и гроз (восходящие потоки воздуха
с водяными парами от трения заряжаются и несут заряд вверх).
2.2.1. Электризация проводников. Конденсаторы
Возьмем кусок изолированного проводника сильно удаленного
от земли и будем добавлять в него заряды. Поскольку это проводник,
то добавленные в него заряды обязаны растечься так, чтобы напря-
жение по всей поверхности стало бы одинаковым (вдоль хорошего
проводника в любом направлении нет падения напряжения), как
показано на рис. 2.3. Поэтому поля внутри проводника нет, и если
он не сплошной, а полый, то это ни на что не влияет (следовательно,
металлический экран защищает и от внешней электризации самого
этого экрана).
Итак, на внешней стороне заряженного проводника везде оди-
наковое напряжение. Значит ли это, что и электрическое поле во-
круг него будет одинаковым во все стороны? Нет. Напряженность
поля будет больше в тех местах, где меньше радиус кривизны,
то есть на выступающих углах и остриях.
Причина в том, что заряды стремятся как можно шире растечься
по поверхности проводника, а кончик острия всегда отстоиг дальше
от остальной поверхности. Относительно малое количество зарядов
на острие создает большую поверхностную плотность, а это озна-
чает сильное поле около проводника в этом месте. Поэтому если
52
Глава 2. Электрические помехи
вокруг заряженного проводника случается пробой окружающего
диэлектрика (воздуха, например), то он начинается с острия, угла
или выступа металла.
Энергии, запасенной в заряженном теле обычно немного. Ее
не хватает на длительное поддержание пробоя. Он быстро гаснет.
Получатся короткие искровые разряды.
Ясно, что запасаемая в заряженном теле энергия пропорцио-
нальна количеству зарядов, которых нам удалось в него поместить.
Также ясно, что чем больше мы добавим в данный проводник за-
рядов, тем большее напряжение получится на нём. Коэффициент
пропорциональности между зарядом q и полученным напряжени-
ем U является физической характеристикой нашего проводника
и называется емкостью С:
C = q/U. (2.1)
Название «емкость» отражает физический смысл: сколько заря-
да поместится в данную конструкцию, при повышении напряжения
на 1 В.
Емкость уединенного проводника пропорциональна размерам
и очень мала. Например, у металлического шара диаметром 10 см
она составляет всего 5,5 пФ.
Из формулы (2.1) видно, что для повышения емкости надо пони-
жать напряжение, то есть напряженность электрического поля.
Первый способ для этого очевиден: взять две тонкие пластины
(уже вдвое больше зарядов, чем на одной) и расположить их парал-
лельно на малом расстоянии. Из-за малого расстояния напряжение
сильно уменьшаться, а емкость соответственно возрастет. Получа-
ется простейший воздушный конденсатор. Его емкость прямо про-
порциональна площади пластин и обратно пропорциональна рас-
стоянию между ними. Например, конденсатор из двух квадратных
пластин 10 x10 см, разделенных воздушным промежутком 1 мм,
имеет емкость около 88,5 пФ, то есть в 16 раз выше, чем у больше-
го по размерам шара.
Второй способ увеличения емкости также основан на снижении
напряженности поля. Как описано в п. 2.1.1 напряженность поля
в диэлектрике падает в е раз. Соответственно, в е раз возрастает
емкость. Поэтому типичный радиотехнический конденсатор состоит
из множества параллельно включенных (для увеличения суммар-
2.2. Электризация
53
ной площади) обкладок, разделенных тонкими слоями диэлектрика
с высоким е. Поскольку между обкладками конденсатора находится
диэлектрик, то направленное постоянное движение зарядов сквозь
конденсатор невозможно. То есть постоянный ток через конденса-
тор не течет.
А вот с переменным (или пульсирующим постоянным) током си-
туация иная. Чтобы хорошо ее понять сделайте следующий экспе-
римент. Возьмите старый омметр со стрелочным прибором (это, по
сути, миллиамперметр с батарейкой) и на пределе измерения сотен
килом подключите к нему конденсатор несколько единиц...десятков
микрофарад. В первый момент стрелка омметра дернется, пока-
зывая какое-то небольшое сопротивление, но затем относительно
быстро вернется на бесконечность. Мы видели заряд конденсатора:
в первый момент он отбирал от батарейки омметра заряды и они
текли (ток) в обкладки конденсатора. Когда напряжение на конден-
саторе сравнялось с батарейкой, ток прекратился.
Теперь поменяйте местами щупы прибора. Стрелка снова дер-
нется к нулю ом (но сильнее и дальше, чем в первый раз) и снова
вернется к бесконечности (но вдвое позже, чем в первый раз). Что
произошло? Переключенный наоборот конденсатор сначала разря-
дился через прибор (оттого и ток был больше), а потом снова за-
рядился уже в обратной полярности. Если теперь быстро переклю-
чать полярность подключения конденсатора к прибору, то омметр
покажет некоторое среднее значение сопротивления. Оно будет тем
меньше, чем больше емкость конденсатора, и чем быстрее вы его
переключаете.
Поэтому переменный ток конденсатор пропускает. Средой пере-
дачи энергии между обкладками служит переменное электрическое
поле, которое по 4-му уравнению Максвелла называется током сме-
щения (в отличие от тока проводимости). Впрочем, мы увлеклись.
Об уравнениях Максвелла мы поговорим позднее, в п. 5.1.1.
А здесь нам достаточно запомнить: сопротивление конденсато-
ра JXC переменному току обратно пропорционально его емкости
и частоте (или скорости изменения) этого тока. Реактивное со-
противление конденсатора переменному току JXC = -1/(2л FC).
Кроме емкости конденсаторы характеризуются еще и макси-
мальным допустимым напряжением, при превышении которого
произойдёт пробой диэлектрика между пластинами.
54
Глава 2. Электрические помехи
Со свойствами диэлектрика связан еще один редко вспоминае-
мый, но важный параметр конденсатора. Взгляните на пару по-
следних абзацев п. 2.1.1. Там описано, как и почему возникают
тепловые потери в диэлектрике, помещенном в переменное элек-
трическое поле. Подадим на конденсатор большое переменное на-
пряжение (например, в колебательном контуре передатчика). Если
диэлектрик конденсатора не рассчитан на такое поле он может на-
греться и разрушиться.
Параметром конденсатора, определяющим его пригодность для
работы при больших ВЧ напряжениях, является его допустимая ре-
активная мощность. Она измеряется в кВАр (киловольт-ампер реак-
тивных) и приводится в паспорте конденсатора (а если там нет её,
или связанного с ней максимального тока в зависимости от часто-
ты, то этот конденсатор не предназначен для работы с заметными
ВЧ напряжениями на нём).
Реактивная мощность определяется так: по ёмкости конденса-
тора и частоте переменного напряжения на нём по предыдущей
формуле определяем реактивное сопротивление конденсатора на
этой частоте. Зная переменное напряжение на конденсаторе, опре-
деляем реактивный ток (по закону Ома). Умножив найденный ре-
активный ток на переменное напряжение, получаем реактивную
мощность на конденсаторе. И если она получилась больше допусти-
мой для данного конденсатора, то при попытке его использования
он перегреется и выйдет из строя, даже если напряжение на нём
не превышало допустимого.
Конденсаторы, рассчитанные на большие реактивные мощно-
сти, имеют изрядные размеры и диэлектрика и выводов (чтобы мог-
ли протекать большие токи). Если диэлектриком является воздух или
вакуум, то диэлектрических потерь (п. 2.1.1) не возникает (там про-
сто нечему поляризоваться, е=1). В этих случаях максимальная ре-
активная мощность определятся пробивным напряжением, то есть
зазором (по напряжению) и качеством (толщиной и площадью) вы-
водов и токосъемов (по току).
Поэтому, несмотря на всеобщую миниатюризацию электроники,
в выходных каскадах мощных передатчиков и согласующих устрой-
ствах их антенн стоят весьма большие вакуумные и/или воздушные
постоянные и переменные конденсаторы с большим зазором и в
них не применяют диэлектрики с е>1.
2.2. Электризация
55
2.2.2. Электризация диэлектриков.
Статическое электричество
Электризация диэлектриков в основном происходит вследствие
механического трения (хотя бывают и случаи подключения к источ-
нику, например, баллон высоковольтной лампы вокруг ее анода).
Заряды свободно двигаться в диэлектриках не могут. В том чис-
ле, вносимые в диэлектрик заряды. Поэтому, в отличие от металла,
они не растекаются равномерно по всей поверхности, а сосредота-
чиваются около места электризации (трения). Чтобы зарядить весь
диэлектрик его надо на тирать со всех сторон.
Емкость уединенного заряженного (со всех сторон) диэлектрика
больше в е раз, чем емкость аналогичных размеров металла, но
все равно очень мала. Поэтому даже при малом заряде напряже-
ние на электризованном куске диэлектрика получается большим
(по формуле (2.1).
Типичные случаи электризации трением:
• ременный привод, лента конвейера;
катящиеся резиновые ролики и шины;
синтетическая одежда и обувь на человеке;
поток пыли или газа через сопло;
наматывание или разматывание рулонов листового диэлектри-
ка: бумаги, пленки, и т.п.;
движение непроводящей жидкости в трубе или резервуаре;
• восходящие потоки воздуха с водяными парами (предгрозовое
состояние).
Явления, связанные с накоплением медленно Меняющихся за-
рядов в диэлектрике или в изолированном куске металла, называ-
ются статическим электричеством. Оно практически всегда вредно.
Из-за малой емкости предметов, даже небольшие заряды приводят
к появлению высокого напряжения и пробою воздуха или иного
окружающего диэлектрика: возникают искры статического раз-
ряда.
Как упоминалось в п. 2.1 воздух пробивается при напряженно-
сти поля 30 кВ/см. А например, на теле человека может скапли-
ваться до 25 кВ статического напряжения (в сухом воздухе, с ро-
стом влажности, напряжение быстро падает), то есть искры длиной
несколько мм от человека до заземления сыпаться могут.
56
Глава 2. Электрические помехи
Искры статического разряда создают помехи аппаратуре и мо-
гут вывести из строя электронику. Поэтому со статическим элек-
тричеством борются. Если потенциальный источник электростатики
в нашем распоряжении, то лучше всего доработать его так, чтобы
в принципе исключить возможность накопления электростатики до
уровня появления разряда.
Для этого желательно устранить саму причину возникновения
электризации (например, паразитное трение). А там, где это невоз-
можно, сделать проводящие цепи для стекания заряда в землю, на-
зываемые цепями утечки и заземления.
Тут есть разница между заряженным куском металла и диэлек-
триком. Для разряда металлического предмета достаточно касания
заземляющего провода только в одной точке. Из-за электропровод-
ности металла весь заряд уйдет с него в заземление. А для разряда
диэлектрика заземление должно касаться его на максимально воз-
можной площади (например, широкая пластина, посыпка графито-
вым порошком, влажный воздух, и т.п.). Иначе мы разрядим только
ту часть диэлектрика, к которой подсоединили цепь утечки. А заряд
с оставшихся частей никуда не денется: диэлектрик ведь не прово-
дит ток, поэтому заряды оттуда просто не могут дотечь до нашего
заземления.
К месту говоря, разряд с металла всегда более мощный и дли-
тельный, чем с диэлектрика. Если от наэлектризованного тела на-
чался пробой, то с металла в нем участвуют все заряды, накоплен-
ные в этом теле (из-за электропроводности металла), а с диэлектри-
ка только те, которые находятся около зоны пробоя.
Для защиты от возникновения и накопления статического элек-
тричества применяют цепи утечки заряда на землю. Их реализация
цепей утечки зависит от конкретной задачи:
Поскольку электростатический заряд мал, то для его стока до-
статочно резистора сопротивлением в несколько сотен килом
на землю.
Для уменьшения зарядов на теле человека используют зазем-
ление запястья монтажников, электропроводные покрытия сто-
лов и пола, электропроводную одежду (например, обработан-
ную антистатиком).
* Хороший способ борьбы с накоплением статического электри-
чества — увлажнение воздуха. Он становится частично электро-
2.2. Электризация
57
проводным, и заряды стекают через него. Для этого влажность
должна быть > 50%.
Снятие зарядов с трущихся и вращающихся частей делают
скользящим заземленным контактом.
Когда цепь утечки установить невозможно, то заряжающийся
предмет (например, ленту транспортера) следует поместить
в заземленный металлический (чаще сетчатый) экран, чтобы
проблемы со статическим электричеством не выходили за пре-
делы этого экрана.
Если же источник статического электричества нам не доступен,
и мы не можем предотвратить накопление зарядов в нём (напри-
мер, атмосферное электричество), остается только бороться с его
воздействием на нашу аппаратуру.
Кардинальный выход: поместить наше устройство внутрь за-
земленного металлического экрана. Внешнее электрическое поле
внутрь экрана не проникает (п. 2.1.2).
Но электронные устройства обычно имеют связь с внешним
миром. Антенны, сети, провода питания, управления и т.п. Всё
не экранируешь. Поэтому на выходных проводах и разъемах тре-
буются цепи защиты о~ электростатики. Они не должны влиять на
рабочие сигналы устройства, но обеспечивать стекание статических
зарядов в землю (цепи утечки) и ограничение возможных разрядов
до уровня, который аппаратура выдержит. Как правило, комбиниру-
ют цепи утечки и ограничители максимального напряжения.
Утечку статики обеспечивает резистор в несколько сотен килом
(или дроссель, если речь о ВЧ устройстве) между защищаемым вхо-
дом и землей.
Для защиты входов от перенапряжения используют ограничи-
тели на диодах, стабилитронах, варисторах, разрядниках. Диодные
ограничители самые быстрые, имеют малую емкость (то есть могут
использоваться для защиты ВЧ входов), но имеют низкую поглоща-
емую энергию помехи. Стабилитроны и варисторы могут поглощать
высокие энергии, но из-за большой емкости в чистом виде не могут
применяться на ВЧ (хотя есть их ВЧ модификации с последователь-
ным обычным диодом). У разрядников хорошо и с мощностью, и с
емкостью, но у них высокое напряжение защиты (зажигания). Под-
робнее об устройствах ограничения напряжения в главе о молние-
защите, в пп. 7.4.2 и 7.7.3.2.
58
Глава 2. Электрические помехи
Для испытаний аппаратуры на электростатический разряд
используется стандартный эквивалент: последовательно соединен-
ные резистор 330 Ом и конденсатор 150 пФ, заряженный напряже-
нием от 2 до 25 кВ (в зависимости от класса защиты). Фронт такого
импульса длится - 1 нс, спад — около 60 нс.
2.3. БОРЬБА С ЭЛЕКТРИЧЕСКИМИ ПОМЕХАМИ
Рассмотрим электрические помехи. Их примеры (это, конечно,
не все возможные варианты):
1. Рассмотренные в предыдущем параграфе случаи электроста-
тики.
2. Наводки 50 Гц от бытовых и промышленных электросетей.
3. Импульсные помехи от любых искрящих проводов: неисправ-
ные ЛЭП, зажигание автомобиля, коллекторные электромото-
ры, неисправные фонари освещения, выключатели и т.п.
4. Импульсные помехи от устройств с большой скоростью пере-
ключения высокого напряжения: импульсные источники пи-
тания, тиристорные регуляторы, экономичные лампы (точнее
не от самих ламп, а от их некачественных преобразователей).
5. Внутри аппаратуры наводки от высоковольтных узлов на близ-
лежащие цепи.
6. Если рядом расположены провода или дорожки печатной пла-
ты, между которыми имеется заметное напряжение (ВЧ пере-
менное или импульсное с короткими фронтами), то оно будет
наводиться с одного проводника на другой. Это обычная про-
блема в шинах передачи данных.
7. Наводки на любые провода в предгрозовой период (до разря-
дов молнии).
8. Бросок напряжения на заземленных проводниках, в которые
ударила молния, за счет падения тока молнии на сопротивле-
нии заземления.
Электрическая помеха — это просачивание части напряже-
ния (чаще всего меняющегося) от какого-то внешнего источника
на наше устройство или проводники через какой-то конденсатор.
Чаще всего этот конденсатор паразитный (мы его не хотели,
не планировали, а он получился). Иначе говоря: напряжение ис-
точника помехи создает паразитное электрическое напряжение
2.3. Борьба с электрическими помехами
59
на нашем устройстве или проводнике. Кратко говорят, что электри-
ческая помеха создается напряжением.
Эквивалентная схема просачивания электрической помехи по-
казана на рис. 2.4. Предельная простота этой схемы не мешает
использовать ее для расчета величины электрической помехи.
Для расчета потребуется знать:
Емкость паразитного конденсатора. Например, в случае каса-
ния человеком входа усилителя низкой частоты, одной обклад-
кой служат провода электрических сетей, второй —тело чело-
века.
Входное сопротивление того узла, на который происходит
наводка помехи. Причем, входное сопротивление на частоте
помехи.
Частоту помехи.
Для расчетов достаточно единственной отправной точки: при
конденсаторе 15 пФ, входном сопротивлении 100 кОм и частоте
50 Гц коэффициент передачи составляет 0,001. Для своих цифр пе-
ресчитайте этот коэффициент. Он прямо пропорционален емкости,
сопротивлению и частоте.
Пример 1
Наша отправная точка (15 пФ, 100 кОм, 50 Гц) соответству-
ет случаю наводки фона 50 Гц при касании человеком входа УНЧ.
При этом на входе окажется 220 В • 0,001 = 220 мВ, то есть пол-
ный входной сигнал. А если усилитель имеет входное сопротивление
20 кОм, то наводка в тех же условиях будет 220 мВ/5 = 44 мВ. По-
этому в условиях сильных электрических наводок стараются иметь
по возможности минимальные входные сопротивления.
60
Глава 2. Электрические помехи
Пример 2
Регулятор лампы накаливания 220 В на тиристоре. А фильтр
в нём поставить забыли. Время включения тиристора 1=20 мкс.
Тогда по формуле F = 0,5/T из предисловия, получаем верхнюю
частоту спектра помех 25 кГц. Паразитная емкость между провода-
ми лампы и печатной дорожкой нашего устройства 0,015 пФ, вход-
ное сопротивление 1 МОм (входы логики).
Имеем: частота выше в 500 раз, емкость меньше в 1000 раз,
сопротивление выше в 10 раз. Значит, коэффициент передачи будет
в 500 • 10/1000 = 5 раз выше, чем 0,001, то есть 0,005. Если ти-
ристор коммутирует пиковое напряжение сети 220 В • 1,4 = 308 В,
то амплитуда наведенных импульсов составит 308 В • 0,005 =
= 1,54 В. Этого может хватить для сбоев в цифровой схеме.
Для вышеприведенных расчетов надо знать емкость паразитно-
го конденсатора связи. Чаще всего он конструктивный из сложных
поверхностей. И найти его емкость бывает нелегко.
Но если площадь одной из его обкладок (например, печатной до-
рожки устройства, подверженного помехе) намного меньше другой
(например, проводов электрической сети помещения), то паразит-
ную емкость с достаточной для практики точностью можно найти ме-
тодом подобия. Он заключается в следующем: известно, что у кон-
денсатора с площадью пластин 1 см2 и расстоянием между ними
1 мм будет емкость - 0,9 пФ. Зная площадь только одной, меньшей
обкладки и расстояние можно посчитать емкость конденсатора из
двух таких пластин. И эта емкость практически не изменится, если
площадь одной из пластин станет существенно больше. Иначе гово-
ря, емкость определяется меньшей из двух площадей.
Пример 3
Определим паразитную емкость между большим радиатором
с закрепленным на нем ключевым транзистором импульсного бло-
ка питания и печатной дорожкой длиной 50 и шириной 0,25 мм,
расположенной на расстоянии 1 см. Площадь меньшей обклад-
ки (то есть печатной дорожки) 0,4 см2, то есть в 2,5 раза меньше,
чем 1 см2. Расстояние в 10 раз больше, чем 1 мм. Значит, емкость
в 10 2,5 = 25 раз меньше, чем 0,9 пФ, то есть 0,036 пФ.
Если вычислить паразитную емкость проблематично, то электри-
ческую помеху можно измерить. Например, на рис. 2.5 показана
2.3. Борьба с электрическими помехами
61
схема измерения электрической помехи от одной печатной дорожки
на другую, соседнюю.
Чтобы видеть именно электрическую наводку, по дорожке-источ-
нику помехи (верхняя по рис. 2.5) не должен протекать ток, то есть
её на время измерения следует отключить от остальной схемы. При
этом на дорожке-источнике по всей её длине будет одинаковое на-
пряжение с выхода генератора (как на обкладке конденсатора).
Дорожка-приёмник помехи (нижняя по рис. 2.5) остается обычным
образом подключенной к исследуемому устройству.
На генераторе устанавливают высшую частоту из спектра воз-
можных сигналов на дорожке-источнике (или самый короткий
фронт, если используется импульсный генератор). Измеряя вольтме-
тром или осциллографом напряжение, наведенное на дорожке-при-
емнике помехи, определяют коэффициент связи между дорожками.
Он равен отношению напряжений: измеренного к выходному на ге-
нераторе. Умножая максимально возможную амплитуду реальных
сигналов на дорожке-источнике на измеренный коэффициент свя-
зи, получаем величину помехи на дорожке-приемнике.
Как бороться с электрическими помехами?
Если их создаем мы (наше устройство), то надо уменьшать:
1. Напряженность создаваемого электрического поля за преде-
лами устройства. Для этого следует снижать напряжения до
возможного минимума и/или ставить заземленные экраны
62
Глава 2. Электрические помехи
(например, металлический корпус) вокруг вашего источника
высокого напряжения (гл. 4). Если источником поля является
линия передачи, то её имеет смысл выполнить в два провода
скрученной (близкорасположенных два провода с высокими,
но противоположными потенциалами с точки зрения внешне-
го наблюдателя компенсируют поля друг друга) или экраниро-
ванной с заземленным экраном (например, коаксиальным
кабелем).
2. Паразитную емкость между окружением и проводниками на-
шего устройства, на которых имеется высокое меняющееся
напряжение. Это достигается уменьшением физических раз-
меров вашего источника высокого напряжения и увеличени-
ем его емкости на корпус (заземленные перегородки, экрани-
рованные провода, блокировочные конденсаторы).
3. Скорость и частоту изменения напряжения. Если часто-
ту снижать обычно некуда (она определяется назначением
устройства), то длительность фронтов нередко можно снизить
(фильтры, затягивающие конденсаторы), так как даже в низ-
кочастотных устройствах крутизна фронтов импульсов часто
избыточна.
Если мы боремся с чужими электрическими помехами, то пути
для этого:
1. Экранирование (см. гл. 4). Экран по возможности заземлить.
Если невозможно сплошное экранирование (например, маг-
нитная антенна на ферритовом стержне, сплошной экран
создаст там короткозамкнутый виток и ликвидирует полезный
прием сигналов), то хотя бы частичное виде заземленных
незамкнутых перегородок (например, в уже упомянутой маг-
нитной антенне делается незамкнутый виток из заземленной
фольги).
2. Уменьшение емкости нашего устройства на окружение. Сни-
жение размеров и площадей, те же заземленные перегород-
ки, увеличение расстояния до источника помехи.
3. Уменьшение до возможного минимума входного сопротив-
ления каскада, подверженного помехе. Для высокочастотных
устройств — шунтирование дросселями минимально возмож-
ной индуктивности, замыкающими входы по низким, нерабо-
чим частотам.
Глава 3. МАГНИТНЫЕ ПОМЕХИ
Магнитное поле и его свойства. Индукция. Индуктивность.
Магнетизм в веществе. Ферромагнетики. Ферромагнетики
во внешнем магнитном поле. Постоянные магниты. Транс-
форматоры и катушки с ферромагнитными сердечниками.
Магнитные помехи и борьба с ними
В этой главе мы рассмотрим только магнитную взаимную связь.
Как и электрическая, она возможна лишь в том случае, если раз-
меры интересующих нас объектов намного (в сотни...тысячи раз)
меньше длины волны X.
Иначе говоря, чисто магнитная взаимная связь —это действие
магнитных полей либо небольших размеров в пространстве, либо
медленно меняющихся, либо и то и другое одновременно.
Сначала разберемся, откуда берется магнитное поле и как оно
взаимодействует с материалами, так как без понимания физики
дела будет сложно двигаться дальше.
3.1. МАГНИТНОЕ ПОЛЕ И ЕГО СВОЙСТВА.
ИНДУКЦИЯ. ИНДУКТИВНОСТЬ
Что является источником магнитного поля? Это проходят еще
в школе: источником магнитного поля является ток, то есть движе-
ние зарядов. Чем больше ток, тем сильнее магнитное поле вокруг
него. Этот механизм работает даже на постоянном токе.
А вот чего в школе не проходят (так как это четвертое уравнение
Максвелла), что магнитное поле возникает не только от тока, но и от
изменения электрического поля. Но это происходит при быстрых из-
менениях электрического поля в объемах, сравнимых с длиной вол-
ны (от частоты изменения поля). Поэтому в этой главе мы не будем
рассматривать этот механизм, а ограничимся магнитным полем,
возникающим от тока. Тут нет ограничений ни по размерам, ни по
частоте: магнитное поле возникает даже вокруг маленького движу-
щегося заряда.
64
Глава 3. Магнитные помехи
У электрического поля отдельные носители плюса и минуса есть.
И они могут существовать отдельно друг от друга (разноименно за-
ряженные частицы элементарные частицы). А вот у магнитного поля
нет отдельных носителей плюса и минуса. Сами плюс и минус есть
(они по географической традиции называются полюсами: N от англ.
north — северный, и S от англ, south — южный), а вот носитель у них
общий на двоих: движение электрического заряда.
Из этого вытекают следующие выводы:
• Магнитных зарядов в природе не существует. Поэтому статиче-
ское электричество бывает (и часто), а статического магнетиз-
ма нет. Постоянные магнитные поля есть (о постоянных магни-
тах, речь ниже), но и у них два полюса. А чего-нибудь «заряжен-
ного» только одним магнитным полюсом не бывает. Полюса
N и S существуют только вместе.
* Поток магнитного поля, через любую замкнутую поверхность
всегда равен нулю: сколько вошло, столько и вышло.
• Не бывает разомкнутых силовых линий магнитного поля. Они
всегда замкнуты (потому что второй полюс всегда неподалеку)
и имеют вид петель без начала и конца. Электрическое поле
вполне может, начинаясь от электрического заряда, концами
своих силовых линий уходить в бесконечность. А у магнитного
поля силовые линии всегда замкнуты.
Провод с током рождает вокруг себя кольцевое по форме маг-
нитное поле. Интенсивность этого поля прямо пропорциональна
току в проводе.
Похожим образом, магнитное поле может порождать электри-
ческий ток. Но «похожим образом» не значит «точно так же». Есть
существенная разница. Магнитное поле порождается любым током:
и постоянным, и переменным. А вот для порождения электрическо-
го тока магнитное поле обязательно должно меняться во времени
и/или в пространстве.
Это явление открыто Майклом Фарадеем в 1840 г. и называет-
ся электромагнитной индукцией: в проводнике, расположенном
в меняющемся магнитном поле, возникает напряжение.
На электромагнитной индукции в радиотехнике работают все
катушки индуктивности, дроссели, трансформаторы, динамические
микрофоны. В электротехнике — все генераторы электрического
тока (в них переменное магнитное поле создается механически
3.1. Магнитное поле и его свойства. Индукция. Индуктивность
65
вращающимся магнитом) и трансформаторы. Электричество у вас
в розетке возникает от электромагнитной индукции в обмотках ге-
нератора на электростанции.
Помехи от магнитного поля являются следствием электромагнит-
ной индукции: какое-то изменяющееся магнитное поле индуцирует
в наших проводах токи помех. Поэтому не бывает токов помех от
постоянного магнитного поля (если только ваш прибор не движется
в таком поле).
Важной разновидностью электромагнитной индукции является
самоиндукция. Возьмем обычную однослойную катушку и пропу-
стим через нее постоянный ток. В катушке (внутри и вокруг нее),
возникнет постоянное магнитное поле (как сумма полей от каждого
витка). А теперь выключим ток в катушке. Магнитное поле вокруг
катушки исчезнет не сразу после выключения тока. Сначала оно по-
пытается уменьшиться. А это уже изменение. Которое индуцирует
ток в близлежащих проводниках. А что у нас есть поблизости? Да
сама катушка. Она ведо проводом намотана. И в катушке наведёт-
ся ток индукции. Причем в такой полярности, что создаваемое им
магнитное поле (ток в проводе его обязан создать) будет пытаться
компенсировать уменьшение исходного магнитного поля.
Это и есть самоиндукция: индуцирование тока меняющимся
магнитным полем в проводе, который сам же и создал исходное
меняющееся магнитное поле.
Выглядит это так, что магнитное поле катушки при выключении
постоянного тока не исчезает скачком, а уменьшается плавно. При-
мерно так же, как электрическое поле в конденсаторе не исчеза-
ет скачком при отключении конденсатора от источника, а спадает
плавно (разряд конденсатора).
Способность конденсатора накапливать электрическую энергию
и потом ее отдавать называется емкостью (п. 2.2.1). А способность
катушки накапливать магнитную энергию (то есть величина само-
индукции) и потом её отдавать — индуктивностью.
Индуктивность измеряется в генри (в честь американского фи-
зика Джозефа Генри, открывшего явление самоиндукции) и обозна-
чается буквой L. Катушка с индуктивностью 1 генри при изменении
тока через нее на 1 ампер за 1 секунду даст напряжение самоин-
дукции 1 вольт. Запасаемая в катушке энергия магнитного поля
тем больше, чем это поле сильнее, То есть, чем больше проводов-
66
Глава 3. Магнитные помехи
витков его создают. Поэтому индуктивность любой катушки растет
с числом витков.
Если через катушку течет переменный (то есть меняющийся во
времени) ток, то из-за самоиндукции она сопротивляется измене-
нию тока. То есть имеет реактивное сопротивление JXL = 2nFL, ко-
торое растет с частотой (в отличие от конденсатора). При высокой
частоте ток через катушку почти не успевает измениться, то есть
переменный ток через нее будет очень малым, а реактивное сопро-
тивление катушки переменному току очень высоким.
Поле в катушке также усиливается, если соседние витки распо-
ложены не далеко друг от друга, а совсем рядом, так что их магнит-
ные поля в пространстве почти совпадают и поэтому складываются
без потерь. Поэтому индуктивность многослойных катушек больше,
чем однослойных. А у однослойной катушки индуктивность падает
от удлинения катушки (соседние витки удаляются друг до друга).
Ну и конечно энергия запасаемого в катушке магнитного поля
тем больше, чем больший объем в пространстве оно занимает (при
заданной напряженности). Поэтому индуктивность пропорциональ-
на диаметру катушки. А вот увеличение длины катушки хотя и уве-
личивает объем поля, но сильно снижает его напряженность, отчего
индуктивность все-таки падает.
3.2. МАГНЕТИЗМ В ВЕЩЕСТВЕ. ФЕРРОМАГНЕТИКИ
Магнетизм в веществе возникает за счет токов. В любом атоме
постоянно существуют внутренние токи (нет, это не вечный двига-
тель, но для объяснения, почему они текут постоянно без внешне-
го источника, требуется квантовая механика, забираться в которую
здесь не хотелось бы).
Интересующие нас токи создаются электронами, вращающи-
мися вокруг собственной оси (это вращение называется спином).
Вращение электрона соответствует круговому току (заряд ведь дви-
жется), а он рождает магнитное поле. То есть крутящийся электрон
является крохотным электромагнитом (иначе говоря, имеет магнит-
ный момент). Обычно положение осей вращения электронов раз-
ных атомов в веществе хаотично и создаваемые ими поля взаимно
компенсируют друг друга. Такое вещество (их большинство) не про-
являет сколь-нибудь заметных магнитных свойств.
3.2. Магнетизм в веществе. Ферромагнетики
67
Но некоторые вещества (их немного: железо, никель, кобальт,
часть редкоземельных металлов, и некоторые сплавы с участием
вышеперечисленных металлов) в определенном кристаллическом
состоянии имеют удивительное свойство, называемое ферромагне-
тизмом (от латинского названия железа ferrum).
Оно состоит в том, что оси вращения электронов у множе-
ства разных атомов кристаллической решетки оказываются на-
правленными в одну сторону, то есть синхронизируются (объяс-
нение причин этого уводит в дебри квантовой механики). Не всех
электронов атома, а только некоторых. Например, у атома железа
только два электрона из каждого атома участвуют в этой коллектив-
ной синхронизации направлений вращения (у никеля — один). При
этом взаимной компенсации полей от вращающихся электронов
уже не происходит так как часть осей вращения синхронизирова-
лась в кристалле, то есть «электронные магнитики» выстроились
в одном направлении.
Синхронизация направлений спинов (электронных «магнитиков»)
крайне редко распространяется целиком на весь кристалл. Гораз-
до чаще области с одинаковой ориентацией магнитных моментов
(их называют доменами), имеют размер порядка микрона и за-
нимают лишь малую часть кристалла (ответ, почему размер доме-
нов именно таков, знает квантовая механика, но этот ответ вам
не понравится своей сложностью). В одном кристалле получается
множество таких доменов.
Магнитное поле от вращения одного электрона крайне мало. Но
ведь электронов много. В одном микронном домене ферромагнети-
ка миллиарды электронов с совпадающими осями вращения. И их
суммарное магнитное поле в домене очень велико (чтобы создать
такую же напряженность магнитного поля обычным электромагни-
том потребуются большие катушки и огромные токи в них).
Итак, домен ферромагнетика эквивалентен мощному магниту
микронных размеров. Разберемся, как «упаковываются» домены
в кристалл. Вы пробовали сложить вместе пару прямоугольных маг-
нитов? Тогда вы помните, что для того чтобы уложить их рядом в оди-
наковом направлении полюсов надо приложить большую силу. Ведь
одноименные полюса отталкиваются. А вот разноименными полю-
сами вместе магниты охотно слипаются сами, и требуется сила, что-
бы потом разнять их. С доменами то же самое. Соседние домены
68
Глава 3. Магнитные помехи
сами легко укладываются в противоположных друг другу направле-
ниях. Так чтобы как можно больше противоположных полюсов раз-
ных доменов «слиплось» вместе. Область между двумя доменами
называется доменной стенкой. Это не какое-то отдельное образова-
ние, а просто очень тонкая (в несколько атомов) область кристалла,
в которой происходит переориентация направления (на противопо-
ложное) магнитных моментов электронов.
С точки зрения внешнего наблюдателя магнитные поля доменов
полностью компенсируют друг друга. Кусок такого вещества не яв-
ляется магнитом, хотя и состоит из огромного числа слипшихся вме-
сте очень сильных магнитов микронного размера. Поэтому просто
кусок ферромагнетика (например, железа) не проявляет магнитных
свойств, пока его об этом не попросят (просят внешним магнитным
полем и займемся мы этим в следующем параграфе).
Отдельные атомы ферромагнитных веществ не имеют ферро-
магнитных свойств (синхронизации спинов электронов). Ферромаг-
нетизм возникает только при построении этих атомов в кристал-
лическую решетку. Не любую, а только определенных типов. От
ее структуры и размеров зависят магнитные свойства вещества.
А на форму кристаллической решетки влияют примеси (количество
и тип) и способ приготовления вещества (например, как и с какой
скоростью менялась температура).
К примеру, говорить о магнитных свойствах железа совершенно
бессмысленно, если не уточнить способ приготовления этого желе-
за, количество и типы примесей в нём. Например, нержавеющая
сталь, хотя и состоит большей частью из железа (остальное разные
добавки: хром, никель, и т.д.) почти не имеет магнитных свойств.
Именно из-за особенностей своей кристаллической решетки.
Ферромагнитные свойства проявляют не только кристаллы вы-
шеупомянутых металлов, но и кристаллы их окислов с дополнитель-
ными примесями. Такие вещества называются ферритами. Они
не электропроводны, в отличие от металлических ферромагнетиков.
Поскольку ферромагнетизм связан со свойствами кристалли-
ческой решетки, то он зависит от температуры. Если решетку хо-
рошенько раскачать тепловыми колебаниями, то ферромагнетизм
скачком исчезает выше определенной температуре, называемой
точкой Кюри (своя для каждого материала). Но восстанавливается
при охлаждении ниже это точки.
3.3. Ферромагнетики во внешнем магнитном поле
69
3.3. ФЕРРОМАГНЕТИКИ ВО ВНЕШНЕМ
МАГНИТНОМ ПОЛЕ. ПОСТОЯННЫЕ МАГНИТЫ
Поместим кусок ферромагнетика в постоянное внешнее магнит-
ное поле Н (например, используем его как сердечник катушки, че-
рез которую течет постоянный ток, создающий это поле Н). Причем,
внешнее поле небольшое, намного слабее, чем собственное поле
внутреннее домена.
Те домены, направление магнитного момента которых совпада-
ет с внешним полем, при этом начнут расширяться, а все осталь-
ные — сужаться. Разберем это механизм, так как он очень важен
для понимания электро- и радиотехнических свойств ферромаг-
нетиков.
Представим самый простой случай: два «слипшихся» домена
рядом. В первом домене направление поля совпадает с внешним.
Во втором его направление, естественно, противоположное.
Первый домен условно назовем «правильным» (он уже ориен-
тирован по внешнему полю и ничего большего сделать не может).
А вот второй «неправильный» домен эквивалентен стрелке компа-
са, развернутой задом наперед (точнее югом на север). И он будет
пытаться повернуться е направлении внешнего поля. Но крохотную
область в твердом кристалле механически не повернешь.
Мы помним домен это просто маленькая область кристалла,
в которой сложились в одну сторону спины электронов. Повернуть
весь второй домен-магнитик (который с неудачным направлением),
в свою сторону внешнее поле не может, так как оно слишком сла-
бое для этого. Но зато оно вполне может повернуть спины электро-
нов в некоторых атомах второго домена около доменной стенки.
Эти атомы ведь находятся рядом с первым (правильного направле-
ния) доменом.
И магнитное поле первого домена поможет в деле поворота
в свое направление атомам второго домена, находящимся около
доменной стенки (точнее, слабое внешнее поле поможет сильному
внутреннему полю правильного домена повернуть ближайших со-
седей). И те станут уже частью первого (правильного) домена. Зна-
чит, первый домен увеличится в размерах. Или (что то же самое)
его стенки раздвинутся, уменьшая размер второго «неправильного»
домена.
70
Глава 3. Магнитные помехи
За счет раздувания «правильных» (совпадающего с внешним
полем направления) доменов и «похудания» всех остальных (или,
иначе говоря, направленного сдвига доменных стенок) взаимная
компенсация полей всех доменов в куске ферромагнетика наруша-
ется. И в нём возникает сильное магнитное поле В. Более сильное,
чем внешнее поле Н, которое мы приложили снаружи. Отноше-
ние В/Н называется относительной магнитной проницаемо-
стью и обозначается буквой ц.
Величина ц показывает, во сколько раз данный материал усили-
вает в себе внешнее магнитное поле. Для хороших ферромагнети-
ков р может достигать нескольких тысяч.
Как мы помним из п. 2.1.1 характеристикой материала по элек-
трическому полю является диэлектрическая проницаемость е. Она
практически не зависит ни от частоты (за исключением очень высо-
ких), ни от величины поля (если не доводить дело до пробоя).
А вот с характеристикой материала по магнитному полю ц слож-
нее. Магнитная проницаемость ц зависит не только частоты и ве-
личины приложенного внешнего магнитного поля, но и от преды-
стории (что раньше делали с этим материалом). Для того чтобы со
всем этим разобраться, вернемся к нашему куску ферромагнети-
ка, который мы парой абзацев выше оставили в катушке с током
и построим график зависимости внутреннего поля ферромагнети-
ка В от внешнего поля Н. Этот график показан на рис. 3.1. Держите
в уме, что график рис. 3.1 имеет разные масштабы но осям В и Н.
По оси В график сильно сжат для упрощения восприятия. На самом
деле В значительно (в ц раз) больше Н.
Начнем изучать график рис. 3.1 из начальной точки 1. Внешне-
го поля Н там нет, нет и внутреннего поля В, так как все домены
(на рис. 3.1 они условно показаны квадратиком из четырех доме-
нов) ориентированы хаотично и компенсируют друг друга.
Будем прибавлять ток в катушке, то есть увеличивать внешнее
поле. Расширяя «правильные» домены, их стенки будут двигаться
(см. квадратик доменов около точки 2 на рис. 3.1: верхний левый
домен, соответствующий направлению поля Н, стал больше дру-
гих, а остальные домены сжались). Но путь этот не будет легким.
По дороге доменные стенки вынуждены будут преодолевать «уха-
бы»—препятствия неоднородностей кристаллической решетки. На
это будет тратиться время (на постоянном токе оно нас не волнует)
3.3. Ферромагнетики во внешнем магнитном поле
71
и энергия (отбирается из внешнего поля). До точки 2 на рис. 3.1
внутренне поле В растет пропорционально Н. А коэффициентом
их пропорциональности является ц, которая остается стабильной
и высокой.
Продолжим увеличивать постоянный ток в катушке. Р’ано или
поздно мы достигнем того, что в материале повернутся по направ-
лению внешнего поля все спины. Своё, внутреннее поле, в ферро-
магнетике при этом достигнет максимума. Увеличивать его дальше
просто нечем. Материал достиг насыщения (точка 3 на рис. 3.1).
Это называется намагниченностью насыщения и является па-
раметром не только данного материала, но и конкретной формы
и размера сердечника (ясно, что чем больше сердечник, тем боль-
ше в нем доменов и электронов со спинами, которые мы можем
выстроить своим внешним полем). От точки 2 до точки 3 наклон
графика падает, значит, уменьшается В/Н, то есть ц.
72
Глава 3. Магнитные помехи
Если мы станем еще дальше поднимать ток в катушке, то соз-
даваемое ей поле Н, конечно, будет расти. Но вот внутреннее поле
В сердечника останется прежним (оно уже на своем максиму-
ме). Это соответствует снижению ц (числитель дроби не меняется,
а знаменатель растёт). На графике рис. 3.1 этот участок не показан
(так как в здравом уме никто не использует ферромагнетики в на-
сыщении).
Причем, поскольку насыщение намагниченности, как и мно-
гие другие процессы в физике достигается не скачком, а плавно,
то и плавное снижение ц начнется еще раньше, чем сердечник
достигнет своего полного насыщения (переход от точки 2 к 3 на
рис. 3.1).
А теперь начнем уменьшать внешнее поле Н. Вплоть до нуля
(точка 4 на рис. 3.1). Разъехавшиеся стенки «правильных» доменов
двинутся назад («сдуваются»). Их ведь теперь больше ничто не го-
нит вширь. Но ведь чтобы вернуться назад к исходному состоянию,
доменным стенкам надо преодолеть все пройденные ранее пре-
пятствия кристаллической решетки. Но теперь в обратном порядке.
А энергии на это взять неоткуда: внешнее поле равно нулю. Поэто-
му стенки пройдут лишь часть обратного пути. Но не весь.
Следовательно, бывшие «правильные» домены останутся боль-
ше других. А это значит, что в материале останется постоянное маг-
нитное поле. Иначе говоря, мы намагнитили материал и получили
постоянный магнит: никакого внешнего магнитного поля уже нет,
а ферромагнетик сам по себе продолжает создавать магнитное
поле. Это называется остаточной намагниченностью, как пока-
зано в точке 4 на рис. 3.1.
Чтобы вернуть все доменные стенки назад в исходное состояние
нам придется приложить внешнее поле в обратной полярности с та-
кой энергией, которой хватит доменным стенкам на преодоление
«ухабов» (неоднородностей кристаллической решетки) обратной до-
роги. Это точка 5 на рис. 3.1. То есть нам надо приложить внешнее
ненулевое поле Н для того, чтобы «выключить» внутреннее магнит-
ное поле В. Этот процесс называется размагничиванием.
Теперь продолжим увеличивать внешнее поле Н в обратной по-
лярности, то есть двинемся по графику рис. 3.1 от точки 5 к точке 6.
Там будут происходить аналогичные процессы, что и на участке
1-2-3, только в обратной полярности.
3.4. Трансформаторы и катушки с ферромагнитными сердечниками 73
При уменьшении внешнего поля Н от точки насыщения 6
до нуля 7 и далее, до точки полного размагничивания 8, будут
происходить в точности те же самые процессы, что и на участке
3-4-5, только в обратной полярности. А при дальнейшем увеличе-
нии внешнего поля в плюс будут происходить процессы подобные
тем, что описаны для участка 1-2-3, но по кривой 8-3.
Количество и глубина «ухабов» (неоднородностей решетки), ко-
торое приходится преодолевать доменным стенкам по своей доро-
ге, называется магнитной жесткостью материала. На графике
рис. 3.1 она характеризуется расстоянием между точками 5 и 8 (это
расстояние называют еще шириной петли гистерезиса ферромаг-
нетика).
Из магнитожестких материалов делают постоянные магниты:
доменные стенки один раз сдвинувшись внешним полем намагни-
чивания, потом так остаются, почти не возвращаясь назад. Из та-
ких же материалов делают магнитные носители памяти. Например,
поверхности винчестеров: расширившись от поля записывающей
головки, домен потом таким (намагниченным) остается и хранит
свой бит информации.
В магнитомягких материалах доменные стенки двигаются туда-
сюда почти беспрепятственно. Остаточная намагниченность таких
материалов очень мала. Постоянный магнит из них не сделаешь:
после снятия внешнего поля доменные стенки сами вернутся на-
зад: по рис. 3.1 точки 5 и 8 у таких материалов лежат в нуле, на точ-
ке 1. А для сердечников трансформатора или катушки такие матери-
алы очень подходят. Этим мы и займемся в следующем параграфе.
3.4. ТРАНСФОРМАТОРЫ И КАТУШКИ
С ФЕРРОМАГНИТНЫМИ СЕРДЕЧНИКАМИ
Большая часть трансформаторов и катушек (за исключением
самых высоких частот) имеет ферромагнитные сердечники. Для них
всегда используются магнитомягкие материалы.
Дело в том, что и трансформаторы, и катушки работают на пере-
менном токе. Внешнее магнитное поле много раз за секунду меня-
ет свое направление. И столько же раз доменные стенки на своем
колебательном (вслед за внешним полем) пути вынуждены преодо-
левать «ухабы» неоднородностей решетки. На это тратится энергия,
74
Глава 3. Магнитные помехи
безвозвратно отбираемая у внешнего поля (примерно так же, как
на преодоление силы трения). Чем больше «ухабов», тем больше бу-
дет тепловых потерь в сердечнике. А это понизит КПД и добротность
катушки. Чтобы избежать этого, используют магнитомягкие матери-
алы, в которых потери на движение доменных стенок очень малы.
Такими материалами являются трансформаторные стали, пермал-
лои, многие типы ферритов.
Ферромагнитный сердечник в катушке увеличивает поле внутри
неё в ц раз (речь о полях, еще не загоняющих сердечник в насыще-
ние). А так как индуктивность это мера магнитного поля, запасенно-
го в катушке, то индуктивность катушки с ферритовым сердечником
возрастает в ц раз. Для этого ферромагнитные сердечники и при-
меняют: ими можно увеличить индуктивность в ц раз, то есть очень
намного. Или наоборот, получить заданную индуктивность от катуш-
ки меньших размеров.
Но платой за это являются многие неприятности, которые могут
случиться с ферромагнитным сердечником в катушке или трансфор-
маторе при неправильном его выборе или эксплуатации.
Во-первых, сердечник можно перегрузить, подав в катушку та-
кой большой ток, что сердечник достигнет насыщения. Поскольку
в насыщении падает ц, то соответственно снижается и индуктив-
ность катушки. А ток у нас переменный. И реактивное сопротивле-
ние катушки этому току при уменьшении индуктивности снижается.
По закону Ома ток в катушке растет, загоняя сердечник еще дальше
в насыщение и так по нарастающей пока хватит мощности источ-
ника или не сгорит катушка. Поэтому размер конкретного сердечни-
ка надо выбирать так, чтобы при максимальном токе в катушке он
не доходил бы до насыщения. Проще говоря, мощный трансформа-
тор маленьким быть не может.
Вторая беда — максимально допустимая частота сердечника.
Доменным стенкам требуется время на преодоление своего пути.
И если период тока в катушке меньше этого времени, то они просто
не успеют дойти, куда могли бы на более низкой частоте. В резуль-
тате внутреннее поле сердечника окажется меньше. Этот эффект
описывается графиком уменьшения ц от частоты, который являет-
ся характеристикой данного материала. Поэтому выбирая сердеч-
ник, смотрите не только на его максимальную допустимую частоту,
но и за тем, какую ц он имеет на вашей частоте.
3.4. Трансформаторы и катушки с ферромагнитными сердечниками 75
Третья проблема — ”оки индукции в сердечнике. Он ведь нахо-
дится в переменном магнитном поле. А такое поле создает ток про-
водниках, попавших в него. И если сердечник электропроводен
(трансформаторная сталь, например), в нем наведутся токи. Они
будут течь по сердечнику, нагревая его. У этого эффекта есть лишь
одно полезное применение: индукционные плиты. Роль нагреваю-
щегося сердечника там выполняет дно кастрюли из ферромагнитно-
го железа (поэтому кастрюли из нержавеющей стали на таких пли-
тах не греются, так как она не ферромагнетик, см. п. 3.2). Во всех
других случаях нагрев сердечника токами индукции вреден. С ним
борются. Очевидный путь для этого — увеличить омическое сопро-
тивление сердечника, а еще лучше сделать его вообще неэлектро-
проводным.
Поэтому сердечники НЧ трансформаторов делают не из цело-
го куска трансформаторной стали, а из пакета её тонких пластин,
изолированных (слоем окисла или лака) друг от друга. Располагают
эти пластины так, чтобы слои изоляции оказались бы поперек пути
возможных (для данной конфигурации магнитного поля) токов ин-
дукции. Кольцевые сердечники делают намоткой такой ленты в ру-
лоны. Индукционные токи в таких пластинах на низких частотах ока-
зываются небольшими.
Но с ростом частоты индукционные токи (они пропорциональны
скорости изменения поля, то есть частоте) даже в тонких стальных
пластинах оказываются недопустимо большими. Ведь в пластинах
металла им в принципе есть куда течь, так как металл электропро-
воден. Поэтому на частотах выше десятков килогерц применяют
ферромагнитные материалы, вообще не проводящие ток. Это либо
ферриты (они из окислов железа, см. п. 3.2), либо порошковое же-
лезо: мелкодисперсные частицы железа, спрессованные вместе
с диэлектриком-наполнителем, электрически отделяющим части-
цы железа друг от друга. Индукционные токи в таких сердечниках
не возникают, поэтому их можно применять на частотах до сотен
мегагерц.
Какой ферромагнитный сердечник предпочтительнее с точки
зрения минимизации магнитных помех? Замкнутой формы (кольце-
вой, Ш-образный и т.д.)„ Линии магнитного поля ведь тоже замкнуты
(п. 3.1). Поэтому лучше всего, чтобы они все, целиком замыкались
внутри сердечника, почти не выходя наружу за его пределы. А вот
76
Глава 3. Магнитные помехи
если сердечник не замкнут, то магнитные силовые линии вынужде-
ны входить из него в воздух чтобы замкнуться. И занимать в воз-
духе по соседству с катушкой весьма заметный объем, в который
могут попасть другие проводники.
Но это уже начало следующего параграфа...
3.5. МАГНИТНЫЕ ПОМЕХИ И БОРЬБА С НИМИ
Основная причина магнитных помех — попадание проводника
в изменяющееся магнитное поле, отчего в этом проводнике наво-
дится (индуцируется) напряжение.
Но не любого проводника. Например, в трансформаторе нахож-
дение вторичной обмотки в переменном магнитном поле первич-
ной это полезный эффект. Наведение токов индукции во вторичной
обмотке это основная цель работы трансформатора. То же самое
в индукционной плите: токи, наводимые в ферромагнитной посуде,
это желаемый эффект.
Магнитной помехой называются токи индукции, наведенные
в тех проводниках, в которых им наводиться не полагается.
То есть магнитная помеха это следствие того, что образовался
паразитный, неучтенный трансформатор. У него есть первичная об-
мотка, ток в которой создает меняющееся магнитное поле, и вто-
ричная, в которой это магнитное поле наводит паразитный ток. Об-
мотками этого нежелательного трансформатора могут быть любые
провода. Не только скрученные в катушку, но даже и одиночные
петли в приборе или на плате, по которым может протекать ток.
То есть в отличие от электрических помех, которые создаются на-
пряжением, магнитные помехи создаются током.
Примеры магнитных помех:
1. Потеря информации с магнитных карт (например, банков-
ских) в электротранспорте (троллейбус, электропоезд). Пере-
менные магнитные поля электромоторов там весьма заметны
и могут размагнитить тонкую магнитную ленту. В прежние вре-
мена, когда еще использовались дискеты, они нередко пере-
ставили читаться после поездки в троллейбусе.
2. Наводки 50 Гц от полей рассеивания силовых трансформа-
торов на электромагнитные звукосниматели (музыкальных
инструментов, виниловых дисков, динамические микрофоны
3.5. Магнитные помехи и борьба с ними
77
и т.д.). Одна из трудно устранимых бед в высококачественных
аудиоустройствах.
3. Взаимная связь (cross talk) между токами, текущими в со-
седних проводах одного кабеля, или шины на печатной пла-
те. Количество витков здесь мало —по одному витку первич-
ной и вторичной обмоток. Но зато они близко расположены,
а частота может быть высокой. Очень распространенная про-
блема в высокоскоростных шинах. Услышать этот эффект на
звуке можно при использовании плохой гарнитуры с неэкра-
нированными проводами: довольно большие токи наушника,
протекая метр-другой рядом с неэкранированными микро-
фонными проводами, наводят на последние заметный сигнал.
И ваш собеседник слышит себя (свое «эхо») с вашего микро-
фона (точнее, наводку от токов наушника на провода вашего
микрофона).
4. Вариант предыдущего случая, но в качестве источника навод-
ки выступает ток по сплошному слою земли (например, в мно-
гослойной печатной плате). Допустим, мы плохо развели плату:
мощный ВЧ или импульсный ток не замыкается прямо около
активного элемента, его породившего, а вынужден сначала
протечь изрядную длину по шине земли. А над этим током,
слоем выше, идут печатные проводники. И ток с проводника
земли на всех них даст наводку.
Поэтому обязательное правило: следите за тем, чтобы
мощные токи в ваших устройствах замыкались бы по
кратчайшему пути и не «разгуливали» бы на больших
и длинных участках земляной шины.
5. Паразитная взаимная связь между рядом расположенными
катушками на плате. Например, мы делаем хороший полосо-
вой диапазонный фильтр на входе радиоприемника. Рассчи-
тали схему (современный софт это позволяет сделать весьма
точно), выбрали и поставили детали близкие к расчетным ве-
личинам. А АЧХ фильтра получилась плохой и далекой от рас-
четной. Причина — неучтенная в расчетах магнитная связь
между катушками фильтра. Которая может быть весьма зна-
чительной, если катушки не имеют ферромагнитных сердеч-
ников (ВЧ устройство), то есть их магнитные поля занимают
заметный объем вокруг катушки.
78
Глава 3. Магнитные помехи
6. Близкий к предыдущему пункту случай наводки от магнитного
поля большой радиочастотной катушки на все окружающие её
замкнутые провода. Например, наводка от катушки выходно-
го П-контура в КВ усилителях мощности является частой при-
чиной возбуждения и плохого сигнала такого усилителя. Другой
пример такой помехи: трансивер, поставленный на внешний
антенный тюнер, может «сойти с ума» от магнитного поля ка-
тушки тюнера.
7. Вариант предыдущего случая, когда катушкой является ма-
ленькая одновитковая магнитная антенна. В принципе, фор-
мально этот случай выходит за рамки данного параграфа: это
антенна, а значит наводка не магнитная, а электромагнитная.
Но фактически, из-за высокой добротности в такой передаю-
щей антенне протекают огромные (десятки ампер) реактив-
ные токи, даже при весьма скромной мощности передатчика.
И магнитная помеха от такой антенны в ближней зоне во мно-
rq раз превышает электрическую [2].
8. Экзотический, но интересный случай взаимодействия посто-
янных магнитных полей. Он не является следствием индукции,
тем не менее, может быть отнесен к магнитным помехам.
Речь о паразитной силе, действующей на искусственные спут-
ники. Они ведь летают в магнитном поле Земли. Пока спутник
не имеет собственного магнитного момента (за этим следят,
чтобы в нем не было заметного количества намагниченных
материалов) всё хорошо. Но как только мы что-то электриче-
ское включаем, то по кабелям спутника начинает течь ток.
И этот ток создает постоянное магнитное поле, которое, взаи-
модействуя с магнитным полем Земли, начинает разворачи-
вать спутник (так же, как стрелку компаса). И наш спутник те-
ряет ориентацию (например, заданное направление антенн),
что плохо, так как требует усилий и расхода топлива по допол-
нительной коррекции положения космического аппарата.
Исключая последний пример, все остальные магнитные помехи
являются следствием образование паразитного трансформатора.
Сначала какой-то провод с меняющимся током (источник магнит-
ной помехи) создает вокруг себя изменяющееся магнитное поле.
А в попавшем в это поле другом проводе (приемнике магнитной по-
мехи) индуцируется напряжение помехи. Это напряжение пропор-
3.5. Магнитные помехи и борьба с ними
79
ционально скорости изменения магнитного поля (то есть скорости
изменения тока в источнике помехи) и степени связи между про-
водниками. Последняя зависит от геометрии проводников, в част-
ности квадратично уменьшается с расстоянием.
Магнитную помеху можно оценить аналитически. Пусть у нас
имеется одновитковый контур с площадью S, принимающий маг-
нитную помеху. Если этот контур расположен на расстоянии г от
одиночного провода, в котором ток меняется на величину А/ за
время At, то в контуре наведется напряжение:
0 = 2 10*7--—. (3.1)
г At
Формула (3.1) имеет немало ограничений. Кроме стандартных
этой главы (все размеры намного меньше длины волны), в ней счи-
тается, что контур, принимающий помеху, ориентирован так, чтобы
в нем наводилось наибольшее напряжение, то есть перпендикуляр-
но линиям магнитного поля провода с током. Предполагается также,
что контур достаточно мал и находится не слишком близко к прово-
ду с током, то есть г заметно больше стороны контура (иначе го-
воря, поле в контуре равномерно). Тем не менее, для оценки того,
с чем придется столкнуться, формула (3.1) вполне приемлема.
Пример
Передатчик 100 Вт на частоте 28,5 МГц работает на согласованную
нагрузку 50 Ом. Пиковый ток будет 2 А. Он будет возрастать от 0 до
максимума за четверть периода, т.е. за 1/(28,5 106-4) = 8,77 нс.
От выходного фильтра передатчика до разъема на задней панели
идет не коаксиальный кабель (как надо делать), а просто одиночный
провод, длиной несколько сантиметров. В 10 см от него идет неэ-
кранированный жгут управления, образующий вместе с землей ос-
новной платы контур 5x4 см. Тогда напряжение наводки будет
7 0,05 -0,04
0 = 2 10"7 -
0,1
что может привести к сбоям.
2
8,77-10’9
= 0,91 В,
Для более точных расчетов применяют различные моделирую-
щие программы, но это не так легко (модели требует полного опи-
сания окружения и весэма трудоемки). Гораздо проще сделать пря-
мое измерение.
80
Глава 3. Магнитные помехи
Максимальный сигнал
от ВЧ генератора
Рис. 3.2
Пример реализации последнего способа показан на рис. 3.2
и 3.3. Измеряется паразитная магнитная связь между двумя сосед-
ними дорожками печатной платы.
По первой (верхней по рис. 3.2 и 3.3) дорожке-источнику поме-
хи мы пропускаем ВЧ ток от генератора. Чтобы этот ток протекал,
устанавливаем (на время измерений) резистор R1, который одно-
временно создает согласованную нагрузку для генератора. Напря-
жение генератора устанавливаем таким, чтобы ток через дорожку
соответствовал бы реальному току в устройстве. На генераторе
устанавливают высшую частоту из спектра возможных сигналов на
дорожке-источнике (или самый короткий фронт, если используется
импульсный генератор).
К дорожке-приемнику помехи (нижней по рис. 3.2 и 3.3) с одной
стороны подключают низкоомный резистор R2, с другой — ВЧ вольт-
метр или осциллограф, которым измеряют наведенную помеху.
Обратите внимание: в отличие от электрической, магнит-
ная помеха может отличаться по фазе на 180° от мешающего
сигнала. Электрическая помеха всегда почти синфазна мешающе-
му сигналу. Просто потому, что она, по сути, является просачивани-
ем через паразитный конденсатор. А конденсатор не умеет пере-
ворачивать фазу (максимум — немного изменить). Магнитная же
помеха — это просачивание сигнала через паразитный трансфор-
матор. А он может инвертировать сигнал, в зависимости от направ-
ления включения обмоток.
3.5. Магнитные помехи и борьба с ними
81
Максимальный сигнал
от ВЧ генератора
R1 5Э
Тестируемые дорожки
Ток 1-й дорожки (источник)
Щуп ВЧ вольтметра
или осциллографа
Рис. 3.3
Посмотрите на рис. 3.2, 3.3. Они отличаются только местами под-
ключения R2 и осциллографа к измеряемой дорожке. В результате
помеха на рис. 3.2 и 3.3 имеет противоположную фазу (посмотрите
на значки + и - около нижней дорожки).
Как бороться с магнитными помехами? Поскольку они являются
следствием образования паразитного трансформатора, то его надо
ухудшать. Так, чтобы связи (то есть магнитной помехи) между его
обмотками (обмотками мы их называем условно, это могут быть
любые пути для тока) не было совсем, или она стала бы пренебре-
жимо малой?
Если ограничить рассмотрение только паразитными трансфор-
маторами, с очень малой связью между обмотками (мы же не ста-
нем в здравом уме связывать специально хорошим трансформато-
ром источник и приемник помехи), то напряжение индукции (то есть
магнитная помеха) зависит от:
• Скорости изменения магнитного поля источника помехи,
то есть скорости изменения тока в проводах, порождающих по-
меху. Проще говоря, чем мощнее и высокочастотнее источник,
тем больше помеха.
Площади и количеству витков контуров (и источника, и прием-
ника помехи). Растет с увеличением.
Взаимного расположения этих контуров. Максимальна поме-
ха, когда контура первой и второй «обмотки» расположены со-
осно и параллельно, минимальна, когда они перпендикулярны.
82
Глава 3. Магнитные помехи
Расстоянию между источником и приемником помехи. Естест-
венно, чем оно больше, тем помеха меньше.
Зная это, легко составить план борьбы с магнитными помехами.
Если их создаем мы (наше устройство), то надо:
1. Уменьшать магнитное поле вокруг первичной обмотки (ис-
точника переменного магнитного поля). Для этого следует
снижать токи до возможного минимума и/или ставить экраны
(желательно толстостенные из материала с высокой магнит-
ной проницаемостью ц) вокруг вашего источника магнитного
поля.
2. Уменьшать размеры вашего источника магнитного поля.
3. Если предыдущий пункт невозможен, то располагать рядом
с проводником-источником поля такой же, но с противополож-
ным током. С точки зрения внешнего наблюдателя поля этих
проводов почти компенсируют друг друга. Например, двухпро-
водный кабель (сигнал и земля) создает намного меньшее
магнитное поле, чем одиночный сигнальный провод, удален-
ный от шасси прибора. Еще более снижает поле скрутка этих
двух проводов, так как при этом одна общая площадь между
проводниками разбивается на множество мелких петелек
(одна скрутка), магнитные поля которых противофазны.
4. Сделать так, чтобы магнитное поле вашего источника полно-
стью проходило бы по материалу с высоким ц (кольцевые сер-
дечники, замкнутые экраны), см. п. 4.1.
5. Понижать скорость и частоту изменения тока. Если часто-
ту снижать обычно некуда (она определяется назначением
устройства), то длительность фронтов нередко можно снизить
(фильтры, затягивающие конденсаторы), так как даже в низко-
частотных устройствах крутизна фронтов импульсов часто из-
быточна.
6. Увеличивать расстояние между источником и приемником по-
мехи.
Если мы боремся с чужими магнитными помехами, то пути для
этого:
1. Экранировать, желательно материалом с высокой магнитной
проницаемостью ц (сталь, пермаллои, и т.п.). По возможности
экран должен быть толстостенным. Если невозможно сплош-
ное экранирование, то разрезы и отверстия в экране должны
3.5. Магнитные помехи и борьба с ними 83
быть максимально удалены от чувствительных к помехе узлов
(см. пп. 4.1 и 4.6).
2. Использовать индуктивности с замкнутыми (кольцевыми, на-
пример) сердечниками с высокой магнитной проницаемо-
стью ц.
3. Уменьшать размеры подверженных помехе узлов.
4. Если предыдущий пункт невозможен, то переходить к диф-
ференциальным схемам и симметричным линиям передачи
с близко расположенными (а лучше скрученными) проводни-
ками.
5. Увеличивать расстояния до источника помехи.
Глава 4. ЭКРАНИРОВАНИЕ
Экранирование постоянных полей. Металлический экран
и электромагнитная волна. Эффективность бесконечно-
го плоского экрана. Экранирование ближней зоны. Влияние
экрана на защищаемое устройство. Отверстия и щели
в экране. Экраны из сетки. Бесконечный плоский экран из
сетки. Шаровой сетчатый экран. Радиопрозрачное отвер-
стие в экране. Когда и зачем это надо. Оптимальные раз-
меры отверстия и расстояние от антенны до экрана.
Влияние расстояния от источника до отверстия на уси-
ление. Влияние расстояния от источника до отверстия
на ДН. Влияние угла поворота между источником и экраном
Экранирование (то есть окружение металлом) — один из самых
распространенных и действенных приемов против помех. Однако,
при всей внешней незатейливости, экран непрост для понимания.
Степень экранирования зависит от формы, размеров и материа-
ла экрана. Экраны по-разному могут вести себя в электрическом
и магнитном поле. И всё вышеперечисленное зависит от частоты.
Эффективность экранирования обозначается SE (аббревиатура
от англ, shielding effectiveness) равна отношению полей с разных
сторон экрана.
4.1. ЭКРАНИРОВАНИЕ ПОСТОЯННЫХ ПОЛЕЙ
Постоянное электрическое поле хорошо проводящий металл
экранирует полностью. Причина описана в п. 2.2.1: вдоль хороше-
го проводника нет падения напряжения, а, значит, и электрическо-
го поля вдоль него. Поэтому плоский экран бесконечных размеров
или любая замкнутая металлическая полость замыкают накоротко
электрическое поле, а следовательно, имеют бесконечную SE на по-
стоянном электрическом поле. Непроводящие материалы не могут
оказать никакого влияния на электрическое поле.
С постоянным магнитным полем картина иная. Обычный про-
водник, не имеющий магнитных свойств (то есть с магнитной
4.1. Экранирование поат.оянных полей
85
проницаемостью ц = 1) на постоянное магнитное поле никак
не влияет потому, что не имеет магнитных свойств (то есть там
нечему намагничиваться).
А если материал с ц > 1 с магнитным полем взаимодействует,
то он намагничивается, как описано в п. 3.3. Сильное внутреннее
поле ферромагнетика притягивает к себе более слабое внешнее
поле. Линии внешнего магнитного поля «втягиваются» внутрь фер-
ромагнетика, как показано на рис. 4.1. При этом совершенно
неважно, проводит ли этот ферромагнетик ток (например, сталь) или
нет (ферриты).
Не вполне точная, но полезная для понимания аналогия: пред-
ставьте, что материал с ц > 1 обладает меньшим сопротивлением
для магнитных силовых линий и они охотнее идут через него, нем
через среду с ц = 1. Тем охотнее, чем больше ц ферромагнетика,
оказавшегося на пути внешнего магнитного поля.
Но вернемся к рис. 4.1 на котором изображен толстостенный
шаровой экран из ферромагнетика. Его эффективность SE (то есть
отношение на постоянном магнитном поле будет равна:
SE = 201g 1 +
0,66pd
(4.1)
где
SE — эффективность экранирования, дБ;
ц — магнитная проницаемость материала экрана;
г и d — радиус экрана и толщина его стенки, соответственно.
86
Глава 4. Экранирование
Формула (4.1) выведена в предположении, что ц » 1, а г» d.
Из неё вытекает, что SE тем лучше, чем выше проницаемость экра-
на, толще его стенка и меньше общий размер (то есть радиус).
Пример 1
Экран радиусом 100 мм с толщиной стенок 0,4 мм из стали
с проницаемостью 1000. Его SE = 11,2 дБ. Это совсем немного.
Пример 2
Экран с тем же радиусом 100 мм, но с толщиной стенок 2 мм из
супермаллоя с проницаемостью 100000. Его SE = 62,4 дБ. Очень
хорошее экранирование.
Хорошее экранирование (из последнего примера), тем не ме-
нее, не означает полного подавления постоянного магнитного поля,
как это было с постоянным электрическим. Это принципиально:
в отличие от электрического, постоянное магнитное поле нельзя
экранировать полностью. Ослабить (и сильно — толстыми экрана-
ми с высокой ц) можно. А исключить полностью нельзя.
Другое принципиальное отличие: экранировать постоянное
электрическое поле может только хороший проводник. А для экра-
нирования постоянного магнитного поля электропроводность
материала экрана не имеет никакого значения: при равной р
непроводящий феррит экранирует точно так же, как и электро-
проводная сталь.
Формула (4.1) может употребляться и для оценки подавления
поля наружу, от постоянного магнита (например, катушки с посто-
янным током) внутри экрана, если размеры этого магнита намного
меньше R. Но картина распределения силовых линий будет иной,
чем на рис. 4.1. Если магнит внутри, то петли его магнитных сило-
вых линий при попытке выйти наружу, встретят материал экрана
с высоким ц и замкнутся через него (мы помним: им там легче
идти, чем через воздух), почти не выходя наружу.
На практике магнитные экраны имеют, конечно, не шаровую
форму. Поэтому формулу (4.1) можно использовать лишь для оцен-
ки, заменяя для расчёта реальную форму экрана на шар равного
объема.
Материалы с высокой ц обычно имеют низкую границу насыще-
ния, после превышения которой ц (а, значит, и эффективность маг-
4.2. Металлический экран и электромагнитная волна
87
нитного экрана) быстро падает. Поэтому чтобы хорошо экраниро-
вать сильные магнитные поля, экран делают двухслойным. Первый
(обращенный в сторону большого поля) слой из материала с относи-
тельно небольшой ц, но с высокой индукцией насыщения. Задача
этого слоя снизить поле до величины ниже насыщения второго слоя
экрана, выполненного из материала с очень высокой ц.
4.2. МЕТАЛЛИЧЕСКИЙ ЭКРАН
И ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ ВОЛНА
Случай постоянных полей предыдущего параграфа редок. На
практике почти всегда бороться приходится с переменными поля-
ми. Ими мы и займемся во всех остальных параграфах этой главы.
Для экранирования переменных электромагнитных полей всегда
используют металлы. Потому что электрическая составляющая элек-
тромагнитной волны может взаимодействовать только с провод-
никами, наводя в них токи. Но и на переменные магнитные поля
(в отличие от постоянных) металл (даже не имеющий магнитных
свойств, то есть с ц = 1) оказывает экранирующее действие. Проис-
ходит это потому, что переменное магнитное поле индуцирует в ме-
талле экрана вихревые токи, магнитное поле которых, направлено
навстречу исходному, то есть частично компенсирует его.
В этом параграфе мы изучим экранирование электромагнитной
волны (ЭМВ), сформированной источником, удаленным от экрана.
В таких условиях нет смысла отдельно рассматривать электриче-
скую и магнитную составляющую (в распространяющейся элек-
тромагнитной волне они однозначно связаны через коэффициент
376,7 Ом, называемый волновым сопротивлением свободного про-
странства).
Также, при рассмотрении электромагнитной волны неудобно
говорить о наведенных в экране токах. Понятнее оперировать от-
ражением ЭМВ от экрана (как, например, со светом — тоже элек-
тромагнитной волной). Кстати, замечу, что отражение возникает
именно вследствие наведенных токов, так что разница тут только
терминологическая, но не в физической сути.
Рассмотрим самый простой случай, показанный на рис. 4.2: пло-
ский бесконечный металлический экран, на который падает элек-
тромагнитная волна. На этом рисунке интенсивность волны условно
88
Глава 4. Экранирование
обозначена толщиной и заливкой стрелок: чем толще и темнее
стрелка, тем больше поле.
Большая падающая на экран волна (сверху слева рис. 4.2) боль-
шей частью непосредственно отразится от внешней поверхности
экрана (так как он металлический, а отражение на стыке воздух-
металл велико). Оставшаяся после этого отражения часть волны
(обозначим её R и будем измерять как любое затухание в децибе-
лах) пройдет в металл экрана и будет в нем распространяться.
Но в металле электромагнитная волна быстро затухает при рас-
пространении. Обозначим это затухание А (тоже в децибелах). Дой-
дя до внутренней границы экрана, эта волна почти полностью выхо-
дит за экран, так как отражение на стыке металл-воздух мало.
Общее ослабление этой волны относительно падающей соста-
вит (R + А).
Но малое отражение не значит, что его вовсе нет. Часть прямо
прошедшей в экран волны (на рис. 4.2 она обозначена как первое
внутренне отражение) отразится внутри металла от его внутрен-
ней границы и пойдет назад к внешней границе, затухая по дороге
4.2. Металлический экран и электромагнитная волна
89
на величину Д. От внешней границы экрана произойдет второе
внутренне отражение и тоже с затуханием А. И после этих вну-
тренних отражений (понятно, что их может быть много, но из-за за-
тухания в металле и слабого отражения они быстро уменьшаются
и практическое значение имеет лишь первые два отражения) за
экран выходит волна М. Она ухудшает экранирование (ясно, что
если бы эта волна отсутствовала, поле за экраном было бы меньше).
Для упрощения понимания, представьте, что на рис. 4.2 изобра-
жен не металлический экран, а зеркальные темные солнцезащит-
ные очки (тоже экран, в принципе). Большая часть солнечного све-
та отражается от внешнего зеркально покрытия (R), а оставшаяся
меньшая ослабляется темным стеклом (Д).
Но вернемся к нашему металлическому экрану. Очевидно, что
его эффективность будет:
SE = R+A-M, (4.2)
где
SE — эффективность экранирования, дБ;
R — эффективность отражения от внешней поверхности экра-
на, дБ;
Д — затухание волны при проходе сквозь стенку экрана, дБ;
М — проникновение волны за экран вследствие множествен-
ных внутренних отражений внутри стенки экрана, дБ.
Все эти три параметра зависят от частоты F, толщины стенки
экрана d, удельной проводимости металла экрана о и его магнит-
ной проницаемости ц.
Кроме этих четырех основных данных, в расчетах экранов ис-
пользуют еще пару зависимых (то есть вычисляемых из основных)
параметров, которые удобны на практике.
Первый из них, это удельная проводимость <зг относительно
меди. Показывает, во сколько раз данный материал проводит луч-
ше или хуже, чем медь. Для меди <зг = 1, для других металлов она
соответственно больше или меньше.
Второй удобный параметр — глубина проникновения 8 перемен-
ного ток в материал (её еще называют толщиной скин-слоя). Вычис-
ляется по формуле:
8 = 0,066 Д/рцог.
(4.3)
90
Глава 4. Экранирование
Физический смысл 8 — глубина, на которой в проводнике элек-
тромагнитное поле ослабляется в е = 2,718 раз. Как видно из фор-
мулы (4.3), толщина скин-слоя квадратично падает с ростом частоты
и магнитной проницаемости. Вычисляя 8, не забывайте о частотной
зависимости ц вашего материала.
В табл. 4.1. приведены параметры основных материалов, ис-
пользуемых для экранирования.
Таблица 4.1
Материал Ц G, См/м Or 8, мкм на F = 1 МГц
Серебро 1 6,25 107 1,08 63,5
Медь 1 5,8 107 1 66
Алюминий 1 3,7 107 0,62 84
Латунь 1 1,5 Ю7 0,26 130
Припой П0060 1 7,1 Ю6 0,12 190
Сталь (SAE1045) 1000 5,8 106 0,1 6,6
4.3. ЭФФЕКТИВНОСТЬ БЕСКОНЕЧНОГО
ПЛОСКОГО ЭКРАНА
Как мы выяснили в предыдущем параграфе, SE = R + A-M.
А в этом параграфе мы определим входящие в эту формулу величи-
ны и их зависимость от частоты, свойств материала экрана и его
толщины. Обратите внимание, в этом параграфе мы занимаемся
только бесконечным плоским экраном, отделяющим одну половину
пространства от другой. Источник поля находится где-то очень дале-
ко от экрана. На экран падает плоская волна, одинаковая по всей
его поверхности. Происходящее около экрана никак не влияет на
источник и его способность к излучению электромагнитных волн.
Например, источником является передающая антенна, а мы нахо-
димся вдалеке от неё и отгораживаем направление на антенну
большой вертикальной металлической стенкой-экраном.
При этих условиях R и А в децибелах определяются по следую-
щим формулам, выведенным в [3]:
R = 168 + 10 Ig(or/|1F); (4.4)
A = 131,Ady]\icrF. (4.5)
4.3. Эффективность бесконечного плоского экрана
91
Это не эмпирические (как может показаться), а точные формулы.
Численные коэффициенты возникли в них при переводе размерно-
сти физических констант в децибелы.
Формула для прошедшей, после дополнительных отражений
в экране волны М (тоже выведенная в [3]) достаточно неудобна. По-
этому приведу данные по М графиком рис. 4.3. На нём показана
величина М в зависимости от отношения d/З то есть толщины экра-
на к толщине скин-слоя.
Из рис. 4.3 следует, что в подавляющем большинстве прак-
тических случаев величиной М можно пренебречь. Дело в том,
что М становится сколынибудь заметной только при толщине экрана
существенно меньше, чем толщина скин-слоя. А реальные экраны
почти всегда существенно толще скин-слоя (исключая совсем низ-
кие частоты, ниже сотен герц).
92
Глава 4. Экранирование
Пренебрегая М (нет, если у вас совсем низкая частота и тонкий
экран, то вычислите по табл. 4.1 толщину скин-слоя, а по рис. 4.3
найдите М и вычтите эту величину из SE), получим:
SE = 168 + 10 +131- tdfiio^F, (46)
где
SE — эффективность экранирования, дБ;
F— частота, Гц;
ог— удельная проводимость относительно меди (см. табл. 4.1);
ц — магнитная проницаемость;
d — толщина стенки экрана, м.
В сложной, на первый взгляд, формуле (4.6) на самом деле всё
просто. Её первая половина это эффективность отражения. Она па-
дает обратно пропорционально частоте и магнитной проницаемости.
Вторая половина формулы (4.6) — затухание волны при проходе
сквозь экран. Оно пропорционально толщине экрана и корню из ча-
стоты и магнитной проницаемости (из-за сужения скин-слоя).
4.4. Экранирование ближней зоны
93
Наличие двух разнонаправленных тенденций дает экстремум.
В данном случае это минимум. То есть существует частота, на кото-
рой эффективность данного металлического экрана будет наимень-
шей. Эта частота смещается вниз с ростом ц, вверх — с уменьше-
нием толщины экрана. Для большинства практических случаев эта
частота лежи в пределах от единиц килогерц до единиц мегагерц.
На рис. 4.4 показано, как зависит от частоты SE экранов тол-
щиной 0,5 мм из трех разных металлов: меди, алюминия и стали
марки SAE1045. Видно, что по эффективности экранирования на
высоких частотах уверенно лидирует сталь. Из-за тонкого скин-слоя
(см. табл. 4.1) затухание волны при проходе сквозь стенку стального
экрана растет с частотой быстрее, чем металлов с ц = 1. А на низ-
ких частотах лучше хорошо проводящие медь и алюминий с ц = 1.
4.4. ЭКРАНИРОВАНИЕ БЛИЖНЕЙ ЗОНЫ
В предыдущем параграфе мы рассматривали экран, далеко ото-
двинутый от источника поля и не влияющий на него. Это случай
экранирования нашей аппаратуры от внешних радиопомех, излу-
ченных сильно удаленными источниками. Иными словами, экран
у нас находился в дальней (волновой) зоне антенны источника по-
мех и никак на нее не влиял. Только защищал собой то, что за ним
или внутри него.
Но когда мы экранируем свои, небольшие в X, источники помех
(аппаратуру или отдельные узлы), то картина меняется. Экран рас-
положен близко к источнику помех. То есть в ближней, реактивной
зоне излучателя (п. 5.1.2). Поле, попадающее на экран, оказыва-
ется неравномерным и сильно зависящим от типа и конструкции
экранируемого источника. Экран оказывает сильное влияние на из-
лучатель, и на его поле.
Поэтому рассмотрение экранов, расстояние от которых до излу-
чателя меньше радиуса ближней зоны производится по-иному, чем
описано в п. 4.3. Точный расчет в этом случае требует трудоемкого
полного моделирования источника (чтобы узнать его форму и пара-
метры ближней зоны) вместе с экраном.
Но существуют решения для источников в виде очень коротко-
го электрического диполя и маленькой петли с током (магнитного
диполя) окруженных шаровым экраном.
94
Глава 4. Экранирование
У этих решений много общего со случаем бесконечного плоского
экрана в дальней зоне. Эффективность экрана считается по той же
общей формуле (4.2) SE = R + А - М. Точно также вычисляется зату-
хание волны при проходе сквозь стенку экрана А по формуле (4.5),
а ухудшение экрана из-за дополнительных отражений М определя-
ется графиком рис. 4.3.
Но есть и различие. Оно состоит в том, что отраженная от по-
верхности экрана волна R считается по-другому. Для случая элек-
трического диполя:
Re = 322 + 10 1g
kpF3r2
(4.8)
А для маленькой петли с током:
RH = 14,5 + 101g
(4.9)
где
V И
Re — эффективность отражения электрического поля от внутрен-
ней поверхности экрана, дБ;
RH — эффективность отражения магнитногоы поля от внутрен-
ней поверхности экрана, дБ;
аг — удельная проводимость относительно меди (см. табл. 4.1);
ц — магнитная проницаемость;
F— частота, Гц;
d — толщина стенки экрана, м;
г — радиус экрана, м.
Формулы (4.8) и (4.9) содержат следующие ограничения:
* Радиус экрана г намного больше размеров источника поля
и намного больше толщины его стенки d.
• Радиус экрана г меньше радиуса ближней зоны. Для большего
радиуса используется формула дальней зоны (4.4).
• RH, вычисленная по формуле (4.9), должна быть больше 0.
Если она получилась меньше (может при низкой частоте и/или
маленьком радиусе г), то результат надо заменить нулем.
С учетом всего вышесказанного получаем формулу расчета эф-
фективности в дБ шарового экрана (без учета М) по электрическо-
му полю:
SEe = 322 + 10 1g —{—
UF3r2
+ 131,4d7porF. (4.10)
4.4. Экранирование ближней зоны
И то же самое, но по магнитному полю:
SEH =14,5 + 101g
+ 131,4d^0rF, (4.11)
где
SEe — эффективность экрана по электрическому полю, дБ;
SEH — эффективность экрана по магнитному полю, дБ.
Эти, сложные на вид, формулы по сути просты. Их первая поло-
вина — это эффективность отражения, зависящая от параметров
материала экрана и его радиуса, то есть просто переписанные
формулы (4.8) и (4.9) (при расчетах не забывайте об ограничениях
формулы (4.9). Вторая половина формул (4.10) и (4.11) — это уже из-
вестное нам затухание волны при проходе сквозь стенку экрана по
формуле (4.5).
Если для экранирования магнитного поля используется материал
с р. > 1, то к результату формулы (4.11) надо добавить величину, рас-
считанную по формуле (4.1) (не забывая учитывать частотную зави-
симость ц). Смысл этого состоит в том, что формулы (4.11) и (4.1)
описывают разные физические явления. Формула (4.11) — эффек-
тивность экранирования за счет наведенных токов в проводнике
экрана, а (4.1) — за счет сгущения магнитных силовых линий внеш-
него поля в ферромагнитном материале экрана.
На рис. 4.5 показана эффективность экранирования ближней
зоны отдельно по электрической и магнитной составляющей. Ма-
териал экрана — медная фольга толщиной 0,3 мм. Рассчитаны два
экрана: радиусом 10 см и 1 м. Также для сравнения на рис. 4.5 тон-
кой линией показана эффективность бесконечного плоского экрана
из того же материала.
Из графиков рис. 4.5 видно, что экранировать электрические по-
мехи ближнего поля (например, искрящие контакты) совсем легко.
SEe очень велико и растёт при уменьшении радиуса (то есть внеш-
них размеров) экрана.
А с ближним магнитным полем сложнее. Эффективность экра-
нирования SEH снижается с уменьшением размеров проводящего
экрана и быстро падает с уменьшением частоты. На низких часто-
тах (примерно <100 кГц) экранирование за счет индуцированных
токов (то есть медью или алюминием) становится малоэффек-
тивным.
96
Глава 4. Экранирование
Рис. 4.5
SEe и SEh с увеличением радиуса экрана двигаются друг к другу.
И при бесконечном радиусе точно ложатся на кривую для плоского
экрана дальней зоны. Это понятно: бок шара бесконечного радиуса
для наблюдателя выглядит как плоскость.
Выше -100 МГц суммарная эффективность любого реального
экрана в основном определяется поглощением А в материале экра-
на. На этих частотах скин-слой металлов с ц = 1 становится таким
тонким (единицы микрон), что в даже в стенках нескольких деся-
тых мм затухание А превалирует над всем (и другими эффектами
экранирования и над тем ближняя это зона или дальняя). Это видно
в правой части рис. 4.5: все кривые постепенно сходятся вместе.
А для материалов с ц»1 это происходит на более низких ча-
стотах. Так, для стали с её вдесятеро более тонким скин-слоем чем
у меди, все кривые сходятся выше 10 МГц. Начало этого процесса
4.4. Экранирование ближней зоны
91
видно в правой части рис. 4.6, на котором изображена эффектив-
ность стального шарового экрана радиусом 10 см с толщиной стен-
ки 0,3 мм.
Подведем итоги.
Дальняя зона (то есть экранирование экранирования на-
ших приборов от радиоволны, идущей издалека). На частотах
выше нескольких десятков килогерц, эффективность экрани-
рования лучше у стальных экранов. И выигрыш этот быстро
нарастает с частотой (см. рис. 4.4). Фактически это означает,
что если мы защищаемся от радиоволн из эфира, то сплош-
ной стальной экран всегда лучше (я с трудом представляю
себе радиоволну с частотой ниже 10 кГц и антенну, способ-
ную эффективно излучать столь низкую частоту в дальнюю
зону).
98
Глава 4. Экранирование
* Ближняя зона, электрическое поле. Мы экранируем свои
источники помех. Та же картина, выше ~10 кГц стальной экран
лучше. На низких частотах лучше экраны из хороших провод-
ников, например меди (сравните рис. 4.5 и 4.6). Но этот вы-
игрыш не так велик. Да и SEe на НЧ в любом случае очень
велико.
Ближняя зона, магнитное поле. Мы экранируем свои ис-
точники помех. Снова стальной экран выигрывает у медного
выше нескольких килогерц (из-за роста затухания 4) и на очень
низких частотах (ниже сотен герц) где медный экран практиче-
ски уже не работает, а сталь «втягивает» в себя магнитное поле
из-за высокого ц (п. 4.1).
Таким образом, с точки зрения эффективности экранирова-
ния для частот выше нескольких десятков килогерц при равной
толщине всегда лучше использовать сплошные стальные экраны.
Но ведь SE это не единственный параметр наших приборов.
И об этом в следующем параграфе.
4.5. ВЛИЯНИЕ ЭКРАНА
НА ЗАЩИЩАЕМОЕ УСТРОЙСТВО
Экран нужен не как самоцель, а для того чтобы наши приборы
работали и отвечали нормам. В погоне за высокой SE, надо следить
за тем, чтобы экран не ухудшил бы работу прибора. Следует оцени-
вать влияние экрана на экранируемое устройство и снижать его до
допустимого уровня.
На низких частотах экраны влияют в основном только на ка-
тушки: изменяют их индуктивность (за счет изменения магнитного
поля катушки) и добротность (за счет изменения потерь магнитного
поля). Особенно это заметно на катушках без сердечника. Их поле
рассеивания распространяется довольно далеко.
Степень уменьшения индуктивности однослойной цилиндриче-
ской катушки без сердечника можно найти как [4]:
&L% = 5 — • 9+-------- , (4.12)
\ Г J V Гк )
где AL>/o— уменьшение индуктивности катушки при надевании на
нее шарового экрана, %;
4.5. Влияние экрана на защищаемое устройство
99
г — радиус шарового экрана из немагнитного материала;
Гк — радиус катушки;
£к — длина катушки.
Формула (4.12) справедлива при следующих ограничениях:
г > 0,74 > 0,8 Гк,
• экран выполнен из немагнитного материала,
• толщина скин-слоя намного меньше толщины стенки экрана.
Несмотря на эти ограничения, в большинстве практических слу-
чаев формула (4.12) дает приемлемую точность. На рис. 4.7 показа-
но, насколько уменьшается индуктивность катушки радиусом 0,5 см
и длиной 2 см при надевании на нее шарового медного экрана.
На добротность катушки экраны влияют двояко. С одной сторо-
ны, если в поле катушки внести предмет с потерями (например,
экран), то добротность катушки Q может заметно упасть. Тем замет-
нее, чем ближе стенка экрана к катушке. Влияние этого эффекта
100
Глава 4. Экранирование
на добротность однослойной цилиндрической катушки внутри
шарового экрана из немагнитного материала описывается форму-
лой (4.13) (по данным [4]):
Q = Qx------------------------г, (4.13)
±| 37,4Qxr* (4+104)
r'joF
где
Q — добротность катушки в экране;
Qx — добротность той же катушки без экрана;
г — радиус шарового экрана из немагнитного материала;
г/с — радиус катушки;
£к — длина катушки;
F— частота, Гц;
о — удельная проводимость металла экрана.
Формула (4.12) справедлива при следующих ограничениях:
г > 0,7£ь > 0,8гь,
• экран выполнен из немагнитного материала,
толщина скин-слоя намного меньше толщины стенки экрана.
Не надо пугаться длины формулы (4.13). Она, по сути, несложна:
накрученное выражение после единицы в знаменателе всего лишь
показывает дополнительные тепловые потери, вносимые экраном.
Видно, что эти потери быстро четвертой степени) падают с увели-
чением радиуса экрана.
Пример
Катушка радиусом 0,5 см и длиной 2 см имеет добротность
в воздухе Qx = 300 на частоте 5 МГц. Надев на нее экран из меди
радиусом 1,5см, по формуле (4.13) получим Q«227. И это еще
не все.
Посмотрев на рис. 4.7, увидим, что при таком экране индук-
тивность уменьшится на 12,5%, то есть настолько же упадет и доб-
ротность. С учетом этого, получим Q « 200, падение почти в полто-
ра раза.
А если увеличить радиус экрана до 2 см, то по формуле (4.13)
Q«272, а с учетом рис. 4.7 (то есть уменьшения индуктивности)
(>248.
4.5. Влияние экрана на защищаемое устройство
101
С другой стороны, добротность катушки без экрана зависит и от
потерь рассеяния магнитного поля наружу. И если окружить эту ка-
тушку экраном с малыми потерями (например, посеребренным), то
общие потери катушки упадут (рассеиваться станет некуда) и доб-
ротность возрастёт. Например, так устроены высокодобротные спи-
ральные резонаторы: катушка внутри посеребренной банки.
Поэтому экранируя катушки, следует либо использовать медь
или алюминий (из-за хорошей проводимости они вносят меньше
активных потерь), либо отодвигать стальной экран на такое расстоя-
ние, чтобы на него попадала лишь малая часть поля (которую кам
не жалко перевести в тепло). Для цилиндрической катушки без сер-
дечника таким расстоянием считаются три радиуса катушки.
На высоких частотах проблем с влиянием экрана на защищае-
мый узел больше. Особенно на УКВ. Там из-за малой длины вол-
ны размеры экрана могут оказаться резонансными (кратными
Х/4). И это будет уже не экран, а объемный резонатор (то есть отре-
зок линии или волновода). Который резонансно увеличит поле вну-
три себя в свою добротность раз. А она при экране из меди, сере-
бра или алюминия может достигать нескольких тысяч. В результате
поле с таким экраном-резонатором может оказаться даже больше,
чем было без него.
При надевании экрана на ВЧ усилители может снизиться их
устойчивость, вплоть до самовозбуждения. По экрану ведь текут
ВЧ токи. И при неудачном случае может получиться так, что ток вы-
ходного каскада усилителя, растекаясь по экрану, окажется около
входа и создаст неучтенную обратную связь. Выглядит это так: стоит
на плате ВЧ усилитель и работает, но вход его подвержен помехам
от цифровой части платы. Надеваем экран и усилитель самовозбуж-
дается.
Причина такой беды: вдоль экрана существует переменное
ВЧ напряжение. То есть для ВЧ токов экран представляет собой за-
метное сопротивление. Это может быть если:
Размеры экрана з X достигают нескольких %, отчего он пред-
ставляет собой заметную индуктивность. Скажем, в приемнике
GSM (-900 МГц) экран с размерами от 3 см уже проблемати-
чен в этом отношении.
Проводимость материала экрана мала на ВЧ и на его активном
сопротивлении выделяется заметное напряжение. Например,
102
Глава 4. Экранирование
при использовании стального экрана. Поэтому сталь в чистом
виде редко применяется для ВЧ экранирования, невзирая
на хорошие экранирующие (точнее поглощающие) свойства.
Чаще её применяют в виде биметалла: на лист стали наносят
тонкий слой меди с той стороны стального экрана, где важно
иметь хорошее отражение и низкие потери (например, со сто-
роны экранируемого усилителя ВЧ).
В экране есть отверстия и щели. Токи, текущие по экрану, вы-
нуждены обходить эти отверстия. От этого путь токов удлиняет-
ся, то есть растет индуктивность экрана и её реактивное со-
противление на ВЧ.
Последнее по упоминанию, но не по значению: экран ухудша-
ет тепловой режим устройства. И это касается не только мощных
устройств. Современные микросхемы работают на очень высоких
частотах и поэтому вынуждены потреблять немаленький ток и соот-
ветственно греться. Эта тепловая мощность, выделяясь на малень-
ком корпусе микросхемы, требует отвода. А надетый экран этому
препятствует.
Пример
Микросхема малошумящего антенного усилителя SPF5122Z
выделяет 0,45 Вт тепла в корпус 2x2x0,9 мм. После запаивания
усилителя сплошным экраном коэффициент шума приемника вы-
рос с 0,4 до 0,6 дБ из-за роста температуры корпуса микросхемы.
То есть экран понизил чувствительность приемника.
4.6. ВЛИЯНИЕ ОТВЕРСТИЙ И ЩЕЛЕЙ
НА ЭКРАНИРОВАНИЕ
Графики рис. 4.4—4.6 для частот выше 5 МГц показывают очень
хорошее экранирование: выше 120 дБ (то есть 106 раз). По тем
же графикам с дальнейшим ростом частоты SE быстро растёт до
огромных значений в сотни децибел.
Но на практике эффективность экранирования 120 дБ практиче-
ски предельно достижимая величина в КВ диапазоне (3...30 МГц).
И с повышением частоты SE на практике обычно снижается.
В чём дело? Мы зря потратили время на пп. 4.3 и 4.4 и графики
рис. 4.4—4.6? Нет, эти графики правильны. Но только в тех условиях,
4.6. Влияние отверстий и щелей на экранирование
103
для которых они вычислены: или бесконечный плоский экран, или
глухой шарообразный.
На практике же не бывает ни того, ни другого. Размеры плоско-
го экрана всегда конечны и радиоволна может его просто обойти
(дифракция). А глухие замкнутые экраны не нужны. Любой прибор
ведь всегда имеет какую-то связь с внешним миром. А для этой свя-
зи в экране нужны отверстия под внешние разъемы, выходящие
за экран кабели, вентиляционные решетки, вырезы под мониторы
и динамики, органы управления и т.д.
И это еще не всё. Нарушать целостность экрана часто приходит-
ся по соображениям технологичности и стоимости. Сплошной фре-
зерованный или литой экран это, конечно хорошо. Но очень дорого.
Поэтому часто экран выгибают из одного листа, оставляя щели на
сгибах: технологи плохо относятся к предложению пропаять все эти
щели. Хуже они относятся только к идее пропаять на плате экран по
всему контуру к шине земли. Кроме того, часто желательно иметь
технологические отверстия для подстройки экранированного узла
в сборе.
В общем, практически всегда в экране есть щели и отверстия.
Через которые экранируемое поле просачивается наружу, вместо
того, чтобы затухать на сотни децибел в металле экрана, как это ему
предписывают рис. 4.4—4.6. Конечно, это просачивание невелико.
Но когда речь идет об ослаблении в металле экрана в миллион раз
(это 120 дБ по напряжению), то просачивание даже с уровнем
0,01% через отверстие ухудшит экранирование в сто раз (так как
0,01% это 80 дБ).
Понять это можно на следующей аналогии. Вода (электромаг-
нитное поле) в лодку (экранируемый объём) проникает в основном
не через деревянные доски борта (металл экрана), которые почти
непроницаемы для нее. А через неплотные стыки между досками
(щели в экране).
Понять влияние отверстий и щелей в экране проще всего через
принцип Букера [5]. Он гласит: если есть две плоские антенны из
бесконечно тонких проводящих листов, одна из которых может
быть получена из другой заменой металла на воздух и наоборот,
то эффективность излучения этих антенн одинакова (будут от-
личаться только поляризации и входной импеданс, но для нас это
неважно).
104
Глава 4. Экранирование
Иными словами, длинная щель излучает с той же эффективно-
стью, что и тонкая проволока равной длины. То есть каждая щель
в экране является щелевой антенной [1, с.615-622], излучающей
за экран.
Эффективность любой антенны определяется:
1. Её размерами (для укороченных антенн падает пропорцио-
нально квадрату укорочения).
2. Тем, сколько энергии подведено к её точкам питания.
Первый пункт говорит о том, что размеры отверстий и щелей
в экране надо уменьшать. Просачивание через них растет про-
порционально квадрату их максимального размера, а не площади,
как принято думать. Например, щель шириной в 0,1 мм и длиной
100 см, будет намного хуже отверстия диаметром 1,12 см с равной
же площадью. По той же причине, почему метровый кусок прово-
локи 0,1 мм будет гораздо лучшей антенной, чем монетка диаметр
11,2 мм.
Для круглых отверстий максимальный размер однозначно свя-
зан с площадью, поэтому тут уместно говорить и о площади. Если
заменить одно большое отверстие с заданной (например, по сооб-
ражениям требуемого воздушного потока для охлаждения) площа-
дью, на N маленьких отверстий с такой же суммарной площадью, то
эффективность экранирования вырастет в V/V раз.
Второй пункт указывает на то, что просачивание поля через
щель зависит не только от её размера и положения, но и от типа
и положения источника поля (если он внутри экрана). Потому что
возбуждение щели как антенны обеспечивают токи, наведенные
полем источника. А они зависят как от свойств и размеров экрана,
так и от того, какой именно источник мы экранируем и как щель
расположена относительно этого источника.
Если токи, наведенные в экране, текут вдоль щели, то она
не окажет почти никакого влияния. Потому что в её «точках пита-
ния» (это точки посередине каждой из длинных сторон щели) не бу-
дет ВЧ напряжения (точнее, будет, но одинаковое, то есть разница
отсутствует). Если же наведенные токи текут поперек щели, то
она возбуждается максимально, и соответственно, максимально
излучает наружу, резко ухудшая экранирование.
Последнее иногда находит полезное применение. Бывает, что
экранированный прибор требует радиосвязи с внешним миром.
4.6. Влияние отверстий и щелей на экранирование
105
Например, ноутбук с WiFi, спрятанный в защитный металлический
ящик. В таких случаях во внешнем экране прорезают щели радио-
прозрачности длиной кратной Х./2 рабочей частоты. Ширина этих
щелей особой роли не играет, они могут иметь вид, стыка внахлёст
двух листов в обшивке, на длине Х/2 между которыми проложен
слой изолятора. Но важно положение этих щелей относительно ан-
тенны прибора. Они должны быть расположены так, чтобы возбуж-
даться максимальным образом, то есть чтобы ВЧ токи внутри экра-
на от прибора текли бы перпендикулярно щели. Расчет такого поло-
жения щели представляет собой непростую задачу.
Если же вам нужна не радиопрозрачность, а хорошее экраниро-
вание, то надо не допускать образования щелей в экране, Для этого
при стыке сторон и крышек экрана прокладывайте между его ли-
стами гибкую оплетку и притягивайте крышки максимально часто,
не жалея количества болтов.
Глядя на формулу (4.2), можно сказать, что отверстие в экране,
немного ухудшая отражение от экрана, сильно снижает А — затуха-
ние волны при проходе сквозь стенку экрана. ВЧ ток уже не должен
прорываться сквозь толщу металла, сильно затухая по пути. Он мо-
жет затечь на обратную сторону экрана просто по кромкам отвер-
стия или щели. Отверстие (точнее его кромки) являются элементом
связи между полями с разных сторон экрана.
В отличие от затухания при скин-эффекте (которое быстро растет
с частотой), затухание при проходе волны сквозь отверстие быстро
уменьшается с частотой.
Поэтому графики, аналогичные рис. 4.5—4.7, для экранов с от-
верстиями не растут с частотой, а падают. Тем быстрее, чем больше
отверстий и щелей имеется в экране. Частота, с которой начинается
падение эффективности экранирования, зависит в первую очередь
от линейных размеров отверстий и щелей, во вторую — от располо-
жения относительно источника (то есть эффективности их возбуж-
дения).
Ни о каких многих сотнях децибел экранирования на высокой
частоте в реальных экранах с отверстиями речь не идет. Эффектив-
ность экранирования SE - 100 дБ на частотах 10...100 МГц считает-
ся чрезвычайно хорошей, 80 дБ — очень хорошей, 60 дБ — просто
хорошей. На более высоких частотах цифры SE ниже. Просто из-за
того, что отверстия становятся больше в длинах волны.
106
Глава 4. Экранирование
Получение более точных цифр требует индивидуального модели-
рования с учетом положения источника помех и отверстий и щелей
в экране.
При экранировании электрического диполя самый худший ва-
риант, когда щель расположена перпендикулярно ему. Токи по
экрану должны быть параллельны диполю, чтобы шунтировать его
по полю. И если на пути этих токов оказывается широкая щель, то
экранирование по электрическому полю ухудшается. А если мы со-
всем преградим путь этим токам, разрезав щелью экран пополам,
то экранирование и вовсе исчезнет.
При экранировании рамки с током самый худший вариант,
когда щель встает на пути токов экрана вокруг рамки. Экран
должен выполнять функции короткозамкнутого витка вокруг рамки
с током. И если этот виток ухудшить щелью (возрастет его импеданс
на переменном токе), то соответственно ухудшится и экранирова-
ние магнитного поля. А если экран разрезать щелью полностью, так
чтоб он перестал быть короткозамкнутым витком, то экранирова-
ние магнитного поля исчезнет.
Например, приемные ферритовые магнитные антенны обора-
чивают витком заземленной фольги и изолируют его концы друг
от друга. По магнитному полю это не экран (нет короткозамкнуто-
го витка), и антенна работает, принимая магнитную составляющую
ЭМВ. А вот электрическое поле и помехи от него такой экран осла-
бляет сильно.
Другой вариант электрического экрана, не являющегося магнит-
ным, — выполнение одновитковой магнитной антенны из централь-
ной жилы коаксиального кабеля. Концы оплетки этого кабеля изоли-
рованы друг от друга, так что короткозамкнутого витка (магнитного
экрана) не получается. А как электрический экран оплетка хорошо
работает.
Обратный пример. Два прибора соединены экранированным
кабелем. Если экран кабеля соединить с землей только в одном из
приборов, то не получится короткозамкнутого витка из оплетки ка-
беля и шины земли. Тогда центральный провод кабеля, будучи экра-
нированным от электрических помех, по магнитному полю останет-
ся без экрана. Чтобы избежать этого оплетка кабеля должна быть
заземлена с обеих сторон.
4.6. Влияние отверстий и щелей на экранирование
107
Еще одна важная вещь, касающаяся входа экранированных
кабелей внутрь большого экрана. Их оплетка должна соединяться
с большим экраном по всему периметру. Соединение одним про-
водом, или свивание в «косичку» оплётки и припаивание в одной
точке к экрану или разъему недопустимо.
Причина в том, что токи с внутренней стороны экрана не долж-
ны попадать на внешнюю сторону оплетки кабеля. Так как по-
следняя является эффективным излучателем и может значительно
снизить эффективность экранирования. Поэтому эта внешняя сто-
рона оплетки кабеля должна быть отделена от внутренней поверх-
ности экрана сплошным слоем металла, толщиной, намного больше
скин-слоя, в котором паразитный ток и затухнет. Вот этот защитный
сплошной слой и образует сплошное круговое соединение оплетки
с основным экраном. Обычные коаксиальные разъемы решают эту
проблему, но следите за качеством разделки и кругового соедине-
ния с корпусом оплетки в кабельной части разъема.
108
Глава 4. Экранирование
С ростом частоты может оказаться, что отверстие в экране, тре-
буемое по конструктивным соображениям, получается недопусти-
мо большим в А,, с точки зрения экранирования. Резко уменьшить
просачивание поля через большое отверстие можно, надев на него
снаружи длинный металлический патрубок. Дополнительное затуха-
ние на патрубке длиной t, надетом на квадратное отверстие со сто-
роной d:
SE = k-27,3-£/d, (4.14)
где
SE — затухание в патрубке, дБ;
к — коэффициент, зависящий от отношения d/X, как показано
на рис. 4.8.
Рисунок 4.8 показывает, что такой способ увеличения затухания
имеет смысл лишь при d/X < 0,3...0,4, то есть если отверстие до-
стигло полволны, то его уже не спасти патрубком, так как он станет
волноводом.
Пример
Выходной каскад на 1,296 ГГц (X = 23 см) для обдува требует
квадратного отверстия 6x6 см. То есть d/X = 0,26. Сделав возду-
ховод металлическим (например, из алюминиевой фольги) длиной
18 см, по формуле (4.14) получим дополнительное ослабление поля
в воздуховоде на -70 дБ, то есть очень значительную величину.
4.7. ЭКРАНЫ ИЗ СЕТКИ
Нередко экраны делают из металлической сетки. Это легче, де-
шевле, практичнее (не требуется отдельная вентиляция). Но есть
и минус. Один, но существенный: сетчатые экраны имеют худшую
эффективность экранирования. С ней мы и разберемся в этом
параграфе.
4.7.1. Бесконечный плоский экран из сетки
На постоянном электрическом поле бесконечный плоский сетча-
тый экран, в отличие от сплошного, имеет конечную эффективность.
Происходит это потому, что сопротивление отдельных проволочек
экрана намного выше, чем у сплошного листа, и на этом сопротив-
4.7. Экраны из сетки
109
лении выделяется некоторое напряжение, создающее ненулеЕюе
поле. Эффективность бесконечного плоского экрана на постоянном
электрическом поле:
SE1=- = 55,45+ 20 lg
D2c
(4.15)
а
где
SEe — эффективность экранирования электрического поля, дБ;
о — удельная проводимость (см. табл. 4.1);
D — диаметр проволоки, из которой сплетена сетка, м;
a — шаг сетки, м.
Например, медная сетка, из проволоки 0,56 мм с шагом 100 мм
даст ослабление постоянного электрического поля на 121 дБ.
На переменных полях, ослабление сетчатого экрана будет па-
дать с частотой из-за того, что на таком экране в формуле (4.2) от-
сутствует затухание А из-за скин-эффекта. Причина становится ясна,
если взглянуть на рис. 4.2. Поле не будет затухать в металле экра-
на, а просто обойдет его и выйдет наружу с другой стороны по по-
верхностям проволок. Поэтому эффективность сетчатого экрана на
переменных поля определяется только отражением от его внешней
поверхности. А всё, что не отразилось, проходит за экран без зату-
хания. В нашей аналогии с солнцезащитными очками это соответ-
ствует наклеиванию тонкой светоотражающей пленки на обычные
прозрачные очки.
Эффективность отражения от любой поверхности зависит от того,
насколько хорошо эта поверхность проводит токи отражаемой ча-
стоты. То есть, насколько низкое сопротивление она имеет на этой
частоте.
У сплошного металлического экрана это сопротивление опреде-
ляется толщиной скин-слоя на данной частоте (см. формулы (4.4)
и (4.3).
А у сетчатого экрана это сопротивление является комплексным.
Помимо активной части (определяемой, как и для сплошного метал-
ла, скин-эффектом) там присутствует еще и индуктивное сопротив-
ление тонких проволок сетки. На высоких частотах полный модуль
импеданса определяется в основном индуктивным сопротивлением
проволок.
Полная формула эффективности отражения от металлической
сетки получается слишком сложной даже для этой главы. Но если
110
Глава 4. Экранирование
ограничится только высокими частотами, где индуктивное сопро-
тивление проволок намного больше активного (для всех мыслимых
практически размеров сеток это выше 2 МГц для немагнитных ме-
таллов, и выше 10 МГц для стальных сеток), то формула получается
относительно удобоваримой:
SE = R = 169,5 - 20 lg[2a • F • (in (2а/D) -1,2)], (4.16)
где
SE — эффективность экранирования электромагнитной волны
бесконечным сетчатым экраном, дБ;
R — эффективность отражения;
F— частота, Гц;
а — шаг сетки, м;
D — диаметр проволоки, из которой сплетена сетка, м.
4.7. Экраны из сетки
111
Ограничения формулы (4.16) (кроме выше упомянугых час-
тотных):
• Она справедлива вверх по частоте до тех пор, пока её резуль-
тат больше нуля. Если вы подставили очень высокую частоту
и получили отрицательный результат, то это означает не уси-
ление поля в экране, а то, что результат надо заменить нулём
(то есть на этой частоте экран вообще ничего не дает)..
Вниз по частоте формула справедлива, пока её результат не до-
стигнет значения на 10...20 дБ меньше, чем рассчитанный по
формуле (4.15) для постоянного поля. Ниже этой частоты гра-
фики рис. 4.9 перестают быть прямыми и отклоняются до по-
рога для постоянного поля.
С учетом указанных ограничений по формуле (4.16) построены
графики рис. 4.9.
4.7.2. Шаровой сетчатый экран
Эффективность шарового экрана из сетки (относительно поме-
щенного внутрь короткого электрического диполя) на постоянном
электрическом поле:
SEe = 36,6 + 20 lg(r/a),
(4.17)
где
SEe — эффективность экранирования электрического поля, дБ;
г — радиус экрана:
а — шаг сетки.
Пример
Экран радиусом 2 м (экранированная камера) из сетки с шагом
10 мм ослабляет постоянное электрическое поле от маленького ис-
точника изнутри наружу на 82,6 дБ.
Переменное электрическое поле шаровой экран ослабляет на:
о ( 2a
SEE=339-20lg 2a г F- In---1,2
E \ D
(4.18)
где
SEe — эффективность экранирования электрического поля, дБ;
F — частота, Гц;
112
Глава 4. Экранирование
г — радиус экрана, м;
а — шаг сетки, м;
D — диаметр проволоки, из которой сплетена сетка, м.
Формула (4.18) имеет немало ограничений:
Радиус экрана г должен быть намного больше размеров источ-
ника поля.
Радиус экрана г должен меньше радиуса ближней зоны Х/2я.
* Она справедлива вверх по частоте, до тех пор, пока её резуль-
тат больше нуля. Если вы подставили очень высокую частоту
и получили отрицательный результат, то это значит не то, что
экран усиливает, а то, что это результат надо заменить нулём
(то есть на этой частоте экран вообще ничего не дает).
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране
113
• Вниз по частоте формула справедлива пока её результат
не достигнет значения на 10...20 дБ меньше, чем рассчитан-
ный по формуле (4.17) для постоянного поля. Ниже этой часто-
ты графики рис. 4.9 перестают быть прямыми и отклоняются
до порога для постоянного поля.
Пример частотной зависимости для шарового экрана с радиу-
сом 2 м из сетки с шагом 10 мм и проволоки диаметром 2 мм при-
веден на рис. 4.9. Там же для сравнения показана зависимость SE
для бесконечного плоского экрана из такой же сетки.
4.8. РАДИОПРОЗРАЧНОЕ ОТВЕРСТИЕ В ЭКРАНЕ
4.8.1. Когда и зачем это надо
Иногда возникает задача обеспечить надежную радиосвязь
с объектами, находящимися внутри сплошного металлического
экрана.
Например, устройства контроля и сервиса, находящиеся в ме-
стах общего доступа внутри вандалоустойчивого металлическо-'
го корпуса обычно нуждаются в GSM и/или WiFi связи. И далеко
не всегда там можно поставить внешнюю антенну на корпусе.
Другая важная задача радиосвязи из-под сплошного экрана воз-
никает на стартовой позиции ракеты. Чтобы получать телеметрию
с выводимых спутников и передавать команды управления на них,
с ними необходим устойчивый канал радиосвязи. А спутники закры-
ты алюминиевым обтекателем, который их экранирует перед стар-
том и первые несколько минут полёта. А это плохо. Получается в это
(самое нервное: перед стартом и первые минуты полета) время
нельзя использовать штатные радиоканалы и антенны спутников.
Чтобы сделать это возможным, обтекатель должен быть частично
радиопрозрачен для частот передатчиков телеметрии и управления
спутников (единицы ...десятки гигагерц).
Самый простой способ достичь частичной прозрачности экрана
для радиоволн — вырезать в нём отверстие, закрыв его механиче-
ски прочным диэлектриком. Это отверстие так и называют: радио-
прозрачным. При расчете размеров и положения радиопрозрачно-
го отверстия в экране возникает несколько сложных задач.
114
Глава 4. Экранирование
Во-первых, глухие металлические экраны (корпуса, обтекате-
ли и т.п.) исходно проектируются и изготавливаются совсем не для
удобства расположения радиопрозрачного отверстия. У них другие
задачи: надежность, прочность, защита, технологичность. Поэтому
радиопрозрачное отверстие приходится приспосабливать под име-
ющийся экран со всеми его ограничениями.
Во-вторых, крайне редко удается сделать радиопрозрачное от-
верстие оптимальной формы и расположения. Чаще всего, наобо-
рот: там, где по расчету надо сделать это отверстие, прорезать его
никак нельзя по другим соображениям (прочности, размещения
других элементов конструкции и т.п.). В результате отверстие прихо-
дится размещать не оптимально. И возникает вопрос: сколько мы
теряем в энергетике радиоканала при данном, конкретном (вынуж-
дено неоптимальном) положении радиопрозрачного отверстия?
В-третьих, необходимо знать, какая форма диаграммы направ-
ленности получится у системы антенна устройства плюс экран с от-
верстием. Это надо, чтобы понимать, где и какие внешние антенны
надо располагать, чтобы связь через радиопрозрачное отверстие
была бы устойчивой. И до каких пределов можно уменьшать мощ-
ность передатчика под экраном. Последнее необходимо для того,
чтобы не сжечь работающим передатчиком приёмники других ра-
диоканалов, находящихся под экраном. Ведь внутри экрана потери,
как правило, невелики. И замкнутый экран с работающим пере-
датчиком внутри фактически превращается в объемный резонатор
со стоячими волнами. В нём возможны области с большими напря-
женности поля. По фундаментальному закону подлости такой мак-
симум может попасть на антенну приемника и повредить его вход.
Все три вышеперечисленные задач требуют индивидуального
подхода к каждому случаю. Но перед индивидуальным проектирова-
нием хорошо бы понимать общие закономерности. Этим мы и зай-
мемся в следующих параграфах.
4.8.2. Оптимальные размеры отверстия
и расстояние от антенны до экрана
С точки зрения механической прочности экрана радиопрозрач-
ное отверстие должно быть предельно малым. Поскольку радио-
прозрачное отверстие обычно делается для сантиметровых волн,
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране
115
то для понимания вполне можно использовать оптические анало-
гии (свет ведь тоже электромагнитная волна с длинами волн от 390
до 740 нм, п. 1.2).
Что говорит оптика об очень малом отверстии в непрозрач-
ном экране? То, что такое отверстие может действовать как лупа
(помните школьный опыт с камерой-обскурой: точечное отверстие
в картоне переворачивает и увеличивает изображение, так же, как
и стеклянная лупа). А лупа в оптике, это аналог направленной антен-
ны [1, с. 657]. Значит, радиопрозрачное отверстие может не только
не ослабить сигнал (по сравнению со случаем отсутствия экрана),
но и даже усилить его (при определенных условиях).
Это становится неудивительным, если вспомнить о существова-
нии линзовых СВЧ антенн. В них перед излучателем размещается
довольно большой металлический экран с отверстием (или систе-
мой отверстий), который действуя как линза, увеличивает усиление
всей антенной системы. Как известно [1, с. 310] увеличение усиле-
ния антенны достигается только за счет сужения её диаграммы на-
правленности.
За счет чего же небольшое отверстие в экране приводит усиле-
нию сигнала и сужению диаграммы направленности? Коротко гово-
ря, из-за закрывания экраном ненужных зон Френеля. Для тех, кто
помнит, что такое зоны Френе-
ля, этого достаточно. А для тех,
кто уже забыл, надо объяснить
подробнее.
Обратимся к рис. 4.11.
Точечный источник электро-
магнитных волн расположен
за большим экраном, в кото-
ром сделано отверстие. Ясно,
что пути волн от источника
до центра отверстия L и до
его края L + Д будут разными
(гипотенуза длиннее катета).
Пока волна, идущая от источ-
ника до края отверстия, будет
проходить добавочный путь А,
её фаза изменится. Так вот,
116
Глава 4. Экранирование
зонами Френеля называются кольцевые области в плоскости экра-
на, фазовый сдвиг между которыми составляет 180°.
Если отверстие велико, то в нем помещается несколько коль-
цевых областей с противофазным (между соседними зонами Фре-
неля) возбуждением. Из общей теории антенн мы знаем, что по-
верхность, на которой имеется равное количество участков с про-
тивоположной фазой, имеет плохую направленность, с множеством
лепестков. В пределе — просто всенаправленное излучение.
А для того, чтобы получить один лепесток диаграммы направ-
ленности с хорошим усилением, надо сделать поверхность, возбуж-
денную синфазно. С точки зрения создания оптимальной антенны,
лучшим решением было бы закрыть металлическими кольцами все
четные зоны Френеля (такая конструкция есть и называется лин-
зой Френеля). Тогда останется свободной только круглая первая
зона Френеля в центре и синфазные ей кольца всех нечетных зон.
Но мы делаем не антенну, а только радиопрозрачное отверстие.
Поэтому закроем экраном все зоны Френеля, кроме первой (то есть
сделаем простейшую линзу Френеля только на первую зону). В ра-
боте [18] показано, что для одиночного отверстия оптимальный по
усилению антенны добавочный путь Д = 0,37Х, то есть дополнитель-
ный фазовый набег на краях отверстия должен быть около 133°. От-
сюда можно получить формулу для расчета положения и размеров
радиопрозрачного отверстия:
а = ^0,741 + 0,137, (4.19)
где
а — радиус отверстия, в X (длинах волны);
L — расстояние от источника, в X (длинах волны).
Обычно радиопрозрачное отверстие закрыто пластиной из диэ-
лектрика для обеспечения механической целостности и прочности
конструкции. Если толщина этой пластины заметна в X, то волна ко-
торая идет по центру отверстия (по пути L на рис. 4.11) приобретет
дополнительный фазовый сдвиг за счет замедления в диэлектрике.
Можно сказать, что заполняющий отверстие диэлектрик из-за
увеличения электрической длины пути прямой волны уменьшает Д.
Значит, для сохранения оптимального добавочного электрического
пути Д = 0,37Х придется соответственно удлинять путь волны от ис-
точника до кромки отверстия, увеличивая расстояние L или радиус
отверстия.
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране
117
4.8.3. Влияние расстояния от источника
до отверстия на усиление
Изучим, как влияет расстояние от источника излучения до
радиопрозрачного отверстия на усиление антенной системы источ-
ник + отверстие и её диаграмму направленности. Это важный прак-
тически вопрос, так как почти никогда не удается поместить источ-
ник на оптимальном расстоянии. Поэтому надо знать уменьшение
сигнала при неоптимальном расположении и изменение суммар-
ной диаграммы напраЕ^ленности. Эти вопросы были изучены моде-
лированием. Для уменьшения времени вычислений в модели были
сделаны следующие упрощения и замены:
Сплошной экран заменен металлической сеткой с шагом 0,2Х.
Столь редкая сетка дает экранирование всего около 10 дБ
(п.4.7). Но для целей изучения формы основного лепесгка
диаграммы направленности этого достаточно. А при изучении
изменения усиления придется иметь
в виду, мы не увидим снижения больше,
чем на 10 дБ из-за «замыливания» сиг-
налом, прямо просачивающимся через
сетку.
• Размер сетки выбран 4,4Хх4,4Х. Из-за
этого точечный источник излучения
был заменен направленной антенной
3-элементной Уда-Яги. С тем расчетом,
чтобы главный лепесток этой антенны
полностью перекрывался бы по площади
экраном. То есть заметного излучения
источника за пределы экрана в такой
модели нет, что соответствует точечному
источнику внутри глухого экрана. Отли-
чие лишь в том, что при определении об-
щего усиления нам придется учитывать
дополнительное усиление 3-элементной
Уда-Яги (около 6,8 dBi).
Полученная модель показана на рис. 4.12.
Это экран с размерами 44 на 44 см из сетки
с шагом 2 см, в котором проделано отверстие
Рис. 4.12
118
Глава 4. Экранирование
диаметром 13 см. Экран освещает 3-элементная Уда-Яги, работаю-
щая на частоте 3 ГГц (X = 10 см).
Будем передвигать источник (3-элементную Уда-Яги) по оси X
от 0 до -40 см (то есть от 0 до -4Х) через 1 см (О,IX). Вычисляя для
каждого положения источника диаграмму направленности, постро-
им график изменения усиления рис. 4.13. Пунктирной горизонталь-
ной линией на этом графике отмечено усиление нашего излучателя
(3-элементной Уда-Яги) в случае отсутствия экрана.
На графике рис. 4.13 можно выделить несколько участков.
Расстояние О...О,4Х. Открыта только первая зона Френеля.
Усиление растет с расстоянием, так как источник подвигается
в фокус простейшей линзы Френеля. И доходит туда при рас-
стоянии 0,4Х. Здесь усиление максимально. Это хорошо со-
впадает с теоретическими предсказаниями формулы (4.19),
по которой для отверстия радиусом 0,65Х (то есть диаметром
13 см на длине волны 10 см) получается оптимальное расстоя-
ние L = 0,386Х. Максимальное усиление на 3,3 дБ превышает
Расстояние от центра излучателя до радиопрозрачного отверстия в длинах волны
Рис. 4.13
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране
119
усиление излучателя, то есть наше отверстие работает как лин-
за, усиливая сигнал вдвое по мощности.
Расстояние 0,4...1,35Х.. Начинает открываться вторая (проти-
вофазная первой) зона Френеля. Её излучение снижает излу-
чение от первой зоны, поэтому общее усиление падает.
1,35...1,9Х. Полностью открывается вторая зона Френеля. Уси-
ление минимально. Оно падает на 2 дБ ниже усиления излуча-
теля. Вероятно, намного больше, чем на 2 дБ. Но в нашей мо-
дели из-за крупного шага сетки экрана просачивание сквозь
неё не позволяет видеть малые сигналы. В теории можно най-
ти точку, где сигналы от обеих зон и одинаковы и противофаз-
ны, то есть компенсируют друг друга, и излучения через отвер-
стие нет вообще.
• 1,9...2,85Х. Начала открываться третья зона Френеля. Она
в фазе с первой, поэтому усиление растет и при расстоянии
2,75Х достигает усиления излучателя без экрана.
2,85...3,8Х. Третья зона Френеля продолжает открываться
и достигает максимума при 3,8k. Этот локальный максимум
меньше первого (при 0,421 когда была открыта только одна
первая зона), так как сейчас две зоны (1 и 3) в фазе, а вторая
в противофазе.
При дальнейшем росте расстояния график усиления продолжает
колебаться с уменьшающейся амплитудой около усиления излучате-
ля без экрана.
Если отверстие велико (>1Х в диаметре), то усиление системы
излучатель-экран будет одинаково и равно усилению источника без
экрана в двух предельных случаях:
При нулевом расстоянии, то есть когда точечный источник на
линии экрана (на рис. 4.13 это не совсем так, так как излуча-
тель там протяженный по оси X и при 0 на рис. 4.13 антенна
Уда-Яги частично находится позади экрана, поэтому усиление
получилось выше).
При очень большом расстоянии до экрана (когда график
рис. 4.13) будет едва заметно колебаться около усиления ис-
точника без экрана.
Выходит, что есть экран, что его нет — всё одинаково (исключая
зону малых расстояний, где сигнал может возрасти на ЗдБ, или
упасть из-за взаимного вычитания первой и второй зон Френеля)?
120
Глава 4. Экранирование
Если приемник находится точно на линии, соединяющей источ-
ник и середину отверстия, то да, уровень сигнала будет одинаков
в предельных случаях (источник у экрана и источник очень далеко
от экрана).
Но вот угол, в котором сигналы будут равными, получится совер-
шенно разным. Иначе говоря, диаграмма направленности системы
излучатель-экран будет сильно зависеть от расстояния. Диаграмма-
ми направленности мы и займемся в следующем параграфе.
4.8.4. Влияние расстояния
от источника до отверстия на ДН
На рис. 4.14 показано, как меняется ширина азимутальной ДН
антенны рис. 4.12 при изменении расстояния от излучателя до
экрана с радиопрозрачным отверстием от 0 до 4Х. Показана шири-
на главного лепестка азимутальной ДН по уровню -3 дБ.
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране
121
Ход графика рис. 4.14 на участке от 0 до 0,4Х совпадает с графи-
ками рис. 4.13: растет усиление — сужается ширина ДН.
Но дальше согласно рис. 4.13 усиление начинает падать, а ши-
рина ДН по рис. 4.14 продолжает уменьшаться. Это объясняется
тем, что на рис. 4.14 показана ширина только главного лепестка,
а при расстояниях больше 0,4Х в общей ДН появляются боковые
лепестки, быстро растущие по уровню и количеству. Они и отбирают
мощность, снижая усиление гласного лепестка.
Это показано на рис. 4.15 и 4.16. На этих рисунках дано срав-
нение азимутальных и зенитных диаграмм направленности (лога-
рифмический масштаб, в дБ) для расстояний OX, 0,4Х (оптимальное
по усилению, см. предыдущий параграф), 1,4Х, 2,5Х и 3,6Х. При
нулевом расстоянии излучателя до экрана (рис. 4.15) диаграммы
направленности почти соответствуют ДН излучателя: трехэлемент-
ной антенне Уда-Яги. Оптимальное расстояние до экрана 0,4Х соот-
ветствует полностью открытой первой зоне Френеля. Это сужает ДН
и увеличивает усиление на 3,3 дБ. Отверстие действует как линза.
При расстоянии 1,4Х (рис. 4.15) почти полностью открывается
вторая зона Френеля. Появляются большие боковые лепестки (осо-
бенно на зенитной диаграмме направленности). Поэтому, несмотря
на сужение главного лепестка, усиление падает.
Расстояние 2,5Х (рис. 4.16). Начала открываться третья зона
Френеля. Она в фазе с первой, поэтому усиление растет. Но полно-
стью открытая вторая зона дает боковые лепестки, сравнимые с ос-
новным.
Расстояние 3,6Х (рис. 4.16). Третья зона Френеля полностью от-
крыта. Усиление около локального максимума. Но он меньше пер-
вого (при 0,4Х когда была открыта только одна первая зона), так
как сейчас две зоны (1 и 3) в фазе, а вторая в противофазе.
Замечание: при больших расстояниях от источника до экрана
появляется много боковых лепестков, сопоставимых по уровню
с главным. Поэтому в таких случаях приемник сигнала прошедше-
го через отверстие может быть расположен под достаточно боль-
шим углом к линии, соединяющей источник и отверстие. То есть
принимать не главный, а один из больших боковых лепестков.
Но смещение по углу может быть не только у приемника, но и у
источника или экрана. Этим вопросом мы займемся в следующем
параграфе.
122
Глава 4. Экранирование
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране
123
124
Глава 4. Экранирование
4.8.5. Влияние угла между источником и экраном
Нередко направленный луч от источника идет не перпендикуляр-
но экрану, а под некоторым углом к нему. Или (что то же самое),
под углом расположен экран. Это происходит вынужденно, из-за
конструктивных сложностей. Например, экран не может быть рас-
положен перпендикулярно главному лепестку излучателя. Или через
радиопрозрачное отверстие будет проходить луч не прямо излучен-
ный антенной-источником, а после одного или нескольких отраже-
ний внутри экрана. Влияние угла между лучом источника и экраном
было изучено на моделях. Для расчетов был использован тот же
экран, что и в п. 4.8.3. Его размеры 44x44 см, отверстие радиусом
6,5 см. Но частота выбрана втрое более высокой: 9 ГГц (X = 3,3 см).
Согласно формуле (4.19) для этих исходных данных оптимальное
расстояние получается около 13 см. На такое расстояние в модели
был установлен источник: трехэлементная антенна Уда-Яги. И затем
источник поворачивался на разные углы относительно оси Z с со-
хранением расстояния 13 см до центра отверстия. Три наиболее ха-
рактерных результата показаны на рис. 4.17.
Масштаб диаграмм направленности на этом рисунке линейный.
Повышенный уровень боковых лепестков на рис. 4.17 не характе-
ризует систему излучатель-экран, а является следствием довольно
большого в X шага сетки в модели экрана. Это пришлось сделать
для ускорения вычислений.
• Положение источника 0° (левая часть рис. 4.17) соответствует
падению луча источника перпендикулярно отверстию. Усиле-
ние максимально. Луч, прошедший через отверстие, перпен-
дикулярен экрану.
Поворот источник на 1.5° (средняя часть рис. 4.17) приводит
к повороту на такой же угол и луча, прошедшего через отвер-
стие. Этого и следовало ожидать из соображений геометри-
ческой оптики. Одновременно слегка снижается усиление.
Это происходит потому, что антенна-источник «смотрит» на от-
верстие в экране под углом, отчего для нее снижается види-
мый размер отверстия (это та же самая причина, по которой
буквы дорожной разметки на асфальте делают вытянутыми
в направлении движения: чтобы автомобилисты, смотрящие
под острым углом, видели бы буквы нормальных пропорций).
4.8. Радиопрозрачное отверстие в экране
125
126
Глава 4. Экранирование
- Левая часть рис. 4.17 показывает, к чему приводит поворот ис-
точника на 45°. Выходной луч поворачивается на тот же угол,
диаграмма направленности начинает искажаться. Усиление
падает еще более (по указанной в предыдущем параграфе
причине).
Моделирование для разных углов (на рис. 4.17 показана только
часть полученных результатов) позволяет сделать следующие выво-
ды о влиянии угла между лучом направленной антенны-источника
и экраном.
1. Луч, прошедший через радиопрозрачное отверстие явля-
ется продолжением прямой линии, соединяющей источник
и центр отверстия.
2. Увеличение угла свыше 30°, при неизменно круглой форме от-
верстия приводит к заметному искажению ДН и снижению
усиления. Более-менее пригодные для практики результаты
получаются при углах до 50...55°. Дальше резко падает уси-
ление (то есть уровень сигнала, прошедшего через отвер-
стие).
3. Для минимизации влияния угла поворота надо делать
отверстие эллиптическим, вытягивая его в плоскости угла
1
поворота в ----— раз, где а — угол, на который повернут
Luo (X
источник от прямой, перпендикулярной плоскости экрана
в месте расположения радиопрозрачного отверстия.
Глава 5. ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ ПОМЕХИ
Немного теории. Излучение ЭМВ антенной. Ближняя
и дальняя зона. Принцип взаимности. Приём радиопомех.
Излучение радиопомех. Особенности излучения помех. Как
сделать ВЧ узел с минимальным излучением. Паразитное
самовозбуждение. Внутренние помехи. Блокировочные кон-
денсаторы. Дроссели. Фильтры по питанию. Помехи по
шине земли. Излучение кабелей и линий. Дифференциальные
и синфазные токи в линии. Измерение помех в линии. Ин-
терпретация результатов. Подавление излучения линий.
Заземления: электротехническое и высокочастотное. Как
заземлять? Петли земли. Выравнивающие токи. Помехи
от наших передающих антенн. От паразитного излучения.
Синфазный ток фидера. От основного излучения. Помехи
нашим приемникам. Приемные антенны. Параметры и при-
менение. Типы низкочастотных направленных приемных
антенн. Усилители и развязка кабелей. Приборы для фази-
рования антенн. Влияние окружения
Электромагнитная связь — это приём одной антенной радиосиг-
нала, излученного другой антенной. Если обе эти антенны сдела-
ны специально для того чтобы передавать и принимать полезный
сигнал, то это случай нормальной радиосвязи, который нас здесь
не интересует. А если передача сигнала между антеннами является
паразитным эффектом, то это электромагнитные помехи, которыми
мы и займемся в этой главе.
Все многообразие электромагнитных помех укладывается в два
варианта:
Одна или обе антенны получились у нас случайно, из непред-
назначенных для этого проводников. Мы просто делали своё
устройство (возможно, далёкое от радио), но часть его прово-
дников «решила» стать паразитными, неучтенными антеннами.
Специально сделанная антенна на передаче перегружает дру-
гие устройства своим излучением, а на приме принимает неже-
лательные сигнал от других антенн (настоящих или паразитных).
128
Глава 5. Электромагнитные помехи
5.1. НЕМНОГО ТЕОРИИ
Нет ничего более практично-
го, чем хорошая теория.
Г. Кирхгоф
Чтобы успешно бороться с помехами, понимание физики про-
цесса необходимо. Иначе придется долго и, скорее всего, безуспеш-
но ловить черную кошку в темной комнате. В этом параграфе даны
минимальные базовые понятия об электромагнитной волне.
5.1.1. Излучение электромагнитной волны антенной
Итак, для электромагнитной помехи нужны как минимум две ан-
тенны. А что такое антенна? Это устройство, излучающее электро-
магнитную волну. Разобравшись, как это происходит, мы поймем
что такое антенна и как ею становятся проводники, совсем для того
не предназначенные.
Переменный ток в проводнике порождает вокруг себя перемен-
ное магнитное поле, которое в свою очередь порождает электриче-
ский ток (так работают все генераторы переменного тока).
Но переменный ток может течь не только сквозь металл, но и че-
рез любой диэлектрик, включая свободное пространство (напри-
мер, в конденсаторе, см. п. 2.2.1). Он называется током смещения
и в смысле образования вокруг себя магнитного поля имеет те же
свойства, что и ток проводимости [6].
Возьмём провод, сквозь который протекает переменный ток.
Он создает вокруг провода переменное магнитное поле, которое
в свою очередь образует (еще дальше от провода, в свободном
пространстве) ток смещения, который снова создает переменное
магнитное поле (но уже в другой точке пространства, еще более
удаленной от исходного провода). Далее процесс повторяется, в об-
ластях пространства, все более удаленных от исходного провода.
Это и есть электромагнитная волна.
Вместо провода с переменным током мы можем взять конден-
сатор с переменным напряжением. Ток смещения через конден-
сатор создаст вокруг себя переменное магнитное поле и дальше
всё, как описано в предыдущем абзаце. С теми же последствиями
в виде излучения.
5.1. Немного теории
129
То есть любой проводник с переменным электрическим током
или напряжением всегда излучает ЭМВ, следовательно, является
антенной. Эффективность излучения зависит от размеров и распо-
ложения провода. Она может колебаться от ничтожных долей про-
цента (провода, в которых излучение является паразитным эффек-
том) до почти 100% (хорошие антенны).
Возьмём плоский воздушный конденсатор из двух обкладок
и подключим его к высокочастотному генератору. Между обклад-
ками, через диэлектрик начнёт протекать ток смещения. Посколь-
ку среда, окружающая конденсатор (тоже диэлектрик) обладает
способностью проводить ток смещения, то он будет частично от-
ветвляться в окружающее пространство (в виде электромагнитной
волны). Этот процесс столь же естественный, как и ответвление тока
проводимости на сопротивление, подключенное параллельно ис-
точнику.
Для создания хорошей антенны необходимо, чтобы доля связан-
ной с ней ВЧ энергии (то есть энергии реактивной, принадлежащей
антенне, и не излучаемой в пространство) была бы минимальна.
Чем больше связанная реактивная энергия, тем хуже излучение,
выше потери и меньше полоса пропускания.
Рассмотренный выше плоский конденсатор является очень пло-
хой антенной. Связанная с ним реактивная энергия очень велика,
так как пространство между обкладками конденсатора обладает
низким сопротивлением для тока смещения и в окружающее про-
странство (имеющее значительно большее сопротивление) почти
ничего не ответвляется.
Для увеличения сопротивления току смещения между' пласти-
нами конденсатора, очевидным решением является значительно
увеличить расстояние между ними, раздвинув их подальше. А для
дальнейшего увеличения сопротивления (то есть уменьшения свя-
занной, реактивной энергии) току смещения максимально умень-
шить площадь пластин, так, что останутся лишь тонкие провода, со-
единяющие остатки пластин с генератором. Это уже антенна. Всем
известный диполь.
Проведём аналогичный мысленный эксперимент с катушкой,
по которой течет переменный ток. Основное магнитное поле со-
средоточено внутри катушки. Снаружи переменное магнитное поле
мало, но оно создает вокруг себя переменное электрическое, что
130
Глава 5. Электромагнитные помехи
приводит к излучению радиоволны. Для увеличения эффективности
излучения надо уменьшить поле, связанное с катушкой и увеличить
сопротивление внутри катушки для него. А для этого сделать катуш-
ку больше в диаметре и меньше по высоте. В пределе от катушки
останется один виток максимально возможного диаметра. Получит-
ся обычная рамочная антенна.
Если же излучение провода нам не нужно и вредно, то следует
максимально увеличивать долю связанной с ним реактивной энер-
гии. А для этого всячески уменьшать сопротивление переменному
току провода и его ближайшего окружения. Очевидные способы
сделать это:
Уменьшать размеры провода. Эффективность излучения для
антенн, короче Л/4 падает пропорционально квадрату укоро-
чения. Например, укоротив проблемные провода в 4 раза, мы
снизим их паразитное излучение в 16 раз.
При невозможности физически укоротить провод, сворачивать
его в катушку или петли малых размеров.
• Если невозможны оба предыдущих пункта, то разрезать про-
вод на несколько частей по высокой частоте, включая в раз-
ные его места несколько ВЧ дросселей.
• Увеличивать емкость на землю. Блокировочные конденсато-
ры, экраны, оплетки кабелей занимаются именно этим.
5.1.2. Ближняя и дальняя зоны антенны
Электромагнитное поле антенны принято разделять на две зоны:
ближнюю и дальнюю. Разделение это условно. Резкой границы
между ними нет, поле плавно меняет свои свойства между этими
зонами. В ближней зоне:
Сосредоточена связанная с излучателем реактивная энергия,
которая не излучается в пространство, а «плещется» вокруг из-
лучателя в колебательном процессе.
Напряженность электрического (Е) и магнитного (Н) полей (ам-
плитуды и их взаимное соотношение) существенно зависит от
конструкции антенны (геометрии, размеров, способа питания)
и незначительно от параметров окружающей среды.
Напряженность Е и Н полей падает быстро, пропорционально
квадрату расстояния.
5.1. Немного теории
131
Векторы Е и Н сдвинуты относительно друг друга на 90°. Это
показатель реактивности поля — разность фаз в 90° означает
реактивность и отсутствие передачи активной мощности.
В ближней зоне возможны очень высокие значения напряжен-
ности поля, но это совсем не обязательно говорит о хорошем из-
лучении энергии. Реактивная энергия ближнего поля прямо пропор-
циональна добротности. Поэтому напряженность поля в ближней
зоне укороченной антенны выше, чем у полноразмерной из-за вы-
сокой добротности первой. Тем выше, чем короче антенна.
Размеры, форма и положение ближней зоны индивидуальны для
каждой антенны и частоты. Их можно определить моделированием
соответствующими программами [11]. Например, на рис. 5.1 и 5.2
показана ближняя зона одного и того же диполя 10,2 м при работе
его на 14 МГц (электрическая длина 1/2) и 7 МГц (Л./4). Шаг сеток
на этих рисунках составляет 2 м.
Но моделирование довольно трудоёмко. Поэтому стараются оце-
нить размеры ближней зоны более простыми средствами.. Для ан-
тенн короче 0,61 это можно сделать по приближенной формуле
/?<0,45л/Б^, где D — максимальный размер антенны в длинах
волны, a R — максимальный радиус её ближней зоны. Вектором
с радиусом R обводится вся антенна во все стороны. Получается
примерное положение и размеры ближней зоны данной антенны.
Пример 1
Для 1/2 диполя по приведенному выше правилу получаем R =
= 0,1591. Это чуть меньше, чем показывают аналитический расчет
и моделирование рис. 5.1, которые дают 0,161. Но расхождение
терпимое для простейшей формулы.
Пример 2
Укороченный вдвое 0,251 диполь. Расчетный радиус R =
= 0,056251. Для длины волны 42,5 м это составит 2,39 м, что лишь
немного расходится с результатами моделирования на рис. 5.2, по
которым ближняя зона получается 0,0551 = 2,34 м.
В ближней зоне свойства поля (амплитуды Е и Н, их соотноше-
ние, положение векторов Е и Н в пространстве) сильнейшим об-
разом зависят от типа антенны (так для малой магнитной рамки
в ближней зоне преобладает Н, для короткого штыря — Е). Ближняя
132
Глава 5. Электромагнитные помехи
Рис. 5.2
5.1. Немного теории
133
зона это неотъемлемое продолжение антенны в пространство.
Более того, на самом деле электромагнитную волну излучает не ан-
тенна, а её ближняя зона. Сама антенна лишь накачивает энерги-
ей объем «кокона» ближней зоны. Из этого «кокона» при переходе
в дальнюю зону и «вылупляется» обычная электромагнитная волна.
По мере ухода от излучателя остается позади ближняя зона с её
реактивной энергией (которая никуда не уходит от антенны и «пле-
щется» вокруг нее) и поле в дальней зоне становится обычной элек-
тромагнитной волной со следующими свойствами:
• Напряженность Е и Н полей падает прямо пропорционально
расстоянию.
• Векторы Ей Н находятся в фазе.
Соотношение амплитуд Е и Н не зависит от конструкции антен-
ны и определяется только свойствами среды, в которой рас-
пространяется ЭМ В. Между амплитудами Е и Н в дальней зоне
существует связь E=H WC, где И/с —волновое сопротивление
среды, в которой распространяется волна (для свободного
пространства 376,73 Ом).
В дальней зоне электромагнитная волна «отвязывается» от типа
передающей антенны, и становится унифицированной. Из инфор-
мации об излучателе (кроме напряженности поля) такая волна не-
сет только поляризацию. То есть любая антенна (магнитная рамка,
короткий штырь, диполь, нечто еще не изобретенное, и т.д.) в даль-
ней зоне создает одинаковую волну (кроме напряженности и поля-
ризации). Это даёт возможность излучать-принимать любыми типа-
ми антенн. «Стандартизация» свойств электромагнитной волны обе-
спечивается самой природой.
5.1.3. Принцип взаимности
До сих пор речь шла о передающих антеннах. А если у нас их
нет, а проблема состоит в приёме помех? Как узнать её характери-
стики в режиме приёма?
На помощь приходит принцип взаимности: пусть имеются две
антенны. К первой из них (передающей) приложено ВЧ напряже-
ние U и через входные клеммы другой антенны (приёмной) проте-
кает ток I от принятого сигнала. Если теперь ко второй антен-
не (включив её как передающую) приложить то же самое напря-
134
Глава 5. Электромагнитные помехи
жение U, то через входные клеммы первой антенны (теперь она
приёмная) потечет тот же самый ток I.
Специально приведена громоздкая полная формулировка прин-
ципа взаимности, потому что из неё вытекает несколько важных
практических следствий:
Коэффициент передачи сигнала между двумя антеннами не за-
висит от того, какая антенна является приёмной.
° Характеристики антенны (диаграмма направленности, усиле-
ние, входной импеданс) не зависят от того, используется она
как приёмная или как передающая. Это следствие часто на-
зывают принципом взаимности, но это не так. Это только одно
(хотя, пожалуй, самое важное) из следствий этого принципа.
• Вид диаграммы направленности антенны, размеры и фор-
ма её ближней зоны не зависит от того, согласована антенна
с линией питания, или нет. Это позволяет при изучении формы
диаграммы направленности антенны, не заботится о согласо-
вании (однако, предполагается, что линия питания не излуча-
ет — подробности в п. 5.7.2).
Из принципа взаимности часто делается ошибочный вывод, что
если поменять местами передающую и приемную антенну, то в ра-
диоканале между этими антеннами ничего не изменится. Это не так.
Точнее так, но только в случае, если воздействие окружающей сре-
ды на обе антенны одинаково. А это условие часто не выполняется.
Пример 3
Передающая антенна ?v/2 диполь диапазона 80 м. Приемная —
маленькая апериодическая рамка. Передающая антенна излучает
большой сигнал. Рамка из-за своего отрицательного усиления при-
нимает слабо, но одинаково ослабляет и сигнал, и шумы, и помехи,
поэтому прием на неё вполне возможен.
Поменяем местами антенны: будем передавать на рамку (счита-
ется, что ее нагрузочный резистор выдержит), а принимать на Х/2
диполь. Получим ли мы в приёмнике то же самое? Нет. Вернее, при-
нимаемый сигнал мы получим столь же малый, как и раньше. Но
вот шумы эфира и помехи от других станций возрастут многократно.
Во столько раз, во сколько усиление диполя выше, чем у маленькой
рамки, то есть раз 10...50. Во столько же раз ухудшится отношение
полезного сигнала к внешним шумам и помехам. Приём станет,
скорее всего, невозможным.
5.2. Прием радиопомех нашими устройствами
135
Пример 4
Передаём на короткую спиральную антенну («резинка») пере-
носной станции 27 МГц. Принимаем паразитный сигнал на печат-
ную дорожку под экраном этой же станции. Изменится или эффек-
тивность экранирования (то есть отношение полей снаружи и вну-
три экрана) если поменять местами антенны? Да, изменится, так
как размещение «резинки» под экраном её расстроит и КПД сильно
упадёт даже без учета экранирующего действия металла.
Итак, принцип взаимности говорит, что безразлично как рас-
сматривать антенну: в режиме передачи или приёма. И как пере-
дающая, и как приёмная антенна будет иметь одинаковые характе-
ристики.
И еще о приёмных антеннах. Даже если вы не интересуетесь ни-
какими антеннами и они вам вообще не нужны, то не думайте, что
у вас их нет. Посмотрите п. 5.1.1 — любой провод худо-бедно излу-
чает. А значит (в соответствии с принципом взаимности) — и прини-
мает тоже. Помехи в том числе. Впрочем, это уже тема следующего
параграфа.
5.2. ПРИЕМ РАДИОПОМЕХ
НАШИМИ УСТРОЙСТВАМИ
В этом параграфе мы рассмотрим случай, когда наше устрой-
ство, не является радиоприемником и не должно ничего принимать
из эфира (то есть из дальней зоны от удаленных антенн, а не от сво-
их внутренних излучателей). Но оно принимает и с этим надо что-то
делать.
Эфир ныне загружен основательно, и любой проводник (или
печатная дорожка, или участок шасси) вашего устройства (даже
не высокочастотного) принимает электромагнитные волны. Напри-
мер, в сотовых телефонах и прочих беспроводных приборах антен-
ну часто выполняют как участок печатной дорожки [1, с. 611-613].
Паразитный радиоприём проводниками нашего устройства яв-
ляется причиной помех. И не надейтесь, что если у вас низкоча-
стотное устройство, то на ВЧ наводки можно внимания не обра-
щать. В любом приборе шагу ступить нельзя, чтобы не наткнуться
на р-п-переход, который успешно детектирует принятый ВЧ сигнал
и дает низкочастотную помеху.
136
Глава 5. Электромагнитные помехи
Поэтому при разработке любого (даже далекого от ВЧ и ан-
тенн) прибора надо учитывать требования антенной техни-
ки (но с обратным знаком). Если вы не хотите, чтобы провода
и печатные дорожки прибора были бы паразитными приёмными
антеннами, то их надо располагать так, чтобы они были макси-
мально плохими антеннами.
Оценим, с какими величинами помех можно столкнуться.
По нормам FCC разрешенные напряженности поля от излучающих
антенн могут достигать от 1842 В/м до 61,4 В/м от 3 до 30 МГц (ли-
нейное снижение с частотой) и 61,4 В/м от 30 до 300 МГц (п. 1.3).
Пусть у нас в приборе имеется проводник длиной, допустим,
2 см. Или конденсатор из двух соседних дорожек на расстоянии тех
же 2 см. Тогда на этих 2 см (то есть Vso метра) может выделиться от
36 В на 3 МГц до 1,2 В на 300 МГц. Конечно, для этого надо край-
не неудачное совпадение ряда условий, но фундаментальный закон
подлости никто не отменял.
Поэтому при разработке любого устройства имейте в виду: если
не принять специальных мер, то даже на коротких (сантиметры)
проводниках можно получить наводку от единиц до десятков вольт,
при нахождении прибора в электромагнитном поле разрешенной
величины.
Конечно, выше 300 МГц допустимые поля ниже (п. 1.3). Но там
и длина наших проводов внутри прибора оказывается большой в X,
и они могут работать как весьма эффективные приемные антен-
ны. Так что вывод предыдущего параграфа остается справедливым
и для внешних помех с частотами выше 300 МГц.
Как бороться с приемом радиопомех проводниками прибора?
Основных направлений пять:
1. Сделать их максимально плохими антеннами. А самая плохая
антенна это короткая. Чем короче, тем хуже. Квадратичная
зависимость.
а) Поэтому физически все проводники надо укорачивать. Но
уменьшение линейных размеров проводов быстро упирает-
ся в предел.
Ь) Если в нашем приборе данный проводник работает только
с низкочастотными токами, то его можно разрезать по ВЧ
дросселями, включая их в этот провод через короткие про-
межутки (в X помехи). Касается не только самого прибора,
5.2. Прием радиопомех нашими устройствами
137
но и всех кабелей, к нему подключаемых (они ведь имеют
заметную длину).
с) Паразитные рамочные антенны (то есть контура из провод-
ников в приборе) ухудшают, снижая общую площадь петли.
Для этого делают минимальное расстояние между прово-
дами, по которым текут токи в прямом и обратном направ-
лениях, то есть делают из широкой рамки узкий кабель или
линию передачи с малым расстоянием между прямым и об-
ратным проводами. И при возможности скручивают прово-
да этой линии, разбивая её для внешней помехи на множе-
ство совсем маленьких петель-рамок (один виток скрутки),
включенных противофазно.
2. Посильнее расстроить получившуюся из нашего проводника
паразитную антенну и/или внести в неё активные потери.
а) Ведь сигнал, принятый антенной, зависит не только от
её размеров, но и от того, насколько она согласована на
частоте помехи. Сам по себе ваш провод вряд ли окажет-
ся в резонансе на частоте помехи (для этого он должен
иметь размеры хотя бы Л/4). А вот вместе с дополнитель-
ными элементами на плате вашего прибора такая неприят-
ность случиться может (закон подлости не забываем).
Если у вас имеются провода, нагруженные на высокое
сопротивление, то избегайте включать в них индуктивности:
короткие штыри настраиваются катушками. А вот конденса-
торы такие антенны расстраивают. Сильнее всего на конце,
где имеется высокое сопротивление. Поэтому максималь-
но возможное число блокировочных по ВЧ конденсаторов
должно быть распределено вдоль таких проводов.
А если имеются петли из проводников (причем необя-
зательно сплошные, достаточно через разделительные по
ВЧ конденсаторы, например шины питания), то избегайте
ставить параллельно им конденсаторы: короткие рамки на-
страиваются емкостью. А вот последовательный дроссель
расстраивает короткую рамку.
Ь) Если катушки и конденсаторы в ваш провод ставить нель-
зя, то ухудшить паразитную антенну можно внося в неё ак-
тивное сопротивление. Активная часть импеданса таких ан-
тенн очень мала (меньше 1 ома обычно) и даже небольшой
138
Глава 5. Электромагнитные помехи
последовательный резистор (а лучше несколько, в разные
места) существенно снизит добротность (а, значит, и прини-
маемый сигнал) паразитной антенны.
3. Поместить принимающие помеху проводники в такое место
прибора, где внешнее поле минимально. Например, у зазем-
ленной шины корпуса (хотя имейте в виду, что по ВЧ там мо-
жет быть совсем не земля, см. пп. 5.3, 5.6 и 5.8). Или, если та-
кого места нет, то создать его экранированием (см. гл. 4) либо
отдельных проводов (коаксиальные кабели, слой проводников
между двумя слоями земли на плате), либо проблемных узлов
(экраны по месту), либо всего прибора целиком (хорошо, но
дорого и часто невозможно).
4. Компенсировать принятую помеху. Например, использовать
дифференциальные схемы, подавляющие синфазную помеху.
В них полезный сигнал передается как разница между двумя
соседними проводниками. А внешняя электромагнитная вол-
на наводит в обоих проводниках почти одинаковые синфаз-
ные сигналы, которые будут подавлены дифференциальной
схемой приема сигнала. Полезно плотно скрутить дифферен-
циальную пару проводников (см. п. 1с).
5. Когда частоты принимаемых помех проводом не совпадают
с рабочими частотами прибора в этом проводе, то эффектив-
ны фильтры (гл. 6). Если провод низкочастотный, используйте
фильтры низкой частоты. Классический пример такого филь-
тра — развязывающие дроссели и блокировочные конденса-
торы в шине питания. Если провод высокочастотный, а по-
меха лежит ниже по частоте, применяйте фильтры верхних
частот. А для относительно узкополосных по частоте сигналов
подойдут полосовые фильтры.
Ну и последнее (по упоминанию, но не по значению) в этом па-
раграфе. Все вышеперечисленные меры принятую помеху снижа-
ют, но не устраняют полностью. Поэтому любой прибор изначально
должен разрабатываться так, чтобы небольшая (условно говоря,
до десятков милливольт) радиопомеха на любом из проводни-
ков прибора (одном, всех сразу, нескольких в любой комбинации)
не приводила бы к сбоям в работе.
Когда это не выполняется (а высоковероятно так и будет, если
при разработке не держались в уме требования ЭМС), то это
5.3. Излучение радиопомех нашими устройствами
139
значит, что прибор имеет плохую схемотехнику и/или конструк-
цию. И, скорее всего, при столь низкой помехозащищенности будет
иметь проблемы при серийном производстве (разброс элементов
приведет к тому, что у некоторого процента приборов сбои будут
при совсем маленькой помехе) и у части конечных пользователей.
Если приходится дорабатывать уже существующий и работаю-
щий прибор, то первым объектом внимания должны быть все под-
соединенные к ним кабели и соединения шинами и/или минными
проводами внутри прибора, см. п. 5.5.
Ну и конечно, все меры, описанные с начала данного параграфа
эффективны и при доработке существующих приборов.
5.3. ИЗЛУЧЕНИЕ РАДИОПОМЕХ
НАШИМИ УСТРОЙСТВАМИ
В этом параграфе речь пойдет о паразитном радиоизлучении
наших приборов (то есть это не устройство с антенной и излучение
электромагнитных волн не является целью его работы).
5.3.1. Особенности паразитного излучения помех
С одной стороны, используя принцип взаимности, можно было
бы написать в этом параграфе единственную строку. Что, поскольку
паразитные антенны одинаково работают на приём и на передачу,
то просто тщательно выполните рекомендации предыдущего пара-
графа 5.2. Это, конечно, справемиво (поэтому п. 5.2 стоит перечи-
тать внимательно и мя борьбы с паразитным излучением). Но есть
нюансы. Их настолько много, что борьба с паразитным излучением
превращается в отдельную задачу.
Во-первых, с помехами от внешних полей своему прибору обыч-
но борются не в первую очередь (кроме особо ответственных при-
менений). Да и проявляется проблема внешних помех не часто.
И только у тех редких пользователей, которые попали в сильное
электромагнитное поле. Обязательного теста прибора на устойчи-
вость его к внешним полям для большинства применений нет (толь-
ко для специальных).
А вот тест на паразитное излучение и соответствие его соответ-
ствие нормам (п. 1.1) является обязательным этапом разработки
140
Глава 5. Электромагнитные помехи
перед запуском в производство любого прибора. Закрыть глаза
и сделать вид, что всё хорошо, прекрасная маркиза, тут не получит-
ся. Все огрехи с паразитным излучением будут обнаружены сразу.
Прибор вернут разработчику на переделку. И вместо премии он
получит нагоняй. А фирма — убытки, так как стоимость теста на па-
разитное излучение в сертифицированной лаборатории весьма вы-
сока. Из-за последнего весьма неразумно применять метод «что-то
сделать — снова измерить в лаборатории, что из этого вышло — если
не вышло, повторять по кругу до получения результата».
Другое важное отличие борьбы с паразитными излучениями
от подавления паразитного приёма состоит в спектре помех. При
приёме помех практически нереальна ситуация, когда внешние
электромагнитные поля высокой напряженности перекрывают ши-
рокую полосу непрерывно. Даже на профессиональном антенном
поле с множеством одновременно работающих передатчиков будет
излучаться в эфир лишь несколько, относительно узких и не пере-
крывающих друг друга полос.
С паразитным излучением ситуация иная. Ныне в любом прибо-
ре, крупнее спичечного коробка, имеется цифровая часть. Это пря-
моугольные импульсы. С тактовой частотой от мегагерц до единиц
гигагерц. С короткими фронтами (от долей наносекунды). Спектр
цифровых сигналов очень широк.
Например, на рис. 5.3 показан измеренный в полосе 100 кГц —
1 ГГц спектр прямо на одном из выводов FPGA Altera Cyclone II, ра-
ботающего на тактовой частоте 150 МГц. Как видим, практически
вся полоса 10 МГц ... 1 ГГц (и тянется выше, на рис. 5.3 не хватило
возможностей анализатора спектра) закрыта пеленой помех. Более
того, спектр цифровой части прибора не статичен, а постоянно ме-
няется (в зависимости от выполняемой задачи меняется вид цифро-
вых сигналов, а, следовательно, и их спектр).
Пример 1
Оценим, к чему может привести спектр рис. 5.3. Из п. 1.6.1
(см. табл. 1.7 и пояснения к ней) следует, что проблемы с превыше-
нием допустимых уровней создадут сигналы ~1 мВ. Но это если их
подключить к хорошей антенне. А у нас антенна плохая — короткая
дорожка несколько см, идущая от исследуемого выхода по плате.
Настолько плохая, что излучает лишь 0,01% от подведенной к ней
5.3. Излучение радиопомех нашими устройствами
141
мощности, то есть имеет усиление -40dBi. Тогда все пики, лежа-
щие на рис. 5.3 выше 100 мВ (это 1 мВ плюс 40 дБ), будут излу-
чаться с уровнями выше допустимых. И это только одна дорожка, от
одного вывода FPGA. А их у него несколько сотен.
Рис. 5.3
Поэтому от цифровой части прибора возможно излучение помех
в сплошной полосе от десятков мегагерц (ниже эффективность про-
водников прибора как паразитных антенн становится низкой) и до
частоты в 3...4 раза превышающей 1/Т (где Г—длительность само-
го короткого фронта импульса по уровням от 10 до 90%).
Широкий спектр импульсных сигналов приводит к тому, что в нём
обязательно найдется частота, соответствующая паразитному резо-
нансу проводов прибора. Уровень паразитного излучения на таких
частотах резко возрастает. В самом деле: сложная сеть провод-
ников печатной платы, элементов на ней и подключенных кабелей
не может не иметь нескольких резонансных частот (как антенна),
на которых она является эффективным излучателем (обычно от со-
тен мегагерц). А в широком и сплошном спектре цифровых потоков
142
Глава 5. Электромагнитные помехи
найдутся частоты, соответствующие этим резонансам. Результат:
эффективная (то есть резонирующая) антенна возбуждается на
своей резонансной частоте. Мы предполагаем (см. пример парой
абзацев выше), что проводники являются очень плохой антенной
с низким КПД. Но на резонансной частоте это не так, там может из-
лучаться большая часть подведенного сигнала.
Еще одно следствие быстрых импульсных сигналов: их гармони-
ки тянутся очень далеко вверх по частоте, вплоть до СВЧ. А там у лю-
бых, даже самых физически маленьких элементов, электрическая
(в длинах волн) длина оказывается вполне заметной. Проще всего
это ощутить, используя метод подобия: мысленно снижая частоту,
соответственно увеличивать физические размеры.
Пример 2
FPGA Altera Cyclone II работает на тактовой частоте 150 МГц.
Длительность фронта тактового импульса -1 нс. Длина печатной
дорожки 2 см. Спектр тянется до 1 ГГц (рис. 5.3) и выше. Мыслен-
но уменьшим частоту в 100 раз, до 10 МГц, и соответственно, во
столько же увеличим длину дорожки до 2 м. Представили себе эту
картинку: импульсный генератор со спектром, тянущимся до 10 МГц
и выше, разведенный проводами по 2 метра длиной? А именно так,
с точки зрения паразитных излучений, выглядит печатная дорожка
2 см в довольно медленном по современным меркам цифровом
устройстве.
Есть и третье отличие борьбы с паразитными излучениями от по-
давления паразитного приёма. Уровень паразитных излучений на-
шего прибора зависит не только от того, насколько плохи паразит-
ные антенны, но и от того, какую амплитуду ВЧ сигнала мы на них
подаем. Понятно, что если в приборе вообще отсутствуют генерато-
ры и ключи (например, аналоговый усилитель с трансформаторным
блоком питания), то никаких помех в эфир он не излучит.
Поэтому старайтесь уменьшать амплитуду и частоту напряжений
в вашем приборе до возможного минимума. Не генерируйте избы-
точно больших импульсов и колебаний. Снижайте частоты тактовых
генераторов. Затягивайте фронты импульсов.
Для определения проблемных мест используйте простейший дат-
чик, подключенный к анализатору спектра. Датчик представляет со-
бой однослойную катушку диаметром 2...3 мм из нескольких (5...7)
5.3. Излучение радиопомех нашими устройствами
143
витков, подключенную напрямую к входному коаксиальному кабе-
лю анализатора. Сразу после катушки на кабель надевается поме-
хоподавляющая ферритовая трубка.
Проводя таким датчиком вдоль платы нашего прибора и наблю-
дая уровни спектральных составляющих на экране анализатора,
можно довольно точно найти проблемные (в смысле паразитного
излучения) места и узлы. Весьма желательно при такой проверке
включить в анализаторе спектра пиковый детектор с запоминанием
максимума (Max hold), чтобы не пропустить короткие импульсы.
Другой полезный практический прием пригодится, если по ре-
зультатам испытаний в сертифицированной лаборатории окажет-
ся, что ваш прибор не прошел тест только на одной-двух частотах.
В этом случае удобно сделать полноразмерные резонансные антен-
ны на эти частоты, подключить их к анализатору спектра и смотреть
относительное изменение уровня помех на этих частотах от ваших
модернизаций. И когда удастся уменьшить излучение на проблем-
ных частотах на величину гарантированно большую, чем было пре-
вышение, можно выходить на повторные испытания.
Крайне редко проблема паразитного излучения прибора име-
ет единственную причину. Как правило, таких причин несколько
и все они вносят свой вклад. Например, если ваш прибор имеет
излучение на 20 дБ выше нормы, то для решения проблемы мо-
жет потребоваться десяток исправлений, каждое из которых дает
по 2...3 дБ улучшения. Причем начинать надо с исправления, внося-
щего самый большой вклад. Затем — следующее по величине, и т.д.
до полного решения.
Основная проблема состоит в том, чтобы найти проблемный,
вносящий наибольший вклад в излучение, узел и/или режим ра-
боты. Основным инструментом для этого остается опыт разработ-
чика.
К сожалению, компьютерное моделирование для изучения па-
разитного излучения прибора в большинстве случаев практически
невыполнимо. Полное описание даже одной простой печатной пла-
ты как распределенной структуры требует огромной трудоемкости
и времени вычислений. В большинстве случаев создание такой мо-
дели вообще невозможно, так как в паспорте большинства деталей
просто отсутствуют данные по их паразитным распределенным па-
раметрам на высоких частотах.
144
Глава 5. Электромагнитные помехи
5.3.2. Как сделать ВЧ узел с минимальным
паразитным излучением
Бывают случаи, когда частоту и/или длительность фронтов им-
пульсов снижать нельзя (ВЧ генераторы, скоростные цифровые
устройства). И амплитуду тоже, например, это цифровые уровни
или передатчик с заданной мощностью (неважно, что он передат-
чик: мощность он должен отдать в нагрузку, а сам по себе излучать
не больше допустимого уровня). Такие узлы надо делать с соблюде-
нием правил ВЧ конструирования:
1. Все ВЧ токи должны замыкаться по контуру минимальных фи-
зических размеров с минимальным сопротивлением (считая
индуктивное) в этом контуре.
2. На ВЧ земляная шина платы не обладает нулевым потенци-
алом. Её индуктивное сопротивление оказывается заметным
для того, чтобы на нём выделялось ощутимое ВЧ напряжение
и/или «иголки», соответствующие фронтам импульсов (наблю-
дать это несложно, просто подключите осциллограф к двум раз-
ным точкам земли вашей платы, см. например, рис. 5.13).
3. Все цепи, в которых ВЧ быть не должно (питание, смещение,
управление, измерение) должны быть тщательно отфильтро-
ваны. Причем фильтрация должна быть эффективна вплоть
до верхних частот рабочего спектра (см. п. 5.4).
4. При передаче ВЧ и/или импульсных сигналов с короткими
фронтами надо использовать экранированные и согласован-
ные линии передачи (коаксиальные, микрополосковые между
двумя слоями земли, и т.п.).
Для выявления потенциально слабых (по паразитному излуче-
нию) мест, следует внимательно проанализировать конструкцию
прибора. Выделить на ней контуры протекания всех заметных
ВЧ токов. И сделать так, чтобы эти контура занимали минимальную
площадь и имели бы наименьшую паразитную индуктивность (вклю-
чая шину земли).
Пример
На рис. 5.4 показана монтажная схема выходного каскада пере-
датчика, собранного над сплошной шиной земли. Входные токи II
(через емкость затвор-исток) и 12 (через согласующий резистор R1)
замыкаются через входной источник сигнала и относительно неве-
5.3. Излучение радиопомех нашими устройствами
145
лики. Чтобы минимизировать индуктивность земли в контурах про-
текания этих токов, расстояние между точками заземления Gl, G2
и G4 должно быть небольшим.
Большой выходной ток 14 попадает в резистор нагрузки R3 че-
рез согласующий П-контур С5, L2, С7. Внутри этого П-контура течет
большой (возрастает в Q раз из-за резонанса) ток 15. Небольшой
ток 13 прорывается через высокий импеданс дросселя L1 и замы-
кается на корпус блокировочными конденсаторами С4, С6 .
Так как максимальный ВЧ ток течет в П-контуре С5, L2, С7, то
наиболее коротким и широким должно быть соединение точек за-
земления G6 и G8, желательно соединение нижних выводов С5
и С7 вместе (то есть сведение G6 и G8 в одну точку). Менее жест-
кие (но все равно серьёзные) требования к пути протекания тока
14, то есть к минимальной индуктивности между точками заземле-
ния G4 и G10.
В данном примере наибольшую проблему с точки зрения пара-
зитного излучения представляет конструкция выходного контура от
транзистора до нагрузки. Поэтому этот фрагмент надо выполнять
минимальных размеров, а шину земли между точками G4, G6, G8
и G10 делать короткой и широкой. Нагрузка обязана подключаться
коаксиальным кабелем с хорошим экранированием.
Входной ВЧ ток 12 и ВЧ ток в питании 13 представляют меньшую
проблему (просто потому, что они намного меньше, чем выходные
токи). Тем не менее, это не значит, что их пути можно не уделять
внимания: при длинных петлях узких проводников земли проблемы
могут принести и малые ВЧ токи.
146
Глава 5. Электромагнитные помехи
5.3.3. Паразитное самовозбуждение
Современные активные элементы имеют граничную частоту,
измеряемую гигагерцами. Следовательно, они могут работать как
автогенераторы на сверхвысоких частотах (СВЧ). Причем по соб-
ственной инициативе, когда их об этом никто не просит, а основное
назначение каскада на таком элементе — усиление более низких
частот. Но могут сложиться такие условия, что помимо основной за-
дачи усилительный каскад еще и генерирует СВЧ колебания. Это на-
зывается паразитным самовозбуждением.
Необходимыми условиями возникновения автоколебаний (лю-
бых) является баланс амплитуд (усиление в замкнутом кольце
выше 1) и баланс фаз (общий набег фазы в замкнутом кольце кра-
тен 360°). Усиления обычно хватает (из-за высокой граничной ча-
стоты активного элемента). Для паразитного самовозбуждения оста-
ется сделать:
Обратную связь с выхода усилителя на его вход, чтобы полу-
чилось кольцо.
• Сдвиг фаз в этой обратной связи около 180°, чтобы в сумме со
180° сдвига самого активного элемента (усилители, как пра-
вило, инвертирующие) получились бы требуемые для баланса
фаз 360°.
Величина обратной связи на СВЧ нередко велика. Просто пото-
му, что величина помехи (то есть в данном случае наводка от выход-
ной цепи усилителя на входную) растет с частотой.
А необходимый фазовый сдвиг легко набрать на паразитных ин-
дуктивностях и емкостях, реактивное сопротивление которых прене-
брежимо мало на основной частоте, но заметно на СВЧ. Поскольку
фазовый сдвиг на паразитных реактивных элементах сильно меня-
ется от частоты, то обязательно найдется такая частота, где получит-
ся баланс фаз в кольце. И если на этой частоте усиление в кольце
больше единицы, то каскад возбудится.
Коварство СВЧ самовозбуждения в том, оно нередко почти
не нарушает работу каскада на основной частоте. Хотя растут ис-
кажения и появляются странные броски тока по питанию, но эти
эффекты могут быть небольшими. А в остальном каскад работает
практически нормально. И о его самовозбуждении на СВЧ вы мо-
жете узнать только после теста на уровень паразитных излучений.
5.3. Излучение радиопомех нашими устройствами
147
Для анализа схемы на паразитное самовозбуждение её следует
перерисовать, показав на ней все паразитные элементы: индуктив-
ности (выводов, проводов, дорожек, земли), емкости (самих дета-
лей, между ними и проводниками) и возможные связи между ними.
Затем надо выделить те из них, на которых возможна обратная
связь между входом и выходом активного элемента. Они и будут
наиболее проблемными и им надо уделить максимум внимания.
Пример
На рис. 5.5 показан фрагмент схемы усилителя с рис. 5.4, но
с показанными паразитными индуктивностями выводов (на рис. 5.5
обозначены толстыми серыми линиями и подписаны как Lp) и па-
разитными емкостями (на рис. 5.5 обозначены пунктиром и подпи-
саны как Ср).
Выходной и входной токи одновременно протекают по Lp8, а при
неудачной разводке земли могут и по Lp6. Паразитная емкостная
обратная связь обязательно будет через проходную емкость тран-
зистора Ср2 и возможна через выходную емкость транзистора Срб
при плохом (с заметной паразитной индуктивностью Lp8) заземле-
нии истока VT1.
Таким образом, для уменьшения паразитной связи в данной схе-
ме надо:
Выбирать транзистор с минимальной проходной емкостью.
148
Глава 5. Электромагнитные помехи
• Сделать короткое и широкое заземление истока (для миниму-
ма Lp8).
• Поставить широкую шину земли и так разместить на ней за-
земляемые элементы, чтобы выходные и входные токи не про-
текали бы по общим участкам (особенно через Lp6).
• Свести к минимуму индуктивную (магнитную) связь между па-
разитными индуктивностями входной и выходной цепей.
Но уменьшение паразитной обратной связи на СВЧ имеет свои
пределы. Например, мы не можем полностью устранить проходную
емкость активного элемента, а её импеданс падает с частотой, уве-
личивая не нужную нам связь. Поэтому надо уделить не меньше
внимания снижению усиления нашего каскада на СВЧ. Способов
для этого существует три:
Шунтирование входа и/или выхода небольшими конденсатора-
ми. С таким номиналом, чтобы они почти не оказывали влия-
ние на рабочей частоте, но ощутимо шунтировали СВЧ. Эти
конденсаторы должны быть с минимальной индуктивностью
выводов. Нередко их делают конструктивными (например, как
часть цилиндрической панельки лампы).
Последовательное включение со входом и/или выходом
небольшой индуктивности с низкой добротностью на СВЧ. Вме-
сте с монтажными емкостями они образуют фильтры нижних
частот, срезающие СВЧ. Конструктивно такие индуктивности
чаще всего делаются надеванием на выводы ферритовых бу-
синок. Такие ферриты называются FB (аббревиатура от англ.
ferrite bead — ферритовая бусинка) и обычно имеют большие
активные потери на СВЧ.
Низкоомные резисторы (единицы-десятки ом), включенные
последовательно с паразитными емкостями и индуктивностя-
ми. предназначены для снижения добротности паразитных
СВЧ контуров. Эти резисторы могут работать как часть RC
фильтра нижних частот (если по каким-то причинам нельзя
использовать ферритовую бусинку). Но основное их предна-
значение — снижение добротности паразитных колебательных
контуров на СВЧ. В любом реальном приборе множество па-
разитных СВЧ контуров (взгляните, например, на рис. 5.5),
полностью устранить их нельзя. И может так случиться, что
где-то на СВЧ контур, подключенный к выходу активного эле-
5.4. Внутренние помехи
149
мента, имеет высокий импеданс (а значит, и усиление каскада
там велико). Снизить его можно уменьшая добротность этого
контура, то есть внося в него активные потери. Этим и занима-
ются низкоомные резисторы. Хотя выбрать место их включе-
ния (то есть найти паразитный резонирующий контур) бывает
нелегко.
5.4. ВНУТРЕННИЕ ПОМЕХИ
Нередка ситуация когда прибор мешает сам себе. Одни его узлы
создают помеху на другие собственные же узлы. Это может случить-
ся, даже если прибор проходит тесты по нормам паразитных излуче-
ний. Но эти нормы измеряются на расстоянии 3 или 10 м (п. 1.1),
а детали своей платы расположены значительно ближе. И помеха,
генерируемая нашей платой, на них будет соответственно больше.
Для борьбы с внутренними помехами справедливо всё, напи-
санное в пп. 5.2 и 5.3. Но есть и дополнения. Во-первых, внутри
одного прибора будет ближняя зона излучателей помех (п. 5.1.2).
Во-вторых, взаимная связь между узлами одного прибора будет
заметной не только полому, что они близко друг к другу, но и из-за
того, что они все связаны по шинам питания и земли. Именно эти-
ми двумя аспектами мы и займемся ниже (всё остальное по теме
внутренних помех уже рассмотрено в пп. 5.1—5.3).
5.4.1. Блокировочные конденсаторы
Для отсутствия паразитной связи шина питания по переменному
току должна быть замкнута на корпус. Это в идеале. На практике же
модуль импеданса между питанием и корпусом всегда больше нуля.
На относительно низких частотах (до сотен килогерц) проще все-
го обеспечить низкий импеданс переменному току между питанием
и корпусом применением интегральных стабилизаторов. Их дина-
мическое (то есть переменному току) сопротивление очень мало
(миллиомы) на низких частотах и возрастает до десятых долей ома
на сотнях килогерц.
На высоких частотах используют блокировочные конденсаторы.
Казалось бы, это простой элемент: с ростом частоты импеданс кон-
денсатора должен падать. Но действительность сложнее.
GH
О
Глава 5. Электромагнитные помехи
5.4. Внутренние помехи
151
На рис. 5.6 показаны измеренные частотные зависимости реак-
тивного сопротивления JX четырех разных конденсаторов: 0,1 мкФ,
3,3 нФ, 1000 пФ и 220 пФ. Все эти конденсаторы с выводами при-
мерно по 3...4 мм. Выше определенной частоты (своя для каждого
конденсатора) JX меняет знак и становится положительным. Выше
этой частоты (называемой собственной резонансной) по импедансу
это уже не конденсатор, а маленькая индуктивность, положительное
реактивное сопротивление которой растет с частотой.
Собственная резонансная частота конденсатора зависит от его
емкости, конструкции и длины выводов. Резонанс последователь-
ный, так как емкость конденсатора и его паразитная индуктивность
включены последовательно (см. рис. 5.5). На этом резонансе импе-
данс блокировочного конденсатора близок к нулю.
Результаты, показанные на рис. 5.6, типичны для конденсато-
ров с короткими выводами (3...4 мм). Если длина выводов больше,
то их индуктивность (~1 нГн на каждый миллиметр длины вывода)
добавляется к собственной индуктивности конденсатора, понижая
его резонансную частоту. Такой же эффект дают печатные провод-
ники заметной длины и малой ширины.
У безвыводных SMD (аббревиатура от англ, surface mount
device: детали поверхностного монтажа) конденсаторов из-за от-
сутствия выводов и их паразитной индуктивности резонансные ча-
стоты выше, но не очень намного. Это различие сильнее выражено
у конденсаторов большей емкости, как показано в табл. 5.1.
Таблица 5.1 Собственная резонансная частота конденсатора
Тип конденсатора 0,1 мкФ 3,3 нФ 1000 пФ 220 пФ
С выводами 3...4 мм 4,8 МГц 31МГц 82 МГц 191 МГц
SMD, размер 0805 10 МГц 51МГц 92 МГц 196 МГц
Причина этого в том, что у конденсаторы большой емкости вы-
полняются многослойными. Из-за этого их внутренняя паразитная
индуктивность мала (N параллельно соединенных обкладок умень-
шают индуктивность в N раз). Поэтому общая паразитная индуктив-
ность конденсатора большой емкости определяется в основном
внешними выводами. А у конденсаторов малой емкости есть только
152
Глава 5. Электромагнитные помехи
две обкладки и паразитная индуктивность конденсатора определя-
ется в основном ими, поэтому отсутствие выводов мало повышает
резонансную частоту.
Если ваше устройство работает в относительно узком диа-
пазоне частот, то лучшим в качестве блокировочного будет кон-
денсатор максимальной емкости, у которого собственная резо-
нансная частота немного ниже максимальной частоты в устрой-
стве. При этом модуль импеданса между питанием и корпусом
будет наименьшим.
А вот если спектр сигналов широкий, то заблокировать питание
во всей полосе становится серьёзной задачей. Один конденсатор
любой емкости с этим не справляется. В нижней части полосы вели-
ко его емкостное сопротивление, в верхней — индуктивное.
Очевидным вариантом в этом случае представляется параллель-
ное соединение нескольких блокировочных конденсаторов разной
емкости, с собственными резонансными частотами равномерно
(по логарифмической шкале) распределенными по всей требуемой
полосе. Кажется, что по мере роста частоты выше собственной ре-
зонансной самого большого конденсатора, в дело будут вступать
более высокочастотные конденсаторы меньшей емкости, шунти-
руя собой паразитную индуктивность низкочастотного конденсато-
ра. И в результате во всей полосе импеданс такой системы будет
низким.
Но жизнь опять оказывается сложнее теоретических прикидок.
Посмотрите на пунктирную линию на рис. 5.6. Это измеренный
модуль импеданса системы из четырех параллельно соединенных
конденсаторов 0,1 мкФ, 3,3 нФ, 1000 пФ и 220 пФ. По идее, та-
кая система должна обеспечить отличную блокировку с низким им-
педансом в очень широкой полосе. Но измерения показывают, что
наши ожидания не совсем оправдались. Ниже 20 МГц всё ожидае-
мо: модуль импеданса определяется наибольшим конденсаторам
0,1 мкФ. А вот выше, вместо ожидаемого спада импеданса из-за
«перехвата» более высокочастотными конденсаторами, мы видим
отчетливые резонансные пики. Модуль импеданса на частотах 30,
80 и 160 МГц поднимается до 4...6 Ом. Вместо ожидаемых (исходя
из графиков рис. 5.5 для отдельных конденсаторов) 0...1 ома.
Дело проясняется, если вспомнить, что на этих частотах боль-
шой конденсатор имеет индуктивный импеданс, то есть фактически
5.4. Внутренние помехи
153
эквивалентен катушке. И параллельно этой катушке мы подключа-
ем высокочастотные конденсаторы. Образуется параллельный коле-
бательный контур, импеданс которого на резонансе возрастает. Что
мы и видим на пунктирном графике рис. 5.6: три пика параллель-
ного резонанса (так как между четырьмя конденсаторами есть три
частотных области «стыковки», где импеданс большего индуктивный,
а меньшего емкостной).
Запомним: при параллельном соединении нескольких блокиро-
вочных конденсаторов разной емкости между их собственными
резонансными частотами (последовательного резонанса) обяза-
тельно найдутся частоты параллельного резонанса (индуктив-
ность нижнего+емкость верхнего) на которых суммарный модуль
импеданса подпрыгивает до нескольких ом.
Поэтому, если требуется заблокировать очень широкий спектр
набором конденсаторов разной емкости, то ваш каскад должен
быть рассчитан на то, что на некоторых частотах импеданс шины
питания на землю будет достигать нескольких ом.
Попробуем иной путь блокировки шины питания. Раз параллель-
ное соединение нескольких конденсаторов разной емкости при-
водит к паразитным параллельным резонансам, то соединим па-
раллельно несколько одинаковых блокировочных конденсаторов.
Поскольку их собственные резонансные частоты равны, то парал-
лельный резонанс не образуется. Представляется, что собственная
резонансная частота такого набора не изменится, а полоса блоки-
ровки расширится и вниз (параллельное соединение нескольких
емкостей) и вверх (параллельное соединение нескольких индуктив-
ностей).
Но практика снова не совсем такова, как нам кажется. Посмо-
трите на рис. 5.7. На нём повторен график частотной зависимости
JX конденсатора 0,1 мкФ и наложен измеренный график JX для
пяти параллельно соединенных конденсаторов 0,1 мкФ. На послед-
нем графике есть ожидаемое уменьшение реактивности на низких
частотах: параллельное соединение конденсаторов увеличивает ем-
кость. А вот расширения полосы вверх не произошло. Индуктивная
составляющая выше резонанса идет почти так же, как и для одного
конденсатора. А сама частота собственного резонанса понизилась
с 4,8 МГц для одного конденсатора до 3,6 МГц для пяти параллельно
соединенных. Почему?
154
Глава 5. Электромагнитные помехи
Дело оказывается в том, что при параллельном соединении
нескольких конденсаторов мы физически не можем сделать их вы-
воды одинаковой длины до точки подключения. Один ближайший
конденсатор будет с короткими выводами (и иметь такую зависи-
мость JX, как показана на рис. 5.6 и 5.7 для одного конденсатора).
А вот все остальные конденсаторы будут расположены дальше. Их
выводы (или печатные дорожки к ним) будут длиннее, и соответ-
ственно больше паразитная индуктивность.
Поэтому при параллельном соединении конденсаторов их общая
индуктивность почти не уменьшается. Она определяется наимень-
шей из всех, то есть индуктивностью выводов ближайшего к точке
измерения конденсатора. Из-за этого график JX для пяти конденса-
торов на рис. 5.7 выше 10 МГц идёт почти так же, как и для одного
конденсатора.
5.4. Внутренние помехи
155
Становится понятным и снижение собственной резонансной
частоты: емкость возросла впятеро, а индуктивность уменьшилась
намного меньше, чем в пять раз (из-за того, что соединяются па-
раллельно разные индуктивности: малая ближнего конденсатора
и большие дальних).
Запомним: если блокировочный конденсатор собирается из
большого числа параллельно включенных одинаковых, то собст-
венная резонансная частота одного конденсатора должна быть
выше верхней рабочей частоты каскада. Такое соединение расши-
ряет полосу блокировки вниз, но не расширяет её вверх по сравне-
нию с одиночным конденсатором.
Как лучше выполнять блокировку питания по ВЧ широкополос-
ных каскадов? Зависит от перекрытия (отношения верхней частоты
к нижней).
Если перекрытие по частоте меньше 100...200 (200...400 для
SMD большой емкости), лучший результат дадут несколько оди-
наковых параллельных блокировочных конденсаторов. Возможно
получение очень низкого (менее 1...2 Ом, уменьшается с сужением
перекрытия) модуля импеданса во всей полосе (см. рис. 5.7).
Если перекрытие по частоте больше 500, надо параллельно
соединять несколько конденсаторов разной емкости с разными
собственными резонансными частотами. Но между этими ча-
стотами появятся паразитные параллельные резонансы, на ко-
торых модуль импеданса будет повышаться до нескольких ом
(см. рис. 5.6).
Для устойчивости против паразитного самовозбуждения на
СВЧ (п. 5.3.3), полезно выбирать верхнюю частоту блокировки
в несколько раз выше максимальной частоты спектра полезного
сигнала.
5.4.2. Дроссели
В предыдущем параграфе мы видели, что конденсаторы име-
ют проблемы в широкой полосе частот. Логика подсказывает, что
и дроссели, используемые в фильтрах питания, тоже вряд ли будут
безгрешными. И она нас не обманывает. Проблемы с дросселями
и катушками индуктивности в широкой полосе действительно есть.
Ими мы и займемся в этом параграфе.
156
Глава 5. Электромагнитные помехи
Как и конденсатор, любая катушка имеет частоту собственного
резонанса. Но, в отличие от конденсатора, у катушки этот резонанс
параллельный, так как её паразитная емкость подключена парал-
лельно основной индуктивности (см. рис. 5.5). Точно так же, как
и у обычного параллельного колебательного LC контура, на частоте
собственного резонанса импеданс катушки становится активным
и очень высоким, а выше этой частоты — реактивным и отрицатель-
ным. То есть выше резонансной частоты катушка по импедансу ве-
дет себя как конденсатор малой емкости.
Обратимся к измерениям. На рис. 5.8 показано изменение мо-
дуля импеданса трех дросселей: 39 и 10 мкГн (оба на ферритовых
сердечниках) и 0,5 мкГн (однослойная цилиндрическая катушка без
сердечника). Видна ожидаемая картина: все дроссели имеют часто-
ту собственного резонанса. Она тем выше, чем меньше индуктив-
ность дросселя. Ниже этой частоты JX положительный (то есть импе-
данс как у катушки), выше — отрицательный (как у конденсатора).
У дросселя 39 мкГн неравномерный ход кривой выше резонан-
са обусловлен тем, что из-за малых размеров применена много-
слойная намотка. И видимая неравномерность это следствие меж-
слойных резонансов.
В данном параграфе мы рассматриваем применение катушек
в качестве последовательных дросселей в шине питания (конечно
вместе с блокировочными конденсаторами, подробнее см. следую-
щий параграф). Из рис. 5.8 следует, что в шине питания дроссели
вполне можно применять на частотах сигнала, намного (до 10 раз)
превышающих их собственную резонансную частоту. Да, импеданс
там будет емкостной и его модуль падает, но остается довольно вы-
соким (сотни ом).
В фильтрах питания и для подавления излучения кабелей (под-
робнее об этом ниже, в п. 5.5.4) применяют специфические одно-
витковые катушки: большие ферритовые трубки, надеваемые на
провод. Они делаются или сплошными (ставятся на одиночные про-
водники при изготовлении прибора), или распадающимися на две
половинки с пластмассовой защелкой (надеваются на уже суще-
ствующие кабели), см. рис. 5.9.
Магнитная проницаемость ц и длина таких трубок достаточно ве-
лики, так что даже при одном витке (то есть проводе, проходящем
сквозь трубку) индуктивность составляет от 1 мкГн. Это на низких
1000000
100000
10000
N
I
Ч 1000
о
z
100
0r3 MHz
1 MHz
3 MHz
300 MHz
l4. Внутренние помехи
КИС. 5.8
158
Глава 5. Электромагнитные помехи
частотах. На высоких частотах из-за па-
дения у. реактивное сопротивление JX
растёт не так быстро. Но зато на этих ча-
стотах быстро растут омические потери.
Отчего модуль полного импеданса одно-
го витка на такой трубке остается доста-
точно высоким даже на сотнях мегагерц.
На рис. 5.10 показаны измеренные
частотные зависимости модуля импе-
данса одного витка на трубках, показан-
ных на рис. 5.9. Резонанс наблюдается
только для крупного феррита 1 (около
120 МГц, у остальных он лежит за преде-
лами шкалы). Из-за больших активных
потерь в феррите резонанс выражен
слабо. Также видно, что феррит 3 низкочастотный. Его график от-
клоняется от прямой (соответствующей равной индуктивности) уже
выше 1 МГц, что говорит о заметном падении у с частотой.
5.4.3. Фильтры по питанию
Блокировочные конденсаторы и дроссели, как правило, приме-
няются в фильтрах питания совместно в виде Г-образных фильтров.
На рис. 5.11 приведены измеренные частотные зависимости
трех фильтров. Конденсатор во всех фильтрах одинаковый и состо-
ит из четырех параллельно соединенных 0,1 мкФ, 3,3 нФ, 1000 пФ
и 220 пФ (его импеданс показан пунктирной линией на рис. 5.6).
А дроссели фильтров разные: 0,5,10 и 39 мкГн (их частотные харак-
теристики показаны на рис. 5.8).
Анализ рис. 5.11 позволяет сделать следующие выводы:
• Вид частотной характеристики Г-образных LC фильтров
по питанию определяется в основном импедансом системы
блокировочных конденсаторов.
• Увеличение дросселя дает эффект только на частотах ниже
его резонанса.
• Выше резонансных частот (и дросселя, и конденсаторов) раз-
вязка однозвенного LC фильтра обычно не превышает 40 дБ
и падает с частотой.
l4. Внутренние помехи
сл
СО
о
о
Глава 5. Электромагнитные помехи
5.4. Внутренние помехи
161
Если требуется глубокое подавление в широкой полосе, то
одиночный LC фильтр этого сможет, ни при каком сочета-
нии номиналов. В таком случае надо применять каскадиро-
вание из нескольких фильтров с деталями, чьи резонансные
частоты лежат выше требуемой полосы.
Существуют SMD интегральные керамические фильтры питания,
представляющие собой комбинацию керамического конденсато-
ра и небольшого дросселя. Из-за малых размеров паразитные ре-
зонансные частоты деталей высоки и такие фильтры могут иметь
спадающую частотную характеристику до частот в сотни мегагерц
(выше начинаются те же резонансные явления, что и для обычных
фильтров).
С Г-образными LC фильтрами по питанию связна проблема резо-
нансных выбросов, которая наблюдается в цифровых устройствах
с большим импульсным потреблением тока [7].
Рассмотрим простейший фильтр из дросселя 100 нГн и конден-
сатора 33 нФ, подключенный к источнику, имеющему динамиче-
ское выходное сопротивление 0,6 Ом (например, интегральный ста-
билизатор). На выход фильтра подключен каскад с сопротивлением
100 0м. На первый взгляд, нормальный фильтр для подавления ча-
стот выше 10 МГц.
С этой задачей наш фильтр справляется. Но посмотрим более
низкие частоты. И удивимся: на 2,67 МГц наш фильтр не ослабляет,
а усиливает напряжение. Дело проясняется, если посмотреть на
фильтр как на согласующую LC цепь. Она будет согласована при со-
противлении нагрузки р = Jl/C = 1,7 Ома. А мы нагрузили эту
цепь сопротивлением во много раз большим (100 Ом). То есть
LC согласующая цепь на частоте своего резонанса (2,67 МГц) силь-
но рассогласована, так как работает на слишком большое сопро-
тивление. На ее выходе высокий КСВ. А к чему приводит высокий
КСВ при высоком импедансе, мы знаем: к резонансному повыше-
нию напряжения.
Если в нашей схеме нет сигналов около 2,67 МГц, то ничего пло-
хого LC фильтр и не сделает. И мы не узнаем о его резонансе (ти-
пичная ситуация для аналоговых устройств).
Но ситуация меняется, когда в устройстве имеются потребляю-
щие ток цифровые блоки и/или мощные ключи. Причем тут важно
не столько их потребление, сколько величина и скорость их скачков
162
Глава 5. Электромагнитные помехи
потребления по питанию. Импульс с коротким фронтом имеет
не только широкий, но и непрерывный спектр. В нём обязательно
будет присутствовать и резонансная частота нашего LC фильтра.
И мы получим на выходе «звон» на резонансной частоте. Как это
выглядит во временной области, показано на рис. 5.12 (измерения,
реакция на прямоугольный импульс длительностью 2 мкс, шаг гори-
зонтальной сетки 0,5 мкс).
Чтобы устранить эти резонансные выбросы, выход LC фильтра
надо нагрузить на резонансной частоте его волновым сопротив-
лением. Это сопротивление подключается через разделительный
конденсатор, емкостью в несколько раз большей, чем конденсатор
LC фильтра. В нашем примере подключение к выходу фильтра рези-
стора 1,8 Ом через конденсатор 100 нФ полностью устраняет резо-
нансный выброс.
Не следует думать, что если на схеме нет дросселей в цепи пита-
ния, то и «звону» возникать неоткуда. На схеме индуктивностей мо-
жет не быть. Но паразитную индуктивность всегда имеют печатные
проводники. Для появления эффекта «звона» достаточно даже очень
малых, в единицы наногенри паразитных индуктивностей. Для ори-
ентировки: индуктивность 1 нГн имеет печатный проводник шири-
5.4. Внутренние помехи
163
ной 0,5 мм и длиной всего 1,6 мм. В результате паразитных резо-
нансных частот в системе питания может быть несколько (разные
конденсаторы, разная мина и индуктивность шин питания).
Аналогичный эффект может возникать, когда в цепи питания
имеется паразитный источник широкополосного шума. Например,
стабилитрон. Лавинный пробой (на котором работает стабилитрон)
является источником сплошного и широкого шумового (до сотен
мегагерц) спектра.
И если параллельно стабилитрону подключить резонансный кон-
тур (например, рассмотренный здесь фильтр по питанию или даже
просто одиночный блокировочный конденсатор, см. п. 5.4.1), то на
нем из сплошного шума выделятся синусоида, модулированная
шумом. И мы получим узкополосную шумовую помеху на частоте
резонанса нашей системы питания и/или собственного резонанса
блокировочного конденсатора.
Чтобы этого избежать, лучше не использовать лавинные стаби-
литроны в цепях питания устройств, чувствительных к ВЧ помехам.
Трехвыводные интегральные стабилизаторы и напряжение держат
лучше, и шумовой спекгр не создают.
5.4.4. Помехи по шине земли
В этом параграфе под землей понимается слой или дорожка
печатной платы, металлический корпус прибора и т.п. В общем,
все те проводники, которые на схеме обозначены землей.
В это определение не входят кабели и линии, выходящие из при-
бора (так как их земли подключены к прибору только в одной точ-
ке). Помехи по таким кабелям и линиям (включая их заземленные
экраны и оплётки) будут рассмотрены позже, в пп. 5.5 и 5.6.
Но вернемся к нашему прибору без кабелей и его шине земли.
Напряжение измеряется между двумя точками. В качестве одной из
этих точек принято брать шину земли прибора. Обычно считают, что
на шине земли никакого напряжения нет (везде ноль) и в подроб-
ности не вдаются. А мы вдадимся.
Шина земли это проводник, по которому текут токи. На таком
проводнике нулевое напряжение будет только в одном случае: если
его сопротивление равно нулю (тогда какие бы токи мы там не про-
пускали, падение напряжения будет нулевым).
164
Глава 5. Электромагнитные помехи
Это условие может быть более-менее выполнено только на низ-
ких частотах (хороший, широкий проводник с низким омическим
сопротивлением). Но на высоких частотах даже идеальный провод-
ник имеет индуктивность и, следовательно, реактивное сопротивле-
ние. На этом сопротивлении высокочастотные и импульсные токи
создают вполне заметное падение напряжения. Тем более замет-
ное, чем выше частота (реактивное сопротивление индуктивности
растет с частотой).
Например, на рис. 5.13 показано измеренное напряжение на
шине земли радиочастотного трансивера с цифровой обработкой
сигнала и импульсным блоком питания. Такое безобразие творится
всего лишь на длине 1 см шины земли хорошо спроектированно-
го прибора, отвечающего всем требованиям по электромагнитной
совместимости. Средняя амплитуда помех 100 мВ, но есть и пики
выше 200 мВ: следствие работы цифровой части прибора и им-
пульсного блока питания.
Представьте простую ситуацию: выход одной микросхемы со-
единен с входом другой. А расстояние между корпусами микро-
схем тот же 1 см, на котором происходит показанное на рис. 5.13.
5.4. Внутренние помехи
165
Тогда вторая микросхема на своем входе «увидит» сумму полезного
сигнала и «грязи» рис. 5.13 с шины земли. Если это аналоговые сиг-
налы, то помеха 200 мВ, приложенная к входу второй микросхемы,
скорее всего, нарушит работу прибора. А при неудачной трассиров-
ке земли помехи по шине земли могут вызывать сбои и у цифровых
схем (например, исказив фронт импульса на входе ключа и тем са-
мым сместив момент переключения).
На рис. 5.1.3 отчетливо видно, что помехи выделяются именно
на индуктивности шины земли: чем короче (высокочастотнее) им-
пульс на рис. 5.13, тем больше его амплитуда. Именно так и должно
быть на индуктивности.
Поэтому индуктивность шины земли надо всячески снижать.
А для этого уменьшать её длину и увеличивать ширину. Для печат-
ной платы хорошо один (а лучше даже больше, чем один) из сло-
ев сделать сплошным и назначить землёй. Неразумна идея сделать
землю тонкой и длинной печатной дорожкой (растет индуктивность).
Однако даже если сделать совсем низкую индуктивность слоя
земли, то на очень высоких частотах проблемы падения напряже-
ния вдоль земли это не решит. Допустим, прибор работает со столь
высокими частотами и/или короткими импульсами, что длина вол-
ны этих частот сопоставима с размером шины земли (очень грубо
говоря, от 10% X). Тогда для ВЧ токов даже сплошной, слой земли,
но с размерами в десятки % X будет представлять собой антенну.
С соответствующим антенным синусоидальным распределением
тока и напряжения по гей.
На рис. 5.14 показано распределение токов (штриховыми ли-
ниями) на сплошной металлической квадратной поверхности
(шине земли) с размерами 0,5Х на 0,5Х при источнике ВЧ тока
(на рис. 5.14 показан кружком) в её центре. Это, например, сплош-
ной слой земли печатней платы размерами 15 на 15 см, на которой
в середине заземлен контроллер, генерирующий импульсы с фрон-
тами 1 нс (соответствует частоте 1 ГГц).
Распределение тока на рис. 5.14 отчетливо антенное: максимум
в центре и минимумы по краям. Это значит, что такой слой земли
будет работать как эффективная патч-антенна, излучающая в эфир
большую часть подведенного к ней тока (то есть тока выводов зем-
ли контроллера). То есть все детали платы окажутся прямо на излу-
чающей антенне.
166
Глава 5. Электромагнитные помехи
Помимо этого, на пластине рис. 5.14, как на антенне, в центре
будет минимум напряжения, а на краях максимумы (распределе-
ние напряжения вдоль антенны обратно току). Максимумы эти будут
значительны (антенна резонирует, и напряжения на её концах воз-
растают в добротность антенны раз). Настолько, что это может при-
вести к сбоям даже высокоуровневых цифровых микросхем.
Рис. 5.14
Если размер шины земли значителен в длинах волн, то на ней
возникает повторяющееся синусоидальное распределение токов
и напряжений. Например, на рис. 5.15 показано распределение
ВЧ токов в сплошной квадратной поверхности (шине земли) с раз-
мерами 2А. на 2А, (та же самая пластина 15x15 см, но для токов
импульсов с фронтами 0,25 нс).
Обратите внимание: на высоких частотах, где размеры устрой-
ства в длинах волны становятся заметны, перестают выпол-
няться законы Кирхгофа, особенно их концепция о наличии в схе-
ме единственного нулевого опорного потенциала.
Дело в том, что эти законы справедливы только для случая, ког-
да все электромагнитные поля сосредоточены внутри дискретных
деталей, а сами провода имеют нулевое сопротивление и ничего
не излучают. А у нас на ВЧ то, что мы считаем землей (то есть про-
водником с нулевым потенциалом) на самом деле имеет распре-
5.4. Внутренние помехи
167
деление токов и электромагнитных полей вокруг себя как антенна.
И нам нужны не законы Кирхгофа (они тут неприменимы из-за вы-
хода за пределы их ограничений), а уравнения Максвелла. Именно
моделирующей программой антенн, работающей на уравнениях
Максвелла [11], и вычислены распределения токов, показанные на
рис. 5.14 и 5.15.
Проблема помех по шине земли возникает в основном при
соединении разных каскадов и устройств. И не возникает, если ка-
скад не имеет никаких электрических связей с другими, кроме пи-
тания (например, опорные генераторы, системы ФАПЧ, приемники
с оптических линий связи).
Пример показан на рис. 5.16. От аккумулятора работает им-
пульсный цифровой преобразователь, обеспечивающий питанием
опорный тактовый генератор с ФАПЧ (то есть элемент, чувствитель-
ный к помехам). Поскольку импульсный преобразователь сорит по-
мехами, то мы позаботились об их фильтрации и поставили хоро-
ший фильтр по питанию C1-L1-C2. Будем считать, что это фильтр хо-
роший и на интересующих нас частотах дает высокое подавление.
Посмотрим, что у нас вышло. Помехи по питанию не проходят
сквозь L1. Их подавляет полностью фильтр. Значит шина питания
у нас чистая? Совсем нет. ВЧ токи от импульсного преобразователя
168
Глава 5. Электромагнитные помехи
растекаются по шине земли (на рис. 5.16 показан сплошной слой
земли). И дотекая до С1, проходят сквозь него (он же большой ем-
кости, следовательно, имеет низкое сопротивление на ВЧ) и прями-
ком попадают на шину питания генератора. То есть С1 это прямая
дорога для токов помех с шины земли на шину питания генератора.
Рис. 5.16
Тогда получается, что наш фильтр бесполезен? И да, и нет.
Ответ зависит от того, относительно чего мы считаем поме-
хи. Если наш генератор по слабым (боящимся помех ) сигналам
не имеет связи ни с чем (а его мощный выход помехами уже не по-
вредишь), то для генератора всё хорошо. На его шине питания
имеется точно такое же переменное напряжение (помехи с земли,
пришедшие через С1), то и на его земляном выводе. То есть наш
генератор «не видит» напряжения помех на своем питании: шина
земли и питания «дергаются» помехами одинаково, а разница меж-
ду ними постоянна и неизменна. Генератор работает в комфортных
условиях.
Но картина кардинально изменится, если вместо автономного
генератора будет устройство, требующее связи с другими по линиям
слабых сигналов. Например, ВЧ усилитель, входной сигнал на кото-
рый подается с внешней антенны хорошо заземленным где-то в дру-
гом месте коаксиальным кабелем (не обязательно внешний кабель,
это может быть и просто другой каскад на этой же плате). Пока этот
кабель не подключен, всё будет точно так же, как и описано выше:
5.4. Внутренние помехи
169
ВЧ напряжения на шине питания и земли усилителя будут синфаз-
ными и равными. И усилитель на них никак не отреагирует.
А теперь подключим ко входу кабель. Его оплетка ничего не зна-
ет о наших токах помех по земле и имеет (допустим) чистый нулевой
потенциал. Соответственно, между нашей «грязной» землей и оплет-
кой потекут выравнивающие токи. Которые прямо приложатся ко
входу усилителя и испортят усиливаемый сигнал. Никакая развязка
фильтром питания тут не поможет.
А что поможет? Устранение причины: паразитных токов помех по
шине земли около чувствительного каскада, имеющего связь с дру-
гими. Для этого делают разные шины земли у каскадов, сорящих
импульсным мусором в землю, и чувствительных к помехам анало-
говых каскадов. Например, типичным решением является разделе-
ние в приборе земель цифровой и аналоговой его части.
Но ведь совсем разделить земли нельзя. Должны же остаться
связи хотя бы по питанию, по уровням сигналов управления и т.д.
Поэтому разные земли связывают перемычкой. Но единственной
и в той точке «грязной» цифровой земли, в которой токи ВЧ мини-
мальны (поиск такой точки отдельная и непростая задача).
Пример приведен на рис. 5.17.
Тонкая перемычка или
небольшой резистор
С2
Разрез
Импульсный источник
преобразователь DC-DC
।
9
Ток помехи
Цифровая земля
Точка, в которой токи импульсных помех
по цифровой земле минимальны
Рис. 5.17
Это устройство аналогично приведенному на рис. 5.16, но в ка-
честве питаемого аналогового каскада стоит ВЧ усилитель с подклю-
чением к внешнему кабелю, а шина земли разделена на цифровую
170
Глава 5. Электромагнитные помехи
и аналоговую земли. Соединение между этими землями сделано
перемычкой в единственной точке. В той, в которой токи помех по
цифровой земле минимальны (условно, для рисунка эта точка вы-
брана в левом нижнем углу цифровой земли). Поэтому перетекание
ВЧ токов помех с цифровой на аналоговую землю минимально.
В сложных устройствах бывает несколько разных земель.
Разделение на аналоговую и цифровую земли применяется
не только на платах. В комбинированных микросхемах, имеющих
и аналоговую, и цифровую части (например, в аналогово-цифровых
преобразователях, синтезаторах DDS, комбинированных контролле-
рах и т.п.) имеются отдельные выводы земель: аналоговой (AGND)
и цифровой (DGND). Как раз по описанной выше причине.
Если между цифровой и аналоговой частью устройств в качестве
фильтра для аналоговой части применяется трехвыводной стабили-
затор, то его средний вывод следует соединять с аналоговой землей.
Подробнее о разных землях и способах их соединения в п. 5.6.
Может возникнуть вопрос: раз такие проблемы между аналого-
вой и цифровой землей, то зачем их соединять перемычкой, обе-
спечивающей дорогу токам помех с одной земли на другую? Не луч-
ше ли вместо перемычки, соединяющей разные земли, поставить
дроссель, аналогичный L1 и перерезать им путь для помех?
Вопрос правильный. Именно так и делают когда связь между
чувствительной аналоговой и «грязной» импульсной частью прибора
либо вообще не нужна (аналоговая часть что-то делает своё, функ-
ционально завершенное, не нуждаясь в цифровой части), либо осу-
ществляется только на постоянном токе (то есть только по питанию).
Например, так (с двумя дросселями или с одним двухобмоточным,
п. 5.5.4) делают фильтры помех на входах и выходах импульсных
блоков питания.
Но если требуется передача несимметричного (то есть отно-
сительно земли) сигнала между аналоговой и цифровой частью,
то дроссель в землю включать нельзя. Он окажется включенным
в цепь передаваемого сигнала. Поэтому в такой ситуации прихо-
дится использовать перемычку между землями, несмотря на то, что
по ней пройдет не только сигнал, но и токи помех одной земли на
другую.
Чтобы избежать этой необходимости стараются передавать сиг-
налы дифференциально, то есть симметричной парой. В таком
5.5. Излучение кабелей и линий
171
случае помехи по шине земли сильно ослаблены, так как они одина-
ковы по обоим каналам, а полезным сигналом является разница
между двумя выходами. В случае идеального вычитания и такой же
идентичности каналов подавление помех с шины земли получается
бесконечным. В реальных устройствах можно ослабить эти помехи
от 80...100дБ на частотах ниже нескольких мегагерц до 30...40 дБ
на сотнях мегагерц.
Да, это требует второго канала обработки сигнала и высокой
идентичности каналов. Но зато настолько снижает остроту пробле-
мы помех по шине земли, что например, почти все высокочастот-
ные аналогово-цифровые преобразователи с большой разрядно-
стью имеют только дифференциальные входы.
5.5. ИЗЛУЧЕНИЕ КАБЕЛЕЙ И ЛИНИЙ
Кабели и линии передачи всегда проблемное место для электро-
магнитной совместимости. В силу своих размеров они являются
эффективными антеннами для широкого спектра частот, начиная
с единиц мегагерц.
5.5.1. Дифференциальные
и синфазные токи в линии
Рассмотрим простейшую линию передачи (или кабель, в данном
параграфе это всё равно) из двух проводов. По ней могут протекать
два совершенно разных тока.
Первый — это дифференциальный ток между проводами ли-
нии. Это ток, для передачи которого линия предназначена. От источ-
ника, через первый провод линии ток идет в нагрузку и обратно по
второму проводу линии возвращается к источнику. Дифференциаль-
ные токи каждого из проводов линии /ai и Ad 2 в любом сечении ли-
нии равны по амплитуде и в точности противофазны, то есть Дн =
= -1й2 (это один и тот же ток, сходивший в нагрузку и возвраща-
ющийся обратно, за счет смены направления и возникает минус
У Л12)- С точки зрения внешнего наблюдателя токи ijl и /ц2 в линии
полностью уравновешивают друг друга. Линия только с дифферен-
циальными токами целиком (в любой точке) имеет нулевой суммар-
ный потенциал относительно земли.
172
Глава 5. Электромагнитные помехи
Второй — синфазный ток 1С. Он бывает двух видов:
• Протекает только по одному проводу 1С± (а соответствую-
щего возвратного тока по второму проводу или вовсе нет,
или он заметно меньше тока по первому проводу).
Протекает по обоим проводам линии одновременно в одну сто-
рону. То есть синфазные токи каждого из проводов линии /С1
и 1С2 равны по амплитуде и имеют одинаковую фазу, то есть
Тс1 = 1с2- По сути, для синфазного тока линия представляет со-
бой один провод. Вернее два, включенных параллельно. Ведь
именно в параллельно соединенных проводах текут равные по
величине и фазе токи.
А откуда и куда течет синфазный ток? С дифференциальным то-
ком все ясно. Имеется замкнутая цепь: источник — первый провод
линии — нагрузка — второй провод линии — снова источник. А где
такая цепь для 1С? Ведь любой ток течет по замкнутой цепи. Раз-
беремся на примерах.
Если ток течет только по одному из проводов, то означает только
то, что его путь замыкается где-то помимо рассматриваемой линии,
по другому пути. Этим другим путем может быть:
Какой-то другой провод, находящийся на расстоянии в другом
кабеле. Редко встречающийся случай явной электромагнитной
неряшливости. По-другому трудно назвать идею пустить ток
только по одному из проводов линии или кабеля, а обратный
пустить где-то еще помимо этого кабеля. Образуется петля с то-
ком большой площади, а это плохо и для приема помех, и для
их излучения. Обязательное правило: прямой и обратный токи
должны быть в одном кабеле, в проводах, максимально близ-
ких друг к другу.
Земля. Ведь разные приборы заземлены. И каждый отдельно.
Но Земля (в смысле планета) у нас одна. И по ней могут про-
текать токи. Такой случай показан на рис. 5.18. Для примера,
у правого по рис. 5.18 прибора показаны генерируемые им
помехи по шине земли. Соединив двухпроводным кабелем два
заземленных прибора, мы получим большую рамочную антен-
ну для излучения помех с шины земли (путь синфазного тока по-
казан штрихпунктирной линией). Площадь этой антенны опре-
деляется длиной кабеля и расстоянием от корпусов приборов
до земли. Эта площадь может быть большой. Соответственно
5.5. Излучение кабелей и линий
173
паразитная антенна может быть весьма эффективной. И даже
микроамперные токи помех по шине земли второго прибора
могут привести к тому, что такая система не пройдет по требо-
ваниям на паразитное излучение. Подробнее см. п. 5.6.4.
Ток смещения через пространство, то есть просто излучение
в эфир. Увы, самый распространенный случай. Если длина ли-
нии достигает четверти длины волны, то это уже эффективная
штыревая антенна. Пример показан на рис. 5.19. Это почти
та же система, что и на предыдущем рисунке, но первый при-
бор не заземлен. Межприборный кабель, длиной Х/4 работает
как хорошая антенна, токи смещения которой через простран-
ство замыкаются на землю, а с нее на корпус второго прибо-
ра, генерирующего помехи.
А если и второй прибор на рис. 5.19 не заземлить? Этим мы, ко-
нечно, несколько ухудшим КПД паразитной антенны, так как повы-
сим потери в ВЧ заземлении генератора. Но паразитное излучение
останется. Ведь ВЧ земля не нуждается в контакте с физической
землей (подробности в следующем параграфе 5.6), например пере-
носные радиостанции со штыревой антенной работают и без фи-
зического заземления: хватает размеров корпуса. Более того, если
длина линии кратна полуволне, то ВЧ заземление может быть очень
плохим, практически отсутствовать, но на эффективности такой ан-
тенны это почти не скажется.
174
Глава 5. Электромагнитные помехи
Прибор 1
источник
Прибор 2
нагрузка
Помехи по
шине земли
Рис. 5.19
Поэтому правильным решением является не допускать сколь-ни-
будь заметных синфазных токов по вашим кабелям, чтобы не пре-
вращать их в антенны, излучающие помехи.
Кстати о настоящих антеннах. Синфазные токи в их линиях пита-
ния весьма нежелательны. Они приводят к тому, что линия передачи
частично работает как антенна (оттого в антеннах синфазные токи
еще называют антенным эффектом фидера). А это плохо. Как мини-
мум, с трех точек зрения:
Дополнительная (неучтенная в расчетах и в модели) часть ан-
тенны (то есть её линия питания с синфазным током) приводит
5.5. Излучение кабелей и линий
175
к изменению параметров антенны: диаграммы направленно-
сти и входного импеданса. Получается не то, что мы рассчиты-
вали. И это «не то>' зависит от длины и положения линии пита-
ния (она ведь теперь часть антенны).
На приёме линия питания, снижаясь к зданию и проходя по
нему, собирает помехи от всего оборудования в этом здании.
Она ведь теперь часть антенны. А идет практически рядом
с источниками помех.
• На передаче за счет излучения линии питания возможны по-
мехи оборудованию здания и превышение норм FCC даже для
персонала.
Как возникают синфазные токи в линиях питания антенн? Под-
робно этот вопрос рассмотрен в [1, с. 115-119]. Здесь же описан
этот процесс только кратко.
В симметричных двухпроводных антенных фидерах синфазные
токи возникают, если к такому фидеру подключена несимметричная
нагрузка.
В коаксиальных кабелях синфазный ток всегда течет по внешней
стороне оплетки (из-за скин-эффекта на радиочастотах токи, теку-
щие по внутренней и по внешней стороне оплетки, являются раз-
ными и не связанными друг с другом). Возникает синфазный ток на
оплетке коаксиального чабеля в случае, если оплетка присоединена
к антенне в точке ненулевого напряжения (классическая ошибка:
питать симметричный диполь коаксиалом напрямую).
Наложение синфазного и дифференциального тока в любой
(не только антенной) линии дает следующие эффекты:
Общие токи в проводах становятся разными по величине. На-
пример, в одном проводе течет Zdl> а в другом — Zd2+Tcl-
Поэтому, если в модели антенны с линией передачи вы види-
те разную форму г величину токов в линии, это означает нали-
чие в линии синфазного тока. Тем большего, чем сильнее отли-
чаются токи в её проводах (не забудьте выключить отображе-
ние фазы токов в модели, иначе равные токи = -Td2 будут
показаны в разных направлениях).
Сумма токов во всех проводах линии отличается от нуля. В ли-
нии только с дифференциальными токами они полностью урав-
новешивают друг друга с точки зрения внешнего наблюдателя.
176
Глава 5. Электромагнитные помехи
А вот линия с синфазными токами с его же точки зрения ведет
себя как один провод с током 1С. Поэтому, если на такую ли-
нию мы наденем (сразу на все провода вместе) измеритель-
ный токовый трансформатор, то он покажет наличие тока 1С.
Но об этом в следующем параграфе.
5.5.2. Измерение помех в линии
Дифференциальные помехи это напряжение высокой частоты
между двумя проводами линии, по которым текут прямой /ц1 и об-
ратный -I<j2 дифференциальные токи. Их измеряют ВЧ вольтме-
тром или анализатором спектра. Если основным назначением ка-
беля является передача низких частот, то на входе ВЧ измерителя
используются ВЧ фильтры. Например, для сетевых шнуров питания,
применяют фильтры LISN (см. рис. 1.7).
Измерить дифференциальные помехи легко. Ведь имеются ря-
дом две точки (любые две соседние в кабеле) между которыми
действует напряжение помехи. И достаточно подключить вольтметр
к этим точкам.
А вот с измерением синфазных помех сложнее. Мы имеем толь-
ко один провод с помехой. Его ток замыкается через землю или че-
рез пространство (ток смещения, то есть излучение, например, как
на рис. 5.19 или в фидерах антенн). Второй провод вольтметра тут
подключать или вообще некуда (когда синфазный ток замыкается
через пространство), или его подключение придется сделать такими
длинными проводами, которые сами станут частью излучающей си-
стемы и сильно исказят измерение (когда синфазный ток замыкает-
ся через землю, например как на рис. 5.18).
Иногда пытаются измерить синфазную помеху как напряжение
на обоих проводах линии относительно земли. В качестве земли
используют либо экран кабеля, либо отдельный заземляющий про-
вод (например, желто-зеленый провод в трехпроводной электросе-
ти). Ошибка здесь в том, что эта земля считается имеющей нулевой
потенциал. А на самом деле это не так. Она часть длинного кабеля
и на ней существует обычное антенное синусоидальное распреде-
ление тока с периодом полволны. Поэтому на ВЧ это совсем не зем-
ля, а антенный провод (см. п. 5.6) и методически неверно измерять
относительно него.
5.5. Излучение кабелей и линий
177
Для изучения и измерения синфазного тока проводниках нужен
амперметр переменного тока. Он, в отличие от вольтметра, подклю-
чается в одной точке и не нуждается в земле. А, значит, не имеет
длинных измерительных проводов, искажающих измерение. Поэто-
му синфазную помеху можно измерить только датчиком тока. Это
специальный трансформатор на кольцевом ферритом сердечнике.
Первичной обмоткой этого трансформатора является провод, в ко-
тором мы измеряем ток. Вторичная обмотка состоит из нескольких
десятков витков N, нагруженных на низкоомный резистор с сопро-
тивлением R. Последнее из соображений удобств измерения на ВЧ
почти всегда выбирают 50 Ом.
Поскольку для синфазного тока измеряемый кабель представля-
ет собой один общий провод, с током 1С, то ток во вторичной об-
мотке трансформатора будет в Ic/N. Тогда выходное напряжение
трансформатора будет:
^вых= ('>•!)
1/Вых можно измерить любым вольтметром переменного напря-
жения (тут уже есть две точки для измерения — выводы вторичной
обмотки) и отградуировать его сразу в единицах входного тока 1С.
Датчики переменно'о тока называют еще токовыми трансфор-
маторами. Они используются для измерений синфазного тока от де-
сятков герц до сотен мегагерц. Конечно, такую полосу перекрывает
не один трансформатор, а несколько разных. Полоса одного токово-
го трансформатора зависит от полосы применяемого сердечника
(то есть его материала и размеров), количества витков вторичной
обмотки и составляет обычно пару декад. Это при постоянном ко-
эффициенте передачи, равно отношению числа витков. А если до-
пустить снижение этого коэффициента (то есть снять калибровочную
АЧХ трансформатора), то полоса может быть шире еще раз в 10.
На частоте 50 Гц токовые трансформаторы, измеряющие син-
фазный ток в сетевом кабеле, являются основой устройства защит-
ного отключения (УЗО). УЗО защищают от случайного удара током.
Принцип их действия: токовый трансформатор измеряет синфаз-
ный ток в сетевом шнуре и если этот ток выше заданного порога
(10...100 мА, в зависимости от модификации УЗО), то нагрузка от-
ключается с помощью реле.
178
Глава 5. Электромагнитные помехи
В норме в сетевом кабеле есть только дифференциальный ток.
Сколько тока по фазному проводу тока пришло, ровно столько же по
нулевому в этом же кабеле ушло назад. Синфазного тока нет, токо-
вый трансформатор на выходе не имеет сигнала.
А если в сетевом кабеле появился синфазный ток 50 Гц, это
означает, что токи в фазном и нулевом проводе отличаются по вели-
чине (см. окончание предыдущего параграфа). А куда и по какому
пути может уходить «на сторону» ток 50 Гц? Наиболее вероятно по
пути: фазный провод сети—тело человека—его ноги—земля. Другая
вероятность: пробой сетевого кабеля на корпус прибора и утечка
по пути: фазный провод—корпус прибора—земля (прямо или опять
же через тело человека).
Поэтому УЗО, «отщелкиваясь» при синфазном токе несколько де-
сятков миллиампер, надежно защищает человека в аварийных си-
туациях от поражения электрическим током сети. Именно поэтому
стандарт предписывает иметь УЗО. Да и здравый смысл тоже.
Но вернемся на высокую частоту к нашим помехам. Измери-
тельные токовые трансформаторы на ВЧ почти исключительно вы-
полняются на защелкивающемся ферритовом сердечнике, который
может распадаться на две половинки и затем защелкиваться на
измеряемом кабеле. Пример та-
кого трансформатора показан на
рис. 5.20. Он имеет 20 витков вто-
ричной обмотки, марка феррита
видна на фото. Полоса этого транс-
форматора от 100 кГц до 35 МГц
по уровню неравномерности АЧХ
+1 дБ. При сопротивлении нагруз-
ки вторичной обмотки 50 Ом его
1/Вых = 2,5/с (по формуле (5.1).
Токовым трансформатором
можно измерять и дифференци-
альный ток в линии. Для этого
его надо защелкнуть на один из
проводов линии. Вносимое в линию сопротивление будет в N2 раз
меньше сопротивление нагрузки трансформатора R, то есть весь-
ма мало. Например, для трансформатора рис. 5.20 это будет
50/202 = 0,125 Ома. Большинство линий такой добавки не заметит.
5.5. Излучение кабелей и линий
179
Но столь низкое сопротивление будет только в полосе частот,
в которой работает ферритовый сердечник. На очень высоких ча-
стотах, где сердечник уже не работает, магнитная связь между ис-
следуемым проводом и вторичной обмоткой будет слабой. И мы
внесем в провод не трансформированное сопротивление нагрузки
трансформатора, а большую индуктивность и активные потери сер-
дечника (см. п. 5.4.2).
Но измерять дифференциальный ток токовым трансформатором
неудобно конструктивно. Ведь для этого надо вытянуть один из про-
водов линии наружу, что требует нарушения целостности линии.
Поэтому чаще дифференциальный ток просто вычисляют. Напри-
мер, если линия, нагруженная на 90 Ом (типично для USB) передает
цифровой поток с размахом 3 В (амплитуда, соответственно, вдвое
меньше 1,5 В, а действующее значение еще в 1,4 раза меньше,
то есть 1,07 В), то ясно, что дифференциальный ток не может быть
больше, чем 1,07 В/90 Ом = 11,9 мА.
5.5.3. Интерпретация результатов
В предыдущем параграфе мы измеряли токи в линии. Теперь
встает вопрос: а что делать с этими результатами? Ведь в нормах
на паразитное излучение (п. 1.1) указаны не токи, а напряженности
поля. В этом параграфе мы будем переводить измеренные токи в на-
пряженности поля и рассмотрим, как сразу при измерениях токов
в линии видеть проходит она по нормам излучения помех, или нет.
Для дифференциальных токов два параллельных провода линии
(коаксиальные кабели мы сейчас не рассматриваем) представляют
собой узкую рамочную антенну с равномерным током по рамке.
Напряженность поля Е, создаваемого такой рамкой на расстоя-
нии D:
E = 13,2IdF2£s/D, (5.2)
где
Е — напряженность электрического поля, мкВ/м;
Id — дифференциальный ток, А;
F— частота, МГц;
£ — длина двухпроводной линии, м;
s — расстояние между проводами линии, мм;
D — расстояние от линии, м.
180
Глава 5. Электромагнитные помехи
Подставив в формулу (5.2) измеренную (или вычисленную) вели-
чину Id и измерительное расстояние D (из табл. 1.1), найдем созда-
ваемую напряженность поля. Сравнив её с лимитами табл. 1.1,
определяем: проходит наша линия по паразитному излучению диф-
ференциального тока, или нет.
Но удобнее поступить наоборот: подставить в формулу (5.2)
предельное значение Е на требуемое расстояние D и определить
предельно допустимое значение дифференциального тока данной
частоты в данной линии.
Пример 1
Плохо сделанный (без экрана, не скрученные провода, просто
параллельные, залитые изоляцией) USB кабель длиной 1 м. Рас-
стояние между проводами 0,5 мм. Фронт импульсов 10 нс, что со-
ответствует частоте 100 МГц. Для этой частоты табл. 1.1 разрешает
не более 150 мкВ/м на расстоянии 3 м. Подставив всё это в форму-
лу (5.2), получаем, что дифференциальный ток больше 6,8 мА в дан-
ном кабеле приведет к тому, что в норму мы не впишемся. А, как
мы видели в конце предыдущего параграфа, в USB кабеле диффе-
ренциальный ток может быть больше 10 мА.
То есть кабель действительно плохой.
Формула расчета напряженности поля для короткого провода
с синфазным током выглядит так:
E = 12,6 105 Zc F £/О, (5.3)
где
Е — напряженность электрического поля, мкВ/м;
1С — синфазный ток, А;
F— частота, МГц;
£ — длина двухпроводной линии, м;
D — расстояние от линии, м.
Эта формула отличается от (5.2) двумя вещами:
• отсутствием множителя F S. Он обычно имеет величину
10...100 (скажем, в предыдущем примере 50);
дополнительным множителем 105.
Отсюда следует, что если дифференциальный и синфазный токи
линии одинаковы, то последний создаст поле (то есть паразитное из-
лучение) в несколько тысяч раз больше. Соответственно, во столько
же жестче требования к подавлению синфазного тока.
5.5. Излучение кабелей и линий
181
Пример 2
Возьмем тот же USB кабель, что и в предыдущем примере. Тогда
для той же частоты из формулы (5.3) получим предельно допустимое
значение синфазного тока 3,57 мкА. Почти в 2000 раз меньше, чем
для дифференциального.
При измерениях синфазного тока линии удобно на получаемую
спектрограмму сразу наложить допустимые уровни из табл. 1.1,
пересчитанные по формуле (5.3) с учетом коэффициента передачи
используемого токового трансформатора. Последнее проще понять
на примере.
Пример 3
С помощью трансформатора рис. 5.20 измерим синфазный ток
сетевого шнура длиной 1 м импульсного блока питания с простей-
шим сетевым фильтром. Вторичную обмотку трансформатора под-
ключим к анализатору спектра, имеющему 50-омный вход. В поло-
се 0,1...3,6 МГц получим спектр, показанный на рис. 5.21.
182
Глава 5. Электромагнитные помехи
Теперь на это спектр наложим линии лимитов FCC из табл. 1.1.
Для этого по формуле (5.3) и данным табл. 1.1 найдем, что макси-
мальный ток от 1,705 до 3,6 МГц будет меняться от 420 до 198 мкА
(напряженность 30 мкВ/м на расстоянии 30 м). А от 0,49 до
1,705 МГЦ — от 2,32 мА до 196 мкА (падение напряженности с ча-
стотой от 48 до 14 мкВ/м на расстоянии 30 м).
Умножив полученные токи на коэффициент передачи токового
трансформатора (формула (5.1), равный в данном случае 2,5, полу-
чим напряжения, которые соответствуют верхним границам норм на
входе анализатора спектра. Переведя эти напряжения в dBm (деци-
белы относительно 1 милливатта, стандартная единица измерений
на ВЧ, наш анализатор спектра в этих единицах и показывает). Нане-
сем полученные точки на измеренный спектр и соединим их ломан-
ной линией. Эта ломаная и есть лимит FCC из табл. 1.1, пересчитан-
ный для данного токового трансформатора и данной длины кабеля.
Всё ниже её вписывается в нормы. А выше, увы, нет. На
рис. 5.21 отчетливо видны три пика, на которых наш сетевой шнур
с данным блоком питания не попадает в допустимые границы. Вы-
ходить на испытания по ЭМС с таким устройством нельзя. Вернее,
можно, но бессмысленно. Оно их точно не пройдёт. Устройство надо
дорабатывать.
Надо иметь в виду приблизительность оценки по описанной ме-
тодике. Она не учитывает положения линий в пространстве и импе-
данс, на который они нагружены. Поэтому на итоговые испытания
по ЭМС имеет смысл выходить не раньше, чем когда все пики спек-
трограммы, аналогичной рис. 5.21 (для вашего случая) будут ле-
жать, как минимум, на 10 дБ ниже ломаной линии, пересчитанного
лимита FCC.
Кстати говоря, картина рис. 5.21 не вполне типична. У большин-
ства приборных линий и кабелей в полосе 1...30 МГц преобладают
синфазные помехи. А ниже и выше — противофазные.
5.5.4. Подавление излучения линий и кабелей
5.5.4.1 Подавление излучения дифференциальных токов
Паразитное излучение дифференциальных токов линии может
быть подавлено следующими способами.
1. Скручиванием проводов линии в витую пару. При этом вместо
одной излучающей рамки (при прямых проводах) получается
5.5. Излучение кабелей и линий
183
множество маленьких. Выигрыш здесь достигается за счет
того, что эффективность излучения рамки пропорциональна
площади, то есть квадрату линейного размера рамки. То есть
скрутив исходно прямую линию в N петель, мы уменьшим
излучение каждой рамки в Л/2 раз. Но так как рамок у нас
N штук, то общее излучение дифференциальных токов линии
будет -N/N2, то есть снизится в N раз. И это еще не всё. За
счет скручивания соседние петли излучают противофазно, по-
этому их излучение взаимно компенсируется, ослабляясь при
этом в десятки...сотни раз.
2. Уменьшением расстояния между проводами. Как следует из
формулы (5.2) паразитное излучение дифференциальных то-
ков пропорционально этому расстоянию. Поэтому выбирайте
более тонкую изоляцию. А в плоских кабелях следите, чтобы
провода прямого и обратного дифференциальных токов были
бы рядом друг с другом, а не в разных концах. Например, если
применяется плоский кабель с несколькими сигналами, то
плохая идея сделать землю (то есть обратный провод) на краю
кабеля одним проводником. Правильно в такой ситуации или
использовать сплошной слой земли под всеми сигнальными
проводниками, или (если кабель однослойный) пустить отдель-
ные провода земли рядом с каждым из сигнальных провод-
ников.
3. Экранированием. Заземленный экран вокруг паразитной ан-
тенны намного снижает излучение (п. 4.4).
4. Если линия передает низкочастотные токи (например, сетевой
шнур), то устанавливают фильтрующий конденсатор (а лучше
два: в начале и в конце) между проводами линии. Его емкость
должна быть настолько большой, насколько возможно, чтобы
не шунтировать полезные сигналы в линии. Для шунтирова-
ния в широкой полосе требуется несколько конденсаторов
(п. 5.4.1).
5. Если не хватает конденсатора, устанавливают дифференци-
альные LC фильтры нижних частот (п. 6.2.1) с частотой среза
немного выше максимальной частоты полезных сигналов.
184
Глава 5. Электромагнитные помехи
5.5Д.2 Подавление излучения синфазных токов
Как мы видели в п. 5.5.3, синфазные токи приводят к превы-
шению норм паразитного излучения при гораздо меньших величи-
нах, чем дифференциальные. И если отдельных мер по подавлению
излучения дифференциальных токов может и не потребоваться, то
практически любая линия или кабель должны сразу делаться с уче-
том требований по подавлению излучения синфазных токов.
Для синфазных токов линия представляет собой один провод
(п. 5.5.1). Вторым проводником, замыкающим синфазный ток, яв-
ляется земля или корпус прибора. Следовательно, площадь контура
протекания синфазного тока оказывается значительной (рис. 5.18,
5.19). Поэтому даже совсем маленькие синфазные токи могут да-
вать излучение выше норм.
Дело осложняется тем, что ни один из вышеописанных в
п. 5.5.4.1 способов подавления излучения дифференциального тока
не оказывает никакого влияния на синфазные токи. Способы 1, 2
и 4 направлены на сближение потенциала проводов линии. Но по
синфазному току эти потенциалы и так равны по определению. Спо-
соб 3 (экранирование) теоретически кажется хорошим. Это если
найти землю с нулевым ВЧ напряжением с обоих концов кабеля.
На практике же синфазные токи легко текут по внешней стороне
экранов, не замечая наших усилий по экранированию (подроб-
нее см. п. 5.6). Например, в коаксиальных кабелях синфазный ток
протекает по внешней стороне оплётки. Поэтому по синфазному
току экран часто не столько помогает, сколько служит эффективным
излучателем для этого тока. Особенно, если в длинах волны разме-
ры экрана заметны.
Излучение синфазных токов рассматриваемым кабелем зависит
от того, сколько еще и каких других кабелей и заземлений подклю-
чено к нашему прибору. Ведь синфазный ток — это фактически ан-
тенной ток. Но антенной является не только рассматриваемый ка-
бель, а весь комплекс: прибор, подключенные к нему кабеля, линии
и заземления. И вполне возможна ситуация, когда прибор, прошед-
ший испытания на помехи с подключенным к нему единственным
штатным кабелем (например, внешний импульсный блок питания),
при подключении к нему других кабелей в нормы уже не укладыва-
ется. Причем по-другому (больше) излучает тот же самый кабель,
5.5. Излучение кабелей и линий
185
который будучи единственным «светил» в пределах нормы. Причина:
размеры антенны для синфазных токов увеличились при подключе-
нии других кабелей.
Чтобы ослабить синфазный ток следует поставить на его пути
(то есть на всех проводах линии) что-то, обладающее высоким им-
педансом. Тут вариантов всего два: или малая емкость, или боль-
шая индуктивность. При этом надо не нарушить протекание диффе-
ренциального тока (для него наша линия ведь и предназначена).
Малой емкостью для синфазного тока в двухпроводной линии яв-
ляется развязывающий трансформатор. Точнее говоря, малая ем-
кость между обмотками такого трансформатора. Эта емкость встает
на пути синфазного тока. Минусы этого способа подавления син-
фазных токов:
Подходит только для двухпроводных линий с высокочастотны-
ми дифференциальными (полезными) сигналами.
Подавление падает с частотой, так как снижается реактивный
импеданс межобмоточной емкости.
Второй способ подавления синфазного тока линии — поставить
на его пути большую индуктивность. Для этого всей линией, как од-
ним проводом, мотается (обычно на ферромагнитном сердечнике)
дроссель, называемый развязывающим. Такие дроссели очень эф-
фективны против синфазных токов и потому широко применяются.
Но (как и у всего на свете) у них есть свои недостатки и ограни-
чения.
Идеальный развязывающий дроссель не должен влиять на по-
лезные (дифференциальные) токи в линии. Полностью это выпол-
няется лишь в единственном случае: дроссель намотан коакси-
альным кабелем, передающем ВЧ дифференциальные токи. Из-за
скин-эффекта дифференциальные токи оплётки протекают только
по её внутренней стороне, не выходя наружу. Поэтому любое дей-
ствие с наружной стороной оплётки (например, накручивание её
на феррит) на дифференциальные ВЧ токи в коаксиальном кабеле
никак не повлияет (это справедливо только при качественной оплёт-
ке, не пропускающей дифференциальные токи наружу), так как они
экранированы внешней стороной оплётки. А вот для синфазного
тока по внешней стороне оплетке витки на феррите будут индуктив-
ностью. Если сделать реактивное сопротивление этой индуктивно-
сти большим, то для синфазных токов это будет препятствием.
186
Глава 5. Электромагнитные помехи
Но развязывающие дроссели используют и на неэкранирован-
ных линиях, например, двухпроводных. Тут на ферритовый сердеч-
ник дросселя прямо намотаны провода с дифференциальным то-
ком. Их ничто не экранирует. Любой провод, намотанный на ферри-
те, должен иметь заметную индуктивность. Провода двухпроводной
линии не исключение. Тогда как получается, что развязывающий
дроссель не влияет (при правильной его работе, см. ниже) на диф-
ференциальные токи в линии?
Обратимся к рис. 5.22, на котором изображена двухпроводная
линия с развязывающим дросселем (проводов в такой линии может
быть несколько пар, принцип от этого не меняется).
На рис. 5.22, а показана работа развязывающего дросселя по
дифференциальному току. Представим это дроссель в виде транс-
форматора с индуктивностью каждой обмотки L и взаимной (наве-
денной) индуктивностью между обмотками М. Если обмотки одина-
ковы, а взаимная связь между ними сильна и остаётся стабильной
в широкой полосе, то L= М.
В правой части рис. 5.22,а дана эквивалентная схема развязы-
вающего дросселя по дифференциальному току. Видно, что дрос-
сель практически не влияет, так как L - М = 0. В линию добавляется
только малое омическое сопротивление обмоток. Магнитные поля
5.5. Излучение кабелей и линий
187
от обеих обмоток направлены встречно и взаимно компенсируют
друг друга, поэтому можно не опасаться насыщения сердечника
даже при больших дифференциальных токах.
Для синфазных токов поля взаимной индукции обмоток скла-
дываются, поэтому индуктивность каждой обмотки возрастает на
величину М и составит около 2L. При параллельном соединении
(а по синфазному току они соединены именно параллельно) общая
индуктивность уменьшиться вдвое, то есть составит L. Реактивное
сопротивление дросселя будет 2nfL то есть большим. Кроме того,
в импеданс каждой из обмоток добавляется еще сопротивление по-
терь R(f) в сердечнике, зависящее от частоты.
Получается, по синфазному току дроссель имеет большое ре-
активное сопротивление, а по дифференциальному току близкое
к нулю?
Не совсем. Всё вышеприведённое справедливо, если взаимная
индуктивность между обмотками М равна или почти такая же, как
собственная индуктивность обмоток L. А если М не равно L, то со-
противление дросселя по дифференциальному току L-М становится
больше нуля.
В реальном ферромагнитном сердечнике с повышением часто-
ты возрастают активные потери и снижается магнитная проница-
емость (п. 3.4). В развязывающем дросселе это приводит к двум
эффектам:
1. В каждом из магнитных полей от каждого из дифференциаль-
ных токов линии появляются тепловые потери. Энергия на
это отбирается от дифференциальных токов. Это соответству-
ет внесению активного сопротивления потерь в дифференци-
альные токи. То есть возрастанию потерь полезного сигнала,
передаваемого по линии.
2. Поскольку провода линии разнесены в пространстве, то соз-
даваемые ими отдельные магнитные поля не вполне симме-
тричны относительно сердечника (например, один провод
ближе к левому краю сердечника, другой — к правому). Если
сердечник эффективно работает на рассматриваемой частоте
(он высокочастотный, его домены двигаются много быстрее
периода нашего колебания (п. 3.4), то асимметрия ни к чему
плохому не приведёт. Все домены во всем сердечнике будут
двигаться практически одновременно (на нашей частоте).
188
Глава 5. Электромагнитные помехи
А вот если они опаздывают, то магнитные поля от разных сто-
рон сердечника уже не компенсируются полностью. Просто
не могут, так как они уже не одновременны, то есть между
ними возникает фазовый сдвиг. То есть взаимная индуктив-
ность между обмотками М становится меньше L. Некомпенси-
рованное магнитное поле приводит к индуктивности (то есть
реактивности), вносимой в дифференциальные токи.
На рис. 5.23 показаны измеренные значения дополнительных
дифференциальных активного и реактивного сопротивления, вно-
симых в двухпроводную витую пару с волновым сопротивлением
110 Ом (такие используются для компьютерных сетей) при надева-
нии на неё ферритовой защелки 1 с рис. 5.9.
Видно, что ниже 150 МГц наш развязывающий дроссель из фер-
ритовой защелки почти никак себя не проявляет: почти ноль актив-
ного сопротивления и меньше +J5 реактивного. При передаче по
такой витой паре импульсов с фронтами больше 7 нс влияние дрос-
селя не ощущается.
А вот попытка передать по такой же линии импульсы с фрон-
тами 3 нс обречена на провал. Реактивный импеданс +J45 Ом
5.5. Излучение кабелей и линий
189
на 300 МГц рассогласует линию и приведет к появлению «звона»
на фронтах, что с высокой степенью вероятности приведет к лож-
ным срабатываниям и сбоям данных. Да и добавочное активное
сопротивление 27 Ом передаваемый сигнал не украсит.
По рис. 5.23 отчетливо видно, что проблемы с данным сердеч-
ником начинаются выше 150 МГц. Взглянув на график 1 рис. 5.9,
относящийся к этому сердечнику, мы увидим, что 150 МГц это при-
мерно та частота, с которой частотные свойства сердечника начи-
нают ухудшаться.
Вывод: верхняя рабочая частота сердечника развязывающего
дросселя должна быть не ниже верхней частоты полезных диффе-
ренциальных сигналов в линии (это не относится к коаксиальным
и экранированным линиям с ВЧ сигналами).
Поэтому применяя развязывающий дроссель в линии с высоко-
частотными или скоростными сигналами надо следить за тем, что-
бы его импеданс по дифференциальному току на верхней рабочей
частоте (для цифровых сигналов определяется фронтом импульса)
не превышал бы допустимого для этой линии значения.
Пример
Двухпроводная печатная линия с волновым сопротивлением
90 Ом передаёт по плате прибора сигналы от входного USB разъе-
ма к микросхеме USB контроллера. Длительность фронтоЕ* импуль-
сов 5 нс, то есть спектр до 200 МГц. Поскольку неизвестно какие
USB кабели будут подключаться к прибору, то на плате был постав-
лен SMD двухобмоточный развязывающий дроссель между вход-
ным разъемом и контроллером. Импеданс дросселя по синфазной
составляющей на частоте 200 МГц составлял 800 Ом. Казалось бы,
это хорошо. Но из-за столь высокого импеданса по синфазной со-
ставляющей получался довольно заметный импеданс и по диффе-
ренциальной составляющей. Он составлял около 30 Ом на 200 МГц
и был почти чисто индуктивным. Из-за этого в 90-омной линии USB
появлялось заметное рассогласование и на передаваемых импуль-
сах наблюдались выбросы до V3 от напряжения питания. Это при-
водило к сбоям в работе USB порта. Проблема была решена уста-
новкой другого дросселя с вдвое меньшим импедансом.
Но вернемся к основной задаче развязывающего дросселя: соз-
дать максимальный реактивный импеданс на пути синфазного тока.
190
Глава 5. Электромагнитные помехи
Индуктивность развязывающего дросселя должна выбираться из
следующих соображений:
1. Она должна быть настолько большой, чтобы на низшей пода-
вляемой частоте иметь реактивный импеданс как минимум
в несколько (4...10) раз выше, чем дифференциальное сопро-
тивление между проводами линии.
2. Собственная резонансная частота дросселя (см. рис. 5.8
и 5.9) должна быть не намного ниже верхней подавляемой
частоты.
В случае очень широкой полосы подавляемых частот (цифровые
высокоскоростные линии, например) одновременное выполнение
обоих требований может быть проблематичным.
Если развязывающий дроссель содержит несколько вит-
ков линией на ферритовом кольце, то лучше мотать его линией,
сразу в два провода, так чтобы обмотки лежали одна на другой.
В этом случае связь между ними на высоких частотах будет идти
не через сердечник, а через электромагнитное поле между про-
водами линии, то есть будет стабильной в гораздо более широкой
полосе.
Это та же самая причина, по которой широкополосные ВЧ транс-
форматоры на феррите намотаны либо коаксиальным кабелем,
либо плотно скрученными проводами и не имеют отдельных обмо-
ток в разных частях сердечника. В этом случае взаимная индуктив-
ность М будет более стабильной на высоких частотах.
Если же обмотки дросселя намотать по отдельности в разных по-
ловинах низкочастотного ферритового кольца, то связь между ними
будет только через материал сердечника, то есть падать с частотой
соответственно свойствам сердечника. Такой дроссель будет иметь
для дифференциальных токов импеданс, быстро возрастающий
с частотой (так как М будет падать, а разность L - М расти).
Впрочем, намотка развязывающего дросселя отдельными об-
мотками в разных частях сердечника может быть даже полезна,
если в линии не предполагается полезных высокочастотных диффе-
ренциальных токов. Например, сетевой шнур выше 50 Гц не должен
иметь никаких высокочастотных токов, ни синфазных, ни дифферен-
циальных. И, намотав развязывающий дроссель отдельными обмот-
ками в разных частях кольца, мы подавим не только синфазные, но
и дополнительно еще и дифференциальные ВЧ токи.
5.5. Излучение кабелей и линий
191
Подавление излучения кабелей импульсных источников пита-
ния настолько актуально, что этой теме придется посвятить весь
следующий параграф.
5.5.4.3 Подавление помех
от импульсных источников питания
Импульсные блоки питания в большинстве случаев создают
основную электромагнитную пелену помех в полосе 1...100 МГц,
то есть во всех КВ диапазонах и в начале УКВ. Дело осложняется
и тем, что количество таких блоков исчисляется десятками в одном
жилище (компьютеры, мониторы, освещение, зарядные устройства
и т.п.) и сотнями в одном доме, то есть в ближней зоне КВ антенны.
Даже если предположить идеальный случай соответствия нор-
мам на паразитное излучение всех близлежащих блоков питания,
то сумма нескольких десятков паразитных полей явно будет выше
нормы. И в своём КВ приёмнике вы услышите массу паразитных
сигналов. Которые, по нерушимому закону падающего бутерброда
окажутся на частоте DX. В реальности же среди десятков окружаю-
щих вас импульсных блоков питания найдутся и те, в которых филь-
трация помех сделана плохо, а то и вовсе отсутствует. Один такой
блок может закрыть возможность приёма во всей полосе КВ в ра-
диусе десятков метров. Поэтому имеет смысл знать, как подавлять
паразитное излучение импульсного блока питания, чтобы правиль-
но дорабатывать существующие и выбирать новые.
На рис. 5.24 показана упрощенная схема импульсного блока пи-
тания. Точнее, узел преобразования напряжения показан предель-
но упрощенно, а вот цепи подавления помех, наоборот, полностью.
Показан общий случай питания от трехпроводной (с отдельным
проводом электротехнического заземления) розетки.
Синфазные дроссели Tri и L1 подавляют синфазные помехи,
идущие от нашего блока питания и подключенного к нему устрой-
ства (например, трансивера с антенной) в сетевой провод и далее
в линии электропитания. Это основные элементы подавления помех
в питающей сети. Поэтому они должны быть качественными и об-
ладать высоким импедансом во всей подавляемой полосе, начиная
от частоты переключения транзистора (десятки...сотни килогерц)
нашего блока питания до нескольких мегагерц.
192
Глава 5. Электромагнитные помехи
А в ответственных случаях (чувствительные приемники и их
антенны рядом) — до десятков...сотен мегагерц. Один дроссель это
сделать не может (п. 5.4.2). Поэтому в таких случаях последователь-
но с Tri и L1 включают такие же дроссели, но с индуктивностью
в 50...500 раз меньшей, чем указано на рис. 5.23. Эти дополни-
тельные маленькие дроссели должны иметь настолько высокую соб-
ственную резонансную частоту, чтобы эффективно подавлять верх-
ние частоты требуемой полосы.
Конденсатор С1 подавляет низкочастотные дифференциальные
помехи, идущие от блока питания в сеть. Высокочастотные синфаз-
ные помехи подавляют керамические конденсаторы малой емко-
сти С2 и СЗ, включенные параллельно С1.
Но это не единственная функция С2 и СЗ. Они также заняты по-
давлением синфазной составляющей импульсов переключения на
корпус устройства.
Разберемся с этим подробнее. На стоке силового транзистора
присутствуют прямоугольные импульсы с размахом 300 В (выпрям-
ленное и отфильтрованное напряжение сети) с частотой несколько
десятков...сотен килогерц. Фронты этих импульсов короткие (мень-
ше микросекунды). Во время этих фронтов ключевой транзистор
находится в активном режиме и греется (поэтому фронты стара-
ются сделать короче). Но это расширяет полосу создаваемых по-
мех. И все равно в мощных блоках питания транзистор греется.
Для охлаждения его сажают на радиатор, в качестве которого поч-
ти всегда используется металлический корпус блока питания (про
5.5. Излучение кабелей и линий
193
экранирование не забываем). Транзистор изолируют от корпуса
тонкой слюдяной прокладкой.
А теперь посмотрим, что у нас получилось: транзисторный гене-
ратор прямоугольных импульсов с размахом 300 В и короткими
фронтами через конденсатор в несколько десятков пикофарад (кон-
структивный между стоком охлаждаемого транзистора и корпусом
устройства) подключен к корпусам и блока питания, и питаемого
им устройства. Мы считаем, что это корпус с нулевым потенциалом,
а на самом деле там текут большие ВЧ токи от фронтов переключе-
ния транзистора через конструктивную емкость радиатора. Это при-
ведет к появлению большого синфазного тока (а значит, и помех)
на корпусах всех устройств, подключенных к нашему источнику пи-
тания.
Чтобы такого безобразия не было и установлены конденсаторы
С2 и СЗ. Фронты импульсов со стока транзистора, просочившиеся
через конструктивную емкость радиатора, через эти конденсаторы
и диоды моста (точнее, через один диод, открытый в данный мо-
мент) замыкаются на исток транзистора. Это путь для них оказыва-
ется проще, чем синфазно растекаться по корпусам.
Но проблемы с высоковольтными короткими фронтами импуль-
сов на стоке силового транзистора не кончаются с установкой С2
и СЗ. Есть еще одна паразитная емкость, через которую фронты
этих импульсов растекаются туда, куда им растекаться совершенно
не надо. Это емкость между обмотками трансформатора (показана
на рис. 5.23 штриховыми линиями). Через неё токи этих фронтов
поступают в выходную цепь блока питания. Сразу в оба провода,
то есть как синфазная помеха. Конденсатор С4 замыкает эти токи
на исток транзистора, создавая им более легкий путь для про-
текания.
Конденсаторы С2, СЗ, С4 оказываются включенными между
безопасными для человека цепями (выходами и корпусом источни-
ка) и силовой сетью 220 В. Для обеспечения безопасности людей
пробивное напряжение этих конденсаторов делают очень высоким
(несколько киловольт), а их конструкцию такой, чтобы в случае ава-
рии они обрывались, а не замыкались. Конденсаторы, устанавлива-
емые как С2, СЗ, С4 выпускаются как отдельный тип и называются
Y-конденсаторами. Конденсаторы с маркировкой Y1 рассчитаны на
импульсы до 8 кВ, Y2 — до 5 кВ.
194
Глава S. Электромагнитные помехи
С точки зрения подавления помех, емкость С2, СЗ, С4 желатель-
но иметь побольше. Но надо иметь в виду, что при двухпроводной
сети (или обрыве земли в трехпроводной), выходы и корпус источ-
ника через С2, СЗ, С4 оказываются соединенными с фазой сети.
Поэтому их суммарная емкость должна выбираться так, чтобы утеч-
ка тока 50 Гц на корпус не превышала бы 0,5 мА (неприятно, но
не смертельно). С учетом возможного максимального напряжения
в сети, разброса, температурных уходов и старения, получается
не более 5 нФ.
Рассмотрим ошибки, допускаемые в фильтрации помех импульс-
ных источников.
1. Иногда, для экономии, ставят только один из двух конденса-
торов С2 или СЗ. Идея, на первый взгляд, кажется разумной:
все равно ведь они соединены параллельно через большую
емкость С1. Но, как мы видели в п. 5.4.1 на высоких часто-
тах конденсаторы большой емкости совсем не являются ко-
ротким замыканием, а имеют заметный и индуктивный им-
педанс. Поэтому такая экономия может привести к тому, что
на десятках мегагерц (выше резонансной частоты С1, которая
будет невелика, так как это конденсатор большой ёмкости)
заметно снизится подавление синфазного тока, затекающего
на корпус.
2. Встречается отсутствие С4 (или производитель решает что
можно С4 не ставить, так как в его трансформаторе емкость
мала, или пытливый потребитель выкусывает, чтобы от источ-
ника не пощипывало током утечки 50 Гц через этот конден-
сатор). Внешними цепями не лечится (хотя хороший внеш-
ний развязывающий дроссель по выходным цепям снижает
остроту проблемы), надо ставить С4 на его законное место.
3. Отсутствие С2, СЗ может быть переносимо. Но только выпол-
няются все три следующих условия сразу: сеть двухпроводная,
силовой транзистор не на радиаторе, корпус блока питания
не имеет контакта с корпусами питаемых устройств (пласт-
массовый, например). Если хотя бы одно из условий наруше-
но, С2 и СЗ надо иметь.
4. Установка перемычек вместо основного развязывающе-
го дросселя Tri. Редко, но встречается в дешевых источни-
ках плохих производителей. Экономят. Лечится установкой
5.5. Излучение кабелей и линий
195
нормального дросселя. В крайнем случае, такой дроссель
делается снаружи сетевым шнуром на большом феррите.
5. Перемычка вместо L1. Встречается, увы, часто. Даже у при-
личных производителей. Видимо полагают, что раз в двухпро-
водной сети этот дроссель не нужен (а там он действительно
не требуется, току некуда течь), то обойдется и в трехпровод-
ной. Увы, нет, так как это открывает прямую дорогу в сеть для
синфазных помех (и помех из сети на наш корпус). Исправля-
ется установкой L.1 в разрыв провода между разъемом сети
и платой. На худой конец допустим внешний дроссель на сете-
вом шнуре.
В завершение параграфа рассмотрим частую ошибку, кото-
рая относится не только к импульсным, а ко всем блокам питания.
Нередко слева (по рис. 5.24) от Tri устанавливают дополнительные
конденсаторы, как показано на рис. 5.25 (нумерация деталей со-
впадает и продолжает рис. 5.24).
Фаза^
-220 В
Ноль <
Земля <
L1 1 mH
Они должны блокировать чужие помехи, идущие из сети в наш
источник питания. С5 блокирует дифференциальные помехи и нам
не мешает. А вот С6 и 07, блокирующие синфазные помехи в сило-
вых проводах сети на её земляной провод, могут стать причиной со-
единения по ВЧ корпуса нашего устройства и силовых (фазы и нуля)
проводов сети. Это произойдёт, если среднюю точку С6 и 07, как
показано штриховой линией на рис. 5.25. Делать так нельзя (хотя
печально часто именно так и подключают). ВЧ синфазные помехи
из сети пойдут через 06' и 07 на корпус нашего устройства. И назад:
196
Глава 5. Электромагнитные помехи
синфазные токи нашего устройства (например, трансивера с антен-
ной). Правильное подключение средней точки С6 и С7 должно быть
только к земле трехпроводной розетки, но не к корпусу устройства,
то есть к левому выводу дросселя L1, как показано утолщенной ли-
нией на рис. 5.25.
Если используется двухпроводная питающая сеть, то проверьте,
нет ли в вашем блоке питания конденсаторов с проводов сети на
корпус устройства. И если есть, удалите их, так как это прямая до-
рога для ВЧ синфазных токов из сети в ваше устройство и обратно.
А если сеть трехпроводная, то установите дроссель L1 между кор-
пусом своего устройства и землей сети (он разорвёт путь для син-
фазных токов между ними), а среднюю точку входных конденсато-
ров (06, С7 по рис. 5.25) переместите на землю сети.
Сетевой фильтр, показанный на рис. 5.25, с конденсаторами
С1...СЗ с рис. 5.24 является общим случаем для питания любых
устройств, генерирующих радиочастотные помехи, например КВ
передатчиков.
5.6. ЗАЗЕМЛЕНИЕ
Заземление — важная часть многих устройств подавления по-
мех, цепей безопасности и некоторых антенн. В этом параграфе
мы будем разбираться, что такое заземление и как его правильно
понять и сделать для конкретной задачи.
Заземление — это место, которое может принять втекаю-
щий в него ток, и при этом обладает близким к нулю сопротив-
лением. Ток в заземление втекает, а напряжения нет (или почти
нет). И соответственно, нет (или почти нет) потерь в зазем-
лении.
В этом определении упоминается ток. А токи бывают разной
частоты: от низкой до высокой. И заземления для них должны
быть разными. Различие определяется частотой заземляемого тока.
Смысл заземления в том, что мы соединяем какие-то части на-
шего устройства с точкой (заземлением), напряжение в которой
близко к нулю относительно земли. И хотим, чтобы заземленные ча-
сти нашего устройства также имели бы нулевое напряжение. Иначе
говоря, мы хотим, чтобы на всех заземленных частях напряжение
было бы одинаковым и нулевым.
5.6. Заземление
197
Напряжение будет одинаково по всем соединенным проводни-
кам, только если выполняются следующие условия:
Сопротивление пооводников (проводники, шины, экраны,
грунт вокруг закопанного металла и т.д.) мало на частоте за-
земляемого тока. Причём, не только активное, но и реактив-
ное, например, индуктивности заземляющего провода.
• Размеры этих проводников (проводники, экраны, грунт вокруг
закопанного металла и т.д.) меньше ~1% (граница условна)
длины волны X заземляемого тока. Если это не так, то вдоль
проводников, заметных в X размерах, возникает синусоидаль-
ное антенное распределение тока и напряжения с периодом
в полволны, см. например, рис. 5.15.
Если хотя бы одно из этих условий для тока заземляемой часто-
ты не выполняется, то напряжение на нашем заземлении и под-
ключенных к нему частях устройства, будет не нулевым и меняться
вдоль проводников заземления. Такое устройство будет чем угодно,
кроме заземления.
5.6.1. Электротехническое (защитное) заземление
В технике (за исключением высокочастотной), когда речь идет
о заземлении, чаще всего имеется в виду низкочастотное элек-
тротехническое заземление (ЭТЗ). ЭТЗ должно принимать низко-
частотные токи: 50 Гц от электросети, импульсы грозовых разря-
дов и т.д. Электротехническое заземление принимает токи частот
не выше десятков килогерц, то есть с длиной волны больше не-
скольких километров. Для таких низкочастотных токов сопротивле-
ние грунта хотя и невелико, чтобы он мог считаться проводником,
но все же довольно заметно, чтобы эти токи полностью затухли
в грунте через несколько десятков...сотен метров. Земля (грунт) на
большем удалении не влияет на такое заземление. Токи туда просто
не дотекают, затухая раньше.
Из-за низких частот размер самого ЭТЗ меньше 1% Л. И если
мы для подключения к нему используем провода тоже меньше
1% X (то есть короче нескольких десятков метров), то заземление
будет правильным (есть исключения для грозозащиты, связанное
с большими заземляемыми токами и индуктивностью заземляющих
проводников, но об этом в п. 7.6).
198
Глава 5. Электромагнитные помехи
Основная функция ЭТЗ — защита людей от поражения электриче-
ским током 50 Гц питающей сети. Для этого металлические корпу-
са и части приборов, за которые потенциально могут дотронуться
люди, соединяются с электротехническим заземлением.
При пробое любого из проводов питающей сети на корпус сраба-
тывает дифференциальный автомат (он обязан быть в электрощите)
и отключает сеть. Дифференциальный автомат измеряет разность
токов в проводах фазы и нуля (то есть фактически — синфазный
ток, см п. 5.5.2). Смысл и обязательность его применения в том, что
он срабатывает при токе всего 50...100 мА. А не при 16...25 А как
токовый автомат. Поэтому последствия гораздо менее опасные.
Но возникает вопрос: а зачем в розетке и в проводке нужен тре-
тий провод земли (желто-зеленый, надежно соединенный с ЭТЗ),
если дифференциальный автомат срабатывает от разности токов
в двух других проводах: фазе и нуля? Ведь если эта разность име-
ется (ток из одного этих проводов уходит куда-то на сторону, а не во
второй провод), то дифференциальный автомат сработает и без вся-
кого заземления.
Для ответа достаточно подумать, по какому пути утекает раз-
ностный ток. Если нет третьего провода заземления, то этим путём
может оказаться тело человека. И хотя 50...100 мА скорее всего
не убьёт (особенно, учитывая быстрое отключение дифференциаль-
ного автомата), но весьма болезненно «укусить» может. А если про-
вод заземления есть и он соединен с корпусом прибора, то разност-
ный ток уйдёт туда, а на человека ничего не останется.
И еще часто задаваемый вопрос: в старых домах разводка двух-
проводная, третий провод заземления не предусмотрен. Можно ли
в качестве заземления использовать нулевой провод сети? Тем бо-
лее что на подстанции он обязан быть надежно соединен с электро-
техническим заземлением. В принципе, если вы уверены, что по
дороге от подстанции до вашей розетки никто не поменяет провода
местами, то можно. А если такой уверенности нет, то имейте в виду,
что при такой смене «полярности» вы получите фазу сети на корпусе
прибора. Так что лучше не надо. Делайте и используйте отдельное
электротехническое заземление.
Чтобы ЭТЗ имело низкое сопротивление (то есть напряжение
на нём не повышалось бы заметно при больших заземляемых то-
ках), надо обеспечить малое сопротивление между закопанным
5.6. Заземление
199
металлом и грунтом. Дтя этого увеличивают площадь поверхности
закапываемого металла, и стараются закопать его там, где грунт
влажный (еще лучше достать до водоносных слоёв). Расчет и кон-
струкции ЭТЗ описаны, например, в п. 7.6.1.
5.6.2. Высокочастотное (антенное) заземление
Высокочастотное заземление (ВЧЗ) должно принимать ВЧ токи
на рабочей частоте антенны, и при этом само не излучать (иначе
это будет не заземление, а излучающая часть антенны).
Следовательно, высокочастотное заземление обязано принимать
с близким к нулю сопротивлением токи с частотами единиц...сотен
мегагерц, то есть с длинами волн десятки сантиметров...десятки
метров. Это означает, что провода длиннее 1% X, то есть нескольких
мм... нескольких десятков сантиметров уже будут представлять со-
бой длинную линию с распределением напряжения, то есть портить
заземление нашего устройства.
Поэтому электротехническое заземление в большинстве слу-
чаев непригодно на рель ВЧЗ. Исключение составляет лишь слу-
чай, когда для не очень высоких (< 10 МГц) частот применяется ЭТЗ
в виде множества длинных проводников, разложенных по поверх-
ности влажного грунта или неглубоко (несколько см) закопанных
а заземляемое устройство (например, антенна) находится на уров-
не земли. В таком применении ЭТЗ сработает и как ВЧ заземле-
ние. Такое решение подходит для вертикальной антенны на НЧ лю-
бительские диапазоны. Её радиалы раскладываются по грунту или
неглубоко закапываются.
Во всех остальных случаях низкочастотное электротехническое
заземление из-за высокого импеданса бессмысленно использовать
для заземления ВЧ токов. Надо делать отдельное ВЧЗ.
Здесь следует разделить две разные задачи: широкополосное ВЧ
заземление (отношение полосы к средней частоте >1) и резонанс-
ное ВЧЗ (отношение средней частоты к полосе >~10).
Широкополосное ВЧ заземление не используется на практике
почти никогда. Нет, точку с нулевым ВЧ потенциалом в широкой по-
лосе сделать можно. Например, большая (в десятки X) поверхность
очень хорошо проводящей земли (например, поверхность моря на
КВ или большой лист металла на СВЧ). Или большой (десятки м2)
200
Глава 5. Электромагнитные помехи
диск из сетки на высоте нескольких десятков см над реальной зем-
лей на КВ (ВЧ ток утекает в землю через большую емкость между
этой поверхностью и грунтом).
Но возникает проблема в соединении заземляемого прибора
с широкополосным ВЧ заземлением. Из-за высоких частот даже
короткий проводник между прибором и широкополосным ВЧ за-
землением дает заметное падение напряжения и на заземляемом
корпусе прибора будет уже не ноль. К тому же это падение разное,
в зависимости от частоты (длина соединительного проводника в X
меняется). Поэтому, если ваше широкополосное устройство не мо-
жет быть размещено прямо на ВЧЗ (а это все случаи, кроме ши-
рокополосной антенны, стоящей прямо на земле или на диске за-
земления), то от идеи заземления надо отказаться. Прибор должен
быть устроен так, чтобы ему не требовалось хорошее ВЧ заземле-
ние. Например, использовать дифференциальные линии и сигналы.
Кроме того, если используются несколько разных приборов с ши-
рокополосными сигналами, то плохой идеей является соединить
их корпуса для «заземления» по ВЧ. В кавычки слово «заземление»
в последнем предложении взято потому, что оно в таком случае яв-
ляется не заземлением, а проводником для трансляции токов помех
с одного корпуса на другой.
Резонансное ВЧ заземление применяется как токоприемник
в несимметричных резонансных антеннах типа длинного провода
или GP. Сам излучатель таких антенн имеет только одну клемму. Для
подключения второй клеммы источника, используется резонансное
ВЧ заземление.
Его выполняют как систему симметричных (относительно антен-
ны) Х/4 радиалов, чаще всего поднятых в воздух. Ток с антенны,
втекая в радиалы, расходится по ним от центра в разные стороны.
В результате излучение радиалов взаимно компенсируется, то есть
их входное сопротивление получается низким, что и требуется от за-
земления.
Но так происходит только на частоте, где электрическая длина ра-
диалов равна Х/4. На других частотах входной импеданс радиалов
резко растет, и это уже не ВЧЗ. Следовательно, поднятая система
Х/4 радиалов это резонансное ВЧЗ, исправно выполняющее свою
функцию и при большой высоте над землей и даже в свободном
пространстве. Очевидно, что такое ВЧЗ не является ЭТЗ, так как
5.6. Заземление
201
не имеет никаких контактов с грунтом. Низкочастотным токам тут
втекать некуда.
Как подключить антенну к резонансному ВЧЗ? Только непосред-
ственно. Любой провод между антенной и ВЧЗ будет излучать (его
излучение нечему компенсировать) и, следовательно, станет частью
антенны. При этом изменится импеданс и диаграмма направлен-
ности антенны. А если этот провод не расположен именно как часть
антенны, а например, идет по дому, то это приведет к помехам, как
на приёме, так и на передаче и к снижению КПД антенны за счет
поглощения домом излучения этого провода.
В завершение параграфа, еще раз отметим, что ЭТЗ и Е1ЧЗ
это разные заземления с разными функциями.
ЭТЗ требуется практически всем электроприборам для электро-
технической безопасности. Во многих розетках электросети при-
сутствует третий, заземляющий провод. Это ЭТЗ на роль ВЧЗ непри-
годное.
ВЧЗ требуется лишь некоторым антеннам (таких антенн со-
всем немного: GP, LW, Windom, питаемые с конца диполи) и не для
безопасности, а для правильной работы антенны. То есть для прие-
ма ВЧ тока проводимости от второй клеммы источника и, соответ-
ственно, замыкания цепи питания антенны.
Если по соображениям грозо- и электробезопасности надо за-
землить по низкой частоте антенну, нуждающуюся в ВЧЗ, го требу-
ются два заземления: 343 и ЭТЗ, или совмещающее эти функции
одно заземление (неглубоко закопанные радиалы).
5.6.3. Как заземлять: разными проводами
в одну точку или кратчайшим путём на шину?
И вот мы нашли подходящее для наших условий заземление.
Как соединить с его клеммой наши узлы и приборы?
К решению этого вопроса существует два основных подхода,
обозначенных в заголовке параграфа.
1. От точки заземления по всему устройству (или комплексу при-
боров) идет широкая шина заземления, к которой кратчай-
шим путём заземляются все узлы/приборы.
2. От каждого заземляемого узла/прибора идет свой отдельный
провод в единственную точку заземления.
202
Глава 5. Электромагнитные помехи
Плюсы и минусы обоих способов зависят от величины токов
и верхней частоты спектра сигнала/помех и связанных с этим рас-
пределенной индуктивности и емкости проводников, соединяющих
узел/прибор с заземлением. Точнее говоря, от модуля полного со-
противления этих проводников. Еще точнее, от их реактивности, так
как омическое сопротивление обычно мало.
Если эта реактивность очень низка (то есть у нас низкие часто-
ты), а заземляемые токи малы, то никакой разницы между обоими
способами нет: и на заземлении, и на проводниках, соединяющих
наши узлы/приборы с точкой заземления, ноль напряжения, вне
зависимости от заземляемого тока. То есть заземление полностью
выполняет свои функции. А вот на высокой частоте разница есть.
На рис. 5.26 упрощенно показана схема заземления каждого
узла кратчайшим путём на шину земли. На этом рисунке погонная
индуктивность и сопротивление шины земли показаны в виде от-
дельных элементов.
Недостатков у схемы рис. 5.26 два. Точнее, один, но в двух
неприятных проявлениях:
1. Не одинаковое напряжение на земляных (нижних по схе-
ме) выводах разных узлов. Например, на рис. 5.26 через
L1 + R1 текут токи заземления от всех трех узлов, а через
L3 + R3 — только от третьего. Это приводит к появлению разно-
сти потенциалов между земляными выводами узлов (посмо-
трите, например, на рис. 5.13). То есть к полезному входному
сигналу добавляется паразитный сигнал из-за разности потен-
циалов между землями соседних узлов. Это приводит к взаим-
ным помехам. Но не только.
5.6. Заземление
203
2. Этот паразитный сигнал из-за разности потенциалов между
землями фактически является паразитной связью между ка-
скадами (а погонная индуктивность шины заземления — эле-
ментом этой связи). Это может привести к самовозбуждению
на рабочей частоте или на СВЧ (п. 5.3.3).
Все эти неприятности связаны с погонной индуктивностью об-
щей шины земли. Поэтому при заземлении по схеме рис. 5.26 при-
меняют широкие шины с малой индуктивностью, например, один
из слоев целиком на многослойной плате.
Достоинства схемы заземления рис. 5.26:
1. Нет больших контуров растекания тока по земле. Всё заземля-
ется на шину кратчайшим путём.
2. Между соседними каскадами получается минимальная индук-
тивность земли. А, значит, и минимальная задержка, что важ-
но в высокоскоростных цифровых устройствах.
3. К общей шине земли легко крепятся экранирующие перего-
родки и глухие экраны, которые помимо экранирования ста-
новятся частью шины заземления, чем еще более снижают её
индуктивность.
На рис. 5.27 упрощенно показана схема, где от каждого зазем-
ляемого узла/прибора идет свой отдельный провод в единственную
точку заземления. Если токи заземления отдельных узлов и индук-
тивность их заземляющих проводников примерно одинаковы, то
напряжения на нижних (земляных) выводах всех узлов также будут
равны или мало отлича ъся.
Рис. 5.27
204
Глава 5. Электромагнитные помехи
Преимущества схемы рис. 5.27:
1. Между землями отдельных узлов не возникает разности потен-
циала (или она мала). Значит, не возникает дополнительная
помеха по землям, как в схеме рис. 5.26.
2. Из-за того, что каждый узел заземлен отдельно не возникает
паразитной связи между узлами за счет падения напряжения
на одном проводе от заземляющих токов разных узлов.
Недостатки тоже имеются:
1. За счет большой длины заземляющих проводников они име-
ют заметную индуктивность. Она по сигналу включается по-
следовательно с узлом. Это приводит к двум неприятностям:
повышению ВЧ напряжения на земле узла и дополнительной
задержке сигнала. Первая делает невозможным применение
такой схемы заземления в ВЧ узлах, вторая нарушает работу
высокоскоростных цифровых узлов.
2. Если заземляемые токи узлов и/или длины заземляющих
проводов существенно различаются, то возникает помеха по
землям из-за разности потенциалов между земляными выво-
дами разных узлов.
3. Длинные провода заземления, идущие в одну точку, физиче-
ски могут быть расположены недалеко друг от друга. Поэтому
токи, текущие в них, за счет магнитной связи создают паразит-
ные наводки в соседних проводах. Вследствие чего возникает
паразитная магнитная связь между разными узлами, показан-
ная на рис. 5.27 как взаимная индуктивность М.
4. Длинные провода заземления являются эффективными антен-
нами-излучателями ВЧ токов нашего прибора в эфир.
Видно, что обе схемы заземления имеют свои преимущества
и недостатки, которые проявляются неодинаково для разных при-
менений. Коротко сравним их:
1. Низкочастотные (условно говоря, спектр ниже нескольких ме-
гагерц) и слабосигнальные устройства: аналоговые НЧ прибо-
ры, силовая сеть, защита от молний, прецизионные НЧ изме-
рения и т.п. Преимущество имеет схема рис. 5.27 из-за отсут-
ствия паразитной связи между устройствами и помех по шине
земли из-за малой или нулевой разности потенциалов между
заземляемыми устройствами.
5.6. Заземление
205
2. Устройства с большими (даже низкочастотными) токами
и импульсами, то есть электромагнитно «шумные»: моторы,
реле, силовые преобразователи, импульсные блоки питания,
тиристорные регуляторы и т.п. Большие токи лучше сажать на
землю сразу, не допуская их растекания далеко, так как на
длинном проводе они наведут много и неизвестно куда и к
чему эта наводка приложится. Поэтому тут надо применять
схему рис. 5.26, но с отдельной шиной земли, соединенной
с другими шинами только в одной точке.
3. Цифровые устройства. Они прощают небольшую амплитудную
помеху по входу (пока она не превысит порог переключения),
имеют очень широкий спектр импульсов, но не переносят
неучтенных дополнительных задержек сигнала. Поэтому надо
применят только схему 5.26. Попытка применить схему 5.27
в цифровых устройствах, скорее всего, приведет к «рассыпа-
нию» временной последовательности и появлению сбоев, из-
вестных под названием «иголки по земле», при которых триг-
геры хаотично и непонятно от чего переключаются.
4. Аналоговые ВЧ и СВЧ устройства: усилители, приемники, пере-
датчики. Требуется экранирование отдельных узлов и недопу-
щение паразитной связи между ними за счет растекания то-
ков по земле. Поэтому — только схема рис. 5.26.
Приведенный списск хорош и полезен. Но в реальных устрой-
ствах и системах обычно имеются и ВЧ аналоговые узлы, и скорост-
ная цифровая часть, и слабосигнальная низкочастотная, и «шумная»
силовая (как минимум, импульсные преобразователи питания). Что
делать разработчику системы, если требования по заземлению раз-
ных узлов противоречат друг другу?
Задача решается комплексно. Для разных групп устройств ис-
пользуются свои, отдельные земли, разведенные по разным прави-
лам. Для цифровой части используется своя шина заземления, для
аналоговой и ВЧ части — своя отдельная. Для слабосигнальных ана-
логовых НЧ узлов — отдельными проводниками к одной точке. Си-
ловые «шумные» устройства имеют свой отдельный участок земли.
Все эти разные земли соединяются отдельными проводами в одной
(тщательно выбранной) точке.
Следует предостеречь от распространенной ошибки: использо-
вание для разных шин земли (скажем аналоговой ВЧ и скоростной
206
Глава 5. Электромагнитные помехи
цифровой) разных слоёв многослойной печатной платы. Из-за мало-
го расстояния между этими слоями и их большой площади между
ними в такой конструкции получается очень большая паразитная
ёмкость, через которую ВЧ токи свободно перетекают с одной шины
на другую. А мы делали эти шины для того, чтобы развязать эти токи
друг от друга. Правильно в такой ситуации использовать под шины
земли только один верхний слой, разделив его на разные зоны, как
показано на рис. 5.17. Торцевая емкость тонких слоев минимальна,
поэтому паразитная емкостная связь между ними мала.
В разработке земли реального прибора или системы надо посто-
янно помнить, что то, что мы называем землей, никогда не имеет
нулевого потенциала и является, по сути, элементом паразитной
взаимной связи между разными узлами.
Поэтому даже если ваше устройство имеет только однотипные
узлы (скажем, усилитель НЧ), желательно разделять высокоуров-
невую и слабосигнальную земли, чтобы мощные выходные токи
не создавали помех по земле каскадам, работающим с малыми
сигналами.
В разработке земли прибора полезен эмпирический, но дающий
хорошие практические результаты метод. Временно представьте,
что прибор работает с впятеро большими токами и на впятеро бо-
лее высокой частоте, чем в реальности. А вся земля (проводники
платы, экраны, внешняя земля) выполнена из графита или стали.
И любой ток, протекающий вдоль такой земли, дает заметное па-
дение напряжения. Например, при разработке 200 Вт КВ усилите-
ля мощности, убедите себя, что это 1 кВт усилитель, работающий до
144 МГц. И с этой точки зрения внимательно проанализируйте весь
прибор. Метод не слишком серьёзен, но помогает выявить про-
блемные места.
5.6.4. Петли земли. Выравнивающие токи
Еще одна серьёзная проблема помех с заземлением (как внутри
прибора, так и в межприборном заземлении) называется петлей
земли. Встречается она в двух видах.
Первый, когда проводник заземления на печатной плате или
между приборами образует замкнутую петлю заметной площа-
ди. То есть паразитную рамочную антенну, эффективность кото-
5.6. Заземление
207
рой в первом приближении пропорциональна площади. Поскольку
в цепи заземления могут течь высокочастотные токи, то они возбу-
дят эту антенну. И она будет излучать в эфир. Скорее всего, больше
допустимых норм.
Даже если ваш прибор низкочастотный и излучать ему петлей
земли нечего, то эта же рамка будет работать с одной стороны как
виток, собирающий НЧ переменные магнитные поля (например, от
трансформаторов или моторов), с другой — как паразитная прием-
ная антенна. И по закону подлости может найтись внешний излу-
чатель, с частотой, близкой к собственному резонансу нашей рам-
ки, который наведет в ней достаточный для детектирования сигнал
р-п-переходом (их в любом приборе много). И готова НЧ помеха ва-
шему прибору.
Не следует думать, что выше описана гипотетическая маловеро-
ятная ситуация. Мобильные телефоны работают на длинах волн 33
и 17 см (GSM900 и GSM1800). Чтобы получить резонансную пет-
лю на частоту 1800 МГц достаточно провести контур земли по пе-
риметру печатной платы размером 6x3 см, то есть обычной платы
небольшого прибора. Попробуйте сделать звонок по мобильному
телефону около компьютерных колонок или НЧ усилителя: вы услы-
шите отчетливую помех;/. Это описанный выше механизм.
Эта проблема даже шире, чем просто петля земли. Набрать
рамку паразитной приемной антенны можно комбинируя участ-
ки земли и шин питания: они ведь соединены по ВЧ через блоки-
ровочные конденсаторы. Например, возьмём предыдущую плату
6x3 см. Вверху ее провести проводник питания, внизу - полоску
земли. Соединим их парой блокировочных конденсаторов в начале
и в конце платы. В результате по частоте 1800 МГц получим ту же
самую паразитную рамку с периметром около 17 см, то есть резо-
нансную приемную антенну для излучения сотовых телефонов.
Другой вид проблемы с петлей земли встречается при кабель-
ном соединении разных приборов, подключенных к разным зазем-
лениям. Напряжения на этих заземлениях, скорее всего, не будут
равными (например, вследствие разного сопротивления заземле-
ния и отличающихся заземляемых токов). Такая ситуация показана
на рис. 5.28.
Напряжение на одном заземлении U1, на другом U2. Это экви-
валентно источнику с напряжением Ul - U2, подключенному между
208
Глава 5. Электромагнитные помехи
корпусами приборов (показан на рис. 5.28 серым цветом). Если
теперь соединить корпуса приборов кабелем, то по нему потечет
ток (как синфазный, в зависимости от конструкции линии либо по
всем её проводам, либо по оплётке), стремящийся выровнять раз-
ность потенциалов Ul - U2. Этот ток называется выравнивающим.
Прибор 1 Прибор 2
Линия передачи
Выравнивающий ток
Заземление 1
Напряжение U1
Заземление 2
Напряжение U2
Рис. 5.28
Он приносит следующие проблемы:
1. Если заземляемые токи приборов (а, значит, и разность по-
тенциалов между заземлениями) высокочастотные, то из-за
большой площади петли протекания выравнивающего тока он
эффективно излучается. Скорее всего, с нарушением норм.
2. Если разность потенциалов между заземлениями велика,
то большим будет и выравнивающий ток. Ведь мы фактиче-
ски замыкаем межприборным кабелем накоротко источник
Ul - U2. И ток будет ограничен лишь мощностью этого источ-
ника (а она может быть большой) и сопротивлением кабеля
на частоте выравнивающего тока (а оно может быть очень
низким).
Допустим мы имеем два прибора с электротехническими за-
землениями между которыми есть напряжение 10 В 50 Гц
(типичная ситуация при соединении приборов, подключенных
к разным силовым сетям). Мы соединяем эти приборы кабе-
лем. Первое, что мы увидим при соединении — искру, проска-
кивающую между кабелем и разъемом подключаемого при-
бора. Это скачком выровнялись потенциалы разных земель.
И хорошо, если эта искра прошла с экрана соединяемого
5.6. Заземление
209
кабеля. Потому что выравнивающий ток синфазный. Он пыта-
ется протечь по всем жилам кабеля. И если там окажутся чув-
ствительные входы, на искры не рассчитанные, то они просто
выгорят. Именно поэтому конструкция серьёзных разъемов
такова, чтобы всегда сначала соединялся корпус, а потом все
остальные линии.
* Имеем трансивер, заземленный на силовую сеть дома, под-
ключенный коаксиальным кабелем к внешней антенне, зазем-
ленной на мачту. Кажется, всё хорошо. Но это пока в антенну
не попала молния (допустим, антенна её выдержит, и молния
через мачту и её хорошее заземление уйдет в землю). Из-за
огромного тока (десятки тысяч ампер) молнии даже на очень
хорошем заземлении с малым сопротивлением напряжение
подпрыгивает на сотни киловольт. Столько окажется на оплетке
кабеля около мачты. А другой конец оплетки кабеля присоеди-
нен к заземлению дома. А туда молния не попадала, там на-
пряжение низкое. В результате несколько десятков киловольт
оказываются приложенными к оплетке кабеля. В ней развива-
ется огромный выравнивающий ток, и она разлетится на ку-
ски с частичным испарением. Так проявила себя петля земли.
Впрочем, о молниезащите речь впереди, в главе 7.
Чтобы избегать вышеуказанных проблем, разные приборы од-
ной системы следует подключать к одной земле, по схеме рис. 5.27.
Обратите внимание, иногда встречающийся рецепт отклю-
чить земли от всех приборов, кроме одного, проблемы не решает.
Во-первых, длинные оплетки межприборных кабелей — плохая зем-
ля на ВЧ и другие приборы останутся без ВЧ заземления. Во-вто-
рых, отключение штатного заземления вовсе не означает отсутствие
ВЧ заземления: корпус прибора через конструктивную емкость
вполне может «дотягиваться» до ближайшего ВЧ заземления с дру-
гим напряжением. Вы будете думать, что заземление одно, а на са-
мом деле их будет два, только второе подключено через емкость.
А емкость корпусов приборов на ближайшую заземленную железку
может быть достаточно велика.
Однако бывают ситуации, когда соединяются кабелем со-
всем разные системы, которые нельзя соединить с одним заземле-
нием. В таких случаях, надо разрывать путь выравнивающему син-
фазному току через соединительные линии.
210
Глава 5. Электромагнитные помехи
Если выравнивающий ток высокочастотный, то проблема реша-
ется установкой синфазного дросселя (п. 5.5.4).
При низкочастотных выравнивающих токах и высокочастотных
полезных сигналах применяют развязывающий трансформатор
с отдельными обмотками и малой межобмоточной емкостью, кото-
рый способен работать без заметных потерь на во всей полосе ча-
стот полезного сигнала.
А когда низкочастотны и выравнивающие токи, и полезный сиг-
нал, то применяется оптическая развязка (оптроны).
Пробивное напряжение между входом и выходом оптрона
или между обмотками развязывающего трансформатора должно
быть выше максимально ожидаемой разности потенциалов между
заземлениями.
5.7. ПОМЕХИ ОТ НАШИХ ПЕРЕДАЮЩИХ АНТЕНН
В этом параграфе рассматривается ситуация, когда наша пере-
дающая антенно-фидерная система создает помехи другим уст-
ройствам.
5.7.1. От паразитного излучения
В теории в системе передатчик—фидер—антенна излучает толь-
ко антенна, и лишь заданные частоты. Но на практике не всё столь
гладко. Любой передатчик кроме заданных сигналов создает еще
и нежелательные составляющие. Они делятся на две группы:
1. Всегда присутствующие обязательные сопутствующие продук-
ты нормальной работы исправного передатчика: гармоники
основной частоты, зеркальные каналы преобразования ча-
стот в формирователе, шумовые составляющие синтезатора
и т.п.
2. Паразитные продукты, возникающие при неисправности или
неправильной эксплуатации передатчика. Возбуждение вбли-
зи рабочей частоты или на СВЧ, расширение спектра продук-
тами интермодуляции и рост уровня гармоник при нелинейно-
сти передатчика (неверный режим по постоянному току или
перегрузка сигналом одного из каскадов). Понятно, что такие
продукты не появляются при нормальной работе. Нередко
S.7. Помехи от наших передающих антенн
211
они возникают только при максимальной мощности на пиках
полезного сигнала.
Если возникают нежелательные составляющие второй группы, то
передатчик надо довести до исправного состояния. Установить пра-
вильные режимы (смещение, питание), убедиться, что они не «гуля-
ют» в такт модуляции, устранить перегрузки всех каскадов чрезмер-
ными уровнями полезного сигнала, устранить паразитное самовоз-
буждение как на СВЧ, так и вблизи рабочей частоты (п. 5.3.3).
Самовозбуждение может возникать при плохой экранировке
передатчика и/или при синфазных токах фидера (пп. 5.5.1, 5.7.2).
Выглядит это так: на согласованную поглощающую нагрузку пере-
датчик работает исправно, а при подключении фидера и антенны
«сходит с ума». Причин тому может быть две:
Наводка от излучения антенны через плохо экранированный
(гл. 4) корпус передатчика на его предварительные каскады
усиления. При близко расположенной антенне и большом уси-
лении по выходной частоте в передатчике этого может хватить
для баланса амплитуд (п. 5.3.3) и, соответственно, самовозбуж-
дения.
Синфазные токи с фидера попадают на корпус передатчика и,
растекаясь по нему, могут создать наводку на предваритель-
ные каскады, достаточную для самовозбуждения (п. 5.4.4). По-
скольку синфазный ток фидера зависит от типа и положения
антенно-фидерной системы и её согласования, то такое само-
возбуждение может меняться от настройки антенны, её пере-
мещения в пространстве и положения фидеров.
На исправной технике эти проблемы лечатся правильной экра-
нировкой (гл. 4) передатчика, подавлением синфазных токов в фи-
дерах (пп. 5.5.1, 5.7.2). Если это новый передатчик вашей разработ-
ки, то для повышения его устойчивости имеет смысл снизить общее
усиление по выходной частоте, формируя сигнал с синтезатора или
миксера с большей амплитудой.
Нежелательные составляющие первой группы (обязательные
сопутствующие продукты нормальной работы исправного передат-
чика) снижаются до приемлемого уровня соответствующими филь-
трами (гл. 6). Прежде всего, фильтрами гармоник на выходе пере-
датчика. Это обычные ФНЧ (п. 6.2.1) с заданным уровнем ослабле-
ния высших гармоник. Поскольку через фильтры гармоник проходит
212
Глава 5. Электромагнитные помехи
большая активная мощность (из передатчика в антенну), то LC эле-
менты обязаны выдерживать значительную реактивную мощность
(требуется индивидуальный расчет). Для радиолюбительских КВ диа-
пазонов такие фильтры описаны в [8].
Обычный уровень подавления паразитных составляющих в сиг-
нале передатчика задают -50...60 дБ. Этого (с учетом эффектив-
ности излучения, которая на паразитных частотах низка, так как
антенна на них не рассчитана) обычно хватает, чтобы вписаться
в нормы на паразитное излучение (п. 1.3). Но соответствие нор-
мам нам не поможет, если мы мешаем сами себе. Современные
комплексы, как правило, содержат несколько различных радиока-
налов. И ситуация, когда паразитная составляющая одного пере-
датчика забивает прием другой системы, не так редка. И это случа-
ется не только на мощных передатчиках в сотни...тысячи ватт, где
паразитные составляющие имеют мощность до единиц милливатт
(-50 дБ от 100 Вт это 1 мВт, то есть вполне заметная мощность для
создания помех приему).
Пример
Автомобильный FM модулятор (устройство, предназначенное для
прослушивания музыки с SD карт и USB носителей на встроенный
приемник автомобиля) имеет на выходе маломощный (около 1 мВт)
передатчик FM диапазона. Настроив частоту этого передатчика
в свободное от радиостанций место, можно слушать в FM приемни-
ке свою музыку.
Казалось бы, паразитные составляющие столь маломощного
передатчика ничему помешать не могут. Видимо, разработчики
FM модулятора так и подумали. И поэтому не озаботились их по-
давлением. В результате, если настроить частоту модулятора на
105 МГц, то его 15-я гармоника 1575 МГц почти точно попадает на
частоту GPS 1575,42 МГц. Выглядит это так: при включении FM мо-
дулятора, навигатор автомобиля теряет определение своего положе-
ния, так как прием со спутников GPS нарушен. Конечно, мощность
гармоник модулятора очень мала, микроватты. Но его передающая
антенна находится в метре от приемной антенны чувствительного
приемника навигации. И этого оказывается достаточно для наруше-
ния работы приемника.
То же самое происходит с приемниками ГЛОНАСС (1602 МГц)
при настройке модулятора на 106,8 МГц.
5.7. Помехи от наших передающих антенн
213
В случаях, подобных описанному в примере, требуется дополни-
тельная фильтрация по мешающей составляющей отдельными ре-
жекторными фильтрами (п. 6.1).
На СВЧ в качестве такого фильтра на одну частоту нередко ис-
пользуется А./4 линия. Такая линия, разомкнутая на конце, на дру-
гом конце эквивалентна короткому замыканию [1, с. 53]. А корот-
козамкнутая на конце -- изолятору. Поэтому на выходе передатчика
ставится разомкнутая линия с электрической длиной четверть вол-
ны той частоты, которую надо подавить. А на входе приемника — ко-
роткозамкнутая на конце линия с длиной четверть волны принима-
емой частоты.
Если надо подавить не одну частоту, а относительно широкую по-
лосу частот (например, ТВ канала), то используют более сложные
режекторные фильтры с двумя Х/4 линиями для разных частот [9].
Подавление всех остальных паразитных составляющих первой
группы (продукты нормальной работы исправного передатчика)
кроме гармоник осуществляется в предварительных каскадах пере-
датчика улучшением спектральной чистоты формирователя или син-
тезатора. Например, фильтрами (гл. 6) и/или выбором более «чисто-
го» режима работы формирователя.
5.7.2. Синфазный ток фидера
В теории фидер только обеспечивает подвод ВЧ энергии к ан-
тенне, а сам не излучает. На практике же фидер может работать
как часть антенны и, соответственно, излучать. Происходит это из-за
появления в фидере синфазного тока. Он приносит много проблем
и в передающей, и в приемной антенне.
На передаче, часть тока антенны потечет по линии питания, ко-
торая начнёт излучать (то есть фактически). А проходит линия пита-
ния обычно вблизи здания со многими приборами, или через него.
И даже если её излучение невелико это не спасёт. Слишком она
близко ко всем приборам-приёмникам помех.
На приёме ситуация будет ничем не лучше. Линия питания, ра-
ботая как один из проводов антенны, успешно примет помехи, из-
лучаемые теми же приборами внутри здания (например, импульс-
ными блоками питания, цифровыми приборами и сетями, прочей
техникой). Даже если эти помехи малы и соответствуют нормам,
214
Глава 5. Электромагнитные помехи
нашему приему они навредят. Для это ведь много не надо. Фидер
(а в данном случае это провод антенны) проходит совсем рядом
с источниками помех.
Поэтому с синфазным током фидера надо бороться. Всегда? Нет.
Он не возникает, если весь антенно-фидерный тракт однотипен (или
полностью симметричен, или полностью несимметричен с одной за-
земленной клеммой) и фидер не принимает участие в излучении.
Это возможно всего в двух случаях:
1. Симметричная антенна (например, диполь), питается в центре
симметричным фидером. Этот фидер на длине как минимум
в 1...2Л, идет так, что на него нет наводки от излучения антен-
ны (см. п. 5.7.2.1). Фидер внизу подключается к симметрично-
му выходу передатчика.
2. Несимметричная вертикальная антенна стоит на земле, на
которой разложены противовесы. Питается подземным коак-
сиальным фидером. Глубина залегания фидера больше глуби-
ны проникновения волны рабочей частоты в грунт (единицы
метров для 1,8 МГц, десятки сантиметров для 28 МГц, зависит
от свойств земли, в первую очередь её проводимости). Если
глубина залегания кабеля меньше, он должен быть заключен
в металлическую трубу. Под землей кабель должен уйти от ан-
тенны на расстояние не меньшее 1...2Х.
Очевидно, что оба случая редки. Поэтому в реальных конструк-
циях антенно-фидерных систем практически всегда надо принимать
меры борьбы с синфазными токами фидера.
Борьба с уже возникшим синфазным током линии описана
в п. 5.5.4. А здесь мы сосредоточимся на том, как конструировать
антенны и узлы их питания, чтобы синфазный ток в фидере не воз-
никал бы или был минимален.
Синфазный ток в фидере возникает от двух разных причин:
1. Наводка на фидер от излучения антенны.
2. Прямое затекание тока с проводов антенны на провода фи-
дера.
В такой последовательности мы их и рассмотрим.
5.7. Помехи от наших передающих антенн
215
5.7.2.1. Наведенный на фидер излучением антенны
Допустим, мы подключили фидер к антенне столь грамотно, что
ток с неё прямо не затекает на фидер, и не создает синфазного тока
в нём (см. п. 5.5.1). Совсем не затекает (полностью это недостижи-
мо, но предположим для чистоты мысленного эксперимента).
И что, синфазного тока в фидере не будет? Увы, далеко не всег-
да. Мы ведь о радио речь ведем. О передаче энергии через про-
странство. Это конечно замечательно, что волна, излученная нашей
антенной, пройдя десятки, а то и десятки тысяч км наведет в другом
проводе (именуемом приёмной антенной) ток. Но, скорее всего на-
много ближе (в радиусе 1...2Х) от нашей антенны имеются какие-то
провода. Линия питания, мачта, оттяжки, другие антенны, силовые
и телефонные сети и т.п. И поле антенны (особенно в ближней зоне)
точно также наведет токи и в них.
Поэтому каждую металлическую часть в радиусе до 1...2Х надо
рассматривать как потенциальный пассивный элемент (то есть
часть) нашей антенны. Радиус 1...2Х условен и зависит от количе-
ства и размеров окружающего металла (в режиме приёма — от ве-
личины токов помех в этом металле).
Даже если вокруг нашей антенны нет лишних проводов, то фи-
дер все равно есть. И он расположен близко к антенне. Поэтому ос-
новное излучение антенны наведет в фидере синфазный ток 1Н- Он
будет синфазным потому, что для поля нашей антенны внешняя сто-
рона коаксиального кабеля или оба провода двухпроводной линии
будут «выглядеть» как один провод, то есть как паразитная антенна.
Величина тока наводки JH зависит от величины связи по полю
между двумя антеннами: нашей основной и паразитной из фидера.
Точно так же, как между любыми двумя антеннами эта связь зави-
сит от:
1. Расстояния межд/ антеннами. Тут мы ничего сделать не мо-
жем: фидер обязан вплотную подходить к нашей антенне.
2. Взаимного положения диаграмм направленности обеих ан-
тенн. Связи не будет, если одна антенна находится в миниму-
ме ДН другой антенны. И очевидно, что связь будет ненулевой,
если антенны «освещают» друг друга, хотя бы частично. Если
две антенны близко, то надо учитывать не форму ДН излуче-
ния, а распределение полей в ближней зоне обеих антенн.
216
Глава 5. Электромагнитные помехи
3. Точности настройки в резонанс обеих антенн. Максимальная
связь будет, когда обе антенны резонансные. Наша антенна
обязана резонировать. А вот паразитная антенна из фидера
не только не должна резонировать на нашей частоте, а напро-
тив, быть максимально расстроенной.
Разберем этот список подробнее. С первым пунктом (расстоя-
нием от нашей антенны до фидера) сделать ничего нельзя. Фидер
должен подходить вплотную к нашей антенне.
А вот пункт второй (взаимное положение диаграмм направ-
ленности нашей антенны и паразитной антенны синфазного тока
фидера) от нас зависит.
Пусть наша антенна это полуволновый диполь, высоко подвешен-
ный над землей. Его ДН имеет вид восьмерки с минимумами вдоль
полотна. Чтобы фидер попал в минимумы ДН такого диполя, он дол-
жен подходить к нему сбоку. Действительно, в J-антенне (представ-
ляющей собой полуволновый диполь, питаемый с конца через чет-
вертьволновый трансформатор из двухпроводной линии) наводка от
диполя на фидер невелика (но ненулевая). Причина: поле ближней
зоны диполя в направлении провода не имеет нуля (как в дальней
зоне) и поэтому слегка возбуждает расположенный рядом провод.
То же самое относится к антенне длинный провод, питаемой
с конца: если её фидер идет как продолжение антенны (в одну ли-
нию с ней), то наводка на него невелика. Диаграмма направленно-
сти длинного провода имеет минимум вдоль провода.
Но полуволновый диполь чаще всего питают в середине (это
удобнее по входному сопротивлению). А там максимум его излуче-
ния. И в нем оказывается фидер. Чтобы исключить на него навод-
ку /н надо сделать так, чтобы ДН фидера по синфазному току имела
бы минимум в направлении диполя. Сделать это не очень сложно.
Достаточно вспомнить, что любая линейная проволочная антенна
имеет минимум ДН вдоль своего провода. В нашей ситуации это
означает, что фидер обязан быть перпендикулярен диполю. Тогда
диполь оказывается в минимуме ДН фидера (по синфазному току)
и наводка 7Н будет минимальной. Кроме того, из-за взаимно пер-
пендикулярного расположения антенн они оказываются развязан-
ными по поляризации, что дополнительно ослабляет наводку в де-
сятки раз.
5.7. Помехи от наших передающих антенн
217
Следовательно, для исключения синфазного тока /н в фидерах
симметричных антенн надо, чтобы фидеры шли перпендикуляр-
но полотну антенны на длине минимум 1...2Х. И заворачивали бы
в сторону только под землей или внутри поглощающего здания (туда
электромагнитная волна почти не проникает, и потому заметной на-
водки дать не может). Практически эта рекомендация выполняется
редко. Следовательно, наведенный синфазный ток 1Н на фидерах
симметричных антенн почти всегда присутствует.
На несимметричных антеннах ситуация еще хуже. Если на сим-
метричных антеннах имеется хотя бы теоретическая возможность
избежать появления /н (перпендикулярный отвод фидера на длине
1...2А,), то у несимметричной антенны нет даже такой возможности.
Возьмем полуволновый диполь, с неодинаковыми плечами
(то есть запитаем его асимметрично). Здесь ни при каком положе-
нии фидера и его ДН по синфазному току принципиально невоз-
можно сделать так, чтобы минимум ДН фидера смотрел бы точно
в середину питаемого диполя. Просто потому, что для этого фидер
должен «смотреть» в середину диполя. А он подключен где-то в сто-
роне от этой точки.
Оптимальным с точки зрения минимизации 1Н является пи-
тание симметричной антенны перпендикулярным ей на длине
1...2Х фидером и отвод его в сторону под землей или внутри
здания.
Больше всего мы можем влиять на пункт третий вышепри-
веденного списка: расстроить подальше от рабочей частоты резо-
нансы фидера по синфазному току. Ведь максимальные токи наво-
док /н протекают при попадании длины фидера в резонанс. Это про-
исходит, когда его электрическая длина по синфазному току кратна
нечетному числу Х/4, если фидер заземлён с одного из концов,
и кратна Х/2 — если не-.
Изменять длину фидера, как правило, нельзя (меньше расстоя-
ния от передатчика до антенны он быть не может, а чрезмерно удли-
нять его невыгодно с точки зрения КПД). Хотя добавить пару метров
фидера (чтобы вывести его из резонанса) может быть разумным
решением.
Но чаще поступают по-другому. Не трогая физические разме-
ры, изменяют электрическую длину фидера по синфазному току.
Для этого электрически «разрезают» его на короткие куски длиной
218
Глава 5. Электромагнитные помехи
по Л/6...А/8. Эти куски столь короткие и так далеки от резонанса,
что наводка на них получится небольшой даже при их попадании
в сильное поле.
Чтобы сделать это с коаксиальным фидером, достаточно устано-
вить на нем ферритовые развязывающие дроссели (п. 5.5.4) через
Х/6...Х/8. Реактивное сопротивление дросселей на низшей частоте
должно как минимум в несколько раз больше волнового сопротив-
ления фидера. Качество феррита для дросселей на коаксиальном
фидере не очень критично. Ток по внешней стороне оплетки коак-
сиального кабеля в любом случае паразитный. И в него можно вно-
сить не только индуктивное сопротивление, но и активные потери.
На КПД фидера это не скажется.
С двухпроводной линией ситуация иная. Феррит развязывающе-
го дросселя такой линии обязан работать с малыми потерями на ра-
бочей частоте. Активные потери в феррите в данном случае добав-
ляются к потерям в линии (п. 5.5.4). Поэтому требуется применение
хороших высокочастотных ферритов.
Развязывающий дроссель из двухпроводной линии без феррита
(просто катушка однослойная цилиндрическая катушка, намотан-
ная линией) получается довольно большим. Поскольку двухпрово-
дная линия обычно работает с высоким КСВ, то реактивное сопро-
тивление дросселя должно быть в несколько раз выше произведе-
ния максимального КСВ на волнового сопротивления линии, то есть
составлять единицы килоом, поэтому линией требуется намотать до-
вольно большую индуктивность.
Для измерения тока 1Н в коаксиальном фидере удобно пользо-
ваться трансформатором тока, описанным в п. 5.5.2. А для изме-
рений двухпроводной линии нужен аналогичный трансформатор на
большом ферритовом кольце, внутренний диаметр которого больше
расстояния между проводами линии.
5.7.2.2. Затекающий на фидер с антенны
Дифференциальный (то есть полезный, основной) ток с верхнего
конца фидера вытекает на антенну. Но не только. Часть этого тока
пытается снова затечь на фидер, но уже как синфазный (то есть ан-
тенный) ток. И трудно винить в этом ток. Он ведь не знает, что имен-
но из подключенных к верхнему концу фидера проводников мы
5.7. Помехи от наших передающих антенн
219
считаем антенной. И затекает везде, куда сможет. Не делая ника-
ких различий: антенна это или фидер. Для него и то, и другое прово-
да. Это мы должны позаботиться о правильной конструкции антен-
но-фидерного тракта. Такой, которая бы «объяснила» току, что ему
не нужно идти, как синфазный, в фидер. Это можно сделать тремя
способами, в зависимости от сочетания типов антенны и фидера.
1. Антенна и линия питания одного типа. При этом синфаз-
ный ток на фидер вообще не затекает. Это всего два варианта:
Симметричная антенна, питаемая симметричной двухпро-
водной линией. Напряжения в точках питания такой системы
относительно земли в точности одинаковы и противофазны.
Поэтому, любой ток, пытающийся затечь на один из проводов
фидера как синфазный, будет компенсирован таким же, но
противофазным, затекающим на второй провод. В сумме это
дает ноль синфазного тока в линии.
• Если фидер коаксиальный, то прямое затекание тока на внеш-
нюю сторону оплетки кабеля отсутствует, если подземный ко-
аксиальный кабель подключен к вертикальной антенне стоя-
щей прямо на земле. В данном случае одна из клемм антенны
имеет нулевой потенциал по высокой частоте. Поэтому нет ис-
точника для тока по внешней стороне оплетки коаксиального
фидера. На ней нулевой потенциал.
2. Любое сочетание антенна + фидер, кроме двух, описанных
в предыдущем пункте. Чтобы преградить путь антенному току на фи-
дер, применяются три стандартных решения (п. 5.5.1):
развязывающий трансформатор с отдельными обмотками;
• развязывающий дроссель (п. 5.5.4);
резонансный фильтр-пробка (для узкополосных антенн).
Развязывающий трансформатор через магнитное поле пе-
редает только дифференциальные токи, а синфазный ток видит
в трансформаторе препятствие в виде межвитковой ёмкости. Если
она мала, то можно сильно ослабить затекание синфазного тока на
фидер.
В качестве трансформатора может использоваться резонансный
контур с катушкой связи (заодно будет обеспечено согласование),
или широкополосный трансформатор на феррите. Отмечу, что ну-
жен именно трансформатор, с двумя отдельными обмотками, свя-
занными только по магнитному полю. Автотрансформаторы, вроде
220
Глава 5. Электромагнитные помехи
катушки с отводами или трансформаторы на длинных линиях (кото-
рые по самому принципу работы имеют соединения между обмот-
ками) в данном случае непригодны.
Развязывающий трансформатор очень хороши в низкочастотной
части КВ диапазона, неплох на ВЧ КВ диапазонах, и неприменим
на УКВ. Причина одна и та же: уменьшение с частотой реактивного
сопротивления развязывающей межобмоточной ёмкости
Развязывающий дроссель, наоборот, увеличивает свой импе-
данс с частотой. Но только до собственной резонансной частоты.
Выше импеданс дросселя начинает падать (п. 5.4.2).
Развязывающие дроссели на коаксиальных фидерах часто мота-
ются на феррите. На НЧ диапазонах кабелем наматывают несколь-
ко витков на большой кольцевой сердечник. Для того чтобы раз-
нести подальше вход и выход (и соответственно более высокую
собственную резонансную частоту дросселя) применяется способ
намотки, показанный на рис. 5.29.
Для дросселя этого рисунка использован сердечник Fair-Rite
5943003801 (размеры 61x36x12 мм, материал 43 с начальной
проницаемостью 800, которая падает до 80 на 30 МГц), кабель
RG-58/U. Модуль |Z| импеданса такого дросселя превышает 2 кОм
от 1,7 до 8 МГц и затем спадает до 600 0м на 30 МГц.
Если коаксиальный кабель толстый, то его нельзя изгибать на
малом радиусе. Поэтому обычная намотка даже на большое кольцо
5.7. Помехи от наших передающих антенн
221
невозможна. В таких случаях применяют конструктивный вариант,
показанный на рис. 5.30.
Использованы такие же кольца, как и для предыдущего дроссе-
ля. Но кабель гораздо более толстый RG-213/U. Он изогнут на ми-
нимально допустимом для него радиусе. Модуль |Z| импеданса та-
кого дросселя превышает 1 кОм от 1,8 до 18 МГц и затем спадает
до 600 Ом на 30 МГц.
Для дросселя по варианту рис. 5.30 также могут быть использо-
ваны два отдельных трубчатых сердечника.
На ВЧ диапазонах бывает достаточно одной или нескольких
подряд ферритовых защелок или трубок, надеваемых на кабель
(п. 5.4.2). Но бывают и развязывающие дроссели без сердечника.
Просто катушка из нескольких витков коаксиального кабеля.
двухпроводных линий развязывающий дроссель выполняется, как
описано в предыдущем параграфе.
Минимально необходимый импеданс развязывающего дроссе-
ля выбирается так, чтобы дифференциальному току фидера было
значительно (в 5...20 раз, в зависимости от ваших требований по
подавлению) легче втекать в провода антенны, чем вернуться как
синфазный ток в фидер. То есть, импеданс дросселя должен быть
в те же 5...20 раз выше модуля комплексного сопротивления поло-
винки антенны (половинки, так как синфазный ток стекает отдельно
с каждой из клемм питания антенны).
222
Глава 5. Электромагнитные помехи
Пример 1
У симметричного полуволнового диполя каждая из половинок
(по 0,25Х) имеет чисто активное сопротивление около 37 Ом. Зна-
чит, минимальное индуктивное сопротивление развязывающего
дросселя на коаксиальном кабеле, питающем этот диполь, должно
быть 5 - 37 = 185 Ом. А при высоких требованиях к подавлению
синфазного тока 20 • 37 = 740 Ом.
Пример 2
Асимметричный Х/2 диполь с плечами по 0,2Х и О,ЗА.. Вход-
ные импедансы половинок составят Z1 = 17 - J164 Ом и Z2 =
= 69 + J164 Ом. Для дифференциального тока Z1 и Z2 включены
последовательно, и общий входной импеданс антенн составит Z =
= Zl + Z2 = 17 - J164 + 69 + J164 = 86 Ом. Но для синфазного тока
надо рассматривать Z1 и Z2 по отдельности. В случае с коаксиаль-
ным кабелем — импеданс только одной половинки (например, Z1),
к которой подключена оплётка. |Z1| = 165 0м, что почти впятеро
больше, чем для симметричного диполя. Во столько же надо увели-
чить реактивные сопротивления дросселя из предыдущего приме-
ра. При большей асимметрии антенны |Z1| быстро увеличивается.
Соответственно растут и требования к индуктивности дросселя.
Выбор типа и размеров ферритового сердечника для развязыва-
ющего дросселя определяется требуемым импедансом (мы его уже
нашли выше) в заданной полосе и его магнитной индукцией (то есть
способностью выдерживать магнитное поле без захода в насыще-
ние, см. п. 3.4) на заданной частоте.
Для определения импеданса ферритовых трубок надо посмот-
реть паспортную зависимость вносимого импеданса от частоты
(п. 5.4.2), для колец — зависимость магнитной проницаемости от
частоты. А предельно допустимую магнитную индукцию сердечника
в зависимости от частоты в его паспорте часто не приводят. Поэто-
му разумно проверять пригодность сердечника экспериментально.
Для этого передатчик на полной мощности нагружается на экви-
валент антенны с КСВ = 1. Дроссель (точнее еще не дроссель, а на-
мотанные на проверяемый сердечник несколько витков провода:
столько, сколько потом планируется намотать фидером) подключают
параллельно эквиваленту. Если сердечник подходит, он не будет за-
метно греться, а КСВ почти не возрастет.
5.7. Помехи от наших передающих антенн
223
Например, дроссель рис. 5.29 может работать на симметрич-
ной антенне при мощности в ней до 1 кВт. А дроссель рис. 5.30 —
до 5 кВт на симметричной антенне и до 1 кВт на несимметричной.
Резонансный фильтр-пробка является параллельным коле-
бательным контуром, включаемым последовательно в цепь проте-
кания синфазного тока. На резонансе фильтр-пробка имеет очень
высокое сопротивление, поэтому синфазный ток на фидер почти
не затекает. Принципиальным недостатком такого рода устройств
является их узкополосность (несколько % от центральной частоты).
Используются такие устройства только с коаксиальными линиями.
Такой фильтр на сосредоточенных элементах выполняют так: ка-
тушка из нескольких витков кабеля (точно также как и развязываю-
щий дроссель без сердечника, только в два-три раза меньше вит-
ков) и параллельно ей подключают конденсатор. Он обоими своими
выводами подключен к оплетке: у антенны и после катушки (придет-
ся нарушать внешнюю изоляцию кабеля).
Есть разновидность фильтра-пробки, не требующая нарушения
изоляции кабеля. Кабелем, без повреждения изоляции мотают
1...2 витка на большом ферритовом ВЧ кольце. Затем, отдельным
проводом мотают кон~урную катушку (число витков в 2...3 раза
больше, чем у кабеля). И параллельно контурной катушке подклю-
чают конденсатор, образующий вместе с ней режекгорный контур.
Эту же конструкцию можно сделать и без ферритового сердечника.
Контурная катушка при этом делается в виде круглой рамки из двух-
четырех плотно сжатых витков хорошо изолированного провода.
Фидер в нужном месте свертывают в виток такого же диаметра, как
и контурная катушка. Виток и контурную катушку скрепляют друг
с другом вплотную. В обоих вариантах на конденсаторе развивает-
ся высокое напряжение (400...500 В при мощности передатчика
100 Вт).
На УКВ применяют фильтр-пробку в виде короткозамкнутого от-
резка четвертьволновой линии. Такое устройство называется чет-
вертьволновый стакан и показано на рис. 5.31. На внешнюю сторо-
ну оплетки коаксиального кабеля надевается А/4 труба. Вверху она
ни к чему не подключена, а внизу электрически соединена с внеш-
ней стороной оплетки.
Получается Х/4 резонатор (внутренняя поверхность наружной
трубы — соединение внизу — внешняя сторона оплетки), коротко-
224
Глава 5. Электромагнитные помехи
замкнутый на нижнем конце. Его входное сопротивление на верх-
нем конце (у вибратора) будет очень высоким. И именно оно вста-
нет на пути паразитного тока, пытающегося затечь с антенны на
внешнюю сторону оплетки кабеля. В отличие от обычного развязы-
вающего дросселя, четвертьволновый стакан позволяет получить
высокий импеданс для синфазного тока на УКВ.
Внутреннюю поверхность стакана надо защищать от атмосфер-
ных воздействий, так как там текут большие резонансные токи. Доб-
ротность л/4 резонатора велика, и потери из-за окисления и грязи
внутри него приведут к ее падению и к снижению КПД.
3. Последний способ «объяснить» антенному току, что ему не надо
затекать на внешнюю сторону оплетки питающего коаксиального
кабеля, называется симметрированием. Он применяется толь-
ко при питании симметричных антенн коаксиальным фидером.
Но этот вариант так часто встречается на практике, что заслуживает
отдельного параграфа.
5.7.2.3. Симметрирование
Итак, у нас симметричная антенна. Напряжения относительно
земли на её обоих выводах равны по амплитуде и противофазны.
Напрямую подключать оплетку коаксиального кабеля к такой антен-
не нельзя, так как напряжение на половинке антенны создаст син-
фазный ток по внешней стороне оплетки.
5.7. Помехи от наших передающих антенн
225
В предыдущем параграфе мы ставили на пути этого тока
разные препятствия: трансформаторы, дроссели, фильтры. Препят-
ствия эти ослабляли затекание синфазного тока, но не ликвидиро-
вали полностью. Даже очень большой последовательный импеданс
лишь уменьшает ток, до малой величины, но не прерывает его.
Небольшой остаток синфазного тока прорывается ниже развязыва-
ющего дросселя.
Чтобы ликвидировать этот остаток, пустим на оплетку кабеля про-
тивофазный компенсирующий ток. Благо у нас есть источник такого
тока: вторая половинка симметричной антенны, к которой подклю-
чена центральная жила кабеля. Чтобы сделать компенсирующий ток
равным тому, который прорвался через развязывающий дроссель,
между центральной жилой и точкой
ниже развязывающего дросселя вклю-
чается такая же индуктивность, как и у
обмоток развязывающего дросселя.
Симметрирующий трансформатор,
сделанный по описанному рецепту,
показан на рис. 5.32. Он отличается
от развязывающего дросселя допол-
нительной компенсирующей обмоткой
и меньшим числом витков (тут не тре-
буется очень большой импеданс как
у дросселя, достаточно, чтобы обмотки
заметно не шунтировали кабель). Такие
симметрирующие трансформаторы
называются балунами (калька с англ.
balun, а это в свою очередь сокращение от Balanced — unbalanced)
напряжения. Балун при несимметричном входе дает на своих выхо-
дах два одинаковых и противофазных напряжения (что и требуется
для симметричных антенн).
Иногда развязывающие дроссели типа показанного на рис. 5.29
называют балунами тока. Это не совсем корректно. Одинаковые
токи на своих выходах развязывающий дроссель дает. Но он не яв-
ляется балансным устройством, а ослабляет синфазный ток только
своей последовательной реактивностью. Поэтому балуном он не яв-
ляется (хотя и может быть использован, в том числе и для питания
симметричной антенны коаксиальным кабелем).
226
Глава 5. Электромагнитные помехи
Но вернемся к балуну напряжения на ферритовом сердечнике
рис. 5.32. По аналогичному принципу существует много трансфор-
маторов, которые не только симметрируют, но и трансформируют
импеданс в 4, 9, 16 раз (это квадраты ряда 2, 3, 4). Подробно они
описаны в соответствующем разделе книги [17], которая настоя-
тельно рекомендуется всем, интересующимся этой темой. Ферри-
товые балуны выпускаются многими фирмами. Мощные (десятки-
сотни ватт) балуны работают до 1 ГГц, а на малой мощности бывают
ферритовые балуны до 2 ГГц.
Но все же применение ферритов не всегда желательно. Они
ограничивают мощность и имеют тепловые потери в сердечнике.
Поэтому в верхней части КВ используются балуны без сердечника.
По электрической схеме они точно такие же, как и на рис. 5.32. От-
личается только конструкция обмоток: они выполнены в виде цилин-
дрической катушки без сердечника. Такие воздушные балуны мота-
ются либо отдельными проводами, сложенными втрое, либо сразу
питающим коаксиальным кабелем.
Но на УКВ даже катушка в пару витков может оказаться слиш-
ком длинной в X, отчего её резонансная частота получится недо-
пустимо низкой. Поэтому на УКВ используют разновидность балуна
напряжения на отрезках Х/4 линий, показанную на рис. 5.33.
5.7. Помехи от наших передающих антенн
227
По электрической схеме это всё тот же балун рис. 5.32, но
вместо обмоток у него два отрезка Х/4 линий. Такой балун может
работать до десятков гигагерц. Так как Х/4 линии это резонансные
устройства, то и балун получается не широкополосным, а резонанс-
ным. Впрочем, полоса его не очень узка и составляет 20...30%
от центральной частоты.
Конструктивно антенну с балуном рис. 5.33 выполняют из одной
цельной трубки длиной около IX. Её изгибают так, что полволны
идет на балун, еще полволны — на диполь. Питающий кабель пропу-
скается через отверстие внизу. Получается жесткая и удобная кон-
струкция.
Существуют и другие антенные симметрирующие устройства для
перехода с питающего коаксиального кабёля на симметричную ан-
тенну: U-колено, модифицированное U-колено, коаксиально-щеле-
вой переход, двойной коаксиальный дроссель. Но здесь мы их рас-
сматривать не будем, так как они не очень распространены. Под-
робности о них можно найти в [1, с. 125-128, 645-649].
5.7.3. От основного излучения
Допустим, мы подавили все паразитные составляющие в сигна-
ле передатчика и синфазный ток фидера. Но помехи другим устрой-
ствам могут быть и от основного излучения антенной совершенно
чистого сигнала передатчика. Даже при напряженности поля антен-
ны в пределах разрешенных норм (п. 1.3).
Если вы имеете доступ к устройствам, поражаемым помехой от
основного излучения вашей антенны, то доработайте эти устрой-
ства, следуя рекомендациям раздела 5.2.
Но если такого доступа нет (да еще таких устройств много),
то придется что-то делать с антенной.
Самый очевидный зыход в такой ситуации — убрать свою ан-
тенну куда-нибудь подальше и повыше от принимающих помехи
устройств. В дальней зоне (п. 5.1.2) антенны напряженность поля
убывает пропорционально расстоянию (п. 1.5). А в ближней — про-
порционально квадрату/ расстояния (п. 5.1.2). Поэтому желательно
приложить усилия по подъему и/или удалению антенны так, чтобы
в её ближнюю зону не попадали бы другие устройства. Это особенно
желательно для приемной антенны, так как соответственно снижает
228
Глава 5. Электромагнитные помехи
уровень помех, принимаемых антенной от близко расположенных
чужих устройств [10]. Но нередко антенну двигать нельзя и некуда.
В этом случае придется менять конструкцию антенны.
Если её ближняя зона (примерное определение её размеров для
любой антенны см. в п. 5.1.2) «цепляет» чужие устройства, то надо
убирать те части, антенны, которые порождают область ближнего
поля, достающую до чужих устройств. Например, загибать нижние
части проводов вверх или удалять их, делая антенну укороченной.
С последним надо быть осторожнее. Кроме сужения полосы
и снижения КПД в укороченной антенне из-за повышения доброт-
ности растет напряженность поля в ближней зоне. То есть укорочен-
ная антенна имеет меньшие размеры ближней зоны, но более вы-
сокую напряженность поля в ней. Поэтому применяя укороченную
антенну надо быть уверенным, что её ближняя зона не достает до
чужих приборов (помехи на передаче и приеме) и предметов с поте-
рями (снижение КПД из-за бесполезного нагрева этих предметов).
Если же чужие устройства не попадают в ближнюю зону антен-
ны, а помеха на них есть, то надо уменьшать напряженность поля
в дальней зоне антенны.
Простейшее решение уменьшить мощность передатчика нам
не интересно (хотя оно и работает). В радиоканале редко бывает
достаточный запас по энергетике. Как правило, наоборот, сигнал
и так слабоват. И неразумно еще уменьшать его, понижая мощ-
ность.
Значит, надо изменить диаграмму направленности антенны
так, чтобы в тех направлениях, где находятся подверженные поме-
хе приборы, излучение бы уменьшалось. А в нужных нам направ-
лениях оставалось бы без изменений, или даже росло. Это делают
направленные антенны. Они усиливают излучение в направлении
главного лепестка и ослабляют дальнее поле во всех остальных на-
правлениях.
На рис. 5.34 показано сравнение азимутальных диаграмм на-
правленности полуволнового диполя и трехэлементной антенны
Уда-Яги. Видно, что применение направленной антенны в главном
лепестке дало прибавку +5 дБ (3 раза по мощности, 1,8 раз по на-
пряжению), а излучение в нежелательных направлениях заднего
лепестка снизилось на 14 дБ (25 раз по мощности, 5 раз по на-
пряжению).
5.7. Помехи от наших передающих антенн
229
Полученным в главном лепестке выигрышем +5 дБ мы можем
распорядиться двояко:
оставить его для улучшения энергетики радиоканала,
или снизить мощность передатчика втрое, оставив в направ-
лении главного лепестка поле таким, каким оно было на полу-
волновом диполе. И при этом излучение в ненужных направле-
ниях (которое и так мало) также снизится втрое по мощности.
Но обычно устройства, подверженные помехам от основного из-
лучения нашей антенны, расположены не по бокам от неё, а внизу,
под мачтой антенны. В этом направлении применение направлен-
ной антенны тоже дает выигрыш. Хотя он меньше, чем по азимуту.
На рис. 5.35 показано сравнение диаграмм направленности
в вертикальной плоскости предыдущих двух антенн.
Так как программа моделирования (11] не показывает излу-
чение вниз, то для корректного сравнения мы должны установить
свободное пространство для обеих антенн. И сравнивать излучение
230
Глава 5. Электромагнитные помехи
вверх по оси Z (в свободном пространстве это одно и то же, там нет
ни верха, ни низа). Мы видим на рис. 5.35, что вдоль вертикальной
оси излучение трехэлементной Уда-Яги меньше, чем у полуволново-
го диполя на 3,5 дБ. Настолько должно быть меньше и излучение
вниз при расположении антенн над реальной землей. Проверим по-
следнее прямым расчетом полей.
На рис. 5.36 показано сравнение напряженностей магнитно-
го поля в направлении вниз от тех же двух антенн, расположенных
на высоте 15 м над реальной землей на частоте 14 МГц. На этом
рисунке мы видим, что Уда-Яги при расстояниях больше 5 м дей-
ствительно дает напряженность поля меньшую в 1,5 раза (3,5 дБ).
То есть наша упрощенная методика сравнения в свободном про-
странстве (рис. 5.35) дает хорошие результаты.
Еще на рис. 5.36 видно, что по мере приближения к антенне вы-
игрыш Уда-Яги снижается. И при расстоянии 3,2 м напряженности
поля от обеих антенн сравниваются. А ближе напряженность поля
около Уда-Яги становится больше, чем у диполя. Это происходит по-
тому, что антенна направленная, то есть в главном лепестке создает
большую напряженность поля в дальней зоне. Поэтому и в ближ-
ней зоне направленной антенны напряженность поля выше, чем
у ненаправленной.
Для снижения излучения дальней зоны вниз под мачту антенна
не обязана иметь направленность по азимуту. Для этого подойдут
любые антенны с малым излучением в зенит в свободном прост-
5.8. Помехи нашим приемникам
231
ранстве (как на рис. 5.35). Например, обычный GP, если поднять
его противовесы достаточно высоко (чтобы их ближняя зона не ка-
салась бы земли), имеет небольшое излучение вниз. Другая антен-
на с таким же свойством — два горизонтальных полуволновых дипо-
ля разнесенные на Х/8 и запитанные противофазно [1. с. 454].
5.8. ПОМЕХИ НАШИМ ПРИЕМНИКАМ
В этом параграфе мы рассмотрим борьбу с помехами, попада-
ющими в приемник только по антенному входу. Если же в ваш при-
емник помехи проникают и другими путями, то перечитайте главу 4
про экранирование и раздел 5.2 о подавлении паразитного прие-
ма. А здесь мы вернемся к антенному входу.
Что от приемника требуется в первую очередь? Избиратель-
ность, то есть способность отличить и выделить нужный сигнал
232
Глава 5. Электромагнитные помехи
из множества ненужных. Для этого нужно предварительно знать,
чем наш сигнал (который надо принять) и помеха (которую надо по-
давить) отличаются друг от друга.
1. Частотой. При помощи полосовых фильтров (п. 6.2.3) выби-
раем сигналы нужной полосы.
2. Фазой. Если мы знаем фазу (то есть время появления) пе-
риодического сигнала, то принимая его только в это время
(то есть синфазно и синхронно) можно отличить его от других,
фаза которых будет меняться.
3. Формой. Сравнивая принятый сигнал с имеющимся в памяти
образцом, можно сказать, насколько похож этот сигнал на об-
разец.
4. Направлением в пространстве. Зная, откуда идет сигнал,
можно развернуть туда направленную антенну главным ле-
пестком, подавив сигналы с остальных направлений.
5. Компонентами поля. Часто локальные помехи имеют пре-
имущественно электрическую или магнитную составляющую
поля. Приемная антенна, слабо принимающая эту составля-
ющую в своей ближней зоне, может улучшить отношение сиг-
нал/помеха.
Соответственно, избирательность может быть: частотной, фазо-
вой, по форме, пространственной, по компонентам поля. Первые
три определяет приемник, и мы рассмотрим их в текущем разде-
ле. Две последние — приемные антенны, о которых речь позднее,
в разделе 5.9.
Частотная избирательность полосовыми LC фильтрами
(п. 6.2.3) исторически была самой первой. Но не потеряла своего
значения и сейчас. Самые первые приемники прямого усиления
имели полосовой фильтр основной селекции прямо на входе. Но пе-
рестраивать высокоизбирательные полосовые LC фильтры крайне
неудобно.
Поэтому были изобретены супергетеродинные приемники, в ко-
торых фильтр основной селекции стал работать только на одной ча-
стоте (называемой промежуточной). А полезные сигналы подгоня-
лись под эту промежуточную частоту путем сложения их на нелиней-
ном каскаде (смесителе) с перестраиваемым по частоте локальным
генератором (гетеродином). По такой схеме строятся почти все со-
временные приемники.
5.8. Помехи нашим приемникам
233
Но смеситель кроме; суммы частот сигнала и гетеродина дает
и их разницу, образуя паразитный зеркальный канал приема. Он от-
стоит от полезного, основного канала приема на удвоенную величи-
ну промежуточной частоты (ПЧ). Паразитный прием по зеркальному
каналу надо сильно подавлять. Глубина этого подавления в суперге-
теродинном приемнике называется избирательностью по зеркаль-
ному каналу.
Для подавления зеркального канала используется два способа:
• Частотный. Перед смесителем ставится входной фильтр с от-
носительно широкой полосой пропускания (чтобы в нее по-
мещался бы весь принимаемый диапазон), но с глубоким
подавлением частот зеркального канала. Если принимаемый
диапазон относительно узкий (например, любительские ИВ),
а частота ПЧ ниже этого диапазона, то входной фильтр дела-
ют полосовым. А если принимаемый диапазон широк (напри-
_мер, все КВ от 1 до 30 МГц), а частота ПЧ лежит намного выше
его, то входным фильтром служит фильтр низких частот (частоты
зеркального канала будут выше частоты ПЧ). Частотный метод
подавления зеркального канала обычно применяется в полно-
стью аналоговых приемниках.
Фазовый. Два смесителя, сигналы гетеродина на которых сдви-
нуты по фазе на 90° и два тракта ПЧ, тоже с фазовым сдвигом
90°. Складывая правильным образом сигналы этих трактов
можно добиться того, что от основного канала сигналы ока-
жутся в фазе и удвоятся, а от зеркального — в противофазе
(то есть со сдвигом 180°) и компенсируют друг друга. Причем
это не зависит от величины ПЧ, она может быть совсем низ-
кой и даже нулевой (то есть прямое детектирование). Фазовый
метод подавления зеркального канала не дает хороших резуль-
татов в аналоговых приемниках (трудно удерживать стабиль-
ные фазовые сдвиги в полосе). Но зато широко используется
в приемниках с развитой цифровой частью, где стабильные
фазовые сдвиги 90° легко достижимы, если низкую ПЧ сразу
переводить в цифровой поток аналогово-цифровым преобра-
зователем (АЦП). По такой структурной схеме строятся почти
все приемники WiFi, Bluetooth, цифрового телевидения DVBT,
значительная часть GSM приемников, много связных и веща-
тельных УКВ приемников. Даже на КВ (где помех традиционно
234
Глава 5. Электромагнитные помехи
больше и они выше по уровню, чем на УКВ) уже есть вполне
приличные SDR (аббревиатура от англ. Software Defined
Radio — программно определяемое радио) приемники, с та-
кой структурной схемой.
В качестве фильтра ПЧ основной частотной селекции часто ис-
пользуется связка: многоразрядный АЦП > вычислительный алго-
ритм фильтрации в процессоре > обратное преобразование отфиль-
трованного цифрового потока в аналоговый сигнал.
Фазовая избирательность подходит только для периодических
сигналов со стабильной фазой. Реализуется она чаще всего нако-
плениями. Для этого мы принимаем сигнал много (Л/) раз подряд.
Если мы никуда не спешим, то N может достигать сотен тысяч. Каж-
дый раз записывается в память, а потом все принятые фрагменты
из памяти складываются. Это называется накоплениями.
Если мы правильно подобрали время и фазу приема, то полез-
ные сигналы в каждом из фрагментов будут синфазны. Поэтому при
суммировании они возрастут по амплитуде линейно, в N раз.
А шумы и помехи (фаза которых относительно нашего времени
приема меняется случайно раз от раза) возрастут при суммирова-
нии только в Jn раз. Следовательно, мы улучшаем отношение
сигнад/шум в n/4n-4n раз. Оплачивается такой выигрыш зна-
чительным увеличением времени приема и необходимостью се-
рьезной цифровой обработки (АЦП, память, процессор).
Избирательность по форме (её называют еще корреляци-
онной) основана на том, что в принятой смеси мы ищем сигнал,
максимально похожий (коррелированный) по форме на заданный
образец.
В принципе, частотная избирательность делает то же самое, но
для сигнала с единственной формой: синусоидой заданной частоты
(полосовые фильтры за счет своих свойств как раз и обеспечивают
сравнение принимаемого сигнала с синусоидой). Избирательность
по форме является общим случаем, и позволяет выделять сигналы
любой заданной формы. Но для этого требуется хранить в памяти
образец нужного сигнала и иметь устройство перемножения это-
го образца на принимаемый сигнал. Всё это вместе называется
корреляционным фильтром. Выполняется такой фильтр чаще всего
цифровым.
5.8. Помехи нашим приемникам
235
Тем более что цифровой фильтр может одновременно решать
задачи избирательности по частоте, фазе, форме и еще программ-
но подстраиваясь под текущие условия приема. Выходит, цифро-
вой фильтр настолько хорош, что может решать все задачи по вы-
делению полезного сигнала прямо на входе приемника? И можно
сделать приемник полностью цифровым? Не совсем так. Но чтобы
понять почему, нам сначала придется разобраться с еще одной из-
бирательностью приемника.
Многосигнальная избирательность. Вышеперечисленное вы-
деление полезного сигнала идет при множестве сильных мешаю-
щих сигналов. В идеальном случае, когда все каскады приемника
абсолютно линейны, нет разницы между избирательностью при од-
ном мешающем сигнале и при нескольких.
Но в реальности линейность каскадов до фильтра основной се-
лекции, да и самого этого фильтра конечна. Кроме очевидной воз-
можности перегрузки сильным сигналом и, вызванного этим огра-
ничения, всегда есть небольшая нелинейность даже на рабочем
участке проходной характеристики. На которой два или больше
мешающих сигналов порождают комбинационные (интермодуля-
ционные) составляющие (складываясь и вычитаясь частотами гар-
моник как в обычном смесителе). Уровень этих составляющих мал
относительно исходных помех. Но сами эти помехи могут в десятки
тысяч раз превосходить по амплитуде полезный сигнал. Поэтому их
даже совсем малые интермодуляционные составляющие по ампли-
туде могут быть сравнимы с маленьким принимаемым сигналом.
Многосигнальную избирательность характеризуют динамиче-
ским диапазоном приемника. Это отношение двух амплитуд, выра-
женное в децибелах. Ббльшая из них это величина двух одинако-
вых по амплитуде, но слегка отличающихся по частоте мешающих
сигналов, продукт интермодуляции которых равен чувствительности
приемника. Меньшая — сама чувствительность приемника.
Проще говоря, динамический диапазон показывает, во сколь-
ко раз выше чувствительности приемника могут быть множествен-
ные сильные помехи, которые еще не приводят к возникновению
заметных паразитных (то есть отсутствующих во входном спектре)
сигналов на нелинейности приемника. Динамический диапазон
средних связных КВ приемников составляет 70...80дБ, хороших
90... 110 дБ.
236
Глава 5. Электромагнитные помехи
Понятно, что верхняя граница динамического диапазона не мо-
жет быть выше уровня перегрузки данного каскада (для аналоговых
каскадов она еще и децибел на 20 ниже). Для LC фильтров уровень
перегрузки обычно намного выше верхней границы динамическо-
го диапазона самого хорошего приемника. У конденсаторов и ка-
тушек обычно просто нечему перегружаться при обычных уровнях
сигналов с приемных антенн (хотя бывают неприятные исключения,
например ферритовые сердечники, могут перегружаться, попадая
в насыщение, см. п. 3.3). Поэтому всегда полезно иметь на самом
входе приемника хоть какой-нибудь LC фильтр (катушки без ферро-
магнитных сердечников), упрощающий жизнь последующим усили-
телям и смесителям, которые могут перегружаться принимаемыми
помехами.
А вот теперь, зная о динамическом диапазоне, вернемся к идее
полностью цифрового приемника. Будем считать, что с вычисления-
ми (ресурсами, скоростью, программным обеспечением) особых
проблем у нас нет (на практике они есть, но решаемые). Самым
критичным местом будет преобразование всего, принятого антен-
ной, в цифровой поток, то есть АЦП.
Возьмем один из лучших современных АЦП LTC2107 с впе-
чатляющими параметрами: 210 Мвыб/с, 16 разрядов. Поскольку
один разряд это 2 раза, то есть 6 дБ, то казалось бы, динамиче-
ский диапазон LTC2107 должен быть 16 6 = 96 дБ (от полной шка-
лы до нуля). Но существуют еще шумы входных каскадов и ключей
АЦП. Поэтому отношение максимального сигнала к шуму у LTC2107
меньше, около 80 дБ.
А кроме шумов есть еще и искажения, вносимые АЦП при
квантовании. Их тоже надо учитывать, так как нам все равно, чем
маскируется сигнал: шумами или искажениями. Честный параметр
динамического диапазона АЦП называется SINAD (аббревиату-
ра от англ, signal-to-noise and distortion ratio: отношение сигнала
к сумме шумов и искажений). И вот SINAD у LTC2107 меньше, око-
ло 74 дБ. Это и есть динамический диапазон приемника с LTC2107
на входе.
На верхней рабочей частоте по теории АЦП должен брать мини-
мум два отсчета. На практике же, желательно хотя бы 4. Во столь-
ко раз верхняя частота будет ниже максимальной скорости выбо-
рок. То есть для LTC2107 это будет 210/4 = 55 МГц.
5.9. Приемные антенны
237
Таким образом, на LTC2107 при прямой оцифровке можно
сделать приемник до 55 МГц с динамическим диапазоном 74 дБ,
то есть весьма средним по меркам КВ. И это на одном из лучших
современных АЦП (эти строки пишутся в 2017 г.).
Для увеличения SIKAD у АЦП надо повышать разрядность. Но
это снижает скорость. Например, очень хороший 18-разрядный
LTC2386-18 имеет 15 Мвыб/с. На частоте 1 МГц его SINAD достига-
ет впечатляющих 96 дБ. Но эта цифра быстро понижается с ростом
частоты до 85 дБ на 4 МГц.
Конструируя цифровой приемник даже с лучшими из современ-
ных с АЦП на входе надо выбирать:
или хорошую многосигнальную избирательность, но низкую
верхнюю частоту (до единиц мегагерц),
• или высокочастотный (до десятков мегагерц) приемник, но со
средней многосигнальной избирательностью.
Думается, развитие технологии приведет к появлению высоко-
скоростных АЦП с большим динамическим диапазоном. В результа-
те станет стандартной схема приемника вида: LC фильтр на входе
(он необходим каждому АЦП для предотвращения преобразования
в цифровой поток сигналов выше половины тактовой частоты) > бу-
ферный усилитель (для стыковки уровней и импедансов фильтра со
входом АЦП > АЦП > процессор).
Но пока до этого еще не совсем дошло (хотя уже существуют
довольно удачные конструкции), разумно использовать многораз-
рядный АЦП с высоким SINAD (то есть с хорошим динамическим
диапазоном) в супергетеродинном приемнике в тракте относитель-
но низкой промежуточной частоты. Как фильтр основной селекции,
адаптивный под текущую задачу и режим. Именно так строится се-
годня большинство трастов профессиональных приемников.
5.9. ПРИЕМНЫЕ АНТЕННЫ
5.9.1. Параметры и применение
Пространственная избирательность приемных антенн ха-
рактеризуется отношением F/В и фактором RDF.
F/В (от англ, front/back: вперед/назад) это выраженное в де-
цибелах отношение усилений антенны в направлениях вперед
238
Глава 5. Электромагнитные помехи
и назад. Если помехи сосредоточены в одном узком секторе, то,
повернув туда минимум (чаще всего это заднее направление) диа-
граммы направленности (ДН), можно в F/B раз улучшить отноше-
ние сигнал/помеха на входе приемника.
Но ситуация, когда помехи приходят с одного направления или
с относительно узкого сектора, редка. Для более объективной оцен-
ки антенны при помехах приходящих с широкого углов используют
отношение F/B, в котором в качестве заднего направления берется
широкий телесный угол.
Если же помехи приходят равномерно со всех направлений, то
качество приемной антенны определяется параметром RDF.
RDF (аббревиатура от receiving directivity factor, в русскоя-
зычной литературе — коэффициент направленного действия или
КНД) — фактор направленности антенны. Показывает, насколько
увеличится отношение сигнал/помеха на входе приемника при ис-
пользовании рассматриваемой антенны вместо всенаправленной.
Предполагается, что рассматриваемая антенна направлена макси-
мумом ДН на сигнал, а помехи распределены равномерно по всем
направлениям. RDF тоже измеряется в децибелах.
Очевидно, что:
RDF любой реальной антенны всегда больше 0 дБ (сфериче-
ской ДН не бывает).
RDF растет при сужении главного лепестка и уменьшении
остальных лепестков ДН.
RDF = Ga/КПД. При КПД антенны равном единице, RDF совпа-
дает с усилением антенны Ga. Если КПД антенны снижается, то
RDF становится больше усиления. Иначе говоря, RDF показывает,
насколько направленная получилась форма ДН антенны, без учета
её КПД.
Для передающей антенны высокий КПД является обязательным.
А вот только для приема нередко используются антенны с низким
(отрицательным) Ga из-за плохого КПД, но с высоким RDF.
Какие параметры требуются от приемной антенны? Это зависит
от частоты и типа используемой передающей антенны.
На УКВ и в верхней части КВ часто используются направленные
передающие антенны с высоким усилением. Тут отдельная прием-
ная антенна не имеет смысла. Если мы сделаем ее с такими же па-
раметрами, то получится копия передающей антенны. А приемная
5.9. Приемные антенны
239
антенна с хорошей направленностью, но с низким КПД даст слиш-
ком малый сигнал, сравнимый с собственными шумами приемни-
ка. Нам ведь все равно из-за чего мы не можем принять сигнал:
из-за внешних помех или собственных шумов приемника.
Ведь важно отношение сигнал/помеха на выходе приемника.
А его определяют не только помехи, принятые антенной, но и соб-
ственные шумы приемника. А на частотах выше 10...20 МГц (зави-
сит от времени суток, условий прохождения и места приема) уро-
вень шумов эфира (на антенне с Ga = О dBi) ненамного превышает
уровень собственных шумов приемника.
Ниже 10...20 МГц уровень шумов эфира, а также полезных сиг-
налов, быстро растет с понижением частоты. Так, в диапазонах 80
и 160 м даже в «тихих» местах уровень шумов эфира на антенне
с Ga = 0 dBi на десятки децибел превышает собственные шумы
приемника. Поэтому приемная антенна с высоким RDF даст вы-
игрыш в сигнал/шум на выходе приемника даже при очень низком
усилении (-10...-30 dBi). Принятые сигналы даже при очень низком
КПД антенны будут выше собственных шумов приемника.
Направленная передающая антенна ниже 10 МГц редкость, по-
этому приемная антенна, вне зависимости от ее усиления, име-
ет смысл, если ее RDF больше, чем у передающей. Для простых
передающих антенн RDF не превышает нескольких децибел: 5 дБ
у вертикала, 7...8дБ у А./2 диполя. Поэтому приемная антенна
с RDF больше 8 дБ уже заслуживает внимания.
Высокое F/В для приемной антенны важно в тех случаях, когда
имеется возможность либо вращать ее, либо электрически переме-
щать положение минимума, либо использовать несколько переклю-
чаемых приемных антенн, направленных в разные стороны.
Вращение небольшой приемной антенны иногда может пода-
вить фиксированную по направлению помеху. Здесь может приго-
диться антенна даже с простой «восьмерочной» ДН как у диполя, её
следует разворачивать на помеху боком, который она сильно пода-
вляет.
Избирательность антенны по компонентам поля (электри-
ческое Е или магнитное Н) полезна только если антенна попадает
в ближнюю зону источников помех.
В дальней зоне отношение Е/Н в электромагнитной волне фик-
сировано и не зависит от антенны (п. 5.1.2). А в ближней зоне
240
Глава 5. Электромагнитные помехи
отношение Е/Н может быть существенно иным. Поэтому, если при-
емная антенна расположена в ближней зоне источников помех (на-
пример, внутри или около дома с множеством импульсных источ-
ников питания, искрящих контактов и т.д.), то использование при-
емной антенны с избирательностью по компонентам поля может
быть полезным. Ведь в ближней зоне таких источников преобладает
электрическое поле (так как они, как правило, для помех являются
укороченными излучателями), а магнитное ослаблено.
Приемная магнитная антенна (рамочная или на ферритовом
стержне [1, с. 152-157]) в своей ближней зоне сама по себе мало-
чувствительна к электрической составляющей. Чтобы еще больше
снизить эту чувствительность, магнитную антенну заключают в за-
земленный экран. Чтобы экран не образовал короткозамкнутый ви-
ток, замыкающий магнитное поле (по которому антенна имеет вы-
сокую чувствительность), он должен быть разорван в одном (любом)
месте.
Из-за компонентной избирательности (Н принимаем, Е слышим
плохо) магнитная антенна в ближней зоне источников электриче-
ских помех даст выигрыш в отношении сигнал/помеха на входе
приемника. При расположении внутри зданий магнитная рамка
имеет еще одно преимущество. Магнитная составляющая электро-
магнитной волны проникает в здания глубже, чем электрическая.
Приемная антенна с избирательностью по компонентам поля
может дать эффект лишь в случаях когда она попадает в ближнюю
зону источников помех, например, город с плотной застройкой, или
она расположена в месте, где есть значительное поглощение одной
из составляющих поля — внутри зданий, конструкций. Если же ис-
точники помех далеко и антенна снаружи, то применение антенн
с избирательностью по компонентам поля бессмысленно.
Оптимальной приемной антенны на все случаи жизни не суще-
ствует, так как это зависит от характера помех в точке приема. А он
меняется от времени суток, условий прохождения и т.д. В разных ус-
ловиях могут давать лучшие результаты разные приемные антенны.
Поэтому по мере возможности их следует иметь несколько с воз-
можностью быстрого переключения.
5.9. Приемные антенны
241
5.9.2. Типы низкочастотных
направленных приемных антенн
5.9.2.1. Антенна Бевереджа
Антенна Бевереджа одна из лучших приемных антенн для
низкочастотных КВ диапазонов. Она представляет собой длинную
(несколько длин волны) проволоку на небольшой высоте над зем-
лей. Дальний конец заземлен через резистор 400...700 Ом. Ближ-
ний заземлен через понижающий трансформатор питания (входное
сопротивление самой антенны несколько сотен ом и понижающий
трансформатор нужен для перехода на коаксиальный кабель пита-
ния). Усиление антенны мало -5...-20 dBi, требуется усилитель. Не-
смотря на внешнюю простоту эта антенна имеет немало тонкостей
и подводных камней, подробно описанных в [1, с. 231-242].
Здесь же приведу лишь два важных графика, показывающих
RDF (рис. 5.37) и ширину главного лепестка (рис. 5.38) антенны
Бевереджа в зависимости от её длины. Оба графика относятся
к антенне на высоте 1,8 м над землей, работающей на частоте
1,83 МГц.
Видно, что для хорошей работы (RDF выше 10 дБ) антенна Бе-
вереджа должна быть не короче мины волны, а её главный ле-
песток при этом становится довольно узким. Из-за больших раз-
меров для перекрытия всех азимутальных направлений набор
242
Глава 5. Электромагнитные помехи
таких антенн требует слишком много места. Облегчают ситуацию
конструкции антенн Бевереджа с переключаемой вперед/назад ДН
[1, с. 244-247].
Намного меньше места занимают фазированные приемные си-
стемы из коротких вертикалов или рамок [1, с. 509-518]. Так две
нагруженные на резисторы рамки с размером 7,5 х2,5 м на рас-
стоянии 4 м друг от друга и запитанные с фазовым сдвигом 185°
на 1,8 МГц дают RDF от 11 до 13 дБ (в зависимости от высоты над
землей). А это соответствует антенне Бевереджа длиной от 200
до 340 м (рис. 5.32). Но при этом максимальный габарит двух фа-
зированных рамок будет всего 20 м [1, с. 511-512].
А если в качестве элемента фазированной приемной антенны
использовать короткие вертикалы (высотой по несколько метров)
с активными повторителями (для согласования с коаксиальным ка-
белем), то можно построить систему с переключением на все на-
правления.
Например, 4 таких вертикала в углах квадрата 18x18 м дадут
на 1,8 МГц RDF = 11 дБ (антенна Бевереджа потребует для это-
го 200 м) и возможность коммутации на четыре направления [1,
с. 513-514]. А 8 вертикалов, расположенных по кругу диаметром
30 м, дадут на 1,8 МГц RDF = 12 дБ (антенна Бевереджа потребует
5.9. Приемные антенны
243
для этого 260 м) и возможность коммутации на восемь направлений
[1, с. 515-516].
Уменьшение размеров фазированных приемных антенн оплачи-
вается:
• Довольно сложной системой фазирования и коммутации эле-
ментов.
Значительным уменьшением усиления. Такие антенны имеют
типичное усиление -35...45 dBi (то есть в 10...30 раз меньше
чем антенна Бевереджа). Поэтому требуются хорошие мало-
। шумящие антенные усилители и очень серьезные меры по по-
давлению паразитного приема из-за синфазных токов кабелей
питания (п. 5.7.2).
5.Э.2.2. С кардиоидной диаграммой направленности
Нередко под приемную антенну мало места. А при малых раз-
мерах низкочастотной антенны невозможно получить RDF заметно
выше, чем у передающей.
Но получить высокие значения F/B от маленькой приемной ан-
тенны вполне можно. Но минимум диаграммы направленности бу-
дет лишь в узком азимутальном секторе. ДН такой антенны близка
к всенаправленной, с одним резким и глубоким провалом. Матема-
тикам такая кривая кажется похожей на сердце, отчего и называют
ее кардиоидой (от латинского cardio — сердце).
Кардиоидную диаграмму ДН можно получить, складывая сигна-
лы от двух коротких антенн: вертикальной и горизонтальной. Вер-
тикальная антенна, имея круговую ДН, принимает сигналы со всех
направлений в одинаковой фазе. А токи, принятые горизонтальной
антенной с ДН в виде «восьмерки» от сигналов с противоположных
направлений, противофазны. Перед сложением сигналы от антенн
выравнивают по амплитуде. И подгоняют фазы так, чтобы от одного
лепестка «восьмерки» токи были бы синфазны с токами вертикаль-
ной антенны, а для второго — противофазны. Тогда сигналы с на-
правления второго лепестка «восьмерки» они компенсируют друг
друга, и приема с этого направления не будет. Суммарная ДН будет
иметь вид кардиоиды.
Но две антенны для одной ДН это довольно сложно: требуются
два входа приемника с сумматором, настраиваемым по амплитуде
244
Глава 5. Электромагнитные помехи
и фазе (хотя иногда это недостаток можно обратить в достоин-
ство, см. п. 5.9.4). Оказывается можно получить тот же эффект на
одной антенне, если она одновременно является и вертикальной
и горизонтальной. Например, рамка, имеющая протяженность и по
высоте, и по ширине. Правильное сложение сигналов (в самой ан-
тенне, без сумматора) от вертикальной и горизонтальной поляриза-
ций антенны обеспечивает резистор, включенный в рамку. Он же
делает антенну широкополосной.
На рис. 5.39 показаны два варианта реализации такой антенны:
заземленный (он называется по позывному автора K9AY) и неза-
земленный. Оба варианта на рис. 5.39 имеют равный периметр,
около 30 м.
Рис. 5.39
5.9. Приемные антенны
245
Заземленная антенна K9AY имеет примерно на ЗдБ выше
усиление и может быть легко доработана для переключения на-
правлений, так как точка питания и резистор находятся рядом.
Рамка в виде флага не связана с землей и может быть размеще-
на на высоте. Без особого влияния на параметры антенны форма
рамки может заметно меняться: прямоугольник, ромб, круг. Важно
лишь, чтобы источник и нагрузка были включены в середины проти-
воположных вертикальных проекций рамки.
Такие антенны имеют стабильную форму ДН и высокое отно-
шение F/B (типично 20...30 дБ) почти в десятикратной полосе (на-
пример, антенны рис. 5.39 работают в полосе 1...8 МГц). Верхняя
граница по частоте определяется «заплыванием» минимума, про-
исходящим из-за того, что размеры антенны становятся слишком
большими в X (когда периметр рамки превышает 0,6...0,7Х). Вниз
по частоте форма ДН остается хорошей вплоть до очень низких ча-
стот и границу тут определяет снижение усиления. Чтобы не ухуд-
шить чувствительность, желательно иметь Ga не ниже -40 dBi. Это
определяет минимальный периметр флага 20 м для 1,8 МГц.
У антенн с кардиоидной ДН RDF = 7,8 дБ. Поэтому при помехах
приходящих равномерно со всех сторон они антенны дают неболь-
шой выигрыш, и только в том случае, если RDF передающей антен-
ны ниже 7 дБ (например, GP с RDF = 5 дБ).
5.9.3. Усилители и развязка кабелей
Низкое усиление (-20...-40 dBi) приемных антенн создает две
проблемы.
1. Требуется малошумящий усилитель высокой частоты (УЕ>Ч).
Коэффициент его шума должен быть настолько мал, чтобы
даже после 20...40 дБ ослабления в антенне, принятые сигна-
лы были бы больше собственного шума УВЧ. С другой сторо-
ны требуется максимальный динамический диапазон, так как
имеются большие мешающие сигналы в широкой полосе. Если
антенна работает лишь в отдельных узких участках (например,
любительских диапазонах), то на входе УВЧ желательно уста-
новить полосовой фильтр (или несколько переключаемых).
2. Очень высокая чувствительность к паразитным синфазным
токам внешней стороны оплетки питающего кабеля.
246
Глава 5. Электромагнитные помехи
Последнее надо пояснить. Допустим, в качестве приемной мы
используем большую передающую антенну с Ga> 0 dBi и устрой-
ством подавляющим паразитный ток оплетки на 30 дБ (это хоро-
шая цифра). Тогда полезные сигналы, принятые антенной на 30 дБ
больше, чем прием с оплетки за счет её синфазных токов. При та-
кой разнице паразитные сигналы с оплетки не окажут сколь-нибудь
заметного влияния ни на диаграмму направленности антенны, ни
на полезные сигналы.
А теперь на тот же кабель, с тем же (по-прежнему хорошим)
устройством подавления токов внешней стороны оплетки подклю-
чим маленькую антенну с кардиоидной ДН и Ga= -30 dBi. В этом
случае полезные сигналы с антенны и паразитные с оплетки кабеля
(даже после их ослабления на 30 дБ в устройстве подавления син-
фазного тока) окажутся равны. Это полностью исказит диаграмму
направленности антенны и приведет к появлению на входе прием-
ника множества мешающих сигналов от местных источников, около
которых проходит кабель. Поэтому на маленьких приемных антен-
нах с низким Ga требуются очень серьёзные меры по подавлению
токов, принятых внешней стороной оплетки питающего кабеля.
Обычного подавления на 20...30дБ (достаточного для антенн с по-
ложительным Ga) в данном случае не хватает.
Обе проблемы упрощаются размещением УВЧ на приемной
антенне. Тогда длинный кабель до приемника передает усиленный
сигнал. Но синфазные токи с оплетки этого кабеля, а также с линий
питания усилителя, не должны проникать на вход УВЧ и антенну.
Поэтому необходимо:
Применять стандартные меры подавления синфазного тока ка-
белей от приемника до усилителя. Стандартные по способам
(см. ниже), но значительно усиленные по глубине подавления.
• Использовать УВЧ, который сам по себе обеспечивает глубо-
кую развязку входа усилителя (точек подключения антенны) от
выходного кабеля и шин питания.
Стандартные меры подавления синфазного тока (в данном слу-
чае требуется одновременное применение нескольких из них):
согласующий трансформатор с малой межобмоточной емко-
стью (например, с двумя отдельными обмотками в разных ча-
стях кольца);
развязывающий дроссель кабелем в точке питания;
5.9. Приемные антенны
247
ферритовые дроссели, распределенные вдоль кабеля;
закапывание кабеля под землю и/или заключение внутрь за-
земленной металлической трубы.
Усилитель должен обеспечить развязку входа (точек подключе-
ния антенны) от выхода и шин питания. Способ как это сделать за-
висит от типа приемной антенны.
Для антенн, один из выводов которых подключен к земле (антен-
на Бевереджа и K9AY) усилитель может быть любым, но между его
входом и антенной обязательно включается трансформатор с малой
межобмоточной емкостью. Дополнительно этот трансформатор мо-
жет служить для согласования.
Конструктивно он может быть выполнен двумя способами:
1. На ферритовом кольце, способном работать на частоте при-
ема с двумя обмотками в разных частях кольца. Связь между
обмотками идет только через магнитный поток сердечника
(надо смотреть описание сердечника, способен ли он переда-
вать магнитный поток на нашей частоте). Поэтому межобмо-
точная емкость мала.
2. На двух отдельных ферритовых кольцах (первичная и вторич-
ная обмотки каждая на своем кольце), связанных между собой
объемным витком-экраном. Он выполнен в виде цилиндри-
ческого экрана с горизонтальной перегородкой посередине
и вертикальной металлической осью. Токи по этому витку обе-
спечивают магнитную связь между кольцами и обмотками на
них. А, так как этот виток цельнометаллический, он снаружи за-
земляется, сводя емкостную связь до очень малой величины.
Для симметричных рамочных антенн не связанных с землей
(флаг, магнитная рамка) оптимальным является применение специ-
ализированных дифференциальных усилителей. Поскольку антенна
симметрична, то для развязки усилитель должен иметь высокий ко-
эффициента ослабления синфазной составляющей (КОСС) и одина-
ковый импеданс по обоим входам.
Например, специализированный дифференциальный усилитель
AD8129 ниже 4 МГц имеет КОСС выше 80 dB и дифференциальные
входы с равным и очень высоким (>4 МОм) импедансом. Столь вы-
сокого КОСС невозможно достичь симметрирующим трансформато-
ром (лучшие из них имеют 50 дБ на 4 МГц). Пример удачной схемы
приемного усилителя на AD8129 описан в [12].
248
Глава 5. Электромагнитные помехи
5.9.4. Приборы для фазирования
В практике часто возникает задача подавить помеху с опреде-
ленного азимута. Например, от завода, искрящей ЛЭП, грозы в от-
далении, соседа-радиолюбителя и т.д. Для этого достаточно иметь
антенну с кардиоидной ДН (п. 5.9.2). Но ДН должна иметь воз-
можность оперативного вращения, чтобы можно было навести её
минимум на помеху. Иногда просто механически вращают флаг
(п. 5.9.2), устанавливая его вдоль траверсы вращаемой направлен-
ной антенны на ВЧ диапазоны. Однако решение это не назовешь
ни простым, ни дешевым. Как минимум надо уже иметь вращаю-
щуюся антенну на ВЧ.
Намного более привлекательной выглядит идея электрического
вращения ДН. В этом параграфе мы будем электрически вращать
кардиоидную ДН. При широком лепестке и низком RDF вращение
будет сводиться к перемещению по азимуту положения прова-
ла в ДН.
В приемной системе из двух элементов проще всего получить
минимум ДН, руководствуясь следующими соображениями. В раз-
несенных в пространстве элементах одна и та же электромагнитная
волна от помехи наведет разные по амплитуде и фазе токи. Раз-
ность фаз зависит от расстояния между элементами, направления
прихода сигнала и взаимно расположения элементов, относительно
этого направления. Разница амплитуд — от размеров, степени со-
гласования элементов и их собственных ДН.
Если в блоке обработки выровнять амплитуды сигнала помехи,
принятой обоими элементами, а затем довернуть фазу, так чтобы
они стали в точности противофазны, то при сложении в сумматоре
произойдет компенсация. Степень ослабления зависит лишь от точ-
ности баланса фаз и амплитуд и легко может достигать несколько
десятков децибел. Точно так же, как в любом балансном устройстве.
Полезные же сигналы, приходящие с другого направления, име-
ют иное соотношение фаз на элементах. И при проходе по тому же
пути уже не будут в точности компенсированы. Поэтому они осла-
бятся намного меньше. Выигрыш в отношении сигнал/помеха на
выходе сумматора составляет от нескольких до 30...40 дБ (зависит
от типов антенн-элементов и их положения относительно азимута
прихода помехи).
5.9. Приемные антенны
249
Мы можем оперативно менять амплитуды и фазы в блоке управ-
ления, который больше известен под названиями прибора подавле-
ния помех (или фазирования приемных антенн). Очевидно, что при
этом будет меняться и положение минимума ДН.
Другим плюсом оперативной регулировки амплитудно-фазово-
го распределения является некритичность к типу и согласованию
элементов. Если есть запас по регулировке амплитуды и фазы
в приборе, то не очень существенно какие сигналы дают элемен-
ты. Настройками прибора можно будет скомпенсировать разницу
амплитуд и добиться точной разности фаз 180°, для сигналов с на-
правления, подлежащего подавлению.
Как правило, в качестве первого элемента используют имеющу-
юся передающую антенну. А в качестве второго — свободную антен-
ну другого диапазона или небольшую отдельную приемную антен-
ну. Размер, усиление и согласование с питающей линией второго
элемента неважны (но на входе прибора сигнал от него должен за-
метно превышать собственные шумы). Но его положение не может
быть произвольным.
В первую очередь важна поляризация. Она обязана быть такой
же, как и у первого элемента. Ведь оба элемента должны прини-
мать одну и ту же электромагнитную волну. Другим параметром,
ограничивающим положение второго элемента, является расстоя-
ние от него до первого элемента. Это ограничение не слишком
жесткое. Глубокий минимум в суммарной ДН удается получить при
расстоянии между элементами от 0,05 до 0,5Х.
Третий критерий выбора положения второго элемента: это долж-
на быть полноценная приемная антенна, принимающая полезные
слабые сигналы не менее эффективно, чем первый элемент. А не
«шумовая антенна», как ее иногда ошибочно называют. Неразум-
но размещать второй элемент внутри здания, вблизи домашнего
источника помех (скажем, ТВ или компьютера). Кроме этих помех,
(которые удастся сбалансировать и подавить прибором), он примет
дополнительно много разнообразного домашнего электромагнитно-
го «мусора», которые подавить будет нельзя. Выглядит это так, как
будто источник помех, с которым мы боремся, изрядно слабеет, но
зато появляется много других помех, отсутствовавших ранее.
Как и в обычных активных двухэлементных антеннах, свобода
выбора геометрии велика, но не абсолютна. Азимутальные углы,
250
Глава 5. Электромагнитные помехи
на которые можно настройкой прибора «навести» минимум ДН,
зависят от взаимного расположения элементов. Обычно положение
минимума можно менять не более чем на +ЗО...4О0 относительно
оси, соединяющей центры элементов.
Типичный пример показан на рис. 5.40. Это несколько возмож-
ных положений суммарной ДН системы из укороченной передаю-
щей вертикальной антенны 1,8 МГц высотой 16,5 м и маленькой
приемной рамки со стороной 1м. Расстояние между антеннами
20 м, диапазон 1,8 МГц. Видно, что в секторах шириной по 60°
спереди и сзади можно подавить любую помеху глубже, чем на
30 дБ. То есть можно двигать минимум ДН по азимуту в пределах
2 -60° = 120°. А для того, чтобы перекрыть весь азимутальный круг
к всенаправленной передающей антенне (нашему первому эле-
менту приемной системы) потребуется 2...3 дополнительные прием-
ные антенны (вторые элементы приемной системы), расположен-
ные равномерно по азимуту вокруг передающей.
Обратите внимание: в системе из двух фиксированных элемен-
тов нельзя двигать положение минимума более чем на ±30...40°
относительно оси, соединяющей элементы. Следовательно, ни
при каких двух элементах и их взаимном расположении нельзя
5.9. Приемные антенны
251
вырезать помехи с любого направления. Только из двух секторов
шириной по 60...80°. В описании приборов фазирования этот мо-
мент обычно не очень акцентируют. Но надо иметь в виду, что долж-
на быть возможность в качестве второго элемента антенны исполь-
зовать несколько разных антенн, выбирая одну из них переключате-
лем, в зависимости от азимута конкретной помехи.
При моделировании таких двухэлементных систем необходимо
напряжение источника меньшей антенны увеличить в 10...20 раз.
А напряжение источника большей антенны уменьшить в те же
10...20 раз. Это необходимо, чтобы скомпенсировать разницу в уси-
лении элементов. На практике этим будет заниматься вы с помо-
щью прибора фазирования.
Минимумы ДН на рис. 5.40 характеризуют не качество прибора
фазирования, а свойства конкретной приемной активной двухэле-
ментной системы. При иных антеннах и ином их расположении глу-
бина подавления помехи может быть как большей, так и меньшей.
Выпускается немало разных приборов для фазирования антенн.
Да и самостоятельно изготовить такой прибор не очень сложно [13].
Так как он является входом приемника, то, чтобы не засорить вы-
ходной сигнал продуктами интермодуляции, к прибору фазирования
предъявляются следующие требования:
* Минимальное число активных и/или нелинейных элементов.
• Максимальная линейность всех каскадов.
Минимальное усиление от входов до выхода.
Чтобы не ухудшить с таким трудом добытое в элементах пода-
вление помехи, взаимная развязка между каналами прибора
должна бы не ниже F/B на рассчитанных ДН.
Работа с прибором фазирования непроста. Требуется индивиду-
альная и настройка на подавление каждой помехи. При этом надо
работать тремя органами управления (два амплитуды и разность
фаз). К тому же эти регулировки, как правило, немного взаимоза-
висимы.
Фактически каждый раз надо вручную, ориентируясь на слух, вы-
полнять полную процедуру настройки двухэлементной направлен-
ной антенны на максимум F/B для требуемого в данный момент
направления. Процедура эта трудоемкая, поэтому для более-менее
постоянных источников помех имеет смысл создать таблицу настро-
ек, куда записывать удачные положения органов настроек.
252
Глава 5. Электромагнитные помехи
Но игра стоит свеч, и достигаемый эффект в улучшении отноше-
ния сигнал/помеха может быть очень велик и достигать 20...40 дБ.
Звуковые примеры работы прибора можно послушать на стра-
нице [13].
5.9.5. Влияние окружения — испорченная ДН
Итак, мы сделали приемную антенну. Хорошую антенну. Правиль-
но сделали. Приняли достаточные меры по подавлению паразитно-
го приема оплеткой. Но антенна не работает. Вернее работает, но
так, что лучше бы совсем не работала. Принимает все что угодно,
со всех направлений и почти не дает выигрыша.
В чем дело? Если антенна у других и на модели работает, а у нас
на практике отказывается, из этого следует, что надо искать раз-
ницу. Что в данном, конкретном случае не так как у других или на
модели? Чаще всего, это окружающий антенну разнообразный ме-
талл: другие антенны, линии, чужие провода.
Ведь этот металл тоже принимает сигнал. Электромагнитная вол-
на ведь телепатией не владеет, и не может понять, что мы счита-
ем приемной антенной, а что неработающими и несущественными
в данный момент проводниками. И потому наводит токи во всех
проводниках, которые встретила на своем пути. Эти токи вызывают
вторичное излучение (переизлучение), так как провод с ВЧ током
не может не излучать. Естественно, что переизлученные сигналы
имеют другое направление, чем принятые. Иными словами, проис-
ходит отражение электромагнитной волны от металла. Точно такое
же, как и отражение света (тоже электромагнитная волна) от зерка-
ла (тоже металл).
Понять, почему направленная приемная антенна изменяет фор-
му ДН в окружении других проводов, поможет следующая аналогия.
Представьте себе, что вы направленная приемная антенна. Ваша
задача: ночью принять световое сообщение слабеньким сигналь-
ным фонариком с заранее известного азимута. Вы сидите и вгля-
дываетесь в темноту заданного направления, не отвлекаясь на
другие, ненужные направления. А впереди и по бокам расставле-
ны зеркала. Много зеркал. Их количество и положение неизвестно.
Зеркал не видно — ночь. Зато с боков и сзади так и полыхают меша-
ющие огни. Увидев свет, можете ли вы поручиться, что его источник
5.9. Приемные антенны
253
действительно расположен в том направлении, куда вы смотрите?
Ведь это вполне может быть свет, пришедший с совсем другого на-
правления и отраженный одним из зеркал. А если это все же дей-
ствительно нужный вам фонарик с правильного направления, смо-
жете ли вы разобрать, что он передает, если глаза слепят мешаю-
щие огни, отражаемые зеркалами?
То есть вы (приемная антенна) не виноваты. Вы смотрите имен-
но туда, куда надо, не отвлекаясь по сторонам (направленная ДН).
Но окружающие зеркала (металл) своими отражениями (переизлу-
чением) создают такие условия приема, что сигналы с других на-
правлений (помехи) попадают вам (антенне) в глаза (в главный ле-
песток).
Эта аналогия делает понятнее тот факт, что проблема не в при-
емной антенне (она-то в порядке), а в окружающем ее металле,
способным отражать электромагнитную волну с рабочей частотой.
На КВ такими отражателями являются резонирующие на данной ча-
стоте провода (нерезонансного отражения на КВ можно не бояться,
так как для него размер металлической поверхности должен быть
минимум несколько X).
А что у нас резонирует на рабочей частоте? Правильно — пере-
дающая антенна. Мы ее затем и делали и настраивали так, чтобы
она там резонировала. Конечно, может случиться, что кроме пере-
дающей антенны еще что-то из окружающего металла (внешняя
сторона оплетки кабеля, мачта, чужие провода) имеет резонанс на
рабочей частоте. Но как с этим бороться (если вы до сих пор этого
не сделали), мы уже знаем (п. 5.7.2): резать на куски ВЧ дроссе-
лями. Но саму передающую антенну ведь не порежешь. Она нам
нужна. И именно резонансная.
Поэтому сосредоточимся на переизлучении передающей антен-
ны. Если же у вас переизлучает что-то иное, воспользуйтесь реко-
мендациями п. 5.7.2. Это имеет смысл сделать и для снижения по-
мех при передаче, и для устранения влияния окружающего металла
на ДН и импеданс передающей антенны.
Определимся, насколько велики искажения ДН приемной антен-
ны из-за переизлучения расположенной неподалеку передающей.
На рис. 5.41 показано как влияет на ДН антенны Бевереджа ми-
ной 350 м диапазона 1,8 МГц расстояние до расположенной рядом
вертикальной передающей антенны GP высотой 22 м с удлиняющей
254
Глава 5. Электромагнитные помехи
катушкой. При расстоянии между антеннами 5 м (ДН4 на рис. 5.41)
от направленности антенны Бевереджа мало что остается: резко
снижаются RDF и F/В. Даже отодвигание GP на 20 м в сторону (ДНЗ
на рис. 5.41) не возвращает F/В к исходному значению (ДН1 — ан-
тенна Бевереджа без вертикала рядом). Только при расстоянии
между антеннами 40 м ДН антенны Бевереджа нормализуется (ДН2
на рис. 5.41).
Еще более чувствительны к резонирующим проводам антенны
с кардиоидной ДН. Из-за их малого усиления даже небольшие пе-
реизлученные сигналы могут полностью испортить ДН. Обратимся
к рис. 5.42. Антенна-флаг сама по себе имеет высокое F/В (ДН1 на
рис. 5.42). Но если мы расположим рядом такой же резонансный
GP, как и в предыдущем примере и даже не рядом, а на расстоянии
200 (!) м, то F/В снизится почти на 8 дБ (ДН2 на рис. 5.42).
Если же GP поставить ближе, то F/В станет совсем низким,
и пользы от такой приемной антенны будет мало. Так, при расстоя-
нии между антеннами 80 м F/В едва превышает 13 дБ (ДНЗ
на рис. 5.42), а при расстоянии между антеннами 40 метров
F/B < 7 дБ (ДН4 на рис. 5.42).
5.9. Приемные антенны
255
Как с этим бороться? Отодвинуться приемной антенной подаль-
ше от передающей (в нашей аналогии с мешающими зеркалами
это соответствует уходу от них далеко в сторону)? Да, это поможет.
Так можно снизить до приемлемого уровня ухудшения ДК прием-
ной антенны под действием переизлучения передающей. Но ка-
кой ценой! Антенну Бевереджа надо относить от передающей на
40...50 м (для диапазона 1,8 МГц). Мы и так едва нашли длинную
в сотни метров (но хоть узкую) полоску земли под антенну Беверед-
жа. А тут требуется еще и ширина несколько десятков метров. У вас
есть под антенное поле участок земли с такой площадью?
Еще хуже дело обстоит с антеннами с кардиоидной ДН. Их надо
относить от резонирующей передающей антенны на сотни (!) мет-
ров. А ведь применяют такие антенны не от хорошей жизни, а от
недостатка места. И потому, очевидно, что требуемых нескольких
сотен метров места нет (если бы были, то мы бы там антенну Беве-
реджа сделали, которая лучше).
Раз уйти от мешающих зеркал (резонансной передающей ан-
тенны) некуда, остается испортить эти зеркала, так чтобы они стали
плохими отражателями. Испортить отражающую (то есть резонирую-
щую) передающую антенну легко. Надо просто увести ее резонанс
256
Глава 5. Электромагнитные помехи
подальше от рабочей частоты (то есть расстроить, и посильнее). При
этом ее способность к переизлучению на рабочей частоте много-
кратно падает, и влияние на ДН приемной антенны оказывается
минимальным.
Снова возьмем уже известную нам по рис. 5.41 систему: ан-
тенна Бевереджа длиной 350 м и вертикальный GP высотой 22 м
с удлиняющей катушкой. Но теперь уменьшим между ними рас-
стояние до 1 метра. Получится очень плохая ДН, показанная на
рис. 5.43 под номером 2. Но если при приёме замкнуть накорот-
ко удлиняющую катушку в GP, то передающая антенна перестанет
резонировать на рабочей частоте. Поэтому ДН антенны Бевереджа
становится почти такой же, как и при отсутствии передающей ан-
тенны (ДН1 на рис. 5.43).
Расстройка передающей антенны позволяет располагать недале-
ко от нее и приемные антенны с кардиоидной ДН. Но из-за малого
усиления такие антенны более чувствительны даже к очень слабым
переизлученным полям. Поэтому их не следует располагать ближе
10...15 м даже от сильно расстроенной передающей антенны и лю-
бых других проводов заметной длины: оттяжек, мачт, линий питания
других антенн и т.п.
5.9. Приемные антенны
257
Итак, если имеется отдельная приемная антенна, то передаю-
щую антенну в режиме приема надо расстраивать.
Но ведь мало кто ставит отдельное реле «передача/прием» в точ-
ке питания передающей антенны для ее расстройки, тем не менее,
многие успешно применяют отдельные приемные антенны? Дело
в том, что часто расстройка передающей антенны в режиме прие-
ма часто получается автоматически, без принятия специальных
мер. Ведь в режиме приема активный элемент выходного каска-
да передатчика закрыт. Выходное сопротивление неработающего
передатчика не 50 Ом. Поэтому кабель, идущий к передающей ан-
тенне, не согласован. Он трансформирует высокое выходное сопро-
тивление неработающего передатчика к антенне в зависимости от
длины кабеля. Весьма вероятно, что результатом этой трансформа-
ции будет импеданс с большой реактивной составляющей, которая
и даст требуемую расстройку передающей антенны.
Имеет смысл проверить, где расположены резонансные часто-
ты вашей передающей антенны в режиме приема. Если они от-
личаются от рабочей частоты (или частот, если антенна многодиа-
пазонная) меньше, чем на +30% (цифра условна, зависит от типа
приемной антенны и расстояния до нее), то надо принимать меры
по расстройке. Это может быть изменение длины кабеля передаю-
щей антенны и/или установка в точке ее питания отдельного реле
«передача/прием», кардинально расстраивающего антенну (напри-
мер, отключающее GP от противовесов и кабеля, или замыкающее
накоротко согласующее; устройство, и т.д.).
Глава 6. ФИЛЬТРЫ
Классы и типы фильтров. Классы фильтров и их взаимный
пересчет. Порядок фильтра. Характеристики фильтров.
Типы фильтров. Влияние класса и типа фильтра на его ха-
рактеристики. Фильтр нижних частот. Фильтр высоких
частот. Полосовой фильтр. Пересчет фильтров на свою
частоту, полосу и сопротивление. Зависимость характери-
стик от порядка. Фильтр Бесселя. Фильтр Баттерворта.
Фильтр Чебышёва. Фильтр Чебышёва 2. Эллиптический
фильтр. Фильтр Hourglass. Влияние холостой добротности
элементов. Разброс номиналов. Влияние на АЧХ. Влияние на
согласование. Влияние сопротивлений нагрузки и источни-
ка. Паразитные реактивности элементов
Если помеха отличается от сигнала по частоте, то наиболее раз-
умным способом её подавления являются фильтры: цепи, коэффи-
циент передачи которых зависит от частоты. Почти в любом при-
боре можно найти несколько фильтров. Это один из самых распро-
страненных способов борьбы с помехами.
6.1. КЛАССЫ И ТИПЫ ФИЛЬТРОВ
Существует много реализаций (то есть основы, из чего делаются)
фильтров: на сосредоточенных катушках и конденсаторах (LC эле-
ментах), активные, на линиях, цифровые, на распределенных струк-
турах.
В этой главе мы рассмотрим только фильтры на сосредоточен-
ных LC элементах, как наиболее применимые в деле борьбы с по-
мехами. Однако большинство выводов и графиков этой главы (по
типам фильтров и их характеристикам) относятся к любой возмож-
ной реализации фильтра.
Расчет фильтров делается программно (ручные расчеты очень
громоздки и трудоёмки, фильтры одна из сложных для расчета об-
ластей радиотехники). Программ для расчетов фильтров существует
6.1. Классы и типы фильтров
259
немало. Большинство графиков в этой главе рассчитаны програм-
мой Filter Solutions. Однако это не принципиально, можно пользо-
ваться и другими аналогичными программными продуктами.
Но перед тем как пользоваться даже самой лучшей программой
синтеза и анализа фильтров, надо понимать типы фильтров, какие
характеристики от них можно ожидать, что и как изменить в началь-
ных установках, чтобы получить желаемый результат. Таким понима-
нием мы и займемся в этой главе.
6.1.1. Классы фильтров и их взаимный пересчет.
Порядок фильтра
Первая задача в фильтрах — определиться, что мы пропускаем,
а что подавляем. В соответствии с ответом на этот вопрос бывает
четыре класса фильтров.
1. Фильтр низких частот (ФНЧ, или по LPF от англ, low pass
filter) пропускает низкие частоты от нуля до частоты своего
среза и ослабляет высокие.
2. Фильтр высоких частот (ФВЧ, или HPF от англ, high pass
filter), наоборот, пропускает высокие частоты от частоты своего
среза и выше без ограничения, а подавляет низкие частоты.
3. Полосовой фильтр (ПФ, или BPF от англ, band pass filter) про-
пускает заданную полосу частот, но ослабляет как низкие, гак
и высокие частоты за пределами полосы пропускания.
4. Режекторный фильтр (или BSF от англ, band stop filter) про-
пускает все частоты, кроме заданной для подавления полосы
от нижней до верхней частоты.
Фильтр низких частот состоит из последовательных катушек и па-
раллельных конденсаторов. В зависимости от того, начинается Ф НЧ
с параллельного конденсатора или с последовательной катушки,
возможны две схемы ФНЧ: с первым шунтирующим элементом
(конденсатором) и с первым последовательным элементом (катуш-
кой). В пределах полосы пропускания (от нуля до частоты среза) обе
этих схемы ведут себя одинаково. А за пределами (то есть для пода-
вляемых верхних частот) по-разному:
Фильтр с первым шунтирующим элементом за пределами
своей полосы пропускания имеет низкий импеданс и замыка-
ет вход фильтра.
260
Глава 6. Фильтры
• Фильтр с первым последовательным элементом за пределами
своей полосы пропускания имеет высокий импеданс и размы-
кает вход фильтра.
Для характеристик самого фильтра несущественно является ли
первый элемент последовательным или параллельным. А вот для
остальной схемы, к которой подключен фильтр, эта разница может
быть принципиальной.
Например, ФНЧ, включаемые в цепь питания, обязаны начи-
наться и заканчиваться параллельными конденсаторами, чтобы на
шине питания не было ВЧ напряжения.
Другой пример: телефонная линия используется и для телефона,
и для интернета (на высокочастотных несущих). Фильтр низких зву-
ковых частот телефонной части должен начинаться с последователь-
ной катушки. Иначе параллельный конденсатор ФНЧ замкнет собой
ВЧ поднесущие и интернета по этой линии не будет.
Схема фильтра любого другого класса (ФВЧ, полосовой или ре-
жекгорный) получается из схемы ФНЧ (а её рисовать мы уже уме-
ем) путем замены элементов (см. рис. 6.1). Пользоваться этим
рисунком просто: элементы исходного ФНЧ заменяются на другие
в соответствии с классом того фильтра, который мы хотим получить.
Например, чтобы из ФНЧ получить полосовой фильтр, все конденса-
торы ФНЧ надо поменять на параллельные LC контура, все катуш-
ки — на последовательные LC контура, все параллельные LC кон-
тура — на два параллельных LC контура, все последовательные
LC контура — на два последовательных LC контура.
Аналогично, имея схему фильтра любого из классов, при помощи
рис. 6.1 её можно преобразовать в схему фильтра другого класса
путем замены элементов по таблице этого рисунка.
Количество элементов в фильтре определяет его порядок.
В фильтрах отдельным элементом считается то, что изобра-
жено на рис. 6.1 в каждой ячейке столбца соответствующего
класса фильтра.
Для типов фильтров (определение см. в п. 6.1.3) с гладкой АЧХ за
полосой пропускания (Бесселя, Баттерворта, Чебышёва1) порядок
фильтра равен:
• общему количеству катушек и конденсаторов для ФНЧ и ФВЧ;
общему количеству LC контуров (и последовательных, и парал-
лельных) для полосовых и режекторных фильтров.
6.1. Классы и типы фильтров
261
Для типов фильтров с глубокими минимумами в АЧХ за полосой
пропускания (Чебышёва 2, эллиптические, Hourglass) порядок филь-
тра определяется как сумма:
количество отдельно стоящих катушек, конденсаторов плюс
количество LC контуров (и последовательных, и параллельных)
для ФНЧ и ФВЧ;
• количество отдельно стоящих LC контуров (и последовательных,
и параллельных) плюс количество пар LC контуров (и последо-
вательных, и параллельных), включенных либо параллельно,
либо последовательно для полосовых и режекторных фильтров.
Чем выше порядок фильтра, тем лучше его частотно избиратель-
ные свойства. На пракгике обычно используются фильтры с поряд-
ками от 2 до 7.
Ниже второго порядка идут уже одиночные конденсаторы и кон-
тура. И, хотя они формально тоже являются фильтрами (напри-
мер, по питанию, см. пп. 5.4.1, 5.4.2, 5.4.3), но их характеристи-
ки настолько просты, что их не имеет смысла анализировать как
фильтры.
262
Глава 6. Фильтры
Выше 7-го порядка фильтры получаются слишком сложными
и капризными в настройке и серийном производстве (п. 6.5).
Итак, схему фильтра мы нарисовали. А как узнать номиналы
элементов для конкретного случая? Их будет рассчитывать соответ-
ствующая программа. Но для этого нам надо сначала определиться,
какие характеристики фильтра нам нужны, чтобы поставить их про-
грамме как цель.
6.1.2. Характеристики фильтров
Фильтр — это четырехполюсник. И, как у любого другого пассивно-
го четырехполюсника, его основными характеристиками являются:
* Коэффициент передачи с входа на выход. То есть амплитуд-
но-частотная характеристика (АЧХ), из-за которой, собственно,
и затевался фильтр. Поэтому многие часто АЧХ фильтра и огра-
ничиваются. А зря. Кроме АЧХ у фильтра есть еще две важней-
шие характеристики, игнорирование которых может привести
к серьёзным проблемам.
* Коэффициент отражения (от входа и/или от выхода), точ-
нее, его зависимость от частоты. Фильтр рассчитывается на
заданное проектировщиком сопротивление нагрузки и источ-
ника. Но у пассивного LC устройства (нашего фильтра) вход-
ной импеданс сильно зависит от частоты. Поэтому степень
согласования фильтра с источником и нагрузкой будет ме-
няться от частоты: от более-менее хорошей (у разных филь-
тров по разному, см. п. 6.3) в полосе пропускания фильтра,
до совсем плохой при расстройке за полосу. Если источник
и/или нагрузка чувствительны к рассогласованию (например,
длинный коаксиальный кабель), то от степени согласования
фильтра (то есть от частотной зависимости коэффициента отра-
жения) будет сильно меняться суммарная АЧХ системы источ-
ник—фильтр—нагрузка.
Импульсная характеристика. Если вы работаете с сигналами
медленно меняющейся амплитуды (время изменения в сот-
ни раз больше, чем величина обратная частоте среза для ФНЧ
и ФВЧ или полосе для ПФ или режекторного фильтров), то эта
характеристика вам не нужна. Но если сигналы быстрые, осо-
бенно прямоугольные импульсы, то их форма на выходе филь-
6.1. Классы и типы фильтров
263
тра может кардинально отличаться от входной. Причина: раз-
ные частоты проходят через фильтр за разное время. Быстрый
импульс на входе фильтра сигнала состоит из множества раз-
ных спектральных составляющих. Фильтр не только меняет
их соотношение (как следует из его АЧХ), но и расположение их
по времени относительно друг друга. В результате импульс на
выходе фильтра может быть совершенно не похож на входной
(появляются затягивание и дополнительные колебания). Им-
пульсная характеристика фильтра как раз и показывает его вы-
ходной сигнал при прямоугольном единичном скачке на входе.
Обычно при расчете задают требования к АЧХ фильтра, а коэф-
фициент отражения и импульсную характеристику смотрят какие
получатся для разных типов фильтра (подробнее в следующем пара-
графе) и их порядка (см. п. 6.2). Требования к АЧХ помимо прочего,
зависят от её формы в полосе пропускания и за ней. Она может
быть гладкой и волнистой. Ниже приведены параметры расчёта, за-
даваемые для разных классов фильтров, в зависимости от вида АЧХ.
1. Для ФНЧ и ФВЧ с гладкой АЧХ как в полосе пропускания, так
и за ней задаются:
• частота среза;
• затухание на частоте среза (чаще всего 3 дБ, но возможны
и иные требования).
2. Для полосовых и режекгорных фильтров с гладкой АЧХ как
в полосе пропускания, так и за ней задаются:
центральная частота и требуемая полоса, или нижняя и верх-
няя частоты среза (это разные формы задания одного и того
же фильтра);
• максимально допустимое затухание на краях полосы пропу-
скания или на обеих частотах среза (чаще всего 3 дБ).
3. Для всех классов фильтров, в которых АЧХ волнообразна в по-
лосе прозрачности дополнительно задают максимально допу-
стимую неравномерность АЧХ в этой полосе (обычно задают
1 дБ, но для разных задач может быть от 0,1 до 2 дБ).
4. Для ФНЧ и ФВЧ с волнистой АЧХ в полосе задерживания
(то есть за полосой пропускания) кроме обычных требова-
ний к полосе пропускания (как в пунктах 1 и 3) требуется
задавать больше параметров. Это связано с тем, что волни-
стость в полосе задерживания обычно достигается одним или
264
Глава 6. Фильтры
несколькими глубокими минимумами на АЧХ. Но это оплачи-
вается тем, что уменьшается подавление на других частотах
в полосе задерживания. Для таких фильтров задаются:
или частоты минимумов АЧХ в полосе задерживания. Пря-
мо, или как проценты от частоты среза. На этих частотах до-
стигается максимальное подавление, а в остальной полосе
задерживания остается каким получится (даже если оно ока-
жется небольшим при значительных расстройках);
* или минимально необходимое гарантированное подавление
в полосе задерживания. При этом частоты максимального
подавления не задаются, а рассчитываются программой,
чтобы достичь заданного ослабления во всей полосе задер-
живания.
5. Для полосовых и режекторных фильтров с волнистой АЧХ в по-
лосе задерживания, кроме обычных параметров полосы про-
пускании как в пунктах 3 и 4, дополнительно задаются:
* или частоты минимумов АЧХ в полосе задерживания. Как
проценты от частоты среза, или прямо. Кроме того, указы-
вается положение (симметрично или асимметрично) этих
частот относительно полосы пропускания(для ПФ) или режек-
ции (для режекторного фильтров). На этих частотах достигает-
ся максимальное подавление, а в остальной полосе задер-
живания остается каким получится (даже если оно окажется
небольшим при значительных расстройках);
* или минимально необходимое гарантированное подавление
в полосе задерживания. При этом частоты максимального
подавления не задаются, а рассчитываются программой,
чтобы достичь заданного ослабления во всей полосе задер-
живания.
6.1.3. Типы фильтров
Передаточная характеристика любого ФНЧ может быть записана
в виде дроби. В её знаменателе будет степенной полином с макси-
мальной степенью N, равной порядку фильтра. В числителе тоже по-
лином, но меньшей степени: от 0 до N -1. Коэффициенты полино-
мов (цифры множителей перед всеми степенями) и вид числителя
определяют тип фильтра.
6.1. Классы и типы фильтров
265
1. В передаточной характеристике ФНЧ Бесселя числитель состо-
ит из одной цифры, а в знаменателе стоит обратный многоч-
лен, описанный немецким математиком Фридрихом Бессе-
лем, из-за чего фильтр и получил своё название. Фильтры Бес-
селя имеют весьма посредственную плавную АЧХ (большое
затухание на частоте среза, медленное спадание за полосой),
очень плохое согласование, но зато отличную импульсную ха-
рактеристику, связанную с тем, что время задержки в этом
типе фильтров почти не зависит от частоты.
2. Фильтры Баттерворта фильтры были впервые описаны
в 1930 г. британским инженером Стефаном Баттервортом.
Выражение передаточной характеристики ФНЧ Баттерворта
похоже на ФНЧ Бесселя (число, деленное на многочлен), но
отличается цифровыми коэффициентами. Фильтры Баттервор-
та имеют гладкую АЧХ в полосе пропускания и за ней. Отлича-
ются от фильтров Бесселя более резким спадом за полосой,
лучшим согласованием, но худшей импульсной характерис-
тикой.
3. Фильтры Чебышева 1 рода названы так, потому что в знаме-
нателе их передаточной функции стоит один из полиномов, ко-
торый ввёл русский математик Пафнутий Чебышёв (ударение
на последнем слоге). А в числителе по-прежнему одна цифра.
АЧХ этих фильтров волнообразна в полосе пропускания (почти
всегда в небольших пределах это несущественно при исполь-
зовании фильтра) и монотонно затухает за полосой. Отлича-
ются от фильтров Баттерворта более резким спадом АЧХ на
границе полосы, большим затуханием за полосой, но худшими
согласованием и импульсной характеристикой.
4. Фильтры Чебышёва 2 рода основаны на другой группе поли-
номов Чебышёва. Передаточная характеристика ФНЧ Че-
бышёва 2 рода это отношение двух полиномов. В числителе
полином степени N -1, в знаменателе — степени N. АЧХ этих
фильтров монотонна в полосе пропускания, но волнообразна
за полосой (то есть имеются отдельные частоты глубоко пода-
вленные, а между ними ослабление относительно невелико).
Согласование неплохое (даже лучше, чем у фильтров Баттер-
ворта), а вот импульсная характеристика оставляет желать
много лучшего.
266
Глава 6. Фильтры
Аналогичный вид имеют и передаточные функции еще двух
типов фильтров нижних частот: эллиптических и hourglass. От-
личие только в числовых коэффициентах перед степенями
в полиномах.
5. Эллиптические фильтры названы так потому, что в выраже-
нии их АЧХ используется рациональная эллиптическая функ-
ция N-ro порядка. АЧХ этих фильтров колеблется как в полосе,
так и за полосой. Эти фильтры имеют рекордную крутизну сре-
за. Но оплачивается это плохим согласованием и плохой им-
пульсной характеристикой.
6. Hourglass — разновидность эллиптических фильтров, но с хоро-
шим согласование в полосе и гладкой АЧХ в полосе. Достига-
ется это снижением избирательности по сравнению с эллипти-
ческими фильтрами. Характеристики похожи на фильтр Чебы-
шёва 2, но Hourglass имеет более острый срез АЧХ и большее
затухание за полосой. Это относительно новый тип фильтров,
описанный американским ученым Байроном Бенеггом
в 1988 г.
Типы фильтров делятся на две большие группы:
с гладкой АЧХ за полосой пропускания. Это фильтры Бесселя,
Баттерворта и Чебышёва 1;
с глубокими минимумами в АЧХ за полосой пропускания. Сюда
относятся фильтры Чебышёва 2, эллиптические и Hourglass.
Принципиальные схемы фильтров внутри каждой из групп одина-
ковы. Отличаются только номиналы элементов.
Но между группами отличие в схемах есть. Фильтры с глубокими
минимумами в АЧХ за полосой пропускания имеют LC контура для
ФНЧ и ФВЧ и группы последовательно или параллельно включенных
LC контуров для полосовых и режекторных фильтров. Посмотрите
на две нижние строки таблицы на рис. 6.1: это элементы фильтров
группы с глубокими минимумами в АЧХ за полосой пропускания
(Чебышёва 2, эллиптические и Hourglass).
Деление фильтров на типы в какой-то мере условно. Схемы филь-
тров внутри каждой из групп отличаются только номиналами, а их
переходные характеристики только цифровыми коэффициентами
в полиномах. Некоторые из наборов значений номиналов и коэф-
фициентов называются типами фильтров. Поэтому приведенная
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
267
выше классификация типов фильтров не полна. Иногда выделяют
еще несколько типов фильтров (с другими наборами номиналов
и коэффициентов). Но они мало распространены, поэтому мы тут
не будем их рассматривать ввиду их специфичности.
Внутри каждой из дзух групп фильтр легко может сменить свой
тип, если номиналы его элементов отличаются от расчетных, напри-
мер, из-за индивидуальной подстройки и/или разброса элементов.
Ниже мы ограничимся только вышеуказанными типами филь-
тров и изучим их характеристики подробно.
6.2. ВЛИЯНИЕ КЛАССА И ТИПА ФИЛЬТРА
НА ЕГО ХАРАКТЕРИСТИКИ
В этом разделе мы изучим, как влияет класс и тип фильтра
3-го порядка на все его характеристики. Здесь и далее в этой главе
произвольно приняты следующие условия:
• сопротивления источника сигнала и нагрузки по 50 Ом;
у ФНЧ и ФВЧ частота среза 1 МГц;
у полосовых фильтров центральная частота 10 МГц, полоса
пропускания 1 МГц.
Как пересчитать фильтр на другие частоты и сопротивления, опи-
сано ниже, в п. 6.2.4.
6.2.1. Фильтр нижних частот
Принципиальные схемы всех типов ФНЧ 3-го порядка с частотой
среза 1 МГц в двух вариантах: с первым шунтирующим элементом
и с первым последовательным показаны на рис. 6.2 и 6.3 соответ-
ственно. АЧХ всех этих фильтров вблизи среза при небольшом изме-
нении частоты (от 0,5...1,5 МГц) показаны на рис. 6.4.
Чемпионом по крутизне ската АЧХ вблизи частоты среза (1 МГц)
является эллиптический фильтр. За ним близко друг к другу идут
Hourglass и Чебышёв 2. Чебышёв 1 проигрывает уже немало. Бат-
терворт еще хуже. И совсем плох фильтр Бесселя.
Сравним эти фильтры по АЧХ в полосе пропускания (то есть ниже
1 МГц). Здесь выделить однозначного лидера нельзя, так как в поло-
се пропускания имеются два разных критерия АЧХ: ослабление на
частоте среза и равномерность АЧХ внутри полосы.
268
Глава 6. Фильтры
Фильтры низких частот, срез 1 МГц
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
269
Рис. 6.2
270
Глава 6. Фильтры
Фильтры низких частот, срез 1 МГц
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
271
Рис. 6.3
272
Глава б. Фильтры
И по каждому из этих критериев разные типы фильтров ведут
себя по-разному.
• Фильтр Бесселя является худшим. У него очень рано начина-
ет заваливаться АЧХ (уже 1,8 дБ на 0,5 МГц в начале графика).
И этот завал достигает 6 дБ на частоте среза.
Баттерворт держит ровную АЧХ примерно до 0,6 МГц, а дальше
она гладко падает до 3 дБ на частоте среза.
* Чебышев 1 имеет волнообразную АЧХ в полосе прозрачности
с неравномерностью до 1 дБ (столько задано при проектиро-
вании, в принципе эта цифра может быть любой, устраиваю-
щей вас). Но зато и на частоте среза его затухание всего тот
же 1 дБ.
Чебышёв 2 в полосе имеет почти такую же АЧХ, как и Баттер-
ворт.
• Эллиптический фильтр аналогично Чебышёву 1 имеет неравно-
мерность в полосе 1 дБ (эта величина также задается пользо-
вателем в исходных данных для проектирования) и ослабление
3 дБ на частоте среза.
• Hourglass имеет плоскую АЧХ почти до 0,85 МГц и ослабление
3 дБ на частоте среза.
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
273
АЧХ всех фильтров рис. 6.2, 6.3 при больших расстройках (изме-
нение частоты от 0.5...5 МГц) показаны на рис. 6.5.
Затухание за полосой фильтров первой группы (Бессель, Баттер-
ворт, Чебышёв 1) монотонно растет с увеличением расстройки. Оно
увеличивается на примерно 6N дБ (где N — порядок фильтра) при
увеличении частоты вдвое. При больших расстройках АЧХ фильтров
Бесселя и Баттерворта совпадают, а фильтр Чебышёва 1 обеспечи-
вает большее затухание.
АЧХ фильтров второй группы (Чебышёв 2, эллиптический, Hour-
glass) за полосой пропускания ведет себя по-иному. Около часто-
ты среза располагается частота режекции (она задается при про-
ектировании) с очень большим затуханием. Крутизна спада АЧХ и
ослабление между частотами среза и режекции намного выше, ^ем
у фильтров первой группы.
Но выше частоты режекции затухание резко уменьшается и на-
чинает снова падать лишь при очень больших расстройках, но
не достигает столь больших величин, как у фильтров первой группы.
Физическое объяснение этому простое. Посмотрите на рис. 6.2 на
схемы фильтров Чебышёва 1, эллиптического и Hourglass. Парал-
лельно катушке стоит конденсатор. Который на частоте режекции
274
Глава б. Фильтры
образует фильтр-пробку, размыкая вход и выход фильтра. Но выше
этой частоты сигналы проходят сквозь этот конденсатор, минуя ка-
тушку, и ослабление получается только за счет емкостного делителя,
то есть небольшое.
В фильтрах Чебышёва 1, эллиптического и Hourglass с последо-
вательным первым элементом рис. 6.3 последовательно с зазем-
ленным конденсатором включается катушка. Образуется последо-
вательный LC контур, замыкающий на частоте своего резонанса
(режекции) середину фильтра на корпус.
На всех схемах рис. 6.2, 6.3 фильтров Чебышёва 1, эллиптиче-
ского и Hourglass около контуров, обеспечивающих нули АЧХ, указа-
ны их резонансные частоты (то есть частоты режекции).
Перейдем к характеристикам согласования. На рис. 6.6 по-
казаны частотные зависимости коэффициента отражения от вхо-
да (это то, что покажет измеритель КСВ в положении «Отраженная
волна», то есть чем меньше, тем лучше) для всех типов фильтров
рис. 6.2, 6.3. У всех фильтров согласование за полосой очень пло-
хое. Мы эти частоты не пропускаем, поэтому должны либо разорвать
путь для них (рис. 6.2), либо закоротить их на землю (рис. 6.3). Это
соответствует полному рассогласованию.
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
275
Внутри полосы пропускания фильтр Бесселя согласован очень
плохо. Фильтры Баттерворта, Чебышёва 2 имеют хорошее согласо-
вание до половины полосы пропускания, но оно резко ухудшается
по мере продвижения частоты к краю полосы.
Согласование фильтров Чебышёва 1 и эллиптического не очень
хорошее (отражается около половины) внутри полосы, но оно улуч-
шается вблизи частоты среза.
Коэффициент отражения Hourglass фильтра не превышает 0,33
(то есть КСВ = 2) до частоты 0,88 МГц и остается меньше 0,2 (КСВ =
= 1,5) ниже 0,85 МГц. Если вам важно хорошее согласование внугри
полосы, то лучшим выходом будет Hourglass с полосой ~15...20%
шире, чем верхняя частота полезных сигналов.
Посмотрим теперь характеристики фильтров во временной об-
ласти. Обычно на них обращают мало внимания. Но ведь фильтры
редко работают с чисто синусоидальными непрерывными сигнала-
ми. Обычно амплитуда сигналов меняется. И если она это делает
резко (импульсы, перепады, броски), то форма сигнала на выходе
фильтра может быть далека от ожидаемой. Фильтр не просто устра-
нит нежелательные частотные составляющие, но добавит в выход-
ной сигнал кое-что от себя. Того, чего во входном сигнале вовсе
не было. Дело в том, катушки и конденсаторы фильтра образуют
сложный LC контур. А любой контур, при ударе по нему импульсом,
начинает «звенеть», то есть создавать колебания.
На рис. 6.7 показаны формы выходного сигнала всех фильтров
рис. 6.2, 6.3 при подаче на их вход фронта единичного прямоуголь-
ного скачка. На рис. 6.7 сразу видно, зачем нужны фильтры Бессе-
ля, которые были худшими по всем предыдущим характеристикам.
Этот тип фильтров почти ничего не добавляет во фронт сигнала. Все
остальные типы фильтров при резком перепаде на входе создают
дополнительные колебания на выходе. Они характеризуются вели-
чиной первого выброса и длительностью затухания.
По величине первого выброса типы фильтров идут так (от худше-
го к лучшему): Hourglass. Чебышёв 2, эллиптический, Баттерворт,
Чебышёв 1, Бессель (он дает 1...2% выброса).
По длительности затухания дополнительных колебаний типы
фильтров идут так (от худшего к лучшему): эллиптический (очень
долгий «звон» с большой амплитудой),Чебышёв 2, Hourglass, Чебы-
шёв 1, Баттерворт, Бессель.
276
Глава 6. Фильтры
К сожалению, лучшие импульсные характеристики соответствуют
худшим по избирательности и согласованию. Проектирование — ис-
кусство множества компромиссов.
Вывод по импульсным характеристикам: для сигналов с круты-
ми фронтами лучше всего использовать фильтры Бесселя. Все
остальные типы фильтров привносят в импульсный сигнал до-
полнительные колебания, что может стать причиной сбоев.
6.2.2. Фильтр высоких частот
Принципиальные схемы всех типов ФВЧ третьего порядка с ча-
стотой среза 1 МГц в двух вариантах: с первым шунтирующим эле-
ментом и с первым последовательным элементом показаны на
рис. 6.8 и 6.9 соответственно. АЧХ всех этих фильтров вблизи часто-
ты среза показаны на рис. 6.10.
Видны те же самые зависимости, что и для ФНЧ предыдущего
параграфа. Лучшим по крутизне ската АЧХ вблизи частоты среза
(1 МГц) является эллиптический фильтр. За ним по мере ухудшения
идут Hourglass, Чебышёв 2, Чебышёв 1 и Баттерворт. И так же со-
всем плох фильтр Бесселя.
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики 277
АЧХ в полосе пропускания (то есть выше ниже 1 МГц) имеет
те же закономерности, что и для ФНЧ:
Фильтр Бесселя является худшим. У него задолго до частоты
среза начинает заваливаться АЧХ. И этот завал достигает 6 дБ
на частоте среза.
Баттерворт держит ровную АЧХ примерно от высоких частот
до 1,8 МГц, а дальше она начинает гладко падать до 3 дБ на
частоте среза.
• Чебышёв 1 имеет волнообразную АЧХ в полосе прозрачности
с неравномерностью до 1 дБ (столько задано при проектирова-
нии, в принципе эта цифра может быть любой, устраивающей
вас). Но зато и на частоте среза его затухание всего тот же 1 дБ.
• Чебышёв 2 в полосе имеет почти такую же АЧХ, как и Баттер-
ворт.
Эллиптический фильтр аналогично Чебышёву 1 имеет неравно-
мерность в полосе 1 дБ (эта величина также задается пользо-
вателем в исходных данных для проектирования) и ослабление
3 дБ на частоте среза.
Hourglass имеет плоскую АЧХ от высоких частот до 1,2 МГц
и ослабление 3 дБ на частоте среза.
АЧХ всех фильтров рис. 6.8, 6.9 при больших расстройках пока-
заны на рис. 6.11. Для ФВЧ расстройка считается как 1/F, то есть
если мы, например, берем частоту впятеро ниже частоты среза, то
это расстройка в пять раз. На рис. 6.11 нижняя частота графиков
взята 0,2 МГц, то есть расстройка относительно частоты среза 1 МГц
впятеро, что для ФНЧ с такой же частотой среза соответствует 5 МГц
как на рис. 6.5. Поэтому мы вправе ожидать на рис. 6.11 графи-
ков для ФВЧ аналогичных по цифрам и крутизне спада графикам
рис. 6.5 для ФНЧ.
Это мы и видим на рис. 6.11, с теми лишь отличиями, что у ФВЧ
подавление идет вниз по частоте, и затухание за полосой пропорци-
онально не текущей частоте F, а её обратному значению 1/F. Всё
остальное, включая выводы, для АЧХ за полосой пропускания для
ФВЧ, аналогично описанному в предыдущем параграфе для ФНЧ.
На следующем рис. 6.12 показаны частотные зависимости
коэффициента отражения от входа (то, что покажет измеритель КСВ
в положении «Отраженная волна», то есть чем меньше, тем лучше)
для всех типов фильтров рис. 6.8, 6.9.
278
Глава. 6. Фильтры
Фильтры верхних частот, срез 1 МГц
50.ооо 2.335 nF Бессель
Баттерворт
50.00 0 1.592 nF
50.00 0 3.202 nF Чебышев 1
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
279
Рис. 6.8
280
Глава 6. Фильтры
Фильтры верхних частот, срез 1 МГц
Чебышев 1
50.00 0 1.573 nF 1.573 nF
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
281
Рис. 6.9
282
Глава 6. Фильтры
Рис. 6.11
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
283
Видны те же самые закономерности, что и у ФНЧ предыдущего
параграфа:
Очень плохое согласование за полосой (то есть’ ниже частоты
среза).
Плохое согласование в полосе (то есть выше 1 МГц) фильтр
Бесселя.
• Фильтры Баттерворта, Чебышёва 2 имеют хорошее согласо-
вание выше -2 МГц, а ниже к частоте среза их согласование
быстро ухудшается.
Согласование фильтров Чебышёва 1 и эллиптического
не очень хорошее (отражается около половины) внутри полосы
(выше 1,2...1,4 МГц ), но улучшается вблизи частоты среза.
Коэффициент отражения Hourglass фильтра не превышает 0,2
(то есть КСВ = 1,5) для частот выше 1,2 МГц, но быстро растет
при понижении частоты до 1 МГц. Если нужно хорошее согла-
сование внутри полосы, то лучшим выходом будет Hourglass
с частотой среза на -15...20% ниже, чем нижняя частота по-
лезных сигналов.
284
Глава 6. Фильтры
На рис. 6.13 показаны формы выходного сигнала всех фильтров
рис. 6.8, 6.9 при подаче на их вход фронта единичного прямоуголь-
ного скачка.
По времени затухания дополнительных колебаний всё анало-
гично ФНЧ. Типы фильтров идут так (от худшего к лучшему): эллип-
тический (очень долгий «звон» с большой амплитудой), Чебышёв 2,
Hourglass, Чебышёв 1, Баттерворт, Бессель.
А вот по величине первого выброса Бессель уже не является
лидером, у него выигрывают Чебышёв 2 и, как ни странно, эллип-
тический. Но это следствие не хороших, а плохих импульсных ха-
рактеристик фильтров Чебышёва 2 и эллиптического. Они «звенят»
настолько долго, что им и для первой «раскачки» требуется больше
времени. Они просто не успевают разогнаться на первом полупе-
риоде. Но уже на втором (положительном) полупериоде переходного
процесса никаких чудес не наблюдается: Бессель лучший, а Чебы-
шёв 2 и эллиптический худшие.
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
285
6.2.3. Полосовой фильтр
Принципиальные схемы ПФ 3-го порядка на среднюю частоту
10 МГц и полосу пропускания 1 МГц показаны на рис. 6.14 (первый
элемент параллельный) и 6.15 (первый элемент последовательный).
АЧХ всех этих фильтров вблизи полосы пропускания показана на
рис. 6.16.
Видны те же самые зависимости, что и для ФНЧ, и ФВЧ. Резче
всех падает АЧХ на срезах у эллиптического фильтра. За ним по
мере ухудшения идут Hourglass, Чебышёв 2, Чебышёв 1 и Баттер-
ворт. И опять плох фильтр Бесселя.
АЧХ в полосе пропускания имеет те же закономерности, что
и для ФНЧ и ФВЧ:
Фильтр Бесселя худший. У него задолго до частот среза начи-
нает заваливаться АЧХ. И этот завал достигает 6 дБ на краях
полосы пропускания.
• Баттерворт держит ровную АЧХ примерно в ±0,4 МГц, а даль-
ше она начинает гладко падать до 3 дБ на частоте среза.
Чебышёв 1 имеет волнообразную АЧХ в полосе прозрачности
с неравномерностью до 1 дБ (столько задано при проектиро-
вании). Но зато и на краях полосы затухание всего 1 дБ.
Чебышёв 2 в полосе имеет почти такую же АЧХ, как и Баттер-
ворт.
Эллиптический фильтр аналогично Чебышёву 1 имеет неравно-
мерность в полосе 1 дБ (эта величина также задается пользо-
вателем в исходных данных для проектирования) и ослабление
3 дБ на частоте среза.
Hourglass имеет плоскую АЧХ почти при расстройках до
± 0,43 МГц и ослабление 3 дБ на краях полосы.
АЧХ всех фильтров pine. 6.14, 6.15 при больших расстройках по-
казаны на рис. 6.17, закономерности этих АЧХ такие же, как .для
ФНЧ и ФВЧ. Максимальное затухание за полосой дает Чебышёв 1,
максимальную крутизну среза вблизи полосы пропускания — эллип-
тический фильтр.
На следующем рис. 6.18 показаны частотные зависимости
коэффициента отражения от входа (то, что покажет измеритель
КСВ в положении «Отраженная волна») для всех типов фильтров
рис. 6.14, 6.15.
Полосовые фильтры 10 МГц, полоса 1 МГц
50.00 Q
23.35 pF 10.85 uH
Бессель
50.00 Q
R7
15.92 pF 15.92uH
50.00 Q
10.00 MHz
Баттерворт
79.58 пН
10.00 MHz
3.183 nF
C2
79.58 nH ^3.183 nF
10.00 MHz С6
50.00 Q
R7
Ь
CD
CD
CD
33.22 nH
L4.
> v V X
6.693 nF
04
3/.84 nH
W.67 MHz
58.16 nH
эллиптическим
4,534 nF
10.00 MHz С6
55.86 пН
66.46 nH
Hourglass
3.811 nF
C4 I ।
10.69 MHz
79,58 nH
10.00 MHz
3.183 nF I 50.00 Q
C6---------- R7
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
Полосовые фильтры 10 МГц, полоса 1 МГц
50.00 Q 24.63 uH 10.28 pF
C2 . ।
10.00 MHz
^772uH 67.16PF Бессель
10.00 MHz
4.339 nF Г 58.37 nH
10.00 MHz L4
50.00 Q
R7
50.00 Q
vW
31.83 pF
C1 I I
7.958 uH
31.83 pF 7.958 uH
C5 । ।_______
Баттерворт
10.00 MHz
10.00 MHz
I j 39.79 nH i r 6.366 nF [
10.00 MHz
50.00 Q
R7
50.00 Q 15.73 pF 16.10 uH
C1 । । ~
15.73 pF
C5 . ।
10.00 MHz
80.05 nH
3.164 nF
10.00 MHz 04
10.00 MHz
16.10 uH
L6
Чебышев 1
50.00 □
R7
288 Глава 6. Фильтры
50.00 Q 56.03 pF 4.520 uH 56.03 pF 4.520 uH
9.331MHz 10.72 MHz
9.369 MHz 10.67 MHz
50.00 Q
HvW
31.83 pF
C1 I I
7.958 uH
31.83 pF
C5 I I
Г958 uH Hourglass
10.00 MHz
10.89 uH
9.528 uH
L4
10.00 MHz
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
C3p6.59pF с4р3.27рР
3.355 MHz 10.39 MHz
f50.00 Q
]R7
Рис. 6.15
290
Глава 6. Фильтры
6.2. Влияние класса и типа фильтра на его характеристики
291
Рис. 6.18
Видны те же самые закономерности, что и у ФНЧ, и у ФВЧ:
• Очень плохое согласование за полосой.
Плохое согласование в полосе пропускания у фильтра Бесселя.
Фильтры Баттерворта, Чебышёва 2 имеют хорошее согласова-
ние при расстройках +0,3 МГц, а дальше по мере приближе-
ния к краям полосы их согласование быстро ухудшается.
Согласование фильтров Чебышёва 1 и эллиптического не очень
хорошее внутри полосы, но улучшается вблизи частоты среза.
• Коэффициент отражения Hourglass фильтра не превышает 0,2
(то есть КСВ = 1,5) для расстроек ± 0,42 МГц, но быстро рас-
тет при подходе к краям полосы. Если нужно хорошее согла-
сование внутри полосы (например, это диапазонный полосо-
вой фильтр на входе приемника), то лучшим выходом будет
Hourglass с полосой на ~15...20% шире используемого диапа-
зона.
На рис. 6.19 показаны формы выходного сигнала всех фильтров
рис. 6.14, 6.15 при подаче на их вход фронта единичного прямо-
угольного скачка. Поскольку фронт этого скачка считается бесконеч-
но коротким, то в его спектре имеются все частоты. В том числе
и попадающие в полосу прозрачности наших фильтров.
292 Глава 6. Фильтры
6.2. Влияние класса и слипа фильтра на его характеристики
293
Фильтр Бесселя пропускает всё, попадающее в его полосу про-
зрачности, и практически ничего не добавляет от себя. Все осталь-
ные фильтры дают дополнительный «звон». Сильнее и дольше
всех звенит эллиптический фильтр. Затем по мере улучшения идут
Hourglass, Чебышёв 2, Чебышёв 1 и Баттерворт.
Для фильтрации импульсных сигналов на несущей частоте (на-
пример, радиолокация, приём телеграфа) применяют только филь-
тры Бесселя. Невзирая на их слабую частотную избирательность.
Потому что фантомные сигналы от «звона» высокоизбирательного
фильтра сведут на нет саму идею фильтрации. Фильтрация нам ведь
понадобилась, чтобы избавиться от мешающих сигналов, а не для
того, чтобы создавать новые помехи.
Пример
Если, польстившись на хорошую АЧХ, в низкочастотном тракте
КВ приемника поставить для приема телеграфа фильтр Чебышёва 1,
то слабые CW сигналы будут «размазываться» дополнительными
колебаниями, создаваемыми фильтром. И будет сложно понять,
что из слышимого на выходе фильтра передал корреспондент, а что
«дозвонил» фильтр.
6.2.4. Пересчет фильтров на свою частоту,
полосу и сопротивление
Приведенные на схемах этого раздела (6.2) номиналы деталей
хороши и правильны. Но они рассчитаны для сопротивлений 50 Ом
и частот среза 1 МГц (ФНЧ ФВЧ) и средней частоты 10 МГц с поло-
сой 1 МГц для полосовых фильтров.
Но в вашем конкретном случае и сопротивления и частоты будут
другими. Схемы фильтров не изменятся, а вот номиналы элементов
станут другими. Как их рассчитать?
Наиболее общий способ, не имеющий никаких ограничений —
запустить соответствующую программу расчета фильтров. Но её
надо иметь и уметь ею пользоваться. Что вызывает определенные
сложности.
Более простое решение — масштабировать имеющийся фильтр
под свои задачи. Для этого берется любая схема устраивающего
(по избирательности, согласованию, импульсным характеристикам)
фильтра (например, из этого раздела).
294
Глава 6. Фильтры
И номиналы элементов в ней меняются по следующему алго-
ритму:
Если нужна другая частота среза, то и катушки и конденсаторы
одновременно меняются в отношение нужной частоты среза
к имеющейся. Например, если в качестве исходного фильтра,
берется ФНЧ с рис. 6.3, но вам нужна частота среза не 1 МГц,
а 30 МГц, то все номиналы всех катушек и конденсаторов
уменьшаются в 30/1 = 30 раз.
• Если требуются другое сопротивление нагрузки и источника, то
катушки увеличиваются, а конденсаторы уменьшаются в отно-
шение требуемого сопротивления к имеющемуся. Например,
берем в качестве исходных те же ФНЧ с рис. 6.3. Но нам надо со-
противление не 50 Ом, а 400 Ом. Тогда катушки увеличиваются
в 400/50 = 8 раз. А конденсаторы в те же 8 раз уменьшаются.
Такое масштабирование не имеет противопоказаний для ФНЧ
и ФВЧ. А вот с полосовыми фильтрами оно может не пройти. Нет,
два приведенных выше простых правила работают. Но в полосовых
фильтрах есть две частоты: центральная и полоса пропускания. Для
масштабирования подходят только те ПФ, у которых отношение этих
частот такое, как вам требуется.
Например, для полосовых фильтров рис. 6.14, 6.15 отношение
этих частот равно 10. Если у вашего фильтра отношение такое же
(например, нужен входной полосовой фильтр на среднюю частоту
3,6 МГц с полосой 360 кГц), то можно смело масштабировать.
А если отношение центральной частоты к полосе пропускания
у вас иное, то или ищите другой подходящий для масштабирования
фильтр или запускайте программу расчета фильтров и там указы-
вайте, что требуется. Последнее относится и к пересчету полосовых
фильтров в режекгорные.
6.3. ЗАВИСИМОСТЬ ХАРАКТЕРИСТИК ОТ ПОРЯДКА
Интуитивно ясно, что характеристики избирательности филь-
тра должны улучшаться по мере роста числа элементов в фильтре,
то есть его порядка (см. п. 6.1.1). В этом разделе мы изучим, как
меняются характеристики разных типов фильтров в зависимости
от их порядка. Здесь мы ограничимся только ФНЧ с частотой среза
1 МГц и сопротивлениями генератора и нагрузки по 50 Ом.
6.3. Зависимость характеристик от порядка
295
6.3.1. Фильтр Бесселя
АЧХ фильтров Бесселя 3, 5 и 7 порядков показаны на рис. 6.20.
Затухание за полосой увеличивается на 6 дБ при каждом удвое-
нии частоты и на каждый порядок. Например, на частоте 4 МГц
(два удвоения частоты среза) фильтр 5 порядка имеет затухание
на 2 х 2 х 6 = 24 дБ больше, чем третьего.
К сожалению, завал на краю полосы пропускания ощутимо рас-
тет при увеличении порядка фильтра.
И без того плохое согласование фильтра Бесселя еще более ухуд-
шается с ростом порядка, как показано на рис. 6.21.
Форма импульсной характеристики (рис. 6.22) фильтра Бесселя
остается хорошей и при росте порядка. Но растёт время задержки
в фильтре. Посмотрите на рис. 6.22: у ФНЧ 7-го порядка фронт вы-
ходного сигнала появится на выходе почти на 0,5 мкс позднее, чем
у фильтра 3-го порядка. Временные задержки в фильтрах обязатель-
но надо учитывать, если ваша система чувствительна к временной
последовательности. После фильтра сигнал появится позднее, чем
вы его ожидаете.
296
Глава 6. Фильтры
6.3. Зависимость характеристик от порядка
297
6.3.2. Фильтр Баттерворта
АЧХ фильтров Баттерворта 3, 5 и 7 порядков показаны на
рис. 6.23. Затухание за полосой увеличивается на 6 дБ при каждом
удвоении частоты и на каждый порядок, как и у фильтра Бесселя,
Но в данном случае с ростом порядка улучшается АЧХ в полосе
прозрачности и крутизна среза.
1.2 1.4 1.6 1.8 2
3 4 5
Частота, МГц
Рис. 6.23
Также в отличие от фильтра Бесселя у Баттерворта улучшается со-
гласование в полосе, как показано на рис. 6.24.
А вот импульсная характеристика рис. 6.25 становится хуже с ро-
стом порядка. Растет как величина первого выброса, так и длитель-
ность «звона». Время задержки также растет, но это общее свойство
любых типов фильтров.
298
Глава 6. Фильтры
6.3. Зависимость характеристик от порядка
299
6.3.3. Фильтр Чебышёва 1
АЧХ фильтров Чебышёва 1 третьего, пятого и седьмого порядков
показаны на рис. 6.26. Затухание за полосой увеличивается бы-
стрее, чем у двух предыдущих типов: ~9 дБ при каждом удвоении
частоты и на каждый порядок.
С ростом порядка АЧХ в полосе прозрачности почти не меняется
(она и так хорошая), а крутизна среза растет.
Согласование рис. 6.27 с ростом порядка меняется мало. Как
было не очень хорошим, так и остается.
Импульсная характеристика рис. 6.28 ухудшается с ростом по-
рядка с теми же закономерностями, что и у фильтра Баттерворта.
Но величина первого выброс и длительность «звона» здесь больше.
300
Глава 6. Фильтры
6.3. Зависимость характеристик от порядка
301
6.3.4. Фильтр Чебышёва 2
АЧХ фильтров Чебышёва 2 третьего, пятого и седьмого порядков
показаны на рис. 6.29. АЧХ в полосе прозрачности и крутизна сре-
за улучшаются с ростом порядка.
За полосой прозрачности при увеличении порядка растет ко-
личество частот режекции (провалов АЧХ). Их количество равно
(Л/-1)/2, где Л/ —порядок фильтра. Для целочисленного ответа N
в этой формуле может быть только нечетным. Поэтому не бывает
фильтров Чебышёва 2 четного порядка.
Затухание совсем далеко за полосой (выше последней частоты
режекции) тоже растет с порядком, но довольно медленно: на ~6дБ
на каждые два порядка и мало зависит от частоты.
Как и у Баттерворта, у Чебышёва согласование в полосе улучша-
ется с ростом порядка (см. рис. 6.30).
Импульсная характеристика рис. 6.31 ведет себя почти так же,
как и для фильтров Чебышёва 1. Только переходный процесс закан-
чивается немного быстрее и время задержки меньше.
302
Глава 6. Фильтры
6.3. Зависимость характеристик от порядка
303
6.3.5. Эллиптический фильтр
АЧХ эллиптических фильтров 3, 5 и 7 порядков показаны на
рис. 6.32. АЧХ в полосе прозрачности остается стабильно хорошей,
а крутизна среза увеличивается с ростом порядка.
За полосой прозрачности при увеличении порядка растет ко-
личество частот режекции (провалов АЧХ). Их количество равно
(Л/-1)/2, где Л/ —порядок фильтра. Для целочисленного ответа N
в этой формуле может быть только нечетным. Поэтому не бывает эл-
липтически четного порядка.
Затухание совсем далеко за полосой (выше последней частоты
режекции) тоже растет с порядком. Примерно на 20 дБ на каждые
два порядка.
1.2 1.4 16 1.8 2
М
3 4 5
Частота, МГц
Рис. 6.32
Согласование рис. 6.33 с ростом порядка меняется мало. Как
было не очень хорошим, так и остается.
Импульсная характеристика рис. 6.34 ведет себя почти так же,
как и для фильтров Чебышёва 1 и 2. Только переходный процесс
у эллиптических фильтров самый долгий.
304
Глава 6. Фильтры
6.3. Зависимость характеристик от порядка
305
6.3.6. Фильтр Hourglass
АЧХ фильтров Hourglass 3, 5 и 7 порядков показаны на рис. 6.35.
АЧХ в полосе прозрачности и крутизна среза улучшаются с ростом
порядка.
За полосой прозрачности при увеличении порядка растет ко-
личество частот режекции (провалов АЧХ). Их количество равно
(Л/ —1)/2, где Л/ —порядок фильтра. Для целочисленного ответа N
в этой формуле может быть только нечетным. Поэтому не бывает
фильтров Hourglass четного порядка.
Затухание совсем далеко за полосой (выше последней частоты
режекции) тоже растет с порядком. Примерно на 10 дБ на каждые
два порядка.
Согласование в полосе рис. 6.36, рекордно хорошее даже при
низком порядке, улучшается до очень хорошего с увеличением по-
рядка.
Импульсная характеристика рис. 6.37 ведет себя почти так же,
как и у фильтров Чебышёва 2.
306
Глава 6. Фильтры
Рис. 6.37
6.4. Влияние холостой добротности элементов
307
6.4. ВЛИЯНИЕ ХОЛОСТОЙ ДОБРОТНОСТИ
ЭЛЕМЕНТОВ
Рассмотрим влияние конечной добротности реальных элемен-
тов на примере полосовых фильтров третьего порядка на частоту
10 МГц с полосой 1 МГц (п. 6.2.3).
Ниже приведены только АЧХ, потому что остальные характери-
стики меняются мало. Для каждого типа фильтра приведены четыре
АЧХ для элементов:
идеальных, без потерь;
• хороших, добротность конденсаторов 1000, катушек 300;
средних, добротность конденсаторов 500, катушек 100;
плохих, добротность конденсаторов 200, катушек 30 (напри-
мер, SMD дроссели).
АЧХ фильтров Бесселя приведены на рис. 6.38. Видна ожидае-
мая картина: чем выше потери в деталях фильтра, тем хуже его ха-
рактеристики. Сильнее всего страдает АЧХ в полосе прозрачности
и около нее (растут потери, ухудшается крутизна среза). А вот зату-
хание при больших расстройках почти не меняется.
Аналогичная картина у фильтров Баттерворта (рис. 6.39) и Чебы-
шёва 1 (рис. 6.40).
308
Глава 6. Фильтры
6.4. Влияние холостой добротности элементов
309
У фильтров Чебышёва 2 (рис. 6.41), эллиптического (рис. 6.42)
и Hourglass (рис. 6.43) по мере роста потерь также растут потери
в полосе, и ухудшается крутизна среза. А, кроме того, из-за падения
добротности режекгорных контуров, резко снижается затухание на
частотах режекции.
310
Глава 6. Фильтры
Для полосового фильтра N-ro порядка с произвольной средней
частотой и полосой затухание в полосе можно оценить по прибли-
женной формуле:
A^lONIog^-Q/Qxx),
где
А — затухание в полосе прозрачности, дБ;
N — порядок фильтра;
Qхх—холостая добротность катушек (предполагается, что холо-
стая добротность конденсаторов значительно выше).
Q — отношение центральной частоты фильтра к его полосе.
Пример
Требуется фильтр 3-го порядка с центральной частотой 7,15 МГц
и полосой 300 кГц. Холостая добротность катушек 100. Тогда по при-
веденной формуле получаем потери 3,54 дБ. Точное моделирова-
ние дает потери 4,17 дБ. То есть погрешность нашей простейшей
формулы невелика.
6.5. Разброс номиналов
311
6.5. РАЗБРОС НОМИНАЛОВ
Даже прецизионные реальные элементы имеют разброс номи-
налов. Рассмотрим влияние этого разброса на примере полосо-
вых фильтров третьего порядка на частоту 10 МГц с полосой 1 МГц
(п. 6.2.3) при средних по потерям элементах (добротность конденса-
торов 500, катушек 100).
Чтобы видеть все возможные положения характеристик, на каж-
дом из рисунков этого раздела наложены друг на друга несколько
сотен графиков. Каждый из которых построен для случайного на-
бора номиналов элементов внутри заданных границ разброса. Эти
границы заданы следующими: у конденсаторов ±1%, у катушек
± 2%, то есть прецизионные элементы (обычные имеют разброс
5—10%). Но даже при столь небольшом допуске номиналов элемен-
тов характеристики фильтров меняются столь сильно, что ниже мы
ограничимся только тремя типами фильтров:
Баттерворта. При установленных границах зона разброса ха-
рактеристик перекрывает фильтр Бесселя.
« Чебышёв 1. Как один из самых распространенных.
• Hourglass. При установленных границах зона разброса харак-
теристик перекрывает и эллиптический фильтр, и Чебышёва 2.
6.5.1. Влияние на АЧХ
Зона возможных положений АЧХ фильтра Баттерворта показана
на рис. 6.44. На этом и последующих рисунках тонкой сплошной ли-
нией показана АЧХ исходного фильтра без потерь. Крутизна скатов
меняется незначителы-о. Но вот ширина полосы может оказаться
как вдвое уже, так и в полтора раза шире. Кроме ширины, поло-
са может еще смещаться по частоте вверх или вниз (то есть стать
несимметричной). Соответственно движутся по частоте скаты АЧХ
за полосой.
На рис. 6.45 показана зона возможных положений АЧХ фильтра
Чебышёва 1. Здесь ширина полосы чуть стабильнее, чем у Бат-
терворта. Но все' равно полоса может отличаться от расчетной на
2О...ЗО%.
Кроме того, неравномерность в полосе может быть как ниже,
так и выше расчетной, достигая нескольких децибел.
312
Глава 6. Фильтры
6.5. Разброс номиналов
313
Зона возможных положений АЧХ Hourglass фильтра показана
на рис. 6.46. Тут, помимо уже известных по предыдущим филь-
трам бед с шириной и положением полосы, добавляется значитель-
ный разброс по частоте и глубине областей режекции (минимумов
АЧХ). Кроме асимметричного расположения полосы прозрачности,
не симметрично могут располагаться и частоты режекции.
Для хорошего соответствия реальной АЧХ расчетам, требуется
подстройка элементов (подстроечные сердечники в катушках, трим-
меры параллельно конденсаторам).
Если это путь для вас неприемлем (серийное производство, на-
пример), то надо закладывать полосу и избирательность для наи-
худших, крайних положений АЧХ в зоне разброса. При этом фильтр
может стать существенно сложнее.
6.5.2. Влияние на согласование
Зона возможных положений коэффициента отражения фильтра
Баттерворта, Чебышёва 1 и Hourglass показана на рис. 6.47, 6.48
и 6.49 соответственно. На этих рисунках тонкой сплошной линией
показаны графики для исходных фильтров, без разброса.
314
Глава б. Фильтры
У фильтров Чебышёва 1 разброс не сильно ухудшает согласо-
вание в полосе. Оно и без разброса было довольно плохим. Тем
не менее, вместо расчетного КСВ 2,8 вполне можно получить 4.
И это в середине полосы, на краях ситуация еще хуже.
6.5. Разброс номиналов
315
А вот у исходно неплохо согласованных Баттерворта и Hour-
glass разброс может существенно увеличить отражение. У Баттер-
ворта КСВ возрастает с 1 до 4, а у Hourglass с 1,5 до 6. И это, на-
помню, при весьма малом разборе: конденсаторы ± 1%, катушки
± 2%, то есть прецизионных элементах. Поэтому точно так же, как
и для АЧХ, для хорошего согласования в полосе требуется подстрой-
ка элементов фильтра.
С катушками дело осложняется еще и тем, что они меняют свою
индуктивность при экранировании (п. 4.5) на единицы процентов
(рис. 4.7). И это еще не всё. Если катушка содержит феромагнитный
сердечник, то его магнитная проницаемость ц зависит от частоты
(п. 3.3). Поэтому, даже если вы измерите и точно подгоните индук-
тивность катушки под расчетное значение, но измеритель работает
не на частоте фильтра (а, как правило, недорогие измерители рабо-
тают на низкой частоте, до нескольких десятков килогерц), то резуль-
тат вас не обрадует.
Фильтр потребует подстройки, так как на его частоте индуктивно-
сти катушек будут не точно теми, что показал измеритель. Поэтому
проверяйте графики зависимости ц от частоты в паспорте применя-
емых сердечников.
316
Глава 6. Фильтры
6.6. ВЛИЯНИЕ СОПРОТИВЛЕНИЙ НАГРУЗКИ
И ИСТОЧНИКА
Рассмотрим влияние сопротивлений нагрузки фильтра и источ-
ника сигнала на примере полосовых фильтров третьего порядка на
частоту 10 МГц с полосой 1 МГц, исходно рассчитанного на сопро-
тивления источника и нагрузки по 50 Ом (п. 6.2.3).
Влияние сопротивлений на АЧХ исследовано только для двух ти-
пов наиболее используемых фильтра: Чебышёв 1 и Hourglass с пер-
вым параллельным элементом. У остальных типов влияние ана-
логично.
А изменение импульсных характеристик от сопротивлений на-
грузки и источника изучено только для фильтра Чебышёв 1. Но зато
в двух вариантах:
одновременное изменение сопротивлений нагрузки и генера-
тора в одну сторону;
* изменение сопротивлений нагрузки и генератора в разные
стороны.
Изменение АЧХ полосового фильтра Чебышёва 1 с рис. 6.14
(первый элемент параллельный LC контур) от сопротивлений нагруз-
ки и источника (оба меняются одинакового) показано на рис. 6.50.
6.6. Влияние сопротивлений нагрузки и источника
317
Эти графики нормированы к 0 дБ, чтобы можно было коррекгно
сравнивать форму АЧХ. В абсолютных значениях максимум коэф-
фициента передачи достигается при согласовании входа и выхода
(то есть по 50 Ом). При отклонении сопротивлений в любую сторону
этот максимум падает. Так, для рассматриваемого фильтра при со-
противлениях 2 и 1000 Ом, максимум коэффициента передачи сни-
жается на 10 дБ.
Но вернемся к нормированным графикам рис. 6.50. При умень-
шении сопротивлений ниже расчетного сужается полоса и умень-
шается крутизна скатов. А при увеличении сопротивлений крутизна
скатов растёт, но силы-о возрастает неравномерность АЧХ в поло-
се. Появляются глубокие провалы.
Любопытно отметить, что для полосового фильтра, начинающе-
гося с последовательного LC контура (рис. 6.15) картина обратная.
Узкая полоса и плохие скаты получаются при больших сопротивле-
ниях нагрузки и генератора, а хорошие скаты и пики с провалами
в полосе — при малых.
Аналогичную картину мы видим и для фильтра Hourglass,
рис. 6.51. Наличие небольшой реактивности в импедансах источни-
ка и нагрузки приведет к расстройке крайних звеньев фильтра (под-
робнее см. следующий параграф). Это потребует соответствующей
318
Глава 6. Фильтры
подстройки фильтра, либо (если индивидуальная подстройка невоз-
можна) запаса полосы пропускания так, чтобы при всех возможных
реактивностях источника и нагрузки обеспечивалась бы приемле-
мая АЧХ.
На практике, импедансы источника и нагрузки и источника, как
правило, частотно зависимы. Например, если наш фильтр стоит на
входе приемника, то источником сигнала для него является кабель
снижения от антенны. Даже если такой источник согласован с со-
противлением фильтра в его полосе, то при большой расстройке
импеданс системы антенна-кабель снижения далек от 50 Ом. Тогда
избирательность фильтра может сильно отличаться от расчетной.
Влияние сопротивлений нагрузки и генератора (одинаковы) на
импульсные характеристики полосового фильтра Чебышёва 1 по-
казано на рис. 6.52. При сильном отличии сопротивлений от рас-
четных значительно увеличивается длительность «звона». Это про-
исходит из-за повышения добротности колебательных LC контуров
фильтра. Параллельных — при высоком сопротивлении, последова-
тельных — при низком. А так как любой полосовой фильтр содержит
оба вида контуров, то длительность «звона» растет как при повыше-
нии сопротивлений, так и при их понижении, что и наблюдается на
рис. 6.52.
Но если внимательно присмотреться к этому рисунку, то видно
нечто странное. Минимальное время «звона» соответствует не со-
гласованным 50 омам, а меньшему сопротивлению — 10 омам.
А ведь по идее фильтр должен иметь оптимальные характеристики
при согласовании входа и выхода.
Дело проясняется, если уточнить, что рис. 6.52 построен для по-
лосового фильтра 3-го порядка с рис. 6.14, где первым и последним
элементом являются параллельные LC контура. Их два. А последо-
вательный LC контур, включенный в середине фильтра один.
Когда мы подключаем к входу и выходу фильтра пониженные со-
противления в 10 Ом, то добротность обоих параллельных LC кон-
туров (к которым эти резисторы подключены параллельно) падает.
Добротность же последовательного LC контура при этом растёт. Но
он один. Поэтому при относительно небольшом уменьшении сопро-
тивлений и снижается время «звона».
Этого не происходит в фильтрах четного порядка (с одинаковым
числом последовательных и параллельных контуров) и в фильтрах
6.6. Влияние сопротивлений нагрузки и источника
319
320
Глава 6. Фильтры
нечетных высоких порядков (где отличие количества параллельных
и последовательных контуров незначительно). Там всё как подска-
зывает логика: минимальный по времени «звон» наблюдается при
согласовании фильтра по входу и выходу.
Сопротивление источника и нагрузки для фильтра вовсе не обя-
заны меняться одинаково. Чаще наоборот, если уж фильтр включа-
ют, не заботясь о его согласовании, то эти сопротивления отличают-
ся. Нередко во много раз. Что при этом происходит с АЧХ показано
на рис. 6.53. На этом рисунке первым стоит сопротивление генера-
тора, вторым — нагрузки.
Видно, что возрастает неравномерность в полосе, появляются
выбросы на краях. Общее изменение коэффициента передачи свя-
зано с тем, что более мощный (то есть низкоомный) источник на
более высокоомной нагрузке развивает большее напряжение (АЧХ
10 на 250 Ом и 2 на 1000 Ом на рис. 6.53). Обратное тоже спра-
ведливо: высокоомный источник на низкоомной нагрузке дает ма-
лое напряжение (АЧХ 250 на 2 Ом и 1000 на 10 Ом на рис. 6.53).
Влияние перекоса сопротивлений нагрузки и генератора (в раз-
ные стороны) на импульсные характеристики полосового фильтра
Чебышёва 1 показано на рис. 6.54.
6.6. Влияние сопротивлений нагрузки и источника
321
Тут все предсказуемо: чем сильнее перекос, тем дольше «звенит»
фильтр после удара скачком напряжения.
Конечно, «звенят» не только полосовые фильтры. Нередкая проб-
лема — «звон» развязывающего LC фильтра по питанию (п. 5.4.3).
Такой фильтр с одной стороны подключен к очень низкому сопротив-
лению источника питания (например, выходу стабилизатора), с дру-
гой — к более высокому сопротивлению питаемого каскада, то есть
имеется большой перекос по сопротивлениям. Если потребление
322
Глава 6. Фильтры
этого каскада меняется скачком (например, скоростной цифровой
узел), то возникает удар по фильтру, на который он реагирует зво-
ном, как показано на рис. 5.12, то есть на шине питания возникают
колебания напряжения. И если в схеме есть узлы, чувствительные
к стабильности питания, то возникают проблемы.
6.7. ПАРАЗИТНЫЕ РЕАКТИВНОСТИ ЭЛЕМЕНТОВ
Как мы рассматривали в пп. 5.4.1 и 5.4.2 реальные конденса-
торы имеют последовательную паразитную индуктивность, а катуш-
ки — параллельную паразитную емкость.
Рассмотрим, как влияют эти паразитные реактивности на па-
раметры полосовых фильтра третьего порядка на частоту 10 МГц
с полосой 1 МГц (п. 6.2.3). Тут мы изучим только два типа фильтра.
Лучшие представители своих классов: гладкий Чебышёва 1 и коле-
бательный Hourglass. У остальных типов влияние паразитных реак-
тивностей элементов аналогично.
Сравним АЧХ и характеристики согласования в двух вариантах:
* фильтр с идеальными (без потерь и паразитных реактивностей)
элементами;
фильтр с реальными элементами. Холостые добротности кату-
шек 200, конденсаторов 500. Паразитные емкости больших
катушек 1 пФ, маленьких 0,2 пФ. Паразитные индуктивности
всех конденсаторов 2 нГ (типично для SMD элементов).
Для фильтра Чебышёва 1 результаты показаны на рис. 6.55 (АЧХ)
и рис. 6.56 (согласование). При реальных элементах не только воз-
растают потери в полосе (п. 6.4), но и сужается и сдвигается вниз
полоса пропускания.
Для фильтра Hourglass результаты показаны на рис. 6.57 (АЧХ)
и рис. 6.58 (согласование). Они аналогичны фильтру Чебышёва,
но здесь добавляется уменьшение затухание на частотах режекции
и их сдвиг.
6.7. Паразитные реактивности элементов
323
Рис. 6.5в
324
Глава 6. Фильтры
Рис. 6.57
Рис. 6.58
Глава 7. МОЛНИИ И ЗАЩИТА ОТ НИХ
Физика и параметры молнии. Воздействие молнии. Веро-
ятности поражения и надежность защиты. Индуцирован-
ные токи. Моделирование и расчет индуцированных токов
и напряжений. Защита от индуцированных токов и на-
пряжений. Молниеотводы. Молниеприемное заземление.
Размеры и конструкция заземления. Измерение сопротив-
ления заземления. Скользящий разряд и шаговое напряже-
ние. Занос потенциала. Молниезащита антенн. Подходы
к молниезащите антенно-фидерных систем. Особенности
защиты разных типов антенн. Вертикальные антенны.
Горизонтальные и проволочные антенны. Защита вхо-
дов радиоаппаратуры. Защита антенных входов. Защита
линий управления
7.1. ФИЗИКА И ПАРАМЕТРЫ МОЛНИИ
Молния —самый мощный на планете природный источник элек-
тромагнитных помех. Чтобы понять, как защищаться от молнии, об-
зорно познакомимся с её физикой. Хотя человечеству до сих пор
не всё ясно с процессами в молнии, но основные её параметры
изучены.
Молния — это большая электрическая искра пробоя в конден-
саторе ‘облако-земля. Зарядом этот конденсатор снабжает трение
диэлектрика (электризация, см. п. 2.2.2): вертикальные потоки
предгрозового воздуха, пылевые бури, метели, извержения вулка-
нов. При достижении критической для воздуха напряженности поля
конденсатор пробивается.
На серии фото рис. 7.1, сделанных скоростной камерой, показа-
ны стадии развития нисходящей линейной молнии.
История разряда рис. 7.1 начинается за несколько сотен милли-
секунд до времени, отмеченного 0 на рис. 7.1,г (начало основно-
го разряда, который мы и называем ударом молнии). В это время
в заряженном грозовом облаке началась ударная ионизация газа
+ 1,95 мс_14-4,6 мс_|+10 мс_+25 мс
Ступенчатые лидеры от
облака идут к земле
0)
Встречный лидер
стартовал от земли
2
Ох
Ступенчатый и встречный лидеры *
роединились Начало разряда
Глава 7. Молнии и защита от них
7.1. Физика и параметры молнии
327
в виде слабосветящегося шнура диаметром несколько мм. Нижний
конец этого шнура представляет собой сгусток светящейся плазмы
и называется лидером.
Лидер двинулся в направлении земли. Он движется рывками-
ступенями (отчего и называется ступенчатым лидером), в разные
стороны и совсем не по кратчайшему пути. Каждый рывок, длиной
в несколько десятков метров, лидер совершает с огромной скоро-
стью: километры в секунду. А затем замирает на десятки микросе-
кунд, в течение которых набирается новых зарядов, стекающих из
тучи. Они не могут двигаться с огромной скоростью лидера, поэтому
ему приходится делать остановки, чтобы подождать пока натекут от-
стающие заряды. Светящийся канал между лидером и облаком за-
полнен этими зарядами и называется путем нисходящего ступенча-
того лидера.
Направление каждого следующего рывка движения ступенчато-
го лидера в значительной мере случайно. Оно зависит от того, где
в данный момент легче пробить несколько десятков метров возду-
ха. То есть от наличия в воздухе проводящих примесей, например
ионизированных частиц. Они возникают, прежде всего, от высоко-
энергетических космических лучей, которые и ионизируют воздух
на своем пути. Поэтому, путь лидера весьма причудлив (он может
двигаться и вбок, и вверх) и представляет собой хаотичную ломан-
ную. В процессе движения ступенчатый лидер часто разделяется на
несколько.
На рис. 7.1,а сфотографирован типичный путь ступенчатого лиде-
ра, пробивающегося к земле. Лидер разделился на четыре, к зем-
ле по ломаным траекториям идут нижние два лидера. Какой из них
первым достигнет земли, и в какой точке пока непонятно. До нача-
ла основного разряда еще 3,7 мс.
Рис. 7.1,6, до разряда 1,25 мс. Ясно, что первым придет к земле
правый нижний лидер.
Рис. 7.1,в, до разряда 0,14 мс. Правый нижний лидер приблизил-
ся к земле на несколько десятков метров. Напряженность электри-
ческого поля между ним и землей возрастает настолько, что из зем-
ли возникает и начинает расти вверх встречный лидер. Он короткий
единицы...десятки метров.
На рис. 7.1, в встречный лидер виден слабо, присмотритесь.
Место старта встречного лидера (забегая чуть вперед —это будет
328
Глава 7. Молнии и защита от них
местом удара основного разряда молнии) определяется напряжен-
ностью электрического поля между ступенчатым лидером и землей.
А она будет максимальна там, где:
расстояние от ступенчатого лидера до земли минимально;
* меньше радиус кривизны поверхности (п. 2.2.1), то есть на вы-
ступающих остриях и неровностях. Таких как трубы, мачты, де-
ревья, столбы или просто местная возвышенность.
На рис. 7.1,в явно последний вариант: встречный лидер старту-
ет с какого-то мелкого бугорка, не видимого на снимке из-за рас-
тительности.
На рис. 7.1,г ступенчатый и встречный лидеры соединились.
Теперь грозовое облако соединено с землей сплошным шнуром
проводящей плазмы от путей лидеров. Начинается основной раз-
ряд. Сопротивление земли гораздо ниже, чем канала лидера (про-
водимость земля хоть и неважная, но зато у неё большая площадь,
а проводимость пути лидера хоть и высока, но он тонкий). Заряды
внизу канала быстро стекают в землю. От этого нижняя часть ка-
нала резко нагревается (её сопротивление выше, чем у земли)
до 20...30 тысяч градусов. Канал расширяется в диаметре до не-
скольких сантиметров, ионизируется до очень хорошо проводящей
плазмы и ярко светится. На фото рис. 7.1,в это выглядит так, буд-
то разряд начинается от земли.
Поскольку нижняя часть канала резко уменьшила свое сопро-
тивление, то всё, что происходило ранее с ней, теперь происходит
с верхними частями канала. И за несколько микросекунд (1...20)
вспыхивает весь канал (наблюдать это на фото рис. 7.1 нельзя,
не хватило быстродействия камеры, она снимает раз в 140 мкс,
а чтобы увидеть подъем раскаленного разряда от земли к облаку
надо бы снимать раз в 100 быстрее).
Теперь грозовое облако и земля соединены очень хорошо про-
водящим каналом раскаленного ионизированного газа. И через
него начинается основной разряд. Заряд облака стекает в землю.
Это длится несколько сотен микросекунд (200...1000) и показано на
рис. 7.1,д,е. За это время в землю стекает тот заряд, который обла-
ко могло отдать в этот канал разряда. Разряд кончается не скачком,
а затухает плавно, рис. 7.1, ё, ж, з.
Основная вспышка (стадии рис. 7.1,в-ж) в быту называется мол-
нией (хотя это только часть из её стадий). Раскаленный разрядом
7.1. Физика и параметры молнии
329
воздух расширяется как при взрыве (тоже расширение горячего
газа), образуя акустический удар — гром. Так как скорость звука
намного ниже скорости света, то посчитав интервал между вспыш-
кой молнии и громом можно определить расстояние от вас до кана-
ла разряда.
Но ионизированный канал воздуха не рассеивается мгновенно
и продолжает существовать еще несколько десятков...сотен милли-
секунд после окончания первого разряда (рис. 7.1,и-к).
За это время грозовое облако часто успевать «подогнать» к кана-
лу столько зарядов, что их хватает на второй разряд (рис. 7.1,л). Он
идёт уже по тому уже гробитому пути первого разряда, без полета
ступенчатого лидера. Случается до нескольких повторных разрядов
по одному пути.
Типичная картина изменения напряженности электрического
поля у земли при ударе молнии показана на рис. 7.2.
Виден фронт разряда длительностью около 10 мкс и спадающий
основной разряд -400 мкс. Интересно обратить внимание на зуб-
цы графика до начала основного разряда. Это следы от рывков сту-
пенчатого лидера, приближающегося к земле.
Кстати, хорошо слышимый раскатистый треск перед основ-
ным разрядом,чэто следствие импульсного нагревания воздуха при
ступенчатом движении лидера. Нагревание это намного меньше,
330
Глава 7. Молнии и защита от них
чем при основном разряде, но вполне достаточное, чтобы это треск
был хорошо слышен.
В зависимости от исходного заряда грозовой тучи бывают раз-
ряды положительной и отрицательной полярностей. Положительные
заряды встречаются в среднем в 10% случаев (в зависимости от
места от 5 до 50%). Они более мощные по току и длительности,
но скорость нарастания тока в них меньше [15].
Первый импульс разряда имеет следующие параметры:
• Длительность фронта. Положительный разряд 10...20 мкс, отри-
цательный 1...5 мкс.
Пиковый ток 1...500 кА (наиболее частые значения 10...40 кА,
токи выше 100 кА наблюдаются менее чем в 1% случаев).
Кстати, измеряется этот ток по уровню остаточной намагничен-
ности молниеотводов, в которых ударила молния.
Длительность разряда 100...1000 мкс (по уровню спадания
тока вдвое).
* Переносимый заряд 5...100 кл.
В -70% случаев после первого импульса по тому же пути идут
последующие разряды. Амплитуда тока в них меньше: средняя
10 кА, максимум 50 кА. Меньше и длительность: фронт 0.25...1 мкс,
спад 100 мкс. Весь разряд (все импульсы) длится 0,2...1,5 с и пере-
носит заряд 10...300 Кл (медианное значение 20 Кл).
Помимо рассмотренной выше самой распространенной линей-
ной молнии исследователи различают еще несколько разных видов
молний. Но здесь мы их рассматривать не будем, так как их элек-
тромагнитное воздействие слабее, чем линейной.
7.2. ВОЗДЕЙСТВИЕ МОЛНИИ
Различают три механизма воздействия молнии.
1. Прямой удар (разряд). Токи в десятки...сотни тысяч ампер
протекают через наши сооружения.
Проводники, по которым ток молнии уходит в землю, могут
расплавиться и перегореть. Энергии разряда хватает, чтобы
расплавить 50...1000 мм3 металла (зависит от его темпера-
туры плавления и формы). Чтобы этого не произошло, сече-
ние проводника, по которому идет ток молнии должно быть
7.2. Воздействие молнии
331
не менее 16...50 мм2 (меньше для хорошо проводящей
меди, больше для стали).
* Если сечение проводника ощутимо меньше, то он плавиться
и его капли могут поджечь окружающие горючие материалы
(например, изоляцию). Даже при нормальном сечении про-
водник сильно нагревается, что небезопасно.
* При попадании молнии во влажный предмет (мокрая земля,
дерево, промокшая стена дома) вода мгновенно превраща-
ется в пар, что может привести к взрыву (как перегретый
котел с паром) и разрушению этого предмета.
• К взрыву также может привести попадание молнии в объ-
ект, содержащий взрывоопасные вещества. Тут может хва-
тить и искры, и нагрева проводника докрасна.
Огромный ток молнии, уходя даже через хорошее заземле-
ние, дает высокое напряжение. Десятки... сотни тысяч ам-
пер на сопротивлении несколько ом (это очень хорошее
заземление) дают сотни киловольт на шине земли. Это при-
водит к многочисленным вторичным пробоям (наши прибо-
ры и изоляция i-а столько не рассчитаны) и к огромным вы-
равнивающим токам (см. п. 5.6.4, рис. 5.28), которые могут
сжечь оплетки и провода вашей земли и коммуникаций.
А также, растекаясь через соединительные кабели и линии
по заземлениям удаленных устройств, поднимает напряже-
ние на них (это называется «занос потенциала», см. п. 7.6.4).
Не так сильно, как на вашем заземлении, но достаточно,
чтобы привести к сбоям и неисправностям этих устройств.
• Если к проводнику, по которому уходит ток молнии, подклю-
чены другие провода, то ток частично ответвится на них.
Даже если это будет малая его часть, то этого хватит для
выгорания аппаратуры (например, если ответвится всего
Vioooo основного тока, то это единицы...десятки ампер).
2. Индуцированные токи при ударе молнии неподалеку (в не-
скольких десятках...сотнях метров). Огромные токи канала
молнии наводят токи во всех близлежащих проводах. Можно
рассмотреть канал разряда молнии, как огромную вертикаль-
ную антенну с подключенным к ней мощным искровым пере-
датчиком. Излучение этой антенны будет принято всеми про-
водниками и контурами (п. 7.4.1).
332
Глава 7. Молнии и защита от них
* Самую большую проблему с наведенными токами пред-
ставляют замкнутые контура проводников (например,
провода заземления, разведенные кольцом, рамочная ан-
тенна и т.п.). В таких контурах от молнии могут наводиться
токи в десятки...сотни ампер (зависит от площади контура,
его ориентации относительно канала молнии и расстояния
до него). Эти токи могут сжечь проводники.
• Если контур замкнут не накоротко, а на какое-то сопротив-
ление, то наведенные токи будут в нем намного меньше.
Зато на этом сопротивлении будут выделяться импульсы
в десятки...сотни вольт, которых может хватить для сбоев
и повреждений.
Молния наводит ток и в расположенном рядом прямом про-
воде. Он ведь работает как антенна и примет излучение
искрового передатчика-молнии. Чем длиннее провод, тем
эффективнее он как антенна, и тем больший ток в нём на-
ведётся. Этот ток будет намного меньше, чем в случае зам-
кнутого контура, провод не сгорит, но вот подсоединенная
к нему электроника может отреагировать плохо.
* Но, упомянутый в предыдущем пункте, ток сильно возраста-
ет, если провод, соединен с заземлением. Вертикальная ан-
тенна с заземлением намного эффективнее, чем без него.
В приеме наведенного от канала молнии тока тоже.
Как и в случае с замкнутым контуром, наличие резистора
в одиночном проводе (неважно, с заземлением, или без)
приводит к выделению на напряжения на этом резисторе.
Причем, в отличие от замкнутого контура, наведенный ток
почти не уменьшается до сопротивлений нагрузки в десятки
килоом. Поэтому, даже относительно небольшой ток на таких
резисторах дает импульсы в сотни...тысячи вольт. Кроме вы-
горания электроники это может привести к пробоям неболь-
ших воздушных промежутков. Могут искрить между собой
(или на заземление) просто лежащие рядом, никуда не под-
ключенные провода.
3. Статический потенциал, медленно накапливающийся перед
грозой на наших сооружениях. Ведь при трении, приводящем
к заряду грозового облака (п. 7.1), заряжается не только воз-
7.3. Вероятности поражения и надежность защиты
333
дух, но и всё в нем находящееся. Например, провода линий
и антенн, изолированных от земли.
Заряженные статическим электричеством до нескольких
киловольт, такие провода могут вывести из строя подклю-
ченную к ним слаботочную электронику.
Пример
На высоте двух километров висит грозовое облако с потенциа-
лом 2 МВ. У земли потенциал в данном случае нулевой (еще нет
молний). В этом гигантском конденсаторе имеется статическая на-
пряженность электрического поля 1 кВ/м. На изолированной от
земли антенне, висящей на высоте 10 м, будет статический потен-
циал 10 кВ. Стекая, он создает трески и шорохи в приемнике.
При разряде облака (на другое облако или на землю где-то дале-
ко) потенциал облака, а, следовательно, и антенны скачком умень-
шится почти до нуля. На антенне образуется импульс с амплитудой
10 кВ. Входу приемника это не понравится.
7.3. ВЕРОЯТНОСТИ ПОРАЖЕНИЯ
И НАДЕЖНОСТЬ ЗАЩИТЫ
От воздействий факторов молнии, перечисленных в предыду-
щем разделе, надо защищаться. Но от каких, и насколько серьёз-
ной должна быть защита? Это решает в каждой конкретной ситуа-
ции разработчик.
Для решения надо по каждому из трёх механизмов воздействий
молнии оценить:
1. Вероятность воздействия молнии на наш объект.
2. Стоимость защитных сооружений.
3. Вероятность того, что наша защита спасет от ущерба (то есть
надежность защиты) в случае, если ожидаемая неприятность
случится.
4. Какой максимальный ущерб может нанести молния при отсут-
ствии защиты.
Понятно, что если произведение первых трех пунктов больше по-
следнего (то есть максимального ущерба), то делать защиту от мол-
ний незачем. Дешевле отремонтировать поврежденное. Но чаще
всего бывает наоборот: затраты на надежную защиту многократно
ниже возможных трат на восстановление.
334
Глава 7. Молнии и защита от них
Оценку ущерба от воздействий молнии на вашем объекте при-
дётся делать вам самостоятельно. А вот о вероятностях и защите мы
здесь поговорим. Отдельно по каждому из трех воздействий молнии.
Статический потенциал. Вероятность получить его на вне-
шних проводах (антенны, линии связи, сети) за год равна 1. Хоть
одна гроза в год около вас случается? А даже если и нет, то электро-
статический заряд на внешних проводах точно будет в морозную су-
хую метель или в песчаную бурю.
Защита от статического потенциала описана в п. 2.2.2. Она про-
ста и недорога (резисторы утечки, дроссели, ограничители, разряд-
ники). Поэтому, если у вас имеются внешние провода, идущие по
воздуху (линии, связи, питания, антенны), то меры защиты от стати-
ческого потенциала принимать надо обязательно.
Цена защиты от статики невелика (несколько недорогих дета-
лей), а вероятность того, что она спасёт от статического потенциала,
равна 1 (статика не может не стекать через резистор, ограничитель
не может не срезать напряжение выше своего порога). Конечно,
это если пороги защиты (уровни ограничения напряжения, номина-
лы резисторов утечки) выбраны так, что при работе защиты напря-
жение не превысит допустимого для защищаемого устройства.
Поэтому защиту от статики имеет смысл устанавливать всегда,
если к вашему прибору планируется подключать хотя бы один длин-
ный внешний провод (даже электрическую сеть). А также на всех
внешних разъемах прибора — на теле человека, который будет
вставлять что-то в эти разъемы, вполне может быть статический по-
тенциал в десятки киловольт.
Индуцированные токи при ударе молнии. Вероятность полу-
чить их (на любых проводах, даже внутри помещения) почти рав-
на единице за несколько лет. Среднее число молний, ударяющих
в 1 км2 земной поверхности равно 1...3 для равнин средней поло-
сы и 3...6 для южной и/или горной местности [14]. Это означает, что
на расстоянии не более километра от вас (то есть в круге радиусом
1 км, площадь которого 3,14 км2), где бы вы ни находились, за не-
сколько лет случится как минимум несколько разрядов молнии.
А как показано ниже в п. 7.4.1, индуцированные токи даже при
километре до канала разряда могут быть значительными. Даже при
больших расстояниях (сотни метров) до канала молнии они могут
повредить электронику и/или привести к сбоям. По мере умень-
7.3. Вероятности поражения и надежность защиты
335
шения расстояния до молнии, индуцированные токи быстро растут
вплоть до плавления проводов. На одиночных незаземленных про-
водниках индуцированные токи развивают высокое напряжение
в десятки...сотни киловольт (п. 7.4.1). Поэтому меры защиты от
индуцированных токов молнии принимать тоже необходимо. Хотя
они не дешевы, как защита от статики, но к большим расходам
не приведут. Один спасенный прибор с лихвой перекроет эти рас-
ходы. Защита от наведенных токов состоит их двух основных ком-
понентов:
1. Правильная раскладка всех проводников (избегать замкнутых
контуров, сделать хорошее заземление, п. 7.4.2).
2. Все длинные провода и линии, приходящие снаружи и/или
разъемы к которым такие линии могут быть подключены,
должны иметь устройства ограничения от перенапряжения
и сверхтоков.
Надежность такой защиты зависит от того, насколько проекти-
ровщик был тщателен в анализе (п. 7.4.2), и на какое расстояние от
канала молнии до своего объекта он рассчитывал.
Если расчет исходил из того, что канал молнии может быть со-
всем рядом, в нескольких метрах (например, молниеотвод на сво-
ем участке), соответственно этому выбраны ограничители и нет
контуров земли, то надежность будет высокой. А вот если в доме
с неизвестно как расположенной проводкой ограничиться слабыми
варисторами на входах блоков питания (которые поставили их про-
изводители), то при близком разряде молнии сгореть может многое.
Прямой удар молнии во внешние проводники (включая очень
слабо проводящие: крышу и стены дома, деревья). Какая вероят-
ность его получить? Вопрос выглядит простым. Ведь известно что
среднее число молний, ударяющих в 1 км2 земной поверхности
равно 1...3 для равнин средней полосы и 3...6 для южной и/или гор-
ной местности [14]. Кажется, что пересчитав эти данные на разме-
ры нашего объекта, можно получить маленькую цифру вероятности
удара молнии.
Но это не так. Само понятие вероятности относится к усреднен-
ным значениям на большом числе событий и/или долгом времени
наблюдения. И неприменимо для единичных или крайне редких со-
бытий. Например, вам топалась фраза «ожидаемое количество уда-
ров молнии в такой-то дом не более 0,01 в год». Что она означает?
336
Глава 7. Молнии и защита от них
То, что если таких одинаковых домов в равных условиях стоит 1000,
то за год молния попадет в -10 из них. Причем принципиально
неизвестно, в какие именно. Также это означает, что если этот дом
единственный и простоит 1000 лет, то в него попадет -10 молний.
Но это вовсе не означает, что молния попадает в наш конкрет-
ный дом один раз в сто лет. И совсем не значит, что у нас есть сто
лет защиты. Молния может попасть в наш дом завтра. Или не по-
пасть 1000 лет. Как повезёт. Теория вероятности не описывает
единичные, индивидуальные события. Цифры вероятности ра-
зового удара молнии для конкретного объекта не существует
в принципе.
Но как-то ориентироваться же надо? Да. Поэтому в расчетах
и нормах используют усредненные по большому количеству иден-
тичных объектов и/или большому времени наблюдения цифры.
Они тем ближе к истине, чем больше объектов и времени их наблю-
дения. Но неприменимы при единичных объектах и/или коротких
отрезках времени. Мы будем пользоваться такими усредненными
значениями (других-то нет), но надо понимать, что в вашем конкрет-
ном случае все может быть совсем не так, как в среднем.
Итак, ожидаемое среднее количество ударов молнии (14,16]:
• круглая вышка
A/ = 9n/)2nG10-€; (7.1)
• прямоугольный формы объект
N = [(В + 6h)(L + 6/1) - 7,7/i2 ] nG • 10"е; (7.2)
• длинный провод, L»/i
Л/ = 61 hnGlO-6, (7.3)
где
h — максимальная высота, м;
В — максимальная ширина, м;
L — максимальная длина, м;
п — среднегодовое количество ударов молнии в площадь 1 км2
земли в месте нахождения объекта по многолетним мете-
онаблюдениям. Для равнин средней полосы это 1...3, для
гор и юга 3...6 [14];
G — срок службы объекта, лет.
7.3. Вероятности поражения и надежность защиты
337
Пример 1
Антенная мачта высотой 14 м на равнине средней полосы за
20 лет службы по вышеприведенным формулам получит -0,33 уда-
ра молнии. Если таких мачт стоит десяток, то в - 3 из них (но неиз-
вестно, в какие именно) за 20 лет молния ударит. А если мачта одна,
то молния за 20 лет может в неё не ударить ни разу (или ударить
пару раз). Единичный объект, слишком малое время наблюдения,
чтобы работала теория вероятности.
Пример 2
Стандартная пятиэтажка. Размеры 14x76 м, высота 16 м.
За 50 лет эксплуатации на юге получаем -5 ожидаемых ударов
молнии. Даже имея в виду разброс, ясно, что молния (и не одна)
за 50 лет в дом попадёт. Оставлять его без молниезащиты нельзя.
Надежность защиты от прямого удара молнии зависит от того, ка-
кая это защита.
1. Вероятность защиты, равную 1, дает полное экранирование
сталью толще 4 мм объекта и заземление экрана. Ток раз-
ряда уходит по внешней стороне экрана. А внутрь проводяще-
го экрана низкочастотное электрическое поле не проникает
(п. 2.2.1), а ферромагнитные свойства стали приводят к силь-
ному ослаблению магнитного поля (п. 4.1). Большая толщина
стали требуется для ослабления магнитного поля (рис. 4.1),
а также для того, чтобы выделяющаяся при ударе тепловая
энергия не смогла проплавить дырку в нашем экране. Напри-
мер, горючее, перевозимое в железнодорожной цистерне,
полностью защиш,ено от удара молнии. Для больших объектов
глухое экранирование применяют лишь в очень ответствен-
ных случаях так как стоимость такого экрана очень высока.
2. И возникает естественное желание её снизить. Как сделать
экран дешевле, мы знаем из п. 4.7. Надо выполнить его
не сплошным, а из сетки. Такая сетка выполняется как си-
стема хорошо заземленных тросов или проводов с шагом
в единицы...десятки метров, подвешенных на заземлен-
ных мачтах над защищаемым объектом или даже просто раз-
ложенных на его крыше (молниеприемная сетка). Молнии
предлагается влететь в ближайший трос и по нему уйти в зем-
лю, а не прорываться вниз, к нашему объекту. Чаще всего
338
Глава 7. Молнии и защита от них
она, так и поступает. Но не всегда. Чем больше шаг сетки,
тем выше вероятность, что молния найдет дорогу мимо на-
ших тросов и прорвется к защищаемому объекту (подробнее
в п. 7.5). Тем не менее, надежность такого решения высока.
Например, тросовыми молниеотводами защищают стартовые
комплексы ракет, а молниеприемная сетка является стандар-
том в жилищном строительстве.
3. Но снова возникает та же проблема: много мачт это дорого.
Можно ли еще дешевле? Да. Одиночный тросовый молние-
отвод, состоящий из двух мачт и троса между ними над защи-
щаемым объектом, предложит молнии более легкую дорогу.
И она ею воспользуется. В большинстве случаев. Но не всег-
да. Молния штука коварная и может прорваться (п. 7.5) мимо.
Надежность одиночного тросового молниеотвода ниже, чем
у сетки.
4. А совсем дешево? Выбросим из одиночного тросового мол-
ниеотвода одну мачту и трос. Останется заземленная мачта:
одиночный штыревой молниеотвод. Он относительно недо-
рогой. Но и надежность защиты худшая всех предыдущих ва-
риантов (п. 7.5).
Молниезащиты пунктов 2—4 обязательно надо дополнять защита-
ми от индуцированных токов (так как от них защищает только глухое
экранирование по пункту 1). Сетка тросов или проводов из пункта 2
лишь слегка экранирует электрическое поле и почти не экранирует
магнитное (п. 4.7.2). А одиночные тросовый и штыревой молниеот-
воды (пункты 3, 4) вообще не имеют экранирующего эффекта.
Более того, защиты от индуцированных токов, устанавливаемые
дополнительно к молниеотводам должны быть предельно серьёзны-
ми. Ведь токи и напряжения при прямом ударе значительно боль-
ше, чем при ударе молнии где-то в отдалении. А если молния удари-
ла в наш молниеотвод, то это совсем рядом, поэтому наведенные
импульсы во всех проводниках будут максимальными.
Обратите на это внимание, так как встречается точка зрения,
что раз мы установили молниеотвод, то можно больше ничего не де-
лать. Это не так. Молниеотвод (если это не глухой стальной экран)
обязательно требует дополнительно предельно хорошей за-
щиты от индуцированных токов. Лучшей, чем при полном от-
сутствии молниеотвода.
7.3. Вероятности поражения и надежность защиты
339
Последнее служит причиной другого ложного утверждения, что
молниеотвод скорее вреден, ведь тогда молния, исходно летевшая
мимо нас, развернется и попадет в него, то есть мы притягиваем
к себе молнии. Это ошибка. Да, молниеотвод стягивает к себе ли-
деров даже тех молний, которые без него прошли бы несколько
в стороне от нас. И из-за этого токи, наведенные в наших проводах
и устройствах, будут значительно больше, чем в случае отсутствия
молниеотвода. Но это до тех пор, пока молнии шли мимо нас. А вот
если молния идёт в нас, то в случае отсутствия молниеотвода токи
в наших проводах, будут в сотни и тысячи раз больше, чем при на-
личии молниеотвода. И это будут уже не наведенные токи (с которы-
ми внутри объекта справиться можно), а токи прямого удара (кото-
рые без молниеотвода сожгут и разрушат многое).
Если наш объект имеет проводную связь с внешним миром
(даже только электросети и провода заземления), то обязательно
надо принимать меры защиты от заноса потенциала (п. 7.6.4) даже
от удаленных ударов молнии. Молния, уходя в землю даже через
хорошее заземление, дает на нём всплеск высокого напряжения.
Это приводит к большим выравнивающим токам (см. п. 5.6.4,
рис. 5.28), которые могут сжечь оплетки и провода, приходящие из-
вне в ваше устройство. Меры борьбы с этим (помимо описанных
в п. 5.6.4) — варисторы и разрядники на всех внешних разъемах.
Выводы:
При сколь-нибудь разумных затратах (то есть исключая
глухое экранирование толстой сталью) невозможно создать
защиту от прямых ударов молнии, полностью исключающую
поражение защищаемого объекта.
• Однако использование одиночных штыревого и тросового
молниеотводов снижает количество поражений молнией
в десятки...сотни раз (зависит от размеров и взаимного по-
ложения молниеотводов и объекта). На практике это озна-
чает крайне низкую (но не нулевую) вероятность прорыва
молнии к объекту за весь срок его службы.
Защита от удара молнии должна быть многоступенчатой:
молниеотвод от прямого удара плюс защиты от индуциро-
ванных токов, перенапряжений и заноса потенциала.
340
Глава 7. Молнии и защита от них
7.4. ИНДУЦИРОВАННЫЕ ТОКИ
Индуцированные токи возникают во всех проводниках при уда-
ре молнии неподалеку (в десятках,..сотнях метров от них).
Канал молнии можно рассмотреть как одновитковую первичную
обмотку гигантского воздушного трансформатора. А как вторичную
обмотку — все контура (и замкнутые, и разомкнутые) из наших про-
водников в округе. Но более корректно рассмотреть канал разряда
молнии как передающую вертикальную антенну с подключенным
к ней мощным искровым передатчиком. А все наши провода — как
приемные антенны, которые примут часть излучения передающей
антенны (молнии).
Обе эти модели полезны для понимания того, что максимальные
наведенные токи дает фронт разряда. Просто потому, что он самый
короткий, то есть высокочастотный. Известно, что в воздушном
трансформаторе связь между обмотками пропорциональна частоте.
А эффективность любой короткой антенны квадратично растет с ча-
стотой. Особенно паразитных коротких приемных антенн, то есть
наших проводов и коммуникаций.
Поэтому основные наводки дает короткий (единицы мкс) перед-
ний фронт разряда. А, длинный (сотни микросекунд) основной раз-
ряд, несущий намного больше энергии, наведенных токов дает
меньше. Поэтому в стандартах IEC (аббревиатура от International
Electrotechnical Commission — международная электротехническая
Комиссия) используется наведенный импульс с фронтом 8 мкс
(от нуля до уровня 0,9) и временем спада (до уровня 0,5) 20 мкс.
Но возникает вопрос: а какова энергия этого импульса, то есть
его напряжение и ток в наших проводах? Очевидно, что ответ за-
висит от расстояния до канала молнии, тока в канале и размеров
и расположения наших проводов. То есть будет индивидуальным
в каждом конкретном случае. Как его определить? Есть три способа.
Первый: использовать табличные значения из стандартов,
например, IEC 60364-4. Плюс такого решения: разработчику до-
статочно брать значения из таблицы. Минусов больше. Во-первых,
стандарты описывают некоторое конечное количество типовых
ситуаций, среди которых вашей может и не оказаться. Во-вторых,
стандарты отличаются в разных странах. И, в-третьих (последнее
по упоминанию, но первое по значению), в вашей ситуации наве-
7.4. Индуцированные токи
341
денные токи могут оказаться существенно выше, чем описаны
в стандарте. И его соблюдение будет слабым утешением, если ап-
паратура сгорит.
Второй способ состоит в том, что для некоторых из возможных
расположений ваших проводов можно использовать упрощенные
расчетные формулы. Если провода образуют незамкнутый контур
заметной площади, то его можно рассмотреть как один виток вто-
ричной обмотки паразитного трансформатора (первичной обмоткой
служит канал молнии). Напряжение вторичной обмотке будет при-
близительно равно:
где
S — площадь незамкнутого контура, м2;
R — расстояние от контура до канала молнии, м;
Д7 — изменение тока в канале молнии за 1 мкс (крутизна), Д/мкс.
Среднее значение крутизны Ы составляет около 10 кА/мкс. А её
максимальное значение может достигать 100 кА/мкс для перво-
го импульса разряда и до 200 кА/мкс для второго и последующих.
В них ток меньше, но зато намного короче фронт (см. п. 7.1).
Пример
Блок питания трансивера включен в сеть с заземляющим про-
водом. Провод заземления от розетки спускается в подвал к элек-
трощиту и там соединяется с общей шиной заземления. С этой же
шиной в подвале соединен отопительный стояк с батареей. Обра-
зуется незамкнутый контур земли: батарея — стояк — шина зазем-
ления — вертикальный электрический кабель в стенах — блок пита-
ния — корпус трансивера. Пусть площадь этого контура 25 м2. До-
пустим, на расстоянии 10 м от нашего контура бьет молния с током
200 кА и фронтом 8 мкс (то есть А/ составит 200/8 = 25 кА/мкс).
Тогда по формуле (7.4), напряжение в контуре достигнет 12,5 кВ.
Если из трансивера на батарею свисают заземленные кабели (на-
пример, USB, питания и т.д.), то 12,5 кВ могут пробить промежуток
между батарей и кабелями. С выходом из строя всего, что к тем ка-
белям подключено.
Но простые расчетные формулы хотя и лучше табличных значе-
ний стандартов, но тоже не учитывают все ситуации и расположения
342
Глава 7. Молнии и защита от них
ваших проводов (например, простыми формулами не рассчитать
токи в отдельных проводах и замкнутых контурах).
Третий способ состоит в использовании программ моделирова-
ния электромагнитных явлений. Это хотя и сложно, но получают-
ся наиболее корректные результаты для любого расположения про-
водников в каждом конкретном, случае. Рассмотрим этот способ
подробнее в следующем параграфе.
7.4.1. Моделирование и расчет
индуцированных токов и напряжений
Молния дает электромагнитные наводки. А для расчета элек-
тромагнитных явлений для заданного набора проводов надо ис-
пользовать программу моделирования антенн, например MMANA-
GAL [11]. Но как в программе сделать модель канала молнии? Свои
имеющиеся провода и антенны мы в модели опишем (предпола-
гается, что вы знакомы с программой моделирования и умеет ри-
совать свои провода). Но как описать канал разряда молнии? Тут
есть сложности. О молнии человечество знает много, но еще не всё
(п. 7.1). Как же моделировать, если молния не изучена до конца?
Но можно победить и недоизученное. Тем более, параметры
импульса молнии известны хорошо. Фронт нарастания разряда
10 мкс, пиковый ток в наших широтах до 200 кА (п. 7.1).
Следовательно, нам надо смоделировать вертикальный ток ко-
торый возрастает за 10 мкс от 0 до 200 кА. Отдельные импульсы
в MMANA-GAL мы задавать не можем. Но они нам и не нужны.
Их форму длительность их мы и так знаем, нас интересует лишь их
максимальная величина. А она будет одинаковой, как для импуль-
са, так и для синусоиды, первые четверть периода которой имеют
такие же параметры, как и наш импульс. Синусоида с периодом
40 мкс (то есть с частотой 25 кГц) в первые 10 мкс своего нарас-
тания (то есть в четверть периода) имеет почти такую же форму, как
и импульс с фронтом 10 мкс.
А как прогнать вертикально сотни килоампер тока частотой
25 кГц? Сделать четвертьволновый вертикальный вибратор (для ча-
стоты 25 кГц он будет высотой ~ 3 км). Он будет изображать канал
молнии. А напряжение источника в этом вибраторе подобрать так,
чтобы входной ток стал бы 200 кА.
7.4. Индуцированные токи
343
В отличие от молнии, ток в вибраторе будет убывать от земли
к верху. Но для наших целей это неважно, так как на ближайших
к земле -100 метрах ток в GP почти не падает. Поэтому такую мо-
дель канала молнии можно использовать для изучения и расчета
наведенных токов в любых проводах расположенных на высоте от
нуля до сотни метров. Расположив в модели вокруг такого вертика-
ла свои провода и антенны, можно узнать, какие токи в них наве-
дутся во время фронта грозового разряда.
Для того, чтобы сделать ток 200 кА в модели молнии пришлось
установить напряжение источника ~8 МВ. Это величина пример-
но совпадает с приводимыми в литературе напряжениями молнии
во время разряда (5...15 МВ). Так что возможно, что модель кана-
ла разряда не только математический трюк, позволяющий загнать
расчет в MMANA-GAL, но и частично отражает физику дела. Во вся-
ком случае, ток импульса в единицы микросекунд не может быть
равномерен на длине разряда в сотни метров.
Такая длина для микросекундных импульсов сравнима с длиной
волны. То есть физический канал разряда молнии не может не яв-
ляться длинной линией с волновыми эффектами, присущими такой
линии.
Методика моделирования и расчета следующая:
Устанавливаем в модели частоту 25 кГц и реальную землю.
• Рисуем вертикальный заземленный вибратор высотой 3 км.
Устанавливаем предельно высокие параметры автосегмента-
ции (DM 1 = 3000, DM2 = 600).
В его начало устанавливаем резистор сопротивлением не-
сколько ом (имитирует сопротивление заземления) и источник
с напряжением около 8 МВ (для тока в 200 кА, если нужен дру-
гой ток, соответственно изменяем напряжение источника).
Вокруг канала молнии рисуем свои провода и рамки на раз-
ных расстояниях от канала (чтобы увидеть какие токи там будут
при разных дистанциях до молнии).
Запускаем расчет в MMANA-GAL. После его окончания идем
в главное меню и сохраняем таблицу токов (Файл — Сохранить
таблицу токов *.csv).
* Открыв сохраненный файл токов *.csv (например, в Eixcel) на-
ходим строки* с номерами своих проводов (все, кроме перво-
го, который изображает канал молнии) и смотрим величину
344
Глава 7. Молнии и защита от них
(столбец MAGNITUDE) тока в них. Это и есть наведенный ток
в конкретно этом проводе при данном его расположении.
Чтобы найти напряжение в разрыве провода (или между про-
водами) вместо разрыва включается высокоомная нагрузка.
Например, резистор 1 МОм. После расчета в таблице токов
находится строка того сегмента, в котором стоит это резистор.
Ток в ней, умножается на 1 МОм, получается напряжение на
резисторе, то есть в разрыве провода.
На рис. 7.3 показано как выглядит такая модель. В табл. 7.1 при-
ведены результаты расчетов для одиночных вертикально располо-
женных медных проводов диаметром 2 мм.
*<§4 ...
чч
ч?
Источник 8 МВ, 25 кГц
Рис. 7.3
Тестовые провода, для которых рассчитана табл. 7.1, располо-
жены для максимального тока наводки, то есть параллельно каналу
молнии. Для вертикальной модели канала молнии это означает, что
тестовые провода вертикальны. Но реальный канал молнии может
иметь наклонные и горизонтальные участки (см. рис. 7.6). Поэтому
даже если у вас провода физически горизонтальны, то для того, что-
бы не пропустить наихудший случай, в модели с вертикальным ка-
налом молнии сделайте эти провода тоже вертикальными.
7.4. Индуцированные токи
345
Таблица 7.1
Наведенные в вертикальных проводах токи и напряжения
Тестовый объект Расстояние от канала молнии (200 кА, 10 мкс), м Наве- денный в прово- де ток, А Наведенное напряжение в точке раз- рыва цепи, кВ
Вертикаль- ный провод высотой 5 м Заземленный 10 1,6 —
100 0,15 —
250 0,08 —
500 0,06 —
1000 0,05 —
Отключен от земли (R = 1 МОм между нижним концом провода и землей) 10 — 260
100 — 27
250 — 15
500 — 11
1000 — 9,5
Вертикаль- ный провод высотой 10 м Заземленный 10 5,4 —
100 0,59 —
250 0,23 —
500 0,2 —
1000 0,15 —
Отключен от земли (R = 1 МОм между нижним концом провода и землей) 10 — 510
100 — 53
250 — 29
500 — 22
1000 — %- 19
Вертикаль- ный провод высотой 20 м Заземленный 10 17 —
100 2,1 —
250 1,2 —
500 0,9 —
1000 0,75 —
Отключен от земли (R = 1 МОм между нижним концом провода и землей) 10 — 977
100 — 107
250 — 59
500 — 44
1000 — 38
346
Глава 7. Молнии и защита от них
Анализ результатов табл. 7.1 позволяет сделать следующие
выводы:
* Наведенный в заземленном проводе ток пропорционален ква-
драту длины провода. В этом нет ничего удивительного, если
вспомнить, что эффективность укороченной антенны пропор-
циональна квадрату её высоты. А наши провода как раз и яв-
ляются укороченными антеннами (хотя и паразитными, но ан-
теннами).
Наведенный ток в заземлении даже высокого провода (20 м)
и даже при малом расстоянии (10 м) до канала молнии относи-
тельно невелик (17 А).
Если провод не заземлен, то на нем развиваются наведенные
напряжения: десятки и сотни киловольт. Причем даже в отно-
сительно коротких проводах на расстояниях в сотни метров
от канала молнии. Поэтому при грозе нельзя оставлять никуда
не подключенные внешние провода незаземленными. Сотни
киловольт пробьют несколько десятков сантиметров воздуха
до ближайшей земли, которой может оказаться корпус вашего
устройства.
Если внешние провода при грозе нельзя заземлить, обязатель-
на установка на них ограничителей напряжения. Для выбора
их параметров пригодятся данные табл. 7.1.
Величина наведенных токов и напряжений в одиночном про-
воде обратно пропорциональна расстоянию до канала молнии
только до -300 м. На больших расстояниях наводки снижают-
ся медленнее, обратно пропорционально квадратному корню
из расстояния.
В табл. 7.2 приведены результаты расчетов для вертикально рас-
положенных квадратных рамок из медных проводов диаметром
2 мм.
Так же как и табл. 7.1, табл. 7.2 рассчитана для случая худшей
(в смысле максимума наводок) ориентации рамки относитель-
но канала молнии, то есть рамки вертикальны. И так же как и для
одиночных проводов, даже если рамки физически горизонтальны,
имеет смысл в модели расположить их вертикально или делать вер-
тикал, имитирующий канал молнии, изломанным, примерно как на
фото молний в п. 7.5.
7.4. Индуцированные токи
347
Таблица 7.2 Наведенные в вертикальных проволочных рамках токи и напряжения
Тестовый объект Расстояние от канала молнии (200 кА, 10 мкс), м Наведен- ный в прово- де ток, А Наведенное напряжение в точке раз- рыва цепи, кВ
Верти- кальная квадратная рамка площадью 4 м2 (2 х 2 м) Замкнутая 10 1500 —
100 145 —
250 55 —
500 29 —
1000 14,5 —
Разомкнутая (R = 1 МОм в середине вертикальной стороны) 10 — 2,3
100 — 0,25
250 — 0,1
500 — 0,05
1000 — 0,025
Верти- кальная квадратная рамка площадью 25 м2 (5 х 5 м) Замкнутая 10 3400 —
100 433 —
250 169 —
500 85 —
1000 42 —
Разомкнутая (R = 1 МОм в середине вертикальной стороны) 10 — 12,7
100 — 1,52
250 — 0,62
500 — 0,31
1000 — * 0,155
Верти- кальная квадратная рамка площадью 100 м2 (10 х 10 м) Замкнутая 10 9700 —
100 1000 —
250 400 —
500 200 —
1000 100 —
Разомкнутая (R = 1 МОм в середине вертикальной стороны) 10 — 43,5
100 — 5,9
250 — 2,45
500 — 1,23
1000 — 0,62
348
Глава 7. Молнии и защита от них
Анализ результатов табл. 7.2 позволяет сделать следующие
выводы:
* Следует избегать замкнутых контуров большой площади. Наве-
денные токи могут достигать в них сотен ампер даже на рас-
стоянии сотен метров от канала молнии. А в десятках метров
от канала токи в замкнутых рамках могут быть до нескольких
килоампер (они ограничены лишь омическим сопротивлением
проводов) и могут пережечь провода.
Наведенные в замкнутых рамках токи убывают прямо расстоя-
нию до канала молнии.
• Напряжение, наведенное в разомкнутых рамках, относительно
невелико, не превышает нескольких киловольт при расстоянии
до канала молнии > 100 м. Даже в 10 метрах от канала напря-
жение превышает 10 кВ только в рамках площадью в несколь-
ко десятков м2.
• Тем не менее, ограничители напряжения в разрывах рамки
необходимы.
Приведенные результаты относятся к фронту импульса 10 мкс
и нарастанию тока 200 кА по четверти периода синусоиды в это вре-
мя, то есть скорости изменения тока (крутизне) 200 кА : 10 мкс =
= 20 кА/мкс. Но на повторных отрицательных разрядах крутизна
может достигать 200 кА/мкс (длительность 0,25 мкс, амплитуда
до 50 кА). Для их моделирования надо установить частоту 1 МГц
и высоту вибратора 75 м, скорректировав напряжение источника
до получения тока 50 кА.
Величины наведенных токов и напряжений пропорциональны
току молнии и скорости изменения её. Для расстояний до сотни ме-
тров эта зависимость почти линейна. Так, например, для повторного
отрицательного импульса величины наведенных токов и напряже-
ний будут ~ в 10 раз больше, приведенных в табл. 7.1, 7.2.
Любая математическая модель имеет тот недостаток, что в ней
невозможно описать всё реальное окружение. Это и трудоёмко,
и все параметры окружения (земли, стен, чужих проводов и т.п.) мы
обычно не знаем. Поэтому в сложных и ответственных случаях ис-
пользуется метод натурного моделирования.
В разрыв молниеотвода и заземления включается импульс-
ный генератор, выдающий повторяющиеся импульсы 10/350 мкс
и 0,25/100 мкс амплитудой тока 1...5 А. Подключая ко всем
7.4. Индуцированные токи
349
интересующим цепям осциллограф, можно измерить наведенные
импульсы. А затем пересчитать их на реальный ток молнии (умно-
жив результаты на отношение максимального тока молнии к току
генератора).
7.4.2. Защита от индуцированных токов
и напряжений
Проектирование такой защиты делается в три этапа.
1. Производится расчет амплитуды наведенных токов и напря-
жений в имеющихся проводниках, как описано в предыду-
щем параграфе. Форму наведенного импульса (8/20 мкс) мы
уже знаем из стандартов.
2. Если в результате расчета получились недопустимо большие
величины (как правило), производится анализ, как изменить
положение и подключение существующих проводов так, чтобы
наведенные токи и напряжения были бы минимизированы.
3. По полученным в предыдущем этапе результатам выбирается
тип и параметры устройств защиты от перенапряжения (вари-
сторы, диодные ограничители, разрядники).
Второй этап сводится к тому, чтобы исключить замкнутые кон-
тура сколь-нибудь заметной площади (см. табл. 7.2) и незаземлен-
ные проводники (табл. 7.1). Причем в расчет должны приниматься
не только провода, но и любой металл: арматура, трубы, шины за-
земления и т.п. Если надо соединить вместе несколько приборов,
это делается из общего центра «звездой».
В первую очередь надо исключить замкнутые контура. Дело
в том, что не существует быстрых (микросекундных) токовых
предохранителей и ограничителей, способных-работать при десят-
ках киловольт. А такое напряжение образуется при разрыве замкну-
той рамки (см. табл. 7.2).
А быстродействующие ограничители напряжения, выдерживаю-
щие наведенные молнией импульсы тока, вещи вполне обыденные
и недорогие: разрядники, варисторы, стабилитроны.
Разрядники представляют собой два металлических электро-
да, разделенных газовой прослойкой. При достижении критической
напряженности поля, газ пробивается и между электродами зажи-
гается дуга пробоя. Напряжение на ней не превышает нескольких
350
Глава 7. Молнии и защита от них
десятков вольт. Когда импульс тока кончается, дуга гаснет и разряд-
ник возвращается в исходное состояние. Простейшие разрядники
используют воздух в зазоре. Но в таком случае напряженность поля,
при которой начинается пробой, сильно зависит от влажности воз-
духа (в среднем 30 кВ/см), то есть напряжение пробоя нестабиль-
но. Поэтому в основном разрядники выполняют как керамическую
трубку с инертным газом и металлическими электродами с двух
сторон. Разрядники выпускают на напряжения от 70 В до десятков
киловольт.
Плюсы разрядников:
Очень малая емкость, обычно 0,5...10 пФ (зависит от пробив-
ного напряжения и диаметра электродов, а те, в свою очередь,
от максимального тока разряда). Это позволят применять их
в ВЧ и антенных трактах, без заметного влияния. Существуют
трехвыводные разрядники для двухпроводных симметричных
антенных фидеров.
Очень большие токи разряда, десятки и даже сотни килоампер.
Они ограничены лишь диаметром электродов и их допустимым
нагревом во время импульса. Бывают мощные разрядники,
рассчитанные не только на поглощение наведенных молнией
импульсов, но и на прямой удар молнии.
Хорошая перегрузочная способность. Даже двойная перегруз-
ка по току в импульсе не разрушает разрядник, если только
дело не дошло до плавления электродов. Есть разрядники с до-
полнительной защитой, которая при перегреве механически
замыкает выводы и отпускает после охлаждения.
Минусы разрядников:
Относительно большое время срабатывания (то есть зажига-
ния дуги) от 0,1 до 5 мкс. А за это время может сгореть часть
электроники из защищаемых цепей.
Если рабочее напряжение в линии больше напряжения горе-
ния дуги, то разрядник не может самостоятельно погаснуть.
Например, ставить разрядник прямо между проводами сети
220 В неразумно. После окончания импульса дуга в разряд-
нике будет поддерживаться сетью до тех пор, пока электро-
ды разрядника не расплавятся или не сработает автомат за-
щиты от токовой перегрузки сети. Чтобы избежать такого, по-
следовательно с разрядником, включают медленный плавкий
7.4. Индуцированные токи
351
предохранитель, который не успевает сгореть за время раз-
ряда молнии. Или используют разрядник с биметаллическими
контактами, замыкающими его накоротко при перегреве.
Варисторы представляют собой полупроводниковые нелиней-
ные резисторы на основе оксида цинка с добавлением окислов
других металлов (кобалэт, марганец). Отдельные мелкие зерна этих
окислов запрессовываются в керамическую структуру. На границах
этих зерен возникает переход диода.
Таких диодов много (как и зерен), ориентированы они хаотично,
поэтому между выводами варистора набирается немало цепочек
встречно включенных диодов. И множество таких цепочек внутри
варистора включено параллельно. Поэтому в результате в нормаль-
но состоянии варистор почти не проводит ток (только небольшие
токи утечки множества диодов).
А когда к варистору приложено повышенное напряжение, полу-
проводниковые диодные переходы разрушаются под воздействием
термоэмиссии электронов и туннельного эффекта, и варистор пре-
вращается в резистор с сопротивлением несколько десятков ом.
И, поскольку все переходы диодов уже разрушены, этот резистор
неполярный, одинаков проводящий ток в обоих направлениях.
Варисторы выпускаются на напряжения срабатывания от не-
скольких вольт до единиц киловольт и токи до десятков килоампер.
Плюсы варисторов:
* Быстрое срабатывание, единицы...десятки наносекунд.
• Широкий диапазон напряжений срабатывания, в отличие
от разрядника.
Автоматический возврат к рабочему режиму после окончания
импульса.
Минусы варисторов:
Большая собственная емкость (сотни...тысячи пикофарад)
делает невозможным непосредственное применение вари-
сторов в ВЧ цепях. Частично этот недостаток исправляется
последовательным включением с варистором пары встречно-
параллельных диодов с малой емкостью (тогда общая емкость,
подключаемая к защищаемой цепи, определяется меньшей,
то есть диодами). Но диоды не имеют столь больших допусти-
мых прямых tokoej как варисторы, поэтому такая защита по-
дойдет лишь для относительно небольших токов.
352
Глава 7. Молнии и защита от них
• Ограниченный срок службы. Каждый раз при срабатывании
варистора, зерна окислов металлов внутри него частично спе-
каются и перестают работать как диодные переходы. Поэто-
му количество срабатываний варистора ограничено и с каж-
дым следующим срабатыванием допустимый ток становится
меньше.
Обычные полупроводниковые стабилитроны, но с большим
(до сотен ампер) импульсным током пробоя. Бывают на напряже-
ние от единиц до сотен вольт.
Выпускаются в нескольких разновидностях:
• Просто однополярный стабилитрон (подключать с соблюдени-
ем полярности)
Двунаправленный стабилитрон (два встречно включенных ста-
билитрона) одинаково реагирует на обе полярности.
Однополярный стабилитрон с малой емкостью для ВЧ приме-
нений. Сам стабилитрон имеет большую емкость в сотни...ты-
сячи пикофарад. Но последовательно с ним прямо в кристалле
включен в прямом направлении обычный диод с малой емко-
стью. Суммарная емкость определяется меньшей, то есть ем-
костью диода.
Двунаправленный стабилитрон с малой емкостью для ВЧ при-
менений. Это диодный мост из обычных диодов с малой ем-
костью, в диагональ постоянного тока которого включен мощ-
ный стабилитрон. А защищаемой линии подключаются входы
переменного тока моста. Общая емкость уменьшается, как и в
предыдущем случае.
Плюсы стабилитронов:
• Быстрое срабатывание, единицы...десятки наносекунд.
Неограниченное число срабатываний.
* Автоматический возврат к рабочему режиму после окончания
импульса.
Минусы стабилитронов:
* Небольшие импульсные токи (сотни ампер).
* Нестойкость к перегрузкам. Полупроводниковый стабилитрон
сгорит даже при небольшой перегрузке по току.
Как выбирать параметры ограничителей напряжения? Серь-
езные производители сразу указывают максимальные токи при
7.4. Индуцированные токи
353
импульсе 8/20 мкс (наведенные токи) или даже 10/350 мкс
(прямой удар молнии). Тут остается только выбрать подходящие
максимальный ток и напряжение срабатывания.
Но так бывает не всегда. Некоторые производители варисторов
вместо токов при разных длительностях импульсов приводят макси-
мальную поглощаемую энергию в джоулях. И чтобы найти нужный
нам максимальный ток, приходится заниматься арифметикой. Де-
лить приведенную производителем энергию на напряжение и дли-
тельность импульса.
Со стабилитронами еще интереснее. Для них обычно приводят
максимальную пиковую мощность и её зависимость от длительно-
сти импульса. Найдя на графике мощность, соответствующую нуж-
ной длительности импульса, делят её напряжение стабилизации
и получают допустимый импульсный ток.
Защитные ограничители необходимо ставить в несколько кас-
кадов. Самый мощный первый каскад ставят там, где наиболее
вероятно появление больших импульсов (например, на входе ком-
муникаций в здание). Здесь используют мощные разрядники и/или
варисторы. В тяжелых случаях первый каскад рассчитывают даже
на прямой удар молнии.
Второй, менее мощный каскад защиты (варисторы, стабилитро-
ны) рассчитан на подавление остаточных импульсов после первого
каскада. Обычно монтируется на входе в офис или квартиру.
Третий каскад самый слабый. Он подавляет небольшие выбро-
сы, оставшиеся после первых двух каскадов и наведенные токи на
проводах внутри помещения. Ставится у конечных устройств (на-
пример, в розетках). Как правило, в сколь-нибудь серьёзных при-
борах на всех внешних разъемах стоят внутренние ограничители.
Они могут быть использованы как третий каскад защиты. Но нали-
чие встроенных ограничителей перенапряжения в приборах совер-
шенно не означает, что они полностью защищены, и к ним можно
подключать любые внешние провода. Наличие первого и второго
каскадов защиты обязательно.
Если два каскада ограничения (например, разрядник и вари-
стор) расположены рядом, то между ними последовательно в защи-
щаемую линию надо включить небольшие катушки индуктивности
(единицы микрогенри). Они задерживают появление перенапряже-
ния на втором (менее мощном) каскада защиты, позволяя первому
354
Глава 7. Молнии и защита от них
(более мощному) каскаду «проглотить» значительную часть энергии
фронта разряда.
Схему и пример расчета такой защиты см. в п. 7.7.3.2.
7.5. МОЛНИЕОТВОДЫ
Рисунок 7.4 схематично показывает механизм действия громо-
отвода. На рис. 7.4,а упрощенно показаны усредненные пути мол-
ний к плоской земле. Если пронаблюдать очень большое количество
молний на каком-то плоском участке земли и усреднить их траек-
тории, то средние (то есть наиболее вероятные) траектории будут
Поверхность земли
Рис. 7.4
7.5. Молниеотводы
355
примерно такими, как на рис. 7.4,а, то есть параллельными
с одинаковой плотностью на единицу площади. Это, впрочем, ин-
туитивно ясно и без длительных наблюдений.
А вот если на плоском участке земли мы поставим достаточно
высокий заземленный металлический штырь (молниеотвод) и по-
вторим очень длительное наблюдение с усреднением траекторий,
то получим что-то близкое к рис. 7.4, б. Теперь в некотором радиу-
се вокруг молниеотвода средние траектории молний искривляются
и попадают в вершину молниеотвода. В результате, вокруг молние-
отвода образуется зона защиты, куда молнии попадать не должны.
Множество наблюдений подтверждают вышесказанное. По-
смотрите, например, на типичные фотографии рис. 7.5. Молния
действительно с некоторой высоты (называемой высотой ориен-
тировки) отклоняется е сторону молниеотвода и попадает в него,
а не в окружающую землю.
Рис. 7.5
Но так бывает не всегда. Ведь выше шла речь, об усредненных,
наиболее вероятных траекториях молний. А в конкретном случае
траектория может быть весьма далека от средней, гладкой линии.
Взгляните на фото рис. 7.6. Это фотографии без молниеотвода. Тра-
ектории разряда изломаны, содержат даже горизонтальные участки.
Если такие разряды случаются около молниеотвода, то они могут
попасть и в ту область, которую мы называем зоной защиты мол-
ниеотвода.
356
Глава 7. Молнии и защита от них
На фото рис. 7.7 зафиксированы такие редкие случаи. Молния
промахивается мимо вершины заземленной мачты и бьёт в её се-
редину или даже основание.
Таким образом, молниеотвод не обеспечивает гарантирован-
ной защиты от удара молнии в зону защиты. Он лишь снижа-
ет вероятность этого. Следовательно, границы зоны защиты
7.5. Молниеотводы
357
зависят от того, с какой вероятностью мы хотим защититься
от удара молнии.
Другой вывод, следующий из вероятностного характера траекто-
рии молнии: зона защиты не имеет резких границ. Если бы могли
её визуализировать, то увидели бы что-то вроде клубящейся пира-
миды из пара вокруг молниеотвода, более густой внутри и внизу
и истончающейся по бокам и к верху. Густота пара характеризовала
бы вероятность защиты.
Так как резких границ у зоны защиты нет, то разные методики
оценки её размеров (то есть попытки директивно установить в упро-
щенной модели резкие границы) хотя и дают несколько отличаю-
щиеся результаты, но, в общем, не противоречат друг другу. В са-
мом деле, нет принципиальной разницы, как в упрощенной модели
описать нерезкую расплывчатую фигуру зоны защиты: как конус
или как результат обкатки шаром (см. ниже). И в том, и в другом
случае полученные результаты будут описывать зону защиты с при-
емлемой точностью. Будут лишь несколько отличаться вероятности
защиты на краях рассчитанных зон. Понимая это, посмотрим мето-
дики расчета зон защиты.
Поскольку эти методики в стандартах разных стран отличаются
и по методике, и по результатам, возьмем международный стандарт
по грозозащите IEC 62305 (международной электротехнической
комиссии). Международный стандарт мы берем здесь по двум при-
чинам:
Старые местные стандарты в разных странах нередко силь-
но различаются и даже противоречат друг другу.
• Во всем мире идет работа по приведению местных стандартов
к международным. Во многих станах местный стандарт являет-
ся копией IEC 62305.
Стандарт IEC 62305 дает четыре уровня зоны защиты с разной
надежностью:
I. Надежность 0,98.. Вероятность прорыва молнии в зону защи-
ты 0,02 (по сравнению со случаем отсутствия защиты, то есть
снижение вероятности удара в 50 раз). Рассчитана на пико-
вый ток первого положительного разряда 200 кА, первого от-
рицательного 100 кА, последующих разрядов 50 кА.
II. Надежность 0,95. Вероятность прорыва 0,05 (снижение веро-
ятности удара в 20 раз). Рассчитана на пиковый ток первого
358
Глава 7. Молнии и защита от них
положительного разряда 150 кА, первого отрицательного
75 кА, последующих разрядов 37,5 кА.
III. Надежность 0,9. Вероятность прорыва 0,1 (снижение вероят-
ности удара в 10 раз). Рассчитана на пиковый ток первого по-
ложительного разряда 100 кА, первого отрицательного 50 кА,
последующих разрядов 25 кА.
IV. Надежность 0,8. Вероятность прорыва 0,2 (снижение вероят-
ности удара в 5 раз). Рассчитана на пиковый ток первого по-
ложительного разряда 100 кА, первого отрицательного 50 кА,
последующих разрядов 25 кА.
Для всех уровней защиты временные параметры разрядов:
первого положительного 10/350 мкс, первого отрицательного
1/200 мкс, последующие 0,25/100 мкс.
IEC 62305 предлагает два независимых метода расчета зон
защиты.
Первый метод, по защитному углу, применяется только для
одиночных молниеотводов, установленных на плоской земле или
защищенной поверхности (например, плоской крыше, покрытой
заземленной металлической сеткой). Зона защиты по этому методу
представляется в виде конуса, вершина которого совпадает с вер-
шиной молниеотвода. Угол при вершине конуса (между молниеот-
водом и поверхностью зоны защиты) определяется по номограм-
мам рис. 7.8.
7.5. Молниеотводы
359
Пример
Одиночный молниеотвод 17 м. Выбираем уровень защиты II.
По рис. 7.8 определяем угол конуса защиты 45°. Диаметр зоны
защиты на уровне грунта будет 2 • 17 = 34 м, а на высоте 2 м (для
защиты людей) — 30 м.
Второй метод расчета зон защиты в стандарте IEC 62305 назы-
вается методом катящейся сферы. Он удобен тем, что может при-
меняться для любой конфигурации молниеотводов: стержневые,
тросовые в любом сочетании и количестве.
Он состоит в следующем. Представим сферу большого радиуса
(20 м для уровня защиты I, 30 м для уровня II, 45 м для уровня III
и 60 м для уровня IV). Покатаем эту сферу вокруг наших молниеот-
водов, чтобы сфера при прокатке краями упиралась в них. То про-
странство, куда сфера не смогла закатиться и будет зоной защиты,
как показано на рис. 7.9 для простейшего случая одиночного мол-
ниеотвода.
В случаях разработки защиты сложных объектов делают их ма-
кет 1:100 и обкатывают его мячом радиусом 20...60 см (в зависи-
мости от требуемого уровня защиты), отмечая области, на которые
360
Глава 7. Молнии и защита от них
мяч смог закатиться. И затем подбирают количество и высоту до-
полнительных молниеотводов в этих областях, чтобы мяч в них уже
не попадал бы.
Для защиты крыш домов большой площади стандарт IEC 62305
рекомендует разновидность молниеотвода, называемую молни-
езащитной сеткой. Это сетка из толстого провода с квадратными
ячейками, которая укладывается прямо на негорючую кровлю или
отстоит от ее на 15 см, если кровельное покрытие может воспла-
мениться. Шаг сетки для уровня защиты I составляет 5 м, для уров-
ня II — 10 м, для уровня II — 15 м и для уровня IV — 20 м. Сетка за-
земляется в нескольких местах. Расстояние между проводниками
заземления должно быть меньше 10 м для уровней I и II, 15 м для
уровня III и 20 м для уровня IV. Чем больше токоотводов от сетки, тем
меньше ток в каждом из них и, соответственно, меньше наводки.
Ток молнии нагревает молниеотвод. При этом металл ухудша-
ет свои механические характеристики и может даже перегореть.
По требованиям к сечению металла различают два случая:
1. Металл молниеотвода одновременно является несущей мач-
той. Тут даже небольшой нагрев может стать причиной того,
что мачта механически «сложится». Нагретый металл отпуска-
ется и может «плыть», а мачта несет изрядную механическую
нагрузку (а дюралевые трубы иногда имеют внутренние на-
пряжения и скручиваются при нагреве сами). Чтобы этого
избежать металлический молниеотвод-мачта должен иметь
сечение не менее 200 мм2 если он стальной и 100 мм2 если
дюралюминиевый.
2. Плохо проводящая мачта (например, бетонная), а вдоль нее
идет провод, не несущий механической нагрузки и только от-
водящий ток молнии. Токоотводом такой провод и называет-
ся. Нагреваться он может сильнее, почти до плавления. Поэто-
му сечение токоотводов допускается меньше: медь 16 мм2,
алюминий 25 мм2, сталь 50 мм2. Если нагрев токоотводов
до высокой температуры нежелателен (например, по проти-
вопожарным соображениям), то приведенные сечения надо
удвоить.
О токоотводах следует поговорить подробнее. Во-первых, они
применяются не только на молниеотводах с плохо проводящей
7.5. Молниеотводы
361
мачтой, но и для заземления молниезащитной стеки. А также .для
соединения основания обычного молниеотвода с заземлением,
если молниеотвод не стоит прямо на заземлении, что часто бывает
(например, молниеотвод на крыше дома).
Токоотвод должен быть закреплен так, чтобы его импульсный
нагрев докрасна не приводил бы к возгоранию. На негорючих по-
верхностях токоотвод можно крепить непосредственно. Если же
поверхность, вдоль которой идёт токоотвод, может гореть, то его
надо размещать на распорках на расстоянии > 20 см.
Последняя цифра может удивить. Ведь раскаленный провод
не сможет поджечь горючий материал даже с 2...3 см. Зачем же тог-
да стандарт закладывает такой запас по расстоянию?
Дело в том, что редко удается сделать прямой токоотвод. Почти
всегда из конструктивных соображений его приходится изгибать.
А изгиб имеет индуктивность большую, чем просто прямой провод
(представьте изгиб, как полвитка катушки). Например, прямой то-
коотвод длиной 10 м имеет индуктивное сопротивление для фронта
молнии около +10,1 Ом. Если же его дважды согнуть под прямым
углом, то его индуктивное сопротивление возрастает до +11 Ом.
При токе молнии, например в 40 кА (а бывает и намного боль-
ше, см. п. 7.1) на такой индуктивности выделится импульс 40 кВ.
Этого может хватить для вторичного пробоя воздуха, то есть из то-
коотвода могут лететь искры. Это называется скользящий разряд
(скользит вдоль и вокруг токоотвода). Он может поджечь горючую
поверхность на расстоянии до 10...15 см.
Поэтому при прокладке токоотводов следует избегать резких из-
гибов (если надо повернуть, то сделайте это по большому радиусу)
и петель, чтобы не увеличивать индуктивность.
Даже при прямом токоотводе напряжение на нем будет высо-
ким из-за погонной индуктивности. При обычной крутизне фронта
первого импульса в 20 кА/мкс, напряжение на 2 метрах прямого
токоотвода достигнет 40 кВ. А ведь на фронтах второго и последую-
щих разрядов крутизна тока может быть вдесятеро выше (п. 7.4.1).
Во столько же раз будет выше и напряжение. Поэтому токоотводы
рекомендуют располагать в труднодоступных местах, где их не мо-
гут коснуться люди. Или покрывать нижние части токоотводов тол-
стой тугоплавкой изоляцией, способной выдержать сотни киловольт
в импульсе и высокую температуру.
362
Глава 7. Молнии и защита от них
Если на крыше здания стоит молниеотвод или молниезащитная
сетка, то для соединения их с заземлением лучше делать несколь-
ко параллельно соединенных, но разнесенных (например, по углам
здания) токоотводов. Пропорционально их количеству уменьшается
ток в каждом из них. Это снижает нагрев токоотводов, напряжение
на них и магнитное поле. Следовательно, уменьшаются индуциро-
ванные токи и напряжения в оборудовании здания.
Наиболее широко применяемый стержневой молниеотвод изо-
бретен давно, еще в 1752 году Бенджамином Франклином. А что
нового в этой области придумало человечество за два с половиной
века? На удивление, немного. Кроме развития идеи Франклина
(несколько молниеотводов, тросовые, защитные сетки) почти ниче-
го работающего. Хотя попыток было много.
В конце прошлого века много надежд было связано с активны-
ми и радиоактивными молниеотводами. Они представляли собой
небольшие (несколько метров) мачты, на вершине которых находи-
лось либо высоковольтное электронное устройство, либо радиоак-
тивная капсула. Идея была в том, что ионы (от высоковольтного ге-
нератора коронного разряда или от радиоактивных изотопов) будут
подниматься вверх, образуя невидимый ионизированный канал,
высотой десятки...сотни метров. Куда и будет попадать молния. К со-
жалению, идея оказалась нереализуемой. При сколь-нибудь разум-
ных мощностях генераторов и количестве изотопов тока не хватало
для образования встречного лидера (это проверено эксперимен-
тально на высоковольтных генераторах). А ставить постоянно рабо-
тающий генератор с мощностью многие десятки киловатт или силь-
но заражать окрестности радиацией желающих не нашлось. То, что
сейчас представлено на рынке в этой области является пустышкой
для успокоения нервов.
Другое активно продвигаемое в последние годы изобрете-
ние — системы рассеивания заряда (известны по английским аб-
бревиатурам LDS и DAS) представляет из себя «шляпу>-ионизатор,
усеянную тысячами мелких и тонких иголок. Идея состояла в том,
чтобы заменить короткий и мощный удар молнии небольшим, но
длительным коронным разрядом с иголок ионизатора. При этом
якобы удар молнии не возникает. Но это не работает, так как мед-
ленный и слабый коронный разряд с иголок не может успеть при-
нять быстрый и мощный лидер, спускающийся сверху от облака.
7.6. Молниеприемное заземление
363
Поэтому системы рассеивания заряда
не предотвращают удар молнии (как
обещают их авторы), и работают ничуть
не эффективнее простых молниеотво-
дов такой же высоты. Но обходятся зна-
чительно дороже.
Единственное дейстзительно работа-
ющее встречное воздействие на мол-
нию — старт малой ракеты, которая тя-
нет за собой тонкую заземленную про-
волоку. На рис. 7.10 показано фото, сде-
ланное в Center for Lightning Research
and Testing университета Флориды. Во-
время стартовавшая ракета на высоте
около 300 м над землей встретила нис-
ходящий лидер. И разряд пошел точно по
проволоке (вернее по оставшемуся от
нее ионизированному облаку — при раз-
ряде проволока сразу испарилась).
Этот метод защиты от молнии интересен для науки, но практиче-
ского значения не имеет. Ставить около защищаемого объекта ба-
тарею ракет с системой их автоматического старта при поЕ1ышении
напряженности электрического поля у земли — идея дорогостоящая
и непрактичная.
Рис. 7.10
7.6. МОЛНИЕПРИЕМНОЕ ЗАЗЕМЛЕНИЕ
7.6.1. Размеры и конструкция заземления
Уже известный нам стандарт IEC 62305 для молниеприемного
заземления дает два варианта.
А. Несколько (минимум 2) точек заземления. Каждая из них
может быть выполнена двумя способами. Или закопанный
в землю на глубину не менее 0,5 м горизонтальный провод,
уходящий в противоположную сторону от защищаемого объек-
та. Или вертикальный штырь, вбитый в землю, на расстоянии
не менее 1 м от края защищаемого объекта.
В. Круговой контур вокруг фундамента защищаемого объекта.
364
Глава 7. Молнии и защита от них
Размеры заземлений по обоим вариантам выбирают из номо-
грамм рис. 7.11, задаваясь требуемым уровнем защиты и удельной
проводимостью грунта в месте заземления. Последняя выбирается
из табл. 7.3.
Таблица 7.3
Удельные сопротивления грунтов
Тип почвы Удельное сопротивление, Ом м
Глина, чернозем 80
Суглинок 100
Песок 50...3000 (от влажности)
Каменистый грунт 1000...2000
Щебенистый грунт 2000...3000
Для варианта А длина горизонтального заземляющего провода
считывается с номограмм рис. 7.11. Если используется вертикаль-
ный заземляющий штырь, то его глубина определяется как полови-
на значения с рис. 7.11.
Расстояние между двумя точками заземления должно быть
не менее длины одного заземлителя.
7.6. Молниеприемное заземление
365
Для варианта В сначала находят площадь контура заземления.
Затем считают радиус круга такой же площади. Если этот радиус по-
лучается больше, чем значение с рис. 7.11, никаких дополнитель-
ных устройств не требуется. Если меньше, нужны дополнительные
заземлители. Если они горизонтальны, то их длина должна быть рав-
на разнице значений с рис. 7.11 и полученного радиуса круга. Если
вертикальны — половине этого значения.
Хорошим, считается заземление, у которого сопротивление на
низких частотах (включая частоты фронта молнии) ниже 10 Ом.
Теоретически сопротивление заземления вбитого в землю оди-
ночного вертикального проводника определяется по формуле:
R = —| In—-11, (7.1)
2nL\ г )
где
р — удельное сопротивление грунта, Ом • м;
L — длина проводника;
г — его диаметр.
Если мы подставим в эту формулу р = 1000 Ом м, длину L =
= 10 м при среднем г = 0,05 м, то получим около 90 Ом. Отложив
эти значения на рис. 7.11 (не забыв взять там удвоенную дли-
ну 20 м, так как у нас заземлитель вертикальный), получим точку
на графике уровня защиты I. Из неё получается, что по стандарту
IEC 62305 даже для уровня защиты I сопротивление заземления
выходит 90/ 2 = 45 Ом (так как стандарт предписывает минимум
два проводника, соединенных параллельно).
45 Ом это много. Особенно, если учесть, что IEC 62305 в каче-
стве желательного уровня указывает 10 Ом. Получается противоре-
чие с формулой (7.1). Кто прав? Как ни странно, все. Дело в том, что
теоретическая формула (7.1) исходит из одинаковой удельной про-
водимости грунта во всех направлениях. А эмпирические графики
рис. 7.11 основаны на практических измерениях. Но в реальности
с увеличением глубины быстро растет влажность и проводимость
грунта (а на нескольких метрах глубины уже можно дойти до водо-
носных слоев с очень высокой проводимостью). Практически, по
мере заглубления сопротивление заземления изменяется не плав-
но, а скачками, в зависимости от достигнутых слоев грунта и их про-
водимости.
366
Глава 7. Молнии и защита от них
Сечение заземляющих проводников, лежащих в земле, должно
быть не менее:
6 мм2 для меди и 10 мм2 для стали, если они защищены от
коррозии;
25...30 мм2 и 75...100 мм2 соответственно, если защита от
коррозии отсутствует.
В качестве элементов заземления также используют все кон-
структивные части защищаемого объекта, находящиеся в земле.
Трубы (кроме газовых), столбы, арматуру, бетонные части фунда-
мента. Бетон из-за влажности и наличия в нем солей имеет доволь-
но низкое удельное сопротивление 40...200 Ом м, а его площадь
контакта с грунтом обычно достаточно велика.
Все заземления: и имеющиеся конструктивные, и искусствен-
ные соединяют параллельно (кашу маслом не испортишь, слишком
низкого сопротивления заземления не бывает). Суммарное со-
противление заземления вычислить очень трудно (особенно если
учесть, что расположение и проводимость подземных слоев грунта
неизвестны), поэтому проще его измерить.
Разумно измерять это сопротивление в процессе закладки и за-
бивания проводников в землю, чтобы остановиться, когда требуе-
мое сопротивление будет достигнуто. Если заземление неглубокое,
то следует стремиться к величине в 2...4 раза меньше заданной, так
как влажность (а, следовательно, и проводимость) верхнего слоя по-
чвы сильно зависит от погоды и времени года.
7.6.2. Измерение сопротивления заземления
На первый взгляд измерить сопротивление заземления неслож-
но: пропустить через него известный ток заданной частоты, изме-
рить полученное напряжение и поделить его на ток. Но для такого
способа требуется идеальная (или, во всяком случае, намного луч-
шая, чем наше заземление) земля. А её у нас нет (если была бы —
мы её и использовали бы для своего заземления).
Поэтому используется косвенный способ трех точек, показанный
на рис. 7.12. На расстоянии D, как минимум вдвое превышающем
максимальные размеры (длину, габарит или глубину) измеряемо-
го заземления, в землю вбивается небольшой (0,3...0,5 м) изме-
рительный электрод (называемый электродом тока). Между ним
7.6. Молниеприемное заземление
367
и нашим заземлением пропускается фиксированный ток от измери-
тельного прибора.
Теперь осталось измерить напряжение на нашем заземлении.
Чтобы это сделать, нужна точка нулевого потенциала. Если бы элек-
трод тока был бы полностью идентичен измеряемому заземлению,
то очевидно, что эта точка была бы посередине между ними. Но
так как электрод тока намного меньше, то точка нулевого потенци-
ала смещена в его сторону. И находится на расстоянии - 0,620 от
измеряемого заземления. В этой точке в землю вбивается электрод
напряжения (такой же по размерам, как и электрод тока), относи-
тельно которого и измеряется напряжение на нашем заземлении.
Теперь остается только поделить измеренное напряжение на
фиксированный ток, который мы гоним через наше заземление,
чтобы получить его сопротивление.
Положение электрода напряжения влияет на точность измере-
ний. Особенно, если измеряемое заземление сложное и состоит
из нескольких разнородных частей. Приведенное на рис. 7.12 рас-
стояние 0,62D является ориентировочным. Чтобы быть уверен-
ным в правильности положения электрода напряжения его надо
подвигать по расстоянию в небольших (~±10% D) пределах. Если
при этом измеряемое сопротивление изменилось мало, то всё
368
Глава 7. Молнии и защита от них
правильно. А если изменения показаний велики, то следует искать
новое положение электрода напряжения, в котором этот тест будет
пройден.
Недорогие приборы работают на синусоидальном сигнале 94
или 128 Гц (такие частоты выбраны, чтобы не собирать помехи от
силовой сети и её гармоник). Для измерения электротехнического
заземления такая частота правильна. Но спектр разряда молнии
содержит частоты до единиц мегагерц. И малое сопротивление за-
земления на низкой частоте вовсе не обязано оставаться таким
при повышении частоты. Особенно в сложных заземлениях с длин-
ными проводами, сравнимыми с длиной волны. Поэтому для изме-
рения молниезащитного заземления прибор должен генерировать
импульсы, имитирующие разряд: 10/350 мкс (для первого разря-
да) и 1/100 мкс (для последующих), или иметь перестраиваемый
частотный диапазон до единиц мегагерц. Кроме того, повышение
частоты измерительного тока ограничивает максимальное расстоя-
ние до электрода тока 0,1 длины волны (иначе ток уже не будет оди-
наков во всей цепи из-за эффектов длинной линии).
Если прибор, измеряющий сопротивление заземления, имеет
режим импульсов, имитирующих разряд, то имеет смысл осцилло-
графом посмотреть форму и величину импульсов во всей системе
заземления и подключенных к ней объектах и приборах. Зная ам-
плитуду тока импульса, генерируемого прибором (обычно 0Д...1 А)
можно пересчитать измеренные импульсы к реальному току раз-
ряда молнии.
7.в.3. Скользящий разряд и шаговое напряжение
Рассмотрим случай, когда молния ударяет в почву без специаль-
ного заземления. Ток молнии будет уходить в грунт. Но сопротивле-
ние последнего велико: сотни...тысячи ом. На таком сопротивлении
ток молнии в сотни килоампер по закону Ома даст напряжение
в десятки мегавольт в точке удара.
И это напряжение окажется приложенным к большому (десят-
КИ...СОТНИ метров) участку почвы вокруг точки удара. Ведь на сильно
удаленной от точки удара почве по-прежнему останется нулевое на-
пряжение. Фактически получается огромный полусферический ре-
зистор радиусом десятки...сотни метров. Его внешняя поверхность
7.6. Молниеприемное заземление
369
заземлена (сильно удаленная почва), а в центр подано импульсное
напряжение десятки мегавольт (в точке удара).
Теоретически для равномерной полусферы напряженность элек-
трического поля вдоль поверхности этого резистора (то есть на по-
верхности земли) будет равна:
£ = Г-2)
2яг2
где
Е — напряженность электрического поля, В/м;
р — удельное сопротивление грунта, Ом м;
1М — пиковый ток молнии, А;
г — расстояние от точки удара, м.
При более точном моделировании, учитывающем неодинаковое
растекании тока в стороны и в глубину, напряженность поля на по-
верхности падает медленнее, чем описывает формула (7.1). Про-
порционально не квадрату расстояния, а его 1,3...1,5 степени.
Как следует из формулы (7.2), напряженность электрического
поля при мощном разряде в сотни килоампер и плохой почве мо-
жет составлять несколько сотен кВ/м при расстояниях несколько
метров. При напряженностях выше 300 кВ/м начинается иониза-
ция почвы и возникает скользящий вдоль земли разряд. Высокая
проводимость ионизированного канала разряда приводит к тому,
что по нему высокое напряжение выносится еще дальше и скольз-
ящий разряд может проходить до нескольких десятков метров.
Если молния небольшая, то скользящий разряд выжигает про-
плешины в растительности (рис. 7.13).
При сильном скользящем разряде влага в почве под ним пре-
вращается в пар, который вырываясь наверх, выбрасывает куски
земли, образуя канаву с валом земли. Обычно её ширина невелика
(примерно как след плуга), но при мощных ударах может быть что-то
вроде показанного на рис. 7.14.
Коварство скользящего разряда в том, что он может проникать
снизу в зону защищенную молниеотводами. В самом деле, удар
молнии может быть за пределами нашей зоны защиты. Но скольз-
ящий разряд от этого удара, пройдя несколько десятков метров
вдоль земли, может попасть в нашу зону и, например, повредить
в ней подземные кабели.
370
Глава 7. Молнии и защита от них
Рис. 7.13
Рис. 7.141
7.6. Молниеприемное заземление
371
Рассмотрим теперь, что будет на поверхности земли при ударе
молнии в наш молниеотвод и уходе тока молнии в грунт по нашему
заземлению. Пусть оно имеет предписанное сопротивление 10 Ом.
При ударе молнии с пиковым током 100 кА на заземлении 10 Ом
выделится напряжение 100 кА 10 Ом = 1 МВ. Потенциал нашей
заземляющей системы и всех присоединенных к ней устройств под-
прыгнет до 1 МВ, относительно удаленной земли, которая об ударе
молнии ничего не знает и имеет нулевой потенциал.
Это типичная ситуация, показанная на рис. 7.15.
На крыше дома молниезащитная сетка, в качестве заземле-
ния используется арматура бетонного фундамента. Распределение
напряжения вдоль поверхности земли показано в нижней части
рис. 7.15. Из этого распределения видно, что между двумя удален-
ными точками земли имеется напряжение. Если эти две точки —
372
Глава 7. Молнии и защита от них
ноги человека, то это напряжение называется шаговым. Шаго-
вое напряжение нормируется на длине 1 м. Согласно стандарту
IEC 60479 импульсное шаговое напряжение от разряда молнии
до 25 кВ не причиняет вреда здоровью человека (насчет неприят-
ных ощущений стандарт ничего не говорит).
Из графика распределения напряжений рис. 7.15 видно, что
максимальное шаговое напряжение (то есть скорость изменения
графика) получается вблизи заземления. А это плохо. Мы ведь счи-
таем, что находимся в зоне, защищенной правильными устройства-
ми: сеткой на крыше, токоотводами и хорошим заземлением. А при
прогулке вокруг заземления во время грозы можем получить шаго-
вый удар выше допустимого безопасного уровня.
Как это предотвратить? Причиной шагового напряжения (кроме
удара молнии) является удельное сопротивление почвы. Следова-
тельно, его надо снизить. Наиболее разумным способом для этого
является укладка в землю (на глубину 0.5...1 м) проводников, па-
раллельных заземлению: кольцевых, если заземление штыревое,
или параллельных, если заземлением является горизонтальный
провод или фундамент. Такие проводники называются уравниваю-
щими поясами и соединяются с основным заземлением нескольки-
ми проводами.
Стандарт IEC 62305 рекомендует в зависимости от уровня защи-
ты расстояние между соседними уравнивающими поясами: I — 5 м,
II —10 м, III — 15 м, IV — 20 м. Такое же расстояние между соседни-
ми проводниками, которыми данный уравнивающий пояс соединя-
ется с основным заземлением.
Проще говоря, если заземление у нас горизонтальное или фун-
дамент, то уравнивающие пояса и соединительные с заземлением
провода образуют подземную сетку с квадратными ячейками 5 м.
А если заземление стержневое, то уравнивающие пояса это кон-
центрические круги, а соединительные с заземлением провода это
радиусы.
На рис. 7.16 показано влияние одного уравнивающего пояса,
установленного параллельно стене фундамента (сам уравниваю-
щий пояс на рис. 7.16 почти не виден, так как он идет параллель-
но стене и на разрезе рис. 7.16 от него видна только точка в конце
провода, соединяющего уравнивающий пояс с заземлением). Вид-
но, что между фундаментом и уравнивающим поясом напряжение
7.6. Молниеприемное заземление
373
меняется намного медленнее, чем на рис. 7.15. Это произошло
из-за снижения сопротивления грунта, вследствие того, что мы за-
копали в него проводники. По сути, мы сделали то же самое, что
всегда делается для вертикальных антенн, стоящих прямо на земле:
для понижения её сопротивления в неё укладывают провода.
Шаговое напряжение вблизи заземления намного снизилось.
К человеку 2 на рис. 7.16, стоящему около фундамента, приложится
меньшее шаговое напряжение, чем к человеку 1, стоящему в отда-
лении, но за пределами уравнивающего пояса.
Рисунки 7.15, 7.16 и стандарт IEC 62305 поясняют принцип
и дают общие рекомендации. Но для выполнения практической
конструкции надо знат=, сколько уравнивающих поясов достаточ-
но для данной проводимости почвы и видеть их влияние в циф-
рах. Это было изучено в работе [16], где моделировалось шаговое
374
Глава 7. Молнии и защита от них
напряжение вокруг заземления с сопротивлением 10 Ом, при
ударе молнии с пиковым током 100 кА. 3D модель, рассчитанная
методом моментов учитывала влияние подземных уравнивающих
поясов, эффект ионизации почвы при высокой напряженности элек-
трического поля и шунтирующее действие сопротивления человека.
На последнем надо остановиться подробнее. Большинство работ
по расчету шагового напряжения не учитывают шунтирующего дей-
ствия сопротивления человека, и поэтому приходят к ошибочным
выводам, завышая шаговое напряжение. В реальности же, земля,
вдоль которой происходит падение напряжения, имеет довольно
высокое сопротивление. Она эквивалентна источнику напряжения
с высоким внутренним сопротивлением. При подключении к такому
источнику относительно небольшого (~ 1 кОм) сопротивления между
ногами человека, приводит к шунтированию источника и соответ-
ствующему понижению напряжения.
На рис. 7.17 показаны графики, рассчитанные для молнии с пи-
ковым током 100 кА, ударяющей в заземление с сопротивлением
10 0м, в грунте с удельным сопротивлением 1000 Ом м для трех
случаев:
1) без уравнивающих поясов;
2) один уравнивающий пояс на расстоянии 3 м;
3) два уравнивающих пояса на расстояниях 3 и 6 м от зазем-
ления.
Из рис. 7.17 видно, что без уравнивающих поясов на плохой
земле ближе 5 м к заземлению можно получить удар шаговым на-
пряжением, который причинит вред здоровью. Один уравниваю-
щий пояс на расстоянии 3 м резко снижает шаговое напряжение
на первых 4 м, но зато повышает его (из-за перераспределения,
вызванного неравномерностью сопротивления грунта) на участке
от 5 до 8 м. То есть такого одного пояса недостаточно. И только два
уравнивающих пояса на расстоянии 3 и 6 м полностью решают
проблему, снижая шаговое напряжение ниже 15 кВ во всём диа-
пазоне расстояний.
Как пересчитать данные рис. 7.17 для других случаев?
Для другого пикового тока молнии вертикальная шкала умножа-
ется на отношение нужного нам тока к 100 кА (для которых рассчи-
тан рис. 7.17). Например, при пиковом токе 200 кА двух уравнива-
ющих поясов уже не хватит, так как на расстояниях от 7 до 11 м
7.6. Молниеприемное заземление
375
шаговое напряжение превысит разрешенные 25 кВ. И потребуется
третий уравнивающий пояс на расстоянии 9 м.
Для другого удельного сопротивления почвы (рис. 7.17 рассчи-
тан для р = 1000 0мм) также надо только изменить масштаб вер-
тикальной шкалы напряжений. Но здесь уже масштабный коэффи-
циент шкалы не равен отношению удельных сопротивлений. Дело
в шунтирующем действии сопротивления человека. Оно мало при
малых удельных сопротивлениях почвы, так как почва-источник по-
лучается относительно низкоомной и её трудно заметно зашунтиро-
вать. Напротив, при высоком удельном сопротивлении почвы, шун-
тирующее действие человека велико.
При р = 100 Ом м вертикальную ось рис. 7.17 следует сжать
в 4,4 раза. А при р - 200 Ом • м — 3,1 раза. Это значит, что при
таких почвах уравнивающие пояса не нужны. Шаговое напряже-
ние нигде не превысит 25 кВ при токе молнии в 100 кА. При р =
= 500 0м м вертикальную ось рис. 7.17 следует сжать в 1,75 раза.
Один уравнивающий пояс необходим.
Если сопротивление заземления больше 10 Ом, для которых
рассчитан рис. 7.17, то его вертикальную шкалу надо пропорцио-
нально увеличить (на большем сопротивлении выделяется больше
376
Глава 7. Молнии и защита от них
напряжения). В пределе, когда заземление очень плохое или вовсе
отсутствует, мы получаем случай, рассмотренный вначале этого па-
раграфа про скользящий разряд. Но кроме этого, при ударе молнии
в грунт без заземления в значительном радиусе возникает недопу-
стимо большое шаговое напряжение.
Посмотрите, если на рис. 7.17 вертикальную шкалу растянуть
в 6 раз (что соответствует сопротивлению заземления 60 Ом, а оно
может быть у грунта и ощутимо выше), то предел в 25 кВ будет пре-
вышен даже на расстоянии 20 метров. А если еще увеличить шкалу
вдвое (на ток молнии 200 кА), то получим, что опасное поражение
шаговым напряжением при ударе молнии в грунт без заземления
может быть на расстоянии до нескольких десятков метров.
Поэтому участки, на которых возможно нахождение людей во
время грозы (тротуары, дорожки, площадки, стоянки и т.п.) надо
защищать от шагового напряжения. Для этого под такие участки
закладываются уравнивающие пояса или металлические сетки. Так-
же желательно снизить удельное сопротивление поверхности грунта
таких участков (например, бетонным покрытием).
Для того чтобы исключить возможность образования грозо-
вой разности потенциалов между корпусами электроприборов
в доме (аналог шагового напряжения, только внутри дома) зазем-
литель электроустановок должен быть совмещен с молниезащит-
ным заземлением. Если эти заземления должны быть разделены
по технологическим соображениям (например, отдельно стоящий
молниеотвод со своим заземлением), их следует электрически объ-
единить в общую систему с помощью проводников уравнивания
потенциалов.
7.6.4. Занос потенциала
Еще одна серьёзная проблема, связанная с ударом молнии,
называется заносом потенциала. Она возникает, когда защища-
емый объект существует не сам по себе, а соединен проводными
коммуникациями с внешним миром (электропитание, антенны, ка-
бели, компьютерные сети и т.п.). То есть почти всегда.
Суть этой проблемы в том, по внешним проводным коммуника-
циям часть тока молнии может растекаться между разными объек-
тами и их заземлениями.
7.6. Молниеприемное заземление
377
Проявляется это в двух ситуациях:
Часть тока молнии, попавшей в наше заземление, уйдет по
проводам внешних коммуникаций в какие-то чужие удален-
ные приборы и заземления. Если эти провода не имеют до-
статочного сечения, они могут сгореть. А если имеют, то могут
сгореть удаленные приборы. Которые не рассчитаны на такой
«подарок», прилетевший по проводам коммуникаций.
• Если молния попадает в чужие, удаленные приборы и заземле-
ния, от которых к нам идут коммуникации, то картина зеркаль-
но меняется. Часть тока молнии, попавшей в чужие заземле-
ния, по проводам коммуникаций доберется до нашего дома.
С аналогичными результатами: сгоранием проводов коммуни-
каций при их недостаточном сечении и большими импульсами
напряжения на коммуникационных входах наших приборов.
Наиболее отчетливо эта проблема проявляется в проводниках,
которые соединены с общим заземлением (провод земли силовой
сети, оплетки коаксиальных кабелей и т.п.).
Посмотрите еще раз на рис. 7.15. При ударе молнии напряжение
на заземлении дома достигает 1 МВ. Этот же пик напряжения будет
и на проводнике заземления стандартной трехпроводной сети (ведь
он обязан быть соединенным с общим заземлением дома). А дру-
гой конец этого провода, около трансформатора подстанции, зазем-
лен. Там нет молнии, то есть напряжение равно нулю. Следователь-
но, к проводу будет приложена разность потенциалов 1 МВ. Поэтому
через него потечет большой выравнивающий ток, как показано на
рис. 5.28 (см. п. 5.6.4). Фактически этот провод становится допол-
нительным токоотводом для молнии, через который подключено до-
полнительное удаленное заземление.
Ток заноса потенциала, текущий по проводу земли от другого
заземления в наше (или наоборот), очевидно не может быть боль-
ше половины тока молнии даже в максимальном случае, когда ток
молнии разделится пополам между разными заземлениями. Реаль-
но же из-за значительной длины внешней коммуникации её индук-
тивное сопротивление велико и поэтому ограничивает ток. Поэтому
приближенно считается, что ток заноса потенциала не превышает
0,1 пикового тока молнии. Чтобы выдержать такой ток без разру-
шения сечение земляного проводника коммуникации должно быть
не менее 1,6 мм2 для меди, 2,5 мм2 для алюминия, 5 мм2 для стали.
378
Глава 7. Молнии и защита от них
Последнее требование не соблюдается при использовании тон-
ких коаксиальных кабелей. Поэтому оплетка таких кабелей может
перегореть даже при наличии правильного молниезащитного за-
земления. Только от токов заноса потенциала.
Чтобы избежать этого, тонкие коммуникации вводятся в дом вну-
три подземной металлической трубы-оболочки, заземленной с обо-
их концов. Сечение этой трубы должно быть достаточным для пропу-
скания токов заноса потенциала. Внутри трубы образуется экрани-
рованное пространство, куда ток молнии не затекает.
Для защиты от заноса высокого потенциала к молниезащитному
заземлению дома должны быть подключены не только трубы-обо-
лочки, внутри которых проходят провода коммуникаций, но и все
подземные металлические коммуникации и трубы.
Другая проблема, связанная с заносом потенциала, это возмож-
ный пробой изоляции коаксиальных и экранированных кабелей.
Ток заноса потенциала создает импульсное падение напряжения на
оплетке кабеля. Если это напряжение будет больше допустимого для
внутренней изоляции кабеля, то она пробьётся и прогорит.
В соответствии со стандартом IEC 62305-1 импульсные токи по
оболочкам подземных кабелей могут достигать 10 кА. Разделив до-
пустимое напряжение изоляции используемого кабеля на 10 кА, по-
лучим максимально допустимое сопротивление оплётки, при кото-
ром не будет пробоя внутренней изоляции кабеля. Зная это сопро-
тивление можно определить максимально допустимую длину кабеля
при заданном сечении оплетки или наоборот: требуемое сечение
оплетки для заданной длины кабеля.
Пример
Кабель RG58 C/U имеет пробивное напряжение 3 кВ и погон-
ное сопротивление оплетки 18 Ом/км. Допустимое сопротивление
оплетки при токе 10 кА будет: 3 кВ/10 кА = 0,3 Ом. Такое сопро-
тивление будет иметь оплетка RG58 C/U длиной - 17 м. Попытка ис-
пользовать такой кабель для внешних коммуникаций большей дли-
ны чревата пробоем изоляции от токов заноса потенциала.
Если требуется длина больше, то придется:
Уменьшать сечение оплетки. Например, помещая кабель на всей
длине в заземленную металлическую трубу, которая будет играть
роль оплетки для токов заноса потенциала. Сопротивление трубы
7.7. Молниезащита антенн
379
и её изоляция от основного кабеля должны позволять пропустить
ток заноса потенциала без пробоя изоляции и прогара провод-
ника.
• Либо использовать более толстый кабель. Например, RG213 C/U
при таком же расчете дает предельную длину 205 м.
• Использовать разрядники в начале и конце кабеля. Они пробьют-
ся раньше изоляции кабеля. Это решение имеет существенный
минус. Кабель от пробоя мы, конечно, защитим. Но через горя-
щий разрядник токи заноса потенциала с земли (оплетки) попадут
на сигнальные входы приборов. Последним это может не понра-
виться. Особенно, если они не имеют своей отдельной защиты от
перенапряжения.
Простейший расчет, приведенный в примере выше, учитывает
только омическое сопротивление R оплетки. Более корректно учи-
тывать и её индуктивное сопротивление JX (для прямых и не очень
тонких проводников - 0,1 Ом на каждые 10 м), считая модуль
импеданса, как [z] = 7₽2 + X2. В примере с кабелем RG58 учет
реактивного сопротивления снижает предельную длину до 15 м, а с
RG213 —до 75 м.
7.7. МОЛНИЕЗАЩИТА АНТЕНН
7.7.1. Подходы к молниезащите
антенно-фидерных систем
Внешние антенны по своему принципу работы должны находить-
ся максимально высоко над землей и подальше от окружающего
металла. А сами антенны часто представляют собой сооружение
больших размеров. Поэтому их молниезащита представляет собой
отдельную и непростую проблему. Есть три подхода к её решению.
Первый. Вся антенна целиком, включая весь фидер, находит-
ся в защитной зоне одного или нескольких молниеотводов (п. 7.5).
Прямой удар молнии в антенну и фидер не попадает. Там будут толь-
ко наведенные токи (если молниеотвод используется и как мачта
для антенны, то наведенные токи будут очень большими).
С точки зрения молниезащиты это лучшее решение. А для ан-
тенной техники худшее. В самом деле, молниеотводы это высо-
кие заземленные мачты. Выше нашей антенны. Следовательно,
380
Глава 7. Молнии и защита от них
они оказывают влияние на высокочастотные параметры антенны,
и вряд ли оно будет полезным.
Кроме того, почти всегда справедливо правило: чем выше ан-
тенна, тем лучше она работает. Слишком высоко расположенной
антенны не бывает (редкие исключения из этого правила бывают
только на УКВ при местной связи). А в данном случае мы не исполь-
зуем на самые высокие точки крепления (отдавая их на молниеот-
воды), что ухудшает работу антенны. А это обидно. Молнии ведь бы-
вают редко, а ухудшаем мы работу антенны сразу и на всё время.
Поэтому такой подход применяется лишь в очень ответственных
случаях для защиты относительно небольших антенн (например, ба-
зовых станций сотовой связи).
Второй. Поднять антенну выше всего остального (чтобы не ухуд-
шать её параметры) и одновременно сделать её частью молниеот-
вода. Антенна должна иметь сечение проводников как молниеотвод
(п. 7.5), токоотводы от антенны до земли (например, несущая мачта
антенны), способные пропустить весь ток удара молнии и полноцен-
ное молниеприемное заземление (п. 7.6.1).
В данном варианте фидеры и провода управления антенны
должны выдерживать часть тока молнии (какую именно часть — за-
висит от конструкции фидеров и сечения мачты). Все сигнальные
проводники должны быть заземлены через разрядники (рассчитан-
ные на заметную часть тока молнии). Если используется коаксиаль-
ный кабель, то его длина должна быть меньше, рассчитываемой
в п. 7.6.4, чтобы не допустить пробоя внутренней изоляции кабеля
(иначе вести его в металлической трубе). Необходимо внимательно
следить, чтобы не образовались петли земли между фидером и мач-
той. Иначе в них возникнут большие токи, способные разрушить
фидер.
Также надо принимать специальные меры, чтобы до аппарату-
ры, подключенной внизу к фидерам антенн, добиралась бы лишь
очень малая часть тока разряда, безопасная для аппаратуры.
Это хороший, надежный подход (особенно когда мы сами разра-
батываем и изготавливаем антенну). Но очень дорогой: и антенна,
и фидер должны иметь сечение в десятки квадратных миллиметров,
то есть быть довольно большими и массивными. Что в свою очередь
требует более прочной и дорогой мачты, увеличивая затраты на ан-
тенно-фидерную систему. Такой подход применяется для больших
7.7. Молниезащита антенн
381
профессиональных КВ антенн, где надежность и бесперебойность
работы оказываются важнее заметных дополнительных затрат.
Третий подход основан на экономическом и вероятностном
анализе п. 7.3. Простые антенны и их фидеры достаточно дешевы.
Защищать их от молнии не имеет экономического смысла, так как
они дешевле устройств и работ по молниезащите.
Поэтому можно разместить простые антенны и часть их фидера
предельно высоко. Никак не защищая их от удара молнии: пусть
сгорают. Проволока и простые коаксиальные кабели стоят недоро-
го. Их дешевле заменить, чем защищать.
Но так нельзя сказать про аппаратуру, подключенную внизу к фи-
дерам антенн. Она дорогая. И менять или ремонтировать её после
удара молнии весьма накладно. Эту аппаратуру надо защищать
от разряда молнии.
Чтобы совместить эти противоречивые задачи, при проектиро-
вании проводится граница, делящую антенно-фидерную систему на
две зоны. Обычно (хотя и необязательно) эту границу проводят там,
где фидеры антенн спускаются под землю.
Все что выше этой границы будут не защищенной, опасной зо-
ной. В ней размещается относительно недорогое оборудование,
которым можно пожертвовать при ударе молнии: простые антенны,
часть фидеров.
Ниже границы делается безопасная зона. Оборудование в ней
при ударе молнии не должно повреждаться. Для этого на границе
для тока разряда молнии делается отдельный и низкоомный путь
для тока молнии в землю: толстые прямые токоотводы и далее в хо-
рошее молниезащитное заземление. А на пути тока разряда вниз
по фидерам к аппаратуре ставятся защитные устройства, препят-
ствующие затеканию этого тока в защищаемую аппаратуру. Обычно
это дроссели, увеличивающие индуктивное сопротивление фронту
импульса и разрядники, переключающие ток на хорошую землю
при загорании.
Такой подход наиболее разумен для радиолюбительских КВ ан-
тенн. Но надо хорошо представлять весь путь тока разряда: от верх-
него конца антенны до хорошего молниеприемного заземления.
На этом пути:
• или не должно быть проводников сечением меньшим, >-ем
требуется для молниеотводов;
382
Глава 7. Молнии и защита от них
или не должно быть ничего, чего будет очень жалко, если оно
сгорит.
Также следует понимать, какие (и достаточные ли) меры приняты
для того, чтобы большая часть тока разряда уходила бы в молние-
приемное заземление, а не в аппаратуру, подключенную к фиде-
рам. Только таким образом можно обеспечить надежную защиту.
Любые частичные меры недостаточны.
Пример
Рекомендация перед грозой отключать все фидеры антенн от
аппаратуры и убирать их подальше, будет недостаточной, если
нет молниезащитного заземления и отдельного пути тока разряда
к нему. Молния ведь пробила сотни метров воздуха. И зазор еще
в 1...2 метра (между убранными кабелями и корпусом аппаратуры)
её не остановит, если у неё не будет более легкого пути в землю.
7.7.2. Особенности защиты разных типов антенн
7.7.2.1. Вертикальные антенны
Вершина вертикальных антенн (особенно больших, коротковол-
новых) как правило, является самой высокой точкой в округе.
Поэтому:
• если площадь сечения алюминиевой мачты превышает
100 мм2 (п. 7.5), то такую антенну можно и разумно исполь-
зовать в качестве молниеотвода. Для стальной мачты допусти-
мые сечения больше (200 мм2, п. 7.5), но сталь для антенн
не используют (хотя иногда поверх стальной мачты пускают
несколько медных проволок). Пересчитывая сечения на диа-
метр и толщину стенок стандартных алюминиевых трубок, по-
лучаем, что минимальная труба должна иметь диаметр 22 мм
при толщине стенок 1,5 мм. Тогда можно использовать второй
(п. 7.7.1) подход: антенна в качестве молниеотвода;
если же сечение вертикальной антенны меньше указанного
в предыдущем пункте, то при ударе молнии она перегорит, или
согнется. Придется использовать третий подход (п. 7.7.1): ре-
монтировать антенну после попадания молнии.
Кажется, что для молниезащиты лучше, если вертикальная ан-
тенна без изолятора прямо соединена с заземлением (и высокоча-
7.7. Молниезащита антенн
383
стотным, и молниеприемным, но об этом ниже), то есть при шунто-
вом питании (гамма-согласование или омега-согласование). Но на
самом деле, разница, по сравнению со случаем вертикала на изо-
ляторе не слишком велика.
Вертикал на изоляторе обязан иметь разрядник между антен-
ной и системой заземления (то есть в точках подключения фиде-
ра). Этот разрядник должен выдерживать напряжения передатчи-
ка, но загораться при ударе молнии и пропускать её полный ток
(100...200 кА). Но непосредственно заземленный вертикал тоже
обязан иметь разрядник в точках подключения фидера, между шун-
том питания и заземлением. Разница только в том, что в данном
случае разрядник пропускает не весь ток разряда молнии, а лишь
его небольшую часть (основная уйдет по вертикалу в землю). Поэто-
му разрядник может быть меньше, на токи 10...20 кА.
Конечно, разрядник на ток 100 кА больше и дороже, чем на
20 кА. Но вертикал на изоляторе гораздо проще сделать многодиа-
пазонным, чем заземленный. Поэтому бывает разумнее потратить-
ся на опорный изолятор и хороший разрядник, но получить от гой
же антенны несколько дополнительных диапазонов.
Земля вертикальной антенны должна быть подключена к хоро-
шему молниеприемному заземлению. Неважно, используем ли мы
антенну как постоянньй молниеотвод, или решаем ею пожертво-
вать при ударе молнии: все равно ток молнии необходимо увести
в хорошую землю, чтобы он не пошел в нашу аппаратуру.
Почти всегда молниеприемное заземление делают отдельно от
высокочастотного (п. 5.6.2). Исключение составляет лишь случай,
когда вертикал стоит прямо на грунте и его ВЧ заземление выполне-
но в виде голых проводов достаточного сечения, закопанных глуб-
же 0,5 м.
В остальных случаях основание вертикальной антенны долж-
но быть соединено токоотводом, сечением не меньше 25 мм2 для
алюминия или 16 мм2 для меди с отдельным молниеприемным за-
землением. Например, с закопанными в землю трубами и прово-
дами (п. 7.6.1) если вертикал стоит около земли. Или с молниеза-
щитной сеткой и/или шиной заземления дома, если антенна стоит
на крыше. Такое соединение, к сожалению, приводит к увеличе-
нию помех. На передаче ВЧ сигнал через токоотвод растекается по
шине заземления дома, попадая в каждую квартиру. А на приеме
384
Глава 7. Молнии и защита от них
помехи от локальных источников (например, импульсных блоков
питания), подключенных к заземлению дома, по шине земли и по-
падают в антенну.
Кабель питания вертикальной антенны должен:
Иметь сечение оплетки не менее 1,6 мм2, чтобы пропустить
выравнивающие токи (п. 7.6.4) без разрушения.
Если антенна стоит на земле, кабель должен уходить от нее
под землей. Глубина залегания кабеля не менее 0,5 м, если
используется удаленное в сторону молниеприемное заземле-
ние. А если молниеприемное заземление закопано прямо под
антенной, то кабель питания должен быть глубже проводов за-
земления минимум на 0,5 м.
• Если основание антенны приподнято над землей (например,
она стоит на крыше), то кабель должен отходить в сторону
от мачты как можно ниже. Там, где кабель начинает отходить от
мачты, им следует сделать дроссель из нескольких витков диа-
метром несколько десятков сантиметров. Индуктивность этого
дросселя должна быть несколько десятков микрогенри. Она
создаст реактивное сопротивление, уменьшающее затекание
тока разряда на оплетку кабеля. Чтобы избежать пробоя, меж-
витковое расстояние этого кабельного дросселя должно быть
не менее 5 см. Еще лучше включить в кабель устройство за-
щиты с рис. 7.19 (см. следующий параграф).
• Кабель должен иметь длину не больше рассчитанной в п. 7.6.4,
чтобы избежать его пробоя (если необходима большая длина,
то кабель надо заключать в металлическую трубу).
7.7.2.2. Горизонтальные и проволочные антенны
Большие горизонтальные и наклонные КВ антенны (диполи, ра-
мочные, длинные провода) почти никогда не удается разместить
целиком в защитной зоне молниеотводов. Для них разумнее всего
использовать третий подход (п. 7.7.1): допустить возможность ча-
стичного разрушения антенной системы при условии недорогого ре-
монта и сохранности аппаратуры.
Если антенна сделана из трубок (например, Уда-Яги на металли-
ческой траверсе и мачте), то обычно большая часть антенны име-
ет сечение > 100 мм2. Если кабель питания антенны провести до
7.7. Молниезащита антенн
385
земли внутри металлической мачты и далее под землей (как для
вертикальных антенн, включая требования к кабелю см. п. 7.7.2.1),
то такую систему можно использовать в качестве молниеотвода.
При ударе молнии могут быть повреждены (согнуты, оплавлены)
лишь тонкие трубки концов элементов и мы на это соглашаемся.
При такой антенной системе дорогостоящей ошибкой является
отведение кабеля в сторону от заземленной мачты выше уровня
земли или даже сразу от антенны в сторону помещения, где распо-
ложена радиостанция. Оплетка кабеля, расположенного столь негра-
мотным образом, будет служить прямым путем для части тока раз-
ряда молнии в аппаратуру.
Но ведь далеко не всегда возможно провести антенный кабель
под землей (например, многоэтажный дом). В таком случае ка-
бель должен идти внутри мачты и далее вдоль токоотвода молние-
защитного заземления как можно ниже. А в месте вынужденного
ухода кабеля в сторону ставится устройство защиты рис. 7.18, опи-
санное ниже. Его смысл в том,, чтобы направить основной разряд
в токоотвод и далее в молниеприемное заземление. И ограничить
до безопасных величин всплески тока и напряжения в фидере, иду-
щем к радиостанции.
Но вернемся к нашим антеннам. Если КВ антенна проволочная,
то чаще всего она вообще не имеет мачты в центре и линия пи-
тания свободно свисает вниз. Поэтому из механических соображе-
ний линия питания делается легкой и, соответственно, тонкой, как
и антенна. Молниезащита такой антенны не имеет экономическо-
го смысла. Пусть при ударе молнии они горят, так как заменить их
дешевле и легче, чем защитить.
Но этого нельзя сказать про часть фидера, идущую внутри дома
(представьте, что будет с жилищем, если фидер вспыхнет), и про до-
рогую приемно-передающую аппаратуру.
Поэтому мы делим антенно-фидерную систему на две зоны:
опасную (в которой допускаются повреждения при ударе молнии,
в данном случае это сама антенна и верхняя часть фидера) и без-
опасную (в которой повреждений не будет: часть фидера в доме
и аппаратура).
Пример с проволочной дипольной антенной показан на рис. 7.18.
Всё выше границы (отмечена пунктиром) при попадании молнии
может быть повреждено. А всё, что ниже — останется целым. При
386
Глава 7. Молнии и защита от них
попадании молнии в антенну или незащищенную часть фидера её
ток уйдет в молниеприемное заземление через токоотвод (обыч-
ный для токов молнии) и устройство защиты. А в защищенном фи-
дере и подключенной к нему аппаратуре остаточные импульсы тока
не приведут к повреждениям.
Рис. 7.18
Схема устройства защиты для коаксиального фидера показана
на рис. 7.19. При ударе молнии в антенну её ток с незащищенного
фидера стекает в токоотвод и далее в молниеприемное заземление
либо прямо с оплетки, либо через разрядник HL1. Этот разрядник
должен иметь напряжение зажигания в -1,5 раза выше, чем мак-
симальное пиковое напряжение в фидере при нормальной работе
передатчика (с учетом КСВ) и ток, соответствующий полному току
молнии 100...200 кА в зависимости от класса защиты (п. 7.5).
7.7. Молниезащита антенн
387
Рис. 7.19
Дроссель, намотанный коаксиальным кабелем, должен отвечать
следующим требованиям:
• Сечение оплетки не менее 1,6 мм2, чтобы пропустить вырав-
нивающие токи (п, 7.6.4).
• Индуктивность >50 мкГн, чтобы создать достаточно высокое
реактивное сопротивление току фронта разряда с тем, чтобы
его основная часть ушла не в дроссель, а токоотвод.
• Межвитковое расстояние не менее 5 см, чтобы избежать меж-
виткового пробоя скользящим разрядом (7.5).
Помимо молниезащиты такой дроссель будет отсекать паразит-
ные синфазные токи ВЧ по оплетке фидера при обычной работе ан-
тенны (п. 5.7.2).
Выходной разрядник HL2 должен иметь напряжение пробоя чуть
меньшее, чем HL1, и вдесятеро меньший ток разряда. Назначение
HL1 — ограничить выбросы напряжения на защищенном фидере,
идущем вниз к радиостанции.
Следует пояснить, почему дроссель, показанный на рис. 7.19
эффективен против выбросов при ударе молнии. Ведь эго обыч-
ный развязывающий дроссель (п. 5.5.4), который эффективен толь-
ко против синфазных помех. А молния явно не ударит сразу в обе
половинки антенны (то эсть синфазно). Да, молния этого не сделает.
388
Глава 7. Молнии и защита от них
Но это сделали мы, включив на входе разрядник HL1. В какую бы
половинку антенны молния не ударила, HL1 загорится, и выровня-
ет (с небольшой разницей на зажигание и горение разрядника) на-
пряжения на оплетке и центральной жиле, то есть сделает импульс
молнии синфазным для дросселя. Поэтому дроссель его эффективно
ослабит.
В идеале защитное устройство должно располагаться на уровне
грунта, а защищенная часть фидера проходить под землей внутри
стальной трубы, которая заодно будет и шиной заземления для ра-
диостанции. Это, в принципе, можно организовать, если вы живете
на своей земле. Но в многоэтажном доме такой подход нереален.
Поэтому защитное устройство вынужденно располагают на высоте
своего этажа, используя в качестве токоотвода внешнюю шину за-
земления дома.
При таком вынужденном решении на входе дросселя напряже-
ние при ударе молнии будет выше на величину падения на токоот-
воде, то есть на десятки...сотни киловольт в зависимости от рассто-
яния между точкой подключения защитного устройства и молниеза-
щитным заземлением дома. Это напряжение будет дополнительно
К незащищенной
двухпроводной линии
Рис. 7.20
7.7. Молниезащита антенн
389
приложено к дросселю. С этой прибавкой напряжения дроссель,
скорее всего, справится. Но возникнет другая проблема: если на
радиостанции есть провода, подключенные непосредственно к мол-
ниеприемному заземлению (например, ноль питающей сети), то
между ними и экраном фидера возникнут большие выравниваю-
щие токи.
Их источник — импульсное падение напряжения на индуктив-
ности токоотвода между точками подключения защитного устрой-
ства и молниеприемным заземлением. На пути этих токов будет
наш дроссель. Он их уменьшит, но не устранит совсем, что надо
учитывать.
Вариант защитного устройства в случае фидера из двухпровод-
ной линии показан на рис. 7.20. Он отличается более сложным сим-
метричным разрядником, предназначенным для двухпроводных
линий. В случае отсутствия такого разрядника вместо него можно
использовать два обычных (соединив два вывода разных разрядни-
ков вместе на токоотвод).
а
7.7.3. Защита входов радиоаппаратуры
7.7.З.1.. Защита антенных входов
Даже после установки правильных защит на антенне и фидерной
системе требуется дополнительная защита от импульсов, оставших-
ся от срабатывания разрядников. Тем более, что время срабатыва-
ния разрядников довольно велико 0,1...5 мкс (чем на больший ток
и напряжение разрядник, тем позднее). Начало фронта импульса до
зажигания разрядника проходит без ослабления.
Поэтому на антенных входах радиоаппаратуры ставят двуна-
правленный стабилитрон с малой емкостью для ВЧ применений
(это диодный мост из обычных импульсных диодов с малой емко-
стью, в диагональ которого включен мощный стабилитрон, п. 7.4.2).
Скорость срабатывания такого стабилитрона единицы...десятки на-
носекунд, что исключает перегрузку антенного входа. Напряжение
стабилитрона должно быть выше максимального пикового рабочего
ВЧ напряжения. Если это трансивер, то сотни вольт. А если это чи-
сто приемный вход, то можно ограничиться просто парой встречно
включенных импульсных диодов.
390
Глава 7. Молнии и защита от них
Для исключения перегрузки по току и разрушения такого стаби-
литрона между ним и антенной должен быть включен резистор в не-
сколько ом. Но это вносит дополнительные потери в ВЧ сигнал и по-
этому не всегда возможно.
Если последовательный резистор нельзя поставить, то использу-
ют так называемый высокочастотный варистор. Это пара встречно-
параллельных импульсных диодов, включенных последовательно
с обычным варистором. Суммарная емкость такой схемы опреде-
ляется закрытыми диодами, то есть мала (поэтому мало влияет на
полезный ВЧ сигнал). А скорость срабатывания и перегрузочная
способность — варистором (то есть десятки наносекунд и сотни-ты-
сячи ампер).
А что еще можно сделать для защиты антенных выходов? Если
наше устройство высокочастотное, то значительно ослабить вспле-
ски от разрядов молнии при помощи фильтра верхних частот (ФВЧ,
п. 6.2.2). Ведь основная энергия разряда молнии сосредоточена
в низкочастотной части радиоспектра. Уже известный нам стандарт
IEC 62305-1 дает спектральный состав для разных видов разрядов,
показанный на рис. 7.21.
7.7. Молниезащита антенн
391
Из этого рисунка видно, что спектр первого, наиболее мощного
импульса разряда быстро спадает выше 100 кГц, уменьшаясь
на 4 порядка при удвоении частоты. У последующих импульсов с бо-
лее коротким фронтом (п. 7.1) это происходит с 1 и 4 МГц соответ-
ственно (от длительности фронта).
Поэтому ФВЧ, значительно ослабляющий частоты ниже 4 МГц,
эффективно подавляет проникновение импульсов от разрядов мол-
нии в радиотракт. Пример такого ФНЧ для рабочих частот выше
50 МГц и тракта 50 Ом показан на рис. 7.22.
68.00 pf
50.00 О Q=750.0
Рис. 7.22
Он может быть применен для защиты антенного входа УКВ ра-
диостанции. Вносимое фильтром затухание от 50 МГц и выше
не превышает 0,05 дБ, а КСВ < 1,05 (то есть его влияние факти-
чески неощутимо на нормальную работу). Входная (к антенне) ка-
тушка L1 должна быть выполнена из толстого провода (диаметром
392
Глава 7. Молнии и защита от них
3...4 мм), так как она замыкает собой мощные токи импульса мол-
нии. Конденсатор С2 должен быть высоковольтным (> 10 кВ) по-
скольку он отделяет низкочастотный всплеск напряжения от молнии
на антенне от защищенного входа. Выходная катушка L3 может
быть обычной, особых требований к ней не предъявляется.
АЧХ фильтра, приведенная на рис. 7.22 показывает, что он осла-
бляет частоту 4 МГц (верхняя граница спектра повторного отрица-
тельного разряда молнии с самым коротким фронтом, см. рис. 7.21)
на 50 дБ, то есть в 300 раз по напряжению. А верхние частоты
спектра первого удара молнии (1 МГц для отрицательного и 100 кГц
для положительного) фильтр ослабляет в несколько тысяч...сотен
тысяч раз. Столь высокая развязка позволяет надежно защитить
приемник и не прерывать работу даже при прямом ударе молнии
в антенну (естественно, имеется в виду, что фильтр не единственная
защита и антенно-фидерная система имеет свои защитные устрой-
ства, п. 7.7.2).
Аналогичный по АЧХ и КСВ фильтр, но для 75-омных трактов (те-
левидение и радиовещание) имеет следующие данные: конденса-
тор 43 пФ, катушки по 380 нГн.
Для ВЧ КВ антенн (14...30 МГц) подойдет защитный ФВЧ, по-
казанный на рис. 7.23. Поскольку частоты тут более низкие, чем
в предыдущем фильтре, пришлось повысить порядок фильтра до пя-
того. Но результаты того стоили: 4 МГц ослабляется на те же 50 дБ
(300 раз по напряжению), а 1 МГц — на 110 дБ (300000 раз). Такое
подавление позволяет продолжать работу даже при прямом ударе
молнии в антенну (при условии, что фильтр не единственная защита
и антенно-фидерная система имеет свою защиту, п. 7.7.2).
Затухание, вносимое фильтром рис. 7.23 выше 14 МГц, не пре-
вышает 0,06 дБ, а КСВ < 1,1, то есть фильтр практически не влияет
на работу согласованных антенн.
Конденсаторы фильтра также должны быть высоковольтными
(> 10 кВ), в крайнем случае, только первый С2, ближайший к антен-
не, а С4 на меньшее напряжение 1...2 кВ. Катушка L1 должна быть
выполнена из толстого провода (диаметром 3...4 мм), L3 — из про-
вода 1,5... 2 мм, L5 может быть обычной.
На любительских диапазонах 7 и 10,1 МГц ФВЧ не дает полной
защиты, так как спектр отрицательных и повторных разрядов мол-
нии частично совпадает с этими диапазонами.
7.7. Молниезащита антенн
393
К тому же крутизна ск§та ФВЧ 5-го порядка недостаточна для
глубоко подавления частоты 4 МГц. Тем не менее, на 7 и 10,1 МГц
для частичного улучшения защиты можно использовать фильтр,
аналогичный рис. 7.23, с удвоенными номиналами элементов.
4 МГц ослабляется на 20 дБ (10 раз по напряжению), а 1МГц —
на 80 дБ (10000 раз).
На диапазонах 1,8 и 3,5 МГц применение ФВЧ не обеспечива-
ет достаточной защиты, так как эти диапазоны попадают в спектр
фронтов спектр отрицательных и повторных разрядов. Хотя ос-
новную энергию всех разрядов, сосредоточенную ниже 100 кГц
и фронты наиболее мощных положительных импульсов (рис. 7.21),
ФНЧ с частотой среза 1 МГц срежет весьма значительно.
Для защиты антенных входов в то время, когда аппаратура вы-
ключена, разумно использовать реле с переключающими контакта-
ми. В обесточенном положении это реле замыкает антенный разъ-
ем на корпус. А при подаче питания -- подключает его к радиотракгу.
394
Глава 7. Молнии и защита от них
7.7.3.2. Защита линий управления
Нередко от аппаратуры к антенне помимо фидера идет еще
несколько проводов. Управление и индикация поворотного устрой-
ства, переключение реле диапазонов или направлений, питание
малошумящего предварительного усилителя и т.д. На них тоже мо-
жет попадать часть тока разряда молнии. Поэтому надо защищать
входы аппаратуры, к которым подключены линии управления ан-
тенной.
Фильтры высокой частоты здесь не годятся, так как полезные
сигналы тут или постоянного тока или очень низкой частоты. Но это
позволяет использовать ограничители импульсов с большой соб-
ственной емкостью (варисторы, стабилитроны) и использовать по-
следовательные индуктивности для ограничения скорости нараста-
ния импульсов.
Стандартная схема трехступенчатого ограничителя показана на
рис. 7.24. Импульс разряда гасится до безопасной величины после-
довательно тремя каскадами ограничения напряжения.
Стабилитрон VD1 выбирается на напряжение лишь немного
больше максимального рабочего в линии (если там только однопо-
лярные сигналы, то и стабилитрон может быть однополярным). Ва-
ристор VDR1 должен иметь напряжение на 50...200 В выше, чем
стабилитрон. Разрядник HL1 должен иметь еще более (в несколь-
ко раз) высокое напряжение пробоя, чем варистор.
Индуктивность ограничивающих катушек выбирается в зависи-
мости от максимальных токов и времени срабатывании ограни-
чителей.
7.7. Молниезащита антенн
395
Пример
•Допустим, мы защищаем линию управления с максимальным
напряжением 24 В. Выбираем стабилитрон 1.5КЕ27СА на напряже-
ние 27 В и пиковый ток 40 А, варистор V100ZA4P (100 В, 2,5 кА,
время срабатывания 0,1 мкс), разрядник М51-А230Х (500 В,
10 кА, время зажигания 0,6 мкс).
Значит на катушках L2, L4 напряжение 100-27 = 73 В должно
возрасти за 0,1 мкс при токе не более 40 А (но мы возьмем полови-
ну максимального, то есть 20 А, для надежности стабилитрона).
Тогда суммарная индуктивность L2, L4 должна быть не мень-
ше (73 В/20 А) • 10-7 с « 0,36 мкГн. То есть L2 и L4 должны быть
не меньше, чем по 0,18 мкГн.
Аналогично для L1 и L3, ограничивая пик тока 1 кА, получаем:
[(500 В -100 В)/1000 А] • (0,6 - 0,1) 10‘6 с = 0,2 мкГн.
Значит, L1 и L3 должны быть не меньше, чем по 0,1 мкГн.
Если напряжения стабилитрона VD1 ниже напряжения горения
дуги разрядника (обычно 15...25 В), то суммарное омическое со-
противление катушек L1...L4 должно быть таким, чтобы погасить
эту разницу при токе, безопасном для стабилитрона.
Так, если в предыдущем примере применить стабилитрон
1.5КЕ6.8А (6,8В/140А) В, то омическое сопротивление катушек
L1...L4 должно погасить разницу между 15 В (напряжение горе-
ния разрядника М51-А230Х) и 6,8 В при токе не более 140 А. Вы-
брав для надежности ток 100 А, получим что сопротивление кату-
шек должно быть не менее (15 - 6,8)/100 - 0,082 Ом.
Катушки L1...L4 дЬлжны быть без ферромагнитных сердечников,
так как последние при больших импульсах тока теряют свои магнит-
ные свойства, а то и механически разрушаются. Поэтому, кстати,
ферритовые сердечники на антеннах (в симметрирующих и согла-
сующих устройствах) при ударе молнии необратимо повреждаются
и подлежат замене.
Но вернемся к схеме рис. 7.24. Катушки L1...L4 должны выдер-
живать между своими входами довольно высокие напряжения раз-
ницы между уровнями срабатывания ограничителей (например,
в описанном выше примере на L1 и L3 импульс напряжения до-
стигает (500 - 100)/2 == 200 В). Для надежности и уменьшения им-
пульсных токов желательно выбирать индуктивности выше расчет-
396
Глава 7. Молнии и защита от них
ных. Но это может сузить частотную полосу сигналов. Из-за больших
емкостей варистора и стабилитрона схема рис. 7.24 обычно имеет
частоту среза не выше нескольких сотен килогерц. И эта частота бу-
дет снижаться пропорционально увеличению индуктивностей.
Дополнительно следует учесть, что в каждую линию, идущую на
антенную мачту надо включать по два устройства рис. 7.24. Одно
наверху защищает входы техники на мачте (например, поворотно-
го устройства, к которым оно подключено стабилитроном). Другое
внизу — входы техники управления (например, управляющего и ин-
дикаторного блока от поворотного устройства).
Трехступенчатый ограничитель по схеме рис. 7.24 широко при-
меняют на разных линиях. По такой схеме многие фирмы выпуска-
ют готовые модули защиты от импульсов молнии. Для цепей низко-
вольтного питания, медленного управления, индикации и телефон-
ных линий модуль выполняется по схеме рис. 7.24. Для скоростных
цифровых сигналов L1...L4 выбираются минимальными, а варистор
и стабилитрон применяют высокочастотными (включенными в диа-
гональ диодного моста с большим током и малой емкостью).
Если трехступенчатый ограничитель используется на несимме-
тричной линии с хорошей землей, то катушки L3 и L4 заменяются
перемычками, а нижний провод по рис. 7.24 заземляется.
Заключение
Эта книга написана для тех, кому приходится на практике
бороться с электромагнитными помехами. Она, конечно, не ис-
черпывает всех возможных задач электромагнитной совместимо-
сти. Да это и невозможно сделать. Таких задач чрезвычайно много
и почти каждая из них в той или иной мере уникальна.
Материал этой книги поможет вам (да-да, именно вам, читаю-
щим эти строки) понять, что происходит именно в вашем конкрет-
ном случае и выбрать адекватные инструменты и методы решения.
Не огорчайтесь, если сразу не получится. По практическому опы-
ту авторов, задачи ЭМС требуют множества разных шагов. И еще
хорошо, если этих шагов будет лишь один десяток. Дело даже
не в том, что трудно сразу выбрать правильные решения (хотя это
действительно нелегко). А в том, что почти всегда помехи имеют
несколько разных источников и путей проникновения. И даже пра-
вильный шаг устраняет только один из них. А для устранения влия-
ния остальных нужны другие правильные шаги. Основным инстру-
ментом для этого являются знания и опыт.
В этой книге авторы делятся своим более чем двадцатилетним
опытом в области ЭМС л надеются, что он будет вам полезен и уско-
рит решение ваших конкретных задач.
Материал книги готовился тщательно. Тем не менее, полностью
исключить погрешности и опечатки нельзя (они как помехи, мо-
гут самым неожиданным образом просочиться через все защиты
и проверки). Если вы обнаружите погрешности, дайте знать авто-
рам или издательству.
А нам здесь осталось поблагодарить людей, без понимания
и помощи которых эта книга была бы невозможна: коллег за пло-
дотворные дискуссии и совместную работу, своих спутниц жизни
за их терпение, заботу и поддержку.
Литература и ссылки
1. Гончаренко И.В. Антенны КВ и УКВМ.: Радиософт, 2016.
2. Гончаренко И.В. Безопасное расстояние, http://dl2kq.de/ant/3-92.htm.
2014.
3. Clayton R. Paul. Introduction to electromagnetic compatibility— New Jersey:
John Wiley & Sons, 2006.
4. Шапиро Д.Н. Электромагнитное экранирование — Долгопрудный: Интел-
лект, 2010.
5. Constantine A. Balanis. Modern Antenna Handbook — New Jersey: John Wiley
& Sons, 2008.
6. Гончаренко И.В. Уравнения Максвелла и их физический смысл, http://
dl2kq.de/ant/3-74.htm. 2013.
7. Гончаренко И.В. Звон LC фильтра по питанию, http://dl2kq.de/ant/3-66.
htm. 2012.
8. Гончаренко И.В. Фильтры гармоник для РА. http://dl2kq.de/pa/l-18.htm.
2013.
9. Гончаренко И.В. Режекторные ТВ фильтры, http://dl2kq.de/ant/3-42.htm.
2014
10. Гончаренко И.В. Прием около источников помех, http://dl2kq.de/ant/3-73.
htm. 2013.
11. Mori M.f Schewelew A.r Gontcharenko I. Программа моделирования антенн
MMANA-GAL. http://gal-ana.de/promm/indexr.htm. 2000—2016.
12. Гончаренко И.В. Усилитель приемной антенны, http://dl2kq.de/ant/3-96.
htm 2014.
13. Гончаренко И.В. Прибор для фазирования антенн, http://dl2kq.de/ant/3-
15.htm 2012.
14. Карякин Р.Н. Справочник по молниезащите.— М.: Энергосервис, 2005.
15. Anderson R., Eriksson A. Lightning parameters for engineering application.
Electra. 1980 r., 59. C. 65-102.
16. DEHN + SOHNE. Lightning Protection Guide. 3rd. 2014.
17. Рэд Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике /Пер.
с нем.— М.: Мир 1990.
18. Колесников Е.П. Передача мощности от точечного источника через круглое
отверстие в экране / Космонавтика и ракетостроение, вып. 6 (89), 2014.
ИЗДАТЕЛЬСТВО «РАДИОСОФТ»
http: //www. radiosoft.ru
Отдел реализации
тел ./факс: (499) 177-4720 e-mail: real@radiosoft.ru
Адрес и телефон для заявок на книги по почте:
109125 Москва, Саратовская ул., д. 6/2,
издательство «РадиоСофт»
тел: (499) 177-4720 e-mail: post@radiosoft.ru
Издательство «РадиоСофт» выпускает
«КАТАЛОГ ТЕХНИЧЕСКОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
ПО ЭЛЕКТРОТЕХНИКЕ, РАДИОЭЛЕКТРОНИКЕ,
ВЫЧИСЛИТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКЕ
И ПРОГРАММИРОВАНИЮ»,
в котором представлена профессиональная
и любительская литература
ведущих российских издательств
Каталог выхолит два раза в год — весной и осенью
Вы можете получить каталог
в бумажном или электронном виде,
заказав его по указанному выше адресу
бесплатно!
ГОНЧАРЕНКО Игорь Викторович /DL2KQ, RA3S/
КУПИН Михаил Николаевич /R3AS/
ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ
Ответственный за выпуск А. А. Халоян
Компьютерная верстка О.В. Лукьянова
Дизайн обложки Л.К. Абдрашитова
Сдано в набор 12.01.2018. Подписано в печать 21.03.2018.
Формат 60 х 90/16. Гарнитура «Franklin Gothic*. Бумага офсетная.
Печать офсетная. Печ. л. 25,0. Тираж 500 экз.
Издательское предприятие «РадиоСофт»
109125, Москва, Саратовская ул., д. 6/2
http://www.radiosoft.ru
Настоящая книга посвящена вопросам
электромагнитной совместимости
различных устройств. Рассмотрены вопросы
анализа и расчета взаимных помех,
локализации их источников и снижения
уровня до приемлемых величин.
Книга предназначена для широкого круга
специалистов, радиолюбителей и студентов,
которые занимаются вопросами борьбы
с различными электромагнитными помехами.
наши книги на www.radiosoft.ru